Elektroniczne Modyfikatory Dzwieku - Stanislaw Dinter

Spis treści

Od autora

4

1. Wprowadzenie

5

2. Układy zniekształcające

9

2.1. Przystawka DISTORTION z ogranicznikiem w pętli sprzężenia zwrotnego

10

2.2. Przystawka DISTORTION z ogranicznikiem na wyjściu

15

3. Automatycznie przestrajane filtry obwiedniowe

17

3.1. Przystawka ENVELOPE FILTER ze wzmacniaczem operacyjnym

18

3.2. Przystawka ENVELOPE FILTER z układami CMOS

22

4. Bramki szumowe

27

4.1. Bramka szumowa z tranzystorem kluczującym

28

4.2. Bramka szumowa ze wzmacniaczem VCA/OTA

31

5. Kompresory

36

5.1. Przystawka SUSTAINER

37

5.2. Przystawka KOMPRESOR

41

6. Przesuwniki fazy

47

6.1. Przystawka PHASING czterostopniowa

48

6.2. Przystawka PHASING sześciostopniowa

52

7. Przesuwniki fazy z elementami CTD

59

7.1. Przystawka FLANGER

60

7.2. Przystawka FLANGER z rozbudowanym układem regulacji

67

8. Efekty chóralne — CHORUS

74

8.1. Przystawka CHORUS

75

8.2. Urządzenie wirofoniczne — ROTOR STRING CHORUS

80

9. Układy opóźniające z elementami BBD

93

9.1. Przystawka sztucznego pogłosu i echa 300 ms

95

9.2. Przystawka sztucznego pogłosu i echa 600 ms

102

10. Uwagi końcowe Literatura 128 _K_M_______

123

1. Wprowadzenie

Wielowiekowy proces doskonalenia instrumentów muzycznych postępo­ wał wraz z poszukiwaniami nowych i świeżych brzmień w muzyce. Gdy wydawało się, że możliwości instrumentalne sięgają swego kresu, w sys­ tematyce instrumentów muzycznych około połowy stulecia pojawiła się nowa rodzina nazwana elektrofonami. Elektrofony — instrumenty elektromechani­ czne albo elektroniczne, których brzmienie powstaje przy udziale obwodów elektronicznych, stworzyły nieprzebrane bogactwo materiału dźwiękowego, przełamując zakazane horyzonty tradycyjnych instrumentów orkiestrowych. Doniosły ten przełom wyznaczył dalszy i jakże frapujący postęp w dziedzinie instrumentów muzycznych. Wszechobecnie zelektronizowana muzyka swój ,"monstrualny" pochód rozpoczęła jeszcze w pierwszej dziesiątce lat naszego stulecia ważącym 200 ton(!) instrumentem o nazwie Telharmonium konstrukcji Thaddeusa Cahilla. W następnych latach pojawiły się inne instrumenty, o których warto wspom­ nieć. Były to — aeterophon, thereminovox, ondes martenot oraz trautonium. Niektóre z nich znalazły zastosowanie w kinematografii epoki kina niemego i w radio. Później doczekały się nawet własnych partytur — D. Milhaud, P. Hindemith. Pierwszymi technicznie dojrzałymi instrumentami elektrycznymi, były pochodzące dopiero z połowy lat 30-tych elektromechaniczne organy Ham­ monda, nieco później Wurlitzera i Baldwina oraz gitara elektryczna Walkera z sześcioma głowicami. Instrumentom tym należną rangę nadał amerykański jazz zaznaczając to wybitnymi nagraniami płytowymi — F. Waller, E. Durham, Ch. Christian i nieco później J. Smith. Zainteresowanie instrumentami elektronicznymi znacznie ożywiło się w latach 50-tych i 60-tych. Wówczas to nastąpiła niepohamowana ekspansja muzyki pop — E. Presley, The Beatles, co ostatecznie przesądziło, że „elektryfikacja" zespołów estradowych przestała być swego rodzaju finezją, a stała się koniecznością. Elektrofony w miarę rozwoju techniki doskonalono, jednakże epokowy przełom w tej dziedzinie nastąpił wraz z ukazaniem się pierwszego syn­ tezatora dr Roberta Mooga w latach 60-tych. Syntezator Mooga wykazał, że kojarzenie pewnych układów elektronicznych z instrumentami muzycznymi umożliwia dowolną modyfikację ich brzmienia. Ingerencja w materiał dźwię­ kowy tradycyjnych instrumentów takimi układami elektronicznymi jak filtry VCF, wzmacniacze VCA, ring generatory, przesuwniki widma, generatory 5

VCO stwarza nowe, zaskakujące i niezwykle szerokie możliwości brzmienio­ we. Dalszy rozwój elektrofonów doprowadził do współczesnej mikroproceso­ rowej syntezy dźwięków, a przedtem nieznanej i niemożliwej do uzyskania różnorodności. Niezależnie od autonomicznych instrumentów elektronicznych, z począt­ kiem lat 60-tych pojawiły się niewielkie przystawki przeznaczone do współ­ pracy z instrumentami strunowymi i klawiszowymi, wykorzystujące niektóre układy elektroniczne stosowane w pierwszych syntezatorach. Nastąpił jakby odrębny rozwój tego sprzętu, który stanowił i nadal stanowi uzupełnienie instrumentów muzycznych. Przystawki te, zwane modyfikatorami brzmienia lub po prostu przystaw­ kami efektowymi, stały się szczególną właściwością instrumentarium współ­ czesnej muzyki pop. Stosowane powszechnie w zespołach estradowych, stanowią wraz z instrumentem nowy i inny zelektronizowany instrument muzyczny. Z racji intensywnie rosnącego zapotrzebowania powstał odrębny prze­ mysł elektroniczny, specjalizujący się w wytwarzaniu urządzeń modyfikują­ cych. Wśród liczących się firm należy wymienić takie jak: MXR, Elektroharmonix, Roland-Boss, Yamaha, Ibanez, Peavey, Fender, Marshall i wiele innych. Firmy te znacząco przyczyniły się do wyodrębnienia nowej i specyfi­ cznej dziedziny jaką jest elektronika instrumentów muzycznych. Owa specyfika polega na zgoła odmiennym traktowaniu pewnych właś­ ciwości i parametrów toru elektroakustycznego. Dotyczy to zamierzonych deformacji sygnałów w torze. Osobliwymi rozwiązaniami układowymi wpro­ wadza się zniekształcenia liniowe i nieliniowe, przesterowania, przesunięcia fazy, opóźnienia — słowem wszystkie te elementy, które są szkodliwe i niepożądane w konwencjonalnym pojęciu toru elektroakustycznego. Odmienne te kryteria znalazły również wyraz w nazewnictwie nie zawsze zgodnym z tradycyjnie przyjętą nomenklaturą elektroniczną. Wiele określeń wywodzi się z nazewnictwa firmowego lub żargonu środowiskowego. Ter­ minologia, jak i sama nazwa tej dziedziny elektroakustyki, nie została dotychczas ujednolicona ze względu na swój żywiołowy charakter. Za oryginalny uważa się język angielski. Dlatego nie należy krytycznie odnosić się do niektórych określeń anglojęzycznych, są one bowiem ściśle zrośnięte z przedmiotem i nie mają logicznego przekładu. Przystawki efektowe początkowo stosowane do gitar, z czasem zaczęto wykorzystywać do współpracy z innymi instrumentami. Jedną z pierwszych była przystawka montowana bezpośrednio w gitarze albo w pedale nożnym zwana fuzzem. Fuzz deformował oryginalny dźwięk gitary przez wprowadze­ nie nadmiernych zawartości harmonicznych, powodując zmiany barwy dźwięku i drastyczną nieklarowność brzmienia. Brzmienie instrumentu gitara-fuzz przypominało brzmienie skrzypiec. Dalszą emanacją tego efektu były — distortion, over drive, heavy metal i podobne efekty o innych nazwach firmowych. W efektach tych deformacja dźwięku jest mniej brutalna. Jedno6

cześnie znalazły zastosowanie efekty gitarowe i organowe, deformujące pierwotny sygnał instrumentu przez przestrajanie pedałem nożnym częstot­ liwości środkowej filtru pasmowego, co przydawało dźwiękom instrumentu samogłoski ua-ua. Efekty nazywano wah-wah, wah-face, wo-wo, cry baby itp. Wśród niewielu przystawek efektowych tamtych czasów — czasów lamp elektronowych i germanowych tranzystorów — można wspomnieć także o efekcie tremola, często niesłusznie nazywanego nawet w prospektach firmowych — efektem wibrata. Ważny zwrot w zainteresowaniu urządzeniami efektowymi nastąpił w koń­ cu lat 60-tych. W tym to czasie fani muzyki Jimi Hendrixa odkryli nowe i niezwykłe brzmienie jego gitary, której struny zdawały się generować dźwięk bez końca. Dopiero w jakiś czas po śmierci idola okazało się, że jego „stratocaster" wspomagany był przez nowe i jeszcze nikomu nie znane układy firmy Elektroharmonix. Był to kompresor zwany sustainerem oraz phase shifter. Efekty te szybko dowiodły swego znaczenia na scenie i zapoczątkowały nową generację urządzeń modyfikujących. Muzycy otrzy­ mali wiele nowych urządzeń efektowych zwłaszcza, że sprzyjały temu rewolucyjne technologie elektroniczne pierwszej połowy lat 70-tych. Nieba­ wem urządzenia takie jak — phasingi, sustainery, flangery, chorusy, dividery, vocodery, multiefekty oraz kompletne procesory instrumentalne stały się standardowym wyposażeniem zespołów estradowych. Niezależnie od tych i innych efektów rozwijała się szybko technika opóźnień dźwięku. Efekty sztucznego pogłosu i echa stosowano wcześniej wykorzystując system torsyjny Hammonda oraz wielogłowicowe magneto­ fony z zamkniętym obiegiem taśmy. Znacznie lepsze rezultaty opóźnień dźwięku uzyskano dzięki elektronicznym układom opóźniającym — począt­ kowo analogowym i nieco później cyfrowym. Współcześnie efekty sztucznego pogłosu i echa nierozerwalnie towarzyszą zespołom muzycznym, nadając instrumentom i reprodukcjom wokalnym brzmienie o charakterze eteryczno-kosmicznym. Porównanie takie ma sens wyłącznie w przenośni literac­ kiej, jednak podkreśla niezwykłość efektu. Postęp w rozwoju układów opóźniających stworzył wyjątkowe możliwo­ ści różnorakiej modyfikacji sygnałów akustycznych. Urządzenia efektowe zostały wzbogacone nie tylko o przystawki pogłosowe, lecz zyskały różnorodną gamę modulatorów fazy znanych uprzednio, jako przesuwniki fazowe. Nowe układy pozwoliły uzyskać wyraźnie przestrzenny obraz akustyczny nawiązujący do efektu dopplerowskiego. Pokaźna rodzina tych efektów reprezentowana jest przez przesuwniki o typowym brzmieniu flanging, efekty unisonowe, wirofoniczne z kompleksowym efektem wibrata włącznie. Początek lat osiemdziesiątych otwiera inną już epokę w dziedzinie urządzeń efektowych. Szybki rozwój techniki przetwarzania PCM preferuje obecnie urządzenia cyfrowe oparte na najnowszych technologiach mikro­ procesorowych. Niestety, większości tych urządzeń nie można wykonać we 7

własnym zakresie. Dlatego praca ta może stanowić właściwy instruktaż pomocny przy budowaniu urządzeń, które można wykonać samodzielnie. W książce tej opisano 16 układów elektronicznych wytwarzających większość powszechnie stosowanych na estradzie efektów akustycznych. Są to układy analogowe i reprezentują dobry poziom techniczny i użytkowy. Pewna chronologia materiału zawartego w pracy jest w istocie zbieżna z postępem w rozwoju urządzeń efektowych, stanowiąc jednocześnie korzys­ tny rozkład materiału instruktażowego, w odpowiedniej proporcji zaawan­ sowania technicznego. W takiej kolejności należy więc z pracy korzystać. Z racji tego, że praca dostarcza materiał o charakterze instruktażowym, w opisach kierowano się praktyczną stroną zagadnienia — z góry wy­ kluczając szersze analizy teoretyczne. Głębsze analizy przedmiotowe znaj­ dzie Czytelnik w odnośnej literaturze.

2. Układy zniekształcające

Jednym z bardziej rozpowszechnionych modyfikatorów dźwięku instru­ mentów strunowych jest przystawka zwana DISTORTION. Efekt dźwiękowy przez nią powodowany to upodobnienie brzmienia gitary do skrzypiec. W odróżnieniu od efektu FUZZ, DISTORTION brzmi łagodniej, przydając poszczególnym dźwiękom czytelność, a nawet umożliwia grę akordową.

Rys. 2.1. Wzmacniacz operacyjny (WO) odwracający z ogranicznikiem diodo­ wym: a) w obwodzie ujemnego sprzęże­ nia zwrotnego, b) na wyjściu układu, c) przebiegi napięć wejściowych i wyj­ ściowych

9

Odpowiednia regulacja przystawki pozwala uzyskać szeroki zakres modyfi­ kacji brzmienia instrumentu — od dźwięku miękkiego i łagodnego do ostrych i agresywnych tonów. Deformacja oryginalnego dźwięku gitary polega na zamianie w przystaw­ ce sinusoidalnego sygnału gasnącego, pobudzonego struną instrumentu, na przebieg trapezowy lub zbliżony do prostokątnego o stałej amplitudzie. Tak zniekształcony nieliniowo sygnał zawiera oprócz częstotliwości podstawo­ wej nieparzyste tony harmoniczne. Takie zniekształcenia sygnału można uzyskać stosując wzmacniacz operacyjny, który w obwodzie ujemnego sprzężenia zwrotnego lub na wyjściu zawiera elementy nieliniowe. Są to przeciwsobnie połączone diody symetrycznie obcinające sygnał. Układ taki nazywany jest obcinaczem albo ogranicznikiem diodowym (ang. clipper) [17, 18]. Dwa warianty ograniczników przedstawiono na rys. 2.1. W obu przypad­ kach ograniczenie sygnału jest ustalone na poziomie napięcia progowego złącz diod krzemowych. Zniekształcenia i zmiany barwy są tym głębsze, im wzmocnienie wzmacniacza WO jest większe. Wzmocnienie wzmacniacza reguluje się potencjometrem P ustalającym głębokość sprzężenia zwrot­ nego. Niezależnie od zniekształceń sygnału, właściwością przystawki jest przetrzymanie wybrzmiewania instrumentu.

2.1. Przystawka DISTORTION z ogranicznikiem w pętli sprzężenia zwrotnego Schemat ideowy przystawki zamieszczono na rys. 2.2. Układ jest zasilany pojedynczym napięciem. Napięcie potrzebne do polaryzacji wejścia nieodwracającego wzmacniacza US1 uzyskuje się z dzielnika złożonego z ele­ mentów R14 i R15. Z tego samego dzielnika jest pobierane napięcie polaryzujące bramkę tranzystora T1 oraz bazę tranzystora T3. Dioda D3 zabezpiecza układ przed niewłaściwym dołączeniem napięcia zasilającego. Na wejściu układu pracuje tranzystor polowy T1, który wraz z tranzys­ torem bipolarnym T2 tworzy przetwornik impedancji. Przetwornik taki — zwa­ ny inaczej transformatorem impedancji, umożliwia dopasowanie układu do współpracy z wszelkimi przetwornikami gitarowymi. Impedancja wejściowa przystawki wynosi w tym przypadku 1 MΩ, wyjściowa natomiast — kilka­ dziesiąt omów. Z emitera tranzystora T2 sygnał jest doprowadzony do wej­ ścia odwracającego wzmacniacza US1 (µA 741). Tutaj zostaje zniekształcony zgodnie z opisaną wcześniej zasadą i poprzez bierny korektor charakterys­ tyki z potencjometrami P2 i P3 oraz przełącznik SW1, jest doprowadzony do bazy tranzystora T3. Tranzystor ten pracuje jako wtórnik emiterowy i jest stopniem wyjściowym układu. Przystawka zawiera trzy elementy regulacyjne. Stopień zniekształcenia sygnału ustala się potencjometrem P1 — DISTORTION, włączonym szerego10

11

Rys. 2.2. Schemat ideowy przystawki DISTORTION z ogranicznikiem w pętli sprzężenia zwrotnego

Rys. 2.3. Płytka drukowana przystawki DISTORTION

Rys. 2.4. Rozmieszczenie elemen­ tów na płytce drukowanej przystawki DISTORTION

wo z rezystorem R6 w obwód sprzężenia zwrotnego. Największa rezystancja potencjometru wprowadza najgłębsze deformacje dźwięku. Zmianę barwy przeprowadza się potencjometrem P2 — TONE; położenie jego suwaka w pozycji oznaczonej na schemacie kropką, powoduje najbardziej ostre i chropowate brzmienie. W przeciwnym położeniu suwaka można uzyskać dźwięk bardziej klarowny. Poziom sygnału wyjściowego ustala się potencjo­ metrem P3 — LEVEL. Przełącznik SW1 umożliwia pominięcie działania zniekształcającego przystawki. Wówczas sygnał ze źródła tranzystora T1 za pośrednictwem elementów R4, C4 i przełącznika SW1 w pozycji WYŁ jest przekazywany bezpośrednio do bazy tranzystora T3. Kondensator C3 tłumi sygnały zakłócające o wielkiej częstotliwości indukowane na drodze instrument-przewód-wejście przystawki. Przystawka jest zasilana napięciem 9 V i pobiera prąd ok. 4 mA. Płytkę drukowaną przystawki zamieszczono na rys. 2.3, rozmieszczenie na niej elementów — na rys. 2.4. Zdjęcie zmontowanej przystawki zamieszczono na rys. 2.5. 12

Rys. 2.5. Z m o n t o w a n a przystawka DISTORTION

Wykaz elementów Układ scalony US1 Tranzystory T1 T2, T3 Diody D1, D2 D3 Potencjometry P1 P2 P3 Kondensatory C3 C8 C1 C7 C9, C10 C4-C6, C11 C2 C12 Rezystory R4, R13 R1, R3, R5, R6, R11, R14, R15 R8 R9 R7, R12 R2, R10

µA 741 BF 245 C BC 550 C 1 N 4148 1 N 4001 100 kΩ, C 220 kΩ, A 47 kΩ, C 470 pF, ceramiczny KSF 680 pF, MKSE 22 nF, MKSE 39 nF, MKSE 47 nF, MKSE 1 µF/12 V, elektrolityczny, tantalowy 10 µF/12 V, elektrolityczny 100 µF/12 V, elektrolityczny 1 kΩ 10 kΩ 33 kΩ 47 kΩ 100 kΩ 1 MΩ 13

Rys. 2.6. Schemat ideowy przystawki DISTORTION z ogranicznikiem na wyjściu

2.2.

14

2.2. Przystawka DISTORTION z ogranicznikiem na wyjściu Schemat ideowy przystawki przedstawiono na rys. 2.6. Poza zmianą konfiguracji pracy wzmacniacza operacyjnego oraz dołączeniem dodat­ kowych elementów, układ jest identyczny z opisanym wcześniej. Obydwie przystawki mają zbliżone parametry, jednakże jest zauważalna delikatna różnica brzmienia. Na rysunkach kolejno — 2.7,2.8 i 2.9 zamieszczono: płytkę drukowaną, rozmieszczenie elementów oraz zdjęcie zmontowanej przysta­ wki. Poniżej zamieszczono wykaz dodatkowych elementów; pozostałe są takie, jak dla przystawki z p. 2.1.

