Circuite Integrate Digitale

Circuite Integrate Digitale

2009/2010

CIRCUITE INTEGRATE DIGITALE

Circuitele Integrate Digitale – denumite de unii autori şi circuite integrate logice sau circuite integrate discrete - sunt circuite integrate (CI) care acţionează asupra unor mărimi (în special tensiuni) discrete, mărimi care pot lua doar anumite valori specifice. Lumea digitală Există două modalităţi distincte de reprezentare a unei mărimi măsurabile: analogică şi numerică (digitală). Mărimile analogice au o variaţie continuă, pe când cele numerice au o variaţie discontinuă, pas cu pas. Electronica digitală s-a dezvoltat de la începutul secolului XX (tuburi electronice), dar mai ales după 1948, anul descoperirii tranzistorului. Ea a cunoscut o dezvoltare accentuată începând cu 1972, anul introducerii primului microprocesor. Prin excelenţă, omul este o fiinţă analogică, adică toate informaţiile pe care le percepe din mediul înconjurător sunt continue. Din acest motiv, tendinţa prezentă şi foarte probabil viitoare a electronicii este de-a realiza analogic interfaţa cu omul. Anumite „excese” cum ar fi ceasurile cu indicaţie numerică sau vitezometrele numerice ale autoturismelor au pierdut teren în faţa variantelor analogice – ceasul cu ace indicatoare (dar numeric în interior), respectiv vitezometrul cu ac (dar legat la un calculator numeric). Aceasta deoarece efortul suplimentar de procesare a mărimii reprezentate numeric este o problemă suplimentară pentru creierul uman, care poate însă interpreta instantaneu o reprezentare analogică. Avantajele CID-urilor: • stabilitate în funcţionare (au imunitate foarte mare la perturbaţii fiind afectate foarte puţin de zgomote); • siguranţă în funcţionare (funcţionează corect chiar dacă anumiţi parametri electrici variază); • exactitate în funcţionare (nu au nevoie de puncte de ajustare, circuite de compensare); • precizia CID-urilor poate fi foarte mare; reprezentând mărimile pe un număr suficient de mare de biţi se pot obţine precizii mult mai bune decât în tehnica analogică; • memorarea informaţiei este simplă, ieftină şi posibilă la capacităţi de memorare tot mai mari; • programarea operaţiilor; • proiectarea cu CID-uri este relativ simplă; • densitatea de integrare a CID-urilor este tot mai mare; • preţul lor este mic şi în continuă scădere. Dezavantajul major al CID-urilor: • lumea înconjurătoare este, în mare măsură, analogică.

1


2009/2010

CAPITOLUL 1

CIRCUITE LOGICE ELEMENTARE

1.1 SISTEME DE NUMERAŢIE 1.1.1 SISTEMUL BINAR Conceptul de număr, folosit de majoritatea oamenilor, este de obicei echivalat cu sistemul zecimal, sistem cu care sunt mai familiarizaţi. Acesta nu prezintă nici o particularitate specială, alegerea sa fiind, mai degrabă, arbitrară.

Pentru circuitele numerice cel mai indicat sistem este cel binar, care permite efectuarea cu uşurinţă a calculului aritmetic şi logic (foarte dificil sau chiar imposibil dacă s-ar implementa direct sistemul zecimal). El este format din cifrele binare 0 şi 1 cu ajutorul cărora se caracterizează cel mai bine, din punct de vedere electric, comportarea sistemelor digitale (numerice). Cifra „0” este asociată neîndeplinirii anumitor condiţii electrice (inexistenţa unei tensiunii sau a unui curent). Ea reprezintă, din punct de vedere logic, starea „0” logic sau starea de „fals”. Cifra „1” este asociată îndeplinirii condiţiilor electrice (existenţa unui tensiuni între două puncte ale circuitului, apariţia unui curent printr-o latură a circuitului, etc.). Ea reprezintă starea „1” logic sau starea de adevăr. Un număr reprezentat în baza 2 se scrie ca o sumă de multipli de puteri ai bazei 2:

a N 2 N + a N −1 ⋅ 2 N −1 + ... + a0 ⋅ 2 0 + a−1 ⋅ 2 −1 + ... + a−M ⋅ 2 − M .

(1.1)

Numerele a N …. a − M se numesc cifre binare (binary digits). Valoarea fiecăreia este 0 sau 1. Un număr exprimat prin relaţia (1.1) are o reprezentare normală sub forma unui şir de cifre de forma: a N a N −1...a1a0 a −1...a − M Cifrele, reprezentând puteri negative ale bazei, sunt separate de puterile pozitive de o virgulă (numită şi virgulă zecimală, virgulă binară etc., funcţie de sistemul de reprezentare folosit).

Conversia Binar-Zecimal Această conversie se bazează pe utilizarea directă a relaţiei (1.1). De exemplu: 101001,1012 = 1·25 + 0·24 + 1·23 + 0·22 + 0·21 + 1·20 + 1·2-1 + 0·2-2 + 1·2-3 = = 32 + 8 + 1 + 0,5 + 0,125 = = 41,625

Conversia Zecimal-Binar Se face prin împărţiri repetate cu 2. Resturile obţinute formează, în ordine inversă, cifrele numărului binar (primul rest calculat este bitul – binary digit - cifra binară 2


2009/2010

- de semnificaţie minimă LSB, iar ultimul, bitul de semnificaţie maximă MSB). De exemplu, la conversia în binar a numărului 99810: 998/2 499/2 249/2 124/2 62/2 31/2 15/2 7/2 3/2

= 499 = 249 = 124 = 62 = 31 = 15 = 7 = 3 = 1

1/2 =

0

rest = 0 rest = 1 rest = 1 rest = 0 rest = 0 rest = 1 rest = 1 rest = 1 rest = 1

LSB – Least Significant Bit

rest = 1

MSB – Most Significant Bit

se obţine: 99810 = 11111001102.

Pentru facilitarea identificării cifrelor binare din componenţa unui număr binat, acestea se notează: A – bitul care înmulţeşte pe 20; - bitul de semnificaţie minimă; B - bitul care înmulţeşte pe 21; C - bitul care înmulţeşte pe 22; D, E, …şi aşa mai departe. b). X0 - bitul care înmulţeşte pe 20; - bitul de semnificaţie minimă; X1 - bitul care înmulţeşte pe 21; X2 - bitul care înmulţeşte pe 22; X3, X4, …şi aşa mai departe.

a).

1.1.2 SISTEMUL HEXAZECIMAL Sistemul hexazecimal este utilizat, în special, pentru abrevierea lungimii numerelor binare. Conversia între sistemul zecimal şi cel hexazecimal se realizează prin: • •

•

conversia numărului zecimal în binar; divizarea numărului binar în grupuri de patru biţi începând de la punctul binar; grupurile finale vor fi completate, după caz, cu zero-uri la stânga pentru partea întreagă respectiv, la dreapta pentru partea fracţionară. înlocuirea fiecărui grup cu o cifră hexazecimală.

Exemplu:

99910 = 0011 1110 01112 = 3E7H

TEMĂ:

1.12

Număr binar

Număr zecimal

X3

X2

X1

X0

Număr hexazecimal

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 A B C D E F

1.2. FUNCŢII LOGICE Moduri de definire: a). prin cuvinte: Vin la curs dacă se ţine cursul, dacă nu plouă şi dacă nu este deschis barul. f = A⋅ B ⋅C

f

A

B

C

b). prin tabel de adevăr. Un tabel de adevăr cuprinde toate valorile logice ale funcţiei pentru toate variabilele care o definesc. 3


2009/2010

Pentru funcţia f de două variabile A şi B, un tabel de adevăr poate fi definit astfel: B 0 0 1 1

A 0 1 0 1

f 0 0 1 1

Completarea tabelului de adevăr al unei funcţii definite prin cuvinte. Vin la facultate dacă am ore, este deschis barul şi nu este prea frig sau dacă nu am ore, este deschis barul şi nu este prea frig sau dacă am ore, nu este deschis barul şi este pea frig.

Expresia analitică a funcţiei definită prin cuvintele de mai sus este: f = A⋅ B ⋅C + A⋅ B ⋅C + A⋅ B ⋅C

iar tabelul de adevăr este: C 0 0 0 0 1 1 1 1

B 0 0 1 1 0 0 1 1

A 0 1 0 1 0 1 0 1

f 0 0 1 1 0 1 0 0

Determinarea expresiei analitice pentru o funcţie definită prin tabel de adevăr. Fie funcţia de trei variabile f(A,B,C) definită de următorul tabel de adevăr: C 0 0 0 0 1 1 1 1

B 0 0 1 1 0 0 1 1

A 0 1 0 1 0 1 0 1

f 0 1 0 1 0 0 1 0

Din tabelul de adevăr se determină suma produselor variabilelor pentru care funcţia este adevărată: f = A⋅ B ⋅C + A⋅ B ⋅C + A⋅ B ⋅C Acelaşi tabel de adevăr se poate utiliza şi pentru a determina valoarea lui f urmărind suma produselor variabilelor pentru care funcţia este falsă:

f = A⋅ B ⋅C + A⋅ B ⋅C + A⋅ B ⋅C + A⋅ B ⋅C + A⋅ B ⋅C

TEMĂ: Să se scrie tabelul de adevăr pentru funcţia de patru variabile: f ( A, B, C , D ) = A ⋅ B + ⋅B ⋅ C + A ⋅ D

TEMĂ:

1.8

Funcţiile logice elementare sunt: funcţia ŞI (·), funcţia SAU (+) şi funcţia NEGAŢIE

( A ). Cu ajutorul lor, se poate exprima orice funcţie logică.

1.3. PROPRIETĂŢI, POSTULATE ŞI TEOREME ALE ALGEBREI BINARE Algebra binară are la bază principiul dualităţii potrivit căruia orice identitate este de asemenea adevărată dacă se fac următoarele substituţii:

4


2009/2010

• în loc de + ; • + în loc de ; • 1 în loc de 0 ; • 0 în loc de 1 . Conform acestui principiu, fiecare postulat sau teoremă are două forme. Proprietăţile algebrei binare: - asociativitatea:

( A + B) + C = A + ( B + C ) = A + B + C

( A ⋅ B) ⋅ C = A ⋅ ( B ⋅ C ) = A ⋅ B ⋅ C A+ B = B+ A A⋅ B = B ⋅ A A ⋅ (B + C ) = A ⋅ B + A ⋅ C A + B ⋅ C = ( A + B) ⋅ ( A + C ) proprie algebrei binare!

- comutativitatea: - distributivitatea: Axiomele algebrei binare: 0⋅0 = 0 0+0 = 0 1⋅1 = 1 Teoremele algebrei binare: A⋅ A = A A+ A = A A⋅ A = 0

0 ⋅1 = 0

0 =1

0 +1 = 1 1+1 = 1

1= 0

A⋅0 = 0 A+0 = A

A ⋅1 = A A +1 = 1

A+ A =1

A= A

Teoremele lui De Morgan realizează negarea operaţiilor binare: X + Y = X ⋅Y sau prin negarea ambilor termeni:

X ⋅Y = X + Y

X + Y = X ⋅Y Observaţii:

X ⋅Y = X + Y A⋅ B ≠ A⋅ B A+ B ≠ A+ B

Operaţii cu funcţii logice Ordinea normală de efectuare a operaţiilor cu funcţii logice este: NU, ŞI şi SAU. Operaţiile de acelaşi rang se parcurg de la stânga la dreapta. Această ordine poate fi modificată prin inserarea parantezelor. Conţinutul parantezelor se evaluează primordial (de la stânga la dreapta), iar apoi restul expresiei.

1.4. PORŢI LOGICE ELEMENTARE Fiecare funcţie logică se implementează cu ajutorul unei porţi logice. În categoria porţilor fundamentale întră poarta ŞI, poarta SAU şi inversorul. Porţi elementare sunt considerate şi porţile ŞI-NU, SAU-NU, SAU-EXCLUSIV, SAU-EXCLUSIV NEGAT şi operatorul neinversor. 1. Poarta ŞI (AND) – implementează funcţia ŞI descrisă de relaţia Y = A ⋅ B (care se citeşte „y este egal cu A ŞI B”). Punctul din expresia logică ŞI nu trebuie confundat cu semnul înmulţirii – operaţia aritmetică de înmulţire şi operaţia logică ŞI sunt chestiuni diferite. Confuzia poate fi sporită de tabelul de adevăr al operaţiei ŞI, care este identic cu cel al operaţiei de înmulţire. Poarta ŞI are 2, 3, 4 sau 8 intrări (notate cu A; B; C; …) şi o ieşire (Y). Ieşirea este pe „1” dacă şi numai dacă toate intrările sunt pe „1”. 5


2009/2010

Tabelul de funcţionare: B A Y = A⋅ B 0 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 1

Reprezentarea simbolică: A B

Y=A·B

Comportarea porţii ŞI, în regim dinamic, este ilustrată în figură: A B

Y = A⋅ B

2. Poarta SAU (OR) – implementează funcţia SAU descrisă de relaţia Y = A + B (care se citeşte „y este egal cu A SAU B”). Semnul „+” din expresia logică SAU nu trebuie confundat cu semnul adunării – operaţia aritmetică de adunare şi operaţia logică SAU sunt chestiuni diferite. Tabelul de adevăr al operaţiei SAU nu mai este identic cu cel al adunării, deoarece în algebra booleană nu se poate depăşi valoarea 1. Adică 1 + 1 = 1 (aici semnul + indică operaţia logică SAU), pe când 1 +1 = 2 în aritmetică. Acest lucru este valabil şi pentru operaţia SAU între mai multe variabile, de exemplu 1 + 1 + 1 = 1. Poarta SAU are 2, 3, 4 sau 8 intrări (notate cu A; B; C; …) şi o ieşire (Y). Ieşirea este pe „1” dacă cel puţin o intrare este pe „1”. Tabelul de funcţionare: B A Y = A+ B 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1


Y=A+B

Comportarea porţii SAU, în regim dinamic, este ilustrată în figură: A B

Y = A⋅ B

3. Inversorul (NOT) – implementează funcţia NEGAŢIE descrisă de relaţia Y = A (care se citeşte „y este egal cu A negat” sau “y este egal cu non A”). Are o intrare şi o ieşire (Y). Ieşirea este pe „1” dacă intrarea este pe „0”. Tabelul de funcţionare: A Y=A 0 1 1 0

Reprezentarea simbolică: A

Y=A

Cerculeţul din figură este asociat inversării, triunghiul fiind consacrat amplificării neinversoare a semnalului, amplificare evident în putere în acest caz. 6


2009/2010

Comportarea inversorului, în regim dinamic, este ilustrată în figură: A

Y=A

Prin combinarea funcţiilor ŞI şi NU se obţine funcţia ŞI-NU (NAND). Implementarea acesteia este echivalentă cu utilizarea unei porţi ŞI urmată de un inversor. În mod asemănător, prin combinarea funcţiilor SAU şi NU, se obţine funcţia SAU-NU (NOR). Cele două noi tipuri de funcţii obţinute sunt complet funcţionale, ceea ce înseamnă că, orice funcţie logică poate fi implementată numai cu funcţii ŞI-NU, respectiv SAU-NU.

4. Poarta ŞI-NU (NAND) – implementează funcţia ŞI-NU. Are 2, 3, 4 sau 8 intrări (notate cu A; B; C; …) şi o ieşire (Y). Ieşirea este pe „1” dacă cel puţin o intrare este pe „0”. Tabelul de funcţionare: B A Y = A⋅ B 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0


Y = A⋅ B

5. Poarta SAU-NU (NOR) – implementează funcţia SAU-NU. Are 2, 3, 4 sau 8 intrări (notate cu A; B; C; …) şi o ieşire (Y). Ieşirea este pe „1” dacă toate intrările sunt pe „0”. Tabelul de funcţionare: B A Y = A+ B 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 0


Y = A+ B

Obs.: Prin implementarea teoremelor lui De Morgen în formele: A⋅ B = A + B

A + B = A⋅ B

se observă că poarta ŞI-NU este echivalentă cu poarta „NU-SAU” (respectiv poarta SAU-NU cu poarta „NU-ŞI”) care operează cu aceleaşi variabile de intrare. Este bineînţeles vorba despre aceeaşi poartă, cu deosebirea că, în reprezentarea normală este indicat a se folosi porţi cu variabile de intrare active HIGH (porţile din partea stângă), pe când cea echivalentă este potrivită la semnalele active LOW (porţile din partea dreaptă). A B

Y = A⋅ B

A B

Y = A+ B

A B

Y = A+ B

A B

Y = A⋅ B

6. Operatorul neinversor (buffer-ul de magistrală, amplificatorul de linie). Are o intrare şi o ieşire (Y). Furnizează la ieşire acelaşi nivel logic pe care îl primeşte la intrare. Deşi din punct de vedere logic nu îndeplineşte nici o funcţie, el se utilizează pentru îmbunătăţirea parametrilor electrici ai semnalului transmis (niveluri logice, fronturi, curentul de ieşire). 7


2009/2010

Tabelul de funcţionare: A Y =A 0 0 1 1

Reprezentarea simbolică: A

Y=A

7. Poarta SAU-EXCLUSIV (XOR) şi SAU-EXCLUSIV NEGAT (XNOR). Implementează funcţia SAU-EXCLUSIV, respectiv SAU-EXCLUSIV NEGAT. Au numai două intrări şi o ieşire. Ele pot fi implementate şi cu ajutorul porţilor ŞI, SAU şi NU pe baza relaţiile de definiţie. Tabelul de funcţionare: Y = A⊕ B B A 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1 1


Y = A⊕ B

Funcţia SAU-EXCLUSIV este adevărată dacă, şi numai dacă, intrările sunt diferite (poarta SAUEXCLUSIV se poate utiliza pe post de comparator). Din tabelul de funcţionare se deduce expresia analitică a funcţiei SAU-EXCLUSIV: X ⊕ Y = X ⋅Y + X ⋅Y

Comportarea porţii SAU-EXCLUSIV, în regim dinamic, este ilustrată în figură: A B

Y = A⊕ B

Funcţia SAU-EXCLUSIV NEGAT este adevărată dacă, şi numai dacă, intrările sunt identice (poarta SAU-EXCLUSIV NEGAT se poate folosi ca indicator de echivalenţă). Tabelul de funcţionare: Y = A⊕ B B A 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 1


Y = A⊕ B

Din tabelul de funcţionare se deduce expresia analitică a funcţiei SAU-EXCLUSIV NEGAT: X ⊕ Y = X ⋅Y + X ⋅Y

Comportarea porţii SAU-EXCLUSIV NEGAT, în regim dinamic, este ilustrată în figură: A B

Y = A⊕ B

8


2009/2010

1.5. NIVELURI LOGICE Porţile logice funcţionează pe baza sistemului binar, fiind constituite din elemente electronice care se pot afla doar în două stări distincte: starea HIGH sau starea LOW. Sesizarea stării se poate face prin mai multe metode, în funcţie de mărimea urmărită (o tensiune, prezenţa unui curent, starea unui contact electric, etc). În prezent cea mai folosită metodă foloseşte drept mărime electrică monitorizată tensiunea, mai concret tensiunea colector – emitor a unui tranzistor care lucrează în regim blocat-saturat. Astfel se poate vorbi despre o logică de tensiune. Aceasta poate fi: • de impuls, dacă se urmăreşte detectarea prezenţei sau absenţei unor impulsuri; • de nivel, dacă se urmăreşte detectarea nivelului tensiunii. Se preferă logica de nivel, care asociază celor două niveluri de tensiune VCE corespunzătoare stărilor blocat-saturat, stările logice „1” şi „0”. Logica de nivel poate fi: • pozitivă – asociază nivelului ridicat de tensiune starea „1”; • negativă– asociază nivelului ridicat de tensiune starea „0”. În practică este mai răspândită logica de nivel pozitivă (tehnică de calcul, echipamente numerice de comandă), dar se utilizează şi logica negativă (portul serial al PC).

Se preferă logica de nivel pozitivă deoarece aceasta se bazează pe tranzistoare npn care au factorul de amplificare β şi frecvenţa maximă de utilizare mai mari ca ale tranzistoarelor pnp şi, în plus, se alimentează de la o tensiune pozitivă. Este foarte dificil de realizat un circuit care să asigure la ieşire niveluri de tensiune corespunzătoare celor două stări foarte precise şi constante. Din acest motiv se adoptă un interval de valori admise, garantate de producător. Aceste plaje apar datorită variaţiei tensiunii VCE determinată de: • dispersia tehnologică; • variaţia cu temperatura; • variaţia semnalului de comandă. Impulsurile utilizate în tehnica digitală au următoarele caracteristici:

Pentru caracterizarea lor se definesc trei puncte de referinţă temporale care survin la atingerea pragurilor de 10%, 50 % şi 90% din amplitudinea semnalului. Lăţimea impulsului se notează de obicei cu tw , timpul de ridicare cu tr iar timpul de coborâre sau cădere cu t f ,

9


2009/2010

toţi indicii provenind de la iniţialele din limba engleză (width, rise, fall). Timpul de ridicare, respectiv de coborâre se măsoară între pragurile de 10% şi 90% deoarece se doreşte evitarea regiunilor neliniare de racordare între palierul şi frontul impulsului. Diagramele de semnal aferente circuitelor numerice de cele mai multe ori nu reprezintă valoarea reală a tensiunii în stările 0 şi 1, preferându-se o reprezentare simplificată:

Primul semnal este unul periodic cu perioada T, iar cel de-al doilea este un semnal neperiodic. Un semnal de tact este un exemplu tipic de semnal periodic, iar o linie a unei magistrale de date este un bun exemplu de semnal neperiodic. Caracteristice semnalelor periodice sunt: 1 • frecvenţa f = ; T t • factorul de umplere (duty cycle): F = w (exprimat uneori şi procentual). T

1.6. APLICAŢII SIMPLE ALE PORŢILOR LOGICE 1. Poarta ŞI utilizată ca un circuit de validare Poarta permite numărătorului să numere impulsurile prezente la intrarea I n doar un interval de timp bine stabilit – 1ms. Cu cât frecvenţa impulsurilor este mai mare, cu atât numărul impulsurilor numărate de numărător va fi mai mare şi, implicit, numărul afişat

Schema bloc a unui frecvenţmetru numeric

2. Poarta SAU utilizată într-o schemă de supraveghere Dacă cel puţin un senzor este activ, ieşirea porţii SAU trece pe „1” şi pune în funcţiune alarma.

Schema bloc a unui circuit de alarmă cu trei zone de supraveghere.

10


2009/2010

3. Poarta SAU- EXCLUSIV utilizată ca element de comparare Comportarea unui DUT (Device Under Test) se compară cu cea a unui circuit martor. Dacă ea este diferită, ieşirea porţii SAU-EXCLUSIV trece pe „1” şi semnalizează apariţia unei erori.

1.7. EXERCIŢII ŞI PROBLEME Exerciţii: 1. Să se demonstreze că: A ⋅ ( A + B) = A A ⋅ ( A + B) = A ⋅ A + A ⋅ B = A + A ⋅ B = A ⋅ (1 + B) = A ⋅ 1 = A R: 2. Să se demonstreze că: A ⋅ B ⋅ C + A ⋅ B ⋅ C + A ⋅ B ⋅ C = A ⋅ (B + C) R: A ⋅ B ⋅ C + A ⋅ B ⋅ C + A ⋅ B ⋅ C = A ⋅ (B ⋅ C + B ⋅ C + B ⋅ C) = = A ⋅ (C ( B + B) + B ⋅ C ) = A ⋅ (C + B ⋅ C ) = A ⋅ (C + B) ⋅ (C + C ) = A ⋅ ( B + C )

3. Să se exprime cu ajutorul funcţiilor ŞI şi NEGAŢIE funcţia: f = A + B ⋅ (C + D ) + ( A + B ) ⋅ (C + D )

R:

f = A + B ⋅C + B ⋅ D + A⋅C + A⋅ D + B ⋅C + B ⋅ D

= A + B ⋅ (C + C ) + B ⋅ ( D + D) + A ⋅ C + A ⋅ D =

= A ⋅ (1 + C + D) + B + B = A + B = A ⋅ B

11


2009/2010

CAPITOLUL 2

FAMILII DE CIRCUITE INTEGRATE DIGITALE

2.1. FAMILIA TTL Familia TTL (Transistor Transistor Logic) a fost introdusă de firma Texas Instruments (SUA) în anul 1965 şi a fost realizată în tehnologie bipolară. Este cea mai răspândită familie de circuite integrate digitale şi a influenţat constant dezvoltarea echipamentelor numerice. În prezent aria de utilizare a circuitelor TTL este limitată (datorită dezvoltării aplicaţiilor cu microcontroler şi a circuitelor de tip ASIC) dar conceptele şi blocurile funcţionale din această familie sunt utilizate în majoritatea proiectelor moderne. Familia TTL cuprinde următoarele serii: •

seria normală (standard): se notează cu indicativul 74xxx; 74 caracterizează familia TTL în general, iar xxx reprezintă cifre prin intermediul cărora se defineşte funcţia efectuată de circuit; se mai produc circuite notate 54XXX pentru aplicaţii profesionale sau militare; • seria rapidă (High Speed) se notează cu indicativul 74Hxxx; nu se mai utilizează în prezent; • seria de mică putere (Low Power) se notează cu indicativul 74Lxxx; este astfel realizată, încât consumul de energie de la sursa de alimentare să fie cât mai mic; nu se mai utilizează în prezent; • seria Schottky: se notează cu indicativul 74Sxxx; este realizată cu tranzistoare Schottky; • seria Schottky de mică putere: 74LSxxx; • seria Schottky performantă: 74ASxxx; (A-advanced); • seria Schottky de mică putere performantă: 74ALSxxx. Ultimele patru serii sunt larg răspândite şi se utilizează în echipamente numerice moderne.

Circuitele logice din familia TTL sunt fabricate cu tranzistoare bipolare npn, funcţionează în logica de nivel pozitivă şi sunt alimentate cu o tensiune pozitivă faţă de masa de 5V.

2.1.1. SERIA TTL STANDARD 2.1.1.1. Parametrii electrici ai circuitelor TTL standard Parametrii electrici reprezintă valori medii determinate static, în anumite condiţii de funcţionare. Ei se măsoară în condiţii specificate în catalog cu privire la tensiunea de alimentare Vcc, temperatura mediului ambiant T, factorul de branşament N, valoarea capacităţilor parazite CP, etc. 12


2009/2010

A). Tensiunea de alimentare Vcc Tensiunea de alimentare a circuitelor TTL este 5V (4,75 – 5,25V) pentru serii uzuale şi (4,5 – 5,5V) pentru seriile militare. Este o restricţie gravă!!

B). Gama temperaturilor de lucru - 0 - 70°C pentru seriile uzuale; -55 - 125°C pentru seriile militare;

C). Niveluri logice garantate Sunt:

- niveluri logice acceptate la intrările circuitelor U iL min , U iL max , U iH min , U iH max ; - niveluri logice furnizate de către circuite la ieşiri U oL min , U oL max , U oH min ,

U oH max ; UoHmax = 5V

UiHmax = 5V „1” logic

„1” logic

UoHmin = 2,4V

UiHmin = 2V Zonă interzisă

Zonă interzisă UiLmax = 0,8V

UoLmax = 0,4V

„0” logic

„0” logic UoLmin = 0V

UiLmin = 0V

Niveluri logice de intrare

Niveluri logice de ieşire

D). Marginea de zgomot de curent continuu Marginea de zgomot de curent continuu reprezintă amplitudinea maximă pozitivă/negativă a unor semnale perturbatoare (tensiuni) induse de câmpuri electromagnetice la intrarea unui circuit logic (aflat în stare L sau H) care nu-i afectează funcţionarea. Se notează cu: - ΔU ZH când intrarea se află în starea H; - ΔU ZL când intrarea se află în starea L. Se determină cu relaţiile:

ΔU ZH = U iH min − U oH min = 2 − 2,4 = −0,4V ΔU ZL = U iL max − U oL max = 0,8 − 0,4 = +0,4V Marginea de zgomot de curent continuu, garantată este: ΔU Z = ±0,4V dar în practică ea depăşeşte 1V.

E). Marginea de zgomot de curent alternativ Marginea de zgomot de curent alternativ reprezintă energia unui semnal perturbator (impuls scurt de durată comparabilă cu timpul de propagare prin circuit) care se manifestă la intrarea circuitului şi nu determină comutări false. Energia impulsului perturbator depinde de amplitudinea şi de durata sa. Cu cât durata sa este mai mică cu atât amplitudinea sa trebuie să fi mai mare pentru a putea determina comutarea circuitului. Pentru o poartă TTL standard imunitatea la tranziţia ieşirii din „0” în „1” este mai bună decât la tranziţia din „1” în „0” datorită timpului de propagare mai lung (8ns şi 4V resp. 8ns şi 2V). 13


2009/2010

F). Curenţii de intrare maxim garantaţi - curent de intrare în stare „L”: IiLM = -1,6mA; - curent de intrare în stare „H”: IiHM = 40μA. (orice curent care intră în integrat, este pozitiv şi orice curent care iese din integrat este negativ!!!)

G). Curenţii de ieşire maximi furnizaţi - curent de ieşire în stare „L”: IoLM = 16mA; - curent de ieşire în stare „H”: I0HM = -800μA.

H). Factorul de branşament (FAN-out) Factorul de branşament reprezintă numărul maxim de intrări care pot fi conectate simultan la ieşirea unei porţi din aceeaşi serie. Se determină pe baza încărcării statice a ieşirii raportând curenţii de ieşire la curenţii de intrare. NH=20 (pt.0,8mA); NL=10 (pt.16mA). Se obţine, pentru seria standard N = 10.

I). Puterea medie consumată de o poartă ŞI-NU Puterea consumată de o poartă depinde de starea ieşirii: pentru U0L ea este mai mare, pentru U0H este mai mică. Valoarea sa medie este PC = 9mW.

J). Timpul de propagare Timpul de propagare reflectă o relaţie temporală între semnalul se intrare şi de ieşire. El reprezintă un interval de timp între puncte de referinţă specificate pe formele de undă ale semnalelor de intrare şi ieşire. Mai poate fi definit ca fiind întârzierea introdusă de circuit în propagarea semnalului de la intrare la ieşire. Se defineşte un timp de propagare la tranziţia din „0” în „1” a ieşirii (tpLH), un timp de propagare la tranziţia din „1” în „0” a ieşirii (tpHL) şi un timp mediu de propagare:

tp =

t pLH + t pHL . 2

El se determină pentru o poartă ŞI-NU având semnalul de intrare ui aplicat unei singure intrări, celelalte fiind conectate la nivelul UiH, în condiţii normale de temperatură (25°C) şi tensiune de alimentare (5V).

ui

UiH

ui

VCC

0,5UiH UiL

uo

UoH

uo

t

0,5UoH

Pentru seria standard, valorile tipice sunt:

UoL

⎧t pLH = 12ns ⇒ t p = 10ns ⎨t ⎩ pHL = 8ns

tpHL

tpLH

t

Temă: Să se definească grafic timpul de propagare pentru o poarta ŞI (respectiv SAU).

K). Factorul de merit Factorul de merit este un număr prin care se exprimă sintetic calităţile unui circuit logic. Foloseşte pentru a putea compara acelaşi circuit din diferite familii sau serii. Cu cât este mai mic, cu atât circuitul este mai performant. −3 −9 La seria standard: Fm = PC ⋅ t p = 9 ⋅ 10 ⋅ 10 ⋅ 10 = 90pJ . 14


2009/2010

2.1.1.2. Poarta ŞI-NU cu ieşire în contratimp (totem-pole) Poarta ŞI-NU constituie circuitul fundamental din cadrul familiei TTL şi se poate realiza în două variante: • cu etaj de ieşire cu două tranzistoare funcţionând în contratimp (totem-pole); • cu etajul de ieşire cu colectorul în gol (OC - open collector). Schema unei porţi ŞI-NU cu două intrări cu ieşire totem-pole, este prezentată în figură:

RC4

RC2 RB1

T4

A

Y

T2

T1 B DP

A B

T3 DP

RE2

Etaj de intrare

Etaj driver

Etaj de ieşire

Rolul componentelor din schemă: •

T este un tranzistor multiemitor care realizează funcţia logică ŞI;

•

T este folosit ca amplificator de curent (funcţionează ca repetor);

• •

T3 şi T4 formează etajul final de ieşire în contratimp; T realizează inversarea;

•

T asigură curentul de ieşire în stare „1”;

•

R limitează curentul de bază al lui T ;

• •

R limitează curentul de colector al lui T ; C2 2 R asigură polarizarea tranzistorul T ;

•

R limitează curentul de colector al lui T (curentul de ieşire a porţii în stare „1”);

•

D protejează T împotriva eventualelor tensiuni negative;

1 2

3 4

B1

1

E2

3

C4 P

4

1

A). Analiza funcţionării porţii ŞI-NU în regim static Regimul static este determinat de valori logice stabile ale nivelurilor logice de intrare. Se vor considera următoarele valori de tensiuni: • tensiunea de deschidere (de prag) a unei diode: U dγ = 0,6V ; • căderea de tensiune pe o diodă în conducţie: U = 0,7V; d

•

tensiunea bază-emitor în saturaţie: U

•

tensiunea colector emitor în saturaţie: U

•

tensiunea de deschidere a joncţiunii bază-emitor: U

• •

tensiunea de intrare în stare „0”: UiL = 0,2V; tensiunea de intrare în stare „1”: UiH = 5V;

BEsat

= 0,7V;

CEsat

= 0,2V; BEγ

15

= 0,5V;

Y


2009/2010

Cazul 1: A = B = „1”, adică uiA = uiB = UiH = 5V. Parametri electrici şi stările tuturor componentelor porţii sunt evidenţiate în figură (efectuarea calculelor este evidenţiată prin numerotare de la 1 la 13):

T4

T2

T1

T3

Toate joncţiunile bază-emitor ale tranzistorului T sunt blocate. Curentul circulă de la sursa de 1

alimentare prin joncţiunea bază-colector a lui T1 şi prin joncţiunile bază-emitor ale tranzistoarelor T

2

şi T . 3

Valorile rezistenţelor din circuit sunt alese astfel încât T şi T să conducă la saturaţie. Tensiunea de la ieşirea 2

porţii este: u =U 0

CEsat3

3

= U = 0,2V; adică ieşirea este pe „0”. 0L

Tensiunea în baza lui T4 este: Ub4 = Ubesat3 + Ucesat2 = 0,7V + 0,2V = 0,9V Pentru ca T4 să intre în conducţie ar avea nevoie de o tensiune în baza sa egală cu: U’b4 = Ucesat3 + Udγ + Ubeγ4 = 0,2V + 0,6V + 0,5V = 1,3V În concluzie, T4 este blocat. Dacă lipsea dioda D, tranzistorul T4 ar fi fost în conducţie. Astfel dioda D are rolul de a împiedica conducţia simultană a celor două tranzistoare din etajul de ieşire. Acest fapt constituie un avantaj deoarece prin ramura Rc4 – T4 – D – T3 nu circulă decât un curent rezidual şi, implicit, în această stare, nu se disipă putere.

Cazul 2: A = „0” B = „X”, adică uiA = 0,2V. Parametri electrici şi stările tuturor componentelor porţii sunt evidenţiate în figură (efectuarea calculelor este evidenţiată prin numerotare de la 1 la 7):

T4

T2

T1

T3

16


2009/2010

Joncţiunea bază-emitor a tranzistorului T , corespunzătoare intrării A, va conduce. Curentul se închide 1

de la sursa de tensiune V , prin R, joncţiunea bază-emitor a tranzistorului T corespunzătoare intrării A şi masă. CC

1

În baza lui T1 se va stabili un potenţial de valoare: + U = 0,7 + 0,2 = 0,9 V U=U b

BE1A

iA

Această tensiune este insuficientă pentru a deschide lanţul de joncţiuni bază-colector T1, bază-emitor T2 şi bază-emitor T3 (pentru a le deschide ar trebui ca, tensiunea în baza lui T1 să fie cel puţin egală cu: U’ = U +U +U = 0,6 + 0,5 + 0,5 = 1,6V). b

BCγ1

BEγ2

BEγ3

Astfel T2 şi T3 sunt blocate. Tranzistorul T4 este polarizat în bază de RC2. Considerând ieşirea circuitului în gol, tensiunea de ieşire este: u0 = Vcc − RC 2 ( I C 2 + i B 4 ) − U BEγ 4 − U Dγ = 5 − 0,3 − 0,5 − 0,6 = 3,6V adică ieşirea este pe „1”.

B). Analiza funcţionării porţii ŞI-NU în regim dinamic (comutaţie) Comutaţia ieşirii din L→H (U0L→U0H)

Tranzistoarele T2 şi T3 conduc la saturaţie (u0=U0L) iar T4 este blocat. Iniţierea comutaţiei din L în H se face prin trecerea a cel puţin uneia din intrări pe „0”. Tranzistoarele T2 şi T3 se blochează iar T4 va conduce la saturaţie. Se presupune că iniţial capacitatea parazită CP (care se manifestă la ieşirea porţii) este încărcată cu tensiunea U0L şi că are loc blocarea bruscă a tranzistoarelor T2 şi T3. Curentul iC4, în primul moment al comutaţiei, se poate determina din următoarea relaţie: iC 4 (t = 0) =

Vcc − U cesat 4 − U D − U 0 L 5 − 0,2 − 0,7 − 0,2 = = 39mA 0,1 RC 4

Curentul iC4 încarcă exponenţial capacitatea CP de la tensiunea U0L la tensiunea U0H. Curentul are, iniţial valoarea de 39mA după care scade pe măsură ce capacitatea CP se încarcă. Tranzistorul T4 iese din saturaţie, şi se atinge rapid U0H=3,6V. u0, ic4

39mA

uo

UoH

Y Cp UoL

iC4 t

Comutaţia ieşirii din H→L (U0H→U0L)

T2 şi T3 sunt blocate iar T4 este saturat. După comutaţie T4 se va bloca relativ mai încet decât intră T3 în conducţie (intervine şi timpul de stocare a purtătorilor în bază). Pentru un timp foarte scurt conduc ambele tranzistoare (T3 şi T4), de aceea e necesară rezistenţa Rc4. Sarcina stocată în Cp se descarcă peste T3.

Obs.: Interconectarea ieşirilor a două sau mai multe porţi cu etaj de ieşire contratimp este interzisă deoarece ieşirile pot ajunge în stări logice diferite (carte pag.39).

17


2009/2010

Deşi RC4 limitează curentul dinspre sursă spre masă în intervalele de timp în care T4 şi T3 sunt simultan în conducţie, puterea disipată pe R4 şi D este relativ ridicată şi conduce în timp la degradarea parametrilor electrici pentru circuit sau chiar la distrugerea sa. Pentru perioade de timp scurte (sub 1 secundă), această legare este totuşi posibilă, dar nivelul tensiunii în punctul, Y este greu de pronosticat.

C). Determinarea curentului de intrare IiL şiIiH Sensul şi valoarea curentului de intrare depinde de nivelul tensiunii aplicate la intrarea respectivă. Stabilirea mărimii acestui curent este utilă deoarece permite determinarea numărului de intrări care pot fi conectate la ieşirea unui circuit logic similar, fără a depăşi valoarea maximă a curentului pe care această ieşire o poate furniza.

Determinarea curentului IiL se face considerând o intrare a porţii pe „0”. În acest caz

V − U BE1A − U iL 5 − 0,7 − 0,2 I iL = CC = = 1,025mA R 4kΩ

Datorită dispersiei tehnologice, a posibilităţii variaţiei căderii de tensiune pe joncţiunea bază-emitor a tranzistorului T1, a toleranţei valorii rezistenţei R şi a domeniului permis pentru tensiunea de alimentare (5V ± 0,25V), valoarea curentului IiL poate diferi de cea calculată mai sus. De aceea producătorii garantează o valoare maximă a curentului de intrare, pentru cele mai defavorabile condiţii, IiLmax = 1,6mA. Este important de subliniat că unei intrări a unei porţi ŞI-NU (sau ŞI) îi corespunde curentul IiLmax doar când este singura în starea „0” logic. Dacă două sau mai multe intrări sunt în „0” logic, atunci curentul de 1,6mA se împarte uniform între numărul de intrări conectate la tensiunea UiL. Pentru porţile SAU şi SAU-NU, curentul IiLmax corespunde fiecărei intrări legate la „0” logic. Determinarea IiH presupune conectarea intrării la tensiunea UiH. Joncţiunea bazăemitor corespunzătoare este blocată. Curentul IiH va fi curentul rezidual al unei diode polarizate în sens invers. Producătorii garantează o valoare maximă IiHmax = 40μA. Sensul curentului de intrare este dinspre intrare spre circuit, invers faţă de IiL. Valoarea maximă de 40μA revine fiecărei intrări polarizate cu tensiunea UiH, indiferent de tipul porţii. D). Caracteristica de transfer a circuitului ŞI-NU Caracteristica de transfer a porţii ŞI-NU reprezintă dependenţa tensiunii de ieşire de tensiunea de intrare în condiţii bine precizate (de temperatură, tensiune de alimentare, polarizare intrări nefolosite): VCC

uo = f (ui ) Schema utilizată pentru determinarea caracteristicii de transfer:

18

ui

uo Vcc = 5V


2009/2010

Pe caracteristica de transfer se disting patru regiuni:

• •

regiunea a – b în care Ui < 0,6V, T2 şi T3 sunt blocate, T4 conduce iar la ieşire se obţine o tensiune U0 = 3,6V; regiunea b – c în care 0,6V < Ui < 1,2V, Tranzistorul T2 începe să se deschidă în timp ce T3 rămâne blocat. Deoarece

U0 = Vcc – Rc2 (Ic2 + Ib4) – Ubeγ4 - Udγ = 5 - Rc2 Ic2 – 0,3V - 0,5V – 0,6V = 3,6V - Rc2 Ic2,

tensiunea de ieşire scade liniar cu creşterea curentului Ic2. Când tensiunea de intrare atinge valoarea Ui = 1,2V, intră în conducţie şi T3. • regiunea c – d, în care 1,2V < Ui < 1,5V conduc toate cele trei tranzistoare. T3 intră treptat în saturaţie în timp ce T4 se blochează Când tensiunea de intrare atinge valoarea Ui = 1,5V, T2 şi T3 sunt saturate, T4 blocat iar la ieşire se obţine o tensiune Uo = Ucesat3 = 0,2V. Obs: Pe porţiunea c-d are loc conducţia simultană a trei tranzistoare, care se comportă ca şi un circuit cu reacţie pozitivă, producând oscilaţii de înaltă frecvenţă la ieşirea circuitului. Pentru a evita apariţia acestor oscilaţii (care provoacă ambiguitate cu privire la nivelul logic de ieşire), trecerea valorii tensiunii de intrare prin intervalul [1,2V; 1,5V] trebuie să se facă într-un timp (t) mai scurt decât o semiperioadă a oscilaţiilor T0/2. Ui

UiH = 3,6V

1,5V 1,2V UiL = 0,2V t

t

Se constată că pentru eliminarea oscilaţiilor este necesar ca durata fronturilor semnalelor de comandă să fie mai mică de 100ns (tfront < 100ns), De durata conducţiei simultane ia naştere curentul IC3 prin Rc4 – T4 – D – T3 care, practic, scurtcircuitează sursa de alimentare. Acesta, având o valoare de 20 de ori mai mare decât curentul mediu consumat de poartă determină o putere disipată mare care poate distruge circuitul integrat dacă fenomenul durează un timp îndelungat.

Această stare trebuie evitată!! •

regiunea d -, în care Ui > 1,5V, T2 şi T3 sunt saturate, T4 blocat iar tensiunea de ieşire: Uo = 0,2V.

19


2009/2010

E). Aplicaţii ale circuitelor cu ieşire în contratimp 1. Comanda unui LED Un LED cu diametrul de 3 sau 5 mm are pentru o iluminare normală dacă tensiunea pe el este de 1,7 ... 2 V (variază în funcţie de culoare), la un curent tipic de 10mA. Pentru LED-urile de diametre mai mici sau cele SMD, acest curent este mai redus (câţiva mA). Deoarece curentul I0L (16 mA) este mult mai mare decât curentul I0H (0,8 mA), schema tipică de comandă a LED-ului este: VCC = 5V Ud = 1,8V

IoL = ILED = 10mA

R UoL = 0,2V

− U d − U oL V 3V Rezistenţa R are valoarea: R = CC = = 300Ω 10mA I LED

Obs: LED-ul se aprinde când ieşirea porţii este pe „0” şi se stinge când ieşirea este pe „1”!

2. Comanda unei sarcini rezistive de putere mare Pentru comanda acestei sarcini este necesară utilizarea unui etaj de putere extern realizat cu un tranzistor. Acesta este blocat pentru u0 = U0L şi conduce pentru u0 = U0H.

Curentul de bază pentru T1 este: − V BE V 3,6 − 0,7 R1 = ≈ 3,6 KΩ i B = oH ≤ 800 μA adică: 0,8 R1 La un curent de bază de 0,8 mA, curentul de colector tipic pentru T1 va fi de 80 ... 300 mA. Dacă este necesar un curent de sarcină mai mare, trebuie utilizat un tranzistor Darlington. În funcţie de factorul de amplificare al tranzistorului T2 de tip Darlington, curentul de sarcină poate fi de 1 A sau chiar mai mult. O metodă eficientă se bazează pe utilizarea unui etaj de putere cu un tranzistor MOS cu canal n. Acesta se comandă în tensiune, curentul său de grilă fiind practic nul. Alte avantaje oferite: rezistenţa în conducţie drenă – sursă la tranzistoarele MOS este extrem de redusă (0,05 Ω sau chiar mai puţin), de aceea puterea disipată pe T3 este redusă chiar şi la comanda unor curenţi ridicaţi (de ordinul amperilor), T3 nu necesită radiator. Rezistenţa R3 este opţională, având o valoare de zeci ... sute de ohmi.

Temă: 3.2, 3.3, 3.23, 3.25,

2.1.1.3. Poarta ŞI-NU cu colector în gol (OC - Open Collector) Structura internă a unei porţi ŞI-NU OC cu două intrări şi reprezentarea simbolică pentru o poartă ŞI-NU cu trei intrări, sunt redate în figurile de mai jos. Circuitele OC se produc pentru valori maxime ale lui Vext între 15V şi 30V. 20


2009/2010

Cele mai utilizate (chiar şi în prezent) circuite cu colector în gol sunt: 7406 (6 inversoare, Vext = 30V, I0L = 40mA), 7407 (6 neinversoare, Vext = 30V, I0L = 40mA), 7416 (6 inversoare, Vext = 15V, I0L = 40mA), respectiv 7417 (6 neinversoare, Vext = 15V, I0L = 40mA).

A). Avantajele oferite de circuite cu colector în gol • • • •

în colectorul tranzistorului T3 pot fi conectate sarcini care necesită o tensiune de alimentare mai mare de 5V (până la 30V), cum ar fi relee electromagnetice, dispozitive de afişaj, micromotoare de curent continuu, etc.; curentul de ieşire I0LMax = 40mA (faţă de 16mA la seria standard, cu ieşire în contratimp); curentul de ieşire poate fi dublat prin legarea în paralel a două porţi (această conectare este posibilă legând în paralel şi intrările corespunzătoare); posibilitatea interconectării a două sau mai multe ieşiri ale unor circuite OC în vederea obţinerii unei funcţii logice suplimentare denumite ŞI-CABLAT.

Funcţionarea circuitului rezultat este descrisă în tabelul de mai jos: Vcc Ya

Rext Y

Yb

Ya

Yb

Y

0 0 1 1

0 1 0 1

0 0 0 1

în care s-a notat cu Ya şi Yb valorile logice ce corespund celor două ieşiri înainte de interconectare. Se obţine Y = Ya ⋅ Yb, iar pentru n circuite cu ieşirile interconectate: Y = Y1 Y2 Y3 ... ⋅ Yn.

Nu contează tipul porţilor OC. Prin interconectarea ieşirilor lor se poate obţine numai funcţia ŞI CABLAT!! Pentru interconectare este suficientă o singură rezistenţă exterioară Rext a cărei valoare (interval de valori permise) se determină conform problemei 3.4 (Temă!!). B). Dezavantajele furnizate de circuitul OC • durata mare tLH a tranziţiei ieşirii din starea L în starea H. Valoarea capacităţii parazite totale care se manifestă la ieşirea porţii (Cp) se exprimă prin relaţia: Cp = NCi + Co + Ccon , în care: - Ci este capacitatea proprie a unei intrări (faţă de masă), - Co este capacitatea de ieşire a tranzistorului T3, - Ccon este capacitatea traseelor de interconectare (faţă de masă). 21


2009/2010

Trecerea ieşirii din U0H în U0L se face relativ rapid datorită rezistenţei reduse în conducţie a tranzistorului T3 (RCEsat împreună cu Cp reprezintă o constantă de timp mică). În cazul comutaţiei inverse (U0L → U0H), tranzistorul T3 trece din starea saturată în stare blocată. În acest caz capacitatea parazită Cp se va încărca de la tensiunea U0L la U0H prin intermediul rezistenţei Rext. Aceasta, împreună cu capacitatea Cp reprezintă o constantă de timp mult mai mare RextCp (deoarece Rext >> RCEsat) şi determină o comutare mai lentă a ieşirii. u0 UoH

UoL tLH

tHL

•

t

puterea disipată pe rezistenţa Rext atunci când ieşirea circuitului este în starea „0” este de valoare relativ mare:

De exemplu pentru: iar pentru:

Pd =

Vext = VCC = 5V, U0L = 0,2V, Vext = 30V, U0L = 0,2V,

(Vext − VoL ) 2 Rext Rext = 1kΩ, rezultă Pd = 23 mW; Rext = 1kΩ, rezultă Pd = 888 mW.

