UNIVERSIDAD UNIVERSIDAD DE PAMPLONA PAMPL ONA FACULTAD FACULTA D DE INGENIERÍAS INGENIERÍAS Y A RQUITECTUR RQUITECTURA A PROGRAMA PROGRAMA DE INGENIERÍA INGENIERÍA ELECTRÓN EL ECTRÓNICA ICA
TRABA JO PRESENTADO PARA OPTAR POR EL TITULO DE INGENIER INGENIERO O ELECTRÓNICO
TITULO: DISEÑO DISEÑO Y SIMULA CION DE TECNICAS TECNICAS DE MODULACION PWM NATURAL PARA EL CONTROL DE MOTORES MOTORES TRIFASICOS
AUTOR: CESAR A UGUSTO ROJAS ROJA S VARGAS VARGA S DIRECTOR: DIRECTOR: Msc. Msc . JORGE LUIS DIAZ
PAMPLONA COLOMBIA SEPTIEMBRE DEL 2006
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UNIVERSIDAD UNIVERSIDAD DE PAMPLONA PAMPL ONA FACULTAD FACULTA D DE INGENIERÍAS INGENIERÍAS Y A RQUITECTUR RQUITECTURA A PROGRAMA PROGRAMA DE INGENIERÍA INGENIERÍA ELECTRÓN EL ECTRÓNICA ICA
TRABA JO PRESENTADO PARA OPTAR POR EL TITULO DE INGENIER INGENIERO O ELECTRÓNICO
TITULO: DISEÑO DISEÑO Y SIMULA CION DE TECNICAS TECNICAS DE MODULACION PWM NATURAL PARA EL CONTROL DE MOTORES MOTORES TRIFASICOS TRIFASICOS
AUTOR: CESAR A UGUSTO ROJAS ROJA S VARGAS VARGA S DIRECTOR: DIRECTOR: Msc. Msc . JORGE LUIS DIAZ DIRECTOR DE PROGRAMA: PROGRAMA : ING. CESAR CESAR A UGUSTO RANGEL
PAMPLONA COLOMBIA SEPTIEMBRE DEL 2006
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UNIVERSIDAD UNIVERSIDAD DE PAMPLONA PAMPL ONA FACULTAD FACULTA D DE INGENIERÍAS INGENIERÍAS Y A RQUITECTUR RQUITECTURA A PROGRAMA PROGRAMA DE INGENIERÍA INGENIERÍA ELECTRÓN EL ECTRÓNICA ICA
TRABA JO PRESENTADO PARA OPTAR POR EL TITULO DE INGENIER INGENIERO O ELECTRÓNICO
TITULO: DISEÑO DISEÑO Y SIMULA CION DE TECNICAS TECNICAS DE MODULACION PWM NATURAL PARA EL CONTROL DE MOTORES MOTORES TRIFASICOS TRIFASICOS
AUTOR: CESAR A UGUSTO ROJAS ROJA S VARGAS VARGA S DIRECTOR: DIRECTOR: Msc. Msc . JORGE LUIS DIAZ DIRECTOR DE PROGRAMA: PROGRAMA : ING. CESAR CESAR A UGUSTO RANGEL
PAMPLONA COLOMBIA SEPTIEMBRE DEL 2006
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AB STRACT
This work consists on the design and simulation of technical of modulation Natural PWM for the control of motors trifásicos, to regulate the speed of asynchronous motors, by means of investor of voltage source. The control is of type to Climb.
Before beginning the simulation, he/she is carried out a detailed summary of the technological evolution of the regulators of speed of induction motors and later on the characteristics and limits are presented that should be had in bill for the design of systems of electric workings.
The simulation Natural PWM was carried out thanks to the version demo PSIM 6.1 of gratuitous distribution, and it was analyzed the signs of the wave moduladora, that of the portadora and the resulting wave or modulated wave that it is that of more importance in our case.
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RESUMEN
Este trabajo consiste en el diseño y simulación de técnicas de modulación PWM Natural para el control de motores trifásicos, para regular la velocidad de motores asincrónicos, mediante inversora de fuente de voltaje. El control es de tipo Escalar.
Antes de iniciar la simulación, se realiza un resumen detallado de la evolución tecnológica de los reguladores de velocidad de motores de inducción y más adelante se presentan las características y lineamientos que se deben tener en cuenta para el diseño de sistemas de accionamientos eléctricos.
La simulación PWM Natural se realizara gracias a la versión demo PSIM 6.1 de distribución gratuita, y se analizara las señales de la onda moduladora, el de la portadora y la onda resultante o onda modulada, que en nuestro caso es la de mayor importancia.
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TABLA DE CONTENIDO
INTRODUCCION
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PROBLEMA
10
JUSTIFICACION
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OBJETIVOS
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1. MARCO TEORICO
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1.1 FUNDAMENTOS DE LA MODULACION POR ANCHO DE PULSO
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1.2 MÉTODOS DE MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO
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1.2.1 Modulación de pulso simple
18
1.2.2 Modulación de pulsos múltiples
18
1.2.3 Modulación sinusoidal
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1.3 RAZÓN DE MODULACIÓN (Carrier Ratio)
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1.4 MODULACIÓN ASINCRÓNICA
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1.5 MODULACION SINCRONICA
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1.6 INDICE DE MODULACION
26
1.7 MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO NATURAL
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1.8 MODULACIÓN SENOIDAL CON MUESTREO NATURAL
31
1.9 SOBREMODULACION EN ESQUEMAS DE PWM SENOIDAL
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1.10 MODULACIÓN SENOIDAL CON MUESTREO REGULAR
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1.11 CONTROL ESCALAR
41
4
1.11.1 Control Voltaje – Frecuencia (V/f)
41
1.11.2 Control del Deslizamiento
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1.12 MOSFET
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1.12.1 Funcionamiento en la región de corte
46
1.12.2 Funcionamiento en la región óhmica
47
1.12.3 Funcionamiento en la región de saturación
50
1.13 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)
51
1.14 INVERSOR DE ONDA CUADRADA
54
1.15. METODOLOGIA
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1.16 CRITERIOS GENERALES DE DISEÑO
60
1.17 SIMULADORES
61
1.18 DETERMINACION DE TABLAS PARA VALORES ON/OFF DEL PWM.
63
1.19 PASOS PARA EL DISEÑO DEL MODULADOR PWM NATURAL.
63
1.20 simulación del variador de frecuencias con PWM natural.
71
1.21 Pasos para la simulación del convertidor con PWM Natural.
71
1.22 DESARROLLO DE LAS TABLAS
77
1.23 ADQUISICION DE VALORES PARA LAS FASES EN -120º Y -240º
83
1.24 PROCESADOR DIGITAL DE SEÑALES DSP
93
1.25 PARÁMETROS GENERALES DE DISEÑO
94
2. ANALISIS ECONOMICO Y ADMINISTRATIVO
95
3. ANÁLISIS DE LEGALIDAD
96
4. PROTECCIÓN E HIGIENE DEL TRABAJO
5
97
5.
INFLUENCIA AMBIENTAL DEL TRABAJO
CONCLUSIONES
98 99
RECOMENDACIONES
100
ANÁLISIS BIBLIOGRÁFICO
101
BIBLIOGRAFÍA
102
ANEXOS
103
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INTRODUCCION
A las puertas de un nuevo milenio, las comunidades científica e industrial se enfrentan a la difícil tarea de armonizar el desarrollo económico y la protección del medio ambiente, al objeto de asegurar el bienestar y la mejora de la calidad de vida de las generaciones futuras. El mercado de motores eléctricos de mayor eficiencia, construidos con nuevos materiales, y el de los reguladores de velocidad (drives) no es ajeno a estos cambios, y por ello responde, ahora más que nunca, no sólo a la necesidad de resolver aspectos primordiales de automatización sino que, apoyándose en nuevas tecnologías, contempla además la calidad de onda y el ahorro energético como respuesta a la utilización más racional y eficientes de los recursos naturales.
La modulación por ancho de pulso PWM Natural es de gran importancia en los inversores para graduar la velocidad de corriente alterna como fuentes interrumpibles. Debido a esta gran importancia de las técnicas de modulación especialmente la modulación PWM Natural es mi humilde aporte con la simulación de esta técnica.
En las últimas décadas han sido propuestas varias estrategias de conmutación PWM. Primeramente, por supuesto, todas las estrategias de conmutación
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estuvieron basadas en técnicas de implementación analógicas. Estas técnicas, gradualmente, han sido sustituidas por técnicas digitales. Actualmente la mayoría de las técnicas de conmutación PWM están basadas en esquemas de control implementados con microprocesadores. En estas últimas es muy importante desarrollar una estrategia simple y eficiente para lograr los indicadores deseados. Es igualmente importante tener en cuenta los requerimientos de la implementación del hardware para la estrategia dada y también, como último criterio, el costo del hardware y el software de desarrollo. Este proyecto aporta conocimientos a los estudiantes de la universidad para seguir investigando sobre esta modulación por medio del DSP 56F801.
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PROBLEMA
Debido a una necesidad industrial de sustituir los motores de corriente directa por los motores de corriente alterna, ya que estos ofrecen mejores características sobre los motores de corriente directa surgieron los convertidores de frecuencia, que son empleados para el accionamiento de los motores de corriente alterna. Entre las características que el motor de inducción supera al de directa encontramos: robustez, relación peso potencia, mayor velocidad máxima, no necesita mantenimiento continuo, etc.
En base a esta necesidad del ahorro de energía a nivel nacional en nuestro país es que baso mi investigación para el control de motores trifásicos por medio de la modulación PWM natural.
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JUSTIFICACION
El motor en si, es una maquina electromecánicos que convierte energía eléctrica en energía mecánica, pero esto no asegura que esta conversión de energía sea eficiente para así aprovechar las caracterizas del motor. Desde este punto de vista se hace necesaria una estrategia que permita controlar el motor de acuerdo a las necesidades, y para este proyecto la estrategia a desarrollar es la modulación PWM natural la cual no solo hace funcionar el motor, pues también permite variar la frecuencia y velocidad de funcionamiento, o ajustar el par del motor de acuerdo a la carga requerida, entre otras de sus funcionalidades.
Estas técnicas de modulación PWM que generan señales de disparo pueden ser útiles no solo para el control de motores, sino para dar un adecuamiento necesario a la energía eléctrica almacenada en forma de CD mediante el uso de sistemas fotoeléctricos, eolicos etc., pues esta CD almacenada podría usarse para suministrar energía a sistemas o cargas que requieren de una alimentación eléctrica alterna monofásica, trifásica, etc.
Otro parámetro a tener en cuenta es que a la hora de comprar los inversores de frecuencia es poca la información que el nos puede ofrecer acerca de su funcionamiento, por este motivo desarrollaremos un inversor de frecuencia que se adapte a nuestras necesidades.
