INSTRUMENTACIÓN ELECTRÓNICA
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ENRIQUE MANDADO PÉREZ PERFECTO MARIÑO ESPIÑEIRA ALFONSO LAGO FERREIRO Departamento de Tecnología Electrónica Universidad de Vigo
INSTRUMENTACIÓN ELECTRÓNICA
© de los autores, 1995 Reservados todos los derechos de publicac publicación, ión, reprodu reproducci cción, ón, préstamo préstamo,, alquile alquilerr o cualqu cualquier ier otra otra forma de cesión del uso de este ejemplar en lengua castellana por MARCOMBO, S.A. Gran Via de les Corts Catalanes, 594 08007 Barcelona (España)
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ISBN: 978-84-267-1011-6 Depósito Legal: B-12.047-1995 Impreso en España Printed in Spain Composición, dibujos y compaginación: los propios autores Fotolitos: Nou Punt Impresión: Gràfiques 92, S.A. - Torrassa, 108-E - 08930, Sant Adrià de Besòs
ÍNDICE INTRODUCCIÓN................................................................................................................................ XIII
PARTE 1: Introducción .....................................................................................................................
1
CAPITULO 1: Introducción a la Instrumentación Electrónica...............................................................
3
1.1
Generalidades .........................................................................................................................
3
1.2
Representación de la información mediante señales eléctricas..................................................
1.2.1
5
Señales analógicas .............................................................................................................
6
1.2.2 Señales digitales .............................................................................................................
6
1.2.3 Señales eléctricas temporales .........................................................................................
8
Bibliografía ........................................................................................................................................
9
PARTE 2: Instrumentos de medida de señales analógicas................................................................
11
CAPITULO 2: Polímetros y Medidores de Impedancia......................................................................
13
2.1
Introducción ..........................................................................................................................
13
2.2
Polímetros ...............................................................................................................................
14
2.2.1
Introducción ...................................................................................................................
14
2.2.2
Polímetro eléctrico...........................................................................................................
14
2.2.2.1 Generalidades ..........................................................................................................
14
2.2.2.2 Voltímetro de continua ...............................................................................................
15
2.2.2.3 Amperímetro de continua ........................................................................................
17
2.2.2.4 Ohmetro .....................................................................................................................
19
2.2.2.5 Medidas de tensiones y corrientes alternas .............................................................. 2.2.3
20
Polímetros electrónicos....................................................................................................
21
2.2.3.1 Polímetros digitales .................................................................................................
22
2.2.3.1.1
Introducción........................................................................................................
22 V
2.2.3.1.2 Diagrama de bloques de un polímetro digital ....................................................
24
2.2.4 Precauciones en la utilización de los polímetros .............................................................
29
2.3 Medidor de Impedancias ............................................................................ ..........................
30
2.3.1 Fundamentos ............................................................................................................. 30 2.3.2 Puentes de medida en alterna ....................................................................................
32
2.3.2.1 Puente de Maxwell ..................................................................................................
32
2.3.2.2 Puente de Hay .........................................................................................................
33
2.3.2.3 Puente de Schering ...............................................................................................
35
2.3.3 Medidor analógico universal de impedancias ..............................................................
36
2.3.4 Medidor digital universal de impedancias .......................................................................
37
Bibliografía .......................................................................................................................................
39
CAPITULO 3: Osciloscopios ..............................................................................................................
41
3.1
Introducción ...........................................................................................................................
41
3.2
Circuitos básicos de un osciloscopio.........................................................................................
43
3.2.1
Circuito de control de brillo y de foco...............................................................................
49
3.2.2 Amplificador horizontal .....................................................................................................
49
3.2.3 Circuito generador de barrido o base de tiempo ............................................................
50
3.2.4 Circuito de disparo ...........................................................................................................
53
3.2.5 Amplificador vertical y atenuador.....................................................................................
54
3.3
Osciloscopios de dos canales...................................................................................................
55
3.4
Osciloscopios con doble base de tiempo ...............................................................................
57
3.4.1
Introducción ...................................................................................................................
57
3.4.2 Principios básicos de la base de tiempo retardada............................................................
58
3.4.3
62
3.5
Modos de funcionamiento de los osciloscopios con doble base de tiempo ....................
Sondas de tensión y corriente ...............................................................................................
66
3.5.1 Introducción ................................................................................................................... 66
VI
3.5.2
Sonda de tensión no atenuadora ..................................................................................
68
3.5.3
Sonda de tensión atenuadora ..........................................................................................
69
3.5.4 Sondas de corriente......................................................................................................... 3.6
Medidas con el osciloscopio.....................................................................................................
3.6.1
74 75
Medida del período y de la frecuencia..............................................................................
75
3.6.2 Medida de la frecuencia y la fase de señales senoidales mediante las curvas de Lissajous .....................................................................................................
76
3.6.3 Medidas de desfases mediante un osciloscopio de doble haz ........................................
78
3.6.4 Seguridad y precisión en las medidas con el osciloscopio..................................................
79
3.7
Osciloscopios de memoria .......................................................................................................
80
3.7.1
Introducción ...................................................................................................................
80
3.7.2
Osciloscopios Digitales .....................................................................................................
81
3.7.2.1 Introducción ..............................................................................................................
81
3.7.2.2 Diagrama de bloques ...............................................................................................
82
3.7.2.3 Unidad de digitalización de un osciloscopio digital
....................................................
86
3.7.2.3.1
Fundamentos básicos de la digitalización de una señal .....................................
86
3.7.2.3.2
Realización física de la unidad de digitalización
...............................................
88
3.7.2.3.3
Circuito de muestreo y retención........................................................................
89
3.7.2.3.4
Procesador Digital .............................................................................................
91
3.7.2.3.4.1
Descripción General........................................................................................
91
3.7.2.3.4.2 Unidades de memoria de datos y recursos de programación..........................
93
3.7.2.3.4.3 Unidades de acoplamiento de usuario, visualización y comunicaciones...............................................................................................
96
Bibliografía ......................................................................................................................................
PARTE 3: Instrumentos de medida de señales temporales
96
............................................................
97
CAPITULO 4: Contadores digitales universales.................................................................................
99
4.1
Introducción ...........................................................................................................................
99
4.2
Medida de frecuencia ..........................................................................................................
101
4.3
Medida del periodo.................................................................................................................
102
4.4
Medida del periodo promedio..................................................................................................
103 VII
4.5
Contaje de impulsos................................................................................................................. 104
4.6
Medida de intervalos de tiempo ............................................................................................ 105
4.7
Medida de relación de frecuencias .......................................................................................... 106
4.8
Medida de anchura de impulsos ........................................................................................... 107
4.9
Contadores digitales con unidad aritmética .............................................................................. 108
Bibliografía ....................................................................................................................................... 108 CAPITULO 5: Instrumentación para Sistemas Digitales..................................................................... 109 5.1
Introducción ........................................................................................................................... 109
5.2
Sonda lógica ......................................................................................................................... 110
5.3
El analizador lógico................................................................................................................... 114
5.3.1
Introducción ................................................................................................................... 114
5.3.2
Estructura general y características de un analizador lógico ......................................... 116
5.3.2.1 Unidad de entrada .................................................................................................... 119 5.3.2.2 Unidad de memoria .................................................................................................. 120 5.3.2.3 Unidad de control
.................................................................................................... 122
5.3.2.4 Unidad de visualización............................................................................................... 124 5.4
Sistemas de desarrollo de aplicaciones con microprocesadores................................................ 127
5.5
Sistemas para mantenimiento de procesadores programables................................................. 131
Bibliografía ....................................................................................................................................... 133
PARTE 4: Instrumentos generadores ................................................................................................ 135 CAPITULO 6: Fuentes de alimentación............................................................................................. 137 6.1
Introducción ........................................................................................................................... 137
6.2
Fuentes de alimentación reguladas ....................................................................................... 139
6.2.1
Introducción ................................................................................................................... 139
6.2.2 Fuentes reguladas lineales................................................................................................ 140 6.2.2.1 Generalidades .......................................................................................................... 140
VIII
6.2.2.2 Reguladores lineales serie........................................................................................... 141 6.2.2.3 Fuente de tensión regulada lineal serie .................................................................... 143 6.2.2.4 Fuente de corriente regulada lineal serie .................................................................. 146 6.2.2.5 Fuente de tensión regulada lineal serie con limitación de corriente.............................. 147 6.2.2.5.1
Fuente de tensión regulada y corriente regulada combinadas ............................. 147
6. 2.2. 5.2
Fuente de tensión regulada serie con anulación de corriente y tensión (foldback)............................................................................................. 149
6.2.2.5.3
Fuente de tensión regulada con limitación térmica (thermal shut-down) ......................................................................................................... 152
6.2.2.6 Fuentes de alimentación de laboratorios reguladas lineales......................................... 156 6.2.2.6.1
Fuentes de alimentación de laboratorio reguladas lineales simples ............................................................................................................. 157
6. 2.2. 6.2
Fuentes de alimentación de laboratorio reguladas lineales dobles................................................................................................................. 158
6.2.3 Fuentes reguladas conmutadas
................................................................................... 160
6.2.3.1 Introducción .............................................................................................................. 160 6.2.3.2 Circuitos de entrada ................................................................................................... 162 6.2.3.2.1
Filtro de radiofrecuencia...................................................................................... 162
6.2.3.2.2
Rectificador y filtro de baja frecuencia ............................................................. 163
6.2.3.3 Convertidor continua-continua (CC/CC)...................................................................... 164 6.2.3.3.1
Introducción........................................................................................................ 164
6. 2.3. 3.2
Convertidores controlados mediante anchura de impulsos................................... 165
6.2.3.3.2.1
Convertidores controlados mediante anchura de impulsos con un único interruptor.................................................................................. 166
6.2.3.3.2.1.1
Topologías básicas con un único interruptor ......................................... 166
6.2.3.3.2.1.2
Topologías complejas con un único interruptor........................................ 172
6.2. 3.3. 2. 2 Convertidores controlados mediante anchura de impulsos con varios interruptores ................................................................................ 177 6.2.3.3.2.2.1
Convertidores en controfase (Push-Pull converter) ............................... 178
6.2.3.3.2.2.2
Convertidor en medio puente (Half bridge converter)
6.2.3.3.2.2.3
Convertidor en puente (Full bridge converter)......................................... 179
.......................... 178
IX
6.2.3.3.3 Convertidores Controlados por resonancia .......................................................... 181 6.2.3.4 Circuito de control....................................................................................................... 183 6.2.3.4.1
Modulación mediante anchura de impulsos ...................................................... 184
6.2.3.4.2
Modulación en frecuencia.................................................................................... 187
6.2.3.5 Filtro de salida............................................................................................................. 189 6.2.3.5.1
Inductor de salida ............................................................................................. 189
6.2.3.5.2
Condensador de salida ........................................................................................ 190
Bibliografía ....................................................................................................................................... 191 CAPITULO 7: Generadores de señales............................................................................................. 193 7.1
Introducción ........................................................................................................................... 193
7.2
Generadores senoidales........................................................................................................... 195
7.2.1
Generalidades ................................................................................................................ 195
7.2.2
Osciladores senoidales ................................................................................................... 195
7.2.2.1 Oscilador de cambio de fase ....................................................................................
196
7.2.2.2 Oscilador en puente de Wien......................................................................................
197
7.2.2.3 Osciladores de circuitos resonantes .......................................................................... 200 7.2.3 7.3
Esquemas de bloques y características de los generadores senoidales ........................... 204
Generadores de funciones.......................................................................................................
205
Bibliografía ....................................................................................................................................... 209
PARTE 5: Instrumentos programables...............................................................................................211 CAPITULO 8: Instrumentos programables y su interconexión ........................................................ 213 8.1 Introducción ..........................................................................................................................213 8.2
Características generales de un sistema de interconexión de instrumentos programables ....................................................................................................220
8.3
Conexión normalizada IEEE 488 .............................................................................................225
X
8.3.1
Generalidades ................................................................................................................225
8.3.2
Especificaciones básicas...................................................................................................227
8.3.2.1
Especificaciones mecánicas......................................................................................... 227
8.3.2.2 Especificaciones eléctricas ....................................................................................... 229 8.3.2.3 Especificaciones funcionales ..................................................................................... 229 8.3.2.3.1
Protocolo de comunicación y señales de la barra ............................................. 229
8.3.2.3.2
Técnicas de direccionamiento e identificación ................................................... 234
8.3.2.3.3
Funciones básicas ............................................................................................... 235
8.3.2.3.4
Ordenes .............................................................................................................. 237
8.3.2.3.5
Funciones complejas ......................................................................................... 239
8.3.3 Realización práctica de la conexión IEEE 488 ................................................................. 2 39 8.3.3.1 Sistemas físicos (hardware) para realizar la conexión IEEE 488................................. 240 8.3.3.2 Recursos de programación (software) para realizar la conexión IEEE 488 ................................................................................................................ 242 8.4 Conexión normalizada VXI ...................................................................................................... 243 8.4.1
Introducción ................................................................................................................... 243
8.4.2 Especificaciones mecánicas y de potencia........................................................................ 244 8.4.3 Señales de la barra VXI .................................................................................................. 245 8.4.3.1 Barras generales ...................................................................................................... 246 8.4.3.2 Barras particulares....................................................................................................... 250 8.4. 4 Tipos de dispositivos conectables a la barra VXI y sus configuraciones ................................................................................................................ 254 Bibliografía ...................................................................................................................................... 261
XI
INTRODUCCIÓN La medida de variables con la precisión y fiabilidad adecuadas constituye uno de los puntos clave de cualquier tecnología. Esta afirmación adquiere una especial relevancia en el caso de la Electrónica Aplicada que es la tecnología que estudia las características de los dispositivos electrónicos y la forma de interconectarlos para realizar circuitos y sistemas que captan información en forma de señales eléctricas, la procesan para obtener otras señales que se transmiten a distancia (comunicación), controlan la energía eléctrica y a través de ella otras manifestaciones de la energía (térmica, mecánica, etc.) o convierten la energía eléctrica de una forma a otra. La conversión de la Electrónica Aplicada en una tecnología horizontal que sirve de complemento a todas las demás ha hecho que los instrumentos electrónicos hayan ido sustituyendo paulatinamente a los mecánicos, eléctricos, etc., y que cualquier técnico, independientemente de su especialidad, deba conocer sus características principales, para ser capaz de detectar en que productos o procesos su aplicación presenta indudables ventajas. Este libro está orientado hacia los técnicos electrónicos pero introduce los instrumentos por un método inductivo de lo particular a lo general que hace que pueda ser utilizado también para técnicos no electrónicos. En él se combina la teoría con numerosos ejemplos prácticos fruto de la experiencia de los autores, que esperan de esta forma contribuir a la formación de los técnicos de habla hispana en un área de la tecnología que cada vez tiene más importancia.
Los Autores
XIII
PARTE 1
INTRODUCCIÓN En esta primera parte se estudian los conceptos relativos a la representación de información mediante señales eléctricas, que son básicos para la comprensión de los restantes capítulos del libro.
CAPITULO 1
Introducción a la Instrumentación Electrónica
1.1
GENERALIDADES
La Ciencia y la Tecnología se caracterizan por la necesidad de generar y medir variables físicas. Reciben el nombre de instrumentos los equipos tecnológicos que tienen como misión determinar la magnitud de una variable, visualizarla, generarla, o convertirla en otra diferente. La Electrónica Aplicada es el área de la tecnología que estudia las características de los dispositivos electrónicos y la forma de interconectarlos para realizar circuitos y sistemas que captan información en forma de señales eléctricas, la procesan para obtener otras señales que se transmiten a distancia (comunicación), controlan la energía eléctrica y a través de ella otras manifestaciones de la energía (térmica, mecánica, etc.) o convierten la energía eléctrica de una forma a otra. Para el análisis y la síntesis de los circuitos y sistemas electrónicos es necesario: -
Medir los parámetros de las señales eléctricas presentes en diferentes puntos de los mismos.
-
Aplicar determinadas señales eléctricas en ciertos puntos, para comprobar su
3
comportamiento. Por otra parte la facilidad de modificación y transmisión a distancia de las señales eléctricas ha provocado el interés por convertir en eléctricas las señales no eléctricas (distancia, posición, velocidad, temperatura, densidad, etc.) generadas por numerosos sistemas físicos. Además a ello se ha unido el progreso del área de la Electrónica Aplicada denominada Microelectrónica, dedicada al estudio de los métodos y procesos de fabricación de circuitos integrados, lo cual ha abaratado el coste y elevado la capacidad de los sistemas electrónicos. Por todo lo expuesto se ha incrementado enormemente el interés por la Instrumentación Electrónica que es el área de la tecnología que estudia los equipos realizados mediante circuitos y sistemas electrónicos, destinados a la medición, visualización, generación y conversión de señales eléctricas, así como los dispositivos o circuitos electrónicos que convierten una señal no eléctrica (temperatura, presión, etc.) en una señal eléctrica, que suelen recibir el nombre de sensores. De acuerdo con esto los instrumentos electrónicos se pueden clasificar en tres grandes grupos: a)
Instrumentos de medida y visualización, que son sistemas electrónicos que realizan la evaluación de uno o varios parámetros de una señal eléctrica y los presentan de forma gráfica, numérica o alfanumérica. La presentación se realiza en la unidad de medida adecuada al parámetro a medir y de acuerdo con el sistema de unidades de medida adoptado. El osciloscopio es un ejemplo de est e tipo de instrumento.
b)
Instrumentos generadores de señales que son sistemas electrónicos que tienen como misión generar señales eléctricas de características determinadas. Un ejemplo de este tipo de instrumento es el generador de señales.
c)
Instrumentos convertidores de señales que son dispositivos o circuitos electrónicos que convierten una señal eléctrica o no eléctrica, en otra señal eléctrica de unas características y rango determinados, en uno de cuyos parámetros está contenida toda la información correspondiente a la primera. Estos instrumentos forman parte de un área más amplia de la tecnología que incluye: -
Los dispositivos que situados en un cierto medio generan una señal (función de alguna característica de dicho medio) de una determinada forma física (presión, temperatura, nivel, etc.), convertible en otra señal de una forma física diferente. Estos dispositivos reciben el nombre de sensores.
-
Los elementos que realizan la conversión antes citada que suelen recibir el nombre de transductores.
Cada vez es más usual denominar sensor al conjunto formado por el dispositivo sensor, anteriormente descrito, y el transductor acoplado a él. Las variables o magnitudes físicas susceptibles de ser transformadas en señales eléctricas son muy numerosas y ello da lugar, a que también sean muy variadas las tecnologías o principios de transducción (inductivo, piezoeléctrico, extensométrico, capacitivo, etc.), que se emplean actualmente. La naturaleza del principio de medida empleado determina una primera clasificación de los sensores:
4
-
Activos: Cuando la magnitud física a detectar, proporciona la energía necesaria para la generación de la señal eléctrica de salida, como por ejemplo, el efecto piezoeléctrico o el termoeléctrico.
-
Pasivos: Cuando la magnitud a medir se limita a modificar alguno de los parámetros eléctricos característicos del sensor, tales como resistencia, capacidad, etc. Necesitan una tensión de alimentación externa.
Es necesario además destacar que, en general, una determinada magnitud física, puede ser convertida mediante sensores que utilizan principios de medida distintos. Un análisis en profundidad de los sensores se sale de los límites de este libro y por ello se remite al lector a la bibliografía [BANN 94] [MAND 95]. Existen diversas formas de representar la información mediante señales eléctricas. Tanto los instrumentos de medida como los generadores, a cuyo estudio se dedican los restantes capítulos del libro, dependen en su constitución y en su modo de operación del tipo de parámetro a medir y sus características. Por todo ello, antes de estudiar los diferentes tipos de instrumentos electrónicos es conveniente analizar las diferentes formas de representar la información mediante señales eléctricas.
1.2
REPRESENTACIÓN DE LA INFORMACIÓN MEDIANTE SEÑALES ELÉCTRICAS Los parámetros más importantes de las señales que aparecen en un circuito eléctrico son: a)
La tensión o voltaje entre dos puntos.
b)
La corriente que pasa a través de un dispositivo.
c)
La potencia representada por la tensión en bornes de un dispositivo multiplicada por la corriente que pasa a través de él.
La tensión entre dos puntos de un circuito o la corriente a través de un elemento puede variar a lo largo del tiempo y representar una información. Según el parámetro utilizado y sus características, las señales eléctricas utilizadas para representar información se clasifican de acuerdo con lo indicado en la tabla 1.1. A continuación se analiza cada uno de los tipos allí indicados.
Tabla 1.1
Clasificación de las señales eléctricas.
5
1.2.1 Señales analógicas Las señales analógicas son aquéllas que pueden tomar cualquier valor dentro de unos determinados márgenes y que llevan la información en su amplitud. Las señales analógicas se pueden a su vez clasificar en variables o continuas (Tabla 1.1). Las señales analógicas variables son aquellas que equivalen a la suma de un conjunto de senoides de frecuencia mínima f mayor que cero. Un caso típico son las señales senoidales de frecuencia constante que representan la información mediante su amplitud (Figura 1.1a), y constituyen un ejemplo de señal analógica periódica. Las señales analógicas continuas son aquellas que se pueden descomponer en una suma de senoides cuya frecuencia mínima es cero. Se trata de señales que tienen un cierto nivel fijo durante un tiempo indefinido (Figura 1.1b), y que representan también la información mediante su amplitud. El mundo físico es en general analógico y la mayoría de los sensores proporcionan señales analógicas.
Figura 1.1 Señales analógicas: a) Senoidal de frecuencia constante, b) Continua.
1.2.2 Señales digitales Las señales digitales son aquellas que sólo toman un número finito de niveles o estados entre un máximo y un mínimo. Las más utilizadas son las binarias que solo pueden tener dos niveles que se asignan a los números binarios 0 y 1. Una variable binaria recibe el nombre de bit. 6
Para representar una información se necesita un cierto número n de variables binarias dependiendo de dicho número la precisión obtenida. Las n variables binarias se pueden presentar de dos formas diferentes: -
Mediante una secuencia de niveles cero y uno de una señal digital. En la figura 1.2 se indica una señal digital binaria que representa el número 10011 en el sistema de numeración binario. Este formato recibe el nombre de serie.
Figura 1.2 Señal digital binaria en formato serie. -
Mediante otras tantas señales binarias independientes. Se tiene así el número 10011 en un único instante t 1. En instantes sucesivos se pueden tener números diferentes (por ejemplo 01010 en t 2 en la figura 1.3). Este formato recibe el nombre de paralelo.
Figura 1.3 Señal digital en formato paralelo. 7
El formato serie se utiliza para transmitir a distancia una información digital mientras que el paralelo es el utilizado por los procesadores digitales.
1.2.3 Señales eléctricas temporales Las señales eléctricas temporales son aquellas en las que la información está asociada al parámetro tiempo. Según la forma de la señal y el tipo de parámetro, se clasifican tal como se indica en la tabla 1.2.
Tabla 1.2
Clasificación de las señales temporales.
Las señales temporales cuadradas tienen una amplitud fija y un parámetro temporal variable que puede ser: a)
La frecuencia o su inverso el período. La información está representada por el valor de cualquiera de ellos.
b)
La relación uno/cero o alto/bajo. La señal utilizada posee un período de duración fija y la información está contenida en el valor del tiempo durante el cual la información se encuentra en nivel uno con relación a aquél durante el cual está en nivel cero (Figura 1.4).
Figura 1.4 Señal temporal que contiene la información en la relación entre la duración de los niveles.
c) La duración de un impulso que se genera en el instante en que se desea conocer el valor de una variable (Figura 1.5). Las señales temporales se utilizan fundamentalmente para tra nsmisión de información a distancia. 8
Existen circuitos conversores de unos tipos de señales a otras. Su utilización permite realizar el proceso de la información mediante un tipo de señales y l a transmisión en otro diferente.
Figura 1.5 Señal temporal que contiene la información en la duración de un impulso.
Bibliografía BANN94
B.R. Bannister, D.G. Whitehead. Instrumentación. Transductores e interfaz. Addison-Wesley Iberoamericana. 1994.
MAND 95 E. Mandado, J. Marcos, P. Marino, F. Rodríguez. Sensores industriales y sus aplicaciones. Publicación interna del Departamento de Tecnología Electrónica. Universidad de Vigo. 1995.
9
PARTE 2
INSTRUMENTOS DE MEDIDA DE SEÑALES ANALÓGICAS Esta parte del libro se dedica al estudio de diferentes instrumentos especialmente diseñados para medir los parámetros de las señales analógicas, aunque algunos de ellos también se pueden utilizar para medir señales digitales o temporales.
CAPITULO 2
Polímetros y Medidores de Impedancia
2.1
INTRODUCCIÓN
De acuerdo con lo expuesto en el capítulo 1, dos de los tipos de señales analógicas más utilizados son: a)
Las señales continuas que poseen un valor constante a lo largo del tiempo o cuya velocidad de variación es muy pequeña.
b)
Las señales alternas senoidales de frecuencia fija del orden de la red de alterna (50c/seg.).
Ambos tipos de señales pueden consistir en una corriente o una tensión. La constancia de los parámetros citados hace que para medirlas no sea necesaria una observación de la forma de la señal sino simplemente su conversión en otra como por ejemplo un desplazamiento fácilmente observable. Además es necesario en muchos circuitos, medir la resistencia, la inductancia o la capacidad
13
de determinados componentes. Se pueden utilizar aparatos independientes para cada una de las medidas antes citada pero la necesidad de realizar varias de ellas en muchos circuitos produjo el desarrollo de dos tipos de instrumentos:
2.2
-
Los polímetros que miden tensiones, corrientes y resistencias.
-
Los medidores de impedancias que miden resistencias, inductancias y capacidades.
-
En sucesivos apartados se estudia cada uno de ellos.
POLÍMETROS
2.2.1 Introducción Los polímetros se pueden clasificar de acuerdo con diferentes parámetros. Uno de ellos corresponde a la ausencia o presencia entre sus componentes de un amplificador electrónico. En el primer caso recibe el nombre de polímetro eléctrico y en el segundo el de polímetro electrónico.
2.2.2 Polímetro eléctrico 2.2.2.1
Generalidades
Los polímetros eléctricos no poseen ningún amplificador y su elemento básico es un galvanómetro de cuadro móvil que consiste en un imán permanente que crea un campo magnético en cuyo interior puede girar una bobina a través de la que circula la corriente continua cuyo valor se desea medir. La circulación de esta corriente crea un par que tiende a hacer girar la bobina que está mecánicamente unida a un muelle o resorte que genera un par antagónico. Por ello para cada valor de la corriente la bobina gira el ángulo adecuado para que ambos pares se igualen. La bobina está unida a una aguja que se desplaza sobre una escala graduada e indica en ella el valor de la corriente. Mediante las leyes del electromagnetismo se demuestra que el ángulo 6 que gira la bobina viene dado por:
siendo: n: número de espiras de la bobina. B: inducción magnética creada por el imán. A: área de la espira, s: constante del muelle.
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Si se hace:
resulta: Analizando n, B, A y s se comprueba que todos ellos poseen un valor fijo para un galvanómetro determinado, y por lo tanto K es una constante que establece una proporcionalidad entre la corriente I y el ángulo θ . La característica más importante de un galvanómetro es su sensibilidad (S) definida como la corriente que ha de pasar por él para que la aguja alcance el fondo de escala. Analizando los componentes de K se comprueba la existencia de un compromiso. Para elevar K es necesario que s tenga un valor reducido y por el contrario n, B y A tengan un valor elevado. Una reducción de s supone un resorte más delicado y frágil y hace necesaria una bobina ligera y pequeña. Pero además una elevación de n y A hace que se incrementen el peso, el tamaño y la inercia de la bobina lo cual se opone a su ligereza y reducidas dimensiones. Por otra parte una elevación de B implica la utilización de materiales magnéticos de mayor calidad o un mayor volumen del imán que elevan su precio y su peso. La importancia de la sensibilidad viene dada por el hecho de que de ella depende la impedancia que ha de tener el instrumento por cada voltio que se le aplique. Por ello en lugar de la sensibilidad se suele dar como dato su inverso que tiene como unidad el inverso de una intensidad. Por ejemplo, si un galvanómetro tiene una sensibilidad S de 50 μA, su inverso será:
La sensibilidad de los galvanómetros utilizados en los polímetros de uso corriente se mide en microamperios y por ello estos aparatos se suelen llamar microamperímetros. En sucesivos apartados se analiza el montaje adecuado para convertir el galvanómetro en voltímetro, amperímetro y óhmetro.
2.2.2.2
Voltímetro de continua
La aguja del galvanómetro alcanza el fondo de la escala al hacer pasar una corriente muy pequeña a través de su bobina, que a su vez produce una caída de tensión reducida en la misma. Para realizar mediciones de tensiones elevadas se coloca en serie una resistencia R con el galvanómetro tal como se indica en la figura 2.1. El valor de R ha de ser tal que se cumpla:
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siendo:
V: máxima tensión a medir. R g: resistencia del galvanómetro. S: sensibilidad del galvanómetro.
Figura 2.1 Voltímetro de continua.
Si se quiere medir una gama amplia de tensiones es imposible hacerlo con una sola escala. Por ello se utiliza el circuito de la figura 2.2 en el que se tienen diferentes escalas con valores máximos de tensión V 1, V2, V3 y V4. Las resistencias R 1, R 2, R 3 y R 4 deben cumplir la ecuación indicada anteriormente. Es interesante ahora analizar la influencia de la sensibilidad del galvanómetro. Cuanto mayor es S, mayor resulta la suma R + R g. Por ejemplo si se quiere tener una escala de tensión máxima de 10 V, y la sensibilidad es de 50 μA resulta:
es decir la resistencia interna del voltímetro es 200 K Ω.
Figura 2.2 Voltímetro de continua con diferentes escalas .
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Figura 2.3 Medida de tensión. El voltímetro permite medir la tensión entre dos puntos de un circuito colocándolo en paralelo entre ellos tal como se indica en la figura 2.3 en que la tensión de un generador de continua de 10V se aplica a dos resistencias R 1 y R 2 colocadas en serie. Se desea medir con el voltímetro indicado anteriormente la tensión en R 2. Para que la medida se realice correctamente es necesario que la tensión en R 2 no se modifique al colocar el voltímetro en paralelo. Para que la influencia de una resistencia sea prácticamente nula al colocarla en paralelo con otra ha de ser como mínimo diez veces superior a ésta. Por ello si el voltímetro en la escala de 10 V presenta una resistencia de 200 K Ω, la resistencia R 2 no puede ser superior a 20 K Ω. Los polímetros no electrónicos presentan por lo tanto una impedancia limitada por la sensibilidad S del galvanómetro utilizado. Esto hizo nacer el interés por el desarrollo de voltímetros electrónicos que poseen una impedancia de entrada mucho mayor.
2.2.2.3
Amperímetro de continua
La máxima corriente a través del galvanómetro es reducida tal como se indicó en el apartado anterior. Si se coloca una resistencia conocida en paralelo con el galvanómetro, la corriente I puede ser mucho mayor, y si la escala del galvanómetro se calibra en valores de I se puede realizar directamente su medida (Fig. 2.4). Si el galvanómetro tiene una resistencia interna R g, la corriente máxima a través de él es Ig y si se quiere medir una corriente total máxima 1 = 10 Ig, el valor de R ha de cumplir la condición:
Figura 2.4 Amperímetro en continua.
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Figura 2.5 Amperímetro de continua con varías escalas. Al igual que en el caso del voltímetro es interesante tener varias escalas de medida de corriente para lo cual se utilizan varias r esistencias en paralelo conmutables (Fig. 2.5). En la práctica se suele colocar una resistencia en serie con el microamperímetro y otra en paralelo (Fig. 2.6) de tal manera que su suma permanezca constante al cambiar de escala (Fig. 2.7). El amperímetro se coloca en serie en el circuito cuya intensidad se desea medir. Un ejemplo se representa en la figura 2.8. La resistencia interna del amperímetro debe ser mucho menor que la del circuito (en este ca so mucho menor que R 1+R 2) para que no influya en la medida.
Figura 2.6 Amperímetro de continua con resistencias en serie y en paralelo.
Figura 2.7 Amperímetro de continua con varias escalas. 18
Figura 2.8 Medida de corriente continua.
2.2.2.4
Ohmetro
Un amperímetro puede ser utilizado para la medida de resistencias colocándolo en serie con una tensión continua constante (en muchos casos una pila), y la resistencia desconocida. La escala del amperímetro se puede graduar directamente en ohmios (Fig. 2.9).
Figura 2.9 Circuito básico de un óhmetro. Cuando se utiliza una pila como fuente de tensión continua, existe el problema de la disminución de la tensión de la pila con el uso. Para solventarlo se coloca en serie con el amperímetro un potenciómetro ajustable desde el exterior. El ajuste se realiza cortocircuitando las bomas de Rx y actuando sobre el potenciómetro hasta que el amperímetro indica Rx=0 (máxima corriente a través de él). Con un amperímetro con varias escalas como el representado en las figuras 2.5 y 2.7 se puede obtener un óhmetro con varias escalas de medida de resistencias tal como se indica en la figura 2.10.
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Figura 2.10 Ohmetro con varias escalas.
2.2.2.5
Medidas de tensiones y corrientes alternas
El galvanómetro utilizado en los polímetros permite solamente la medida de tensiones o corrientes de polaridad constante. Por ello la medida de tensiones alternas implica la colocación de un rectificador entre el galvanómetro y la resistencia en serie tal como se indica en la figura 2.11. El galvanómetro responde al valor medio de l a forma de onda.
Figura 2.11 Circuito básico de un voltímetro de alterna. En la figura 2.12 se representa un voltímetro de alterna realizado con un rectificador de media onda. El diodo D1 realiza la rectificación y el D2 impide que la corriente de fugas de D1 influya en la medida.
Figura 2.12 Voltímetro de alterna.
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La escala del galvanómetro se suele graduar en voltios eficaces. Pero la relación entre el valor medio de salida y el valor eficaz de la tensión de entrada de un rectificador de media onda es aproximadamente 0,45; por ello, la sensibilidad del voltímetro en continua se multiplica por 0,45 para obtener la de alterna. Ello implica que para tener la misma indicación de fondo de escala en alterna y en continua, la resistencia R debe ser 0,45 veces menor. Naturalmente la graduación en voltios eficaces se hace suponiendo que la tensión alterna es perfectamente senoidal y por ello sólo se puede medir con el polímetro en la escala de alterna este tipo de señales. La frecuencia puede ser superior a 50c/seg. pero viene limitada por las características mecánicas del galvanómetro y suele ser indicada por el fabricante del polímetro. La medición de corriente alterna se suele realizar con el rectificador de media onda conectado al secundario de un transformador de intensidad cuyo primario se conecta en serie en el circuito cuya intensidad se desea medir.
2.2.3 Polímetros electrónicos Se denominan así aquellos polímetros en los que existe un circuito electrónico que amplifica la señal a medir antes de aplicarla a un aparato de medida. La ventaja más importante de este tipo de polímetros es la de que su impedancia de entrada es mucho mayor que la de los descritos en el apartado 2.2.2. Los polímetros electrónicos se clasifican en dos categorías: a) Polímetros analógicos que poseen como elemento de visualización un galvanómetro. Estos aparatos tienen como elemento básico un voltímetro constituido por un amplificador de tensiones continuas cuya salida se conecta al galvanómetro. Este amplificador fue realizado inicialmente con válvulas y en la actualidad con semiconductores (Fig. 2.13).
Figura 2.13 Diagrama de bloques de un voltímetro electrónico analógico de tensiones continuas.
b) Polímetros digitales que utilizan como elemento de visualización un indicador numérico de estado sólido. Estos polímetros se han desarrollado gracias al progreso de los circuitos electrónicos con semiconductores. En el apartado siguiente se describe este último tipo de polímetro electrónico que es cada vez más utilizado.
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2.2.3.1
Polímetros digitales
2.2.3.1.1 Introducción Los polímetros analógicos tanto eléctricos como electrónicos basan su funcionamiento en la utilización de un galvanómetro u otro elemento que visualice señales analógicas. Los polímetros digitales, por el contrario, utilizan como visualizador un indicador numérico, en general de estado sólido, que proporciona a un observador información en el sistema de numeración decimal. El elemento básico de todo polímetro digital es un convertidor analógico-digital que es un sistema electrónico que convierte una tensión continua presente en su entrada en una combinación binaria de n bits a su salida representada por otros tantos transistores que pueden encontrarse en estado de saturación o de corte. El margen de tensión de entrada se rsos métodos de conversión de una variable analógica a digital que se diferencian por la complejidad del sistema físico y por el tiempo de conversión, [MAND 91].
Figura 2.14 Diagrama de bloques de un convertidor analógico digital.
Los polímetros digitales son sistemas que no necesitan una gran rapidez de respuesta y por ello los convertidores analógico-digitales incluidos en ellos suelen utilizar métodos de conversión lentos. Uno de los métodos más utilizados es el de doble rampa porque presenta una gran linealidad 22
y en él la precisión de la conversión es independiente de la tolerancia de los componentes pasivos utilizados. Este método se basa en la integración de la señal analógica de entrada mediante la carga de un condensador durante un intervalo de tiempo fijo, y su descarga mediante una fuente de referencia de signo opuesto al de la señal de entrada. En la figura 2.15a se representa el diagrama de bloques simplificado del convertidor de doble rampa y en la figura 2.15b la evolución en el tiempo de la señal a la salida del integrador para dos señales de entrada Ve1 y Ve2 diferentes.
Figura 2.15 a) Diagrama de bloques del convertidor A/D de doble rampa; b) Señal de salida del integrador. Mediante la doble integración se logra que la información digital obtenida no dependa del valor de la red RC ni de la frecuencia del generador de impulsos y se r ealiza así una conversión de elevada precisión.
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2.2.3.1.2 Diagrama de bloques de un polímetro digital Si la salida del convertidor analógico-digital se conecta a un indicador o visualizador (display) digital, se obtiene un voltímetro digital (figura 2.16) que convierte una tensión continua (variable entre 0 y V voltios ó -V y +V voltios según se trate de un convertidor unipolar o bipolar respectivamente), en un número.
Figura 2.16 Diagrama de bloques de un voltímetro digital. Para convertir un voltímetro digital en un polímetro digital es necesario: -
Conectar a la entrada del convertidor analógico-digital un convertidor de la variable a medir (tensión alterna, corriente continua o alterna o resistencia) en una tensión continua.
-
Disponer un atenuador antes del convertidor que permita adaptar la magnitud de entrada al margen aceptado por el convertidor analógico-digital.
Se obtiene así el esquema de bloques de un polímetro digital que se representa en la figura 2.17.
Figura 2.17 Esquema de bloques de un polímetro digital. En sucesivos apartados se analizan los diferentes circuitos de entrada, a) Atenuador de entrada. Este circuito se representa en la figura 2.18. Su misión es lograr que el voltímetro digital de la figura 2.16 tenga varias gamas de medidas de tensiones.
24
Figura 2.18 Voltímetro de continua digital con varias escalas. b) Convertidor corriente-tensión. Se utiliza para convertir el voltímetro digital en un amperímetro. Su esquema básico se representa en la figura 2.19. Consiste en un conjunto de resistencias que se ponen en serie con la corriente a medir. El valor de la resistencia se selecciona mediante el cortocircuito de los contactos adecuados de tal manera que la máxima tensión de salida sea la misma para las distintas escalas de corriente.
Figura 2.19 Convertidor de corriente a tensión. 25
Figura 2.20 Amperímetro digital de corriente continua. Los diodos D 1 y D2 y el fusible F protegen el convertidor contra sobretensiones. La conexión del convertidor de la figura 2.19 con un voltímetro digital da lugar a un amperímetro de corriente continua cuyo diagrama de bloques se representa en la figura 2.20. c)
Convertidor de tensión alterna en continua. Mediante los circuitos estudiados en apartados anteriores se obtiene un voltímetro y un amperímetro de continua. Para poder realizar la medida de tensiones y corriente alternas es necesario un convertidor alterna-continua. En las figuras 2.21 y 2.22 se representa el diagrama de bloques de un voltímetro de alterna y un amperímetro de alterna, que utilizan un convertidor alterna-continua.
Figura 2.21 Voltímetro de alterna digital.
Figura 2.22 Amperímetro de alterna digital. La tensión alterna se caracteriza por su frecuencia y forma y tiene como principales parámetros su valor pico a pico y especialmente su valor eficaz. Por ello el circuito convertidor de alterna a continua ha de dar a su salida un nivel de tensión proporcional al valor eficaz de la señal de entrada. La realización física de éste convertidor puede llevarse a cabo de dos formas diferentes: -
Convertidor que da a su salida una tensión proporcional al valor medio de la alterna. Solo se puede utilizar con aquellas señales que poseen una relación constante y conocida entre el valor medio y el valor eficaz que se define como factor de forma.
