Sensores y Acondicionadores de Señal- Practicas de Laboratorio

Presentación

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Presentación Los objetivos de estas prácticas son: que el estudiante utilice algunos sensores; que inter prete sus especificaciones; que diseñe acondicionadores de señal para realizar medidas específicas desde una perspectiva de sistema; que interprete algunas de las especificaciones de los componentes empleados y sepa juzgar sobre su adecuación a la finalidad deseada; que resuelva problemas de interferencias en el diseño de acondicionadores de señal; y que se ejercite en el arte de medir correctamente empleando los instrumentos electrónicos ordinarios. A través del uso, también se familiarizará con los formatos de presentación de esquemas de las herramientas de diseño de circuitos impresos con ordenador. Para cumplir estos objetivos se ha procurado que cada práctica se refiriera a un sensor distinto, que se empleara la mayor cantidad posible de componentes electrónicos con prestaciones diferentes y, a la vez, que los circuitos a diseñar fueran también distintos. Obviamente, la diversidad posible viene limitada por numerosos factores, principalmente económicos, pero también relativos al tiempo disponible y a las variables físicas que se puede tener al alcance para medir en un laboratorio docente de electrónica. Todas las prácticas, salvo las dos primeras, que no se refieren al acondicionamiento de señales, siguen un mismo esquema: 1 2

3 4 5 6 7 8

Pre Present sentac ació ión, n, don ond de se res resume qu quéé se va a hacer acer.. Objetivo Objetivos, s, qu quee son son los los con conoc ocim imie ient ntos os espe específ cífico icoss que que se espe espera ra qu quee obt obten enga ga el alum alumno no.. Conviene observar que el objetivo no es que funcionen los circuitos, sino aprender o profundizar en unos determinados conceptos. Fundamen Fundamentos tos teór teóric icos os,, par paraa sit situa uarr cad cadaa prá práct ctic icaa en en el el con conte text xto o de de los los sens sensor ores es y acondicionadores de señal. Circuito Circuito pro propu pues esto to y su su des descr crip ipci ción ón,, q que ue cons consti titu tuye ye el nú núcl cleo eo de estu estudi dio o par paraa pre prepa para rarr la la práctica. Cálculos Cálculos,, expe experi rien enci cias as y med medic icio ione nes, s, que que son son la pri prime mera ra par parte te del del des desar arro roll llo o expe experi rime ment ntal al,, y cuya realización es necesaria para cubrir todos los objetivos de la práctica. Medi Medida dass y cues cuestio tione ness comp comple leme ment ntar aria ias, s, que que per permi mite ten n ampl amplia iarr los los cono conoci cimi mien ento toss obte obteni nido dos. s. Preg Pregun unta tass de de rep repas aso, o, qu quee sir sirve ven n par paraa aut autov over erif ific icar ar el apre aprend ndiz izaj ajee obt obten enid ido. o. Bibl Biblio iogr graf afía ía,, para para amp ampli liar ar los los tem temas as plan plante tead ados os en el el apar aparta tado do de de Fund Fundam amen ento toss Teó Teóri rico cos. s. Es Es complementaria y su consulta no es imprescindible para poder contestar las cuestiones planteadas.

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Sensores y acondicionadores de señal. Prácticas

Una hoja de respuestas permite organizar de forma sistemática la presentación de los resultados obtenidos. Se recomienda al estudiante que utilice un cuaderno de laboratorio donde vaya anotando todos los cálculos, explicaciones, razonamientos y resultados obtenidos. El desarrollo de las prácticas es mucho más ágil si el alumno ha leído previamente el contenido y ha realizado los cálculos indicados en cada práctica. Conviene dedicar las sesiones en el laboratorio a la utilización de los recursos allí disponibles, y a los que no se tiene acceso fuera de los horarios establecidos. El conexionado de los circuitos está disponible en un circuito impreso y las especificaciones de los componentes están recopiladas. Ambos se pueden conseguir a través de los autores. Para el desarrollo de las prácticas se ha optado por una solución a mitad de camino entre las dos extremas: plantear un problema de medida de una variable física, empleando un sensor concreto pero dejando la solución totalmente abierta, o, por el contrario, plantear un circuito ya diseñado y limitarse a analizar la validez de la solución y el funcionamiento de las diversas etapas del montaje. La alternativa adoptada consiste en plantear el problema y el esquema de un circuito para resolverlo, cuyo funcionamiento se describe con un cierto detalle, pero se pide al alumno que haga todos los cálculos necesarios para encontrar el valor adecuado de los componentes, que analice las características de los componentes y sensores, para lo que se dispone de sus especificaciones, y que critique la validez y las limitaciones de la solución propuesta. La práctica 8 tiene un carácter más abierto, pues sólo se plantea el problema a resolver y los circuitos a analizar, dejando libertad al alumno para que diseñe las interfaces necesarias. Se presupone que el estudiante tiene los conocimientos necesarios sobre la utilización de los instrumentos de laboratorio básicos y sobre el diseño, montaje y verificación de circuitos analógicos y digitales simples. El conjunto de las prácticas planteadas está previsto para cubrir un cuatrimestre de 15 semanas lectivas, con dos horas de laboratorio cada semana. La práctica 8 requiere, obviamente, más sesiones de laboratorio que las demás.

Barcelona, mayo de 1995

Los autores

Presentación

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Índice 1

Introducción al laboratorio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

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Estudio experimental del modelo de un sistema de medida . . . . . . . . . . . . . . 25

3

Term Termóm ómet etro ro bas basado ado en un un term termis istor tor line lineali aliza zado do y un un pseud pseudop opuen uente te resi resist stivo ivo . . . 31

4

Sensor de presión piezorresis sistivo y alarma activada por tiristor . . . . . . . . . . . 39

5

Célula de carga y amplificador de instrumentación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

6

Sensor capacitivo angular y pseudopuente de alterna . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

7

Bolómetro resistivo con demodulador coherente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

8

Sensor inteligente para medidas ambientales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

9

Sistema de telemedida con fibra óptica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

APÉNDICE: Sugerencias para la realización de estas prácticas . . . . . . . . . . . . . . . 105

Presentación

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Sensores empleados -

Sonda de temperatura 80T-150U (Fluke) basada en una unión p-n

-

Termistor (NTC 2322 642 6472 de Philips)

-

Sensor de presión piezorresistivo Eurosensor 20N005G, basado en puente completo de galgas semiconductoras en circuito integrado

-

Manómetro de tubo Bourdon

-

Célula de carga basada en puente completo de galgas extensométricas metálicas

-

Condensador variable con un desplazamiento angular

-

Sensor monolítico de presión (KP101A de Philips)

-

Sensor monolítico temperatura-corriente

-

Sensor de humedad capacitivo (2322 691 90001 de Philips)

-

Sistema de fibra óptica Honeywell SPX 4101 ó Thomas & Betts 92910

de

temperatura

AD590J,

que

actúa

como

convertidor

Componentes activos empleados -

CA 3140

-

CD 4053B ICM 7555 LM311 LM358A LM 723 MAX 666 OP-07 PIC16C71 TL082 TIC106D VN10KM 24C04 4N25

Amplificador operacional con entrada MOSFET y salida bipolar, con velocidad de respuesta media Interruptor analógico triple SPDT Multivibrador de tecnología CMOS Comparador de tensión con salida en colector abierto Amplificador operacional bipolar doble que acepta alimentación simple Regulador de tensión ajustable con precisión media Regulador de tensión conmutado CMOS Amplificador operacional bipolar con bajas derivas y offset Microcontrolador RISC, con CAD de 8 b y temporizador de 8 b Amplificador operacional doble con entrada JFET SCR con puerta de alta sensibilidad Transistor MOSFET, canal p, baja RON Memoria EEPROM de 512x8 b, con interfaz serie I2 C Optoacoplador de alto aislamiento con salida por fototransistor

Práctica 1. Introducción al laboratorio

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Práctica 1. Introducción al laboratorio 1 Presentación Se introduce una metodología para determinar las características eléctricas de un puesto de trabajo en un laboratorio de electrónica, para valorar algunas prestaciones de los instrumentos electrónicos disponibles, y para identificar y resolver los problemas de interferencias electromagnéticas en la utilización de dichos instrumentos.

2 Objetivos Al acabar esta práctica, el estudiante será capaz de: 1

Clasificar la instalación de un puesto de trabajo para laboratorio de electrónica, de acuerdo con su protección y su susceptibilidad a las interferencias electromagnéticas.

2

Identificar las limitaciones de los instrumentos disponibles en el puesto de trabajo.

3

Reconocer la influencia que tiene la etapa frontal de los instrumentos de medida en su susceptibilidad a las interferencias electromagnéticas.

4

Identificar las distintas formas de acoplamiento de las interferencias electromagnéticas (resistivas, inductivas, capacitivas).

5

Valorar la influencia de los distintos tipos de cables en la magnitud del acoplamiento de interferencias electromagnéticas.

3 Fundamentos teóricos 3.1 La instalación eléctrica en los laboratorios de electrónica Los resultados de las medidas con instrumentos electrónicos dependen no sólo de las características de los propios instrumentos, sino también de la instalación eléctrica donde estén conectados y del entorno electromagnético en el que funcionen.

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Todas las instalaciones eléctricas incorporan medidas de seguridad para prevenir el riesgo de electrocución. Las consecuencias del paso de una corriente eléctrica por el cuerpo humano dependen de las características del propio cuerpo y de la intensidad, frecuencia y duración de la corriente, y pueden ser mortales [1]. Por ello, aparte de las protecciones en la instalación, es obligatorio que los aparatos eléctricos dispongan de aislamientos para prevenir los contactos con sus partes activas. En las instalaciones eléctricas, se denominan masas las partes metálicas normalmente aisladas de las partes activas. Para prevenir los contactos eléctricos con masas que accidentalmente estén puestas bajo tensión, en las instalaciones de baja tensión (< 250 V) se emplean dos tipos principales de medidas de protección: puesta a tierra de las masas, asociada a un dispositivo de corte automático (normalmente por intensidad de defecto), y separación de circuitos. La puesta a tierra del neutro de las instalaciones eléctricas es obligatoria [2]. Cuando todas las masas de una misma instalación están unidas a la misma toma de tierra, si una de dichas masas alcanza un potencial alto, circulará por la instalación una corriente elevada, capaz de activar un dispositivo de corte (interruptor de máxima -magnetotérmico-, cortacircuito fusible, o interruptor diferencial). Los interruptores diferenciales son particularmente eficaces por cuanto interrumpen el circuito eléctrico a la carga cuando la diferencia de corriente entre los dos conductores activos (presumiblemente debido a una fuga a tierra) excede de un valor predeterminado que es inferior al necesario para activar los interruptores de sobrecorriente (térmico -para sobrecarga- y electromagnético -para sobreintensidad alta-). La separación de circuitos consiste en separar el circuito de utilización del de alimentación, normalmente mediante un transformador de aislamiento. Todos los conductores del circuito de alimentación, incluido el neutro, quedan así aislados de tierra. Entonces las masas son flotantes respecto a tierra, de forma que en los posibles circuitos de defecto (alimentación-contacto-cuerpo humano-tierra), hay una impedancia serie muy grande [1]. Según la forma en que logran su seguridad, los aparatos eléctricos alimentados a baja tensión pueden ser de clase 0, clase 0I, clase I, clase II o clase III [3]. Los aparatos de clase 0 basan su protección simplemente en el aislamiento funcional. No tienen dispositivos que permitan unir las partes metálicas accesibles, si existen, a un conductor de protección. Van marcados como clase 0 o sin indicación. Los aparatos de clase 0I tienen un aislamiento funcional, por lo menos, un borne de tierra conectado a todas sus partes metálicas accesibles y un cable flexible de alimentación que no lleva conductor de protección, fijado permanentemente al aparato. Los aparatos de clase I, además de tener un aislamiento funcional como mínimo, llevan los dispositivos para conectar sus partes metálicas accesibles a un conductor de protección (amarilloverde). Van marcados como "clase I" o con el símbolo de puesta a tierra. Los aparatos de clase II tienen un aislamiento doble o reforzado, y no llevan dispositivos que permitan unir las partes metálicas accesibles, si existen, con un conductor de protección. Van marcados como "clase II" o con un símbolo consistente en dos cuadrados concéntricos. Los aparatos de clase II, con cubierta metálica accesible, pueden tener un dispositivo para conectarlos a un conductor de equipotencialidad, si la norma particular pertinente lo permite.


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Los aparatos de clase III van alimentados a tensión inferior a 50 V, sin que internamente se generen tensiones mayores; van marcados como "clase III" o con el valor de la tensión nominal de alimentación que requieren. Los aparatos alimentados a baterías forman un grupo aparte, por cuanto la corriente continua es mucho menos peligrosa que la corriente alterna.

3.2 Interferencias en los instrumentos de medida En los instrumentos de medida, la etapa de entrada puede ser unipolar o diferencial y, en ambos casos, puede tener un terminal conectado a masa o puede ser flotante [4]. Por lo tanto, sus resultados pueden depender de las características eléctricas de la instalación donde estén conectados. En particular, las corrientes de fugas que circulan por el conductor de protección de la instalación pueden derivar hacia el circuito de medida, con lo que producen una interferencia que se denomina resistiva, conducida o por impedancia común. Las interferencias que se acoplan a través de capacidades parásitas entre conductores, se denominan capacitivas o eléctricas. Las interferencias que se acoplan a través de la inductancia mutua entre circuitos se denominan inductivas o magnéticas. Para tener una interferencia capacitiva basta que haya un conductor a un potencial variable. Este potencial producirá corrientes de desplazamiento a través de las capacidades parásitas. La interferencia resultante en el circuito víctima será tanto más grave cuanto más alta sea la impedancia que presente. Para tener una interferencia inductiva debe circular una corriente variable por el circuito fuente de la interferencia. Esta corriente producirá un flujo magnético variable que inducirá una tensión en cualquier circuito cerrado que atraviese, con independencia de cuál sea la impedancia que presente dicho circuito.

3.3 Ventajas relativas y limitaciones de los instrumentos Todos los instrumentos de medida y de generación de señales tienen limitado su margen de amplitudes y de frecuencias. Por arriba, las amplitudes vienen limitadas cuando menos por la rigidez dieléctrica y el calentamiento de los materiales empleados en su construcción, y también por la posibilidad de saturaciones y otras no linealidades. Por abajo, las amplitudes vienen limitadas por el ruido e interferencias presentes. Los instrumentos de alta sensibilidad (analizadores de espectro, por ejemplo) tienen muy limitada la potencia máxima admisible a su entrada. La frecuencia de las señales aceptables en los circuitos electrónicos vienen limitadas en último extremo por las capacidades parásitas. Pero antes de alcanzar estos límites, las características de los instrumentos suelen degradarse rápidamente, de manera que el fabricante especifica un margen de frecuencias de utilización, en el que garantiza la exactitud y demás características. Para facilitar la medida de magnitudes continuas y de señales alternas superpuestas a señales continuas, los osciloscopios y multímetros tienen bandas de medida separadas (continua/alterna), pero mientras los osciloscopios permiten medir señales de baja frecuencia, los multímetros no.

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Una ventaja de los multímetros digitales es su elevada capacidad de rechazar las interferencias en modo serie (SMRR) cuya frecuencia sea la de la red o armónicas, al medir magnitudes continuas. Esta ventaja se debe al empleo de convertidores A/D integradores. Como contrapartida, estos convertidores son lentos, de manera que para medir magnitudes alternas primero se convierten estas en magnitudes continuas, que luego se llevan al convertidor. Por esta razón, la capacidad de rechazar interferencias en modo serie al medir magnitudes alternas es nula. Hay que recordar, además, que la impedancia de entrada del MMD al medir tensión es muy elevada y que, en cambio, la impedancia de entrada al medir corriente es baja, y suele cambiar de una a otra escala de medida. Una misma interferencia externa tendrá, por tanto, distintas consecuencias según que el multímetro esté dispuesto para medir tensión o corriente. La fuente de alimentación produce a veces interferencias conducidas. Idealmente la impedancia de salida de la fuente debiera ser nula. En la práctica, no sólo no es nula sino que aumenta a alta frecuencia. Si el limitador de corriente interno de la fuente entra en funcionamiento, este aumento es aún más notable. Sucede entonces que si el consumo de un circuito va cambiando con el tiempo, todos los circuitos conectados a las mismas líneas de alimentación experimentan fluctuaciones en sus tensiones de alimentación. Algunos circuitos son muy susceptibles a dichas fluctuaciones, tanto más cuanto mayor sea la frecuencia de éstas y mayor sea el ancho de banda del circuito que las sufre.

4 Experiencias y mediciones 4.1 La instalación eléctrica del puesto de trabajo Para determinar si la instalación está protegida mediante conexión a tierra de las masas metálicas o por contra hay un transformador de aislamiento, se puede medir la diferencia de potencial entre cada uno de los conductores activos de la instalación (fase y neutro) y el conductor de protección (toma de tierra). Para efectuar esta medida, hay que emplear un voltímetro con entrada flotante, es decir, que no tenga puesto a tierra ninguno de sus dos terminales de entrada, y medir con la función V AC. Si un voltímetro está alimentado a baterías o es de clase II, su entrada es flotante. Si es de clase I, se puede saber si la entrada es flotante mirando si en su panel frontal hay una indicación de la tensión máxima permitida entre el terminal de entrada "bajo" y tierra. Habitualmente es de 500 V. En caso de duda, se debe consultar en el manual del voltímetro cuál es la tensión de modo común admisible a la entrada. Si las dos medidas de tensión entre conductores activos y tierra dan resultados similares, hay un transformador de aislamiento o bien es una instalación con dos fases. Si el potencial de uno de los dos conductores es muy pequeño, se trata del neutro, que está puesto a tierra. Cuestión 1.1 -

¿Cuáles son las tensiones entre cada conductor activo y la toma de tierra del puesto de trabajo?

Comprobar si, en la disposición del conexionado de las bases de alimentación, la posición relativa de los conductores activos es siempre la misma.


-

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Comprobar si la estructura metálica de la mesa, la pantalla metálica de los fluorescentes y las cubiertas metálicas de los instrumentos están puestas a tierra. Recordar que la mayor parte de las pinturas son buenos aislantes eléctricos. Por lo tanto, para hacer buen contacto eléctrico con la mesa hay que tocar un tornillo o el contorno de algún agujero que deje expuesto el metal.

Determinar, inspeccionando la instalación del puesto de trabajo, si hay interruptores de protección y de qué tipo son. Cuestión 1.2

¿Cuál es la corriente nominal de los interruptores automáticos del puesto de trabajo?

Por inspección visual, medición o consultando el manual, si es necesario, determinar las características de protección del osciloscopio (OSC), del multímetro digital (MMD), del generador de funciones (GF) y de la fuente de alimentación (FA), determinando de qué clase es cada uno de ellos. Cuestión 1.3

¿De qué clase respectiva (I, II) son cada uno de los instrumentos disponibles?

Análogamente, determinar si la entrada del OSC y MMD o la salida del GF y FA son flotantes o están puestas a tierra, y si son unipolares o diferenciales. Cuestión 1.4

¿Qué tipo de entrada o salida (unipolar a masa, unipolar flotante, diferencial a masa, diferencial flotante), tiene cada uno de los instrumentos disponibles?

4.2 El multímetro digital Una limitación grave de los multímetros digitales es que sólo pueden medir magnitudes alternas en un margen de frecuencias reducido. -

Consultando las especificaciones del multímetro disponible, determinar su banda de frecuencias de medida en alterna.

Para verificar la respuesta del MMD a tensiones de distinta frecuencia cuando está en modo AC, se puede conectar la salida del GF simultáneamente al MMD y al OSC. El OSC permite medir la frecuencia aproximada de la salida del GF y comprobar que al cambiar la frecuencia no cambia la amplitud de la salida. Cuestión 2.1

¿Cuál es lectura del MMD en modo AC al medir tensiones alternas de aproximadamente 1 V y frecuencia 10 Hz, 1 kHz, 10 kHz y 1 MHz?

La diferencia en el comportamiento de los multímetros frente a magnitudes continuas y alternas, y su diferente impedancia de entrada según midan tensión o corriente (y en este caso, según la escala), se puede aprovechar para identificar y valorar cualitativamente algunas interferencias eléctricas y magnéticas presentes en el entorno de medida. Para ello se propone medir: tensión continua, tensión alterna, corriente continua y corriente alterna, en las distintas

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escalas disponibles, y en las siguientes condiciones: A

Con la entrada cortocircuitada con un cable muy corto (disponible en el laboratorio)

B

Con la entrada al aire y sin ningún cable conectado

C

Conectando un cable al terminal de entrada alto y dejándolo plano sobre la mesa

D

Conectando un cable al terminal de entrada bajo y dejándolo sobre la mesa

E

Conectando un cable a cada terminal de entrada y dejándolos planos sobre la mesa y aproximadamente paralelos. Observar el efecto de la separación entre cables

F

Igual que en el caso anterior, pero conectando entre sí los extremos lejanos de los cables Observar si cambia la lectura al cambiar el área abarcada por los cables. Observar si cambia la lectura al añadir una resistencia en serie de 1 k S.

Cuestión 2.2

¿En qué caso (V AC/VDC/IAC/IDC, escala baja/escala alta) es más grave la interferencia capacitiva?

4.3 El osciloscopio Una limitación del osciloscopio, comparado con el multímetro digital, es que su resistencia de entrada en continua es de sólo 1 M S. En alterna, la presencia de una capacidad de entrada reduce aún más la impedancia. Esta reducción es mayor si las señales a medir se conectan mediante cables coaxiales, por ejemplo para evitar las interferencias capacitivas, puesto que dichos cables presentan una capacidad apreciable. Para aumentar la impedancia a costa de la resolución, se emplean sondas divisoras. No obstante, éstas son plenamente efectivas sólo a frecuencias relativamente bajas. Empleando la señal ofrecida por el propio OSC, compensar una sonda divisora 10:1. [En el laboratorio se dispone de sondas de este tipo]. Conectar luego al OSC una señal cuadrada de 1 kHz del GF mediante la sonda y ajustar la compensación si hace falta. Cambiar la frecuencia del GF a 1 MHz, y modificar el ajuste, intentando compensar de nuevo la sonda. La limitación del modelo simple en el que se basa la compensación de la sonda, queda patente. Cuestión 3.1

¿Cuál es la impedancia de entrada teórica aproximada que presenta la sonda conectada al osciloscopio cuando está compensada?

