REGIS TROJAN FEROLDI
Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de frequência
UNIVERSIDADE ESTADUAL ESTADUAL DE LONDRINA LOND RINA CURSO DE GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ENGEN HARIA ELÉTRICA
Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de freqüência
UNIVERSIDADE ESTADUAL ESTADUAL DE LONDRINA LOND RINA CURSO DE GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ENGEN HARIA ELÉTRICA
Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de freqüência
Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de freqüência
Regis Trojan Feroldi
‘Este trabalho foi julgado j ulgado adequado para a conclusão do curso de engenharia elétrica e aprovado em sua forma final f inal pela Coordenação do Curso de Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina.’
_________________________ ________________________________ _______
Agradecimentos Agradeço ao meu pai, à minha mãe, à minha irmã, a todos os outros familiares, à Fernanda e a todos os meus amigos, que sempre me apoiaram e me incentivaram em todo o caminho percorrido até aqui. Agradeço aos professores que contribuíram indiretamente ao longo do curso para a realização deste trabalho, ao professor orientador Treviso as orientações e o suporte dados ao longo de todo o trabalho, ao amigo Cristiano a companhia durante as alegrias e tristezas ao longo deste projeto, ao professor André os conselhos, aos técnicos Older, Luís Mathias e Luís Fernando o suporte técnico e a todas as outras pessoas que contribuíram à sua maneira para a realização deste trabalho.
Resumo do trabalho de conclusão de curso apresentado à Universidade Estadual de Londrina como parte dos requisitos necessários para obtenção do grau de Engenheiro Eletricista.
Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de freqüência
Regis Trojan Feroldi
Conteúdo Lista de siglas .................................................................................................................................ix Lista de figuras............................................................................................................................... x Lista de tabelas .............................................................................................................................xii 1
Introdução ............................................................................................................................. 1
2
Revisão bibliográfica.............................................................................................................. 2 2.1
Inversores de frequência ............................................................................................... 2
2.2
A modulação PWM - Pulse Width Modulation ............................................................. 4
2.2.1
A modulação bipolar ............................................................................................. 7
2.2.2
A modulação unipolar ........................................................................................... 8
2.2.3
O índice de modulação (M) ................................................................................... 9
2.3
Filtros ............................................................................................................................. 9
2.3.1
Filtro de saída do inversor ................................................................................... 13
2.4
Diodos de potência...................................................................................................... 15
2.5
Transistores de potência.............................................................................................. 16
2.5.1
Transistores MOSFET
16
3.3.5 3.4
O inversor ............................................................................................................ 43
3.4.2
O snubber ............................................................................................................ 47
3.4.3
O filtro de saída ................................................................................................... 48
3.4.4
Dissipadores ........................................................................................................ 53
A montagem ................................................................................................................ 53
Resultados e análise ............................................................................................................ 55 4.1
Protótipos .................................................................................................................... 55
4.1.1
Drive isolador de pulsos ...................................................................................... 55
4.1.2
Inversor e filtro .................................................................................................... 55
4.2
Circuito de controle e drive isolador de pulso ............................................................ 56
4.2.1
Circuito de controle ............................................................................................. 56
4.2.2
Drive isolador de pulso ........................................................................................ 59
4.3 5
3ª etapa – Circuito de potência ................................................................................... 43
3.4.1
3.5 4
Projeto do transformador da fonte de alimentação ........................................... 38
Circuito do inversor ..................................................................................................... 61
Conclusões........................................................................................................................... 79
Lista de siglas PWM – Pulse Width Modulation MOSFET – Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor FPB – Filtro Passa-Baixa FPA – Filtro Passa-Alta FPF – Filtro Passa-Faixa FRF – Filtro Rejeita-Faixa PCB – Printed Circuit Board CI – Circuito Integrado RMS – Root Mean Square CA – Corrente Alternada CC Corrente Contínua
