BỘ GIÁO DỤ DỤC VÀ ĐÀO TẠ TẠO
TR ƯỜ ƯỜ NG NG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA HÀ NỘI --------*****--------
Trần Tr Trọng Minh
NGHIÊN CỨ U, U, XÂY D Ự NG NG BIẾN TẦN KIỂU MA TR ẬN
Chuyên ngành : Tự độ động ng hoá xí nghiệ nghiệ p công nghiệ nghiệ p Mã số số : 62.52.60.20
LUẬ LUẬ N ÁN TIẾ TIẾ N SỸ SỸ K Ỹ THUẬ THUẬT
NGƯỜ NGƯỜII HƯỚ HƯỚ NG DẪ DẪ N KHOA HỌ H ỌC PGS.TS. BÙI QUỐ QUỐC KHÁNH
HÀ NỘ NỘI - 2007
LỜI CAM ĐOAN
Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứ c ứu củ của riêng tôi. Các số số liệ liệu, k ết quả quả trong luậ luận án là hoàn toàn trung thự th ực và chư chưa từ từng đượ c ai công bố bố trong bấ bất k ỳ công trình nào.
Tác giả giả luậ luận án
Tr ần Tr ọng Minh.
-1-
MỤC LỤ LỤC MỞ ĐẦU ĐẦU .......................... ......................................... ............................. ............................ ............................ ......................... ........... 9 Chươ Chương ng 1 TỔNG QUAN VỀ V Ề BIẾ BIẾN TẦ TẦN KIỂ KIỂU MA TRẬ TRẬN ...... ......... ...... ..... .. 12 1.1
Biế Biến tầ tần, bộ bộ biế biến đổ đổii nă năng lượ lượng ng quan tr ọng trong công nghiệ nghi ệp …………………………………………………………………………….12
1.2 Các yêu cầ cầu về về đả đảm m bả bảo thành phầ phần sóng hài đố đốii vớ với các bộ bộ biế biến đổ đổii bán dẫ dẫn công suấ suất ................. .......................... .................. .................. ................. ................. .................. .........14 14 1.3 Biế Biến tầ tần kiể kiểu ma tr ận (Matrix Converter – MC)......... MC) .................. .................. .........17 17 1.3.1 Cấu hình cơ cơ bbản củ của MC....................... MC................................. .................... .................... ................... ............ ... 18 1.3.2 Bộ lọc đầu đầu vào (input filter)......... filter) .................. ................... .................... .................... ................... ............ ... 19 1.3.3 Mạch Clamp.......... Clamp .................... .................... ................... ................... .................... .................... ................... ............... ...... 21 1.3.4 Ma tr ận khoá đóng cắ cắt hai chiề chiều (Bidirection (Bidirectional al Switch Switch - BDS)..... BDS) ..... 21 1.4 Các dạ dạng Matrix Converter khác ................. .......................... .................. ................. ............... .......23 23 1.4.1 Dạng MC gián tiế tiế p.......... p .................... ................... ................... .................... .................... ................... ............... ...... 23 1.4.2 Dạng MC gián tiế tiế p ít van (SMC)...................... (SMC)............................... ................... .................... ............ 24 1.4.3 Dạng MC gián tiế tiế p r ất ít van (USMC).............. (USMC)....................... ................... .................... ............ 24 1.4.4 Biế Biến tầ tần 4Q ................... ............................. .................... .................... ................... ................... .................... ................. ....... 25 1.4.5 So sánh số số lượ ng ng phầ phần tử tử trong các sơ sơ đồ đồ biế biến tầ tần......................... n......................... 26 1.5 Tình hình nghiên cứ c ứu về về Matrix Converter............... Converter........................ .................. ........... 26 1.5.1 Lịch sử sử phát triể triển .................... .............................. ................... ................... .................... .................... ................. ....... 26 1.5.2 Các phươ phươ ng ng pháp điều chế chế ................... ............................. ................... ................... .................... .............. .... 27 1.5.3 Module mạ mạch lự lực..................... c............................... ................... ................... .................... .................... ................. ....... 29 1.5.4 Vấn đề điều khiể khiển chuyể chuyển mạ mạch các van bán dẫ dẫn ........ ............ ........ ........ ........ ........ 29 1.5.5 Ảnh hưở hưở ng ng củ của điện áp trên lướ lướ i đố đốii vớ vớ i MC........................... MC................................. ...... 30 1.5.6 Phát triể triển các ứng dụ dụng củ của MC.......... MC ................... ................... .................... .................... .............. .... 31 1.6
Kết luậ luận chươ chương ng 1 .................. .......................... ................. .................. .................. ................. ................. ............ ...32 32
Chươ Chương ng 2 VẤN ĐỀ CHUYỂ CHUYỂN MẠ MẠCH TRONG MA TRẬ TR ẬN KHOÁ HAI CHIỀ CHIỀU ………………………………………………………………34 2.1
Quy tắ tắc thự thực hiệ hiện quá trình chuyể chuy ển mạ mạch .................. ........................... ................ .......34 34
2.2 Các kỹ kỹ thuậ thuật chuyể chuyển mạ mạch trong MC ................. .......................... .................. ................. ........35 35 2.2.1 Chuyể Chuyển mạ mạch bố bốn bướ bướ c................... c............................. ................... ................... .................... ................... ......... 35 2.2.2 Chuyể Chuyển mạ mạch hai bướ bướ c....................... c................................. .................... ................... ................... ................ ...... 37
-2-
2.2.3 Chuyển mạch một bướ c .................................................................. 38 2.2.4 Chuyển mạch thông minh ............................................................... 39 2.3
Chuyển mạch cộng hưởng ...........................................................41
2.4
Chuyển mạch trong quá trình quá độ ..........................................42
2.5
Kết luận chương 2 .........................................................................44
Chương 3 CÁC PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU TRONG BIẾN TẦN MA TRẬN …………………………..46 3.1
Vấn đề biến điệu bề r ộng xung trong biến tần ma tr ận..............46
3.2 Phương pháp Venturini-Alesina (VA) ..........................................46 3.2.1 Hệ phươ ng trình và lờ i giải ............................................................. 46 3.2.2 Mô phỏng thuật toán Venturini-Alesina ......................................... 51 3.3 Phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp..................54 3.3.1 Sơ đồ MC điều biến gián tiế p .........................................................54 3.3.2 Điều biến vectơ không gian cho phía chỉnh lưu ............................. 55 3.3.3 Điều biến vectơ không gian cho phía nghịch lưu ........................... 57 3.3.4 K ết hợ p giữa chỉnh lưu và nghịch lưu ............................................ 59 3.4 Ứng dụng phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp cho sơ đồ MC cơ bản................................................................................ 59 3.4.1 Các tổ hợ p van tươ ng đươ ng........................................................... 59 3.4.2 Sơ đồ điều chế vectơ không gian gián tiế p cho MC ....................... 61 3.4.3 Tuần tự đóng cắt của các van trong một chu k ỳ cắt mẫu................ 63
Chương 4 PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU VECTƠ KHÔNG GIAN TRỰC TIẾP …………………………..64 4.1 Phương pháp vectơ không gian trong MC..................................64 4.1.1 Xác định vectơ không gian ............................................................. 64 4.1.2 Tổng hợ p vectơ điện áp ra và vectơ dòng điện vào ........................ 70 4.2
Đồng bộ vectơ dòng điện vào với điện áp lưới đầu vào ...........71
4.3
Xác định các hệ số biến điệu........................................................72
4.4
Tr ường hợp hệ số công suất gần lý tưởng ................................75
4.5
Thứ tự thực hiện các vectơ ..........................................................77
-3-
4.6 Thực hiện quy luật biến điệu ........................................................78 4.6.1 Xác định vị trí của các vectơ không gian........................................ 78 4.6.2 Lựa chọn các tổ hợ p van và thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn.......79 4.7 Mô phỏng MC biến điệu vectơ không gian tr ực tiếp..................80 4.7.1 Mô hình ........................................................................................... 80 4.7.2 K ết quả mô phỏng ........................................................................... 82 4.8
Kết luận của chương 4 ..................................................................82
Chương 5 XÂY DỰNG HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN ................................................................................. 86 5.1
Cấu trúc của hệ thống điều khiển biến tần kiểu ma tr ận ...........86
5.2
Khâu tính toán quy luật biến điệu ................................................87
5.3 Khâu điều khiển lôgic....................................................................89 5.3.1 Lựa chọn các tổ hợ p van ................................................................. 89 5.3.2 Lôgic điều khiển quá trình chuyển mạch........................................90 5.3.3 Mô phỏng hệ thống điều khiển chuyển mạch ................................. 93 5.4 Thiết kế mạch lôgic điều khiển chuyển mạch dùng CPLD ........95 5.4.1 Cấu trúc cơ bản của CPLD.............................................................. 95 5.4.2 Lậ p trình cho mạch điều khiển lôgic............................................... 97 5.4.3 Mô phỏng mạch lôgic trên WINSIM .............................................. 99 5.4.4 K ết quả thực nghiệm.....................................................................101 5.5
Kết luận chương 5 .......................................................................103
Chương 6 MỘT SỐ VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN ỨNG DỤNG THỰC TẾ CỦA MC …………………………108 6.1 Đảm bảo chất lượng dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng............................................................................................108 6.1.1 Biểu thức tổng quát tính toán dòng đầu vào ................................. 109 6.1.2 Đồng bộ theo vectơ điện áp đầu vào............................................. 110 6.1.3 Đồng bộ vớ i vectơ điện áp vào hiệu ............................................. 111 6.1.4 Đồng bộ vớ i thành phần thứ tự thuận trong vectơ điện áp vào .... 111 6.2 Ứng dụng MC trong DTC.............................................................113 6.2.1 Sơ đồ MC-DTC............................................................................. 113 6.2.2 Mô phỏng ......................................................................................116
-4-
6.3 So sánh biến tần ma tr ận và biến tần công nghiệp..................119 6.3.1 Mô tả thí nghiệm ........................................................................... 119 6.3.2 K ết quả thí nghiệm........................................................................ 123 6.4
Kết luận .........................................................................................126
KẾT LUẬN VÀ CÁC ĐỀ XUẤT ....................................................... 127 Danh mục những công trình của tác giả ..................................... 129 Tài liệu tham khảo.......................................................................... 130 PHỤ LỤC ......................................................................................... 135
-5-
Danh mục hình vẽ Hình 1.1 S ơ đồ cấ u trúc biế n t ần có khâu trung gian m ột chiề u. .............................13 Hình 1.2 S ơ đồ nguyên lý bi ế n t ần tr ực tiế p. ............................................................13 Hình 1.3 S ự xuấ t hiện xung đ iện áp trong s ơ đồ chỉ nh l ư u cầu................................16 Hình 1.4 C ấ u hình cơ bản của MC. .........................................................................18 Hình 1.5 M ạch l ọc đầu vào. .....................................................................................19 Hình 1.6 Các khoá 2 chi ề u: a) E chung; b) C chung; c) IGBT trong cầu đ iôt.......22 Hình 1.7 S ơ đồ mạch l ự c MC 3 pha dùng IGBT m ắ c E chung...............................22 Hình 1.8 S ơ đồ mạch l ự c MC 3 pha dùng IGBT m ắ c C chung..............................23 Hình 1.9 S ơ đồ MC gián tiế p. ...................................................................................23 Hình 1.10 S ơ đồ MC gián tiế p d ạng ít van (SMC)....................................................24 Hình 1.11 S ơ đồ MC gián tiế p d ạng r ấ t ít van (USMC). ..........................................25 Hình 1.12 S ơ đồ biế n t ần 4Q.....................................................................................25 Hình 2.1 Chuyể n mạch trong ngh ịch l ư u thườ ng......................................................34 Hình 2.2 S ơ đồ mô t ả quá trình chuy ể n mạch...........................................................35 Hình 2.3 Đồ thị tín hiệu đ iề u khiể n chuyể n mạch.....................................................35 Hình 2.4 Tr ạng thái logic các van trong chuy ể n mạch bố n bướ c. .........................36 Hình 2.5 Tr ạng thái lôgic c ủa van trong ch ế độ chuyể n mạch 2 bướ c.....................37 Hình 2.6 Tín hi ệu đ iề u khiể n van khi dòng đổ i chiề u. ..............................................37 Hình 2.7 Quá trình chuy ể n mạch một bướ c. (a) I L>0; (b) I L<0. ..............................38 Hình 2.8 C ấ u trúc mạch đ iề u khiể n chuyể n mạch thông minh. ................................40 Hình 2.9 Đồ thị thờ i gian quá trình chuy ể n mạch khi dòng đổ i chiề u......................40 Hình 2.10 Đồ thị tr ạng thái chuy ể n mạch theo phươ ng pháp chuy ể n mạch thông minh. ..................................................................................................................41 Hình 2.11 Mô hình khoá m ề m. a) Phần t ử chuyể n mạch đ óng cắ t mề m E chung; b) Phần t ử chuyể n mạch đ óng cắ t mề m cầu đ iôt. ..................................................41 Hình 2.12 Tr ạng thái l ự a chọn đ iện áp U A , U B và các đ iôt DA2, DB1 làm đ iôt ng ượ c. ................................................................................................................42 Hình 2.13 Tr ạng thái trung gian chuy ể n đổ i t ừ pha B sang pha C. .........................43 Hình 2.14 Dòng đ iện bị suy giảm nhanh d ướ i tác d ụng của hệ thố ng đ iôt ng ượ c (k ế t quả mô phỏng). ...........................................................................................44 Hình 2.15 Mô hình mô ph ỏng mạch đ iề u khiể n quá trình chuy ể n mạch dùng ToolBox StateFlow.............................................................................................45 Hình 3.1 Hình ảnh đ iện áp ra l ớn nhấ t qm = 0,5. .....................................................50 Hình 3.2 Mô t ả t ỷ số truyề n áp bằ ng 0.866...............................................................51 Hình 3.3 S ơ đồ mô phỏng MC một pha.....................................................................52 Hình 3.4 Sóng đ iện áp pha ra, f 0=70Hz, t ải R=100Ω , L=80mH. ...........................53 Hình 3.5 Sóng đ iện áp đầu vào và dòng đ iện vào(x30). ...........................................53 Hình 3.6 Sóng đ iện áp dây và dòng đ iện, f 0=70Hz, t ải R=100Ω , L=80 mH. .........54 Hình 3.7 Mô hình MC biế n đ iệu gián ti ế p. ..............................................................55 Hình 3.8 Các vect ơ dòng đ iện vào. ...........................................................................57 Hình 3.9 Các vect ơ đ iện áp ra. .................................................................................59 Hình 3.10 S ố van tham gia để t ạo ra pha đầu ra A. .................................................60
-6 Hình 3.11 Vect ơ dòng đ iện và vect ơ đ iện áp đề u nằ m trong góc ph ần sáu th ứ nhấ t. ...........................................................................................................................61 Hình 3.12 Trình t ự đ iề u khiể n các khoá trong MC ứ ng vớ i (3.38). ..........................63 Hình 4.1 S ơ đồ cấ u trúc c ủa MC...............................................................................66 Hình 4.2 Các t ổ hợ p van trong matrix converter . .....................................................67 Hình 4.3 Vect ơ không gian đ iện áp đầu ra (a) và dòng đ iện đầu vào (b), ứ ng vớ i các t ổ hợ p van abb, bcc, caa. ...................................................................................68 Hình 4.4 (a) Vect ơ không gian đ iện áp ra; (b) Vect ơ không gian dòng đ iện vào. ...68 Hình 4.5 Đồng bộ đ iện áp l ướ i đầu vào vớ i các sector dòng đầu vào. ...................71 Hình 4.6 T ổ ng hợ p vect ơ không gian t ừ các vect ơ biên chuẩ n.................................76 Hình 4.7 Mô hình mô ph ỏng bộ biế n t ần Matrix Converter trên MATLAB SIMULINK.........................................................................................................80 Hình 4.8 Khóa chuy ể n mạch hai chiề u dùng IGBT. .................................................81 Hình 4.9 Dạng đ iện áp, dòng đầu vào (trên); Dạng đ iện áp, dòng đầu ra (d ướ i). ..83 Hình 4.10Dòng đầu vào biế n t ần và phân tích ph ổ Furiê (có mạch l ọc đầu vào). ..84 Hình 4.11 Dạng đ iện áp ngay đầu vào biế n t ần và phân tích ph ổ Furiê..................84 Hình 4.12 Dạng đ iện áp đầu ra biế n t ần và phân tích ph ổ Furiê.............................85 Hình 4.13 Dạng dòng đ iện đầu ra biế n t ần và phân tích ph ổ Furiê.........................85 Hình 5.1 S ơ đồ cấ u trúc h ệ thố ng đ iề u khiể n trong MC. ..........................................86 Hình 5.2 S ơ đồ cấ u trúc khâu tính toán dùng DSP...................................................88 Hình 5.3 S ơ đồ mạch l ự c MC....................................................................................88 Hình 5.4 Quá trình chuy ể n mạch bố n bướ c giữ a pha Ua và pha Ub. ......................90 Hình 5.5 Đồ thị thờ i gian các b ướ c chuyể n mạch. ...................................................91 Hình 5.6 Đồ thị quả bóng tr ạng thái chuy ể n mạch giữ a hai pha đầu vào. ..............92 Hình 5.7 Tr ạng thái lôgic trong chuy ể n mạch ba pha. .............................................92 Hình 5.8 K ế t quả mô phỏng. .....................................................................................94 Hình 5.9 C ấ u trúc chung c ủa CPLD.........................................................................95 Hình 5.10 C ấu trúc của một macrocell.....................................................................96 Hình 5.11 Lôgíc tr ạng thái trong WINCUPL. ..........................................................98 Hình 5.12 K ết quả mô phỏng thự c hiện lôgic bảng chọn. .....................................100 Hình 5.13 Mô hình MC th ử nghiệm. .......................................................................102 Hình 5.14 Tín hi ệu đ iề u khiể n t ớ i hai khóa BDS chuy ể n mạch vớ i nhau. ..............103 Hình 5.15 Dạng xung đ iề u khiể n đư a đế n hai IGBT trong m ột BDS. ..................104 Hình 5.16 Dạng đ iện áp ra vớ i đ iề u khiể n chuyể n mạch 4 bướ c (20mS/ô)............104 Hình 5.17 Dạng dòng đ iện đầu ra. .........................................................................105 Hình 5.18 Dạng đ iện áp ra vớ i thờ i gian quét 5mS/ô............................................105 Hình 5.19 Dạng đ iện áp ra ở nử a chu k ỳ d ươ ng. ...................................................106 Hình 5.20 Dạng đ iện áp ra ở nử a chu k ỳ âm..........................................................106 Hình 5.21 Dạng dòng đầu vào (kênh 3) và d ạng đ iện áp đầu vào (kênh 4) khi động cơ đảo chiề u quay. ...........................................................................................107 Hình 5.22 Mô hình thí nghi ệm MC vớ i phụ t ải động cơ . ........................................108 Hình 6.1 Các kh ả nă ng chọn vect ơ đồng bộ. ..........................................................108 Hình 6.2 S ơ đồ cấ u trúc h ệ thố ng MC-DTC. ..........................................................114 Hình 6.3 Vect ơ không gian c ủa MC........................................................................114
-7 Hình 6.4 Vect ơ không gian trong s ơ đồ DTC cơ bản. ............................................115 Hình 6.5 Góc pha xác định theo thành ph ần d-q Phi_PQ và theo phân tích Furiê Phi_P+N..........................................................................................................117 Hình 6.6 Đồng bộ vớ i vect ơ ei theo d-q. ..................................................................118 Hình 6.7 Đồng bộ vớ i vect ơ ei theo Furiê................................................................118 Hình 6.8 Đồng bộ vớ i vect ơ eip
∗
− ein .......................................................................118
Hình 6.9 Đồng bộ vớ i vect ơ eip ...............................................................................118 Hình 6.10 Thiế t bị thí nghiệm t ạo t ải cho động cơ . ................................................120 Hình 6.11 Biế n t ần so sánh SP1403 c ủa Control Techniques. ...............................121 Hình 6.12 Biế n t ần thí nghi ệm MC01. ....................................................................121 Hình 6.13 Hình d ạng đ iện áp, dòng đầu vào của biế n t ần so sánh. .......................124 Hình 6.14 Phân tích ch ấ t l ượ ng đ iện áp, dòng đầu vào của biế n t ần so sánh. .......124 Hình 6.15 Hình d ạng đ iện áp, dòng đầu vào của biế n t ần MC. .............................125 Hình 6.16 Phân tích ch ấ t l ượ ng đ iện áp, dòng đầu vào bi ế n t ần MC. ...................125
-8-
Danh mục bảng Bảng 1.1 Gi ớ i hạn cho phép v ề độ méo sóng hài đ iện áp theo tiêu chu ẩ n IEEE Std 519-1992. ...........................................................................................................15 Bảng 1.2 Gi ớ i hạn thành ph ần sóng hài đố i vớ i dòng đ iện theo tiêu chu ẩ n IEEE Std 519-1992. ...........................................................................................................17 Bảng 1.3 So sánh s ố phần t ử trong các s ơ đồ bộ biế n t ần khác nhau. .....................26 “+” t ươ ng ứ ng Bảng 2.1 Các tr ườ ng hợ p chuyể n mạch giữ a hai pha A và B, d ấu vớ i I L >0, U AB>0, chuyể n mạch t ừ A sang B, d ấ u “- ” t ươ ng ứ ng vớ i I L <0, U AB<0, chuyể n mạch t ừ B sang A......................................................................36 Bảng 3.1 Tr ạng thái khoá và các vect ơ t ươ ng ứ ng phía ch ỉ nh l ư u..........................56 ..................58 Bảng 3.2 Tr ạng thái khoá và các vect ơ t ươ ng ứ ng cho phía ngh ịch l ưu Bảng 3.3 Ma tr ận khóa của MC ứ ng vớ i các bướ c chuyể n mạch.............................63 Bảng 4.1 Các t ổ hợ p van và giá tr ị của các vect ơ chuẩ n t ươ ng ứ ng đố i vớ i đ iện áp ra và dòng đ iện đầu vào. ...................................................................................69 Bảng 4.2 Thứ t ự thự c hiện các vect ơ chuẩ n, ứ ng vớ i vị trí của các vect ơ đ iện áp ra và dòng đ iện vào t ại các góc ph ần sáu t ươ ng ứ ng. ...........................................76 β ). ...............78 Bảng 4.3 Xác định vị trí của vect ơ không gian theo hai t ọa độ (U α , U Bảng 5.1 Lôgic l ự a chọn các t ổ hợ p van ..................................................................89 Bảng 5.2 Bảng tr ạng thái lôgic.................................................................................91 Bảng 5.3 Tr ạng thái lôgic c ủa quá trình chuy ể n mạch ba pha................................93 Bảng 6.1 Bảng chọn vect ơ trong DTC ....................................................................115 Bảng 6.2 Bảng chọn các vect ơ cho DTC khi sử d ụng MC......................................116 Bảng 6.3 Các s ố liệu tính toán do PZ4000 cung c ấ p..............................................122
-9-
MỞ ĐẦU ĐẶT VẤ N ĐỀ Biến tần bán dẫn là các bộ biến đổi năng lượ ng quan tr ọng, chiếm tỷ tr ọng ngày càng lớ n về số lượ ng cũng như công suất sử dụng trong công nghiệ p, đang đặt ra nhu cầu cấ p thiết đượ c hoàn chỉnh và nâng cao về chất lượ ng. Nhu cầu này có cơ sở nhờ sự phát triển vượ t bậc của công nghệ chế tạo các phần tử bán dẫn công suất lớ n và công nghệ chế tạo các bộ xử lý tín hiệu số. Ngoài ra, biến tần còn phải đáp ứng các yêu cầu pháp lý về đảm bảo tiêu chuẩn thành phần sóng hài, về hệ số công suất, giảm thiểu ảnh hưở ng của các phụ tải phi tuyến vớ i lướ i điện. Biến tần dạng ma tr ận (Matrix Converter MC) là một cấu trúc biến tần mớ i đượ c nghiên cứu nhằm đáp ứng những đòi hỏi thực tế trên đây và thay thế các biến tần truyền thống trong tươ ng lai gần. Các bộ biến tần trong công nghiệ p hiện nay chủ yếu có cấu trúc AC-DCAC, có khâu trung gian một chiều vớ i tụ điện lớ n làm kho tích tr ữ năng lượ ng, sử dụng các transistor có cực điều khiển cách ly (IGBT). Cấu trúc ACDC-AC bao gồm mọi dải công suất, từ vài tr ăm watt đến hàng nghìn kW. Một dạng biến tần khác là biến tần tr ực tiế p AC-AC (Cycloconverter), sử dụng các thyristor, chỉ đượ c áp dụng cho dải công suất lớ n và r ất lớ n, từ vài tr ăm kW đến vài MW. Các biến tần này đều có nhượ c điểm cơ bản là dòng đầu vào không sin, không điều chỉnh đượ c hệ số công suất, do đó công suất lắ p đặt sẽ bị hạn chế tối đa đến 60% công suất của tr ạm nguồn cung cấ p. Ngoài ra cấu trúc biến tần phổ biến nhất AC-DC-AC lại không có khả năng trao đổi công suất vớ i lướ i theo cả hai chiều, điều này gây khó khăn cho những ứng dụng thực tế khi tải có tính thế năng hoặc có quán tính lớ n. Biến tần dạng ma tr ận, xây dựng trên các khoá bán dẫn hai chiều, có khả năng trao đổi công suất qua lại vớ i lướ i, dòng đầu vào sin, hệ số công suất điều chỉnh đượ c. MC có thể đượ c xây dựng thuần bán dẫn, kích thướ c nhỏ
- 10 -
gọn, chịu đượ c nhiệt độ làm việc cao. Vấn đề lớ n nhất đặt ra đối vớ i biến tần kiểu ma tr ận là hệ thống điều khiển phức tạ p đang đượ c dần dần giải quyết vớ i việc ứng dụng các công cụ tính toán, điều khiển hiện đại nhất. MỤC TIÊU CỦA ĐỀ TÀI Đề tài có mục tiêu thiết k ế, chế tạo một mô hình biến tần kiểu ma tr ận nhằm chứng minh khả năng chế tạo và ứng dụng biến tần này trong phạm vi công nghiệ p. Đây là một nhiệm vụ khó khăn vì biến tần kiểu ma tr ận chưa có các sản phẩm thươ ng mại, một số mẫu đưa ra trong các phòng thí nghiệm ở nướ c ngoài nướ c chỉ đượ c trình bày dướ i dạng k ết quả, không hề có những chỉ dẫn về quá trình tính toán, thiết k ế. VẤ N ĐỀ VÀ PHẠM VI NGHIÊN CỨ U V ề lý thuyế t ,
phân tích và đánh giá khả năng ứng dụng của các phươ ng
pháp điều khiển chuyển mạch, các thuật toán biến điệu vectơ không gian, về mức độ phù hợ p đối vớ i các công cụ điều khiển mớ i nhất hiện có, từ đó xây dựng thuật toán điều khiển áp dụng trong mô hình thực nghiệm. Đề xuất phươ ng pháp đồng bộ vectơ dòng đầu vào để đảm bảo chất lượ ng dòng điện trong điều kiện điện áp lướ i mất cân bằng. Chỉ ra ứng dụng của biến tần ma tr ận trong hệ truyền động động cơ không đồng bộ vớ i phươ ng pháp điều khiển tr ực tiế p mô men. V ề thự c t ế , đề tài xây dựng mẫu thí nghiệm biến tần ma tr ận, công suất 4
kW, dùng làm cơ sở để thử nghiệm các thuật toán điều khiển khác nhau cũng như để kiểm chứng một số đặc tính về truyền động ứng dụng biến tần. Bản luận án bao gồm bảy chươ ng. Chươ ng 1, T ổ ng quan về biế n t ần kiể u ma tr ận,
trình bày những vấn đề chủ yếu về biến tần kiểu ma tr ận, những vấn
đề về điều khiển cũng như tình hình nghiên cứu về MC hiện tại. Chươ ng 2, V ấ n
đề chuyể n mạch trong ma tr ận khoá hai chiề u, đưa ra sự lựa chọn
phươ ng pháp chuyển mạch cho ma tr ận khoá hai chiều. Chươ ng 3, Các phươ ng pháp biế n đ iệu cho biế n t ần ma tr ận, đánh giá yêu cầu về mức độ tính
- 11 -
toán của hai phươ ng pháp cổ điển, phươ ng pháp Venturini-Alesina và phươ ng pháp biến điệu vectơ không gian gián tiế p. Chươ ng 4, Phươ ng pháp biế n đ iệu vect ơ không gian tr ự c tiế p,
trình bày mô tả toán học và xây dựng thuật toán
điều khiển cho MC, kiểm chứng bằng mô hình mô phỏng. Chươ ng 5, Xây d ự ng h ệ thố ng đ iề u khiể n cho biế n t ần kiể u ma tr ận, đưa ra thiết k ế chi tiết hệ
thống điều khiển cho MC cùng các k ết quả thử nghiệm. Chươ ng 6, M ột số vấ n
đề liên quan đế n ứ ng d ụng thự c t ế của MC, giải quyết vấn đề đảm bảo
chất lượ ng thành phần sóng hài dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lướ i mất cân bằng, kiểm chứng khả năng ứng dụng của hệ thống MC-DTC, tiến hành thí nghiệm so sánh biến tần ma tr ận vớ i biến tần công nghiệ p thông thườ ng. Cuối cùng là K ết luận và các đề xuấ t của luận án. Đây là đề tài nghiên cứu ứng dụng trong l ĩ nh vực Điện tử công suất. Đề tài đã chứng minh khả năng áp dụng thực tế và các đặc tính ưu việt của biến tần ma tr ận trong công nghiệ p. Mẫu thí nghiệm là cơ sở cho những nghiên cứu ứng dụng MC khác nhau sau này.
- 12 -
Chương 1 TỔNG QUAN VỀ BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN 1.1 Biến tần, bộ biến đổi năng lượng quan tr ọng trong công nghiệp Biến tần là một họ các bộ biến đổi bán dẫn công suất có nhiệm vụ biến đổi nguồn điện từ lướ i điện, vớ i tần số và điện áp không đổi, thành nguồn điện có tần số và điện áp thay đổi đượ c, cung cấ p cho các phụ tải xoay chiều. Yêu cầu cơ bản đặt ra vớ i các bộ biến tần là hiệu suất biến đổi cao, tần số thay đổi trong dải r ộng, điện áp thay đổi đượ c từ không đến giá tr ị định mức. Vớ i các tính năng ưu việt như dải điều chỉnh r ộng, tần số thay đổi từ 0 đến 300 Hz, độ chính xác điều chỉnh và độ tác động nhanh cao, dải công suất bao gồm từ vài tr ăm watt đến hàng nghìn kW, các bộ biến tần đượ c sử dụng trong hầu khắ p các dây truyền công nghệ tự động, đặc biệt là trong các hệ truyền động điện đồng bộ hoặc không đồng bộ. Biến tần có tỷ tr ọng ngày càng lớ n về số lượ ng cũng như về công suất sử dụng. Biến tần công nghiệ p hiện nay chủ yếu gồm hai loại: biến tần gián tiế p và biến tần tr ực tiế p. Biến tần gián tiế p đượ c xây dựng trên cấu trúc chỉnh lưu khâu trung gian một chiều - nghịch lưu, AC-DC-AC (xem hình 1.1). Khâu trung gian một chiều làm cho chỉnh lưu và nghịch lưu làm việc tươ ng đối độc lậ p vớ i nhau, do đó các phươ ng pháp biến điệu để tạo ra điện áp ra hình sin đượ c thực hiện dễ dàng hơ n. Cho đến nay biến tần gián tiế p là loại đượ c sử dụng r ộng rãi nhất. Tuy nhiên cấu trúc này có nhượ c điểm cơ bản là tổn hao công suất lớ n do phải qua nhiều khâu biến đổi, khâu trung gian một chiều sử dụng các tụ hoá lớ n hoặc các cuộn cảm lớ n làm tăng kích thướ c bộ biến đổi, giảm độ tin cậy của thiết bị. Biến tần tr ực tiế p là bộ biến đổi AC-AC, vớ i sơ đồ van nối tr ực tiế p phụ tải luân phiên vào các pha của điện áp xoay chiều đầu vào, do đó giảm đượ c tổn hao công suất trên các van (xem hình 1.2). Về mặt cấu trúc, mỗi pha của biến tần tr ực tiế p cấu tạo từ một sơ đồ chỉnh lưu có đảo chiều, vì vậy có khả
- 13 -
năng trao đổi công suất vớ i lướ i theo cả hai chiều. Tuy nhiên biến tần tr ực tiế p thừa hưở ng tất cả các nhượ c điểm của các sơ đồ chỉnh lưu, đó là dòng đầu vào không sin, hệ số công suất thấ p và thay đổi trong quá trình điều chỉnh, sóng hài bậc cao trên đườ ng điện áp ra đượ c quy định bở i số pha của sơ đồ chỉnh lưu cơ sở , 3, 6, hoặc 12,…, tươ ng đối thấ p. Biến tần tr ực tiế p chỉ phù hợ p vớ i các ứng dụng yêu cầu công suất r ất lớ n.
Hình 1.1 S ơ đồ cấ u trúc biế n t ần có khâu trung gian m ột chiề u.
U UA
UB
UC
W
Hình 1.2 S ơ đồ nguyên lý bi ế n t ần tr ự c tiế p.
