Principios de Comunicaciones Moviles

POLITEXT 151

Principios de comunicaciones móviles

POLITEXT

Oriol Sallent Roig José Luis Valenzuela González Ramon Agustí Comes

Principios de comunicaciones comunicacione s móviles

EDICIONS UPC

La presente obra fue galardonada en el décimo concurso "Ajut a l'elaboració de material docent" convocado por la UPC.

Primera edición: setiembre 2003

Diseño de la cubierta: Manuel Andreu

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Los autores, 2003

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Prólogo

Prólogo La comunicación entre personas y la transmisión de información a larga distancia ha sido, desde siempre, una de las principales necesidades de la humanidad. Uno de los primeros intentos para conseguir dicha transmisión de información fue la maratón, en que una persona llevaba un mensaje de un sitio a otro corriendo a través de kilómetros de distancia. En este caso se utilizaba el código del lenguaje verbal o escrito, la transmisión de la información era fiable pero el tiempo hasta la recepción del mensaje era largo. Para reducir ese tiempo, se empleaban otras formas de transmisión de información, que tenían como soporte la acústica (telégrafos de tambor) o la óptica (personas que se situaban en sitios altos y transmitían la información a otros a través de gestos o bien mediante señales de humo ya desde la época de los romanos). En estos casos, el alcance estaba limitado por la línea de visión y para ampliarlo debía retransmitirse el mensaje con repetidores. Además, el código empleado debía ser simple para asegurar la correcta interpretación del mensaje. Las telecomunicaciones modernas, tal y como las conocemos hoy en día, necesitaron en su momento la explotación comercial de la electricidad. Las radiocomunicaciones y las comunicaciones móviles en particular necesitan de la explotación comercial de la radio. La primera utilización de las ondas de radio para comunicarse se efectúa a finales del siglo XIX para la radiotelegrafía, y desde entonces la radio se ha convertido en una técnica ampliamente utilizada en comunicaciones: desde las primeras aplicaciones públicas de difusión, más sencillas ya que el terminal móvil es sólo un receptor, hasta los complejos sistemas de radiocomunicaciones móviles, que son posibles gracias a la integración a gran escala de dispositivos electrónicos y al desarrollo de los microprocesadores. La introducción de la tecnología digital y el abaratamiento de costes en los sistemas de comunicaciones móviles producidos a partir de principios de la década de los noventa están provocando cambios en la industria y en los hábitos de las personas, similar al de la industria del automóvil. Ambas industrias no dejan de se muy parecidas en sus objetivos finales, que no son otros que el transporte físico y material o intangible y de información. Este proceso no ha finalizado todavía, puesto que en un futuro no muy lejano los avances tecnológicos permitirán que los sistemas de comunicaciones móviles creen sinergias todavía mayores a las actuales en aspectos relacionados con la medicina, la vivienda, los medios de transporte, los medios audiovisuales y de entretenimiento. Para llevar a cabo estas comunicaciones es necesario conocer los que elementos condicionan el diseño

© Los autores, 2003; © Edicions UPC, 2003.

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de los sistemas de comunicaciones móviles actuales y futuros, así como las técnicas que se emplean para lograr una calidad óptima para todos los usuarios. En este contexto, el presente libro pretende presentar, de una manera didáctica y estructurada, los fundamentos de las radiocomunicaciones y las comunicaciones móviles. Se pretende dar al libro un enfoque altamente conceptual, acompañado de la formulación matemática suficiente para facilitar la comprensión de dichos conceptos. El objetivo es que este libro pueda constituirse en una herramienta básica de referencia, que proporcione al lector los conocimientos suficientes para poder abordar el estudio y la comprensión de un sistema estándar complejo, donde se integran muchos de los conceptos expuestos. El marcado carácter conceptual del libro pretende proporcionar al lector el marco sobre el que se desarrollan enormes esfuerzos de ingeniería para proporcionar a la sociedad elementos que la permitan avanzar, de la mano de las comunicaciones móviles. La estructura de los contenidos favorece, a juicio de los autores, la consecución esencial del aprendizaje pues, como ya en su día dijo Aristóteles, “enseñar no es una función vital, porque no tiene el fin en sí misma; la función vital es aprender”.


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Índice

Índice Prólogo…………………………………………………………………………………………………7 1 Contexto general de las comunicaciones móviles............................................................13 1.1 Comunicaciones móviles en la sociedad de la información............................................................ 13 1.2 Espectro, estandarización y regulación............................................................................. .............. 14 1.2.1 Espectro .......................................................... ............................................................. ........ 14 1.2.2 Estandarización................................................. ................................................................... 16 1.2.3 Regulación ...................................................... ............................................................. ........ 17 1.3 Tecnologías, servicios y aplicaciones............................................................... .............................. 19 1.3.1 Sistemas celulares digitales .................................................................................................19 1.3.2 Sistemas de trunking ............................................................................................................32 1.3.3 Sistemas WLL ........................................................ ............................................................. 34 1.3.4 WLAN ..................................................... ....................................................... ..................... 37 1.3.5 Bluetooth .......................................................... ........................................................... ........ 41 1.4 Integración de redes heterogéneas y servicios personalizados ....................................................... 44 1.5 Bibliografía................... ................................................................ .................................................. 49

2 Propagación........................................................................................................................51 2.1 Pérdidas de propagación ............................................................. .................................................... 53 2.1.1 Modelo de Okumura-Hata ........................................................... ........................................ 55 2.2 Desvanecimientos lentos ............................................................... ................................................. 56 2.3 Desvanecimientos rápidos ................................................................... ........................................... 57 2.3.1 Estadísticas de la envolvente de la señal recibida................................................................61 2.4 Efecto Doppler............................................................... ......................................................... ........ 63 2.5 Banda estrecha y banda ancha ........................................................... ............................................. 64 2.6 Clasificación de entornos........................................ ................................................................ ........ 68


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2.6.1 Entornos de exteriores urbanos y suburbanos......................................................................68 2.6.2 Entornos exteriores rurales llanos ................................................................... ..................... 69 2.6.3 Entornos exteriores montañosos .......................................................... ................................ 69 2.6.4 Entornos de interiores .............................................................. ............................................ 69 2.7 Cobertura ........................................................... ............................................................ ................. 69 2.8 Bibliografía................... ................................................................ .................................................. 73

3 Técnicas de ingeniería radio .............................................................................................75 3.1 Modulación.....................................................................................................................................75 3.1.1 Modulación BPSK...............................................................................................................77 3.1.2 Modulaciones multinivel ........................................................... .......................................... 82 3.1.3 Modulaciones digitales de frecuencia FSK..........................................................................85 3.2 Codificación de canal ......................................................... ............................................................ 86 3.2.1 Códigos bloque .................................................. ....................................................... ........... 88 3.2.2 Códigos convolucionales .......................................................... ........................................... 90 3.3 Entrelazado .......................................................... .......................................................... ................. 92 3.4 Diversidad.......................................................................................................................................96 3.4.1 Combinación por conmutación................................................................. ......................... 100 3.4.2 Combinación por selección................................................................................................101 3.4.3 Combinación de máxima ganancia. ...................................................... ............................. 101 3.5 Duplexado.....................................................................................................................................103 3.5.1 Duplexado en frecuencia (FDD)........................................................................................103 3.5.2 Duplexado en tiempo (TDD) ..................................................... ........................................ 104 3.6 Saltos de frecuencia......................................................................................................................105 3.7 Acceso múltiple ............................................................. ........................................................... .... 106 3.7.1 Acceso múltiple por división en frecuencia (FDMA)........................................................106 3.7.2 Acceso múltiple por división en tiempo (TDMA) ............................................................. 109 3.7.3 Acceso múltiple por división en código (CDMA) ........................................................ ..... 118 3.8 Técnicas avanzadas.......................................................................................................................134 3.8.1 Detección CDMA multiusuario ............................................................... .......................... 134 3.8.2 MIMO................................................................................................................................136 3.9 Bibliografía...................................................................................................................................137

4 Fiabilidad del enlace radio..............................................................................................139 4.1 Tasa de error en canal gaussiano ..................................................................................................142 4.1.1 Modulación BPSK.............................................................................................................144 4.1.2 Modulación QPSK.............................................................................................................146 4.1.3 Modulaciones M-QAM .....................................................................................................147 4.1.4 Modulación GMSK ........................................................ ................................................... 148 4.1.5 Comparación de prestaciones de las modulaciones ........................................................... 149 4.2 Tasa de error en canal Rayleigh....................................................................................................149 4.3 Efecto de la diversidad..................................................................................................................152 4.3.1 Combinación por selección................................................................................................152 4.3.2 Combinación MRC...................................................... ...................................................... 153


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Índice

4.4 Efecto de la distorsión por ISI ................................................................. ..................................... 155 4.5 Efecto de la ecualización de canal ................................................................ ................................ 160 4.6 Efecto de las no linealidades.........................................................................................................161 4.6.1 Compresión de señal y armónicos ........................................................... .......................... 162 4.6.2 Distorsión no lineal............................................................................................................162 4.6.3 Desensibilización y productos de intermodulación............................................................164 4.7 Efecto de la codificación de canal ................................................................................................164 4.8 Tasa de error en CDMA ...............................................................................................................167 4.8.1 Transmisión CDMA con un único usuario ........................................................... ............. 167 4.8.2 Transmisión CDMA con M usuarios síncronos y pulsos rectangulares ............................ 168 4.9 Bibliografía...................................................................................................................................170

5 Sistemas celulares ............................................................................................................173 5.1 Necesidad de una estructura celular..............................................................................................173 5.2 Arquitectura de red ......................................................... .............................................................. 178 5.3 Funciones generales......................................................................................................................184 5.3.1 Enganche ...........................................................................................................................185 5.3.2 Acceso ...............................................................................................................................186 5.3.3 Monitorización...................................................................................................................186 5.3.4 Movilidad local: Handover .................................................... ............................................ 187 5.3.5 Movilidad global: bases de datos del sistema ................................................................. ... 196 5.3.6 Seguridad...........................................................................................................................196 5.4 Despliegue celular ........................................................................................................................197 5.4.1 Sistemas FDMA/TDMA....................................................................................................198 5.4.2 Sistemas CDMA ...................................................... .......................................................... 203 5.5 Capacidad del interfaz radio ................................................................ ......................................... 211 5.5.1 Sistemas FDMA/TDMA....................................................................................................211 5.5.2 Sistemas CDMA ...................................................... .......................................................... 216 5.6 Bibliografía...................................................................................................................................223


1 Contexto general de las comunicaciones móviles

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1.1 Comunicaciones móviles en la sociedad de la información

El término sociedad de la información suele utilizarse para designar el conjunto de transformaciones sociales desencadenadas por la generación de acceso a cualquier tipo de información. De manera continua y gradual vamos entendiendo y apreciando lo que significa vivir en la denominada sociedad de la información, ya que emerge cada día alrededor nuestro: la forma en que hacemos las compras o interactuamos con la banca, la manera en que funcionan las empresas y negocios, la manera en que se plantea el acceso a los servicios públicos, los procesos de aprendizaje en las escuelas, etc. Las tecnologías de la sociedad de la información afectan cada aspecto de cómo vivimos, trabajamos, jugamos y nos relacionamos entre nosotros. Los cambios con respecto a unos pocos años atrás son inmensos. Miles de millones de ciudadanos en todo el mundo hacen uso de los teléfonos móviles, Internet y otras tecnologías innovadoras, como la TV digital, que traen consigo un amplio rango de servicios y opciones para los usuarios con un grado de interactividad y capacidad de elección nunca visto. Las empresas utilizan las tecnologías de la información y las comunicaciones para reestructurar sus procedimientos de operación y mejorar su competitividad en el mercado global resultante. Los emprendedores identifican nuevas posibilidades de negocio derivadas de la incorporación de las nuevas tecnologías. El ámbito de la investigación aprovecha las potentes aplicaciones posibles gracias a la incorporación de dichas tecnologías para afrontar problemas científicos complejos que en otro caso serían inabordables, como por ejemplo el genoma humano. Además, todo ello facilita que la información y el conocimiento sean más accesibles para todos. Aunque no puede predecirse el futuro con certeza, parece que nos encontramos sólo al principio de los desarrollos que están por venir, derivados de la convergencia entre computación, comunicación y contenidos. En los próximos 10-20 años, parece que los desarrollos tecnológicos están destinados a acelerarse, de la mano de la liberalización de las telecomunicaciones y la globalización de las tecnologías de la información y los medios de comunicación. A más largo plazo, se avistan signos de que puede llegarse al límite en la evolución de las tecnologías actuales, y que el progreso continuado


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dependerá de nuevas aproximaciones, como pueden ser las nanotecnologías, la bioinformática o la computación cuántica. En todo este contexto, las comunicaciones móviles han jugado, juegan y jugarán un papel muy relevante, ya que la movilidad en la comunicación y en la provisión de información es uno de los elementos clave en las necesidades de la población y proporciona un grado de libertad enorme que impacta de manera evidente y profunda en los planteamientos de vida a todos los niveles. Además, dicha movilidad puede permitir compatibilizar actividades que de otro modo serían excluyentes así como optimizar el uso del tiempo, el recurso quizá más escaso hoy en día en el marco de los países desarrollados. 1.2 Espectro, estandarización y regulación

1.2.1 Espectro

Según la legislación española el espectro radioeléctrico es un bien de dominio público de competencia estatal y corresponde al gobierno la reglamentación de las condiciones de su gestión así como la elaboración de los procedimientos de otorgamiento de sus derechos de uso. La gestión del espectro radioeléctrico ha sido percibida tradicionalmente en nuestra sociedad como una labor muy tecnificada, supeditada a decisiones supranacionales e, indirectamente, con prácticamente nula percepción social de su importancia. Sin embargo, en los últimos años esta gestión del espectro se ha convertido en una herramienta crucial para el desarrollo del sector de las telecomunicaciones en general y, por ende, para el progreso de nuestra industria. El progresivo incremento del número de profesionales dedicados a tareas relativas a la regulación del espectro radioeléctrico en todo el mundo es una muestra de la creciente valoración de esta actividad por parte de las empresas y las administraciones públicas. La administración, con la previa audiencia a los actores interesados en la gestión del espectro radioeléctrico, debe asegurarse de que los distintos servicios de radiocomunicaciones que utilizan o puedan utilizar el espectro encuentran acomodo en el Cuadro Nacional de Atribución de Frecuencias (CNAF) [CNAF]. El CNAF se refleja en el BOE tal y como es desarrollado por el Ministerio de Ciencia y Tecnología. Este cuadro refleja la atribución de las diferentes bandas de frecuencias a los distintos servicios de radiocomunicaciones, especifica su uso y realiza previsiones de espectro sobre futuros usos potenciales. El CNAF es el marco fundamental del ordenamiento legal del espectro radioeléctrico y el marco técnico de referencia para la gestión de sus distintos usos. Debido a su contenido regulador y técnico, el CNAF requiere constantes actualizaciones. En general, estas actualizaciones se derivan de las actividades de los organismos internacionales con competencias en materia de planificación del espectro radioeléctrico, a los que España pertenece. Estos organismos regulan la armonización del uso del espectro en el ámbito internacional. Algunos de los que poseen competencias en esta materia son la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT), la Conferencia Europea de Administraciones Postales y de Telecomunicación (CEPT), la Unión Europea (UE) y el Instituto Europeo de Normas de Telecomunicación (ETSI). El CNAF se editó por primera vez en 1990, y desde entonces se han hecho varias ediciones completas y numerosas revisiones parciales. No obstante, el margen de actuación está acotado porque España no puede tomar decisiones vía CNAF que contradigan las disposiciones emanadas del ITU-R y que son plasmadas en el Reglamento de Radiocomunicaciones, que tiene carácter de tratado internacional y del que España forma parte. Con ellas se logra la armonización mundial en el uso del espectro


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radioeléctrico, lo que promueve economías de escala y constituye un mecanismo básico para el despliegue de redes de ámbito mundial como son los sistemas de satélites. La planificación del espectro radioeléctrico tiene un gran componente de coordinación internacional y las atribuciones de frecuencias se establecen en las conferencias mundiales de radiocomunicaciones que se celebran cada tres años. En cualquier caso, la legislación española también promueve modificaciones de espectro para optimizar su uso en cada momento. Dichas modificaciones son, en gran medida, consecuencia de la evolución tecnológica, de los nuevos servicios y dispositivos que van surgiendo y de la sustitución por éstos de otros ya obsoletos. Por ejemplo, en el CNAF ya se incluyen las últimas recomendaciones internacionales para el uso de dispositivos de baja potencia como telemandos, telemedicina, aparatos de telemetría y otras aplicaciones de transmisión de datos por radio y de corto alcance. También se adaptan en este cuadro las diversas bandas de frecuencias para poder atender la demanda de espectro para las redes de acceso inalámbrico y para acceso a Internet de banda ancha. En particular, la banda de frecuencias 2400-2483,5 MHz se ha adecuado para aplicaciones y dispositivos de baja potencia, entre los que se encuentran los equipos con tecnología Bluetooth y las redes de área local por radio, debido al crecimiento de las aplicaciones y usos de los dispositivos que permiten conectar cualquier equipo portátil con sistemas fijos sin necesidad de cables. Asimismo, también se han previsto las bandas de frecuencia que utilizará el sistema europeo de localización por satélite Galileo, la alternativa tecnológica europea al sistema GPS americano. Este sistema otorgará a Europa independencia para el acceso a servicios de posicionamiento por satélite como la localización de vehículos, las búsquedas en caso de catástrofe o para el control de los barcos. Para ello, Galileo contará con 30 satélites en órbita y otros 8 en reserva. Además es el primer programa de gran escala que combina los esfuerzos de la Comisión Europea y de la Agencia Espacial Europea (ESA) y supone un proyecto estratégico para el sector espacial como infraestructura para el transporte y el desarrollo de la sociedad de la información. La denominación de las bandas de frecuencia, así como algunos ejemplos de asignaciones, se encuentran resumidos en las tablas 1.1 y 1.2 respectivamente. Tabla 1.1 Bandas de frecuencia

VLF/LF MF HF VHF UHF SHF WHD

0 – 315 KHz 315 KHz – 3230 KHz 3230 kHz - 27500 kHz 27500 kHz - 322 MHz 322 MHz - 3300 MHz 3300 MHz - 31,8 GHz 31,8 GHz - 1000 GHz

Ondas miriamétricas y kilométricas Ondas hectométricas Ondas decamétricas Ondas métricas Ondas decimétricas Ondas centimétricas Ondas milimétricas

Tabla 1.2 Ejemplos de asignaciones de bandas a servicios

325 – 405 kHz 1625 KHz – 1635 KHz 87.5 MHz – 108 MHz 890 MHz - 960 MHz 1710 MHz - 2170 MHz

Radionavegación aeronáutica Radiolocalización Radiodifusión Móvil Móvil


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1.2.2 Estandarización

En 1844 Morse envió el primer mensaje público a través de línea telegráfica. Unos diez años más tarde, la telegrafía estaba disponible a nivel intranacional como servicio al público en general. Puesto que cada país usaba un sistema diferente, los mensajes se debían transcribir al traspasar la frontera y retransmitirse mediante la red telegráfica del país vecino. La lentitud e incomodidad de este procedimiento enseguida hizo activar acuerdos para facilitar la interconexión de redes nacionales, lo que finalmente llevó a que en 1865 se firmara la Primera Convención Internacional de Telégrafos en París, con 20 miembros fundacionales que a la vez establecieron la International Telegraph Union (ITU) para facilitar el posterior desarrollo de estos acuerdos iniciales. A inicios del siglo XXI, 135 años después, las razones que llevaron a la fundación de la ITU todavía son vigentes, y los objetivos básicos de la organización permanecen prácticamente invariables. La ITU se define como una organización internacional imparcial dentro de la cual los gobiernos y el sector privado trabajan conjuntamente para coordinar la operación de las redes de telecomunicaciones y servicios y progresar en el desarrollo de las tecnologías de comunicaciones [ITU]. Con el nacimiento de las radiocomunicaciones, la ITU decidió ya por 1903 mantener una primera conferencia con el fin de estudiar los aspectos de la regulación internacional, seguida de la Primera Conferencia Internacional de Radiotelegrafía en 1906. Tras la Segunda Guerra Mundial, la ITU pasó a ser una agencia especializada dependiente de Naciones Unidas, con sede en Ginebra. Tras diversas estructuras organizativas, en 1992 se lleva a cabo una profunda remodelación que da lugar a la disposición de la ITU en tres sectores, correspondientes a sus tres principales áreas de actividad: Telecommunication Standardization (ITU-T), Radiocommunication (ITU-R) y Telecommunication Development (ITU-D). Las actividades de los tres sectores cubren todos los aspectos de las telecomunicaciones, incluido el establecimiento de estándares que facilitan la interconexión e interoperatibilidad de equipos y sistemas. Más específicamente, la ITU-R define características técnicas de los servicios y sistemas radio terrestres o espaciales, y desarrolla los procedimientos operacionales. También lleva a cabo los estudios técnicos que sirven de base para las decisiones regulatorias en las conferencias de radiocomunicaciones. Las recomendaciones que se generan dentro de los diferentes grupos de estudio tienen la categoría de acuerdos voluntarios, no obligatorios. La ITU-R mantiene un registro del uso internacional de frecuencias. La ITU-R es responsable de coordinar los esfuerzos para asegurar la coexistencia de los diferentes sistemas sin que se causen interferencia mutua. Uno de los principales papeles de ITU-R es facilitar las complicadas negociaciones intergubernamentales para el desarrollo de acuerdos legalmente obligatorios entre los distintos estados soberanos, que se recogen en las Radio Regulations (un conjunto de normas que sirven como tratado internacional obligatorio para el gobierno del uso del espectro para cerca de 40 servicios en todo el mundo) y en los planes regionales para la adopción de servicios móviles y de broadcast . La porción de espectro radioeléctrico apropiado para comunicaciones se divide en bloques cuyo tamaño varía según los servicios asociados y sus requerimientos. Estos bloques se denominan bandas de frecuencia y se asignan a servicios de forma bien exclusiva o compartida. La lista completa de servicios y correspondientes bandas de frecuencia en las diferentes regiones constituye la denominada Tabla de Asignación de Frecuencias, que en si misma es parte de las Radio Regulations mencionadas anteriormente. Los cambios en la tabla sólo pueden realizarse en una WRC (World Radio Conference)



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de acuerdo con las negociaciones entre las diferentes delegaciones nacionales, que pretenden conjugar la necesidad de mayor capacidad con la necesidad de protección de servicios ya existentes. La ITU-R se encarga de preparar los estudios técnicos necesarios para que puedan adoptarse las decisiones adecuadas. Por otra parte, la ETSI (European Telecommunications Standards Institute) es una organización no lucrativa cuya misión es producir estándares de telecomunicaciones, realizar su mantenimiento y actualización de los estándares técnicos que requieren sus miembros para conseguir un mercado europeo amplio y unificado, a la vez que contribuye a la estandarización mundial para conseguir una armonización global [ETSI]. A finales de 2002 la ETSI tenía 912 miembros de 54 países distintos, que agrupaban representantes de las administraciones, operadores de redes, fabricantes, proveedores de servicios, institutos de investigación y usuarios. Son los propios miembros quienes determinan el plan de trabajo dentro de ETSI, lo que se garantiza que las actividades estén alineadas con las necesidades del mercado que expresan los miembros. La ETSI está reconocida oficialmente por la Comisión Europea, y se gobierna por sus propias directivas. Su ubicación central está en Sophia Antipolis (Francia). Por otra parte, el denominado 3GPP (3rd Generation Partnership Project) es un acuerdo de colaboración establecido en diciembre de 1998, que agrupa a una serie de organismos de estandarización de telecomunicaciones (ARIB, CWTS, ETSI, T1, TTA y TTC) con el objetivo de producir las especificaciones técnicas globalmente aplicables para un sistema móvil de tercera generación, basado inicialmente en una evolución de la red troncal GSM y las tecnologías de acceso radio conocidas como UTRA-FDD y UTRA-TDD [3GPP]. Posteriormente el ámbito del 3GPP se amplió para incorporar el mantenimiento y desarrollo de las especificaciones técnicas de GSM y sus evoluciones (GPRS y EDGE). Para realizar un desarrollo consolidado de las especificaciones de acuerdo a los condicionantes del mercado se incorporan también en el 3GPP los representantes de la industria. 1.2.3 Regulación

El planteamiento tradicional de la intervención pública de la producción de los servicios de telecomunicación y la propiedad de las redes en un modelo integrado de monopolio público ha llevado asociado en la historia reciente un debate sobre oportunidad. Los teóricos de la economía explicaban que el progreso técnico acelerado, el crecimiento exponencial de la demanda y la constatación de enormes ineficiencias asignativas asociadas a la gestión de los grandes monopolios públicos cuestionaban la opción del monopolio público integrado como instrumento de corrección del “fallo de mercado” justificativo de la intervención, y apostaban por mecanismos alternativos susceptibles de liberar importantes ganancias de bienestar. Todos ellos incorporan, en mayor o menor medida, el libre mercado como mecanismo de asignación de recursos. En cuanto al proceso de liberalización de los mercados de telecomunicaciones, EEUU y el Reino Unido fueron pioneros, mientras que, en la primera mitad de los noventa, la UE aprobó un nuevo marco regulador armonizado que consagraba la liberalización del conjunto de los mercados de telecomunicaciones de sus estados miembros. La política entonces defendida en España, sin embargo, era de apoyo al esquema de monopolio público legal y regulado, de manera que dentro de este nuevo marco regulador comunitario se estableció un largo periodo transitorio que permitía aplazar la apertura del mercado español a la competencia. La política de telecomunicaciones experimentó un


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giro sustancial en 1996, tras algunas medidas adoptadas en 1994 y 1995, con una apuesta por el inicio inmediato del proceso de liberalización del conjunto de los mercados de telecomunicaciones. En particular, las primeras medidas liberalizadoras de alcance general se adoptaron en la Ley 12/1997 de Liberalización de las Telecomunicaciones. Por su parte, la Ley 11/1998 General de Telecomunicaciones constituye la norma reguladora básica de los mercados de telecomunicaciones según el principio de la liberalización. El proceso de liberalización se ha caracterizado por la necesidad de regular el mercado de las telecomunicaciones fijas de forma mucho más intensa que el mercado de las telecomunicaciones móviles. La razón estriba en la total dependencia del mercado de servicios fijos de la red de acceso del operador dominante y en la imposibilidad de desplegar redes de acceso alternativas en plazos reducidos. En el mercado de las telecomunicaciones móviles, la existencia de varios operadores cada uno con su propia red y con plazos de despliegue de red mucho más reducidos, plantea necesidades de regulación diferentes. El espectro radioeléctrico es un bien de dominio público. Su propiedad pertenece al estado que, como propietario, es quien debe decidir sobre su asignación teniendo como único criterio la defensa del interés general. Por otro lado, como factor de producción escaso que es (los operadores no pueden producir servicios de telecomunicaciones sin el uso del espectro), su propietario está legitimado para decidir en qué condiciones está dispuesto a ceder el uso de dicho factor. A este respecto, subastas y concursos son los dos métodos alternativos de asignar este recurso escaso, en ambos casos de forma competitiva. La diferencia entre la subasta y el concurso es que, mientras que en la subasta sólo hay una variable relevante (el precio que el operador está dispuesto a pagar por el uso del espectro durante un determinado periodo de tiempo), en el concurso intervienen distintas variables (compromisos de inversión, compromisos de cobertura, precio que el operador está dispuesto a pagar por el uso del espectro, otros posibles compromisos, etc.) [GAR-01]. En el caso de las licencias UMTS, el método empleado incorporó los elementos clásicos del concurso incluyendo también como elemento complementario una tasa por reserva de uso de espectro de carácter anual. Su importe es variable y, de acuerdo con el marco legal aprobado en 1998, debe reflejar el valor económico de uso del espectro y la rentabilidad potencial que de su uso puedan obtener los concesionarios. En consecuencia, constituye un mandato del poder legislativo al poder ejecutivo la revisión de dicha tasa (al alza o a la baja) cuando se ponga de manifiesto una modificación en el valor económico del espectro. Ello es lo que llevó a elevar considerablemente el importe en 2000 y a reducirlo notablemente en 2001, con la controversia aparejada debido a la no definición de forma precisa de los criterios de determinación y revisión del importe de la tasa y la consiguiente inseguridad jurídica e inestabilidad para los concesionarios. La Comisión del Mercado de las Telecomunicaciones (CMT), creada por el Real Decreto-Ley 6/1996, es el organismo regulador sectorial independiente español para el mercado de las telecomunicaciones y de los servicios audiovisuales, telemáticos e interactivos [CMT]. No obstante, puede considerarse que es la Ley 12/1997 la que constituye el actual punto de partida de la CMT, en la que se establece como objeto de la CMT “salvaguardar, en beneficio de los ciudadanos, las condiciones de competencia efectiva en el mercado de las telecomunicaciones y de los servicios audiovisuales, telemáticos e interactivos, velar por la correcta formación de los precios y ejercer de órgano arbitral en los conflictos que surjan en el sector”. Para cumplir su misión la CMT deberá tener en cuenta, de forma objetiva, los intereses de todas las partes que intervienen en el sector, ya se trate de usuarios, operadores de red, prestadores de servicios, o fabricantes de equipos, en beneficio del desarrollo



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económico y social del país. Como entidad de derecho público la CMT está adscrita al Ministerio de Ciencia y Tecnología. Entre las funciones y capacidades de la CMT puede citarse: 1. La CMT ostenta la condición de órgano consultivo especializado, asesorando al gobierno en cuantas ocasiones sea requerida para ello. 2. La CMT concede los títulos que habilitan para prestar servicios de telecomunicación, licencias y autorizaciones, a excepción de los servicios de autoprestación y de aquellos que deban concederse por el procedimiento de concurso, que serán otorgados por el Ministerio de Ciencia y Tecnología. 3. La CMT desarrolla las funciones de control y vigilancia permanentes que son necesarias en un entorno de plena competencia para permitir la comunicación global entre los usuarios de forma que las condiciones de prestación de los servicios sean equilibradas, ajustadas a costes y sin discriminaciones. 4. La CMT tiene atribuidas competencias para resolver los conflictos entre los agentes del sector, de forma ágil y en plazos breves, de acuerdo con la intensa dinámica en que el mercado se desenvuelve. 5. La CMT ejerce la potestad sancionadora respecto a los incumplimientos de las instrucciones o resoluciones que dicte en el ejercicio de sus competencias, instando, además, a la actuación inspectora y sancionadora del Ministerio de Ciencia y Tecnología por el incumplimiento de la legislación vigente en materia de telecomunicaciones. 1.3 Tecnologías, servicios y aplicaciones

Como se ha dicho anteriormente, las telecomunicaciones han experimentado un considerable dinamismo en los últimos tiempos, que se ha traducido en cambios estructurales, organizativos y regulatorios de la dinámica del mercado. En este contexto, han surgido y surgen importantes oportunidades de crear y desarrollar nuevos mercados, apoyándose en la implantación de nuevas redes y servicios soportados por estas tecnologías, que tratan de materializar dichas oportunidades. Este movimiento se ve dirigido por tres fuerzas motrices: la política regulatoria, la de la oferta tecnológica y la del propio mercado, que es la que finalmente determinará la bondad de todas las acciones derivadas de las anteriores. Este hecho ha creado y crea ciertas incertidumbres sobre algunos de los desarrollos tecnológicos. Centrándonos en la componente tecnológica y tomando las perspectiva europea, dada la multiplicidad y variedad de tecnologías disponibles, puede decirse que en el contexto de la UE se han desarrollado un conjunto de estándares que a la postre han resultado exitosos e incluso en algunos casos adoptados a nivel mundial. Los distintas tecnologías han alcanzando distintos niveles de madurez, revisándose sus características esenciales y sus ámbitos de aplicación a continuación. 1.3.1 Sistemas celulares digitales

Los sistemas de comunicaciones móviles celulares son, en términos generales, aquéllos capaces de proporcionar servicios de telecomunicación sobre zonas geográficas extensas y con capacidad para mantener la continuidad de las comunicaciones mientras el usuario se va desplazando. Lógicamente, para que esto sea posible debe desplegarse una red siguiendo una cierta arquitectura e incorporando


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una serie de funcionalidades y procedimientos, cuyos principios de diseño se irán detallando a lo largo del presente libro. En todo caso, el contacto entre el usuario y la red se lleva a cabo vía radio con las denominadas estaciones base, que son todo el conjunto de elementos de red que tiene la capacidad física de transmitir y recibir las señales, tal y como muestra la figura 1.1. El número, ubicación y configuración de estas estaciones base debe ser suficiente para proporcionar el servicio deseado en las zonas deseadas, la calidad deseada en las comunicaciones y la capacidad suficiente para el número de clientes que tenga el operador de red. De nuevo, estos aspectos se tratarán detalladamente a lo largo del presente libro.

Fig. 1.1 Ejemplo de despliegue celular en Barcelona centro

Hay una gran diversidad de estándares de sistemas de comunicaciones móviles celulares en todo el mundo, basados en distintas tecnologías y con distintas capacidades. Generalmente los sistemas se suelen clasificar, en función de sus capacidades en generaciones: primera generación (1G), básicamente marcada por ser analógica; segunda generación (2G), con tecnología digital y para soportar fundamentalmente voz, y tercera generación (3G), de banda ancha para soportar servicios multimedia. La complejidad de la transición entre redes móviles orientadas a voz y redes móviles multimedia, y la convergencia con Internet, ha ocasionado la aparición de una generación intermedia, conocida como 2.5G. Seguidamente se describen los principales aspectos de los representantes 2G, 2.5G y 3G, desde la perspectiva europea.



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1.3.1.1 GSM

En el inicio de los años 80 aparecieron en el mundo los primeros sistemas de comunicaciones celulares móviles. El aislamiento de los diferentes sistemas así como las proyecciones de saturación de su capacidad empezaron rápidamente a ser aspectos preocupantes. Por otro lado, los costes relacionados con la investigación y desarrollo de la tecnología móvil eran muy elevados, lo que incitó a los fabricantes y operadores a considerar sistemas globales, de forma a que se pudiesen crear economías de escala. En este contexto, en 1982 la CEPT (Conférence des Administrations Européenes des Postes et Télécommunications) responde a estas cuestiones creando el Groupe Spéciale Mobile (GSM), y posteriormente rebautiza las siglas de Global System for Mobile Telecommunications, con el propósito de desarrollar especificaciones técnicas para una red europea de telecomunicaciones móviles capaz de soportar los millones de futuros clientes del nuevo servicio. Los principios básicos para la segunda generación de móviles eran la buena calidad de servicio, terminales y servicios baratos, roaming internacional, eficiencia espectral, compatibilidad RDSI, etc. [MOU-92]. En 1984 la Comisión Europea dio su apoyo formal al GSM y, en 1986, dictó una directiva que estableció las fundaciones políticas del GSM. La recomendación delineaba una introducción coordinada del GSM, con el lanzamiento limitado del servicio en 1991, seguido de la cobertura completa de las principales ciudades en 1993 y la unión de todas las áreas en 1995. La directiva citaba la obligación de reservar los bloques necesarios en la banda de 900 MHz para asegurar la implementación del sistema. El siguiente paso llevaba a que fuese necesario que los potenciales operadores se comprometiesen con el futuro sistema, lo cual se empezó a conseguir con la firma del Memoradum of Understanding (MoU) en 1987, rubricado por 15 signatarios, entre los cuales Telefónica, de un total de 13 países. A partir de ese momento comenzaron a ser probadas las soluciones tecnológicas posibles, culminando con la elección de la tecnología de acceso TDMA (Time Division Multiple Access) combinada con FDMA (Frequency Division Multiple Access) que se explicará en el apartado 3.7. Pronto se vio que había más problemas de los previstos, por lo que se acordó que se efectuaría el desarrollo de la especificación en dos fases. Además la implantación en términos geográficos se vislumbró que debía realizarse en fases, empezando por ciudades importantes y aeropuertos y siguiendo con autopistas. Se calculó que se tardarían años en lograr un servicio completo a todo Europa. No se alcanzó la fecha acordada de 1 de julio de 1991 para el lanzamiento comercial del sistema GSM. A ello contribuyeron el retraso del desarrollo y acuerdo de pruebas de certificación así como la necesidad de modificar algunas especificaciones GSM, ya que la complejidad técnica del desarrollo de terminales portátiles se tardó en resolver más de lo previsto. El servicio comercial del sistema GSM llego en 1992, si bien el tamaño de las áreas de cobertura y el número de usuarios era bastante dispar. A finales de 1993 el número de operadores que habían firmado el MoU había aumentado a 45. Treinta redes GSM estaban en servicio con cerca de un millón de abonados en todo el mundo. A finales de 1994 el número de miembros del MoU había crecido a 102 de 60 países. En 1995 el MoU ya poseía 156 miembros, pertenecientes a 86 países, con 12 millones de clientes. En EEUU, la FCC (Federal Communications Commission) decidió abrir partes de la frecuencia de los 1900 MHz para usos móviles, con elección del sistema por parte de las operadoras. Se desarrolló entonces el PCS1900, una


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variante del GSM, para aprovechar la oportunidad abierta en el mercado norteamericano. En noviembre de 1995 fue lanzado en EEUU el primer servicio PCS1900. A principios del siglo XXI, los sistemas GSM900/1800/1900 son utilizados en 135 países, con 345 millones de usuarios diseminados por 366 redes. El lanzamiento de terminales tribanda (que operan en la frecuencia 900, 1800 y 1900 MHz) posibilita capacidades de roaming cada vez mayores, ya que los usuarios pueden utilizar las tres frecuencias disponibles en los cinco continentes. La aparición de GSM tuvo un impacto todavía mayor en las telecomunicaciones: la apertura de los mercados a operadoras privadas. Los nuevos actores trajeron consigo estrategias de marketing agresivas y una lógica comercial al sector. En Europa la señal radio se envía en las frecuencias entre 810-915 MHz de móvil a base y entre 935960 de base a móvil para la banda de 900 MHz. La separación entre portadoras es de 200 kHz. En la banda de 1800 MHz se emplean concretamente las frecuencias 1710-1785 MHz para la comunicación de móvil a base y 1805-1880 MHz de base a móvil. En España, la historia de GSM empieza en 1992, cuando Telefónica realiza pruebas durante las Olimpiadas y la Expo. En 1995 Telefónica Servicios Móviles inicia la comercialización del sistema GSM con el nombre de Movistar, y tiene su primer millón de clientes en enero de 1996. En octubre de 1995 entra también en operación Airtel, para competir con el monopolio de Telefónica. En el mismo 1996 se lanza Movistar Prepago, el primer sistema en España que permite disponer de una tarjeta en el móvil con un saldo que se consume a medida que se habla. En marzo de 1997 se lanza Movistar Activa, con funcionalidades como la recarga. Estas estrategias comerciales contribuyeron enormemente al desarrollo del mercado, reflejado por ejemplo con la consecución en abril del 2000 de 18 millones de usuarios de telefonía móvil, con una tasa de penetración de mercado del 45 por ciento. No hay duda de que el servicio de voz ha sido el gran impulsor del mercado, y en definitiva en los últimos años la voz ha convertido las comunicaciones móviles en un mercado de masas. No obstante, las capacidades de GSM son más amplias, en particular, los servicios en una red GSM se dividen en dos grupos principales: 1. Servicios básicos. a. Servicios portadores. La red únicamente presta como servicio la transmisión de datos, sin participar en su estructura interna o finalidad. Los servicios portadores proporcionan la capacidad de transferencia entre terminales conectados a la red GSM local (PLMN), así como con equipos conectados a otras redes. Servicios básicos portadores soportados por la red GSM son datos por conmutación de circuitos, a 300, 1.200, 2.400, 4.800 y 9.600 bit/s. b. Teleservicios. Son aquellos servicios de telecomunicación que proporcionan plena capacidad de comunicación entre usuarios o terminales, de acuerdo con protocolos preestablecidos. Son aquellos en que el servicio completo se presta con participación de la red. Teleservicios soportados por la red GSM son telefonía (voz), llamadas de emergencia, servicio de mensajes cortos (SMS), fax automático grupo 3. 2. Servicios suplementarios. Son servicios adicionales relacionados con la comunicación entre usuarios. Ejemplos de servicios suplementarios son: autentificación de usuarios, identificación de llamada entrante, restricción de llamadas, transferencia de llamadas, llamada en espera, multiconferencia, grupo cerrado de usuarios.



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La utilización de un servicio básico o suplementario por parte del usuario requiere una contratación previa del mismo. Por norma general, cualquier operador GSM, al gestionar un alta, ofrece un paquete de servicios básicos y teleservicios por defecto, más una serie de opciones o servicios que requieren una contratación aparte. En cuanto a los SMS, se ha producido también un éxito que ha desbordado las previsiones más optimistas. Mediante un SMS se puede transmitir un mensaje de hasta 160 caracteres. El fenómeno de los SMS ha tenido una enorme aceptación, inicialmente entre los más jóvenes, a pesar de que el interfaz con el usuario resulta poco cómodo (hay que ir introduciendo cada carácter con las teclas reducidas del terminal y visualizar el mensaje sobre una pantalla pequeña). A raíz del fuerte crecimiento que se ha ido produciendo (como ejemplo los más de 928 millones de mensajes enviados en España durante el mes de marzo de 2.002, con un 80% de los usuarios que los utiliza habitualmente) se han desarrollado multitud de aplicaciones interactivas, por ejemplo en programas de TV en que los teleespectadores pueden manifestar su opinión, votaciones en concursos o encuestas de TV, etc. Los SMS constituyen también la base de toda una serie de aplicaciones profesionales que requieren transferencias de información limitadas y en las que se aprovechan las facilidades de las comunicaciones móviles, generándose también un mercado alrededor de ellas. En muchos casos se utilizan los módems GSM para crear aplicaciones específicas de control de dispositivos y transmisión de datos. El control del teléfono móvil a través del puerto serie se lleva a cabo mediante el conjunto de comandos AT especificados en la normativa GSM similares a los utilizados para el control de módems [GSM 03.40] [GSM 04.11] [GSM 07.07] [GSM 07.05]. Hay que destacar que, dependiendo del producto a realizar y del teléfono utilizado, únicamente son necesarios y/o están disponibles un subconjunto de éstos. Además, cada fabricante incluye comandos propios que permiten una extensión de las funcionalidades del terminal. También es importante resaltar que a pesar que las especificaciones de GSM definen los comandos que deben incluirse de forma obligatoria, la mayoría de terminales no las cumplen. Por tanto, en caso de que se deba realizar algún sistema que emplee estos comandos deberá estudiarse el terminal que se utilizará y remitirse a las especificaciones técnicas del mismo.

Ejemplo 1.1. Comandos de control de módem GSM

En la figura 1.2 se presenta una aplicación GSM que utiliza los mensajes SMS para transferir la información de anulaciones de denuncia desde un parquímetro de zona azul a un centro de control. En este caso, cuando el usuario paga el importe para que se le realice la anulación de denuncia, la máquina le pide que introduzca la matrícula del vehículo en un teclado disponible en el parquímetro. El microprocesador incorporado en el parquímetro captura la matrícula y seguidamente envía un SMS al centro de control con un formato prefijado, que el servidor del otro extremo es capaz de interpretar. Para ello el microprocesador de control del parquímetro está conectado al módem GSM a través de un puerto serie RS-232 y lo gobierna a través de los comandos AT definidos. En el centro servidor el módem está configurado de forma similar, de modo que cuando se recibe un mensaje éste pueda ser procesado por el ordenador central. La arquitectura de la figura 1.2 sería válida también para transferencias de volúmenes de información más elevados, aunque en este caso se establecería una conexión de datos en lugar de utilizar SMS. No


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obstante, la realidad ha sido que, con respecto a las aplicaciones de datos en GSM, no se han explotado todas sus posibilidades. Las razones que pueden esgrimirse para ello son: 1. El sistema GSM está orientado a circuitos, de manera que cuando se establece una comunicación se asigna al usuario un recurso radio en exclusiva y, por lo tanto, la facturación va asociada al tiempo de comunicación. Las transmisiones de datos están inherentemente asociadas a la conmutación por paquetes, y de hecho ésta es la tendencia en las redes fijas, y por tanto GSM no constituye una solución adecuada y natural al problema. 2. La falta de aplicaciones plug and play estándares provoca que los usuarios de terminales móviles deban utilizar las soluciones propietarias proporcionadas por los operadores o desarrolladores de aplicaciones con un coste elevado y poca visibilidad comercial.

Interfaz GSM

Interfaz GSM MÓDEM GSM

MÓDEM GSM

Fig. 1.2 Ejemplo de aplicación GSM vía SMS a través de módem GSM

En cuanto a la adecuación de GSM para proporcionar acceso a Internet, el otro gran campo de la TIC en los últimos años, de nuevo puede decirse que no es el soporte más adecuado debido a las características del tráfico que se genera y la conmutación de circuitos característica de GSM. La manera adecuada de soportar Internet es claramente en modo no orientado a conexión, puesto que la información se genera a ráfagas. Para acceder de un modo sencillo, amigable y eficiente a los servicios de información contenida en la red Internet se creó WAP (Wireless Application Protocol) [WAP]. WAP proporciona una plataforma de acceso común a contenidos situados en Internet mediante terminales móviles. Para ello define una serie de protocolos que permiten optimizar la transferencia de información y definir una serie de formatos de contenidos estandarizados. Sin embargo, WAP no permite el acceso a los contenidos en formato HTML y sus applets que inundan los servidores de Internet, puesto que las pequeñas pantallas de los terminales móviles no permitirían su visualización. Por tanto, es necesario crear contenidos nuevos o adaptar los existentes al lenguaje de programación de contenidos creado por WAP, el formato WML (Wireless Markup Language). Para enviar la información WAP puede utilizar


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distintos servicios portadores, conmutación de circuitos, SMS pertenecientes al estándar GSM o incluso otros pertenecientes a otros estándares. Desde el punto de vista de mercado WAP no colmó las expectativas que los operadores habían puesto en él en el momento de su lanzamiento, allá por el año 1998. La tardía puesta en marcha del servicio de datos en modo paquete mediante GPRS supone que la transmisión de datos en modo circuito tenga unos costes para el usuario muy poco atractivos. Además, en el momento de su lanzamiento los operadores dejaron en manos de las empresas creadoras de contenidos la adaptación o lanzamiento de nuevos contenidos sin posibilidad de obtener beneficios. A estos dos factores se debería añadir la baja calidad de los interfaces de usuarios, modo texto, en un mundo ya acostumbrado a los atractivos interfaces de los ordenadores personales. Actualmente, los operadores intentan relanzar el servicio WAP ofreciendo contenidos propios y con el servicio portador GPRS que les permiten ofrecer una diferenciación de la competencia. Además, la aparición de terminales con pantalla en color, cámara fotográfica o de vídeo, terminales con reproductores de audio, y la incorporación de nuevas aplicaciones y nuevos lenguajes de programación como el multimedia message services, MMS o J2ME, están reactivando el negocio de los operadores y preparando a los usuarios para servicios de datos que permitan un introducción gradual y exitosa del sistema UMTS. Mediante estas tecnologías es posible crear aplicaciones que pueden ser descargadas a través de la red y ejecutarse en los terminales móviles tal y como se indica en la figura 1.3. Las aplicaciones iniciales son de correo electrónico, juegos, envío de fotografías, audio y comercio electrónico. Se espera que más adelante puedan ofrecerse servicios de vídeo, servicios de información georreferenciada, o incluso juegos interactivos.

Respuestas

Aplicación servidor Peticiones

Aplicación cliente

SMS, MMS o GPRS

Base de datos

Fig. 1.3 Esquema de aplicación de servicios avanzados

1.3.1.2 GPRS

La poca adecuación de GSM para soportar aplicaciones de datos al estar orientada a modo circuito motivó que la ETSI definiera GPRS, una tecnología orientada a paquetes y por lo tanto más adecuada para las transmisiones de datos, en concordancia con los mecanismos empleados en las redes fijas. Las bases que se fijaron para el diseño de GPRS son fundamentalmente: 1. Eficiencia espectral, mediante la asignación de los recursos en el enlace de subida y en el enlace de bajada de forma separada, dadas las características asimétricas de muchos servicios de paquetes de datos.


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2. Bajo coste de implantación, mediante la reutilización de todo el hardware posible ya diseñado para el sistema GSM así como la capacidad para un canal de ser asignado dinámicamente a GSM o GPRS de acuerdo con los niveles relativos de tráfico ofrecido a cada caso. 3. Mejores prestaciones en cuanto a velocidad: aumento en el caso ideal la velocidad de transmisión hasta 21.4 kbits/s por slot , lo que permite utilizar idealmente hasta 8 ranuras temporales, quedando una velocidad de transmisión de pico teórica de 171kbits/s. 4. Calidad de servicio, con la capacidad de soportar varias clases de calidad de servicio en términos de caudal, retardos y prioridades, de manera que un conjunto grande de aplicaciones de un nivel más alto con diferentes requerimientos de funcionamiento puedan compartir el mismo medio de transmisión. En una red GSM/GPRS pueden combinarse en paralelo los servicios convencionales de circuitos con los servicios de datos asociados a GPRS. A tal efecto, se definen 3 clases de terminales: 1. Clase A, que soporta GSM y GPRS simultáneamente. 2. Clase B, que puede estar registrado simultáneamente a GSM y GPRS, pero en un momento dado sólo puede utilizar los servicios de una u otra tecnología. 3. Clase C, que puede registrarse a GSM o a GPRS, pero no de forma simultánea (excepto los SMS que se pueden enviar o recibir en cualquier momento). Dado el elevado coste asociado a los terminales de clase A, los modelos lanzados por los fabricantes en los primeros años de despliegue son únicamente de clase B. El número de canales depende de cada terminal y varían de 1 a 4 en el enlace descendente y de 1 a 2 para el enlace ascendente, aunque el estándar permite terminales de hasta 8 canales simultáneos en cada enlace. Ello implica que las velocidades máximas teóricas abarcan hasta 85.6 kbits/s de bajada y hasta 42.8 kbits/s de subida. Hay que tener muy presente el elevado consumo de energía y la consecuente disipación de potencia en el terminal en caso de plantear configuraciones que proporcionen elevadas velocidades de transmisión. En cuanto a los esquemas de codificación, los denominados CS-3 y CS-4, que son los que proporcionan mayores velocidades de transmisión, no es previsible que se lleguen a implantar. Con todo lo anterior, en la práctica las primeras pruebas de campo realizadas proporcionaron caudales de datos realmente bajos, inferiores incluso a los 10 kbits/s. Tras un primer refinamiento, es razonable conseguir del orden de 20-30 kbits/s para unas condiciones de carga de la red adecuadas. El cambio más relevante que introduce la red GPRS en la red GSM es la incorporación de dos nuevos nodos: el SGSN (Serving GPRS Support Node) y el GGSN (Gateway GPRS Support Node) para la gestión de movilidad y de mantenimiento del enlace lógico entre el móvil y la red, así como proporcionar el acceso a las redes de datos (Internet). A nivel radio, los cambios requeridos respecto a GSM son pocos, ligados únicamente a la introducción de una comunicación de paquetes sobre el interfaz aire, con la adición del PCU (Packet Control Unit), encargada de manejar la comunicación de paquetes. Las PCUs se añaden en las estaciones base centrales (BSC) y requieren la introducción de un nuevo software en las BTS. Si bien el lanzamiento de GPRS se venía anunciando como inminente desde 1999, la realidad es que en España las primeras experiencias detalladas de GPRS se llevaron a cabo a mitad del año 2000, y se lanzaron servicios comerciales a inicios de 2001, primero dirigidos al ámbito empresarial y posteriormente más orientadas al usuario particular. Tras los tres primeros años de disponibilidad de la



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tecnología, puede decirse que el desarrollo comercial de GPRS es limitado. Esto implica que desde el punto de vista de la infraestructura de la red, los operadores no tengan emplazamientos dedicados a GPRS sino compartidos con GSM y que se otorgue prioridad al tráfico de voz. No obstante, parece haber bastante consenso sobre el hecho que los MMS (Multimedia Messaging Service) puedan jugar el papel de killer application para GPRS, a la vez que ser un elemento central del negocio 3G. En cierta manera, la transición de texto (SMS) a multimedia (MMS) puede resultar tan importante para el mercado móvil como en su día lo supuso el paso de DOS a Windows para el mundo de los PC. A título de ejemplo de las expectativas que de la mano de GPRS y los MMS parecen renovarse, Vodafone live! tenía un total de 380.000 usuarios a final del 2002 en 8 países (entre ellos España) en los que se realizó el lanzamiento en octubre de 2002. En la práctica el tráfico GPRS es un tráfico cursado en modo best effort sin prioridad. Es decir, aunque la norma prevé la definición de factores de calidad, QoS, en el sentido de garantizar retardos y velocidades, esta circunstancia no se prevé que vaya a ser utilizada por los operadores. Esto es, el modo de acceso será best effort , es decir sin garantía de retardos y velocidades de transmisión. La velocidad final va a depender de lo cargada que esté la red, ya que incluso los usuarios GPRS van a tener que competir entre sí para poder acceder al uso del sistema. GPRS se plantea como un servicio portador y no finalista; ello implica que los usuarios finales deberán tener preparadas sus aplicaciones para poder trabajar en un entorno altamente hostil como el entorno radio. Aplicaciones usuales que funcionan correctamente en el mundo Internet, no necesariamente lo harán en un entorno GPRS. La presencia, por ejemplo, de interrupciones originadas por el canal móvil por falta de cobertura así como los errores de transmisión, bajas velocidades y las consiguientes latencias implicadas en la entrega de datos, son responsables en la práctica de un deficiente funcionamiento de los típicos protocolos de comunicaciones tal como el familiar TCP usado en Internet. 1.3.1.3 UMTS

A la vista del gran éxito que en su día supuso GSM, reflejado en que en la década de los 90 el tráfico generado superaba con creces las previsiones más optimistas, las expectativas del sector a más largo plazo se orientaron hacia un incremento substancial del tráfico de datos y la implantación masiva de servicios multimedia. A la vista de las limitaciones tecnológicas que presentaba GSM, y considerándose que la ampliación de capacidades proporcionada por GPRS resultaría insuficiente, se empezó a gestar el concepto de sistema móvil de tercera generación (3G), conocido en el entorno europeo como UMTS (Universal Mobile Telecommunications System); en el contexto mundial, auspiciado por la ITU, se le dio el nombre de IMT-2000 (International Mobile Telecommunications para el año 2000), indicando el horizonte de aplicabilidad de esta tecnología. Los principios iniciales sobre los que se fundamenta 3G eran: 1. Sistema de banda ancha con objetivos de velocidad de hasta 2 Mbit/s. 2. Sistema mundial con cobertura también mundial a través de una componente por satélite complementando la red terrestre. 3. Seguridad en las comunicaciones. 4. Capacidad de proporcionar QoS. 5. Capacidad de creación y gestión de servicios personalizados.


