Elektor 300 (Mayo)

¿Válvulas o Transistores? s: o l e y ú r t Cons – Oscilador de cristal programable – Comprobador de amplificador operacional LA REVISTA INTERNACIONAL DE ELECTRONICA Y ORDENADORES

Nº 300

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Todas las revistas del año 2004 en CD

Amplificador de potencia

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2004

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Amplicador de potencia con EL156

Enero Febrero Marzo Abril Mayo Junio Julio Agosto Septiembre Octubre Noviembre Diciembre

n ció

de altas prestaciones

Contenido Redacción VIDELEC, S.L. Dirección Eduardo Corral Colaboradores Jose Mª Villoch, Pablo de la Muñoza, Andrés Ferrer, José Muñoz Carmona. Publicidad Dirección: Julio Mollejo [email protected] Secretaria: Gema Sustaeta [email protected] Delegación Cataluña AD PRESS, S.L. Director: Isidro Á. Iglesias Publicidad: Laura Muñoz Comte d’Urgell, 165-167, B-1º-3ª 08036 Barcelona Tel.: +34 93 451 89 07 - Fax: +34 93 451 83 23 email: [email protected]

Nº 300 MAYO 2005

Montajes de Proyectos 6 Amplificador de Audio de Potencia EL156

36 Amplificador de Potencia de Altas Prestaciones EDITOR Martín Gabilondo Viqueira SUBDIRECTOR GENERAL José Manuel Alonso Viguera DIRECTOR COMERCIAL Amador Moreno DIRECTOR DE EXPANSIÓN Rafael Morillo DIRECTOR DE PRODUCCIÓN Andrés Valladolid DIRECTOR DE PUBLICACIONES Juan Francisco Calle DIRECTORA DE ADMINISTRACIÓN Mar Molpeceres REDACCIÓN, PUBLICIDAD Y SUSCRIPCIONES C/Valportillo Primera, 11, 28108 Alcobendas, Madrid Teléfono: 91 662 21 37 Fax: 91 662 26 54 www.grupov.es

52 Medidor de Temperatura Remoto

Servicios Redacción, traducciones y maquetación VIDELEC, S.L.

72 Mesa de cocina: Comprobador de

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para Placa PIC18F

54 LPC210x ‘ARMee’ Placa de Desarrollo 66 Oscilador de Cristal Programable Vía Serie Amplificador Operacional

Distribución en España: S.G.E.L. Avda. Valdelaparra, 29 Tel.: 91 657 69 00 Distribución en el Exterior Argentina Importador Edilogo S.A. Av. Belgrano 225, 1º, B C1276ADB Buenos Aires Distribución Capital DISTRIRED Distribución Interior D.G.P. Chile Importador Iberoamericana de Ediciones, S.A. C/ Leonor de la Corte, 6035. Quinta Normal. Santiago de Chile México Importador exclusivo Compañía Importadora de Revistas S.A. de C.V. (“CIRSA”) Negra modelo Nº 6. Col. Alce Blanco Municipio de Naucalpan de Juárez. (53330) Estado de México Tel.: (52-55) 5360-4167 - Fax: (52-55) 5560-7774 Distribución Estados: Citem Distribución D.F.: Unión de Voceadores Portugal Importador Ediber-Edicao e distrib. de Public. L.D.A. Rua D. Carlos Mascarenhas, 15 - 1000, Lisboa Venezuela Distribuidora Continental Colombia Disunidas, S.A. Depósito legal: GU.3-1980 ISSN 0211-397X 31/Mayo/2.005 Reservados todos los derechos de edición. Se prohíbe la reproducción total o parcial del contenido de este número, ya sea por medio electrónico o mecánico de fotocopia, grabación u otro sistema de reproducción, sin la autorización expresa del editor. Las opiniones expresadas a lo largo de los distintos artículos, así como el contenido de los mismos, son responsabilidad exclusiva de los autores. Así mismo, del contenido de los mensajes publicitarios son responsables únicamente los anunciantes. Copyright=1996 Segment BV PVP en Canarias: 7,65 € (sobretasa aérea)

Articulos Informativos 62 Delphi para Ingenieros Electrónicos (III) 70 E-Online: Utilidades de Audio

Regulares 22 Noticias 34 Ojeada al próximo número 35 Libros 51 Nuevos Libros 59 EPS 74 PCB

36

6

Amplificador de Potencia de Altas Prestaciones

Amplificador de Audio de Potencia EL156

El preamplificador High-End publicado en la primavera/verano del 2004 nos obliga a publicar el complemento de potencia en una caja idéntica. La calidad del sonido del amplificador de potencia High-End descrito en este artículo es prominente y su potencia de salida es más que suficiente para cubrir un comedor de tamaño medio con un sonido bastante bueno.

Gracias a su robustez, el legendario pentodo de potencia de audio EL156 de Telefunken se puede encontrar en muchas unidades de amplificadores profesionales. Su atracción no deriva precisamente de su forma, sino de sus impresionantes características de audio. Trataremos aquí un circuito clásico, usando modernos componentes de alta calidad.

52

62

66

Medidor de Temperatura Delphi para Remoto para Placa PIC18F Ingenieros Electrónicos

Oscilador de Cristal Programable Vía Serie

En este pequeño artículo describimos cómo utilizar un sensor de temperatura con un DS18B20 o un DS18S20 usando un PIC con el firmware escrito en lenguaje C, y los valores de temperatura de salida por el puerto RS232, para enviarlos al PC. Todo ello mediante la Placa de Desarrollo para PIC18Flash publicada el mes pasado.

Con el cristal adecuado también podemos controlarlo en frecuencia. En este oscilador en encapsulado DIP no se necesita usar un cristal especial para hacerlo. Podemos programar su frecuencia con precisión usando un puerto RS232 de nuestro PC. El bajo ruido de fase es una característica de este oscilador PLL que lo hace adecuado también para aplicaciones de RF.

En el artículo anterior vimos cómo implementar una calculadora elemental usando el lenguaje Delphi. Esta vez conectaremos un teclado externo al puerto serie para controlar la calculadora externamente. Usaremos el programa del artículo anterior (ligeramente modificado) para mostrar los números en la pantalla y realizar los cálculos.

AMPLIFICADOR DE AUDIO DE Gerhard Haas

Gracias a su robustez, el legendario pentodo de potencia de audio, EL 156, ha encontrado su sitio en muchos equipos de amplificadores profesionales. Su atractivo proviene no solamente de su llamativa forma, sino también de sus impresionantes características de audio. Por lo tanto, hemos decidido volver a tratar este circuito clásico, actualizado mediante modernos componentes de alta calidad. 6

elektor

POTENCIA EL156 La válvula EL 156 fue fabricada en la legendaria planta de válvulas de Telefunken, en Ulm, cerca del río Danubio, en Alemania. Es posible utilizar la EL 156 en amplificadores con una potencia de salida de hasta 130 W, usando tan sólo dos válvulas en la etapa de salida y una válvula más de control. La genuina EL 156 no está disponible actualmente a precios realistas, y en contadas ocasiones se puede encontrar como dispositivo de segunda mano. El componente original utilizaba una base de válvula metálica que aún está disponible, pero la idea de realizar un nuevo diseño mediante válvulas originales con bases de válvula metálicas es algo impracticable, debido a los elevados precios.

Hecho en China Por fortuna, esta válvula aún sigue fabricándose en China, utilizando las máquinas originales de Telefunken. Ahora la válvula utiliza una base octal normal, con una distribución de terminales similar a la de las válvulas EL 84, 6L6, KT 88, y válvulas similares. Aún así, estos dispositivos no son exactamente baratos, pero el precio no es tan exagerado y las válvulas se suministran generalmente con las bases incluidas. En comparación con las válvulas originales de Telefunken estos componentes son una copia eléctrica y mecánica asombrosa, muy adecuados para usarlos en amplificadores de alta fidelidad. Antes de describir el diseño del circuito, vamos, en primer lugar, a echar una primera ojeada a las características especiales de estas válvulas. En el apartado de texto correspondiente se comparan las especificaciones básicas de la válvula EL 156 con las de la válvula EL 34, muy conocida y utilizada por todos. Esta información influirá en gran medida y determinará el diseño del amplificador. Para obtener la suficiente potencia de salida, la tensión de ánodo debe ser, como mínimo, dos veces superior a la

elektor

tensión de la pantalla de rejilla. El circuito de control debe diseñarse para cumplir, de manera confortable, con las cargas de baja impedancia presentes por las resistencias de fuga de la rejilla. La popular válvula ECC 83 (12AX7) ya no es una sustitución válida, debido a que funciona con una corriente de tan sólo 1 mA. El doble tríodo para audio, ECC 82 (12AU7), podría funcionar con una corriente de ánodo de 10 mA, lo cual podría ser adecuado, pero su ganancia del lazo abierto es tan sólo de 17, que es insuficiente para proporcionar la sensibilidad adecuada, incluso si antes se permite un pequeño margen para la realimentación negativa. Sin embargo, la válvula ECC 81 (12AT7), cuya ganancia de lazo abierto es de 60 y que funciona con corrientes de ánodo de hasta 10 mA, puede usarse para construir el circuito de baja impedancia adecuado. Es posible emplear dos válvulas EL 156 para producir una potencia de salida de 130 W con una distorsión de tan sólo el 6%, sin embargo, para mejorar realmente las prestaciones e incrementar la vida de estas válvulas, hemos limitado la máxima potencia de trabajo. Una salida de alta fidelidad genuina de 100 W y con una baja distorsión, es mejor que una salida de 130 W con una distorsión del 6%, especialmente cuando nos encontramos con una gran componente en el tercer armónico y un sonido desagradable. El circuito completo está montado sobre cuatro placas de circuito impreso que forman un solo bloque. La Figura 1 muestra la fuente de alimentación junto al amplificador. Los condensadores de la fuente de alimentación están colocados en cascada para filtrar la elevada tensión de ánodo y obtener la estabilidad de la tensión requerida. Para conseguir las corrientes relativamente elevadas necesarias para las pantallas de rejilla de la válvula EL 156, se utilizan dos fuentes de alimentación independientes, de tensiones elevadas, que

Retorno a la leyenda usan puentes rectificadores a continuación de dos bobinados aislados de un transformador (“alto” y “bajo”). Inmediatamente después de estos rectificadores, las fuentes de alimentación se conectan en serie y se filtran de forma individual. El choque Dr1, con un valor de 2,3 H, es el más adecuado para una corriente de 0,3 A y para filtrar la tensión de ánodo, mientras que el choque Dr2, con un valor de 4 H y una corriente de 0,18 A, filtra la tensión de la pantalla de rejilla. La válvula de control también se alimenta de la tensión de alimentación de la pantalla de rejilla. La tensión de pantalla de rejilla también debe filtrarse, ya que cualquier zumbido presente sobre la misma se amplificaría hacia la salida: la pantalla de rejilla tiene el mismo efecto de control. Las válvulas sugeridas proporcionan un buen filtrado y, además, un bajo zumbido. Para hacer que la fuente de alimentación tenga un aspecto compacto, se recomienda utilizar condensadores electrolíticos radiales de 100 μF y una tensión de trabajo de 500 V, que asegura un margen suficiente para proporcionar unas condiciones de trabajo adecuadas incluso en los casos en que se produzca una sobretensión de red. Hay que señalar la presencia de resistencias de descarga en paralelo con los condensadores electrolíticos. La tensión de reposo de rejilla negativa viene proporcionada por un diodo y un condensador electrolítico: esta tensión será filtrada más adelante en la placa del amplificador. No es posible construir un amplificador totalmente lineal utilizando la válvula EL 156 con una tensión de ánodo elevada. Lo mismo se aplica a la válvula EL 34. Por lo tanto, el transformador de salida está conectado de manera que la impedancia en la conexión de rejilla de la válvula de salida sea mucho más pequeña que la impedancia convencional de los circuitos a válvulas, y considerablemente inferior al valor

7

R7

R23

2k2

FIL1

+UB

10k

Placa de alimentación tensión R10

A1

10k

18k

D1 56V

3

V1 V3 C6

D3 100V

FIL2 22 500V

g2

a

R15 10k

Tr2

g1

C7

100 500V

100 500V

F1

B500C1500

HI

0A63 T

22 50V

R4 220 Ω

100k

10p

B2156

220 Ω

10k

C11

R19 1k

4 1

DRLO1

270V 450mA

B2 R4

5

470n 400V

DRLO

UBLO

8

R6

LO

D-4060 R20

EL156

180 Ω

100k

100k

R14

R9

8

R3

C12

A

100 63V

25V C2

Dr2

5k

R17 C7 220

R26

A1(M)

R25

SG2

100 Ω

C13

C12

100 500V

100 500V

R3 C10

C11

100 500V

100 500V

F2

B500C1500

LO

0A63 T

2n2 C4

3

V3

A2 D1

UG–

1

1n5 R11

GK

1k3

R5 C6

UG

1N4007

35V 100mA

47k

3

C5

4Ω

–UG

C8

R13

68k

B2'

2

100 500V

2k7

7

1k

R2

XLR

R12

6

C1

R1

B1'

C9

100 500V

P2

V1.A

33p

A2'

3

V1 = ECC81

k

g3

R22

10k

fM

Tr1

C8

R1

150k

f

680k

f

k

C3

B

8Ω

5k

2

a

R2

P1

C9

f

R21

V1.B 1

470n 400V

f

310V 450mA

B1 R16

a

g

g

DRLO1

EL156 D4 100V

10 Ω

f

HI

D-2360 DRLO

UBHI

8

470n 400V

EL156

k

SG1

100 Ω

5

1k

150k

ECC 81

Dr1 R24

4

R18

68k

10 450V

Placa amplificador f

C10 R8

C5

10 Ω

2

V2 1

D2 100V

7

100k

5

150k

9

R5

V2

7

150k

2 4

S1

+12V

100 63V STAND BY

ground

R27 10k 030334 - 11

Figura 1. El corazón del amplificador de potencia a válvulas con su transformador de salida y su fuente de alimentación de alta tensión.

máximo permisible de 100 kΩ. Esto libera los requerimientos de las tolerancias para las válvulas, con lo que no es necesario realizar una selección de las mismas en función de las pruebas. Los condensadores de acoplamiento C9 y C11 tienen unos valores relativamente altos, ya que dichos valores son necesarios para asegurar que el circuito pueda trabajar con frecuencias suficientemente bajas en circuitos con baja impedancia. La

entrada y las etapas de inversión de fase (V1 y V2, respectivamente) tienen unas resistencias de ánodo y cátodo relativamente bajas. La tensión de alimentación para la entrada y las etapas de inversión de fase está regulada por los diodos zéner D1, D2, D3 y D4. El punto de trabajo de V1 es, por lo tanto, independiente de las variaciones de la tensión de alimentación producidas por el control de la etapa de salida. La resistencia R1 y el condensador C2 bloquean las

T1

BUZ12

KBU8B

R4

+12V6

0Ω22

1 R5

D3

0Ω22

47Ω

B1 R1

R16 C2

R7

4k7

C1

2

R6

2k2

10000μ 25V R2 100Ω

470Ω

D2

47μ 40V

R3 1k

R8 C3

ZTK22

220μ 40V

R9 1k

D1 12

11

IC1

2k7

VZ CL

R14

5

1k

9

(DIL)

–IN

V–

1n R10

4 13 R11 C5

7

1000μ 40V

2

P1 1k

470p

4k7

R15

C7

2

μA723 CS 3 +IN

CMP C6

R17

10

R12 C4

2k7

1

OUT

1k

R13

Vc

REF

4k7

V+ 6

4k7

1N4007

24V 0,1A

1k

18V

13V 3A

2200μ 40V

M 030334 - 14

Figura 2. Este regulador DC de baja caída de tensión, proporciona la tensión de alimentación al calentador.

8

altas frecuencias. El condensador C4, conectado en paralelo con la resistencia de realimentación negativa R11, suprime cualquier oscilación de alta frecuencia. El condensador C3, colocado entre el ánodo y la rejilla de V1a, realiza la misma tarea. Las resistencias R4 y R6 están necesariamente en paralelo para señales de alterna AC y, en combinación con la resistencia de realimentación negativa R11, configuran la ganancia total del circuito. El amplificador está diseñado con sólo una cantidad de realimentación negativa moderada: esto mejora el sonido resultante. A la entrada del amplificador se ha montado un transformador E-1220 (Tr1) con una relación de vueltas de 1:2. Esto proporciona una sensibilidad de entrada adecuada así como el correspondiente aislamiento. Las conexiones de audio diferenciales, o casi-diferenciales, son, en teoría, menos susceptibles a las interferencias y evitan los lazos de tierra. Además, la relación de vueltas 1:2 también proporciona una sensibilidad adicional de 6 dB sin añadir ruido, dejando algo más de margen en el lado de la realimentación negativa. La placa de circuito impreso también permite la conexión de una relación de vueltas de 1:1, en cuyo caso se requerirá doblar el nivel de la señal de entrada para poder conseguir un control total del circuito. La relación con la que se desea trabajar se selec-

elektor

SERIE MX

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O

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I

C

S

C

I

R

C

U

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1 - Transmisor código morse 2 - Contador / divisor por 4 3 - Inducción Electromagnética 4 - Puerta NOR C-MOS 5 - Del binario al BCD 6 - Introducción a la resistencia 7 - Transistor PNP 8 - Transistor NPN 9 - Multivibrador estable 10 - Multivibrador monoestable 11 - Transmisor AM 12 - Contador hexadecimal 13 - Decoder de 7 segmentos BCD 14 - Temporizador digital

IC2.C

IC2 = 4011

8

IC2.D 12

&

13

IC2.A

IC2.B 5

11

3

&

2

R2 C9

680k

100k

R1

1 4

&

6

CTRDIV10/ 0 3 DEC 2 1 4 IC5 2 14 7 3 & + 10 4 13 1 5 5 6 4017 6 7 15 9 CT=0 8 11 9 12 CT≥5

10

&

9

3 CTRDIV10/ 0 DEC 2 1 4 IC6 2 14 7 3 & + 10 4 13 1 5 5 6 4017 6 7 15 9 CT=0 8 11 9 12 CT≥5

IC3 = 4011 IC3.A 3

&

2

+12V

IC3.B

1

5 6

&

4

IC3.D 12 13

&

T1

R3

11

BD140

IC3.C 8 9

&

P2

10k

P1

10 REL1

D2

1 R5

O1

1N4148

100k

S1

+12V

+12V

O2

1N4148 10k

D9

IC4 = 4011

IC4.B R6 10k

6

IC4.D C11

5

&

12

4

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&

LED-K R11

10

3

&

2

LED

IC4.C

IC4.A 1

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&

8

10n

C10

R12

1N4007 B/D

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IC1

* 1N4007 D4

R4

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7812

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D3

* *

13V

*

*

S2

LED-A 9

GL1

14

14

16

16

IC2

IC3

IC4

IC5

IC6

7

7

8

8

C2

C3

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C5

100n

100n

47 40V

47 40V

47 7 40V

C6

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14

C1

R9

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33k

D10

R7 10k

R10

1k5

1N4148

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* 22

B

B80C1500

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B1

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3x 1N4007

D6

D5

*

*

*220

40V

B2

* *

B1' B2'

* ver texto R8 2k2

030334 - 13

Figura 3. Este circuito de retardo de encendido inteligente evita los posibles ruidos de chasqueo, zumbido y retumbo.

ciona mediante un puente con hilos. La combinación del condensador C12 y de la resistencia R26 compensa la respuesta del transformador a altas frecuencias.

Situación de reposo Las etapas de potencia de salida a válvulas están diseñadas a menudo con la función de reposo. Esto alarga la vida de las válvulas de la etapa de salida mediante la desconexión de la tensión de ánodo, normalmente, mientras que el calentador y las otras tensiones permanecen activas. Con el amplificador en la posición de reposo, está listo para pasar a funcionar rápidamente de manera correcta. Teniendo en cuenta la alta tensión de ánodo, no se puede utilizar cualquier conmutador o relé tradicional. Hemos realizado diferentes aproximaciones, como por ejemplo, cortocircuitando la resistencia R22 con el conmutador de reposo, de manera que la tensión negativa de reposo de rejilla en las válvulas de la etapa de salida aumente. Así, sólo una pequeña cantidad de corriente de reposo circula en el circuito. De acuerdo con las hojas de características de la válvula, este modo de funcionamiento es preferible a cualquier otro sistema que desconecte la tensión de ánodo para prolongar el funcionamiento con el calentador encendido sin aplicar una tensión de

10

ánodo que reduzca, de manera gradual, la emisión del cátodo. Un diodo LED, conectado en el segundo polo del conmutador de doble polo, nos indica cuando está activo el modo de reposo. El diodo LED puede alimentarse a partir de la tensión de alimentación del calentador.

Alimentación de calentamiento DC Para minimizar el zumbido se ha proporcionado una tensión de alimentación para el calentador regulada y de baja caída, utilizando el ya tradicional regulador de tensiones 723 y un transistor MOSFET (ver Figura 2). La fuente de alimentación ha sido diseñada para minimizar las pérdidas y, para este fin, los filamentos de calentador de las dos válvulas EL 156 están conectados en serie. La válvula ECC 81 puede configurarse de manera que funcione con una tensión de calentador de 12,6 V. Utilizando esta tensión doble (es decir, trabajando con 12,6 V en lugar del 6,3 V), sólo circulará la mitad de corriente, lo que significa que las pérdidas en el puente rectificador se verán reducidas de forma considerable. Con los valores de los componentes que se dan en el circuito, las pérdidas de potencia en el transistor T1 se mantendrán bastante bajas.

Para reducir la caída de tensión provocada por el circuito de limitación de corriente se ha utilizado un truco adicional. El circuito integrado 723 incluye un transistor de silicio para la limitación de corriente, cuya unión base/emisor controla la tensión en los extremos de las resistencias sensoras de límite de corriente R4 y R5. Normalmente, el transistor de silicio debería desconectarse a una tensión de, aproximadamente, 0,6 V. Sin embargo, en este circuito la base de dicho transistor está diseñada con componentes que estabilizan la tensión de reposo y que proporcionan la compensación en temperatura. Esta función la realiza el diodo zéner D2 a través de las resistencias R7 y R8. Esto hace que la caída de tensión en los extremos de las resistencias R4 y R5, que limita la corriente de disparo, sea más pequeña. La tensión de referencia generada por el circuito integrado 723 se divide por medio de las resistencias R13 y R15. El condensador C4 se utiliza, en principio, para evitar cualquier ruido en la tensión de referencia, pero podría haberse elegido un modelo considerablemente más pequeño. Debido al valor del condensador, relativamente alto, la tensión en el terminal 5 del circuito integrado aumenta lentamente, lo que produce un "arranque suave" en la tensión del calentador. Para el transistor T1 se ha elegido un FET BUZ 12, con una RDSON de tan sólo 28 mΩ.

elektor

Figura 4. El amplificador visto desde su cara inferior.

Es importante asegurarse que la diferencia de tensiones entre el cátodo y el calentador no es demasiado elevada,

ya que podrían producirse un arco de tensión entre estos puntos. Por lo tanto, el lado negativo de la tensión

de alimentación del calentador debe estar conectado al lado negativo de la tensión de alimentación elevada.

Una válvula es una válvula... Parámetro

Símbolo

EL34

EL156

Tensión del calentador

Uf

6.3

6.3

V

Corriente del calentador

If

1.5

1.9

A

Uamax

800

800

V

Máxima corriente de cátodo

Ikmax

150

180

mA

Máxima disipación de potencia de ánodo

PVmax

25/27,5

40

W

Máxima disipación de potencia de rejilla apantallada

Pvg2

8

8/12

W

Ig2

11/22

5/25

mA

Ug2max

425

450

425

350

Máxima tensión de ánodo

Corriente de rejilla apantallada Máxima tensión de rejilla apantallada

Unidades

En algunos casos las cantidades se han dado de manera redondeada o los valores mostrados son simplemente una referencia y no todos los libros de hojas de características están exactamente de acuerdo con estas cifras. Los valores que se muestran después de una "/" son los valores máximos de control.

Las válvulas EL 34 y EL 156 son genuinos pentodos de audio de potencia, más que tetrodos de Ug1 Tensión de alimentación de rejilla –39 –24 V potencia de haz como la 6L6, la Ug1AC Tensión AC de control de rejilla 23 18 V KT 88 o la 6550. Estas dos válvulas son bastante similares una a Transconductancia S 11 13 mA/V otra, pero no idénticas en todos R Resistencia interna 15 20 kΩ i los aspectos. La válvula EL 156 Rg1max Máxima resistencia de fuga de rejilla 700 100 kΩ requiere aproximadamente un 27% más de potencia de calentador, mientras que ofrece una corriente de cátodo máxima en torno al 20% más elevada. Su disipación de potencia de ánodo máxima está por encima de la que puede proporcionar la válvula EL 34. La válvula EL 156 tiene de una resistencia interna y una transfuncionando en clase AB

12

V

elektor

Figura 5. El cálido aspecto de una válvula EL 156 en acción.

Golpeteo y zumbido Cuando la etapa de salida se enciende y mientras se está calentando, los distintos condensadores de acoplamien-

to y almacenamiento pueden cargarse a velocidades diferentes. Esto puede producir un aumento del zumbido y el golpeteo. El circuito de la Figura 3

puede suprimir estos sonidos de forma efectiva. Los contactos del relé, que en su posición de reposo están normalmente cerrados, cortocircuitan

ductancia más elevada, una corriente más alta y una tensión de reposo de rejilla significativamente más baja. El control máximo de esta fórmula también se puede conseguir mediante una tensión de control de rejilla más pequeño. Debido a estas características, podemos obtener una ganancia mayor usando la válvula EL 156 que mediante la válvula EL 34 y, como consecuencia, sólo necesitaremos un doble triodo en la etapa de control, a pesar de nuestra alta potencia de salida. Cuando tenemos que trabajar con altas potencias hay una serie detalles que tenemos que tener en cuenta para ambas válvulas. Con tensiones de alimentación elevada la tensión de pantalla de rejilla debe fijarse al máximo valor permitido, para proporcionar una tensión de rejilla fija de reposo. La máxima resistencia de fuga de rejilla permitida es considerablemente más baja para la válvula EL 156 que para la válvula EL 34. El valor máximo de la resistencia de fuga de rejilla está especificado en las hojas de características para cada válvula. En teoría, una válvula puede controlarse sin tener que realizar una disipación de potencia, pero en la práctica, circula una pequeña corriente de rejilla en el circuito que, por lo tanto, debe llevarse fuera del mismo. Todo esto debemos tenerlo en cuenta cuando nos pongamos a realizar el diseño del circuito de control. La válvula EL 156 solamente puede controlarse eficazmente cuando la tensión de ánodo es suficientemente elevada, ¡la potencia tiene su precio! En un circuito tríodo que funcione en “push-pull” en clase AB, la disipación de potencia puede alcanzar los 30 W. La tensión de pantalla de rejilla para la válvula EL 156 en funcionamiento “push-pull” clase AB de alta potencia, debe ser al menos de 350 V. Para la válvula EL 34 se requiere al menos una tensión de 400 V.