C). Aplicaţii ale circuitelor OC 1. Comanda unor sarcini rezistive

2. Comanda unor sarcini inductive (relee sau MCC):

Dioda montată în paralel pe releu protejează tranzistorul de ieşire a porţii T3 împotriva tensiunii de autoinducţie ce apare la bornele releului în cazul comutării ieşirii din conducţie (stare Low) în starea blocată (stare High). Temă: problema 3.12 22


2009/2010

3. Multiplexarea unor tensiuni mai mari de 5V Circuitele TTL, funcţionând la o tensiune de alimentare standard de 5V, nu pot comanda direct tensiuni mai ridicate. Există situaţii în care într-un punct al unei scheme electrice este necesară prezenţa mai multor tensiuni – de exemplu la programarea unui EPROM sau EPLD, pe un pin al circuitului este necesară prezenţa secvenţială a trei tensiuni: 0V („0” logic), 5V („1” logic) şi o valoare cuprinsă de obicei între 12 şi 24V (tensiunea de programare, notată de obicei cu VPP). Comutarea acestor tensiuni se realizează comod cu un tranzistor pnp (T) comandat de o poartă cu colector în gol. Este obligatorie folosirea unui circuit cu colector în gol deoarece tensiunea externă Vext poate determina străpungerea ireversibilă a etajului final din circuitul de comandă dacă acesta nu poate suporta o tensiune ridicată colector-emitor.

2.1.1.4. Alte circuite din seria TTL standard A). Circuitul ŞI Obţinerea circuitului ŞI se face prin adăugarea unui etaj inversor la schema circuitului ŞI-NU. Prin această adăugare timpul de propagare devine cu aproximativ 50% mai mare: tpŞI = 1,5tpŞI-NU Componentele suplimentare sunt: • • •

T5 asigură inversarea necesară pentru a trece la circuitul ŞI; D’ asigură o deplasare de nivel continuu de la colectorul lui T5 la baza lui T2; T6 este blocat când T5 este blocat şi conduce când T5 conduce; el accelerează comutaţia lui T2 şi T3 asigurând o cale de scurgere spre masă a curentului de bază a lui T2 şi T3 la comutarea acestora din stare de saturaţie în stare de blocare.

B). Circuitul SAU-NU Circuitul SAU-NU se obţine adăugând în schema inversorului TTL elementele T1B, R1B, DB şi T2B. Funcţia SAU este îndeplinită de T2B legat în paralel cu T2 (simultan cu funcţia de inversare). Datorită structurii sale, circuitul SAU-NU are un timp de propagare apropiat de cel al porţii fundamentale ŞI-NU tpSAU-NU = tpŞI-NU. Este important de menţionat că spre deosebire de porţile ŞI, respectiv ŞI-NU, la porţile SAU şi SAUNU intrările A şi B sunt independente, fiecare dintre ele constituindu-se într-o sarcină TTL atât în starea SUS, cât şi în starea JOS.

23


2009/2010

C). Circuitul SAU Poarta SAU se obţine din poarta SAU-NU adăugând un etaj suplimentar inversor, format din T6 şi cele două rezistenţe aferente. Dioda D’ realizează şi în acest caz o deplasare de nivel de tensiune. Evident timpul de propagare al porţii SAU este mai mare decât al porţii fundamentale, fiind apropiat de cel al porţii ŞI: tpSAU = 1,5tpŞI-NU.

2.1.1.5. Reguli de utilizare ale circuitelor logice din familia TTL • •

• •

Nici o intrare a unui circuit logic TTL nu se lasă în gol (flotantă); ea se conectează la un potenţial bine stabilit: UL sau UH în funcţie de tipul circuitului. Este interzisă interconectarea ieşirilor a două sau mai multe circuite logice, dacă există posibilitatea ca aceste ieşiri să ajungă la niveluri logice diferite. Ieşirile se pot interconecta doar pentru creşterea capabilităţii de curent. În acest caz se legă în paralel atât intrările cât şi ieşirile unor porţi din aceeaşi capsulă. Niciodată ieşirile circuitelor logice nu se conectează direct la masă sau VCC. Intrările nefolosite nu se lasă niciodată neconectate.

a. O posibilitate de conectare pentru porţile ŞI-NU, respectiv ŞI este polarizarea cu o tensiune UiH prin intermediul unei rezistenţe R (rezistenţă de pull-up). Aceeaşi R se poate utiliza pentru polarizarea mai multor circuite logice. Dimensionarea R se face respectând relaţia Vcc − RnI iH max ≥ U iH min , unde R este rezistenţa de polarizare, n este numărul de intrări astfel polarizate. b. La circuitele SAU, respectiv SAU-NU polarizarea se realizează prin legare directă la masă sau mai rar prin intermediul unei rezistenţe R (rezistenţă de pull-down) de valoare potrivită conectată la masă. Dimensionarea R se realizează în acest caz respectând relaţia RnI iL max ≤ U max , unde R este rezistenţa de polarizare, n este numărul de intrări astfel polarizate. c. Conectarea intrărilor nefolosite la intrări folosite:

24


2009/2010

•

Intrările porţilor nefolosite pot fi conectate ori la masă, ori la un potenţial UiH prin intermediul unui rezistor. Alegerea depinde de tipul porţii, urmărind ca puterea consumată să fie cât mai mică. În cazul porţilor ŞI-NU minimizarea puterii se obţine legând intrările la masă.

•

Decuplarea circuitelor integrate TTL este obligatorie.

Deoarece pe durata frontului, consumul unei porţi creşte de circa 20 de ori faţă de curentul mediu de alimentare, iar sistemele numerice sunt în general sincrone (toate circuitele comută simultan), rezultă că pe durata fronturilor prin traseele de alimentare va curge un curent important, uneori de ordinul zecilor de amperi. Acest curent poate determina o cădere de tensiune pe traseele de alimentare mai mare de 0,5 V, ceea ce va împiedica buna funcţionare a circuitelor din echipament. Acest neajuns important se rezolvă prin decuplare, adică prin plasarea unui condensator nepolarizat cât mai aproape de pinii de alimentare ai fiecărui circuit integrat digital.

Determinarea valorii condensatorului de decuplare se face pe baza legii conservării sarcinii electrice. În repaus, sarcina acumulată pe condensator este: Q = C ⋅ VCC . Această sarcină va asigura, la comutare, surplusul de curent necesar circuitului numeric. Tensiunea la bornele condensatorului nu poate varia brusc şi, în condiţiile conservării sarcinii electrice, se obţine: Q = ICC ⋅ Δt unde: - ICC este curentul consumat de sursa de alimentare în momentul comutării – 39mA/poartă sau 156mA/circuit integrat care conţine patru porţi; - Δt este durata comutării - care din considerente prezentate anterior trebuie să fie cel mult egală cu 100ns. Prin egalarea celor două relaţii, rezultă o valoare a capacităţii egală cu: I ⋅ Δt 156mA ⋅100ns C = CC = ≈ 3nF VCC 5V Deoarece circuitele numerice nu sunt doar de complexitatea unor porţi ŞI-NU (cele mai simple), ci conţin arhitecturi evoluate, curentul I CC considerat pentru cele 4 porţi ŞI-NU din cadrul unui circuit integrat este în practică de până la 15 ori mai mare. În concluzie, valoarea capacităţii de decuplare este de 10 ÷ 100nF şi se poziţionează în proximitatea fiecărui circuit integrat numeric. În figură sunt redate două circuite integrate (U1 şi U2) şi condensatoarele de decuplare aferente (C1 şi C2). U1 şi C1 sunt componente cu terminale (capsule DIP14 şi Radial 0.2), iar U2 şi C2 sunt componente SMD.

Circuite integrate digitale

Condensatoare de decuplare

În figură traseul roşu corespunde părţii superioare a cablajului (top), iar cel albastru părţii inferioare (bottom). Componentele SMD sunt poziţionate pe partea superioară. Traseele de alimentare au lăţimea de 0,5mm, mai groase decât traseele obişnuite pentru semnal care sunt realizate de obicei de 0,25mm.

25


2009/2010

2.1.2. ALTE SERII DIN FAMILIA TTL 2.1.2.1. Seria rapidă 74Hxxx La realizarea sa s-a urmărit creşterea frecvenţei maxime de funcţionare prin reducerea timpului de propagare. Pentru aceasta s-a acţionat simultan în trei direcţii: • supracomanda în bază a tranzistoarelor prin reducerea valorilor tuturor rezistoarelor din schemă; • reducerea valorii rezistenţei de ieşire a porţii prin înlocuirea tranzistorului T4 cu un tranzistor Darlington, accelerând, astfel, încărcarea capacităţii parazite de la ieşire pe durata tranziţiei din L în H a ieşirii; • înlocuirea rezistorului RE2 cu o rezistenţă activă neliniară, care accelerează intrarea în conducţie a tranzistorului T3 şi îl menţine într-o stare de saturaţie moderată astfel încât să comute mai repede din saturaţie în blocare (funcţionare explicată la seria LS). În acest mod pentru poarta ŞI-NU s-au obţinut tp = 6ns (faţă de 10ns la seria standard); Pd = 22mW; IiLM = 2mA; IiHM = 50µA şi un factor de merit (slab) Fm = 132pJ.

2.1.2.2. Seria de mică putere 74Lxxx La realizarea sa, s-a urmărit reducerea puterii consumate prin creşterea valorilor rezistenţelor utilizate. S-a obţinut Pd = 1 - 2mW dar tp = 20 - 33ns. Curenţii de intrare sunt: IiLM = 0,2mA; IiHM = 10µA.

2.1.2.3. Seria Schottky 74Sxxx Se bazează pe înlocuirea tranzistoarelor npn convenţionale cu tranzistoare Schottky. Tranzistoarele Schottky nu se pot satura. Din acest motiv, comutarea lor inversă (blocarea lor) este mai rapidă. Tranzistorul Schottky se obţine prin conectarea unui tranzistor npn convenţional cu o diodă Schottky. Dioda Schottky este un contact punctiform între un strat conductor metalic (aluminiu) cu un strat semiconductor de tip n slab dotat cu impurităţi donoare.

Principalele proprietăţi ale diodei Schottky sunt: • valoarea mică a căderii de tensiune în conducţie: Ud = 0,3 - 0,4V; • timpul de comutaţie din conducţie în starea blocată foarte scurt: tc = 1 - 2ns.

Funcţionarea tranzistorului Schottky: • dacă icd are valoare mică, el revine în totalitate bazei tranzistorului (id = 0, icd = ib), dioda Schottky este blocată; 26

Circuite Integrate Digitale •

2009/2010

pe măsură ce icd creşte, tranzistorul intră în conducţie, uce scade în aşa măsură încât dioda Schottky intră în conducţie. Din momentul intrării în conducţie a diodei Schottky ib rămâne constant şi surplusul de curent furnizat de icd > ib se închide prin dioda Schottky şi tranzistorul T la masă. Din acest moment uce nu mai scade, iar tranzistorul nu se saturează. Căderea de tensiune pe dioda Schottky este de 0,35V care nu poate deschide joncţiunea bază-colector a tranzistorului (ex. UBE = 0,7V care se împarte în Ud = 0,35V şi UCE = 0,35V, respectiv UBE = 0,8V care se împarte în Ud = 0,35V şi Uce = 0,45V).

Schema porţii ŞI-NU din această serie este practic identică cu cea din seria H, cu deosebirea că tranzistoarele sunt de tip Schottky. Parametri obţinuţi denotă o îmbunătăţire a performanţelor: tp= 3ns, Pd = 20mW, rezultând un factor de merit Fm = 60pJ. Trebuie subliniat aspectul important al creşterii tensiunii U0L datorită nesaturării tranzistorului T3 (U0LMax = 0,5V).

2.1.2.4. Seria Schottky de mică putere 74LSxxx În deceniul trecut a fost cea mai răspândită şi utilizată serie din familia TTL. La realizarea ei se combină dorinţa de a consuma o putere cât mai mică cu un timp de propagare cât mai scurt. Schema porţii ŞI-NU este similară cu aceea a circuitului din seria S doar că valorile rezistoarelor sunt mai mari. De asemenea funcţia ŞI nu mai este realizată cu un tranzistor multiemitor, ci cu diode Schottky pentru a putea exploata viteza mare de comutaţie a acestora. D 1

Rezistenţa RE2 din schema seriei standard D2 este înlocuită cu o rezistenţă neliniară formată din T2, RB2 şi RC2. Tranzistorul T4 este completat cu T5, realizându-se o pereche Darlington, care faţă de varianta T4 singular prezintă o amplificare de curent mai mare şi o rezistenţă de ieşire mult mai redusă, ceea ce permite încărcarea mai rapidă a capacităţii CP în procesul de comutare a ieşirii din starea L în starea H. Rezistenţa RE5 stabileşte punctul static de funcţionare pentru T5, mărind amplificarea de curent a acestuia. Cele două diode din baza tranzistorului T5 accelerează comutarea ieşirii din starea HIGH în starea LOW. Atunci când are loc această comutare, T2 trece din stare blocată în stare conductoare, determinând blocarea lui T4, intrarea în conducţie a lui T3 şi descărcarea capacităţii parazite CP. Prin D1 se închide curentul invers de bază a lui T4, accelerând blocarea acestui tranzistor. Dioda D2 intră în conducţie după intrarea lui T2 în conducţie, dar înainte de a conduce T3, determinând descărcarea capacităţii CP prin T2. 27


2009/2010

Rezistenţa neliniară RE2, realizată cu T2, RB2 şi RC2 are o valoare ce depinde de tensiunea UBE3. Pentru UBE3 de 0,5V rezistenţa RE2 are o valoare relativ mare şi tot curentul de emitor al lui T1 este dirijat spre baza tranzistorului T3, accelerând intrarea sa în conducţie. În acest fel joncţiunile bază-emitor ale tranzistoarelor T1 şi T3 se deschid simultan. Când uBE3 = 0,75V, RE2 scade şi preia o parte tot mai mare din curentul iE2, asigurând o saturare moderată pentru T3 (timpul de ieşire din saturaţie va fi mai mic). Caracteristica de transfer diferă de cea a seriei standard datorită faptului că T1 şi T3 intră simultan în conducţie. Se obţine, astfel, o caracteristică mai abruptă (o altă îmbunătăţire asociată seriei LS). Parametrii seriei LS sunt relativi buni: tp = 9,5ns; Pd = 2mW, rezultând un factor de merit Fm = 19pJ; IiLM = 0,4mA; IiHM = 20µA; U0Lmax = 0,5V; U0Hmin = 2,7V; NL = NH = 20.

2.1.2.5. Seriile performante 74Asxxx şi 74ALSxxx Aceste serii nu prezintă modificări mari ale structurii schemei circuitului. Procesul de fabricare utilizează o tehnologie nouă. Prin perfecţionări tehnologice se realizează componentele şi traseele de conectare dintre ele de dimensiuni geometrice mai mici ceea ce conduce la micşorarea valorii capacităţilor parazite faţă de masă şi a inductanţei parazite pe care le prezintă traseele de interconectare. Pentru seria AS timpul de propagare tp = 1,7ns ceea ce reprezintă cel mai mic timp de propagare pentru circuitele logice din familia TTL. Puterea disipată pentru poarta fundamentală este Pd = 8mW, ceea ce corespunde unui factor de merit Fm = 13,6pJ. Curenţii de intrare sunt IiLmax = 2mA şi IiHmax = 0,2mA iar U0Lmax = 0,5V; U0Hmin = 2,7V. Pentru seria ALS modificarea esenţială faţă de seria LS o reprezintă înlocuirea diodelor Schottky de la intrări cu tranzistoare pnp care asigură o creştere a vitezei de comutare a tranzistorului T1. Principalii parametri sunt: tp = 4ns, Pd = 1,2mW, ceea ce duce la Fm = 4,8pJ reprezentând cel mai bun factor de merit pentru familia TTL. Principalii parametrii ai seriilor TTL sunt redaţi comparativ în tabelele de mai jos.

28


2009/2010

2.1.3. CIRCUITE CU TREI STĂRI DIN FAMILIA TTL Se fabrică pentru toate seriile TTL prezentate. Au fost realizate pentru a obţine un circuit care să prezinte atât avantajele oferite de circuitele cu etaj de ieşire în contratimp cât şi posibilitatea interconectării ieşirilor a două sau mai multe circuite ca în cazul variantei OC. Circuitul cu trei stări se poate afla în două regimuri de funcţionare: • regimul de funcţionare normală ce corespunde funcţionării ca şi circuit logic cu etaj de ieşire în contratimp fiind posibile la ieşire cele două stări logice, „0” şi „1”; • regimul de înaltă impedanţă (notată cu Z sau HiZ) ce corespunde blocării ambelor tranzistoare din etajul de ieşire în contratimp (decuplează ieşirea atât de la plusul tensiunii de alimentare cât şi de la masă lăsând-o practic în gol). Un astfel de circuit logic este prevăzut pe lângă intrările obişnuite cu o intrare suplimentară de validare EN. Dacă această intrare este validată, circuitul logic va funcţiona normal (ieşirea y poate avea valorile logice obişnuite „0” sau „1”). Dacă această intrare este invalidată, circuitul este inhibat (invalidat), ieşirea sa fiind în stare de înaltă impedanţă. Funcţionare: Dacă /EN = 0, ieşirea inversorului este în starea H şi acesta nu influenţează funcţionarea porţii; de asemenea dioda D’ este blocată deoarece inversorul fiind cu ieşirea blocată nu permite închiderea curentului prin diodă. În acest caz starea ieşirii y este determinată doar de valoarea lui A, circuitul funcţionând în stare normală. Dacă /EN = 1, ieşirea inversorului este în starea L, tensiunea la ieşirea sa este de circa 0,2V. Joncţiunea bază-emitor corespunzătoare inversorului este în conducţie şi asigură blocarea tranzistoarelor T2 şi T3. Deoarece D’ conduce, potenţialul bazei lui T4 este UB4 = UD’ + UCES = 0,7 + 0,2 = 0,9V, T4 fiind blocat. Astfel ambele tranzistoare ale etajului de ieşire sunt blocate şi ieşirea este în stare de înaltă impedanţă

29


2009/2010

Circuitul cu trei stări se fabrică de cele mai multe ori ca inversor cu 3 stări, operator neinversor cu 3 stări şi poartă ŞI-NU cu 3 stări. Acestea pot fi cu intrarea de validare activă pe „0” sau pe „1”. Intrare de validare activă pe „0” Intrare de validare activă pe „1”

A X 0 1 0 1

B X 0 0 1 1

EN 1 0 0 0 0

Y Z 1 1 1 0

A X 0 1 0 1

B X 0 0 1 1

EN 0 1 1 1 1

Y Z 1 1 1 0

Intrarea de validare se consideră activă atunci când asigură funcţionarea în regim normal a circuitului.

Aplicaţii ale circuitelor cu trei stări Linia partajată – reprezintă un traseu conductor la care sunt conectate simultan ieşirile mai multor circuite cu trei stări şi intrările altor circuite (pot fi circuite obişnuite sau circuite cu 3 stări). În sistemele de calcul mai multe astfel de linii partajate sunt grupate în magistrale de semnal: de date, de adrese, de control sau combinaţii ale acestora. Reguli de validare a circuitelor cu 3 stări ce au ieşirile conectate la LP: • un singur circuit cu trei stări conectat la LP va fi în stare normală de funcţionare, toate celelalte vor fi în stare Z (Ex.: EN1 = 0, EN2 = 0 şi EN3 = 1conduce la LP = /A sau EN1 = 1 EN2 = 1şi EN3 = 1conduce la LP = /B) • prima regulă trebuie respectată şi pe durata procesului tranzitoriu de comutare a circuitelor care au ieşirea conectata la LP din starea N în starea Z sau invers. Considerând un multiplexor cu două intrări A şi B şi ieşirea LP, pentru o funcţionare corectă rezultă din grafic tpNZ < tpZN;

•

La calculul încărcării în curent a ieşirii unui circuit cu trei stări conectat la LP se ţine seama (mai ales dacă LP este în starea H), atât de curenţii de intrare ai circuitelor conectate la LP cât şi de curenţii de ieşire ai circuitelor cu trei stări aflate în starea Z şi conectate cu ieşirea la LP. 30


2009/2010

Linia de transmisie bisens - permite transferul informaţiei în ambele sensuri. Dacă DIR = 0, sensul este de la A la B fiind validat inversorul de sus şi invalidat cel de jos iar pentru DIR = 1, direcţia de transmitere a informaţiei se inversează deoarece se validează inversorul de jos şi se invalidează cel de sus.

2.1.4. CIRCUITE TRIGGER SCHMITT DIN FAMILIA TTL Scopul dezvoltării acestor circuite a fost eliminarea a două dezavantaje ale porţilor din familia TTL: • imposibilitatea comandării circuitelor TTL cu semnale care au fronturi cu o durata tf > 100ns; • valoarea mică a marginii de zgomot de curent continuu: Uz = ± 0,4V. Se fabrică seriile familiei TTL. Se bazează pe includerea (de obicei în inversoare sau porţi ŞI-NU) a unui circuit basculant de tip trigger Schmitt. Acest circuit basculant prezintă la ieşire două stări stabile (VOH şi VOL). Trecerea dintro stare în cealaltă se realizează atunci când nivelul de tensiune la intrare devine egal cu două praguri cu valori diferite. În cazul unui circuit inversor ieşirea basculează din VOH în VOL dacă tensiunea de intrare devine mai mare decât tensiunea de prag Vpsus şi comută din VOL în VOH dacă tensiunea de intrare devine mai mică decât tensiunea de prag Vpjos (unde Vpsus > Vpjos).

Circuitul trigger Schmitt a fost conceput mai demult, existând variante cu tranzistoare, cu amplificatoare operaţionale, etc. În familia TTL este utilizată schema cu două tranzistoare npn.

Explicaţii privind funcţionarea: carte pg.60

Caracteristica de transfer a circuitului basculant trigger Schmitt este prezentată în figură. Histereza este: .Uhist = UTH - UTL.

2.1.4.1. Poarta ŞI-NU cu trigger Schmitt din seria standard Schema unei porţi ŞI-NU cu două intrări cu trigger Schmitt din seria standard conţine circuitul basculant prezentat anterior, realizat cu T5 şi T6, şi un circuitul de adaptare la baza lui T2 format din D’ care realizează o deplasare de nivel continuu de 0,6V, compatibilizând astfel tensiunea din colectorul lui T6 cu cea necesară în baza lui T2.

31


2009/2010

Caracteristica de transfer: Dacă tensiunea de intrare este mică, tensiunea de ieşire are valoarea VOH. Când tensiunea Ui > Upsus, ieşirea porţii comută trecând pe „0”. Dacă tensiunea de intrare scade, ieşirea nu mai comută în momentul când la intrare este o tensiune egală cu Upsus ci când Ui < Upjos .

Pentru circuitele TTL valoarea tensiunilor de prag este: UPJos = 1,1V şi UPSus = 1,9V. Porţi cu trigger Schmitt din familia TTL – simbol şi exemple:

.

Marginea de zgomot de curent continuu: • când ieşirea circuitului de comandă este în starea H: UZH = UPJos - U0Hmin = 1,1 - 2,4 = - 1,3V. • când ieşirea circuitului de comandă este în starea L: UZL = UPSus - U0LMax = 1,9 - 0,4 = 1,5V.

Valorile astfel obţinute sunt sensibil mai mari decât marginea de zgomot de 400mV specifică seriei standard TTL.

2.1.4.2. Aplicaţii ale circuitelor cu trigger Schmitt 1. Circuit de intrare pentru semnale puternic perturbate

2. Circuit de intrare pentru semnale lent variabile

permite discriminarea după amplitudine a semnalelor de la intrare

permite transformarea unor semnale cu o forma alterată (faţă de cea dreptunghiulară) în semnale dreptunghiulare obţinute la ieşire

3. Circuite de întârziere Realizarea unui circuit de întârziere cu un trigger Schmitt:

32


2009/2010

Pentru a evalua întârzierea, se scrie expresia tensiunii pe condensator în funcţie de timp: t − u C = u C (∞) − [u C (∞ ) − u C (0)] ⋅ e RC . Pentru încărcarea condensatorului, se particularizează: u C (0) = VOL + I IL R şi u C (∞) = VOH . Rezultă:

τ − 1 RC , adică: U PSus = uC (τ 1 ) = VOH − (VOH − VOL − I IL R) ⋅ e

− VOL − I IL R V τ 1 = RC ln OH .

VOH − U PSus Pentru exemplu din figură: VOL = 0,2V , VOH = 3,6V , I IL R = 0,125V , U PSus = 1,9V , se obţine: τ 1 = RC ln 1,926 = 0,66 RC = 7,35μs . Pentru încărcarea condensatorului, se particularizează: uC (0) = VOH şi uC (∞) = VOL + I IL R . Rezultă:

τ − 2 U PJos = u C (τ 2 ) = VOL + I IL R − (VOL + I IL R − VOH ) ⋅ e RC ,

VOH − VOL − I IL R . U PJos − VOL − I IL R Pentru exemplu din figură: VOL = 0,2V , VOH = 3,6V , I IL R = 0,125V , U PSus = 1,1V , se obţine: τ 2 = RC ln 4,38 = 1,48RC = 16,59μs .

adică: τ 2 = RC ln

4. Detecţia fronturilor (funcţionare ca circuit basculant monostabil). 5. Generarea impulsurilor dreptunghiulare periodice (funcţionare ca circuit basculant astabil).

2.1.5. EXERCIŢII ŞI PROBLEME 2.1.5.1. Dimensionarea rezistenţelor conectate în circuite cu porţi TTL Toate calculele se fac pentru porţi TTL din seria LS. Pentru celelalte serii se păstrează metodele de calcul dar se modifică valorile mărimilor care intervin.

1. Rezistor conectat între ieşirea unei porţi şi intrarea altei porţi: a.) ieşirea porţii 1 pe “1” logic R 1

b.) ieşirea porţii 1 pe “0” logic R

I IH = 20 μA

1

2

VOH min = 2,7V

1

Din determinările practice se constată că maximă care se poate utiliza este Rmax = 1ΚΩ .

2 VOL max = 0,5V

ViH min = 2V

V − VIHmin 0,7V Rmax = OHmin = = 35KΩ I IH 20 μA

I IL = 0,4mA

1

ViL max = 0,8V

V − VOLmax 0,3V Rmax = ILmax = = 750 Ω I IL 0,4mA

I IL ≅ 0,3mA .

33

Astfel

Rmax → 1ΚΩ

iar valoarea standardizată


2009/2010

2. Conectarea intrării unei porţii la nivelul „0” logic prin intermediul unei rezistor: V 0,8V Rmax = ILmax = = 2ΚΩ I IL 0,4mA

IIL R

VILmax

Obs: Dacă prin intermediul aceluiaşi rezistor se conectează n intrări la “0” logic atunci valoarea sa maximă se determină cu

relaţia:

V 0,8V Rmax = ILmax = = 2Κ Ω n ⋅ I IL 0,4mA

3. Conectarea intrării unei porţii la nivelul „1” logic prin intermediul unei rezistor: VCC

V − V IHmin 3V Rmax = CC = = 150 KΩ I IH 20 μA

R

Obs: Dacă prin intermediul aceluiaşi rezistor se conectează n intrări la “1” logic atunci valoarea sa maximă se determină cu V − V IHmin relaţia: Rmax = CC n ⋅ I IH

IIH VIHmin

Temă: Să se determine valorile maxime ale rezistoarelor calculate anterior pentru seriile AS ( I iL = 0 ,5mA , I iH = 20μA , VoH min = 2,5V , VoL max = 0,5V ) şi ALS ( I iL = 0,1mA , I iH = 20μA , VoH min = 2,5V , VoL max = 0,5V ). Mărimile nespecificate sunt identice cu cele ale seriei LS.

2.1.5.2. Dimensionarea rezistenţei RC. conectată între ieşirea cablată şi plusul tensiunii de alimentare pentru circuitele OC Dimensionarea se face pentru cele mai defavorabile cazuri.

1. toate ieşirile porţilor cu colector în gol sunt pe “1” logic VCC RC A B

1

C D

2

E F

k

Y1

I

Y

M·IiH

IiH

Irez Y2 Irez

≥ VoH min = 2 ,7V

IiH IiH IiH

Yk Irez

IiH

k porţi OC cu ieşirea pe „1”

M intrări pe „1”

Deoarece toate ieşirile sunt pe „1” logic: Y = Y1 ⋅ Y2 ⋅ K ⋅ Yk ="1" . Tranzistoarele T3 ale porţilor OC, fiind blocate, permit trecerea spre masă doar a unui curent rezidual I rez = 150 μA . Fiecare intrare comandată absoarbe un curent I iH = 20 μA . Prin rezistorul R circulă curentul I. 34


2009/2010 U RC ≤ VCC − VOHmin

Condiţia de funcţionare corectă este: I = K ⋅ I rez + M ⋅ I IH ⎫ ⎬ => U RC = I ⋅ RC ⎭

RCmax =

VCC − VOHmin K ⋅ I rez + M ⋅ I IH

2. k-1 ieşiri ale porţilor cu colector în gol sunt pe “1” logic şi o singură ieşire pe “0”. VCC RC A B

1

C D

2

E F

k

Y1

I

Y

IiL

N·IiL

1

Irez Y2

IiL/2

≤ VoL max

Irez

2

= 0 ,5V

IiL/2 IiL/3

Yk

N

IiL/3

Ik

Primele k-1 porţi OC cu ieşirea pe „1” ultima poartă OC cu ieşirea pe „0”

N porţi comandate cu intrări pe „0”

Deoarece ieşirea porţii k este pe „0” logic: Y = Y1 ⋅ Y2 ⋅ K ⋅ Yk ="0" . Tranzistoarele T3 ale primelor k-1 porţi OC, fiind blocate, permit trecerea spre masă doar a unui curent rezidual I rez = 150 μA . Prin tranzistorul T3 al porţii k poate trece spre masă un curent maxim egal cu I k = N L ⋅ I iL = 8 mA (NL este factorul de branşament în stare „0” şi are valoarea 10). Prin rezistorul R circulă curentul I. Fiecare poartă comandată debitează un curent maxim egal cu I iL = 0 ,4 mA . Dacă o singură intrare este la nivelul „0” logic atunci tot acest curent trece prin acea intrare. Dacă mai multe intrări sunt conectate la nivelul „0” logic atunci acest curent se împarte în mod egal prin acele intrări. VCC

VCC

Rb

Rb

„1”

„1” IiL/2

IiL

IiL/2

Condiţia de funcţionare corectă impune ca prin poarta care are ieşirea pe “0” să treacă un curent maxim egal cu: I k = N L ⋅ I iL = 8 mA .

Se obţine: sau:

N L ⋅ I iL ≥ I + N ⋅ I iL − (K − 1) ⋅ I rez (N L − N) ⋅ I iL + (K − 1) ⋅ I rez ≥ I

Dar:

V − VOL max ] I = CC RC

Rezultă:

RCmin =

VCC − VOLmax (N L - N) ⋅ I IL + ( K - 1) ⋅ I rez

Observaţii: 1. Se adoptă o rezistenţă apropiată de valoarea minimă în aplicaţiile care necesită frecvenţe de utilizare mai mari dar creşte şi puterea disipată. Dacă se urmăreşte o putere disipată cât mai redusă se va alege o rezistenţă apropiată de valoarea maximă dar frecvenţă de utilizare devine mai mică. 35


2009/2010

2. Dacă ieşirile cablate comandă şi o altă sarcină reprezentată de rezistorul R apar următoarele modificări: VCC VCC RC RC A B

1

C D

2

E F

k

Y1

I

Y

M·IiH

A B

IiH

Irez Y2

≥ VoH min

Irez

= 2 ,7V

IiH

Irez

IR

R

k porţi OC cu ieşirea pe „1”

C D

2

E F

k

Y

I

N·IiL

IiL

1

Irez Y2

IiL/2

≤ VoL max

Irez

2

= 0 ,5V

IiL/2

IiH IiH

Yk

1

Y1

IiH M intrări pe „1”

IiL/3

Yk

N IiL/3

Ik

IR

Primele k-1 porţi OC cu ieşirea pe „1” ultima poartă OC cu ieşirea pe „0”

R

N porţi comandate cu intrări pe „0”

Apare suplimentar curentul IR care se comportă, din punct de vedere al sensului, ca şi curenţii reziduali. Acest curent are valorile specificate mai jos în funcţie de nivelul logic al ieşirii. V I R = OHmin R

V I R = OLmax R

În aceste condiţii valorile extreme ale rezistorului RC devin: RCmax =

VCC − VOHmin V K ⋅ I rez + M ⋅ I IH + OH min R

RCmin =

VCC − VOLmax

V (N L - N) ⋅ I IL + ( K - 1) ⋅ I rez + OL max R

Exerciţiu: Pentru circuitul din figură realizat cu circuite TTL-LS se cunosc: I iL = 0,4mA , I iH = 20μA , I rez = 150μA , VoL max = 0 ,5V , VoH min = 2,7V . Se cere: a.) să se exprime ieşirea Y în funcţie de intrări; b.) să se dimensioneze RC1 şi RC2.

A B C D E F G

1

2

4

VCC

VCC

RC1

RC2

Y1 Y’ Y2

3

Y3

Y4

R=10KΩ

a.) Y = Y3 ⋅ Y4 = FG ⋅ EY' = FG ⋅ E ⋅ AB ⋅ CD VCC − VOHmin 5 − 2,7V 2,3V = = = 7 ,18KΩ 2 ⋅ 0,15mA + 1 ⋅ 0,02mA 0,32mA K ⋅ I rez + M ⋅ I IH VCC − VOLmax 5 − 0,5V 4,5V RC1min = = = = 0,58KΩ (N L - N) ⋅ I IL + (K - 1) ⋅ I rez (20 − 1) ⋅ 0,4mA + 1 ⋅ 0,15mA 7,75mA VCC − VOHmin 5 − 2,7V 2,3V RC2max = = = 3,43 KΩ = K ⋅ I rez + M ⋅ I IH + I' R 2 ⋅ 0,15mA + 5 ⋅ 0,02mA + 0,27mA 0,67mA

b.)

RC2min =

RC1max =

VCC − VOLmax 5 − 0,5V 4,5V = = = 726Ω (N L - N) ⋅ I IL + (K - 1) ⋅ I rez + I R (20 − 5) ⋅ 0,4mA + 1 ⋅ 0,15mA + 0,04mA 6,19mA

36

Y 5 sarcini TTL-LS


2009/2010

Temă: 1. Să se recalculeze valorile rezistoarele RC1 şi RC2 din exerciţiul precedent dacă porţile sunt din seriile standard ( I iL = 1,6 mA , I iH = 40 μA , I rez = 250 μA , VoL max = 0,4V , VoH min = 2,4V ; N L = 10 ) şi ALS ( I iL = 0,1mA , I iH = 20 μA , I rez = 50 μA , VoH min = 2,5V , VoL max = 0,5V , N L = 20 ).

A B

2. Pentru circuitul din figură realizat cu circuite TTL-LS se cunosc: I iL = 0,4mA , I iH = 20μA , I rez = 150μA , VoL max = 0,4V , VoH min = 2,7V . Se cere: a.) să se exprime ieşirea Y în funcţie de intrări; b.) să se dimensioneze RC1 şi RC2.

1

C D E

2

VCC

VCC

RC1

RC2

Y1 Y’ Y2

F

3 4

G H

5

Y3 Y4

Y 7 sarcini TTL-LS

Y5

R=5KΩ

2.1.5.3. Funcţionarea porţilor în regim dinamic Presupunând că poarta „1” are timpii de propagare t pHL1 , t pLH 1 şi poarta „2” t pHL 2 , t pLH 2 , iar la intrările A şi B se aplică semnalele din figură, să se deseneze formele de undă ale ieşirilor Y1 şi Y2 . A

A B=”1” C

1

Y1

t

2

C

Y2

t

Y1

Se trasează formele de undă conform tabelelor de funcţionare ale porţilor, decalate spre dreapta cu câte un timp de propagare pentru fiecare poarta parcursă.

tpLH1

tpHL1

tpHL2

Y2

tpLH2

tpHL2

tpLH2

t

t

2.1.5.4. Linia partajată Pentru circuitul din figură se cunosc timpii de propagare prin inversorul (I) t pHL( I ) = 6 ns , t pLH ( I ) = 7 ns , timpul de propagare din stare normală de funcţionare în stare de înaltă impedanţă t pNZ = 6 ns şi timpul de propagare din stare de înaltă impedanţă în stare normală de funcţionare t pZN = 7 ns ale operatoarelor cu trei stări (1) şi (2). Să se determine 37


2009/2010

timpii de propagare ai operatorului neinversor (O), t pHL(O) şi t pLH (O) , astfel încât schema să funcţioneze corect. E

A

1 O

E

I B

Y1

E’

Magistrală/ Linie partajată

E

2

E’

tpLH(O)

tpHL(O)

E

tpHL(I)

tpLH(I)

Y2

t

t

t Y1

Circuitul funcţionează corect dacă în permanenţă (chiar şi pe durata tranziţiilor) o singură ieşire, conectată la linia partajată, este în stare de funcţionare normală, cealaltă (celelalte) fiind în stare de înaltă impedanţă.

tpZN

tpNZ

t Y2

tpZN

tpNZ

t Stare de funcţionare normală

Stare de înaltă impedanţă

Considerând iniţial intrarea de validare E ="0" , rezultă că: - E ' ="0" , operatorul (1) este invalidat şi ieşirea sa este în stare de înaltă impedanţă; - E ="1" , operatorul (2) este validat iar ieşirea sa este în stare normală de funcţionare În momentul când intrarea E trece pe „1” se petrec următoarele modificări: - ieşirea inversorului (I) trece pe „0” după un timp egal cu t pHL(I ) . În acel moment operatorul (2) nu mai este validat. După o întârziere egală cu t pNZ ieşirea Y2 trece în stare de înaltă impedanţă. - ieşirea operatorului neinversor (O) trece pe „1” după un timp egal cu t pLH (O) . Astfel se validează operatorul (1) şi după o nouă întârziere egală cu t pZN , ieşirea Y1 trece în stare normală de funcţionare. Condiţia de bună funcţionare impune ca: t pHL( I ) + t pNZ ≤ t pLH (O ) + t pZN

adică:

t pLH (O) ≥ t pHL( I ) + t pNZ − t pZN = 6 ns + 6 ns − 7 ns = 5 ns

În momentul când intrarea E trece pe „O” se petrec următoarele modificări: - ieşirea inversorului (I) trece pe „1” după un timp egal cu t pLH (I ) . Astfel se validează operatorul (2) şi după o nouă întârziere egală cu t pZN , ieşirea Y2 trece în stare normală de funcţionare. - ieşirea operatorului neinversor (O) trece pe „0” după un timp egal cu t pHL(O) . În acel moment operatorul (1) nu mai este validat. După o întârziere egală cu t pNZ ieşirea Y1 trece în stare de înaltă impedanţă. Condiţia de bună funcţionare impune ca: t pHL(O) + t pNZ ≤ t pLH ( I ) + t pZN

adică:

t pHL(O ) ≤ t pLH ( I ) + t pZN − t pNZ = 7 ns + 7 ns − 6 ns = 8 ns

38


2009/2010

2.2. FAMILIA CMOS Familia de circuite integrate CMOS a fost dezvoltată aproximativ în aceeaşi perioadă cu familia TTL, dar iniţial a avut o extindere mai redusă datorită timpilor de propagare mai mari şi implicit a frecvenţei de operare mai reduse (cuprinsă tipic între 1 şi 10MHz). La realizarea acestor circuite sunt folosite tranzistoare MOS cu canal n şi canal p, evitându-se utilizarea rezistenţelor. Familia CMOS oferă o serie de avantaje faţă de circuitele TTL: • densitatea de integrare este de aproximativ zece ori mai mare decât la circuitele TTL ceea ce permite integrarea unor funcţii suplimentare; • rezistenţa de intrare este foarte mare, curenţii de intrare foarte mici (neglijabili), ceea ce conduce la un factor de branşament mult mai mare decât la TTL-uri; • tehnologia de fabricaţie este mai simplă, şi astfel, CMOS-irile sunt mai ieftine; • puterea consumată în regim static este foarte mică (neglijabilă); • tensiune de alimentare are o plajă largă (pentru seria 4000, 3÷18 V); • marginea de zgomot este mult mai mare decât cea a circuitelor TTL; Dezavantajul major al seriei 4000 îl constituie timpul de propagare mult mai mare decât la TTL, dar datorită perfecţionărilor tehnologice ulterioare timpul de propagare a fost redus considerabil la seriile CMOS rapide. Seriile CMOS utilizate în prezent sunt: •

•

•

seria 4000 (CD4xxx), apărută în 1972 care se foloseşte şi în prezent în aplicaţii industriale datorită marginii de zgomot foarte mari. Poate fi utilizată în aplicaţii în care frecvenţa semnalelor de la intrări nu depăşeşte câţiva MHz, tensiunea de alimentare fiind VDD = 3 ÷ 15 V, iar marginea de zgomot depinde de tensiunea de alimentare: .Uz = 30% VDD; seriile CMOS rapide (74HCxxx, 74HCTxxx) dezvoltate după 1980 au performanţe superioare seriei 4000, prima variantă fiind compatibilă cu niveluri de tensiune de intrare CMOS (tensiunea de alimentare fiind cuprinsă între 2 - 6V), iar cea de-a doua cu niveluri de tensiune de intrare TTL, tensiunea de alimentare fiind cuprinsă între 4,5 – 5,5 V; seriile performante (74ACxxx, 74ACTxxx) au proprietăţi îmbunătăţite faţă de HC, prima variantă fiind compatibilă cu niveluri de tensiune de intrare CMOS (tensiunea de alimentare între 2 - 6V), iar cea de-a doua cu niveluri de tensiune de intrare TTL, tensiunea de alimentare fiind cuprinsă între 4,5 – 5,5 V.

2.2.1. SERIA 4000 – SERIA STANDARD Seria 4000 se utilizează încă în aplicaţii industriale datorită: • marginii de zgomot de curent continuu de valoare ridicată (0,3VDD); • plajei largi a tensiuni de alimentare (tipic 3 - 15V şi maxim 18V); • frecvenţei maxime de operare de ordinul MHz.

2.2.1.1. Parametrii electrici ai circuitelor CMOS standard Parametrii electrici reprezintă valori medii determinate static, în anumite condiţii de funcţionare. Ei se măsoară în condiţii specificate în catalog cu privire la tensiunea de alimentare VDD, temperatura mediului ambiant T, factorul de branşament N, valoarea capacităţilor parazite CP, etc. 39


2009/2010

A). Tensiunea de alimentare VDD Tensiunea de alimentare a circuitelor CMOS seria 4000 este cuprinsă între 3 - 15V (3 – 18V pentru unele variante). Plusul tensiunii de alimentare se notează cu VDD iar masa cu VSS.

B). Gama temperaturilor de lucru - 0 - 70°C pentru seriile uzuale; - 55 - 125°C pentru seriile militare;

C). Niveluri logice garantate Sunt denumite la fel ca în cazul circuitelor TTL (niveluri logice acceptate la intrările circuitelor

U iL min , U iL max , U iH min , U iH max ; respectiv niveluri logice furnizate de către circuite la ieşiri U oL min , U oL max , U oH min , U oH max ;) dar depind de tensiunea de alimentare: •

ViL = 0 ÷ 30% ⋅ VDD ;

•

ViH = 70% ⋅ VDD ÷ VDD ;

•

VoL = 0 ÷ 0,05V ;

•

VoH = (VDD − 0,05V ) ÷ VDD .

De exemplu, pentru VDD = 5V , nivelurile logice sunt:

D). Marginea de zgomot de curent continuu Marginea de zgomot de curent continuu reprezintă amplitudinea maximă pozitivă/negativă a unor semnale perturbatoare (tensiuni) induse de câmpuri electromagnetice la intrarea unui circuit logic (aflat în stare „0” sau „1”) care nu-i afectează funcţionarea. Pentru VDD = 5V , se obţine: ΔU ZH = U iH min − U oH min = 3,5 − 4,95 = −1,45V ΔU ZL = U iL max − U oL max = 1,5 − 0,05 = +1,45V Rezultă o margine de zgomot de curent continuu a circuitelor CMOS de ΔUz ≈ 30% ⋅ VDD adică 1,45 V în cazul particular al alimentării la 5V. În practică marginea de zgomot de curent continuu este şi mai mare deoarece tensiunea de prag Uth la care are loc comutarea ieşirii dintr-o stare în alta este cuprinsă între 0,45 VDD şi 0,55 VDD. Aceste valori conduc la o margine de zgomot practică (dar negarantată de producători) de 0,45 VDD adică de 2,2V în cazul alimentării la 5V, valoarea foarte apropiată de cea ideală (2,5V).

E). Curenţii de intrare maxim garantaţi - curent de intrare în stare „L”: IiLM=0 (0,1 - 1µA); - curent de intrare în stare „H”: IiHM=0 (0,1 - 1μA).

F). Curentul de alimentare Curentul de alimentare în regim static este neglijabil (µA) iar în regim dinamic depinde de frecventă, Cp şi VDD.

40


2009/2010

G). Factorul de branşament (FAN-out) Factorul de branşament reprezintă numărul maxim de intrări care pot fi conectate simultan la ieşirea unei porţi din aceeaşi serie. Datorită valorii extrem de mici a curentului de intrare şi a curentului de ieşire I0 = 3 – 4mA, factorului de branşament în regim static N este foarte mare. În practică factorul de branşament este limitat de valoarea Cp care se determină cu relaţia:

Cp = C0 + Ccon + ΣCi în care C0 reprezintă capacitatea de ieşire a porţii (aprox 8pF), Ccon este capacitatea traseelor conductoare şi ΣCi - capacitatea parazită a tuturor intrărilor porţilor conectate la ieşire (Ci a unei intrări este 5pF în regim static dar creşte de 5 – 10 în regim dinamic). Din acest motiv, factorul de branşament se limitează în regim dinamic la o valoare maximă de 50.

H). Puterea disipată pe o poartă CMOS Puterea consumată în regim static are valoare foarte mică corespunzătoare curentului rezidual al tranzistorului blocat (10μW – pentru un circuit la care poarta este realizată dintr-un strat de Al, respectiv de 1μW – pentru poartă din Si). Puterea medie disipată este specificat. pentru un semnal dreptunghiular cu factor de umplere 50% aplicat la intrarea circuitului. Din figură se observă că la frecvenţe de până la circa 1 MHz, un circuit CMOS disipă o putere mai mică decât unul TTL LS; peste această limită, mai avantajoase sunt circuitele LS.

I). Timpul de propagare Timpul de propagare se defineşte similar cu cel de la circuitele TTL. Se foloseşte o poartă ŞI-NU cu două intrări, una fiind conectată la VDD. Punctele de măsură sunt specificate tot la 50% din nivelul UoH.

În cazul seriei 4000, tpHL şi tpLH sunt egali, iar tp = 40 ... 100 ns. Factorii care influenţează tp sunt: • tensiunea de alimentare VDD (mod pozitiv); • sarcina capacitivă care se manifestă la ieşire (mod negativ).

J). Factorul de merit Factorul de merit (un număr prin care se exprimă sintetic calităţile unui circuit logic Fm = PC ⋅ t p ) este dependent de frecvenţa de operare. Are valori cuprinse între 0,1pJ în regim static şi 50 pJ la 10 MHz.

2.2.1.2. Inversorul CMOS Inversorul CMOS constituie circuitul fundamental din cadrul familiei CMOS. El se bazează pe un tranzistor MOS cu canal n şi unul cu canal p (ambele cu canal indus). Deoarece în schemele circuitelor integrate CMOS, substratul tranzistorului cu canal p se leagă la cel mai pozitiv potenţial din schemă (VDD), iar substratul tranzistorului cu canal n la cel mai negativ potenţial (VSS), pentru simplificarea reprezentărilor se vor utiliza simbolurile alternative inspirate de tranzistoarele bipolare npn şi pnp. 41


2009/2010

Caracteristica de ieşire Id = f(UGS) a tranzistoarelor MOS cu canal indus subliniază faptul că pentru UGS = 0V nici unul dintre tranzistoare nu conduce. Conducţia începe la depăşirea (în modul) a unei tensiuni de prag Up care are o valoare tipică de 1,5V pentru seria 4000. Perfecţionările tehnologice constante realizate în ultimele decenii au condus la reducerea acestei tensiuni de prag la 1,25V şi ulterior chiar sub 1V, permiţând astfel apariţia unor serii alimentate la 3,3V (3V), apoi la 2,5V şi mai nou la 1,8V. La dimensiuni geometrice identice cele două tranzistoare au parametri diferiţi. Cele cu canal n sunt superioare din punct de vedere al conducţiei, au o tensiune de prag mai mică şi o rezistenţă în conducţie R0N (rezistenţa dintre drenă şi sursă în conducţie) mai redusă şi funcţionează la frecvenţe mai ridicate.