Rys. 2.7. Płytka drukowana przystawki DISTORTION

Rys. 2.8. Rozmieszczenie ele­ mentów na płytce drukowanej przystawki DISTORTION

15

Rys. 2.9. Zmontowana przystawka DISTORTION

Wykaz dodatkowych elementów P1 Kondensatory C13 C14 C15 Rezystory R6 R16 R17, R18

47 KΩ, C 47 nF, MKSE 1 nF, MKSE 1 µF/12 V, elektroniczny, tantalowy 1 MΩ (zmiana wartości z 10 kΩ na 1 MΩ) 4,7 kΩ 10 kΩ

3. Automatycznie przestrajane filtry obwiedniowe

Deformacje dźwięku instrumentu w chwili jego narastania i zaniku polegające na zmianie zabarwienia upodobniającego do samogłosek u-a można uzyskać wykorzystując filtry obwiedniowe przestrajane sygnałem z instrumentu. Charakterystyczne uwypuklenie pewnych częstotliwości okre­ śla się formantem, który stanowi maksimum albo minimum charakterystyki i odnosi się do częstotliwości podstawowej lub harmonicznej niższego rzędu. Filtry obwiedniowe nazywa się więc filtrami formantowymi prezencyjnymi wówczas, gdy określone częstotliwości są uwydatniane, dezencyjnymi natomiast — gdy są wytłumiane. W filtrze obwiedniowym zmianę barwy uzyskuje się przez jego przestrajanie w pewnym zakresie częstotliwości. W tym celu wykorzystuje się narastający i zanikający sygnał instrumentu, który po odpowiednim wzmocnieniu i wyprostowaniu stanowi napięcie regulacyjne zmieniające częstotliwość środkową filtru. Zmiana częstotliwo­ ści formantowych powoduje rozjaśnienie barwy przy nabrzmiewaniu dźwię­ ku i zaciemnienie przy jego zaniku. Stosowane filtry obwiedniowe są aktywnymi filtrami środkowoprzepustowymi i eksponują częstotliwości formantowe typowe dla instrumentów muzycznych — tj. 150... 2000 Hz [4, 11, 20, 24, 26]. Poglądowy schemat filtru pasmowego (a) oraz jego charakterystykę (b) przedstawiono na rys. 3.1. Jest to filtr aktywny środkowoprzepustowy drugiego rzędu. Ważnymi parametrami filtru są: częstotliwość środkowa f oraz szerokość pasma przenoszenia wyrażana w hercach lub interwałach muzycznych. Częstotliwość środkowa zależy m.in. od wartości rezystancji Rx. Zmniejszanie rezystancji powoduje przestrajanie filtru w kierunku

Rys. 3.1. Aktywny filtr pasmowy VCF (a) oraz jego charakterystyka (b) 2 — Elektroniczne modyfikatory.

17

większych częstotliwości przy zachowaniu szerokości pasma przenoszenia określonego przez wartości elementów R i C. Jest to filtr przestrajany napięciem — VCF (ang. Voltage Controlled Filter) [17, 18]. W filtrach VCF funkcję zmiennej rezystancji Rx pełnią niekiedy elementy optoelektroniczne lub tranzystory polowe, gdzie wykorzystuje się płynną zmianę rezystancji źródło-dren w funkcji napięcia doprowadzonego do bramki tranzystora.

3.1. Przystawka ENVELOPE FILTER ze wzmacniaczem operacyjnym Schemat ideowy przystawki przedstawiono na rys. 3.2. W przystawce wykorzystano układ scalony µA 324 zawierający cztery wzmacniacze opera­ cyjne US1/A...D. Na wejściu pracuje wtórnik US1/A. Wartość rezystora R1 określa rezystancję wejściową układu (470 kΩ). Sygnał z wtórnika jest doprowadzony do układu selektywnego ze wzmacniaczem operacyjnym US1/B. Z wtórnika wejściowego jest pobierany jednocześnie sygnał do sterowania układem regulacji złożonym z potencjometru P1, wzmacniacza operacyjnego US1/C, prostownika z diodą D1 i potencjometru P2. Wzmac­ niacz operacyjny US1/D stanowi źródło napięcia symetrycznego, dzięki któremu przystawka może być zasilana pojedynczym napięciem z jednej tylko baterii. Napięcie symetryczne jest również niezbędne do zasilania tranzystora regulacyjnego T1. Jak już wspomniano, przestrajanie filtru zależy od rezystancji Rx, którą w tym przypadku stanowi rezystancja dren-źródło tranzystora polowego T1 (BF 245 C). Jeśli do wejścia układu US1/C nie zostanie doprowadzony sygnał sterujący, to bramka tranzystora T1 jest spolaryzowana ujemnie i tranzystor ten wykazuje największą rezystancję. Napięcie odcięcia tranzystora polowe­ go ustala się potencjometrem montażowym na poziomie ok. -3,5 V. Poziom ten określa dolną granicę pasma przenoszenia filtru. Wysterowanie syg­ nałem akustycznym układu US1/C wytwarza napięcie dodatnie, które do­ prowadzone do potencjometru PR1 zmienia napięcie bramki, powodując zmianę rezystancji kanału tranzystora. Wartość tej rezystancji zależy od wartości napięcia regulacyjnego; wraz z jego wzrostem przesuwa się częstotliwość środkowa filtru w kierunku większych wartości. Poziom sygnału akustycznego potrzebny do wytworzenia napięcia regu­ lacyjnego (próg działania filtru) ustala się potencjometrem P1 — THRESHOLD. Sygnał z suwaka potencjometru jest doprowadzony do wejścia wzmacniacza operacyjnego US1/C (wzmocnienie 1000). Sygnał wyjściowy po wyprostowaniu (dioda D1) jest doprowadzony do rezystora PR1. Szybkość przestrajania filtru zależy od układu czasowego złożonego z elementów P2, R8 i C10; potencjometr P2 reguluje stałą czasu ładowania i rozładowania kondensatora C10. Sygnał regulacyjny doprowadzony do bramki tranzy18

19

stora T1 wskutek modulacji szerokości jego kanału, powoduje zniekształ­ cenia sygnału wyjściowego. Aby temu zapobiec zastosowano ujemne sprzężenie polegające na doprowadzeniu części sygnału zmiennego (dren) do bramki tranzystora T1 (elementy C5 i R10). Zakres przestrajania filtru wynosi 150...950 Hz. W tym zakresie przestrajania dobroć obwodu rezonansowego wynosi 3...5, natomiast wzmoc­ nienie układu 6...18. Przełącznik SW1 jest montowany poza płytką. Regulacja układu polega na ustaleniu napięcia ok. -3,5 V na suwaku potencjometru montażowego PR1. Wartość napięcia -3,5 V odnosi się do układu modelowe­ go i należy ją skorygować zależnie od parametrów użytego tranzystora polowego. Przystawka jest zasilana napięciem 9 V i pobiera prąd ok. 4 mA. Płytkę drukowaną przystawki zamieszczono na rys. 3.3, rozmieszczenie na niej elementów na rys. 3.4. Zdjęcie zmontowanej przystawki pokazano na rys. 3.5. Wykaz elementów Układ scalony US1 Tranzystor T1 Diody D1 D2 Potencjometry P1, P2 PR1 Kondensatory C6, C7 CS C1 ...C4, C8, C9 C10 C11, C12 C13 Rezystory R4, R7, R14 R15, R16 R8 R3 R2 R6 R9, R10, R13 R1 RS, R11, R12 20

µA 324 BF 245 C 1N 4148 1N 4001 100 kΩ, A 470 kΩ (montażowy) 5,6

nF, MKSE 33 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 10 µF/12 V, elektrolityczny 47 µF/12 V, elektrolityczny 100 µF/12 V, elektrolityczny 1 kΩ 6,8 kΩ 10 kΩ 27 kΩ 33 kΩ 47 kΩ 100 kΩ 470 kΩ 1 MΩ

Rys. 3.3. Płytka drukowana przystawki ENVELOPE FILTER

Rys. 3.4. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej przystawki EIWELOPE FILTER

Rys. 3.5. Zmontowana przystawka ENVELOPE FILTER

21

3.2. P r z y s t a w k a E N V E L O P E FILTER z u k ł a d a m i C M O S Ciekawym rozwiązaniem układowym jest zaproponowany w latach 70-tych przez znaną kalifornijską firmę MXR filtr obwiedniowy, w którym wykorzystano do celów analogowych inwertery CMOS oraz cyfrowe sterowa­ nie układem filtrującym. Wykorzystanie układów cyfrowych do przenoszenia sygnałów akustycz­ nych jest możliwe po ich zlinearyzowaniu w ten sposób, że pracują jako wzmacniacze liniowe. Charakterystykę przełączania inwertera CMOS przed­ stawiono na rys. 3.6a. Podzielona jest ona na trzy obszary, z których pierwszy i trzeci (stan wysoki i niski) jest wykorzystywany wyłącznie w technice cyfrowej. Obszar drugi jest stanem przejściowym i w technice cyfrowej niepożądanym. Jest to niewielki odcinek liniowy, który po odpowiednim zlinearyzowaniu inwertera można wykorzystać do zastosowań analogowych. Pokazany obok inwerter — rys. 3.6b będzie pracował w tym obszarze charakterystyki, jeśli zostanie objęty ujemnym sprzężeniem zwrotnym (re-

Rys. 3.6. Charakterysty­ ka przełączania inwerte­ ra C M O S (a), linearyzacja inwertera (b)

Rys. 3.7. Schemat funk­ cjonalny przystawki ENVELOPE FILTER

22

23

Rys. 3.8. Schemat ideowy przystawki ENVELOPE FILTER z układami CMOS

zystor R). W ten sposób zlinearyzowany układ pracuje jako wzmacniacz liniowy o wzmocnieniu równym nachyleniu charakterystyki [12, 13]. Schemat funkcjonalny przystawki zamieszczono na rys. 3.7. Składa się ona z toru zawierającego filtr środkowoprzepustowy (bikwadratowy) oraz układu regulacji. Filtr jest złożony ze wzmacniacza wstępnego A, dwóch integratorów B, C i klucza analogowego KA. Kluczem steruje układ regulacji zawierający przetwornik napięcia zmiennego, integrator G, przerzutnik Schmitta oraz inwerter H. Przestrajanie toru polega na rozłączaniu kluczem KA układu selektywnego — sygnał z wejścia do wyjścia jest przenoszony tylko rezystorem R2. Jeżeli układ regulacji nie jest wysterowany sygnałem do określonego poziomu — regulacja THRESHOLD (próg czułości), to wówczas wytwarzany w przerzutniku przebieg trójkątny zamieniony następnie na prostokątny przez inwerter H utrzymuje klucz w stanie wysokim i w ten sposób włącza układ selektywny. Pojawienie się sygnału na wejściu prze­ twornika napięcia zmiennego, spowoduje na jego wyjściu zmiany składowej stałej odwzorowujące przebieg obwiedni sygnału wejściowego. Przebieg ten kształtowany w integratorze G — regulacja ATTACK (stromość zboczy) moduluje szerokość impulsów fali prostokątnej. Wystąpienie stanu niskiego na wyjściu inwertera H rozłączy klucz KA. Schemat ideowy przystawki pokazano na rys. 3.8. Przystawka złożona jest z dwóch sześciokrotnych inwerterów typu CD 4069 (US1, US3) oraz jednego czterokrotnego klucza analogowego typu CD 4066 (US2), z którego wykorzys­ tano tylko dwa zwieraki. Układ jest bardzo prostą konstrukcją i łatwą w uruchomieniu. Należy pamiętać, że nie przewidziano zabezpieczenia przed niewłaściwym dołączeniem napięcia zasilającego. Zabezpieczenie takie w postaci diody, np. 1N 4001, można wykonać podobnie, jak w poprzed­ nio opisanych przystawkach. Jak już wspomniano, w układzie scalonym US2

Rys. 3.9. Płytka drukowana przystawki ENVELOPE FILTER

24

wykorzystano tylko dwa klucze. Niewykorzystane klucze, zgodnie z zasadą pracy układów CMOS, są połączone z masą. Układy scalone należy umieścić w podstawkach DIL 14. Przystawka zasilana jest napięciem 9 V i pobiera prąd ok. 4 mA. Płytkę drukowaną przystawki przedstawiono na rys. 3.9, a rozmieszczenie na niej elementów — na rys. 3.10. Zdjęcie zmontowanej przystawki ilustruje rys. 3.11.

Rys. 3.10. Rozmieszczenie ele­ mentów na płytce drukowanej przystawki ENVELOPE FILTER

Rys. 3.11. Z m o n t o w a n a p r z y s t a ­ wka ENVELOPE FILTER

25

Wykaz elementów Układy scalone US1, US3 US2 Diody D1, D2 Potencjometry P1, P2 Kondensatory C11 C10 C2, C3 C5 C1, C4, C6, C7 C8 C9 Rezystory R20 R11, R16 R7 R3, R6, R19, R24, R26 R21 R22, R23, R25 R4, R5 R1, R2, R8 R12 R9, R13 R10 R15, R17 R14, R18 .

CD 4096 CD 4066 1N 4148 1 MΩ, A 10 pF, ceramiczny 100 pF, ceramiczny 1 nF, MKSE 10 nF, MKSE 47 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 47 µF/12 V, elektrolityczny 3,3 kΩ 10 kΩ 33 kΩ 47 kΩ 62 kΩ 100 kΩ 200 kΩ 220 kΩ 470 kΩ 1 MΩ 5,1 MΩ 10 MΩ 22 MΩ

4. Bramki szumowe

Włączone do toru elektroakustycznego modyfikatory dźwięku powodują znaczny wzrost szumu. W czasie pracy toru szum ten — w proporcji do sygnału użytecznego jest maskowany i nie jest tak odczuwalny, jak podczas zaniku sygnału. Po wygaśnięciu sygnału, szum i zakłócenia o charakterze impulsowym stają się uciążliwe. Do eliminacji tych niepożądanych zjawisk wykorzystuje się układy elektroniczne, które po zaniku sygnału użytecznego samoczynnie blokują tor elektroakustyczny. Układy takie nazywają się bramkami szumowymi, ogranicznikami lub eliminatorami szumu (ang. noise gate, noise limiter, noise eliminator). Schemat funkcjonalny bramki szumowej przedstawiono na rys. 4.1. W pierwszym przypadku do blokady toru wykorzystano tranzystor sterowany sygnałem użytecznym przez układ regulacji (a), w drugim (b) o komutacji toru decyduje regulowany sygnałem użytecznym wzmacniacz — VCA (ang. Voltage Controlled Amplifier) — wzmacniacz o wzmocnieniu regulowanym napięciem. Ważnymi parametrami bramki szumowej są: próg działania oraz czas opóźnienia — przy narastaniu sygnału użytecznego oraz po zaniku sygnału. Parametry te decydują o jakości i przydatności układu, który powinien pracować stabilnie, czyli niezależnie od amplitudy sygnału akustycznego. Próg zadziałania bramki jest ustalony (regulacja czułości) dla najmniej­ szych amplitud sygnału użytecznego powyżej poziomu szumu. Czas opóź­ nienia otwarcia bramki powinien być nie dłuższy niż 1 ms z możliwością regulacji czasu opóźnienia blokady toru od 100 ms do 5 s.

Rys. 4.1 Schemat funkcjonalny bramki szumowej: a) z tranzystorem kluczującym tor akustycz­ ny, b) ze wzmacniaczem OTA/VCA

27

4.1. Bramka szumowa z tranzystorem kluczującym Schemat ideowy bramki szumowej z tranzystorem blokującym tor (kluczującym) przedstawiono na rys. 4.2. Układ jest zasilany pojedynczym napięciem w związku z czym, należało stworzyć napięciowy punkt masy pozornej — połowa napięcia zasilającego, który złożony jest z dzielnika rezystancyjnego z elementami R22 i R23. Napięcie to zasila bramkę tranzystora T1, wejście nieodwracające wzmacniacza US1 oraz bazę tranzystora T3. Znane już z p. 2.1 stopnie wejściowy i wyjściowy układu (tranzystory T1, T2 i T3) są rozdzielone przez kondensatory elektroli­ tyczne C2 i C3, których ujemne okładziny są połączone z kolektorem tranzystora T8. O stanie przewodzenia tranzystora decyduje układ re­ gulacyjny. Sygnał sterujący układem regulacji ze źródła tranzystora polowego T1 jest doprowadzony przez potencjometr P1 — SENSITIVITY, do wej­ ścia odwracającego wzmacniacza US1 (µA 741). Wzmacniacz ten (wzmocnienie 2200) steruje tranzystorem T4. Sygnały emitera i kolek­ tora tranzystora po jednopołówkowym wyprostowaniu (diody D1 i D2) sterują na przemian bazami tranzystorów T5 i T6, utrzymując je w sta­ nie przewodzenia. Powoduje to wprowadzenie tranzystorów T7 i T8 w stan odcięcia i otwarcie toru dla sygnału elektroakustycznego. Prąd sygnału tranzystora T2 jest przekazywany do tranzystora T3. Przy braku sygnału sterującego tranzystory T5 i T6 są w stanie zatkania. Bazy tranzystorów T7 i T8 są wówczas spolaryzowane w kierun­ ku przewodzenia i tranzystor T8 przejmuje prąd sygnału z tranzystora T2. Sygnał elektroakustyczny nie dociera do wyjścia układu. Otwarcie toru niezależnie od wysterowania sygnałem akustycznym można uzyskać po włączeniu przełącznika SW1. Czas opóźnienia otwarcia bramki szumowej przy narastaniu sygnału jest określany czasem rozładowania kondensatora C9 przez tranzystory T5 i T6, natomiast czas opóźnienia blokady przy zanikaniu sygnału, tzn. czas potrzebny do wprowadzenia tranzystora T7 w stan przewodzenia, jest ustalony czasem ładowania kondensatora C9 przez rezystor R20 i potencjometr P2 — DECAY. Zakres regulacji tego czasu przy wartości pojemności kondensatora C9 = 22 µF, wynosi od 100 ms do 5 s. Kondensator C9 powinien być zwykłym kondensatorem elektrolitycz­ nym. Rezystory R14 i R15 powinny mieć tolerancję najwyżej dwuprocentową. Układ jest zasilany napięciem 9 V i pobiera prąd ok. 6 mA. Czas opóźnienia wynosi ok. 1 ms, impedancja wejściowa — 1 MΩ. Płytkę drukowaną bramki szumowej zamieszczono na rys. 4.3, roz­ mieszczenie na niej elementów — na rys. 4.4. Zdjęcie zmontowanej bramki przedstawiono na rys. 4.5.

28

29

Rys. 4.2. Schemat ideowy bramki szumowej z tranzystorem kluczującym

Rys. 4.3. Płytka drukowana bramki szumowej

Rys. 4.4. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej bramki szumowej

Rys. 4.5. Zdjęcie zmontowanej bramki szumowe]

30

Wykaz elementów Układ scalony US1 Tranzystory T1 T2...T8 Diody D1, D2 D3 Potencjometry P1, P2 Kondensatory C1 C5...C8 C2...C4 C9 C10 C11 Rezystory R18 R9, R10 R1, R3...R5, R7, R13 R13, R15 R22, R23 R20 R12, R21 R8 R19 R2, R6, R16, R17 R11

µA741 BF 245 C BC 550 C 1N 4148 1N 4001 100 kΩ, A 22 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 1 µF/12 V, elektrolityczny, tantalowy 22 µF/12 V, elektrolityczny 47 µF/12 V, elektrolityczny 100 µF/12 V, elektrolityczny 470 Ω 1 kΩ 10 kΩ 10 kΩ, ± 2 % 15 kΩ 33 kΩ 47 kΩ 100 kΩ 470 kΩ 1 MΩ 2,2MΩ

4.2. Bramka szumowa ze wzmacniaczem VCA/OTA Otwieranie i z a m y k a n i e toru elektroakustycznego może w y k o n y w a ć wzmacniacz VCA ze s p e c j a l n y m układem s c a l o n y m — wzmacniacz operacyj­ ny o zmiennej transkonduktancji— OTA (ang. Operational Transconductance Amplifier). Wzmacniacze OTA charakteryzują się p e w n y m i s z c z e g ó l n y m i w ł a ś c i w o ś ­ ciami, które różnią je od konwencjonalnych w z m a c n i a c z y operacyjnych. Wyjście w z m a c n i a c z a OTA ma charakter ź r ó d ł a p r ą d o w e g o , którego w y d a j ­ ność może być s t e r o w a n a s y g n a ł e m z e w n ę t r z n y m . W z m o c n i e n i e wzmacniarza OTA zależy od prądu d o p r o w a d z o n e g o do w e j ś c i a sterującego.

