BÀI 1 VÒNG BÁM PHA PLL VÀ ỨNG DỤNG
CÁC KHÁI NIỆM NIỆM LÝ THUYẾT THỰC THỰC HÀNH HÀNH Bài 1 Thành Thành phần và các điểm lý thuyết cơ bản của PLL Bài 2 Các chức năng của mô đun T10L \EV Bài Bài 3 Tổng hợp tần số Bài Bài 4 Bộ giải mã âm tần Bài 5 Điều biên Bài 6 Điều tần Bài Bài 7 Hệ thống truyền dẫn AM/DBS & FM
1
A. CÁC KHÁI NIỆM NIỆM LÝ THUYẾT I. PLL Phần này bao gồm: mô tả
sơ bộ hoạt động của một hệ thống PLL và mô tả giải
tích các tính chất của nó.
1.1. HOẠT HOẠT ĐỘNG CỦA PLL Hình 2.1, m ột cách định tính, có thể được coi l à m ột điểm khởi đầu trong chuỗi động thái của một v òng khoá pha. Các dạng sóng trong quá tr ình ình ho ạt động của hệ thống được giả sử l à sóng vuông cho đơn giản. Nhiệm vụ của v òng bao gồm có nhiệm vụ giữ cho tín hiệu (xung nhịp cục bộ) tạo bởi bộ tạo giao động cục bộ (VCO) khớp về mặt pha v à tần số với xung nhịp tại lối vào của hệ thống (xung nhịp tới -incoming clock). Mô t ả dưới đây đề cập tới trạng thái ổn định (steady state)của PLL, đó là động thái của vòng bám pha sau m ột thời gian d ài với sự tác động của các nhiễu ví dụ như một thăng giáng đột ngột của tần số lối vào; những nhiễu n ày tạo ra các dao động thiết lập (settling oscillations) cho các đại lượng đặc trưng của hệ thống, nó cũng được biết đến như là các giá trị chuyển c huyển tiếp (transition values). Nếu hệ thống n ày là ổn định, các gía tr ị chuyển tiếp của quá tr ình ình thiết lập pha này (the settling phase), được gọi l à tr ạng ạng thái chuyển tiếp (transient state), rút ngắn lại khi hệ thống đạt được một trạng thái ổn định mới. Các thành ph ần của bộ PLL, cũng như chức năng của chúng trong hệ thống được chỉ ra trong h ình 2.1 và được giải thích như dưới đây. 1.1- 1. Bộ Bộ tách phase (Phase Detector) Bộ tách pha liên t ục đo sự sai khác về pha giữa xung nhịp tới v à xung nh ịp cục bộ (VCO). Như trong ví dụ chỉ ra trong h ình 2.1, b ộ tách pha tạo ra các xung dương hoặc các xung âm tu ỳ thuộc hoặc l à các giá tr ị chuyển tiếp của xung nhịp sắp tới đến trước các giá tr ị của xung nhịp cục bộ (VCO), hoặc ngược lại. Độ dài các xung này tương ứng với thời gian tách biệt giữa các trạng thái chuyển tiếp của hai xung nhịp n ày.
2
A. CÁC KHÁI NIỆM NIỆM LÝ THUYẾT I. PLL Phần này bao gồm: mô tả
sơ bộ hoạt động của một hệ thống PLL và mô tả giải
tích các tính chất của nó.
1.1. HOẠT HOẠT ĐỘNG CỦA PLL Hình 2.1, m ột cách định tính, có thể được coi l à m ột điểm khởi đầu trong chuỗi động thái của một v òng khoá pha. Các dạng sóng trong quá tr ình ình ho ạt động của hệ thống được giả sử l à sóng vuông cho đơn giản. Nhiệm vụ của v òng bao gồm có nhiệm vụ giữ cho tín hiệu (xung nhịp cục bộ) tạo bởi bộ tạo giao động cục bộ (VCO) khớp về mặt pha v à tần số với xung nhịp tại lối vào của hệ thống (xung nhịp tới -incoming clock). Mô t ả dưới đây đề cập tới trạng thái ổn định (steady state)của PLL, đó là động thái của vòng bám pha sau m ột thời gian d ài với sự tác động của các nhiễu ví dụ như một thăng giáng đột ngột của tần số lối vào; những nhiễu n ày tạo ra các dao động thiết lập (settling oscillations) cho các đại lượng đặc trưng của hệ thống, nó cũng được biết đến như là các giá trị chuyển c huyển tiếp (transition values). Nếu hệ thống n ày là ổn định, các gía tr ị chuyển tiếp của quá tr ình ình thiết lập pha này (the settling phase), được gọi l à tr ạng ạng thái chuyển tiếp (transient state), rút ngắn lại khi hệ thống đạt được một trạng thái ổn định mới. Các thành ph ần của bộ PLL, cũng như chức năng của chúng trong hệ thống được chỉ ra trong h ình 2.1 và được giải thích như dưới đây. 1.1- 1. Bộ Bộ tách phase (Phase Detector) Bộ tách pha liên t ục đo sự sai khác về pha giữa xung nhịp tới v à xung nh ịp cục bộ (VCO). Như trong ví dụ chỉ ra trong h ình 2.1, b ộ tách pha tạo ra các xung dương hoặc các xung âm tu ỳ thuộc hoặc l à các giá tr ị chuyển tiếp của xung nhịp sắp tới đến trước các giá tr ị của xung nhịp cục bộ (VCO), hoặc ngược lại. Độ dài các xung này tương ứng với thời gian tách biệt giữa các trạng thái chuyển tiếp của hai xung nhịp n ày.
2
Hình 2.1: Giá tr ị trung bình c ủa xung đ ã mô tả trên được biểu diễn bằng đường nét đứt trên hình 2.1: Nó bi ểu diễn khuynh hướng khác biệt về pha của hai tín hiệu lối v ào c ủa bộ tách pha này. Miễn l à nh ững sự khác biệt về pha n ày có giá tr ị nhỏ, khuynh hướng n ày là cân bằng
được tạo ra bởi xử lý hai sóng sin c ùng tần số và khác pha, do vậy bộ tách pha thông thường được mô tả như một bộ nhân (h ình 2.1). Thực tế, các bộ xác đinh pha kiểu tương tự l à các bộ trộn thực thực hiện nhân hai tín hi ệu lối v ào của bộ. 1.1- 2. Bộ Bộ lọc vòng vòng (Loop filter) Tín hiệu ra của bộ tách pha được gửi tới bộ lọc thông thấp của v òng bám pha (hình 2.1); b ộ lọc n ày rút giá tr ị trung b ình c ủa tín hiệu thu được từ các phép đo pha v à cố gắng loại bỏ nhiễu của tín hiệu lối v ào. Tín hiệu đã được lọc biến điệu tần số của bộ tạo dao động cục bộ (VCO). Như nhiệm vụ của bộ lọc thông thấp, nó bỏ đi tất cả các th ành phần tần số cao từ các xung tín hiệu của bộ tách pha giữ lại tính chất của sự sai khác về pha (trong khoảng thời gian ngắn), do vậy tín hiệu của bộ tạo dao động cục bộ được điệu chỉnh dựa tr ên ên pha của tín hiệu v ào. 1.1- 3. Bộ Bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp (VCO) Bộ tạo dao động cục bộ (VCO) được điều khiển bằng điện áp của tín hiệu lối ra của bộ lọc thông thấp.
3
Khi tín hi ệu
điều khiển bằng không, tần số VCO lúc n ày còn được gọi là t ần số trung tâm (center frequency), s ẽ tương ứng với tần số trung b ình c ủa tín hiệu v ào của PLL. Trong tr ạng
thái ổn dịnh, tín hiệu đ ã qua bộ lọc dựa tr ên sự so sánh về pha, sẽ điều chỉnh tần số VCO sao cho sự sai khác ph a của tín hiệu v ào tần số cục bộ (VCO) được giảm xuống. Mặc d ù v ậy, một số lượng nhất định ồn hoặc can nhiễu phát sinh trong bộ tách pha dẫn tới sự sai lệch trong quá tr ình điều khiển tần số VCO tạo ra một tần số lệch (offset) gi ữa hai tín hiệu đưa vào bộ xác định pha. Sự dịch này tạo ra một sự tích luỹ sai khác pha theo thời gian, như trung b ình theo thời gian của giá trị lệch (offset) giữa hai tần số, và tăng sự biến động của thế điều khiển bộ VCO; sự biến động n ày nhanh chóng hiệu chỉnh độ lệch tần số củ a bộ dao động cục bộ. Quá trình vừa mô tả cho phép VCO giữ được giá trị tần số trung tâm mong muốn, nhưng nó sẽ tạo ra những biến động không thể tránh khỏ i về tần số và pha của bộ tạo dao động cục bộ. 1.2. GIẢI TÍCH TUYẾN TÍNH CỦA PLL Phép tính tuyến tính với hệ thống có thể được thực hiện khi tất cả các th ành phần của bộ PLL có tính chất tuyến tính. Trong trường hợp tổng quát, điều n ày chỉ đúng khi dải biến động của pha giữa hai tín hi ệu được nhận của bộ xác định l à nhỏ, không lớn hơn xấp xỉ nửa qu ãng từ / 2 tới - / 2 . Một điều kiện r àng buộc khác là h ệ thống phải đang trong trạng thái ổn định v à xu hướng biến động của các đại lượng ảnh hưởng đến hoạt động của PLL là m ột sóng sin, có ngh ĩa là tr ạng thái của hệ thống l à một trạng thái dạng sin thường trực (a permanent sinusoidal state). Hoạt
động của PLL có thể được mô tả với r àng buộc này thông qua bi ểu diễn trong miền thời gian v à t ần số; mặc dù v ậy, các biểu diễn n ày không thể đưa ra bất kỳ đáp án nào cho trạng thái c huyển tiếp của hệ thống. Tất cả các điều kiện hoạt động của PLL có thể được tính toán và đánh giá bằng sử dụng biến đổi Laplace: nó biểu diễn đáp ứng theo thời gian của một hệ thống trong một miền biến phức s σ jω và cung cấp cả đáp án của tr ạng thái chuyển tiếp v à tr ạng thái ổn định. 4
Hình ảnh của một PLL trong tập các điều kiện như được chỉ ra trong h ình 2.2. Tín hiệu lối v ào của hệ thống đến từ ngo ài và tới đầu vào của bộ xác định pha, xác định
tương ứng với công thức sau:
Pi sin(ωi t θi ); trong đó P i là công suất trung bình của tín hiệu, ω i là tần số và θ i là pha của tín hiệu sin lối vào. Tín hiệu lối ra tạo bởi VCO v à gửi tới lối vào thứ hai của bộ tách pha. Trong các điều kiện hoạt động n ày, tín hiệu n ày sẽ là m ột sóng sin với tần số bằng với tần số của tín hiệu v ào:
A 0 cos(ω 0 t θ 0 ); trong đó ω 0 ω i và θ 0 là pha của tín hiệu lối ra. Bộ tách pha nhân hai tín hi ệu này và đưa ra sự sai khác:
Pi A 0 K p sin(θ i θ 0 ) K d sin(θ i θ 0 ) Các thành ph ần chứa tần số gấp đôi khác có thể được bỏ qua bởi v ì chúng
được loại trừ khi đi qua bộ lọc thông thấp v à bởi vòng lặp của chính nó, sẽ được giải thích kỹ hơn ở sau này. Hệ
số K d Pi A0K p là hệ số khuếch đại của bộ tách pha và được biểu diễn
bằng đơn vị V/rad.; giá trị của nó phụ thuộc v ào công su ất trung b ình của tín hiệu v ào. K ế tiếp, bộ tách pha tạo ra một thế dựa tr ên:
vd K d (θi θ0 ); Nếu
sự sai khác pha giữa tín hiệu v ào và tín hi ệu VCO là khá nhỏ; điện áp này sẽ cung cấp điều kiện của sự tuyến tính trong PLL. Nếu Φ 0 (t) là pha của tín hiệu VCO, kết quả thu được sẽ l à: dΦ 0 (t) dt
(t) ω0
dθ 0 dt
;
trong đó là ω 0 là một hằng ssó bởi v ì nó tương ứng với tần số trung tâm được tạo bởi VCO khi điện áp ra v d của bộ tách pha bằng không, có nghĩa l à khi sự sai khác pha (θ i
θ 0 ) bằng không.
5
K ết
quả điện áp v d tỉ lệ với sin của (θ i
θ 0 ) cho phép coi r ằng tính chất của
bộ tách pha là tuyến tính xung quanh giá tr ị không, nhưng nó ngầm y êu cầu một (giá trị lệch)
offset / 2 trong tín hi ệu được tạo ra bởi VCO tương ứng với tín hiệu lối v ào, hiện diện trong tích “sin.cos” của hai tín hiệu v ào bộ xác định pha. Hoạt động của bộ PLL dựa tr ên lên sự khác biệt so với ω 0 , đại lượng Δω
dθ 0 dt
sẽ được điều chế bởi điện thế
v 2 (hình 2.2). Khi đó:
dθ 0
K 0 v 2 ;
dt Trong đó K 0 là h ệ số khuếch đại (gain) của VCO và được biểu diễn bằng đơn vị rad/s V. Giả sử trong trườn g h ợp v òng bám pha không g ồm bộ lọc thông thấp; kết qủa sẽ l à v2 = vd; và khi đó:
dθ0 dt
K 0 v2 K 0K d (θi θ0 );
suy ra:
dθ 0 dt
K 0 K d θ 0 K 0 K d θ i ;
Phương tr ình vi phân này xác định thời gian đáp ứng của hệ thống PLL khi không có b ộ lọc thông thấp. Hằng số K 0*K d = K được định nghĩa như là hệ số khuếch đại d òng một chiều của vòng bám pha (direct- current gain of the loop) và được biểu diễn bằng 1/t.
6
Hình 2.2: Đáp ứng xung tuyến tính của hệ thống PLL Khảo
sát trạng thái sin thường trực của PLL, giả sử rằng tín hiệu vào gôm một sóng mang sin v ới biên độ l à hằng số và tần số được điều chế bởi một sóng sin lý tưởng tần số
ωm .
Khi tín hi ệu đầu vào là:
Pi sin( ω i t θ i ); vi phân pha,
ωi
dθ i dt
, sẽ có dạng:
ω i mcos( ω i t); thu được: t
θi m cos(ωmt)dt 0
m
ωm
sin(ωmt)
khi đó biểu diễn sin của θ i sẽ là một biểu diễn phức:
θi zi e j(ω t π/ 2) m
Tín hiệu
VCO sẽ có đặc tính giống của tín hiệu lối v ào nếu cho rằng trạng thái của PLL là tr ạng thái sin thường trực; một c ách chi tiết vi phân pha sẽ có dạng như sau: dθ ω 0 0 ω 0 mcos(ω m t) ω i mcos(ω m t); dt
khi đó:
θ 0 z 0 e j( ω 7
m t 0
)
;
chỉ xét đến các giá trị quan trọng, nó có thể dược biểu diễn lại như sau:
dθ 0 dt
jω m θ 0 ;
khi đó phương tr ình vi phân c ủa đáp ứng của PLL sẽ l à: dθ 0 dt
K 0 θ 0 K θ i ;
jωmθ 0 K θ 0 K θi ;
θ0 θi
K K jω m
khi đó đáp ứng tần số của PLL l à:
θ0 1 ; θi 1 j(ωm / K) công thức này chỉ r õ d ạng đáp ứng của lọc thông như đ ã
đề cập trước đo khi v òng bám pha được mô tả có khả năng loại bỏ các th ành phần tần số gấp đôi tạo bởi bộ xác định pha/phép nhân, ngay c ả khi không có bộ lọc thông thấp. Hệ thống kiểu này được gọi l à bậc một (first order) bởi v ì đáp ứng tần số có duy nhất
một cực (unique pole); nó không được sử dụng thường xuy ên trong thực tế; tr ừ khi hệ thống thực sự y êu cầu dải rộng. Một cách tổng quát, một PLL bao gồm một bộ lọc thông thấp . Quay tr ở lại hình 2.2; N ếu F jω là đáp ứng tần số của bộ lọc, kết quả sẽ l à v 2 v d F jω ; từ đó thu được: dθ 0 dt
jωmθ 0 K 0 v 2 K 0 v d F(jω( K 0 K d (θi θ 0 ) F jω; jω
m
θ 0 ( θ i θ 0 ) KF j ω ;
do đó đáp ứng tần số của PLL trở th ành: KF jω
θ0 KF jω jω ; θ i jω KF(jωF 1 KF jω jω 8
ở đó
KF jω jω
là hệ
số khuếch đại của hệ thống v òng mở (gain of open loop system),
giống như trong bất kỳ hệ thống có hồi tiếp khác.
Khi đó khuếch đại dòng một chiều của PLL sẽ l à: K F(0) Một tính chất quan trọng khác của PLL là đáp ứng lỗi (error response): (θi θ0 )
θi
θe KF jω jω ; 1 E jω θi jω KF jω jω KF jω
Do vậy,
đáp ứng bộ lọc n ày là một phần tích hợp của đáp ứng của v òng bám pha, nó cho phép xác định đặc tính của PLL. Một trong các bộ lọc thường được sử dụng l à một bộ lọc thụ động (passive filter) ch ỉ ra trong h ình 2.3.
Hình 2.3: Bộ lọc vòng thụ động Đáp ứng tần số của bộ lọc n ày là:
F jω
1 jω 2 1 jωτ1 τ2
;
ở đó τ 1 R 1 C; và τ2 R 2C; Một kiểu bộ lọc tương đương khác là dạng bộ lọc tích cực chỉ ra trong h ình 2.4.
Hình 2.4: Bộ lọc vòng tích cực Trong trường hợp này đáp ứng của bộ lọc l à: F jω
9
1 jω 2 1 jω 1
;
Bộ
lọc tích cực cho phép nhiều bậc tự do thay đổi để thu được dữ liệu thiết kế bở i vì các h ằng số thời gian của cực và không là hoàn toàn độc lập; hơn thế nữa độ khuếch đại của v òng có th ể được thay đổi nhờ có sử dụng bộ lọc tích cực. Thay hàm F jω c ủa bộ lọc n ày vào trong công th ức đáp ứng tần số của PLL sẽ thu đượ c công th ức sau: K 1 jω 2
τ1 τ 2 ; 1 K τ 2 K đối với bộ lọc thụ động 2 jω jω τ1 τ 2 τ1 τ 2
H jω
K 1 j ω 2
τ1
H jω
jω jω 2
1 K τ 2
τ1
K
;
đối với bộ lọc tích cực
τ1
dạng chuẩn hoá của các công thức n ày, sử dụng trong các hệ thống điều khiển tự dộng, sẽ có dạng như sau:
H jω H jω
jω2 ζ ω n /K ω n ω 2n
jω jω 2 ζωn ω 2
2 n
jω 2 ζω n ω 2n
jω jω 2 ζω n ω 2
2 n
; đối với bộ lọc thụ động ; đối với bộ lọc tích cực
ở đó các đại lượng sau đây có thể được định nghĩa như là:
ωn ωn
K
τ1 τ 2 ; và K ; và
τ1
ζ
ζ
1 K 2
τ1
1 1 ; đối với bộ lọc thụ động 2 τ1 τ 2 K
1
K
* τ 2 ; đối với bộ lọc tích cực
ω n là tần số riêng của hệ thống (natural frequency of the system); ζ
là hệ số suy giảm (damping factor). Mặc d ù v ậy,
nếu đạt tới một hệ số khuếch đại khá lớn K, kéo theo ω n /K 2 ζ , khi đó các công thức cho các bộ lọc tích cực vẫn có hiệu lực. Đáp ứng lỗi của PLL, với độ khuếch đại lớn, được biểu diễn bởi công thức sau:
10
E jω
jω2 jω jω2 ζωn ωn 2
2
;
Công suất
cực đại của jω là bằng 2 trong mẫu số của các hàm đáp ứng l à k ết quả từ việc sử dụng bộ lọc thông thấp, do vậy dạng v òng bám pha này được biết đến như hệ thống bậc 2 (second order system). Vòng PLL bậc hai được sử dụng rất nhiều bởi sự đơn giản v à ch ất lượng tôt nó mang lại. Các hệ thống bậc ba hoặc cao hơn được sử dụng trong các ứng dụng ri êng biệt; thực tế chúng có thể đem lại các kết quả m à không thể thu được nếu chỉ d ùng các vòng đơn giản và cũng có thể không ổn định về bản chất. Hình 2.5 chỉ ra đáp ứng tần số của một v òng bậc hai với hệ số khuếch đại cao (trường h ợp bộ lọc tích cực được sử dụng), đối với các giá trị khác nhau của hệ số suy giảm ζ . Hình này cho th ấy r õ tác động bộ lọc thông thấp tr ên pha lối v ào c ủa v òng bám pha. Mặt
khác, h ình 2.6 chỉ ra đáp ứng lỗi, cũng với độ khuếch đại lớn v à giá tr ị cố
định của ζ . Tính chất
của bộ lọc thông thấp được chỉ r õ (trên hình): điều này có nghĩa rằng vòng bám có th ể bám theo sự biến đổi của tần số thấp, nhưng nó thể rơi vào trạng thái khoá trong khi các s ự biến đổi của tần số thấp diễn ra.
11
Hình 2.5: Đáp ứng tần số của một vòng bậc 2.
Hình 2.6: Đáp ứng lỗi của một vòng bậc 2. Chỉ
thông số khuếch đại K trong các hệ thống bậc một duy nhất tác động đến kích cỡ thiết kế. Trong trường hợp n ày, gía tr ị khuếch đại cao thu được (để đạt tới chất lượng bám tốt, đồng nghĩa với việc sai pha nhỏ) sẽ y êu cầu một dải thông lớn của hệ thống. Mặc dù vậy việc yêu cầu một dải hẹp và các đặc tính bám hiệu quả l à không tương thích trong một hệ thống bậc nhất.
12
Mặt khác, th êm vào bộ lọc trong các hệ thống bậc hai cung cấp hai hằng số thời gian riêng r ẽ:
điều này cho phép một lựa chọn ri êng biệt các giá trị tần số riêng và hệ
số suy giảm. Tuy vậy hệ số khuếch đại có thể đủ lớn để thu được một hệ thống bám tốt ngay cả với các dải thông giới
hạn. Lỗi pha tồn tại trong trạng thái ổn định khi có các biến đổi khác loại diễn ra của tín hiệu lối vào, có thể được đánh giá chỉ khi các công thức về đáp ứng của hệ thống cũng bao gồm lời giải của trạng thái chuyển tiếp. Do vậy, dưới đây tr ình bày các thu ật ngữ của các lỗi n ày: - Một bước nhảy về pha θ của tín hiệu lối v ào không kéo theo b ất kỳ lỗi pha trong tr ạng thái thường trực; - Một bước nhảy về tần số ω của tín hiệu lối v ào dẫn đến một lỗi về pha được gọi l à lỗi vận tốc (velocity error), hoặc lỗi pha tĩnh đơn giản (static phase error) với giá trị của Δω/KF(0) , trong tr ạng thái ổn định sau: Lỗi này là Δω/K , trong trường hợp một bộ lọc thụ động [F(0)=1]; lỗi này cũng có xu thế tr ở về không, trong trường hợp một bộ lọc tích cực [F(0)=A]; -
Một bờ dốc tần số (a frequency ramp), Δ ω α* t , tác động v ào lối v ào, thiết lập
một trạng thái mới m à ở đó lỗi pha tăng l ên v ới một vận tốc thay đổi cố định với giá trị l à α/KF(0) , giống như vận tốc lỗi. Lỗi pha thu được sẽ tăng không có gi ới hạn và được gọi l à gia tốc lỗi hoặc lỗi bám động (acceleration error or dynamic tracking error). Chỉ khi hệ số khuếch đại v òng dòng m ột chiều (direct-current loop gain) K F(0) là vô hạn (bộ lọc tích cực), lỗi bám động có thể được giới hạn tới một giá trị hằng số l à
α/ω 2n . Mặc dù vậy, sự bỏ qua lỗi bám động sẽ y êu c ầu sử dụng các hệ thống bậc ba (ví dụ như, lỗi này thường ảnh hưởng các dốc (ramps) của điều chế F M ho ặc thông tin vệ tinh).
1.3. HOẠT ĐỘNG PHI TUYẾN CỦA PLL Trong các điều kiện thực tế, PLL không thể được coi l à một hệ thống tuyến tính; trong những trường hợp n ày cần n êu lên những r àng buộc b ên trong mà vòng bám pha có thể nhận hoặc giữ trạng thái kho á trong (lock-in state) v ới tín hiệu lối v ào. Với mục đich này, hai đại lượng khác nhau được định nghĩa bao gồm: 13
1.3- 1. Tần số giữ trong (hold-in frequency) Nó biểu diễn dải tần số Δω h bên trong mà PLL có th ể giữ ở trạng thái khoá trong, sau khi đạt tới trạng thái n ày. Như đã giải thích ỏ tr ên, một xấp xỉ tuyến tính có thể biết trước độ lệch pha θ v xuất hiện trong trạng thái ổn định đối với độ
dịch tần Δω của lối v ào so với tần số trung tâm
của VCO.