Schema completă şi simplificată a inversorului CMOS:

Rolul elementelor din schemă: • R1 şi D1 - limitează tensiunea pozitivă de intrare la valoarea UiMax = VDD + Ud; • • •

R2 şi D2 (diodă distribuită) protejează stratul de oxid al porţii faţă de tensiunile de intrare negative care pot apare în regim tranzitoriu; T1 şi T2 formează etajul inversor cu două tranzistoare complementare ce funcţionează în contratimp; fiecare tranzistor e însoţit de o diodă parazită intrinsecă conectată în antiparalel cu tranzistorul.

Pentru a obţine timpi de comutare apropiaţi pentru tranziţiile ieşirii din L în H şi din H în L, este necesară egalizarea rezistenţelor drenă-sursă în conducţie R0N1 = R0N2, de aceea Z Z dimensiunile geometrice ale celor două tranzistoare sunt diferite: ⎛⎜ ⎞⎟ = (2 ≈ 3)⎛⎜ ⎞⎟ ⎝ L ⎠T1 ⎝ L ⎠T2

A). Analiza funcţionării inversorului CMOS în regim static

Analiza funcţionării în regim static se face pe baza analizei grafice prin suprapunerea caracteristicilor id1 = f(UGS1) şi id2 = f(UGS2), ţinând cont că UGS1 = ui şi UGS2 = ui – VDD, iar ieşirea este în gol. Dacă: • 0 < ui < UP1 , T1 este blocat, iar T2 ar putea conduce (dacă ar avea pe unde);

42

Circuite Integrate Digitale • •

2009/2010

UP1 < ui < VDD – UP2, ambele tranzistoare conduc şi curentul de conducţie simultană (cu ieşirea în gol) este iT1,T2 = min{iD1, iD2}; VDD – UP2 < ui < VDD , T2 este blocat, iar T1 ar putea să conducă (dacă ar avea pe unde).

Pentru a evita regiunea de conducţie simultană, VDD se alege astfel încât să respecte condiţia: VDD ≥ Up1 + |Up2|. Deoarece tensiunea de prag la seria 4000 este Up1 = - Up2 = 1,5V, rezultă VDDmin = 3V. Dacă VDD ≤ Up1 + |Up2|, inversorul va prezenta o caracteristică de transfer cu histereză.

Considerând VDD ≥ Up1 + |Up2| se va analiza funcţionarea inversorului CMOS: Cazul 1: A = „0” logic, adică ui = UiL, rezultă că T1 este blocat, iar T2 conduce. Tensiunea de ieşire este u0 = U0H = VDD. Ieşirea Y este în 1 logic.

Cazul 2: A = „1” logic, ui = UiH = VDD, T1 conduce (uGS1 = VDD), T2 este blocat (uGS2 = ui - VDD = 0), de unde rezultă că uo = 0V, ieşirea Y fiind în 0 logic.

B). Analiza funcţionării inversorului CMOS în regim dinamic (comutaţie)

Comportarea dinamică este determinată de constantele de timp CpRON1 şi CpRON2. • pentru tranziţia ieşirii din H în L, T1 intră în conducţie şi CP se va descarcă pe R0N1; • pentru tranziţia ieşirii din L în H, T2 intră în conducţie, CP se încarcă prin R0N2 în aproximativ aceeaşi durată. Cp = C0 + Ccon + ΣCi în care C0 reprezintă capacitatea de ieşire a porţii, Ccon este capacitatea traseelor conductoare şi ΣCi - capacitatea parazită a tuturor intrărilor porţilor conectate la Cp se determină cu relaţia:

ieşire. Deşi tranzistorul MOS comută mai rapid decât cel bipolar, din cauza capacităţii parazite CP relativ mari aferente seriei 4000, timpul de propagare tp este relativ mare.

C). Puterea consumată în regim dinamic

Puterea disipată în regim dinamic are două componente Pd = Pd1 + Pd2: • Pd1 este puterea consumată datorită condiţiei simultane a tranzistoarelor într-un interval relativ scurt de timp; • Pd2 este puterea consumată datorită încărcării/descărcării repetate a capacităţii parazite Cp de la ieşirea circuitului. Puterea Pd1 se determină cu relaţia: t tf 1 f Pd 1 = ∫ 2VDD iT 1,T 2 dt = 2 fVDD ∫ iT 1,T 2 dt; T 0 0 1 = f în care: T Reducerea Pd1 implică reducerea tensiunii de alimentare VDD şi a duratei fronturilor tf. Pentru tf < 100ns, Pd1 este neglijabilă faţă de Pd2.

43


2009/2010

Pentru determinarea puterii Pd2, trebuie avut în vedere că în fiecare perioadă, la tranziţia din L în H a ieşirii, are loc încărcarea Cp. Energia necesară încărcării este: 2 C pVDD WCp = 2 Încărcarea se face prin R0N2. Energia disipată pe această rezistenţă poate fi exprimată prin următoarea integrală: ∞ ⎫ 2 WR0 N 2 = ∫ iCp R0 N 2 dt ⎪ 2t − ∞V2 0 ⎪ R Cp DD t ⎬ ⇒ WR0 N 2 = ∫ 2 ⋅ e 0 N 2 ⋅ R0 N 2 dt = − 0 RON 2 ⎪ V iCp = DD ⋅ e R0 N 2 Cp ⎪ R0 N 2 ⎭ 2t

Cp − V2 R = − DD 0 N 2 [e R0 N 2 Cp ] |∞ 0 2 R0 N 2 Energia absorbită în fiecare perioadă este: 2 Wdin = WCp + WRoN 2 = C pVDD

=

2 CpVDD 2

2 iar Pd 2 = fWdin = fC pVDD .

În foile de catalog se specifică de obicei capacitatea de calcul a puterii dinamice cu ieşirea în gol. Cp se determină cu relaţia: Cp = C0 + Ccon + ΣCi în care C0 reprezintă capacitatea de ieşire a porţii, Ccon este capacitatea conexiunilor şi

ΣCi - capacitatea de intrare a porţilor conectate la ieşire.

D). Caracteristica de transfer a inversorului

Depinde de tensiune de alimentare VDD şi se reprezintă pentru o anumită valoare a acesteia.

2.2.1.3. Alte circuite din seria CMOS standard În aceste scheme nu se mai reprezintă circuitele de protecţie cu rezistenţe şi diode, deoarece ele nu au nici un rol în funcţionarea normală a circuitelor.

A). Circuitul ŞI-NU Funcţionare: • • •

A = „0”, B = „0”, T1A, T1B blocate; T2A, T2B conduc şi se comportă cu nişte rezistenţe relativ mici (zeci, sute Ω) astfel încât VDD este transmisă la ieşire; A = 0(1) şi B = 1(0) ⇒ T1A (T1B) blocat şi T1B (T1A) ar putea conduce. Unul din tranzistoarele T2A, sau T2B conduce ⇒ la ieşire apare VDD ⇒Y=1; A = 1, B = 1: T2A, T2B blocate dar T1A, T1B conduc şi conectează ieşirea la masă ⇒ Y=0.

44


2009/2010

B). Circuitul SAU-NU Carte pag 71-72

2.2.1.4. Reguli de utilizare ale circuitelor logice din familia CMOS 1) Nici o intrare a unui circuit logic CMOS nu se lasă în gol; ea se conectează la un potenţial bine stabilit („0” sau „1” în funcţie de tipul circuitului): • • •

intrările nefolosite ale porţilor ŞI/ŞI-NU, se conectează direct la VDD; intrările nefolosite ale porţilor SAU/SAU-NU, se conectează direct la masă intrările nefolosite se pot lega şi împreună cu alte intrări folosite, cu dezavantajul legat de multiplicarea capacităţii de intrare Ci (creşte proporţional şi curentul de intrare, dar rămâne la o valoare neglijabilă).

⎧ iiA = 3ii ⎨ ⎩CiA = 3Ci

2). Intrările porţilor nefolosite pot fi conectate direct la masă sau la VDD, puterea consumată fiind în ambele situaţii neglijabilă. 3). Ieşirile a două sau mai multe circuite logice CMOS nu sunt interconectabile cu excepţia situaţiei în care se urmăreşte creşterea capabilităţii de curent a ieşirii. În acest caz se leagă în paralel atât intrările cât şi ieşirile unor porţi din aceeaşi capsulă. 4). Niciodată ieşirile circuitelor logice nu se conectează direct la masă sau VDD. 5). Cerinţele de decuplare ale circuitelor CMOS sunt mult diminuate faţă de TTL-uri datorită consumului de curent mai redus. Sunt suficiente: • •

un condensator electrolitic de 10 - 100 µF pentru întreaga placă; câte un condensator de 100 nF la fiecare rând de 10 – 15 circuite CMOS.

6. Dacă se interconectează două sau mai multe plăci echipate cu circuite CMOS care sunt alimentate de la surse diferite şi comandate de la un generator de impulsuri, este necesară respectarea unei anumite succesiuni în conectarea (şi deconectarea) surselor de alimentare şi a generatorului de impulsuri.

45


2009/2010

La conectare ordinea este: VDD2 – VDD1 – GI. La deconectare ordinea este inversă: GI – VDD1 – VDD2. Dacă VDD2 este deconectată atunci tensiunea pe Cf este nulă. Prin conectarea lui VDD1 (VDD2 rămâne neconectată), atunci Cf ajunge în starea H (prin RON2 de pe placa C1 – R – D1). Curentul care determină această încărcare este limitat doar de R0N2 şi R şi el duce la distrugerea termică a diodei D1. Acelaşi lucru se întâmplă dacă apar impulsuri la intrarea plăcii 2 prin conectarea generatorului de impulsuri înainte de VDD1.

7). Există cerinţe speciale referitor la manipularea şi stocarea acestor circuite derivate din dorinţa de a minimiza efectele descărcărilor electrostatice (carte pag.74).

2.2.2. POARTA DE TRANSMISIE CMOS Poarta de transmisie (poarta de transfer) este un circuit specific tehnologiei CMOS. Rolul acestei porţi este de întrerupător (comandat digital) atât pentru semnale analogice cât şi pentru semnale numerice. Dacă intrarea de control (E) este în 1 logic, întrerupătorul este închis. Dacă E = 0, atunci întrerupătorul este deschis. Rezistenţa întrerupătorului este: • RON zeci → sute de ohmi dacă este închis; • ROFF zeci de megaohmi dacă este deschis. Pentru o funcţionare corectă este necesar ca rezistenţa de sarcină conectată la ieşire să fie mult mai mică decât ROFF şi mult mai mare decât RON: RON << RS << R0FF. 1

u gs

Particularităţi constructive: • • •

n

T1 cu canal n, are substratul conectat la masă; T2 cu canal p, are substratul conectat la VDD; circuitul se realizează simetric, ceea ce dă posibilitatea permutabilităţii intrării cu ieşirea

ii

T1

A p

ui

E

B T2

R1

u

gs 2

u0

E

2.2.2.1. Funcţionarea porţii de transmisie în cazul alimentarii asimetrice Analiza funcţionării se face considerând tensiunea de intrare ui variabilă şi intrarea de control (E) luând cele două valori logice posibile.

a). E = „1”, E = „0”. Tensiunile grilă-sursă ale celor două tranzistoare sunt: • UGS1 = VDD – ui; E= 1 id • UGS2 = Vss – ui = - ui.

• •

T1 conduce pentru valori negative ale ui şi pentru ui < VDD – UP1; T2 conduce pentru ui > UP2;

id2

id1 ii = i d1+ i d2 Up2

Up1

ui Ud

46


•

2009/2010

pentru |VP2| < ui < VDD – VP1 conduc ambele tranzistoare; curentul are valoarea: ii = id1 + id 2 .

b). E = „0”, E = „1”. Tensiunile grilă-sursă ale celor două tranzistoare sunt: • UGS1 = – ui; • UGS2 = VDD – ui. id E= 0 i d1

• •

T1 conduce pentru ui< -VP1; T2 conduce pentru u i> VDD + |VP2|

•

ambele tranzistoare sunt blocate pentru:

- Up1

VP1 < ui < VDD + |VP2|

id2

Ud Up2

ud

Ui0

În concluzie: • pentru o alimentare nesimetrică, dacă intrarea de control este E = „1”, prin poarta de transfer se poate transmite orice semnal (numeric sau analogic) având amplitudinea cuprinsă între – Vp1 şi VDD + |VP2|; • pentru a putea transmite printr-o poartă de transfer alimentată nesimetric un semnal analogic alternativ cu o variaţie simetrică, acestuia îi trebuie adăugată o componentă continuă Uio; • în cazul unei alimentări simetrice a porţii de transfer (Vss = -VDD), dacă intrarea de control este E = „1”, prin poarta de transfer se poate transmite orice semnal (numeric, analogic) având amplitudinea cuprinsă între – Vp1 –VDD şi VDD + |VP2|. Circuitul integrat 74HC4016 este format din patru porţi de transmisie. Dacă tensiunea de alimentare este VDD = 5 V şi VSS = 0 V, circuitul poate multiplexa tensiuni analogice cuprinse între 0,5V şi VDD – 0,5 V, adică între 0,5 şi 4,5V, în condiţiile în care comanda se realizează la niveluri de tensiune CMOS. Pentru a putea multiplexa tensiuni alternative, circuitul trebuie alimentat la VDD = 5V şi VSS = - 5V, ceea ce nu reprezintă o problemă deosebită. Mai complicată este însă este comanda intrării de control E, care în acest caz este „1” logic pentru 5V şi „0” logic pentru – 5V, fiind necesară o translatare a nivelului de tensiune continuă. Acest lucru se poate face prin utilizarea: • unui circuit integrat CMOS care realizează această deplasare de nivel (74HC4054); • unui circuit integrat de tip 74HC4316 care înglobează şi etajul de deplasare de nivel de tensiune (mai eficientă).

2.2.2.2. Aplicaţii ale porţii de transmisie 1. Multiplexor cu două intrări (74HC4053) Format din două porţi de transmisie comandate cu semnale de control complementare. Dacă E = 1, intrarea X este conectată la ieşirea Z; Dacă E = 0, intrarea Y este conectată la ieşirea Z;

47

X E Y

Z


2009/2010

2. Demultiplexor analogic cu două ieşiri (alimentare nesimetrică)

3. Demultiplexor analogic cu două ieşiri (alimentare simetrică)

4. Amplificator cu câştig controlat digital (carte pg 83) 5. Poarta SAU-EXCLUSIV realizată cu porţi de transmisie (carte pg 83-84)

2.2.3. CIRCUITE CU TREI STĂRI DIN FAMILIA CMOS Circuitele cu trei stări din familia CMOS se pot realiza în următoarele variante de implementare: • cu tranzistoare de izolare pentru trecerea în starea de impedanţă ridicată; • folosind o poartă de transmisie între ieşire şi sarcină; • folosind un inversor CMOS şi circuite logice suplimentare pentru asigurarea blocării ambelor tranzistoare din etajul de ieşire; 1. Cu tranzistoare de izolare pentru trecerea în starea de impedanţă ridicată: Dacă EN = „0”: Tiz2 şi Tiz1 conduc iar inversorul este în starea N (normală) de funcţionare: A=0⇒Y=1 A = 1 ⇒Y = 0 Dacă EN = „1”: Tiz2 şi Tiz1 sunt blocate iar circuitul se află în starea de înaltă impedanţă Z.

Dezavantaj: În starea normală de funcţionare, rezistenţelor RON1 sau RON2 li se adaugă RONiz a tranzistoarelor de izolaţie. Capacitatea parazită nu se mai încarcă numai prin rezistenţa R0N ci prin R0N+R0Niz. Durata tranziţiei, a încărcării şi descărcării Cp creşte

48


2009/2010

datorită constantei de timp (R0N2+R0Niz2)CP. Astfel frecvenţa maximă de operare scade iar aria de Si ocupată mai mare.

Temă: Să se deseneze schema unui inversor cu trei stări cu intrare de validare activă pe „1”. 2. Conectarea unei porţi de transmisie la ieşirea unui inversor standard

Dacă:

EN = „1”⇒ Y = A ; EN = „0”⇒ Y→ Z

3. Utilizarea unui circuit logic suplimentar pentru blocarea ambelor tranzistoare de la ieşire pentru obţinerea stării Z. Pentru EN = „1” P1 şi P2 funcţionează ca buffere; Dacă A = „1” T1 conduce şi T2 blocat Y = „0”. Dacă A = „0” T2 conduce şi T1 blocat Y = „1”. Pentru EN = „0”: poarta P1 are ieşirea în permanenţă pe 1, iar P2 pe „0”, indiferent de valoarea lui A. Astfel, T2 si T1 sunt blocate şi Y = Z.

Temă: Să se deseneze schema unui buffer cu trei stări cu intrare de validare activă pe „1”. Se fabrică circuite cu 3 stări pentru toate seriile CMOS. De cele mai multe ori circuitele cu 3 stări sunt inversoare, neinversoare, mai rar ŞI-NU sau SAU-NU.

2.2.4. CIRCUITE TRIGGER SCHMITT DIN FAMILIA CMOS

Funcţionare identică cu cea a circuitelor TTL cu histereză. Caracteristica de transfer a unui inversor CMOS alimentat la VDD = 5V:

Pentru circuitele CMOS alimentate la VDD = 5V, valoarea tensiunilor de prag este: UPJos = 2,1V şi UPSus = 2,9V iar histereza de 0,8V. Sfera aplicaţiilor identică cu cea prezentată la circuitele TTL.

2.2.5. CIRCUITE CU DRENA ÎN GOL DIN FAMILIA CMOS Sunt porţi similare cu porţile cu colector în gol din familia TTL. Ele nu conţin tranzistoarele cu canal p din structurile de la ieşirile circuitelor CMOS. 49


2009/2010 VDD

VDD R

Y

R Y

A

R

VDD

Y B

A

B A

O ieşire cu drena în gol necesită un rezistor pull-up (de forţare în stare H) extern pentru a asigura nivelul H. Valoarea acestei rezistenţe trebuie să fie cât mai mică posibilă pentru a asigura cea mai mare viteză de comutare. Valoarea sa nu poate fi aleasă arbitrar, valoarea sa minimă depinde de curentul maxim absorbit de ieşirea cu drenă în gol. Pentru seria HC, IOLmax = 4mA, astfel încât Rmin = 5V 4 mA = 1,25 KΩ . Această valoare este mult mai mare decât Ron a tranzistorului cu canal p dintr-o poartă standard, ceea ce face ca tranziţiile ieşirii din L în H să fie mai lente şi frecvenţa de operare mai mică. Aplicaţii ale circuitelor cu drena în gol: • comanda LED-urilor şi a altor dispozitive; • realizarea circuitelor logice cablate; • comanda magistralelor cu mai multe surse.

2.2.6. ALTE SERII DIN FAMILIA CMOS Sunt realizate cu diferenţe mici privind schema dar fabricate într-o tehnologie nouă care a permis reducerea dimensiunilor componentelor şi a Cp conducând la obţinerea unor performanţe superioare.

2.2.6.1. Seria CMOS rapidă 74HCxxx, 74HCTxxx Reprezintă o singură serie, cu două variante, HC se alimentează de la 2∼6V, iar HCT de la 4,5 la 5,5V. Au frecvenţe de operare mai mari şi pot furniza/absorbi curenţi de ieşire mai mari decât circuitele din seria 4000.

Varianta HC a fost realizată în vederea utilizării optime în sisteme realizate numai cu circuite CMOS. Reducerea tensiunii de alimentare a contribuit la creşterea frecvenţei de utilizare (timpul de propagare este mai mic deoarece Cp trebuie încărcată la o tensiune mai mică) şi la diminuarea puterii disipate. Un circuit HC alimentat la 5V poate comanda circuite TTL dacă IOM este suficient de mare (depinde de numărul intrărilor comandate), dar nici un circuit din familia TTL nu poate comanda un circuit HC deoarece V0HTTL nu este suficient de ridicat (sunt necesari minim 3,5V). Varianta HCT poate comanda direct circuite TTL şi datorită nivelurilor de tensiune de intrare TTL, orice circuit TTL poate comanda un circuit HCT. Această compatibilitate se asigură prin reducerea pragurilor de deschidere a celor două tranzistoare complementare de la intrare prin modificarea dimensiunilor canalelor tranzistoarelor. Curentul de ieşire al variantei HCT este de obicei mai mare decât la HC. 50


2009/2010

Parametrii ambelor variante:

• • • •

Caracteristica de transfer:

tp=9ns; IOM=±4mA (HC); IOM=±6mA (HCT); Pd = 2,5∼5µW/inversor

2.2.6.2. Seriile CMOS performante 74ACxxx, 74ACTxxx (Advanced) respectiv 74VHCxxx 74VHCTxxx (Very) Seriile 74ACxxx şi 74ACTxxx produse de firmele Texas Instruments şi Philips sunt compatibile (au caracteristici similare dar nu sunt identice) cu seriile 74VHCxxx şi 74VHCTxxx produse de firmele Motorola şi Toshiba. Produse la începutul anilor ’90 sunt cele mai recente şi cele mai utilizate circuite CMOS la ora actuală. Ele lucrează la frecvenţe aproape duble faţă de seriile HC/HCT şi furnizează/absorb un curent de ieşire mult mai mare. Între AC (VHC) şi ACT (VHCT) există aceleaşi deosebiri ca între HC şi HCT. Parametrii: tp = 3-4ns; IOM = ±24mA; Pd = 5µW/inversor

2.2.6.3. Seria FCT şi FCT-T (74FCTxxx, 74FCTxxxT) Fast CMOS, compatibil TTL (with TTL VoH) Realizată tot la începutul anilor ’90 are avantajul egalării şi chiar a depăşirii vitezei celor mai performante circuite TTL, concomitent cu reducerea puterii disipate şi menţinerea unei compatibilităţi totale cu circuitele TTL. Seria FCT are dezavantajul unei tensiuni de ieşire în stare H la nivelul CMOS maxim (5V) ceea ce conduce la un consum mare de putere. Seria FCT-T are tensiunea de ieşire în stare H scăzută (valoare tipică 3,3V, valoare minimă 2,4V) ceea ce asigură un consum de putere redus. Seria FCT/FCT-T este utilizată în prezent (foarte des) pentru comanda magistralelor şi a altor sarcini care absorb/debitează curenţi mari (IOLM = 64mA, IOHM = 15mA).

2.3. FAMILIA BiCMOS Este o combinaţie între tehnologia cu tranzistoare bipolare şi tranzistoare MOS. Se folosesc în aplicaţii în care circuitele logice trebuie să furnizeze la ieşire curenţi mari la o rezistenţă de ieşire cât mai mică adică pentru comanda magistralelor din circuitele integrate pe scara largă şi foarte largă. Ele combină puterea disipată redusă în regim static de circuitele CMOS cu viteza mare de comutare (rezistenţă de ieşire scăzută) cu capabilitatea de curent sporită a etajelor de ieşire cu tranzistoare bipolare Schottky. 51


2009/2010

Astfel, seria BiCMOS are circuitul de intrare realizat cu tranzistoare CMOS iar etajul de ieşire cu tranzistoare Schottky. Dacă se compară un inversor TTL cu unul BiCMOS se constată: 2 inversoare CMOS

• • • •

atât pentru Y = „0” cât şi pentru Y = „1” se elimină puterea disipată pe R; densitatea de integrare este cuprinsă între cea a circuitelor TTL şi cea a circuitelor CMOS (2, 3-ori mai mare decât la TTL); dacă intrările sunt pe „1”, consumul celor două circuite în regim static nu diferă prea mult; dacă intrările sunt pe „0”, datorită curentului de intrare în stare L, puterea consumată de inversorul BiCMOS este mult mai mică.

Se fabrică şi seria ABT (Advanced BiCMOS Tehnology) care este destinată tot pentru comanda magistralelor.

2.4. FAMILIA LOW VOLTAGE LV (de tensiune redusă) S-au produs în anii ’90 în scopul reducerii puterii absorbite în regim dinamic, mai ales 2 . pentru echipamentele portabile. Puterea disipată se determină cu relaţia Pd = fCpVDD Tensiunea de alimentare este VDD = 2,7 ÷ 3,6V, tipic VDD = 3,3V. Dacă tensiunea de alimentare scade, atunci scad nivelurile logice, creşte rezistenţa R0N a tranzistorului în conducţie. Pentru a compensa creşterea rezistenţei R0N se reduc tensiunile de prag ale tranzistoarelor MOS folosite. Se fabrică următoarele serii: • LV (Low Voltage – 74LVxxx), fabricată în tehnologie CMOS: • •

• •

tp = 9ns IoM = 8mA.

LVC, fabricată în tehnologie CMOS performantă: • •

tp = 4ns IoM = 24mA.

LVT, fabricată în tehnologie BiCMOS: • •

tp = 2,4ns IoM = 32mA.

2.5. INTERFEŢE DINTRE FAMILIILE TTL ŞI CMOS Proiectanţii de sisteme cu circuite integrate digitale îşi aleg pentru realizarea sistemului o anumită familie de circuite integrate pe baza unor considerente generale legate de viteză, putere şi preţ. Totuşi în unele situaţii se impune utilizarea unor circuite integrate

52


2009/2010

aparţinând altor familii fie din cauza faptului că sunt singurele disponibile, fie datorită unor cerinţe speciale (nu toate componentele din seria 74LS se produc şi în seria 74HCT şi invers). La realizarea unei interfeţe TTL/CMOS (sau oricare alta) trebuie luaţi în considerare următorii factori: • marginea de zgomot de curent continuu (nivelurile logice acceptate de intrări, respectiv furnizate de ieşiri); • HC sau HCT (alimentate la 5V) comandă direct un TTL; • TTL comandă direct HCT, VHCT, AHCT sau FCT; • TTL nu poate comanda direct HC, VHC şi AC deoarece în stare H tensiunea de ieşire furnizată de TTL poate fi VoHmin = 2,4V iar CMOS-urile au nevoie de ViHmin = 3,5V. • fan-outul – trebuie ţinut cont de suma curenţilor de intrare necesari circuitelor comandate şi comparată cu capabilitatea de curent a ieşirii; • dacă TTL comandă un CMOS, fan-outul nu constituie o problemă deoarece intrările CMOS necesită un curent de intrare neglijabil; • intrările TTL, în special în stare L, necesită un curent semnificativ în comparaţie cu posibilităţile ieşirilor HC sau HCT; o ieşire HC sau HCT poate comanda 10 intrări TTLLS şi numai 2 S-TTL. • sarcina capacitivă care se manifestă la ieşirea circuitelor măreşte timpul de propagare (cu 1ns la fiecare 5pF de sarcină pentru HC şi HCT, 0,1ns la fiecare 5pF 2 pentru FCT) şi puterea disipată în comutaţie ( fC pVDD ); la TTL putere disipată este mai mică deoarece excursia de tensiune între nivelurile TTL H şi L este mai mică.

O prezentare foarte sugestivă a nivelurilor logice a familiilor TTL, CMOS şi LV este prezentată în figura următoare:

Exemplu de interfaţă TTL - CMOS VDD = 5 - 6V

R „1” Vi 74LS01

Cp

74HC00

Dimensionarea rezistenţei R se face pentru a obţine: - un timp de tranziţie minim; - putere disipă minimă pe R. (Cartea de probleme 3.11/pag59)

53


2009/2010

2.6. EVOLUŢIA CIRCUITE INTEGRATE DIGITALE Firma Texas Instruments prezintă în Logic Selection Guide poziţia principalelor serii de circuite integrate digitale pe curba de viaţă. Primul grafic este realizat în anul 2000 iar al doilea în anul 2007.

Se remarcă următoarele: • în anul 2000: • începuse declinul circuitelor TTL dar seriile F şi ALS erau la maturitate; • circuitele CMOS HC erau la deplina maturitate iar AHC de abia erau introduse; • BiCMOS-urile erau în faza de creştere accentuată, BCT atingând deja maturitatea; • începuse dezvoltarea seriilor de circuite digitale de tensiune redusă LV, LVC; • în anul 2007: • toate TTL-urile sunt în declin!!! • circuitele CMOS domină (chiar dacă seriile CD4000 şi HC au intrat în declin) şi AHC ajunge la maturitate; • BiCMOS-urile încep declinul (BCT); 54


• •

2009/2010

seriile de circuite digitale de tensiune redusă LV, LVC, LVT, ALVT sunt la maturitate; începe dezvoltarea unor noi serii de circuite CMOS.

O caracterizare a principalelor serii de circuite integrate digitale prin prisma curentului de ieşire (IOL) şi a timpului de propagare este prezentată în diagrama de mai jos.

Se remarcă seria HC/HCT ca fiind cea mai „lentă“, seriile CBT şi CBTLV ca cele mai „rapide“ respectiv ALVT, LVT, ABT, BCT şi F cele cu capabilitatea de curent cea mai mare.

2.7. EXERCIŢII ŞI PROBLEME 2.7.1. Porţi CMOS cu trei stări Exerciţii: 1. Să se implementeze cu număr minim de porţi ŞI-NU cu 2 intrări circuitul logic (CL) din figura 1, astfel încât schema să funcţioneze conform reprezentării simbolice din figura 2. VDD F1 A E

CL

F2

T1

A Y

Y

E

T2

Figura 1.

Figura 2.

Observaţii: Etajul de ieşire CMOS este format din tranzistoarele MOS T1 şi T2. Acestea sunt în conducţie dacă tensiunea grilă-sursă are o valoare ridicată şi, în stare blocată dacă tensiunea grilă-sursă este nulă. Comportarea tranzistorul cu canal n (T2) având sursa conectată la masă: - dacă semnalul în grilă este F2 ="0" ⇒ VGS 2 = 0V ⇒ T2 este blocat, el comportându-se ca un întrerupător deschis. - dacă semnalul în grilă este F2 ="1" ⇒ VGS 2 ≅ V DD ⇒ T2 este în conducţie, el comportându-se ca un întrerupător închis.

55

F2 VGS2

T2


2009/2010

Comportarea tranzistorul cu canal p (T1) având sursa conectată la VDD: - dacă semnalul în grilă este F1 ="0" ⇒ VGS 1 ≅ V DD ⇒ T1 este în conducţie, el comportându-se ca un întrerupător închis. - dacă semnalul în grilă este F1 ="1" ⇒ VGS 1 = 0V ⇒ T1 este blocat, el comportându-se ca un întrerupător deschis.

VGS1 F1

VDD T1

Rezolvare: - se descrie, printr-un tabel, funcţionarea porţii din figura 2 (dacă intrarea de validare E este pe „0”, inversorul este în stare normală de funcţionare având Y = 0 dacă A = 1 şi Y = 1 dacă A = 0 , iar dacă intrarea E este pe „1”, ieşirea inversorului este în stare de înaltă impedanţă indiferent de semnalul de la intrarea A). A 0 1 0 1

E 0 0 1 1

Y 1 0 Z Z

A 0 1 0 1

E 0 0 1 1

Y 1 0 Z Z

F1 0 1 1 1

F2 0 1 0 0

Acest tabel reflectă şi legătura între ieşirea şi intrările circuitului din figura 1. Pentru a putea proiecta circuitul logic (CL) trebuie determinată o relaţie între ieşirile şi intrările sale. În acest scop, tabelul se completează cu F1 şi F2. Starea acestora depinde doar de starea ieşirii Y. Astfel: - Y = 1 dacă T1 este în conducţie şi T2 blocat, adică F1 = 0 şi F2 = 0 ; - Y = 0 dacă T1 este blocat şi T2 în conducţie, adică F1 = 1 şi F2 = 1 ; - Y = Z dacă ambele tranzistoare, T1 şi T2, sunt blocate, adică F1 = 1 şi F2 = 0 ; - pe baza ultimului tabel, se scrie expresia analitică a ieşirilor F1 şi F2. F2 = AE

iar:

1.1

F1 = AE + A E + AE = AE + E

sau:

F1 = F2 + E = F2 ⋅ E

1.2

F1 = (A + E)(E + E) = A + E = A ⋅ E

1.3

F1 = A ⋅ E

Tot din tabel se poate scrie şi funcţia negată:

adică:

F1 = A ⋅ E

- implementarea relaţiilor 1.1 şi 1.2 presupune utilizarea unui număr minim de porţii ŞI-NU cu două intrări: F2

A

E

E

F2 F1

2. Să se implementeze cu un număr minim de porţi ŞI-NU cu 2 intrări şi SAUEXCL, circuitul logic (CL) din figura 1 astfel încât această schemă să corespundă reprezentării simbolice din figura 2. VDD A B E

F1 CL

F2

A B

T1 Y

Y

E

T2

Figura 1.

Figura 2.

56


2009/2010

Rezolvare: Se descrie printr-un tabel, funcţionarea porţii din figura 2 (dacă intrarea de validare E este pe „1”, circuitul funcţionează ca o poarta SAU-EXCL obişnuită iar dacă intrarea E este pe „0”, ieşirea circuitului este în stare de înaltă impedanţă indiferent de semnalele de la intrările A şi B). A 0 1 0 1 0 1 0 1

B 0 0 1 1 0 0 1 1

E 1 1 1 1 0 0 0 0

Y 1 0 0 1 Z Z Z Z

A 0 1 0 1 0 1 0 1

B 0 0 1 1 0 0 1 1

E 1 1 1 1 0 0 0 0

Y 1 0 0 1 Z Z Z Z

F1 0 1 1 0 1 1 1 1

F2 0 1 1 0 0 0 0 0

Tabelul se completează cu F1 şi F2. Starea acestora depinde doar de starea ieşirii Y. Astfel: - Y = 1 dacă T1 este în conducţie şi T2 blocat, adică F1 = 0 şi F2 = 0 ; - Y = 0 dacă T1 este blocat şi T2 în conducţie, adică F1 = 1 şi F2 = 1 ; - Y = Z dacă ambele tranzistoare, T1 şi T2, sunt blocate, adică F1 = 1 şi F2 = 0 ; - pe baza ultimului tabel, se scrie expresia analitică a ieşirilor F1 şi F2: F2 = AB E + A BE = E(AB + A B) = E ⋅ (A ⊕ B)

A

E 0

E

1

1

4

5

A⋅ B

1 1

3 7

2.1

Din tabel se observă direct: 1

2 6

F1 = F2 + E = F2 ⋅ E

1 1

2.2

Prin utilizarea diagramei VK se obţine:

A⋅ B

F1 = E + AB + A B = E ⋅ A ⊕ B

B

2.3

Implementarea relaţiilor 2.1 şi 2.2 conduce la utilizarea unui număr minim de porţii. A⊕ B

A B

F2

F2

E F1

3. Să se implementeze cu un număr minim de porţi ŞI-NU cu 2 intrări şi SAU-NU cu 3 intrări, circuitul logic (CL) din figura 1 astfel încât această schemă să corespundă reprezentării simbolice din figura 2. VDD A B C E

F1 CL

F2

A B C E

T1 Y T2

Figura 1.

Y

Figura 2.

57


2009/2010

Rezolvare: Se descrie printr-un tabel, funcţionarea porţii din figura 2 (dacă intrarea de validare E este pe „0”, circuitul funcţionează ca o poarta SAU-NU obişnuită iar dacă intrarea E este pe „1”, ieşirea circuitului este în stare de înaltă impedanţă indiferent de semnalele de la intrările A, B şi C).

A 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

B 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

C 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

E 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

Y 1 0 0 0 0 0 0 0 Z Z Z Z Z Z Z Z

A 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

B 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

C 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

E 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

Y 1 0 0 0 0 0 0 0 Z Z Z Z Z Z Z Z

F1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

F2 0 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0

Tabelul se completează cu F1 şi F2. Starea acestora depinde doar de starea ieşirii Y. Astfel: - Y = 1 dacă T1 este în conducţie şi T2 blocat, adică F1 = 0 şi F2 = 0 ; - Y = 0 dacă T1 este blocat şi T2 în conducţie, adică F1 = 1 şi F2 = 1 ; - Y = Z dacă ambele tranzistoare, T1 şi T2, sunt blocate, adică F1 = 1 şi F2 = 0 ; - pe baza ultimului tabel, se scrie expresia analitică a ieşirilor F1 şi F2:

F1 = A ⋅ B ⋅ C ⋅ E AE

A

CE 0

1

3

1

1

C

1

F1 = A ⋅ B ⋅ C ⋅ E = A + B + C + E = A + B + C ⋅ E

⇒

BE

1

2

Pentru determinarea lui F2 se foloseşte diagrama VK.

1

1

Se obţine: F2 = AE + BE + CE = E (A + B + C)

1

4

5

7

6

12

13

15

14

8

9

11

10

sau:

E

B

F2 = E + A + B + C Din tabel se obţine direct:

3.2

F1 = F2 + E = F2 ⋅ E

3.3

Implementarea relaţiilor 3.2 şi 3.1 conduce la utilizarea unui număr minim de porţii. A B C

A+ B +C

F2

E E

Temă:

3.1

F1

3.18, 3.19, 3.20 58


2009/2010

CAPITOLUL 3

CIRCUITE LOGICE COMBINAŢIONALE

Sunt circuite logice cu n intrări, m ieşiri şi una sau mai multe intrări de validare la care nivelurile logice de ieşire depind numai de valoarea momentană a nivelurilor logice de intrare. Se fabrică ca şi circuite integrate distincte sau sunt incluse în sisteme numerice integrate pe scară largă. Un CLC real poate avea zeci de intrări şi ieşiri. Pentru descrierea funcţionării lui ar putea fi necesare sute, mii şi chiar milioane de termeni produs ai unei sume sau tabele de adevăr conţinând miliarde de rânduri. Din această cauză, majoritatea problemelor de proiectare a CLC-urilor reale sunt de dimensiuni mult prea mari pentru a putea fi rezolvate prin aplicarea metodelor teoretice. În proiectarea CLC-urilor se lucrează cu câteva structuri de bază (decodificatoare, multiplexoare, comparatoare, etc.) care apar în mod regulat ca blocuri structurale ale sistemelor de mari dimensiuni.

3.1. DECODIFICATOARE Funcţie: Serveşte la identificarea unui cod de intrare cu n biţi prin activarea unei singure ieşiri (din cele m). Fiecare ieşire corespunde unei anumite combinaţii a valorilor de intrare. În general între n şi m există relaţia m = 2n, dar există şi DCD la care m < 2n.

În schemele bloc cele n linii de intrare (care formează codul de selecţie) sunt notate A,B,C,…sau x0, x1, ..., xn-1, iar cele m ieşiri (active pe „1” în varianta a, respectiv pe „0” în varianta b) sunt liniile y0, y1, ..., ym-1. En este o intrare de validare care poate inhiba simultan toate ieşirile DCD. În tehnologie CMOS, în seria 4000 ieşirile DCD disponibile sunt active fie pe „1”, fie pe „0”, iar în tehnologie TTL (implicit şi în seriile CMOS 74HC, 74HCT, 74AC, 74ACT, 74LV, etc.) ieşirile DCD sunt active pe „0”. 59


2009/2010

Cel mai simplu DCD are o intrare şi două ieşiri, fiind realizat cu un inversor. DCD 1:2

DCD 1:2

„0”

„0” „1”

Y0 A Y1

„1”

„1” „0”

Y0 A Y1

Un DCD 2/4 cu ieşirile active pe „0” se realizează cu 4 porţi ŞI-NU şi două inversoare.

Se produc circuitele integrate 74LS139, 74HC(T)139, 74AHC(T)139, 74VHC(T)139 şi 74FCT139(T) care conţin două decodificatoare 2/4 ( n = 2 şi m = 4 ) complet independente, fiecare având o intrare de validare proprie activă pe „0” (G), două intrări de selecţie (A – corespunde lui 20, B – corespunde lui 21) şi patru ieşiri (Y0, Y1, Y2, Y3). ½ 74HCT139

½ 74HCT139

1

G Y0 Y1 A Y2 B Y3

G Y0 Y1 A Y2 B Y3

½ 74HCT139

0

1 1 1 1

½ 74HCT139

G Y0 Y1 A Y2 B Y3

0 0

0 1 1 1

0

G Y0 Y1 A Y2 B Y3

0 1

1 1 0 1

Schema electrică pentru un DCD 3/8 necesită 8 porţi ŞI-NU cu câte 3 intrări. Intrările sunt urmate de perechi de inversoare pentru a asigura ca fiecare intrare să reprezinte o singură sarcină (TTL sau CMOS).

74HC138

G1 G2A G2B

Se produc circuitele integrate 74LS138, 74HC(T)138, 74AHC(T)138, 74VHC(T)138 şi 74FCT138(T) care conţin un decodificator binar 3/8 având o intrare de validare activă pe „1” (G1), două intrări de validare active pe „0” (G2A, G2B), trei intrări de selecţie (A, B, C) şi opt ieşiri (Y0, … Y7,).

A B C

Funcţionarea DCD 74HC138: 74HC138

74HC138

0 0 0 1 0 0

G1 G2A G2B A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

1 1 1 1 1 1 1 1

1 0 0 1 0 0

G1 G2A G2B A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

74HC138

1 0 1 1 1 1 1 1

1 0 0 0 0 1

G1 G2A G2B A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

74HC138

1 1 1 1 0 1 1 1

1 0 0 0 1 1

G1 G2A G2B A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

1 1 1 1 1 1 0 1

- validarea DCD presupune G1 ="1" şi G2 A = G2 B ="0" . Dacă una din aceste condiţii nu este îndeplinită, toate ieşirile sunt inactive (adică sunt pe „1”) indiferent de codul de selecţie A, B, C (figura 1). 60


2009/2010

- dacă DCD este validat corect, este activă (pe „0”) linia de ieşire corespunzătoare codului de selecţie. De exemplu, dacă A = „1” şi B = C = „0” atunci linia Y1 = 0 (figura 2), dacă A = „0”, B = „0”, şi C = „1” atunci linia Y4 = 0 (figura 3) şi dacă A = „0”, B = „1”, şi C = „1” atunci linia Y6 = 0 (figura 4). 74HC138

Obs: Ieşirile DCD reprezintă termenii canonici disjunctivi negaţi ai unei funcţii descrise de un număr de variabile egal cu numărul de biţi ai codului de selecţie al DCD. De exemplu în cazul circuitului 74HC138,

ieşirile reprezintă în ordine termenii canonici P0 = A ⋅ B ⋅ C , P1 = A ⋅ B ⋅ C , P7 = A ⋅ B ⋅ C

G1 G2A G2B A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

P0 = A ⋅ B ⋅ C P1 = A ⋅ B ⋅ C P2 = A ⋅ B ⋅ C P3 = A ⋅ B ⋅ C P4 = A ⋅ B ⋅ C P5 = A ⋅ B ⋅ C P6 = A ⋅ B ⋅ C P7 = A ⋅ B ⋅ C

3.1.1. ALTE TIPURI DE DECODIFICATOARE Principalele DCD realizate în tehnologie TTL sunt: • 74LS42 – DCD care serveşte pentru decodificarea cifrelor zecimale de la 0,..,9, codificate binar; pentru acest DCD m < 2n (DCD 4/10); nu are intrare de validare; • 74LS154 – DCD binar având n = 4 şi m = 16 (DCD 4/16); are două intrări de validare active pe „0”. Principalele DCD realizate în tehnologie CMOS sunt: • 4555 – două DCD 2/4 independente cu ieşirile active pe „1”, fiecare având două intrări, patru ieşiri şi o intrare de validare activă pe „0”; • 4556 – două DCD 2/4 independente cu ieşirile active pe „0”, fiecare având două intrări, patru ieşiri şi o intrare de validare activă pe „0”; • 4028 – DCD 4/10 având n = 4 şi m = 10, cu ieşiri active pe „1” fără intrări de validare; • 4514 – DCD 4/16 cu ieşiri active pe „1”, intrare de validare activă pe „0”; • 4515 – DCD 4/16 cu ieşiri şi intrare de validare active pe „0”.

O categorie aparte de decodificatoare sunt utilizate pentru comanda afişajelor cu 7 segmente. În tehnologie CMOS se fabrică circuitele 4511 şi 4543, cu 4 intrări şi 7 ieşiri, iar în tehnologie TTL se produc circuitele 74ALS47 şi 74ALS247 pentru afişaje cu anod comun, respectiv 74ALS48 şi 74ALS248 pentru afişaje cu catod comun. • 4511 este un latch, decodificator şi etaj de ieşire capabil să furnizeze la ieşire un curent de 25mA, potrivit pentru comanda afişajelor cu 7 LED-uri cu catod comun. Poate afişa şi memora doar cifrele 0...9 (afişează cifrele 6 şi 9 de forma: ); 61


2009/2010

•

4543 este un latch, decodificator şi etaj de ieşire capabil să furnizeze la ieşire un curent de 25mA, potrivit pentru comanda afişajelor cu 7 LED-uri cu catod comun (dacă intrarea PH = „1”), cu anod comun (dacă PH = „0”), respectiv a afişajelor cu cristale lichide. Poate afişa şi memora doar cifrele 0...9 (afişează cifrele 6 şi 9 de forma: ); • 74ALS47 şi 74ALS247 sunt decodificatoare realizate pentru comanda afişajelor cu 7 LED-uri cu anodul comun (ieşirile sunt cu colector în gol), care pot afişa 16 combinaţii (cifrele 0...9 şi alte 5 semne, plus afişaj stins); • 74ALS48 şi 74ALS248 sunt decodificatoare realizate pentru comanda afişajelor cu 7 LED-uri cu catodul comun, care pot afişa 16 combinaţii (cifrele 0...9 şi alte 5 semne, plus afişaj stins); au la ieşiri rezistenţe interne pull-up (2kΩ) ne mai fiind necesară conectarea unor rezistoare externe între ieşirile sale şi afişaj); • 74ALS49 şi 74ALS249 sunt decodificatoare realizate pentru comanda afişajelor cu 7 LED-uri cu catodul comun (ieşirile nu au rezistenţe interne pull-up), care pot afişa 16 combinaţii (cifrele 0...9 şi alte 5 semne, plus afişaj stins); 74ALS49 este identic cu 74ALS48 dar are numai intrarea de validare BI capsula sa fiind de 14 pini. Decodificatoarele 74ALS47, 74ALS48, 74ALS49 afişează cifrele 6 şi 9 de forma , iar 74ALS247, 74ALS428, 74ALS249 de forma .

3.1.2. EXTINDEREA CAPACITĂŢII DE DECODIFICARE Extinderea capacităţii este una din cele mai comune probleme din aria de utilizare a circuitelor integrate digitale, aplicabilă practic la toate tipurile de circuite logice: decodificatoare, codificatoare, multiplexoare, numărătoare, memorii, etc. Temă!!! – problemele de la sfârşitul capitolului - inclusiv problemele indicate din cartea de aplicaţii.

3.1.3. APLICAŢII ALE DECODIFICATOARELOR 1. Identificarea unui cod – este chiar funcţia fundamentală a unui DCD. 2. Implementarea funcţiilor logice de n variabile, unde n corespunde cu numărul intrărilor de selecţie ale DCD. Implementarea funcţiilor logice folosind DCD este foarte avantajoasă pentru că ieşirile unui DCD binar reprezintă termenii P din exprimarea canonică disjunctivă a funcţiilor logice. Cu un DCD se pot implementa mai multe funcţii. Numărul funcţiilor (de acelaşi număr de variabile binare) ce pot fi implementate nu este limitat decât de factorul de branşament la ieşire, ce corespunde ieşirilor DCD.

62


2009/2010

Exista două variante de implementare: • un DCD + o poartă ŞI-NU • un DCD + o poartă ŞI. În primul caz la intrările circuitului ŞI-NU se conectează ieşirile DCD ce corespund termenilor

P cuprinşi în funcţie. Pentru a doua variantă, la intrările circuitului ŞI se conectează ieşirile DCD ce corespund termenilor P (termenii necuprinşi în funcţia pe care dorim s-o implementăm). De exemplu: pentru implementarea funcţiei: F = P0 + P3 + P5 + P7 + P15 , n = 4 se foloseşte un DCD 4/16. a). implementarea cu DCD + ŞI-NU:

F = P0 + P3 + P5 + P7 + P15 = P0 ⋅ P3 ⋅ P5 ⋅ P7 ⋅ P15

Y0 → P0 Y3 → P3

Y0 Y3 Y5

etc.