31

32

Rys. 4.6. Schemat ideowy bramki szumowej ze wzmacniaczem VCA/OTA

Współpraca wzmacniaczy OTA za wzmacniaczami konwencjonalnymi wyma­ ga zatem konwersji prądu na napięcie. Do tego celu wykorzystuje się rezystory lub elementy czynne [17, 29]. Schemat ideowy bramki szumowej ze wzmacniaczem OTA przedstawio­ no na rys. 4.6. Układ, poza wzmacniaczem VCA (US1) i niewielkimi zmianami układu sterowania (tranzystory T7 i T8) wykazuje zbieżność z wcześniej opisaną bramką szumową. Wzmacniacz VCA zbudowano z użyciem wzmacniacza OTA firmy RCA — CA 3080. Wzmacniacz ten pracuje w układzie odwracającym z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego. Do polaryzacji wejść wzmacniacza zastosowa­ no rezystory R6 i R7 oraz potencjometr montażowy PR1, który służy również do kompensacji wejściowego napięcia niezrównoważenia. Elementy C3...C6 i R8 kompensują charakterystykę częstotliwościową wzmacniacza, nato­ miast rezystory R9...R11 pełnią funkcję przetwornika prąd-napięcie. Stopień wyjściowy (wtórnik emiterowy) z tranzystorem T3 jest połączony z wyjściem wzmacniacza OTA przez rezystor R12. Wzmocnienie wzmacniacza US1 zależy od prądu emitera tranzystora T7 doprowadzonego przez rezystor R24 do wejścia sterującego wzmacniacz OTA. Zasada działania układu regulacji jest podobna do przedstawionej w poprzednio opisanym układzie z tym, że zastosowano tutaj dwa przeciw­ stawne tranzystory T7, T8. O wzmocnieniu wzmacniacza US1 decyduje prąd przepływający przez tranzystor T7. Przy braku sygnału sterującego baza tranzystora T8 (pnp) jest spolaryzowana napięciem o wartości bliskiej napięciu zasilania i tranzystor T8 wraz z tranzystorem T7 znajdują się w stanie zatkania. Wzmacniacz US1 nie przenosi sygnału. Jeśli układ regulacji będzie wysterowany, to tranzystory te zostaną wprowadzone w stan przewodzenia i prąd emitera tranzystora T7 włączy wzmacniacz OTA.

Rys. 4.7. Płytka drukowana bramki szumowej 3

Elektroniczne modyfikatory..

33

Wzmacniacz pracuje stabilnie i nie jest wrażliwy na zmiany amplitud sygnału użytecznego. Czas opóźnienia blokady przy podanych na schemacie wartoś­ ciach elementów reguluje się w zakresie od 100 ms do ok. 3 s z czasem opóźnienia otwarcia nie dłuższym niż 1 ms. Pozostałe parametry układu są takie, jak bramki z p. 4.1. Równoważenie wejść wzmacniacza US1 przeprowadza się przy użyciu potencjometru montażowego PR1, a kryterium zrównoważenia jest minimum zniekształceń sygnału wyjściowego. Przy uruchamianiu układu suwak poten­ cjometru PR1 należy ustawić w położeniu środkowym. Płytkę drukowaną bramki szumowej przedstawiono na rys. 4.7, rozmieszczenie na niej elemen­ t ó w — na rys. 4.8. Zdjęcie zmontowanej bramki szumowej zamieszczono na rys. 4.9.

Rys. 4.8. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej bramki szumowej

Rys. 4.9. Zmontowana bramka szumowa

34

Wykaz elementów Układy scalone US1 US2 Tranzystory T1 T2...T7 T8 Diody D1, D2 D3 Potencjometry P1 P2 PR1 Kondensatory C4 C3, C5 C1 C8...C11 C2, C6, C7 C12 C13 C14 Rezystory R25 R15, R16 R1, R3, R4, R12, R13, R19...R21, R26 R8, R29, R30 . . R11, R24 R17, R28 R10 R14 R9 R6, R27 R2, R5, R7, R22, R23 R18

CA 3080 µA 741 BC 245 C BC 550 C BC 560 C 1N 4148 1N 4001 100 kΩ, A 470 kΩ, A 2,2 kQ (montażowy) 470 pF, ceramiczny 1 nF, MKSE 22 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 1 µF/12 V, elektrolityczny, tantalowy 4,7 µF/12 V, elektrolityczny 47 µF/12 V, elektrolityczny 100 µF/12 V, elektrolityczny 470 Ω 1 kΩ 10 kΩ 15 kΩ 27 kΩ 47 kΩ 56 kΩ 100 kΩ 150 kΩ 470 kΩ 1 MΩ 2,2 MΩ

5. Kompresory

Charakterystyka napięcia wyjściowego kompresora w funkcji sygnału wejściowego jest nieliniowa. Kompresor wykazuje wspólne cechy z układami automatycznej regulacji wzmocnienia (ARW) stosowanej w odbiornikach radiowych. Ograniczanie dynamiki sygnałów kompresorami jest stosowane w torach fonicznych, a wraz z ograniczaniem amplitudy — w technice telekomunikacyjnej. Kompresory przeznaczone do współpracy z instrumen­ tami muzycznymi pracują podobnie do kompresorów dynamiki i układów ARW, jednakże spełniają inną funkcję i muszą sprostać innym wymaganiom. Obwiednia dźwięku jest charakterystyczną i indywidualną właściwością instrumentów muzycznych, a więc takie elementy jak — nabrzmiewanie, opadanie, trwanie i wybrzmiewanie dźwięku są przypisane do każdego rodzaju instrumentu. Kompresory instrumentalne deformują naturalną obwiednię dźwięku ADSR (ang. Attack, Decay, Sustain i Release — tj. nabrzmiewanie, opadanie, trwanie i wybrzmiewanie) zacierając niektóre elementy, a eksponując inne. Odkształcenie powoduje zmianę brzmienia szczególnie instrumentów stru­ nowych, których dźwięk ma charakter gasnący. W rezultacie odkształcenia obwiedni dźwięk trwa na jednym poziomie od chwili powstania do momentu zaniku, np. dźwięk gitary C. Santany, J. Hendrixa. Kompresor nazywany bywa również sustainerem, eksponuje bowiem tę właśnie część obwiedni — sus­ tain. Schemat funkcjonalny kompresora dynamiki przedstawiono na rys. 5.1. Układ regulacji wzmocnienia zespołu VCA jest sterowany sygnałem wyj­ ściowym, tzn. tak jak w układach ARW, co oznacza, że wzmocnienie wzmacniacza VCA ulega zmniejszeniu ze wzrostem sygnału wejściowego i odwrotnie. Wedle takiej samej zasady pracuje kompresor muzyczny. Wzmacniacz VCA i układ regulacji — w odróżnieniu od kompresorów stosowanych w torach fonicznych, charakteryzują inne parametry. Wzmacniacz VCA kompresora instrumentalnego powinien wyróżniać się bardzo szerokim zakresem dynamiki dochodzącym do 40 dB. Oznacza to, że zmiany napięcia wejściowego w zakresie 40 dB nie powodują żadnych zmian poziomu napięcia wyjściowego, zaś sygnał wyjściowy jest czysty i nie zniekształcony. Chodzi tutaj o zniekształcenia objawiające się tzw. „pompo­ waniem" — nierównomierna praca wzmacniacza VCA. Doskonałym przy­ rządem mogącym sprostać takim wymogom jest znany już z p. 4.2 układ o zmiennej transkonduktancji — wzmacniacz OTA. W uprzednio opisanej 36

Rys. 5.1. Schemat funkcjonalny kompresora (a), charakterystyka (b)

bramce szumowej wzmacniacz OTA był włączany albo wyłączany przez układ regulacji, natomiast w tym przypadku pracuje ze wzmocnieniem regulowanym automatycznie [8, 27, 28].

5.1. Przystawka SUSTAINER Przystawka SUSTAINER nazywana inaczej podtrzymywaczem dźwięku gasnącego, spełnia funkcję kompresora pracując bezpośrednio z instrumen­ tem. Włączona w tor elektroakustyczny między przedwzmacniaczem i wzma­ cniaczem mocy, stanowi ogranicznik i eliminator zakłóceń elektroener­ getycznych występujących w warunkach estradowych. Może pracować ze wszystkimi instrumentami, a szczególnie strunowymi. Schemat ideowy przystawki SUSTAINER przedstawiono na rys. 5.2. Wszystkie zespoły przystawki są już znane z rozdz. 2 i 4. Należy wyjaśnić sposób regulacji wzmocnienia układu US1 (CA 3080). Jeśli do wejścia układu nie jest doprowadzony żaden sygnał, to wzmoc­ nienie wzmacniacza US1 jest największe; zależy od prądu emitera tranzys­ tora T6. Tranzystor ten stanowi źródło prądu sterującego regulowane stanem tranzystorów T4 i T5. Przy braku sygnału sterującego te tranzystory są w stanie zatkania, tranzystor T6 zaś znajduje się w stanie nasycenia i do wejścia sterującego układu US1 jest doprowadzony największy prąd (przez rezystor R19 oraz potencjometr P2). Pojawienie się sygnału sterującego zmienia wartość tego prądu proporcjonalnie do wartości średniej amplitudy sygnału występującej na wyjściu układu US1. Sygnał wyjściowy jest zatem utrzymywany na niezmiennym poziomie niezależnie od zmian sygnału wejściowego — w konkretnym przypadku o 35 dB. Układ reguluje się trzema potencjometrami. Potencjometr P1 — LEVEL reguluje poziom sygnału po kompresji. Czas ataku, tj. nabrzmiewania dźwięku, reguluje potencjometr P3 — ATTACK, natomiast podtrzymanie sygnału ustala potencjometr P2 — SUSTAIN. Przystawka jest zasilana napięciem 9 V i pobiera prąd ok. 6 mA. Impedancja wejściowa układu wynosi 1 MΩ. 37

38

Rys. 5.2. Schemat ideowy przystawki SUSTAINER

Rys. 5.3. Płytka drukowana przystawki SUSTAINER

Rys. 5.4. Rozmieszczenie SUSTAINER

elementów

na

płytce

drukowanej

przystawki

Rys. 5.5. Zmontowana przystawka SUSTAINER

39

Płytkę drukowaną przystawki zamieszczono na rys. 5.3, rozmieszczenie na niej e l e m e n t ó w — na rys. 5.4. Z d j ę c i e z m o n t o w a n e j przystawki p r z e d ­ stawiono na rys. 5.5.

Wykaz elementów Układ scalony US1 Tranzystory T1 T2...T7 Diody D1, D2 D3 Potencjometry P1 P2 P3 PR Kondensatory C2 C8 C6 C1, C11, C12 C10, C13 C5 C4, C7, C9, C15 C3, C14 C16 Rezystory R5, R25 . R1, R3, R4, R6, R14...R16, R21...R23 R10 R13, R19 R12 R24 R11 R8 R2, R7, R9, R17, R18, R20,

40

CA 3080 BF 245 C BC 550 C 1N 4148 1N 4001 47 kΩ, A 1 MΩ, C 150 kΩ, C 2,2 kΩ (montażowy) 470 pF, ceramiczny, styrofleksowy 1 nF, MKSE 10 nF, MKSE 22 nF, MKSE 47 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 1 µF/12 V, elektrolityczny 10 µF/12 V, elektrolityczny 100 µF/12 V, elektrolityczny 1 kΩ 10 kΩ 15 kΩ 27 kΩ 56 kΩ 100 kΩ 150 kΩ 470 kΩ 1 MΩ

5.2. Przystawka KOMPRESOR Ciekawe rozwiązanie układowe kompresora muzycznego opracowała firma Moog. W układzie tym zrealizowano wzmacniacz VCA z tranzystorem polowym sterowanym przez wzmacniacz OTA włączony w obwód sprzężenia zwrotnego między źródłem a bramką tranzystora. Schemat ideowy kompresora przedstawiono na rys. 5.6. Jest to kom­ presor wybitnie gitarowy, w którym niezależnie od wzmacniacza OTA zastosowano inny i pokrewny wzmacniacz operacyjny z regulowanym źródłem prądowym i parą tranzystorów w układzie Darlingtona na wyjściu. Rozwiązanie takie ma na celu wydatne rozszerzenie dynamiki sygnału przed kompresją. Układ jest zasilany napięciem symetrycznym + 1 5 V dostar­ czanym z zasilacza stabilizowanego. Na wejściu kompresora pracuje wzmacniacz odwracający US1 µA 741). Z wyjścia wzmacniacza sygnał jest doprowadzony przez rezystor R2 do wejścia nieodwracającego i przez elementy C2 i R4 do wejścia sterującego wzmacniacza US2 (CA 3094). Wzmacniacz pracuje z otwartą pętlą sprzężenia "zwrotnego i podobnie jak wzmacniacze OTA wymaga korekcji charakterys­ tyki częstotliwościowej. Bezpośrednio do wyjścia wzmacniacza operacyj­ nego są dołączone elementy korekcyjne — C5 i R7 oraz dzielnik napięcia stanowiący konwerter prąd-napięcie zawierający potencjometr montażowy PR1 i rezystor R6, R8. Potencjometrem PR1 ustala się optymalny podział prądu między wyjściem wzmacniacza a bazą pierwszego tranzystora z pary Darlingtona. Rezystory R5 i R9 są włączone w obwód odpowiednio kolektora i emitera tranzystora wyjściowego. Z wyjścia układu US2 sygnał za pośred­ nictwem elementów C6, P1 i C7 jest doprowadzony do bramki tranzystora polowego T1, którego wzmocnienie jest regulowane przez wzmacniacz OTA — US4(CA 3080). Zespół ten stanowi właściwy wzmacniacz VCA [1, 14]. Wzmocnienie tranzystora T1 zależy od konduktancji przejściowej wzmac­ niacza OTA, a tą z kolei ustala prąd wejścia sterującego. Przy wyłączonym układzie regulacji (przełącznik SW1 w pozycji WYŁ.) wzmocnienie tranzys­ tora T1 jest bliskie jedności. Prąd wejścia sterującego wzmacniacza OTA ustalają elementy R25, R24, R23 i R26. Po włączeniu układu regulacji sygnał akustyczny jest doprowadzony przez potencjometr P2 do wzmacniacza US3. Wzmacniacze operacyjne US3/A i B pracują w odmiennych konfiguracjach i doprowadzają sygnały w przeciwnych fazach do prostownika złożonego z diod D1 i D2. Napięcie z wyjścia prostownika określa prąd kolektora tranzystora T2. Wzmocnienie tranzystora T1 jest proporcjonalne do wartości prądu wpływającego do wejścia regulacyjnego wzmacniacza OTA. Działanie kompresora jest sygnalizowane przez diodę D3 (LED). Warto pokrótce wyjaśnić zasadę funkcjonowania układu sygnalizacji, bowiem przedstawione rozwiązanie może budzić pewne wątpliwości. Układ sygnalizacji jest złożony z przeciwstawnych tranzystorów T3 i T4. Przy braku sygnału na bazie tranzystor T2 jest zatkany i nie przewodzą 41

42

Rys. 5.6. Schemat ideowy kompresora

43

Rys. 5.7. Płytka drukowana kompresora

również tranzystory T3, T4 i dioda D3. W tym stanie, baza tranzystora jest spolaryzowana ujemnie napięciem pochodzącym z wejścia regulacyjnego wzmacniacza US4 przez rezystory R25 i R24. Napięcie to jest nieco wyższe od ujemnego napięcia zasilania — Uss (wewnątrz struktury wejście sterujące stanowi bazę tranzystora będącego źródłem prądowym i na stałe spolaryzo­ wane jest ujemnie, tj. połączone przez diodę z ujemnym wyprowadzeniem zasilania —Uss). Wysterowanie tranzystora T2 sygnałem z prostownika diodowego (D1, D2) powoduje, że tranzystor T3 zaczyna przewodzić. Włączy się wówczas tranzystor T4 oraz dioda D3. Poprawna praca układu wymaga symetrii napięć wyjściowych wzmac­ niacza US3. Jest zalecana jednoprocentowa tolerancja rezystorów R16 i R17. Do regulacji kompresora służą dwa potencjometry montażowe PR1 i PR2. Suwak potencjometru PR1 ustawia się w położeniu odpowiadającym mini­ malnym zniekształceniom sygnału wyjściowego wzmacniacza US2, przy odłączonym układzie regulacji (kompresor włączony). Potencjometr PR2 wyznacza minimalną wartość sygnału wyjściowego, przy której zaczyna działać układ regulacji (w dolnym położeniu suwaka potencjometru P2). Zakres regulacji kompresji wynosi 40 dB. Czas narastania sygnału jest nie większy niż 1 ms. Do zasilania kompresora można wykorzystać transformator o napięciu uzwojenia wtórnego ok. 24 V, np. TS4/14. Pobór prądu z uzwojenia wtórnego tranzystora wynosi 60 mA. Płytkę drukowaną kompresora przedstawiono na rys. 5.7, a rozmiesz­ czenie na niej elementów na rys. 5.8. Zdjęcie zmontowanego kompresora pokazano na rys. 5.9.

Rys. 5.8. Rozmieszczenie elementów na płytce kompresora

44

Rys. 5.9. Zmontowany kompresor

Wykaz elementów Układy scalone US1 US2 US3 US4 Tranzystory T1 T2, T4 T3 T5 T6 Diody D1, D2 D3 D4, D5 D6, D7 Potencjometry P1 P2 PR1, PR2 Kondensatory C11 C5 C10 C2 C3, C4 C7

µA

741 CA 3094 µA 1458 CA 3080 BF 245 C BC 560 C BC 550 C BD 139 BD 140 1N 4148 LED — dowolna 1N 4001 C15 — dioda Zenera 22 kΩ, C 47 kΩ, C 22 kΩ (montażowy) 100 pF, ceramiczny 220 pF, ceramiczny 1 nF, MKSE 10nF, MKSE 10 nF, ferroelektryczny 68 nF, MKSE 45

C6 C1, C8 C9 C14, C15 C12, C13 C16, C17 Rezystory R7, R28, R29 R5 R21, R22 (dobrać do prądu diody LED) R27 R3, R30, R31 R9, R13 R4, R12 R23 R1, R8 R16, R17 R2, R11 R14, R25 R15, R32 R18, R19 R33 R10, R20 R6 R26

330 nF, MKSE 2,2 µF/35 V, elektrolityczny, tantalowy 10 µF/35 V, elektrolityczny, tantalowy 100 µF/25 V, elektrolityczny 220 µF/25 V, elektrolityczny 1000 µF/40 V, elektrolityczny 220 Ω 330 Ω 470 Ω 820 Ω 1 kΩ 3,3 kΩ 6,8 kΩ 8,2 kΩ 10 kΩ 10 kΩ ± 1 % 15 kΩ 22 kΩ 33 kΩ 47 kΩ 82 kΩ 100 kΩ 470 kΩ 10 MΩ

6. Przesuwniki fazy

Liczną grupę urządzeń modyfikujących sygnały akustyczne stanowią przesuwniki fazy. Wywołane ich działaniem wrażenia słuchowe dają złudze­ nie przemieszczania się źródła dźwięku. Dźwięk jakby na przemian oddalał się i zbliżał przy jednoczesnym załamywaniu barwy. Charakterystyczne to „pływanie i rozwodnienie" dźwięku bywa często przyrównywane do efektu Dopplera. Przesuwniki pełnią rolę filtrów o periodycznej charakterystyce częstotliwościowej i są nazywane filtrami grzebieniowymi albo rekursywnymi, a proces ten nazywa się filtrowaniem złożonym [6, 26]. Po doprowadzeniu do filtru grzebieniowego dwóch sygnałów, z których jeden jest sygnałem bezpośrednim, drugi zaś sygnałem opóźnionym, przesu­ niętym w fazie o pół okresu, uzyskuje się sygnał wyjściowy symulujący

Rys. 6 . 1 . C h a r a k t e r y s t y k a filtrowania z ł o ż o n e g o

Rys. 6.2. S c h e m a t f u n k c j o n a l n y przystawki PHASING

47

odbicia i opóźnienia dźwięku. Poglądowy przebieg charakterystyki filtro­ wania złożonego pokazano na rys. 6.1. W punkcie tym omówione są przesuwniki fazy o niewielkich opóźnieniach odpowiadające przesunięciu fazy do 1080°. Przystawki takie nazywane są phasing albo phase shifter — fazownik, przesuwnik fazy. Schemat funkcjonalny przystawki PHASING zamieszczono na rys. 6.2. Przystawka jest złożona z wtórnika wejściowego, łańcucha przesuwników fazy, wzmacniacza sumującego oraz generatora LFO (ang. Low Frequency Oscillator — generator wolnozmiennych przebiegów). Zespół przesuwników fazy składa się z czterech, sześciu, ośmiu lub dwunastu ogniw. W pojedyn­ czym ogniwie następuje zmiana fazy sygnału o 180°. Połączone ogniwa dają sumaryczne przesunięcie fazowe, które np. dla przesuwnika czterostop­ niowego wynosi 720°. Zasadę działania pojedynczego ogniwa oraz jego charakterystykę przedstawiono na rys. 6.3.