V
- 14 -
Các nhượ c điểm của các biến tần truyền thống dẫn đến nhu cầu phải nghiên cứu các cấu trúc bộ biến đổi mớ i vớ i mục tiêu đạt đượ c là hiệu suất biến đổi cao, điện áp ra có dạng gần sin, dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất cao, có khả năng trao đổi năng lượ ng vớ i lướ i theo cả hai chiều, nhỏ gọn, tin cậy. Các bộ biến đổi kiểu ma tr ận (Matrix Converter – MC) hoàn toàn có thể đáp ứng đượ c các yêu cầu này. MC là dạng biến tần tr ực tiế p nhưng sử dụng các van bán dẫn hai chiều, đóng cắt vớ i tần số sóng mang cao, cỡ 2 đến 10 kHz. Các quy luật biến điệu phù hợ p tạo ra điện áp ra gần sin mà thành phần sóng hài bậc cao là tần số hoặc bội của sóng mang, tự suy giảm trên các tải mang tính cảm. Về cấu trúc MC hoàn toàn không cần dùng các phần tử thụ động LC, không cần các mạch RC hỗ tr ợ đóng cắt cho các van, vì vậy có khả năng đượ c chế tạo chỉ trên một tinh thể bán dẫn silic (còn gọi là giải pháp “all silicon”), có khả năng tích hợ p cùng vớ i động cơ để tạo thành một cơ cấu truyền động duy nhất. MC không bị giớ i hạn về dải công suất, có thể đượ c chế tạo vớ i công suất từ vài tr ăm watt đến hàng nghìn kW. Tuy vậy, hàng loạt vấn đề sẽ cần phải đượ c tiế p tục nghiên cứu và giải quyết để có thể đưa biến tần kiểu ma tr ận tớ i những ứng dụng thực tế trong công nghiệ p 1.2 Các yêu cầu về đảm bảo thành phần sóng hài đối với các bộ biến đổi bán dẫn công suất Hình dạng điện áp, dòng điện đầu ra, hình dạng dòng điện đầu vào và hệ số công suất là những chỉ tiêu quan tr ọng để đánh giá chất lượ ng của các bộ biến đổi. Cũng như các phụ tải khác các bộ biến đổi bán dẫn phải tuân thủ các tiêu chuẩn mang tính pháp lý về giớ i hạn các thành phần sóng hài trong lướ i điện [1]. Tiêu chuẩn IEEE Std 519-1992 xác định giá tr ị giớ i hạn của các thành phần sóng hài điện áp đối vớ i các hộ phụ tải khác nhau như đượ c thể hiện trong bảng 1.1.
- 15 Bảng 1.1 Gi ớ i hạn cho phép v ề độ méo sóng hài đ iện áp theo tiêu chu ẩ n IEEE Std 519-1992.
Loại hộ tiêu thụ
THD
Diện tích xung
Độ sâu của xung
điện áp V.µS
điện áp
Các ứng dụng đặc biệt
3%
16400
10%
Hộ thông thườ ng
5%
22800
20%
Hộ tiêu thụ độc lậ
p
10%
36500
50%
Hệ số méo điện áp (Total Harmonic Distortion – THD) đượ c tính theo (1.1). THD =
U H
,
U L − N
(1.1)
trong đó U L-N là giá tr ị điện áp pha, U H là tổng các thành phần sóng hài bậc cao, lấy từ 2 đến 25. U H
=
h = 25
∑ U
2
h
(1.2)
h =2
Khái niệm về xung điện áp đượ c minh hoạ qua sơ đồ chỉnh lưu cầu 3 pha trên hình 1.3, một trong những sơ đồ có ứng dụng r ộng rãi nhất trong thực tế. Khi xảy ra chuyển mạch giữa van S1 và S2, trong thờ i gian chuyển mạch t comm cả hai van S1, S2 đều dẫn. Trên điện cảm phía xoay chiều của pha A, Ll + La , dòng giảm tuyến tính từ I d về đến 0, trên điện cảm của pha B dòng tăng từ 0 đến I d. Sự thay đổi dòng điện này gây nên trên điện cảm một xung điện áp U comm, độ r ộng của nó đượ c xác định bằng (1.3). U comm .tcomm
= 2 I d [V . µS ]
(1.3)
Xung áp U comm cộng tr ừ vào điện áp lướ i gây nên méo tần số cao tại điểm bộ biến đổi nối vào lướ i điện. Độ r ộng của xung, tính bằng V. µS, phải bị giớ i hạn theo quy định như trong bảng 1.1, cột thứ ba. Ở các góc điều khiển khác nhau độ r ộng của xung áp thay đổi. Cột thứ tư của bảng 1.1 cho biết giá tr ị
- 16 -
tươ ng đối cho phép của độ r ộng xung so vớ i xung r ộng nhất (tại góc điều khiển α=0°).
Hình 1.3 S ự xuấ t hiện xung đ iện áp trong s ơ đồ chỉ nh l ư u cầu.
Các giớ i hạn cho phép về độ méo dòng điện theo chuẩn IEEE Std 5191992 cho trong bảng 1.2. Độ méo dòng điện cũng đượ c định ngh ĩ a như đối vớ i điện áp vớ i một số điểm khác biệt sau đây:
• Giớ i hạn thành phần sóng hài phụ thuộc vào dòng ngắn mạch tại điểm bộ biến đổi nối vào lướ i điện ( I SC ). • Giá tr ị phần tr ăm của sóng hài dòng điện áp dụng cho từng sóng hài như là tỷ số giữa giá tr ị hiệu dụng sóng hài vớ i thành phần sóng cơ bản lớ n nhất, trong điều kiện làm việc xấu nhất có thể xẩy ra, kéo dài hơ n một giờ đồng hồ.
•
Hệ số méo dòng điện tổng thể đượ c định ngh ĩ a theo (1.4).
THD =
I H I L
,
(1.4)
- 17 -
trong đó I L là dòng tải tiêu thụ lớ n nhất, còn I H là tổng của các sóng hài bậc cao, tính theo (1.5). I H
=
h = 25
∑ I
2
h
.
(1.5)
h=2
Bảng 1.2 Gi ớ i hạn thành ph ần sóng hài
đố i vớ i dòng đ iện theo tiêu chu ẩ n IEEE Std
519-1992.
Độ méo sóng hài lớ n nhất theo phần tr ăm của dòng tải I L Các sóng hài bậc lẻ (Sóng hài bậc chẵn bị giớ i hạn ở mức 25% của giớ i hạn các sóng bậc lẻ) I SC /I L
<11
11<=h<17
17<=h<23
23<=h<35 35<=h
TDH
<20
4,0
2,0
1,5
0,6
2,3
5,0
20<50
7,0
3,5
2,5
1,0
0,5
8,0
50<100
10,0
4,5
4,0
1,5
0,7
12,0
100<1000 12,0
5,5
5,0
2,0
1,0
15,0
>1000
7,0
6,0
2,5
1,4
20,0
1.3
15,0
Biến tần kiểu ma tr ận (Matrix Converter – MC) Biến tần kiểu ma tr ận là một dạng biến tần tr ực tiế p, hay là bộ biến đổi
AC-AC. MC là bướ c phát triển tiế p theo của các biến tần tr ực tiế p cycloconverter dựa trên những tiến bộ vượ t bậc của công nghệ chế tạo các phần tử bán dẫn công suất và các thiết bị xử lý số cực mạnh. MC sử dụng các khóa bán dẫn hai chiều nên có thể tạo ra dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất điều chỉnh đượ c, điện áp ra hình sin vớ i tần số cao và thấ p hơ n tần số điện áp lướ i, có khả năng áp dụng cho mọi dải công suất, từ nhỏ đến lớ n. So vớ i biến tần gián tiế p, MC có ưu thế về tỷ số công suất trên khối lượ ng cũng như công suất trên thể tích cao hơ n. Trong MC phần công suất hoàn toàn dùng các phần tử bán dẫn, nhiệt độ chịu đựng cao hơ n, có thể lên đến 60°C, độ tin cậy cao, tuổi thọ dài, kích thướ c giảm nhỏ hơ n một cách đáng k ể.
- 18 -
Khả năng làm việc đượ c ở cả bốn góc phần tư mà không cần thêm vào phần tử phụ nào cùng vớ i kích thướ c nhỏ gọn đưa đến khả năng tích hợ p bộ biến tần vớ i động cơ , tạo nên một hệ thống truyền động thống nhất. Đây là đặc tính ưu việt nhất của MC so vớ i các biến tần phổ biến hiện nay trong công nghiệ p [3], [4], [29], [32]. 1.3.1 Cấu hình cơ bản của MC Cấu hình của một MC đượ c thể hiện trên hình 1.4. Bộ phận cơ bản của MC là ma tr ận 3x3, gồm 9 khóa hai chiều S11, S12, …, S33. Các khóa hai chiều này nối các pha đầu ra A, B, C vớ i các pha điện áp đầu vào a, b, c theo một quy luật nhất định để tạo ra điện áp đầu ra. Bộ lọc L f C f làm cho dòng đầu vào tr ở nên liên tục và gần vớ i dạng sin. Mạch Clamp có tác dụng bảo vệ quá điện áp. MC không sử dụng các phần tử phản kháng như tụ điện, điện cảm nào để làm các khâu trung gian dự tr ữ năng lượ ng. Lf
BDS
Ua
S11
S21
S31
Ub
S12
S22
S32
S13
S23
S33
Uc
Cf
Input filter
Clamp
A
B
C
M
Hình 1.4 C ấ u hình cơ bản của MC.
Yêu cầu đặt ra đối vớ i quy luật điều khiển ma tr ận khóa hai chiều là:
- 19 -
Tổng hợ p điện áp đầu ra có dạng sin từ các điện áp đầu vào vớ i tần số
1.
theo yêu cầu, dướ i và trên tần số điện áp lướ i. Dòng tải sẽ do phụ tải quyết định. Dòng điện đầu vào đượ c tổng hợ p từ dòng điện ra và cũng có dạng sin.
2. 3.
Năng lượ ng có thể trao đổi giữa tải vớ i lướ i theo cả hai chiều.
4.
Hệ số công suất đầu vào có thể điều chỉnh đượ c, không phụ thuộc tải và
tính chất của tải. Các yêu cầu 2, 3, 4 nhằm tạo ra các đặc tính ưu việt của MC mà các biến tần truyền thống không thể có đượ c. 1.3.2 Bộ lọc đầu vào (input filter) Sơ đồ mạch lọc đầu vào tiêu biểu cho trên hình 1.5. Dòng đầu vào bao gồm những xung dòng, chính là sự tổng hợ p những đoạn của 3 dòng đầu ra, gồm thành phần sóng hài cơ bản ở tần số lướ i và các thành phần sóng hài bậc cao, là bội số của tần số lấy mẫu. Do tần số lấy mẫu r ất lớ n so vớ i tần số điện áp lướ i nên kích thướ c bộ lọc nhỏ, không ảnh hưở ng đáng k ể đối vớ i kích thướ c của mạch lực [30]. Điện tr ở R, đượ c đưa vào lúc khở i động, có giá tr ị lớ n hơ n điện tr ở tớ i hạn Rth
=2
L C
, làm giảm quá áp do cộng hưở ng
của hai thành phần LC trong mạch lọc gây ra. Các tham số LC đượ c chọn theo sự thỏa hiệ p giữa kích thướ c của bộ lọc, cosϕ đầu vào, sụt áp trên điện cảm L f . Tần số cắt của bộ lọc ω s
= 2π f s = 2π
1 T s
ω f
=
1 L f C f
Hình 1.5 M ạch l ọc đầu vào.
, đượ c chọn sao cho ω ≤ 0,2ω s , trong đó
là tần số cắt mẫu.
- 20 -
Điện áp lớ n nhất r ơ i trên cuộn cảm trong điều kiện đầy tải tính theo (1.6). ∆U U dm
2
⎛ I ⎞ = 1 − 1 − (ω L f ) ⎜ dm ⎟ , ⎝ U dm ⎠
(1.6)
: tần số lướ i; U dm , I dm : giá tr ị định mức của áp và dòng đầu vào. Dòng phản kháng là dòng không tải của bộ lọc, tính gần đúng theo (1.7). I0
=
U a X 50
≈
jU aω i C f ,
(1.7)
I 0 : dòng không tải; X 50 : tr ở kháng tổng của bộ lọc tại 50Hz.
Biểu thức này bỏ qua sụt áp nhỏ trên điện cảm L f . Thành phần sóng hài cơ bản của dòng đầu vào, I 50, xác định bở i công suất đầu ra của biến tần và điện áp đầu vào. Dòng vào tổng sẽ là I 0 + I 50. Vì dòng phản kháng đầu vào hầu như không thay đổi nên góc pha phụ thuộc vào công suất lấy ra từ phía tải. Khi tải lớ n, dòng tác dụng là thành phần chính nên hệ số công suất sẽ cao. Do đó việc lựa chọn tụ lọc đầu vào phụ thuộc công suất định mức của biến tần và hệ số công suất mong muốn. Góc pha đầu vào đượ c tính theo (1.8). ϕ i
⎛ I ⎞ = tg −1 ⎜ 0 ⎟ ⎝ I 50 ⎠
(1.8)
Coi gần đúng thành phần sóng hài cơ bản dòng đầu vào bằng dòng ứng vớ i khi tải bằng một phần ba tải định mức thì góc pha đầu vào phải thỏa mãn điều kiện (1.9). Ptg ⎛ U aω i C f ⎞ 0 ( ϕ i , max ) , ⇒ < C ⎟ f 2 / 3 3 ω P U U a ⎠ a i ⎝ 0
tg (ϕ i ,max ) < ⎜
(1.9)
trong đó P o là công suất đầu ra, ϕ i,max là góc lệch pha lớ n nhất chấ p nhận đượ c của dòng đầu vào. Biểu thức này cho phép xác định giá tr ị tụ C f của bộ lọc. Giá tr ị L f bị hạn chế bở i sụt áp trong phạm vi 3 - 5 % ở tần số lướ i 50 Hz, đượ c xác định từ (1.6). Tần số ω f càng lớ n thì kích thướ c của tụ và điện cảm càng nhỏ. Có thể tăng đượ c tần số ω f nếu tần số cắt mẫu càng cao.
- 21 -
1.3.3 Mạch Clamp Mạch Clamp, xem hình 1.4, bao gồm hai cầu chỉnh lưu 3 pha vớ i mạch xoay chiều là phía nguồn và phía đầu ra trên tải, có chung mạch một chiều là tụ C. Bình thườ ng, tụ C đượ c nạ p điện đến giá tr ị biên độ của điện áp vào hoặc điện áp ra, tùy theo giá tr ị nào cao hơ n. Khi có các xung điện áp ở phía lướ i hoặc ở phía tải cao hơ n điện áp trên tụ các điôt sẽ mở thông để tụ hấ p thụ năng lượ ng của các xung áp này. Nếu điện dung của tụ đủ lớ n điện áp trên tụ sẽ thay đổi không đáng k ể, đảm bảo điện áp trên ma tr ận khoá đượ c giữ trong phạm vi cho phép. Về phía lướ i, quá áp có thể xảy ra khi có các phần tử đóng cắt tác động hoặc bở i sóng sét truyền trên đườ ng dây. Về phía tải, quá áp nguy hiểm có thể xẩy ra khi ngắt nguồn MC gây nên dòng tải bị ngắt tức thì. Mạch Clamp giống như một mạch hạn chế điện áp song song vớ i mỗi phần tử khóa hai chiều trong sơ đồ MC. Các điôt trong mạch Clamp phải là các điôt nhanh để có tác dụng cắt ngay các xung điện áp có độ r ộng r ất ngắn. Điện áp trên tụ điện trong mạch Clamp có thể là nguồn cung cấ p cho mạch điều khiển. Mức điện áp trên tụ trong mạch cũng thể hiện những thông tin cần thiết để thực hiện nhanh quá trình khở i động lại. Nhượ c điểm của mạch Clamp là mạch không tham gia vào hoạt động trong chế độ làm việc bình thườ ng, làm tăng kích thướ c, giá thành của MC. Bằng các k ỹ thuật chuyển mạch phù hợ p có thể không cần dùng đến mạch Clamp như sẽ đượ c đề cậ p chi tiết ở chươ ng 2. 1.3.4 Ma tr ận khoá đóng cắt hai chiều (Bidirectional Switch - BDS) Ma tr ận khóa, là thành phần chính, quan tr ọng nhất của MC, gồm chín khoá hai chiều BDS, S11, S12, ..., S33. Hiện nay các nhà sản xuất chưa đưa ra các khoá bán dẫn dẫn dòng hai chiều nên các phần tử này phải đượ c tạo ra từ các khoá bán dẫn thông thườ ng. Do các BDS trong MC luôn nằm dướ i điện áp xoay chiều của lướ i điện nên mỗi phần tử khóa trong mạch phải chịu đượ c điện áp ngượ c lớ n. Các phần tử bán dẫn thông thườ ng có đượ c khả năng chịu
- 22 -
điện áp ngượ c nếu đượ c mắc song song vớ i một điôt ngượ c. Các IGBT là các khóa bán dẫn đượ c sử dụng r ộng rãi hiện nay vì các đặc tính tốt như điều khiển bằng điện áp, đóng cắt nhanh, khả năng chịu điện áp cao, dòng điện lớ n. Các khóa hai chiều đượ c xây dựng chủ yếu trên cơ sở IGBT vớ i các sơ đồ như đượ c thể hiện trên hình 1.7, (a), (b) và (c). Sơ đồ dùng cầu điôt (hình 1.6, (c)), gồm 1 IGBT và 4 điôt. Các điôt này cũng phải là các điôt nhanh để phù hợ p vớ i khả năng đóng cắt nhanh của IGBT. Ư u điểm của sơ đồ này là chỉ cần dùng một IGBT. Nhượ c điểm của khóa hai chiều này là dòng chảy qua 3 phần tử nên tổn thất trên sơ đồ khá lớ n. Khoá hai chiều hiện nay chủ yếu xây dựng trên sơ đồ sử dụng 2 IGBT mắc song song ngượ c theo kiểu chung emittor hoặc chung collector và 2 điôt nhanh, trong đó mỗi chiều dòng điện đi qua một cặ p IGBT và điôt như đượ c biểu diễn trên hình 1.6, (a), (b).
(a)
(c)
(b)
Hình 1.6 Các khoá 2 chi ề u: a) E chung; b) C chung; c) IGBT trong cầu đ iôt. A
G1 E G2
G1 E G2
G1 E G2
a
G1 E G2
B
G1 E G2
C
G1 E G2
b
G1 E G2
G1 E G2
G1 E G2
c
Hình 1.7 S ơ đồ mạch l ực MC 3 pha dùng IGBT m ắ c E chung.
Trong các sơ đồ 3 pha vào, 3 pha ra, sơ đồ E chung phải cần 9 nguồn cách ly, mỗi nguồn dùng để điều khiển hai IGBT có chung emittor (hình 1.7). Sơ
- 23 -
đồ C chung có ưu điểm hơ n vì chỉ cần 6 nguồn cung cấ p cách ly để điều khiển 9 khoá, mỗi nguồn dùng để điều khiển 3 IGBT có emittor chung (hình 1.8).
Hình 1.8
S ơ đồ mạch l ự c MC 3 pha dùng IGBT m ắ c C chung.
1.4 Các dạng Matrix Converter khác 1.4.1 Dạng MC gián tiếp Id+
A B C
a b c
Ud
M
IdR=[SA,SB,SC]
I=[Sa,Sb,Sc]T
Hình 1.9 S ơ đồ MC gián ti ế p.
Ngoài dạng MC cơ bản còn có các dạng MC gián tiế p (Indirect Matrix Converter-IMC) [19], trong đó có sự phân chia giữa phần chỉnh lưu và phần nghịch lưu, như đượ c thể hiện trên hình 1.9. Sự khác biệt của dạng MC này so vớ i biến tần thông thườ ng là trong phần điện áp một chiều không dùng tụ làm kho tích tr ữ điện. Sơ đồ IMC gồm 6 van một chiều ở phần nghịch lưu, do đó mạch lực đơ n giản hơ n, có thể sử dụng những module chuẩn đang đượ c phổ biến r ộng rãi. Phần chỉnh lưu đầu vào dùng các khóa bán dẫn hai chiều để
- 24 -
đảm bảo năng lượ ng trao đổi đượ c theo cả hai chiều. Vớ i phươ ng pháp biến điệu vectơ không gian gián tiế p (ISVM), sẽ đượ c trình bày ở chươ ng 3, IMC có đượ c những đặc tính tươ ng đươ ng vớ i MC cơ bản, tuy nhiên hệ thống điều khiển khá phức tạ p. 1.4.2 Dạng MC gián tiếp ít van (SMC) Các IMC còn có thể làm cho đơ n giản hơ n nữa khi trong các khóa BDS phía chỉnh lưu bỏ bớ t đi một IGBT. Sơ đồ dạng này, đượ c thể hiện trên hình 1.10, gọi là IMC ít van (Sparse Matrix Converter-SMC) [5], [19]. Vai trò thay thế của van đượ c làm rõ qua ví dụ vớ i pha đầu vào A. Van SA k ết hợ p vớ i các van SA+, SA- tạo nên hai van BDS cho nhánh trên và nhánh dướ i của pha A. Đối vớ i nhánh trên dòng đi vào từ pha A sẽ đi qua DA+ và SA+ (nét gạch đứt đoạn), dòng đi ra sẽ đi qua điôt nhánh trên, SA, DA- (nét chấm gạch). Tươ ng tự như vậy đối vớ i nhánh dướ i và các pha còn lại. Van SA sẽ phải làm việc nhiều hơ n các van SA+ và SA-. Id+ SA+
DA+
A B C
SA
Ud
a b c
M
DA-
SA-
Id-
Hình 1.10 S ơ đồ MC gián ti ế p d ạng ít van (SMC).
1.4.3 Dạng MC gián tiếp r ất ít van (USMC) Khi chiều năng lượ ng chỉ cần từ phía nguồn ra phía tải thì sơ đồ IMC còn có thể đơ n giản hơ n nữa, gọi là sơ đồ MC r ất ít van (Ultra Sparse Matrix Converter- USMC) [19]. Sơ đồ USMC biểu diễn trên hình 1.11. Vai trò của van SA vẫn giống như ở sơ đồ trên, tuy nhiên các nhánh van phía trên và phía
- 25 -
dướ i chỉ còn là điôt. Dòng một chiều bây giờ chỉ có thể chạy theo một hướ ng như một chỉnh lưu thông thườ ng. Quá trình điều chế thông qua van SA có tác dụng làm cho dòng đầu vào có dạng sin. Id+
A B C
Ud
a b c
M
Id-
Hình 1.11 S ơ đồ MC gián ti ế p d ạng r ất ít van (USMC).
1.4.4 Biến tần 4Q
Hình 1.12 S ơ đồ biế n t ần 4Q.
Biến tần 4Q, sơ đồ hình 1.12, có những tính chất gần giống vớ i biến tần ma tr ận, đó là có dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất có thể điều chỉnh đượ c, năng lượ ng trao đổi vớ i lướ i theo cả hai chiều (chính vì vậy mà có tên gọi là biến tần 4Q) [4]. Đây là biến tần có khâu trung gian một chiều, trong đó điện áp trên tụ U DC đượ c giữ không đổi, ở mức cao hơ n biên độ của điện áp dây đầu vào nhờ mạch chỉnh lưu tích cực. Các điện cảm đầu vào Ls như các kho từ tạo nên khả năng hiệu chỉnh công suất phản kháng trao đổi vớ i lướ i, từ
- 26 -
đó có thể hiệu chỉnh đượ c hệ số công suất của biến tần. Biến tần 4Q đã có những ứng dụng trong công nghiệ p đến công suất cỡ 300 kW. Hệ thống điều khiển biến tần này r ất phức tạ p. Quá trình trao đổi năng lượ ng giữa tải và lướ i phải thông qua các kho điện và từ nên thờ i gian diễn ra chậm, không giống như ở các biến tần ma tr ận. 1.4.5 So sánh số lượng phần tử trong các sơ đồ biến tần Về số lượ ng phần tử công suất, theo bảng 1.3, có thể so sánh các dạng MC vớ i nhau và vớ i các biến tần thông dụng khác, đó là biến tần vớ i chỉnh lưu đầu vào là cầu điôt (biến tần PWM) và biến tần có chỉnh lưu tích cực phía đầu vào (biến tần 4Q). Theo bảng 1.3 có thể thấy r ằng, để thay thế các phần tử lưu giữ năng lượ ng kích thướ c lớ n các sơ đồ MC hoàn toàn sử dụng các phần tử bán dẫn có kích thướ c nhỏ vớ i độ tin cậy cao hơ n. Bảng 1.3 So sánh s ố phần t ử trong các s ơ đồ bộ biế n t ần khác nhau.
Biến tần
Số van bán
Điôt
Số điôt
Tụ điện
Cuộn cảm
dẫn.
nhanh.
chỉnh lưu
lớ n
lớ n
- PWM
6
6
6
1
0 hoặc 1
- MC
18 (9 BDS)
18
0
0
0
- IMC
18 (6 BDS)
18
0
0
0
- SMC
15
18
0
0
0
- USMC
9
18
0
0
0
- 4Q
18 (6 BDS)
18
0
1
3
1.5 Tình hình nghiên cứu về Matrix Converter 1.5.1 Lịch sử phát triển Khái niệm về Matrix converter (MC), sử dụng các van bán dẫn điều khiển hoàn toàn, vớ i các đặc tính cơ bản như điện áp hình sin, dòng vào sin, điều chỉnh đượ c hệ số công suất, tần số ra không bị giớ i hạn, lần đầu tiên đượ c đưa ra bở i Venturini (1980), Alesina và Venturini (1981). Thuận toán do Ventirini
- 27 -
đưa đưa ra cho tỷ tỷ số biế biến đổ đổii điện áp lớ lớ n nhấ nh ất là 0,5. Nă Năm 1989 [3], [24], Alesina và Venturini tiế tiế p tục đưa đưa ra thuậ thuật toán cả cải tiế tiến, nâng tỷ tỷ số truyề truyền áp lên tớ tớ i 0.866. Từ Từ nh nhữững năm 1990 đến đến nay lý thuyế thuyết cũ c ũng như như nh nhữững đề xu xuấất về v ề mô hình MC đã có nhữ những bướ bướ c phát triể triển không ngừ ngừng. 1.5.2 Các ph ương pháp điều chế Các phươ phươ ng ng pháp điều chế ch ế xác định định quy luậ luật điều khiể khiển các khóa bán dẫ dẫn hai chiề chiều để tạo nên điện áp đầu đầu ra từ từ các pha điện áp đầu đầu vào và tổ tổng hợ p nên dòng đầu đầu vào từ từ các dòng đầu đầu ra. Về Về cơ b ơ bản cho đến đến nay có bố bốn phươ ph ươ ng ng pháp điều chế chế chính sau đây: 1.
Phươ Ph ươ ng ng pháp Venturini-Alesina.
2.
Phươ Ph ươ ng ng pháp 3M.
3.
Phươ Ph ươ ng ng pháp vectơ vectơ không gian gián tiế tiế p (Indirect Space Vector
Modulation-ISVM). 4.
Phươ Ph ươ ng ng pháp vectơ vectơ không gian tr ực tiế tiế p (Space Vector Modulation-
SVM). Các phươ phươ ng ng pháp khác nhau vớ vớ i kh khảả năng ứng dụng khác nhau, dự dựa trên cách mô tả tả toán họ học MC khác nhau, phân biệ bi ệt chủ chủ yếu bở bở i yêu cầ cầu về về mức độ tính toán và số số lượ ng ng các đại đại lượ lượ ng ng đầu đầu vào do các phép đo cung cấ cấ p. Mứ Mức độ tính toán xác định định khả khả năng các vi xử xử lý ngày nay có thể thể đáp ứng đượ c hay không. Các đại đại lượ l ượ ng ng cần đo ho hoặặc theo dõi vớ vớ i độ chính xác nào đó xác định định khảả năng hoạ kh hoạt độ động ng củ của sơ sơ đồ đồ trong các điều kiệ kiện thự thực tế tế. Phươ Ph ươ ng ng pháp Venturini-Alesina dự d ựa trên cơ cơ sở giả giải hệ ph phươ ươ ng ng trình ma tr ận thiế thiết lậ lậ p giữ giữa điện áp và dòng điện 3 pha đầu đầu vào vớ vớ i 3 pha đầu đầu ra, từ từ đó xác định định đượ c thờ thờ i gian mà mỗ mỗi khóa bán dẫ dẫn hai chiề chiều đượ c điều khiể khiển mở để điện áp ra và dòng đầu đầu vào đều đều có dạ dạng sin. Cơ Cơ ssở toán ở toán họ học của ph phươ ươ ng ng pháp này đượ c dẫn giả giải trong [24]. Nhượ Nhượ c điểm chính củ của thuậ thuật toán là đòi hỏi tính toán phứ ph ức tạ p, cầ cần nhiề nhiều phép tính lượ lượ ng ng giác trong mỗ mỗi chu k ỳ cắt
- 28 -
mẫu. Các giá tr ị điện áp đầu đầu vào cũ cũng cầ c ần phả ph ải đo và cậ cậ p nhậ nhật liên tụ tục vớ v ớ i độ chính xác cao. Theo phươ phươ ng ng pháp 3M, thờ thờ i gian đóng cắ cắt củ của các van đượ c tính toán dự dựa trên việ việc theo dõi giá tr ị điện áp đầu đầu vào, giá tr ị điện áp đặt đặt đầu đầu ra nằ nằm ở đ ở đâu giữ giữa 3 giá tr ị lớ n nhấ nhất, trung bình và nhỏ nhỏ nh nhấất (Max, Medium, Min), từ từ đó mà có tên đặt đặt là 3M [16], [17], [18]. Về Về yêu cầ cầu tính toán phươ phươ ng ng pháp 3M khá đơ n giả giản, tuy nhiên hiệ hiệu qu quảả của ph phươ ươ ng ng pháp sẽ sẽ ph phụụ thu thuộộc nhiề nhiều vào độ chính xác củ của tính toán và củ của phép đo các giá tr ị điện áp thự thực. Điều này sẽ sẽ gây nhiề nhiều khó khă khăn cho các ứng dụ dụng trong thự thực tế t ế. Ngày nay, các phươ phươ ng ng pháp vectơ vectơ không gian đượ c sử dụng r ộng rãi vì khảả năng dễ dàng lậ kh lậ p trình trên các bộ bộ vi xử lý, yêu cầ cầu tính toán ít hơ hơ n. n. Phươ Ph ươ ng ng pháp vectơ vectơ không không gian gián tiế ti ế p (ISVM) phát triể triển dựa trên phươ phươ ng ng pháp vectơ vectơ không không gian cho biế biến tần vớ i khâu trung gian mộ một chiề chiều, trong đó MC đượ c phân chia thành hai phầ ph ần: phầ phần chỉ chỉnh lưu tích cự cực và phầ phần nghị nghịch lưu thông thườ thườ ng, ng, liên k ết qua khâu mộ một chiề chiều ảo (virtual DC-link) [19], [25], [26]. Việ Việc phân chia MC thành chỉ chỉnh lưu và nghị nghịch lưu dẫn đến đến hai biế biến trung gian phả phải theo dõi là dòng điện và điện áp củ của khâu trung gian mộ m ột chiề chiều ảo, hai ma tr ận khóa đóng cắ cắt cho phía chỉ chỉnh lư lưu và phía nghị ngh ịch lư lưu. Phươ Ph ươ ng ng pháp vectơ vectơ không không gian có thể thể đượ c xây dự dựng một cách tr ực tiế tiế p (SVM), trong đó chỉ chỉ cần quan tâm đến đến một ma tr ận khóa đóng cắ cắt 3x3 duy nhấất. Lý thuyế nh thuyết SVM đượ c trình bày mộ một cách hệ hệ thố thống trong [9], [10], [15], trong đó sử dụng cách tính toán số s ố ph phứức trên biể biểu diễ diễn vectơ vectơ tất cả các đại đại lượ ng ng điện, các tr ạng thái đóng cắ cắt củ c ủa van trên sơ sơ đồ đồ,, do đó có đượ c các k ết quảả mang tính tổ qu tổng quát cho nhiề nhiều tr ườ ườ ng ng hợ p. Phươ Phươ ng ng pháp SVM cũ cũng cho phép giả giải thích các thuậ thu ận toán điều khiể khiển Venturini-Alesina và ISVM như nh ư các tr ườ ườ ng ng hợ p riêng. Ư u điểm của SVM là trong mỗ mỗi chu k ỳ cắt mẫu có thể thể chỉ chỉ cần xác định định góc pha củ của điện áp đầu đầu vào, tươ tươ ng ng đố đốii so vớ vớ i các thờ thờ i điểm điện áp nguồ nguồn qua không mà không cầ cần quan tâm đến đến giá tr ị tức thờ th ờ i củ c ủa điện áp.