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Con esta implementación por medio del DSP 56F801 pretendo disminuir el gasto de energía en el campo industrial a nivel nacional o regional que es donde mayor aplicación tiene este sistema de modulación.
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OBJETIVOS
OBJETIVO GENERAL
Diseñar y simular técnicas de modulación PWM natural para el control de motores trifásicos.
OBJETIVOS ESPECIFICOS • Documentación.
• Simulación del sistema de modulación PWM natural.
• Desarrollar el algoritmo optimizado para el DSP 56F801 que genera la señal
PWM natural basado en datos de simulación.
• Elaborar el documento final del PTG.
• Analizar mediante el osciloscopio la señal PWM natural obtenida del DSP.
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1. MARCO TEORICO
1.1. Fundamentos de la Modulación por ancho de pu lso
Una vez elegido los dispositivos de potencia, y con ellos la frecuencia máxima de conmutación, la cuestión fundamental y que fija de forma determinante los indicadores de la etapa de potencia, va a ser la estrategia de control utilizada para el encendido y apagado de estos dispositivos. Esta, en general, va a depender además del tipo de dispositivo y la frecuencia de conmutación, de cuestiones como el criterio de optimización (minimización de armónicos) y buena repuesta dinámica. El modo de control más habitual de los dispositivos de potencia en el inversor va a ser la modulación por ancho de pulso o simplemente PWM.
En la modulación PWM la frecuencia se controla con pulsos positivos durante medio período y pulsos negativos durante el siguiente medio período. El circuito de control establece los tiempos de activación y desactivación de los dispositivos de potencia, que de acuerdo a la estrategia utilizada, puede ser en los puntos de intersección entre una tensión sinusoidal denominada onda moduladora o de referencia y una tensión triangular llamada onda portadora. La frecuencia de la tensión sinusoidal debe ser igual a la frecuencia que se desea obtener del convertidor de frecuencia y por tanto, se controla por medio de la señal de entrada del circuito de control. La relación entre la amplitud de la tensión
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sinusoidal y la amplitud de la tensión triangular determina la anchura de los pulsos de tensión que se aplican al motor y por ende el valor de voltaje.
Fig. 1.1. Modulación por ancho de puls o co n por tadora triangular
En la figura 1.1. Tenemos un esquema típico de modulación PWM basado en una portadora triangular. Los puntos de corte de la portadora con la señal de referencia se determinarán los instantes de conmutación de los transistores que configurarán cada rama. En la figura 1.2 podemos ver la simulación de un esquema de este tipo para un inversor trifásico. En la parte superior se muestra la portadora y los voltajes de referencia, en este caso sinusoidal.
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Fig. 1.2. Modulación por ancho d e pulso. Voltaje de referencia y señal modulada (a); voltaje de fase (b); voltaje fase - neutro(c) voltaje del neutro (d)
Posteriormente, los voltajes de fase - neutro se determinan a partir de los puntos de corte entre las referencias y la portadora. Si el neutro de la carga está aislado, que es el caso más habitual, el voltaje del neutro, como se planteo anteriormente, será: v n0 =
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(v a 0 + vb0 + vc0 )
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Teniendo en cuenta que los valores en los voltajes de fase son v dc 2 y - v dc 2 , esto nos da unos valores posibles en el voltaje de neutro que serían v n0 =
v dc v dc v dc v dc , ,− ,− 2 6 2 6
, que por lo tanto, el valor instantáneo no va a valer
nunca cero. A partir de estos valores y de los voltajes de fase mostrada en la figura 1.2 se deducen los voltajes fase - neutro. Las formas de ondas no sinusoidales, obtenidas a la salida del inversor, se analizan aplicando el desarrollo en series de Fourier. Cuando la onda es periódica, se puede descomponer en la suma de una componente continua, una componente fundamental sinusoidal de la misma frecuencia y una serie de armónicos, también sinusoidales, cuya frecuencia es múltiplo de la frecuencia de la onda original. Si existe simetría de semionda (semiciclos positivos y negativos iguales) desaparece la componente continua y todos los armónicos pares. Si en las tres salidas se generan las mismas formas de onda, desfasadas a 120 0, desaparecen todos los armónicos múltiplos de 3. Para la forma de onda de la figura el primer armónico de importancia es el 5 (de secuencia inversa) seguido del 7, 11, etc. Si todo esto se refiere a un motor de corriente alterna, es posible que algunos armónicos contribuyan a que el rotor gire en el sentido correcto, otros crean un campo en sentido contrario y la mayoría simplemente lo calientan disminuyendo la eficiencia del sistema. También, debido a la reactancia del motor, los armónicos de frecuencia muy elevada tienen poca influencia en la intensidad y basta eliminar las frecuencias más bajas. A pesar del número reducido de frecuencias armónicas
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bajas, se producen pérdidas suplementarias en el motor y esto se ilustra más claramente por la recomendación de los fabricantes de los convertidores PWM de procurar que los motores que están funcionando de manera continua no estén sometidos a una carga superior al 85-95% del momento nominal. Por ello surge la necesidad de reducir los armónicos en la de salida de inversor, para mejorar sobre todo la eficiencia del sistema convertidor - motor, esto puede lograrse aplicando modulación por ancho de pulso sinusoidal, donde se actúa sobre los tiempos de conducción siguiendo una ley sinusoidal.
1.2. Métodos de Modulación por ancho de pul so
Desde las primeras técnicas de Modulación PWM registradas hasta nuestros días, la literatura recoge varios métodos propuestos, los cuales serán mencionados a continuación: 1.2.1. Modulación de pulso simple Este método es la técnica de modulación básica: requiere solamente de dos conmutaciones por ciclo, sin embargo, sólo se usa en aplicaciones limitadas, por ejemplo, en alimentación de motores de inducción de media y baja potencia, debido al gran contenido de armónicos que presenta la onda cuasicuadrada, lo cual provoca que la operación del motor de inducción sea ineficiente y tenga un
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desempeño insatisfactorio a bajas velocidades. A pesar de esta limitación, esta técnica ofrece menos pérdidas por conmutación que el resto de las técnicas. 1.2.2. Modulación de pulsos múltiples Esta se caracteriza por el empleo de un tren de pulsos por semiperíodo. Todos los pulsos tienen el mismo ancho. En este tipo de modulación, al aumentar el número de pulsos o el ancho de los mismos, disminuye el contenido de armónicos relativo de la onda a partir de un número de pulsos igual a 10, la reducción en el contenido de armónicos relativo no es apreciable y la frecuencia en el inversor es muy alta.
Fig.1.3. Fundamentos de la Modulación por Ancho del Pulsos
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1.2.3. Modulación sinusoidal
El contenido de armónicos en el voltaje de salida del convertidor puede ser reducido considerablemente usando un conjunto de pulsos en cada semiperíodo. Si esa modulación se realiza con una función sinusoidal, se obtiene una marcada reducción en el contenido de armónicos de la salida. Esta modulación fue propuesta originalmente por Schoung y Stemmler. La técnica de modulación por ancho de pulso sinusoidal (SPWM), es la más comúnmente utilizada y existen algunas variaciones de la misma, las cuales optimizan algún criterio en particular. En este método, una señal portadora triangular, se compara con una onda moduladora sinusoidal para determinar los instantes de conmutación. Esta técnica de modulación puede ser implementada fácilmente utilizando circuitos analógicos, sin embargo, su implementación en sistemas digitales o a microprocesadores no resulta fácil, pues el ancho de los pulsos no se puede obtener a través de funciones analíticas. Para la implementación en este tipo de sistemas, sin embargo, varias técnicas como la de muestreo natural, regular y optimizado, así como otros métodos, son usados para calcular el ancho de los pulsos. Además los métodos de eliminación de armónicos han sido propuestos, específicamente para sistemas digitales.
El método PWM senoidal, llamado también SPWM es muy popular en aplicaciones
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Industriales y se menciona extensivamente en la literatura. En este tipo de modulación, en lugar de mantener constante el ancho de todos los pulsos, como sucede en otros esquemas PWM, el ancho de cada pulso varía en proporción con la amplitud de una onda senoidal modulante que se compara con una onda portadora triangular como se muestra en la fig. 1.4, los puntos de intersección naturales entre ambas ondas determinan la señal modulada de salida
Fig. 1.4. Principio de la modulación senoidal con onda por tadora triangular.
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1.3. Razón de mod ulació n (Carrier Ratio) A la relación entre la frecuencia de la onda portadora y la frecuencia fundamental se le denomina razón de la portadora o de modulación. n =
f portadora f referencia
Esta razón tiene gran importancia ya que, para disminuir el contenido de armónicas, su valor debe ser alto pues esto permite obtener gran número de pulsos por período de la onda fundamental. Por otra parte, esto aumenta la frecuencia de apagado y encendido del elemento semiconductor ( switching frequency). Este valor está limitado por el tipo de semiconductor utilizado. Para los
tiristores esta frecuencia es baja pero para los Transistores Bipolares de Potencia, MOSFET de Potencia, IGBT y MCT esta frecuencia permisible es de un valor mucho más elevado constituyendo ésta una de las ventajas fundamentales de estos dispositivos. Las tensiones desiguales más próximas a la tensión triangular serán las de mayor amplitud. Si se elige una relación de n=6 entre la frecuencia triangular y la frecuencia sinusoidal, la quinta y séptima armónica tendrán una amplitud especialmente elevada. Si n = 15, las decimoterceras, decimoquintas, y decimoséptimas armónicas van a ser particularmente importante. Puesto que la reactancia de los devanados del motor aumenta cuando la frecuencia sube, en razón de la autoinducción de los devanados, las frecuencias armónicas elevadas son menos importantes que las armónicas bajas. Además, puesto que todas las frecuencias armónicas que puedan ser divididas por tres
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están equilibradas por el motor trifásico, la relación entre la frecuencia triangular y la frecuencia sinusoidal debe ser elevada y divisible por tres. Sin embargo, existen varios motivos para limitar la relación n: a) Existe un límite con respecto a la velocidad a la cual los dispositivos de potencia pueden ser activados o desactivados. Además, cada desactivación forzada de un tiristor cuesta energía. Por lo tanto una relación elevada de n (frecuentes desenergizaciones) corresponde a una reducción del rendimiento del convertidor de frecuencia. Si los tiristores del inversor se sustituyen por transistores es posible reducir las pérdidas por desenergización. b) Una relación de n elevada corresponde a numerosos “agujeros” en la tensión, la cual, por tanto, no puede tomar el valor máximo; sin embargo, este valor es necesario cuando se desea obtener el par máximo a frecuencia nominal del motor. Pero a bajas frecuencias es normal tener una relación elevada de n, y obtener una tensión que corresponde a la frecuencia.