14

elektor

En el banco de pruebas Características medidas (todas las medidas han sido tomadas con una carga de 8 Ω) Parámetro

Condiciones

Valor

Unidades

Sensibilidad de entrada

90 W, 1 % THD+N

1.4

Veff

Impedancia de entrada

20 Hz 1 kHz 20 kHz

4 9 1.08

kΩ

Potencia de salida con onda senoidal

1% THD+N

90

W

Ancho de banda

–3 dB, 1 W

41

kHz

Velocidad de subida (Slew rate)

10 μs por paso

5

V/μs

Relación señal/ruido

Con 1 W y Ancho de banda = 22 Hz a 22 kHz

88 102

dB BA

1W

1 kHz 20 kHz

0.12 0.21

50 W

1 kHz 20 kHz

0.6 1.43

Distorsión de intermodulación

50 Hz : 7 kHz = 4:1

1W 50 W

0.5 2.6

%

Distorsión Dinámica de Intermodulación

3.15 kHz de onda cuadrada 15 kHz de onda senoidal

1W 50 W

0.064 0.33

%

Factor de amortiguamiento

1 kHz 20 kHz

2.9 2.3

Distorsión armónica más ruido sobre un ancho de banda de 80 KHz

10

A

%

–

10

B

5

5

2 2

1 0.5

1

%

% 0.5

0.2 0.1

0.2

0.05

0.1

0.02

0.06 20

50

100

200

500

1k

2k

5k

Hz

10k

20k

030334 - E

0.01 1m

2m

5m

10m 20m

50m 100m 200m 500m 1

W

2

5

10

20

50

100

300

030334 - B

La Figura A muestra la distorsión armónica total más ruido (THD + N) como una función de la frecuencia, cuando el amplificador está controlado con una señal de 1 W y con 50 W. La medida se obtuvo utilizando un ancho de banda de 80 KHz. Como se podría esperar en un amplificador a válvulas, la distorsión se incrementó cuando el núcleo del transformador de salida estaba próximo a su saturación. Esto no es una desventaja particular ya que el oído humano no es sensible a las bajas frecuencias y no alcanza niveles elevados de distorsión que sean desagradables. La Figura B simboliza la distorsión como una función del nivel de control. La distorsión aumenta a partir de los 50 mW en adelante, donde comienza a estar dominada por las componentes armónicas. La medida se obtuvo utilizando un ancho de banda que va desde los 22 Hz hasta los 22 KHz, de manera que se pueda mostrar más claramente el efecto de la distorsión armónica a niveles bajos de potencia. Con potencias de 90 W el amplificador comienza a hacer ruidos de golpeteo (clic- clic).

200

B 100

50

20

W 10

5

2

20

50

100

200

500

1k

Hz

16

2k

5k

10k

20k

030334 - C

La Figura C representa la potencia máxima como función de la frecuencia para una distorsión fija (en nuestro caso del 1%). El ancho de banda utilizado para la distorsión medida fue de 80 KHz. La máxima potencia comenzó a caer en los extremos superiores e inferiores de rango de frecuencia de trabajo del amplificador. En la parte superior de la banda de frecuencias

elektor

+6

+0

D

E

-10

+4

-20

+2

-30

-0

-40

-2

-50

-4

-60

-6

d -70 B r -80 A -90

d B -8 r -10 A -12

-100

-14

-110

-16

-120 -130

-18

-140

-20 -22

-150 -160

-24 20

50

100

200

500

Hz

1k

2k

5k

10k

20k

10

20

50

030334 - D

100

200

500

1k

Hz

2k

5k

10k

20k

50k 100k 030334 - E

la situación no era demasiado mala ya que, por lo general, en esta parte de la banda se requiere menos potencia. Las cosas son diferentes por debajo de los 40 Hz, donde los tonos bajos a menudo exigen una gran cantidad de potencia. La Figura D muestra un análisis espectral de la distorsión para una señal senoidal de 1 KHz. Casi toda la distorsión es debida al segundo armónico, que tiene un nivel de – 58,3 dB. El tercer armónico está a – 80 dB y el resto de los armónicos, junto con el zumbido de red, están por debajo de los – 90 dB. La componente del zumbido es debida principalmente al campo magnético de los transformadores (componentes de 50 Hz). Por otro lado, las componentes de 100 Hz podría esperarse que fuesen significativamente más elevadas. La Figura E representa el efecto del circuito de entrada en el amplificador, donde una resistencia de 4,7 KΩ y un condensador de 2,2 nF están conectados en paralelo de manera efectiva, entre los extremos del secundario del transformador de entrada. Si la impedancia de salida del preamplificador es mayor de 50 Ω, la impedancia de entrada del amplificador de potencia tiene un efecto claro. La curva superior muestra la respuesta en frecuencia normal una impedancia de 20 Ω, mientras que con 600 Ω en la respuesta en frecuencia descienden de manera marcada, tanto en el lado superior como en el lado inferior del rango de frecuencias de trabajo del amplificador.

la salida del transformador durante un tiempo que se puede configurar (durante el cual la etapa de salida a válvulas puede trabajar sin problemas). Sólo después de un cierto intervalo de tiempo el relé se activa y suprime el cortocircuito creado. Este comportamiento evita la colocación de contactos de relés en el camino de la señal. La distribución de componentes y de pistas en la placa de circuito impreso facilita que un relé con dos contactos de conmutación pueda montarse sobre la misma, de manera que el circuito pueda usarse para otras aplicaciones, incluyendo una etapa de salida exterior. En nuestro caso, el circuito funciona con una tensión de alimentación de calentador de 13 V, de la que consume una corriente máxima de 200 mA. Si el circuito de retardo de encendido tiene que estar conectado a un amplificador que ya existía, el circuito podrá funcionar sin mayores problemas a partir de un bobinado de alimentación para el calentador de 6,3 V, siempre y cuando dicho circuito proporcione la suficiente corriente de alimentación. En este caso se ha utilizado un circuito doblador de tensión. Dependiendo de la elección de la tensión de alimentación que hayamos hecho, tendremos que añadir, o suprimir, un

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cierto número de componentes en el circuito, tal y como se indica en el plano de montaje de componentes y en la lista de materiales. Encendido Cuando la tensión de alimentación se aplica al circuito, el condensador C8 comienza a cargarse de forma inmediata a través de la resistencia R8, haciendo que el terminal 13 de entrada del circuito integrado IC3.D pase a nivel alto. Al mismo tiempo, el condensador C10 también se carga a través de la resistencia R10. Tan pronto como se alcanza la tensión umbral de entrada del circuito integrado IC4.B, su salida pasa a nivel lógico bajo, por medio de una red paso/alto formada por el condensador C11 y la resistencia R7, que generan un breve pulso bajo en la entrada de IC4.D. Esta señal es invertida y, a continuación, utilizada, para reiniciar el contador a cero 4017. Seguidamente, esta señal se vuelve a invertir y se utiliza para reiniciar el biestable “flip-flop” formado por IC3.B e IC3.C. La salida de este biestable, en su terminal 4, pasa a nivel bajo (si aún no estaba a nivel bajo). Por lo tanto, la salida de IC3.D estará a nivel alto, con lo que el transistor T1 no conducirá y el relé estará inactivo. En

consecuencia, la salida del amplificador estará cortocircuitada. Los circuitos IC2.B e IC2.D forman un generador de reloj de 1 Hz, en donde la frecuencia viene determinada por el condensador C9 y la resistencia R2. El biestable, formado por los circuitos integrados IC2.A e IC2.B, hace que este reloj esté disponible al mismo tiempo para los circuitos contadores IC5 e IC6 que están conectados en cascada. Después de haber contado 100 pulsos, el biestable formado por IC3.B e IC3.C se activa por medio del inversor IC3.A. Esto implica que la salida de IC3.D pasa a nivel bajo, con lo que el transistor T1 comienza a conducir y el relé se activa. En esta situación, el cortocircuito se quita y el circuito deja pasar la señal de audio hacia los altavoces. Al mismo tiempo, esta señal a nivel alto se usa para desactivar los contadores a través de la resistencia R5. Durante el proceso de encendido, el terminal de entrada 8 de IC4.C está a nivel alto, y la señal de 1 Hz está presente en el terminal 9. Por lo tanto, la salida en el terminal 10 también proporcionará la señal de 1 Hz, con lo que el diodo LED comenzará a parpadear a esta velocidad. Una vez que el retardo de encendido se ha

elektor

completado, el terminal 8 pasa a nivel bajo, lo que fuerza que la salida de la puerta NAND pase a nivel alto. En esta condición el diodo LED estará encendido de forma continua. Apagado Cuando el amplificador se desconecta ya no hay ninguna tensión presente en el transformador. Los diodos D5 y D6 (cuando trabajamos con una tensión de 13 V) o los diodos D5 y D7 (cuando trabajamos con una tensión de 6,3 V) monitorizan continuamente la tensión del transformador. Si la tensión ya no está presente, el relé vuelve a su estado de reposo de forma inmediata. Los diodos D10 y D9 aseguran que los condensadores C10 y C11 se descargan rápidamente. Si la tensión de alimentación se aplica de nuevo, se repite una vez más el ciclo completo. Esto asegura que la salida está desconectada otra vez, lo que nos permitirá certificar que se evitarán los indeseables efectos anteriormente mencionados.

Montaje El amplificador monobloque está formado por un total de tres placas de circuito impreso y un cierto número de componentes bobinados montados en una caja, tal y como se muestra en la Figura 4. Nuestro amplificador prototipo ha sido alojado en una caja de aluminio con una apariencia de níquel plateado, lo que le da un acabado muy brillante. El uso del aluminio proporciona un sellado para las interferencias magnéticas, que tienen su origen en los campos magnéticos producidos por los transformadores. Todas las conexiones a masa deben llevarse juntas a la placa del amplificador y soldarse todas ellas a la propia caja, en un único punto, utilizando una gota de estaño. Si no se hace esto, la caja actuará como una antena y el amplificador comenzará a zumbar. Las altas tensiones que se utilizan en el circuito hacen que la caja deba estar conectada a tierra. Las conexiones de entrada y de salida deben estar aisladas de la caja o, caso contrario, podrían aparecer corrientes de tierra no deseadas. Entre las salidas de los altavoces y los contactos del relé debe emplearse un cable con una buena sección de, al menos, 0,5 mm2. Los cables más delgados tienen una resistencia más elevada, lo que podría hacer que se oyera cierto retumbar débil, a través de los altavoces, durante la fase de

20

calentamiento. Las conexiones para el calentador necesitan un cable con una sección de 1,5 mm2, mientras que las de tierra tendrán una sección de 0,75 mm2. El cable utilizado para las conexiones de alta tensión será de 0,5 mm2 de sección. Por último, las conexiones de la tensión de alimentación auxiliar usarán un cable con una sección de 0,25 mm2. El funcionamiento del circuito es relativamente sencillo. En primer lugar verificaremos de nuevo que todos los componentes están montados de manera correcta y que el cableado está de acuerdo con los esquemas dados. Seguidamente, verificaremos las tensiones auxiliares, dejando a un lado, por ahora, el fusible utilizado para la tensión de alimentación elevada. Cuando se aplica la tensión de red, la tensión de reposo negativa de rejilla debe estar presente de manera inmediata en las bases de las válvulas, y puede ajustarse utilizando los correspondientes potenciómetros de ajuste. Por el momento, regularemos esta tensión a su valor máximo negativo. En el siguiente paso, verificaremos la tensión del calentador y la ajustaremos a 12,6 V. Si la tensión puede afinarse dentro de un rango de dos o tres voltios, pero no podemos llegar a alcanzar el valor de 12,6 V, tendremos que cambiar los valores de las resistencias R10 o R12. A continuación, se montaran las válvulas. En poco tiempo, los filamentos del calentador deberán comenzar a iluminarse, tal y como se muestra en la Figura 5. Ahora ya podemos proceder a verificar el circuito con las altas tensiones ya presentes. Es absolutamente esencial que esté siempre conectada una resistencia de carga de al menos 150 W al amplificador. ¡No olvide apagar siempre la unidad antes de montar el fusible de la tensión de alimentación elevada! Volveremos a encender de nuevo la unidad y conectaremos un osciloscopio en los extremos de la resistencia de carga, de manera que actúe como un monitor de la salida. Una vez que se ha completado la fase de calentamiento, se pueden ajustar ya las corrientes de reposo de las válvulas de salida. Para ello, mediremos la caída de tensión en los extremos de cada resistencia de cátodo, R20 y R21, utilizando un multímetro. Seguidamente ajustaremos, de manera alternativa, las corrientes, a través de los puntos V2 y V3, para

una caída de tensión de 450 mV, lo que corresponde a una corriente de 45 mA por válvula. En el siguiente paso conectaremos un generador de señal que produzca una onda senoidal de 1 KHz a la entrada del amplificador y, de forma gradual, incrementaremos la amplitud de dicha señal. Observaremos la señal de salida en el osciloscopio. Dicha señal se debe incrementar en amplitud sin ninguna distorsión o sin oscilaciones espurias, hasta el punto en el que comience a recortar. Si el amplificador no tiene ninguna tendencia a oscilar, verificaremos que el cableado es correcto y que las conexiones a tierra están hechas. Si el amplificador produce una gran oscilación de amplitud en el momento en que se enciende, algo que podemos ver en el osciloscopio como una señal cuadrada distorsionada con una frecuencia de, aproximadamente, 100 Hz, y escuchamos un zumbido en el transformador y en las válvulas de salida, apagaremos el amplificador de forma inmediata. Este efecto indica que el transformador de salida se ha conectado con la polaridad errónea y el ánodo 1 debe ser intercambiado con el ánodo 2, cambiando la realimentación positiva en realimentación negativa. Siempre y cuando el circuito se haya desconectado de forma inmediata, no se habrá producido ningún daño sobre las válvulas o sobre otros componentes. (030334-1)

Nota Por razones de espacio, los diagramas de la placa de circuito impreso, los planos de montaje de los componentes y la lista de materiales, sólo están disponibles en formato electrónico en Internet, pudiéndose descargar de forma gratuita en: www.elektor-electronics.co.uk. Las placas de circuito impreso ya acabadas, pero sin componentes montados, y los kits, se pueden conseguir a través de la dirección de correo electrónico del autor: ([email protected]).

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Están especialmente indicados en electrodomésticos, automoción y otras aplicaciones con controladores inteligentes.

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Módulo GSM / GPRS Tribanda con Tecnología GPS El XT55 permite el rastreo de mercancías, vehículos y personas SIEMENS, empresa representada en España por Anatronic, S.A., anuncia el módulo GSM / GPRS Tribanda XT55 equipado con tecnología GPS de navegación por satélite. La combinación de ambas tecnologías permite el rastreo de mercancías, vehículos y personas en cualquier lugar y en cualquier momento. El diseño compacto del XT55 facilita la integración de GSM / GPRS y GPS en una solución ‘todo en uno’, logrando ahorros considerables de tiempo y coste en el acoplamiento de componentes de hardware adicionales. El XT55 se caracteriza por la tecnología Tribanda para despliegue global (900 / 1800 y 1900 MHz), elevada velocidad (GPRS Class 10 para transmisión rápida de datos que permite una localización extremadamente precisa), mínimo consumo de energía (TricklePower) y rápida imple-

Es un dispositivo de rastreo indicado en equipos de rescate, emergencia y logística.

mentación en aplicaciones actuales. Existe un buen número de áreas donde se pueden utilizar estos dispositivos de rastreo, destacando equipos de res-

cate (ambulancias o fuerzas de seguridad), servicios de emergencia (seguimiento de vehículos y personas) y transporte y logística (rastreo de bienes y mercancías).

El XT55, que mide 53 x 34 x 5.1 mm y pesa 11 gramos, también posee un Kit de Evaluación especial que ofrece diversos protocolos que facilitan su integración en las aplicaciones de rastreo.

Módulos LTCC WLAN con Amplificador Integrado El crecimiento de los mercados WLAN está provocando la demanda de transmisores cada vez más pequeños en forma de tarjetas CF o SD y conectores USB y, a su vez, de módulos ultra compactos. EPCOS, empresa representada en España por Anatronic, S.A., desarrolló el módulo front-end (FEM) de banda dual tipo R005 para el estándar IEEE 802.11 a/b/g con Este módulo disminuye costes de desarrollo y acorta el tiempo de llegada al mercado.

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unas dimensiones de 5.4 x 4.0 x 1.4 mm. Ahora, EPCOS ha diseñado el FEM R012A mono-banda WLAN para IEEE 802.11 b/g más pequeño del mundo

con las mismas dimensiones que el R005, pero con un amplificador de potencia integrado. El módulo contiene un conmutador double-throw de polo

doble (DPDT), un filtro de paso de banda RX de 2.4 GHz, un filtro de paso bajo TX de 2.4 GHz y un PA completo. El nuevo módulo, que es compatible con la mayoría de

Nuevo driver LCD TFT color para teléfonos móviles EPSON, empresa representada en España por Anatronic, S.A., anuncia el desarrollo del S1D19105, la última incorporación a su línea de IC driver LCD TFT color para teléfonos móviles 2.5G y 3G. El S1D19105 es una solución monochip que soporta la visualización simultánea de 176 x RGB x 220 puntos (QCIF+) y 262.144 colores. El nuevo driver está equipado

El S1D19105 ofrece soporte para una amplia gama de paneles TFT.

chipset WLAN mono-banda, reduce los requerimientos de espacio, ahorra costes, disminuye los gastos de desarrollo y acorta el tiempo de llegada al mercado.


con un interface RGB independiente para vídeo, que permite su combinación con, por ejemplo, un Motor de Gráficos Móviles EPSON para crear el tipo de sistema de display compatible en vídeo requerido por los teléfonos móviles. El driver, que se presenta con dos sistemas de interconexión, un interface MPU y un inter-

face RGB, dispone de un bus que conecta directamente a un MPU para posibilitar la transferencia de comandos e imágenes fijas, mientras que el interface RGB y el circuito síncrono VSYNC permiten la visualización de vídeo. El S1D19105 ofrece soporte para una amplia variedad de paneles TFT con diversos inter-

faces y voltajes. El driver soporta inversión de línea y frame e interlineado de tres líneas, y puede operar con una tensión de alimentación de hasta 5.5 V y un voltaje de puerta de hasta 30 V, pudiendo, por lo tanto, dirigir una gran variedad de paneles TFT. La función de visualización parcial implementada en

combinación con el modo de 8 colores logra una reducción significativa en el consumo de potencia, ayudando a incrementar la vida de la batería. EPSON continúa con el compromiso de ampliar su línea de drivers LCD TFT y STN para paneles principales y subpaneles en teléfonos móviles.

Conmutador PCI Express 16-lane PLX Technology, Inc., empresa representada en España por Anatronic, S.A., anuncia la introducción de un nuevo miembro de la familia PLX® ExpressLane™ de dispositivos de conmutación y brindging PCI Express (PCIe). Se trata del conmutador ExpressLane PEX 8516 de 16-lane. Los diseñadores de sistema y tarjeta ahora pueden beneficiarse de las primeras muestras del PEX 8516, que se encuentra disponible en un encapsulado BGA de 312 pines (27 x 27 mm). Además, los diseñadores pueden hacerse con el Kit de Desarrollo Rápido (RDK) PLX para evaluar las características PEX 815, dirigir el desarrollo de producto y llevar al mercado sus diseños más rápidamente. El dispositivo de conmutación PEX 8516 es el único conmutador PCIe 16-lane con cuatro puertos flexibles, dos canales virtuales y funciones de puente ‘no-transparentes”. El nuevo dispositivo ofrece anchos de puerto flexible, permitiendo que cualquier puerto sea configurado como un flujo a través de strapping de hardware, configuración de software y una EEPROM opcional. El PEX 8516 dota de un controlador Hot Plug estándar en cada puerto para realizar actualizaciones de campo. El conmutador PCI Express se caracteriza por chequeos de

28

Dispone de cuatro puertos flexibles, dos canales virtuales y funciones puente no transparente.

redundancia cíclica end-to-end (ECRC) opcionales para soportar las aplicaciones que requieren garantizar la integridad de datos cuando se mueven. Además del informe básico de errores, el PEX 8516 ofrece un informe avanzado para facilitar el desarrollo, depuración y optimización del sistema. Por lo tanto, las características del conmutador PEX

8516 permiten a los diseñadores de nuevas aplicaciones beneficiarse de las ventajas y eficiencia de la tecnología PCIe. Los diseños de sistema y tarjeta basados en el PEX 8516 pueden utilizar elevado ancho de banda de tecnología PCIe en aplicaciones PCI legacy, usando el software desarrollado para la interconexión PCI.

El PEX 8516 se puede utilizar en aplicaciones peer-to-peer, agregación, multi-host, I/O Inteligente y de elevada disponibilidad. Para más información: Anatronic, S.A. Tel: 913660159 Fax: 913655095 E-Mail: [email protected]

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PC Modular de Alta Tecnología para Aplicaciones Médicas HERCULES Mobil Medical con pantalla táctil Goitek System, S.L., presenta el equipo HERCULES Movil (MHH) Medical, un PC modular de alta tecnología alimentado por baterías, que se caracteriza por su estanqueidad (IP65), siendo perfectamente lavable y desinfectable. El HERCULES Mobil Medical incorpora pantalla táctil de 10.4” operativa incluso con guantes. Alternativamente se le pueden conectar ratón y teclado externos. Las principales aplicaciones del HERCULES Mobil Medical van desde quirófanos a salas asépticas, pasando por la visita del facultativo al paciente en la cama del hos-

Su estanqueidad permite lavarlo y desinfectarlo sin problemas.


pital. También se usa en ambulancias o helicópteros medicalizados. La tecnología “fanless” (sin ventiladores) permite su utilización en espacios donde el silencio sea aconsejable u obligatorio, como habitaciones o quirófanos. El HERCULES Mobil Medical, que cumple con las certificaciones EN60601-1 y EN60601-1-

2, se puede configurar fácilmente para responder a las necesidades de cada a aplicación en cuanto al tipo y la capacidad del procesador (hasta Pentium M), la memoria RAM y el disco duro. En su versión estándar, este PC modular de alta tecnología incorpora puerto USB, 10/100 MB Ethernet (IEEE 802.11b Wireless LAN),

interface serie, conectores PS/2 para ratón y teclado, dos slot PCMCIA libres, conectores para disquetera y lectores CD / DVD externos. Opcionalmente, se puede presentar con un dispositivo específico de fijación sobremesa o vehículo. Con todas estas prestaciones, el HERCULES Mobil Medical puede cumplir sobradamente

con las necesidades de movilidad en el campo de la tecnología médica. Para más información: Goitek System, S.L. Xixilion Kalea 2, Plta2, Of2 20870 Elgoibar (Gipuzkoa) Tel. 943 74 44 00 Fax. 943 74 43 70 Web. www.goitek.com E-mail. [email protected]

Monitor con Pantalla Táctil de 15” InTouch Electronics, S.L., anuncia el monitor con pantalla táctil resistiva de 15” 5 Hilos TEW 15T de TOUCHEASY, que es ideal para instalar en TPV, puntos de información y aplicaciones industriales y financieras. La pantalla de 15” con tecnología ‘color active matrix’ LDC (TFT) permite observar la información representada en ella desde un ángulo horizontal de 160 ° y un ángulo vertical de 130 °. El monitor dispone de 400 candelas de iluminación, logrando en la práctica una visualización desde cualquier ángulo de visión y condiciones lumínicas adversa, exteriores e interiores, así como luz directa. Este monitor multimedia incluye altavoces internos de 2W con conexión de entrada mini-jack, salida de audio para auriculares y Hub de 2 puertos USB que amplía las posibilidades de interconexión, una ventaja que otros monitores de este tipo no ofrecen, además de el clásico puerto RS232.

El TEW 15T puede variar su posición con respecto a la línea horizontal del suelo hasta 90 ° y esta dotando de gran estabilidad ante las pulsaciones del usuario en la pantalla. Su peana desmontable aporta la cualidad de poder ser fijada en cualquier tipo de superficie mediante anclajes VESA tanto montada como al ser desmontada, ya que incluye, en el chasis, estos mismos anclajes que nos permiten la fijación directa a pocos centímetros de la pared mediante un pequeño brazo. Es importante destacar el hecho de que el interface de comunicación está incluido con el monitor, incorporando las dos posibilidades de conexión: serie (RS232) y USB 2.0.

Ideal para TPV, puntos de información y aplicaciones industriales.

Para más información: InTouch Electronics, S.L. Gandia, 3, Local 3 28007 Madrid Tel: 91 434 16 34 Fax: 91 433 76 38 Email: [email protected]

Kontron presenta tres nuevas tarjetas CPU Compact PCI CP306, CP6000 y CP6011 Kontron Modular Computers presenta tres nuevas tarjetas CPU CompactPCI de elevado rendimiento: una 3U y dos 6U,

30

cada una de las cuales posee un procesador Intel® Pentium® M 755 o 760 de 2 GHz para dotar de magníficas prestaciones con ventilación pasiva.