Aunque en continua y a frecuencias medias el OSC no permite hacer medidas tan precisas como el MMD, en cambio tiene la ventaja de que permite observar las formas de onda. De este modo puede ayudar a identificar algunas interferencias.


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Una situación en la que es habitual tener interferencias resistivas es cuando se conecta una señal unipolar puesta a tierra a un instrumento cuya entrada sea unipolar y esté puesta también a tierra, pero en un punto distinto, de tal manera que haya una diferencia de potencial entre tomas de tierra. -

Comprobar si en el puesto de trabajo se producen interferencias resistivas. Para ello, conectar la salida del GF al OSC, y el terminal de referencia del GF a tierra. Para esta última conexión, probar distintos puntos conectados a tierra, accesibles en el puesto de trabajo.

Para identificar fácilmente la presencia de interferencias capacitivas, basta tocar con un dedo el terminal de entrada "alto" del osciloscopio. Seleccionar como señal de barrido la de red (LINE). -

Observar en la pantalla del osciloscopio cómo cambia la interferencia al cambiar la posición de los brazos, y del cuerpo en general. Comprobar el efecto que tiene la proximidad del cuerpo a tierra (levantar los pies, tocar con una mano el terminal de puesta a tierra de los enchufes, etc.).

Si se conecta ahora un cable coaxial a la entrada del OSC, con los otros terminales en circuito abierto, también se capta una interferencia por acoplamiento capacitivo. Si esta interferencia cambia cuando se toca con la mano la cubierta aislante del cable, puede ser síntoma de que la malla interna es poco espesa. -

Observar cómo cambia la interferencia si al terminal alto del cable coaxial se le conecta un cable no apantallado.

El efecto del apantallamiento eléctrico (malla metálica conectada a masa) para reducir las interferencias capacitivas debe haber quedado claro. La identificación de interferencias inductivas es difícil por cuanto sería necesario tener un apantallamiento eléctrico perfecto que permitiera descartar la presencia de acoplamiento capacitivo. Si se tiene control de la posible fuente de interferencia, es posible identificar como inductivas aquellas interferencias que desaparecen cuando no circula corriente por dicho circuito. No es este nuestro caso respecto a las interferencias de red. Para estimar las interferencias producidas por cada uno de los instrumentos del puesto de trabajo, se puede conectar en los extremos de un cable coaxial un bucle formado por un conductor no apantallado, y conectar el cable al OSC. Al ir desplazando el bucle alrededor de los instrumentos del puesto de trabajo, procurando mantener el área constante, se puede apreciar cómo cambia la interferencia. Algunos instrumentos tienen cubierta metálica. Otros la tienen de plástico. Cuestión 3.2

¿Qué instrumentos del puesto de trabajo producen una interferencia mayor, los de cubierta metálica o los de cubierta de plástico?

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4.4 La fuente de alimentación Las fuentes de alimentación pueden producir problemas inadvertidos al conectarlas y desconectarlas. Empleando un osciloscopio con alta persistencia, se puede apreciar que al conectar algunas fuentes de alimentación la tensión de salida alcanza momentáneamente valores mucho más altos que el seleccionado. Al desconectar una fuente de alimentación, el condensador (de valor elevado) que hay entre los terminales de salida se va descargando lentamente, de modo que la desconexión de la fuente no conlleva la interrupción inmediata de la alimentación. Cuestión 4.1

¿Cuánto tiempo tarda aproximadamente en alcanzar 0 V la tensión de salida de la fuente de 15 V? ¿Y la de 5 V? Para hacer esta medida, emplear el modo de disparo automático (AT) y disponer el tiempo de retención ( Hold Off ) en su valor mínimo.

Para facilitar el desarrollo de circuitos electrónicos, el terminal de referencia de las fuentes de alimentación no suele estar puesto a tierra. Para la puesta a tierra se ofrece un terminal adicional. Todo esto es posible porque la fuente lleva un transformador interno que aisla las tensiones obtenidas de la tensión de red. Pero este transformador tiene inevitablemente limitado (por acoplamiento capacitivo) su aislamiento entre primario y secundario. Como resultado, entre el terminal de referencia y el de puesta a tierra hay una caída de tensión de frecuencia de red, que puede variar de unas a otras fuentes, incluso del mismo modelo. Cuestión 4.2 -

¿Cuál es la diferencia de potencial entre cada terminal de referencia y el de toma de tierra de la fuente disponible?

Comprobar si en las salidas de tensión ajustable se producen picos de valor alto al poner en marcha la fuente.

5 Medidas y cuestiones complementarias Cuestión C1

En una instalación eléctrica sin puesta a tierra, ¿tiene alguna utilidad un interruptor diferencial?

En algunos recintos iluminados con tubos fluorescentes, se observa a veces que la interferencia debida a los tubos no desaparece cuando se apagan éstos. En estos casos, si se puede dejar el recinto a oscuras, se observa que a pesar de haber apagado el tubo hay unas pequeñas descargas, que son la fuente de las interferencias observadas. Esto es debido a que el interruptor de tubo está cableado de tal forma que interrumpe el neutro, pero no la fase. Como el tubo está acoplado capacitivamente a tierra, la diferencia de potencial entre la fase y tierra provoca las descargas parásitas. Algunos multímetros digitales tienen cubierta de plástico y, sin embargo, incluyen un conductor de protección en su cable de alimentación. Si se desmonta el instrumento se aprecia entonces que el conductor de protección se aprovecha para conectar a tierra algún blindaje interno.


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El resultado de la desconexión de dichos blindajes puede observarse a veces a base de conectar el MMD mediante un adaptador de red que no tenga toma de tierra, y viendo cómo fluctúa la lectura al medir tensión alterna con los terminales de entrada unidos por un conductor muy corto. Además de un SMRR elevado al medir en continua, los multímetros digitales con entrada flotante tienen un CMRR, que se reduce al aumentar la frecuencia. Cuestión C2

¿Cuál es el módulo del CMRR del MMD del puesto de trabajo, en modo AC, a 50 Hz, si es flotante? ¿Cuál es el módulo del CMRR a 20 kHz?

Medir el SMRR a 50 Hz con el MMD en modo DC. Cuestión C3

Teniendo en cuenta el SMRR, ¿cuál es el rechazo total de una interferencia de modo común de 50 Hz cuando se miden tensiones continuas? A este rechazo total se le suele denominar CMRR efectivo.

Los osciloscopios en general tienen entradas unipolares puestas a tierra. Pero en los modelos con más de un canal vertical, en los que se permite medir y presentar en pantalla la diferencia entre dos canales, es posible hacer medidas en señales diferenciales. Para ello hay que comprobar primero que la ganancia de cada canal vertical es la misma, y en caso contrario ajustarla. Conectar luego un terminal de la señal a cada uno de dos canales verticales. En algunos osciloscopios antiguos, el CMRR obtenido es bastante limitado, incluso en el caso de emplear sondas divisoras. Cuestión C4

¿Cuál es el módulo, o su cota inferior, del CMRR del osciloscopio al hacer medidas diferenciales a 50 Hz y 20 kHz, si no se emplean sondas divisoras? Considerar que el grosor del trazo del osciloscopio es 0,5 mm.

Si el acoplamiento entre el cuerpo del usuario y la red se modela mediante dos condensadores (cuerpo-fase y cuerpo-tierra), es posible determinar dichos condensadores mediante dos medidas. Por ejemplo, observando en pantalla del OSC la interferencia cuando se toca la punta de una sonda divisora 10:1 y cuando se toca la misma punta pero con la sonda dispuesta en la posición donde no atenúa (1:1). Cuestión C5

¿Cuál es la expresión analítica de las capacidades de acoplamiento en el modelo anterior, en función de las dos lecturas de tensión V1 y V 2?

Los dieléctricos empleados en algunos cables coaxiales tienen propiedades piezoeléctricas. Es decir, se generan en ellos cargas eléctricas si se les somete a un esfuerzo. Dado que en un cable coaxial hay un conductor interno y una malla en contacto con el dieléctrico, es posible recoger dichas cargas. Si se llevan a una impedancia suficientemente alta, por ejemplo la resistencia de entrada de un OSC, es posible detectar la caída de tensión que la circulación de dichas cargas produce en la resistencia. Para valorar las propiedades piezoeléctricas de un cable coaxial, preferiblemente con conectores BNC en cada extremo, conectarlo al OSC y moverlo bruscamente, sin llegar a afectar al contacto de entrada al OSC. Observar la señal en pantalla cuando se emplean diferentes tipos de cable.

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Describir un método que permita medir la impedancia de entrada de una sonda divisora 10:1 ajustada, y aplicarlo experimentalmente. Cuestión C6

¿Cuál es la impedancia de entrada medida?

En circuitos de precisión, el rizado de la tensión "continua" ofrecida por las fuentes de alimentación puede ser inaceptable, no tanto por su efecto en componentes activos, sino porque a veces se emplea inadvertidamente la salida de la fuente como si fuese estrictamente constante. Para medir el rizado, basta emplear el osciloscopio, acoplado en alterna, o un voltímetro de alta sensibilidad y gran ancho de banda. Si la resolución del osciloscopio es insuficiente, precederlo de una amplificador de alta ganancia acoplado en alterna. Cuestión C7

¿Cuál es el rizado, expresado en milivoltios de pico a pico, de cada una de las tensiones de salida que ofrece la fuente de alimentación del puesto de trabajo?

6 Preguntas de repaso 6.1

¿Cuáles son las dos formas habituales de prevención del riesgo de electrocución en instalaciones eléctricas de baja tensión?

6.2

Si una instalación eléctrica está protegida mediante transformador de aislamiento, ¿hay que conectar a tierra las masa metálicas?

6.3

Un instrumento con partes metálicas accesibles que no están puesta a tierra, ¿puede ser de clase II?

6.4

Las interferencias capacitivas, ¿son más graves cuando la impedancia que presenta el circuito víctima es alta o cuando es baja?

6.5

Si en un multímetro digital que tiene un cable conectado a cada terminal de entrada, se observa que en la disposición para medir corriente alterna la lectura aumenta al cambiar a las escalas de las corrientes más pequeñas, ¿qué clase de interferencia (resistiva/capacitiva/inductiva) hay?

6.6

Para medir una tensión de unos 5 Hz, ¿cuál de los siguientes instrumentos y modos es el más adecuado: multímetro digital/osciloscopio; continua/alterna?

6.7

Si un osciloscopio tiene una capacidad de entrada C e y se le conecta una sonda coaxial cuyo cable tiene una capacidad Cc, ¿cuál es aproximadamente la capacidad que presenta el conjunto sonda-osciloscopio cuando la sonda está compensada?

6.8

Si se encierra un circuito dentro de una envolvente metálica y esta no se conecta al potencial de referencia de dicho circuito, ¿la interferencia disminuye o aumenta?

6.9

En una fuente de alimentación, la impedancia de salida a alta frecuencia, ¿es predominantemente resistiva, inductiva o capacitiva?


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7 Bibliografía [1] R. Pallás Areny. Seguridad eléctrica y frente a las radiaciones. Capítulo 15 de: Introducción a la bioingeniería. Libros Serie Mundo Electrónico. Barcelona: Marcombo, 1988. [2] Reglamento Electrotécnico para Baja Tensión. Ministerio de Industria y Energía. [3] Norma UNE 20 314. Aparatos eléctricos a baja tensión. Reglas de seguridad. Protección contra los choques eléctricos.

[4] R. Pallás Areny. Instrumentación electrónica básica. Cap. 7: Interferencias en las medidas. Barcelona: Marcombo, 1987.

Práctica 2. Estudio experimental del modelo de un sistema de medida

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25

Práctica 2. Estudio experimental del modelo de un sistema de medida 1 Presentación Presentación Se estudia la respuesta dinámica de un sonda de temperatura a la que se aplica una entrada en escalón. La salida es en forma de tensión que se mide con un osciloscopio de memoria. La temperatura a medir se genera con un refrigerador Peltier.


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2

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4

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3 Fundamentos teóricos 3.1 Modelo dinámico de un sensor de temperatura Para facilitar el estudio de los sistemas de medida, se suelen considerar por separado las características estáticas y las características dinámicas [1]. El comportamiento dinámico se describe mediante una ecuación diferencial, que en la mayoría de los casos es lineal y de coeficientes constantes. Para los sensores, suelen ser suficientes los modelos con ecuaciones de primer y segundo orden.

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Para obtener las características dinámicas de un sensor basta analizar su respuesta cuando a su entrada se aplican cambios transitorios o periódicos predeterminados. La elección de uno u otro tipo de estímulo depende de la magnitud de que se trate. En el caso de la temperatura, por ejemplo, es más fácil producir un cambio brusco, asimilable a un escalón, que una variación senoidal. El sensor de temperatura a caracterizar es la sonda 80T-150U de Fluke, que está basada en una unión p-n puesta en estrecho contacto térmico con la punta de la sonda [2]. Para medir una temperatura basta tocar con la punta el objeto o medio a medir, manteniendo la sonda perpendicular al objeto. Junto con la sonda se dispone de un módulo que convierte la temperatura en una tensión, con lo que se ofrece una sensibilidad de 1 mV/ C. Este módulo va alimentado por una batería interna de 9 V. El objeto a medir debe estar a una tensión inferior a 350 V. En los anexos se incluyen las especificaciones completas. E

La presencia de un recubrimiento para proteger el sensor primario y la propia masa física de éste hacen que, al poner en contacto la sonda con el objeto a medir, transcurra un tiempo antes de que la sonda alcance la temperatura del objeto. Este comportamiento se puede describir mediante una función de transferencia de primer o segundo orden, sobreamortiguada. Para describirla se puede analizar la respuesta a un cambio brusco de temperatura. Por ejemplo, poniendo la sonda en contacto con una superficie más fría o más caliente que el ambiente donde estaba antes. Muchos osciloscopios tienen, en su retícula, unas líneas punteadas que indican los niveles del 10% y 90% de una señal que ocupe sus 6 divisiones verticales centrales. (Se evitan las dos divisiones extremas porque ahí la linealidad del osciloscopio suele ser peor.) Empleando estas marcas se mide fácilmente el tiempo de subida o de caída de las señales de amplitud conocida, pues estos tiempos se definen precisamente entre los niveles del 10% y 90%. En el caso de un sistema de primer orden a cuya entrada se ha aplicado un escalón, la relación entre la constante de tiempo J y el tiemp tiempoo de subid subidaa t r es: tr = J ln 9.

3.2 Refrigeradores Peltier El efecto Peltier es un fenómeno reversible que consiste en el calentamiento o enfriamiento de la unión de dos conductores o semiconductores distintos, según sea el sentido de la corriente eléctrica que se haga circular por la unión [3][4]. La cantidad de calor cedida o absorbida en cada unión es proporcional a la corriente. Este calor es adicional al liberado por efecto Joule, que depende del cuadrado de la corriente. Para aplicar este efecto a la refrigeración se forma un circuito eléctrico con dos uniones y se hace circular una corriente: en una unión se libera calor (se calienta) y en la otra se absorbe calor (aparte del calentamiento por efecto Joule) y por lo tanto se enfría. El tiempo que se tarda en alcanzar el equilibrio térmico entre cada unión y su entorno depende de la resistencia y capacidad térmica en cada unión. Si la unión caliente está adosada a un disipador de calor, su constante de tiempo térmica suele ser mayor que la que tiene la unión fría. Un sistema de refrigeración con elementos Peltier se puede diseñar según distintos objetivos. Una posibilidad es obtener la máxima diferencia de temperaturas posible entre las uniones. Otra es maximizar la relación entre la potencia extraída en la unión fría y la potencia eléctrica aplicada (rendimiento). En cualquier caso, se cumple que cuanto más calor se desee extraer, más potencia eléctrica hay que suministrar, y que cuanto mayor sea la capacidad de disipación de calor en la unión caliente, más se podrá enfriar la unión fría, para una determinada

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27


corriente en el circuito. Los parámetros necesarios para el diseño figuran en el manual de especificaciones (volumen aparte). El modelo empleado es el CP1.0-71-06L de MELCOR, que según sus especificaciones soporta sólo 3 A y 8,6 V. ¡NO INTENTAR LA VERIFICACIÓN DE ESTOS LÍMITES!

4 Experiencias y mediciones Con la sonda de temperatura conectada al voltímetro en la escala de 200 mV, comprobar que la lectura corresponde a la temperatura ambiente estimada, expresada en grados Celsius. Conectar el refrigerador Peltier a la FA de salida fija 5 V, respetando la polaridad de las conexiones. Para poder ajustar la corriente a través del refrigerador, conectar en serie con éste un reóstato de 10 S, 5 W (o de mayor potencia) (disponible en el laboratorio). -

Ajustando el reóstato, medir la temperatura de la cara fría del refrigerador y la del disipador de calor unido a su cara caliente para distintos valores de la corriente del circuito. Obtener la lectura una vez se ha estabilizado, pero antes de que aumente perceptiblemente la temperatura de todo el disipador. La deriva de la temperatura del disipador de calor se puede evitar a base de desconectarlo frecuentemente, aunque ello impide obviamente hacer series de medidas largas. Con las dimensiones del refrigerador y disipador disponibles, conviene medir a partir de 1 min después de haber conectado el refrigerador (para asegurar que se ha enfriado), pero antes de 3 minutos (para que no empiece a aumentar la temperatura del disipador).

¡NO TOCAR CON LOS DEDOS LOS PUNTOS MUY FRÍOS NI MUY CALIENTES! Cuestión 1

¿Cuál es la temperatura de la cara fría cuando I = 0,5 A? ¿Y cuando I = 1 A? Medir el valor de la corriente con el MMD.

Para obtener la respuesta de la sonda a un cambio brusco de temperatura, se pondrá el refrigerador a 0 C. Dado que la sensibilidad de la sonda es 1 mV/ C, se puede saber entonces la tensión final de salida del termómetro. E

-

E

Disponer el osciloscopio en la escala que convenga y calibrarlo (mediante el atenuador vertical variable) para que el margen de medida abarque las 6 divisiones centrales. Esto permite emplear directamente las marcas 10% - 90% de la retícula, para medir tiempos de subida.

Seleccionar en el osciloscopio una velocidad de barrido lenta y el modo de disparo automático. Conectar la sonda de temperatura al osciloscopio. Poner en marcha el circuito del refrigerador y con la punta de la sonda tocar firmemente la cara fría del refrigerador. Cuestión 2

¿Cuál es la constante de tiempo, aproximada, de la sonda de temperatura en estas condiciones, si se supone que la respuesta es de primer orden?

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5 Medidas y cuestiones complementarias La convección forzada es un método habitual de refrigeración en equipos electrónicos. Para obtener una idea cualitativa de la incidencia de la circulación de aire en la temperatura, observar cómo varía la temperatura del disipador de calor al soplar sobre él. Una de las causas de envejecimiento de los reóstatos es el esfuerzo térmico a que quedan sometidos debido a que por una parte de ellos circula corriente, y por lo tanto disipa calor y eleva su temperatura, mientras que por la otra parte no circula corriente. -

Medir la temperatura respectiva de cada parte del reóstato conectado directamente a la fuente de 5 V, cuando el contacto móvil está aproximadamente en la mitad del recorrido.

Cuestión C1

¿Cuál es la diferencia de temperatura entre los extremos del reóstato? ¿Y entre los puntos inmediatos a uno y otro lado del contacto móvil?

Para verificar analíticamente si un sistema es de primer orden, se pueden aprovechar distintas propiedades de la respuesta de un sistema de primer orden a una entrada en escalón: y(t) = 1 - exp (-t/ J). Si por ejemplo se mide y(t) en instantes sucesivos, debe cumplirse t = - J ln[1 - y(t)], que indica que la relación entre el tiempo en que se ha tomado la lectura y el logaritmo de la diferencia entre 1 y la lectura, es una recta de pendiente - J. Cuestión C2

¿Cuánto vale la constante de tiempo J del refrigerador Peltier determinada con este método, mediante lecturas tomadas en 10 instantes sucesivos de la respuesta a un escalón?

Otra propiedad de la respuesta a un escalón es que la tangente en el origen es una recta de pendiente J. Cuestión C3

¿Cuánto vale la constante de tiempo J del refrigerador Peltier determinada con este método, mediante 2 lecturas tomadas en la fase inicial de la respuesta a un escalón?

Si se mide la temperatura de un objeto que ha sido sometido a un cambio brusco de temperatura, empleando una sonda, que tiene su propia constante térmica, la respuesta final viene determinada por uno de los dos elementos (objeto o sonda), si su constante térmica es mucho mayor que la del otro. La masa considerable del disipador de calor hace que su constante de tiempo sea mucho mayor que la de los otros elementos empleados en esta práctica. Su constante térmica se puede determinar, por lo tanto, con alguno de los métodos descritos en esta práctica. Cuestión C4

¿Cuál es la constante de tiempo aproximada del disipador de calor?


29

29


¿Cómo afecta el grosor del recubrimiento de una sonda de temperatura a su velocidad de respuesta?

6.2

Si se mide la temperatura del disipador de calor cuando esta va aumentando progresivamente, y se emplea para ello la sonda disponible, ¿qué error se comete si la evolución de la temperatura del disipador de calor se asimila a una rampa (es decir, se mide antes de que su temperatura se estabilice)?

6.3

¿Cuál es la relación entre la frecuencia de corte de un sistema de medida con respuesta de primer orden y su tiempo de subida (10% al 90%), al aplicarle una entrada en escalón?