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El objetivo de la ITU en cuanto a un sistema universal pronto se vio que no sería alcanzable, dados los diferentes intereses y necesidades de las distintas regiones (en particular Japón, Europa y EEUU), de manera que IMT-2000 más bien pasó a verse como una familia de sistemas que englobaría distintas soluciones tecnológicas que dieran satisfacción a los requisitos que la ITU asocia a 3G. En este sentido, UMTS puede decirse que es el “pariente” europeo dentro de IMT-2000; la solución de EEUU, conocida como CDMA-2000 es la otra gran tecnología dominante. Una de las características más destacadas asociadas a los sistemas 3G es la predominancia de la técnica de acceso múltiple CDMA como tecnología de base, presente tanto en las soluciones adoptadas en Europa, Japón, EEUU, China, etc. Desde el punto de vista europeo esta elección tiene implicaciones especialmente relevantes, dado que la tecnología TDMA ha constituido la base de los sistemas 2G y 2.5G, de la mano de estándares como GSM, GPRS, DECT, TETRA, etc. Ello supone que tanto los fabricantes europeos, con larga experiencia en la fabricación de terminales e infraestructura TDMA, como los operadores europeos, con larga experiencia en la planificación y despliegue de redes TDMA, deberán afrontar el despliegue de la tecnología y las redes 3G como una experiencia especialmente retadora, al comportar un cambio tecnológico radical de la mano de CDMA. El camino de la definición tecnológica de UMTS no ha sido simple, y arranca ya desde principios de la década de los años 90, cuando la Comisión Europea puso en marcha toda una serie de proyectos para determinar la base tecnológica para UMTS más adecuada. Se exploró la posibilidad basada en TDMA, CDMA y soluciones híbridas TDMA/CDMA. Finalmente se decidió que UMTS tendría dos modos de operación en cuanto a su acceso radio: 1. El llamado modo FDD (Frequency Division Duplex), con duplexado en frecuencia y acceso W-CDMA (Wideband CDMA). 2. El llamado modo TDD (Time Division Duplex), con duplexado en tiempo y acceso TDCDMA (Time Division-CDMA). El espectro inicialmente disponible para UMTS suma un total de 155 MHz, de los cuales 60 2 MHz se dedican al modo FDD y los 35 MHz restantes al modo TDD. No obstante, diversos estudios de necesidad de espectro apuntan a que el actualmente disponible resultará insuficiente en el largo plazo, y para ello la WRC (World Radio Conference) ya ha empezado el proceso de identificación de nuevas bandas. ×

La evolución del mercado UMTS puede seguirse claramente a partir de diversas comunicaciones que ha efectuado la Comisión al Consejo, al Parlamento Europeo, al Comité Económico y Social y al Comité de las Regiones, tratando el tema de la introducción de las comunicaciones móviles de tercera generación en la UE, su situación actual y las perspectivas de futuro. A principios del año 2001, poseían un teléfono móvil el 63% de los ciudadanos de la UE, abonados en su inmensa mayoría (235 millones) a servicios de GSM. En esas fechas, la valoración del mercado europeo de servicios de telecomunicaciones se cifraba en más de 200.000 millones de euros y presentaba una tasa de crecimiento anual del 12,5%. Las comunicaciones móviles, que experimentaron un incremento cercano al 38% en 2000, representaron en ese mismo año alrededor del 30% de los ingresos totales obtenidos por el sector comunitario de los servicios de telecomunicaciones. Debe señalarse que los índices de penetración de Internet desde accesos fijos son



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bastante más modestos (28% de los hogares conectados). En 2002 el mercado de las telecomunicaciones de la UE supuso un volumen de negocios de 224.000 millones de euros, con lo que se situó la aportación del sector móvil en torno al 40% [EITO-02]. La penetración de la telefonía móvil en la UE rebasa ya el 75% (lo que representa un crecimiento superior al 10% con respecto a 2001), habiéndose vendido en 2002 un total de 125 millones de terminales aproximadamente. Tras el descenso experimentado en los últimos años, los ingresos medios por usuario (ARPU) se han estabilizado en torno a los 30 euros mensuales. Los sistemas de tercera generación abren las puertas para el acceso a servicios de Internet específicamente diseñados para su uso desde equipos móviles, a través de aplicaciones multimedia que permiten hacer uso de imagen, vídeo, sonido y voz. Por consiguiente, la convergencia intrínseca hacia los sistemas de tercera generación que ha caracterizado a las dos principales tendencias tecnológicas de los últimos años (Internet y comunicaciones móviles) habrá de resultar de gran importancia social y económica. El éxito del GSM desencadenó un esfuerzo continuo por parte de todos los agentes implicados al objeto de preparar el despliegue coordinado y coherente de las nuevas redes y servicios de tercera generación en la UE. Este objetivo ha presidido el desarrollo de la plataforma tecnológica común UMTS, así como la armonización del espectro radioeléctrico y la elaboración de un marco reglamentario al respecto. Además, el dinamismo del mercado móvil de segunda generación ha favorecido la aparición de grandes operadores paneuropeos de redes y servicios, con capacidad para asumir un compromiso a gran escala en relación con la nueva tecnología. Desde esta perspectiva, el despliegue de las redes y los servicios 3G constituye un objetivo importante que figura de manera prioritaria en la agenda de todas las partes interesadas. Son muchos los agentes implicados en este proceso, y los retos asociados a los próximos pasos son resultado de una compleja interacción de factores, de lo cuales no todos guardan relación directa con el sector móvil propiamente dicho. Además, la introducción de servicios 3G representa un avance importante que exige tiempo para acomodar las numerosas transformaciones que acarrea. Entre ellas figura la implantación técnica, el desarrollo de un nuevo mercado de servicios, la adaptación de las estructuras empresariales a una nueva cadena del valor y unas nuevas pautas de comportamiento de los consumidores. El Consejo Europeo de Lisboa de marzo del 2000 fijó el objetivo estratégico de convertir Europa en la economía basada en el conocimiento más competitiva y dinámica del mundo para el 2010. En marzo de 2002, el Consejo Europeo de Barcelona reafirmó, en sus conclusiones, la importancia de las comunicaciones móviles de tercera generación para el progreso de la sociedad de la información. Al mismo tiempo, las grandes expectativas asociadas a la introducción de una nueva generación de servicios móviles, catapultadas, además, por la popularidad y el crecimiento continuo de la penetración de los móviles a lo largo del año transcurrido, contrastan significativamente con las dificultades que parece experimentar el sector y con el hecho de que, salvo contadas excepciones, la 3G no sea aún en 2003 una realidad comercial en Europa. En el estadio actual, es preciso tener en cuenta cuatro factores que repercutirán de manera crucial en la evolución de la tecnología de tercera generación: 1. Marco reglamentario. Las condiciones reglamentarias establecidas en la UE para la introducción armonizada del nuevo sistema de comunicaciones móviles se basan en la legislación vigente en materia de concesión de licencias. Por otra parte, existe una decisión


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[DEC-99] de ámbito comunitario en la que se establecen las capacidades con que habrán de contar los nuevos servicios de tercera generación y también se hace un llamamiento a favor de una utilización armonizada del espectro. Las condiciones para la concesión de licencias que aplican los estados miembros varían enormemente, y recurren a diversos procedimientos de selección (subasta, selección comparativa o una mezcla de ambas). El número de licencias propuestas en cada país oscila entre 4 y 6, mientras que su coste normalizado en función de la población se sitúa en promedios de entre 0 y alrededor de 650 euros por habitante. La duración de las licencias varía y su entrada en vigor se produce en momentos distintos. Las condiciones de despliegue (requisitos legales de cobertura y condiciones de utilización compartida de las redes) también difieren considerablemente. La asignación de frecuencias a cada operador no está armonizada. Por último, las condiciones de acceso a las redes móviles de segunda generación (itinerancia nacional, por ejemplo) tampoco reciben el mismo tratamiento. Esta situación de fragmentación entrañará, inevitablemente, una distorsión de las modalidades de implantación de las redes y servicios de tercera generación en Europa. El desarrollo de cada mercado nacional podría verse afectado por las divergencias existentes entre las condiciones aplicadas por los estados miembros de la UE para la concesión de licencias, hasta el extremo de que los costes y calendarios asociados a la concesión de licencias en otros países podrían influir en los operadores paneuropeos a la hora de tomar la decisión de incorporarse a un determinado mercado nacional. 2. Contexto financiero. El importe recaudado en concepto de concesión de licencias asciende a más de 130.000 millones de euros. Es probable que los operadores tengan que asumir, como mínimo, unos costes similares para el despliegue de nuevas redes y la comercialización de los nuevos servicios de tercera generación. Por consiguiente, el sector en su conjunto se ve obligado a soportar unos gastos iniciales muy considerables. La situación resultante de demanda de financiación externa y elevado endeudamiento simultáneo en la que se encuentran la mayor parte de los operadores de telecomunicaciones ha provocado en varios casos el deterioro de su calificación de solvencia y la aplicación de unos márgenes de tipos de interés considerables. A su vez, el deterioro de la solvencia de los operadores ha afectado a su capitalización bursátil, con la consiguiente reducción de su capacidad para financiar las inversiones necesarias. Todas estas dificultades no afectan en exclusiva a los sistemas 3G, sino que coinciden con una situación general de incertidumbre en los valores TMT. Con la apertura del acceso masivo a Internet, estimulado por la disponibilidad y facilidad de empleo de los navegadores gráficos WWW, el valor de mercado del sector experimentó un rápido crecimiento, alcanzando su cota máxima en la primavera de 2000. Sin embargo, a partir de ese momento se ha producido una depreciación sostenida de estos títulos en el mercado. El valor comercial del espectro reservado a la tercera generación (reflejado en las cantidades que los operadores están dispuestos a pagar) ha sufrido una disminución muy significativa a raíz de las subastas realizadas en el Reino Unido y Alemania. Las nuevas perspectivas financieras del sector podrían afectar al desarrollo de un mercado competitivo, habida cuenta de que los costes financieros serán especialmente difíciles de soportar para los nuevos participantes que todavía no han establecido sus redes ni cuentan con una presencia en el mercado. Igualmente, los elevados costes iniciales podrían afectar de manera negativa a las inversiones previstas para el desarrollo de los nuevos servicios de tercera generación, lo que limitaría las posibilidades de creación de una amplia base de consumidores. El rigor del contexto financiero ha obligado a todos los operadores de telecomunicaciones, incluidos los móviles, a revisar sus estrategias y considerar prioritario el reequilibrio de sus balances, vendiendo los negocios no esenciales, explorando nuevas fuentes de ingresos y buscando



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maneras de reducir los gastos de capital. Esta tendencia global del sector ha afectado igualmente a los planes de despliegue de la 3G de varias maneras. Por ejemplo, algunos operadores han dado más prioridad a la exploración de medios alternativos de incrementar su ARPU estudiando la posibilidad de ofrecer nuevos servicios en 2.5G, tales como los servicios basados en GPRS. La reducción de los gastos de inversión es otra prioridad de los operadores, según muestran los distintos ejemplos existentes de compartición de infraestructuras de red, expediente mediante el cual los operadores confían en reducir sensiblemente sus inversiones de capital iniciales. Para los fabricantes, las tensiones financieras han supuesto no solamente un aumento de la presión de los operadores sobre los precios de los equipos de redes, sino también un aumento del recurso a la financiación de los equipos por los vendedores, con el consiguiente impacto sobre los resultados empresariales de los fabricantes. Además, han disminuido las ventas de terminales a causa de la saturación del mercado y de la menor disposición de los operadores a subvencionarlos. Se observa también una tendencia al establecimiento de alianzas, e incluso a la firma de acuerdos de externalización, con respecto al desarrollo y la fabricación de los terminales 3G. 3. Adquisición de experiencia en el nuevo mercado: El mercado de nuevos servicios de tercera generación sigue estando en gran medida pendiente de confirmación hasta la fecha, si bien hay indicios de que los nuevos servicios móviles de datos podrían generar con rapidez una importante demanda en el mercado. Dan muestra de ello tanto la amplia aceptación que han suscitado en Japón los nuevos servicios inalámbricos de datos, como el crecimiento exponencial experimentado en Europa por los servicios SMS, que ya representan en la actualidad el 10% de los ingresos de algunos operadores de GSM. Es esencial que todas las partes interesadas (fabricantes de equipos, operadores, prestadores de servicios y consumidores) adquieran experiencia con las nuevas aplicaciones inalámbricas de transmisión de datos. En este sentido, cabe señalar que los operadores y los prestatarios de servicios europeos de GSM ya están haciendo uso del protocolo de aplicación inalámbrica (WAP) para poner en marcha una serie de servicios innovadores. Aunque la aceptación inicial de los servicios WAP no ha colmado las expectativas, ha proporcionado información muy útil para todo el sector en cuanto a la reacción de los consumidores, por lo que respecta tanto a las estrategias de comercialización, como a la creación de servicios y a aspectos de diseño. El lanzamiento de los servicios 2.5G puede constituir un paso crucial para la aceptación satisfactoria de los sistemas de tercera generación, en la medida en que hará posible el desarrollo progresivo del mercado y constituirá un amplio ensayo de aplicaciones “similares” a las de tercera generación, permitiendo con ello una previsión más fiable de la evolución del mercado que existirá para los servicios de tercera generación propiamente dichos, así como la constitución de una base inicial de clientes a través de inversiones relativamente reducidas para mejorar las redes de GSM ya existentes. 4. Aspectos técnicos pendientes. La existencia de una oferta de terminales de tecnología 2.5G y 3G constituirá un factor crucial. En 2003 todavía no se ha producido un suministro a gran escala de terminales GPRS, lo que contribuye al retraso en la oferta de servicios 2.5G. Por lo general, el desarrollo de productos para terminales de tercera generación ha sido limitado, al igual que los terminales bimodales (2G-3G) necesarios para la itinerancia fuera del área inicial de cobertura del sistema de tercera generación. Habida cuenta de las elevadas inversiones efectuadas por los operadores para obtener las licencias de tercera generación, la instalación rápida de equipos fiables y estables en las redes constituye asimismo un aspecto fundamental.


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La aplicación actual del protocolo Internet (versión 4, IPv4) podría limitar, a largo plazo, el despliegue completo de los servicios de tercera generación. La nueva versión propuesta (IPv6) permitiría superar esta insuficiencia, así como incorporar prestaciones adicionales, en ámbitos como la seguridad y la garantía de calidad del servicio [IPV6]. La implantación de las redes móviles IPv6 también haría posible la interconexión inalámbrica máquina a máquina, lo que supondría un impulso considerable para la aplicación de sistemas de tercera generación. Cualquier retraso en la transición hacia redes que incorporen por completo la versión IPv6, objetivo este que requerirá varios años de esfuerzo, podría suponer un obstáculo para el ulterior despliegue de estas prestaciones avanzadas en los servicios de tercera generación. Los sistemas de tercera generación también tendrán una repercusión importante en la creación de empleo a escala comunitaria. El sector GSM ha creado en Europa, desde 1996, 445.000 puestos de trabajo y el volumen acumulado de las inversiones de las que ha sido objeto hasta la fecha se sitúa en torno a los 70.000 millones de euros, según datos de la Asociación GSM en 2001. La introducción de los servicios de tercera generación también presenta un alto potencial de creación de empleo, que no se limita al sector móvil (proveedores de contenidos de Internet, comercio móvil, operaciones bancarias y servicios financieros a distancia, etc.). En Japón se prestan servicios 3G comerciales desde octubre de 2001 en la zona de Tokio. A finales de abril de 2002, la 3G había atraído a unos 106.000 clientes de pago. Sin embargo, sólo podrán extraerse conclusiones consolidadas cuando exista cobertura en todas las zonas urbanas importantes y cuando los usuarios de la 3G hayan experimentado con la capacidad de itinerancia de la nueva oferta de servicio. Conviene señalar asimismo que en Japón las ofertas de servicios de datos que utilizan las redes de acceso 2.5G, por ejemplo para mensajería avanzada, incluida la transmisión de fotogramas utilizando terminales equipados de cámaras, parecen haber sido objeto de una acogida bastante positiva por parte de los consumidores, como demuestra el rápido crecimiento del número de usuarios de estos servicios. 1.3.2 Sistemas de trunking

Los sistemas de trunking o de radiotelefonía móvil privada son sistemas que permiten ofrecer servicios de intercomunicación de voz y/o datos para grupos cerrados de usuarios mediante redes independientes de las redes públicas. Este tipo de redes ofrecen servicios a grupos de usuarios pertenecientes a cuerpos de servicios públicos, tales como policía, bomberos, etc., o grupos de usuarios que necesitan un tipo de intercomunicación específica como taxistas, flotas de transporte, etc. Estos usuarios generan un tipo de tráfico de corta duración con necesidad de crear subgrupos de intercomunicación, llamadas de grupo, prioridad de llamadas de emergencia, etc. Basándose en estas premisas, los sistemas de trunking se diseñan para utilizar de forma eficiente los recursos radio y proporcionar servicios específicos de grupos de usuarios. Si los comparamos con los sistemas celulares convencionales, en los sistemas de trunking los usuarios comparten una serie de recursos mucho menores que el número de usuarios. Si un usuario está utilizando un recurso, el resto de usuarios no puede utilizarlo hasta que éste sea liberado. Sin embargo, debido al tráfico de corta duración, la mayor parte del tiempo los recursos están libres o requieren un pequeño tiempo de espera para poder ser utilizados. La ventaja es que más usuarios pueden comunicarse utilizando menos recursos, puesto que el sistema utiliza colas de espera para atender a las



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demandas de recursos. La principal desventaja es la peor calidad frente a un sistema de telefonía pública, si bien esta pérdida de calidad es aceptable por los usuarios a los que está destinada. Así pues, las características básicas de estos sistemas son [RAB-97]: 1. 2. 3. 4.

Cobertura nacional, local o regional. Posibilidad de llamadas de móvil a móvil. Llamadas frecuentes y de corta duración. Deben poder realizarse llamaradas a grupos específicos de móviles y llamadas generales a todos los móviles. 5. Se deben poder crear grupos de usuarios para comunicaciones de grupo. 6. El concepto de redes PMR (Private Mobile Radio) hace que se entienda como no fundamental la facilidad de llamadas full duplex, de manera que se evita la necesidad de transmitir y recibir simultáneamente en dos radiocanales diferentes. Actualmente las redes troncales son plenamente operativas, y existen tres modalidades básicas de explotación: 1. Sistemas de autoprestación. En los que la red es dimensionada y diseñada por la propia empresa que utilizará el servicio. 2. Sistema de abono. Donde una empresa alquila los recursos excedentarios de su propia red. 3. En régimen de operador. Donde una empresa legalmente constituida como operador instala una red y ofrece sus servicios a grupos de usuarios. Si bien las redes de trunking están especialmente diseñadas para las funcionalidades requeridas por flotas de vehículos o grupos de usuarios, parte del público objetivo de estos sistemas en ocasiones se ha desplazado hacia los sistemas celulares. No obstante, hay dos razones básicas que hacen que los sistemas de trunking dispongan de su propio mercado en: 1. Seguridad. Los cuerpos de policía, bomberos, etc., tienen unos requisitos de seguridad en las comunicaciones y disponibilidad de las mismas que requieren el despliegue de redes propias privadas y exclusivas. Precisamente, en situaciones de alarma, accidentes de tráfico, incendios, etc., se puede producir el colapso de las redes celulares públicas por el tráfico generado por las personas que se encuentran en aquel lugar. 2. Coste. Las flotas de vehículos o los grupos de usuarios generan multitud de pequeñas comunicaciones de despacho, indicaciones desde la central, etc., que supondrían un coste muy elevado si se realizaran a través de sistemas celulares, en los que ya se tarifica por el propio hecho del establecimiento de la comunicación. En cuanto a la tecnología que utilizan actualmente este tipo de sistemas, existen sistemas analógicos, dentro de los que cabe destacar la norma MPT13XX desarrollada en el Reino Unido, y sistemas digitales, como el TETRA, desarrollado por diversas empresas a partir de las especificaciones de la ETSI y el sistema TETRAPOL [TETR]. Las primeras implantaciones de TETRAPOL se llevaron a cabo en Francia entre 1993 y 1994, con las redes ACROPOL y RUBIS, del Ministerio de Interior y la Gendarmerie, así como la red SNCF en el ámbito de transporte. En España la primera red TETRAPOL desplegada fue la red NEXUS de la Generalitat de Catalunya, en el año 1994.


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El sistema TETRA es una estándar de radiotelefonía móvil privada digital (PMR) y de acceso público que se ha desarrollado en Europa para sistemas destinados a la seguridad pública y otros servicios públicos y privados de grupo cerrado. Las estructuras del estándar se basan en los sistemas analógicos de trunking anteriores y en el desarrollo del sistema GSM. Los trabajos de especificación comenzaron en 1990, y finalizaron en 1995. TETRA ofrece un rápido establecimiento de llamada, algo crítico en sistemas de emergencia, soporte para comunicaciones de grupo, operaciones en modo directo entre terminales, es decir sin necesidad de estación base, transmisión de datos en modo paquete y en modo conmutación de circuitos, y seguridad en las llamadas. La tecnología TETRA utiliza acceso TDMA con 4 canales en portadoras separadas 25 kHz. En España el sistema TETRA tiene una reserva de las bandas de frecuencia de alrededor de 400 MHz y 900 MHz [CNAF]. En nuestro país, tan sólo dos operadores cuentan con licencia para trabajar con TETRA: Dolphin Telecom y Telefónica Móviles. Dolphin opera en nuestro país a través de Teletrunk y ofrece sistemas de comunicaciones móviles digitales con tarifa plana y destinada a grupos cerrados. Por su parte, Telefónica Móviles ofrece este tipo de servicios con el nombre de Tetrastar y también a través del pago de una tarifa plana, de modo que los integrantes de un grupo determinado pueden comunicarse de manera ilimitada a un precio fijo. Estos sistemas digitales como TETRA o TETRAPOL tienen capacidades de transmisión de datos a velocidades limitadas, pero que pueden resultar más que suficientes para el tipo de aplicaciones que se suelen requerir. En el caso de cuerpos de seguridad, las transmisiones de datos se emplean para realizar consultas a bases de datos sobre matrículas de vehículos, identidades de personas, etc., lo cual requiere volúmenes de transferencia bajos. 1.3.3 Sistemas WLL

Los sistemas Wireless Local Loop (WLL), a veces llamados Radio In The Loop (RITL), Fixed-Radio Access o bucle de abonado inalámbrico, utilizan tecnología sin cable unida a interfaces de línea y otra circuitería necesaria para completar la comunicación en la “última milla”. Estos sistemas permiten la conexión a las redes públicas telefónicas fijas mediante señales radioeléctricas en lugar de utilizar cables de cobre, tal y como se muestra en la figura 1.4. Existen dos problemas básicos para proporcionar acceso a las redes para usuarios fijos. El primero de ellos proviene de los antecedentes históricos en los que las compañías públicas o privadas proporcionaban servicios mediante sus propias redes en las que se incluye el bucle de abonado. Al producirse el proceso de liberalización, estos recursos quedaron asignados a las compañías existentes y por tanto las nuevas empresas han de utilizar el bucle de abonado de cobre pagando un canon, o tender una red propia. En el primer caso se produce una distorsión del mercado que los legisladores de distintos países han regulado fijando un canon que permita la competencia. Sin embargo, muchas compañías son reticentes a utilizar recursos sobre los que no tienen un control total, y ello les impide obtener flexibilidad para optimizar su negocio. En el segundo caso, tender una red propia basándose en la tecnología de cobre y proporcionando a todos los usuarios su par de cobre trenzado implica unos costes que no les permitirían competir con los operadores dominantes. Los sistemas de WLL permiten a los nuevos operadores ofrecer a los usuarios el acceso a las redes de voz y datos con un coste en infraestructuras y despliegue mucho menor que utilizando redes cableadas. Además, la flexibilidad de los sistemas WLL permiten a los operadores que los servicios y los nuevos clientes puedan incorporarse mediante un despliegue escalado. Finalmente, estos sistemas pueden ser utilizados en



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zonas de difícil acceso o de muy baja densidad de población donde WLL aparece como la clara opción a la hora de obtener enlace telefónico a coste asequible.

Fig. 1.4 Funcionamiento de WLL en ciudad

Así pues, las características básicas de estos sistemas son: 1. Rapidez tanto en el despliegue de nuevas redes de acceso como en el aumento de la capacidad de redes ya existentes. 2. Rapidez y facilidad para añadir nuevas líneas de abonado a servicios ya existentes. 3. Capacidad para proporcionar nuevos servicios de alta velocidad. 4. Facilidad de implantación y bajo coste necesario para añadir extensas áreas de cobertura a una red de acceso. 5. Facilidad para prestar servicios en áreas remotas, terrenos de difícil acceso o lugares con restricciones de cableado (por ejemplo centros históricos de ciudades). 6. Facilidad de reutilización de los equipos hardware de los abonados que causen baja proporcionando una seguridad de la inversión. 7. Forma natural de conseguir la concentración de enlaces (medio compartido). 8. Facilidad y eficiencia para realizar conexiones redundantes de seguridad mediante solapamiento de zonas de cobertura. A partir de las ventajas enumeradas es posible describir las aplicaciones y entornos de instalación de los sistemas WLL y que pueden competir de forma ventajosa con los sistemas cableados, tal y como se indica en la figura 1.5. En primer lugar, las redes de acceso telefónico rural en las que el menor coste respecto a los sistemas cableados permiten que nuevos operadores puedan ofrecer servicios competitivos en poblaciones alejadas de las grandes ciudades. También pueden utilizarse los sistemas WLL como conexiones de alta velocidad para acceso a Internet y servicios multimedia tanto en zonas residenciales como en zonas de negocios. Finalmente, permite el acceso inalámbrico a las centrales de interconexión (POPs, Points of Presence). En este caso, el equipo se coloca en la central local del operador exmonopolístico para permitir el acceso desagregado (unbundled ) al bucle local. El despliegue de los sistemas WLL presenta de una serie de factores críticos para su viabilidad económica, entre los que cabe destacar en primer lugar el precio a pagar por el espectro de radio y por


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el uso de frecuencias. En España la nueva tasa va a obligar a que cada operador pague alrededor de 200 millones de euros hasta el final del periodo de vigencia de la concesión (20 años). A este coste se debe añadir el precio de los equipos, de los estudios para el despliegue de los mismos y los permisos de vecinos y ayuntamientos. En cuanto a los recursos radio y a la cantidad de espectro disponible, si el sistema que se adopta no utiliza anchos de banda suficientemente grandes, la capacidad global será reducida. Además, el alcance estará limitado en función de la frecuencia utilizada.

Redes de voz y datos

Conexión con central local Subscriptor típico

Fig. 1.5 Distribución de señal mediante sistema WLL

En cuanto a los tipos de sistemas de WLL podemos clasificarlos como de banda estrecha y de banda ancha. Los primeros proporcionan capacidades equivalentes al par de hilos de cobre, o algo inferiores dependiendo de la tecnología utilizada. Se puede considerar que estos sistemas se identifican con la línea de acceso para prestar el servicio telefónico básico o datos hasta 64 kbits/s. Este tipo de sistemas incluye los utilizados para proporcionar telefonía rural en algunas zonas de nuestro país, con tecnología de sistemas móviles y que ofrecen capacidades inferiores a las citadas. Las tecnologías que se utilizan son los sistemas GSM900 o DCS 1800 (telefonía básica en zonas rurales), GPRS (telefonía y datos a mayor velocidad), sistemas DECT (Digital Enhanced Cordless Telephone) o desarrollos específicos acometidos por la mayor parte de los fabricantes importantes (tecnologías propietarias). Respecto a los sistemas de acceso radio de banda ancha, tenemos los sistemas de banda ancha de media capacidad. Se trata de sistemas radio cuya capacidad es equivalente a los accesos 2+2 Mbit/s que se prestan actualmente vía cable. Los usos fundamentales son las transmisiones de datos, videoconferencias de baja velocidad, acceso a centralitas de abonado, etc. Con este tipo de sistemas pueden prestarse servicios del tipo Internet. Esta categoría incluye los sistemas LMDS (Local Multipoint Distribution Service). También los sistemas de banda ancha de gran capacidad que pueden cursar datos y vídeo a muy altas velocidades, proporcionar acceso de los proveedores de Internet a las redes, sistemas de distribución de TV, redes corporativas, etc. Incluye los sistemas MVDS (Microwave Video Distribution System) o el recientemente estandarizado IEEE 802.16. El CNAF establece bandas específicas para los sistemas de acceso radio en sus distintas modalidades. Para sistemas de banda estrecha, 3,4 -3,6 GHz (Banda de 3,5 GHz), mientras que para sistemas de banda ancha, 24,5-26,5 GHz (Banda 26 GHz), 27,5-29,5 GHz (Banda 28 GHz) y 40,5-42,2 GHz (Banda 40 GHz).


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1.3.4 WLAN

Una red de área local inalámbrica, también llamada WLAN (Wireless Local Area Network), puede definirse como a una red de alcance local, hasta varios centenares de metros, que tiene como medio de transmisión emisiones de radiofrecuencia. En las redes locales tradicionales cableadas la información viaja a través de cables coaxiales, pares trenzados o fibra óptica. La WLAN es, por tanto, un sistema flexible de comunicaciones que puede implementarse como una extensión o directamente como una alternativa a una red cableada en redes de pequeño tamaño. Entre las ventajas de un sistema WLAN sobre una LAN cableada podemos mencionar: 1. Movilidad. Permite una conexión a la red independientemente de la ubicación e incluso en movimiento. 2. Reducción de costes. Aunque los costes iniciales son mayores que los que supondría un sistema cableado, a lo largo del tiempo los gastos de operación pueden ser significativamente menores. 3. Fácil instalación. Menor tiempo de instalación y puesta en marcha del sistema. La instalación es más sencilla y se evitan obras para tirar cable por muros y techos. 4. Configuración flexible y escalabilidad. Existe completa flexibilidad en cuanto a la configuración del sistema, pues permite llegar donde el cable no puede. Así mismo, se pueden tener diversas topologías para satisfacer los requerimientos de aplicaciones e instalaciones específicas. Sin embargo, sus prestaciones son menores en lo referente a la velocidad de transmisión, que se sitúa entre 1 y 54 Mbits/s, frente a los 10 y 1000 Mbits/s ofrecidos por una red convencional cableada. La filosofía de diseño de las WLAN es la de proporcionar conectividad y acceso a las tradicionales redes cableadas (Ethernet, Token Ring, etc.), como si de una extensión de estas últimas se tratara, pero con la flexibilidad y movilidad que ofrecen las comunicaciones inalámbricas. En la figura 1.6 se muestra un sistema de red cableada a la que se ha añadido un sistema de WLAN. Los terminales móviles tienen un acceso similar a los ordenadores conectados físicamente, mediante cable a través de unos puntos de acceso conectados a la red cableada y mediante sus tarjetas WLAN. Este tipo de configuración recibe el nombre de modo infraestructura.

+

Tarjeta WLAN

Enlace WLAN

Enlace WLAN Punto de acceso

Router

Enlace LAN

Internet Servidor

Servidor

Fig. 1.6 Estructura LAN con enlaces WLAN para conexión inalámbrica en modo infraestructura


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También es posible utilizar ordenadores dotados de WLAN para interconectarse sin necesidad de puntos de acceso, creando redes inalámbricas sin ningún tipo de infraestructura cableada: es el denominado modo adhoc, tal y como se muestra en la figura 1.7. Este modo de operación resulta muy importante para el intercambio de información entre dispositivos en cualquier lugar (sala de reuniones, encuentros ocasionales, redes locales con pocos terminales, etc.)

Fig. 1.7 WLAN en modo adhoc

Los sistemas WLAN utilizan las bandas de radiofrecuencia ISM (Industrial, Scientific and Medical), en las bandas de 2,4 y 5 GHz. Estas bandas permiten el funcionamiento de sistemas sin necesidad de licencia y atendiendo a la normativa propia de potencia emitida de cada país. En Europa la máxima potencia de transmisión son 100 mW EIRP (Equivalent Isotropic Radiation Power). En su momento se reconoció la necesidad de desarrollar normas internacionales para regular el uso de estas redes inalámbricas. En la actualidad existen dos grupos de estándares: Por un lado, el 802.11x [IEEE], desarrollado en EEUU y perteneciente a los estándares definidos por el IEEE. El estándar IEEE 802.11x define una gama de normas de capa física distintas basadas en varias técnicas de transmisión: 802.11b, también conocida como Wi-Fi, el estándar 802.11a. El estándar IEEE 802.11b de la red de área local inalámbrica opera en el rango de los 2.4 GHz (de 2.4 a 2.483 GHz). Fue lanzado en septiembre de 1999, después que se lanzara el IEEE 802.11 en junio de 1997. La capa física del IEEE 802.11b es una extensión de la capa física del IEEE 802.11 que sólo soporta de 1 a 2 Mbits/s, mientras que el 802.11b soporta hasta 11 Mbits/s o en su modo extendido 22 Mbits/s. Además, el IEEE 802.11b define una tasa dinámica que permite el ajuste automático de la tasa de datos en función de las condiciones de ruido. Esto significa que los dispositivos del IEEE 802.11b transmitirán a velocidades más bajas: 5.5 Mbits/s, 2 Mbits/s y 1 Mbits/s cuando lo requieran las condiciones de ruido. Cuando los dispositivos se muevan dentro del rango de transmisión de alta velocidad, la conexión se acelerará automáticamente otra vez. Los productos inalámbricos basados en el estándar IEEE 802.11a utilizan la frecuencia de radio de 5 GHz, y alcanzan velocidades de 11 Mbits/s hasta un máximo de 54 Mbits/s. La técnica de modulación de radio OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) utilizada por 802.11a es la clave de sus mayores velocidades. OFDM divide una portadora de datos de alta velocidad en 52 subportadoras de baja velocidad que se transmiten en paralelo. Por otro lado, el estándar IEEE 802.11g define un modo de operación de hasta 54 Mbits/s en la banda de 2.4 GHz con compatibilidad con los productos 802.11b y una modulación OFDM. Por otro lado, el estándar 802.11x también define la capa de acceso al medio MAC. La capa MAC gestiona el acceso al medio de forma que múltiples usuarios pueden realizar sus transmisiones de la



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forma más eficiente posible. A diferencia de la implementación de una capa MAC sobre un medio de transmisión con soporte físico, el canal radio comporta toda una serie de peculiaridades que convierten el diseño del MAC en uno de los aspectos clave de las prestaciones de las redes inalámbricas. Los estándares 802.11x adoptan como capa LLC el estándar 802.2. Finalmente las especificaciones 802.11x se completan con las siguientes normas: 1. 802.11e. Su objetivo es mejorar la capa MAC añadiendo prestaciones de QoS para soportar la transmisión de aplicaciones multimedia. Afecta tanto al modo distribuido (redes adhoc) como coordinado (modo infrestructura). 2. 802.11f. Su objetivo es desarrollar un protocolo que permita la itinerancia entre puntos de acceso en modo infraestructura. 3. 802.11i. Su objetivo es mejorar los mecanismos de autenticación y seguridad de la capa 802.11 Medium Access Control (MAC). 4. 802.11h. Su objetivo es adecuar la normativa 802.11a a la regulación europea de la banda de 5 GHz. El otro grupo de sistemas de WLAN es la especificación HiperLAN desarrollada en Europa por el ETSI. La norma HiperLAN, ratificada en 1996, está pensada para aplicaciones tanto de infraestructura como adhoc. HiperLAN1 emplea la tecnología de modulación GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying), soporta velocidades de hasta 24 Mbits/s con un alcance operativo de hasta 50 metros, opera a 5 GHz e incorpora parámetros específicos de calidad de servicio (QoS) que priorizan el tráfico de la red. Su objetivo primordial es el de conseguir una tasa de transferencia mayor que la ofrecida por la especificación IEEE 802.11. ETSI aprobó las especificaciones técnicas para HiperLAN2 [ETSI] [HIPER], cuya tecnología de modulación es OFDM (Orthogonal Frequency Digital Multiplexing) y soporta velocidades de hasta 54 Mbits/s. Con esta especificación se ha formado, con un grupo de reconocidas firmas, el HiperLAN2 Global Forum (H2GF), con la intención de sacar al mercado productos basados en este estándar. Por lo que respecta a las conexiones que se pueden establecer bajo esta especificación, en una red de HiperLAN2 los datos se transmiten en conexiones entre el terminal móvil y el punto de acceso (AP), en las que se han establecido previamente prioridades para la transmisión mediante el empleo de funciones de señalización del panel de control del HiperLAN2. Hay dos tipos de conexiones, punto a punto y punto a multipunto. Por una parte, las conexiones punto a punto son bidireccionales, mientras que las conexiones punto a multipunto son unidireccionales y siempre en el sentido hacia el terminal móvil. Cabe destacar que la naturaleza de las conexiones HiperLAN2 permite la verdadera implementación y soporte de QoS (Quality of Service), al asignar a cada conexión un nivel de prioridad con respecto a otras conexiones, en el cual se determinan parámetros relacionados con el ancho de banda a utilizar, el retraso máximo entre paquetes y la tasa de error, entre otros. Este soporte QoS, en combinación con una alta velocidad de transmisión, facilita el flujo simultáneo de numerosos tipos diferentes de datos como, por ejemplo, vídeo, voz y datos. Existen productos de los dos estándares aunque actualmente es el estándar del IEEE el que domina comercialmente el mercado. El mercado de WLAN se encuentra en la actualidad en una etapa emergente y en constante evolución. Los productos instalados cubren pequeñas zonas, generalmente en el área empresarial, o asociaciones de usuarios, y son utilizados como complemento de las redes cableadas. Sin embargo, las previsiones apuntan a un incremento de la demanda de esta tecnología en


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grandes empresas, en el hogar, en centros de enseñanza, en pequeños pueblos, áreas de grandes ciudades, etc. Además, las tendencias actuales apuntan a la tecnología WLAN como complementos de las redes GPRS/UMTS para ofrecer servicios móviles que requieran una alta velocidad de transmisión o en zonas con un número de usuarios elevado. Desde el punto de vista de la explotación, los sistemas de WLAN permiten su instalación como red privada, de utilización personal o corporativa. Este tipo de explotación es el que se instala en empresas para sus empleados o en los hogares, y genera los beneficios propios de las redes inalámbricas. La instalación como red pública puede realizarse en modo abierto (los usuarios pueden utilizar los recursos sin coste alguno) y en modo cerrado (los usuarios pagan una cuota por utilizar los recursos). Este último modelo de negocio es el que actualmente se está explotando en aeropuertos, congresos, etc. La cuota de pago puede fijarse por acceso o en función de la cantidad de información transferida. El año 2000 fue el punto de partida para el desarrollo comercial de productos WLAN. La primera tecnología introducida en el mercado fue el estándar IEEE 802.11b, que asegura una interoperatividad entre productos de distintos fabricantes. La Wireless Ethernet Compatibility Alliance (WECA) estableció el logotipo WiFi (Wireless Fidelity) como un medio para certificar dicha interoperatividad. En el año 2000 el mercado de WLAN creció hasta los mil millones de euros y las previsiones apuntan hasta los siete mil millones de euros en el año 2005. En el 2003 comienzan a aparecer productos pertenecientes al estándar IEEE 802.11a con velocidades de transmisión más elevadas aunque a costa de productos con un precio superior. También, comienzan a desarrollarse productos del estándar IEEE 802.11g compatibles con los productos IEEE 802.11b y velocidades comparables al IEEE 802.11a, a un coste menor. Por lo que respecta al estándar HiperLAN2, se prevé que en el año 2003 aparezcan los primeros productos con el soporte de grandes corporaciones industriales. Desde el punto de vista tecnológico la solución adoptada por el estándar HiperLAN2 es superior a los estándares del IEEE. Los siguientes puntos resumen las principales ventajas de esta tecnología: 1. Soporte de QoS para aplicaciones multimedia en tiempo real. 2. Mejor eficiencia de los recursos energéticos. 3. Mejor gestión de la capa de acceso al medio Medium Access Control (MAC), lo que proporciona una mayor eficiencia de las comunicaciones radio cuando existe un número elevado de usuarios. Según estudios realizados, hasta dos veces mayor que el 802.11a. 4. Selección automática de la portadora Dynamic Frequency Selection (DFS), simplificando el proceso de instalación y expansión del sistema. 5. Plug and play. 6. Mayor seguridad con soporte de autentificación individual y por sesión. 7. Diseño de una capa de convergencia que ofrece interoperatividad con: Ethernet, IEEE1394 (Firewire), ATM y 3G. Sin embargo, a pesar de la superioridad tecnológica, la rápida aparición de productos de la familia 802.11 ha provocado que en estos primeros años de desarrollo comercial el mercado de los ordenadores se haya decantado por los productos del IEEE.


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1.3.5 Bluetooth

La tecnología Bluetooth define un estándar de comunicaciones inalámbricas de corto alcance mediante señales de radiofrecuencia que permite la transmisión de datos y voz. El desarrollo de esta tecnología parte de los laboratorios de Ericsson Mobile Communications, que en 1994 decidieron desarrollar una tecnología que permitiera la conexión mediante un interfaz radio, de consumo, coste y tamaño reducido, de los teléfonos móviles con sus accesorios. Una vez iniciado el proyecto se pensó que esta tecnología podía utilizarse para eliminar los cables que interconectan dispositivos como impresoras, teclados, ordenadores, teléfonos móviles, etc., de forma transparente y amigable para los usuarios. En febrero de 1998 se creó el SIG (Special Interest Group), formado por Ericsson, Nokia, IBM, Toshiba e Intel, para promover un estándar abierto para el interfaz radio y un conjunto de protocolos y de interoperatividad que permitiese la compatibilidad entre los equipos de los diversos fabricantes. Ya en 2003 el SIG agrupa a más de 2.000 compañías fabricantes de chips, desarrolladores de software o de sistemas electrónicos. La extensión de los modos de utilización de esta tecnología permite su uso en pequeñas redes de datos, englobada dentro de las denominadas WPAN (Wireless Personal Area Networks), junto con otras tecnologías como HomeRF 802.15 o UWB (UltraWide Band). Bluetooth se presenta también como uno de los candidatos para el desarrollo de redes adhoc o redes híbridas [BLUE]. En la figura 1.8 se muestra un conjunto de aplicaciones posibles mediante la tecnología Bluetooth. Básicamente se trata de la sustitución de los cables por un enlace radio creado mediante Bluetooth. Mediante esta tecnología se puede acceder desde un ordenador, una cámara fotográfica digital o cualquier otro dispositivo electrónico a otro dispositivo Bluetooth situado en un teléfono móvil como punto de acceso a la red GSM/GPRS o UMTS. También permite la interconexión de ordenadores creando redes adhoc. Otra de las aplicaciones es la sustitución de los cables, RS-232, audio, etc., que conectan distintos dispositivos electrónicos entre sí. Punto de acceso: voz y datos GSM

Redes adhoc

Sustitución de cables

GSM

BT BT

BT

Fig. 1.8 Aplicaciones de Bluetooth

Las especificaciones definen un enlace radio que permite establecer enlaces de corto alcance, hasta unos 10 metros o opcionalmente hasta algunos centenares de metros, de voz mediante enlaces síncronos (SCO), y de datos bidireccionales mediante enlaces asíncronos (ACL). Cada canal de voz puede soportar una tasa de transferencia de 64 kbits/s en cada sentido, suficiente para la transmisión de voz. Un canal asíncrono puede transmitir hasta 721 kbits/s en una dirección y 56 kbits/s en la dirección opuesta en enlaces asimétricos. Por otro lado, para una conexión asíncrona es posible soportar 432,6 kbits/s en ambas direcciones si el enlace es simétrico.


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La frecuencia radio de operación es la banda ISM de 2.4 GHz, la misma que las redes WLAN 802.11b y 802.11g. Funcionalmente el sistema Bluetooth ha sido diseñado para sustituir los cables a bajo coste. Comparativamente con las redes WLAN el sistema Bluetooth tiene la misma cobertura, menor velocidad, pero un coste de producción mucho menor. WLAN está diseñado como complemento y/o sustituto de las redes de datos cableadas. En cambio, Bluetooth está diseñado para la sustitución de los cables de interconexión entre dispositivos. Debido a que la banda ISM es de libre uso, cumpliendo ciertas restricciones, la señal de radiofrecuencia del sistema Bluetooth deberá estar preparada para que las múltiples interferencias que se pudieran producir no mermen su capacidad. Para ello Bluetooth utiliza el método de salto de frecuencia debido a que esta tecnología puede ser integrada en equipos de baja potencia y bajo coste. Este sistema divide la banda de frecuencia en varios canales de salto: los transceptores, durante la conexión, van cambiando de uno a otro canal de salto de manera pseudoaleatoria. La potencia de transmisión se especifica según tres tipos de clases de dispositivos: 1 mw para alcances inferiores a 5 metros, 2.5 mw para alcances de hasta 30 metros, y hasta 100 mw para cobertura de hasta 300 metros. La topología de las redes Bluetooth puede ser punto a punto o punto a multipunto, con todos los dispositivos iguales. Si un equipo se encuentra dentro del radio de cobertura de otro, éste puede establecer conexión con cualquiera de ellos. El control del enlace lo asume la unidad que ha iniciado la conexión según un protocolo de maestro-esclavo. De todas formas, los dispositivos pueden intercambiar el control de la conexión pasando el dispositivo que actúa como maestro a esclavo y viceversa. Un dispositivo que actúa como maestro puede estar conectado de forma simultánea hasta con siete dispositivos esclavos Bluetooth. Cuando dos o más dispositivos Bluetooth establecen una conexión a través de un único dispositivo que actúa como maestro forman una piconet . Cada piconet establece una secuencia de salto de frecuencia que depende de la dirección y de un reloj interno del dispositivo maestro. También existen diversos estados de bajo consumo en los que los dispositivos esclavos son aparcados, aunque se mantienen sincronizados, a la espera de la reiniciación del enlace tal y como se muestra en la figura 1.9. Los dispositivos que no establecen ningún tipo de conexión están en un estado de espera.

maestro esclavo activo

esclavo aparcado standby

Fig. 1.9 Estructura de piconet

Las unidades Bluetooth pueden establecer potencialmente comunicaciones entre ellas cuando las aplicaciones que los gestionan lo requieran, de modo que en una misma zona pueden existir distintos


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dispositivos que establezcan comunicaciones simultáneas entre sí. Esto provocará que se creen varias piconets, cada una con una secuencia de salto de frecuencia distinto en áreas de cobertura superpuestas, tal y como se muestra en la figura 1.10.

maestro eslavo activo

esclavo aparcado standby

Fig. 1.10 Estructura de scatternet

A un grupo de piconets se le denomina scatternet . Debido a que individualmente cada piconet tiene un salto de frecuencia diferente, diferentes piconets pueden coincidir sin interfererirse. De todas formas, si en un área reducida se establecen muchas piconets, más de 20 de forma simultánea a máxima velocidad, el rendimiento de cada una de ellas disminuirá. Las distintas piconets pueden intercomunicarse puesto que un dispositivo puede se maestro de una piconet y esclavo de otra, o esclavo de dos piconets distintas. La seguridad de las transmisiones y los enlaces entre dispositivos se obtiene mediante: 1. Saltos de frecuencia pseudoaleatorios que dificultan que dispositivos ajenos a la red puedan interceptar o ver el tráfico de información. 2. Autentificación, que permite a un usuario controlar la conectividad sólo para dispositivos especificados. 3. Encriptación, mediante uso de claves secretas. La implantación del sistema Bluetooth ha sido más difícil de lo que los impulsores tenían previsto. La falta de apoyo en algunos momentos de alguno de los grandes fabricantes y la competencia que se estableció con el IEEE, con sus estándares 802.11 y 802.15, provocó una ralentización en la aparición de productos de forma masiva. Sin embargo, el acuerdo para adoptar la tecnología Bluetooth como parte del estándar IEEE 802.15.1 propició que los primeros productos de consumo comenzasen a distribuirse en el año 2002. Es en el año 2003 en el que la implantación comienza a ser masiva, primero en equipos de gama alta, ordenadores portátiles, cámaras de vídeo, impresoras, etc., y más tarde en equipos destinados a todos los usuarios: adaptadores de puerto serie, teléfonos móviles, agendas electrónicas, etc.


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El potencial de productos en los que la tecnología es aplicable es enorme, pues cualquier sistema que utilice la transmisión de datos de hasta 700 kbits/s puede incorporar Bluetooth para eliminar los cables de conexión. Incluso se prevé la aparición de nuevos productos como consolas de juegos multijugador, tarjetas de visita electrónicas o sistemas de telecontrol que empleen Bluetooth para interconectar los dispositivos. Los miembros del SIG están trabajando en la ampliación del estándar para adaptarlo a las nuevas necesidades multimedia y conexiones de datos de alta velocidad. Para ello, se pretende ampliar el interfaz radio, manteniendo compatibilidad con los productos anteriores, para alcanzar velocidades de transmisión de varios Mbits/s. 1.4 Integración de redes heterogéneas y servicios personalizados

Para desarrollar los escenarios tecnológicos del futuro es fundamental comprender e interpretar correctamente las potencialidades de las tecnologías, el uso de las mismas que pueden hacer los usuarios, las oportunidades de negocio, las necesidades futuras de la sociedad, etc. Para ello es importante aprender de la historia reciente y pasada: los cambios derivados de la revolución Internet, el fuerte empuje de valor añadido como elemento de la industria de telecomunicaciones, la emergencia de la interactividad en el sector audiovisual, etc. El principal reto se encuentra en aproximar los distintos mundos para poder proporcionar servicios de contenidos multimedia adaptados al uso que se le vaya a dar. La transición del mercado de voz al mercado de datos se está revelando menos simple de lo previsto por la industria, con la dificultad de encontrar nuevas aplicaciones que atraigan tráfico de manera significativa. La evolución esperable del mercado móvil sitúa a los usuarios en el centro de un entorno de conectividad total a servicios personalizados, donde se pueden identificar diferentes dominios: 1. Un dominio centrado en el usuario. Para mejorar la capacidad de interacción del usuario con un amplio abanico de aplicaciones dependientes del contexto (por ejemplo basadas en la localización), terminales y dispositivos, a través de diversidad de entornos (público y privado, personal y corporativo), se requiere la identificación clara de las necesidades de los usuarios y la aceptabilidad por parte de los mismos de los servicios soportados más que de las tecnologías que los soportan. Los servicios y dispositivos deben ser fáciles de emplear y configurar a través de interfaces sencillos y naturales, transparentes a la tecnología que se encuentre por debajo. 2. Un dominio centrado en el dispositivo. La proliferación de dispositivos inalámbricos IP operando en múltiples entornos (en casa, el coche, la oficina, el aeropuerto, el transporte público, etc.) conlleva el reto de soportar la conectividad en modo adhoc con todas las garantías de seguridad. 3. Un dominio centrado en los servicios. Para poder entregar al usuario los servicios deseados es necesario comprender adecuadamente los requerimientos del middleware, que debe permitir la adaptación del contenido a las características de la red en la que se entregará, las capacidades del dispositivo al que se entregará y las preferencias del usuario que lo disfrutará, teniendo también en cuenta el contexto en el que se encuentra el usuario. 4. Un dominio centrado en las redes. La multiplicidad de redes y entornos (desde picocélulas a satélites) implica que cada tecnología debe ser capaz de evolucionar de manera independiente pero a su vez basada en una plataforma IP común soportando conectividad IP de extremo a



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extremo, satisfacer las demandas de la red troncal y proporcionar la integración con las otras tecnologías de acceso radio. El objetivo de conseguir un acceso transparente a los servicios de banda ancha y en gran parte independiente de la tecnología concreta a través de la que se proporciona el servicio, está todavía lejos en el horizonte ya que venimos de toda una serie de redes desplegadas precisamente mediante tecnologías especificas a servicios determinados [USK-03]. Los retos radican no sólo en lograr la interoperatibilidad de redes multiservicio sino también considerar que los distintos servicios presentan distintos requisitos de calidad de servicio. Dado el papel dominante de Internet y la esperable mayor proliferación de dispositivos basados en IP, el soporte optimizado de IP constituye uno de los elementos críticos en el camino hacia la evolución e integración de las distintas redes. Algunas de estas tendencias incluyen la integración móvil-broadcast o celular-WLAN, que a su vez requiere la optimización del espectro disponible a través de una utilización y asignación dinámica del mismo, el incremento de uso de bandas no reguladas y la convergencia de servicios a través de diferentes dominios de regulación. Desde el punto de vista de la prestación de servicios, el modelo de negocio parece que puede alejarse radicalmente del modelo prevaleciente, en el que existe una relación de uno a uno entre los operadores móviles y sus clientes. El origen de buena parte del perfil de servicio accesible por un cliente no lo controla ya necesaria o totalmente el operador [GUS-03]. Las aplicaciones innovadoras o los contenidos concretos tendrán que ser accesibles incluso cuando se originen fuera de la red controlada por un operador y a través de redes diferentes. Esta situación plantea el problema de garantizar que la plataforma acoja un entorno de servicios móviles abiertos. Por ejemplo, los creadores de aplicaciones tienen que tener en cuenta la capacidad de los diversos terminales diseñados por distintos fabricantes. Los diferentes sistemas operativos utilizados por los terminales, la diversidad de navegadores y la falta de normalización de los terminales habilitados para Java constituyen, entre otros, posibles obstáculos para el diseño de aplicaciones que se puedan ejecutar en una amplia población de terminales o para la posibilidad de procesar determinados contenidos. Para minimizar estos obstáculos, resulta esencial que las especificaciones de interfaz sean abiertas y transparentes. Respecto a la red, la dificultad deriva del hecho de que parte de la inteligencia necesaria para soportar aplicaciones sofisticadas reside en ella. Se corre, por tanto, el riesgo de que las arquitecturas de red patentadas se conviertan en trabas para los creadores de aplicaciones. La industria de fabricación ha puesto en marcha varias iniciativas, tales como la arquitectura móvil abierta (OMA), cuyo impacto dependerá del apoyo que reciban de los vendedores en general y de los operadores en particular. Como ejemplo de lo anterior, considérese un usuario que está suscrito a un servicio de información bursátil que le ofrece su operador de red, con quien tiene una relación contractual. Por la mañana, mientras va en autobús al trabajo, solicita la cotización a inicio de sesión de sus valores. El concepto de servicio personalizado supone que dicha información se proporciona adaptada a las características del terminal desde el que se accede, en este caso un terminal convencional con pocas líneas de texto, y a través del medio más adecuado, en este caso quizás un simple mensaje SMS de GSM con los caracteres de los valores y su cotización. A media mañana, el usuario vuelve a conectarse desde la oficina, con un ordenador portátil. En esta ocasión el servicio puede concretarse de una forma bien distinta, por ejemplo proporcionando una gráfica de la evolución del valor en el último mes, comparado con otros valores del mismo sector, etc., ya que el terminal tiene mucha mayor capacidad gráfica. Además, en este caso la información se puede hacer llegar por ejemplo a través de GPRS, ya


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que el usuario tiene cobertura en el interior del edificio. La figura 1.11 representa el modelo asociado a este caso. RED ACCESO #1

RED ACCESO #2 OPERADOR REDES ACCESO Y PROVEEDOR DE SERVICIOS Fig. 1.11 Ejemplo de modelo de servicio

Otro modelo de operación sería el de la figura 1.12. En este caso se considera que el usuario está suscrito a un servicio de información bursátil, siendo el proveedor del mismo el broker que a la vez se encarga de ejecutar las operaciones de compra y venta de valores. El broker tiene conocimiento de la composición de la cartera de valores, y puede hacer llegar al usuario cualquier alarma prefijada en cuanto a variaciones de la cotización de dichos valores para que éste pueda tomar las decisiones que considere convenientes. Adicionalmente, el usuario puede solicitar la información que desee. En este caso el usuario tiene una relación contractual tanto con el proveedor de servicios como con el operador de red, a través del cual su proveedor de servicios es capaz de hacerle llegar la información deseada. RED ACCESO #1

RED ACCESO #2

OPERADOR REDES ACCESO


PROVEEDOR DE SERVICIOS Fig. 1.12 Ejemplo de modelo de servicio


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Otro modelo posible sería el representado en la figura 1.13. En este caso el usuario mantiene una relación contractual con el proveedor de servicios, que a su vez se constituye como operador virtual de redes, esto es, se presenta al usuario como un operador de red pero en realidad no es el propietario de las redes de acceso sino que dispone de capacidad sobre las mismas a través de la relación contractual que mantiene con los operadores de redes de acceso, propietarios y encargados de desplegar físicamente las redes.