Todo esto explica por qué la relación de n disminuye cuando la frecuencia del motor sube. Puesto que los cambios se producen por etapas sucesivas y pueden ser oídos normalmente bajo la forma de “cambios de velocidad” por que la tensión que se utiliza para aplicarla al motor produce un cierto ruido en el motor. Para obtener la tensión máxima a frecuencias superiores a la frecuencia nominal del motor, se utiliza una relación de n capaz de dar una tensión dotada del mismo aspecto que se obtienen con los convertidores de frecuencia PAM.
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La elevada relación de n a frecuencias bajas corresponde a un número de frecuencia armónicas y, por tanto, a un funcionamiento suave del motor, incluso a frecuencias muy bajas. Normalmente una portadora del orden KHz puede ser suficiente. Pero hay que tener en cuenta los posibles problemas causados por las vibraciones que puede producir el motor, las bobinas y los propios conductores. Uno de estos problemas es el ruido, ya que el oído humano es muy sensible a sonidos en torno a 2 ó 3 KHz. Las frecuencias de 16 KHz o superiores son prácticamente inaudibles, pero es posible que produzcan demasiadas pérdidas de conmutación. En algunos inversores la frecuencia de la portadora es fija, en otros varía continuamente o se modifica en función de la modulación y en algunos el usuario puede seleccionarla de acuerdo con sus necesidades y las posibles resonancias mecánicas.
1.4. Modulación asincrónica
En la figura 1.2 la frecuencia de conmutación era constante mientras que la frecuencia de la señal de referencia podía ser variable, por lo que la relación de frecuencia entre ambas va a ser variable. Es lo que se denomina modulación asincrónica. La secuencia de disparo de los interruptores obtenida en este caso va a ser en general no periódica y su espectro en frecuencia va a contener armónicos por debajo de la frecuencia de conmutación. Estos efectos van a tener mayor
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influencia a medida que disminuye la relación entre la frecuencia de la portadora y la referencia, lo que va ocurrir en equipos de mayor potencias, donde la frecuencia de modulación es pequeña; a medida que aumenta la frecuencia de conmutación, va a disminuir la importancia de este efecto. Existen dos métodos de control de la razón de la portadora: el control asincrónico que mantiene un valor constante de fc en todo el diapasón de regulación de frecuencia. Esto implica que Rc aumenta continuamente según f1 se reduce. Este método es muy fácil de realizar utilizando circuitos analógicos pero puede dar lugar a la aparición de las denominadas subarmónicas, o sea, armónicas inferiores a la fundamental las cuales no son atenuadas ya que el motor puede considerarse un filtro pasa bajo. El otro método es el control sincrónico que se basa en utilizar dos o más zonas de trabajo en cada una de las cuales se mantiene constante Rc. Este método requiere que Rc cambie de forma discreta en diferentes puntos del diapasón de regulación de frecuencia. Para la más fácil realización de éste método se recomienda que Rc sea múltiplo de 6 para inversores trifásico, o sea, de la forma: Rc = 6n
Por ejemplo, supóngase que la frecuencia máxima de operación de un inversor es de 6 KHz y que la frecuencia debe variarse de 100 Hz a 5 Hz. Es conveniente entonces dividir la operación del inversor en tres zonas como se muestra en la tabla siguiente:
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Zonas de operación del inversor Zona Diapasón de Frec.
Rc
fcmax
I
100-60 Hz
60
6 kHz
II
60-30 Hz
96
5,76 kHz
III
< 30 Hz
192
5,76 kHz
Debe señalarse que, con este método de control al llevarse a cabo la transición de una zona a la otra pueden ocurrir violentos transitorios de interrupción en la carga. Para disminuir este fenómeno se acostumbra aplicar cierta histéresis al control, o sea, por ejemplo, al pasar de la zona I a la zona II la transición se puede llevar a cabo a los 62 Hz pero al regresar de la II a la I se hace a 58 Hz. 1.5. Modulación sincró nica
En el caso de bajas frecuencias en la modulación puede ser interesante sincronizar la portadora y la referencia, lo que va a dar lugar a esquemas de modulación a frecuencia variable, denominados como modulación sincrónica. Esta solución puede presentar problemas durante los transitorios donde la señal de referencia, y por tanto su frecuencia, es cambiante.
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1.6. Índice de mod ulación ( Modulation Depth )
Para variar el voltaje se varía la relación entre el valor máximo de la onda moduladora y el de la portadora. Esta relación se denomina índice de modulación o profundidad de modulación y se define como: m =
v referencia ( max ) v portadora ( max )
1.7. Modulación por ancho de pul so n atural
La mayoría de los inversores PWM analógicos implementados utilizan esquemas de control que emplean técnicas de muestreo natural. Una realización práctica, mostrando los rasgos generales de ese modo de muestreo, es ilustrada en la figura 1.5. Esta técnica de modulación se denomina PWM de muestreo natural, o sencillamente PWM natural o triangular. En la figura se puede apreciar que una onda portadora triangular es comparada directamente con una onda sinusoidal moduladora, para determinar el instante de conmutación, y por consiguiente, el ancho del pulso resultante. Es importante señalar que, debido a que los bordes de conmutación de la modulación por ancho de pulso, son determinados por la intercepción instantánea
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de las dos ondas, el ancho de pulso resultante es proporcional a la amplitud de la onda moduladora en el instante en que ocurre la conmutación. Esto tiene dos consecuencias importantes: la primera es que los centros de los pulsos de la onda, en la modulación por ancho de pulso resultante, no están equidistantes o uniformemente espaciados y la segunda es, que no es posible definir el ancho de los pulsos utilizando expresiones analíticas. De hecho, es útil mostrar que el ancho de pulso sólo puede ser definido utilizando una ecuación trascendental de la forma: tp =
T ⎡ V m ⎤ 1 sen + ( ω t 1 + sen ω t 2 ) ⎥ 2 ⎢⎣ 2 ⎦
Donde: tp - Ancho del pulso. T - Período de la señal moduladora. Vm - Amplitud de la señal moduladora. t1 - Inicio del pulso modulado. t2 - Fin del pulso modulado.
Debido a esta relación trascendental existente entre los tiempos de conmutación, no es posible calcular directamente el ancho de los pulsos modulados. Por lo tanto, el ancho de los pulsos sólo puede ser definido en términos de una serie de funciones Bessel. Para construir un modelo computacional de la modulación natural se requiere del proceso ilustrado en la figura 1.5, el cual puede ser simulado directamente en la
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computadora y el instante de conmutación de la PWM es determinado usando técnicas numéricas, como los métodos de Gauss - Seidel o Newton - Raphson. Por ello, dichas ecuaciones no pueden ser utilizadas directamente, excepto en sistemas a microprocesadores con gran capacidad para el cálculo aritmético. Otra solución es utilizar una computadora para el cálculo de los instantes de conmutación y luego grabarlo en una memoria de sólo lectura para su posterior uso, pero esto requiere de un gran espacio de memoria para guardar los anchos de pulso para un amplio rango de voltaje y frecuencia de la salida.
Como se ilustra en la figura 1.5, la forma de onda del PWM cambia entre dos niveles de voltaje (+1 y -1) y por consiguiente, es usualmente denominado PWM de dos niveles. Esta forma de onda es típica de la línea inversora a CD enlazada con el voltaje de la derivación o tap central, y como muestra incluye el portador de armónicos de frecuencia.
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Fig. 1.5. PWM natur al de dos niveles
Fig. 1.6. PWM natural de tres nivel es
a - Onda modulador a.
a - Onda moduladora.
b - Onda portadora.
b - Onda portadora.
c - Voltaj e PWM.
c - PWM de dos niv eles.
d - Armóni co fundamental del voltaje PWM.
d - Polaridad del circui to de contro l. e - Voltaje del PWM de tres niveles. f - Armónic o fundamental del vol taje PWM
También es posible generar un tercer nivel de la forma de onda de la modulación por ancho de pulso por conmutaciones entre (+1 y -1) como se muestra en la figura 1.6. Esta forma de modulación por ancho de pulso de tres niveles es típica de la forma de onda del voltaje de línea en inversores monofásicos y trifásicos, no
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incluye el portador de armónicos de frecuencia. La forma de onda de tres niveles puede ser generada por la combinación de las formas de onda de PWM de dos niveles de dos fases adecuadamente o generadas directamente como se muestra en la figura 1.6. Como se puede apreciar en la misma, el pulso cambia de polaridad cada medio ciclo, y por consiguiente, el ancho de pulso en este medio ciclo requiere, para ser modulado, del semiciclo positivo de una onda moduladora. La onda no sinusoidal en la figura 1.6 representa la función de disparos lógicos o secuencia de disparos, la cual es necesaria aplicar correctamente para la conmutación de los dispositivos de potencia en el circuito inversor. Una vez obtenidos los modelos computarizados de dos y tres niveles de la PWM natural, entonces, estos pueden ser utilizados como bloque básico para construir una amplia variedad de sistemas inversores monofásicos y polifásicos con PWM natural.
1.8. Modulación senoidal con muestreo natural
En la modulación senoidal con muestreo natural una señal modulante senoidal vm (wt) = Vm sen(wt) se aplica a una señal portadora triangular vc(wt) de amplitud máxima vc y desplazada por una componente de CD como se muestra en la Fig 1.7. Los puntos de intersección natural de vm (wt) y vc(wt) determinan el tiempo
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de encendido y la duración de los pulsos modulados, así, el patrón de pulsos se describe debido al muestreo natural. En la Fig. 1.7 la amplitud V de la señal de salida PWM vo(wt) está determinada por el voltaje de CD de alimentación (no por el patrón de conmutación) si el esquema se aplica a un inversor.
En las formas de onda PWM el patrón de pulsos depende de la relación del pico de voltaje modulante Vm al pico de voltaje de la onda portadora Vc , ésta relación a menudo es llamada índice de modulación o relación de modulación, M.
M = Vm / Vc
Variando el valor del voltaje pico Vm y manteniendo Vc constante se controla el índice de modulación, y por consiguiente la señal de salida modulada. El rango usual de M es 0 ≤ M ≤ 1 .
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Fig. 1.7. Forma de onda PWM que se obti ene utilizando SPWM con mu estreo natural, p = 12, M = 0.75.
Una propiedad básica de las formas de onda PWM es la relación entre las frecuencias de la onda portadora y modulante, llamada relación de modulación de frecuencia, p.
P = fc / fm
donde: fc es la frecuencia de la onda portadora. fm es la frecuencia de la onda modulante.
Si hay un número entero de ciclos de la onda portadora en cada ciclo de la onda modulante ( p entero) la modulación es síncrona, y en este caso se dice que ambas señales están sincronizadas, de otra manera la modulación es asíncrona, y la señal portadora corre libre con respecto a la señal modulante. Si p es un entero impar entonces la forma de onda modulada tiene simetría de media onda (los medios ciclos positivos y negativos son simétricos) y no contiene armónicos de orden par.