La tarjeta CP306 3U, con procesador soldado directamente y memoria, ha sido diseñada para resistir las condiciones más adversas. Las tarjetas 6U

combinan máxima potencia informática con bajo consumo. La CP6011 está optimizada para aplicaciones con elevado ancho de banda, mientras que

elektor


el modelo CP6000 tiene un magnífico balance precio – prestaciones. Las tres tarjetas CPU se caracterizan por soporte I/O trasero y de software para Windows XP, XP Embedded y 2000, Linux, VxWorks, etc. Las tarjetas 6U, además, ofrecen soporte Windows 2003 Server. CP306 La tarjeta CP306 se caracteriza por un procesador de 2 GHz de elevado rendimiento con un bus front-side de 400 MHz, hasta 1 GB de DDRSDRAM con una velocidad de reloj de 333 MHz y ECC (Error Correction Code) y numerosos interfaces de comunicaciones: Gigabit Ethernet, Fast Ethernet, cuatro USB 2.0, hasta cuatro interfaces COM, toma CompactFlash y Dual ATA/100. El controlador de gráficos integrado del chipset 855GME ofrece capacidades 2D, 3D y de vídeo de alto rendimiento. La CPU se encuentra disponible como un slot sencillo (4HP) o, alternativamente, como un slot dual (8 HP) con soporte legacy y un HDD de 2.5”. Diseñada para gestionar los entornos más adversos, la tarjeta CP306 es ideal para uso en robots industriales, registradores de datos portátiles y cabinas de trenes o aviones. CP6000 La tarjeta CP6000, con un ratio precio – prestaciones optimizado, está equipada

Estas tarjetas cambian máxima potencia informática con un bajo consumo.

con un chipset 855GME, hasta 2 GB de SDRAM y hasta cuatro interfaces Gigabit Ethernet (dos en el frontal y dos PICMG 2.16 vía el conector J3 trasero) para aplicaciones de pasarelas de medios, redes y conmutación. Además, posee interfaces VGA front-side, USB y COM, así como slot PMC con rendimiento PCI-X, un HDD de 2.5” opcional y CompactFlash onboard. Todas estas características se encuentran disponibles simultáneamente en la CP6000, gracias al hub controlador I/O Intel 6300ESB, que también ofrece tecnología I/O state-ofthe-art, como Serial ATA/150, USB 2.0 y dos buses PCI. El controlador de gráficos integrado del chipset 855GME con tecnología Extreme Gra-

phics 2 produce imágenes con resoluciones de hasta 2048x1536x8 bit a 60 Hz y vídeos en calidad multimedia 2D / 3D. CP6011 La tarjeta CP6011 con un chipset E7501 y SDRAM de 2 GB con PC333 en tomas SODIMM de 200 pines ha sido diseñada para uso en aplicaciones que requieren elevadas prestaciones y flexibilidad combinadas con alta densidad de integración: VoIP, Video on Demand o telecomunicaciones, comunicaciones de datos o aplicaciones médicas. La CP6011 comunica en redes Ethernet vía un interface Dual Gigabit PICMG 2.16 y un interface Fast Ethernet frontside para gestión de sistema y otros propósitos.

La expansión I/O es posible vía dos slot PMC, uno de ellos ofrece un PIM y un interface PCI-X con hasta 64 bit en una transferencia de datos de 133 MHz, y el otro posee un interface PCI de 64 bit / 66 MHz. El bus CompactPCI ofrece un gran ancho de banda, especialmente para tarjetas I/O con un interface PCI-X para una transferencia de datos de 64 bit / 133 MHz. El chip de gráficos ATI Mobility™ M, con 4 MB de memoria, ofrece una resolución de pantalla de 1600x1200x16 bit. Además de los dos slot PMC, Ethernet y COM, también están disponibles LED front-side programables. Las CPU CPCI 6U se pueden expandir vía las tarjetas PMC opcionales de Kontron con Ultra320 SCSI o con puertos Gigabit Ethernet adicionales.

Sistema CompactPCI / PCI con Procesador Intel® Celeron® M para Aplicaciones Industriales El XL3000 permite una integración flexible y económica Kontron Modular Computers presenta la solución de sistema XL3000, que permite combinar la tecnología

elektor

CompactPCI robusta con el mundo PCI de bajo coste, ofreciendo una flexibilidad inigualable con un ratio coste / rendimiento muy atractivo. Por lo tanto, los usuarios

CompactPCI de sectores industriales y de ingeniería ahora pueden hacer uso de tarjetas I/O PCI. La combinación de elevado rendimiento, productos Com-

pacPCI de larga duración y tarjetas I/O PCI que son más baratas y fáciles de actualizar crean un sistema con una ‘esperanza de vida’ muy grande.

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Los componentes del sistema se encuentran ubicados en una cubierta 4U con unas dimensiones de 428 x 178 x 270 mm, que ofrece alojamiento para cuatro tarjetas PCI y cuatro tarjetas CompactPCI. El XL3000 ha sido desarrollado con la tarjeta CP306-V, una unidad CPU con un procesador Celeron® M de 1.3 GHz. Además, los drives pueden operar en una bahía equipada con absorbedores de choque, incluso en entornos adversos. Entre las numerosas opciones se encuentran un disco duro de 2.5” que soporta operación redundante de acuerdo con Raid Level 1, y una amplia gama de tarjetas I/O. En la reducción del coste también influye el hecho de que todos los slot y bahías son accesibles desde el frontal, por lo que el mantenimiento o la ampliación de los sistemas instalados no son un inconveniente.

La combinación de elevado rendimiento, productos de larga duración y tarjetas PCI I/O baratas y fáciles de actualizar, crean sistemas con una esperanza de vida muy larga.

La fuente de alimentación ATX de 250 W integrada se conecta a través de una toma IEC, que también es accesible desde el frontal. Esta fuente tolera tensiones de entrada en el rango de 95 a 264 VAC con frecuencias de 47 a 63 Hz.

Otra característica a destacar es que entre los accesorios se encuentra una solución de monitorización remota, que permite el emplazamiento de una unidad operativa y de monitorización a una distancia de hasta 40 metros.

Para más información: KONTRON Embedded Computers, AG. Gobelas, 21 28023 Madrid Tel: 917102020 Fax: 917102152

Nuevas Soluciones Térmicas para Chipset de Microprocesadores Vette Corp., nueva empresa distribuida en España por Lober, S.A., anuncia la disponibilidad de sus soluciones térmicas para chipset de los microprocesadores más populares. Ideales para las aplicaciones que requieren un máximo flujo de aire con ‘headroom’ mínimo, Vette recomienda sus heatsinks con ventiladores integrados de elevada eficiencia para aplicaciones con Intel® Pentium® 4 LGA775 y 478, así como AMD® Athlon 64, XP y Opteron®. La oferta de productos estándar de Vette cubre las necesidades de aplicaciones típicas que operan sobre 3 GHz y niveles eléctricos de 80 a 90

32

W. Para aplicaciones con diseños a 4 GHZ y 100 W, o en situaciones térmicas o mecánicas especiales donde las soluciones estándar no son suficientes, Vette ofrece además soporte para servicios de diseño, tales como análisis térmico y mecánico, diseño de radiadores específicos, etc. Vette es la compañía con la capacidad de dotar de soporte total a los OEM con sus soluciones térmicas optimizadas en función de sus requerimientos de rendimiento, fabricación y cadena de suministro global.

Ideales para aplicaciones que requieren el máximo flujo de aire.

elektor


Primer Sensor Inteligente para Detección de Gas Natural Basado en tecnología de absorción infrarroja PerkinElmer Optoelectronics, empresa representada en España por Lober, S.A., introduce el sensor inteligente de gas natural PYM 151 para sistemas de alarma doméstico e industrial. El PYM 151 es el primer sensor “inteligente” con diseño modular en usar tecnología de absorción infrarroja (IR). Hasta ahora, la instrumentación de alarma de gas natural tradicional usaban celdas electroquímicas que necesitan ser reemplazadas periódicamente. El gas natural se ha convertido en una de las fuentes de energía más usadas en la actualidad. Este gas se emplea para calentar y cocinar, generar energía eléctrica y dirigir motores. Debido a este incremento en su utilización, las concentraciones de gas natural también han aumentado. Cuando los niveles de gas natural se sitúan entre el 4,4 y el 15%, se puede producir una explosión. El nuevo PYM 151 ha sido diseñado para uso en la detec-

El PYM 151 alcanza unos niveles muy elevados de fiabilidad.

ción / monitorización de gas natural en los hogares y representa una plataforma tecnológica para mejorar el desarrollo de sensores de CO2 para aplicaciones de automoción. Este sistema permite a los fabricantes de alarma integrar la tecnología exclusiva de

absorción de infrarrojos no dispersos (NDIR) del PYM 151 con un diseño snap-in y proceso de alarma add-on. El sensor PYM 151 alcanza unos niveles muy elevados de fiabilidad gracias a su sistema de infrarrojos. Su diseño compacto establece un nuevo

estándar en la monitorización de gas, ya que ha superado todos los requerimientos de los estándares ASTM. La técnica de medición de PerkinElmer utiliza tecnología NDIR, que emplea emisores infrarrojos state-of-the-art, y tecnología de detección piroeléctrica.

Convertidores DC/DC SMD no aislados de 5 A La serie NNL05 se amplía C&D Technologies, empresa representada en España por Lober, S.A., anuncia la serie NNL05 de convertidores DC/DC SMD no aislados de 5 A, que incorpora una opción de entrada de 12 Vdc para convertir tensiones de punto de carga de 0.75 a 5.0 Vdc. Los convertidores NNL05 con construcción SMD se caracterizan por un footprint estánLos convertidores NNL05 ofrecen salidas muy precisas para FPGA, ASIC, DSP y microcontroladores de elevado rendimiento.

elektor

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dar (Tyco Microlynx compatible), protección ante cortocircuito y elevación de temperatura, alta eficiencia (mínima del 90% para salida de 5.0 V), tensión de salida ajustable de 0.75 a 5.0 V, rango de temperatura opera-

tiva de -40 a +85 °C y on / off remoto. La serie NNL05 se dirige a aquellos clientes que buscan convertidores DC/DC no aislados de baja tensión de salida y elevada eficiencia, convertidores “punto de carga” en arqui-

tecturas de bus distribuidas o intermedias y alternativas compatibles en footprint o fuentes secundarias. Los convertidores NNL05, que se presentan en bandejas apilables con compatibilidad SMT, ofrecen salidas de ten-

sión muy precisas para FPGA, ASIC, DSP y microprocesadores de elevado rendimiento. Para más información: Lober, S.A. Tel: 913589875 Fax: 913589710

Equipos optoelectrónicos de fibra multimodo Vídeo y RS232 OPTRAL, S.A., presenta su familia VM3 de equipos optoelectrónicos de fibra multimodo que permite el enlace de una señal de video estándar y un canal de datos RS232 a través de fibra óptica multimodo. El sistema básico consiste en un transmisor y un receptor con una sola fibra óptica por canal de transmisión.

Los equipos, que están disponibles en dos formatos (modular y tarjetas rack), funcionan a 12 Vdc / 400 mA y poseen un rango de temperatura de funcionamiento de 0 a +50°C y una humedad del 10 al 90% sin condensación. Estos equipos optoelectrónicos disponen de un ajuste para corta y larga distancia y pueden funcionar a 850 y 1300 nm con fibra multimodo.

La señal de video destaca por una impedancia de entrada / salida de 75 Ω, ancho de banda de 10 MHz, ganancia y fase diferencia menor al 2%, y conector entrada / salida de vídeo BNC. El canal de datos RS232, por su parte, dispone de velocidad de transmisión de 115 kbs, tasa de error de 10-9, transmisión asíncrona / Full Duplex, y conector RS232 SubD-9.

Todos los modelos cumplen con las directivas europeas de compatibilidad electromagnética y de baja tensión (Marcado CE). Para más información: OPTRAL, S.A. P.I. Mas Roger C/ Benjamín Franklin, S/N. 08397 Pineda de Mar (Barcelona) Tel: 937625553/Fax: 937625831

próximo número próximo número próximo númer próximo mes en elektor

Sistema de Desarrollo “ARMee” LPC210x (2) Una vez que hemos “digerido” el artículo de fondo sobre procesadores ARM publicado en la entrega de Mayo de 2005, ya estamos preparados para pasar a trabajar con una tarjeta de desarrollo ARM que sigue los pasos de sus ilustres predecesores, como los sistemas “PICee” y “AVRee”. Una característica especial de este proyecto es la transportabilidad (literalmente) de la pequeña placa adicional de la CPU ARM. Una vez que ha sido programada en el sistema de desarrollo puede desconectarse del mismo y llevarse a la correspondiente placa de aplicación definitiva. Tony Dixon nos cuenta la historia completa.

USB - GPS Por desgracia, este artículo no pudo incluirse en esta entrega debido a problemas de espacio. Este proyecto describe una interfaz entre aplicaciones de navegación y un módulo GPS en miniatura acoplado a una pequeña antena activa. La estructura modular del proyecto nos permite utilizar los elementos seleccionados para nuestras propias aplicaciones.

Analizador SC Los transistores son componentes que se encuentran en la gran mayoría de los circuitos electrónicos. Sin embargo, como muchos ingenieros de mantenimiento reconocen, estos dispositivos no siempre son fáciles de identificar, lo que hace que su verificación (además de encontrar el componente de sustitución o su alternativa de cambio) se llegue a convertir en un problema con una cierta entidad. Nuestro dispositivo Analizador de SemiConductores no solamente es capaz de distinguir entre transistores FETs y bipolares, sino que también investiga la distribución de terminales y extrae los principales parámetros eléctricos, como el HFE, de un componente desconocido.

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elektor

libros libros libros libros libros libros libros libros Elektor ofrece a sus lectores una selección de libros técnicos de gran valor para aficionados y profesionales. Todos ellos están escritos en inglés, el idioma más utilizado en el ámbito técnico.

SERIE 300. Circuitos y aplicaciones: 301 Circuits

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AMPLIFICADOR DE POTENCIA DE ALTAS PRESTACIONES Vatios de alta calidad Ton Giesberts

El “Preamplificador de Altas Prestaciones” publicado en los números de Junio y Julio de 2004 exige, por supuesto, un amplificador final que se adapte a este primer equipo, en una caja idéntica a la de éste. Debido al pequeño tamaño de la caja, la potencia de salida de este amplificador final se reduce a valores algo modestos, pero la calidad es excepcional, al tiempo que es más que suficiente para equipar un salón de tamaño medio con una imagen de sonido impresionante.

El amplificador “Enlace de Audio”, publicado hace un año, fue muy bien recibido por los entusiastas del audio, debido principalmente a su amigable interfaz de usuario y a su procesamiento de señal de alta calidad. Lo más lógico es que el amplificador final que se adapte a estas características tenga el mismo nivel de calidad, por lo que nos hemos esforzado para conseguir dicho resultado. Queríamos utilizar una caja idéntica a la del preamplificador, lo que implicaba que no dispondríamos de mucho espacio y, por otro lado, también sabemos que la potencia máxima de salida de un amplificador final depende en gran medida de su tamaño. Debido a ello, las dimensiones de los radiadores y de los transformadores son particularmente reducidas y hemos conseguido alcanzar una potencia de algo menos de 50 W sobre una carga de 4 Ω, utilizando los transformadores toroidales de 80 VA Por lo tanto, este amplificador está destinado principalmente a aquellas personas que prefieran escuchar música a un volumen no muy alto, pero exigentes en lo que concierne a la calidad de reproducción. Como la potencia de salida de este equipo es bastante diferente de lo que algunos de nuestros amplificadores finales previos pueden proporcionar, hemos añadido un indicador de saturación de entrada de precisión a este diseño. Este indicador compara la señal de entrada y la salida del amplificador final y enciende un diodo LED si la diferencia es demasiado grande. Esto permite que el oyente tenga una buena indicación del nivel de control de salida.

Etapa de salida Los lectores que hayan prestado algo de atención a los esquemas eléctricos de nuestros amplificadores finales publicados a lo largo de los últimos años, habrán notado un incremento de prestaciones ya familiares en este diseño actual. En este diseño no hay nada realmente sorprendente, y la buena calidad del sonido está más determinada por la elección de los transistores y la distribución de los componentes en la placa de circuito impreso que por el propio diseño del circuito. Como podemos ver en el diagrama de bloques de la Figura 1, cada canal del amplificador está formado esencial-

elektor

+Ub

T12

T1 T14 T8

T7

IC1

Protección

T11

Corrección DC

T10

T9

T15 T2 T13

-Ub 040198 - 15

Figura 1. Diagrama de bloques del Amplificador de Potencia de Altas Prestaciones, que está basado en un diseño previo, ya publicado, de Elektor.

mente por dos amplificadores diferenciales y un seguidor de emisor, pero con un diseño totalmente simétrico. También hay un integrador que elimina cualquier diferencia de tensión continua (DC) a la salida. El amplificador diferencial de la etapa de entrada (ver Figura 2) está formado por un doble grupo de dos transistores complementarios (T1a / T1b y T2a / T2b) de la casa Toshiba. Este circuito está seguido por un segundo conjunto de amplificadores diferenciales (T7 / T8 y T9 / T10), que proporcionan la mayor parte de la ganancia. La combinación de los transistores T7 y T9 también forma un amplificador en “push-pull”que proporciona algo más de la corriente necesaria para controlar la etapa de salida configurada en seguidor de emisor. Los puntos de funcionamiento de estos amplificadores diferenciales vienen determinados completamente por los puntos de operación de los transistores T1 y T2. Las corrientes a través de los transistores diferenciales en la segunda etapa del amplificador están determinadas por el conjunto de resistencias R20 – R22 y R23 – R25 y por la caída de tensión a través del conjunto de resistencias R7 / R8 o R10 /

R11, respectivamente. Las tensiones presentes a través de las resistencias de colector de las dos líneas de entrada están determinadas, en cada caso, por las fuentes de corriente constante T3 y T4. Como se puede ver claramente, todos los puntos de funcionamiento del amplificador dependen directamente de estas dos fuentes de corriente, por lo que prestaremos una atención particular a su diseño. Las tensiones de referencia para las fuentes de corriente las proporcionan unos diodos LEDs que, de manera alternativa, funcionan con corrientes relativamente constante suministradas por un par de fuentes de corriente JFET sencillas. El resultado de todo esto es que las fuentes de corriente, construidas alrededor de los transistores T3 y T4, son prácticamente inmunes al rizado de la tensión de alimentación y a las fluctuaciones que se puedan producir en dicha tensión de alimentación. Por desgracia, los transistores JFTEs disponen de un rango de tolerancia bastante mayor, por lo que tendremos que medir las tensiones en los puntos que se muestran en el esquema eléctrico, y compararlos con los valores indicados. Para el buen funciona-

37

K3

R30 1Ω

2x 4V7 0W4

1V

T3

T7

1M

D13

1M

R1

120 Ω

100n

4x 1N4148

2Ω2

0V

K1

L1

4k7 P1

250 Ω

R6

T2

5

R33

T15

C16

7

1V20

–21V2

1 T6

T10 2

2SA1349

4k7

R27

BF245A

T17 T16

T13

C17

K2

100k R39 2x 47μ 25V

LS–

100k

3

2x BC547B

R38 22 Ω

0V08

33 Ω

R5

LS+

R37 100k

470 Ω

R35

33 Ω

1n

RE1

R17

D4

0Ω22

D3

C1

0V08

10k

R2

1k

R36

2SC5171

R18

470 Ω

R40

10μ 63V

C11

R29

470 Ω

D2

D1

R41 C18

2V44

15p R19

470n

R42

BS170

10M

T11

C10 C19

0V

R43 T18

2SC5359

R32

R28

3

OPA177GP

R44

3x 1N4148

R34

R4

R46

4

3300μ 35V

1M

22 Ω

3

560 Ω

R3

1M

100n

D12

33 Ω

33 Ω

0V08

C20

0V08

2SC3381

5

330k

2μ2 7

1V24

1

R48

6

D11

T14

R26

2 T8

IC1

RE1

T12

0Ω22

T1

6

R47

2SC5171

T5

7

2

C13

1Ω

10 Ω

2x 2SA1209

0V23

0V23

15 Ω 2n2

C12

R45

330k

1k

5V5

R9

2SA1209

+21V2

BF245A

R13

D6

10 Ω

R21 R22 D5 C2

4k7

470n

+25V

R20 22 Ω

3300μ 35V

R8 1V89

100n 5V6 0W4

R7

D9

1V89

C6

820 Ω

C5

1V32

C4

270 Ω

D14

820 Ω

R14

K4

6

5V6 0W4

470n

D10

10 Ω

0V23

22 Ω

R23 1V

R11 1V89

3300μ 35V

1V89

100n

C9

820 Ω

C8

4V7 0W4

R10 1V32

C7

270 Ω

D15

D8

T9

R24 R25

2SC2911 R16

0V23

15 Ω 2n2 D7 2x

2SA1930

2SC2911 2x

R12

T4

10 Ω

C3

R15

820 Ω

1k

5V5

2SA1987

R31

C14

C15

100n

3300μ 35V

K5

1Ω 040198 - 11

–25V

Figura 2. La selección cuidadosa de componentes permite que este diseño alcance unos resultados significativamente mejores que los modelos previos.

miento de este circuito la desviación no puede ser mayor del 20%. Las etapas de potencia de salida están cableadas como seguidores de emisor utilizando un diseño estándar con dos conjuntos de transistores complementarios en configuración Darlington (T12 / T14 y T13 / T15). Las resistencias R26 y R27 están colocadas como entradas de los seguidores de emisor para linealizar la impedancia de entrada de la correspondiente etapa de amplificación de corriente y reducir así los efectos de las distintas capacidades parásitas. Aunque esto reduce la ganancia del lazo abierto, también aumenta considerablemente el ancho de banda. Esto nos permite utilizar una realimentación menos negativa, lo que desde el punto de vista de los seguidores del audio mejorará la calidad de reproducción.

38

El transistor T11 que se utiliza en este circuito está configurado como una fuente de corriente de reposo. En este caso estamos utilizando el mismo tipo de transistor que el controlador NPN (T12). Esto hace que el ensamblado del conjunto sea más sencillo debido a que estos transistores tienen un encapsulado de plástico que puede montarse sobre el radiador sin necesidad de usar un aislante, lo que también se aplica al transistor T13. La corriente de reposo que alimenta al transistor está localizada en la placa del circuito entre los dos transistores de la etapa de salida (T14 y T15), los cuales tienen que montarse con arandelas aislantes de mica, de manera que se alcance el máximo acoplamiento térmico. Los transistores de control T12 y T13 están localizados en la otra cara de este

conjunto de tres transistores. La corriente de reposo de los transistores de salida está configurada a 100 mA, valor que se considera suficiente. El circuito integrado IC1 compensa las líneas de entrada de corriente así como cualquier desviación (“offset”) que pueda aparecer debido a las desigualdades de los distintos ajustes de las tensiones continuas (DC), inyectando una pequeña corriente en la entrada del amplificador. Las líneas de corriente se deben principalmente a las diferencias en los factores de amplificación de los transistores duales complementarios y a las corrientes provenientes de las dos fuentes de corriente, así como a los posibles defectos del balanceado en los transistores de las etapas seguidoras (diferencias en los factores de amplificación y en las tensiones

elektor

+15VL R8

LS+

R9

20k0

10k0 R10 15k

D1

5

1k

7

IC1.B

R1

IC1.A

1

3

R16 220Ω

12

IC2.A 4

C10

3

R14

R11 470Ω

470p

+25V

5

6

C2

22μ 40V T1

D3

R15 470μ 25V

150Ω

R3

1M

BF245A

2

270Ω

C1 10μ

K1

+15VL C5

15V 1W3

C6

C8

100n

R4 0Ω

C3

470Ω

4k75

R5

9

1k69

C4

11

IC2

C11

–25V

R13

4

6

C7

C9

100n

100n

15V 1W3

R17 220Ω

15k

P1 500Ω

470μ 25V

8

15p

470Ω

D4

7

IC2.B 10

R7

R2 100k

8

IC1

R12 R6

open

100n

IC1 = AD827 IC2 = LM319

–15VL –15VL +15VR

R25 20k0

10k0 R27 15k

D2

R20

5

1k

7

IC3.B

R18

IC3.A

1

3

+25V

R33 220Ω

12

IC4.A 4

C21 R31

3

R28 470Ω

470p

22μ 40V T2

5

6

C13

1M

BF245A

2

270Ω

C12 10μ

K2

+15VR C16

D5

R32 470μ 25V

150Ω

LS+

R26

15V 1W3

C17

0Ω

R21

1k69

R22

470Ω

9

C15

8

11

IC4

4

6

C22

15p

470Ω

470μ 25V

8

R30

P2 500Ω

C18

C20

100n

100n

7

IC4.B 10

R24

R19 100k

4k75

D6

100n

IC3

R29 R23

open

15k

C14

C19

100n

IC1 = AD827 IC2 = LM319

–25V

15V 1W3

R34 220Ω

–15VR 040198 - 12

–15VR

Figura 3. El indicador de saturación de entrada estéreo compara, de forma constante, las señales de entrada y de salida del amplificador final, y cuando la diferencia es demasiado grande nos lo muestra. Los condensadores de entrada para las placas del amplificador también se encuentran localizados en este esquema.

base-emisor). Una corriente de alimentación de, aproximadamente, 8 μA, puede compensarse utilizando los valores de componentes indicados. Así, la resistencia R48 y el condensador C20 determinan la constante de tiempo de integración, mientras que el condensador C19 desacopla cualquier efecto proveniente del circuito integrado IC1 (excepto para corrección de la corriente de alimentación). La resistencia R1 y el condensador C1 en la entrada del amplificador forman un filtro paso/bajo que evita que el amplificador llegue al estado de saturación de entrada, si a la entrada aparecen flancos de señal con niveles excesivos. Para mantener lo más pequeño posible la tensión de desviación resultante, la resistencia de entrada R2 tiene que tener un valor inferior al habitual (10

elektor

KΩ en este caso). La sensibilidad de entrada de este amplificador final se ha hecho relativamente baja para reducir la probabilidad de saturación de entrada. Por lo tanto, su ganancia se ha ajustado a, aproximadamente, 10,5, utilizando las resistencias R17 y R18 (pero no debemos olvidar el efecto de la resistencia R1). Para que el circuito integrado IC1 haga su trabajo de manera adecuada, la entrada debe estar acoplada en alterna (AC). Con el valor elegido para la resistencia de entrada, la capacidad necesaria para alcanzar una frecuencia suficientemente baja solamente puede alcanzarse con un condensador que tenga unas dimensiones bastante grandes, por lo que hemos decidido colocarlo en la placa del circuito impreso destinada al circuito indica-

dor de saturación de entrada. Esto permite que la placa de circuito impreso para el amplificador final permanezca relativamente pequeña e incremente la distancia entre los transformadores de red y la placa del circuito del amplificador. Un beneficio adicional de esta distribución es que el indicador de saturación de entrada puede acceder directamente a la señal de entrada después del condensador de entrada, lo que elimina la necesidad de una toma adicional. La compensación de frecuencia para el amplificador, que determina en gran medida sus características de lazo abierto, está proporcionada por las redes de resistencias y condensadores C2 / R9 y C3 / R12. El desacoplo de alta frecuencia (HF) lo proporciona la red formada por C10 y R19.