- 29 -
Điện áp đầu đầu ra đượ c xác định định theo tầ tần số yêu cầ cầu và hệ hệ số biế biến điệu mong muốốn. Như mu Như vậy mạ mạch biế biến điệu đòi hỏ hỏi mộ một số số tối thiể thiểu các tín hiệ hiệu bên ngoài nên khả khả năng chố chống nhiễ nhiễu tố tốt. Quy luậ luật điều chế chế trong MC khá phứ phức tạ p, đòi hỏi một kh khốối lượ ng ng tính toán lớ lớ n trong thờ thờ i gian thự thực. Các tính toán này không thể th ể thự thực hiệ hiện đượ c trên các vi xử xử lý hiệ hiện nay như như đố đốii vớ i quy luậ luật điều biế biến ở các biế biến tần có khâu trung gian mộ một chiề chiều. Tuy nhiên các họ họ DSP ngày nay vớ vớ i giá thành ngày càng hạ hạ và tố t ốc độ tính toán ngày càng cao đã cho phép giả giải quyế quyết vấ vấn đề này. Điều này nói lên tính thự thực tế tế của các ứng dụ dụng MC. 1.5.3 Module mạch lực Số lượ ng ng van bán dẫ dẫn để tạo nên ma tr ận khóa hai chiề chiều là 18 cái, tươ tươ ng ng đốii nhiề đố nhiều. Điều này ảnh hưở ng ng đến đến kh khảả năng cạnh tr ạnh của MC đố đốii vớ i các biế biến tần thông thườ thườ ng. ng. Các nhà sả sản xu xuấất ngày nay vẫ vẫn chư chưa cho ra đờ i các khóa bán dẫ dẫn hai chiề chiều thự thực sự trong mộ một vỏ nên module mạ mạch lực của MC còn khá phứ phức tạ p. Tuy nhiên hãng Dynex Semiconductor đ Semiconductor đã tuyên bố bố cho ra đờ i module khóa hai chiề chiều dòng 200A và 400A, điện áp 1700V [13]. Đây là tín hiệ hiệu cho thấ thấy vấ vấn đề này sẽ sẽ đượ c giả giải quyế quyết trong tươ tươ ng ng lai gầ gần. 1.5.4 Vấn đề điều khiển chuyển mạch các van bán dẫn Do các khóa bán dẫ dẫn hai chiề chiều đều đều nằ n ằm dướ d ướ i điện áp xoay chiề chiều nên vấ vấn đề chuyể chuyển mạch r ất ph phứức tạ p. MC không sử sử dụng mạch snubber (RC song song vớ vớ i phầ phần tử tử đóng cắ cắt) để giả giảm tố tối đa kích thướ thướ c và tổ tổn thấ thất trên phầ phần tử t ử. Đây là ưu điểm cơ b ơ bản của MC vì tạ tạo ra khả khả năng chế chế tạo module mạ mạch lực chỉ chỉ gồm các phầ phần tử bán dẫ dẫn vớ i kh khảả năng chị chịu nhiệ nhiệt độ cao và kích thướ thướ c nhỏỏ gọn. Các biệ nh biện pháp chuyể chuyển mạ mạch phả phải đượ c áp dụ dụng không phụ phụ thu thuộộc vào quy luậ luật biế bi ến điệu là quy luậ luật nào trong bố bốn ph phươ ươ ng ng pháp cơ cơ bbản k ể trên [2], [12]. Điều khiể khiển quá trình chuyể chuyển mạch giữ giữa các van bán dẫ dẫn trong MC phả phải có độ chính xác r ất cao, hoạ hoạt độ động ng chuẩ chuẩn xác trong nhữ những khoả khoảng thờ thờ i gian cỡ cỡ
- 30 -
µS. Các mảng mạch lôgic lậ p trình đượ c (CPLD, FPGA) giúp ta giải quyết đượ c vấn đề này. Quá trình chuyển mạch đượ c phân biệt theo chuyển mạch theo áp, chuyển mạch theo dòng hoặc k ết hợ p cả hai. Tùy theo áp hay chiều dòng điện biết đượ c, chuyển mạch có thể thực hiện theo 1, 2, 3, hoặc 4 bướ c, vớ i mỗi bướ c bằng thờ i gian khóa của một IGBT, thườ ng từ 1,5 đến 2,5 µS [22], [23], [33], [34]. Để tăng cườ ng độ an toàn cho van bán dẫn, một số biện pháp chuyển mạch thông minh cũng đượ c áp dụng [12], [31], tuy nhiên khi đó mức độ phức tạ p của hệ thông điều khiển cũng tăng lên nhiều. Vớ i công suất vừa và nhỏ thì chuyển mạch bốn bướ c theo chiều dòng điện là một biện pháp phù hợ p hơ n cả vì việc đo dòng đầu ra có dạng sin dễ thực hiện hơ n. Vớ i dải công suất lớ n hơ n cần phải chuyển sang kiểu chuyển mạch cộng hưở ng. Đây là một vấn đề phức tạ p và mớ i chỉ một số ít tác giả đề cậ p đến [28], chắc chắn cần nhiều công sức nghiên cứu hơ n nữa để đưa đến đượ c các ứng dụng cụ thể. Điều khiển quá trình chuyển mạch cũng nhằm để loại bỏ mạch Clamp chống quá áp hay để giảm bớ t yêu cầu đặt ra đối vớ i mạch này [21], [27]. Để loại bỏ đượ c mạch Clamp cần phải tạo ra hệ thống điôt ngượ c từ các điôt song song vớ i các IGBT và lựa chọn một điện áp dây đầu vào có cực tính phù hợ p có tác dụng làm giảm nhanh dòng tải mà không gây nên quá áp trong mạch. Nói chung vấn đề chuyển mạch cho các van trong sơ đồ MC có thể sẽ đơ n giản hơ n trong tươ ng lai gần, khi các nhà sản xuất sẽ cho ra đờ i các phần tử khóa bán dẫn hai chiều thực sự. 1.5.5 Ảnh hưởng của điện áp trên lưới đối với MC Tỷ số truyền điện áp trong MC cao nhất là 0,866. Thực ra tỷ số truyền áp trong các biến tần có khâu trung gian một chiều nếu làm việc trong chế độ tuyến tính cũng chỉ là 0,86. Nếu các MC đượ c sử dụng r ộng rãi thì việc chế tạo các động cơ vớ i mức điện áp phù hợ p không phải là một vấn đề khó khăn,
- 31 -
nhất là tươ ng lai của MC là đượ c tích hợ p cùng vớ i động cơ để tr ở thành một hệ truyền động duy nhất. Là biến tần tr ực tiế p nên MC chịu ảnh hưở ng tr ực tiế p của những dao động, nhiễu, cũng như sự mất cân bằng của các pha điện áp lướ i. Giống như mọi thiết bị điện khác, MC cần phải đượ c thiết k ế để đảm bảo chịu đựng đượ c những dao động của điện áp lướ i công nghiệ p trong phạm vi cho phép. Những nhiễu trên lướ i do ảnh hưở ng của các thiết bị đóng cắt và các bộ biến đổi bán dẫn làm việc trên lướ i sẽ đượ c suy giảm nhờ bộ lọc L f C f trên đầu vào [4], [22]. Khi lướ i mất cân bằng sử dụng những quy luật điều biến đặc biệt MC vẫn đảm bảo đượ c điện áp đầu ra và dòng điện đầu vào đều có dạng sin [7], [25], [26]. Do không có mạch điôt ngượ c để dẫn dòng tải, sự làm việc của MC bị ảnh hưở ng nghiêm tr ọng trong hai tr ườ ng hợ p. Thứ nhất, đó là khi phía lướ i bị mất nguồn đột ngột. Do không có kho điện dự tr ữ nên ma tr ận van sẽ khóa lại lậ p tức, điều này sẽ khiến các cuộn cảm đầu vào bị mất dòng đột ngột, gây nên quá điện áp, có thể đánh thủng các van bán dẫn. Thứ hai, đó là khi có hiện tượ ng nháy điện, ngh ĩ a là phía lướ i bị mất điện trong một thờ i gian ngắn r ồi lại có điện tr ở lại. Trong tr ườ ng hợ p này phần điều khiển vẫn còn nguồn nuôi do năng lượ ng trên các tụ một chiều, tuy nhiên phần đồng bộ vớ i lướ i bị mất dẫn tớ i quy luật điều khiển r ối loạn, các van có thể bị khóa hoàn toàn dẫn đến dòng tải bị ngắt đột ngột gây nên quá áp lớ n. Vấn đề này phải đượ c đặt ra khi thiết k ế để đảm bảo an toàn cho các van trong bộ biến đổi. 1.5.6 Phát triển các ứng dụng của MC Có thể chỉ ra các l ĩ nh vực mà việc ứng dụng MC sẽ đưa đến những hiệu quả đặc biệt như sau: - MC có ứng dụng trong l ĩ nh vực truyền động giống như các biến tần thông thườ ng vớ i các ưu điểm cơ bản là k ết cấu gọn nhẹ và làm việc đượ c ở cả bốn góc phần tư.
- 32 -
- MC có tiềm năng ứng dụng trong l ĩ nh vực truyền tải điện như một bộ biến đổi nối giữa hai lướ i điện có tần số tiêu chuẩn khác nhau (50 Hz, 60 Hz). - MC có thể ứng dụng trong các bộ lọc tích cực nối tr ực tiế p vớ i lướ i điện. Vớ i dòng đầu vào và đầu ra đều hình sin và hệ số công suất thay đổi đượ c, các bộ tụ lọc t ĩ nh sẽ đượ c điều khiển trong một chế độ tối ưu nhất. - MC có thể là bộ biến đổi đầu ra, có nhiệm vụ ổn định điện áp và tần số cho các hệ máy phát phân tán turbine khí hoặc turbine gió. Khi đó máy phát có thể phát điện áp tần số cao và thay đổi, nhờ đó kích thướ c máy phát đượ c giảm nhỏ và yêu cầu về điều tốc không còn khắt khe nữa. 1.6 Kết luận chương 1 Giải pháp “all silicon” cho MC mớ i chỉ là khả năng trong tươ ng lai. Hiện tại các nghiên cứu về MC đang sử dụng các transistor vớ i cực điều khiển cách ly – IGBT để tạo nên các van dẫn hai chiều (Bidirectional switch – BDS). Những khó khăn về thực hiện quy luật biến điệu, về điều khiển quá trình chuyển mạch giữa các van, giá thành chế tạo còn cao là những lý do khiến cho MC vẫn nằm trong các phòng thí nghiệm, chưa có hãng sản xuất nào công bố những mẫu MC thươ ng mại. Chính vì vậy, mục đ ích của nghiên cứu này là xây dựng một mẫu biến tần ma tr ận thử nghiệm nhằm đánh giá và chứng minh những khả năng ứng dụng thực tế và các đặc tính ưu việt của loại biến tần này. Vớ i việc xây dựng biến tần ma tr ận hai vấn đề chính phải giải quyết là quy luật biến điệu và điều khiển chuyển mạch giữa các van hai chiều. Nhi ệm vụ
của luận án này chính là xây dựng thuật toán biến điệu và thuật toán điều
khiển lôgic chuyển mạch. Các thuật toán này sẽ đượ c áp dụng và kiểm chứng trong mô hình thực nghiệm. Luận án này cũng giải quyết vấn đề đảm bảo chất lượ ng dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lướ i mất cân bằng. Vấn đề ứng
- 33 -
dụng MC đượ c đề nghị trong hệ thống truyền động điều khiển tr ực tiế p mô men động cơ không đồng bộ. Phươ ng pháp nghiên cứu là sử dụng các phươ ng tiện mô phỏng để khảo sát tính đúng đắn của các quy luật điều khiển cũng như các quá trình năng lượ ng liên quan. Trong mô hình thử nghiệm một loạt các vấn đề liên quan đến quá trình thiết k ế đã đượ c thực hiện, tuy nhiên sẽ không thể trình bày một cách chi tiết trong bản luận án này. Mô hình thí nghiệm chứng tỏ việc xây dựng một thế hệ biến tần mớ i là hoàn toàn hiện thực trong điều kiện Việt nam hiện nay.
- 34 -
Chương 2
VẤN ĐỀ CHUYỂN MẠCH TRONG MA TR ẬN KHOÁ HAI CHIỀU
2.1 Quy tắc thực hiện quá trình chuyển mạch Chuyển mạch là quá trình chuyển dòng điện từ một van đang dẫn bị khoá lại sang một van khác vừa mở ra. Chuyển mạch trong sơ đồ MC có những yêu cầu khác biệt so vớ i sơ đồ biến tần có khâu trung gian một chiều. Trên hình 2.1 thể hiện chuyển mạch trong sơ đồ nghịch lưu thườ ng. Giữa tín các hiệu điều khiển mở S1 và S2 có một thờ i gian chết τ để tránh dòng đâm xuyên giữa S1 và S2, khi đó không có van nào dẫn. Giả sử dòng đang chạy qua van S1, có tín hiệu khoá S1. Do tải có tính cảm dòng tải vẫn duy trì theo chiều cũ và sẽ chạy qua điôt D2. Như vậy, nhờ có hệ thống điôt ngượ c dòng tải không bị ngắt đột ngột nên không gây nên quá điện áp. Ngoài ra song song vớ i các van S1, S2 còn có các mạnh RC tr ợ giúp cho quá trình
Hình 2.1 Chuy ể n mạch trong ngh ịch l ưu
chuyển mạch.
thườ ng.
Trong sơ đồ MC không có hệ thống điôt ngượ c và cũng không dùng các mạch RC nên chuyển mạch đặt ra nhiều vấn đề phức tạ p hơ n. Quá trình chuyển mạch trong MC phải tuân thủ hai quy tắc sau: -
Không đượ c ngắn mạch phía lướ i.
-
Không đượ c hở mạch phía tải.
Quy tắc thứ nhất đảm bảo không xẩy ra ngắn mạch phía điện áp lướ i gây ra xung dòng điện lớ n phá huỷ van. Quy tắc thứ hai đảm bảo không gây ra hiện tượ ng hở mạch phía tải gây ra quá điện áp, đánh thủng các van bán dẫn.
- 35 -
2.2
Các kỹ thuật chuyển mạch trong MC
2.2.1 Chuyển mạch bốn bước Chuyển mạnh bốn bướ c là một phươ ng pháp hiệu quả tuân thủ hai quy tắc nêu ra trên đây. Nguyên lý chuyển mạch đượ c làm rõ qua việc xét tr ườ ng hợ p chuyển mạch giữa hai pha A và B theo sơ đồ trên hình 2.2. Giả sử pha A đang dẫn, pha B đang khoá và dòng tải có chiều như hình vẽ. Dòng đang dẫn bở i van SA1, điôt DA1 (nét đậm). Quy ướ c đó là chiều dươ ng ( I L>0). Khi có lệnh chuyển mạch sang pha B dòng sẽ
Hình 2.2 S ơ đồ mô t ả quá trình chuy ể n
phải chuyển sang van SB1, điôt DB1.
mạch.
Quá trình chuyển mạch diễn ra qua bốn bướ c, đượ c mô tả qua đồ thị như trên hình 2.3. Các bướ c tiến hành tuần tự như sau: Bướ c 1: Ngắt tín hiệu điều khiển tớ i van không dẫn SA2 ngay khi có yêu cầu chuyển mạch để tránh đườ ng ngắn mạch pha từ B sang A. Bướ c 2: Điều khiển mở van SB1. Do các điôt DA1 và DB1 nên đầu vào không bị ngắn mạch. Bướ c 3: Ngắt tín hiệu điều
Hình 2.3 Đồ thị tín hiệu đ iề u khiể n chuyể n mạch.
khiển van SA1. Dòng tải sẽ chuyển từ pha A sang pha B (từ van SA1 sang SB1) theo chiều dòng điện tại bướ c 2 nếu U B>U A hoặc ở bướ c 3 nếu U B
- 36 -
Bướ c 4: Cho tín hiệu điều khiển mở van SB2 chuẩn bị cho tính chất dẫn hai chiều của pha B, k ết thúc chuyển mạch. Tr ườ ng hợ p dòng tải có chiều ngượ c lại suy luận hoàn toàn tươ ng tự. Thờ i gian t d tươ ng đươ ng vớ i thờ i gian khoá của một IGBT, cỡ 1÷2µS. Tr ạng thái lôgic của quá trình chuyển mạch này biểu diến trên hình 2.4.
Hình 2.4 Tr ạng thái logic các van trong chuy ể n
Tất cả các tr ườ ng hợ p
mạch bố n bướ c.
chuyển mạch giữ hai pha A, B ứng vớ i các dấu dòng điện và điện áp cho trong bảng 2.1. Bảng 2.1 Các tr ườ ng hợ p chuyể n mạch giữ a hai pha A và B, d ấu “+” t ươ ng
ứ ng vớ i I L >0, U AB>0, chuyể n mạch t ừ A sang B, d ấu “- ” t ươ ng ứ ng vớ i I L <0, U AB<0, chuyể n mạch t ừ B sang A.
TH1
TH2
TH3
TH4
TH5
TH6
TH7
TH8
UAB >0
+
+
+
+
-
-
-
-
IL >0
+
+
-
-
+
+
-
-
A->B
+
-
+
-
+
-
+
-
Chuyển mạch gọi là nặng nếu van khoá lại dướ i điện áp cao và dòng qua van lớ n, tổn thất do chuyển mạch lớ n. Chuyển mạnh gọi là mềm nếu khi van khoá lại, dòng qua van đã bằng 0, tổn thất chuyển mạnh nhỏ. Qua phân tích sẽ thấy một nửa số quá trình chuyển mạch trên đây là chuyển mạch mềm nên chuyển mạnh bốn bướ c theo chiều dòng điện còn gọi là chuyển mạch bán mềm. Trên hình 2.2 chuyển mạch mềm xảy ra khi U B>U A, do các điôt SD1,
- 37 -
SD2 dòng chuyển tự nhiên ngay sang SB1 khi SB1 đượ c điều khiển mở tại bướ c 2. Tại bướ c 3 khi ngắt tín hiệu điều khiển dòng qua SA1đã bằng 0. Phân tích tươ ng tự có thể thấy r ằng các truờ ng hợ p TH1, TH2, TH4 và TH7 là chuyển mạch nặng, còn TH2, TH3, TH5, TH8 là chuyển mạch mềm. 2.2.2 Chuyển mạch hai bước Nếu đã biết chắc chắn chiều dòng điện thì không cần phát tín hiệu cho van không dẫn dòng trong khóa hai chiều. Do đó 4 bướ c chuyển mạch trên đây chỉ còn
hai
bướ c.
Trong
phươ ng pháp này chỉ có IGBT thực sự đang dẫn
Hình 2.5 Tr ạng thái lôgic c ủa van trong ch ế độ chuyể n mạch 2 bướ c.
trong van hai chiều đượ c kích hoạt. Đồ thị tr ạng thái lôgic các van chuyển mạch cho trên hình 2.5. Lưu ý sự khác biệt giữa hình 2.4 và 2.5. Phươ ng pháp hai bướ c chỉ điều khiển cho một IGBT dẫn trong tr ườ ng hợ p chiều dòng điện đã xác định rõ ( I L>0 hoặc I L<0) và chỉ sử dụng tớ i tr ạng thái hai IGBT trong cùng một BDS dẫn khi tín hiệu chiều dòng điện là chưa rõ ràng xẩy ra trong quá trình đảo chiều dòng điện (các tr ạng thái 1100 và 0011 trên hình 2.5). Xét tr ườ ng hợ p dòng đổi chiều như trên hình 2.6. Để tránh hở mạch
Hình 2.6 Tín hi ệu đ iề u khiể n van khi dòng đổ i chiề u.
- 38 -
tải khi dòng nằm trong ngưỡ ng quanh giá tr ị không, [-Ih , Ih], do tín hiệu chiều dòng điện còn chưa xác định nên cần kích hoạt cả hai IGBT trong một BDS đang dẫn. Khi ra ngoài khoảng này do tín hiệu về chiều dòng điện có thể biết chắc chắn nên chỉ cần một van đượ c kích hoạt. Mức ngưỡ ng này tăng theo công suất của bộ biến tần, vì vậy nó ảnh hưở ng tớ i chất lượ ng sóng đầu ra, nhất là khi giá tr ị làm việc của dòng điện lại nằm trong dải ngưỡ ng này. 2.2.3 Chuyển mạch một bước UA
DA1
UAB UB
SA2 DB1
UA
DA2
SA1
IL>0
DA1
UAB UB
DB2
SA2
DA2
SA1
DB1
IL<0
DB2
0 SB2
UA
DA1
UAB UB
SA2 DB1
0
SB1
SB2
UA
DA2
SA1
IL>0
DA1
UAB UB
DB2
SB1
SA2
DA2
SA1
DB1
DB2
1 SB2
SB1
UAB>0, IL>0 (a)
IL<0 1
SB2
SB1
UAB>0, IL<0 (b)
Hình 2.7 Quá trình chuy ể n mạch một bướ c. (a) I L>0; (b) I L<0.
Theo sơ đồ trên hình 2.2, giả sử cần chuyển mạch giữa hai pha đầu vào A và B, nếu biết đượ c điện áp U AB và chiều dòng điện I L thì quá trình chuyển mạch chỉ cần một bướ c. Ví dụ về kiểu chuyển mạch này đượ c mô tả trên hình 2.7 cho hai tr ườ ng hợ p, dòng I L>0 và I L<0. Tín hiệu điều khiển bao giờ cũng chuyển từ một IGBT đang dẫn dòng sang một IGBT ở pha khác có chiều dẫn dòng cùng chiều. Trên hình 2.7 (a) tín hiệu điều khiển chuyển từ SA1 (dẫn dòng dươ ng ở pha A) sang SB1 (dẫn dòng dươ ng ở pha B). Tươ ng tự như vậy ở hình 2.7 (b), từ SA2 sang SB2. Vớ i U AB>0 trên hình (a) là chuyển mạch
- 39 -
nặng, trên hình (b) là chuyển mạch mềm. Tín hiệu điện áp U AB>0 cần thiết để không thể nhầm lẫn đưa tín hiệu điều khiển đến SB2 trên hình (a), SB1 trên hình (b), vì như vậy sẽ xảy ra ngắn mạch. Chuyển mạch một bướ c yêu cầu thờ i gian cho quá trình chuyển mạch r ất ngắn, ít làm ảnh hưở ng đến thờ i gian cắt mẫu của PWM. Tuy vậy lại cần theo dõi chính xác cả chiều dòng điện lẫn điện áp, trong đó tín hiệu điện áp lấy vào từ lướ i sẽ bị ảnh hưở ng r ất mạnh nhiễu từ lướ i. 2.2.4 Chuyển mạch thông minh Phươ ng pháp này xác định chiều dòng điện qua điện áp r ơ i trên van. Điện áp trên van U1 và U2 đượ c xác định như trên hình 2.8. Giả sử dòng điện có chiều như hình vẽ, S2 đang dẫn, S1 nằm dướ i điện áp ngượ c. Điện áp đo trên van U2 cỡ 1,5÷2,5V (phụ thuộc vào loại IGBT), U1 cỡ 0,7÷1,5V, bằng điện áp trên điôt D2. Tín hiệu điện áp này có tính ổn định cao ngay cả khi dòng điện chạy qua van r ất nhỏ, cỡ 100 µA. Nếu chỉ có một IGBT dẫn trong một thờ i điểm thì dựa vào dấu điện áp U1, U2 đo đượ c có thể hoàn toàn xác định chiều của dòng điện. Hình 2.8 cũng thể hiện sơ đồ khối của một bộ điều khiển thông minh cho một khoá BDS. Các bộ điều khiển trong cùng một pha ra có liên hệ chặt chẽ vớ i nhau. Do tại bất cứ thờ i điểm nào cũng có một BDS trong cùng một pha đầu ra đang dẫn nên thông tin về chiều dòng điện luôn đượ c cậ p nhật. Nếu có tín hiệu chuyển mạch từ vi điều khiển tớ i cùng vớ i thông tin về chiều dòng điện nhận đượ c từ pha dẫn tr ướ c đó, phần tử ra quyết định, chính là một mạch điều khiển lôgic, sẽ xác định chính xác IGBT nào đượ c mở tiế p theo. Chuyển mạch diễn ra theo hai bướ c như đã đề cậ p ở phần 2.2.2. Khi van đã mở , chiều dòng điện lại đượ c xác định và chuyển về phần tử ra quyết định để truyền cho các mạch điều khiển khác. Sau khi chuyển mạch nếu dòng có đổi chiều thì bộ điều khiển sẽ tự động đổi phần tử dẫn trong chính BDS đó.
- 40 -
Để khắc phục tr ễ do truyền thông ảnh hưở ng đến chuyển mạch khi dòng đảo chiều cần có một khoảng thờ i gian chết không cho van nào dẫn khi dòng về tớ i không. Hình 2.9 là đồ thị thờ i gian quá trình đảo chiều dòng điện có bù thờ i gian truyền thông, theo đó ta thấy r ằng van SA2, phần tử dẫn dòng ngượ c, sẽ không
đượ c
kích
hoạt
chừng nào bộ điều khiển của BDS tiế p theo nhận
Hình 2.8 C ấu trúc mạch đ iề u khiể n chuyể n mạch
đượ c thông tin chính xác về
thông minh.
chiều dòng điện. Thờ i gian tr ễ đủ nhỏ, cỡ 250nS, không làm ảnh hưở ng tớ i dạng sóng dòng điện. Khi khở i động bộ biến tần thì chưa thể biết đượ c chiều dòng tải. Trong tr ườ ng hợ p này BDS đầu tiên trong tuần tự chuyển mạch sẽ mở một trong hai IGBT của nó. Nếu mở đúng thì có dòng điện chạy qua, ngh ĩ a là đã có tín hiệu chiều dòng điện, còn nếu mở sai không có dòng điện chạy qua thì tự động chuyển đổi sang IGBT đúng. Hình 2.10 là đồ thị tr ạng thái của k ỹ
Hình 2.9 Đồ thị thờ i gian quá trình chuyể n mạch khi dòng đổ i chiề u.
- 41 -
thuật chuyển mạch hai bướ c áp dụng trong tr ườ ng hợ p này. Phươ ng
pháp
chuyển
mạch thông minh có khả năng tự xác định chiều dòng điện và quyết định chính xác cần điều khiển mở van nào. Tuy nhiên trang bị k ỹ thuật yêu cầu khá
Hình 2.10 Đồ thị tr ạng thái chuy ể n mạch theo
phức tạ p.
phươ ng pháp chuy ể n mạch thông minh.
2.3 Chuyển mạch cộng hưởng
(b) (a) Hình 2.11 Mô hình khoá m ề m. a) Phần t ử chuyể n mạch đ óng cắ t mề m E chung; b) Phần t ử chuyể n mạch đ óng cắ t mề m cầu đ iôt.
Chuyển mạch mềm có thể thực hiện nhờ quá trình cộng hưở ng, tạo nên chế độ đóng cắt khi điện áp bằng không hoặc dòng bằng không, do đó tổn hao giảm. Đây là biện pháp quan tr ọng để xây dựng các bộ biến đổi vớ i công suất lớ n, trong đó các van phải làm việc vớ i dòng điện r ất lớ n hoặc điện áp r ất cao.
- 42 -
Trên hình 2.11 thể hiện hai mô hình khóa chuyển mạch mềm. Các mạch cộng hưở ng đều dựa trên mạch dao động LC. Mạch LC có thể bắt đầu dao động nhờ một van phụ đưa vào hoặc do bản thân các van chuyển mạch đưa vào. Sơ đồ (a) sử dụng thêm khóa phụ QA, sơ đồ (b) sử dụng chính hai khóa Q1, Q2 để khở i động mạch dao động. Dao động này sẽ bắt buộc điện áp hoặc dòng điện trên phần tử đóng cắt bằng không trong thờ i gian chuyển mạch. Các cấu hình khoá này có thể đượ c áp dụng trong MC khi công suất yêu cầu là r ất lớ n. Ư u điểm cơ bản của hai mô hình này là tổn hao không tăng đáng k ể khi tăng tần số đóng cắt. 2.4 Chuyển mạch trong quá trình quá độ Sơ đồ MC không có hệ thống điôt ngượ c và kho điện để tích tr ữ năng lượ ng tạm thờ i, không có các mạch tr ợ giúp đóng mở RC. Điều này nảy sinh nhiều vấn đề liên quan đến các quá trình quá độ, ví dụ như lúc khở i động và lúc dừng. Trong mô hình MC cơ bản mạch Clamp có chức năng bảo vệ trong các quá trình chuyển mạch cũng như khi mất điện, khở i động và dừng máy. Tuy nhiên có thể loại bỏ mạch Clamp để giảm nhỏ kích thướ c của MC. Các quá trình chuyển mạch nêu trên đây chưa giải quyết đượ c các vấn đề này. Khi có lệnh dừng nếu lậ p tức cắt xung điều khiển ở các khóa bán dẫn sẽ gây nên hiện tượ ng hở mạch tải, năng lượ ng tích tụ trong các điện cảm tải
UA
(+)
đượ c đưa ra là phải mở một số IGBT k ết hợ p vớ i một số điôt tạo nên mạch điôt ngượ c như ở trong biến tần thông thườ ng để giải phóng dòng tải. Phươ ng pháp thực hiện đượ c mô tả qua hình 2.12. Khi
DA2
(IL>0, IL<0)
không có đườ ng thoát sẽ gây ra quá áp trên các linh kiện bán dẫn. Giải pháp
DA1
SA2
UB
SA1
DB1
DB2
(-) N
SB2
SB1
Hình 2.12 Tr ạng thái l ự a chọn đ iện áp U A , U B và các đ iôt DA2, DB1 làm đ iôt ng ượ c.
- 43 -
điện áp các pha đang có dấu UA>0, UB<0, nếu điều khiển đóng các khóa SA2 và SB1 thì hai điôt nối tiế p vớ i hai khóa DA2 và DB1 sẽ tạo nên mạch điôt ngượ c (thể hiện bằng nét đậm) đối vớ i cả hai chiều của dòng tải I L, làm dòng suy giảm nhanh. Do lướ i điện ba pha có sự thay đổi, cặ p điện áp âm dươ ng thoả mãn điều kiện trên lặ p lại sau mỗi khoảng thờ i gian 1/3 chu k ỳ điện áp lướ i. Hình 2.13 mô tả tr ạng thái chuyển đổi trung gian khi pha C bắt đầu âm hơ n pha B. Van SC1 đượ c điều khiển mở và
UA
Mô hình mô phỏng quá trình chuyển mạch dùng ToolBox StateFlow trong MATLAB cho trên hình 2.15 vớ i k ết quả mô phỏng cho trên hình 2.14 cho
DA1
SA2
UB
điôt DC1 sẽ tham gia vào hệ thống điôt ngượ c thay cho DB1.
(+)
DA2
SA1
DB1
DB2
(IL>0, IL<0)
(-) SB2
UC
DC1
SB1 DC2
(-) SC2
SC1
N
Hình 2.13 Tr ạng thái trung gian chuyể n đổ i t ừ pha B sang pha C.
thấy hiệu quả của việc dậ p dòng điện. Mô hình MC bắt đầu khở i động cho đến 0,03 S thì có lệnh dừng. Dòng điện ở cả 3 pha đã suy giảm về đến 0 sau khoảng 0,01 S, ngh ĩ a là nửa chu k ỳ điện áp lướ i. Ở chế độ làm việc bình thườ ng quá trình chuyển mạch diễn ra trong vùng bôi đen, theo phươ ng pháp chuyển mạch bốn bướ c. Khi có lệnh dừng máy do muốn dừng hoặc do tín hiệu bảo vệ phát động, nó sẽ chuyển ra làm việc ở vòng ngoài. Đồ thị này cũng cho thấy các khả năng khác nhau để chuyển đượ c từ tr ạng thái pha nào đó đang dẫn dòng ra vòng ngoài, tùy thuộc vào chiều của dòng tải. Quá trình này diễn ra tuần tự và yêu cầu nhiều nhất là một chu k ỳ điện áp lướ i để dừng hẳn.
- 44 -
Hình 2.14 Dòng đ iện bị suy giảm nhanh d ướ i tác d ụng của hệ thố ng đ iôt ng ượ c (k ế t quả mô phỏng).
2.5 Kết luận chương 2 Chươ ng này đã phân tích các phươ ng pháp chuyển mạch có thể áp dụng cho MC. Chuyển mạch bốn bướ c yêu cầu thờ i gian dài nhất, ít nhất là ba lần thờ i gian khoá của một IGBT, khoảng hơ n 6 µS, tuy nhiên chỉ cần xác định đượ c chiều dòng điện. Việc đo dòng tải đối vớ i tải tr ở cảm là tươ ng đối dễ dàng vì dòng khá tr ơ n tru. Các phươ ng pháp chuyển mạch ít bướ c hơ n sẽ rút ngắn đượ c thờ i gian dành cho chuyển mạch, tuy nhiên đều yêu cầu phải xử lý riêng nhiều tình huống đặc biệt gây khó khăn cho việc thiết k ế lôgic điều khiển. Việc xét dấu điện áp vào cũng gây bất lợ i vì điện áp bị ảnh hưở ng nhiều bở i nhiễu. Chuyển mạch thông minh hứa hẹn k ết quả tốt nhưng thiết bị yêu cầu khá phức tạ p. Chuyển mạch cộng hưở ng chỉ nên áp dụng cho những ứng dụng công suất lớ n. Trong nghiên cứu này đặt ra nhiệm vụ xây dựng một mẫu thí nghiệm MC công suất nhỏ, vì vậy áp dụng phươ ng pháp chuyển mạch bốn bướ c là thuận lợ i hơ n cả. Thiết k ế mạch lôgic điều khiển chuyển mạch đã đượ c kiểm nghiệm bằng mô phỏng (hình 2.14, 2.15) và sẽ đượ c tiế p tục đề cậ p đến trong chươ ng 5 của luận án này.
- 45 -
Hình 2.15 Mô hình mô ph ỏng mạch đ iề u khiể n quá trình chuy ể n mạch dùng ToolBox StateFlow.