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Con un valor grande de p los armónicos dominantes de la forma de onda PWM son también grandes y están agrupados alrededor de la frecuencia portadora y sus bandas laterales.
En operación trifásica la onda portadora triangular usualmente es simétrica, sin componente de CD. En este esquema se tienen tres ondas senoidales modulantes, cada una de ellas desplazada 120° y se puede utilizar una portadora común para las tres fases. Esto se muestra en la Fig. 1.8, así como las formas de onda que se obtienen para un inversor trifásico, en esta, la relación de frecuencia p = 9 y la relación de modulación M es casi la unidad. Para obtener a la salida una
onda de frecuencia y voltaje variables, se pueden variar la frecuencia y la amplitud de la onda modulante. Para una operación trifásica balanceada p debe ser un múltiplo impar de 3. La frecuencia portadora es entonces un múltiplo de 3 de la frecuencia modulante, así, la forma de onda modulada de salida no contiene a la frecuencia portadora o sus armónicos.
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Fig. 1.8. Formas de onda de voltaje para un i nversor trif ásico SPWM.
En general, los armónicos k de la forma de onda modulada están dados por
k = np k ± m
donde: n es el orden armónico de la portadora. m es la banda lateral de la portadora.
1.9. Sobremodulacio n en esquemas de PWM senoid al
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La operación cuando M se incrementa más allá de la unidad se llama sobremodulacion, y en este caso el voltaje de salida ya no es proporcional a M como se muestra en la Fig. 1.9. En esta condición de sobremodulación ya no se presenta el proceso natural de muestreo. Existen intersecciones entre la onda portadora y la onda modulante que se pierden, como se ilustra en la Fig. 1.10. El resultado de esto es que hay pulsos que no se presentan, siendo este un problema de saltos de voltaje tal y como lo muestra la Fig. 1.11.
Fig. 1.9. Valor RMS del voltaje fundamental d e línea relativo a Vcd contra la relación de modulación para SPWM.
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Cuando M alcanza el valor M = 3.24, las formas de onda originales de PWM se pierden y se entra en operación de onda cuadrada. La variación del voltaje fundamental modulado de salida contra la relación de modulación M se muestra en la Fig. 1.9.
Fig. 1.10. Sobremodulacion en SPWM.
La sobremodulacion conduce a una operación de onda cuadrada e incrementa el contenido armónico en comparación con la operación en el rango lineal.
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Otras opciones para incrementar el voltaje fundamental modulado de salida más allá de M = 1, sin incremento de armónicos, son usar una onda de referencia (modulante) no senoidal como una onda trapezoidal o una senoidal con componente de tercera armónica.
Fig. 1.11. Saltos de voltaje debidos a la sob remodu lacion.
1.10. Modulación senoidal con muestreo regular
Como alternativa al muestreo natural la onda de referencia senoidal puede muestrearse a intervalos de tiempo regulares. Si el muestreo ocurre en instantes que corresponden a los picos positivos o a los picos positivos y negativos de la
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onda portadora triangular, como se muestra en la Fig. 1.12 y Fig. 1.13, el proceso se conoce como muestreo regular o uniforme. Un valor de muestreo de la onda senoidal de referencia se mantiene constante hasta el próximo instante de muestreo cuando ocurre una transición escalón. La versión escalonada de la onda de referencia se vuelve la onda modulante. La onda modulada de salida resultante está definida por las intersecciones entre la onda portadora y la onda escalonada modulante.
Cuando el muestreo ocurre a la frecuencia de la portadora y coincide con los picos positivos de la onda portadora, como se muestra en la Fig. 1.2, las intersecciones de los lados adyacentes de la portadora con la onda escalonada son equidistantes con respecto a los picos no muestreados (negativos). Para cualquier valor de M el ancho de los pulsos de la onda modulada son simétricos con respecto a los picos inferiores (no muestreados) de la portadora, a este proceso se le llama muestreo regular simétrico. El ancho de los pulsos es proporcional a la altura del escalón respectivo y el centro de los pulsos ocurre a tiempos de muestreo uniformemente espaciados.
Cuando el muestreo coincide con ambos, el pico positivo y negativo de la onda portadora, Fig. 1.13, el proceso se conoce como muestreo regular asimétrico. Los lados adyacentes de la onda portadora triangular intersectan la onda modulante
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escalonada a niveles diferentes de escalón, así, la onda modulada resultante tiene pulsos que son asimétricos con respecto al punto de muestreo.
Fig. 1.12. Esquema SPWM de muestr eo regular simétric o.
Tanto para el muestreo regular simétrico como asimétrico, las formas de onda moduladas de salida pueden describirse por expresiones analíticas. El número de valores necesarios de una onda senoidal para definir una onda escalonada de muestreo es igual a la relación de modulación de frecuencia p (muestreo simétrico) o al doble, p 2 (muestreo asimétrico). En ambos casos el número de valores de muestreo es mucho menor que en el muestreo natural que requiere una
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muestra a instantes de muestreo de cada grado o medio grado de la onda senoidal modulante.
Fig. 1.13. Esquema SPWM de muestreo r egular asimétrico.
Es común que los sistemas PWM sean actualmente implementados con técnicas digitales modernas usando PROM (memoria programable de solo lectura) y circuitos LSI (integración a gran escala). Esto es en parte para evitar el uso de sistemas electrónicos analógicos con sus problemas asociados como nivel de CD, la confiabilidad en osciladores de baja frecuencia, etc.
La razón de que se prefiera usar la técnica PWM de muestreo regular en lugar de la técnica de muestreo natural se debe a que requiere mucha menor memoria
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computacional basada en ROM. Además, la naturaleza analítica de las formas de onda del PWM de muestreo regular hace esta aproximación factible para su implementación usando técnicas basadas en microprocesador ya que el ancho de los pulsos es fácil de calcular.
1.11. Contr ol escalar
1.11.1. Control Voltaje – Frecuencia (V/f)
Para generar la mayor posible relación de par por ampere en la corriente del estator, y de aquí la mejor utilización posible de la capacidad de corriente disponible del accionamiento, el flujo debe permanecer constante y cercano a su valor nominal aún cuando las condiciones de operación varíen. Para lograr trabajar a flujo constante se puede ajustar, para cada condición de operación, dos parámetros controlables, que son la amplitud y frecuencia del voltaje de alimentación. Un simple esquema de Control Voltaje – Frecuencia ( Volt/Hertz), también conocido como V/F, se muestra en la figura 1.14. En este tipo de control la relación entre la magnitud del voltaje y la frecuencia se conoce como ley de mando. Los primeros convertidores que utilizaron esta técnica sólo permitían un
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margen muy limitado de velocidades porque al mantener constante la relación V/F no se ha tenido en cuenta que los devanados también tienen resistencia óhmica, que no varía con la frecuencia. El resultado es que a bajas frecuencias disminuye el par. Una posible solución es aumentar un poco más la tensión a frecuencias bajas, o aumentarla en proporción al consumo y la resistencia de los devanados. En los ventiladores y las bombas centrífugas apenas se necesita para bajas velocidades y lo que suele hacerse es reducir más la tensión para consumir menos energía. Muchos inversores permiten seleccionar la relación entre la tensión y la frecuencia según sea la carga mecánica.
Fig. 1.14. Contro l de velocidad V/F con regulación d e la frecuenci a del deslizamiento
42
Las técnicas de control V/F están basadas en los modelos estáticos del motor de inducción para la operación a flujo constante.
1.11.2. Contro l del Deslizamiento
En esta técnica de regulación las referencias trifásicas de corriente, son comparadas con los valores instantáneos de las corrientes del motor. El error en la entrada a los Reguladores de Corriente y Generación de PWM. La amplitud de las referencias de corrientes se obtienen del bloque Generador de Funciones y la frecuencia se obtiene de la adición de la señal de frecuencia del rotor, que se obtiene mediante la medición de la velocidad con un encoder y la señal de la frecuencia del deslizamiento. La frecuencia del deslizamiento se obtiene de la salida del regulador de velocidad o de una tabla con los valores optimizados del deslizamiento, en el caso de accionamientos con control del par. Los Reguladores de Corriente y Generación de PWM pueden ser reguladores histerésicos o reguladores proporcionales integrales (PI) con comparación con rampa (método suboscilatorio), aunque también se pueden utilizar otras técnicas de regulación. Este lazo intermedio de corriente, que usualmente debe tener un ancho de banda grande, hace que el inversor se comporte como fuente de corriente, siendo la técnica de modulación PWM utilizada en los convertidores por
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voltaje. En este caso se dice que el inversor está trabajando en modo de control de corriente (Current Control Mode o simplemente CCM), también se conoce con el nombre de inversor PWM regulado por corriente (Current Regulated Pulse Width Modulation o simplemente CRPWM).
Fig. 1.15. Inversor CRPWM con control de la frecuencia del deslizamiento
1.12. MOSFET La estructura física del Mosfet de acumulación canal n puede verse en la siguiente figura.
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Fig.1.16 Mosfet de acumu lación canal n.
Los terminales son drenaje (D), compuerta (G), fuente (S) y sustrato (B). En funcionamiento normal por el terminal sustrato para una corriente despreciable. Para nuestro estudio supondremos que el sustrato se encuentra conectado a una fuente por lo que tendremos un dispositivo de tres terminales. La compuerta se halla aislada del sustrato por una fina capa de oxido (dióxido de silicio Si2O) y por este terminal fluye una corriente despreciable. Cuando se aplica a la compuerta una tensión positiva en relación a la fuente, los electrones se ven atraídos a la región ubicada bajo la compuerta, induciéndose una tensión drenaje-fuente. Entonces si se aplica una tensión entre drenaje-fuente fluirá una corriente que sale del terminal fuente a través del canal hasta el terminal drenaje. La corriente del drenaje estará controlada por la tensión que se aplica a la compuerta.
45
La longitud L y la anchura W del canal se muestran en la figura 1.16; la longitud suele estar en el rango [0.2-10] mm y la anchura oscila entre [0.5-500] mm. La capa de óxido tiene un espesor entre [0.05-0.1] mm. Las características del dispositivo dependen de L, W y de parámetros de fabricación tales como el nivel de dopaje y la anchura del óxido. El símbolo del mosfet de acumulación canal n se muestra en la figura 1.17.
Fig.1.17. Símbolo esquemático de un Mosfet de acumul ación c anal n.