7 Bibliografía [1] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Cap. 1: Introducción a los sistemas de medida. Barcelona: Marcombo, 1994. [2] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartado 9.1.1: Termómetros basados en uniones semiconductoras. Barcelona: Marcombo, 1994. [3] R. Pallás Areny. Adquisición y distribución de señales. Apartado 2.5.1: Refrigeradores. Barcelona: Marcombo, 1993. [4] J.M. Cano Martínez. Refrigeración termoeléctrica: células Peltier. Revista Española de Electrónica, enero 1994, págs. 60-62.

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Práctica 3. Termómetro basado en termistor

Práctica 3. Termómetro basado en termistor linealizado y pseudopuente 1 Presentación Se diseña un termómetro para el margen de -10 C a 50 C con una sensibilidad de 10 mV/ C, salida 0 V a 0 C y un error aproximado de 1 C. El sensor utilizado es una NTC que se linealiza mediante una resistencia en paralelo. La interfaz es un pseudopuente resistivo basado en un amplificador operacional de baja deriva alimentado a ±15 V. El sistema se calibra a dos temperaturas conocidas. E

E

E

E

E


Diseñar un termómetro basado en un sensor resistivo

2

Calcular la resistencia necesaria para linealizar determinados tipos de sensores resistivos no lineales

3

Comprender la necesidad de calibrar en dos puntos los sistemas de medida lineales

4

Reconocer el interés de ajustar el cero en un sistema de medida lineal y la interacción entre ajustes

5

Entender las especificaciones relativas a los errores de cero de los amplificadores operacionales

3 Fundamentos teóricos Los termistores NTC tienen alta sensibilidad y bajo coste, y son una de las opciones a considerar cuando la exactitud deseada no es muy alta. El margen de -10 C a 50 C queda bien dentro de su alcance de medida y la exactitud de 1 C es asequible. En un margen de 60 C, y aceptando un error de 1 C, las NTC se pueden describir razonablemente bien mediante dos parámetros y una función R(T) exponencial. Para linealizar su respuesta mediante una resistencia en paralelo, se pueden emplear técnicas analíticas y gráficas [1]. E

E

E

E

E

32


La respuesta real de una NTC linealizada con la temperatura no es estrictamente lineal, pues el coeficiente de temperatura " de la resistencia equivalente depende de la temperatura. En consecuencia, cuando se habla de coeficiente de temperatura de la NTC o de la NTC linealizada, se sobreentiende que se trata del valor a una temperatura de referencia. Por ejemplo, el centro del margen de medida. La interfaz para un sensor resistivo que tenga que medir magnitudes con variación lenta (como es aquí el caso de la temperatura), se puede basar en un puente o en un oscilador. Es decir, en operaciones con tensiones y corrientes o en operaciones con frecuencias. Dado que aquí se especifica una sensibilidad en términos de tensión, se opta por la primera solución. En los puentes resistivos hay un compromiso entre sensibilidad y linealidad, que puede resolverse a base de modificar el circuito, por ejemplo mediante la inclusión de amplificadores operacionales. El resultado es un puente modificado o pseudopuente. En cualquier sistema de medida cuya respuesta se suponga lineal hay que calibrar dicha respuesta mediante medidas a dos puntos bien conocidos, determinados con un sistema que tenga un error al menos 10 veces inferior al sistema a calibrar. Para la calibración se emplea aquí un termómetro que no cumple este requisito, pero se ignorará este hecho y se aceptará como una consecuencia irremediable de la limitación de los recursos disponibles. Los dos puntos de calibración permiten ajustar el cero y la ganancia del sistema, y no pueden elegirse libremente. Conviene que una de las temperaturas sea 0 C, pues de lo contrario los dos ajustes interaccionan entre sí [2]. La otra temperatura depende de la aplicación por cuanto, dado que el sistema no será estrictamente lineal (la NTC "linealizada", no lo es), el error de no linealidad aumentará en las zonas alejadas de los puntos de calibración. En el caso presente, se supondrá que interesa hacer el ajuste a 30 C. E

E

Para ajustar el circuito, se emplearán dos resistencias ajustables. Esta solución hay que considerarla un simple recurso académico, no una práctica profesional con validez general. Las derivas que tienen los componentes electrónicos con el tiempo y la temperatura aconsejan adoptar soluciones que permitan la recalibración periódica automática de los circuitos de precisión. Si no hay recalibración, para los ajustes hay que emplear elementos de alta precisión. Como regla general, y ante la incertidumbre que se tiene por una parte sobre el sensor y por otra sobre el circuito de interfaz, conviene ajustar primero el circuito empleando, en vez del sensor, algún elemento que simule su respuesta. En el caso presente, bastan resistencias.

4 Circuito propuesto y su descripción El circuito propuesto es el de la figura 1a. Hay un divisor de tensión, formado por R 1 y R 2, que es fijo. El AO tiende a mantener nula la diferencia de tensión entre sus teminales de entrada, y por lo tanto la corriente a través de R3 es constante. Esta corriente circula por la combinación de la NTC y R en paralelo (Rp), de manera que V o es inferior a la tensión del divisor formado por R 1 y R2. Cuando T aumenta, Rp disminuye, y por lo tanto también disminuye la caída de tensión en ella, de manera que aumenta la tensión de salida. De este modo, a un aumento de T corresponde un aumento de V o, tal como se deseaba. El condensador C sirve para eliminar las interferencias, que cabe prever cuando los cables de conexión al sensor son largos.

33


Cuando el puente esté equilibrado, el terminal de salida del AO estará a la misma tensión que el terminal de referencia del divisor fijo, es decir, 0 V. Por lo tanto, V o permanecerá a 0 V, si no se consideran los errores de cero del propio AO. Para lograr la condición de equilibrio del puente, a una temperatura determinada, se puede ajustar R2. Cuando el puente esté desequilibrado por haber cambiado RT, la caída de tensión en R p dependerá de R 3 y de V s, ya que éstas determinan cuánta corriente fluye hacia Rp. Tanto R3 como V s permitirán, por tanto, ajustar la sensibilidad del circuito. Si se emplea V s en vez de R 3, los ajustes de cero y de sensibilidad resultan independientes. Para obtener Vs ajustable, se emplea un regulador de tensión de precisión media (figura 1b).

Vs

C

R R1

R3

+ Vcc

-to

RT

100 nF

OP-07C +

R

2

Vo

100 nF

-Vcc

+ Vcc

a +

V

VOUT CL CS

VREF

b

Rc

V

LM723C NI V

S

Ra

INV COMP

P1

-

C1

Rb

100 pF

Figura 1. Circuito propuesto. a) Pseudopuente resistivo. b) Generador de tensión de referencia con estabilidad media

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Figura 2. Circuito correspondiente a la realización en la placa de circuito impreso

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5 Cálculos, experiencias y mediciones Determinar analíticamente la expresión de R para que el punto de inflexión de R p esté en el centro del margen de medida, y calcular su valor teórico a partir de los valores nominales de los parámetros de la NTC modelo 2322 642 6472. Ver el manual de especificaciones. Cuestión 1

¿Cuál es la expresión teórica de R en función de los parámetros del termistor? ¿Cuál es su valor teórico?

En los cálculos sucesivos, y en el circuito a montar, emplear el valor normalizado más próximo (en la serie E24 o E48) al valor teórico calculado para R. Si se prefiere, se puede medir la resistencia del termistor a 25 C, empleando un multímetro que inyecte poca corriente, para conocer así mejor su valor. E

El objetivo de la linealización del termistor es poderlo considerar como un sensor de temperatura aproximadamente lineal: R p = R po[1 + "(T - T0)]. Cuestión 2

¿Cuáles son los coeficientes de temperatura respectivos de R T y de R p en el centro del margen de medida?

Cuestión 3

¿Cuál es el valor de Rpo si como temperatura de referencia T 0 se elige el centro del margen de medida?

Analizar el circuito de la figura 1a, suponiendo inicialmente que el AO es ideal, y que la NTC no se calienta debido a la corriente que circule por ella. Para identificar bien la función de cada resistencia ajustable, conviene expresar la tensión de salida como suma de un término que dependa de R p y de otro que no dependa de R p. Cuestión 4

¿Cuál es la expresión de R 2 en función de las demás resistencias del circuito para que a Vo(0 C) = 0 V? E

Cuestión 5

¿Cuál es la expresión de la sensibilidad de la tensión de salida a la temperatura (dVo/dT)?

Se debe observar que las posibles fluctuaciones de V s influyen directamente en la salida; observar también que las dos condiciones de ajuste son independientes, y que uno de los elementos físicos empleados para dichos ajustes (P1) no afecta a la condición de cero. Por lo tanto, los dos ajustes no interaccionan entre sí. Si en cambio la sensibilidad se ajustara con R 3, entonces los dos ajustes interaccionarían entre sí. Si uno de los puntos de calibración no es el de entrada nula, la interacción entre los dos ajustes se produce en cualquier caso. Si imponemos que la sensibilidad del circuito, a 20 C, sea de 10 mV/ C, tendremos dos condiciones (la otra es la condición de cero) y sin embargo hay 4 elementos a diseñar (R 1, R 2, R 3 y V s ). Los otros dos criterios son, en principio, arbitrarios. Pero hay que tener en cuenta el factor de disipación de la NTC, que limita la máxima corriente que debe circular por ella para que no se autocaliente demasiado. El calentamiento de la NTC depende de la potencia que disipe, y ésta depende de la temperatura, pues depende de la tensión de salida del circuito. E

E

36


Cuestión 6

¿A qué temperatura del margen de medida se produce la máxima disipación en la NTC ¿Cuál es la disipación máxima permitida en la NTC para que el error debido al propio calentamiento sea inferior a 0,25 C en el peor caso? E

Teniendo en cuenta el límite por autocalentamiento, diseñar los valores de R 1, R 2, R 3 y V s. Para el valor de C, tener en cuenta que limitará la máxima velocidad de cambio de la tensión de salida, y por lo tanto de la temperatura a medir. Cuestión 7

¿Cuáles son los valores adecuados de R1, R 2, R 3 y C?

Cuestión 8

¿Cuáles son los valores adecuados de Vs, Ra, Rb y R c?

El AO tiene errores de cero no nulos pero, al ajustar la salida a 0 V para 0 C, dichos errores se anularán. No se anularán en cambio las derivas que se manifiesten a partir del instante en que se haya hecho el ajuste de cero. E

-

Observar que la tensión de offset depende de la temperatura que alcance el AO. Por lo tanto, es importante conocer en qué condiciones se ha obtenido el valor dado por el fabricante. En particular, el tiempo transcurrido desde que se conectó el AO, la temperatura ambiente y las tensiones de alimentación.

-

Observar que los valores especificados como máximos no suelen corresponder a máximos absolutos garantizados, sino a resultados estadísticos calculados a partir de una muestra de componentes fabricados.

Montar el circuito de la figura 1b y ajustar P 1 para tener el valor de V s deseado. Montar luego el circuito de la figura 1 y ajustar primero R 2 y luego reajustar P 1 para tener las condiciones de diseño exigidas. Como patrón de temperatura se tomará el termómetro 80T-150U (Fluke). Las temperaturas de calibración se obtendrán con el refrigerador Peltier (0 C) conectado a la fuente de alimentación de 5 V y el disipador de calor (30 C). E

E

-

Antes de calibrar con las dos temperaturas establecidas (0 C y 30 C), verificar el funcionamiento del circuito empleando en vez de la NTC resistencias de valores próximos a los que se espera que tenga la NTC a las temperaturas de calibración. Tomar las lecturas con un voltímetro de precisión, no con el osciloscopio. Si el diseño es correcto, al ajustar finalmente la sensibilidad el cero no debe variar.

-

Observar el efecto de la temperatura en las resistencias de ajuste. Por ejemplo, acercando un soldador u otro foco de calor a dichas resistencias.

-

Usar ahora la sonda NTC y ponerla a las temperaturas de calibración: primero a 0 C y luego a 30 C. Reajustar las resistencias. Dado que la resistencia térmica del contacto de la NTC y el refrigerador no es despreciable, para que la NTC alcance 0 C hará falta que el refrigerador esté a una temperatura algo inferior. Con la sonda hay que medir la temperatura de la NTC, no la del refrigerador. Para evitar pérdidas de calor imprevistas, hay que sujetar la NTC con un medio firme (por ejemplo con cinta adhesiva). [Nota: si la

E

E

E

E

E

37


temperatura ambiente es alta, puede que el refrigerador no alcance una temperatura suficientemente baja. Si fuera éste el caso, tomar como temperatura inferior de calibración por ejemplo 5 C]. E

-

Aplicar el sistema a la medida de la temperatura en diversos puntos a lo largo del tubo fluorescente del puesto de trabajo, y en la zona de la reactancia.

-

Observar el efecto de los condensadores de desacoplamiento de la alimentación de los amplificadores operacionales.

6 Medidas y cuestiones complementarias Los parámetros del termistor tienen una tolerancia importante por lo que, si se dispone de los recursos necesarios, es conveniente determinarlos experimentalmente. Si el modelo adoptado para el termistor incluye sólo dos parámetros, por ejemplo de la forma RT = A·exp{+B/T}, es posible determinar experimentalmente su modelo con sólo dos medidas. Cuestión C1

¿Cuáles son los valores respectivos de A y B para la NTC disponible?

Dada la no linealidad de la NTC, la respuesta de R p no puede ser lineal. Mediante un programa de ordenador, o con una calculadora adecuada, es posible determinar la no linealidad teórica, es decir, cuánto se aparta la respuesta teórica de una recta que pase por los extremos del margen de medida. Tomar como respuesta teórica la recta que pase por los puntos de ajuste, (0 C y 30 C). Observar que si se tomara como respuesta teórica la recta tangente al punto de inflexión, el error en los extremos sería grande. E

E

Cuestión C2

¿Cuál es teóricamente la máxima diferencia de temperatura )R pmáx entre Rp(T) y la recta ideal? ¿Cuál es el error de temperatura )Tmáx equivalente?

Un inconveniente del circuito propuesto es que trabaja con tensiones de modo común altas, y es sabido que en estas condiciones los AO tienen errores considerables. Cuestión C3

¿Cuál es el efecto del CMRR finito del AO en el circuito de la figura?


La linealización de una NTC mediante una resistencia en paralelo, ¿a costa de qué se obtiene?

7.2

Si un termómetro basado en una NTC incluye los 0 C dentro de su margen de medida, ¿por qué sería impropia la especificación de un error que sólo tuviera un término de error relativo? Tener en cuenta el factor de disipación de la NTC. E

38


7.3

Cuando se linealiza una NTC mediante una resistencia en paralelo, y el conjunto se alimenta a corriente constante ¿a qué temperatura se produce la máxima disipación térmica en la NTC?

7.4

Si un sistema con respuesta lineal se calibra en dos puntos, ¿qué condiciones deben cumplirse para que los dos ajustes del sistema en los dos puntos de calibración no interaccionen entre sí?

8 Bibliografía [1] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartados 2.4.3 y 3.2.2. Barcelona: Marcombo, 1994. [2] R. Pallás Areny. Adquisición y distribución de señales. Apartado 7.4. Barcelona: Marcombo, 1993.

Práctica 4. Sensor de presión piezorresistivo y alarma activada por tiristor

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Práctica 4. Sensor de presión piezorresistivo y alarma activada por tiristor 1 Presentación Se diseña una alarma conectada a la red eléctrica, accionada a partir de la salida de un sensor de presión piezorresistivo cuando la presión medida excede los 20 kPa. El sistema de medida de presión se calibra mediante un manómetro de tubo Bourdon. El circuito de control y el de la alarma están acoplados ópticamente. La alarma se activa también cuando falla la alimentación del circuito de control.


Interpretar las especificaciones de los sensores de presión piezorresistivos comerciales

2

Diseñar el circuito para una alarma conectada a la red eléctrica

3

Diagnosticar los fallos de funcionamiento en circuitos con optoacopladores

4

Comprender la utilidad de la histéresis en algunos circuitos electrónicos

5

Prever las limitaciones que las lámparas incandescentes imponen a los interruptores de potencia

3 Fundamentos teóricos El objetivo de los sistemas de medida es, a veces, dar una alarma cuando la magnitud que se mide excede un umbral prefijado. Para tener una potencia elevada, el dispositivo de alarma se conecta a la red eléctrica. Para evitar los efectos de los bucles de masa, y posibles accidentes, entonces conviene que los circuitos de control y los circuitos controlados (alarma) estén aislados eléctricamente. Para pasar la información de uno a otro circuito, el método más simple es el óptico [1].

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Para que una alarma sea eficaz, es necesario que incluya alguna previsión para el caso en que falle la alimentación. Idealmente debería preverse tanto un fallo en la alimentación del circuito de control como en la del circuito controlado. No obstante, para mantener la complejidad del diseño en un nivel razonable, se va a prever aquí sólo el fallo de la alimentación del circuito de control. La acción a realizar si se produce este fallo será la activación de la misma alarma. La magnitud a medir es la presión del aire en una cámara. El umbral en el que se debe accionar la alarma (20 kPa) está dentro del alcance de los sensores de presión piezorresistivos integrados. En estos sensores hay cuatro galgas de silicio en un diafragma, también de silicio, que están conectadas formando un puente completo. El puente se alimenta en continua, y mediante tres resistencias externas se calibra y compensa en temperatura, en el margen de 0 C a 50 C, para que esta no afecte excesivamente a la sensibilidad. Al ser las galgas de silicio, la sensibilidad y su coeficiente de temperatura son altos, y la impedancia de salida del puente también [2]. E

E

Al utilizar un puente alimentado con una fuente puesta a masa, el amplificador debe ser diferencial. Dado que la sensibilidad del puente ya es alta, la ganancia del amplificador puede ser pequeña. Pero la impedancia de entrada deberá ser suficientemente alta para no cargar eléctricamente al puente. La decisión sobre el accionamiento de la alarma se puede hacer con un comparador de tensión cuya tensión de referencia sea ajustable de modo que permita elegir el punto de disparo. Para evitar que pequeñas fluctuaciones de presión, o el propio ruido eléctrico, lleven reiteradamente a una activación y desactivación de la alarma cuando la presión medida sea próxima al umbral de decisión, es interesante que el sensor o su interfaz tengan una cierta histéresis. Las alarmas habituales son visuales, acústicas, o una combinación de ambas. Aquí se decide emplear una alarma visual consistente en una bombilla. El filamento de estas lámparas tiene un coeficiente de temperatura positivo, por ser metálico, de manera que la resistencia en caliente es mucho mayor que la resistencia en frío. La resistencia que presenta el tungsteno a la temperatura de emisión de radiación visible es, por lo menos, unas 10 veces mayor que la que presenta a temperatura ambiente [3]. Esto implica que el activador de la alarma debe soportar inicialmente un pico de corriente al menos 10 veces mayor que la corriente nominal. Para una carga conectada a la red alterna, el activador a considerar inicialmente es un triac [4][5]. En este caso, un fototriac. Sin embargo, los fototriacs no suelen tener disponible el terminal de puerta, de manera que sólo se pueden activar ópticamente, y esto dificulta la realización de un circuito que incluya aviso de fallo de alimentación en el circuito de control. Los fototiristores (fotoSCR, LASCR), sí suelen tener disponible el terminal de puerta, y como para una bombilla la conducción sólo durante un semiciclo de red no altera esencialmente su funcionamiento, el uso de un fototiristor es aceptable. No obstante, la limitada disponibilidad comercial de fototiristores que soporten la corriente necesaria en una bombilla de unos 60 W aconseja otra solución. Una posibilidad consiste en emplear un fototriac (tipo MOC 3010) para activar otro triac cuya puerta fuera accesible y permitiera tener las condiciones de control deseadas. La solución adoptada aquí consiste en combinar un SCR convencional con un optoacoplador que controle su tensión de puerta, y a través de ésta la corriente de puerta.


41

4 Circuito propuesto y su descripción El montaje propuesto es el de la figura 1 y el circuito de alarma y control el de la figura 2. El sensor de presión se conecta directamente a la fuente de tensión continua. En esta aplicación la estabilidad de la fuente se considera suficiente. Para no dañar el puente de galgas, en paralelo con los terminales de entrada hay un diodo zener, precedido por una resistencia serie. Las 3 resistencias de compensación y calibración especificadas por el fabricante ya están montadas, de manera que el sensor se puede usar tal cual. La presión se logra bombeando manualmente aire con una perilla elástica hacia una cámara inflable. La presión de la cámara se mide con un manómetro de tubo Bourdon. La sensibilidad del sensor de presión piezorresistivo es suficientemente alta como para que su salida se pueda medir directamente con un voltímetro en la escala de 100 mV. Con éste y el tubo Bourdon se puede calibrar la relación tensión - presión. A partir de esta curva de calibración se deciden los parámetros de la interfaz de acondicionamiento de señal para la alarma. Para el amplificador diferencial se propone una estructura simple, con la precaución de que tenga una impedancia de entrada suficientemente alta respecto a la impedancia de salida del sensor. Para decidir la configuración del comparador hay que analizar primero el activador de la alarma. En el circuito propuesto, el divisor de tensión con 300 k S y 3,3 k S permite que, cuando la tensión de red pase por un valor mayor que la tensión de disparo, circule hacia la puerta una corriente superior a la de disparo, con lo que el SCR conduce y la bombilla se enciende, siempre y cuando el fototransistor esté bloqueado. Esta será la situación en ausencia de alimentación en el circuito de control. Cuando el circuito de control está alimentado correctamente, queremos que la bombilla esté apagada si la presión medida es baja. Por lo tanto, en este caso el fototransistor debe estar conduciendo para que su tensión colector-emisor sea inferior a la tensión de disparo de puerta. Para que conduzca, es necesario que conduzca el LED, y para ello es necesario que la tensión aplicada a éste sea positiva. Para que el comparador dé una tensión positiva cuando la presión (y, por tanto, la tensión de entrada) sea inferior al umbral de alarma, la salida del amplificador debe conectarse al terminal negativo del comparador. La tensión de referencia del comparador se puede obtener a partir de la fuente de alimentación mediante R 4, poniendo una resistencia R 3 para proteger al comparador cuando la tensión de referencia sea alta, y no cargar a R 4 con R 5, y una resistencia R 5 suficientemente pequeña para que las posibles interferencias capacitivas no produzcan fluctuaciones de tensión importantes en la entrada positiva del comparador. Para éste se emplea un simple amplificador operacional porque la velocidad requerida por la aplicación no es alta. Mediante R10 se puede introducir una histéresis de amplitud controlable. Los diodos de protección son necesarios porque, por una parte, los LED sólo soportan tensiones inversas muy inferiores a las de los diodos de señal, y por otra parte la máxima tensión inversa puerta-cátodo en un SCR también está muy limitada, a pesar de que soporten una tensión inversa ánodo-cátodo muy elevada. La red RC en paralelo con el SCR tiene una función doble. Por una parte filtra los posibles transitorios de la red que podrían llevar al disparo fortuito del SCR si la tensión ánodo-cátodo o su velocidad de cambio (dv/dt) fueran excesivas. Por otra parte, filtra los transitorios del activador que se acoplarían a la red de 50 Hz, que a alta frecuencia presenta una impedancia elevada.

