CAPITOLUL 5. CONVERTOARE ELECTRONICE DE PUTERE DE C.A./C.C. (REDRESOARE, INVERTOARE ŞI FILTRE ACTIVE). CU TRANSFER DE ENERGIE BIDIRECŢIONAL PENTRU LINII DE DISTRIBUŢIE DE C.C. (MODELARE ŞI SIMULARE)
Conţinut 5.1. Introducere 5.2. Generalităţi despre convertoare statice c.a./c.c. şi c.c./c.a. 5.3. Topologii uzuale de convertoare statice de c.a. cu circuit intermediar de c.c. 5.4. Invertorul de tensiune în punte trifazată pentru modulaţia în lăţime a pulsului 5.4.1. Funcţionarea invertorului trifazat de tensiune 5.4.2. Comanda invertorului trifazat de tensiune pentru modularea pulsului 5.4.3. Modelarea invertorului de tensiune 5.5. Modelarea şi simularea procedurilor de modulaţie în lăţime a pulsului 5.5.1. PWM de tensiune cu undă purtătoare cu regulatoare bipoziţionale simple 5.5.2. PWM cu reacţie de curent cu regulatoare bipoziţionale cu histerezis 5.5.3. PWM cu undă purtătoare de curent cu regulatoare bipoziţionale simple 5.5.4. PWM de curent cu frecvenţă constantă cu regulatoare bipoziţionale sincronizate 5.5.5. PWM cu reacţie de curent optimizat prin decalarea comutării fazelor 5.6. Modelarea convertoarelor electronice de putere bidirecţionale de c.c./c.a. şi c.a./c.c. 5.6.1. Modelarea convertorului compus dintr-un redresor PWM şi invertor PWM 5.6.2. Modelarea convertorului de reţea cu pulsuri de curent de 120° cu filtrarea activă a curentului 5.6.3. Modelarea CSF hibrid cu două circuite intermediare separate cu filtrarea activă a curentului motorului 5.6.4. Modelarea CSF hibrid cu circuite intermediare cuplate cu filtrarea activă a curentului motorului şi a reţelei de c.a. 5.7. Simularea transferului bidirecţional al energiei unei linii de distribuţie de c.c. cuplată la reţeaua de c.a. şi consumatori de c.a. prin convertoarelor electronice de putere 5.7.1. Simularea liniei de.c.c. alimentat de un redresor PWM pentru o acţionare multimotor de c.a. 5.7.2. Simularea liniei de c.c. alimentată de la un redresor de reţea cu pulsuri de curent de 120° cu filtrarea activă a curentului pentru acţionări de c.a. cu invertoare PWM 5.7.3. Simularea liniei de c.c. pentru alimentarea convertorului hibrid cu circuite intermediare de c.c. cuplate cu filtrarea activă a curentului motorului şi a reţelei 5.7.4. Simularea invertorului hibrid tandem cuplat la o linie de c.c. cu filtrarea activă a curentului liniei de c.a. şi a motorului de acţionare 5.8. Concluzii la modelarea şi simularea convertoarelor de electronică de putere cuplate la liniile de distribuţie de c.c. 5. B. Bibliografie
5. 1
5.1. Introducere O reţea la tensiune continuă, care este alimentată de la diverse tipuri de generatoare de putere mică (până la 100 kW) şi care utilizează în primul rând surse regenerabile, echipamente de stocare a energiei şi consumatori (receptoare) la joasă tensiune, cum sunt cele casnice sau industriale de putere mică, conţine elemente de electronică de putere: convertoare statice de diferite tipuri şi cu diferite funcţii, filtre active şi acumulatoare de energie realizate cu dispozitive semiconductoare în comutaţie. Dacă reţeaua de tensiune continuă de configuraţie specială este un sistem cu trei conductoare +360V/0/-360V, care furnizează energia electrică la o tensiune de 720 V, atunci alimentarea la nivele corespunzătoare de tensiune alternativă a consumatorilor monofazaţi (230V, 50Hz) şi a echipamentelor industriale ale acţionărilor electrice reglabile trifazate (3x400V) impune utilizarea unor invertoare (convertoare de c.c./c.a.) mono-, respectiv trifazate, care în general sunt realizate cu dispozitive semiconductoare în comutaţie forţată. Consumatorii casnici monofazaţi cu puteri de ordinul 1 kVA pot fi alimentaţi individual, adică fiecare de la un invertor monofazat în punte realizat cu câte 4 dispozitive comandabile (preţul invertoarelor monofazate permite acest lucru), dar o altă soluţie mai convenabilă ar fi alimentarea unui grup de consumatori printr-un singur invertor cu patru poli cu o ieşire trifazată pe patru conductoare, realizat cu 8 dispozitive comandabile. Ambele variante conţin câte o diodă în circuitul de curent continuu, pentru anularea influenţei unui curent de scurt-circuit pe partea de curent continuu. Pentru consumatorii industriali care includ acţionări cu motoare de c.a. trifazat cu viteză reglabilă soluţia optimă ar consta în utilizarea invertoarelor incluse în echipamentul de alimentare a maşinii electrice, direct de la 720 V tensiune continuă. Deoarece un acest tip de acţionare poate funcţiona cu transfer bidirecţional de energie, o singură diodă nu ar fi suficientă pentru a anula influenţa curentului de scurt-circuit, astfel că se impune folosirea modulelor cu IGBT-uri in circuitul de c.c.. Deoarece micro-reţeaua de curent continuu se va alimenta şi de la generatoare de energie electrică de c.c. (panouri cu celule fotoelectrice şi celule cu combustibil) cu nivele diferite de tensiune, va fi necesară utilizarea şi a unor convertoare cu ieşire în curent continuu (convertoare c.c./c.c. de 720/360 V) bidirecţionale, pentru a putea integra şi elementele de stocare a energiei, în cazul în care acest lucru este posibil. Pentru interconectarea directă a micro-reţelei de 720Vcc cu reţeaua de distribuţie de 380V este nevoie de un convertor trifazat (convertor c.a./c.c. cu transfer de energie bidirecţional) comandat cu undă modulată în lăţime (în regim PWM) cu curent sinusoidal şi la factor de putere maxim, care va încărca condensatorul filtru de tensiune pe partea de c.c. (Voltage Booster). ca
5. 2
Pentru transportul energiei electrice din micro-reţeaua de c.c. în reţeaua de distribuţie de medie tensiune (la frecvenţa industrială,50Hz) se propune utilizarea unui convertor electronic de putere (CEP) cu circuit intermediar (c.i.) de c.a. de tensiune compatibilă cu reţeaua de distribuţie (de ordinul kV) şi frecvenţă înaltă (15kHz), unde gabaritul transformatorului este redus. Astfel devine posibil transportul în c.c. la tensiune înaltă prin transformarea energiei electrice până la urmă în trei trepte (c.a./1c.c./2c.a./3c.c.) şi invers, ceea ce permite transferul energiei în ambele sensuri.
5.2. Generalităţi despre convertoare statice c.a./c.c. şi c.c./c.a. Pentru un consumator la tensiune alternativă, sursa primară de energie poate fi reţeaua de alimentare de c.a. – de obicei trifazată – sau o sursă electrochimică de c.c. In ambele cazuri, pentru alimentarea consumatorului este nevoie de un invertor (convertor de c.c./c.a).. Pentru primul caz este nevoie de un c.i. de c.c. alimentat de la un redresor, adică de un convertor c.a./c.c.. Dacă este vorba de un sistem de acţionare electrică, acesta se va alimenta de la un convertor static de frecvenţă (CSF) cu c.i. de c.c., care va converti energia de c.a. de la tensiunea şi frecvenţa nominală (constantă) a reţelei într-o formă de energie cu parametrii (tensiune, frecvenţă, curent, putere, etc.) controlabili necesari motorului de acţionare de c.a. Mărimile de comandă ale CSF sunt generate de către o structură de control al acţionării electrice. Astfel se poate considera că CSF are rolul unui amplificator, iar din punctul de vedere al teoriei sistemelor de reglare automată reprezintă elementul de execuţie pentru maşina electrică, care la rândul său comandă procesul tehnologic acţionat. Majoritatea acţionărilor moderne folosesc CSF cu c.i. de c.c. cu caracter sursă de tensiune, având spre motor un invertor de tensiune (VSI) cu modulaţia în lăţime a pulsului (PWM). Majoritatea maşinilor uzuale de c.a., care sunt controlate direct în curent, din punct de vedere al regimului tranzitoriu prezintă performanţe superioare faţă de cele controlate propriu-zis în tensiune, deoarece se elimină fenomenele dinamice legate de stator (efectele rezistenţei şi inductanţei statorice, tensiunii electromotoare induse). Comanda în tensiune a motorului de acţionare permite formarea liberă a curenţilor absorbiţi, care în special în timpul regimurilor tranzitorii devin mai puţin controlabili şi pot lua valori periculoase pentru dispozitivele de comutaţie statică din invertor sau chiar pentru motor. Deci este necesar controlul curentului şi limitarea acestuia la valori admisibile. Din cele de mai sus rezultă că este de dorit ca invertorul care alimentează motorul de acţionare să posede capacitatea (directă sau indirectă) de controlabilitate a curentului. Dacă în plus trebuie asigurată calitatea energiei absorbite din reţea, atunci se va utiliza un redresor a cărui schemă este identică cu cea a invertorului dinspre motor, care de asemenea va lucra cu modulaţie în lăţime a pulsului pentru a realiza curent sinusoidal la intrare şi un factor de putere maxim. Cele două convertoare separate de c.i. de c.c. au structură identică care pot permite transferul energiei în ambele sensuri, cu proceduri de modulaţie a pulsului identice, numai buclele de reglare ale celor două convertoare sunt diferite. Fiind montate practic în antiparalel, unul va fi totdeauna în regim de redresor, iar celălalt în regim de invertor. La inversarea sensului de transfer al energiei rolurile se vor schimba. Din acest motiv se pot descrie cu model matematic şi structură de simulare identice, asemenea filtrelor active, care sunt realizate cu VSI-uri.
5. 3
5.3. Topologii uzuale de convertoare statice de c.a. cu circuit intermediar de c.c. În general un CSF cu c.i. de c.c. se compune dintr-un redresor şi un invertor. Caracterul invertorului care alimentează motorul este dat de tipul filtrului din c.i.. Invertoarele de tensiune (VSI), ale căror cele mai uzuale variante sunt prezentate în figura 5.1, sunt alimentate de la un c.i. de c.c. cu caracter sursă de tensiune, la care filtrul este un condensator de capacitate mare [13]. Dacă în circuitul intermediar este o bobină cu inductivitate mare, acesta îi conferă caracter de sursă de curent, care va alimenta invertorul de curent (CSI). Variantele cele mai reprezentative de invertoare cu caracter sursă de curent sunt prezentate în figura 5.2.
Figura 5.1. Convertoare cu circuit intermediar cu caracter sursă de tensiune. a) Invertor de tensiune cu comutaţie forţată realizat cu tiristoare convenţionale şi condensatoare de stingere pe fază, pentru puteri mari cu modulaţie în amplitudine a tensiunii având posibilitate de modulaţie pe lăţime cu frecvenţă redusă cu posibilitate de recuperarea a energiei. b) Invertor de tensiune PWM realizat cu tranzistoare bipolare pentru puteri mijlocii cu posibilitate de recuperarea a energiei. c) Invertor de tensiune PWM realizat cu MOS-FET pentru puteri mijlocii şi mici, cu rezistenţă de frânare. d) Invertor de tensiune PWM realizat cu IGBT pentru puteri mijlocii şi mici, cu posibilitate de recuperare a energiei şi curent sinusoidal şi factor de putere unitar.
Figura 5.2.
Convertoare cu circuit intermediar de c.c. cu caracter sursă de curent pentru acţionări de putere mare. a) Invertor de curent cu comutaţie autonomă / auto-secvenţială realizat cu tiristoare convenţionale şi condensatoare de stingere între faze, varianta clasică (din anii 60).
b) Invertor de curent cu comutaţie forţată realizat cu tiristoare GTO şi condensatoare de filtrare a curentului la ieşirea invertorului.
5. 4
În acţionări electrice cu maşini de putere mare invertorul PWM-VSI poate fi utilizat în tandem cu un convertor PAM-CSI [81], [25].
5.4. Invertorul de tensiune în punte trifazată pentru modulaţia în lăţime a pulsului Configuraţia invertorului este prezentată în figura 5.3. Acesta este construit din trei braţe. Fiecare braţ corespunde unei singure faze a invertorului în semipunte. În acest caz punctul median Oc considerat punctul nul al circuitului intermediar de c.c. este virtual, deoarece sarcina trifazată (aici statorul motorului de c.a.) este conectată în stea cu punctul neutru izolat Os. 5.4.1. Funcţionarea invertorului trifazat de tensiune Fiecare braţ de invertor are două ramuri, una superioară şi una inferioară, conectate la bara pozitivă respectiv negativă a circuitului intermediar de c.c. Toate 6 ramuri conduc bidirecţional dar sunt controlate doar unidirecţional cu ajutorul unui (IGBT) sau două dispozitive semiconductoare (montate în antiparalel). Dispozitivele comandabile de sus şi de jos din fiecare braţ sunt conectate („on”) sau deconectate („off”) alternativ în întreaga perioadă a fundamentalei. Tensiunea maximă de ieşire se poate obţine în funcţionare cu undă plină în şase tacturi pe o perioadă, fiecare dispozitiv de comutaţie conducând 1800, conform figurii 5.4. Stările de comutaţie ale braţelor invertorului pot fi observate din diagrama tensiunilor u1, u2 şi u3 măsurate la ieşirea invertorului cu respectarea punctului median virtual al circuitului intermediar de c.c. Unda de tensiune este pătratică sau în trepte în funcţie de nulul de referinţă ales. Pulsurile dreptunghiulare au două niveluri de tensiune ±Ud/2. Aceste unde de tensiune formează un sistem trifazat simetric şi au componentă de secvenţă zero (homopolară), determinată de diferenţa de potenţial dintre punctul median Oc al circuitului intermediar de c.c. şi punctul neutru Os al sarcinii. Aceste tensiuni conţin armonici de ordinul trei şi multiplu de trei.
Figura 5.3.
Invertor trifazat în punte cu IGBT.
Conform figurii 5.4 tensiunile de fază statorice, pot fi exprimate astfel: u s1, 2 , 3 =u1, 2 , 3 −u0 ,
(1)
Se observă că semnalele nu au componentă de secvenţă nulă, prin urmare nu conţin armonici de ordinul trei. De aceea punctele Oc şi Os nu trebuie scurtcircuitate. Undele tensiunii de fază sunt
5. 5
formate din şase pulsuri având patru nivele de tensiune ±
1 2 U d şi ± U d [9], [49]. 3 3
Abordarea cea mai potrivită ca simplitate de calcul a acestui sistem trifazat de tensiune este cea care utilizează fazori spaţiali . Fiecărei şesimi de perioadă a fundamentalei îi corespunde o poziţie fixă a fazorului spaţial de tensiune, rezultând o formă hexagonală pentru traiectoria vârfului vectorului, prezentat în figura 5.5.
Figura 5.4. Variaţia tensiunii de ieşire a invertorului şi a tensiunii de fază a sarcinii.
Figura 5.5.