RED ACCESO #1

RED ACCESO #2



OPERADOR VIRTUAL REDES ACCESO Y PROVEEDOR DE SERVICIOS Fig. 1.13 Ejemplo de modelo de servicio

Junto a las complejidades derivadas del modelo de negocio en un entorno de multiplicidad de redes y servicios, aparecen retos importantes desde el punto de vista técnico y tecnológico. Entre ellos puede citarse: 1. Las arquitecturas, interconexiones, procedimientos, protocolos, etc., necesarios para poder soportar los aspectos de seguridad (autentificación de usuarios, redes y terminales), facturación, gestión de la movilidad, gestión del perfil de usuario, adaptación de contenidos, etc. 2. El panorama de redes heterogéneas conlleva la necesidad de desarrollo de las denominadas estrategias CRRM (Common Radio Resource Management), con el objetivo de conseguir el uso optimizado de los recursos radio entendidos como la globalidad de los disponibles entre las distintas tecnologías, en la medida que constituyen un recurso escaso. Estas estrategias deberán ser capaces de gobernar el comportamiento de las distintas RAT (Radio Access Technologies) que pueden estar disponibles en un determinado escenario en un momento dado, procurando la derivación del tráfico más apropiada sobre cada una de las diferentes redes así como el balanceado de cargas entre ellas, teniendo por objetivo proporcionar los servicios a los usuarios con la QoS (Quality of Service) demandada, proporcionar la cobertura geográfica planificada y conseguir la máxima capacidad posible. La heterogeneidad de redes se manifiesta de manera más acusada en los entornos urbanos,


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centros de negocios, etc., donde pueden presentarse simultáneamente la disponibilidad de acceso GSM, GPRS, UMTS y WLAN por ejemplo. 3. Por otro lado, va ganando terreno la idea de que resulta necesario disponer de un marco más flexible para la gestión de los derechos de uso del espectro, que dote de más liquidez a las inversiones efectuadas en el sector radioeléctrico. Por el momento, el derecho a utilizar espectro está asociado a unas licencias de servicios cuya cesión restringe la actual legislación de la UE, al ser limitado el número de licencias. Por ejemplo, en el sector de las telecomunicaciones actualmente sólo es posible ceder los derechos de uso del espectro radioeléctrico de forma indirecta, mediante concentraciones y adquisiciones (sometidas a las normas sobre competencia), o devolviendo la licencia a la administración, que luego debe ofrece una licencia nueva a través de los necesarios procedimientos de selección pública y abierta. La tendencia reguladora va en la dirección de permitir a los estados miembros introducir el comercio de espectro a reserva de determinadas condiciones de procedimiento [DIR-02], de manera que la visión actual sobre el espectro radioeléctrico es cada vez más dinámica, llegándose a entrever la aparición de un spectrum broker , similar al del mercado de valores, que permite comprar, vender y alquilar espectro para diferentes tecnologías. 4. La reconfigurabilidad es el key enabler para la evolución del panorama móvil dibujado, deberá permitir la redefinición a través de software de cualquier elemento de la red inalámbrica y de todos los servicios y aplicaciones que se soportan en ella. El concepto de reconfigurabilidad extiende el convencional SDR (Software Defined Radio) [MIT-95], que se centra principalmente en el terminal. SPECTRUM MANAGEMENT

COMMON

RRM

LOCAL

RRM #1

... LOCAL RRM #n

TERMINAL RECONFIGURABLE Fig. 1.14 Escenario genérico de sistema con redes heterogéneas

La figura 1.14 sintetiza conceptualmente la realización de un escenario de redes heterogéneas con utilización flexible del espectro. Cada RAN (Radio Access Network) dispone de sus propios mecanismos de RRM (Radio Resource Management), que se encargan del buen funcionamiento de la interfaz radio. A su vez, la entidad CRRM realiza la gestión global de las diferentes redes de acceso radio. Para ello recibe información de cada RAN relativa a su estado de ocupación, nivel de



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interferencia, etc. Por otro lado, la entidad SM (Spectrum Management) toma decisiones a nivel de asignación de espectro a cada una de las tecnologías. Las capacidades del terminal, a largo plazo, incluirá el denominado multihoming , que consiste en la posibilidad de transmisión/recepción simultánea hacia/desde diferentes redes, aprovechando las capacidades de reconfigurabilidad tanto del terminal como de las redes. A todas las tecnologías anteriores cabe añadir las nuevas posibilidades que se abren con la propia evolución de la capacidad de los microprocesadores, la disponibilidad de fuentes de alimentación avanzadas y de dispositivos de visualización de bajo consumo, dispositivos multimedia portátiles, sistemas de computación a bordo de vehículos, sensores de miniaturización, etc., que extienden las capacidades de conectividad e impulsan la emergencia de las redes de ámbito personal e incluso corporal. 1.5 Bibliografía

[CNAF] http://www.setsi.mcyt.es [ITU] http://www.itu.int [ETSI] http://www.etsi.org [3GPP] http://www.3gpp.org [GAR-01] GARCÍA LEGAZ, J., “Liberalización, competencia y regulación de las telecomunicaciones en España”, Economía Industrial , nº. 337, 2001 [CMT] http://www.cmt.es [MOU-92] MOULY, M., PAUTET, M.B., The GSM System for Mobile Communications, publicado por los autores, 1992 [GSM 03.40] Digital cellular telecommunications system (Phase 2+); Technical realization of the Short Message Service (SMS) Point-to-Point (PP) [GSM 04.11] Digital cellular telecommunications system (Phase 2+); Point-to-Point (PP) Short Message Service (SMS) support on mobile radio interface [GSM 07.07] Digital cellular telecommunications system (Phase 2+); AT command set for GSM Mobile Equipment (ME) [GSM 07.05] Digital cellular telecommunications system (Phase 2+); Use of Data Terminal Equipment Data Circuit Terminating Equipment (DTE – DCE) interface for Short Message Service (SMS) and Cell Broadcast Service (CBS)] [WAP] http://www.wapforum.com [EITO-02] Informe 2002 del European IT Observatory


50


[DEC-99] Decisión nº 128/1999/CE del Parlamento Europeo y del Consejo de 14 de diciembre de 1998, relativa a la introducción coordinada de un sistema de comunicaciones móviles e inalámbricas de tercera generación (UMTS) en la Comunidad, DOL 17 de 22.1.1999 [IPV6] www.ipv6.org [RAB-97] HERNADO RÁBANOS, J.M., Comunicaciones móviles, Editorial Centro de Estudios Ramon Areces, 1997 [TETR] http://www.tetrapol.org [IEEE] http://www.ieee.org [HIPER] http://www.hiperlan2.com [BLUE] http://www.bluetooth.org [USK-03] USKELA, A., “Key Concepts for Evolution Towards Beyond 3G Networks”, IEEE Wireless Communications, febrero 2003, pp. 43-48 [GUS-03] GUSTAFSSON, E., JONSSON, A., “Always Best Connected”, IEEE Wireless Communications, febrero 2003, pp. 49-55 [DIR-02] Directiva marco, 2002/21/CE, Artículo 9, Apartado 3 [MIT-95] MITOLA, J., “The Software Radio Architecture”, IEEE Communications Magazine, mayo 1995, pp. 26-38


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2 Propagación

2 Propagación Las técnicas de ingeniería utilizadas en los sistemas de telecomunicación están condicionadas por las condiciones imperantes en el medio de transmisión utilizado. En los sistemas de comunicaciones móviles el principal medio de transmisión son las ondas radioeléctricas, y por lo tanto es fundamental el estudio del comportamiento de los niveles de señal y los fenómenos que intervienen. Dichas ondas se comportan según el modelo establecido por las leyes de Maxwell. La aplicación de las ecuaciones que describen la teoría electromagnética, que nos proporcionaría de forma exacta las magnitudes (intensidad de campo electromagnético, potencia recibida, niveles de tensión o niveles de corriente), necesitaría de un conocimiento exacto de las condiciones de contorno (posición, forma y composición de todos los objetos situados en el campo de acción de las ondas para todo instante de tiempo). Este conocimiento es materialmente imposible y, aunque se tuviera, las ecuaciones resultantes sólo serían resolubles mediante complejas técnicas de simulación iterativa, por lo que debe buscarse una caracterización alternativa: suficientemente precisa como para proporcionar una buena estimación de la realidad y a la vez suficientemente sencilla como para que su tratamiento matemático sea práctico. El estudio empírico ha proporcionado una serie de modelos más o menos complejos que describen el comportamiento de las magnitudes necesarias para describir el medio de transmisión y poder aplicar las técnicas necesarias para una transmisión fiable de la información [CCIR-90][BILL-77][BARB02][AURA-85][ANDE-95]. Los mecanismos que determinan la propagación de las ondas electromagnéticas y los niveles de señal recibidos dependen de la longitud de onda, objetos interpuestos entre el emisor y receptor, objetos en los que puedan rebotar las ondas, tamaño y composición de los objetos, etc. Si monitorizamos el nivel de potencia recibido en un terminal móvil que se aleja de la antena transmisora podemos observar una variación similar a la mostrada por la figura 2.1. Existen diversas componentes provocadas por distintas causas que afectan al nivel de señal. Las variaciones del nivel de la señal están asociadas generalmente a cambios en la posición del terminal móvil, aunque también pueden producirse por cambios en los objetos en los que se producen las reflexiones. El nivel de señal recibido por un terminal móvil depende de la distancia, difracciones en objetos interpuestos, atenuaciones debidas a objetos entre las antenas, vegetación, paredes, etc., la refracción


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atmosférica y las reflexiones producidas por objetos lejanos y próximos. Los efectos de estos fenómenos físicos pueden ser tratados de forma simplificada mediante una caracterización que contempla por separado los diferentes aspectos ilustrados en la figura 2.2. Pot -60 -70 -80 -90 -100 -110 -120 -130 50

100

150

200

250

350 d

300

Fig. 2.1 Potencia recibida en un terminal en movimiento

d

v

Fig. 2.2 Fenómenos que afectan a la señal recibida en un teléfono móvil

En particular, la señal recibida en el terminal móvil depende de: 1. Pérdidas de propagación debidas a la distancia entre antenas. 2. Desvanecimientos producidos por la obstaculización de la señal provocada por las variaciones del terreno, montañas, edificios, etc. 3. Variaciones en el nivel de señal producidas por la múltiple reflexión de ésta en los objetos cercanos al terminal móvil. 4. Desplazamiento en la frecuencia portadora de la señal producido por el movimiento del terminal.


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2 Propagación

5. Los efectos provocados por la propagación multicamino producida por las reflexiones en objetos lejanos. En los siguientes apartados se describirán cada uno de los efectos por separado. 2.1 Pérdidas de propagación

Uno de los aspectos básico en el diseño de un sistema móvil es el de determinar qué nivel de potencia medio se recibirá en un receptor situado a una distancia d de la antena transmisora. Las ecuaciones de Maxwell permiten predecir la potencia recibida, P , en el espacio libre según la siguiente ecuación:

 λ  P = P T GT G R    4πd 

2

(2.1)

donde P T es la potencia transmitida, GT y G R son las ganancias de las antenas transmisoras y receptoras, λ la longitud de onda y d la distancia. La relación entre la longitud de onda y la frecuencia queda determinada por f λ = c, donde c es la velocidad de la luz. A partir de la anterior ecuación se definen las pérdidas de propagación, L, como la relación entre potencia emitida y potencia recibida utilizando antenas con ganancia unitaria: L =

c2

(2.2)

(4πdf )2

Por tanto, en el espacio libre la diferencia entre la potencia recibida y la potencia trasmitida depende del inverso del cuadrado de la distancia, de modo que cada vez que se duplica la distancia se produce una atenuación de 6 dB. También debe resaltarse que para frecuencias mayores la atenuación aumenta. Por tanto, a igual potencia transmitida y utilizando antenas de igual ganancia los sistemas que emplean frecuencias portadoras mayores tienen menor alcance.

1

2

3

Fig. 2.3 Mecanismos involucrados en las pérdidas de propagación según la distancia

En un entorno móvil, caracterizado por la baja altitud de las antenas respecto al terreno, no puede considerarse válida la hipótesis de propagación en espacio libre y, por lo tanto, que las pérdidas de propagación se ajusten a las proporcionadas por L. Para comprender mejor la complejidad en cálculo de las pérdidas de propagación en un entorno móvil podemos observar en la figura 2.3 cómo existen


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diversos mecanismos que intervienen en el cálculo y su dependencia de la distancia y los obstáculos entre antenas. En efecto, en la posición 1, la utilización del modelo de espacio libre proporcionaría una estima relativamente correcta de las pérdidas, aunque podría ser necesaria la introducción de factores correctores si existiesen objetos interpuestos, paredes, vegetación, etc. Si el terminal se desplaza hasta la posición 2, todavía existe visibilidad directa pero las reflexiones del plano de tierra pueden provocar una influencia en las pérdidas de propagación. En estas situaciones un modelo apropiado es el de Tierra plana [LEE-93]. En este modelo se consideran la reflexión en el suelo y la ecuación que predice las pérdidas es

 h h  P = P T GT G R  1 2   4πd 

2

(2.3)

donde h1 y h2 son las alturas de las antenas y se cumple d >>

2π hh λ 12

(2.4)

Por tanto, existe una dependencia del inverso de la cuarta potencia de la distancia, de modo que al duplicarse la distancia la atenuación se incrementa en 12 dB. Además, también pueden establecerse correcciones por atenuaciones producidas por objetos interpuestos similares a las comentadas en la posición 1. Finalmente, en el punto 3, las pérdidas debidas al espacio libre deben ser corregidas al producirse pérdidas por difracción de la señal causada por los objetos interpuestos entre las antenas [BER-99]. Si tenemos en cuenta que en la mayoría de situaciones suelen haber múltiples objetos que producen difracciones y reflexiones de la señal, se hace necesario el desarrollo de modelos simplificados que permitan determinar las pérdidas de forma aproximada. Existen dos grandes conjuntos que permiten estimar las pérdidas de propagación, uno de ellos basado en una mayor o menor simplificación de la óptica geométrica, que considera todos los obstáculos como objetos de un tamaño mucho mayor a la longitud de onda. Mediante estos modelos se pueden considerar las reflexiones, refracciones, difracciones e incluso la propagación por dispersión troposférica en función de la distancia entre antenas, los obstáculos existentes entre ellas o la frecuencia portadora. El otro conjunto de modelos se basan en la imposibilidad de realizar simplificaciones en contextos muy complejos con múltiples trayectorias y obstáculos. Estos modelos se basan en generar grandes conjuntos de medidas empíricas realizadas en distintas zonas con características de propagación similares, como ciudades, zonas rurales, zonas montañosas, etc. Estas medidas son analizadas estadísticamente de forma que se crean curvas o tablas que permiten estimar los niveles de señal en condiciones similares. Estos modelos describen la atenuación entre la antena transmisora y receptora como función de la distancia y otros parámetros. La mayoría de ellos predicen las pérdidas de propagación en función del inverso de la distancia elevada a un factor n entre 3 y 4 con correcciones en función de la vegetación, tipo de entorno (montañoso, llano, urbano etc.), número y composición


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2 Propagación

de las paredes, altura de las antenas e incluso perfil topográfico. Generalmente, las pérdidas de propagación L suelen expresarse en dB y se modelan con una expresión como L = Le

+ 10n log(d ) + 20 log( f )

(2.5)

donde Le son las pérdidas asociadas al entorno. Existen múltiples modelos empíricos basados en medidas experimentales como el de UIT-R 370 (rural), Okumura-Hata [OKUM-68][HATA-80], Lee [LEE-93], Walfish-Ikegami (urbano) COST 231 [WALF-88][IKEG-84][IKE-84][COST-231], etc. Todos estos métodos describen las pérdidas de propagación en entornos de exteriores. Para entornos de interiores existen modelos experimentales similares [UMT]. A modo de ejemplo de modelo exterior, describiremos el modelo de Okumura-Hata para exteriores. 2.1.1 Modelo de Okumura-Hata

Este modelo se basa en un conjunto de medidas efectuadas en Japón que proporcionaron una serie de curvas de intensidad de campo parametrizadas para distintas alturas de las antenas de las estaciones base, y con una altura de la antena del terminal móvil de 1.5 metros. Estas medidas se efectuaron en las bandas de 150, 450 y 900 MHz y con una potencia radiada aparente de 1 kW. A pesar de basarse en medidas efectuadas en Japón, los análisis efectuados en Europa han demostrado que, gracias a los múltiples aspectos que se tienen en cuenta en el modelo, las predicciones se ajusten muy bien a las ciudades europeas, y es el modelo más utilizado en Europa para predecir las coberturas de los sistemas de comunicaciones móviles. Además, el grupo del COST 231 propuso una extensión del modelo hasta la banda de 1800 MHz. A partir de estas medidas se han creado ecuaciones basadas en múltiples parámetros que permiten predecir las pérdidas de propagación. La expresión básica de las pérdidas de propagación es la siguiente: L

= 69.55 + 26.16 log f − 13.82 log ht − a (hm ) + (44.9 − 6.55 log ht ) ⋅ log d

dB

(2.6)

donde f es la frecuencia de operación expresada en MHz 150 ≤ f ≤ 1500 MHz, ht la altura efectiva de la antena transmisora en metros (30 ≤ ht ≤ 200 m), hm la altura sobre el suelo de la antena receptora en metros (1 ≤ ht ≤ 10 m), d la distancia en km (1 ≤ d ≤ 20 km) y a(hm ) un término de corrección por altura del móvil (0 si hm=1.5 m).

(1.1log f − 0.7)hm − (1..56 log f − 0.8) ciudad pequeña − media  a( hm ) = 8.29(log1.54hm ) 2 − 1.1 ciudad grande f ≤ 400MHz 3.2(log11.75h ) 2 − 4.97 ciudad grande f ≥ 400MHz m 

(2.7)

El modelo de Okumura-Hata es un modelo de propagación para entornos urbanos. Para entornos suburbanos y rurales es necesario realizar correcciones en las ecuaciones anteriores. Además, puesto que ni las antenas ni el terreno suelen estar sobre un mismo plano, también es necesario realizar cálculos de las alturas efectivas de las antenas y del nivel medio del terreno [OKUM-68][HATA-80].


56


2.2 Desvanecimientos lentos

A partir de los modelos de pérdidas por propagación es posible determinar cuál es el valor esperado de la potencia en función de la distancia, frecuencia, tipo de terreno, etc. Sin embargo, si un terminal móvil describe una circunferencia alrededor de una antena omnidireccional, el valor medio de la potencia varía en función de los distintos perfiles a medida que cambia su posición. Esta variación se denomina desvanecimiento lento y se produce por la ondulación del terreno y la interposición de objetos entre las antenas. Si representamos el nivel medio de potencia recibido, P r, en el móvil de la figura 2.4 girando alrededor de la antena, se puede observar que la señal sufre una variación en su nivel de potencia en función del perfil del terreno que existe para cada posición, tal y como se muestra en la figura 2.5. Esta variación se produce alrededor del nivel medio de potencia, P que nos proporcionan los modelos de propagación. Cuando en su movimiento el terminal móvil se oculta detrás de una montaña o entra en un valle las condiciones de propagación son adversas y el nivel de potencia sufre una atenuación adicional. Por el contrario, pueden darse condiciones de visibilidad entre antenas especialmente favorables que redunden en un mayor nivel de señal recibido.

φ d

Fig. 2.4 Terminal móvil girando alrededor de una antena omnidireccional

P -70 -75

P

-80 -85 -90 -95

0

200

400

600

800

1000 1200

t Fig. 2.5 Nivel de potencia recibido y nivel de potencia predicho


57

2 Propagación

A partir de numerosas medidas se ha establecido un modelo estadístico de distribución que representa la función densidad de probabilidad de potencia de los desvanecimientos lentos basada en la función log-normal:

 ( P r − P )2  1  exp − f ( P r ) = 2  σ 2 σ 2π y  

(2.8)

donde P es el valor medio de la potencia y σy es la desviación estándar. Ambos valores están expresados en unidades logarítmicas. El valor de P será predicho por los modelos de pérdidas de propagación del apartado anterior y el valor de σy está determinado por el entorno de propagación. Valores típicos están entre 6 y 12 dB. En entornos con muchos edificios o zonas muy montañosas, los valores de la desviación estándar están próximos a los valores grandes, por el contrario los valores de la desviación están mas próximos a 6 dB en terrenos con una variación suave del perfil, como por ejemplo un transmisor situado sobre una montaña con valles a todo su alrededor. Por otro lado, es necesario caracterizar la velocidad de variación del nivel de señal. Ésta cambia a medida que el terminal se desplaza. Además, el nivel de potencia de la señal no varía de forma instantánea, puesto que un terminal no se oculta detrás de una montaña de forma instantánea sino que existe una correlación temporal entre los valores de potencia. Claramente, la velocidad de variación del nivel de señal depende de la velocidad a la que se desplaza el terminal móvil, pero en cualquier caso se trata de variaciones relativamente lentas en la medida que están originadas por objetos del entorno de tamaño considerable. El valor de la correlación temporal depende nuevamente del tipo de entorno y la velocidad de desplazamiento del terminal móvil. Generalmente se adopta una función de correlación temporal exponencial [GUD-91]: R ( τ)

= e − ατ

(2.9)

El valor de α modula la mayor o menor variabilidad de la señal y depende de la velocidad del terminal y del tipo de terreno. A mayor velocidad, la señal varía de forma más rápida y por tanto el valor de α también es mayor. De forma similar, en terrenos abruptos las variaciones de la señal son más rápidas. 2.3 Desvanecimientos rápidos

En un entorno de comunicaciones móviles, la señal recibida en un determinado instante y lugar es la resultante de la suma de todas las trayectorias provocadas por las reflexiones del frente de onda en los objetos cercanos en dirección a la antena receptora. Cada uno de los rebotes incide con una amplitud y fase distintas, que depende del coeficiente de reflectividad, y con un retardo distinto. Sin embargo, si los objetos están muy próximos a la antena receptora la diferencia entre los distintos retardos es prácticamente despreciable comparada con la duración del símbolo de la señal digital. No obstante, al transmitir la señal modulada, es decir multiplicada por una portadora, el efecto de retardos distintos implica que la señal incide en la antena con fases totalmente distintas. Si en la figura 2.2, ampliamos la zona próxima al terminal móvil, podemos observar que los objetos cercanos, en este caso coches que circulan en las inmediaciones del terminal, pueden reflejar el frente de onda en dirección a éste, tal y como se muestra en la figura 2.6. Cada una de las reflexiones introduce un retardo adicional distinto, puesto que recorren distancias distintas.


58


τ1

τ2

Fig. 2.6 Rayos reflejados en objetos próximos al terminal móvil.

Supongamos que transmitimos una señal modulada BPSK que llega a la antena mediante dos trayectorias producidas por reflexiones de dos objetos próximos y con amplitudes iguales. Así, la señal BPSK que incide en la antena receptora es

       ( ) − − τ ω − τ + − − τ ( ) cos ( ) ( ) d h t kT t d h t kT 1  0 1 2  cos(ω 0 (t − τ 2 )) s s  ∑ k  ∑ k    

r (t ) = 

(2.10)

donde d k son los símbolos BPSK transmitidos, T s el tiempo de símbolo, h(t) la respuesta impulsional del sistema, incluidos los filtros conformadores, y τi los retardos de propagación asociados a los caminos de propagación. Podemos observar que los dos caminos tienen retardos de propagación distintos y que si consideramos que τ2 y τ1<
       ( ) − − τ ω − τ + − − τ ( ) cos ( ) ( ) d h t kT t d h t kT 1  0 1 1  cos(ω 0 (t − τ 2 ) ) s s  ∑ k  ∑ k    

r (t ) = 

(2.11)

Es decir, si la diferencia entre retardos de propagación es mucho menor que el valor del tiempo de símbolo, podemos considerar que las señales paso bajo son prácticamente iguales. Sin embargo, el valor de θ2=ω0τ2 puede variar mucho de θ1=ω0τ1 y, por tanto, lo que obtenemos es

  d k h(t − kT s − τ 1 ) (cos(ω 0 t − θ 1 ) + cos(ω 0 t − θ 2 )) ∑    

r (t ) = 

(2.12)

Es decir, estamos sumando dos señales que pueden tener fases totalmente distintas y que dependen de la relación (τ2-τ1)ω0. Si tenemos en cuenta que el terminal se estará moviendo y que, por tanto, la relación entre los retardos cambiará con el tiempo, podemos concluir que la señal recibida tendrá instantes de interferencia constructiva (señales sumadas con la misma fase) e interferencia destructiva (señales sumadas pero con fase contraria), así como todos los valores intermedios.


59

2 Propagación

Si representamos el módulo de la señal recibida, |r(t)|, la variación que obtenemos es la mostrada en la figura 2.7, donde puede observarse que cuando la señal por el camino reflejado llega en contrafase respecto a la del camino directo, la señal recibida llega a anularse, es decir, sufre una atenuación infinita, mientras que, por el contrario, cuando las señales se suman en fase el nivel de señal aumenta 6 dB.

|r(t)|

2 1.8 1.6 1.4 1.2 1 0.8 0.6 0.4 0.2 0

0

π/2

3π/2

π

2π (τ2−τ1)ω0

Fig. 2.7 Variación del módulo de la señal recibida en un canal de dos caminos de propagación

Como resultado de estos factores obtenemos que, en el caso general en que tenemos múltiples reflexiones con amplitudes, retardos y fases distintas, la señal recibida equivalente paso bajo puede expresarse como r (t ) =

∑ α (t ) s(t ) i

(2.13)

i

|αi(t)| determina las amplitudes, y arg(αi(t)) las fases de las distintas trayectorias y dependen del coeficiente de reflexión y del retardo de propagación τi(t ) asociado a la reflexión i-ésima y s(t) la señal transmitida. Como puede observarse la señal recibida está compuesta por la suma de distintas componentes de amplitud y fase. El resultado es que la suma de las diferentes componentes puede resultar en una atenuación de hasta 40 dB respecto al valor medio de la señal, según medidas obtenidas en canales reales. Por otro lado, puesto que el terminal y/o el entorno de objetos pueden estar en movimiento, los valores de αi y τi varían con el tiempo. Es importante remarcar que los desvanecimientos rápidos están asociados a la variación de los retardos de propagación de las reflexiones de los objetos cercanos y la diferencia entre ellos es mínima respecto al tiempo de símbolo pero muy grande respecto a la frecuencia portadora. Además, hay que notar que la variación de dichos retardos se produce no sólo por el movimiento del terminal móvil sino también por el de los objetos situados a su alrededor. Se puede demostrar [LEE-93][LEE-97] que la variación temporal de los desvanecimientos rápidos de la señal recibida en un terminal móvil tiene una función de autocorrelación, en cuanto a su envolvente e(t ) se refiere, dada por


60


{

*

}=

R (τ ) = E e(t )e (t + τ ) e

πσ 2

1 + 1 2 (2π τ ) J vf m  2  4 0

(2.14)

donde J 0 es la función de Bessel de primera especie y orden cero, σ la varianza de desviación y

( λ )τ = ε / λ

f m τ = v

(2.15)

1 0.5

0.1 f mτ=ε/λ

1/4.13 0.5

Fig. 2.8 Función de autocorrelación de los desvanecimientos rápidos

Podemos interpretar la función de correlación tanto desde el punto de vista espacial (ε) como temporal (τ). Desde el punto de vista espacial podemos decir que la señal en dos puntos de recepción distintos tendrá un nivel de correlación pequeño para valores de ε/λ mayores que 0.5. Es decir, dos antenas separadas una distancia mayor que 0.5λ obtienen señales prácticamente incorreladas, es decir, los niveles de señal son independientes. En caso de que sea la estación base la que recibe la señal, la función de autocorrelación disminuye de forma más lenta [STEE][LEE-97], de modo que la separación entre antenas debe ser mayor respecto a la diversidad en el móvil para que las señales en las antenas estén incorreladas. Como referencia, en la estación base pueden requerirse separaciones de alguna decena de longitudes de onda. Desde el punto de vista temporal se define el tiempo de coherencia como el tiempo necesario para que el canal móvil cambie de forma significativa. Como criterio práctico para obtener el orden de magnitud del tiempo de coherencia, se toma como valor de referencia el tiempo necesario para que la función de autocorrelación de la envolvente de la señal recibida disminuya a la mitad desde su valor máximo, R e(τc) = R e(0)/2. A partir de la ecuación (2.14) esta definición nos da un valor del tiempo de coherencia igual a

τc ≅

1 4.3 f m

(2.16)

Ejemplo 2.1

Si tenemos una frecuencia portadora de 900 MHz y una velocidad del terminal móvil de 90 km/h, el tiempo de coherencia es de 3.2 ms. De forma práctica podemos decir que en 1 ms el canal


61

2 Propagación

prácticamente no ha variado. Por el contrario, si transcurren 10 ms la amplitud y fase del canal son totalmente distintas. Ejemplo 2.2

Considérese un sistema móvil con una velocidad de transmisión de 100 kbits/s, una frecuencia portadora de 1 GHz y el escenario de la figura 2.9 de propagación, en el que la antena receptora se encuentra a 3 km de la antena emisora y además recibe un rayo reflejado de igual amplitud de un vehículo situado en el mismo plano móvil-base y a una distancia de 0.075 metros del terminal.

d1

d2

Fig. 2.9 Ejemplo de escenario de propagación de dos rayos simplificado

En esta situación el retardo propagación del rayo directo es de 10 µs. Por el contrario, la señal que llega reflejada por el vehículo tiene un retardo de propagación de 10,0005 µs. Así, (τ2-τ1)= 0,5 ns. Si comparamos este valor con el tiempo de símbolo, que es de 10 µs, podemos observar que el retardo entre ambas señales es despreciable. Sin embargo, al considerar el valor de fase de la portadora obtenemos (τ2-τ1)ω0=π, es decir, existe un desfase de 180º entre las fases de la señal de cada trayectoria. Así, si el vehículo en el que se produce la reflexión se desplaza 0.0375 m alejándose del terminal móvil, la señal que llega reflejada por el vehículo tiene un retardo de propagación de 10,00075 µs y la diferencia de fases es de ( τ2-τ1)ω0=1.5π, es decir, 270º. Se puede demostrar que en este escenario, si el terminal móvil se desplaza a una velocidad v alejándose de la antena transmisora, la señal recibida pasa a ser

   v  d k h(t − kT s )  cos(w0t − θ1 )sin  2π t  ∑    λ   

r (t ) = 

(2.17)

Es decir, la señal recibida sufre una interferencia constructiva y destructiva de forma periódica, con una variación temporal que depende de la velocidad del terminal móvil. 2.3.1 Estadísticas de la envolvente de la señal recibida

Tal y como se ha visto en el apartado anterior, la suma de los rayos multitrayecto tiene un efecto que puede ser constructivo o destructivo. Los niveles de señal son aleatorios, puesto que dependen de la distribución de los retardos de las diferentes trayectorias, así como de los coeficientes de reflectividad de los objetos en los que se producen. A partir de diversas observaciones empíricas se han realizado estudios estadísticos que permiten distinguir entre dos casos claramente diferenciados: entornos con visibilidad directa entre antenas (LOS, Line Of Sight) o sin visibilidad entre las antenas (NLOS, Non Line of Sight).


62


Cuando no existe visibilidad directa entre las antenas podemos suponer que el número de reflexiones que inciden en la antena receptora es muy grande. Entonces, aplicando el teorema central del límite, podemos aproximar las componentes en fase y en cuadratura de la señal x(t) e y(t) por procesos gaussianos independientes, de media cero y varianza igual al nivel de potencia media recibida: r (t ) = e(t ) cos(ω ot + φ (t ))

(t ) x(t )

1 y

φ (t ) = tg −

e(t ) = x 2 (t ) + y 2 (t )

(2.18)

Así, la función de densidad de probabilidad de la envolvente de señal resulta una función de Rayleigh: f e (e) =

e P r

e −e

2 / 2 P

U (e)

(2.19)

r

donde P r es el nivel medio de potencia local de la señal recibida r(t):

{

}= E {e2 (t )} 2

P r = E r 2 (t )

(2.20)

Si calculamos la estadística de la potencia instantánea recibida, P i, tenemos una variable aleatoria exponencial de media P r: f P i P | r ( P i | P r ) =

 P  exp − i  P r  P r  1

P i > 0

(2.21)

Nótese que P r es, a su vez, una variable aleatoria sujeta a los desvanecimientos lentos, que se caracteriza con una distribución log-normal, y que por tanto irá variando a lo largo del tiempo a medida que el móvil se vaya desplazando y cambie el entorno (edificios, montañas, etc.). En escenarios donde tenemos visibilidad directa, la componente en fase o la de cuadratura tendrá un valor de continua A, distinto de cero. En este caso se utiliza una función de densidad de probabilidad de la envolvente denominada Nakagami-Rice:

 (e 2 + A2 )   eA  exp − f e (e) =  I o  P U (e) 2 P r P r    r  e

(2.22)

Para este modelo podemos definir k =

A 2

2 P r

(2.23)

como cociente entre las potencias del rayo principal y la potencia media local producida por las reflexiones cercanas. Así, la potencia media es


63

2 Propagación

P m

=

A 2

2

+ P r = P r (1 + k )

(2.24)

De modo que la función densidad de probabilidad de la envolvente es f e (e) =

 e 2 (1 + k )   k (1 + k )   (1 + k ) exp− k − 2 I e  o P m P m P m     e

f e(e)

Rayleigh

e>0

(2.25)

Rice

e Fig. 2.10 Funciones de densidad de probabilidad Rayleigh y Rice

Si comparamos en la figura 2.10 las funciones de densidad de probabilidad Rayleigh y Rice, podemos observar que la probabilidad de tener valores de envolvente de señal pequeños es mucho menor cuando existe visibilidad directa entre las antenas, puesto que, como es de suponer, el rayo directo presenta niveles de señal mucho mayores respecto a los reflejados y, por tanto, para que se produzca una disminución significativa en el nivel de señal, es necesario que los rayos reflejados en los objetos próximos sumen sus contribuciones de señal en contrafase respecto al rayo directo. 2.4 Efecto Doppler

La movilidad del terminal, además de provocar variaciones en el nivel de señal recibido, provoca que la frecuencia portadora se vea desplazada en mayor o menor medida en función de la velocidad del terminal. Este efecto es conocido como efecto Doppler [LEE-97]. Si suponemos que estamos transmitiendo una portadora sin modular de frecuencia f 0, la señal recibida por un terminal que se aleja de la antena transmisora a una velocidad v es: r (t )

v  = A cos  2π f 0 t − 2π t  λ  

(2.26)

Es decir, la frecuencia portadora sufre un desplazamiento igual a f d =v/ λ, donde f d se denomina frecuencia Doppler y λ es la longitud de onda de la señal recibida.


64


Si tenemos un terminal que es mueve en un entorno con múltiples trayectorias de propagación, cada una de las trayectorias incide en el terminal con un ángulo distinto. De este modo, la señal que incide con un ángulo φ presenta un desplazamiento Doppler igual a cos(φ)v/ λ. Por tanto, el espectro de potencia de la señal recibida queda dispersado según una función que depende del entorno. Por ejemplo, si trasmitimos un tono de frecuencia f 0, delta frecuencial, el espectro de potencia recibido puede tener la forma de la figura 2.11 [LEE-97] para un número de rayos tendente a infinito y un ángulo φ con distribución aleatoria uniforme. Esto es, la potencia de la señal queda dispersada frecuencialmente, con una dispersión máxima igual a f d . La forma de la función en que queda dispersado el tono depende del escenario de propagación. G s(f)

0

f 0 - f d

f 0

f 0 + f d f

Fig.2.11 Densidad espectral de potencia recibida en un entorno móvil al transmitir un tono

2.5 Banda estrecha y banda ancha

Hasta este punto hemos estado considerando canales que afectan únicamente el nivel de señal, es decir, su respuesta impulsional es una delta con mayor o menor amplitud. Esto es valido cuando tan sólo existe una trayectoria entre las antenas o cuando los retardos entre las diferentes trayectorias respecto a la duración del tiempo de símbolo son muy pequeños. Sin embargo, cuando los retardos entre las trayectorias multicamino son grandes, como es el caso del escenario mostrado en la figura 2.12 donde hay objetos que provocan reflexiones lejanas, la respuesta impulsional del canal aparece como diferentes deltas asociadas a cada uno de los retardos, y provoca lo que se conoce como dispersividad temporal del canal .

τ2

τ3

τ1

Fig. 2.12 Escenario de entorno móvil con reflexiones lejanas


65

2 Propagación

Así, en la figura 2.12 tenemos un escenario en el que la señal recibida en el terminal móvil está compuesta por la suma de tres trayectorias, de modo que la respuesta impulsional del canal es la mostrada en la figura 2.13 y expresada como h( τ)

= β1δ(τ − τ1 ) + β 2 δ( τ − τ 2 ) + β 3 δ(τ − τ 3 )

(2.27)

h(τ)

τ1 τ 2

τ3

τ

Fig. 2.13 Respuesta impulsional

Si suponemos que (τi-τ j) es suficientemente grande, por estar asociados a reflexiones en objetos lejanos, entonces no es posible realizar la aproximación r (t − τ1 )

≈ r (t − τ 2 ) ≈ r (t − τ 3 )

(2.28)

que sí era válida cuando las reflexiones se producían en objetos cercanos. En este caso, el canal se denomina dispersivo en el tiempo. Además, y de forma general, la respuesta impulsional de un canal móvil con propagación multicamino puede caracterizarse por h(τ, t )

= ∑ β k (t )δ(τ − τ k (t ))

(2.29)

k

ya que el movimiento del terminal móvil y de los objetos cercanos en los que se producen las reflexiones causa que cada uno de los rayos de esta respuesta impulsional fluctúe en amplitud y retardo con el tiempo. Si se amplía la figura 2.12, se muestran los objetos que están alrededor del teléfono móvil, y se observa que cada uno de los frentes de onda procedentes de los rebotes lejanos incide en los objetos próximos produciendo reflexiones de retardos similares entre sí. Es decir, tenemos que τi,j<
τ2 τ1,1

τ3,3 τ1

τ2,1 τ3,1

τ1,2 τ3,2

τ2,2

Fig. 2.14 Reflexiones de los frentes de onda en objetos cercanos


66


Si ampliamos uno de los rayos de la respuesta impulsional de la figura 2.13 podemos observar que está compuest0 por la suma de múltiples rayos de fases y amplitudes distintas, del mismo modo que se ha mostrado en el apartado 2.3. Es decir, cada coeficiente se calcula como

β k (t ) = ∑ α i ,k (t )

(2.30)

i

|αi,k (t)| determina las amplitudes y arg(αi,k (t)) las fases de las distintas trayectorias y dependen del coeficiente de reflexión y del retardo de propagación τi,k (t ) asociado a la reflexión i-ésima para el eco lejano k-ésimo. Por tanto, cada unos de los rayos de la respuesta impulsional podrá caracterizarse según un modelo de Rayleigh o Rice, dependiendo de la existencia de visión directa del frente de onda del que proviene. h(t)

τ1

τ2

τ3

τ

Fig. 2.15 Ampliación de uno de los rayos de la respuesta impulsional

Como habíamos comentado anteriormente, los entornos de comunicaciones móviles se caracterizan por la movilidad de, por lo menos, uno de los equipos, y por el movimiento de los objetos que los circundan. Por tanto, la respuesta impulsional variará con el tiempo. La figura 2.16 muestra un ejemplo de la evolución temporal de la respuesta impulsional de canal representada por la función h(τ ,t ), donde la variable t está asociada al instante temporal y τ a la dispersividad del canal.

t

τ Fig. 2.16 Evolución de la respuesta impulsional


67

2 Propagación

Con el fin de caracterizar el canal y puesto que la respuesta impulsional del canal es variante con el tiempo, se utiliza el promedio de las respuestas impulsionales y se obtiene una respuesta impulsional promedio denominada Power Delay Profile o perfil de potencia respecto al retardo. Se define como

{

P (τ ) = E t h(τ , t )

2

}

(2.31)

Para la respuesta impulsional de la figura 2.16 el Power Delay Profile es 3 2.5 2 1.5 1 0.5 01

2

3

4

5

6

7

Fig. 2.17 Power Delay Profile de la respuesta impulsional de la figura 2.16

Otro parámetro que se utiliza como medida de la dispersividad del canal es el denominado Delay Spread o ensanchamiento del retardo: D s

=

+∞

∫ (τ − D ) P (τ )d τ 2

N

−∞

(2.32)

donde D es el valor de retardo medio y P N (τ), la función densidad de probabilidad de la distribución de potencia determinada por: P N (τ ) =

P (τ ) ∞

(2.33)

∫ P (τ )d τ

−∞

A partir de medidas experimentales de la probabilidad de error se suele fijar una frontera entre un canal de banda estrecha y uno de banda ancha en el valor del Delay Spread alrededor de 0.1/T s. Desde el punto de vista de análisis frecuencial, un canal dispersivo en el tiempo indica que en el dominio transformado de la frecuencia el canal presenta desvanecimientos selectivos en frecuencia, es decir, el espectro de potencia de una señal transmitida a través de un canal dispersivo ve modificado su espectro de forma diferente para cada valor de la frecuencia. Es posible calcular cómo se verá afectada la densidad espectral de potencia de la señal por el canal a partir de la transformada de Fourier del Power Delay Profile como P( f ) = ℑ{ P (τ )}


(2.34)

68


A partir de la transformada de Fourier del Power Delay Profile podemos obtener el denominado ancho de banda de coherencia, definido como el máximo ancho de banda de una señal que puede ser transmitida en un canal sin que las distorsiones de la propagación multicamino le afecten significativamente, por ejemplo el ancho de banda a 3 dBs. En caso de un Power Delay Spread exponencial el valor del ancho de banda de coherencia es BC =

1 2π D s

(2.35)

2.6 Clasificación de entornos

En los apartados anteriores hemos descrito los efectos de propagación que influyen en la señal en un sistema de comunicaciones móviles. Las características de propagación están influenciadas por las características del terreno, que puede clasificarse como llano, ondulado o muy montañoso. También depende de la zona donde se desea proporcionar servicio: entornos rurales, urbanos, túneles o interiores de edificios. Finalmente, la variación de las condiciones de propagación depende tanto de la velocidad de desplazamiento del terminal como de la variación de los objetos que lo rodean. En función de los parámetros que hemos comentado existen diversas clasificaciones que agrupan los entornos en función de unas u otras características. Esta distinción se basa tanto en la diferente configuración de los objetos entre las dos antenas (paredes, esquinas, suelos, montañas, edificios, vegetación, etc.) como en el comportamiento dinámico del terminal móvil (grado de movilidad, giro en esquinas, etc.). Generalmente la primera división que se realiza es la diferenciación entre entornos de exteriores e interiores de edificios. En los entornos de comunicaciones exteriores la distancia entre la antena emisora y la receptora puede variar entre centenares de metros a decenas de kilómetros. Además, pueden estar situadas en ciudades, en el centro o el extrarradio, en zonas suburbanas o en el campo, en zonas llanas o montañosas. Finalmente la velocidad de los terminales puede superar el centenar de kilómetros por hora. Por otro lado, en los sistemas instalados en el interior de edificios, la distancia entre las antenas es como máximo de un centenar de metros, pero existen múltiples paredes y obstáculos que se interponen entre ellas de materiales que atenúan la señal con valores distintos. Además, la velocidad de desplazamiento tanto del móvil como de los objetos que lo circundan son reducidas (típicamente del orden de algún km/h). Según ello, cada uno de los entornos tendrá unas características comunes. A continuación se muestra una clasificación de los entornos de propagación y los parámetros que los caracterizan. 2.6.1 Entornos de exteriores urbanos y suburbanos

Es este escenario la distancia entre la antena transmisora y la receptora suele ser de hasta algunos centenares de metros. Las reflexiones en los edificios producen que la respuesta impulsional tenga rayos que llegan hasta con 5 µs de retardo y en casos extremos, a los 10 µs. El Delay Spread tiene un valor que puede estar entre 1 y 2.5 µs. Si tenemos en cuenta que la división entre un canal de banda estrecha y un canal de banda ancha se establece para un valor del Delay Spread alrededor de 0.1/T s, podemos deducir que la velocidad máxima de transmisión con un canal no dispersivo está entre 40 y


69

2 Propagación

100 kbaud. La velocidad de los terminales móviles puede alcanzar hasta los 100 km/h. Por tanto, el tiempo de coherencia para un sistema con una frecuencia portadora de 900 MHz es de unos 3 ms. 2.6.2 Entornos exteriores rurales llanos

Es este escenario la distancia entre la antena transmisora y la receptora puede llegar a decenas de kilometros. Las reflexiones en los objetos producen que la respuesta impulsional tenga rayos que llegan hasta con 0.5 µs de retardo. El Delay Spread tiene un valor alrededor de 0.1 µs y por tanto la velocidad máxima de transmisión con canal no dispersivo es sobre 1 Mbaud. La velocidad de los terminales móviles puede alcanzar hasta los 300 km/h. Por tanto el tiempo de coherencia para un sistema con una frecuencia portadora de 900 MHz es de 1 ms. 2.6.3 Entornos exteriores montañosos

Es este escenario la distancia entre la antena transmisora y la receptora puede llegar a decenas de kilometros. Las reflexiones en los objetos producen que la respuesta impulsional tenga rayos que llegan hasta con 20 µs de retardo. El Delay Spread tiene un valor alrededor de 5 µs y por tanto la velocidad máxima de transmisión, manteniendo un canal no dispersivo, es de alrededor de 20 kbaud. Por otro lado, la velocidad de los terminales móviles puede alcanzar hasta los 300 km/h. Así, el tiempo de coherencia es similar a los entornos rurales. 2.6.4 Entornos de interiores

En este tipo de escenarios la distancia entre antena transmisora y receptora no supera los 300 metros, siendo habituales distancias de 50 metros e incluso menos. El Delay Spread fluctúa entre los 10 y 100 ns, por tanto, la velocidad máxima sin distorsión está entre 1 y 10 Mbaud. La velocidad de desplazamiento de los terminales no supera los 10 km/h. Si consideramos una frecuencia portadora de 900 MHz el tiempo de coherencia es de 30 ms. 2.7 Cobertura

Una vez que se han visto los efectos de propagación y la caracterización estadística de los mismos, se está en disposición de abordar la problemática de predicción de propagación en un sistema móvil conocido como la determinación y definición de la zona de cobertura. Se denomina cobertura a la zona en la que el receptor recibe una señal con un nivel tal que le permite ofrecer al usuario el servicio de voz o datos con una calidad aceptable. Por tanto, se trata de calcular en que área una estación base es capaz de proporcionar servicio con una determinada calidad. Los parámetros de calidad que se utilizan para establecer si una zona está en el área de cobertura se pueden establecer en función de la relación señal a ruido, relación señal a interferencia, probabilidad de error o el nivel de potencia de la señal recibida. A partir de las características analizadas en los apartados anteriores se constata que es prácticamente imposible asegurar un nivel de señal por encima de un valor umbral con una probabilidad del 100% en una determinada área, debido a las fluctuaciones de la potencia recibida. Para asegurar unos


70


porcentajes cercanos al 100 % sería necesario transmitir con unos niveles de potencia muy elevados. Las fluctuaciones de la señal debidas a los desvanecimientos lentos y rápidos provocan que el nivel de potencia de la señal pueda tener fluctuaciones aleatorias de hasta 40 dB de atenuación sobre su nivel medio. Para el cálculo de la cobertura, los desvanecimientos rápidos se tienen en cuenta a través de la probabilidad de error que depende de la potencia media de la señal recibida, así como de las distintas técnicas que se utilizan para compensar en la medida de lo posible los desvanecimientos rápidos y que se explican más adelante. Así, el criterio para establecer cobertura es asegurar que los umbrales de calidad de cobertura se cumplen de forma porcentual en función de la distancia o del tiempo. Por tanto, hablaremos de que en una determinada zona podemos asegurar que el nivel de señal se encontrará por encima de un determinado nivel medio de referencia en el 90% de los emplazamientos, o que en una determinada ubicación tendrá cobertura durante el 95 % del tiempo. Si observamos el nivel de señal recibida y eliminamos los desvanecimientos rápidos en una determinada área situada a una distancia R de la antena transmisora, vemos que el nivel de señal recibida tiene típicamente el aspecto de la figura 2.18. La señal tiene un valor medio de –80 dBm y presenta unas fluctuaciones sobre dicho valor debidas a los desvanecimientos lentos. Debido a la naturaleza aleatoria de los desvanecimientos, sólo podremos asegurar que la señal tendrá un valor por encima de un umbral de forma probabilística. Pr

-70

-75

-80

-85

-90

-95 0

200

400

600

800

1000

1200

t (s)

Fig. 2.18 Variación de la potencia media debido a los desvanecimientos lentos

Como ejemplo, en la figura se fija un umbral de calidad, Pu, de –87 dBm y puede observarse que la señal recibida Pr es inferior a este umbral en algunas ocasiones. El criterio de calidad y, por tanto, el umbral se fija a partir de la relación señal a ruido y las técnicas de ingeniería radio empleadas, como tipo de codificación, entrelazado, ecualización, etc., que se verán en el capítulo 3. Teniendo en cuenta que los desvanecimientos lentos se modelan según una función de distribución de probabilidad tipo


71

2 Propagación

log-normal puede considerarse que la probabilidad de superar un umbral de potencia Pu para un emplazamiento con potencia media P, calculada como pérdidas de propagación, es ∞

∫

prob( P r > P u ) = f ( P r )dP r = P ll

1 1  P u − P   − erf  2 2  2σ 

(2.36)

Existen múltiples programas que permiten calcular la cobertura de los sistemas móviles y facilitan el despliegue de los mismos; así se pueden predecir los valores de nivel de potencia recibida, interferencias, probabilidad de error, etc. Estos programas utilizan la capacidad de cálculo de los ordenadores para obtener una estima de la potencia media recibida aplicando alguno de los múltiples modelos de cálculo de pérdidas de propagación. Ejemplo 2.3

Considérese una célula que se pretende que tenga un radio de cobertura de 1 km. Si la potencia transmitida por la base es de 10 dBm, determinar el % de emplazamientos en los que se garantiza una recepción correcta de la señal. Considérese que la sensibilidad del receptor es de –90 dBm. Supóngase el modelo de propagación en Tierra plana, con ganancias de antes de 3 dB, altura de la estación base 50 metros y altura del móvil 1 metro. El desvanecimiento lento se caracteriza con una distribución log-normal de desviación típica 10 dB. Teniendo en cuenta únicamente las pérdidas de propagación, la potencia recibida en el extremo de la zona de cobertura es 2

2

 h × h   50 ×1  = 10 −10 = −70 P = P T × GT × G R ×  B 2 M  = 10 −2 × 2 × 2 ×  w dBm   1000 2   d  Dado que en esta potencia se presentan las fluctuaciones debidas al entorno, que ocasionan desvanecimientos lentos caracterizados con estadística log-normal, puede decirse que el efecto de los obstáculos del entorno (edificios, etc.) provocará que la recepción de la señal quede por encima del umbral de sensibilidad, con probabilidad

 P − P  1  Prob{ P r > P u } = 1 − erf  u 2  σ 2   P − P u

2σ

=

− 70 − (−90) = 1.41 2 × 10

erf (1.41) = 0.95

1 Prob{ P r > P u } = [1 + 0.95] = 0.975 2


72


Así, en este caso se cubrirían correctamente el 97.5% de los emplazamientos a 1 km de distancia del transmisor. Ejemplo 2.4

¿Qué porcentaje de emplazamientos se cubrirían correctamente si la potencia transmitida en el ejemplo 2.3 disminuyese a –10 dBm? Al disminuir la potencia transmitida resulta 2

2

 h × h   50 ×1  = 10 −10 = −90 P = P T × GT × G R ×  B 2 M  = 10 −4 × 2 × 2 ×  w dBm   1000 2   d  En este caso la potencia recibida, teniendo en cuenta sólo las pérdidas de propagación, se sitúa exactamente sobre el umbral de sensibilidad. Puesto que el entorno provoca fluctuaciones alrededor de este valor, nos encontraremos que en la mitad de las ocasiones la potencia recibida quedará por debajo de la sensibilidad. En efecto

 P − P  1  Prob{ P r > P u } = 1 − erf  u 2   2σ  P − P u

2σ

=

− 90 − (−90) =0 2 ×10

erf (0) = 0

1 Prob{ P r > P u } = [1 − 0] = 0.5 2 Ejemplo 2.5

Siguiendo el mismo caso, con la potencia transmitida de –10 dBm, ¿cuál sería el radio real de la célula si se determina la cobertura para un 97.5% de emplazamientos bien cubiertos? Si pretendemos que

 P − P  1  = 0.975 Prob{ P r > P u } = 1 − erf  u 2   2σ  ya se ha visto en el primer caso que es necesario que P ( dBm) = −70dBm


73

2 Propagación

Por lo tanto, la distancia a la que ocurre este evento con el nivel de potencia transmitido actual puede obtenerse directamente como 2

2

 h B × hM   50 ×1  = −10 = − −4 = × × × 10 2 2   2  10 w 70dBm  d   d 2 

P = P T × GT × G R × 

de donde resulta d = 316m

2.8 Bibliografía

[CCIR-90] CCIR (actualmente ITU-R) Report 567-4, “Propagation data and prediction methods for the terrestrial land mobile service using the frequency range 30 MHz to 3 GHz”, International Telecommunication Union, 1990 [BILL-77] BULLINGTON K., “Radio Propagation for Vehicular Communications”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, noviembre 1977, pp. 295-308 [BARB-02] M. BARBIROLI, M. et al., “A new statistical approach for urban environment propagation modelling”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, septiembre 2002, pp 12341241 [AURA-85] AURAND, J. F. y POST, R. E., “A Comparison of Prediction Methods for 800-MHz Mobile Radio Propagation”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, noviembre 1985, pp. 149153 [ANDE-95] ANDERSEN, J. B. RAPPAPORT, T. S. y YOSHIDA, S. “Propagation Measurements and Models for Wireless Communications Channels”, IEEE Communications Magazine, vol. 33, pp. 42-49, enero 1995 [LEE-93] LEE, W.C.Y., Mobile Communications Design Fundamentals, segunda edición, Wiley & Sons, 1993 [BER-99] BERTONI, H., Radio Propagation for Modern Wireless Systems, Prentice Hall, 1999 [OKUM-68] OKUMURA, Y., et al., “Field Strength and its Variability in VHF and UHF LandMobile Services”, Review Elec. Commun. Labs., vol. 16, septiembre-octubre, 1968, pp. 82537 [HATA-80] HATA, M. “Empirical Formula for Propagation Loss in Land Mobile Radio Services”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, agosto 1980, pp. 317-325 [WALF-88] WALFISCH, J y BERTONI, H. L. “A Theoretical Model of UHF Propagation in Urban Environments”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation , vol. 36, diciembre 1988, pp. 17881796


74


[IKEG-84] IKEGAMI, F., et. al., “Theoretical Prediction of Mean Field Strength on Urban Streets”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 32, agosto 1984 [IKE-84] IKEGAMI, F., et al., “Propagation Factors Controlling Mean Field Strength on Urban Streets”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 32, agosto 1984 [COST-231] “Propagation Prediction Models”, COST 231 Final Rep., capítulo 4, pp. 1721 [UMT] UMTS 30.03, “Universal Mobile Telecomunication System (UMTS); Selection procedures for the choice of radio trasmission technologies of the UMTS” [GUD-91] GUDMUNSON, M., “Correlation Model for Shadow Fading in Mobile Radio Systems”, IEE Electronic Letters , vol. 27, nº. 23, 7 de noviembre de 1991, pp. 2145-2146 [STEE] STEELE, R. (editor), Mobile Radio Communications, segunda edición, IEEE Press John Wiley [LEE-97] LEE, W.C.Y. Mobile Communications Engineering , McGraw-Hill Professional, segunda edición, Octubre 1997


75

3 Técnicas de ingeniería radio

3 Técnicas de ingeniería radio La transmisión de señales de información mediante ondas electromagnéticas en un entorno de comunicaciones móviles requiere de una serie de procesos o técnicas para su correcta recepción. La señal transmitida llega al receptor con un margen muy grande de niveles de potencia variantes con el tiempo, afectada por ruido, interferencias y distorsión del canal. Además, se debe considerar que en la mayoría de los sistemas el enlace es bidireccional y con unos recursos, frecuencia y tiempo que son compartidos por los usuarios. Por tanto, es necesario utilizar una serie de técnicas que permitan explotar estos recursos del modo más eficiente posible. Estas técnicas se deben emplear de forma combinada siempre y cuando los factores de viabilidad económica y tecnológica lo permitan.

3.1 Modulación El proceso denominado modulación consiste en transformar el mensaje de información en una forma de onda que permita su transmisión eficiente en un sistema de comunicaciones. En el caso que nos ocupa, el de los sistemas de comunicaciones móviles, los aspectos que condicionan la elección de una modulación son: 1. Las características del canal. 2. La utilización de modulaciones espectralmente eficientes, que aprovechen eficazmente la banda de frecuencia asignada. 3. Modulaciones que permitan la utilización de amplificadores de elevado rendimiento, que tienen una característica no lineal. Los primeros sistemas de comunicaciones móviles de uso público comercial estaban basados en modulaciones analógicas y concretamente empleaban la modulación de frecuencia, en lugar de modulaciones de amplitud, por sus mejores prestaciones. Además, en caso de usar las modulaciones de amplitud, la variación rápida de la envolvente producida por el canal provoca que la información se distorsione. Tampoco se pueden usar amplificadores no lineales (por ejemplo Clase C) de elevado rendimiento, ya que distorsionan las señales que tienen envolvente no constante como se verá en el capítulo 4. En efecto, si transmitimos una señal AM s(t ),


76


s (t ) = A(1 + mx(t ) ) cos(2π f 0 t )

(3.1)

donde x(t ) es la señal de información o moduladora, A la amplitud de la portadora, m el índice de modulación y f 0 la frecuencia portadora. La señal recibida a través de un canal móvil, sin considerar ruido es r (t ) = f (t ) s(t )

= f (t ) A(1 + mx(t )) cos(2π f 0 t )

(3.2)

modelando f (t ) las fluctuaciones del canal. Por tanto, al recuperar la envolvente de la señal recuperamos la información distorsionada por las fluctuaciones del canal. Sin embargo, en la modulación de frecuencia no se produce este efecto puesto que la señal recibida pasa a ser

(

∫

r (t ) = f (t ) A cos 2π f 0 t + 2π f d x(τ) d τ

)

(3.3)

y, por tanto, la señal de información, contenida en la fase, puede ser recuperada a pesar de tener fluctuaciones de envolvente, que se eliminan con un limitador. Además, la modulación de frecuencia logra una mayor calidad que las modulaciones de amplitud utilizando menos potencia, a cambio de necesitar más ancho de banda, [CAR-86] lo cual, unido al uso de amplificadores de clase C de elevado rendimiento, permitió el desarrollo de transmisores de dimensiones adecuadas para ser instalados en vehículos. Con la aparición en los años 80 de la tecnología electrónica digital se posibilitó el empleo de las modulaciones digitales. La modulación digital es el proceso por el cual los símbolos digitales, bits, se transforman en formas de onda compatibles con el medio de transmisión o, lo que es lo mismo, con las características del canal. En el caso de las modulaciones banda base, esas formas de onda son pulsos; sin embargo, cuando se trata de una transmisión a través de un canal paso banda, como en los sistemas móviles, la información deseada modula una señal sinusoidal denominada portadora. A la hora de elegir un esquema de modulación concreto se debe intentar tener la máxima velocidad de transmisión, mínima probabilidad de error, mínima potencia transmitida, mínimo ancho de banda del canal, máxima inmunidad a interferencias, mínima distorsión frente a no linealidades de los amplificadores y mínima complejidad circuital. Se da por supuesto que la consecución simultánea de estos objetivos no resulta posible, por lo que en cada sistema particular es necesario evaluar los compromisos entre los diferentes parámetros para determinar cuáles son los que imponen las condiciones más restrictivas en el diseño. En cuanto a los tipos de modulaciones digitales, se distingue entre las de amplitud denominadas ASK (Amplitude Shift Keying), las de fase PSK (Phase Shift Keying) y las de frecuencia FSK (Frequency Shift Keying) o combinaciones de ellas como la QAM (Quadrature Amplitude Modulation) también denominada APK (Amplitude and Phase Keying). A continuación se sintetizarán los aspectos más relevantes de estas modulaciones. Todas ellas presentan múltiples ventajas respecto a las modulaciones analógicas, tales como: 1. La mayor inmunidad frente a ruido e interferencias. 2. La posibilidad de utilizar técnicas de procesado de señal digital, como el filtrado adaptativo o la ecualización del canal, mediante dispositivos DSP (Digital Signal Processors) y circuitos


77


integrados específicos (ASIC), mucho más estables y de menor coste que los circuitos analógicos. 3. La posibilidad de transmitir señales procedentes de fuentes distintas, voz, datos, vídeo, imagen, etc., a través del mismo canal de comunicaciones. 4. La posibilidad de emplear técnicas de compresión de información. 5. La posibilidad de emplear técnicas de encriptado. Como contrapartida, las modulaciones digitales necesitan esquemas de recepción más complejos que los receptores de modulaciones analógicas, aunque el desarrollo tecnológico provoca que este punto sea prácticamente irrelevante. Actualmente todos los sistemas móviles se desarrollan empleando modulaciones digitales, y aunque todavía existen sistemas que emplean modulaciones de frecuencia, como AMPS (Advanced Mobile Phone System) en EEUU, TACS (Total access Communications System) en España, NMT (Nordic Mobile Telephone) 450 y 900, …, el número de usuarios es poco significativo y están en extinción. 3.1.1 Modulación BPSK

La modulación de fase binaria se denomina BPSK (Binary Phase Shift Keying). En esta modulación, el parámetro de la portadora que varía en función de la información binaria (bits) de entrada al modulador es la fase, de modo que la señal generada es ∞

∑ d h (t − kT ) cos(2π f t )

s (t ) = A

k e

s

(3.4)

c

k = 0

donde d k son los valores de los símbolos binarios asignados a la entrada binaria, que en el caso de esta modulación son ±1, lo que proporciona una fase de 0 0 o 1800, y he(t ) es la respuesta impulsional del filtro conformador o filtro transmisor, f c la frecuencia portadora y T s el tiempo de símbolo, que por ser una modulación binaria coincide con el tiempo de bit T b. El esquema del modulador utilizado para generar la señal es el mostrado en la figura 3.1. Puede observarse que los bits pasan a través de un circuito transformador de niveles denominado mapping circuit , que les asigna el valor de amplitud (fase) y a continuación se transforma en una señal continua mediante un filtro que conforma el espectro de la señal de manera que permita su transmisión adecuada en el canal. bits

d Mapping circuit

Filtro he(t)

Señal BPSK

(

)

cos 2π f c t Fig. 3.1 Esquema de un modulador BPSK

En la figura 3.2 se muestra la forma de onda de una señal BPSK con filtro conformador rectangular. Pueden observarse los cambios de fase de la portadora cuando cambia el símbolo transmitido.