Rys. 6.3. Zasada pracy pojedynczego ogniwa (a) oraz jego charakterystyka (b)

Przesunięcie fazy układu zależy od wartości rezystancji Rx. Funkcję rezystora R x może pełnić tranzystor polowy, którego rezystancja źródło-dren zależy od napięcia doprowadzonego do bramki. W niektórych rozwiązaniach funkcję tę pełnią inwertery MOS lub elementy optoelektroniczne [17, 18].

6.1. Przystawka PHASING czterostopniowa Schemat ideowy czterostopniowej przystawki PHASING zasilanej bateryj­ nie przedstawiono na rys. 6.4. Przystawka jest złożona z ośmiu wzmacniaczy operacyjnych µA 741 oraz czterech tranzystorów polowych BF 245. Napięcie polaryzacji wejść nieodwracających wzmacniaczy uzyskuje się z diody Zenera DZ1. Sygnał wejściowy jest doprowadzony do wtórnika US1, o impedancji wejściowej 470 kΩ. 48

Elektroniczne modyfikatory..

49

Rys. 6.4. Schemat ideowy czterostopniowej przystawki PHASING

Zespół przesuwający fazę jest złożony z czterech wzmacniaczy US2...US5 oraz tranzystorów T1...T4. W układzie zastosowano linearyzację tranzystorów polowych (porównaj p. 3.1). Elementami linearyzującymi tranzystory są — C4, R3, C6, R8, C9, R13, C11 i R18. Sprzężenie zwrotne (ang. feedback) obejmuje trzy stopnie przesuwnika. Z wyjścia czwartego stopnia (US5) sygnał zwrotny przez elementy C12, P3, C13 i R21 jest dołączony do wejścia odwracającego układu US3. Potencjometr P1 ustala wielkość tego sygnału. Sprzężenie zwrotne może być dodatnie lub ujemne w zależności od częstotliwości sygnału. Z wyjścia przesuwników sygnał jest doprowadzony przez rezystor R24 do wejścia nieodwracającego wzmacniacza US6. Do tego wejścia jest dołączony również sygnał bezpośredni przez rezystor R38, z wyjścia wtórnika wejś­ ciowego. Wzmacniacz US6, pracujący jako sumator, jest stopniem wyjściowym. Generator przedstawiony na schemacie ideowym jest złożony z dwóch układów scalonych spełniających funkcję integratora (US7) oraz detektora poziomu z histerezą (US8). Na wyjściu integratora uzyskuje się przebieg trójkątny liniowo narastający albo opadający zależnie od poziomu sygnału doprowadzonego do jego wejścia odwracającego. Na wyjściu detektora pozio­ mu występuje przebieg prostokątny, o amplitudzie równej napięciu zasilania, sterujący następnie wejście odwracające integratora przez rezystor R37 i poten­ cjometr P1. Wejście to nazywa się punktem sumacyjnym integratora. Częstot­ liwość przebiegu trójkątnego na wyjściu integratora zależy od wartości pojemno­ ści kondensatorów C20 i C19 oraz rezystancji elementów R37 i P1. Amplituda przebiegu wyjściowego jest stała i zależy od stosunku rezystancji R34 i R35. Przebieg trójkątny z wyjścia integratora jest doprowadzony do odpowiednich bramek tranzystorów polowych przez potencjometr P2, rezystor R32 oraz R4, R9, R14, R19. Napięcie wstępnej polaryzacji tranzystorów jest pobierane z suwaka potencjometru montażowego PR2 przez rezystor R31. Przestrajanie generatora LFO w zakresie częstotliwości 0,01...10 Hz reguluje się potencjometrem P1 — SPEED. Głębokość modulacji wybiera się potencjo­ metrem P2 — WIDTH. Uruchamianie układu należy rozpocząć od ustalenia punktu pracy tran­ zystorów potencjometrem montażowym PR2. Napięcie na suwaku poten­ cjometru powinno wynosić 3,5 V. Ostateczną regulację tym elementem przeprowadza się tak, aby uzyskać największą intensywność efektu przy maksymalnym sygnale z generatora LFO. Potencjometrem montażowym PR1 ustala się optymalną głębokość sprzężenia zwrotnego, przy położeniu suwaka potencjometru P3 w górnym skrajnym położeniu. Potencjometr PR1 należy ustawić w takim położeniu, w którym układ pracuje stabilnie w pełnym zakresie częstotliwości generatora LFO. Wzmocnienie układu jest bliskie jedności. Maksymalny pobór prądu wynosi ok. 10 mA. Płytkę drukowaną przystawki zamieszczono na rys. 6.5, rozmieszczenie na niej elementów — na rys. 6.6. Zdjęcie zmontowanej przystawki przed­ stawiono na rys. 6.7. 50

Rys. 6.5. Płytka drukowana przystawki PHASING

Rys. 6.6. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej przystawki PHASING

Rys. 6.7. Zmontowana przystawka PHASING

51

Wykaz elementów Układy scalone US1...US8 µA741 Tranzystory T1...T4 BF 245 C Diody DZ1 C4V7, dioda Zenera D2 1N 4001 Potencjometry P1 470 kΩ, C P2 100 kΩ, A P3 10 kΩ, A PR1, PR2 100 kΩ (montażowy) Kondensatory C l , C14 100 pF, ceramiczny C18 10 nF, MKSE C3...C6, C8...C11 47 nF, MKSE C1, C12, C13 0,1 µF, MKSE C17 0,22 µF, MKSE C15 10 µF/12 V, elektrolityczny C2, C19, C20 47 µF/12 V, elektrolityczny C21 . . 100 µF/12 V, elektrolityczny Rezystory R28 470 Ω R1 1 kΩ R37 2,7 kΩ R27 4,7 kΩ R5, R7, R10, R11, R15, R16, R20...R22, R24, R25, R29, R30, R33, R38 10 kΩ R26, R31, R34 22 kΩ R6, R12, R17, R23 33 kΩ R35 82 kΩ R4, R9, R14, R19, R36 100 kΩ R3, R8, R13, R18 150 kΩ R32 220 kΩ R2 470 kΩ

6.2. Przystawka PHASING sześciostopniowa Schemat ideowy przystawki PHASING o m a k s y m a l n y m przesunięciu fazy 1080°, zasilanej s i e c i o w o przedstawiono na rys. 6.8. Przesuwnik jest zasilany s t a b i l i z o w a n y m napięciem s y m e t r y c z n y m , d o s t a r c z a n y m z prostownika 52

53

Rys. 6.9. Płytka drukowana przystawki PHASING

Rys. 6.10. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej przystawki PHASING

pracującego w układzie podwajacza napięcia (diody D3 i D4). Tranzystory regulacyjne T11 i T12, z diodami Zenera DZ1 i DZ2 dostarczają napięcie + 5 V . Na wejściu układu pracuje tranzystor T1 oraz wtórnik emiterowy z tranzys­ torem T2. Wzmacniacz sumujący z tranzystorem T3, stanowi jednocześnie stopień wyjściowy przesuwnika. Na wejściu oraz wyjściu układu są włączone potencjometry montażowe PR1 i PR2, przewidziane do regulacji sygnałów. Sygnał z emitera tranzystora T2 jest doprowadzony do wejścia zespołu przesuwników złożonych ze wzmacniaczy operacyjnych US1...US6 (µA 741) wraz z tranzystorami polowymi T5...T10 (BF 245). Zespół przesuwnika jest objęty dwiema pętlami sprzężenia zwrotnego. Pierwszy obwód sprzężenia zwrotnego złożony z kondensatora C5 i rezystora R8 łączy wyjście przesuw­ ników z wejściem wtórnika. Obwód drugi łączy wyjście zespołu przesuw­ ników z wejściem drugiego stopnia — US2, przez elementy C14, P4, C15, PR4 i R33. Głębokość tego sprzężenia zwrotnego jest regulowana potencjomet­ rem P4. Wolnozmienne przebiegi trójkątne wytwarza generator LFO (wzmac­ niacze operacyjne US7 i US8). Układ US8 pracuje jako detektor poziomu, US7 natomiast jako integrator. Zakres przestrajania generatora potencjometrem P1 wynosi 0,1...10 Hz. Przebieg trójkątny z wyjścia integratora przez potencjometr P3 oraz rezystory R38 i R35 jest doprowadzony do bramek tranzystorów T5...T10. Potencjometrem P3 reguluje się barwę dźwięku. Głębokość modulacji ustala potencjometrem P2. Regulację przystawki przeprowadza się dwoma potencjometrami mon­ tażowymi. Znany już z poprzedniego opisu sposób regulacji sygnału zwrot­ nego ustala potencjometr montażowy PR4. Potencjometrem montażowym PR3 ogranicza się ujemne szczyty przebiegu trójkątnego tak, aby napięcie modulacyjne nie powodowało zakłóceń w postaci charakterystycznych

Rys. 6.11. Zmontowana przystawka PHASING

56

stuków w m o m e n c i e z m i a n fazy, szczególnie przy większych częstotliwoś­ ciach pracy g e n e r a t o r a LFO. Układ jest zasilany napięciem p r z e m i e n n y m 6...7 V. Do tego celu można wykorzystać transformator TS 4/7. Płytkę drukowaną, rozmieszczenie na niej e l e m e n t ó w oraz zdjęcie zmontowanej przystawki przedstawiono na rys. 6.9, 6.10, 6.11.

Wykaz elementów Układy scalone US1...US8 Tranzystory T1...T4 T5...T10 T11 T12 Diody D1, D2 D3, D4 DZ1, DZ2 Potencjometry P1 P2 P3 P4 PR1, PR3, PR4 PR2 Kondensatory C2 C24 C3 C1 C5 C4, C6, C14...C16 C8...C13 C17 C7 C22, C23 C18...C21 Rezystory R3, R46, R47 R45 R13 R8 R37

µA741 BC BC BC BC

550 245 238 308

C C A A

1N 4148 1N 4001 C4V7, dioda Zenera 47 kΩ, C 47 kΩ, A 10 kΩ, A 22 kΩ, A 100 kΩ (montażowy) 10 kΩ (montażowy) 22 pF, ceramiczny 100 pF, ceramiczny 10 nF, MKSE 22 nF, MKSE 33 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 0,22 µF, MKSE 1 µF/12 V, elektrolityczny, bipolarny 10 µF/16 V, elektrolityczny 100 µF/12 V, elektrolityczny 470 µF/16 V, elektrolityczny 470 Ω 1 kΩ 2,2 kΩ 5,6 kΩ. 6,8 kΩ 57

R7, R11, R32 R4, R9 R34, R35, R40, R41 R5, R14...R19 R20...R31, R42 R6, R44 R39 R43 R2, R33, R38 R10 R36

10 15 22 33 47 56 68 82 100 330 1

kΩ kΩ kΩ kΩ kΩ kΩ kΩ kΩ kΩ kΩ MΩ

7. Przesuwniki fazy z elementami CTD

Opisane w poprzednim punkcie przesuwniki fazy wprowadzają do toru elektroakustycznego niewielkie opóźnienia. Znacznie bogatsze efekty brzmie­ niowe można uzyskać wykorzystując podobne układy funkcjonalne, w których zamiast łańcucha przesuwników złożonych ze wzmacniaczy operacyjnych zastosuje się akustyczną linię opóźniającą CTD (ang. Charge Transfer Devices). Charakterystyczną cechą układu z elementami CTD jest zmienna transmitancja w rezultacie czego, typowe dla przesuwników „fazowanie" zostaje wzbogacone o nowe elementy akustyczne. Sygnały opóźnione (kilkanaście milisekund) zmieszane z sygnałami bezpośrednimi wywołują przestrzenny efekt o bogatym zabarwieniu, zbieżny ze zjawiskiem dopplerowskim. Analogowe linie opóźniające, zwane przyrządami o transferze ładun­ kowym stosowane są jako układy łańcuchowe — BBD (ang. Bucket Brigade Devices), oraz rzadziej ze sprzężeniem ładunkowym — CCD (ang. Charge Coupled Devices). Układy te są złożone z łańcucha komórek kondensatorowo-tranzystorowych, przez które jest przekazywany sygnał analogo­ wy. Czas przejścia sygnału przez cały łańcuch jest określony długością rejestru oraz częstotliwością taktowania. Propagacja sygnału w akustycz­ nych liniach opóźniających jest wyrażona zależnością gdzie top oznacza czas opóźnienia, n— liczbę komórek, natomiast f odnosi się do częstotliwości taktowania. Mechanizm funkcjonowania przyrządów CTD jest zbliżony do działania dynamicznych rejestrów przesuwających. Układy CTD przenoszą sygnały analogowe bez strat i zniekształceń nieliniowych. Są nazywane również analogowymi rejestrami przesuwającymi [5, 6, 21, 26]. Linie opóźniające — w postaci układów scalonych zawierają 512...4096 komórek. Wytwarzane były technologią bipolarną, a obecnie prawie wyłącz­ nie MOS. Układy MOS charakteryzują się lepszymi właściwościami szumo­ wymi i większą dynamiką. Realizują opóźnienia od kilkudziesięciu mili­ sekund do kilku dziesiątych sekundy, mogą być łączone w dłuższe pakiety. Bramki albo bazy tranzystorów przesuwających ładunek dla układów dwu­ fazowych, są sterowane sygnałami zegarowymi Φ1 i Φ2, nazywanymi inaczej taktującymi. Są to przebiegi prostokątne przeciwfazowe, o wypełnieniu 50% i poziomach odpowiadających napięciu zasilania. Zakres częstotliwości sygnałów zegarowych dla układów bipolarnych zawiera się w granicach od 5 kHz do 1,5 MHz, dla układów MOS — do 100 kHz. 59

Inną charakterystyczną właściwością akustycznych linii opóźniających są dwa wyjścia, na których występują sygnały przesunięte w fazie o 180°. Sygnały te zawierają składowe pochodzące od przebiegów taktujących. Zsumowanie sygnałów na rezystorze dołączonym do wyjść, powoduje wytłumienie tych składowych. Analogowe linie opóźniające wymagają współpracy z filtrami dolnoprzepustowymi. Filtry te włączone przed i za układem opóźniającym pełnią kilka funkcji. W urządzeniach bardziej rozbudowanych, na wejściu stosuje się filtry górno- i dolnoprzepustowe, których zadaniem jest ukształtowanie charakterystyki toru odpowiadające kompresji i preemfazie, przy jednoczes­ nym ograniczeniu pasma akustycznego toru w celu wytłumienia interferencji (aliasing). Filtry dolnoprzepustowe włączone na wyjściu linii opóźniających kształ­ tują charakterystykę wypadkową całego toru. Pełnią one rolę układów deemfazy i ekspansji regenerując sygnał akustyczny. Filtry są realizowane jako układy aktywne o dużym nachyleniu charakterystyki w pasmie zaporo­ wym i zazwyczaj stanowią zespoły wieloczłonowe. Akustyczne linie opóźniające są często stosowane z powodu ich niskiej ceny, są doskonałymi elementami w układach przesuwników o niewielkich opóźnieniach, takich jak FLANGER i efekty chóralne.

7.1. Przystawka FLANGER Przystawka FLANGER, podobnie jak inne przesuwniki, ma zastosowa­ nie uniwersalne. Nazwę swoją wywodzi od charakterystycznego „ z a w i ­ nięcia" dźwięku z głębokimi deformacjami barwy i wyraźnym tłem przestrzennym. Wśród urządzeń efektowych przyjęło się określenie tzw. typowego brzmienia flanging. Naturą swoją przypomina to dźwięk metali­ czny z charakterystycznym ,,szybowaniem", któremu towarzyszą odgłosy upodobnione do zwijania i rozwijania dużego arkusza blachy. Szeroki zakres regulacji układu pozwala uzyskać pośrednie efekty z phasingiem włącznie. Schemat funkcjonalny przystawki FLANGER przedstawiono na rys. 7.1. Tor akustyczny przystawki jest złożony ze wzmacniacza wstępnego, dwóch filtrów dolnoprzepustowych, układu opóźniającego oraz wzmacniacza koń­ cowego. Zespół modulacyjny przystawki zawiera generator wolnozmiennych przebiegów trójkątnych LFO oraz oscylator VCO (ang. Voltage Controlled Oscillator — generator przestrajany napięciem), wytwarza prostokątne sygnały dwufazowe, o periodycznie zmieniającej się częstotliwości regulo­ wanej przez przebieg trójkątny pochodzący z generatora LFO. Przestrajanie oscylatora VCO, powinno zmieniać czas opóźnienia toru w zakresie 5 ms. Tor można opóźnić do ok. 15 ms regulacją MANUAL. Szybkość zmian opóźnienia 60

Rys. 7.1. Schemat funkcjonalny przesuwnika z układami CTD (a), transmitancji filtru grzebieniowego (b)

zależy od częstotliwości przebiegów generatora LFO — RATE, natomiast zakres opóźnienia od ok. 1 ms do ok. 5 ms ustala się regulacją DEPTH. Przedstawiono tu dwie przystawki o różnym stopniu zaawansowania konstrukcyjnego. Pierwsza przystawka stanowi pośrednie ogniwo między phasingiem a flangerem. Podobne przystawki są nazywane SMALL FLANGER. Drugi opis dotyczy układu znacznie rozbudowanego. Schemat ideowy przystawki SMALL FLANGER zamieszczono na rys. 7.2. Układ jest zasilany pojedynczym napięciem (plus połączony z masą). Do stabilizacji napięcia służy tranzystor T3 wraz z diodą Zenera DZ1. W układzie pracują cztery wzmacniacze operacyjne µA 471, cztery bramki NAND — CD 4011 oraz linia opóźniająca 512-stopniowa — TDA 1022. Stopień wejściowy zawiera wzmacniacz nieodwracający US1, ogranicza­ jący pasmo sygnału akustycznego do 25 kHz — elementy C2 i R4. Elementy C2, R4 wraz z C1, R1 i R2 stanowią uproszczony filtr pasmowoprzepustowy 61