Y1 Y2 Y4

F

Y7 Y15

Y6 Y8 Y9

b). implementarea cu DCD + ŞI:

F

Y10 Y11 Y12

F = P1 + P2 + P4 + P6 + P8 + P9 + P10 + P11 + P12 + P13 + P14 = = P1 .P2 .P4 .P6 .P8 .P9 .P10 .P11 .P12 .P13 .P14

Y13 Y14

Ca să reducem numărul de intrări folosite, se utilizează varianta cu ŞI-NU pentru funcţii cu maxim 8 termeni P, iar varianta cu ŞI atunci când numărul termenilor care nu apar în funcţie este mai mic de 8. Circuitele ŞI-NU se fabrică cu 2, 3, 4, 8, 13 intrări, pe când circuitele ŞI se fabrică cu 2, 3, 4, 8 intrări.

Temă!!! – problemele de la sfârşitul capitolului - inclusiv problemele indicate din cartea de aplicaţii. 3. Comanda afişajelor cu 7 segmente •

comanda afişajelor cu anod comun utilizând circuite 74HC(T)47:

)

74HCT47

1 1 0 0 1 1 1

•

A B C D LT BI RBI

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6

74HCT47

VCC a b c d e f g

1 0 0 1

a f

b g

Anodul Comun

e

1 1 1

c d

R

A B C D LT BI RBI

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6

VCC a b c d e f g

a f

b g

e R

c d

comanda afişajelor cu catod comun utilizând circuite 74HC(T)49: 74HCT49

1 1 0 0 1 1 1

A B C D LT BI RBI

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6

74HCT49

a b c d e f g

0 1 1 0

a f

b g

e R

Catodul Comun

1 1 1

c d

A B C D LT BI RBI

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6

a b c d e f g

a f

b g

e R

c d

Valoarea rezistoarelor R se determină în funcţie de tensiunea de alimentare şi de caracteristicile LEDurilor afişajului (curentul şi tensiunea în conducţie). Tipic valoarea acestora este cuprinsă între 100 - 500Ω. Rezistoarele R nu sunt necesare dacă se folosesc circuite 74HC(T)48.

63


2009/2010

Intrări de validare: • •

LT (Lamp Test) activă pe „0”, determină aprinderea tuturor segmentelor, permiţând astfel verificarea afişajului; BI/RBO este un pin care poate fi folosit şi ca intrare (BI) şi ca ieşire (RBO). Ca intrare (BI Blanking Input) poate comanda stingerea tuturor segmentelor afişajului sau se poate folosi pentru modulare în intensitate luminoasă a afişajului prin aplicarea unui semnal cu o frecvenţă mai mare de 100Hz şi cu factor de umplere variabil (dacă factorul de umplere este mic, intensitatea luminoasă va fi mică şi invers). Ca ieşire (RBO) este ieşirea corespunzătoare intrării RBI; 74HCT47

X X X X 0 1 1

•

A B C D LT BI RBI

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6

74HCT47

VCC a b c d e f g

X X X X

a f

b g

e R

Afişaj aprins

c

1 0 1

d

A B C D

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6

LT BI RBI

VCC a

a b c d e f g

f

b g

e

Afişaj stins c

d

R

RBI (Ripple Blank Input) este intrarea de mascare a zerourilor nesemnificative.

Prin legarea la masă a intrării RBI, nu se afişează cifra 0 şi, numai în acel moment, la ieşirea RBO se obţine „0”. Pentru stingerea zerourilor nesemnificative se realizează următoarele conexiuni între decodificatoarele care comandă afişajul: intrarea RBI a primului DCD se leagă la „0”; ieşirea sa RBO se conectează la intrarea RBI a următorului DCD. Funcţionare: • afişarea oricărui număr având cifra miilor diferită de zero (de ex. 5306): mii

sute

zeci

7 0

RBI

1 RBO

unităţi

7 1

RBI

74HC47

2 RBO

7 1

RBI

74HC47

3 RBO

7 1

RBI

74HC47

4 RBO

1

74HC47

Primul DCD va afişa orice cifră cu excepţia lui zero şi îşi va menţine ieşirea RBO pe „1”. Astfel următorul DCD (şi toate celelalte) vor afişa orice cifră, inclusiv zero, şi vor avea ieşirea RBO pe „1”.

•

afişarea oricărui număr având cifra miilor egală cu zero (de ex. 0308): mii

sute

zeci

7 0

RBI

1 RBO 74HC47

unităţi

7 0

RBI

2 RBO

7 1

RBI

74HC47

3 RBO 74HC47

7 1

RBI

4 RBO

1

74HC47

Primul DCD nu va afişa cifră zero (va rămâne stins) şi îşi va pune ieşirea RBO pe „0”. Următorul DCD va afişa orice cifră cu excepţia lui zero şi îşi va menţine ieşirea RBO pe „1. Astfel toate celelalte DCD vor afişa orice cifră, inclusiv zero, şi vor avea ieşirea RBO pe „1”. În acest mod se va afişa numărul 308.

Pentru un număr formate din patru sau mai multe cifre devine mult mai economică utilizarea unui singur decodificator şi folosirea unor metode de multiplexare a afişării. 64


2009/2010

4. Validarea mai multor surse de date conectate la o linie partajată. P

La linia partajată de 1 bit sunt conectate 8 surse de date. Acestea sunt validate individual de către un DCD 3/8 cu ajutorul unui cod de selecţie de 3 biţi A, B, C. Dacă 74HCT138 este validat şi codul este A = B= „1” şi C = „0” rezultă Y3 = „0” şi singura sursă de date validată este S.

Q

74HCT138

G1 G2A G2B A B C

G1 G2A G2B A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

Linie partajată

R S T U V W

3.2. DEMULTIPLEXORUL (DMUX) Funcţie: asigură transmiterea datelor provenite de la o singură sursă de date unul din cei m receptori. Selecţia receptorului se realizează printr-un cod de selecţie de n biţi (m = 2n).

Schema bloc a unui DMUX:

Nu se fabrică DMUX-uri dedicate. Funcţia pe care o îndeplineşte indică posibilitatea folosirii pe post de DMUX a oricărui DCD care are cel puţin o intrare de validare. Dacă intrarea de date Di se conectează la o intrare de validare este activă pe „0” datele se transmit nemodificate la ieşirea selectată (se obţine un DMUX neinversor) iar dacă intrarea de date se conectează la o intrare de validare este activă pe „1” datele se transmit inversate la ieşirea selectată (se obţine un DMUX inversor). Modul în care un DCD 74HCT138 devine DMUX şi noua semnificaţie a intrărilor: 74HC138

1 Di: 0, 1 0 1 1 0

G1 G2A G2B A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

74HC138

1 1 1 0, 1 = Di 1 1 1 1

Di: 0, 1 0 0 1 1 0

G1 G2A G2B A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

1 1 1 1, 0 = /Di 1 1 1 1

Dacă Di = G2A şi codul de selecţie este A = 1, B = 1, C = 0, datele prezente la intrarea de date Di se vor regăsi nemodificate la ieşirea Y3 dacă circuitul este validat corect. Dacă Di = G1, pentru acelaşi cod de selecţie, datele ajung inversate la ieşirea Y3. Extinderea capacităţii de demultiplexare se face similar cu extinderea capacităţii de decodificare (Temă!!! - problemele de la sfârşitul capitolului). 65


2009/2010

3.3. MULTIPLEXORUL (MUX) Funcţie: permite transmiterea succesivă a datelor provenite de la m surse de date spre

un receptor unic cu ajutorul unui cod de selecţie de n biţi ( m = 2 n ).

MUX

EN

În cazul general, un MUX este prevăzut cu: • m canale de date de intrare de câte b biţi (D0, D1,…, Dm-1); • un canal ieşire pe b biţi (Y); • un cod de selecţie al canalului de intrare (SEL) de n biţi (m = 2n); • cel puţin o intrare de validare a funcţionării (EN).

Cel mai simplu MUX are 2 intrări (D0 şi D1), o ieşire (Y) şi o intrare de selecţie (A). Funcţionare: Y = D 0 dacă A = 0 ; Y = D1 dacă A = 1 . Ecuaţia care descrie funcţionarea sa este: Y = A ⋅ D0 + A ⋅ D1 .

n SEL b

D0

b

b Y

Dm-1

D0 Y

D1 A

Un MUX 4/1 necesită 4 porţi ŞI-NU, o poartă SAU şi minim 2 inversoare. Funcţionare: Y = D 0 dacă A = B = 0 ; Y = D1 dacă A = 1 şi B = 0 ; Y = D 2 dacă A = 0 şi B = 1 ; Y = D 3 dacă A = B = 1 ; Ecuaţia care-i descrie funcţionarea este: Y = Do ⋅ A ⋅ B + D1 ⋅ A ⋅ B + D2 ⋅ A ⋅ B + D3 ⋅ A ⋅ B .

D0 D1 Y

D2 D3 AB

3.3.1. EXEMPLE DE MULTIPLEXOARE •

74HC(T)151: - este un multiplexor cu m = 8 canale de intrare de 1 bit, 3 linii de selecţie A, B, C, şi un canal de ieşire de 1 bit.

Structura la nivel de porţi şi reprezentarea simbolică: D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

74HC151

C B A /EN

EN A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

66

1

74HC151

74HC151

0

EN A B C

Y Y

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

Y Y

0 1

1 1 0 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7


Y Y

D3


2009/2010

Dacă EN = 1 ieşirea este Y = 0 Dacă

EN = 0 , şi A = B = 1 şi C = 0 , la ieşire se regăsesc datele de la intrarea D3.

Ecuaţia care descrie funcţionarea MUX 74HC151 este: Y = EN ⋅ [ D0 ⋅ ( A ⋅ B ⋅ C ) + D1 ( A ⋅ B ⋅ C ) + D2 ( A ⋅ B ⋅ C ) + D3 ( A ⋅ B ⋅ C ) + + D4 ( A ⋅ B ⋅ C ) + D5 ( A ⋅ B ⋅ C ) + D6 ( A ⋅ B ⋅ C ) + D7 ( A ⋅ B ⋅ C )]

Y = EN ⋅ [D0 ⋅ P0 + D1 ⋅ P1 + ...... + D7 ⋅ P7 ] .

•

74HC(T)251: este aproape identic cu circuitul 74HC(T)151 cu următoarele deosebiri: • ieşirile Y şi Y prevăzute cu inversor şi operator neinversor cu trei stări validate cu semnalul OE activ pe 0 (Output Enable); • nu mai există (şi nici nu mai este necesară) intrarea EN (înlocuită cu OE ). Dacă OE = 1 , ambele ieşiri sunt în stare de impedanţă ridicată Z.

•

74HC(T)157 (4019 şi 4519 în tehnologie CMOS): conţine patru multiplexoare cu două intrări şi o ieşire fiecare (2/1) cu intrare de validare activă pe „0” ( EN ) şi intrare de selecţie (A) comune; m = 2 canale, b = 4 biţi, n = 1 bit.

Structura la nivel de porţi şi reprezentarea simbolică: L1

A

Funcţionare: EN • EN = 1 , liniile L1 şi L2 sunt pe „0” ceea ce determină ca şi toate ieşirile Y0,…,Y3 să fie pe „0”; • EN = 0 , porţile P1, P2 funcţionează pentru semnalul de selecţie ca inversoare: • dacă A = 0 atunci L1 = 1 şi L2 = 0 ; ieşirile porţilor 4 sunt pe „0”, porţile 3 sunt validate şi la ieşiri se regăsesc datele canalului 1 ( Yi = 1Di ); •

L2 1D0

74HC157

1D0 2D0 1D1 2D1 1D2 2D2 1D3 2D3

74HC157

1 Y0 Y1 Y2 Y3

0 0

A EN 1D0 2D0 1D1 2D1 1D2 2D2 1D3 2D3

Y0 Y1 Y2 Y3

0 0 0 0

1D0 2D0 1D1 2D1 1D2 2D2 1D3 2D3

67

74HC157

1D0 2D0 1D1 2D1 1D2 2D2 1D3 2D3

Y0 Y1 Y2 Y3

1D0 1D1 1D2 1D3

P3

2D1

P4

1D2

P3

2D2

P4

1D3

P3

2D3

1 0

A EN

P4

1D1

dacă A = 1 atunci L1 = 0 şi L2 = 1 ; ieşirile porţilor 3 sunt pe „0”, porţile 4 sunt validate şi la ieşiri se regăsesc datele canalului 2 ( Yi = 2 Di );

A EN

P3

2D0

1D0 2D0 1D1 2D1 1D2 2D2 1D3 2D3

P4

74HC157

A EN 1D0 2D0 1D1 2D1 1D2 2D2 1D3 2D3

Y0 Y1 Y2 Y3

2D0 2D1 2D2 2D3

Y0

Y1

Y2

Y3


Dacă EN = 1 toate ieşirile sunt Yi

2009/2010

= 0.

EN = 0 , şi A = 0 la ieşiri se regăsesc datele de la intrările 1Di. Dacă EN = 0 , şi A = 1 la ieşiri se regăsesc datele de la intrările 2Di. Dacă

•

74HC(T)153 (4539 în tehnologie CMOS): două multiplexoare cu 4 linii de intrare, o ieşire şi o intrare de validare fiecare (4/1 având m = 4 canale, b = 2 biţi, n = 2 bit), codul de selecţie (A, B) este comun ambelor multiplexoare. 74HC153

1

A B 1EN 1D0 1D1 1Y 1D2 1D3 2EN 2D0 2D1 2Y 2D2 2D3

Dacă intrările de validare EN = 1 ieşirile sunt Yi = 0 . Dacă 1EN = 0 , şi A = 0 şi B = 1 la ieşirea 1Y se regăsesc datele de la intrarea 1D2 iar la ieşirea 2Y se regăsesc datele de la intrarea 2D2.

74HC153


0 1 0 1D0 1D1 1D2 1D3 0 2D0 2D1 2D2 2D3

0

0

74HC153

A B 1EN 1D0 1D2 1D1 1Y 1D2 1D3 2EN 2D0 2D2 2D1 2Y 2D2 2D3

3.3.2. EXTINDEREA CAPACITĂŢII DE MULTIPLEXARE 1. Extinderea numărului de canale m, fără modificarea numărului de biţi b pe canal; 2. Extinderea numărului de biţi b, fără modificarea numărului de canale m; 3. Extinderea numărului de canale m şi a numărului de biţi b pe canal. Temă!!! – problemele de la sfârşitul capitolului - inclusiv problemele indicate din cartea de aplicaţii.

3.3.3. APLICAŢII ALE MULTIPLEXOARELOR 1. Transmiterea succesivă a datelor de la m surse de date la un singur receptor (aplicaţia fundamentală). De exemplu: transmiterea succesivă a datelor de 1 bit provenite de la 8 surse de date spre un unic receptor se face cu un 74HC151. Cele 8 emiţătoare se conectează la intrările de date. Ieşirea reprezintă receptorul. Codurile de selecţie sunt furnizate de către un numărător pe 3 biţi. Acest circuit are, în principiu, o intrare de tact (CK) şi trei ieşiri. În starea sa iniţială, toate ieşirile sunt pe „0”, apoi la fiecare impuls aplicat intrării de tact, ieşirile comută în stările următoare (000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111, 000, 001, ….). Astfel se generează, în ordine, toate codurile de selecţie şi, la ieşire, se vor regăsi, în ordine datele furnizate de cele 8 emiţătoare. 68

74HC151

EN CK

Num. 3 biţi

8 emiţătoare de 1 bit

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

Y Y

1 receptor de 1 bit


2009/2010

2. Conversia paralel-serie a unui cuvânt binar de m biţi se bazează pe utilizarea unui MUX cu m canale de câte 1 bit. 74HC151 De exemplu, pentru conversia paralel-serie a unui cuvânt binar de 8 biţi se poate folosi MUX 74HC151. Cei 8 biţi ai cuvântului binar se aplică paralel la intrările de date ale MUX-ului. Codurile de selecţie sunt furnizate, în ordine, de către un numărător pe 3 biţi. La ieşirea MUX-ului apar succesiv, bit cu bit, cei 8 biţi ai cuvântului binar. După 8 impulsuri de tact (CK) la ieşire se obţine întregul cuvânt, în formă serială.

EN Num. 3 biţi

CK

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

8 intrări paralel

Y Y

Ieşirea serie

3. Implementarea funcţiilor logice Spre deosebire de DCD care permit implementarea unui număr oricât de mare de funcţii în acelaşi timp, MUX-ul, având o singură ieşire, permite implementarea unei singure funcţii logice. În acest scop, se utilizează MUX-uri care au b = 1. Implementarea se bazează pe relaţia de funcţionare a MUX-ului care exprima dependenţa ieşirii Y de codul de selecţie şi datele de intrare. Prin utilizarea unui MUX care are codul de selecţie de n biţi se pot implementa orice funcţii de: • n variabile (conectate la intrările codului de selecţie, intrările de date fiind conectate la „0” sau „1”); • n + 1 variabile (n variabile conectate la intrările de selecţie şi o variabilă la intrările de date); • n + 2(3,4,5,…) variabile dacă una (2,3,4,..) se pot da factor comun (variabilele care se dau factor comun se conectează direct sau prin intermediul unor porţi logice la intrarea de validare).

Temă!!! – problemele de la sfârşitul capitolului - inclusiv problemele indicate din cartea de aplicaţii.

3.4. CODIFICATORUL (CD) Funcţie: furnizează, la ieşire, un cod de n biţi corespunzător aceleia dintre cele m intrări ale sale care este activată. De regulă, CD are m linii de intrare iar codul este furnizat pe n biţii. Fiecărei linii de intrări îi corespunde un cod distinct, fiind valabilă relaţia: n≥log2m. Exemplificarea structurii interne a unui codificator se face considerând codificarea în binar a cifrelor zecimale 0,…, 9. În acest caz sunt necesare m = 10 intrări iar numărul de biţi ai codului de ieşire este n≥log210 = 3,33. Deoarece numărul de biţi trebuie să fie un număr întreg, se alege n ≥ 4. Reprezentarea simbolică a unui astfel de CD evidenţiază cele 10 intrări (I0, …, I9) şi cele 4 ieşiri (Y0, …, Y3). Cu ajutorul celor 4 biţi de la ieşire s-ar putea codifica 16 intrări. În această aplicaţie 6 dintre codurile posibile nu se vor utiliza (sunt redundante). Din cele 16 coduri posibile, se aleg primele 10 coduri în ordine naturală crescătoare. Tabelul de funcţionare al codificatorului este: CD

I9 I8 I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

Y3 Y2 Y1 Y0

Linia activă I0 I1 I2 I3 I4 I5 I6 I7 I8 I9

69

Y3

Y2

Y1

Y0

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1


2009/2010

Cele 4 ieşiri se determină cu relaţiile: Y3 = I 8 + I 9 , Y2 = I 4 + I 5 + I 6 + I 7 ,

Y1 = I 2 + I 3 + I 6 + I 7 , Y0 = I1 + I 3 + I 5 + I 7 + I 9 . Obs.1:. În aceste funcţii nu intervine I0. Înseamnă că dacă intrările I1,....I9 sunt inactive (adică sunt toate pe „0”), codul furnizat la ieşiri trebuie să fie 0000. Obs.2: CD nu se fabrică ca şi circuite integrate distincte. Ele fac parte din structura internă a unor circuite cu complexitate mai mare. CD Dezavantajul major al acestor codificatoare (denumite neprioritare) este acela că, nu funcţionează corect în situaţii în care se activează simultan două sau mai multe intrări. De exemplu dacă se activează simultan intrările I6 si I9, atunci codul de ieşire este 1111. CD neprioritare se pot utiliza în aplicaţii în care nu sunt activate simultan două sau mai multe intrări.

1 1

I9 I8 I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

Y3

1

Y2

1

Y1

1

Y0

1

3.4.1. CODIFICATOARE PRIORITARE (CDP) Principalele proprietăţi ale CDP: • CDP se fabrică ca şi CI distincte, dar pot fi şi integrate în CID mai complexe; • înlătură principalul dezavantaj al CD-urilor neprioritare. În cazul activării simultane a două sau mai multe intrări, CDP furnizează la ieşire codul corespunzător intrării cu cea mai mare prioritate dintre cele activate. CDP atribuie priorităţi intrărilor. Uzual, intrarea cu indice mai mare este prioritară faţă de intrările cu indicele mai mic. În cazul activării simultane a două sau mai multe intrări, codul de ieşire va corespunde intrării cu prioritate maximă. Gradul de prioritate al intrării se stabileşte prin structura internă a circuitului integrat Un CDP cu 8 intrări prioritare are reprezentarea simbolică: • I7 - intrarea cu prioritate maximă; • I0 – intrarea cu prioritate minimă; • Y0, Y1, Y2 – cele trei ieşiri la care se obţine codul corespunzător intrării activate; • EI (ENABLE INPUT) – intrare de validare (dacă circuitul nu este validat, ieşirile Y0, Y1, Y2 sunt pe „0”); • EO (ENABLE OUTPUT) – ieşire de validare, utilizată pentru validarea intrării EI a unui circuit similar cu intrări având prioritate imediat inferioară în cazul în care nu este activată nici o intrare I7,...I0. Funcţionarea ieşirii EO poate fi descrisă de relaţia: EO = EI ⋅ ( I 7 ⋅ I 6 ⋅ ... ⋅ I 0 ) .

70


2009/2010

3.4.2. DETERMINAREA STRUCTURII UNUI CODIFICATOR PRIORITAR CU 8 INTRĂRI ŞI 3 IEŞIRI Prima etapă: - reprezentarea tabelului de funcţionare pentru un CD neprioritar cu 8 intrări şi un cod de ieşire pe 3 biţi. Linia activă

Y2'

Y1'

Y0'

I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

1 1 1 1 0 0 0 0

1 1 0 0 1 1 0 0

1 0 1 0 1 0 1 0

Y2' = I 7 + I 6 + I 5 + I 4 , Y1' = I 7 + I 6 + I 3 + I 2 ,

Y0' = I 7 + I 5 + I 3 + I1 .

Etapa 2: Fiecărei intrări i se atribuie o anumită prioritate. Atribuirea se face cu ajutorul unor variabile intermediare Z care substituie variabilele I:

Z 7 = I 7 – corespunde intrării cu prioritate maximă; Z 6 = I 7 ⋅ I 6 – dacă I7 nu este activată, I6 rămâne cea mai prioritară intrare; Z 5 = I 7 ⋅ I 6 ⋅ I 5 – dacă I7 şi I6 sunt inactivate, I5 rămâne cea mai prioritară intrare; … Z 0 = I 7 ⋅ I 6 ⋅ I 5 ⋅ I 4 ⋅ I 3 ⋅ I 2 ⋅ I1 ⋅ I 0 – dacă I7, I6, …, I1 sunt inactivate, I0 rămâne cea mai prioritară intrare;

Etapa 3: Funcţiile de ieşire ale codificatorului prioritar sunt: Y2 = Z 7 + Z 6 + Z 5 + Z 4 , Y1 = Z 7 + Z 6 + Z 3 + Z 2 , Y0 = Z 7 + Z 5 + Z 3 + Z1 . În ultimele relaţii se înlocuiesc variabilele Z cu relaţiile lor de definire (conform etapei 2) şi se obţin dependenţele ieşirilor Y în funcţie de intrările prioritare. Acestea se minimizează şi apoi se implementează.

3.4.3. CODIFICATORUL PRIORITAR 74HC(T)148 74HC(T)148 este cel mai utilizat CDP. Caracteristicile sale sunt: • 8 intrări active pe „0” – I7, …, I0 dintre care: • I7 este intrarea cu prioritate maximă; • I0 este intrarea cu prioritate minimă; • Y0, Y1, Y2, trei ieşiri active pe „0” la care se obţine codul corespunzător intrării activate. • EI (Enable Input) intrare de validare activă pe „0”; 71

74HCT148

EI I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

Y2 Y1 Y0 GS EO


•

2009/2010

EO (Enable Output) ieşire de validare activă pe „0” dacă circuitul este validat şi nici una dintre intrările I0,…,I7 nu este activată; GS (Group Select) ieşire activă pe „0” dacă circuitul este validat şi cel puţin una dintre intrările circuitului este activă.

•

Exemplificarea funcţionării circuitului 74HC(T)148: 74HCT148

1

• •

EI I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

Y2 Y1 Y0 GS EO

74HCT148

74HCT148

1 1 1 1 1

0 1 1 1 1 1 1 1 1

EI I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

Y2 Y1 Y0 GS EO

0 1 0 1 1 1 1 1 1

1 1 1 1 0

EI I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

74HCT148

0 1 1 0 1 1 0 1 1

0 0 1

Y2 Y1 Y0

0 1

GS EO

EI I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

Y2 Y1 Y0 GS EO

0 1 0 0 1

dacă EI = 1 , circuitul nu este validat, toate ieşirile sunt pe 1; dacă EI = 0 : • toate intrările sunt pe 1, Y0, Y1, Y2, şi GS sunt pe 1, EO = 0 ; • numai intrarea I6 = 0, Y0 = 1, Y1 = Y2 = 0, GS = 0 şi EO = 1 ; • intrările I5 şi I2 activate simultan, se obţine la ieşiri codul corespunzător intrării cu prioritate mai mare adică I5; Y0 = 0, Y1 = 1, Y2 = 0, GS = 0 şi EO = 1 .

3.4.4. EXTINDEREA NUMĂRULUI DE INTRĂRI ALE CDP Pentru obţinerea unui CDP cu 16 intrări se folosesc două circuite 74HC(T)148 conectate ca în figură. Primul circuit este prioritar faţă de al doilea. Intrările, active pe „0”, sunt I15, I14, …, I0 (I15 are prioritate maximă). Ieşirea Y0 este ieşirea Y01 a primului circuit sau ieşirea Y02 a circuitului 2 ( Y0 = Y01 + Y02 ). Ieşirea Y3 este chiar ieşirea EO1 deoarece ea este activă când este activată una dintre liniile I15, …., I8. 74HCT148

Funcţionare: • Dacă circuitul 1 are cel puţin o intrare activă GS1 = 0 (implicit GS = 1 ) şi EO1 = 1 şi circuitul 2 nu este validat. Codul de ieşire va corespunde intrării activate cu prioritatea cea mai mare a circuitului 1. De ex. dacă cea mai prioritară intrare este I13, se obţine la ieşire codul Y3Y2Y1Y0 – 1101, Y3 = 1 deoarece EO1 = 1 ; • Dacă circuitul 1 nu are nici o intrare activă EO1 = 0 , atunci circuitul 2 este validat. Dacă una din intrările circuitului 2 este activă, atunci GS 2 = 0 (implicit GS = 1 ). Dacă, de ex. este activă linia I4 se obţine la ieşire codul Y3Y2Y1Y0 – 0100, Y3 = 0 deoarece EO1 = 0 ;

72

I15 I14 I13 I12 I11 I10 I9 I8

EI I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

1

y2 = y21 + y22

Y2 Y1 Y0

y1 = y11 + y12

GS EO

y0 = y01 + y02

y3 = EO1 74HC148

I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

EI I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

2 Y2 Y1 Y0 GS EO

GS = GS 1 + GS 2


2009/2010

• Dacă nici una din cele 16 intrări nu este activă, ambele circuite sunt validate, iar codul de ieşire este Y3Y2Y1Y0 – 0000 şi GS = 0 .

3.4.5. APLICAŢII ALE CDP Aplicaţia principală: arbitrarea întreruperilor într-un microsistem realizat cu un microprocesor sau microcontroler: Cerere întrerupere periferic 7 74HCT148

Periferice

0 1 1 1 1 1 1 1

EI I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1 I0

0 0 0

Y2 Y1 Y0 GS EO

Microprocesor

0 1

- acestea prelucrează informaţia într-o anumită succesiune stabilită de programul principal; - microsistemul este interconectat cu periferice; - programul principal poate fi întrerupt printr-o solicitare din partea unui periferic; - satisfacerea unei solicitări de întrerupere din partea unui periferic are loc astfel: - perifericul pune pe „0” linia de intrare care-i corespunde; - astfel se activează GS ( GS = 0 ), atenţionând microprocesorul că a fost cerută o întrerupere; - microprocesorul termină secvenţa de lucru din programul principal şi trece la deservirea întreruperii; - el citeşte codul furnizat de CDP, şi pe baza acestuia face un salt la adresa de început a subrutinei de deservire a perifericului; - se execută subrutina de deservire a perifericului; - după terminarea acesteia, microprocesorul revine la programul principal; - dacă mai sunt şi alte cereri de întrerupere, microprocesorul le deserveşte în ordinea priorităţii, până când GS = 1 .

3.5. COMPARATORUL NUMERIC (CN) Funcţie: determină valoarea relativă a două numere binare, A şi B, care au acelaşi număr de biţi. Dacă numerele sunt de b biţi A (ab-1ab-2…a1a0) şi B (bb-1bb-2…b1b0), comparatorul are 2b intrări şi următoarele ieşiri: • Fe→ activă dacă cele două numere sunt egale (A = B); • Fs→ activă dacă numărul A este mai mare decât numărul B (A > B); • Fi→ activă dacă numărul A este mai mic decât numărul B (A < B); Obs: 1. Nu întotdeauna comparatorul numeric are trei ieşiri. Fi poate lipsi, ea obţinându-se cu relaţia Fi = Fs .Fe . 73


2009/2010

2. Sunt adevărate şi relaţiile Fe = Fs .Fi şi Fs = Fe .Fi . Un CN pentru două numere binare A şi B de b biţi se compune din b comparatoare elementare pentru două numere binare de câte un bit (acelaşi bit pentru A şi B) şi din alte circuite auxiliare.

3.5.1. COMPARATOARE NUMERICE ELEMENTARE Comparatoarele numerice elementare compară două numere binare A = (a0) şi B = (b0) de 1 bit. Ele funcţionează pe baza următorului tabel: a0

b0

Fe

Fs

Fi

0 0 1 1

0 1 0 1

1 0 0 1

0 0 1 0

0 1 0 0

Ieşirile comparatorului se determină cu relaţiile: Fe = a0 ⋅ b0 + a0 ⋅ b0 = a0 ⊕ b0 Fs = a0 ⋅ b0

a0 b0

Fe

Fs

Fi = a0 ⋅ b0 Schema comparatorului numeric elementar:

Fi

3.5.2. COMPARATOARE NUMERICE PE 4 BIŢI Compară două numere binare de câte 4 biţi: A = (a3a2a1a0) şi B = (b3b2b1b0). a). Cele două numere A şi B sunt egale dacă toţi biţii de acelaşi rang sunt egali între ei. Această condiţie se scrie sub forma: Fe = f e3 ⋅ f e 2 ⋅ f e1 ⋅ f e0 ; b) Condiţia de superioritate Fs: A > B dacă (a3>a3) SAU (a3=b3 ŞI a2>b2) SAU (A3=B3 ŞI A2=B2 ŞI A1>B1) SAU (A3=B3 ŞI A2=B2 ŞI A1=B1 ŞI A0>B0) adică: Fs = f s3 + f e3 f s 2 + f e3 f e 2 f s1 + f e3 f e 2 f e1 f s 0 c) Condiţia de inferioritate Fi: A < B se obţine la fel ca cea de superioritate: Fi = f i3 + f e3 f i 2 + f e3 f e 2 f i1 + f e3 f e 2 f e1 f i 0 Relaţiile obţinute se implementează cu porţi ŞI şi SAU.

3.5.3. COMPARATOR NUMERIC PE 4 BIŢI 74HC(T)85 74HC(T)85 este un CN pentru două numere binare A şi B de câte 4 biţi. Are: • de două ori câte 4 intrări pentru biţii numerelor A şi B;

74


2009/2010

• 3 intrări de interconectare Fe' , Fs' , Fi' , cu un comparator de 4 biţi cu semnificaţie imediat inferioară; • trei ieşiri Fe, Fs şi Fi. Implementarea lui Fe se face pe baza relaţiei:

a0 , a1 , a 2 , a3 b0 , b1 , b2 , b3

4 Fe' Fs' Fi'

4 Fe

74HCT85

Fs

Fi

Fe = f e0 f e1 f e 2 f e3 Fe'

Dacă se compară biţii de rang 0...3, Fe' se pune pe „1” iar dacă se compară biţii de rang 4…7 (sau mai mare), Fe' se conectează la ieşirea Fe a circuitului anterior. Implementarea lui Fs se face pe baza relaţiei: Fs = f s3 + f e3 f s 2 + f e3 f e 2 f s1 + f e3 f e 2 f e1 f s 0 + f e3 f e 2 f e1 f e0 Fs' .

Dacă se compară biţii de rang 0…3, Fs' se leagă la „0” iar dacă se compară biţii de rang 4...7 (sau mai mare) Fs' se conectează la ieşirea Fs a circuitului anterior. Implementarea lui Fi se face la fel ca implementarea lui Fs.

3.5.4. COMPARATOR NUMERIC PE 8 BIŢI REALIZAT CU CIRCUITE 74HCT85 Schema comparatorului pentru două numere binare pe 8 biţi A (a7a6…a1a0) şi B (b7b6…b1b0) este: a4 , a5 , a6 , a7 b4 , b5 , b6 , b7 a , a , a , a b ,b ,b ,b 0 1 2 3

+5V

0 1 2 3

4 Fe' Fs' Fi'

4

4 Fe' Fs' Fi'

Fe 74HCT85

Fs

1

Fi

4 Fe

74HCT85

Fs

2

Fi

Comparatorul 1 are influenţă asupra deciziei comparatorului 2, doar dacă a4=b4, a5=b5, a6=b6, a7=b7.

3.5.5. COMPARATOR NUMERIC PE 8 BIŢI 74HC(T)682 74HC682

74HC(T)682 are 2 x 8 intrări active pe „1” şi două ieşiri Fe, Fs active pe „0”. Obţinerea ieşirii Fi necesită utilizarea unei porţi ŞI-NU cu două intrări.

8 A B

A Fe 8

B Fs

Fe

Fs Fi

3.5.6. COMPARATOR NUMERIC PE 16 BIŢI REALIZAT CU CIRCUITE 74HC(T)682 Se utilizează două circuite 74HC(T)682 conectate ca în figură. Realizarea sa se bazează pe relaţiile:

Fe = Fe1 ⋅ Fe 2 = Fe1 + Fe 2 75


2009/2010

Fs = Fs 2 + Fe 2 ⋅ Fs1 = Fs 2 + Fe 2 + Fs1 = Fs 2 ⋅ ( Fe 2 + Fs1 ) . 74HC682

8 A Fe

a0 ,..., a7

8 b0 ,..., b7

B Fs 1

Fe1

Fe

Fs1

74HC682

8 A Fe

a8 ,..., a15 b8 ,..., b15

8

B Fs 2

Fe2

Fs

Fs 2

3.6. SUMATORUL Funcţie: permite efectuarea operaţiilor aritmetice de adunare (sau scădere) cu două numere binare având un număr egal de biţi. Orice sumator pe mai mulţi biţi este construit din sumatoare elementare pe un bit. Sumatoarele elementare pe un bit pot fi: • semisumatoare (sumatorul pentru bitul zero) care nu ţine seama de transportul de la bitul cu semnificaţie imediat inferioară; • sumatoare complete pe un bit care ţin cont de transportul de la bitul cu semnificaţie imediat inferioară.

3.6.1. SEMISUMATORUL Semisumatorul are: • două intrări pentru cele două numere binare de 1 bit notate cu x0 şi y0; • două ieşiri care generează: • S0 – suma celor două numere; • C1 – transportul către bitul 1 (Carry). Pe baza tabelului de funcţionare se deduce structura internă a semisumatorului. x0 0 1 0 1

y0 0 0 1 1

S0 0 1 1 0

C1 0 0 0 1

3.6.2. SUMATORUL COMPLET PE UN BIT Sumatorul complet pe un bit ţine cont de transportul de la bitul de semnificaţie imediat inferioară Cn. Are intrările Xn, Yn, Cn şi ieşirile Sn, Cn+1. Funcţionarea sa se bazează pe tabelul: 76


2009/2010

xn 0 0 1 1 0 0 1 1

yn 0 0 0 0 1 1 1 1

Cn 0 1 0 1 0 1 0 1

Sn 0 1 1 0 1 0 0 1

Cn+1 0 0 0 1 0 1 1 1

Din tabel se deduc relaţiile care-i descriu funcţionarea: S n = X n Yn Cn + X n Yn Cn + X nYn Cn + X nYn Cn = Cn( X n Yn + X nYn ) + + Cn ( X nYn + X n Yn ) = Cn ⋅ X n ⊕ Yn + Cn ⋅ X n ⊕ Yn = Cn ⊕ X n ⊕ Yn Cn +1 = X n Yn C n + X nYn Cn + X nYn Cn + X nYn Cn = = Cn ( X nYn + X nYn ) + X nYn (Cn + Cn ) = = Cn ⋅ X n ⊕ Yn + X nYn Prin implementarea relaţiilor obţinute anterior, se obţine următoarea schemă a sumatorului complet de 1 bit. Timpii de propagare de la intrări la ieşiri (considerând t p XOR = 3 ⋅ t p ŞI − NU şi t p ŞI = t p SAU = 1,5 ⋅ t p ŞI − NU ) sunt: t p S = 2 ⋅ t p XOR = 6 ⋅ t p ŞI − NU t pC = t p XOR + t p ŞI + t p SAU = 6 ⋅ t p ŞI − NU Pentru realizarea unor sumatoare rapide pe mai mulţi biţi este esenţial ca generarea transportului să se facă într-un timp cât mai scurt. Prin înlocuirea porţilor ŞI şi SAU cu porţi ŞI-NU se obţine:

t pC = t p XOR + 2 ⋅ t p ŞI − NU = 5 ⋅ t p ŞI − NU . Reducerea, în continuare, a timpului de propagare se poate face, prin minimizarea relaţiei lui transportului Cn+1 cu ajutorul diagramei VK. Relaţia de definirea a lui Cn+1 este:

Dacă se consideră Xn bitul de semnificaţie minimă (A), Yn bitul (B) şi Cn bitul (C) atunci diagrama VK este: Cn +1 = X n Cn + Yn Cn + X nYn

77

XnYn

Xn

C n +1 = X n Yn C n + X nYn C n + X nYn C n + X nYn C n 0

Cn

4

XnCn

1 5

3

1

7

1 1

2

1 6 Yn

XnCn


2009/2010

Prin implementare se obţine schema (şi reprezentarea simbolică aferentă):

Co

Timpul de propagare obţinut este t pC = t p ŞI + t p SAU = 3 ⋅ t p ŞI − NU . Prin înlocuirea porţilor ŞI şi SAU cu porţi ŞI-NU se obţine t pC = 2 ⋅ t p ŞI − NU

3.6.3. SUMATORUL BINAR PE 4 BIŢI 74HC(T)83 Schema acestui sumator este formată din patru sumatoare complete pe un bit interconectate ca în figură

Intrarea C0 se conectează la „0” dacă circuitul este folosit pentru însumarea a două numere cu 4 biţi, deoarece nu există transport de la un bit cu semnificaţie mai mică. Când se extinde numărul de biţi folosind două sau mai multe circuite conectate în cascadă se leagă intrarea C0 la ieşirea C4 a circuitului anterior. Acest sumator este un sumator cu propagarea succesivă a transportului. Valorile corecte ale sumelor se stabilesc succesiv în timp începând cu S0 şi terminând cu S3 pe măsura generării succesive a transportului de la un sumator elementar la altul. Întârzierea cea mai mare apare pentru numerele: când fiecare sumator de 1 bit generează un transport de „1”. Timpul în care se obţine suma corectă la ieşiri, în cel mai defavorabil caz, poate fi de sute de ns (foarte, foarte mare şi deranjant!)

3.6.4. SUMATORUL BINAR PE 4 BIŢI 74HC(T)283 Circuitul 74HC(T)283 reprezintă un sumator cu transport anticipativ, care prin creşterea complexităţii schemei sumatoarelor de 1 bit permite generarea anticipativă, mult mai rapidă, a transporturilor C4, C3, C2, C1. Acest lucru asigură obţinerea unui timp de propagare până la stabilirea unor valori ferme la toate ieşirile de cel mult 50ns. Suma aferentă bitului i se obţine cu relaţia: si = xi ⊕ yi ⊕ ci . 78


2009/2010

Transportul ci se generează de către blocul CLA din intrările x0, xi-1, y0, yi-1 şi c0. Blocul (matricea) de anticipare a transportului Carry Lock Ahead (CLA) funcţionează pe baza următoarelor principii: xi yi • etajul i generează transport (ci+1=1) dacă xi = yi = „1”;

• etajul i propagă transportul venit din exterior (ci+1=1) dacă cel puţin una din intrările xi sau yi este pe „1”. Notând: pi = xi + yi şi ieşirea de transport se scrie sub forma: Ci +1 = qi + pi ⋅ ci

q i = xi ⋅ y i

xo xi-1 yo yi-1 co

CLA

si

ci

Dezvoltând recursiv această relaţie, se obţine: c1 = q0 + p0 ⋅ c0 c2 = q1 + p1 ⋅ c1 c2 = q1 + p1 ⋅ q0 + p1 ⋅ p0 ⋅ c0 c3 = q 2 + p 2 ⋅ c 2 c3 = q2 + p2 ⋅ q1 + p2 ⋅ p1 ⋅ q0 + p2 ⋅ p1 ⋅ p0 ⋅ c0 c 4 = q 3 + p 3 ⋅ c3 c4 = q3 + p3 ⋅ q2 + .. Astfel transportul aferent bitului i (ci) se generează cu o întârziere de 4,5tpŞI-NU datorată celor două porţi SAU şi a porţii ŞI necesare pentru implementarea lui ci. Există şi 74HC(T)583 care adună 2 numere zecimale codate binar. Se generează semnalul C4 dacă suma depăşeşte numărul 9. Dacă la o intrare se aplică un cod între 10-15 el face automat conversia şi generează carry.

3.6.5. DIFERENŢIATORUL PENTRU DOUĂ NUMERE BINARE PE 4 BIŢI REALIZAT CU 74HC83 SAU 74HC283 Sumatoarele pot fi folosite şi pentru a obţine diferenţa a două numere binare. Diferenţa X-Y se scrie sub forma unei adunări de forma X + (-Y). Numărul –Y este inversul numărului Y şi se obţine în complement faţă de doi, adică se inversează bit cu bit şi la rezultatul final se adaugă un 1 ( − Y = Y + 1 ). De ex.

• • •

7 = 0111 -7 = 1000+0001=1001

Un diferenţiator se obţine dacă: se conectează 4 inversoare la intrările Y; se leagă C0 la „1”; se modifică semnificaţia transportului Carry în împrumut /Barrow.

Obs: Orice sumator de n biţi poate fi făcut să funcţioneze ca un circuit de scădere complementând bit cu bit scăzătorul şi tratând semnalele de transport (din şi spre exterior) ca semnale de împrumut (din şi spre exterior) cu nivel activ opus.

79


2009/2010

3.6.6. UNITĂŢI ARITMETICE-LOGICE (ALU) Sunt CLC-uri care pot realiza diferite operaţii aritmetice şi logice cu doi operanzi de b biţi. Operaţia ce urmează a fi executată este selectată cu ajutorul unor intrări de selecţie. ALU tipice lucrează cu doi operanzi de câte 4 biţi şi au între 3 şi 5 intrări de selecţie permiţând realizarea a până la 32 de funcţii diferite. Cel mai reprezentativ circuit: 74HC(T)181: • 2x4 intrări active pe „0” pentru cei doi operanzi; • 4 ieşiri active pe „0” (Y0,…,Y3); • 4 intrări (active pe „1”) de selecţie a funcţiei îndeplinite (S0,…,S3); • intrare „M” prin care se selectează tipul operaţiei efectuate: • M = „0” – operaţii aritmetice; • M = „1” – operaţii logice; • intrare de transport de la bitul de semnificaţie inferioară „CIN”; • ieşire de transport spre bitul de semnificaţie superioară „COUT”;

74HCT181 4

S0,…,S3 b0,…,b3 a0,…,a3

4 4

A B C

Y0 Y1 Y2 Y3

M

COUT

CIN

Dacă M = „1” se efectuează operaţii logice, fiecare ieşire fiind funcţie numai de intrările celor doi operanzi. Între etaje nu se propagă transport iar CIN şi COUT sunt ignorate. Dacă M = „0” se efectuează operaţii aritmetice, între etaje se propagă transporturi, se ţine cont de intrarea CIN şi se generează transport la ieşirea COUT. Circuitele 74HC181 se pot cascada obţinându-se ALU pentru operanzi cu mai mult de 4 biţi. Alte ALU sunt 74HC(T)381 şi 74HC(T)382. Acestea au numai 3 intrări de selecţie a funcţiilor realizând cele mai uzuale operaţii (A minus B, B minus A, A plus B, A ⊕ B , A+B, AB). Singura deosebire dintre cele două constă în faptul că la 381 generarea transportului se face succesiv iar la 382 anticipativ.

3.7. DETECTOR/GENERATOR DE PARITATE/IMPARITATE Este un CLC care determina paritatea sau imparitatea numărului de intrări aflate pe „1”, generând un bit de paritate sau imparitate. Este utilizat pentru detectarea erorilor de transmisie a informaţiei binare. Se bazează pe detectoare elementare de imparitate/paritate cu două intrări care funcţionează conform tabelului: I0 0 1 0 1

I1 0 0 1 1

IMP 0 1 1 0

PAR 0 0 0 1

I0 I1

IMP

I0 I1

PAR

Obs: Din tabelul de funcţionare se deduce că: - ieşirea detectorului de IMPAR este pe „1” dacă la intrări se aplică un număr impar de „1”. - ieşirea detectorului de PAR este pe „1” dacă la intrări se aplică un număr par de „1”.

Generatoarele de imparitate pentru un număr mai mare de biţi se bazează pe următoarele structuri: 80


2009/2010

1. Structură în lanţ: Caracteristicile acestei structuri pentru n intrări sunt: • numărul de porţi XOR folosite pentru n intrări: n-1; • timpul de propagare pe traseul cel mai lung t p = (n − 1) ⋅ t pXOR ;

•

1 0

I0 I1 I2 In-1

numărul de intrări n poate fi şi par şi impar.

I0 I1

2. Structură arborescentă: Caracteristicile acestei structuri sunt: • numărul de porţi XOR folosite pentru n intrări: n-1; • timpul de propagare t p = (log 2 n) ⋅ t pXOR este mai

I2 I3

1 1

0

IMP

0

1(0) 0(0) 1(0) 1(1)

1(1) I4 0(0)

1

1(0) 1(1) 0(1)

IMP

1(1)

1(0)

I5

mic decât la structura în lanţ;

I6 I7

• numărul de intrări n trebuie să fie par.

0(0) 1(0)

0(1) 1(0)

Orice detector de imparitate se poate transforma într-unul de paritate prin folosirea unui inversor suplimentar. Astfel de circuite permit utilizatorului, în funcţie de aplicaţie, să aleagă funcţia îndeplinită, stabilind printr-un bit dacă circuitul funcţionează ca un detector de paritate (PAR) sau imparitate (IMPAR). Funcţionare: • •

P = „1”, ultimul XOR este un inversor, se obţine un detector de paritate; P = „0”, ultimul XOR este un operator neinversor, se obţine un detector de imparitate.

3.7.1. DETECŢIA UNEI ERORI LA TRANSMISIA DATELOR Un sistem de transmisie a datelor este format dintr-o sursă de date pe 4 biţi şi un receptor de date. Pe firele de legătură dintre sursă şi receptor pot să apară perturbaţii care să modifice o anumită dată transmisă. Sistemul permite detecţia unei singure erori de transmisie. Pentru detecţia acesteia se utilizează un generator de IMPAR la emisie şi un detector de PAR/IMPAR la recepţie. Perturbaţii

1

Sursă de date

0

0

1

1

1

1

I0 I1 I2 I3 P Y

1

Generator de imparitate

Perturbaţii

1

1

Receptor de date

I0 I1 I2 I3 P Y

Sursă de date

0 Eroare de transmisie

Detector de paritate

1

0

1

1

1

1

1

I0 I1 I2 I3 P Y

1

Generator de imparitate

Receptor de date

I0 I1 I2 I3 P Y

1 Eroare de transmisie

Detector de paritate

Funcţionare: • în absenţa unei erori de transmisie: presupunem că se transmit datele 1011. Generatorul de imparitate are 3 intrări pe „1” şi-şi va pune ieşirea Y pe „1”. La recepţie, detectorul devine de paritate (deoarece intrarea sa P este conectată la ieşirea generatorului de imparitate de la emisie care este pe „1”). El are la intrări 3 de „1” astfel încât ieşirea sa va fi pe „0” semnalând absenţa erorii de transmisie. 81


2009/2010

• în prezenţa unei erori de transmisie: presupunând că se transmit aceleaşi date, la recepţie ajung patru de „1” (sau numai doi de „1”). Detectorul de paritate îşi va pune astfel ieşirea pe „1” şi va semnala prezenţa unei erori de transmisie. Obs: Sistemul semnalizează apariţia unei singure erori de transmisie pe oricare din cele 5 linii (4 linii de date şi o linie care indică paritatea/imparitatea datelor transmise).