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En el caso de una señal se noidal la relación entre el valor eficaz de la tensión y el valor de pico es:
de donde resulta:
Por otra parte la relación entre el valor medio de una tensión senoidal y su valor de pico es:
por lo tanto resulta
de donde el factor de forma resulta
Por lo tanto un convertidor alterna-continua para una señal senoidal se puede realizar mediante un rectificador de doble onda de precisión seguido de un integrador que multiplique por 1,11. En el caso de utilizar un rectificador de media onda el factor por el que se ha de multiplicar la tensión es el doble, es decir 2,22. Si se trata de una onda cuadrada F es igual a uno y si la onda es triangular (en el caso de utilizar un rectificador de doble onda). Por lo tanto un convertidor de alterna a continua realizado por el método que se acaba de describir posee un diagrama de bloques como el indicado en la figura 2.23. 27
Figura 2.23 Voltímetro de alterna realizado con un rectificador de precisión. La sencillez de este convertidor ha hecho que se haya utilizado en la mayoría de los polímetros digitales. -
Convertidor que da a la salida el valor eficaz de la tensión de entrada. Este circuito utiliza un convertidor que da a su salida el valor eficaz de la tensión de entrada. Para ello ha de realizar el c álculo de la expresión:
para lo cual ha de calcular el cuadrado de la tensión de entrada, obtener a continuación su valor medio y realizar finalmente la raíz cuadrada. Este circuito puede realizarse mediante amplificadores operacionales y recibe el nombre de circuito de verdadero valor eficaz (True RMS converter) [JACO 93]. Este convertidor ha sido posible gracias a los avances de la microelectrónica y especialmente de los circuitos integrados híbridos, y presenta sobre el anterior la ventaja de que es válido para cualquier señal alterna periódica independientemente de su forma de onda. El diagrama de bloques de un voltímetro de alterna basado en este método se representa en la figura 2.24.
Figura 2.24 Voltímetro de alterna realizado con un circuito de verdadero valor eficaz. d) Convertidor resistencia-tensión. La medida de la magnitud en ohmios de un resistor se basa en el mismo principio utilizado en el polímetro no electrónico (Figura 2.10). Consiste por lo tanto en hacer pasar por el resistor una corriente proporcionada por una fuente de tensión constante, y realizar la medida de la citada corriente. En la figura 2.25 se representa el diagrama de bloques de un óhmetro digital. 28
Figura 2.25 Ohmetro digital. Combinando los circuitos estudiados en los apartados anteriores a través de los adecuados elementos conmutadores se obtiene un polímetro digital con todas las gamas diferentes de medida.
2.2.4 Precauciones en la utilización de los polímetros Los polímetros se pueden realizar físicamente en dos formas: a)
Con un número reducido de terminales (en el caso extremo de dos) y un conmutador con tantas posiciones como sean necesarias para las distintas escalas (Figura 2.26).
b)
Con tantos terminales como escalas de medida tenga el polímetro. En el primer caso el usuario ha de colocar el conmutador en la escala adecuada y en el segundo los cables de medida en el terminal adecuado. Tanto en un caso como en otro es necesario asegurarse, antes de hacer una medida, de que el conmutador o los cables de medida están colocados en las posiciones correctas.
Aunque algunos polímetros poseen elementos de protección (como fusibles rápidos por ejemplo) la aplicación de tensiones elevadas en las escalas de medida de intensidad y ohmios puede deteriorar el galvanómetro (en el caso de un polímetro eléctrico) o los componentes del convertidor de entrada (en el caso del polímetro digital). Por ello se hacen las siguientes recomendaciones en el uso de los polímetros. a)
Verificar que el conmutador o los cables de medida están en una posición adecuada al tipo de medida a realizar.
b)
En el caso de medida de intensidades o tensiones cuyo orden de magnitud sea desconocido, se debe iniciar la medida por la escala superior e ir descendiendo paulatinamente. Para obtener la máxima precisión en la medida, ésta debe realizarse finalmente en aquella escala en la que la aguja quede en el último tercio (polímetro eléctrico).
c) No se debe medir nunca una resistencia conectada en un circuito. En primer lugar porque la medida puede ser totalmente errónea y además porque según el tipo de circuito pueden existir condensadores cargados que introduzcan tensiones elevadas capaces de deteriorar alguno de los componentes del aparato. 29
Figura 2.26 Polímetro digital (Cortesía de PROMAX).
2.3
MEDIDOR DE EMPEDANCIAS
2.3.1 Fundamentos El polímetro digital estudiado en los apartados anteriores, es un instrumento que permite realizar la medida de tensiones, corrientes y resistencias. Pero en muchas aplicaciones se necesita medir la capacidad de un condensador, la inductancia de una bobina, o los componentes resistivo y reactivo de un montaje se rie, de un montaje paralelo o de una combinación de ambos. El instrumento que permite realizar la medida de resistencias, capacidades e inductancias recibe el nombre de "Medidor de impedancias". El elemento básico de un medidor de impedancias es un puente de medida en alterna cuyo esquema se muestra en la figura 2.27. 30
Figura 2.27 Puente de medida de impedancias. t
Consta de cuatro impedancias conectadas en un montaje serie-paralelo, una fuente de alimentación alterna y un detector de cero que mide entre los puntos A y B los desequilibrios de las corrientes a través de las dos ramas. La condición de equilibrio del puente se cumple cuando la tensión entre los puntos A y B es cero, es decir, cuando la tensión entre A y C es la misma que entre B y C tanto en módulo como en fase. En notación compleja se tiene:
de la cual se obtiene:
resultando finalmente:
De la última expresión se deduce que, el puente se encuentra equilibrado cuando el producto de las impedancias de las ramas opuestas es el mismo. Si la impedancia se escribe de la forma en la cual Zi representa el módulo y 6i el ángulo de fase de la impedancia compleja, la ecuación de equilibrio se puede reescribir de la forma:
que es equivalente a:
Por lo tanto para que el puente esté equilibrado es necesario que se verifiquen simultáneamente las siguientes condiciones: -
Los productos de los módulos de las impedancias de las ramas opuestas deben ser iguales:
-
La suma de los ángulos de fase de las impedancias de las ramas opuestas deben ser iguales:
2.3.2 Puentes de medida en alterna Existen diversos puentes de medida en alterna que se diferencian por el tipo de impedancias con que están realizados. En sucesivos apartados se estudian los más utilizados.
2.3.2.1
Puente de Maxwell
Se utiliza para medir los parámetros característicos de una bobina en función de una capacidad conocida. Su esquema se representa en la figura 2.28. Teniendo en cuenta que en una de las ramas hay un condensador en paralelo con una resistencia, resulta más fácil resolver la ecuación de equilibrio utilizando la admitancia de dicha rama en lugar de su impedancia. De esta forma, se obtiene que la condición de equilibrio del puente viene dada por la expresión:
en la cual:
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Por lo tanto resulta la expresión:
a partir de la cual se obtiene:
Figura 2.28 Puente de medida de Maxwell.
El puente de Maxwell está limitado a medir inductancias cuyo factor de calidad Q (X/R) es de valor medio 1 < Q < 10. Esto es debido a que un factor de calidad Q alto, hace que el desfase introducido en la rama correspondiente esté próximo a 90 o(θ3=90 o). Dado que se ha de verificar que θ1 + θ3 = θ2 + θ4 y que θ2 = θ4 = 0o, θ3 ha de ser -90°, lo cual implica que R 1 debe ser muy elevado y en la práctica resulta muy difícil de conseguir. Por otro lado si el valor de Q es muy pequeño aparecen problemas de convergencia en el equilibrio de la parte resistiva e inductiva.
2.3.2.2
Puente de Hay
Se utiliza para medir los parámetros característicos de bobinas de valor de Q elevado y su esquema se representa en la figura 2.29. Se diferencia del de Maxwell en que Z 1 está formada por una resistencia en serie con un condensador.
33
Figura 2.29 Puente de medida de Hay.
Teniendo en cuenta que Z1 = R1 - j / ωC1 , Z2 = R 2 , Z4 = R 4 y Z x = R x + j ωLx , la condición de equilibrio viene dada por la expresión:
que se convierte en:
a partir de la cual se obtiene:
Resolviendo ambas ecuaciones resulta finalmente:
De estas dos últimas expresiones se deduce que la resistencia R x y la inductancia Lx dependen de la frecuencia de la onda alterna aplicada al puente. Pero como se demuestra a continuación, esto no es cierto si el valor de Q es elevado.
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En efecto, si se denomina eL al ángulo de fase del inductor y e c al del condensador se tiene que:
Dado que θ2 = θ 4 = 0o (por ser los componentes de dichas ramas resistivos), se ha de verificar que θL = θC, es decir, tg θL = tg θC. Por lo tanto a partir de las expresiones anteriores resulta:
y sustituyendo en las ecuaciones de R x y Lx se tiene:
De estas expresiones se deduce que para valores altos de Q se cumple: -
L x es igual a R 2 R 4 C,, expresión idéntica a la del puente de Maxwell, por ser 2
l / Q < < l .
-
2.3.2.3
R x posee un valor muy pequeño.
Puente de Schering
Es uno de los puentes de medida en alterna más importantes, utilizado principalmente para la medida de capacidades. Su esquema se muestra en la figura 2.30. En este caso, en la rama 1 se sitúa una combinación de un condensador y una resistencia en paralelo y en la rama 4 un condensador C 4 de referencia, que utiliza como dieléctrico mica de alta calidad que posee muy bajas pérdidas y por lo tanto presenta una impedancia totalmente capacitiva.
35
Figura 2.30 Puente de medida de Schering. Dado que el desfase entre las ramas 2 y 4 debe ser igual al de las ramas 1 y 3, en estas últimas se debe lograr un desfase de 90°. La condición de equilibrio es:
que equivale a:
de la cual se obtiene:
Igualando las dos partes real e imaginaria resulta:
2.3.3 Medidor analógico universal de impedancias El medidor analógico de impedancias universal es un instrumento que puede medir los valores de los resistores, en continua y alterna, de los condensadores (capacidad C y factor de 36
disipación D) y de los inductores (inductancia L y factor de calidad Q) dentro de un amplio rango de valores. Para ello consta de un conjunto de impedancias resistivas, capacitivas e inductivas combinadas con un conjunto de conmutadores que, colocados en las posiciones adecuadas, configuran un mínimo de cuatro puentes de medida entre los que se incluyen los tres indicados en el apartado anterior, Para la medida de resistencias tanto en alterna como en continua se utiliza un puente de Wheatstone en el que los elementos de la figura 2.27 son resistores. Para la medida de la capacidad se utiliza el puente de Schering ( figura 2.30) que está constituido por un condensador de referencia y resistores de precisión situados en las distintas ramas del puente que permiten determinar las pérdidas en el condensador sobre el que se realiza la medida. Para la medida de la inductancia se utiliza el puente de Maxwell ( figura 2.28) para aquellos inductores que tienen un factor de calidad, Q, bajo y el puente de Hay ( figura 2.29) para inductores cuyo factor de calidad, Q, presenta valores mayores de 10. El conjunto de impedancias y conmutadores que forman los puentes indicados anteriormente se alimentan mediante unos generadores de señales continuas y alternas de diversos rangos seleccionares por el usuario. Las señales analógicas de salida del puente se conectan a un procesador analógico formado por un conjunto de operadores realizados con amplificadores operacionales que ejecutan los cálculos adecuados y los presentan a un visualizador analógico o digital. Los rangos de valores de los medidores de impedancia analógicos pueden variar de unos a otros. En la tabla 2.1 se representa un conjunto de rangos típicos. MAGNITUD
RANGO
Resistencia (R)
0,1 Ω ÷
20M Ω
Capacidad (C)
ipF ÷
16 μF
Inductancia (L)
1 μH ÷
32kH
Factor de disipación (D)
0,001 ÷ 500
Factor de calidad (Q)
0,001 ÷ ± 0,3% ± 0,10%
Precisión %
÷ ÷
500 3% ± 0,2%
0o ÷ 90°
Ángulo de fase (0) Frecuencia de medida
100Hz,
lkHz,
l0kHz
Tabla 2.1
2.3.4 Medidor digital universal de impedancias La reducción del coste de los microcomputadores permite que puedan ser utilizados para realizar los cálculos necesarios para la medida de impedancias. Para ello es necesario convertir en digitales las señales de salida de los puentes de medida. 37
Por otra parte los conmutadores que permiten configurar los distintos puentes y los que permiten seleccionar los diferentes niveles de tensión y de frecuencia de los generadores de señales pueden ser electrónicos y estar controlados por las salidas de un microcomputador. En la figura 2.31 se representa el esquema típico de un medidor de impedancias universal realizado con un microcomputador dotado de los siguientes elementos: -
Unidades de acoplamiento (interface) adecuadas para controlar los conmutadores de los puentes de medida y los generadores de señales.
-
Una unidad de adquisición de datos cuyo elemento básico es un convertidor analógicodigital [MAND 91], que convierte en digitales las tensiones y corrientes en los elementos adecuados de los puentes.
-
Un teclado que permite indicar al usuario los parámetros a medir.
-
Un visualizador que proporciona la información numérica de los parámetros de las impedancias medidas.
Además muchos medidores universales de impedancias llevan incorporados circuitos convertidores de señales alternas en ondas cuadradas (ver apartado 4.1 del capítulo 4), y una unidad de acoplamiento de contaje y temporización que conjuntamente convierten un desfase en un número digital.
Figura 2.31 Diagrama de bloques del medidor digital universal de impedancias.
38
Bibliografía JACO 93
J. Michael Jacob. Applications and design with analog integrated circuito. Second edition. Prentice Hall. 1993.
MAND 91 E. Mandado. Sistemas electrónicos digitales. Séptima edición. Editorial Marcombo. 1991.
39
CAPITULO 3
Osciloscopios
3.1
INTRODUCCIÓN
Mediante los polímetros estudiados en el capítulo 2 se pueden medir los parámetros de amplitud (corriente ó tensión) de señales analógicas continuas o alternas senoidales de baja frecuencia. De igual forma los contadores digitales universales (ver capítulo 4) se utilizan para medir parámetros temporales (período, frecuencia, duración, etc.) de algunas señales (por ejemplo ondas cuadradas). Pero la representación de información mediante señales eléctricas ha evolucionado a través de la utilización de todo tipo de formas de onda variables en el tiempo (ondas cuadradas, triangulares, dientes de sierra, etc.) y en ocasiones como combinación de varios tipos diferentes (un ejemplo típico es la señal compuesta de televisión). Por ello resulta de gran interés un instrumento que permita visualizar la forma de variación de una señal en el tiempo y observar si aquélla es igual o no a la deseada. El instrumento más versátil para visualizar señales eléctricas es el osciloscopio, cuyo componente básico es el tubo de rayos catódicos (TRC) que se representa en la figura 3.1, y está constituido por los siguientes elementos: 41
Figura 3.1 Tubo de rayos catódicos (TRC) [Cathode Ray Rube (CRT)].
a) El filamento a través del cual se hace pasar una corriente que produce el calentamiento del cátodo emisor de electrones. b) El cátodo emisor de electrones. c) La rejilla de control (cilindro de Wehnelt) que permite variar la intensidad del haz mediante la aplicación de una tensión negativa con respecto al cátodo. d) Los ánodos aceleradores Al y A3 a los que se aplica una tensión elevada con respecto al cátodo que acelera los electrones hacia la pantalla. e) Un ánodo de enfoque que permite concentrar el haz mediante la aplicación de una tensión positiva adecuada. f) Las placas deflectoras horizontales y verticales. La aplicación de una tensión variable entre las placas colocadas verticalmente (placas de deflexión horizontal) provoca el movimiento del haz en dirección horizontal desplazándolo en cada instante hacia la placa más positiva. El mismo efecto se consigue en dirección vertical por medio de 42
unas placas horizontales (placas de deflexión vertical). Se define la sensibilidad de un tubo de rayos catódicos como el desplazamiento del haz por voltio de diferencia de tensión entre sus placas deflectoras. g) La malla conductora y el ánodo postacelerador. La sensibilidad de un tubo de rayos catódicos (TRC) es inversamente proporcional a la velocidad del haz, la cual a su vez es proporcional a la tensión de los ánodos aceleradores. Por ello para elevar la sensibilidad se suele disminuir el valor de la tensión aplicada a Al y A3 y colocar un ánodo postacelerador situado, como su nombre indica, después de las placas deflectoras. La postaceleración presenta la desventaja de desviar el haz hacia el centro de la pantalla, lo cual se evita mediante una malla situada después de las placas deflectoras polarizada a una tensión menor que la del ánodo postacelerador. h) La pantalla convierte el haz de electrones en una radiación luminosa. Está constituida por un material con elevado contenido de fósforo que emite luz en el punto sobre el que incide el haz de electrones. Sobre ella se graba una retícula graduada que permite realizar medidas en las señales visualizadas.
3.2
CIRCUITOS BÁSICOS DE UN OSCILOSCOPIO
El osciloscopio es un instrumento que presenta una gran cantidad de conceptos, muchos de ellos con ámbitos de aplicación muy especiales. De ahí la gran variedad de osciloscopios existentes en el mercado con diferencias sustanciales entre ellos. No obstante todos los osciloscopios poseen unos conceptos básicos comunes y por ello se estudian en primer lugar los circuitos básicos de un osciloscopio y seguidamente en sucesivos apartados los circuitos adicionales que aumentan su versatilidad. En la figura 3.2 se representa el diagrama de bloques de los circuitos básicos y su interconexión. La adaptación de las señales externas tanto en amplitud como en impedancia a las placas deflectoras hace necesaria la utilización de un amplificador vertical y otro horizontal. Antes de analizar los demás bloques de la figura 3.2 es conveniente estudiar el principio básico de la visualización de señales en un osciloscopio. Si la señal a visualizar se aplica al amplificador vertical (canal de entrada Y), el haz se mueve verticalmente de acuerdo con el valor de la amplitud en cada instante de aquélla. Para que se visualice la forma de onda de la señal de entrada es necesario crear una escala de tiempos en el eje horizontal. Se logra esto asegurando que el haz se desplace con velocidad constante, de izquierda a derecha. Para ello es necesario aplicar entre las placas deflectoras horizontales una tensión creciente lineal mente que retorne rápidamente a su valor inicial para que el haz vuelva a su punto de origen en la parte izquierda de la pantalla. 43
Figura 3.2 Diagrama de bloques básico de un osciloscopio.
Figura 3.3 Señales de barrido horizontal e impulsos de borrado de un osciloscopio.
Por lo tanto a las citadas placas se debe aplicar una tensión en diente de sierra como la indicada en la figura 3.3 que recibe el nombre de barrido horizontal o base de tiempos. La amplitud del diente de sierra debe ser la adecuada para que el haz recorra horizontalmente toda la pantalla. El circuito que genera dicha señal recibe por ello el nombre de generador de barrido o generador de la base de tiempos ( Fig. 3.4). 44
Figura 3.4 Generador de barrido o base de tiempos de un osciloscopio.
La pendiente de bajada, aunque mucho mayor que la de subida, no es en la práctica infinita (Fig. 3.3) y por ello durante el intervalo de tiempo de retorno se debe anular el haz para evitar su visualización en la pantalla. Para ello existe un circuito de control de intensidad del haz ( Fig. 3.2) que recibe en su entrada un impulso de una amplitud adecuada y duración igual al intervalo descendente del diente de sierra (Fig. 3.3). Dicho impulso es generado por el generador de barrido ( Fig. 3.2) y posee un nivel negativo adecuado que al ser aplicado a la rejilla de control (cilindro de Wehnelt) provoca la anulación del haz de electrones. La aplicación simultánea de la salida del generador de barrido al amplificador horizontal y la señal a visualizar al amplificador vertical produce la visualización en la pantalla de aquélla durante el tiempo de subida del diente de sierra.
Figura 3.5 Visualización en un osciloscopio de una señal no sincronizada con el generador de barrido.
En la figura 3.5 se representa gráficamente lo que se acaba de exponer en el caso en el que la señal a visualizar esté constituida por una secuencia de impulsos de frecuencia constante. En el estudio que se acaba de realizar se supuso que la señal del barrido y la señal a visualizar eran totalmente independientes. En ese caso, si ambas señales no poseen la misma frecuencia o una no es múltiplo de la otra, las imágenes que aparecen en la pantalla en sucesivos barridos, no coinciden tal como se indica en la figura 3.5. En efecto, en dicha figura se observa 45
que las porciones de la señal a visualizar correspondientes a dos intervalos ascendentes sucesivos Δt1 y Δt 2 del barrido horizontal no coinciden. Ello trae como consecuencia que debido a la persistencia de la imagen en la retina, se observe una mezcla de imágenes en la pantalla. La solución a este problema se obtiene mediante la sincronización del generador de barrido con la señal a visualizar. Para ello esta última se convierte en una onda cuadrada en cuyos flancos de subida o bajada se genera un impulso de sincronismo que actúa sobre el generador de barrido. En la figura 3.6 se representan estas señales en el supuesto de que los impulsos de sincronismo se generen en los flancos de subida y de bajada de la onda cuadrada.
Figura 3.6 Generación de impulsos de sincronismo en los flancos de subida y de bajada.
Figura 3.7 Diagrama de bloques del circuito de disparo.
La conversión de la señal a visualizar en una onda cuadrada se realiza mediante un circuito disparador de Schmitt (Schmitt trigger) (Fig. 3.7) [JACO 93]. El impulso de sincronismo se puede generar mediante un simple circuito diferenciador constituido por una red RC con un diodo que permita eliminar los impulsos producidos en los flancos de bajada o subida. El conjunto de ambos circuitos recibe el nombre de circuito de disparo y se representa mediante un único bloque funcional tal como se indica en la figura 3.8.
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Figura 3.8 Bloque funcional del circuito de disparo.
La conexión del circuito de disparo y el generador de barrido (Fig. 3.9a) da lugar a las señales representadas en la figura 3.9b. Un determinado impulso de sincronismo (en este caso el generado en los flancos de subida) produce la generación de un diente de sierra. Una vez finalizado éste, la salida del generador de barrido permanece a nivel constante hasta que aparece un nuevo impulso de sincronismo.
Figura 3.9 Visualización sincronizada de una señal; a) Conexión del circuito de disparo y el generador de barrido, b) Diagrama de secuencia de señales.
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El impulso de borrado se inicia con el comienzo de la parte descendente del diente de sierra y se mantiene hasta que aparece el primer impulso de sincronismo que provoca un nuevo barrido. Se logra de esta forma que en la pantalla permanezca una imagen fija que se representa en la figura 3.9b. Se ha justificado en párrafos anteriores el interés de que el generador de barrido se sincronice con la señal a visualizar, pero en determinadas ocasiones puede ser conveniente que el generador de barrido se sincronice con una señal distinta de la que se desea visualizar. Por ello la entrada del circuito de disparo ( Fig. 3.2) se suele conectar a un conmutador C l que permite al operador seleccionar el disparo entre las siguientes señales: a) La señal a visualizar procedente del amplificador vertical. b) Una señal externa que se aplica a un conector situado en la parte frontal del osciloscopio. c) Una tensión senoidal de la frecuencia de red obtenida a través de un devanado secundario del transformador de alimentación del osciloscopio. La sincronización anteriormente estudiada trae consigo el inconveniente de que en ausencia de señal de sincronismo en la pantalla no se observa el haz. Pero esta misma situación se produce en el caso de que el circuito de disparo no actúe correctamente. Por ello, la entrada del generador de barrido se puede conmutar por medio de un conmutador C 2 (Fig. 3.2) entre la salida del circuito de disparo y un nivel constante que hace que se generen de forma periódica dientes de sierra de barrido. Los citados conmutadores C l y C2 pueden presentarse mediante tres pulsadores externos que permiten seleccionar los modos de disparo: AUTO, DISPARO INTERNO (INTERNAL TRIGGER) y DISPARO EXTERNO (EXTERNAL TRIGGER). Pero además de observar en la pantalla del osciloscopio la evolución de una señal en el tiempo, es necesario en ocasiones representar la relación entre las amplitudes de dos señales. Para ello una de las señales se aplica al amplificador vertical y la otra se aplica directamente al amplificador horizontal en lugar del diente de sierra procedente del generador de barrido (Canal de entrada X en la figura 3.2). En este caso se dice que el osciloscopio funciona en modo X-Y. Dado que el amplificador horizontal carece de control de ganancia, la amplitud de la señal X debe ser modificada mediante circuitos externos al osciloscopio, en el caso en que sea necesario, para obtener una deflexión horizontal adecuada. Este modo de funcionamiento permite realizar medidas de desfases y relación de frecuencias entre señales senoidales. En los párrafos anteriores se han estudiado los bloques funcionales más importantes de un osciloscopio y su forma de operación de una manera general. Se analiza seguidamente con mayor detalle cada bloque y en especial los parámetros del mismo que resulta interesante que el operador pueda variar y que se indican en la figura 3.10.
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Figura 3.10 Diagrama de bloques de un osciloscopio con indicación de los elementos de control.
3.2.1 Circuito de control de brillo y de foco Este circuito tiene como misión variar la intensidad del haz en la pantalla y su enfoque. El control del brillo es muy importante porque una intensidad elevada del mismo puede dañar el fósforo de la pantalla de forma irreversible. Por ello se dispone siempre, en el panel frontal de todo osciloscopio de dos mandos, uno de intensidad y otro de foco constituidos por sendos potenciómetros. Como ya se indicó en el apartado 3.1, la aplicación a la rejilla de control o cilindro de Wehnelt, de una tensión negativa con respecto al cátodo, reduce el número de electrones que llega al sistema de ánodos. El potenciómetro de intensidad permite precisamente variar el nivel de dicha tensión. Por su parte, el potenciómetro de foco tiene como finalidad facilitar al usuario la variación de la tensión aplicada al ánodo de enfoque, que provoca la variación de la distancia focal entre los ánodos con el objeto de que el haz converja en la pantalla.
3.2.2 Amplificador horizontal Su misión es la de amplificar la señal de barrido para que el nivel de tensión que se aplique a las placas de deflexión horizontal sea el adecuado para lograr que el haz se desplace de extremo 49
a extremo de la pantalla. Por otra parte resulta interesante poder variar el punto de comienzo en dirección horizontal de la imagen en la pantalla. Para ello se suele disponer de un mando de POSICIÓN HORIZONTAL constituido por un potenciómetro que permite polarizar la salida del amplificador horizontal con una tensión continua que se superpone a la señal de barrido.
3.2.3 Circuito generador de barrido o base de tiempo En los apartados anteriores ( Figuras 3.5 y 3.9) se supuso que la señal de barrido tardaba en alcanzar su valor máximo un intervalo de tiempo constante. Esto traía consigo que la porción de señal de entrada visualizada en la pantalla tuviese siempre la misma duración. Pero es normal que, según la aplicación, se necesite observar una mayor o menor porción de la señal de entrada. Para ello el circuito de barrido suele tener unos controles graduados en tiempo que permiten modificar la pendiente del diente de sierra lo cual equivale a variar la velocidad de barrido. En la figura 3.11 se representa la imagen visualizada en la pantalla en el caso de que la señal de entrada sea senoidal, con dos frecuencias de barrido diferentes. Con el intervalo de barrido Δt1 se visualiza un ciclo de la señal de entrada y con el intervalo Δt 2 dos ciclos de la misma.
Figura 3.11 Efecto del control del circuito generador de barrido en la imagen visualizada.
La variación de la velocidad del barrido ha de poder realizarse entre márgenes amplios para que sea factible visualizar en el osciloscopio señales de frecuencias dispares (desde frecuencia prácticamente nula hasta varias decenas o cientos de megahertzios según las características del osciloscopio). 50
Por ello al exterior se suelen disponer dos controles, uno constituido por un conmutador y el otro por un potenciómetro ( Fig. 3.10), que actúan sobre el generador de barrido (T/DIV). Además de dichos controles, muchos osciloscopios poseen un tercero denominado MAGNIFICADOR que consiste en un pulsador enclavado que permite multiplicar el valor indicado por el conmutador por un determinado factor (5 ó 10 según los modelos) (Figura 3.12). Se logra de esta forma visualizar con mayor detalle una parte de la señal aplicada al eje Y.
Figura 3.12 Efecto del control magnificador en la frecuencia de la base de tiempos a) sin magnificador; b) con magnificador.
El control magnificador puede también actuar sobre el amplificador horizontal de tal manera que se eleve la velocidad del barrido sin variar el tiempo total del mismo. Se logra esto multiplicando el valor de pico del diente de sierra por un determinado factor (Figura 3.13).
Figura 3.13 Efecto del control magnificador sobre la pendiente de la base de tiempos, a) sin magnificador; b) con magnificador.
De esta forma teóricamente se visualiza la misma porción de la señal, pero en la práctica parte de ella se sale fuera de la pantalla. Combinando el magnificador del generador de barrido y el control de posición del amplificador horizontal se puede seleccionar el trozo de la señal que aparece en la pantalla tal como se indica en la figura 3.14.
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Figura 3.14 Imagen correspondiente a una señal triangular aplicada al canal Y. b) sin magnificador; a y c) con magnificador (figura 3.13) y el control de posición del amplificador horizontal en diferentes situaciones.
El hecho ya comentado de que la pendiente de bajada del diente de sierra de la base de tiempos no sea infinito, hace necesario impedir que lleguen impulsos de sincronismo al generador de barrido durante el intervalo de tiempo correspondiente a dicha bajada. En caso contrario los sucesivos dientes de sierra no comenzarían en el mismo nivel de tensión y ello daría lugar a imágenes inestables en la pantalla. Por ello, todos los osciloscopios poseen un circuito de inhibición (HOLD-OFF) cuyo diagrama de bloques se representa en la figura 3.15.
Figura 3.15 Diagrama de bloques del circuito de inhibición de impulsos de sincronismo (HOLD-OFF).
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Este circuito recibe información de que ha finalizado un barrido y genera un impulso positivo hasta que se inicia el próximo (Figura 3.16c), que se suma al tren de impulsos de sincronismo. Se logra de esta forma que la señal que llega a la entrada del generador de barrido tenga anulados los impulsos de sincronismo que se produzcan durante el retorno del haz (Figura 3.16d). En la figura 3.16 se representan las señales de los diferentes puntos del circuito de la figura 3.15.
Figura 3.16 Señales del circuito de inhibición de la figura 3.15.
3.2.4 Circuito de disparo Anteriormente se supuso que la onda cuadrada obtenida a partir de la señal de entrada cambia de estado cuando ésta última pasa por el nivel cero ( Fig. 3.6) y que por lo tanto en dicho instante se produce el impulso de sincronismo. Es conveniente a veces variar el punto de la señal de entrada en el que se inicia su visualización. Para ello se suelen disponer en el osciloscopio dos controles que se aplican al circuito de disparo ( Fig. 3.10): a) Un potenciómetro de control de NIVEL (TRIGGER LEVEL) que permite variar el valor mínimo que debe alcanzar la señal de entrada para que se produzca el cambio de estado de la onda cuadrada. b) Un conmutador de PENDIENTE (SLOPE) que selecciona si los impulsos de sincronismo se producen en la pendiente de bajada o de subida de la onda cuadrada. En la figura 3.17 se representa la porción de una onda de entrada senoidal visualizada para dos niveles diferentes de disparo: Nivel 1 y Nivel 2, la primera con pendiente positiva y la segunda con pendiente negativa.
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Figura 3.17 Visualización de una señal senoidal, a) disparo con nivel 1 y pendiente positiva; b) disparo con nivel 2 y pendiente negativa.
3.2.5 Amplificador vertical y atenuador En un osciloscopio se debe poder visualizar señales de amplitudes muy dispares. Por ello es necesario variar la ganancia del amplificador vertical y en el caso de señales de elevada amplitud atenuarlas, antes de aplicárselas a aquél. Ambos elementos ( Fig. 3.10) pueden ser gobernados por un mando continuo (potenciómetro) y otro discontinuo (conmutador). La señal de entrada a visualizar puede conectarse al atenuador de dos formas diferentes: a) A través de un condensador para eliminar su componente continua (Modo en alterna o AC). Esto permite observar la componente alterna de señales cuya componente continua es de una magnitud mucho mayor (un ejemplo típico es la componente de rizado de una tensión estabilizada). b) De forma directa o continua (Modo en continua o DC), para observar la señal íntegramente, incluyendo su nivel de continua. La selección entre uno u otro modo de operación se logra mediante un conmutador situado en el panel frontal. Este conmutador suele poseer además una tercera posición que permite poner el canal a un nivel de cero voltios y conocer de esta forma la amplitud de la señal de entrada con respecto a este nivel (Modo masa (GND)). Al igual que se indicó antes para el amplificador horizontal, es conveniente también poder variar la situación de la imagen en dirección vertical. Para ello se dispone de un mando de POSICIÓN VERTICAL constituido por un potenciómetro que permite polarizar la salida del amplificador vertical con una tensión continua que se superpone a la señal a visualizar.
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3.3
OSCBLOSCOPIOS DE DOS CANALES
En múltiples casos se necesita visualizar simultáneamente dos señales en la pantalla para poder compararlas. Existen varias formas de lograrlo. En la figura 3.18 se representa una de ellas consistente en la utilización de dos haces con placas deflectoras verticales independientes para cada uno y placas deflectoras horizontales comunes, con una sola base de tiempos.
Figura 3.18 Osciloscopio de dos canales con doble haz y placas deflectoras verticales independientes para cada canal.
El circuito de disparo puede activarse a partir de la señal de uno u otro de los dos canales de entrada. Para que ambas señales se puedan observar estables en la pantalla, es necesario que sus frecuencias sean una múltiplo de la otra. El circuito de disparo puede conmutarse de uno a otro canal (además de los terminales indicados en el apartado 3.2.4 ( Figura 3.10). Para que la imagen sea estable el disparo ha de realizarse con el canal al que se aplica la señal de menor frecuencia. En la figura 3.19 se representa otra solución consistente en la utilización de un solo haz con unas placas deflectoras verticales también únicas que se conmutan por medio de un conmutador electrónico entre los dos canales de entrada. La ventaja de esta solución es la simplificación obtenida en la construcción del TRC y por ello es la más utilizada en la práctica ( Figura 3.20). El osciloscopio de doble traza obtenido mediante conmutación de un único haz presenta dos modos principales que se seleccionan mediante un conmutador TROCEADO/ALTERNATIVO representado en la figura 3.19. a) Modo troceado (chopped) en el que el amplificador vertical unido a las placas de deflexión vertical conmuta entre los dos canales mediante un multiplexor analógico a una frecuencia que viene fijada por un generador de impulsos. b) Modo alternado (altérnate) en el cual es el generador de barrido el que controla la conmutación del multiplexor analógico. En un barrido se conecta el amplificador vertical al canal A y en el siguiente al canal B. 55
Figura 3.19 Osciloscopio de dos canales con un solo haz conmutado.
Figura 3.20 Osciloscopio analógico de dos canales, (Cortesía de PROMAX).
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Figura 3.21 Imagen de un osciloscopio de dos canales en dos barridos sucesivos.
En la figura 3.21 se representa la imagen de la pantalla en cada uno de los osciloscopios de doble haz y haz único conmutado, en dos barridos sucesivos. En el osciloscopio de doble haz ambas imágenes coinciden. En el caso del haz único troceado se visualizan trozos diferentes de las señales de ambos canales, debido a que el generador de barrido y el generador de impulsos poseen un desfase diferente en ambos barridos. Pero si la frecuencia del generador de impulsos es elevada, la imagen en la pantalla se ve completa debido al efecto de su persistencia en la retina. En el caso del haz único alternado, en un barrido se ve la imagen de un canal, y en el siguiente la del otro. De igual forma se observa una sola imagen en la pantalla si la alternancia se hace a una frecuencia adecuada. Debido a ello, cuando se visualizan señales de baja frecuencia y por lo tanto se selecciona una frecuencia baja del generador de barrido, no es posible utilizar el modo alternado y es preferible utilizar el troceado. Por el contrario cuando se visualiza una señal de frecuencia elevada es preferible el alternado porque el troceado puede visualizarse en la pantalla si la frecuencia de aquélla es del mismo orden de magnitud que la del generador de impulsos. Cuando se utilizan los osciloscopios de doble traza en modo X-Y, es posible aplicar la señal X a uno de los dos conjuntos amplificador-atenuador de uno de los dos canales. Se logra así modificar su amplitud sin necesitar utilizar un circuito externo como sucede en los osciloscopios de un solo haz.
3.4
OSCILOSCOPIOS CON DOBLE BASE DE TIEMPO
3.4.1 Introducción En apartados anteriores se estudió el osciloscopio que posee un único generador de barrido o una sola base de tiempo y que mediante la variación de la pendiente de la señal de barrido generada por la misma permite visualizar en la pantalla señales de diferentes frecuencias.
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En muchas ocasiones se desea observar señales de frecuencia relativamente baja (señales periódicas de algunos Khz de frecuencia) pero se tienen que medir determinadas características de dichas señales de muy escasa duración, como por ejemplo: -
La duración de los flancos de subida o bajada de una onda cuadrada de baja frecuencia.
-
La anchura de impulsos de muy corta duración que aparecen mezclados con impulsos de gran duración y frecuencia de repetición reducida.
-
La relación de fase entre dos o más señales de baja frecuencia, por ejemplo, medida del tiempo de conmutación de un biestable mediante la evaluación del tiempo que transcurre desde que se aplica un flanco activo a su entrada T, hasta que se produce el cambio de estado de su salida Q.
La observación de todos los fenómenos que se acaban de describir resulta prácticamente imposible con un osciloscopio que posee una sola base de tiempo. Para lograrlo se puede dotar al osciloscopio de un segundo generador de barrido que debe combinarse adecuadamente con el primero. A continuación se analizan en sucesivos apartados las diferentes formas en que se pueden conectar ambas bases de tiempos, que dan lugar a otros tantos modos de funcionamiento, y las aplicaciones prácticas de cada uno de ellos.
3.4.2 Principios básicos de la base de tiempo retardada La utilización de la segunda base de tiempo está basada en controlar el instante en que se inicia su diente de sierra a partir del momento en que comienza el de la primera, la cual suele recibir el nombre de base de tiempo principal. Por ello a los osciloscopios que poseen dos bases de tiempo se les suele denominar osciloscopios con base de tiempo retardada. El montaje básico se representa en la figura 3.22. La salida del generador de barrido principal se conecta a una de las entradas de un comparador analógico que recibe en su segunda entrada la señal de salida del cursor de un potenciómetro multivuelta con escala graduada que está alimentado con una fuente de tensión constante de gran estabilidad. La salida del comparador cambia de estado cuando la base de tiempo principal alcanza un nivel de tensión idéntico al del cursor del potenciómetro (Figura 3.22). Este cambio del estado del comparador actúa sobre un circuito de disparo que genera un impulso que puede ser utilizado para iniciar la rampa de la segunda base de tiempo. Tal como se representa en la figura 3.22 el disparo del generador de barrido retardado se puede realizar de dos formas: a) En el instante en que la salida del comparador cambia de estado se inicia la rampa de la segunda base de tiempo. Para ello el conmutador C de la figura 3.22 se coloca en la posición 1. b) La segunda base de tiempo inicia su rampa en el instante en que aparece una señal externa después de que el comparador ha cambiado de estado. Dicha señal externa puede coincidir con la señal a visualizar. Para lograr este modo de funcionamiento, el conmutador C ha de colocarse en la posición 2 ( Fig. 3.22). 58
Figura 3.22 Montaje básico de un osciloscopio con doble base de tiempo.
Figura 3.23 Diagrama de secuencia temporal de las señales del circuito de la figura 3.22.
En la figura 3.23 se representa el diagrama de tiempos de las señales generadas en el circuito anterior cuando el conmutador C se encuentra en la posición 1. En la parte superior se representa el diente de sierra de la base de tiempos principal y el nivel de tensión en el cursor del potenciómetro.
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Durante la subida del diente de sierra el generador de barrido principal produce un impulso de una cierta amplitud que actúa sobre el circuito de brillo para que el haz aparezca en la pantalla con una determinada intensidad (Figura 3.23). Cuando dicho diente de sierra alcanza un nivel de tensión idéntico al del potenciómetro, la salida del comparador cambia de estado y al encontrarse el conmutador C en la posición 1 dicho cambio aparece a la entrada del generador de impulsos en cuya salida se genera un impulso que inicia el diente de sierra de la base de tiempo retardada y la señal de control de brillo generada por la misma. En la práctica se pueden realizar montajes más complicados como el que se representa en la figura 3.24 que posee cuatro modos de disparo de la base de tiempos retardada en función de la posición de los conmutadores C 1 y C 2.
Figura 3.24 Circuitos de barrido de un osciloscopio con doble base de tiempo y cuatro modos de disparo de la segunda base.