78


1

1

1

t

0

0

0

Fig. 3.2 Forma de onda de un a modulación BPSK con filtro conformador rectangular

La expresión de la densidad espectral de potencia puede demostrase que es igual a [SKAL-01]: G ss ( f ) =

1 2 2 H e ( f − f c ) + H e ( f + f c ) 2T s

(

)

(3.5)

donde H e( f ) es la transformada de Fourier de la respuesta impulsional del pulso conformador he(t ). La densidad espectral de potencia de señales BPSK generadas utilizando un pulso conformador rectangular tiene la forma de la figura 3.3.

2/T s 13 dB

c

f

Fig. 3.3 Densidad espectral de potencia de una señal BPSK con filtro conformador rectangular

La densidad espectral de potencia se corresponde con la transformada de Fourier de un pulso rectangular centrado en la frecuencia portadora, f c. Puede observarse que es necesario transmitir en canales un ancho de banda infinito para que no se produzca distorsión en la señal. También que, el ancho de banda entre ceros corresponde a 2/T s y la relación entre el lóbulo principal y los secundarios es de 13 dB. Este tipo de señales pueden ser adecuadas para transmisión mediante medios guiados, pero no son compatibles con la emisión radioeléctrica donde múltiples señales comparten el espectro frecuencial; más adelante se presentarán técnicas de limitación de espectro. En cuanto al proceso de recuperación de la información digital transmitida, existen dos tipos de demodulación, denominados detección coherente y detección no coherente. Cuando el receptor conoce la fase de la señal portadora recibida y la utiliza en la demodulación, la detección se denomina


79


coherente. Si por el contrario el receptor desconoce la fase de la portadora, el proceso se denomina no coherente. En comunicaciones digitales los términos demodulación y detección se usan a menudo indistintamente, aunque demodulación enfatiza la eliminación de la portadora y detección incluye el proceso de la decisión del símbolo transmitido. La ventaja de la demodulación no coherente es que no necesita estimar el valor de la fase de la señal recibida, lo que redunda en una mayor sencillez de implementación. Esto se logra a costa de un incremento en la probabilidad de error. El conocimiento de la fase de llegada de la portadora de la señal recibida, necesario para poder llevar a cabo una demodulación coherente, requiere el uso de un circuito de estimación de dicha fase. La extracción de la información mediante un demodulador coherente puede realizarse mediante un receptor óptimo cuyo esquema se muestra en la figura 3.4, donde se considera que la señal recibida es la señal transmitida más ruido gaussiano blanco: r (t ) = s (t ) + n(t )

(3.6)

Puede demostrase que el filtro óptimo es aquel que maximiza la relación señal a ruido y debe cumplir [SKLA-01] h R (t ) = he (T − t )

(3.7)

de donde se deduce que el filtro transmisor es igual al receptor en caso de respuestas impulsionales simétricas, que son las que se utilizan en este tipo de sistemas. Finalmente la señal resultante es muestreada cada tiempo de símbolo para después decidir mediante un detector de umbral. Filtro receptor z (t ) óptimo

r (t )

(

z (kT s)

Detector de umbral

^

d k

)

cos 2π f c t

Fig. 3.4 Esquema de receptor digital coherente

En condiciones de sincronización perfecta se obtiene que z [kT S ] = d k h g [t 0 ] + n f [ kT S ]

(3.8)

donde h g (t ) es el valor de la respuesta impulsional global del sistema, incluidos el filtro conformador del transmisor, he(t ), la respuesta impulsional del canal, hc(t ), y la respuesta impulsional del filtro receptor, h R(t ): h g (t ) = he (t ) ∗ hc (t ) ∗ h R (t )

(3.9)

y t 0 el instante de muestreo óptimo. Por tanto, los valores de señal a la entrada del detector de umbral dependen únicamente del valor del símbolo transmitido, d k, del valor de la respuesta impulsional


80


global en el instante t 0, y del ruido. Por tanto, los valores de señal a la salida del muestreador, también denominado constelación, en ausencia de ruido es el mostrado en la figura 3.5

ϕ1(t ) -h g (t 0)

0

+h g (t 0)

Fig. 3.5 Constelación de una modulación BPSK en ausencia de ruido

Como hemos comentado anteriormente, la transmisión en sistemas móviles requiere la transmisión de señales de espectro limitado. Además, es necesario que una vez filtrada esta señal en el filtro adaptado del receptor cumpla con el criterio de Nyquist [SKLA-01] para que no exista interferencia intersimbólica. La interferencia intersimbólica consiste en una respuesta impulsional global del sistema tal que a la salida del filtro adaptado no es posible encontrar un valor del instante inicial de muestreo que ofrezca una dependencia de un único símbolo. El criterio de Nyquist en su versión temporal queda reflejado en la ecuación (3.10): h g (t 0

1 n = k + nT s − kT s ) =  0 n ≠ k

(3.10)

Una de las familias de señales que cumplen este criterio es el denominado coseno alzado o realzado cuya expresión matemática viene dada por

 T s  T H N ( f ) =  s 2  0 

f

<

1− β 2T s

   πT s ( f − 1 / 2T s )  1 − β ≤ f ≤ 1 + β 1 − sin  2T s  β   2T s  1+ β f > 2T s

(3.11)

La correspondiente respuesta impulsional es

 πt   πt  sin  cos β   T s   T s  h N (t ) = 2 πt  2βt   1 −  T s  T s 

(3.12)

El parámetro β se denomina factor de roll-off y cumple 0 ≤ β ≤ 1. Para β = 0 tendríamos el filtro paso bajo ideal (filtro irrealizable). El factor de roll-off sirve para controlar el ancho de banda de transmisión. Cuanto más próximo a 1 sea su valor, mayor es el ancho de banda ocupado, pero al mismo tiempo más fácil es la implementación del filtro al ser la transición menos abrupta. Por otra


81


parte, cuanto menor sea el valor del factor de roll-off , mayor es la sensibilidad a los errores en el instante de muestreo; es decir, mayor es la ISI ocasionada por estos errores. Valores típicos son los situados entre 0,35 y 0,5. Las propiedades anteriores pueden observarse en la figura 3.6 donde se representan respectivamente las funciones H N ( f ) y h N (t ) para diferentes valores del factor de roll-off . H N (f)/T s

0,5

β=0 β = 0,2 β = 0,5 −0,5

−1

β = 0 ,7 β=1 1 f T s

0,5

0 1

h N (t )

β=0 β = 0,2 β = 0,5

β=1 β=0,7 -3

-2

-1

0

1

2

3

t/T

s

Fig. 3.6 Respuesta frecuencial y temporal del coseno realzado

Por lo tanto, en una transmisión en banda base con conformado del espectro del tipo coseno realzado, el ancho de banda de transmisión es BT

=

1+ β 1 ≥ 2T s 2T s

(3.13)

y el ancho de banda en banda trasladada es el doble. Puesto que el coseno realzado es la respuesta impulsional global del sistema y ésta es resultado de la convolución del filtro transmisor y receptor,


82


que deben ser iguales, la respuesta impulsional de estos filtros es la denominada raíz del coseno alzado, con respuesta frecuencial igual a la raíz del coseno alzado y, por tanto, con el mismo ancho de banda. Si tomamos la misma secuencia digital de la figura 3.2 pero ahora la filtramos con una raíz del coseno alzado tenemos una forma de onda como la mostrada en la figura 3.7:

Fig. 3.7 Forma de onda de u na modulación BPSK con filtro conformador raíz de coseno alzado

La modulación BPSK con coseno realzado se utiliza en algunos sistemas. Sin embargo, se debe tener en cuenta que, tal y como se observa en la figura 3.7, no tiene envolvente constante, y por tanto se vería negativamente afectada en caso de usarse amplificadores de potencia no lineales. Es por ello que su uso viene aparejado a la utilización de amplificadores lineales o de complejas técnicas de linealización. 3.1.2 Modulaciones multinivel

Puesto que el ancho de banda de la señal es proporcional al inverso del tiempo de símbolo, es posible reducir el ancho de banda de un sistema mediante las modulaciones multinivel. Estas modulaciones son modulaciones digitales en las que cada símbolo incluye información de varios bits, de modo que el tiempo de símbolo es T s=nT b. Con ello, las señales transmitidas pueden tener una duración mayor y por tanto la densidad espectral de potencia ocupa un menor ancho de banda, es decir son modulaciones que proporcionan una eficiencia espectral mayor que las modulaciones binarias. Además, la información puede ser transmitida por el canal mediante una portadora coseno y portadora seno de forma simultánea, en lo que constituyen las componentes en fase y cuadratura respectivamente. Las modulaciones multinivel pueden ser de fase (M-PSK), de amplitud y fase (MAPK o M-QAM), e incluso de frecuencia, aunque éstas últimas no se suelen utilizar en sistemas móviles. Las expresiones de señal para las modulaciones de fase, o de amplitud y fase, son las mismas; varía únicamente el valor de los símbolos y por tanto de las constelaciones. La expresión de la señal transmitida es ∞  ∞  s (t ) = A ∑ a k he (t − kT s ) cos(ωc t ) + ∑ bk he (t − kT s )sin(ωc t )  k = 0  k =0 

(3.14)

donde ak y bk son los valores de amplitud de los símbolos correspondientes a cada una de las modulaciones y T s es el tiempo de símbolo equivalente a n veces el tiempo de bit, T b. Para una


83


modulación que agrupa n bits para crear los símbolos transmitidos, tenemos M =2n símbolos diferentes. El esquema de modulador y demodulador es el de las figuras 3.8 y 3.9 respectivamente.

Filtro transmisor H T ( f )

R = Rb/M

Secuencia Generador binaria Rb bits/s de niveles 2 cos (2 R = Rb/M

cos(2π f c t + Φ c ) Divisor de potencia

∼ f c t + Φ c

π

+

R = Rb/M

)

baudios

π/2

H T ( f )

s(t)

sin (2π f c t + Φ c )

Filtro transmisor

Fig. 3.8 Esquema de modulador IQ multinivel

kT s z I (kT s)

H N ( f ) 2 cos(2π f t+φ )

T s

r (t )

Divisor de potencia

c

c

∼

2 2 T cos(2π f ct+φc) Decisor

bits Rb

π/2 2 sin(2π f t+φ )

T s

c

kT s

c

H N ( f )

bits/s

z Q(kT s)

Fig. 3.9 Esquema de demodulador IQ multinivel

En el caso de las modulaciones de fase el parámetro de la portadora que varía en función de la información de entrada al modulador es la fase, de forma que los valores de amplitud de los símbolos son  2π  (i − 1)   M 

ak = cos

 2π  (i − 1)   M 

bk = sen

i = 1,..., M

(3.15)

En la figura 3.10 se muestran algunas constelaciones habituales. Las modulaciones más utilizadas son la binaria, BPSK, y la cuaternaria (M =4), denominada QPSK (Quaternary PSK).


84


BPSK

QPSK

8-PSK

16-PSK

Fig. 3.10 Constelaciones de señales M-PSK

Por el contrario, en las modulaciones M-QAM el parámetro de la portadora que varía en función de la información de entrada al modulador es la fase y la amplitud, por lo que también se denominan modulaciones M-APK. En este caso los valores de amplitud de los símbolos son ai y bi son dos números enteros independientes que, habitualmente, pueden tomar los valores ai , bi

∈ ± 1,±3,...,± M − 1}

(3.16)

En la figura 3.11 se muestran algunos ejemplos de constelaciones de modulaciones M-QAM, aunque generalmente se utilizan constelaciones cuadradas, para lo que debe cumplirse que el orden de la modulación M sea una potencia par de 2, M = 22 P .

M = 64 M = 32 M = 16 M = 4

Fig. 3.11 Constelación de señales M-QAM


85


3.1.3 Modulaciones digitales de frecuencia FSK

Las modulaciones estudiadas en los apartados anteriores son modulaciones lineales en las que una de sus características es la de carecer de envolvente constante. Esto provoca que no puedan ser amplificadas mediante amplificadores de elevado rendimiento cuya característica señal de salida respecto a la señal de entrada es no lineal, lo que provoca distorsiones en el espectro de frecuencia y en la señal temporal Las modulaciones de frecuencia son las más adecuadas para combatir las no linealidades de los amplificadores, puesto que al tener envolvente constante no se ven afectadas. La modulación binaria de frecuencia se denomina BFSK (Binary FSK ) o 2-FSK, los dígitos binarios 1 y 0 varían el valor de la frecuencia portadora transmitiendo f 0±f d . Sin embargo, si queremos tener señales espectralmente eficientes, es decir con reducida ocupación de espectro, es necesario que la fase de la señal modulada θ(t ) sea una función continua en el tiempo, con lo que se evitan los saltos de fase instantáneos y se obtienen variaciones suaves. La modulación GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) es un caso particular de las modulaciones de frecuencia con la característica de ser espectralmente más eficiente. Uno de los esquemas de generación de señal es el mostrado en la figura 3.12. El filtro con respuesta impulsional gaussiana tiene un ancho de banda a 3 dB con parámetro B. Esta señal en banda base ataca a un oscilador controlado por tensión (OCT).

bits

Mapping d

Filtro gaussiano

circuit

O.C.T.

Señal GMSK

Fig. 3.12 Esquema de modulador de frecuencia

0 a i c -10 n e t o p e -20 d l a r -30 t c e p s e -40 d a d i s -50 BT =0,2 n e D BT=0,25

-60

0

0,5

BT = ∞ (MSK ) BT=1 BT=0,7 BT=0,5 BT =0,3

1

Frecuencia normalizada:

1,5

2

( f – f c)T b

Fig. 3.13 Densidad espectral de potencia de señales GMSK


86


La ventaja de esta modulación es su buena eficiencia espectral, gracias al efecto suavizador del filtro gaussiano, y su propiedad de envolvente constante. En la figura 3.13 se muestra el espectro de una señal GMSK para diferentes valores del producto BT b. Esta modulación, no obstante, introduce interferencia intersimbólica. A medida que disminuye el ancho de banda del filtro, la interferencia intersimbólica es mayor, pero aumenta la eficiencia espectral. Por ejemplo, el sistema de comunicaciones móviles celulares GSM utiliza una modulación GMSK con BT b = 0,3. La eficiencia espectral de la modulación GMSK es mejor que la de la modulación BPSK con pulso conformador rectangular, pero peor que cuando utilizamos un pulso conformador tipo raíz del coseno alzado. Sin embargo, la modulación GMSK presenta envolvente constante, por lo que es insensible a las no linealidades que puedan presentar los amplificadores de potencia. Además, la interferencia intersimbólica añadida es pequeña y en todo caso se compensa mediante el uso de ecualizadores de canal, tal y como se explicará más adelante.

3.2 Codificación de canal La fluctuación del nivel de potencia de la señal, típica de los entornos móviles, provoca que sea muy difícil sino imposible mantener los parámetros de calidad por encima de un umbral para todo instante de tiempo. En efecto, supongamos un sistema en el que el nivel de ruido e interferencia haga necesario que el nivel de potencia de señal recibida deba ser mayor que -87 dBm para que la probabilidad de error sea menor que un umbral que permita la utilización de un servicio de datos o voz. Puede observarse que en determinados instantes se producen fluctuaciones del nivel de señal que provocarían una degradación del servicio no deseable. Por este motivo, el nivel de señal estará durante intervalos más o menos largos por debajo del nivel mínimo de umbral y producirá errores en los bits transmitidos que pueden degradar la comunicación e incluso hacer imposible la misma. Un mecanismo habitualmente utilizado es enviar la información codificada, es decir, añadiendo una redundancia que permita detectar y/o corregir los errores; disminuye entonces la probabilidad de error en el bit, para una determinada relación señal a ruido. -60 dBm -65 -70 -75 -80 -85 -90 -95 -100 -105

0

20

40

60

80

10 0

120

t (s)

Fig. 3.14 Variación del nivel de potencia de señal en un receptor móvil


87


La codificación de canal se refiere a un conjunto de transformaciones que se aplican a la señal transmitida con el fin de corregir y/o detectar los bits erróneos. El objetivo de la codificación de canal es reducir la probabilidad de error o bien la relación señal a ruido necesaria para garantizar una cierta tasa de error. Este efecto se denomina ganancia del código y se define como la reducción de la SNR requerida para obtener una determinada probabilidad de error en el bit en un canal con ruido gaussiano blanco. La teoría básica de la codificación de canal comienza en 1948 cuando C. Shannon desarrolla su teoría de la información, en la que en uno de sus postulados se demuestra que la capacidad de un canal, C , gaussiano, entendida como la máxima velocidad de transmisión en bits/s sin errores, es función del ancho de banda y de la relación señal a ruido, SNR, según la siguiente relación: C = BT log 2 (1 + SNR )

(3.17)

donde, tal y como se demuestra en [SHAN-48], es posible la transmisión a una velocidad R menor que total fiabilidad utilizando el esquema de codificación adecuado. Lamentablemente Shannon no proporcionó la forma de realizarlo. C con

En 1949 Hamming desarrolló el primer código capaz de corregir errores y mejorar la calidad de un sistema digital. A partir de este instante se desarrolla la teoría de códigos y, en 1959, se descubren los códigos BCH que deben su nombre a R. Bose, D. Ray-Chaudhuri, A. Hochquenghem; el algoritmo de Viterbi para la decodificación de códigos convolucionales en 1967, o los turbo códigos, en 1993, propuestos por primera vez por C. Berrou, A. Glavieux y P. Titimajshima. La codificación de canal consiste en transformar las secuencias binarias (no señales, sino datos lógicos) en secuencias mejores que incluyan redundancia estructurada: los bits redundantes pueden ser utilizados para detectar y/o corregir errores. Existen dos estrategias diferentes para usar la redundancia [LIN-83]: Detección de errores y retransmisión. Es lo que se conoce como técnicas ARQ (Automatic Repeat Request). Esta estrategia utiliza los bits de redundancia (CRC) para detectar si ha habido error. El receptor no intenta corregir el error, sino que pide al transmisor que reenvíe el dato. Esta estrategia implica la existencia de un canal de retorno que permita comunicar al transmisor la recepción correcta o incorrecta de los bits detectados. Además, únicamente puede utilizarse en sistemas de comunicaciones en los que el retardo que implican las retransmisiones no afecte a la calidad del servicio. 2. Corrección de errores. Estas técnicas se denominan FEC (Forward Error Correction). En este caso, los bits de redundancia se utilizan para corregir errores. Basta con un enlace unidireccional. Los códigos correctores de errores se clasifican según su capacidad de corrección, que en todo caso es limitada. 1.

También existen técnicas híbridas que combinan las dos anteriores como método para incrementar la eficiencia del sistema. En los sistemas móviles, donde instantes con una tasa de error pequeña son seguidos de instantes con tasa de error grande, puede ser contraproducente elegir una u otra. Por ejemplo utilizar una estrategia ARQ cuando la tasa de error es pequeña implica un gran número de retransmisiones que innecesarias si se hubiera utilizado una estrategia FEC. Por el contrario, si la tasa de error es elevada, utilizar una técnica FEC implica que puedan existir errores no detectados al superar la capacidad correctora del código.


88


Los códigos de canal se dividen en dos grandes grupos: los códigos bloque y los códigos Trellis que a su vez se dividen en subfamilias tal y como se muestra en la figura 3.15. Códigos de canal Códigos Trellis

Códigos bloque Códigos lineales

Códigos no lineales

Códigos convolucionales (lineales)

Códigos coset

(no lineales)

Códigos cíclicos Fig. 3.15 Clasificación de códigos de canal

3.2.1 Códigos bloque

En el caso de los códigos bloque, los datos de entrada al codificador de canal, secuencia de bits de información, se dividen en bloques de longitud k bits denominados bits de información. Cada bloque representa uno entre los 2k mensajes distintos posibles. El codificador transforma cada bloque de k bits en un bloque de n bits, con n > k , denominados bits codificados o palabra código. Los n-k bits añadidos por el codificador se denominan bits de redundancia o de paridad y no transportan información. Por lo tanto, para los 2k posibles mensajes, hay 2k palabras código. Para que un código bloque sea eficiente las palabras código deben ser escogidas de forma adecuada. Se define la tasa del código, r , como el cociente entre los bits de información, k , y la longitud de la palabra código, n: r =

k n

<1

(3.18)

El ancho de banda requerido se incrementa en un factor 1/ r , pues si queremos que la velocidad de transmisión de los bits de información se mantenga, debemos aumentar la velocidad de salida en un factor n/k , en el tiempo en que entran k bits al codificador, éste debe enviar n bits, tal y como se refleja en la figura 3.16. R b k bits bits

Codificador de canal

R c n

bits

R c=R b.n/k

Fig. 3.16 Esquema de codificador bloque

Un ejemplo de código bloque, en este caso lineal, es el denominado código Hamming (7,4) cuya codificación de palabras en su versión sistemática, en la que los k bits del mensaje forman parte, al principio o al final, de la palabra código codificada, se muestra en la tabla 3.1.


89


Tabla 3.1 Código Hamming (7,4)

Mensaje 0000 0001 0010 0011 0100 0101 0110 0111

Palabra código 0000000 0001011 0010110 0011101 0100111 0101100 0110001 0111010

Mensaje 1000 1001 1010 1011 1100 1101 1110 1111

Palabra código 1000101 1001110 1010011 1011000 1100010 1101001 1110100 1111111

La decodificación consiste en recuperar el mensaje de información a partir de la palabra código recibida. La capacidad detectora y correctora de los códigos depende de la relación entre las palabras código. Cuanto mayor es la distancia de Hamming entre las palabras código, medida como número de bits en los que difirieren, mayor será la capacidad de corrección y detección. Puede demostrase que el número máximo de errores e que un código es capaz de detectar con total seguridad es [SKLA01][LIN-83] e = d min min - 1

(3.19)

donde d min min es la distancia mínima de un código bloque lineal, definida como la mínima de las distancias de Hamming [SKLA-01] [LIN-83] existentes entre cualquier par de palabras código. Si llamamos t al número de errores que el decodificador es capaz de corregir con total seguridad, se cumple t ≤

d min

−1

2

(3.20)

De forma general mediante la obtención del síndrome [LIN-83], un código bloque lineal (n, k ) puede corregir hasta t bits erróneos de una palabra código, siempre que n y k satisfagan la condición de Hamming: 2

n − k

t  n  t n! ≥ ∑   =∑ i = 0  i  i = 0 (n − i )!i!

(3.21)

Otro tipo de códigos bloque muy utilizados son los códigos BCH, que son una generalización de los códigos de Hamming para corrección de múltiples errores, con n = 2m-1 y k variable [SKLA-01] [LIN-83]. Finalmente, cabe destacar los códigos Reed-Solomon que son una clase especial de códigos BCH no binarios que proporciona la mayor distancia mínima posible dados n y k . Estos códigos son especialmente útiles para la corrección de ráfagas r áfagas de errores y errores en bits consecutivos, y por tanto son especialmente útiles en entornos de comunicaciones móviles.


90


3.2.2 Códigos convolucionales

Otra clase de códigos de especial interés en los sistemas de comunicaciones móviles son los denominados códigos convolucionales. La diferencia substancial respecto a los códigos bloque es el método de codificación de secuencias continuas en lugar de bloques. Existen varios métodos de codificación de los códigos convolucionales, aunque una de las más usuales es la basada en registros de desplazamiento conectados con sumadores base 2 en los que se realiza la codificación. Por cada bit que entra en el codificador se obtienen n bits codificados. De forma general los codificadores convolucionales tienen k entradas y n salidas con m registros para cada entrada. Así, cada bit influye en n×m bits de salida, y se denomina a m la longitud de influencia del código y a la relación k /n el rate o tasa del código. Para que todos los bits sean codificados habiendo pasado por todos los registros es necesario que a la secuencia de información se le añadan m-1 bits, estos bits se denominan bits de cola y generalmente son ceros añadidos. La figura 3.17 muestra dos ejemplos de codificadores convolucionales, de tasa 1/2 y 2/3 respectivamente.

T b

T b

T b

+ + 1

1 2

+

+ 2

S

3

+ S

T b

Fig. 3.17 Codificadores con tasa 1/2 y tasa 2/3

La decodificación de un código convolucional consiste en escoger la secuencia más probable entre todas las posibles. Existen diversos algoritmos que permiten la decodificación de este tipo de códigos; la decodificación óptima se realiza mediante el algoritmo de Viterbi [PRO-89]. La capacidad correctora de un código convolucional depende de la denominada distancia mínima libre. Cuanto menor es la tasa del código mayor es la distancia libre del código y, para códigos con la misma tasa, la distancia libre aumenta cuanto mayor es la longitud de influencia del código y con ello mayor es la capacidad del código. Ejemplo 3.1: Codificación de canal en GSM

En el sistema GSM el sonido se convierte en una señal eléctrica mediante el micrófono. La señal en banda base de telefonía se reduce al mínimo ancho de banda entre 300 Hz y 3.4 KHz, suficientes para el reconocimiento inteligente de la voz. Después del filtrado, se muestrea con un convertidor analógico digital a una frecuencia de 8 KHz, y se cuantiza linealmente con 13 bits, por lo que la velocidad de transmisión en este primer nivel es de 104 kbits/s. Lógicamente, 104 kbits/s es una velocidad demasiado alta para ser transmitida a través de la interfaz de radio. Por esto se utiliza el


91


codificador RPE-LTP (Regular Pulse Exciting–Linear Term Predictor) [ETSI] que reduce significativamente esta velocidad, manteniendo únicamente las componentes relevantes. En GSM la codificación de la fuente a velocidad completa, produce 260 bits cada 20 ms (13 kbits/s). Estos bits contienen los diferentes parámetros del método de codificación de la fuente RPE-LTP, pero los diferentes parámetros y sus correspondientes bits tienen una importancia desigual respecto a la calidad subjetiva. El resultado son una serie de bits que se clasifican en tres clases de importancia decreciente, medida como calidad subjetiva en función de la probabilidad de error. Estas clases reciben el nombre de clase Ia, que está formada por los 50 primeros bits, clase Ib que está formada por los bits siguientes hasta el 181, y finalmente clase Ic que está formada por los 78 últimos bits. Los bits de clase Ia son codificados con 3 bits para detección de errores y junto con los bits de clase Ib pasan por un código convolucional de tasa 1/2 y de longitud de influencia m = 5. Los bits de clase Ic no se codifican, tal y como se observa en la figura 3.18

Clase Ia 50 bits

50 bits 3

Clase Ib 132 bits

132 bits

Clase Ic 78 bits

4

CODIGO CONVOLUCIONAL r =1/2 378 bits CODIFICADOS

78 bits

Fig. 3.18 Esquema de codificación de los bits de voz en GSM

Al final del proceso de codificación de fuente y codificación de canal resulta un total de 456 bits, lo que equivale a 22.8 kbits/s. Ejemplo 3.2: Codificación de canal en GPRS

En GPRS se han definido 4 tipos distintos de codificación de datos para 4 velocidades de transmisión distintas, con el objetivo de que el sistema pueda reaccionar de forma adaptativa a los cambios de calidad de canal. La técnica de codificación es similar a GSM convencional, con un código bloque externo y un código convolucional interno, tal y como se observa en la tabla 3.2. En condiciones de canal muy malas se puede emplear CS-1 y obtener una velocidad de 9.05 kbits/s por ranura GSM. En el caso ideal de tener excelentes condiciones del canal, se podría transmitir sin código convolucional y conseguir 21.4 kbits/s por time slot .


92


Tabla 3.2 Características de los esquemas de codificación GSM

Esquema de CRC codificación CS-1 CS-2 CS-3 CS-4

40 16 16 16

Bits de Bits de salida cola codificador convolucional 4 456 4 584 4 680 0 456

Bits de Tasa del Data rate puncturing código 0 128 224 0

½ ~2/3 ~¾ 1

9.05 13.4 15.6 21.4

Ejemplo 3.3: Codificación de canal en UMTS

En 1993 se presentó a la comunidad científica un nuevo esquema de codificación denominado turbo códigos que prometía conseguir unas prestaciones cercanas a la cota de Shannon [BERR-93]. Los turbo códigos enseguida despertaron un gran interés, y una evaluación detallada de su comportamiento efectivamente los ha demostrado muy eficientes en muchos esquemas de transmisión; por ello finalmente el 3GPP los incorporó en la definición de las características físicas de transmisión en UMTS. El principio básico de los turbo códigos es la concatenación en paralelo o en serie de dos componentes codificadores separados por un entrelazado. En la parte de recepción, dos componentes decodificadores comparten información de forma iterativa. La salida de un decodificador, donde la información es ya más fiable, se emplea para la ayuda de la decodificación en la segunda componente; la salida de esta segunda componente realimenta de nuevo la primera y se vuelve a decodificar la información, y así sucesivamente. En cada iteración, por tanto, pueden corregirse nuevos errores, y obtenerse una fiabilidad resultante más elevada, a costa de un mayor retardo y una mayor complejidad.

3.3 Entrelazado Tal y como se ha visto en el capítulo 2, el ritmo de variabilidad temporal del canal móvil depende fundamentalmente de la velocidad a la que se desplaza el terminal móvil y de la frecuencia de trabajo. La correlación temporal del canal implica que, en caso de que la señal recibida se vea afectada por un desvanecimiento profundo, se presenta una ráfaga de errores en el receptor, tal y como muestra la figura 3.19. En efecto, el desvanecimiento produce una disminución de la SNR. En estas condiciones, la capacidad correctora del decodificador de canal se ve significativamente reducida, ya que la recepción de una serie consecutiva de bits erróneos dentro de una misma palabra no permite aprovechar la redundancia para corregir los errores si éstos superan la capacidad correctora del código. La técnica de entrelazado pretende evitar las ráfagas de errores a la entrada del decodificador de canal. Así, si se consigue que los errores se presenten de manera aleatoria (uniformemente distribuida a lo largo del tiempo), se consigue explotar al máximo la capacidad correctora del código y por tanto se mejoran las prestaciones obtenidas. El principio del entrelazado es simple: basta transmitir los bits sobre el canal radio en un orden distinto al que van a ser interpretados en el decodificador. Para ello, un posible entrelazado consiste en incorporar a la salida del codificador de canal una matriz, de N filas


93


y M columnas, que se va rellenando por filas. Una vez está completa, los símbolos pasan a transmitirse a través del canal radio por columnas. En el receptor se sitúa otra matriz, que se va rellenando por columnas a medida que van llegando los símbolos. Una vez está completa, se pasan los bits hacia el decodificador de canal por filas, ya que éste es el sentido en que se han generado y, por tanto, deben ser interpretados en el extremo receptor. CODIFICADOR DE CANAL

A

B DECODIFICADOR

CANAL MÓVIL

DE CANAL

A 16 15 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 SNR

t

B 16 15 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 Fig. 3.19 Efecto de los desvanecimientos en un sistema sin entrelazado

La figura 3.20 resume el proceso de entrelazado y desentrelazado. En primer lugar se realiza la codificación con objeto de obtener la protección necesaria frente a errores, a continuación se procede a entrelazar los bits antes de ser modulados y transmitidos. Cuando el receptor entrega los bits remodulados, éstos pasan por el bloque de desentrelazado y a continuación los bits pasan al bloque de decodificación de canal, donde se procede a intentar corregir los errores.

CODIFICADOR A B DE ENTRELAZADO CANAL

CANAL MÓVIL

C

DESENTRELAZADO

D DECODIFICADOR DE CANAL

Fig. 3.20 Esquema de funcionamiento del mecanismo de entrelazado y desentrelazado

Por su parte, la figura 3.21 muestra los efectos del entrelazado en los mismos supuestos que la figura 3.19, y se observa cómo en este caso se logra evitar la ráfaga de errores en el receptor. En particular, se muestra una secuencia de 16 bits a la salida del codificador de canal (A). El entrelazado de 4 filas y 4 columnas se va rellenando por filas. Completada la matriz, se transmite por columnas (B). El desvanecimiento de duración equivalente a 3 símbolos genera una ráfaga de 3 errores consecutivos en el punto (C) de la cadena. Tal y como se van recibiendo los símbolos la matriz equivalente del


94


receptor se va completando por columnas. De nuevo, una vez completada la matriz se traslada al decodificador de canal por filas (D). En este punto puede observarse cómo se ha conseguido aleatorizar y uniformizar la distribución de errores. De este modo, se logra evitar ráfagas de errores consecutivos y los decodificadores de canal son mucho más efectivos.

A

16 15 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1

M

N

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10 11 12

13 14 15 16

B 16 12 8 4 15 11 7 3 14 10 6 2 13 9 5 1 SNR

t

C 16 12 8 4 15 11 7 3 14 10 6 2 13 9 5 1

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10 11 12

13 14 15 16

D 16 15 14 13 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 Fig. 3.21 Efectos del entrelazado en los bits de información recibidos

En la implantación de una técnica de entrelazado debe fijarse el tamaño de la matriz, esto es, el número de filas N y el número de columnas M .


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Suponiendo la fuente de información ya incluida. La codificación de canal entrega un bloque de L bits que se colocan en una fila de la matriz, esto es se fija M = L, la condición para garantizar la independencia en las condiciones de propagación de dos bits correspondientes al mismo paquete sería N × T b

> τc ≈

1 4.13 f m

(3.22)

de manera que el número de filas de la matriz debe exceder N >

λ × Rb

(3.23)

v

A partir de la ecuación (3.23) se aprecia que: 1. Cuanto menor sea la velocidad del terminal, v, mayor deberá ser el tamaño de la matriz de entrelazado para conseguir romper la memoria del canal, ya que éste varía más lentamente y por tanto debe transcurrir un tiempo mayor para poder transmitir dos bits consecutivos del mismo paquete (dos bits consecutivos de la misma fila). 2. Cuanto mayor sea la velocidad de transmisión de los datos, Rb, mayor deberá ser el tamaño de la matriz de entrelazado, ya que los datos se transmiten más rápidamente por el canal y por lo tanto hay que enviar más para que transcurra el tiempo correspondiente al tiempo de coherencia del canal. Por otro lado, debe tenerse en cuenta el retardo incorporado por la técnica de entrelazado, y el dimensionado debe ser adecuado para las restricciones asociadas al servicio que se soporte. En particular, y suponiendo una transmisión con modulación binaria, deberá cumplirse que 2 × N × M × T b < τ max N <

Rb × τmax

2 × L

(3.24) (3.25)

donde τmax es el retardo máximo tolerable en la transmisión. Así pues, habiendo fijado previamente M = L, debe verificarse que Rb × λ v

< N <

Rb × τmax

2 × L

(3.26)

En la práctica para cada tipo de servicio puede conocerse tanto el retardo máximo tolerable, τmax, como la velocidad de transmisión sobre la que se soporta el servicio en el sistema de comunicaciones móviles estudiado, Rb. Sin embargo, el dimensionado de N depende también de la velocidad del móvil, lo cual no es predecible a priori y difícilmente puede medirse en la práctica en tiempo real y ajustar el tamaño de matriz consecuentemente. Así, se suele diseñar N para una cierta velocidad, que haría que el entrelazado fuera efectivo para ésa velocidad y superiores. En caso de que el móvil se desplace a velocidades inferiores a la de diseño, se dice que el entrelazado no es efectivo, en el sentido


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que pueden producirse ráfagas de errores en la misma fila y, por tanto, se pierde efectividad correctora en recepción. Ejemplo 3.4

Supóngase un sistema operando a 2 GHz que genera paquetes de L=50 bits que se insertan en una fila de la matriz de entrelazado. Siendo que sobre el canal radio se transmite a 100 kbits/s y que el servicio soporta un retardo máximo de 500 ms, determinar el número de filas necesario si se desea que el entrelazado resulte efectivo para velocidades superiores a 120 km/h. Según la ecuación 3.26, debe cumplirse

 3 × 108   100 × 103 ×  9  −3 3  2 ×10  < N < 100 × 10 × 500 × 10 1000 2 × 50 120 × 3600 450 < N < 500

Tomando por ejemplo N =475, resulta que en caso que el móvil se desplace por ejemplo a 3 km/h ocurre que

 3 × 10 8    9  × 2 10 λ 1  = 43.5ms τc ≈ = =  4.13 f m 4.13v 4.13 × 3 × 1000 3600 mientras que el tiempo de transmisión de una columna es N × T b

= 475 ×

1 = 4.75ms 100 × 103

Por lo tanto, se transmiten aproximadamente 10 columnas antes de poder considerar que el canal ha variado significativamente, de manera que dentro de un mismo paquete podrían encontrarse ráfagas de hasta 10 bits erróneos consecutivos; así para 3 km/h podría decirse que el entrelazado no resulta efectivo.

3.4 Diversidad La diversidad es otra de las técnicas de ingeniería radio que se desarrollan para combatir los efectos negativos del canal de comunicaciones móviles. Partiendo de que la señal recibida puede verse afectada por fuertes desvanecimientos, el principio básico de la diversidad es proporcionar al receptor varias versiones de la señal transmitida que sean estadísticamente independientes, de manera que la combinación de todas ellas en el receptor redunde en un señal en mejores condiciones. En definitiva,


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se trata de que si una de ellas se recibe fuertemente degradada se pueda disponer de otras versiones de la señal transmitida que puedan recibirse en buenas condiciones. De esta forma, resulta claro que se mejora la fiabilidad del enlace o, en otras palabras, la diversidad permite reducir la tasa de error del sistema. La diversidad se puede conseguir de varias formas: 1. Diversidad temporal. Se envía la misma señal varias veces, dejando transcurrir al menos el tiempo de coherencia del canal, τc, entre una transmisión y la siguiente, para que el canal haya podido variar significativamente. Este mecanismo de diversidad no se suele emplear en la práctica, ya que supone un coste muy elevado (el tiempo dedicado a las transmisiones de diversidad de un usuario podría emplearse en transmitir la señal de otros usuarios). 2. Diversidad frecuencial. Se envía la misma señal sobre distintas portadoras, separadas entre sí al menos el ancho de banda de coherencia del canal, Bc, para que las condiciones del canal puedan ser diferentes. Este mecanismo de diversidad no se suele emplear en la práctica, ya que supone un coste muy elevado (la frecuencia empleada en la transmisión de diversidad de un usuario podría emplearse para dar servicio a otro usuario). 3. Diversidad espacial. Se sitúan varias antenas receptoras, suficientemente separadas entre sí como para poder garantizar que la señal recibida en cada antena ha viajado en condiciones de propagación estadísticamente independientes de las demás. Este mecanismo se emplea muy frecuentemente en la práctica, ya que conlleva un coste reducido al aprovechar la dimensión espacial en lugar de la temporal o la frecuencial. En la figura 3.22 se muestra un ejemplo de emplazamiento con dos antenas receptoras.

Fig. 3.22 Emplazamiento con diversidad

4. Diversidad en polarización. Esta constituye una alternativa a la diversidad en espacio, con la ventaja que hace que la antena resulte menos visible. La diversidad de polarización incrementa la ganancia mediante la recepción simultánea de dos señales ortogonales polarizadas desde una sola antena de polarización doble.


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Centrándonos en la diversidad espacial, debe determinarse la separación necesaria entre antenas para poder garantizar la independencia estadística de la propagación. Denotando por e(t ) la envolvente de la señal recibida, en el capítulo 2 se ha visto que dicha envolvente viene afectada por fluctuaciones de carácter rápido, atribuidas a las reflexiones en los objetos cercanos al receptor, y se ha caracterizado con una estadística de Rayleigh en el caso de que no haya visión directa entre transmisor y receptor. Atendiendo a la estadística de segundo orden, puede demostrarse [LEE-97] que la función de autocorrelación de la envolvente en un terminal móvil viene dada por

πσ2 Rr (τ) = 2 Rr (τ) 1

 1 2  1 + 4 J 0 (2πvf m τ)  

(3.27)

0.1 f mτ

0.5

Fig. 3.23 Autocorrelación de la envolvente de la señal recibida en el móvil

Lógicamente, a medida que transcurre el tiempo, la envolvente de la señal recibida va cambiando y por lo tanto la función de autocorrelación tiende a cero a medida que aumenta τ. Teniendo en cuenta que f m

=

v

λ

(3.28)

el eje horizontal puede entenderse también en términos espaciales (d /λ). Esto es, la figura 3.23 nos dice cómo se parece la envolvente de la señal recibida en un punto y la que se presenta en un punto separado d metros, comparado con la longitud de onda de operación. Desde esta perspectiva, es también evidente que a medida que los puntos comparados se encuentren más alejados la similitud será cada vez menor, ya que precisamente los desvanecimientos rápidos de la señal se asocian a las características del entorno más próximo. Como criterio práctico, puede considerarse que si d >

λ 2

(3.29)

las señales recibidas presentarán desvanecimientos estadísticamente independientes en el terminal móvil. En la estación base se puede aplicar el mismo principio, sólo que la distancia entre antenas debe ser mucho mayor [LEE-97]. Así pues, cumpliendo la condición anterior, puede asumirse que se dispone en recepción de dos versiones de la señal transmitida, pero que han viajado en condiciones de propagación diferentes. Siendo así, y combinando las señales de alguna manera, la señal resultante tendrá siempre igual o mejor calidad que si únicamente se dispusiera de una única señal recibida de manera que se concluye que la diversidad en espacio permite mejorar las prestaciones de una comunicación.


99


d 1 2 COMBINADOR Fig. 3.24 Esquema de diversidad espacial

Nótese que con la diversidad se consigue modificar la estadística del canal, de manera que la envolvente de la señal resultante tiene una función de densidad de probabilidad más favorable que en el caso de una única antena, en la que ofrece una distribución Rayleigh si no hay visión directa entre transmisor y receptor. Ejemplo 3.5

En GSM-900, la distancia mínima entre antenas para garantizar la independencia estadística en el enlace descendente resulta del orden de

 3 ×108    6  × 900 10 λ   ≈ 17cm d > = 2 2 lo cual hace que no sea viable implantar diversidad en espacio en el enlace descendente, ya que requeriría de dos antenas distanciadas más de 17 cm, superior al tamaño de los terminales. Ejemplo 3.6

Con una única antena receptora, y suponiendo que la envolvente de la señal recibida presentada una estadística de Rayleigh, esto es distribución de la relación señal a ruido exponencia, y que la relación señal a ruido media es de γ0=10 dB, se tendría por ejemplo que Pr ob(γ ≤ 3dB ) =

2

1

∫ γ 0

e

−γ / γo

d γ = 0.18

o

Si el receptor tiene dos antenas receptoras suficientemente separadas y por tanto las señales recibidas son independientes y el receptor escoge instantáneamente la mejor de ellas, la señal resultante sólo está por debajo de 3dB si en la primera antena lo está y lo mismo ocurre en la segunda antena, de manera que Pr ob(γ ≤ 3dB) = Pr ob(γ1 ≤ 3dB ∩ γ 2 ≤ 3dB) = Pr ob( γ1 ≤ 3dB) × Pr ob( γ 2 ≤ 3dB) = ( 0.18) 2 = 0.033 Claramente, la diversidad en espacio robustece la transmisión en un entorno radio, ya que ahora es mucho menos probable que la señal resultante presente un nivel de calidad muy bajo. En lo referente a la combinación de las señales recibidas, ésta puede efectuarse de diferentes maneras:


100


3.4.1 Combinación por conmutación.

La diversidad por conmutación se basa en el esquema de la figura 3.25. La señal de una de las antenas pasa a través del cabezal de radiofrecuencia, RF, y a continuación se realiza una medida del nivel de señal y una adaptación de nivel mediante un CAG antes de ser demodulada. Si el nivel de señal está por debajo de un umbral que no nos garantiza la calidad deseada entonces se realiza una conmutación de antena y pasa a demodularse la señal de la otra antena. Este sistema tiene la ventaja de utilizar un único cabezal de RF. Sin embargo, se originan transitorios de amplitud y fase que provocan errores en la demodulación. Además, existe la incertidumbre al conmutar, puesto que únicamente conocemos el nivel de señal de una de las antenas.

RF

Comparador

Desm.

CAG

umbral

Fig. 3.25 Esquema d e receptor con diversidad por conmutación

La figura 3.26 muestra gráficamente el proceso. En ella se monitoriza l a potencia de señal recibida por cada una de las antenas, una representada en trazo continuo y la otra en trazo discontinuo, y se utiliza la técnica de diversidad por conmutación para elegir la señal más conveniente (la resultante se muestra en trazo más grueso). Puede observarse que cuando la señal que está siendo demodulada cae por debajo del umbral, el sistema conmuta para tomar la señal de la otra antena. De la figura 3.26 se desprende que la señal resultante es mejor que si empleásemos una única antena, puesto que la señal combinada está un porcentaje mayor de tiempo por encima del umbral que cualquiera de las dos de forma individual. Puede observarse que la elección de la señal no siempre es la mejor, puesto que la conmutación se produce únicamente cuando el nivel de potencia de señal está por debajo del umbral. Otro de los puntos a destacar es que en muchos casos cambia de forma brusca el nivel de potencia de la señal cuando se produce la conmutación. Finalmente, cuando las dos señales están por debajo del umbral el conmutador tiene variaciones muy rápidas que acentúan los problemas de transitorios de señal. umbral de conmutación

Pot

t Fig. 3.26 Efecto en el nivel de potencia a la entrada del receptor con diversidad por conmutación


101


3.4.2 Combinación por selección.

En este caso la señal de cada una de las antenas es tratada por su propio cabezal de RF y medida su potencia, tal y como se observa en la figura 3.27. De este modo podemos escoger en cualquier instante la señal con mayor nivel y por tanto asegurar una calidad de recepción mejor. El precio que se debe pagar es la necesidad de tantos cabezales de RF como señales deseemos comparar.

Rx1 CAG1 CAG2

Comparador

Demodulador .

umbral

Rx2

Fig. 3.27 Esquema de receptor con diversidad por selección

Por su parte, la figura 3.28 muestra el proceso de selección. En este caso puede observarse que la señal que será demodulada es la que tiene el nivel de potencia más alto y, por lo tanto, nos garantizará la mejor relación señal a ruido.

Pot

t Fig. 3.28 Efecto en el nivel de potencia a la entrada del receptor con diversidad por selección

3.4.3 Combinación de máxima ganancia.

En este caso la señal de cada una de las antenas es demodulada por su propio cabezal de RF y el valor de señal es multiplicado por un coeficiente igual al coeficiente de la respuesta impulsional del canal pero conjugado mediante un amplificador de ganancia variable, de forma que la señal de cada una de las ramas queda sumada con la misma fase que el resto, tal y como se aprecia en la f igura 3.29.


102


Rx1 Sumador

Demodulador .

Rx2

Fig. 3.29 Esquema de receptor con diversidad por combinación de máxima ganancia

La combinación de máxima ganancia es la que obtiene las mejores prestaciones de todas las técnicas de combinación. En efecto, si calculamos la señal a la entrada del demodulador suponiendo un receptor con L ramas de diversidad, tenemos z (t )

L

= ∑ g i hi r (t )

(3.30)

i =1

donde hir (t ) es la señal recibida en la antena i-ésima. La potencia de señal es

 L    P z ( t ) = P r ( t )  ∑ g i hi   i =1 

2

(3.31)

y la potencia de ruido es L

P n (t )

= N 0 B∑ g i2

(3.32)

i =1

Si calculamos la relación señal a ruido obtenemos

SNR z (t )

 L  P r (t )  ∑ g i hi   i =1  = L

N 0 BT

2

∑ g

(3.33)

2

i

i =1

Aplicando la desigualdad de Schwarz tenemos 2

 L  L 2 2  ∑ g i hi  ≤ ∑ g i hi  i=1  i=1

(3.34)

La igualdad se cumple cuando g i=hi* y por tanto se maximiza la relación señal a ruido. Finalmente, se logra una señal recuperada


103


z (t ) =

 L 2  ∑ hi  r (t )  i =1 

(3.35)

y, por tanto, la relación señal a ruido de la señal combinada es 2

SNR z ( t )

 L  P r (t )  ∑ hi2   i =1  = P r (t ) = L N o B

∑h

2

L

∑h N B o

2

i

(3.36)

i =1

i

i =1

es decir, la suma de relaciones señal a ruido existente en cada una de las antenas.

3.5 Duplexado Generalmente las comunicaciones tienen carácter bidireccional, esto es, se genera información de un extremo al otro de la comunicación y viceversa. Por lo tanto, deben desarrollarse las técnicas de ingeniería adecuadas para soportar dos enlaces: el enlace ascendente (móvil a estación base) y el enlace descendente (estación base a móvil). Estas técnicas se conocen como mecanismos de duplexado, y básicamente pueden ser: 3.5.1 Duplexado en frecuencia (FDD)

En este caso se emplea una frecuencia para la transmisión en un sentido y otra frecuencia distinta para la transmisión en la dirección contraria (fig. 3.30).

f UL

f DL

Fig. 3.30 Transmisión bidireccional mediante duplexado de frecuencia

Si se pretende utilizar una única antena para la transmisión y recepción simultánea de la señal, es necesario incorporar un duplexor, que limita la interacción y degradación mutua de las distintas señales de RF mediante un proceso de filtrado (fig. 3.31).


104


TRANSMISOR DUPLEXOR RECEPTOR Fig. 3.31 Esquema funcional de un duplexor

Un aspecto que se debe tener en cuenta cuando se utiliza un duplexado en frecuencia es que, si la separación entre la portadora ascendente y descendente es superior al ancho de banda de coherencia del canal, esto es, f UL

− f DL > Bc

(3.37)

las condiciones de propagación en ambos enlaces son distintas, y por lo tanto a partir de las medidas de un sentido de la transmisión no puede aventurarse lo que ocurre en el sentido contrario en términos de desvanecimientos rápidos. Así, si la señal recibida en la estación base está afectada por un fuerte desvanecimiento, no implica que el móvil esté recibiendo también la señal afectada por un fuerte desvanecimiento. 3.5.2 Duplexado en tiempo (TDD)

En este caso se emplea la misma frecuencia para ambas direcciones, pero una parte del tiempo se transmite en un sentido y el resto del tiempo se transmite en el sentido contrario. Tal y como se resume en la figura 3.32 y definido un período de duración T trama, durante T UL se transmite en sentido ascendente y el resto del tiempo en sentido descendente (TDL=Ttrama-TUL).

TUL TDL=Ttrama-TUL

Fig. 3.32 Transmisión bidireccional mediante duplexado temporal

Con este mecanismo de duplexado aparece de manera natural la posibilidad de asignar más o menos capacidad en cada sentido de la transmisión simplemente dedicándole una mayor o menor parte del tiempo. Esta característica es especialmente interesante si, por ejemplo, se pretenden soportar


105


servicios asociados a Internet, ya que éstos suelen generar mucho mayor volumen de tráfico en el sentido de la red al móvil que no en sentido ascendente. También debe tenerse en cuenta que con TDD existe una mayor reciprocidad entre las condiciones de propagación en un sentido y en otro, ya que ambas transmisiones se efectúan en la misma frecuencia. Así, si en un momento dado la señal recibida en la estación base está afectada por un fuerte desvanecimiento, probablemente la señal detectada en el móvil también esté afectada por un fuerte desvanecimiento.

3.6 Saltos de frecuencia La técnica de salto de frecuencia o frequency hopping, FH, consiste en transmitir segmentos temporales de la señal en distintas frecuencias portadoras, siguiendo un patrón de cambio pseudoaleatorio. De este modo una señal con un ancho de banda B emplea una banda n veces mayor, siendo n el número de frecuencias portadoras utilizadas. Desde este punto de vista, la técnica de FH también se considera como técnica de espectro ensanchado. Es utilizada en múltiples sistemas de comunicaciones móviles debido que su uso comporta básicamente dos ventajas: 1. Contramedidas. Al efectuarse saltos pseudoaleatorios en la frecuencia portadora, los usuarios no autorizados no pueden demodular la señal al no tener la secuencia de salto de frecuencia. 2. Diversidad frecuencial. Al enviar una señal de banda estrecha en una banda de frecuencias mucho mayor permite que los desvanecimientos de señal o las interferencias no tengan una duración mayor al segmento temporal de señal enviado en una frecuencia portadora. En virtud de estas características, el salto de frecuencia ofrece una tercera ventaja: las transmisiones pueden compartir una banda de frecuencia con las transmisiones convencionales con interferencia mínima. Las señales con salto de frecuencia agregan ruido mínimo a las comunicaciones de banda estrecha, y viceversa.

a i c n e u c e r F

tiempo Fig. 3.33 Evolución tiempo-frecuencia de la señal de dos dispositivos que emplean salto de frecuencia


106


En la figura 3.33 se muestra la evolución tiempo/frecuencia de dos sistemas transmitiendo de forma simultánea, y cada uno de ellos con una secuencia de salto de frecuencia distinta que deberá ser sintonizada por los respectivos receptores utilizando la misma secuencia pseudoaleatoria. Las transmisiones de cada sistema se denotan con distintas escalas de grises. Puede apreciarse que en cada instante temporal cada transmisor emite a una frecuencia distinta. Usualmente, no es posible asegurar una completa ortogonalidad entre secuencias de salto. Por tanto, es posible que en determinados intervalos los dos transmisores emitan a la misma frecuencia y que se produzca una colisión y, por tanto, que el receptor observe una señal interferente en la señal útil. Estas colisiones pueden resolverse utilizando técnicas de corrección, o mediante técnicas de detección y petición de retransmisión. En este último caso, la retransmisión se efectuará unos instantes más tarde y a una frecuencia distinta, que muy probablemente no coincidirá con las transmisiones del otro emisor. Existen múltiples sistemas que emplean la técnica de salto de frecuencia: GSM, Bluetooth o algunas WLAN. El sistema Bluetooth se sitúa en la banda ISM a 2.4 GHz, de 2.402 a 2.480 GHz, con una distribución de 79 canales, mediante saltos de 1 MHz cada uno, y utiliza una velocidad de salto nominal de 1600 hops/s. La secuencia de salto la determina el dispositivo que establece la conexión a partir de su número de identificación denominado Bluetooth device ardes, que es una secuencia de 48 bits única para cada dispositivo, y del reloj del dispositivo.