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F. A. Sensor de presión

Cámara de aire

DMM

Alarma

A. diferencial

Figura 1. Montaje propuesto para generar y medir l a presión

+ Va

R4 - Va

R10

R2

+ Va 1

+ Va 3

4

R1

2 3

2

R1

R2

8

R3 R5

+ Va

8

5

TL082 6

1

-

4

7 4 - Va

- Va 4N25

1 kS 1N4148

Sensor de presión Eurosensor 20N005G

60 W

R 100 nF, 500V 220V, 50 Hz.

A

TIC-106D

300 kS

G K

100 S

1N4148

3k3

N 4N25

Figura 2. Circuitos propuestos para el control y activación de la alarma


43

44


5 Cálculos, experiencias y mediciones Consultar las especificaciones del sensor de presión 20B-005G para contestar las cuestiones siguientes. Cuestión 1

¿De qué tipo de sensor de presión (absoluto, diferencial o relativo - gage-) se trata y cuál es el margen de presión (en pascales) que puede medir? (1 psi = 6895 Pa).

A una temperatura dada, las principales fuentes de error son el error de cero, la no linealidad y la histéresis. Cuestión 2

¿Cuál es el error total posible (en pascales) para dicho sensor a 25 C y con la alimentación recomendada?

Cuestión 3

¿Cuál es la sensibilidad (mV/kPa) a 25 C y con la alimentación recomendada?

Cuestión 4

¿Qué resistencia presenta el puente incorporado en el sensor y qué resistencia de entrada debe tener el amplificador que se le conecte?

Cuestión 5

¿Cuál es el tiempo de respuesta (10% - 90%) a la presión de entrada?

E

E

Observar que la rapidez de este sensor es una ventaja inherente al tipo de sensor primario que incorpora (un diafragma). Los sensores basados en un tubo Bourdon o un fuelle, por ejemplo, son mucho más lentos, incluso si también emplean galgas extensiométricas para medir deformaciones. Aplicar al sensor la tensión de alimentación recomendada y medir con el voltímetro la tensión de salida con presión cero y para presiones de valores sucesivamente crecientes y decrecientes, determinadas mediante el manómetro. Cuestión 6

¿Cuál es la ecuación de la curva de calibración del sensor (tensión - presión) para ambos sentidos de variación de la entrada (creciente y decreciente)?

Diseñar el circuito que controla la alarma de forma que se encienda la bombilla cuando la presión exceda de 20 kPa. Determinar primero la impedancia de entrada y la ganancia del amplificador diferencial. A continuación calcular la tensión umbral que hay que poner en el comparador. Cuestión 7

¿Cuáles son los valores adecuados para R1, R2, R3, R4 y R 5?

Determinar la corriente IF que circulará por el LED mientras la presión sea inferior al umbral de alarma y la tensión V CE(sat) correspondiente.

En la parte del circuito conectada a 220 V emplear sólo instrumentos flotantes. NO EMPLEAR INSTRUMENTOS PUESTOS A TIERRA . En los SCR con disipador de calor, éste suele estar conectado al ÁNODO y éste a 220 V ¡NO TOCAR EL DISIPADOR!

45


La bombilla empleada es de 60 W, conectada a la red de 220 V. El SCR debe ser capaz de soportar la corriente de consumo y la tensión inversa que le quede aplicada en los semiciclos negativos. Además, si no hay corriente de puerta, no debe conducir cuando la tensión ánodo-cátodo alcance su valor máximo, ni tampoco cuando la velocidad de variación de dicha tensión sea la máxima prevista. En el momento de conexión, debe soportar el pico de corriente debido a que la bombilla estaba inicialmente a temperatura ambiente. A partir de las especificaciones del SCR, determinar Cuestión 8

¿cuáles son los valores de I T(RMS), I TSM, V DRM, y dv/dt?

Cuestión 9

¿Cuáles son la tensión (V GT) y la corriente de puerta (I GT) necesarias para que el SCR conduzca?

-

Montar el circuito de la alarma, y sin alimentar el circuto de control, comprobar que la bombilla se enciende.

-

Desenchufar la bombilla y conectar el circuito de control, sin aplicar presión a la entrada. Enchufar la bombilla y ajustar el circuito para que permanezca apagada.

Adaptar el brazalete alrededor de un elemento rígido de diámetro adecuado (por ejemplo, una barra de la estructura de la mesa). Aplicar lentamente una presión creciente a partir de cero, hasta que se active la alarma. Aumentar un poco más la presión, y luego reducirla lentamente. Cuestión 10

¿Cuál es la histéresis estimada en el punto de disparo de la alarma?

6 Medidas y cuestiones complementarias Si la temperatura del sensor puede variar entre 10 C y 40 C, E

Cuestión C1

E

¿Cuál es el máximo error total previsible debido al sensor (en pascales), incluyendo los errores de cero, no linealidad e histéresis?

Si la resistencia de entrada del amplificador diferencial es de 2 M S, Cuestión C2

¿Cuál es error (en pascales) debido al efecto de carga si el comparador se ajusta para una temperatura del sensor de 25 C? E

alarma. -

Aplicar una presión a la entrada que esté justo por debajo o por encima del umbral de Acercar un foco de calor al comparador y comprobar si cambia el estado de la alarma debido al aumento de temperatura del comparador.

Si la histéresis que proporciona el sensor en un circuito de alarma no es suficiente, se puede diseñar la interfaz de forma que tenga histéresis. En el circuito de la figura 2 se puede poner histéresis en el comparador mediante R10. -

Diseñar el comparador de la figura 2 para tener una histéresis del 5% del margen de medida permitido por el sensor.

46


-

Montar el circuito y, aplicando una presión primero creciente y luego decreciente, comprobar que la histéresis tiene la amplitud deseada.

-

Repetir la prueba del calentamiento del comparador para ver hasta qué punto el diseño es más robusto ahora.


En algunos sensores de presión piezorresistivos basados en galgas semiconductoras, se recomienda una alimentación en forma de corriente constante. ¿Qué interés puede tener alimentar en corriente en vez de alimentar en tensión?

7.2

Un sensor de caudal basado en un diafragma con orificio y una medida de presión, ¿qué tipo de sensor de presión requiere: absoluto, diferencial o relativo?

7.3

En el amplificador diferencial de la figura 2 no se ajusta el CMRR. ¿Sería conveniente ajustarlo?

7.4

¿Qué modificación simple se podría introducir en el circuito de la figura 2 para que la alarma se encendiera cuando la presión fuera inferior a 20 kPa y se apagara cuando fuera superior?

7.5

¿Qué interés tiene la histéresis en un sensor que se aplique en un sistema de alarma?

8 Bibliografía [1] R. Pallás Areny. Adquisición y distribución de señales. Apartado 8.5.3. Barcelona: Marcombo, 1993. [2] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartado 2.2. Barcelona: Marcombo, 1994. [3] R. Pallás Areny. Adquisición y distribución de señales. Apartado 9.3. Barcelona: Marcombo, 1993. [4] J.A. Gualda, S. Martínez y P.M. Martínez. Electrónica industrial: técnicas de potencia. Barcelona: Marcombo, 1992. [5] N. Mohan, T.M. Underland y W.P. Robbins. Power electronics: converters, applications and design, segunda edición. Nueva York: John Wiley & Sons, 1995.

Práctica 5. Célula de carga y amplificador de instrumentación

47


1 Presentación Se diseñan los amplificadores para tener una salida analógica de 1 V/kg, el origen de escala de 0 V y el fondo de escala 10 V, empleando una célula de carga comercial basada en galgas extensiométricas. La salida se mide con un voltímetro digital, que deberá dar la lectura directamente en kilogramos. La calibración se hace mediante pesas conocidas.


Interpretar las especificaciones de una célula de carga comercial basada en galgas extensiométricas

2

Diseñar la interfaz para un sensor resistivo montado en puente completo, incluyendo los ajustes de cero y sensibilidad

3

Diseñar un amplificador de instrumentación para baja frecuencia empleando componentes discretos

4

Reconocer las ventajas de los AO de bajas derivas

3 Fundamentos teóricos Las células de carga basadas en galgas extensiométricas son uno de los sensores más habituales para el pesaje industrial y comercial, y para la medida de fuerzas. Normalmente se suelen montar puentes de 4 galgas, pues así se aprovechan las ventajas de linealidad y compensación de interferencias que ofrece dicha disposición [1]. El puente está configurado internamente en la célula de carga, de forma que sólo se tiene acceso a dos terminales de alimentación y otros dos de detección. Como la alimentación del puente tiene un terminal a masa, hace falta un amplificador diferencial.

48


Para tener una impedancia de entrada mucho mayor que la impedancia de salida del puente, se emplea un amplificador de instrumentación (AI). Además de los errores de cero y de ganancia habituales, en los AI hay que considerar el efecto de su limitado CMRR. Al montar el AI con componentes discretos, el CMRR depende del apareamiento de dichos componentes [2]. Para compensar su desequilibrio, hay que prever un ajuste; pero, antes de decidir qué tipo de ajuste, hay que analizar cómo repercute el CMRR finito en la salida, es decir, qué tipo de error (cero, ganancia o no linealidad) produce [3]. Si el AI tiene un CMRR finito, la tensión de modo común a su entrada repercutirá en su salida. Pero en puentes con 4 galgas activas, la tensión de modo común a la salida del puente es siempre igual a la mitad de la tensión de alimentación, que es continua. Por lo tanto, en este caso el CMRR produce un error de cero, que es calibrable. Ya que en estas células de carga no se puede ajustar el puente de sensores, y en ausencia de carga mecánica el puente está desequilibrado, el cero y la ganancia hay que ajustarlos en la interfaz. El AI permite ambos ajustes, pero dado que la ganancia necesaria es alta, se puede postponer el ajuste fino de ganancia a una etapa final. Las células de carga disponibles tienen una carga máxima permitida superior a 10 kg, pero sólo se emplearán en el margen enunciado. Algunas de sus especificaciones son comunes a todas ellas, pero otras están particularizadas para cada unidad.

4 Circuito propuesto y su descripción El circuito propuesto es el de la figura 1. AO1 y AO2 forman un AI, cuya ganancia se puede ajustar, si fuera necesario, mediante RG . (AO1 y AO2 debieran estar apareados; para ello lo mejor es emplear un CI doble de calidad, que incluya especificaciones de apareamiento. Por ejemplo, el OP-227. Por razones de coste, sin embargo, aquí se realiza con dos componentes distint os). El CMRR se puede ajustar, en continua, mediante R4 . La etapa de salida opcional (vA v o ) permite distribuir la ganancia entre el AI y ésta misma. Se puede emplear para formar un filtro paso bajo adicional mediante R6 y C2.

Para poder ajustar el cero, hay que sumar o restar una tensión continua estable. En un sistema automatizado, la corrección de cero puede ser una simple operación aritmética. En un sistema no automatizado, como el presente, se puede sumar o restar una tensión continua a la salida del AI. Para ello hace falta una tensión estable bipolar, pero la única tensión estable disponible en nuestro circuito es la de alimentación de la célula de carga, que es unipolar. Sin embargo, podemos aprovechar el ajuste del error de cero (offset ) del OP-07 para compensar, en un margen reducido, errores de cero, debidos o no al AO. Este método no es aceptable en general, pues en los AO convencionales la deriva del error de cero aumenta proporcionalmente con la tensión ajustada. El OP-07, sin embargo, tiene una estructura interna singular, y su deriva no aumenta con dicho ajuste.

49


Rg

R4

R3

+ Va -Vcc

1 2

10 V

4 -

AO1

2

+

3

7

R2

R1 6

OP-07C -Vcc

+Vcc C1

2

OP-07C

4

3

4 -

AO2 +

Amplificador diferencial

1 7

8

+Vcc

Célula de carga

C2

R6 - Vcc R5 V

Amplificador de salida

2

4 6 AO3 3 + OP-07C 7

Vo

+ Vcc

Figura 1. Circuito propuesto como interfaz para la célula de carga

Figura 2. Circuito para obtener una tensión continua estable

V

6 R100

50



51

5 Cálculos, experiencias y mediciones Considerar las especificaciones de la célula de carga asignada al puesto de t rabajo propio. Si la célula de carga se alimenta a la tensión recomendada por su fabricante, Cuestión 1

¿cuál es la tensión de salida para un peso de 10 kg? ¿Cuál debe ser la ganancia del montaje para obtener una salida de 10 V cuando el peso sea de 10 kg?

Si se consideran los errores debidos a la falta de linealidad, a la histéresis, a la falta de repetibilidad y a la posible excentricidad de la carga, Cuestión 2

¿cuál es el error total (en gramos) de la célula de carga a temperatura ambiente (25 C)? E

El puente interno de la célula de carga no está equilibrado cuando la carga es cero. Cuestión 3

¿Cuál es el error de cero máximo para esta célula de carga?

Cuestión 4

¿Cuál es la impedancia de salida del puente interno de la célula de carga?

A partir de las especificaciones de los amplificadores empleados, y teniendo en cuenta que se desea obtener 10 V para 10 kg, Cuestión 5

¿cuál debe ser la tensión mínima de alimentación de la circuitería analógica para evitar saturaciones y otras no linealidades?

Determinar la expresión de la tensión de salida del AI, vA , en función de v3 , v4 , R1 , R2 , R3 , R4 y RG, suponiendo que los AO son ideales y que se cumple la relación entre resistencias que da el CMRR máximo. La tensión de alimentación de la célula de carga, Va , debe ser menor que 10 V, pues de lo contrario el zener entrará en conducción. C1 sirve para filtrar la posibles interferencias en modo serie a la entrada. Observar que las posibles fluctuaciones en Va quedan directamente reflejadas a la salida de la célula de carga. Especificar la ganancia de cada etapa (G1 y G2 ) (AI y amplificador de salida) y diseñar los valores de los componentes de la primera. (Se puede optar por concentrar toda la ganancia en el AI). Cuestión 6

¿Cuáles son los valores adecuados para G1 , G2, R1 , R2 , R3 , R4 y RG ?

Montar el amplificador de instrumentación y verificar que funciona correctamente, antes de conectarlo a la célula de carga. Aunque las señales a procesar son de muy baja frecuencia, la presencia de errores de cero y sus derivas desaconsejan hacer las pruebas de ganancia en continua. Es mejor emplear una señal de prueba de unos 10 Hz y asegurarse de que no tenga un nivel de continua apreciable. Conectar luego la célula de carga (alimentada con Va ) al amplificador. -

Medir el valor máximo de vA con carga cero. (Será debido al desequilibrio del puente y a una bandeja de metacrilato, de unos 300 g que soporta las masas a medir). Este valor se deberá compensar ajustando el offset del OP-07.

52


Cuestión 7

¿Cuáles son los valores adecuados para R5 , R6 y C2 ?

Montar la etapa final y verificar su funcionamiento. Tener en cuenta las sugerencias formuladas antes para el AI. Conectar luego la primera etapa y la célula de carga. Depositar cuidadosamente las pesas de valor conocido sobre la plataforma. Cuestión 8

¿Cuáles son los valores de vo en función del peso, en incrementos de 1/2 kg?

6 Medidas y cuestiones complementarias En esta aplicación no es necesario ajustar el CMRR del AI. Sin embargo, la realización de dicho ajuste ilustra varios conceptos importantes. Poner en R4 una resistencia ajustable y aplicar una tensión de modo común Vc a la entrada del AI. -

Observar la distorsión que se produce en vA cuando la tensión de modo común es demasiado alta.

Reducir el valor de Vc hasta que no se observe distorsión en la salida vA . Elegir para Vc una frecuencia pequeña. Ajustar R4 hasta obtener un mínimo a la salida. Cuestión C1

¿Es posible obtener una salida nula en estas condiciones?

Aumentar la frecuencia de Vc más allá de 1 kHz y observar la salida. Cuestión C2

¿Cuál es el desfase entre la entrada en modo común y la salida debida a ella?

La aplicación considerada en esta práctica es un caso claro donde se presenta la necesidad del ajuste periódico de los errores de cero y de sensibilidad, por la importancia que tienen las derivas de cada uno de los elementos del circuito, incluida la célula de carga. Cuestión C3

¿Cuál es el error por fluencia (creep) en la célula de carga? (Desviación al cabo de 30 minutos de tener aplicada la carga nominal). Expresarla en gramos.

Cuestión C4

¿Cuál es el error debido al retorno a cero al cabo de 30 min de haber quitado la carga nominal (creep recovery)? Expresarlo en gramos.

Cuestión C5

¿Cuál es la deriva térmica del error de cero de la célula de carga (g/ C)? ¿Cuál sería el error (en gramos) para el margen de 15 C a 45 C? E

E

E

Cuestión C6

¿Cuál es la deriva térmica del error de cero (offset) (µV/ C) referida a la entrada (RTI) de toda la cadena amplificadora?

Cuestión C7

¿Cuál es la deriva térmica total del error de cero (µV/ C), considerando la célula de carga y la cadena de amplificadores?

Cuestión C8

¿Cuál es la deriva térmica de la sensibilidad de la célula de carga (g/ C) para 10 kg de carga? ¿Cuál sería la variación (en gramos) para el margen de 15 a 45 C?

E

E

E

E

53


Si se supone que la cadena de amplificadores no tiene derivas térmicas y que las resistencias son de película metálica con idéntico coeficiente de temperatura, si el coeficiente temperatura del zener de 10 V es de 6,5 mV/ C, E

Cuestión C9

¿cuál es la deriva térmica de la sensibilidad (g/ C) debida a la célula de carga y amplificadores) para una carga de 10 kg? E

Si se consideran los errores debidos a la falta de linealidad, a la histéresis, a la falta de repetibilidad y a la posible excentricidad de la carga, por una parte, las derivas térmicas de cero globales por otra, y las derivas térmicas de sensibilidad por otra, y se suman cuadráticamente las contribuciones de cada uno de estas fuentes de error, Cuestión C10

¿cuál es el error total del montaje (g/ C) para una carga de 10 kg, en el margen de 15 C a 45 C?. E

E

E


Un puente con una galga extensiométrica activa en cada brazo, ¿es siempre lineal?

7.2

¿Cuál es el circuito equivalente de salida del puente de la pregunta anterior?

7.3

Si en el AI de la figura 1 se considera que AO1 y AO2 son ideales, ¿qué condición deben cumplir las resistencias para que el CMRR sea máximo?

7.4

En la segunda etapa del circuito de la figura 1, ¿son independientes el ajuste de cero y el de ganancia? ¿Por qué?

8 Bibliografía [1] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartado 3.4.4. Barcelona: Marcombo, 1994. [2] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartado 3.5. Barcelona: Marcombo, 1994. [3] R. Pallás Areny. Adquisición y distribución de señales. Apartados 3.1.3 y 3.2.3.2. Barcelona: Marcombo, 1993.

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Práctica 6. Sensor capacitivo angular y pseudopuente de alterna

Práctica 6. Sensor capacitivo angular y pseudopuente de alterna 1 Presentación Se determina la característica ángulo-capacidad de un sensor capacitivo constituido por dos placas semicirculares iguales, una fija y otra móvil, cuya excentricidad se desconoce. Se estudia el sensor mediante un sistema, a diseñar y construir, cuya función de transferencia es bien conocida y que consiste en un pseudopuente de alterna con un detector de pico. La salida debe ser en forma de tensión continua, con una sensibilidad de 10 mV/pF y origen de escala en 0 V. La calibración se realiza mediante dos condensadores de valor conocido.


Diseñar una interfaz lineal para un sensor capacitivo simple con variación no lineal de su impedancia

2

Elegir adecuadamente un amplificador operacional para realizar un amplificador de portadora para frecuencias medias

3

Diseñar detectores de pico de precisión y bajo coste

3 Fundamentos teóricos Se debe entender el planteamiento de esta práctica desde su función académica, como recurso para aprender el diseño de interfaces de sensores moduladores que trabajen en alterna. Se trata de averiguar si un determinado sensor angular capacitivo tiene una variación lineal de capacidad con el ángulo medido. El condensador está formado por dos placas paralelas semicirculares, una fija y otra giratoria, separadas una distancia constante, y con aire como dieléctrico, pero se desconoce si los semicírculos son concéntricos o excéntricos (figura 1). Para un ángulo de 0 la capacidad es máxima, mientras que para 180 la capacidad es mínima. E

E

56


El método de estudio propuesto es diseñar una interfaz que sea lineal, y aplicar el sensor a la medida de ángulos conocidos. Si la tensión de salida resulta ser proporcional al ángulo, el sensor es lineal. Si no hay proporcionalidad, como la i nterfaz es lineal, podremos concluir que el sensor no es lineal. Por tratarse de un condensador, hay que alimentarlo en alterna. Dado que el valor mínimo del condensador no es cero, se puede recurrir a un puente de alterna para obtener salida cero para ángulo (entrada) cero. Pero como la variación del ángulo altera el área efectiva de las placas del condensador, la impedancia del condensador varía inversamente con el ángulo. Por lo tanto, conviene modificar la estructura del puente para que su tensión de salida varíe de forma directamente proporcional con el ángulo. Es decir, hay que emplear algún pseudopuente [1]. Para poder equilibrar el puente, al menos otra impedancia deberá ser reactiva (otro condensador). La tensión alterna de alimentación debe ser suficientemente estable, pues sus fluctuaciones se reflejan directamente a la salida. Sin embargo, por razones de coste, se alimentará el puente directamente desde el generador de funciones. Otra consecuencia de alimentar en alterna es que los componentes activos deben tener una velocidad de subida (slew rate) suficientemente rápida [2]. Una ventaja es que no hace falta que las etapas que trabajen con la señal modulada tengan una exactitud elevada a baja frecuencia. La magnitud que se mide es de muy baja frecuencia (un ángulo que variaremos manualmente). Por lo tanto, una vez se haya demodulado la salida del puente, se deberán emplear componentes que tengan buena exactitud a baja frecuencia. Para que el sistema sea lineal, en esta etapa se tendrá que ajustar el cero. El ajuste de cero del puente no será suficiente porque la etapa que trabaja con la portadora y el demodulador final estarán desacoplados en continua. Para la demodulación hay varias alternativas. Se puede detectar el valor de pico, el valor eficaz o el valor medio después de rectificar. Por simplicidad, se elige aquí la primera opción.