1.12.1 Funcionamiento en la región de cort e
Consideremos la situación mostrada en la figura 1.18. Supongamos que se aplica al drenaje una tensón positiva con respecto a la fuente y comenzamos con V GS=0. Observe que en las interfaces drenaje-sustrato y fuente-sustrato aparecen uniones pn. No fluye virtualmente corriente hacia el drenaje ya que la unión drenaje-
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sustrato está polarizada en inversa por el generador V DS. A esto se le llama región de corte. A medida que aumenta V GS el dispositivo permanece en corte hasta que VGS alcanza un valor suficiente llamado tensión umbral Vto. iD=0 para VGS<=Vto
Fig.1.18. Para VGS
1.12.2. Funcionamiento en l a región óhmic a Ahora consideremos la situación que se muestra en la figura 1.19, en la que VGS es mayor que la tensión umbral. El campo eléctrico que resulta de la tensión
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aplicada a la compuerta ha repelido a los huecos de la región situada bajo la compuerta y ha atraído electrones que pueden fluir con facilidad en la dirección de polarización directa a través de la unión fuente-sustrato. Esta repulsión y atracción simultáneas producen un canal tipo n entre drenaje-fuente. Entonces al aumentar VDS, la corriente fluye hacia el drenaje a través del canal y de la fuente. Para pequeños valores de VDS la corriente es proporcional a esta y la corriente de drenaje es proporcional al exceso de tensión de la compuerta V GS-Vto.
Fig.1.19. Funcio namiento en la regió n óhm ica
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Para vGS >Vto, se introduce un canal de material de tipo n en la región que está bajo la compuerta. A medida que aumenta v GS, el canal se hace más grueso. Para valores pequeños de vGS, iD es proporcional a v DS. El dispositivo se comporta como una resistencia cuyo valor depende de v GS. Ahora ¿qué sucede si VDS continúa aumentando?. A causa del flujo de corriente, la tensión entre los puntos del canal y la fuente se hace mayor a medida que nos desplazamos hacia el drenaje. La tensión entre la compuerta y el canal disminuye, con lo que resulta un afilamiento de la anchura del canal, como se muestra en la figura 1.20. A causa de ese afilamiento del canal, su resistencia se hace mayor al aumentar VDS, dando como resultado una menor tasa de crecimiento de iD. Para VDS=vto decimos que el dispositivo trabaja en la región óhmica corriente iD = k * [2 * (V
de GS -
drenaje
está
dada
por:
V TO) * VDS - V DS2]
donde:
y KP = mn * Cox (mn: movilidad superficial de los electrones, Cox :capacitancia de la compuerta por unidad de área)
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Fig.1.20. A medida qu e aumenta v DS, el canal se estrecha en el extremo d el drenado r, e iD se incrementa con más lentitud. Por últim o, para v DS> v GS -Vto, iD permanece constante
1.12.3. Funcionamiento en l a región de saturación
A medida que aumenta la tensión VDS, la tensión compuerta drenaje disminuye, cuando VGD iguala al valor umbral Vto, la anchura del canal en el extremo del
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drenaje se hace cero. Para posteriores aumentos de V DS, i D es constante, tal como se muestra en la figura 1.20. A esto se le llama región de saturación, en la que tenemos VGS >= Vto y V DS >= V GS - Vto y la corriente viene dada por: i D = K * (V GS - Vto)2 .
1.13. IGBT (Insulated Gate Bipo lar Transistor)
El IGBT es un dispositivo semiconductor de potencia híbrido que combina los atributos del BJT y del MOSFET. Posee una compuerta tipo MOSFET y por consiguiente tiene una alta impedancia de entrada. El gate maneja voltaje como el MOSFET. El símbolo más comúnmente usado se muestra en la figura . Al igual que el MOSFET de potencia, el IGBT no exhibe el fenómeno de ruptura secundario como el BJT. La estructura del IGBT es similar al un MOSFET de canal n, una porción de la estructura es la combinación de regiones n+ , p y n- que forman el MOSFET entre el source S y el gate G con la región de flujo n- que es el drain D del MOSFET. Otra parte es la combinación de 3 capas p+ n- p, que crea un transistor de unión bipolar entre el drain D y el source. La región p actúa como colector C, la región nactúa como la base B y la región p+ actúa como el emisor E de un transistor pnp.
51
Entre el drain y el source existen 4 capas p+n-pn+ que forman un tiristor. Este tiristor es parásito y su efecto es minimizado por el fabricante del IGBT.
Consideremos que el IGBT se encuentra bloqueado inicialmente. Esto significa que no existe ningún voltaje aplicado al gate. Si un voltaje VGS es aplicado al gate, el IGBT enciende inmediatamente, la corriente ID es conducida y el voltaje VDS se va desde el valor de bloqueo hasta cero. LA corriente ID persiste para el tiempo tON en el que la señal en el gate es aplicada. Para encender el IGBT, la terminal drain D debe ser polarizada positivamente con respecto a la terminal S. LA señal de encendido es un voltaje positivo VG que es aplicado al gate G. Este voltaje, si es aplicado como un pulso de magnitud aproximada de 15, puede causar que el tiempo de encendido sea menor a 1
s, después de lo cual la
corriente de drain iD es igual a la corriente de carga IL (asumida como constante).
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Una vez encendido, el dispositivo se mantiene así por una señal de voltaje en el gate. Sin embargo, en virtud del control de voltaje la disipación de potencia en el gate es muy baja. EL IGBT se apaga simplemente removiendo la señal de voltaje VG de la terminal gate. La transición del estado de conducción al estado de bloqueo puede tomar apenas 2 s, por lo que la frecuencia de conmutación puede estar en el rango de los 50 kHz. EL IGBT requiere un valor límite VGS(TH) para el estado de cambio de encendido a apagado y viceversa. Este es usualmente de 4 V. Arriba de este valor el voltaje VDS cae a un valor bajo cercano a los 2 V. Como el voltaje de estado de encendido se mantiene bajo, el gate debe tener un voltaje arriba de 15 V, y la corriente iD se autolimita.
El IGBT se aplica en controles de motores eléctricos tanto de corriente directa como de corriente alterna, manejados a niveles de potencia que exceden los 50 kW.
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1.14. Inversor de ond a cuadrada
El inversor va a ser el encargado de generar, a partir del voltaje suministrado por el rectificador, voltajes en general sinusoidales de amplitud y frecuencia variable. Evidentemente, en equipos de potencia, no es posible la utilización de semiconductores en zona de potencia lineal, sino que habrá de trabajar como interruptores. A la hora de diseñar el inversor se plantean dos problemas, aunque con una conexión evidente: la elección de la etapa de potencia y la estrategia de control.
Los convertidores indirectos un inversor en puente trifásico tienen una estructura similar al de la figura 1.21. En general, está formado por seis dispositivos electrónicos de potencia y otros componentes. Las tres líneas que alimentan el motor se conectan secuencialmente al extremo positivo o negativo del circuito intermedio. En el cual el voltaje de CD se asume con una derivación central por conveniencia para la síntesis de las formas de ondas.
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Fig. 1.21. Inversor a tiristores
Se puede conectar en cada instante un interruptor de la parte superior (el 1, el 3 o el 5), y otro de la inferior (el 2, el 4 o el 6), de manera que siempre queda un borne del motor sin conectar. En este caso cada interruptor solo conduce durante 1/3 del tiempo total, pero así se facilita la conmutación.
Otra forma de accionar los interruptores es conectar las tres salidas al positivo o al negativo, alternativamente, con un desfasaje de 120 0. En estas condiciones el voltaje de cada borne del motor respecto a un punto del circuito intermedio es una onda cuadrada, pero si se analiza lo que sucede entre fase y el neutro (que se define por el promedio del voltaje en las tres salidas) se comprueba que sigue una ley de variación rectangular algo más parecida a una sinusoide.
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Fig. 1.22. Formas de ond a de los vol tajes del invers or
Los voltajes de cada fase con respecto al punto central de CD pueden describirse por series de Fourier:
va0 =
vb0 =
4 V ⎡ π
1 1 ⎤ ⎢⎣cos w1t − 3 cos 3w1t − 5 cos 5w1t + K⎥⎦
4 V ⎡ 1 1 ⎤ 0 0 0 cos w t 120 cos 3 w t 120 cos 5 w t 120 K − − − − − + 1 1 1 ⎢ ⎥ 3 5 π ⎣ ⎦
(
)
(
)
56
(
)
v c0 =
4 V ⎡ π
(
⎢cos w1t + 120 ⎣
0
)− 13 cos 3 ( w t + 120 )− 15 cos 5 ( w t + 120 )+ K⎥⎤ 0
1
0
1
⎦
Donde V = 0.5 v cd .
Por lo que los voltajes de líneas se pueden obtener según: v ab = v a 0 − v b0 v bc = v b0 − v c0 v ca = v c 0 − v a 0
Combinando estas ecuaciones se obtienen los voltajes de líneas, los cuales serán: v a0 = 3
4 V ⎡ 1 1 ⎤ 0 0 cos w t 30 0 cos 5 w t 30 cos 7 w1t − 30 0 + K⎥ − − − − − 1 1 ⎢ π ⎣ 5 7 ⎦
vb0 = 3
4 V ⎡ 1 1 ⎤ 0 0 0 cos w t 90 0 cos 5 w t 90 cos 7 w t 90 K − − − − − − + 1 1 1 ⎢ ⎥⎦ 5 7 π ⎣
v c0 = 3
4 V ⎡ 1 1 ⎤ cos w1t + 150 0 − 0 − cos 5 w1t + 150 0 − cos 7 w1t + 150 0 + K⎥ ⎢ 5 7 π ⎣ ⎦
(
(
(
)
(
)
)
(
)
(
)
(
)
(
)
)
(
)
Para el caso de la figura 1.21, en el cual el motor esta conectado en estrella sin neutro, se puede obtener: v a 0 = v an + v n0 v b 0 = v bn + v n0 v c0 = v cn + v n0
57
Como se considera que la fuente de alimentación es balanceada, entonces v an + v bn + v cn = 0 ,
v n0 =
1 3
lo que sumando las ecuaciones de arriba resulta en:
(v a 0 + v b 0 + v c 0 )
Sustituyendo se obtiene: v a 0 = v a 0 − v n0 =
1
vb0 = vb 0 − v n0 =
1
v c0 = v c 0 − v n0 =
1
3
3
3
(2 v a 0 − vb0 − v c0 ) (2 vb0 − v a 0 − v c0 ) (2 v c0 − vb0 − vb0 )
El voltaje de fase se puede obtener gráficamente como se muestra en la figura 1.22 (g) o descrito por la serie de Fourier respectiva como se realizó. Como se puede observar en dicha figura la forma de onda es escalonada en 6 pasos ( sixstep), pero su fase esta desfasada 300 del voltaje de línea.
Para una carga trifásica balanceada y lineal, como es el motor de inducción, los componentes individuales de la corriente de línea pueden ser calculados para cada componente de la serie de Fourier de voltaje y entonces el resultado puede obtenerse del principio de superposición. Una onda típica de corriente con carga inductiva se muestra en la forma de onda v an de la figura 1.22 (g).