θ v Δω/KF(0)
(lỗi vận tốc -velocity error);
Mặc dù vậy,
nếu vượt quá dải của v ùng tuyến tính, tính chất thực của bộ tách pha là một sóng sin, tức l à: một đặc trưng phi tuyến, do đó kết quả thu được sẽ l à: sinθ v Δω/KF(0) Δω/K v ; Vì giá tr ị s in không l ớn khoá trong s ẽ được mô tả bởi Từ đó:
hơn một, giới hạn trong m à PLL có thể giữ ở trạng thái
phương tr ình: Δω/K v 1
Δω H K V ; Công thức của Δω H sẽ
chỉ ra rằng khi sử dụng một bộ lọc với hệ số khuếch đại dòng một chiều lớn vô hạn có thể gia tăng tần số giữ trong; thực tế, một v ài giới hạn được áp đặt bằng sự b ão hoà của các th ành phần trong v òng bám pha, g ồm có bộ khuếch đại hoạt động giống nhau của bộ lọc, do vậy, tại một thời điểm nhất định bộ PLL ra khỏi trạng thái khoá trong. Khi bộ PLL thoát khỏi trạng thái khoá trong, điện áp tín hiệu lối ra của bộ tách pha sẽ lớn hơn điện áp lối v ào tr ực tiếp. Một khả năng khác để thoát khỏi trạng thái khoá trong bắt nguồn từ tốc độ thay đổi của tần số tín hiệu lối vào. Như đã đề cập, lỗi pha động (dynamic phase error) của hệ thống bậc hai có thể là xác định với giá trị θ a α/ω 2n nếu một bộ lọc tích cực với hệ số khuếch đại d òng một chiều r ất cao đặt v ào vòng bám pha. Trong bất
cứ trườn g hợp nào, hoạt động của bộ tách pha không th ể được giới hạn là tr ạng thái trong v ùng tuyến tính, do đó thực tế nó phải được xem như là một hàm sin. Do vậy:
sin θ a
14
α/ω n ;
Từ
công thức này có thể dễ dàng nhận ra rằng tốc độ biến thi ên cao nhất cho phép của tần số lối v ào là: α ω 2n ; Nếu tốc độ biến thi ên c ủa tần số lối vào vượt quá giới hạn n ày, vòng bám pha s ẽ ra khỏi trạng thái khoá trong.
Như khi tần số lối v ào biến thiên từng bước, lỗi pha của trạng thái chuyển tiếp l à lớn hơn nhiều so với lỗi sau c ùng c ủa trạng thái ổn định ( /K V ) ; khi đó v òng bám pha có thể ra khỏi trạng thái khoá trong ngay cả trong trường hợp n ày? Câu tr ả lời được đưa ra như sau:
bước nhảy Δω không vượ t quá một giới hạn nhất định, xác định bởi 1.8 ω n (ζ 1) , vòng bám pha gi ữ trong trạng thái khoá trong; - Ngược lại, nếu nó nhảy qua một v ài vòng trong su ốt quá tr ình của trạng thái chuyển tiếp và khi đó trạng thái khoá trong lại được thiết lặp lại. Điều này cũng có thể xảy ra cho các trường hợp đáng quan tâm nhất của một hệ thống bậc hai với độ khuếch đại l à khá lớn. Trái lại, với hệ thống bậc hai có F(0)=1, một bước nhảy khá lớn Δω , dù nh ỏ hơn K V, có thể dẫn tới hệ thống ra khỏi trạng thái khoá trong mãi mãi (giá tr ị của bước nhảy này là không bi ết, nhưng nó có thể được lý giải tương ứng với tần số khoá trong của PLL sẽ được tr ình bày sau). Khi đề cập đến sự biến thiên của tần số tín hiệu lối v ào, một trường hợp quan trong ở đó PLL đượ c sử dụng như là một bộ giải điều chế của môt tín hiệu FM. Với ứng dụng n ày, dải của v òng sẽ khá rộng cho phép bám theo điều chế m à không có lỗi về pha vượt quá v ùng tuyến tính của bộ xác định pha. Từ đó, tránh được các méo trong xác định tín hiệu. Lỗi pha cực đại diễn ra ở một độ lệch tần số nhất định của tín hiệu FM, khi gía tr ị của tần số điều chế ω m là bằng với tần số riêng (natural frequency) ω n của vòng bám. Bỏ qua vấn đề về méo, giữ trong trạng thái khoá trong được đảm bảo dựa tr ên điều kiện mà lỗi pha cực đại không bao giờ vượ t quá 90 o trong bộ tách pha (để thể hiện điều này các đồ thị tương ứng có thể môt tả lỗi pha cực đại diễn ra trong PLL, theo chỉ số điều chế của tín hiệu v à hệ số suy giảm của v òng bám). Cả tần số giữ trong v à gi ới hạn cho phép của bước biến đổi trong tần số lối v ào sẽ tương ứng với giá trị khuếch đại K 0K d, đó là: Δω K , trong hệ thống bậc một. -
Nếu
15
1.3- 2. Dải bắt chập (Acquisition range) Dải chiếm dụng thể hiện khoảng cách lớn nhất giữa tần số lối v ào và tần số trung tâm c ủa VCO khiến hệ thống này đi vào trạng thái khoá trong. Sự xác định tần dải tần số n ày là không duy nh ất (not univocal) bởi v ì hai điều kiện khác nhau phải được tách biệt: - Nếu khoảng cách khởi tạo ban đầu giữa tần số lối v ào và tần số VCO là nh ỏ hơn dải vòng bám (loop band), tr ạng thái khoá trong sẽ hiện hữu ngay m à không phải mất bất kỳ thời gian thực hiện v òng bám nào, và t ần số này đơn giản được gọi l à tần số khoá trong (lock in frequency) -
Δω L ;
Mặt
khác, nếu sự sai khác khởi tạo ban đầu giữa tần số VCO v à tần số lối vào là lớn hơn nhiều so với dải hoạt động PLL, hệ thống có thể đi tới một quá trình để tới trạng thái khoá trong, với các điều kiện nhất định: trường hợp này được gọi l à tần số kéo trong (pull -in frequency)
ΔωP ;
Quá trình kéo trong có th ể xảy ra trong một số loại PLL gồm các hệ thống bậc 2 phổ biến và nó ph ụ thuộc đáng kể v ào ồn. Dải
thông (tại điểm suy hao 3dB) của một hệ thống bậc một tương ứng với độ khuếch đại v òng bám: BL = K 0K d rad/s (tương ứng với đáp ứng tần số) Với khoá trong
loại PLL n ày, hệ số khuếch đại K 0K d cũng xác định các giá trị của tần số
Δω H
và tần số khoá trong Δω L , bên cạnh dải thông.
Một hệ thống bậc
hai, khảo sát tại tần số cao, có thể so sánh với một v òng bám bậc một, như về mặt khuếch đại K 0 K d * F j ω , b ởi vì đáp ứng tại tần số cao của bộ
τ 2 / τ1 τ 2 , hoặc từ τ 2 /τ1 đối với một bộ lọc tíc h cực. Vì tần s ố khoá trong biểu diễn một sự chuyển đổi giá trị tần số cao, về mặt pha, dạng của vòng bám bậc hai là giống hoàn toàn hệ thống bậc một có cùng độ khuếch đại. Do vậy, trong trường hợp hệ thống bậc hai, tần số khoá trong có thể l à: lọc bắt nguồn từ
ΔωL
K 0K d * τ2
τ1 τ2
; (đối với bộ lọc thụ động);
hoặc 16
ΔωL
K 0K d *τ2
τ1
; (đối với bộ lọc tích cực).
Trong cả hai trường hợp , khi dùng các h ệ số v òng bám, k ết quả thu được l à:
Δω L 2 ζω n ; Nói cách khác, các đặc tính khoá trong của một PLL bậc hai l à tương tự như trong hệ thống bậc một: thực tế, nếu tín hiệu l à g ần như nằm trong dải của v òng bám, tr ạng thái khoá trong ngay lập tức được thiết lập m à không cần qua bất kỳ v òng nào diễn ra. Như trên đã gi ải thích, tần số khoá trong của một v òng bám bậc một và bậc hai tương ứng với hệ số khuếch đại K V = K 0K d*F(0);[F(0)=1 đối với bậc một]. Nó được chỉ ra rằng âm lượng giống nhau cũng cung cấp tần số khoá trong, trong một hệ thống bậc một; ngược lại, trong một hệ thống bậc hai thông thường, giá tr ị K V là l ớn hơn nhiều so với ω n , do vậy tần số giữ trong là cao hơn rất nhiều tần số khoá trong. Thời gian khoá trong của một hệ thống bậc một l à xấp xỉ 1/K 0K d giây, ngược lại nó lại xấp xỉ bằng 1/ ω n
đối với hệ thống bậc hai. Khi đề cập tới tần số kéo trong, khả năng đi v ào vùng khoá trong c ủa hệ thống phụ thuộc vào giá tr ị offset (lệch không) của d òng một chiều của tín hiệu mạch đập (beat signal) sinh ra b ởi bộ tách pha trong tr ạng thái chuyển tiếp (điều kiện ra khỏi tr ạng thái khoá trong). Nhịp này được đặc trưng thông qua phép tích phân phương tr ình vi phân c ủa hệ thống bậc một. K ết quả n ày biểu diễn hoạt động của hệ thống ở tần số cao v à c ũng đúng với hệ thống bậc hai; nó cho thấy sự có mặt của sự lệch không của d òng một chiều (directcurrent offset). Giá tr ị
lệch không này có xu th ế kéo VCO tới tần số lối v ào (bên ngoài d ải tần số Δω L ), trong một hệ thống bậc nhất hoặc thậm chí đối với hệ thống bậc hai sử dụng bộ lọc thụ động, tuy vậy nó không đủ hiệu quả để đưa PLL có trạng thái khoá trong. Ngược lại, với các hệ thống bậc hai sử dụng một bộ lọc tích cực, tương ứng với một toán tử tích phân, độ lệch ban đầu của d òng một chiều tạo ra một sự thăng giáng lối ra (output ramp) trong bộ lọc và điều này tăng điệ n áp có thể l à hệ thống đạt được
17
tần số khoá trong (trong dải
Δω L ), nếu không bị cản trở bởi nhiễu hoặc bởi giá trị lệch
không của các th ành phần trong mạch. Không có công th ức chính xác cho tần số kéo trong.
Khi các độ khuếch đại l à vừa phải và cao (ω n /K V 0.4) , công thức xấp xỉ thực nghiệm tốt nhất được tính l à:
Δω P 2 2 ζω n K V ω 2n ; trong trường hợp các giá trị khuếch đại lớn, công thức có thể rút gọn l à:
Δω P 2 ζω n K V
;
Nhưng công thức n ày không th ể áp dụng đối với các hệ số khuếch đại thấp, chỉ đúng với (ω n /K V 0.5) Tóm lại,
khi đề cập đến tần số kéo trong (pull -in frequency), có th ể phát biểu
r ằng, nếu sự sai khác khởi tạo ban đầu Δω là nhỏ hơn
Δω P ; khi đó, cùng với giả thiết
nhiễu v à những
tác động phụ trong mạch là không đáng kể, một hệ thống bậ c hai với giá tr ị trung b ình độ khuếch đại lớn sẽ có nhiều khả năng đạt tới trạng thái khoá trong, ngay cả khi suất phát từ một Δω lớn hơn rất nh iều lần dải của v òng bám.
1.3- 3. Thời gian kéo trong (Pull-in time) Thời gian kéo trong T P được định nghĩa l à thời gian cần thiết để hệ thống đạt đến trạng thái khoá trong kể từ lúc độ lệch khởi tạo ban đầu (initial offset) Δω thay đổi từ Δω P tới Δω L . Cũng vì th ế giá trị n ày không th ể được tính bởi công thức chính xác n ên công thức xấp xỉ sử dụng l à:
Δω 2
TP
;
2 ζω 3n
Công thức
này đúng với khi Δω nằm trong khoảng giữa Δω P và Δω L ; nó biểu diễn th ời gian cần thiết để hệ thống khi đi vào tần số khoá trong, sau khoảng thời gian này, biến thiên của tín hiệu lối v ào là lớn. Trong trườ ng hợp một hệ thống bậc hai với độ khuếch đại lớn v à ζ 0.707 , thời gian kéo trong là x ấp xỉ bằng: 4.2Δ f
2
TP
B 3L 18
;
Ở đó BL là dải thông của v òng bám (loop band). Thời gian kéo trong n ày tr ở lên r ất lớn (thậm chí một v ài giờ) trong các v òng lặp với dải thông B L r ất hẹp. Trong các trường hợp này, tác động trên PLL theo các phương pháp nhất định có thể rút ngắn rất nhiều lần thời gian kéo trong để đạt tới trạng thái khoá trong. II. Bộ tổng hợp tần số 2.1. TỔNG QUÁT VỀ BỘ TỔNG HỢP TẦN SỐ Tổng hợp tần số l à một quá tr ình cho phép t ạo ra một g iá tr ị tần số lớn gấp N lần của một tần số tham chiếu, f r ; tần số tham chiếu này thường được tạo với một giá trị cố định thu được từ một bộ tạo dao động thạch anh thông qua một phép chia. N thường l à một số thập phân n số hạng, c n-1, c n-2, ...,c0, nh ận giá tr ị thay đổi từ 1 đến 9. Khi đó giá tr ị N là : cn-110n-1 + c n-210n-2 +....+ c0, do đó tần số thu được như là một phép nhân thập n-1 phân của tần số tham chiếu, có thể thay đổi bởi các bước đơn vị, mười,..., mũ của 10 của giá trị tần số tham chiếu. 2.1- 1. Độ phân giải của sự tổng hợp tần số Bước thay đổi nhỏ nhất của tần số lối ra, tương ứng với một đơn vị biến thi ên của N, là tần số tham chiếu, được gọi là độ phân dải tần của sự tổng hợp tần số (synthesis resolution).
2.1- 2. Tổng hợp một chiều Khi tổng hợ p tần số diễ n r a như được mô tả ở trên, nó được định nghĩa như là một sự tổng hợp một chiều (direct synthesis). Mục đích của một bộ tổng hợp tần số l à tạo ra một chuỗi các giá trị tần số rời r ạc trong một qu ãng nh ất định phân bố xung quanh N/2. Nhưng, trong trường hợp tổng quát, giớ i hạn hoạt động nào đó của các mạch n không cho phép s ử dụng toàn bộ dải lý thuyết, từ 1 (N=1) đến 10 (N=0); điều n ày cũng không cần thiết trong thực tế, ví dụ, khi chỉ cần thiết phủ hết các giá trị của một nhóm FDM của các sóng mang phân bố trong một khoảng nhất định xung quanh một tần số trung tâm. Khi các giá tr ị của tần số thu được ( biểu diễn trong các đơn vị nhất đị nh, ví d ụ MHz) cũng được biểu diễn bởi số thập phân, so N sẽ l à một số nguyên tạo bởi tất cả các số biểu diễn cá c giá tr ị khác nhau và độ phân giải f r (tần số tham chiếu) sẽ được định nghĩa sao cho N*f r có giá tr ị mong muốn, theo đơn vị của f r.
19
Thừa
số tổng hợp N trong các t ình huống nhất định có dạng M*m,; m l à một thừa số cố định đ ã được chia thang sẵn ( bộ định thang), điều n ày s ẽ được giải thích kỹ hơn sau này. Trong trường hợp n ày, sự thay đổi một đơn vị của thừa số M sẽ thay đổi tần số thu được m*f r , do đó độ phân giải của bộ tông r hợp tần số không c òn là f r nữa mà là m*f r .
2.1- 3. Tổng hợp kết hợp chuyển đổi tần số Khi các giá tr ị tần s ố mong muốn ph ải phân bố xung bên trong m ột khoảng bao gồm một dải tần số r ất cao, sẽ là tốt hơn khi các tầ n số lối ra của bộ tổng hợ p tần số đượ c hạ tần (down-converted) m ột d ải có các giá tr ị thấp hơn. Trong trườ ng h ợ p này, các tần số chuyển đổi (conversion frequencies) s ẽ duy trì quan h ệ vớ i tần số tham chiếu, cố đị nh b ở i thừa s ố N. Nhờ có h ệ th ống này, độ phân giải cũng như, sự tách biệt giữa các giá tr ị của tần s ố tổng hợp không thay đổ i vớ i tổng hợ p tr ực tiếp, nhưng các tấn số đượ c sử dụng s ẽ đượ c dịch chuyển theo một tần s ố offset tương ứ ng v ớ i giá tr ị của b ộ tạo dao động c ục b ộ sử dụng trong quá trình chuy ển đổi. Các loại t ổng h ợ p t ần số đề cập ở trên sẽ đượ c bàn chi ti ết trong các đoạ n sau. Thiết bị cơ bản thườ ng sử dụng cho t ổng hợ p tần số là PLL. 2.2. TỔNG HỢP TẦN SỐ TRỰC TIẾP Sử dụng PLL trong tổng hợp tần số một chiều được chỉ ra trong hình 4.1. Như được chỉ ra tr ên hình này, l ối vào của bộ tách pha nhận tần số tham chiếu f r. Tần số VCO được đưa trở lại bộ xác định pha, không một chiều mà thông qua m ột bộ chia modul N (N modulo divider). PLL bám t ần số tham chiếu thông qua lối ra của bộ chia, do vậy tần số VCO sẽ lớn gấp N lần giá trị tần số tham chiếu.
20
Hình 4.1: Sơ đồ của tổng hợp một chiều sử dụng một PLL Phần tử chia N có thể được cố định sử dụng thiết bị giống như một bộ nhân tần. Mặc dù vậy, phép chia modul N
thường khả tr ình và có th ể thiết lập tần số lối ra của VCO theo các giá trị rời rạc phân bố xung quanh một giá trị tần số trung gian F0=N0*f r, và được phân biệ t bởi độ phân giải dựa tr ên giá tr ị tham chiếu f r. Tần số trung tâm của VCO (tần số VCO khi giá trị của thế điều khiển l à bằng không) sẽ tương ứng với tần số trung tâm F 0. Như trình bày trong hình 4.1, vòng t ổng hợp có thể gồm một đường tr ực tiếp (direct path).
G jω K d * F jω * K 0 / jω ;
trong đó số hạng 1 / jω bắt nguồn từ tích phân tần số lối tạo ra pha lối ra; và một đường phản hồi (feedback path): Φ jω
1 N
;
trong đó N là phần tử chia của bộ chia nằm giữa bộ VCO và đường phả n hồi trở về bộ xác định pha. Giống như mọi hệ thống có phản hồi khac, h àm truyền vào ra của vòng bám tuân theo công th ức sau: G jω H jω ; 1 G jω * Φ jω trong đó G jω * Φ jω là hàm truyền của v òng hở; 21
Thay các giá tr ị của G jω và Φ jω
ta thu được:
K d * F jω * K 0 H jω
θ0 θi
Nếu giá trị N 0 của
1
jω K d * F jω * K 0 jωω
N 1
K d * F jω * K 0 jω N ; K d * F jω * K 0 jω N
tần số trung gian F 0 được xem như là nhân tố chia, nó có thể
viết lại l à:
K d * F jω * K 0 H
công thức H ra
I
I
jω
θ0 N 0θ i
1
jω N 0 ; K d * F jω * K 0 jω N 0
jω chỉ ra rằng độ khuếch đại của PLL, nh ìn t ừ bộ tách pha với pha lối
θ 0 được thay bằng θ 0 /N 0 nhờ có bộ chia, l à K 0 * K d /N 0 thay vì K 0 * K d . Thực
tế, phát biểu này được khẳng định lại bằng h àm truyền lỗi (error transfer function) nh ư sau: E jω
θ e θ i θ 0 /N 0 1 1 ; K d * F jω * K 0 θi θi 1 G jω * Φ jω 1 jω N 0
Khi đó lỗi pha của bộ tách pha sẽ được xem như là một sự sai khác tương đối giữa pha lối vào và pha l ối ra được chuyển đổi bởi bộ chia, tức l à phép chia cho N 0. Khi đó, vùng hoạt động của v òng bám (dynamics of the loop), v ới các giá tr ị cụ thể của ω n và ζ (tần số riêng, đó là dải thông, v à hệ số tắt (damping factor)) ph ụ thuộc vào độ khuếch đại K 0 * K d /N 0 thay vì ph ụ thuộc K 0 * K d . Sự
lựa chọn để PLL tham ch iếu giá trị phản hồi 1/N 0 phụ thuộc vào điều là tần số tổng hợp trung gian F 0 được tạo ra trong cấu h ình này; tần số trung tâm ω 0 của VCO được bố trí dựa tr ên giá tr ị trung gian này sao cho PLL thông thường giữ đúng giá trị khuếch đại K 0 * K d /N 0 . Thực
tế, giá trị khuếch đại này c ủa v òng bám có th ể thu được ngay cả khi PLL được xem như là không dựa tr ên tr ị tần số tham chiếu f r, bởi v ì độ khuếch đại K 0 của 22
VCO là luôn luôn t ỉ thuộc
lệ với tần số ω 0 ; do vậy, toán hạng ω 0 /N 0 mà giá tr ị K 0/N0 phụ
vào, sẽ đưa độ khuếch đại của VCO tới một độ khuếch đại tham chiếu một
chiềutới giá trị của f r ( ω 0
2 πf r * N 0 ).
Mặc dù vậy,
khi kiểm tra hoạt động của PLL, điều quan trọng l à xem xét dải động (variation range) của tham số N m à sự thay đổi của các thông số v òng bám phụ thuộc thông qua giá trị tham chiếu; do vậy, nó đảm bảo rằng dữ liệu hoạt động của PLL là chính xác trong toàn d ải hoạt động. Thực tế, những thay đổi ảnh hưởng đến tham số v òng bám khi modulo N thay đổi, sẽ giới hạn độ lớn khả dĩ của v ùng các tần số được tổng hợp. Bộ chia khả tr ình được đặt trước các thông số có sẵn như gí trị chia cố định “m” trong các trường hợp nhất định. Khi đề cập tới tổng sự tổng hợp, các gía tr ị quan tr ọng nhất l à modulo tổng thể và t ần số tham chiếu f r; b ộ định thang chỉ dịch độ phân giải từ f r tới m*f r tạo ra một tỉ số khác biệt giữa độ phân giải v à tần số tham chiếu. Hoạt động của bộ Bộ định thang được li ên k ết tới các hoạt động cụ thể của sự tổng hợ p b ởi v ì nó giảm tần số VCO trước khi đưa vào bộ chia khả tr ìn; ví d ụ nó được sử dụng để làm phù h ợp giá trị của độ phân giải v à dải tổng hợp tương ứng với một tần số tham chiếu cho sẵn. 2.3. TỔNG HỢP CÓ CHUYỂN ĐỔI TẦN SỐ Bộ tổng hợ p tần số có thể bao gồm một bộ hạ tần thông thường (a typical frequency down converter) b ố trí giữa VCO v à bộ chia khả tr ình. Sơ đồ khối của bộ tổng hợp loại này được chỉ ra trong h ình 4.2. Trong trường hợp n ày, khảo sát từ lối v ào của bộ chia khả tr ình, vòng t ổng hợp hoạt động với các giá trị khác biệt giữa các tần số được tạo bởi VCO v à tần số của bộ chuyển đổi cục bộ (local conversion oscilator).
23
Hình 4.2: Sơ đồ của bộ tổng hợp sử dụng một PLL và chuyển đổi tần số Sự tách phân bi ệt (hay độ phân giải -resolution) và kho ảng tần số khả dĩ tại lối vào c ủa bộ chia khả tr ình có các giá tr ị giống như được xác định tại lối ra VCO, nhưng chúng chứa trong một dải tần số đ ã
được giảm xuống (downward) một lượng bằng với
tần số tạo bởi bộ dao động cục bộ. Nếu độ khuếch đại K 0 không phụ thuộc v ào t ần số trung tâm của VCO, bộ PLL sẽ
không khác so với cấu h ình đã thiết lập trong tổng hợp một chiều khi không có b ộ chuyển đổi tần số. Ngược lại, thông thường độ khuếch đại K 0 luôn tăng tỉ l ệ với giá trị tần số trung tâm của VCO, do vậy PLL sẽ định dạng theo các giá trị tần số được tạo ra bởi VCO. Một thuận lợi của tổng hợp tần số kết hợp với chuyển đổi sẽ thu được các tần số tổng hợp cao tại lối ra của VCO m à không cần các th ành ph ần khác của v òng bám phải hoạt động tại tốc độ n ày. Hơn thế nữa, độ lớn của khoảng tần số tổng hợp không ảnh hưởng tới vùng ho ạt động của PLL (dynamics), trong dải tần số cao. Trong bất kỳ tình hu ống nào, loại thiết bị này đặc biệt hữu ích trong các chuyển đổi tầ n số mà là có sở của hạt động trong các máy thu vô tuyến. III. Bộ giải mã âm tần PLL Bộ PLL có thể được sử dụng như là một bộ giải m ã âm tần nhờ có ba th ành phần chính sau:
24
-
PLL hoạt động với tần số âm thanh được giải m ã;
-
một
bộ xác định vuông pha đối với tín hiệu báo hiệu trạng thái khoá trong của
PLL; -
Một mạch lố i ra chứa bộ lọc làm điều kiện cho tín hiệu giải m ã và gửi
tới trạng
thái khoá trong.