4 Circuito propuesto y su descripción En la figura 2 se muestra el circuito propuesto, que consta de dos etapas, para la segunda de las cuales se dan varias opciones. La primera etapa (figura 2a) es el pseudopuente: R1 y R2 constituyen el divisor fijo, mientras que Cs (el sensor) y C1 forman el otro divisor de tensión. Con R2 se puede ajustar el cero del puente. La inclusión del AO hace que la diferencia de tensión entre los terminales del sensor sea constante. Por lo tanto, la corriente a través de Cs será inversamente proporcional a su impedancia, es decir, será directamente proporcional al ángulo y a la frecuencia. Esta corriente se convierte en una tensión a base de producir una caída de tensión en C1 . Como la impedancia de C1 es inversamente proporcional a la frecuencia, la tensión obtenida no dependerá de la frecuencia y será directamente proporcional al ángulo. R3 es necesaria para polarizar el AO, y debe presentar una impedancia mucho mayor que C1 a la frecuencia de trabajo. En consecuencia, el AO debe tener unas corrientes de entrada muy pequeñas. Se ha elegido un modelo con transistores MOSFET a su entrada, que además tiene una velocidad de subida bastante alta. C2 y R4 forman un filtro paso alto que permite que pase la portadora modulada, pero bloquea las tensiones de baja frecuencia (incluidas las interferencias de 50 Hz) y sus derivas.


57

La primera alternativa propuesta para el detector de pico consiste en un diodo que va cargando un condensador C3 (figura 2b). Cuando el valor de la tensión decrece, el condensador no se puede descargar a través del diodo, de manera que retiene el valor más alto. Añadiendo R5 se permite que C3 se descargue lentamente, de manera que se pueden seguir las posibles fluctuaciones que tenga el valor de pico, que corresponderán a fluctuaciones en el ángulo medido. Los inconvenientes de un detector de pico simple son la elevada velocidad con que debe aportar corriente el AO, la baja impedancia de entrada y la alta impedancia de salida, la tensión umbral del diodo y el nivel de continua de salida. Para ajustar este último, se puede añadir R6 , que afectará a la frecuencia de corte del filtro paso alto. El segundo detector de pico propuesto (figura 2c) [3] resuelve los problemas de impedancia de entrada y salida, tensión umbral del diodo y ajuste del nivel de continua, pero sigue limitado en velocidad porque AO1 debe suministrar la corriente para cargar C3 . El tercer detector de pico propuesto (figura 2d) supera todas las limitaciones anteriores. Se basa en un comparador que compara la tensión de entrada con la que había anteriormente almacenada en el condensador C3 . Si la entrada es mayor, se carga más el condensador. La ganancia del comparador es muy alta, de manera que puede dar la corriente necesaria para cargar C3 rápidamente. Si la entrada es menor, se conserva el valor anterior, aunque se deja que R5 drene una cierta carga para poder seguir las posibles fluctuaciones de la tensión de pico. La tensión de C3 se mide con un seguidor de baja corriente de entrada, para no alterar su carga. Este seguidor se incluye en el lazo de realimentación para que sus errores de cero tengan menor repercusión en la salida. Cualquiera que sea el detector de pico empleado, C3 debe ser un condensador con poca absorción dieléctrica. Son preferibles, por tanto, los de teflón, poliestireno, polipropileno o cerámicos NP0.

Figura 1. Esquema del sensor capacitivo angular

58


R1

a

Cs R3

Vp R2

C1 C2 -

(Vo) R4

+ Vcc R6

b

(Vo)

Vs R5

C3

c

AO2

AO1

Vs TL082

(Vo)

R5

C3

+ Vcc

(Vo)

+

AO +

-

d

R5

Vs

C3

- Vcc

Figura 2. Pseudopuente y detectores de pico para el sensor capacitivo


59

60


5 Cálculos, experiencias y mediciones Determinar la expresión de vo en función de Vp , Cs , C1 , R1 y R2 , suponiendo inicialmente que R3 es infinita. Cuestión 1

¿Qué condición deben cumplir los elementos del puente para tener vo = 0 V cuando el ángulo es 0 ? E

Cuestión 2

¿Cuál es la expresión de la sensibilidad de vo a Cs ?

Si el cero del puente se ajusta con R2 y la sensibilidad mediante Vp , los dos ajustes son independientes. Para la frecuencia de alimentación, pf , hay que tener en cuenta la limitación de velocidad del AO. Para R3 se puede tomar entonces como criterio que su impedancia sea 100 veces mayor que la que presente C1 a la frecuencia de alimentación. Si se supone que la ganancia del detector de pico será 1, y que por lo tanto los 10 mV/pF hay que conseguirlos en vo , Cuestión 3

¿cuáles son los valores adecuados para Vp , C1 , R1 , R2 , fp y R3 ?

Montar el circuito de la figura 2a, empleando inicialmente en vez del sensor un condensador. Para calibrar la salida se emplearán dos condensadores bien conocidos, Cmín = 22 pF, Cmáx = 390 pF. (En realidad se emplean dos condensadores con tolerancia y derivas, pero a efectos de simplificación de la práctica se suponen de valor constante e igual al nominal.) Ajustar primero el cero con R2 y luego el fondo de escala con Vp . -

Observar que en el ajuste de cero influye el CMRR finito del AO, que a pf es bastante reducido. Para cercionarse de que con el ajuste de R2 se está obteniendo la salida mínima, hacer el ajuste observando simultáneamente en el osciloscopio la entrada V p y la salida vo .

Calcular el filtro paso alto (C2 , R4 ) de modo que la tensión vo esté libre de interferencias debidas a las líneas de 50 Hz. Tener en cuenta que R4 no debe cargar excesivamente al AO. Cuestión 4

¿Cuáles son los valores adecuados para C2 y R4 ?

Diseñar el detector de pico de la figura 2b. Considerar el efecto de R6 en el filtro paso alto, y que interesa recuperar las fluctuaciones de Cs de hasta 1 Hz. Verificar el funcionamiento del conjunto amplificador-detector. Cuestión 5

¿Cuáles son los valores adecuados para C3 , R5 y R6 ?

Diseñar el detector de pico de la figura 2c. Verificar su funcionamiento sin conectarlo al amplificador. Observar si hay efectos debidos a la velocidad de subida de los AO.

Diseñar el detector de pico de la figura 2d. Verificar primero su funcionamiento sin conectarlo al amplificador, y luego al conectarlo a éste. Observar si hay efectos debidos a la velocidad de subida del comparador. El comparador utilizado tiene un transistor de salida con el colector y el emisor sin conectar. En el caso presente se conecta el colector a +Vcc y el emisor a masa. Esto determina la polaridad indicada para los terminales 2 y 3. En otros montajes, la polaridad es la opuesta.

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Conectar el sensor angular y verificar el funcionamiento del conjunto. Medir la tensión continua de salida, vs , mediante un voltímetro digital. Cuestión 6

¿Cuáles son los valores de vs correspondientes a los ángulos de entrada entre 0 y 180 , en incrementos de 15 ? E

E

E

Si se admite que cuando el sensor es de placas concéntricas hay proporcionalidad entre el ángulo y la capacidad, y cuando es de placas excéntricas no hay proporcionalidad, Cuestión 7

el sensor empleado, ¿es concéntrico o excéntrico?

Si la ley de variación de la capacidad con el ángulo es del tipo Cs Cuestión 8

"

1/2²,

¿qué utilidad podría tener este tipo de condensador variable?

6 Medidas y cuestiones complementarias Deducir la expresión de la capacidad en función del ángulo de giro 2 y del radio R de las placas para el sensor capacitivo de la figura 1 en el caso en que las placas sean concéntricas. Cuestión C1

¿Cuál es la expresión de Cs ?

Deducir la expresión de la capacidad en función del ángulo de giro 2, del radio R de las placas y de la distancia entre centros "a", para el sensor capacitivo de la figura 1, en caso de que las placas no sean concéntricas. Cuestión C2

¿Cuál es la expresión de Cs ?

Una forma de verificar si R3 influye poco en el equilibrio del puente de la figura 2a, es montarlo sin el AO, y ver si es necesario reajustar R2 para tener el puente equilibrado. Observar el desfase entre la entrada y la salida del amplificador de alterna cuando se intenta ajustar el cero. El CMRR finito dificulta la obtención de una salida nula. Cuestión C3

Cuestión C4

¿Cuál es el desfase entre la señal de modo común a la entrada y la salida que produce? Si el demodulador fuera coherente, ¿se eliminaría este error?

Estudiar cómo queda limitada la velocidad de carga del condensador del detector de pico por la máxima corriente de salida de la etapa previa. Cuestión C5

¿Cuál es la máxima velocidad de cambio de tensión en cada detector de pico?

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Si se monta un sensor de reactancia variable simple (no doble) en un puente, ¿es posible poner resistencias en los otros tres brazos? ¿Por qué?

7.2

En un sistema de medida basado en un sensor modulador de reactancia variable donde se desee obtener una salida en forma de tensión continua proporcional a la magnitud medida, ¿cuántos ajustes cero hacen falta? ¿Por qué?

7.3

Si en el puente de alterna de la figura 2b se ajusta el cero con una resistencia y la sensibilidad con C1, ¿son independientes los ajustes de cero y de ganancia?

7.4

Enumerar 4 limitaciones importantes del detector de pico de la figura 2b.

7.5

¿Qué tipo de dieléctricos son adecuados para un condensador que se vaya a emplear en un detector de pico?

7.6

¿Qué interés tiene la inclusión del AO de salida en el lazo de realimentación del detector de pico de la figura 2d?

8 Bibliografía [1] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartado 5.2.2. Barcelona: Marcombo, 1994. [2] S. Franco. Design with operational amplifiers and analog integrated circuits. Apartado 5.8. Nueva York: McGraw-Hill, 1988. [3] S. Franco. Design with operational amplifiers and analog integrated circuits. Apartado 7.10. Nueva York: McGraw-Hill, 1988.

Práctica 7. Bolómetro resistivo con demodulador coherente

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Práctica 7. Bolómetro resistivo con demodulador coherente 1 Presentación Se estudia la relación entre la tensión aplicada a una bombilla incandescente y la temperatura de su filamento. La medida de la temperatura se basa en la radiación emitida por el filamento, empleando otra bombilla como bolómetro resistivo. El cambio producido en el sensor es muy débil y para detectarlo se emplea un demodulador coherente basado en un amplificador con conmutación de ganancia.


Comprender el funcionamiento de los radiómetros y pirómetros de radiación

2

Entender la necesidad de detectores coherentes para mejorar la relación señal-ruido

3

Diseñar un detector coherente para baja frecuencia

4

Diseñar circuitos que incluyan interruptores analógicos, y que resuelvan las limitaciones impuestas por sus tensiones de alimentación

5

Diseñar circuitos analógicos con alimentación unipolar, empleando amplificadores operacionales ordinarios

3 Fundamentos teóricos La relación entre la tensión aplicada a una bombilla y la temperatura del filamento es no lineal. (Este es precisamente el fundamento de algunos métodos de protección de los activadores de dichas bombillas [1].) El estudio de esta relación ofrece un caso simple para medir la temperatura a distancia mediante radiometría. El filamento de una bombilla emite una cantidad de radiación electromagnética que depende de la temperatura que alcanza [2]. Esta temperatura depende, a su vez, de la temperatura y la

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emisividad de los otros cuerpos que haya en el entorno de la bombilla. Si la bombilla se encierra en un recinto de paredes negras, la temperatura del filamento dependerá de la tensión aplicada a la bombilla y de la temperatura ambiente. Cuando se alcance el equilibrio térmico, habrá un intercambio de energía constante, y las paredes y la bombilla tendrán una temperatura determinada. Si en una apertura de dicho recinto se coloca un sensor, éste alcanzará una temperatura que dependerá de la radiación incidente y ésta dependerá a su vez de la temperatura ambiente y de la temperatura del filamento emisor. Si se conecta en un puente resistivo el sensor junto con otro idéntico de referencia, podremos cancelar el efecto a las variaciones de la temperatura ambiente en la respuesta del sensor activo. Para evitar las derivas con la temperatura de los errores de cero de los amplificadores operacionales, alimentamos el puente con una señal alterna. La señal de alimentación se puede emplear entonces como referencia para demodular la salida del sensor [3]. Ya que interesa conocer sólo la temperatura media del filamento, tras el demodulador se puede poner un filtro paso bajo con banda de paso muy estrecha, que, por lo tanto, dejará pasar muy poco ruido. Como sensor de radiación se emplea una bombilla más pequeña que la emisora. La radiación incidente que sea absorbida calentará el filamento y provocará un cambio en su resistencia eléctrica. Los detectores de radiación basados en la transformación de la radiación incidente en calor se denominan bolómetros [2]. Como no se pretende determinar la temperatura del filamento emisor, sino tan sólo la relación tensión-temperatura, no hace falta calibrar la respuesta del detector.

4 Circuito propuesto y su descripción En la figura 1a se muestra el circuito propuesto para detectar la temperatura media del filamento. La bombilla a estudiar se alimenta a partir de una fuente de alimentación ajustable. La bombilla que actúa como bolómetro se dispone en un puente junto con otra de referencia, y la corriente en ella no debe autocalentarla de forma apreciable. Los amplificadores operacionales conectados al puente se alimentan con tensión unipolar sin estar previstos para alimentaciones de este tipo. Por lo tanto, es necesario que la tensión en su terminal no inversor sea del orden de la mitad de la tensión de alimentación. Para ello se ha dispuesto un circuito que genera un tensión de referencia donde se conecta el puente y demás circuitos. La bombilla que actúa como bolómetro va alimentada con una señal senoidal (figura 1a). Todos los componentes activos se alimentan con una tensión independiente de la que activa a la bombilla emisora. De esta forma se evitan acoplamientos a través de la alimentación. La señal de salida del puente se amplifica mediante un amplificador de instrumentación de tres operacionales. Como la ganancia deberá ser elevada, hay que evitar que los errores de cero reduzcan el margen dinámico e incluso lleguen a producir la saturación. Aunque las etapas están acopladas en continua, la ganancia a baja frecuencia de la primera etapa es 1 debido al condensador C1. Para reducir la ganancia a altas frecuencias (y por lo tanto el ancho de banda de ruido) se añaden los condensadores C2 y C3. El CMRR del amplificador de instrumentación, debido a las tolerancias de los componentes pasivos y las limitaciones de los activos, introduce un error aditivo en la señal de salida. Para ajustar el CMRR se han incluido dos redes de ajuste en el circuito. Los potenciómetros P3 y P2 permiten ajustar la parte real e imaginaria, respectivamente, del CMRR a la frecuencia de la portadora, 1 kHz.

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El demodulador coherente consiste en un amplificador cuya ganancia se conmuta entre +1 y -1. La señal de conmutación se obtiene a partir de la señal de alimentación del puente mediante un comparador, LM311, y un divisor RC que permite ajustar el desfase de las etapas de amplificación. El LM311 incluye, como etapa de salida, un transistor que tiene el colector y el emisor accesibles para conexiones externas. Para que el AO del demodulador trabaje correctamente, cuando se desea tener ganancia -1 su entrada no inversora no se conecta a 0 V, sino a la tensión de referencia. Para obtener esta tensión se utiliza un divisor de tensión, R5a y R5b , que incluye un condensador C8 para reducir las interferencias que puedan entrar por la alimentación. La salida del demodulador se filtra paso bajo para eliminar la portadora y sus armónicas. Este filtro se ha elegido de tercer orden porque es el orden más elevado que se puede realizar empleando un único AO. Los amplificadores operacionales del demodulador y el filtro deben tener buenas prestaciones a baja frecuencia, pues procesan la señal de baja frecuencia de interés.

Vin R1b

R1a

1 kHz + 15V

P1

TL082

Vcc

L3

L2

L1

R14

R13 C2

R17

R6

R3 R2

P2

CD4053

-

P3

+

C1

+ 15V OP07

TL082

Va +

C4

R4

Vctrl

C3

R18

+ 15V

+ 15 V

R7

+ 15V

R15

R16

TLO82

R5a

C7

R5b

+ 15V

C8 Va + 15V P4

+ Cs

Vo

C6

R11

Vin

R12

Vctrl

+

R22

R10

R21

+ 15V

C9

R8

R9

LM311

Figura 1. a) Circuito para la bombilla emisora cuya temperatura se desea medir y circuito para el bolómetro. b) Circuitos para obtener la tensión de referencia y la señal de control para el demodulador

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67

5 Cálculos, experiencias y mediciones Medir con el multímetro la resistencia del filamento de la bombilla emisora en frío. La resistencia en caliente se puede calcular sabiendo que la bombilla es de 12 V, 3 W. La tensión de alimentación estará comprendida entre 0 y 13 V y se tomará de la fuente de alimentación ajustable disponible en el puesto de trabajo.

Cuestión 1

¿Cuál es el valor de la resistencia del filamento de la bombilla emisora en frío (medida) y en caliente (calculada)?

Para el puente de medida con el bolómetro, se desea que la potencia disipada en la bombilla detectora no supere 1 mW para evitar que se caliente. Suponer que la resistencia de la bombilla sensora es de 38 S a 25oC.

Cuestión 2

¿Cuáles son los valores adecuados para Vin , R1a , R1b y P1 ? Tener en cuenta la resistencia de salida del generador de funciones.

La variación máxima de resistencia de la bombilla detectora que se desea medir es del 1%. La ganancia se dividirá entre las dos etapas. La ganancia total del circuito, ganancia del amplificador de instrumentación más demodulador más filtro deberá permitir una variación de 1 V aproximadamente a la salida del filtro para una variación de la resistencia de la bombilla detectora del 0,5%. Teniendo en cuenta que interesa tener mayor ganancia en la primera etapa para evitar la saturación del amplificador de instrumentación por los errores de cero de los operacionales, y que la frecuencia de portadora es de 1 kHz, se puede diseñar la banda pasante de los amplificadores para que sea 200 Hz - 5 kHz. Aunque este ancho de banda tan estrecho afectará a la ganancia obtenida a 1 kHz, se puede ignorar este hecho pues el valor exacto de la ganancia no es crítico. El CMRR también quedará afectado por C2 y C3 , pero con la doble red de ajuste es posible cancelar este efecto a la frecuencia de trabajo.

Cuestión 3

¿Cuáles son los valores adecuados para R2 , R3 , R4 , C1 , C2 , C3 , R13 , R14 R15 y R16 ? Para la red de ajuste de CMRR, escoger las resistencias de forma que R17 , R18 , P2 y P3 sean unas 5 veces mayores que R14 .

En el demodulador se desea que la ganancia conmute entre +1 y -1, y que el nivel de continua en la entrada no inversora sea la mitad de la tensión de alimentación (15 V - 0 V)/2 = = 7,5 V.

Cuestión 4

¿Cuáles son los valores adecuados para R6 , R7 , R5a , R5b , y C8 ?

Se desea que el filtro de salida tenga una respuesta tipo Chebychev de 1 dB de rizado, con frecuencia de corte a 10 Hz y ganancia unidad. Empleando tablas normalizadas, o el programa FILTERPRO (Burr-Brown), o un equivalente (modificando ligeramente el circuito en estos casos), determinar los valores que deben tener los componentes.

Cuestión 5

¿Cuáles son los valores adecuados para R8 , R9 , R10 , R11 , R12 , C5 , C6 y C7 ?

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La señal de control del demodulador se obtiene a partir de la señal de alimentación del puente mediante un comparador y una red de desfase. Dicha red, formada por P4 , C9 y R22 , debe ajustar variaciones de fase entre la portadora a la salida del amplificador de instrumentacion y la señal de control de 0o a 45o , sin cargar la salida del generador de funciones. Cuestión 6

¿Cuáles son los valores apropiados para P4 , C9 , R22 y R21 ?

Montar y comprobar el funcionamiento del amplificador de instrumentación. Hacerlo etapa a etapa, y recordar que es necesario tener un nivel de tensión continua adecuado en el terminal no inversor de los amplificadores operacionales. Ajustar el CMRR del amplificador de instrumentación mediante P2 y P3. Primero aplicar una señal de 1 kHz en modo común a la entrada del AI, y ajustar P 3 hasta obtener a su salida una tensión mínima. Observar el desfase de la salida respecto a la entrada en modo común. Sin cambiar la entrada del AI, ajustar luego P2 para reducir más la salida, si es posible. Nota: al manejar componentes CMOS tener en cuenta que son muy susceptibles a las descargas electrostáticas, incluso si están "protegidos". Los interruptores, en particular, carecen de resistencia de protección en serie con sus entradas, por razones obvias. Aparte de no superar los límites en las tensiones de alimentación y de señal, conviene: 1. 2

3 4

Conectar a VDD o VSS todas las entradas no utilizadas. La conexión a VDD se puede hacer con varias entradas unidas y una resistencia de 1 k S Los equipos de baja impedancia (generadores de funciones o de pulsos), hay que conectarlos sólo cuando el circuito esté alimentado, y hay que desconectarlos antes de cortar la alimentación del circuito No poner ni sacar los circuitos integrados de su zócalo sin interrumpir primero la alimentación Evitar el contacto directo de los dedos con los terminales de los circuitos integrados

Montar y comprobar el demodulador y el circuito de ajuste de fase. Aplicarlo a la demodulación de una señal senoidal de 1 kHz, obtenida del generador de funciones. Montar y comprobar el filtro empleando el generador de funciones. Conectar luego el filtro al amplificador de ganancia conmutada y verificar de nuevo el efecto del ajuste de fase a la salida del filtro. Conectar luego el demodulador a la salida del amplificador, y la entrada del amplificador al puente de medida con el sensor. Verificar el efecto del ajuste de cero que hay en el puente de medida. Montar y verificar el funcionamiento de la bombilla emisora a estudiar. Con las dos bombillas enfrentadas y dentro de un tubo negro, determinar la relación entre Vcc y la temperatura (tensión de salida), para incrementos de 1 V a partir de Vcc = 0 V hasta 12 V. Cuestión 7

¿Cuáles son los valores de la tensión de salida correspondientes a los distintos valores crecientes de Vcc ?