58
También se observará que sólo existen seis posibles combinaciones de los voltajes de salida, lo que suele representarse como seis vectores situadas a 60 0 y contrasta con los infinitos valores que puede alcanzar un voltaje sinusoidal. Existe otra posibilidad que se combina con la anterior: Esta es conectar las tres salidas al positivo o al negativo simultáneamente para que el voltaje entre ellas sea cero. Esto permite variar la intensidad de la salida de forma continua, aunque el voltaje de entrada sea constante. La estrategia consiste en anular el voltaje a una frecuencia relativamente alta (llamada portadora) y variar el valor medio por la relación entre los tiempos de conducción. Como la intensidad no puede cambiar de forma instantánea, gracias a la reactancia de dispersión del motor y otras bobinas que pueden añadirse en serie, sigue una ley de variación más suave que se adapta a dicho valor medio. En general, está técnica se denomina modulación por ancho de pulso (PWM) y se utiliza principalmente con transistores.
1.15. METODOLOGIA Recopilé toda la información necesaria acerca de todo lo relacionado con modulación PWM natural en libros y Internet. Después procedí a buscar todo lo relacionado con el DSP 56F801 de motorola para poder crear mi algoritmo para generar las señales PWM ya desfasadas para enviarlas a los IGBTs.
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Tambien adquiri muchisimos conocimientos en el diplomado Ap li cac iónes de los Convertidores de Frecuencia para poder llevar a cabo mi proposito con la modulacion PWM natural.
1.16. CRITERIOS GENERALES DE DISEÑO
La necesidad de construir un controlador escalar utilizando técnicas PWM natural, exige la teoría anteriormente planteada.
Implantar un sistema capaz de controlar un puente inversor utilizando técnicas de modulación PWM natural.
Un controlador en donde sus frecuencias tengan un bajo contenido de armónicos y componentes de DC que frenen o afecten el funcionamiento del motor.
Utilizar herramientas de diseño como Psim, Simulink para generar las tablas de tiempos on/of.
Poder realizar un arranque escalonado recorriendo el diapasón de Frecuencias para proteger el puente inversor.
60
1.17. Simuladores
En la actualidad los simuladores y emuladores forman parte de todo diseño electrónico con el fin de ahorrar trabajo y tener una visualización ideal del funcionamiento del circuito o sistema en general. Los simuladores Hacen un acercamiento
ideal
a
la
realidad
cumpliendo
con
unas
ecuaciones
fisicomatemáticas que modelan el comportamiento de los elementos electrónicos y la combinación de los mismos. Para el desarrollo de este sistema se ha optado por utilizar varios simuladores con el fin de comparar al final los resultados y así tener una idea mas aproximada al momento de la implementación. Los simuladores a Utilizar en esta investigación serian:
Simulink: Herramienta didáctica muy poderosa de Matlab Para la simulación de sistemas teniendo en cuenta el modelamiento de los mismos.
61
Librerías de si mulink.
PSIM Demo: Aunque es una versión demo nos es de mucha utilidad al momento de simular el motor con el control general y además muestra un resultado de la simulación en un archivo de texto, además permite realizar la transformada rápida de fourier. Este simulador puede interactuar con simulink que es otro de los simuladores elegidos.
62
Interacción de Psim con Simulink.
1.18. DETERMINACION DE TABLAS PARA VALORES ON/OFF DEL PWM.
Estas tablas son determinadas a partir de simuladores en este caso PSIM con el que realizaremos el muestreo de la señal.
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Diseño de la tabl a en PSIM.
Dado a que PSIM genera un archivo en block de notas, podemos determinar los tiempos on/off de la señal de los cuales tomaremos únicamente los necesarios para generar ¼ de onda, los demás tiempos de los otros cuartos de onda serian aproximadamente los mismos alternando los espacios.
1.19. PASOS PARA EL DISEÑO DEL MODULADOR PWM NATURAL.
Primer paso (obtención de la señal seno):
Dado que esta es una modulación especialmente para sistemas digitales o equipos computacionales lo que debemos hacer es visualizar la señal seno natural, para realizar este procedimiento utilizo la ayuda de los simuladores.
64
P.1.Visualización de la señal seno.
En la siguiente figura observaremos la simulación de la onda seno en Psim del montaje P.1. en donde visualizaremos un ciclo completo.
65
P.2.Señal de entrada en Psim.
Hay que tener en cuenta que al momento de realizar el análisis espectral no se generen muchos armónicos y si se generan aumentar el muestreo para recuperar algunas datos de la señal original que se habían perdido.
66
P.3.Anális is espectral de la señal seno de entrada.
Segundo paso (obtenci ón de la señal PWM natural): Ya teniendo la seno se realiza el muestreo con una triangular de la misma frecuencia ya que esta nos dará un resultado de PWM Natural simétrica.
P.4.Modulador PWM Natural.
66
Hay que tener en cuenta que el resultado de este muestreo generara la señal PWM Natural. También hay que tener en cuenta que el muestreo que se realice cumpla con los criterios de una señal óptima PWM Natural. En la figura P.4. Se toman las señales portadora y moduladora y se comparan y los puntos de corte obtenidos de esta comparación nos dan como resultado la señal PWM Natural.
P.5.Visualización de las señales y su resultante PWM Natural.
Onda Seno (mo duladora). Onda Triangu lar (portado ra). PWM Natural (resultante). Como se observa en la figura P.5. Los puntos de corte obtenidos entre la señal moduladora y la portadora al hacer la comparación de estas dos señales nos da como resultado la señal PWM Natural (resultante), Como se puede ver los puntos de intersección que se generan no son siempre con el mismo tiempo y por esto es
67
que varia el ancho de los pulsos y a medida que aumenta la amplitud de la señal seno aumenta el ancho de los pulsos y así cuando disminuye la amplitud de la señal seno también disminuye el ancho de los pulsos. De acuerdo al muestreo se produce una señal PWM Natural en la que los pulsos que la componen deben tener como máximo periodo, el de muestreo.
P.6.Armónicos de las señales que actúan y resultan del modulador.
68
An álisi áli si s es pec tr al de d e la s eñal seno se no . An ális áli s is esp ectr ec tral al d e la s eñal eñ al tr t r ian gu lar An álisi áli si s es pec tr al d e la s eñal PWM Natur Natu r al.
De acuerdo al resultado se puede decir que esta señal es optima para de ella tomar la tabla para la frecuencia que corresponde a la señal seno que se utilizó para esta simulación.
P.7. P.7.Muestreo Muestreo del semi ciclo cic lo posit p osit ivo de la PWM PWM Natur Natural. al.
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Semiciclo Semiciclo positiv o de la onda seno. Onda triangular. PWM PWM Natural Natural (resultante para el semiciclo positiv pos itiv o)
En la figura P.7. Podemos analizar los puntos de corte de la onda moduladora (Onda seno) con la onda portadora (Onda triangular), para el semiciclo positivo de la onda moduladora. De esta manera obtenemos los tiempos de on/off de la PWM Natural para el semiciclo positivo, para obtener nuestra tabla de datos de la PWM Natural.
P.8. P.8.Análisis Análisis espectral espectral d e las señales del semicicl o positiv o.
70
Si nos devolvemos y comparamos las graficas P.8. y P.6. Se puede decir que son prácticamente las mismas así que la distorsión no aumentara porque se tomen muestras en el semiciclo positivo, siempre y cuando se conserve la frecuencia de muestreo y la amplitud de la portadora sea igual o un poco mayor a la moduladora para evitar la sobremodulacion y por ende datos erróneos que podrían aumentar la distorsión armónica total. Ya con todos estos datos se puede determinar una tabla con los valores on/off para cada frecuencia, pero queda algo más. Mirar el comportamiento del motor en la simulación con esta señal que dio como resultado.
1.20. Simulació n del variador d e frecuencias con PWM Natural.
Aprovechando los resultados en PSIM de la onda resultante quedaría tan solo averiguar en este simulador como se comporta el motor en caso ideal con esta PWM Natural que he obtenido como respuesta y con la cual se construyo la tabla para la simulación con el PIC.
1.21. Pasos para la simu lación del convertid or c on PWM Natural.
71
Primer paso (obtención de un a onda seno tri fasica): Como se hizo anteriormente, se visualizara la señal seno de referencia, pero a diferencia esta será una seno natural trifásica.
P.9.Montaje de un a onda s eno tr ifásica desfasada 120°.
P.9.Digitalización de una onda seno trif ásica desfasada 120°.
72
P.10.Onda seno trifásica.
En la figura P.9. se encuentran las tres señales senos o de referencia desfasadas 120° entre sino para lograr nuestra seno trifásica para la simulación.
Segundo paso (obtenci ón de la señal PWM Natural trifásic a):
Se realiza de la misma forma que fue generada con anterioridad y teniendo en cuenta que ahora son tres señales seno y que están desfasadas 120°. La señal triangular (portadora) como se ve en la figura P.11. solo se toma una fuente de
73
señal triangular, hay que tener en cuenta que esta señal este sincronizada para todas las señales seno para obtener una señal PWM Natural.
P.11.Modu lador PWM Natural tr ifásico.
P.12.Onda seno natu ral trifásica y s u respuesta en PWM natural.
74
Ya como se ha venido realizando en simulaciones anteriores la figura P.12. muestra una de las tres fases tenidas en cuenta para la generación de la resultante (PWM Natural).
Tercer paso (etapa de potenci a): Se simula la etapa de potencia utilizando una rectificación de una onda seno trifásica la cual será filtrada y como efecto de suicheo un puente H trifásico compuesto por seis IGBTs.
P.13.Diseño del c onvertidor de frecuencia trifásico utilizando modu lación PWM Natural.
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P.14.Señales resultant es a la salida del con vertid or.
En la figura P.14. se encuentra el resultado de la señal de salida del puente inversor que esta compuesto por 6 IGBTs. En esta figura se alcanza a observar una ondulación mínima en la señal digital de salida esto es debido a que la filtración de la seno en la etapa de potencia no es perfecta y contiene un rizado mínimo.
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P.15.Anális is espectr al a la salida del conv ertido r.
Debido al rizado por la filtración no perfecta de la señal de potencia se incrementa el contenido de armónicos en el motor así que no solo es en el controlador donde se debe tener cuidado con los armónicos sino que en la etapa de potencia se debe realizar una filtración mas exacta y que elimine por completo el rizado ya que estos armónicos son impares, los cuales son fatales para la vida útil de un motor.
1.22. DESARROLLO DE LAS TABLAS
77
Como se menciono en capítulos anteriores para el desarrollo de las tablas que contienen los tiempos de los pulsos se requiere de un software de simulación en el cual se implementa el modulador que para nuestro caso es un PWM con muestreo natural. El software usado es el PSIM 6.0, dicho modulador se muestra en la siguiente figura.