Diagrama fazorului spaţial al tensiunii de ieşire a invertorului funcţionând cu undă plină pătratică în şase tacturi. Modulul fazorului spaţial al tensiunii fixe rezultă din:
5. 6
∧
uF
u 1, 2.... 6 = u
max
2 = Ud . 3
(2)
Sistemul trifazat al fundamentalelor corespunzătoare undei pline în şase tacturi nemodulate, conform figurii 5.5 este reprezentată de un cerc cu rază (uˆ F ) f 6 s care corespunde valorii maxime a amplitudinii (valorii de vârf) a componentei fundamentale:
(u F ) f 6 s =
2 Ud , π
(3)
iar armonica de ordinul trei are amplitudinea dată de relaţia: u H 3 f 6s ∧
∧ u F f 6s 2 . = = Ud 3 3π
(4)
Prin urmare amplitudinea fundamentalei este reglabilă folosind o procedură de modulaţie pe lăţime a pulsului. În acest caz cele două dispozitive dintr-o ramură a invertorului sunt comutate „on” şi „off” alternativ mai mult de o dată într-o perioadă fundamentală. 5.4.2. Comanda invertorului trifazat de tensiune pentru modularea pulsului Unda modulată pe lăţime are cinci nivele şi este prezentată în figura 5.6. Semnalele tensiunilor de fază modulate pot conţine pulsuri de tensiune care depăşesc înfăşurătoarea celor 6 tacţi al undei pline. Nivelul de tensiune zero, care n-a existat în unda plină, este caracteristic numai funcţionării în regim PWM şi produce starea cu vectorul nul uo (vezi figura 5.5) [9].
Figura 5.6.
Pulsuri de tensiune bipolare cu 5 nivele generate de un invertor PWM trifazat în tensiunile pe fază ale unui receptor cu punctul neutru izolat.
Nivelul de tensiune zero apare în toate cele trei faze în acelaşi timp şi corespunde stării de liberă rotire a motorului, care este separată de sursa de c.c. - stare realizată prin activarea tuturor dispozitivele inferioare sau celor superioare ale punţii invertoare. În acest caz terminalele de ieşire ale receptorului sunt scurtcircuitate şi rezultă fazorului spaţial nul, corespunzător stărilor u8 sau u7, prezentate în tabelul 5.1.
5. 7
Tabelul 5.1 Poziţiile fazorului spaţial u0= u8 u1 u2 u3 u4 u5 u6 u0= u7
Stările comutaţie fazelor 1 2 0 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 1 1
de ale
Tensiunile de ieşire invertorului (mărimi raportate) u1 u2 u3 -1 -1 -1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 -1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 +1 +1 +1 +1
3 0 0 0 0 1 1 1 1
ale
Amplitudinea fazorului spaţial u 0
4 3
0
În total există două stări de tensiune nule şi şase stări de bază nenule ale fazorului spaţial de tensiune, care în total înseamnă opt configuraţii topologice ale circuitului invertorului realizat prin diferite stări de comutaţie ale celor 6 braţe. Tensiunile celor trei faze ale sarcinii nu pot fi considerate independente deoarece orice schimbare în stările de comutaţie ale unui braţ al invertorului influenţează celelalte două tensiuni de fază. Dependenţa între cele trei tensiuni de fază este determinată matematic de expresia componentei homopolare a tensiunii. Orice fazor spaţial impus poate fi realizat prin modulaţie considerând valoarea medie a fazorilor corespunzătoare laturilor adiacente şi vectorii nuli. Dacă vârful fazorului impus este situat pe hexagon, vectorii nuli nu intră în calcul. Prin urmare poziţia unghiulară şi lungimea fazorului spaţial poate fi aleasă arbitrar, deci în interiorul hexagonului pot fi consideraţi ca generaţi instantaneu fazori spaţiali în orice direcţie şi cu orice amplitudine. Adâncimea (indicele) de modulaţie este raportul tensiunilor de reglare şi poate fi definit ca valoarea raportată a amplitudinii fundamentalei: ∧
∧
u F 2u F M= = UB Ud
(5)
Indicele de modulaţie poate fi modificat teoretic de la zero până la valoarea nemodulată dată de expresia: 4 M ∈0 , (6) π incluzând şi regiunea supramodulată. Supramodularea este tranziţia de la unda modulată la forma dreptunghiulară plină corespunzătoare celei nemodulate. În regiunile de supramodulţie extremă componenţa în armonici se deplasează spre frecvenţe joase care cresc în amplitudine. Aproximând procedeul de modulaţie prin intermediul fazorului spaţial, este evident că prin mărirea indicelui de modulaţie durata vectorului de stare zero scade. Acesta devine zero, când fazorul spaţial impus atinge laturile hexagonului (indicat cu linie întreruptă). Cercul înscris dă următoarea valoare a indicelui (adâncimii) de modulaţie:
M OthML =
2 ≅1,15 3
care corespunde limitei teoretice de supramodulaţie.
5. 8
(7)
În cazul modulaţiei sinusoidale cu undă purtătoare regiunea liniară este în interiorul cercului cu rază Ud /2, care atinge hexagonul interior. Limita regiunii liniare modulate este dată de MLML=1. Peste această valoare apare regiunea neliniară, unde unda modulată nu poate realiza toate pulsurile date de semnalul undei purtătoare. Cele două metode de modulaţie mai sus menţionate (cu undă purtătoare şi vectorul spaţial) pot duce la aceeaşi rezultat de modulaţie, numai modul de abordare sau procedura de calcul diferă. Supramodulaţia (M>1): în regim de supramodulaţie, amplitudinea tensiunii de comandă poate depăşi pe cea a undei purtătoare. Spre deosebire de regiunea liniară, în acest mod de funcţionare amplitudinea fundamentalei nu va creşte proporţional cu indicele de modulaţie. Acest lucru se poate observa în figura 5.7. în care este reprezentată variaţia raportului dintre valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie Ul şi a tensiunii circuitului intermediar de c.c. Ud în funcţie de indicele de modulaţie M [67]. Pentru valori suficient de mari ale lui M unda PWM degenerează într-o formă de undă pătratică. Acest punct îi corespunde unei valori a tensiunii de linie Ul =0.78 Ud. În regiunea de supramodulaţie în comparaţie cu cea lineară (M ≤ 1), apar componente armonice suplimentare Totuşi, aceste armonici nu au o amplitudine la fel de mare ca şi cele care apar în regiunea lineară, motiv pentru care pierderea de putere datorată acestor armonici nu vor fi la fel de mare, în regiunea de supramodulaţie, precum ar sugera prezenţa acestor componente suplimentare. În funcţie de tipul sarcinii şi de frecvenţa de comutaţie, pierderile datorate acestor armonici pot fi chiar mai mici decât cele din regiunea liniară [81].
Figura 5.7. Raportul valoarea efectivă a tensiunii de linie şi tensiunea din c.i. de c.c. în funcţie de indicele de modulaţie: Uli Ud = f(M). Funcţionarea cu undă plină pătratică a invertorului PWM trifazat: în cazul în care tensiunea Ud poate fi controlată, invertorul trifazat prezentat în figura 5.3 poate funcţiona cu undă pătratică. Totodată, pentru valori suficient de mari ale indicelui de modulaţie M, semnalul PWM poate degenera într-o formă de undă pătratică. În acest caz fiecare dispozitiv va conduce pe o perioadă de 180° (adică rată de conducţie de 50%). Ca urmare, în orice moment sunt trei dispozitive amorsate. În acest mod de funcţionare invertorul nu poate controla amplitudinea tensiunii de ieşire. Din această cauză tensiunea continuă de la intrarea invertorului trebuie controlată pentru a puterea asigura controlul amplitudinii tensiunii de ieşire. Valoarea efectivă a tensiunii de linie în acest regim de funcţionare va fi:
5. 9
Ul =
3 4 Ud 6 = U d ≅ 0.78U d π 2 π 2
(8)
Tensiunea de linie nu va depinde de sarcină, şi va conţine armonici, ale căror amplitudine va scădea invers proporţional cu ordinea lor [67]. 5.4.3. Modelarea invertorului de tensiune Modelarea invertorului s-a făcut din punctul de vedere al principiului de funcţionare, considerând dispozitivele semiconductoare comutatoare ideale, care pe o fază a invertorului lucrează în antifază fără timp mort [34]. Logica de comandă pe cele trei faze, care rezultă din comanda PWM, constă în paramterul m care se înmulţeşte cu tensiunea de intrare a invertorului, (tensiunea circuitului intermediar de curent continuu Ud ), rezultând astfel cele trei tensiuni de ieşire ale invertorului, cum este reprezentat în figura 5.8.
C
ud m
ud
l o g 1 , 2 , 3
m
lo
g
1
, 2
ud 2
, 3
1 , 0 ( + 1 , u1
t .
- 1 ) u1
, 2 , 3
, 2 , 3
a) Simbolul blocului b) Structura de simulare Figura 5.8. Schema de simulare a invertorului trifazat de tensiune.
Logica de comandă mlog1,2,3, se înmulţeşte cu tensiunea Ud , dacă aceasta este (1, 0), rezultând la ieşire (Ud, 0) şi reprezintă tensiunea de ieşire măsurată faţă de bara negativă a circuitului intermediar de c.c., iar dacă logica de comandă este bipolară (+1, -1), acesta se va fi înmulţi cu jumătatea tensiunii circuitului intermediar, rezultând la ieşire tensiune bipolară
U d U d ,− 2 2
, în cazul în care tensiunea de ieşire a invertorului este considerată faţă de punctul
median al circuitului intermediar de c.c. Tensiunea pe fazele sarcinii trifazate se pot calcula din cele de ieşire ale invertorului numai dacă se cunoaşte conexiunea fazelor. În aceste calcule de obicei intervine şi componenta de secvenţă nulă („zero sequence component”) a tensiunii sau a curentului.
5.5. Modelarea şi simularea procedurilor de modulaţie în lăţime a pulsului Procedurile PWM utilizate pentru comanda invertoarelor de tensiune sunt de o mare diversitate, în practică însă se utilizează doar câteva dintre ele. Acestea în general se împart în două categorii mari [9]: a) PWM de tensiune: modulaţia în lăţime a pulsului de tensiune este realizată în buclă deschisă [10]; b) PWM de curent: modulaţia pulsului de tensiune se realizează în buclă închisă cu reacţie de curent [11], [12].
5. 10
În cele din urmă se vor trata variante de proceduri de modulaţie în lăţime a pulsului, cu care au fost realizate structurile de simulare ale invertoarelor, respectiv care se pot implementa în echipamente de comandă numerică, 5.5.1. PWM de tensiune cu undă purtătoare cu regulatoare bipoziţionale simple În cazul PWM-ului de tensiune în buclă deschisă invertorul îşi păstrează caracterul de sursă de tensiune, metoda potrivită pentru sarcini cu cuplu variabil. Varianta devenită deja clasică are originea în bine cunoscuta metodă PWM cu undă purtătoare, utilizată iniţial numai în electronica de semnal. Aceasta a fost extinsă şi în domeniul electronicii de putere pentru comanda invertoarelor de tensiune. Prezentând caracter vectorial se pretează şi în sisteme de reglare cu orientare după câmp. Caracterul vectorial se datorează faptului că lucrează cu toate cele trei unde instantanee care definesc fazorul spaţial [13]. O dată cu răspândirea aplicaţiilor pe baza teoriei fazorului spaţial, a fost concepută şi o procedură de modulaţie vectorială propriu zisă, bazată pe teoria fazorului spaţial, definit la maşinile trifazate de curent alternativ. Această procedură a fost denumită în literatura internaţională modulaţie cu vector spaţial (SVM - „Space Vector Modulation”) sau simplu PWM vectorial. Ambele metode necesită la intrare semnale cu caracter trifazat, care pot fi simbolizate cu fazorul spaţial al tensiunii. Prin urmare tensiunea de ieşire a invertorului (sau a unui „chopper” pentru motor de c.c.) poate fi realizată prin intermediul modulaţiei cu undă purtătoare sau cu cea vectorială (numai pentru maşini trifazate de c.a.) pe baza teoriei fazorilor spaţiali. Ambele proceduri sunt cu perioadă de eşantionare constantă, ceea ce înseamnă că aceste metode sunt metode PWM propriu-zise. Datorită absenţei reacţiei proprii a convertorului PWM, este recomandată utilizarea unei bucle de curent extern invertorului pentru curentul (valoarea efectivă) statoric în sistemele de reglare scalară, respectiv două bucle de curent pentru cele două componente ale fazorului spaţial în sistemele de reglare vectorială. În consecinţă, eroarea de tensiune care apare datorită tensiunii „tăiate” de invertor fără reacţie poate fi compensată prin controlul curentului motorului [9]. Principiul de funcţionare a procedurii modulaţiei cu undă purtătoare constă din următoarele: unda modulatoare este dată de tensiunea de referinţă uRef , care este comparată cu o undă purtătoare uCr, iar diferenţa dintre cele două semnale va fi mărimea de intrare a unui regulator bipoziţional simplu „on-off”, care la ieşire generează logica de comandă mlog a invertorului [11], [12]. Matematic logica de comandă a invertorului este descrisă de expresiile:
− 1, d aă cuc r< u R e; f m l o g= R ef 1 , d aă cuc r> u .
(9)
În cazul unui motor de c.a. sunt trei semnale modulatoare, corespunzătoare valorilor instantanee ale tensiunilor de fază, cum se poate observa şi în figura 5.9. Unda purtătoare poate fi generată sincron sau asincron (adică independent) faţă de semnalul modulator, funcţia de referinţă la intrarea modulatorului. Dacă frecvenţa undei purtătoare este de peste 20 de ori mai mare decât frecvenţa fundamentalei undei pe care trebuie să genereze modulatorul, atunci se poate aplica procedura în asincron, ceea ce simplifică foarte mult generarea logicii PWM pentru comanda invertorului [11], [12].
5. 11
Figura 5.9.
Modulaţie în buclă deschisă cu undă purtătoare de tensiune.
Metoda se poate aplica şi la receptoarele de curent continuu la comanda „chopper”-elor. În curent continuu de obicei se utilizează unda purtătoare de formă dinte de fierăstrău, dar în curent alternativ se preferă forma de triunghi isoscel [11], [12]. Validarea modelului invertorului de tensiune în regim PWM cu undă purtătoare de tensiune s-a făcut prin simulare. Rezultatele obţinute prin simularea funcţionării invertorului sunt prezentate în figura 5.10.
a) Tensiunea de referinţă pe faza a şi curenţii de fază.
5. 12
b) Unda purtătoare şi curenţii de sarcină în fazele în regim stabilizat.
c) Tensiunea şi curentul pe faza a a sarcinii. Figura 5.10. Rezultate simulate pentru VSI cu PWM cu referinţe de tensiune în sistem trifazat echilibrat şi cu sarcină trifazată echilibrată. Pe diagrame din figura 5.10 se poate observa diferenţa de fază între tensiune şi curent, determinat de caracterul inductiv al sarcinii. 5.5.2. PWM cu reacţie de curent cu regulatoare bipoziţionale cu histerezis La început această metodă a fost realizată analogic, dar în prezent este de preferat implementarea pe echipamente cu procesare digitală. În mod clasic, aceasta este cea mai simplă realizare a controlului “bang-bang” de curent, utilizând pentru fiecare fază un regulator bipoziţional cu histerezis. Curentul de ieşire va urma valoarea de referinţă în interiorul benzii de histerezis. Logica de comandă a invertorului poate fi descrisă în felul următor [10]:
R ef ∆i 0 , i > i ; s a,b,c s a,b,c + 2 ml o g= 1, i < i R e f − ∆ i . s a,b,c s a,b,c 2
(10)
În figura 5.11 este prezentată structura de simulare a modelului matematic al invertorul trifazat PWM cu reacţie de curent la alimentarea unei maşini trifazate de c.a. cu neutrul izolat. Cu toate că la prima vedere fiecare fază comută independent, ele sunt totuşi dependente una de alta datorită conexiunii în stea; pulsaţia curentului nu poate fi controlată astfel încât ea să se menţină în interiorul histerezisului, iar această pulsaţie poate fi chiar dublă. În acelaşi moment pot avea loc simultan două sau chiar trei comutaţii, care pot determina pierderi de comutaţie suplimentare în invertor. Deoarece comutaţia fazelor nu are loc secvenţial, câmpul învârtitor va prezenta salturi fie prea înainte fie prea înapoi, şi în consecinţă motorul se va accelera şi decelera tot timpul. Acest lucru conduce la o pulsaţie accentuată a vitezei şi a cuplului maşinii, motiv pentru care calitatea acţionării va avea de suferit.