39

D5

R1 6k8

POWER

D1...D4 = MBR10100 C5, C6, C8, C9 = 6800μ / 35V C5

K1 D4

C4

D1

C6

C7

K2

C1 100n

47n

47n

C3

C2 C8

47n

D3

D2

C9

C10

47n

2x 18V 80VA

100n

D10

R2 6k8

POWER

D6...D9 = MBR10100 C15, C16, C18, C19 = 6800μ / 35V C15

K3 C14

D9

D6

C16

C17

K4

C11 100n

47n

47n

C13

C12 C18

47n

D8

D7

2x 18V 80VA

C19

C20

47n 100n

040198 - 13

Figura 4. La fuente de alimentación utiliza diodos Schottky para las pérdidas de baja tensión y tiene una capacidad de almacenamiento de 2 x 13.000 μF por canal.

La salida del amplificador se activa por medio de un relé de 16 A. El modelo especificado en la lista de componentes tiene una distribución de terminales que es estándar en la industria y puede sustituirse fácilmente por cualquier otro modelo equivalente. Para proteger los altavoces contra transitorios de tensión de salida que pueden ocurrir cuando la tensión de red se activa, se proporciona un pequeño retardo de encendido por medio de este relé de salida. El tiempo de retardo es de, aproximadamente, 6 ó 7 segundos. El estado del relé depende de la tensión de

K2 F1 230V

0A4 T

K1

230V

K3 F2 230V

0A4 T

040198 - 14

Figura 5. Circuito auxiliar para los fusibles de tensión de red y algunos bloques de terminales para la conexión de los transformadores y conmutadores de red.

40

alimentación asignada al amplificador final más que de la tensión del transformador de red. Si la tensión de alimentación cae por debajo de los 17 V, el transistor MOSFET T18 desactiva el relé. El transistor MOSFET comienza a conducir de nuevo cuando su tensión de puerta es aproximadamente igual a 2,5 V. El valor umbral puede variar de un transistor FET a otro, por lo que el tiempo de retardo también puede sufrir alguna variación. La puerta está conectada directamente a la tensión de alimentación a través del divisor de tensión formado por las resistencias R42 – R44. El diodo D12 evita que el condensador C18 mantenga al transistor MOSFET en el estado de "activado" cuando la tensión de alimentación cae, mientras que el diodo D13 asegura que el condensador C18 se descarga si la tensión de alimentación cae por debajo de la mitad de su valor normal. Esto evita una reducción excesiva en el tiempo de retardo si el amplificador vuelve a encenderse demasiado rápidamente después de haberse apagado. La bobina del relé está conectada a la tensión de alimentación a través de la resistencia R45, por lo que puede utilizarse un relé con una tensión de bobina muy baja con tan sólo cambiar el valor de la resistencia R45. Deberemos asegurarnos que

utilizamos una resistencia con un rango de disipación de potencia adecuado. El circuito de protección de continua DC también está acoplado al circuito de retardo de encendido. Este circuito desconecta el relé rápidamente, descargando el condensador C18 en el circuito de retardo de encendido. Si hay una tensión positiva DC, el transistor T16 conducirá y la descarga del condensador C18 se hará a través de la resistencia R40 si la tensión en la salida del amplificador es superior a + 1,5 V. Si en la salida hay una tensión negativa excesivamente grande, el transistor T17 conducirá debido a la tensión negativa en su emisor. En este caso la corriente de descarga del condensador C18 debe pasar a través de las resistencias R37 y R38. Los valores de las resistencias del divisor de tensión formado por R42 – R44 también determinan los valores de las resistencias R37 – R39. Los valores de estas últimas resistencias deben de mantenerse relativamente bajos, ya que de no ser así, el umbral para detectar una tensión DC negativa en la salida del amplificador sería demasiado grande. Este valor es de, aproximadamente, - 3,5 V, con unas resistencias de 100 KΩ. Esto significa que el circuito es, de alguna manera, menos sensible a las tensiones continuas negativas que a las tensiones continuas positiva, pero esto no tiene ninguna consecuencia práctica.

Indicador de saturación de entrada Como la potencia de salida de este amplificador es algo más modesta que los modelos estándar actuales, es muy probable que el amplificador se sature durante la audición de música con presencia de bajos, lo que se reflejará en el acoplamiento de sonidos. Por esta razón se ha añadido un circuito indicador con diodo LED, diseñado para indicar cuándo se ha producido una condición de saturación. El circuito indicador (ver Figura 3) está comparando constantemente la señal de salida con la de entrada y genera un aviso si no está bien acoplada. Además de tener una amplitud bastante mayor, la señal de salida suministrada por el amplificador deberá

elektor

Prestaciones/medidas 1.5 Veff (30 W, 8 Ω,

Sensibilidad de entrada

1 % THD+N)

1.4 Veff (26 W, 8 Ω, 0,1 % THD+N)

Impedancia de entrada

9.3 kΩ

Potencia con onda senoidal

8Ω

4Ω

2Ω

(0.1 % THD+N)

26 W

42 W

58 W

(1 % THD+N)

30 W

47 W

65 W

(referida a 1 W/8 Ω)

Potencia en ancho de banda

de 1.5 Hz a 265 kHz

Velocidad de subida (Slew rate)

18 V/μs 2 μs

Tiempo de subida

111 dBA

Relación señal/ruido

(referida a 1 W/8 Ω) 8Ω

4Ω

2Ω

Distorsión armónica más ruido

1 kHz

0.0014% (1 W)

0.0019 % (1 W)

0.0029 % (1 W)

1 kHz

0.0024 % (15 W)

0.0035 % (30 W)

0.0053 % (40 W)

20 kHz

0.0037 % (15 W)

0.0075 % (30 W)

0.01 % (40 W)

0.0030 % (1 W)

0.0037 % (1 W)

0.007 % (1 W)

0.0077 % (10 W)

0.012 % (20 W)

0.018 % (30 W)

0.0013 % (1 W)

0.0013 % (1 W)

0.0016 % (1 W)

0.0010 % (15 W)

0.0013 % (30 W)

0.002 % (40 W)

(B = 80 kHz)

101 dB (de 22 Hz a 22 kHz linear)

Distorsión de intermodulación (50 Hz : 7 kHz = 4 : 1) Distorsión IM Dinámica (3.15-kHz de onda cuadrada + 15-kHz de onda senoidal) Factor de amortiguación

1 kHz/8 Ω

> 450

20 kHz/8 Ω

> 230

Ganancia

2183

Ancho de banda Parámetros en lazo abierto (15 W/8 Ω/1 kHz)

Indicación de saturación de entrada (a Pmax)

55 kHz 0.5 Ω

Impedancia de salida THD+N 1 kHz

0.48 %

THD+N 20 kHz

0.53 %

10 Hz

1.5 % THD+N

1 kHz

1.5 % THD+N

20 kHz

0.3 % THD+N

Protección DC

+1.5 V/–3.5 V

Además de estos resultados numéricos, también hemos grabado entradas gráficas que dan algo más de luz sobre la calidad y las características del amplificador. La curva A muestra distintas medidas de la distorsión armónica y de ruido con un ancho de banda de 80 KHz. Se realizaron dos medidas con una potencia de 1 W sobre cargas de 8 y 4 Ω, una medida se hizo al 50% del nivel de potencia máxima con una carga de 8 Ω, mientras que la medida final se realizó con la misma tensión de salida y una carga de 4 Ω. Las cuatro curvas están bastante juntas, lo cual sugiere que el amplificador es prácticamente insensible a la impedancia de la carga. La curva B muestra la distorsión más el ruido como una función de la amplitud de salida con una carga de 8 Ω. Con niveles de potencia de hasta 0,5 W el valor medido está determinado por un nivel de ruido muy bajo. Por encima de este nivel la distorsión se incrementa gradualmente hasta, aproximadamente, 21 W. En este punto el amplificador deja de trabajar en su funcionamiento lineal y entra en una región de una subida suave. La región de subida suave se extiende algo más allá del final de los 10 vatios de la potencia de salida del amplificador (o los 3,5 V finales de su tensión de salida máxima). Esta medida se realiza utilizando una señal de 1 KHz y un ancho de banda de 20 KHz para producir el efecto de las componentes armónicas más visibles. La curva C muestra el análisis de Fourier de una señal de 1 KHz, con 1 W de potencia, sobre una carga de 8 Ω. En este caso la distorsión armónica está dominada por el segundo armónico, el cual llega hasta un nivel de aproximadamente - 104 dB. Este valor es prácticamente despreciable. Lo mismo sucede para el efecto de los campos magnéticos del transformador de red, el cual es responsable de la presencia de la componente de 50 Hz en la curva. Este nivel se corresponde a una potencia de tan sólo 10 pW.

A

B

1 0 .5

C

10 5

+0 -10 -20

2

-30

0 .2

1

1W / 8Ω 1W / 4Ω 15W / 8Ω 30W / 4Ω

0 .1 0 .05

-40

0 .5

-50 -60

0 .2

[%]

[%]

0 .02

d -70 B r -80

0 .1

0 .05

0 .01

-90 -100

0 .02

0 .005

-110

0 .01

-120 0 .005

0 .002

-130 -140

0 .002

0 .001

-150

0 .0006 20

50

100

200

500

1k

[Hz]

elektor

2k

5k

10 k

20 k

040198 - 16

0 .0006 1m 2m

-160 5 m 10 m

100 m

500 m 1

[W]

2

5

10

20 040198 - 17

60

20

50

100

200

500

1k

[Hz]

2k

5k

10 k

20 k

040198 - 18

41

42

R21 R20

T5

T13

C14

R35

R27

R29 R28 C11

R34

R14 D9 R13

T3

C6

C2

D11 C17

L1

R7 R8 R9 D6 D5

Resistencias: R1,R17,R19 = 470Ω R2 = 10kΩ R3-R6 = 33Ω R7,R8,R10,R11 = 820Ω R9,R12 = 15Ω R13,R15,R40 = 1kΩ R14,R16 = 270Ω R18,R26,R27 = 4kΩ7 R20,R23,R32,R33 = 22Ω R21,R22,R24,R25 = 10Ω R28 = 560Ω R29 = 120Ω R30,R31,R45 = 1Ω R34,R35 = 0Ω22 MPC71

C16

R48 IC1

C10 R17 D1

D3 R4 R3 R6 R5

R1

LISTA DE MATERIALES Placa del Amplificador (040198-1)

LS+ 1-891040

ROTKELE )C(

D15 T9

R47 R46

LSC20 R18

R19

R37 D14

D2 T1

T8

C15

R31

R26 R22

RE1

R36

T17 T16 R39 R38 C5

-

R45

R42 R41 R43

D13 R44 D12

R30

R40

C13 T18

C19 040198-1 T7

C4

R33

P1

0

C18

+

T15

T11

T14

T12 C12

R32

T

tener las mismas características de fase y frecuencia que la señal de entrada. Las señales se comparan atenuando la señal de salida y amplificando la señal de entrada. El amplificador de la señal de entrada, construido alrededor del circuito integrado IC1b (o IC3b para el otro canal, que no se ha descrito aquí), simula la transferencia de características del amplificador final utilizando los medios más sencillos posibles. Por ejemplo, la red RC formada por R3 / C2 tiene aproximadamente la misma constante de tiempo que el filtro paso/bajo de la entrada del amplificador final (formado por R1 / R2 y C1). La resistencia R3 y el condensador C4 están reservados para usarlos con configuraciones de entrada poco usuales en otras aplicaciones, por lo que no se emplearán en este circuito. La red formada por el condensador C4 y la resistencia R7 no tiene demasiado efecto en este circuito, pero se ha incluido por motivos de apariencia final. El circuito integrado IC1 está compuesto por un amplificador operacional dual rápido del tipo AD 827. En este circuito IC1a está configurado como un amplificador diferencial y compara las dos señales de sus entradas. Las resistencias R8 y R9 atenúan la señal del altavoz en un factor de dos (10,5 ÷ 2). Esto significa que IC1b sólo proporciona una ganancia de 3,5 (10,5 ÷ 2 ÷ 1,5). La ganancia de IC1a puede ajustarse utilizando el potenciómetro P1 de manera que se compensen las variaciones producidas en los valores de los componentes. En teoría, el potenciómetro P1 debe ajustarse a un valor de 210 Ω. La señal de salida proveniente de IC1a se lleva a la entrada del circuito integrado IC2, un comparador dual que aquí se utiliza como un comparador de ventana. Los niveles umbrales son + 0,5 y – 0,5 V, lo que significa que la tensión de salida debe ser mayor de 1 V (10,5 veces la tensión de entrada) del valor esperado, para generar una señal de aviso. No es necesario decir que una gran diferencia en el valor de salida se tratará como un signo de acoplamiento, lo cual se produce cuando el amplificador está saturado. Reduciendo los niveles de umbral podríamos incrementar de manera excesiva la sensibilidad del circuito con relación al ruido y a otras formas de

R2

C8 R25

R24 R23 T10 C7 R10 R16 R11 T6 T4 D10 R12 D8 R15 D7 C1 C9 C3

D4 T2

R36 = 2Ω2, 1W (ejemplo Farnell # 306-0408) R37–R39 = 100kΩ R41 = 10MΩ R42,R48 = 330Ω R43,R44,R46,R47 = 1MΩ P1 = 250Ω potenciómetro preset Condensadores: C1 = 1nF C2,C3 = 2nF2 C4,C7,C11,C12,C14 = 100nF C5,C8,C13,C15 = 3.300 μF condensador electrolítico de 35 V, radial, con distancia entre terminales de 7,5 mm, diámetro máximo de 18 mm (ejemplo, Farnell # 303-6467) C6,C9,C19 = 470nF

elektor

Figura 6. La placa de circuito impreso del amplificador mono, de doble cara y con taladros pasantes plateados, mantiene los caminos de la señal entre los componentes cortos y evita la utilización de puentes con hilos.

interferencias de RF, por lo que el diodo LED tendería a encenderse antes de que el amplificador llegase a saturarse. Las salidas combinadas de colector abierto de los comparadores cargan al condensador C5. En esta parte del circuito la resistencia R15 proporciona una limitación de corriente. La tensión en el condensador C5 se utiliza para que el diodo D1 brille de forma bastante visible incluso si la saturación del amplificador sólo se produce durante un pequeño pico de señal. Una vez que las salidas del comparador han vuelto a su estado de alta impedancia, el diodo LED se mantendrá encendido alimentado por la corriente proveniente de la fuente de corriente constante del transistor T1. Esto provoca que la energía almacenada en el condensador sea utilizada lo más efectivamente posible, de manera que el diodo LED se pueda mantener encendido con iluminación constante el mayor tiempo posible. La corriente a través del transistor JFET está ajustada a, aproximadamente, 2 mA, con la resistencia R14. La utilización de un diodo LED de baja corriente permite usar un condensador C5 de un valor y dimensiones bastante más pequeños, lo cual significa un ahorro importante de espacio. Sin

040198-1

(C) ELEKTOR

C10 = 15pF C16,C17 = 47 μF condensador electrolítico de 25 V, radial C18 = 10 μF condensador electrolítico de 63 V, radial C20 = 2,2 μF MKT, con distancia entre terminales de 7,5 mm Inductores: L1 = 8 vueltas hilo de cobre esmaltado de 1,5 mm de diámetro (SWG30), diámetro interior de 10 mm Semiconductores: D1-D4,D11-D13 = 1N4148 D5-D8 = Diodo zéner de 4,7 V y 0,5 W D9,D10 = Diodo LED rojo, plano D14,D15 = Diodo zéner de 5,6 V y 0,5 W

elektor

T1 = 2SC3381BL (Toshiba, Huijzer, Segor-electronics) T2 = 2SA1349BL (Toshiba, Huijzer, Segor-electronics) T3,T7,T8 = 2SA1209 (Sanyo, Farnell # 410-3841) T4,T9,T10 = 2SC2911 (Sanyo, Farnell # 410-3853) T5,T6 = BF245A T11,T12 = 2SC5171 (Toshiba, Huijzer, Segor-electronics) T13 = 2SA1930 (Toshiba, Huijzer, Segor-electronics) T14 = 2SC5359 (Toshiba, Huijzer, Segor-electronics) T15 = 2SA1987 (Toshiba, Huijzer, Segor-electronics) T16,T17 = BC547B T18 = BS170

IC1 = OPA177GP (Texas Instruments/BurrBrown, ejemplo Farnell # 205-023) Varios: K1-K5 = terminal espadín Faston para montaje en placa de circuito impreso, vertical, 2 pinchos RE1 = relé de 24 V, 16 A, 1.100 Ω (ejemplo, Omron G2R-1-24 VDC) para PCB Radiador, 1.25 K/W ejemplo (Fischer SK411, height 50mm) Aislante cerámico para encapsulados T7-T10 (Fischer AOS220) Aislante arandelas de mica para T14 y T15 (por ejemplo Conrad Electronics # 189049) Caja por ejemplo UC-202H/SW (Monacor/Monarch)

43

C8

IC2

Placa del Indicador (040198-2) R16

T

R4

R12 R11

LISTA DE MATERIALES

C10

C5 D3

C3 C7

R2

T1 R14

R10 R13

C2

R15 D1

R5

R3

P1

R22

C17 C14 P2 D2

C19 T2 C16

+ 0

-0

+ C21

T

C13

R20

IC4

R33

IC3 R21

R19

C22 R34

R27 C20 D6

R25 R26

D5

R24 R23

K2

R17 C11

040198-2

R32 R31

C15

LS+ LS+

R30 R28

C12

2-891040

R29

C1

C9

R9 R8

C18

C4

R1

R18

C6

R7 R6

IC1

D4

K1

Resistencias: R1,R18 = 1MΩ R2,R19 = 100kΩ R3,R20 = 1kΩ R4,R21 = 0Ω (puente con hilo) R5,R22 = 1kΩ69 R6,R23 = 4kΩ75 R7,R11,R12,R24,R28,R29 = 470Ω R8,R25 = 20kΩ0 R9,R26 = 10kΩ0 R10,R13,R27,R30 = 15kΩ R14,R31 = 270Ω R15,R32 = 150Ω R16,R17,R33,R34 = 220Ω, 1W PR01 (Vishay BCcomponents, Farnell # 337-778) P1,P2 = 500Ω potenciómetro preset Condensadores: C1,C12 = 10 μF condensador electrolítico de 63 V MKT, distancia entre terminales de 22,5 / 27,5 mm, W x L = 11 x 31 mm max. (ejem. Farnell # 400-2015) C2,C13 = 470pF C3,C14 = no montado C4,C15 = 15pF C5,C16 = 22 μF condensador electrolítico de 40 V, radial C6–C9,C17–C20 = 100nF C10,C11,C21,C22 = 470 μF condensador electrolítico de 25 V, radial

040198-2

Semiconductors: D1,D2 = Diodo LED rojo de baja corriente, de 3 mm, 20 mcd con 2 mA (Kingbright L-934LSRD, Farnell # 637-075) D3-D6 = Diodo zéner de 15 V y 1,3 W T1,T2 = BF245A IC1,IC3 = AD827JN (Analog Devices, Farnell # 246-165) IC2,IC4 = LM319N Miscellaneous: K1,K2 = Conector RCA macho para montaje en placa de circuito impreso (PCB) (por ejemplo, Monacor T-709G)

LISTA DE MATERIALES Placa de la Fuente de Alimentación (040198-3) Resistencias: R1,R2 = 6kΩ8 Condensadores: C1-C4,C11-C14 = 47 nF cerámico, con distancia entre terminales de 5 mm C5,C6,C8,C9,C15,C16,C18,C19 = 6.800 μF condensador electrolítico de 35 V, diámetro de 25 mm, distancia entre terminales de 10 mm (Farnell # 652-090) C7,C10,C17,C20 = 100 nF MKT, con distancia entre terminales de 5 ó 7,5 mm Semiconductores: D1-D4,D6-D9 = Diodos rectificadores Schottky de 10 A, 100 V, con encapsulado TO – 220 AC (por ejemplo,. ON Semiconductor MBR10100, Farnell # 878-443) D5,D10 = diodo LED rojo de baja corriente

Figura 7. La placa del circuito indicador también aloja los condensadores de entrada (C1 y C12) para las placas de amplificador.

44

Varios: K1-K4 = Bloque terminal de 3 terminales para montaje en placa de circuito impreso y con separación entre terminales de 5 mm

elektor

del conector de entrada en la placa del indicador van, desde aquí, hacia la placa del amplificador. La resistencia R1 asegura que el terminal de entrada del condensador C1 esté siempre conectado a masa. La resistencia R2 es necesaria para proporcionar las líneas de corriente para la entrada del circuito integrado IC1b. Como R2 está conectada en paralelo con la entrada, hemos decidido llevarla a la masa de entrada de la placa del amplificador. La distribución de las líneas de corriente de IC1b desde esta fuente de corriente

C7

C17

embargo, esto requiere el uso de un diodo LED de baja corriente que se ilumine intensamente con una corriente de 2 mA (en la lista de componentes se muestra un ejemplo de este dispositivo). La masa de entrada se mantiene separada estrictamente del resto del circuito en la placa de circuito impreso, de modo que se eviten posibles lazos de masa. La masa de la señal de entrada está conectada a un punto de estrella de la placa de circuito del amplificador. La señal de entrada y la conexión de masa

C10

D5 R1

+

C6

0 K2

C20

D10 R2

-

+

C9 C16

0 K4

-

C19

C8 C15

C5

C18

3-891040

D1

D2

D3

D4

0 C1

C2

C3

040198-3

ROTKELE )C(

D6

C4

D7

D9

0 C11

C12

K1

~

D8

C13

C14

K3

~

~

~

(C) ELEKTOR

040198-3

Figura 8. La placa de circuito impreso de la fuente de alimentación aloja un total de ocho condensadores electrolíticos para alimentar las dos placas del amplificador.

elektor

no tiene ningún efecto negativo. La ventaja de colocar el condensador de entrada en la placa del indicador es que permite comparar las señales desde un valor de tensión continua (DC) hasta más de 20 KHz. Esto evita errores de medida debidos al uso de frecuencias demasiado bajas. La tensión de alimentación para el circuito indicador se toma de la tensión de alimentación de red y se estabiliza utilizando diodos zéner, cuyos valores no son demasiado críticos. A esta tensión de alimentación se le ha permitido hacer uso de cargas algo elevadas, lo que puede provocar algunas caídas de tensión. Por esta razón, los diodos zéner están funcionando con corrientes relativamente elevadas, lo que significa que las correspondientes resistencias serie asociadas (R16, R17, R33 y R34) deben ser modelos de 1 vatio de potencia. Para ahorrar espacio hemos seleccionado unos modelos especialmente pequeños (la serie PR01 de la casa Vishay Bccomponents).

Fuente de alimentación Para la fuente de alimentación se ha diseñado una placa de circuito impreso independiente (ver Figura 4). Esta placa se monta justo dentro de la caja, entre los transformadores. El diseño de la fuente de alimentación es bastante convencional, y utiliza un transformador toroidal estándar de 80 VA, un rectificador y algunos condensadores electrolíticos de filtrado para cada canal. Para facilitar la tarea de su conexión a los transformadores, hemos diseñado también una placa de circuito impreso independiente con tres bloques terminales y dos fusibles (ver Figura 5), de manera que se puedan montar y conectar adecuadamente los terminales del primario de los dos transformadores de un amplificador estéreo. Los terminales de los secundarios de los transformadores están conectados a la placa de circuito impreso que aloja los condensadores de acoplamiento y los diodos rectificadores. Los condensadores electrolítico de filtrado son modelos bastante tradicionales (de 6.800 μF y 35 V), con terminales radiales y un diámetro de 25 mm (no hay espacio

45

4-891040

~

K3

~

LISTA DE MATERIALES

040198-4 400 mAT

ROTKELE )C(

F2

400 mAT

~

K1

~

F1

Placa de Fusibles (040198-4)

~

K2

~

040198-4

(C) ELEKTOR

en la caja para nada de mayor tamaño). Los modelos utilizados en este montaje tienen un perfil bas-

46

tante bajo (de sólo 70 mm), por lo que dispondremos de suficiente espacio en altura.

Varios: K1–K3 = Bloque terminal de 2 terminales para montaje en placa de circuito impreso y con separación entre terminales de 7,5 mm F1,F2 = Fusible de 400 mA T (tiempo de retardo), con soporte para montaje en PCB

Figura 9. Pequeño circuito auxiliar para los fusibles y las conexiones de la tensión de red..