Sơ đồ khối của to àn bộ đơn vị được chỉ ra trong h ình 5.1
Hình 5.1: S ơ đồ khối của một bộ PLL giải mã âm t ần Bộ PLL sẽ khoá âm tần khi tần số của tín hiệu lối v ào n ằm tr ong kho ảng tần số khoá trong của nó. Độ lớn của tần số khoá trong xác định độ phân giải (resolution) của bộ giải mã. Giá tr ị này thường được thể hiện dưới dạng phần trăm của tần số danh định
âm tần và nó thường định nghĩa như là dải xác định (detection bandwidth). Thay đổi điện dung của bộ lọc PLL sẽ quyết định kích cỡ của dải xác định n ày (k ết quả n ày thể hiện trên sơ đồ khối v à trên mô t ả th ành ph ần NE567 sử dụng trong mô đun T10L). Khi tác động thông qua giá trị ω n , t ức l à thông qua gi ải (nominal frequency)
của
2 ζω n đối với hệ thống bậc hai), sẽ xác định dải tần số mong muốn). Mặc dù vậy, dải thông PLL phụ thuộc không chỉ vào điện dung của bộ lọc m à còn phụ thuộc vào độ khuếch đại v òng bám K dK 0, trong thông PLL mà tần số khoá trong phụ thuộc v ào ( ω L
25
đó độ khuếch đại K d của bộ tách pha bị tác động bởi mức (P 1/2) của tín hiệu lối v ào (điều kiện thông thường của các mạch tương tự hoạt động với các sóng sin). Do đó, khi định kích cỡ dải thông cũng cần quan tâm tới điện thế hiệu dụng của tín hiệu lối v ào (khi đề cập đến th ành phần NE567, các bảng v à các biểu đồ thích hợp cho các giá trị này được cung cấp bởi nh à sản xuất). Dĩ nhiên, tần số trung tâm của v òng bám VCO (CCO = b ộ tạo dao động điều khiển được đang xét (current controlled Oscillator), khi sử dụng NE567) sẽ được sắp đặt với giá trị chuẩn hoá của tần số âm thanh (âm tần): giá tr ị này được thiết lập trên mô đun là 50 kHz. Bộ CCO (NE567) sẽ tạo ra một tần số tham chiếu vuông pha π/ 2 so với tín hiệu lối vào khi PLL được kích hoạt. Sóng tham chiếu n ày cùng với tín hiệu lối vào được gửi tới một bộ tách pha vuông mà l ối ra của bộ tách pha này, sau khi đ ã được lọc thích hợp, tạo ra một đặc tính thể hiện mối li ên hệ dựa tr ên sự sai khác pha so với π/ 2 . Trong trường hợp n ày, sự vuông pha tạo ra một giá tr ị nhỏ nhỏ nhất v à giá tr ị này phụ thuộc v ào giá tr ị hiệu dụng của lối v ào (xem thêm phần các đặc tính kỹ thuật (specifications). Độ lớn của giá tr ì này được so sánh (thông qua m ột bộ quyết định) với một ngưỡng quyết định dựa tr ên m ột giá trị hợp lý, cho phép xác định sự vuông pha của bộ giải m ã (decoder) và kéo theo tr ạng thái khoá trong của PLL với lối v ào âm tần. Lối ra của bộ tách pha được sử dụng để chỉ ra sự hiện diện của âm tần v à bật LED báo hi ệu (DET.) trên mô đun T10L. Điện dung của bộ lọc lối ra trong bộ giải m ã s ẽ có một giá trị tương quan với giá trị điện dung của bộ lọc trong vòng bám: giá tr ị này tăng lên khi tr ị số hằng số thời gian của PLL tăng. Sự phụ thuộc n ày có thể được giải thích dựa tr ên điều là khi giảm dải thông của PLL ( ω n ) s ẽ giảm hệ số tắt (damping factor); do đó một v ài
đáp ứng không mong muốn có thể x uất hiện dễ dàng hơn (tăng hằng số thời gian của bộ lọc lối ra sẽ triệt các đáp ứng không mong muốn này). Mô đun T10L cho phép chọn hai giá trị của dải thông bộ quyết định thông qua bộ chọn dải BAND SELECTION; hai giá tr ị này là: NARROW (h ẹp) 4% và WIDE (r ộng) 12 14% . IV. Điều tần FM 4.1. LÝ THUYẾT CHUNG Một
sóng sin loại: v c (t) A . cos(Ω . t) Acosθ(t); được gọi là sóng
mang, thông qua một
kiểu điều chế tần số góc, pha hiệu x(t) gọi l à tín hi ệu điều chế.
26
(t ) của
nó phụ thuộc v ào một tín
Nếu (t ) phụ thuộc vào x(t) như sau:
θ(t) Ω . t k . x(t); đây là điều chế pha.
Ngược lại, nếu θ(t) Ω . t k . x(t). dt; đây là điều tần. Thực tế, trong trường hợp thứ hai, tần số góc tức thời Ω(t) của tín hiệu đ ã điều chế l à:
Ω(t)
d (t ) dt
Ω k . x(t);
do đó dạng của tín hiệu điều chế, c òn g ọi l à tín hiệu mang tin, thay đổ i t ần số góc của tín hiệu đã điều chế. là tần số góc của tín hiệu sóng mang; k là độ nhạy điều chế Trong trường hợp cụ thể khi tín hiệu điều chế l à một sóng sin: x(t) v m (t) B . cos(ω . t);
trong đó
, sẽ thu được
θ(t) Ω . t k . x(t). dt Ω . t (k . B/ ). sin(ω . t);
do đó tần số của tín hiệu đ ã điều chế v M(t) thể hiện bởi công thức: v M (t ) A. cos (t ) A. cos.t ( k .B / ). sin( .t ); tần số góc tại thời điểm tức thời của tín hiệu đ ã điều chế l à vM(t) là:
Ω(t)
d (t ) dt
Ω k . B. cos( .t );
Công thức này chỉ
biểu diễn trường hợp đặc biệt khi tín hiệu điều chế l à sóng sin, nhưng nó chỉ ra tường minh rằng dáng điệu thế của tín hiệu v M(t), biểu diễn tr ên hình 7.1, trong mi ền thời gian. Khi đó tần số F(t) của tín hiệu đ ã điều chế thay đổi dựa tr ên tín hi ệu v m(t), dao động giữa giá trị lớn nhất F max và giá tr ị nhở nhất F min: k .B F max ; 2
F min
2
27
2
k .B 2
;
a) Sóng mang
Hình 7.1: Điều chế FM b) Tín hiệu điều chế c) Tín hi ệu đ ã điều chế.
4.2. CÁC TÍNH CHẤT CỦA ĐIỀU CHẾ FM Trong phần n ày giải thích một vài đại lượng v à tính chất liên quan tơi tần số tín hiệu đã điều chế. Độ lệch tần số F : Độ lệch tần số F được định nghĩa là độ dịch lớn nhất của tần số tín hiệu đã điều chế: F
F max F min 2
k .B 2
Chỉ số điều chế mf : chỉ số điều chế m f là tỉ tố giữa F và tần số điều chế m f
F f
f / 2 :
k .B 2 f
chỉ
số điều chế được xác định chỉ khi điều chế được thự c hiện với một âm tần [v m(t)] và, nếu công thức của v M(t) là tương ứng với độ dịch pha lớn nhất gây ra bởi âm tần điều chế. Phổ của một tín hiệu FM : Khi chỉ số điều chế m f được sử dung, tín hiệu với tần số của nó được điều chế bởi một sóng sin v m(t) được định nghĩa theo công thức sau:
v M (t ) A. cos (t ) A. cos .t m f . sin( .t ) ;
28
Theo phép biến đổi lượng giác, công thức n ày có th ể biến đổi th ành:
v M (t ) A. cos(.t ). cos m f . sin( .t ) sin(.t ). sin m f . sin( .t ) ; nếu
chỉ số điều chế l à thấp (mf <<1), khi đó công thức n ày có thể tính gần đúng như
sau:
v M (t ) A. cos(.t ) m f . sin( .t ). sin(.t ) ; và nó tr ở thành:
v M (t ) A. cos(.t )
A.m f
cos( ).t
A.m f
cos( ).t ;
2 2 thành phần chính là dạng của một tín hiệu AM. Ngược lại, nếu độ lệch pha l à lớn (mf >>1), công thức tr ên không th ể tính gần đúng, nhưng nó được triển khai th ành một chuỗi của các toán hạng như sau: v M (t ) A.cos(.t ) J n (m f ). cos(n .t ) sin(.t ) J n (m f ). sin( n .t ) n n
Hệ số Jn(mf ) là các hàm Bessel c ủa bậc một v à bậc n của mf . Chuỗi này, được khai triển hợp lý th ành tổng của một th ành phần tần số s óng mang và vô h ạn các th ành phần cộng tr ừ dạng cos( n ).t
như sau:
v M (t ) A. J O ( m f ) cos(.t ) J 1 (m f )cos( ).t cos( ).t
J 2 ( m f )cos( ).t cos( ).t J 3 (m f )cos( ).t cos( ).t ... Các giá tr ị
của hàm J n(mf ) t ạo thành dãy và biến thiên theo chỉ số điều ch ế theo một vài bậc n có thể cho phép ước định dải chiếm dụng của một tín hiệu FM, trong trường hợp một tín hiệu được điệu chế bởi mộ t sóng sin. Các k ết luận cho một tín hiệu được điều chế bởi một tần số âm tần f, cũng có thể hữu ích cho việc ước đoán dải thông chiếm dụng của một điều chế FM trong trườ ng hợp tín hiệu điều chế x(t) là bất kỳ. Một cách tổng quát, ta có thể phát biểu như sau: - Biên độ li ên quan t ới các th ành phần phổ của một tín hiệu FM phụ thuộc v ào các giá tr ị Jn(mf ); biên độ của th ành phần sóng mang ph ụ thuộc vào giá tr ị của J 0(mf ); khi hoạt động, nó phụ thuộc vào biên độ của tín hiệu điều chế B (J 0(mf ) b ằng không 29
khí mf = 2.404), khác v ới
điều chế AM m à ở đó biên độ của sóng mang thừa ra l à không phụ thuộc vào biên độ của tín hiệu mang ti n. - Liên hệ pha giữa các dải tạo ra sự đảo ngược pha đối với các dải lẻ thấp hơn. - Số lượng th ành phần phổ có ý nghĩa phụ thuộc v ào giá tr ị mf và biên độ của các biên số (sideband) (bắt nguồn từ toán hạng J n(mf ) của các bậc cao) có thể được bỏ qua dựa tr ên khoảng cách nhất định so với sóng mang, dựa v ào giá tr ị mf : thực tế tất cả các h àm Bessel bậc cao hơn (1+m f ) có thể bỏ qua. Công suất của tín hiệu FM : Công suất trung b ình của một sóng thực hiện điều chế góc là hằng số: P 1 / 2. A . 2
J
2 n
n
vì dễ dàng nhận ra điều n ày theo tr ực giác. Hình 7.2 ch ỉ ra ba ví dụ của phổ FM.
30
(m f ) 1 / 2. A 2
a) Phổ điều chế với m f = 0.2 rad. Độ rộng băng xấp xỉ : BW 2. f .(1 m f ) 2. f b) Phổ điều chế với m f = 2 rad. Độ rộng băng xấp xỉ : BW 2. f .(1 m f ) 6. f c) Phổ điều chế với m f = 20 rad. Độ rộng băng xấp xỉ : BW 2. f .(1 m f ) 2.( F f ) 2.F Hình 7.2:
4.3. ĐIỀU CHẾ FM Chức năng cơ bản của một bộ điều chế FM l à biến đổi tín tần số sóng mang h ình sin dựa trên biên độ của tín hiệu điều chế Có hai phương pháp chính để tạo ra một tín hiệu FM: đó là phương pháp một chiềuvà phương pháp gián tiếp. - Phương pháp trực tiếp sử dụng một bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp (VCO) với tần số dao động của nó tỷ lệ bậc nhất với biên độ tức thời của tín hiệu điều chế; - Trong khi đó, phương pháp gián tiếp tạo ra một điều chế FM với độ lệch pha rất nhỏ, nghĩa l à với một giá trị nhỏ của chỉ số điều chế v à dải phổ hẹp, sử dụng một bộ điều chế biên độ, sau đó tín hiệu FM của một dải hẹp được chuyển sang một tín hiệu FM dải rộng thông qua một bộ nhân tần. Phương pháp sử dụng trong mô đun T10L là phương pháp trực tiếp mà s ẽ được đề cập sau n ày. Có m ột v ài loại bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp m à có thể sử dụng để tạo một tín hiệu FM: xuất phát từ phương pháp phản xạ klystron sử dụng trong sóng vi ba, tới các mạch cộng hưởng của điện kháng biến đổi được hoặc mạch tích hợp VCO sử dụng ở các tần số thấp, dựa tr ên giá tr ị của tần số sóng mang (v à t ần số của tín hiệu điều chế).
31
Những
lợi thế của việc sử dụng phương pháp một chiều là có thể thu được độ lệch tần số rất lớn; ngược lại, tần số sóng mang có xu thế biến đổi theo thời gian, do vậy các phương pháp tinh vị phục vụ cho việc giữ ổn định: AFC=điều khiển tần số tự động, là cần thiết. Trong mô đun T10L, tín hiệu FM được tạo ra bởi một mạch PLL tích hợp khoá một tần số tham chiếu thạch an h vớ i giá tr ị bằng với giá trị tần số sóng mang. Dải PLL là r ất hẹp, do vậy sự thay đổi điện áp điều khiển sẽ tạo ra các biến thi ên nhanh của tần số VCO, ngược lại, các biến thi ên chậm sẽ bị triệt tiệu nhờ v òng hồi tiếp. Sự ổn định l à tốt, nhưng phương pháp này có một nhược điểm l à không tuy ển tính ở tất cả các dải tần đối với tín hiệu mang tin tập trung ở tần số thấp. 4.4. XÁC ĐỊNH TÍN HIỆU FM Một bộ giải điều chế FM sẽ tạo ra một điện áp lối ra tỉ lệ tuyến tính với tần số của tín hiệu lối vào. Các mạch thuộc loại này thường được biết đến như là các bộ tách sóng phân bi ệt (discriminator). Tính chất lý tưởng của một tách sóng phân bi ệt thể hiện ở quan hệ tần số lối vào/điện áp lối ra là một đường thẳng; đường này đi qua các giá trị của tần số sóng mang ở đó điện áp lối ra l à bằng không và độ nghi êng của đường thẳng này tương ứng với độ nhạy của discriminator. Một phương pháp xấp xỉ tính chất lý tưởng của một discriminator là tác động l ên tín hi ệu FM một bộ vi phân theo sau bởi một bộ tách sóng hình bao. Toán tử vi phân n ày biến đổi tín hiệu: v M (t) A . cos[Ω . t k . Error] Thành một tín hiệu AM/FM dạng :
A .[Ω . t k . x(t).]sin[Ω . t θ(t).]; Nếu không có độ lệch pha θ(t) , tín hiệu này tương ứng với một tín hiệu AM. Bộ tách sóng h ình bao tách tín hi ệu điều chế x(t): tín hiệu băng gốc có thể được khôi phục m à không có méo nếu k.|x(t)|< ;
như trong trường hợp điều chế AM. Mặc dù v ậy, bộ tách sóng h ình bao cũng chuyển các biến thi ên c ủa biên độ của tín hiệu FM sinh ra bởi nhiễu va các chuyển đổi không mong muốn FM -AM (ví d ụ như gây ra bởi các phần tử phi tuyến). Do vậy, trước khi đi v ào bộ vi phân, tín hiệu FM bị chặn , bị giới hạn: tín hiệu thu được l à một sóng vuông ở tần số điều chế; trước khi được sử dụng, sóng này được loại bỏ c ác thành phần hài của nó và chuyển đổi thành một tín hiệu FM với biên độ hằng số thông qua một bộ lọc thông dải.
32
Một
loại khác của bộ tách sóng phân bi ệt, được gọi l à bộ tách sóng phân biệt cân bằng, gồm hai mạch cộng hưởng song song, hoạt động ở hai tần số đổi xứng tương ứng vớ i tần số sóng mang; tín hiệu FM với pha bị đảo ngược tương ứng với hai bộ lọc được gắn v ào hai mạch này. Mỗi mạch cộng hưởng kích hoạt một bộ tách sóng h ình bao. Các lối ra của các bộ tách sóng h ình bao này được cộng v ào nhau và tổng c ủa hai đường đáp ứng n ày sẽ tạo ra một đặc tính tần số/điện áp đối xứng tương ứng với tần số sóng mang; tính ch ất tuyến tính của nó là hơn so với chuyển đổi FM/AM; thêm vào đó, những biến đổi không mong muốn của tín hiệu FM bị triệt khi thực hiện lấy tổ ng của hai đáp ứng. Độ lệch offset của d òng một chiều là k hông vượt quá dẫn nạp cảm ứng v à do vậy đáp ứng tới các tín hiệu mang tin với phân bố tập trung ở tần số thấp l à r ất tốt (nó không b ị xen lẫn bởi các độ lệch offset của d òng một chiều như xuất hiện trong tín hi ệu FM). Bộ tách sóng phân biệt cân bằng được sử dụng rất thường xuyên trong d ải hoạt động vi ba ở đó các mạch điện kích hoạt bao gồm các buồng cộng hưởng v à các bộ tách sóng hình bao được tạo n ên bởi các đi ốt tinh thể. Ngược lại, bộ tách sóng PLL được sử dụng rất thường xuyên đối với các tần số thấp hơn; loại giải điều chế này được thực hiện trong mô đun T10L. Trước khi thực hiện mô tả hoạt động của bộ tách sóng PLL, chúng ta sẽ khảo sát một vài tính ch ất chung của điều chế FM. Sự điều chế tần số băng rộng cho phép tăng công suất tỉ số tín hiệu tr ên nhiễu tại đầu nhận mà không c ần tăng công suất phát, như trong trường hợp điều chế AM. Thực tế, mức tín hiệu của lối ra bộ điều chế FM tỉ lệ với độ lệch tần số, như đ ã đề cập trước đó, vì vậy công suất của tín hiệu được giải điều chế có thể tăng lên khi độ lệch tần số của tín hiệu FM tăng. Biên độ của tín hiệu sóng mang không thay đổi nếu độ lệch tầ n s ố tăng, do vậy công suất phát giữ không đổi; sự hợp lý dựa tr ên d ải phát được yêu cầu v à chất lượng của tín hiệu tin được tái tạo lại. Cách tiếp cận của các bộ giải điều chế PLL đối với phương pháp điều chế góc l à chủ yếu khác với phương pháp của các bộ tách sóng phân bi ệt đã giải thích trước đây. Các bộ giải điều chế PLL thuộc khố i giải điều chế có phản hồi: do vậy nó mang lại chất lượng tốt hơn so với các bộ tách sóng phân bi ệt. Các bộ giải điều chế có phản hồi cũng gồm một v ài mạch, viết tắt bởi FMFB (bộ giải điều chế FM có hồi tiếp), có thể cho chất lượng tốt hơn bất kỳ các loại giải điều
33
chế
khác. Tr ong khi đó, các bộ giải điều chế PLL được biết đến bởi chất lượng tốt nó mang lại và cấu trúc đơn giản bởi sử dụng các mạch tích hợp rẻ v à cũng dễ cấu h ình. Hoạt động của một bộ giải điều chế PLL là khá đơn giản. Tín hiệu FM được đưa vào lối vào bộ xác địn h pha, trong khi đó điện áp điều khiển VCO tái tạo lại tín hiệu mang tin. Nhi ệm vụ thay thế sự biến đổi tần số lối v ào Δω trong kho ảng thời gian Δt , với một bước biến đổi tức thời của c ùng giá tr ị Δω Như trên đã giải thích, v òng lặp sẽ tạo cân bằng giữa tần số VCO v à tần số lối vào, trong kho ảng thời gian ngắn hoặc lâu hơn, do vậy một cân bằng mới được thiết lập khi bộ tách pha gửi tín hiệu K m Δθ tới VCO, dựa tr ên sự thay đổi pha Δθ giữa các lối vào. Giá tr ị
biến thi ên của điện áp điều khiển VCO, v d K m . Δθ sẽ tạo ra sự biến
thiên về tần số Δω :
v d K m . Δθ Δω/K 0 ;
trong đó, K 0 là độ nhạy của bộ tạo dao động cục bộ. Do đó, nếu tần số của tín hiệu FM thay đổi li ên tục tại một tốc độ nhỏ hơn thời gian mà bộ PLL cần thiết để cập nhật tr ạng thái cân bằng, điện áp V d , t ừ bộ tách pha thông qua b ộ lọc thông thấp, sẽ li ên tục tỉ lệ với sự biến thi ên tần số của sóng mang lối vào đ ã được điều chế. Tại thời điểm ban đầu, sóng mang là không được điều chế, điểm l àm việc của PLL sẽ được điều chỉnh sao cho sự khác biệt về pha tại bộ tách pha l à bằng không (điện áp điều khiển VCO l à bằng 0). Ngược lại, trong các điều kiện hoạt đông, điểm l àm việc sẽ dao động trong các giới hạn tuyến tính của đặc tính của bộ xác định pha. Một yêu cầu đối với một PLL l à có một dải mở rộng cho phép nhận tất cả các thành phần của điều chế FM. V. Điều chế AM 5.1. LÝ THUYẾT CHUNG Nhìn trên hình 6.1, xét m ột tín hiệ u sin vm(t) với tần số f: v m (t) B . sin(2 πf . t) và một sóng sin khác v c(t) với tần số F>>f:
v c (t) A. sin(2 π F . t) Nếu
biên độ của tín hiệu v c(t) là thay đổi bằng tổng của tín hiệu v m(t) và A, tín hiệu thu được v M(t) sẽ có dạng sau:
34
v M (t ) A k .B. sin( 2 f .t ). sin(2 F .t ) A.1 m. sin(2 f .t ). sin(2 F .t );
trong đó k là một hằng số tỉ lệ. Tín hiệu vM(t) gọi là tín hiệu điều bi ên (amplitude modulated singal) hay tín hiệu AM (AM signal). Tín hiệu vm(t) được gọi l à tín hiệu được điều chế hay tín hiệu mang tin; Tín hiệu vc(t) gọi là sóng mang (carrier). Hệ
số:
m
k .B A
có giá tr ị
0
index): Giá tr ị
sau:
m
k .B A
* 100% được
gọi là phần trăm chỉ số điều chế (percent
modulation index). Xem trên hình 6.1c: ch ỉ số điều chế m được tính như sau: m
H h H h
;
Thực tế, biên độ của tín hiệu v M(t) thay đổi trong khoảng H=A.(1+m) Và h=A(1-m) Nếu
một sự thay đổi theo thời gian bắt nguồn từ tích của v c(t) và tín hiệu mang tin x(t), tác động l ên sóng mang vc(t): A.x(t ). sin( 2 F .t ) A(t ). sin(2 F .t ); k ết quả thu được l à một dạng khác của điều bi ên. Trong trường hợp thông thường, khi x(t) l à một sóng sin dang: x(t ) k .v m (t ) k .B. sin(2 f .t ) . sin(2 f .t );
trong đó xem như là đại lượng khuếch đại có giá trị >0, tín hiệu v M(t) là k ết quả của dạng điều chế này đượ c biểu diễn như sau: v M (t ) A(t ). sin(2 F .t ) . A. sin( 2 f .t ). sin(2 F .t ); So sánh với
công thức tính v M(t) của tín hiệu AM trước đo, thấy rằng trong trường hợp n ày, không có xu ất hiện đại lượng sóng mang A. sin(2 F .t ); Do vậy, dạng n ày của điều chế biên độ được gọi là điều chế triệt sóng mang (suppressed-carrier modulation), ho ặc DSB modulation ( Double side band modulationđiều chế lưỡng bi ên), sẽ được giải thích kỹ hơn về sau. Dạng sóng của điều chế DSB được chỉ ra trong h ình 6.2.
35
Như được chỉ ra tr ên hình 6.2, v ới kiểu điều chế này, biên độ của tín hiệu DSB là bằng không khi giá trị của tín hiệu cần điều chế l à bằng không; Những sự đảo cực của tín hiệu cần điều chế tạo ra một sự đảo pha của tín hiệu đ ã điều chế.
a) Sóng mang
HÌnh 6.1: Điều chế AM b) Tín hi ệu được điều chế
36
c) Tín hi ệu đ ã điều chế
Hình 6.2: Điều chế DSB a)Tín hi ệu điều chế b) Tín hi ệu đ ã điều chế
5.2. PHỔ CỦA TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ Sử dụng các biến đổi lượng giác sẽ thu được biểu diễn của tín hiệu AM (không triệt sóng mang) như sau: v M (t ) A. sin( 2 F .t ) m.
A 2
cos2 ( F f ).t m.
A 2
cos2 ( F f ).t ;
Công thức này cho thấy
rất r õ ràng về tín hiệu AM được điều chế như thế n ào bởi một sóng sin giống với v m(t) về phổ tần số v à chứa ba th ành phần: A. sin( 2 F .t ) m. m.
A 2 A 2
sóng mang
cos2 ( F f ).t
biên thấp (lower sideband)
cos2 ( F f ).t ;
biên cao (upper sideband)
37
Trong điều chế DSB, sóng mang A.sin(2 F .t ) bị triệt, v ì vậy phổ biên độ của tín hiệu sẽ bao gồm chỉ có hai dải (do vậy có t ên gọi là điều chế lưỡng bi ên -Double sideband modulation): . .
A 2 A 2
cos2 ( F f ).t
dải phổ thấp (lower sideband)
cos2 ( F f ).t ;
dải phổ cao (upper sideband)
Hình 6.3 ch ỉ
ra các th ành phần biến đổi của tín hiệu AM, được biểu diễn trong miền tần số, dưới đường dạng của biểu đồ quan hệ biên độ v à th ời gian, v à trong miền tần số với biểu đồ quan hệ biên độ v à tần số. Điều biên là một quá trình chuyển đổi một tín hiệu tần số thấp (trong trường hợp này là một tín hiệu sin, hoặc tổng quát l à một tín hiệu thông thấp) l ên tới dải tần số của tín hiệu sóng mang. Trong trường hợp đặc biệt, tín hiệu DSB là k ết của của một sự phách giữa sóng mang và tín hiệu cần điều chế: điều n ày t ạo ra một sự cộng tần số v à tr ừ tần số v ào tín hiệu cần điề u chế, thu được hai biên thấp và cao. Do đó, biểu diễn của nó khác với tín hiệu AM như chỉ ra tr ên hình 6.3, b ởi vì không có đường sóng mang trong phổ biên độ như chỉ ra tr ên hình 6.4.