5. 13
În figura 5.12 pot fi observate variaţiile în timp ale semalelor obţinute prin simularea curentului de referinţă şi a celui de pe faza „a” a motorului, respectiv tensiunea de ieşire pe faza „a” a invertorului. Fazorul spaţial al curentului statoric este prezentat în figura 5.13. Controlul erorii curentului prescris este posibil numai dacă tensiunea circuitului intermediar de c.c. este suficient de înaltă pentru „a domina” tensiunea electromotoare a sarcinii. Faza cu cea mai înaltă tensiunea electromotoare rămâne cuplată pe o bară a circuitului intermediar de c.c.; cu toate acestea evoluţia curentului de fază nu mai este controlată de stările de comutare a acestei faze. Atunci când conectarea directă dintre neutrul sarcinii şi punctul de centru al circuitului intermediar de c.c. este realizată, cele trei faze sunt decuplate şi pot funcţiona independent. În acest caz regulatorul bipoziţional de curent al fiecărei faze este capabil de a face să conducă curentul lui în interiorul benzii de histerezis, dar curentul de sarcină este afectat de armonici multiplu de trei [33].
Figura 5.11.Invertor PWM cu controlul curentului în buclă închisă cu regulatoare bipoziţionale cu histerezis
5. 14
Figura 5.12. Formele de undă simulate pe faza a a curentului de referinţă, a curentului de din motor, respectiv a tensiunii de ieşire din invertor
Figura 5.13. Diagrama fazorului spaţial al curentului statoric simulat
5.5.3. PWM cu undă purtătoare de curent cu regulatoare bipoziţionale simple Principiul procedurii de modulaţie se poate urmării din figura 5.14. [10].
Figura 5.14. Forme de undă teoretice pentru PWM cu undă purtătoare d€e curent. În scopul evitării frecvenţelor înalte de comutaţie, regulatoarele de curent vor fi constrânse să funcţioneze la frecvenţă de comutaţie constantă, datorită undei purtătoare, care este adăugată referinţei de curent. Amplitudinea undei purtătoare determină lăţimea benzii fictive de histerezis în care va fi generată de curentul de sarcină. Valoarea vârf la vârf a curentului rezultă mult mai mică decât banda de histerezis. În acest caz banda de eroare a curentului nu mai poate fi menţinută constantă, pentru că comutaţiile au loc în interiorul benzii semnalului undei purtătoare. Momentele de comutare sunt generate de un regulator bipoziţional simplu. Modulatorul invertorului de tensiune VSI cu PWM cu undă purtătoare de curent are modelul matematic conform expresiei [10]:
5. 15
R ef ( ) 0 , d a ă c i t > i + iC ;r lo g m = R ef 1, d aă ci( t ) < i + iC ,r
(11)
din care rezultă momentele de comutare, generate de un regulator bipoziţional simplu pentru fiecare fază, conform figurii 5.15, unde o unda purtătoare triunghiulară va fi suprapusă curentului de referinţă. Frecvenţa undei purtătoare de curent va determina valoare medie a duratei perioadei unui puls [10]. De fapt durata pusului variază uşor în jurul valorii medii egală cu valoarea reciprocă a frecvenţei undei purtătoare. Validarea a modelului invertorului de tensiune în regim PWM cu undă purtătoare de curent s-a făcut prin simulare. Această procedură a fost modelată în cadrul unei structuri de control vectorial a motorului sincron cu magneţi permanenţi (MS-MP), care va fi prezentat în capitolul următor. În condiţii de sarcină nominală, acest motor absoarbe un curent de 1.6 A. Pentru unda purtătoare s-a ales o frecvenţă de 2 kHz, şi o amplitudine de 0.5. În figura 5.16 sunt prezentate rezultatele de simulare reprezentative pentru funcţionarea invertorului PWM.
Figura 5.15.
Structura invertorului VSI cu PWM de curent cu undă purtătoare cu regulatoare bipoziţionale simple.
a) Curentul de referinţă şi curentul de sarcină pe una din fazele motorului.
b) Traiectoria fazorului spaţial al curentului statoric.
5. 16
Figura 5.16. Forme de undă teoretice şi rezultate simulate pentru VSI cu PWM de curent cu undă purtătoare alimentând un MSMP comandat vectorial. Această metodă PWM poate fi implementată pe o platformă cu control numeric, datorită frecvenţei de eşantionare constante. 5.5.4. PWM de curent cu frecvenţă constantă cu regulatoare bipoziţionale sincronizate O metodă digitală adecvată de limitare a frecvenţei de comutare poate fi realizată prin utilizarea unui regulator bipoziţional de sincronizare, care permite numai momente de comutaţie la perioade de eşantionare constante date de frecvenţa fixă a tactului, arătată în figura 5.17 [11]. Deoarece frecvenţa de comutare este deja limitată de regulatorul sincronizat, banda de histerezis este redusă la zero, şi chiar poate fi omisă. În consecinţă, vor fi utilizate regulatoare bipoziţionale simple care lucrează după următoarea regulă: mlog=0
dacă
i (t ) > i Ref ;
mlog=1
dacă
i (t ) < i Ref .
(12)
Formele de undă ale curenţilor pentru această metodă sunt prezentate în figura 5.18 [11], [61].
Figura 5.17.
Invertor PWM pentru controlul curentului cu sincronizare bazată pe regulatoare bipoziţionale sincronizate.
Deoarece intervalul de timp minim între două comutaţii succesive este o valoare constantă, frecvenţa limită a invertorului nu poate fi depăşită, dar eroarea de curent rezultă variabilă şi este dependentă în special de valoarea instantanee a tensiunii electromotoare şi de valoarea medie a curentului pe durata unei perioade de eşantionare.
5. 17
Figura 5.18. Forme de undă PWM cu regulatoare bipoziţionale sincronizate. Datorită reacţiei de curent, invertorul cu funcţia de sursă de tensiune va opera similar cu invertorul de tipul sursă de curent. Datorită buclei închise această metodă PWM reglează direct forma undelor de curent. Metoda PWM bazată pe reglarea curentului poate fi aplicată pentru toate tipurile de motoare electrice în acţionări de curent alternativ sau continuu, dar şi pentru receptoare pasive în sisteme mono- sau polifazate. 5.5.5. PWM cu reacţie de curent optimizat prin decalarea comutării fazelor S-a putut vedea în subparagraful 5.5.2, metoda PWM convenţională cu reacţie de curent poate fi îmbunătăţită prin impunerea unei funcţionări la frecvenţă constantă.
Tp
a
a) Secvenţa de comutaţie pe cele 3 b) Fazorul tensiunii statorice faze Figura 5.19. Metoda PWM de curent optimizat. Un dezavantaj al acestei metode de modulaţie este controlul curentului care se realizează separat pe fiecare fază în parte, iar comutaţiile de cele mai multe ori nu au loc secvenţial. Din acest motiv fazorul tensiunii statoric la rândul lui nu va prezenta nici el o variaţie secvenţială, ci în momentul unei comutaţii va putea să treacă în oricare dintre celelalte 5 poziţii posibile. Acest inconvenient poate fi înlăturat prin controlul comutaţiilor pe cele 3 faze astfel încât acestea să nu fie independente, ci să urmărească o regulă predefinită. Acest lucru se poate
b c
5. 18
realiza prin decalarea momentului de comutaţie pe fiecare fază faţă de celelalte cu o treime din perioada de eşantionare, prezentat în figura 5.19.
5.6. Modelarea convertoarelor electronice de putere bidirecţionale de c.c./c.a. şi c.a./c.c. În acest capitol se va prezenta modelarea convertoarelor electronice de putere (CEP) care pot fi cuplate la o reţea sau linie de distribuţie de c.c., fie pentru transferul energiei către un consumator de c.a. (invertor) sau c.c. (variator de tensiune continuă – VTC, adică „Chopper”), fie pentru cuplarea cu reţeaua de c.a. (redresor), respectiv pentru filtrarea activă a curentului dinspre reţeaua de c.a. sau dinspre un motor de acţionare. În cele ce urmează vor fi prezentate diferite configuraţii de convertoare cu circuit intermediar de c.c., cu filtrarea activă a curentului, atât pe partea de consumator de c.a., cât şi pe partea dinspre reţeaua de c.a., CEP care se pretează prin extindere pentru micro-reţele de c.c. [27], [28]. Se va porni de la CSF cu c.i. de c.c., care prin generalizare şi completare vor servi ca modele pentru simularea reţelei cu mai mulţi consumatori şi interconectaţi cu reţeaua de ditribuţie a energiei electrice la tensiune alternativă, pentru recuperarea energiei de la sisteme de acţionare cu motoare de c.a. în regim de funcţionare de frână. 5.6.1. Modelarea convertorului compus dintr-un redresor PWM şi invertor PWM În acţionări de puteri mici şi medii, pentru eliminarea armonicilor curenţilor de linie şi în vederea compensării puterii reactive (la factor de putere unitar), soluţia este aşa numitul convertor „back-to-back” sau cu “double-side” PWM. În această topologie redresorul convenţional cu comutaţie naturală (cu diode sau cu tiristoare) este înlocuit cu un invertor PWM de tensiune funcţionând în regim de redresor (VSR - „Voltage-Source Rectifier”), capabil să asigure transferul bidirecţional al energiei. În figura 5.20 se prezintă schema unui astfel de convertor pentru o acţionare cu motor de inducţie cu control vectorial [74]. Procedura de modulaţie în lăţime este aceeaşi, atât la redresor cât si la invertor, diferă doar buclele de control care generează mărimile de referinţă pentru fiecare convertor în parte. Datorită redresorului PWM, circuitul intermediar va avea o tensiune mai ridicată. Aceasta poate fi cu 10-20% mai mare decât în cazul redresorului cu diode.
5. 19
R
S
e
tde cea . a
i n c
r o
n i z
.
ua RST r e iRST = i VSR ABC
S
iRST
M
ω C F D
O N T R O L U L I L T R U L U I RL EA T E A
R d
C V
a
O N T R O L E C T O u R sI A A L M I
VSR ABC
u
i c a M
e g u l a t o r et e n s i u n e UD C
udC
L
V
S
R
l o g P W
P
i dR
i dI
R
V
isabc
O E
A
S MI
N
T
C LM
T S P
I
• O
d
C
udC
R O M
O L Ru sI A P
i dIIM
S
M
A
R
C
I N
A
P
usabc
is
L
i sabc
W M l o g i c
V
i dC C
S
A
θr C
V
I N
M
L
i c a M
C
I
usabc
is
E
l o g P W
Ref IˆRST
r
A
S MI
S
. . . idISM
Ref udC
N
Figura 5.20. Schema convertorului cu un redresor PWM şi mai multe invertoare PWM cu caracter sursă de tensiune, pentru controlul vectorial al unui sistem de acţionare multimotor cu MI şi MS-MP-uri. Un alt avantaj o constituie posibilitatea controlului rapid al fluxului de energie, menţinerea la valoare constantă a tensiunii din circuitul intermediar de c.c., şi posibilitatea reducerii mărimii condensatorului, fără a afecta funcţionarea invertorului care alimentează motorul. Se recomandă însă un dispozitiv pentru limitarea tensiunii (un „chopper” de frânare), pentru a evita supratensiunile ce pot apărea în cazul unei funcţionări defectuoase a regulatorului de tensiune din circuitul intermediar [9]. Diagrama bloc a modelului convertorului cu dublu PWM cu redresor şi invertor în antiparalel pentru controlul vectorial al unei acţionări sau multi-motor cu maşini de inducţie (MI) şi/sau maşini sincrone cu magnet permanent (MS-MP-uri) este prezentată în în figura 5.21 [17], [23], [27], [28]. Modelul matematic al maşinii de inducţie este realizat în sistem bifazat de coordonate statorice. Interfaţarea acestuia cu invertorul modelat în mărimi trifazate naturale se realizează prin intermediul unor blocuri de transformări de faze (PhT) directe şi inverse. Modelul matematic al maşinii sincrone cu rotor cu magnet permanent se realizează de obicei în sistem de coordonate bifazate rotorice. Interfaţarea acestuia cu invertorul modelat în mărimi trifazate naturale se poate realiza cu ajutorul unor blocuri de transformări Park (de fază şi de coordonate) directe şi inverse, care necesită cunoaşterea unghiului poziţiei rotorului, mărime de stare a MS-MP-ului. Sistemul de acţionare compus din invertorul PWM şi MI comandat vectorial este cuplat cu PWM-VSR printr-un element de ordinul întâi (FOL - „First Order Lag”), aparţinând condensatorului din circuitul intermediar de c.c. (Cd). Inductivităţile dintre reţea de c.a. şi redresorul PWM de asemenea sunt cuplate prin trei elemente de ordinul 1. Redresorul este cuplat la reţea prin intermediul unor bobine (La), modelate la rândul lor cu FOL. Cele două convertoare se consideră cu dispozitive cu comutaţie ideală („on-off”), având model de curent
5. 20
c.a.-c.c. şi model de tensiune c.c-c.a, care sunt cuplate prin semnalul logic PWM [17], [23], [27], [28], [34]. Modelele unui convertor electronic de putere, cum sunt VSI şi VSR din figura 5.21 se compun din două blocuri, unul pe bază de model de curent, iar celălalt pe bază de model de tensiune, cu sensuri opuse ale succesiunii calculelor. A C S
y n
c h
r o
n
i s
p a
V S RC
G
S I N E W A V E E N E R A
o t i o
o
w
r
g
t r o
l
r i d
unRST n
iVSR ABC = iRST
Ref i ABC
T O
e
L
R
a
uVSR ABC
IˆABC P W
D C - l i n k V o l t a g e C o n t r o l l e
C
r V P W
S R Ml o g
M
- V S R V
u r r e n t M o d e l
M
o lt a g e o d e l
i c
Ref dC
u
i dR i dC
D C - l i n k V o l t a g e R e f e r e n c e
C
i dIIM P
M
V S CI o
n
t r o
u r r e n t o d e l
Ref i sdq
M
o lt a g e o d e l
l IM iabc
e v e r s e P h T
V
I M P W - VM S I
Ref abc
R
d
I M -V S I W Ml o g i c C
i
udC
ωrRef
ψ Ref
R P
e v e r s e h T
i sdq i M F ie l d - o r i e n t e d V e c t o r C o n t r o l
ωrIM mIM e
IM uabc
D
ir e c t h T
P
usdq I n d u c t io n M o t o r d q- M o d m e l
L o a d
L
Figura 5.21. Diagrama bloc al modelului convertorului cu redresor şi invertor PWM cu caracter sursă de tensiune, în antiparalel pentru controlul bidirecţional al transferului de energie între reţeaua de c.a. şi o acţionare cu motor de inducţie controlat vectorial. Cele două blocuri componente sunt cuplate cu logica de comandă, care este determinată de comutaţiile dispozitivelor semiconductoare. 5.6.2. Modelarea convertorului de reţea cu pulsuri de curent de 120° cu filtrarea activă a curentului În acţionări electrice de puteri de ordinul MW soluţia pentru asigurarea transferului bidirecţional de energie este ansamblul redresor-invertor funcţionând cu undă de 120°. Un asemenea convertor se compune din două punţi cu tiristoare convenţionale montate în antiparalel. Această construcţie va funcţiona cu o componenta fundamentală a curentului defazată în urma tensiunii cu aproximativ 15°-30° grade electrice, datorită faptului că, comanda unghiului de aprindere a punţii negative (funcţionând în regim de invertor) nu poate atinge
5. 21
valoarea maximă de 180° pentru a evita bascularea în regim de invertor la limita unghiului de comandă [23]. Neglijând fenomenul de suprapunere anodică („overlapping”), convertorul redresorinvertor (RIC) prezentat în figura 5.22, compus dintr-un redresor cu diode şi un invertor CSI cu tiristoare GTO, va avea la ieşire o tensiune continuă mai mare decât varianta descrisă anterior, şi poate fi considerată funcţionând cu factor de putere unitar al fundamentalei [74]. R
e
td ec e .a a
S
A
R
C
IN
A
S
uR S T S
IˆRRSeTf
i n
c r o
n
i z a
r e
S
i n
c r o
n
i z a
M
r e
ω
C
O N T R O L F I L T R U L U E R LE AT E A
l o g P W
La
uVA SB FC
i c a M
U I
L
iR S T
D
i VA SB FC
us a b c
C O M A N C DO A N T R O L I N V E R T V O E RC T Ou s R I A E R L E A T E AA L M I
l o g d i ce a c o m u t a
l o g P W
t i e
S
M
R
C
I N
P
θr
r
is D
M
I
A
C L
is a b c
i c a M
usa b c
is V
O N T R O L E C T Ou s R I A A ML S M P P
W l o
g
L
is a bc
M i c
i ARB− IC
2 3 π
V
S
Cf
ufc
Ld
F
i fC
R
R
P
V
V
SM I I
SM I S
. . .