- 46 -
Chương 3
CÁC PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU TRONG BIẾN TẦN MA TRẬN
3.1 Vấn đề biến điệu bề r ộng xung trong biến tần ma tr ận Điện áp trên mỗi pha đầu ra của biến tần ma tr ận (Matrix Converter - MC) đượ c tạo ra bở i các đoạn của điện áp ba pha đầu vào. Ví dụ, để tạo đượ c điện áp ra cho pha A từ ba pha đầu vào a, b, c, trong mỗi một chu k ỳ cắt mẫu, đầu ra A sẽ đượ c nối vớ i một trong ba pha đầu vào trong một khoảng thờ i gian nhất định. Khoảng thờ i gian này phụ thuộc vào giá tr ị điện áp pha đầu vào và giá tr ị điện áp pha đầu ra tại thờ i điểm cắt mẫu. Các phép biến điệu sẽ xác định độ r ộng của những khoảng thờ i gian này sao cho giá tr ị trung bình của điện áp đầu ra trong mỗi chu k ỳ cắt mẫu thay đổi theo một sóng hình sin tần số thấ p mong muốn vớ i biên độ thay đổi đượ c. Nếu trong biến tần nguồn áp thông thườ ng, độ r ộng xung chỉ phụ thuộc vào giá tr ị điện áp ra tại thờ i điểm cắt mẫu vì đầu vào đã là nguồn một chiều không đổi, thì trong MC độ r ộng xung còn phụ thuộc giá tr ị của điện áp đầu vào tại thờ i điểm đó. Vì vậy quy luật biến điệu trong MC sẽ phức tạ p hơ n. Trong chươ ng này sẽ trình bày phươ ng pháp Veturini-Alesina và phươ ng pháp biến điệu vectơ không gian gián tiế p (ISVM), đượ c coi là các phươ ng pháp kinh điển áp dụng cho MC. Phươ ng pháp biến điệu vectơ không gian tr ực tiế p (SVM) có ý ngh ĩ a quan tr ọng nhất cho ứng dụng thực tế sẽ đượ c trình bày riêng trong chươ ng 4. 3.2 Phương pháp Venturini-Alesina (VA) 3.2.1 Hệ phương trình và lời giải Phươ ng pháp VA dựa trên việc tìm lờ i giải cho biến điện áp ra và dòng đầu vào trong hệ phươ ng trình quan hệ giữa điện áp và dòng điện thông qua ma tr ận van hai chiều của MC. Hệ phươ ng trình này đượ c xây dựng sau đây, chủ yếu theo như dẫn giải trong [24].
- 47 -
Tại một thờ i điểm t nào đó, pha đầu ra A đượ c nối vớ i một trong các pha đầu vào thông qua các khoá SaA, S bA và ScA, do đó có thể biểu diễn điện áp U A(t) qua biểu thức (3.1). U A (t ) = maA (t )U a (t ) + mbA (t )U b (t ) + mcA (t )U c (t ) ,
(3.1)
U A(t): điện áp ra pha a; U a(t), U b(t), U c(t): điện áp các pha đầu vào a, b,c; maA(t)=t aA /T s; mbA(t)=t bA /T s; mcA(t)=t cA /T s
: hệ số tỷ lệ thờ i gian các
pha a, b, c đượ c nối tớ i pha đầu ra A; t aA , t bA , t cA
: thờ i gian có mặt của các pha a, b, c tươ ng ứng trên pha ra
A trong chu k ỳ cắt mẫu T s.
Tươ ng tự như vậy vớ i các pha B và C . Đối vớ i cả ba pha biểu thức dạng (3.1) có thể biểu diễn dướ i dạng ma tr ận (3.2).
⎡U A (t ) ⎤ ⎡ maA (t ) mbA (t ) mcA (t) ⎤ ⎡ U a (t ) ⎤ ⎢U (t ) ⎥ = ⎢ m (t ) m (t) m (t) ⎥ ⎢U (t) ⎥ bB cB ⎢ B ⎥ ⎢ aB ⎥⎢ b ⎥ ⎢⎣U C (t ) ⎥⎦ ⎢⎣ maC (t ) mbC (t ) mcC (t ) ⎥⎦ ⎢⎣ U c (t ) ⎥⎦
(3.2)
Dòng điện đầu vào một pha là tổng của ba dòng điện pha trên đầu ra do mỗi pha đầu vào đượ c nối vớ i ba pha đầu ra, như đượ c biểu diễn qua (3.3). ia (t ) = maA (t )iA (t ) + maB (t )iB (t ) + maC (t )iC (t ) ,
ia(t):
(3.3)
dòng điện vào pha a;
i A(t), i B(t), iC (t): dòng điện đầu ra pha A, B, C .
Tươ ng tự đối vớ i các dòng pha đầu vào b, c . Vớ i cả ba pha quan hệ dòng điện có dạng (3.4).
⎡ia (t ) ⎤ ⎡ maA (t ) maB (t ) maC (t) ⎤ ⎡ i A (t ) ⎤ ⎢i (t ) ⎥ = ⎢ m (t ) m (t ) m (t) ⎥ ⎢i (t) ⎥ bB bC ⎢ b ⎥ ⎢ bA ⎥⎢ B ⎥ ⎢⎣ic (t ) ⎥⎦ ⎢⎣ mcA (t ) mcB (t ) mcC (t ) ⎥⎦ ⎢⎣ iC (t ) ⎥⎦
(3.4)
Phươ ng trình (3.3), (3.4) có thể rút gọn thành dạng ma tr ận như (3.5). T
[U o (t ) ] = [ M (t ) ][U i (t ) ]; [ii (t) ] = [ M ( t) ] [io ( t) ]
(3.5)
- 48 -
[ (t )] gọi là ma tr ận hệ số biến điệu hay ma tr ận biến điệu.
Tại bất cứ thờ i điểm nào, một pha đầu ra chỉ có thể đượ c nối vớ i chỉ một pha đầu vào và do tính liên tục của dòng điện nên các hệ số biến điệu phải thoả mãn điều kiện (3.6).
∑m
kA
(t ) =
k =a ,b ,c
∑
k =a ,b ,c
mkB (t ) =
∑
mkC (t ) = 1
(3.6).
k =a ,b ,c
Giả thiết r ằng điện áp vào và dòng điện ra đều có dạng sin như đượ c biểu diễn qua (3.7).
⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎢cos(ω it ) ⎥ ⎢cos(ωot + φ o ) ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ 2 2 π π [U i (t )] = U i ,m ⎢cos(ω it + ) ⎥ ; [io (t )] = Io,m ⎢cos(ωot + φ o + ) ⎥ (3.7) ⎢ ⎢ 3 ⎥ 3 ⎥ ⎢ ⎢ 4π ⎥ 4π ⎥ ⎢cos(ω it + ) ⎥ ⎢cos(ωot + φ o + ) ⎥ 3 ⎦ 3 ⎦ ⎣ ⎣ Các biến đầu ra là điện áp ra và dòng điện vào mong muốn cũng có dạng sin như biểu diễn (3.8) dướ i đây.
⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎢cos(ω ot ) ⎥ ⎢cos(ωit + φ i ) ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ π π 2 2 [U o (t )] = qU i ,m ⎢cos(ω ot + ) ⎥ ; [ii (t )] = qI o,m ⎢cos(ωi t + φ i + ) ⎥ (3.8) ⎢ ⎢ 3 ⎥ 3 ⎥ ⎢ ⎢ 4π ⎥ 4π ⎥ ⎢cos(ω ot + ) ⎥ ⎢cos(ωit + φ i + ) ⎥ 3 ⎦ 3 ⎦ ⎣ ⎣ Trong (3.8) q là hệ số biến đổi (0 <= q <= 1). Phươ ng trình ma tr ận (3.5), vớ i các điều kiện (3.6), (3.7), (3.8) có vô số lờ i giải, tức là có vô số ma tr ận biến điệu [ (t )] thỏa mãn. Venturini lần đầu tiên đưa ra hai lờ i giải (1980) [3], [24], là hai ma tr ận biến điệu M 1(t) và M 2(t), biểu diễn qua (3.9), (3.10).
- 49 -
2π 4π ⎤ ⎡ 1 + 2q cos(ω t ) + − + − ω ω q t q t 1 2 cos( ) 1 2 cos( ) m m m ⎢ 3 3 ⎥ ⎢ ⎥ 1⎢ 4π 2π ⎥ (3.9) M1(t ) = 1 + 2q cos(ωmt − ) 1+ 2q cos(ω mt ) 1+ 2q cos(ω mt − ) 3⎢ 3 3 ⎥ ⎢ ⎥ ⎢1 + 2q cos(ωmt − 2π ) 1 + 2q cos(ω mt − 4π ) 1+ 2q cos(ω mt ) ⎥ 3 3 ⎣⎢ ⎦⎥
⎡ 1+ 2qcos(ω t) 1+ 2qcos(ω t − 2π ) 1 + 2qcos(ω t − 4π )⎤ m m m ⎢ 3 3 ⎥ ⎢ ⎥ 1⎢ 2π 4π 1 +2qcos(ω mt) ⎥ (3.10) M2 (t) = 1+ 2qcos(ωmt − ) 1+ 2qcos(ωmt − ) ⎢ ⎥ 3 3 3 ⎢ ⎥ 4 2 π π ⎢1+ 2qcos(ωmt − ) 1+ 2qcos(ω mt) 1+ 2qcos(ω mt − )⎥ 3 3 ⎦⎥ ⎣⎢ Vớ i ω m = -( ωo - ω )i ở (3.9) và ω m = -( ωo +ω )i ở (3.10). Ma tr ận biến điệu M 1(t) cho góc pha đầu vào và đầu ra bằng nhau, φ i = φ 0. Ma tr ận biến điệu M 2(t) cho góc pha đầu vào và đầu ra ngượ c nhau, φ i = -φ 0. K ết hợ p hai lờ i giải này theo (3.11) có thể thay đổi góc pha đầu vào. [ (t )] = α1[ M 1 (t )] + α 2 [ M 2 (t )] ,
(3.11)
trong đó α 1+α 2 = 1. Nếu đặt α 1 = α 2 thì cosϕ = 1, không phụ thuộc góc pha của tải đầu ra. Hơ n nữa, có thể chọn α 1 , α 2 để điều chỉnh tuỳ ý đượ c hệ số công suất đầu vào. Chọn α 1 = α 2 = 0,5, khi đó biểu thức tính toán các hệ số biến điệu có dạng đơ n giản nhất như (3.12). 1 ⎡ 2U kU j ⎤ mkj = = ⎢1 + ⎥ T s 3 ⎣ U i ,m 2 ⎦ tkj
(3.12)
k = a, b, c ; j = A, B, C .
Nhượ c điểm của lờ i giải này là chỉ cho tỷ số truyền áp lớ n nhất qm= 0,5. Có thể giải thích điều này một cách tr ực quan qua hình 3.1 vớ i lưu ý 1 + 2q cos(ω mt ) là luôn dươ ng. Có thể nhận thấy r ằng để sóng ra hình sin thì
- 50 -
biên độ lớ n nhất có thể của nó chỉ là 0,5, bằng điểm thấ p nhất của đườ ng bao ba điện áp pha đầu vào. Có
thể
đạt
đượ c tỷ số truyền áp lớ n nhất bằng 0.866 bằng cách biến đổi ma tr ận điện áp ra nếu thêm vào thành phần bậc ba của sóng vào và sóng ra trên điện áp đích, như trong
nhấ t qm = 0,5. Hình 3.1 Hình ảnh đ iện áp ra l ớn
[24]. Lờ i giải này gọi là thuật toán Venturiny-Alesina. Theo thuật toán này biểu thức tính toán các hệ số biến điệu theo (3.13). mkj
⎤ 1 ⎡ 2U U 4q sin(ωit + β k sin 3ω it )⎥ , = ⎢1 + k 2 j + 3 ⎣ U i ,m 3 3 ⎦
(3.13)
trong đó: k = a, b, c; j = A, B, C ; β k = 0, 2π /3, 4π /3 vớ i k = a, b, c. Điện áp ra có dạng (3.14). q q U ov = qU i ,m cos(ωot + Ψ v ) - U i ,m cos(3ω ot ) + cos(3ω it ) , 6 4 qm
(3.14)
trong đó, q: tỷ số truyền áp; ω o: tần số góc đầu ra; ω i: tần số góc đầu vào; Ψ v = 0, 2π /3, 4π /3 tươ ng ứng vớ i v = A, B, C ; U ov: điện áp đầu ra pha v.
Dạng sóng điện áp đích đầu ra lúc này có dạng như biểu diễn trên hình 3.2. Như vậy bằng cách thêm vào điện áp đích thành phần sóng hài bậc ba của sóng vào và ra thì điện áp đích đã có thể bám sát hơ n đườ ng bao của điện áp
- 51 -
vào, do đó tăng tỷ số truyề truyền áp lên bằ bằng 0.866. Sóng hài bậ bậc ba trên điện áp ra sẽ tự triệ triệt tiêu trên tả tải ba pha.
3.2.2 Mô ph ỏng thuật toán Hình 3.2 Mô t ả t ng 0.866. ỷ số truyề n áp bằ ng VenturiniAlesina Sơ đồ ơ đồ mô phỏ phỏng MC đượ c xây dự dựng để kiể kiểm chứ chứng thuậ thuật toán Venturini-
Alesina. Sơ Sơ đồ sử dụng các van là các khoá lý tưở tưở ng ng trong thư thư việ viện SIMULINK. Hệ Hệ số biế biến điệu đượ c tính toán theo (3.13), điện áp ra theo (3.14). Mô hình củ của sơ đồ ơ đồ cho mộ một pha đầu đầu ra đượ c biể biểu diễ diễn trên hình 3.3. Sơ đồ ba pha gồ gồm 3 module mộ một pha và các khâu tạ tạo nguồ nguồn cần thiế thiết. Mô phỏ phỏng đượ c thự th ực hiệ hiện vớ i thông số số của lướ l ướ i điện 220V, tầ tần số lướ i 50Hz, tả tải RL. Các k ết qu quảả biể biểu diễ diễn trên các hình 3.4, 3.5, 3.6. Hình dạ d ạng điện áp ra, hình 3.4, bao gồ gồm các mả mảnh của ba điện áp vào theo luậ luật điều biế biến theo thờ thờ i gian. Hình 3.5 cho thấ thấy điện áp và dòng điện vào trùng pha nhau. Dòng đầu đầu vào qua mộ một khâu lọ lọc tần thấ thấ p có dạ dạng sin. Hình 3.6 cho thấ thấy dạng điện áp dây gầ gần giố giống vớ i dạng sóng củ của biế biến tần nguồ nguồn áp như nhưng có biên độ biế biến đổi,i, lặ p lại dạng của các điện áp dây đầu đổ đầu vào. Dòng điện đầu đầu ra có dạ dạng sin chỉ chỉ vớ i tác dụ dụng lọ lọc củ của mạ mạch tả tải. Các k ết qu quảả mô phỏ phỏng chứ chứng tỏ tính đúng đắn đắn của thuậ thuật toán VenturiniAlesina. Tuy nhiên mô hình cũ cũng cho thấ thấy thuậ thuật toán này yêu cầ cầu mứ mức độ tính toán khá nặ nặng nề. Nguyên nhân là các biể biểu thứ thức của hệ số biế biến điệu đòi hỏi nhiềều phép tính lượ nhi lượ ng ng giác.
- 52 -
Hình 3.3 S ơ đồ ơ đồ mô phỏng MC một pha
- 53 -
300
200
100 e d u t e n g a M
0
-100
-200
-300 1 00
2 00
300
4 00
5 00
60 0
700
80 0
9 00
1 00 0
Time(microsec)
Hình 3.4 Sóng đ iện áp pha ra, f 0=70Hz, t ải R=100Ω , L=80mH. 300
200
100
0
-100
-200
-300 20 0
4 00
6 00
80 0
1 00 0
1 20 0
1 40 0
16 00
1 80 0
Hình 3.5 Sóng đ iện áp đầu vào và dòng đ iện vào(x30).
- 54 -
Hình 3.6 Sóng đ iện áp dây và dòng đ iện, f 0=70Hz, t ải R=100Ω , L=80 mH.
3.3 Phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp Phươ ng pháp biến điệu vectơ không gian gián tiế p cho MC (Indirect
Space Vectơ Modulation – ISVM) đượ c giải thích bở i k ỹ thuật biến điệu vectơ không gian của biến tần nguồn áp thông thườ ng [19], [25]. 3.3.1 Sơ đồ MC điều biến gián tiếp Mô hình MC biến điệu gián tiế p biểu diễn trên hình 3.7. Theo mô hình
này sơ đồ MC chia làm hai phần: phần chỉnh lưu tích cực vớ i van hai chiều BDS, phần nghịch lưu vớ i các van một chiều thông thườ ng. Điểm khác biệt so vớ i biến tần thông thườ ng là ở phần một chiều không dùng một tụ tích năng lượ ng nào. Phần trung gian một chiều uDC ở đây gọi là khâu một chiều ảo. Ư u điểm của sơ đồ này là phía nghịch lưu có thể dùng các module mạch lực chuẩn thông thườ ng. Quá trình biến điệu đượ c phân làm hai bướ c: bướ c chỉnh lưu và bướ c nghịch lưu. Trong mỗi chu k ỳ cắt mẫu, phần chỉnh lưu đưa ra một giá tr ị điện áp dây đầu vào tạo nên điện áp một chiều ảo u DC, phần nghịch lưu tạo nên ba điện áp đầu ra hình sin vớ i tần số và biên độ mong muốn.
- 55 S1
S3
S5
iDC+
a b c
S7
S9
S11
A B C
uDC
S2
S4
S6 iDC-
R=[Sa,Sb,Sc]
S8
S10
M
S12
I=[SA,SB,SC]T
Hình 3.7 Mô hình MC biế n đ iệu gián ti ế p.
Các đại lượ ng điện áp, dòng điện vào, ra hình sin có thể biểu diễn qua vectơ quay trên mặt phẳng theo (3.15). 2π 4π 2π 4π j j j j 2 2 3 3 3 U o = (u A + uB e + uC e ); I o = (iA + iB e + iC e 3 ) 3 3 2π 4π 2π 4π j j j j 2 2 I i = (ia + ib e 3 + ice 3 ); U i = (u a + ub e 3 + uce 3 ) 3 3
(3.15)
3.3.2 Điều biến vectơ không gian cho phía chỉ nh lưu Sơ đồ trên hình 3.7 có các giá tr ị dòng vào và điện áp trung gian ảo quan
hệ vớ i dòng một chiều và điện áp pha đầu vào theo (3.16), (3.17).
⎡ia ⎤ ⎡ S1 S 2 ⎤ ⎡ ua ⎤ ⎢i ⎥ = ⎢ S S ⎥ ⎡i DC + ⎤ (3.16) ; ⎡u DC + ⎤ = ⎡ S1 S3 S 5 ⎤ ⎢u ⎥ (3.17) ⎢u ⎥ ⎢ S S S ⎥ ⎢ b ⎥ ⎢ b ⎥ ⎢ 3 4 ⎥ ⎢⎣i DC − ⎥⎦ ⎣ DC − ⎦ ⎣ 2 4 6 ⎦ ⎢u ⎥ ⎢⎣ic ⎥⎦ ⎢⎣ S5 S 6 ⎥⎦ ⎣ c⎦ Các van trong chỉnh lưu chia làm hai nhóm, một nhóm nối vớ i thanh dẫn uDC+, một nhóm nối vớ i thanh dẫn uDC-. Ở mỗi thờ i điểm bất k ỳ, để không xảy ra ngắn mạch phía đầu vào nên chỉ có hai van dẫn, một van số lẻ, một van số chẵn. Các tr ạng thái đượ c phép của van phía chỉnh lưu đượ c chỉ ra trong bảng 3.1. Có tất cả 6 tr ạng thái van tích cực, ngh ĩ a là có điện áp ở đầu ra uDC bằng một điện áp dây đầu vào. Có 3 tr ạng thái van mà điện áp ra uDC bằng 0 khi hai
- 56 -
van trên cùng một pha đượ c mở , khi đó đầu ra bị ngắn mạch. Ứ ng vớ i mỗi tr ạng thái có thể của van, tính toán theo (3.16), (3.17), (3.15) vectơ dòng điện vào I i có hướ ng cố định trên mặt phẳng tọa độ. Những vectơ này gọi là những vectơ chuẩn. Sáu tr ạng thái van tích cực tạo nên sáu vectơ tích cực. Trên mặt phẳng toạ độ các vectơ này tạo nên một hình lục giác đều. Ba tr ạng thái ngắn mạch đầu ra tạo nên ba vectơ không (độ dài bằng không). Tr ạng thái của van và các vectơ đượ c biểu diễn hình học trên hình 3.8. Bảng 3.1 Tr ạng thái khoá và các vect ơ t ươ ng ứ ng phía ch ỉ nh l ư u.
Vectơ
Vectơ chuẩn
⎡ S1 ⎢S ⎣ 2
S3 S4
S 7 ⎤
T
S 6 ⎥⎦
ia
| Ii |
∠ I i
uDC
iDC+ iDC-
2 i DC 3
π
u bc
iDC- iDC+
2 i DC 3
−
0
2 i DC 3
5π 6
-uab
5π 6
uca
i b
ic
T
⎡0 ⎢0 ⎣ ⎡0 ⎢0 ⎣
1 0⎤ 0 1 ⎦⎥ T 0 1⎤ 1 0 ⎦⎥
⎡0 ⎢1 ⎣ ⎡0 ⎢1 ⎣
1 0⎤ 0 0 ⎦⎥ T 0 1⎤ 0 0 ⎦⎥
⎡1 ⎢0 ⎣ ⎡1 ⎢0 ⎣
0 0⎤ 0 1 ⎦⎥
0 0
T
iDC- iDC+ iDC-
0
iDC+
2 i DC 3
iDC+
0
iDC-
2 i DC 3
T
T
0 0⎤ iDC+ iDC- 0 1 0 ⎦⎥ T T T ⎡1 0 0 ⎤ ⎡0 1 0 ⎤ ⎡0 0 1⎤ ⎢1 0 0 ⎥ ⎢0 1 0 ⎥ ⎢0 0 1⎥ ⎣ ⎦ ⎣ ⎦ ⎣ ⎦
2 i DC 3
2
−
π
2
π
6
−
π
6
-u bc
-uca uab
Vectơ 0 0 không Mỗi vectơ quay ở vị trí bất k ỳ trên mặt phẳng tọa độ đều có thể tổng hợ p đượ c từ hai vectơ chuẩn gần nhất và vectơ không. Như minh hoạ trên hình 3.8, có thể biểu diễn vectơ I i như (3.18). Ii
= dα Iα + d β I β + d0 I 0 ,
(3.18)
trong đó dα , d β , d 0 là các hệ số biến điệu. Các hệ số biến điệu xác định thờ i gian các vectơ chuẩn có mặt để tạo nên vectơ quay trong một chu k ỳ cắt mẫu.
- 57 -
Các phép tính hình học cho phép xác định các hệ số biến điệu như (3.19), (3.20). dα = mrec sin(
π
− ∆rec) 3 d β = mrec sin( ∆rec) d0
= 1 − dα − d β
vớ i mrec =
00 10 01
(3.19) 01 10 00
(3.20)
10 00 Ι α 0 1
d α I α
Ι ι
d 0 I 0
I i
(3.21)
i DC
Hệ số điều biến mrec chính bằng 1
d β I β
∆rec
01 00 10
Ι β 1 0 01 00
vì phía chỉnh lưu không có sự điều chỉnh về biên độ. Nhân các hệ số này
00 01 10
vớ i ma tr ận tr ạng thái của van cho ra
Hình 3.8 Các vect ơ dòng đ iện vào.
giá tr ị của dòng vào và điện áp một chiều ảo. 3.3.3 Điều biến vectơ không gian cho phía nghịch lưu Điện áp ra có thể đượ c xác định khi nhân điện áp một chiều ảo vớ i ma
tr ận tr ạng thái khoá phía nghịch lưu, dòng một chiều đượ c tính qua ma tr ận khoá nghịch lưu chuyển vị nhân vớ i dòng đầu ra như (3.22), (3.23).
⎡u A ⎤ ⎡ S7 ⎢u ⎥ = ⎢ S ⎢ B ⎥ ⎢ 9 ⎢⎣uC ⎥⎦ ⎢⎣ S11
S 8 ⎤
⎡u DC + ⎤ ⎡i DC + ⎤ ⎡ S7 S 10 ⎥ ⎢ (3.22); ⎢i ⎥ = ⎢ S ⎥ ⎣u DC − ⎦⎥ ⎣ DC − ⎦ ⎣ 8 S 12 ⎥⎦
S9 S10
⎡i ⎤ ⎥ (3.23) i S 12 ⎥⎦ ⎢ ⎥ ⎢⎣iC ⎥⎦ S 11 ⎤ ⎢
Ở phía nghịch lưu các van phải đóng cắt sao cho không đượ c hở mạch tải vì như vậy sẽ sinh ra quá điện áp. Vì có ba pha đầu ra nên lúc nào cũng phải có ba van dẫn. Các van trên cùng một pha không đượ c dẫn cùng một lúc vì như vậy sẽ ngắn mạch phía một chiều đầu vào. Các tổ hợ p tr ạng thái có thể có của các van nghịch lưu đượ c thể hiện trong bảng 3.2. Có tất cả 8 tr ạng thái van đượ c phép, trong đó 6 tr ạng thái van tích cực, ngh ĩ a là khi đó điện áp ra
- 58 -
tải có giá tr ị nào đó. Vớ i 2 tr ạng thái còn lại điện áp ra tải bằng không vì các pha đầu ra đều bị ngắn mạch vớ i nhau. Tính toán theo (3.15) cho thấy ứng vớ i tr ạng thái van tích cực vectơ điện áp đầu ra có hướ ng cố định, gọi là các vectơ chuẩn. Vớ i 2 tr ạng thái còn lại vectơ điện áp ra có độ dài bằng không, gọi là vectơ không. Các vectơ chuẩn tạo thành một lục giác đều trên mặt phẳng tọa độ như đượ c biểu diển trên hình 3.9. Trên hình 3.9 cũng thể hiện sự tổng hợ p vectơ không gian từ các vectơ biên chuẩn, như (3.24). . Bảng 3.2 Tr ạng thái khoá và các vect ơ t ươ ng ứ ng cho phía ngh ịch l ưu
Tổ hợ p van ⎡1 ⎢0 ⎣ ⎡1 ⎢0 ⎣ Vectơ chuẩn
Vectơ không Uo
uA T
1 0⎤ 0 1 ⎥⎦ T 0 1⎤ 1 0 ⎥⎦
⎡0 1 1 ⎤ ⎢1 0 0 ⎥ ⎣ ⎦
T
⎡1 0 0 ⎤ ⎢0 1 1 ⎥ ⎣ ⎦
T
⎡0 1 0 ⎤ ⎢1 0 1 ⎥ ⎣ ⎦
T
⎡0 0 1 ⎤ ⎢1 1 0 ⎥ ⎣ ⎦
T
uB
uC
uAB uBC 1/3uDC 1/3uDC 0 uDC 1/3uDC -2/3uDC uDC -uDC -2/3uDC 1/3uDC -uDC 0
uCA -2/3uDC -uDC 1/3uDC 0 1/3uDC uDC
2/3uDC
-1/3uDC
-1/3uDC
uDC
0
-uDC
-1/3uDC
2/3uDC
-1/3uDC
| Uo |
∠U o
iDC+
2 u DC 3
π
-iC
2 u DC 3
−
2 u DC 3
−
2 3 2 3
uDC -1/3uDC
-uDC -1/3uDC
0 2/3uDC
0
-uDC
uDC
T
⎡1 1 1 ⎤ ⎢0 0 0 ⎥ ; ⎣ ⎦
= d λU λ + dγ U γ + d 0U 0
Các hệ số biến điệu xác
⎡0 0 0 ⎤ ⎢1 1 1 ⎥ ⎣ ⎦
T
2
2 3
u DC
u DC
u DC
π
-iB
6
5π
-iA
6
π
iA
6 5π
iB
6 π
iC
2
0
0
(3.24)
định thờ i gian các vectơ chuẩn có mặt để tạo nên
vectơ quay trong một chu k ỳ cắt mẫu. Các phép tính hình h ọc cho phép xác
định các hệ số biến điệu
d λ , dγ , d 0
, theo (3.25), (3.26).
- 59 -
d γ
=
d λ = d0
U o
U o U DC
10 10 01
π
sin( − ∆ inv ) U DC 3
(3.25);
sin(∆ inv )
= 1 − d λ − d γ
01 10 01
(3.26)
3.3.4 Kết hợp giữa chỉ nh lưu và nghịch lưu Để đảm bảo tính đối xứng
cho dòng đầu vào và điện áp ra trong cùng một chu k ỳ cắt mẫu,
d λU λ
U λ
10 01 01
U o
d 0U 0 d γU γ 01 10 10
∆inv
U γ 1 0 01 10
phép biến điệu phải k ết hợ p quá
01 01 10
trình chỉnh lưu (α-β-0) vớ i quá
Hình 3.9 Các vect ơ đ iện áp ra.
trình nghịch lưu (γ-δ-0) một cách đồng đều. Vì vậy phép biến điệu phải tuân theo trình tự đóng cắt sau đây: αγ-αδ-βδ-βγ. Hệ số biến điệu cho mỗi giai đoạn trong trình tự này là tích của các thành phần tươ ng ứng, như (3.27).
= dα dγ ; dαδ = dα dδ ; d βγ = d βd γ; d βδ = d βd δ; dαγ
d0
(3.27)
= 1 − ( dαγ + dαδ + d βδ + d βγ ) .
3.4 Ứng dụng phương pháp biến điệu vectơ không gian gián tiếp cho sơ đồ MC cơ bản Sơ đồ MC cơ bản không gồm các nhóm van tách r ời ra thành hai khối
chỉnh lưu và nghịch lưu riêng r ẽ. Tuy vậy ta vẫn có thể áp dụng các k ết quả ở trên cho sơ đồ cơ bản. 3.4.1 Các tổ hợp van tương đương Từ sơ đồ trên hình 3.7 để tạo ra điện áp trên một pha đầu ra cần có sự k ết
hợ p của cả 6 van BDS phía chỉnh lưu và 2 van một chiều phía nghịch lưu. Ví
- 60 -
dụ trên hình 3.10 cho thấy để tạo ra điện áp đầu ra pha a, cần có sự tham gia của 2 van S7, S8 phía nghịch lưu và 6 van S1, S2, …, S6 phía chỉnh lưu.
Hình 3.10 S ố van tham gia
để t ạo ra pha đầu ra A.
Coi S 1 ÷ S 8 là tr ạng thái lôgic của van (1: thông; 0: hở mạch), có thể thấy A phụ thuộc các đầu vào và tr ạng thái của các khoá như (3.28).
= a( S7 S1 + S8 S2 ) + b( S7 S3 + S8 S 4 ) + c( S7 S5 + S8 S6 )
(3.28)
Đặt S aA =(S 7S 1+S 8S 2 ); S bA =(S 7S 3+S 8S 4 ); S cA =(S 7 S 5+S 8S 6 ) (3.28) tươ ng đươ ng vớ i:
= aS aA + bSbA + cScA
(3.29)
Như vậy là có một sự tươ ng đươ ng về tín hiệu lôgic điều khiển các khoá giữa sơ đồ biến tần trên hình 3.7 và sơ đồ MC cơ bản. Đây chính là cơ sở để đưa ra quy luật điều khiển các khoá trong MC. Từ (3.28), (3.29) tr ạng thái van tươ ng đươ ng của MC đượ c viết lại dướ i dạng ma tr ận theo (3.30).
⎡ S1 [ S aA SbA ScA ] = ⎢⎢ S3 ⎢⎣ S5
S 2 ⎤
⎡ S 7 ⎤ ⎥ ⎣ S 8 ⎥⎦ = [( S7 S1 + S8 S2 ) ( S7 S3 + S8 S4 ) ( S7 S5 + S8 S6 )] S 6 ⎥⎦ (3.30) Sử dụng ma tr ận tr ạng thái van, quan hệ điện áp vào ra cho cả ba pha có S4 ⎥ ⎢
thể biểu diễn dướ i dạng ma tr ận như (3.31), hoặc triển khai ra như (3.32).
- 61 -
⎡u A ⎤ ⎡ S7 ⎢u ⎥ = ⎢ S ⎢ ⎥ ⎢ 9 ⎢⎣uC ⎥⎦ ⎢⎣ S11
S 8 ⎤
⎡ S1 ⎥ ⎣ S2 S 12 ⎥⎦ S10 ⎥ ⎢
⎡u A ⎤ ⎡ S7 S1 + S8 S2 ⎢u ⎥ = ⎢ S S + S S ⎢ ⎥ ⎢ 9 1 10 2 ⎢⎣uC ⎥⎦ ⎢⎣ S11S1 + S12 S 2
S3 S4
⎡ua ⎤ S 5 ⎤ ⎢ ⎥ ub S 6 ⎥⎦ ⎢ ⎥ ⎢⎣uc ⎥⎦
S7 S3 + S8 S4 S9 S3 + S10 S4 S11 S3 + S12 S4
(3.31) S7 S5 + S8 S6 ⎤ ⎡ua ⎤
⎥ ⎢u ⎥ ⎥⎢ b⎥ S11 S5 + S12 S6 ⎥⎦ ⎢⎣uc ⎥⎦ S9 S5 + S10 S6
(3.32)
Như vậy tín hiệu tác động khoá mỗi nhánh của MC đượ c xác định bằng tích của ma tr ận khoá phía chỉnh lưu và phía nghịch lưu. Ma tr ận khoá trong (3.32) chính là ma tr ận của 9 khoá BDS trong sơ đồ MC cơ bản. 3.4.2 Sơ đồ điều chế vectơ không gian gián tiếp cho MC 00 10 01
10 10 01
01 10 00
d α I α
Ι α
10 00 01
01 10 01
d λU λ
Ι ι
d 0 I 0
U λ
10 01 01
U o
d 0U 0 d β I β
01 00 10
∆rec
d γU γ Ι β 1 0 01 00
U γ 1 0
01 10 10
00 01 10
∆inv
01 10 01 01 10
Hình 3.11 Vect ơ dòng đ iện và vect ơ đ iện áp đề u nằ m trong góc ph ần sáu th ứ nhấ t.