Si ambos conmutadores se colocan en la posición 1, la base de tiempos retardada se dispara en cuanto la base de tiempos principal alcanza el nivel fijado por el potenciómetro P 1. Si C2 se mantiene en la posición 1, y C 1 se coloca en la posición 2, el disparo se produce en el instante en que aparece una señal de disparo exterior a partir del instante en que se dan las circunstancias descritas en el párrafo anterior. Si por el contrario C1 se mantiene en la posición 1, y C 2 se coloca en posición 2, para que se produzca el disparo es necesario que la base de tiempo principal haya alcanzado el nivel fijado por el potenciómetro P1 (habrá transcurrido un cierto tiempo t) y que el nivel de la señal de entrada rebase el seleccionado por el potenciómetro P 2. 60
Finalmente si C 1 y C2 se colocan en la posición 2, es necesario que se produzcan simultáneamente las tres circunstancias indicadas en los párrafos anteriores. En la figura 3.25 se representa otra forma de realizar el control de la base de tiempo retardada mediante un único conmutador de tres posiciones que permite los siguientes modos de disparo: a) Cuando C se encuentra en la posición 1, el disparo se produce cuando la base de tiempo principal alcanza el nivel fijado mediante el potenciómetro P 1. b) Cuando C está en la posición 2 el disparo se produce cuando la base de tiempo principal alcanza el nivel indicado en el párrafo anterior y además se aplica una señal externa. c) Cuando C está en la posición 3 el disparo se produce cuando la base de tiempo principal alcanza el nivel fijado por el potenciómetro P 1 y además la señal a visualizar (señal de entrada) alcanza el nivel seleccionado mediante el potenciómetro P 2.
Figura 3.25 Circuitos de barrido de un osciloscopio de doble base de tiempo con tres modos de disparo de la segunda base.
De todo lo expuesto se deduce que en la concepción de un instrumento aparecen gran cantidad de opciones cuando sus prestaciones son elevadas. En este apartado se ha analizado las formas en que se puede disparar la segunda base de tiempo a partir de la primera o principal. Otro concepto a tener en cuenta al estudiar los osciloscopios de doble base de tiempo son las formas en que se pueden combinar ambas bases para controlar el instrumento. A su estudio se dedica el apartado siguiente. 61
3.4.3 Modos de funcionamiento de los osciloscopios con doble base de tiempo Existen cuatro modos principales de controlar un osciloscopio que posea doble base de tiempo. Dichos modos pueden ser seleccionados por el operador por medio de un conmutador rotativo o de un teclado situado en el panel frontal del instrumento. El esquema de bloques de un osciloscopio con doble base de tiempo que posee los cuatro modos de funcionamiento se representa en la figura 3.26. La selección del modo de funcionamiento se realiza en este caso mediante un conmutador C 2 de cuatro posiciones y dos circuitos (sumador y multiplexor analógicos). A continuación se analiza cada uno de ellos.
Figura 3.26 Osciloscopio con doble base de tiempo que posee cuatro modos de funcionamiento.
a) Modo de funcionamiento normal. Colocando C2 en la posición 1, el osciloscopio se comporta como uno normal con una sola base de tiempo. Al amplificador horizontal se le aplica el diente de sierra de la base principal y el circuito de control de intensidad se gobierna mediante el impulso de control de brillo generado por ésta. b) Modo de funcionamiento en intensificación. Al colocar C2 en la posición 2, al amplificador horizontal se le aplica también el diente de sierra de la base de tiempo principal, pero el control de la intensidad del haz en la pantalla se realiza con una señal que es la suma de las dos señales de control de brillo, generadas por ambos generadores de barrido. En la figura 3.27 se representa el diagrama de las señales obtenidas. La señal que controla la intensidad del haz en la pantalla es la suma de las salidas correspondientes de ambos generadores de barrido. Por ello la parte de la onda que se visualiza en la pantalla durante el tiempo que dura el barrido del segundo generador (retardado) aparece con mayor brillo y por ello se dice que está intensificada (en este caso se supone una señal senoidal). 62
La principal aplicación del modo de funcionamiento en intensificación es la medida de intervalos de tiempo entre 2 puntos cualesquiera de la señal a visualizar. En el caso de que esta última sea periódica se puede medir su período y frecuencia. Para ello se actúa sobre el control de la velocidad de barrido del generador retardado, haciendo que la pendiente del diente de sierra de éste sea mucho mayor que la del generador principal. Conforme se aumenta dicha pendiente, la parte intensificada se hace cada vez menor hasta reducirla a un punto. Mediante la actuación sobre el potenciómetro multivuelta que fija el retardo del disparo de la segunda base con respecto a la primera se coloca el punto intensificado al principio del intervalo a medir. A continuación se actúa sobre el potenciómetro hasta que el citado punto aparece al final del intervalo.
Figura 3.27 Señales de control del osciloscopio de la figura 3.26 en el modo de funcionamiento de intensificación.
Conociendo el número N 1 de centímetros que se desplaza el haz intensificado por división del potenciómetro y la pendiente P de la base de tiempos principal en unidades de tiempo por centímetro, se obtiene el tiempo buscado mediante la expresión T = N1
· P·N2
en la cual N 2 es el número de divisiones del potenciómetro necesario para llevar el punto del principio al final del intervalo. 63
c) Modo de funcionamiento con barrido retardado. Se obtiene colocando el conmutador C 2 en la posición 3 (Fig. 3.26). La señal de control de la intensidad del haz es la producida por el generador de barrido principal pero al amplificador horizontal se aplica el diente de sierra del segundo generador. Por ello se da a este modo de funcionamiento el nombre de "barrido retardado" y su principal aplicación es la visualización de señales de corta duración que aparecen combinadas con señales de baja frecuencia y por lo tanto elevado período. La utilidad de este modo de funcionamiento se demuestra mediante un ejemplo elegido adecuadamente. En la figura 3.28 se representa la señal que se desea visualizar compuesta por impulsos de 1 ms de duración separados por un intervalo de 4 ms e impulsos de 1,5 μs que aparecen en el medio de aquéllos.
Figura 3.28 Señal de baja frecuencia combinada con impulsos de corta duración.
En la figura 3.29 se representa la imagen visualizada con una sola base de tiempo con una pendiente de 1 ms/cm, seleccionando el disparo con los flancos de subida de la señal. La gran diferencia de duración entre los impulsos que constituyen la señal, hace que en la pantalla aparezcan sólo los de 1 ms, porque los de 1,5 μs no tienen duración suficiente para excitar el fósforo.
Figura 3.29 Visualización de la señal de la figura 3.28 con el osciloscopio de la figura 3.26 en el modo de funcionamiento normal.
En la figura 3.30 se representa la imagen obtenida en la pantalla con barrido retardado. Se supone que la pendiente de la base de tiempo principal corresponde a 1 ms/cm y que se dispara con el flanco de subida de la señal a visualizar. El cursor del potenciómetro se encuentra en un nivel que hace que la base de tiempo principal tarde 3 ms en alcanzarlo. En ese instante se inicia la pendiente de la base de tiempo retardada con una pendiente equivalente a 1 μs/cm. Esta señal es la que se aplica al amplificador horizontal y por ello en la pantalla aparece el impulso de l,5 μs que ocupa 1,5 cm y puede ser observado perfectamente. 64
Figura 3.30 Visualización de la señal de la figura 3.28 con el osciloscopio de la figura 3.26 en el modo de funcionamiento con barrido retardado.
d) Modo de funcionamiento con barrido mezclado. El modo de funcionamiento con barrido retardado permite visualizar señales de corta duración mezcladas con otras de gran duración o frecuencia baja pero no ambas simultáneamente. Para ello se puede utilizar el modo de funcionamiento con barrido mezclado que recibe este nombre porque al amplificador horizontal se aplica el diente de sierra de la base de tiempo principal durante un cierto intervalo de tiempo y a partir del instante en que su nivel alcanza el valor del cursor del potenciómetro, se conmuta a la base de tiempo retardada si el conmutador C 1 se encuentra en la posición 1. Si el conmutador C 1 se encuentra en la posición 2, la base de tiempo retardada actúa sobre el amplificador horizontal al aparecer la señal a visualizar. En la figura 3.26 este modo de funcionamiento se obtiene cuando el conmutador C 2 se coloca en la posición 4. La entrada del amplificador horizontal se conecta a la salida de un multiplexor analógico de dos canales de entrada. En una de las entradas se conecta la señal de barrido del generador principal y en la otra la suma de la señal de barrido del generador retardado y el nivel del potenciómetro multivuelta de retardo. La señal que selecciona el canal de entrada del multiplexor que aparece a la salida, está unida a la salida de control de intensidad del generador de barrido retardado que adopta dos niveles bien diferenciados, uno mientras se produce el diente de sierra retardado y otro durante el resto del tiempo. De esta forma la señal aplicada al amplificador horizontal es la representada en la figura 3.31 como combinación de ambas bases de tiempos. En la pantalla se barren los tres primeros centímetros en 3 ms y los tres últimos en 3 μs y la señal visualizada en la representada en la figura 3.31. En ella se observa el impulso de 1 ms al principio y a partir del tercer milisegundo en que la base de tiempo conmuta, aparece el impulso de 1,5 μs que ocupa 1,5 cm (barrido de 1 μs/cm). Para que toda la imagen se observe con el mismo brillo en la pantalla, se controla la intensidad mediante la suma de las señales de control de intensidad de ambas bases de tiempos al igual que en el modo intensificado ( Fig. 3.26). 65
Figura 3.31 Visualización de la señal de la figura 3.28 con el osciloscopio de la figura 3.26 en el modo de funcionamiento con barrido mezclado.
3.5
SONDAS DE TENSIÓN Y CORRIENTE
3.5.1 Introducción La descripción del funcionamiento de un osciloscopio realizada en los apartados anteriores, permite comprender su manejo y posibilidades de utilización en la visualización y medida de diferentes variables de los circuitos electrónicos. En el estudio realizado se supuso que el osciloscopio no modifica las características de la señal conectada a él. No obstante se debe tener siempre presente que un instrumento de medida real, tiene unas prestaciones limitadas (en mayor o menor medida) que vienen especificadas por sus características. La condición fundamental que ha de cumplir un instrumento de medida es precisamente la de que no debe afectar a la variable física que se pretende medir. Del conjunto de características del osciloscopio hay dos fundamentales de las cuales depende dicha condición, que son el ancho de banda y la impedancia de entrada. La impedancia de entrada de un osciloscopio está formada por una resistencia R e en paralelo con un condensador C e (Fig. 3.32) Los valores de ambos parámetros en los osciloscopios de uso más generalizado en un laboratorio se representan en las figura 3.32 y el del ancho de banda en la figura 3.33.
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Figura 3.33 Ancho de banda de un osciloscopio.
Otro aspecto práctico importante es que los cables que conectan la salida del circuito bajo prueba con la entrada del osciloscopio, captan señales parásitas, espúreas o ruido, debidas a los campos eléctricos o magnéticos generados por la frecuencia de la red, circuitos inductivos con corriente alterna o cualesquiera otras fuentes. Las consideraciones anteriores permiten enunciar las situaciones en que las medidas serán imposibles o incorrectas: a) Si existen señales parásitas la imagen aparece borrosa y sus contornos resultan imprecisos, haciendo imposible la medida. b) Las señales cuya frecuencia supera el ancho de banda no se visualizan correctamente en el osciloscopio (Fig. 3.33) debido a la atenuación que sufren. c) El valor de la impedancia de entrada depende de la frecuencia de la señal a visualizar, de tal forma que a pesar de que ésta sea una señal senoidal de amplitud constante dentro del margen de frecuencias especificado (ancho de banda), su amplitud a la entrada del osciloscopio disminuye con el aumento de frecuencia en función de los valores de R e y C e (Fig. 3.32). Estos inconvenientes se solucionan utilizando sondas adecuadas.
67
3.5.2 Sonda de tensión no atenuadora La sonda de osciloscopio más elemental es una simple punta de prueba de un aparato de medida convencional. Es decir, consta de un punzón fino de metal que se conecta a la entrada del osciloscopio mediante un cable flexible aislado. El extremo de la sonda suele estar cubierto por un mango aislante que impide contactos accidentales con elementos próximos al punto de medida, o también puede ir provisto de unas pinzas que liberan al operador de retener la sonda mientras realiza las medidas. Esta sonda se llama "sonda de prueba directa". Los inconvenientes mencionados en el apartado 3.5.1 se solucionan modificando la sonda de prueba directa de la siguiente forma: a)
Añadiendo un blindaje a la sonda de prueba directa (cable coaxial) se eliminan los ruidos (Fig. 3.34).
Figura 3.34 Sonda de tensión no atenuadora.
Esta sonda se denomina "sonda no atenuadora". b) Conectando un circuito detector entre el punzón y el cable de entrada al osciloscopio de la sonda no atenuadora, es posible observar una señal modulada aunque la frecuencia de la portadora exceda el ancho de banda. Esto permite emplear el osciloscopio en medidas de AM, FM y TV, lo que sería imposible hacer directamente. La sonda así realizada se llama "sonda detectora". La sonda no atenuadora (Fig. 3.34) se utiliza en la medida de señales de baja frecuencia (audiofrecuencia), y con circuitos de baja impedancia. Su nombre proviene de que la relación entre la señal de entrada al osciloscopio (V e) y la señal de salida del circuito en prueba (V s) es igual a la unidad (Fig. 3.35). Si Z i > > R s se cumple que V g = Vs por tanto Ve/Vg = 1. Es decir, las medidas son correctas si las señales son de baja frecuencia (Z i grande) y el circuito de baja impedancia de salida (R s pequeña). Cuando por el contrario Z i < R s se cumple que V g ≠ Vs y la medida del osciloscopio es errónea porque la relación es menor que la unidad. Por otra parte dado que Z i es función de la frecuencia f, la relación V e/Vg y el error introducido son función de ella. 68
Figura 3.35 Medida con sonda no atenuadora.
Para eliminar dicho error es necesario conectar un circuito atenuador RC entre el punzón y el cable de entrada al osciloscopio de la sonda no atenuadora. Se logra de esta forma que la relación Ve/Vg sea independiente de la frecuencia de la señal y se convierte la sonda en atenuadora cuyo estudio se realiza en el apartado siguiente.
3.5.3 Sonda de tensión atenuadora Esta sonda resuelve el problema de "carga" que el osciloscopio real ejerce sobre el circuito en el que se efectúa la medida. Su fundamento consiste en aumentar la impedancia de entrada del osciloscopio añadiendo componentes pasivos externos. Para obtener el circuito adecuado se supone en primer lugar que la impedancia de entrada del osciloscopio (Z i) es puramente resistiva (R e) y se conecta en serie con ella una resistencia R. (Figura 3.36) La relación V e/Vs resulta:
Figura 3.36 Divisor de tensión resistivo.
[1] Si además R = 9 R e se tiene que la resistencia de entrada del divisor es: 69
Por lo tanto en el supuesto planteado, la impedancia de entrada es diez veces mayor que la del osciloscopio y la relación V e/Vs es independiente de la frecuencia. A continuación se supone que la impedancia de entrada del osciloscopio (Z i) es puramente capacitiva (C e) y se conecta en serie con ella una capacidad C (Figura 3.37).
Figura 3.37 Divisor de tensión capacitivo.
La relación V e/Vs (suponiendo inicialmente los condensadores descargados) resulta ser:
[2] Si además C=C e/9 se tiene que la capacidad de entrada del divisor es:
Por lo tanto la capacidad total es diez veces menor que la del osciloscopio y la relación V e/Vs no depende tampoco de la frecuencia ni de la forma de onda. La conexión de los dos divisores de las figuras 3.36 y 3.37 en paralelo da lugar al circuito de la figura 3.38, en el que se cumple la igualdad V e=V R debido a que las relaciones V e/V s y VR /VS son idénticas. De lo anterior se deduce que se pueden conectar entre sí los puntos A y B del circuito de la figura 3.38 sin afectar a su comportamiento. El circuito obtenido uniendo A y B constituye un puente cuya condición de equilibrio viene dada por V e=V R , que de acuerdo con las ecuaciones [1] y [2] equivale a: 70
[3]
Figura 3.38 Divisor de tensión resistivo y capacitivo.
Resulta por lo tanto que, cuando se cumple la condición de equilibrio, V e/Vs es independiente de la frecuencia y de la forma de onda de la señal de entrada y es igual a:
en la cual a es la atenuación. En el caso de que los valores C y R sean los indicados en la figura 3.38, se tiene:
En la figura 3.39 se representa la sonda atenuadora basada en el circuito de la figura 3.38.
Figura 3.39 Capacidad del cable de una sonda de tensión atenuadora.
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Su nombre está justificado por el hecho de que si bien en ella la relación V e/Vs es independiente de la frecuencia, su valor es siempre menor que la unidad. Esto debe ser tenido en cuenta al medir la amplitud V s de una señal. El valor Ve que aparece en la pantalla del osciloscopio debe ser multiplicado por la atenuación, es decir:
Pero además, en la práctica se presentan las siguientes circunstancias: a) La capacidad C e de entrada varía de un modelo de osciloscopio a otro. b) El cable coaxial (BNC) que une el circuito RC de la sonda con la entrada del osciloscopio tiene una capacidad C c que se conecta en paralelo con C e y cuyo valor no es constante sino que depende de su longitud. Por todo ello, para mantener el equilibrio del puente es necesario que el condensador C de la sonda sea variable ( Figura 3.39). Cuando el puente de la figura 3.39 está en equilibrio se dice que la sonda está compensada para el osciloscopio al que está conectada. El proceso de ajuste se realiza mediante la aplicación al circuito de la figura 3.39 de una señal en escalón como la representada en la figura 3.40, y debe llevarse a cabo cuando se desconoce si una sonda está compensada para el osciloscopio que se utiliza.
Figura 3.40 Tensión de entrada en escalón.
Al aplicar al circuito de la figura 3.39 un escalón de amplitud V, varían instantáneamente las tensiones en C y C e y la carga de los condensadores en ese instante (t = 0+) es:
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La tensión de salida V e en ese instante es por lo tanto:
Por otra parte transcurrido un tiempo infinito (t = ∞ ), los condensadores estarán cargados y resulta:
La sonda está compensada si V e (0+) y Ve( ∞ ) son idénticas y observando las expresiones anteriores se comprueba que esa condición coincide con la de equilibrio del puente. De lo expuesto se deduce que si a un osciloscopio se le aplica una onda cuadrada a través de una sonda compensada, en la pantalla se obtiene otra onda cuadrada de la misma frecuencia y cuya amplitud es la de la onda original dividida por la atenuación de la sonda (Fig. 3.41).
Figura 3.41 Tensión de salida de una sonda de tensión atenuadora compensada.
Por el contrario si
R e C es diferente de la sonda no está compensada. Los casos C + Ce R + R e
de descompensación se representan en las figuras 3.42 y 3.43.
Figura 3.42 Tensión de salida de una sonda atenuadora sobrecompensada.
Cuando Ve (0+) > Ve( ∞ ) se dice que la sonda está sobrecompensada, y la imagen de la onda cuadrada aparece con picos en sus flancos (Fig. 3.42). Por el contrario si Ve(0+) < Ve( ∞ ), la imagen de la onda cuadrada aparece con sus flancos redondeados (Fig. 3.43), y se dice que la sonda está subcompensada. 73
Figura 3.43
Tensión de salida de una sonda atenuadora subcompensada.
La compensación de la sonda se realiza actuando sobre el elemento de ajuste (Figura 3.44) (un tornillo, un mando giratorio, etc.) del condensador variable C de la sonda, hasta que la imagen que aparece en la pantalla es una onda cuadrada.
Figura 3.44 Sonda de tensión atenuadora.
Los osciloscopios comerciales suelen llevar incorporado un circuito que genera la señal cuadrada de ajuste de la sonda (PROBÉ ADJUST) para evitar la necesidad de utilizar un generador de funciones.
3.5.4 Sondas de corriente Para medir la corriente que circula por un circuito, se pueden utilizar dos métodos. a) Hacer pasar la corriente por una resistencia y medir la tensión en bornes de ésta. La resistencia ha de tener un valor adecuado para que no influya en el funcionamiento del circuito. b) Convertir la corriente en una tensión por medio de un sensor. Existen dos tipos básicos de sensores:
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-
El transformador de intensidad.
-
El efecto Hall.
En la figura 3.45 se representa el método de medida de corrientes mediante transformador. Este método solo es válido para corrientes alternas. El conductor por el que circula la corriente a medir actúa como primario de una sola vuelta del transformador cuyo núcleo (de ferrita) es la cabeza de la sonda, donde va devanado el secundario. Se puede aumentar la sensibilidad dando dos o más vueltas al cable por el que circula la corriente a medir, alrededor de la cabeza de la sonda.
Figura 3.45 Sonda de corriente realizada con un transformador de intensidad.
Las sondas basadas en el efecto Hall utilizan un semiconductor adecuadamente polarizado sensible al campo magnético generado por la corriente a medir. Este método es utilizable para medir corrientes continuas.
3.6
MEDIDAS CON EL OSCILOSCOPIO
Los osciloscopios estudiados en los apartados 3.2, 3.3 y 3.4 permiten observar señales periódicas y medir sus parámetros. En sucesivos apartados se describe la forma de medir los más importantes.
3.6.1 Medida del período y de la frecuencia Tal como se vio en el apartado 3.2.3 el generador de barrido horizontal posee un conmutador y un potenciómetro de control graduados directamente en tiempo por división horizontal de la retícula. Para medir el período de una señal o el intervalo de tiempo entre dos puntos determinados de la misma deben realizarse las siguientes acciones: a) Conectar el osciloscopio tal como se representa en la figura 3.46 a y accionar el interruptor de alimentación. b) Ajustar el amplificador vertical para lograr que la señal a visualizar aparezca en la pantalla con el valor máximo sin que rebase los límites de la retícula. c) Ajustar el generador de barrido horizontal de tal manera que sea entero el número de divisiones que aparezca entre los puntos cuyo intervalo de tiempo se desea medir. d) Ajustar el mando de posición vertical para que los puntos indicados anteriormente queden en el medio de la retícula (Figura 3.46 b).
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e) Comprobar que el potenciómetro del generador de barrido está en la posición de calibrado y medir la distancia entre los puntos. f) Multiplicar dicha distancia por el factor correspondiente a la posición del conmutador de control del generador de barrido horizontal.
Figura 3.46 Medida de intervalos de tiempo con un osciloscopio.
La medida de la frecuencia, en el caso de que se trate de una señal periódica se realiza midiendo el intervalo de tiempo entre dos puntos que disten un ciclo completo. Es conveniente utilizar puntos singulares, como por ejemplo aquellos en los que se produce el cambio de pendiente en una señal triangular o en diente de sierra (Figura 3.47). Una vez obtenido el valor indicado se calcula su inverso.
Figura 3.47
Medida del período de una onda triangular.
3.6.2 Medida de la frecuencia y la fase de señales senoidales mediante las curvas de Lissajous Las señales senoidales presentan un método específico para medir la frecuencia con un osciloscopio que en la práctica casi no se utiliza por ser necesaria una elevada experiencia práctica para realizar medidas exactas. 76
El método consiste en comparar la señal senoidal de frecuencia desconocida con otra también senoidal de frecuencia conocida. Para ello la primera se aplica al amplificador vertical y la segunda al horizontal (Figura 3.48a) (el conmutador C 3 de la figura 3.2 se pone en la posición 2).
Figura 3.48 Medidas de frecuencia de señales senoidales mediante las curras de Lissajous.
La frecuencia patrón de valor conocido se ajusta hasta que la imagen que aparezca en la pantalla sea una circunferencia o una elipse, lo cual indica que ambas señales poseen la misma frecuencia. En el caso de que no sea posible ajustar la frecuencia de la señal patrón a la de la señal desconocida, debe hacerse a un múltiplo o submúltiplo de la misma para que la imagen presente 77
un cierto número de bucles constante. La relación entre el número de bucles horizontales y verticales es idéntica a la relación entre frecuencias tal como se indica en la figura 3.48 b. Las distintas figuras obtenidas reciben el nombre de curvas de Lissajous. Cuando en la pantalla aparece un único bucle su forma se puede utilizar para medir el desfase entre las señales de frecuencia idéntica. Si la curva es un círculo el desfase es 90° y si es una elipse la inclinación del eje de mayor longitud con respecto al eje horizontal constituye una medida del desfase.
3.6.3 Medidas de desfases mediante un osciloscopio de doble haz La principal aplicación del osciloscopio de doble haz es la de observar la relación entre dos señales que aparezcan simultáneamente en la pantalla. Se puede de esta manera medir el intervalo de tiempo entre dos puntos singulares de dos señales diferentes generadas por el mismo circuito o medir el desfase entre dos señales senoidales de idéntica frecuencia. Para realizar la medida de desfase se procederá de la forma siguiente: a) Se pone en marcha el osciloscopio y se conecta cada canal vertical a una de las dos de señales a medir. b) Se ajustan los dos amplificadores verticales para que la amplitud de ambas señales en la pantalla sea idéntica. c) Se conecta el generador de barrido interno al amplificador horizontal y se realiza su disparo. d) Se ajustan los elementos de control del generador de barrido hasta que un ciclo de ambas señales ocupe un número exacto de divisiones (por ejemplo 9 en la figura 3.49).
Figura 3.49
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Medida de desfase mediante un osciloscopio de doble haz.
e) Se mide la distancia horizontal entre dos puntos correspondientes de ambas señales. La relación entre esta medida y la anterior multiplicada por 360° da el valor del desfase.
3.6.4 Seguridad y precisión en las medidas con el osciloscopio La pantalla del osciloscopio queda deteriorada de forma permanente al quemarse por un exceso de brillo. Esto se produce con gran facilidad cuando el punto luminoso además permanece inmóvil. El resultado es que el fósforo luminiscente se destruye en el punto de incidencia y la pantalla del tubo posee permanentemente un punto opaco en la zona. Este efecto produce imprecisión en las medidas, y de repetirse puede llegar a inutilizar completamente el instrumento. Por otra parte el circuito sobre el que se efectúan medidas puede dañarse si se hacen conexiones equivocadas con los cables de entrada al osciloscopio o las sondas. Para impedir los efectos que se acaban de indicar deben observarse las siguientes normas de actuación: a) Antes de conectar el osciloscopio debe reducirse la intensidad o brillo. Una vez finalizada la medida y si el osciloscopio ha de permanecer encendido, debe reducirse nuevamente el brillo. En general, salvo en medidas con señales de muy baja frecuencia, es suficiente un brillo moderado para obtener imágenes nítidas. b) Previamente a la conexión del circuito a la entrada del osciloscopio, debe comprobarse si existe la posibilidad de producir un cortocircuito. El accidente más típico es el de conectar la masa de la sonda y la masa del osciloscopio a puntos distintos del circuito. Estas masas deben unirse al mismo punto. Los distintos elementos de control del osciloscopio como por ejemplo la escala de tensión vertical (Volt/Div), la posición del haz, la pendiente del generador de barrido (Tiempo/Div), etc., permiten modificar la imagen que aparece en la pantalla, de tal manera que la medida que se desea realizar sea lo más precisa posible tanto si se trata de una amplitud de tensión o de corriente, o un intervalo de tiempo. Para realizar las medidas con la máxima precisión han de tenerse en cuenta las siguientes reglas: a) La masa del osciloscopio debe unirse con algún punto del circuito bajo observación que esté unido a masa. b) Cuando a pesar de utilizar una sonda (BNC) se producen señales parásitas, debe conectarse la masa del osciloscopio a la masa del circuito por un cable independiente del hilo de masa de la sonda. c) Debe comprobarse que la frecuencia de las señales bajo observación está dentro de la banda pasante del osciloscopio. d) Si la impedancia de salida del circuito bajo medida es igual o mayor que la impedancia de entrada del osciloscopio, debe utilizarse una sonda atenuadora. Esto puede ocurrir 79
porque el valor de la impedancia del circuito sea excesivo, o simplemente como consecuencia de la disminución de la impedancia del osciloscopio debida a una señal de alta frecuencia. e) Cuando se utilice una sonda atenuadora debe verificarse su correcta compensación. f)
La imagen debe tener un trazo fino y agudamente enfocado. Debe evitarse el brillo excesivo.
g) La porción de imagen que deba medirse ha de ampliarse hasta ocupar la mayor extensión posible sobre la pantalla. h) Los mandos de posición de la imagen han de ajustarse convenientemente para facilitar lecturas precisas con respecto a la retícula.
3.7
OSCILOSCOPIOS DE MEMORIA
3.7.1 Introducción Mediante la utilización de dos bases de tiempo se logra mejorar el funcionamiento del osciloscopio y la visualización de señales prácticamente imposibles de observar con una sola base de tiempos. Pero existen ciertas señales que no se visualizan correctamente por los métodos estudiados en los apartados anteriores. Entre ellas podemos citar: a) Las señales no repetitivas como son por ejemplo los rebotes que se producen al actuar sobre un interruptor. b) Las señales de muy baja frecuencia (algunos ciclos/seg) que aparecen en sistemas electromecánicos. Se necesita en estos casos un instrumento que permita la memorización de una señal eléctrica para ser visualizada en instantes posteriores a aquél en que se produce. Existen tres formas de memorizar una señal eléctrica que describiremos seguidamente: a) Memorización en la pantalla mediante la utilización de un fósforo de elevada persistencia. El haz electrónico de alta energía que incide sobre la pantalla de un tubo de rayos catódicos excita el fósforo y crea una imagen que permanece visible durante un cierto tiempo que depende de la persistencia del tipo de fósforo utilizado. Se define la persistencia de un fósforo como el tiempo que tarda en disminuir la intensidad luminosa al/e del nivel alcanzado al ser excitado el fósforo por el haz electrónico de alta energía. Según el tipo de material la persistencia puede variar desde algunos microsegundos hasta cientos de segundos.
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Un osciloscopio realizado con un tubo de rayos catódicos que posea un fósforo de elevada persistencia en su pantalla permite la observación de señales eléctricas de baja frecuencia, pero no resuelve el problema de la visualización de las señales no repetitivas. b) Memorización directa en el interior del tubo de rayos catódicos basándose en el fenómeno de emisión secundaria. La señal queda almacenada durante un tiempo elevado, aunque limitado, que depende del tipo de t ubo utilizado. El osciloscopio basado en este principio recibe el nombre de osciloscopio de memoria analógica y permite la visualización de señales no repetitivas. La principal limitación de este tipo de osciloscopio es que la señal memorizada no puede ser modificada. c) Memorización de la señal eléctrica en una memoria digital. La señal eléctrica a visualizar se muestrea y digitaliza y las informaciones digitales obtenidas se almacenan en una memoria digital. Para visualizar la forma de onda de la señal almacenada, se lee la memoria previamente grabada, y, por medio de una conversión digital/analógica, se reconstruye la señal original. Puesto que el osciloscopio de memoria digital almacena la información en una memoria electrónica puede guardarse en ella indefinidamente. Por otra parte, es posible utilizar técnicas de procesado de señal que permiten modificar la forma de onda original, comprimirla, expandirla, filtrarla, etc. En el siguiente apartado, se estudian los osciloscopios digitales que están llamados a jugar un importante papel en la medida de señales analógicas.
3.7.2 Osciloscopios Digitales 3.7.2.1
Introducción
Los osciloscopios analógicos que se introdujeron en el apartado anterior presentan un conjunto de limitaciones, en especial en lo que se refiere a la memorización de cualquier tipo de señal para realizar con ella un proceso posterior. Los osciloscopios de almacenamiento digital [Digital Storage Oscilloscopes (DSO)] denominados usualmente osciloscopios digitales, aparecen como consecuencia del cambio tecnológico producido en la industria electrónica debido al desarrollo microelectrónico que trajo consigo la aparición de los circuitos integrados digitales de muy gran escala de integración (VLSI). Dicho cambio motivó la introducción generalizada de la Electrónica Digital en todos los sectores de la industria electrónica, incluidos los considerados tradicionalmente de dominio exclusivo de la Electrónica Analógica, como la instrumentación electrónica para señales analógicas. La digitalización de los instrumentos de medida tiene la ventaja de añadir nuevas prestaciones frente a sus homólogos analógicos, con lo que para idéntica precisión en la medida se obtiene una mejor relación coste/prestaciones.
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No obstante, los osciloscopios digitales todavía presentan limitaciones en la captación de señales muy rápidas [por ejemplo impulsos de muy corta duración, del orden del nanosegundo (glitches)] que al mismo tiempo tienen una baja frecuencia de repetición. Esto hace que los osciloscopios de memoria analógica sean todavía más adecuados en este tipo de aplicaciones. A consecuencia de todo lo expuesto la elección del instrumento adecuado para resolver una aplicación concreta, resulta una tarea compleja para la que es necesario conocer tanto las características de los distintos tipos de instrumentos, como las exigencias de la propia aplicación. En los siguientes apartados se detallan los elementos constitutivos y las características más importantes de los osciloscopios digitales.
3.7.2.2
Diagrama de bloques
En un osciloscopio analógico la señal que se desea visualizar actúa directamente sobre las placas de deflexión vertical del tubo de rayos catódicos (TRC) [Cathode Ray Tube (CRT)] y su representación en la pantalla depende de la velocidad de escritura del haz electrónico sobre el fósforo. En cuanto la señal de entrada desaparece, la representación visual se extingue, salvo en los osciloscopios de memoria analógica en los que la imagen en pantalla puede permanecer retenida durante un cierto tiempo en forma de cargas eléctricas depositadas sobre unas mallas. Los osciloscopios digitales visualizan la señal a partir de un número finito de muestras, que previamente se digitalizan y se almacenan en una memoria denominada de adquisición. El contenido de esa memoria es transformado adecuadamente por un procesador digital con lo cual se independiza la velocidad de la señal de la de su presentación. De esta forma, el sistema de visualización puede trabajar a velocidad constante independiente de la velocidad de la señal medida, lo cual reduce el coste del elemento visualizador (tubo de rayos catódicos, pantalla de cristal líquido, etc.) y de la memoria del propio procesador [utilizada como memoria temporal (buffer) de visualización]. Por otra parte, una vez que la señal está almacenada en la memoria de adquisición su presencia en la entrada del osciloscopio es innecesaria para mantener la visualización. Así el osciloscopio digital puede actuar como un registrador de señales que se visualizan indefinidamente una vez captadas; ésto los hace muy útiles en aplicaciones de control de calidad en las que se necesita comparar las respuestas de un equipo a determinados estímulos, con una "biblioteca" de señales patrón previamente almacenadas. Por todo ello, el sistema de muestreo y digitalización constituye el elemento fundamental de un osciloscopio digital ya que de él depende el ancho de banda máximo y la resolución de la señal medida. Por esta razón, no se comercializaron los osciloscopios digitales hasta que los digitalizadores y sus memorias asociadas permitieron velocidades de muestreo adecuadas (típicamente 20 millones de muestras por segundo) con elevada resolución (típicamente 8 bits).
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El avance tecnológico producido en dichos circuitos ha permitido el diseño de osciloscopios digitales con anchos de banda superiores a 10 MHz para muestreo en tiempo real (señal uniciclo) y 400 MHz para muestreo repetitivo o en tiempo equivalente (señal multiciclo), lo que les permite desplazar a los osciloscopios analógicos en muchos campos de aplicación. En la figura 3.50 se representa el diagrama de bloques de un osciloscopio digital de dos canales que está dividido en tres partes:
Figura 3.50 Diagrama de bloques de un osciloscopio digital de dos canales.
Una unidad de entrada analógica que amplifica y adapta las señales de entrada y genera los impulsos de disparo. Su diagrama de bloques es idéntico al de un osciloscopio analógico y se representa en la figura 3.51.
Figura 3.51 Diagrama de bloques típico de la unidad de entrada analógica de un osciloscopio digital de dos canales. 83
Una unidad de tratamiento digital que realiza el muestreo y la conversión de las señales analógicas y que consiste básicamente en un procesador digital rápido al que se asocian una unidad de digitalización por canal, una unidad de memoria que hace de acoplamiento con el visualizador, y una unidad de acoplamiento (interface) con el usuario y con sistemas externos (comunicaciones digitales) (Figura 3.52).
Figura 3.52 Diagrama de bloques típico de la unidad de tratamiento digital de un osciloscopio digital de dos canales.
Una unidad de visualización que puede realizarse de dos formas principales: a) Mediante un tubo de rayos catódicos de deflexión electrostática en el que el movimiento horizontal del haz se realiza mediante un diente de sierra y la señal a visualizar provoca el movimiento vertical. Esta unidad de visualización es idéntica a la de los osciloscopios analógicos con un solo haz conmutado y recibe el nombre de visualizador vectorial (figura 3.52), y hace necesaria la utilización de sendos convertidores digital/analógicos que generen las señales que se aplican a los amplificadores horizontal y vertical, tal como se representa en el diagrama de bloques de la figura 3.53.
84
Figura 3.53
Unidad de visualización típica de un osciloscopio digital realizada con un visualizador vectorial.
b)
Mediante un tubo de barrido horizontal y vertical (TRC) con deflexión electromagnética que realiza la visualización de la información por puntos (Raster sean CRT) al igual que en un monitor de televisión. En estos visualizadores el haz de electrones realiza un trazado sistemático en la pantalla y por ello reciben el nombre de visualizadores de exploración (raster). Debido a esta forma de funcionamiento no es necesario convertir la información digital en analógica, y el visualizador es un monitor que se conecta a la unidad de tratamiento digital por medio de una unidad de acoplamiento, que constituye un controlador de pantalla gráfica similar al utilizado en un computador personal (Figura 3.54)
Figura 3.54 Unidad de visualización típica de un osciloscopio digital realizada con un visualizador de exploración (Raster Sean).
En este caso es necesario que el número de puntos en que se divida la pantalla supere el valor mínimo adecuado para asegurar que se reproduce convenientemente la señal original y que por lo tanto no se disminuye la resolución. En la figura 3.55 se representa el diagrama de bloques global de un osciloscopio digital de doble haz con visualización por puntos que incluye todos los bloques de las figuras 3.51, 3.52 y 3.54. En sucesivos apartados se analiza con mayor profundidad cada uno de los bloques de la unidad de tratamiento digital (Figura 3.52) o unidad de digitalización que es la que proporciona las características específicas al osciloscopio digital. 85
Figura 3.55 Diagrama de bloques detallado de un osciloscopio digital de dos canales con un visualizador de exploración.
3.7.2.3
Unidad de digitalización de un osciloscopio digital
3.7.2.3.1 Fundamentos básicos de la digitalización de una señal Los osciloscopios digitales reconstruyen la señal muestreada basándose en el teorema de Nyquist según el cual "toda señal puede ser recuperada sin degradación si se muestrea a una frecuencia mínima doble de su armónico más elevado". Dicho armónico recibe el nombre de "frecuencia de Nyquist" (f N) y por lo tanto la frecuencia de muestreo (f M) ha de ser como mínimo el doble del citado valor:
En el caso de señales senoidales puras, que carecen de armónicos, la frecuencia de Nyquist coincide con la frecuencia de la señal y trabajando al límite, es necesario solamente muestrear dos puntos por ciclo (Figura 3.56).
Figura 3.56 Frecuencia mínima de muestreo de una señal senoidal pura. 86
Dado que las señales no senoidales contienen un número infinito de armónicos se plantea el problema de cuantos puntos han de ser muestreados por ciclo. En un osciloscopio analógico se define el ancho de banda como la frecuencia senoidal que se atenúa como máximo un 25 %. En el caso de señales periódicas no senoidales, el ancho de banda se determina de forma que el duodécimo armónico de la señal de entrada de mayor frecuencia se atenúe en el citado valor. Si se denomina f s a la frecuencia fundamental de la señal de entrada y se realiza el muestreo con un mínimo de 25 muestras por c iclo (Figura 3.57) se obtiene:
Figura 3.57 Ancho de banda de almacenamiento útil de un osciloscopio digital (f, = (1 / TJ.
de donde resulta:
En un osciloscopio digital se denomina a f N como "Ancho de banda del osciloscopio" y a f s = f M/25 como el "Ancho de banda del almacenamiento útil" [Useful storage bandwith (USB)] (Figura 3.57). De lo expuesto se deduce que las definiciones de Ancho de banda para un osciloscopio analógico y digital son diferentes, porque en el primero corresponde a la frecuencia que se atenúa un 25 % como máximo, mientras que el segundo equivale a la frecuencia de Nyquist que se mide sin atenuación.
87
3.7.2.3.2 Realización física de la unidad de digitalización En la figura 3.58 se representa el diagrama de bloques de la unidad de digitalización de un canal del osciloscopio digital de la figura 3.55, que consta de los siguientes elementos: -
Un circuito de muestreo y retención (sample and hold).
-
Un convertidor analógico-digital.
-
Una memoria de conversión asociada al convertidor analógico- digital.
Figura 3.58 Unidad de digitalización típica de un canal del osciloscopio digital.
El circuito de muestreo y retención, como su nombre indica, muestrea la señal de entrada y la memoriza de forma analógica (retención). Su frecuencia máxima de muestreo f M determina el Ancho de Banda de Almacenamiento útil (USB) del osciloscopio digital. El esquema básico del circuito de muestreo es el indicado en la figura 3.59 [BANN 94].
Figura 3.59 Esquema básico de un circuito de muestreo y retención.