Lista de figuras Figura 2.1 - Inversor monofásico em meia ponte .................................................................. 2 Figura 2.2 - Circuito simplificado de um inversor monofásico em ponte completa .......... 3 Figura 2.3 - Inversor com as chaves T1 e T3 conduzindo ................................................... 3 Figura 2.4 - Inversor com as chaves T2 e T4 conduzindo ................................................... 4 Figura 2.5 - Pulso quadrado e parâmetros para cálculo da razão cíclica ......................... 5 Figura 2.6 - Modulação por múltiplos pulsos a partir de uma onda quadrada .................. 5 Figura 2.7 - Modulação senoidal bipolar PWM ...................................................................... 6 Figura 2.8 - Modulação bipolar ................................................................................................. 7 Figura 2.9 - Modulação unipolar .............................................................................................. 8 Figura 2.10 - Símbolo de um FPB e sua resposta em freqüência .................................... 10 Figura 2.11 - Símbolo de um FPA e sua resposta em freqüência ..................................... 11 Figura 2.12 - Símbolo de um FPF e sua resposta em freqüência .................................... 12 Figura 2.13 - Símbolo de um FRF e sua resposta em freqüência .................................... 12 Figura 2.14 - Exemplo de um FPB com um resistor e um capacitor ................................ 12 Figura 2.15 - FPB de saída para modulação bipolar .......................................................... 13 Figura 2.16 - Esquema de um transistor MOSFET ............................................................. 17 Figura 2.17 - Inversor monofásico em ponte e circuito gerador dos pulsos de controle
Figura 3.20 - Esquema da montagem em bancada ............................................................ 53 Figura 4.1 - Protótipo do drive isolador de pulso ................................................................. 55 Figura 4.2 - Protótipo do inversor .......................................................................................... 56 Figura 4.3 - Triangular gerada pelo circuito utilizando o CI LM566 .................................. 56 Figura 4.4 - Triangular na entrada do comparador PWM ................................................... 57 Figura 4.5 - Onda senoidal utilizada na comparação PWM .............................................. 58 Figura 4.6 - Pulsos complementares gerados pela comparação PWM ........................... 58 Figura 4.7 - Cruzamento dos pulsos PWM complementares ............................................ 59 Figura 4.8 - Pulsos PWM complementares com atraso ..................................................... 59 Figura 4.9 - PWM aplicado à porta do MOSFET da fonte independente ........................ 60 Figura 4.10 - Tensão entre os terminais do transformador da fonte independente ....... 60 Figura 4.11 - Pulsos PWM obtidos na saída do drive isolador de pulso .......................... 61 Figura 4.12 - Forma da tensão de saída saturada .............................................................. 62 Figura 4.13 - Saída do inversor sem distorção para Vin = 30 V ....................................... 62 Figura 4.14 - Tensão de saída para Vin = 60 V ................................................................... 63 Figura 4.15 - Tensão de saída para Vin = 90 V ................................................................... 64 Figura 4.16 - Tensão de saída para Vin = 120 V ................................................................. 64 Figura 4.17 - Tensão de saída para Vin = 180 V ................................................................. 65 Figura 4.18 - Tensão de saída com Vin = 204 V ................................................................. 65 Figura 4.19 - Tensão de saída para fp = 100 kHz ............................................................... 67 Figura 4.20 - Tensão de saída para fp = 50 kHz ................................................................. 68
Lista de tabelas Tabela 4.1 - Variação de Vin (R=1k, fm=60Hz, fp=100kHz) .............................................. 63 ......... 66 Tabela 4.2 - Variação da carga resistiva (Vout-rms=110V, fm=60Hz, fp=100kHz) ......... ........................................................... 66 Tabela 4.3 - Carga indutiva (fm=60Hz, fp=100kHz) ............................................................ Tabela 4.4 - Variação de fp (Vin=60V, fm=60Hz, R=1kΩ) .................................................. 67 Tabela 4.5 - Variação de fp (Vin=60V, fm=1kHz, R=1kΩ) .................................................. 69
1 Introdução Atualmente, com um sistema de energia elétrica consolidado - onde se utilizam uma tensão CA na transmissão, na distribuição e consequentemente nos pontos consumidores residenciais, comerciais e industriais – – uma crescente preocupação com a eficiência energética e uma alta demanda de energia, torna-se cada vez mais importante o desenvolvimento dos inversores de frequência, que são equipamentos capazes de fornecer uma tensão CA a partir de uma alimentação em tensão CC. Este trabalho pretende validar a teoria de que é possível diminuir as perdas por distorção em inversores através da escolha de uma modulação PWM adequada [1]. Para obter tal resultado, foi feita uma comparação entre duas técnicas de modulação senoidal PWM, a bipolar e a unipolar. Devido à complexidade de se desenvolver as duas técnicas em um único trabalho de conclusão de curso, este trabalho desenvolveu somente a modulação senoidal
2 Revisão bibliogr bibliográfica áfica 2.1
Inversores de frequência
Inversores são conversores CC-CA, ou seja, sua função consiste em converter uma tensão contínua (CC) aplicada em sua entrada em uma tensão alternada (CA) simétrica, de amplitude e freqüência desejadas em sua saída. Os inversores podem ser utilizados em muitas aplicações industriais, como por exemplo, no acionamento de máquinas CA em velocidade variável, em fontes auxiliares, em sistemas de energia ininterrupta, na geração de tensão CA em NO-BREAKS e em amplificadores de áudio. Os inversores podem ser classificados em monofásicos ou trifásicos. Os monofásicos podem ser classificados como de meia ponte ou ponte completa. A figura 2.1 expõe um inversor com configuração de meia ponte com uma carga puramente resistiva.
Figura 2.2 - Circuito simplificado de um inversor monofásico em ponte completa
Ao chavear os pares de transistores T1 e T3 ou T2 e T4, potência da fonte se transfere para o motor. A diferença entre o chaveamento dos dois pares de transistores é que ao chavear T1 e T3 a corrente flui do ponto A para o B na figura 2.3, fazendo o rotor girar em um sentido. Ao chavear T2 e T4, a corrente fui de B para A, figura 2.4, fazendo o rotor girar em sentido contrário.
aceitáveis tensões de onda quadrada, enquanto que para aplicações em potência elevada se faz necessário o uso de tensões de onda senoidal com baixa distorção [1].