Rys. 7.2. Schemat ideowy przystawki SMALL FLANGER

realizujący wspomnianą uprzednio preemfazę. Sygnał z wyjścia wzmac­ niacza wstępnego, przez elementy R8 i C3, jest doprowadzony do wejścia linii opóźniającej US2. Polaryzację układu opóźniającego uzyskuje się z dzielnika napięcia złożonego z diody D1 oraz elementów R5...R8, C4 i C5. Wejście układu US2 (wyprowadzenia 8 i 12) jest zwarte i połączone przez rezystor R9 z poten­ cjałem dodatnim (masa). Dodatkowymi elementami tłumiącymi większe częstotliwości sygnału — są kondensatory C6 (blokuje wejście układu) i C7 (blokuje wyjście). Na wyjściu linii opóźniającej pracuje filtr dolnoprzepustowy o nachyleniu 18 dB/okt — złożony z elementów R10...R12, C8...C10 oraz tranzystora T1. Z wyjścia filtru (emiter tranzystora T1) opóźniony sygnał jest przekazywany przez kondensator C11, rezystor R14 i przełącznik SW1 do wejścia nieodwracającego wzmacniacza US3. Do tego wejścia jest do­ prowadzony przez elementy C12 i R15 również sygnał bezpośredni z wyjścia układu US1. Z wyjścia wzmacniacza US3 jest wyprowadzony sygnał zwrotny przez elementy R39, P1 i PR1 i dołączony jest do wejścia odwracającego wzmacniacza US1. Obwód sygnału zwrotnego nie jest rozłączany przez przełącznik SW1. Wzmacniacze operacyjne US1 i US3 są zasilane napięciem z zasilacza przez rezystor R33 (punkt D). Połowa tego napięcia — niezbędna do polaryzacji wejść wzmacniaczy operacyjnych, uzyskiwana jest z dzielnika rezystancyjnego R34 i R35 (punkt E). Oscylator VCO jest złożony z dwóch bramek C i D, które pracują w układzie przerzutnika astabilnego (multiwibrator). Częstotliwość pracy przerzutnika wyznaczają pojemności kondensatorów C14 i C15 oraz wartość napięcia doprowadzonego do wejść bramek C i D przez diody D2 i D3. Częstotliwość generowanych przebiegów zmienia się liniowo w funkcji napięcia na anodach diod. Bramki A i D wykorzystano jako przerzutnik RS. Na wejściach tego przerzutnika uzyskuje się dwa przebiegi prostokątne o prze­ ciwnych fazach — sygnały taktujące Φ1 i Φ2 dla linii opóźniającej. Generator LFO jest złożony z dwóch wzmacniaczy operacyjnych — US5 i US6, które pracują w układzie integratora odwracającego (detektor pozio­ mu). Częstotliwość przebiegów trójkątnych reguluje się potencjometrem P4 w zakresie 0,1...10 Hz. Przebiegi te, z wyjścia integratora są przekazywane przez rezystory R23 i R24 do suwaka potencjometru P2, stanowiącego wraz z rezystorami R21 i R22 dzielnik napięcia sterującego wejściem oscylato­ ra VCO. Zakres przestrajania oscylatora VCO wówczas, gdy napięcie na emiterze tranzystora T2 jest ustalone potencjometrem P3 na poziomie —2 V, a suwak potencjometru P2 jest w górnym położeniu — wynosi 60...150 kHz. Odpowia­ da to zmianom opóźnienia w przedziale 1,7...4,2 ms. W przeciwnie skrajnym położeniu suwaka potencjometru P3 (napięcie na emiterze tranzystora —12 V) zakres przestrajania generatora VCO wynosi 50...100 kHz, opóźnienie 2,5...5,1 ms. Układy US2 i US4 są zasilane przez rezystor R36 z odczepu 63

zasilacza (punkt C), natomiast bezpośrednio z emitera tranzystora regulacyj­ nego T3 (punkt A) są zasilane wzmacniacze operacyjne generatora LFO oraz kolektor tranzystora T1. Wejścia nieodwracające wzmacniaczy US5 i US6 zasila osobny dzielnik rezystancji (punkt E). Regulacja układu polega na ustaleniu potencjometrem montażowym PR1 głębokości sprzężenia sygnału zwrotnego przy skrajnie w prawo skręconym potencjometrze P1 tak, aby układ pracował stabilnie. Układy scalone US2 i US4 należy umieścić w podstawkach DIL 16 i 14. Przystawka jest zasilana napięciem przemiennym ok. 17 V i pobiera prąd 35 mA. Płytkę drukowaną przystawki przedstawiono na rys. 7.3, a rozmiesz­ czenie na niej elementów — na rys. 7.4. Zdjęcie zmontowanej przystawki pokazano na rys. 7.5.

Rys. 7.3. Płytka drukowana przystawki SMALL FLANGER

64

Rys. 7.4. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej przystawki FLANGER

Rys. 7.5. Zmontowana przystawka FLANGER Elektroniczne modyfikatory.

65

Wykaz elementów Układy scalone US1, US3, US5, US6 µA741 US2 TDA 1022 US4 CD 4011 Tranzystory T1 BC 560 C T2 BC 307 A T3 BD 140 Diody D1...D3 1N 4148 DZ1 C15, dioda Zenera PM1 1PM/0,5 — mostek Graetza Potencjometry P1, P3 10 kΩ, A P2 47 kΩ, A P4 220 kΩ, A PR1 47 kΩ (montażowy) Kondensatory C14, C15 100 pF, ceramiczny C2, C9 470 pF, ceramiczny, KDF C6...C8, C17 1 nF, MKSE C10 3,3 nF, MKSE C19 10 nF, MKSE C16 22 nF, MKSE C1, C3, C12 47 nF, MKSE C18 0,1 µF, MKSE C11 0,22 µF, MKSE C13 1 µF/35 V, elektrolityczny C4, C5 10 µF/35 V, elektrolityczny C20...C24 100 µF/35 V, elektrolityczny C25 220 µF/35 V, elektrolityczny C26 1000 µF/35 V, elektrolityczny Rezystory R14, R36 220 Ω R8 470 Ω R3, R20, R33, R39, R40 1 kΩ R13, R30 2,2 kΩ R34, R35, R37, R38 4,7 kΩ R6 6,8 kΩ R1, R4, R7, R10...R12, R16, R17, R19, R21...R25, R28 10 kΩ R15 22 kΩ R5, R18, R26 33 kΩ

66

R9, R27 R2 R31, R32 R29

47 100 150 470

kΩ kΩ kΩ kΩ

7.2. Przystawka FLANGER z rozbudowanym układem regulacji Przystawkę FLANGER o bardzo szerokich możliwościach modyfikacji sygnału przedstawiono na rys. 7.6. Przy opracowywaniu układu przewidziano wykorzystanie dwóch typów akustycznych linii opóźniających. Jedna wersja odnosi się do znanego już układu TDA 1022, wersja druga zawiera nowszej generacji akustyczną linię opóźniającą MOS — MN 3007 firmy Mitsubishi. Poza niewielkimi zmianami wartości niektórych elementów i różną aplikacją układów opóźniających, schemat elektryczny obu wersji jest taki sam. Na schemacie ideowym uwzględniono układ MN 3007. Przystawka jest zasilana pojedynczym napięciem stabilizowanym. W zasilaczu wykorzystano monolityczny stabilizator napięcia dodatniego (minus na masie — US6 (µA 7815). Tor akustyczny złożony jest ze wzmacniacza wstępnego US1 (µA 741), układu scalonego µA 324, zawiera­ jącego cztery wzmacniacze operacyjne US2/A...D, oraz z linii opóźnia­ jącej US3. W zespole modulacyjnym wykorzystano oscylator VCO z pętlą fazową PLL wykonany technologią CMOS — US4 (CD 4046). Oscylator LFO stanowi układ scalony µA 1458 zawierający dwa wzmacniacze operacyjne — US5/A, B. Stopień wejściowy układu jest wzmacniaczem nieodwracającym z regula­ cją wzmocnienia napięciowego w obwodzie sprzężenia zwrotnego. Sygnał z wyjścia wzmacniacza jest doprowadzony przez rezystor R5 do suwaka potencjometru P2 — INVERT. Położenie suwaka tego potencjometru decydu­ je o podziale sygnału między wejście odwracające i nieodwracające. W taki sam sposób jest rozdzielany potencjometrem P3 sygnał zwrotny. Tak więc, zależnie od położenia suwaków potencjometrów P2 i P3 sygnał wejściowy i zwrotny są sumowane bądź odejmowane. W przypadku odejmowania sygnałów uzyskuje się tzw. subtraktywny przebieg charakterystyki filtru grzebieniowego, gdzie zera transmitancji odpowiadają częstotliwościom f = 1/T, 2/T, 3/T... itd. Inny przebieg charakterystyki występuje przy dodawa­ niu sygnałów, tj. addytywny, o transmitancji zer przypadającej na częstot­ liwości f = 1/2T, 3/2T, 5/2T... itd. Następnym stopniem jest filtr dolnoprzepustowy — układ US2/B. Sygnał do układu opóźniającego jest doprowadzany przez rezystor R12 i konden­ sator C10. Bramki tetrod układu US3 zasilane są napięciem ok. 1 V uzyskanym z dzielnika złożonego z elementów R14, PR1, R15 i R16. Z suwaka 67

Rys. 7.6. Schemat ideowy przystawki FLANGER

potencjometru montażowego PR1 jest wyprowadzone napięcie polaryzujące stopień wejściowy. Sygnał z wyjścia linii opóźniającej (wyprowadzenia 7 i 8 zwarte) jest doprowadzany do filtru dolnoprzepustowego z układem scalonym US2/C. Z wyjścia filtru są wyprowadzane sygnały do wzmacniacza wyjściowego US2/D oraz zwrotny przez elementy C5 i R13, do suwaka potencjometru P3. Wartość rezystora R13 dobiera się zależnie od za­ stosowania linii opóźniającej (patrz wykaz elementów). Sygnały opóźniony oraz bezpośredni doprowadzone są do wzmacniacza wyjściowego US2/D przez rezystory R23 i R24. Wzmacniacz pracuje w układzie nieodwracającym o wzmocnieniu napięciowym ok. 2,5. Na wyjściu 1 uzyskuje się sygnał o pełnej amplitudzie, a na wyjściu 2 — zmniejszony. Wyłączenie efektu następuje w wyniku połączenia z masą kondensatora C20 przez prze­ łącznik SW1. Linia opóźniająca jest taktowana przebiegami wytwarzanymi przez oscylator VCO — układ scalony US4. Układ wytwarza dwa przeciwfazowe przebiegi prostokątne. Częstotliwość generowanych przebiegów określają: pojemność kondensatora C21, wartość rezystancji elementów R30 i P4 oraz napięcie sterujące (wyprowadzenie 9 układu) [1]. Generator LFO jest złożony ze wzmacniaczy operacyjnych A i B układu scalonego US5. Jest podobny do poprzednio opisanych oscylatorów. Przestraja się go potencjometrem P6 w zakresie częstotliwości 0,1 ...10 Hz. Sygnał wyjściowy jest wyprowadzony z integratora do suwaka potencjometru P5 przez rezystory R33 i R32. Układy US3...US5 są zasilane wspólnym napięciem z rezystora R45 (punkt A). Wejścia wzmacniaczy operacyjnych generatora LFO są zasilane z odrębnego dzielnika napięcia złożonego z rezystorów R43 i R44 (punkt B). Regulacja przystawki polega na ustaleniu napięcia polaryzacji wejścia układu US3 potencjometrem montażowym PR1 (dla układu TDA 1022 — 4,5 V, dla układu MN 3007 — 7 V) oraz dolnej częstotliwości oscylatora VCO potencjometrem montażowym PR2. Regulacji częstotliwości generatora VCO dokonuje się przy pełnej rezystancji potencjometru P4 (suwak na masie), suwaka potencjometru P5 w najbliższym położeniu względem rezys­ tora R31 (minimum modulacji) oraz odłączonym suwaku potencjometru P6. Przy takim ustawieniu elementów regulacyjnych częstotliwość przebiegów generatora VCO jest stała i wynosi 17 kHz dla wersji z układem TDA 1022 oraz 34 kHz dla wersji z układem MN 3007. Dla obu wersji odpowiada to opóźnieniu toru 12,5 ms i modulacji tego opóźnienia o ±2,5 ms. Zakres regulacji poten­ cjometrem PR2 umożliwia uzyskanie większego opóźnienia toru, nawet przy wartościach podanych na schemacie, jednakże obniżenie częstotliwości ge­ neratora poniżej 17 kHz powoduje zakłócenie toru sygnałem aliasingowym. Tłumienie toru wynosi 0 dB w zakresie częstotliwości do 10 kHz i osiąga wartość — 9 dB dla częstotliwości 17 kHz. Płytki drukowane obu wersji przystawki zamieszczono na rys. 7.7 i 7.8. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej dla obu wersji przed69

Rys. 7.7. Płytka drukowana przystawki FLANGER z linią opóźniającą TDA 1022

Rys. 7.8. Płytka drukowana przystawki FLANGER z linią opóźniającą MN 3007

70

stawiono na rys. 7.9. Na rysunku zaznaczono sposób zmontowania podstawki DIL16 dla układu TDA1022 oraz DIL8 do umieszczenia linii MN3007. Układ CD4046 należy umieścić w podstawce DIL16. Stabilizator US6 nie wymaga radiatora. Przystawka jest zasilana napięciem przemiennym ok. 19 V i pobiera prąd ok. 25 mA. Zdjęcie zmontowanej przystawki przedstawiono na rys. 7.10.

Rys. 7.9. Rozmieszczenie elementów na płytkach drukowanych obu wariantów przystawki FLANGER

Rys. 7.10. Zmontowana przystawka FLANGER

71

Wykaz elementów (przystawka z linią opóźniającą MN 3007) Układy scalone US1 US2 US3 US4 US5 US6 Diody PM1 Potencjometry P1 P2, P3, P4 P5 P6 PR1 PR2 Kondensatory C1 C8 C13 C14, C15 C6 C7 C18 C19, C24 C5, C23 C10, C12 C22, C30, C31 C3, C4 C1, C2, C9, C11, C16, C17, C20 C25, C27...C29 C26 C32 Rezystory R45 R3, R27 R1, R16, R29, R42 R31, R37 R33 R12, R25 R4, R40, R41, R43, R44 R9...R11, R14, R15, R20...R22, R28, R30, R32, R36 72

µA741 µA324 MN 3007 CD 4046 µA 1458 µA 7815 1 PM/0,5 — mostek Graetza 220 kΩ, C 100 kΩ, A 47 kΩ, A 220 kΩ, A 10 kΩ (montażowy) 100 kΩ (montażowy) 470 pF, ceramiczny 680 pF, ceramiczny, KSF 1 nF, MKSE 1,5 nF, MKSE 2,2 nF, MKSE 3,3 nF, MKSE 4,7 nF, MKSE 10 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 0,22 µF, MKSE 1 µF/35 V, elektrolityczny 2,2 µF/25 V, elektrolityczny 10 µF/25 V, elektrolityczny 100 µF/25 V, elektrolityczny 1000 µF/25 V, elektrolityczny 1000 µF/35 V, elektrolityczny 100 Ω 470 Ω 1 kΩ. 2,2 kΩ 3,3 kΩ 4,7 kΩ 5,6 kΩ 10 kΩ

R26 12 kΩ R34 33 kΩ R5...R8, R18, R23, R24, R35 47 kΩ R46 82 kΩ R17, R19 100 kΩ R13 150 kΩ (zwiększyć wartość w razie wzbudzenia) R38 470 kΩ R39 1 MΩ

Wykaz elementów (przystawka z linią opóźniającą TDA 1022) Układ scalony US3 Potencjometry P4 PR1 PR2 Kondensatory C21 Rezystory R14 R15 R13

TDA 1022 100 kΩ, A 4,7 kQ 47 kΩ 960 pF, ceramiczny 2,7 kΩ 6,8 kΩ 82 kΩ

8. Efekty chóralne — CHORUS

Ciekawą i atrakcyjną grupę przesuwników z akustycznymi liniami opóź­ niającymi stanowią efekty chórowe, zwane inaczej unisonowymi albo chorusem. Efekt ten polega na zwielokrotnieniu pojedynczego głosu w chór głosów tak, że np. trąbka brzmi jak sekcja trąbek grających unisono, skrzypce zamieniają się w kwartet smyczkowy, a gitara sześciostrunowa brzmi jak instrument dwunastostrunowy. Takie „rozmnażanie się" pojedynczego głosu dawniej realizowano w sposób mechaniczny, wykorzystując zespół wirujących głośników patentu Donalda Leslie. Później stosowano wielośladowy zapis magnetofonowy. Efekt zbliżony do chóralnego można było uzyskać w przesuwniku widma, jednakże dopiero akustyczne linie opóźniające umożliwiły uzyskanie efektu chóralnego o pełnym brzmieniu. Schemat funkcjonalny przystawki CHORUS przedstawiono na rys. 8.1. Składa się ona z tych samych zespołów funkcjonalnych, jakie zawiera przystawka FLANGER. Różnica polega jednak, na znacznie szybszym przestrajaniu oscylatora VCO oraz ważnej dla efektów chóralnych proporcji sygnałów opóźnionego i bezpośredniego. Zależność między częstotliwością

Rys. 8.1. Schemat funkcjonalny przystawki CHORUS

74

wejściową i wyjściową sygnału jest wyrażona gdzie top odnosi się do czasu opóźnienia, natomiast t jest czasem rze­ czywistym. Zmiany czasu opóźnienia w tych przystawkach zawierają się w granicach 1 ...10 ms, przy opóźnieniu toru 25 ms. Symuluje to wyraźnie przestrzenny charakter nakładających się dźwięków. Na wyjściu przystawki uzyskuje się dźwięk pierwotny i jeden albo więcej dźwięków rozstrojonych (stąd inna nazwa — unisonowy). Efekt unisonowy powstaje również w natu­ ralnych warunkach, w pomieszczeniach o specyficznej akustyce — porównaj p. 9 [4, 10, 11].

8.1. Przystawka CHORUS Schemat ideowy przystawki przedstawiono na rys. 8.2. Można ją wykonać w dwóch wersjach — z układem TDA 1022 lub MN 3007. Na schemacie ideowym uwzględniono wersję z linią opóźniającą MN 3007. Przystawka jest zasilana pojedynczym napięciem (plus połączony z ma­ są). W zasilaczu pracuje stabilizator napięcia ujemnego US5 (µA 7915). Tor akustyczny jest złożony z trzech niskoszumowych tranzystorów BC 560 C, układu scalonego µA 1458 zawierającego dwa wzmacniacze operacyjne US1/A, B oraz układu opóźniającego US2. W zespole modulacyjnym wykorzy­ stano znane już układy scalone — cyfrowy CMOS — CD 4011, (US3), układ scalony µA 1458 zawierający dwa wzmacniacze operacyjne — US4/A, B oraz tranzystor T4 (BC 308). Na wejściu toru pracuje tranzystor T1 w układzie wtórnika. Następnym stopniem jest wzmacniacz odwracający US1/A, który pełni funkcję wstęp­ nego układu tłumiącego z dodatkowym dwójnikiem — C3 i R5. Wyjście wzmacniacza jest połączone z filtrem dolnoprzepustowym trzeciego rzędu złożonym z elementów R8...R10, C5...C7 i tranzystora T2. Filtr o identycznej charakterystyce z tranzystorem T3 jest włączony na wyjściu układu opóź­ niającego. Sygnały opóźniony z przełącznika SW1 oraz bezpośredni do­ prowadzony z układu US1/A przez rezystor R23 zostają zsumowane we wzmacniaczu odwracającym US1/B. Zespół modulacyjny, podobnie jak w opisanej w p. 7.1 przystawce SMALL FLANGER, jest złożony z takiego samego oscylatora VCO (US3) oraz podobnego układu generatora LFO (US4). Oscylator VCO jest przestrajany przez przebiegi trójkątne o częstotliwości regulowanej potencjometrem P2 0,2...5 Hz. Częstotliwość pracy generatora VCO zależy od pojemności konden­ satorów C17, C18, rezystancji rezystorów R28, R29 oraz napięcia sterującego doprowadzonego do jego wejścia (regulacja potencjometrem montażowym PR2). Potencjometrem tym ustala się minimalną częstotliwość taktującą 10 kHz dla linii TDA 1022 oraz 20 kHz dla układu MN 3007. Odpowiada to maksymalnej wartości czasu opóźnienia toru, która wynosi 25 ms. 75

Rys. 8.2. Schemat ideowy przystawki CHORUS

Rys. 8.3. Płytka drukowana przystawki CHORUS z linią opóźniającą TDA 1022

Rys. 8.4. Płytka drukowana przystawki CHORUS z linią opóźniającą MN 3007

77

Rys. 8.5. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej przystawki CHORUS

Rys. 8.6. Zmontowana przystawka CHORUS

78

Regulacja przystawki polega na ustawieniu częstotliwości taktowania: 21 kHz dla układu TDA 1022 lub 56 kHz — dla układu MN 3007 przy minimalnej głębokości modulacji. Przy pełnej modulacji opóźnienie toru zmieniać się będzie w zakresie 10 ms. Regulację napięcia polaryzacji potencjometrem montażowym PR1 prze­ prowadza się podobnie, jak w układzie opisanym w p. 7.2. Przystawka jest zasilana napięciem przemiennym ok. 19 V i pobiera prąd ok. 24 mA. Płytki drukowane przystawki przedstawiono na rys. 8.3 i 8.4. Rozmiesz­ czenie elementów na płytce drukowanej pokazano na rys. 8.5 (jeden rysunek dla obu wersji). Zdjęcie zmontowanej przystawki zamieszczono na rys. 8.6. Wykaz elementów Układy scalone US1, US4 US2 US3 US5 Tranzystory T1...T3 T4 Diody PM1 D1, D2 Potencjometry P1 P2 PR1 PR2 Kondensatory C4, C15 C6, C12, C17, C18 C5, C11 C3 C7, C13 C22 C19 C1 C2, C8, C14 C16 C28, C29 C9, C10 C20, C21 C23...C27