38
Hình 6.3:
Hình 6.4:
39
5.3. CÔNG SUẤT CỦA TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ Công suất tổng cộng của một tín hiệu AM l à tổng của th ành phần sóng mang, thành phần tần số thấp v à thành ph ần tần số cao. Khảo sát một tín hiệu sin l à tín hi ệu được điều chế v à tr ở tải là R: Các thành phần của phổ biên độ của tín hiệu AM có các công suất sau: 2 PC=A /2R bắt nguồn từ công suất của sóng mang; PL=(m.A)2/8R bắt nguồn từ công suất của phần phổ thấp; PU=(m.A)2/8R bắt nguồn từ công suất của phần phổ cao; Do đó nó chỉ ra rằng: - Công suất bắt nguồn từ sóng mang chỉ phụ thuộc vào biên độ của nó v à không phụ thuộc v ào chỉ số điều chế m; - Ngược lại, công suất bắt nguồn từ mỗi phần phổ thấp v à cao phụ thuộc cả vào chỉ số m v à nó chi ếm tới 25% công suất của só ng mang (50% cho cho c ả hai phần) khi m=1. Tín hiệu DSB chỉ có phần đóng góp công suất của hai th ành phần biên thấp và cao: PL=( .A)2/8R bắt nguồn từ công suất của phần biên thấp; PU=( .A)2/8R bắt nguồn từ công suất của phần biên cao; Trong trường hợp n ày, công suất tổng cộng, không tính giá trị của R, phụ thuộc vào giá tr ị của , đối với mỗi giá trị nhất định của A (biên độ sóng mang), biểu diễn một hệ số khuếch đại li ên quan tới biên độ B của tín hi êu vm(t). 5.4. PHỔ CỦA TÍN HIỆU CẦN ĐIỀU CHẾ Nếu một tín hiệu mang tin bao g ồm một tín hiệu thông thấp với dải tần từ f 1 tới f 2, điều chế AM dịch phổ tín hiệu được điều chế về tần số sóng mang trên và dưới như được chỉ ra trong h ình 6.5. Dĩ nhiên, phổ của tín hiệu được điều chế c àng r ộng, thì d ải phổ chiếm dụng B W của tín hiệu AM l à càng lớn. BW thí lớn gấp hai lần tần số cao nhất trong phổ của tín hiệu mang tin: BW = 2.f 2; Phổ tương ứng của điều chế DSB được chỉ ra trong h ình 6.5, không có đường biểu diễn phổ của tín hiệu sóng mang như có thể thấy trong tín hiệu AM.
40
Hình 6.5: Phổ điều chế của một tín hiệu mang tin thông thấp
5.5. TẠO TÍN HIỆU ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ Hoạt động cơ bản của các mạch sử dụng trong các hệ thống điều chế biên độ tuyến tính l à sự dịch chuyển tần số hay chuyển tần, cũng có thể gọi l à tr ộn (mixing). Thật vậy, như có thể thấy trong phổ biên độ của tín hiệu AM v à DSB trong mục trước, sự điều chế di chuyể n ph ổ của tín hiệu mang tin th ành hai thành ph ần phổ thấp và cao; Các thành ph ần phổ n ày gồm các th ành phần cộng v à tr ừ giữa tần số sóng mang và tín hi ệu được điều chế. Biểu diễn toán học thể hiện sự chuyển đổi tần số n ày là tích của tín hiệu mang tin (các thành ph ần của tín hiệu mang tin) v à tín hi ệu sóng mang. Do v ậy điều chế biên độ có thể thu đượ c thông qua vi ệc sử dụng các mạch (các bộ trộn-mixer) cho k ết quả lối ra l à tích của hai tín hiệu lối v ào nối tới tín hiệu được điều chế v à sóng mang. Một mạch kiểu này được tính hợp trong th ành phần MC1496, sử dụng trong mô đun T10L để thu được điều chế AM và điều chế DSB. MC1496 luôn luôn tác d ụng như một bộ trộn cân bằng m à b ỏ đi các th ành phần không cần thiết của lối v ào và t ạo ra tín hiệu DSB (tích) chỉ có hai phần phổ; Mạch của cấu hình này tr ở thành một bộ điều chế cân bằng hay bộ điều chế DSB. Một bộ điều chế giống như vậy có thể hoạt động ở mốt không cân bằng: trong trường hợp này, tín hiệu lối ra gồm hai dải th ành phần v à một phần phổ cố định tại tầ n số cao của tín hiệu sóng mang; do vậy, tín hiệu được điều chế x(t) l à loại thông thấp, tín hiệu lối ra sẽ biểu diễn bởi:
41
k 1 A. sin( 2 F .t ) k 2 A.x(t ). sin( 2 F .t ) k 1 A.1 k 2 / k 1 x(t ). sin( 2 F .t ); là một tín hiệu AM. Cũng có thể viết l à:
v M (t ) k 1 A.1 k / A.x(t ). sin(2 F .t );
trong đó thay đổi biên độ của x(t) với giả thiết nền của dòng một chiều của nó l à b ằng không, sẽ tạo ra một biến đổi của độ sâu điều chế (chỉ số điều chế ). Do v ậy, khi được sử dụng hợp lý, MC1496 cũng tác dụng như một bộ điều chế AM . Bộ
chọn S1 của mô đun T10L cho phép chuyển hoạt động của bộ điều bi ên từ mốt DSB sang mốt AM và ngược lại. 5.6. GIẢI GIẢI ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ Tín hi ệu mang tin có thể thu lại từ dạng sóng của tín hiệu được điều chế biên độ bằng hai phương pháp chính sau: - Giải điều chế không kết hợp (incoherent detection) - Giải điều chế đồng bộ hay giải điều chế kết hợp Phương pháp đầu ti ên không yêu cầu sử dụng bất kỳ một sự đồng bộ hay một bộ tạo dao động cục bộ kết hợp n ào, và nó khôi ph ục lại tín hiệu theo các bộ giải điều chế khá đơn giản. Mặc dù vậy, các bộ giải điều chế n ày không th ể sử dụng với tín hiệu DSB. Loại này bao gồm: - Giải điều chế h ình bao (envelope detector); - Giải điều chế theo lu ật bình phương (square-law detector). Hệ thống n ày có thể chuyển các th ành phần phổ của hai dải của một tín hiệu AM, mà chứa thông tin của tín hiệ u b ản tin (gốc), về dải tần cơ sở m à không cần một bộ tạo dao động cục bộ có kết hợp (như trong trường hợp giải điều chế có đồng bộ); mặc dù vây, tín hi ệu mang tin x(t) sẽ giới hạn về biên độ, đó l à: |x(t)|/A(sóng mang)<<1.
Mô đun T10L sử dụng phương pháp đồng bộ m à có thể áp dụng cho cả tín hiệu AM và DSB. Các bộ
giải điều chế đồng bộ sử dụng khá phổ biến v ì s ự đơn giản v à giá thành thấp, đặc biệt trong các thiết bị mang tính thương mại. Đây là lý do tại sao mạch điển h ình thuộc lớp này, đó là giải điều chế h ình bao được mô tả ngắn gọn trong chương này. 42
5.6- 1. Giải Giải điều chế hình h ình bao (envelope detector) Quan sát trên hình 6.6 d ạng sóng của một tín hiệu AM, để ý tới sự biến thi ên của hình bao t ương ứng với dạng s óng của tín hiệu cần điều chế.
Hình 6.6: Tín hi ệu ệu AM Cấu trúc của một bộ giải điều chế h ình bao (tách sóng hình bao) được chỉ ra trong hình 6.7. Từ hình vẽ ta thấy, mạch n ày bao gồm một đi ốt v à một bộ lọc R -C. -C. Hoạt
động của nó tương tự một bộ chỉnh lưu nửa bước só ng (half-wave rectifier), b ở i vì điện áp lối ra bám theo các giá trị lớn nhất của sóng mang. Theo cách này, nếu các gía trị R v à C( hằng số thời gian của bộ lọc) được chọn thích hợp, điện á p l ối ra sẽ tái tạo lại h ình bao c ủa tín hiệu AM, đó chính là dáng điệu của tín hiệu được điều chế.
Hình 6.7: Gi ải ải điều chế (tách sóng) hình h ình bao ằng điện áp lối ra của mạch n ày không th ể theo kịp những sự đảo pha Cần thấ y r ằng của
sóng mang DSB mà bắt nguồn từ những thay đổi cực tính của tín hiệu đem điều
chế. Do vậy,
phương pháp này không thể áp dụng cho giải điều chế cho tín hiệu
DSB.
43
Trong trường hợp tín hiệu AM, bộ giải điều chế h ình bao tái t ạo lại phần n ào tín hiệu gốc nếu tránh được hai loại méo khả dĩ phụ thuộc v ào hằng số thời gian R C c ủa bộ lọc. Hai loại méo n ày xuất phát từ hai điều kiệ n sau: - Nếu hằng số thời gian quá thấp so với chu k ì của sóng mang, hình bao thu được sẽ bị gẫy khúc bởi một đường mấp mô; giá trị R C càng thấp, đường mấp mô càng rõ h ơn, như được chỉ ra tr ên hình 6.8 a); - Nếu hằng số thời gian quá cao so với khoảng biến đổi nhanh nhất của tín hiệu mang tin, tín hiệu tách được sẽ trượt khỏi xu hướng giảm của só ng hình bao mà giảm theo h àm mũ của chính nó, theo thời gian: loại méo n ày là d ạng của “of diagonal cutoff”,, như chỉ ra tr ên hình 6.8 b).
Hình 6.8: Các loại loại méo của tách sóng hình bao a) ripp ipple b) diag iagonal onal cuto cutoff ff
5.6- 2. Bộ Bộ giải điều chế đồng bộ (synchronous detector) Từ cái nhìn dựa tr ên ên sự chuyển đổi tần số, bộ giải điều chế kết hợp hay giải điều chế đồng bộ thực hiện một quá tr ình ình ngược lại so với điều chế biên độ . Như đã gi ải thích ở trước đây, điều chế biên độ thực hiện một phép chuyển đổi phổ của tín hiệu được điều chế th ành hai dải phổ thấp v à cao của tín hiệu đ ã điều chế, đặt tại vị trí thấp v à cao so v ới tần số sóng mang. Do đó giải điều chế có đồng bộ, một quá trình ng ược lại đuợc thực hiện để chuyển phần phổ mang tin của tín hiệu đ ã điều chế về dải tần cơ sở. Hoạt động cơ bản của quá tr ình ình chuyển đổi n ày vẫn là tích (hay s ự trộn) giữa tín hiệu đ ã điều chế v à tín hi ệu tạo ra bởi một bộ tạo dao động cục bộ tương quan với tín hiệu sóng mang. DS B, khai triển: Ví dụ, xét điều chế DSB,
44
1 A. x ( t ). sin( 2 F .t ) . C . sin( 2 F .t )
A D . x ( t ). sin( 2 F .t ).sin( 2 F .t ). cos cos( 2 F .t ). sin ; thu được: AD / 2. cos .x(t ) AD / 2. cos .x (t ). cos(2 2 F .t ) AD / 2. sin .x(t ). sin( 2 2 F .t ); Tích này cho thấy rằng: -
Các thành phần tần số cao, gồm cả sin v à cos của ( 2 2 F .t ) sẽ bị khử tại lối ra của bộ tr ộn bởi bộ lọc thông thấp lối ra;
Ở dải tần cơ sở l à thành phần phổ của tín hiệu mang tin (cần điều chế) nhân với cos là cosin c ủa pha của tín hiệu tạo bởi bộ tạo dao động cục bộ, do vậy sóng sin được tạo ra phải tương quan hoàn hảo (hay đồng bộ) với sóng mang: nếu / 2 , tín hiệu khôi phục sẽ bị triệt mất. Do v ậy, nó là điều r ất cần thiết để tái tạo lại một sóng sin tương quan với sóng mang điều chế. Sơ đồ khối của hệ giải điều chế đồng bộ được chỉ ra tr ên hình 6.9, trong đó hằng số k 0 nhân với tín hiệu mang tin lối ra được xem như là độ khuếch đại của bộ nhân. -
Hình 6.9: Sơ đồ khối của một bộ giải điều chế (tách sóng) đồng bộ Việc
tái tạo ra một sóng sin tương quan với tín hiệu sóng mang l à dễ dàng hơn trong trường hợp tín hiệu điều chế AM. Giải điều chế có đồng bộ của tín hiệu n ày tuân theo các quá trình gi ống như giải điều chế cho tín hiệu DSB, nhưng trong trường hợp n ày có một thuận tiện là phổ của tín hiệu đã điều chế bao gồm cả đường bao phổ sóng mang. Như đã giải thích ở tr ên, phần công suất đóng góp của sóng mang trong tín hiệu AM luôn chiếm xấp xỉ tới 67% của tổng công suấ t (phụ thuộc vào giá tr ị của chỉ số điều chế m).
45
Do vậy, đối với trường hợp n ày là hiệu quả khi sử dụng một PLL khoá tần số v à pha của s óng mang lối
vào để thu được phi ên b ản tương quan của sóng mang đưa vào bộ trộn. Sơ đồ khối của một bộ giải điều chế cho tín hiệu AM được trình bày trong hình 6.10.
Hình 6.10: Sơ đồ khối của một bộ giải điều chế có đồng bộ. Mặc d ù có một số phương pháp để giải điều chế tín hiệu AM, giải điều chế có
đồng bộ thích hợp cho những ứng dụng với chất lượng y êu cầu cao bởi vì nó có m ột vài ưu điểm so với các phương pháp khác như sau: - Méo nhỏ (low distortion) - Giải điều chế chính xác ngay cả khi các tín hiệu AM có độ sâu điều chế cao, hoặc các tín hiệu được điều chế chứa nhiều biến đổi tức th ì, như trong các điều chế xung; - Khả năng cung cấp một độ khuếch đại điều chế (>1), nếu cần thiết. Trong bất kỳ t ình hu ống nào, bộ giải điều chế AM cũng có ưu điểm l à có cấu tr úc đơn giản. Ngược lại, sự truyền tín hiệu AM y êu cầu phát th ành phần công suất cao bởi vì thành ph ần công suất của sóng mang không chứa thông tin của tín hiệu mang tin. Do đó, nếu không cần thiết phải giữ giá th ành thấp cho bộ nhận, ngay cả với th iết bị truyền dẫn giá thành cao như trong các hệ thống quảng bá mang tính thương mại, vẫn là tốt hơn khi chọn các phương pháp điều chế khác. Ví dụ, điều chế DSB, được khảo sát trong mô đun T10L, l à một trong các phương pháp được sử dụng nhằm tránh công suất phát không được kết nối với thông tin được chuyển đổi. 46
Cách điều chế n ày loại bỏ hoàn toàn sóng mang t ừ tín hiệu được phát. Nó có thể được tạo ra dễ d àng và cũng có th ể tái tạo lại các tín hiệu mang tin với mật độ phổ cao ở tần số thấp (nó không bị ảnh hưởng bởi độ lệch ban đầu của d òng một chiều như trong đặc trưng của một tín hiệu AM); Tuy nhi ên sẽ gặp phải khó khăn trong quá trình tách nh ận do không có sóng mang, v ì cần thiết phải khôi phục tần số tham chiếu (sóng mang) đối với giải điều chế có đồng bộ. Các k ỹ thuật điều chế biên độ có thể phức tạp hoặc đơn giản đối với cách tạo ra chúng hoặc giải điều chế chúng, v à sự phức tạp n ày dựa tr ên sự thoả hiệp giữa giải thông chiếm dụng, đáp ứng tốt với các tần số thấp v à công suất phát cần thiết sử dụng, tương ứng với trường hợp điều chế AM và điều chế DSB. Mặc d ù v ậy, cho mục ti êu giảng dạy trong trường học, mô đun T10L cho phép thực hiện hợp nhất giải điều chế kết hợp đối với cả hai loại điều chế AM và DSB, đưa ra hai điểm tham chiếu đủ để khảo sát các tính c hất cơ bản của điều chế biên độ. Vấn đề khôi phục lại sóng mang trong điều chế DSB sẽ được giải quyết thông qua việc đưa ra một đường dẫn có tác dụng như một toán tử phi tuyến tác động v ào tín hiệu DSB, như hàm b ình ph ương được chỉ ra trong sơ đồ khổi tr ên hình 6.11. Phổ thu được sau khi thực hiện phép toán b ình phương này bao gồm th ành phần cộng và tr ừ của tần số của tín hiệu DSB: các th ành phần này cũng bao gồm th ành phần tần số lớn gấp hai lần tần số sóng mang.
Hình 6.11: Sơ đồ khối thực hiện khôi phục sóng mang Tín hiệu tuần ho àn t ại đầu ra của bộ chia được định dạng để thu được một sóng sin, k ết hợp với sóng
mang điều chế. Hình 6.12 trình bày sơ đồ ho àn chỉnh của một bộ giải điều chế DSB .
47
Hình 6.12: Sơ đồ hoàn chỉnh của một bộ giải điều chế DSB Theo sơ đồ n ày, các ho ạt động của bộ giải điều chế DSB được thực hiện như sau:
DSB được nhân đôi bằng bộ b ình phương, để thu được các th ành phần phổ với tần số gấp đôi tần số sóng mang điều chế . - Một tín hiệu tuần ho àn tần số gâp đôi tần số sóng man g được lấy ra từ bộ lọc thông dải ở lối ra của bộ PLL. - Bộ tăng cường pha ở lối ra của PLL cho phép loại bỏ độ lệch pha ban đầu của tín hiệu n ày mà bị sinh ra khi đi qua bộ PLL v à bộ lọc trước đó. - Tần số của tín hiệu có pha điều khiển được này được chia hai và dạng sóng thu được từ bộ chia này được định dạng bởi bộ lọc với giải thông rất hẹp v à độ lệch trung tâm l à bằng không. - Sóng sin đựoc tạo ra từ bộ lọc n ày gửi thông số tham chiếu kết hợp tới bộ tr ộn để thực hiện việc đồng bộ cho giải điều chế. - Lối ra của bộ trộn (bộ nhân) sẽ đượclọc bởi một bộ lọc thông thấp để tách tín hiệu tin khỏi các th ành ph ần tần số cao sinh ra trong quá tr ình lấy tích. Một ghi chú quan trọng trong quá t ình được chỉ ra ở tr ên là khi thực hiện chia hai tần số PLL có thể sẽ tạo ra mộ t s ự dịch pha trong tín hi ệu tham chiếu gửi về bộ giải điều chế; sự lệch pha n ày có thể tạo ra sự đảo cực đối với tín hiệu được giải điều chế. -
Tín hiệu
48
B. THỰC HÀNH Thi ết bị yêu cầu: -
Nguồn nuôi ± 12V
Dao động ký 2 k ênh - Vôn kế - Mô đun T10L/EV - Các linh kiện và dây nối k èm theo - Microphone và loa có khuếch đại (không bắt buộc). 1.1. MÔ TẢ MẠCH ĐIỆN Mô đun T10L/EV bao gồm một tổ hợp các mạch chức năng. Các mạch n ày tương ứng với các th ành phần cơ bản của một V òng bám pha (Phase Locked Loop PLL) và đồng thời cũng có thể thực hiện được rất nhiều mode hoạt động khác nhau của hệ thống n ày. Không chỉ thế, mô đun n ày còn cho phép th ực hiện một v ài ứng dụng quan tr ọng sử dụng PLL. Mô đun T10L/EV bao gồm: - Hệ PLL gồm bộ so sánh pha (phase comparator), bộ lọc v òng (đây là bộ lọc thông thấp - low pass filter - loop filter), b ộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp (Voltage Controlled Oscilator VCO) và một bộ chỉ thị khóa (lock -
indicator);
chức năng cơ bản của PLL, một số mạch khác được th êm vào để tạo n ên một bộ tổng hợp tần số (frequency synthesizer); thiết bị n ày bao gồm không chỉ PLL, m à còn một bộ tạo tần số tham chiếu (reference frequency generator), một bộ tỷ lệ và một bộ chia khả tr ình (bộ định thang and programable divider) c ủa tần số được tạo ra bởi VCO và một bộ phách xuống (down converter) cho phép t ổng hợp v à chuyển đổi tần số VCO; - Các mạch ứng dụng ri êng biệt của PLL: bộ giải m ã âm thanh (tone decoder), bộ tạo sóng mang v à bộ điều chế v à giải điều chế FM, bộ điều chế v à giải điều chế đồng bộ AM; - Các mạch trợ giúp gồm một bộ khuếch đại lối v ào cho tín hi ệu lối vào tấn số thấp, các bộ tạo âm tần tần số thấp, bộ đệm tăng ích biến đổi được (variable gain buffer) cho các tín hi ệu điều chế v à một bộ lọc ở lối ra của bộ giải điều chế. -
Ngoài các mạch
49
Ngoài ra, module còn bao g ồm một tổ hợp các công tắc chọn lựa và các đầu kết nối cho phép cấu h ình mô dun theo các ch ức năng mong muốn.
1.2. SƠ ĐỒ KHỐI CỦA MODULE Các khối chức năng của mô đun T10L/EV được chỉ ra tr ên hình 1.1 và được mô tả như sau: Sơ đồ khối của h ình 1.1 chỉ ra các chức năng có thể thực hiện bởi các mạch của mô đun và chỉ ra cách thức kết nối các mạch chức năng n ày với nhau để thực hiện những hoạt động khảo sát các chủ đề li ên quan.
Hình 1.1: S ơ đồ khối của mô đun T10L/EV
1.2- 1. Vòng bám pha PLL (PHASE LOCKED LOOP): Nó bao gồm các th ành phần của một hệ thống PLL v à các mạch khác kết nối khác để tạo n ên một bộ tổng hợp tần số. Các mạch n ày là: - XT Reference, Divider/2000 e Divider/R: thực hiện tạo ra một hoặc hai tần số tham chiếu 100 Hz và 1 kHz (chúng có th ể được lựa chọn thông qua bộ chọn S2) và hai tín hi ệu xung vuông tần số 1 và 2 kHz được sử dụng bởi các bộ tạo
50
âm thanh tần số thấp; Các mạch n ày cũng tạo ra một sóng vuông tần số 400 kHz làm tham chiếu cho bộ tạo dao động cục bộ (VCO) của bộ chuyển đổi;
Bộ so sánh pha (PHASE COMPARATOR): nhằm tạo ra một tín hiệu sai khác (lỗi) trong hệ thống PLL; tín hiệu n ày phụ thuộc v ào s ự sai khác về pha (v à t ần số) của tín hiệu tham chiếu v à tín hi ệu của bộ chia tần trong bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp (VCO); - Bộ lọc vòng (LOOP FILTER): bộ lọc thông thấp n ày trong hệ thống PLL sẽ dựa chuyển tín hiệu lỗi của bộ so sánh pha thành mức 1 chiều và gửi tín hiệu này điều khiển VCO của PLL; - VCO: là b ộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp: nó tạo ra tần số lối ra r ồi so sánh với tần số và pha của tín hiệu tha m chiếu, thông qua bộ tỷ lệ và/hoăc bộ chia khả tr ình của bộ tổng hợp tần số; - Nguồn DC (DC SOURCE): nguồn tạo ra một lệnh thủ công cho điều khiển tần số VCO, cho các mục đích kiểm tra; - Khoá (LOCK): dùng để báo hiệu trạng thái khóa trong (lock-in state) gi ữa tín hiệu tham chiếu v à tín hi ệu lối ra của các bộ chia của bộ tổng hợp tần số; - VCO/400 kHz, Mixer và LPF/200 kHz: dùng để thực hiện hạ tần số của bộ VCO trong PLL và s ẽ được sử dụng để tổng hợp và chuyển tần; - Bộ chia tỷ lệ: bộ này chèn thêm vào một hằng số chia 10 cố định trong chuỗi chuyển đổi từ tần số VCO tới tần số tham chiếu; - Bộ chia khả tr ình (PROGRAMMABLE DIVIDER): t ạo ra phần tử chia thay đổi chèn vào giữa tần số VCO v à tần số được so sán h với tín hiệu tham chiếu, do đó, giá trị của tần số VCO lối ra (tần số tổng hợp) có thể được giữ cố định. 1.2- 2. Bộ giải mã âm thanh (TONE DECODER) Nó xác định âm tần tại 50 kHz giữa hai giải xác định khác nhau. Bao gồm: - Bộ xác định pha, bộ lọc v òng và VCO (Bộ dao động điều khiền bằng điện áp 50kHz): Nh ững mạch n ày tạo một vòng khóa pha (PLL) th ực hiện khoá pha (v à tần số) của tín hiệu âm thanh đưa vào; bộ tách pha trong kh ối n ày cung cấp một tr ạng thái khoá trong (lock -in state) khi các lối vào của nó là vuông pha v ới -
nhau; -
Bộ xác định vuông pha và bộ lọc thông thấp lối ra (Output Low Pass Filter Bộ lọc thông thấp lối ra): Mạch đầu tiên xác định sự khác biệt vuông pha giữa
51
các lối v ào c ủa
bộ xác định pha, gửi tín hiệu giả i mã âm thanh t ới lối ra của bộ lọc sau; Bộ lọc này sẽ loại bỏ những tín hiệu không mong muốn do nhiễu; - M ạch chọn dải: Mạch này điều khiển h àm truyền của bộ lọc v òng và gi ải thông lối ra của bộ lọc n ày, thông qua b ộ chọn S3, từ đó thiết lập hai giá trị khác biệt (hẹp và r ộng) của dải xác định; - VREF và OUT DET: các mạch này lần lượt thực hiện so sánh tín hiệu của lối ra bộ lọc với một ngưỡng quyết định v à xác nhận sự hiện diện của âm thanh (tone) trong dải xác định. 1.2- 3. Các bộ phát/điều chế FM (GENERATORS/ FM MODULATOR) Các bộ phát/ điều chế FM tạo ra một tham chiếu tại tần số 455 kHz đối với sóng mang VCO, mà tần số lối ra của nó (FM OUT) được điều chế bởi tín hiệu lối v ào (MOD IN 1). Bộ giải điều chế FM (FM DEMODULATOR)
xác định tín hiệu điều chế chuyển đổi tín hiệu điều khiển của một PLL đang khoá tín hiệu FM lối v ào ( FM IN ), thành lối ra (DEM OUT ). B ộ PLL này là vòng thông th ường gồm có: so sánh pha, bộ lọc vòng và VCO@455 kHz.