Debido a la tensión de alimentación relativamente baja, hemos utilizado diodos rectificadores del tipo

elektor

T5 C10

T

+

0 K2

C2

R7 R8 R9 D6 D5

T13

T15

C14

R35

IC1

D15 T9

R47 R46

R31

LS+

C10 R17 D1 R4 R3 R6 R5 R1 R2

C8 R25 R24 R23

D4 D3 T2

T10 C7 R10 R16 R11 T6 T4 D10 R12 D8 R15 D7 C1 C3 C9

R16

+

D10 R2

-

C20

+

C9 C16

0 K4

-

C19

D2

D3

D4

0 C2

C3

040198-3

C8 C15

C5

C1

C6

L1

LSC20

C17

C7

C10

D5 R1

D1

T3

C15

R36 R37 D14

D2 T1

T8 R14

D9 R13

RE1

R48

R40

T17 T16 R39 R38 R15

C4

R27

R26 C18 R21 R20

C5

C8

IC2 0

T11

T12 C12 R30

R31

R48

C16

R18

T9

T1 R14

R22

D3

R17 C11

--

0

C19 040198-1 T7

C5

-

R45

R42 R41 R43

D13 R44 D12

D11

R40

T

T C14

R35

R27

R29 R28

R34

C11

R26

T13

T15

T11

T14 C18

T17 T16 R39 R38

R30

C17

R19

D1

R12 R11

C9 D4 C22 R34

+

P1

C3 C7

R27

D6

R33

0

IC1 R10 R13

040198-2

D5

C6

C2 R5 R4

D13 R44 D12

R7 R6

C6

R33

P1

C13 T18

R3

R9 R8

R32 R31

T10 C7 R10 R16 R11 T6 T4 D10 R12 D8 R15 D7 C1 C3 C9

R32

R2

K1

LS+ LS+

R2

R24 R23

C4

R1

C1

C12

R4 R3 R6 R5

R1

D1

D4 D3 T2

C8 R25

IC4

C2

R17

R30 R28

R29

D15

C20

C6

R7 R8 R9 D6 D5

IC1

C21

T3

LS+

C10

+

C18

R25 R26

D2 T1

T8 R14

D9 R13

R22

IC3

T5

R47 R46

LSC20

C15

C4

R24 R23

C13 L1

R36

C19 T2 C16

R21 R20

R20

R37 D14

LS+

C15

C17 C14 P2 D2

R22

RE1

R21

C19 040198-1 T7

C5

-

R45

R42 R41 R43

K2

0 C13 T18

LS-

R18

+

R33

P1

LS-

R19

C12

T12

LS+

R18

040198-4

R29 R28

040198-3 1 elemento con código de pedido

C16

040198-2 1 elemento con código de pedido

R34

1 elemento con código de pedido

C11

040198-1

R19

2 elementos con código de pedido

D11

Servicio de Lectores):

C17

estéreo (ver página de nuestro

T14

Requeridas para un amplificador

En la Figura 6 se muestra la placa de circuito impreso de doble cara muy compacta. En Elektor no acostumbramos a utilizar placas de doble cara para amplificadores finales, pero en este caso esta solución proporciona una serie de ventajas definitivas y además acorta el camino de la señal entre los componentes. El montaje de los componentes sobre la placa no debe suponer ninguna dificultad particular (en esta ocasión no se utilizan componentes SMD), aunque tendremos que trabajar de manera meticulosa. Todos los componentes están muy juntos entre sí, lo que significa que tendremos que montarlos de forma ordenada, utilizar los componentes con las dimensiones adecuadas y poner un cuidado especial cuando

T

PCBs:

R32

Montaje

Schottky fabricados por la casa ON Semiconductor. Estos diodos están dimensionados para trabajar con tensiones de 100 V y 20 A de pico. La caída de tensión en los bordes de cada diodo es tan sólo de 0,5 V con una corriente de 3,5 A. Para simplificar y facilitar el montaje y cableado de los elementos, así como para simplificar el mantenimiento, se han utilizado bloques terminales para placa de circuito impreso de tres terminales. También hay dos diodos LEDs en la placa de circuito impreso (uno por canal) que se utilizan como indicadores de la presencia de tensión de alimentación. Si el conmutador de encendido no tiene una lámpara indicadora (en su panel frontal) estos diodos podrían usarse en su lugar.

C18

D6

D8

D9

0 C11

C4

D7

C12

C13

K1

C14

K3

~

~

~

~

040198-4 400 mAT

2x18V 80VA

~

K3

~

F2

400 mAT

~

K1

~

F1

~

K2

~

2x18V 80VA ELEKTOR

230V

230V

230V

~

50Hz

No. 040198

L

F = 2 x 400mA T

E N

040198 - 19

Figura 10. El diagrama de conexionado muestra la manera correcta de conectar todos los elementos juntos dentro de su caja.

elektor

47

Selección de transistores Los modelos de transistores duales 2SC3381 y 2SA134 de la casa Toshiba, se utilizan en la etapa de entrada de los amplificadores diferenciales. Estos transistores pueden ser difíciles de obtener, pero son los únicos que prácticamente se pueden considerar buenos transistores duales complementarios aún disponibles en el mercado. Hemos seleccionado los transistores 2SC2911 y 2SA1209 de la casa Sanyo, como los transistores más adecuados en la etapa de ganancia de tensión de los amplificadores diferenciales. Estos transistores se presentan en un encapsulado TO-126 y disponen de una linealidad muy buena, combinada con una baja capacidad de salida (3 y 4 pF, respectivamente), y pueden trabajar con una tensión de hasta 160 V. La disipación máxima es de 10 W (4 W a 100° C), y la máxima corriente de colector es de 200 mA durante 1 segundo, o 140 mA de manera continua. La máxima tensión emisor - base disponible es de tan sólo 5 V, de manera que se han conectado un par de diodos zéner de 4,7 V, espalda con espalda, entre las salidas de cada uno de los amplificadores diferenciales de entrada (D5, D6, D7 y D8). Los transistores duales tienen restricciones similares, de manera que los diodos confrontado se colocan entre las entradas de cada uno de los amplificadores diferenciales (D1, D2, D3 y D4). Conseguir una buena adaptación de los respectivos pares de transistores (NPN – NPN y NPN – NPN), realmente nos ayudará a mejorar la calidad del amplificador, de manera que deberemos poner una buena atención en la clasificación del parámetro hFE (GR/BL, R / S / T, y R / O) cuando vayamos a comprar estos componentes. Para los transistores de salida y los controladores hemos elegido unos buenos y viejos amigos, los transistores utilizados en el amplificador Titán 2000 (publicaciones de Elektor de Marzo a Junio de 1999). Estos transistores de salida tienen una constante hFE relativamente elevada de hasta 5 A, de modo que son los elementos más impresionantes de este amplificador. Pueden trabajar con una corriente continua máxima de 15 A, lo que, en la práctica, significa que el amplificador puede emplearse con cargas de impedancia tan bajas como 1,5 Ω. Para el circuito integrado IC1 hemos seleccionado un OAP 177, que tiene una tensión de “offset” muy baja (100 μV a temperaturas comprendidas entre – 40 y + 85° C). Este amplificador operacional tiene una corriente máxima de mantenimiento de ± 6 μA, la cual aporta una pequeña contribución al “offset”residual de la salida del amplificador (± 2 mV máximo, igual a 6 nA x 330 KΩ). En el circuito de protección hemos elegido un transistor MOSFET para T18, de manera que el divisor de tensión formado por las resistencias R43 y R44, pueda tener una alta impedancia. Esto permite que la capacidad del condensador C18 se pueda mantener relativamente pequeña, lo que, a su vez, aporta dos beneficios: las dimensiones del condensador C18 se pueden mantener relativamente pequeñas y el circuito de protección de continua (DC) no tiene que consumir una corriente demasiado grande del condensador C18.

los montemos (con la polaridad correcta y el valor asignado). Hay muy pocos detalles que necesiten una mención especial. Los diodos LED D9 y D10 deben montarse con sus caras planas en contacto con los transistores T3 y T4, de manera que se obtenga un buen acoplamiento térmico, consiguiendo de esta manera que las fuentes de corriente sean independientes de la temperatura. Los transistores T7, T8, T9 y T10 están montados y atornillados a un radiador común. Como radiador usaremos una pieza de aluminio de 85 x 38 mm (las mismas dimensiones que la placa de circuito impreso) y un espesor comprendido entre 1,5 y 2 mm. La altura de esta pieza es tal que la tapa superior de la caja puede montarse justo en su lugar. Tendremos que utilizar un aislante cerámico (el modelo AOS 220 de la casa Fischer valdría) para los cuatro transistores y atornillarlos, unos con otros, en pares enfrentados. Para las resistencias R34 y R35 utilizaremos los modelos de baja impedancia especificados en la lista de materiales, ya que en caso contrario

48

tendremos bastantes posibilidades de que el amplificador sea inestable. La bobina L1 podemos fabricarla haciendo un bobinado con hilo de cobre esmaltado de un diámetro de 1,5 mm, sobre una broca de 10 mm (sobre la parte más suave, claro está). Debemos dejar en la bobina unos terminales bastante generosos que arañaremos cuidadosamente con un cuchillo hasta dejar bien limpios. A continuación, insertáremos la resistencia R36 dentro de la bobina, la doblaremos sobre sus terminales y montaremos el conjunto en la placa de circuito impreso. Seguidamente, soldaremos la bobina y la resistencia en su lugar. Cortaremos los trozos de terminales que sobren de la bobina una vez soldados, pero sin dejarlos demasiado a ras de la placa de circuito impreso. Todavía no debemos soldar los transistores de control, los transistores de salida o los transistores de corriente de reposo sobre la placa de circuito impreso. Los terminales de estos transistores deben doblarse primero a la distancia correcta, de manera que puedan situarse adecuadamente

sobre el radiador sin que tengan que soportar ningún tipo de esfuerzo mecánico una vez que han sido montados. Este proceso se describe con más detalle en el apartado “Ensamblado Final”.

¡Atención! Este diseño incorpora en la fuente de alimentación transformadores de tensión de red. Esto puede crear situaciones potenciales de muerte si no se pone toda la atención y cuidado en respetar la normativa de seguridad para este tipo de circuitos. Por favor, asegúrese de seguir cuidadosamente las instrucciones de la página de Seguridad Eléctrica que aparecen de cuando en cuando en esta revista. Si se utiliza el modelo de transformador de red que se muestra en el esquema eléctrico del circuito, este circuito se puede ensamblar en una caja como un dispositivo de Clase-II. Coloque la etiqueta que se muestra en el diagrama de conexionado sobre la caja ya ensamblada.

elektor

A continuación tenemos la placa del circuito indicador (ver Figura 7). En esta placa tampoco hay nada especial que señalar. Las resistencias R16, R17, R33 y R34 deben montarse con un poco de separación por encima de la placa y, antes de soldarlas, debemos doblarlas y separarlas de los condensadores electrolíticos de desacoplo que tienen a su lado. El motivo de hacer esto es porque tienen que disipar una cantidad de calor importante. Si queremos podemos utilizar un multímetro para ajustar los potenciómetros P1 y P2 al valor de 210 W, antes de soldarlos sobre la placa de circuito impreso (podemos ver la referencia del apartado "Ajuste" al final de este artículo). Debemos asegurarnos que los condensadores C1 y C2 que hemos comprado tienen las dimensiones correctas para montarlas en esta placa de circuito impreso. La placa de la fuente de alimentación que se muestra en la Figura 8 puede instalarse muy rápidamente, pero en este caso también tendremos que asegurarnos de haber comprado y utilizado los condensadores con las dimensiones correctas, así como el modelo de diodo Schottky indicado. No debemos olvidar colocar los puentes con hilos situados bajo y entre los diodos D2 / D3 y D7 / D8. Por último, también tenemos una pequeña placa de circuito impreso con los fusibles de red y los bloques de terminales para distribuir la tensión de red (ver Figura 9). Por supuesto, esta tarjeta no es esencial pero facilita toda la tarea de realizar el cableado de los distintos elementos, al mismo tiempo que lo hace más seguro.

Ensamblado final Como ya hemos mencionado anteriormente, el amplificador utiliza el mismo tipo de caja que el preamplificador denominado "Preamplificador de Alta Calidad". Éste es el motivo por el que hemos intentado mantener todos los elementos de la manera más compacta posible. Para los radiadores hemos buscado modelos que no fuesen demasiado largos y que tuviesen una resistencia térmica lo suficientemente baja. En el último momento seleccionamos el modelo SK411 de la casa Fisher que, con sus modestas dimensiones de 116,5 x 50 x 50 mm, deja suficiente espacio entre los radiado-

elektor

res para poder montar los terminales de los altavoces (utilizando modelos relativamente pequeños) y los conectores de entrada. Para aumentar el espacio disponible hemos fresado y rebajado 1,7 mm a lo largo del borde de los radiadores, para que sus bases apoyen suavemente sobre las dos guías de cierre. Esto también hace que los flancos de los dos radiadores estén al mismo nivel que los laterales de las caras de la caja. Cada radiador está fijado con cuatro tornillos de métrica M3, que pasan a través del radiador y de las guías. La cabeza de un tornillo de métrica M3 está colocada entre las aletas de ventilación de este tipo de radiador. En principio, los transistores de salida deberán sujetarse al radiador de la misma manera. Esto hará que el ensamblado final sea algo más sencillo, pero también que la placa de circuito impreso sea algo más larga. Entre los dos radiadores se puede colocar una pequeña lámina de aluminio de 1,5 mm (medida cuidadosamente) de manera que aloje los terminales de los altavoces y los conectores de salida. El panel trasero original de la caja no se usa. En este montaje no se ha dejado ningún espacio para el cable de red (y mucho menos para un conector IEC de red interno). En nuestro prototipo hemos utilizado un cable de red robusto y un sistema para evitar tensiones en el cable, en la parte inferior de la caja, al lado de la placa de circuito impreso con los fusibles. En este caso, la caja debe permanecer en pie, de manera que haya suficiente altura para evitar que el cable de red pueda ser mordido. A continuación montaremos los transformadores de red, lo más próximos posible al panel frontal. El conmutador de red y los diodos LEDs del indicador de saturación pueden colocarse en la otra cara de la placa del circuito de fusibles y de los transformadores. Sujetaremos la placa del circuito con los fusibles a la base metálica, utilizando láminas de sujeción con tornillos de nylon y tuercas (los bloques terminales que hemos utilizado están parcialmente abiertos en su parte trasera). Esto permite un aislamiento de clase II (asegúrense de leer las instrucciones de la página de "Normativa de Seguridad"). En general, siempre deberemos poner un cuidado especial en el aislamiento de componentes que trabajen con tensiones

de red, manteniendo una distancia de, al menos, 6 mm, entre los distintos componentes que pueda tocar el usuario. Para cada terminal de la fuente de alimentación insertaremos los terminales de alimentación para las placas del amplificador y la placa del indicador, junto con en el correspondiente bloque terminal. Para las placas del amplificador deben utilizarse hilos rígidos con una sección de 2,5 mm 2, sin embargo, para la placa indicadora es suficiente utilizar un hilo flexible delgado. Tenemos que procurar que los terminales de alimentación de las placas del amplificador sean lo más cortos y directos posible. Podemos insertar los conectores faston macho al final de los cables o soldarlos directamente sobre la placa. Conectaremos de la misma manera las salidas de los altavoces de las placas del circuito impreso a los conectores de salida. En estos últimos sencillamente montaremos unas pequeñas orejetas al final del cable, lo que evita la resistencia de contacto de un conector adicional. Los terminales de la tensión de alimentación para la placa indicadora de saturación pueden soldarse en su lugar. Monte la placa del indicador de saturación en el centro de la caja, entre las placas amplificadoras. Los conectores de entrada deben estar casi a ras con el panel trasero. Naturalmente, esto nos llevará a realizar algunas medidas y montajes para conseguir que los orificios de los conectores estén en el lugar preciso. La forma de sujetar los radiadores hace que la superficie de montaje exceda en aproximadamente 6 mm el flanco de la placa del circuito, suponiendo que las placas del amplificador se sujetan directamente a los raíles. Esto significa que los terminales de los transistores deben doblarse dos veces para que puedan colocarse correctamente sin que se creen tensiones mecánicas permanentes en los transistores. Para los transistores de salida más grandes, el primer doblez tiene que estar lo más próximo posible al encapsulado de plástico ya que, en caso contrario, los terminales tocarán los raíles o no se montaran correctamente. Otra posibilidad, que tiene la desventaja de que debilita la estructura de la caja, consiste en retirar la suficiente cantidad de metal en los lugares adecuados, para proporcionar el

49

espacio necesario. En nuestro caso hemos rechazado esta opción deliberadamente. Una vez que hemos atendido cuidadosamente este detalle y que los transistores pueden colocarse fácilmente, totalmente planos, contra la superficie del radiador, con sus terminales pasando libremente a través de los orificios de la placa del circuito impreso, podemos marcar la localización de los agujeros de montaje en la parte trasera de radiador. Naturalmente, deberemos hacer todo este trabajo antes de soldar los transistores sobre la placa de circuito impreso, pero después de haber hecho los últimos orificios en la lámina inferior de la caja, para colocar las placas del circuito del amplificador. Una vez montados los transistores de potencia y sus transistores de control sobre el radiador, y soldados estos a las placas del circuito impreso, podemos retirar la chapa inferior fácilmente. Tendremos que asegurarnos de no ejercer demasiada fuerza sobre los terminales de los transistores cuando las placas están suspendidas desde el punto. Los transistores de potencia T14 y T15 deben montarse sobre el radiador utilizando aislantes (arandelas de mica), mientras que los otros tres transistores (T11, T12 y T13) se pueden atornillar directamente sobre el propio radiador. También nos aseguraremos de poner la suficiente pasta térmica sobre la superficie de todos los transistores. Una vez hechos todos los orificios de montaje para el resto de las placas del circuito impreso, para los transformadores, el conmutador de red y los diodos LEDs (en el panel frontal) y los agujeros de ventilación en la caja, ya podemos atornillar cada uno de los elementos en su lugar y realizar el cableado. Utilizaremos cables de audio apantallado para conectar las entradas de las placas del amplificador a los terminales próximos a los conectores de entrada colocados en la placa del indicador de saturación. Usaremos los dos terminales de masa próximos a los conectores de entrada para conectar la caja a las masas de los dos canales. Esto evita la creación de cualquier lazo de masa. Las entradas de medidas para las señales de salida del amplificador están localizadas en el centro de la placa de indicación de saturación. La manera más sencilla de conectarlo es empleando cable fle-

50

xible delgado para conectarlas a los conectores de salida. Para comprender mejor todo este proceso, en la Figura 10 se muestra un diagrama de cableado completo del amplificador final. Uno de los paneles que cubren la caja es sólido, mientras que el otro tiene determinadas perforaciones. Para conseguir que el conjunto sea robusto, hemos decidido utilizar el panel sólido para el panel inferior y el panel "abierto" para el superior, el cual proporciona una ventilación continua a la caja. Sin embargo, recomendamos realizar orificios adicionales de ventilación en el panel inferior, cerca de las placas del circuito amplificador, para proporcionar una aireación adicional para los transistores T7, T8, T9 y T10.

Ajuste Una vez terminado el ensamblaje y completado el cableado, llega el momento de encender el amplificador por primera vez. Como medida de precaución conectaremos unas resistencias de 33 Ω y 5 W en serie con las líneas de la tensión de alimentación, antes de encender el amplificador, tan sólo para prevenir que hayamos montado algo de manera incorrecta. Además, también tendremos que girar de potenciómetro P1 totalmente a la izquierda (en sentido antihorario) para seleccionar la corriente de reposo al mínimo. Una vez hecho todo esto, podemos encender el amplificador. Para ajustar la corriente de reposo podemos medir la caída de tensión entre los emisores de los transistores T14 o T15 y la resistencia R36 (esto debe ser bastante accesible utilizando una punta de prueba). Así, ajustaremos esta tensión a 22 mV. Si podemos hacer este ajuste para ambas etapas de salida y se mantiene estable, podremos apagar el amplificador y retirar las resistencias de los terminales de alimentación. La manera más sencilla de ajustar el indicador de saturación es utilizar un osciloscopio, pero también podemos apañarnos sin él. Una vez que hemos ajustado la corriente de reposo, controlaremos el amplificador para que esté trabajando justo por debajo de su máxima amplitud de salida, utilizando una señal senoidal de 1 KHz. Esto se hace mejor utilizando una carga resistiva de 8 Ω con un rango de potencia de,

al menos, 30 W, pero también se puede realizar sin dicha carga. Mediremos las señales en las salidas de los circuitos integrados IC1a e IC3a y las ajustaremos a su nivel mínimo. Si no tenemos acceso a un osciloscopio, podemos utilizar un multímetro. El método más sencillo consiste en ajustar los potenciómetros a 210 Ω antes de soldarlos a la placa de circuito impreso.

¡Dejémoslo sonar! Una vez realizados todos los pasos, el amplificador puede hacer lo que se supone que debe hacer: amplificar las señales de audio de un modo muy refinado. La impresión inicial de sonido de este amplificador nos trae reminiscencias claras de sus antecesores con el mismo diseño básico, tales como el “Amplificador de Potencia” de Elektor, el “Amplificador de Potencia HEXFET” y el “Amplificador de Potencia IGBT”. La elección de componentes y su diseño compacto, así como la distribución de componentes en la placa de circuito impreso de doble cara, parece dar fruto aquí en la forma de una imagen de sonido estéreo muy nítida, especialmente transparente y sin ningún esfuerzo de reproducción. Este amplificador exige el uso de un par de altavoces de buena calidad, preferiblemente los modelos de tamaño relativamente grande (ya que normalmente suelen tener una mejor eficiencia que los altavoces compactos). Después de todo, la potencia de salida es más bien modesta, pero esto no debe suponer ningún problema para todos aquellos aficionados que no estén dentro de la música de rock duro, “grunge” o “heavy metal”. Los indicadores de precisión son bastante útiles cuando estamos trabajando con el máximo de volumen, donde este amplificador muestra, una vez más, que una pequeña potencia es suficiente para conseguir una reproducción estéreo excelente a un nivel de sonido respetable. (040198-1)

elektor

libros libros libros libros libros libros libros libros

Principios de electricidad y electrónica Por Antonio Hermosa Donate ISBN 84-267-1343-2 302 páginas Editorial MARCOMBO S.A.

rés en los estudios de formación técnica profesional en general, el reciclaje de profesional y a todo aquel interesado en las bases de la electricidad y electrónica.

400 nuevos esquemas para radiofrecuencia Por Herrmann Schreiber ISBN 84-267-1338-6 348 páginas Editorial MARCOMBO S.A.

La materia que se expone en esta serie de libros constituye los principios fundamentales de la electricidad, lo cual proporciona la introducción a la electrónica. En este primer tomo se explican, de una forma sencilla y práctica, los principios básicos de la electricidad general; corriente, tensión y potencia eléctrica, resistencia, circuitos básicos, leyes de Ohm, Kirchhoff, Thévenin, etc. Todo ello se explica combinando adecuadamente los conceptos teóricos con la utilidad práctica, y apoyado por diversos ejercicios desarrollados. En esta segunda edición, se ha añadido un apéndice sobre simbología explicada y el acceso a la descarga de un excelente programa para el aprendizaje y experimentación de circuitos eléctricos y electrónicos: Multisim (Electronics workbench). El nivel técnico es básicomedio, procurando un máximo didactismo y un enfoque práctico. Estas características hacen que resulte de especial inte-

elektor

La radiofrecuencia es un campo técnico que centra las preocupaciones de numerosos ingenieros y técnicos en este comienzo de milenio. Si la radiotelefonía es sólo la parte más visible para los no iniciados, los profesionales saben perfectamente que su campo de aplicaciones es mucho más amplio. Esta “esquemateca” propone mediante más de 400 esquemas actuales un panorama de todo lo que permite transmitir, recibir o tratar señales de radiofrecuencia. El acceso múltiple a la información a través de un índice general, un índice alfabético y una completa lista de circuitos integrados permite al lector encontrar muy fácilmente el esquema que corresponde a sus intereses. Por consiguiente, este libro constituye una perfecta herra-

mienta de búsqueda “de ideas de circuitos” para todo ingeniero y técnico de diseño electrónico. También será de utilidad para el aficionado avanzado hábil en la interpretación de circuitos.

Selección de componentes en electrónica Por Jean-François Machut ISBN 84-267-1336-X 202 páginas Editorial MARCOMBO S.A.

Electrónica digital fundamental Por Antonio Hermosa Donate ISBN 84-267-1341-6 443 páginas Editorial MARCOMBO S.A.

El libro revisa las materias fundamentales de la electrónica digital, en un nivel medio de dificultad técnica y con un enfoque eminentemente práctico y profesional. Básicamente, cubre las necesidades que la formación profesional en general demanda, de modo que puede resultar de utilidad en: - Ciclos formativos de la familia profesional electricidad-electrónica. - Cursos de iniciación y reciclaje, de forma autodidacta o en cursillos. De igual modo puede resultar de interés a estudiantes de ciertas especialidades de ingeniería, ya que les facilitará la asimilación de las técnicas digitales básicas en su ámbito profesional.

¿Qué electrónico no ha soñado nunca con realizar sus propios circuitos electrónicos partiendo de un esquema estructural creado para una aplicación o tomado de un libro? No se contente ya con ser un simple ensamblador de “kits” electrónicos que, aunque complejos, han sido pensados por otros, desde la concepción del esquema hasta la distribución, pasando por la selección de los componentes. Ésta es, la propuesta de esta obra: creación electrónica, desde el diseño hasta la materialización. El autor adopta para ello un estilo francamente distinto del que habitualmente se emplea en las obras “convencionales” de electrónica. En tanto que obra original, permite racionalizar la concepción de una maqueta y optimizar la selección de los componentes necesarios. Esta guía del “savoir-faire” se dirige a alumnos que reciben una formación electrónica. De él extraerán la información que sus profesores difícilmente tendrán tiempo de suministrarles.

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MEDIDOR DE TEMPERATURA REMOTO PARA P LACA

PIC18F

Mediante un sensor DS1820 se mide la temperatura a través de un hilo Peter Moreton

En este pequeño artículo describimos cómo utilizar un sensor de temperatura con un DS18B20 o un DS18S20 usando un PIC con el firmware escrito en lenguaje C, y los valores de temperatura de salida por el puerto RS-232, para enviarlos al PC. Todo ello mediante la Placa de Desarrollo para PIC18Flash publicada el mes pasado. 52

elektor

DS18X20

al conector K8 de la placa del PIC18F 4k7

DC

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

040441 - 11

Figura 1. Esquema del circuito para el hardware del medidor de temperatura remoto; todos los elementos se conectan a K8 de la placa de desarrollo Flash del PIC18F.

La Placa de Desarrollo para PIC18Flash descrita en el número de Elektor de Enero de este año tiene un conector ‘K8’ que dispone de pines para SPI/ Microwire, I2C y comunicaciones de un hilo para dispositivos externos. Soporta los protocolos SPI/Microwire e I2C, ya que el PIC posee módulos hardware dedicados, los cuales son bastante fáciles de usar, por lo que se puede acceder al hardware usando librerías de funciones estándar C18. El bus de un hilo de Dallas/Maxim no es un extra del módulo hardware del PIC, por lo que debe implementarse por software adaptando un pin a nivel alto y bajo de acuerdo con la especificación del protocolo de un hilo.