3.7 Acceso múltiple Puesto que el soporte físico de las comunicaciones móviles es el interfaz radio, deben desarrollarse mecanismos que permitan el uso compartido del mismo. A dichos mecanismos se les conoce como técnicas de acceso múltiple, y el requisito básico es que proporcionen ortogonalidad en el receptor, lo que quiere decir que los usuarios resultarán separables en el extremo receptor. A continuación se explican las técnicas más utilizadas en los sistemas de comunicaciones móviles. 3.7.1 Acceso múltiple por división en frecuencia (FDMA)

Cronológicamente es la primera técnica en aparecer y la única factible en transmisiones analógicas. Consiste en dividir un cierto ancho de banda disponible, BT Hz, en porciones más pequeñas de Bc Hz y asignar estas porciones a los distintos usuarios, que pueden hacer uso de la misma durante todo el tiempo (fig. 3.34). Claramente en este caso los usuarios son ortogonales en la dimensión frecuencial, y para separar la señal de interés de un usuario concreto basta situar un filtro centrado en la frecuencia portadora de este usuario para seleccionar dicha señal y eliminar las señales del resto de usuarios que están accediendo al sistema. En la práctica, y para facilitar la realización de los filtros, se deja un intervalo de guarda de B g Hz entre las bandas asociadas a los distintos usuarios. No obstante, debe notarse el compromiso resultante, ya que bandas de guarda excesivamente grandes restan eficiencia al acceso en la medida en que se desaprovecha banda. Bc

Bg 1

2

3

Filtro separador 4

M BT

Fig. 3.34 Separación frecuencial de M canales


f

107


Seguidamente se describen algunos aspectos clave en relación a esta técnica de acceso múltiple. 3.7.1.1 Recuperación de portadora

La recuperación de la portadora consiste en generar en el receptor una señal senoidal con la misma frecuencia y fase que la portadora de la señal de información que llega al receptor para ser utilizada en el proceso de demodulación, tal y como se observa en las figuras Fig. 3.4 y Fig. 3.9. A pesar de que el receptor conoce a priori la frecuencia portadora de la señal de información, la señal recibida no tiene el valor de frecuencia portadora esperado. En efecto, las tolerancias de los osciladores con derivas respecto a la frecuencia nominal, el desplazamiento doppler provocado por el movimiento de los dispositivos, o el retardo de la señal provocan que ni la frecuencia ni la fase de la señal recibida sean conocidas con exactitud por los receptores. La no recuperación de los parámetros de la portadora, fase y frecuencia, comporta los siguientes problemas: a) Rotación de fase. Un problema común a las modulaciones con portadora, cuya información se encuentra en la envolvente y/o en la fase de la señal recibida, es la rotación de fase. Sin pérdida de generalidad se mostrarán los efectos en una señal QAM de una rotación de fase, definida como la diferencia entre la fase de la portadora de la señal recibida y la portadora del oscilador local. Recordemos que la expresión de una señal M-QAM recibida en el receptor es

 ∞

∑ 

r (t ) = A

a k he (t − kT s ) cos(ωc t + φ c ) +

k = 0

0 ≤ t < T (3.38) a k bk ∈ {± 1,±3 ± 5,...}



∞

∑ b h (t − kT )sin(ω t + φ )  k e

s

c

c

k = 0

Si en el receptor se utiliza el esquema coherente que multiplica fase y cuadratura por coseno y seno respectivamente, pero con diferencia de fase respecto a la señal recibida, las señales recibidas por cada rama del demodulador son  ∞

∑ 

z 1 (t ) = 

a k he (t − kT s ) cos(ωc t + φ c ) +

k = 0





∞

∑ b h (t − kT )sin(ω t + φ )  cos(ω t + Φ ) k e

s

c

c

c

l

k = 0

∞

(3.39)



∞

∑ a h (t − kT ) cos(ω t + φ ) + ∑ b h (t − kT )sin(ω t + φ )  sin(ω t + Φ ) 

z 2 (t ) = 

k e

k = 0

s

c

c

k e

s

c

c

c

l

k = 0

Si se desarrollan estas expresiones y se eliminan las componentes paso alto, filtrando mediante un filtro paso bajo ambas expresiones, resulta ∞  ∞  z 1, filt (t ) = K  ∑ a k he (t − kT s ) cos(Φ c − Φ l )+ ∑ bk he (t − kT s ) sin(Φ c − Φ l )  k = 0  k =0  (3.40) ∞ ∞   z 2, filt (t ) = K  ∑ a k he (t − kT s ) sin (Φ l − Φ c )+ ∑ bk he (t − kT s ) cos(Φ c − Φ l )  k =0  k =0 


108


De las anteriores fórmulas se deduce que existe un problema de rotación de la constelación debida al desfase entre la señal recibida y los osciladores locales. El efecto que produce puede observarse mejor gráficamente analizando la constelación de la señal demodulada para una modulación 16-QAM (fig. 3.35) Φc−Φl

Fig. 3.35 Constelaciones 16QAM sin y con error en la recuperación de fase en el receptor

b) Error de frecuencia. La transmisión en sistemas digitales requiere habitualmente la generación y el procesado de señales en banda base. Sin embargo, las modulaciones son habitualmente del tipo paso banda. En el proceso de demodulación, el primer paso consiste en la translación de la señal a su equivalente paso bajo, con la consiguiente extracción de las componentes I/Q (en caso de modulaciones tipo QPSK y QAM). Sin embargo, la deriva de los osciladores del emisor y receptor y la velocidad de desplazamiento del terminal provocan que, al igual que con el error de fase, exista una desincronización en las frecuencias. El efecto del error de frecuencia puede describirse fácilmente una vez asumido el concepto de error de fase, puesto que puede considerarse como un error de fase que varía linealmente con el tiempo. Es decir, el aspecto de la constelación recibida varía con el tiempo, y se produce una rotación continua (fig. 3.36).

Fig. 3.36 Constelación 1 6 QAM con error de frecuencia en el receptor


109


Para recuperar la frecuencia y la fase, los receptores implementan circuitos sincronizadores, por ejemplo basados en un esquema de PLL (Phase Locked Loop) [BEST-84]. En este caso, se insertan o generan localmente tonos que permitan ofrecer una referencia al PLL. El sistema GSM utiliza un acceso combinado TDMA/FDMA para recuperar la frecuencia portadora sobre la que se modulan las señales de información. Se utilizan ráfagas especiales con un contenido de datos que provocan que la señal recibida sea un tono puro desviado 67,7 KHz de la frecuencia portadora. A partir de esta señal es posible recuperar la frecuencia portadora con la que emite la estación base. 3.7.2 Acceso múltiple por división en tiempo (TDMA)

En el acceso TDMA los usuarios comparten la misma frecuencia, pero transmiten en intervalos de tiempo disjuntos. De esta manera los usuarios son ortogonales en la dimensión temporal, y para separar la señal de interés de un usuario concreto basta escuchar el canal en el período de tiempo que está transmitiendo dicho usuario y omitir el resto del tiempo. Así, se define una trama como el período en el cual todos los usuarios del sistema han tenido la oportunidad de transmitir información, y las ranuras como los intervalos asignados a cada usuario. En estos intervalos temporales los usuarios transmiten su señal mediante un formato denominado ráfaga (fig. 3.37). Trama TT 1

2 Burst o ráfaga

M

Tiempos de guarda entre ráfagas

Slot o ranura Fig. 3.37 Separación temporal de M canales

Es importante remarcar que el acceso TDMA en sentido estricto es un acceso discontinuo, ya que el usuario no transmite durante todo el tiempo. No obstante, es posible soportar servicios en tiempo real de naturaleza continua (por ejemplo un servicio de voz conversacional) sin que el usuario pierda la sensación de continuidad en la comunicación. Esto es posible mediante un buffer en el transmisor, que almacene la información generada y la entregue en la ranura asignada al canal, y un buffer receptor que almacene la información recibida durante la ranura correspondiente y la entregue de forma continua al usuario. Este sistema implica un retardo que debe ser menor a la tolerancia del usuario para cada servicio. Además, debe incidirse en la diferencia entre la velocidad de transmisión del usuario y la velocidad de transmisión en el canal. En la práctica no se suelen encontrar accesos TDMA puros, sino que suelen ser un híbrido entre TDMA y FDMA, aunque a veces no se mencione explícitamente la componente de acceso FDMA y se dé por supuesta. El motivo es que el ancho de banda total asignado a un sistema suele ser relativamente grande, de manera que tecnológicamente sería complicado emplear una única portadora y supondría que los usuarios deberían efectuar accesos muy breves y de alta velocidad. Por tanto, lo que se hace es subdividir la banda en varias portadoras (FDMA) y en cada una de ellas se define una estructura de trama (acceso TDMA). A continuación se muestran una serie de ejemplos con datos de acceso múltiple y duplexado.


110


Ejemplo 3.7

El sistema GSM-900 tiene identificada la banda 890 a 915 MHz para la transmisión de móviles a red y la banda de 935 a 960 MHz para la transmisión desde la red a los móviles. En cada sentido de la transmisión se definen 125 portadoras de 200 KHz cada una de ellas (el acceso tiene una componente FDMA), y cada portadora de subida está asociada a una portadora de bajada que se encuentra a 45 MHz (el duplexado es FDD). En cada portadora se define una estructura de trama, de duración 4.615 ms, y en ella se ubican 8 ranuras temporales (el acceso tiene una componente TDMA) (fig. 3.38).

ENLACE ASCENDENTE SEPARACION ENTRE CANALES: 45 MHz Canal Canal 0 1 200 KHz

Canal 124

ENLACE DESCENDENTE

Canal Canal 1 0 200 KHz

25MHz

Canal 124 Frecuencia

25MHz

Fig. 3.38 Banda de frecuencia del sistema GSM

Ejemplo 3.8

El sistema DECT está estandarizado para su operación en la banda 1886-1906 MHz. Dentro de esta banda se definen 10 portadoras, de anchura 1.728 MHz cada una (el acceso tiene una componente FDMA) (fig. 3.39). En cada portadora se define una estructura de trama de duración 10 ms y se distinguen 24 ranuras dentro de la misma (el acceso tiene una componente TDMA). Una parte de las ranuras se dedican al enlace ascendente y el resto al descendente (el duplexado es TDD). 1906 MHz

1886 MHz

1,728 MHz

1

2

3

4

5

6

Estación de Base a Móvil 1

2

3 4

5

6

7

8

9

7

8

9

10

Móvil a Estación de Base

10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 10 ms

Fig. 3.39 Banda de frecuencia e estructura de trama del sistema DECT

Ejemplo 3.9

La trama GSM tiene una duración total de 4.615 ms, dentro de la cual se definen 8 ranuras temporales, cada una de 577 µs. La denominada ráfaga normal en GSM, utilizada por ejemplo para transmitir la


111


información de usuario, tiene la forma mostrada en la figura 3.40. La ráfaga incluye 148 bits y se deja un tiempo de guarda equivalente a la duración de 8.25 bits (30.44 µs). Puede apreciarse que en una ráfaga normal se tiene la capacidad de transmitir 114 bits codificados (esto es, los bits de la fuente de tráfico una vez han pasado por el codificador de canal que les añade redundancia).

Ttrama= 4.615 ms Ranura 0 Ranura 1 Ranura 2 Ranura 3 Ranura 4 Ranura 5 Ranura 6 Ranura 7

T

3 bits

CODED DATA 57 bits

S

1 bit

SECUENCIA SINCRONISMO S 26 bits 1 bit

CODED DATA 57 bits

T

BG

3 bits 8.25 bits

Ráfagade 148 bits = 546.12µs

Fig. 3.40 Ráfaga normal del sistema GSM

El período de guarda de 8.25 bits equivalente 30 µs que existe en la ráfaga normal de GSM es aproximadamente igual al transitorio necesario para que los amplificadores de potencia entren y salgan del punto de trabajo y, por tanto, no se transmite señal útil durante ese intervalo (fig. 3.41). +4

Nivel (dB) +1

-1 -6

-30 148 BITS 546,12 µseg -70 Duración ráfaga

Fig. 3.41 Máscara de potencia de la ráfaga normal en el sistema GSM


112


Ejemplo 3.10

En el caso de GSM, la velocidad de transmisión del canal es Rc

=

148bits = 271 Kbit / s 546.12µ s

No obstante, la velocidad de transmisión del usuario, entendiendo que dispone de una ranura en cada trama, es Rb

=

114bits = 24.7 Kbit / s 4.615ms

En realidad, la transmisión de voz en GSM ocupa 24 de cada 26 tramas, ya que las otras dos se dedican a transmitir señalización del sistema en lugar de tráfico de usuario. Así pues, la velocidad real de un canal de voz es Rvoz = 24.7 Kbit / s ×

24 = 22.8 Kbit / s 26

lo cual encaja exactamente con lo visto en el ejemplo de codificación de canal en GSM, que son los bits que genera la fuente una vez codificados. Nótese que, puesto que la duración de la trama GSM es muy inferior a la capacidad de resolución temporal del oído humano, la transmisión de voz a efectos de usuario se aprecia como si ésta fuera continua aunque en realidad no lo sea. Algunos de los aspectos más relevantes en relación con el acceso TDMA se describen con mayor detalle a continuación. 3.7.2.1 Sincronismo

En los sistemas TDMA los usuarios transmiten la información mediante separación temporal. Por tanto, además de la sincronización de portadora en señales paso banda, las señales TDMA deben incluir mecanismos de sincronización temporal. Para llevar a cabo este cometido los sistemas TDMA crean estructuras de señal que incluyen secuencias conocidas por los receptores que permitan determinar las referencias temporales a partir de la propia señal. La estructura de la ráfaga TDMA debe incluir una secuencia de referencia, conocida como secuencia de entrenamiento, que permita la sincronización del receptor con la señal recibida (fig.3.42). Secuencia sincronismo Canales lógicos de control, bit y estimación h(t) señalización, potencia, etc.

Datos codificados

Fig. 3.42 Estructura de las ráfagas TDMA


113


Las secuencias de sincronismo son secuencias especiales con propiedades de autocorrelación específicas, de modo que para sincronizar el sistema se buscan estas secuencias en la señal recibida mediante un correlador. Una familia de secuencias utilizadas son las denominadas secuencias de Barker . Estas secuencias tienen un máximo de correlación cuando la secuencia está perfectamente alineada y su autocorrelación es igual a cero cuando la señal está desplazada. Las estructuras de sincronismo pueden insertarse de dos formas dentro de la señal TDMA. La primera de ellas es incluir la secuencia de forma individual para cada uno de los usuarios. Como la del sistema DECT, cuya estructura de trama se muestra en la figura 3.43. Sincronización

CRC Información

Control 16 16

48

CRC

16

320 800

GUARDA 4

60

Fig. 3.43 Estructura de la ráfaga del sistema DECT

Como puede observarse, en el sistema DECT, dentro de una ranura temporal asignada a un usuario, está incluida una parte de señal que contiene secuencias de sincronización que permiten la demodulación correcta de la señal. El otro mecanismo consiste en insertar secuencias comunes de sincronización para todos los usuarios. Uno de los sistemas que emplea esta estructura es el sistema GSM. En este caso existen ranuras temporales que son demoduladas por todos los usuarios y que permiten sincronizar temporalmente los receptores. Dada una secuencia de sincronismo, puede ocurrir que debido a los errores del canal el receptor no detecte la señal de sincronismo y por lo tanto se pierda la ráfaga. También puede ocurrir que se confunda ruido del canal con la secuencia de sincronismo. 3.7.2.2 Avance temporal

El acceso TDMA requiere un alto grado de sincronismo entre los diferentes usuarios, para que las transmisiones de cada uno de ellos puedan encajar dentro de la ranura temporal correspondiente. Para facilitar la realización práctica de la sincronización entre usuarios y permitir una cierta tolerancia, se deja un cierto tiempo de guarda entre ranuras consecutivas. No obstante, debe notarse el compromiso resultante, ya que tiempos de guarda excesivamente grandes restan eficiencia al acceso en la medida en que se desaprovecha tiempo para efectuar transmisión de información. La visión de una estructura de trama temporal, en la que se reciben sucesivamente las ráfagas de los distintos usuarios, es desde el punto de vista de la estación base. Esto es, en el caso del enlace ascendente la temporización del sistema debe referirse al instante de recepción de las señales en la estación base, y para ello es necesario establecer un patrón de tiempos común. Una manera práctica de conseguir esto es mediante la generación de una señal de sincronismo (SYNC), que se difunde en


114


sentido descendente para determinar el instante de inicio de la trama. El problema radica en que, al estar los distintos móviles a diferente distancia, los retardos de propagación son distintos para cada uno de ellos, y por lo tanto desde el punto de vista de los terminales la trama se inicia en instantes absolutos de tiempo diferentes para cada usuario. A partir del instante de recepción de la señal SYNC, cada usuario ya sabe cuál es la ranura que tiene asignada, y por lo tanto el usuario de la primera trama transmite su ráfaga nada más detectar la señal SYNC, el usuario de la segunda ranura se espera T ranura ranura segundos desde el momento en que detecte la señal SYNC para empezar a transmitir, y así sucesivamente.

SYNC

COLISIÓN

Tranura 2T1

RÁFAGA

RÁFAGA

t (RELOJ BTS)

Tranura RÁFAGA

T2

T1

RAFAGA Fig. 3.44 Efecto del retardo de propagación en un acceso TDMA

Siendo así, la figura 3.44 muestra lo que podría ocurrir con las transmisiones efectuadas. El usuario de la primera ranura detecta la señal SYNC T 1 segundos después de que salga de la estación base. Entonces, transmite su ráfaga que, a su vez, tarda T 1 segundos en llegar a la estación base y, por tanto la ráfaga llega a la estación base retrasada 2T 1 segundos respecto al inicio de la trama. El segundo usuario, resulta en el ejemplo que detecta la señal SYNC T 2 s después de que salga de la estación base (T2

115


SYNC

Tranura

RÁFAGA

t (RELOJ BTS)

RÁFAGA Fig. 3.45 Efectos de ráfagas menores que la ranura temporal en un acceso TDMA

Una solución adecuada consiste en incorporar un mecanismo de avance temporal (Timing Advance, TA) en el sistema, de manera que cada terminal anticipe la transmisión de su ráfaga de acuerdo con su retardo de propagación con respecto a la estación base. Así, el usuario que tiene asignada la primera ranura de la trama transmite 2T1 segundos antes de recibir la señal SYNC. Nótese que si la señal SYNC se envía periódicamente a cada trama, el tiempo entre la recepción de dos señales SYNC consecutivas es T trama. En realidad lo que hace el usuario es, a partir de la última señal SYNC, esperarse (T trama-2T 1) y empezar a transmitir, tal y como se aprecia en la figura 3.46. El usuario que tiene asignada la segunda ranura procede de manera similar, debiéndose anticipar 2 T 2 segundos respecto a la ranura que tenga asignada, de manera que a partir de la recepción de la última señal SYNC, se espera ( T trama+T ranura-2T 2) segundos e inyecta la ráfaga al canal. Con este procedimiento, la figura 3.46 muestra cómo la ráfaga queda bien encajada dentro de la estructura de trama definida por la estación base. SYNC

Ttrama

SYNC

Tranura

RÁFAGA

t (RELOJ BTS)

Ttrama-2T1

RÁFAGA

Fig. 3.46 Efecto del mecanismo de avance temporal


116


A la vista de lo anterior, resulta claro que para la implementación del TA deben medirse los retardos de propagación de cada móvil y comunicarlos a cada uno de los terminales para que efectúen las correcciones correspondientes. Nótese que esta medida sólo puede hacerse en la estación base, ya que es ella la que tiene la referencia temporal del sistema. Además, puesto que el móvil se irá desplazando, el tiempo de propagación hasta la estación base irá variando, de manera que éste deberá actualizarse periódicamente. La medida podría realizarse de la siguiente forma. La estación base manda la señal SYNC, y cuando el móvil la detecta transmite una ráfaga. La estación base detecta la ráfaga al cabo de 2 T prop, de manera que ya es conocido el retardo de propagación y la correspondiente corrección a efectuar. Entonces, por un canal de señalización de bajada, debe trasladarse al móvil el valor de 2T prop para que lo aplique convenientemente. Ejemplo 3.11

En GSM el valor del TA se comunica a los terminales a través del canal SACCH cada 480 ms [MOUL]. El TA se representa con 6 bits, lo que significa que hay 64 valores posibles de TA (el TA puede verse como un número que puede ir de 0 a 63). La resolución del TA es de 1 bit GSM, esto es, al variar el valor del TA en una unidad, la corrección temporal que se realiza es de 3.69 µs (1bit/271kbits/s). En resolución en términos espaciales, esto es, la distancia a recorrer para absorber una unidad de TA, es de 2T prop = 2

∆d c

= T b = 3.69 × 10 −6

∆d ≈ 550 m El la práctica, el radio máximo de una célula GSM es del orden de 35 km, de manera que los 64 niveles de representación del TA son adecuados (fig. 3.47) Rmax

= 35 km ≈ 64∆d ≈ 64 × 550 m

35 Km TA=0

...... ..... 1.1 Km

550 m

TA=1 TA=63

Fig. 3.47 Resolución temporal y espacial del time advance en GSM


117


3.7.2.3 Ecualización

Como consecuencia de la dispersión temporal de la forma de onda transmitida ocasionada por el canal, en muchas ocasiones las prestaciones (probabilidad de error) de un sistema de transmisión digital se ven limitadas fundamentalmente por la ISI. Para combatir los efectos de esta ISI se inserta un ecualizador de canal antes del decisor. La ecualización de canal es una técnica utilizada para combatir la interferencia intersimbólica producida por la propagación multicamino La ISI no es propia únicamente de los sistemas TDMA, también puede producirse en los sistemas FDMA. Sin embargo, al multiplexarse temporalmente distintos usuarios, la velocidad de transmisión suele ser más elevada en sistemas TDMA y por tanto la dispersividad temporal del canal es también más común en este tipo de sistemas. Consideremos en primer lugar el diseño de un ecualizador lineal desde un punto de vista frecuencial. Supongamos el esquema de la figura 3.48, en el que H ig ig ( f ) es la función de transferencia del filtro ecualizador de canal. H N ( f )

datos

{d k }

Transmisor

H N ( f )

H c( f ) x(t )

Canal

+

(Conjunto de generador de pulsos y filtro transmisor)

r (t )

H ig ( f )

Filtro z (t ) Ecualizador y(t ) Al decisor receptor

n(t )

Fig. 3.48 Estructura de un sistema de comunicaciones con ecualizador en el receptor

Dado que el receptor y el transmisor están adaptados y su respuesta conjunta es el coseno realzado, el ecualizador debe ser diseñado para compensar la distorsión introducida por el canal. Por lo tanto, la respuesta frecuencial del ecualizador debe ser igual a la inversa de la respuesta frecuencial del canal, es decir H ig ( f ) =

1 1 − jΘ ( f ) = e c f ≤ BT H c ( f ) H c ( f )

(3.41)

donde Θc( f ) es la fase de la respuesta frecuencial del canal. Observamos que el igualador diseñado de esta manera elimina completamente la ISI causada por el canal y, por tanto, la respuesta impulsional global del sistema cumple el criterio de Nyquist. Una de las estructuras utilizadas para compensar la respuesta del canal y compensar la ISI se realiza mediante un filtro transversal FIR con coeficientes ajustables. Estos filtros utilizan la señal muestreada como entrada y pueden también aprovechar las decisiones realimentadas de los símbolos después del decisor. Los coeficientes del filtro se ajustan a partir de las medidas de las características del canal efectuadas mediante las secuencias de sincronismo insertadas en las estructuras de trama o ráfaga. r áfaga.


118


Existen diversos algoritmos para el cálculo de los coeficientes del igualador. Los más utilizados son el denominado forzador de ceros, zero forzing , y minimo error cuadrático medio, minimun mean square error . Otro tipo de algoritmos de ecualización se basan en la minimización de error para toda la secuencia de señal MLSE (Minimum Likehood Squence Estimation)[PRO-89]. 3.7.3 Acceso múltiple por división en código (CDMA)

El acceso CDMA es más reciente que FDMA y TDMA, y en principio resulta mucho menos evidente que estos dos, ya que en CDMA los usuarios transmiten al mismo tiempo y a la misma frecuencia. La ortogonalidad se consigue añadiendo una nueva dimensión, la secuencia código, que a su vez originará el ensanchamiento espectral de la señal. Así, en CDMA se asigna un código diferente a cada usuario, que debe permitir en el receptor detectar la señal de dicho usuario separándola del resto de transmisiones [VIT-91] [LEE-91] [SIM-85] [VIT-95]. 3.7.3.1 Principios básicos de generación y recuperación de una señal CDMA

Supongamos que se desea transmitir una secuencia de bits a velocidad Rb bits/s con modulación binaria y pulsos rectangulares, de manera que cada símbolo del canal tenga una duración T b=1/ R Rb s. La manera convencional de transmitir dicha información es generando la señal ss(t ) = A

∞

∑ d rect k

k = −∞

T b

(t − kT b ) cos ωc t = Ad (t ) cos ωc t

(3.42)

donde rectTb(t) es un pulso rectangular de amplitud unitaria y de duración T b s, y d k k toma los valores ±1 . La densidad espectral de potencia de la señal paso bajo equivalente viene dada por G xx ( f ) = A 2T b sinc( fT b )

(3.43)

Alternativamente, el procedimiento básico de generación de una señal CDMA consiste en tomar la señal de datos de usuario, d (t ), y multiplicarla por la secuencia código, c(t ), tal y como se refleja en la figura 3.49. s (t ) = Ad (t )c(t ) cos ωc t

MODULADOR s(t) BPSK

d(t) c(t) GENERADOR SECUENCIAS CODIGO

Fig. 3.49 Modulador CDMA


(3.44)

119


Por su parte, la secuencia código característica de cada usuario ES una señal compuesta por N elementos binarios, que denominaremos chips y que toman igualmente niveles ±1. La duración de cada chip se denota por T c. c(t ) =

N −1

∑ c rect l

l =0

T c

(t − kT c )

con

c l = ±1

(3.45)

Esta secuencia se repete periódicamente. Por simplicidad, la figura 3.50 considera el caso particular en que la periodicidad de la secuencia código coincide con la duración de un bit, esto es, T b= NT c. En dicho ejemplo la secuencia considerada es {+1 –1 +1 –1}. Así pues, el proceso de generación de la señal CDMA no es más que la modulación de la secuencia de datos por la secuencia código. Así, por el canal se transmiten bien la secuencia código bien la secuencia código invertida, según el bit de información del usuario sea 1 ó 0.

+A

T b

BIT

ss(t)

A2T b

D(f) SEÑAL DE DATOS

-A

CHIP

f 1/T b 0 1/T

C(f)

+1

SECUENCIA CóDIGO

c(t)

Tc 0

Tc 1/T 1/

f

-1

S(f)

+A

SEÑAL TRANSMITIDA

s(t)

A2Tc 0

Tc f 1/T 1/

-A

Tc Fig. 3.50 Señal temporal y espectro de potencia de una señal CDMA

En términos espectrales este proceso origina el ensanchamiento espectral de la señal de datos, ya que al multiplicar por la secuencia código pasa a tenerse una señal de variación mucho más rápida. En concreto, y considerando pulsos rectangulares, para transmitir d (t ) se requere un ancho de banda de Rb Hz, mientras que para transmitir la señal CDMA se necesita disponer de W =1/ =1/T c Hz. Nótese que el grado de ensanchamiento espectral originado, denominado ganancia de procesado y denotado por SF , viene dado por SF =T b/T c. En efecto, ahora la señal paso bajo equivalente, x(t), se expresa como


120


s(t ) = x(t ) cos ωc t

x(t ) = Ad (t )c(t )

(3.46)

y viene determinada por el período de señalización de la secuencia código, T c. Dado que la naturaleza estadística de la secuencia binaria c(t )d (t ) coincide con el de la secuencia c(t), resulta G xx ( f ) = A2T c sin c( fT c )

(3.47)

Claramente, el efecto de la secuencia c(t ) ha sido la expansión frecuencial de la señal y la disminución de la densidad espectral de potencia. El proceso de recepción básico para la recuperación de la información se muestra en la figura 3.51. Puede observarse que la estructura es básicamente un filtro adaptado a la secuencia código. Por tanto, y de manera evidente, el receptor debe conocer previamente la secuencia código c(t ) que se ha empleado en el transmisor para poder recuperar la señal. En términos temporales el proceso de recepción se muestra en la figura 3.51, donde por simplicidad se considera que la señal que se recibe es la misma que se ha transmitido con un cierto retardo de propagación, t p, y se supone que el receptor está ya sincronizado perfectamente con la señal recibida: a. Se multiplica por la portadora en fase. b. Se empieza a realizar la multiplicación chip a chip generando la secuencia código local en el instante adecuado c(t- t p), de manera que está perfectamente alineada con la señal recibida r (t )=s(t- t p). En la práctica será necesario establecer un mecanismo recuperador de sincronismo, haciendo uso de algunos bits de entrenamiento. r (t ) = s (t − t p )

(3.48)

z (t ) = r (t )c(t − t p )2 cos ωc (t − t p ) = Ad (t − t p )

(3.49)

Al coincidir la secuencia código generada localmente en recepción con la empleada en la expansión de la señal en transmisión, resulta que c(t-t p) c(t-t p)= c 2(t-t p)=1. En términos temporales el proceso se ve claramente representado en la figura 3.52. Tb T b

s(t)

∫ (. ) dt c(t)

0

2cos(ω0t) GENERADOR SECUENCIA CÓDIGO

Fig. 3.51 Demodulador CDMA


121


+1

s(t) -1 +1

c(t) -1 +4

d(t) -4

.

.

. .

Fig. 3.52 Recepción de una señal CDMA

Por tanto, la característica fundamental de una señal CDMA es que viaja en espectro expandido por el interfaz radio; esto es, la energía de la señal se distribuye sobre una banda grande. Ello explica que las primeras aplicaciones de las señales en espectro expandido se dieran en el ámbito militar, ya que una señal de estas características resulta más indetectable y tiende a confundirse con el nivel de ruido del sistema. Esta robustez natural de la señal CDMA también se manifiesta frente a la presencia de una interferencia de banda estrecha. En efecto, consideremos que la señal recibida se ve afectada por una señal interferente, de manera que r (t ) = Ad (t ) c(t ) cos ωC t + I cos ωC t

(3.50)

Así pues, la relación señal a interferencia a la entrada del receptor, medida sobre un ancho de banda W =1/T c, vale SIR i=(A2/I2)

(3.51)

El proceso originado en el receptor CDMA implica que la componente de banda base a la entrada del integrador sea z (t ) = r(t) c(t)2 cos ω c t = Ad(t) + I c(t)

(3.52)

En la práctica se usa un pulso conformador para la secuencia código de Nyquist en lugar de uno rectangular. Con ello la densidad espectral de potencia adopta una forma casi rectangular, la del coseno realzado. Sin pérdida de generalidad suponemos lo mismo para la señal d (t ), de modo que la representación gráfica de la densidad espectral de potencia resultante es la de la figura 3.53 con un factor de roll-off igual a cero.


122


A2T b I 2T c

- 1/ 2Tc

1/ 2T c

1/ T b

Fig. 3.53 Densidad espectral de potencia de la señal útil y una interferencia

Un demodulador cuya banda de paso es 1/T c ve la potencia interferente dentro de la banda de Nyquist (1/T b) y, por lo tanto, la relación señal a interferencia a la salida vale SIRo

=

A 2T b I 2T c

= SF × SIRi

(3.53)

Así, el receptor CDMA ha conseguido mejorar la relación señal a interferencia que se tenía a la entrada, en un factor igual a la ganancia de procesado. Nótese que la interferencia de banda estrecha ha pasado a ser una interferencia de banda ancha, con lo que se consigue distribuir la energía de la señal interferente en una banda SF veces mayor y, por tanto, reducir el efecto sobre la señal útil una vez el receptor ha vuelto a concentrar la energía en la banda original. 3.7.3.2 Transmisión y recepción de múltiples señales CDMA

En el acceso múltiple CDMA cada usuario genera su señal en espectro ensanchado de la manera explicada anteriormente, pero con la particularidad de que cada uno de ellos hace uso de una secuencia código distinta. Por lo tanto, desde el punto de vista espectral, la señal transmitida por los distintos usuarios tiene la misma apariencia, una señal en espectro expandido, como muestra la figura 3.54, en la que se representan las señales paso bajo equivalente; en realidad esconden que en el proceso de transmisión las señales han venido moduladas por secuencias código diferentes.

TX CDMA

0

TX CDMA

00

1/Tc f

TX CDMA

0

1/Tc f

Fig. 3.54 Transmisores CDMA


1/Tc f

123


Queda ahora pendiente ver el efecto que producen sobre este mismo usuario el resto de usuarios, que como se ha dicho anteriormente transmiten al mismo tiempo y a la misma frecuencia. Puesto que el receptor no es más que un correlador, la influencia de otro usuario vendrá dada fundamentalmente por la correlación cruzada que presenten las secuencias código entre sí. En efecto, considerando los 3 usuarios reflejados en la figura 3.54, la señal recibida, suponiendo un total sincronismo entre ellos, puede expresarse como r (t ) = Ad 1 (t ) c1 (t ) cos ωC t + Bd 2 (t ) c 2 (t ) cos ωC t + Cd 3 (t ) c3 (t ) cos ωC t

(3.54)

A la salida del receptor del usuario 1 se tendrá z 1

=

1

B

C

r (t )c (t ) 2 cos w tdt = Ad + d (t ) c (t )c (t )dt + d (t ) c (t )c (t )dt T ∫ T ∫ T ∫ 1

1

C

2

b T b

2

1

b T b

3

3

1

(3.55)

b T b

se aprecia que la detección de la señal d 1(t ) viene contaminada por la de los otros dos usuarios que están ocupando el canal simultáneamente, de manera que hay un potencial efecto de interferencia mutua entre ellos. Esta interferencia depende claramente de: 1. Las propiedades de correlación cruzada entre secuencias, que es lo que en definitiva se está evaluando en el término integral de la ecuación (3.55). 2. La relación de potencias con que se recibe la señal de cada uno de los usuarios en la estación base (A, B y C). 3. El número de usuarios simultáneos, ya que habrá tantas contribuciones de interferencia como usuarios. 4. La ganancia de procesado SF= T b / T c, ya que las señales involucradas en la ecuación (3.55) pueden tener ancho de banda 1/T b ó 1/T c según el caso. En los siguientes subapartados se exploran las distintas contribuciones, con el fin de determinar el impacto que produce la transmisión simultánea de varios usuarios CDMA. 3.7.3.3 Secuencias código ortogonales

Idealmente sería deseable que las secuencias código de los diferentes usuarios fueran ortogonales entre sí, ya que este es el caso extremo de que dos señales se asemejnn lo menos posible entre sí y por tanto resultan más fáciles de distinguir y separar. Recuérdese que c1(t) y c2(t) son ortogonales sí y sólo sí

∫ c (t ) × c (t )dt = 0 1

2

(3.56)

T

Así, por ejemplo, si c1(t) y c2(t) son ortogonales y ambas señales llegan al mismo tiempo al receptor, el efecto del usuario 2 sobre el usuario 1 es nulo, esto es, no le genera ningún tipo de interferencia. La figura 3.55 muestra un ejemplo de ello, en la que la secuencia código del usuario 1 es {+1-1+1-1} y la del usuario 2 es {+l-1-1+1}: se aprecia que en el instante de muestreo la contribución de interferencia del usuario 2 sobre el usuario 1 es siempre nula. En efecto, la ortogonalidad se manifiesta de forma que


124


z 1

=

1

B

r (t )c (t )2 cos w tdt = Ad + d ∫ c (t )c (t )dt = Ad T ∫ T 1

C

1

b T b

2

b

2

1

1

(3.57)

T b

En este caso y de manera teórica, la capacidad de soportar usuarios CDMA vendría limitada por el número de secuencias ortogonales entre sí disponibles.

+1

s2(t) -1 +1

c1(t) -1

. . . .

+4 -4

Fig. 3.55 Secuencias código ortogonales

Ejemplo 3.12

La familia de secuencias conocida como OVSF (Orthogonal Variable Spreading Factor), empleada por ejemplo en UMTS, define un conjunto de secuencias ortogonales entre sí a la vez que los diferentes usuarios pueden, manteniendo una serie de reglas, transmitir al mismo tiempo de forma ortogonal y con diferentes ganancias de procesado (diferentes velocidades de transmisión). La familia OVSF se define mediante una estructura de árbol, en la que a partir del código [x] se generan dos códigos [x x] y [x –x] de longitud el doble y también ortogonales entre sí, tal y como muestra la figura 3.56. Como puede verse en la estructura del árbol, uno de los problemas de los códigos ortogonales es su escasez, ya que sólo hay 2n códigos de longitud 2n, con n>0. Otro problema de las secuencias ortogonales es que la definición de ortogonalidad atañe únicamente a las dos señales alineadas, pero no dice nada de las propiedades de las secuencias cuando están decaladas entre sí

∫ c (t − τ) × c (t )dt = ? 1

2

T


(3.58)

125


C ch,4,1 = (1,1,1,1) C ch,2,1 = (1,1) C ch,4,2 = (1,1,-1,-1) C ch,1,1 = (1) C ch,4,3 = (1,-1,1,-1) C ch,2,2 = (1,-1) C ch,4,2 = (1,-1,-1,1) SF=2 SF=4 SF=8

SF=1

Fig. 3.56 Generación de códigos ortogonales OVSF

Es más, ocurre que las propiedades de correlación cruzada en este caso suelen ser bastante deficientes. Esta característica hace que, en el caso del enlace ascendente, no puedan emplearse este tipo de secuencias para distinguir usuarios entre sí, ya que no se mantiene la ortogonalidad debido a que en la práctica no puede tenerse el enlace síncrono, al estar los terminales a distintas distancias de la estación base y sufrir por tanto distintos retardos de propagación de las señales. La figura 3.57 muestra cómo el desincronismo entre usuarios (en el ejemplo un decalaje de un chip) ocasiona pérdida de ortogonalidad y por lo tanto interferencia mutua entre usuarios. +1

s2(t) -1 +1

c1(t) -1 +4

. . . .

-4 Fig. 3.57 Pérdida de ortogonalidad por desincronización temporal


126


En el caso del enlace descendente puede resultar factible la utilización de secuencias ortogonales, ya que la estación base envía síncronamente las señales de todos los usuarios hacia abajo y éstas viajan juntas, manteniéndose idealmente la ortogonalidad (en realidad la dispersividad temporal del canal provoca en la práctica una cierta pérdida de ortogonalidad pero que en general puede resultar tolerable). De hecho, UMTS hace uso de la familia OVSF para distinguir a los diferentes usuarios de una misma célula en el enlace descendente. 3.7.3.4 Secuencias código no ortogonales

A la vista de lo anterior, además de buscar familias de secuencias más amplias, las propiedades deseables de las secuencias a emplear en el enlace ascendente serán más bien que presenten una correlación cruzada baja para cualquier decalaje entre secuencias, más que buscar ortogonalidad en caso de perfecto sincronismo. Hay toda una teoría matemática que permite definir las familias de secuencias y determinar las propiedades de correlación entre ellas, y que se ha estudiado extensivamente ya desde los años 70 [PIC-82] [SAR-80] [SID-71] [PUR-77] [ROE-76]. Una de las familias más conocidas y empleadas en la práctica son las denominadas secuencias de Gold. Típicamente, la correlación cruzada de una familia de secuencias de Gold de longitud N (periodicidad N) es relativamente baja para cualquier decalaje entre secuencias. La autocorrelación de las secuencias de Gold presenta un pico acusado en el origen, tal y como muestra la figura 3.58, que facilita la sincronización. Dado que las secuencias de Gold no son ortogonales, puede decirse que el usuario 2 afectará al usuario 1 y le provocará un cierto nivel de interferencia. No obstante, en la medida que las secuencias empleadas tienen un grado de correlación cruzada baja el nivel de interferencia originado también lo es. Vemos, por lo tanto, que en el enlace ascendente de un sistema CDMA hay un cierto grado de efecto mutuo entre los diferentes usuarios, pero la virtualidad que aparece es que la interferencia generada es de banda ancha, mucho menos nociva de lo que sería una interferencia de banda estrecha. Rc1c1 ( τ ) 1

Tc

τ -1/N

Fig. 3.58 Autocorrelación de secuencias de Gold

Para ilustrar el proceso, supóngase la situación planteada en la figura 3.59, en la que los usuarios 1 y 2 transmiten sus correspondientes señales con potencias P 1 y P2, y se encuentran unas pérdidas de propagación hasta la estación base L1 y L2 respectivamente.


127


L2

P2

L1

BTS

P1

Fig. 3.59 Escenario de evaluación de la interferencia multiusuario CDMA

A la entrada del demodulador las relaciones E b/No respectivas (despreciando el ruido térmico) son

 E b     N o 1,i

 P 1    × T c L =  1  ;  P 2    × T c  L2 

 E b     N o  2,i

 P 2    × T c L =  2   P 1    × T c  L1 

(3.59)

Sin embargo, a la salida de los demoduladores correspondientes la CIR mejora en un factor proporcional a la ganancia de procesado con respecto a la que se tenía a la entrada, ya que se concentra la energía de la señal útil en la banda original, mientras que la señal interferente se mantiene en espectro expandido, de manera que sólo una parte de la potencia interferente afecta a la detección de la señal útil. En efecto, a la salida se tiene

 E b     N o 1,o

 P 1    × T b L  E  =  1  =  b  × SF ; N  P 2    × T c  o 1,i  L2 

 E b     N o  2,o

 P 2    × T b L  E  =  2  =  b  × SF N  P 1    × T c  o  2,i  L1 

(3.60)

En definitiva, de las ecuaciones anteriores se desprende que el receptor CDMA mejora la relación señal a interferencia en un factor igual a la ganancia de procesado. Por lo tanto, aunque sobre el interfaz radio la señal viaje en unas condiciones de calidad que pueden ser malas, el efecto del receptor CDMA puede hacer que la calidad a la salida del mismo, que es en realidad donde resulta relevante, sea buena. De manera más intuitiva, la figura 3.60 muestra en términos espectrales el efecto del receptor CDMA en la señal del usuario útil, y la de un usuario interferente. Al coincidir la secuencia código del usuario útil el receptor concentra la energía en su banda original. En cuanto al usuario interferente, al multiplicar la secuencia del usuario interferente c2(t) con la secuencia código generada en el receptor


128


del usuario 1, c1(t ), si las dos secuencias tienen una correlación cruzada baja, su producto chip a chip puede asimilarse que valdrá 1 ó –1 de manera aleatoria, de forma que la señal resultante sigue variando cada Tc y por tanto se sigue viendo en espectro expandido.

frecuencia

1/ Tb 1/ Tc

Fig. 3.60 Representación de la interferencia multiusuario de banda ancha

En caso de tener M usuarios transmitiendo simultáneamente, la relación E b/No se extiende a

 E b     N o  i,o

 P i    × T b L = M  i   P i    × T c ∑ j =1  Li  j ≠i

(3.61)

En caso que todos los usuarios tengan el mismo requerimiento de calidad, la condición que resulta es que la potencia recibida en la estación base de cada uno de ellos es la misma ([Pi/Li]=[P j/L j]), de manera que SF  E b    =  N o  i,o ( M − 1)

(3.62)

Así, se evidencia que la comunicación CDMA tiene una capacidad limitada de soportar interferencia multiusuario, de modo que el número de usuarios que pueden soportarse en una célula CDMA en la que cada comunicación requiera una E b/No mejor que (E b/No)target es SF  E b   E    = ; ≥  b   N o  i ,o ( M − 1)  N o  target

M ≤ 1 +

SF

 E b     N o  target

(3.63)

La lectura de la ecuación 3.63 nos indica que, cuanto mayor es la ganancia de procesado CDMA, más usuarios pueden tolerarse, ya que la interferencia origina por cada uno de ellos es menor al estar su energía más extendida en banda. Por otro lado, cuanta mayor calidad requieran las comunicaciones menos usuarios pueden tolerarse, ya que se exige que dichas comunicaciones se efectúen en condiciones de menor interferencia.


129


3.7.3.5 Control de potencia en CDMA

La transmisión concurrente de ambos usuarios hace que los niveles de potencia con que se reciben respectivamente tenga una incidencia clara y directa sobre la calidad observada. Ciertamente la ganancia de procesado CDMA, SF, proporciona protección frente a la interferencia de los demás usuarios, pero también es evidente que la interferencia finalmente sufrida depende de los niveles de potencia con que se presenten las diferentes señales en la estación base. Así pues, se justifica la necesidad de un mecanismo de control de potencia que ajuste los niveles recibidos a los requisitos de calidad de cada conexión. Supóngase la misma situación planteada en la figura 3.59, en la que los usuarios 1 y 2 requieren recibir sus señales respectivas con unos niveles de calidad definidos que por simplicidad supondremos que es la misma, (E b/No)target, de manera que debe satisfacerse

 P 1    × T b  E b   E   L1    = ; ≥  b  N o  t arg et P 2   N o 1  P +    N   × T c   L2 

 P 2    × T b L  E b   E    =  2  ≥  b  P   N o  2  P +   N o  t arg et  N  1  × T c   L1 

(3.64)

Las desigualdades anteriores basta que se cumplan con la igualdad, ya que de esta manera se proporciona la calidad deseada con el mínimo gasto de energía. Siendo así, resulta un sistema de dos ecuaciones con dos incógnitas, P 1 y P2, cuya solución nos proporciona las potencias que debería transmitir cada uno de los usuarios:

    E b   P  SF +     N    N o  t arg et    E b     × ; P 1 = L1 ×  2   N  o  t arg et  2   E b       SF −   N o    t arg et      (3.65)

    E b   P  SF +     N   N  o  t arg et    E b      × P 2 = L2 ×  2   N o  t arg et  2   E b        SF −   N o    t arg et      Puede apreciarse que la potencia transmitida necesaria resulta directamente proporcional a las propias pérdidas de propagación, de modo que cuanto más alejado se encuentre el terminal mayor potencia deberá transmitir.


130


Puesto que en la práctica las condiciones de propagación varian a lo largo del tiempo, es decir L1=L1(t ) y L2=L2(t ), la potencia que debe transmitir cada móvil también debe ir cambiando a lo largo del tiempo. La manera en que el terminal determina el nivel de potencia que se debe transmitir puede ser: 1. Control de potencia en lazo abierto. En este caso se parte de que la estación base transmite con una potencia conocida, PT, una señal piloto de referencia de manera continua, y modulada por una secuencia código c(t) también conocida. El terminal mide dicha señal piloto con un nivel PR , y a partir de dicha medida puede estimar las pérdidas de propagación entre la base y el móvil (fig. 3.61): L p(t)=PT/PR (t)

(3.66) PT

CANAL PILOTO LP(t) PR (t)

Fig. 3.61 Señal piloto para medida de potencia en lazo abierto

En el caso del duplexado TDD la medida de la señal piloto puede predecir con una buena precisión las condiciones de propagación en el canal ascendente, ya que se está midiendo un piloto a la misma frecuencia a la que, al cabo de poco tiempo, el terminal móvil va a transmitir hacia la estación base. Nótese, no obstante, que en el caso de que el mecanismo de duplexado sea FDD esta medida no es suficiente fiable, ya que no hay reciprocidad entre ambos enlaces. La estimación resultante podría ser suficientemente precisa en términos medios, esto es, recoger bastante bien las componentes de pérdidas de propagación y desvanecimientos lentos (lógicamente si entre base y móvil hay un edificio, el efecto del edificio se verá tanto en la transmisión ascendente como en la descendente de manera similar), pero no en términos instantáneos (el desvanecimiento rápido en ambos sentidos será en general independiente). En el caso FDD, y recordando que la ecuación 3.63 pronostica que el número de usuarios soportados aumenta con SF y disminuye con (E b/No)target, resulta que si la señal recibida está afectada por desvanecimientos Rayleigh, es necesaria una (E b/No)target muy elevada, incluso si se emplea codificación de canal. Ello supone que el número de usuarios que se pueden soportar, M, son pocos. Así, se requiere un control de potencia idealmente instantáneo, con capacidad de compensar los desvanecimientos rápidos del canal. 2. Control de potencia en lazo cerrado. Dada la importancia que tiene el control de potencia en los sistemas CDMA, un mecanismo en lazo abierto resulta en general insuficiente, y es necesario definir mecanismos más precisos y ajustados, como es el caso del denominado control de potencia en lazo cerrado.


131


En este caso, y pensando, por ejemplo, en el control de potencia del enlace ascendente, el terminal móvil transmite hacia la estación base. La estación base mide la potencia recibida y, si ésta es demasiado alta, envía un mensaje al móvil por un canal de señalización de retorno, indicándole que debe disminuir la potencia transmitida. En caso de que la potencia recibida en la base sea demasiado baja, el mensaje de señalización enviado al móvil le indica que debe aumentarse la potencia transmitida. COMANDO PR (t) PT UP / P T DOWN

LT(t) PT(t)

Fig. 3.62 Representación del control de potencia en lazo cerrado para el enlace ascendente

Ejemplo 3.13

Los canales dedicados en UMTS incorporan un control de potencia en lazo cerrado, con un canal de señalización asociado de 1500 Hz (1500 comandos de control de potencia por segundo). Si se envía como comando un 1 se indica que debe aumentarse la potencia transmitida en 1 dB (o alternativamente 2 dB), mientras que si el comando que se envía es un 0 debe reducirse la potencia transmitida en 1 dB (o alternativamente 2 dB). Para poder decir que este mecanismo es capaz de seguir (y compensar) las fluctuaciones del canal, se requiere que la velocidad de reacción del control de potencia en lazo cerrado sea superior al ritmo de variación del canal. Es decir, puesto que la resolución es 1 comando cada 666.66 µs, el canal en este intervalo no debe haber cambiado. Puede considerarse como criterio práctico que en un tiempo igual a 0.2τc queda garantizado que el canal no ha cambiado.

 3 × 10 8    9  2 10 ×  

1 1 1 1 τc ≈ = = 666.66µ s 5 5 4.13 f m 5 4.13 × v( km/h) × 1000 3600

⇒

v

≈ 40 km/h

Así pues, es razonable pensar que para velocidades de hasta unos 40 km/h el control de potencia en lazo cerrado de UMTS compensa las fluctuaciones rápidas del canal. 3.7.3.6 Receptor RAKE

Tal y como se ha visto en el capítulo 2, una de las características propias de la transmisión en entornos móviles es la dispersividad temporal que se origina debido a la presencia de obstáculos y elementos


132


del terreno (edificios, etc.) en el camino entre transmisor y receptor. Este fenómeno resulta apreciable o no en el receptor, fundamentalmente en función de cuán importante sea dicha dispersividad temporal en relación al período de señalización (la duración de un símbolo de canal). En caso de que sea apreciable, se suele decir que las características de transmisión son de banda ancha y el efecto que provocan son la distorsión por interferencia intersimbólica (ISI). Como se ha visto en los apartados anteriores, un acceso TDMA es más susceptible de sufrir ISI que un acceso FDMA, en la medida que la velocidad del canal en TDMA es superior a FDMA para el mismo tipo de servicio. En TDMA se combate este efecto con la incorporación de un ecualizador de canal. En el caso de acceso CDMA, y en la medida que la señal transmitida está expandida en banda mediante la secuencia código y, por lo tanto, la tasa de señalización sobre el canal es mucho mayor que la tasa de señalización de los datos de usuario, también es más fácil que se presenten condiciones de propagación en banda ancha y que, por tanto, la señal recibida presente un cierto grado de distorsión. No obstante, mientras que en TDMA esta problemática se aborda con la incorporación de un ecualizador, en el caso CDMA el enfoque es distinto ya que pueden aprovecharse las características de ortogonalidad entre señales. Así pues, en el contexto de CDMA se incorpora una nueva estructura de receptor, conocida como receptor Rake y ya propuesta desde 1958, tal y como se muestra en la figura 3.63, que sería el receptor adecuado para una respuesta impulsional como la presentada en la figura 3.64. r(t)

τ2

τn hn*

h2*

×

τ1 h1*

×

a1(t)

a2(t)

a0(t)

+

an(t)

×

h0*

×

a(t)

1 T b

c(t)

∫ (.)dt

z(t)

Fig. 3.63 Esquema del receptor RAKE

h(t) h0 h1

τ1

h2

τ2

hn

τn

Fig. 3.64 Respuesta impulsional


t

×

133


La señal recibida puede expresarse como r (t ) =

n

∑ h d (t − τ )c(t − τ ) i

i

i

(3.67)

j = 0

donde d (t ) es la señal de datos de usuario, c(t ) la secuencia código, τi el retardo asociado al i-ésimo camino de propagación y hi el correspondiente coeficiente de la respuesta impulsional del canal. La señal presente en cada rama del receptor Rake puede expresarse como a i (t ) = r (t + τ i )hi* 2

ai (t ) = hi d (t )c(t ) +

n

∑ h h d (t + [τ *

j

i

i

(3.68)

− τ j ])c(t + [τ i − τ j ])

(3.69)

j = 0 j ≠ i

Así pues, la rama i-ésima captura la señal correspondiente a la i-ésima reflexión del canal. Puesto que a(t ) =

n

∑ a (t )

(3.70)

i

i=0

y el receptor termina realizando la correlación con la secuencia código c(t ), se tiene que

z (t ) =

1 T b

1

∫ [a(t )c(t )]dt = T T b

b

 n     hi ∫ T ∑ i=0    b

2

  d (t )c(t ) + ∑ h j hi d (t + [τ i − τ j ])c(t + [τ i − τ j ])  c(t ) dt (3.71) j = 0  j ≠ i  n

*

Es en este punto donde se pone de manifiesto la virtualidad CDMA, por la cual, y en la medida que la secuencia código tenga una autocorrelación del tipo

0  ∫ T b [c(t )c(t − τ)]dt ≈  1

τ≠0 (3.72)

τ=0

resulta que de cada rama se consigue capturar la señal útil y rechazar las contribuciones de los demás rayos, que serían las causantes de distorsión en un sistema convencional. Finalmente por tanto, se logra una señal recuperada

 n 2 z (t ) ≈ ∑ hi  d (t )  i =0 

(3.73)

Nótese que el resultado obtenido es el mismo que el que proporciona un mecanismo de diversidad en espacio con combinación MRC (ver apartado 3.4). En efecto, el principio de la diversidad MRC es disponer de n versiones separadas e independientes de la señal y combinarlas en fase. En un acceso


134


TDMA, la única forma de disponer de estas n versiones separadas es poniendo n antenas y, por tanto, tener físicamente a pie de antena las n señales para posteriormente procesarlas y alinearlas en fase. El receptor Rake puede interpretarse de la misma forma, ya que igualmente combina en fase las n contribuciones; pero en este caso no es necesario tener n antenas sino que se aprovecha la propagación multicamino a través de n trayectos. Al ser ortogonales las señales que viajan por cada camino gracias a las características de correlación de la secuencia código empleada, basta una única antena que las detecte todas juntas, aunque posteriormente las n ramas del receptor nos permitan tenerlas por separado, para alinearlas en fase y combinarlas, al igual que se hace con la diversidad en espacio convencional. Es importante destacar que, al ser la respuesta impulsional del canal variante con el tiempo, tanto el número de rayos n como el retardo de cada uno de ellos τi varían, de modo que el esquema del receptor Rake debe adaptarse al canal a medida que éste cambia. Así, es necesario realizar una estimación de la respuesta impulsional con suficiente frecuencia como para garantizar que las ramas del receptor Rake están bien ajustadas a las características de propagación. Ejemplo 3.14

Suponiendo que la respuesta impulsional del canal en un momento dado venga dada por h(t) 1 0.5 1µs

0.7 3 µs

la estructura del receptor Rake necesaria sería la mostrada en la figura 3.63, con sólo tres ramas. Con el receptor Rake, al aprovechar constructivamente toda la energía dispersada temporalmente por el canal, se obtiene en este caso una ganancia de 2.4 dB en la señal recibida aplicando la ecuación (3.75).

3.8 Técnicas avanzadas Los avances en las técnicas de ingeniería radio en general y en las comunicaciones móviles en particular han sido muy significativos en el último cuarto del siglo XX. Motivado por el gran volumen del mercado de las comunicaciones móviles, los recursos humanos y materiales dedicados a la investigación y el desarrollo se han multiplicado en este período. Además, la disponibilidad de equipos y herramientas de computación cada vez más sofisticadas y potentes han facilitado el estudio por simulación de muchas de estas técnicas, con el consiguiente ahorro de tiempo y di nero al evitar las implantaciones hasta que la solución ha sido suficientemente elaborada y validada por simulación. Algunas de las técnicas recientes que son previsibles que tengan su impacto en el futuro se describen a nivel general a continuación. 3.8.1 Detección CDMA multiusuario

Como se ha visto en el apartado 3.7.3, el receptor convencional CDMA para un usuario es un filtro adaptado a la secuencia código, que requiere el conocimiento de la forma de onda de la señal deseada


135


y la sincronización de la misma. Durante algún tiempo se pensó que las decisiones tomadas con esta estructura de receptor eran, si no óptimas, casi óptimas para canales con muchos usuarios y potencias recibidas iguales para cada uno de ellos. Esta creencia se basaba en la consideración de que, atendiendo al teorema del límite central, la interferencia multiusuario podía asimilarse a un ruido gaussiano. Sin embargo, en esta apreciación se asume implícitamente que la variable observable para demodular a un determinado usuario se restringe a la salida de su filtro adaptado. Si no es el caso, la conclusión de casi optimalidad del filtro adaptado a un usuario es errónea y se demuestra que hay estructuras de receptor más apropiadas [VER-98]. Los denominados receptores multiusuario responden a este principio, y en definitiva aprovechan el conocimiento de las formas de onda interferentes para mejorar las prestaciones del sistema CDMA, reduciendo el nivel de interferencia multiusuario. La figura 3.65 muestra por un lado la detección individualizada de las señales de los M usuarios CDMA mediante un banco de filtros adaptados a las respectivas secuencias código en contraposición a la estructura de recepción multiusuario, donde se acomete el problema de forma conjunta (fig. 3.66). La mejora de prestaciones obtenida con las técnicas de detección multiusuario es a costa de un incremento significativo en la complejidad computacional del receptor, y ha dado lugar a la propuesta de numerosas estructuras de receptor que pretenden resolver el compromiso entre complejidad y prestaciones de una manera apropiada. . . b . . . . .

T

dˆ1

∫ (. ) dt 0

r(t)

c1(t)

T b

dˆM

∫ (. ) dt 0

cM(t) Fig. 3.65 Esquema de detección de los distintos usuarios de forma independiente

dˆ1 r(t)

DETECTOR . . . .

MULTIUSUARIO

dˆM Fig. 3.66 Representación del principio de detección multiusuario


136


3.8.2 MIMO

Los avances en la teoría de la información han demostrado que el uso simultáneo de varias antenas transmisoras y receptoras permite explotar la propagación multicamino para establecer múltiples canales en paralelo que operan simultáneamente a la misma frecuencia. Ya en 1932, Guillermo Marconi advirtió que it is dangerous to put limits on wireless. En 1950 Claude Shannon estableció la famosa cota de capacidad en un canal gaussiano con un único transmisor y un único receptor (fig. 3.67):

 

C = B log 2 1 +

S 



N 

Tx

Rx

Fig. 3.67 Capacidad de un canal con 1 antena transmisora y 1 antena receptora

La ingeniería de sistemas radio tradicionalmente ha introducido el concepto de múltiples antenas receptoras (diversidad en recepción) para mejorar las prestaciones del enlace (fig. 3.68), mientras que el ámbito de procesado de arrays (múltiples antenas receptoras) inicialmente se interesó por la capacidad de localización debido a la conformación del haz así como a la posibilidad de reducir interferencias [MAR-02]. En términos del límite de eficiencia, el añadir M receptores repercute dentro del logaritmo y por lo tanto supone un crecimiento lento de la misma con M.

Rx1

Tx

S  C = B log 2 1 + M N 

. . . . .