µA 1458 MN 3007 CD 4011 µA7915 BC 560 C BC 308 A 1 PM/0,5 — prostownik Graetza 1N 4148 100 kΩ, A 100 kΩ, C 10 kΩ (montażowy) 22 kΩ (montażowy) 100 pF, ceramiczny 470 pF, ceramiczny 3,3 nF, MKSE 5,6 nF, MKSE 8,2 nF, MKSE 10 nF, MKSE 47 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 0,22 µF, MKSE 1 µF/25 V, elektrolityczny 1 µF/35 V, tantalowy 10 µF/25 V, elektrolityczny 22 µF/25 V, elektrolityczny 100 µF/25 V, elektrolityczny

79

C30 1000 µF/35 V, elektrolityczny Rezystory R36 100 Ω. R27 470 Ω R13, R35 1 kΩ R30 2,2 kΩ R12 4,7 kΩ R37...R40 5,6 kΩ R 1 , R3, R5, R7, R8...R11, R14, R15, R18...R21, R25, R26 10 kΩ R31 12 kΩ R32 33 kΩ R4, R6, R17, R23, R24 47 kΩ R22, R33 82 kΩ R16, R34 100 kΩ R27, R29 150 kΩ R2 470 kΩ

Wykaz elementów (z układem TDA 1022) Układ scalony US2 Potencjometr PR1 Kondensatory C17, C18 Rezystor R14

TDA 1022 4,7 kΩ (montażowy) 680 pF ceramiczny 6,8 kΩ

8.2. Urządzenie wirofoniczne — ROTOR STRING CHORUS SOUND Niezwykłe efekty akustyczne w y t w a r z a e l e k t r o m e c h a n i c z n y zespół wiru­ jących g ł o ś n i k ó w — z w a n e efektem wirofonicznym albo Leslie — od nazwiska twórcy tego urządzenia. W p r a w i o n y w ruch o b r o t o w y głośnik emituje falę akustyczną docierającą do słuchacza z periodycznie zmienną częstotliwością i charakterystycznym p u l s o w a n i e m natężenia. Z m i a n o m częstotliwości towarzyszą z m i a n y fazy i amplitudy fali akustycznej odbitej od odgrody, tj. od ściany pomieszczenia. W rezultacie powstaje efekt, który z m i e n i a swą charakterystykę zależnie od szybkości rotacji ź r ó d ł a dźwięku. Przy małej szybkości o b r o t o w e j słychać b r z m i e n i e o charakterze wyraźnie przestrzennym — z w a n e katedralnym, natomiast szybsze przemieszczanie się źródła dźwięku w o k ó ł w ł a s n e j osi w y t w a r z a efekt unisonowy — chóralny. 80

Elektromechaniczne urządzenia Leslie były dość skomplikowanymi kon­ strukcjami o znacznych gabarytach i mechanicznie hałaśliwe. Uzyskanie podobnych efektów na drodze czysto elektronicznej nie dawało oczekiwa­ nych rezultatów do momentu opracowania analogowych linii opóźniających. Dopiero przyrządy te umożliwiły skonstruowanie urządzeń elektronicznych, które ostatecznie wyparły drogie rozwiązania mechaniczne przewyższając je również walorami brzmieniowymi. Jednym z pierwszych było urządzenie z połowy lat 70-tych pod nazwą „Wersivoice-ROTOR STRING CHORUS SOUND" firmy Wersi-electronic. Urządzenie to okazało się niemałą sensacją i do dziś wzbogaca brzmienie szczególnie instrumentów klawiszowych. Opisany tutaj układ pozwala uzys-

Rys. 8.7. S c h e m a t f u n k c j o n a l n y u r z ą d z e n i a w i r o f o n i c z n e g o

6

Elektroniczne modyfikatory.

81

kać niepowtarzalny efekt wibrata, brzmienie katedralne, chóralne oraz wiele pośrednich efektów z brzmieniem flanging włącznie. Schemat funkcjonalny układu przedstawiono na rys. 8.7. Jest on złożony z dwóch bloków: akustycznego z liniami opóźniającymi ELO oraz modulują­ cego z dwoma generatorami LFO i czterema przesuwnikami fazy. Symulacja poszczególnych efektów polega na wytworzeniu odpowiednich napięć modulacyjnych (U1, U2, U3), decydujących następnie o propagacji sygnału w każdej z trzech połączonych równolegle linii opóźniających. Napięcia te wytwarzane są przez generatory LFO i przesuwniki fazy, które łącznie dostarczają sześciu przebiegów o różnych częstotliwościach, fazach i amplitudach. Zespół komutacyjny sumując te napięcia w odpowiednich proporcjach sprowadza je do trzech napięć sterujących U1, U2 i U3- Napięcia U1...U3 przestrajają każdy z trzech oscylatorów VCO, które z kolei taktują każdą linię opóźniającą. Na wyjściach ELO otrzymuje się sumę sygnałów o różnych częstotliwościach i fazach. Funkcjonowanie poszczególnych zespołów bloku modulacyjnego prze­ biega następująco. Wybór efektu wibrata polega na wyłączeniu przyciskiem WIBRATO generatora LF02 i przesuwników fazy PF3 i PF4. W tej pozycji przełącznika pracuje tylko generator LF01 i przesuwniki fazy PF1 i PF2. Na wyjściu zespołu komutacyjnego uzyskuje się trzy przebiegi trójkątne różniące się kątem przesunięcia fazowego (0°, 120°, 240°) oraz amplitudą. Przebiegi te zostają doprowadzone do generatorów VC01...VC03, jako napięcia U1, U2 i U3. Częstotliwość generatora LFO można zmieniać płynnie potencjometrem SPEED tylko wówczas, gdy przełącznik jest usta­ wiony w pozycji SLOW. Zakres regulacji częstotliwości wynosi 0,5..7 Hz. W pozycji FAST przełącznika regulacja jest odłączona, częstotliwość wynosi 6 Hz. Wytworzone w bloku modulacyjnym napięcia powodują różne czasy opóźnienia w każdej z linii opóźniających, zsumowanie zaś sygnałów opóźnionych i ponadto z sygnałem bezpośrednim wytwarza efekt wibrata i omówione już brzmienie — od typowego phasingu do flangingu. Po­ głębienie efektów następuje przez włączenie przełącznikiem DEEP sygnału zwrotnego, włączenie przełącznika FLAT obniża amplitudę sygnału opóź­ nionego zmieniając proporcję w stosunku do sygnału bezpośredniego. Zmiana efektu z wibrata na brzmienie katedralne i unisonowe nastąpi w pozycji przełącznika CHORUS. Uruchomiony zostaje wtedy zespół genera­ tora LF02 z przesuwnikami fazy PF3 i PF4. Częstotliwość pracy generatora LF01 wynosi 6 Hz, natomiast oscylator LF02 generuje przebiegi trójkątne o częstotliwości 0,6 Hz. Przebiegi obu zespołów generacyjnych po przejściu przez zespół komutacyjny będą zawierały nałożone na siebie sygnały o częstotliwościach 0,6 Hz i 6 Hz, o jednakowych amplitudach, lecz różniące się fazą. Rozwarty przełącznik FLAT powoduje brzmienie katedralne, które można pogłębić zwierając przełącznik DEEP. Pełny efekt chóralny nastąpi po włączeniu przełącznika FLAT. Dołączenie sygnału zwrotnego przełącz82

nikiem DEEP, przy włączonym efekcie chóralnym, nie wprowadza żadnych zmian brzmieniowych [4, 10]. Schemat ideowy bloku akustycznego ze wzmacniaczem wstępnym i koń­ cowym, liniami opóźniającymi, oscylatorami VCO i zasilaczem przedstawio­ no na rys. 8.8. Schemat ideowy bloku modulacyjnego z generatorem LFO i przesuwnikami fazy przedstawiono na rys. 8.9. Tor akustyczny urządzenia wykazuje bliskie podobieństwo z flangerem z p. 7.1. Układ jest zasilany ze stabilizatora napięcia ujemnego — US9 (µA 7915). Ne wejściu wzmacniacza US1 (µA 741) jest włączony potencjometr montażowy PR1, którym ustala się poziom sygnału wejściowego. Sygnał z wyjścia wzmacniacza jest doprowadzony do trzech równolegle połączo­ nych linii opóźniających TDA 1022 (US2, US4, US6), rozdzielonych od strony wejścia przez rezystory R4...R6 i od strony wyjścia przez rezystory R19...R21. Sygnał z wyjścia układów opóźniających, przez filtr dolnoprzepustowy z tranzystorem T1 i przełączniki SW2, SW3, jest doprowadzony do stopnia wyjściowego US8 (µA 741). W pozycji ON przełącznika SW2 i wyłączonym przełączniku SW3 jest przekazywany całkowity sygnał. Włączenie przełącz­ nika SW3 — FLAT powoduje dołączenie rezystora R68, czego wynikiem jest zmiana proporcji między sygnałem bezpośrednim i opóźnionym, która decyduje o powstaniu efektu chóralnego. Poziom sygnału wyjściowego reguluje się potencjometrem P1 —VOLUME, przełącznikiem SW1 — DEEP, włącza się sygnał zwrotny. Blok modulacyjny (rys. 8.9) składa się z trzech układów scalonych LM 3900 zawierających cztery wzmacniacze operacyjne Nortona (US10...US12) oraz dwóch układów CMOS — CD 4016, CD 4069 (US13, US14). Blok ten tworzą dwa generatory LFO i cztery przesuwniki fazy. Układy te charak­ teryzują się wysokim skokiem napięcia wyjściowego, są zasilane napięciem pojedynczym. Obydwa zespoły generacyjne wraz z przesuwnikami są zbudowane identycznie. Generator LF01 jest zbudowany ze wzmacniaczy A, B układu scalonego US10. Przesuwnik PF1 zawiera wzmacniacze C, D tego układu, natomiast przesuwnik PF2 jest złożony ze wzmacniaczy A, B układu US11. Dalsze dwa wzmacniacze Nortona (A, B układu US12) stanowią przesuwnik PF3. Przesuwnik fazy PF4 wykorzystuje wzmacniacze C i D układu scalonego US12. Generatory LFO zawierają integrator sterowany napięciem, który kluczo­ wany jest przez tranzystor przebiegami prostokątnymi pochodzącymi ze wzmacniacza kasującego (detektor poziomu). Przesunięcie fazy o kąt 120° realizowane jest w przesuwniku złożonym z integratora oraz komparatora sterowanego przebiegami z poprzednich integratorów. Zespół generatora LF01 wytwarza trzy przebiegi trójkątne o amplitudzie 9 Vpp na wyjściach: 10 układu US10/A, 9 układu US10/C oraz 10 układu US11/A. W konwerterze złożonym z elementów —D8, D9 i R41, D10, D11 i R42 oraz D12, D13 i R43 są one przekształcane na przebiegi zbliżone do sinusoidalnych. Jest to konieczne ze względu na możliwości wystąpienia 83

84

Rys. 8.8- Schemat ideowy bloku akustycznego

85

Rys. 8.9. Schemat ideowy bloku modulacyjnego

zakłóceń przy większych częstotliwościach. Odkształcenie przebiegów trój­ kątnych umożliwia „miękkie" i bezstukowe przestrajanie generatorów LF02 i przesuwników PF3 oraz PF4. Sygnały U1, U2 i U3 stanowią liniowe kombinacje przebiegów: U1 — 0°LFO1 i 240°LFO2, U2 — 240°LFO1 i 120°LFO2, U3 — 120°LFO1 i 0°LFO2. Napięcia te powodują przestrajanie generatorów VC01, WC02, VC03 w zakresie 50...250 kHz, co odpowiada cyklicznym zmianom opóźnienia toru 1,24...5,12 ms. O częstotliwości pracy generatorów LFO i przesuwników fazy decyduje napięcie doprowadzone do punktu połączonego z rezystorami R50...R67. Częstotliwość generatora LF02 ustala napięcie na rezystorze R71. Wstrzy­ manie pracy tego zespołu następuje w chwili doprowadzenia przez tranzys­ tor T9 ujemnego napięcia (-15 V). Przy pracy obu zespołów generacyjnych (włączony przełącznik CHORUS), tranzystor T9 nie przewodzi, ponieważ jest spolaryzowany ujemnie z wyjścia inwertera US14/B. Dołączenie napięcia ujemnego do wejścia inwertera (włączenie przełącznika WIBRATO) powodu­ je zmianę stanu inwertera i włączenie tranzystora T9. Nastąpi wówczas wstrzymanie pracy zespołu. Częstotliwość pracy generatora LF01 (6 Hz) wyznacza rezystancja elementów PR5 i R107, natomiast płynną zmianę częstotliwości w zakresie 0,5...7 Hz ustala stan klucza analogowego US13/A oraz rezystancja elemen­ tów R1/6, PR6 i P2. Klucz przewodzi wówczas, gdy jego wejście sterujące (wyprowadzenie 12) jest połączone z masą przez rezystor R104. Rozłączenie klucza nastąpi po doprowadzeniu napięcia ujemnego do punktu oznaczone­ go na schemacie numerem 10A — pozycja FAST. Amplitudy napięć U1...U3 są jednakowe wtedy, gdy pracują oba zespoły generacyjne, ponieważ wynikają z takich samych wartości rezystorów R97, R99 i R100 (68 kΩ dla zespołu LF01) oraz rezystorów R93...R95 (33 kΩ) dla zespołu LF02. Wstrzymanie pracy zespołu LF01 zmieni stan kluczy US13/C, D, które zmienią wartość wypadkową rezystancji R95, R101 oraz R102 i R94. Płytkę drukowaną zamieszczono na rys. 8.10, rozmieszczenie na niej elementów — na rys. 8.11. Przełącznik rodzaju efektu złożony z pięciu niezależnych przełączników klawiszowych Isostat zmontowano na odrębnej płytce (rys. 8.12: a — płytka drukowana, b — rozmieszczenie elementów). Na płytce przełącznika ponadto umieszczono rezystor R68. Układy scalone US2, US4 i US6 montowane są w podstawkach DIL 16, natomiast w podstawkach DIL 1 4 — układy US3, US5, US7, US13 i US14. Stabilizator US9 nie wymaga radiatora. Układ jest zasilany napięciem przemiennym ok. 19 V i pobiera prąd ok. 70 mA. W egzemplarzu modelowym wykorzystano transformator TS6. Schemat montażowy przedstawiono na rys. 8.13. Przy uruchamianiu układu, potencjometry montażowe PR3 i PR4 należy ustawić w środkowe położenie. Regulacja tymi elementami polega na ustalaniu możliwie jednakowego poziomu przebiegów z obu zespołów generacyjnych. Amplitudę przebiegów generatora LF01 i przesuwników PF1, 86

Rys. 8.10. Płytka drukowana urządzenia wirofonicznego

88

Rys- 8-11. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej urządzenia wirofonicznego

a)

f.

b)

Rys. 8.12. Płytka drukowana przełącznika efektów (a), rozmieszczenie na niej elementów (b)

Rys. 8.13. Schemat montażowy urządzenia wirofonicznego

89

PF2 ustala się potencjometrem montażowym PR3, przebiegi zespołu LF02 reguluje się potencjometrem montażowym PR4. Częstotliwość pracy generatora LF01 ustala się potencjometrami PR5 i PR6. Potencjometrem PR6 ustala się najmniejszą częstotliwość (0,5 Hz), w pozycji przełącznika WIBRATO/SLOW, przy minimalnej rezystancji poten­ cjometru P2 — SPEED. Potencjometrem montażowym PR5 ustala się częstot­ liwość generatora (6 Hz) w pozycji przełącznika — CHORUS. Regulację

Rys. 8.14. Zmontowane płytki drukowane

90

głębokości efektu przeprowadza się potencjometrem montażowym PR2 przy wciśniętych przyciskach DEEP i FLAT. Regulacja ta, podobnie jak w poprzed­ nio opisanych układach, polega na ustaleniu poziomu sygnału zwrotnego. Głębokość sprzężenia należy sprawdzić przy różnych częstotliwościach generatora LF01. Poziom sygnału wyjściowego reguluje się potencjometrem P1 — VOLUME i osiąga wartość 1 V. Zdjęcie zmontowanej płytki wraz z przełącznikiem przedstawiono na rys. 8.14. Wykaz elementów Układy scalone US1, US8 US2, US4, US6 US3, US5, US7 US10...US12 US13 US14 US9 Tranzystory T1 T2...T7 Diody D1...D13 PM1 Potencjometry P1 P2 PR6 PR5 PR2 PR1 PR3, PR4 Kondensatory C13...C18 C2, C21 C4...C12 C20 C22 C1, C3, C19, C23, C36...C41 C24 C34, C35, C42 C25...C32 C33

µA 741 TDA 1022 CD 4011 LM 3900 CD 4016 CD 4069 µA7915 BC 560 C BC 238 A 1N 4148 1 PM/0,5 — prostownik mostkowy

1,5 kΩ 10 kΩ 47 kΩ 100 kΩ 1 MΩ

10 kΩ, B 100 kΩ, B (montażowy) (montażowy) (montażowy) (montażowy) (montażowy)

100 pF, ceramiczny 470 pF, ceramiczny 1 nF, MKSE 3,3 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 0,22 µF, MKSE 1 µF/25 V 10 µF/35 V, elektrolityczny 100 µF/25 V, elektrolityczny 1000 µF/35 V, elektrolityczny

91

Rezystory R32...R34 R39 R38 R2, R35, R40 R103 R106 R26 R68 R36, R37, R41...R43 R4...R7 R3, R9, R16...R18, R25, R27, R28, R44, R45, R96 R19...R21, R30, R31, R107 R8, R29, R72...R77, R93...R95 R22...R24, R101, R102 R97...R100 R 1 , R104 R1...R8, R10...R15, R108 R109 R46...R67, R69 R70, R71, R87...R90 R78...R86 R91, R92

220 Ω 470 Ω 680 Ω 1 kΩ 1 kΩ/0,5 W 1,5 kΩ 2,2 kΩ 3,3 kΩ 4,7 kΩ 6,8 kΩ 10 kΩ 22 kΩ 33 kΩ 47 kΩ 68 kΩ 100 kΩ 150 kΩ 220 kΩ 330 kΩ 680 kΩ 1 MΩ 1,5MΩ