P.16.es PWM desfasadas 120º
78
Una vez modulada la señal PWM en PSIM, lo que resta es tomar los valores de los tiempos, PSIM automáticamente genera un archivo de tipo archivo de texto que lleva el mismo nombre del archivo de la simulación del modulador, y queda guardado en la misma carpeta en donde se guardo el archivo de la simulación del modulador. Cabe recordar que todo lo posteriormente escrito esta basado en una simulación con una frecuencia de 60Hz para la señal moduladora, y una frecuencia de 1.5KHz para la señal portadora del modulador completo. Para encontrar el tiempo exacto de los tiempos aplicamos la siguiente ecuación, y teniendo en cuenta la Fig.P.17.nos muestra la señal PWM en la fase de 0 grados de un cuarto de onda, obtenemos:
Fig.P.17. SEÑAL CUARTO DE ONDA DE FASE 0º
79
t _ on = t _ off = t 2 − t 1
(136)
La siguiente tabla ilustra los tiempos t 1 y t 2 tanto como t_on y t_off y aplicando la ecuación 136 obtenemos:
t1 en on
t2 en on
t1 en off
t2 en off
t_on en μs
t_off en μs
0.1e-4
0.17e-3
0.18e-3
0.47e-3
160
290
2 0.48e-3
0.87e-3
0.88e-3
0.111e-2
390
230
3 0.112e-2
0.157e-2
0.158e-2
0.175e-2
450
170
4 0.176e-2
0.226e-2
0.227e-2
0.239e-2
500
120
5 0.240e-2
0.295e-2
0.296e-2
0.304e-2
550
80
6 0.305e-2
0.363e-2
0.364e-2
0.370e-2
580
60
7 0.371e-2
0.429e-2
1
580
Tabla.P.17.
A partir de la tabla anterior y de la Fig.P.18. Podemos obtener los valores completos de la señal PWM a partir de solamente los valores de un cuarto de onda registrados en la tabla anterior.
80
Fig.P.18. CUARTO DE ONDA PWM.
Si observamos detalladamente los instantes marcados con números de la Fig.P.18. Encontramos que:
An áli sis 1
La señal de 0 a T 4
T 4
es la misma de
a 0. Es como si en
T 4
T 4
a
T 2
solo que en
T 4
localizáramos un espejo de
81
a T 4
T 2
existen los valores de
hacia 0. Por eso en la
grafica vemos que de 0 a
T 4
están los instantes de 1 a 14 y de
T 4
a
T 2
los instantes
se regresan de 13 hasta 1.
An áli sis 2
Cabe destacar que en
T 2
se encuentra un instante de pulso marcado con el
numero 1, este instante es igual que el primer pulso marcado con el instante 1 un instante después de T=0, aunque físicamente no son iguales. Debido a que en la tabla tenemos que para este primer pulso marcado con el instante 1 tiene un tiempo de 160 μs, debemos encontrar el tiempo que hace falta para que este pulso tenga el mismo tiempo del pulso marcado con el instante 1 en
T 2
. Este tiempo lo
podemos obtener de la tabla que PSIM genera automáticamente en un archivo de tipo de texto. Después de hacer lo dicho anteriormente se obtiene que el valor de
este tiempo en el pulso marcado con el instante 1 en
T 2
es de 330
μs,
lo que
quiere decir que al primer pulso de 160 μs le faltan 270 μs para completar el pulso y ser igual a todos los pulso marcados con el instante 1.
An áli sis 3 Ahora, la señal de que de 0 a
T 2
T 2
a T es la misma que la señal de 0 a
eran altos, ahora son bajos de
82
T 2
a T .
T 2
, solo que los pulsos
Teniendo en cuanta el análisis anterior obtenemos la señal completa PWM en 0 grados a partir de un cuarto de onda mostrada en el siguiente vector: Va_0º = [ 160, 290, 390, 230, 450, 170, 500, 120, 550, 80, 580, 60, 580, 60, 580, 60, 580, 80, 550, 120, 500, 170, 450, 230, 390, 330, 290, 230, 450, 170, 500, 120, 550, 80, 580, 60, 580, 60, 580, 60, 580, 80, 550, 120, 500, 170, 450, 230, 390, 120 ]
(137)
Los valores del vector anterior están en un orden de microsegundos.
Después de obtener los valores de las tablas procedo a crear el algoritmo para generar las señales en el DSP 56F801 que visualizaremos en el osciloscopio para analizar el desfase entre cada una de ellas.
1.23. ADQUISICION DE VALORES PARA LAS FASES EN 0º, -120º Y -240º
83
Fig.P.19. SEÑALES PWM DESFASADAS 120º
De la Fig.P.19. se muestran las tres señales PWM desfasadas, podemos hacer el siguiente análisis: Para la señal en 0º de la Fig.P.19. uno de los pulsos está marcado con números, entonces lo único que resta es fijarnos en un pulso de la señal de 0º y encontrarlo en las señales de -120º y -240º. Para este caso me e fijado en el pulso marcado con el numero 3 de la señal de 0º y posteriormente lo localice en las dos señales restantes.
84
Si cada uno de los números de la señal de 0º representa la posición de cada uno de los valores del vector Va_0º, entonces los vectores que representan las señales a -120º y -240º las podemos obtener de la siguiente manera: Como podemos notar el primer pulso para la señal a -120º es el 33, entonces lo que debemos hacer encontrar la posición 33 del vector Va_0º y así obtenemos el primer pulso de la señal a -120º. Claro esta que este pulso solo contiene una parte del pulso completo, luego debemos encontrar su valor real remitiéndonos a la tabla guardada como archivo de texto y realizar el mismo análisis explicado en el An áli sis 2 de la sección anterior. De esta misma manera obtenemos los valores para la fase a -240º, entonces teniendo en cuenta todo lo anterior los vectores restantes son:
Vb_-120º = [ 30, 550, 80, 580, 60, 580, 60, 580, 60, 580, 80, 550, 120, 500, 170, 450, 230, 390, 280, 290, 390, 230, 450, 170, 500, 120, 550, 80, 580, 60, 580, 60, 580, 60, 580, 80, 550, 120, 500, 170, 450, 230, 390, 330, 290, 390, 230, 450, 170, 500, 90 ]
(138)
Vc_-240º = [ 260, 60, 580, 80, 550, 120, 500, 170, 450, 230, 390, 330, 290, 390, 230, 450, 170, 500, 120, 550, 80, 580, 60, 580, 60, 580, 60, 580, 80, 550, 120, 500, 170, 450, 230, 390, 280, 290, 390, 230, 450, 170, 500, 120, 550, 80, 500, 60, 580, 60, 320 ]
(139)
85
SEÑALES PWM A 60º, 50º Y 40º
A continuación se exponen las señales PWM que se generan a la salida del modulador a diferentes frecuencias. Podemos notar como en la parte inferior de cada figura se grafica a la vez la señal moduladora a diferentes frecuencias (40º,50º y 60º) y la señal de la portadora a 1.5KHz. Si observamos la señal PWM en 0º podemos observar que para el primer medio periodo los pulsos positivos tienen un mayor tiempo de ciclo útil, e inmediatamente después de T/2 los ciclos útil y no útil se invierten, es decir, que el tiempo en que un pulso permanecía en On en la primera mitad del periodo ahora permanece en Off en la segunda mitad del periodo.
GRAFICAS DE FASE 0º A 60,50 Y 40H RESPECTIVAMENTE
86
87
GRAFICAS DE -120º A 60,50 Y 40H RESPECTIVAMENTE
88
GRAFICAS DE FASE -240º A 60,50 Y 40H RESPECTIVAMENTE
89
90
SEÑALES PWM A LA SALIDA DEL INVERSOR DE 0º,-120º Y-240º A 60H RESPECTIVAMENTE.
En La siguiente figura podemos observar las señales PWM que resultan a la salida del inversor a diferentes frecuencias de la señal portadora, recordemos que esta señale se generan mediante la simulación de la figura P.13. De estas figuras podemos observar como las señales mantienen el mismo ciclo útil en todos los pulsos de todo el periodo, debido a que el circuito inversor se encarga de transformar la señal, dotándola de pulsos negativos en un medio periodo.
91
92
1.24. PROCESADOR DIGITAL DE SEÑALES DSP.
Este dispositivo es el elemento principal de nuestra implementación. Cuando hablamos de microprocesadores, microcontroladores y DSP’s nos referimos en si a una misma familia la de los procesadores digitales de señales ya que en la actualidad, debido a la reducción de coste y a la elevada potencia de calculo, las diferencias entre ellos son casi inexistentes Las características principales de los DSP’S: Funcionalidad: los microprocesadores actuales se clasifican según su Arquitectura de programación en: RISC, que manejan un conjunto reducido de instrucciones, con rápido tiempo de CISC, con muchas instrucciones, de las cuales algunas necesitan muchos ciclos para SISC, cuenta con un juego específico de instrucciones para aplicaciones concretas. Los DSP’S mas utilizados incluyendo el de este proyecto son de arquitectura RISC. Ar qu itect ur a: otra característica importante para los microprocesadores es su clasificación según la estructura interna de estos, que pude ser: Von Neuman: la memoria de programa y la memoria de datos utilizan los mismos buses para el manejo de direcciones, datos y control. Harvard: la memoria de programa y la memoria de datos utilizan buses de
93
direcciones, de datos y de control independientes. esto permite leer instrucciones a la vez que se ejecutan unas ya leídas. En cuanto a arquitectura interna la mayoría de los DSP’S son de tipo Harvard, en muchos casos mejorada supersegmentada para acelerar la ejecución de programas. Zona De Manejo Manejo De Datos Datos:: la estructura interna es orientada a registros, disminuyendo el número de transferencias entre el acumulador y la zona de manejo de datos. Poseen varios operadores aritméticos independientes.
Estructura General De Un DSP.
1.25. PARÁMETROS GENERALES DE DISEÑO DISEÑO
Para el desarrollo de nuestro sistema debemos tener en cuenta los siguientes Requerimientos. Desarrollo de un controlador para convertidores de frecuencia basado en
94
estrategia de modulación PWM de varios pulsos, utilizando tecnología DSP. Como técnica de control para el diseño del sistema se utiliza el control escalar. Las frecuencias manejadas por el DSP para la estrategia de modulación deben ir acordes a los tiempos nominales de conmutación del puente ondulador. Determinar los tiempos on/off para la modulación mediante herramientas de simulación como PSIM. Implementar un sistema que se caracterice por su optimización en cuanto al bajo contenido de armónicos presentes en nuestras señales de mando dentro de los parámetros que esta modulación lo permita.