1.2- 4. Các bộ phát/điều chế AM Thực hiện bằng cách nhân tín hi ệu lối v ào (MOD IN 2) v ới sóng mang (CARRIER IN): k ết quả thu được l à tín hiệu điều chế; bộ chọn S1 cho phép giữ phép nhân này cân b ằng hay không cân bằng từ đó tạo ra một tín hiệu DSB hay một tín hiệu AM.
1.2- 5. Bộ tạo sóng mang và bộ tách tí n hiệu SYNC AM Sẽ tách nhận tín hiệu AM một cách đồng bộ hay k ết hợp (synchronously or coherently). Nó bao g ồm các th ành phần sau: - Bộ nhân AM IN: t ạo ra tín hiệu xung vuông lối v ào; ph ổ của tín hiệu lối v ào có tần số gấp đôi tần số sóng mang tương ứng (910 KHz) cho cả hai trường hợp tín hiệu AM v à tín hiệu DSB. - BPF/910 KHz: nó triệt các th ành phần tần số kh ác với tần số 910 KHz có ở lối ra của bộ nhân. - Bộ so sánh pha, bộ lọc v òng và VCO/910 KHz: chúng tạo l ên PLL ấn định tần số (trung tâm) 910 KHz t ại lối ra của bộ lọc thông dải BPF/910 KHz.
52
Bộ chia/2 và BPF/455KHz: khởi đầu từ lối ra VCO của v òng bám pha PLL, những mạch n ày tái tạo lại một sóng sin 455 KHz, đồng bộ với sóng mang của tín hiệu điều chế; - Bộ ghép k ênh OUT 4 (OUT 4 Multiplier): thực hiện nhân tín hi ệu đ ã được điều chế (AM IN) với sóng mang được tái tạo lại: Kết quả cho ra tín hiệu (OUT 4) gồm các th ành phần tần số của tín hiệu điều chế, b ên cạnh các th ành phần một chiều và các thành phần tần số cao. 1.2- 6. Bộ lọc thông thấp: sẽ được kết nối vớ i lối ra của các bộ giải điều chế cho phép phân tách tín hi ệu có ích với các th ành phần khác tạo ra bởi các mạch tách nhận. Nó bao gồm các khối như sau: - AMP 2 & GAIN: cho phép điều chỉnh mức tín hiệu (LPF IN) v à tách ra thành phần một chiều , thông qua một cặp điện dung; - LPF/ 4 KHz: gửi tín hiệu điều chế quay lại lối ra 5 (OUT 5). 1.2- 7. Các bộ phát/tần số thấp gồm có: - AMP 1: được sử dụng như một mạch lối v ào cho các tín hi ệu tần số thấp từ ngoài (MIC và LF IN), th ực hiện lọc v à gửi các tín hiệu n ày tới LF OUT; - 1 KHz GEN và 2 KHz GEN: chúng tạo dạng sóng sin 1 v à 2 KHz từ các sóng vuông tham chi ếu và gửi chúng tới OUT 1 và OUT 2 tương ứng; - ĐỆM V À KHUY ẾCH ĐẠI (BUFFER AND GAIN): rút ra một tín hiệu tần số thấp (BF) mà được lối với lối v ào BUF IN; sau đó tín hiệu có trở kháng thấ p và biên độ điều chỉnh được này được gửi tới OUT 3, sau đó được đưa vào các lối vào tần số thấp của các bộ điều chế. Mô đun T10L/EV được cung cấp nguồn nuôi +12 V DC thông qua các chân cắm thích hợp; Một bộ chuyển đổi DC/DC b ên trong s ẽ tạo ra một điện thế l àm việc là +/- 5 -
VDC.
53
Bài tập 1 TÌM HIỂU VỀ PLL
I. Mục đích -
Cung cấp
các thành phần thực hiện giải tích tuyến tính của một hệ thống
PLL. -
Mô tả sự vận hành của các thành phần của hệ thống n ày.
-
Kiểm tra hoạt động của v òng trong nh ững điều kiện hoạt động cụ thể.
II. Bài thực hành Các bài thực hành này hướng v ào kiểm tra một số thông số lý thuyết của PLL trong th ực tế, thông qua sử dụng mô đun v òng khoá pha (b ộ tổng hợp tần số -frequency synthesizer) được cấu h ình một chiều với lối v ào tham chiếu (REF-IN) 1kHz. Ở phần mô tả, hình 1.1 th ể hiện sơ đồ khối của mạch trình bày trên bảng điều khiển. Các trang thi ết bị cần thiết: - Nguồn nuôi ±12V, - Mô dun kiểm tra T10L/EV - Dao động ký - Vôn kế - Bộ kiểm tra v à bộ đo tần số (nếu có) C ấu hình cho mô đun: - Đặt lẫy cắm J 3 ở vị trí A, J4 ở vị trí A, k ết nối 2 l ẫy J1 và J2, và b ộ chọn S2 đặt ở vị trí 1kHz l à giá tr ị tần số của tín hiệ u lối vào bộ xác định pha. - Đặt bộ chia khả tr ình (programmable divider) t ại 450 - Nguồn cấp cho mô đun l à +12 VDC. 2.1. KHẢO SÁT HỆ SỐ KHUẾCH ĐẠI CỦA VCO Tần số VCO (TP12) nhận giá trị trung tâm 450 kHz tương ứng với đầu v ào c ủa thế V0 (lý thuyết là zero) được gửi từ lối vào điều khiển (TP11) đóng vai tr ò là tín hi ệu điều khiển. Hệ số khuếch đại của VCO: là tỉ số giữa độ dịch chuyển của tần số lối ra và điện áp điều khiển, có thể được đo như sau: 1. Nối một đầu đo của dao động ký đ ã được đặt than g chia 500mV/div v ới TP11.
54
2. Nối
đầu đo còn lại với thiết lập đo cho sóng sin 2V PP và t ần số là 300-600 kHz v ới
TP12.
Điều chỉnh “Nguồn một chiều (DC SOURCE)” của tín hiệu lối v ào TP12 (VCO) ở giá tr ị 450kHz và đo thế lối ra V 0 của TP11 (tín hiệu điều khiển); 4. Đo tần số tương ứng với 5 giá trị của thế điều khiển thu được bằng cách tăng thế của TP11 từng bước nhảy V là 200 mV, c ũng như vậy thu thậ p các giá tr ị bằ ng cách giảm dần từng bước nhảy V trên từ giá trị khởi đầu V 0. 5. Tính 10 quãng t ần số f i thu được từ sự khác biệt giữa giá trị đo được tại các điểm 3.
liên ti ếp (gồm cả giá trị khởi tạo ban đầu 450kHz); sau đó tính gía trị trung b ình f của các quãng này f i .
Độ khuếch đại của VCO được tính như sau: 5 2 f /(2 * 10 1 ) [rad/s*V] (giá tr ị mong muốn xấp xỉ 9*10 [rad/s*V]).
6.
2.2. HỆ SỐ KHUẾCH ĐẠI CỦA BỘ TÁCH NHẬN PHA Trong tr ạng thái ổn định bộ tách nhận pha cho ra một điện áp một chiềuđi vào bộ lọc: điện áp n ày phụ thuộc v ào sai khác pha θ giữa tín hiệu v ào (TP8) và tín hi ệu phản hồi (TP9). Độ khuếch đại ở trạng thái ổn định của khối bộ tách n hận-lọc (detector -filter) không ph ải là vô cùng vì nh ững lý do liên quan đến cấu trúc của khối n ày, bởi vậy một giá tr ị không đổi khác không sẽ tương ứng với giá trị điện áp một chiềuở lối ra. Trong truờng hợp một bộ lọc với độ khuếch đại d òng một chiều là vô hạn, một lượng không đổi của dịch chuyển tần số VCO bắt nguồn từ một lối ra không đổi của bộ lọc này, sẽ giảm tương ứng giá trị của θ xuống không. 2.2- 1. Đo độ khuếch đại của bộ tách nhận pha được thực hiện như sau (hình 2.7) 1. Chuyển J3 t ới vị trí B v à n ối hai đầu đo của bộ dao động ký với điểm kiểm tra TP8 và TP9 tương ứng l à các tín hiệu số với tần số 1kHz v à giá tr ị 0-5V. 2. Chọn vị trí của bộ chia khả tr ình thực hiện chia 300 v à kích hoạt dao động ký với tín hi ệu của chân TP9 cho phép đo sự trễ t 1 giữa các đuôi xung xuống (trailing edges) của hai tín hiệu TP9 v à TP8. + 3. Đo điện áp (dương cực) V C của TP11, với đầu đo được nối với TP8, hoặc với một vôn k ế (2VDC/F.S). 4. Dịch bộ chia khả tr ình thực hiện chia 600 và đo độ trễ t 2 giữa đuôi xung xuống của các tín hiệu tại TP8 v à TP9, kích ho ạt dao độ ng ký với tín hiệu của chân TP8.
55
Đo điện áp ( cực tính âm) V -C của TP11, như được chỉ ra ở bước 3. Thu được t ( t 1 t 2 ) / 2; đo bằng thang ms . + VC = (V C-V C)/2; đo bằng thang V, gía tr ị đo được sẽ l à: VC / 2 π* Δt [V/rad] (giá tr ị 5.
mong muốn là 11 ).
Hình 2.7: Đo độ khuếch đại của bộ tách nhận pha a) VCO 300kHz b) VCO 600kHz
2.3. HỆ SỐ KHUẾCH ĐẠI VÒNG LẶP (loop gain) Trong tr ạng thái ổn định, độ khuếch đại v òng bám K V = K d*K 0, trong đó K d là độ khuếch đại lối ra (d òng tr ực tiếp) của khối xác đinh pha -bộ lọc (detector -filter unit), biểu diễn trong đơn vị [V/rad], v à K 0 là độ khuếch đại của VCO (đơn vị rad/s*V], được đo ở tr ên. -1 K V là một tần số, [t ]. Giá tr ị K V mong mu ốn thu được từ các phép đo trước l à 10 7 . Như đã đề cập, trong trạng thái ổn địn h, s ự khác biệt pha θ tại lối vào c ủa bộ tách pha tương ứng với một sự dịch chuyển nhất định ω của tần số VCO, l à: Δθ Δω/K V ; 2.3- 1. Xác minh lại kết quả này bằng phép đo thực hiện như sau
56
Đặt vị trí của bộ chia khả tr ình tại giá trị 600 (nếu cần thiết), kiểm tra xem độ dịch tần số của VCO ω từ tần s ố trung tâm 450kHz có bằng 150kHz hay không s ử dụng máy đo tần số (hoặc một đầu đo của dao động ký sử dụng được thiết lập để đo sóng sin 1.
2VPP).
Đặt các đầu đo của dao động ký tương ứng với điểm kiểm tra TP8 v à TP9 và kh ởi động theo TP8 (tr igger enabled by the signal of TP8), đo khoảng cách t giữa các đuôi xung xuống của hai tín hiệu như trong mục III.2. 3. Hai giá tr ị này là: 2.
Δθ 2 π* 1.5 * 10 5 /K V ; với K V K d * K 0 ;
và
Δθ 2 πΔt/T;
trong đó T=10-3 là chu k ỳ của các tín hiệu REF -IN và COMP.IN, g ần như trùng khớp. Sự tr ùng khớp chỉ ra trong điểm 3 l à t ốt nhưng không chính xác tuyệt đối bởi v ì
phép đo t có độ lệch ban đầu của nó (instrinsic offset) b ên trong b ộ xác định pha; giá tr ị lệch này này cố thể được khử bằng cách lấy trung b ình của t 1 và t 2 trong bước III.2 để xác định K d. Phần Mô dun sử dụng trong các b ài tập này là bộ tổng hợp tần số (có hoặc không có sự chuyển đổi); mạch này được sử dụng cho tổng hợp một chiều (không có s ự chuyển đổi), với bộ chia khả tr ình chia N (programable divider by N), tác d ụng như một bộ nhân tần (frequency multiplier); bộ nhân tần n ày tạo tra một tín hiệu có tần số cao gấp N lần tần số so của tín hiệu lối v ào của bộ xác định (REF. -IN), tại đầu ra của VCO. Biến
N của mạch này được chèn vào đường dẫn từ lối ra của VCO vói lối v ào hồi tiếp của bộ xác định pha. Các phép đo chỉ ra rằng trong trạng thái ổn đinh:
Δθ Δt . ω i ; và thu được: c Δθ bởi vì
Δt . ω/ N
ω i ω/N (tần số lối vào bằng tần số lối ra của VCO giảm N lần). Khi đó pha Δt . ω gắn với tần số ω của VCO là:
N* Δθ (pha lối vào) = N* Δω/K V
Trong cấu hình này c ủa
N* Δt . ω i ;
bộ PLL, sự chia tần số VCO đồng nghĩa với việc chia
pha số nguyên lần của tần số.
57
Khi xem xét h ệ sau:
Δθ
Δω K V N
/
N
số chia N sẽ dẫn tới biểu diễn pha lối v ào Δθ Δω /K V như
; và suy ra gía tr ị khuếch đại của PLL động khô ng là K V mà là: K V = K V/N;
58
Bài tập 2 KHẢO SÁT CÁC CHỨC NĂNG CỦA MODUL T10L/EV I. Mục đích quan đến chức năng của mô đun . - Mô tả các đoạn của mô đun xây dựng l ên các khối hoạt động khác nhau . - Kiểm tra một v ài dữ liệu hoạt động chính . II. Mô tả mạch điện Mục tiêu chính c ủa mô đun T10L/EV để chỉ ra hoạt động của một hệ thống PLL, nhấn mạnh vào chức năng của các thông số nhằm thu được dữ liệu thiết kế y êu cầu. Thêm vào đó, mô đun này cũng gồm một v ài ứng dụng của PLL . Do vậy phần chính của T10L gồm một bộ tổng hợp tần số , một v òng khóa pha: cho phép th ực hiện hoặc tổng hợp một chiều hoặc tổng hợp c ùng với sử chuyển đổi, trong đó các th ành phần của bộ PLL l à các mạch ri êng biệt cho các nghi ên cứu xác định của mỗi phần (một vài kiểm tra khả dĩ đ ã đượ c mô tả trong các b ài tập ở chương 2). Các bộ phận khác của mô đun bao gồm các ứng dụng cụ thể của PLL, mạch n ày hoạt động như là phần tử tích hợp v à các thông s ố đặc trưng của nó có thể xác định theo chất lượng được y êu cầu của hệ thống. Các phần còn lại có chức năng hỗ trợ và chúng được mô tẩ trong chương 1. Theo sơ đồ khối tr ên hình 1.1, các đoạn sau mô tả dữ liệu hoạt động của các phần trong mô đun khi thực hiện một chức năng mạch nhất đinh, mặc d ù các dữ liệu này là không luôn luôn t ự trị (autonomous). 2.1. VÒNG KHÓA PHA Tần số của bộ tổng hợp được tạo bởi một bộ dao đông thạch anh 4MHz, c ùng với một chuỗi chia cho phép tạo ra các tần số sau: - Sóng vuông t ần số 400 kHz l àm tần số tham chiếu của bộ tạo dao động cục bộ cho chuyển đổi tần số VCO (tần số lố i ra). - Sóng vuông 2 kHz ph ục vụ cho tạo só ng sin t ần số tần số thấp 2 kHz. - Sóng vuông 1kHz làm tham chiếu cho bộ tổng hợp có độ phân giải 1kHz; một tín hiệu khác c ùng tần số cũng đóng vai tr ò t ạo tham chiếu cho một só ng sin tần số 1kHz. -
Cung cấp dữ liệu thiết kế liên
59
-
Sóng vuông t ần
số 100 Hz tạo tham chiếu cho bộ tổng hợp với độ phân giải
100Hz. Các bộ tạo sóng sin tần số thấp 1kHz v à 2 kHz là các b ộ lọc tương tự bậc 4 thực hiện chuyển đổi từ các tín
hiệu vuông th ành các tần số cơ bản. Tần số VCO (MAX938CWP) tập trung tại tần số 450 kHz và được chia bởi giá tr ị 1 kHz hoặc 100Hz tương ứng với tần số tham chiếu được gửi từ bộ tách pha (Sect. PC II0/74HC4046). Trong tr ạng thái cơ bản n ày, PLL hoạt động như một bộ nhân tần với một hệ số là 450 ho ặc 4500 tương tứng với giá trị của tần số tham chiếu. Phép chia nằm
ở trên đường truyền từ VCO v à lối vào hồi tiếp của bộ xác định pha, được thực hiện thông qua bộ chia khả tr ình ba số (three digit programmable divider) BCD (từ 000 tới 999) được quy chuẩn theo thang modulo 10 (10-modulo b ộ định thang); s ố chia lấy từ tần số tham chiếu 100 Hz trước tiên được chuẩn hoá với quy tắc quy chuẩn này. Những thay đổi modulo của bộ chia khả tr ình, ví d ụ từ 350 tới 550, sẽ dẫn tới phép tổng hợp một chiều và trong mọi trường hợp đều có c ùng một độ phân giải 1kHz: Tần số VCO sẽ biến đổi tương ứng từ 350 tới 550 kHz (xung quanh tần số trung tâm 450 kHz), theo bước nhảy 1 kHz. Tần số VCO theo hướng giảm xuống sẽ cung cấp độ phân giải 100 Hz và điều này thu được thông qua nhịp của tần số lổi ra của một bộ tạo dao động cục bộ và tách ra được xung vi phân. Bộ tạo dao động cục bộ n ày có tần số 400 kHz; do vậy, tần sô trung tâm ra kh ổi bộ chuyển đổi sẽ l à 50 kHz. Khi thay đổi modulo của bộ chia khả tr ình (gổm cả tiền chuẩn hoá) xung quanh 500 và chọn tần số tham chiếu l à 100 Hz, sẽ gây ra sự thay đổi của tần số VCO trong dai 450 kHz theo bước nhảy 100 Hz. Bộ lọc trong bộ chuyển đổi d ùng tách ra xung vi phân, là m ột bộ lọc tương tự bậc bốn, với tần số cắt xấp xỉ 200 kHz, và nó được nối với một mạch ghim (clipping circuit) thực hiện chuyển đổi sóng sin sang sóng vuông ph ù hợp cho bộ chia khả tr ình. Bộ tạo dao động cục bộ n ày là một PLL (MAX038CWP) khoá lối ra của tần thứ nhất trong bộ chia thạch anh (400kHz) v à nó tạo ra một âm tần (tone) được trộn ngang hàng với sóng sin của V CO thông qua b ộ nhân tương tự cân bằng (balanced analog mutiplier) (MC1496).
60
Đối với phép tổng hợp tần số trực tiếp, VCO của bộ PLL cũng cung cấp một phiên bản số đồng bộ ở lối ra của nó, ph ù hợp với bộ chia khả tr ình. Giới hạn dải thông của PLL tới một gi á tr ị ω n .100 rad/s sẽ chống lại nhiễu diễn ra trong vòng bám
“rung pha” (jitters); kích thước dải thông này là tương thích với các giá tr ị của tần số tham chiếu được sử dụng ngay cả khi hoạt động hệ thống bị tắt chậm (underdamped) trong một vài trường hợp (mặc d ù vậy trạng thái khoá trong của pha diễn ra thường xuy ên). Bộ tách pha tạo ra một tín hiệu chỉ rằ ng tr ạng thái khoá trong v à cũng được sử dụng để điều khiển để chỉ thị đ èn LED trên bảng điều khiển: LOCK. 2.2. BỘ GIẢI MÃ ÂM THANH (Tone Decoder) Bộ giải mã âm tần sử dụng một PLL tích hợp trong th ành phần NE567. Vòng bám pha này được kích hoạt tại 50 kHz, đây l à tần số trung tâm của VCO, và nó khoá âm thanh l ối vào (input tone) trong m ột dải xác định bởi sự định kích thước của một tụ điện ngoài. Bộ tách pha giữ một sự sai khác pha π/ 2 giữa tín hiệu lối v ào và tín hiệu của VCO, trong tr ạng thái khoá trong. Một bộ xác định vuông pha của hai tín hiệu n ày (quadrature detector) cho phép xác định trạng thái khoá trong v à từ đó xác định bộ âm tần n ày. Thay đổi hằng số thời gian của bộ lọc trong v òng thông qua một tụ điện b ên ngoài cho phép thay đổi dải thông của PLL v à từ đó thay đổi tần số kéo trong của bộ âm tần này. Tín hiệu lối ra của bộ xác định vuông pha được lọc để tránh báo hiệu pha gây ra bởi nhiễu và khi đó gửi tới bộ tách pha tín hi ệu báo hiệu ngo ài (external signaling):DET OUT and DET. Hằng số thời gian của bộ lọc lối ra sẽ được thực hiện tương quan với tần số kéo trong c ủa bộ xác định pha, do vậy lối ra được lọc mạn h mẽ hơn khi giải thông của PLL là hẹp và hệ thống là ít
trượt (less damped). Hai giá tr ị tần số kéo trong: HẸP (NARROW) v à R ỘNG (WIDE), có thể được chọn trong mô đun T10L; chúng tương ứng với 4% v à 14% của tần số trung tâm (50kHz). Lối
ra của bộ chuyển đổ i của bộ tổng hợp tần số được sử dụng như là tín hiệu âm t ần; tần số của lối ra n ày t ập trung tại 50 kHz, có thể thay đổi từng bước với bước nhảy 100 Hz. 61
2.3. BỘ ĐIỀU CHẾ AM (AM Modulator) Bộ điều chế AM bao gồm một bộ nhân (multiplier -MC1496) v ới lối vào là sóng mang tần số 455 kHz v à 2 VPP và tín hiệu cần điều chế tần số thấp. Điều chế AM thực hiện khi bộ nhân l à không cân b ằng v ì vậy tại lối ra hiện hữu một phần thặng dư của sóng mang (a residue of carrier). Sự không cân bằng của bộ nhân được điều chỉnh sao cho khi biên độ của tín hiệu được điều chế l à b ằng không, mức lối ra có thể so sánh với mức lối v ào c ủa sóng mang.
Biên độ của tín hiệu cần điều chế (có thể l à tín hiệu lấy từ bộ tạo sóng s in chỉ tại 1 hoặc 2kHz, hoặc một tín hiệu từ b ên ngoài vào) có th ể điều chỉnh ( khuếch đại) từ không đến gần 5 V PP; do vậy dải chỉ số điều chế thu được chạy từ 0 tới 100% hoặc lớn hơn (vượt điều chế -overmodulation). Ngược lại, giữ bộ nhân cân bằng sẽ triệt sóng mang lối ra v à k ế quả thu được l à một tín hiệu DSB: sự điề u chế triệt sóng mang (suppressed -carrier modulation). Lối ra của bộ điều chế được lọc với bộ lọc thông thấp để loại bỏ các th ành phần nhiễu tần số cao. 2.4. BỘ TẠO SÓNG MANG VÀ BỘ THU AM ĐỒNG BỘ (Carrier Generator & Sync AM detector). Bộ thu AM là ki ểu có đồng bộ. Tín hiệu mang thông tin (tín hiệu cần điều chế) được tách ra theo nhịp của tín hiệu đ ã điều chế với một sóng mang bản sao được tạo ra có đồng bộ lý tưởng; hoạt động này được thực hiện bởi một bộ trộn cân bằng (MC1496). Như sẽ được giải thích tron g các phần sau, sự sai khác phổ thu được từ tích của hai tín hiệu gồm tần số, hoặc phổ, của tín hiệu được điều chế cũng chứa một offset dòng tr ực tiếp, trong trường hợp của AM. Khi đó, tín hiệu mang thông tin được tách ra từ các th ành phần tích khác thông qua một bộ lọc (BỘ LỌC THÔNG THẤP). Phương pháp thu này là không th ật sự cần thiết trong trường hợp điều chế AM m à gồm cả sóng mang cùng v ới các th ành phần của nó; Ngược lại, nó l à cần thiết trong điều chế DSB với việc triệt sóng mang. Sóng mang có th ể khôi phục khi bộ nhận nhân tín hiệu đã điều chế với chính nó và thu được th ành phần phổ bao gồm tần số gấp đôi tần số của sóng mang (bộ nhân sử dụng l à MC1496). S ử dụng một bộ lọc với một dải thông rất hẹp sẽ cô lập với các th ành ph ần khác của tích n ày. Mô đun T10L gồm một bộ lọc L -C kích thích thành ph ần tần số gấp đôi tần số sóng mang, tiếp sau l à bộ PLL thực hiện khoá tần số kích thích của bộ lọc.