Cuestión 8

¿Cuál es la amplitud de la señal de entrada al amplificador cuando Vcc tiene su valor máximo?


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6 Medidas y cuestiones complementarias Esperar un tiempo hasta que se enfríe la bombilla que se venía activando con tensiones cada vez mayores. Repetir de nuevo el estudio pero ahora a base de decrementar Vcc hasta 0 V. Cuestión C1

¿Cuáles son los valores de la tensión de salida correspondientes a los distintos valores decrecientes de Vcc ?

La masa de las bombillas hace que su respuesta térmica no sea instantánea sino que sea de tipo paso bajo. En la bombilla emisora esto tiene poca importancia si lo que deseamos es medir su temperatura media. Pero en la bombilla empleada como bolómetro la constante de tiempo implica un tiempo de respuesta finito. Cuestión C2

¿Cuál es el ancho de banda del sistema respecto a la frecuencia de activación de la bombilla?

El CMRR finito del AI introduce un error a su salida. Esta tensión de error, sin embargo, no está en fase con la tensión de modo común de la entrada. Cuestión C3

Si la salida debida a la tensión de modo común esta desfasada 90o respecto a la entrada, ¿qué ventaja tiene ajustar únicamente la parte real del CMRR en un sistema con detección coherente?

La presencia de circuitos de conmutación es una fuente habitual de interferencias conducidas. Observar cómo repercute en la salida del amplificador de instrumentación la supresión del comparador LM311.


Prescindiendo de las posibles derivas en los componentes electrónicos, si cambiara la temperatura del ambiente donde esté el sistema de medida estudiado, ¿cambiaría la salida? ¿Por qué?

7.2

En la figura 1a, ¿qué circuito determina finalmente el ancho de banda de ruido?

7.3

Si en lugar de utilizar detección coherente se empleara una simple rectificación seguida de filtrado paso bajo, ¿cuál sería cualitativamente la repercusión en el ruido del sistema?

7.4

Si un interruptor analógico de la familia CD4000 se alimenta entre 0 y 15 V, ¿cuál es el margen de variación permitido a la señal de entrada para que el interruptor funcione correctamente? ¿Cuáles son los valores límite de la tensión de entrada para que el interruptor no quede dañado?

7.5

¿Sería conveniente añadir en serie con el terminal no inversor del AO demodulador, una resistencia igual a la combinación de R6 y R7 en paralelo?

7.6

¿Por qué en los AO empleados en el circuito propuesto no se puede conectar el terminal no inversor a masa?

70

7.7


¿Cuál es la relación aproximada entre la resistencia en caliente y la resistencia en frío de una bombilla incandescente?

8 Bibliografía [1] R. Pallás Areny. Adquisición y distribución de señales. Apartado 9.3. Barcelona: Marcombo, 1993. [2] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartado 6.3.3. Barcelona: Marcombo, 1994. [3] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartado 5.3. Barcelona: Marcombo, 1994.

Práctica 8. Sensor inteligente para medidas ambientales

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Práctica 8. Sensor inteligente para medidas ambientales 1 Presentación

Se trata de diseñar y realizar un sistema de medida de presión, temperatura y humedad ambientales, empleando sensores convencionales junto con un microcontrolador (µC) que adquiera la información y la almacene en una memoria EEPROM. El sistema debe registrar los datos durante 1 semana. Posteriormente se leen los datos almacenados mediante una comunicación serie (RS 232) y se presentan en la pantalla de un ordenador personal. 2 Objetivos

Al acabar esta práctica el estudiante será capaz de: 1

Comprender las servidumbres impuestas por un sistema electrónico portátil alimentado a baterías

2

Diseñar una interfaz para un sensor con salida digital

3

Diseñar un termómetro basado en un convertidor temperatura-corriente

4

Diseñar sensores inteligentes basados en µC y sensores convencionales con salida analógica y digital

5

Programar, simular y depurar circuitos basados en un µC con arquitectura RISC

6

Organizar un sistema de medida mínimo basado en un ordenador personal e interfaz de comunicación serie

3 Planteamiento

En un sensor inteligente varias de las tareas propias de un sistema de medida son anexas o están incorporadas en el propio sensor. El controlador o procesador central se comunica directamente con el sensor, normalmente con señales digitales, simplemente para supervisión o información. Pero el procesado de la información del sensor, e incluso la toma de decisiones en algunos casos, se realizan a nivel local.


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En esta práctica se trata de diseñar y realizar un sistema capaz de registrar, cada hora, los valores respectivos de la presión, temperatura y humedad ambientales durante 1 semana, y presentar luego su evolución en la pantalla de un ordenador personal. Se supone que la presión puede variar entre 750 y 770 mmHg, la temperatura entre 15 y 35EC, y la humedad relativa entre el 10 y 90%. La exactitud deseada en cada magnitud medida es, respectivamente, ±5 mmHg, ±0,5EC y ±5%. Para los componentes electrónicos se supone que la temperatura ambiente también puede variar 20EC (15EC - 35EC). El sistema debe alimentarse con una pila de 9 V, 400 mAh. Las especificaciones de los sensores están en el manual de especificaciones. El µC empleado es el PIC16C71, que tiene arquitectura RISC. En consecuencia, su conjunto de instrucciones es pequeño (35) y esto permite familiarizarse rápidamente con su programación. Las instrucciones son de 14 bits y dispone de una memoria EPROM de 1024x14 para almacenar el programa. El bus de datos es de 8 bits. Incluye un convertidor A/D (CAD) con resolución de 8 bits, 4 canales de entrada multiplexados, amplificador de muestreo y retención (S&H), y contador de 8 bits. Dispone de un modo de funcionamiento SLEEP, que permite ahorrar energía cuando algunas tareas sólo hay que hacerlas esporádicamente, como es el caso presente. Para mayor información sobre su arquitectura, instrucciones, mapa de memoria, etc., ver el manual de especificaciones. El sistema de desarrollo disponible es el PICSTART-16B, que incluye una tarjeta para programar el dispositivo y el software de ensamblado, simulación, y programación. El µC se utiliza montado en una placa de circuito impreso (ya disponible) donde se encuentran los distintos periféricos que se utilizan en esta práctica. En el Anexo 8.1 se especifican la configuración y las prestaciones de esta placa. En el Anexo 8.2 se da el listado y se comentan varias rutinas para el µC que se suministran para facilitar la realización de la práctica. Estas rutinas permiten la escritura de la memoria EEPROM mediante un bus I2C y la lectura de la misma desde el PC a través del puerto serie. También se suministra una rutina que permite realizar retardos. La práctica está distribuida en 5 sesiones. Antes de iniciarla se recomienda leer en el manual de especificaciones los apartados relativos a la arquitectura del µC y sus especificaciones básicas. Las tareas se distribuirán de la siguiente forma: Sesión 1:

Diseño, montaje y verificación de la interfaz para los sensores de presión, temperatura y humedad

Sesión 2:

Adquisición continua de los datos medidos por los sensores mediante el µC. Familiarización con la programación del µC y utilización del sistema de desarrollo

Sesiones 3 y 4: Programación definitiva del µC. Pruebas de adquisición de datos y su lectura mediante el PC Sesión 5:

Lectura y presentación de los datos almacenados

La semana entre las sesiones 4 y 5 se utilizará para la adquisición de las medidas ambientales.


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SESIÓN1 4 Circuito propuesto

Los sensores elegidos son: KP 101 A (Philips) para la presión, AD590J para la temperatura y 2322 691 90001 (Philips) para la humedad relativa. Las especificaciones de estos sensores se dan en el manual correspondiente. La figura 1 muestra los circuitos de acondicionamiento propuestos para cada sensor. Las medidas de presión y temperatura dan salidas analógicas y se adquirirán a través del CAD del µC. La medida de humedad relativa es en forma de frecuencia variable, por lo que no necesita CAD; su adquisición se hará a través del contador del µC. Los sensores y los circuitos de acondicionamiento se montan en una placa de 'topos' de forma que se puedan construir los circuitos acondicionadores propuestos u otro diseño realizado por los alumnos y previamente comentado con el profesor. Para la posterior conexión a la placa donde está montado el µC se debe respetar la asignación de terminales del conector existente entre las dos placas (CON1). Esta distribución está descrita en el Anexo 8.1. En esta primera fase, la alimentación de 5 V de los circuitos se obtendrá conectando la fuente de alimentación del laboratorio a los terminales 1 y 2 del CON1 (correspondientes a GND y Vcc). Posteriormente será la placa del µC la que alimentará la placa de sensores. 5 Cálculos, experiencias y mediciones

Determinar los valores de los componentes del diseño elegido. Para el diseño del acondicionador de señal del sensor de presión, la tensión de alimentación del puente es de 2,5 V. Al ser un sistema alimentado a pilas, hay que analizar el consumo de los circuitos empleados. Teniendo en cuenta que la adquisición de las tres variables medidas se hace sólo una vez cada hora, la alimentación de la parte analógica puede interrumpirse la mayor parte del tiempo. (Nota: El amplificador operacional recomendado en el circuito de acondicionamiento de señal, TLC2272, es una versión LinCMOS rail-to-rail de bajo consumo. Si no se dispone de él puede sustituirse por un LinCMOS equivalente, TLC272, que no es de rail-to-rail pero es más fácil de encontrar.) Determinar cuál es el tiempo mínimo durante el que se deben alimentar los circuitos analógicos teniendo en cuenta una estimación del tiempo de estabilización térmica de los circuitos utilizados y el tiempo que necesita el µC para realizar las adquisiciones. Estimar el consumo de los circuitos analógicos durante una semana teniendo en cuenta que las adquisiciones se realizan cada hora. Calibración de los sensores:


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Sensor de presión: Al no disponer en el laboratorio de una referencia de presión cero, la calibración del sensor deberá realizarse a partir de la medida en dos puntos (presión ambiente y presión ambiente más 60 mmHg). Los pasos a seguir para realizar la calibración del circuito propuesto son: 1.

Mediante el ajuste de cero obtener una salida de 1 V, aproximadamente, a la presión ambiente

2.

Aumentar el valor de la presión aplicada al sensor en 60 mmHg mediante un esfigmomanómetro. Ajustar la ganancia hasta incrementar la salida en 3 V. De esta forma la sensibilidad del circuito queda ajustada a 50 mV/mmHg

3.

Reducir la presión aplicada al sensor hasta la presión ambiente. Volver a ajustar el cero al valor deseado de 1 V

Sensor de temperatura: El sensor de temperatura se ajustará mediante el elemento Peltier tal y como se realizó en las prácticas anteriores. Sensor de humedad: Al no disponer de una cámara climática en el laborario que permita variar la humedad relativa, se tomará la humedad ambiental del momento de la calibración cómo referencia y a partir de entonces se realizarán las medidas teniendo en cuenta esta referencia.


Figura 1. Circuitos de acondicionamiento propuestos

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SESIÓN 2 4 Solución propuesta

En esta sesión se pretende la familiarización con las herramientas de desarrollo del µC PIC16C71. Para ello se desarrolla y prueba un programa que permita adquirir las variables medidas por los acondicionadores que se construyeron en la sesión anterior. El sistema de desarrollo PICSTART-16B consta de una serie de programas que permiten compilar, simular y grabar el programa del µC, así como una placa hardware que permite grabar la EPROM del µC. Los programas del PICSTART-16B son los siguientes: - Programa MPALC.EXE:

permite compilar los programas escritos mediante un editor ASCII. Las instrucciones para la utilización de este programa se encuentran en el fichero MPALC.TXT, del que existe una copia impresa en el laboratorio.

- Programa MPSIM.EXE:

permite simular los programas compilados. Las instrucciones para la utilización de este programa se encuentran en el fichero MPSIM.TXT, del que existe una copia impresa en el laboratorio.

- Programa MPSTART.EXE: permite grabar la memoria EPROM del microcontrolador. Este programa dispone de un HELP on line para resolver las dudas que se presentan. Existe un programa, SAMPLE.ASM, que distribuye el fabricante del µC a modo de ejemplo de programación y simulación. El programa que se propone desarrollar en esta sesión debe adquirir los datos ofrecidos por los sensores y permitir la verificación del software desarrollado. Este programa deberá constar de los siguientes pasos: 1. Configuración del µC: . interrupciones: en esta fase no es necesaria ninguna interrupción. . PORT B : en este caso pueden ser todo salidas. . entradas analógicas. . contador. 2. Activación de la alimentación para la placa analógica


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. se activa el bit 2 de PORT B para conectar el terminal 0 de CON1 a GND (ver Anexo 8.1). 3. Esperar el tiempo de estabilización de los circuitos analógicos . se puede utilizar la rutina suministrada DELAY (ver Anexo 8.2). 4. Leer entradas AD . seleccionar entrada (registro ADCON0, ver especificaciones del µC). . esperar el tiempo de establecimiento del CAD. . detectar el fin de la conversión. . leer el valor adquirido y almacenar en memoria los datos del µC. 5. Leer contador . poner el contador a cero. . contar durante un intervalo igual al tiempo de puerta seleccionado. . leer el valor adquirido y almacenarlo en la memoria de datos del µC. 6. Desconectar la alimentación de la placa analógica 7. Verificar el buen funcionamiento del programa (por ejemplo activando las salidas libres del PORT B dependiendo de los datos adquiridos) 8. Volver al punto 2

5 Experiencias y comprobaciones

El programa se deberá escribir con un editor ASCII, compilar y simular antes de grabar la memoria EPROM del µC. Estas pruebas con el simulador deberán ser exhaustivas para evitar la pérdida de tiempo que ocasiona borrar la EPROM del µC (aproximadamente 10 minutos). El programa de simulación permite generar un fichero de estímulos para poder verificar el buen funcionamiento del programa (el fichero de estímulos no permite actuar sobre las entradas analógicas pero sí sobre el control del CAD). En este momento sólo nos interesa conectar el bit 2 del PORTB al transistor MOS que permite alimentar la circuitería analógica, dejando los otros bits accesibles como entrada o salida en el CON1 para verificar el funcionamiento del programa desarrollado. Para conseguir esto hay que configurar los microinterruptores de la placa del µC adecuadamente (ver Anexo 8.1). En esta sesión es interesante poder variar fácilmente las entradas que debe adquirir el µC, por lo que se aconseja no conectar los amplificadores y sensores montados anteriormente sino conectar potenciómetros que permitan variar las entradas analógicas y utilizar el generador de funciones del puesto de trabajo para generar la entrada de pulsos de frecuencia variable.


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Una posibilidad para visualizar el funcionamiento del µC consiste en activar alguna salida dependiendo de las entradas que podemos modificar (la tensión de las dos entradas a los CAD y la frecuencia de la señal aplicada al contador). Un ejemplo puede ser activar dos salidas con los dos bits más significativos de los datos adquiridos de forma que podamos presentar estas señales en el osciloscopio tal y como aparece en la figura 2.

Dato 1

Dato 2

Dato 3

10 ms 1 ms

. 50 ms

Figura 2. Visualización del funcionamiento del µC, mediante la activación las salidas digitales


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SESIONES 3 Y 4 4 Solución propuesta

En estas sesiones debe programarse el µC con el programa definitivo después de simularlo. También deberán realizarse las pruebas pertinentes que aseguren el buen funcionamiento del sistema, lo que nos permitirá dejar que funcione autónomamente durante la semana siguiente, adquiriendo las variables de presión, temperatura y humedad ambientales. Los datos adquiridos cada hora durante una semana deberán almacenarse en la memoria EEPROM, comunicada con el µC mediante un bus I2C. Para ello puede utilizarse la rutina suministrada para escribir un dato en la memoria (rutina WRE2PROM en Anexo 8.2), que utiliza los bits 5 y 6 del PORT B para el bus I2C. Calcular el tamaño de memoria necesario para almacenar los datos que se adquieren durante la semana. Si la frecuencia de adquisición es un poco mayor de 1 adquisición/hora se necesitarán más posiciones de memoria. Calcular cuál es la frecuencia de adquisición máxima que podemos permitir con la memoria 24C04 de Xicor que dispone de dos bancos de memoria de 256 bytes (las especificaciones de esta memoria están en el manual). Para ahorrar energía, y dado que el µC está la mayor parte del tiempo sin hacer nada, se utiliza la función SLEEP. La señal para despertar al µC se genera mediante un oscilador basado en un circuito 7555. Esta señal de despertar, Wake Up, se aplica al bit 7 del PORT B configurada como interrupción. Aunque las especificaciones del circuito 7555 indican que se puede tener un período de oscilación de varias horas, las corrientes de fugas de los condensadores habituales reducen el máximo período disponible a unas decenas de segundos. La frecuencia de oscilación elegida para esta práctica es de 1 pulso/30 s aproximadamente. De esta forma puede seguirse el proceso sin tener que esperar durante tiempos exesivamente largos. Dado que se produce un Wake Up cada vez que hay una transición en el PORT B, el µC se despierta cada 15 s. El programa completo se deberá ejecutar sólo cuando ha transcurrido una hora. En los otros casos se deberá incrementar un contador de Wake Up y volver a la situación de Sleep. Como sólo debe contarse hasta 240 se puede utilizar una sola palabra de datos del µC. Una vez almacenados los datos en la memoria, deberán leerse mediante el puerto serie de un PC. El puerto serie se conecta a los bits 0 y 1 del PORT B. El bit 0 se utiliza como interrupción en el µC para despertarlo y ejecutar la rutina (E2PROMPC en Anexo 8.2) que envía el contenido de la memoria al PC a través del puerto serie. También se suministra el programa LEEPROM.C (ver Anexo 8.2) para ejecutarlo en el PC y leer, a través del puerto serie, los datos de la memoria.

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5 Experiencias y comprobaciones

Se deberá ampliar el programa realizado en la sesión anterior de forma que después de haber adquirido los tres datos ambientales los guarde en la memoria. Posteriormente el µC deberá ir a SLEEP, y despertarse por interrupción. (Nota: Es conveniente colocar una instrucción NOP a continuación de la instrucción SLEEP, puesto que el µC siempre ejecuta la siguiente instrucción después del SLEEP antes de saltar a la rutina de servicio de interrupciones) Es interesante continuar actuando sobre alguna de las salidas libres del PORT B (quedan libres los bits 3 y 4) para poder verificar el correcto funcionamiento del programa. También es interesante diseñar el programa de forma que cuando se llena la memoria no se escriban más datos, indicando esta situación externamente. De esta forma se evitará perder datos y se tendrá un aviso de que no se han guardado las últimas adquisiciones. El programa se deberá iniciar cuando se realice una puesta a cero (reset) que consistirá en una desconexión momentánea de la alimentación ya que el terminal de reset del µC está conectado directamente a Vcc. Las rutinas de interrupción necesarias, así como su configuración, se suministran y aparecen comentadas en el Anexo 8.2. También se dan algunos detalles sobre otras configuraciones del µC así como los mapas de memoria de datos y programa para las rutinas suministradas. Para verificar el buen funcionamiento del sistema puede hacerse una ejecución acelerada de forma que se realicen las adquisiciones de una semana en poco tiempo. Para ello el oscilador 7555 de la placa del µC dispone de un puente que permite pasar la frecuencia de 1 pulso/15 s a una de 2 pulso/s de modo que se puede realizar todo un ciclo de adquisiciones en dos minutos. Una vez realizadas las adquisiciones se deberá probar el programa de lectura desde el PC a través del puerto serie. Al acabar todas las pruebas deberá volverse a la frecuencia de 1 pulso/hora y disponer el sistema para que esté adquiriendo durante toda la semana siguiente. Hay que tener en cuenta los márgenes de medida de las variables deseadas a la hora de elegir el lugar donde se situará el equipo.


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SESIÓN 5 4 Solución propuesta y experiencias

En esta sesión se deben leer los datos adquiridos por el µC durante toda la semana y presentarlos mediante el PC. La presentación de los datos queda totalmente abierta al estudiante y se aconseja la presentación gráfica, la comparación con algunos valores de referencia (por ejemplo los de la prensa diaria), la corrección de la medida de presión o humedad según los datos adquiridos de la temperatura, etc. Los datos leídos por el programa COMSENS.C se almacenan en tres arrays (uno por cada variable de la EEPROM). Se aconseja modificar este programa y salvar los datos leídos en un fichero para poder manipularlos cómodamente sin necesidad de leer cada vez la memoria EEPROM.


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ANEXO 8.1 Placa µC y periféricos

Esta placa se entrega totalmente montada y en ella están instalados el microcontrolador, los periféricos necesarios y los conectores para la placa analógica y el puerto serie del PC. En las siguientes figuras aparecen el esquema eléctrico y la disposición de los diferentes componentes. Las especificaciones de los diferentes componentes aparecen en el manual de especificaciones de las prácticas. A continuación se da una breve descripción de cada componente y su función dentro de la placa. PIC 16C71: µC arquitectura RISC.