I C
ud R
C
d • O
id R i dC
C
ud C
idIMI
idIMI
id I N
Figura 5.22.
Schema ansamblului redresor-invertor cu undă de 120° cu filtrarea activă a curentului, pentru alimentarea circuitului intermediar de c.c. comun mai multor motoare de acţionare.
5. 22
A
A S
y n
c h
r o
n
i s
a
t i o
i RST
C
a
M
Ref IˆRST
F l oM g
i c
i fC
y n
c h
t i o
n
e
r
g
r i d
r o
n
i s
a
L I N E R - I o m m u t a t io n lo g ic
- V S F V
C u r r e n t M o d e l
W
w
R −I i ABC
P W
P
o
uVSR ABC
La i VSR ABC = i ABC
L IN E - S ID E F I L T E R C O N T R OV L S
p
uRST
n S
L
C
o M
C
f
R
o
l t a g e d e l
ufC
- I
C
O V
C u r r e n t M o d e l
i dR
o o
T E R
l t a g e d e l
udR −I
uLd
d R
udC
i dC i dI
V E R
M
L
2 3 π
N
C D
C
d
t oS
- l i n
k
M
idISM f r o Sm M
f r o I mM
i
IM dI
t oI M
Figura 5.23. Diagrama bloc a modelului ansamblului redresor-invertor cu undă de 120° cu filtrarea activă a c.a. din reţeaua trifazată pentru cuplarea cu linia de distribuţie de c.c. Din acest motiv este necesară doar filtrarea curentului, cu ajutorul unui filtru activ VSF, fără compensarea puterii reactive. Această combinaţie se poate recomanda şi în cazul puterilor mici şi medii, dacă se consideră necesar scăderea pierderilor datorate comutaţiei, deoarece numai VSF-ul de putere mică lucrează în regim PWM cu comutaţii de frecvenţă mare. Modelarea convertorului RIC cu filtru activ este prezentată în figura 5.23 [17], [23], [27], [28].. Condensatorul de filtrare a curentului de linie din reţeaua de c.a. (C f), precum şi inductivitatea la ieşirea redresorului (LdR) sunt modelate cu elemente de ordinul 1 (FOL), asemănător inductivităţilor la intrarea în filtrul activ dinspre reţeaua de c.a. Modelul filtrului PWM-VSF este similar cu cel al PWM-VSR-lui din figura 5.21. Convertorul RIC are însă un model “negativ” în comparaţie cu VSI, VSR şi VSF, din punctul de vedere al calculelor, folosind model de curent c.c.-c.a., respectiv model de tensiune c.a.-c.c. Cele două blocuri sunt cuplate prin intermediul semnalului logic de comutaţie PWM sincronizat cu tensiunile de linie corespunzătoare momentelor de comutaţie naturală a redresorului cu diode (pentru curentul pozitiv idR din circuitul intermediar) şi cu semnalele de comutaţie forţată a invertorului cu tiristoare GTO (pentru curentul negativ). 5.6.3. Modelarea CSF hibrid cu două circuite intermediare separate cu filtrarea activă a curentului motorului În acţionări de c.a. de putere mare se recomandă utilizarea invertorului cu caracter sursă de curent (CSI). Varianta clasică (realizată cu tiristoare convenţionale cu comutaţie auto-
5. 23
secvenţială cu condensatoare de stingere montate între faze) sau cu tiristoare GTO cu revenire pe poartă, constă în alimentarea de la un redresor comandat cu tiristoare. Un astfel de CSF este capabil de transfer bidirecţional de energie. Funcţionează cu modulaţie în amplitudine (PAM) şi are la ieşire curenţi quasi-dreptunghiulari cu lăţime în jur de 120° [18]. Convertorul static de frecvenţă tandem prezentat în figura 5.24 este compus din două CSF-uri de topologie diferită. Original, a fost realizat dintr-un CSF cu c.i. de c.c. cu caracter sursă de curent de putere mai mare, realizat dintr-un CSI, modulat în amplitudine (PAM-CSI) cu un redresor comandat, care alimenta un motor de inducţie, a cărui curent sinusoidal s-a filtrat prin intermediul unui invertor în regim de sursă de tensiune, de putere mai mică, comandat în regim PWM (PWM-VSI). În această configuraţie, fiecare invertor este alimentat de la câte un redresor separat, astfel CSF tandem are două c.i. de c.c. [7], [79], [80], [81], [82]. P
W
M
P A
is
- V
M
S
- C
A
I
S
C
l i n e
I
M
i sd i sq
20
i [A] s
0 -20 0.7
0.705
0.71
0.715
0.72
0.725
0.73
0.735
0.74
0.705
0.71
0.715
0.72
0.725
0.73
0.735
0.74
0.705
0.71
0.715
0.72
0.725
0.73
0.735
0.74
20
i
CSI
[A] 0
-20 0.7 20
i
VSI
[A] 0
-20 0.7
Time[sec]
Figura 5.24. Topologia convertorului de frecvenţă hibrid cu montaj în tandem a două CSF-uri
Figura 5.25. Formele de undă ale curenţilor de ieşire spre motor din CSF hibrid
De fapt, CSF tandem este un convertor hibrid care se compune din două CSF propriu zise, funcţionând în paralel între sarcină (maşina de acţionare de c.a.) şi reţeaua de c.a. Comanda celor două invertoare trebuie sincronizată pentru a evita preluarea curentului de sarcină de către VSI pe post de filtrul activ [17], [18], [23], [25], [35], [36], [37].
5. 24
Este de dorit ca forma curenţilor maşinii de c.a. să fie sinusoidală. La un motor alimentat de la convertor hibrid cei trei curenţi statorici de fază corespund componentelor fundamentale ale curenţilor dreptunghiulari de la ieşirea invertorului de curent. Astfel curenţii de fază ale invertorului de tensiune iVSI-a,b,c pot fi exprimaţi ca diferenţa dintre curenţii statorici is-a,b,c şi curenţii de formă dreptunghiulară ai invertorului de curent iCSI_a,b,c,, după cum rezultă şi din figura 5.18, respectiv figura 5.19: iVSI −a ,b ,c =i s −a ,b ,c −i CSI −a ,b ,c , (13) Datorită circuitului intermediar de c.c. cu caracter de sursă de tensiune, motorul ar absoarbi liber curentul său statoric prin VSI. O mare parte din acest curent însă va fi injectat de către CSI. Pentru a asigura amplitudinea corespunzătoare a curentului injectat trebuie să existe o sincronizare în timp şi în amplitudine a CSI-ului cu curentul motorului. Corespunzător ecuaţiei (13) VSI va furniza numai curenţii corespunzători conţinutului de armonici al CSI-ului. În figura 5.24 sincronizarea în timp se face prin momentele de comutare ε CSI a CSI-ului faţă de curentul statoric, fiind astfel determinată inerent şi frecvenţa de comutare fs), care corespunde frecvenţei fundamentalei tensiunii de alimentare a motorului. ° Convertorul PAM-CSI lucrează teoretic cu pulsuri dreptunghiulare de curent de 120 . Pentru a evita supratensiunii în VSI datorate comutaţiei forţate a curentului din CSI, trebuie asigurat fenomenul de suprapunere anodică pentru tiristoarele GTO, care comută forţat. Fenomen asemănător apare şi în redresorul GTO din convertorul RIC dinspre reţea. Formele de undă a curenţilor din CSI cu şi fără suprapunere anodică sunt prezentate în figura 5.27.
Figura 5.26. Formele de undă a curentului din CSI cu şi fără suprapunere anodică
Figura 5.27. Diagrama fazorială a curentului CSI-ului cu suprapunere anodică
Schema CSF cu circuitele de comandă şi reglare este prezentată în figura 5.29 [23], [28]. Luând în considerare efectul de suprapunere anodică, fazorul spaţial al curentului de ieşire din CSI este prezentat în figura 5.28. Suprapunerea anodică reduce amplitudinea fundamentalei curentului, dar asigură o funcţionare fără supratensiuni [17]. Fazorul spaţial de referinţă se calculează în blocul analizor de fazor VA („Vector Analyzer”) , având ca intrări componentele d,q, ale sistemului trifazat de curenţi statorici obţinuţi în blocul de transformare de faza PhT ale curenţilor măsuraţi (în figură simbolizaţi de vectorul is=is ejεs). Vectorul de referinţă se va roti continuu, iar fazorul spaţial al CSI-ului va avea o mişcare intermitentă pas cu pas de 60°. Faza unghiulară a curenţilor CSI-ului va fi sincronizată în timp cu poziţia unghiulară ε s corespunzătoare fazorului spaţial al curenţilor statorici. Sincronizarea în amplitudine a curenţilor CSI faţă de fazorul spaţial al curenţilor din fazele statorice ale motorului
5. 25
se realizează prin curentul circuitului intermediar iDC. Dacă sincronizarea nu se face corect VSI poate fi încărcat excesiv de către curenţii absorbiţi necontrolat de către motor. Asemănător cu funcţionarea RIC, curenţii motorului alimentat de la PAM-CSI pot fi filtraţi cu ajutorul unui filtru activ de curent folosind PWM-VSI, fără a putea realiza factor de putere maxim, din cauza redresorului comandat, care are componentele fundamentale ale curenţilor defazate faţă de tensiune cu un unghi aproximativ egal cu unghiul de comandă variabil. iR ST
A
C
IN
p
o
w
ueRSTr
g
U
C
T I O N D R IV
E
D
ω
r
is
L
W o
O
T O
R
L O
A
D
i s = Iˆse jεs
IM
V A
Iˆs
isabc
M g
M
usabc
IM V E C T O usR C O N T R O P
r i d
i c
N
M o t o r - P E C T O R S y n c h r o n A L Y S E R
C D
VSI iabc
IdRef
D C
C o
DR i ABC
G y n
r i d - P h a c h r o n i s
s a
e t i o
n
S R
t i o
n
( )
I N E S udPhCR I D αE E C T I F IE R D R IV E R
L
I IV
R
E R
C o m m - l i n k t r o l l eL r o g i c
u
t a
m t i oC n o m L o g i c
u
ta
udPhCR P
W - V MS
I
P D
S
εs π 2 3
CSI iabc
L
h a s PhCR e ii o n i s a t ABC
idCSI
I M- C
R
C
i
DR d
• O
d
C
I
P
u V
S
- D
C
lin
k
C
S
- D
C
lin
k
h C
R
udPhCR
CSI d
udC i dVSI
i dC
S
Ld
I
N
uLdI = udPhCR− udCSI
Figura 5.28. Schema CSF hibrid cu două circuite intermediare,cu filtrarea activă a curentului motorului. Este important de menţionat că, din punctul de vedere al controlului motorului, invertorul principal nu mai este CSI-ul de putere mai mare. Acţionarea va fi controlată de către invertorul complementar cu caracter sursă de tensiune, utilizat doar pentru filtrarea curentului. În ciuda faptului că CSI transferă marea parte a energiei, comanda acestuia constă doar din sincronizarea acestuia în fază şi în amplitudine cu curenţii sarcinii (aici motorul de c.a.). Structura de control vectorial a motorului va genera variabilele de comandă pentru VSI, care pe lângă funcţia de filtrare a curentului statorului, va deveni elementul de execuţie al acţionării. CSI-ul va rămâne elementul de execuţie doar din punctul de vedere al energiei transferate, controlul său fiind subordonat în totalitate curenţilor din motor, de fapt comandaţi de către VSI [17], [18], [25], [35], [36], [37]. 5.6.4. Modelarea CSF hibrid cu circuite intermediare de c.c. cuplate, cu filtrarea activă a curentului motorului şi a reţelei de c.a. Convertorul hibrid din figura 5.30 propus asigură o funcţionare prietenoasă (ecologică) din punctul de vedere al calităţii energiei transferate reţelei („line-friendly”), realizată prin cuplarea celor două invertoare la acelaşi circuit intermediar de c.c. Comparativ cu CSF tandem hibrid, descris anterior, invertorul tandem hibrid prin cuplarea celor două invertoare la acelaşi circuit intermediar de c.c. oferă posibilitatea alimentării liniei de c.c. de putere mare de la un RIC prevăzut cu filtru activ a curenţilor absorbiţi de la reţea prin intermediul unui PWM-VSI, care asigură şi un factor de putere unitar [17], [23], [27], [28]. După redresorul de reţea se realizează circuitul (linia) de c.c cu caracter sursă de tensiune (cu tensiune constantă, filtrată de condensatorul Cd) pentru alimentarea PWM-VSI-ului.
5. 26
n
Din aceasta va deriva circuitul intermediar de c.c. cu caracter sursă de curent (filtrat cu o inductivitate LdI de valoare mare) cu curent controlat prin intermediul unui convertor c.c./c.c. aşa numitul „chopper” („DC-to-DC converter”, care în literatura tehnică de limba română este denumit Variator de Tensiune Continuă - VTC) cu pulsuri bipolare de tensiune şi curent unidirecţional pentru alimentarea PAM-CSI-ului. Ambele invertoare alimentează acelaşi motor de inducţie şi lucrează în paralel. Motorul de inducţie de putere mare (care ar putea fi şi un motor sincron cu schema proprie de reglare) este alimentat în paralel de două invertoare, atât de CSI (convertorul pentru transferului de energie mare) în regim de PAM, cât şi de la VSI (pe post de filtru activ) în regim de PWM, asemănător redresorului dinspre reţea (RIC - convertorul pentru transferul energiei), care este montat în paralel cu un filtru activ VSF (realizat de un VSI) în regim PWM. Astfel circuitul intermediar are două părţi separate, una cu caracter sursă de tensiune urmată de alta cu caracter sursă de curent, dintre care prima poate fi chiar o linie de distribuţie de c.c. Modelul liniei de c.c. care alimentează un invertor tandem cu filtrarea activă a curentului, atât la intrare (dinspre reţea), cât şi la ieşirea spre motorul de acţionare este prezentat în figura 5.31 [23], [28], [74]. Modelul conţine blocuri concentrate ale structurilor de simulare RIC, VSI şi VSF, prezentate anterior, filtre pasive de tensiune (Cf, Cd) şi de curent (La, LdR, LdI). Modelul convertorului PAM-CSI dinspre motor este foarte asemănător cu cel al modelului RIC-ului din figura 5.23, diferenţa constând doar în procedura de comandă. R
e
t d e c e a. a
u i n c r o n i z a Rr STe c fu a r z e a t e l e i S i n
A C
S
c r o
n
C M
U
i z a
T IO N A R E O I N T D O U R C DT S I AEE R C I N A S i n c r o n i z a r e A N A L Z O R f a d z ea i s = Iˆse jε s
r e
M
ω
iRS T
r
is
IˆRRSeTf
C
O N T R O L U F I L T R U L U I D E R LE AT E A P
W L
M o
g
i c
La
uVA SBFC
L
i VA SB FC
l o g d i ce a c o m u t a
i s abc
i c a M
L
S
C
ufc
Ld
C
VSI i ab c
C
F f
ifC
R
l o g P W
i dV S I
R
V
P
Z
O
R
εs π 2 3
C
IdR ef
i aCbcSI
i ARB− IC
2 3 π
V
l o g P W
t i e
Iˆs
us ab c
C O M A N DC AO N T R O L I N V E R T OV RE C T O u R I A s D E RL EA T E A A L M I
iR S T
D FE A
I
i
SM I I
DC d
O O C
N T R O L U L N V E R T O R U ./C C . . C .
i c a M
idC SI
C
O M A C S I
L
U
N
D
A
I
SM I I
udC SI
I C C
C
ud R idR
d
• O
C
udC
id C
i r i c n u t ei t r m e d i a c cu a r a c t e r s u r d st e e a n s i u n e
C
r
udD C
i r i c n u t ei t r m e d c cu a r a c t e r s u r d sc e au r e n t
Ld
id I N T
V A R ID A E T O R E N S C I OU N TE I N
i a
I
uULdI =A udDC − udCSI
Figura 5.29. Diagrama de simulare a CSF hibrid cu două invertoare în tandem cu circuite intermediare de c.c. cuplate şi cu filtrarea activă a curentului reţelei, respectiv a motorului. Prezenţa a două blocuri în modelul unui CEP, unul de curent şi celălalt de tensiune, cu sensuri opuse ale succesiunii calculelor (sau considerând intrările şi ieşirile curenţilor şi tensiunilor), cuplate cu logica de comandă, care este determinată de comutaţiile dispozitivelor semiconductoare, este un aspect general caracteristic în modelarea convertoarelor electronicii de putere [23], [27], [28], [34].