3.7.2. CIRCUITE INTEGRATE DEDICATE Cele mai utilizate generatoare/detectoare de paritate/imparitate sunt: • 74HC(T)180: • are 8 intrări; 2 ieşiri PAR şi IMPAR; 2 intrări de interconectare; • structură arborescentă; • se foloseşte pentru detectarea erorilor de transmisie. • 74HC(T)280: • are 9 intrări; 2 ieşiri PAR şi IMPAR; • structura în lanţ; • este folosit pentru detectarea erorilor de memorare ale unui cuvânt binar de 8 biţi. Verifică dacă informaţia citită din memorie are aceeaşi paritate ca şi cea înscrisă. În memorie se memorează alături de cei 8 biţi de informaţie şi un al 9-lea bit de paritate. Valoarea acestuia este „1” dacă un număr par de biţi de informaţie sunt pe „1” şi „0” în caz contrar. În permanenţă între biţii de informaţie şi bitul de paritate trebuie să existe concordanţă. În caz contrar există o eroare.

3.8. HAZARDUL COMBINAŢIONAL Studiul funcţionării circuitelor combinaţionale se face, cel mai frecvent, doar analizând stările stabile şi ignorând timpii de propagare. Dacă se ţine cont şi de timpii de propagare se observă existenţa unor glitch-uri (glitch = un impuls scurt, neaşteptat, care apare la ieşire când se modifică o intrare, determinat de timpul de propagare al porţilor). Hazardul combinaţional apare la circuitele combinaţionale dacă se produce un glitch la una dintre ieşirile sale datorită modificării unei intrări. Tipurile hazardului combinaţional: • hazard static: • hazard „1” static când ieşirea ar trebui să fie pe „1” dar 0 1 1 momentan trece pe „0” datorită modificării intrării (apare la circuitele ŞI-SAU); • hazard „0” static când ieşirea ar trebui să fie pe „0” dar 0 0 1 momentan trece pe „1” datorită modificării intrării (apare la circuitele SAU-ŞI); • hazard dinamic când ieşirea comută de mai multe ori ca 0 0 1 1 urmare a modificării o singură dată a unei intrări. Pentru a exemplifica apariţia hazardului „1” static se analizează comportarea în comutaţie a unui multiplexor 2/1. Se consideră ambele intrări I0 şi I1 pe „1” şi se trece intrarea A din „1” pe „0” (pentru simplificare se consideră toţi timpii de propagare egali tp). Ieşirile porţilor 1, 2, 3 şi 4 se notează cu U1, U2, U3 şi U4. 82


2009/2010

A

În regim static: I0 = I1 = A = „1” → Y = „1” I0 = I1 = „1” şi A = „0” → Y = „1”

I0 A

1 4

3

t

U4

t

U2

t

Y

t

Y

2

I1

I0 A

1 4

I1

U1

3

Y

2

tp

tp

tp

Hazard combinaţional

t

Hazardul apare deoarece între intrarea A şi ieşirea Y există două trasee (4-2-3 respectiv 1-3) de lungime diferită (în ceea ce priveşte timpului de propagare). El se elimină prin egalizarea lungimii traseelor. În exemplul prezentat acest lucru presupune conectarea unui operator neinversor între intrarea A şi poarta 1. În situaţiile în care se implementează funcţii minimizate cu diagrama VK, eliminarea hazardului combinaţional se face formând toate grupurile posibile (inclusiv cele redundante).

3.9. EXERCIŢII ŞI PROBLEME 3.9.1. Extinderea capacităţii de decodificare/demultiplexare Exerciţii: 1. Folosind circuite 74HC138 să se realizeze un DCD/DMUX cu 16 linii de ieşire. Deoarece un circuit 74HC138 are 8 linii de ieşire, pentru obţinerea circuitului solicitat, cu 16 linii de ieşire, trebuie folosite 2 asemenea circuite. Pentru selectarea celor 16 linii de ieşire trebuie utilizat un cod de selecţie având patru biţi A, B, C şi D. Se desenează cele două circuite şi se notează cele 16 linii de ieşire cu: - Y0, Y1, …, Y7 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y7 ale decodificatorului notat cu 0); - Y8, Y9, …, Y15 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y7 ale decodificatorului notat cu 1). Se completează tabelul de funcţionare începând cu DCD-ul validat şi linia de ieşire activă. Pentru fiecare linie de ieşire activă se determină codul de selecţie. Se observă că validarea DCD-ului 0 trebuie realizată dacă intrarea de selecţie D = „0” iar a DCD-ului 1 dacă D = „1” Codul de selecţie al noului circuit se formează: - intrarea de selecţie A legând împreună intrările A ale celor două circuite; - intrarea de selecţie B legând împreună intrările B ale celor două circuite; - intrarea de selecţie C legând împreună intrările C ale celor două circuite;

83


2009/2010

- intrarea de selecţie D se leagă la intrarea de validare G2B a DCD-ului 0 şi la G1 a DCD-ului 1.

D

C

B

A

Linia de ieşire activă

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7 Y8 Y9 Y10 Y11 Y12 Y13 Y14 Y15

DCD validat

„1”

74HC138

Condiţia de validare

G / Di D

G1 G2A G2B

D = „0”

A B C

A B C

0

0

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

74HC138

G1 G2A G2B

1

1

D = „1” A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

Y8 Y9 Y10 Y11 Y12 Y13 Y14 Y15

Prin legarea împreună a intrărilor G2A a celor două DCD, se obţine o intrare notată G / Di . Aceasta poate fi intrare de validare activă pe „0” ( G ) dacă circuitul este folosit pe post de DCD sau intrare de date ( Di ) dacă circuitul este un DMUX neinversor. Schema este complet funcţională dacă intrarea de validare G1 a DCD-ului 0 se leagă la „1” iar G2B a DCD-ului 1 la masă.

2. Folosind un număr minim de circuite 74HCT138 şi inversoare să se realizeze un DMUX neinversor cu 32 linii de ieşire. Pentru obţinerea celor 32 de linii de ieşire sunt necesare patru circuite 74HC138. Codul de selecţie va avea 5 biţi A, B, C, D şi E. Se desenează cele patru circuite şi se notează cele 32 linii de ieşire cu: - Y0, Y1, …, Y7 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y7 ale decodificatorului notat cu 0); - Y8, Y9, …, Y15 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y7 ale decodificatorului notat cu 1). - Y16, Y17, …, Y23 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y7 ale decodificatorului notat cu 2); - Y24, Y25, …, Y31 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y7 ale decodificatorului notat cu 3). După completarea tabelului de funcţionare se observă că validarea DCD-ului 0 trebuie realizată dacă intrările de selecţie sunt D = „0” şi E = „0”, a DCD-ului 1 dacă D = „1” şi E = „0”, a DCD-ului 2 dacă D = „0” şi E = „1”, iar a DCD-ului 3 dacă D = „1” şi E = „1”. Prin legarea împreună a intrărilor G2A a celor patru DCD, se obţine o intrare notată G / Di . Aceasta poate fi intrare de validare activă pe „0” ( G ) dacă circuitul este folosit pe post de DCD sau intrare de date ( Di ) dacă circuitul este un DMUX neinversor. Codul de selecţie al noului circuit se formează: - intrarea de selecţie A legând împreună intrările A ale celor patru circuite; - intrarea de selecţie B legând împreună intrările B ale celor patru circuite; - intrarea de selecţie C legând împreună intrările C ale celor patru circuite; - intrarea de selecţie D se leagă la intrările de validare G2B ale DCD-lor 0 şi 2 şi la intrările G1 ale DCD-lor 1 şi 3. - intrarea de selecţie E se leagă la intrarea de validare G2B a DCD-lui 1 şi G1 a DCD-lui 2 şi, prin intermediul unui inversor, la intrarea G1 a DCD-lui 0 şi G2B a DCD-lui 4. 84


2009/2010 74HCT138

E

D

C

B

A


0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7 Y8 Y9 Y10 Y11 Y12 Y13 Y14 Y15 Y16 Y17 Y18 Y19 Y20 Y21 Y22 Y23 Y24 Y25 Y26 Y27 Y28 Y29 Y30 Y31

DCD validat

0

Condiţia de validare D = „0” şi E = „0”

G / Di D

G1 G2A G2B 0

A B C

A B C

E

G1 G2A G2B

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

74HCT138

1

1

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

D = „1” şi E = „0”

A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

Y8 Y9 Y10 Y11 Y12 Y13 Y14 Y15

74HCT138

2

D = „0” şi E = „1”

G1 G2A G2B 2 A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

Y16 Y17 Y18 Y19 Y20 Y21 Y22 Y23

74HCT138

3

D = „1” şi E = „1”

G1 G2A G2B 3 A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

Y24 Y25 Y26 Y27 Y28 Y29 Y30 Y31

Temă: 1. Folosind un număr minim de circuite 74HCT138 şi inversoare să se realizeze un DMUX inversor cu 32 linii de ieşire. 2. 4.1; 4.2; 4.5

3.9.2. Implementarea funcţiilor logice cu ajutorul decodificatoarelor 3. Folosind un singur decodificator 74HC138 şi un număr minim de porţi ŞI-NU cu trei intrări, să se implementeze funcţia: F = P10 + P11 + P13 + P14 + P15 . Ieşirile DCD-ului 74HC138 reprezintă termenii canonici ai unei funcţii de trei variabile. Ele se vor nota:

Y0 = P0 ' = A ⋅ B ⋅ C

Y1 = P1' = A ⋅ B ⋅ C

Y2 = P2 ' = A ⋅ B ⋅ C

Y3 = P3' = A ⋅ B ⋅ C

Y4 = P4 ' = A ⋅ B ⋅ C

Y5 = P5 ' = A ⋅ B ⋅ C

Y6 = P6 ' = A ⋅ B ⋅ C

Y7 = P7 ' = A ⋅ B ⋅ C

Funcţia F se rescrie cu ajutorul variabilelor A, B, C şi D, se pun în evidenţă termenii Pi' , se dă factor comun variabila D şi se transformă suma în produs: F = A BC D + ABC D + AB CD + A BCD + ABCD = D ⋅ (P2 ' + P3 ' + P5 ' + P6 ' + P7 ' ) = D ⋅ P2 ' P3' P5 ' P6 ' P7 '

85


2009/2010 74HC138

G1 G2A G2B

D

Variabila comună se foloseşte pentru validarea circuitului D = G1 . Celelalte intrări de validare se leagă la masă. Codul de selecţie este furnizat de variabilele A, B şi C.

A B C

A B C

P0'

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

P1' P2' P3'

P4' P5'

F

P6' P7'

4. Folosind un singur decodificator 74HCT138 şi un număr minim de porţi ŞI-NU cu trei intrări, să se implementeze funcţia: F = P16 + P18 + P22 + P26 + P30 . F = A BC DE + ABC DE + ABC DE + ABC DE + ABCDE = AE ( BC D + BC D + BC D + BC D + BCD )

Variabilele comune se folosesc pentru validarea circuitului: E = G1 şi A = G2 A . Cealaltă intrare de validare se leagă la masă. Codul de selecţie este furnizat de variabilele B, C şi D. Termenii canonici obţinuţi la ieşirea decodificatorului vor fi: Y0 = P0 ' = B ⋅ C ⋅ D

Y1 = P1' = B ⋅ C ⋅ D

Y2 = P2 ' = B ⋅ C ⋅ D

Y3 = P3' = B ⋅ C ⋅ D

Y4 = P4 ' = B ⋅ C ⋅ D

Y5 = P5 ' = B ⋅ C ⋅ D

Y6 = P6 ' = B ⋅ C ⋅ D

Y7 = P7 ' = B ⋅ C ⋅ D

74HCT138

G1 G2A G2B

E A

Funcţia devine: F = AE ( P0' + P1' + P3' + P5' + P7' ) sau:

B C D

F = AE ⋅ P0' ⋅ P1' ⋅ P3' ⋅ P5' ⋅ P7'

A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

P0' P1' P2' P3'

P4'

F

P5' P6'

P7'

5. Folosind un circuit 74HCT138 şi un număr minim de porţi ŞI-NU cu 2 şi 4 intrări să se implementeze funcţia: F = P0 + P5 + P6 + P8 + P11 + P14 . F = A BC D + ABC D + ABC D + ABC D + ABC D + ABCD

Funcţia se rescrie sub forma:

F = P0' ⋅ D + P5' ⋅ D + P6' ⋅ D + P0' ⋅ D + P3' ⋅ D + P6' ⋅ D = P0 ' + P3' ⋅D + P5 ' ⋅D + P6 ' = P0' ⋅ P3' ⋅ D ⋅ P5' ⋅ D ⋅ P6' „1”

74HCT138

G1 G2A G2B A B C

A B C

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7

P0' P1' P2'

P3'

P3'

P4'

P5'

P5' P6'

P3' ⋅ D

P5' ⋅ D

P7'

D D

Validarea decodificatorului presupune G1 = „1” şi G2A = G2B = „0”. 86

F


2009/2010

6. Folosind două capsule 74HC139 şi un număr minim de porţi ŞI-NU cu 3 intrări, să se implementeze funcţia: F = P0 + P2 + P9 + P10 + P11 + P14 . Două capsule 74HC139 conţin patru DCD 2/4 cu care se realizează un DCD 4/16. Codul de selecţie va avea 4 biţi A, B, C şi D. Se desenează cele patru circuite şi se notează cele 16 linii de ieşire cu: - Y0, Y1, …, Y3 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y3 ale decodificatorului notat cu 0); - Y4, Y5, …, Y7 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y3 ale decodificatorului notat cu 1). - Y8, Y9, …, Y11 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y3 ale decodificatorului notat cu 2); - Y12, Y13, …, Y15 (ce corespund liniilor Y0, Y1, …, Y3 ale decodificatorului notat cu 3). După completarea tabelului de funcţionare se observă că validarea DCD-ului 0 trebuie realizată dacă intrările de selecţie sunt C = „0” şi D = „0”, a DCD-ului 1 dacă C = „1” şi D = „0”, a DCD-ului 2 dacă C = „0” şi D = „1”, iar a DCD-ului 3 dacă C = „1” şi D = „1”. Deoarece pentru validarea DCD-urilor trebuie îndeplinite două condiţii iar circuitele au o singură intrare de validare, este necesar un DCD suplimentar care să decodifice stările intrărilor C şi D.

D

C

B

A


0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

Y0 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7 Y8 Y9 Y10 Y11 Y12 Y13 Y14 Y15

DCD validat


0

C = „0” şi D = „0”

1

C = „1” şi D = „0”

2

C = „0” şi D = „1”

Codul de selecţie al noului circuit se formează: 3 - intrarea de selecţie A legând împreună intrările A ale celor patru circuite; - intrarea de selecţie B legând împreună intrările B ale celor patru circuite; - intrările de selecţie C şi D se leagă la intrările de selecţie A şi B ale DCD-ului suplimentar.

C = „1” şi D = „1”

½ 74HC139

G Y0 0 Y1 A Y2 B Y3

A B

P0 P1

P0 ⋅ P2 ⋅ P9

P2 P3

½ 74HC139

½ 74HC139

C D

G Y0 Y1 A Y2 B Y3

G Y0 1 Y1 A Y2 B Y3

P4 P5 P6 P7

F

Nu este necesar

½ 74HC139

G Y0 2 Y1 A Y2 B Y3

P8 P9 P10 P11 P10 ⋅ P11 ⋅ P14

½ 74HC139

G Y0 3 Y1 A Y2 B Y3

P12 P13 P14 P15

Ieşirile DCD-ului nou format, reprezintă termenii canonici ai unei funcţii de patru variabile. Se implementează forma: F = P0 ⋅ P2 ⋅ P9 ⋅ P10 ⋅ P11 ⋅ P14 .

Se observă că nu se foloseşte nici o ieşire a DCD-ului 1. Din acest motiv nu este necesară utilizarea sa. Implementarea funcţiei necesită două capsule 74HC139 şi cinci porţi ŞI-NU cu trei intrări.

Temă: 4.9, 4.10, 4.11, 4.12, 4.18, 4.19, 87


2009/2010

3.9.3. Extinderea capacităţii de multiplexare Exerciţii: 1. Folosind multiplexoare 74HCT151 şi porţi ŞI-NU cu două intrări să se realizeze un MUX cu 16 canale de intrare. Deoarece un circuit 74HCT151 are 8 linii de intrare, pentru obţinerea circuitului solicitat, cu 16 linii de intrare, trebuie folosite 2 asemenea circuite. Pentru selectarea celor 16 linii de intrare trebuie utilizat un cod de selecţie având patru biţi A, B, C şi D. Se desenează cele două circuite şi se notează cele 16 linii de intrare cu: - D0, D1, …, D7 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale multiplexorului notat cu 0); - D8, D9, …, D15 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale multiplexorului notat cu 1). 74HCT151

D

C

B

A

Linia de intrare activă

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15

MUX validat


0

D = „0”

D A B C

EN

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

0 Y0 Y0

Y

74HCT151

EN

1

D = „1”

D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

1 Y1 Y1

Se completează tabelul de funcţionare începând cu MUX-ul validat şi linia de intrare activă. Pentru fiecare linie de intrare activă se determină codul de selecţie. Se observă că validarea MUX-ului 0 trebuie realizată dacă intrarea de selecţie D = „0” iar a MUX-ului 1 dacă D = „1” Codul de selecţie al noului circuit se formează: - intrarea de selecţie A legând împreună intrările A ale celor două circuite; - intrarea de selecţie B legând împreună intrările B ale celor două circuite; - intrarea de selecţie C legând împreună intrările C ale celor două circuite; - intrarea de selecţie D se leagă direct la intrarea de validare EN a MUX-ului 0 şi, inversată, la intrarea de validare EN a MUX-ului 1. Ieşirea MUX-ului creat va fi: Y = Y0 + Y1 = Y0 ⋅ Y1 Ea se obţine cu ajutorul unei porţi ŞI-NU conectate între ieşirile negate ale celor două circuite 74HC151.

88


2009/2010

2. Folosind multiplexoare 74HC151 şi alte componente aferente să se realizeze un MUX cu 32 linii de intrare. Pentru obţinerea celor 32 de linii de intrare sunt necesare patru circuite 74HC151. Codul de selecţie va avea 5 biţi A, B, C, D şi E. Circuitul solicitat se poate obţine prin utilizarea unui DCD la intrare sau prin folosirea unui MUX la ieşire. a). Metoda bazată pe utilizarea unui DCD pentru validarea circuitelor 74HC151

Se desenează cele patru circuite şi se notează cele 32 linii de intrare cu: - D0, D1, …, D7 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale MUX-ului notat cu 0); - D8, D9, …, D15 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale MUX-ului notat cu 1). - D16, D17, …, D23 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale MUX-ului notat cu 2); - D24, D25, …, D31 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale MUX-ului notat cu 3).

EN A B C

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

0 Y0 Y0

74HC151

EN

E

D

C

B

A

Linia de intrare activă

0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15 D16 D17 D18 D19 D20 D21 D22 D23 D24 D25 D26 D27 D28 D29 D30 D31

MUX validat

0

Condiţia de validare D = „0” şi E = „0”

½ 74HC139

G D E

1

2

3

D = „1” şi E = „0”

D = „0” şi E = „1”

D = „1” şi E = „1”

D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15

G Y0 Y1 A Y2 B Y3

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

1 Y1 Y1

74HC151

EN

D16 D17 D18 D19 D20 D21 D22 D23

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

2 Y2 Y2

74HC151

EN

D24 D25 D26 D27 D28 D29 D30 D31

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

3 Y3 Y3

După completarea tabelului de funcţionare se observă că validarea MUX-ului 0 trebuie realizată dacă intrările de selecţie sunt D = „0” şi E = „0”, a MUX-ului 1 dacă D = „1” şi E = „0”, a MUX-ului 2 dacă D = „0” şi E = „1”, iar a MUX-ului 3 dacă D = „1” şi E = „1”.

89

Y


2009/2010

Deoarece MUX-urile au o singură intrare de validare iar validarea lor presupune îndeplinirea simultană a două condiţii, trebuie utilizat un circuit care să decodifice stările intrărilor de selecţie D şi E. Acest circuit este ½ 74HC139. Intrarea sa de validare devine intrarea de validare G a MUX-ului cu 32 de linii de intrare iar la intrările A şi B se conectează intrările de selecţie D şi E. Ieşirile Y0, Y1, Y2 şi Y3 se conecteză la intrarile de validare ale MUX-urilor 0, 1, 2, respectiv 3.

Codul de selecţie al noului circuit se formează: - intrarea de selecţie A legând împreună intrările A ale celor patru circuite; - intrarea de selecţie B legând împreună intrările B ale celor patru circuite; - intrarea de selecţie C legând împreună intrările C ale celor patru circuite; - intrarea de selecţie D se leagă la intrarea de selecţie A a DCD-ului; - intrarea de selecţie E se leagă la intrarea de selecţie B a DCD-ului.

1 A B C

1 1 1 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 1

1

½ 74HC139

1 G Y0 1 Y1 0 1 D A Y2 1 1 E B Y3

G

D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15 1

D16 D17 D18 D19 D20 D21 D22 D23 1

D24 D25 D26 D27 D28 D29 D30 D31

74HC151

1


A B C

0 Y0 Y0

1 1 1 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

0

74HC151

1


1 Y1 Y1

0

Y 0

74HC151


G

0 D 1 E

2 Y2 Y2

0

74HC151

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

½ 74HC139

1 G Y0 1 Y1 0 A Y2 1 B Y3

0 1 1 1 D16 D17 D18 D19 D20 D21 D22 D23 1

EN A B C

0

D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15

3 Y3 Y3

D24 D25 D26 D27 D28 D29 D30 D31

0

Figura 1

74HC151


Y0 Y0

0

74HC151


1 Y1 Y1

0

Y D23

74HC151


2 Y2 Y2

D23

74HC151


Figura 2

90

0

3 Y3 Y3

0


2009/2010

Ieşirea MUX-ului creat va fi: Y = Y0 + Y1 + Y2 + Y3 = Y0 ⋅ Y1 ⋅ Y2 ⋅ Y3 Ea se obţine cu ajutorul unei porţi ŞI-NU conectate între ieşirile negate ale celor patru circuite 74HC151 sau cu ajutorul unei porţi SAU conectate între ieşirile celor patru circuite 74HC151.

Observaţie: Dacă în loc de circuite 74HC151 se utilizează circuite 74HC251, nu mai este necesară utilizarea porţii cu patru intrări de la ieşirea circuitelor deoarece acestea au ieşirea cu trei stări. Etajul de ieşire va fi realizat astfel: Y0 Y1 Y2 Y3

Y

Funcţionarea MUX-ului cu 32 de linii de intrare: - la intrările de selecţie A, B, C, D, E se aplică codul 1,1,1,0,1, iar intrarea de validare este G = 1 . Astfel circuitul 74LS139 nu este validat şi toate ieşirile sale sunt pe „1”. Din acest motiv, toate MUX-urile sunt invalidate şi au ieşirile pe „0” ceea ce face ca ieşirea finală a circuitului să fie pe „0” (figura 1). - la intrările de selecţie A, B, C, D, E se aplică codul 1,1,1,0,1, iar intrarea de validare este G = 0 . Astfel circuitul 74LS139 este validat şi are ieşirea Y2 = „0”. MUX-ul 2 este validat şi la ieşirea sa se regăsesc datele prezente la intrarea sa D7, adică datele D23. Deoarece toate ieşirile celorlaltor MUX-uri sunt pe „0”, la ieşirea finală a circuitului vor fi disponibile datele D23 (figura 2). b). Metoda bazată pe utilizarea unui MUX suplimentar pentru selecţia ieşirilor circuitelor Ca şi la metoda precedentă, se desenează cele patru circuite şi se notează cele 32 de linii de intrare cu: - D0, D1, …, D7 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale MUX-ului notat cu 0); - D8, D9, …, D15 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale MUX-ului notat cu 1). - D16, D17, …, D23 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale MUX-ului notat cu 2); - D24, D25, …, D31 (ce corespund liniilor de intrare D0, D1, …, D7 ale MUX-ului notat cu 3). Metodă presupune validarea tuturor MUX-urilor şi se bazează pe două etape de multiplexare. În prima etapă se selectează câte o linie de intrare a fiecărui MUX cu ajutorul biţilor A, B şi C ai codului de selecţie. Astfel din cele 32 de linii de intrare se aleg acele patru linii de intrare care corespund codului de selecţie format numai din biţii A, B şi C. În cea de a doua etapă, cele patru ieşiri ale MUX-urilor (cele patru linii de intrare alese în urma primei etape de multiplexare) se conectează la intrările D0 – D3 ale unui nou MUX care, pe baza biţilor D şi E ai codului de selecţie, furnizează la ieşire, datele existente la intrarea selectată (figura 3). Pentru funcţionare corectă, MUX-ul suplimentar are intrarea de validare conectată la intrarea de validare generală a circuitului, intrarea de selecţie C la „0” iar intrările de date D4 – D7 la un potenţial corespunzător lui „0” sau „1”, ele nefiind accesate niciodată.

Observaţie: Dacă intrarea de selecţie C se conectează la „1”, ieşirile MUX-urilor trebuie conectate la intrările de date D4 – D7 iar intrările D0 – D3 la un potenţial corespunzător lui „0” sau „1”, ele nefiind accesate niciodată. Funcţionarea MUX-ului cu 32 de linii de intrare cu MUX la ieşire: - la intrarea de validare se aplică G = 1 . Toate MUX-urile sunt invalidate şi au ieşirea pe „0”; - la intrările de selecţie A, B, C, D, E se aplică codul 1,1,1,0,1, iar intrarea de validare este G = 0 . Astfel, în urma primului etaj de multiplexare se selectează liniile de intrare corespunzătoare codului de selecţie A = „1”, B = „1” şi C = „1” (D7, D15, D23, D31,) iar la ieşirea MUX-ului suplimentar se regăseşte linia D23 conectată la intrarea D2 a acestuia deoarece D = „0” şi E = „1” (figura 4).

91


G

2009/2010

G

74HC151

EN A B C

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

A B C

A B C

0

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

0 1 1 1

Y0 Y0

74HC151

0

EN

D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

74HC151

74HC151

EN

D16 D17 D18 D19 D20 D21 D22 D23

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

1 1 1 D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15

1 Y1 Y1

2

EN D E

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

Y Y

0 1 1 1 D16 D17 D18 D19 D20 D21 D22 D23

Y2 Y2

74HC151

0

EN

D24 D25 D26 D27 D28 D29 D30 D31

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

0 1 1 1 D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

1 1 1 D24 D25 D26 D27 D28 D29 D30 D31

3 Y3 Y3

Figura 3

74HC151


0 Y0 Y0

D7

74HC151


1 Y1 Y1

D15

EN

D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

2 Y2 Y2

74HC151


74HC151

A B C

0 0 D 1 E 0

Y Y

D23

74HC151


3 Y3 Y3

D31

Figura 4

Temă: 4.7; 4.8

3.9.4. Implementarea funcţiilor logice cu ajutorul multiplexoarelor Exerciţii: 1. Folosind un multiplexor 74HC151 şi inversoare să se implementeze funcţia: F = P1 + P4 + P5 + P8 + P9 + P11 + P13 + P15

92

D23


2009/2010

Se rescrie funcţia cu ajutorul variabilelor A, B, C şi D şi se pun în evidenţă termenii canonici P ' . ABC D + { ABC D AB CD+{ A2 B3 CD+1 ABC D + { A BC D + 1 A2 B3 CD + 1 F=1 A2 B3 CD + { 23 P5 ' P7 ' P4 ' P5 ' P3 ' P1 ' P0 ' P1 ' F = P0' ⋅ D + P1' ( 1 D2 +3 D ) + P2' ⋅ 0 + P3' ⋅ D + P4' ⋅ D + P5' ( 1 D2 +3 D) + P6' ⋅ 0 + P7' ⋅ D 1 1 ' ' ' ' ' ' ' F = P0 ⋅ D + P1 ⋅ 1 + P2 ⋅ 0 + P3 ⋅ D + P4 ⋅ D + P5 ⋅ 1 + P6 ⋅ 0 + P7' ⋅ D

Ecuaţia care descrie funcţionarea MUX-ului 74HC151: Y = EN ⋅ ( D0 ⋅ P0' + D1 ⋅ P1' + D2 ⋅ P2' + D3 ⋅ P3' + D4 ⋅ P4' + D5 ⋅ P5' + D6 ⋅ P6' + D7 ⋅ P7' ) Prin identificarea coeficienţilor ultimelor două ecuaţii se obţine, la ieşirea circuitului, funcţia F ( F = Y ). Intrarea de validare se leagă la masă, variabilele A, B şi C la intrările de selecţie A, B şi C şi celelalte intrări la: D0 = D D2 = 0

D1 = 1 D3 = D

D4 = D D6 = 0

D5 = 1 D7 = D

74HC151

EN A B C

D

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

„1”

Y Y

F

Observaţie: Cu ajutorul unui multiplexor care are codul de selecţie format din n variabile se poate implementa orice funcţie de n+1 variabile. 2. Folosind un multiplexor 74HCT151 şi inversoare să se implementeze funcţia: F = P17 + P18 + P20 + P23 + P26 + P27 + P31

Se rescrie funcţia cu ajutorul variabilelor A, B, C, D şi E şi se pun în evidenţă termenii canonici P ' .

F =1 A2 B3 C DE + 1 A2 B3 C DE + 1 A2 B3 C DE + { ABC D E + 1 A2 B3 C DE + 1 AB C DE + { ABC DE 23 P7 ' P7 ' P1 ' P2 ' P4 ' P2 ' P3 ' F = E ( P1 '⋅D + P2 '⋅1 + P4 '⋅D + P3 '⋅D + P7 '⋅1)

74HCT151

E

EN

Prin identificarea coeficienţilor funcţiei de mai sus şi a ecuaţiei de funcţionare a MUX-ului se obţine, la ieşirea circuitului, funcţia F ( F = Y ). La intrarea de validare se leagă variabila comună negată ( EN = E ), variabilele A, B şi C la intrările de selecţie A, B şi C şi celelalte intrări la: D0 = 0 D2 = 1 D4 = D D6 = 0

D1 = D D3 = D D5 = 0

A B C

D

„1”

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

Y Y

F

D7 = 1

Observaţie: Cu ajutorul unui multiplexor care are codul de selecţie format din n variabile se pot implementa şi funcţii de n+2 variabile dacă una din variabile este comună tuturor termenilor ce apar în funcţie.

93


2009/2010

3. Folosind un multiplexor 74HCT151 şi un număr minim de porţi logice, să se F = P17 + P19 + P25 + P31 . implementeze funcţia: Se rescrie funcţia cu ajutorul variabilelor A, B, C, D şi E şi se pun în evidenţă termenii canonici P ' . F = A BC DE + ABC DE + A BC DE + ABCDE = AE ( BC D + BC D + BC D + BCD ) Dacă variabilele B, C şi D se leagă la intrările de selecţie A, B şi C, se obţin următoarele forme ale funcţiei F: - F = AE ( P0' + P1' + P4' + P7' ) implementată în figura 5, legând intrarea de validare la AE , intrările D0, D1, D4 şi D7 la „1” şi D2, D3, D5 şi D6 la „0”. - F = E ( AP0' + AP1' + AP4' + AP7' ) implementată în figura 6, legând intrarea de validare la E , intrările D0, D1, D4 şi D7 la variabila A şi D2, D3, D5 şi D6 la „0”. - F = AEP0' + AEP1' + AEP4' + AEP7' implementată în figura 7, legând intrarea de validare la „0”, intrările D0, D1, D4 şi D7 la AE şi D2, D3, D5 şi D6 la „0”. 74HCT151

74HCT151

E A

E

EN B C D „1”

B C D

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

Y Y

F

Figura 5.

74HCT151

EN

EN B C D

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

A

Y Y

E A

F

A B C D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7

Figura 6.

Y Y

F

Figura 7.

4. Folosind un multiplexor 74HCT151 şi un număr minim de porţi cu trei intrări, F = P0 + P4 + P12 + P19 + P27 + P31 să se implementeze funcţia: Se rescrie funcţia cu ajutorul variabilelor A, B, C, D şi E: F = A B C D E + A B CD E + A B CDE + ABC D E + ABC DE + ABCDE P0 ' P2 ' P3 ' P0 ' P1 ' P3 ' } } } } } } F = A B E (C D + CD + CD) + ABE (C D + C D + CD)

implementat cu MUX1 implementat cu MUX2 Variabilele C şi D se leagă la intrările de selecţie A şi B. În acest caz ecuaţia de funcţionare a MUX-ului devine: F = EN ( D0 C D + D1CD + D2 C D + D3CD )

74HCT153

C D

A B E „1”

În cazul primului MUX, la intrarea sa de validare se leagă: A B E = A + B + E şi 1D0 = 1D1 = 1D3 = „1” respectiv 1D2 = „0”.

Pentru celălalt MUX, la intrarea sa de validarea se leagă ABE şi 1D0 = 1D2 = 1D3 = „1” respectiv 1D1 = „0”

Temă: 4.14, 4.15, 4.16 94

„1”


F


2009/2010

CAPITOLUL 4

CIRCUITE LOGICE SECVENŢIALE - CLS

La fel ca şi CLC-urile, CLS-urile sunt tot circuite logice cu mai multe intrări şi ieşiri dar, la CLS-uri starea logică a ieşirilor depinde de valoarea momentană a intrărilor şi de starea anterioară a ieşirilor. tw Front crescător

Modificarea stării ieşirilor unui CLS are loc sub acţiunea unor impulsuri de tact (CK). Acestea sunt impulsuri dreptunghiulare cu durată tw (sau Ti) şi perioadă T constante.

Front descrescător

CK T

La majoritatea CLS-urilor modificarea stărilor ieşirilor se poate face pe front sau pe nivel. Prin convenţie, un semnal de tact este activ: • pe „1” (în stare HIGH) dacă modificarea ieşirilor are loc pe frontul crescător al tactului sau pe întreaga sa durată; • pe „0” (în stare LOW) dacă modificarea ieşirilor are loc pe frontul descrescător al tactului sau pe durata pauzei dintre două semnale de tact;

4.1. CIRCUITE BASCULANTE Sunt cele mai simple CLS-uri. Se clasifică în: •

•

•

CBB - prezintă două stări stabile la ieşire; în oricare dintre ele pot sta un timp nedefinit; trecerea dintr-o stare în alta se face printr-o comandă externă; CBM – prezintă o stare stabilă şi o stare cvasistabilă la ieşire; pot sta un timp nedeterminat în starea stabilă; la o comandă externă, trec în starea cvasistabilă, rămân în această stare un timp bine determinat de către un circuit de temporizare după care revin în starea stabilă aşteptând o nouă comandă; CBA – prezintă două stări cvasistabile la ieşire; cele două stări se succed la infinit, durata lor fiind determinată de către uncircuit de temporizare

4.1.1. CIRCUITE BASCULANTE BISTABILE Convenţie: • dacă un CBB are o intrare de tact şi îşi modifică ieşirea numai la momente de timp determinate de semnalul de tact, acesta va fi denumit, în continuare, bistabil secvenţial sau sincron sau, pe scurt bistabil (flip-flop); 95

Circuite Integrate Digitale •

2009/2010

dacă un dispozitiv secvenţial îşi supraveghează permanent intrările şi îşi schimbă ieşirile în orice moment fără a depinde de un semnal de tact sau doar de un semnal de validare, va fi denumit bistabil asincron, nesecvenţial sau latch.

4.1.1.1. Bistabilul S-R (Set-Reset) Este cel mai simplu CBB. Are două intrări S şi R şi două ieşiri complementare Q şi /Q. Denumirea intrărilor este sugestivă: • dacă este activă intrarea SET, ieşirea CBB se poziţionează pe „1” (am setat CBB); • dacă este activă intrarea RESET, ieşirea CBB se poziţionează pe „0” (am resetat, am şters CBB); A) Latchul SR Este format din 2 porţi ŞI-NU şi eventual două inversoare pentru ca intrările să devină active pe „1”. Funcţionarea sa, în regim static, este ilustrată în tabelul şi pe scheme de mai jos: S 1 0 0 1

S

R 0 1 0 1 /S

1

Q 1 0

/Q 0 1

1

1

1

0

R 0

1 0

/R

/S

S

Mem.stare anterioară Stare interzisă /S

0

Q

S

/Q

R 1

/Q

R

0

1

0 /R

Q

1

/R /S

1

Q

S

/Q

R 1

1

0

0 1

/R

Q

/Q

Acest latch se poate utiliza numai în aplicaţiile în care nu există posibilitatea apariţiei combinaţiei S = R = 1 . Funcţionarea în regim dinamic: S t

R

t

Q

t /Q Stare interzisă

Reprezentarea simbolică:

S

Q

R

Q

96

t


2009/2010

O altă variantă a acestui tip de latch SR se obţine dacă se înlocuiesc porţile ŞI-NU cu porţi SAU-NU. Prin deplasarea semnelor de inversare se obţine schema: S

Deoarece:

/Q

S

/Q

= Q

R

( A⋅ B = A + B )

Q

R

Altă metodă de obţinere a schemei cu porţi SAU-NU se bazează pe relaţiile care descriu funcţionarea latchului SR cu porţi ŞI-NU: Q = Q⋅S

Q = Q⋅R Prin negarea lor şi aplicând teoremele lui De Morgan, rezultă: Q=Q+S Q=Q+R care, prin implementare, conduc la schema latch-ului SR cu porţi SAU-NU. Obs.: - şi în acest caz intrările sunt active pe „1” (chiar dacă lipsesc inversoarele); - intrarea corespunzătoare ieşirii Q este R (şi nu S ca în cazul anterior). Aplicaţie: eliminarea comutărilor false la închiderea/deschiderea unui comutator

• în absenţa latchului, la închiderea sau deschiderea unui contact lamelar, datorită elasticităţii acestuia, apar mai multe contacte mecanice superficiale care determină apariţia unor oscilaţii înainte de stabilirea unui contact ferm.

• prezenţa latch-ului face ca, din succesiunea de impulsuri produse de închiderea sau deschiderea contactului, doar primul impuls să genereze bascularea comutatorului (restul impulsurilor nu mai au nici un efect!). Oscilaţii la închidere

Vcc

1

/S

închis

Q

Oscilaţii la închidere

1 2

2

Vcc

/Q /R

t

Q

Valorile recomandate ale componentelor: • R = 1KΩ , C = 10nF (TTL), respectiv

t

deschis

t

R = 1MΩ , C = 100 pF (CMOS).

97


2009/2010

B) Latchul SR cu intrare de comandă

Spre deosebire de latchul SR de la punctul A), acesta are: • o intrare suplimentară de validare EN; modificarea stării sale se face numai dacă intrarea de validare EN este pe „1” în conformitate cu tabelul de funcţionare a latchului SR prezentat anterior; • poate fi utilizat şi în aplicaţii nesecvenţiale caz în care la intrare EN se aplică niveluri logice neperiodice. Schema latchului SR cu intrare de comandă şi reprezentarea sa simbolică sunt: S

P3

/S P1

Q S

EN

EN P4

R

P2

/Q

R

Q Q

/R

Aplicaţie: memorarea unui bit de informaţie în diverse aplicaţii. C) Bistabilul SR sincron

Este similar cu latchul SR cu intrare de comandă doar că, intrarea suplimentară este privită ca o intrare de tact. Schema este identică cu cea prezentată anterior. Funcţionare: Modificarea stării bistabilului se face pe toată durata Ti a impulsului de tact.

• dacă intrările S şi R sunt modificate pe intervalul Ti , ieşirile Q şi Q comută imediat (ca în cazul unui latchului SR); • dacă intrările S şi R sunt modificate pe durata pauzei impulsului de tact, ieşirile Q

şi Q nu se modifică deoarece CK = 0 face ca ieşirile porţilor P3 si P4 să fie pe “1” indiferent de starea intrărilor S şi R. Starea ieşirilor se modifică numai după apariţia impulsului de tact. Notaţie: • starea intrărilor/ieşirilor înainte de apariţia impulsului de tact n+1: S n , Rn , Qn ; • starea intrărilor/ieşirilor după apariţia impulsului de tact n+1: S n +1 , Rn +1 , Qn +1 ; Tabelul de funcţionare şi reprezentarea simbolică: S n Rn Qn +1 0 1 0 1

0 0 1 1

S

Qn 1 0 Stare interzisă

CK R

Q Q

Un astfel de bistabil poate fi folosit doar în aplicaţii în care nu apare starea S = R = 1 .

98


2009/2010

Funcţionarea în regim dinamic (se remarcă modificarea ieşirii numai pe durata impulsului de tact şi prezenţa stării interzise): S t

R

t CK t Q t /Q Stare interzisă

t

D) Metode de generare a semnalului de tact activ pe front

Datorită performanţelor dinamice superioare şi a comodităţii utilizării, în sistemele sincrone moderne se folosesc aproape în totalitate bistabile comandate pe front. Pentru generarea semnalului de tact activ pe fronturi se folosesc două scheme simple de detectoare de fronturi, una pentru frontul crescător şi alta pentru frontul descrescător. Deşi impulsurile de tact generate CLKi+ şi CLKi- au o lăţime mică, (de ordinul timpului de propagare), ele sunt suficiente pentru a declanşa bistabilul.

E) Particularităţi dinamice cu privire la utilizarea bistabilelor comutate pe front

Pentru funcţionarea corectă a CBB comutate pe front este necesară respectarea a două intervale de timp: • timpul de prestabilire (setup time) - t s - este intervalul minim dintre momentul atingerii unei valori stabile a nivelului logic la intrarea de date şi momentul aplicării frontului activ al impulsului de tact;

99


2009/2010

• timpul de menţinere (hold time) - t H - reprezintă durata minimă în care valoarea stabilă a nivelului aplicat la intrarea de date trebuie menţinută după apariţia frontului activ a impulsului de tact.

Pentru circuitele numerice uzuale, t s = 5 ÷ 50ns , iar t H = 0 ÷ 10ns . Dacă nu se respectă aceşti timpi, funcţionarea bistabilului, după aplicarea frontului activ al impulsului de tact, este imprevizibilă (pot apare oscilaţii, comportări metastabile sau în cel mai fericit caz o stare stabilă nedeterminată). F) Bistabilul SR comandat pe front Este format dintr-un CBB SR sincron şi un detector de fronturi. În funcţie de tipul detectorului de fronturi folosit, se obţine un bistabil SR comandat pe frontul crescător sau descrescător al impulsului de tact. Schema, reprezentarea simbolică şi formele de undă ale CBB comandat pe frontul crescător al impulsului de tact un redate mai jos. S R

t t

CK Comandat pe frontul crescător

t

Comandat pe frontul descrescător S

Q

CK R

Q

S CK R

Q t

Q

/Q

Q

t

G) Bistabilul SR Master-Slave Carte pg 134.

4.1.1.2. Bistabilul JK Acest tip de bistabil poate elimina, în anumite situaţii, nedeterminarea care există în cazul bistabilului SR (dacă durata impulsului de tact este mai mică decât timpul de propagare Ti < t p = 2 ⋅ t pSI − NU ).

A) Bistabilul JK sincron Principalele deosebiri faţă de SR: • intrările se notează cu J şi K (nu au o semnificaţie deosebită); • apare suplimentar o reacţie globală de la ieşiri la cele două intrări, astfel încât ieşirile porţilor P3 şi P4 depind nu numai de intrările de date ci şi de starea bistabilului S R ;

100


•

2009/2010

există suplimentar două intrări asincrone prioritare /PR (Preset), /CLR (Clear) pentru stabilirea stării iniţiale.

Funcţionare: Reprezentarea tabelului de funcţionare se face analizând funcţionarea circuitului pentru CLK = „1”, /PR = „1”, /CLR = „1” şi pentru fiecare combinaţie a Jn, Kn şi Qn.

Obs: • modificarea stării ieşirii din Qn în Qn+1 se face numai pe durata Ti a impulsului de tact; • intrările asincrone prioritare determină starea ieşirii independent de impulsul de tact conform tabelului: /PR 1 0 0 1

•

/CLR 0 1 0 1

Q 1 0 Funcţionare sincronă Stare interzisă

pentru Jn = Kn = „1” starea bistabilului este complementată la fiecare impuls de tact. Aceasta afirmaţie este valabilă numai dacă durată impulsului de tact este mai mică decât timpul de propagare prin CBB. În caz contrar la ieşiri apar oscilaţii.

Pentru a demonstra acest fapt este necesar să se ţină cont de timpii de propagare prin porţile bistabilului (durata fronturilor se poate neglija). Dacă ieşirea Q a fost pe „0”, după trecerea timpului tp, Q trece pe „1”. După scurgerea a încă unui tp, Q trece din nou în „0”, şi aşa mai departe, până când CLK devine „0”. Aceste oscilaţii la ieşire fac imposibilă precizarea stării finale a bistabilului. CK t Q tp

Reprezentarea simbolică:

t

tp tp

J

Q

CK K

Q

Temă: Să se reprezinte grafic formele de undă care apar la ieşirile CBB JK dacă J = K = „1” şi impulsul de tact are o durată mult mai mare decât tp (+1punct la nota finală de la CID). 101


2009/2010

B) Bistabilul JK comandat pe front Este format dintr-un CBB JK sincron şi un detector de fronturi. Poate comuta pe frontul crescător sau descrescător al impulsului de tact. Schema şi reprezentările simbolice sunt prezentate mai jos:

Tabelul de funcţionare este identic cu al bistabilului JK sincron. Formele de undă ale bistabilului comandat pe frontul crescător, respectiv descrescător, al impulsului de tact sunt: J K

J t

K

t

t t

CK

CK t

t

Q

Q t

t

/Q

/Q t

t

CBB JK comandat pe front cu intrări asincrone prioritare: Tabelul de funcţionare este identic cu cel prezentat la CBB JK sincron cu intrări asincrone prioritare. Intrările asincrone prioritare (/S şi /R) sunt folosite pentru iniţializarea CBB înainte sau în timpul funcţionării secvenţiale. Ele se numesc: • asincrone – nu există nici o sincronizare între aceste semnale şi tact; • prioritare – ele determină starea bistabilului, dacă sunt active şi nu intrările J, K. Aplicaţie a CBB JK: determinarea ordinii de apariţie a două semnale I1 şi I2.

102


2009/2010

Se utilizează un bistabil JK care comută pe frontul crescător al semnalului de tact. Intrarea K se conectează la masă. Dacă semnalul I1 apare primul înseamnă că în momentul în care I2 trece pe „1” intrările bistabilului sunt J = „1” şi K = „0” ceea ce determină Q = „1”. Dacă semnalul I1 nu apare primul înseamnă că în momentul în care I2 trece pe „1” intrările bistabilului sunt J = „0” şi K = „0” ceea ce face ca bistabilul să nu-şi modifice starea (Q rămâne pe „0”).

C) Bistabilul JK Master-Slave (JK-MS) Asigură eliminarea necondiţionată a nedeterminării stării lui Qn+1 pentru combinaţia Jn = Kn = „1”. În acest scop s-a întrerupt reacţia globală de la ieşiri la intrări, pe durata impulsului de tact, şi astfel nu mai apar oscilaţiile la ieşirea bistabilului JK care conduceau la starea nedeterminată a ieşirii Qn+1.

Este format din două latch-uri SR cu intrare de comandă între care există o reacţie globală ieşire-intrare. Primul latch – numit Master – este comandat de CLK iar al II-lea latch – numit Slave – de /CLK.

Comunicarea între latch-urile Master şi Slave este dirijată de porţile P1 şi P2 prin intermediul semnalului /CLK. În momentul în care CLK devine „1”, QM se modifică conform tabelului de funcţionare. Pe durata cât CLK = „1”, /CLK = „0” ceea ce împiedică transmiterea lui QM şi /QM la secţiunea Slave. Astfel se întrerupe bucla de reacţie globală ieşire-intrare pe toată durata impulsului de tact, evitând apariţia oscilaţiilor. În momentul în care CLK = „0”, /CLK = „1”, informaţia QM se transmite la ieşirea Q (QS). Astfel se poate spune că orice bistabil cu secţiune MS comută pe frontul descrescător al impulsului de tact. Tabelul de funcţionare, reprezentarea simbolică şi formele de undă aferente sunt prezentate mai jos:

Tabelul de funcţionare: J

K

Qn +1

0 1 0 1

0 0 1 1

Qn

CK t

J

1 0 /Qn

t K t

J CK K

Q Q

J SQ CK Q K R

Q t /Q t

103


2009/2010

4.1.1.3. Bistabilul D (Delay) Acest tip de bistabil transmite la ieşire informaţia prezentă la intrare cu o întârziere determinată de momentul aplicării impulsului de tact. Ecuaţia sa de funcţionare este: Qn+1 = Dn. Bistabilul D se poate realiza dintr-un bistabil SR sau JK şi un inversor conectat între intrările SR sau JK astfel încât ele să funcţioneze doar pentru S = /R sau J = /K.

A) Latch-ul D Se obţine dintr-un latch SR prin conectarea unui inversor între intrările S şi R astfel încât S = /R.

D

S EN R

Q

D

Q

EN Q

Q

Funcţionare: • EN = „1”, Q urmăreşte intrarea D, se spune că latch-ul este transparent; • EN = „0”, D nu influenţează ieşirea Q; Q memorează starea anterioară trecerii lui EN pe „0”, se spune că latch-ul zăvorăşte ultima valoare a lui D.