El bus de un hilo El bus de un hilo de Dallas/Maxim utiliza una única línea de datos (de ahí su nombre) para transmitir y recibir datos. Cada dispositivo de un hilo debe conectarse al bus, a una masa común y, opcionalmente, a una tensión de alimentación. Si se omite la línea de alimentación, el dispositivo de un hilo se puede alimentar desde la línea de datos (alimentación parásita). El bus de un hilo se mantiene normalmente a nivel alto usando una resistencia de 4K7 a la tensión Vdd y los dispositivos ponen el bus a bajo, haciendo que éste pase a alto para señalizar bits de datos. El pin RA4 del PIC18F452 es particularmente adecuado para el protocolo

elektor

Figura 2. En la pantalla se muestra el software de medida de la temperatura funcionando.

de un hilo, ya que también es un pin en drenador abierto, que habilita y pone a nivel alto el bus mediante la resistencia de pull-up de 4K7.

Celsius = Read_Temperature_DS18S20(); // use DS18S20 device or

El protocolo de bus trabaja definiendo un número de tipos de señal: un pulso de reset, un pulso de presencia, write 0, write 1, read 0 y read 1. Cada señal tiene parámetros de temporización que deben cumplirse de forma estricta y, por lo tanto, un atributo de todos los sistemas de un hilo es la habilidad para generar precisos ‘slots de tiempo’. Los lectores que quieran entender toda la señalización existente en este bus pueden adentrarse en la documentación que hay disponible en la página web de Dallas/Maxim.

Sensores de temperatura DS18x20 Hay varios dispositivos idénticos en la familia del DS1820, nosotros hemos desarrollado y comprobado el firmware del PIC para el DS18S20 que nos da sobre 9 bits una resolución de 0,5 ºC y el DS18B20 que nos da sobre 12 bits una resolución de 0,0625 ºC. Ambos están dentro de una precisión de 0,5 ºC. Cada dispositivo se puede usar editando el fichero fuente DS1820.C y seleccionando de forma adecuada a cuál de las dos funciones tiene que llamar:

Celsius = Read_Temperature_DS18B20(); // use DS18B20 device El fichero HEX precompilado que se incluye en la descarga gratuita de este artículo (nº 040441-11.zip) asume que se conecta el dispositivo de mayor resolución: DS18B20.

Descripción del circuito Figura 1 muestra un sensor de temperatura Dallas DS18S20 o DS18B20 en un encapsulado TO92 y una resistencia de pull-up de 4K7 conectada al conector K8 de la siguiente forma: – K8 pin 2 to DS1820 pin 3, Vdd; – K8 pin 10 to DS1820 pin 1, Ground; – K8 pin 7 to DS1820 pin 2, DQ; – Fit a 4k7 pull-up between DQ and Vdd. Es posible prolongar el cable de interconexión a varios metros para permitir medidas remotas, por ello, sugerimos proteger el DS1820 de los elementos para aplicaciones externas, usando un trozo de tubo termo-retráctil sobre un sellante impermeable. (040441-1)

53

LPC210X ‘ARMEE’ Parte 1: Estudio del procesador ARM Tony Dixon

En esta primera parte de las tres que componen el artículo repasaremos los recientes desarrollos de los microcontroladores de 32 bit basados en ARM, concentrándonos en aquellos que estén disponibles, no cuesten demasiado o requieran una inversión considerable en equipos de montaje y soldado. 54

elektor

PLACA DE DESARROLLO (1) Perspectiva general del núcleo ARM7TDMI A[31:0] ALE

ABE

Address Register P C b u s

Address Incrementer

b u s

A b u s

Scan Control

b u s

Register Bank (31 x 32-bit registers) (6 status registers)

A L U

I n c r e m e n t e r

B

32 x 8 Multiplier

b u s

Instruction Decoder & Control Logic

Barrel Shifter

32-bit ALU

DBGRQI BREAKPTI DBGACK ECLK nEXEC ISYNC BL[3:0] APE MCLK nWAIT nRW MAS[1:0] nIRQ nFIQ nRESET ABORT nTRANS nMREQ nOPC SEQ LOCK nCPI CPA CPB nM[4:0] TBE TBIT HIGHZ

Instruction Pipeline & Read Data Register & Thumb Instruction Decoder

Write Data Register

nENOUT nENIN DBE

D[31:0]

040444 - 13

El núcleo ARM7 es un ordenador de juego reducido de instrucciones (RISC) de 32 bits. Usa un único bus de 32 bits para instrucciones y datos. La longitud de los datos puede ser de 8, 16 ó 32 bits y la longitud de las instrucciones es de 32 bits. ¿Qué quiere decir TDMI™? El ARM7TDMI es un núcleo ARM7 con cuatro características adicionales identificadas con códigos alfabéticos, de esta manera: T: Soporte para juego de instrucciones Thumb D: Soporte para depuración M: Soporte para multiplicaciones largas I: Incluye el módulo EmbeddedICE que soporta depuración de sistemas embebidos

elektor

Modo Thumb (T) Una instrucción ARM tiene 32 bits de largo. El procesador ARM7TDMI soporta un segundo juego de instrucciones que se ha comprimido a 16 bits: el juego de instrucciones Thumb. Normalmente, con el modo Thumb se consigue una ejecución más rápida desde memorias de 16 bits y mayor densidad de código, lo que hace al núcleo ARM7TDMI especialmente adecuado para aplicaciones embebidas. Sin embargo, el modo Thumb tiene dos limitaciones, que son: - El código Thumb usa normalmente más instrucciones para la misma tarea, lo que hace que el código ARM sea mejor (normalmente) para maximizar el rendimiento de código en el que el tiempo es crítico. - El juego de instrucciones Thumb no incluye algunas instrucciones que son necesarias para el manejo de interrupciones, así que para esto será necesario emplear el código ARM. Vea la guía del usuario del ARM7TDMI para más detalles en cuanto a la arquitectura del núcleo, el modelo de programación y los juegos de instrucciones ARM y ARM Thumb. Multiplicaciones largas (M) Una función de multiplicación de 32 bits permite que el núcleo realice operaciones aritméticas complejas, normalmente realizadas por un DSP. El juego de instrucciones del ARM7TDMI incluye cuatro instrucciones extra que realizan multiplicaciones de 32 bits por 32 bits con resultado de 64 bits y multiplicación acumulación (MAC) de 32 bits por 32 bits con resultado de 64 bits. Depuración (D) Una extensión hardware especial permite el depurado dentro de una aplicación. Esto es posible a través de un “boundary-scan cell array” alrededor del núcleo, controlado por un puerto JTAG y un controlador TAP. EmbeddedICE (I) El EmbeddedICE (I) extiende las funciones de depuración. Este módulo contiene registros de puntos de ruptura y de puntos de supervisión que permiten parar el código para depuración. Estos registros se controlan a través del puerto de prueba JTAG con la ayuda de herramientas software de depuración que se ejecutan en un ordenador. Cuando se llega a un punto de ruptura o de supervisión, el procesador para y entra en estado de depuración. Una vez allí, pueden inspeccionarse los registros del procesador así como la Flash/EE, SRAM y los registros de mapeo de memoria.

55

Tabla 1. Matriz de comparación de procesadores ARM Dispositivo

Encapsulado

RAM

Flash

Clock

I/Os

UARTs

SPI

AduC7020

40-pin LFCSP

8 kB

62 kB

0.3-45 MHz

14

1

1

AduC7021

40-pin LFCSP

8 kB

62 kB

0.3-45 MHz

13

1

1

AduC7022

40-pin LFCSP

8 kB

62 kB

0.3-45 MHz

13

1

1

AduC7024

64-pin LQFP

8 kB

62 kB

0.3-45 MHz

30

1

1

AduC7025

64-pin LQFP

8 kB

62 kB

0.3-45 MHz

30

1

1

AduC7026

80-pin LQFP

8 kB

62 kB

0.3-45 MHz

40

1

1

AduC7027

80-pin LQFP

8 kB

62 kB

0.3-45 MHz

40

1

1

LPC2104

48-pin TQFP

16 kB

128 kB

0-60 MHz

32

2

1

LPC2105

48-pin TQFP

32 kB

128 kB

0-60 MHz

32

2

1

LPC2106

48-pin TQFP

64 kB

128 kB

0-60 MHz

32

2

1

LPC2114

64-pin LQFP

16 kB

128 kB

0-60 MHz

46

2

2

LPC2124

64-pin LQFP

16 kB

256 kB

0-60 MHz

46

2

2

LPC2212

144-pin LQFP

16 kB

256 kB

0-60 MHz

112

2

2

LPC2214

144-pin LQFP

16 kB

256 kB

0-60 MHz

112

2

2

LPC2119

64-pin LQFP

16 kB

128 kB

0-60 MHz

46

2

2

LPC2129

64-pin LQFP

16 kB

256 kB

0-60 MHz

46

2

2

LPC2194

64-pin LQFP

16 kB

256 kB

0-60 MHz

46

2

2

LPC2292

144-pin LQFP

16 kB

256 kB

0-60 MHz

112

2

2

LPC2294

144-pin LQFP

16 kB

256 kB

0-60 MHz

112

2

2

ML674001

144-pin LQFP

32 kB

256 kB

1-60 MHz

42

2

1

ML674001

144-pin LQFP

32 kB

512 kB

1-60 MHz

42

2

1

ML675001A

144-pin LQFP

32 kB

256 kB

1-60 MHz

42

2

1

ML675001A

144-pin LQFP

32 kB

512 kB

1-60 MHz

42

2

1

ARM significa Advanced RISC Machine (Máquina RISC Avanzada), donde RISC es Reduced Instruction Set Computer (ordenador de juego de instrucciones reducido). La arquitectura RISC de 32 bits lleva varios años en circulación, y se ha usado en productos en los que un bajo consumo de energía es crucial, como teléfonos móviles y PDAs. Su núcleo de 32 bits está disponible en varias versiones, incluyendo el ARM7, ARM9, ARM10 y el recientemente anunciado ARM11, cada uno de los cuales ofrece niveles de potencia de proceso creciente. El ARM sólo estaba disponible como dispositivo microprocesador, lo que requería un programa externo y memoria de datos para completar el sistema. Sin embargo, actualmente, varias firmas están ofreciendo un microcontrolador basado en el ARM de 32 bits con suficientes opciones de memoria para que se les pueda considerar alternativas de microcontrolador válidas. La tabla 1 muestra una selección de microcontroladores basados en ARM de tres compañías diferentes: Analog Devices, OKI Semiconductors and Philips Semiconductors. Otras compañías como Atmel, NetSilicon, Samsung y TI ofrecen productos similares,

56

pero normalmente en formato BGA (ball grid array) de empaquetado únicamente, haciéndolos menos apropiados para fabricar prototipos a mano. Por tanto, ¿qué hay disponible en el mercado de ARM que podamos obtener y manejar realmente? Veamos qué tienen y ofrecen algunos de los mayores fabricantes del mundo ARM.

Analog Devices Analog Devices (www.analog.com) no es un nombre que se asocie normalmente con los microcontroladores, pero esto está a punto de cambiar, puesto que van a crear un producto de tipo microcontrolador con una serie de interfaces analógicas de precisión. Elektor, (siempre en vanguardia) ha publicado una serie de artículos sobre los controladores basados en AduC812 8052 de Analog Devices (Ref 1). Analog Devices ha presentado una serie actualizada que usa el núcleo procesador ARM7TDMI. La familia ADuC702x de dispositivos de Analog Devices integra un núcleo ARM7TDMI de 32 bits con un convertidor de datos de 12 bits que puede tener hasta

elektor

I2C

CAN

Timers

PWM

ADC

DAC

2

-

2

-

5 x 12-bit

4 x 12-bit

PLA, Sensor de temperatura

2

-

2

-

8 x 12-bit

2 x 12-bit


2

-

2

-

10 x 12-bit

-


2

-

2

3

10 x 12-bit

2 x 12-bit

PLA, Sensor de temperatura, 3 fases

1

-

2

3

12 x 12-bit

-


1

-

2

3

12 x 12-bit

4 x 12-bit


1

-

2

3

16 x 12-bit

-


1

-

4 x 16-bit

6-ch

-

-

1

-

4 x 16-bit

6-ch

-

-

1

-

4 x 16-bit

6-ch

-

-

1

-

4 x 16-bit

6-ch

4 x 10-bit

-

1

-

4 x 16-bit

6-ch

4 x 10-bit

-

1

-

4 x 16-bit

6-ch

8 x 10-bit

-

con interface de memoria externa

1

-

4 x 16-bit

6-ch

8 x 10-bit

-


1

2

4 x 16-bit

6-ch

4 x 10-bit

-

1

2

4 x 16-bit

6-ch

4 x 10-bit

-

1

4

4 x 16-bit

6-ch

4 x 10-bit

-

1

2

4 x 16-bit

6-ch

8 x 10-bit

-


1

4

4 x 16-bit

6-ch

8 x 10-bit

-


1

-

7 x 16-bit

2-ch

4 x 10-bit

-


1

-

7 x 16-bit

2-ch

4 x 10-bit

-


1

-

7 x 16-bit

2-ch

4 x 10-bit

-

Memoria externa i/f, caché de 8 K

1

-

7 x 16-bit

2-ch

4 x 10-bit

-

Memoria externa i/f, caché de 8 K

16 canales, soportando un millón de muestras/sec. Los dispositivos ADuC702X también tienen hasta cuatro DAC de 12 bits con una precisión bandgap de referencia sensible a 10 ppm/ ºC. Otros periféricos incluyen un comparador, un pequeño PLA para lógica “glue”, un sensor de temperatura integrado (± 3° C) y un generador PWM de 16 bits de tres fases. De estos periféricos, el más interesante de encontrar en un microcontrolador es el PLA. Se proporciona una interfaz JTAG para depurar el chip, mientras que la UART puede emplearse para programar in-situ la memoria Flash. Un oscilador integrado en el chip hace funcionar el ADuC702x a velocidades de hasta 35 MHz y tiene una precisión del 2%. Se requiere un reloj externo para funcionar a velocidades hasta el límite de 45 MHz. Las opciones de memoria incluyen una memoria Flash de 32 KBytes para el ADuC7024 y una memoria Flash de 64 KBytes para el ADuC7026 y todos incluyen 8 Kbytes de RAM. Las opciones de encapsulado van desde CSP de 6 x 6 mm, 40 patillas, LQFP de 64 pines y LFQP de 80 pines. Estos dis-

elektor

Notas

positivos de 3 V pueden funcionar a una temperatura de entre - 40 y + 85 o a temperaturas extendidas de hasta + 105, o + 125° C. Analog Devices ofrece un sistema de desarrollo de bajo coste y aprendizaje mínimo llamado QuickStart, que incluye una fuente de alimentación, cables, placa de prueba, emulador JTAG y herramientas de desarrollo de Keil Software y IAR Systems. El sistema de desarrollo QuikStart cuesta 249 $ y está disponible directamente en Analog Devices. De los dispositivos disponibles, los de 64 y 80 pines son probablemente los más útiles para que nuestros lectores los empleen en sus prototipos.

Philips De todas las compañías que ofrecen microcontroladores ARM, Philips (www.semiconductors.philips.com) parece que es la que más apoya al microcontrolador ARM y ya ha lanzado una amplia gama de microcontroladores basados en el núcleo de 32 bits ARM7TDMIS (ver recuadro).

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Al principio Philips ofrecía el LPC210x, que tenía 16 ó 64 KB de RAM, dependiendo de la versión, junto a 128 KB de memoria flash, todo ello a 60 MHz. Otros periféricos son dos UART, interfaces SPI e I2C, PWM de 6 canales, y puerto I/O digital de 32 bits. Todo esto encajado en un pequeño encapsulado LQFP de 48 pines. Los tres chips controladores están basados en una filosofía de arquitectura del sistema común, que ofrece el mismo mapa de memoria, controlador de interrupciones vectorizadas, y componentes periféricos similares. También tienen en común la programación de la flash y el mecanismo de actualización, depuración JTAG y posibilidades de emulación. Estos dispositivos funcionan a 1,8 V para las funciones principales de la CPU y 3,3 V para la E/S y los periféricos, siendo la E/S general tolerante a 5 V. Philips ha extendido la familia LPC21xx para incluir nuevos dispositivos encapsulados en LQFP de 64 ó 144 pines. Estos nuevos miembros de la familia ofrecen más opciones de memoria flash, una interfaz SPI adicional y más líneas E/S. También incluyen un convertidor digital de 4 u 8 canales con 10 bits de resolución, una interfaz CAN bus de 2 ó 4 canales y la opción de una interfaz de memoria externa en los dispositivos más grandes de 144 pines. Los dispositivos LPC210 tienen una serie de placas de desarrollo de fabricantes como Hitek, Keil, IAR y Nohau. De acuerdo con las notas de prensa de Philips, podemos esperar que los futuros miembros de las familias LPC21xx y LPC22xx incluyan Ethernet, USB, y 802.11. ¡Algo que esperamos con ansiedad!

OKI Semiconductors

Se proporciona una interfaz estándar JTAG para depuración y programación de dispositivos. Estos chips pueden programarse también usando un programa de modo especial de arranque incluido en el dispositivo. En modo de arranque la ROM integrada carga una aplicación de escritura de memoria Flash en el área de RAM interna del MCU. Esta aplicación controla la transferencia serie y la escritura de la Flash interna a través de la interfaz UART del MCU. Este chip requiere 2,5 V para las funciones núcleo de la CPU y 3,3 V para la E/S y los periféricos. La serie funciona en un amplio rango de temperaturas, de – 40° a + 85° C. La serie ML674001 trabaja a una frecuencia máxima de 33 MHz, mientras que la serie ML675001 trabaja a una frecuencia máxima de 60 MHz. La serie ML675001 tiene una memoria cache unificada de 8 KB lo que permite al chip operar a una velocidad de reloj mayor. El ML67Q4002/3 y el ML67Q5002/3 están encapsulados en LQFP de 144 pines y todos los microcontroladores son de diseño compatible en pines, lo que permite una actualización más sencilla de la serie ML674001 a la ML675001 con unos mínimos cambios de programa y de layout.

El próximo número se interesa especialmente por los microcontroladores y podrá encontrar información sobre un sistema de desarrollo microcontrolador ARM extremadamente potente que se puede construir en casa, en clase o en un laboratorio. Por lo que sabemos, es una primicia en el mundo de las revistas de electrónica, a cargo, una vez más, de Elektor. (040444-1)

OKI Semiconductors (www.oki.com) es una compañía japonesa que ofrece un amplio muestrario de integrados y lleva tiempo suministrando soluciones basadas en el ARM de 32 bits. Oki ha ampliado su muestrario de microcontroladores introduciendo una nueva serie de microcontroladores de propósito general de 32 bits, basados en el núcleo ARM7TDMI. Estas dos nuevas líneas constan de dos series: la ML674001 y la ML675001. La serie ML674001 se compone de tres productos: el ML674001, el ML67Q4002 y el ML67Q4003, mientras que la serie ML675001 consta del ML675001, el ML67Q5002 y del ML67Q5003. El ML674001 y el ML675001 son componentes sin ROM. Los controladores ML67Q4002/3 y ML67Q5002/3 ofrecen una gran cantidad de memoria Flash, con opción de hasta 512 y 32 KB de RAM. Otros periféricos son: 1 temporizador de sistema, 6 temporizadores de propósito general, 2 PWM, temporizador “watch dog”, puertos E/S de propósito general, convertidores A/D y dos canales DMA. Las comunicaciones las proporcionan dos UARTs, una es estándar, 16550A, con una FIFO de 16 bytes para entrada y salida, mientras que la otra no tiene FIFO; una interfaz I2c y otra SPI. Los chips también incluyen interfaz de memoria externa que posee un controlador SDRAM que permite conectar ROMs (incluyendo memorias Flash), SRAMs, DRAMs o dispositivos E/S que se puedan conectar directamente al controlador SDRAM integrado.

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elektor

es servicio lectores servicio lectores servicio lectores MAYO 2005 CONDICIONES GENERALES Los circuitos impresos, carátulas autoadhesivas, ROMs, PALs, GALs, microcontroladores y disquetes que aparecen en las páginas de ELEKTOR se encuentran a disposición de los lectores que lo requieran. Para solicitarlos es necesario utilizar el cupón de pedido que se encuentra en las páginas anexas. Este mismo cupón también puede utilizarse para efectuar pedidos de los libros de la colección de ELEKTOR (en versión original inglesa). - Los items marcados con un asterisco (*) tienen una vigencia limitada y su disponibilidad solo puede garantizarse durante un cierto periodo de tiempo. - Los items que no se encuentran en esta lista no están disponibles. - Los diseños de circuitos impresos se encuentran en las páginas centrales de la Revista. En ocasiones y por limitación de espacio no se garantiza la publicación de todos los circuitos. En estos casos los lectores interesados pueden solicitar los diseños, utilizando el mismo cupón de pedido y les serán enviados a su domicilio contra reembolso de 500 pts. (incluidos gastos de envio). - Los EPROMs, GALs, PALs, (E)PLDs, PICs y otros microcontroladores se suministrarán ya programados. Los precios y las descripciones de los diferentes productos estan sujetos a cambios. La editorial se reserva el derecho de modificar los precios sin necesidad de notificación previa. Los precios y las descripciones incluidas en la presente edición anulan los publicados en los anteriores números de la Revista.

FORMA DE ENVIO Los pedidos serán enviados por correo a la dirección indicada en el cupón de las páginas anexas. Además los lectores pueden formular pedidos por teléfono llamando al número 91 327 37 97 de lunes a viernes en horario de 9,30 a 14 h y de 16 a 19 h. Fuera de este horario existe un contestador telefónico preparado para recoger las demandas. Los gastos de envio serán abonados por el comprador, tal como se indica en el cupón.

FORMA DE PAGO

SUSCRIPCIONES A LA REVISTA Y EJEMPLARES ATRASADOS Las suscripciones o pedido de números atrasados, si se encuentran disponibles, se realizarán a LARPRESS, C/ La Forja, nº 27 - 28850 Torrejón de Ardoz (Madrid). Telf: 91 677 70 75, Fax: 91 676 76 65. E-mail: [email protected] Los precios de ejemplares atrasados son de 3,60 € más gastos de envio.

Precio (€)

040198-1 040198-2 040198-3 040198-4

16,13 13,29 13,29 7,49

030386-1

11,00

040441-11

10,28

E300 MAYO 2005 Amplificador de Potencia de Altas Prestaciones: - Amplifier PCB - Indicador PCB - Supply PCB - Fuse PCB

Comprobador de Amplificador Operacional: - PCB

Medidor de Temperatura Remoto para Placa PIC18F: - Disco, project software

Oscilador de Cristal Programable Vía Serie, Compacto y Universal: - Disco, project software

040351-11

10,28

040299-1

19,00

040071-11 040071-41

11,38 17,29

040010-1 040010-11

20,35 9,12

040033-1 040033-11

22,56 9,12

030217-3

25,00

030217-2

30,00

030217-91

59,00

040248-1 040248-11 040248-41

26,00 9,00 16,00

030448-1 030448-11 030448-41

17,71 12,12 48,00

030178-11 030178-41

9,12 19,00

044034-11

9,12

030060-91 044026-91 044026-92 044026-1

119,00 78,00 195,00 20,00

020336-1 020336-11

16,45 9,12

030320-11

9,12

030403-1 030403-11 030403-41

20,19 9,12 40,02

030209-11 030209-41

9,12 27,41

030385-1

29,00

020046-1 020046-2 020046-3 020046-11 020046-41

16,00 14,00 12,50 9,00 52,00

E299 ABRIL 2005 Detector RFID a 13,56 MHz: - PCB

Bicho Caminador: - Disco, código fuente y hex - AT90S2313-10PI, programado

E298 MARZO 2005 Placa de desarrollo para PIC18Flash: - PCB - Disco, utilidades del software

E297 FEBRERO 2005 BUS casero-I2C: - PCB - Disco, código fuente y hex

Todos los pedidos deberán venir acompañados por el pago, que incluirá los gastos de envio, tal como se indicó anteriormente. El pago puede realizarse mediante cheque conformado de cualquier banco residente en territorio español, giro postal anticipado, tarjeta VISA (en este caso debe indicarse la fecha de caducidad, domicilio del propietario de la tarjeta y firma del mismo). Nunca se deberá enviar dinero en metálico con el pedido. Los cheques y los giros postales deben ser nominativos a la orden de VIDELEC S.L.

Código

E296 ENERO 2005 Filtros de Supresión de Ruido: - PCB

E295 DICIEMBRE 2004 Amplificador de Clase T de 2 x 300 W ClariTy: - PCB

E294 NOVIEMBRE 2004 Amplificador Clase-T 2x300 W: - Placa amplificador con SMD premontado; núcleos para L1 y L2

Dado rodante: - Set de PCB’S (6 caras) - Disco, código fuente y hex - AT89C2051-12PI, programado

Cuchillo del Ejercito Suizo: COMPONENTES UTILIZADOS EN LOS PROYECTOS Todos los componentes utilizados en los proyectos ofrecidos en las páginas de la Revista se encuentran generalmente disponibles en cualquier establecimiento especializado o a través de los anunciantes de este ejemplar. Si existiera alguna dificultad especial con la obtención de alguna de las partes, se indicará la fuente de suministro en el mismo artículo. Lógicamente los proveedores indicados no son exclusivos y cualquier lector podrá optar por su suministrador habitual.