5. 27
r
Cele două blocuri componente, prezentate în structurilor anterioare (în figura 5.21 VSI şi VSR, care sunt identice cu VSF din figura 5.23, respectiv RIC din figura 5.22 şi 5.23, structural identic cu CSI din figura 5.29 şi figura 5.30) în figura 5.31 sunt sintetizate într-un singur bloc.
5. 28
A
C
p
o
R - I O N V D R IV
C
e
r
g
r i d
iRST
uRST
C o m
w
uVSF ABC
La L IN A C
E - S I D E F I L T E R
i VSF ABC
RI i ABC
P W M t a t i o n l o g i c l o g i c R E C T I F I E R A- C T I V E L IN E - S ID T E I RN V E R T E R F I L T E R P W -V M S I C O N V E R T CE OR N T R O L
m
u
E R E R
i dR
udRI
ufC
L d R- Cd V
K
C
i dI
udC
i fC C
S- D I C - L I N F I L T E R
E
L IN E R R E N F IL T E R
f
U
T
idVSI
i dDC Co m C
m
u
t a t i o l o g i c
n
D C D C H O P P E R C H O P P D R IV E R ( ± U d / dI > 0 )
idCSI
udDC
Ld C
E
R
idCSI I
SD I C L IN F IL T E R
K
ψ rRef
CSI d
u C o m
m
u
P A CM S - I D R IV E R CSI uabc
εs
Iˆ
Ref s
V A
t a t i o n l o g i c M O T O R S ID E P A CM S - I
P I M V E C C O N
-
CSI i abc
i sabc
H A N A D
IC
mL
l o T O T R
R O
udVSI
M g i c M
O
S L P
T O R ID E W -V M S I VSI iabc
i sabc
E C T O R N A L Y S E R
E C L O
W
VSI uabc
usabc M
ωrRef
AI N L D U C T I O M O T O R
5. 29
me
uVSI = udC d
ωr
VSI CSI uabc = usabc = uabc
N
-
Figura 5.30. Diagrama bloc de simulare a convertorului “hibrid” cu două invertoare în tandem, cu filtrarea curentului reţelei de c.a. şi a motorului pentru acţionări de putere mare. 5.7. Simularea transferului bidirecţional al energiei unei liniii de distribuţie de c.c. cuplată la reţeaua de c.a. şi consumatori de c.a. prin convertoarelor electronice de putere Modelarea s-a realizat în mediul de simulare Matlab-Simulink®. Datele nominale ale maşinilor electrice simulate:
• Motor de inducţie MI-1 (identificat în [8]): de fabricaţie ELECTROMOTOR, Timişoara, 5.5 kW, 50 Hz, cosφ = 0.735, 720 rpm (4 perechi de poli), mărimi de fază 220 Vef., 14 Aef
• Motor de inducţie MI-2 (identificat în [38]):de fabricaţie Siemens, Germania, 2.2 kW, 50 Hz, cosφ = 0.82,1420 rpm (2 perechi de poli), mărimi de fază 230 Vef, 4.7 Aef; • Motor sincron cu rotor din cu magnet permanent SM-MP [15]: de fabricaţie Stöber Antriebstechnik GmbH, Germania, 0.5 kW, 150 Hz, 3000 rpm (3 perechi de poli), mărimi de fază 220 Vef, 1.6 Aef. • Maşină sincronă cu excitaţie bobinată în stator (indusul fiind rotorul trifazat cu inele) GS: de fabricaţie UME, Bucureşti (identificat în [74]),800 W, 50 Hz, 1500 rpm (2 perechi de poli), cos φ = 0.8 (capacitiv), mărimi de fază: 380 Vef, 1.52 Aef,excitaţia 110 Vcc , 0.6 Acc. Cuplurile rezistente ale maşinilor de lucru (sarcinile mecanice ale motoarelor de acţionare) au fost considerate dependente de viteză (cu cupluri de frecare vâscoasă şi electrostatică). S-a simulat pornirea şi reversarea acţionărilor de diferite puteri şi perturbate în diferite momente. 5.7.1. Simularea liniei de c.c. alimentat de un redresor PWM pentru unei acţionări multimotor de c.a. În diagramele din figura 5.32 – 5.35 sunt prezentate rezultatele simulării schemei din figura 5.20 folosind modelul din figura 5.21. În aceste simulări consumatorii din linia de c.c. sunt maşinile de c.a. alimentate prin invertoare PWM ale unui sistem de acţionare multimotor format dintr-un motor de inducţie (MI-1) şi 5 motoare sincrone cu magnet permanent (MS-MP) de putere mai redusă. Perturbaţiile (treaptă de viteză la pornire şi la inversarea sensului de rotaţie, respectiv treapta de sarcină) au loc în momente de timp diferite. Regimul stabilizat al motorului de inducţie este la 50 Hz, iar cel al MS-MP este la 150 Hz, pentru ambele sensuri de rotaţie [19], [30], [32].
5. 30
Figura 5.31.
Pornirea şi inversarea sensului de rotaţie a motorului de inducţie cu control vectorial: ω – viteza unghiulară electrică a rotorului, me –cuplul electromagnetic, mL – cuplul de sarcină
Figura 5.32.
Pornirea şi inversarea sensului de rotaţie a motorului sincron cu MP cu control vectorial: n – turaţia motorului, me – cuplul electromagnetic, mL – cuplul de sarcină
În diagramele din figurile 32 şi 33 se vede efectul inversării motorului de inducţie în momentul t = 1 s asupra celor 5 motoare sincrone, şi vice versa – efectul perturbaţiilor motoarelor
5. 31
sincrone asupra motorului de inducţie în momentele t = 0.5 s (inversarea sensului de rotatie) şi t = .5 s (dispariţia cuplului de sarcină). Din diagramele figurii 34 se poate observa că tensiunea din linia de distribuţie de c.c. este mai sensibilă la perturbaţiile cauzate de inversarea sensului de rotaţie a motorului de inducţie (din momentul 1 s), decât cele cauzate de inversarea concomitentă a celor 5 motoare sincrone MS-MP (în momentul 0.5 s). Acest lucru se explică prin faptul că energia provenită de la acţionările cu MS-MP în regim de frânare este consumată de motorul de inducţie, fără a mai perturba mărimile dinspre reţeaua de c.a. şi la intrare în linia de c.c. În figura 35 se poate vedea funcţionarea bidirecţională a redresorului PWM dinspre reţeaua de c.a. la inversarea transferului de energie, când acţionare cu motorul de inducţie frânează prin recuperarea de energie. La alimentarea liniei de c.c. (înainte de frânare) curentul absorbit de la reţea este în fază cu tensiunea reţelei (cosφ = 1). La frânarea prin recuperare de energie a motorului de inducţie, când se inversează transferul de energie de la linia de c.c. spre reţeaua de c.a., curentul injectat spre reţeaua de c.a. va fi în antifază cu tensiunea reţelei (cosφ = – 1). Când la inversarea sensului de rotaţie a motorul ajunge atinge viteza zero şi începe să să se rotească în sens invers, curentul revine în fază cu tensiunea şi incepe să crească spre valoarea curentului de pornire după cum motorul se accelerează la viteză negativă.
Figura 5.33.
Regimurile tranzitorii din linia de c.c.: idR – curent de ieşire din redresor, idI – curent de intrare în invertoare, idC – curentul prin condensator, udC – tensiunea pe condensator.
5. 32
Figura 5.34.
Regimul tranzitoriu din reţeaua de c.a. la frânarea prin recuperare de energie a motorului de inducţie: cosφ – factorul de putere (±1) pentru ambele sensuri de transfer al energiei iR – curentul absorbit din reţea de redresor în faza “R” şi uR – tensiunea în faza “R” a reţelei de c.a.
5.7.2. Simularea liniei de c.c. alimentat de la un redresor de reţea cu pulsuri de curent de 120° cu filtrarea activă a curentului pentru acţionări de c.a. cu invertoare PWM
Figura 5.35.
Regimurile tranzitorii ale curenţilor din linia de c.c. şi din filtrul activ de curent: idR curent de c.c. la ieşire din redresor, idI curent de c.c. la intrare în invertoare, idC curentul prin condensator la intrare în linia de c.c., ifC curentul prin condensatorul din filtrul activ dinspre reţeaua de c.a.
5. 33
Figura 5.36. Regimurile tranzitorii ale tensiunilor din linia de c.c. şi din filtrul activ de curent: ufC tensiunea pe condensatorul filtrului activ dinspre reţeaua de c.a., udC tensiunea pe condensatorul la intrare în linia de c.c., uAVSF tensiunea de ieşire a filtrului activ PWM pe faza “A” dinspre reţeaua de c.a. În figurile 5.36 – 5.38 sunt prezentate rezultatele de simulare pentru schema din figura 5.22 folosind modelul din figura 5.23 Simulările s-au realizat în aceeaşi condiţii ca şi în cazul anterior de la punctul 5.7.1, cu aceiaşi consumatori, cu acelaşi tip de perturbaţii conform diagramelor din figura 32 a) şi b) [19], [30], [32].
5. 34
Figura 5.37.
Regimurile tranzitorii ale redresorului bidirecţional de reţea (RIC) funcţionând cu undă plină filtrată activ: uR – tensiunea de linie şi iR – curentul de linie din în faza “R” a reţelei de c.a., iAR-I curentul de intrare a ansamblului RIC, iAVSF curentul filtrului activ de curent în faza “A”.
Din diagrama figurlor 5.36 şi 5.37 se poate observa că tensiunea din linia de distribuţie de c.c. este mai sensibilă la perturbaţiile cauzate de inversarea sensului de rotaţie a motorului de inducţie (din momentul 1 s), decât cele cauzate de reversarea concomitentă a celor 5 motoare sincrone MS-MP (în momentul 0.5 s), la fel ca în cazul precedent. În figura 5.38 se poate urmării efectul filtrării active a curentului absorbit din reţea, care este sinusoidal, cu toate că redresorul de reţea funcţionează cu undă plină cvasi-dreptunghiulară. 5.7.3. Simularea liniei de c.c. pentru alimentarea convertorului hibrid cu circuite intermediare cuplate, cu filtrarea activă a curentului motorului şi a reţelei Linia de distribuţie de c.c. din figura 5.39 [30] este asemănătoare celei descrise anterior la punctul 7.2 (prezentată în figura 5.22), cu diferenţa că acum dintre consumatori face parte şi o acţionare cu motor de inducţie (cu datele nominale MI-1) de 5.5 kW (în figură este notat cu IM), care este alimentat de la un invertor hibrid, care conţine două invertoare funcţionând în tandem. Cel de putere este cu caracter sursă de curent (CSI), celălalt este un invertor de tensiune (VSI) PWM pentru filtrarea activă a curentului. Compunerea structurii de simulare s-a făcut pe baza diagramei din figura 5.23, care s-a completat cu alţi consumatori, cum sunt sisteme de acţionare cu motor de inducţie (cu datele nominale MI-2) de 2.2 kW (în figura 39 sunt notate cu IM 1 şi 2, etc.) şi motoare sincrone cu magnet permanent (cu date nominale MS-MP) de 0.5 kW (în figura 5.39 sunt notate PMSM 1 şi 2, etc.), fiecare fiind alimentat de la un invertor de tensiune PWM propriu, cum se vede şi în figura 5.39 [19], [30], [32].
5. 35
În figurile 5.40 – 5.47 sunt prezentate rezultatele simulării liniei de distribuţie de c.c. din figura 5.39, care este cuplată la reţeaua de c.a. printr-un redresor cu filtrarea activă a curentului, alimentând diferite acţionări cu motoare de inducţie. Întâi a fost pornit acţionarea cu motorul de inducţie IM de 5.5 kW alimentat de la invertorul hibrid (CSI în tandem cu VSI-PWM), apoi în momentul t = 0.5 s au fost pornite deodată cele două motoare de inducţie IM 1 şi 2 fiecare de 2.2 kW. Cu ceva mai târziu în momentul t = 1.5 s s-a comandat inversarea sensului de rotaţie a motorului IM de putere mai mare, apoi la t = 2 s simultan inversarea sensului de rotaţie a celor două motoare IM 1 şi 2, de putere mai mică. În diagramele din figurile 5.40 şi 5.41 se poate observa efectul acestor condiţii de modelare şi sunt prezentate rezultatele de simulare pentru schema din figura 5.23 folosind modelul din figura 5.24 alimentat de la un invertor de tensiune PWM propriu, cum se vede şi în figura 5.39 [30]. A
p
o
w
e
r
g
r i d
a
t i o n
uR ST
S I N E W A V E G E N E R A
S T
O
y n
c
h
r o
n i s a
t i o n L
R
S
iRRSefT
IˆR ST
C
y
n
c
h r o
n i s
A
ωr I N
I N D
2 3 π
La
uVA SF BC
W M l o g i c
F i VS A BC
C
o
m
V R m
V
S
C
u l o
R−I i ABC
g
Ld
i fC
R
t a t i o i c
n
P
T T
udR
ufc
VSI i abc
C
R
P
I MV
S
I
P h a s e r o n i s a t i o n
h
C
P
M
V
E
C
C
d
• O
C
udC
V
S
- D
C
idC SI
S C N
O
M T O R T P R W O ML l o g i c
D SM i dI 1
C
id
S
- D
C O
N
t o D c V E R T E R
i dIIM1 P
I M V E C W CM O N l o g i c IM
T T
Ld
I
O R
R O
O
A P
C
D M
E O
L S
C N
M T O R T P R W O ML l o g i c
SM
i SM s2 u s2 S
O
I M E C P W CM O N l o g i c V
i dSIM2
i dIMI2
A
l i n
k
L
ω r1IM
T T
D
O R
R O
ωL rIM2
i IM u IM s2 s2 I M 2
M
2 L
C
I M 1
M
V
M
R
u s1 i IM s1
1
P
E
uLdI = udD C − udCSI
SM
ω rS2M
I I V
udC SI
udD C
l i n Vk SI
i dI
i SM s1 u s1
L
S R
D C t o D c O N V E R T E R O N T R O L
idD C
C
S
c
IdRef
N
M
n
D
CSI iabc
L
W M l o g i c
i dR i dC
P
y
2 3 π
I C
ω r1SM
S
Iˆs isabc
Ou s R R O
A
C
F f
E I M E R T VE ER C I V E RC O N
V
us abc
is L
D
i s = Iˆe jε s
I M
iRST
P
O
O
A
D
L
O
A
D
Figura 5.38. Schema liniei de distribuţie de c.c. cu mai mulţi consumatori de c.a. la care este cuplata o acţionare cu un motor de inducţie alimentat de la un invertor hibrid cu filtrarea activă a curentului maşinii
5. 36
În figurile 5.48 – 5.57 [30] sunt prezentate rezultatele simulării liniei de distribuţie de c.c. din figura 5.39, care este cuplată la reţeaua de c.a. printr-un redresor cu filtrarea activă a curentului, alimentând diferite acţionări de c.a., şi anume 5 cu motoare sincrone cu magnet permanent PMSM comandate cu invertoare de tensiune PWM-VSI şi motorul de inducţie de 5.5 kW comandate de invertorul hibrid (CSI în tandem cu VSI-PWM). Întâi au fost pornite acţionările cu motor sincron cu MP (vezi figura 5.48), apoi în momentul t = 0.5 s motorul de inducţie IM (vezi figura 5.49). Mai târziu – la momentul t = 1 s – inversarea sensului de rotaţie a s-a comandat inversarea sensului de rotaţie simultană a celor cinci motoare sincrone cu MP şi apoi la t = 1.5 s inversarea sensului de rotaţie a motorului de inducţie IM. În figura 5.56 factorul de putere la valoarea –1 indică energia recuperată în reţea.
w (rad/s)
400
200
0
-200
-400
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
1.5
2
2.5
3
tim e(s) 150 e
50 m
L
m, m (Nm)
m 100
L
e
0 -50 -100 -150
0
0.5
1
tim e(s)
Figura 5.39.