Mỗi van trong sơ đồ MC cơ bản đã tươ ng đươ ng vớ i một tổ hợ p các van trong sơ đồ MC trên hình 3.7. Sơ đồ điều biến cần làm rõ các tổ hợ p van trong MC cơ bản và liên hệ vớ i chúng là các hệ số biến điệu hay chính là các thờ i gian điều khiển mở trong một chu k ỳ cắt mẫu. Xét ví dụ khi vectơ điện áp đầu ra và vectơ dòng vào cùng nằm trong góc phần sáu thứ nhất như thể hiện trên hình 3.11. Nhân ma tr ận điều biến nghịch
- 62 -
lưu vớ i ma tr ận điều biến phía chỉnh lưu sẽ thu đượ c phươ ng trình biểu diễn quan hệ giữa điện áp ra vớ i điện áp vào như (3.33).
⎡ ua ⎤ ⎡u A ⎤ ⎡ ⎡1 0 ⎤ ⎡ 1 0⎤ ⎤ 1 0 0 1 0 0 ⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎡ ⎤ ⎢u ⎥ (3.33) ⎢ u ⎥ = ⎢ d ⎢ 0 1 ⎥ + d ⎢ 0 1⎥ ⎥ d d + ⎢ ⎥ ⎢ B ⎥ ⎢ γ ⎢ ⎥ λ⎢ ⎥ ⎥ ⎣ α ⎢⎣0 1 0⎥⎦ β ⎢⎣ 0 0 1⎥⎦ ⎦ ⎢ b ⎥ ⎢⎣uc ⎥⎦ ⎢⎣uC ⎥⎦ ⎢⎣ ⎢⎣1 0 ⎥⎦ ⎢⎣ 0 1⎥⎦ ⎥⎦ Viết lại (3.33) như (3.34). ⎡u A ⎤ ⎢u ⎥ = ⎢ B ⎥ ⎢⎣uC ⎥⎦ ⎡ ⎡1 0 0⎤ ⎡1 0 0⎤ ⎡ 1 0 0⎤ ⎡ 1 0 0⎤ ⎤ ⎡ u a ⎤ ⎢ d d ⎢ 0 1 0 ⎥ + d d ⎢ 0 1 0 ⎥ + d d ⎢ 0 1 0 ⎥ + d d ⎢ 0 1 0 ⎥ ⎥ ⎢u ⎥ ⎢ γ α⎢ ⎥ λ α⎢ ⎥ γ β⎢ ⎥ λ β⎢ ⎥⎥ ⎢ b ⎥ ⎢⎣ ⎢⎣1 0 0⎥⎦ ⎢⎣1 0 0⎥⎦ ⎢⎣ 1 0 0⎥⎦ ⎢⎣ 1 0 0⎥⎦ ⎥⎦ ⎢⎣uc ⎥⎦ (3.34). Phươ ng trình (3.34) cho thấy quá trình biến điệu trong một chu k ỳ cắt mẫu phải sử dụng bốn vectơ chuẩn. Vectơ không đượ c dùng để hoàn tất một chu k ỳ này. Các hệ số biến điệu đượ c tính từ (3.19), (3.25), và có thể biểu diễn theo (3.35). π π 2 | U o | .sin( − ∆inv )sin( − ∆ rec ) 3 3 3 | U i | 2 | U o | π d λ d α = .sin( ∆inv )sin( − ∆ rec ) 3 3 | U i | π 2 | U o | dγ d β = .sin( − ∆inv )sin( ∆ rec ) 3 3 | U i | 2 | U o | .sin( ∆inv )sin( ∆rec ) d λ d β = 3 | U i | d 0 = 1 − d γ dα − d λ dα − d γ d β − d λ d β dγ d α =
(3.35)
Các hệ số này ở bất cứ thờ i điểm nào cũng có giá tr ị dươ ng. Từ (3.35) có thể suy ra r ằng tỷ số truyền áp lớ n nhất đối vớ i MC là 3 / 2 = 0,866 .
- 63 -
3.4.3 Tuần tự đóng cắt của các van trong một chu kỳ cắt mẫu Như đã phân tích ở trên, có thể coi MC đượ c hình thành bở i hai thành
phần: Chỉnh lưu và Nghịch lưu. Tuần tự chuyển đổi hai vectơ lân cận và vectơ không tối ưu về số lần đóng cắt khoá tuân theo (3.36), (3.37). Phía chỉnh lưu:
I α
→ I β → I 0 → I β → I α
(3.36)
Phía nghịch lưu:
V γ
→ V λ → V 0 → V λ → V γ
(3.37)
Trong MC vectơ điện áp ra đượ c tổng hợ p từ bốn vectơ chuẩn và vectơ không nên tr ật tự đóng cắt trên đây tr ở thành 9 buớ c như (3.38). αγ
(3.38)
→ αλ → βγ → βλ → 0 → βλ → βα → αλ → αγ
Bảng 3.3 Ma tr ận khóa c ủa MC ứ ng vớ i các bướ c chuyể n mạch.
αγ
αλ
βγ
βλ
⎡10 ⎤ ⎡101 ⎤ 101 ⎢01 ⎥ ⎡ ⎤ = ⎢010 ⎥ ⎢ ⎥ ⎢⎣010 ⎥⎦ ⎢ ⎥ ⎢⎣00 ⎥⎦ ⎢⎣000 ⎥⎦
⎡10 ⎤ ⎡100 ⎤ 10 0 ⎢01 ⎥ ⎡ ⎤ = ⎢01 1 ⎥ ⎢ ⎥ ⎢⎣01 1⎥⎦ ⎢ ⎥ ⎢⎣00 ⎥⎦ ⎢⎣000 ⎥⎦
⎡10 ⎤ ⎡101 ⎤ 101 ⎢00 ⎥ ⎡ ⎤ = ⎢000 ⎥ ⎢ ⎥ ⎢⎣010 ⎥⎦ ⎢ ⎥ ⎢⎣0 1⎥⎦ ⎢⎣010 ⎦⎥
⎡10 ⎤ ⎡100 ⎤ 10 0 ⎢00 ⎥ ⎡ ⎤ = ⎢000 ⎥ ⎢ ⎥ ⎢⎣01 1⎥⎦ ⎢ ⎥ ⎢⎣0 1⎥⎦ ⎢⎣01 1 ⎥⎦
Để xác định các khoá BDS nào trong sơ đồ MC đượ c lựa chọn trong trình tự (3.38) phải xét đến vị trí cụ thể của các vectơ điện áp và vectơ dòng điện. Trong ví dụ trên đây khi cả hai vectơ này đều nằm trong góc phần sáu thứ nhất, ma tr ận khoá của MC ứng vớ i các bướ c chuyển mạch cho trong bảng 3.3. Trình tự đóng cắt như vậy đượ c biểu diến trên hình 3.12. Các ký hiệu phía dướ i sơ đồ khoá mô tả tr ạng thái của các khoá. Ví dụ, ký hiệu aba ngh ĩ a là đầu ra pha A và pha C đều đượ c nối vào pha đầu vào a, đầu ra B đượ c nối vớ i đầu vào b. Tươ ng tự như vậy có thể xác định các tr ạng thái khoá của MC cho tất cả các vị trí tươ ng đối của vectơ điện áp và vectơ dòng điện.
Hình 3.12 Trình t ự đ iề u khiể n các khoá trong MC ứ ng vớ i (3.38).
- 64 -
Chương 4 PHƯƠNG PHÁP BIẾN ĐIỆU VECTƠ KHÔNG GIAN TRỰC TIẾP
So vớ i phươ ng pháp biến điệu vectơ không gian gián tiế p (ISVM), phươ ng pháp vectơ không gian tr ực tiế p (Direct Space Vector Modulation SVM) đưa ra thuật toán điều khiển đơ n giản hơ n, ít các tính toán, dễ áp dụng trong các bộ xử lý tín hiệu số, phù hợ p cho hệ thống điều khiển MC. SVM cho phép đưa ra đượ c các quy luật biến điệu khác nhau và tính tớ i các yếu tố ảnh hưở ng từ lướ i điện như nhiễu trên đườ ng dây do có thành phần thứ tự không hoặc thứ tự ngượ c trong hệ thống điện áp ba pha. Vì vậy SVM đượ c chọn là cơ sở để xây dựng hệ thống điều khiển cho mô hình MC thực nghiệm. 4.1 Phương pháp vectơ không gian trong MC Sơ đồ cấu trúc của một MC đượ c thể hiện lại ở đây như trên hình 4.1.
Theo sơ đồ này, trong mỗi chu k ỳ cắt mẫu, điện áp đầu ra đượ c tổng hợ p từ các điện áp pha đầu vào, dòng tải sẽ do tải quyết định. Cũng trong một chu k ỳ cắt mẫu đó, dòng điện đầu vào lại đượ c tổng hợ p từ dòng điện đầu ra. Mục đích của phươ ng pháp biến điệu là tạo ra hệ thống điện áp ba pha ở đầu ra có dạng hình sin, dòng tiêu thụ ở đầu vào cũng có dạng sin vớ i góc pha so vớ i điện áp đầu vào có thể điều chỉnh đượ c. Lượ ng đặt cho sơ đồ biến điệu là điện áp đầu ra và góc pha của dòng điện đầu vào. 4.1.1 Xác định vectơ không gian Một hệ thống điện áp ba pha có thể đượ c biểu diễn qua vectơ quay quanh
gốc hệ tọa độ trong hệ tọa độ vuông góc 0αβ như (4.1). uo
=
2 u AB + auBC + a 2uC A ) , ( 3
(4.1)
trong đó a = e j 2π / 3 ; u AB , u BC , u CA: hệ thống điện áp dây 3 pha mong muốn ở đầu ra.
- 65 π
= U o cos(ω ot + ) 6
u AB
2π ), 6 3 π 2π uCA = U o cos(ω ot + + ) 6 3 π
u BC
= U o cos(ω ot +
−
U o ,
ωo: giá tr ị biên độ và tần số góc của điện áp ra mong muốn. Giá tr ị
(4.2)
π
6
thể hiện độ lệch pha giữa điện áp dây và điện áp pha. Thay (4.2) vào (4.1), vectơ quay đượ c biểu diễn như (4.3). uo
= u (t )e j (ω 0t ) = U oe jπ / 6e j (ω 0t ) .
(4.3)
Theo (4.3), u o là một vectơ có độ dài không đổi bằng U o, quay quanh gốc tọa độ vớ i tốc độ góc bằng ωo. Tươ ng tự như vậy hệ thống dòng điện đầu ra, điện áp, dòng điện đầu vào có thể đượ c biểu diễn như (4.4), (4.5), (4.6). io
=
2 j t j t iA + aiB + a 2iC ) = io (t ) e (ω ) = Io e (ω ) ( 3
ei
=
2 j t j t ua + aub + a 2uc ) = ei (t )e (ω ) = Ei e (ω ) ( 3
ii
=
2 ia + aib + a 2ic ) = ii (t ) e j (ω t ) = Ii e j (ω t ) ( 3
o
o
i
i
i
i
(4.4)
(4.5)
(4.6)
Vectơ điện áp dây đầu vào đượ c biểu diễn như (4.7), (4.8). 2 j ωt π j ω t π uab + aubc + a 2uca ) = ui (t )e ( + / 6) = U i e ( + / 6) ( 3
ui
=
ui
= 3eie jπ / 6
i
i
(4.7) (4.8)
Trong sơ đồ MC trên hình 4.1, ở một thờ i điểm bất k ỳ các van hai chiều phải đóng cắt tuân theo hai quy luật:
• Không nối ngắn mạch hai pha đầu vào gây xung dòng lớ n phá hủy van. • Không hở mạch bất cứ pha nào ở đầu ra để tránh hiện tượ ng quá điện áp sinh ra do dòng điện bị ngắt đột ngột.
- 66 -
Do hai quy luật này các tổ hợ p van ứng vớ i các tr ạng thái đóng cắt có thể có của các van đượ c mô tả trên hình 4.2. Ứ ng vớ i mỗi tr ạng thái van có thể này, vectơ điện áp ra, tính theo (4.1), có góc pha cố định. Điều này đượ c mô tả qua ví dụ đối vớ i các tổ hợ p van Hình 4.1 S ơ đồ cấ u trúc của MC
abb, bcc, caa.
Vớ i tr ạng thái van abb, bcc, caa các vectơ dòng điện đầu vào có thể tính đượ c theo (4.6) như (4.9), (4.10), (4.11). i i ,abb
=
2 2 2 − jπ / 6 ia + aib + a 2ic ) = iA (1 − a ) = i Ae ( 3 3 3
(4.9)
i i ,bcc
=
2 2 2 jπ / 2 2 2 i ai a i i a a iA e + + = − = ( ) a b c) A( 3 3 3
(4.10)
i i ,caa
=
2 2 2 j 5π / 6 ia + aib + a 2ic ) = iA ( a 2 − 1) = i Ae ( 3 3 3
(4.11)
Vớ i cả 3 tr ạng thái abb, bcc, caa đều có u BC = 0, uCA = -u AB, nên vectơ điện áp đầu ra, tính theo (4.1), tươ ng ứng là (4.12). u o,abb ,bcc ,caa
=
2 2 2 u AB + auBC + a 2uCA ) = uAB (1 − a2 ) = uAB e jπ / 6 (4.12) ( 3 3 3
Độ dài của vectơ , tỷ lệ vớ i u AB , từ hình 4.2, có các giá tr ị ứng vớ i các tr ạng thái van abb, bcc, caa là uab , ubc , uca. Biểu thức (4.12) cho thấy vectơ u o,abb ,bcc ,caa
có hướ ng không đổi, góc pha cố định bằng
π
6
, nhưng có biên độ
đậ p mạch theo các điện áp dây đầu vào. Ứ ng vớ i các tr ạng thái van này các
- 67 -
vectơ dòng điện đầu vào có biên độ thay đổi theo giá tr ị dòng đầu ra i A nhưng góc pha không thay đổi, tươ ng ứng bằng − π , 6
π
2
, 5π , theo (4.9), (4.10), 6
(4.11). Các vectơ này đượ c biểu diễn trên mặt phẳng toạ độ như trên hình 4.3. Bằng cách tính toán tươ ng tự, giá tr ị độ dài của tất cả các vectơ và các góc pha đượ c liệt kê trong bảng 4.1.
Các vectơ cố định Các vectơ không
Các vectơ quay Hình 4.2 Các t ổ hợ p van trong matrix converter .
- 68 β
β
ii ,bcc
u o ,abb ,bcc ,caa π / 6
α
α
ii ,caa
ii ,abb
(b)
(a)
Hình 4.3 Vect ơ không gian đ iện áp đầu ra (a) và dòng đ iện đầu vào (b), ứ ng vớ i các t ổ hợ p van abb, bcc, caa. β
β
ϕ i
ei u o1
ii1
uo
ii u o2
∆o
α
ii 2
∆i
θ i α
Hình 4.4 (a) Vect ơ không gian đ iện áp ra; (b) Vect ơ không gian dòng đ iện vào.
Trong 27 tr ạng thái chỉ ra trong bảng 4.1, các tr ạng thái ở 6 hàng cuối cùng tươ ng ứng khi các pha đầu ra đượ c nối vớ i các pha đầu vào khác nhau, các vectơ điện áp đầu ra cũng sẽ là vectơ điện áp đầu vào và là các vectơ quay. Các vectơ này không đượ c quan tâm vì không có cách nào sử dụng chúng cho quá trình biến điệu. Các vectơ trong 18 hàng đầu tiên là các vectơ có hướ ng cố định, hay còn gọi là các vectơ chuẩn. Các vectơ trong ba hàng
- 69 -
tiế p sau 18 hàng trên có độ dài bằng không, khi đó các pha đầu ra đều đượ c nối vào cùng một pha đầu vào, gọi là các vectơ không. Bảng 4.1 Các t ổ hợ p van và giá tr ị của các vect ơ chuẩ n t ươ ng ứ ng đố i vớ i đ iện áp ra và dòng đ iện đầu vào. A
No
1+ 12+ 23+ 34+ 45+ 56+ 67+ 78+ 89+ 90a 0 b 0c
B
C
u AB
u BC
uCA
U o
θ o π
ia
ib
ic
I i
A
i -i A
0
-i A
i A
0
a
b
b
uab
0
-uab
b
a
a
-uab
0
uab
b
c
c
ubc
0
-ubc
c
b
b
-ubc
0
ubc
c
a
a
uca
0
-uca
a
c
c
-uca
0
uca
b
a
b
-uab
uab
0
a
b
a
uab
-uab
0
c
b
c
-ubc
ubc
0
b
c
b
ubc
-ubc
0
a
c
a
-uca
uca
0
c
a
c
uca
-uca
0
b
b
a
0
-uab
uab
a
a
b
0
uab
-uab
c
c
b
0
-ubc
ubc
b
b
c
0
ubc
-ubc
a
a
c
0
-uca
uca
c
c
a
0
uca
-uca
2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/
a
a
a
0
0
0
0
-
0
b
b
b
0
0
0
0
-
c
c
c
0
0
0
0
-
a b c a b c
b c a c a b
c a b b c a
3 uab 3 uab 3 ubc 3 ubc 3 uca 3 uca 3 uab 3 uab 3 ubc 3 ubc 3 uca 3 uca 3 uab 3 uab 3 ubc 3 ubc 3 uca 3 uca
/6
-5π /6
π
0
iC
i0
-iC
0
0
0
-
0
0
0
0
-
0
0
0
0
-
/6
0 A i -i A
/6
0
-i0
i A
0
-i A
i -i B
0
-i i B
0
A
-5π /6
i A
5π /6
B
A -i i A
-π
/6
5π
/6
0
-π
/6
0
5π /6
B -i
B
B
i -i B
B
0
-i i B i B
-π
/6
B
i 0
-π
/2
C
i -iC 0
π
/2
-π
/2
0
C -i iC
π
/2
0
C
-π
/2
C -i
π
/2
C
C
-i B
-iiC
0
-iiC
3 i A 3 i A 3 i A 3 i A 3 i A 3 i A 3 i B 3 i B 3 i B 3 i B 3 i B 3 i B 3 iC 3 iC 3 iC 3 iC 3 iC 3 iC
-π /6
2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/ 2/
-5π /6
π
αi
5π /6
π /2 -π /2 -5π /6
π /6 -π /6 5π /6
π /2 -π /2 -5π /6
π /6 -π /6 5π /6
π /2 -π /2 -5π /6
π /6
Dựa vào các k ết qủa tính toán trong bảng 4.1, các vectơ không gian đượ c biểu diễn hình học như trên hình 4.4, trên đó cũng chỉ ra các tổ hợ p van tươ ng ứng. Các vectơ chuẩn chia mặt phẳng thành 6 góc bằng nhau, mỗi góc phần sáu này gọi là một sector. Các sector đượ c đánh số từ I đến VI.
- 70 -
4.1.2 Tổng hợp vectơ điện áp ra và vectơ dòng điện vào Một vectơ điện áp đầu ra có vị trí bất k ỳ trên mặt phẳng, đang ở trong một
góc phần sáu nào đó, có thể đượ c tổng hợ p từ hai vectơ thành phần có hướ ng theo hai vectơ biên chuẩn của góc phần sáu đó. Ví dụ, trên hình 4.4, vectơ u o đang ở trong góc phần sáu thứ I, ta có u o = u o1 + u o 2 . Các phép tính hình học cho phép xác định độ dài các vectơ thành phần theo (4.13). U o1 =
U o2
∆o
=
U o sin ∆ o π ⎛ ⎞
sin ⎜ ⎟ ⎝3⎠
U o π sin ⎛⎜ ⎛ π ⎞ ⎝ 3
sin ⎜ ⎟ ⎝3⎠
= U o sin ∆o
2 3
2 − ∆ o ⎞⎟ = U o sin ⎜ − ∆ o ⎞⎟ ⎠ ⎝3 ⎠ 3
⎛ π
(4.13)
là góc xác định vị trí tươ ng đối của vectơ u o trong góc phần sáu. Mỗi
vectơ thành phần này có thể đượ c xác định nhờ hai vectơ trên cùng hướ ng vectơ biên chuẩn. Ví dụ, u o 2 có thể đượ c xác định nhờ hai trong sáu tổ hợ p abb, bcc, caa, và baa, cbb, acc. u o1
có thể đượ c xác định nhờ hai trong sáu tổ
hợ p aab, bbc, cca, và bba, ccb, aac. Việc lựa chọn sử dụng vectơ điện áp chuẩn đầu vào nào sẽ phụ thuộc vào vị trí của vectơ dòng điện đầu vào so vớ i các vectơ chuẩn dòng đầu vào. Vớ i một vectơ dòng điện đầu vào có vị trí bất k ỳ, đang trong một góc phần sáu nào đó, có thể tổng hợ p i i = i i1 + ii 2 , trong đó i i1 , i i 2
là hai vectơ tựa trên hai vectơ dòng điện biên chuẩn của góc phần sáu
tươ ng ứng. Mỗi vectơ thành phần này lại cũng có thể đượ c điều chế nhờ hai vectơ dòng điện cùng hướ ng nhưng ngượ c chiều nhau. Ví dụ trên hình 4.4, vectơ dòng đang ở góc phần sáu thứ I, k ết hợ p vớ i yêu cầu cần điều chỉnh hai vectơ điện áp u o1, u o 2 vớ i hai vectơ dòng điện i i1 , i i 2 cần dùng 4 vectơ ứng vớ i các tổ hợ p van acc, caa, abb và baa.
- 71 -
4.2 Đồng bộ vectơ dòng điện vào với điện áp lưới đầu vào Các phươ ng pháp đồng
bộ khác nhau cho ra các sơ đồ biến điệu khác nhau, có
ua
0
ub
uc
π
θ i
2π
VI I II III IV V VI ucb uab uac ubc uba uca ucb
I
các hiệu quả khác nhau đối vớ i hệ số truyền điện áp, độ méo phi tuyến của dòng điện và tổn thất trên van trong quá trình chuyển mạch.
(a) ua
Hai khả năng về đồng
ub
uc
bộ đượ c mô tả qua đồ thị thờ i gian trên hình 4.5 (a)
0
π
2π
θ i
và (b). Sơ đồ đồng bộ theo hình 4.5(a) sử dụng hai
ucb
VI I II III IV V VI uab uac ubc uba uca ucb
điện áp dây có giá tr ị lớ n nhất trong mỗi sector. Ví dụ, trong sector I, hai điện áp đượ c sử dụng là uab và uac, trong sector II là uac và ubc,…
Các phần điện áp
đượ c sử dụng có nét đậm hơ n. Phươ ng pháp này cho
(b)
Hình 4.5
Đồng bộ đ iện áp l ướ i đầu vào vớ i các sector dòng đầu vào.
tỷ số truyền áp đến 0,866. Sơ đồ 4.5 (b) cho một khả năng đồng bộ khác. Theo đó các sector điện áp vào sẽ dịch đi theo thờ i gian một góc 30° so vớ i sơ đồ (a). Khi đó trong mỗi sector
- 72 -
chỉ sử dụng hai điện áp dây có giá tr ị nhỏ nhất theo như phần đượ c vẽ nét đậm hơ n. Phươ ng pháp này chỉ cho tỷ số truyền áp đến 0,5 nhưng tổn thất trên van trong quá trình chuyển mạch giảm 50% so vớ i sơ đồ trên vì điện áp trên van đã giảm đi một nửa so vớ i sơ đồ 4.5 (a), hệ số méo phi tuyến dòng đầu ra tốt hơ n nhưng dòng đầu vào lại méo nhiều hơ n. Để sử dụng tối đa tỷ số truyền áp ở đây sẽ sử dụng sơ đồ đồng bộ theo hình 4.5 (a). 4.3 Xác định các hệ số biến điệu Trong phần 4.1.2 đã chỉ ra r ằng, trong sector điện áp I và sector dòng điện
I, u o1 đượ c điều chế nhờ 1+, 3-, u o 2 nhờ 4-, 6+, i i1 nhờ 3-, 6+, i i 2 nhờ 1+, 4ứng vớ i các tổ hợ p van abb, acc, aba, aca. Theo đồ thị vectơ không gian trên hình 4.2, các vectơ điện áp đượ c sử dụng có độ dài bằng uab , uac. Góc pha đầu vào θ i đượ c tính từ tr ục hoành 0α, do đó theo đồ thị của sơ đồ đồng bộ trên hình 4.5 (a), giá tr ị tức thờ i của uab , uac có thể đượ c biểu diễn theo (4.14). π
uab
= U i cos(θ i + ) 6
uac
= U i cos(θ i − ) 6
(4.14)
π
Mỗi vectơ điện áp thành phần đầu ra u o1, u o 2 có thể đượ c điều chế theo hai vectơ chuẩn có cùng hướ ng nhưng ngượ c chiều nhau, vì vậy quá trình điều chế chính là phép cộng đại số theo chiều dài của các vectơ tươ ng ứng theo biểu thức (4.15). 2 − d3uca 3 2 U o 2 = d 4uab − d6uca 3 U o1 = d1uab
2 3 2 3
(4.15)
- 73 -
Các hệ số biến điệu d 1 , d 3 , d 4 , d 6 thể hiện thờ i gian trung bình các vectơ thành phần có mặt trong phép biến điệu để tạo ra các vectơ u o1, u o 2 trong một chu k ỳ cắt mẫu T s. Từ (4.14), (4.15) có quan hệ (4.16). 2 π 2 + d3U i cos(θ i − ) 6 3 6 3 π 2 π 2 U o 2 = d 4U i cos(θi + ) + d6U i cos(θ i − ) 6 3 6 3 U o1 = d1U i cos(θi +
π
)
(4.16)
Vớ i dòng điện, quy luật điều chế i o1 , i o 2 tuân theo các biểu thức (4.17). 2 2 2 = d3iA − d6iB 3 3 3 , π 2 2 2 ⎛ ⎞ =di I i 2 = I i sin ⎜ − ∆ i ⎟ − d 4iB 1 A 3 3 3 ⎝ ⎠ 3 I i1 = I i sin ∆ i
(4.17)
Trong đó i A , i B là giá tr ị tức thờ i của dòng điện trên hai pha đầu ra; ∆i là góc pha của vectơ ii tươ ng đối trong góc phần sáu. Giả sử dòng đầu ra có dạng sin và đối xứng, khi đó i A , i B có quan hệ như (4.18). iA
= Io sin (ωot + ϕ o )
2π ⎞ ⎛ iB = I o sin ⎜ ωo t + ϕ o − 3 ⎟⎠ ⎝
(4.18)
φo: góc lệch pha giữa dòng điện và điện áp đầu ra. Từ (4.18) ta có (4.19).
2π sin ⎛⎜ ωot + ϕ o − ⎞⎟ 3 ⎠ ⎝ i B = iA sin (ωot + ϕ o )
(4.19)
Từ (4.17) suy ra quan hệ (4.20). d3iA − d 6iB
sin ∆i
=
d1iA − d 4iB ⎛ π ⎞
sin ⎜ − ∆i ⎟ ⎝3 ⎠
K ết hợ p (4.19) và (4.20) đượ c (4.21).
(4.20)
- 74 -
⎡ ⎛ π − ∆ ⎞ − d sin ∆ ⎤ sin ω t + ϕ + d sin ( o i ⎟ i⎥ o) 1 ⎢ 3 ⎜⎝ 3 ⎠ ⎣ ⎦ ⎡ ⎛ π − ∆ ⎞ + d sin ∆ ⎤ sin ⎛ ω t + ϕ − 2π ⎞ = 0 − d sin ⎜ o i⎥ o ⎢ 6 ⎜⎝ 3 i ⎟⎠ 4 3 ⎟⎠ ⎣ ⎦ ⎝
(4.21)
Từ (4.21) để dòng đầu vào không phụ thuộc góc pha của dòng đầu ra, điều kiện (4.22) phải thoả mãn.
⎧ ⎛ π − ∆ ⎞ − d sin ∆ = 0 sin d i ⎪⎪ 3 ⎝⎜ 3 i ⎠⎟ 1 ⎨ ⎪d sin ⎛ π − ∆ ⎞ − d sin ∆ = 0 i ⎪⎩ 6 ⎜⎝ 3 i ⎟⎠ 4
(4.22)
Theo (4.17), (4.22), vớ i θ i= φi+ ∆i - π /6 , có thể xác định đượ c d 1 từ (4.23). d 1 cos ϕ i sin
π
3
=
U o
π
sin ∆o sin( − ∆i ) 3 U i
(4.23)
Tiến hành tươ ng tự, từ (4.13), (4.22), giải phươ ng trình vớ i các hệ số điều biến là d 1 , d 3 , d 4 , d 6 , có thể xác định đượ c các hệ số này theo (4.24), (4.25), (4.26), (4.27). π sin ∆ o sin ⎛⎜ − ∆ i ⎞⎟ 2 U o ⎝3 ⎠ d 1 = cos ϕ i 3 U i
(4.24)
2 U o sin ∆o sin ∆i 3 U i cosϕ i
(4.25)
d 3
=
π π − ∆ i ⎞⎟ sin ⎛⎜ − ∆ o ⎞⎟ sin ⎛ ⎜ 2 U o ⎝ 3 ⎠ ⎝ 3 ⎠ d 4 = cos ϕ i 3 U i
(4.26)
π sin ⎛⎜ − ∆ o ⎞⎟ sin ∆ i 2 U o ⎝ 3 ⎠ d 6 = cosϕ i 3 U i
(4.27)
Giá tr ị tuyệt đối của các hệ số điều biến d 1 , d 3 , d 4 , d 6 thể hiện thờ i gian đóng điện tươ ng đối của các vectơ đượ c sử dụng trong mỗi chu k ỳ lấy mẫu T s.
- 75 -
Các vectơ không hoàn tất một chu k ỳ lấy mẫu. tabb
= d1 Ts ; t acc = d3 Ts ; t aba = d 4 Ts ; taca = d 6 Ts .
(4.28)
Để quy luật biến điệu có thể thực hiện đượ c tổng các giá tr ị tuyệt đối của các thờ i gian tươ ng đối phải nhỏ hơ n một, như (4.29). d1
+ d3 + d4 + d6 ≤ 1
(4.29)
Bằng cách xét tươ ng tự ta có thể suy ra cách thức dùng các vectơ điện áp chuẩn để điều chế đồng thờ i các vectơ điện áp đầu ra và các vectơ dòng điện đầu vào ở các vị trí bất k ỳ. Áp dụng (4.29) cho (4.24), (4.25), (4.26), (4.27) có thể suy ra (4.30).
3 (4.30) cosϕ i 2 Trong tr ườ ng hợ p lý tưở ng để đạt hệ số công suất bằng một, (4.30) chứng Uo
≤ U i
tỏ giớ i hạn của tỷ số truyền áp trong Matrix Converter là 3 / 2 ≈ 0.866 . 4.4 Tr ường hợp hệ số công suất gần lý tưởng Quy luật điều khiển trong tr ườ ng hợ p gần lý tưở ng, vớ i hệ số công suất
đầu vào xấ p xỉ bằng một đượ c thực hiện sử dụng các biểu thức (4.24),…, (4.27), trong đó coi φi=0. Vectơ không gian cho trên hình 4.6, ∆ o , ∆ i sẽ là sự thay đổi của góc pha điện áp ra và dòng điện vào trong mỗi góc phần sáu trên mặt phẳng toạ độ. Trong bảng 4.2 liệt kê các tổ hợ p van đóng cắt đượ c lựa chọn theo vị trí của vectơ điện áp ra và vectơ dòng điện vào trong các góc phần sáu tươ ng ứng.
3 3 . Coi U i là biên độ lớ n nhất mà 2 2 điện áp ra có thể đạt đượ c, gọi tỷ số (4.31) là hệ số truyền áp, 0
m = U o / U i
3 2
(4.31)
- 76 β
β
u o1
i i1
uo
∆o
ei ii
α
ii 2
u o2
∆i
α
Hình 4.6 T ổn g hợ p vect ơ không gian t ừ các vect ơ biên chuẩ n. Bảng 4.2 Thứ t ự thự c hiện các vect ơ chuẩ n, ứ ng vớ i vị trí của các vect ơ đ iện áp ra và dòng đ iện vào t ại các góc phần sáu t ươ ng ứ ng.
Sector điện ápdòng điện Ui-Ij U1-I1 U4-I4 U1-I2 U4-I5 U1-I3 U4-I6 U1-I4 U4-I1 U1-I5 U4-I2 U1-I6 U4-I3 U2-I1 U5-I4 U2-I2 U5-I5 U2-I3 U5-I6 U2-I4 U5-I1 U2-I5 U5-I2 U2-I6 U5-I3 U3-I1 U6-I4 U3-I2 U6-I5 U3-I3 U6-I6 U3-I4 U6-I1 U4-I5 U6-I2 U3-I6 U6-I3
Tổ hợ p van
Thứ tự chuyển mạch
d4
d3
d2
d1
d0
aca bcb bab cac cbc aba acc bcc baa caa cbb abb aac bbc bba cca ccb aab
aba aca bcb bab cac cbc abb acc bcc baa caa cbb aab aac bbc bba cca ccb
acc bcc baa caa cbb abb aac bbc bba cca ccb aab cac cbc aba aca bcb bab
abb acc bcc baa caa cbb aab aac bbc bba cca ccb bab cac cbc aba aca bcb
ccc bbb aaa ccc bbb aaa ccc bbb aaa ccc bbb aaa ccc bbb aaa ccc bbb aaa
d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d 1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d 3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3
- 77 -
Đánh số lại các hệ số biến điệu liên tục, có thể tính toán d 1 ,…, d 4 chỉ phụ thuộc m mong muốn mà không cần tính toán các giá tr ị biên độ U o , U i như (4.32).