Durante un cierto tiempo se cierra el interruptor y se transfiere al condensador el valor de la señal de entrada. A continuación se abre el interruptor y la señal queda memorizada para su proceso en el convertidor analógico-digital. La máxima frecuencia de operación del circuito de muestreo y retención depende de las características del interruptor y del elemento de memorización. 88
El convertidor analógico-digital (CAD) convierte el nivel de la señal variable captado por el circuito de muestreo (valor V) en una combinación de unos y ceros. El tiempo que transcurre desde la presentación de la muestra en su entrada hasta la aparición de la combinación binaria correspondiente en su salida se denomina Tiempo de Conversión. La resolución del convertidor es proporcional al número de bits (n) de la combinación binaria obtenida a partir de la muestra, y se define como:
Resolución = Tensión Entrada Máxima / (2 n-l) El valor de la resolución del CAD condiciona fundamentalmente la correspondiente del osciloscopio digital, que es tanto mejor cuanto mayor sea n. No obstante en el diseño de los convertidores analógico-digitales existe un compromiso entre el Tiempo de Conversión y la resolución. Existen muchos métodos de conversión que se diferencian por el tiempo de conversión [MAND 91]. En los osciloscopios digitales se utilizan los que poseen un menor valor de dicho parámetro. La memoria asociada al convertidor es en general una memoria de acceso aleatorio en la que se almacenan las sucesivas combinaciones binarias (muestras) procedentes de aquél. Su tiempo de ciclo de escritura ha de ser menor que el tiempo de conversión para que su influencia en la frecuencia de muestreo sea nula. La capacidad de esta memoria se suele determinar por el número de muestras que se pueden almacenar para cada señal que se denomina "longitud de registro" (Record length). Cuanto mayor es el valor de la longitud de registro, menor es el número máximo de señales memorizadas para la misma capacidad de memoria. Como resumen de lo expuesto, se concluye que las características de los diferentes elementos de la unidad de digitalización influyen en el Ancho de Banda de Almacenamiento útil y en la resolución del osciloscopio digital. Esta última depende fundamentalmente, como ya se indicó, de la del convertidor analógico-digital. Por el contrario el Ancho de Banda de almacenamiento útil es inversamente proporcional al período de muestreo, el cual es a su vez la suma del período de operación del circuito de muestreo y retención y del tiempo de conversión del convertidor analógico-digital (se supone que la memoria asociada al convertidor es lo suficientemente rápida para que no introduzca ningún retardo adicional). Existen en la práctica diferentes formas de realizar los elementos de la figura 3.58 que dan lugar a osciloscopios con distintas prestaciones. Dado que el primer elemento, que es el circuito de muestreo y retención condiciona a los demás de la cadena, se analizan a continuación distintas formas de realizarlo y los convertidores analógico-digitales asociados a ellas.
3.7.2.3.3 Circuito de muestreo y retención a)
Circuito de muestreo y retención con puerta de discriminación. Este circuito se representa en la figura 3.60 y se basa en la puerta de discriminación clásica formada por un puente de diodos de radiofrecuencia [MILL 91]. Las desigualdades entre los diodos hacen que con señales de alta frecuencia los impulsos de muestreo originen corrientes y tensiones espúreas que degradan la precisión del osciloscopio (ruido kick-back). Los fabricantes suelen utilizar circuitos híbridos especiales y componentes de montaje en superficie (SMD) con objeto de disminuir los parásitos. 89
Figura 3.60 Circuito de Muestreo y Retención formado por una Puerta de Discriminación con cuatro diodos de radiofrecuencia (muestreo) y un condensador para almacenamiento de cargas (retención). Para aprovechar al máximo la velocidad de muestreo de la puerta de discriminación suele utilizarse un bloque convertidor analógico-digital rápido, normalmente del tipo de actuación simultánea (flash converter) [MAND 91]. Con los circuitos mencionados se consiguen unidades de digitalización con frecuencias de muestreo (f M) hasta 40 MHz, típicas en osciloscopios digitales de bajo coste. b)
Circuito de muestreo y retención con dispositivos de acoplamiento de cargas. El circuito de muestreo y retención realizado con la puerta de discriminación, estudiado en el apartado anterior, solo puede almacenar una muestra analógica y por lo tanto el convertidor debe ser de muy bajo tiempo de conversión para no afectar al ancho de banda de almacenamiento útil del osciloscopio. Por ello ha surgido el interés de la utilización de los registros de desplazamiento analógicos realizados con dispositivos de acoplamiento de cargas [Charge coupled devices (CCD)] [MILL 86], que almacenan un cierto número de muestras a gran velocidad, y las presentan al convertidor analógico-digital a una velocidad inferior, que permite utilizar el método de conversión de aproximaciones sucesivas [MAND 91], en lugar del de conversión simultánea. Mediante el uso de la tecnología CCD se han logrado osciloscopios digitales de 400 MHz de frecuencia de muestreo, sin un coste excesivo.
c)
Circuito de muestreo y retención con tubo de exploración. En aplicaciones que requieren la captación de señales no repetitivas de muy corta duración (elevado ancho de banda no repetitivo), se necesitan frecuencias de muestreo de 100 GHz, que no se pueden obtener con los circuitos de los dos apartados anteriores.
90
En este caso se utilizan circuitos de muestreo y retención basados en un tubo de rayos catódicos con dos haces y una placa de memoria (similar a la de los osciloscopios de memoria analógica) situada entre ambos. Uno de los haces memoriza la señal en la placa a gran velocidad y el otro la lee a menor velocidad y transfiere las muestras a un convertidor analógico-digital. Debido a la diferencia de velocidad entre la escritura y la lectura de la señal, como en el caso anterior el convertidor A/D puede ser de aproximaciones sucesivas. Esta Unidad de Adquisición es la más cara debido a la complejidad del TRC, y se utiliza en los osciloscopios digitales de presentaciones más elevadas. No obstante a pesar de su elevada frecuencia de muestreo, carece de la posibilidad del predisparo al igual que ocurre en los osciloscopios analógicos.
3.7.2.3.4 Procesador Digital 3.7.2.3.4.1
Descripción General
De todo lo expuesto en los apartados anteriores se deduce que en la unidad de tratamiento digital (Fig. 3.52) de un osciloscopio digital se ha de realizar un conjunto de operaciones:
-
Muestreo y conversión de la señal de entrada.
-
Acoplamiento con el usuario: control del panel frontal.
-
Comunicación con periféricos (registrador, impresora, etc.), u otros instrumentos de medida.
-
Comunicación con uno o más computadores. La ejecución de todas ellas se realiza bajo el control de un procesador digital.
Las principales características del procesador digital para realizar adecuadamente las operaciones anteriormente indicadas son su velocidad de ejecución de instrucciones para controlar adecuadamente la unidad de digitalización, y su potencia de cálculo para realizar funciones complejas (para lograr la máxima fiabilidad de las medidas) y simplificar el acoplamiento con el usuario. El procesador digital de un osciloscopio digital se puede concebir de múltiples maneras de acuerdo con la arquitectura utilizada. Dos de las soluciones más utilizadas son las siguientes: a) Procesadores digitales programables de dos niveles. Están constituidos por microprocesadores de aplicación general de 8, 16 o 32 bits con sus circuitos de memoria, coprocesamiento matemático y acoplamiento de periféricos, o por microcomputadores integrados (embedded microprocessors).
91
b) Procesadores digitales programables de un nivel. Ejecutan las operaciones en un único ciclo del generador de impulsos y reciben en general la denominación de procesadores digitales de señales [Digital Signal Processors (DSP)]. Estos procesadores están mejor adaptados para realizar funciones matemáticas sobre señales, como la transformada rápida de Fourier [Fast Fourier Transform (FFT)], filtrado, promediado, cálculo del valor eficaz y valor medio, medida de tiempo de subida y bajada, período y anchura de impulsos, etc. Por otra parte, el desarrollo de la microelectrónica ha permitido el diseño y fabricación de circuitos integrados totalmente a medida (full-custom) y semimedida (semicustom) de muy gran escala de integración (VLSI). Estos circuitos que reciben también el nombre de "Circuitos de aplicación específica [Application Specific integrated circuits (ASIC)] están siendo utilizados por los diferentes fabricantes de instrumentos para realizar procesadores digitales especialmente orientados a sus propios productos. La utilización de un procesador digital permite además que las órdenes externas de selección de diferentes parámetros, como por ejemplo la ganancia de los preamplificadores verticales, la señal de disparo, etc, se puedan realizar mediante un teclado en lugar de mediante conmutadores o potenciómetros. Esto hace que la mayoría de los osciloscopios digitales presente un panel frontal diferente del de los analógicos (Figura 3.61).
Figura 3.61: Osciloscopios digitales, (Cortesía de PHILIPS).
92
El sistema físico de los distintos procesadores se combina con un conjunto de recursos de programación (software) que permite al osciloscopio digital proporcionar entre otras las siguientes prestaciones: -
Realización automatizada de conjuntos de medidas.
-
Autorango (auto set) es decir, ajuste automático de los márgenes de medida a los niveles de los parámetros (amplitud, tiempo, etc.) de la señal de entrada.
-
Utilización de cursores sobre el visualizador para realizar la lectura de medidas mediante caracteres alfanuméricos y funciones de expansión (zoom).
-
Facilidad de manejo incluso para operadores con poca o nula formación en electrónica.
La disponibilidad de éstas y otras prestaciones, debidas a la utilización de un procesador digital es lo que proporciona cada vez más a los osciloscopios digitales una mejor relación coste/prestaciones, respecto a los analógicos.
3.7.2.3.4.2
Unidades de memoria de datos y recursos de programación
De todo lo expuesto en apartados anteriores se puede concluir que un osciloscopio digital es un computador especializado en la medida y visualización de señales analógicas. Por lo tanto es un sistema que capta información, la almacena en forma de datos en una memoria, la transforma adecuadamente y presenta en un elemento de visualización los resultados obtenidos. La información puede proceder de: -
La unidad de digitalización que suministra las muestras digitalizadas de la señal de entrada.
-
El panel frontal del aparato.
-
Sistemas remotos, (computadores o redes de computadores).
-
Memorias externas (discos flexibles, discos duros, discos ópticos, cintas magnéticas, etc.).
El proceso a realizar con los datos se especifica mediante un conjunto de instrucciones que pueden ser suministradas por: -
El fabricante que las sitúa en un elemento interno del procesador.
-
El usuario que las transfiere a partir de una memoria externa o desde otro computador.
La información obtenida como resultado se puede transferir a: -
La unidad de visualización.
-
A sistemas externos de registro [trazador (plotter), impresora, etc.].
93
Los distintos datos e instrucciones y las transferencias que hay que realizar con ellos exigen diferentes prestaciones a la memoria del procesador. De acuerdo con dicha exigencia, los datos e instrucciones se pueden clasificar en: a)
Datos e instrucciones que nunca deben cambiarse a lo largo de la vida útil del instrumento. En el osciloscopio digital están constituidos por los parámetros y el programa que el fabricante suministra como prestaciones básicas del instrumento.
b)
Datos e instrucciones que pueden eventualmente cambiarse a lo largo de la vida útil del instrumento para mejorar sus prestaciones o modificar su forma de operación.
c)
Datos e instrucciones que se introducen (escritura) en la memoria en un instante y se leen en otro diferente por medio del propio procesador. Están constituidos por las órdenes procedentes del panel frontal y los programas de aplicación específica procedentes de una memoria externa.
d)
Datos que son escritos o leídos por unidades diferentes del propio procesador. En el osciloscopio digital se pueden presentar dos situaciones de este tipo:
-
La memoria de conversión contenida en la unidad de digitalización puede ser escrita mediante una sencilla unidad de control a gran velocidad y debe ser leída por el procesador digital posteriormente a una velocidad menor.
-
La memoria de visualización es escrita por el procesador y debe ser leída por el controlador de visualización o controlador de pantalla (Figura 3.55) de manera continua para presentar su información en la pantalla.
Para el primer caso la memoria más adecuada es la totalmente pasiva (ROM) o la pasiva reprogramable (RPROM) [en general de tipo borrable mediante rayos ultravioleta (EPROM)]. Estas memorias son programadas por el fabricante y no se da al usuario la posibilidad de modificarlas. El segundo caso necesita una memoria no volátil que permita la reescritura a una velocidad que puede ser inferior a la del proceso de las señales digitalizadas por el osciloscopio. La memoria más adecuada es la de acceso aleatorio pasiva r eprogramable tipo FLASH. El tercer caso necesita una memoria de acceso aleatorio activa de escritura y lectura no simultáneas (RAM) que es la más utilizada como memoria central de cualquier computador. El cuarto y último caso se puede resolver con una memoria de escritura y lectura no simultáneas, pero para ello es necesario utilizar métodos complejos de control de entrada/salida como por ejemplo el acceso directo a memoria. El progreso de la microelectrónica está propiciando la utilización de memorias de escritura y lectura simultáneas y de acceso múltiple que permiten a dos procesadores intercambiar información con una única memoria sin necesidad de sincronizarse entre ellos. El caso más típico es el de los controladores pasivos de TRC ( Figura 3.62). La utilización de una memoria de escritura y lectura simultáneas en un osciloscopio digital da como resultado un diagrama de bloques como el representado en la figura 3.63.
94
Figura 3.62 Diagrama de bloques simplificado de un controlador pasivo que enlaza un procesador y un monitor.
Figura 3.63 Diagrama de bloques de un osciloscopio digital que utiliza como unidad de memoria de visualización una memoria de acceso aleatorio de escritura y lectura simultáneas.
La unidad de memoria de acceso aleatorio de escritura y lectura simultáneas es escrita por el procesador digital del osciloscopio que se puede denominar también procesador principal. Por el contrario, la lectura la realiza el procesador de visualización que está especializado en convertir los resultados del proceso en las señales adecuadas a las características del monitor. 95
3.7.2.3.4.3
Unidades de acoplamiento de usuario, visualización y comunicaciones
La necesidad de transferir datos e instrucciones desde periféricos externos (memorias, computadores, redes, etc) al osciloscopio o viceversa, exige que éste posea recursos físicos (hardware) y de programación (software) para llevarlas a cabo. Un recurso típico es el descrito en el apartado anterior para transferir información al elemento de visualización. Se pueden citar además: -
Unidades de acoplamiento de comunicaciones normalizadas: Conexión serie RS-232 C. Conexión paralelo CENTRONICS. Enlace con una red de instrumentos programables (IEEE 488) (ver capítulo 8). Enlace con una red de área local normalizada (IEEE 802).
Bibliografía BANN 94 B.R. Bannister, D.G. Whitehead. Instrumentación. Transductores e interfaz. Addison-Wesley Iberoamericana. 1994.
COUG 93 R.F. Coughn, F.F.Driscoll. Amplificadores operacionales y circuitos integrados lineales. Prentice Hall International. 1993.
JACO 93
J. Michael Jacob. Applications and design with analog integrated circuits. Second edition. Prentice Hall. 1993.
MAND 91 E. Mandado. Sistemas electrónicos digitales. Séptima edición. Editorial Marcombo. 1991.
96
MILL 86
J. Millman. Microelectrónica. Tercera edición. Editorial Hispano Europea. 1986.
MILL 91
J. Millman. Microelectrónica. Novena edición. Editorial Hispano Europea. 1991.
PARTE 3
INSTRUMENTOS DE MEDIDA DE SEÑALES TEMPORALES En esta tercera parte se estudian los instrumentos específicamente diseñados para medir los parámetros de las señales temporales.
CAPITULO 4
Contadores digitales universales
4.1
INTRODUCCIÓN
Tal como se vio en el capítulo 1, se puede utilizar un parámetro temporal como por ejemplo la frecuencia de una señal para representar información. Los instrumentos que realizan la medida de frecuencia y período, y otros parámetros relacionados con ellos, reciben la denominación de "Contadores digitales universales" y constituyen un grupo de aparatos que, además de la frecuencia (f), suelen realizar otro tipo de mediciones tales como período (T), relación de frecuencias entre dos señales y el tiempo transcurrido entre dos acontecimientos. Algunos incluso pueden medir el número de impulsos producidos en un intervalo de tiempo definido por el usuario o por el sistema bajo prueba. Los circuitos utilizados para los distintos tipos de medidas temporales poseen partes comunes y por ello los contadores digitales universales presentan un diagrama de bloques que se representa en la figura 4.1. El reloj u oscilador de referencia de la base de tiempos suele ser un oscilador a cristal de cuarzo muy preciso. La base de tiempos es un conjunto de divisores de frecuencia [MAND 91], que permiten fijar la referencia más adecuada a la señal bajo medida. En general, cuanto más baja es la frecuencia de referencia, más exactitud se tiene en la medida.
99
Figura 4.1
Diagrama de bloques de un contador digital universal.
Generalmente, una señal que transmite información en forma temporal o por medio de variables temporales, no es directamente aplicable al circuito de puerta del contador. Es necesario un procesado de la señal y de ello se encarga el circuito de entrada. Su función primordial es convertir la señal de entrada (sea cual sea su forma) en una onda cuadrada capaz de ser aceptada por la unidad de contaje. Los principales componentes del bloque de proceso de la señal de entrada (circuito de entrada) se representan en la figura 4.2. En primer lugar se puede observar la existencia de un atenuador para reducir la amplitud de la señal de entrada si es excesiva. A continuación se encuentra un circuito de adaptación de impedancias que va seguido de un amplificador de banda ancha. Un circuito de C.A.G. (Control Automático de Ganancia) opcional, proporciona una realimentación del amplificador al atenuador de entrada. A continuación el disparador Schmitt [JACO 93], convierte la señal de entrada en impulsos cuadrados de idéntica frecuencia de repetición y con unas pendientes de subida y bajada elevadas. Este circuito puede ir seguido de un selector de flanco de disparo, a cuya salida se obtiene la señal que se aplica al circuito de control. El circuito de control es el encargado de generar las diferentes señales de control de la unidad de contaje y memorización a partir de la base de tiempos y de la señal de entrada.
Figura 4.2
100
Diagrama de bloques de un circuito acondicionador de la señal de entrada.
La unidad de contaje y memorización está formada por dos partes: a)
Un contador en el código decimal codificado en binario natural (BCD) [MAND 91], en general síncrono, con un número de décadas adecuado a la capacidad de medida del instrumento.
b)
Un registro temporal (buffer register) al cual se transfiere el contenido del contador en el instante adecuado para que se visualice la medida.
En sucesivos apartados se analizan los principios básicos de la medida de los parámetros temporales más importantes.
4.2
MEDIDA DE FRECUENCIA
Básicamente, medir una frecuencia es compararla con otra que se toma como referencia. La comparación se realiza contando el número de impulsos de la señal de entrada durante un intervalo de tiempo perfectamente determinado por el divisor de la base de tiempos. En la figura 4.3 se representa el diagrama de bloques de un frecuencímetro digital.
Figura 4.3
Diagrama de bloques de un frecuencímetro digital.
El contador realiza el contaje de los ciclos de la señal de entrada durante un intervalo de tiempo, t, fijado por la base de tiempos. La unidad de control genera las señales de puesta a cero (R c) e inhibición (Ic) del contador y el impulso de transferencia al registro (TR ). En la figura 4.4 se representa el diagrama de secuencia de las citadas señales.
101
Figura 4.4
Diagrama de secuencia de las señales de la figura 4.3.
La generación de las mismas se puede realizar periódicamente o cada vez que se da una orden de medida, consistente por ejemplo, en un flanco activo de una señal externa. La señal de inhibición permanece en un determinado nivel (el uno lógico en la figura 4.4) un cierto intervalo de tiempo t, durante el cual el contador (Figura 4.3) realiza el contaje de los impulsos procedentes del circuito de entrada. Transcurrido ese intervalo el contenido del contador es igual al número de ciclos de la señal de entrada. Por ejemplo, si dicho número es de 39400 y el intervalo es de un segundo, la frecuencia será entonces de 39,4 Khz. Si el intervalo fuese de 0,1 segundos y el contenido del contador el mismo, la frecuencia sería de 394 Khz. Transcurrido el intervalo t, la unidad de control debe transferir el contenido del contador al registro para realizar su visualización y seguidamente poner a cero el contador para iniciar un nuevo intervalo de contaje.
4.3
MEDIDA DEL PERIODO
La medida del período se realiza determinando la cantidad de tiempo que emplea una señal para completar un ciclo de oscilación. En la figura 4.5 se representa el diagrama de bloques de un periodímetro digital. En ella se observa que el contador realiza el contaje de los impulsos del oscilador de referencia cuyo período tiene una cierta duración y, por ello, el número de impulsos contados representa el período de la señal de entrada. La resolución y precisión de la medida dependen, por una parte, de la frecuencia de los impulsos aplicados al contador provenientes del oscilador de referencia a través de la base de tiempos, y por otra, de la capacidad del mismo. Una frecuencia de reloj elevada proporciona una mayor resolución por lo que para obtener la máxima resolución, se suele anular el divisor de la base de tiempos y aplicar la salida del oscilador directamente a la entrada del contador. Este último ha de tener la capacidad adecuada para que no se produzca rebasamiento cuando el período tiene el máximo valor posible.
102
Figura 4.5
Figura 4.6
Diagrama de bloques del periodímetro.
Diagrama de secuencia de las señales de la figura 4.5.
En la figura 4.6 se representa el diagrama de secuencia de las señales de la figura 4.5, que son similares a las de la figura 4.3.
4.4
MEDIDA DEL PERIODO PROMEDIO
Cuando se necesita una gran precisión en la medida del período, resulta más aconsejable medir varios ciclos completos y obtener el valor medio de dichas mediciones. Para ello, la señal 103
de entrada se aplica a la unidad de control a través de un divisor decimal a cuya salida se obtiene una señal de ciclo 10n veces superior al de la señal original, siendo n el número de décadas del divisor. En la figura 4.7 se representa el esquema de bloques correspondiente.
Figura 4.7
Diagrama de bloques de un sistema de medida del valor medio del período.
En la mayoría de los casos no es necesario dividir la frecuencia del oscilador de referencia, y por ello el divisor de la señal de entrada es e l mismo de la base de tiempos. El diagrama de secuencia de las señales es idéntico al de la figura 4.6, con la única diferencia de que el número de períodos durante los que se realiza la medida es 10 n.
4.5
CONTAJE DE IMPULSOS
El sistema es similar al de medida de frecuencia (Figura 4.3). El intervalo de contaje viene determinado por señales externas. En la figura 4.8 se representa el esquema de un contador de impulsos que realiza el contaje de los ciclos de la señal de entrada desde el instante en que se aplica una señal de INICIO a la unidad de control, hasta que se le aplica una señal de PARO. Ambas señales pueden ser activas con flancos de subida o de bajada. En la figura 4.9 se representa el diagrama de secuencia de las señales correspondientes a la figura 4.8. Se supone que las señales de INICIO y PARO actúan con sus flancos de subida.
104
Figura 4.8
Figura 4.9
4.6
Diagrama de bloques de un contador de impulsos.
Diagrama de secuencia de las señales de la figura 4.8.
MEDIDA DE INTERVALOS DE TIEMPO
Se realiza mediante el contaje de los impulsos procedentes de la base de tiempos durante el intervalo a medir, que se puede definir mediante dos cambios sucesivos de una señal (en cuyo caso el sistema sería un periodímetro), o mediante dos señales, una de INICIO y otra de PARO. El diagrama de bloques correspondiente a este último caso se representa en la figura 4.10, y el diagrama de secuencia de las señales en la figura 4.11. 105
Figura 4.10 Diagrama de bloques de un sistema de medida de intervalos de tiempo.
Figura 4.11
4.7
Diagrama de secuencia de las señales de la figura 4.10.
MEDIDA DE RELACIÓN DE FRECUENCIAS
Aplicando al divisor de la base de tiempos una señal exterior en lugar de la del oscilador de referencia, se mide la relación de frecuencia entre ella y la aplicada al contador, que debe ser la de frecuencia más elevada. El diagrama de bloques se representa en la figura 4.12, y el diagrama de secuencia de las señales en la figura 4.13. El oscilador de referencia se utiliza para generar los impulsos TR y R C 106
Figura 4.12 Esquema de bloques de un sistema de medida de relación de frecuencias.
Figura 4.13 Diagrama de secuencia de las señales de la figura 4.12.
4.8
MEDIDA DE ANCHURA DE IMPULSOS
Es un caso particular de la medida de intervalos de tiempo, en el que la misma señal de entrada genera la orden de INICIO en uno de sus flancos (por ejemplo el de subida) y la de PARO en el otro. 107
4.9
CONTADORES DIGITALES CON UNIDAD ARITMÉTICA
Los sistemas de medida temporal que se acaban de estudiar están basados en el contaje de impulsos. Un inconveniente que presentan es que el tiempo de medida resulta muy elevado para medir con precisión señales de muy baja frecuencia. En este ca so resulta más útil medir el período y calcular su inverso para obtener la frecuencia. En la figura 4.14 se representa el diagrama de bloques correspondiente. Dicho diagrama incorpora una unidad aritmética situada entre el registro temporal y el visualizador, que calcula el inverso del período.
Figura 4.14 Diagrama de bloques de un contador digital con unidad aritmética.
Bibliografía JACO 93
J. Michael Jacob. Applications and design with analog integrated circuits. Second edition. Prentice Hall. 1993.
MAND 91 E. Mandado. Sistemas electrónicos digitales. Séptima edición. Editorial Marcombo. 1991.
108
CAPITULO 5
Instrumentación para Sistemas Digitales
5.1
INTRODUCCIÓN
La representación de información mediante señales digitales posee características diferenciadas con relación a la utilización de señales analógicas. Entre ellas cabe citar: -
Para representar una información numérica se necesita una sola señal analógica, mientras que se ha de utilizar un cierto número de señales digitales binarias, tanto mayor cuanto más elevada es la precisión que se desea. Por ejemplo, la representación de una variable eléctrica continua entre un nivel mínimo de 0 V y máximo de 10 V, necesita una sola señal analógica. La representación de esa misma variable de forma digital necesita 10 señales digitales binarias si se desea una precisión de 10 mV (10 V/2 10 = 10/1024 l0mV) ≈
-
No se necesita conocer con exactitud el nivel de cada variable binaria sino que hay que saber simplemente si corresponde al cero o al uno lógicos.
-
Es frecuente la necesidad de observar señales digitales no repetitivas a diferencia de lo
109
que sucede con las señales analógicas en las que dicha circunstancia suele ser excepcional. Por otra parte, la información digital se puede presentar de dos formas principales: a)
En paralelo, caracterizada porque las diferentes variables binarias se presentan en terminales diferentes simultáneamente.
b)
En serie, caracterizada porque las diferentes variables binarias se presentan en un único terminal secuencialmente en el tiempo. Este formato es el utilizado para transferir información entre sistemas digitales situados a una distancia superior a la decena de metros y presenta numerosas variantes asociadas a los principales parámetros que lo caracterizan: niveles eléctricos, forma y número de terminales del conector, forma de sincronizar entre sí el emisor y el receptor, etc. El formato totalmente paralelo es en la práctica inviable pero no así la combinación entre serie y paralelo en el que se presenta simultáneamente un cierto número de bits que constituye una combinación binaria y en secuencia las sucesivas combinaciones. Este formato ha evolucionado mediante la elevación del número de bits en paralelo que, en especial en los procesadores programables, hace que el análisis de un sistema digital implique la visualización simultánea de un número elevado de señales.
De todo lo expuesto se deduce la necesidad de una instrumentación orientada al análisis de los sistemas digitales diferente del osciloscopio y el polímetro estudiados en capítulos anteriores. Pero la existencia de numerosos tipos de sistemas digitales con características diferenciadas hace que existan varios tipos de instrumentos de medida de variables digitales: a)
Para comprobar el estado de variables binarias que pueden permanecer estáticas en cero o en uno se utiliza la sonda lógica.
b)
Para analizar el funcionamiento de un sistema secuencial en el que varias variables binarias evolucionan simultáneamente, especialmente en la fase de diseño, se utilizan el analizador lógico y los sistemas de desarrollo de microprocesadores.
c)
Para comprobar el funcionamiento de un procesador digital con vista a su reparación se pueden utilizar varios tipos de instrumentos diferentes entre los que cabe citar el emulador de memorias pasivas y el analizador de firmas.
d)
Para observar la información de conexiones serie se utiliza el analizador de protocolos.
En sucesivos apartados se estudian la sonda lógica, el analizador lógico, los sistemas de desarrollo de microprocesadores y e l emulador de memorias pasivas.
5.2
SONDA LÓGICA
La sonda lógica es un instrumento que indica simplemente si una señal digital se encuentra en nivel cero, uno, o en ninguno de ambos lo que corresponde al tercer estado o a una avería del 110
circuito. Consiste en un tubo similar a un bolígrafo o pluma que contiene dos diodos luminiscentes (LED). Uno de ellos se ilumina si al tocar con la punta de la sonda una señal , ésta se encuentra en nivel cero y el otro lo hace cuando se encuentra en nivel uno. En caso de que la señal no esté ni en cero ni en uno los dos diodos luminiscentes están apagados. La sonda lógica se utiliza para comprobar el funcionamiento de los circuitos combinacionales o de los secuenciales que permanecen durante un tiempo elevado en un determinado estado y permite detectar gran cantidad de los fallos que se producen en ellos. A continuación se analiza mediante un ejemplo. En la figura 5.1 se representa un circuito combinacional y en la tabla 5.1 se indica su tabla de verdad. Se supone que existe un fallo que hace que cuando las variables de entrada P y Q están en cero, y la R en uno, la salida S está en cero en lugar de en uno.
Figura 5.1
Tabla 5.1 Para localizar el fallo se aplica a la entrada la combinación 0 0 1 y se observa con la sonda lógica si el nivel de la salida es el correcto indicado en la figura 5.2. Se supone que la salida de la puerta N5 se encuentra en estado cero en lugar del uno en que debería estar y por ello en la sonda se enciende el diodo luminiscente correspondiente (Figura 5.2). Dado que la salida de la 111
puerta N5 esta unida a la entrada 2 de la puerta N6, el fallo puede ser debido a una de las dos causas siguientes:
-
La salida de la puerta N5 está cortocircuitada a masa.
-
La entrada de la puerta N6 está cortocircuitada a masa.
Figura 5.2
Mediante la desconexión de la salida de la puerta N5 de la entrada 2 de la puerta N6, y la observación de aquélla es posible aislar el fallo. Si una vez realizada dicha desconexión se observa con la sonda que la salida de la puerta N5 (Figura 5.3) está ahora a nivel uno, ello indica que la puerta defectuosa es la N6 debido a un cortocircuito interno de la entrada a masa. Si por el contrario, la salida de la puerta N5 continua en nivel cero (Figura 5.4), lo más probable es que sea la puerta N5 la defectuosa aunque existe la posibilidad de que la puerta N6 inyecte demasiada corriente en la salida de la N5, y sea ella la que provoque el fallo.
Figura 5.3 112
En el caso de que no sea posible desconectar la salida de la puerta N5 de la entrada de la puerta N6 (por ejemplo si se está comprobando un circuito impreso en el que los circuitos integrados están directamente soldados) es necesario utilizar un detector de corriente ( en inglés "Current tracer") junto con un inyector de corriente (en inglés "Current pulser"). El inyector produce un impulso de corriente en la conexión y el detector determina si la corriente fluye hacia la entrada de la puerta N6 o hacia la salida de la puerta N5. La corriente siempre fluye en dirección hacia el cortocircuito.
Figura 5.4
En la figura 5.5 el inyector se utiliza para producir un impulso de corriente en la conexión y el detector se coloca cerca de la entrada de la puerta N6. Si el detector detecta el impulso de corriente, ello indica que la entrada de la puerta N6 esta cortocircuitada a masa internamente y por lo tanto es ella la defectuosa.
Figura 5.5
113
En la figura 5.6 el inyector se utiliza para producir un impulso de corriente en la conexión y el detector se coloca cerca de la salida de la puerta N5. Si el detector detecta el impulso de corriente, ello indica que dicha salida esta cortocircuitada a masa y la puerta N5 es la defectuosa.
Figura 5.6
Si no se dispone de un inyector ni de un detector de corriente es necesario actuar sistemáticamente, sustituyendo los circuitos integrados que contienen las puertas N5 y N6, por otros nuevos o comprobados. En primer primer lugar se cambia el que contiene una de ellas, por ejemplo la N5, y si el fallo desaparece, ello indica que esa es la puerta defectuosa. Si el fallo persiste lo más probable es que sea la N6 la puerta defectuosa y es necesario cambiar el circuito integrado que la contiene. La labor de sustituir los circuitos integrados se ve facilitada en gran medida si la placa de circuito impreso dispone de zócalos en los que se insertan los circuitos, ya que sólo es necesario quitar el circuito integrado defectuoso e insertar uno nuevo. Por tanto si se quiere asegurar la mantenibilidad de un circuito, es decir facilitar su reparación, es conveniente disponer de zócalos en la placa de circuito impreso en lugar de soldar directamente los circuitos integrados a la placa.
5.3
EL ANALIZADOR LÓGICO
5.3.1 Introducción La mayoría de los sistemas electrónicos digitales son secuenciales y además los utilizados en la práctica son generalmente síncronos y sus variables cambian de estado a gran velocidad fijada por un generador de impulsos. Por ello su funcionamiento no puede ser observado mediante una sonda lógica. El funcionamiento anómalo de un sistema de este tipo, que en el caso más general constituye un procesador digital síncrono [MAND 91] [FREE 89] puede materializarse de dos formas principales, que exigen diferentes características en el instrumento de medida:
114
a) Secuencia incorrecta de operaciones caracterizada por la presencia en determinados terminales de una secuencia de señales binarias que es necesario observar simultáneamente para comprobar en que se diferencian de la prevista. Para detectar la causa de este malfuncionamiento es necesario que el instrumento memorice y visualice los diferentes vectores que aparecen en secuencia en un conjunto de terminales. Para ello, la memorización ha de realizarse en sincronismo con el sistema cuya evolución se desea observar, y el instrumento ha de evolucionar utilizando como generador de impulsos el del citado sistema. Se dice que el instrumento que actúa de esta forma es un "Analizador de estados" (Figura 5.7).
Figura 5.7 Diagrama de bloques de un analizador de estados.
b) Deformación de las señ ale s eléctricas debida a ruido o un mal diseño, como por ejemplo pendiente de cambio de la señal o señales de sincronismo excesivamente lenta, oscilaciones en el cambio de una señal o impulsos aleatorios de corta duración (en inglés "glitches"), que corresponden a una frecuencia muy superior a la de la evolución normal del sistema. Por ello, la detección de estos impulsos implica que el instrumento evolucione en sincronismo con un generador propio de frecuencia muy superior a la del sistema bajo prueba. El instrumento que actúa de esta forma recibe el nombre de "Analizador de tiempos" (Figura 5.8).
Figura 5.8 Diagrama de bloques de un analizador de tiempos.
115
La combinación de un analizador de estados y un analizador de tiempos constituye un instrumento que recibe el nombre de "Analizador lógico". Un Analizador lógico es por lo tanto un sistema digital capaz de adquirir, memorizar y visualizar información en sincronismo con un generador de impulsos procedente del sistema bajo prueba o de un generador de impulsos externo. La selección de uno u otro la realiza el propio analizador lógico mediante, por ejemplo, un multiplexor digital, tal como se indica en la figura 5.9.
Figura 5.9 Diagrama de bloques de un analizador lógico. En sucesivos apartados se estudian las características más importantes de los analizadores lógicos.
5.3.2 Estructura general y características de un analizador lógico Los análisis de estados y de tiempos descritos en el apartado anterior poseen características comunes entre las que cabe citar: -
Necesidad de visualizar simultáneamente un número elevado de señales binarias.
-
Necesidad de poder seleccionar las señales que se visualizan en relación con la aparición de un determinado suceso.
Por otra parte la mayoría de los sistemas secuenciales síncronos, en especial si son programables, basan su estructura en la utilización de un cierto número de canales o barras (en inglés "buses") compartidos por diferentes registros, unidades aritméticas, etc. Por todo ello un analizador lógico debe estar diseñado de forma que posea capacidad para:
116
-
Observar simultáneamente un número elevado de señales binarias (en inglés "Multichannel simultaneity").
-
Poder seleccionar las señales que se visualizarán, en relación con la aparición de un
determinado suceso (en inglés "Trigger capability"). -
Memorizar la información presente en los terminales de datos, relacionados con la aparición de una determinada combinación programable (en inglés "Trigger programmability"). Según la aplicación concreta puede ser necesario almacenar los datos que preceden a la citada combinación, los que la siguen o bien datos anteriores y posteriores (en inglés "Pretrigger and posttrigger recording").
-
Memorizar los datos que aparecen en determinados instantes, para poder separar distintos tipos de informaciones que se multiplexan en una barra (en inglés "Bus") única. Un ejemplo lo constituye la visualización de las instrucciones que aparecen entrelazadas con los datos, en la barra de datos de un microprocesador.
-
Condicionar dicha memorización a que determinadas señales de control se encuentren en un cierto estado.
-
Condicionar dicha memorización a que aparezca previamente una señal determinada de disparo, que preceda a las indicadas en los tres apartados anteriores.
Figura 5.10 Diagrama de bloques general de un analizador lógico. De todo lo expuesto se deduce que un analizador lógico tiene un diagrama de bloques como el representado en la figura 5.10 que está formado por dos subsistemas: -
Una unidad de adquisición y memorización, que observa las señales digitales y las memoriza.
-
Una unidad de procesado de información y comunicación con el usuario, que modifica adecuadamente el formato de la información y realiza su visualización.
El primer subsistema constituye el analizador propiamente dicho y debe realizar la captación de señales en tiempo real. El segundo subsistema procesa adecuadamente la información captada por el primero y la visualiza a la velocidad adecuada para que pueda ser observada por el usuario. A partir de este diagrama de bloques general es posible realizar uno más detallado, pero esto no resulta fácil debido a la gran cantidad de modos de funcionamiento distintos que puede tener un analizador lógico, lo cual da lugar a numerosa alternativas en su implementación. En la figura 5.11 se representa el diagrama de bloques de un analizador lógico básico, fruto de un análisis detenido de sus prestaciones. 117
Figura 5.11 Diagrama de bloques detallado de un analizador lógico. Los elementos que lo constituyen son los siguientes:
118
-
Una unidad de entrada, formada por un conjunto de sondas que permiten la conexión al instrumento de las señales digitales a observar que son datos, señales de control o señal de sincronismo (reloj externo).
-
Una unidad de memoria, que suele ser una memoria de acceso aleatorio de acceso múltiple [MAND 91b] (se escribe en ella desde la unidad de entrada y es leída por la unidad de visualización), en la que se memorizan durante un cierto tiempo los datos procedentes de la unidad de entrada.
-
Una unidad de control que realiza la memorización a partir del instante y las condiciones fijadas por el usuario. Para ello recibe las señales de control y los impulsos de sincronismo o generador de impulsos externo procedente de la unidad de entrada, así como los de un generador de impulsos interno.
-
Una unidad de programación, que constituye un microcomputador que permite al usuario seleccionar, por medio de un teclado, los parámetros de la unidad de entrada,
la unidad de control y la unidad de visualización. -
Una unidad de visualización, que proporciona al usuario la información memorizada para que pueda observar la evolución del sistema bajo prueba.
En la figura 5.12 se presenta el panel frontal de un analizador lógico comercial. En sucesivos apartados se analiza cada uno de los elementos de la figura 5.11, indicando las principales características que deben tener para realizar el análisis de estados y de tiempos.
Figura 5.12 Ejemplo de panel frontal de un analizador lógico (Cortesía de Hewlett Packard).
5.3.2.1
Unidad de entrada
La unidad de entrada está constituida básicamente por un conjunto de detectores que pueden implementarse mediante amplificadores diferenciales en bucle abierto que comparan la señal de entrada con un nivel de tensión variable fijado por la unidad de control, por ejemplo mediante un convertidor analógico-digital (Figura 5.13). Variando esta tensión se adapta el analizador a diferentes tecnologías digitales (TTL, ECL, CMOS,etc). Una única tensión de umbral es en general suficiente para el análisis de estados, aunque no permite detectar una subida permanente del nivel cero por encima del máximo admisible o una disminución del nivel uno por debajo del mínimo. Los analizadores lógicos de elevadas prestaciones poseen dos tensiones de umbral para detectar dichas circunstancias sin necesidad de utilizar un osciloscopio. Además, cuando se utilizan como analizadores de tiempos, pueden detectar impulsos aleatorios de corta duración que superan el nivel bajo máximo sin alcanzar el nivel alto mínimo. 119
Figura 5.13 Unidad de entrada básica de un analizador lógico. Las principales características de las sondas de entrada de un analizador lógico son:
5.3.2.2
-
Impedancia de entrada resistiva muy elevada para suponer una carga despreciable al circuito bajo prueba.
-
Gran ancho de banda para que presenten un retardo despreciable que permita trabajar a una frecuencia elevada. Este parámetro es especialmente importante en el análisis de tiempos.