- Set de PCB’S: MCU, RS232, USB - Set de discos (a+b), todo el software del proyecto - AT89S8252-24PC, programado

E293 OCTUBRE 2004 Analizador R/C: - Disco, PIC código fuente - PIC16F627-4/CP, programado

Convertidor USB Controlado a través de HTML: - Disco, programas ejemplo

CONDICIONES GENERALES DE VENTA Plazo de entrega: El plazo normal será de 2-3 semanas desde la recepción del pedido. No obstante no podemos garantizar el cumplimiento de este periodo para la totalidad de los pedidos. Devoluciones: Aquellos envios que se encuentren defectuosos o con la falta de alguno de los componentes podrán ser devueltos para su reposición, solicitando previamente nuestro consentimiento mediante llamada telefónica al número (91) 3273797 en horario de oficina. En este caso la persona que llame recibirá un número de devolución que deberá hacer constar al devolver el material en un lugar bien visible. En este caso correrá por nuestra cuenta el gasto de envio de la devolución, debiéndolo hacer así constar el remitente en su oficina postal. A continuación se le enviará nuevamente el pedido solicitado sin ningún gasto para el solicitante. En cualquiera de los casos anteriores, solo se admitirán las devoluciones en un plazo de tiempo de 14 dias contados a partir de la fecha de envio del pedido. Patentes: Algunos de los circuitos o proyectos publicados pueden estar protegidos mediante patente, tanto en la Revista como en los libros técnicos. La editorial LARPRESS no aceptará ninguna responsabilidad derivada de la utilización inadecuada de tales proyectos o circuitos para fines distintos de los meramente personales. Copyright: Todos los dibujos, fotografias, artículos, circuitos impresos, circuitos integrados programados, disquetes y cualquier otro tipo de software publicados en libros y revistas están protegidos por un Copyright y no pueden ser reproducidos o transmitidos, en parte o en su totalidad, en ninguna forma ni por ningún medio, incluyendo fotocopiado o grabación de datos, sin el permiso previo por escrito de Editorial LARPRESS. No obstante, los diseños de circuitos impresos si pueden ser utilizados para uso personal y privado, sin necesidad de obtener un permiso previo. Limitación de responsabilidad: Todos los materiales suministrados a los lectores cumplen la Normativa Internacional en cuanto a seguridad de componentes electrónicos y deberán ser utilizados y manipulados según las reglas universalmente aceptadas para este tipo de productos. Por tanto ni la editorial LARPRESS, ni la empresa suministradora de los materiales a los lectores se hacen responsables de ningún daño producido pos la inadecuada manipulación de los materiales enviados.

E292 SEPTIEMBRE 2004 Micro Servidor Web con placa MSC1210: - Placa microprocesador, ensamblada y comprobada - Placa de expansión de red, ensamblada y comprobada - Paquete combinado (incluyendo 030060-91 + 044026-91 y todos los artículos) - Placa de expansión de red, sólo PCB

E291 AGOSTO 2004 Multi Programador: - PCB - Disco, firmware y código fuente

Pocket Pong: - Disco, software PIC

Router de vías: - PCB - Disco, software PC Y PIC - PIC16F877-20/P, programado

Operador Silencioso: - Disco, PIC software - PIC16F84-10P, programado

E290 JULIO 2004 Diseño de Nuestro Propio Circuito Impreso: - PCB

Preamplificador de Gama Alta Controlado Digitalmente (2): CONSULTORIO TECNICO Existe un Consultorio técnico telefónico gratuito a disposición de todos los lectores. Este sevicio se presta todos los lunes y martes laborables en horario de 17 a 19 h.

El número de teléfono para consultas es el 91 375 02 70.

elektor

- PCB placa principal - PCB placa de relés - PCB placa de alimentación - Disco - PIC18LF452-I/L, programado

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res servicio lectores servicio lectores servicio lector ✂

✂

CUPON DE PEDIDO Por favor envíen este pedido a:

ADELTRONIK Apartado de Correos 35128 28080 Madrid ESPAÑA

Nombre Domicilio

Tel. 91 327 37 97

C.P. Tel.

Fax

Fecha

Por favor envíenme los siguientes materiales. Para circuitos impresos, carátulas, EPROMs, PALs, GALs, microcontroladores y disquetes indique el número de código y la descripción.

Cant. Código

Descripción

Precio/unid. IVA incl.

Los precios y las descripciones están sujetas a cambio. La editorial se reserva el derecho de cambiar los precios sin notificación previa. Los precios y las descripciones aquí indicadas anulan las de los anteriores números de la revista.

Forma de pago (vea la página contigua para más detalles) Nota: Los cheques serán en euros y conformados por una entidad bancaria.

❏ Cheque (nominativo a VIDELKIT, S.L.) ❏ Giro postal. Cuenta Postal (BBVA)

Total €

Sub-total Gastos envio Total

3

Nº 0182-4919-74-0202708815

❏

Fecha de caducidad:

Firma:

Número de tarjeta:

Código

Precio (€)

030371-11 030371-41

9,00 33,00

Medidor de Velocidad y Dirección del Viento: - Disco, software del proyecto - PIC16F871, programado

- PCB 020148-1 020148-11

16,00 9,12

030402-1 030402-11 030402-41

20,00 9,12 38,50

020416-1

16,50

030365-1 030365-11

17,00 9,00

020434-1 020434-11 020434-41

14,40 9,00 27,41

020382-11 020382-41

9,00 16,24

030136-1 030136-11 030136-41

17,50 9,00 15,00

Caja De Música y el Sonido de Pandora:

Explorador de VHF de Banda Baja: - PCB

E288 MAYO 2004

Cerradura Codificada: - PCB - Disco, código fuente y hex - PIC16F84A-4P, programado

Multicanal Seguro para Modelos Controlados por Radio: - Disco, código fuente - AT89C52-24JI, programado

Medidor de Frecuencia Multifunción: - PCB - Disco, software del proyecto - AT90S2313-10PC, programado

E287 ABRIL 2004

60

14,02 25,94

020435-1

16,00

030214-11 030214-41

9,12 11,49

030042-1 030042-11 030042-21 030042-31

17,45 9,12 18,66 11,38

030076-1 030076-11

14,44 9,12

030066-1 030066-11

19,03 31,74

030168-1 030168-11 030168-41

33,00 9,12 15,02

034044-1

19,00

020350-11 020350-41

9,12 24,52

020127-11

9,12

Conmutador Controlado por Tacto: - Disco, PIC código fuente - PIC12C508A04/S08, programado

E286 MARZO 2004 Placa flash 64-K 80C552: - PCB - Disco, misc. software del proyecto - 29F010, programado - GAL 16V8D15QP, programado - PCB - Disco, software Windows

Codificador FMS para Simulador de Vuelo: - PCB - 87LPC767BN, programado

Ruleta a Diodos Led: - PCB - Disco, código fuente y hex - 89C2051-12PC, programado

E285 FEBRERO 2004 Receptor de Control Remoto en FM: - PCB

Cronómetro de Proyectos: - Disco, códigos fuente y objeto - PIC16F84-10P, programado

Reloj Digital con Alarma: - Disco, PIC código fuente y hex - PIC16F84-04/P, programado

020163-11 020163-41

Registrador Climático:

Construya su Propio Receptor DRM: - PCB - Disco, programa DRM.exe

- Disco set, código fuente y control - AT89S8252-12PC, programado

Sencillo Inversor de Tensión de 12V a 230V:

Construya su Propio Receptor DRM:

- PCB - Disco, código fuente y hex - PIC16F871/P, programado

Precio (€)

iAccess:

E289 JUNIO 2004 - PCB - Disco, proyecto ejemplo

Código

030096-11 030096-41

9,11 28,36

Descubriendo el motor paso a paso (II): - Disco, código fuente

elektor

es servicio lectores servicio lectores servicio lectore Código

Precio (€)

020395-11

9,12

030204-1

16,24

Generador de Reloj Universal:

Precio (€)

020115-11 020115-41

9,46 24,89

010103-1 010103-11 010103-21 010103-22 010103-31

25,55 9,46 19,36 19,36 9,30

020296-11 020296-41

9,40 26,00

012013-11 012013-21

9,40 28,00

020071-1 020071-2

28,40 18,80

010131-1 010131-4

25,34 44,70

010059-1 010059-11

36,00 9,00

020054-4

21,00

020054-3

19,40

020126-1 020126-11 020126-41

19,00 10,00 32,00

020351-1 020351-11

27,36 10,00

020181-1

27,00

020170-11 020170-41

10,00 23,50

020085-1 020085-11 020085-41

27,00 10,00 20,60

010134-1 010134-2 010134-11 010134-41

17,00 22,00 10,00 15,00

020032-1 020032-11 020032-41

32,00 10,00 31,28

020054-2

16,46

020144-1 020144-11 020144-41

15,00 10,00 32,00

020036-1 020036-11 020036-41

38,00 10,00 32,00

020054-1

16,00

020005-1 020005-11 020005-41

23,00 11,14 70,24

020110-1

27,00

020157-1

25,00

Control de luz nocturna:

- Disco, código fuente

Enlace RS232 sin hilos: - PCB

E284 ENERO 2004 Contador de revoluciones para modelos de radio-control: - PCB - Disco, código fuente y hex - 89C2051-12PC, programado

024111-1 024111-11 024111-41

33,00 9,00 16,00

020407-11

9,00

020374-1 020374-11 020374-41

14,00 9,00 25,00

Visualizador de Texto con Desplazamiento: - Disco, código fuente y hex

Conversor USB analógico: - PCB - Disco, códigos hex y software Windows - PIC16C765, programado

E283 DICIEMBRE 2003

- Disco, código fuente y hex - AT90S2313-10PC, programado

Tarjeta de desarrollo XA Universal (II): - PCB - Disco, código GAL, EPROM, XADEV - EPROM IC8, 27C256-90, programado - EPROM IC9, 27C256-90, programado - GAL 16V8, programado

E278 JULIO 2003 Temporizador descendente: - Disco, código fuente y hex - AT90S1200, programado

Grabador de audio USB: - Disco, código EPROM - EPROM 27C512, programado

Amplificador Final a Válvulas (2):

Generador de Señal de RF con DDS: - PCB, generador - PCB, control/alimentación - AT90S8515 8PC, programado

020299-1 020299-2 020299-41

22,00 23,00 57,00

020290-1

17,00

Detector de metal por inducción balanceada: - PCB

- Placa amplificador (1 canal) - Placa fuente alimentación

E277 JUNIO 2003 Controlador de luces de discoteca de 8 canales: - PCB - 87C750 or 87C71, programado

Pico PLC:

E282 NOVIEMBRE 2003 Generador de imágenes ATV: - Disco, código fuente y hex - AT90S8515-8PC, programado - AT90S1200-12PC, programado

020295-11 020295-41 020295-42

9,12 28,37 25,70

- PCB - Disco, software del proyecto - PIC16F84A-20/P, programado

- PCB

22,00 9,12 27,50

030060-2

14,00

010202-1 010202-11 010202-41

17,00 9,12 44,00

Sistema de Desarrollo AVRee:

030060-91

68,00

Caja de conmutación con efectos de guitarra:

020383-1 020383-2 020383-3

22,00 21,00 19,00

Temporizador Inteligente para Ventilador:

PICProg 2003: - PCB - Disco, software Windows - PIC16F874-20/P, programado

Simple chip para Control de Tono:

020294-1 020294-11 020294-41

I2C:

- PCB

- PCB - Disco, programa de test

E276 MAYO 2003

Interruptor remoto mediante teléfono DTMF:

Display de Cristal Líquido con Bus

Código

Fuente de Alimentación Conmutada de 17 V/10 A: - PCB

Unidad de conmutación complementaria para modelismo R/C: - PCB - Disco, código fuente y hex - PIC16C712-041/SO, programado - PCB - Disco, programas ejemplo

Central de Medida de Precisión (2): - Placa ensamblada y comprobada

- PCB

Preamplificador a válvulas (I): - PCB, placa amplificador - PCB, placa alimentación - PCB, placa I/O

Sustitución del SAA3049:

E281 OCTUBRE 2003 Mini Generador de Carta de Ajuste: - Disco, código fuente

020403-11

9,46

034050-1

18,33

030030-1 030030-11

14,60 9,46

034039-1

16,79

Herramienta de Programación para el ATtiny 15: - PCB - Disco, software del proyecto

E280 SEPTIEMBRE 2003 020293-11 020293-41

9,29 14,33

Programador AT90S2313: - PCB

034036-1

17,50

020365-11

10,00

020337-11 020337-41

9,46 12,09

030026-1 030026-2 030026-11 030026-41

15,40 16,70 9,46 29,43

020308-11 020308-41

9,46 24,40

020114-1 020114-11

16,79 9,46

Mini display para texto en movimiento: - Disco, código fuente

Control Remoto de Luz con Regulador de Intensidad: - Disco, código fuente y hex - AT89C2051-12, programado

Agenda electrónica de bolsillo:

elektor

- PCB - Disco, código fuente y hex - PIC16F84A-20/P, programado - PCB - Disco, software del proyecto - PIC16F84A-04/P, programado

Sistema de altavoces activo (I): - PCB

Lanzador de Dado RPG Electrónico: - PCB - Disco, código fuente - AT90S4433-8PC, programado

Ahuyentador de roedores: - PCB

Controlador LCD de bajo coste (ii): - PCB - Disco, software del proyecto

- PCB

Medidor de Capacidad con Escala Automática:

E274 MARZO 2003

Tenis TV con AVR:

- Disco, software PC y controlador - AT90S2313-10PCprogramado

Sistema de Altavoces Activo (II):

Reloj de arena electrónico:

E279 AGOSTO 2003 - PCB principal - PCB pulsadores - Disco, código fuente AVR - AT908515, programado

Analizador Lógico 20/40 MHz: - PCB - Disco, programa demostración - AT90S8515-8PC, programado

Adición de un destello: - Disco, código fuente y hex - PIC12C509A-04/SM, programado

- PCB, controlador - PCB, placa LED - Disco, software del proyecto - AT89C2051-12PC, programado

E275 ABRIL 2003

Amplificador de coche en puente cuádruple: - PCB

- PCB - Disco, código fuente y hex - 87LPC764BN, programado

Desplazamiento de luces bicolor:

Selector de Disco Duro: - PCB

- Disco, software del proyecto - MSP430F1121, programado

Conectores de red controlados SMS: - PCB

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CURSO

D ELPHI

PARA INGENIEROS ELECTRÓNICOS Parte 3 – Una calculadora externa

Herman Bulle with thanks to Anton Vogelaar

En el artículo anterior vimos cómo implementar una calculadora elemental usando el lenguaje Delphi. Esta vez conectaremos un teclado externo al puerto serie para controlar la calculadora externamente. Usaremos el programa del artículo anterior (ligeramente modificado) para mostrar los números en la pantalla y realizar los cálculos. El teclado externo, que construiremos nosotros mismos, consta de 16 teclas en una configuración de 4 filas por 4 columnas. Cuando se pulsa una tecla, una sola fila se conecta a una sola columna. La combinación de la fila exacta y la columna es única para cada tecla. Activando

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cada columna consecutivamente y comprobando después qué fila tiene señal, podemos determinar qué tecla se ha pulsado. Antes de continuar con el aspecto práctico, hay que señalar que el listado completo del proyecto ocuparía demasiado

elektor

espacio en la revista. El listado (ficheros del proyecto) puede descargarse de la web de Elektor en el curso de Delphi de marzo. Es recomendable descargarlo antes y abrirlo en Delphi, lo que hará más sencillo seguir la siguiente descripción.

Si se usa un ordenador portátil mediremos primero las señales de salida del RS232, puesto que ocasionalmente se desvían de la especificación oficial RS232 (algunos portátiles de Dell tienen salidas de solo ± 5 V). En este ejemplo, no se necesitan los zéner. También hemos visto salidas asimétricas (+ 5 V/0 V), así que vale la pena comprobar esto. La construcción del circuito de la Figura 1 es bastante sencilla. El integrado, los componentes pasivos, y las 16 teclas se montan con facilidad en una placa de experimentación, y tampoco nos llevará mucho tiempo hacer el cableado. Puede usarse un viejo cable RS232 para la conexión al PC, cortando el conector de un extremo (asegúrese de mantener el conector hembra en el cable, puesto que hace falta para conectar al PC) Los hilos pueden soldarse directamente a la placa. Como alternativa a las teclas individuales puede usarse un teclado matricial (que puede obtenerse de Conrad y otros distribuidores). A menudo, estos vienen en tamaños de 4 x 3, en cuyo caso, se pueden conectar dos teclados “en paralelo” usando una sola columna del segundo.

Conmutación software Para controlar las líneas DTR y DTS tendremos que escribir algo de código en Delphi. Para comenzar, tenemos que abrir el puerto serie. Ya hablamos de esto en la primera entrega, en el caso de la alarma antirrobo. FHandle:=CreateFile(PChar(Port),Generic_Read+ Generic_Write,0,Nil,Open_Existing,0,0); If FHandle = Invalid_Handle_Value Then

elektor

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S4

S8

S12

S16

(RLSD)

Conexión del hardware

2

5

6

7 Q3

6 DSR

Q2

4 1 DCD

Q1

K1 Q0

Emplearemos un selector de datos CMOS tipo 4555 (ver Figura 1). Es un decodificador/multiplexor dual 1 a 4. Cada decodificador del integrado tiene una entrada digital de 2 bits. Dependiendo del valor binario de la entrada (00, 01, 10, 11), se activa a alto una de las salidas del integrado. El puerto RS232 del ordenador tiene dos señales de salida: DTR (Data Terminal Ready, pin 4) y RTS (Request To Send, pin 7). Como recordatorio, hemos mostrado los detalles completos de una conexión de nueve hilos de RS232 en la Figura 1. Estas dos señales se usan para controlar las entradas del selector de líneas del 4555. Antes de que podamos hacer esto, debemos proporcionar una tensión de alimentación al integrado. Puesto que un integrado CMOS consume muy poca energía, es bastante sencillo derivar la alimentación de estas dos señales. Cuando no se busca una pulsación, no hay necesidad de controlar las entradas del selector, entonces se puede mantener DTR a ‘1’ y RTS a ‘0’. Es muy fácil derivar una alimentación simétrica de ± 7,5 V (VDD = 15 V), usando un puñado de resistencias, zéner y condensadores electrolíticos (R1, R2, D1-D4, C1, C2 en la Figura 1). Los condensadores son de un valor suficientemente alto como para proporcionar una tensión estable al integrado durante un periodo de búsqueda completo. Sólo debemos añadir una pequeña protección a las entradas puesto que la tensión de entrada puede ser mayor que la tensión de alimentación. Añadiendo 10 kW a la pista de la señal, la corriente de entrada se mantiene a un nivel seguro.

S1

IC1 4555

7 RTS 3

A0 A1

8 CTS

2

R3

4 DTR

E

3

1

10k

9 RI

R4

5 GND

10k D1

SUB-D9

R1 3k3 D3

BAW62

C1

7V5 D4

D2

R2

3μ3 16V

16

IC1 8

C2

7V5

3k3

3μ3 16V 040240 - 3- 11

BAW62

4555 EN B A0 B A1 B Q0 B Q1B Q2B Q3B

16

15

14

13

12

11

10

9

EN B

A0 B

A1 B

Q0 B

Q1B

Q2B

Q3B

EN A

A0 A

A1 A

Q0 A

Q1A

Q2A

Q3A

1

2

3

4

5

6

7

8

EN A A0 A A1 A Q0 A Q1A Q2A Q3A

Figura 1. Circuito del teclado externo, que se conecta al PC por el puerto serie.

Begin ShowMessage(‘Unable to open communication port.’); Exit End;

(Recuerde que los programas en Delphi no son sensibles a mayúsculas, al contrario del C y otros muchos lenguajes de programación. A causa de esto, puede ocurrir que no usemos mayúsculas y minúsculas de la misma manera en diferentes partes del programa). En el programa anterior, esta línea tiene un añadido de corrección de errores, si el puerto ya estaba abierto, no se abrirá de nuevo. Windows tiene una lista de varios objetos, como programas, puertos, controladores, etc. A estos objetos se les da un único código, o “handle”. La función CreateFile, que se llama más arriba, devuelve el valor de este código. Si este valor es igual a Invalid_Handle_Value, que está definido en Delphi, significa que algo fallo durante la inicialización del puerto, deteniéndose el programa con un mensaje y el comando exit.

63

Si esta fase se completa correctamente, tenemos que activar algunas salidas. DTR tiene que fijarse a + 12 V y RTS a – 12 V. Para facilitarnos la programación de la UART, se define una estructura de datos (DCB, ver recuadro) en Windows que contiene un gran conjunto de parámetros. Una vez que se han fijado todos los parámetros, esta estructura de datos se envía a la UART. En nuestro programa, el campo más importante es el DCB.Flags. En este campo, virtualmente cada bit tiene una función diferente. Hemos definido dos constantes en uDriver, que son necesarias para conmutar DTR y RTS a “on” y “off”. Primero, se lee el estado actual de la UART con el comando GetCommState (FHandle, DCB). A continuación, activamos un bit en el campo FLAGS para activar RTS: DCB.Flags := DCB.Flags OR RtsEnable

La salida RTS pasa a ser -12V. Haremos algo parecido para DTR, pero en este caso tenemos que poner el bit a ‘0’, manteniendo todos los demás bits sin cambios: DCB.Flags := DCB.Flags AND (NOT DtrEnable)

Ahora podemos enviar el DCB modificado de vuelta a la UART usando el comando SetCommState(FHandle, DCB). Puesto que necesitaremos usar todas las combinaciones posibles de DCD y RTS al seleccionar las columnas, hemos escrito el siguiente procedimiento: Procedure Key_Out(RTS, DTR: Boolean); Var DCB: TDCB; Begin IF FHandle > 0 Then Begin GetCommState(FHandle, DCB); If DTR Then DCB.Flags := DCB.Flags Or DtrEnable Else DCB.Flags := DCB.Flags And (NOT DtrEnable); If RTS Then DCB.Flags := DCB.Flags Or RtsEnable Else DCB.Flags := DCB.Flags And (NOT RtsEnable); SetCommState(FHandle, DCB) End End;

Para conectar la alimentación del integrado, llamaremos a esta función con los siguientes parámetros: Key_Out(False, True). Esto se hace cada vez, después de escanear las teclas, para mantener los condensadores completamente cargados.

Escaneo de la matriz El siguiente bloque necesario para este proyecto tiene que ocuparse de leer el estado de las cuatro líneas de entrada. Con la ayuda del procedimiento GetCommModemStatus(FHandle, MdmSts) estos datos se guardan en la variable MdmSts. Aplicando una máscara podemos determinar qué bit, si hay alguno, se ha puesto a “1”. Una máscara es un número que tiene un sólo bit a “1”, por ejemplo el binario 1000 (= hex 10), binario 10000 (= hex 0020), etc. Delphi tiene definidos algunos valores importantes para nosotros: MS_CTS_ON = hex 0010 MS_DSR_ON = hex 0020 MS_RING_ON = hex 0040 MS_RLSD_ON = hex 0080;

64

Si ahora aplicamos la máscara usando la función booleana AND podemos determinar si ese bit se ha activado. Por lo tanto, esto nos dice si se ha pulsado una tecla en esa fila. If MdmSts And MS_RLSD_ON = MS_RLSD_ON Then Result := 1

Se usa el mismo método para comprobar si se ha pulsado una tecla en otras filas. El resultado será 1, 2, 3 ó 4, dependiendo de la fila seleccionada. Estas líneas de código se han combinado en la función Key_Inp, que devuelve el valor de la fila seleccionada.

Combinación de rutinas En principio, esto es todo lo que hay que hacer: sabemos cómo seleccionar una columna y cómo leer en qué fila se ha pulsado una tecla. Sin embargo, estas funciones aún tienen que ponerse juntas y el resultado mostrarse en la pantalla. Esto se realiza de la siguiente manera: se usa un temporizador para llamar a la función GetKey a intervalos regulares, ésta llama al procedimiento Key_Out para seleccionar una columna, por ejemplo Key_out (False, False). Después usamos Key_Inp para comprobar si se ha pulsado una tecla en esa columna. Una pequeña sección de este procedimiento se muestra debajo: si no se ha pulsado ninguna tecla en la primera columna, la variable Row se pone a 0. Si se ha pulsado una tecla, Key_Inp devuelve el número de fila. If row=0 then Begin col:=2; Key_Out(False, True); row:=Key_Inp; End; If row=0 then col:=3

De esta manera, se escanea toda la matriz del teclado. Una vez que se conocen la fila y la columna se busca el número de tecla correcto usando la matriz de conversión Map [row,col], como sigue. Tenemos que asegurarnos de no leer dos pulsaciones de tecla si una tecla se mantiene pulsada durante un poco más de tiempo. Aquí es donde la variable KeyLast nos es útil. Si exigimos que se produzca al menos un escaneo sin ninguna tecla pulsada entre dos pulsaciones sucesivas, podemos usar esto para distinguir dos pulsaciones reales de una en la que se ha mantenido la tecla pulsada demasiado tiempo. Por tanto, para que el escaneo actual sea válido, la pulsación previa debe ser siempre un escaneo vacío (con número de tecla 0). Cada escaneo previo se guarda en la variable KeyLast. Cuando escaneamos una nueva pulsación, el resultado sólo será válido si el anterior escaneo (guardado en KeyLast) fue un 0. Si añadimos la siguiente línea al final del procedimiento GetKey, evitamos la generación de falsas pulsaciones. If (KeyLast = 0) Then Result := Key else result:=0; KeyLast := Key;

Luego guardamos el valor de la tecla escaneada en KeyLast. Con esto casi terminamos con esta sección. Sólo tenemos que asegurarnos que las tensiones de alimentación se restauran al final de cada escaneo. Esto se hace llamando una vez más a la función Key_Out (False, True), que pone DTR a + 12 V y RTS a – 12 V. Aparte de los procedimientos anteriormente mencionados, para controlar y leer el puerto RS232, hay otro pro-

elektor

Bloque de control del dispositivo El bloque de control del dispositivo contiene una lista de parámetros necesarios para configurar el puerto serie. Los elementos BaudRate, StopBits, etc, se reconocen con facilidad. Se define como un registro de tipo TDCB y tiene la siguiente estructura. Type

Size

dcblength baudrate flags wreserved xonlim xofflim bytesize parity stopbits xpmcjar xoffchar errorchar eofchar evtchar wreserved11

dword dword longint word word word byte byte byte char char char char char word

4 4 4 2 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 2

Binary ParityCheck OutxCtsFlow OutxDsrFlow DtrControlMask DtrControlDisable DtrControlEnable DtrControlHandshake DsrSensitvity TXContinueOnXoff OutX InX ErrorChar NullStrip RtsControlMask RtsControlDisable RtsControlEnable RtsControlHandshake RtsControlToggle AbortOnError Reserveds

$00000001 $00000002 $00000004 $00000008 $00000030 $00000000 $00000010 $00000020 $00000040 $00000080 $00000100 $00000200 $00000400 $00000800 $00003000 $00000000 $00001000 $00002000 $00003000 $00004000 $FFFF8000

Cuando el símbolo “$” está delante de un número, quiere decir que es un número hexadecimal. En este caso, solo hacemos uso de los números $00000010 (DtrControlEnable ) y $00001000 (RtsControlEnable). Los otros realmente no nos interesan.