Rx2

RxM Fig. 3.68 Capacidad de un canal con 1 antena transmisora y M antenas receptoras

Con arrays de antenas en el transmisor y receptor, la eficiencia puede aumentar si se dan ciertas condiciones de propagación, linealmente con el número de antenas (concretamente con el menor de entre el número de antenas transmisoras y el número de antenas receptoras). Los diferentes flujos de


137


datos se transmiten (a través de los distintos transmisores) simultáneamente y por la misma banda espectral, y dichos flujos de datos se combinan en recepción. La idea principal es el procesado de señal en las componentes espacio-tiempo. Esto es, el tiempo, la dimensión natural de las comunicaciones, se complementa con la dimensión espacial inherente de múltiples antenas espacialmente distribuidas (fig. 3.69).

..... Tx1

Tx2

Rx1  

C ≈ M × B log 2 1 +

S 



N 

Rx2

RxM

TxM

..... Fig. 3.69 Capacidad de un canal con M antenas transmisoras y M antenas receptoras

3.9 Bibliografía [CAR-86] CARLSON, A.B., Communication Systems, McGraw-Hill, 1986 [SKLA-01] SKLAR, B., Digital Communications: Fundamentals and Applications, 2ª edición, Prentice-Hall, 2001 [SHAN-48] SHANNON C. E., “A mathematical theory of communication”, Bell System Technical

Journal, vol. 27, julio y octobre, 1948, pp. 379-423 y 623-656

[LIN-83] LIN, S., COSTELLO, D.J., Error Control Coding: Fundamentals and Applications, Prentice-Hall, 1983 [PRO-89] PROAKIS, J.G., Digital Communications, Mc Graw-Hill, Nueva York, 1989 [ETSI] GSM 06.10 GSM Full Rate Speech Transcoding


138


[BERR-93] C. BERROU, A. GLAVIEUX, P. THITIMAJSHIMA, “Near Shannon limit errorcorrecting coding and decoding: turbo-codes”, Procedings of IEEE ICC '93, Ginebra, May 1993 pp. 1064-1070 [LEE-97] LEE, W.C.Y., Mobile Communications Engineering , McGraw-Hill Professional, segunda edición, octubre 1997 [BEST-84] BEST R.E., Phase Locked Loops , McGraw-Hill, 1984 [STE-92] STEELE, R., Mobile Radio Communications, IEEE Press, Londres, 1992 [VIT-91] VITERBI, A.J., “Wireless Digital Communication: A View Based on Three Lessons Learned”, IEEE Communications Magazine, septiembre 1991, pp. 33-36 [LEE-91] LEE, W.C.Y., “Overview of Cellular CDMA”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 40, nº 2, mayo 1991, pp. 291-302 [SIM-85] SIMON, M.K., et al., Spread Spectrum Communications, Computer Science Press, EEUU, 1985 [VIT-95] VITERBI, A.J., CDMA: Principles of Spread Spectrum Communications, Addison-Wesley, EEUU, 1995 [PIC-82] PICKHOLTZ, R. L., SCHILLING, D.L., MILSTEIN, L.B., “Theory of Spread-Spectrum Communications. A Tutorial”, IEEE Transactions on Communications, vol. Com-30, nº 5, mayo 1982, pp. 855-884 [SAR-80] SARWATE, D.V., PURSLEY, M.B., “Crosscorrelation Properties of Pseudorandom and Related Sequences”, Proceedings of the IEEE , Vol. 68, nº 5, mayo 1980, pp. 593-620 [SID-71] SIDELNIKOV, V.M., “On Mutual Correlation of Sequences”, Soviet Mathematics Doklady, vol. 12, 1971 [PUR-77] PURSLEY, M.B., SARWATE, D.V., “Performance Evaluation for Phase-Coded SpreadSpectrum Multiple-Access Communications. Part II: Code Sequence Analysis”, IEEE Transactions on Communications, vol. Com-25, nº 8, agosto 1977, pp. 800-803 [ROE-76] ROEFS, H.F.A., PURSLEY, M.B., “Correlation Parameters of Random Sequences and Maximal Length Sequences for Spread-Spectrum Multiple-Access Communication”, 1976, IEEE Canadian Communications and Power Conference, octubre 1976, pp. 141-143 [VER-98] VERDU, S., Multiuser detection, Cambridge University Press, 1998 [MAR-02] MARTONE, M. , Multiantenna Digital Radio Transmission, Artech House, 2002


139

4 Fiabilidad del enlace radio

4 Fiabilidad del enlace radio La transmisión radio presenta una serie de particularidades añadidas a los elementos perturbadores habituales en otros medios de transmisión, como son el ruido y la distorsión, y que lógicamente afectarán a las prestaciones del enlace. De forma más detallada, la caracterización general de las distintas problemáticas que aparecen puede abordarse de la siguiente manera: a) Ruido térmico El ruido térmico proviene del movimiento aleatorio de los electrones que provocan fluctuaciones del campo electromagnético y que son captadas por la antena. Además, los elementos del receptor también contienen cargas eléctricas en movimiento aleatorio que provocan fluctuaciones indeseadas que se superponen a la señal útil. Siendo T a la temperatura de antena, T e la temperatura equivalente del cabezal receptor [PAC-88], G la ganancia del receptor y B el ancho de banda equivalente de ruido del cabezal receptor mostrado en la figura 4.1, la potencia de ruido a la salida del cabezal de RF viene dada por P n

= K [T a + T e ] BG = K [T a + ( F − 1)T o ] BG = P N G

(4.1)

donde K es la constante de Boltzman ( K =1.38×10-23 J/ºK) y F el factor de ruido del receptor. Habitualmente T a= T o y, por tanto, P n

= KFT o BG

(4.2)

Ta Te CABEZAL RF

G

Pn

Fig. 4.1 Representación del ruido externo y ruido interno del cabezal de RF


140


b) Interferencia cocanal La interferencia cocanal son señales interferentes que se presentan en la misma banda de frecuencia que la señal útil, con lo que resultan particularmente perjudiciales. Siendo d 1 la distancia a la estación base útil, d 2 la distancia del móvil a la estación base interferente y α el coeficiente de atenuación con la distancia, la relación entre la señal útil, C , y la interferencia, I , observada en el móvil de la figura 4.2 viene dada por

CIR

C

=

I

K

= K

1 α

 d  =  2  1  d 1 

d 1 d 2

α

(4.3)

α

Nótese que en la medida en que todas las bases transmitan el mismo nivel de potencia, cualquiera que sea la potencia transmitida dará lugar a la misma CIR.

f 1 f 1

d2 d1

Fig. 4.2 Representación de la interferencia cocanal

c) Interferencia de las bandas adyacentes La interferencia de las bandas adyacentes son niveles de potencia no deseados provenientes de emisiones de señales situadas en portadoras diferentes de la señal útil y que no son completamente eliminadas por los filtros del receptor. Siendo f 1 la frecuencia portadora de la señal útil, f 2 la frecuencia portadora de la interferencia por canal adyacente, B el ancho de banda de la señal útil, d 1 la distancia a la estación base útil, d 2 la distancia del móvil a la estación base interferente, y G( f ) la ganancia del receptor a frecuencia f , la CIR del móvil de la figura 4.3 viene dada por

CIR

=

S I

G ( f 1 )

= G ( f 2 )

1 α

d 1

1 d 2

α

=

G ( f 1 )  d 2 

  G ( f 2 )  d 1 


α

(4.4)

141


f 2 f 1

d2 d1

Fig. 4.3 Representación de la interferencia de canal adyacente

Se observa que, frente al caso de la interferencia cocanal, se tiene la protección adicional de la selectividad en frecuencia del receptor. d) Distorsión no lineal El comportamiento práctico de algunos subsistemas del emisor/receptor, como por ejemplo los amplificadores de potencia, exhiben características no lineales, que pueden producir distorsión de la señal temporal y del espectro de potencia. La distorsión no lineal puede originar múltiples efectos: en transmisión, la generación de señales espúreas que pueden interferir a otras bandas; en recepción, la disminución del nivel de señal útil o la aparición de productos de intermodulación que pueden caer dentro de banda. e) Distorsión lineal de la señal útil La distorsión lineal provocada por la interferencia intersimbólica se debe a un entorno con propagación multicamino tal que presenta un delay spread , D s, relativamente grande o una velocidad de transmisión, R, relativamente elevada. f) Desvanecimiento de la señal útil El hecho de que el nivel de señal recibido no es constante, sino que está afectado por fuertes fluctuaciones que además son variantes a lo largo del tiempo, puede decirse que es el aspecto más definitorio de los entornos de radiocomunicaciones, y que impone la necesidad de gran parte de las técnicas de ingeniería radio implantadas en los sistemas. Puesto que el capítulo 2 ya ha abordado extensamente los aspectos de propagación y el capítulo 3 ha hecho lo propio con las técnicas de ingeniería radio, no se insistirá más al respecto en este punto. En la práctica, el problema de la distorsión lineal puede mitigarse con la incorporación de un ecualizador, el problema de los productos de intermodulación puede mitigarse con el diseño adecuado de amplificadores lineales, el problema de las interferencias de las señales en bandas adyacentes puede mitigarse con filtros selectivos en el receptor, y el problema de los desvanecimientos de señal pueden mitigarse con técnicas de ingeniería como el control de potencia, la codificación de canal, el entrelazado o la diversidad. Sin embargo, el problema de la interferencia cocanal tiene difícil mitigación y lo mismo puede decirse respecto al problema del ruido una vez fijados los componentes del sistema.


142


La evaluación de las prestaciones en caso de que haya una única unidad de transmisión y una única unidad de recepción en el escenario, vendrá dominada por el nivel de ruido frente al nivel de la señal útil, y por el tipo de transmisor y receptor. Por el contrario, en un escenario con múltiples elementos transmisores y receptores, algunos de ellos a la misma frecuencia, las prestaciones obtenidas vendrán dominadas en general por la interferencia originada en el sistema. La estimación de la calidad en sistemas móviles debe considerar los efectos de las señales interferentes producidas por otras comunicaciones. El cálculo de la probabilidad de error y otros parámetros de calidad son complejos. Es por ello que habitualmente suele caracterizarse el efecto de la interferencia cocanal como un proceso gaussiano de potencia igual a la de la señal interferente. Esta hipótesis debe considerarse como pesimista, ya que la interferencia proviene de una señal real que, por tanto, se presenta con una amplitud acotada. Sin embargo, al asimilarlo a un proceso aleatorio gaussiano se pasan a contemplar situaciones muy desfavorables (las colas de la distribución gaussiana) que no se presentarán en la práctica. En cualquier caso, esta hipótesis sobre las interferencias suele utilizarse a nivel teórico, y permite darle el mismo tratamiento matemático al ruido y a las interferencias. En los apartados sucesivos se pretende cuantificar las prestaciones obtenidas en un sistema de comunicaciones móviles afectado por los diferentes aspectos anteriormente citados. De la misma manera se mostrará la mejora que proporcionan algunas de las técnicas de ingeniería radio que más comúnmente se emplean. 4.1 Tasa de error en canal gaussiano

Las características de transmisión por un canal gaussiano suponen, por una parte, que el elemento perturbador en la recepción de la señal puede representarse por un proceso gaussiano de media cero y con densidad espectral de potencia constante para todas las frecuencias. Por tanto, se considera que el ruido a la entrada del cabezal de RF es blanco, de modo que a la salida de éste, tenemos un ruido paso-banda n(t ), con una densidad espectral de potencia, G nn( f ), que tiene la forma reflejada en la figura 4.4. Además, se considera que el canal no introduce fluctuaciones en el nivel de señal recibida. Gnn ( f ) =

ℑ[ E (n(t )n * (t + τ) )]

(4.5)

Gnn( f ) B

No/2 -f c

f c

f

Fig. 4.4 Representación del ruido paso-banda filtrado

El ruido paso-banda puede expresarse mediante la siguiente expresión: n(t ) = n i (t ) cos(ω c t ) − n q (t ) cos(ω c t )


(4.6)

143


donde ni(t ) y nq(t ) son las componentes en fase y cuadratura y f c la frecuencia central del filtro de RF. Estas componentes son procesos gaussianos paso-bajos de media cero e incorrelados entre sí. La densidad espectral de potencia Gnini( f ) es igual a Gnqnq( f ) y tiene la forma mostrada en la figura 4.5.

Gnini(f) No f

B Fig. 4.5 Representación del ruido paso-bajo filtrado

El ancho de banda equivalente de ruido, B, se define como el ancho de banda que tiene un filtro ficticio con respuesta frecuencial plana y que presenta la misma área que tiene la respuesta frecuencial real del filtro que se considere. Cuando se presenta una cadena de cuadripolos, como es el caso del cabezal receptor, y puesto que habitualmente el filtro de FI es el más restrictivo y el último de la cadena, B se deriva con respecto a este cuadripolo. Si el elemento más restrictivo en banda no es el último de la cadena se debe ser cuidadoso con la evaluación del nivel de ruido, ya que deben considerarse las distintas contribuciones en sus bandas de ruido equivalente correspondientes. Desde el punto de vista de las prestaciones en un sistema digital, la calidad vendrá determinada por la probabilidad de error. Ésta depende de la relación señal a ruido presente a la salida del demodulador, γ0, ya que es en este punto donde se encuentra la señal que finalmente va a entregarse al usuario, como veremos más adelante. No obstante, conocida la estructura del demodulador (fig 4.6), puede establecerse una relación entre la relación señal a ruido a la entrada del demodulador, γ, y a la salida del demodulador, γo. SEÑAL ÚTIL RUIDO EXTERNO

γ a

RUIDO INTERNO

CABEZAL RF

γ

γ o

DEMODULADOR

Fig. 4.6 Representación de los distintos puntos de observación de calidad

Por tanto, el objetivo de calidad puede establecerse igualmente en términos de que la relación señal a ruido a la entrada del demodulador sea mayor que un cierto umbral, γ ≥ γ*. El cumplimiento de esta restricción se traduce en que con ella se asegura que la tasa de error a la salida del demodulador no supere un cierto umbral.


144


Siendo S la potencia de la señal útil a la entrada del receptor y G la ganancia del cabezal receptor, puede escribirse

γ=

S × G

[ KFT o B]× G

=

S

=

KFT o B

S

(4.7)

N 0 B

de manera que la relación señal a ruido a la entrada del demodulador se expresa como la relación entre la potencia de la señal a la entrada del receptor y la potencia de ruido equivalente a la entrada del receptor. 4.1.1 Modulación BPSK

La señal recibida en un sistema digital que emplea una modulación BPSK es r (t )

∞

= A∑ d k he (t − kT s ) cos(ω c t )+ n(t )

(4.8)

k = 0

donde A es la amplitud de la señal recibida, d k es el k-ésimo símbolo transmitido (d k =+1 ó d k =-1), T s es la duración de un símbolo, he(t ) la respuesta impulsional del filtro conformador en emisión y n(t ) la componente de ruido térmico. A la salida del demodulador, y siguiendo el esquema de receptor óptimo visto en el apartado 3.1.1 (fig 3.4), se tiene ∞

∑ d h (t − kT ) + n

z (t ) = ([r (t ) + n(t )]× 2 cos(ω c t )) ∗ h R (t ) = A

k g

s

i , f

(t )

(4.9)

k = 0

donde h g (t ) es la respuesta implusional global resultado de la convolución de he(t ) y h R(t ), y ni,f (t) es la componente en fase del ruido filtrada. A partir de la ecuación 4.9, si muestreamos la señal, que nos permite constituir la variable de decisión, tenemos z (t o

+ nT s ) =

∞

∑ d h (t + nT − kT ) + n k g

o

s

s

i , f

(t o + nT s )=

k = −∞

= d n h g (t o ) +

∞

∑

d k h g (t o

k = −∞

+ nT s − kT s ) + ni , f (t o + nT s )

(4.10)

k ≠ n

En caso de que tanto la respuesta impulsional global como el instante de muestreo cumplan con el criterio de Nyquist: h g (t 0

1 n = k + nT s − kT s ) =  0 n ≠ k

entonces la señal muestreada es


(4.11)

145


z [nT S ] = Ad k h g [t 0 ] + ni , f [kT S ]

(4.12)

Considerando que n f [kT s] es una variable aleatoria gaussiana de media cero y d k es un valor constante que depende únicamente del símbolo que haya sido transmitido, la variable aleatoria z [nT s] será también gaussiana con media Adk h g (t 0). La función de densidad de probabilidad de z [nT s] condicionada a la transmisión de un símbolo d k =1 o d k =-1 se muestra en la figura 4.7. El área resaltada en sombra refleja la probabilidad de error cuando d k=1, ya que ocasiona el traspaso del umbral de decisión. z (z|d k=1)

z (z|d k=-1)

-Ah g (t 0)

h g (t 0)

Fig. 4.7 Función de densidad de probabilidad de la variable de decisión cuando se transmite d k =1

Por su parte, la figura 4.8 representa gráficamente un ejemplo de las muestras de la variable de decisión cuando sólo se transmite el símbolo d k =1. Se aprecia que el ruido origina la dispersión en los valores de las muestras recibidas, y que aquellas que traspasan el umbral de decisión se decidirán erróneamente.

Ah g (t 0) Fig. 4.8 Muestras de la variable de decisión

A partir de aquí, suponiendo que se utiliza un filtro adaptado que maximiza la relación señal a ruido a la salida del filtro receptor, se demuestra que [CAR-86][PRO-89]: P b =

 E b  1  erfc  N 0  2  

(4.13)

donde E b es la energía del bit, que se relaciona con la potencia de señal recibida, S , mediante E b

= S × T b = ( A2 / 2)× T b

(4.14)

de manera que se cumple la siguiente equivalencia si se considera que B=1/T s y que para BPSK T b=T s:

γ=

A 2

/2

N o B

=

E b / T b N o / T b

=

E b N o

(4.15)

Y así P b

=

1 erfc ( γ ) 2


(4.16)

146


4.1.2 Modulación QPSK

Cuando un sistema digital emplea la modulación QPSK o 4-QAM la señal recibida es

 ∞

∑ 

r (t ) = A

a k he (t − kT s ) cos(ω c t ) +

k = 0



∞

∑ b h (t − kT )sin(ω t )  + n(t ) k e

s

c

(4.17)

k = 0

donde ak y bk pueden tomar los valores ±1. Si utilizamos un receptor óptimo con sincronización de fase y frecuencia ideales (apartado 3.1.2), las señales muestreadas que se utilizan para determinar los símbolos emitidos y que determinan la decisión a nivel de bit son z i [ nT S ] = Aak h g [t 0 ] + ni , f [kT S ]

(4.18)

z q [nT S ] = Abk h g [t 0 ] + n q , f [kT S ]

(4.19)

donde z i[nT s] y z q[nT s] son las componentes a la salida de cada una de las ramas del receptor antes del decidor y n,i,f [nT s] y nq,f [nT s] son las componentes en fase y cuadratura del ruido filtradas. Si representamos gráficamente esta señal (fig. 4.9) se aprecian claramente los efectos del ruido en la constelación de la señal. Los errores sobre la decisión de un símbolo se manifiestan cuando el ruido origina el cambio de cuadrante.

Fig. 4.9 Efectos del ruido sobre una constelación QPSK

El cálculo de la tasa de error se simplifica teniendo en cuenta que una modulación QPSK consta de dos modulaciones BPSK transmitidas por los canales en fase y cuadratura, de modo que es inmediato demostrar que la tasa de error en el bit es la misma que para una modulación BPSK si consideramos la relación E b/ N 0. Esto es, P b

=

 E b  1  erfc  N 0  2  

Equivalentemente, la relación señal a ruido teniendo en cuenta que T s=2T b es


(4.20)

147


γ=

A 2 N o B

=

E b / T b N o / T s

=

2 E b N 0

(4.21)

de manera que se puede rescribir la ecuación (4.20) como P b

1 = erfc( γ / 2 ) 2

(4.22)

4.1.3 Modulaciones M-QAM

Las modulaciones M-QAM emplean la transmisión en fase y cuadratura combinada con amplitudes multinivel. En este caso, la señal recibida es ∞  ∞  r (t ) = A a k he (t − kT s ) cos(ωc t ) + bk he (t − kT s )sin(ωc t )  + n(t ) k =0  k =0 

∑

∑

(4.23)

donde ak y bk pueden tomar los valores {±1, ±3 …}. Si utilizamos un receptor óptimo con sincronización de fase y frecuencia ideales, las señales muestreadas que se utilizan para determinar los símbolos emitidos y que determinan la decisión a nivel de bit son z i [nT S ] = Aak h g [t 0 ] + ni , f [kT S ]

(4.24)

z q [ nT S ] = Abk h g [t 0 ] + n q, f [kT S ]

(4.25)

donde z i[nT s] y z q[nT s] son las componentes a la salida de cada una de las ramas del receptor antes del decidor, y n,i,f [nT s] y nq,f [nT s] son las componentes en fase y cuadratura del ruido filtradas. La constelación de una modulación 16-QAM afectada por ruido se muestra gráficamente en la figura 4.10.

Fig. 4.10 Efectos del ruido sobre una constelación 16-QAM


148


En este caso, el cálculo exacto de la probabilidad de error en el bit es más complejo. Sin embargo, es posible obtener una expresión aproximada [SKLA-01]. Para las modulaciones M-QAM de constelación cuadrada, es decir, 16 QAM, 64QAM, 256-QAM etc., las expresiones para el cálculo de la probabilidad pueden calcularse como P b

≈

  3 log 2 M E b  2  1 − 1 erfc  2( M − 1) N 0  log 2 M  M   

(4.26)

Puesto que los símbolos de la constelación tienen distintas energías, se define la energía de símbolo media, que en este caso es E s

=

(M − 1) A 2

(4.27)

3

Siendo que cada símbolo representa a un conjunto de log2(M ) bits, la energía media por bit es: ( M − 1) A 2 = E b = log 2 ( M ) 3 log 2 ( M ) E s

y la relación de E b/No con la relación señal a ruido es E b N 0

=

E s N 0 log 2 M

=

γ log 2 M

(4.28)

4.1.4 Modulación GMSK

La modulación GMSK (Gaussian MSK) es un esquema de modulación binaria derivado del MSK, que presenta un nivel de lóbulos secundarios más reducido mediante el filtrado de la señal banda base con un filtro gaussiano. Para el análisis de la probabilidad de error de una modulación GMSK es mejor analizar en primer lugar una modulación MSK. Esta modulación tiene la misma constelación que la QPSK cuando se emplea un receptor basado en filtro adaptado. Por lo tanto, la probabilidad de error para una modulación MSK será la misma que para las modulaciones BPSK y QPSK [PRO-89][SKLA-01]. El filtro que incorpora el esquema de modulación GMSK introduce interferencia intersimbólica en la señal transmitida, pero la degradación es poco importante si el producto BT b > 0,5, donde B es el ancho de banda a 3 dB del filtro. La ventaja de esta modulación es su buena eficiencia espectral y su propiedad de envolvente constante. La probabilidad de error para una modulación GMSK con detector coherente es P b

=

 α E b  1  erfc   N 0  2  


(4.29)

149


donde α depende del valor de BT b, por ejemplo para BT b=0.25 α =0.68 [MUR-81] 4.1.5 Comparación de prestaciones de las modulaciones

Cuantificada la tasa de error en un canal gaussiano para diferentes modulaciones, la figura 4.11 representa la tasa de error obtenida en función de la relación energía por bit a densidad espectral de ruido. Se observa que, cuanto más densa es la modulación (mayor sea el orden de la modulación) mayor tiende a ser la tasa de error. Como referencia, para una tasa de error de 10 -3 se necesitan 7 dB para BPSK o QPSK y 10.5 dB para 16-QAM. Las modulaciones multinivel responden a la necesidad de obtener una mejor eficiencia espectral, esto es, poder transmitir un mayor número de bits por unidad de tiempo y por unidad de ancho de banda. Esta mejora se obtiene a costa de una mayor potencia transmitida de las señales si se pretende mantener la misma tasa de error al bit para cualquier modulación. P b 1

BPSK QPSK 16QAM

10-1

64QAM

10-2 10-3 10-4 10-5 10-6 10-7 0

2

4

6

8

10

12

14

16

18

20

E /N0 (dB)

Fig. 4.11 Probabilidad de error en el bit para la s diferentes modulaciones

4.2 Tasa de error en canal Rayleigh

En un entorno de comunicaciones móviles las variaciones rápidas de la envolvente se caracterizan típicamente con una distribución de tipo Rayleigh, tal y como se ha visto en el capítulo 2. Puesto que la señal útil varía a lo largo del tiempo, llegados a este punto, es importante distinguir entre la relación señal a ruido instantánea y la relación señal a ruido media. En efecto, si se pretende garantizar en sentido estricto que la relación señal a ruido instantánea supere el umbral de calidad, ello supone que en cada instante debe lograrse

γi =

S (t ) P N

≥ γ* ;

S (t ) ≥

γ * P N

(4.30)

Caracterizando las fluctuaciones rápidas de la señal con una estadística Rayleigh en cuanto a su envolvente, se ha visto en el capítulo 2 que la potencia tiene distribución exponencial:


150


f S ( S )

=

 S  exp−  S  S  1

S > 0

(4.31)

Entonces, Pr ob{S (t ) ≥ γ P N } = *

∞

 γ * P   S  exp − dS = exp − N  S  S   S  γ * P N

∫

1

(4.32)

Para asegurar que se cumple el requisito de calidad instantáneamente con probabilidad tendente a la unidad se requiere la recepción de una potencia media, S , tendente a infinito, lo cual obviamente no es factible ni deseable. Consecuentemente, la condición de calidad suele plantearse en términos medios, de forma que se exige que: S P N

≥ γ*

S ≥ γ * P N

(4.33) (4.34)

Siendo así, la relación señal a ruido más interferencia estaría por debajo del umbral de forma instantánea con probabilidad Pr ob{S (t ) < γ P N } = *

γ* N

∫ 0

 S  exp − dS = 1 − exp[− 1] = 0.63 γ * P N  γ * P N  1

(4.35)

En este 63% de casos en que el nivel de señal instantánea queda por debajo del umbral necesario se produce una degradación de las prestaciones, lo que da lugar a una menor fiabilidad en la detección de la información. La fiabilidad de la comunicación es también variante en el tiempo, ya que en los períodos en que la señal se encuentre afectada por un fuerte desvanecimiento la tendencia será a decidir numerosos símbolos de manera errónea. En los períodos de recuperación del nivel de señal será más frecuente tomar decisiones acertadas. Así pues, la manera más razonable de cuantificar las prestaciones en la transmisión por canal Rayleigh es definiendo una tasa de error media, que en definitiva es la que se observa si el período de duración de la transmisión es suficientemente largo. El cálculo de la probabilidad de error al bit media puede evaluarse a través de un ejercicio de probabilidad condicionada, en la que, para cada valor posible de la envolvente (o equivalentemente de la relación señal a ruido) se calcula la tasa de error resultante en ese caso y se pondera por la probabilidad de que se dé dicho valor de la envolvente (o equivalentemente de la relación señal a ruido). Esto es, P b

∞ = ∫ P b ( γ γ = γ s ) f γ ( γ s ) d γ s 0

(4.36)

con P ( γ γ b

1 = γ s ) = erfc   γ s    2


(4.37)

151


γ (γ s ) =

f

 γ  1 exp− s  γo  γ o 

(4.38)

γ s > 0

y γo la relación señal a ruido media. Cuando se considera un valor fijo (condicionado) de la envolvente, la probabilidad de error que se encuentra es la derivada en el apartado 5.1, ya que precisamente se tiene un nivel de señal constante afectado por ruido. Entonces,

 γ  γ0 1 1 1 = ∫ P b ( γ |γ = γ s ) f γ ( γ s )d γ s = ∫ erfc( γ s ) exp − s d γ s = 1 − γ0 2 2  1+ γ0  γ0  0 0 ∞

P b

∞

 1 ≈  4γ 0

(4.39)

Para el caso de modulación QPSK se obtiene P b

≈

1 2γ 0

(4.40)

Las prestaciones obtenidas en el canal Rayleigh se muestran en la figura 4.12 donde se toma como referencia la tasa de error en un canal gaussiano. Obviamente, se manifiesta la poca fiabilidad de la transmisión de la información en un entorno móvil frente a un canal gaussiano, con la elevada tasa media de error natural que exhibe el canal Rayleigh. Como referencia, obsérvese que para una tasa de error de 10-2 se necesitan 14 dB en un canal Rayleigh, mientras que en un canal gaussiano bastan 4 dB. Para una tasa de error de 10 -3 el incremento de E b/No necesario es todavía más significativo, lo que refleja la dificultad de conseguir una transmisión fiable en un canal móvil. No obstante, no debe olvidarse que las prestaciones finalmente obtenidas dependerán de las técnicas de ingeniería adoptadas, que permitirán reducir la E b/No necesaria para una cierta tasa de error. P b

1 GAUSSIANO RAYLEIGH

10-1 10-2 10-3 10-4 10-5

0

4

8

12

16

20

24

28

E /N0 (dB)

Fig. 4.12 Probabilidad de error en el bit para un canal Rayleigh


152


4.3 Efecto de la diversidad

En el capítulo 3 se ha puesto de manifiesto la mejora que suponen las técnicas de diversidad en un sistema de comunicaciones móviles como estrategia para reducir los efectos de los desvanecimientos rápidos sobre la señal. A continuación se cuantifican las prestaciones cuando se consideran distintos tipos de combinación. 4.3.1 Combinación por selección

Como se ha comentado repetidamente, la transmisión por un canal en el que la envolvente de la señal recibida presenta una estadística de Rayleigh y está afectada por ruido aditivo gaussiano y blanco, la relación señal a ruido tiene una distribución estadística exponencial, de manera que la función de distribución en una antena es F ( γ s ) ε >

= prob( γ ≤ γ s ) = 1 − exp(− γ s / γ o )

(4.41)

λ

2

γ 1 1 γ 2

..... γ M

2 COMBINADOR

POR SELECCIÓN

γ

DEMODULADOR

M Fig. 4.13 Esquema de la combinación por selección.

La figura 4.13 sintetiza el esquema de diversidad con combinación por selección, donde se puede considerar que la relación señal a ruido media en cada una de las M ramas, γ j, j=1...M , es la misma. Si el mecanismo de diversidad en espacio está bien diseñado, queda garantizada la independencia estadística entre las señales recibida en cada una de las M antenas, en lo que a su componente Rayleigh se refiere. Entonces, la relación señal a ruido a la salida del combinador sólo será inferior a un cierto valor cuando la relación señal a ruido en todas y cada una de las antenas también lo sea, ya que precisamente el mecanismo de combinación consiste en tomar la mejor de las M versiones de la señal recibida. Por lo tanto, la función de distribución a la salida del combinador será F ( γ s ) = Pr ob(γ ≤ γ s ) = Pr ob(γ1

≤ γ s ∩ γ 2 ≤ γ s ∩ ... ∩ γ M ≤ γ s ) = [1 − exp(− γ s / γ o )]M

(4.42)

La figura 4.14 refleja cómo el mecanismo de diversidad diversidad consigue modificar la estadística estadística del canal vista por el demodulador, que es en definitiva el punto relevante donde la señal debe presentarse en las mejores condiciones posibles. La mejora por diversidad se aprecia en la figura 4.14, donde se compara la distribución de probabilidad de la relación señal a ruido en una antena cualquiera con la que se tiene


153


a la salida del combinador. Claramente, la distribución a la salida es mucho más favorable y se reduce significativamente la probabilidad de tener relaciones señal a ruido bajas. 1 M=1 ) 0.8 X < R0.6 N S ( b o 0.4 r P

M=2

0.2 0 1

3

5

7

11

9

13

15

17

19

X (dB)

Fig. 4.14 Efecto de la diversidad para una SNR media de 10 dB

Para cuantificar esta mejora en términos de tasa de error, puede repetirse el mismo procedimiento del apartado 4.2, en el que para abordar la variabilidad aleatoria de la relación señal a ruido se realiza un cálculo de probabilidad condicionada y, ya para un valor fijo de la misma, la probabilidad de error que se aplica es la de un canal gaussiano. Entonces,   ∞ ∞1  M 1 − exp − P = ∫ P ( γ γ = γ ) f ( γ )d γ = ∫ erfc γ  b b s γ s s  s  γ   0 02 o

γ s    γo  

M

 exp − 

γ s   d γ γ o  s 

(4.43)

Para el caso de diversidad de orden 2 y modulación QPSK puede demostrarse que, si la relación señal a ruido es suficientemente grande, γ0>>1, la tasa de error media puede aproximarse por [SCH-66] P b

≈

3 2γ 2

(4.44)

o

4.3.2 Combinación MRC

Según el esquema de la figura 4.15, se denota por r i(t ) a la señal recibida en la rama i-ésima de diversidad. Recuperando la formulación del apartado 3.4 del capítulo 3, el combinador co mbinador MRC alinea en fase todas las ramas y pondera con un coeficiente g i cada una de ellas, lo que da lugar a una señal resultante r (t ). ). Este procedimiento implica que la relación señal a ruido a la salida del combinador cuando se aplican los coeficientes de ponderación óptimos es la suma de las relaciones señal a ruido presentes en cada una de las ramas: M

γ 0 = ∑ γi i =1


(4.45)

154


Por lo tanto, el combinador ha conseguido modificar la estadística que se presenta al demodulador, siendo ahora más favorable al producirse una mejora de la relación señal a ruido. Teniendo en cuenta que γi tienen distribución exponencial, la distribución de probabilidad de γ puede obtenerse a partir del conocimiento de las distribuciones individuales, de manera que se obtiene [SCH-66]

γ M −1e − γ / γ o f γ ( γ ) = M γ o (M − 1)! ε >

λ

2 r 1 (t ) r 2 (t )

r M (t )

(4.46)

..... 1 2

M

COMBINADOR r (t ) MÁXIMA GANANCIA

DEMODULADOR

Fig. 4.15 Esquema de la combinación de máxima ganancia

De manera análoga al caso anterior, puede verse que para γ0>>1 se puede aproximar la tasa de error por 3 (4.47) P b = P b ( γ ) f γ ( γ )d γ ≅ 4γ 20

∫

Para diversidad de orden M , la tasa de error decrece proporcionalmente con la M -ésima -ésima potencia de la relación señal a ruido media: 1

P α b M γo

(4.48)

La figura 4.16 muestra la tasa de error con diversidad de orden 2 tanto para combinación por selección como por máxima ganancia. Como referencia se toma tanto la tasa de error en canal Rayleigh como en canal gaussiano. La ganancia de la diversidad en relación al canal Rayleigh es significativa: por ejemplo, para 15 dB de E b /N o se pasa de 10 -2 en canal Rayleigh sin diversidad a 10 -3 con diversidad de orden M =2. =2. Manteniendo el mismo nivel de tasa de error, por ejemplo 10-3, la reducción en el nivel de E b /N o necesario es cercana a los 10 dB. Con respecto a la mejora de la combinación MRC frente a la selección, ésta es de 3 dB en términos de E b /N o para obtener la misma tasa de error. Si se va aumentando el orden de la diversidad M , la ecuación 4.48 predice una mejora progresiva de prestaciones, aunque cada vez la ganancia marginal es más pequeña. La tendencia para M grandes sería aproximarse a la curva del canal gaussiano. No obstante, en la práctica el compromiso entre complejidad y prestaciones se considera que se resuelve satisfactoriamente con M =2, =2, ya que pueden


155


obtenerse mejoras adicionales de prestaciones con otras técnicas de ingeniería, como por ejemplo la codificación de canal.

P b

1 GAUSS

10-1

RAYLEIGH DIV SELEC

10

-2

DIV MRC

10-3 10-4 10-5 10-6 5

10

15

20

25

30

E /N0 (dB)

Fig. 4.16 Probabilidad de error en el bit cuando se implanta diversidad

4.4 Efecto de la distorsión por ISI

En el capítulo 2 se han descrito los efectos de la propagación multicamino producida por ecos en objetos lejanos sobre la respuesta impulsional. Desde el punto de vista de señal recibida la propagación multicamino produce la denominada interferencia intersimbólica, es decir, la respuesta impulsional global del sistema deja de cumplir el criterio de Nyquist. En este caso, a la salida del filtro adaptado no es posible encontrar un valor del instante inicial de muestreo que ofrezca una dependencia de un único símbolo. En efecto, si se considera un sistema que emplee una modulación BPSK, la señal a la salida del muestreador es z (t o + nT s ) =

∞

∑ d h (t + nT − kT ) + n k g

o

s

i , f

s

(t o + nT s )=

k = −∞

= d n h g (t o ) +

∞

∑ d h (t + nT − kT ) + n

k = −∞

k g

o

s

s

i , f

(t o + nT s )

(4.49)

k ≠ n

= d n h g (t o ) + ISI + ni , f (t o + nT s ) donde h g (t )= he(t )* hc(t )* h R(t ), hc(t ) es la respuesta impulsional del canal, T s el tiempo de símbolo y ni,f (t ) la componente en fase del ruido filtrado.


156


En condiciones de propagación ideales la respuesta impulsional es una delta, es decir existe únicamente una trayectoria entre la estación base y el terminal móvil. En este caso es posible diseñar los filtros emisor y receptor de modo que cumplan el criterio de Nyquist y los términos de respuesta impulsional incluidos en el sumatorio son igual a cero excepto el símbolo que se pretende decidir. Sin embargo, si la respuesta impulsional del canal presenta múltiples rayos con una separación mayor que 0.1T S , aproximadamente, estos términos pueden tener un valor de amplitud comparable al valor de decisión d nh g (t 0). Los valores que pueden tomar los términos de ISI dependen de los símbolos adyacentes al valor a decidir y pueden reforzar en valor de amplitud (interferencia constructiva) o atenuarlo (interferencia destructiva). La presencia de ISI en el sistema ocasiona la aparición de errores a la salida del decisor, por lo que en el diseño de los filtros transmisor y receptor se debe buscar la minimización de la ISI, al mismo tiempo que se maximiza la relación señal a ruido. Los efectos de la ISI sobre la forma de onda de la señal y sobre la probabilidad de error son complejos de cuantificar y dependen del tipo de modulación. Una forma de estudiar de forma experimental la interferencia intersimbólica en un sistema de transmisión digital es aplicar la señal en banda base recibida a la entrada de un osciloscopio y configurar la base de tiempo con un múltiplo del período de símbolo T S . De este modo, la forma de onda en los sucesivos intervalos de símbolo se traslada a un único intervalo en la pantalla del osciloscopio, como se muestra en la figura 4.17 para el caso de una modulación binaria, y donde se presenta la forma de onda a la salida del filtro adaptado.

1.5 1 0.5 0 -0.5 -1 -1.5

-T s

0

T s

Fig. 4.17 diagrama de ojo de una señal BPSK sin ISI

Puesto que en este punto el interés se centra en el efecto de la ISI, en la figura 4.17 se presenta la señal binaria sin distorsión y en la figura 4.18 distorsionada, pero libre de ruido. Debido a la forma que presenta la señal en el osciloscopio, se denomina diagrama de ojo. La región interior de este diagrama se denomina apertura del ojo.


157


1

0

-1

0

-T s

T s

Fig. 4.18 Diagrama de ojo de una señal BPSK con ISI

El diagrama de ojo proporciona una gran cantidad de información acerca de las prestaciones del correspondiente sistema. Consideremos un diagrama de ojo esquemático como el mostrado en las figuras 4.17 y 4.18. Se pueden efectuar las siguientes consideraciones: 1. La anchura de la apertura del ojo determina el intervalo de tiempo durante el cual la señal recibida puede ser muestreada sin que se produzcan errores debidos a la ISI. 2. La sensibilidad del sistema al error en el instante de muestreo viene determinada por la rapidez con la que se cierra el ojo a medida que se varía el instante de muestreo. 3. La altura de la apertura del ojo en el instante de muestreo determina el margen sobre el ruido; es decir, un ruido de magnitud inferior a esa altura no produce errores, pues no hace pasar la señal recibida al otro lado del umbral de decisión. Cuando el efecto de la interferencia intersimbólica es muy severo, las trazas de la parte superior del diagrama de ojo se cruzan con las de la parte inferior, con el resultado de que el ojo aparece completamente cerrado. En tal situación, es imposible evitar los errores debidos a la presencia conjunta de ISI y de ruido en el sistema. Una medida de la ISI es la distorsión de pico, definida como ∞

∑ h (t + nT ) g

D p

=

0

s

n = −∞ n ≠0

h g (t 0 )

(4.50)

Como se ha comentado anteriormente, la cuantificación de los efectos de la ISI sobre la probabilidad de error es compleja si se desea abordar para cualquier tipo de modulación. Sin embargo, el análisis para una modulación BPSK es relativamente sencillo e ilustra cuán perniciosa puede llegar a ser. Si suponemos un sistema cuya respuesta impulsional global muestreada tiene L términos y está


158


normalizada en potencia, a partir de la ecuación 4.49 se deduce que la constelación en ausencia de ruido tiene 2 L puntos. De este modo y aplicando los mecanismos para el cálculo de la tasa de error de forma similar al apartado 4.1.1, se obtiene la ecuación con una solución cerrada para un sistema con una modulación BPSK y con L-1 términos de ISI siempre y cuando la distorsión de pico sea menor que 1: P b

=

 ζ 2 E  i b  erfc   i =1  N 0  2 L

1 2 L +1

∑

(4.51)

donde ζi son todas las posibles combinaciones de señal recibida en un determinado instante en ausencia de ruido. Ejemplo 4.1

Sea un sistema con una respuesta impulsional global h g (t 0)=0.95 y h g (t 0+T S )=0.312.

0.95 0.312 t 0

t 0+T s

Fig. 4.19 Respuesta impulsional a la salida del muestreador

que como puede observarse tiene la potencia normalizada P = h g (t 0 )

2

+

h g (t 0

2

+ T s ) = 1

Los valores de señal muestreada en ausencia de ruido son z [k ] = A(0.95d k + 0.312d k −1 )

de modo que la constelación recibida en ausencia de ruido son z 1 [k ] = A(0.95 ⋅ (1) + 0.312⋅ (1) ) = 1,262 A

si d k = 1 d k −1 = 1 z 2 [k ] = A(0.95 ⋅ (1) + 0.312⋅ (−1) ) = 0,638 A si d k = 1 d k −1 = −1 z 3 [k ] = A(0.95 ⋅ ( −1) + 0.312⋅ (1) ) = −0,638 A si d k = −1 d k −1 = 1 z 4 [k ] = A(0.95 ⋅ (−1) + 0.312⋅ (−1) ) = −1,262 A si d k = −1 d k −1 = −1


159


La figura 4.20 muestra la constelación del sistema con ISI (puntos negros) comparada con la que se tendría si no existiera ISI (cuadrados blancos).

Fig. 4.20 Constelación BPSK con y sin ISI para el ejemplo 4.1

La probabilidad de error en el bit es

P b

 1.59 E b       1   1.59 E b   + erfc 0.407 E b  + erfc 0.407 E b   =  erfc + erfc  N 0      8   N 0     N 0   N 0   

donde 1.59=1.2622 y 0.407=0.6382. De la ecuación se deduce que la probabilidad de error es sensiblemente mayor a la que se tendría sin ISI, tal y como se ve en la figura 4.21. P b

1 NO ISI -1

10

ISI

10-2 10-3 10-4 10-5 0

4

8

12

E /N0 (dB)

Fig. 4.21 Probabilidad de error para el ejemplo 4.1

Un problema añadido a la dispersividad del canal son las fluctuaciones de la respuesta impulsional. Esto provoca que la evaluación de las prestaciones únicamente pueda efectuarse a partir de simulaciones.


160


4.5 Efecto de la ecualización de canal

La interferencia intersimbólica puede provocar una degradación que impide la transmisión de datos con una calidad mínima aceptable. Es, por tanto, necesaria la inclusión de ecualizadores de canal que permitan compensar la distorsión de la señal. Las características de dispersividad y fluctuación temporal de la respuesta impulsional en los entornos móviles implican que deban emplearse sofisticados mecanismos de ecualización. En la figura 4.18 se muestran los resultados para un canal en un entorno urbano similar al descrito en el capítulo 2, en el que los valores de la respuesta impulsional del canal recibidos se modelan con una estadística Rayleigh. Como resultado se ofrece la probabilidad de error media sin ecualizador (línea continua) y con la opción de dos ecualizadores con estructura de filtro FIR con realimentación de 2 ó 4 decisiones (trazo discontinuo), aunque con igualadores MLSE los resultados serian algo mejores [PRO-89]. Puede observarse que con estos últimos se obtienen mejoras de prestaciones a medida que la ISI es más significativa, ya que al dotar al ecualizador de más etapas se puede llegar a compensar un mayor grado de dispersividad del canal. Los resultados se representan para una E b /N 0=20 dB y el eje de ordenadas respresenta la dispersividad relativa del canal respecto a la velocidad de transmisión, como del producto D s por Rb. Siendo D s el Delay Spread del entorno y Rb la velocidad de transmisión sobre el mismo, en el eje de ordenadas se muestra el producto de ambos parámetros. Nótese que, en definitiva es su producto el que determina el grado de ISI que se produce en el entorno: 1. Un Delay Spread elevado supone un escenario muy dispersivo (diferentes caminos de propagación con retardos relativos entre sí) que favorece la aparición de ISI, pero la manifestación de la misma depende también del período de señalización, ya que si la velocidad es muy baja la dispersividad del canal puede no llegar a afectar a símbolos consecutivos. 2. Un Delay Spread bajo indica poca dispersividad del canal y por tanto poca tendencia del escenario a provocar ISI, pero ésta podría aparecer si se transmite a velocidades elevadas, ya que la poca dispersión en términos absolutos podría ser significativa en relación a la duración de la transmisión de un símbolo. Así, cuanto mayor sea ( D s×R b) mayor será el grado de ISI que aparece en la transmisión de la información en el escenario concreto considerado. Se aprecia que para valores de ( D s× Rb) pequeños se obtiene la misma tasa de error tanto si se incorpora como no ecualizador en el sistema, ya que para estos rangos no se produce distorsión por ISI. De hecho, nótese que la tasa de error obtenida coincide con la obtenida en el apartado 4.2, donde se evaluaban las prestaciones en un canal Rayleigh no dispersivo. Aproximadamente mientras ( D s× Rb)<0.1 no hay ISI significativa, lo cual se aprecia con la poca diferencia de prestaciones obtenidas con y sin ecualizador. Para ( D s× Rb)>0.1 la necesidad de incorporar un ecualizador se observa claramente, ya que en su defecto la degradación de la tasa de error es muy considerable. Por el contrario, la incorporación de un ecualizador redunda en una disminución de la tasa de error, tanto mayor cuanto mayor sea el grado de ISI en el sistema. No obstante, se observa un límite en la efectividad del ecualizador, marcada por el mínimo de tasa de error que se obtiene aproximadamente para ( D s× Rb)=0.1. Con ISI más severas que las asociadas a este rango el ecualizador no tiene suficiente memoria para compensarlas, y de ahí el aumento de tasa de error que se experimenta [VAL-94].


161


-1

P b 10

Sin ecualizador Ecualizador 2 Ecualizador 4

-2

10

-3

10

-4

10 -2 10

-1

10

1 10 DsR b

0

10

Fig. 4.22 Probabilidad de error en un canal Rayleigh dispersivo sin y con ecualizador

4.6 Efecto de las no linealidades

Los procesos no lineales, como puede ser el paso de señales a través de un amplificador de potencia, ocasionan distorsiones en la señal que dependen de diversos factores, entre los que se encuentran el tipo de modulación utilizada o los niveles de señal interferente en la banda de canalización. Estas no linealidades originan efectos como la compresión de ganancia, la aparición de productos de intermodulación, así como la propia desensibilización del receptor. Las características de los elementos no lineales varían dependiendo de los diseños de la electrónica y los dispositivos utilizados. De forma general un elemento no lineal puede presentar las no linealidades representadas en la figura 4.23, mediante una relación tensión de salida, V out, en función de la tensión de entrada, Vin.

20log(Vout)

0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0

10 20

20log(Vin)

Fig. 4.23 Característica de un amplificador no lineal


162


El análisis de un sistema no lineal es posible simplificarlo adoptando una caracterización como la expresada en la ecuación (4.52). v o (t ) = a1vi (t ) − a 3 vi3 (t )

(4.52)

A partir de este modelo se pueden analizar los efectos que se describen en los siguientes apartados 4.6.1 Compresión de señal y armónicos

Si se tiene que la señal de entrada en un tono sin modular es vi (t ) = A cos(ω1t )

(4.53)

la señal a la salida del amplificador es:



vo (t ) = a1 A1 −



3a3 2  a A  cos(ω1t ) − 3 A 3 cos(3ω1t ) 4a1  4

(4.54)

donde la no linealidad origina una reducción en la ganancia a la salida, así como la aparición del tercer armónico, 3ω1. Nótese que la ganancia en potencia ideal del amplificador es a12, mientras que (4.54) denota una reducción de la ganancia debida al comportamiento no lineal de magnitud igual a 2

  3a3 2    a1 A1 −  2   4a1 A    3a3 2    = 1 − N c = A  (a1 A)2  4a1 

(4.55)

Así, cuanto mayor sea el nivel de la señal a la entrada del amplificador, A, más acusada será la reducción de la ganancia del mismo. A este efecto se le denomina compresión de ganancia [SAG-83]. 4.6.2 Distorsión no lineal

Cuando a la entrada del sistema no lineal existe una señal modulada, los efectos de la no linealidad dependen del tipo de modulación empleada. De forma general es posible diferenciar entre dos situaciones: 4.6.2.1 Modulaciones de envolvente no constante (como BPSK, QPSK o M-QAM)

En este caso la señal a la entrada del modulador puede expresarse según vi (t ) = Ax(t ) cos(ω1t )


(4.56)

163


donde para simplificar el análisis se incluye únicamente una señal con componente en fase. La señal a la salida del elemento no lineal es



vo (t ) = a1 A x (t ) −



a 3a3 2 3  A x (t ) cos(ω 1t ) − 3 A 3 x 3 (t ) cos(3ω 1t ) 4a1 4 

(4.57)

donde aparece la señal de información distorsionada, x3(t ), en el tercer armónico pero que puede ser fácilmente eliminada mediante un filtro. Sin embargo, también aparece la señal distorsionada x3(t ) superpuesta sobre la señal de información. Por tanto, el espectro de potencia de la señal queda gravemente afectado con una transmisión en una banda mayor que la señal original. La transformada de Fourier de la componente paso bajo de la señal a frecuencia f 1 es V o ( f )

  3a = a1 A X ( f ) − 3 A 2 X ( f ) * X ( f ) * X ( f ) 4a1  

(4.58)

Se aprecia que esta señal está compuesta por la señal original más una señal interferente con ancho de banda tres veces mayor que el de x(t). La figura 4.24 muestra la densidad espectral de una señal BPSK a la salida de un amplificador no lineal, en trazo continuo. Puede observarse que el efecto del amplificador es un ensanchamiento espectral, tal y como se predecía en la ecuación (4.58). Esto provocará que el transmisor emita fuera de la banda que tiene asignada provocando un aumento de las interferencias sobre los terminales próximos que estén utilizando las bandas adyacentes.

10

) B d ( a i c n e t o p e d l a r t c e p s e d a d i s n e D

0 -10 -20 -30 -40

Efecto del amplificador no lineal

Espectro BPSK sin distorsión

-50 -60 -70 -80 -90

f 0

f

Fig. 4.24 Densidad espectral de potencia de un transmisor con amplificador lineal y no lineal


164


4.6.2.2 Modulaciones de envolvente constante (como GMSK)

En caso de que la señal de entrada sea una señal modulada en frecuencia, la señal a la salida será la siguiente:



vo (t ) = a1 A1 −



3a3 2  a A  cos(ω1t + Kx(t )) − 3 A 3 cos(3ω1t + 3 Kx(t )) 4a1  4

(4.59)

Donde aparece la señal modulada sobre el tercer armónico (con índice de modulación tres veces mayor) y el efecto de compresión de ganancia, pero no se produce distorsión. 4.6.3 Desensibilización y productos de intermodulación

Cuando, junto a la señal útil, se presenta una interferencia a la entrada del amplificador, aparecen una serie de efectos adicionales. En particular, siendo vi (t ) = A cos(ω1t ) + B cos(ω2 t )

(4.60)

a la salida del amplificador aparecerán los siguientes términos: 3a3 3 3a3 3a 3a    A − AB 2  cos(ω1t ) + a1 B − 3 B 3 − 3 BA 2  cos(ω 2 t ) − 4 2 4 2    3a 3a a a − 3 A 3 cos(3ω1t ) − 3 B 3 cos(3ω 2 t ) − 3 A 2 B cos([2ω1 + ω 2 ]t ) − 3 A 2 B cos([2ω1 − ω2 ]t ) − (4.61) 4 4 4 4 3a 3a − 3 B 2 A cos([2ω 2 + ω1 ]t ) − 3 B 2 A cos([2ω 2 − ω1 ]t ) 4 4

 

v o (t ) = a1 A −

En cuanto al término de señal útil, se observa que la señal interferente provoca también la disminución de la ganancia efectiva que aporta el amplificador. Es decir, una señal interferente puede ocasionar una disminución significativa de la señal útil al pasar por la no linealidad, y provoca el efecto que se conoce como desensibilización o bloqueo del receptor [SAG-83]. También se aprecia que, en caso de que las frecuencias f 1 y f 2 estén próximas entre sí, resulta que el término (2 f 2- f 1)≈ f 1 y cae, por tanto, dentro de la banda de paso de la señal útil. A los términos con frecuencia combinación de las frecuencias de las señales de entrada se les denomina productos de intermodulación. 4.7 Efecto de la codificación de canal

La tasa de error obtenida en un sistema de comunicaciones móviles que incorpora codificación de canal depende de numerosos aspectos, como son:


165


1. La tasa de codificación (r=1/2, r=2/3, etc.), el tipo de código concreto que se emplea (Reed Solomon, convolucional, etc.) así como el proceso de decodificación empleado (decisión soft o hard , algoritmo de Viterbi, SDMA, etc.) 2. El comportamiento del canal móvil y de todas las técnicas de ingeniería radio que se hayan incorporado en el sistema (modulación, ecualización, técnica de acceso, etc.), en virtud de las cuales se presentarán diferentes niveles de tasa de error antes del decodificador de canal, así como de la distribución de dichos errores (ráfagas de errores consecutivos, errores uniformemente distribuidos en el tiempo, etc.) 3. La profundidad de entrelazado que acompaña al esquema de codificación de canal, que puede modificar significativamente la distribución de errores o no. Como se ha visto en el capítulo 3, el entrelazado es efectivo si consigue romper la correlación del canal, esto es, presentar los errores a la entrada del decodificador de canal uniformemente distribuidos en el tiempo. Con todo lo anterior, la cuantificación de la tasa de error con codificación de canal sólo puede realizarse de manera analítica para algunos códigos muy concretos y en escenarios muy simples. En algunos casos es posible obtener cotas superiores de la tasa de error. Consecuentemente, la evaluación de un sistema con codificación de canal y entrelazado requerirá, en general, el uso de simulaciones por ordenador. Un ejemplo de expresión matemática aproximada para predecir la tasa de error al bit en un canal gaussiano con el uso de códigos de Hamming (n,k), es la que viene dada por [SKLA-01] Pb ≈ p − p (1 − p) n−1

(4.62)

con p

 kE b  1  = erfc  2 nN 0  

(4.63)

Habitualmente la mejora de un código de canal se cuantifica mediante la ganancia de codificación, Gc. Se entiende por ganancia de codificación a la reducción (habitualmente expresada en dB) de la E b/ N o necesaria para obtener una cierta tasa de error en el sistema codificado frente al sistema no codificado. La figura 4.25 muestra la mejora de tasa de error al bit para diversos códigos de Hamming en relación al canal gaussiano sin codificación de canal. El código Hamming (7,4) proporciona una ganancia de aproximadamente 0.5 dB, mientras que el (31, 26) supone una ganancia superior a 1 dB. Para el caso de los códigos convolucionales, por ejemplo, se encuentra que para un código de tasa 1/2 y longitud de influencia 5 una cota de la tasa de error al bit para modulación BPSK y decodificación hard viene dada por [SKLA-01]

P b

≤

 5 E  1  b  erfc 2  2 N o    − E b / 2 N o  2  1 − 2e   


(4.64)

166


P b

1 SIN COD. -1

10

(7,4) (15,11)

10-2

(31,26)

10-3 10-4 10-5 10-6 4

5

6

7

8

9

10

E /N0 (dB)

Fig. 4.25 Probabilidad de error con códigos de Hamming

Las prestaciones ofrecidas por dicho código convolucional se muestran en la figura 4.26. Puede observarse que la ganancia de codificación es superior a 3 dB en un canal gaussiano. P b 10SIN COD.

-

10

COD. CONV.

-

10

-

10

-

10

-

10

-

10

2

3

4

5

6

7

8

9

10 11 12 E b/N0 (dB)

Fig. 4.26 Tasa de error con un código convolucional r=1/2 y m=5

Por su parte, la tabla 4.1 muestra cotas superiores de la ganancia de codificación que se puede obtener para varios tipos de códigos convolucionales en un canal gaussiano con decodificación hard . Se observa que es posible conseguir ganancias significativas, si bien la ganancia de codificación obtenida dependerá finalmente del nivel de tasa de error deseado.