-
Tensión de umbral (en inglés "Threshold voltage") variable. Para detectar impulsos aleatorios de corta duración ( en inglés "Glitches") que no alcancen el nivel alto se pueden utilizar dos tensiones de umbral.
Unidad de memoria
Los datos adecuadamente conformados por la unidad de entrada deben ser memorizados en tiempo real y visualizados seguidamente. Ambas acciones han de ser realizadas por procesadores 120
diferentes y a velocidades distintas, y por ello una estructura adecuada es la de una memoria de acceso aleatorio de escritura y lectura independientes como la representada en la figura 5.14. La unidad de control genera la dirección de escritura, la señal de selección del generador de impulsos y la señal de inhibición de memorización G3. Esta última debe encontrarse en nivel uno para que el generador de impulsos introduzca en la memoria la información situada a la salida de la unidad de entrada. La forma de generar esta señal constituye el sistema de disparo del analizador lógico, que se estudia en el apartado siguiente. Una vez que se han memorizado los datos, la unidad de control de visualización puede generar una secuencia de direcciones de lectura y proceder a la transferencia de aquéllos a la unidad de visualización para que los presente al usuario.
Figura 5.14 Esquema básico de la unidad de memoria de un analizador lógico. La realización de la unidad de memoria presenta diversas alternativas que se diferencian por la flexibilidad y el nivel de prestaciones que proporcionan al analizador. Una de ellas consiste en la duplicación de la memoria de acceso aleatorio tal como se indica en la figura 5.15. Ambas memorias trabajan en paralelo y se diferencian en que las señales de inhibición de la escritura G3 de ambas memorias son una el inverso de la otra de tal manera que la unidad de control actúa sobre ellas realizando la adquisición de datos se realiza de forma consecutiva en una y en otra. Esta prestación tiene utilidad en la comprobación del funcionamiento de procesadores digitales secuenciales que esporádicamente actúan de forma incorrecta durante la fase de diseño. Para ello, el analizador lógico realiza los sucesivos ciclos de escritura y seguidamente procede a la comparación del contenido de las dos memorias, deteniéndose cuando comprueba que existe alguna diferencia entre ambos contenidos. Esto permite al diseñador analizar la diferencia y diagnosticar la causa del mal funcionamiento. En la visualización se pueden adoptar diferentes estrategias, seleccionables por el usuario como por ejemplo, visualizar el contenido de cualquiera de las dos memorias, visualizar el contenido de ambas memorias a partir del instante en que sus contenidos son diferentes, etc.
121
Figura 5.15 Esquema básico de la unidad de memoria de un analizador lógico con doble memoria de acceso aleatorio.
5.3.2.3
Unidad de control
La unidad de control puede estar formada por uno o más procesadores. En todo caso el procesador que ejecuta las operaciones de adquisición debe poseer una gran velocidad de operación. Por ello se realiza mediante un procesador digital de un nivel [MAND 91a] capaz de ejecutar una operación en cada estado de la unidad de control. Este procesador genera las sucesivas direcciones de la memorias de acceso aleatorio de las figuras 5.14 y 5.15, así como la señal G3 de inhibición de escritura de las mismas, que selecciona el intervalo de tiempo durante el cual la información se almacena en la memoria. La generación de esta señal constituye el sistema de disparo del analizador lógico. Se define el disparo (en inglés "Trigger") como una situación, detectada por la unidad de control, que hace que la unidad de memoria inicie o pare el almacenamiento de muestras de las señales de entrada en el instante adecuado. De acuerdo con la forma en que el sistema de disparo de la unidad de control actúa sobre la unidad de memoria ( Figura 5.14), el analizador lógico puede tener tres modos de funcionamiento principales: a)
Iniciar la memorización al producirse la orden o situación de disparo. En este modo de funcionamiento, la memorización está inhibida hasta que se produce el disparo. A partir de ese instante la memoria s e desinhibe (colocando G3 en nivel
122
uno) y se almacenan en ella tantas muestras de la señal de entrada como posiciones tiene. En este caso se memoriza el estado de las señales después del disparo (postdisparo) (en inglés post-triggering). b)
Parar la memorización al producirse la orden o situación de disparo. En este modo de funcionamiento, las señales de entrada se muestrean y se introducen continuamente en la memoria y el disparo produce la detención de ese proceso. Por lo tanto en el interior de la memoria queda almacenado el estado de las variables de entrada antes del disparo (pre-disparo) (en inglés pre-triggering).
c)
Parar la memorización después de producirse un cierto número de impulsos de la señal de muestreo a partir del instante en que se verifican las condiciones de disparo. En este modo de funcionamiento, el muestreo continua después de producirse el disparo y por lo tanto queda en la memoria un conjunto de estados de las señales de entrada que preceden a aquél y otros que lo siguen. Estos tres modos de funcionamiento principales admiten a su vez un conjunto de variantes, entre las que cabe citar: -
Iniciar la memorización un cierto tiempo después de producirse la orden o situación de disparo, que es una variante del a).
-
Iniciar la memorización después de que se produce un determinado número de veces la situación u orden de disparo, que es también una variante del a).
-
Realizar la memorización solamente durante los instantes de tiempo en los que una señal o combinación de señales adoptan un determinado estado. Esta variante se puede combinar con cualquiera de los tres modos de funcionamiento, y permite extraer de una barra de datos una sola de las informaciones que se multiplexan en ella.
El sistema de disparo constituye uno de los elementos más importantes de un analizador lógico, y presenta numerosas características de operación de las que cada fabricante adopta las que considera más adecuadas para lograr una determinada relación calidad/precio de su equipo. Entre las características de operación que puede poseer el sistema de disparo de un analizador lógico, cabe citar como las más importantes las siguientes: a) La identificación de una combinación de las variables de entrada o identificación de palabra (en inglés "Pattern recognition"). Consiste en activar una variable binaria cuando en un conjunto de variables de entrada se presenta una determinada combinación. Una forma de hacerlo es comparar la combinación de las variables de entrada con otra seleccionada por el usuario. La salida del comparador indica, mediante por ejemplo su paso a nivel uno, que se ha producido la situación de disparo.
123
b)
La cualificación de la combinación de las variables de entrada. En las aplicaciones en las que se observan las líneas de unas barras de dirección o de datos de un microprocesador [FERN 94] [MAND 91], es necesario que el disparo se produzca solamente cuando una o más señales adicionales, que no se memorizan, adoptan un cierto estado que indica que la información identificada situada en la barra procede de un cierto elemento lógico conectado a la misma. Para ello, la salida del comparador se inhibe mediante el producto lógico de las señales de cualificación.
c)
La identificación de rango o ausencia de rango de una combinación de las variables de entrada. El disparo se produce cuando la unidad de control detecta que la combinación de las variables de entrada está dentro de un cierto rango o fuera de él. Esto permite detectar con rapidez saltos no previstos en la ejecución del programa de un procesador digital.
d)
5.3.2.4
La detección de una señal o combinación de señales después de haberse realizado la identificación indicada en cualquiera de los tres apartados anteriores. Esta variante constituye una segunda condición de disparo que da al analizador lógico mayor capacidad de detección de condiciones de funcionamiento complejas en un solo ciclo de observación.
Unidad de visualización
Constituye un periférico que representa gráficamente la información almacenada en las unidades de memoria de las figuras 5.14 o 5.15. Su control se realiza mediante un procesador que lee la información contenida en la memoria de adquisición y transfiere su contenido a otra memoria de visualización que se lee a una velocidad inferior a la que se escribe la primera. La unidad de visualización transforma adecuadamente la información para presentársela al usuario. Existen varias formas de visualizar la información. Las más importantes son: a)
El diagrama de evolución temporal o cronograma. Consiste en representar la evolución de las señales en función del tiempo y por lo tanto es similar a la utilizada por un osciloscopio. De acuerdo con la capacidad que tenga el analizador lógico, el número de señales que se pueden observar simultáneamente puede variar entre ocho y treinta y dos. Esta forma es especialmente útil en el análisis de la relación entre varias señales que evolucionan simultáneamente a lo largo del tiempo, como por ejemplo las variables de salida de la unidad de control de un procesador digital, o las variables de un sistema secuencial asíncrono o síncrono. En la figura 5.16 se representa el cronograma de las 4 variables de salida menos
124
significativas de un contador de 8 bits en binario natural junto con los impulsos aplicados a su entrada de contaje. Se supone que la memorización se inicia cuando los 4 bits más significativos están en 1100. Estos bits se utilizan para producir el disparo.
Figura 5.16 Ejemplo de cronograma.
b) El código binario correspondiente o tabla de estados binarios. Esta forma es una alternativa a la anterior, especialmente para analizar la evolución de sistemas secuenciales síncronos como por ejemplo el contador de programa de un microprocesador, cuyo contenido aparece secuencialmente en la barra de direcciones del mismo. En la figura 5.17 se representa en binario natural la evolución del contador utilizado anteriormente como ejemplo del cronograma.
Figura 5.17 Ejemplo de visualización en binario. 125
c) El sistema de numeración octal o tabla de estados octal. Consiste en presentar la información de forma condensada mediante su codificación en el sistema de numeración octal. En la figura 5.18 se representa en octal la evolución del contador representada en binario natural en la figura 5.17.
Figura 5.18 Ejemplo de visualización en octal.
d) El sistema de numeración hexadecimal o tabla de estados hexadecimal. Consiste en representar la información de forma condensada mediante el sistema de numeración hexadecimal. La ventaja que presenta con respecto al sistema octal es que utiliza un menor número de símbolos, como puede observarse en la figura 5.19 que representa en hexadecimal la evolución del contador representada en octal en la figura 5.18.
Figura 5.19 Ejemplo de visualización hexadecimal. 126
e) Los códigos alfanuméricos. Cuando la información binaria que se visualiza corresponde a instrucciones de un procesador digital [FERN 94] [MAND 91], resulta mas útil representarla mediante un conjunto de letras que hagan referencia a las acciones que se realizan al ejecutarse aquéllas. Se obtiene así un lenguaje denominado ensamblador [FERN 94] que es diferente para cada procesador comercial distinto. El procesador incluido en la unidad de visualización ha de estar diseñado adecuadamente para realizar la conversión del código binario al lenguaje ensamblador correspondiente. En la figura 5.20 se representa un formato típico de presentación de instrucciones en lenguaje ensamblador. En él, se incluye la dirección de memoria en la que está almacenada la instrucción (normalmente en el sistema de numeración hexadecimal), seguida por el código de la instrucción y la dirección o direcciones de la memoria cuyos contenidos son utilizados por la instrucción en su ejecución.
Figura 5.20 Ejemplo de visualización en lenguaje ensamblador.
5.4
SISTEMAS DE DESARROLLO DE APLICACIONES CON MICROPROCES ADORES
Los analizadores lógicos que se estudian en el apartado anterior constituyen sistemas electrónicos de prueba de cualquier tipo de sistema digital tanto combinacional como secuencial, incluyendo a los procesadores digitales programables. Pero la realización de aplicaciones con estos últimos supone, no solamente la verificación del funcionamiento de la parte física (hardware) sino también la del programa situado en la memoria [GARC 87] [FERN 94]. Por ello aunque los analizadores lógicos permiten comprobar el funcionamiento de cualquier sistema digital, no están concebidos para desarrollar y probar el programa que hay que situar en su memoria para que realicen las tareas de una determinada aplicación.
127
Surgieron por ello sistemas que permiten desarrollar el programa y probarlo en el prototipo del sistema físico en el que debe funcionar y recibieron el nombre de sistemas de desarrollo (en inglés "Development Systems"). Aunque la arquitectura de los sistemas de desarrollo ha evolucionado ampliamente desde su aparición en la década de los 70, están constituidos por uno o más procesadores que poseen un conjunto de recursos de programación (software) y de recursos físicos (hardware). En cuanto a los primeros, incluyen un programa editor, un ensamblador de uno o más microprocesadores o microcontroladores (en inglés "Embedded Microprocessors"), un corrector o depurador (en inglés "Debugger") y compiladores de alto nivel (PASCAL, C, etc). En cuanto a los segundos, incluyen un emulador en tiempo real que permite probar el programa con los circuitos del prototipo y hacen por lo tanto una prueba completa del procesador que se está desarrollando. Los primeros sistemas de desarrollo estaban constituidos por un único microcomputador con un conjunto de periféricos (Figura 5.21), y un conector enchufable en el zócalo del prototipo en el que se colocaba el microprocesador una vez finalizada la prueba.
Figura 5.21 Diagrama de bloques de un emulador realizado con un solo microprocesador.
El microprocesador situado en el sistema de desarrollo era el mismo que el utilizado en el prototipo, y se unía al conector a través de amplificadores. Pero esta configuración presentaba serias limitaciones. En efecto, la prueba del prototipo había que hacerla de tal manera que el diseñador pudiese detenerla en cualquier instante pra poner en marcha alguno de los programas de aplicación general, especialmente el corrector. Al poseer el sistema un único microprocesador, la forma más adecuada para indicarle que debía dejar de ejecutar el programa en desarrollo era por interrupción, por ello, resultaba difícil compatibilizar la prueba del programa con las órdenes del operador cuando el prototipo tenía periféricos acoplados por interrupción.
128
Cuando el avance de la microelectrónica lo hizo posible, los sistemas de desarrollo comenzaron a realizarse con dos microprocesadores, constituyendo un sistema multiprocesador del que en la figura 5.22 se representa un diagrama de bloques típico. Uno de los microprocesadores está conectado a los periféricos de aplicación general entre los que se encuentran un teclado, un visualizador con tubo de rayos catódicos y una unidad de disco. El otro está unido al conector flotante que se conecta al prototipo. Es fácilmente comprensible que este sistema resuelve el problema planteado anteriormente. Las interrupciones del operador a través del teclado las atiende el microprocesador de la izquierda, y el de la derecha es e l que funciona con el prototipo. Las formas de operación de un sistema como el de la figura 5.22 pueden ser muy variadas y por ello los sistemas de desarrollo suelen presentar diferencias importantes entre ellos.
Figura 5.22 Diagrama de bloques de un emulador con dos microprocesadores. Una forma posible, que presenta la ventaja de su sencillez, es la s iguiente: El microprocesador de la derecha, que recibe el nombre de subordinado (slave) está conectado como un periférico del de la izquierda que se denomina principal (master). El acoplamiento de ambos microprocesadores puede realizarse de diferentes maneras, pero una de ellas de gran eficacia es mediante una memoria de acceso doble en escritura y lectura compartida por ambos.
129
El emulador suele tener varios modos de funcionamiento que corresponden a otras de tantas órdenes que el operador puede dar a través del teclado y se indican brevemente: a)
El microprocesador subordinado ejecuta el programa en desarrollo situado en la memoria interna del sistema de desarrollo y no utiliza el conector flotante de la figura 5.22. En este modo de funcionamiento el operador puede probar el programa en desarrollo con un programa corrector.
b)
El microprocesador subordinado ejecuta el programa en desarrollo situado en la memoria interna, y se une a través del conector flotante al prototipo ejecutando las acciones adecuadas sobre sus periféricos de entrada y salida. En este modo de funcionamiento se prueba el sistema de entrada y salida con la ayuda del programa corrector que permite comprobar si las transferencias se realizan o no correctamente.
c)
El microprocesador actúa exclusivamente con el prototipo trabajando con el programa situado en la memoria pasiva de éste. En este modo de funcionamiento el operador no dispone de las ventajas de la utilización del programa corrector.
La utilización de los tres modos de funcionamiento de forma sucesiva permite al operador aislar los defectos de funcionamiento y localizarlos más rápidamente. En el modo a) se prueba el programa únicamente y se pueden detectar los errores en su concepción. Una vez que el programa funciona correctamente, se puede trabajar en el modo b). Si el sistema no funciona correctamente es debido a que hay algún defecto en el enlace de los periféricos con el microprocesador que puede localizarse en las barras de datos, de direcciones o en las señales de control. Una vez corregidos los defectos encontrados se puede grabar una memoria pasiva con el programa y pasar al modo c). Si ahora el sistema deja de funcionar correctamente la causa ha de ser un cableado incorrecto de la memoria en cualquiera de sus conjuntos de señales: barra de datos, barra de direcciones o señales de control. La utilización de un emulador constituye, por lo tanto, una gran ayuda en la puesta en marcha de procesadores digitales realizados con un microprocesador. En la actualidad los sistemas de desarrollo se basan en un computador personal abierto al que se conecta, a través de una tarjeta de interfaz, un sistema que contiene un microprocesador que ejecuta la tarea de emulación. En la figura 5.23 se representa un esquema típico. El computador personal posee recursos físicos de memoria y periféricos junto con programas (corrector, editor, ensamblador, simuladores, compiladores de PASCAL, C, etc) que lo convierten en un sistema de desarrollo. Una vez desarrollado el programa de aplicación lo coloca en una memoria de acceso aleatorio doble de lectura y escritura que forma parte del emulador. Esta memoria es accedida por el microprocesador que se conecta al zócalo del prototipo. En los años 70 la distinción entre analizador lógico y sistema de desarrollo era bastante clara pero el progreso de la microelectrónica ha hecho que el primero tenga recursos de programación que le dotan de funciones del segundo, y que este último posea recursos físicos de análisis lógico. Por ello cada vez la frontera entre ambos tipos de instrumentos es más difusa. Por ejemplo al computador personal de la figura 5.23 se le puede dotar de una tarjeta de adquisición de señales digitales y los programas adecuados para que se comporte como un analizador de estados.
130
Figura 5.23 Sistema de desarrollo realizado con un computador personal y un emulador conectado a él.
5.5
SISTEMAS PARA MANTENIMIENTO DE PROCESADORES PROGRAMABLES
En los apartados anteriores se estudian el analizador lógico y el sistema de desarrollo que constituyen instrumentos complejos que permiten realizar la verificación del funcionamiento de un procesador digital en desarrollo, lo cual implica la necesidad de realizar las pruebas en tiempo real para tener la seguridad de que se detecta cualquier posible fallo del prototipo. Pero para detectar si algún elemento de un procesador está averiado, a fin de proceder a sus sustitución, no son necesarias pruebas tan exhaustivas en especial en lo que hace referencia a la velocidad de operación. De ello se derivó el interés por el desarrollo de instrumentos específicamente orientados al mantenimiento, basados en un computador personal abierto dotado de los adecuados recursos de programación y físicos. Entre ellos resulta de gran interés el simulador de memorias pasivas (en inglés "ROM simulator") cuyo esquema básico se representa en la figura 5.24. El computador personal tiene conectada a sus barras, una memoria activa (RAM) de acceso doble que no solamente puede ser escrita por su unidad central de proceso, sino que puede ser leída por el procesador del sistema cuyo funcionamiento se quiere comprobar. El programa de prueba se desarrolla en el computador personal y se transfiere a dicha memoria (que recibe el nombre de memoria de simulación) colocando en nivel uno las señales EN, y EN2 y enviando a ella las direcciones, señales de control y datos adecuados. Seguidamente el control de la memoria de simulación se transfiere al microcomputador en prueba colocando EN 3 y EN 4 en nivel uno y EN, y EN 2 en cero. Una vez ejecutado el programa de prueba, son observados por el computador personal. 131
Figura 5.24 Simulador de memorias pasivas. El emulador de memorias pasivas no sólo permite ejecutar en el equipo bajo prueba un programa desarrollado en el computador personal, sino que también hace posible que éste último reciba información procedente de aquél para visualizarla y poder comprobar su funcionamiento. Para ello la memoria del simulador ha de poder ser leída por el computador personal (Figura 5.25).
Figura 5.25 Placa de simulador de memorias pasivas realizado con un circuito integrado semimedida (ASIC) (Cortesía de IS2).
132
Dado que el simulador de memorias pasivas posee unas funciones específicas puede ser, en su totalidad o en parte, realizado mediante un circuito integrado de aplicación específica [en inglés Application Specific Integrated Circuit (ASIC)] semimedida (Figura 5.25). Si el sistema bajo prueba es a su vez un computador personal, el emulador puede ser utilizado como equipo de entrenamiento, porque permite observar el funcionamiento de todos los elementos del computador.
Bibliografía FERN 94 Gregorio Fernández. Conceptos básicos de arquitectura y sistemas operativos. Curso de ordenadores. Sistemas y Servicios de Comunicación S.L. 1994
FREE 89 John Freer. Diseño de sistemas con microprocesadores avanzados. Ediciones Anaya Multimedia. 1989.
GARC 87 Antonio García Guerra. Sistemas digitales. Ingeniería de los microprocesadores. Sección de publicaciones. E.T.S. Ingenieros de Telecomunicación de Madrid. 1987
MAND 91a Enrique Mandado. Sistemas electrónicos digitales. Capítulo 8: Procesadores digitales. Marcombo Boixareu editores. 1991.
MAND 91b Enrique Mandado. Sistemas electrónicos digitales. Capítulo 7: Unidades de memoria. Marcombo Boixareu Editores. 1991
133
PARTE 4
INSTRUMENTOS GENERADORES En esta parte se estudian los principales sistemas electrónicos generadores de señales eléctricas.
CAPITULO 6
Fuentes de alimentación
6.1
INTRODUCCIÓN
Los circuitos electrónicos necesitan para su funcionamiento la aportación de energía continua con unas características de tensión y corriente determinadas. Esta energía se obtiene a partir de un sistema físico que recibe el nombre de fuente primaria. Los tipos más usuales de fuentes primarias son: a) Los generadores de tipo químico como las pilas o baterías, que se utilizan para equipos total o parcialmente móviles o situados en lugares en los que no se tiene acceso a otras fuentes de energía eléctrica. Estos sistemas proporcionan una tensión constante y pueden utilizarse directamente para aportar energía (alimentar) a cualquier equipo electrónico, en especial, cuando necesita una potencia pequeña (hasta algunos watios). b) La red de alterna que es un generador de una tensión senoidal de baja frecuencia (50 ciclos/s. en Europa) y determinado valor variable entre ciertos márgenes. Los sistemas que convierten la energía de la red en una energía continua con un valor de tensión constante entre ciertos límites reciben el nombre de FUENTES DE ALIMENTACIÓN. Las fuentes de alimentación se pueden clasificar en dos grandes clases:
137
a) Fuentes no reguladas en las que se obtiene una tensión continua a la que se superpone una pequeña componente alterna. Estas fuentes reciben el nombre de rectificadores que se estudian en profundidad en los textos de Electrónica Aplicada [BONN 80] y están constituidas por los elementos representados en la figura 6.1:
Figura 6.1 Diagrama de bloques de una fuente no regulada.
-
El transformador que reduce el valor de la tensión de la red al valor adecuado de acuerdo con el nivel de continua a obtener.
-
El rectificador propiamente dicho que convierte la tensión alterna en continua pulsante.
-
El filtro que elimina las componentes de alta frecuencia de la onda rectificada y proporciona una tensión continua con un cierto rizado.
Las principales características de las fuentes no reguladas son:
-
La falta de estabilidad de su parámetro principal la tensión de salida cuando varía la tensión de la red de alterna de entrada.
-
La impedancia interna (Z¡) que llevan asociada que hace que su tensión de salida no permanezca invariable al cambiar la carga conectada a ella. Por ello el esquema equivalente es el de una fuente continua de tensión en serie con una impedancia Z¡ (Figura 6.2).
Figura 6.2 Esquema equivalente de una fuente de tensión.
b) Fuentes reguladas que son sistemas electrónicos que obtienen energía eléctrica de fuentes primarias y entregan una energía continua cuya tensión, corriente o potencia de salida se mantiene muy estable y que puede ser en algunos casos variada a voluntad dentro de unos márgenes manual o automáticamente, sin perder la estabilidad ( Figura 6.3). El concepto de fuente regulada engloba el de fuente estabilizada y el de fuente ajustable.
138
Figura 6.3 Diagrama de bloques de una fuente regulada.
Una gran cantidad de circuitos electrónicos necesitan fuentes de alimentación estabilizadas en tensión pero la regulación de corriente y de potencia también tienen aplicaciones prácticas. En muchos casos, una fuente regula más de un parámetro aunque nunca simultáneamente.
6.2
FUENTES DE ALIMENTACIÓN REGULADAS
6.2.1 Introducción El regulador (Figura 6.3) es un circuito realimentado (en la práctica totalidad de los casos) que proporciona a su salida una tensión constante con una variación (rizado) inferior a un valor prefijado que depende de las características del circuito. De acuerdo con la forma en que están realizados los reguladores pueden ser de dos tipos: a) Reguladores lineales que como su nombre indica son sistemas realimentados cuya forma de comportamiento se define mediante una ecuación diferencial lineal. b) Reguladores conmutados que trabajan de forma no lineal y permiten la eliminación del transformador. La mayoría de las fuentes de laboratorio poseen reguladores lineales y su esquema de bloques es el representado en la figura 6.4. Existen múltiples formas de realizar los reguladores lineales que se estudian en sucesivos apartados.
Figura 6.4 Fuente de alimentación regulada lineal.
139
6.2.2 Fuentes reguladas lineales 6.2.2.1
Generalidades Las fuentes reguladas lineales utilizan, como su nombre indica, un regulador lineal. El elemento regulador, puede estar conectado de dos formas diferentes: a) En serie entre la fuente primaria y la carga (Fig. 6.5).
Figura 6.5 Fuente regulada lineal con regulador en serie.
b) En paralelo con la carga. En este caso es necesario colocar una resistencia R en serie que puede ser de valor fijo (Fig. 6.6).
Figura 6.6 Fuente regulada lineal con regulador en paralelo.
La principal diferencia entre ambos montajes radica en su rendimiento energético. En los reguladores lineales serie la energía disipada en el elemento regulador aumenta al hacerlo la intensidad que pasa por la carga. Por el contrario en los reguladores paralelo una disminución de la corriente en la carga se traduce en una elevación de la potencia disipada en el regulador. Esto representa un contrasentido en especial en fuentes que alimentan cargas variables y hace que la fuente primaria entregue una potencia constante independientemente del consumo de la carga y superior a la del regulador serie. Por todo lo expuesto los reguladores paralelo se utilizan solamente en la generación de tensiones de referencia con diodos zéner en las que el consumo energético es muy bajo ( Fig. 6.7).
140
Figura 6.7 Fuente de alimentación regulada con diodo zéner.
En el apartado siguiente se realiza el estudio de los reguladores lineales serie.
6.2.2.2
Reguladores lineales serie
Tal como se indica en el apartado anterior son los únicos utilizados en fuentes de regulación lineal a excepción de las fuentes de referencia. Su diagrama de bloques se representa en la figura 6.8.
Figura 6.8 Diagrama de bloques de una fuente regulada lineal serie.
El regulador consiste en una impedancia variable colocada en serie entre la fuente eléctrica primaria y la carga. Dicha impedancia está constituida normalmente por un transistor bipolar de potencia gobernado por un circuito de control adecuado. Para que este circuito proporcione una corriente moderada (algunos miliamperios) es necesario que la ganancia en corriente del transistor utilizado sea lo mayor posible. Dado que los transistores bipolares de potencia tienen una ganancia de corriente baja, para conseguir una ganancia de corriente elevada se utilizan, cuando es necesario, varios transistores en montaje Darlington, [MILL 86]. Las fuentes reguladas serie se pueden realizar de dos formas diferentes: a) Reguladores en bucle abierto en los que la unidad de control no recibe señales procedentes de la carga. Su diagrama de bloques se representa en la figura 6.9.
141
Figura 6.9 Fuente regulada lineal serie con unidad de control en bucle abierto.
Este montaje se utiliza en fuentes de tensión regulada de pequeña potencia cuyo esquema se representa en la figura 6.10.
Figura 6.10 Fuente regulada lineal serie en bucle abierto con diodo zéner y transistor.
Su principal inconveniente es que el nivel de la tensión de salida para una misma entrada y carga depende de los parámetros del transistor. b) Reguladores en bucle cerrado en los que la unidad de control recibe señales procedentes de la carga. Su diagrama de bloques se representa en la figura 6.11.
Figura 6.11 Diagrama de bloques de una fuente regulada lineal serie con unidad de control en bucle cerrado.
142
Este montaje es el más utilizado tanto en fuentes de tensión como de corriente y contiene los elementos indicados en la figura 6.12. La tensión de la carga o una tensión proporcional a la corriente que pasa por ella se resta de una tensión de referencia y la señal así obtenida se amplifica y controla al transistor serie que constituye una impedancia variable. La utilización de los amplificadores operacionales ha supuesto un gran impulso al desarrollo de los reguladores en bucle cerrado, porque permiten lograr fuentes de gran estabilidad independientemente del valor de los parámetros del transistor serie.
Figura 6.12 Fuente regulada lineal serie en bucle cerrado con indicación de los principales elementos que la componen.
6.2.2.3
Fuente de tensión regulada lineal serie
Su esquema básico se representa en la figura 6.13, que es equivalente al de la figura 6.14 que resulta más fácil de analizar desde el punto de vista de la teoría de los amplificadores operacionales realimentados.
Figura 6.13 Esquema básico de una fuente de tensión regulada lineal serie.
143
Figura 6.14 Esquema de una fuente de tensión regulada lineal serie equivalente al de la figura 6.13.
Un análisis de la figura 6.14 permite comprobar que se trata de un montaje [COUG 93] con una etapa de potencia constituida por un transistor en emisor común, que produce una inversión de fase y por ello el conjunto se comporta como un amplificador no inversor. Considerando muy elevada la ganancia del amplificador operacional (A → ∞ ), así como,su impedancia de entrada, se tiene que la entrada no inversora (+) y la inversora (-) están a la misma tensión y por lo tanto se cumple la ecuación:
Los valores de R 2 y R 1 vienen limitados por las características del amplificador operacional y la limitación de potencia disipada en el circuito de control. La corriente I r en la fuente de referencia debe estar comprendida entre l mA y l0mA. Si la fijamos igual a lmA tendremos:
de donde resulta:
en las que V s y Vr se miden en voltios 144
Si R 1 es un potenciómetro de resistencia total 2V r K Ω se puede programar manualmente la tensión de salida. Inviniendo la tensión de referencia y utilizando un transistor PNP se pueden regular tensiones negativas. En el circuito de la figura 6.14 se utilizan dos tensiones auxiliares +V y -V para alimentar el amplificador operacional. Es factible alimentar el amplificador operacional con la propia fuente primaria. Un esquema posible se representa en la figura 6.15 que es equivalente al de la figura 6.16.
Figura 6.15 Esquema de una fuente de tensión regulada lineal serie con alimentación de la unidad de control a partir de la fuente primaria.
En esta última se observa que se trata de un montaje no inversor y por ello la tensión de salida regulada Vs cumple la ecuación:
Figura 6.16 Esquema de una fuente de tensión regulada lineal serie equivalente al de la figura 6.15.
145
6.2.2.4
Fuente de corriente regulada lineal serie
Su esquema se representa en la figura 6.17 en la que el amplificador se alimenta con dos tensiones auxiliares.
Figura 6.17 Esquema básico de una fuente de comente regulada lineal serie.
La figura 6.18 representa el esquema equivalente en el cual se observa que se cumple:
Figura 6.18 Esquema de una fuente de corriente regulada lineal serie equivalente al de la figura 6.17.
146
6.2.2.5
Fuente de tensión regulada lineal serie con limitación de corriente
En el apartado 6.2.2.3 se estudian las fuentes de tensión reguladas que mantienen dicho parámetro fijo independiente de la corriente solicitada por la carga. Pero ese modo de operación presenta el inconveniente práctico de que la disipación en el elemento regulador en serie se eleva al hacerlo la corriente y tendería a infinito en el caso de que se produjese un cortocircuito. Por ello es necesario que las fuentes de tensión constante posean una limitación de corriente que supere dicho inconveniente. Existen varias formas de limitar la corriente que se estudian en sucesivos apartados.
6.2.2.5.1 Fuente de tensión regulada y corriente regulada combinadas Su diagrama tensión-corriente es el indicado en la figura 6.19.
Figura 6.19 Diagrama tensión-corriente de una fuente regulada lineal serie con regulación de tensión y corriente combinadas.
La corriente está limitada a un valor I MAX. Mientras la resistencia de carga R C tiene un valor superior a la relación entre la tensión nominal V s y la intensidad máxima IMAX, la tensión de salida permanece constante e igual a V s. Al disminuir el valor de R C por debajo de dicha relación se mantiene constante la intensidad y va disminuyendo la tensión hasta anularse cuando R C es igual a cero, es decir, existe un cortocircuito en la carga. Una fuente con el comportamiento descrito se obtiene combinando los esquemas de las fuentes de tensión y de corriente estudiadas en apartados anteriores. En la figura 6.20 se representa un esquema posible en el que un operacional realiza el control de tensión y otro el de corriente. La salida de ambos operacionales se une a la base del transistor a través de una puerta O en lógica negativa realizada con diodos. La limitación de corriente se puede realizar con un circuito más sencillo que consiste en un transistor adecuadamente conectado a la resistencia R s y se representa en la figura 6.21.
147
Figura 6.20 Esquema de una fuente regulada lineal serie realizada con dos amplificadores operacionales y cuyo diagrama de tensión es el de la figura 6.19.
Figura 6.21 Esquema de una fuente regulada lineal serie realizada con un regulador de tensión y un transistor T como limitador de corriente.
La resistencia R s se dimensiona para que el transistor T empiece a conducir cuando a través de ella pase la intensidad máxima admisible. Al conducir T disminuye la corriente de base del transistor serie, lo cual produce un aumento de la caída de tensión en él que mantiene constante la corriente a través de R s. La fuente que se acaba de describir presenta el inconveniente de que en el caso de que se produzca un cortocircuito, la potencia consumida en el transistor serie es igual al producto de la tensión nominal VS por la corriente I MAX, por lo cual se ha de prever un radiador de dimensiones elevadas. Si el dimensionamiento no es correcto se puede producir el deterioro del transistor serie, y en el caso de que se cortocircuite se tendría una elevación de la tensión de salida, cuyo valor igualaría al de la tensión de la fuente primaria. 148
6.2.2.5.2 Fuente de tensión regulada serie con anulación de corriente y tensión (foldback) El inconveniente expuesto en el apartado anterior hace más interesante que el comportamiento de la fuente responda al diagrama tensión corriente de la figura 6.22, en el que si la resistencia de carga R C se hace inferior a V S partido por I MAX, se produce no solo una disminución de la tensión de la salida sino también una disminución de la corriente.
Figura 6.22 Diagrama tensión-corriente de una fuente de tensión regulada lineal serie con anulación de corriente y tensión (foldback).
Para lograr lo expuesto se compara una tensión proporcional a la corriente de salida con una fracción de la tensión de salida, y si aquella supera a esta última se reduce a un mínimo la corriente a través de la base del transistor serie. El esquema básico del circuito de anulación de corriente realizado con un amplificador operacional se representa en la figura 6.23.
Figura 6.23 Esquema básico del circuito de anulación de corriente de una fuente de tensión regulada serie.
Si la carga R c es infinita (circuito abierto) la tensión en ella es igual a V s. Por lo tanto la entrada no inversora (+) del amplificador operacional es más positiva que la inversora (-) que se encuentra aproximadamente a la tensión VS
R 4 . R 3 + R 4
Al disminuir R C aumenta IS y cuando la caída de tensión en R S supera a la caída de tensión en R 3, la salida inversora pasa a ser más positiva y la salida del amplificador conmuta al nivel -V, anulando de esta forma la corriente de base del transistor. 149
Naturalmente este montaje ha de combinarse con el de regulación de tensión para tener una fuente completamente operativa, cuyo esquema se representa en la figura 6.24.
Figura 6.24 Esquema de una fuente de tensión regulada lineal en serie realizada con dos amplificadores operacionales y cuyo diagrama tensión-corriente es el representado en la figura 6.22.
Para elegir los componentes se suelen adoptar los siguientes criterios: a) La corriente a través de R 3 y R 4 debe ser igual a lmA. De esta forma la caída de tensión en R 4 es igual a V S, midiendo la resistencia en K Ω y la tensión en voltios. b) El valor de R S debe ser pequeño para tener un rendimiento elevado. Se suele elegir: I SMAX • Rs = 0,5 V.
Por ello para que se produzca la anulación de corriente (foldback) cuando I S = ISMAX. debe elegirse R 3 de tal manera que:
de donde R 3 = 500 Ω y si se coloca un potenciómetro:
La anulación de corriente se puede lograr también con un circuito que incorpora un transistor y tres resistencias cuyo esquema se representa en la figura 6.25 y constituye una variante del de la figura 6.21. Despreciando la corriente a través de la base del transistor T 2 en relación con la que circula a través de R 3 y R 4 , se obtiene la expresión de la corriente I S a través de R S que es aproximadamente igual a la que pasa por la carga: 150
Figura 6.25 Esquema de una fuente de tensión regulada lineal serie realizada con un regulador de tensión y un transistor y cuyo diagrama de tensión-corriente es el de la figura 6.22.
En esta expresión se observa que la disminución de V S produce una disminución de I S. Por ello cuando la corriente en la carga alcanza el valor máximo admisible, el transistor T 2 conduce y al reducir la corriente de base del transistor serie hace disminuir simultáneamente V S e I S. Cuando la carga se anula (cortocircuito) la tensión V S se anula y la corriente I S queda limitada al valor:
por lo tanto se tiene que:
151
6.2.2.5.3 Fuente de tensión regulada con limitación térmica (Thermal shut-down) Se acaban de estudiar los reguladores de tensión basados en la medida de la corriente y su limitación (corriente constante o anulación de corriente y tensión). Pero en realidad lo que se busca con ambos sistemas es limitar la potencia que entrega la fuente, la cual se traduce en una disipación térmica en el transistor serie. El progreso de las técnicas de integración llevó a los fabricantes de semiconductores a pensar en la integración de todos los componentes de los circuitos estudiados en los apartados anteriores en un circuito integrado que necesita solamente tres terminales. Como ejemplo se representa en la figura 6.26 un regulador de tensión monolítico de tres terminales.
Figura 6.26 Bloque funcional regulador de tensión.
Por otra parte, la situación en la misma cápsula del transistor serie y del circuito del control produce una resistencia térmica nula entre ambos y permite concebir una limitación de corriente basada en la disipación de potencia del transistor serie. Surgieron así los reguladores de tensión con limitación térmica (thermal shut-down), que están basados en la anulación de la corriente que la unidad de control proporciona al transistor serie cuando la temperatura de la unión de éste supera el valor máximo admisible. Esta acción hace que el transistor serie se enfríe y vuelva a recibir corriente de base, pero si persiste la corriente excesiva se vuelve a producir de nuevo la anulación. Se tiene de esta forma una tensión de salida pulsante. La gran ventaja de este procedimiento de limitación es la de garantizar la no destrucción del transistor serie. Los reguladores colocados en un único circuito integrado monolítico suelen incluir tres tipos de protecciones: a) Limitación de corriente basada en el circuito de la figura 6.21. b) Limitación de la máxima tensión entre colector y emisor del transistor serie para evitar que entre en una región de segunda ruptura. c) Limitación de la temperatura en la unión del transistor serie. 152
El esquema típico se representa en la figura 6.27. La regulación de tensión se realiza mediante las resistencias R 1 y R 2, la fuente de referencia V r y el comparador. La limitación de corriente la producen R s y el transistor T 2. La protección contra sobretensión en el transistor serie T1 la realizan R 3 y R 4 y el diodo zéner D Z. La limitación térmica se realiza mediante un transistor T3 con una polarización de base constante en un montaje sensible a la temperatura. El colector de T3 se conecta a la base del transistor serie T 1.
FUENTE DE CORRIENTE
Figura 6.27 Bloque funcional regulador de tensión con limitación térmica (Thermal Shut-down).
El diagrama de bloques de un regulador de este tipo se representa en la figura 6.28 6.28 que constituye una fuente de tensión constante con limitación térmica. Los condensadores Cl y C2 deben ser de algunas décimas de μF y estar situados muy próximos al circuito integrado. Tienen como misión asegurar la estabilidad de la unidad de control realimentada de aquél.
Figura 6.28 Diagrama de bloques de un regulador de tensión de tres terminales con limitación térmica.
153
Se han realizado familias de reguladores de tensión de tres terminales en las que los distintos elementos de la familia se diferencian únicamente por la tensión de salida. Para obtener con un regulador de tensión fija de tres terminales una tensión de salida superior a aquella, se utiliza el montaje de la figura 6.29.
Figura 6.29 Fuente de tensión regulada lineal serie de tensión de salida variable realizada con un bloque funcional de tres terminales.