Tabelul de funcţionare: EN

D

Qn +1

1 1 0 0

0 1 0 1

0 1 Qn Qn

EN t

D

t

Q

t

Latch-ul D este celula fundamentală pentru memorarea unui bit de informaţie. Aplicaţie: Registru de memorare pe n biţi La o magistrală de date D0…Dn-1 se conectează n latch-uri de tip D cu intrare de validare (notată cu C). Toate intrările de validare se conectează împreună şi formează intrarea LE (Latch Enable). Pentru memorarea unui cuvânt de n biţi disponibil la un moment dat pe magistrală, se aplică un impuls scurt la intrarea LE. Fiecare latch al registrului va memora un bit din magistrala de date în momentul în care are loc tranziţia din „1” în „0” a semnalului LE. Din acel moment cuvântul memorat devine disponibil la ieşirile Q0…Qn-1.

B) Bistabilul D comutat pe frontul crescător al impulsului de tact Se obţine dintr-un latch D şi un detector de fronturi crescătoare. Reprezentarea simbolică: Varianta 2: Foloseşte două latch-uri D şi un inversor: Carte pag 143 104


2009/2010

C) Bistabilul D comutat pe frontul decrescător al impulsului de tact Este realizat dintr-un bistabil SR-MS sau JK-MS şi un inversor conectat între intrările SR, respectiv JK.

Se poate obţine şi dintr-un latch D şi un detector de fronturi descrescătoare. Temă: Să se deseneze formele de undă aferente funcţionării CBB-D comandate pe fronturi.

4.1.1.4. Bistabilul T (Toggle) Bistabilul T se obţine numai din CBB JK-MS prin conectarea împreună a intrărilor J şi K (CBB JK-MS este forţat să funcţioneze doar în situaţiile J = K = „0” şi J = K = „1”).

Tabelul de funcţionare:

Obs: 1. Dacă T este permanent 1, Qn+1 = Qn , bistabilul basculează la fiecare impuls de tact. El se poate folosi ca divizor de frecvenţă a impulsurilor de tact:

f Q = f CK 2

2. Bistabilul T este elementul de bază al oricărui numărător. 3. Nu se fabrică bistabile T. Ele se obţin din bistabile JK sau D. Aplicaţii: 1. Conversia bistabilului D în T

Este cea mai des utilizată fiind impusă de: • necesitatea divizării cu 2; • existenţa bistabilelor de tip D şi inexistenţa bistabilelor de tip T. Pentru realizarea unui bistabil de tip D se porneşte de la următoarea schemă bloc.

Tn 0 0 1 1 105

Qn 0 1 0 1

Qn+1 0 1 1 0

Dn 0 1 1 0


2009/2010

Se completează, în prima etapă, tabelul de funcţionare al CBB T. Ulterior se adaugă coloană corespunzătoare funcţionării CBB D. Din tabel se obţine: Dn = Tn ⋅ Qn + Tn ⋅ Qn = Tn ⊕ Qn adică circuitul logic (CL) este o poartă SAU-EXCL. De cele mai multe ori un asemenea bistabil trebuie să funcţioneze ca divizor cu 2, adică intrarea T trebuie să fie în permanenţă egală cu „1”. Ecuaţia anterioară devine: Dn = Qn iar schema se simplifică: f cu: f Q = CK 2 2. Conversia bistabilului T în D Se face similar cu conversia anterioară. Se porneşte de la următoarea schemă bloc. Dn Qn 0 0 0 1 1 0 1 1

Qn+1 0 0 1 1

Tn 0 1 1 0

Se completează, în prima etapă, tabelul de funcţionare al CBB D. Ulterior se adaugă coloană corespunzătoare funcţionării CBB T. Din tabel se obţine: Tn = Dn ⋅ Qn + Dn ⋅ Qn = Dn ⊕ Qn adică circuitul logic (CL) este o poartă SAU-EXCL. 3. Generarea unui semnal de tact cu 2 faze Carte pag 147-148

4.1.1.5. Metastabilitatea Starea metastabilă este un nivel logic intermediar, cuprins între „0” şi „1”, care poate apare la ieşirile unui bistabil atunci când nu se respectă durată minimă a timpilor setup t s şi hold t H (definiţi în paragraful 4.1.1.1.E). Comportarea metastabilă a unui bistabil se poate asemăna cu poziţia unei mingi pe un deal. Dacă se aruncă mingea de deasupra dealului există o probabilitate foarte mare ca ea să alunece spre baza dealului, pe un versant sau altul. Dar dacă ea va ajunge chiar în vârful dealului, este posibil să rămână acolo un timp, înainte de a aluneca la vale datorită unor factori aleatori (vânt, cutremur, etc.). Stare metastabilă

Stare stabilă

Stare stabilă

La fel ca şi mingea în vârful dealului, bistabilul poate rămâne în stare metastabilă un interval de timp nepredictibil înainte de a ajunge (din cauza unor factori nedeterminabili) întro stare stabilă. 106


2009/2010

Analogia funcţionării unui bistabil cu poziţia mingii faţă de deal poate continua. Dacă mingea este într-o anumită parte a dealului, aplicându-i o forţă: • moderată, ea va ajunge în partea cealaltă a dealului; • redusă, ea nu va putea urca panta şi va reveni în aceeaşi poziţie; • bine determinată, ea va urca panta, se va opri în vârf, va sta acolo un anumit interval de timp, după care ca reveni la baza dealului într-o parte sau alta. Asemănătoare este şi comportarea bistabilului. De exemplu, în cazul unui bistabil SR, aplicarea unui impuls intrării S poate determina: • comutarea ieşirii Q pe „1” dacă durata impulsului este mai mare decât durata minimă specificată în foile de catalog; • menţinerea ieşirii Q pe „0” dacă durata impulsului este mai mică decât durata minimă; • trecerea ieşirii Q în stare metastabilă dacă durata impulsului este aproximativ egală cu durata minimă; Acelaşi lucru se întâmplă şi în cazul bistabilului D. Dacă datele prezente la intrarea D sunt stabile pe durata timpilor t s şi t H atunci ieşirea Q comută conform tabelului de funcţionare după timpul de propagare t pd . CK Date stabile

t

Date instabile

D tS

tS

tH

tH

Stare metastabilă

t

Q tpd

tpd

tr

t

Dacă datele existente la intrarea D nu respectă timpii setup şi/sau hold, atunci este probabil ca după trecerea timpului t pd bistabilul să intre în stare metastabilă. Teoretic durata stării metastabile t r (numit şi timp de rezoluţie a metastabilităţii) ar putea fi infinită dar practic, probabilitatea de menţinere a ei scade exponenţial. Ea nu depăşeşte, de regulă, o perioadă a impulsurilor de tact. Probabilitatea apariţiei unei stări metastabile cu o durată mai mare de t r este dată de tr

eτ T0 ⋅ f ⋅ a în care MTBF este timpul mediu de apariţie a unei stări metastabile a cărei durată depăşeşte perioada impulsurilor de tact, f este frecvenţa impulsurilor de tact, a este frecvenţa de modificare a intrării asincrone, T0 şi τ sunt constante dependente de familia logică folosită. În cazul utilizării unor bistabile din seria LS, T0 = 0,4 s şi τ = 1,5ns . Deoarece t s = 10ns , t H = 10ns , pentru o frecvenţă a tactului de 10MHz, perioada sa este t = 100ns iar t r = 80ns . Dacă semnalul de la intrarea D se modifică cu o frecvenţă de 100kHz, se obţine: relaţia:

MTBF (t r ) =

MTBF (80ns ) =

e

80⋅10 −9 1,5⋅10 − 9 7

0,4 ⋅10 ⋅10

5

= 3,63 ⋅1011 sec

107

adică aproximativ 115 secole!!


2009/2010

Dacă frecvenţă tactului este de 20MHz, MTBF(30ns) devine egală cu 6 secunde!! În ipoteza că durata stării metastabile t r nu depăşeşte o perioadă a impulsurilor de tact circuitul de sincronizare prezentat mai jos, transformă orice intrare asincronă într-un semnal sincronizat cu semnalul de tact. Posibil apariţie stare metastabilă

Intrare asincronă D

Semnal sincronizat cu CLK D

Q

EN Q

Q

EN Q

CLK

4.1.1.6. Tipuri uzuale de bistabile A) Bistabile realizate în tehnologie TTL

Cele mai utilizate bistabile realizate în tehnologie TTL sunt: • 74LS74, 74ALS74 – două bistabile D care comută pe frontul crescător al tactului, cu intrări asincrone Set/Reset active pe „0”; • 74LS109, 74ALS109 – două bistabile JK care comută pe frontul crescător al tactului, cu intrări asincrone Set/Reset active pe „0” (intrarea K este activă pe „0”); • 74LS112, 74ALS112 – două bistabile JK care comută pe frontul descrescător al tactului, cu intrări asincrone Set/Reset active pe „0”; 74ALS74

74ALS109

74ALS112

D S Q

J SQ CK Q K R

J SQ CK Q K R

CR Q

• 74LS373, 74ALS373 – 8 latch-uri D cu ieşiri cu trei stări, cu intrări E (enable – activă pe „1”) şi OE (output enable – activă pe „0”) comune, care pot comanda memorii şi microprocesoare realizate în tehnologie MOS;

74ALS373

• 74LS377, 74ALS377 – 8 bistabile D, cu intrări de tact CP (activă pe frontul crescător) şi de validare E (enable – activă pe „0”) comune;

74ALS377

• 74LS374, 74ALS374 – registru pe 8 biţi (realizat cu bistabile de tip D), cu ieşiri cu trei stări, cu intrări de tact CP (activă pe frontul crescător) şi OE (output enable – activă pe „0”) comune; poate comanda memorii şi microprocesoare realizate în tehnologie MOS; 108


2009/2010

74ALS374

• 74LS273, 74ALS273 – 8 bistabile D, cu intrări de tact CP (activă pe frontul crescător) şi de ştergere MR (master reset – activă pe „0”) comune;

74ALS273

B) Bistabile realizate în tehnologie CMOS

Cele mai folosite bistabile realizate în tehnologie CMOS – seria 4000 - sunt: • 4013 – două bistabile D care comută pe CD4027 CD4013 frontul crescător al tactului, cu intrări asincrone Set/Reset active pe „1”; J SQ D S Q CK • 4027 – două bistabile JK care comută pe CR Q Q K R frontul crescător al tactului, cu intrări asincrone Set/Reset active pe „1”; • 4042 – 4 bistabile D cu intrare de tact comună care comută pe frontul crescător al tactului dacă intrarea POLARITY = „0”, respectiv pe frontul descrescător dacă intrarea POLARITY = „1”; • 4076 – registru pe 4 biţi (realizat cu bistabile de tip D), cu ieşiri cu trei stări, cu intrări de tact CP (activă pe frontul crescător), două intrări de validare ED0, ED1 (data enable input – active pe „0”), două intrări OE0, OE1 (output enable – active pe „0”) şi o intrare MR (master reset – activă pe „1”) comune De asemenea, în seriile HC, HCT, AC şi ACT se produc circuitele corespondentele celor realizate în tehnologie TTL: • 74HC74, 74HCT74, 74AC74, 74ACT74; • 74HC109, 74HCT109, 74AC109, 74ACT109; • 74HC112, 74HCT112, 74AC112, 74ACT112; • 74HC373, 74HCT373, 74AC373, 74ACT373; • 74HC374, 74HCT374, 74AC374, 74ACT374; • 74HC377, 74HCT377, 74AC377, 74ACT377; • 74HC273, 74HCT273, 74AC273, 74ACT273; C) Bistabile realizate în alte tehnologii

În tehnologie BiCMOS se produc circuitele 74FCT373, 74FCT374, 74FCT377, 74FCT273 iar în cadrul seriilor de mică putere LV, LVC, LVT şi ABT, pe lângă acestea, se realizează şi circuitul 74xxx74. 109


2009/2010

4.1.1.7. Excerciţii şi probleme cu bistabile 1. Să se proiecteze, cu bistabile JK, un circuit secvenţial sincron cu următoarea evoluţie a ieşirilor: Q1Q2 = 00 → 10 → 11 → 01 → 00 . Se construieşte tabelul tranziţiilor: a) trecerea din starea 00 în stare 10 se face dacă: Starea actuală

Q1

Q2

0

0

Starea viitoare Q1' Q2' 1 0

Intrări CBB1

Intrări CBB2

J1

K1

J2

K2

1

X

0

X

b) tabelul complet al tranziţiilor este: Stare actuală

Q1

Q2

0 1 1 0

0 0 1 1

c) se obţin formele minime:

Stare viitoare Q1' Q2' 1 0 1 1 0 1 0 0

Intrări CBB1

Intrări CBB2

J1

K1

J2

K2

1 X X 0

X 0 1 X

0 1 X X

X X 0 1

J1 = Q2

K1 = Q2

J 2 = Q1

K 2 = Q1

d) schema circuitului secvenţial este: J

Q1

Q

J

CK K

CK Q

Q2

Q

K

Q

CK

2. Să se proiecteze, cu bistabile JK, un circuit secvenţial sincron cu următoarea evoluţie: Q1Q2Q3 = 111 → 011 → 101 → 100 → 000 . 3. Să se proiecteze un divizor de frecvenţă cu 3 folosind bistabile JK. 4. Să se analizeze circuitul şi să se reprezinte formele de undă obţinute la ieşirile Q1 şi Q2 pentru zece impulsuri de tact (starea iniţială Q1 şi Q2 = „0”). „1” CK

J

Q

Q1

„1”

CK „1”

K

J CK

Q

110

„1”

K

Q Q

Q2


2009/2010

5. Desenaţi forma semnalului obţinut la ieşirea bistabilelor pentru zece impulsuri de tact (starea iniţială Q1 şi Q2 = „0”). J CK

Q

K

J Q1

CK Q

Q2

Q

CK

Q

K

6. Ştiind că J = K = „1”, să se deducă formele de undă la ieşiri pentru 8 impulsuri de tact dacă starea iniţială este: a) Q1 = „1”, Q2 = „1”; b) Q1 = „1”, Q2 = „0”. „1” CK

J

Q

Q1 D

CK „1”

K

Q2

Q

CK Q

Q

7. Să se determine succesiunea stărilor şi să se deseneze formele de undă obţinute la ieşiri pentru 10 impulsuri de tact dacă starea iniţială este: a) Q1 = Q2 = Q3 = „0”; b) Q1 = Q3 = „1”, Q2 = „0”; c) Q1 = „0”, Q2 = Q3 = „1”; d) Q1 = Q2 = Q3 = „1”. J CK

Q

Q1

„1”

J

„1”

K

CK

CK „1”

K

Q

Q

Q2

R

Q

Q3

CK

Q

S

Q

8. Circuitul din figură este realizat cu bistabile D care comută pe frontul crescător al impulsului de tact. În momentul iniţial contactul K este închis. Se deschide contactul K şi apoi se aplică impulsuri de tact. Să se descrie succesiunea stărilor circuitului şi să se deseneze formele de undă ale ieşirilor bistabilelor pentru primele zece impulsuri de tact. D CK

Q

CK Q S

Q1

D

Q

Q2

CK Q R

D

Q

Q3

CK Q S

K

9. Să se stabilească tabelul de adevăr şi tipul bistabilului din figură: M

T

N CK

Temă: 5.2, 5.4, 5.6 111

Q

CK Q

Q


2009/2010

4.1.2. CIRCUITE BASCULANTE MONOSTABILE CBM Monostabilele sunt CLS-uri care prezintă la ieşire: • stare stabilă în care circuitul rămâne un timp oricât de lung dacă la intrarea lui nu se aplică un semnal de comandă; • o stare cvasistabilă în care trece la apariţia unui semnal de comandă extern, rămâne în această stare un timp limitat determinat de constanta de timp RC a unui circuit de temporizare, după care revine în starea stabilă aşteptând o nouă comandă. Aplicaţii: generarea unor impulsuri de durată constantă (egală cu durata stării cvasistabile).

4.1.2.1. Monostabile cu porţi O schemă de CBM cu porţi este:

ui

C

uP1

t

uR

t

P1

ui

uP1

R

uR

uo

VoH

Funcţionare:

V2

IiLR - la apariţia unui front descrescător al semnalului -Vd de intrare ui, ieşirea porţii P1 trece pe „1”. Tensiunea pe t C nu poate varia brusc, astfel încât saltul de tensiune de pe armătura din stânga se va transmite armăturii din uo dreapta. Tensiunea pe R creşte brusc la valoarea VoH. Ieşirea se poziţionează pe „0”. În continuare C se încarcă exponenţial, iar UR scade exponenţial. În momentul în care t τ UR scade sub valoarea de prag V2, ieşirea comută pe „1”. Intervalul de timp cât ieşirea este pe „0”, τ, reprezintă starea cvasistabilă. În continuare C se încarcă complet, tensiunea pe R stabilizându-se la valoarea IiLR. - la apariţia unui front crescător al semnalului de intrare, ieşirea porţii P1 trece pe „0”. Saltul negativ de tensiune de pe armătura din stânga lui C se transmite şi armăturii din dreapta. Astfel tensiunea pe R are tendinţa să scadă la valoarea (negativă) IiLR-VoH. Acest salt negativ este limitat la valoarea –Vd de către dioda de protecţie de la intrarea porţii. În continuare C se descarcă şi UR ajunge, din nou, la valoarea IiLR. În acest interval tensiunea de ieşire nu se modifică (rămâne pe „1”).

Pentru determinarea duratei stării cvasistabile se particularizează relaţia: t

u (t ) = u (∞) − [u (∞) − u (0)]e RC considerând u (∞) = I iL R şi u (0) = VoH şi punând condiţia că, la momentul t = τ , u R (τ ) = V2 . Se obţine: −

adică:

V2 = I iL R − [I iL R − VoH ]e V −I R τ = RC ln oH iL V2 − I iL R

−

τ RC

112


2009/2010 C

O altă schemă (fără reacţie) este prezentată alăturat:

ui

R

uR

uo

Funcţionarea ei este aproape similară schemei anterioare, ea furnizând la ieşire un V − I iL R impuls de durată τ = RC ln oH declanşat de frontul crescător al semnalului de intrare V2 − I iL R (comandă). Temă: Să se deseneze formele de undă aferente funcţionării CBM de mai sus. Să se specifice care este diferenţa majoră între funcţionarea acestei şi a celei anterioare (este redeclanşabilă pe durata stării cvasistabile).

4.1.2.2. Monostabile dedicate a) 74HCT121 – CBM neredeclanşabil

VCC

Monostabilul integrat comută dacă la intrarea T apare un front crescător. Datorită reacţiei (/Q se leagă intern la o intrare a porţii ŞI-NU), circuitul poate fi declanşat numai pe durata stării stabile (când /Q = „1”).

R Ri

/A1 /A2 B

C

CBM

Q

T

Q

Deoarece pe durata stării cvasistabile, circuitul nu poate fi declanşat, el se numeşte monostabil neredeclanşabil. B

Posibilităţi de declanşare: /A1 1 0 X /A2 1 x 0 B 1 1

t Q Ti

Ti

t

Durata impulsului obţinut la ieşire se determină cu relaţia: Ti = RC ln 2 = 0,693RC Ti = 40ns ÷ 40 sec . VCC

b) 74HCT122 – CBM redeclanşabil /A1 /A2 B1 B2

Comparativ cu circuitul anterior, lipseşte reacţia şi apar suplimentar intrările B2 şi /R (Reset).

R

C

CBM

Q

TRQ

B1

Intrarea R activă (pe „0”) determină întreruperea stării cvasistabile şi trecerea ieşirii Q pe 0.

t Q Ti

Ti

c) 74HCT123 – 2x CBM neredeclanşabile, independente, cu intrări /A, B şi /R.

113

t


2009/2010

d) 4098 – 2x CBM cu: - declanşare pe frontul crescător sau descrescător; - posibilitate de funcţionare în regim neredeclanşabil sau redeclanşabil; - intrare RESET. e) 4047 – CBM sau CBA – care permite obţinerea unor durate Ti foarte, foarte mari.

4.1.3. CIRCUITE BASCULANTE ASTABILE (CBA) CBA sunt CLS-uri care prezintă la ieşire două stări cvasistabile a căror durată depinde de unul sau două circuite de temporizare RC. Stările cvasistabile alternează fără nici o comandă externă suplimentară. Se poate realiza: - cu porţi; - cu circuite integrate dedicate.

4.1.3.1. Astabil cu poartă cu trigger Schmitt R

Este un CBA cu:

- histereză; - un singur circuit de temporizare; - intrare de validare EN.

74HCT132

uc C

EN

uo

Funcţionare: Dacă EN = „1”, la conectarea tensiunii de alimentare, C fiind descărcat (uc = 0) pune intrarea porţii la masă. Ieşirea acesteia se poziţionează pe „1” şi prin intermediul rezistenţei R, condensatorul C începe să se încarce. În momentul în care tensiunea pe C depăşeşte valoarea de prag Vth+, tensiunea la ieşirea porţii devine „0”. C începe să se descarce (tot prin R) până când tensiunea uc devine egală cu Vth- şi ieşirea comută din nou în „1”. În continuare începe un nou proces de încărcare… Dacă EN = „0” ieşirea este tot timpul pe „1”. Pentru determinarea duratei stărilor cvasistabile se porneşte de la diagramele de funcţionare: uC

VoH V1 V2 VOL+IiLR

t

uo T1

t

T2

Pentru determinarea duratei T1 se particularizează relaţia: t

u (t ) = u (∞) − [u (∞) − u (0)]e RC considerând u (∞) = VOL + I iL R şi u (0) = V1 şi punând condiţia că, la momentul t = T1 , u (T1 ) = V2 . −

114


2009/2010

Se obţine: V2 = VOL + I iL R − [VOL + I iL R − V1 ]e

adică: T1 = RC ln

−

V1 − I iL R − VOL V2 − I iL R − VOL

T1 RC

sau: T1 = k1 RC

Pentru determinarea duratei T2 se particularizează relaţia: t RC

u (t ) = u (∞) − [u (∞) − u (0)]e considerând u (∞) = VOH şi u (0) = V2 şi punând condiţia că, la momentul t = T2 , u (T2 ) = V1 . −

Se obţine: V1 = VOH − [VOH − V2 ]e adică: T2 = RC ln

−

T2 RC

VOH − V2 VOH − V1

sau: T2 = k 2 RC

Observaţii: 1). Perioada (frecvenţa) semnalului generat este T = T1 + T2 = (k1 + k 2 ) RC . T2 k2 2). Factorul de umplere al semnalului generat are o valoare fixă: F = = T1 + T2 k1 + k 2 3). Valorile celor două componente pasive se aleg ţinând cont de restricţiile impuse de familia de circuite integrate din care face parte poarta ŞI-NU (pentru TTL, R are o valoare redusă – maxim 10KΩ iar pentru familia CMOS, R are o valoare mare – sute de KΩ - iar C<100nF).

Exemplu de calcul: a). Pentru o poartă 74HCT132, V1 = 1,9V; V2 = 1,1V; VOL=0,2V; VOH=3,6V; IILR=0,3V. Se obţine: T1=0,85RC T2=0,39RC f = 1/1,24RC şi F = 0,31 b). Pentru o poartă 4093 cu VDD = 10V, V1 = 5,9V; V2 = 3,9V; VOL=0 V; VOH=10V; IILR=0V. Se obţine: T1=0,41RC T2=0,40RC f = 1/0,81RC şi F = 0,49

4). Pentru a obţine un factor de umplere dorit trebuie separată calea de încărcare de calea de descărcare a condensatorului. Se folosesc două diode şi două rezistenţe D1

R1

T2 = k2R2C T1 = k1R1C

descărcare C

încărcare C

D2

R2

5). Modificarea continuă a frecvenţei generate se face înlocuind rezistenţa R cu un potenţiometru P. R P T = (k1+k2)(P+R)C C

115

uo


2009/2010

4.1.3.2. Astabil cu inversoare uA VoH + Vd

VoH

A

I1

B R

vA

I2

C

Vth vo

-Vd

vc

t

uo T1

T2

t

CBA este format din două inversoare CMOS (VOL = 0V şi VOH = VDD) şi un circuit de temporizare RC (nu există restricţii asupra valorii lui R). Condensatorul C se încarcă prin R. Comutarea se produce când se atinge tensiunea de 1 prag Vth = VDD . Din cauza diodelor de protecţie de la intrarea unei porţi CMOS, saltul de 2 tensiune este limitat la valorile –Vd respectiv, VOH + Vd. Funcţionare: La conectarea tensiunii de alimentare, C este descărcat. Astfel V0 = 0, VA = 0 şi VB = „1”. C se încarcă prin R. În momentul în care VA = Vth cele două inversoare comută şi furnizează la ieşiri VB = „0” şi Vo = „1”. Deoarece ieşirea trece pe „1”. Tensiunea pe armătura din stânga a lui C suferă un salt de tensiunea în valoarea de VOH. Acest salt trebuie să fie resimţit şi pe armătura din dreapta dar el este limitat la valoarea VOH + Vd. În continuare C se descarcă peste R până când tensiunea pe el atinge din nou valoarea de prag. În acest moment porţile comută din nou revenind la valorile V0 = 0, VA = 0 şi VB = „1”. Deoarece tensiunea pe armătura din stânga a lui C suferă un salt de tensiunea în valoarea de -VOH pe armătura din dreapta lui C se va resimţi un salt de tensiune (limitat) până la –Vd. Apoi fenomenul se repetă până la deconectarea sursei de alimentare.

Pentru determinarea duratei T1 se particularizează relaţia: t RC

u (t ) = u (∞) − [u (∞) − u (0)]e considerând u (∞) = VOH şi u (0) = −Vd şi punând condiţia că, la momentul t = T1 , u (T1 ) = Vth . Se obţine: −

Vth = VOH − [VOH + Vd ]e adică: T1 = RC ln

−

T1 RC

VOH + Vd . VOH − Vd

Pentru determinarea duratei T2 se particularizează relaţia: t

u (t ) = u (∞) − [u (∞) − u (0)]e RC considerând u (∞) = 0 şi u (0) = VOH + Vd şi punând condiţia că, la momentul t = T2 , u (T2 ) = Vth . −

116


2009/2010

Se obţine: Vth = [VOH + Vd ]e

−

T2 RC

adică:

VOH + Vd . Vth La modificarea tensiunii de alimentare, se modifică şi tensiunea de prag. Pentru a asigura o stabilitate mai bună şi o excursie mai mare de tensiune la bornele condensatorului C (fără limitări) se conectează o rezistenţă . T2 = RC ln

4.1.3.3. Astabil realizat cu monostabile 74HCT123 Este compus din două CBM care se declanşează succesiv; unul (1) furnizează durata impulsului celălalt (2) durata pauzei. Astfel, cele două durate pot fi reglate independent. VDD

R1

C1

VDD

R2

C/R C

C/R C

1Q

2Q

A Q B R VDD

VDD

Q1

C2

Q2

OUT

A Q B R

t t

/Q2

VDD

T1

T2

t

CBM1 furnizează la ieşirea Q1 un impuls. Terminarea acestuia (frontul descrescător) declanşează CBM2. În momentul când se termină impulsul de la ieşirea Q2, (front crescător la /Q) se declanşează din nou CBM1. Semnalul, de frecvenţa dorită, se obţine la oricare din ieşirile Q1, /Q1, Q2, /Q2. Frecvenţa semnalului generat se determină cu relaţia: 1 f = unde T1 = R1C1 ln 2 şi T2 = R2 C 2 ln 2 . ( R1C1 + R2 C 2 ) ⋅ ln 2 Se recomandă R = 1…40KΩ şi C = 0 … 1000μF. Ex: Pentru obţinerea unui semnal cu frecvenţa f = 500KHz şi F = 1/3 şi considerând ca ieşire Q2, se obţine: T2 = 2T1. Dacă se adoptă R1 = R2 = 1kΩ se obţine C1 = 0,94nF şi C2 = 1,88nF. Se adoptă C1 = 1nF şi C2 = 2nF. Temă: 1). Să se corecteze circuitul astfel încât el să devină complet funcţional!! (circuitul de iniţializare – un scurt impuls la conectarea sursei de alimentare). 2). Să se proiecteze un CBA realizat din două CBM din care unul să furnizeze perioada şi celălalt durata oscilaţiilor.

4.1.3.4. Astabil cu cuarţ Cristalul de cuarţ asigură o stabilitate foarte mare a frecvenţei generate, atât în timp cât şi cu temperatura. El oscilează pe o anumită frecvenţă determinată de dimensiunile reţelei sale cristaline. Oscilaţiile sunt foarte stabile (în timp şi cu temperatura) dar au o amplitudine redusă. Din acest motiv ele trebuie amplificate folosind unul sau două amplificatoare numerice. 117


2009/2010

Acestea sunt compuse dintr-un inversor şi un rezistor R care asigură polarizarea porţii în regiunea de câştig ridicat a caracteristicii de transfer (acolo unde tensiunea de la intrarea inversorului este egală cu tensiunea de la ieşirea sa). Valoarea rezistenţei depinde de seria din care face parte inversorul (KΩ pentru familia TTL şi sute KΩ pentru familia CMOS). X1

X1

X2

R

R C1

X2

C1

C2

R C

C2

C1 poate regla frecvenţa de oscilaţii cu sute de Hz în jurul frecvenţei de oscilaţie a cuarţului fcuarţ. C se calculează astfel încât frecvenţa circuitului oscilant RC să nu influenţeze frecvenţa de oscilaţie a cuarţului (să fie de 100 de ori mai mică) adică fcuarţ > 100/RC.

Se obţin oscilaţii cu frecvenţa de oscilaţie a cuarţului şi cu factorul de umplere ½. Temă: 1). Se vor studia problemele rezolvate 5.7, 5.8, 5.10, 5.12 (CBM), respectiv 5.16, 5.17, 5.18, 5.19, 5.21, 5.24, 5.25 (CBA). 2). Se vor rezolva problemele 5.11, 5.13, 5,14, 5.15 (CBM), respectiv 5.20, 5.22, 5.23 (CBA).

4.1.4. EXCERCIŢII ŞI PROBLEME CU MONOSTABILE ŞI ASTABILE

1. Să se proiecteze circuitul din figura de mai jos astfel încât:

CL1

CL2

B

CL3

C

A

•

circuitul CL1 să fie un astabil realizat cu o poartă cu trigger Schmitt care să genereze un semnal cu frecvenţa de 50kHz şi factorul de umplere ½; • circuitul CL2 să fie un circuit care să genereze un impuls de durată 5µs la fiecare front crescător al semnalului aplicat la intrarea sa; • circuitul CL3 să genereze la ieşirea sa un semnal cu frecvenţa de 12,5kHz şi factorul de umplere ½; • să se deseneze, la scară semnalele în punctele A, B şi C. Se pot folosi circuite numerice din familiile TTL sau CMOS studiate.

118


2009/2010

2. La intrarea A a circuitului de mai jos se aduce un semnal având frecvenţa de 100kHz şi factorul de umplere 1/3.

A

CL1

B C

D CL2

a). Să se proiecteze circuitul CL1 astfel încât acesta să furnizeze un impuls de durată 3,3µs la fiecare front descrescător al semnalului aplicat la intrarea sa. b). Să se proiecteze circuitul CL2 astfel încât acesta să fie un divizor cu doi. c). Să se deseneze schema electronică completă a circuitului de mai sus. d). Să se deseneze formele de undă ale semnalelor în punctele A, B, C şi D. Se pot folosi circuite numerice din familiile TTL sau CMOS studiate.

4.2. REGISTRE DE DEPLASARE ŞI MEMORARE

Un registru este format din mai multe bistabile de tip D. El permite, pe baza impulsurilor de tact, realizarea următoarelor funcţii: • încărcarea – serială (bit după bit) sau paralelă (toţi biţii simultan) – a informaţiei prezente la intrarea de date serială respectiv intrările de date paralele; • deplasarea informaţiei într-un singur sens sau în ambele sensuri; • citirea informaţiei – serial sau paralel (la ieşirea serială sau la ieşirile paralele). Suplimentar, un registru poate memora informaţia sau, cu ajutorul unor conexiuni potrivite, poate roti informaţia la dreapta (Rotate Right), respectiv la stânga (Rotate Left). Un registru care îndeplineşte două sau mai multe funcţii se numeşte registru universal. Tipurile fundamentale de registre: • SISO (Serial Input - Serial Output); • cu deplasare la dreapta a informaţiei - SISO-SR (Shift Right); • cu deplasare la stânga a informaţiei - SISO-SL (Shift Left); • bidirecţionale; • SIPO (Serial Input - Parallel Output); • PISO (Parallel Input - Serial Output); • PIPO (Parallel Input – Parallel Output). Se fabrică următoarele tipuri de registre de deplasare: 74HCT164, 74HCT165, 74HCT166, 74HCT95, 74HCT194, 74HCT195, 74HCT594, 74HCT595 (74LS174, 74LS374, 74LS574), respectiv 4006, 4014, 4015, 4021, 4031, 4035, 4042, 4076, 4094, 4517.

119


2009/2010

4.2.1. REGISTRU CU ÎNSCRIERE SERIALĂ SISO, SIPO Schema unui registru de deplasare pe 4 biţi, cu intrare serială şi ieşiri paralele şi serială:

Descriere: • 4 bistabile de tip D care comută pe frontul descrescător al impulsului de tact; intrarea D a primului bistabil reprezintă intrarea serială SIN a registrului; intrarea D a bistabilului k + 1 este conectată la ieşirea Q a bistabilului k. • cele patru ieşiri Q0 – Q3 ale bistabililor reprezintă ieşirile paralele ale registrului; ieşirea Q3 reprezintă şi ieşirea serială SO a registrului. • /CLR intrare asincronă activă pe „0” permite ştergerea simultană a tuturor bistabililor. • CLK intrarea de tact a registrului. Obs: Bistabilele D utilizate (provin din două latch-uri SR-MS) comută pe frontul scăzător al impulsului de tact. Dacă nu s-ar folosi bistabile care comută pe front, ci latch-uri D cu validare, registrul nu ar funcţiona corect, deoarece latch-urile ar deveni transparente pe palierul semnalului de tact, iar pentru SIN = 1, la primul palier „1” al tactului toate ieşirile Q ar trece pe „1”. Funcţionare: Deplasarea informaţiei se face de la stânga spre dreapta, de la intrarea serială SIN (Serial Input) spre ieşirea paralelă SO (Serial Output). A. Înscrierea serială Începerea înscrierii seriale nu trebuie precedată de ştergerea registrului deoarece nouă informaţie o va înlocui pe cea existentă anterior în registru. Înscrierea se face cu /CLR = „1”, într-un număr de tacte egal cu numărul de biţi ai registrului (ai informaţiei înscrise). La intrarea SIN se aplică primul bit al informaţiei Di3 urmat de un impuls de tact CLK, apoi următorul bit de informaţie şi un nou impuls de tact. După aducerea la intrarea SIN a lui Di0 şi aplicarea celui de al 4-lea impuls de tact registru s-a încărcat cu informaţia dorită. Funcţionarea se exemplifică cu ajutorul tabelului de funcţionare şi a formelor de undă, considerând ca date de intrare Di3= „1”, Di2= „0”, Di1= „1”, Di0= „1”.

120


2009/2010

B. Citirea serială Se face cu ajutorul ieşirii SO. Primul bit înscris în registru devine disponibil la ieşire doar după aplicarea celui de al 4-lea impuls de tact. Pentru a citi şi ceilalţi 3 biţi înscrişi mai trebuie aplicate 3 impulsuri de tact. C. Citirea paralelă Dacă registrul de deplasare are şi ieşirile paralele Q0 (D00), … Q3 (D03) atunci informaţia înscrisă în registru se poate citi şi paralel. Citirea este corectă numai după aplicarea a 4 impulsuri de tact.

4.2.2. REGISTRU CU ÎNSCRIERE PARALELĂ PISO, PIPO Acest tip de registru asigură deplasarea informaţiei (într-un singur sens) înscrisă paralelă sau serial. Citirea se poate face atât serie cât şi paralel. Astfel se pot obţine următoarele variante: PIPO, PISO, SIPO şi SISO. Logica de conectare a intrărilor D ale bistabililor asigură deplasarea serială a informaţiei şi înscrierea paralelă prin utilizarea unor multiplexoare (cu 2 intrări/o ieşire formate cu porţile ŞI-SAU) comandate cu linia de intrare SH / LD (SHift/LoaD). Bistabilele sunt de tip D-MS sau D active pe front (dacă s-ar utiliza latch-uri D cu intrare de validare, funcţionarea registrului nu ar mai fi corectă). Funcţionare: A. Înscrierea paralelă Datele care trebuie înscrise în registru se aduc la intrările Di0...Di3. Linia SH / LD se pune pe „0” şi se aplică un impuls de tact. În acest fel datele sunt memorate simultan de cele patru bistabile. Nu este necesară ştergerea prealabilă a bistabililor deoarece datele de intrare se încarcă indiferent de conţinutul iniţial al registrului. B. Înscrierea serială Înscrierea serială se face la fel ca la registru SIPO punând intrarea SH / LD = „1”, (se aplică Di0 urmat de un impuls de tact apoi Di1 urmat de încă un impuls de tact s.a.m.d.). C. Deplasarea datelor spre dreapta Se pune intrarea SH / LD = „1” validând porţile care asigură accesul datelor de la ieşirea unui bistabil la intrarea următorului. Astfel, la fiecare impuls de tact datele de la ieşirea unui bistabil sunt memorate în următorul asigurându-se deplasarea serială a datelor. D. Citirea serială Citirea serială se face în n-1 tacte la ieşirea SO (Do3). E. Citirea paralelă Se poate face dacă registrul este prevăzut cu toate ieşirile Do0...Do3. Obs.: Registrele cu încărcare paralelă pot fi fabricate atât în varianta PIPO cât şi PISO şi pot funcţiona şi ca registre SISO şi SIPO dacă SH / LD = „1”.

121


2009/2010

4.2.3. REGISTRU DE DEPLASARE UNIVERSAL Pentru acoperirea unei game cât mai largi de aplicaţii se fabrică aşa numitele registrele universale care îndeplinesc următoarele funcţii: • înscriere: • •

paralelă, serială.

• citire: • •

paralelă, serială.

• deplasare în ambele sensuri Din această categorie fac parte registrele 74HCT194 şi 74HCT195. 74HCT194 este un registru de deplasare universal pe 4 biţi. El are intrări şi ieşiri paralel, două intrări de date seriale pentru deplasare dreapta RIN respectiv stânga LIN, două intrări de control al modului de operare S0, S1 şi o intrare prioritară de ştergere CLR. Registrul permite 4 moduri de funcţionare: • încărcare paralelă; • deplasarea informaţiei spre dreapta (în direcţia Q0 Q3); • deplasarea informaţiei spre stânga (în direcţia Q3 Q0); • memorare.

Funcţionarea registrului 74HCT194 este reliefată de tabelul:

74HCT194

S0 S1 RIN LIN Q0 CLK Q1 D0 Q2 D1 Q3 D2 D3 CLR

Indiferent de modul de operare selectat, înainte de fiecare front crescător a semnalului de tact, informaţia la intrările de date paralel sau serie trebuie actualizată, respectând timpii de stabilire şi de menţinere. Încărcarea paralel: pentru S0 = S1 = „1”, aducând informaţia la intrările D0, D1, D2 şi D3, memorarea în registru se realizează pe frontul crescător al semnalului de tact; la ieşirile Q0, Q1, Q2 şi Q3 această informaţie devine disponibilă, tot paralel, după tp (maxim 35ns). Pe durata încărcării paralel, circulaţia serie a informaţiei este inhibată. Deplasarea spre dreapta a informaţiei prezente la intrarea RIN este realizată pentru fiecare front crescător al semnalului de tact dacă S0 = „1” şi S1 = „0”. Deplasarea spre stânga se realizează similar, pentru S0 = „0” şi S1 = „1”, iar intrarea serială de date este în acest caz LIN. Memorarea informaţiei se realizează dacă S0 = „0” şi S1 = „0”.

4.2.4. REGISTRE DE DEPLASARE CU REACŢIE LINIARĂ LFSR (LINEAR FEEDBACK SHIFT REGISTER) Registrele LFSR sunt registre de deplasare SISO prevăzute cu o reacţie, realizată în general cu o poartă – sau mai multe – de tip SAU-EXCL. Ele reprezintă componente ale generatoarelor de impulsuri deoarece: • sunt foarte potrivite pentru implementări hardware; 122


2009/2010

• pot genera la ieşirea SO secvenţe largi de impulsuri repetabile; • pot produce secvenţe de impulsuri cu proprietăţi statistice foarte bune; • datorită structurii lor, pot fi analizate şi proiectate cu ajutorul teoriei polinoamelor. Un registru LFSR de lungime L este format dintr-un registru pe L biţi la care, la intrarea serială, se stabileşte o valoare logică determinată printr-o însumare modulo 2 a stărilor anterioare ale anumitor ieşiri. Funcţia îndeplinită de reacţia unui registru LFSR poate fi întâlnită sub mai multe denumiri: SAU-EXCL, detector de imparitate, sumă modulo 2. Oricare i-ar fi numele, ea realizează următoarele operaţii: • adună valorile logice ale biţiilor selectaţi; • dacă suma rezultată este impară, ieşirea reacţiei este pe „1” iar dacă suma rezultată este pară, ieşirea reacţiei este pe „0”. În tabelul 4.1 se prezintă ieşirea reacţiei unui registru LSFR determinată de trei ieşiri ale registrului notate generic cu QA, QB şi QC. Tabelul 4.1. QA 0 0 0 0 1 1 1 1

Ieşirea reacţiei unui LSFR. QB QC Ieşire reacţie 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 1 74HCT194

Un LSFR de 4 biţi, realizat cu 74HCT194, care porneşte din starea 0001 este prezentat în figură. Secvenţa de ieşire este: 0001 → 0010 → 0100 → 1001 → 0011 → 0110 → 1101 → 1010 → 0101 → 1011 → 0111 → 1111 → 1110 → 1100 → 1000 → 0001 → … Dacă se consideră ieşirea serială Q3, se obţine secvenţa: 00010011010111100010011..

1 0 0 CLK

1 0 0 0 1

S0 S1 RIN LIN Q0 CLK Q1 D0 Q2 D1 Q3 D2 D3 CLR

Obs: 1). Un LSFR de n biţi are 2n-1 stări. El se poate completa cu a 2n – a stare (starea 0…0) folosind o poartă SAU-NU cu n-1 intrări conectată la ieşirile Q0, Q1, …, Qn-2. Ieşirea porţii SAU-NU împreună cu ieşirea porţii SAU-EXCL se conectează la o a altă poartă SAUEXCL care va comanda intrarea serială a registrului. Aplicaţii: 1). Generarea celor 2n stări într-o secvenţă pseudoaleatoare este un avantaj valorificat de testoarele logice. Vectorii de test obţinuţi în acest mod uşurează detectarea erorilor. 2). Registrele LSFR se folosesc la codarea şi decodarea informaţiei, la detecţia şi corecţia codurilor la modem-urilor rapide. 3). Registrele LSFR se utilizează la implementarea numărătoarelor sincrone ultrarapide deoarece introduc întârzieri foarte mici. Asemenea numărătoare se pot folosi numai în aplicaţiile în care secvenţa de numărare nu este importantă (analizoare logice, memorii FIFO). Temă: problemele 7.7, 7.8, 7.10 123


2009/2010

4.2.5. APLICAŢII ALE REGISTRELOR DE DEPLASARE 4.2.5.1. Conversia serie-paralel a unui cuvânt binar Necesită utilizarea unui registru SIPO. Conversia se face în n tacte corespunzătoare celor n biţi ai cuvântului binar. Funcţionare: Se şterge conţinutul registrului punând intrarea /CLR la „0” (cu toate că principial nu este necesară iniţializarea conţinutului registrului, deoarece el se va suprascrie oricum după n impulsuri de tact). Considerând un registru SIPO de 8 biţi, secvenţa de înscriere a informaţiei este D7, D6 ,..., D0 – fiind necesare 8 impulsuri de tact pentru ca bitul D7 (cel mai semnificativ) să ajungă la ieşire pe poziţia corectă – Q7. În acest moment cuvântul este înscris în totalitate în registru şi poate fi citit paralel. Ritmul în care sunt aduşi biţii la intrarea serială SIN trebuie să fie corelat cu secvenţa de aplicare a impulsurilor de tact. Registrul comută pe frontul crescător al tactului (chiar dacă bistabilele comută pe frontul descrescător). Secvenţa care se converteşte este 101011.. Di7

Di6

Di5

Di4

Di3

Di2

SIN t CK t

Obs.: Fiecare ieşire Qi poate fi folosită ca ieşire serială (circuitul se poate folosi ca SISO1, ... SISO8). Aplicaţie: Extinderea numărului de ieşiri într-un sistem cu microcontroler cu ajutorul registrelor SIPO 74HCT594. Carte pag. 160-161.

4.2.5.2. Conversia paralel-serie a unui cuvânt binar Necesită utilizarea unui registru PISO. Conversia se face în n tacte corespunzătoare celor n biţi ai cuvântului binar. Pentru înscrierea paralelă a datelor Di7, ..., Di0 se pune intrarea SH//LD = „0” şi se aplică un impuls de tact (înscrierea propriu-zisă se face pe frontul crescător al semnalului de tact). Pentru citirea serială a datelor (a cuvântului de n biţi) se pune intrarea SH//LD = „1” şi se aplică n-1 impulsuri de tact.

Întreaga operaţie de conversie necesită n perioade de tact, prima fiind destinată pentru încărcarea paralelă, iar restul pentru citirea serială.

124


2009/2010

4.2.5.3. Realizarea unei întârzieri în transmiterea serială a informaţiei Se utilizează un registru SISO. Dacă acesta este de n biţi ai registrului, atunci întârzierea produsă în propagarea informaţiei va fi ΔT = (n − 1)TCLK .

4.2.5.4. Realizarea unei numărător în inel Un numărător în inel este un registru universal (intrări, ieşiri seriale şi paralele) cu reacţie directă de la ieşirea SO la intrarea SIN. El generează secvenţial semnale de comandă destinate comutării succesive a unui număr n de circuite digitale. Prin încărcare paralelă, numărătorul în inel se iniţializează cu un cuvânt binar de n biţi, (în general un bit pe „1” şi ceilalţi pe „0”). Ieşirile paralel sunt necesare pentru a obţine cele n semnale de comandă, fără a mai utiliza un decodificator.

Iniţializare: • se pune SH//LD = „0” şi intrările Di0, Di1, Di2, Di3 pe 1000; • se aplică un impuls de tact.

Funcţionare: (vezi tabelul şi formele de undă) • se trece SH//LD = „1” şi se aplică impulsuri de tact. Obs: Despre acest circuit se poate spune că reprezintă: • un numărător cu n stări; f • un divizor de frecvenţă cu n ( f Q = CLK ); n • un comutator secvenţial care poate fi folosit pentru comanda unor relee electromagnetice sau a înfăşurărilor unui MPP.

4.2.5.5. Realizarea unei numărător Johnson Un numărător Johnson este un numărător în inel de n biţi, cu reacţie de la ieşirea SO la intrarea SIN prin intermediul unui inversor.

Funcţionare: Iniţial, registrul se şterge, /CLR = „0” iar apoi se aplică impulsuri de tact. 125


2009/2010

Obs: Despre acest circuit se poate spune că reprezintă: • un numărător cu 2n stări f • un divizor de frecvenţă cu 2n ( f Q = CLK ); 2n • un circuit pentru comanda succesivă, întreţesută, a n elemente de execuţie (actuatoare).

4.2.5.6. Memoria temporară FIFO (First In First Out) Memoriile temporare sunt organizate pe n cuvinte binare de câte b biţi compuse din b registre de deplasare seriale SISO de câte n biţi fiecare. Memoria FIFO se realizează cu ajutorul unor registre SISO care permit deplasarea într-un singur sens (spre dreapta). Înscrierea cuvintelor binare de b biţi în memorie se face în paralel pe cele b intrări seriale prin aplicarea a câte unui impuls de tact şi deplasarea acestora spre dreapta. Memorie este plină atunci când s-au înscris toate cele n cuvinte binare. După umplerea completă a memoriei, primul cuvânt citit (paralel pe cele b ieşiri seriale) este primul cuvânt înscris în memorie. În procesul de citire, informaţia se deplasează în continuare spre dreapta cu fiecare impuls de tact aplicat. Prin citire, informaţia se pierde! Acest tip de memorie poate fi utilizat la gestionarea adreselor altor memorii pe durata întreruperilor unui sistem cu microprocesor.