167


Tabla 4.1 Ganancia máxima para códigos convolucionales con tasa 1/2 y 1/3

r=1/2 G (dB) 3.97 4.76 5.43 6 6.99 7.27 7.78

K 3 4 5 6 7 8 9

r=1/3 G (dB) 4.26 5.23 6.02 6.37 6.99 7.27 7.78

K 3 4 5 6 7 8 9

4.8 Tasa de error en CDMA

4.8.1 Transmisión CDMA con un único usuario

Supóngase que se transmite una única señal de información d (t ) en CDMA haciendo uso de la secuencia código c(t ). La propagación por el canal radio provocaría que la señal recibida estuviera afectada por un desvanecimiento, α(t ), de modo que r (t ) = Aα(t )d (t )c (t ) cos ωc t + n(t )

(4.65)

Un control de potencia en lazo cerrado ideal conseguiría eliminar perfectamente el desvanecimiento, de manera que según esta hipótesis la señal recibida sería r (t ) = Ad (t )c(t ) cos ωc t + n(t )

(4.66)

Con la estructura de receptor de un filtro adaptado a la secuencia código se obtiene z (t ) = r (t ) × 2 cos ωc t × c(t )

(4.67)

que una vez muestreada puede expresarse como z [kT S ] =

1 T s

kT s

∫ z (t )dt =

( k −1)T s

Ad k T s

kT s

∫ c(t )c(t )dt + n [kT ] = Ad + n [kT ] f

s

k

f

s

(4.68)

( k −1)T s

En cuanto al ruido, se caracteriza igual que el visto en el apartado 5.1 n f [kT S ] =

1 T s

kT s

∫ n (t )c(t )dt i

( k −1)T s


(4.69)

168


Considerando que T s= NT c, se puede descomponer la integral en el período de bit en N integrales sobre períodos de chip, de manera que así en cada período de chip c(t ) es constante y vale +1 o –1. Es decir, n f [ kT S ] =

1 N −1 T s

∑

( k −1)T s + ( j +1)T c

1 N −1

∫ n (t )c dt = T ∑ c i

j = 0

j

( k −1)T s + ( j +1)T c

s j =0

( k −1)T s + jT c

∫ n (t )dt

j

i

(4.70)

( k −1)T s + jT c

Con la manipulación anterior resulta inmediato el cálculo de la potencia de ruido:

{

}=

E n 2 f [kT S ]

1 2

T s

N × N o × T c

=

N o

= N o B

T s

(4.71)

La probabilidad de error viene dada por

   A  1 1 A    = erfc P b = erfc  2  2 N o B   2σ  2  

(4.72)

Recordando que la relación señal a ruido es A 2 / 2

γ=

(4.73)

N o B

es equivalente escribir P b ( γ ) =

1 erfc ( γ ) 2

(4.74)

En definitiva, la transmisión de una señal CDMA por un canal gaussiano ofrece la misma fiabilidad que si no se emplea ensanchamiento espectral (caso del apartado 5.1), por lo que en condiciones de un único usuario transmitiendo el interés de utilizar CDMA puede justificarse por la mayor indetectabilidad de la señal. 4.8.2 Transmisión CDMA con M usuarios síncronos y pulsos rectangulares

Supóngase la transmisión en un escenario CDMA unicelular en el que transmiten M usuarios simultáneamente. Si sobre cada uno de ellos se aplica un control de potencia ideal y todos tienen el mismo requerimiento de calidad, los M usuarios llegan a la estación con el mismo nivel de potencia. Así, la señal total recibida se expresa como r (t ) =

M

∑ Ad (t )c (t ) cos(ω t + φ ) + n(t ) i

i

c

i

(4.75)

i =1

donde el usuario i-ésimo hace uso de la secuencia código ci(t ) y φi es su fase correspondiente. El receptor del usuario j-ésimo es un filtro adaptado a su secuencia código, de manera que su operación básica es multiplicar por la portadora recuperada y por la secuencia c j(t ). Entonces,


169


 z (t ) = r (t ) × 2 cos  ω c t + φ j  × c j (t ) j  

(4.76)

Puesto que la variable de decisión se evalúa en cada período de símbolo, resulta kT s

kT s

 M  z j [ kT S ] = z j (t )dt = Ad i (t )ci (t ) cos(ωc t + φi ) + n(t )  × 2 cos(ωc t + φ j )× c j (t )dt ∑  ∫ ∫ T s ( k −1)T T s ( k −1)T  i =1  s s 1

1

z j [kT s ] = Ad j ,k +

kT s

1

∑ A T ∫ d (t ) c (t )c (t ) cos(Φ i =1

i ≠ j

i

s

(4.77)

i

j

i

− Φ j )dt + n f , j [kT s ]

(4.78)

( k −1)T s

La componente de señal útil y de ruido son las mismas que las vistas en el apartado 4.8.1, de manera que el interés se centra, en este punto, en evaluar el término de interferencia multiusuario, que en adelante se denotará como X j [kT S ] =

M

1

kT s

∑ A T ∫ d (t )c (t )c (t ) cos(φ − φ )dt i

i =1 i ≠ j

s

i

j

i

j

(4.79)

( k −1)T s

Sobre la expresión anterior pueden efectuarse las siguientes consideraciones: 1. La diferencia de fases puede modelarse como una variable aleatoria con distribución uniforme en [0, 2π]. 2. La integral evaluada en el período de símbolo puede descomponerse en N integrales evaluadas sobre un período de chip, T c (T s= NT c; y por tanto la ganancia de procesado CDMA es SF = N ). 3. Suponiendo secuencias aleatorias, esto es, cada chip de cada secuencia vale +1 con probabilidad 1/2 y –1 con probabilidad 1/2 , la evaluación de la integral puede verse como la suma de N variables aleatorias. Cada una de ellas tiene media nula y varianza T c2. 4. Si N es suficientemente grande, el teorema del límite central permite afirmar que la resultante es una variable aleatoria con media la suma de medias (por lo tanto, media nula) y varianza la suma de varianzas (por lo tanto, varianza NT c2). 5. La variable aleatoria resultante es el resultado de (M -1) contribuciones Con todo ello, puede escribirse que

1 A 2 1 2 E {[ X j [kT S ]] } = ( M − 1) 2 N × T c = ( M − 1) 2 SF T s 2 2

A 2

(4.80)

Considerando que el sistema está limitado por la interferencia multiusuario y que puede despreciarse el ruido térmico resulta que


170


P b

=

 1 erfc 2 

   A  1 A  = erfc 2σ  2  2  (M − 1 A   2  

   1   = erfc 1  2   SF  

  M − 1  SF

(4.81)

La figura 4.27 muestra la probabilidad de un sistema CDMA en función del número de usuarios. La gráfica muestra curvas para distintos valores de SF empleados en UMTS. P b

1

10-1 10-2 10-3 10-4

SF=32 SF=64

-5

10

10-6 0

SF=128 SF=256

10

20

30

40

50

60

M usuarios

Fig. 4.27 Probabilidad de error de un sistema CDMA con múltiples usuarios

4.9 Bibliografía

[PAC-88] PACZKOUSKI, H., “Understanding Noise. Part I & II”, IEEE MTTS-Newsletter, 1988. [CAR-86] CARLSON, A.B., Communication Systems, McGraw-Hill, 1986 [PRO-89] PROAKIS, J.G., Digital Communications, Mc Graw-Hill, 1989 [SKLA-01] SKLAR, B., Digital Communications: Fundamentals and Applications, 2ª edición, Prentice-Hall, 2001 [MUR-81] MUROTA K., HIRADE K., “GMSK Modulation for Digital Mobile Radio Telephony”, IEEE Transactions on Communications , vol. 29, nº 7, julio 1981, pp. 1044-1050 [SAG-83] SAGERS, R.C., “Intercept Point and Undesired Responses”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, febrero 1983


171


[VAL-94] VALDOVINOS, A.; CASADEVALL, F.J.; “Equalization and space diversity techniques in mobile environments”, IEEE Network , vol. 8, marzo-abril 1994, pp. 36 -42 [SCH-66] SCHWARTZ, M., BENNETT, W. R., AND STEIN, S., Communication Systems and Techniques, McGraw-Hill, Nueva York, 1966


173

5 Sistemas celulares


5.1 Necesidad de una estructura celular

El concepto celular , que pretende la reutilización de recursos, surge en los Bell Labs de AT&T en 1947, donde se plantea romper las grandes áreas de cobertura de transmisiones radio móviles en áreas más pequeñas, que permitieran la reutilización de recursos (en aquella época se entendía por recurso una banda en una frecuencia portadora, esto es, acceso FDMA) en puntos suficientemente separados como para gozar de aislamiento radioeléctrico [MACD-79]. A partir de estas ideas, en 1947 AT&T propuso a la FCC la identificación de una banda espectral suficientemente grande como para que resultase factible el despliegue de un sistema a gran escala y constituyera, por lo tanto, un incentivo para efectuar la investigación y el desarrollo necesario para llevar el concepto celular a la realidad. No fue hasta 1968 que la FCC se decidió a ampliar la asignación de espectro para servicios de telefonía móvil, y en 1977 los Bell Labs construyeron un prototipo de sistema telefónico celular, puesto en pruebas en 1978 en Chicago. Sin embargo, y a causa de la lentitud de la FCC, fue Japón quien tuvo el honor de ser el primer país en introducir un sistema celular comercial en 1978, seguido de los países escandinavos en 1981. Sorprendentemente y a pesar de la elevada demanda de comunicaciones móviles, pasaron 37 años desde la propuesta de la estructura celular hasta la disponibilidad comercial del servicio analógico con el sistema AMPS (Advanced Mobile Phone Service) en EEUU.

S Km2 Fig. 5.1 Representación de un sistema no celular.


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Para exponer de manera sencilla el concepto de sistema celular, supongamos que un operador pretende dar servicios de comunicaciones móviles cubriendo una superficie de S Km2, y que para ello despliega un único transceptor radio, tal y como muestra la figura 5.1. Si la superficie fuera muy extensa, la potencia requerida para alcanzar la estación base desde los móviles sería muy elevada, y por lo tanto ello sería incompatible con terminales pequeños y de bajo peso (se requerirían amplificadores potentes, se consumiría mucha batería, etc.). Además, tal y como veremos más adelante, la eficiencia en el uso del espectro disponible sería muy baja. En este sentido, el despliegue de varios transceptores radio (4 en el ejemplo de la figura 5.2), cada uno de ellos cubriendo una porción de la superficie total, permite reducir los niveles de potencia necesarios, si bien ello supone un mayor coste en infraestructura y una mayor complejidad del sistema.

S/4 Km2

S/4 Km2

S/4 Km2

S/4 Km2

Fig. 5.2 Ejemplo de subdivisión en células para reducir niveles de potencia transmitidos.

Por otro lado, al pasar a tener un escenario con varias fuentes transmisoras puede aparecer el problema de las interferencias. Por interferencia se entiende que en el receptor, junto a la señal útil, se presenta una señal indeseada que corresponde a otra comunicación y que tiende a degradar y dificultar la recepción de la señal de interés. Se distingue entre: 1. Interferencia cocanal. Es una interferencia que se presenta en la misma banda de frecuencias que la señal útil. 2. Interferencia de canal adyacente. Es una interferencia que se presenta por una señal en una banda distinta a la de la señal útil. Obviamente las interferencias más perjudiciales son las cocanal, ya que las de canal adyacente pueden ,en general, eliminarse o reducirse con la propia selectividad del transmisor y del receptor. Si los 4 transceptores radio de la figura 5.2 hicieran uso de la misma frecuencia, se presentarían situaciones en la red de interferencia cocanal inaceptables, como por ejemplo la mostrada en la figura 5.3. Obsérvese que, al estar el terminal aproximadamente equidistante de las distintas bases, las diferentes señales se recibirían con niveles similares, de forma que la potencia interferencia total sería bastante mayor que la potencia recibida de la señal útil, lo que haría inviable la correcta detección de la misma.


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Fig. 5.3 Interferencia cocanal generada si todas las células emplean la misma frecuencia

Por lo tanto, se hace necesario realizar un reparto de los recursos radio entre los distintos transceptores de radio, de manera que cada uno de ellos trabaje con recursos ortogonales y, por lo tanto, no se provoquen interferencia mutua. Se entiende que un recurso radio es capaz de soportar la comunicación de un usuario, y por lo tanto involucra dimensiones diferentes según la técnica de acceso múltiple empleada: 1. Una frecuencia si el acceso es FDMA. 2. Una frecuencia y una ranura si el acceso es TDMA/FDMA . 3. Una frecuencia y un código si el acceso es CDMA/FDMA. Así, para evitar interferencias, a cada uno de los 4 transceptores de la figura 5.2 se les asignan recursos radio ortogonales. Partiendo de un ancho de banda de B Hz sobre el que se dispone de M recursos radio, en el despliegue de la figura 5.1 puede definirse la eficiencia espectral como η=

M S × B

recursos/(Km 2 × Hz)

(5.1)

En el caso de la figura 5.2 deben repartirse los M recursos entre los distintos transceptores de radio, de manera que redunde en una eficiencia espectral igual que con la configuración no celular: η=

( M / 4) M recursos/(Km 2 × Hz) = (S / 4) × B S × B

(5.2)

Así pues, la estructura de la figura 5.2 permite trabajar con potencias menores, pero sin embargo no conlleva mejora en términos de eficiencia espectral de la red y es menos robusta ante distribuciones de tráfico no uniformes espacialmente. En efecto, si los M usuarios se situasen, por ejemplo, dentro del cuadrante inferior izquierdo, la estructura de la figura 5.1 soportaría M usuarios simultáneos mientras que la de la figura 5.2 sólo podría soportar M /4 usuarios simultáneos. No obstante, el gran interés que originó el concepto celular propuesto por los Bell Labs no se debe únicamente a que esta estructura permita trabajar con niveles de potencia más bajos, sino que también,


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y mediante la reutilización de los mismos recursos radio en puntos suficientemente alejados entre sí como para que no se produzcan interacciones mutuas, permite una mejora de la eficiencia espectral y, en definitiva, de la capacidad de soportar tráfico y usuarios que tiene la red. Si resulta que las previsiones del operador apuntan a una demanda superior a [ M /(S×B)] usuarios/km2/Hz, resulta evidente que el despliegue de la figura 5.2 no ofrece suficiente capacidad para soportar dicho tráfico. El grado de libertad del que dispone el operador para ajustar la capacidad deseada pasa por aprovechar el aislamiento espacial que proporciona el hecho de que dos transceptores radio se puedan encontrar en ubicaciones geográficamente distantes, lo que permite la reutilización de los mismos recursos radio en ambos emplazamientos. De esta forma aparece el concepto de cluster celular y reutilización de recursos, representado en la figura 5.2. En ella se pretende denotar con tonos diferentes el hecho de que las distintas células tienen asignados recursos radio ortogonales.

Fig. 5.4 Ejemplo de reutilización de frecuencias: cada recurso radio se emplea 4 veces dentro de S

Fig. 5.5 Representación del alejamiento radioeléctrico de las células cocanal

Se define el cluster celular como el conjunto de K células entre las que se reparten la totalidad de recursos radio disponibles. Posteriormente, el cluster celular puede repetirse espacialmente, de forma que se emplee más de una vez el mismo recurso radio. Obviamente, la precaución que debe considerarse es que dicha reutilización se lleve a cabo lo suficientemente lejos como para que los efectos de interferencia que se generen sean tolerables. Puede verse de forma más clara en la figura 5.5 cómo, al realizar la repetición del cluster de células, se consigue alejar las fuentes de interferencia


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y, por tanto, gozar de una mejor protección frente a las mismas, en comparación con el caso de la figura 5.3. En el ejemplo se aprecia que la eficiencia de un sistema celular es proporcional al número de veces N K que puede repetirse el cluster en una determinada área geográfica. En particular, N K =4 en la figura 5.4, de modo que cada recurso radio puede emplearse simultáneamente 4 veces dentro de la superficie S. En efecto, y de forma general,

η=

M

( S / N K ) × B

= N K ×

M S × B

recursos/(Km 2 × Hz)

(5.3)

Habitualmente a nivel teórico las células suelen representarse como hexágonos, ya que es una forma geométrica que permite teselar el plano de forma regular sin dejar huecos ni producir solapes entre células. Además, es una forma similar al círculo, que corresponde al área de cobertura en un entorno de propagación ideal. Así pues, y no obstante que otras formas como la cuadrada o la triangular, también tienen esta propiedad, la representación habitual de un sistema celular es la mostrada en la figura 5.6.

Fig. 5.6 Teselación hexagonal del plano en un sistema celular

En cualquier caso, si bien no debe olvidarse que en la práctica la señal no quedará confinada sino que, de acuerdo con las características de propagación particulares que se presenten bien se extenderá más allá o bien no llegará a los límites de la representación gráfica teórica, éste puede considerarse un punto de partida satisfactorio. Lógicamente, en la práctica, se tendrán regiones de solapamientos de cobertura entre varias células, igual que pueden aparecer sombras de cobertura en algunas partes y dar lugar a un mapa de cobertura irregular, como el mostrado en el ejemplo de la figura 5.7.


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Fig. 5.7 Ejemplo de cobertura real de una célula

5.2 Arquitectura de red

El despliegue de una estructura celular implica la necesidad de interconexión entre los distintos trasceptores radio. Además, es necesaria la capacidad de interconexión de la red móvil con otras redes de comunicaciones. Por lo tanto, se requiere toda una infraestructura para poder soportar los servicios móviles, reflejada en una cierta arquitectura de red. La arquitectura puede verse como la descripción de un modelo de red que sirve como plantilla para su implementación (fig 5.8). OTRAS REDES DE COMUNICACIONES

OPERACIÓN Y MANTENIMIENTO

NÚCLEO DE RED (CONMUTACION, ENRUTADO)

CONTROLADOR RADIO

BASES DE DATOS

Red troncal

CONTROLADOR RADIO Red acceso

TRANSCEPTOR RADIO

TRANSCEPTOR RADIO

TERMINAL MÓVIL

TRANSCEPTOR RADIO

TRANSCEPTOR RADIO

TERMINAL MÓVIL

Fig. 5.8 Arquitectura genérica de una red móvil celular


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Siguiendo la representación genérica de los subsistemas básicos de que consta una red celular, tenemos: 1. El subsistema de radio, o red de acceso, que es el que realiza el enlace entre los terminales móviles y las redes de comunicaciones. El diseño de este subsistema es tremendamente importante en la configuración de una red celular, y gran parte del éxito o fracaso de la calidad de una red pasa por el diseño adecuado de este subsistema. Este subsistema es el que está enlazado con las estaciones móviles a través del interfaz radio. Como tal, incluye los elementos a cargo de la transmisión y recepción del trayecto radio y la gestión del mismo. Por otro lado, el subsistema radio está en contacto con las centrales de conmutación. Así pues, distinguimos dos tipos de elementos, cuya división funcional es básicamente: a. Los equipos transceptores, includas las antenas y también el procesado de señal necesario, enlazadas con las estaciones móviles a través del interfaz radio y que pueden considerarse como módems de radio, desprovistos de inteligencia y con pocas funciones de control. b. Los equipos controladores de radio, en contacto con las centrales de conmutación, en los que se deposita la capacidad de control y decisión del acceso radio. 2. El subsistema de red, o red troncal, que es el encargado de llevar las comunicaciones desde el subsistema de radio al que se conecta el móvil hasta su conexión con la red destino de la llamada (generalmente la red fija) o hacia otra estación base de la misma u otra red móvil. El subsistema de red incluye las funciones básicas de conmutación o enrutado, así como las bases de datos necesarias para los datos de usuario y la gestión de la movilidad así como el soporte de las funciones de seguridad en las comunicaciones a través de la red y la autenticación de los usuarios y terminales que acceden a la misma. Las bases de datos contienen toda la información del usuario pertinente para la provisión del servicio de telefonía móvil. Los sistemas de altas y bajas de los operadores actúan en esta base de datos para actualizar las características del servicio de cada cliente. También hay información actualizada sobre la situación actual de sus móviles. La función principal es gestionar las comunicaciones entre los usuarios de la red móvil y los usuarios de otras redes de telecomunicación, coordinando el establecimiento de llamadas desde y hacia usuarios móviles. El subsistema de red tiene interfaces con el subsistema de radio de un lado (a través de la cuál está en contacto con los usuarios móviles), y con las redes exteriores por otro. La interfaz con redes externas para comunicarse con usuarios fuera de la red móvil puede requerir un elemento de adaptación (IWF, Interworking Functions), cuya labor puede ser más o menos importante en función del tipo de información de usuario y de la red con la que se interconecte. Se distinguen dos grandes filosofías de red: a. Subsistema de red orientado a circuitos. En este caso se establece una conexión permanente y dedicada para cada comunicación, tal y como muestra la figura 5.9. Una vez establecida la comunicación no es necesario el direccionamiento explícito de la información que circula por la red troncal, ya que el circuito está establecido de manera biunívoca. Este es el caso típico de las redes que soportan el servicio de voz, ya que dada la elevada utilización que se hace de la conexión durante el tiempo de la comunicación, resulta razonable establecer la línea dedicada. b. Subsistema de red orientado a paquetes. En este caso las diferentes comunicaciones comparten el mismo medio de transmisión, tal y como muestra la figura 5.9, y es


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necesario que cada paquete lleve el direccionamiento de manera explícita, puesto que el recurso es compartido entre diversos usuarios. Este es el caso típico de las redes de datos, en las que pueden presentarse aplicaciones que presenten un bajo período de actividad, ante lo cual no es razonable establecer circuitos dedicados de manera permanente. En el contexto de los subsistemas de red orientados a paquetes, IP es la tecnología predominante.

OTRAS REDES DE COMUNICACIONES

OTRAS REDES DE COMUNICACIONES

Subsistema de red modo circuito

SUBSISTEMA DE RADIO

UE UE UE

Subsistema de red modo paquete

SUBSISTEMA DE RADIO

UE UE UE

Fig. 5.9 Conmutación en modo circuito y en modo paquete

3. El subsistema de red hace uso de una red soporte de señalización, que permite interoperatividad entre entidades del subsistema de red dentro de una o varias redes móviles (distintos operadores). Por señalización se entiende toda comunicación dedicada a gestionar los recursos del sistema para permitir la comunicación. Al hablar de comunicaciones celulares, se va a tratar de forma diferente la señalización asociada a la transmisión de radio y la relativa a la propia estructura de red. Funcionalmente, se podría distinguir entre: a. Señalización destinada a la gestión de los recursos de radio. b. Señalización destinada a la gestión de la movilidad. c. Señalización destinada al establecimiento de la comunicación, que, además, puede ser común con otros sistemas de comunicación y, en particular, debe ser compatible con las redes fijas a las que las redes celulares se conectan. 4. El subsistema de transmisión, que está constituido por la estructura de enlaces que soporta las comunicaciones entre los diversos elementos de red. Es un elemento importante en la planificación, dado que implica grandes costes de explotación, y que suele quedar en un segundo plano cuando se explican las funcionalidades y capacidades de una red celular. En ocasiones la transmisión se lleva a cabo soportada por fibra óptica, pero en casos en que los


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distintos elementos de la red se encuentran en ubicaciones poco accesibles se puede hacer uso de radioenlaces. 5. El subsistema de operación y mantenimiento, que permite detectar y corregir o, al menos, ayudar a corregir los posibles fallos que se producen a diario en cualquier red. Si bien el funcionamiento teórico de la red no necesita de este subsistema, en la práctica no sería posible mantener un correcto funcionamiento de una red de telecomunicaciones sin el mismo. El subsistema de explotación es el que permite al operador cobrar por el uso de su red, así como administrar la base de datos de sus clientes y configurar sus perfiles de usuario en función de las políticas comerciales desarrolladas. 6. El terminal móvil, que además de las funciones básicas de radio y de proceso necesarias para acceder a la red a través de la interfaz radio, debe ofrecer un interfaz al usuario (tal como micrófono, altavoz, pantalla y teclado), o un interfaz hacia otros equipos terminales (tal como un interfaz hacia un PC o un fax). El resto de la estación móvil contiene todas las capacidades básicas de transmisión y señalización para acceder a la red. Un aspecto fundamental de la estación móvil en algunos sistemas digitales (como GSM) es el concepto de módulo de usuario o SIM (Subscriber Identity Module). La SIM es básicamente una tarjeta inteligente que contiene toda la información referente al usuario almacenada en la parte de usuario de la interfaz radio. Sus funcionalidades, además de esta capacidad de almacenar información, se refieren también a los aspectos de confidencialidad. El concepto de un dispositivo extraíble con los datos del usuario tiene en sí mismo grandes consecuencias. Ejemplo 5.1: Arquitectura de la red GSM

AuC VLR BSC BTS

HLR

MSC

BTS

SMSC

Red acceso

Red troncal

Redes externas

Red GSM Fig. 5.10 Arquitectura de la red GSM

El despliegue del sistema GSM se lleva a cabo con una red de radiocélulas contiguas para cubrir una determinada área de servicio. Cada célula tiene una BTS (Base Transceiver Station) que opera con un conjunto de canales diferente de los utilizados por las células adyacentes. Un determinado conjunto de


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BTS es controlado por una BSC (Base Station Controller), cuya función primaria es decidir qué recursos radio hay que activar en cada momento para el inicio, mantenimiento y terminación de una llamada, así como constituir un primer nivel de concentración de enlaces. Un grupo de BSC es, a su vez, controlado por una MSC (Mobile Switching Centre) que enruta llamadas hacia y desde redes externas públicas o privadas de telefonía o datos, controla los servicios suplementarios y recoge la información necesaria para tarificación. El HLR contiene información de estado (nivel de subscripción, servicios suplementarios, etc.) de cada usuario asignado al mismo, así como información sobre la posible área visitada, a efectos de enrutar llamadas destinadas al mismo (terminadas en el móvil). Pueden existir números adicionales dependientes de uno principal, asociados a diferentes servicios de datos y fax, caracterizados por una serie de atributos que también quedan recogidos en esta base de datos. El VLR contiene información de estado de todos los usuarios que en un momento dado están registrados dentro de su área de localización; información que ha sido requerida y obtenida a partir de los datos contenidos en el HLR del que depende el usuario. Por último, se observa en la figura 5.10 la presencia del AUC, centro de autenticación de usuarios, así como el SMSC, centro de servicio de mensajes cortos. Una descripción más detallada de la arquitectura de la red GSM puede encontrarse, por ejemplo, en [MOU-92]. Ejemplo 5.2: Arquitectura de la red GPRS

El sistema GPRS se constituye de aquellos elementos incorporados a la red GSM para tener acceso a las redes de paquetes desde los terminales móviles. En la figura 5.11 se expone el esquema global del sistema GPRS.

AuC VLR

BTS

BSC PCU

HLR Redes externas

MSC SMSC

BTS Red acceso

SGSN

BACKBONE IP

Red troncal Red GSM/GPRS Fig. 5.11 Arquitectura de la red GPRS


GGSN

Redes externas

183


El cambio más relevante que introduce la red GPRS a la red GSM es la incorporación de dos nuevos nodos: el SGSN (Serving GPRS Support Node) y el GGSN (Gateway GPRS Support Node) conectados a través de Backbone IP. De forma general, el SGSN se encarga de toda la gestión de movilidad y de mantenimiento del enlace lógico entre el móvil y la red, es decir, hace las veces del MSC para la red de datos. Por su parte, el GGSN es el dispositivo que proporciona el acceso a las redes de datos y, en particular, Internet. Con todo esto, GPRS introduce un backbone totalmente nuevo basado en una red IP. Los paquetes radio generados por los terminales móviles se encapsulan en tramas IP en el nodo de servicio SGSN, el cual encamina el paquete IP a través del backbone hasta el nodo GGSN que tiene conexión con la red de paquetes, que en la mayoría de los casos puede ser Internet. A nivel radio, los cambios requeridos son pocos, ligados únicamente a la introducción de una comunicación de paquetes en el interfaz aire, el PCU (Packet Control Unit), encargado de manejar la comunicación de paquetes. Las PCU se añaden en las estaciones base centrales (BSC) y requieren la introducción de un nuevo software en las mismas. La base de datos de GSM que mantiene el perfil de usuario, el HLR, ha sido ampliada con la información de los subscriptores de GPRS (GPRS-HLR). Se deben actualizar también los centros de mensajes cortos, el SMS-GMSC y el SMS-IWMSC, para soportar la transmisión de mensajes cortos (SMS) vía el nodo de servicio SGSN. Una descripción más detallada de los elementos de la red GPRS puede encontrarse, por ejemplo, en [AND-01].

Ejemplo 5.3: Arquitectura de la red UMTS

El sistema UMTS se planteó desde buen principio con objetivos claros de mejora de las capacidades de las redes móviles, pero también se contempló desde el inicio la compatibilidad con los servicios GSM existentes y la posibilidad de reutilizar infraestructura. Así, la denomina Release 99 del 3GPP identifica, con respecto a la arquitectura de la red UMTS en su primera fase (fig. 5.12), los siguientes aspectos: 1. Incorpora una nueva red de acceso radio, basada en tecnología CDMA y por lo tanto radicalmente diferente del acceso radio GSM/GPRS. Esta red de acceso radio consta de los denominados nodos-B, el equivalente a las estaciones base GSM, y de las RNC, controladores de las estaciones base. 2. Aprovecha la red troncal GSM/GPRS, lo que le permite distinguir entre CN-CS (Core Network Circuit Switched) y CN-PS (Core Network Packet Switched). Una visión más detallada de la arquitectura de UMTS se puede encontrar por ejemplo en [HOL-02].


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AuC

BTS

BSC PCU

VLR

HLR Redes externas

MSC

BTS

Red acceso GSM/GPRS

SMSC RNC

SGSN

BACKBONE IP

GGSN

Redes externas

Nodo B Nodo B

Red acceso UMTS Red troncal Red GSM/GPRS + UMTS Fig. 5.12 Arquitectura de la Release 99 de UMTS

5.3 Funciones generales

En este apartado se pretende dar una visión general de las funcionalidades necesarias en una red móvil para poder llegar a soportar la prestación de diversos servicios. El interés en este punto es identificar dichas funcionalidades, si bien la implantación final de las mismas dependerá de la tecnología empleada. Las particularidades que presenta un sistema móvil con respecto a uno fijo, y que deben contemplarse en el diseño del sistema para que sea viable en la práctica, son principalmente: 1. En la red móvil el punto de acceso a la red es desconocido, puede ser cualquiera dentro de la zona de cobertura del sistema. 2. En una red móvil el usuario puede desplazarse a lo largo de la comunicación, y la movilidad debe soportarse de manera transparente para el usuario. 3. La red móvil suele estar limitada por autointerferencia (la interferencia que afecta a los usuarios de la red viene generada por otros usuarios de la misma red) en lugar de por el ruido. Teniendo en cuenta los puntos anteriores, las funciones generales que se deben incluir en una red móvil que presenta una arquitectura general como la expuesta en el apartado 5.2 son los que se pasan a describir en los siguientes apartados.


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5.3.1 Enganche

En la red fija cada usuario está permanentemente conectado a la red mediante el par de cobre, de manera que al descolgar el teléfono se cierra un circuito con la central telefónica que permite que circule corriente; la red lo detecta automáticamente y además tiene perfectamente identificado al usuario al estar asociado a una determinada línea física. Sin embargo, en una red móvil el proceso no es tan sencillo. Cuando el usuario pone en marcha el terminal, lo primero que debe hacerse es buscar la red del operador con el que se tiene contrato. Para que los terminales puedan saber que se encuentran en el área de cobertura de un operador, cada estación base transmite unas señales de referencia, que facilitan al terminal móvil la sincronización con la red y proporcionan al terminal toda la información necesaria referente a la identificación de la red y la configuración de la misma. Esta información se suele denominar información de broadcast , ya que resulta de interés para cualquier terminal que se mueva por la red celular. Además, el nivel de potencia con el que se detecta dicha señal de referencia proporciona una idea del grado de cobertura del que se dispone. El conjunto de recursos físicos posibles sobre los que se puede enviar la información de broadcast , así como el formato y definición de todas y cada una de las informaciones transmitidas, queda especificado en el estándar del sistema. En caso de que no se detecte esta información, significa que el móvil no está dentro de la zona de cobertura. También es posible (de hecho en zonas urbanas es altamente probable) que el móvil sea capaz de identificar la información de broadcast transmitida desde varias estaciones base. En este caso, debe centrarse en la que reciba con mejor nivel, ya que en principio es la que puede proporcionarle servicio de la manera más eficiente. El usuario tiene conocimiento del enganche en la red a través de la pantalla, en la que en caso de haberse detectado el canal de broadcast se muestra un indicador del nivel de cobertura de que se dispone en la ubicación actual; también es posible que se muestren por pantalla algunos mensajes (por ejemplo el nombre del operador que proporciona servicio). Ejemplo 5.4: Enganche en TDMA y en CDMA

En el caso del GSM-900 la información de broadcast baja en alguna ranura TDMA de alguna de las portadoras asignadas a la estación base (en el caso más genérico alguna de las 125 portadoras definidas en las especificaciones), con lo que en el peor de los casos al poner en marcha el móvil éste debe escanear las 125 portadoras buscando dicha información (manteniendo la esencia aquí expuesta, en realidad el proceso es más complicado y sofisticado; el lector interesado puede encontrar los detalles en [MOU-92]). También en las especificaciones se detalla, por ejemplo, cuándo se envía un identificador de la red y con cuantos bits se representa esta información, cuándo se envía un identificador de la célula que transmite la información de broadcast , etc. En el caso de un sistema CDMA, como puede ser UTRA-FDD, la información de broadcast se envía modulada por una determinada secuencia código, de entre un conjunto limitado que está definido en las especificaciones. Por lo tanto, en el peor de los casos, el móvil debe intentar el despreading con todas estas secuencias para intentar detectar la información de broadcast (manteniendo la esencia aquí expuesta, en realidad el proceso es más complicado y sofisticado; el lector interesado puede encontrar los detalles en [HOL-02]).


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5.3.2 Acceso

Una vez el móvil ha “descubierto” a la red, supóngase que desea realizar una llamada. Para ello debe solicitar recursos a la red, mediante un procedimiento de acceso. El sistema tiene establecidos una serie de recursos físicos para que los usuarios que quieran solicitar servicio o comunicar cualquier aspecto a la red puedan dirigirse a ella. Por cuestiones de eficiencia, y dado que el número de usuarios puede ser muy elevado mientras que los accesos a la red suelen ser poco frecuentes, los canales de acceso son compartidos entre todos los usuarios, de manera que debe seguirse un cierto protocolo para intentar acceder a la red por estos canales. A través del canal de broadcast se comunica a los móviles la identificación de los recursos físicos dedicados al acceso así como los parámetros de configuración del mismo. Típicamente el mecanismo de acceso sigue un protocolo S-ALOHA. Esto es, los móviles transmiten las peticiones de acceso a la red aleatoriamente (sin coordinación entre ellos). Al cabo de un cierto tiempo, cada uno debe esperar a recibir un mensaje de reconocimiento por parte de la red. Si no lo recibe, significa que o bien se ha producido una colisión con otros usuarios que han transmitido sus mensajes de petición por el mismo recurso físico simultáneamente o bien se ha transmitido con un nivel de potencia excesivamente bajo que no ha permitido a la estación base detectar el mensaje de petición. En este caso, se vuelve a enviar el mensaje de acceso transcurrido un tiempo aleatorio y se incrementa el nivel de potencia con que se realiza esta nueva petición. Ejemplo 5.5: Acceso en TDMA y CDMA

Por ejemplo, en un sistema TDMA/FDMA como GSM el canal de broadcast indica en qué frecuencia y qué la ranura debe enviarse la ráfaga de acceso, típicamente la ranura 0. En cambio, en un sistema CDMA el canal de broadcast especifica la secuencia código dedicada para que los móviles pueden realizar peticiones de acceso a la red. 5.3.3 Monitorización

Puesto que el terminal móvil puede desplazarse a lo largo de la red, los fenómenos de propagación e interferencias provocan que la calidad de la señal recibida vaya variando a lo largo del tiempo. El sistema celular debe procurar que el terminal móvil esté servido por la estación base más adecuada en cada momento. Quien mejor y más fácilmente puede saber la calidad con la que se recibe la señal de las distintas estaciones base en el enlace descendente es el propio terminal móvil, que tiene la capacidad de medir la señal de referencia que envían cada una de ellas. Por otro lado, la red dispone de información a otro nivel que también debe tenerse en cuenta para decidir a qué estación base conectar cada terminal móvil (por ejemplo la disponibilidad de recursos libres en cada célula). Así, la monitorización de la red puede incluir tanto medidas tomadas por el terminal móvil como medidas o informaciones disponibles directamente en la red. En principio, el procedimiento que puede resultar más adecuado es que el terminal móvil se encargue de recopilar la información de calidad referente a las distintas bases que es capaz de escuchar y que transfiera dicha información a la red, para que ésta finalmente decida cómo servir a los diferentes usuarios. Esta información puede ser el nivel de potencia recibido de cada base, la relación señal a interferencia medida sobre la señal de referencia de cada base, etc. En cualquier caso, al tratarse de medidas a nivel de señal es necesario realizar un promediado temporal de las mismas para eliminar los efectos de las fluctuaciones.


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Además, nótese que el terminal tiene que ir “descubriendo” la red dinámicamente a medida que se va desplazando, ya que pueden ir apareciendo nuevas estaciones base a las que se va aproximando el móvil y que deben ser monitorizadas. Por lo tanto, el terminal efectúa el seguimiento de un conjunto de estaciones base pero continuamente debe escanear los recursos para intentar identificar nuevas células. 5.3.4 Movilidad local: Handover

El procedimiento de handover es fundamental en los sistemas celulares, ya que es el que permite la transferencia de la comunicación de una estación base a otra a medida que el usuario se va desplazando. En definitiva, el handover hace transparente para el usuario la arquitectura celular que despliega el operador sobre el territorio para poder prestar servicio y soportar la movilidad. El motivo más habitual para desencadenar un proceso de handover es la mala calidad; es decir, a medida que el móvil se aleja de la estación base de servicio se va degradando la calidad y puede resultar más adecuado que una estación base vecina pase a hacerse cargo de la comunicación. No obstante, los mecanismos de handover pueden dispararse a veces por cuestiones de tráfico: si hay una célula muy cargada, puede resultar interesante que los móviles más alejados, aún y cuando dicha célula sea la mejor para ellos, pasen a ser servidos por células vecinas que proporcionen un nivel de calidad suficiente. En estos casos el handover permite liberar carga de dicha célula derivando tráfico hacia las células vecinas. En el proceso de handover se diferencian tres partes: 1. Medidas. Los desvanecimientos en el nivel de señal y el hecho de que éstos varíen a lo largo del tiempo dificultan y pueden falsear tanto la necesidad del propio traspaso de la comunicación como la determinación del momento más adecuado para realizarlo. Por ejemplo, tomando como referencia la figura 5.13, nótese que la presencia de los desvanecimientos rápidos Rayleigh puede provocar que en un instante dado la potencia recibida desde la BTS2 sea mayor que la recibida de la BTS1, aunque ello no sea la situación habitual si el móvil se encuentra a una distancia radioeléctrica de la BTS2 mayor de la que le supone la BTS1. Así pues, es necesario disponer de medidas fiables de la situación en la que se encuentra la red para posteriormente asegurar que las decisiones de traspaso que se tomen son adecuadas. En definitiva, dadas las fuertes fluctuaciones instantáneas debidas a los desvanecimientos Rayleigh, que pueden llegar a provocar variaciones de hasta 40 dB, las medidas de potencia deben estar suficientemente promediadas en el tiempo como para eliminar el efecto de esta componente y proporcionar el valor medio real de la potencia recibida. En la figura 5.13 se muestra la ubicación de un terminal móvil que describe una trayectoria determinada y se acompaña con la potencia instantánea recibida de la BTS1 y la BTS2. En ella se distinguen las componentes de pérdidas de propagación, desvanecimientos lentos y desvanecimientos rápidos vistos en el capítulo 2. Supóngase que el algoritmo de handover decide que si PBTS2>PBTS1 se traspasa la comunicación de BTS1 a BTS2, mientras que si PBTS1> PBTS12 se traspasa la comunicación de BTS2 a BTS1.


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BS2

BS1 -

40

-

50 ) m B d ( - 60 a d i b i c 70 e r a i c - 80 n e t o p - 90 e d l e - 100 v i N -

110

-

120

t (s) 0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

Fig. 5.13 Potencia recibida en el móvil con respecto a BTS1 y BTS2

a. Según la ampliación mostrada en la figura 5.14, se aprecia que con una medida instantánea de potencia se decidiría realizar multitud de traspasos en un período de tiempo muy corto, lo cual es impracticable desde el punto de vista de la señalización necesaria para llevarlo a cabo e inadecuado desde el punto de vista de funcionamiento del sistema. De ahí la necesidad de trabajar con medidas promediadas. b. En la figura 5.14 se presenta en trazo grueso la potencia media local recibida de cada estación base, que sería la resultante de promediar adecuadamente la potencia instantánea y por tanto eliminar la fluctuación rápida Rayleigh. En este caso, el algoritmo de handover llevaría a realizar diversos traspasos en un período de tiempo también corto, lo cual, pese a ser realizable desde el punto de vista de la señalización necesaria a transferir, no es adecuado desde el punto de vista de eficiencia del sistema.


189


-55 -60

) m B d ( -65 a d i b i -70 c e r a i c -75 n e t o p e -80 d l e v i -85 N

-90

30

35

40

50

55

60

65

t (s)

Fig. 5.14 Detalle de la potencia recibida en una ventana temporal reducida.

c. Para reducir este efecto indeseado es adecuado aplicar un cierto margen de histéresis en la decisión de handover , de manera que algoritmo de handover decide que si PBTS2 > (P BTS1 + H) se traspasa la comunicación de BTS1 a BTS2, mientras que si P BTS1 > (PBTS12 + H) se traspasa la comunicación de BTS2 a BTS1. La figura 5.15 muestra esta situación: el margen de histéresis aplicado permite que se produzca un único cruce en el período temporal observado, evitándose así efectos de ping-pong (traspasos frecuentes de una célula a la otra). Las curvas en trazo discontinuo reflejan el margen de histéresis sobre la potencia media. - 55 ) m- 60 B d ( a - 65 d i b i c e r - 70 a i c n e - 75 t o p e d - 80 l e v i N

-85 -90 30

t (s) 35

40

50

55

60

65

Fig. 5.15 Potencias promediadas y aplicación del margen de histéresis, H


190


2. Decisión. La decisión de efectuar o no un traspaso de la comunicación se lleva a cabo de acuerdo con un algoritmo de handover . Como todo algoritmo, tiene unas entradas (por ejemplo, niveles de potencia medidos en el móvil de las distintas bases, nivel de potencia recibido del usuario en cuestión en la base de servicio, nivel de ocupación de los recursos radio en las diferentes células, etc.) y la salida del algoritmo es si debe o no hacerse handover y, en su caso, establecer la nueva estación base servidora. A nivel de implantación, y según el responsable de la ejecución del algoritmo así como el tipo de información de entrada al algoritmo disponible, los algoritmos de handover se pueden clasificar en: a. Algoritmos controlados por el móvil, lo que significa que es en el propio terminal móvil donde se ejecuta el algoritmo de handover . Las entradas del algoritmo en este caso son fundamentalmente las medidas que haya tomado el móvil, aunque a través de señalización la red podría también proporcionar otras informaciones de entrada al algoritmo. b. Algoritmos controlados por la red, lo que significa que el algoritmo de handover se ejecuta en la red, haciendo uso por ejemplo del nivel de señal medido en la estación base así como información de la carga soportada en las diferentes células. c. Algoritmos controlados por la red pero asistidos por el móvil, en cuyo caso la cantidad de información que se considera puede ser más amplia, ya que incluye tanto las medidas de la red como las medidas que haya realizado el móvil y que a través de señalización las traslada al punto de la red en que se ejecuta el algoritmo. 3. Ejecución. En caso de que el algoritmo de handover decida la necesidad de efectuar el traspaso, es necesario disparar una serie de procedimientos de señalización que permitan llegar al traspaso físico de la comunicación de manera exitosa. Para ello es necesario que el sistema tenga especificados los protocolos de señalización correspondientes entre las diferentes entidades de la red móvil. Ejemplo 5.6: Señalización para handover en GSM

En GSM pueden distinguirse 3 tipos de handover , según la configuración de la arquitectura de la red en que estén involucradas las dos estaciones base entre las que va a efectuarse el traspaso: 1. Handover intra-BSC (handover entre dos BTS conectadas a la misma BSC) 2. Handover inter-BSC (handover entre dos BTS conectadas a diferente BSC) 3. Handover inter-MSC (handover entre dos BTS conectadas a diferente MSC) El caso más simple es el handover intra-BSC, el cual se ilustra en la figura 5.16. Cuando el algoritmo de handover decide que debe ejecutarse el traspaso, el procedimiento se inicia activando en la nueva BTS un canal del mismo tipo que se viene empleando en la BTS antigua. Cuando la nueva BTS recibe el mensaje de activación de canal (mensaje 1, RSM Channel Activation) devuelve un reconocimiento a la BSC (mensaje 2, RSM Channel Activation Ack). Entonces, la BSC envía al móvil (a través todavía de la BTS antigua) el comando de handover (mensaje 3, RIL3-RR Handover Command) y le indica cuál va a ser la nueva BTS. El móvil seguidamente debe realizar un acceso a través del nuevo canal (mensaje 4, Handover Access) y activar el nuevo enlace, y es a través de la nueva BTS que hace


191


llegar el mensaje 5, RIL3-RR Handover Complete hasta la BSC, tras lo cual se desactiva el canal con la BTS antigua (mensaje 6, RSM RF Channel Release) y se hace reconocimiento de esta acción (mensaje 7, RSM Channel Release Ack).

6 RSM RF Channel Release

BSC

1 RSM Channel Activation 2 RSM Channel Activation Ack

7 RSM Channel Release Ack

BTS ANTIGUA

5 Handover Complete BTS NUEVA 4 Handover Access

3 RIL3-RR Handover Command

Fig. 5.16 Señalización en un procedimiento de handover intra-BSC en GSM

5.3.4.1 Caracterización de la toma de medidas

A efectos de promediado del desvanecimiento rápido Rayleigh, puede tomarse como estimador de la potencia media en una ventana temporal de T1 segundos: r T 1

=

1 T 1

T 1

∫ 10 log(r (t ))dt

(5.4)

o

donde r (t ) es la componente de fluctuación rápida asociada a la envolvente de la señal recibida. Puede verse en [HAT-80] que la dispersión resultante en la medida efectuada viene acotada por 2

σT 1 ≅

 τ  2 1 −  J o (2π f d τ)d τ dB ;  T 1  T 1 −∫  T 1 

5.57 2

T 1

si f d T 1 ≥ 0.3

(5.5)

donde f d es la frecuencia Doppler máxima y J o es la función de Bessel de primer orden. La figura 5.17 muestra el grado de imprecisión de la medida para distintas ventanas de promediado así como para distintos Doppler. Con 60 Hz se obtienen dispersiones inferiores a 1 dB con ventanas de promediado inferiores a 1 s, mientras que para 5 Hz debe promediarse alrededor de 10 s.


192


) 6 B d ( a 5 d i d e m4 a l e d 3 n ó i s r 2 e p s i D1

5 Hz 60 Hz

0 0,01

0,1

1

10

Tiempo de promediado (s) Fig. 5.17 Dispersión en la medida de la potencia media en función de la ventana de promediado

Las desviaciones que pueden presentarse en la potencia media estimada con respecto a la potencia media real deben tenerse en cuenta en la definición del algoritmo de handover . La dispersión de la medida supone que esta entrada al algoritmo de handover no es totalmente fiable (precisa), de manera que este hecho resulta en un elemento adicional que contribuye a la definición del margen de histéresis junto al propio derivado de los desvanecimientos lentos. Ejemplo 5.7: Promediado de potencias en GSM

En GSM el terminal va midiendo la potencia recibida de las distintas bases por el canal de broadcast . Puesto que el número de bases que deben monitorizarse puede ser significativo, el terminal va tomando varias muestras instantáneas de cada una de las portadoras para obtener una estimación de la potencia media a partir del promediado de las muestras instantáneas. Cuando el terminal tiene una comunicación establecida, cada 480 ms transfiere a la red el nivel promediado de la estación base de servicio y hasta las 6 mejores vecinas. Estas medidas las toma en los intervalos de tiempo libres que le quedan entre la ranura de transmisión y la ranura de recepción, lo que viene a ser un total de unos 3 ms por cada trama que se pueden dedicar a estos efectos. En la tabla 5.1 se muestra el número aproximado de medidas disponibles en función del número de estaciones base que se escuchan. Puede apreciarse que cuando el número de bases a monitorizar es elevado, por ejemplo 32, la potencia media se estima como resultado de 3-4 muestras instantáneas, con lo que puede haber una dispersión significativa entre el valor estimado y el valor r eal. Tabla 5.1 Número de muestras tomadas para cada portadora en función de las bases a monitorizar

Número de bases a monitorizar 32 16 10 8

Número de muestras instantáneas de potencia de cada base en un período de 480 ms 3-4 6-7 10-11 12-13


193


En el sistema UMTS, no obstante, se puede configurar este proceso y hacer que el móvil sólo transfiera a la red las medidas de las células vecinas cuando ocurra un cierto evento (por ejemplo, que una base se escuche tan bien o mejor que la de servicio). De esta manera se pueden evitar transferencias inútiles (por ejemplo, si el móvil está quieto y cerca de una determinada base, no tiene mucho sentido mandar continuamente informaciones que serán siempre muy similares y que además indican que no hace falta hacer un traspaso) y optimizar el uso de los recursos radio. 5.3.4.2 Caracterización de los procedimientos de handover

Los procedimientos de handover son fundamentales en el entorno de los sistemas celulares, ya que en definitiva aseguran la continuidad de las comunicaciones a medida que los usuarios se desplazan. Por lo tanto, es importante identificar los principales aspectos del sistema que inciden en las necesidades de handover de los usuarios, y considerar sus implicaciones en el dimensionado y despliegue de la red así como en la configuración de la misma. Con objeto de ilustrar los principales parámetros que intervienen en relación con el handover , consideraremos a continuación un escenario de handover simplificado. Supóngase un sistema celular regular con células de radio R metros. Modelemos la distancia que recorre un móvil dentro de una célula como una variable aleatoria con distribución uniforme en el intervalo [0, 2 R] metros. El tiempo de permanencia en la célula, t p, si el móvil se desplaza a velocidad uniforme de V m/s será también una variable aleatoria con distribución uniforme en el intervalo t p ∈ [0, 2 R/V ] segundos, de manera que su función de densidad de probabilidad vendrá dada por: f (t p ) =

1 2 R / V

 2 R   V 

t p ∈ 0,

(5.6)

Si la duración de la conexión, t d , puede modelarse como una variable aleatoria exponencial de media T segundos, su correspondiente función de densidad de probabilidad se expresa como f (t d ) =

1 T

e

−t d / T

t d ∈ [0,+∞ )

(5.7)

La probabilidad de que dicho usuario deba efectuar un handover , P h, a lo largo de la comunicación viene dada por el hecho de que la duración de la misma supere el tiempo de permanenecia en la célula. Así, la probabilidad de handover puede calcularse a partir de un ejercicio de probabilidad condicionada: 2 R / V

P h

= ∫ P (t d > t p t p ) f (t p )dt p

(5.8)

0

A su vez, la probabilidad condicionada de que la duración de la comunicación sea superior al tiempo de permanencia en la célula vale

(

∞

P t d > t p t p

) = ∫ f (t )dt d

d

= e −t p / T

t p


(5.9)

194


Definiendo el factor de movilidad como α=(2R)/(V×T), finalmente se tiene que 2 R / V

P h =

∫ e

− t p / T

0

1 1 −α dt p = [1 − e ] α 2 R / V

(5.10)

La lectura de la ecuación 5.10 indica claramente que: 1. Cuanto más pequeñas sean las células (menor R) más fácil será que el usuario deba realizar un traspaso. 2. Cuanto mayor sea la velocidad del móvil (mayor V ) más fácil será que el usuario deba realizar un traspaso. 3. Cuanto más larga sea la duración de las comunicaciones (mayor T ) más fácil será que el usuario deba realizar un traspaso. La figura 5.18 representa la probabilidad de handover , P h, en función del factor de movilidad α.

r e v o d n a h

1 0,9 0,8

0,7 e d 0,6 d a d i 0,5 l i b 0,4 a b o r 0,3 P 0,2 0,1 0 0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

4,5

5

Factor de movilidad Fig. 5.18 Probabilidad de handover en función del factor de movilidad

Uno de los aspectos que incide más negativamente en la calidad percibida por la llamada es la interrupción de la misma, también conocida como dropping . La terminación forzada de una llamada puede deberse principalmente a: 1. La aparición de una fuerte interferencia que degrade de manera significativa la comunicación y que provoque su interrupción. 2. La pérdida de cobertura debido a la evolución de la trayectoria del terminal (por ejemplo al pasar por un túnel en que no haya repetidores internos). 3. El móvil se acerca a una nueva estación base, que no tiene recursos disponibles y, por lo tanto, no puede soportar la continuidad de la comunicación. En este caso suele decirse que la llamada ha llegado a una célula que se encuentra bloqueada, y suele ser la causa principal de dropping en un sistema real.


195


Nótese que, aunque la probabilidad de encontrar una célula bloqueada puede controlarse por parte del operador mediante la asignación de recursos radio suficientes en comparación con la demanda de servicio en la zona de interés, la probabilidad de dropping de la llamada depende también tanto de la estructura de la red desplegada (tamaño de las células) como del comportamiento del terminal (velocidad y duración de las llamadas). Así, aún y cuando la probabilidad de bloqueo por célula pueda ser pequeña, la probabilidad de dropping de la llamada puede ser elevada. En efecto, siendo P h la probabilidad de realizar un handover y P bh la probabilidad de encontrar la célula de destino bloqueada, se tiene que la probabilidad de terminación forzada viene dada por ∞

P drop

= ∑ P h P bh [ P h (1 − P bh )]k = k =0

P h P bh

(5.11)

1 − P h (1 − P bh )

La figura 5.19 muestra gráficamente los efectos expresados por la ecuación 5.11. Cuanto mayor sea el número de handovers más fácil resultará que la comunicación no pueda terminarse de manera natural. Por su parte, la figura 5.20 muestra gráficamente la probabilidad de dropping de una llamada para distintas probabilidades de handover y probabilidades de bloqueo en las células.