El terminal común del regulador se conecta a un divisor de tensión formado por las resistencias externas R 1 y R 2. Si se denomina I R a a la intensidad que pasa a través de dicho terminal y V R a a la tensión de salida del regulador, la tensión de salida V S cumple la ecuación:
Para elegir R 2 y R 1 se debe tener en cuenta que I R debe debe ser mucho menor que la intensidad a través de R 1 a fin de reducir el efecto de la variación de I R con con la carga ó con la tensión de entrada. Si se hace dicha relación igual a 5 se tiene:
de donde resulta:
154
y a partir de la expresión de V s:
El interés de tener un único regulador para diseñar fuentes de diferentes tensiones de salida, ha motivado la realización de reguladores monolíticos de cuatro terminales idénticos al esquema de la figura 6.27 a 6.27 a excepción de que no se incluyen las resistencias R 1 y R 2 en su interior, y se conecta a un terminal externo la entrada inversora del amplificador operacional. En la figura 6.30 se 6.30 se representa un regulador de tensión realizado con un circuito de cuatro terminales. La tensión de salida cumple la ecuación:
en la cual V R es es la tensión de referencia interna, que suele ser igual a 5V.
Figura 6.30 Fuente de tensión regulada lineal en serie de tensión de salida variable realizada con un bloque funcional de cuatro terminales.
155
Resulta por tanto:
La corriente a través de R 2 debe ser de lmA aproximadamente. Para ello se elige R 2 del valor de V R en K Ω. Con los reguladores de tensión monolíticos de tres o cuatro terminales se pueden pue den obtene obt enerr fuent fu entes es de corri cor rient ente. e. El esquem esq uemaa se repre rep resen senta ta en la figur fi guraa 6.31 6.3 1 y en él se comprueba que la corriente de salida es:
Figura 6.31 Fuente de corriente regulada lineal en serie realizada con un bloque funcional de cuatro terminales.
6.2.2.6
Fuentes de alimentación de laboratorio reguladas lineales
Las fuentes de alimentación de laboratorio son equipos electrónicos que suministran energía eléctrica continua para alimentar los prototipos de los sistemas electrónicos que están en la fase desarrollo en un laboratorio. Para ello deben permitir al usuario controlar sus diferentes parámetros mediante los elementos de medida y maniobra adecuados. Las fuentes de alimentación de laboratorio reguladas lineales se clasifican en dos grandes clases: a) Fuentes de alimentación de laboratorio simples que poseen una única salida. b) Fuentes de alimentación de laboratorio dobles que poseen dos salidas.
156
En sucesivos apartados se estudia cada una de ellas.
6.2.2.6.1 Fuentes de alimentación de laboratorio reguladas lineales simples Poseen un conjunto de elementos que dependen de las características de la fuente y del tipo de regulador utilizado. En la figura 6.32 se representan los de uso más corriente que se describen a continuación:
Figura 6.32 Esquema de bloques de una fuente regulada lineal serie de laboratorio con elementos de medida y maniobra.
a) Elementos de maniobra a-1)
Interruptor de alterna. Este elemento está situado en el primario del transformador de la fuente y permite interrumpir la alimentación de alterna al mismo (Fig. 6.32).
a-2)
Interruptor de salida. Este interruptor se coloca entre la salida del regulador y la carga y permite interrumpir la alimentación a la carga dejando bajo tensión todos los circuitos de la fuente de alimentación (Fig. 6.32). Este elemento es de una gran utilidad en las fuentes de tensión variable porque permite su ajuste sin necesidad de desconectar la carga.
a-3)
Potenciómetro de regulación de tensión. Este potenciómetro actúa sobre el circuito de realimentación del regulador y permite permi te variar va riar la tensión t ensión de salida sal ida entre e ntre ciertos cier tos límite l ímites. s.
a-4)
Potenciómetro de limitación de corriente. Las fuentes de laboratorio de tensión constante poseen una protección contra sobrecargas para evitar los efectos desastrosos de elevación de la corriente en la 157
carga por encima de los valores para los que se ha previsto el regulador tal como se estudió en el apartado anterior. Puede dotarse al regulador de un potenciómetro que permita variar la corriente a partir de la cual la tensión deja de permanecer constante (Fig. 6.32). b) Elementos de medida. b-1) Voltímetro analógico o digital. La medición de la tensión de salida es imprescindible en las fuentes de tensión de salida ajustable. Por ello la fuente suele llevar incorporado un voltímetro analógico o digital (Fig. 6.32). b-2)
Amperímetro. La medición de la corriente es muy interesante en las fuentes de laboratorio para conocer el consumo de un circuito en prueba y diseñar posteriormente una fuente específica para él. Por ello muchas fuentes de laboratorio suelen llevan incorporado un amperímetro analógico (Fig. 6.32) o digital. El amperímetro y el voltímetro pueden estar realizados con aparatos de medida independientes pero es muy usual el que se utilice un único aparato conmutado mediante un dispositivo situado en el panel frontal.
6.2.2.6.2 Fuentes de alimentación de laboratorio reguladas lineales dobles Son numerosos los circuitos electrónicos (en especial analógicos) que deben ser alimentados mediante dos tensiones iguales en valor absoluto pero de distinta polaridad. Por ello se han desarrollado fuentes de alimentación dobles que poseen en su interior dos fuentes reguladas lineales idénticas con salidas independientes de tensión. Las dos fuentes individuales se pueden interconectar entre ellas de diferentes maneras por medio de elementos de conmutación controlados desde el exterior. Cada forma de interconexión da lugar a un modo de operación diferente [PROM 87]. A continuación se describen los más usuales: a) Modo de funcionamiento INDIVIDUAL. Corresponde a utilizar las dos fuentes de forma separada. Se trata por lo tanto de dos fuentes simples como las estudiadas en el apartado anterior, colocadas dentro del mismo bastidor metálico. b) Modo de funcionamiento SIMÉTRICO. En este modo de funcionamiento se conectan el terminal negativo (-) de una fuente con el positivo (+) de la otra y se tienen como terminales de salida, el positivo de la primera y el negativo de la segunda junto con el punto común que se toma como cero central. 158
Las aplicaciones de este montaje implican en general la necesidad de que las dos fuentes proporcionen tensiones idénticas. Para ello se utiliza la tensión de salida de una fuente como referencia de la otra a través de un divisor resistivo. Se dice que una fuente sigue (Track) a la otra, de ahí que a una se la denomine fuente MAESTRA y a la otra fuente SEGUIDORA. El esquema básico del montaje se representa en la figura 6.33.
Figura 6.33 Esquema básico del montaje simétrico de dos fuentes una maestra y la otra seguidora.
En este montaje es conveniente analizar lo que sucede al combinar la regulación de tensión con la limitación de corriente. Si la corriente de la fuente maestra supera el valor máximo prefijado, se produce una disminución de la tensión (que depende del tipo de limitación, tal como se vio en apartados anteriores). En consecuencia, la tensión de la fuente seguidora disminuye igualmente. Si por el contrario es la corriente de la fuente seguidora, la que supera el valor máximo prefijado en ella, disminuye su tensión al mismo tiempo que permanece invariable la de la fuente maestra. En resumen, la tensión de salida de la fuente seguidora es idéntica a la de la maestra (independientemente de que la primera este funcionando como fuente de tensión o de corriente), excepto cuando su corriente de salida supera el valor máximo prefijado en ella. c) Modo de funcionamiento SERIE. En él se conectan internamente el borne - de una fuente con el + de la otra, y se tienen como terminales de salida el + de la primera y el - de la segunda.
159
d) Modo de funcionamiento PARALELO. En él se conectan internamente las fuentes en paralelo (los terminales del mismo signo entre sí). Para que cada una de la fuentes suministre la mitad de la corriente total es necesario que el sensor de corriente de una influya en el circuito de control de la otra. En la figura 6.34 se representa el diagrama de bloques de una fuente regulada lineal doble (el modelo FAC-662B de Promax) que posee los diversos modos de funcionamiento descritos.
Figura 6.34 Diagrama de bloques de la fuente de alimentación de laboratorio doble modelo (FAC-662B) de PROMAX.
6.2.3 Fuentes reguladas conmutadas 6.2.3.1
Introducción
En el apartado 6.2.2 se estudiaron las fuentes reguladas lineales, y se comprobó que proporcionan una elevada estabilidad de la tensión de salida frente a las variaciones de la carga y del nivel de tensión de la fuente primaria. Pero en contrapartida su rendimiento es muy bajo ( ≤ 30%) y poseen un volumen y un peso elevados proporcionales a la potencia de salida, que por lo tanto está limitada a valores inferiores a los 50W. El desarrollo de las técnicas de integración durante las décadas de los 60 y 70, y en especial el creciente auge actual de la microelectrónica que ha dado lugar a los circuitos de muy gran 160
(VLSI) y ultra gran (ULSI) escala de integración, ha provocado el diseño y realización de equipos electrónicos de control y comunicaciones de reducido tamaño, que exigen fuentes de alimentación eficientes, ligeras y poco voluminosas. El desarrollo de diodos y transistores de gran rapidez, que además soportan elevadas tensiones, ha permitido el diseño de Fuentes de Alimentación Conmutadas (FAC) [Switch Mode Power Supplies (SMPS)] que presentan las siguientes ventajas:
-
Funcionan a frecuencias de conmutación elevadas, lo que permite reducir el tamaño de los componentes inductivos y capacitivos.
-
Se conectan directamente a la red sin necesidad de utilizar un transformador de baja frecuencia.
-
Poseen rendimientos comprendidos entre el 65 % y el 95 %.
-
Alcanzan potencias del orden de Kw.
En contrapartida presentan los siguientes inconvenientes:
-
Poseen un mayor rizado y generan ruido eléctrico debido a que manejan señales casi cuadradas difíciles de filtrar.
-
Utilizan circuitos de control más complejos, con un mayor número de componentes que los de las fuentes lineales.
-
Pueden generar interferencias electromagnéticas [Electromagnetic interferences (EMI)] que afectan a otros equipos electrónicos, y necesitan, para evitarlo, la utilización de filtros adecuados.
En la figura 6.35 se representa el esquema de bloques de una fuente de alimentación conmutada (FAC) que consta de dos grandes partes:
Figura 6.35 Esquema de bloques de una fuente de alimentación conmutada.
161
a) El circuito de entrada que convierte la tensión alterna en continua no regulada. b) Un convertidor continua-continua que convierte una tensión continua de entrada en otra de salida regulada de diferente nivel. En sucesivos apartados se estudia cada una de estas partes.
6.2.3.2
Circuitos de entrada
En general la fuente primaria es alterna, y por ello el circuito de entrada consta de tres partes (Figura 6.35).
-
Un filtro de radiofrecuencia.
-
Un rectificador.
-
Un filtro de baja frecuencia.
6.2.3.2.1 Filtro de radiofrecuencia Como se dijo en la introducción, las FAC (SMPS) generan interferencias electromagnéticas debido a que utilizan ondas cuadradas que producen cambios bruscos de tensión y de corriente en los elementos que las constituyen.
c)
Figura 6.36 Mitro de interferencia. a) Esquema general con los condensadores entre líneas (Cx) y entre línea y masa (Cy). b) Filtro para fuente conmutada de características medias. c) Filtro para fuente conmutada de potencia no superior a 100 W.
162
Es necesario limitar la energía contenida en dichas interferencias a fi n de evitar que afecte a equipos electrónicos alimentados desde la red. Las normas alemanas VDE (Verband Deustcher Electrotechniker) y americanas FCC (Federal Communications Commission) establecen los márgenes admitidos. Existen diversas formas de realizar un filtro de radiofrecuencia, de las que en la figura 6.36 se representan las más usuales. Los condensadores situados entre ambas líneas (Cx) tienen como misión reducir las interferencias que se generen entre ambas. Los condensadores situados entre cada línea y masa disminuyen los niveles de las interferencias con respecto a masa y contribuyen a proteger al usuario contra descargas eléctricas.
6.2.3.2.2 Rectificador y filtro de baja frecuencia El esquema básico se representa en la figura 6.37 y está constituido en general por un puente de diodos y un condensador en paralelo a su salida.
Figura 6.37 Rectificador y filtro de entrada.
Los diodos deben soportar las tensiones inversas y los picos de corriente que se producen al cargarse el condensador en el instante de la conexión. Para limitar esa corriente se puede poner en serie una resistencia R de bajo valor ohmico, (figura 6.37), una resistencia de coeficiente de temperatura negativo [Negative temperature coefficient (NTC)] o una combinación de ambas. Para evitar los efectos que pueden producir las sobretensiones transitorias que aparezcan en la red, se utiliza una resistencia dependiente de la tensión (RDT) [Voltage dependent resistor (VDR)] colocada en paralelo con la entrada de red (Figura 6.37). El condensador electrolítico C debe soportar la tensión de pico de la red y el valor de su capacidad ha de ser tal que el rizado en sus bornes se mantenga en unos límites aceptables y que la tensión de salida permanezca inalterable a pesar de que se produzcan fallos de corta duración en la red. La experiencia práctica aconseja adoptar los valores de la capacidad indicados en la tabla 6.1 para diferentes condiciones de funcionamiento.
163
Condiciones de funcionamiento Ausencia de fallos en red
Condensador 1 μF / Watio
Fallo de medio período en la red
2,2 μF / Watio
Fallo de un período en la red
3,3 μF / Watio
Tabla 6.1 Valor del condensador electrolítico de filtro.
Para reducir al mínimo las interferencias de alta frecuencia es necesario que sea muy baja la resistencia equivalente serie del condensador.
6.2.3.3
Convertidor continua-continua (CC/CC)
6.2.3.3.1 Introducción El convertidor CC/CC es el elemento básico de una FAC (SMPS) y realiza la conversión de la tensión de salida del filtro de baja frecuencia en una tensión continua estabilizada. Está formado por: -
Los dispositivos interruptores controlados que son capaces de cortarse o cortocircuitarse en función del estado de una señal de control. Existen diversos tipos: -
Transistores bipolares.
-
Transistores de efecto de campo MOSFET.
-
Transistores de disparo y corte por puerta [Gate turn off (GTO)].
-
Transistores bipolares de puerta aislada [Insulated gate bipolar transistor (IGBT)].
-
Diodos rápidos (en general del tipo Schottky).
-
Transformador de aislamiento (en el caso de que se quiera aislar galvánicamente la entrada de la salida). - El filtro de salida constituido por un circuito LC.
Los parámetros más importantes de los convertidores CC/CC son:
-
La tensión de salida.
- La tensión de entrada. - La estabilidad de la salida frente a variaciones de la tensión de entrada y de la corriente
de salida.
164
Los convertidores CC/CC se clasifican en dos grandes categorías de acuerdo con su principio de funcionamiento (Tabla 6.2): -
Los convertidores controlados mediante la relación alto/bajo de una secuencia de impulsos.
-
Los convertidores controlados mediante la resonancia de los elementos capacitivos e inductivos.
Tabla 6.2 Clasificación de los convertidores CC/CC.
Por otra parte los convertidores CC/CC se caracterizan también por su topología es decir, por la forma en que se conectan entre sí los elementos pasivos y los interruptores controlados. La combinación de este concepto con la forma de funcionamiento indicada anteriormente da lugar a la clasificación representada en la tabla 6.2. En sucesivos apartados se analizan los tipos de convertidores más utilizados en la práctica. En el estudio que se va a realizar se consideran interruptores controlados, diodos y transformadores ideales y bobinas y condensadores de valores de autoinducción y capacidad elevadas que permiten suponer que la corriente a través de las primeras y la tensión a través de las segundas, evolucionan linealmente.
6.2.3.3.2 Convertidores controlados mediante anchura de impulsos Estos convertidores también reciben el nombre de modulados por anchura de impulsos [Pulse width modulation (PWM)] y el de no resonantes. Basan su funcionamiento en la aplicación, al elemento de control de los interruptores, de una onda cuadrada V C de período T que se encuentra en un determinado nivel durante un tiempo δT (siendo 0 ≤ δ ≤ 1) y en nivel cero el resto del 165
período. Variando δ se modifica el valor de la tensión de salida Vs. A su vez estos convertidores pueden tener uno o varios interruptores controlados lo cual da lugar a diferentes tipos que se indican también en la tabla 6.2. En sucesivos apartados se analiza cada uno de ellos.
6.2.3.3.2.1
Convertidores controlados mediante anchura de impulsos con un único interruptor
Están constituidos por un circuito que posee como mínimo una bobina, un condensador, un diodo y un interruptor controlado por una onda cuadrada como se indicó anteriormente. De acuerdo con la topología se clasifican en dos grandes categorías: a) Topologías básicas que en general se utilizan sin transformador de aislamiento. b) Topologías complejas que se obtienen mediante la combinación de las básicas entre sí o la combinación de una topología básica con un transformador de aislamiento con varios devanados. A continuación se analizan las topologías básicas y las principales topologías complejas [FISH 91].
6.2.3.3.2.1.1 Topologías básicas con un único interruptor a) Convertidor CC/CC reductor (Buck converter). Recibe esta denominación porque la tensión de salida es siempre menor que la de entrada. Su esquema básico se representa en la figura 6.38a en la que se supone que la fuente primaria es una batería de tensión V B. En la figura 6.38b se representan la evolución en el tiempo de las corrientes en la bobina (I L), el interruptor (II) y el diodo (ID), junto con la onda cuadrada V C aplicada al elemento de control del interruptor. Cuando el interruptor I se cierra, V C en nivel alto, se polariza inversamente el diodo D, con lo cual se anula I D (Figura 6.38b) y se produce un incremento de la corriente IL a través de la bobina que contribuye a cargar el condensador C. Al abrir el interruptor I (VC pasa a nivel bajo),la energía almacenada en la bobina en forma de campo magnético hace que la I L no pueda desaparecer repentinamente. Por ello la anulación de I I se compensa con la aparición de la corriente I D a través del diodo D que se polariza directamente. La bobina debe tener una inductancia elevada para que la corriente evolucione linealmente y no llegue a anularse durante el intervalo en el que el interruptor I está abierto. Este modo de funcionamiento recibe el nombre de continuo y es el más utilizado en este tipo de convertidores. (En el caso de que la corriente I L llegue a anularse antes de que el interruptor vuelva a cerrarse, se dice que el convertidor trabaja en modo discontinuo). 166
Figura 6.38 Convertidor reductor, a) Esquema del circuito; b) Formas de onda.
En el modo de funcionamiento continuo cuyas formas de onda son las representadas en la figura 6.38(b), la función de transferencia del convertidor solo depende de la relación alto/bajo de la secuencia de impulsos y en ningún caso de la carga. Por lo tanto en el modo de funcionamiento continuo, la tensión en la bobina mientras I está cerrado cumple las ecuaciones (Figura 6.38b):
167
de donde resulta: (VB - VO ) ⋅ t1 = L
⋅
Δ I L
= L (ILmax -ILmin )
Igualmente cuando I está abierto se tiene:
VL = - VO
de donde resulta:
Igualando ambas expresiones se obtiene finalmente:
Denominando ciclo de trabajo del interruptor δ a la relación entre el tiempo t 1 durante el cual el interruptor está cerrado, y el período T, es decir:
168
y sustituyendo en la expresión anterior resulta:
siendo 0 < δ < 1 Esta última ecuación constituye la función de transferencia del convertidor y como se observa en ella, la tensión de salida es menor que la tensión de entrada. b) Convertidor CC/CC elevador (Boost converter). Recibe esta denominación porque la tensión de salida es siempre superior a la de entrada. Su esquema básico se representa en la figura 6.39a. En la figura 6.39b se indica la evolución temporal de las mismas corrientes I L, II e ID que en el convertidor reductor, estudiado en el apartado anterior. Cuando se cierra el interruptor I se polariza en sentido inverso el diodo D, el condensador C mantiene la tensión en la carga y se almacena energía en la bobina L. Al abrir el interruptor I, se polariza directamente el diodo D y la energía almacenada en la bobina se transfiere al condensador C. Suponiendo su funcionamiento en modo continuo, al igual que en el montaje reductor anterior, se tiene: Interruptor cerrado:
Interruptor abierto:
A partir de estas dos ecuaciones y teniendo en cuenta también que t 1 = δT resulta:
169
siendo 0 <
δ
<1
Por lo tanto la tensión de salida V O es superior a la de entrada VB, lo cual no es posible en las fuentes lineales estudiadas en el apartado 6.2.2.
Figura 6.39 Convertidor elevador, a) Esquema del circuito; b) Formas de onda.
170
c) Convertidor CC/CC reductor-elevador (Buck-boost converter). Se denomina así porque puede proporcionar a su salida una tensión menor o mayor que la de entrada en función del valor del ciclo de trabajo 5.
Figura 6.40 Convertidor reductor-elevador, a) Esquema del circuito; b) Formas de onda.
171
Su esquema básico se representa en la figura 6.40a, y 6.40a, y la evolución en el tiempo de las distintas corrientes en la figura 6.40b. Cuando se cierra el interruptor I, se almacena energía en la bobina y el condensador mantiene la tensión en la carga. El diodo D no conduce siempre y cuando la tensión en la carga sea menor que V B. Cuando el interruptor se abre, la energía almacenada en la bobina se transfiere al condensador a través del diodo D que se polariza directamente. Al igual que en los montajes anteriores se tiene: Interruptor cerrado:
Interruptor abierto:
A partir de estas dos ecuaciones y teniendo en cuenta que t 1=δT resulta:
siendo 0 <
δ
<1
Por lo tanto si se elige un ciclo de trabajo 5 < 0, 5 el convertidor actúa como reductor reductor y si δ > 0,5 actúa como elevador.
6.2.3.3.2.1.2 Topologías complejas con un único interruptor Acoplando entre sí los convertidores básicos estudiados anteriormente o combinándolos con transformadores de aislamiento con dos o más devanados se obtienen topologías complejas, de las que a continuación se estudian las más utilizadas (ver tabla 6.2). a) Convertidor de Cuk. Su esquema se representa en la figura 6.41a, y 6.41a, y se puede considerar como la conexión 172
en cascada de un convertidor elevador con otro reductor tal t al como se muestra en la figura 6.41b.
Figura 6.41 Convertidor de Cuk. a) Esquema del circuito; b) Conexión en cascada de un convertidor elevador y un reductor.
A pesar de presentar mayor complejidad, tiene la ventaja de ser capaz de eliminar totalmente el rizado en la tensión de salida. Su función de transferencia es idéntica a la del convertidor reductor-elevador: reductor-elevador:
siendo 0 < δ < 1. b) Convertido Conver tidorr directo dir ecto (Forward (For ward Converter) Conver ter).. Se trata de un convertidor, derivado del reductor, ( Fig. 6.38) cuyo 6.38) cuyo esquema típico y formas de onda se representan en la figura 6.42. Cuando se cierra el interruptor I, se aplica la tensión de entrada al primario del transformador y se polariza D3 inversamente. A su vez, se induce tensión en el secundario, se polariza D2 inversamente y DI directamente con lo que se transfiere la energía del transformador a la carga a través de la salida. Al abrir el interruptor I, se invierte la polaridad de la tensión en el transformador, se polariza polar iza DI inversament inver samentee y D2 directamen dire ctamente, te, y se s e mantie ma ntiene ne de esta forma la tensión tensi ón en la carga. Al mismo tiempo para evitar la saturación del núcleo del transformador es necesario desalojar la energía almacenada en el primario que no puede ser absorbida por po r el circ ci rcui uito to secu se cunda ndari rio. o. Para Pa ra ello el lo,, se util ut iliz izaa un u n deva de vana nado do auxi au xili liar ar acop ac opla lado do al 173
primario primario que se denomina denomina devanado devanado desmagnetiz desmagnetizador, ador, conectado conectado en serie con el diodo D3 que se polariza directamente y transfiere la energía magnética a la fuente primaria. Una ventaja adicional es que de acuerdo con la ley de Lenz, la eliminación de la energía magnética se efectúa a tensión constante, y por lo tanto de forma lineal y más rápidamente que a través de una carga resistiva.
Figura 6.42 Convertidor directo, a) Esquema del circuito; b) Red Snubber; c) Formas de onda.
174
La inclusión de este devanado desmagnetizador hace que la tensión \1 en los bornes del interruptor mientras está abierto sea superior a la de la fuente primaria, y que venga representada por la expresión:
Para que se produzca una desmagnetización completa, si se tiene una relación de transformación nl:n3:n2 siendo nl=n3, el ciclo de trabajo δ no puede ser superior a 0,5. En caso contrario, la energía no se desaloja totalmente y su acumulación durante varios ciclos termina por saturar el núcleo del transformador interrumpiendo el funcionamiento del convertidor. Si nl ≠ n2, δ puede ser superior a 0,5 pero se incrementa la tensión V I. En efecto si 0 < δ < 0,5, el valor mínimo de V I cuando se desmagnetiza el núcleo es 2VB. En los circuitos reales, la inductancia de dispersión del transformador hace que la tensión sea mayor, por lo que se intercalan elementos de protección tal como se indica en la figura 6.42b. La función de transferencia es similar a la del convertidor reductor, con la diferencia de que es necesario introducir la relación entre las espiras de los devanados. Por lo tanto:
c) Convertidor inverso (Flyback converter). Este convertidor se obtiene a partir del reductor-elevador ( Figura 6.40), y su esquema básico y las formas de onda correspondientes se representan en la figura 6.43. Cuando se cierra el interruptor aparece un tensión en el secundario en un sentido tal que se polariza inversamente el diodo D y no circula corriente a través de él. Cuando se abre el interruptor I, se invierte el sentido de la tensión en el secundario, se polariza el diodo D directamente y se recupera la carga del condensador. En este convertidor el transformador actúa como dos bobinas acopladas con la misión de almacenar energía y actuar como transformador. Al ser una topología, derivada del reductor-elevador la función de transferencia es igual a la de este último multiplicada por la relación de espiras del transformador:
175
Figura 6.43 Convertidor inverso, a) Esquema del circuito; b) Formas de onda.
176
6.2.3.3.2.2
Convertidores controlados mediante anchura de impulsos con varios interruptores
Presentan a su vez varias topologías que se indican en la tabla 6.2. En sucesivos apartados se estudian las más importantes [KIT 84].
Figura 6.44 Convertidor Push-Puil. a) Esquema del circuito; b) Formas de onda.
177
6.2.3.3.2.2.1 Convertidor en contrafase (Push-pull converter) Este convertidor se puede considerar como un convertidor reductor ( Fig. 6.38) con transformador de aislamiento. El esquema básico y las formas de onda se representan en la figura 6.44. Los interruptores I 1 e I2 se controlan de tal manera que se cierran alternativamente. Cuando se cierra el interruptor I 1, el diodo D1 se polariza directamente y parte de la energía se transfiere a la carga a través de la bobina. Cuando se cierra el interruptor I 2, es el diodo D2 el que se polariza directamente y se transfiere el resto de la energía a la carga. Mientras ambos interruptores están abiertos, los diodos D1 y D2 están polarizados directamente y se mantiene una tensión continua en la carga a través de la bobina. Por otra parte, si el transformador se considera ideal, la tensión del secundario es igual a cero y los interruptores deben soportar una tensión V I igual a V B (fig. 6.44b). Cuando un interruptor está cerrado, el otro debe soportar una tensión V I igual a 2VB, porque se aplica una tensión V B a una parte del semidevanado primario lo que induce una tensión igual en el otro semidevanado que se suma a la de la batería. Por lo tanto, la función de transferencia de este convertidor es:
Una de las principales ventajas que presenta esta topología es que si los interruptores están constituidos por transistores bipolares o MOS, los correspondientes emisores o fuentes, se encuentran al mismo potencial, y se puede utilizar el mismo circuito de control para ambos, con dos salidas complementarias.
6.2.3.3.2.2.2 Convertidor en medio puente (Half bridge converter) Este convertidor se obtiene a partir del reductor y su esquema básico y las formas de onda correspondientes se representan en la figura 6.45. Al igual que en el caso anterior, los interruptores It e I2 se controlan de tal manera que se cierran alternativamente. El principio de funcionamiento es similar al del convertidor en contrafase estudiado anteriormente. La diferencia reside en que la tensión de entrada se divide entre los dos condensadores C 1 y C2 que poseen el mismo valor de capacidad. De esta forma se consigue que la tensión V 1 entre los extremos de cada interruptor cuando está abierto sea V B en vez de 2V B como ocurre en el convertidor en contrafase. Otra diferencia con respecto al convertidor en contrafase es que los emisores o fuentes de los transistores utilizados como interruptores se encuentran a diferente potencial y es necesario utilizar señales de control independientes. La función de transferencia se obtiene a partir de la del convertidor reductor y resulta: 178
Figura 6.45 Convertidor en medio puente, a) Esquema del circuito; b) Formas de onda.
6.2.3.3.2.2.3 Convertidor en puente (Full bridge converter) Este convertidor es un derivado del convertidor reductor y su esquema básico y formas de onda se representan en la figura 6.46. 179
Figura 6.46 Convertidor en puente, a) Esquema del circuito; b) Formas de onda.
El control de los interruptores se realiza de tal manera que I 1 e I 4 se cierran simultáneamente, al igual que I 2 e I3. Ambos grupos no se cierran nunca al mismo tiempo. El principio de funcionamiento es similar al del convertidor en contrafase detallado en el apartado 6.2.3.3.2.2.1, excepto que la tensión V I que aparece en los extremos de los interruptores cuando se abren es V B. En contrapartida es necesario utilizar cuatro interruptores, en lugar de dos. La función de transferencia es idéntica a la del convertidor en contrafase:
siendo 0 < δ < 0,5 y 180
6.2.3.3.3 Convertidores controlados por resonancia En los convertidores CC/CC controlados mediante anchura de impulsos, que se estudian en apartados anteriores, se mejora la relación tamaño/peso elevando la frecuencia, dado que se reducen las dimensiones de los elementos reactivos. Sin embargo, el aumento de la frecuencia viene limitado fundamentalmente por dos razones: a) El aumento de las pérdidas por conmutación de los dispositivos semiconductores. b) La elevación de las interferencias generadas en alta frecuencia. En la figura 6.47a se muestran las formas de onda reales de un convertidor reductor y en la 6.47b la potencia disipada en el interruptor que representa las pérdidas que se producen en el mismo durante la conmutación.
Figura 6.47 a) Formas de onda reales a través de un interruptor de un convertidor reductor; b) Potencia disipada en el interruptor.
Al estudiar los convertidores conmutados se ha visto como las formas de onda de las tensiones y corrientes en los interruptores son siempre cuadradas y trapezoidales, respectivamente, produciéndose conmutaciones desde valores altos hasta cero o viceversa. Para disminuir estas pérdidas se modifican las estructuras de los convertidores a fin de conseguir que las tensiones y corrientes antes de las transiciones desciendan hacia cero, en vez de mantenerse constantes y de valor elevado ( Figura 6.48).
181
Figura 6.48 Formas de onda de un convertidor resonante.
Esto se consigue haciendo que la estructura del convertidor sea resonante, o lo que es lo mismo, que los elementos reactivos trabajen a una frecuencia próxima a la de resonancia del sistema [SEBA 87]. Las corrientes a través de los elementos reactivos e interruptores y las tensiones en sus bornes son cuasisenoidales lo que proporciona una reducción de las interferencias electromagnéticas. El factor de forma (relación entre el valor eficaz y el medio) de dichas ondas es superior a las de los convertidores conmutados y esto produce un aumento de las pérdidas en conducción. No obstante, éste aumento es mucho menor que la disminución obtenida en las pérdidas de conmutación. Un estudio detallado de los convertidores resonantes y sus diferentes topologías se sale fuera de los límites de este trabajo. Como ejemplo en la figura 6.49 se representan los esquemas del convertidor CC/CC reductor (a) estudiado anteriormente y un convertidor reductor serie resonante conmutado a corriente cero (b).
182
Figura 6.49 a) Convertidor reductor; b) Convertidor reductor serie resonante.
6.2.3.4
Circuito de control
Como se ha visto al estudiar los distintos tipos de convertidores, su funcionamiento se basa en la aplicación de una secuencia de impulsos generados por un circuito de control a uno o más interruptores controlados, (figura 6.35). Para lograr la estabilización de la tensión o la corriente de salida del convertidor, es necesario que el circuito de control reciba una señal proporcional a ellas. Mediante esta realimentación (Figura 6.35) se controla:
-
La regulación de la carga, es decir, se hace que la tensión o corriente de salida se mantenga constante ante variaciones de la carga.
-
La prerregulación de entrada, es decir, se hace que variaciones de la tensión de entrada del convertidor no modifiquen los valores de las variables de salida.
-
El rizado, o componente alterna de baja frecuencia superpuesta a la señal de salida.
-
El tiempo de establecimiento, que es el tiempo necesario para que la salida recupere el nivel previsto cuando el convertidor se somete a variaciones bruscas en la entrada.
El circuito de control puede estar basado en dos principios de funcionamiento diferentes: a) Modulación mediante anchura de impulsos, en la cual se modifica la relación entre los intervalos de tiempo durante los cuales el interruptor permanece cerrado y abierto, manteniendo constante la frecuencia. b) Modulación de frecuencia, en la que se mantiene constante la relación antes citada y se varía la frecuencia. En sucesivos apartados se estudia cada uno de ellos.
183
6.2.3.4.1 Modulación mediante anchura de impulsos De acuerdo con la forma en que se realiza la realimentación, este tipo de reguladores conmutados se puede clasificar a su vez en otros dos, que reciben el nombre de reguladores en modo tensión y en modo corriente, y se describen a continuación. a) Regulación en modo tensión. El esquema básico se representa en la figura 6.50.
Figura 6.50 Diagrama de bloques de un bucle de control con realimentación de tensión para fuente conmutada.
A través de una red pasiva de realimentación (en general un divisor resistivo) se obtiene una señal proporcional a la tensión de salida que se resta de una tensión de referencia. El resultado constituye una señal de error que actúa sobre un modulador de anchura de impulsos (PWM) constituido por un circuito que compara dicha señal con la de un oscilador en diente de sierra. Se consigue de esta forma, a la salida del modulador, una onda cuadrada de frecuencia igual a la del diente de sierra y cuya relación de tiempos entre los dos niveles depende del valor de la señal de error. En la figura 6.51a y b se representa la señal de control obtenida para dos valores diferentes V el y Ve2 de la señal de error.
Figura 6.51 Formas de onda asociadas al bucle de control.
184
Se logra de esta forma que las variaciones de tensión a la salida produzcan modificaciones de la relación cero/uno de la señal de control de los interruptores que se oponen a la citada variación y por lo tanto mantienen aquella constante. Existen diversas soluciones para realizar el circuito de control en modo tensión que han dado lugar a diferentes circuitos integrados. En las figura 6.52 se representa el diagrama de uno de ellos [UNIT
Figura 6.52 Diagrama de bloques del controlador UC1524.
b) Regulación en modo corriente. Este tipo de reguladores conmutados utiliza dos bucles de realimentación, uno interno para el control de corriente y otro externo para el de tensión. Existen diferentes maneras de realizarlos, de las que en la figura 6.53 se representa una de las más típicas.
Figura 6.53 Diagrama de bloques de un bucle de control con realimentación de corriente.
185
Cuando se cierra el interruptor I, aparece una tensión V s en la resistencia R s, que es proporcional a la rampa de subida de la corriente que se produce a través de la bobina L. La señal así obtenida sustituye en cierto modo al generador en diente de sierra de la figura 6.50. La salida del modulador actúa sobre un biestable (poniéndolo a cero por ejemplo) que a su vez está gobernado por un generador de impulsos. Existen varias formas de realizar el biestable (activados por niveles, por flancos, etc) y el generador de impulsos (controlado o no controlado) que dan lugar a distintas versiones de los reguladores en modo corriente. Estos reguladores presentan las siguientes ventajas:
-
Incorporan en su interior la prerregulación de la tensión de entrada.
-
Simplifican el bucle de realimentación porque eliminan el polo generado por la bobina del filtro L y reducen el conjunto a un sistema de primer orden.
-
Proporcionan un adecuado balance de flujo o reparto de potencia en los convertidores en contrafase (push-pull).
-
Realizan una limitación automática de corriente en cada impulso de conmutación.
-
Reparten a partes iguales la corriente entre varios convertidores conectados en paralelo.
-
Poseen una menor relación complejidad-coste.
Por otra parte presentan algunos inconvenientes entre los que cabe citar: La relación corriente de pico-valor medio no permanece constante al variar el ciclo de trabajo del convertidor, y como consecuencia presentan problemas de estabilidad.
-
Poseen una menor inmunidad al ruido.
-
Presentan mayores pérdidas en la configuración de medio puente.
-
Regulan peor la carga en bucle abierto.
- No son apropiados para ser utilizados en las configuraciones de convertidor elevador y convertidor inverso. -
186
Presentan problemas de estabilidad en la realimentación en los convertidores reductores de salida múltiple.
En la figura 6.54 se representa el diagrama de bloques de un circuito integrado de control en modo corriente [UNIT
Figura 6.54 Diagrama de bloques del circuito de control UC3846.
6.2.3.4.2 Modulación en frecuencia Todos los convertidores resonantes se controlan a frecuencia variable aunque el ciclo de trabajo no sea igual para todos ellos. Por ejemplo, existen algunos convertidores cuyo ciclo de trabajo es constante (convertidores clase E y completamente resonantes) y otros en los que aquél es variable, manteniendo el tiempo de conducción o no conducción constante (convertidores cuasirresonantes). A continuación se estudian ambos tipos. a) Convertidores con ciclo de trabajo constante. Para obtener una frecuencia de conmutación variable manteniendo el ciclo de trabajo constante, se utiliza un oscilador controlado en tensión [Voltage Controlled Oscilator (VCO)] convencional (por ejemplo el LM566) que genera una señal de bajo nivel [MILL 91]. A este circuito se le añade una unidad de control formada por un regulador, un comparador, una fuente de tensión de referencia, unos amplificadores (drivers) y las correspondientes protecciones para controlar el interruptor del convertidor. Si a los elementos anteriores se les añade un biestable se consiguen dos señales desfasadas 180° que permiten controlar más de un interruptor.
187
Otra solución consiste en convertir un circuito de control de modulación de anchura de impulsos en un oscilador controlado de tensión (VCO). Para ello se conecta un transistor a la entrada R T del circuito de la figura 6.52, a fin de conseguir que la corriente de carga del condensador conectado a la entrada C T dependa de la ganancia del transistor y de la corriente de su unión base-emisor (Figura 6.55).
Figura 6.55 Montaje de un circuito PWM para actuar como VCO.
De esta forma se logra que la frecuencia de repetición del diente de sierra esté controlada por V f y variando la tensión que se aplica al comparador, se modifica el ciclo de trabajo. Existen algunos circuitos integrados comerciales que incorporan los circuitos descritos (Figura 6.56) [UNIT 88].
Figura 6.56 Circuito controlador integrado UC3823A/UC3825A. 188
b) Convertidores con ciclo de trabajo variable. Para generar formas de onda de frecuencia variable y tiempo de conducción constante, se puede utilizar un oscilador controlado en tensión, seguido de un monoestable que fije dicho tiempo. Es posible también utilizar un circuito de control de modulación mediante anchura de impulsos (PWM) que posea una entrada de desconexión rápida tal como se representa en la figura 6.57.
Figura 6.57 Montaje de un circuito de control PWM para actuar como circuito de control de frecuencia variable y tiempo de conducción constante. En ella se observa que el condensador C 1 se carga a través de R x cuando la salida está a nivel alto hasta que la tensión en sus bornes alcanza el valor de desconexión. En ese instante la salida conmuta a nivel bajo y C 1 se descarga rápidamente a través del diodo D.
6.2.3.5
Filtro de salida
Las formas de onda con las que se trabaja normalmente en los circuitos convertidores CC/CC son ondas cuadradas que requieren componentes de filtrado especiales que pueden ser inductores o condensadores que se estudian en sucesivos apartados.
6.2.3.5.1 Inductor de salida El inductor de salida, como se ha comentado en la descripción de las distintas topologías, transfiere la energía hacia la carga, y disminuye el rizado de la tensión de salida. Al trabajar con altas frecuencias se requieren materiales especiales como núcleos de ferrita, acero pulverizado, permalloy, etc. Su elección y posterior diseño del inductor de potencia se realiza mediante métodos basados en gráficos obtenidos por medio de un computador. Para la elección del núcleo se utilizan los manuales de los fabricantes, que incluyen gráficas que sustituyen a la curva de Hanna utilizada para el diseño gráfico de bobinas. 189
Para calcular el valor de la inductancia se debe tener en cuenta la corriente de salida y su rizado, la tensión continua en bornes del inductor y su tiempo de operac ión. Considerando válida la expresión:
en la cual: V L = V B - V o Δ
I
= rizado de la corriente de salida.
Δ
t
= tiempo de operación del inductor,
se obtiene:
En la práctica Δ I se considera igual al 25 % de la corriente de salida. Para obtener un valor de L más exacto, es conveniente desarrollar las ecuaciones que definen el comportamiento del convertidor, durante el tiempo en el cual el interruptor está abierto y cerrado, para cada una de las topologías.