Los “Flags” son especialmente interesantes aquí. Cada bit de la palabra de 16 bits tiene una función única, que se muestra en la tabla siguiente:

Puede encontrarse más información en la sección Windows SDK, a la que se accede a través del menú de ayuda de Delphi.

cedimiento (KeyGet), que se usa durante la simulación del programa. La intención es que sólo esté activa una de las funciones. La otra se elimina usando llaves (en Delphi, el texto entre llaves se interpreta como un comentario). En la simulación se lee la etiqueta de la tecla, que se describió en el anterior artículo. Este valor se mete en la variable KeyPressed. En el modo de simulación, este valor se pasa como resultado de la función GetKey, y es procesado posteriormente. A partir de este punto, el programa es el mismo, en el modo de simulación, o usando un teclado externo. Ya sabemos como leer las teclas. En el programa principal (en la unidad uConsole), arrancamos un temporizador que llama a un procedimiento cada 50 ms para leer la matriz de teclas. El procedimiento ControlExe (en uControl) separa las IDs recibidas (1 a 16) en dos grupos. Cuando ID £ 10 quiere decir que se ha pulsado un dígito y por tanto se introduce un número. Cuando ID>10, se requiere una acción. En este caso, restamos 10 a la ID y ejecutamos la acción apropiada de la lista definida en Tmath. Como por ejemplo “resta” que tiene una ID o etiqueta de 12. El proceso 2 es mtSub (contando desde 0) y esto genera una sustracción. Cuando el proceso acaba, se ejecuta un Screenrefresh, que muestra el resultado en la pantalla de la calculadora.

Tenemos una capa de presentación (uConsole), que recibe los resultados de las teclas simuladas, una capa de control (uControl), que ejecuta los procesos del procedimiento ControlExe y una capa de controlador (uDriver) que se hace cargo de las comunicaciones con el mundo exterior a través del puerto RS232.

Diseño funcional Los lectores atentos se habrán percatado de que este programa consta de tres bloques funcionales, que son las tres unidades. La base de esta división es que los problemas complejos se describen mejor usando un diagrama de bloques, que también resulta ser una práctica habitual en electrónica. Si se tiene clara la división entre estos bloques, puede describirse y probarse mejor el funcionamiento de cada bloque individual, y disminuye la posibilidad de cometer errores en el diseño. En este proyecto hemos dividido el software en tres capas (en la jerga del programador, hablamos de capas en este contexto).

elektor

En este artículo hemos mostrado cómo implementar 4 líneas de órdenes y 4 líneas de estado en Windows para su uso de forma externa al ordenador, con un hardware mínimo y un puerto serie. Puesto que muchos ordenadores de sobremesa tienen dos puertos serie de manera habitual, podemos tener un total de 8 líneas de órdenes y 8 líneas de estado para uso externo. (040240-3)

Pedido de Delphi 7 Borland ha puesto a la venta la versión personal de Delphi 7 a un precio especial para este curso. El CD cuesta 10,00 (diez euros) y contiene el Delphi 7 y varios ficheros extra para este curso. Puede pagarse con tarjeta de crédito (ver página web más abajo) o transferencia bancaria (en la CE) a favor de: Bank: IBAN: BIC: Name: Address Post code: Country: Reference:

ABNAMRO NL31 ABNA 0577002562 ABNANL2A DETLEF D. OVERBEEK EDELSTENENBAAN 21 IJSSELSTEIN 3402 XA THE NETHERLANDS DELPHI ELEKTOR

Los pagos IBAN/BIC no deberían tener ningún coste bancario adicional si se procesan de manera correcta (consulte a su banco para más detalles). No se aceptan cheques. El HCC PGG ha preparado una web especial para apoyar este curso: www.learningdelphi.info/ Aquí puede encontrar las últimas noticias y ficheros extra para el curso, así como posibilidad de pagar con tarjeta de crédito.

65

Oscilador de Cristal Compacto y universal Burkhard Kainka

Con este oscilador de perfil DIP no hace falta esperar a la fabricación de un cristal especial. Puede programarse su frecuencia de forma precisa usando el puerto RS232 del PC. Su pequeño ruido de fase hace adecuado a este oscilador PLL para su uso en aplicaciones de RF.

Este circuito generador de reloj multiuso usa el oscilador programable CY27EE16 de la familia de dispositivos CyberClock de Cypress. El circuito del oscilador, mostrado en la Figura 1, no es más que el chip generador de reloj junto a un regulador de voltaje y poco más, todo lo

66

cual cabe perfectamente en una pequeña PCB. Todo junto forma un generador de reloj extremadamente versátil que sin duda encontrará su sitio en múltiples aplicaciones. El cristal de referencia de 10 MHz, mostrado en la lista de componentes, se inserta en la PCB con un zócalo.

Puede sustituirse por otro valor si es necesario suministrar dos o más frecuencias específicas simultáneamente en una aplicación. Este chip se comunica con el PC con un bus I2C que usa señales de negociación de la interfaz RS232 del ordenador. Los datos del esclavo se leen

elektor

Programable Vía Serie

LISTADO DE COMPONENTES Resistencias: R1 = 180Ω R2 = 110Ω R3, R4 = 4kΩ7 Condensadores: C1,C2,C3 = 100nF cerámico

LM317LZ +5...12V

IC2 adj.

X1 R2

C1

110 Ω 100n 180 Ω

en la línea CTS. Las señales DTR y RTS se leen por DCD y DSR y se pueden usar más adelante en el software para posibles expansiones del diseño; también se emplean para controlar el flujo de datos en un adaptador USB/RS232. El software permite al usuario grabar configuraciones en la EEPROM interna o en un registro RAM. En muchas aplicaciones el chip oscilador se integrará en el equipo y sus parámetros de frecuencia de reloj se programarán en la EEPROM. Siempre podemos cambiar el valor después si se necesita alterar la frecuencia. En otros casos, donde la aplicación exige que la frecuencia de salida pueda seleccionarse, el cable de conexión se queda conectado al PC y puede enviarse nueva información al chip de reloj cuando sea necesario. La PCB tiene el mismo perfil que un integrado DIL de 24 pines. Se pueden colocar dos filas de pines para que el montaje pueda conectarse en un zócalo

R1

10MHz

IC1

CLOCK6

CLOCK1 CLOCK2

1

20

2

19

3

18

4

17

5

16

6

15

7

14

8

13

9

12

10

11

CLOCK5

CLOCK4

CLOCK3

R3 DTR

CY27EE16ZE

4k7

CTS

SDA

SCL

R4 RTS

4k7 D1

GND 4V7

D2

C2 100n

4V7

C3 100n

040351 - 11

Figura 1. El diagrama de circuito del reloj programable.

Semiconductores: IC1 = CY27EE16ZE IC2 = LM317LZ, TO92 D1, D2 = Zener diode 4.7V 0.5W Varios: Módulo oscilador de cuarzo de 10,0 MHz con zócalo Conector de caja de 10 vías Cable plano de 10 vías con conector IDC hembra y conector hembra sub-D de 9 vías

PCB, ref. 040361-1 de la PCBShop Nota: Las placas comprobadas y ensambladas están disponibles en AK-Modul-Bus GmbH, Alemania (www.ak-modul-bus.de).

Figura 2. La PCB se dispone con un perfil de DIP de 24 pines.

elektor

67

apropiadas. La Tabla 1 muestra las asignaciones de pines hacia fuera del zócalo de 24 pines. El montaje de los componentes en la PCB no debe ser un problema para cualquiera que tenga algo de experiencia en montar componentes SMD. En Elektor hemos descrito con asiduidad un método que usa grandes cantidades de estaño y desoldante para limpiar. Cuando la PCB terminada se conecta a una fuente de alimentación adecuada, puede medirse una tensión de 3,3 V en los pines de alimentación del CY27EE16 y el cristal debe oscilar. Todos los pines de señal de salida deben estar a alta impedancia hasta que se programe el chip. El programa Clock.exe, junto a algunos ejemplos útiles, se puede descargar de la página web de Elektor: www.elektor-electronics.co.uk. El fichero es el número 040351-11.zip. Para tener una flexibilidad completa al programar, será necesario descargar también el programa CyberClocks, que puede encontrarse en www.cypress.com.

Figura 3. Fijación de la frecuencia con CyberClocks.

Cambio de los parámetros con CyberClcks

Figura 4. El programa Clock.exe.

estándar de 24 pines. Un conector vertical de 10 vías acepta el cable que lo conecta al PC. Esto no representa un gran problema, puesto que el cable sólo es necesario cuando el oscilador requiere programarse. Los datos y las

señales de reloj para el CY27EE16 también están conectados a los pines del zócalo, así que un procesador integrado en el sistema destino puede reprogramar el generador de reloj directamente, con las rutinas software

DIV1N [OCH]

1

(Q+2)

PFD

VCO

0

[42H]

DIV1CLK

REF

Tabla 1. Asignación de pines para la PCB del oscilador

CLKSRC Crosspoint Switch Matrix

DIV1SRC [OCH]

Qtotal

Ptotal

[44H]

CLOCK1

1

3.3 V O/P

+5 V

24

[44H]

CLOCK2

2

Ground

Ground

23

[44H,45H]

CLOCK3

3

Clock1

Clock6

22

[45H]

CLOCK4

4

Ground

Ground

21

5

Clock2

Clock5

20

/DIV1N

/2

/3

(2(PB+4)+PO)

Divider Bank 1

[40H], [41H], [42H]

Divider Bank 2

1

DIV2CLK

0

Todos los datos de configuración del chip pueden programarse usando CyberClocks. Es necesario especificar la frecuencia de referencia del cristal y qué pin o pines de salida se usarán para la frecuencia de salida deseada. La Figura 3 muestra un ejemplo que usa la salida CLK 5. Toda la información que incluye los valores de los registros, y paráme-

/4

[45H,46h]

CLOCK5

6

Ground

Ground

19

[46H]

CLOCK6

7

Clock3

Clock4

18

8

Ground

Ground

17

9

SCL

Ground

16

10

Ground

Ground

15

11

SDA

Ground

14

12

Ground

Ground

13

/2 /DIV2N

DIV2SRC [47H] DIV2N [47H] CLKOE [09H] 040351- 14

Figura 5. El divisor programable y el registro.

68

elektor

tros, se guarda en un fichero binario en el PC y se descarga en el chip.

Transferencia de datos usando clock.exe El programa clock.exe graba datos en la EEPROM interna del CY27EE16, o en la RAM. Los registros contenidos en la RAM son efectivos inmediatamente, mientras que los que se guardan en la EEPROM sólo lo serán la siguiente vez que se conecte el chip, cuando todos los datos de la EEPROM se escriban en la RAM el software incluirá algunos ficheros de ejemplo para generar diferentes frecuencias de salida de un cristal de referencia de 10 MHz. Los botones marcados ‘upload EEPROM’ y ‘upload RAM’ transfieren el fichero binario generado en el programa CyberClocks de Cypress. En la parte inferior de la ventana del programa existe la posibilidad de cambiar directamente los datos de frecuencia sin recurrir al programa CyberClocks. Se asume que está usándose un cristal de 10 MHz y que ya se ha cargado un fichero de muestra con la configuración de salida deseada. Clock.exe no cambia todos los registros, sino que únicamente programa nuevos valores para el PLL y el divisor por 7 DIV1N en el banco divisor 1. Se usa el rango máximo del PLL de 100 a 400 MHz, junto al escalón de cambio más pequeño, de 250 KHz. Los diferentes rangos de frecuencia de salida los produce el post-divisor, lo que da los siguientes escalones de cambio en la frecuencia de salida:

Frecuencia de salida en MHz

Pasos en KHz

1 to 4

2.5

2 to 8

5

4 to 16

10

10 to 40

25

25 to 100

62.5

Múltiples fuentes de reloj de un solo oscilador El generador de reloj cyberclock tiene seis salidas de frecuencia, y es importante entender cómo la disposición del divisor interno marca límites en la

elektor

Figura 6. Configuraciones avanzadas.

programación de las frecuencias de salida. Hay siete bancos divisores internos que pueden configurarse para dividir la salida del cristal o del PLL. En cada banco existen dos divisores alternativos que permiten factores de división fijos. La salida del PLL, por ejemplo, puede estar disponible en tres pines de salida, el primer pin será la frecuencia del PLL dividida por 127, el segundo la frecuencia del PLL dividida por 2 y el tercero, dividida por 3. El otro banco de divisores puede usarse para dividir la frecuencia del cristal. En la hoja de catálogo de Cypress puede encontrar una descripción más detallada. En una aplicación RF típica, a menudo se necesita más de una fuente de frecuencia en todo el sistema. El CY27EE16 contiene un solo PLL, pero puede generar varias frecuencias distintas si se elige con cuidado la frecuencia del cristal. La Figura 5 muestra un ejemplo en el que se generan dos frecuencias de oscilador para un receptor tipo DRM. La segunda frecuencia requerida de 467 KHz se genera con una desviación de 300 Hz usando un factor de división de 19 tras el oscilador de cristal. La primera

frecuencia usa el PLL y obtiene la frecuencia deseada de 6.550 KHz con un offset de sólo 16 Hz. El Cyberclock también permite el ajuste fino de la frecuencia del cristal con una carga capacitiva programable. Su valor puede ajustarse en el rango de ,8 pF a 32 pF en pasos de 0,1 pF. Para probar esta característica, el autor necesitó una frecuencia altamente estable de 45,012 MHz para un receptor con un filtro de cristal de 45 MHz para dar una frecuencia de salida de 12 KHz. Rebuscando en la caja de repuestos pronto encontramos una serie de cristales adecuados, y con la ayuda de la calculadora, se determinó que un cristal PAL estándar de 8,867238 MHz produciría la frecuencia de salida más próxima a la señal requerida. La diferencia de frecuencia era de sólo –210 Hz o 4,7 ppm. El cristal necesitaba solamente un empujón de 40 Hz para alcanzar exactamente la frecuencia de salida deseada. Este último ajuste se hizo usando el venerable método de prueba y error y el valor final del ajuste fue de 22 pF. (040351-1)

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E-ONLINE

UTILIDADES DE AUDIO Del desmagnetizado al esmaltado Harry Baggen

Para los auténticos entusiastas del audio, nada es demasiado cuando se trata de mejorar la calidad de sonido de sus sistemas Hi-Fi o Surround. Naturalmente, uno puede gastar un montón de dinero en cables u otros equipos, pero hay posibilidades que van aún más lejos, como modificaciones de los equipos y tratamientos especiales para LPs y CDs.

métodos, que van desde los bastante serios a los ciertamente cuestionables.

A pesar de las montañas de equipos de audio baratos que se venden cada año, aún existe un grupo apreciable de gente dedicado al verdadero sonido de alta fidelidad, tanto en su versión estéreo como en surround. Muchos de estos sibaritas recurren incluso a métodos bastante inusuales para exprimir la última gota de rendimiento a su equipo y obtener una pizca más de detalle de los altavoces. Aquí hemos recogido varios de estos

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Uno de los trucos más extraños para mejorar el sonido de un CD es uno que hemos encontrado recientemente en la página web de Audio Tweaks [1]. Allí, alguien recomienda pulverizar un poco de Pronto (una cera abrillantadora para muebles de madera) al aire y después pasar la cara de datos del CD a través de la niebla de aerosol que se mantiene suspendida en el aire [2]. Esto causará que se adhieran a la superficie del CD gotas microscópicas de líquido, lo que aparentemente afecta a la reproducción. Esto parece ser algo arriesgado, en nuestra opinión, desde un punto de vista técnico, puesto que los residuos de pulimento van a resbalar de la superficie del CD, con bastante probabilidad y aca-

elektor

barán en el interior de la unidad, lo que puede tener consecuencias desastrosas, para el láser y el mecanismo de desplazamiento. Al menos no puede decirse que no os hayamos advertido. Esta página tiene una colección de más de 300 trucos, y es bastante divertido ojearlos. Otro consejo bastante inusual involucra a la “laca C37”, una especie de poción mágica formulada por el fabricante de violines Dieter Ennemoser [3]. Es una especie de barniz para violines que parece que tiene también propiedades especiales para los equipos de audio, y todo lo que se cubre con él sólo vibra a sus frecuencias armónicas naturales (basado en carbón a una temperatura corporal de 37 ºC – de ahí el nombre) Debemos admitir que si se cubren los conos de los altavoces con esto, seguro que afecta a la calidad del sonido. La página de Herr Enemoser también tiene varios enlaces a páginas con descripciones de tratamientos para amplificadores y similares con este barniz. Incluso si se cubren los integrados de una placa, se supone que se producirá una mejora perceptible de la calidad del sonido. Pero le aconsejamos que antes lea lo que otra gente tiene que decir al respecto para extraer sus propias conclusiones. Las actividades de la compañía americana CyroPlus [4] son menos extrañas, y también tienen una explicación técnica. Lo que hacen es enfriar los cables de interconexión y los de los altavoces, así como las válvulas individuales, los integrados e incluso placas enteras, cerca del cero absoluto. La idea que hay detrás de esto es que restaura la estructura cristalina original de los materiales o componentes. Se pueden comprar cables tratados por ellos, pero también se puede encargar el enfriado de cables particulares. Los precios son bastante razonables, aparte del coste del transporte a los US. Normalmente, afinar o trucar un equipo de alta fidelidad estaba reservado a los aficionados, sin embargo se ha convertido en un negocio profesional. Compañías de renombre, como Van Medevoort [5] en Holanda y Swoboda Audio [6] en Alemania, ofrecen equipos de consumo con toda clase de trucos, como ventilación de la carcasa optimizada, fuente de alimentación actualizada, o subcircuitos modificados (como operacionales en la etapa de salida de un CD). No hay duda que estas medidas tan desarrolladas afectan con seguridad a la calidad del sonido, y pueden proporcionar muy buenos resultados. En la mayoría de los casos, sin embargo, es una iniciativa costosa, puesto que lleva mucho tiempo y trabajo modificar un equipo existente. Por último, tenemos una buena idea para los minimalistas que pertenezcan al grupo de los entusiastas de la alta fidelidad. Cuando pensamos en un amplificador de alta fidelidad, a menudo imaginamos una caja grande con una fuente de alimentación robusta (y ahora queremos dejar a un lado cuestiones controvertidas como qué cantidad de realimentación producen los mejores resultados). Bajo el lema “mantén las pistas de la circuitería y de la placa entre la entrada y la salida al mínimo”, el alemán Charles Altmann [7] ha creado una etapa de amplificación que consiste únicamente en un integrado de potencia en una placa de circuito con conectores de entrada y salida y un potenciómetro. Lleva el sugerente nombre de “Amplificador BYOB” y el circuito se alimenta con una batería de coche.

elektor

Como Altmann ha encontrado que una caja metálica produce vibraciones no deseadas, el amplificador se suministra en una caja de madera pequeña y pulcramente acabada. Las fotos de la página web inspirarán a unos cuantos entusiastas del audio para realizar algo similar ellos mismos. Como puede verse, la alta fidelidad es ciertamente un tema abierto (open ended). (045111-1)

Direcciones de Internet [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7]

Audiotweaks: www.audiotweaks.com/collection_ascend.htm Pledge-tip: www.audiotweaks.com/tweaks/tweak_265.htm Dieter Ennemoser: www.ennemoser.com/ CryoPlus: www.cryoplus.com/audio.html Van Medevoort upgrades: www.audioart.nl/nl/upgrade.html Swoboda Audio: www.swobodaaudio.de/ BYOB amplifier: www.mother-of-tone.com/byob.htm

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COMPROBADOR DE AMPLIFICADOR OPERACIONAL mesa de cocina

Chequea rápidamente los amplificadores operacionales Dirk Schumacher

Este eficiente equipo de prueba, que no tiene un microcontrolador integrado, puede ser muy útil en cualquier laboratorio electrónico. Si queremos usar un amplificador operacional recuperado de un viejo circuito debemos de verificar antes que funciona de forma correcta. Desgraciadamente, no es fácil comprobar rápidamente si nuestro amplificador operacional funciona o no con un polímetro una resistencia, bobina, fusible, diodo o incluso un condensador. Aunque un comprobador de operacionales puede sernos de gran utilidad, nos obliga a tener un instrumento específicamente dedicado, lo cual no siempre pueden asumir todos. Sin embargo, en este número proponemos la construcción rápida de un dispositivo que además tiene un coste muy reducido. El circuito de prueba consta de un simple oscilador de onda cuadrada (IC1) que oscila a una frecuencia de alrededor de 1 Hz. La salida del oscilador, en el pin 6, cambia entre un nivel alto de +(Vb–0,5 V), y un nivel bajo de –(Vb–0,5 V), con un periodo de alrededor de 1 s. La mayoría de amplificadores operacionales vienen encapsulados en formatos de uno, dos o cuatro circuitos idénticos. Todos los fabricantes han estandarizado el formato de las patillas independientemente del nombre del dispositivo

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(hay algunos dispositivos que no tienen los pines estandarizados, pero son los menos). En el esquema del circuito se muestra cómo son estos patillajes que llamamos de ‘tipo 1’, ‘tipo 2’ y ‘tipo 3’. También se muestran algunos patillajes de amplificadores operacionales de los denominados de propósito general. Los operacionales simples y dobles vienen en encapsulados de 8 patillas, mientras que los cuádruples vienen en encapsulados de 14 patillas. Todos los amplificadores operacionales bajo prueba están cableados de forma idéntica. Como seguidores de tensión o adaptadores de impedancia. La tensión de salida es igual a la tensión de la entrada no inversora, y así una onda cuadrada de IC1 estará presente en todos los pines importantes. Los resultados de la prueba se visualizan utilizando LEDs de baja corriente. Si la salida del amplificador operacional está a nivel alto, el LED rojo se iluminará; si la salida está a nivel bajo, el LED amarillo se iluminará. Los amplificadores operacionales bajo prueba necesitan disponer de un consumo de al menos 2 mA. La unidad de prueba se alimenta a partir de dos pilas de 9 V PP3 (6F22)

representadas en el esquema con BT1 y BT2. Los diodos D15 y D16 indican cuándo está presente la tensión de alimentación en todos los pines relevantes del oscilador y de todos los zócalos de prueba. En la Figura 2 se muestran las vistas de las caras de pistas y serigrafía del circuito impreso que, como podemos ver, no presentan ninguna dificultad. Hay muchos diodos LEDs que tienen polaridad y se deben colocar en la posición correcta, al igual que un pequeño condensador electrolítico y el integrado oscilador. No debemos olvidar un pequeño puente que tenemos que hacer con hilo, el cual une dos trozos de pista del plano de masa. Es importante tener marcada la posición del pin 1 del zócalo de prueba en el panel frontal de la caja, para asegurar que los dispositivos bajo prueba no se puedan insertar de forma equivocada. Por otro lado, el amplificador operacional que va a comprobarse nos dará una indicación luminosa cuando lo insertemos de forma correcta, por lo que si no la da sabremos que está mal insertado. (030386-1)

elektor

S1

BT1

D16

+UB

+9V

100n

0V BT2

3k9

K1 7

8

11

IC2

IC3

IC4

4

4

4

–9V

po

R11

C2

2

C3

9V

1

IC4.A

R13

3

3k9

9V

D7

D8

100n

–UB

6 7

IC4.B 5

10k

D9

po 2

+UB

red

yellow

D15 R12

9

10k R9

8

IC4.C

3

red

yellow

1

IC3.A

R14

D10

10 D5

po 1

D6

D11

D12

10k

IC1 3

1

2

7 5

2

LF356

6

R15 10k

6 6

IC2 3

13

red

yellow 7

IC3.B

red

yellow 14

IC4.D

5

12

4 D1

D2

D3

D4

D13

D14

R10 100k

R6

R4

R5

3k3

R7

3k3

3k3

red

yellow R3

R2

3k3

red

yellow

R1

3k3

red

yellow

10 16V

3k3

C1

3k3

3k3

R8

–UB

po 1 TL071

po

TL081 TL087 A741 LF355 LF356 NE5534

po

TL072 TL082 TL287 LM358 MC1458 RC4558

TL074 TL084 LM324

030386 - 11

Resistencias: R1-R8 = 3kΩ3 R9,R12,R14,R15 = 10kΩ R10 = 100kΩ R11,R13 = 3kΩ9

Varios: 2 zócalos DIP de 8 patillas 1 zócalo DIP de 14 patillas S1 = interruptor doble polo on/off BT1, BT2 = pila de 9 V con clip Caja, Hammond type 1591B 1 cable para puente PCB, código de pedido 030386-1, ver páginas del Servicio de Lectores

R5

R6

R4

R7

D3

D5

D13

D7

D11

D9

D2

D4

D6

D14

D8

D12

D10

1-683030 030386-1

R12

D15 D16

R8 C1

C3

R13

R9

R14

R10 IC1

R15

IC4

IC3

IC2

ROTKELE )C(

R11

C2

K1 -9V 0V +9V

030386-1

Semiconductores: D1,D3,D5,D7,D9,D11,D13,D15,D16 = LED, 3 mm, amarillo, baja corriente D2,D4,D6,D8,D10,D12,D14 = LED, 3 mm, rojo, baja corriente IC1 = LF356

D1

(C) ELEKTOR

Condensadores: C1 = 10μF 16V radial C2,C3 = 100nF

R3

R1

LISTADO DE COMPONENTES

R2

Figura 1. El circuito puede probar amplificadores operacionales simples, dobles y cuádruples.

Figura 2. La placa de circuito impreso se ve de forma clara.

elektor

73

sos circuitos impresos circuitos impresos circuitos imp

040198-2 040198-1

(C) ELEKTOR

(C) ELEKTOR

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040198-3

(C) ELEKTOR

040198-4

Amplificador de Potencia de Altas Prestaciones ( 040198-1)

Todos los circuitos están a tamaño real (100%) excepto indicación en contra.

elektor

Elektor 300 (Mayo)

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