BTS

BTS BTS BTS BTS

BTS

BTS BTS

BTS

BTS

BTS BTS

BTS

Fig. 5.19 Handovers que deben realizarse para soportar la comunicación ) 40,00 % ( g n i p 30,00 p o r d e d 20,00 d a d i l i b a b 10,00 o r P

0,00

Pbh=1% Pbh=2% Pbh=5%

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

0,9

Probabilidad de handover Fig. 5.20 Probabilidad de dropping en función de P h y P bh


196


Para tener un mejor control de la probabilidad de dropping se pueden establecer técnicas de reserva de recursos, de manera que el operador destina un conjunto de recursos reservados exclusivamente a los procedimientos de handover . 5.3.5 Movilidad global: bases de datos del sistema

En caso de que haya una llamada dirigida a un móvil, la red celular debe tener sus mecanismos para poder avisar al móvil y establecer finalmente la conexión. El procedimiento consiste en dedicar unos recursos en el enlace descendente, conocidos como canales de paging , que los terminales móviles deben ir escuchando y por los que se envían los mensajes de aviso. Cuando el terminal detecta un aviso dirigido a él por el canal de paging , responde al mismo a través de los canales de acceso y a partir de aquí se sucede toda la señalización necesaria para terminar con el establecimiento de la llamada. Puesto que la base de usuarios del operador, así como el ámbito geográfico de cobertura, pueden ser muy grandes (un operador puede tener fácilmente varios miles de estaciones base) no tendría sentido que todos los mensajes de búsqueda se difundiesen por todas las células de la red; por tanto debe establecerse un mecanismo de búsqueda de usuarios eficiente. Para ello se introduce el concepto de área de localización, que consiste en una agrupación de células que debe determinar el operador, y que es el nivel de resolución con el que se trabajará en la red celular en la búsqueda de terminales. Esto es, cada terminal móvil se encuentra asociado a una única área de localización y esta información se mantiene en una base de datos. Cuando se presenta una llamada entrante, se consulta la base de datos y el mensaje de búsqueda sólo se difunde en las células pertenecientes al área de localización en la que se tiene registrado al móvil. Lógicamente, este mecanismo requiere mantener actualizada el área de localización en la que se encuentra cada móvil. En particular, se requieren los procedimientos de: 1. Attach. Cuando se pone en marcha el móvil, éste detecta el canal de broadcast que, entre otras informaciones indica el área de localización, a la que pertenece la célula que escucha el móvil. Seguidamente el móvil realiza un procedimiento de acceso para transferir a la base de datos de la red el área de localización en que se encuentra. 2. Update. A medida que el móvil se desplaza, puede detectar al leer el canal de broadcast que la estación base a la que se dirige pertenece a un área de localización diferente de la de la célula servidora. En este caso, el móvil realiza un proceso de acceso para comunicar este cambio de área de localización, que se actualiza convenientemente en la base de datos. También pueden configurarse actualizaciones periódicas de los terminales para asegurar el correcto mantenimiento de la base de datos. 3. Dettach. Cuando el móvil se apaga se realiza un último proceso de acceso para indicar este evento, de manera que a partir de este instante, si llega una llamada dirigida al móvil no es necesario gastar recursos radio con mensajes de paging y ya se puede indicar directamente al extremo llamante que el terminal se encuentra apagado. 5.3.6 Seguridad

Las transmisiones vía radio son, por naturaleza, más susceptibles de ser vulneradas que las realizadas a través de un soporte físico. Las funciones de seguridad que pueden incorporar los sistemas de


197


comunicaciones digitales vienen a cumplir dos objetivos fundamentales: evitar el acceso no autorizado a la red y proteger el carácter privado de las comunicaciones. Estos objetivos pueden conseguirse mediante: 1

El código PIN necesario para tener acceso a la tarjeta SIM. No obstante, el nivel de protección ofrecido por este sistema no es lo suficientemente seguro. 2 Autenticación en la red, basado en señalización que se produce entre esta última y la tarjeta SIM del cliente. Típicamente, la red envía una pregunta elegida aleatoriamente de entre un conjunto muy amplio. La tarjeta SIM conoce la respuesta a dicha pregunta y la transfiere a la red, donde se comprueba que dicha respuesta es correcta, con lo que el usuario queda validado para su acceso y utilización de la red. Similarmente, se incorpora la autenticación del terminal. 3 Encriptado, empleado para evitar que las comunicaciones puedan ser interpretadas en el trayecto radio. Antes de radiar información, el sistema somete los datos a un proceso de encriptación mediante un algoritmo determinado y una nueva clave. 4 Uso de identidades temporales a modo de pseudónimos en el interfaz aire, para evitar que la identidad real del usuario pueda ser capturada. 5.4 Despliegue celular

Cuando un operador se plantea el despliegue de una red móvil celular se parte de unos requisitos en cuanto a: 1. Cobertura, entendida en términos globales como el territorio al que se pretende dar servicio y en términos particulares como la superficie concreta a la que una estación base debe de prestar el servicio. Tal y como se ha visto en el capítulo 2, esta cobertura debe entenderse siempre en términos probabilísticas y garantizar la recepción de un nivel de señal adecuado en un cierto % de los emplazamientos en el radio de influencia de una estación base. 2. Capacidad, entendida como el tráfico que la red debe ser capaz de soportar. El tráfico ofrecido a la red en una determinada zona, expresado en Erlangs/km2, viene determinado por la densidad de usuarios por km2 que se presenta así como por el nivel de tráfico generado por usuario (Erlangs por usuario entendidos como el número medio de llamadas que realiza el usuario por la duración media de dichas llamadas). El tráfico soportado por la red, esto es, la capacidad de la red, viene determinado por la cantidad de recursos radio disponibles así como por la gestión que el operador realice de los mismos. Nótese que para la exposición de los principios básicos de despliegue y capacidad en adelante se asumirá que el tráfico cursado por la red móvil es únicamente de voz. 3. Calidad, entendida a distintos niveles: a. Calidad de las comunicaciones, que puede apreciarse de manera subjetiva (por ejemplo la calidad con que se escucha una conversación de voz) o cuantificarse con ciertos parámetros (la probabilidad de error en la conexión, el retardo en la transmisión de la información, etc.). Si el despliegue de la red y la gestión de los recursos radio disponibles no se realiza de manera adecuada, este parámetro de calidad se resiente. b. Accesibilidad a la red, que supone el grado de disponibilidad de recursos que tiene el operador para cuando un usuario intenta establecer una conexión. Si el tráfico ofrecido a la red es superior al tráfico soportado (esto es, el dimensionado de la


198


capacidad no es adecuado) este parámetro de calidad se resiente. Si la cobertura real del operador es inferior a la cobertura establecida como objetivo, este parámetro de calidad también se resiente (no hay accesibilidad a la red por falta de cobertura). Es importante destacar en este punto que los requisitos del operador varían en el tiempo, y que por lo tanto el despliegue celular debe entenderse como un ejercicio eminentemente evolutivo. En particular, en las fases iniciales de despliegue, por ejemplo de una red GSM, se suele extender progresivamente la cobertura (se extiende el despliegue de la red añadiendo nuevos emplazamientos que amplían la extensión geográfica en la que se ofrece el servicio). Cuando el tráfico ofrecido a la red crece, la estrategia de despliegue del operador se orienta a proporcionar la capacidad necesaria en aquellas zonas donde la elevada demanda del servicio lo justifique, por medio de nuevas bases y transceptores, de manera que pueda seguir garantizándose la accesibilidad y calidad de la red. Por otro lado, las restricciones con que se encuentra el operador son fundamentalmente en términos de: 1. Ancho de banda disponible asignado por el organismo regulador. 2. Condicionantes económicos: se pretenden alcanzar los objetivos de calidad, capacidad y cobertura con el mínimo coste posible. El ejercicio de planificación de la red consiste en determinar el número de emplazamientos necesario para satisfacer unos objetivos dados de cobertura, capacidad y calidad, así como la asignación de recursos radio que debe efectuarse a cada emplazamiento. En los siguientes apartados se expondrán los principios teóricos en los que se sustenta la planificación de las redes celulares, entendiendo que en la práctica dichos conceptos son válidos pero deben adaptarse a una situación más compleja que la idealizada en los planteamientos teóricos. Además, la planificación de la red resulta dependiente de la tecnología de acceso empleada, por lo que se tratan por separado las redes FDMA/TDMA y las redes CDMA. Se considerará implícitamente que el mecanismo de duplexado es en ambos casos FDD y el análisis se centrará en el enlace ascendente. 5.4.1 Sistemas FDMA/TDMA

Tal y como se ha comentado en el capítulo 3, la base del acceso múltiple FDMA es que usuarios distintos puedan transmitir simultáneamente por la red utilizando frecuencias diferentes cada uno de ellos. La aplicación del concepto de reutilización de recursos introducido, en el apartado 5.1, rompe la regla de ortogonalidad entre usuarios FDMA, ya que en la red hay más de un usuario que está empleando la misma frecuencia simultáneamente. No obstante, si se maneja adecuadamente esta violación de la ortogonalidad, esto es, si la reutilización de la frecuencia se realiza en un punto suficientemente alejado como para que se produzca aislamiento radioeléctrico, a efectos prácticos es como si no se hubiera roto la regla de ortogonalidad y por lo tanto puede conseguirse el acceso múltiple de más de un usuario al mismo tiempo en la misma frecuencia, con el consiguiente aumento de la eficiencia espectral del sistema. Más aún, en el despliegue práctico de una red FDMA el operador intenta llevar hasta el límite esta violación de ortogonalidad, de manera que el despliegue de una red, en el contexto de un número de usuarios a soportar elevado, realizará un reuso agresivo de frecuencias, hasta el punto que el nivel de interferencia generado sea el máximo admisible.


199


Para cuantificar el nivel de interferencia sufrido, supóngase que las dos estaciones base de la figura 5.21 utilizan el mismo recurso físico y transmiten la misma potencia, de manera que la relación señal a interferencia vista en el terminal móvil situado al extremo de la célula es

CIR =

S I

β =

1 R α

1 β ( D − R) α

D  =   − 1  R 

α

(5.12)

donde α es el coeficiente de pérdidas de propagación y β es una constante de proporcionalidad.

D

R Fig. 5.21 Distancia D entre células cocanal, para células de radio R

En realidad, dada la estructura celular con reutilización de recursos, se presentarán interferencias de todas aquellas células que tengan asignado el mismo recurso, de manera que deben tenerse en cuenta todos estos términos interferentes. Como criterio práctico suele ser suficiente considerar sólo el pr imer anillo de células interferentes. En el ejemplo de la figura 5.22, donde se toma un patrón de reutilización de tamaño K=3, puede observarse cómo el número de células interferentes cocanal en el primer anillo es n=6. Omitiendo el efecto de la segunda corona de células interferentes, resulta 1  D  CIR =  − 1 n  R 

α

(5.13)

Fijado un objetivo de calidad en términos de que P b ≤ P b*, y suponiendo que el sistema está limitado por interferencias de manera que puede despreciarse el ruido térmico, puede traducirse el requisito de tasa de error a la necesidad de que CIR ≤ CIR*. De este modo queda establecida cual es la distancia mínima tolerable entre células cocanal D ≥

1 + (n × CIR* )

1/ α

× R


(5.14)

200


Fig. 5.22 Ejemplo de reutilización de frecuencias para K=3

Recuérdese que en el apartado 5.1 se ha definido el concepto de cluster celular como el conjunto de K células sobre las que se reparten la totalidad de recursos radio disponibles, y que a partir de aquí se trata de repetir espacialmente el cluster celular , esto es, la agrupación de K células. Claramente, el tamaño del cluster K determina el grado de aislamiento espacial que hay entre células cocanal, de forma que cuanto mayor sea K mayor resultará D. En el ejemplo de la figura 5.22, donde se ha tomado K =3, se aprecia que cada una de las n=6 células del primer anillo interferente se encuentran a una distancia D=3 R de la estación base central. En el ejemplo de la figura 5.23, donde se considera K =7, se observa cómo el hecho de aumentar el tamaño del cluster separa más las células cocanal, concretamente ahora D

= 21 R

(5.15)

Generalizando, puede demostrarse que la relación existente entre tamaño del cluster y distancia entre células cocanal es [LEE-89] D =

3 K × R

(5.16)

Así pues, se obtiene una ecuación fundamental que liga la planificación de reutilización de recursos en un sistema celular con la calidad obtenida en la misma:


201


K ≥

[

1/ α 1 1 + (n × CIR * ) 3

]

2

(5.17)

R +

R 2

D 5

3 2

R

Fig. 5.23 Reutilización de frecuencias para un cluster de tamaño K=7

Puesto que la eficiencia espectral del sistema celular es tanto mejor cuanto más pequeño pueda ser el tamaño del cluster con el que se pueda operar, la lectura de la ecuación 5.17 indica que: 1. Cuanto mayor sea la CIR requerida mayor deberá ser el tamaño del cluster , K . No obstante, nótese que la relación entre la calidad requerida (en términos de tasa de error) y la CIR necesaria para obtenerla depende de las técnicas de ingeniería empleadas en la transmisión y recepción de las señales. Por lo tanto, el uso de modulaciones digitales, técnicas de codificación de canal y entrelazado, diversidad en espacio, etc., permiten que CIR* disminuya para un mismo nivel de calidad y, por lo tanto, la sofisticación del sistema de comunicaciones redunda en una mejora de la eficiencia espectral. 2. A mayor coeficiente de atenuación con la distancia, α, menor podrá ser el tamaño del cluster , ya que la propia propagación tiende a favorecer el aislamiento entre células y, por lo tanto, a reducir el nivel de interferencia mutuo. 3. Si se consigue reducir n, el número de fuentes interferentes, se podría reducir el tamaño del cluster , K . Esta funcionalidad puede conseguirse aplicando la técnica de sectorización, comentada a continuación. El concepto básico de la sectorización consiste en emplear antenas directivas en los emplazamientos para reducir así el nivel observado de interferencia. La figura 5.24 muestra la idea general de la


202


técnica de sectorización para el caso K =3 previamente mostrado en la figura 5.22. Puede apreciarse que, utilizando antenas de 120º, se reduce a 2 el número de fuentes interferentes a cada sector, en lugar de las 6 que se presentan con antenas omnidireccionales. A efectos prácticos, con la sectorización se consigue aumentar el número de células sin nuevas ubicaciones y reducir la interferencia observada por cada una de ellas. Debe tenerse en cuenta que en un escenario sectorizado aumenta la tasa de handover s frente a uno con antenas omnidireccionales, ya que a todos los efectos cada sector de un mismo emplazamiento se comporta como una célula del sistema diferente.

Fig. 5.24 Concepto general de una sectorización de 120º

Obviamente K debe ser un número entero, por lo que la ecuación 5.17 debería redondearse a un número entero por exceso. No obstante, debe tenerse en cuenta que no todos los valores de K resultan implantables en la práctica. En efecto, puede demostrarse que sólo son implantables aquellos valores de K que puedan obtenerse mediante combinación de un par de números enteros (u,v) según la expresión [LEE-89] K = u 2

+ v2 + u × v

(5.18)

Ejemplo 5.8: Determinación del tamaño del cluster

Considérese un sistema móvil limitado por interferencias que requiere un mínimo de 10 dB de CIR para una calidad adecuada. Si el coeficiente de pérdidas de propagación es 4, el tamaño del cluster necesario si no se emplea sectorización es K ≥

1/ 1 1 + (n × CIR * ) 3

[

α

]

2

2 1 = [1 + (6 × 10 )1 / 4 ] = 4.77 3

⇒


K = 7

203


Con un cluster de tamaño K =7, la CIR observada por los usuarios resulta CIR =

1

[ n

3 K − 1] = α

4 1 [ 3 × 7 − 1] = 27.45 (14.38dB) 6

Puesto que el mínimo tamaño de cluster viable en la práctica es significativamente mayor que el que matemáticamente resulta necesario (esto es, el redondeo hace pasar de 4.77 hasta 7), los usuarios observan una CIR significativamente mejor de la mínima necesaria. Si se emplea sectorización de 120º puede operarse con K ≥

1/ 1 1 + (n × CIR * ) 3

[

α

]

2

2 1 = [1 + (2 × 10 )1 / 4 ] = 3.23 3

⇒

K = 4

Supóngase ahora que la incorporación de alguna técnica de ingeniería permite reducir la CIR necesaria a 9 dB frente a los 10 dB originales. El tamaño del cluster necesario con estas condiciones sería: Sin sectorización: K ≥

1/ 1 1 + (n × CIR * ) 3

[

α

]

2

1/ 4 2 1 = 1 + (6 × 10 0.9 ) = 4.38 3

⇒

K = 7

1/ 4 2 1 = 1 + (2 × 10 0.9 ) = 2.99 3

⇒

K = 3

[

]

Con sectorización de 120º: K ≥

1/ 1 1 + (n × CIR * ) 3

[

α

]

2

[

]

5.4.2 Sistemas CDMA

Una de las características más destacadas de CDMA es que, en la medida en que las interferencias multiusuario que se generan en el sistema son de banda ancha, es posible que células adyacentes operen también al mismo tiempo y a la misma frecuencia, siempre y cuando las transmisiones efectuadas hagan uso de secuencias código diferentes. Por lo tanto, el despliegue de las redes CDMA es mucho más inmediato en cuanto a planificación de frecuencias se refiere que el caso TDMA, ya que en CDMA puede hacerse un reuso completo de frecuencias ( cluster de tamaño K =1). Nótese el beneficio en términos de eficiencia que puede derivarse de este reuso completo de recursos, ya que todos los recursos radio asignados a un operador pueden estar disponibles en todas las células de su red. De hecho, si se compara la figura 5.25 con la figura 3.63 (capítulo 3) puede verse claramente que la interferencia que genera un usuario de la misma célula es del mismo tipo que la que proviene de un usuario en una célula vecina operando a la misma frecuencia, siempre y cuando se mantengan las características de correlación de las secuencias empleadas. Por lo tanto, y de manera lógica, el precio que se debe pagar por este reuso agresivo es un aumento de la interferencia a, lo que produce una componente de interferencia intracelular (proveniente de los usuarios de la misma célula) y otra


204


componente de interferencia intercelular (proveniente del conjunto de células adyacentes). En cualquier caso, la ganancia derivada de poder operar con K =1 supera con creces el efecto de la aparición de interferencia intercelular próxima. Para poner de relieve los efectos de la interferencia intercelular basta considerar la situación representada en la figura 5.25, donde se considera que la calidad requerida por el usuario 1 es ( E b /N o)1 * * ≥ ( E b /N o)1 mientras que el usuario 2 demanda ( E b /N o)2 ≥ ( E b /N o)2 . Estas condiciones se expresan como: P 1

 E b  T L1   = × b  N o 1  P 2 + P N  T c  L4 

*

 E  ≥  b  ;  N o 1

P 2

*

 E b  L3 T  E    = × b ≥  b   N o  2  P 1 + P N  T c  N o  2  L2 

(5.19)

Asegurando las condiciones con la igualdad, resulta un sistema de dos ecuaciones con incógnitas los respectivos niveles de potencia transmitidos. Despejando se obtiene *    E b  L1 L3     P SF + × ( ) * N  N  L  E b    4  o  2  ×  P 1 = L1 ×  * *   N o 1  2  E b   E b  L1 L3       SF −  N o  ×  N o  × L4 L2  1 2  

*    E b  L1 L3     + × P ( SF ) * N  N  L  E b    4  o 1  ×  P 2 = L2 ×  * *   N o  2  2  E b   E b  L1 L3       SF −  N o  ×  N o  × L4 L2  1 2  

(5.20)

(5.21)

Nótese que, respecto al caso unicelular, aparecen involucradas las pérdidas de propagación cruzadas entre terminales y bases. Así por ejemplo, y viendo la dinámica que llevaría a la situación de equilibrio que plantean las ecuaciones anteriores, si el terminal 1 se encontrase con un fuerte desvanecimiento en su trayecto ( L1 aumenta), la estación base 1 detectaría que el nivel de señal recibido es demasiado bajo y por tanto que la CIR quedaría por debajo del objetivo. En este caso, a través del control de potencia haría aumentar la potencia transmitida por el móvil, P 1. Esto, a su vez, originaría que la estación base 2 observase un aumento de interferencia que provocaría que la CIR del usuario 2 quedase por debajo de su objetivo. La reacción del control de potencia de la base 2 sería hacer aumentar la potencia transmitida por el móvil 2, P2, para conseguir mantener de nuevo la CIR deseada. De nuevo, ello haría reaccionar a la base 1, que haría aumentar la potencia del móvil 1 y así sucesivamente, hasta llegar a la situación de equilibrio que reflejan las ecuaciones. Ello justifica la aparición de los términos de pérdidas cruzadas, ya que éstos influyen en los niveles de interferencia sufridos.


205


L3

P2 L4

L2

BTS1

L1 BTS2

P1

Fig. 5.25 Sistema celular CDMA con reutilización completa de frecuencias (K=1)

Ejemplo 5.9: Determinación de niveles de potencia transmitidos

Considérese un sistema CDMA en el que la velocidad de transmisión es de 128 kbits/s y el chip rate es de 3.84 Mchip/s. Supóngase que la propagación puede caracterizarse a partir de L( dB) = 120 + 31.7 × log(d Km )

Determínese las potencias transmitidas en el instante mostrado en la figura 5.26 por los dos móviles, objetivo de E b /N o de 5 dB.

P T1 y P T2, asumiendo un control de potencia ideal y con un

4.5 Km BTS1

L1,2

3 Km

BTS2

500m

300 m

L1,1

L 2,2

L2,1 UE1 UE2 Fig. 5.26 Escenario de interferencias considerado

Según el modelo de propagación se obtienen las pérdidas de propagación en los diferentes trayectos: L1,1=110.45 dB, L1,2=135.12 dB, L2,1=140.7 dB y L2,2=103.42 dB. Imponiendo el requisito de calidad sobre cada conexión:


206


 P T ,1     L1,1  × T b  E b   E    =   =  b  N  P T , 2   N o 1  × T c  o  t arg et N o +   L2,1   

 E b     N o  2

 P T , 2     L2, 2  × T b  E  =   =  b  N  P T ,1   × T c  o  t arg et N o +   L1,2   

resulta un sistema de ecuaciones con dos incógnitas P T ,1

=

P T , 2 =

10 0,5 × 1011, 045 1 128 × 10 3

 −19,5 P T ,2  1 + 14,07 × 10  10 3,84 × 10 6  

 10 0,5 × 1010,342  −19, 5 P T ,1 1 + 13,512 × 10   1 10 3,84 × 10 6   128 × 10 3

Despejando y sustituyendo se obtiene P T ,1

= 1,52dBm

P T , 2

= −5,5dBm

El hecho de que en una red CDMA todas las células puedan operar a la misma frecuencia tiene, como se puede intuir, una serie de implicaciones importantes e interesantes. Una de las ventajas que se derivan del reuso completo de frecuencias (cluster de tamaño K =1) es un aumento de la eficiencia del acceso, ya que todos los recursos del sistema están disponibles en todos los emplazamientos. Nótese la diferencia respecto al caso FDMA/TDMA, en que al generarse interferencias de banda estrecha es necesario proporcionar un aislamiento espacial entre células cocanal ( K >1), de manera que se realiza una subdivisión a priori de los recursos y sólo una parte de ellos están disponibles en cada emplazamiento. Por otro lado, este mecanismo de acceso CDMA proporciona de forma natural una mayor flexibilidad a la red y una posible mejor adecuación respecto a situaciones de tráfico no uniforme. En efecto, dado que el sistema CDMA está limitado por el nivel de las interferencias (interferencia intracelular I intra más la intercelular I inter ) así como del ruido térmico P N , la influencia viene dada por la resultante


207


* I total = I int ra + I int er + P N ≤ I

(5.22)

Se puede entender que para garantizar una cierta calidad de la conexión de referencia es necesario que el nivel de interferencia más ruido total, I total , no supere un determinado umbral I*. En el caso de que los usuarios se distribuyan de manera regular por el escenario, el peso medio de las distintas contribuciones de interferencia viene dado por [VIT-94] f =

I int er I int ra

≈ 0.6

(5.23)

Sin embargo, la realidad y la dinámica del comportamiento del sistema móvil es mucho más compleja, y pueden presentarse situaciones que difieran significativamente de una distribución uniforme. Por ejemplo, supóngase que en la célula central se produce un cierto evento (por ejemplo la visita a un centro comercial de un cantante famoso que durante un tiempo firmará su último disco a sus fans), de manera que los usuarios que se encuentran en las proximidades se acercan al lugar (y posiblemente realizan llamadas a sus amigos para explicarles que el cantante se encuentra allí). Este caso puede entenderse como un ejemplo de distribución no uniforme del tráfico, tal y como muestra la figura 5.27.

Fig. 5.27 Ejemplo de traslación de interferencia intercelular a intracelular

Lo que ocurre es que se observa una reducción de I inter (hay menos usuarios en las células vecinas y por tanto se presenta menos interferencia intercelular) y un aumento de I intra (hay más usuarios en la propia célula y por tanto aumenta la componente intracelular). No obstante, nótese que afectos del comportamiento del sistema es relevante el término I total , y por lo tanto esta situación podría resultar tolerable, interpretándose que la tecnología CDMA resulta suficientemente flexible como para poder acomodar (lógicamente hasta cierto punto) estas situaciones de manera natural, sin necesidad de realizar cambios a nivel de protocolos ni de la planificación de la red.


208


Finalmente, el razonamiento anterior basado en que el comportamiento del sistema CDMA viene fundamentalmente influenciado por el nivel de interferencia total observado, esto es, lo que ve un usuario como resultado del mecanismo de acceso múltiple es simplemente potencia interferente, permite intuir que los sistemas CDMA se mostrarán también muy flexibles a la hora de poder integrar y acomodar servicios de naturaleza muy diversas (voz, datos, multimedia, etc.), ya que en realidad en el interfaz radio cualquier servicio se manifiesta fundamentalmente como potencia, teniendo las características concretas del servicio y del tráfico generado un impacto más limitado. Soft handover

Una implicación importante de la reutilización completa de frecuencias característica de CDMA y de la ortogonalidad entre señales en virtud de las secuencias código es la posibilidad de que un terminal móvil se encuentre conectado a dos células al mismo tiempo, lo que se conoce como soft handover .

L2

BTS2

L1 BTS1

P

Fig. 5.28 Escenario de handover en CDMA

Nótese que en un sistema CDMA con control de potencia, a medida que el terminal móvil se aleja de la estación base la tendencia es a incrementar el nivel de potencia transmitido. En efecto, si para simplificar consideramos que la interferencia es constante, I , la potencia transmitida por el móvil de la figura 5.28 se encuentra a partir de E b N o

=

P L1 I

×

T b T c

 E  ≥  b   N o 

*

*

 E  I P = L1 ×  b  ×  N o  SF

;

(5.24)

Claramente, cuanto más se aleje el móvil mayor será L1 y mayor será P . Además, se produce un efecto adicional negativo sobre la célula vecina, ya que ésta observará un nivel de interferencia proveniente de dicho móvil que resultará proporcional a I BTS 2

=

P L2


(5.25)

209


y, por lo tanto, a medida que se aproxima mayor es la interferencia que le provoca porque P tiende a aumentar y L2 tiende a disminuir. Así, se advierte la necesidad de realizar un handover de la comunicación: este procedimiento es más crítico que en sistemas FDMA/TDMA porque ahora el no realizar el handover en el momento apropiado tiene un efecto a nivel global del sistema. Nótese que en FDMA/TDMA, si el móvil se aproxima a BTS2 y no se realiza el handover , no se produce ningún impacto en los usuarios de la BTS2 porque operan a una frecuencia diferente. Sin embargo, en el caso CDMA sí se produce este efecto porque todos los usuarios de la BTS2 observan un incremento de interferencia. En un caso extremo, un único usuario para el que no se efectúa correctamente el traspaso de su comunicación podría ocasionar el dropping de todas las llamadas en curso en la célula a la que se dirige. El proceso de handover convencional, también denominado hard handover , consiste en que, en un momento dado, el terminal libera los recursos radio en la estación base antigua y activa los recursos radio con respecto a la nueva estación base de servicio, de manera que sólo se tiene un enlace radio establecido en cada momento. Centrándonos inicialmente en el enlace ascendente, supongamos que el móvil está conectado únicamente a la BTS1 y sigue una trayectoria en la que se va aproximando a la BTS2. Las condiciones de propagación irán variando a lo largo del tiempo, y por lo tanto la potencia transmitida necesaria también, de manera que puede rescribirse (5.24) para recoger explícitamente esta variación temporal: *

 E  I P (t ) = L1 (t ) ×  b  ×  N o  SF

(5.26)

y lo mismo puede decirse respecto a la interferencia que origina a la BTS2 I BTS 2 (t ) =

P (t )

(5.27)

L2 (t )

Si el móvil estuviera conectado a la BTS2 en lugar de a la BTS1, y de nuevo para simplificar se hace la hipótesis que la potencia interferencia en la BTS2 es la misma que en la BTS1, la potencia transmitida por el móvil sería *

 E  I P ' (t ) = L2 (t ) ×  b  ×  N o  SF

(5.28)

y la interferencia que originaría el móvil a la BTS1 cuando está conectado a la BTS2 sería I BTS 1 (t ) =

P ' (t ) L1 (t )

(5.29)

Así pues, si se considera un hard handover , la situación sería una u otra de las anteriores. Entonces, puede decirse que lo más adecuado sería que el móvil se encontrara conectado a la estación base que requiera la transmisión de un nivel de potencia menor, ya que ello supondría que dicho terminal interfiere lo menos posible al sistema:


210


1. Terminal móvil conectado a BTS1 si P (t ) ≤ P ' (t )

⇒

L1 (t ) ≤ L2 (t )

(5.30)

L2 (t ) ≤ L1 (t )

(5.31)

2. Terminal móvil conectado a BTS2 si P ' (t ) ≤ P (t )

⇒

El problema para conseguir este comportamiento ideal radica en que las atenuaciones varían a lo largo del tiempo y, por lo tanto, cuando el móvil se encuentra próximo en media a la equidistancia radioeléctrica de las dos estaciones base la estación servidora ideal puede cambiar continuamente. En el caso de hard handover , el propio procedimiento de handover , la señalización, etc., no hace viable la consecución de este comportamiento ideal instantáneo. En el caso del soft handover , el terminal puede tener establecidos más de un enlace radio a la vez, con un control de potencia activado también con respecto a cada una de las estaciones base. Con ello, el soft handover sí que permite conseguir el comportamiento idealizado. En efecto, consideremos que el móvil transmite la señal con una secuencia de expansión c(t ). Cuando el terminal móvil se encuentra en una zona próxima en media a la equidistancia radioeléctrica con respecto a las dos estaciones base (la atenuación media respecto a ambas es parecida), el algoritmo de handover decide que se ejecuta un procedimiento de soft handover . Además de la señalización pertinente con el móvil, la red comunicará a la BTS2 que ponga en marcha un receptor para detectar la secuencia c(t ) y se activará un control de potencia desde la BTS2 con el terminal móvil. Por consiguiente, durante el soft handover , el terminal móvil recibirá comandos de control de potencia tanto de la BTS1 como de la BTS2. La potencia transmitida por el móvil será la mínima exigida entre las dos estaciones base: *

P SHO

 E  I = mín( P (t ), P ' (t ) ) =  b  × × mín( L1 (t ), L2 (t ) )  N o  SF

(5.32)

de manera que con los dos enlaces simultáneos se conseguirá minimizar la interferencia generada por dicho usuario, redundando en un beneficio global a nivel de sistema [VITE-94]. En el caso del enlace descendente, las implicaciones del soft handover se concretan en la necesidad de utilizar una secuencia código diferente para la transmisión de la señal hacia el terminal móvil, que se recibe por los dos enlaces. En recepción, se aprovecha la estructura del receptor Rake para dedicar unas ramas a detectar la señal proveniente de la BTS1 y otras ramas a detectar la señal proveniente de la BTS2. Nótese que aquí se aprovecha la separabilidad de las señales en virtud de las características de ortogonalidad (o al menos baja correlación cruzada) entre secuencias. No obstante, el consumo de dos secuencias código para un mismo usuario debe tenerse presente, ya que en el enlace descendente suelen emplearse secuencias código ortogonales (OVSF en el caso de UMTS) y éstas son escasas. Además de la mejora global del sistema debido a la reducción de interferencia, el soft handover produce también una mejora a nivel de la propia conexión del usuario. Esta mejora, conocida también como macrodiversidad , parte del hecho de que se dispone en recepción de dos versiones de la misma


211


señal transmitida y por lo tanto la señal resultante es más robusta. De hecho, se trata del mismo concepto de diversidad visto en el capítulo 3, pero en este caso en lugar de realizarse sobre dos antenas instaladas lo suficientemente separadas se realiza sobre dos estaciones base distintas. La macrodiversidad, por lo tanto, proporciona también robustez y diversidad frente a los desvanecimientos lentos: si el móvil está conectado a una estación base y de repente pierde visibilidad directa se observa una disminución brusca del nivel de señal, ante la cual el control de potencia debe reaccionar; si el móvil está conectado a las dos estaciones base no se produce está transición brusca a menos que también se pierda la visibilidad directa con la otra estación base. 5.5 Capacidad del interfaz radio

En el dimensionado de cualquier red celular resulta de vital importancia cuantificar, aunque sea de manera teórica e incorporando muchas idealidades e hipótesis, la capacidad que tendrá la red de soportar usuarios para una configuración de la red dada y unos ciertos requisitos de calidad. En el contexto de las redes móviles 2G, como GSM, el concepto de capacidad queda fácilmente definido en la medida en que hay básicamente tráfico de voz en la red. Sin embargo, en el marco de los sistemas 3G, en los que se plantea un entorno multiservicio con requerimientos de calidad de servicio muy diversos, el concepto de capacidad de la red debe entenderse de forma más amplia y su estimación no resulta tan inmediata como en el entorno sólo de voz. Las pautas que se presentan a continuación hacen referencia a una red con usuarios de voz. Además, dada la simetría del servicio, que requiere los mismos recursos para el enlace ascendente que descendente, el análisis se realiza en un único sentido de la transmisión: el enlace ascendente. 5.5.1 Sistemas FDMA/TDMA

Para el cálculo de la capacidad que puede ofrecer un sistema de comunicaciones móviles celulares con acceso FDMA o FDMA/TDMA partimos de la premisa que, definidos previamente los requerimientos de calidad del servicio, se ha establecido el tamaño del cluster K necesario, según la ecuación 5.17. Así, siendo B el ancho de banda disponible y Bc el ancho de banda de un radiocanal, el número de recursos disponibles en cada célula en un acceso FDMA resulta M =

( B / Bc ) K

radiocanales/célula

(5.33)

Nótese que para FDMA un radiocanal es lo mismo que un canal o recurso radio, ya que cada portadora tiene capacidad de soportar a un usuario. Para un acceso híbrido FDMA/TDMA, y denotando por B’ c el ancho de banda del radiocanal para remarcar el hecho de que la canalización para soportar un servicio de las mismas características que con acceso FDMA debe ser distinta, el número de radiocanales por célula será M ' =

( B / B' c ) K

radiocanales/célula


(5.34)

212


Si en cada radiocanal (portadora) se define una estructura de trama TDMA con N ranuras por trama resulta que el número de canales o recursos radio disponibles es M = M '× N canales/célula

(5.35)

Si se tiene en cuenta que en cada célula pueden ser necesarios N’ recursos para la señalización del sistema, el número de recursos realmente disponibles para soportar tráfico de los usuarios es M = M '× N − N '

canales/célula

(5.36)

Llegados a este punto, y teniendo cuantificado el número de recursos disponibles, debe determinarse la población de usuarios a la que puede darse servicio con esta cantidad de recursos. Para ello se supone la población caracterizada por el número medio de llamadas por usuario en la hora cargada, Q, y la duración media de una llamada, T s. Puesto que la definición de Erlang hace referencia a la ocupación continuada de un circuito, el tráfico expresado en Erlangs que generará un usuario será precisamente el número medio de llamadas por hora que realiza el usuario multiplicado por la duración de la misma, ya que ello resulta la ocupación de un circuito asociada a dicho usuario. Por otra parte, la calidad del servicio se entiende en una doble vertiente: 1. Calidad percibida por el usuario en sus comunicaciones. 2. Accesibilidad o disponibilidad de la red. La primera de ellas ya está contemplada en este proceso de diseño ( K es adecuada para proporcionar la CIR que, dadas unas ciertas características del sistema móvil que soporta la transmisión, proporcionan la tasa de error deseada). La segunda se contempla estableciendo un objetivo de diseño respecto a la probabilidad de bloqueo de la red. Se entiende por bloqueo el hecho de que un usuario quiera realizar una llamada y ésta no pueda cursarse porque en ese momento están todos los recursos ocupados. Valores típicos considerados como aceptables son del orden del 1%-2% de probabilidad de bloqueo, P B. La teoría básica de colas nos dice que con M recursos disponibles en la célula y un tráfico ofrecido a la misma de E Erlangs, la probabilidad de bloqueo viene dada por [KLE-75] P B

=

( E ) M / M ! M

(5.37)

∑ E / k ! k

k =0

conocida como la fórmula de Erlang-B, de un sistema de colas sin espera. Esta función está tabulada para los distintos valores de E , M y P B. Tal y como se ha dicho, habitualmente los requisitos de calidad de la red fijan tanto P B como K. Para un cierto número de canales disponibles M se encuentra el tráfico (medido en Erlangs) que puede soportar la célula, E . La relación entre el tráfico soportado en la célula y el número de usuarios soportados en la célula, U soportados, es inmediata a partir de la caracterización de la carga que genera cada usuario: E u

= Q(llamadas/usuario/h) ×

1h Q×T × T (s/llamada) = (Erlangs/usuario) 3600 s 3600


(5.38)

213


U soportados

=

E E u

=

E × 3600 Q × T

usuarios/célula =

E × 3600

1 usuarios/K m 2 2 Q × T πR

(5.39)

El operador, por otra parte, efectúa sus propias estimaciones del tráfico que se le ofrecerá a su red en función de sus previsiones de penetración de servicio, grado de utilización del mismo, políticas comerciales, etc., para un cierto período de tiempo, tal y como muestra la figura 5.29. Así pues, para una estructura de red dada, se podrá saber hasta cuándo la red tendrá suficiente capacidad para albergar el tráfico ofrecido con los parámetros de calidad de servicio fijados.

2

m K / S O I R A U S U

Mes 01 02 03 04 05 06 07 08 09 10 11 12 Fig. 5.29 Ejemplo de proyección de tráfico ofrecido a la red

Entendiendo que se supone que los parámetros de calidad del operador no se modifican (esto es, se requiere una probabilidad de bloqueo P B ≤ P* B y una tasa de error P b ≤ P*b), cuando se observen problemas de capacidad (esto es, U soportados es menor que la densidad de usuarios que hay en la red), la lectura de las expresiones anteriores nos ofrecen las siguientes posibilidades: 1. Aumentar M para que aumente E y consecuentemente U soportados. Esto puede conseguirse a través de: a. Aumentar el ancho de banda disponible por el operador, B. No obstante, esta posibilidad no está en manos directamente del operador sino que depende del organismo regulador. Un ejemplo de ello lo encontramos cuando el sistema GSM se extendió a GSM-1800. b. Reducir el ancho de banda del radiocanal, Bc, mediante el uso de modulaciones más eficientes. No obstante, ello supone modificaciones del estándar y en su caso la renovación del parque de terminales (lo cual resulta muy costoso para el operador porque al menos una parte del coste del terminal suele estar subvencionada por él), por lo que no debe entenderse como una opción práctica. c. Reducir el tamaño del cluster , K . Esto puede conseguirse a través de: i. Conseguir reducir la CIR* necesaria para tener la calidad deseada. Ello pasa por emplear un sistema de transmisión/recepción más sofisticado,


214


utilizando técnicas de ingeniería adicionales o incorporando subsistemas más avanzados. De nuevo, una vez definido un estándar, no es la opción más clara para poder aumentar la capacidad del sistema, pero es una vía clara a través de la cual incorporar mejoras de capacidad en redes futuras, a través de las innovaciones tecnológicas. ii. Reducir el número de fuentes interferentes, n. Ello puede hacerse aplicando sectorización, con lo que al ser una técnica simple de implantar suele ser la primera opción que explota el operador. 2. Reducir el tamaño de las células, R. Ello supone incorporación de nuevos emplazamientos. A medida, por tanto, que el tráfico lo justifica, el operador va ampliando el despliegue de su red. De acuerdo con lo anterior, con un número de recursos asignados a la célula, M , y una probabilidad de bloqueo P B admisible, se determinaría el número de usuarios U soportados que podrían soportarse en la célula. En estas condiciones, y para una cierta densidad real de usuarios U real usuarios/km2 dada por el nivel de penetración del servicio así como la densidad de población en dicha zona, el radio deseable de la célula Ropt sería aquel que igualara el número de usuarios soportados con el número de usuarios reales presentes en la célula, de manera que

U soportados

usuarios célula

= U real

usuarios Km

2

2 × (π Ropt )

Ropt =

U soportados

π × U real

usuarios célula usuarios

(5.40)

Km 2

Lo ideal para el operador sería conseguir que en cada momento el radio real de las células que tuviera desplegadas en un momento dado, Rreal , coincidiera con el radio deseable de las mismas, Ropt , que sería aquel que le permitiría satisfacer exactamente la demanda. Lógicamente, esta igualdad continuada en el tiempo no es posible en la práctica, ya que el despliegue de infraestructura de red radio es costoso en tiempo y dinero, además de tener un carácter en general inmóvil. Además, debe tenerse en cuenta, por otro lado, que con los niveles máximos de potencia disponibles y a través del balance del enlace, visto en el capítulo 2, se determina el radio máximo de cobertura que puede tener la célula, Rmax. Entonces: 1. Si Ropt > Rmax, se dice que el sistema está limitado por cobertura. Debe hacerse notar que, en la práctica, en las fases iniciales de despliegue de la red y en la medida en que el número de usuarios es bajo, la red móvil suele estar limitada por cobertura ya que el operador despliega un número limitado de emplazamientos. En entornos rurales o montañosos en los que no hay núcleos de población significativos suele producirse también este hecho, e incluso puede ocurrir que Rreal > Rmax, lo que significa que en dichos entornos hay zonas en las que el operador no dispone de cobertura. 2. Si Ropt < Rmax, se dice que el sistema está limitado por capacidad. Esta es la situación que se suele producir a medida que el sistema móvil va ganando penetración, lo que significa que la densidad real de usuarios U real va aumentando. Este aumento de U real hace que el radio deseable de la célula deba disminuir, lo que a su vez supone que deben añadirse nuevos emplazamientos en la red. Si ocurre que Rreal > Ropt , significa que el operador no ha desplegado su infraestructura a tiempo para satisfacer el crecimiento de la demanda, con lo que:


215


a. Si mantiene la estructura actual de la red la calidad de la misma estará degradada, ya que al ser U real > U soportados ocurrirá que los usuarios experimentarán bloqueo con una frecuencia superior a la inicialmente fijada b. Hasta que el operador pueda añadir nuevos emplazamientos, lo que supone tiempo debido a la obra civil que conlleva, puede incorporar mayor capacidad a la célula de una manera más ágil. Por ejemplo, puede añadir más portadoras a la célula, lo que supone asignar más recursos radio a la célula e incrementar el tráfico soportado a U’ soportados> U soportados, de manera que puede conseguirse que U’ soportados > U real .

Ejemplo 5.10: Capacidad en un sistema FDMA

Dado un sistema de comunicaciones móviles celulares MSK que trabaja a 200 Kbps y suponiendo la utilización de antenas sectoriales de 120º, determínese el número de usuarios por sector si para proporcionar la calidad deseada se requiere garantizar una CIR superior a 27 dB así como una probabilidad de bloqueo de P B=0.02. Supóngase modelo de propagación sobre tierra plana, altura antena móvil: hm=1.5m, altura antena base: hT =125m, ganancia de las antenas: GT =G R=3dB, factor de ruido del receptor: F =4dB, ancho de banda MSK: B FI ≅1.5/T b, ancho de banda total asignado al sistema: BT =144MHz, distancia entre células cocanal: D=6Km, duración media de la llamada en la hora cargada: T s=100s, número de llamadas por usuario en la hora cargada: Qu=0.8. El tamaño de cluster necesario es 1/ 1 1 + (n × CIR * ) 3

[

K ≥

α

] = 13 [1 + (2 ×10 2

]

2 2, 7 1 / 4

)

= 14.63

de manera que el entero por exceso implantable será K = 16

Así, con este cluster la calidad observada por los usuarios quedará algo por encima del mínimo exigido: CIR = 27.9dB

El número de recursos disponibles por sector es M ' =

( B / Bc ) K

=

(144 × 10 6 / 1.5 × 200 × 10 3 ) = 30 radiocanales / célula = 10 radiocanales / sector 16

Acudiendo a las tablas de Erlang B, y para una probabilidad de bloqueo del 2%, se obtiene que E =

4.6 Erlangs / sector


216


Puesto que el tráfico generado por cada usuario es E u

= Q(llamadas/usuario/h) ×

1h 0.8 × 100 × T (s/llamada) = = 0.022 Erlangs/usuario 3600 s 3600

se obtiene el número de usuarios soportados por sector U soportados

=

E E u

=

E × 3600 Q × T

= 209 usuarios/sector

5.5.2 Sistemas CDMA

Mientras que en los sistemas FDMA/TDMA puede decirse que con una configuración de la red dada hay un valor prácticamente constante de la capacidad de la red, puesto que hay una relación directa entre el número de recursos disponibles (frecuencias y ranuras por frecuencia) y el número de usuarios simultáneos, en los sistemas CDMA la situación es mucho más compleja. En efecto, en CDMA no hay un valor constante de la capacidad porque ésta está directamente ligada con la interferencia de la red, y esta última, a su vez, depende de la dinámica de evolución del tráfico, la movilidad de los usuarios, las condiciones de propagación, etc. Para poner de manifiesto esta capacidad no constante en CDMA consideremos las siguientes situaciones, donde sin pérdida de generalidad se contempla el caso del enlace ascendente: 1. Una célula aislada (no hay células alrededor) en la que todos los usuarios son del mismo tipo, y utilizan un servicio de videotelefonía (generan tráfico continuamente y a velocidad constante). Además, supongamos que se dispone de un control de potencia ideal y que puede despreciarse el ruido térmico. Se define la capacidad como el número máximo de usuarios que se puede soportar con un cierto nivel de calidad en sus comunicaciones, traducido en que son capaces de conseguir una cierta ( Eb/No)target (objetivo de calidad de la comunicación) en la estación base si nos centramos en el uplink . En este caso, sí se tiene una capacidad máxima constante, esto es, se identifica un número máximo de usuarios simultáneos, n*, que puede tolerarse satisfaciendo para cada uno de ellos el requisito de calidad:

 E b  P R × SF  E b    = ≥   − × ( 1 ) N n P R  o   N o  t arg et n*

=1+

SF

 E b     N o  t arg et

(5.41)

(5.42)

2. Una célula aislada (no hay células alrededor) en la que todos los usuarios son del mismo tipo, pero que no generan tráfico continuamente (supongamos que pueden caracterizarse por un cierto factor de actividad medio, v). Además, supongamos que se dispone de un control de potencia ideal y que puede despreciarse el ruido térmico. Entonces, aparece el problema de


217


distinguir entre los N usuarios activos (usuarios que tiene una comunicación establecida) y los n usuarios simultáneos (aquellos usuarios activos que en un instante dado sí que genera tráfico y transmiten por el canal). Nótese que esta distinción es crucial en un sistema CDMA, ya que la interferencia del sistema viene dada únicamente por los usuarios simultáneos (si se supone que un usuario activo no radia ninguna señal). Sin embargo, la definición de capacidad se entiende respecto a los usuarios activos (se entiende por capacidad el número de comunicaciones que se pueden soportar), esto es, el número máximo N de usuarios activos que se puede tener. Nótese que el número medio de usuarios simultáneos sería n = N × v, pero el número de usuarios simultáneos en un instante dado, n, fluctuará a lo largo del tiempo. En caso de que n>n*, en estos instantes se estaría por encima de la capacidad de la red. Este efecto puede cuantificarse estadísticamente: Pr ob(n > n *) =

N

∑

Pr ob(n = i ) =

i = n*+1

 N 

N

∑  i v (1 − v) i

N − i

(5.43)

i = n*+1

En resumen, la variabilidad de la interferencia en el sistema CDMA derivada de la actividad de los usuarios implica que no pueda definirse una capacidad constante de la red. En este caso puede determinarse el número máximo de usuarios activos N que pueden tenerse, pero aparece asociada una cierta probabilidad de que la propia dinámica de la red presente configuraciones en ciertos instantes en los que realmente no se pueden soportar estos usuarios con la calidad prefijada, de la misma manera que en otros instantes la configuración permitirá soportar todavía más usuarios. 3. Consideremos de nuevo la situación simple en la que todos los usuarios son del mismo tipo, un servicio de videotelefonía (generan tráfico continuamente y a velocidad constante), con un control de potencia ideal y que puede despreciarse el ruido térmico. Sin embargo, incorporemos algo más de realismo, teniendo en cuenta que se tendrá cierta interferencia proveniente de las células vecinas. Esta interferencia intercelular, I inter , variará a lo largo del tiempo debido a que los usuarios de las células vecinas se desplazan y por tanto varían las condiciones de propagación, de manera que explícitamente incorporamos esta condición denotando que I inter = I inter (t ). Entonces se observa de nuevo claramente que el número de usuarios simultáneos que el sistema puede soportar varía a lo largo del tiempo:

 E b   E  P R × SF   = ≥  b   N o  (n − 1) × P R + I inter (t )  N o  target n* = n * (t ) = 1 +

SF

 E b     N o  target

−

I inter (t ) P R

(5.44)

(5.45)

Como referencia para determinar el orden de magnitud de los usuarios soportados en un entorno CDMA multicelular, es habitual recuperar la caracterización dada por la ecuación 5.23, que relaciona la interferencia intercelular e intracelular a través del denominado factor f . En este caso


218


f =

I inter I intra

=

I inter (t )

(n − 1) P R

≈ 0.6

 E b   E  P SF R × SF   = = ≥  b   N o  (n − 1) × P R [1 + f ] [1 + f ](n − 1)  N o  target n≈

SF

=

 E  [1 + f ] b   N o  target

SF

 E  1.6 b   N o  target

(5.46) (5.47)

(5.48)

Ejemplo 5.11: Estimación de capacidad en CDMA

Considérese una célula CDMA aislada en la que todos los usuarios son de voz (factor de actividad 0.5), emplean SF =128 y requieren una ( E b /N o)target de 5 dB. Si se acepta una probabilidad de degradación del 2% (esto es, que durante el 2% del tiempo la conexión no alcance el objetivo de calidad), el número de comunicaciones que puede soportarse es N

Pr ob(n > n *) =

∑

Pr ob(n = i ) =

i = n*+1

n

*

N

=1+

 N 

SF

 E b     N o  t arg et

∑  i 0.5 0.5 i

N −i

=1+

 N 

N

∑  i v (1 − v) i

N −i

= 0.02

i = n*+1

128 = 41 10 0.5

= 0.02

i = 42

0.5 N

N

 N 

∑  i  = 0.02

i = 42

Se obtiene que N =67. A la vista de los comentarios anteriores, se pone de manifiesto que la dinámica asociada a los sistemas CDMA, en la que además existe un alto grado de acoplo entre los diferentes usuarios al transmitir concurrentemente en la misma frecuencia, conlleva una gestión de los recursos radio radicalmente distinta de la que debe realizarse en sistemas TDMA/FDMA y requiere de elementos de control y monitorización a corto plazo. La gestión de los recursos radio que se realice debe ir encaminada a conseguir maximizar la capacidad de la red, satisfaciendo los requisitos de QoS y de cobertura que se hayan fijado [SAL-03]. Algunas de las estrategias de gestión de recursos radio que deben implantarse son


219


5.5.2.1 Control de admisión

Cuando un usuario quiere iniciar una comunicación, la red debe decidir si será capaz de proporcionar la QoS demandada por dicho usuario así como determinar si, en caso de la incorporación del mismo al sistema, será posible seguir satisfaciendo la QoS de los usuarios ya dentro del sistema con la nueva situación de interferencia que se generará. Por lo visto anteriormente, la interferencia de la red varía a lo largo del tiempo y no es posible conocer cuál será la situación de la misma en un futuro próximo, de manera que la decisión de aceptación o rechazo de dicho usuario está sujeta a error: 1. Si se rechaza al usuario, cuando en realidad la red podría tener capacidad de ofrecer el servicio, el operador está perdiendo eficiencia en el uso de su red, de la que no obtiene todo el rendimiento que sería posible. 2. Si se acepta al usuario, cuando en realidad la red no tiene suficiente capacidad, habrá usuarios dentro de la red que sufrirán una degradación en su QoS, con el consecuente perjuicio para el operador al disminuir el grado de satisfacción de sus abonados. En cualquier caso, se aprecia la importancia del control de admisión y del gran impacto que éste tiene en la red. Para formalizar el planteamiento de un control de admisión en un sistema CDMA, considérese el caso más general, en el que la transmisión del usuario se ve afectada por una cierta interferencia intracelular, I intra(t ), interferencia intercelular, I inter (t ), y ruido térmico, P N . Siendo ( E b /N o)target el objetivo de calidad de la conexión y SF la ganancia de procesado, la potencia que debe recibirse de dicho usuario en la estación base se obtiene a partir de:

 E b   E  P R × SF   = ≥  b   N o  I intra (t ) + I inter (t ) + P N  N o  target

P R

≥

 E  ( I intra (t ) + I inter (t ) + P N ) ×  b   N o  target SF

(5.49)

(5.50)

Visto desde el punto de vista del transmisor, y denotando por L p(t ) las pérdidas de propagación (recogiendo explícitamente que el terminal móvil se desplaza y observa condiciones de propagación variantes con el tiempo L p= L p(t )), la potencia que debe transmitir el terminal sería,

P T ≥ L p (t ) ×

 E  ( I intra (t ) + I inter (t ) + P N ) ×  b   N o  target SF

(5.51)

En los sistemas CDMA se hace uso del concepto denominado factor de carga, ηUL, que mide la eficiencia espectral del sistema y se define como


220


( I int ra (t ) + I int er (t )) (5.52) <1 ( I int ra (t ) + I int er (t ) + P N ) ( I int ra (t ) + I int er (t ) + P N ) Indica, en definitiva, cuán relevante resulta la interferencia del sistema frente al nivel de ruido (si no hay interferencia ηUL=0 y si domina la interferencia ηUL→1). Puesto que P N

ηUL = 1 −

1 = 1 − ηUL

=

( I (t ) + I inter (t ) + P N ) 1 = intra ( I intra (t ) + I inter (t )) P N 1− ( I intra (t ) + I inter (t ) + P N )

(5.53)

puede rescribirse la ecuación 5.51 como

P T

≥ L p (t ) ×

 1   E    × P N ×  b   1 − ηUL   N o  target SF

(5.54)

La interpretación de la ecuación anterior dice que, para conseguir una cierta calidad ( E b /N o)target , debe transmitirse un nivel de potencia suficiente para compensar las pérdidas de propagación, para superar el nivel de ruido y superar las interferencias del sistema, representadas por el término (1/1-ηUL) que se conoce como factor de interferencias. También, cuanto más pequeña sea la ganancia de procesado y por tanto mayor sea la velocidad de transmisión, mayor deberá ser la potencia transmitida para conseguir la energía del bit necesaria. De la ecuación 5.54 se desprende que cuanto mayor sea el factor de carga mayor deberá ser la potencia que necesitará el móvil para conseguir la calidad deseada. Equivalentemente, un factor de carga elevado indica que hay mucha interferencia en la red y por tanto que debe incrementarse el nivel de potencia para conseguir la calidad deseada. El efecto que produce una excesiva interferencia en la red CDMA o, en otras palabras, un factor de carga excesivamente elevado, es que los usuarios que se encuentran más alejados de la estación base no tienen potencia suficiente como para alcanzar la misma con el nivel requerido, fenómeno que se conoce con el nombre de cell breathing o respiración celular. En efecto, siendo P Tmax la máxima potencia disponible en el móvil y Rmax el radio de cobertura deseado de la célula, debe cumplirse

L p ( Rmax ) ×

 1   E    × P N ×  b   1 − ηUL   N o  target SF

≤ P T ,max

(5.55)

y, por lo tanto, el factor de carga debe ser inferior a

 E b   N  o  t arg et

 L p ( Rmax ) × P N ×  ηUL ≤ η max = 1 −

P T , max

× SF


(5.56)

221


Claramente, si el factor de carga supera el umbral máximo definido en la ecuación 5.56, el radio efectivo de la célula es inferior a Rmax, aparece el cell breathing : a medida que aumenta la carga del sistema se reduce el radio de cobertura. Por lo tanto, el control de admisión debe encargarse de la estabilidad de la red en el sentido de control de carga, de manera que no supere el valor máximo establecido. El algoritmo de control de admisión es el encargado de admitir o rechazar una nueva petición de conexión, en función de si considera que el incremento de carga que supondría la admisión de esta petición situaría el factor de carga por encima del umbral máximo planificado. Así, típicamente el algoritmo del control de admisión vendrá dado por

ηUL + ∆η ≤ η max

(5.57)

donde ηUL es la estimación del factor de carga actual, ∆η es la estimación del incremento de factor de carga que originaría la aceptación de la petición y ηmax es el umbral de admisión. Puesto que el control de admisión tiene por objeto precisamente limitar el acceso de excesivos usuarios a la red, ηmax debe ser suficientemente pequeño como para asegurar que se pueden satisfacer los requisitos de calidad negociados con los usuarios ya admitidos. Al mismo tiempo, ηmax debe ser lo suficientemente grande como para no limitar en exceso el acceso de usuarios y así conseguir la mayor utilización posible de los recursos radio disponibles. En el punto de la red en que se ejecute el control de admisión es necesario disponer de la información del factor de carga de la célula. Dicho factor de carga puede estimarse a través de: 1. Una medida física, tomada en la estación de base y que permita derivar ηUL = 1 −

P N

( I int ra (t ) + I int er (t ) + P N )

(5.58)

No obstante, en este caso deberían tenerse en cuenta los errores propios del proceso de toma de medida así como la propia variabilidad temporal que presenta el factor de carga, que puede sufrir fluctuaciones importantes en el corto plazo derivadas de la propia dinámica en la interferencia que observa el sistema. 2. Una estimación estadística, como podría ser [HOL-02] ηUL = (1 + f )

1

N

∑v j =1

j

1+

W

 E b    R j  N 0  j

(5.59)

donde v j es el factor de actividad asociado al usuario j-ésimo, W es el ancho de banda total, R j es la velocidad de datos del usuario j-ésimo, N es el número total de usuarios admitidos en la célula y f es el conocido factor-f.


222


No obstante, en este caso debería tenerse en cuenta que las estimaciones estadísticas pueden presentar desviaciones considerables respecto al valor real instantáneo, esto es, el estimador puede coincidir en términos medios con el factor de carga medio real, pero presentar discrepancias instantáneas. Ejemplo 5.12: Cell breathing en CDMA

Considérese el uplink de un sistema CDMA. La potencia máxima transmitida por el móvil es de 24 dBm. La densidad espectral de ruido térmico es N o= -165 dBm/Hz. El objetivo de calidad es una ( E b /N o) de 2.59 dB. Determinar el factor de carga máximo que puede tolerarse si se pretende tener un radio de cobertura de 2 km. El balance del enlace puede expresarse en escala logarítmica como P T , max

 1   + N o (dBm / Hz ) = L( R ) + 10 × log( Rb ) + 10 × log( E b / N o ) + 10 × log  1 − η max 

Sustituyendo valores resulta  1   − 165 24 = 120 + 31,7 × log(2) + 10 × log(64 × 10 3 ) + 2,59 + 10 × log − η 1 max   y despejando se encuentra que η max

= 0,868

5.5.2.2 Control de congestión

La naturaleza eminentemente dinámica del propio sistema celular (propagación, tráfico, movilidad, etc., y por tanto interferencias variantes con el tiempo) así como la propia naturaleza de la transmisión CDMA, en que hay un efecto directo de todos estos elementos en cada comunicación particular hacen prácticamente imposible mantener un control instantáneo del estado de la red. Por ello es necesario incorporar algún mecanismo adicional que permita actuar en la red cuando se presenten situaciones que pongan en riesgo la QoS de los usuarios que en ese momento están operando a través de la misma. Además: 1. El algoritmo de control de admisión se basa en una información (la estimación del factor de carga) que está sujeta a errores, bien sea por procesos de medida física o por estimación estadística, con lo cual debe asumirse que en ocasiones cometerá errores (rechazará usuarios innecesariamente, en cuyo caso el operador perderá la oportunidad de ingresos, o aceptará usuarios inadecuadamente, en cuyo caso algunos usuarios podrán apreciar una degradación de sus comunicaciones e impactar negativamente en la imagen del operador ante sus clientes). 2. Si bien la decisión de aceptación de un usuario puede resultar acertada en el momento en que se ejecuta el algoritmo de control de admisión, la propia evolución de la red en el futuro puede llevar a situaciones en que la aceptación previa de dicha comunicación resulte posteriormente inadecuada (por ejemplo algunos usuarios que en el momento de la admisión


Principios de Comunicaciones Moviles

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