6.2.3.5.2 Condensador de salida El condensador además de disminuir el rizado de la tensión de salida, contribuye a mejorar la estabilidad y la respuesta dinámica del convertidor. Sus características dependen del tipo de convertidor, su corriente de salida y su frecuencia de conmutación. Considerando que aproximadamente se tiene:
en la cual: Δ v o = máximo rizado de la tensión de salida, y condensador. Para el caso del convertidor reductor, teniendo en cuenta que de funcionamiento del convertidor, se obtiene:
190
Δ Q
Δ
=
Q= variación de carga del Δ
I ⋅T 8
siendo T el período
La resistencia equivalente serie (ESR) del condensador no debe sobrepasar el valor dado por la relación entre Δ V0 e Δ I. Para ello se deben utilizar condensadores de resistencia equivalente serie muy baja. Una práctica aconsejable es la de poner varios condensadores en paralelo o sobredimensionar un condensador único. La elección adecuada del filtro de salida resulta un punto clave para obtener una buena estabilidad del sistema. Mediante la utilización de bobinas de pequeña autoinducción y condensadores de gran capacidad se mejora la respuesta transitoria del sistema.
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UNIT 88
Unitrode Corporation. Unitrode Switching Regulated Power Supply Design Seminar Manual. 1988.
191
CAPITULO 7
Generadores de señales
7.1
INTRODUCCIÓN Los tipos de señales eléctricas más utilizados para representar información son: a)
Las señales senoidales cuyos parámetros más importantes son la frecuencia y la amplitud de la oscilación.
b)
Las señales rectangulares que son aquellas que pueden adoptar solamente dos valores (en general dos niveles de tensión) diferentes que suelen ser variables. Las señales rectangulares pueden ser de dos tipos:
-
Ondas cuadradas en las que la relación entre los tiempos en que la señal adopta una u otra de las tensiones es la unidad, tal como se representa en la figura 7.1.
-
Impulsos que son ondas rectangulares en las que ambos intervalos de tiempo son diferentes (Fig. 7.2).
193
Figura 7.2 Impulsos.
De lo expuesto se deduce que las ondas cuadradas son un caso límite de los impulsos, y por ello los generadores de impulsos se suelen realizar con un elemento de control que permite variar el intervalo de tiempo durante el cual la señal se encuentra en cada uno de los estados diferentes, y pueden por lo tanto generar también ondas cuadradas. c) Señales triangulares. Las señales triangulares pueden ser simétricas como la representada en la figura 7.3, en la que la pendiente del tramo ascendente es igual a la del descendente o bien no simétricas con la pendiente de bajada superior a la de subida, pudiendo llegar a 90° tal como se representa en la figura 7.4. Esta señal recibe el nombre de diente de sierra.
Figura 7.4 Diente de sierra.
194
Existen aparatos que generan un solo tipo de las señales antes indicadas y otros que generan varios, seleccionándolos mediante un conmutador. A continuación se estudian brevemente las características más importantes de los generadores de señales más usuales.
7.2
GENERADORES SENOIDALES
7.2.1 Generalidades Uno de los parámetros importantes de una onda senoidal es su frecuencia. Los generadores senoidales se dividen, de acuerdo con el margen de la frecuencia de sus señales en dos clases: generadores de baja frecuencia cuyo límite máximo es de algunos cientos de Kiloherzios y generadores de alta frecuencia, cuyo límite inferior de frecuencia es superior a éste último y en los que el límite superior depende del campo de aplicación del aparato (VHF, UHF, etc.). El elemento fundamental de los generadores senoidales es un oscilador senoidal cuya constitución depende del margen de frecuencia generado. Su estudio se realiza en el apartado siguiente.
7.2.2 Osciladores senoidales En la figura 7.5 se representa el esquema típico de un oscilador senoidal que está constituido por un amplif a mplificado icadorr reali r ealimenta mentado do que qu e proporc p roporciona iona una señal de salida s alida Vo como c omo consecuencia consec uencia de la existencia de una señal Vi en sus terminales de entrada.
Figura 7.5 Diagramas de bloques de un oscilador realimentado. Si la ganancia del amplificador es Av y la de la red de realimentación es β se tiene:
V1 = β · Vo
195
Si se supone que el circuito de la figura 7.5 es 7.5 es lineal, la única forma de onda que puede mantenerse en el bucle es la senoidal. Teniendo en cuenta ésto y las ecuaciones obtenidas anteriormente se deduce que las condiciones necesarias y suficientes para mantener la oscilación (que reciben el nombre de criterio de Barkhausen) son:
-
La ganancia en tensión del sistema en bucle cerrado debe ser la unidad, es decir, Av β = = 1.
-
El desfase entre la tensión de entrada V i y la de realimentación Vf debe ser cero.
Desde el punto de vista práctico diseñar un circuito electrónico que cumpla estas condiciones es prácticamente imposible, debido sobre todo a las derivas de los transistores que hacen que la ganancia en tensión Av β sea sea mayor o menor que la unidad. En el caso de que A v β sea sea menor que la unidad no se mantiene la oscilación, y si es mayor, V i crece de forma sucesiva debido a la realimentación. El límite de ese crecimiento está determinado por la característica no lineal de los componentes componentes activos del circuito para amplitudes elevadas, lo cual es una característica esencial en el funcionamiento del oscilador. De todo lo expuesto se deduce que en la práctica el circuito se debe diseñar con una ganancia ligeramente superior a la unidad (por ejemplo un 5%) e incluir en él alguna no linealidad que limite la ganancia una vez que las oscilaciones hayan alcanzado suficiente amplitud. Esta técnica introduce alguna distorsión debido a la posible saturación o corte del amplificador en los picos de la onda senoidal. Según el e l tipo de componentes pasivos y la l a topología t opología utilizada se tienen diversos tipos de osciladores de los que se estudian los más importantes en sucesivos apartados.
7.2.2.1
Oscilador de cambio de fase
La figura 7.6 representa 7.6 representa un oscilador de cambio de fase RC capaz de generar señales senoidales cuya frecuencia puede alcanzar hasta varios cientos de kiloherzios.
Figura 7.6 Oscilador de cambio de fase realizado con un transistor. 196
Teóricamente, cada red RC es capaz de introducir un desfase de 90°, por lo que las tres redes RC en cascada generan un desfase máximo de 270°. Para una determinada frecuencia, el cambio de fase entre la entrada y la salida es de 180° que junto con el desfase de 180° introducido por el e l transis t ransistor tor da d a lugar lu gar a un cambio cambi o de fase total de 360°. 360 °. De esta forma se logra l ogra que q ue el circuito circui to oscile, suponiendo que la ganancia es lo suficiente grande. Si se resuelven las ecuaciones de mallas en la red de realimentación RC se obtiene la función de transferencia:
El desfase entre Vo y Vi es de 180° cuando la parte imaginaria del denominador denominador es igual a cero, es decir: 6α - α3 = 0
A partir de esta expresión se obtiene:
de donde resulta:
Para esta frecuencia de oscilación β = +1/29, por lo que para satisfacer la condición de oscilación Av debe ser al menos igual a 29. Por lo tanto, el transistor elegido debe ser capaz de producir dicha amplific a mplificación. ación.
7.2.2.2
Oscilador de puente de Wien
Su elemento activo es un amplificador diferencial que amplifica la señal que aparece entre dos nodos del puente, que a su vez es el resultado de realimentar su salida a los otros dos nodos. Se utiliza como elemento básico de los generadores de audiofrecuencia. Su esquema se representa en la figura 7.7. Cuando 7.7. Cuando el puente está equilibrado se verifica: Z 1 Z 4 = Z 2 Z 3
que es equivalente a : Z 3 = Z 1 Z4 Y 2
197
en la cual:
Sustituyendo estas últimas ecuaciones en la expresión de Z 3 se tiene:
de la cual realizando las operaciones adecuadas se obtiene:
Igualando la parte real y la imaginaria resulta finalmente:
Figura 7.7 Oscilador de puente de Wien.
198
De esta última expresión se deduce, teniendo en cuenta que ω =2π =2πf, que la única frecuencia f para la cual la tensión entre el nodo del lado izquierdo del puente y el punto común está en fase con la tensión de salida (que a su vez lo está con la tensión entre el nodo común de R 3 y R 4 y el punto común) es:
Si se hace C 1 = C 2 = C y R 1 = R 2 = R, se tiene: R 3 R 4
f=
=
2
1 2π RC
que son las condiciones de equilibrio del puente. Pero para que el circuito oscile es necesario que la tensión aplicada a l as entradas V+ y V_ del amplificador diferencial sea diferente de cero. En la figura 7.7 se 7.7 se tiene:
y siendo C 1 = C 2 = C y R 1 = R 2 = R
resulta
Z2 Z1 + Z 2
=
1 3
y V+ = 1/3 V' o Por otra parte:
Para calcular la ganancia que debe tener la red de realimentación se puede considerar que en la figura 7.7 se 7.7 se desconecta la salida del amplificador en el punto P y se aplica una tensión externa V'o. 199
La ganancia del bucle es en este caso :
de la cual se obtiene:
siendo Por otra parte la ganancia del bucle debe ser igual a la unidad y de fase cero. Teniendo en cuenta además que Av es un número positivo la fase de /3 debe ser nula pero no su magnitud.
Ello implica que
R 4 R 3 + R 4
debe ser menor que
1 3
. Para ello se puede establecer un parámetro
δ > 3 que haga que se verifique que:
De esta forma resulta:
Por lo tanto la condición de equilibrio se satisface haciendo δ = Av . La frecuencia de oscilación es la frecuencia de equilibrio del puente. Para cualquier otra frecuencia, V+ no está en fase con V' o y por tanto Vi = V + - V - no está en fase con V' o y no se satisface la condición anteriormente citada.
7.2.2.3
Osciladores de circuito resonante
En los osciladores de baja frecuencia no es posible utilizar inductores debido a sus elevadas dimensiones. Pero para generar ondas senoidales de elevada frecuencia, hasta cientos de megahertzios, constituye una solución adecuada la utilización de circuitos resonantes con condensadores e inductores. 200
Figura 7.8 Esquema básico de un oscilador de circuito resonante.
Existen diferentes versiones basadas en la estructura de la figura 7.8, en la que la salida de un amplificador se aplica a un circuito sintonizado formado por tres impedancias Z 1 , Z2 y Z 3 que constituyen un circuito resonante de frecuencia f =
1 2π
LC
. Una parte de la tensión de este circuito
se realimenta aplicándosela a la entrada del amplificador. Si el amplificador está constituido por un transistor en emisor común y se representa por su modelo simplificado en parámetros h se tiene el esquema de la figura 7.9 que es equivalente al de la figura 7.10. Analizando este último se comprueba que:
Figura 7.9 Esquema simplificado de un oscilador de circuito resonante realizado con un transistor en emisor común.
Figura 7.10 Circuito equivalente al representado en la figura 7.9. 201
de la cual se obtiene [1] Además la impedancia Z s es equivalente a la conexión en paralelo de Z 1 y Z 2 + Z3 , es decir:
Por otra parte si Z s > > hie, la impedancia de carga efectiva del amplificador ZL es igual a la conexión en paralelo de Z 2 y Z 1 + Z3, es decir:
Pero además en la figura 7.9 se tiene :
y de ambas ecuaciones resulta:
y por lo tanto la ganancia de la etapa amplificadora viene dada por: [2]
De las ecuaciones [1] y [2] se obtiene
202
y sustituyendo Z L y Zs por sus expresiones correspondientes resulta:
Si se supone que Z l Z2 y Z 3 son impedancias reactivas (Zl = j Xl, Z 2 = j X 2, Z 3 = j X 3) se tiene que :
Para que el circuito oscile A v β ha de ser real y para ello ha de ser nulo el término imaginario, es decir: [3] En estas condiciones resulta por lo tanto:
De lo expuesto se deduce que las condiciones para que el circuito oscile son:
-
Dos reactancias han de ser contrarias a la tercera (obtenida a partir de la ecuación [3]).
-
hfe > X l / X 2 (obtenida a partir de la ecuación [4]).
En función del tipo de reactancias utilizadas se tienen dos tipos de osciladores de circuito resonante:
-
El oscilador Colpitts (figura 7.11), en el cual Z 3 es una bobina y Z l y Z 2 son condensadores.
Figura 7.11 Oscilador Colpitts. 203
Figura 7.12 Oscilador Hartley.
-
El oscilador Hartley (figura 7.12), en el cual Z 3 es un condensador y Z l y Z 2 son bobinas.
7.2.3 Esquema de bloques y características de los generadores senoidales En cualquiera de los osciladores de las figuras 7.6, 7.7, 7.11 y 7.12, alguno de los elementos pasivos es variable para obtener a la salida del oscilador una onda senoidal cuya frecuencia pueda ser modificada por el operador. Además la salida del oscilador se amplifica y se aplica a una etapa de salida de baja impedancia de salida normalizada (en general 500) que posee un control de amplitud. Se obtiene así el esquema de bloques de un generador senoidal representado en la figura 7.13.
Figura 7.13 Generador senoidal. Cuando el margen de frecuencia es elevado, el generador suele incluir dos osciladores seleccionares mediante un conmutador tal como se indica en el diagrama de bloques de la figura 7.14. Las características de los osciladores se pueden dividir en dos clases: especificaciones de márgenes de operación y especificaciones de precisión. 204
Figura 7.14 Generador senoidal con margen de frecuencias elevado.
Las especificaciones de operación más importantes de un generador senoidal son:
-
El margen de frecuencia.
-
El margen de amplitud de salida.
-
La impedancia de salida. Las especificaciones de precisión son:
7.3
-
La precisión de calibración del dial.
-
La estabilidad de frecuencia.
-
La distorsión.
GENERADORES DE FUNCIONES
Un generador de funciones es un instrumento que proporciona varias formas de onda de frecuencia variable en un amplio rango. Las formas de onda de salida más comunes son la senoidal, la triangular, la cuadrada y el diente de sierra. En la figura 7.15 se representa el diagrama de bloques típico de un generador de funciones. El circuito de control de frecuencia recibe a su entrada una tensión continua proporcionada por un potenciómetro accionado desde el panel frontal o procedente del exterior. Este circuito fija la corriente de sendas fuentes que actúan a través de un conmutador electrónico sobre el condensador de un circuito integrador cuya tensión de salida viene dada por la expresión:
205
Figura 7.15 Generador de funciones.
de la cual se deduce:
-
Con una i(t) constante la tensión V es una rampa.
-
La pendiente de la rampa es proporcional al valor de i(t).
La salida del integrador se conecta a un circuito disparador cuya salida controla el conmutador que selecciona la fuente que se aplica al integrador. El circuito disparador consiste en un comparador con histéresis (en inglés "Schmitt trigger") cuya versión realizada con un amplificador operacional se representa en la figura 7.16 [COUG 93] [JACO 93] [ MALV 94] [MILL 86]. La señal de entrada Vi se aplica a la entrada inversora (-) y a través de la entrada no inversora (+), se introduce una realimentación positiva que hace que la tensión de salida V o conmute para un valor diferente de la V i según ésta crezca o decrezca.
Figura 7.16 Circuito disparador de Schmitt.
En efecto si V i < V+ la salida es +Vo y se tiene:
206
de donde resulta:
Por ello al aumentar V i, la salida permanece constante al nivel +Vo hasta que V i alcanza el nivel Vl instante en el que cambia a -Vo, cumpliéndose la ecuación:
de donde se obtiene
de la cual se deduce que la tensión de salida permanece al nivel -V o mientras Vi > V2, instante en el que conmuta a +V o. Por lo tanto la relación entre la tensión de entrada y la de salida del comparador con histéresis es la representada en la figura 7.17.
Figura 7.17 Características de transferencia del circuito comparador con histéresis.
Mediante la conexión de la salida del comparador al conmutador que selecciona la fuente que se aplica al integrador se logra que la salida de éste y la del comparador con histéresis sean las indicadas en la figura 7.18, que corresponden respectivamente a una onda triangular y una onda cuadrada.
207
Figura 7.18 Respuesta de un circuito disparador de Schmitt a una señal triangular. Modificando el valor de V ref se logra además que varíe la relación entre el tiempo que la onda cuadrada está en nivel alto y en nivel bajo, con lo cual la señal se convierte en una secuencia de impulsos de duración variable. A partir de la señal triangular se obtiene una señal senoidal mediante un circuito no lineal, como por ejemplo una red de diodos y res istencias (Figura 7.19). Se obtienen así ondas senoidales con una distorsión inferior al 1 %.
Figura 7.19 Circuito convertidor de onda triangular en onda senoidal. 208
Tal como se indica en la figura 7.15 las tres formas de onda se conectan a un conmutador cuya salida se une a un amplificador de ganancia variable exteriormente. Este amplificador posee también un control de la componente continua de su salida (tensión de asimetría).
Bibliografía COUG 93 R.F. Coughlin, F.F.Driscoll. Amplificadores operacionales y circuitos integrados lineales. Prentice Hall International. 1993.
JACO 93
J. Michael Jacob. Applications and design with analog integrated circuits. Second edition. Prentice Hall. 1993.
MALV 94 A.P. Malvino. Principios de Electrónica. Me Graw Hill. 1994. MILL 86
J. Millman. Microelectrónica. Tercera edición. Editorial Hispano Europea. 1986.
209
PARTE 5
INSTRUMENTOS PROGRAMABLES En esta parte se estudian las principales características de los instrumentos basados en un computador y la forma de interconectarlos.
CAPITULO 8
Instrumentos Programables y su interconexión
8.1 INTRODUCCIÓN En los capítulos anteriores se estudiaron diversos instrumentos de medida y generadores que se diferencian por los tipos de señales que miden o generan respectivamente. Pero una observación detenida de los mismos permite comprobar que todos ellos responden a una misma estructura que se representa en la figura 8.1.
Figura 8.1 Esquemas de bloques de un instrumento de medida (a) y de un instrumento generador (b).
213
En efecto, los instrumentos de medida reciben las señales a medir y las procesan de acuerdo con las órdenes que reciben del exterior a través de un conjunto de señales de control. De forma similar actúan los instrumentos generadores. Ambos tipos de instrumentos poseen además algún elemento indicador o visualizador (indicador analógico de aguja, visualizador digital numérico, visualizador alfanumérico con tubo de rayos catódicos, etc) destinado a que un operador pueda observar el resultado de la medida o las características de la variable generada. Se obtiene así el esquema de bloques de un instrumento de medida y un instrumento generador representado en l a figura 8.2.
Figura 8.2 Esquemas de bloques de un instrumento de medida (a) y de un instrumento generador (b) con visualizador incorporado. Las señales de control de ambos tipos de instrumentos se pueden generar mediante diferentes tipos de elementos entre los que cabe citar: a)
Interruptores que pueden estar abiertos o cerrados.
b)
Conmutadores que seleccionan la señal que se presenta a la entrada de un determinado circuito.
c)
Potenciómetros que permiten variar entre dos límites el nivel de alguna variable analógica como por ejemplo la ganancia de un amplificador.
Pero la utilización de elementos que tienen que ser actuados por un operador presenta diversas limitaciones:
214
-
Dificulta la realización de medidas repetitivas con gran precisión, debido a la fatiga del operador.
-
Limita la exactitud de las medidas debido a l os errores del operador.
-
No permite (salvo excepciones, como el osciloscopio digital) la memorización de las medidas para su representación posterior en un sistema de registro como por ejemplo una impresora o un trazador (plotter).
-
No permite la adquisición adaptativa de datos, que consiste en iniciar la medida de una
o más variables cuando se dan determinadas circunstancias en otra (por ejemplo amplitud que rebasa un límite, etc). Por todo ello resulta de gran interés la generación de las señales de control mediante un procesador digital programable que puede tener situado en su memoria un programa que automatiza la realización de las medidas. En la figura 8.3 se representa el diagrama de bloques correspondiente.
Figura 8.3
Esquema de bloques de un instrumento de medida (a) y de un instrumento generador (b) controlados mediante un procesador.
El instrumento puede además poseer un modo de operación en manual y las órdenes de medida aplicarse al procesador a través de elementos de entrada como por ejemplo, un teclado. De hecho, muchos instrumentos complejos como los osciloscopios digitales y los analizadores lógicos estudiados en capítulos anteriores tienen que realizar una secuencia de acciones y poseen uno o más procesadores digitales aunque los parámetros de las variables de control los fija manualmente el usuario, en general a través de un panel frontal. El procesador digital puede realizarse de diferentes maneras: a)
Un procesador digital de señal [en inglés "Digital signal processor" (DSP)] que es un pr oc es ad or sí nc ro no de un ni ve l qu e re al iz a una op er aci ón en ca da cic lo de su generador de impulsos [MAND 91]. Se utiliza en todas las aplicaciones en que se necesita gran velocidad de operación.
b)
Un microcomputador que es un procesador de dos niveles que realiza sucesivos ciclos de búsqueda de instrucciones en una memoria y la ejecución de las mismas. La unidad central de proceso de un microcomputador es un microprocesador. En la figura 8.4 se representa el esquema de bloques típico de realización de instrumentos programables con un microcomputador que posee dos unidades de acoplamiento o interfaces a través de las cuales el microprocesador genera las señales de control de un instrumento de medida y un instrumento generador.
215
Figura 8.4 Esquema de bloques de un instrumento de medida y un instrumento generador controlados por un microcomputador.
Figura 8.5 Esquema de bloques de un instrumento de medida basado en un microcomputador.
216
Cuando el sistema electrónico posee su propio visualizador y existe además un panel frontal con elementos de control conectados a él y/o a un interfaz del microcomputador (Figura 8.5) se tiene un instrumento de medida basado en un microcomputador. La realización de un microcomputador puede llevarse a cabo de tres formas o configuraciones principales que pueden ser utilizadas en el control de instrumentos:
-
Computador abierto, [FERN 94] constituido por una placa base (en inglés "Mother board") que contiene un conjunto de elementos [memoria activa(RAM), memoria pasiva (EPROM), microprocesador, interfaz de teclado, etc)] y una barra a la que se unen un conjunto de conectores (en inglés "slots") en los que se pueden introducir diferentes unidades de acoplamiento o interfaces de periféricos. Un ejemplo típico de computador abierto es el computador personal. Esta forma de realización es idónea en aquellas aplicaciones en las que las medidas realizadas han de ser procesadas y utilizadas en un proceso de gestión de la producción, control por computador, etc. Un caso particular lo constituye la utilización de una unidad de acoplamiento consistente en un sistema de adquisición de datos. Los computadores abiertos poseen en general un teclado y un visualizador (tubo de rayos catódicos, pantalla de cristal líquido, etc) que pueden ser utilizados en sustitución del panel frontal y el visualizador del instrumento respectivamente. Unido esto al progreso de la microelectrónica que ha permitido la realización de circuitos de ultra gran escala de integración (ULSI) encapsulados para montaje en superficie [en inglés "Surface mounting devices" (SMD)], ha hecho posible el diseño de uno o más instrumentos en una sola placa de circuito impreso que se coloca en uno de los conectores de la placa base y carece de panel frontal y de visualizador. El computador que tiene incorporada esa placa recibe el nombre de "Instrumento virtual". En la figura 8.6 se representa el esquema de bloques típico de un instrumento virtual basado en un computador abierto y en la figura 8.7 una realización comercial del mismo.
Figura 8.6 Esquema de bloques de un instrumento de medida controlado por un microprocesador que actúa además como visualizador.
217
Figura 8.7 Instrumento virtual basado en un computador abierto con placas de adquisición de datos (Cortesía de National Instruments). -
Computador modular constituido por un conjunto de placas: unidad central de proceso, unidad de memoria, unidades de acoplamiento de periféricos, etc. Las placas se conectan a una barra normalizada como por ejemplo la VME. Esta configuración permite también realizar instrumentos virtuales formados por una tarjeta de adquisición de datos y un procesador con sus periféricos.
-
Microcomputador integrado o microcontrolador (en inglés "Embedded microprocessor or Microcontroller") [INTE 90] constituido por un único circuito integrado que contiene la unidad central de proceso, memoria activa (RAM), memoria pasiva (EPROM) y algunas unidades de acoplamiento de periféricos. Además al microcontrolador se pueden conectar elementos externos que amplían su capacidad de entrada y salida. Esta realización es adecuada para implementar instrumentos programables de reducidas dimensiones, conectables a un computador de mayor capacidad.
De lo expuesto anteriormente se puede deducir una primera definición de Instrumento Programable como un sistema electrónico de medida o generación de variables basado en un procesador digital, en cuya memoria se sitúa un programa que automatiza la realización de las medidas. Pero además es necesario tener en cuenta que un instrumento basado en un microprocesador puede necesitar realizar las medidas de distinta manera según la aplicación. Por ello resulta una solución demasiado rígida colocar un programa fijo en su memoria activa (RAM) o pasiva (EPROM). Por otra parte, en algunas aplicaciones, es necesario utilizar las medidas para adoptar decisiones en un proceso de fabricación, de gestión, etc. Por todo ello es necesario que el programa de control del instrumento pueda ser modificado desde un computador exterior e igualmente es conveniente que el instrumento pueda enviar resultados a un computador. Para poder realizar ambas operaciones ha de poseer un interfaz de comunicaciones tal como se indica en la figura 8.8. 218
Figura 8.8 Esquema de bloques de un instrumento de medida basado en un microcomputador que posee recursos de comunicaciones. Numerosas son las formas en que se puede establecer la comunicación [GAND 85], que se desarrollaron para normalizar la transmisión de datos. De todas ellas la más utilizada para la conexión de instrumentos es la norma RS-232 C [CAMP 89], que es un método de transmisión de información en serie orientado al octeto (byte) utilizado para la conexión de una impresora o una pantalla a un computador, de forma directa o a través de un modem. El interfaz de comunicaciones es en este caso un transmisor-receptor asíncrono que permite la transmisión de órdenes desde un computador hacia el instrumento y datos desde éste hacia aquél, mediante el establecimiento del adecuado protocolo (Figura 8.9).
Figura 8.9
Esquema de bloques de un instrumento basado en un microcomputador con recursos de comunicación serie normalizados.
Pero una comunicación serie individual de un instrumento programable presenta ciertas limitaciones como son:
-
Se necesita una comunicación separada en el computador para cada periférico.
-
No permite la comunicación directa entre instrumentos, en particular imposibilita que un instrumento de órdenes a otros o les transmita información del resultado de una medida.
Ello implica el interés por establecer un sistema de interconexión que permita la comunicación directa entre instrumentos. En el apartado siguiente se estudian sus características generales y más adelante se analizan las conexiones normalizadas IEEE 488 y VXI. 219
8.2
CARACTERÍSTICAS GENERALES DE UN SISTEMA DE INTERCONEXIÓN DE INSTRUMENTOS PROGRAMARLES.
Para formar un sistema de medida formado por diversos instrumentos programables es necesario establecer un sistema de interconexión (Figura 8.10) que posea las siguientes características:
-
Constituir una barra única de conexión de diferentes instrumentos que permita realizar un sistema de medida modular. Esta barra suele recibir el nombre de barra de instrumentación (en inglés "Instrumentation bus").
-
Permitir que un instrumento o un computador con el adecuado interfaz de comunicación pueda actuar como controlador de las transferencias entre diferentes instrumentos.
-
Posibilitar que un instrumento conectado a ella pueda ser emisor de datos, receptor de datos o ambas cosas a la vez.
Figura 8.10 Sistema de medida formado por varios instrumentos basados en un microcomputador, interconectados entre sí. Por todo ello se hace necesario que diversos instrumentos se puedan conectar entre sí a una barra (bus) única a través cada uno de ellos de un interfaz de comunicación que realice como mínimo las siguientes funciones:
220
a)
Generación de las señales eléctricas del medio de comunicación.
b)
Control de la transferencia de información entre instrumentos.
c)
Gestión del flujo de información en el medio de comunicación.
Además es necesario que el procesador digital situado en un instrumento posea los recursos físicos (hardware) y lógicos (software) adecuados para llevar a cabo, en el caso más general, las siguientes tareas: a)
Ejecutar las instrucciones de operación enviadas por otros instrumentos. En este caso se dice que actúa como receptor (en inglés "Listener").
b)
Generar órdenes de operación destinadas a otros instrumentos. En este caso se dice que actúa como emisor (en inglés "Talker").
c)
Secuenciar las operaciones coordinadas de los diferentes instrumentos. En este caso se dice que actúa como controlador (en inglés "Controller").
d)
Dialogar con el operador del sistema de medida automatizado formado por el conjunto de instrumentos interconectados. De esta forma el usuario puede desarrollar un programa de medidas. Es además conveniente que el sistema pueda tener varios controladores de los cuales uno solo esté activo simultáneamente mientras los demás están inactivos.
De todo lo expuesto se deduce el esquema de bloques típico de un sistema de medida realizado mediante un conjunto de instrumentos programables representado en la figura 8.11, en el cual hay un controlador activo, otro inactivo y un total de N instrumentos de los cuales unos generan estímulos (el 1 y el 3) y otros realizan medidas (el 2 y N).
Figura 8.11 Esquema de bloques típico de un sistema de medida realizado con instrumentos programables.
Por otra parte la existencia de una barra única implica al menos la especificación de los siguientes parámetros: a)
Los niveles de las señales eléctricas (límites de tensión y corriente).
b)
El tipo y número de señales eléctricas (líneas del bus) así como su interrelación funcional.
221
c)
Los materiales y dimensiones mecánicas de los cables de la barra (sección, longitud, etc.) y de los conectores de los instrumentos programables.
Para asegurar la compatibilidad de la conexión física entre instrumentos programables de diferentes fabricantes es necesario normalizar las características de los parámetros anteriormente citados. Pero además de todos los conceptos generales expuestos en los párrafos anteriores, es necesario tener en cuenta que la barra de instrumentación de las figuras 8.10 y 8.11 puede realizarse de dos formas diferentes: a) Independiente de la barra interna del microcomputador. En este caso, representado en la figura 8.12, el microcomputador posee un interfaz, que adapta su barra interna a la barra de instrumentación.
Figura 8.12 Sistema de instrumentos programables con barra de instrumentación distinta de la barra interna del microcomputador. Esta solución fue adoptada cuando la normalización de las barras internas de los microprocesadores era escasa y se utiliza especialmente en la estructura de computador abierto indicada anteriormente. En esta estructura, el computador abierto suele actuar como controlador. La norma más difundida de este tipo es la IEEE 488, que se estudia en el apartado 8.3. b) Coincidente con la barra interna del microcomputador. En este caso no es necesario en el microcomputador el interfaz anteriormente indicado y cada instrumento se conecta a la barra interna del microprocesador a través del correspondiente interfaz (Figura 8.13). 222
Figura 8.13 Sistema de instrumentos programables con barra de instrumentación que coincide con la barra interna del microcomputador. Esta solución se adoptó una vez normalizadas las barras de los microcomputadores y especialmente las de los sistemas multimicroprocesador, que se utilizan normalmente con una estructura física modular. La norma más difundida actualmente es la VXI. Pero para asegurar la compatibilidad de la conexión física entre instrumentos programables de diferentes fabricantes no es suficiente que todos ellos utilicen los mismos valores de los distintos parámetros físicos sino que además es necesario que utilicen el mismo protocolo de comunicación. Para ello es necesario, tanto en el caso de la figura 8.12 como en el de la figura 8.13 tener en cuenta los aspectos operacionales siguientes: a)
La conexión entre el operador y el sistema de medidas automatizado.
b)
La conexión entre el controlador y el interfaz de comunicación.
c)
La conexión entre cada instrumento programable y su correspondiente interfaz de comunicación.
Dichos aspectos se representan gráficamente en la figura 8.14. La conexión operador-sistema se encarga de comunicar a la agrupación de instrumentos programables la secuencia de tareas de medida y estimulación que el operador desea ejecutar sobre el circuito o sistema bajo prueba, independientemente del tipo de controlador y del procedimiento de comunicación que exista entre éste y los instrumentos. Si por ejemplo el controlador es un computador personal (PC) o un entorno de desarrollo de programas (estación de trabajo) con un determinado sistema operativo (MSDOS, WINDOWS, OS/2, UNIX, etc), el operador puede comunicarse con el sistema automatizado mediante la realización de un programa de aplicación en cualquier lenguaje de alto nivel (BASIC, PASCAL, FORTRAN, C, etc). Esta opción "abierta" para la conexión entre el operador y el sistema facilita enormemente al operador el desarrollo y prueba de las tareas de medida, que pueden ser muy numerosas y complejas según la aplicación.
223
Figura 8.14 Aspectos operacionales de una barra de instrumentación.
No obstante existen otras alternativas "cerradas" para esta conexión en las cuales determinados fabricantes de instrumentos programables presentan, en el caso más general, sistemas operativos y lenguajes exclusivos (propietarios), que necesitan una previa formación del operador para su manejo, pero tienden a aumentar la eficiencia en la ejecución de las tareas por parte del sistema automático de medidas. La conexión controlador-interfaz de comunicación de la figura 8.14 convierte las instrucciones y los datos del lenguaje de alto nivel del controlador a los formatos y códigos del interfaz de comunicación. En su opción "abierta" esta conexión está realizada de la forma siguiente:
-
Su sistema físico (hardware) está englobado en el interfaz de comunicación con la barra y está constituido por una placa de circuito impreso conectada a la placa base del computador.
-
Su forma de operación se suele definir mediante una subrutina del programa de aplicación o estar escrita en una memoria pasiva incorporada en la placa anteriormente indicada.
En sus opciones "cerradas" la conexión controlador-interfaz de comunicación está incorporada directamente al controlador y su código suele presentarse como un programa que forma parte del sistema operativo propietario. La conexión instrumento programable-interfaz de comunicación de la figura 8.14 permite independizar los formatos y códigos de las instrucciones y datos del instrumento programable, del formato y códigos que maneja el módulo de funciones básicas del interfaz de comunicación. De esta forma se libera al programador del instrumento (operador) de conocer los detalles de la comunicación, y se facilita la comprensión del funcionamiento del mismo mediante códigos sencillos. Naturalmente esta facilidad para el operador implica un mayor esfuerzo del diseñador 224
para resolver la conexión instrumento programable-interfaz de comunicación. Las ventajas de las soluciones abiertas, tanto para los usuarios como para los fabricantes, hizo que varias entidades dedicasen su esfuerzo a las tareas de normalización en este campo. Frutos del mismo son las conexiones IEEE 488 y la VXI que se estudian en sucesivos apartados.
8.3
CONEXIÓN NORMALIZADA IEEE 488
8.3.1 Generalidades. De lo expuesto en el apartado anterior se deduce el interés por obtener un sistema modular de medidas automatizadas que posea las siguientes características:
-
Estar basado en una barra de comunicación normalizada.
-
Permitir la agrupación de un conjunto de instrumentos programables para formar un sistema de procesamiento distribuido de medidas y estímulos.
-
Ser compatible con un conjunto de computadores personales y estaciones de trabajo capaces de permitir el desarrollo de programas de aplicación.
La falta de una norma que compatibilizase la conexión de los instrumentos y computadores de distintos fabricantes hizo que a partirlde 1972 el IEEE iniciase la elaboración de la misma. Como en muchos otros procesos de generación de normas industriales, los trabajos se iniciaron con el análisis de soluciones ya existentes como producto comercial, prototipo de laboratorio o a nivel de investigación precompetitiva de uno o más fabricantes. En este caso influyó grandemente el hecho de que existiese un producto comercial consolidado, convertido de hecho en un estándar del mercado, desarrollado en 1965 por la empresa Hewlett-Packard, que lo había denominado HP-IB (Hewlett-Packard Instrumentation Bus). Fruto del esfuerzo del IEEE fue la publicación en el año 1975 de la norma IEEE 488-1975 que recibió también la denominación de GPIB (General Purpose Interface Bus) y sustituyó a la HP-IB. Esta norma constituye un conjunto de especificaciones eléctricas, mecánicas y funcionales para realizar el sistema de la figura 8.12, que se convierte en el representado en la figura 8.15. La norma GPIB fue también adoptada en Europa mediante su reconocimiento en 1975 por la Comisión Electrotécnica Internacional (International Electrotechnical Commission) bajo la denominación IEC 625.1, que no obstante modificó el conector que de 24 terminales pasó a tener 25. El IEEE continuó sus trabajos para ampliar y mejorar la norma IEEE 488-1975 que pasó a denominarse IEEE 488.1. El resultado fue la definición más precisa de la comunicación mediante el establecimiento de los protocolos de intercambio de mensajes, el formato de los datos, los informes de estado y las órdenes generales comunes a distintos tipos de instrumentos.
225
Figura 8.15 Sistemas de instrumentos programables basados en la conexión IEEE 488.
La norma así obtenida recibió la denominación de IEEE 488.2 en 1987, y constituyó un avance para conseguir sistemas más fiables y fáciles de programar. Finalmente la formación de un consorcio de empresas fabricantes de instrumentos electrónicos para mejorar la norma IEEE 488.2 dio como resultado en 1990 la norma SCPI (del inglés "Standard Commands for Programmable Instruments") que define un conjunto de órdenes de programación idéntico para todos los instrumentos desarrollados de acuerdo con ella. En la figura 8.16 se representa la relación entre la s normas IEEE 488.1, IEEE 488.2 y
SCPI.
Figura 8.16 Relación entre las normas IEEE 488.1, IEEE 488.2 y SCPI.
226
En sucesivos apartados se analizan los distintos aspectos de la conexión normalizada IEEE 488.
8.3.2 Especificaciones básicas En la tabla 8.1 se presenta un resumen de las especificaciones básicas de las normas IEEE 488.1 e IEEE 488.2 que se describen en s ucesivos apartados.
8.3.2.1
Especificaciones mecánicas
Las especificaciones mecánicas se refieren a la configuración, longitud de la barra y al tipo de conector de los instrumentos y de los cables. Los conectores son de tipo americano con 24 patillas o terminales (Figura 8.17a) o europeo con 25 terminales (Figura 8.17b), hembras en los instrumentos y macho y hembra en los cables (apilables). Esto permite realizar sistemas con configuración lineal y en estrella (Figura 8.18).
Figura 8.17 a) Conector GPIB americano (IEEE 488, 24 terminales) y asignación de las señales (hembra); b) Conector GPIB europeo (IEC 625.1, 25 terminales) y asignación de las señales.
227
Tabla 8.1: 228
Especificaciones básicas de la norma IEEE 488.
Figura 8.18 a) Configuración lineal de instrumentos programables; b) Configuración en estrella de instrumentos programables.
8.3.2.2
Especificaciones eléctricas
Hacen referencia a los niveles de tensión en nivel bajo y alto de las señales de la barra (Tabla 8.1).
8.3.2.3
Especificaciones funcionales
Las características funcionales definen los tipos de instrumentos conectados a la barra (controladores, emisores y receptores), sus órdenes, datos, direcciones y funciones básicas (Tabla 8.1). Se pueden considerar incluidos en ellas los protocolos o mecanismos de transferencia de información así como el mecanismo de reconocimiento por parte del controlador activo de cual es el instrumento que solicita su servicio. En sucesivos apartados se estudian sus características más importantes.
8.3.2.3.1 Protocolo de comunicación y señales de la barra La barra IEEE 488 utiliza un protocolo de comunicación asíncrono en el que no se transmite el generador de impulsos entre los diferentes instrumentos (controladores, emisores y receptores) que intercambian información. Sus señales se agrupan en ocho líneas de datos, tres líneas de control de la transferencia (Handshake), cinco líneas de gestión de la barra (Bus management) y ocho líneas de masa (Fig 8.19) (Tabla 8.2).
229
Tabla 8.2: Señales de la norma de instrumentación programable IEEE 488 (GPIB) para un conector de 24 patillas (americano) e IEC 625 para un conector de 25 patillas (europeo).
230
Figura 8.19 Señales de la barra Normalizada IEEE 488. La forma de actuación de estas señales es la siguiente: a)
Señales de datos. Son las señales DI01 a DI08 que se utilizan para transferir en secuencia octetos (Bytes) de direcciones, datos y órdenes desde un instrumento a otro con la ayuda de las señales de control de transferencia y gestión de la barra. El bit DI01 el de menor peso (LSB: Least Significant Bit) y el bit DI08 el de mayor peso (MSB: Most Significant Bit).
b)
Señales de control de la transferencia. -
Dato válido (Data valid) (DAV). Esta señal la activa (pone a nivel bajo) un instrumento emisor o el controlador activo para indicar a los receptores que ha sido colocado en las líneas de datos un octeto.
-
Instrumento no preparado (Not ready for data) (NRFD). Esta señal la puede activar (poner a nivel cero) cualquier instrumento receptor para indicar que no está preparado para recibir información a través de las señales o líneas de datos.
-
Dato no aceptado (Not data accepted) (NDAC). 231
Esta señal la puede activar (poner a nivel cero) cualquier receptor para indicar que todavía no ha leído el octeto situado, por el controlador o por un emisor, en las líneas de datos. c)
Señales de gestión de la barra. -
Final o identificación (End or identify) (EOI). Esta señal como su nombre indica puede ser activada (puesta a nivel bajo) por un instrumento emisor o por un controlador. Un instrumento emisor la activa, al mismo tiempo que coloca un octeto en las líneas de datos, para indicar que éste es el último dato que se transfiere. Un controlador la activa (simultáneamente con la señal ATN que se describe posteriormente) para iniciar una identificación o sondeo en paralelo (Parallel poli).