Pornirea şi reversarea de viteză a motorului de inducţie de 5.5 kW cu controlului vectorial alimentat de la invertorul hibrid tandem: ω – viteza unghiulară electrică a rotorului, me – cuplul electromagnetic, mL – cuplul de sarcină. 400
w (rad/s)
200
0
-200
-400
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
1.5
2
2.5
3
tim e(s) 40 m
0 m
L
e
L
m. m (Nm)
e
20
-20
-40
0
0.5
1
tim e(s)
Figura 5.40.
Pornirea şi inversarea sensului de rotaţie a motorului de inducţie de 2.2 kW cu control vectorial alimentat de la invertor de tensiune PWM: ω – viteza unghiulară electrică a rotorului, me – cuplul electromagnetic, mL – cuplul de sarcină.
5. 37
sa
u [V]
500
0
-500
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0
i
sa
[A]
50
-50
0
0
i
CSI [A] a
50
-50
0
0
i
VSI [A] a
50
-50
0
tim e(s)
Figura 5.41.
Regimurile tranzitorii în motorul de inducţie IM alimentat de invertorul hibrid tandem funcţionând cu undă plină filtrată activ pentru întreaga durată a simulării: usa – tensiunea şi isa – curentul din faza “sa” a statorului motorului, iaCSI – curentul din invertorul de curent CSI,
200 0 -200 1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
50 0
i
sa
[A]
u
sa
[V]
iaVSI – curentul din invertorul de tensiune VSI în faza “a”.
-50
i
CSI [A] a
50 0 -50
i
VSI [A] a
50 0 -50
Figura 5.42.
Regimurile tranzitorii în motorul de inducţie IM alimentat de invertorul hibrid tandem funcţionând cu undă plină filtrată activ la inversarea sensului de rotaţie a motorului: usa – tensiunea şi isa – curentul din faza “sa” a statorului motorului, iaCSI – curentul din invertorul de curent CSI,
5. 38
iaVSI – curentul din invertorul de tensiune VSI în faza “a”.
0
R
u (V)
500
-500
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
(A) i
A
RI
(A)
R
i (A)
50 0 -50 50 0 -50 20
-20
i
A
VSF
0
time (s)
Figura 5.43.
cos ϕ
Regimurile tranzitorii ale redresorului bidirecţional de reţea (RIC) funcţionând cu undă plină filtrată activ cu VSF pe partea de c.a. pentru întreaga durată a simulării: uR – tensiunea şi iR – curentul din în faza “R” a reţelei de c.a., iAR-I – curentul de intrare a ansamblului RIC, iAVSF – curentul filtrului activ VSF în faza “A”.
1 0.5 1.5
2
2.5
3
0
i [A]
40 20 0 -20 -40
40 20 0 -20 -40
RI a
1
-200
40 20 0 -20 -40
i
0.5
200
VSF [A] a
R
i [A]
R
u [V]
0 0
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
tim e(s)
Figura 5.44.
Regimurile tranzitorii ale redresorului bidirecţional de reţea (RIC) funcţionând cu undă plină filtrată activ cu VSF pe partea de c.a. la inversarea sensului de rotaţie a vitezei motorului IM: cos ϕ – factorul de putere, uR tensiunea şi iR – curentul din faza “R” a reţelei de c.a., iAR-I – curentul de intrare a ansamblului RIC, iAVSF – curentul filtrului activ VSF în faza “A”.
5. 39
(A)
60
20
i
dR
40
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
-50 0 100
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0.5
1
1.5
2
2.5
3
i [A]
50
[A]
dI
0
i
dC
0
[A]
-100 0 50
i
fC
0
-50 0
Figura 5.45.
Regimurile tranzitorii ale curenţilor din linia de c.c. şi din filtrul activ de curent: idR – curent de ieşire din redresor, idI – curent de intrare în invertoare, idC – curentul prin condensator la intrare în linia de c.c., ifC – curentul din condensatorul filtrului activ VSF dinspre reţeaua de c.a.
u
fC
1000 500 0 0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
0.5
1
1.5
2
2.5
3
(V)
600
u
dC
400 200
(A)
0 0
u
aVSF
500 0 -500 1
1.005
1.01
1.015
1.02
1.025
1.03
1.035
1.04
1.045
1.05
tim e(s)
Figura 5.46.
Regimurile tranzitorii ale tensiunilor din linia de c.c. şi din filtrul activ de curent:
5. 40
n (rev/min)
ufC – tensiunea pe condensatorul filtrului activ VSF dinspre reţeaua de c.a., udC – tensiunea pe condensatorul la intrare în linia de c.c., VSF uA – tensiunea de ieşire a filtrului activ VSF pe faza “A” dinspre reţeaua de c.a.
4000 2000 0 -2000 -4000
0
0.5
1
1.5
2
2.5
2
2.5
tim e(s) m, m (Nm)
4
m
L
0
e
me
e
2
mL
m
L
-2 -4 -6
0
0.5
1
1.5
tim e(s)
Figura 5.47.
Pornirea şi inversarea sensului de rotaţie a motorului sincron cu magnet permanent PMSM cu control vectorial alimentat de la invertor de tensiune PWM-VSI: n – turaţia rotorului, me – cuplul electromagnetic şi mL – cuplul de sarcină
w (rad/s)
400 200 0 -200 -400
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
tim e(s)
e
m
me
e
100
L
m, m (Nm)
200
0
m
L
mL
-100 -200
0
0.5
1
tim e(s)
Figura 5.48.
Pornirea şi inversarea sensului de rotaţie a motorului de inducţie de 5.5 kW cu controlului vectorial alimentat de la invertorul hibrid tandem: ω – viteza
5. 41
unghiulară electrică a rotorului, me – cuplul electromagnetic, mL – cuplul de sarcină.
0
sa
u [V]
500
-500
0
0.5
1
1.5
2
2.5
0.5
1
1.5
2
2.5
0.5
1
1.5
2
2.5
0.5
1
1.5
2
2.5
i
sa
[A]
50 0 -50
0
iCSI [A]
50
a
iVSI [A]
a
0 -50
0
50 0 -50
0
time(s)
Figura 5.49.
Regimurile tranzitorii în motorul de inducţie IM alimentat de invertorul hibrid tandem funcţionând cu undă plină filtrată activ pentru întreaga durată a simulării: usa – tensiunea şi isa – curentul din faza “sa” a statorului motorului, iaCSI – curentul din invertorul de curent CSI, iaVSI – curentul din invertorul de tensiune VSI în faza “a”.
5. 42
u (V)
sa
200 0 -200 1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
(A)
50
i
-50
(A)
sa
0
50
(A) ia
CSI
0 -50 50
i
a
VSI
0 -50
time(s)
Figura 5.50.
Regimurile tranzitorii în motorul de inducţie IM alimentat de invertorul hibrid tandem funcţionând cu undă plină filtrată activ la inversarea sensului de rotaţie a motorului: usa – tensiunea şi isa – curentul din faza “sa” a statorului motorului, iaCSI – curentul din invertorul de curent CSI, iaVSI – curentul din invertorul de tensiune VSI în faza “a”.
uR (V)
500 0 -500
0
0.5
1
1.5
2
2.5
0
0.5
1
1.5
2
2.5
0
0.5
1
1.5
2
2.5
0
0.5
1
1.5
2
2.5
0 -50 50
-50 50
VSF
i
0
(A)
a
RI
(A)
R
i (V)
50
i
a
0 -50
time (s)
Figura 5.51.
Regimurile tranzitorii ale redresorului bidirecţional de reţea (RIC) funcţionând cu undă plină filtrată activ cu VSF pe partea de c.a. pentru întreaga durată a simulării: uR – tensiunea şi iR – curentul din în faza “R” a reţelei de c.a., iAR-I – curentul de intrare a ansamblului RIC,
5. 43
200 0 -200 0.45 40 20 0 -20 -40 0.45 40 20 0 -20 -40 0.45 20
VSF
(A) i
a
RI
(A)
R
i (A)
R
u (V)
iAVSF – curentul filtrului activ VSF în faza “A”.
0.5
0.55
0.6
0.65
0.5
0.55
0.6
0.65
0.5
0.55
0.6
0.65
0.55
0.6
0.65
i
a
0 -20 0.45
0.5
time(s)
Figura 5.52.
200 0 -200 1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.75
1.8
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.75
1.8
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.75
1.8
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.75
1.8
50 0 -50 50
-50 20
VSF
i
0
(A)
a
RI
(A)
i
R
(A)
u
R
(V)
Regimurile tranzitorii ale redresorului bidirecţional de reţea (RIC) funcţionând cu undă plină filtrată activ cu VSF pe partea de c.a. la pornirea motorului IM: uR – tensiunea şi iR – curentul din faza “R” a reţelei de c.a., iAR-I – curentul de intrare a ansamblului RIC, iAVSF – curentul filtrului activ VSF în faza “A”.
i
a
0 -20
time (s)
Figura 5.53.
Regimurile tranzitorii ale redresorului bidirecţional de reţea (RIC) funcţionând cu undă plină filtrată activ cu VSF pe partea de c.a. la inversarea sensului de rotaţie a motorului IM: uR – tensiunea şi iR – curentul din faza “R” a reţelei de c.a., iAR-I – curentul de intrare a ansamblului RIC, iAVSF – curentul filtrului activ VSF în faza “A”.
5. 44
(A) dR
1.5
2
2.5
0.5
1
1.5
2
2.5
i
i
1
-50
0
0.5
1
1.5
2
2.5
40 20 0 -20 -40 0
0.5
1
1.5
2
2.5
i
dI
(A)
0.5
(A)
80 60 40 20 0 0 20 0 -20
i
fC
dC
(A)
0 50 0
time (s)
Figura 5.54.
Regimurile tranzitorii ale curenţilor din linia de c.c. şi din filtrul activ de curent la pornirea motoarelor sincrone cu magnet permanent PMSM: idR – curent de ieşire din redresor, idI – curent de intrare în invertoare, idC curentul prin condensator la intrare în linia de c.c., ifC – curentul din condensatorul filtrului activ dinspre reţeaua de c.a.
5. 45
(V) fC
1000
u
500 0
0.5
1
1.5
2
2.5
0
0.5
1
1.5
2
2.5
500 0 500 0 -500
u
a VSF
(A) udC (V)
0
1.5
1.55
1.6
1.65
1.7
1.75
1.8
cos ϕ
1 0 -1 0
0.5
1
1.5
2
2.5
Figura 5.55.
Regimurile tranzitorii ale tensiunilor din filtrul activ şi condensatorul la intrare în linia de c.c. la pornirea motoarelor sincrone cu magnet permanent PMSM: ufC – tensiunea pe condensatorul filtrului activ dinspre reţeaua de c.a., udC – tensiunea pe condensatorul la intrare în linia de c.c., uAVSF – tensiunea de ieşire a filtrului activ PWM-VSF pe faza “A” dinspre reţeaua de c.a., cos ϕ – factorul de putere la intrarea în redresorul de la reţea
DC
(V)
500
u
d
0
-500 1.495
1.5
1.505
1.5
1.505
1.51
1.515
1.52
1.51
1.515
1.52
(A)
50
i
d
DC
0
-50 1.495
tim e(s)
Figura 5.6. Regimurile tranzitorii din circuitul intermediar de c.c. sursă de curent între CSI şi variatorul de tensiune continuă la inversarea sensului de rotaţie a motorului IM alimentat de la invertorul hibrid tandem: udDC – tensiunea şi idCSI – curentul de intrare in invertorul CSI.
5. 46
În ambele regimuri de funcţionare simulate energia recuperată de la frânarea motorului de inducţie IM de 5.5 kW este utilizată de celelalte acţionări consumatoare care funcţionează în regim de motor. 5.7.4. Simularea invertorului hibrid tandem cuplat la o linie de c.c. cu filtrarea activă a curentului liniei de c.a. şi a motorului de acţionare În figurile 5.57 – 5.59 sunt prezentate rezultatele de simulare ale unui motoar de inducţie de 5.5 kW în regim de pornire şi inversarea sensului de rotaţie a, alimentat de la un convertor tandem hibrid cu circuite intermediare de c.c. cuplate, având schema prezentată în figura 5.30. Circuitul intermediar de c.c. la ieşirea din redresorul de reţea RIC poate fi considerată linia de distribuţie de c.c., astfel modelul din figura 5.31 a servit punctul de plecare pentru schema simulată anterior din paragraful 5.7.3. În figura 5.58 se prezenta curenţii şi tensiunile la intrarea şi ieşirea variatorului de tensiune continuă (VTC), care cuplează cele două circuite intermediare cu caracter diferit de sursă [23] [27], [28].
Figura 5.56.
Rezultatele de simulare ale VTC-ului: idDC – curentul de intrare, udC – tensiunea de intrare, idCSI – curentul de ieşire, udDC – tensiunea de ieşire.
La intrare în VTC linia de distribuţie (care formează c.i. de c.c. pentru VSI-MI) c.c. are caracter sursă de tensiune, iar la ieşire sursă de curent, care este de fapt c.i. de c.c. pentru alimentarea CSI-ului.
5. 47
Figura 5.57.
Curenţii din circuitul intermediar de c.c. şi din filtrul de curent: idR – curent de ieşire din redresorul de reţea, idI – curentul de intrare la invertorul VSI, idC – curentul pe condensator la ieşire din redresor, ifC – curentul pe condensatorul din filtrul activ.
Figura 5.58.
Regimurile tranzitorii în motorul de inducţie IM alimentat de invertorul hibrid tandem funcţionând cu undă plină filtrată activ: usa – tensiunea şi isa – curentul din faza “sa” a statorului, iaCSI – curentul din invertorul de curent CSI, iaVSI – curentul din invertorul de tensiune VSI- în faza “a”.
5. 48
Figura 5.59.
Regimul tranzitoriu din reţeaua de c.a. la frânarea prin recuperare de energie a motorului de inducţie: cosφ – factorul de putere pentru ambele sensuri de transfer al energiei (±1), iR – curentul absorbit din reţea de redresor în faza “R” şi uR – tensiunea în faza “R” a reţelei de c.a.
În figura 5.60 in momentul t = 1 s (la inversarea sensului de rotaţie) se poate observa regimul de recuperare a energiei de la motorul de acţionare, care frânează, spre reţeaua de c.a., prin schimbarea semnului factorului de putere, menţinut la valoarea unitară şi în timpul regimului tranzitoriu. Pe durata regimului de frânare curentul injectat în reţea este în antifază cu tensiunea sinusoidală a reţelei.