24C04:

memoria EEPROM utilizada para almacenar los datos adquiridos. Se comunica con el µC mediante bus I2C conectado a los bits 5 y 6 del PORT B. 7555:

circuito análogo al multivibrador 555 pero realizado en tecnología CMOS, que es de bajo consumo. Es el encargado de proporcionar una señal de 1 pulso/15 s para despertar al µC cuando está en situación de SLEEP. S1:

puente para variar la frecuencia de oscilación del 7555. El puente permite seleccionar el condensador adecuado para conseguir la frecuencia de 2 Hz, para las pruebas, o de 1 pulso/15 s para la adquisición durante toda la semana. MAX666:

regulador de bajo consumo. Se utiliza para obtener, a partir de la pila de 9 V, la tensión estable necesaria de 5 V. Es de bajo consumo (Quiescent Current 6 µA), ya que es uno de los circuitos que están siempre conectados. VN10KM :

transistor MOSFET. Se utiliza para desconectar la alimentación de la placa analógica durante los tiempos en los que no hay adquisición y así disminuir la potencia consumida. El transistor está conectado entre el pin 0 del conector CON1 y masa. La puerta del transistor está conectada al bit 2 del PORT B del µC de modo que, activando esta salida a nivel alto, se alimenta la placa analógica.


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MICROINTERRUPTORES :

existen dos grupos de 4 microinterruptores, cada uno conectados al PORT B del µC. Estos interruptores permiten conectar o desconectar el PORT B de los periféricos existentes en esta placa de modo que en la posición ON el pin del PORT B está conectado al conector CON2 y a los periféricos mientras que en la posición OFF solo está conectado al CON2. MSW1 . bit 0 PORT B . bit 1 PORT B . bit 2 PORT B . bit 3 PORT B CON1: conector

MSW2 . bit 7 PORT B . bit 6 PORT B . bit 5 PORT B . bit 4 PORT B

entre la placa del µC y la placa analógica. Las conexiones son las siguientes:

pin 1:

GND para circuitos analógicos. Conectada a masa a través del transistor MOS cuando se activa bit 2 de PORT B.

pin 2:

Vcc para circuitos analógicos. Siempre está conectada a la salida del regulador, 5V.

pin 3:

GND

pin 4:

RA4/RTCC

pin 5:

CON2: conector

RA3/AIN3/Vref

(pin 3 del PIC16C71) (pin 2 del PIC16C71)

pin 6:

RA2/AIN2

(pin 1 del PIC16C71)

pin 7:

RA1/AIN1


pin 8:

RA0/AIN0


entre la placa del µC y la placa analógica. Las conexiones son las siguientes:

pin 1:

RB0/INT


pin 2:

RB1


pin 3:

RB2


pin 4:

RB3


pin 5:

RB4

(pin 10 el PIC16C71)

pin 6:

RB5

(pin 11 el PIC16C71)

pin 7:

RB6


pin 8:

RB7



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CON3: conector

para el puerto serie del PC. Las conexiones son las siguientes:

pin 1:

Vcc

pin 2:

Comunicación desde µC a PC

pin 3:

Comunicación desde PC a µC

pin 4:

GND

En el circuito hay otros componentes para el oscilador del µC. Este oscilador está realizado mediante una resistencia de película metálica de valor 100 k S y un condensador NP0 de valor 20 pF, lo que permite una frecuencia de oscilador de 300 kHz aproximadamente.

CON1

R6

R1

U3

S1

Q1

J1

C2

C1

R3

C7

U1 R2 U2 U4

C5 C3 R7

CON2

C6

R5

R4

MSW2

MSW1

Figura 3. Disposición de los componentes en el circuito impreso


Figura 4. Circuito correspondiente a la realización en la placa de circuito impreso

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ANEXO 8.2 Rutinas suministradas para el PIC16C71

A continuación se detallan las rutinas suministradas para el desarrollo de la práctica con sus mapas de memoria. También se comenta un ejemplo de configuración del µC y una rutina de interrupciones. Al final se comenta el programa en C para la lectura, desde PC, de los datos almacenados en la memoria EEPROM. Al final de este anexo aparecen los listados de las rutinas. Rutinas para el PIC16C71:

- WRE2PROM: Permite escribir un byte en la EEPROM a través del bus I2C. El dato a escribir debe almacenarse en el acumulador y la dirección a grabar en DIRE2P. El banco de datos se elige mediante BANCOE2P, donde se aceptan los valores 0 y 1. Devuelve un 0 en el acumulador cuando la escritura se ha realizado sin problemas y un 1 cuando la escritura no se ha podido realizar. - E2PROMPC: Al llamar a esta rutina se envía todo el contenido de la memoria al PC a través del puerto serie. Esta rutina debe ejecutarse sólo cuando se ha detectado una interrupción en INT (bit 0 de PORTB). Este tipo de interrupción se provoca cuando se conecta el conector del PC y este envía una señal de sincronización. Si se ejecuta la rutina RUTINT, que gestiona todas las interrupciones, no es necesario llamar a E2PROMPC directamente. - RUTINT: Es la rutina que gestiona las interrupciones. Permite detectar las interrupciones siguientes: Interrupción INT:

cuando detecta un cambio en esta entrada ejecuta la rutina E2PROMPC para enviar datos a través del puerto serie.

Interrupción RB7:

al detectar un cambio en esta entrada se produce un Wake Up que despierta al procesador de la situación de SLEEP.

Interrupciones RB4,RB5,RB6:

si se detecta una de estas interrupciones (que no se pueden enmascarar independientemente de RB7) se hace un reset del vector de interrupción y se vuelve a la situación anterior.

Las demás interrupciones deberán estar inhabilitadas por configuración. - DELAY:


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Permite generar un retardo en la ejecución del programa entre 1 y 256 ms. El número de milisegundos a retardar debe situarse en el acumulador. Debido a que el reloj del µC se ha construido con una resistencia y un condensador, la frecuencia de oscilación depende de la tolerancia de estos componentes. Para hacer más precisa esta rutina, la constante CLKPIC se deberá ajustar en función de la frecuencia de oscilación medida en el laboratorio.

Configuraciones:

Para el correcto funcionamiento de las rutinas anteriores hay que tener en cuenta las siguientes configuraciones de interrupciones y PORT B. Interrupciones: Deben permitirse las interrupciones de INT y del PORT B (en particular se utiliza la RB7). (Nota: La interrupción INT debe estar configurada para activarse con el flanco de bajada.) PORT B: - bits 0 7 y 5 - bits 1 2 y 6 - bits 3 y 4

como entradas. como salidas. no son utilizados por los periféricos. Se aconseja definir el bit 4 como salida, ya que al definirlo como entrada puede provocar interrupciones indeseadas.

Mapas de memoria:

Las rutinas comentadas anteriormente utilizan las posiciones de memoria de datos de 0Dh a 1Fh. Las posiciones de memoria de datos a partir de 20h y hasta 2Fh quedan libres. Para la memoria de programa se debe tener en cuenta que las posiciones desde 0000h hasta 0004h están reservadas para vectores de reset e interrupción. En el compilador se deberán escribir las siguientes instrucciones: org 0000h

goto INICIO

org 0004h

goto RUTINT (se ejecuta la rutina de interrupción)

org 0005h

A partir de aquí se puede escribir el programa.

Programa lectura EEPROM desde PC:

(etiqueta donde comienza el programa)


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Al ejecutar el programa COMSENS.C (conectando previamente PC y PIC) se envían una serie de pulsos para provocar la interrupción del µC y despertarlo de la situación de SLEEP. Después de establecer la sincronización, el µC lee la memoria EEPROM y envía los datos al PC mediante el puerto serie. El programa COMSENS.C devuelve los arrays PRES, TPRA y HUM de 170 bytes cada uno con los datos de las tres magnitudes contenidas en los bancos 0 y 1 de la memoria EEPROM.

Listados de rutinas para el PIC 16C71 LIST

C=123,P=16C71,N=66

;Opciones del ensamblador

;******************************************************************* ; RUTPIC.ASM ; Práctica de sensores ; Sensor inteligente para medidas ambientales ;******************************************************************* ; ; ;******************************************************************* ;******************************************************************* ;***Constants definides********************************************* ;******************************************************************* DX equ RX equ CARRY equ D_UN_BIT equ

01h ;bit del port B configurado como salida RS-232 00h ;bit del port B configurado como entrada RS-232 00h ;bit de Carry del registro de status .17 ;Constante para la rutina de retardo de un bit ;D_UN_BIT=[OSCIN/(4*BAUD)-13]/3 ;D_UN_BIT no puede ser nunca menor que 1! ;OSCIN es la frecuencia de oscilación del circuito RC SCL equ 06h ;bit del port B configurado como reloj del bus I2C SDA equ 05h ;línea de datos del bus I2C MW_I2C equ B'10100000' ;Dirección I2C del dispositivo de memoria,escritu ra MR_I2C equ B'10100001' ;Dirección I2C del dispositivo de memoria,lectura N_MOST equ .170 ;Número de muestras a adquirir de cada magnitud CLKPIC equ .5 ;Constante para ajustar la rutina DELAY a 1ms en función ;de la frecuencia del uC (OSCIN) ;Td(1ms)=[12*CLKPIC+26]*4/OSCIN ;**************************************************************************** ;***************************************************************************** ;***Dirección de las variables definidas************************************** ;***************************************************************************** PRESSIO equ TEMPERA equ HUMITAT equ

0Dh 0Eh 0Fh

;valor leido de la presión ;valor leido de la temperatura ;valor leido de la humedad

DELVAL DELVAL1 DELVAL2 XCount XmtReg DlyCnt Tempo DIRI2C DIRE2P

10h 11h 12h 13h 14h 15h 16h 19h 17h

;valor para la rutina de delay ; " " " " " ; " " " " " ;número de bits enviados por el port serie RS-232 o I2C ;Byte a transmitir RS-232 o I2C ;Registro para la rutina de retardo de un bit ;Variable temporal ;Dirección I2C del dispositivo ;Dirección de la memoria donde se graba y lee el byte

18h 1Ah 1Bh

;Banco de la memoria donde se accede (1 o 0) ;Dato a escribir en la memoria ;Número de muestras grabadas en la memoria

equ equ equ equ equ equ equ equ equ

BANCOE2P equ M_Data equ N_Mos equ


L_Bloc equ CONTA_WK equ

1Ch 1Dh

;Longitud del bloque transmitido por RS-232 ;Número de veces que se tiene que despertar para hacer ; una adquisición

W_C STAT_C

1Eh 1Fh

;Copia del acumulador, se puede utilizar para guardarlo ;en las rutinas de interrupción

equ equ

STATUS equ 03h ;registros internos ADCON0 equ 08h ; ADCON1 equ 08h ; ADRES equ 09h ; OPCIONS equ 01h ; RTCC equ 01h ; INTCON equ 0Bh ; PORTB equ 06h ; PORTA equ 05h ; ;************************************************************************* ;************************************************************************** ;***Definición de MACROS*************************************************** ;************************************************************************** SDA_1

SDA_0

G_W

R_W

INT_E

INT_D

macro bsf bsf bcf endm

STATUS,5 PORTB,SDA STATUS,5

;Selecciona la página 1 ;configura port B, SDA como entrada ("1") ;Vuelve a la página 0

macro bcf bsf bcf bcf endm

PORTB,SDA STATUS,5 PORTB,SDA STATUS,5

;Selecciona la página 1 ;configura port B, SDA como salida ("0") ;Vuelve a la página 0

macro movwf movf movwf endm

W_C STATUS,0 STAT_C

macro movf movwf movf endm

STAT_C,0 STATUS W_C,0

macro movlw movwf endm

B'10011000' INTCON

macro movlw movwf endm

B'00000000' INTCON

;Guarda una copia del acumulador ;Guarda una copia del status

;Recupera el registro de status ;Recupera el acumulador ;Activa las interrupciones ;configura interrupciones ;(pág. 12 del manual) INT activa con el flanco de ;bajada. ;Desactiva todas las interrupciones

;***************************************************************************** ;VECTOR DE RESET ******************************************************** org

0000h goto

Inicio

;VECTOR DE INTERRUPCION*************************************************** org

0004h goto

Rutint

;PROGRAMA DEL USUARIO ***************************************************** org 0005h

89


90

;***************************************************************************** ;***Rutina WRE2PROM: escribe un byte en la E2PROM mediante el bus I2C **** ;El byte que se envia tiene que estar en el acumulador,la dirección tiene **** ;que estar en la variable DIRE2P y el banco en la variable BANCOE2P. **** ;Devuelve un 0 si la escritura ha sido correcta **** ;***************************************************************************** WRE2PROM movwf M_Data ;El registro M_Data contiene ahora el dato a escribir movlw MW_I2C ; btfsc BANCOE2P,0 ;Seleciona el banco donde se tiene que escribir iorlw B'00000010' movwf XmtReg ;Dirección a enviar del dispositivo I2C ;Transmisión de la dirección del dispositivo SDA_1 ; bsf PORTB,SCL SDA_0 ;Genera la condición de START call W_I2C ;Llama a la rutina de escritura de un byte al I2C movwf Tempo ;Comprueba si ha habido error en la transmisión btfsc Tempo,0 retlw 1 ;Devuelve 1 si ha habido error ;Transmisión de la dirección de memoria bcf PORTB,SCL movf DIRE2P,0 ;Envia la dirección de memoria donde escribir movwf XmtReg call W_I2C movwf Tempo ;Comprueba si ha habido error en la transmisión btfsc Tempo,0 retlw 1 ;Devuelve 1 si ha habido error ;Transmisión del byte a escribir bcf PORTB,SCL movf M_Data,0 ;Envia el byte a escribir movwf XmtReg call W_I2C movwf Tempo ;Comprueba si ha habido error en la transmisión btfsc Tempo,0 retlw 1 ;Devuelve 1 si ha habido error ;Transmisión de la condición de STOP bcf PORTB,SCL SDA_0 bsf PORTB,SCL ;Genera la condición de STOP SDA_1 movlw movwf call retlw

.10 DELVAL Delay 0

;Espera 10 ms a que se haya grabado

;RUTINA DE ESCRITURA DE UN BYTE AL I2C W_I2C movlw 8 movwf XCount ;palabras de 8 bits l_wi2c bcf PORTB,SCL rlf XmtReg btfss STATUS,CARRY ;Comprueba el bit a enviar goto b_a0 SDA_1 goto cwi b_a0 SDA_0 ;El bit está a 0 cwi bsf PORTB,SCL nop decfsz XCount ;Si XCount=0, genera un ciclo de ACK goto l_wi2c bcf PORTB,SCL ;Baja la línea de clock para permitir el ACK SDA_1 ;configurar port B, SDA como entrada bsf PORTB,SCL nop ;Epera el ACK btfsc PORTB,SDA retlw 1 ;No ha habido reconocimiento, sale devolviendo 1 retlw 0 ;Si ha habido reconocimiento, sale devolviendo 0 ;**************************************************************************** ;**************************************************************************** ;*Rutina E2PROMPC (transmisión de toda la memoria por el port serie RS-232)** ;****************************************************************************


E2PROMPC INT_D movlw movwf movwf movlw movwf

0 DIRE2P BANCOE2P N_MOST N_Mos

envia movlw movwf

B'11111111' XmtReg

call call call call movlw movwf E_RS call movf movwf call call decfsz goto decfsz goto goto

91

;Desactiva todas las interrupciones

Xmtr Sincro0 Sincro1 Sincro0 .3 L_Bloc RDE2PROM M_Data,0 XmtReg Xmtr INC_Pt L_Bloc E_RS N_Mos envia Dormir2

;Inicializa ;Inicializa ;Inicializa ;la memoria

la dirección por donde comenzará a leer el banco a 0 el contador de muestras grabadas en E2PROM

;Envia por el port serie una palabra de sincronismo

; X-0 sincro ; 0-1 sincro ; 1-0 sincro

;Envia en bloques de 3 Bytes (Presión,Temp. ,Humedad)

;Incrementa la dirección y el banco de memoria

;No vuelve de la interrupción se queda en un lazo ;infinito hasta que se vuelva a generar otra ;interrupción de lectura de datos por el port serie.

; Rutinas sincro Sincro0 movf andlw movwf movlw movwf call return

PORTB,0 B'11100111' PORTB .1 DELVAL Delay

Sincro1 movf iorlw movwf movlw movwf call return

PORTB,0 B'00011000' PORTB .1 DELVAL Delay

;RUTINA TRANSMISSION DE 1 BYTE POR EL PORT SERIE ;La señal que se envia hacia el conector tiene que estar invertida '1'=0V, '0'=5V Xmtr movlw movwf bcf call call bsf nop nop nop X_next call rrf btfsc bcf btfss bsf decfsz goto ; nop

8 XCount PORTB,DX delay_bit delay_bit PORTB,DX

delay_bit XmtReg STATUS,CARRY PORTB,DX STATUS,CARRY PORTB,DX XCount X_next

;El registro Xmtreg contiene el dato a transmitir ;palabras de 8 bits

;Envia el bit de start ;ajusta la longitud del bit de start ;Rutina de retardo de medio bit ;Comprueba el bit a enviar ;El bit está a 1 ;El bit está a 0 ;Si XCount=0, envia el bit de stop ;Ajusta el tiempo del último bit


92 nop nop nop nop nop call bcf call call return

delay_bit PORTB,DX delay_bit delay_bit

;Envia el bit de stop

;***************************************************************************** ;***RUTINA RDE2PROM:LEE UN BYTE DE LA E2PROM MEDIANTE EL BUS I2C************** ;* La dirección a leer tiene que estar en DIRE2P y el banco BANCOE2P.El byte * ;* que se ha leido está en el registro M_Data. La rutina devuelve un 0 si la * ;* lectura ha sido correcta. * ;***************************************************************************** RDE2PROM movlw MW_I2C ;Elige la dirección del dipositivo para escritura btfsc iorlw movwf ;Transmisión SDA_1 bsf SDA_0 call movwf btfsc retlw ;Transmisión bcf movf movwf call movwf btfsc retlw ;Transmisión SDA_1 bcf nop bsf movlw btfsc iorlw movwf SDA_0 call movwf btfsc retlw ;Lectura del bcf call bsf SDA_1 retlw

BANCOE2P,0 ;Seleciona el banco donde se tiene que leer B'00000010' XmtReg ;Dirección a enviar del dispositivo I2C de la dirección del dispositivo ; PORTB,SCL ;Genera la condición de START W_I2C ;Llama a la rutina de escritura de un byte en I2C Tempo ;Comprueba si ha habido error en la transmisión Tempo,0 1 ;Devuelve 1 si ha habido error de la dirección de memoria PORTB,SCL DIRE2P,0 ;Envia la dirección de memoria donde leer XmtReg W_I2C Tempo ;Comprueba si ha habido error en la transmisión Tempo,0 1 ;Devuelve 1 si ha habido error de la dirección del dispositivo para lectura ; PORTB,SCL PORTB,SCL MR_I2C BANCOE2P,0 B'00000010' XmtReg W_I2C Tempo Tempo,0 1

;Elige la dirección del dipositivo para lectura ;Selecciona el banco donde se tiene que leer ;Dirección a enviar del dispositivo I2C ;Genera la condición de START ;Llama a la rutina de escritura de un byte en el I2C ;Comprueba si ha habido error en la transmisión ;Devuelve 1 si ha habido error

byte de la memoria PORTB,SCL R_I2C PORTB,SCL ;Genera la condición de STOP sin ACK 0

;RUTINA DE LECTURA DE UN BYTE EN EL I2C R_I2C movlw 8 movwf XCount ;palabras de 8 bits bcf PORTB,SCL l_ri2c bsf PORTB,SCL rlf M_Data bcf M_Data,0 btfsc PORTB,SDA ;Comprueba el bit leido bsf M_Data,0 bcf PORTB,SCL decfsz XCount ;Si XCount=0, genera un ciclo de ACK goto l_ri2c SDA_0 retlw 0 ;Si ha habido reconocimiento sale devolviendo 0


;RUTINA DE RETARDO DE UN BIT delay_bit ;Rutina de retardo de un bit para el port serie movlw D_UN_BIT ;Td=(D_UN_BIT* 3+5)*4/OSCIN movwf DlyCnt vuelve decfsz DlyCnt goto vuelve return ;***************************************************************************** ;************************************************************************** ;***Rutina RUTINT Rutina de interrupciones **************** *************** * ;************************************************************************** Rutint btfsc goto btfsc goto retfie

INTCON,1 IntINT INTCON,0 IntRB

IntRB movf PORTB,1 bcf INTCON,0 retfie IntINT bcf INTCON,1 btfsc PORTB,RX retfie goto E2PROMPC

; se detecta el tipo de interrupción

;Carga el PORTB consigo mismo para desactivar ;el cambio ;Borra el FLAG de interrupción RB

;rutina de servicio de la interrupción INT ;comprueba que la línea continue estando a 0 ;vuelve si no está a 0

;*************************************************************************** ;*************************************************************************** ;***Rutina DELAY Retardo en milisegundos ************** **************** **** ;*************************************************************************** Delay movlw movwf call decfsz goto return

.4 DELVAL1 Delay1 DELVAL Delay

Delay1 movlw CLKPIC movwf DELVAL2 loop11 decfsz DELVAL2 goto loop11 decfsz DELVAL1 goto Delay1 return

;rutina delay en DELVAL*1 ms ; ;

;rutina delay en DELVAL1*1/4 ms ;Td=[(3*DELVAL 2+4)*DELVAL1+10] *4/OSCIN ;

;**************************************************************************** END

93


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Listado programa lectura EEPROM desde PC: #include #include #include #include #define #define #define #define

N_b 3 N_MOST 170 com1base 0x3F8 com2base 0x2F8

/* Número de bytes por trama menos sync */ /* Número de muestras por parámetro */

union REGS inregs, outregs; int velocitat=1200,i,j,m,l,n; unsigned char dat,sta,dat1[N_b],uk; unsigned int pres[N_MOST],tpra[N_MOST],hum[N_MOST];

void main() { inregs.h.ah=0x 0; /************ borrar la pantalla *************/ inregs.h.al=0x03; int86(0x10,&inregs,&outregs); inregs.h.ah=0x06; /************** Ventana título ***************/ inregs.h.al=0; inregs.h.bh=0x1F; inregs.h.ch=0; inregs.h.cl=0; inregs.h.dh=3; inregs.h.dl=79; int86(0x10,&inregs,&outregs); textattr(0x40); cprintf("6 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 7 "); cprintf("5 PROGRAMA DE LECTURA PORT SERIE cprintf("5 SENSOR INTELIGENTE PARA MEDIDAS AMBIENTALES cprintf("5 DEE-UPC, 1994 cprintf("9 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 8 "); /************************ ventana de datos **********************/ inregs.h.ah=0x06; inregs.h.al=0; inregs.h.bh=0x1F; inregs.h.ch=5; inregs.h.cl=0; inregs.h.dh=24; inregs.h.dl=79; int86(0x10,&inregs,&outregs); /************* programación del port serie

********/

inregs.h.ah=0x0; inregs.h.al=0x83; /* velocidad 1200, 8 bits, 1 stop bit, no paridad */ inregs.x.dx=0x0; /* com1 */ int86(0x14,&inregs,&outregs); outportb(com1b ase+4,0x02); /* coloca DTR a -12 (activo) i RTS a +12 para alimentar */ /* preparación de la ventana de texto */ inregs.h.ah=0x02; inregs.h.bh=0; inregs.h.dh=24; inregs.h.dl=0; int86(0x10,&inregs,&outregs); textattr(0x1F); inregs.h.ah=0x06; inregs.h.al=1; inregs.h.bh=0x1F;

5 "); 5 "); 5 ");


inregs.h.ch=4; inregs.h.cl=0; inregs.h.dh=24; inregs.h.dl=79; uk=0; outportb(com1base,0); for(;!kbhit() && uk Overrun error"); if ((sta & 0x04)==0x04) cprintf(" --> Parity error"); if ((sta & 0x08)==0x08) cprintf(" --> Framing error"); if ((sta & 0x10)==0x10) cprintf(" --> Received break"); if ((sta & 0x17) !=0) { int86(0x10,&inregs,&outregs); gotoxy(1,25); } }

inregs.h.ah=0x 0; /************ borrar pantalla *************/ inregs.h.al=0x03; int86(0x10,&inregs,&outregs); }

95

96


Práctica 9. Sistema de telemedida con fibra óptica.