62
Dải PLL sẽ khá hẹp xung quanh giá trị của tần số bám, trong khi đó khuếch đại dòng một
chiều của vòng bám bao g ồm bộ lọc sẽ đủ lớn sẽ cho phép những sự dịch trong thời gian ngắn (short -time shifts) trong pha c ủa lối ra. Trong mô dun T10L, giá tr ị của th ành phần gấp đôi tần số sóng mang l à 910kHz và các giá tr ị tham chiếu của các thông sô PLL được chỉ ra như sau: - Dải thông xấp xỉ 1kHz: f n tại xấp xỉ 2kHz; - Khuếch đại l ên tới: (2 tới 3)*10 5 - Hệ số tắt (damping factor) ζ 0.5 (nó không t ối ưu nhưng cũng đủ đảm bảo bám ổn định). Tuy vậy, có thể xem xét rằng, mặc d ù bộ lọc L -C là b ật trong (turned in), n ó tạo ra một sự dịch pha v à PLL hoạt động với một sự trôi pha π /2. Do đó, pha VCO sẽ được làm chính xác trước khi tần số của nó được chia đôi v à nó sẽ được lọc bởi một bộ tạo sóng sin (bọ lọc gốm SFU455A) và sau đó gửi tới bộ thu đồng bộ. 2.5. BỘ ĐIỀU CHẾ FM (FM modulator) Bộ điều chế FM d ùng một PLL (MAX038CWP) khoá tần số 455kHz của một bộ tạo dao động thạch anh. Khi không thu được tín hiệu cần điều chế, bộ VCO của bộ PLL tạo ra một sóng sin 455kHz v à 2 VPP mà biểu diễn tần số só ng mang cũng đã được sử dụng bởi bộ điều chế AM. Dải khoá trong của bộ PLL là hẹp lên tới xấp xỉ một trăm Hz (f n), kéo theo tr ị trung bình c ủa tần số VCO được giữ ổn định trong thời gian dài, ngược lại sự biến đổi nhanh của tín hiệu cần điều chế, được triệt bởi bộ lọc của v òng bám và chúng điều chế tần số lối ra. Điều này s ẽ khiến tín hiệu cần điều chế thay đổi tần số của bộ tạo dao động cục bộ gần trôi, lên t ới một giới hạn 300 tới 400 Hz, không gây nhiễu tới độ ổn định trung bình của tần số trung tâm của VCO. Tín hiệu cần điều chế tác dụng l ên dòng tăng (ramp current) c ủa bộ tạo dao động cục bộ (VCO). Một sóng sin cần điều chế với biên độ 1V v à tần số f m, gây ra một sai lệch
Δf/f m bằng 5.5*103/f m. 2.6. BỘ GIẢI ĐIỀU CHẾ FM (FM demodulator) f xấp xỉ 5.5kHz tương ứng vơi chỉ số điều chế Bộ
giải điều chế FM l à một PLL (74HC4046) bám theo tần số của tín hiệu đ ã
điều chế. 63
Điện áp lối ra của bộ lọc trong v òng bám là giống với điện áp điều chế tần số VCO; khi được khuếch đại v à lọc thích hợp, điện áp này sẽ tái tạo lại dáng điệu của tín hiệu cần điều chế. Trường hợp này khác với trường hợp PLL bám theo sóng mang của bộ giải điều chế AM, dải thông của PLL sẽ được mở đủ rộng để chứa điều chế FM, ngược lại những dịch chuyển về pha l à không ph ải là yếu tố quyết định trong trường hợp n ày. 5 Tần số ω n của bộ PLL trong mô đun l ên t ới xấp xỉ (2.0 tới 2.5)*10 ; tương ứng với xấp xỉ 35kHz. Tần số điều chế 5kHz, tương ứng với ω n xấp xỉ 0.2, và độ lệch ω là 5.5 kHz được xem xét trước đó, sẽ dẫn tới một lỗi thố ng kê c ủa pha là 0.9 radian. Hai giới hạn li ên quan tới hoạt động của PLL như là một bộ giải điều chế: - Giới hạn thứ nhất yêu c ầu lỗi pha không vượ t qua vùng tuy ến tính của hệ thốn g, có nghĩa là không vượt qua π /4 qua nhi ều, không gây méo tín hiệu được nhận. - Giớ i hạn thứ hai liên quan tới độ lệch pha tối đa diễn ra khi ω m ω m ; không 0
bao giờ vượt quá 90 không gây ra sự trượt khỏi trạng thái khoá trong của PLL.
Trước khi được sử dụng, tín hiệu mang thông tin được p hục hồi bởi PLL đi qua một bộ lọ c tương tự bậc bốn với tần số cắt là 4kHz và thông qua m ột bộ điều chỉnh biên độ (khuếch đại) để cải thiện tín hiệu. Trong đoạn này (BỘ LỌC THÔNG THẤP) cũng được sử dụng bởi bộ thu AM để tách tí n hi ệu mang tin từ cá c thành phần lối ra khác và để điều chỉnh biên độ của tín hiệu giải điều chế. III. Kiểm tra thực nghiệm Mục tiêu c ủa các b ài t ập n ày là kiểm tra một v ài khía cạnh trong hoạt động của các thành phần riêng bi ệt trong các chức năng của mô đun. Hình 1.1 ch ỉ ra sơ đồ khối của mô đun được hiển thị tr ên b ảng điều khiển và sơ đồ của hình 3.1. Thi ết bị cần thiết: - Nguồn nuôi ±12V - Mô đun kiểm tra T10L/EV - Dao động ký C ấu hình mô đun: - Bố trí mô đun bằng cách đặt J3 ở A, J4 ở A, k ết nối J1, J2 và b ộ chọn S2 ở vị trí 1kHz là giá tr ị tần số lối vào của bộ xác định pha 64
-
Chọn bộ chia khả tr ình giá tr ị 450
-
Nguồn cung cấp cho mô đun +12 V DC
3.1. BỘ CHUYỂN ĐỔI (converter) Bộ chuyển đổi cung cấp một chức năng được gắn v ào bộ tổng hợp tần số của mô đun; hoạt độ ng của nó có thể kiểm tra như sau: 1. Nối đầu đo của bộ đo tần số (hoặc dao động ký) với TP12 ở đó tồn tại một sóng sin với biên độ 2 V PP . 2. Điều chỉnh nguồn một chiều (DC SOURCE) của khối v òng khoá pha sao cho t ần số của tín hiệu tại TP12 (VCO) có giá tr ị xấp xỉ 450 kHz. 3. Sử dụng đầu đo thứ hai của dao động ký kiểm tra x em có tín hi ệu sin vói biên độ 2Vpp và t ần số 400 kHz tại chân TP13 không (lối ra của bộ tạo dao động cục bộ); Khi đó, trigger c ủa dao động ký sẽ bị tác động bởi tín hiệu đo: Các tín hiệu của ch ân TP12 và TP13 không th ể quan sát tại c ùng một thời điểm bởi v ì chúng được tạo ra bởi các bộ tạo dao động ri êng r ẽ. 4. Sử dụng đầu đo thứ nhất của dao động ký để đo tần số trong chân TP12, và n ối đầu đo c òn l ại với TP15 để thu được sự sai khác giữu tần số V CO (TP12) và tần số của bộ tạo dao động cục bộ (TP13). 5. Điều chỉnh nguồn DC, thay đổi tần số VCO v à quan sát sự thay đổi tương ứng của tần sô lối ra trong bộ chuyển đổi (TP15) . 6. Kiểm tra để thấy tần số ở chân TP15 là khác v ới tần số VCO (TP12) v à t ần số 400 kHz của bộ tạo dao động cục bộ. 7. Cũng kiểm tra để r õ khi tần số VCO giảm tới xấp xỉ 400 kHz, tín hiệu tại TP15 (bộ chuyển đổi) tại thời điểm đó không c òn là sóng sin. 8. Ngay khi tần số của bộ VCO xuống thấp hơn 400 kHz, tần số của bộ chuyển đổi tại chân TP15 sẽ tăng lên lại: ví dụ khi điều ch ình VCO tại 380kHz, tần số tạo ra bởi bộ chuyển đổi l à 20 kHz. 9. Thực tế, các tần số n ày với giá trị danh định có thế âm cũng có thể được quan sát giống như với trường hợp giá trị dương. 3.2. BỘ GIẢI ĐIỀU CHẾ FM Quá trình sau được áp dụng để thu được một v ài thông s ố cua PLL sử dụng trong giải điều chế FM, tuỳ thuộc vào độ lớn của các thông số n ày. Giữ nguyên cấu hình mô đun đ ã sử dụng trong b ài tập trước v à theo dõi hình 3.1 để thực hiện các bước sau:
65
1. Nối
một đầu đo của dao động ký với TP12 (lối ra của VCO/SYNT -OUT) và đồng bộ thiết bị đo theo tín hiệu n ày. 2. Điều chỉnh (DC SOURCE) tần sô của VCO xấp xỉ 455 kHz v à nối lối ra SYNT. OUT với lối v ào FM IN: K ết nối “A” của h ình 3.1. 3. Nối một đầu đo khác của dao động ký với TP18 (b ám t ần số dao động của tín hiệu FM) và kiểm tra xem PLL (bộ giải đi èu chế FM) khoá tần số lối v ào hay không: điều này sẽ được thấy ngay tức thời bởi v ì ngoài t ần số, bây giờ hai tín hiệu là đồng bộ (đ ã khoá pha) và chúng có th ể hiển thị cùng lúc trên dao động ký một cách đồng bộ.
f H H / 2 K / 2 . 5. Đo tần số lối ra từ SYNT.OUT (TP12), sau đó thay đổi giá trị n ày lên và xuống cho tới khi dao độn g ký chỉ ra xu hướng của tín hiệ u t ại TP18 là không còn bám được tín hiệu lối vào: hai giá tr ị này chỉ ra giới hạn giữ trong của v òng bám (PLL_FM); trong trường hợp nhất đị nh, hai giá tr ị này là không đối xứng với tần số trung tâm (tần sô 455 kHz của sóng mang), bởi v ì nó b ị ảnh hưởng bởi offset của VCO v à sự can thiệp của cả giới hạn bão hoà của bộ tạo dao động trước khi khuếch đại (khá lớn: K / 2 250 kHz). 6. Nếu các giới hạn n ày chỉ ra là vượt quá, tần số tại TP18 (bám của bộ giải điều chế) tr ở nên không ổn định (sẽ có rất nhiều sự rung (jitters)); sau đó nối một đầu đo với điều khiển của VCO, DEM.OUT (TP17) sẽ chỉ ra nhịp (đ ã được làm cho suy giảm bởi bộ lọc vòng bám) t ạo ra bởi bộ tách pha trong các tình hu ống này. 7. Tần số khoá trong (lock -in frequency) L 2 n . 4. Tần số giữ trong (hold -in frequency)
8. Tháo k ết
nối SYNT. OUT/FM IN ở phía FM IN và chuyển J3 tới B, thiết lập bộ chia khả tr ình của bộ tổng hợp tần số tại 500 kHz; giữ đầu đo của bộ dao động ký với điểm kiểm tra TP12 (SYNT. OUT) v à TP18 (bám tần số của tín hiệu FM), đồng bộ được thực hiện theo tín hiệu của TP12. 9. Cắm lại đầu dây nối vào FM IN và kiểm tra xem PLL (TP18) đ ã khoá tần số lối vào chưa: tần số khoá trong l à bằng 2 ζω n ; giá tr ị này thông thường (về mặt lý thuyết) l à 500 kHz(455+25 = 480), v ới các thông số của bộ PLL đang có, nếu trạng thái khoá trong được thiết lập, lặp lại các thao tác (tại mục 6. và 7.) để thiết lập với khả tr ình tần số cao hơn. 10.Tháo đầu dây k ết nối ra kh ỏi FM IN mỗi lần, giảm tần số từng bước 5kHz, kiểm tra tr ạng thái của PLL tại mỗi bước (sau khi cắm lại đầu nối): đối với các kiểm t ra này, tốt hơn sử dụng máy đo tần với TP18 v à kháo sát sự bám của PLL khi phép đo là ổn định
66
và gắn kết với tần số lối vào và dao động ký không cho thấy bất cứ sự rung nào của tín hiệu bám (TP18). 11.Lặp lại các thao tác trong 6.,7. và 8., tăng tần
số khả t rình t ừng bước 5 kHz, bắt đầu từ giá tr ị 400 kHz trong trường hợp n ày (hoặc từ một giá trj thấp hơn nều PLL sẽ lập tức khoá tần số 400 kHz). 12. Quãng tần số giữ hai trạng thái khoá trong được xác định trong 6., 7., 8. và 9., đánh giá tần số khoá trong của PL L: nó có th ể được xác định chính xác hơn khi các phép đo ở trên được lặp lại với độ phân giải 1kHz, giá trị khởi tạo ban đầu tố i thiểu lớn hơn hoặc nhỏ hơn 5kHz từ tần số khoá trong đ ã được xác định trước đó. 3.3. BỘ ĐIỀU CHẾ AM Bộ điều chế n ày bao gồm một bộ nhân không cân bằng cho điều chế AM; do vậy, v ì không có t ần số thấp lối v ào, lối ra của nó được khuếch đại tới mức của sóng mang lối vào.
Ngược lại, khi bộ nhân l à cân bằng (triệt sóng mang -carrier suppression) trong điều chế DSB, do đó tần số thấp lố i vào là b ằng không, lối ra cũng bằng không. Những khía cạnh của mạch này đặt ra để kiểm tra trong b ài thực hành được triển khai như sau. 1. Nối một đầu đo của dao động ký với TP5 (FM OUT) và đầu c òn l ại với TP6 (AM OUT), kh ảo sát sự có mặt của sóng sin với biên độ 2 V PP và t ần số 455kHz v à phù hợp hơn khi chọn đồng bộ theo kênh TP5; sau đó bật bộ chọn S1 l ên AM và nối lối ra FM OUT với lối vào CARRIER IN, như đượ c chỉ ra bởi “B” trong h ình 3.1. 2. Kiểm tra để thấy tại chân TP6 tồn tại một tín hiệu với lối ra (AM OUT) bằng vớ i tín hiệu sóng mang lấy từ TP5. 3. Chuyển S1 sang DSB và ki ểm tra xem tín hiệu tại lối ra AM OUT của bộ điều chế có biến mất hay không: v ì bộ nhân l à cân bằng (triệt sóng mang), khi tín hiệu lối vào không còn, tín hi ệu lối ra cũng sẽ bằng kh ông. 4. Nối lối ra của một trong hai tín hiệu sin từ các bộ tạo sóng, OUT 1 hoặc OUT2, với BUF IN, như được chỉ ra bởi “C” trong h ình 3.1, Đặt GAIN của bộ BUFFER ở vị trí chính gi ữa (mức “mid run”); sau đó nối lối ra BUFFER, OUT3, với lối v ào của bộ điều chế AM, MOD IN 2, như được chỉ ra trong k ết nối “D” của h ình 3.1. 5. Kiểm tra tính chất của dạng sóng điều chế DSB ở lối ra AM OU T (TP6), giảm thang đo của bộ dao động ký xuống (nếu cần thiết ) để quan sát được dạng sóng đường bao.
67
Hình 3.1: S ơ đồ các kết nối cho các phép đo trong đoạn 3.3
5.4. BỘ TẠO SÓNG MANG VÀ BỘ THU AM CÓ ĐỒNG BỘ Điều chế DSB không có sóng mang, do vậy nó có thể được thu đồng bộ nếu v à chỉ nếu bộ giải đi èu chế có khả năng khô i phục một sóng mang c ùng pha ho ặc có tương quan về pha cố định với són g mang của tín hiệu đ ã điều chế, từ chính tính hiệu DSB ( một sai khác pha không đổi giữa hai sóng mang n ày c ố thể được loại bỏ trước khi giải điều chế nếu cần thiết). 5.4- 1. Chức năng này của bộ giải điều chế AM có thể được kiểm tra như sau: 1. Giữ những kết n ối như đã th ực hiện trước đó, v à ch ắc chắn rằng một trong các đầu đo được nối với TP5 (sóng mang). 2. Nối đầu đo khác với TP20, ở đó có thể quan sát đượ c tần số lối ra (được chia 2) của vòng bám dùng cho khôi ph ục sóng mang: khi tín hiệu DSB vẫn chưa có tạ i lối v ào b ộ giải điều chế. V òng bám của nó hoạt đông “chạy tự do -free running”, do v ậy một sóng vuông có tần số xấp xỉ tần số của sóng mang (455kHz, quan sát tại TP5) có thể được hiển thị tại TP20, nhưng sóng này không tươn g quan với sóng mang (không tín hiệu 68
nào trong hai tín hi ệu này có thể hiển
thị khi tín hi ệu đồng bộ trên dao động ký là tín
hiệu còn lại). 3. Dịch
đầu đo từ TP20 tới TP28 sẽ hiển thị tần số VCO trong trạng thái bám tự do (free tracking): t ần số này có giá tr ị xấp xỉ gấp hai lần tần số sóng mang và nố không tương quan với tín hiệu lối v ào; bộ PLL được bố trí để khoá tần số gấp đôi xuất phát từ sự tăng gấp đôi của tín hiệu DSB, từ tín hi êu lối vào của bộ nhân. 4. Nối tín hiệu lối v ào của bộ điều chế DSB (AM OUT) với lối v ào của bộ giải điều chế (AM IN), như chỉ ra ở “E” trong h ình 3.1, và quan sát các tín hi ệu tại thời điểm n ày ở các chân TP5 và TP28 là đồng bộ (PLL ở trạng thái khoá trong), cho d ù tần số của chúng là hơn kém nhau hai lần. 5. Một tín hiệu sóng vuông với tần số giống với tần số sóng mang (TP5) và pha liên hệ về pha là không đổi, sẽ được hiển thị ở chân TP20: thực tế, bây giờ PLL bám theo vạch phổ (spectral line) được tạo ra từ lối v ào của bộ nhân gấp đôi tần số sóng mang, với sai khác pha giữ l à h ằng số. Sự khác biệt về pha sẽ bắt ng uồn từ sai khác pha θ F tạo ra b ởi bộ lọc (xem tr ên hình 1.1) được đặt trước PLL, v à t ạo bởi offset pha pi/2 là đặc tính của bộ bám pha. Các thành phần này sẽ được triệt (annulled) trước khi tần số VCO được chia 2 bởi v ì phép chia này s ẽ tạo ra một sự không bền vững pha một giá trị (tín hiệu đ ã giải điều chế có thể là cùng pha ho ặc ngược pha với tín hiệu gốc).
69
Bài tập 3 TỔNG HỢP TẦN SỐ (FREQUENCY SYNTHESIS)
I. Mục đích cách mô tả sự vận hành chức năng của các loại tổng hợp tần số thự c hiện trong mô đun . - Mô tả cấu hình của các chức năng mo ng muốn. - Kiểm tra các mốt hoạt động khác nhau . II. Kiểm tra thực nghiệm Mục tiêu của các b ài thực tập này là để kiểm tra sự hoạt động tổng hợp tần số thực hiện trong mô đun T10L. Như đã nói, ph ần mô tả thể hiện trên bảng điều khiển, được chỉ ra tr ên hình 1.1. Thi ết bị cần thiết: - Nguồn cung nuôi ±12V - Mô đun kiểm tra T10L/EV - Dao động ký C ấu hình mô đun: - Đặt lẫy J3 ở B, J4 ở A, nối J1, J2, và b ộ chọn S2 được gạt ở vị trí 1kHz. - Bố trí lựa chọn của bộ chia khả tr ình ở 450. - Nguồn nuôi của mô đun với +12V DC. 2.1. TỔNG HỢP TRỰC TIẾP Sau khi bố trí như trên, mô đun này được cấu h ình cho cấu trúc tổng hợp tần số với độ phân giải 1 kHz. 2.1- 1. Loại tổng hợp tần số này tuân theo các bước kiểm tra sau: 1. Nối đầu đo của dao động ký với TP12 để đo sóng sin 2 V PP, kiểm tra tại lối ra có một tần số có giá trị 450 kHz (giá trị trung gian của dải tổng hợp tương ứng với tần số trung tâm c ủa VCO). 2. Đo điện áp của tín hi êu tại TP11 sử dụng đầu đo c òn l ại của dao động ký (ngay cả đang sử dụng đồng bộ theo tín hiệu ở TP12), kiểm tra xem điện áp điều khiển trung bình của VCO có xấp xỉ 0V: trong v òng 0.5V. -
Cung cấp
70
Thay đổi giá trị hàng đơn vị của bộ chọn - bộ chia khả tr ình - tăng và giảm, kiểm tra (dùng máy đo tần) sự thay đổi của tần số lối ra ở chân TP12, theo từng bước tăng giảm 3.
1 kHz.
Thay đổi hàng chục của bộ chia khả tr ình tăng và giảm sẽ kéo theo những thay đổi của tần số lối ra (tại chân TP12) theo từng bước 10 kHz: trong trường hợp n ày, cũng có thể xác định những thay đổi của điện áp điều khiển của VCO từ chân TP11; Các phép đo cho thấy rằng những biến đổi này là 70mV tương ứng với mỗi thay đổi 10 kHz. Sự lệch xa so với tần số trung tâm của VCO do ảnh hưởng của những sai lệch (deviations) c ủa các tham số PLL so với giá trị hoạt động tối ưu, do vậy PLL sẽ ra khỏi tr ạng thái kho á trong v ới tần số trung tâm từ trên một khoảng cách nhất định tới tần số trung tâm đ ã thiết lập (450 kHz). T ần số cắt này có đánh giá như sau: 5. Đặt bộ chia khả tr ình tới giá trị 600, sau đó tăng giá trị của hàng chục (thay đổi cả hàng trăm nếu cần) lên t ới điểm mà khi đo ta đo tần số lối ra trở nên không ổn định và nó không còn liên quan t ới tập giá trị các tần số tổng hợp và dao động ký sẽ hiện thị một v ài s ự rung trong tín hi ệu của VCO ( TP12); lúc này th ậm chí đèn LED LOCK bắt đầu nhấp nháy: giới hạn tr ên của sự tổng hợp tần số này tương ứng với giá trị tần số thiết lập ngay trước bước cuối c ùng (phép đo này với độ phân giải 10 kHz). 6. Lặp lại các bước trong điểm 5., bắt đầu với giá trị tần số khởi tạo 300 kHz v à gi ảm từng bước 10 kHz, tới thấp hơn giới hạn dưới của phép tổng hợp n ày sẽ thu đựoc giá trị tần số thiết lập ngay trước bước cuối c ùng này. 2.2. TỔNG HỢP TẦN SỐ MỘT CHIỀU VỚI BỘ ĐỊNH THANG Chuyển J4 tới B để kết nối tới bộ định thang. Phép chia l ấy dư (modulo) lớn gấp 10 lần giá trị thiết lập tr ên bộ chia khả tr ình, trong c ấu hình này. Khi đó, n ếu giữ tần số tham chiếu là 1kHz, hàng trăm bộ chia khả tr ình sẽ được thiết lập ở không, do đó hoạt động của bộ tổng hợp tần số trở l ên giống với cấu hình tr ước đó, nhưng bâ y giờ các đơn vị của bộ chia gây ra một biến đổi tối thiểu 10 kHz tại tần số lối ra (độ phân giải). Khi bộ định thang được nối, nó có thể sự dụng tần số tham chiếu 100 Hz, miễn l à th ừa 3 2 số chia toàn phần đạt xấp xỉ 10 : khi đ ó t ần số lối ra 10 kHz sẽ bị giảm xuống tới giá tr ị tham chiếu 100 Hz. Mặc d ù v ậy, độ phân giải sẽ l à 1 kHz b ởi v ì khi bộ định thang được nối, mỗi khối của bộ chia khả tr ình sẽ có các thừa số chia được tăng l ên 10 lần (10*0.1 kHz = 1 kHz). Để đánh giá sự tổng hợp tần số trong trường hợp n ày, thực hiện các thao tác sau và quan sát các tín hi ệu tại các chân gi ống như các lần kiểm tra trước. 4.
71
1. Gạt
S2 sang giá trị 100 Hz v à bật thang hàng trăm của bộ chọn của bộ chia khả
trình lên 4.
Thay đổi hàng đơn vị của bộ chia khả tr ình tăng lên hoặc giảm đi, xác định những thay 1 kHz thay đổi tương ứng ở tần số lối ra. Các giới hạn hoạt động của sự t ổng hợp tần số : Nối bộ bộ định thang và sử dụng một tầ n số tham chiếu 100 Hz có thể dẫn tới một biến đổi trong giới hạn hoạt động của bộ tổng hợp tần số, đó như là một kết quả của một biến đổi khác của PLL gây ra bởi sự tăng lên (10 l ần) của modulo N. Sự tăng lên này không thay đổi tần số trung tâm của VCO and K 0, nó giảm độ khuếch đại v òng bám nhưng phần nào được b ù l ại bởi một hệ số khuếch đại cao hơn ở bộ lọc. Mặc dù v ậy, kết quả lại l à m ột sự giảm về dải thông và thay đổi đặc tính của hệ số tắt(damping factor) c ủa PLL, và cũng dẫn tới trạng thái chuyển tiếp. Hoạt động của bộ tổng hợp tần số trong cấu h ình này có thể được xác định với việc tìm ra các giới hạn hoạt động của nó theo các bước sau: 3. Lặp lại các thao tác trong đoạn III.1/5. và 6. ki ểm tra xem độ phân giải trong trường hợp n ày c ũng là 1 kHz, t ừ đó chuyển thang hàng chục của bộ chọn khả tr ình sẽ gây ra một thay đổi 10 kHz trong t ần số lối ra; 4. Quan sát r ằng các giá trị mỗi khi chuyển tiếp sẽ dao động trong một thời gian trước khi ổn định (điều n ày là do các dao động của điện áp điều khiển của VCO (TP11) v à của tần số lối ra (TP12) mỗi khi chuyển đổi (switch) các giá tr ị tần số . 2.3. TỔNG HỢP TẦN SỐ CÓ CHUYỂN ĐỔI Sự hạ tần tác động đối với tín hiệu của VCO chuyển các tần số của tín hiệu n ày tới dải (tần số trung tâm 50 kHz) để đưa vào lối v ào c ủa bộ chia khả tr ình. Thực tế, bộ tạo dao động chuyển đổi cục bộ hoạt động tại 4 00 kHz, chênh l ệch với giá trị tần số trung tâm 450 kHz c ủa VCO là 50 kHz, đây là giá trị trung tâm của lối v ào bộ chia. 2.3- 1. Hoạt động với độ phân giải 1kHz Khi hoạt động trong cấu h ình này v ới tần số tham chiếu 1 kHz, và do đó độ phân giải là 1 kHz, thang hàng trăm của phép chia được đặt l à 0. Mốt hoạt độ ng này c ủa bộ tổng hợp tần số được đánh giá theo các bước sau: 1. Vị trí S2 đặt tại 1kHz v à J4 ở vị trí C, đặt giá trị bộ chia là 50; gi ữ đầu đo của dao động ký nối với TP12, chuyển đầu đo c òn lại (của dao động ký) từ TP11 sang TP16 (lối ra của bộ chuyển đổi); 2.