5.8. Concluzii la modelarea şi simularea convertoarelor de electronică de putere cuplate la liniile de distribuţie de c.c. Procedurile de reglare PWM a tensiunii lucrează în buclă deschisă. Ambele metode, PWM bazată pe undă purtătoare şi pe vectorul spaţial, pot realiza semnale de ieşire similare, dar prin proceduri diferite. Metoda PWM bazată pe undă purtătoare poate fi aplicată pentru toate tipurile de motoare electrice, de curent alternativ sau curent continuu, pentru sarcini electrice de una, trei sau mai multe faze. Datorită reacţiei de curent invertorul constructiv cu caracter sursă de tensiune funcţionează ca unul cu caracter sursă de curent. Datorită buclei închise această metodă PWM reglează direct forma undelor de curent. Metoda PWM bazată pe reglarea curentului poate fi aplicată pentru toate tipurile de motoare electrice în acţionări de curent alternativ sau continuu, dar şi pentru sarcini pasive în sisteme mono- sau polifazate.
5. 49
Elementele componente ale blocurile de electronică de putere au fost tratate ca şi cuadripoli. Ele au două intrări şi două ieşiri, câte una pentru curenţi şi pentru tensiuni, pe fiecare parte a cuadripolului, şi orientate în sensuri opuse privind intrarea şi ieşirea. În cazul redresorului PWM de pe partea de reţea, pentru a testa modelul obţinut, primele simulări au fost realizate folosind pe post de receptor un circuit R-L pasiv conectat la ieşirea circuitului intermediar de curent continuu. În faza următoare această sarcină pasivă s-a înlocuit cu un sistem de acţionare cu motor de inducţie alimentat de la un PWM-VSI, iar în final s-a realizat o simulare pentru un sistem de acţionare multimotor. Comportarea şi performanţele convertorului PWM-VSR au fost diferite în cele trei condiţii diferite de sarcină. CSF hibrid tandem poate fi utilizat şi pentru acţionări electrice cu control vectorial al maşinilor sincrone de putere mare, de asemenea la generatoare sincrone, care debitează pe linii de distribuţie de c.c. Pe partea de filtrare a curenţilor de la reţea se poate introduce un regulator pentru controlul factorului de putere unitar. Identificarea „on-line” a valorii instantanee a factorului de putere poate fi realizată printr-o procedură vectorială bazată pe teoria fazorilor spaţiali, folosind două blocuri de analizor de fazor (VA) convenţionale (pentru curenţii respectiv tensiunile de linie) şi unul de transformare de coordonate (CooT). Structura şi principiul de funcţionare a părţii de forţă a redresorului PWM-VSR este identică cu cea a unui invertor de tensiune PWM-VSI, la fel şi a filtrului activ PWM-VSF. Diferenţa constă numai în modul de generare a mărimilor de comandă, deoarece cele trei convertoare au roluri diferite, invertorul fiind elementul de execuţie a motorului acţionării reglabile, redresorul PWM trebuind sa realizeze un factor de putere unitar spre reţea, iar filtrul activ compensează energia deformantă, astfel că toate trei realizează curent sinusoidal pe partea de c.a. (spre motor, respectiv spre reţeaua de c.a.), indiferent de sensul de transfer al energiei [9]. Utilizarea convertoarelor PWM pe partea dinspre reţea prezintă o serie de avantaje. Tensiunea din circuitul intermediar de c.c. creşte cu aproximativ 10-20% faţă de redresoarele cu diode. Controlul fluxului de energie este mai rapid. Convertorul redresor-invertor (RIC) dinspre partea de reţea este realizat cu tiristoare GTO si funcţionează cu pulsuri de 120°, asemănător CSI-ului. Fundamentala curentului este în fază cu tensiunea, şi lucrează cu factor de putere unitar. Pentru a realiza filtrarea curentului se utilizează un convertor PWM-VSR, care va realiza curent sinusoidal înspre reţea. Invertoarele tandem hibride realizează un transfer de putere spre motor cu pierderi mai reduse decât un convertor VSI de putere echivalentă, deoarece marea parte a energiei este furnizată motorului de către invertorul de curent, care funcţionează cu modulaţie în amplitudine la o frecvenţă de comutaţie redusă, egală cu frecvenţa curenţilor din motor, menţinând astfel pierderile prin comutaţie la valori scăzute. Invertorul VSI are sarcina de a realiza forma sinusoidală a curentului, şi realizează controlul efectiv al motorului. CSF tandem hibride pot fi utilizate şi pentru acţionări electrice cu control vectorial al maşinilor sincrone cu controlul curentului de excitaţie.
5. 50
5. B. Bibliografie
[1]
Akagi H: New trends in active filters for power conditioning, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 32, No. 6, Nov/Dec 1996, pp. 1312-1322.
[2] Alexa, D., Ionescu, F., Gâtlan, L., Lazăr, A.: Convertoare de putere cu circuite rezonante, Editura tehnică, Bucureşti, 1998. [3]
Bose B. K.: Modern Power Electronics and AC Drives, Prentice Hall, Upper Saddle River, New Jersey 07458, USA, 2002.
[4] Ertl H., Kolar J. W., Zack F. C._ Analysis of different current control concepts for forced commutation rectifier (FCR), Proceedings of Conference on Power Conversion, München, Germany, June 1986, pp. 195-217. [5] Fransua, Alexandru; Măgureanu, Răzvan: Electrical Machines and Drive Systems. Editura Tehnică, Bucureşti in collaboration with Technical Press, Oxford, 1984. [6]
Fujita H., Akagi H.: A practical approach to harmonic compensation in power systems- series connection of passive and active filters, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 27, No. 6, Nov/Dec 1991, pp. 1020-1025.
[7]
Fukuda S. Kubo Y., Kitano M.: Introduction of a hybrid multi-converter system and its control strategy, Proceedings of the Power Conversion Conference, 2002, PCC Osaka 2002, 02-05 04 2002, Osaka, Japan, vol. 2, pp. 372 – 377.
[8] Imecs M.: Vector Control Systems for Positioning of Induction Motors Fed by Static Converters (in Romanian), PhD Thesis, Supervisor Prof. Á. Kelemen, Technical University of Cluj-Napoca, 1989. [9] Imecs Maria: Synthesis about pulse modulation methods in electrical drives, Part 1: Fundamental aspects. Proceedings of CNAE 1998, Craiova, pp. 19-26. [10]
Imecs Maria: Synthesis about pulse modulation methods in electrical drive,. Part 2: Cloosed-loop current-controlled PWM procedures. Proceedings of CNAE 1998, Craiova, pp. 27-33.
[11]
Imecs Maria: Synthesis about pulse modulation methods in electrical drives, Part 3: Open-loop voltage-controlled PWM procedures,. Acta Universitatis CIBIENSIS, Vol. XVI Technical series, H. Electrical Engineering and Electronics, 1999, “Lucian Blaga” University of Sibiu, pp. 15-26.
[12] Imecs Maria: Open-loop voltage-controlled PWM procedures. Proceedings of ELECTROMOTION ‘99, Volume I, 1999, Patras, Greece, pp. 285-290. [13]
Imecs Maria: How to correlate the mechanical load characteristics, PWM and field-orientation methods in vector control systems of AC drives. Bulletin of the Polytechnic Institute of Iassy, Tomul XLVI (L), Fasc. 5, Iaşi, 2000, pp. 21-30.
[14]
Imecs Maria: From scalar to vector control of ac drives, Proceedings of the SIELMEN 2003, Chişinău, Republica Moldova, pp 110-115.
[15]
Imecs, M.; Birou, I.; Janky, P.; Kelemen, A.: High performance control of PMsynchronous servomotor using the TMS320C5x processor. Proceedings of the 19th International Conference on Power Electronics Drives and Motion, PCIM ’97, Nürnberg, Germany, June 10-12, 1997.
5. 51
[16]
Imecs Maria, Birou I., Szabó Cs.: Control strategies for synchronous motors with permanent magnet or constant exciting current, Proceedings of PCIM’99, Nürnberg, Germany, June 1999, Vol. Intelligent Motion, pp. 339-344.
[17]
Maria Imecs, Incze I. I., Radian-Kreiszer Melinda: The tandem converter – topology, operating principle and control for high-performance AC drives, Bulletin of the Polytechnic Institute of Iassy - Proceedings of the 10th National Conference on Electrical Drives CNAE 2000, Iaşi, Romania, Tomul XLVI (L), Fasc. 5, pp. 48-53.
[18] Imecs Maria, Incze I. I., Szabó Cs.: Control strategies of induction motor fed by a tandem DC link frequency converter, Proceedings of the 9th European Conference on Power Electronics and Applications EPE 2001, Graz, Austria, pp. L1b-7 & CD-ROM. [19] Maria Imecs, Ioan Iov Incze, Csaba Szabó: Ecological power system with local distribution dc-line for AC-drive consumers, IFAC Workshop, Convergence of Information Technologies and Control Methods with Power Plants and Power Systems, ICPS 2007, ISBN: 978-973-713-180-5, pp. 71-76. [20] Maria Imecs, Ioan Iov Incze, Csaba Szabó: Stator-field oriented control of the synchronous generator: numerical simulation, Proc. of the 12th IEEE International Conference on Intelligent Engineering Systems, INES 2008, Miami, Florida (USA), CD-ROM, pp. 93-98, ISBN: 978-1-4244-2083-4, IEEE Catalog Number: CFP08IES-CDR, Library of Congress: 2008900450, Proceeding ISI (Web of Knowledge) http://apps.isiknowledge.com/summary.do? product=UA&qid=1&SID=X1c3Fj47@JompLEObfn&sear [21] Maria Imecs, Ioan Iov Incze, Csaba Szabó: Control of the energy flow in a dc distribution line, autonomous synchronous generator and ac grid by means of power electronic converters: modeling and simulation, 9th International Carpathian Control Conference ICCC 2008, Sinaia, Romania, May 26-28, 2008, Volume ISBN 978-973-746-897-0, pp. 255-258. [22]
Maria Imecs, Ioan Iov Incze, Csaba Szabó: Double field orientated vector control structure for cage induction motor drive, Scientific Bulletin of the „Politehnica” University of Timisoara, Romania, Transaction of Power Engineering, Tom 53(67), Special Issue, pp. 135-140. ISSN 1582-7194, Proceedings of The 14th National Conference on Electrical Drives, CNAE 2008, September 25-26, Timisoara, Romania.
[23] Imecs Maria, Incze I. I., Szabó Cs., Ádám T., Szőke Benk E.: Line-friendly DClink frequency converters for low and high power AC drives (Paper in Plenary Session), Conference of Energetics and Electrical Engineering ENELKO 2004, Cluj-Napoca, ISBN 97386852-9-X, pp. 86-96. [24]
Imecs Maria, Patriciu Niculina & BENK Enikő: Synthesis about modeling and simulation of the scalar and vector control systems for induction motors, Proceedings of ELECTROMOTION 1997, Cluj-Napoca, pp. 121-126.
[25]
Imecs Maria, Patriciu Niculina, Trzynadlowski A. M., Radian Kreiszer Melinda, Tandem inverter with space-vector modulation for vector control of induction motor, Proceedings of PCIM 2000, Nürnberg, Germany, Volume: Intelligent Motion, pp. 79-84.
[26]
Imecs Maria, Cs. Szabó: Control structures of induction motor drives - state of the art (Invited Paper), Proceedings of the 4th Workshop on European Scientific and Industrial Collaboration (Promoting: Advanced Technologies in Manufacturing) WESIC 2003, Lillafüred, printed by Miskolc University, Hungary, 2003, ISBN 963 661 570, pp. 495-510.
5. 52
[27]
Imecs Maria , Szabó Cs., Incze I. I.: Active power filtering of line and motor currents for AC Drives, modeling and simulation, Workshop on Techniques and Equipments for Quality and Reliability of Electrical Power TEQREP (Selected Problems), Editor R. Măgureanu, University “Politehnica” Bucharest, Printech Press, Bucharest, 2004, pp. 41- 48.
[28] Imecs Maria , Szabó Cs., Incze I. I.: New topology for sine-wave current filtering of induction motor drives fed by tandem frequency converter,” Acta Electrotehnica, Volume 44, Number 3, 2004, 12th National Conference of Electrical drives, CNAE 2004, Sept 23-25, ClujNapoca, pp. 145-150, ISSN 1224-297. [29]
Mária Imecs, Cs. Szabó, I. I. Incze Stator-field-oriented control of the variableexcited synchronous motor: numerical simulation. 7th International Symposium of Hungarian Researchers on Computational Intelligence HUCI 2006, Nov. 24-25, 2006, Budapest, Hungary. ISBN 963 7154 54 X, pp. 95-106.
[30]
Maria Imecs, Csaba Szabó, Ioan Iov Incze: Modelling and simulation of controlled bi-directional power electronic converters in a dc energy distribution line with ac gridand motor-side active filtering, 12th European Conference on Power Electronics and Applications EPE 2007, 2 - 5 September 2007, Aalborg, Denmark, CD-ROM, ISBN: 9789075815108/IEEE Catalog No. 07EX1656C.
[31]
Maria Imecs, Csaba Szabó, Ioan Iov Incze: Stator-field-oriented vectorial control for vsi-fed wound-excited synchronous motor, International Aegean Conference on Electric Machines, ACEMP and ELECTROMOTION Joint Conference, 10-12 Sept 2007, Bodrum, Turkey, ISBN 978-975-93410-2-2, pp. 303-308.
[32]
Maria Imecs, Csaba Szabó, Ioan Iov Incze: Modelling and simulation of a vector controlled synchronous generator supplying a DC energy distribution line coupled to the AC grid, 19th International Symposium on Power Electronics, Electrical Drives, Automation and Motion, SPEEDAM 2008, Ischia, Italy, June 11-13, 2008, CD-ROM, pp. 538-543, IEEE Catalog Number CFP 0848 A-CDR, ISBN: 978-1-4244-1664-6, Library of Congress: 2007936381, Proceeding ISI (Web of Knowledge) http://apps.isiknowledge.com/summary.do? product=UA&qid=1&SID=X1c3Fj47@JompLEObfn&sear
[33] Imecs Maria, Szabó Csaba, Incze Ioan Iov: Vector control of the cage induction motor with dual field orientation, 9th International Symposium of Hungarian Researchers on Computational Intelligence and Informatics, CINTI 2008, November 6-8, 2008, Budapest, Hungary, pp. 47-58, ISBN 978-963-7154-82-9. [34] Imecs Maria, Csaba Szabó, Ioan Iov Incze, Enikő Szőke Benk: Modelarea şi simularea acţionărilor electrice. Volumul 1: Ghid practic pentru lucrări de laborator şi proiectare (în curs de apariţie). [35] Imecs Maria, Trzynadlowski A. M., Incze I. I., Szabó Cs.: Vector control structures of the tandem converter fed induction motor, IEEE Transactions on Power Electronics, March 2005, Volume 20, Number 2, (ISSN 0885-8993), pp. 493-501. [36] Imecs Maria, Trzynadlowski A. M., Incze I. I., Szabó Cs.: Vector control structures of the tandem converter fed induction motor, Proceedings of the 8th International Conference on Optimization of Electrical and Electronic Equipment OPTIM 2002, Edited by “Transilvania” University of Braşov, Romania, 2002, pp. 475-480.
5. 53
[37]
Imecs Maria, Trzynadlowski A. M., Patriciu Niculina, Radian-Kreiszer Melinda: About performances of current controlled SVM-VSI and tandem inverter used in induction motor drives, Proceedings of SPEEDAM 2000, Ischia, Italy, 2000,pp. C_4_7 – C_4_12.
[38]
Incze I. I.: Implementarea unor structuri de comandă scalară şi reglare vectorială pentru motoare de inducţie. Teză de doctorat. Universitatea Tehnică din Cluj-Napoca, 2004, conducător ştiinţific Prof.dr.-ing. Maria Imecs.
[39]
INCZE I. I., IMECS Maria, MATIS St., SZABÓ Cs.: Up-to-date Experimental Rig for Development of Controlled AC Electrical Drives (Platformă modernă de experimentare pentru dezvoltări de acţionări de curent alternativ), International Conference of Energetics and Electrical Engineering ENELKO 2005, Cluj-Napoca, Romania, ISBN 973-7840-06-2, pp. 62-68.