9. Układy opóźniające z elementami BBD

Zjawisko fizyczne powstałe w wyniku opóźnień spowodowanych od­ biciami fal dźwiękowych od odgrody jest nazywane pogłosem. W przestrzeni otwartej dźwięk emitowany ze źródła dociera do słuchacza wyłącznie w postaci fali bezpośredniej. Nie wystąpi więc odbicie dźwięku warunkujące powstanie pogłosu. Odmienne warunki akustyczne stwarzają pomieszczenia zamknięte, ograniczone odgrodą (ściany pomieszczenia). Tam wystąpi pewien mechanizm polegający na powstaniu dogłosu, w następstwie którego wystąpi pogłos. Dogłos jest stanem przejściowym narastania dźwięku od chwili jego powstania do wypełnienia energią akustyczną całego pomieszczenia. Po osiągnięciu określonej gęstości dźwięku nastąpi stan ustalony i powstaną pierwsze odbicia nazywane dźwiękiem rozproszonym albo przestrzennym. W pomieszczeniu powstanie pole akustyczne, gdzie nałożą się fale dźwięku bezpośredniego z rozproszonym. Dźwięk rozproszony poddany zostanie wielokrotnym odbiciom, jego natężenie zacznie maleć na skutek wytłumienia przy kolejnych odbiciach. Wystąpi wówczas zjawisko pogłosu, którego czas zależy od wielkości pomieszczenia, chłonności akustycznej i częstotliwości fal akustycznych. Czas ten określa się opóźnieniem liczonym od chwili wyłączenia źródła dźwięku do momentu zmalenia do jednej milionowej wartości pierwotnej natężenia dźwięku, tj. o 60 dB. Powstawanie i zanikanie pogłosu ma charakter wykładniczy. Wyraźny pogłos, odczuwany przez zmysł ludzki zaczyna się wówczas, gdy różnica czasu między dźwiękiem bezpo­ średnim i rozproszonym wyniesie co najmniej 40 ms (właściwości fizjologicz­ ne ucha). Zjawisko echa jest niezależne od pogłosu i bywa często z nim mylone. Echo powstaje w wyniku odbicia fali akustycznej od określonej odgrody i może wystąpić w przestrzeni otwartej. Odbita fala dociera do słuchacza po zaniku fali bezpośredniej. Oznacza to, że warunkiem powstania echa jest różnica odległości potrzebnej do dotarcia fali ze źródła dźwięku do odgrody i z powrotem. Czas potrzebny do powstania echa wynosi więc co najmniej 100 ms. Wynika to z prędkości dźwięku wynoszącej 340 m/s, tj. obydwie drogi muszą wynosić 34 m. Występowanie pogłosu jest bardzo istotnym zagadnieniem z punktu widzenia akustyki pomieszczeń. Pogłos może być zjawiskiem rozmyślnie eksponowanym lub szkodliwym. Za naturalnie dobry pogłos przyjmuje się opóźnienia 1,5...3 s dla sal koncertowych. Większe opóźnienia są niepożąda93

ne i powodują gorszą wyrazistość dźwięku. Opóźnienia kilkunastosekun­ dowe występują w rozległych hangarach i portach lotniczych, halach sportowych i wielkich nawach kościelnych. Jedynym znanym na świecie miejscem, gdzie występuje naturalny i najdłuższy trwający dwunastosekundowy pogłos jest muzułmańskie mauzoleum Szacha Dżachana i jego żony Mumtaz Mahal — Taj Mahal w Indiach. Warto wspomnieć o tym, że w Taj Mahal i nieco mniejszej świątyni w Karli-Carla Caves, nagrał płytę z niezwyk­ łymi efektami naturalnego pogłosu i chorusu wybitny trębacz jazzowy Tomasz Stańko [16]. Akustycy od dawna byli zainteresowani wytworzeniem w sposób sztuczny pogłosu i echa na potrzeby studyjne oraz estradowe dla podkreślenia niezwykłych, przestrzennych doznań estetycznych. Od dawna więc udos­ konalano rozmaite urządzenia opóźniające, w których uzyskanie pogłosu polegało na wytworzeniu niezliczonych odbić dźwięku zanikających wykład­ niczo w czasie. Nieco inny jest mechanizm powstawania sztucznego echa. Polega on na pewnej liczbie odbić dźwięku wyraźnie oddzielonych od siebie. Powstanie zatem widmo dźwięku o charakterze przebiegu prążkowego, o oddzielnych impulsach sygnału malejących w czasie. W urządzeniach o odpowiednim opóźnieniu, obydwa te efekty można uzyskać równocześnie i najczęściej wykorzystuje się je w odpowiednich proporcjach. Droga do doskonałych mikroprocesorowych urządzeń opóźniających ostatnich lat wiodła poprzez różnego rodzaju płyty pogłosowe, rury, komory, sprężyny, magnetofony i wreszcie analogowe elektroniczne linie opóź­ niające. Jednocześnie z analogowymi powstały pierwsze układy cyfrowe wykorzystujące przetwarzanie metodą delta — DCPM. Metoda ta początkowo obiecująca, została wkrótce całkowicie wyparta przez urządzenia cyfrowe z przetwarzaniem PCM (ang. Pulse Code Modulation). Wszystkie wymienione urządzenia opóźniające, wyłączając mikroproceso­ rowe, użyteczne w mniejszym lub większym stopniu mają zasadniczą wadę. Polega ona na niemożności odwzorowania akustyki pomieszczeń z powodu zniekształceń wynikających z nierównomierności charakterystyki. Poza wpro­ wadzeniem do toru akustycznego nawet znacznych opóźnień, urządzenia te nie są zdolne symulować naturalnie brzmiącego pogłosu. Wymogom takim odpowiadają dopiero urządzenia mikroprocesorowe z oprogramowaniem mogącym odwzorować wiele wariantów akustyki pomieszczeń [19]. Wysokie wymagania wobec urządzeń mikroprocesorowych stawia ambiofonia — opóźnienie stref nagłośnienia dużych obiektów, studia radiowe, telewizyjne, filmowe i teatralne. Ostatnio urządzenia opóźniające stworzyły duże nadzieje na przeniesienie do pomieszczeń mieszkalnych naturalnych reprodukcji sal koncertowych o dowolnie rozległej kubaturze — w postaci urządzeń pod nazwą surround. Skromniejsze wymagania, którym sprostać mogą analogowe linie opóź­ niające odpowiadają współpracy z instrumentami muzycznymi. Efekty sztu­ cznego pogłosu i echa szczególnie mocno zrosły się z instrumentami, 94

tworząc wraz z nimi charakterystyczną scenerię obrazu muzycznego. Do przerysowania, przebarwienia, a nawet wynaturzenia dźwięku instrumentów muzycznych układy analogowe mimo zawężonego pasma przenoszenia doskonale się nadają. Za zadowalające można uznać takie urządzenia, których opóźnienie dochodzi do 100 ms. Za dobre uważa się te, które opóźniają tor o 0,5 s. Można nadmienić, że wiodąca w dziedzinie produkcji urządzeń efektowych firma Roland-Boss oprócz najnowszej generacji urzą­ dzeń cyfrowych nadal produkuje urządzenia analogowe, wśród których są nawet układy sprężynowe i taśmowe. Zostaną zaprezentowane dwie przystawki sztucznego pogłosu i echa. Pierwsza jest bardzo prosta, wytwarza jednak znaczne opóźnienie, nawet do 300 ms. Dzięki niewielkim wymiarom można ją zamontować w instrumencie, np. organach, lub z innymi przystawkami. Szczególnie ciekawe efekty dźwiękowe można uzyskać, kojarząc tę przystawkę z opisanym już urządze­ niem ROTOR STRING CHORUS SOUND. Druga przystawka jest szczytowym osiągnięciem w rzędzie analogowych urządzeń opóźniających i chociaż jest dość złożona, można ją łatwo zmontować i uruchomić.

9.1. Przystawka sztucznego pogłosu i echa — 300 ms Schemat funkcjonalny przystawki przedstawiono na rys. 9.1. Na wejściu przystawki pracuje wzmacniacz wstępny (W) z regulowanym wzmocnieniem toru — VOLUME. Następnym zespołem jest układ opóźniający (2xBBD), przed którym włączone są filtry dolnoprzepustowe (FDP) o łącznym tłumieniu charakterystyki 30 dB/okt oraz na jego wyjściu podobne filtry (FDP) o na­ chyleniu charakterystyki 38 dB/okt. Sygnał pierwotny jest sumowany z syg­ nałem opóźnionym we wzmacniaczu WK — regulacja RETURN. Układ opóźniający 2xBBD jest taktowany przez generator (VCO) o płynnie regulo­ wanej częstotliwości — SPEED. Na wejściu 1-MIX pojawia się sygnał

Rys. 9.1. Schemat funkcjonalny przystawki sztucznego pogłosu i echa

95

Rys. 9.2. Schemat ideowy przystawki sztucznego pogłosu i echa

bezpośredni albo zsumowany z opóźnionym — RETURN, na wyjściu 2-DELAY tylko sygnał opóźniony. Sygnały te służą do sterowania dwóch wzmacniaczy emitujących wówczas dźwięk bezpośredni oraz niezależnie opóźniony w postaci wielokrotnego echa, którego czasy ,,odbić" zależą od opóźnienia toru i poziomu sygnału zwrotnego. Schemat ideowy przystawki przedstawiono na rys. 9.2. Przystawka jest zasilana z prostownika mostkowego przez stabilizatory napięcia symetrycz­ nego ± 1 5 V — układy scalone US6 i US7 (µA 7815, µA 7915). Wzmacniacz wejściowy i końcowy — US1/A i B wykonano z układem scalonym µA 1458, zawierającym dwa wzmacniacze operacyjne. Czułość jest regulowana potencjometrem P1 — VOLUME. Z wyjścia wzmacniacza wejściowego jest doprowadzony sygnał bezpośredni do wzmacniacza końcowego US1/B przez rezystor R32. Wzmocnienie napięciowe tego układu wynosi 1 V/V, impedancja wyjściowa około 470 Ω. W torze opóźniającym pracują cztery aktywne filtry dolnoprzepustowe wykonane z użyciem układu scalonego µA 324, zawierającego cztery wzmacniacze operacyjne US2/A...D. Układy US2/A i B są filtrami aktywnymi o pasmie przenoszenia 2,5 kHz i łącznym nachyleniu charakterystyki 30 dB/okt. Za układem opóźniającym pracują również dwa filtry dolnoprzepustowe — US2/C i D o sumarycznym nachyleniu charakterys­ tyki 38 dB/okt. Wzmacniacz US2/D jest jednocześnie stopniem wyjściowym toru opóźniającego (wyjście 2-DELEY). Na jego wyjściu są włączone poten­ cjometry P2 i P3. Potencjometr P3 — RETURN, doprowadza sygnał opóźniony do wzmacniacza końcowego US1/B i ustala się nim proporcję w stosunku do sygnału bezpośredniego. Z suwaka potencjometru P2 — FEEDBACK jest pobierany sygnał zwrotny do wejścia wzmacniacza US2/A przez potencjo­ metr montażowy PR1 i kondensator CB. Układ opóźniający przystawki jest złożony z dwóch analogowych linii opóźniających BBD. Są to 1536-stopniowe linie TDA 1097 — (US3 i US4) o czasie opóźnienia 7,68...153,6 ms. Układy te charakteryzują się dość dobrym stosunkiem sygnału do szumu — wynoszącym 77 dB oraz zakresem częstotliwości taktujących 5...100 kHz. Napięcia polaryzujące są uzyskiwane z dzielnika złożonego z elementów R13...R15, PR2 oraz R16, R17. Symetryzacji wyjść linii opóźniających dokonuje się potencjometrami montażowy­ mi PR3 i PR4. Wejścia taktujące Φ1 i Φ2 obu układów są połączone równolegle i doprowadzone do generatora taktującego VCO-US5. Generator VCO jest przestrajany potencjometrem P4 — SPEED w zakresie 5...100 kHz; od­ powiada to sumarycznemu opóźnieniu 15,36...307,2 ms. Wzmacniacze operacyjne US1 i US2 są zasilane napięciem symetrycz­ nym, natomiast układy US3, US4 i US5 — pojedynczym napięciem dodatnim. Prostownik jest zasilany napięciem zmiennym 2 x 19 V; można w tym celu wykorzystać gotowy transformator TS8/2. Płytkę drukowaną przedstawiono na rys. 9.3, rozmieszczenie na niej elementów na rys. 9.4. Układy scalone US3 i US4 należy umieścić w podstaw­ kach DIL 8, układ US5 — w podstawce DIL 16. 7 — Elektroniczne modyfikatory.

97

98

Rys. 9.3. Płytka drukowana przystawki sztucznego pogłosu i echa

99

Rys. 9.4. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej przystawki sztucznego pogłosu i echa

Regulację układu należy rozpocząć od ustalenia napięcia polaryzacji linii opóźniających potencjometrem montażowym PR2; napięcie na suwaku potencjometru powinno wynosić 7 V. Dolną częstotliwość generatora tak­ tującego (5 kHz) ustawia się potencjometrem montażowym PR5 przy dolnym położeniu suwaka potencjometru P4. Rezystory R37 i R38 są montowane poza płytką (przy potencjometrze P4). Rezystor R38 linearyzuje regulację częstot­ liwości, rezystor R37 ogranicza górną jej wartość do 100 kHz. W razie trudności w uzyskaniu pożądanego zakresu przestrajania generatora, należy dobrać elementy R37, C24 i R35. Następną regulacją jest symetryzacja wyjść sygnału opóźnionego, którą przeprowadza się kolejno potencjometrami montażowymi PR3 i PR4 przy częstotliwości 5 kHz. Prawidłowe wytłumienie sygnałów taktujących wymaga obserwacji przebiegów na ekranie oscyloskopu. Oscyloskop przyłącza się do suwaków potencjometrów i reguluje nimi, kolejno (PR3, PR4) tak, aby przebiegi zegarowe z obu wyjść linii opóźniających pokryły się. Regulację można powtarzać. W przypadku braku oscyloskopu, symetryzację prze­ prowadza się ,,na słuch", aż do zupełnego wytłumienia sygnałów tak­ tujących. Ostatnim elementem regulacyjnym jest potencjometr montażowy PR1, ustalający poziom sygnału zwrotnego przy pełnym sygnale z potencjo­ metru P2. Potencjometrem PR1 należy ustawić taką wartość sygnału sprzęże­ nia zwrotnego, aby nie dopuszczając do wzbudzenia się układu uzyskać kilkakrotne (o zmniejszającej się amplitudzie) powtórzenie sygnału na wyjściu. Zdjęcie zmontowanego układu przedstawiono na rys. 9.5.

Rys. 9.5. Zmontowana przystawka sztucznego pogłosu i echa

100

Wykaz elementów Układy scalone US1 US2 US3, US4 US5 US6 US7 Diody PM1 Potencjometry P1...P4 PR1 PR2...PR4 PR5 Kondensatory C23 C4, C7, C17 C24 C18 C14 C15, C19 C16 C3, C5, C6 C20 C8...C10, C13 C28...C31 C1 C11, C12, C21, C22 C2 C25...C27 C32, C33 Rezystory R36 R1, R28, R30 R15 R13 R8, R24...R27, R29, R34, R38 R37 R11, R22 R20, R21 R6, R19 R3, R18, R39

µA 1458 LM 324 TDA 1097 CD 4046 µA7815 µA7915 1 PM/0,5 — prostownik Graetza 47 kΩ, A 220 kΩ (montażowy) 4,7 kΩ 1 MΩ 100 pF, ceramiczny 220 pF, ceramiczny 1 nF, MKSE 1,5 nF, MKSE 1,8 nF, MKSE 2,2 nF, MKSE 2,7 nF, MKSE 3,3 nF, MKSE 22 nF, MKSE 0,22 µF 1 µF/35, tantalowy 2,2 µF/25 V, elektrolityczny 10 µF/25 V, elektrolityczny 47 µF/25 V, elektrolityczny 100 µF/35 V, elektrolityczny 1000 µF/35 V, elektrolityczny 47 Ω 470 Ω 1 kΩ 3,9 kΩ 10 kΩ 12 kΩ 33 kΩ 39 kΩ 43 kΩ 47 kΩ 101

R4 R9, R10 R31...R33 R5, R7, R12, R16, R17, R23 R35 R2

51 56 100 120 180 470

kΩ kΩ kΩ kΩ kΩ kΩ

9.2. Przystawka sztucznego pogłosu i echa — 600 ms Schemat funkcjonalny przystawki zamieszczono na rys. 9.6. Blok akustyczny zawiera dwa niezależne wejścia sterujące oraz trzy wyjścia. Sygnał doprowadzony do wejścia 1 jest wzmacniany we wzmac­ niaczu WW1. Wzmocnienie reguluje się potencjometrem VOLUME. Dalej sygnał doprowadzony jest do wzmacniacza WW2, do wyjścia 1-DIRECT oraz do wzmacniacza sumującego WM. Na wyjściu 1-DIRECT otrzymuje się sygnał bezpośredni przydatny przy wykorzystaniu dodatkowego toru wzmacniające­ go, na wyjściu 2-MIX — sygnał bezpośredni zsumowany z opóźnionym w proporcji regulowanej potencjometrem RETURN, na wyjściu 3-DELAY — tylko sygnał opóźniony. Jeśli doprowadzi się sygnał do wejścia 2-INPUT, to na wejściach 2-MIX i 3-DELAY pojawi się tylko sygnał opóźniony, bez sygnału bezpośredniego. Blok opóźniający jest złożony z czterech linii opóźniających BBD połączo­ nych łańcuchowo. Z wyjść każdej z nich są wyprowadzane sygnały do przełączników SW1 i SW2. Przełącznikiem SW2 wybiera się jeden z dwóch efektów — ECHO albo REVERB (pogłos). W przypadku echa, wszystkie linie opóźniające pracują łańcuchowo, tylko sygnał zwrotny jest przełączany w czterech sekwencjach czasowych przez przełącznik SW1. W pozycji REVERB przełącznika SW2 tworzy się (SW1) różne kombinacje połączeń wszystkich linii opóźniających i podobnie jak w przypadku echa — sygnału zwrotnego. Tak przeprowadzona komutacja sygnałów opóźnionych wytwarza pełny efekt pogłosu symulując liczną krotność odbić fal dźwiękowych [4, 6, 26] Blok opóźniający jest taktowany przez generator zegarowy (VCO) przestrajany potencjometrem SPEED. W przystawce przewidziano symulację efektu chóralnego. W tym celu zastosowano generator szumu — NO (ang. Noice Oscillator), który w sposób przypadkowy przestraja generator VCO (regulacja potencjometrem CHORUS) Przystawka jest złożona z trzech płytek montażowych. Płytka drukowana z rys. 9.10 zawiera blok akustyczny i zasilacz. Na płytce z rys. 9.14 jest zmontowany blok opóźniający. Płytka na rys. 9.17 zawiera elementy przełącz­ nika SW1. Schemat ideowy bloku akustycznego i zasilacza zamieszczono na rys. 9.7, 9.8 i 9.9. Wykonano go z niskoszumowymi tranzystorami BC 550 i BC 560

102

Rys. 9.6. Schemat funkcjonalny przystawki sztucznego pogłosu i echa

oraz układem scalonym µA 4136, zawierającymi cztery wzmacniacze operacyjne. Wzmacniacz z tranzystorami T1...T3 (WW1) jest objęty ujemnym sprzęże­ niem zwrotnym (rys. 9.7). W obwodzie sprzężenia znajduje się układ regulacji wzmocnienia — potencjometr P1 — VOLUME, który liniowo zmienia wzmoc­ nienie wzmacniacza przy zachowaniu stałej impedancji wejściowej układu (wejście 1 — 100kΩ). Na wyjściu wzmacniacza pracują dwa wtórniki z tran­ zystorami T4 i T5. Sygnał z wyjścia wtórnika T4 jest doprowadzony do wyjścia 1-DERECT, do wzmacniacza WW2 przez elementy C9 i R23 oraz do wzmac­ niacza WM z tranzystorem T5 za pośrednictwem rezystora R21. Z wyjścia wzmacniacza WM jest doprowadzony sygnał do wyjścia 2-MIX przez rezystor R9 i kondensator C4, natomiast do wejścia tego wzmacniacza dochodzi sygnał opóźniony z dalszej części toru — elementy C14, C10 i R25. Wyjście 3-DELAY jest połączone przez rezystor R69 z torem opóźniającym — konden­ sator C14. Wzmacniacz WW2 z tranzystorami T6...T8 pracuje z ujemnym sprzężeniem zwrotnym (elementy C12 i R29). Do jego wejścia jest do­ prowadzony sygnał z wejścia 2 przez elementy C2 i R5. Sygnał z wyjścia wzmacniacza WW2 jest doprowadzony do dwóch filtrów: górnoprzepustowego z tranzystorem T9, dolnoprzepustowego z tranzysto­ rem T10 (rys. 9.8). Po przejściu przez filtry sygnały są wzmacniane, następnie sumowane we wzmacniaczu US1/C. Sygnał zwrotny doprowadzony jest przez potencjometr P2 — DURATION do wejścia wzmacniacza US1/C. Po przejściu przez filtr selektywny ze wzmacniaczem operacyjnym US1/D drugiego rzędu i dwa filtry dolnoprzepustowe z tranzystorami T11 i T12 jest doprowadzony przez rezystor R68 do zespołu opóźniającego — punkt 18. Tranzystory T11 i T12 są zasilane pojedynczym napięciem ujemnym. Wzmacniacz operacyjny US1 oraz tranzystory T1...T10 zasila pełne napięcie symetryczne, tj. +15 V. Opóźniony sygnał z przełącznika SW1 jest doprowadzony do wejścia wzmacniacza różnicowego złożonego z tranzystorów T13...T15 (rys. 9.9). Następnie włączony jest łańcuch trzech filtrów dolnoprzepustowych. Filtr o nachyleniu 18 dB/okt z tranzystorem T16, dwa filtry z tranzystorami T17 i T18 (tłumienie 24 dB/okt). Łączne tłumienie charakterystyki powyżej 2,5 kHz wynosi 42 dB/okt sygnał z emitera tranzystora T18 do wzmacnia­ cza WK doprowadzony jest przez potencjometr P3 — RETURN. Różnicowy wzmacniacz WK złożony z tranzystorów T19...T21 dostarcza sygnał do kondensatora C14 — rys. 9.7. Wzmacniacz jest zasilany pełnym napięciem symetrycznym, natomiast tranzystory T13...T18 są zasilane pojedynczym napięciem dodatnim. Przystawka jest zasilana z prostownika mostkowego PM1 oraz stabilizato­ rów US2 i US3 (µA 7815, µA 7915). Prostownik jest zasilany napięciem zmiennym, symetrycznym ok. 2 x 18 V o wydajności 2 x 100 mA. Płytkę drukowaną bloku akustycznego wraz z zasilaczem przedstawiono na rys. 9.10, rozmieszczenie na niej elementów — na rys. 9.11. Elementy 104