4.2.5.7. Memoria temporară LIFO (Last In First Out) Această memorie temporară necesită registre SISO care pot deplasa informaţia în ambele sensuri (o intrare R / L - Right//Left - specifică sensul deplasării). Înscrierea cuvintelor se face ca la memoria FIFO, prin deplasarea spre dreapta a datelor ( R / L = 1 ) iar citirea se face prin deplasarea acestora spre stânga ( R / L = 0 ). Astfel ultimul cuvânt înscris va fi primul citit. Memoria LIFO se utilizează ca memorie stivă în sistemele cu microprocesoare. Temă: problemele 7.2, 7.3, 7.4, 7.5, 7.6 126


2009/2010

4.3. NUMĂRĂTOARE Sunt CLS-uri care numără, în binar, impulsurile aplicate la o intrare de tact. Numărul stărilor distincte dintr-un ciclu de numărare se numeşte modulul numărătorului m. Numărătoarele în inel şi Johnson, realizate cu registre de deplasare formate din n bistabile D, aveau modulul m=n respectiv m=2n. Numărul maxim de stări distincte care se pot obţine cu n bistabile este m=2n. Pentru atingerea sa se folosesc bistabile de tip T realizate din bistabile de tip JK-MS sau D-MS (cu T=1 permanent) care comută pe frontul descrescător al tactului. Clasificarea numărătoarelor: • după modul de aplicare a impulsurilor de tact: • asincrone (ripple counters) – impulsul de tact se aplică numai bistabilului cu semnificaţia minimă, următoarele bistabile au CK conectată la ieşirea Q sau /Q a bistabilului precedent; • sincrone (synchronous counters)– impulsul de tact (CK) se aplică simultan tuturor bistabilelor. • după modulul m: • binare – m= 2n; • zecimale m=10. • după sensul de numărare: • directe –numără doar în sens direct adică crescător; • reversibile - numără în ambele sensuri. Ştergerea numărătorului se face cu ajutorul intrării CLR (CLEAR), activă pe „1” sau „0”. Ea se poate realiza: • asincron dacă se face în momentul în care intrarea CLR devine activă şi independent de semnalul de tact; • sincron, dacă se face în momentul apariţiei frontul activ al tactului după activarea intrării CLR. Anumite numărătoare poate fi iniţializate (încărcate) cu orice stare dacă au intrări de încărcare paralel şi o intrare adiţională LD (LOAD), activă pe „1” sau pe „0”. Încărcarea se poate face: • asincron, dacă survine îndată ce semnalul LD este activ; • sincron, dacă se face numai în momentul apariţiei frontul activ al tactului după ce semnalul LD a devenit activ.

4.3.1. NUMĂRĂTOARE ASINCRONE 4.3.1.1. Numărătorul asincron, binar, direct pe 4 biţi Este format din 4 bistabile de tip T (provenite din JK-MS) cu T permanent pe „1”. Impulsurile de tact se aplică doar primului bistabil. Următoarele bistabile au ca semnal de tact ieşirea Q a bistabilului anterior (MR – Master Reset este o denumire sinonimă cu R - Reset sau CLR).

127


2009/2010

fCLK fCLK/2 fCLK/4 fCLK/8 fCLK/16

Obs: 1). Numărătorul numără în sens crescător (direct) adică cu fiecare impuls de CK aplicat, valoarea numărătorului creşte cu o unitate. 2). Numărătorul este modulo 16 (are 4 bistabile), al 16-lea impuls de tact încheie ciclul, el aducând numărătorul pe zero. Cel de-al 17-lea tact global este primul impuls de tact din cel de-al doilea ciclu. 3). La un moment dat, codul binar obţinut citind ieşirile corespunde cu numărul de impulsuri de tact aplicate în ciclul respectiv (citind ieşirile după 11 tacte rezultă Q3Q2Q1Q0 = 1011 care corespunde cu numărul 11 codat binar). Aceasta este practic funcţia de numărare. 4). Bistabilele funcţionează ca divizoare de frecvenţă cu 2. Ieşirea Q0 divizează cu 2 frecvenţa tactului, Q1 divizează cu 2 frecvenţa semnalului Q0 şi cu 4 frecvenţa tactului, etc. 5). Pentru extinderea capacităţii de numărare se pot conecta mai multe numărătoare în cascadă prin conectarea ieşirii Q3 la intrarea de tact a următorului numărător.

4.3.1.2. Numărătorul asincron, binar, invers Acest numărător numără în sens invers, adică îşi micşorează conţinutul cu câte o unitate la fiecare impuls de tact. Pentru obţinerea unui numărător în sens invers semnalul de CK a bistabilului următor este ieşirea /Q a bistabilului anterior.

Când ieşirea Q trece din „1” în „0”, ieşirea /Q trece din „0” în „1”, (bistabilul următor nu comută), dar când Q trece din „0” în „1”, /Q trece din „1” în „0” şi determină comutarea bistabilului următor. Acest lucru poate fi verificat în tabelul de mai jos.

128


2009/2010

Formele de undă aferente sunt prezentate mai jos:

Temă: Să se analizeze funcţionarea numărătoarelor din figurile următoare:

Se va indica tipul numărătorului şi se vor desena formele de undă aferente (bonificaţie 0,5p la nota finală de le CID pentru primul!).

4.3.1.3. Numărătorul asincron, binar, reversibil Pentru a obţine un numărător reversibil, între bistabile se conectează un MUX cu 2 intrări care, cu ajutorul unui semnal de sens S ( S = U / D - Up//Down), va stabili care ieşire Q sau /Q se conectează la intrarea de tact a bistabilului următor.

Mux cu 2 intrări Dacă S = „1” Q se conectează la CK şi numărătorul numără în sens direct. Dacă S = „0” /Q se conectează la CK şi numărătorul numără în sens invers.

4.3.1.4. Numărătorul asincron cu modulul p =/ 2n (diferit de o putere întreagă a lui 2) Pentru realizarea unui numărător cu modul p se foloseşte un numărător de n biţi unde: 2 n−1 < p < 2 n .

129


2009/2010

Acesta va fi prevăzut cu un circuit de reacţie care va permite ştergerea numărătorului după aplicarea a p impulsuri de tact. Determinarea structurii unui numărător modulo p=51. Numărul de bistabile necesare n este: 2n-1<51<2n Relaţia este îndeplinită pentru n=6 (32<51<64). Funcţionarea numărătorului cu p=51 implică resetarea sa după aplicarea celui de al 51-lea impuls de tact. Acest lucru este posibil prin identificarea stării 51 cu ajutorul unui circuit (o poartă ŞI/ŞI-NU) şi ştergerea numărătorului prin activarea liniei CLR.

Tabelul de funcţionare al numărătorului este: Nr. impuls tact 0 1 . 50 51 (0)

Q5 0 0 1

1→ 0

Q4 0 0

Q3 0 0

Q2 0 0

Q1 0 0

1

0 0

0 0

1→ 0

1→ 0

1

Q0 0 1 0

1→ 0

Determinarea acestei stări se face cu o poartă ŞI-NU cu 4 intrări conectate la ieşirile Q5, Q4, Q1, Q0 care sunt simultan pe „1” doar când apare stare 51. În acel moment se activează intrarea /CLR (ieşirea porţii ŞI-NU este „0” doar în această stare) care şterge numărătorul transformând starea 51 în starea 0. În acest fel numărul stărilor distincte ale numărătorului este redus la 51. Schema prezentată nu prezintă o funcţionare sigură datorită dispersiei timpilor de propagare tCLR-Q. Bistabilul cu timpul de propagare cel mai scurt se şterge primul şi ieşirea sa Q (care este una din intrările porţii ŞI-NU) trece pe „0”. Astfel, ieşirea porţii trece pe „1” şi întrerupe procesul de resetare integrală a numărătorului (celelalte bistabile nu se mai şterg). Pentru înlăturarea acestui dezavantaj este necesar un circuit de memorare a semnalului de ştergere (/CLR) pe o durată care să fie mai mică decât perioada impulsului de tact, dar suficient de mare pentru ştergerea sigură a tuturor bistabilelor. Acest circuit – un bistabil /S/R se intercalează între X1 şi X2. Funcţionarea circuitului de memorare a impulsului de ştergere: Ieşirea porţii ŞI-NU, X1 se afla pe „1” până la apariţia celui de al 51-lea front descrescător al impulsului de tact. În acest moment X1 trece pe „0”, determină setarea bistabilului SR, punerea liniei X2 pe „0” şi începerea procesului de ştergere a numărătorului. Ieşirea porţii ŞI-NU, X1 rămâne pe „0” un timp foarte scurt, mai exact până când una din ieşirile Q5, Q4, Q1 sau Q0 trece pe „0”. Deşi X1 trece pe „1”, bistabilul nu-şi modifică starea (memorează impulsul de ştergere) menţinând în continuare linia X2 pe „0” până la apariţia unui front crescător al impulsului de tact. În acel moment /CK devine „0”, şterge bistabilului SR, pune ieşirea X2 pe „1” şi încetează procesul de ştergere a numărătorului. Se observă că lăţimea noului impuls de ştergere X2=/CLR este egală cu durata cât semnalul de tact este pe „0”. Acest interval de timp este suficient de mare pentru ştergerea tuturor bistabilelor din componenţa numărătorul. 130


2009/2010

4.3.1.5. Numărătorul asincron decadic (zecimal, în cod BCD) Este un numărător pe 4 biţi care are doar 10 stări distincte: 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,0,1...Se utilizează pentru numărarea în zecimal (şi comanda afişajelor prin intermediul DCD 4/7). El se bazează pe structura unui numărătorului asincron binar la care se adaugă un circuit de decodificare a stării 10, format dintr-o poartă ŞI-NU cu două intrări cunectate la ieşirile Q3 şi Q1. Când numărătorul ajunge în starea 10, ieşirea porţii ŞI-NU trece pe „0” şi şterge numărătorul. Astfel acesta revine în starea „0” după care urmează un nou ciclul de funcţionare. Numărător asincron zecimal direct: schema electrică, diagramele de semnal, diagrama de stări:

4.3.1.6. Numărătoare asincrone disponibile pe piaţă Cele mai utilizate numărătoare asincrone: • 74LS93 (binar direct), 74LS90 (zecimal direct), 74LS92 (modulo 12); • 74HCT293 şi 74HCT290 (identice cu cele de mai sus dar cu alimentare la pinii 8 (GND) şi 16 (VCC)); • 74HCT393 (conţine 2 numărătoare 74HCT293) şi 74HCT390 (conţine 2x74HCT290). • 4020, respectiv circuitele compatibile pin la pin 74HC4020, 74HCT4020 – numărător pe 14 biţi cu intrare de tact activă pe frontul descrescător, intrare de ştergere asincronă, activă pe „1” şi 14 ieşiri Q0,…Q13; • 4040 respectiv circuitele compatibile pin la pin 74HC4040, 74HCT4040 – numărător pe 12 biţi cu intrare de tact activă pe frontul descrescător, intrare de ştergere asincronă, activă pe „1” şi 12 ieşiri Q0,…Q11 (identice cu 4020 doar că sunt pe 12 biţi); • 4060 respectiv circuitele compatibile pin la pin 74HC4060, 74HCT4060 – numărător pe 14 biţi cu oscilator încorporat (poate fi înlocuit de un semnal de tact extern), cu intrare de ştergere asincronă, activă pe „1” şi 10 ieşiri disponibile Q3 - Q9 şi Q11 - Q13. 131


2009/2010

Numărătorul 74LS93 Acest numărător este format din patru bistabile de tip TMS şi porţi aferente conectate intern astfel încât să rezulte un divizor cu 2 (intrare A, ieşire QA) şi un divizor cu 8 (intrare B, ieşiri QB QC şi QD). Pentru obţinerea unui numărător binar pe 4 biţi (divizor cu 16) se conectează intrarea B la ieşirea QA iar tactul se aplică intrării A. Circuitul are două intrări de ştergere R0 şi R1. Funcţionarea acestora este prezentată în tabelul alăturat. Obs.: Circuitul integrat are 4 pini neconectaţi intern NC (Not Connected). Evident la aceşti pini nu are nici un sens să se conecteze vreun semnal extern!!

A

NC

14 13

QA QD 12

GND

QB QC

10

9

8

4

5

6

7

NC

VCC

NC

NC

11

74LS93 1

2

3

B R0 R1

Numărătorul 74LS90 A

Acest numărător este format din patru bistabile de tip TMS şi porţi aferente conectate intern astfel încât să rezulte un divizor cu 2 (intrare A, ieşire QA) şi un divizor cu 5 (intrare B, ieşiri QB QC şi QD). Pentru obţinerea unui numărător decadic (divizor cu 10) se conectează intrarea B la QA iar tactul se aplică intrării A. Circuitul are două intrări de ştergere R0(1), R0(2) şi două intrări de iniţializare pe cifra 9 - R9(1), R9(2). Funcţionarea acestora este prezentată în tabelul alăturat. Obs.: Circuitul integrat are 1 pin neconectat intern NC (Not Connected). Evident la acest pin nu are nici un sens să se conecteze vreun semnal extern!!

NC

14 13

QA QD 12

GND

QB QC

10

9

8

4

5

6

7

NC

VCC

11

74LS90 1

2

3

B R0(1) R0(2)

R9(1) R9(2)

4.3.1.7. Dezavantajul numărătoarelor asincrone Principalul avantaj al numărătoarelor asincrone îl constituie simplitatea arhitecturii. Dezavantajul major al acestora îl constituie frecvenţa maximă de operare redusă, datorată propagării succesive a semnalului de tact. Întârzierea produsă de un bistabil este egală cu t pCLK →Q . Pentru stabilirea frecvenţei maxime de operare trebuie ţinut cont de cazul cel mai defavorabil în care comută toate cele n bistabile. Impulsul de tact următor se poate aplica numai după stabilizarea efectului impulsului de tact anterior. Uzual, starea stabilă a numărătorului înaintea aplicării unui nou impuls de tact trebuie să dureze un interval de timp Δt necesar citirii stării sale. Din aceste motive, în cazul cel mai defavorabil, perioada minimă de repetiţie a tactului, este: TCLK min = nt pCLK →Q + Δt Dacă numărătorul este reversibil trebuie ţinut cont şi de întârzierea introdusă de multiplexoare: TCLK min = nt pCLK →Q + ( n − 1)t pMUX + Δt Astfel frecvenţa maximă de funcţionare este: 1 f CLK max = TCLK min 132


2009/2010

Acest fenomen limitează frecvenţa maximă de tact la care pot funcţiona numărătoarele asincrone la valoarea tipică de 16 MHz. Concluzie: Numărătoarele asincrone lungi sunt relativ lente!!

4.3.2. NUMĂRĂTOARE SINCRONE Numărătoare sincrone sunt numărătoare la care impulsul de tact se aplică simultan tuturor bistabilelor (de tip T) permiţând, astfel funcţionarea la frecvenţe de tact mult mai mari (tipic 35MHz). În cadrul unui ciclu de numărare, la trecerea dintr-o stare în alta, unele bistabile trebuie să comute, altele nu. Înseamnă că numărătoarele trebuie realizate cu bistabile de tip T care au intrarea T accesibilă (adică bistabile JK-MS la care intrările J şi K sunt legate împreună şi formează intrarea T) pentru a permite ca, înaintea aplicării următorului impuls de tact, intrarea T a bistabilului ce trebuie să comute să fie conectată la „1” iar intrarea T a bistabilului ce nu trebuie să comute să fie conectată la „0”. Apare, astfel, necesitatea utilizării unor circuite logice pentru generarea valorilor T ce corespund celor n bistabile folosite pentru ca funcţionarea numărătorului să decurgă în conformitate cu tabelul de funcţionare dorit. Din tabel se deduc următoarele: • bistabilul Q0 trebuie să basculeze la fiecare impuls de tact, deci T0 = 1 ;

•

•

bistabilul Q1 basculează numai dacă înaintea aplicării tactului

•

Q0 = 1 deci T1 = Q0 ; bistabilul Q2 basculează numai dacă înaintea aplicării tactului Q0 şi Q1 sunt pe „1” adică: T2 = Q0 ⋅ Q1 = Q1 ⋅ T1 .

bistabilul Q3 basculează numai dacă înaintea aplicării impulsului de tact Q0 , Q1 şi Q2 sunt pe „1” deci T3 = Q0 ⋅ Q1 ⋅ Q2 = Q2 ⋅ T2 .

•

în general se poate scrie: Tn −1 = Q0 ⋅ Q1 ⋅ ... ⋅ Qn − 2 = Tn − 2 ⋅ Qn − 2 .

În funcţie de modul de scriere al valorilor T se disting două metode de generare a acestora: • serială – dacă valoarea curentă a lui T se obţine din cea anterioară: T2 = T1 ⋅ Q1 T3 = T2 ⋅ Q2 • paralelă – dacă valorile lui T se obţin direct din valorile lui Q: T2 = Q0 ⋅ Q1  T3 = Q0 ⋅ Q1 ⋅ Q2

4.3.2.1. Numărător sincron direct pe 4 biţi cu T generat prin metoda serială În cazul generării seriale a valorilor T în cazul cel mai defavorabil, durata minimă a impulsului de tact este data de: TCLK min = t PCLK →Q + (n − 2 )t PSI + Δt . 133


2009/2010

Schema numărătorului sincron obţinut prin metoda serială:

Dezavantaj: Avantaj:

- tp mai mare decât în cazul generării paralele a valorilor T. - se utilizează numai porţi ŞI cu două intrări.

4.3.2.2. Numărător sincron direct pe 4 biţi cu T generat prin metoda paralelă Schema numărătorului sincron obţinut prin metoda paralelă:

În cazul generării paralele a valorilor T durata minimă a impulsurilor de tact este: TCLK min = t PCLK →Q + t PSI + Δt . Se observă că tp este mai mic ceea ce conduce la o frecvenţa de tact mai ridicată. Din acest motiv aceasta este varianta preferată la realizarea numărătoarelor sincrone integrate. Semnalul Carry (semnalul de transport) se generează din semnalele Q0, Q1, Q2, şi Q3. Cy = Q0 ⋅ Q1 ⋅ Q2 ⋅ Q3 şi se aplică intrării T a numărătorului (bistabilului) următor în cazul extinderii capacităţii de numărare (cascadarea numărătoarelor).

4.3.2.3. Numărător sincron în cod BCD Funcţionează ca un numărător binar pe 4 biţi doar că starea 10 devine noua stare 0 a ciclului următor de numărare. Din tabelul de funcţionare se deduce că: • T0 = „1” • T1 = Q0Q3 • T2 = Q1Q0 • T3 = Q2Q1Q0+Q3Q0 Prin implementare, se obţine schema:

134


2009/2010

Formele de undă şi diagrama stărilor unui numărător asincron zecimal direct sunt:

4.3.2.4. Numărător sincron reversibil Schema unui numărător sincron reversibil pe 4 biţi:

Formele de undă aferente:

4.3.2.5. Cascadarea numărătoarelor sincrone Interconectarea a două (sau a mai multor) numărătoare sincrone pe 4 biţi presupune: • conectarea ieşirii Cy la intrarea T0 a numărătorului următor; • legarea împreună a intrărilor de tact; • legarea împreună a intrărilor de stergere.

4.3.2.6. Numărător sincron up/down 74HCT193, 74HCT192 Este un numărător binar, respectiv decadic care are următoarele caracteristici: •

comută (numără) pe frontul crescător al semnalului de tact;

135

Circuite Integrate Digitale • • • • •

2009/2010

prezintă două intrări de tact UP şi DOWN; pentru numărare în sens direct impulsurile de tact se aplică intrării UP în timp ce intrarea DOWN este pe „1” iar pentru numărare în sens invers impulsurile de tact se aplică intrării DOWN în timp ce intrarea UP este pe „1”; ştergere asincronă comandată de semnalul CLR; încărcare asincronă cu datele aflate la intrările paralel A, B, C, D comandată de /LOAD; ieşire /CY (CARRY) utilizată pentru cascadarea numărătoarelor, activă pe „0” în cazul numărării în sens direct, pe durata ultimei jumătăţi a celui de-al 15-lea impuls de tact; ieşire /BO (BORROW) utilizată pentru cascadarea numărătoarelor, activă pe „0” în cazul numărării în sens invers, pe durata ultimei jumătăţi a impulsul de tact numărul 0;

Pentru numărare: CLR = „0”, LOAD = „1”, impulsurile de tact se aplică unei dintre intrările UP sau DOWN, cealaltă fiind pe „1”. Pentru cascadare se leagă: • ieşirea /CY la intrarea UP a numărătorului următor; • ieşirea /BO la intrarea DOWN a numărătorului următor.

4.3.2.7. Numărător sincron up/down 74HCT191, 74HCT190 Este un numărător binar, respectiv decadic care are următoarele caracteristici: • •

• • • •

comută (numără) pe frontul crescător al semnalului de tact aplicat intrării CP; are o intrare pentru stabilirea sensului de numărare /UP/DOWN (dacă este pe „0” numără în sens direct, dacă este pe „1” în sens invers); ştergere asincronă comandată de semnalul CLR; încărcare asincronă cu datele aflate la intrările paralel A, B, C, D comandată de /PL; o intrare de validare activă pe „0” /CE; două ieşiri TC (Terminal Count) şi /RC (Ripple Clock) care indică transportul şi împrumutul;

Ieşirea TC este activă în starea „0” la numărarea în sens invers şi în starea 15 la numărarea în sens direct. Ea nu se foloseşte pentru cascadare!! Ea se utilizează intern pentru validarea ieşirii /RC. Ieşirea /RC reproduce impulsul de tact când ieşirea TC este pe „1” şi circuitul este validat (/CE = „0”). Ea se utilizează pentru cascadare.

136


2009/2010

4.3.2.8. Numărător sincron 74HCT163, 74HCT162 Este un numărător binar, respectiv decadic care are următoarele caracteristici: • • • • •

comută (numără) pe frontul crescător al semnalului de tact aplicat la intrarea CLK; ştergere sincronă comandată de semnalul /CLR; încărcare sincronă cu datele aflate la intrările paralel A, B, C, D comandată de /LOAD; două intrări de validare ENT şi ENP; ieşire RCO activă pe „1” pe durata celui de-al 15-lea impuls de tact utilizată pentru cascadarea numărătoarelor.

Pentru numărare (numai în sens direct): ENT = ENP = /CLR = /LOAD = „1” Pentru cascadare: • • •

semnalul de tact se aplică tuturor numărătoarelor; ieşirea RCO se leagă la intrarea ENT a următorului numărător; toate intrările ENP se leagă împreună şi formează intrarea de validare a numărătorului.

4.3.2.9. Numărător sincron 74HCT161, 74HCT160 Sunt identice cu numărătoarele 74HCT163, respectiv 74HCT162 cu excepţia ştergerii care se realizează asincron.

137


2009/2010

4.3.2.10. Numărător sincron binar up/down 74HCT169 Este un numărător binar pe 4 biţi care are următoarele caracteristici: • • • • •

comută (numără) pe frontul crescător al semnalului de tact aplicat la intrarea CLK; are o intrare pentru stabilirea sensului de numărare U//D; încărcare sincronă cu datele aflate la intrările paralel A, B, C, D comandată de /LOAD; două intrări de validare /ENT şi /ENP active pe „0”; ieşire /RCO activă pe „0” pe durata celui de-al 15-lea impuls de tact utilizată pentru cascadarea numărătoarelor.

Pentru numărare: • sens direct: ENT = ENP = „0”, /LOAD = „1” şi U//D = „1” • sens invers: ENT = ENP = „0”, /LOAD = „1” şi U//D = „0” Cascadarea se face similar cu cea a circuitelor 74HCT163

4.3.2.11. Alte numărătoare sincrone • • •

74HCT269 up/down pe 8 biţi cu încărcare paralelă sincronă (similar cu 74HCT169; 74HCT579 up/down pe 8 biţi cu pinii comuni de intrare/ieşire şi ieşiri cu trei stări (24 pini); 74HCT779 up/down pe 8 biţi cu pinii comuni de intrare/ieşire şi ieşiri cu trei stări (16 pini);

4.3.3. DIVIZOARE DE FRECVENŢĂ Orice CBB de tip T cu intrarea T conectată în permanenţă la „1” este un divizor cu 2 a frecvenţei impulsurilor aplicate intrării de tact. Orice numărător binar poate fi privit şi ca divizor de frecvenţă a impulsurilor aplicate intrării de tact. Notând cu fCLK frecvenţa acestora, la ieşirea Q0 se obţine un semnal cu f f f frecvenţa CLK , la ieşirea Q1 cu frecvenţa CLK , la ieşirea Q2 cu frecvenţa CLK , etc. 2 2 2 23 Obs.: 1). Toate aceste divizoare de frecvenţă sunt fixe (raportul de divizare este o putere a lui 2). 2). Factorul de umplere al semnalului de la ieşirea divizorului este ½.

138


2009/2010

4.3.3.1. Divizoare de frecvenţă cu p =/ 2n În cazul în care raportul de divizare este un număr diferit de o putere a lui 2 se utilizează un numărător modulo p. Ieşirea divizorului de frecvenţă este ieşirea X2 a bistabilului de memorare a impulsului de ştergere. Obs.: Factorul de umplere al semnalului de la ieşirea divizorului este diferit de ½. Dacă într-o aplicaţie acest aspect este deranjant, mai trebuie adăugat un CBB-T care furnizează la ieşirea sa un semnal cu factorul de umplere ½ dar mai şi divide suplimentar cu 2.

4.3.3.2. Divizoare de frecvenţă programabile Sunt divizoare de frecvenţă la care raportul de divizare se poate modifica de la un ciclu la următorul. Varianta 1 – cu numărare în sens invers şi încarcare paralelă. Este cea mai utilizată metodă de obţinere a unui divizor programabil. Se bazează pe utilizarea unui numărător reversibil cu posibilitatea de a fi încărcat paralel. Numărul cu care se realizează divizarea (k) se aduce la intrările paralel şi se încarcă în numărător prin activarea liniei /LD. Numărătorul este decrementat cu frecvenţa fCLK aplicată la intrarea Dn până când el ajunge în starea 0000. În acel moment ieşirea /Bo trece pe „0”, activează intrarea /LD, şi iniţiază o nouă încărcare a numărătorului cu numărul k. Deoarece bistabilele din componenţa numărătorului nu au acelaşi timp de încărcare şi, astfel apare riscul unei încărcări incomplete, este necesar intercalarea unui bistabil SR de memorare a impulsului de încărcare (la fel ca la numărătoarele modulo p). Astfel, la ieşirea /Q a acestuia se obţine semnalul fCLK/k.

fCLK/k

74HCT193

X2

CLR LD fCLK „1”

k

Dn Bo Up Cy A B C D

Q X1

Q0 Q1 Q2 Q3

Varianta 2 – cu numărare în sens direct şi comparator. Metoda utilizează un numărător asincron (4040) şi două comparatoare pe 4 biţi (74LS85) care specifică raportul de divizare k. Numărătorul numără în sens direct, de la 0 până la valoarea k prestabilită de comutatoarele [KPD1 şi KPD2]. În acel moment comparatoarele sesizează egalitatea şi activează semnalul de ştergere /MR. Schema prezentată este pe 8 biţi.

139


2009/2010

Pentru obţinerea unui divizor de frecvenţă pe 12 biţi sunt necesare un numărător şi un comparator pe 12 biţi. Schema prezentată este una care funcţionează foarte bine în regim de simulare digitală, dar nu în realitate deoarece foloseşte circuite CMOS şi TTL LS în acelaşi montaj. Pentru a rezolva acest neajuns, cel mai bine este să se folosească variantele HC sau HCT ale circuitelor prezentate: 74HCT4040 şi 74HCT85, caz în care schema nu va mai prezenta nici un neajuns.

Varianta 3 – combinată, cu posibilitatea numărării în ambele sensuri. Este cea mai versatilă metodă. Se bazează pe folosirea numărătoarelor 4029 la care intrarea de încarcare este comandată de o poartă SAU-NU cu un număr de intrări egal cu numărul de circuite 4029 utilizate. Circuitul oferă: • numărare în sens crescător, de la numărul prestabilit k la 255 (dacă U / D = 1 ); • numărare în sens descrescător, de la p la 0 (dacă U / D = 0 ); • numărare binară (dacă B / D = 1 ); • numărare zecimală (dacă B / D = 0 ).

4.3.4. APLICAŢII CU NUMĂRĂTOARE 1. Să se proiecteze, cu bistabile JK, un numărător sincron modulo 6. Starea ieşirilor va fi: Q2Q1Q0 = 000 → 001 → 010 → 011 → 100 → 101 → 000 → ... . Se construieşte tabelul tranziţiilor: a) trecerea dintr-o stare în alta se face confirm tabelului:

Qn

Qn +1

J

K

0 0 1 1

0 1 0 1

0 1 x x

x x 1 0

140


2009/2010

b) tabelul complet al tranziţiilor este: Stare iniţială

Intrări CBB0

Stare viitoare

Intrări CBB1

Intrări CBB2

Q2

Q1

Q0

Q2'

Q1'

Q0'

J0

K0

J1

K1

J2

K2

0 0 0 0 1 1

0 0 1 1 0 0

0 1 0 1 0 1

0 0 0 1 1 0

0 1 1 0 0 0

1 0 1 0 1 0

1 x 1 x 1 x

x 1 x 1 x 1

0 1 x x 0 0

x x 0 1 x x

0 0 0 1 x x

x x x x 0 1

J0 = 1 K0 = 1

c) se obţin formele minime:

J 2 = Q0Q1 K 2 = Q0Q2

J1 = Q0 Q2

K1 = Q0Q1

d) schema circuitului secvenţial este: Q1

Q0 1

J0 Q 0 CK

1

K0

Q0

J1 Q 1 CK Q K1 1

Q2 J2 Q 2 CK K2

Q2

CK

2. Să se proiecteze, cu bistabile D, un numărător sincron modulo 6. Starea ieşirilor va fi: Q2Q1Q0 = 000 → 001 → 010 → 011 → 100 → 101 → 000 → ... . 3. Folosind un numărător binar 74HCT163 şi porţi convenabil alese, să se realizeze un numărător decadic (secvenţa de numărare va fi: 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 0, 1, 2, …). Pentru obţinerea secvenţei de numărare se utilizează o poartă ŞI-NU care detectează starea 10 (QA = „0”, QB = „1”, QC = „0”, QD = „1”,) şi, prin activarea intrării de ştergere /CLEAR, o transformă în starea 0 a următorului ciclu de numărare.

4. Folosind un numărător binar 74HCT163 şi porţi convenabil alese, să se realizeze un numărător modulo 10 cu secvenţa de numărare: 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 3, 4, …. Pentru obţinerea secvenţei de numărare se utilizează o poartă ŞI-NU care detectează starea 13 (QA = „1”, QB = „0”, QC = „1”, QD = „1”,) şi, prin activarea intrării de încărcare /LOAD, o transformă în starea 3 a următorului ciclu de numărare prin încărcarea paralelă a numărătorului cu informaţia existentă la intrările paralel A, B, C, D.

141


2009/2010

5. Folosind numărătoare binare 74HCT161 şi alte circuite convenabil alese, să se realizeze un numărător modulo 244. Schema va fi prevăzută cu circuit de memorare a impulsului de ştergere. Vezi problema 7.14 din carte!!

6. Presupunând fixă (şi de 50Hz) frecvenţa reţelei, să se realizeze, pe baza ei un ceas. Schema circuitului este prezentată în figură.

Schema unui numărător modulo 60 este:

Tensiunea reţelei se reduce prin transformatorul TR. Prin redresare monoalternanţă cu dioda D şi apoi printr-o poartă trigger Schmitt se obţine un semnal dreptunghiular cu frecvenţa de 50Hz. Acest semnal divizat printr-un numărător modulo 50, se transformă într-un semnal cu perioada de 1s, care se aplică la intrarea circuitului pentru contorizarea şi afişarea secundelor, minutelor şi orelor. Cele două circuite pentru secunde şi minute sunt identice şi conţin fiecare: un divizor modulo 60, rezultat prin înserierea unui numărător modulo 10 (numărătorul BCD 74xx160) cu un numărător modulo 6 şi un convertor BCD/7 segmente (7449) + afişaj 7 segmente. Numărătorul modulo 10 generează prin biţii Q3Q2Q1Q0 cifra unităţilor (0-9) iar numărătorul modulo 6 generează prin biţii Q3Q2Q1Q0 cifra zecilor (0-5). Numărătorul modulo 6 se obţine din circuitul numărător BCD (74xx160) care, în momentul detectării stării Q3Q2Q1Q0 = 0110, se şterge prin activarea intrării CLEAR = 0. Totodată, se identifică şi starea Q3Q2Q1Q0 = 0101 care se utilizează ca semnal de validare (Enable) pentru divizorul următor. În mod similar se obţine şi numărătorul modulo 5 din circuitul de divizare cu 50 a frecvenţei generate de triggerul Schmitt. Numărătorul divizor cu 12 pentru ore, se obţine prin înserierea unui numărător BCD (74xx160) pentru unităţi, cu un numărător modulo 2 pentru zeci. Acesta este un bistabil JK care comută pe frontul descrescător al tactului (comandat de Q3 când numărătorul BCD realizează tranziţia din 9 în 0). La ieşirea divizorului de ore trebuie să existe o poartă care să identifice starea corespunzătoare timpului de 12 ore şi care să comande, cu ajutorul semnalului LOAD, o nouă stare iniţială (ce se obţine când numărătorul de minute şi cel de secunde trec de la valorile de 59 la 00).

142


2009/2010

7. Să se proiecteze un circuit care să permită determinarea numărului exact de autoturisme aflate în orice moment într-o parcare. Capacitate maximă a parcării este de 100 autoturisme. În momentul în care parcarea este plină nu se va mai permite accesul nici unui autoturism până în momentul plecării unuia. Structura acestui circuit este prezentată în figură. De la câte un senzor optic, unul plasat pe sensul de intrare iar altul pe sensul de ieşire, la trecerea unui autoturism se generează un impuls care se aplică pe intrarea de numărare în sens direct (D) sau pe intrarea de numărare în sens invers (I) ale unui numărător reversibil modulo 100 (modulul numărătorului este egal cu numărul maxim de autoturisme care se pot parca). Semnalul de depăşire capacitate RCO, printr-o interfaţă, activează semnalul luminos şi închiderea barierei. Numărătorul modulo 100 este compus din două numărătoare decadice (74xxx190) comandate pe intrarea de sens de numărare, D / I , de către ieşirea negată QN a unui latch SR iar intrările de tact de către frontul pozitiv al semnalului

CLK = S + R . La apariţia unui impuls S sau R, de la senzorii optici, ieşirea QN a latch-ului SR prescrie sensul de numărare (QN = „0” – sens direct, QN = „1” – sens invers) iar pe frontul negativ al respectivului impuls (frontul pozitiv al semnalului CLK = S + R) se comandă numărătoarele 74xx190.

Temă: 7.11, 7.12, 7.13, 7.14, 7.15, 7.16, 7.18, 7.19, 7.22 – 7.28,

143


2009/2010

CAPITOLUL 5

MEMORII SEMICONDUCTOARE

5.1. INTRODUCERE, CLASIFICARE Memoriile sunt circuite integrate care asigură stocarea (memorarea) informaţiei sub formă binară. Ele reprezintă, în prezent, cele mai răspândite şi cele mai vândute circuite integrate din lume atât în formă distinctă cât şi în componenţa altor circuite integrate cum ar fi microprocesoarele, microcontrolerele, FPGA, etc. Memoriile semiconductoare se pot clasifică: • în mod tradiţional: • memorii care pot fi doar citite, denumite ROM (Read Only Memory) înscrierea informaţiei – numită programarea memoriei - se realizează întro etapă anterioară utilizării ei; • memorii care pot fi scrise şi citite, RAM (Random Access Memory). • după tehnologia de fabricaţie: • memorii cu tranzistoare bipolare; • MOS; • CMOS; • BiCMOS. • după organizarea magistralei de date: • memorii paralele; • memorii seriale, (se fabrică memorii seriale EEPROM şi SRAM). • după modul de utilizare: • memorii de program; • memorii de date. În general memoriile ROM sunt folosite pentru stocarea programelor iar memoriile RAM pentru memorarea datelor. De asemenea există: • memorii volatile care pierd informaţiile memorate la deconectarea alimentării; • memorii nevolatile care nu pierd informaţia memorată chiar dacă tensiunea de alimentare se deconectează. În general memoriile ROM sunt nevolatile, iar cele RAM sunt volatile. O memorie ideală se caracterizează prin: • capacitate ridicată de memorare; • informaţie nevolatilă; • timp de acces redus; 144


2009/2010

• programabilitate în circuit; • putere disipată scăzută; • preţ mic. Memoriile prezentate în tabelul 5.1 au două sau mai multe caracteristici din cele enunţate mai sus – singura care le îndeplineşte pe toate este memoria Flash. Tabelul 5.1 Tipul memoriei ROM PROM EPROM OTP EEPROM Flash NV RAM SRAM DRAM

Comparaţie între caracteristicile diverselor tipuri de memorii. Celulă elementară Capacitate Volatilă Reprogramabilă cu 1 tranzistor Mare NU DA NU Mică NU DA NU Medie NU DA DA Medie NU DA NU Medie NU NU DA Mare NU DA DA Medie NU NU Mare DA NU Foarte mare DA DA -

Programare în montaj NU NU NU NU DA DA -

5.1.1. PARAMETRII UNEI MEMORII În memorii, informaţia este organizată fizic pe 1 bit, 4 biţi, 8 biţi, 16 biţi sau 32 de biţi. O locaţie de memorie de 8 biţi se mai numeşte octet (byte), se notează cu B şi are ca multipli kB, MB, GB, TB. Mărimea logică ce caracterizează lăţimea unei adrese de memorie se numeşte cuvânt. Timpul de acces - tACC - cel mai important parametru dinamic al unei memorii reprezintă durata dintre momentul adresării memoriei şi momentul în care la ieşirea de date devine disponibilă informaţia. Timpul de acces este cuprins între câteva ns la cele mai rapide memorii SRAM la câteva sute de ns la cele mai lente memorii EPROM. Capacitatea memoriei (exprimată în multipli de biţi sau de octeţi) este C = m× k unde: m = numărul de cuvinte distincte ce pot fi adresate (numărul locaţiilor de memorie); k = numărul de biţi ai fiecărui cuvânt memorat. Capacitatea de memorare foloseşte următoarele unităţi de măsură: 1 Kilobyte = 1024 bytes (210 bytes); 1 Megabyte = 1024 KB (210 kilobytes) = 220 bytes; 1 Gigabyte = 1024 MB (210 megabytes) = 230 bytes; 1 Terabyte = 1024 GB (210 gigabytes) = 240 bytes; 1 Pentabyte = 1024 TB (210 terabytes) = 250 bytes; 1 Exabyte = 1024 PB (210 petabytes) = 260 bytes; 1 Zettabyte = 1024 EB (210 exabytes) = 270 bytes; 1 Yottabyte = 1024 ZB (210 zettabytes) = 280 bytes; Progresul tehnologic se reflectă permanent prin creşterea capacităţii de stocare şi reducerea timpului de acces (creşterea vitezei de funcţionare a memoriilor).

5.1.2. SELECŢIA UNUI CUVÂNT DIN MEMORIE Se poate face: • liniar; • prin coincidenţă. 145


2009/2010

Selecţia liniară a unui cuvânt din memorie se face prin utilizarea unui singur decodificator. Ieşirile acestuia reprezintă liniile de adresă ale memoriei. Linii de adresă

Locaţie de memorie de 8 biţi

Selecţia prin coincidenţă se bazează pe organizarea memoriei într-o formă patrată şi utilizarea a două decodificatoare: unul pentru decodificarea adresei liniei şi altul pentru decodificarea adresei coloanei. Linii de adresă de linie

Locaţie de memorie de 1 bit

Linii de adresă de coloană

Selecţia prin coincidenţă este singura utilizată la memoriile de capacitate mare. De exemplu în cazul unei memorii având o capacitate de 1M x 1bit, sunt necesare 20 de linii de adresă. Utilizarea selecţiei liniare ar presupune utilizarea unui singur DCD cu 1.048.576 linii de ieşire, pe când utilizarea selecţiei prin coincidenţă se bazează pe două decodificatoare cu 10 intrări şi 1024 de ieşiri (fiecare). Astfel se reduce mult dimensiunea decodificatorului şi implicit numărul componentelor necesare pentru decodificarea adresei.

5.2. MEMORII ROM - Read Only Memory Memoriile ROM sunt memorii semiconductoare nevolative care pot fi doar citite. Se întâlnesc următoarele variante constructive: • ROM – sunt memorii programate prin mască la producător; informaţia se scrie la locul fabricaţiei şi nu poate fi modificată de utilizator; utilizatorul furnizează producătorului conţinutul memoriei. Sunt ieftine şi se execută numai pentru comenzi mari (peste 10.000 buc.); • PROM (programmable ROM)– sunt memorii programabile de către utilizator o singură dată prin întreruperea sau realizarea unor conexiuni interne folosind un dispozitiv denumit programator; • EPROM (Erasable PROM)– sunt memorii reprogramabile electric de către utilizator; programarea se face electric cu ajutorul unui programator iar ştergerea se face prin expunerea la radiaţii UV (ultraviolete) câteva zeci de minute. Sunt memorii MOS la care capsulele sunt prevăzute cu o fereastră de cuarţ prin care radiaţia UV poate pătrunde până la structura de siliciu; • OTPROM (One Time Programmable ROM) – sunt o variantă de EPROM care nu au fereastră şi permit doar o singură programare la utilizator;

146


2009/2010

•

EEPROM (Electrical Erasable PROM) – sunt memorii reprogramabile care pot fi şterse electric (în câteva ms); ele pot fi programate şi în timpul funcţionării; • FLASH – sunt o variantă de EEPROM la care ştergerea se face mult mai repede (în câteva µs.). În momentul actual se utilizează preponderent ultimele 4 categorii de memorii realizate în tehnologie CMOS.

5.2.1. SCHEMA BLOC A UNEI MEMORII ROM Schemă bloc a unei memorii ROM conţine un decodificator (DCD) urmat de un codificator (CD). Semnificaţia liniilor este: •

• •

A0 - An-1 - liniile de adresă prin intermediul cărora se specifică locaţia de memorie (cuvântul) ce va fi citită; W0, ..., Wm-1 - sunt m = 2n linii de cuvânt (linii de adresă decodificate), ele selectează intern locaţia de memorie; D0, ..., Dk-1 sunt k linii de date, k fiind numărul de biţi memoraţi într-o locaţie de memorie.

Aplicând o adresă la liniile A0 – An-1, la ieşirea DCD se activează o singură linie Wi selectându-se o singură locaţie de memorie. La ieşirea CD se obţine informaţia înmagazinată în locaţia selectată.

5.2.2. MEMORII ROM ŞI PROM Carte pag.190-191 (NU e obligatoriu!!).

5.2.3. MEMORII EPROM Schema simplificată a unei memorii EPROM cu m locaţii de memorie, a 4 biţi fiecare (fără partea de programare) este prezentată în figura următoare.

matrice de memorare

Vp1

D0

D1

D2

VDD Vp2

D3

Descriere: • cele 4 tranzistoare MOS din partea superioară sunt sarcinile active ale tranzistoarelor care formează matricea de memorie; nu se utilizează rezistenţe de sarcină deoarece un tranzistor MOS ocupă o arie de Si mai mică şi consumă mai puţină putere; 147


2009/2010

• tranzistoarele matricei de memorare sunt tranzistoare MOS cu grilă flotantă; Acestea au o grilă suplimentară numită grilă flotantă Gf care prin încărcare cu sarcini negative deplasează spre dreapta caracteristica iD - Ugs a tranzistorului MOS. Ele vor intra în conducţie numai dacă tensiunea aplicată în grilă este mai mare decât Vp2 (care este mai mare decât tensiunea de alimentare VDD). Dacă aceste tranzistoare ar fi tranzistoare MOS obişnuite, la activarea liniei de cuvânt Wi, toate ieşirile D0 - D3 ar fi puse la masa (0000) şi nu se poate memora starea „1”. Prin utilizarea tranzistoarelor cu grilă flotantă se poate memora: • starea „0” dacă grila flotantă nu este polarizată; • starea „1” dacă grila flotantă este polarizată. Prin ştergere, se încarcă grila flotantă a tuturor tranzistoarelor matricii de memorare (şi toate ieşirile vor fi pe „1”) iar prin programare se descarcă grilele flotante ale tranzistoarelor care trebuie să memoreze valoarea „0”. Programarea se face cu ajutorul unui impuls de programare (având amplitudinea tipică de VPP = 12V, uneori 12,5V) aplicat, după selectarea liniei de cuvânt Wi = U0H, între drena şi sursa tranzistorului, cu durata de câteva zeci de ms. Ştergerea informaţiilor se face iradiind matricea de memorare cu radiaţii UV. Prin ştergere toţii biţii locaţiilor de memorie vor fi pe „1”. Dacă lungimea de undă a radiaţiei ultraviolete este mai mică de 4000Å, distanţa dintre lampa UV şi cip mai mică de 2,5cm, iar puterea radiaţiei 12000mW/cm2; ştergerea se face în 15-20 minute. De asemenea expunerea continuă a unei memorii EPROM la lumina fluorescentă din camera poate determina ştergerea informaţiei în circa 3 ani iar expunerea la lumina solară directă în circa 1 saptamână. Numărul garantat de programări şi de ştergeri este mai mare de 100, dar defecte sunt frecvente chiar după câteva cicluri ştergere – programare. Durata de menţinere a informaţiei memorate este minim zece ani. Pentru circuitele EPROM moderne, de capacitate mare, (peste 64 kbiţi), o programare octet cu octet (durează zeci de ms pentru un octet) este inacceptabil de lungă (la un EPROM 27512 de 512 kbiţi, programarea ar dura 20ms x 65536 octeţi = 22 minute). Pentru reducerea timpului de programare a întregii memorii au fost realizaţi algoritmi de programare rapidă, caracterizaţi prin: • tensiunea de alimentare mărită la VDD = 6V; • tensiunea de programare de VPP = 12,5V. În acest mod, durata impulsului de programare se poate reduce la 1ms sau în unele cazuri chiar de 100µs! Prin aceasta chiar la memoriile EPROM de capacitaţi relative ridicate (peste 1 Mbit), programarea durează maxim câteva minute.

Memoria 27C64A Este o memorie EPROM (codul 27) realizată în tehnologie CMOS de 64kbiţi organizată ca 8k cuvinte de 8 biţi (8k locaţii de memorie, în fiecare locaţie se memorează 8 biţi). Ea are următorii pinii: 27C64A - 13 linii de adresă A0 – A12 (8k = 213) – magistrala de adrese; - 8 ieşiri de date D0 – D7 – magistrala de date; 13 A0 - /CE - Chip Enable (nevalidat trece circuitul în mod aşteptare: toate ieşirile A 8 . .

sunt în stare de înaltă impedanţă (HiZ) iar consumul de curent este redus substanţial); - /OE – Output Enable (pune bufferele de ieşire în stare HiZ); - /PGM – Intrare de Programare (se aplică impulsul de programare);

- VPP - pin la care se aplică tensiunea de progamare de 12,5V. 148

12

D0 .

CE . OE D7 PGM Vpp


2009/2010

Funcţionarea memoriei EPROM este reflectată de tabelul 5.2. Tabelul 5.2 Operaţiile efectuate de memoriile EPROM.

Operaţie

CE

OE

PGM

V pp

A0 ÷ A12

D0 ÷ D7

Aşteptare (Standby), nevalidare Inhibare ieşiri (Output Disable) Citire (Read) Programare (Program) Inhibarea programării (Program Inhibit) Verificare (Verify)

1 0 0 0 1 0

X 1 0 1 X 0

X 1 1 impuls X 1

VDD VDD VDD VPP VPP VPP

X X X X X X

HiZ HiZ Data Out Data In HiZ Data Out

• în starea de aşteptare (standby) memoria nu este validată CE = „1”; • pentru operaţia de citire a memoriei (read) se efectuează, în ordine, următoarele: Adresă stabilă

D0 – D7

Date ieşire valide

• se furnizează adresa locaţiei de memorie în care se găseşte informaţia care se va citi; • după stabilizarea adresei se validează memoria ( CE se pune pe „0”); • apoi se validează ieşirile ( OE se pune pe „0”); • după trecerea timpului de acces (tACC), la ieşirile D0 ÷ D7 se obţine informaţia dorită (vezi diagramele temporale alăturate!!).

Pentru funcţionarea corectă este necesară respectarea anumitor condiţii temporale, principalii parametrii de timp fiind: •

t RC - durata ciclului de citire (intervalul de timp între două schimbări de adresă);

•

t ACC - timpul de acces la memorie (timpul scurs din momentul stabilizării adreselor până la obţinerea datelor la ieşiri); tCE - intervalul de timp între validarea memoriei şi obţinerea datelor la ieşiri; tOE - intervalul de timp între validarea ieşirilor şi obţinerea datelor la ieşiri; tOH - timpul de menţinere a datelor la ieşiri după ce adresele au fost modificate.