[40] Ioan Iov Incze, Maria Imecs, Csaba Szabó: Indirect stator-field-orientation of the induction motor using indirect flux control, 8th International Carpathian Control Conference ICCC 2007, Strbske Pleso, Slovak Republic, May 24-27 2007, ISBN: 978-80-8073-805-1, pp. 219-222. [41]
Incze I. I., Imecs M., Szabó Cs., Vásárhelyi J. Orientation-field identification in asynchronous motor drive systems, 6th IEEE International Carpathian Control Conference –ICCC 2005, Lillafüred-Miskolc, May 24-27, 2005, Vol I, ISBN 963 661 644 2, pp. 131-136.
[42]
INCZE I. I., SZABÓ Cs. MÁTIS I., IMECS Maria, ZOLTÁN E.: Implementation on Experimental Rig of Control for AC Electrical Drives (Implementarea pe o platformă de experimentare a controlului acţionărilor de curent alternativ), International Conference of Energetics and Electrical Engineering ENELKO 2005, Cluj-Napoca, Romania, ISBN 973-784006-2, pp. 69-75.
[43]
I. I. Incze, Cs. Szabó, Maria Imecs: Voltage-Hertz strategy for synchronous motor with controlled exciting field, IEEE 12th International Conference on Intelligent Engineering Systems INES 2007, 29 June – 1 July, Budapest, Hungary, ISBN: 1-4244-1147-5, pp. 247-252.
[44]
I. I. Incze, Cs. Szabó, Maria Imecs: Flux identification for vector control of the synchronous motor drives, IEEE-TTTC International Conference on Automation, Qualityand Testing, Robotics, AQTR 2008 (THETA 16), 22-25 May 2008, Cluj-Napoca, Romania, Volume II, pp. 105-110, CD-ROM, IEEE Catalog Number, Proceeding ISI (Web of Knowledge). http://apps.isiknowledge.com/summary.do? product=UA&qid=1&SID=X1c3Fj47@JompLEObfn&sear
[45]
Incze I. I., Szabó Cs., Imecs Maria, Matis St., Szőke Enikő: Computer controlled up-to-date experimental equipment for ac drive development, 6th International Symposium of Hungarian Researchers on Computational Intelligence, HUCI 2005 Nov. 18-19, 2005, Budapest, Hungary. ISBN 963 7154 43 4, pp. 355-365.
[46] Ionescu, F., Six, J. P., Floricău D., Delarue Ph., Niţu Smaranda, Boguş C.: Electronică de putere – convertoare statice, Editura tehnică, Bucureşti, 1998, ISBN 973-31-12623. [47] Kelemen, András, Mátyási, Sz., Szekely, I.: IGBT Gate Drive Strategy for Soft Turn-on in Resonant Voltage Source Inverters for Induction Heating”, Bulletin of the Transilvania University of Brasov, Vol. 9(44), Series A, pp 111-116, 2002. [48] Kelemen, András, Szekely, I., Mátyási, Sz.: Optimum Gate-Drive Solutions for Soft Switching IGBT Resonant Voltage Source Inverters”, Optim 2004, Poiana Brasov, vol. , pp [49]
Kelemen, Árpád, Imecs, Maria: Electronică de putere, Editura didactică şi pedagogică, Bucureşti, 1983.
5. 54
[50]
Kelemen Árpád, Imecs Maria: Mathematical model and digital simulation of a current-converter fed synchronous motor. ICEM ’84, Lausanne, 1984.
[51] Kelemen Árpád, Imecs Maria: Analogy between DC- and synchronous machine for field-oriented control, Proceedings of Beijing International Conference on Electrical Machines BICEM ’87, China Academic Publishers, 1987. [52] Kelemen Árpád, Imecs Maria: Procedure and Driving Device for Unitary Automatic Vector Control of the Active and Reactive Power of Synchronous Generators by Means of Frequency and Voltage Regulation (in Romanian). Patent of Invention Nr. 104278/30.10.1989, Romania. [53]
Kelemen Árpád, Imecs Maria: Sisteme de reglare cu orientare după cîmp ale maşinilor de curent alternativ. Editura Academiei Române, Bucureşti, 1989.
[54] Kelemen Árpád, Imecs Maria:. Vector control system for frequency and voltage of synchronous generators. Proceedings of International Conference on Electrical Machines, ICEM ‘90, Cambridge, Massachusetts, Editor MIT, USA, 1990. [55]
Kelemen Árpád, Imecs Maria: Vector Control of AC Drives. Volume 1: Vector Control of Induction Machine Drives. OMIKK Publisher, Budapest, 1991, ISBN 963 593 140 9.
[56]
Kelemen Árpád, Imecs Maria: Vector Control of AC Drives. Volume 2: Vector Control of Synchronous Machine Drives. Ecriture-Publisher, Budapest, Hungary, 1993, ISBN 963 593 140 9.
[57] Krishnan R.: Electric Motor Drives – Modeling, Analysis, and Control, Prentice Hall, Upper Saddle River, New Jersey 07458, USA, 2001. [58]
Kurnia, A., Cherradi, H., Divan, D. M.: Impact of IGBT Behavior on Design Optimization of Soft Switching Inverter Topologies”, IEEE Trans. Ind. Applic., Vol. 31, 1995, Mar./Apr., pp. 280-286.
[59]
Kutasi Nimród, Kelemen András, Imecs Maria: Vector control of induction motor drives with model based predictive current controller, IEEE 6th International Conference on Computational Cybernetics ICCC 2008, Nov 27-29, Stara Lesna, Slovakia, pp. 21-26, IEEE Catalog Number CFP08575-CDR, ISBN 978-1-4244-2875-5, Library of Congress: 2008907697.
[60]
Leonhard W.: Control of AC machines with help of microelectronics. 3rd IFAC Symposium on Control in Power Electronics and Electrical Drives, Survey Paper, Lausanne, 1983.
[61] [62]
Leonhard, W.: Control of Electrical Drives. Springer Verlag, Berlin, 1985.
Măgureanu R., Ambrosii S., Creangă D., Staicu C., Răduţi V.: Unity power factor rectifiers and active power filters for industrial applications, Proceedings of the 11th National Conference on Electrical Drives CNAE 2002, Galaţi, Editura Fundaţiei Universitare “Dunărea de Jos”, Galaţi, Romania, 2002, pp. 36-42.
[63]
Maksimovic, D., Cuk, S.: A general approach to synthesis and analysis of quasiresonant converters, IEEE/PESC Conf. Rec., 1989, pp. 713-727.
[64] Maksimovic, D., Cuk, S.: General properties and synthesis of PWM DC-to-DC power converters, IEEE/PESC Conf. Rec., 1989, pp. 515-525. [65]
Maksimovic, D., Cuk, S.: Constant-frequency control of quasi-rezonant converters, IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 6., No.1, Jan. 1991, pp.141-150.
[66] Mohan N.: Advanced Electrical Drives – Analysis, Control and Modelling Using Simulink®, MNPERE, Minneapolis, Minnesota, USA, 2001,ISBN 0-9715292-0-5. 5. 55
[67]
Mohan N., Underland T. M., Robbins W. P.: Power Electronics – Converters, Applications, and Design. John Wiley & Sons, Inc., New York – Chichester – Brisbane – Toronto – Singapore, 1995.
[68]
Moran L. A., Dixon J. W., Wallace R. R.: A three-phase active power filter operating with fixed switching frequency for reactive power and current harmonic compensation, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 42, No. 4, Aug 1995, pp. 402-408.
[69]
Peng F. Z., Akagi H., Nabae A.: A new approach to harmonic compensation in power systems - a combined system of shunt passive and series active filters, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 26, No. 6, Nov/Dec 1990, pp. 983-990.
[70]
Postiglione, G.: DC distribution system for home and office, MSc Thesis, Chalmers University of Technology- Goeteborg, Sweden, 2001.
[71] * * * ProfiNet http://www.profibus.com/pn/profinet/drives/
for
drives
and
motion
control,
[72]
Schibli, N.: DC-DC converters for two-quadrant operation with controlled output voltage, EPE'99 Lausanne, P.1-P.7.
[73] Soares V., Verdelho P., Marques G. D.: An Instantaneous Active and Reactive Current Component Method for Active Filters, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 15, No. 4, July 2000, pp. 660-669. [74]
Szabó Cs.: Implementarea unor structuri de comandă scalară şi reglare vectorială pentru motoare sincrone. Teză de doctorat. Universitatea Tehnică din Cluj-Napoca, 2006, conducător ştiinţific Prof. Dr.-ing. Maria Imecs.
[75]
Szabó Csaba, Maria Imecs, Ioan Iov Incze: Synchronous motor drive with controlled stator-field-oriented longitudinal armature reaction, The 33rd International Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, IECON 2007, Taipei, Taiwan, CD-ROM, IEEE Cat. No. 07CH37855D, ISBN: 1-4244-0783-4, ISSN: 1553-572X, and Conference Digest p. 105.
[76] Cs. Szabó, Maria Imecs, I. I. Incze: Vector control of the synchronous motor operating at unity power factor, Proceedings of the 11 th International Conference on Optimization of Electrical and Electronic Equipments, OPTIM 2008, Braşov, Romania, CDROM ISBN 978-973-131-028-2, ISSN 1842-0133, Volume II-A: "Power Electronics, Electrical Machines & Drives" pp. 15...20, ISBN 978-973-131-030-5, IEEE Catalog Number 08EX1996, ISBN 1-4244-1544-6, Proceeding ISI (Web of Knowledge) http://apps.isiknowledge.com/summary.do? product=UA&qid=1&SID=X1c3Fj47@JompLEObfn&sear [77] Szabó Csaba, Incze Ioan Iov, Imecs Maria: Synchronous motor current-modelbased flux identification, 9th International Conference on Energetics, Electrical Engineering and Informatics, ENELKO 2008, 9-11 oct. 2008, Sumuleu-Ciuc, Romania, pp.64-69, ISSN 1842-4546. [78] Szabó Cs., Incze I. I., Imecs Maria, Szoke-Benk Eniko: Implemented V-Hz control of an excited synchronous motor with constant field, Buletinul Universităţii Petrol-Gaze din Ploieşti, Seria Tehnică (Bulletin Technical Series, Petroleum – Gas University of Ploiesti), Vol. LIX, Nr. 1/2007, ISSN 1224-8495. pp. 33-40. [79]
Trzynadlowski A. M., Blaabjerg F., Pedersen J. K., Patriciu A., Patriciu Niculina: A tandem inverter for high performance AC drives. Conf. Rec. IEEE-IAS Annual Meeting, St. Louis, Missouri, USA, 1998, pp. 500-505.
5. 56
[80]
Trzynadlowski A. M, Blaabjerg F., Pedersen J. K., Patriciu Niculina: The tandem inverter: combining the advantages of voltage-source and current-source inverters. Proceeding of Applied Power Electronics Conference APEC’98, Anaheim, USA, 1998, pp. 315-320.
[81]
Trzynadlowski A. M., Imecs Maria, Patriciu Niculina: Modeling and simulation of inverter topologies used in AC drives: comparison and validation of models, Proceedings of ELECTRIMACS 1999, Lisboa, Portugal, Volume I/3, pp. 47-52.
[82]
Trzynadlowski A. M., Patriciu Niculina, Blaabjerg F., Pedersen J. K.: A hybrid, current-source/voltage-source power inverter circuit. IEEE Transaction on Power Electronics, Vol. 16, No. 6, Nov 2001, pp. 866-871.
[83]
J. Vásárhelyi, Maria IMECS: Motivation for Dynamic Reconfigurable Vector Control System. Buletinul Stiintiific al Universitatii „POLITEHNICA” din Timisoara, Seria Automatica si Calculatoare, Scientific Bulletin of „POLITEHNICA” University of Timisoara, Romania, Transaction on Automatic Control and Computer Science, Vol. 51 (65), No. 1, 2006, ISSN 1224-600X, pp. 31-36.
[84] J. Vásárhelyi, Maria Imecs, I. I. Incze, Cs. Szabó: Reconfiguration approach of vector control system for tandem converter fed induction motor drive. The 6th International Conference on Engineering of Modern Electric Systems, EMES 2001, Oradea, 24-26 May 2001. Analele Universităţii din Oradea, Fascicola Electrotehnica, pp. 452-457. [85]
Vásárhelyi J., Imecs Maria, Incze I. I., Szabó Cs.: Module library for rapid prototyping and hardware implementation of vector control systems, Intelligent Systems at the Service of Mankind, Volume I, November 2003, Editors: W. Elmenreich, J. T. Machado, I. J. Rudas, Ubooks Publisher, Printed in Germany, ISBN 3-935798-25-3, pp. 53-63.
[86] Vásárhelyi J., Imecs Maria, Incze I. I., Szabó Cs.: FPGA implementation vector control of tandem converter fed induction machine. 6th International Symposium of Hungarian Researchers on Computational Intelligence, HUCI 2005 Nov. 18-19, 2005, Budapest, Hungary, ISBN 963 7154 43 4, pp. 215-226. [87]
J. Vásárhelyi, Maria IMECS, Cs. Szabó, I. I. Incze: Implementation characteristics of Library Modules for Vector Control System of Tandem Converter Fed AC Drives. Buletinul Stiintiific al Universitatii „POLITEHNICA” din Timisoara, Seria Automatica si Calculatoare, Scientific Bulletin of „POLITEHNICA” University of Timisoara, Romania, Transaction on Automatic Control and Computer Science, Editura Politehnica, Tomul 47(61), No. 1, 2002, ISSN 1224-600X, pp. 13-19.
[88]
Vásárhelyi J., Mária Imecs, Cs. Szabó, I. I. Incze: Improved starting of the induction motor fed by a run-time reconfiguratble frequency converter. IEEE 10th International Conference on Intelligent Engineering Systems INES 2006, 26-28 June, London, UK, CD-ROM, IEEE Catalog Number: 06EX1430, ISBN: 1-4244-9708-8.
[89] Vásárhelyi J., Imecs M., Szabó Cs., Incze I. I.: Synthesis of reconfigurable vector control of tandem converter fed induction machine drive, The 1st IEEE International Conference on Computational Cybernetics ICCC’2003, Siofok, Hungary, August 29-31, 2003, ISBN: 963 7154 18 3, CD-ROM. [90]
Vásárhelyi J., Mária Imecs, Cs. Szabó, I. I. Incze: Run time reconfiguration of tandem inverter for induction motor drives. The 12th International Power Electronics and Motion Control Conference EPE-PEMC 2006, 30 Aug - 1 Sept 2006, Portoroz, Slovenia, CD-ROM, IEEE Catalog Number: 06EX1282C, ISBN: 1-4244-0121-6, Vols 1-4, pp. 1817-1822, Proceeding ISI (Web of Knowledge)
5. 57
http://apps.isiknowledge.com/summary.do? product=UA&qid=1&SID=X1c3Fj47@JompLEObfn&sear
[91]
Vásárhelyi J., Imecs M., Szabó Cs., Incze I. I., Adam T.: FPGA implementation of the reconfigurable control system for ac drives fed by tandem inverter. The 11th International Power Electronics and Motion Control Conference, EPE-PEMC 2004, 2-4 September, 2004, Riga, Latvia, CD-ROM.
[92] Vásárhelyi J., Szabó Cs., Incze I. I., Imecs M., Ádám T.: FPGA Implementation of the Reconfigurable Control System for AC Drives, 6th IEEE-ICCC Carpathian Control Conference, Lillafüred-Miskolc, May 24-27, 2005, Vol.II , ISBN 963 661 645 0, pp. 431-438. [93] Vinod, J., Suh, B.S., Lipo, T.A.: High Performance Active Gate Drive for HighPower IGBT’s, IEEE Trans. Ind. Applic., Vol 35, 1999, Sept./Oct., pp. 1108-1117. [94]
Zurawski, R.: The Industrial Communication Technology Handbook, CRC Press 2005, ISBN:0-8493-3077-7.
5. 58