105

Rys. 9.7. Schemat ideowy bloku akustycznego (cz. I)

Rys. 9.8. Schemat ideowy bloku akustycznego (cz. II)

Rys. 9.9. Schemat ideowy bloku akustycznego (cz. III)

Rys. 9.10. Płytka drukowana bloku akustycznego i zasilacza

Rys. 9.11. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej bloku akustycznego z zasilaczem

R i C w obwodach selektywnych należy dobierać o tolerancji najwyżej dwuprocentowej. Zaleca się użycie tranzystorów BC 550 i BC 560 z grupy C, które wyróżniają się niskim współczynnikiem szumu oraz wysokim napię­ ciem kolektor-emiter. Stabilizatory US2 i US3 nie wymagają radiatorów. Napięcia podane na schemacie ideowym są mierzone względem masy. Wykaz elementów (Blok akustyczny i zasilacz) Układy scalone US1 US2 US3 Tranzystory T1, T2, T4...T7, T10, T13, T14, T16...T20 T3, T8, T11, T15, T21 Diody PM1 Potencjometry P1.P2.P3 Kondensatory C12 C33, C45 C25 C29, C37 C5, C41 C27, C28, C31, C35, C36, C39 C24 C19 C30, C38 C21 C9, C15...C17 C40 C42 C8, C20 C18, C22, C26 C1, C3, C34, C44 C2, C4, C7, C10, C14, C23, C43 C32 C6, C48...C51 C11, C13 C46, C47 Rezystory R17, R33, R76, R102 R26, R31

110

µA 4136 µA 7815 µA7915 BC 550 C BC 560 C 1 PM/0,5 — prostownik mostkowy 100 kΩ, A 82 pF, ceramiczny 150 pF, ceramiczny 220 pF, ceramiczny 470 pF, KSF 1 nF, MKSE 1,5 nF, MKSE 2,2 nF, MKSE 2,7 nF, MKSE 4,7 nF, MKSE 6,8 nF, MKSE 10 nF, MKSE 22 nF, MKSE 33 nF, MKSE 47 nF, MKSE 0,1 µF, MKSE 0,22 µF 0,47 µF 0,68 µF, MKSE 10 µF/35 V, tantalowy, elektrolityczny 100 µF/35 V, elektrolityczny 470 µF/40 V, elektrolityczny 56 Ω 100 Ω

R16 R14 R3, R12, R20, R28, R37, R46, R62, R66, R68, R71, R82, R86, R90, R97 R93 R9, R91 R6, R67, R87, R95 R63, R83 R15, R22, R32, R38, R47, R78, R100 R11, R27, R74, R92, R96 R45 R5, R18, R24, R34...R36, R39, R70 R88, R89 R8 R7, R49, R64, R65 R43, R84, R85, R99 R52, R73 R21, R25, R59...R61 R79...R81 R55 R69 R10, R30, R56, R98 R2, R13, R40, R48, R94, R101 R44 R19, R72 R57 R58, R75, R77 R41, R42, R54 R29 R1, R4, R50, R51 R23 R53

470 Ω 560 Ω 1 kΩ 1,6 kΩ 2,2 kΩ 3,3 kΩ 4,7 kΩ 5,6 kΩ 8,2 kΩ 9,1 kΩ 10 kΩ 12 kΩ 15 kΩ 18 kΩ 22 kΩ 33 kΩ 47 kΩ 51 kΩ 62 kΩ 68 kΩ 75 kΩ 100 kΩ 160 kΩ 220 kΩ 330 kΩ 470 kΩ 510 kΩ 680 kΩ 1 MΩ 1,2 MΩ 1,3 MΩ

Uwaga: rezystor R1 jest montowany poza płytką, przy gnieździe wejściowym. Schemat ideowy bloku opóźniającego ELO przedstawiono na rys. 9.12, 9.13. Linie opóźniające US9...US12 (TDA 1097) połączone są przez kolejne w z m a c n i a c z e s e p a r u j ą c e złożone z przeciwstawnych t r a n z y s t o r ó w T25, T26 itd., BC 560 i BC 550. Z e m i t e r a tranzystora T12 przez rezystor R68 (rys. 9.8) sygnał zostaje d o p r o w a d z o n y (punkt 1) przez kondensator C63 do w e j ś c i a pierwszej linii opóźniającej US9. Wejście układu zabezpiecza dioda D5 przed napięciami d o d a t n i m i . Z wyjścia linii, sygnał dociera do p i e r w s z e g o w z m a c n i a c z a s e p a r u j ą c e g o z ł o ż o n e g o z tranzystorów T25 i T26. Wzmacniacz ten różni się od pozostałych w y j ś c i o w y m stopniem s y m e t r y c z n y m . Sygnał z e m i t e r a

111

Rys. 9.12. Schemat ideowy bloku opóźniającego (cz. I)

112

8

Elektroniczne modyfikatory...

Rys. 9.13. Schemat ideowy generatora taktującego i generatora szumu białego (cz. II)

tranzystora T26 jest doprowadzony do przełącznika SW1 (punkt 3), natomiast do wejścia drugiej linii opóźniającej US10 — jest wyprowadzony z kolektora przez elementy R135 i C67. Sygnały z pozostałych wzmacniaczy są pobierane z emiterów do kolejnych linii opóźniających i do przełącznika SW1 (punkty 4...6). Wzmocnienie każdego wzmacniacza separującego reguluje się poten­ cjometrami montażowymi — kolejno PR5, PR7, PR9 i PR12. Wyjścia linii opóźniających są polaryzowane z użyciem elementów R126, R170, R171, PR11 oraz R127, R138, R149 i R160. Do symetryzacji wyjść służą potencjomet­ ry montażowe PR4, PR6, PR8 i PR10. Schemat ideowy generatora taktującego i generatora szumu przed­ stawiono na rys. 9.13. Generator taktujący zawiera układy scalone US4/C i D, US5...US8 i tranzystory T23, T24, zaś generator szumu — tranzystor T22 i układ scalony US4/A i B. Pojedynczy przebieg prostokątny jest generowany przez bramki US6/A i B (CD 4011), które wraz ze wzmacniaczem o zmiennej transkonduktancji US5 (CA 3080) tworzą oscylator przestrajany napięciem. Przebieg ten doprowa­ dzony jest przez bramki US6/C i D do wejścia zegarowego C przerzutnika J-K układu US7 wykonanego technologią CMOS — CD 4027). Na wejściach komplementarnych Q i Q występują dwa przebiegi o przeciwnych fazach i dwa razy mniejszej częstotliwości. Napięcie taktujące o poziomach 15 Vpp zostają doprowadzone do wejść układu CD 4049 zawierającego sześć inwerterów US8/A...F, a następnie do wejść zegarowych układów US9...US12 (rys. 9.12). Zmiana częstotliwości oscylatora powoduje zmianę konduktancji przejś­ ciowej wzmacniacza US5 (OTA) wymuszona zmianą wydajności źródła prądowego. Regulowane źródło prądowe stanowi tranzystor T24. Prąd kolektora tego tranzystora jest proporcjonalny do różnicy napięcia zasilania i napięcia sterującego bazą tranzystora T23. Oznacza to, że prąd sterujący wejściem wzmacniacza US5 (OTA) maleje przy wzroście napięcia bazy tranzystora T23 — odpowiada to przyrostowi częstotliwości i odwrotnie — częstotliwość maleje ze wzrostem prądu sterującego. Źródłem szumu jest złącze emiter-baza tranzystora T22. Przebieg szumo­ wy z rezystora R104 jest wzmacniany w układach US4/A, B. Wzmocniony przebieg szumowy ma charakter przypadkowo zmieniających się skoków napięcia, które doprowadzone przez potencjometr P4 do wzmacniacza US4/C przestrajają generator VCO. Wzmacniacz operacyjny US4 i tranzystor T23 są zasilane napięciem symetrycznym. Układy US5...US12 są zasilane pojedynczym napięciem ujemnym, natomiast tranzystor T22 — dodatnim. Płytkę drukowaną bloku opóźniającego przedstawiono na rys. 9.14, rozmieszczenie na niej elementów — na rys. 9.15. Przed uruchomieniem układu należy suwaki wszystkich potencjometrów montażowych ustawić w środkowych położeniach. Napięcie polaryzacji 114

9.14. Płytka drukowana bloku opóźniającego

Rys. 9.15. Rozmieszczenie elementów na płytce drukowanej bloku opóźniającego

wejść linii opóźniających reguluje się potencjometrem PR11 tak, jak w poprzed­ nio opisanych układach — napięcie na suwaku wynosi 7 V. Następnie ustala się zakres przestrajania generatora przy suwaku potencjometru P4 połączonym z rezystorem R109. Miernik częstotliwości lub oscyloskop należy dołączyć do wyjścia bramki US6/D. Przy maksymalnej rezystancji potencjometru P5 częstot­ liwość powinna wynosić 200 kHz. Dokładną wartość częstotliwości ustala się potencjometrem montażowym PR3. Następnie ustala się dolną częstotliwość potencjometrem montażowym PR2, przy minimalnej rezystancji potencjometru P5. Wartość dolnej częstotliwości powinna wynosić 10 kHz. Zakres przestrajania oscylatora potencjometrem P5 wynosi zatem 10...200 kHz. Przerzutnik J-K dzieli częstotliwość przez dwa, linie opóźniające są zatem taktowane z częstotliwością 5...100 kHz. Odpowiada to największemu opóźnieniu toru 614,4 ms. Najmniejsze opóźnienie toru po pierwszej linii wynosi 7,68 ms oraz 30,72 ms po czterech liniach przy częstotliwości taktującej 100 kHz. W przypadku wystąpienia zakłóceń sygnału opóźnionego, objawiających się w postaci regularnych trzasków, należy dołączyć kondensator o pojemności 47...100 pF, blokujący trzecie wyprowadzenie układu scalonego US7 z masą. Kolejną regulacją jest symetryzacja wyjść linii opóźniających potencjo­ metrami montażowymi PR4, PR6, PR8 i PR10. Regulację przeprowadza się tak samo, jak w przystawce opisanej poprzednio w p. 9.1. Regulacja wzmocnienia wzmacniaczy separujących polega na ustaleniu w punktach 3...6 (rys. 9.12) jednakowego poziomu sygnału. Do tej regulacji służą potencjometry montażowe kolejno PR5, PR7, PR9 i PR12. Regulacje należy przeprowadzić kilkakrotnie. Przy maksymalnej rezystancji poten­ cjometru P2 — DURATION układ nie może wykazywać tendencji do wzbudze­ nia się. W razie zbyt silnego sygnału zwrotnego należy wzmocnienie wszystkich wzmacniaczy separujących odpowiednio zmniejszyć. Ostatnim elementem regulacyjnym jest potencjometr montażowy PR1, którym reguluje się amplitudę przebiegu szumowego na wyjściu wzmacniacza US4/B. Napięcie to powinno wynosić 8 V. W przypadku trudności z uzyskaniem takiej wartości należy zmienić tranzystor T22., np. na BF 505, BF 519, BC 527 itp. Na płytce 9.2B wszystkie układy scalone z wyjątkiem US4 należy umieścić w podstawkach. Przy łączeniu napięć zasilających należy szczególną uwagę zwrócić na właściwą polaryzację. Schemat połączeń rezystorów na płytce przełącznika SW1 przedstawiono na rys. 9.16. Przełącznik SW2 jest montowany poza płytką przełącznika SW1 i służy do wybierania rodzaju efektu. W pozycji ECHO — sygnał opóźniony jest dostarczany do toru akustycznego (zacisk 1) przez rezystor R11 z ostatniego wzmacniacza separującego — układ US12 (rys. 9.12). Dla efektu echa wykorzystana jest zatem cała długość linii, natomiast sygnał zwrotny za pośrednictwem sekcji A1 przełącznika, jest przekazywany przez rezystor R15 dla pozycji 1 (US9), w pozycji 2 — przez rezystor R14 już po dwóch liniach itd. Po przełączeniu na pogłos jest wybierany z użyciem sekcji A — sygnał opóźniony, sekcji 1 — sygnał zwrotny. Sygnał opóźniony jest przekazywany 117

do toru (zacisk 2), a w pozycji 1 —jest wybierany sygnał pogłosu po pierwszej linii. W pozycji 2 są wybierane już dwa zsumowane na rezystorach R8 i R9 sygnały z dwóch linii opóźniających, w pozycji 3 — z trzech i w pozycji 4 — z czterech linii opóźniających. Płytkę drukowaną przełącznika przedstawiono na rys. 9.17. Rozmiesz­ czenie na niej elementów na rys. 9.18. Na rysunku 9.19 przedstawiono schemat montażowy przystawki sztucznego pogłosu i echa, zdjęcia zmon­ towanych płytek zamieszczono na rys. 9.20.

Rys. 9.16. Schemat ideowy przełącznika czasu pogłosu i powrotu echa

Rys. 9.17. Płytka drukowana przełącznika czasu pogłosu i powrotu echa

118

Rys. 9.18. Rozmieszczenie ele­ mentów na płytce drukowanej przełącznika czasu pogłosu i po­ wrotu echa

Rys. 9.19. Schemat montażowy przystawki sztucznego pogłosu i echa

119

a)

b)

c)

Rys. 9.20. Zmontowane płytki: a) bloku akustycznego z zasi­ laczem, b) bloku opóźniającego, c) przełącznika SW1

120

Wykaz elementów (blok opóźniający) Układy scalone US4 µA 4136 US5 CA 3080 US6 CD 4011 US7 CD 4027 US8 CD 4049 US9...US12 TDA 1097 Tranzystory T23, T26, T28, T30, T32 BC 550 C T24, T25, T27, T29, T31 BC 560 C Diody D1...D5 1N 4148 Potencjometry P4 100 kΩ, A P5 100 kΩ, C PR1 470 kΩ (montażowy) PR2, PR3, PR5, PR7, PR9, PR12 100 kΩ PR4, PR6, PR8, PR10, PR11 4,7 kΩ Kondensatory C62 47 pF, ceramiczny Cx 47...100 pF C81 4,7 nF, MKSE C56, C59 0,1 µF, MKSE C63, C64, C67, C68, C71, C72, C74, C76 0,22 µF, MKSE C58 0,47 µF, MKSE C60, C66, C70, C75, C78 1 µF/25 V, elektrolityczny C52, C53, C61, C65, C69, C73, C77, C79, C80 10 µF/25 V, elektrolityczny C54, C55, C57 100 µF/25 V, elektrolityczny Rezystory R125, R147, R157, R168 10 Ω R122 22 Ω R137, R148, R159, R169 100 Ω R109, R116, R126( R131, R135, R142, R145, R153, R158, R164 1 kΩ R119 1,2 kΩ R103, R106, R107 3,3, kΩ R171 3,9 kΩ R133, R134, R144, R156, R167 4,7 kΩ R112, R170 5,6 kΩ R120, R121, R123 10 kΩ R117 22 kΩ R136, R143, R146, R154, R155, R165, R166 33 kΩ R118, R128, R132, R139, R150, R161 47 kΩ

121

R124 R104, R127, R111 R115, B114 R130, R105

R108, R110, R113 R138, R149, R160 R129, R141, R152, R163 R140, R151, R162

56 kΩ 100 kΩ 120 kΩ 160 kΩ 220 kΩ 330 kΩ 680 kΩ 1 MΩ

Wykaz elementów (płytka przełącznika SW1) Rezystory R10 R8 R1, R5, R9 R2, R6, R7, R11, R15 R3 R4, R14 R13, R16...R19 R12

100 kΩ 150 kΩ 220 kΩ 330 kΩ 570 kΩ 680 kΩ 1 MΩ 1,5 MΩ

Literatura

[1] Data Book, Integrated Circuits For Linear Applications. Harris-Semiconductors 1986. [2] Elementy półprzewodnikowe i układy scalone. Zastosowanie, Układy cyfrowe. PIE-BOINTE Warszawa 1986-1989. [3] Faszczuk M: Wzmacniacze elektroakustyczne. WKiL, Warszawa, 1986. [4] Geisler J: Techniczne problemy nagrań muzycznych. PWN, Warszawa, 1979. [5] Góral A: Współczesne przyrządy elektronowe. WNT, Warszawa, 1979. [6] Hobbson G.S: Przyrządy z przenoszeniem ładunku CTD. WNT, Warszawa, 1981. [7] Hughes M: Experimental acoustic delay line. Practical Wireless 1/1979. [8] Ibanez Sound Effects. Ibanez 1990. [9] International Musican And Recording World. 1977-1980. [10] Karmann E: Wersi voice ein vielseitiges elektronisches Effekt gerat. Funkschau 18/1976. [11] Kotoński W: Muzyka elektroniczna. PWM, Kraków, 1989. [12] Kręciejewski M: Układy cyfrowe CMOS. Radioelektronik 12/1985. [13] Łakomy M, Zabrocki J: Cyfrowe układy scalone. PWN, Warszawa, 1980. [14] Moog Amplifier. Moog 1976. [15] Motorola Semiconductors Products Inc. Motorola 1979. [16] Music From Taj Mahal And Carla Caves. Tomasz Stańko — nagranie płytowe fińskiej wytwórni LEO 011. [17] Nadachowski M., Kulka Z: Analogowe układy scalone. WKiL, Warszawa, 1986. [18] Nadachowski M., Kulka Z: Zastosowanie wzmacniaczy operacyjnych. WNT, Warszawa, 1986. [19] Pełka R: Yamacha DSP-1. Cyfrowy symulator pola akustycznego. Audio-hi-fi-Video 3/1989. [20] Pierce J., David E: Świat dźwięków. PWN, Warszawa, 1967. [21] Praca zbiorowa pod redakcją S. Webera: Układy LSI i MSI. WNT, Warszawa, 1980. [22] Praca zbiorowa pod redakcją S. Stępnia: Poradnik konstruktora sprzętu elektronicznego. WKiL, Warszawa, 1981. [23] Puzyna Cz: Wpływ własności akustycznych środowiska na orientację przestrzenną. PWN, Warszawa, 1983. [24] Sereda J: Elektroakustyka na scenie i estradzie. WKiL, Warszawa, 1977. [25] Sereda J: Pomiary w elektroakustyce. WKiL, Warszawa, 1981. [26] Soclof S: Zastosowanie analogowych układów scalonych. WNT, Warszawa, 1991. [27] Urbański B: Elektroakustyka. WSiP, Warszawa, 1977. [28] Urbański B: Elektroakustyka w pytaniach i odpowiedziach. WNT, Warszawa, 1978. [29] Wirsum S: Nowe i najnowsze układy elektroniczne. WKiL, Warszawa, 1966. [30] Witort A: Dźwięk i technika Hi-Fi. WCKT NOT-SIGMA, Warszawa, 1988.