• • •

• programarea memoriei, conform algoritmului de programare rapidă, presupune: • furnizarea adresei locaţiei de memorie în care se va memora informaţia prezentă la pinii D0 ÷ D7 ; • prezenţa datelor care se vor memora pe magistrala de date (Data In); • creşterea tensiunii de alimentare la 6V şi a tensiunii de programare la 12,5V; • aplicarea impulsului de programare la pinul PGM de durată tPW (pe durata acestuia datele de intrare nu se vor modifica!);

149


2009/2010

Program A0 ÷ A12

Read Verify

Program Verify

Adrese stabile

Adrese valide

tAS

tACC

D0 ÷ D7

Data Out

Data In

tDS

Data Out

ViH ViL HiZ

tDH 12,5V

VPP

ViH

VCC

6V 5V

CE

ViL

PGM

ViH ViL

tPW

tOES

tOE

tAH

tOE

ViH ViL

OE

În acest mod se programează fiecare locaţie de memorie. După programare se poate face o verificare a operaţiei de programare (Program Verify) şi/sau o citire. Formele de undă aferente acestor operaţii sunt prezentate mai sus. Capsula memoriei EPROM 27C64A (prezentată în figură) are 28 de pini şi o fereastră circulară din cuarţ prin intermediul căreia radiaţiile UV ajung la matricea de memorare. Principalii parametrii ai memoriei 27C64A sunt: • timp de acces: 150 ns; • curent de alimentare în repaus: 100µA; • curent de alimentare în funcţionare normală: 30mA; • tensiune de programare VPP = 12,5V; • algoritm de programare rapid (durata totală de programare este sub 1 minut); Vezi şi Anexa 3 Memorii EPROM din „Circuite Integrate Numerice. Aplicaţii şi Proiectare”.

5.2.4. Memoria OTP – One Time Programmable Este tot o memorie EPROM programată electric o singură dată (la producător sau la utilizator). Nu are fereastră de cuarţ pentru ştergere, este disponibilă în capsule de plastic ieftine având un preţ cu 40% mai mic decât EPROM-ul. Utilizatorul nu o mai poate reprograma ulterior. Este rentabilă în producţia de masă.

5.2.5. Memoria EEPROM Elimină dificultăţile de extragere din soclu şi expunere la lumina ultravioletă. Atât programarea cât şi ştergerea se fac electric. Prin perfecţionarea tehnologiei şi micşorarea grosimii stratului izolator al grilei flotante există posibilitatea programării şi ştergerii electrice cu tensiuni mici aplicate între drenă şi poartă. Polaritatea căderii de tensiune drenă-poartă este inversată la ştergere faţă de programare. Sunt mai scumpe decât memoriile Flash; se pot rescrie în timpul funcţionarii, numărul de ştergeri şi reprogramari fiind cu un cel puţin un ordin de mărime mai mare decât la memoriile Flash. 150


2009/2010

Memoria 2864B Este o memorie EEPROM (codul 28) realizată în tehnologie CMOS de 64kbiţi organizată ca 8k cuvinte de 8 biţi. Modurile de operare sunt reprezentate în tabelul 5.3. Tabelul 5.3 Operaţiile efectuate de memoriile EEPROM.

Operaţie Citire (Read) Scriere (Write) Inhibare scriere (Write Inhibit) Aşteptare (Standby)

CE

OE

WE

A0 ÷ A12

D0 ÷ D7

0 0 X X 1

0 1 X 0 X

1 0 1 X X

X X X X X

Data Out Data In HiZ

Caracteristici principale pentru memoria EEPROM 2864B: • timp de acces – 150 ns; • curent de alimentare în repaus: 1µA; • curent de alimentare în funcţionare normală: 30mA; • număr minim de ştergeri şi de reprogramări: 105; • durata de menţinere a informaţiei memorate: minim 10 ani;

5.2.6. Memoria FLASH Memoriile Flash permit atât citirea cât şi înscrierea informaţiei în timpul functionării normale. Sunt memorii de densitate mare, nevolatile, folosite în cele mai diverse aplicaţii – de la aparatele de fotografiat digitale la înlocuirea de hard-diskuri. Celula de memorare a unui bit constă dintr-un singur tranzistor MOS cu grilă flotantă. Stocarea propriu-zisă este realizată prin prezenţa sau absenţa sarcinilor în grila flotantă. O sarcină relativ ridicată acumulată în grila flotantă este echivalentă cu memorarea lui „0” logic, iar o sarcină redusă sau absentă cu memorarea lui „1” logic.

Programarea În stare neprogramată, toate celulele memoriei sunt în „1” (sarcini reduse sau nule în grila flotantă). Dacă în procesul de programare se doreşte memorarea unui „0”, grila de control Gc se aduce la un potential pozitiv +Vprog. Astfel electronii sunt atraşi spre grila flotantă, ea încarcându-se negativ. O dată programată, sarcina grilei flotante se menţine un timp îndelungat – minim 10 ani. În cazul în care se doreşte stocarea unui „1”, în timpul programarii celula respectivă este lăsată nemodificată.

151


2009/2010

Citirea Pe durata operaţiei de citire, la grila de control se aplică o tensiune pozitivă +Vread. Cantitatea de sarcina stocată în grila flotantă va determina în acest caz dacă sub acţiunea acestei tensiuni, tranzistorul MOS va conduce sau nu: • dacă se memorează un „0”, datorită numărului mare de electroni de pe grila flotantă, tranzistorul ramâne blocat; • dacă se memorează un „1”, grila flotantă conţine puţini electroni astfel încât sub influenţa tensiunii +Vread tranzistorul MOS va conduce.

Ştergerea - se rezumă la înlăturarea electronilor din grila flotantă prin aducerea grilei de control la potenţialul masei şi sursa la o tensiune pozitivă (+Verase). Electronii vor fi atraşi spre sursă şi prin aceasta grila flotantă nu va mai conţine sarcini negative sau numărul acestora va fi foarte redus.

O memorie Flash este întotdeauna ştearsă înainte de a fi programată. La memoriile Flash moderne ştergerea se realizează pe blocuri sau paginat, dar important este că un octet singular din cadrul unui bloc nu poate fi scris (programat) decât după ce este şters împreună cu întregul bloc din care face parte. Memoriile Flash ofera suplimentar posibilitatea ştergerii globale rapide (bulk erase). Schema simplificată a unei memorii Flash de capacitatea m x n (nu conţine partea aferentă programării memoriei):

Aria de memorie conţine m cuvinte a n biţi fiecare, adică un total de m x n tranzistoare MOS cu grilă flotantă pentru acelaşi număr de biţi de informaţie. La fiecare linie de bit un tranzistor MOS formează sarcina activă. Pentru citire se activează o linie de cuvânt, fiecare din cele n comparatoare furnizând la ieşire „1” sau „0”, după cum tranzistoarele MOS de memorare conduc sau nu („1” dacă tranzistorul conduce, „0” în caz contrar). Caracteristici generale ale memoriilor Flash: • timp de acces: 45 – 150ns; 152


• • • •

2009/2010

numărul de ştergeri şi de reprogramări de ordinul 104 – 105; durata de menţinere a informaţiei memorate este de minim 10 ani; sunt cele mai ieftine memorii nevolatile; se pot rescrie în timpul funcţionării. Memoria 29F010

Este o memorie FLASH (codul 29) realizată în tehnologie CMOS de 1Mbiţi organizată ca 128k cuvinte de 8 biţi. Modurile de operare sunt reprezentate în tabelul 5.4. Tabelul 5.4 Operaţiile efectuate de memoriile FLASH.

Operaţie

CE

OE

WE

A0 ÷ A12

I / O0 ÷ I / O7

Citire (Read) Scriere (Write) Inhibare ieşire (Output Disable) Aşteptare (Standby)

0 0 0 1

0 1 1 X

1 0 1 X

X X X X

Data Out Data In HiZ HiZ

Caracteristici principale ale memoriei flash 29F010: • timp de acces – 45ns; • curent de alimentare în repaus: 25µA; • curent de alimentare în funcţionare normală: 30mA la citire, 50mA la programare sau ştergere; • număr minim de ştergeri şi de reprogramări: 105; • permite ştergerea întregului circuit sau a oricărui sector; • ştergerea şi verificarea unui sector durează sub 1 secundă; • durata de menţinere a informaţiei memorate: minim 10 ani; Suplimentar (nu obligatoriu!) vezi anexa Memorii Flash!

5.3. MEMORII RAM Sunt memorii volatile care permit, în timpul functionării, atât citirea cât şi scrierea informaţiei în locaţia de memorie adresată. Memoriile RAM se clasifică în: • RAM statice (SRAM – Static Random Access Memory) la care celula elementară de memorare este un latch D realizat în tehnologie bipolară sau unipolară; • RAM dinamice (DRAM – Dynamic Random Access Memory) - celula elementară este o capacitate; sunt realizate numai în tehnologie unipolară NMOS sau CMOS. Memoria SRAM păstrează datele pentru o perioadă de timp nelimitată, până în momentul în care ea este rescrisă. În schimb, memoria DRAM necesită rescrierea permanentă, la câteva fracţiuni de secundă, altfel informaţiile fiind pierdute. Avantajele memoriei SRAM: utilitatea crescută datorită modului de funcţionare şi viteza foarte mare (raportul de timp de acces SRAM/DRAM = 8-16). Dezavantajele memoriei SRAM: densitatea de integrare mai redusă şi preţul mult mai mare decât al memoriei DRAM (de obicei raportul de capacitate DRAM/SRAM = 4-8 iar raportul de cost SRAM/DRAM = 8-16). Aplicaţiile de bază ale memoriilor RAM se regăsesc la PC-urile. Memoria SRAM este folosită cel mai adesea ca memorie intermediară/cache, pe când DRAM-ul este utilizat ca memorie principală a oricărui sistem.

153


2009/2010

Selecţia cuvântului adresat se poate face liniar sau prin coincidenţă. Selecţia liniară se realizează similar cu selecţia omonimă prezentată la memoriile ROM. Memoria din figură este organizată pe m = 2n octeţi. Dacă toate liniile de adresă (A0, A1,…,An-1) sunt pe „0”, linia de cuvânt W0 trece pe „1” şi se selectează primul octet. Acesta se va regăsi la ieşire (10111011).

Selecţia prin coincidenţă utilizează două decodificatoare de adresă, unul pentru linii şi unul pentru coloane. Nodul selectat din memoria din figură corespunde adresei de linie A0, A1,...,Ax-1 = 011 ...1 şi adesei de coloană Ax, Ax+1,...,Ax+y-1 = 0010 ... 0.

Pentru o folosire eficientă a ariei de siliciu ocupate se caută ca matricea de memorare să fie pătrată sau cât mai aproape de un patrat în cazul unui numar impar de adrese, dimensiunile celor doua DCD fiind egale sau apropiate. La memoriile RAM de capacitate mare (de peste 1Mbit) decodificarea bidirecţională nu mai este suficientă, deoarece numărul de linii ale fiecăruia dintre cele doua DCD va depăşi 1000. Din acest motiv informaţia stocată este dispusă într-o matrice tridimensională. De exemplu la memoria 628128A de 128 x 8 kbiţi, matricea de memorare se prezintă în figură.

În acest caz decodificarea se face bidimensional, existând 512 rânduri a 256 de coloane, dar în punctul de selecţie, cuvântul nu are lungimea de 1 bit, ci de 8 biţi.

154


2009/2010

5.3.1. MEMORII SRAM Memoriile SRAM, disponibile, în momentul actual, sunt caracterizate de: • capacitate de memorare de până la: • 4Mbiţi, organizată pe 4, 8 sau 16 biţi (512Kx8, 256Kx16, 128Kx16, 256Kx4, 128Kx8, 64Kx16); • 18Mbiţi, organizată pe 9, 18 sau 36 biţi (512Kx36, 512Kx18, 256Kx36, 512Kx9, 256Kx18, 128Kx36,), al 9-lea bit memorat fiind de control; • tensiuni de alimentare de 5V, 3,3V şi 2,5V; • timp de acces de până la 8ns. Celula elementară de memorie pentru 1 bit este realizată cu un D latch.

Pentru efectuarea unei operaţii de citire/scriere este necesar ca celula de memorie să fie selectată cu ajutorul liniei de cuvânt Wi (linia de adresă decodificată) activă pe „1”. Linia de cuvânt furnizează semnalul SEL ce acţionează asupra porţii ŞI (P) şi a bufferului B. O dată selectat, bufferul se află în stare normală de funcţionare. Cealaltă intrare a porţii P se foloseşte pentru stabilirea operaţiei ce se va efectua: citire (/WE = „1”) sau scriere (/WE = „0”). Descrierea funcţionării: • citirea: se selectează celula (SEL = „1”) şi se pune semnalul /WE = „1”. În acest caz intrarea C a latch-ului este „0” şi oricare ar fi datele pe linia de intrare ele nu pot modifica informaţia existentă în D-latch, în schimb bufferul B, fiind în stare normală de funcţionare, asigură transmiterea la ieşirea DOUT a informaţiei memorate în latch. • scrierea: se selectează celula (SEL = „1”) şi semnalul /WE = „0”. În acest caz deoarece C = „1”, informaţia existentă la intrarea de date DIN se înscrie în D-latch. Obs.: Dacă celula nu este selectată (SEL = „0”) atunci C = „0” şi bufferul B se afla în starea de impedanţă ridicată. Locaţia de memorie este în stare de aşteptare (standby). O memorie SRAM de 1024 cuvinte a 4 biţi fiecare are schema bloc prezentată mai jos. Descriere şi funcţionare: • memoria are o magistrală de adrese de 10 linii ( A0 ÷ A9 ), o magistrală de date de intrare de 4 linii ( DIN 0 ÷ DIN 3 ), o magistrală de date de ieşire de 4 linii ( DOUT 0 ÷ DOUT 3 ) şi semnalele de comandă CE , OE şi WE ; • selecţia se face liniar cu decodificatorul DCD cu 10/1024; • fiecare din cele 1024 de ieşiri ale DCD reprezintă o linie de cuvânt; prin activarea sa, se selectează o anumită locaţie de memorie în care se memorează 4 biţi de informaţie; linia de cuvânt se conectează la intrările de selecţie SEL ale latchurilor care formează locaţia de memorie; • toate intrările de date de acelaşi rang (1024 de intrări) se conectează împreună; astfel se formează magistrala de date de intrare DIN 0 ÷ DIN 3 ; 155


2009/2010

• toate ieşirile de date de acelaşi rang (1024 de ieşiri) se conectează împreună şi formează magistrala de date de ieşire DOUT 0 ÷ DOUT 3 ; • intrările WE şi CE formează semnalul de selecţie a operaţiei şi se conectează la toate intrările WE ale latch-urilor; • intrările OE şi CE formează semnalul de validare a bufferelor de ieşire

Pentru reducerea numărului de pini, se realizează memorii cu pini unici pentru datele de intrare şi ieşire I/O. Structura I/O este prezentată în figură. Dacă WE = „1”, se validează doar bufferul 2 şi pinul I/O este definit ca o ieşire; la această ieşire se pot citi datele memorate în 2 1 locaţia de memorie selectată. Dacă WE = „0”, se validează doar bufferul 1 şi pinul I/O este / definit ca o intrare; la această intrare se aduc datele care se vor memora în locaţia de memorie selectată. Reprezentarea simbolică a memoriei SRAM este prezentată mai jos. Funcţionarea memoriei SRAM se bazează tabel 5.4. Tabelul 5.4

6204

Operaţiile efectuate de memoriile SRAM.

10 A0 .

A9

I/O0 .

WE I/O3 OE CE

4

Operaţie

CE

OE

WE

Citire (Read) Scriere (Write) Memorare (Hold)

0 0 1

0 1 X

1 0 X

Memoria SRAM 6264 de 8Kx8 biţi Memoria SRAM 6264 are 8K locaţii de memorie a câte 8 biţi. Pinii săi sunt: 6264 • A0 ÷ A12 - magistrala de adrese de 13 biţi;

•

I / O0 ÷ I / O7 - magistrala de date de 8 biţi;

• • •

CE şi CE - intrări de validare (Chip Enable); OE - intrare de validare ieşiri; WE - intrare de selecţie a operaţiei efectuate.

156

13 A0 .

A12

I/O0 8 WE . I/O7 OE CE CE


2009/2010

Analiza funcţionării se face considerând în permanenţă intrarea CE = „1”. • citirea: după stabilizarea adresei, se validează intrările /CE şi /OE; se aşteaptă trecerea timpului tACC după care datele memorate la adresa specificată devin disponibile la ieşiri; tACC = 10 - 150ns, tRCmin = 100ns. • scrierea: după stabilizarea adresei, se validează memoria CE = „0” ( OE se menţine inactivă) şi se pune WE pe „0”; în momentul în care semnalul WE revine pe „1”, datele prezente la intrare sunt memorate în locaţia de memorie selectată (vezi diagramele temporale).

Data Out

Data In

Vezi şi Anexa 4 Memoria SRAM din „Circuite Integrate Numerice. Aplicaţii şi Proiectare” (Nu este obligatoriu).

5.3.2. MEMORII DRAM Memoriile DRAM au capacitate de memorare mai mare şi sunt mai ieftine decât memoriile SRAM. În schimb, timpul de acces mai mare, necesitatea reîmprospătării informaţiei memorate (refresh) de câteva zeci de ori pe durata unei secunde şi modul mai complicat de operare reprezintă dezavantajele lor. În momentul actual, sunt disponibile memorii DRAM caracterizate de: • capacitate de memorare de peste 256Mbiţi organizată pe 1 bit, (sunt disponibile şi bancuri de memorie organizate pe 4, 8, 16, 32 biţi); • tensiuni de alimentare de 5V, 3,3V şi 2,5V; • timp de acces de până la 50ns.

Memoriile DRAM sunt memorii volatile de mare capacitate, realizate cu tranzistoare MOS. Memorarea se realizează prin încărcarea sau descărcarea unei capacităţi (integrate sau parazite) Cm :

•

dacă Cm este încărcată înseamnă că se memorează „1”; • dacă Cm este descărcată înseamnă că se memorează „0”. Celula de memorare conţine un singur tranzistor MOS (T) cu canal n. Ea funcţionează în regim de impulsuri. Schema celulei:

Descriere şi funcţionare: Bufferul B deserveşte toate celulele conectate la linia de bit LB (s-a desenat o singură celulă). Cu ajutorul lui B se alimentează, în impuls, linia de bit. Fiecare linie de bit este prevăzută cu un comparator K şi un D-latch utilizate la citirea informaţiei. Linia de cuvânt LC este activă pe „1” fiind acţionată tot în impulsuri. Celula de memorare propriu-zisă se compune din tranzistorul de comutaţie T şi capacitatea integrată de memorare de valoare foarte mică Cm. 157

/WE


2009/2010

Înscrierea informaţiei în celula de memorare: a) Înscrierea unui „1” în celulă se face punând un „1” pe linia Di. Prin validarea bufferului B, linia de bit LB trece pe „1” (UH). În acest timp se aplică un impuls liniei de cuvânt LC (Wi = „1”) care determină intrarea în conducţie a tranzistorului T şi încărcarea capacităţii Cm la UH. Di

Di

UH

UL

UL t

Wi

t

Ucm UL

UH

Wi

t

t

Ucm UH

UH

UL t

t

b) Înscrierea unui „0” în celulă se face în mod asemănător. Se pune Di pe „0”, se activează bufferul B şi linia LB rămâne pe „0”. Tranzistorul, adus în conducţie printr-un impuls aplicat liniei de cuvânt LC, determină descărcarea Cm .

Citirea informaţiei memorate într-o celulă de memorie UH după care bufferul se aduce în stare de 2 U funcţionare normală. Condensatorul C p se încarcă la H după care bufferul trece în stare de 2

La intrarea Di se aduce o tensiune

înaltă impedanţă izolând linia de bit LB. Se aplică un impuls UH pe LC care aduce în conducţie tranzistorul T. 1. Dacă a fost memorat un „1” ( Cm → U H ), atunci Cm se descarcă parţial peste C p iar tensiunea pe LB va fi U cp =

UH + Δu . Ieşirea comparatorului K trece pe „1”. Latchul D este 2

transparent (/WE = „1” ceea ce determină C = „1”) şi astfel „1” de la ieşirea lui K este transmis la Dout. 2. Dacă a fost memorat un „0” ( Cm → U L ), atunci C p se descarcă parţial peste Cm iar tensiunea pe LB va fi U cp =

UH − Δu . Ieşirea comparatorului K trece pe „0”. Latchul D este 2

transparent (/WE = „1” ceea ce determină C = „1”) şi astfel „0” de la ieşirea lui K este transmis la Dout. După fiecare operaţie de citire se alterează nivelul de tensiune de la bornele Cm . Pentru păstrarea în continuare a informaţiei nealterate trebuie efectuată o operaţie de reînscriere a bitului citit folosind ieşirea D-latchului (reîmprospătarea informaţiei alterate prin citire). Nu numai prin citire are loc o alterare a informaţiei înscrise în Cm ci şi datorită descărcării exponenţiale în timp a acesteia datorită curenţilor de pierdere. Din acest motiv, chiar dacă nu se efectuează citiri, este necesară reîmprospătarea informaţiei (REFRESH) memorate în Cm la fiecare 2-4ms (funcţie de tipul memoriei). Timpul necesar unei împrospătări este în medie de 0,3µs. Dacă reîmprospătarea s-ar face bit cu bit, în intervalul de 4ms s-ar putea doar reîmprospăta fără a mai fi timp şi pentru alte operaţii utile. 158

4 ⋅10 −3 = 13.333 de celule 3 ⋅10 − 7


2009/2010

Pentru o memorie de 64kbiţi (65.536biţi) satisfacerea timpului disponibil de reîmprospătare impune adaptarea unei structuri pătrate a matricii de celule de memorie, de 256/256 biţi (adică o structură organizată pe 256 de linii şi 256 de coloane) şi reîmprospătarea simultană a tuturor celulelor de pe o linie. Astfel timpul necesar pentru reîmprospătarea întregii memorii va fi de 256 × 0,3 ⋅ 10 −6 = 76,8μs , care constituie:

76,8 100 = 1,92% din timpul 4000

disponibil pentru reîmprospătare. Deci 98% din intervalul de timp dintre două reîmprospătări succesive poate fi folosit pentru efectuarea unor operaţii utile de citire şi înscriere a informaţiei. Memoria DRAM de 64kbiţi organizată pe cuvinte de 1bit. Selecţia se face prin coincidenţă. Schema bloc este prezentată mai jos. Descriere: Adresele sunt în număr de 16 (A0…A15). Pentru reducerea numărului de pini adresele sunt multiplexate folosindu-se doar 8 linii de adresă. Întâi se aplică prima jumătate a adresei A0…A7 (adresa de linie) iar apoi a doua jumătate A8…A15 (adresa de coloană). Circuitul de comandă conţine două registre D-latch de memorare a celor două jumătăţi ale adresei. Prin intermediul liniilor A0…A7 se comandă DCD care selectează linia. Adrese linii Încărcarea A0…A7 în registrul din circuitul de Adrese coloane comandă se face prin activarea liniei /RAS (Row Address Strobe). Cu liniile A8…A15 se comandă Control blocul MUX/DMUX prin care se selectează o singură coloană din cele 256 ale unei linii (la citire prin MUX, iar la înscriere prin DMUX). Încărcarea adreselor A8…A15 în registrul corespunzător din circuitul de comandă se face prin activare liniei /CAS (Column Address Strobe). Linia de control stabileşte care dintre 4164 cele două circuite (MUX sau DMUX) este activ 8 A0 Dout (la citire MUX-ul iar la scriere DMUX-ul). A7 Din Schema bloc mai conţine un registru de RAS linii format din 256 de D-latchuri în care se CAS memorează linia selectată. Schimbul de WE informaţii între matrice şi registru este bidirecţional. La citire este activată şi linia ce validează bufferul de pe linia datelor de ieşire Dout. .

Funcţionare: Citirea informaţiei memorate La liniile de adresă se aduce adresa de linie A0…A7. După ce aceasta s-a stabilizat se activează linia /RAS pentru încărcarea adresei de linie în registrul din circuitul de comandă. În continuare adresa se decodifică, se selectează linia şi conţinutul tuturor celulelor de memorare aferente liniei se scrie în registrul de linii. Apoi se aduce la intrare adresa de coloane A8…A15. După ce aceasta s-a stabilizat se activează semnalul /CAS. Pe frontul descrescător al /CAS se investighează linia /WE. Aceasta trebuie să fie pe „1” deoarece se execută o operaţie de citire. Tot pe frontul descrescător al semnalului /CAS se memorează adresa coloanei A8…A15 în registrul corespunzător din circuitul de comandă. Cu ajutorul lor şi al MUX-ului, se selectează una dintre cele 256 de

159


2009/2010

coloane ale liniei memorate în registrul de linii, şi conţinutul celulei selectate se transmite, prin buffer (aflat în stare normală), spre ieşire Dout. În continuare se dezactivează /RAS-ul (conţinutul registrului de linii se reînscrie în matricea de memorare) apoi se dezactivează şi /CAS-ul şi linia Dout trece pe Z. 7

7

Citirea informaţiei

Scrierea informaţiei

Scrierea informaţiei în memorie Furnizarea adresei locaţiei de memorare în care urmează să se scrie informaţia se face la fel ca la operaţia de citire. Deosebirile apar pe frontul descrescător al /CAS când în urma investigării se găseşte linia /WE pe „0”. Acest fapt înseamnă că urmează o operaţie de scriere şi, tot în acel moment datele care urmează a fi scrise trebuie să fie prezente pe linia Din. În continuare se memorează adresa coloanei A8…A15 în registrul corespunzător din circuitul de comandă. Cu ajutorul lor şi al DMUX-ului, se selectează una dintre cele 256 de coloane ale liniei memorate în registrul de linii, şi informaţia de pe Din se memorează în această celulă. În continuare se dezactivează /RAS-ul (conţinutul registrului de linii se reînscrie în matricea de memorare) apoi se dezactivează şi /CAS-ul. Reîmprospătarea informaţiei memorate Se foloseşte un numărător pe 8 biţi, cu funcţionare continuă (nefigurat în schema bloc) care generează adresele celor 256 de linii. Pe frontal descrescător al semnalului /RAS se selectează o linia ce corespunde adresei. Conţinutul fiecărei celule ale acestei linii se înscrie în registru de linii. Pe frontul crescător al semnalului /RAS se reînscrie informaţia din registru de linii, regenerată în celulele corespunzătoare. În continuare se trece la următoarea adresă şi se reîmprospătează informaţiile din celulele liniei următoare. Vezi şi Anexa 5 Memoria DRAM din „Circuite Integrate Numerice. Aplicaţii şi Proiectare” (Nu este obligatoriu).

Temă: 8.1, 8.2, 8.3, 8.5, 8.6, 8.10, 8.11

160

Anexa 1

2009/2010

CARDURI DE MEMORIE FLASH Astăzi, orice persoană care utilizează un dispozitiv electronic portabil, cu siguranţă că a întâlnit cardurile de memorie flash. Pe piaţă sunt prezente cinci formate de baza, dintre care trei au un standard deschis (CompactFlash - CF, SecureDigital - SD şi MultiMediaCard MMC) şi două au standard închis (MemoryStick - MS produse de Sony şi de Samsung, şi xDPicture - de Olympus şi de Fuji). Faptul ca standardul acestora este deschis a permis primelor doua formate - CompactFlash şi SecureDigital, să câştige o popularitate enormă printre utilizatori şi să umple piaţa de carduri de memorie cu variantele lor, propuse de diferiţi producători.

1. CARDURILE COMPACTFLASH - CF 1.1. Istoricul standardului CompactFlash La apariţia memoriei flash, producătorii de dispozitive electronice au văzut posibilitatea ca, fără mari probleme şi cheltuieli, să-şi doteze produsele cu noile tipuri de medii de stocare. Avantajele erau evidente: consumul energetic redus, fiabilitatea ridicată (din cauza lipsei pieselor mobile) şi rezistenţă la mediul înconjurător şi la sarcini electrice. Însă principala problemă era dimensiunea acestora. A apărut ideea de a crea un nou format de memorii flash, care să aibă dimensiuni reduse şi care, în acelaşi timp, să fie compatibil cu sloturile PCMCIA existente, fapt care în principiu însemnă compatibilitate cu comenzile ATA/ATAPI.

Logo-ul CompactFlash Association

Card de memorie CompactFlash

În anul 1994, corporaţia SanDisk a prezentat prima revizie a specificaţiilor CompactFlash. Stabilitatea promovării standardului pe piaţă a dus la crearea, peste un an, a CompactFlash Association (CFA), care astăzi are peste 200 de membri. În componenţa consiliului director al asociaţiei intră giganţi ai electronicii precum Canon, Eastman Kodak Company, Hewlett-Packard, Hitachi Global Systems Technologies, Lexar Media, Renesas Technology, SanDisk şi Socket Communications. Astăzi, CFA se ocupă cu asistenţa şi dezvoltarea continuă a standardului, îmbunătăţind viteza de transfer a datelor. Cardurile CF au fost create, luând în calcul utilizarea acestora în slotul PCMCIA Type II, ceea ce este posibil cu ajutorul unui adaptor pasiv. Mufa constă din 50 de pini, în două rânduri (slotul PCMCIA Type II are 68 de pini, dar păstrează specificaţiile PCMCIA ATA). Pentru anul 1994, dimensiunile cardului erau extraordinare 43x36x3,3mm, adică, de două ori mai subţire decât un card PCMCIA. 1

Anexa 1

2009/2010

CompactFlash PCMCIA Adapter şi cardurile de memorie

Simultan cu creşterea cerinţelor pentru capacitatea cardurilor, standardul a fost împărţit în două tipuri. Vechiul standard, mai subţire a fost numit CompactFlash type I, iar cel nou, mai „încăpător” - CompactFlash type II, dar care are o grosime de 5mm. În CardReader-urile pentru CompactFlash type II, se pot utiliza ambele tipuri, însă în CardReader-ul type I, celălalt card, pur şi simplu, nu încape. În prezent, dezvoltarea tehnologiilor de fabricaţie a cardurilor flash permite crearea de chip-uri încăpătoare dar de dimensiuni minuscule, ceea ce a nivelat avantajele cardurilor „mai groase”. De aceea, în prezent, cardurile CF type II nu mai sunt foarte răspândite şi slotul type II este utilizat mai ales pentru conectarea Microdrive-ului de la IBM/Hitachi sau a controllerelor periferice. Principalii producători de carduri CF sunt: Apacer, A-Data, Canon, FujiFilm, Kingston Technology, Kodak, Lexar, Olympus, Panasonic, Sandisk, Samsung, Sony, Toshiba, Transcend, Verbatim Corporation, UMAX. 1.2. Caracteristicile cardului CompactFlash • • • • • • • • •

conectare facilă, cu adaptorul PCMCIA şi/sau cu Multi-Card Reader/Writer; rezistenţa la şocuri deoarece în interiorul acesteia nu e nici o piesă mobilă; cardurile îşi păstrează funcţionalitatea chiar şi la suprasarcini de 2000g; durata de viaţă este de aproximativ 100 de ani; numărul de cicluri de scriere suportate: între 10.000 – 1.000.000; tensiunea de alimentare de 3,3V sau 5V, ceea ce permite utilizarea lor în ambele sisteme de alimentare; viteza de scriere este specificată sub forma 8x, 20x, 133x… (la fel ca la CD-uri) în care numărul din stânga lui „x” se multiplică cu 150kB/s (de exemplu un card cu viteza 20x, are viteza de scriere de 3MB/s); consum redus: cardurile necesită în jur de 5% din consumul hard disk-urilor de 1,8 inch sau 2,5 inch (acest fapt face din cardurile CF o alternativă fiabilă pentru dispozitivele portabile, pentru care autonomia este decisivă); compabitilitate extinsă: comenzile ATA sunt compatibile cu majoritatea sistemelor de operare, deci, cardurile sunt „recunoscute” fără probleme şi funcţionează practic pe orice sistem; domeniul temperaturilor de operare: -45° - 85°C. 1.3. Performanţe şi utilizări ale cardului CompactFlash

Limita capacităţii teoretice a cardurilor CF este de 137Gb. În momentul actual, sunt disponibile modele, cu capacităţi de la 16Mb (care, treptat, devin piese de muzeu) până la 64Gb. Însă cele mai vândute sunt cele cu capacităţi între 512Mb şi 8Gb. În ajutorul amatorilor foto care preferă formatul RAW, producătorii de carduri CF au realizat carduri CF de capacitate tot mai mare. În ianuarie 2008 Transcend lansează cardul CF 2

Anexa 1

2009/2010

de 32GB urmaţi imediat de Samsung cu carduri CF de 16GB, 32GB şi 64GB. În martie 2008 cei de la Pretec au lansat pe piaţă carduri CF de 48GB (cu viteza de scriere de 233x, 35Mb/sec) şi de 24GB (cu viteza de scriere de 333x), www.protec-europe.com. Cardul CF a fost până în anii 2005-2006 cel mai popular format în sectorul foto profesional. În domeniul camerelor digitale SLR el rămâne, în continuare, cel mai popular card datorită posibilităţii obţinerii unor capacităţi de memorare mari şi a raportului foarte bun între capacitate şi preţ. Totuşi, în ultimii ani, a crescut numărul modelelor care utilizează doar carduri SD: gama completă de la Pentax din 2004, Nikon D50 din 2005, D40, D80 din 2006, D40X din 2007 şi D60 din 2008. Cel mai recent: Canon EOS 450D/Rebel XSi. Pentru o mai mare flexibilitate, mai mulţi producători de DSLR-uri profesionale, în speţă Canon's EOS-1Ds Mark III şi EOS-1D Mark III suportă atât carduri CompactFlash cât şi SD.

2. CARDUL SECUREDIGITAL - SD 2.1. Istoricul cardului SD Procesul miniaturizării permanente a dispozitivelor electronice, a dus la situaţia în care marii producători au început să se gândească la crearea unui nou standard. Deja în anul 2000 majoritatea dispozitivelor portabile (telefoane mobile, mp3 playere, pda-uri) s-au miniaturizat într-atât, încât cardurile CompactFlash nu au mai putut fi utilizate. În anul 2000, companiile SanDisk, Matsushita Electric şi Toshiba au creat o alianţă, denumită SecureDigital Card Association. Cine sunt aceste companii? În primul rând, compania SanDisk, este pionierul industriei cardurilor de memorie; puteau sa concureze cu aceasta, din punctul de vedere al volumului producţie, doar membrii CompactFlash Association: Lexar Media şi Renesas. În cel de-al doilea rând, gigantul pieţei produselor HiFi, Matsushita, renumită prin brandurile sale - Panasonic, Technics şi alte zeci de branduri. În cel de-al treilea rând, unul din liderii pieţei de laptop-uri (în special pe piaţa asiatică): Toshiba. Printre ceilalţi membri se numără: HP, Hitachi, AMD, Intel, Samsung, întreaga familie de companii Fujitsu, producătorii de echipamente de reţea Agere, Broadcom, Atheros, Freescale, Motorola, cât şi giganţii pieţei telefoanelor mobile precum Nokia, NTT DoCoMo, Symbian şi Vodafone. SD Card Association totalizează azi peste 600 de membri şi este cea mai mare asociaţie care se ocupă cu cercetarea, dezvoltarea şi producţia de carduri de memorie. Denumirea SD provine din necesitatea conformării cardurilor cu recomandările SDMI (Secure Digital Music Initiative) „scrise” de giganţii industriei muzicale. Noile carduri erau destinate luptei împotriva distribuţiei ilegale a conţinutului media. De aceea, controller-ul cardului are un modul de criptare, care efectuează criptarea fluxurilor informaţionale ce intră pe card. Această metodă se aplică la înregistrarea conţinutului media comercial (video sau audio). Când cardul se conectează la un alt calculator, controller-ul analizează „cheia” înregistrată în controller-ul cardreader-ului. Cardul verifică disponibilitatea drepturilor calculatorului de înregistrare sau citire a conţinutului, iar calculatorul, la rândul sau, verifică cardul. După o verificare reciprocă controller-ul cardului deschide accesul spre înregistrare a conţinutului acestuia. Conţinutul înregistrat se criptează în conformitatea cu key-ul/semnătura respectivului conţinut. Al doilea factor care a impus denumirea SecureDigital este comutatorul Lock aflat pe una din marginile cardului (la cardurile miniSD şi microSD acest „întrerupător” lipseşte).

3

Anexa 1

2009/2010

2.2. Caracteristicile cardului SD Ca baza a standardului SD, a fost preluat cel deja existent în 1997: standardul MultiMediaCard (MMC). A fost păstrată toată partea mecanică şi electrică. Însă în practică, numai unele carduri MMC rulează normal în CardReader-ele pentru SD. Numărul contactelor, plasate pe o singura parte a carcasei de plastic, a crescut de la 7 (în cazul MMC) la 9. Acest fapt a permis creşterea numărului de fluxuri de date simultane până la 4 (datele pot fi transferate prin 1, 2 sau 4 căi simultan). Regimul de transfer al datelor este ales de controller-ul cardului.

Cardul SD şi semnificaţia pinilor.

Cardul SD poate fi conectat la PCMCIA cu ajutorul unui adaptor special. Adaptorul SD PCMCIA este capabil să ruleze la frecvenţe de până la 25MHz (comparativ cu 20MHz la MMC).

Adaptorul SD PCMCIA.

Cardurile SD au următoarele caracteristici: • dimensiuni de 32x24x2,1mm şi o greutate de circa 2g (cardurile CF au 10g); • sunt asimetrice pentru a nu permite inserarea lor greşită; • contactele electrice sunt dispuse pe o singură parte şi protejate cu o margine de plastic; • sunt mai groase decât cardurile MMC; • viteza de scriere este specificată sub forma 6x, 40x, 66x, 133x… (la fel ca la CDuri) în care numărul din stânga lui „x” se multiplică cu 150kB/s; se obţin, astfel, viteze de 0,9MB\s, 6MB/s, 10MB/s respectiv 20MB/s. • numărul minim de cicluri de scriere: 10.000; • tensiunea de alimentare 2,7 - 3,6V la cardurile SD simple şi de 1,6V la cardurile SDLV (Low Voltage); • capacitatea de memorare este de maxim 2GB datorată protocolului utilizat.

4

Anexa 1

2009/2010

2.3. Performanţe şi utilizări ale cardului SD A-Data oferea la începutul anului 2008 o nouă generaţie de carduri SD: A-Data Flash SD Turbo 150x. Cardul SD A-Data Turbo oferă o viteză de citire superioară de până la 22,5MB/s, fiind cel mai rapid card din lume (la momentul respectiv). Acest tip de card este dotat cu tehnologie ECC (Error Correction Code), pentru a preîntâmpina şi corecta erorile care pot apărea în urma transferului de date. Suporta comenzi Hybernate şi Power Down şi are o durabilitate de minim 10.000 cicluri de scriere. Pentru a creşte compatibilitatea cu diferitele medii folosite de useri, acest card SD foloseşte o tehnologie ISP (In-System Programing) pentru a face update de driver automat în cazul în care mediul respectiv nu beneficiază de ultimele drivere.

Sfera de utilizare a cardurilor SD.

2.4. Cardul SDHC – Secure Digital High Capacity Standardul SDHC – apărut în a doua jumătate a anului 2006 – reprezintă o extensie a standardului SD care, bazându-se pe adresarea de tip pagină în locul adresării pe octet, permite obţinerea unor capacităţi de memorare mai mari de 4GB (teoretic până la 2048GB). SD Card Association a definit artificial capacitatea maximă a cardurilor SDHC la 32GB.

Cardul SDHC.

De asemenea SD Card Association a definit trei clase de carduri SDHC funcţie de viteza minimă de scriere: • clasa 2: viteză de scriere minimă 2MB/s; • clasa 4: viteză de scriere minimă 4MB/s; • clasa 6: viteză de scriere minimă 6MB/s. Incompatibilitatea SD - SDHC a creat multă confuzie în rândul utilizatorilor deoarece: • dispozitivele care nu suportă standardul SDHC, nu recunosc carduri SDHC; • cardurile SD sunt formatate tipic cu FAT16 iar SDHC cu FAT32.

5

Anexa 1

2009/2010

2.5. Standardul SDIO – SD Input Output Pe lângă cardurile de memorie SD clasice, SD Card Association a dezvoltat şi standardul SDIO pentru diverse dispozitive de input/output, create în forma cardului SD. Dispozitive care suportă SDIO – în special PDA-uri, dar şi laptop-uri, telefoane celulare – pot utiliza dispozitive diverse, cum ar fi GPS, Wi-Fi, Bluetooth, modem-uri, Ethernet, adaptoare IrDA, tunere radio FM, tunere TV, camere digitale, etc., dacă acestea sunt proiectate astfel încât au forma cardurilor SD.

Sfera de utilizare a cardurilor SDIO

Trebuie notat ca lipsa standardului SDIO condiţiona avantajul major al cardurilor CF până în 2002-2003 asupra standardului SD. După publicarea specificaţiilor SDIO, SD a început să acapareze teren, în detrimentul lui CF. Deja în 2004 SD înregistra vânzări mai mari decât mai vechiul CF. 2.6. Cardul miniSD Carduri miniSD au fost prezentate de SanDisk Corporation la 13 martie 2003 (CeBIT 2003). Au dimensiunile 2,51x20x1,4mm şi greutatea de 1g. fiind destinate utilizării în dispozitive miniaturale (PDA-uri, telefoane mobile, aparate foto digitale, MP3-playere.).

Cardurile miniSD si microSD.

Ele se pot folosi şi în locul cardurilor SD cu ajutorul unui adaptor. Capacitatea maximă de memorare este de 2GB. Pentru capacităţi de memorare cuprinse între 4GB şi 32GB s-au creat carduri miniSDHC (vezi standardul SDHC de la paragraful 2.4). 2.7. Cardul TransFlash SD Card Association şi-a continuat calea către o miniaturizare continuă a cardurilor de memorie. În toamna lui 2004, compania SanDisk a prezentat standardul TransFlash, destinat,

6

Anexa 1

2009/2010

mai ales telefoanelor mobile. Simultan, TransFlash a fost anunţat ca următorul standard adoptat de SD Card Association. Dimensiunile noului card erau de mărimea unghiei degetului mare. Primul dintre clienţii SanDisk a fost Motorola, care a asigurat compatibilitatea cu TransFlash pentru o gamă întreagă de produse. După care, în această tabără a intrat Samsung şi ulterior - LG. Intrarea în forţă a acestui standard a obligat SD Card Association să obţină certificarea standardului TransFlash. Acest lucru s-a întâmplat în 13 iulie 2005, când SecureDigital Card Associtation a publicat oficial specificaţiile acestui standard.

Cardurile de memorie TransFlash.

Dimensiunile cardurilor TransFlash sunt de 11x15x1mm şi greutate aproximativ 1g. Incontestabil, aceşti parametri fac din acest standard cea mai bună soluţie pentru dispozitivele electronice ultraportabile. În august 2005 au fost prezentate cardurile cu capacitatea de 512Mb în decembrie 2005 a apărut cardul de 1Gb iar în prima parte anului 2006 s-a lansat cardul de 2Gb. 2.8. Cardul microSD Carduri microSD derivă din cardurile TransFlash produse de SanDisk şi sunt utilizate preponderent în telefonia mobilă. SD Card Association a afirmat că îşi propune să facă din microSD standardul „principal” pentru telefoanele mobile (se folosesc, însă, şi la consolele jocurilor video, dispozitivele GPS, playerele audio portabile). Sunt cele mai mici carduri de memorie disponibile comercial (în 2008) având dimensiunile 11x15x0,7mm şi greutatea sub 1g (au dimensiunea unei unghii, mai puţin de un sfert dintr-un SD).

Cardul de memorie microSD.

Ele se pot folosi şi în locul cardurilor SD şi miniSD cu ajutorul unor adaptoare dar nu sunt universal compatibile. Cardurile TransFlash şi microSD sunt identice, ele se pot interschimba, cu observaţia că microSD-urile suportă şi standardul NFC (Near Field Communication). Capacitatea maximă de memorare este de 2GB. Pentru capacităţi de memorare cuprinse între 4GB şi 32GB (valoare maximă limitată) s-au creat carduri microSDHC (vezi standardul SDHC de la paragraful 2.4). În ianuarie 2008, la CES, SanDisk a prezentat cardul microSDHC de 12GB.

7

Anexa 1

2009/2010

3. ALTE CARDURI DE MEMORIE 3.1. Cardul MultiMedia - MMC Aceste carduri arată, în exterior, la fel cu cardurile SD dar principiu lor de funcţionare este diferit. Ele erau interschimbabile în anumite dispozitive (nu în marea majoritate) şi SD-ul a devenit favorizat pentru viteza sa mare în comparaţie cu MMC-ul leneş.

Cardul MMC

Cardul SM

3.2. Cardul Smart Media - SM Acest card, doar de memorie (nu are controller încorporat dar acesta trebuie să existe în dispozitiv pentru a fi folosit), este folosit cu dispozitive digitale dinainte de anul 2001. Are capacitatea de memorare maximă de 128MB. Fiind depăşite de tehnologia avansată, aceste carduri sunt totuşi disponibile, dar stau însă în umbra majorităţii cardurilor, în special a cardurilor xD-Picture. 3.3. Cardul xD-Picture - xD Acest card a fost creată de Olympus împreună cu Fuji pentru a înlocui cardurile SM, pe cale de dispariţie (iniţial favorizate de ambele companii). De mărimea unui timbru, acest „mic uriaş” poate stoca până la 8BG, înlocuind cardul SM cu capacitate de până la 128MB.

Cardul xD.

3.4. Cardul Memory Stick - MS Sony a realizat Memory Stick-ul în 1999 pentru a crea loialitatea faţă de camerele sale digitale şi video. Uneori, ele vin odată cu camera sau aparatul în cauză. Majoritatea notebookurilor de la Sony includ un Reader Memory Stick astfel încât utilizatorul să rămână în sfera mărcii, ştiind ca produsele acesteia vor funcţiona perfect unul în compania celuilalt.

Cardurile Memory Stick, Memory Stick PRO, Memory Stick DUO şi Memory Stick PRO DUO.

Cardul Memorie Stick PRO (MS PRO) a fost realizat pentru a avea mai multă capacitate de memorare decât MS (până la 4GB în comparaţie cu MS-ul de până la 128MB) şi

8

Anexa 1

2009/2010

viteza de transfer mai mare. Cele mai multe aparate pre-2003 nu vor fi compatibile cu acest card, la fel şi unele cititoare de carduri (e necesar un adaptor). Memory Stick DUO (MS DUO) este exact la fel ca şi MS doar că este pe jumătate ca dimensiune. Sony a dezvoltat unele produse pentru a utiliza cardul compact dar este necesar un adaptor pentru cititoarele de medii pentru a accesa datele. Memory Stick PRO DUO (MS PRO DUO) este o combinaţie a cardurilor de mai sus, fiind o combinaţie perfectă în ceea ce priveşte mărimea, viteza de transfer şi capacitatea de memorare.

4. COMPARAŢIE ÎNTRE CARDURILE DE MEMORIE Compararea principalilor parametri ai cardurilor de memorie este redată succint în tabelul 1.1

Tip Card Compact Flash Smart Media

Tabelul 1.1 Comparaţie între caracteristicile diverselor tipuri de carduri de memorie. Capacitate de Capacitatea Viteza de Anul Dimensiuni Organizaţie Variantă memorare de memorare scriere apariţiei - mm actuală -max teoretic max Mbytes/s I 1994 43 x 36 x 3,3 32 GB 137 GB 20 SanDisk II 1994 43 x 36 x 5 8 GB 137 GB 20 Toshiba

Multi Media Card

Siemens, SanDisk

Memory Stick

Sony SanDisk

Secure Digital

SanDisk Panasonic Toshiba

xD

Olympus Fujifilm

USB flash

Diferiti

3,3V/5V

1995

37 x 45 x 0,76

128 MB

128 MB

2

MMC RS-MMC MMC mobile/plus Standard PRO DUO PRO DUO SD miniSD microSD SDHC miniSDHC microSDHC Standard Tip M Tip H

1997 2003

24 x 32 x 1,4 24 x 18 x 1,4

4 GB 2 GB

128 GB 128 GB

20 2

2005

24 x 18 x 1,4

2 GB

128 GB

8/52

1998 2003 2003 2002-06 1999-08 2003 2005 2006 2007 2007 2002-07 2005 2005

50 x 21,5 x2,8 50 x 21,5 x2,8 31 x 20 x 1,6 31 x 20 x 1,6 32 x 24 x 2,1 21,5 x 20 x1,4 11 x 15 x 1 32 x 24 x 2,1 21,5 x 20 x1,4 11 x 15 x 1 20 x 25 x 1,78 20 x 25 x 1,78 20 x 25 x 1,78

128 MB 4 GB 128 MB 16 GB 2 GB 2 GB 2 GB 32 GB 8 GB 8 GB 512 MB 2 GB 2 GB

128 MB 32 GB 32 GB 32 GB 2 GB 2 GB 2 GB 128 GB 128 GB 128 GB 512 MB 8 GB 8 GB

1,8 20 20 20 20 12 10 20 12 10 3 2,5 9

USB 1.1/2.0

2001

64 GB

Fără limite

40

9

Circuite Integrate Digitale

Recommend Documents