⎛ π − ∆ ⎞ i ⎟ ⎝3 ⎠ d 2 = m sin ∆ o sin ∆i ⎛π ⎞ ⎛ π ⎞ d3 = m sin ⎜ − ∆o ⎟ sin ⎜ − ∆ i ⎟ ⎝3 ⎠ ⎝ 3 ⎠ ⎛ π ⎞ d 4 = m sin ⎜ − ∆ o ⎟ sin ∆i ⎝3 ⎠ d 0 = 1 − ( d1 + d 2 + d3 + d 4 ) d1 = m sin ∆o sin ⎜
(4.32)
4.5 Thứ tự thực hiện các vectơ Mặc dù thứ tự thực hiện các vectơ trong một chu k ỳ biến điệu T s có thể là
tùy ý, tuy nhiên tr ật tự thực hiện các vectơ có một ý ngh ĩ a hết sức quan tr ọng. Tr ật tự thực hiện này ảnh hưở ng đến:
−
Số lần chuyển mạch của các van trong một chu k ỳ biến điệu,
− Hệ số méo phi tuyến của dòng đầu ra. Số lần chuyển mạch xác định tổn thất trên van trong quá trình chuyển mạch, cần phải giảm thiểu. Để quá trình chuyển mạch diễn ra ổn định, tốt nhất là mỗi lần có yêu cầu chuyển mạch chỉ có một cặ p khóa hai chiều BDS phải đóng cắt. Để dòng đầu ra có dạng gần sin nhất phải áp dụng quy luật biến điệu PWM đối xứng. Từ các yêu cầu trên đây và phân tích các tổ hợ p van đượ c lựa chọn trong các sector, tr ật tự thực hiện các vectơ phải tuân theo quy luật sau: - Cho hai góc phần sáu có tổng là một số chẵn, nửa chu k ỳ biến điệu chuyển mạch theo tr ật tự: d1 -> d 3 -> d 4 -> d 2 -> d 0 ...
(4.33)
- 78 -
- Cho hai góc phần sáu có tổng là một số lẻ, nửa chu k ỳ biến điệu chuyển mạch theo tr ật tự: (4.34)
d3 -> d 1 -> d 2 -> d 4 -> d 0 ...
Thứ tự chuyển mạch này đượ c chỉ ra trong cột cuối cùng của bảng 4.2. 4.6 Thực hiện quy luật biến điệu Quy luật biến điệu cho MC bao gồm các bướ c: 1.
Xác định vị trí của vectơ điện áp đầu ra mong muốn và vectơ dòng
điện đầu vào trên mặt phẳng tọa độ trong các góc phần sáu. 2.
Tính toán thờ i gian đóng điện tươ ng đối của các vectơ đượ c sử dụng
d 1 , d 2 , d 3 , d 4 , d 0 , theo công thức (4.32).
3.
Lựa chọn các tổ hợ p van và thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn đượ c
sử dụng theo một tr ật tự lôgic như trong bảng 4.2. 4.
Xuất các tín hiệu điều khiển ra mạch ngoài.
Các bướ c thực hiện 1 và 3 cần đượ c giải thích chi tiết hơ n sau đây. 4.6.1 Xác định vị trí của các vectơ không gian Việc xác định vị trí của vectơ không gian trên mặt phẳng tọa độ có vai trò
quan tr ọng vì nó xác định tính chính xác của thuật toán điều khiển. Vị trí của vectơ cũng xác định giá tr ị tức thờ i của các góc ∆ i , ∆o . β ). Bảng 4.3 Xác định vị trí của vect ơ không gian theo hai t ọa độ (U α , U tg θo = U β / U α
U α>0
I
-1/2< tg θo <1/2
- U α<2U β < U α
II
1/2
2U β > U α
III
tg θo <-1/2
- U α<2U β
IV
-1/2< tg θo <1/2
- U α>2U β > U α
V
1/2
2U β < U α
VI
tg θo <-1/2
2U β <- U α
U α<0
- 79 -
Vectơ không gian điện áp ra thườ ng đượ c cho dướ i dạng hai tọa độ trên mặt phẳng 0αβ (U α , U β ). Khi đó góc pha đượ c xác định theo (4.35). θ o
U α
= arctg
U β
(4.35)
Việc tính toán theo arctg đòi hỏi r ất nhiều thờ i gian của CPU, vì vậy cần tránh tính toán tr ực tiế p góc θ o theo (4.35). Vị trí của vectơ không gian có thể đượ c xác định theo tọa độ qua một số phép so sánh như ở hai cột cuối cùng của bảng 4.3. Vị trí của vectơ dòng điện vào cũng có thể đượ c tính toán tươ ng tự như trên. Tuy nhiên khi đó sẽ cần phải đo các giá tr ị điện áp vào U a , U b , U c, sau đó chuyển thành vectơ không gian trên mặt phẳng 0αβ (U iα , U i β ) r ồi tính toán theo bảng 4.3. Để tránh phải đo chính xác điện áp và tính toán nhiều có thể sử dụng mạch xác định thờ i điểm điện áp vào qua không, từ đó xác định đượ c các góc phần sáu và góc pha ∆i . Cách làm này đơ n giản và chính xác hơ n. 4.6.2 Lựa chọn các tổ hợp van và thứ tự thực hiện các vectơ chuẩn Vì số lượ ng các tổ hợ p van r ất lớ n (21 tổ hợ p) nên khâu lôgic thực hiện
việc xác định van nào sẽ đóng cắt tại một thờ i điểm bất k ỳ (theo như bảng 4.2) tươ ng đối phức tạ p. Nếu k ết hợ p vớ i việc điều khiển cả quá trình chuyển mạch giữa các van IGBT trong sơ đồ có thể thấy r ằng số lượ ng các tr ạng thái lôgic là r ất lớ n. Mạch lôgic xác định vị trí của vectơ không gian dòng điện và điện áp theo như bảng 4.2 có đầu vào là các tín hiệu đồng bộ vớ i các điểm điện áp qua không, hoạt động như một shift-register để xác định các góc phần sáu I1, I2, ..., I6 và U1, U2, ..., U6. Các mạch lôgic tổ hợ p dùng để tạo ra 9 tín hiệu ra cho các cặ p hai góc phần sáu có tổng là một số chẵn và 9 tín hiệu ra cho các cặ p hai góc phần sáu có tổng là một số lẻ như ở cột đầu tiên của bảng 4.2.
- 80 -
Các tín hiệu vị trí của vectơ dòng điện, điện áp đượ c đưa đến khối lôgic điều khiển khóa hai chiều. Khối này có nhiệm vụ xác định các tổ hợ p van ứng vớ i các hệ số biến điệu d 1 , d 2 , d 3 , d 4 , d 0. Từ các tín hiệu về tổ hợ p van đượ c lựa chọn sẽ đưa ra đượ c các tín hiệu điều khiển mở cho 9 khóa hai chiều SaA, SbA, ScA, SaB, ..., ScC. 4.7 Mô phỏng MC biến điệu vectơ không gian tr ực tiếp 4.7.1 Mô hình
Hình 4.7 Mô hình mô ph ỏng bộ biế n t ần Matrix Converter trên MATLAB SIMULINK.
Mô hình mô phỏng trên MATLAB SIMULINK đượ c thể hiện trên hình 4.7. Mô hình bao gồm hai phần chính: mạch lực PowerBlock và mạch điều khiển ControlBlock. Khối PowerBlock mô phỏng hệ thống điện áp 3 pha đầu
- 81 -
vào ua, ub, uc, mạch lọc LC đầu vào, bộ biến đổi kiểu ma tr ận vớ i các khóa hai chiều dùng IGBT PowerIGBTBlock, mạch phụ tải 3 pha LR LR_load cùng các mạch đo các giá tr ị cần quan tâm bở i khối simout. Các tín hiệu cần đo là điện áp và dòng đầu vào tr ướ c mạch lọc và sau mạch lọc trên pha a, ua, ia, ia1, điện áp dây đầu ra uAB và dòng đầu ra iA. Khối PowerIGBTBlock bao gồm 9 khóa chuyển mạch hai chiều sử dụng mô hình IGBT trong thư viện SimPowerSystem của SIMULINK (xem hình 4.8) và mạch lôgic chuyển mạch 4 bướ c theo chiều dòng điện. Chi tiết về vấn đề chuyển mạch và thuận toán xây dựng sẽ đượ c giớ i thiệu trong chươ ng sau.
Hình 4.8 Khóa chuy ể n mạch hai chiề u dùng IGBT.
Mạch điều khiển bao gồm khối đồng bộ vớ i điện áp vào, đầu ra là các góc ∆ i , và chỉ số góc phần sáu của vectơ dòng điện vào. Khối PhaseO có lượ ng
đặt đầu vào tần số điện áp ra f o, đầu ra là góc pha ∆ o và chỉ số góc phần sáu của vectơ điện áp ra. Các góc ∆ i , ∆ o đưa đến khối tính toán di_calculation để tính ra thờ i gian đóng cắt cho các khóa d 1 , d 2 , d 3 , d 4. Đầu vào khối di_calculation còn có lượ ng đặt hệ số truyền áp 0
- 82 -
khối svm_logic, tại đây thực hiện việc lựa chọn các tổ hợ p van theo trình tự chuyển mạch tối ưu về số lần chuyển mạch ít nhất trong mỗi chu k ỳ lấy mẫu, đầu ra sẽ là các tín hiệu điều khiển cho các van trong mạch lực SaA, SbA, ScA, SaB,..., ScC. Các tín hiệu điều khiển đưa đến khối mô phỏng mạch lực của bộ biến đổi PowerBlock. 4.7.2 Kết quả mô phỏng Sơ đồ mô phỏng thực hiện vớ i điện áp vào 220 V, 50 Hz, tải R=10 Ω,
L=10 mH, hệ số biến điệu ở tr ị số lớ n nhất cho phép m=1, tần số điện áp ra f o=25 Hz. Tần số cắt mẫu PWM f s=5 kHz. Mạch lọc LC đầu vào có tần số cắt f 0=2,05 kHz vớ i L=1,5 mH; C= 4µF. Các k ết quả mô phỏng của sơ đồ đượ c thể hiện trên các hình từ 4.9 đến 4.13. Trên hình 4.9 có thể thấy dòng điện ngay đầu vào biến tần có dạng là các xung dòng vớ i sóng cơ bản hầu như trùng pha vớ i điện áp. Dòng điện đầu vào đã qua mạch lọc LC, hình 4.10, có dạng sin vớ i độ méo phi tuyến 3,47% tính đến sóng hài bậc 5 (250 Hz). Dạng điện áp ngay đầu vào biến tần, hình 4.11, bị ảnh hưở ng của các xung điện áp tần số cao nhưng có độ méo phi tuyến chỉ là 0,24%. Dạng điện áp đầu ra, hình 4.12, là các xung áp lặ p lại giá tr ị của các điện áp dây đầu vào, hầu như không có quá áp chứng tỏ tính đúng đắn của lôgic điều khiển chuyển mạch. Thành phần sóng bậc cao trong dạng điện áp ra lớ n nhất ở sóng bậc 5 cũng chỉ vớ i biên độ bằng 0.8% sóng cơ bản. Nếu tính đến sóng bậc cao thứ 10 (tươ ng ứng vớ i 250Hz) thì độ méo phi tuyến chỉ chiếm 1,44%. Dòng đầu ra có dạng sin chỉ dướ i tác dụng lọc của tải có độ méo phi tuyến chỉ là 0,98% (hình 4.13). 4.8 Kết luận của chương 4 Ở đây đã phân tích một cách chi tiết phươ ng pháp biến điệu vectơ không
gian tr ực tiế p cho biến tần kiểu ma tr ận. Thuật toán điều khiển đã đượ c xây dựng, kiểm nghiệm bằng mô phỏng.
- 83 -
Mô hình mô phỏng đượ c xây dựng bám sát khả năng thực hiện trong thực tế, từ mạch lực đến mạch điều khiển. Qua các bướ c mô phỏng thờ i gian để hiện thực hóa ý đồ thiết k ế đượ c rút ngắn đáng k ể. Các k ết quả trong chươ ng 4 này là cơ sở để xây dựng toàn bộ hệ thống điều khiển cho biến tần MC sẽ trình bày trong chươ ng 5.
Hình 4.9 D ạng đ iện áp, dòng đầu vào (trên); Dạng đ iện áp, dòng đầu ra (d ướ i).
- 84 -
Hình 4.10Dòng đầu vào biế n t ần và phân tích ph ổ Furiê (có mạch l ọc đầu vào).
Hình 4.11 Dạng đ iện áp ngay
đầu vào biế n t ần và phân tích ph ổ Furiê.
- 85 -
Hình 4.12 D ạng đ iện áp đầu ra biế n t ần và phân tích ph ổ Furiê.
Hình 4.13 Dạng dòng đ iện đầu ra biế n t ần và phân tích ph ổ Furiê.
- 86 -
Chương 5 XÂY DỰNG HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO BIẾN TẦN KIỂU MA TRẬN 5.1 Cấu trúc của hệ thống điều khiển biến tần kiểu ma tr ận Input filter Ua
BDS
LEM
Lf M
Ub Uc
Cf Gate driver
Mạch đo điện áp lướ i & đồng bộ
Mạch điều khiển lôgic & chuyển mạch dùng CPLD
Đo lường dòng điện Khối tính toán dùng DSP
Hình 5.1 S ơ đồ cấ u trúc hệ thố ng đ iề u khiể n trong MC.
Hệ thống điều khiển cho MC theo phươ ng pháp biến điệu vectơ không gian, có cấu trúc biểu diễn trên hình 5.1, gồm các phần chính như sau: 1. Khâu tính toán các thờ i gian biến điệu cho các van trong mạch lực theo quy luật biến điệu vectơ không gian do DSP đảm nhiệm. 2. M ạch lôgic. Mạch lôgic tiế p nhận các tín hiệu thờ i gian biến điệu, lựa chọn các tổ hợ p van tươ ng ứng vớ i các vectơ đượ c lựa chọn, và điều khiển bản thân quá trình chuyển mạch giữa các van. 3. Gate driver . Đây là mạch tiế p nhận các tín hiệu điều khiển van, chuyển các tín hiệu này thành dạng phù hợ p để đóng, mở các IGBT trong mạch lực.
- 87 -
Một chức năng quan tr ọng của mạch này là đảm bảo cách ly giữa mạch lực và mạch điều khiển. Trong hệ thống điều khiển sử dụng card EzDSP 2812 của TI. Đây là mảng mạch tối thiểu vớ i chip DSP F2812, có cấu hình chuyên dùng cho các chức năng về điều khiển, cùng các cổng vào ra phục vụ cho việc phát triển các ứng dụng dùng DSP. F2812 thuộc họ DSP C2000 của TI có tích hợ p sẵn PWM, biến đổi A/D, đầu vào cho encoder,… Phần mềm phát triển của họ DSP C2000 Composer Studio đượ c tích hợ p trong môi tr ườ ng MATLAB, tạo điều kiện dễ dàng cho quá trình k ết hợ p giữa mô phỏng và thử nghiệm vớ i hệ thống thực nghiệm. Nhờ đó việc sử dụng các DSP đã rút ngắn đáng k ể thờ i gian phát triển một ứng dụng. Mặc dù các DSP r ất mạnh về tốc độ tính toán nhưng việc điều khiển các van bán dẫn đòi hỏi các tín hiệu trong khoảng 1 đến 2 µS, do đó không thể tạo ra tín hiệu điều khiển trong vòng lặ p tính toán đượ c. Các tín hiệu này phải đượ c tạo ra từ phần cứng. Các hàm lôgic phải thực hiện ở đây quá phức tạ p nên không thể thiết k ế bằng các mạch điện tử thông thườ ng. Phươ ng pháp đưa ra ở đây là thiết k ế bằng phần mềm nhưng tín hiệu tạo ra sẽ đượ c cứng hoá bằng các mạch logic lậ p trình đượ c. Mức độ phức tạ p của logic điều khiển MC đòi hỏi phải sử dụng đến các mạch tích hợ p cao như CPLD. Tín hiệu điều khiển đưa đến mạch lực của MC để điều khiển 18 IGBT. IGBT yêu cầu tín hiệu mở +15V, tín hiệu để khóa -5V. Vớ i sơ đồ van trong MC buộc phải sử dụng các mạch Gate Driver đơ n (Single Gate Driver) để tạo tín hiệu điều khiển cho từng IGBT. Mỗi mạch Gate Driver đơ n đượ c cung cấ p bằng một nguồn cách ly công suất nhỏ. 5.2 Khâu tính toán quy luật biến điệu Khâu tính toán quy luật biến điệu sử dụng DSP có sơ đồ cấu trúc đơ n giản
hóa như trên hình 5.2. Các biểu thức tính toán như đã trình bày trong chươ ng
- 88 -
4. Tín hiệu điện áp dây đầu vào uAB, uBC lấy vào từ biến đổi ADC dùng để tính toán giá tr ị biên độ Ui và góc pha trong góc phần sáu của vectơ điện áp đầu vào, ∆i. Khâu lượ ng đặt đầu ra cho ra giá tr ị biên độ và góc pha Uo, ∆o của vectơ áp đầu ra. Khâu tính toán cho ra các hệ số biến điệu d1, d2, d3, d4.
Hình 5.2 S ơ đồ cấ u trúc khâu tính toán dùng DSP.
Để biến các hệ số biến điệu thành tín hiệu điều khiển theo thờ i gian, cần sử dụng 4 khối PWM trong EVA và EVB (Event Manager A, B). Các đầu ra của các PWM t1, t2, t3, t4 là các tín hiệu điều khiển các tổ hợ p van trong một chu k ỳ cắt mẫu. Chu k ỳ cắt mẫu, Ts, đượ c xác lậ p trong các khối Event Manager A, B. a
b
c
SaA2
SbA2
ScA2
SaB2
SbB2
ScB2
SaC2
SbC2
ScC2
SaA1
SbA1
ScA1
SaB1
SbB1
ScB1
SaC1
SbC1
ScC1
SaA
SbA
A
ScA
SaB
SbB
B
ScB
Hình 5.3 S ơ đồ mạch l ự c MC.
SaC
SbC
C
ScC
- 89 -
5.3 Khâu điều khiển lôgic Trong mỗi chu k ỳ cắt mẫu thuật toán biến điệu vectơ không gian sẽ cho
ra các tín hiệu là thờ i gian sử dụng các vectơ biên chuẩn. Mạch lôgic điều khiển MC có hai chức năng chính: 1. Lựa chọn các tổ hợ p van. 2. Điều khiển quá trình chuyển mạch theo sơ đồ mạch lực của MC cho trên hình 5.3. 5.3.1 Lựa chọn các tổ hợp van Thờ i gian Các sector I1-U1 I4-U4 I1-U2 I4-U5 I1-U3 I4-U6 I1-U4 I4-U1 I1-U5 I4-U2 I1-U6 I4-U3 I2-U1 I5-U4 I2-U2 I5-U5 I2-U3 I5-U6 I2-U4 I5-U1 I2-U5 I5-U2 I2-U6 I5-U3 I3-U1 I6-U4 I3-U2 I6-U5 I3-U3 I6-U6 I3-U4 I6-U1 I3-U5 I6-U2 I3-U6 I6-U3
Bảng 5.1 Lôgic l ự a chọn các t ổ hợ p van
Thờ i gian tính toán d1 d2 d3 abb cbb aab acc abb aac bcc acc bbc baa bcc bba caa baa cca cbb caa ccb aab ccb bab aac aab cac bbc aac cbc bba bbc aba cca bba aca ccb cca bcb bab bcb baa cac bab caa cbc cac cbb aba cbc abb aca aba acc bcb aca bcc
Thứ tự chuyển mạch
d4 ccb aab aac bbc bba cca bcb bab cac cbc aba aca bcc baa caa cbb abb acc
d0 ccc bbb aaa ccc bbb aaa ccc bbb aaa ccc bbb aaa ccc bbb aaa ccc bbb aaa
d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1 d3-d1-d2-d4-d0-d4-d2-d1-d3 d1-d3-d4-d2-d0-d2-d4-d3-d1
Việc lựa chọn các tổ hợ p van ứng vớ i các sector trên mặt phẳng vectơ
điện áp ra và vectơ dòng điện vào tuân theo bảng 5.1. Các tổ hợ p van này xác định pha đầu ra nào sẽ đượ c nối vào pha đầu vào nào. Ví dụ, tổ hợ p van abb ngh ĩ a là đầu ra pha A đượ c nối vào đầu vào pha a, đầu ra các pha B, C đều đượ c nối vào đầu vào pha b, như vậy các khóa hai chiều SaA, SbB, SbC đượ c
- 90 -
điều khiển mở . Các dòng của bảng 5.1 tươ ng ứng vớ i các sector Ii-Uj (i,j = 1..6) trên mặt phẳng vectơ . Các cột thờ i gian tươ ng ứng vớ i thờ i gian mà các tổ hợ p này đượ c sử dụng do phần
Ua
DaA1
DaA2
tính toán đưa ra. Thứ tự chuyển mạch cho biết thứ tự sử dụng các tổ hợ p van. Tín hiệu đầu ra điều
IL>0 SaA2
Ub
khiển khoá hai chiều, SxY (x=a, b, c; Y=A, B, C), sẽ là hàm lôgic
DaB1
SaB2
Ua
SaA1 DaB2
5.3.2 Lôgic điều khiển quá trình chuyển mạch Lôgic điều khiển quá trình
DaA1
DaA2
IL>0 SaA2
Ub
Ua
DaB2
DaA2
Ub
DaB1
SaB2
Ua
DaB2
DaA2
IL>0 Ub
DaB1
Ví dụ về quá trình chuyển
SaB2
Ua
DaB2
iL>0 đượ c thể hiện trên hình 5.4.
A
SaB1
DaA1
DaA2
IL>0
pha đầu ra A, vớ i chiều dòng điện
SaA2
Ub
DaB1
3
SaA1
từ ngoài vào. mạch giữa pha Ua và pha Ub trên
A
SaB1
DaA1
SaA2
2
SaA1
không cần quan tâm đến điện áp, tối thiểu hoá các khâu đo tín hiệu
A
SaB1
DaA1
SaA2
1
SaA1
IL>0
Vớ i chuyển mạch 4 bướ c chỉ cần kiếm soát đượ c chiều dòng điện mà
DaB1
SaB2
chuyển mạch đượ c xây dựng theo phươ ng pháp chuyển mạch 4 bướ c.
A
SaB1
hoặc (OR) của các đầu vào trên các cột và các hàng.
0
4
SaA1 DaB2
A
Giả sử ban đầu pha a đang dẫn vớ i chiều dòng điện đã cho. Trong khoảng dẫn dòng cả hai IGBT đều
SaB2
SaB1
Hình 5.4 Quá trình chuy ể n mạch bố n bướ c giữ a pha Ua và pha Ub.
- 91 -
có tín hiệu điều khiển mở , do đó dòng có thể qua khóa theo cả hai chiều. Khi có yêu cầu chuyển mạch, ví dụ từ pha a sang pha b, tùy theo chiều dòng tải, van không dẫn dòng sẽ mất tín hiệu điều khiển tr ướ c. Bướ c 1.
SaA2 không tham gia
dẫn dòng nên SaA2 sẽ mất tín hiệu điều khiển ngay.
Hình 5.5 Đồ thị thờ i gian các b ướ c
- Bướ c 2. Van ở pha b chuẩn bị
chuyể n mạch.
vào dẫn dòng, SbA1, đượ c điều khiển mở . Dòng sẽ chạy qua SbA1 tại thờ i điểm đó hoặc tại thờ i điểm tiế p theo, trong bướ c thứ ba. - Bướ c 3. SaA1 mất tín hiệu điều khiển. - Bướ c 4. Tín hiệu điều khiển đưa đến SbA2 để đảm bảo dòng pha b có thể chạy theo cả hai chiều. Đồ thị thờ i gian của quá trình đượ c thể hiện trên hình 5.5. Theo hình 5.5 mỗi bướ c thực hiện cách nhau một khoảng thờ i gian t d, là thờ i gian khóa, mở của IGBT, cỡ 1,5 – 2,5 µS. Quá trình xảy ra đối vớ i dòng iL<0 có thể đượ c suy luận tươ ng tự. Như vậy trong chuyển mạch 4 bướ c thờ i gian để hoàn tất một quá trình chuyển mạch là vào khoảng 4,5÷7,5 µS. Tr ạng thái lôgic của toàn bộ quá trình chuyển mạch giữa hai pha ứng vớ i cả hai chiều dòng điện đượ c thể hiện dướ i dạng bảng như trên bảng 5.2,
No SaA=1 SbA=1 SaA1 SaA2 SbA1 i>0 i<0 i>0 i<0 S0 S0 S0 S1 S7 1 1 0 S1 S0 x S2 x 1 0 0 S2 S1 x S3 x 1 0 1 S3 S2 x S4 x 0 0 1 S4 S3 S5 S4 S4 0 0 1 S5 x S6 x S4 0 0 0 S6 x S7 x S5 0 1 0 S7 x S0 x S6 0 1 0 Bảng 5.2 Bảng tr ạng thái lôgic
gồm 8 tr ạng thái, từ S0 đến S7. Đồ thị quả bóng của lôgic tr ạng thái biểu diễn như trên hình 5.6.
SbA2 0 0 0 0 1 1 1 0
- 92 -
Quá trình trình toán các hệ số biến điệu cho MC sẽ tạo ra tín hiệu điều khiển mở các khóa hai chiều sao cho tại một thờ i điểm bất k ỳ không có hai pha đầu
Hình 5.6 Đồ thị quả bóng tr ạng thái chuy ể n mạch giữ a hai pha
đầu vào.
vào nào đượ c nối vớ i cùng một pha đầu ra. Do đó quá trình chuyển mạch là độc lậ p đối vớ i mỗi pha đầu ra. Vớ i mỗi pha đầu ra sẽ diễn ra quá trình chuyển mạch giữa 3 pha đầu vào vớ i nhau, trong đó quá trình là như nhau giữa a-b, b-c và c-a. S7
a
S6
S5
IL<0 IL>0
S0 S1
S2
S4
b
S3
c Hình 5.7 Tr ạng thái lôgic trong chuy ể n mạch ba pha.
Từ đó ta có đượ c tr ạng thái lôgic điều khiển chuyển mạch cho một pha đầu ra, như đượ c biểu diễn trên hình 5.7, bao gồm 3 chu trình giống nhau. Mỗi chu trình sẽ có hai tr ạng thái tươ ng đươ ng vớ i hai tr ạng thái ở hai chu trình khác. Ví dụ, S0 là tr ạng thái pha a dẫn trong chu trình (a-b) tươ ng
- 93 -
đươ ng vớ i S4, cũng là pha a dẫn trong chu trình (a-c), … Các tr ạng thái tươ ng đươ ng đượ c đặt trong hình elíp tô đậm trên hình 5.7. Bảng 5.3 Tr ạng thái lôgic c ủa quá trình chuy ể n mạch ba pha. No 00
01
11
No1 a=1 i>0 S0 S0 S1 S0 S2 S1 S3 S2 S4 S3 S5 S6 S7 S0 00S3 S1 S2 S3 S4 11S1 S5 S6 S7 S0 S1 S1 S2 S2 S3 S3 S4 S4 S4 S5 S6 S7
i<0 S0
S5 S6 S7 S0 00S5
b=1 i>0 S1 S2 S3 S4 S4
i<0 S7
S4 S4 S5 S6 S0
11S7
S0 S0 S1 S2 S3
S7
01S3
S5 S6 S7 S0 01S5
S4 S4 S5 S6
00S1
00S7
c=1 i>0 11S3
i<0 11S5
01S1
01S7
S1 S2 S3 S4 S4
S7
S0 S0 S1 S2 S3
S4 S4 S5 S6 S0
S5 S6 S7 S0
Sa1
Sa2
Sb1
Sb2
1 1 1 0 0 0 0 0
1 0 0 0 0 0 1 1
0 0 1 1 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 0
0 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1
0 0 1 1 1 0 0 0
0 0 0 0 1 1 1 0
Sc1
Sc2
0 0 1 1 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 0
0 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1
Bảng tr ạng thái lôgic vớ i tính đối xứng như vậy đượ c biểu diễn trên bảng 5.3, trên đó cũng chỉ ra các đầu ra tớ i điều khiển các IGBT tươ ng ứng Sa1, Sa2, Sb1, Sb2, Sc1, Sc2. Trong ký hiệu này ta bỏ qua chữ cái chỉ pha đầu ra. Tín hiệu 00, 01, 11 trong cột thứ nhất dùng để mã hóa 3 chu trình riêng biệt giữa a-b, b-c, c-a. Các tín hiệu vào là lệnh nối a hoặc b hoặc c tớ i đầu ra và tín hiệu chỉ chiều dòng điện, i>0 hoặc i<0. Các ô tr ống chỉ các tr ạng thái không thể xảy ra hoặc không cần qua tâm. 5.3.3 Mô ph ỏng hệ thống điều khiển chuyển mạch Mạch mô phỏng điều khiển chuyển mạch đượ c xây dựng bằng StateFlow,
ghép trong mô hình của MC đã đề cậ p đến trong chươ ng 4.
- 94 -
Các k ết quả mô phỏng đượ c thể hiện trên hình 5.8 vớ i ký hiệu các tín hiệu thu đượ c trên các đồ thị tươ ng ứng. Dạng điện áp dây trên tải uAB cho thấy hầu như các van chuyển mạch mà không gây ra quá điện áp. Dòng điện ra iA có dạng sin cho thấy tính chính xác của việc thực hiện quy luật biến điệu. Các đồ thị dòng iSaA1, iSaA2 cho thấy IGBT của khóa hai chiều của pha đầu vào a tham gia vào việc tạo nên dòng tải. Đồ thị dạng điện áp trên van uSaA1, uSaA2 cho thấy sự hoạt động của khóa hai chiều, một lần nữa cũng cho thấy quá áp trên van là r ất nhỏ. K ết quả mô phỏng cho thấy tính
đúng
đắn
của
Hình 5.8 K ế t quả mô phỏng.
phươ ng pháp và sơ đồ điều khiển chuyển mạch.
- 95 -
5.4 Thiết kế mạch lôgic điều khiển chuyển mạch dùng CPLD Dướ i đây trình bày thiết k ế mạch lôgic điều khiển, ứng dụng CPLD, là k ết
quả nghiên cứu tác giả đã công bố trong [38]. 5.4.1 Cấu trúc cơ bản của CPLD
Hình 5.9 C ấu trúc chung c ủa CPLD.
Các chip lôgic lậ p trình đượ c bao gồm các mảng các phần tử lôgic cơ bản như mạch và, mạch hoặc, đảo, các trigơ , (AND, OR, NOT, FLIP-FLOP), có thể nhóm lại đượ c để thiết lậ p các hàm lôgic theo ý muốn và theo khả năng hỗ tr ợ của phần cứng và phần mềm. CPLD (Complex Programmable Logic Device) là các chip lôgic lậ p trình đượ c có độ tích hợ p cao. Cấu trúc chung của một CPLD, biểu diến trên hình 5.9, bao gồm nhiều khối Logic Block, các đầu vào ra I/O, các tín hiệu điều khiển, tạo các xung
- 96 -
nhị p CLOCK, và đặc biệt là hệ thống GLOBAL BUS. Mỗi Logic Block bao gồm hạt nhân là một macrocell và ma tr ận khóa lôgic. Hệ thống GLOBAL BUS tiế p nhận tất cả các tín hiệu vào, ra, các tín hiệu phản hồi giữa các macrocell vớ i nhau. Ma tr ận khóa lôgic có thể tiế p nhận tất cả các tín hiệu trên GLOBAL BUS như là đầu vào của nó. Cấu trúc như vậy tạo nên một độ mềm dẻo r ất cao vì mỗi khối lôgic đều có thể nhận đượ c bất cứ tín hiệu nào trên GLOBAL BUS và gửi ra đấy bất cứ tín hiệu nào của nó.
Hình 5.10 C ấu trúc của một macrocell.
Mỗi macrocell, có cấu trúc biểu diễn trên hình 5.10, gồm năm khối chức năng: khối nhân (AND) và mạch chọn khối (PTMUX), khối mạch lôgic nối tầng (OR và XOR), một trigơ , khối chọn và kích hoạt đầu ra, và mảng mạch lôgic đầu vào. Cấu trúc này r ất mềm dẻo và cho phép thực hiện đượ c các hàm lôgic phức tạ p nhất vớ i độ tác động nhanh r ất cao. Mỗi khối nhân có thể nhận tín hiệu đầu vào bất k ỳ hoặc các tín hiệu phản hồi. Đầu ra các khối nhân, đượ c lựa chọn tuỳ ý bở i ngườ i thiết k ế khi lậ p trình, đưa đến khối mạch lôgic nối tầng để thực hiện chức năng lôgic mong muốn r ồi đưa đến đầu số liệu của trigơ . Trigơ có thể đượ c thiết lậ p là D-trigơ , T-trigơ , JK-trigơ .