95
ANALISIS ANA LISIS ECONOMICO Y ADMINISTRATIVO A DMINISTRATIVO Uno de los principales atractivos del diseño de la simulación de la modulación PWM para motores trifásicos es su bajo costo, acompañado de un reducido tamaño y un sistema completamente didáctico. Que garantiza una solución atractiva, para resolver el problema que representa la adquisición de este tipo de equipos en el mercado local.
El costo de la simulación PWM Natural para motores trifásicos es muy relativamente bajo y nos permite analizar el comportamiento de estos motores trifásicos, y nos permite tener una idea mas clara del comportamiento de estos equipos. Los siguientes cuadros muestran costos conjuntos en el desarrollo del trabajo:
Dispositivo
Cantidad
Costo
Computador
1
$ 1’500.000
Osciloscopio
1
$ 14’000.000 $ 16’500.000
Total
Objeto
Detalle Detalle
Ingeniería y estudio
805 Horas
96
Costo 8’000.000
Tutoría
800.000
Internet Papelería Impresiones Total
60 Horas
9.000
2 Resmas
20.000
Varias
50.000 8’879.000
97
ANÁLISIS DE LEGAL IDAD
Para el diseño y la simulación de la modulación PWM natural, se utilizaron como herramientas de desarrollo la versión demo PSIM 6.1 de distribución gratuita”. Por ello, desde el punto de vista legal, el diseño y simulación de la técnica de modulación PWM Natural para el control de motores trifásicos, se encuentra libre de requisitos que comprometan la propiedad intelectual y material del diseño. La cual en este caso, sólo le corresponde al autor y a la Universidad de Pamplona.
98
PROTECCION E HIGIENE DEL TRABAJO
El simulador no presenta partes o componentes que requieran ser cambiados de forma periódica, pero es necesario que antes de poner en marcha el equipo se chequeen todas las partes externas, y se compruebe el buen estado físico del mismo.
La simulación no produce chispas ni olores que puedan dificultar el desarrollo de las prácticas en el laboratorio.
99
INFLUENCIA AMBIENTAL DEL TRABAJO
Este proyecto cumple con uno de los objetivos primordiales de la ingeniería como es dar soluciones concretas a problemas específicos, más aun cuando se traten de problemas que abarque un sentido social y de conservación ambiental.
Este proyecto representa el esfuerzo que hace la comunidad científica de todo el mundo, para conservar y aprovechar de una forma más eficiente los recursos naturales.
100
CONCLUSIONES
1. Este trabajo constituye un intento de colocar a la Universidad de Pamplona en una posición avanzada dentro del estudio y la simulación de las técnicas de modulación especialmente PWM Natural.
2. Este proyecto permite realizar un uso más eficiente y racional de la energía eléctrica y de los recursos naturales.
3. Con la experiencia obtenida con el diseño y simulación del PWM Natural, se tienen parámetros importantes para desarrollar prototipos más eficientes y económicos.
4. Con la implementación en el DSP 56F801 de la simulación del PWM natural se pudo observar la exactitud con que se obtienen las señales en la modulación.
5. Observe que los datos de la simulación en PSIM son exactos, porque al implementarlo en el DSP a través del algoritmo se cumplía la señal PWM con la misma exactitud que en la modulación.
101
RECOMENDACIONES
Con la experiencia obtenida en el diseño y simulación de la modulación PWM natural para el control de motores trifásicos, podemos sugerir la continuación del trabajo. Siguiendo por la dirección del control escalar con la utilización de circuitos integrados de aplicación específica (ASIC).
En cualquier caso, la alternativa que da resultados más rápidos en el diseño de circuito de regulación de velocidad de motores, es la correspondiente al empleo de paquetes de software para el desarrollo especifico del tipo de aplicaciones que nos ocupa.
102
ANA LISIS BIBLIOGRAFICO
El ahorro de energía mediante el empleo de los reguladores de velocidad de motores es un tema muy actual, por ello en nuestro medio no se cuenta con referencias bibliográficas que brinden un análisis completo de este tipo de innovaciones.
A continuación se listan
los documentos que aportaron resultados más
importantes para el diseño e implementación de este proyecto.
Muhammad H. Rashid, Power Electronics, México, Prentice Hall, 1993.
Stephen. J. Chapman, Máquinas Eléctricas, Bogotá, Mc Graw Hill.
Figueres Amorós Emilio, Simulación de Circuitos Electrónicos de Potencia con Pspice, México, 2001.
103
BIBLIOGRAFIA
Muhammad H. Rashid, Power Electronics, México, Prentice Hall, 1993.
Stephen. J. Chapman, Máquinas Eléctricas, Bogotá, Mc Graw Hill.
Figueres Amorós Emilio, Simulación de Circuitos Electrónicos de Potencia con Pspice, México, 2001.
Robledo Vélez Rodrigo, Motores de Corriente Alterna y Controles, Área Industrial U.S.B, Medellín, 1992.
Vargas Amado Luis, Diseño y Construcción de un Generador Prototipo de Energía, Universidad Districtal, Bogotá, 2000 .
Timothi J. Maloney, Electrónica Industrial Moderna, Prentice Hall, México, 1997.
Pardo G., A. y Díaz R., J. L. Aplicación De Los Convertidores De Frecuencia. Estrategias De Control. Universidad de Pamplona, Colombia 2004.
104
ANEXOS
En la siguiente figura podemos observar el DSP 56F801 de motorota con todas sus respectivas salidas.
DSP 56F801 Podemos observar el DSP 56F801 con sus respectivas salidas conectadas al osciloscopio para visualizar las señales PWM natural.
DSP 56F801 CON SUS RESPECTIVAS SALIDAS
105
Visualización de las señales PWM natural con sus ciclos positivos y negativos respectivamente desfasados 120º, para que las entienda la lógica de los IGBTs.
SEÑALES OBTENIDAS CON EL DSP EN EL OSCILOSCOPIO
106
Montaje completo del PWM natural para generar las 6 señales que van a los IGBTs desfasadas 120º cada una de la otra.
MONTAJE COMPLETO DEL PWM NATURAL Practicas para generar las señales en el DSP 56F801, manipulando un osciloscopio de 16 canales Agil ent 54622D de 100MHz.
107
PRACTICAS CON EL DSP PARA GENERAR LAS SEÑALES PWM
108
109
110
AL GORITMO EN EL DSP 56F801 DE MOTOROLA #define M5680X #include "dsp568000x.h" void
test(void);
static void delay (); int main(void) { int temp=0; int tabla[61]; int i,control1=1,control2=1,control3=1,c,pointer; int con1=0,con2=20,con3=40; int pointer1=1,pointer2=20,pointer3=40; tabla[1]=274; tabla[2]=263; tabla[3]=319; tabla[4]=212; tabla[5]=366; tabla[6]=169; tabla[7]=413; tabla[8]=119; tabla[9]=458;
111
tabla[10]=77; tabla[11]=492; tabla[12]=49; tabla[13]=512; tabla[14]=41; tabla[15]=521; tabla[16]=32;
/*** Cuarto de onda ***/
tabla[17]=521; tabla[18]=41; tabla[19]=512; tabla[20]=49; tabla[21]=492; tabla[22]=77; tabla[23]=458; tabla[24]=119; tabla[25]=413; tabla[26]=169; tabla[27]=366; tabla[28]=212; tabla[29]=319; tabla[30]=263;
/*** Media onda ***/
tabla[31]=137; tabla[32]=137;
112
tabla[33]=263; tabla[34]=319; tabla[35]=212; tabla[36]=366; tabla[37]=169; tabla[38]=413; tabla[39]=119; tabla[40]=458; tabla[41]=77; tabla[42]=492; tabla[43]=49; tabla[44]=512; tabla[45]=41; tabla[46]=521; tabla[47]=32;
/***tres cuartos de onda ***/
tabla[48]=521; tabla[49]=41; tabla[50]=512; tabla[51]=49; tabla[52]=492; tabla[53]=77; tabla[54]=458; tabla[55]=119;
113
tabla[56]=413; tabla[57]=169; tabla[58]=366; tabla[59]=212; tabla[60]=319; tabla[61]=263;
/*** onda completa ***/
test(); asm(bfclr
#$0020,X:GPIOB_DR);
//pone 1 en el bit B5
while(1) { asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop);
114
asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop); asm(nop);
//****** CONTROL FASE 1 ************ if (tabla[pointer1]==con1) { if (control1==1) { if (pointer1<=31) { asm (bfset #$0020,x:GPIOB_DR); asm (bfclr #$0080,x:GPIOB_DR); } else { asm (bfclr #$0080,x:GPIOB_DR); asm (bfclr #$0020,x:GPIOB_DR); } control1=0; }
115
else { if (pointer1<=31) { asm (bfclr #$0020,x:GPIOB_DR); } else { asm (bfset #$0080,x:GPIOB_DR); } control1=1; } con1=0; pointer1++;
if (pointer1==32) { control1=0; } if (pointer1==62){pointer1=1;} }
116
//****** CONTROL FASE 2 ************ if (tabla[pointer2]==con2) { if (control2==1) { if (pointer2<=31) { asm (bfset #$0040,x:GPIOB_DR); asm (bfclr #$0010,x:GPIOB_DR); } else { asm (bfclr #$0010,x:GPIOB_DR); asm (bfclr #$0040,x:GPIOB_DR); } control2=0; } else { if (pointer2<=31) { asm (bfclr #$0040,x:GPIOB_DR);
117
} else { asm (bfset #$0010,x:GPIOB_DR); } control2=1; } con2=0; pointer2++; if (pointer2==32) { control2=0; } if (pointer2==62){pointer2=1;} } //****** CONTROL FASE 3 ************ if (tabla[pointer3]==con3) { if (control3==1) { if (pointer3<=31) { asm (bfset #$0001,x:GPIOB_DR);
118
asm (bfclr #$0002,x:GPIOB_DR); } else { asm (bfclr #$0002,x:GPIOB_DR); asm (bfclr #$0001,x:GPIOB_DR); } control3=0; } else { if (pointer3<=31) { asm (bfclr #$0001,x:GPIOB_DR); } else { asm (bfset #$0002,x:GPIOB_DR); } control3=1; } con3=0; pointer3++;
119
if (pointer3==32) { control3=0; }
if (pointer3==62){pointer3=1;} } con1++; con2++; con3++; } } void test(void) { asm (move
#$0000,x:GPIOB_PER)
asm (move
#$0000,X:GPIOB_PUR)
asm (move
#$0000,X:GPIOB_IAR)
asm (move
#$0000,X:GPIOB_IENR)
asm (move
#$0000,X:GPIOB_IPOLR)
asm (move
#$0000,X:GPIOB_IESR)
asm (move
#$00F3,x:GPIOB_DDR)
asm (move
#$0000,x:GPIOB_DR)
}
120