-
Inicialización de instrumentos (Interface clear) (IFC). Esta señal la activa solamente el controlador para colocar a todos los instrumentos en un estado conocido (inicialización). Dado que la barra IEEE 488 permite la conexión simultánea de varios controladores, solamente uno de ellos puede tomar el control de la misma en un instante dado. El control puede ser pasado de un controlador a otro, y es el controlador encargado de la barra en un determinado instante el único que puede activar esa señal.
-
Petición de servicio (Service Request) (SRQ). Esta señal actúa de forma similar a como lo hace la interrupción de un computador. Puede ser activada (puesta a nivel bajo) por cualquier instrumento emisor y/o receptor y cuando se produce esa circunstancia el controlador inicia un proceso de identificación o sondeo en secuencia (serial poli) para detectar cual es el instrumento que solicita servicio.
-
Atención (Attention) (ATN). El estado de esta señal lo fija el controlador. Cuando lo pone en nivel bajo indica a todos los instrumentos conectados a la barra, en el instante en que se activa la señal de "Dato válido" (DAV), que en las señales de datos se encuentra una dirección o una orden. Por el contrario cuando la pone en nivel alto indica que las líneas de datos contienen el estado o los datos de un instrumento emisor. Tal como se indica en la descripción de la señal "Final o identificación" (EOI), ATN se utiliza juntamente con ella para indicar un proceso de identificación o sondeo en paralelo (Parallel poli).
-
Operación remota (Remote enable) (REN). Esta señal la activa el controlador para indicar, al instrumento que posea el atributo de receptor y que esté direccionado, que debe pasar al modo de operación remota. De esta forma el instrumento deja de atender a los elementos de control situados en su panel frontal y sólo admite órdenes procedentes de la barra.
232
d) Señales de masa. -
Retorno. Son las seis líneas de masa (patillas 18, 19, 20, 21, 22 y 23 del conector americano) respecto a las cuales se miden respectivamente las señales DAV, NRFD, NDAC, IFC, SRQ y ATN. ( Tabla 8.2).
-
Masa del chasis (SHIELD). Es la patilla que se conecta a la masa del chasis del instrumento.
-
Masa de referencia (LOGIC GND). Es la patilla de masa respecto a la cual se miden las señales EOI y REN.
En la figura 8.20 se representa el proceso de control de la transferencia de información de forma asíncrona a través de las líneas de datos. La señal ATN indica mediante su nivel cero o uno si la transferencia se realiza desde el controlador (Figura 8.20a) o desde un emisor (Figura 8.20b) hacia los receptores.
Figura 8.20 Procedimientos de transferencia asíncrona de información entre los dispositivos (controladores, emisores y receptores) de una barra IEEE 488 (IEC 625). La transferencia desde un emisor se realiza de la forma siguiente: Una vez que el controlador direcciona un instrumento emisor y uno o más instrumentos receptores (mediante el proceso de direccionamiento descrito en el apartado siguiente) coloca ATN en nivel alto. Por su parte los receptores ponen en nivel alto la señal NRFD cuando están preparados para recibir información. Cuando el emisor direccionado detecta el nivel alto en NRFD, coloca la información en las líneas de datos y activa (pone en nivel bajo) la señal DAV. Cuando el receptor o receptores direccionados detectan el nivel bajo de DAV activan (ponen en nivel bajo) NRFD para impedir la emisión de un nuevo dato hasta que haya sido aceptado el actual. Una vez 233
que todos los receptores han leído la información de las líneas de datos, ponen a nivel alto la señal NDAC. Al detectar esta situación el emisor cambia a nivel alto DAV para indicar a los receptores que las líneas de datos ya no son válidas, y forzar a éstos a cambiar NDAC a nivel bajo. La secuencia se repite cuando los receptores están nuevamente preparados para recibir información.
8.3.2.3.2 Técnicas de direccionamiento e identificación La selección de los instrumentos la realiza el controlador mediante el envío de su dirección a las líneas de datos. Cada instrumento compara esa dirección con la suya propia y sólo en uno de ellos se produce la identificación. La dirección propia de un instrumento se elige mediante unos conmutadores (cuatro como mínimo) accesibles desde el exterior o mediante un circuito programable (comparador, memoria pasiva, etc) colocado en su circuito interno. Por otra parte cuando algún instrumento solicita los servicios del controlador mediante la activación de la señal SRQ, éste último debe realizar un proceso de identificación o sondeo que puede ser llevado a cabo de dos formas diferentes: a)
Sondeo serie o en secuencia (serial poli). El controlador direcciona sucesivamente los instrumentos conectados, cada uno de los cuales envía un octeto cuyo séptimo bit indica si ha solicitado servicio. En caso afirmativo los siete restantes definen el tipo de servicio (Figura 8.21a). La consulta termina cuando el instrumento identificado desactiva (pone en nivel alto) la señal SRQ.
b)
Sondeo paralelo (Parallel poli). Se produce cuando el controlador activa (pone en nivel bajo) simultáneamente las señales ATN y EOI. Un grupo de 8 instrumentos envía 8 bits, uno cada uno de ellos, a las líneas de datos (DI01 a DI08). Cada bit indica si el instrumento correspondiente ha solicitado un servicio o no (Fig.8.21b). La ventaja de este tipo de sondeo radica en su mayor rapidez respecto del anterior, pero solamente puede hacerse con 8 instrumentos simultáneamente y sin indicación del tipo de servicio solicitado.
Figura 8.21 Octetos de respuesta al controlador. a) Sondeo serie; b) Sondeo paralelo.
234
8.3.2.3.3 Funciones básicas Dado que en la norma IEEE 488 se prevé la conexión de instrumentos que pueden ser controladores, emisores o receptores, en ella se incluye un conjunto de 10 funciones (Tabla 8.3) de las que el diseñador del instrumento utiliza las que necesita para lograr unas características específicas.
Tabla 8.3:
Funciones básicas de la barra IEEE 488.
La mitad de ellas son específicas de los instrumentos emisores y/o receptores y las restantes son propias del controlador o necesitan su apoyo. Cada una de las funciones básicas contiene un conjunto de mensajes particulares definidos por la norma. Cada función está asignada a una o más órdenes descritas en el apartado 8.3.2.3.4 . A continuación se describen brevemente: a) Funciones básicas de los emisores (talkers) y receptores (listeners). -
Función de control de emisión (Source handshake) (SH). Proporciona capacidad de control de transferencia de datos desde un emisor a uno o varios receptores mediante la utilización de las tres líneas de control asincrono de la transferencia (DAV, NDAV y NRFD).
235
-
Función de control de recepción (Acceptor handshake) (AH). Proporciona capacidad de control de aceptación por uno o más receptores de los datos enviados por un emisor. Utiliza también las líneas de control asincrono de la transferencia DAV, NDAV y NRFD. Esta función se coordina con la de control de emisión mediante un proceso de consulta mutua (handshake) (Figura 8.20).
-
Función de emisión (Talker) (T). Proporciona capacidad a un instrumento para enviar (talker) información a otros conectados a la barra. Esta función tiene dos versiones, una con extensión de dirección y otra sin ella. La función de emisión con una extensión de dirección utiliza dos octetos de dirección.
-
Función de recepción (Listener) (L). Proporciona capacidad a un instrumento para recibir datos procedente de otros conectados a la barra. Esta función tiene dos versiones, una con extensión de dirección y otra sin ella. La función de recepción con extensión de dirección utiliza dos octetos de dirección.
-
Función de petición de servicio (Service request) (SR). Proporciona a un instrumento la capacidad de solicitar atención al controlador que en un determinado instante tenga a su cargo el control de la barra.
b) Funciones relacionadas con el controlador. -
Función de modo remoto o local (Remote Local) (RL). Proporciona a un instrumento la capacidad para elegir entre dos fuentes de información: las líneas de datos de la barra (modo remoto) o los elementos de control del panel frontal (modo local). Esta función la ejecuta el controlador poniendo en nivel bajo la señal REN por medio de la orden GTL (ver apartado 8.3.2.3.4) enviada a todos los receptores previamente direccionados. También puede ejecutarse manualmente mediante un control de puesta en modo local. Todos los dispositivos pueden ser puestos en modo remoto mediante la orden universal LLO.
-
Función de sondeo en paralelo (Parallel poli) (PP). Esta función proporciona a un instrumento la capacidad para presentar un bit de estado al controlador en la línea previamente asignada. El controlador activa las líneas ATN y EOI (las pone en nivel bajo) y envía las órdenes direccionadas UNT y PPC. El sondeo en paralelo finaliza enviando las órdenes UNL (direccionada) y PPU (universal) y desactivando ATN y EOI (poniéndolas en nivel alto).
236
Función de inicialización (Device clear) (DC).
-
Esta función permite al controlador la inicialización de un instrumento o un grupo de ellos. El controlador activa ATN y envía la orden SDC (direccionada) o la DCL (universal). -
Función de disparo (Device trigger) (DT). Proporciona a uno o más instrumentos capacidad para ejecutar una operación determinada. El controlador activa ATN (nivel bajo) y envía la orden GET (direccionada).
-
Función de controlador (Controller) (C). Proporciona a un instrumento capacidad para actuar como controlador, es decir: -
Enviar direcciones (principales y secundarias) a todos los instrumentos conectados a la barra.
- Enviar órdenes (principales y secundarias) a todos los instrumentos conectados a la barra. - Ejecutar las peticiones de servicio de los diferentes instrumentos conectados a la barra. - Realizar sondeos serie y paralelo. Esta función puede utilizar las señales de gestión de la barra EOI, IFC, ATN y REN así como la de control de la transferencia DAV. Para pasar el control de la barra a otro instrumento con capacidad de controlador lo direcciona primeramente como receptor y a continuación le envía la orden TCT (direccionada). Para la ejecución de un sondeo en serie sin previa petición de servicio por parte de un instrumento (dispositivos sin señal SRQ), activa la señal ATN (nivel bajo) y envía las órdenes UNL (secundaria) y SPE (universal). El sondeo serie finaliza enviando las órdenes UNT (direccionada) y SPD (universal), y desactivando ATN.
8.3.2.3.4 Ordenes La norma IEEE 488 incluye un conjunto de órdenes codificadas en ASCII. Pueden existir 34 órdenes principales y 32 secundarias, de las cuales solamente están definidas 12 principales. Las órdenes secundarias son complementarias de las principales. Las órdenes principales se clasifican en universales o direccionadas según estén destinadas a todos los instrumentos conectados a la barra o solamente a los direccionados como receptores o 237
emisores. A continuación se describen brevemente. a)
Ordenes universales (Universal command group). -
LLO (Local lockout). Inhibe el funcionamiento manual (local) de todos los instrumentos.
-
DCL (Device clear). Coloca todos los instrumentos en un estado inicial.
-
PPU (Parallel poli unconfigure). Indica el final de una operación de sondeo en paralelo.
-
SPE (Serial poli enable). Indica el comienzo de una operación de sondeo en serie.
-
SPD (Serial poli disable). Indica el final de una operación de sondeo en serie.
b)
Ordenes direccionadas (Address command group). -
GTL (Go to local). Provoca el paso a manual (local) de los instrumentos receptores seleccionados.
-
SDC (Selector device clear). Inicializa solamente los instrumentos receptores.
-
PPC (Parallel poli configure). Indica el comienzo de una operación de sondeo en paralelo de los receptores.
-
GET (Group execute trigger). Inicia simultáneamente una operación entre los receptores. Permite operaciones sincronizadas entre instrumentos.
-
TCT (Take control). Selecciona como controlador de la barra al instrumento direccionado como receptor. Se utiliza en una barra que posee varios controladores para permitir la cesión del control del sistema (control de la línea ATN).
238
-
UNL (Unlisten). Desactiva todos los receptores (listeners).
-
UNT (Untalk). Desactiva todos los emisores (talkers).
8.3.2.3.5 Funciones complejas El interés por simplificar la utilización de la conexión IEEE 488 hizo que se diese un paso más allá en la normalización de las órdenes para conseguir los siguientes objetivos:
-
Permitir la compatibilidad entre programas (software) de diferentes fabricantes.
-
Facilitar el desarrollo de instrumentos que posean diferentes capacidades para generar, procesar e interpretar una gran variedad de mensajes de distintos tipos.
-
Definir códigos y formatos que minimicen, tanto los costes de configuración del sistema automatizado de medidas como los de desarrollo de los programas de aplicación.
-
Configurar una familia restringida de códigos y formatos de mensajes que sean independientes de los instrumentos programables.
-
Establecer una comunicación directa entre los instrumentos programables sin necesidad de efectuar enojosas traducciones de códigos especiales ni conversiones de formatos diferentes.
El resultado obtenido fue la norma IEEE 488.2, que define un conjunto de secuencias de control y de protocolos. Las secuencias de control normalizadas especifican mensajes que son enviados por el controlador activo y se indican en la tabla 8.4. Los protocolos son rutinas de alto nivel que combinan un cierto número de secuencias de control que realizan operaciones comunes a diversos instrumentos, de las cuales unas son obligatorias para que el instrumento cumpla la norma y otras opcionales. Los protocolos se indican en la tabla 8.5.
8.3.3 Realización práctica de la conexión IEEE 488 La utilización de la conexión IEEE 488 por numerosos fabricantes de instrumentos electrónicos ha permitido su realización mediante bloques normalizados que pueden consistir en un sistema físico (hardware) o en un conjunto de rutinas o librerías. En sucesivos apartados se estudian algunas soluciones realizadas en la práctica. 239
Tabla 8.4
Secuencias de control obligatorias y opcionales de un controlador de la norma IEEE 488.2.
Tabla 8.5
8.3.3.1
Protocolos obligatorios y opcionales de un controlador de la norma IEEE 488.2.
Sistemas físicos (hardware) para realizar la conexión IEEE 488
Se realizan mediante circuitos integrados los niveles más bajos de la norma que corresponden a las funciones básicas de interfaz, tanto para conectar un instrumento específico 240
como un microcomputador. Dada la diferencia entre la función de controlador y las de emisor/receptor, se han realizado circuitos integrados distintos para cada una de ellas. Dichos circuitos se pueden realizar específicamente para implementar una cierta función como por ejemplo el 8291 (emisor/receptor de Intel) y el MC68488 (emisor/receptor de Motorola) o bien mediante un microcontrolador con el adecuado programa en el interior de su memoria como el 8292 (controlador de Intel). También se han realizado circuitos integrados que implementan las tres funciones como el TMS9914 de Texas. Por otra parte la existencia de numerosas barras de computador diferentes ha provocado el desarrollo de circuitos integrados distintos para cada una. En la figura 8.22 se representa el diagrama de bloques típico de un circuito integrado emisor/receptor y en la figura 8.23 la de un circuito integrado controlador realizado con un microcontrolador.
Figura 8.22 Circuito de bloques típico de un circuito integrado emisor-receptor (Talker/Listener) de la conexión IEEE 488
Figura 8.23 Diagrama de bloques típico de un circuito integrado controlador de la conexión IEEE 488 realizado con un microcontrolador.
241
Figura 8.24 Diagrama de bloques típico de una placa de acoplamiento de un computador personal a una barra IEEE 488. La combinación de estos circuitos con los elementos de control de entrada-salida adecuados (circuitos de control de acceso directo a memoria, decodificación de dirección, amplificadores, etc) da lugar a una placa de acoplamiento de un computador a una barra IEEE 488 cuyo diagrama de bloques bloq ues típi co se s e repr r eprese esenta nta en la l a figu f igura ra 8.24.
8.3.3.2
Recursos de programación (software) para realizar la conexión IEEE 488.
La disponibilidad de circuitos integrados como los descritos en el apartado anterior facilita el diseño de instrumentos basados en la conexión IEEE 488. Pero desde el punto de vista del diseñador y sobretodo del usuario de instrumentos programables se deduce el interés por desarrollar recursos de programación de alto nivel que hagan transparentes las señales y las órdenes anteriormente anteriormente descritas. Por ello se han desarrollado, para computadores abiertos, programas compatibles con las normas IEEE 488 y SCPI, que se utilizan conjuntamente con una placa como la representada en la figura 8.24. Estos programas se suelen combinar con otros que están constituidos por un conjunto de rutinas (libraries) de adquisición, análisis y presentación de datos. Estas rutinas facilitan la presentación de los resultados al usuario y realizan la labor de interfaz con él (interface user). En la figura 8.25 8.25 se representa una pantalla de presentación de datos diseñada con el programa LabWindows, que se ejecuta en computadores personales que poseen el sistema operativo operat ivo Windows.
242
Figura 8.25 Pantalla obtenida mediante el programa Lab Windows (Cortesía de National Instruments).
8.4
CONEXIÓN NORMALIZADA VXI
8.4.1 Introducción La conexión normalizada IEEE 488 constituye una norma de comunicación que implica la existencia de un sistema físico que convierte la información presente en la barra del microcomputador en la adecuada para establecer el protocolo de comunicación entre instrumentos. Ello trae consigo limitaciones como por ejemplo, la máxima velocidad de transmisión de 1 Mocteto/segundo. La búsqueda de un sistema de medida automatizado de prestaciones superiores provocó la formación en 1987 de un consorcio de fabricantes para desarrollar instrumentos virtuales conectables a una barra normalizada de computador. El resultado de los trabajos realizados fue la norma VXI (VME bus eXtension for Instrumentaron) que como su nombre indica amplía la norma VME (IEEE 1014-1987) creada para barras normalizadas de sistemas multiprocesadores de 16 y 32 bits (Figura (Figura 8.26). Asimismo el consorcio VXI adoptó la estructura de mensajes de la conexión IEEE 488.2, y los tamaños europeos normalizados para las tarjetas de los instrumentos modulares. Se ampliaron y combinaron de esta forma dos productos normalizados y suficientemente maduros como eran la barra bar ra VME de los siste si stemas mas multip mul tiproc rocesa esador dor y la conexi con exión ón IEEE IEE E 488 de los instr ins trume umento ntoss programables. Se pretendió de esta forma animar a los potenciales fabricantes fabricante s de instrumentos modulares a seguir una vía de diseño que compatibilizase los nuevos productos entre sí, y con los sistemas automáticos de medida ya existentes, con la finalidad de aumentar el número de usuarios.
243
Figura 8.26 Esquema básico de la conexión normalizada VXI.
En el consorcio de VXI todos sus asociados participan en el desarrollo de la norma, y las especificaciones de la misma se ofrecen de forma libre y gratuita a todos aquéllos fabricantes que sin pertenecer al consorcio quieran seguirla. En sucesivos apartados se estudian las características más importantes de la norma VXI tanto en lo que se refiere a sus especificaciones físicas (Hardware) como a sus recursos de programación (Software). (Software).
8.4.2 Especificaciones Especificaciones mecánicas y de potencia. En la figura 8.27 se presentan los cuatro tamaños A, B, C y D de las placas VXI. Los tres conectores P1, P2 y P3 son físicamente idénticos y están formados por 96 contactos repartidos en tres columnas de 32 patillas o terminales.
Figura 8.27 Placas normalizadas VXI. 244
Con estas opciones de tamaños de placas normalizados en formatos europeos se pretende abarcar instrumentos modulares de distintas capacidades. Un sistema de medidas automatizadas VXI puede pued e constar cons tar de varios var ios subsist subs istema emass VXI cone ctados cta dos mediant med iant e un inte rfaz rfa z adec uado. uado . Cada subsistema VXI está formado por un bastidor que contiene un máximo de 13 ranuras (en inglés "slots") en cada uno de las cuales se puede colocar una placa de los tipos mencionados anteriormente. Una ranura está destinada al módulo de control del subsistema (MODULO 0: Ranura 0), y las 12 restantes se dedican a los instrumentos modulares. Además cada bastidor incorpora un máximo de 7 fuentes de alimentación reguladas (-2V., 5V., -5,2V., 12V., -12V., 24V. y -24V.), que están dimensionadas para proporcionar un máximo de 268 W., de potencia a cada módulo que tenga los tres tipos de conector (tamaño D en la figura 8.27). Asimismo los bastidores presentan una especificación de capacidad de refrigeración que se determina mediante una curva que relaciona la caída de presión con la corriente de aire necesaria para cada c ada módulo.
8.4.3 Señales de la barra VXI. Para facilitar la compresión de las señales de la barra VXI, se la divide en ocho conjuntos de señales que constituyen otras tantas barras de menor entidad (Figura 8.28).
Figura 8.28 Conjunto de barras que componen la barra normalizada VXI.
245
La mitad de ellas (parte inferior de la figura 8.28) son 8.28) son compartida i por todos los módulos conectados a la barra y reciben la denominación de generales: -
Barra VME.
-
Barra de disparo.
-
Barra de suma analógica.
-
Barra de potencia.
Las otras cuatro barras (parte superior de la figura 8.28) no 8.28) no se conectan a todos los módulos y reciben la denominación de particulares: -
Barra de reloj y sincronización.
-
Barra de identificación.
-
Barra de conexión estrella.
-
Barra local.
En sucesivos apartados se analiza cada una de estas barras.
8.4.3.1 Barras generales a) Barra VME. Las señales del conector P1 (Tabla ( Tabla 8.6) y 8.6) y las de la columna central de P2 (Tabla ( Tabla 8.7) constituyen la barra VME que es la que proporciona las señales básicas de control de un subsistema VXI elemental y está formada a su vez por la barras de transferencia de datos, arbitraje, prioridad de interrupciones y señales generales (utilities). La barra de transferencia de datos comprende la barra de datos, direcciones y control, y permite per mite la transf tra nsfere erenci nciaa de datos dat os asín a síncro crona na e ntre módul os de d e 8, 8 , 16 y 32 bits. bit s. La barra de datos está formada por las líneas D00-D15 (conector P1) y D16-D31 (conector P2), y la de direcciones alcanza espacios de direccionamiento de 64 Koctetos (hasta A15 del conector P1), 16 Moctetos (hasta A23 del conector P1) y 4 Goctetos (hasta A31 del conector P2). La barra de arbitraje permite a los dispositivos VXI utilizar la barra de datos y garantiza que sólo uno de ellos toma el control de dicha barra en un instante dado. La barra de prioridad de interrupciones (conector P1) proporciona la capacidad de que un dispositivo o instrumento pueda solicitar la atención de otro para ejecutar cualquier operación, mediante un esquema de prioridades de 7 niveles (IRQ1-IRQ7). (IRQ1-IRQ7).
246
Tabla 8.6:
Conector P1 del BUS VXI (tarjetas tamaño A)
La barra de señales generales (conector P1) proporciona líneas de alimentación (5V., 12V., -12V.), masa, líneas de reloj (2), línea de reset (SYSRESET), línea de fallo del sistema (SYSFAIL), línea de fallo de la corriente alterna (ACFAIL) y línea de datos en serie (SERDAT). b) Barra de disparo. La barra de disparo permite la comunicación entre módulos realizados con circuitos integrados de tecnología TTL (8 líneas) y ECL (6 líneas). En el conector P2 están todas las líneas TTL (TTLTRGO-7 en la tabla 8.7a y b) y dos ECL (ECLTRGO-1 en la tabla 8.7a y b). La máxima frecuencia de reloj para TTL es de 12,5 MHz mientras que para ECL es de 62,5 MHz. Aunque los fabricantes pueden especificar formas de transferencia propias, ambas tecnologías presentan las siguientes definidas en VXI: -
Disparo síncrono
-
Disparo semisíncrono
-
Disparo asincrono
247
a)
b)
Tabla 8.7: Conectares P2 del Bus VXI (tarjetas tamaños B, C y D). a) Conectar del Módulo 0 (slot 0), b) Conectar de los Módulos 1-12 (slots 1-12).
-
Transmisión de reloj.
-
Transmisión de datos.
-
Arranque/Parada.
En el disparo síncrono una línea envía impulsos a un receptor sin necesidad de esperar acuse de recibo por parte de éste. El disparo semisíncrono se basa en una única línea conectada a varios receptores en la conexión de colector abierto (Wired-or). El receptor más lento determina la frecuencia de repetición. Para ECL la frecuencia máxima especificada es de 50 MHz. En el disparo asincrono el emisor envía impulsos a través de una línea y el receptor emite los suyos a través de otra. Este procedimiento es útil para comunicar módulos VXI con instrumentos externos u otros sistemas VXI.
248
En el conectar P3 están las cuatro líneas ECL restantes (ECLTRG2-5 en la tabla 8.8a y b).
a)
b)
Tabla 8.8: Conectares P3 del Bus VXI (tarjetas tamaño D). a) Conector del Módulo 0 (slot 0), b) Conector de los Módulos 1-12 (slots 1-12).
Cualquiera de las 8 líneas TTL y las 6 ECL puede ser utilizada para enviar impulsos de reloj. Asimismo pueden agruparse para enviar datos en paralelo mientras una de ellas se sincroniza con uno de los dos flancos de los impulsos del reloj o con ambos. Por ejemplo las 8 líneas TTL del conector P2 pueden ser utilizadas, en un subsistema VXI, para transmitir 7 bits en paralelo desde un módulo a los 12 restantes a la velocidad de 12,5 Mpalabras/seg (palabra de 7 bits). La transferencia Arranque/Parada permite que un conjunto de módulos (en inglés "cluster") puedan iniciar o finalizar una operación en forma asíncrona. Para ello el módulo 0 activa una línea de disparo (TTL o ECL) a fin de indicar a los demás módulos el comienzo o el final de una operación, y éstos responden al impulso de forma síncrona en el siguiente flanco de subida de una señal CLK. Para TTL se utiliza la línea CLK10 (conector P2), mientras que para ECL se emplean CLK100 y SYNC100 (conector P3). Ambas líneas (CLK10 y SYNC100) están sincronizadas con 249
una relación temporal fija (10) para que puedan coordinarse módulos de baja velocidad (conector P2) con los de alta velocidad (conector P3). Este tipo de funcionamiento tiene gran importancia cuando los instrumentos modulares deben actuar con señales procedentes del mismo canal o se mezclan instrumentos de un solo canal con instrumentos multicanales. c)
Barra de suma analógica. La barra de suma analógica está formada por la línea 32 de la columna A del conector P2 (SUMBUS de la tabla 8.7a y b), y tiene por objeto la generación de formas de onda analógicas complejas a partir de módulos de bajo coste generadores de señales arbitrarias. Varios de éstos módulos pueden conectar sus salidas a esta línea para crear una señal de prueba a medida que se aplica a la entra da de otro módulo VXI. Su principal aplicación es generar señales de prueba a medida para verificar sistemas específicos.
d)
Barra de potencia. La barra VXI está dimensionada para evitar que los instrumentos modulares tengan que incorporar fuentes de alimentación y aprovechar así mejor la superficie y volumen de los módulos. Para ello dispone de una barra de potencia en la que además de las tensiones reguladas de la norma VME (5V., 12V. y -12V.) se incluyen las de -2V., -5,2V, 24V. y -24V. La barra de potencia está contenida en las líneas de tensión de las columnas A y C del conector P2 (Tabla 8.7a y b) y en el conector P3 (Tabla 8.8a y b).
8.4.3.2
Barras particulares a) Barra de reloj y sincronización La barra de reloj y sincronización (Figura 8.28) contiene las señales CLK10 (+ y - en el conector P2) y CLK 100 y SINC100 (+ y - en el conector P3) y está relacionada con la barra de disparo (transferencia Arranque/Parada). Estas señales de 10 y 100 MHz se amplifican para eliminar los efectos de carga de los módulos sobre ellas. Los conectores P2 y P3 (Tablas 8.7a y 8.8a) del módulo 0 (slot 0) se encargan de enviar las señales a los módulos del subsistema (máximo 12), y cada uno de ellos las recibe a través de un amplificador particular (buffer) situado en la placa base de la barra VXI (backplane) para conseguir su aislamiento de los demás (Figura 8.29). Esto proporciona una elevada precisión de tiempo, de tal manera que la máxima diferencia de tiempo de la señal CLK 100 desde el módulo 1 al 12 se garantiza en 2 ns. Por ejemplo varios digitalizadores de señal pueden ser coordinados para que tomen muestras en paralelo de uno o varios canales en los mismos flancos de CLK 100.
250
Figura 8.29 Transmisión del reloj desde el módulo 0 a los demás a través de la placa base de la barra VXI.
b) Barra de identificación. La barra de identificación (Figura 8.28) está formada por un conjunto de líneas MODID 1-12, generadas por el módulo 0 (conectar P2), cada una de las cuales proporciona una línea de identificación a cada uno de los módulos 1 a 12 (Figura 8.30).
Figura 8.30 Sistema VXI que utiliza líneas de identificación MODID independientes para cada módulo 1 a 12. Se elimina así la necesidad de que los módulos incorporen un mecanismo de selección y se dota al sistema VXI de capacidad de autoconfiguración sin utilizar conmutadores. 251
c) Barra de conexión estrella. La barra de conexión estrella (Figura 8.28) permite, como su nombre indica, hacer una estrella física entre los 12 módulos de un subsistema VXI con el módulo 0 (slot 0) en su centro (Figura 8.31). Para ello el módulo 0 se une a los demás módulos 1 a 12 mediante dos líneas, STARX y STARY, que son diferenciale s en tecnología ECL. Esta barra está soportada por el conector P3 y consta de 24 líneas STARX (12 + y 12 -), y 24 líneas STARY (12 + y 12 -), en el módulo 0 y 2 líneas STARX (+ y -) y 2 líneas STARY (+ y -), e n los otros doce módulos ( Tabla 8.8).
Figura 8.31 Configuración en estrella de un sistema VXI.
Las líneas STARX y STARY presentan una elevada precisión temporal, debido a que el máximo desfase de tiempo (timing skew) entre dos señales STAR es de 2 ns, y el retardo de propagación máximo desde el módulo 0 hasta cualquier otro es de 5 ns. La barra de conexión estrella proporciona una vía de comunicación de alta velocidad entre módulos, que puede transportar señales de sincronización o datos. Como ejemplo de aplicación puede mencionarse la sincronización de varios módulos de adquisición de datos a alta velocidad en un sistema de medidas automatizado VXI. d) Barra local La barra local (Figura 8.28) está diseñada para comunicar entre sí módulos adyacentes en tiempo real (hasta 1 Gocteto/seg. en ECL), sin necesidad de utilizar las barras generales de comunicación. Las líneas de la barra local están soportadas por los conectores P2 y P3 (Tablas 8.7 y 8.8), y se denominan LBUSA y LBUSC. Se observa que esas líneas se encuentran en las dos columnas exteriores de los conectores ( Figura 8.32), con objeto de formar una barra de conexión con el módulo de su izquierda 252
(columna A) y otra con el módulo de su derecha (columna C). Las excepciones a esta distribución son los conectores del módulo 0, ya que en el conector P2 no hay líneas locales en la columna izquierda (Tabla 8.7a) y en el conector P3 no existe ninguna. Un módulo intermedio (módulos 1-12) posee 72 líneas en su barra local, de las cuales 36 están a la izquierda (LBUSA) y otras 36 a la derecha (LBUSC). De cada lado, 12 están en el conector P2 y 24 en el conector P3 ( Tablas 8.7b y 8.8b). No obstante hay que hacer notar que en la columna central del conector P3 se alternan señales que corresponden a ambos lados (columna B de la tabla 8.8).
Figura 8.32 Barra local VXI que utiliza los conectores P2 y P3.
Los niveles de tensión de las señales de la barra local están comprendidos en el margen de 42V a -42V con una corriente máxima de 500 raA. Dicho margen está dividido en 5 clases: TTL (5,5V a -0,5V), ECL (0V a -5.46V), rango inferior (5,5V a -5,5V), rango medio (16V a -16V), rango alto (42V a -42V). Esta barra permite suprimir cables exteriores (jumpers) entre los módulos y proporciona al mismo tiempo una estructura flexible de conexión entre dispositivos de aplicaciones específicas. Un ejemplo de aplicación es la conexión de un módulo digitalizador realizado con un procesador digital de señales [Digital Signal Processor (DSP)], un módulo de memoria y otro de visualización. Si se conectan en el orden indicado, a través de la barra local (conexiones adyacentes), se obtiene un sistema automático de medida en tiempo real que tiene unas prestaciones superiores a las que se conseguirían utilizando las barras globales. Como resumen de todo lo expuesto se indican seguidamente las funciones que realizan los terminales de los conectores P1, P2 y P3: CONECTOR P1 (Barra VME). -
Barra de datos de 16 bits.
-
Barra de direcciones de 16 Moctetos.
-
Barra de arbitraje. 253
-
Barra de prioridad de interrupciones (7 líneas).
-
Barra de señales generales (5V., 12V., -12V.).
CONECTOR P2. a)
b)
Columna central (Ampliación barra VME). -
Barra de datos de 32 bits.
-
Barra de direcciones de 4 Goctetos.
Columnas externas. -
Barra de disparo (8 líneas TTL y 2 ECL).
-
Barra de suma analógica (1 línea).
-
Barra de potencia (-2V., 5V., -5.2V., 24V. y -24V.).
-
Barra de reloj y sincronización (10 MHz).
-
Barra local (24 líneas: 12 a la derecha y 12 a la izquierda).
CONECTOR P3 -
Barra de disparo (4 líneas ECL).
-
Barra de potencia (-2V., 5V., -5,2V, 12V., -12V., 24V. y -24V.).
-
Barra de reloj y sincronización (100 MHz).
-
Barra de conexión estrella (52 líneas ECL).
-
Barra local (48 líneas: 24 a la derecha y 24 a la izquierda).
En la barra VXI existen 7 líneas (RSV en los conectores P2 y P3) cuya función no ha sido todavía especificada y se reservan para futuras necesidades. Una de esas líneas está reservada para la barra VME (RSV1 de P2). De las restantes líneas dos están en P2 (RSV2-3) y 4 en P3 (RSV47).
8.4.4 Tipos de dispositivos conectables a la barra VXI y sus configuraciones. Un dispositivo es uno o más módulos que constituyen un i nstrumento, (Figura 8.33). Cada dispositivo de la barra VXI dispone de 64 octetos en los 16 Koctetos superiores del espacio de memoria direccionado por la barra VME (conector P1). De ello se deduce que un sistema VXI puede contener un máximo de 256 dispositivos. 254
Los 64 octetos de memoria que se asignan a cada dispositivo se reparten entre tres tipos de registros: configuración (4), comunicación (8) y específicos (52). Estos registros son la base física (hardware) sobre la que se construye toda la programación del módulo (software) en un sistema VXI. Los 4 registros de configuración contienen la información necesaria para la configuración y arranque de un subsistema VXI compatible (fabricante, modelo, tipo, necesidades de memoria y control, etc.). Los 8 registros de comunicación proporcionan la capacidad de intercambio de mensajes entre dispositivos mediante la utilización de órdenes y protocolos definidos (software). Los 52 registros restantes son especificados por el fabricante del dispositivo, de tal forma que si necesita más memoria puede utilizar 8 Moctetos del conector P1 (Tabla 8.6) o 2 Goctetos con la ampliación del conector P2 (Tablas 8.7a y b).
Figura 8.33 Dispositivos de la barra VXI formados por uno, dos o tres módulos (Cortesía de National Instruments).
En la figura 8.34 se representa una clasificación de los dispositivos utilizados en el entorno VXI de acuerdo con los protocolos de comunicación utilizados. Los dispositivos VXI son una parte de los dispositivos VME, que pueden ser además no compatibles VXI e híbridos. Los dispositivos híbridos son un caso especial de dispositivos no compatibles VXI, que sin embargo pueden comunicarse con dispositivos VXI. De acuerdo con la forma de realizar la comunicación los dispositivos pueden ser de 4 tipos: a) Basados en mensajes.
255
b)
Basados en registros.
c)
Memorias.
d)
Extendidos.
,.
Los dispositivos basados en mensajes intercambian información mediante protocolos de comunicación definidos, como por ejemplo el IEEE 488.2 y conllevan una mayor complejidad física, al mismo tiempo que facilitan la programación (software) del subsistema VXI.
Figura 8.34 Clasificación de los dispositivos VXI. Por el contrario los módulos basados en registros son físicamente más sencillos, y la comunicación se establece al más bajo nivel (binario), lo que complica su programación. Los dispositivos de memoria son los de almacenamiento de información del subsistema VXI y pueden estar constituidos por diferentes tipos de memoria. Los dispositivos extendidos corresponden a tipos de instrumentos hechos a la medida para 256
una aplicación particular. La jerarquía entre dispositivos VXI se establece según la relación principal-subordinado (commander-servant). El dispositivo principal controla a uno o varios dispositivos subordinados, pero uno subordinado tiene un sólo principal al que puede enviar señales, interrupciones y datos. Asimismo un dispositivo principal puede actuar como subordinado de otro principal. En general los dispositivos basados en mensajes pueden actuar como principales, mientras que los demás son subordinados. Esta jerarquía proporciona la flexibilidad necesaria para controlar instrumentos modulares, ya que las configuraciones de instrumentos se pueden adaptar a las necesidades de la aplicación (escalabilidad). La agrupación de dispositivos VXI forma subsistemas y sistemas (hasta 256 dispositivos) que, para su adecuado funcionamiento, han sido definidos por la norma VXI. Los subsistemas están formados por conjuntos de 13 módulos físicos agrupados en un bastidor que les suministra energía eléctrica y refrigeración. El módulo de la ranura cero o módulo 0 (slot 0) es el encargado de generar y distribuir ciertas señales de las barras particulares del subsistema (Figura 8.28), para lo cual según el tamaño de los módulos posee algunas líneas especiales, y sus funciones más típicas son: -
Generación de impulsos de reloj de 10 MHz (conector P2) y 100 MHz (conector P3) de la barra de reloj y sincronización.
-
Conexión de módulos (conector P2) a la barra de identificación.
-
Conmutador de la barra de conexión estrella (conector P3).
Junto al módulo 0, la norma VXI define un programa de control (software) para el subsistema, denominado gestor de recursos (Resource Manager), que puede estar colocado en cualquier módulo del bastidor (normalmente incorporado al módulo 0) o fuera del en un procesador externo o en una red. El gestor de recursos junto con el módulo 0 realiza entre otras las siguientes funciones básicas: -
Identifica cada dispositivo conectado y configura los recursos que necesita (registros de configuración).
-
Realiza las secuencias de prueba (test) y diagnóstico del subsistema.
-
Establece el mapa de direcciones del subsistema (registros de dispositivos).
-
Define las jerarquías principal-subordinado entre los dispositivos. 257
-
Determina el esquema de prioridades de la barra VME (barra de prioridad de interrupción).
-
Inicializa el subsistema.
La configuración de sistemas automáticos de medida [en inglés "Automatic Test Equipment (ATE)] basados en instrumentos modulares VXI, admite una gran flexibilidad ya que el controlador que posee el programa gestor de recursos VXI y los programas de aplicación puede estar incorporado o no a la barra VXI. En la figura 8.35 se representan diferentes configuraciones. En el primer caso (Figura 8.35a) el controlador forma parte de una tarjeta conectada a la barra VXI con lo que se obtiene un sistema completamente autónomo.
Figura 8.35 Configuraciones de los sistemas automáticos de medida VXI. a) Controlador interno VXI; b) Controlador externo (no VXI) conectado a un instrumento basado en mensajes (dispositivo principal); c) Controlador externo (no VXI) conectado a un instrumento basado en registros. Cuando el controlador es externo (no VXI) se presentan dos alternativas distintas según que existan o no dispositivos basados en mensajes conectados a la barra. Cualquier instrumento modular basado en mensajes que incorpore protocolos normalizados (IEEE 488, RS232, ETHERNET, TOKEN-RING, etc) y tenga la jerarquía de módulo principal, puede poner el controlador externo (no VXI) en comunicación con todos los instrumentos de la barra VXI (Figura 8.35b). 258
En el caso de que el sistema VXI incorpore únicamente instrumentos basados en registros, es necesario introducir en la barra VXI un módulo adaptador de otras comunicaciones normalizadas (como la IEEE.488, RS232, etc) con jerarquía de dispositivo principal, para comunicar al controlador con los restantes instrumentos (Figura 8.35c). Como ejemplos de configuración de sistemas VXI en las figuras 8.36, 8.37, 8.38 y 8.39 se presentan diferentes alternativas. En la figura 8.36 se representa un sistema VXI empotrado o instalado en un bastidor con controlador incorporado (Embedded VXI computer) sin visualizador ni teclado.
Figura 8.36 Sistema VXI instalado en un bastidor sin visualizador ni teclado.
En la figura 8.37 se representa un sistema VXI empotrado con visualizador y monitor externos.
Figura 8.37 Sistema VXI instalado en un bastidor con un visualizador y un teclado.
259
En la figura 8.38 se observa un sistema VXI controlado desde un sistema I EEE 488.
Figura 8.38 Sistema VXI controlado mediante un sistema IEEE 488. Finalmente en la figura 8.39 se representa un sistema VXI cuyo controlador es un computador externo por medio de un interfaz normalizado que recibe el nombre de MXI que constituye una barra multiprocesador de 32 bits, que utiliza el método de comunicación mediante el mapa de memoria que minimiza la complejidad de los programas.
Figura 8.39 Sistema VXI controlado por un computador externo a través de un interfaz MXI.
260