- 97 -
5.4.2 Lập trình cho mạch điều khiển lôgic CPLD loại ATF1508 của Atmel đượ c chọn để thực hiện hai nhiệm vụ
trong mạch điều khiển MC đã đề cậ p đến trong phần 5.3.1 và 5.3.2, đó là chọn ra tổ hợ p van ứng vớ i các sector điện áp, dòng điện và điều khiển quá trình chuyển mạch. CPLD của Atmel lậ p trình đượ c bằng phần mềm WINCUPL, kèm công cụ mô phỏng WinSim để có thể kiểm tra lại thiết k ế. 1. Thực hiện bảng chọn
Mạch lôgic theo bảng 5.1 thuần túy là lôgic tổ hợ p, ngh ĩ a là các đầu ra phụ thuộc tr ực tiế p vào các đầu vào qua các biểu thức lôgic. Chươ ng trình cho CPLD1, trình bày trong phần phụ lục A, gồm các phần chính sau:
−
Gán chân của ATF1508 cho các tín hiệu vào, ra.
− Xác định các biến trung gian (biến trung gian giúp cho việc viết các biểu thức lôgic gọn gàng, dễ đọc hơ n). −
Các phươ ng trình lôgic.
2. Thực hiện mạch điều khiển chuyển mạch
Mạch lôgic thiết k ế theo bảng 5.3 hoặc hình 5.8 là lôgic tuần tự, sử dụng CPLD2. Lôgic tuần tự là một dạng của lôgic tr ạng thái, trong đó các tín hiệu ra không những phụ thuộc vào các biến đầu vào mà còn phụ thuộc vào tr ạng thái tr ướ c đó của sơ đồ [35]. Trong WINCUPL lôgic tr ạng thái có cấu trúc như đượ c biểu diễn trên hình 5.11. Cấu trúc này bao gồm những phần tử chính sau đây: đầu vào, lôgic tổ hợ p, lôgic tr ạng thái, các đầu ra không tr ạng thái, các đầu ra tr ạng thái và các bit tr ạng thái. Đầu vào là những tín hiệu lôgic từ ngoài vào hoặc từ các thiết bị khác. Mạch lôgic tổ hợ p bao gồm các tổ hợ p lôgic, thườ ng là các hàm AND, OR, XOR giữa các tín hiệu lôgic vớ i nhau. Mạch lôgic tr ạng thái bao gồm các trigơ là các phần tử lôgic có nhớ . Các bit tr ạng thái có thể là các tín hiệu phản hồi đưa về mạch lôgic tổ hợ p. Các đầu ra bao gồm các đầu ra không phụ thuộc tr ạng thái trong của sơ đồ và các đầu ra phụ thuộc.
- 98 Đầu ra không tr ạng thái
Đầu vào Lôgic tổ hợ p
Lôgic tr ạng thái
Đầu ra tr ạng thái Các bit tr ạng thái
Hình 5.11 Lôgíc tr ạng thái trong WINCUPL.
Trong WINCUPL cú pháp để viết chươ ng trình cho lôgic tr ạng thái bắt đầu bằng từ khoá SEQUENCE như sau: SEQUENCE state_var_list { PRESENT state_n0 IF (condition1) NEXT state_n1; IF (condition2) NEXT state_n2 OUT out_n0; DEFAULT
NEXT state_n0;
... PRESENT state_nn statements; } trong đó state_var_list là danh sách các biến bit tr ạng thái, có thể nhóm lại thành một tr ườ ng biến. Sau PRESENT state_n0, lệnh IF kiểm tra điều kiện (condition1), nếu thoả mãn NEXT sẽ cho chuyển sang tr ạng thái tiế p theo state_n1, lệch IF tiế p theo kiểm tra điều kiện (condition2), nếu thoả mãn thì chuyển sang tr ạng thái state_n2. Lệch OUT thiết lậ p đầu ra out_n0. DEFAULT thiết lậ p tr ạng thái ban đầu, có thể là state_n0. Tươ ng tự như vậy đối vớ i khi đang ở các tr ạng thái khác hoặc ở tr ạng thái cuối cùng thứ n. Statements có thể là tr ạng thái lôgic nào đó hoặc một biểu thức lôgic phù hợ p bất k ỳ, xác định một hành động cần thiết. Dấu “;” k ết thúc một tr ạng thái, giữa hai dấu “{...}” là toàn bộ phần mô tả lôgic tr ạng thái.
- 99 -
Lôgic tổ hợ p cũng như lôgic tr ạng thái đều có thể ghép lại tạo thành các macro, r ất thuận tiện cho việc tổ chức chươ ng trình, dễ đọc và tránh đượ c nhầm lẫn. Chươ ng trình viết cho CPLD2, xem phần phụ lục B, thực hiện sơ đồ lôgic tuần tự của quá trình chuyển mạch 4 bướ c (hoặc cho một mạch lôgic tuần tự nào đó), bao gồm các bướ c chính sau đây:
− Gán chân của ATF1508 cho các tín hiệu vào, ra. −
Tạo các biến trung gian cần thiết.
−
Mã hóa các tr ạng thái của lôgic tr ạng thái.
−
Phươ ng trình lôgic của lôgic tr ạng thái (Đượ c ghép trong macro CM).
− Biểu thức lôgic cho các biến đầu ra (Nếu biến đầu ra phụ thuộc cả đầu vào lẫn tr ạng thái). Sau khi dịch, ngoài file quan tr ọng nhất là file JEDEC chứa mã nhị phân để nạ p vào phần cứng, WINCUPL cho ra một số file cần thiết khác là file.doc và file.fit. Trong đó file.doc mô tả lại toàn bộ cấu hình của mạch lôgic và các biểu thức lôgic đã đượ c khai triển ra và tối ưu hóa. File.fit cho ra các thông tin đầy đủ và việc sử dụng các phần tử trong chip CPLD. Các thông tin cho ta biết các khả năng còn lại có thể đượ c sử dụng vào các chức năng khác hay không. Trong hai ví dụ trên đây, CPLD1 chỉ sử dụng một phần nhỏ tài nguyên của ATF1508, trong khi đó CPLD2 sử dụng tớ i 54% lôgic cell. Điều này ngh ĩ a là cả hai chức năng lôgic trên đây có thể thực hiện chỉ trong một ATF1508. Một thiết k ế mớ i hơ n đã thực hiện theo hướ ng này vớ i k ết quả hoàn toàn phù hợ p. 5.4.3 Mô phỏng mạch lôgic trên WINSIM Vớ i các chức năng lôgic phức tạ p vấn đề kiểm tra đượ c tính đúng đắn của
sơ đồ thiết k ế là một việc làm cực k ỳ quan tr ọng. Tr ướ c khi thử nghiệm trên phần cứng cần phải chắc chắn quá trình lôgic diễn ra một cách chính xác.
- 100 -
Hình 5.12 K ế t quả mô phỏng thự c hiện lôgic bảng chọn.
Phần mềm WINSIM đi cùng vớ i WINCUPL giúp ta làm công việc này. Trách nhiệm của ngườ i lậ p trình ở đây là phải tạo ra tất cả các tình huống có thể xảy ra đối vớ i tổ hợ p các tín hiệu lôgic đầu vào. Các tổ hợ p này gọi là các
- 101 -
testvectơ . Ứ ng vớ i các testvectơ WINSIM sẽ cho ta biết tất cả các tín hiệu đầu ra. Đối chiếu vớ i các k ết quả mà ta chờ đợ i, chính là các mô tả quá trình lôgic như các bảng 5.2, 5.3, ta sẽ biết đượ c thiết k ế có phù hợ p không. Nếu không, ta sẽ phải rà soát lại thiết k ế của mình. WINSIM thể hiện k ết quả mô phỏng dướ i dạng đồ thị, ví dụ về một k ết quả như vậy đối vớ i CPLD1 cho trên hình 5.12. Trên đó có thể thấy ở cột đầu tiên, signal, là tất cả các tín hiệu lôgic mà ta quan tâm, gồm cả các đầu vào, các biến trung gian và các đầu ra. Cột tiế p theo, value, là giá tr ị của các tín hiệu này ứng vớ i các testvectơ ở các cột tiế p theo. Các cột tiế p theo, đánh số 1, 2, 3, … là các testvectơ khác nhau. Dạng sóng trên các hàng là giá tr ị của các tín hiệu tại các testvectơ 1, 2, … Có thể chọn màu khác nhau cho các tín hiệu vào và các tín hiệu khác để dễ phân biệt. Các dạng sóng tín hiệu đối vớ i các testvectơ cho k ết quả đúng vớ i các quá trình lôgic cần thiết k ế trên đây. Tuy nhiên WINSIM chỉ cho phép kiểm tra tính đúng đắn của các quy luật lôgic mà không cho biết sự thực hiện các quy luật này theo thờ i gian. Yếu tố thờ i gian thực ra là do phần cứng quyết định và cần đượ c kiểm tra k ỹ bở i ngườ i thiết k ế trên mô hình thử nghiệm. 5.4.4 Kết quả thực nghiệm Các k ết quả thiết k ế trên đây đã đượ c ứng dụng trong hệ thống điều khiển
trên mô hình MC thử nghiệm, đượ c minh hoạ trên hình 5.13. Các tín hiệu điều khiển đo đượ c thể hiện trên các hình 5.14, 5.15. Hình 5.14 cho thấy rõ các bướ c điều khiển trong chuyển mạch 4 bướ c, mỗi bướ c nhị p đượ c chọn là 2µS theo yêu cầu về thờ i gian đóng mở của IGBT. Hình 5.15 cho thấy dạng xung điều khiển đưa đến G-E của hai IGBT trong một khoá BDS, giữa hai xung này bao giờ cũng cách nhau 2 nhị p chuyển mạch. Dạng điện áp và dòng điện đầu ra thu đượ c khi điện áp pha đầu vào là 110 V, 50 Hz đượ c biểu diễn trên các hình 5.16, 5.17. Điện áp ra có tần số 12 Hz.
- 102 -
Tần số cắt mẫu của PWM 2 kHz. Các hình 5.18, 5.19, 5.20 cũng là điện áp này nhưng đo vớ i độ phân giải thờ i gian của ôxilôgraph là 5mS/ô và 2mS/ô để có thể nhìn rõ hơ n từng xung áp trên đầu ra. Hình dạng điện áp cho thấy quá điện áp sinh ra khi các khoá chuyển mạch là r ất nhỏ chứng tỏ tính chính xác của mạch điều khiển. Dạng dòng điện đầu ra cũng gần vớ i hình sin là k ết quả của phươ ng pháp biến điệu vectơ không gian.
Hình 5.13 Mô hình MC th ử nghiệm.
Trên hình 5.21 thể hiện mô hình thí nghiệm MC vớ i phụ tải là động cơ . Hình 5.22 là dạng sóng dòng đầu vào cùng điện áp vào. Các dạng sóng này thu đượ c khi thực hiện đảo chiều động cơ đột ngột. Có thể thấy bình thườ ng dòng đầu vào gần như trùng pha vớ i điện áp nhưng khi đảo chiều do quán tính của động cơ năng lượ ng đượ c đưa tr ả về lướ i thể hiện qua hình ảnh dạng dòng điện gần như ngượ c pha vớ i điện áp đầu vào.
- 103 -
5.5 Kết luận chương 5 Một hệ thống điều khiển hoàn chỉnh cho MC đã đượ c xây dựng. Phần tính
toán quy luật biến điệu sử dụng card EzDSP 2812 của Texas Instrument, loại chuyên dùng cho các ứng dụng về điều khiển. Khả năng tính toán của DSP vẫn còn dư thừa dành cho các chức năng sẽ đượ c phát triển khác. Phần điều khiển chuyển mạch ứng dụng các mạch lôgic lậ p trình đượ c họ ATF 1508 của Atmel đáp ứng tốt các yêu cầu đặt ra. Những thiết k ế này là cơ sở của mô hình MC thực nghiệm xây dựng tại phòng thí nghiệm.
Hình 5.14 Tín hi ệu đ iề u khiể n t ớ i hai khóa BDS chuy ể n mạch vớ i nhau.
- 104 -
Hình 5.15 Dạng xung đ iề u khiể n đư a đế n hai IGBT trong m ột BDS.
Hình 5.16 Dạng đ iện áp ra vớ i đ iề u khiể n chuyể n mạch 4 bướ c (20mS/ô).
- 105 -
Hình 5.17 D ạng dòng đ iện đầu ra.
Hình 5.18 D ạng đ iện áp ra vớ i thờ i gian quét 5mS/ô.
- 106 -
Hình 5.19 D ạng đ iện áp ra ở nử a chu k ỳ d ươ ng.
Hình 5.20 Dạng đ iện áp ra ở nử a chu k ỳ âm.
- 107 -
Hình 5.21 D ạng dòng đầu vào (kênh 3) và d ạng đ iện áp đầu vào (kênh 4) khi cơ đảo chiề u quay.
động
- 108 Hình 5.22 Mô hình thí nghi ệm MC vớ i phụ t ải động cơ .
Chương 6 MỘT SỐ VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN ỨNG DỤNG THỰC TẾ CỦA MC 6.1 Đảm bảo chất lượng dòng đầu vào trong điều kiện điện áp lưới mất cân bằng Do không có kho năng lượ ng dự tr ữ nào nên các thông số của MC bị ảnh
hưở ng mạnh khi có các biến động trên lướ i điện như hệ thống điện áp bị méo hoặc bị mất cân bằng hay cả hai lý do này. Trong lướ i điện công nghiệ p thì những biến động trên lướ i như vậy thườ ng xảy ra, ít nhất cũng là từ những nguyên nhân ngẫu nhiên. Khi điện áp lướ i bị mất cân
q
bằng cùng vớ i thành phần thứ tự
∗
ep −ein
∗
eip
thuận sẽ xuất hiện thành phần thứ
ein ei
tự ngượ c và vectơ không gian
ψ
điện áp vào sẽ quay trên một đườ ng elip, tốc độ góc của góc
ii ϕ i = const
pha sẽ bị thay đổi, việc đồng bộ
β i
vớ i vectơ điện áp theo cách đơ n giản không còn phù hợ p nữa. Khi đó vị trí của vectơ điện áp vào sẽ
d
Hình 6.1 Các kh ả nă ng chọn vect ơ đồng bộ.
phải đượ c cậ p nhật trong mỗi chu k ỳ biến điệu. Có hai khả năng đượ c phân tích trong [7], đó là đồng bộ theo tổng hoặc hiệu của các vectơ thành phần thứ tự thuận và ngượ c (hình 6.1). Đồng bộ theo vectơ tổng chính là bám theo đúng vectơ điện áp đầu vào, đảm bảo đượ c hệ số công suất cao, dòng đầu vào cân bằng nhưng cũng dẫn đến thành phần sóng hài xấu đi đáng k ể. Đồng bộ theo vectơ hiệu giảm thiểu đượ c các thành phần sóng bậc cao nên dòng đầu vào có dạng sin nhưng mất cân bằng.
- 109 -
Khảo sát khả năng đồng bộ thứ ba là chỉ bám theo thành phần thứ tự thuận cũng thu đượ c chất lượ ng không kém đồng bộ theo vectơ hiệu mà dòng đầu vào lại gần như cân bằng, yêu cầu về tính toán nhẹ đi vì chỉ cần xác định vectơ thuận. Dướ i đây sẽ đưa ra lờ i giải giải tích cho dòng đầu vào trong tr ườ ng hợ p này. K ết quả này đã đượ c tác giả trình bày trong [40]. 6.1.1 Biểu thức tổng quát tính toán dòng đầu vào Theo biểu diễn dòng điện và điện áp qua vectơ không gian, công suất tức
thờ i đượ c biểu diễn qua tích vô hướ ng của vectơ điện áp và dòng điện.Vớ i giả thiết bỏ qua tổn thất trên các phần tử trong sơ đồ MC thì công suất tiêu thụ trên đầu ra po sẽ cân bằng vớ i công suất đầu vào pi, theo biểu thức (6.1). 3 ei ⋅ i i = po . (6.1) 2 Phươ ng trình (6.1) chỉ ra r ằng nếu biết công suất tiêu thụ đầu ra và vectơ pi
=
điện áp đầu vào thì có vô số khả năng tìm ra vectơ dòng vào thỏa mãn. Việc lựa chọn vectơ dòng vào nào là do quy luật điều chế xác định. Giả sử ψ là vectơ chỉ hướ ng của vectơ dòng đầu vào hay còn gọi là vectơ đồng bộ, khi đó quy luật điều chế cần đảm bảo tích vô hướ ng (6.2) bằng không. i i ⋅ jψ = 0
(6.2)
Thay (6.2) vào (6.1) và giải ra đối vớ i vectơ dòng vào, thu đượ c (6.3). ii
=
4 poψ 3 eiψ ∗ + e∗i ψ
(6.3)
(6.3) là biểu thức tổng quát đối vớ i dòng đầu vào của MC. Vectơ điện áp vào trong tr ườ ng hợ p điện áp lướ i hình sin nhưng mất cân bằng có thể biểu diễn như tổng của thành phần thứ tự thuận và thứ tự ngượ c theo (6.4). ei
∗
= E ip e + E ine iθi
− iθ i
∗
= eip + ein ,
(6.4)
- 110 -
trong đó, θi = ω it : góc pha của điện áp vào; ω i : tần số góc;
ip
, E in : các
vectơ điện áp đầu vào thứ tự thuận và thứ tự ngượ c. Giả thiết tải đầu ra là đối xứng, khi đó vectơ điện áp và dòng điện ra có thể biểu diễn như (6.5).
= E op eiθ , iθ i op = I op e eop
o
(6.5)
o
trong đó, θ o = ω ot : góc pha của điện áp đầu ra; ω o : tần số góc. Công suất đầu ra xác định bở i (6.6). ∗ ∗ ∗ ∗ 3 3 3 eo ⋅ i o = e o i o + e o i o = E o I o + E o I o 2 4 4 Thay (6.4), (6.6) vào (6.3) thu đượ c (6.7).
po
ii
=
) (
(
=
P om
(E e ∗
ip
− iθi
) (
+ E in e ψ + E ip e iθi
− iθi
∗ iθ i
)
∗
+ E in e ψ
)
(6.6)
ψ
(6.7)
Trong biểu thức (6.7) P om thể hiện công suất đầu ra khi tải là đối xứng trong mọi phươ ng pháp điều chế. Từ biểu thức này có thể đánh giá tác dụng của các biện pháp đồng bộ dòng đầu vào khác nhau. 6.1.2 Đồng bộ theo vectơ điện áp đầu vào Trong tr ườ ng hợ p này có thể đồng bộ dòng đầu vào sao cho góc pha dòng
vào so vớ i điện áp đượ c giữ không đổi. Trong thực tế thườ ng mong muốn góc pha dòng trùng vớ i góc pha điện áp để có đượ c hệ số công suất bằng một, khi đó vectơ đồng bộ ψ chính là vectơ điện áp vào hay vectơ tổng của hai thành phần thứ tự thuận ngượ c, như đượ c minh hoạ trên hình 6.1. ψ = ei
∗
∗
= E ip eiθ + E ine− iθ = eip + ein . i
i
(6.8)
Thay (6.8) vào (6.7) dẫn đến (6.9). ii
1 = P om 2
1
(
∗ ip
e
− iθi
+ E in e
iθ i
)
.
(6.9)
- 111 -
Phân tích (6.9) cho thấy vectơ dòng điện chỉ gồm các sóng hài bậc lẻ vớ i biên độ phụ thuộc độ mất đối xứng của điện áp vào như biểu diễn (6.10). ( k −1) / 2 ⎡ ⎤ ∞ ⎛ ⎞ 3 ⎢ Pom E in ik θ ⎥ , k = 1,3,... ii = − ∗ ⎟⎟ e ∑ ∗ ⎜ ⎜ ⎥ 8 ⎢ k =1,3 E ip ⎝ E ip ⎠ ⎣ ⎦ i
(6.10)
6.1.3 Đồng bộ với vectơ điện áp vào hiệu Trong tr ườ ng hợ p này hướ ng của vectơ dòng điện vào đượ c xác định bở i
hiệu của các vectơ thành phần thuận và ngượ c (hình 6.1). ψ =
ip
e
iθi
∗
− E in e
− iθ i
∗
= eip − e in .
(6.11)
Thay (6.11) vào (6.7) thu đượ c dòng đầu vào như (6.12). ii
=
∗ iθ 2 P om − iθ . E − E ip e in e 2 2 3 E ip − E in
(
)
(
i
i
)
(6.12)
(6.12) chỉ ra r ằng dòng đầu vào chỉ còn chứa thành phần sóng cơ bản, thứ tự thuận và thứ tự ngượ c, ngh ĩ a là dòng đầu vào có dạng sin nhưng sẽ mất đối xứng. 6.1.4 Đồng bộ với thành phần thứ tự thuận trong vectơ điện áp vào Các k ết quả trên đây đượ c đưa ra trong [7] vớ i ưu thế theo phươ ng pháp
đồng bộ vớ i hiệu của vectơ thành phần thứ tự thuận và thứ tự ngượ c. Tuy nhiên ta có thể chỉ cần đồng bộ vectơ dòng đầu vào vớ i thành phần thứ tự thuận của điện áp vào. Phươ ng pháp này rút gọn đượ c các tính toán mà vẫn cho chất lượ ng dòng điện chấ p nhận đượ c. Theo đó dòng điện đầu vào sẽ đượ c đồng bộ theo vectơ (6.13). ψ =
ip
eiθ i
= eip .
(6.13)
Thay (6.13) vào (6.7) thu đượ c vectơ dòng đầu vào như (6.14). ii
=
Pom E ip 2
2 E ip + E ip Ein e
i 2θi
∗
∗
+ E ip Ein e
− i 2θ i
eiθ i .
(6.14)
- 112 -
Đặt r = Ein / E ip ; u = re (
j ϕ p +ϕ n
)
= re ϕ ,
ϕ p , ϕ n
là góc pha ban đầu của các
thành phần thứ tự thuận, ngượ c, (6.14) tr ở thành (6.15). ii
=
P om
∗
2 E ip
1
e jθ u
u
=
∗
1 + e j 2θ + e− i 2θ 2 2
P om
e jθ f (θ ) . 2 E ip
∗
(6.15)
Phân tích f (θ ) trong (6.15) thành chuỗi Furiê dướ i dạng (6.16).
(θ ) =
∞
∑
∞
A pk e
ikθi
k =0
∗
+ ∑ Ank e−ik θ , i
(6.16)
k =1
ta có đượ c k ết quả: - Tất cả các thành phần thứ tự ngượ c
∗ nk
đều bằng 0.
- Tất cả các thành phần thứ tự thuận bậc lẻ
pk
đều bằng 0 (k=1, 3, 5, …).
- Chỉ tồn tại các thành phần thứ tự thuận bậc chẵn (k=0, 2, 4, …). Các thành phần thứ tự thuận bậc chẵn có thể tính đượ c bằng việc tính các tích phân (6.17). 1 2π A pk = f (θ ) e − jk θ dθ , k = 0,2,4,... ∫ 2π 0
(6.17)
Bằng cách đổi biến z = e jθ , tích phân (6.17) tr ở thành tích phân hàm biến phức (6.18). A pk =
f ( z )
1
2π j ∫ z
k +1
dz , k
= 0,2,4,...
(6.18)
γ
Tích phân (6.18) tính đượ c bằng cách tính các giá tr ị thặng dư của hàm z
−( k +1)
f ( z ) trong vòng tròn đơ n vị γ . Một số giá tr ị tính đượ c như (6.19).
- 113 -
A p0
A p 6
1
2
d
u
∗
2 ( 3 + d 2 )
1⎛ u ⎞ + ⎜ ⎟ ; ..., d ⎝ d − 1 ⎠
= ; Ap2 =
=
u d
3
+
u d
−1
; Ap4 = −
4 ∗ 2
( ) u
3/ 2
1⎛ u ⎞ + ⎜ ⎟ ; d ⎝ d −1⎠
3
(6.19)
2
= 1 − u = 1 − r 2 .
Từ (6.15) và (6.19) cho thấy dòng đầu vào chỉ chứa các sóng hài bậc lẻ, trong đó (6.19) chỉ ra sự phụ thuộc của biên độ sóng hài vào độ mất đối xứng u
của điện áp đầu vào.
6.2 Ứng dụng MC trong DTC Hệ thống điều khiển tr ực tiế p mô men (Direct Torque Control-DTC) có
những ưu điểm căn bản như cấu trúc đơ n giản, không cần đến các bộ điều chỉnh dòng điện, chỉ cần dựa trên sai lệch so vớ i lượ ng đặt của lượ ng tính toán từ thông và mô men mà lựa chọn các khả năng đóng cắt các van trong sơ đồ bộ nghịch lưu để làm giảm các sai lệch này, giữ cho từ thông, mô men ở trong một giớ i hạn cho phép. DTC đảm bảo đượ c đáp ứng mô men nhanh, phù hợ p vớ i đa số các yêu cầu truyền động phức tạ p nhất. K ết hợ p giữa MC vớ i DTC phát huy đượ c ưu điểm của cả hai hệ thống này [8]. 6.2.1 Sơ đồ MC-DTC
- 114 -
Hình 6.2 S ơ đồ cấ u trúc hệ thố ng MC-DTC. β
U o
α o
Hình 6.3 Vect ơ không gian c ủa MC.
I i
β i α
- 115 -
Hệ thống MC-DTC, có sơ đồ cấu trúc cho trên hình 6.2, bao gồm 3 controller có ngưỡ ng, hai cho từ thông và mô men như ở DTC cơ bản, controller thứ ba cho giá tr ị trung bình của sin( ψ )i [39]. Trong sơ đồ này các đại lượ ng cần đo bao gồm các giá tr ị điện áp đầu vào ui, điện áp
đầu ra uo và các dòng điện ra tải io. Từ thông và mô men đượ c tính
theo các giá tr ị đo đượ c uo , io. Các giá tr ị dòng đầu vào đượ c xác định qua các giá tr ị đo dòng đầu ra và tr ạng thái của các van. Từ các giá tr ị tính toán dòng đầu vào, sơ đồ tính ra vectơ dòng đầu vào I i . So sánh góc pha giữa vectơ dòng đầu vào vớ i vectơ đồng bộ ψ , đượ c xác định theo một trong ba phươ ng pháp k ể trên, sẽ xác định đượ c Sector
góc lệch pha ψ i giữa dòng điện I
II
III IV V
ST=1
5
6
1
2
3
4
ST=0
0
7
0
7
0
7
vào của controller sin( ψ )i . Vectơ
ST=-1
3
4
5
6
1
2
không gian
ST=1
6
1
2
3
4
5
ST=0
7
0
7
0
7
0
ST=-1
2
3
4
5
6
1
thực và vectơ đồng bộ, từ đó có đượ c giá tr ị sin( ψ )i đưa đến đầu ψ
SF=1
đượ c tính toán từ
các giá tr ị điện áp đầu vào đo đượ c ui theo cách tính giá tr ị tức thờ i theo hai tr ục d-q hoặc theo cách tính khai triển Furiê gián
SF=-1
VI
Bảng 6.1 Bảng chọn vect ơ trong DTC cơ bản.
đoạn.
Hình 6.4 Vect ơ không gian trong s ơ đồ DTC cơ bản.
- 116 -
Vectơ không gian điện áp ra và vectơ không gian dòng điện vào của MC đượ c thể hiện trên hình 6.3 , (a), (b). Lưu ý r ằng khi điện áp lướ i mất cân bằng hoặc bị méo thì các vectơ dòng đầu vào sẽ không chia mặt phẳng thành sáu góc bằng nhau như trên hình 6.3 (b) nữa. Bảng chọn các vectơ trong MC-DTC là sự k ết hợ p giữa bảng chọn các vectơ trong sơ đồ DTC cơ bản vớ i bảng chọn của MC. Tại mỗi sector điện áp pha đầu vào I, II, …,
I
II
III
IV
V
VI
VI, sự lựa chọn
cψ
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
vectơ của MC phụ
1
-3
1
2
-3
-1
2
3
-1 -2
3
1
-2
thuộc vào các vectơ
2
9
-7
-8
9
7
-8
-9
7
8
-9
-7
8
1, 2, …, 6 như
trong
3
-6
4
5
-6
-4
5
6
-4 -5
6
4
-5
sơ đồ DTC cơ bản
4
3
-1
-2
3
1
-2
-3
1
2
-3
-1
2
(hình 6.4, bảng 6.1),
5
-9
7
8
-9
-7
8
9
-7 -8
9
7
-8
6
6
-4
-5
6
4
-5
-6
4
-6
-4
5
và đầu ra cψ của bộ điều
chỉnh
5
Bảng 6.2 Bảng chọn các vect ơ cho DTC khi sử d ụng MC.
có
ngưỡ ng sin( ψ )i , bảng 6.2. 6.2.2 Mô phỏng Sơ đồ mô phỏng hệ thống MC-DTC sử dụng mô hình MC, xây dựng các
khóa bán dẫn hai chiều bằng IGBT, cùng vớ i hệ thống điều khiển chuyển mạch. Mô hình động cơ lấy trong thư viện SIMULINK, có các thông số sau đây:
- 117
Động cơ : 4 KW; 400 V; 50 Hz.
Stator: R s=1,408 Ω; Ls=5,839 mH.
Rotor: R r’=1,395 Ω; Lr’=5,389 mH.
Hỗ cảm: Lm=0,1722 H.
Số đôi cực: p=2.
Tốc độ định mức: 1430 vph.
Vectơ đồng bộ đượ c xác định theo hai
Hình 6.5 Góc pha xác
định theo
cách: theo thành phần tức thờ i d-q và theo
thành ph ần d-q Phi_PQ và theo
phân tích Furiê gián đoạn. Ví dụ về góc pha
phân tích Furiê Phi_P+N.
cho trên hình 6.5. Có thể thấy r ằng dùng hai thành phần d-p cho ra giá tr ị tức thờ i nhưng góc pha phản ánh nhiễu từ lướ i điện, làm tăng thành phần sóng hài bậc cao trên dòng điện vào. Mô phỏng thực hiện vớ i lượ ng đặt từ thông bằng từ thông định mức (0,95 Wb), ngưỡ ng của bộ điều chỉnh từ thông SF là +/- 0,01 Wb, của bộ điều chỉnh mô men ST là +/- 1,0 Nm, của giá tr ị trung bình sin( ψ )i là +/- 0,01, động cơ cho hoạt động vớ i tải không đổi, mô men N=25 Nm, tốc độ 700 v/phút. Các k ết quả mô phỏng cho trên các hình 6.6 , …,6.9, ứng vớ i điện áp vào hình sin, có thêm thành phần thứ tự ngượ c vớ i độ mất đối xứng r = 0,1 nhiễu bậc 3 trên thành phần thứ tự thuận vớ i biên độ bằng 10 % sóng cơ bản. Có thể thấy r ằng vớ i cùng phươ ng pháp đồng bộ theo vectơ điện áp lướ i đầu vào (vectơ tổng của thành phần thuận và thành phần ngượ c), cách tính toán bằng giá tr ị tức thờ i d-q, theo hình 6.6 , méo phi tuyến bằng 9,9%, cho k ết quả xấu hơ n cách tính dùng Furiê, theo hình 6.7 , vớ i độ méo bằng 7,97%. Việc đồng bộ theo vectơ hiệu, hình 6.8, cho k ết quả tươ ng đươ ng vớ i việc đồng bộ chỉ theo vectơ thuận, hình 6.9, vớ i độ méo phi tuyến dòng điện bằng 7,77%, ngoài ra sóng hài bậc 3 đều nhỏ hơ n hẳn, chỉ chiếm 4% vớ i sóng cơ bản, so vớ i 7% ở cách thứ nhất. Có thể thấy r ằng do ảnh hưở ng của quá trình
- 118 -
chuyển mạch phươ ng pháp đồng bộ vớ i vectơ điện áp hiệu không loại tr ừ đượ c hết các sóng hài bậc cao như lý thuyết chỉ ra ở (6.12).
Hình 6.6 Đồng bộ vớ i vect ơ ei theo d-q.
Hình 6.8 Đồng bộ vớ i vect ơ eip
∗
− ein
Hình 6.7 Đồng bộ vớ i vect ơ ei theo Furiê
Hình 6.9 Đồng bộ vớ i vect ơ eip
- 119 -
6.3 So sánh biến tần ma tr ận và biến tần công nghiệp
Các đặc tính đầu ra của biến tần ma tr ận không khác gì so vớ i biến tần có khâu trung gian một chiều. Điểm khác biệt chủ yếu giữa biến tần ma tr ận và biến tần thông thườ ng là dòng đầu vào hình sin, hệ số công suất có thể điều chỉnh đượ c, khả năng trao đổi công suất vớ i lướ i theo cả hai chiều. Thí nghiệm đượ c thiết lậ p sau đây nhằm làm rõ ưu điểm của dòng đầu vào hình sin của biến tần kiểu ma tr ận. 6.3.1 Mô tả thí nghiệm Thiết bị thí nghiệm bao gồm động cơ , bộ phận tạo tải và cơ cấu đo. Bộ
phận tạo tải cấu tạo giống như một phanh hãm điện từ. Một đĩ a kim loại quay nối vớ i tr ục quay động cơ . Một nam châm điện gắn trên cơ cấu động tạo nên lực ma sát vớ i đĩ a quay, tạo nên tải cho động cơ . Tuỳ theo lực ma sát này phần động sẽ bị quay đi một góc nhất định, tạo nên lực ép lên loadcell. Tín hiệu đầu ra của loadcell qua tính toán đượ c quy đổi thành mômen cản và đượ c chỉ thị qua bộ hiển thị số. Mômen cản trong thiết bị này thay đổi đượ c trong dải 0 – 10 Nm. 1.
Thiết bị đo, phân tích chất lượ ng điện áp vào sử dụng loại
PZ4000 Power Analyzer của YOKOGAWA. 2.
Biến tần so sánh: Unidrive SP 1403 của Control Techniques vớ i
các thông số cơ bản sau: - Đầu vào: 380 - 480 V; 50 – 60 Hz; 3 pha; 6,8 A. - Đầu ra: 0 – 480 V; 0 – 300 Hz; 4,2/5,0 A. 3.