72
2. Kiểm tra xem giá tr ị tần số tổng hợp (TP12) l à 450 kHz và t ần số được tạo ra bởi bộ chuyển
đổi l à 50 kHz: Nếu thang đo giá trị tần số của dao động ký l à phù hợp với giá tr ị lối ra của bộ chuyển đổi ( TP16), cần thiết phải đồng bộ theo tín hiệu n ày ( thực tế các sóng sin tại TP12 v à TP16 không th ể quan sát đồng thời khi đồng bộ theo một trong hai tín hiệu n ày, bời vì tỉ số của hai giá trị tần số n ày sẽ hiểm khi nguyên);
Thay đổi thang đơn vị của bộ chọn (bộ chia khả tr ình) sẽ thay đổi cả tần số lấy từ chân TP12 và TP16, t ừng bước 1 kHz; 4. Thay đổi giá trị h àng chục của bộ chia khả tr ình sẽ ngay lập tức làm thay đổi đồng thời 10 kHz ở tần số của các tín hiệu ở TP12 v à TP16, với phương pháp đ ã trình bày ở điểm 3. Các gi ới hạn hoạt động của tổng hợp tần số : Khi khảo sát bộ tổng hợp tần số, điểm quan trọng cần nhận ra rằng trong trường hợp này, điểm hoạt động trung b ình của PLL bị dịch khỏi cài đặt ban đầu (the basic set-up). Tần số trung tâm của VCO luôn l à 450 kHz, nhưng hệ số chia là nhỏ gấp 10 lần giá trị chuẩn hoá. Dải thông của PLL trở l ên r ộng hơn, nhưng hệ số tắt có th ể bị ảnh hưởng bởi sự tăng của hệ số khuếch đại. Do v ậy, vẫn là thích hợp để xác định các giới hạn hoạt động của bộ tổng hợp tần số: mặc d ù vậy, đối với giới hạn tr ên có th ể bắt nguồn từ sự mất hiệu quả của PLL, ngược lại, giới hạn dưới sẽ ảnh hưởng bởi sự sai hỏng của bộ chuyển đổi bắt nguồn từ điều l à lối ra của VCO tiến gần tới giá trị 400 kHz của bộ tạo dao động cục bộ. Giữ các kết nối tr ong phép đo đ ã th ực hiện ở điểm 1 , thực hiện các thao tác sau: 5. Bắt đầu với modulo 200, tăng giá trị thang hàng ch ục của bộ chọn, thay đổi cả thang hàng trăm khi cần thiết, cho tới khi phép đo tần số lối ra được hiển thị tr ên dao động ký (TP12) trở nên không ổn định v à không còn tương quan với giá tr ị tần số được thiết lập và có sự rung xuất hiện tr ên tín hiệu n ày (lối ra bộ chuyển đổi) : biên trên c ủa quá trình t ổng hợp n ày sẽ tương ứng với giá tr ị tần số ở ngay trước giá trị cuối c ùng. 6. Tạm thời chuyển đầu đ o t ừ TP16 tới TP11, và ti ếp tục tăng thang hàng chục của bộ chọn (và v ới hàng trăm nếu cần thiết), vượt quá giới hạn tr ên, quan sát xung lên xu ống (beat) (đã qua bộ lọc) từ bộ tách pha khi vòng bám ra kh ỏi trạng thái khoá trong; 7. Thiết lập bộ chọn ở giá trị 15 và gi ảm hàng đơn vị, gạt h àng chục tới không (nếu cần thiết) cho tới khi thấp hơn giới hạn của tổng hợp tần số; giới hạn này được xác định giống như giới hạn trước, nhưng nhớ rằng bây giờ các bước thay đổi l à 1 kHz. 3.
73
2.3-2.Hoạt động với độ phân giải 100 Hz Tổng hợp tần số có sử dụng chuyển đổi l à thích hợp cho hoạt động đối với độ phân giải 100 Hz. Do vậy, bật S2 tới 100 Hz, chuyển bộ chia khả tr ình về giá trị 500, và nếu cần thiết, chuyển đầu đo từ vị trí TP11 trở về TP16. Sau đó thực hiện các thao tác sau: 1. Thay đổi hàng đơn vị của bộ chọn (bộ chia khả tr ình) t ăng hoặc giảm, và đo các giá tr ị tần số của các tín hiệu lấy từ các chân TP12 v à TP16 riêng bi ệt, sử dụng máy đo tần: một thay đổi 100 Hz của tần số đo được tương ứng với mỗi đơn vị thay đổi của bộ chọn. 2. Lập lại phép đo giống như bước 1., chuyển tới h àng chục v à h àng trăm của bộ chia khả tr ình để kiểm tra các bước thay đổi 1 kHz v à 10 kHz. Độ phân giải 100 kHz (có sử dụng chuyển đổi tần số) xác định chính giới hạn của dải tần số tổng hợp. Xác định giá tr ị giới hạn này, sử dụng các phương pháp để lấy và đo tín hiệu giống như trong bước 1. và 1.; sau đó thực hiện các thao tác sau: 3. Đặt bộ chọ n ở giá trị 390 và sau đó giảm giá tr ị của tần số tổng hợp theo hàng ch ục và giảm đến hàng trăm (mỗi bước 1kHz) nếu cần thiết , cho tới khi tần số của bộ chuyển đổi bắt đầu bị ảnh hưởng bởi sự rung và tín hiệu đo được của chân TP12 sử dụng máy đo tần trở nên không ổn định v à không còn h ợp lý nữa; 4. Tăng tập giá trị tần số từng bước 1 kHz (h àng chục của bộ chọn) cho tới khi PLL quay tr ở lại trạng thái khoá trong; 5. Nếu PLL có thể khôi phục lại trạng thái khoá trong trong một vài bước (một v ài kHz, nhưng điều n ày phụ thuộc vào các điều kiện cụ thể của hệ thống), bắt đầu giảm tần số từng bước 100 Hz (hàng đơn vị v à nếu cần, g iảm cả hàng ch ục của bộ chọn) cho tới khi các điều kiện của sự bất ổn định trong v òng bám được xác định (như chỉ ra trong 3.); N ếu không giới hạn của tổng hợp tần số sẽ tương ứng với giá trị xác định ngay trước bước cuối c ùng ở điểm 3.
74
Bài tập 4 BỘ GIẢI MÃ ÂM TẦN
I. Mục đích -
Mô tả hoạt động của một PLL giải m ã âm tần
các điều kiện tới tính năng của bộ n ày - Kiểm tra các kết quả có thể thu được -
Mô tả ảnh hưởng của
II. Kiểm tra thực nghiệm Mục ti êu c ủa các bài thực hành này là ki ểm tra hoạt động của bộ giải m ã âm t ần thực hiện trên mô đun này. Hình 5.2 c ủa chương này chỉ ra các kết nối thực hiện tr ên bảng kiểm tra. Các thi ết bị cần thiết: - Nguồn nuôi ±12V, - Mô đun kiểm tra T10L/EV. - Dao động ký. C ấu hình cho mô đun: - Đặt lẫy J3 ở vị trí B, J4 ở C, k ết nối J1, J2 và bộ chọn S2 ở vị trí 100 Hz. - Nối lối ra của bộ chuyển đổi tổng hợp (synthesis converter) với lối v ào của bộ giải mã âm tần (ton decoder), như được chỉ ra trong h ình 5.2. - Đặt bộ chọn của bộ chia khả tr ình (PROGRAMMABLE DIVIDER) ở giá trị 500. -
Nguồn của mô đun n ày là +12 V DC.
2.1. GIẢI MÃ ÂM TẦN Dải xác định từ 12 tới 14% (Detection bandwidth of 12 to 14%) Trong trường hợp băng rộng, dải xác định có thể được đánh giá như sau: 1. Gạt S3 tới WIDE (r ộng) (chọn dải-band selection) và ch ọn bộ chia khả tr ình ở giá tr ị 460. 2. Nối một đầu đo của dao động ký với TP23 (TONE IN), Thiết lập thang trục tung v à thang thời gian để đo một sóng sin với biên độ xấp xỉ 2 V PP và tần số 46 kHz (đồng bộ theo tín hi ệu này).
75
3. Nối
đầu đo còn lại của bộ dao độ ng ký với TP29 (lối ra của bộ tạo dao động điều khiển được) để đo sóng vuông với bi ên độ (xấp xỉ) giá trị 3.5 V v à giá tr ị trung bình xấp xỉ 2.4 V; kiểm tra xem tần số của tín hiệu này không tương quan với tần số 46 kHz của lối v ào âm tần, cũng kiểm tra hiển thị của d èn LED “DET.”: Ngay cả khi nút PS1 được ấn xuống, PLL không khoá âm tần; trong trường hợp n ày, quay lại bước 1, với âm tần đặt tại 45 kHz. 4. Chuyển đầu đo của dao động ký từ TP29 tới TP24 (lối ra của bộ xác định pha) v à điều chỉnh dao động ký để hiển thị nhịp (the beat) (đ ã qua bộ lọc) xuất p hát từ bộ tách pha trong các điều kiệ n ra kh ỏi trạng thái khoá trong. 5. Điều chỉnh dao động ký như ở bước 3., và tăng hàng chục của bộ chọn từng bước 1kHz cho tới khi tần số của tín hiệu lấy từ TP29 khóa chặt tần số lối vào và đèn LED “DET.”sáng; Nhấn nút PS1 để kiểm tra rằng PLL có khả năng khoá âm tần (đ èn LED sáng khi nh ả nút n ày ra). 6. Thiết lập chế độ dao động ký sao cho phù h ợp, kiểm tra một tín hiệu với giá trị gần 0 có ở TP26 (lối ra của bộ giải m ã), ngược lại một tín hiệu với biên độ trung b ình không lớn hơn 3.5V sẽ xuất hiện ở chân TP25 (đặc trưng của bộ tách pha vuông). 7. Điều chỉnh lại dao động ký như đ ã được chỉ ra ở các bước 3. đến 5. v à giảm dần hàng chục của bộ chọn v à kiểm tra, khi nhấn PS1 tại mỗi bước giảm xem PLL có thể khoá âm tần lối v ào không? Ngay khi xác định thời điểm không c òn khả năng khoá trong, tăng từng bước hàng đơn vị của bộ chọn (mỗi bước 100 Hz), đồng thời nhấn PS1 tại mỗi bước n ày, cho t ới khi bám được âm tần lối v ào tr ở lại. 8. Tăng hàng đơn vị của bộ chọn cho tới lúc bằng “0” v à tăng tần số lối v ào từng bước 1 kHz (tương đương với hàng ch ục của bộ chọn, thay đổi cả hàng trăm nếu cần ) tới tận khi PLL không còn có kh ả năng khoá âm tần nữa, ngay cả khi PS1 được nhấn. 9. Lại giảm h àng chục của bộ chọn từng bước (1kHz) tới khi quay trở lại được trạng thái khoá trong khi nút PS1 được nhấn; sau đó tăng tần số lối v ào từng bước 100 Hz (hàng đơn vị của bộ chọn) tới khi PLL kh ông còn khả năng khoá âm tần nữa, ngay cả khi PS1 được nhấn. 10. Giá tr ị ước lượng của dải xác định l à giá tr ị tần số xác đị nh tại bước 9., trừ đi giá trị xác định tại bước 7. Dải xác định 4% Dải xác định của trường hợp băng hẹp có thể được đánh giá giống như trong các trường hợp khác:
76
11.Gạt
S3 (BAND SELECTION) (chọn dải) sang nấc NARROW (hẹp), và bộ chọn của bộ chia khả tr ình (PROGRAMMABLE DIVIDER) giá tr ị 485. 12.Nối một đầu đo của bộ dao động ký TP23 (TONE IN), thiết lập thang tung độ v à thời gian cơ sở để hiển thị cho sóng sin 2 V PP và 48.5 kHz (có th ể sử dụng đồng bộ theo tín hi ệu này). 13.Nối đầu đo c òn l ại với chân TP29 (lối ra của bộ tạo dao động điều khiển được) để đo sóng vuông với biên độ xấp xỉ 3.5V v à giá tr ị trung bình x ấp xỉ 2.4 V; kiểm tra rằng tần số của tín hiệu này là không tương quan với tần số 48.5 kHz của âm tần lối v ào, cũng kiểm tra sự mất đ èn LED “DET.” hiển thị: ngay cả khi nut PS1 được nhấn, PLL cũng không khoá âm t ần; quay lại bước 11., với âm tần 48 KHz. 14. Tăng hàng đơn vị của bộ chọn từng bước 100 Hz (giảm thang h àng chục nếu cần ) tới khi tần số của tín hiệu lấy từ chân TP29 khoá chặt (permanently) tần số lối vào và đèn LED “DET.” Sáng. 15. Tăng hàng đơn vị của bộ chọn, tăng hàng chục nếu cần thiết, cho tới khi PLL không còn khoá tần s ố lối vào nữa, ngay cả khi nút PS1 được n hấn, và đèn LED “DET.” hết sáng. 16. Khôi phục
lại các điều kiện ban đầu từng bước cho tới khi tr ạng thái khoá trong được thiết lập lại khi ấn nút PS1. 17. Giá tr ị ước lượng của dải xác định l à gía tr ị tần số xác định tại bước 16, trừ đi giá trị xác định tại bước 14.
77
Hình vẽ 5.2: Sơ đồ của các kết nối đo dải xác định
78
Bài tập 5 ĐIỀU CHẾ BIÊN ĐỘ I. Mục đích -
Kiểm tra các thông số chính của một tín hiệu điều bi ên
-
Kiểm tra hoạt động của một bộ điều bi ên
-
Kiểm tra hoạt động của một bộ giải điều biên đồng bộ
Đo dữ liệu hoạt động của một bộ giải điều chế đồng bộ II. Kiểm tra thực nghiệm Mục tiêu của các b ài thực tập này là ki ểm tra các tính chất cơ bản của điều chế AM và DSB. Các k ết nối được thực hiện tr ên bảng điều khiển như h ình 8.1 trong chương cuối. Các thi ết bị cần thiết: - Nguồn nuôi PSU ±12V - Mô đun kiểm tra T10L/EV - Dao đông ký C ấu hình cho mô đun: - Bố trí mô đun trong c ấu hình cơ bản với J3 (B), J4 (A), J1 và J2 được nối, S2(1Khz) và b ộ chia khả tr ình (Programmable divider (450)) - Đặt Gain/buffer (low frequency) ở chính giữa (mức “mid run” ) - k ết nối OUT1 (LOW Frequency) vói BUF IN; OUT 3 với MOD IN 2 (AM MODULATOR); CARRIER IN v ới FM OUT (FM MODULATOR). - Sau đó nối AM OUT (AM MODULATOR) với AM IN (CARRIER GENERATOR và SYNC AM DETECTOR); OUT 4 v ới LPF IN (LOW PASS -
FILTER).
Đặt GAIN/AMP2 (LOW PASS FILTER) ở chính giữa (mức “mid run” ) - gạt S1 sang AM - cấp nguồn +12 V DC cho mô đun. III. Kiểm tra thực nghiệm 3.1. HOẠT ĐỘNG CỦA BỘ ĐIỀU CHẾ AM 1. Nối đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu điều chế) điều chỉnh theo trục đứng với tỉ lệ 1V/div. v à nhịp thời gian 0.5ms/div; -
79
2. Nối một đầu đo khác với sóng mang TP5, điều chỉnh trục đứ ng tỉ lệ 1V/div.;
Điều chỉnh GAIN/BUFFER cho một mức 1 V PP của tín hiệu điều chế (TP4) v à, l ần lượt đồng bộ theo từng tín hiệu để xác định dạng sóng của tín hiệu điều chế v à tín hiệu sóng mang ( hình 6.13 a/b). 4. Chuyển đầu đo tới TP5 v à TP6 (tín hi ệu đ ã điều chế) v à chú ý r ằng dạng hình bao của tín hiệu đ ã điều chế, trừ đi biên độ tín hiệu, thu được cân bằng với dạng sóng của tín hiệu điều chế (h ình 6.13 c).; 5. Kiểm tra cấu h ình thu đựoc từ một giá trị của chỉ số điều chế (%)<100% (h ình 3.
6.13); 6. Tăng
biên độ của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) cho tới khi độ sâu điều chế (modulation depth) (ch ỉ số điều chế) đạt 100% (h ình 6.13 d) và sau đó vượt quá chỉ số 100% dẫn tới méo do vượt điều chế (h ình 6.13 e).
Hình 6.13: Dạng sóng của một bộ điề u chế AM
80
Tăng mức của t ín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) tới xấp xỉ 1.4 V PP và b ố trí thang thời gian của bộ giao động ký l à 0.2ms/div.; 8. Dựa vào hình 6.14, đo biên độ B của tín hiệu điều chế và biên độ C của h ình bao tín hiệu đã điều chế trên dao động ký: tính hằng số k của bộ điều chế bằng tỉ số C/B (giá tr ị mong đợi l à 0.6); 9. Đo (hình 6.14) biên độ H và h của tín hiệu đ ã điều chế và tính toán biên độ A của 7.
sóng mang : A
H h 2
; (giá tr ị mong đợi l à 0.45V);
10. Tính chỉ số điều chế m: m
H h H h
.100%
S ự tuyến tính của bộ điều chế : 11. Điều chỉnh mức xấp xỉ 0.8 VPP cho tín hiệu điều chế v à bố trí dao động ký t heo kiểu X-Y, với trục X đặt ở thang 0.2V/div v à tr ục Y đặt tại thang 1V/div; 12.Nối tín hiệu điều chế (TP4) với trục X, v à tín hi ệu được điều chế (TP6) với trục Y; 13. Màn hình sẽ hiển thị h ình thang t ươ ng t ự như trên h ình 6.5 a): biểu đồ này s ự biến thiên biên độ của tín hiệu đ ã điều chế (h ình bao) so với biến thiên biên độ của tín hiệu diều chế v à hiển thị các méo có thể của tín hiệu đ ã điều chế; 14.Tăng biên độ của tín h iệu điều chế cho tới khi h ình thang tr ải rộng hết chiều rộng của màn hình; lúc này b ật thang đo của trục X l à 0.5 V/div. và ti ếp tục tăng tín hiệu điều chế để xấp xỉ h ình tương ứng với trường hợp điều chế 100% tr ên màn hình: một hình tam giác t ương tự như phần hình tam giác trên hình 6.15b; 15.Tiếp tục tăng biên độ của tín hiệu điều chế cho tới khi hai phần mở rộng xuất hiện ở các đuôi của dạng sóng tam giác: phần mở rộng n ày chỉ ra một vùng vượt điều chế (dựa vào điểm của tam giác) v à vùng bão hoà (d ựa vào cạnh của tam giác), như chỉ ra trong hình 5.15b; 16.Nếu các đồ thị thu được bị quá l ớn theo trục tung, những ghi chú tr ên mục (11. -15.) có thể được lặp lại cho trục Y ở thang đo 0.5V/div.
81
Hình 6.14: Tính toán của chỉ số điều chế
Hình 6.15: S ự tuyến tính của bộ điều chế
3.2. HOẠT ĐỘNG CỦA BỘ ĐIỀU CHẾ DSB 1. Điều chỉnh dao động ký trở lại mốt hoạt động b ình thường và gi ữ nguyên v ị trí đầu đo tại các điểm TP4 ( tín hiệu điều chế) v à TP6 (tín hi ệu đ ã điều chế), đặt các k ênh theo thang tương ứng 1V/div (TP4) v à 0.5V/div (TP6); điều chỉnh thang thời gian 0.2ms/div.;
82
Điều chỉnh mức của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) tại 2 V PP và chuyển S1 sang chế độ DSB rồi quan sát biên độ của tín hiệu điều chế biến thiên như thế n ào so với xu thế của tín hiệu mang tin, tương ứng với từng xung nhịp điều chế; Tín hiệu DSB 3. So sánh tín hiệu điều chế với tín hiện DSB và xác định rằng biên độ tức thời của sóng mang đã điều chế (DSB) bám theo biên đổi của xung nhịp điều chế, do vậy, một sự đảo ngược pha (m à không thể quan sát trên dao động ký) trong tín hiệu được điều chế (h ình 6.2) s ẽ tương ứng với bất kỳ một một sự đảo cực của nhịp điều chế; 4. Nếu dao động ký có chức năng nhớ, đầu d ò có thể đưa từ tín hiệu điều chế (TP4) sang sóng mang (TP5) và ch ức năng nhớ được đưa vào một cách thích hợp dựa tr ên thang thời gian: để chạy hai dạng sóng n ày gặp một nút ở sóng mang đ ã điều chế nơi mà sự đảo ngược về pha có thể quan sát được; 5. Đặt dao động ký trở lại cấu h ình trong b ước 1 (nếu những g ì chỉ ra tại điểm 4. đ ã được thực hiện), sau đó đo biên độ B c ủa tín hiệu diều chế và biên độ C (tại đầu ra đảo) của sóng mang điều chế; tỉ số C/B chính l à một tham số tăng ích cho ta hằng số k của bộ điều chế, khi nó được chuẩn hoá với biên độ sóng mang A (trong trường hợp nhất đinh, A l à xấp xỉ 1, khi đó C/B k 0.5 ); 6. Thay đổi biên độ của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) quan sát biến đổi biên độ tương ứng của sóng mang điều chế. Nhớ rằ ng tín hiệu DSB không có độ lệch ban đầu của dòng một chiều gây bởi biên độ sóng mang, như đ ã được kiểm tra trong trường hợp điề u chế AM, do vậy, nếu tín hiệu điều chế tại mức không, tín hiệ u DSB cũng trở về không: tính chất này cho phép điều chế DSB thích hợp với việc truyền tín hiệu mang tin tốc độ cao với tần số thấp; 3.3. TÁCH SÓNG (GIẢI ĐIỀU CHẾ) CÓ ĐỒNG BỘ 1. Giữ mức của tín hiệu điều chế tại 2 V PP (GAIN/BUFFER) và điều chỉnh đầu đo TP4 với thang 1V/div.; v à thang th ời gian 0.1/0.2ms/div; 2. Nối đầu đo c òn l ại tớ i TP27 (l ối ra của bộ ghim): tín hi ệu quan sát từ TP27 (sau khi đã điều chỉnh đầu đo thích hợp) không có các thành ph ần tần số thấp (2.f) v ì đã qua bộ lọc thông giải (thụ động) hoạt động tại dải tần 2.F (2 lần tần số sóng mang = 910KHz) và nó bao g ồm một tín hiệu vớ i t ần số sóng mang 2.F v à chỉ số điều chế cao (gần 100%); Khôi phục sóng mang : 2.