97

Práctica 9. Sistema de telemedida con fibra óptica 1 Presentación Presentación

Se diseña un sistema de telemedida que acepta un margen de tensiones de entrada de 2 a 3 V. La información se transmite a 5 m de distancia empleando una fibra óptica y modulación PWM. A la salida se obtiene el mismo margen de tensiones de 2 a 3 V. Todo el sistema funciona con una alimentación simple (no simétrica) de +5 V. 2 Objetivos

Al acabar esta práctica, el estudiante será capaz de: 1

Dise Diseña ñarr un sist sistem emaa de tel telem emed edid idaa basa basado do en en fibr fibraa ópti óptica ca con con mod modul ulac ació iónn PWM PWM

2

Comp Compre rend nder er las las lim limita itaci cion ones es de de los los circ circui uito toss anal analóg ógic icos os alim alimen entad tados os con con ten tensi sión ón uni unipo polar lar

3

Ente Entend nder er la nece necesi sida dadd de de un un dob doble le ajus ajuste te de cero cero en los los circu circuit itos os de tele teleme medi dida da

4

Dise Diseña ñarr un filt filtro ro acti activo vo empl emplea eand ndoo recu recurs rsos os prof profes esio iona nale less

3 Fundamentos teóricos

La telemedida con fibra óptica permite transmitir información en entornos con interferencias electromagnéticas fuertes sin necesidad de apantallar el medio de transmisión. Sólo el emisor y el receptor, en los que se realiza la conversión de señal eléctrica a señal óptica, y viceversa, necesitan apantallamiento. Una servidumbre que introduce la fibra óptica es debida a la falta de linealidad de los emisores de luz para un margen de tensiones grande. Por ello, y también para que varias informaciones distintas puedan compartir una misma fibra, se modula con la señal de interés un portadora que luego se demodula en el receptor. El tipo de modulación empleado depende de los anchos de banda de la señal y del canal disponible, y también de factores adicionales como pueden ser el consumo y el tipo de interferencias presentes en el sitio donde se mide.

98


Dado que en muchos casos la información se transmite en formato digital, los emisores y los receptores de línea son a veces de tecnología TTL alimentados a + 5 V. Si se desea tener una única alimentación, los circuitos analógicos deben poder trabajar entre 0 y 5 V, y esto limita el número de dispositivos válidos. La señal a transmitir es una tensión de muy baja frecuencia, con un margen de 2 a 3 V. Esta señal se puede tomar del generador de funciones, o puede proceder de uno de los circuitos de las prácticas anteriores. Para señales de muy baja frecuencia, en telemedida es muy frecuente emplear modulación de impulsos en anchura (PWM). El modulador y demodulador son muy simples, pero hay que tener la precaución de que a la entrada cero no le corresponda un impulso con anchura nula. Esto implica un desplazamiento del cero que hay que corregir en el demodulador. La demodulación consiste entonces en detectar el valor medio de la señal recibida y corregir el nivel de tensión correspondiente a entrada cero. Para los circuitos analógicos de baja frecuencia que deban ser alimentados con una tensión simple (no simétrica), la mejor opción son, en general, los amplificadores de tecnología CMOS. Su consumo, error y derivas de cero, y margen dinámico de entrada y de salida, superan en estas condiciones de trabajo a los ofrecidos por los amplificadores bipolares previstos para alimentación simple. Por razones de coste, sin embargo, se empleará aquí un AO de tecnología bipolar. 4 Circuito propuesto y su descripción

En la figura 1 se muestra el circuito completo. En el emisor hay 2 partes: el oscilador de portadora y el modulador PWM. La portadora es una señal cuadrada que se obtiene de un oscilador de relajación basado en la integración de una señal cuadrada y un comparador [2]. El modulador PWM es un comparador rápido con salida en colector abierto, a cuya entrada no inversora se aplica la salida triangular del oscilador y a cuya entrada inversora se aplica la señal a transmitir. (Obsérvese que con la configuración de salida elegida para el comparador, el terminal no inversor es en realidad el terminal negativo de entrada). Cuanto mayor sea la tensión de entrada, más breve será el tiempo durante el que la salida del comparador estará en el estado alto. (Podría hacerse también a la inversa). El kit de fibra óptica disponible tiene, además de la fibra y los conectores, el LED, el fototransistor, fototransistor, y también el emisor y el receptor de "línea", que son los l os que exigen una alimentación entre 0 y 5 V. La señal de salida del receptor tiene niveles TTL y su valor medio se detecta con un filtro activo de paso bajo. El amplificador de salida establece el nivel de cero en el punto deseado. El objetivo es tener un margen de 2 a 3 V a la entrada y a la salida.


99

C1 + 5V + 5V Rc1

-

LM358A

+ 5V

Vr

Rc2

+ 5V

R1

R3 R2 + 5V

+ 5V

+ 5V

AO1

Fibra

R4 + 5V

- LM311

E

R

óptica

COMP1 Rd12 LM358A

Vt R9 C3 C4 + 5V R6b Vr R6a

LM358A

+ 5V

R8

+

-

C2

Vo LM358A

R7 Rc

R10

Figura 1. Circuito propuesto para la telemedida con fibra óptica

Vr

100



101

5 Cálculos, experiencias y mediciones

Analizar el oscilador de portadora y determinar la expresión de su frecuencia de salida fo en función de los valores de los componentes del circuito. Cuestión 1

¿Cuál es la expresión de fo?

La frecuencia adecuada para la portadora no viene determinada por la fibra óptica sino por los circuitos emisor y receptor. Según las especificaciones del fabricante, la principal distorsión introducida por el conjunto es la distorsión de anchura de pulso ( pulse stretching), que depende de los umbrales del trigger Schmitt, que son fijos, y de la potencia incidente en el receptor de luz. Esta distorsión es prácticamente constante con la frecuencia, y es despreciable para frecuencias inferiores a 10 kHz. Por lo tanto, la frecuencia se puede elegir según convenga a los amplificadores operacionales utilizados. Elegir una frecuencia de trabajo adecuada y dar valores a los componentes, suponiendo una alimentación simple de + 5 V y que se desea tener un ciclo de trabajo del 50% para 2 V y del 10% para 3 V. -

El margen de salida típico de un operacional CMOS como el TLC274CN es de 0 a 3,8 V y la tensión de modo común que acepta a su entrada es de -0,3 V a 4,2 V. Para el LM358, que también acepta alimentación simple, pero fabricado con tecnología bipolar, el margen de salida es de 0 a 5 V - 1,5 V = 3,5 V, mientras que el margen de tensión de modo común que acepta a su entrada es de 0 a 5 V - 2 V = 3 V.

Cuestión 2

¿Cuáles son los valores apropiados para fo, Rc1, Rc2, Rd12, R1, R2, R3, C1 y R4 ?

Analizar el circuito de salida en el lado del receptor y determinar la expresión de vo en función del valor medio de la tensión de salida del receptor, vr , y de la tensión vd aplicada a la entrada no inversora del amplificador de salida. Cuestión 3

¿Cuál es la expresión de vo?

Empleando el programa FILTERPRO, u otro equivalente, diseñar el filtro activo para tener una frecuencia de corte 100 veces inferior a la portadora y una respuesta de 2E orden tipo Butterworth. Cuestión 4

¿Cuáles son los valores apropiados para R6, C2 y C3?

Calcular los valores de los elementos del amplificador de salida para tener el margen de tensiones de salida deseado. Cuestión 5

¿Cuáles son los valores apropiados para R7, R8, R9, R10, Rc y C4?

Montar el circuito de la figura empleando salidas distintas de la fuente de alimentación para el emisor y el receptor. Cuidar de no exceder los 5 V que aceptan el emisor y el receptor de línea.


102

Proceder en el orden siguiente: A

Montar el oscilador y verificar su funcionamiento. Si se mide su salida con una sonda de osciloscopio que no sea divisora, puede que se perturbe el correcto funcionamiento del circuito.

B

Montar y verificar el funcionamiento del modulador aplicando una señal triangular adecuada obtenida del generador de funciones.

C

Montar y verificar el funcionamiento del demodulador, ajustando su nivel de salida para una entrada cero en el modulador (señal cuadrada).

D

Verificar el funcionamiento del enlace de fibra óptica empleando señales del generador de funciones o tensiones continuas obtenidas a partir de la fuente de alimentación.

E

Conectar el conjunto y verificar su funcionamiento cuando a la entrada se aplica una señal con un margen de 0 a 1 V. Aplicar un escalón de tensión a la entrada y observar la variación de la salida con el tiempo.

Cuestión 6

¿Cuál es la constante de tiempo del conjunto?

6 Medidas y cuestiones complementarias

En el circuito de la figura 1 se emplea un comparador en el oscilador de portadora y otro como modulador. Estudiar la posibilidad de suprimir el comparador que se emplea como modulador y controlar directamente el ciclo de trabajo del oscilador de relajación con la señal de entrada. Observar las tensiones aplicadas a cada uno de los terminales de entrada de los amplificadores operacionales del lado del emisor. Cuestión C1

¿Sería posible emplear en el lado del emisor componentes no previstos para funcionar con alimentación unipolar?

Teniendo en cuenta el margen de tensiones a medir y un error aceptado del 1%, si la portadora se elige fo = 1 kHz, Cuestión C2

¿Cuál puede ser la máxima frecuencia de variación de la señal medida para que el filtro activo pueda ser sustituido por un filtro pasivo de primer orden?


103

7 Preguntas de repaso

7.1

Enumerar 3 ventajas de los amplificadores operacionales CMOS sobre los bipolares cuando se alimentan con tensión unipolar.

7.2

¿Qué ventajas e inconvenientes tiene la modulación PWM para telemetría de señales de baja frecuencia?

7.3

¿Por qué son necesarios 3 ajustes en el circuito de la figura 1, si en principio el comportamiento es lineal?

7.4

¿Cuál es el orden correcto en que se deben realizar los 3 ajustes en el circuito de la figura 1?

7.5

¿Es necesario ajustar el offset de los amplificadores operacionales en este montaje?

8 Bibliografía

[1] R. Pallás Areny. Sensores y acondicionadores de señal. Apartado 9.1.1. Barcelona: Marcombo, 1994. [2] S. Franco. Design with operational amplifiers and analog integrated circuits. Apartado 8.6. Nueva York: McGraw-Hill, 1988.

Apéndice: Sugerencias para la realización de estas prácticas

105

Apéndice: Sugerencias para la realización de estas prácticas A1 Comprobar el estado de todas las sondas utilizadas (BNC-BNC, BNC-Banana, etc.) en previsión de posibles cortocircuitos, rupturas, etc. Tener en cuenta que un cortocircuito en la salida de ciertos circuitos integrados, por ejemplo, lleva a su destrucción. A2

Comprobar la polaridad de la fuente de alimentación antes de conectarla al circuito.

A3 Estimar el consumo del montaje realizado, a partir de los datos del catálogo cuando se trata de circuitos integrados. Ejemplo: el OP-07C consume un máximo de 150 mW cuando está alimentado a ±15 V y sin carga. Esto significa que drena unos 5 mA de cada una de sus dos líneas de alimentación. Un consumo exageradamente mayor es síntoma inequívoco de que se está destruyendo un circuito integrado. A4 Limitar la corriente máxima que puede entregar la fuente de alimentación, en función del consumo previsto. Un consumo mayor dará lugar a una caída de la tensión de alimentación fácilmente detectable si dispone de indicador analógico. La conclusión inmediata es que debe revisarse el montaje. A5 -

Cuando se manejen componentes CMOS tener en cuenta: No rebasar la tensión máxima de alimentación recomendada. Las señales de entrada deben ser compatibles con las tensiones de alimentación, es decir, VSS < Vin < VDD. La carga en la salida debe ser 10 k S. A pesar de que muchos de ellos incorporan una protección frente a las cargas electrostáticas, evitar su contacto con las manos o con materiales poco conductores. Una precaución recomendable es intentar descargar el cuerpo tocando una masa metálica puesta a tierra, antes de tocar los componentes.

A6 El empleo de zócalos deficientes es una fuente de averías muchas veces difíciles de detectar, por lo que se recomienda comprobar su estado antes de montarlos en el circuito. A7 Se recomienda hacer los montajes en placas de prueba que sean de calidad, en circuito impreso o en placa de "topos". Evitar la "cajas de conexiones" de las que no se tenga constancia de estar en buen estado, pues son fuente de muchas anomalías.

106


A8 Mantener todas las conexiones lo más cortas posible y mantener limpios los terminales de conexión. A9 Si se conectan condensadores grandes a las entradas de señal de un circuito integrado, puede que al desconectar la alimentación se descarguen de tal modo que destruyan una unión pn, si es que las dos alimentaciones no se desconectan y se extinguen simultáneamente. Evitar, por tanto, el uso de condensadores de dicha forma. A10 Desconectar primero las entradas de señal, luego las alimentaciones. Hay componentes que pueden quedar dañados si se procede al revés. A11 Para las medidas con osciloscopio, emplear sondas divisoras. Evitar los cables coaxiales con terminales "banana". Su utilización provoca a veces cortocircuitos entre terminales próximos. A12 Algunas fuentes de alimentación con salida ajustable dan una salida transitoria de valor elevado cuando se ponen en marcha. Cuando se emplean componentes muy susceptibles (CMOS) es aconsejable, por tanto, poner primero en marcha la fuente con los terminales de alimentación del circuito desconectados, y luego conectar éstos. En caso de que el montaje no funcione:

B1 Comprobar directamente en las patillas de alimentación de los circuitos integrados que las tensiones presentes son las adecuadas. No limitarse a la comprobación en los cables de alimentación. B2 En un montaje que conste de varias etapas, comprobarlas sucesivamente desde la entrada hacia la salida. De esta forma se puede localizar la zona del error. B3 Un método rápido para comprobar el buen funcionamiento de un amplificador operacional que funcione en su zona de trabajo lineal es mirar directamente la tensión diferencial en sus patillas mediante un multímetro que tenga entradas flotantes. Dicha tensión no debe exceder de unos milivoltios. B4 Para comprobar el funcionamiento de una etapa lineal, emplear los dos canales del osciloscopio: visualizar con uno la señal de entrada y con el otro la salida.


107

HOJA DE RESULTADOS

GRUPO (nombres) PRÁCTICAS

1 y 2

Fecha

NOTA:

/

PRÁCTICA 1 CUESTIÓN 1.1

V 1T =

V 2T =

CUESTIÓN 1.2

IN =

I) N =

CUESTIÓN 1.3

CRO

DMM

GF

FA

CUESTIÓN 1.4

CRO

DMM

GF

FA

CUESTIÓN 2.1

10 Hz

1 kHz

10 kHz

1 MHz

CUESTIÓN 2.2

Función

Escala

CUESTIÓN 3.1

R =

C

.

CUESTIÓN 3.2 CUESTIÓN 4.1

(15 V)

CUESTIÓN 4.2

(15 V) Vpp

s

(5 V)

s

(5 V)

Vpp

Cuestiones complementarias CUESTIÓN C1 CUESTIÓN C2

CMRR (50 Hz) =

dB

CUESTIÓN C3

Rechazo Total =

dB

CUESTIÓN C4

CMRR (50 Hz)

CMRR (20 kHz)

CUESTIÓN C5

C1

C2

CUESTIÓN C6

Z =

CUESTIÓN C7

(15 V)

.

M S* *

CMRR (20 kHz) =

dB

.

pF mVpp

(5 V)

mVpp

PRÁCTICA 2 CUESTIÓN 1

T =

CUESTIÓN 2

J =

C @ I = 1 A

E

T =

Cuestiones complementarias CUESTIÓN C1

T1 - T2 =

CUESTIÓN C2

J =

CUESTIÓN C3

J =

CUESTIÓN C4

J =

C @ I = 0,5 A

E

T1 - T2 =


108

HOJA DE RESULTADOS

GRUPO (nombres) PRÁCTICA nº 3

Fecha

NOTA:

/

CUESTIÓN 1

R =

CUESTIÓN 2

" (RT) =

CUESTIÓN 3

R p0 =

CUESTIÓN 4

R2 =

CUESTIÓN 5

dv o/dT =

CUESTIÓN 6

T max

CUESTIÓN 7

R1 =

R2 =

R3 =

C =

CUESTIÓN 8

Vs =

Ra =

Rb =

Rc =

dis

" (RP) =

=

P max =


A =

B =

CUESTIÓN C2

) Rpmáx =

) Tmáx =

CUESTIÓN C3


109

HOJA DE RESULTADOS


Fecha

NOTA:

CUESTIÓN 1

Tipo

CUESTIÓN 2

Error total =

CUESTIÓN 3

Sensibilidad =

CUESTIÓN 4

Ro =

CUESTIÓN 5

tr =

CUESTIÓN 6

Vo =

CUESTIÓN 7

R1 =

CUESTIÓN 8

/

Margen

a

Pa

Pa mV/Pa Re =

R2 =

IT(RMS) =

R3 =

R4 =

ITSM =

VDRM =

dv/dt =

CUESTIÓN 9

V GT >

I GT >

CUESTIÓN 10

Histéresis =

Pa


error total (10 EC - 40EC) =

CUESTIÓN C2

error por carga =

Pa

R5 =


110

HOJA DE RESULTADOS


Fecha

NOTA:

CUESTIÓN 1

vs =

CUESTIÓN 2

Error total =

CUESTIÓN 3

Error de cero máx. =

CUESTIÓN 4

Ro =

CUESTIÓN 5

V cc mín =

CUESTIÓN 6 CUESTIÓN 7

G =

R1 =

R2 =

G1 = R5 =

/

g

R3 =

R4 =

RG =

G2 = R6 =

C2 =

CUESTIÓN 8

Cuestiones complementarias CUESTIÓN C1 CUESTIÓN C2

desfase =

CUESTIÓN C3

error por fluencia =

CUESTIÓN C4

error de retorno a cero =

CUESTIÓN C5

deriva =

CUESTIÓN C6

deriva cero =

CUESTIÓN C7

deriva cero total =

CUESTIÓN C8

deriva =

CUESTIÓN C9

deriva sensibilidad =

CUESTIÓN C10

error total =

g/ EC

g g

error =

g

µV/ EC

g/ EC

µV/ EC error = g/ EC g/ EC

g


111

HOJA DE RESULTADOS


Fecha

NOTA:

/


vo = Vp =

fp =

C1 =

R1 =

R2 =

R3 =

CUESTIÓN 4

C2 =

R4 =

CUESTIÓN 5

C3 =

R5 =

CUESTIÓN 3

R6 =

CUESTIÓN 6 CUESTIÓN 7 CUESTIÓN 8

Cuestiones complementarias

CUESTIÓN 1

Cs =

CUESTIÓN 2

Cs =

CUESTIÓN 3 CUESTIÓN 4 CUESTION 5

dv/dt =

V/µs

dv/dt =

V/µs

dv/dt = V/µs


112

HOJA DE RESULTADOS


Fecha

NOTA:

/

CUESTION 1

Rf =

Rc =

CUESTIÓN 2

V in =

R 1a =

R 1b =

R2 =

R3 =

R4 =

C1 =

C2 =

C3 =

R13 =

R14 =

R15 =

R6 =

R7 =

R5a =

R5b =

C8 =

R8 =

R9 =

R10 =

R11 =

R12 =

C5 =

C6 =

C7 =

C9 =

P4 =

CUESTIÓN 3

CUESTIÓN 4


CUESTIÓN 7

P1 =

R 21 =

R 16 =

R 22 =

1 V

2 V

3 V

4 V

5 V

6 V

7 V

8 V

9 V

10 V

11 V

12 V

CUESTIÓN 8

Cuestiones complementarias

CUESTIÓN 1


12 V

11 V

10 V

9 V

8 V

7 V

6 V

5 V

4 V

3 V

2 V

1 V

Sensores y Acondicionadores de Señal- Practicas de Laboratorio

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