Biến tần thí nghiệm (Matrix Converter – MC01): - Đầu vào: 380 – 400 V; 50 Hz. - Đầu ra: 0 – 350 V; 0 – 100 Hz. - Công suất: 4 kW.
4.
Động cơ : 1,1 kW; 380 V; 50 Hz; 1430 vòng/phút.
- 120 -
5.
Điều kiệ kiện thí nghiệ nghiệm: - Mômen tả tải: 7 Nm; - Tốc độ độ:: 980 vòng/phút.
Hình 6.10 Thi ế t bị thí nghi ệm t ạo t ải cho động cơ .
Hình ảnh thiế thiết bị tạo tải cho độ động ng cơ , biế biến tần so sánh, biế biến tần thí nghiệ nghiệm cho trên các hình 6.10, 6.11, 6.12. Thiế Thiết bị b ị phân tích chấ chất lượ l ượ ng ng điện áp đầu đầu vào PZ4000 theo dõi tr ực titiếế p dòng điện và điện áp trên mộ một pha đầu đầu vào, đưa đưa ra các k ết quả qu ả phân tích gồ gồm các số số liliệệu tính toán qua các giá tr ị đo đượ c nh nhưư trong bả bảng 6.3. PZ4000 còn cung cấ cấ p giá tr ị cũng như như tỷ lệ so vớ i sóng cơ cơ bbản (Hdf %) củ c ủa các thành phầ phần sóng hài củ của điện áp và dòng điện, từ bậc 0 ( thành phầ phần mộ một chiề chiều) đến đến bậ b ậc cao nhấ nhất là 50. Các phân tích ở đ ở đây chỉ chỉ chọ chọn bậ bậc sóng hài cao nhấ nhất là 22.
- 121 -
Hình 6.11 Bi ế n t ần so sánh SP1403 c ủa Control Techniques.
Hình 6.12 Bi ế n t ần thí nghi ệm MC01.
- 122 Bảng 6.3 Các s ố liệu tính toán do PZ4000 cung c ấ p.
1 2 3
Tín hiệ hiệu CH1 Freq U1 (V)
Ý ngh ĩ a Biể Biểu thứ thức tính toán Kênh đo số số 1 Tần số số Giá tr ị hiệ hiệu dụ dụng củ của điện 1 T 2 áp ∫ u(t) dt T 0
4
I1 (A)
Giá tr ị hiệ hiệu dụng của dòng điện
1 T
i ( t) dt T ∫ 2
0
5
P1 (kW)
Công suấ suất tác dụ dụng
1 T
∫ u(t) ⋅ i(t) dtdt
T 0
6 7
S1 (kVA) Công suất toàn phầ phần Q1 (kvar) Công suất phả phản kháng
8
λ1
9
φ1
10 Uthd1 (%)
Hệ số công suấ suất
= U ⋅ I Q = S 2 − P 2 S
λ =
P S
Góc pha giữ giữa dòng điện −1 ⎛ P ⎞ cos φ = ⎜ S ⎟ và điện áp ⎝ ⎠ Tổng các thành phầ phần max 2 sóng hài bậ bậc cao trên điện ∑U (k ) k = 2 áp. ⋅ 100 U
11 Itdh1 (%) Tổng các thành phầ phần sóng hài bậ bậc cao trên dòng điện. 12 Pthd1 (%)
13 Uthf1 (%)
Tỷ lệ công suấ suất của các thành phầ phần sóng bậ bậc cao so vớ i công suấ suất tác dụ dụng tổng.
max
∑ I (k ) k = 2
I
2
⋅100
max
∑ P(k ) k = 2
P
⋅100
Tỷ lệ giữ giữa giá tr ị hiệ hiệu 1 max 2 λ U t h f = k ⋅ U k ⋅ 100 ( ) ( ) { } dụng sóng bậ bậc cao so vớ vớ i ∑ U k =1 sóng điện áp cơ cơ bbản. λ ( k ) : hệ số tính theo IEC341(1996) 14 Ithf1 (%) Tỷ lệ giữ giữa giá tr ị hiệ hiệu 1 max 2 λ I t h f = k ⋅ I k ⋅ 100 ( ) ( ) { } dụng sóng bậ bậc cao so vớ vớ i ∑ I k =1 sóng dòng điện cơ cơ bbản.
- 123 -
15 Utif1 (%)
Utif
=
1
max
∑{T (k ) ⋅ U (k )}
U
2
k =1
T (k ) :
hệ số xác định theo IEEE Std 100(1992). 1 max 2 tif = T k I k ( ) ( ) ⋅ { } ∑
16 Itif1 (%)
I
17 Hvf1 (%)
hvf =
18 Hcf1 (%) 19 F1 20 21 22 23
F2 F3 F4 φU1-U2
hcf =
1 U
1 I
k =1
max
∑
U (k ) 2
k =1
k
I (k ) 2
max
∑ k =1
k
⋅100
⋅100
Các biểu thức tính toán cần thiết khác -
6.3.2 Kết quả thí nghiệm K ết quả thí nghiệm đối vớ i biến tần so sánh cho trên các hình 6.13,
6.14. Trên hình 6.13 là hình dạng điện áp và dòng đầu vào biến tần. Trên hình 6.14 là k ết quả phân tích do PZ4000 đưa ra. K ết quả tươ ng tự đối vớ i biến tần thí nghiệm MC cho trên các hình 6.15, 6.16. Các số liệu này thu đượ c vớ i cùng điều kiện tải của động cơ là 7 Nm, 980 vòng/phút. Từ hình 6.13 và 6.15 cho thấy dạng dòng đầu vào của biến tần SP 1403 có dạng là các xung dòng nạ p cho tụ của chỉnh lưu cầu 3 pha đầu vào, còn dòng đầu vào của biến tần MC01 đã có dạng gần sin hơ n. K ết quả phân tích của PZ4000 trên hình 6.14, 6.16 cho thấy cả hai biến tần này đều không ảnh hưở ng mấy đến điện áp lướ i. Điều này là phù hợ p vì vớ i công suất nhỏ, dướ i 5 kW thì các ảnh hưở ng của tải vớ i lướ i là không đáng k ể.
- 124 -
Hình 6.13 Hình d ạng đ iện áp, dòng đầu vào của biế n t ần so sánh.
Hình 6.14 Phân tích ch ấ t l ượ ng đ iện áp, dòng đầu vào của biế n t ần so sánh.
- 125 -
Hình 6.15 Hình d ạng đ iện áp, dòng đầu vào của biế n t ần MC.
Hình 6.16 Phân tích ch ấ t l ượ ng đ iện áp, dòng đầu vào biế n t ần MC.
- 126 -
Tuy nhiên về dòng điện thì hai biến tần này khác xa nhau. Tr ướ c hết, vớ i cùng một công suất phát huy trên tải, biến tần SP 1403 tiêu thụ dòng đầu vào là 3,628 A, còn biến tần MC chỉ lấy vào dòng điện 1,5139 A. Tổng các thành phần sóng hài dòng điện bậc cao của biến tần SP là Ithd=85,52%, của biến tần MC01 chỉ là Ithd=16,03%. Các sóng hài bậc 5, 7 ở SP là 47,54 %, 45,42 %, trong khi ở MC01 chỉ là 1,97% và 12,36%. Công suất do các sóng hài bậc cao ở SP là Pthd=1,83%, trong khi ở MC01 chỉ là Pthd=0,06%. Hiển nhiên đây là phần công suất tiêu tán vô ích. Hệ số công suất ở biến tần SP λ=0.9985, cao hơ n ở MC01 vớ i
λ=0,9323. Điều này là do bộ lọc đầu vào của biến tần MC đượ c tính toán cho công suất định mức 4 kW, lớ n hơ n nhiều so vớ i công suất thí nghiệm P=0,9567 kW do giớ i hạn công suất của thiết bị thí nghiệm. 6.4 Kết luận Chươ ng này trình bày một số vấn đề đặt ra liên quan đến ứng dụng thực tế
của biến tần ma tr ận. Các phươ ng pháp đồng bộ vectơ dòng đầu vào khác nhau dẫn đến những k ết quả khác nhau về chất lượ ng dòng đầu vào trong MC, trong đó cách đồng bộ chỉ vớ i vectơ điện áp thuận theo phân tích Furiê cho hiệu quả tốt hơ n vì yêu cầu tính toán ít hơ n và giảm thiểu đượ c ảnh hưở ng của độ mất cân bằng và méo phi tuyến trên điện áp lướ i đối vớ i hệ thống điều khiển. Việc k ết hợ p MC-DTC mang lại hiệu quả cao vì những yêu cầu về tính toán là tối thiểu nhưng vẫn đảm bảo các đặc tính của hệ truyền động. Điều này hứa hẹn những ứng dụng thực tế của hệ thống này. Thí nghiệm so sánh cho thấy rõ ưu việt của biến tần kiểu ma tr ận so vớ i các biến tần công nghiệ p thông thườ ng hiện nay. Các ưu điểm này sẽ đặc biệt phát huy tác dụng khi công suất của biến tần lớ n, ảnh hưở ng đến lướ i rõ r ệt hơ n.
- 127 -
KẾT LUẬN VÀ CÁC ĐỀ XUẤT
- Bản luận án này đã đáp ứng nhu cầu cấ p thiết về nghiên cứu cấu trúc biến tần mớ i kiểu ma tr ận (Matrix Converter – MC), dựa trên công nghệ chế tạo các van bán dẫn và các thiết bị xử lý tín hiệu số hiện đại, cấu trúc gọn nhẹ, trao đổi năng lượ ng vớ i lướ i cả hai chiều, dòng đầu vào hình sin và hệ số công suất điều chỉnh đượ c, giảm thiểu ảnh hưở ng xấu của bộ biến đổi đối vớ i lướ i điện. Đưa ra mẫu biến tần ma tr ận đầu tiên trong nướ c, tuy chưa phải là một thiết bị công nghiệ p nhưng đã chứng minh các đặc tính vượ t tr ội và các khả năng ứng dụng thực tế của loại biến tần này. - Đã xây dựng thuật toán biến điệu hoàn chỉnh cho MC, áp dụng phươ ng pháp vectơ không gian tr ực tiế p, sử dụng card EzDSP 2812 của Texas Instrument. Đã đưa ra thiết k ế lôgic cho thuật toán biến điệu và cho hệ điều khiển chuyển mạch bốn bướ c theo chiều dòng điện, thực hiện trên CPLD ATF 1508 của Atmel. Các thuật toán đảm bảo ma tr ận van hoạt động an toàn, quá áp do chuyển mạch nhỏ, dạng dòng điện đầu ra, đầu vào hình sin. - Chứng tỏ việc đồng bộ vectơ dòng điện chỉ vớ i thành phần thứ tự thuận của điện áp cũng đảm bảo chất lượ ng dòng đầu vào của MC khi điện áp lướ i mất cân bằng. Đưa ra biểu thức tính toán thành phần sóng hài dòng điện phụ thuộc độ mất đối xứng của điện áp vào. Chỉ ra khả năng ứng dụng tổ hợ p MCDTC trong hệ truyền động động cơ không đồng bộ, cấu trúc bộ điều chỉnh đơ n giản, phù hợ p vớ i khả năng tính toán của các họ DSP hiện nay. - Mẫu biến tần MC01 vượ t tr ội biến tần thông thườ ng về chất lượ ng dòng điện. Vớ i cùng một công suất tải, biến tần SP 1403 tiêu thụ dòng đầu vào 3,628 A, còn biến tần MC01 chỉ lấy vào dòng điện 1,5139 A. Tổng các thành phần sóng hài dòng điện bậc cao của biến tần SP là Ithd=85,52%, của biến tần MC01 chỉ là Ithd=16,03%. Các sóng hài bậc 5, 7 ở SP là 47,54 %,
- 128 -
45,42 %, trong khi ở MC01 chỉ là 1,97% và 12,36%. Công suất do các sóng hài bậc cao ở SP là Pthd=1,83%, trong khi ở MC01 chỉ là Pthd=0,06%. - Phươ ng pháp nghiên cứu, tiến hành từ mô phỏng trên máy tính đến mô phỏng on-line trên mạch phát triển chuyên dụng, rút ngắn thờ i gian đi từ lý thuyết đến thực tế. Đề xuấ t nhữ ng hướ ng nghiên c ứu
- Đánh giá độ tin cậy của MC trong cấu hình compact, khi bộ biến đổi gắn liền vớ i động cơ , nhiệt độ môi tr ườ ng cao. - Nghiên cứu ứng dụng MC trong các cơ cấu nâng hạ, cơ cấu có quán tính lớ n như quạt gió hay cơ cấu ly tâm, trong đó quá trình điều chỉnh diễn ra dễ dàng hơ n khi năng lượ ng trao đổi vớ i lướ i một cách tự nhiên, điện năng đượ c tiết kiệm đáng k ể. - Hoàn thiện các quy luật điều khiển chuyển mạch cũng như các quy luật biến điệu vớ i các phạm vi công suất khác nhau, đặc biệt ở dải công suất lớ n khi MC phát huy hết những ưu điểm về cấu trúc so vớ i các biến tần thông thườ ng. - Phát triển những ứng dụng của MC trong những bộ chuyển đổi tần số di động (50 – 60 Hz, 50 – 400 Hz) làm nguồn cho các hệ thống tầu thuỷ, máy bay khi cậ p bến. Dùng MC để k ết nối giữa các nguồn phân tán như tuabin gió, tuabin khí vớ i lướ i điện, … Vớ i k ết cấu gọn nhẹ và năng lượ ng trao đổi đượ c theo hai chiều MC sẽ làm cho yêu cầu đối vớ i máy phát trong các hệ thống này tr ở nên đơ n giản hơ n.
- 129 -
Danh mục những công trình của tác giả
1. Tr ần Tr ọng Minh (2004), Phươ ng pháp biế n đ iệu vect ơ không gian trong biế n t ần kiể u ma tr ận Matrix Converter ;
Tạ p chí Khoa học &
Công nghệ, số 48+49. 2. Tr ần Tr ọng Minh (2004), V ấn đề đ iề u khiể n chuyể n mạch trong biế n t ần kiể u ma tr ận Matrix Converter ; Tạ p chí Khoa học & Công nghệ, số
50. 3. Bùi Quốc Khánh, Tr ần Tr ọng Minh (2006), Đảm bảo chấ t l ượ ng dòng đầu vào của Matrix Converter trong đ iề u kiện đ iện áp l ướ i mấ t cân bằ ng . Tạ p chí Khoa học & Công nghệ, số 57-2006, trang 51-55.
4. Tr ần Tr ọng Minh, Phạm Văn Bách (2006), Nghiên cứ u chế t ạo biế n t ần kiể u ma tr ận 2,2 kW.
Hội nghị khoa học lần thứ 20, phân ban Điện,
NXB Bách khoa Hà nội, trang 64-69.
- 130 -
Tài liệu tham khảo [1] Derek A. Paice (1996), Power Electronic Converter Harmonics, IEEE
PRESS. [2] Adamck, J.; Hofmann, W.; Ziegler, M.(2003), Fast commutation process and demand of bidirectional switches in matrix converters, PESC '03.
IEEE 34th Annual Conference on , Volume: 3 , Page(s): 1281 –1286. [3] Apap, M.; Clare, J.C.; Wheeler, P.W.; Bradley, K.J. (2003), Analysis and comparison of ac-ac matrix converter control strategies ,
PESC '03.
IEEE 34th Annual Conference on , Volume: 3 , Page(s): 1287 –1292. [4] Bernet, S.; Ponnaluri, S.; Teichmann, R. (2002), Design and loss comparison of matrix converters, and voltage-source converters for modern AC drives, Industrial Electronics, IEEE Transactions on ,
Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 304 -314. [5] Baumann, M.; Stogerer, F.; Kolar, J.W. (2002), Part II: experimental analysis of the very sparse matrix converter , APEC 2002. Seventeenth
Annual IEEE , Volume: 2, Page(s): 788 –791. [6] Blaabjerg, F.; Casadei, D.; Klumpner, C.; Matteini, M. (2002), Comparison of two current modulation strategies for matrix converters under unbalanced input voltage conditions, Industrial Electronics, IEEE
Transactions on, Volume: 49, Issue: 2, Page(s): 289 –296. [7] Casadei, D.; Serra, G.; Tani, A. (1998), Reduction of the input current harmonic content in matrix converters under input/output unbalance.
Industrial Electronics, IEEE Transactions on , Volume: 45 Issue: 3 , Page(s): 401 –411. [8] Casadei, D.; Serra, G.; Tani, A. (2001), The use of matrix converters in direct torque control of induction machines. Industrial Electronics, IEEE
Transactions on , Volume: 48 Issue: 6 , Page(s): 1057 –1064.
- 131 [9] Casadei, D.; Serra, G.; Tani, A.; Zarri, L. (2002), Matrix converter modulation strategies: a new general approach based on space-vector representation of the switchstate. Industrial Electronics, IEEE
Transactions on , Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 370 –381. [10] Casadei, D.; Serra, G.; Tanl, A. (1996), A general approach for the analysis of the input power quality in matrix converters.
PESC '96
Record., 27th Annual IEEE , Page(s): 1128 -1134 vol.2. [11] Clare, J.C.; Empringham, L.; Wheeler, P.W. (2000), The effects of sampling delays and nonideal filtering on the performance of matrix converter modulation algorithms. Eighth International Conference on
(IEE Conf. Publ. No. 475) , Page(s): 29 –34. [12] Empringham, L.; Wheeler, P.W.; Clare, J.C. (1998), Intelligent commutation of matrix converter bi-directional switch cells using novel gate drive techniques . PESC 98 Record. 29th Annual IEEE ,
Page(s): 707
-713 vol.1. [13] Heinke, F.; Sittig, R.(2001), The monolithic bidirectional switch (MBS) in a matrix converter application. ISPSD '01. Proceedings of the
13th
International Symposium on , Page(s): 367 –371. [14] Helle, L.; Munk-Nielsen, S. (2001), A novel loss reduced modulation strategy for matrix converters . PESC. 2001 IEEE 32nd Annual ,
Volume:
2 , Page(s): 1102 -1107, vol.2. [15] Huber, L.; Borojevic, D. (1995), Space vector modulated three-phase to three-phase matrix converter with input power factor correction . Industry
Applications, IEEE Transactions on , Volume: 31 Issue: 6, Page(s): 1234 –1246. [16] Jun-Koo Kang; Hara, H.; Hava, A.M.; Yamamoto, E.; Watanabe, E.;
Kume, T. (2002), The matrix converter drive performance under
- 132 abnormal input voltage conditions. Power Electronics, IEEE
Transactions on , Volume: 17 Issue: 5, Page(s): 721 –730. [17] Jun-Koo Kang; Hara, H.; Yamamoto, E.; Swamy, M.; Kume, T.J. (2003), Output voltage distortion in matrix converter by commutation of bidirectional switches. IEMDC'03. IEEE International, Page(s): 55 -59
vol.1. [18] Jun-Koo Kang; Hara, H.; Yamamoto, E.; Watanabe, E. (2002), Analysis and evaluation of bi-directional power switch losses for matrix converter drive. 37th IAS Annual Meeting. Conference Record of the
, Page(s): 438
-443 vol.1. [19] Kolar, J.W.; Baumann, M.; Schafmeister, F.; Ertl, H. (2002), Novel three-phase AC-DC-AC sparse matrix converter . APEC 2002.
Seventeenth Annual IEEE , Page(s): 777 -791 vol.2. [20] Larsen, K.B.; Jorgensen, A.H.; Helle, L.; Blaabjerg, F. (2002), Analysis of symmetrical pulse width modulation strategies for matrix converters.
pesc 02. 2002 IEEE 33rd Annual , Page(s): 899 -904 vol.2. [21] Mahlein, J.; Braun, M. (2000), A matrix converter without diode clamped over-voltage protection. Proceedings. PIEMC 2000. The Third
International , Page(s): 817 -822 vol.2. [22] Mahlein, J.; Bruckmann, M.; Braun, M.(2002), Passive protection strategy for a drive system with a matrix converter and an induction machine. Industrial Electronics, IEEE Transactions on ,
Volume: 49
Issue: 2 , Page(s): 297 –303. [23] Mahlein, J.; Igney, J.; Weigold, J.; Braun, M.; Simon, O.(2002), Matrix converter commutation strategies with and without explicit input voltage sign measurement . Industrial Electronics, IEEE Transactions on ,
Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 407 –414.
- 133 [24] Milanovic, M.; Dobaj, B. (2000), Unity input displacement factor correction principle for direct AC to AC matrix converters based on modulation strategy. Circuits and Systems I: Fundamental Theory and
Applications, IEEE Transactions on, Volume: 47 Issue: 2, Page(s): 221 – 230. [25] Nielsen, P.; Blaabjerg, F.; Pedersen, J.K. (1996), Space vector modulated matrix converter with minimized number of switchings and a feedforward compensation of input voltage unbalance. Proceedings of the 1996
International Conference on , Page(s): 833 -839 vol.2. [26] Nielsen, P.; Casadei, D.; Serra, G.; Tani, A. (1996), Evaluation of the input current quality by three different modulation strategies for SVM controlled matrix converters with input voltage unbalance. Proceedings
of the 1996 International Conference on , Page(s): 794 -800 vol.2. [27] Schuster, A. (1998), A matrix converter without reactive clamp elements for an induction motor drive system . PESC 98 Record. 29th Annual IEEE
, Page(s): 714 -720 vol.1. [28] Teichmann, R.; Oyama, J. (2002), ARCP soft-switching technique in matrix converters . Industrial Electronics, IEEE Transactions on ,
Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 353 –361. [29] Wheeler, P.; Clare, J.; Empringham, L.; Apap, M.; Bland, M. (2002), Matrixconverters . Power Engineering Journal, Volume: 16 Issue: 6,
Page(s): 273 –282. [30] Wheeler, P.; Grant, D. (1997), Optimised input filter design and low-loss switching techniques for a practical matrix converter . Electric Power
Applications, IEE Proceedings- , Volume: 144 Issue: 1, Page(s): 53 –60. [31] Wheeler, P.W.; Clare, J.C.; Empringharn, L.; Bland, M.; Apap, M.
(2002), Gate drive level intelligence and current sensing for matrix
- 134 converter current commutation. Industrial Electronics, IEEE
Transactions on , Volume: 49 Issue: 2 , Page(s): 382 –389. [32] Wheeler, P.W.; Rodriguez, J.; Clare, J.C.; Empringham, L.; Weinstein,
A. (2002), Matrix converters: a technology review . Industrial Electronics, IEEE Transactions on, Volume: 49 Issue: 2, Page(s): 276 –288. [33] Ziegler, M.; Hofmann, W.(1999), Implementation of a two steps commutated matrix converter . PESC 99. 30th Annual IEEE ,
Page(s):
175 -180 vol.1. [34] Ziegler, M.; Hofmann, W.(2001), New one-step commutation strategies in matrix converters . 2001 4th IEEE International Conference on
,
Page(s): 560 -564 vol.2. [35] Charles H. Roth (1992), Fundamentals of Logic Design ; West Info
Access, 4th edit. [36] Tr ần Tr ọng Minh (2004), Phươ ng pháp biế n đ iệu vector không gian trong biế n t ần kiể u ma tr ận Matrix Converter ; Tạ p chí Khoa học & Công
nghệ, số 48+49, 2004. [37] Tr ần Tr ọng Minh (2004), V ấ n đề đ iề u khiể n chuyể n mạch trong biế n t ần kiể u ma tr ận Matrix Converter ; Tạ p chí Khoa học & Công nghệ, số 50,
2004. [38] Tr ần Tr ọng Minh, Phạm Văn Bách (2005), Ứ ng d ụng CPLD trong thiế t k ế mạch đ iề u khiể n trong biế n t ần kiể u ma tr ận Matrix Converter.
Chuyên san K ỹ thuật Điều khiển tự động, tháng 6/2005, trang 17-22. [39] Tr ần Tr ọng Minh (2005), Ứ ng d ụng Matrix Converter trong đ iề u khiể n tr ực tiế p mô men
động cơ không đồng bộ vớ i bộ đ iề u khiể n mờ . Chuyên
san K ỹ thuật Điều khiển tự động, tháng 12/2005, trang 3-9. [40] Bùi Quốc Khánh, Tr ần Tr ọng Minh (2006), Đảm bảo chấ t l ượ ng dòng
đầu vào của Matrix Converter trong đ iề u kiện đ iện áp l ướ i mấ t cân bằ ng . Tạ p chí Khoa học & Công nghệ, số 57-2006, trang 51-55.
- 135 -
PHỤ LỤC
A. Chươ ng trình cho CPLD1 /*
CPLD - ATF1508AS
Đầu vào:các bit th ể hiện các sector dòng vào, áp ra; các tín hi ệu từ PWM kiểu đối xứng tới, tích c ực thấp; các bit th ể hiện tính chẵn lẻ của tổng các sector dùng cho việc xác định thứ tự chuy ển mạch.
Đầu ra: 9 tín hi ệu điều khiển 9 khóa BDS trong s ơ đồ MC.*/ */ Gán các đầu vào, ra đến chân c ủa ATF1508 ………………………………………………………………………………………………………………………………………….. */ */ Biến mod xác định tính nh ẵn lẻ của tổng các sector
*/
mod = !((U1 # U3 # U5) & (I1 # I3 # I5) # (U2 # U4 # U6) & (I2 # I4 # I6)); */ Xác định tín hiệu lôgic ứng với các di t ừ PWM của DSP t ới */ d0 = !pwm4; d1 = (pwm1 & mod) # ((pwm1 $ pwm2) & !mod); d2 = ((pwm3 $ pwm4) & mod) # ((pwm2 $ pwm3) & !mod); d3 = ((pwm1 $ pwm2) & mod) # (pwm1 & !mod); d4 = ((pwm2 $ pwm3) & mod) # ((pwm3 $ pwm4) & !mod); /* Đưa kết quả ra ra 9 đầu ra */ pin
[54..56,63..65,68..70]
= [SAc,SBc,SCc,SAb,SBb,SCb,SAa,SBa,SCa];
van BDS */ /* Xác định các dòng trong b ảng lôgic
*/
row1 = (I1 & U1) # (I4 & U4); row2 = (I1 & U2) # (I4 & U5); row3 = (I1 & U3) # (I4 & U6); row4 = (I1 & U4) # (I4 & U1); row5 = (I1 & U5) # (I4 & U2); row6 = (I1 & U6) # (I4 & U3);
row7 = (I2 & U1) # (I5 & U4); row8 = (I2 & U2) # (I5 & U5); row9 = (I2 & U3) # (I5 & U6); row10 = (I2 & U4) # (I5 & U1); row11 = (I2 & U5) # (I5 & U2); row12 = (I2 & U6) # (I5 & U3);
row13 = (I3 & U1) # (I6 & U4); row14 = (I3 & U2) # (I6 & U5); row15 = (I3 & U3) # (I6 & U6); row16 = (I3 & U4) # (I6 & U1); row17 = (I3 & U5) # (I6 & U2); row18 = (I3 & U6) # (I6 & U3);
/* Các phương trình lôgic
*/
SAa = d1 & (row1 # row2 # row7 # row8 # row16 # row17)
/* Toi 9
- 136 # d2 & (row2 # row3 # row8 # row9 # row17 # row18) # d3 & (row1 # row2 # row10 # row11 # row16 # row17) # d4 & (row2 # row3 # row11 # row12 # row17 # row18) # d0 & (row3 # row6 # row9 # row12 # row15 # row18); SBa = d1 & (row4 # row5 # row7 # row8 # row13 # row14) # d2 & (row5 # row6 # row8 # row9 # row14 # row15) # d3 & (row1 # row2 # row7 # row8 # row13 # row14) # d4 & (row2 # row3 # row8 # row9 # row14 # row15) # d0 & (row3 # row6 # row9 # row12 # row15 # row18); SCa = d1 & (row4 # row5 # row10 # row11 # row16 # row17) # d2 & (row5 # row6 # row11 # row12 # row17 # row18) # d3 & (row4 # row5 # row10 # row11 # row13 # row14) # d4 & (row5 # row6 # row11 # row12 # row14 # row15) # d0 & (row3 # row6 # row9 # row12 # row15 # row18); SAb = d1 & (row3 # row4 # row9 # row10 # row13 # row18) # d2 & (row4 # row5 # row10 # row11 # row13 # row14) # d3 & (row3 # row4 # row7 # row12 # row13 # row18) # d4 & (row4 # row5 # row7 # row8 # row13 # row14) # d0 & (row2 # row5 # row8 # row11 # row14 # row17); SBb = d1 & (row1 # row6 # row9 # row10 # row15 # row16) # d2 & (row1 # row2 # row10 # row11 # row16 # row17) # d3 & (row3 # row4 # row9 # row10 # row15 # row16) # d4 & (row4 # row5 # row10 # row11 # row16 # row17) # d0 & (row2 # row5 # row8 # row11 # row14 # row17); SCb = d1 & (row1 # row6 # row7 # row12 # row13 # row18) # d2 & (row1 # row2 # row7 # row8 # row13 # row14) # d3 & (row1 # row6 # row7 # row12 # row15 # row16) # d4 & (row1 # row2 # row7 # row8 # row16 # row17) # d0 & (row2 # row5 # row8 # row11 # row14 # row17); SAc = d1 & (row5 # row6 # row11 # row12 # row14 # row15) # d2 & (row1 # row6 # row7 # row12 # row15 # row16) # d3 & (row5 # row6 # row8 # row9 # row14 # row15) # d4 & (row1 # row6 # row9 # row10 # row15 # row16) # d0 & (row1 # row4 # row7 # row10 # row13 # row16); SBc = d1 & (row2 # row3 # row11 # row12 # row17 # row18) # d2 & (row3 # row4 # row7 # row12 # row13 # row18) # d3 & (row5 # row6 # row11 # row12 # row17 # row18) # d4 & (row1 # row6 # row7 # row12 # row13 # row18) # d0 & (row1 # row4 # row7 # row10 # row13 # row16); SCc = d1 & (row2 # row3 # row8 # row9 # row14 # row15) # d2 & (row3 # row4 # row9 # row10 # row15 # row16) # d3 & (row2 # row3 # row8 # row9 # row17 # row18) # d4 & (row3 # row4 # row9 # row10 # row13 # row18) # d0 & (row1 # row4 # row7 # row10 # row13 # row16);
/******************* K ết thúc ch ương trình **********************/
- 137 -
B. Chươ ng trình cho CPLD2 /* CPLD2 th ực hiện mạch điều khiển quá trình chuy ển mạch theo ph ương pháp */ /* chuy ển mạch 4 bước. */ /* Đầu vào: 9 tín hi ệu điều khiển 9 khóa BDS t ừ CPLD1 t ới; xung nh ịp clock;*/ /*
tín hiệu reset. /*
/* Đầu ra: 18 tin shi ệu điều khiển ra 18 IGBT.*/
/* *************** Gán tín hi ệu đầu vào vào các chân c ủa CPLD*******************/
/* *************** Gán các tín hi ệu đầu ra tới các chân c ủa CPLD***************/
/** Khai báo các bi ến trung gian **/ pinnode [620..624] =
[SA4..0];
pinnode [630..634] =
[SB4..0];
pinnode [640..644] =
[SC4..0];
field stateA = [SA4..0]; field stateB = [SB4..0]; field stateC = [SC4..0]; /* Lôgic tr ạng thái……………………………………………………………………………………………………….*/ /* Định nghĩa (mã hóa) lôgic tr ạng thái, g ồm 24 trạng thái */ $define STANDBY
'b'00000
$define S0
'b'10000
$define S1
'b'00001
$define S2
'b'00010
$define S3
'b'00011
$define S4
'b'00100
$define S5
'b'00101
$define S6
'b'00110
$define S7
'b'00111
$define S9
'b'01001
$define S10 'b'01010 $define S11 'b'01011 $define S12 'b'01100 $define S13 'b'01101 $define S14 'b'01110 $define S15 'b'01111
$define S17 'b'10001 $define S18 'b'10010 $define S19 'b'10011
$define S21 'b'10101 $define S22 'b'10110 $define S23 'b'10111
/* dinh nghia cac trang thai */
- 138 /* Khai báo macro CM */ FUNCTION CM(states, ina, inb, inc, curdir, SXc2, SXc1, SXb2, SXb1, SXa2, SXa1){ states.ck = clk;
/* clock */
states.ar = res;
/* reset trang thai
*/
Sequenced states { present STANDBY
if res
if ina
next S0;
if inb
next S4;
if inc
next S12;
present S0
next STANDBY;
if ina
next S0;
if inb&curdir if inb&!curdir if inc&curdir
next S1; next S7; next S19;
if inc&!curdir
next S21;
out [SXa1,SXa2]; present S1
if ina&curdir if inb&curdir
next S0; next S2;
out SXa1; present S2
if ina&curdir if inb&curdir
next S1; next S3;
out [SXa1,SXb1]; present S3
if ina&curdir
next S2;
if inb&curdir
next S4;
out SXb1; present S4
if ina&curdir
next S3;
if ina&!curdir
next S5;
if inb
next S4; if inc&curdir
next S9;
if inc&!curdir
next S15;
out [SXb1,SXb2]; present S5
if ina&!curdir if inb&!curdir
next S6; next S4;
out SXb2; present S6
if ina&!curdir if inb&!curdir
next S7; next S5;
out [SXa2,SXb2]; present S7
if ina&!curdir if inb&!curdir
next S0; next S6;
out SXa2; present S9
if inb&curdir if inc&curdir
next S4; next S10;
out SXb1; present S10 if inb&curdir if inc&curdir out [SXb1,SXc1];
next S9; next S11;