83
3. Dịch
đầu đo từ TP4 sang TP5 (sóng mang) và đầu đo TP27 sang TP28 (lối ra của PLL hoạt động tại 2.F), chuyển thang đo trục tung sang 2V/div.: đồng bộ theo sóng mang và thang th ời gian hợp lý quan sát một xung vuông với tần số gấp đôi tần số sóng mang (TP5) hi ển thị trong TP28. 4. Giữ nguyên các điều kiện như trên: đưa đầu đo từ chân TP28 tới TP20, quan sát sóng hình vuông thu được từ sự chia của tần số PLL cho 2 (VCO/TP28) để cân bằng giá tr ị tần số của sóng mang. 5. Dịch đầu đo từ TP20 đến TP21 (lối ra của bộ lọc làm mượt) tăng thang đo của k ênh đo tới 1V/div: một sóng sin có tần số giống với tần số v à pha của sóng mang (TP5) và biên độ sau khi so sánh xu ất hiện ở chân TP21. 6. Giảm mức của tín hiệu điều chế từ từ cho tới khi xuất hiện r õ jitter trong sóng sin quan sát được ở chân TP21: mức này sẽ tương ứng với giới hạn biên độ của tín hiệu DSB, mà có thể kiểm tra tại lối ra TP6; giới hạn này cho phép b ộ thu giữ được đồng bộ với bộ tạo dao động cục bộ. Gi ải điều chế DSB v à AM: 1. Nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu điều chế) v à giữ thang đo trục tung ở 1V/div., bố trí thiết bị để điều chỉnh biên độ của tín hiệu n ày (GAIN/BUFFER) l ại mức 2V PP; 2. Sau đó nối một đầu đo khác để quan sát tín hiệu nhân được từ TP22 (lối ra của bộ giải điều chế) điều chỉnh dao động ký để thu được hiển thị tốt nhất: một tín hiệu DSB mà tín hi ệu sóng mang của nó gấp hai lần tần số sóng mang gốc, sẽ được hiển thị; tín hiệu DSB n ày bị chồng lên một tín hiệu có chu kỳ với biến thi ên giống với âm điều chế; 3. Chuyển đầu đo từ TP22 tới TP19 (lối ra của bộ lọc thôn g thấp) và đồ ng bộ dao động ký theo một trong hai tín hiệ u vào (thích h ợp hơn nếu đồng bộ theo lối v ào TP4); điều chỉnh GAIN (LOW PASS FILTER), sau khi c ài thiết lập thang đo trục đứng 1V/div., để thu dạng sóng bằng với tín hiệu điều chế, trong k ênh TP9; 4. Điều chỉnh thang của t r ục đứng tại 0.5V/div và thay đổi biên độ của tín hiệu diều chế kiểm tra rằng tín hiệu tách được (TP19) giống với tín hiệu mang tin; nói r õ hơn, giảm mức của tín hiệu điều chế tới khi tín hiệu tách được bị ảnh hưởng bởi một số méo, chỉ ra sự mất đồng bộ của bộ tạo dao động cục bộ (xác định giá trị giới hạn này); 5. Tăng mức của tín hiệu điều
chế tới 1 V PP và gạt S1 sang AM; 84
6. Chuyển
đầu đo từ TP19 tới TP22 (lối ra của bộ trộn) và điều chỉnh dao động ký thích hợp, quan sát dạng sóng thu được : k ết quả điều chế AM s ẽ có một sóng mang lớn gấp 2 lần tần số sóng mang gốc, chồng l ên một thành phần dòng một chiều và một sóng sin với c ùng biến thiên giống với tín hiệu điều chế; 7. Nối đầu đo quay trở lại TP19 (lối ra của bộ lọc thông thấp) (từ TP22) v à , đồng bộ theo một trong hai k ênh (TP4 hoặc TP19) và thang tr ục tung đặt 0.5V/div, điều chỉnh GAIN (của bộ lọc thông thấp) để thu được dạng sóng giống với tín hiệu điều chế, ở TP19; 8. Thay đổi biên độ của tín hiệu điều chế kiểm tra rằng tín hiệu tách được (giải điều chế) giống với tín hiệu mang tin.
85
Bài tập 6 ĐIỀU TẦN (FREQUENCY MODULATION) I. Mục đích -
Kiểm tra các thông số cơ bản của một tín hiệu đ iều tần
một bộ điều tần - Kiểm tra hoạt động của một bộ giải điều chế cho tín hiệu điều tần - Kiểm tra dữ l iệu hoạt động của đoạn FM xây dựng trong mô đun II. Kiểm tra thực nghiệm Mục tiêu các bài thực tập này là kiểm tra các tính chất cơ bản của điều chế FM. Những kết nối li ên quan trong b ảng mạch được chỉ ra tr ên hình 8.2 c ủa bài 7. Các thi ết bị cần thiết: - Nguồn nuôi PSU hoặc PS1, với khối điều khiển - Mô đun kiểm tra mod.T10L/EV - Dao động ký - Đồng hồ đo điện áp C ấu hình cho mô đun: - Bố trí mô đun trong cấu h ình cơ bản J3(B), J4(A), k ết nối J1, J2, S2(1KHz) và bộ chia khả tr ình-PROGRAMMABLE DIVIDER (450). - Điều chỉnh GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) ở chính giữa (mức mid run ) - Nối OUT 2 (LOW FREQUENCY) với BUF IN; OUT 3 vớ i MOD IN 1 (FM -
Kiểm tra hoạt động của
MODULATOR)
đó kết nối FM OUT (FM MODULATOR) vớ i FM IN (FM DEMODULATOR); DEM OUT v ới LPF IN (LOW PASS FILTER) - Đặt GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) ở chính giữa ( mức mid run ) - Cấp nguồn +12 V DC cho mô đun. 2.1. ĐIỀU CHẾ FM Độ lệch tần số và chỉ số điều chế : 1. Nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu cần điều chế) và điều chỉnh bi ên độ của tín hiệu n ày là 2 V PP. -
Sau
86
2. Nối
một đầu c òn lại của dao độn g ký với TP5 (tín hiệu FM) và đồng bộ theo tín hiệu này với điều chỉnh thang thời gian l à 1 s /div. và thang tung độ 1V/div : d ạng sóng thu đựoc như trên h ình 7.3. Như được chỉ ra tr ên hình 7.4, điều chỉnh mức của tín hiệu đ iều chế tốt nhất cho xác định độ lệch tần số như sau: 3. Ước định giá trị tần số lớn nhất F M và tần số nhỏ nhất F m thông qua dao động ký, đo cả 2 giá trị trên sóng sin tương ứng tại khoảng 4-5 chu k ỳ (để có độ chính xác cao hơn). 4. Độ lệch tần số ΔF thu được từ: ΔF (FM Fm ) / 2 ; nếu đặc trưng điện áp/tần số của bộ điều chế l à tuyến tính xung quanh tần số sóng mang (455 kHz), khi đó F M và Fm cách đều giá trị tần số trung tâm của sóng mang, ngượ c l ại, hai giá trị tần số n ày sẽ có khoảng cách kh ác nhau so với tần số sóng mang. 5. Giá tr ị của chỉ số điều chế m f được tính bằng: m f ΔF/f ; trong đó f là tần số của tín hiệu cần điều chế (2 kHz, trong trường hợp n ày).
Hình 7.3: Tín hi ệu FM
87
Hình 7.4: Đo F M M và F m
2.2. GIẢI GIẢI ĐIỀU CHẾ FM Đặc trưng tần số/điện áp : Đặc trưng tần số/điện áp của bộ giải điều chế FM có thể xác định tĩnh như sau: 1. Bật bộ chia khả tr ình-PROGRAMMABLE ình-PROGRAMMABLE DIVIDER c ủa bộ tổng hợp tần số (PHASE LOOKED LOOP) tới giá trị 455 (455 kHz) v à thay thế kết nối FM OUT FM IN với SYNT OUT (PHASE LOCKED LOOP)-FM IN; 2. K ết ết nối đầu đo của bộ dao động ký hoặc đầu đo của bộ đo điện áp đặt tại V DC/F.S., với TP17 (lối ra của bộ giải điều chế) và đo giá trị điệ n áp trung tâm V 0 (xấp xỉ bằng 2.5 V); 3. Thay đổi bộ chia khả tr ình ình theo t ừng bước 5 kHz, tăng tần số của FM I NPUT tới 505 kHz, và ghi các gía tr ị đo được tại lối ra của bộ giải điều chế (TP17), tại từng bước đo; 4. Đưa bộ chia khả tr ình ình về lại giá trị 455 v à lặp lại các hoạt động như trong bước tr ước ước đó, giảm tần số cung cấp cho bộ giải điều c hế với từng bước giá trị (5 kHz), cho tới khi giá trị tần số đạt tới 405 kHz; 5. Tính toán giá tr ị trung bình của tất cả các khoảng ΔVi thu được từ các phép đo, bắt đầu từ điểm kiểm tra nhỏ nhất (giá trị điện áp nhỏ nhất) tới điểm kiểm tra lớn nhất (gía tr ị điện áp lớn nhất); 6. Độ dốc trung b ình của đường đặc trưng này, hay là độ nhạy trung b ình của bộ giải điều chế l à tỉ số giữa điện áp trung b ình trong quãng ΔV và phép đo F 5 kHz; 7. Vẽ đường thẳng xấp xỉ đường cong đặc trư ng tính toán thông qua các giá tr ị Vci tương ứng trong mỗi bước đo, với tổng của các số hạng trung b ình khi t ăng ΔV ; ví 88
dụ
, điện áp khi tần số l à 440 kHz s ẽ l à V 0-3. ΔV ; ngượ c lại giá trị điện áp đối với tần số 470 kHz sẽ l à V0+3. ΔV ; 8. Tính toán toán sai khác modulo modulo (giá (giá tr ị tuyệt đối) giữa giá tr ị điện áp đo được V i và giá tr ị Vci tính toán được tại mỗi thời điểm đo; 9. Giá Giá tr ị lớn nhất |V i-Vci|/|Vci-V0| sẽ cho ta ước lượng tính tuyến tính của bộ giải điều chế. 10. Thay th thế kết nối SYNT OUT (PHASE LOCKED LOOP)-FM IN và khôi ph ục kết nối FM OUT-FM IN, ki ểm tra lại rằng GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) v à GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) ở vị trí chính giữa hay chưa (mức “mid run”); 11.Nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu cần điề u chế) và, thang đo đặt ở 1V/DIV và 0.2 ms/DIV, hi ển
thị tín hiệu cần điều chế điều chỉnh mức điện áp của nó (sử dụng GAIN BUFFER) t ại 2 V PP; 12.Nối một đầu đo khác TP19 (lối ra của tín hiệu dải điều chế được), thiết lập tương ứng 1V/DIV; điều chỉnh GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) sao cho tín hiệu thu được (TP19) l à giống đến mức cao nhất với tín hiệu đem điều chế (TP4); 13.Giảm biên độ của tín hiệu đem điều chế, (GAIN/BUFFER), tiến h ành bằng cách giảm độ lệch tần ΔF và chỉ số điều chế m f , cho tới khi tín hiệu giải điều chế thu được bị méo v à không còn nh ận ra so với tín hiệu mang tin ban đầu (điều chỉnh thang đo hợp lý): giới hạn n ày chỉ ra rằng biên độ của các th ành phần điều chế đ ã đạt tới mức dưới ngưỡng độ nhạy (v à nhiễu) của bộ nhận.
89
Bài tập tập 7 HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN AM/DSB &FM I. Mục Mục đích - Kiểm tra tất cả hoạt động của một hệ thống điều chế - giải điều chế AM v à DSB -
Kiểm tra tất cả hoạt động của một hệ thống điều chế - giải điều chế FM
Ước lượng dữ liệu hoạt động của cặp bộ điều c hế/giải điều chế như được cấu hình trong mô đun, trong điều chế biên độ và điều chế tần số, sử dụng các tín hiệu mang tin khác nhau. II. Kiểm Kiểm tra thực nghiệm Mục ti êu của chương này là kiểm tra các tính chất khác nhau của các loại truyền thông có th ể thực hiện được thông qua sử dụng sơ đồ điều chế trong mô dung T10L. Khi mô đun được kết nối với một nguồn tin b ên ngoài và sẽ được bố trí để cấu hình cho ki ểu truyền dẫn mong muốn. Thực hiện các kiểm tra như mô tả trong các b ài tập trong chương này, sẽ y êu cầu không chỉ sử dụng mô dung T10L v à sử dụng nguồn cung cấp, m à còn sử dụng các thiết bị cơ bản sau: - Dao động ký - Nguồn nuôi ±12V - Microp Microphon honee và loa có khuếch đại (không bắt buộc). Các k ết ết nối thực hiện trên mô đun được chỉ ra trong h ình 8.1 và 8.2. Hệ thống truy truyền ền dẫn AM và và DSB được bố trí như các bước sau (hình (h ình 8.1): - Bố trí cấu h ình cơ bản cho J3(B), J4(A), J1 và J2 được nối, S2 (1kHz) v à bộ chia khả tr ình-PROGRAMMABLE ình-PROGRAMMABLE DIVIDER (450) - Nối máy phát chức năng với LF IN (LOW FREQUENCY) - Nối LF OUT với BUF IN; OUT 3 với MOD IN 2 (AM MODULATOR); CARRIER IN v ới FM OUT (FM MODULATOR) - Sau đó kết nối AM OUT (AM MODULATOR) với AM IN (CARRIER GENERATOR&SYNC AM DET.); OUT 4 v ới LPF IN (LOW PASS FILTER) - Đặt GAIN/AMP2 (LOW-PAS FILTER) ở vị trí chính giữa (mức “mid run” ) - Đặt GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) ở chính giữa (mức “mid run” ) -
90
-
Cấp nguồn +12 V DC cho mô đun.
Hình 8.1: K ết nối cho hệ truyền dẫn AM và DSB
2.1 KIỂM TRA TR ÊN HỆ THỐNG AM 1. Gạt công tắc S1 sang AM v à nối một đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu mang tin) điều chỉ nh thang tr ục tung 0.5V/div. v à thang th ời gian 1 ms/div; 2. Nối đầu đo c òn lại với TP19 (tín hiệu mang tin đ ã được giải điều chế) điều chỉnh thang đo 0.5V/div.; 3. Chọn máy chức năng để phát sóng h ình sin với dải tần từ 0.5 đến 1 kHz, và điều chỉnh biên độ của tín hiệu lối ra TP4 quan sát được có giá trị 1 V PP (đồng bộ dao động ký theo tín hiệu n ày); 4. Điều chỉnh GAIN/AMP 2 (LOW PAS FILTER) sao cho tín hiệu mang tin ở TP19 (đồng bộ theo tín hiệu n ày) chồng lên tín hi ệu của chân TP4; 5. Giảm dần tần số của tín hiệu â m tần mang tin, điều chỉnh thang thời gian, cho tới khi mức của tín hiệu đ ã gi ải điều chế (TP19) giảm – 3dB, đó là tỉ số 0.70795: kiểm tra xem tín hiệu giải điều chế được tái tạo giống với tín hiệu âm tần mang tin, tới điểm này được xem như là giới hạn dưới của dải làm việc của hệ thống;
91
6. Giảm
tần số của tín hiệu mang tin hơn nữa v à dựa vào dáng điệu của hai tín hiệu (TP4 và TP19) điều chỉnh dao động ký thích hợp, cho tới khi nhiễu xuất hiện hầu khắp tín hiệu đ ã giải điều chế (TP19): giới hạn n ày xuất hiện r õ ràng khi suy hao của tín hiệu điều chế (TP4) xấp xỉ (dải) mức nhiễu trong (intrinsic noise) của hệ thống khi tần số của nó giảm; 7. Tăng tần số của bộ toạ dao đông tới xấp xỉ 1 kHz và điều chỉnh dao động ký về lại các cài đặt ban đầu (thang trục tung l à 0.5 V/div và thang thòi gian là 1 ms/div.); giảm dần mức của tín hiệu âm tần điều chế (GAIN/BUFER), điều chỉnh dao động ký theo đó, tới khi đạt tới giới hạn của nhiễu trong của hệ thống: giới hạn n ày sẽ được xác định, cao hơn hoặc thấp hơn, tại mức giống như b ài tập trước đó. 8. Thiết lập tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) tại giá trị 1 V PP và điều chỉnh các thang đo của dao động ký giống như trong trường hợp ban đầu; tăng tần số của tín hiệu điều chế âm tần (điều chỉnh thang thời gian theo cho ph ù h ợp) tới khi bi ên độ của tín hiệu đ ã được giải điều chế (TP19) giảim – 3dB, tương ứng vớ i tỉ số 0.70795: các độ lệch đáng kể của tín hiệu giải điều chế từ tín hiệu âm tần mang tin sẽ không được tách cho tới điểm n ày và tần số thu được biểu diễn giới hạn tr ên c ủa dải l àm việc của hệ thống. 9. Điều chỉnh tần số trở lại dải trung tâm (giá trị một v ài kHz), bố trí lại thang thời gian của dao động ký, và tăng biên độ của tín hiệu đ iều chế âm tần (GAIN/BUFFER), cũng thay đổi mức lối ra của bộ tạo dao động, nếu cần thiết, cho tới k hi một vài méo xuất hiện trong tín hiệu đ ã giải điều chế: giới hạn n ày chỉ ra r ằng, ngoài hiện tượng b ão hoà, 100% c ủa sự điều chế bị vượt quá. 3.2. KIỂM TRA TR ÊN HỆ THỐNG DSB 1. Chuyển S1 tới DSB và gi ữ đầu đo của dao động ký với TP4 (tín hiệu mang tin ) và với TP19 (tín hiệu giải điều chế), thiết lập thang trục tung 1 V/div, v à thang thời gian ms/div. (đồng bộ dựa tr ên một hoặc hai k ênh, ví dụ theo TP4); 2. Đặt GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) ở chính giữa (mức “mid run”), sau khi thiết lập tần số của bộ tạo dao độn g giữa 0.5 và 1 kHz, điều chỉnh biên độ của tín hiệu lối ra tại giá trị 2 V PP, quan sát trên TP4; 3. Điều chỉnh GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) sao cho tín hiệu âm tần từ TP 19 có thể chồng chập (phủ) l ên tín hiệu ở TP4; 4. Giảm dần tấn số của tín hiệu âm tần, đi êu chỉnh thang thời gian của dao động ký theo đó, cho tới khi biên độ của tín hiệu giải điều chế (TP19 ) giảm – 3dB, tương ứng
92
với
tỉ số 0.70795: nh ững độ lệch đáng kể của tín hiệu giải điều chế được so v ới tín hiệu âm tần mang tin sẽ không được xác định cho tới điểm l àm việc n ày và tần số thu được biểu diễn giớ i hạn dưới của dải hoạt động của hệ thống; 5. Giảm tần số của tín hiệu âm tần mang tin hơn nũa v à d ựa trên dáng điệu của hai tín hiệu (tại TP4 và TP19), điều chỉnh các thang đo của dao động ký một cách hợp lý, cho tới khi nhiễu xuất hiện r õ ràng trên tín hi ệu giải điều chế đượ c (TP19): gi ớ i hạn này xuất hiện r õ ràng khi suy hao c ủa tín hiệu âm tần (TP4) xấp xỉ mức cố định của đồng bộ khôi phục được, khi tần số của nó giảm, trước khi các nguyên nhân khác gây nhiễu; 6. Điều chỉnh tần số của bộ tạo dao động trở lại giá trị xấp xỉ 1 kHz v à bố trí dao động ký tr ở lại các thiết lập ban đầu (thang trục tung 1 kHz v à thang th ời gian 1ms/div) và giảm dần mức của tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER), điều chỉnh các thang trục tung c ủa dao động ký, cho tới giới hạn tương thích của khôi phục sóng mang: nó sẽ có giá tr ị xấp xỉ với mức xác định trong phần trước; 7. Thiết lập tín hiệu điều chế (GAIN/BUFFER) trở lại giá tr ị 2 VPP và điều chỉnh thang c ủa dao động ký trở về thiết lập ban đâu; tăng tần số của tín hiệu đ iều chế âm tần (theo đó điều chỉnh thang thời gian ph ù hợp) cho tới khi biên độ của tín hiệu giải điều chế được (TP19) l à giảm – 3 dB, tương ứng với tỉ số 0.7 0795: tín hi ệu giải điều chế đượ c sẽ luôn luôn tốt cho tới khi dạt tới điểm này và nó được gợi l à giới hạn tr ên của dải l àm việc của hệ thống; 8. Thiết lập tần số trở lại dải trung (giá trị một v ài kHz), bố trí lại thang thời gian của dao động ký, và tăng biên độ của tín hiệu điều chế âm tần (GAIN/BUFFER), c ùng thay đổi mức lối ra của bộ tạo dao động, cho tới khi một v ài méo xuất hiện trong tín hiệu đã giải điều chế: giới hạn n ày chỉ ra rằng, giới hạn của tính tuyến tính của hệ thống bắt nguồn từ sự b ão hoà của các th ành ph ần của hệ thống. 3.3. K ẾT NỐI VỚI MỘT TÍN HIỆU ÂM THANH Nếu một micro với đầu cắm chuẩn v à m ột loa có khuếch đại âm thanh, các tính hiệu từ míc có thể sử dụng như là các tín hiệu mang tin v à âm thanh phát ra t ừ loa chính là tín hi ệu giải điều chế. Tốt hơn trong trường hợp n ày là sử dụng điều chế AM (S1 gạt sa ng vị trí AM). 1. Nối micro với MIC đầu ra (LOW FREQUENCY) và loa v ới OUT 5 (và với chân đất lối ra).
93
Đặt GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) tại mức không, v à GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) ở chính giữa (mức “mid run”). 3. Giữ các đầu đo nối với TP4 v à TP9, cùng với điều chỉnh thang thời gian cho dao động ký là 1ms/div như mọi khi . 4. Đưa micro tới một nguồn phát âm thanh (ch e khuất) hoặc đ ã để xa bản mạch. 5. Tăng mức của tín hiệu đ iều chế (GAIN/BUFER) từ từ cho tới khi lo a phát ra âm thanh tái t ạo lại. 6. Cân bằng các mức lối v ào và l ối ra để thu được âm thanh tái tạo với chất lượng tốt nhất. 7. Quan sát biến thiên của các tín hiệu ở chân TP4 và TP19, điều chỉnh dao động ký để thu được hiển thị tốt nhất v à quan sát r ằng chúng là các tín hiệu ngẫu nhi ên và các tín hiệu này được xác định thông qua khái niệm công suất trung b ình trên d ải thông của hệ thống. 8. Nếu không có âm thanh ra loa, các điều chỉnh và ước đ oán được đưa ra dựa tr ên quan sát thu được các tín hiệu từ TP4 v à TP19; quan sát xem một điều kiện tốt cho hệ thống có thể ước đ oán kho ảng 0.5 V của mức lối v ào bình ph ương trung b ình (TP4). 9. Nối một máy phát chức năng, điều chỉnh với một âm tần tại dải trung tâm (cỡ một vài kHz), tạo ra một tín hiệu xấp xỉ 1.5 V PP, thay th ế míc; tính toán độ khuếch đại của hệ thống (tỉ số giữ bi ên độ của tín hiệu ở chân TP19 v à TP4), giữ điều chỉnh lối ra không đổi, nếu có tín hiệu phát ra từ loa, hoặc điều chỉnh chỉnh lối ra với mức khuếch đại là đơn vị. 10.Giảm mức của lối v ào t ới không (GAIN/BUFFER) và ước định một cách định tính giá tr ị (trong V PP) của nhiễu hệ thống ở chân TP19 (giữ điều chỉnh lối ra không đổi). 11. Ước đoán này, được chuyển đổi th ành lối vào thông qua h ệ số khuếch đại của hệ thống (bằng 1, khi không có loa), có thể đư a ra một cách lý tưởng của nhiề u h ệ thống hiện hữu tại lối v ào của bộ điều chế, trong các điều kiện thông thường. 12. Các hoạt động được mô tả tr ên có thể lặplại với điều chế DSB, cung cấp mức tham chiếu lối vào (bước 8) có thể điều chỉnh l ên tới (xấp xỉ 0.75 V rms) và nhiễu bên trong s ẽ không thể ước đoán (bởi vì mất đồng bộ của bộ nhận). 3.4. HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN FM Bố trí mô đun như được chỉ ra dưới đây (h ình 8.2): - Đưa vào cấu h ình cơ bản J3(B), J4(A), J1 và J2 được nối, S2 (1kHz) v à b ộ chia khả tr ình-PROGRAMMABLE DIVIDER (450) 2.
94
-
Nối máy phát chức năng với LF IN (LOW FREQUENC Y)
-
Nối
LF OUT (LOW FREQUENCY) với BUF IN; OUT 3 với MOD IN 1 (FM
MODULATOR)
đó nối FM OUT (FM MODULATOR) với FM IN (FM DEMODULATOR); DEM OUT v ới LPF IN (LOW PASS FILTER) - Đặt GAIN/BUFFER (LOW FREQUENCY) ở chính giữa (“mid run”) - Đặt GAIN/AMP 2 (LOW PASS FILTER) ở chính giữa (“mid run”) - Cấp nguồn cho mô đun với +12 V DC. 3.4- 1. Kiểm tra trên hệ thống FM 1. Nối một đầu đo của dao độ ng ký với TP4 (tín hiệu mang tin) và đầu đo khác với TP19 (tín hi ệu giải điều chế), c ùng với thang thời gian ms/div v à thang tung độ 1V/div; 2. Chuyển chế độ của máy phát chức năng tới sóng sin với dải tần số 0.5 tới 1 kHz, v à điều ch ỉnh biên độ của lối ra để quan sát được tín hiệu 2 V PP ở chân TP4 (đồng bộ dựa trên tín hi ệu này). 3. Điều chỉnh GAIN/AMP 2 (LOW PAS FILTER) sao cho tín hiệu mang tin của chân TP19 có thể chồng l ên trên tín hi ệu tại T P4. 4. Giảm dần tần số của tín hiệu mang tin, đồng thời điều chỉnh thang thời gian của dao động ký, cho tới khi mức của tín hiệu được điều chế (TP19) giảm – 3dB, tương ứng với tỉ số 0.70795: kiểm tra x em tín hiệu giải điều chế được có tái tạo lại tốt tín hiệu mang tin, tới điểm n ày sẽ xác định được giới hạn dướ i của dải l àm việc của hệ thống. 5. Giảm tần số của tín hiệu âm tần mang tin th êm nữa và dựa tr ên biến thiên của hai tín hiệu tại (TP4 và TP19), điề u chỉnh các thang của dao động ký, cho tới khi nhiễu phủ hoàn toàn tín hi ệu dải điều chế được (TP19): giới hạn n ày xuất phát từ suy hao gâ y bởi các bộ lọc lối vào của tín hiệu đ ã điều chế (tín hiệu được giải điều chế ở TP4), v à sự mất độ nhạy của bộ điều c hế với các tần số thấp, do đó đáp ứng của hệ thống tiến tới mức nhiễu nội tại của nó. 6. Tăng tần số của bộ tạo dao động chở lại với xấp xỉ 1 kHz và điều chỉnh dao động ký tr ở lại các thiết lập ban đầu (thang trục tung 1V/div. v à thang th ời gian 1ms/div); sau đó giảm mức của tín hiệu điều chế âm tần (GAIN/BUFFER) cho tới khi một tín hiệu lối ra có thể vẫn phân biệt được với nhiễu khi mức giới hạn của các th ành phần điều chế tương ứng với nhiễu hệ thống. -
Sau
95