Figura 2.4 - Inversor com as chaves T2 e T4 conduzindo
É possível obter a tensão CA na saída de duas formas [1]: 1. Variando-se a amplitude da tensão CC de entrada sem variar o ganho do inversor;
Figura 2.5 - Pulso quadrado e parâmetros para cálculo da razão cíclica
Como visto na figura 2.5, a forma de onda gerada pela modulação PWM tem somente dois estados, um nível alto e um nível baixo, assim, as chaves disparadas por esta forma de onda comutarão apenas entre esses dois estados Normalmente o sinal analógico utilizando na comparação que gera os pulsos PWM ou é uma onda quadrada ou uma onda senoidal. No caso do uso
senoidal é que o fator de distorção e os harmônicos de mais baixa ordem são reduzidos significativamente [1]. Para obter a modulação PWM senoidal normalmente são utilizados um gerador de onda triangular e um gerador de onda senoidal. Estas duas ondas são aplicadas em um dispositivo comparador, como por exemplo, um amplificador operacional, e na sua saída resultam os pulsos modulados. O sinal analógico ou modulante (onda senoidal) é aplicado na porta não-inversora do comparador, enquanto que o onda de referência ou portadora (onda triangular) entra na porta inversora. Quando o nível da onda senoidal for maior que o da onda triangular, a saída satura em +Vcc. Caso contrário a saída terá nível baixo. A figura 2.7 exemplifica esta operação.
2.2.1 A modulação bipolar
Este esquema apresenta saída diferencial com um braço defasado em 180º (graus) do outro, como mostra a figura 2.8. Enquanto o braço A é a própria saída do comparador o braço B passa por uma porta inversora. Com esta configuração são obtidas as formas de onda complementares que são aplicadas em cada um dos braços do inversor. A amplitude de cada um dos pulsos varia de um valor de referência 0 (zero) até ao valor +Vcc. Assim, a saída diferencial, neste caso de um inversor, apresenta dois níveis de saída, +Vcc e -Vcc, justificando o nome bipolar. A figura 2.8, retirada de [5], mostra o esquema de geração da modulação bipolar. Ao utilizar este tipo de modulação, para obter a forma de onda da tensão diferencial explicitada, as chaves do inversor devem comutar com mesma frequência.
2.2.2 A modulação unipolar
Na modulação unipolar a tensão diferencial de saída varia entre três níveis de tensão, 0V –Vcc e +Vcc. Para conseguir essa variação na saída do inversor, é possível usar uma chave de cada par (T1 ou T3 e T2 ou T4) mais lentas. Neste caso uma chave, por exemplo, T1, ficará conduzindo continuamente em meio ciclo e no semiciclo seguinte quem conduzirá continuamente, por exemplo, será T2. Desta forma, a frequência de comutação de T1 e T2 será a mesma da onda senoidal, enquanto que a freqüência de comutação de T3 e T4 será igual à da onda triangular de referência [5]. A figura 2.9 exemplifica a geração dos pulsos para a modulação unipolar. Comparando as figuras 2.8 e 2.9, percebe-se algumas diferenças claras entre os dois tipos de modulação. Na modulação bipolar nota-se a existência de uma saída diferencial com dois níveis de tensão e uma saída de modo comum constante. Já para a modulação unipolar a saída diferencial apresenta três níveis de tensão e a saída de modo comum é variável e também tem três níveis.
2.2.3 O índice de modulação (M)
De [5], define-se índice de modulação (M) como: M = Δf / fm
(2.2)
Na equação 2.2, Δf é a diferença entre a frequência da onda portadora (f p) e a frequência da onda modulante e f m é a frequência da onda modulante. Portanto, para se obter altos índices de modulação é necessário que a frequência da onda portadora seja elevada e maior que a frequência da modulante. Em [4], observa-se que na modulação senoidal bipolar PWM os harmônicos presentes no sinal modulado são da ordem de grandeza do índice de modulação. Portanto, para este tipo de modulação alcançar resultados satisfatórios é necessário utilizá-la com altos índices de modulação, ou seja, com altos valores de frequência para a portadora [5], o que facilita a ação dos filtros de saída.
Os filtros seletores de frequência foram desenvolvidos para selecionar ou rejeitar determinadas faixas de frequência com acurácia. Um exemplo típico de aplicação ocorre quando os ruídos em gravações de áudio estão em uma freqüência mais elevada que a da música ou da voz, sendo possível removêlos com um filtro que selecione apenas as frequências mais baixas. Os filtros que selecionam as frequências mais baixas ou rejeitam as mais altas são conhecidos como filtros passa-baixa (FPB). A figura 2.10 mostra seu símbolo assim como o comportamento da sua resposta em f requência. Observando o gráfico da resposta em freqüência de um FPB é possível definir um conceito muito utilizado, o da frequência de corte. Na figura 2.10, percebe-se que o filtro responde até um determinado valor de frequência e que valores acima daquela frequência são rejeitados. Essa frequência que está no limite entre a região selecionada e a atenuada é conhecida como frequência de corte.
Figura 2.11 - Símbolo de um FPA e sua resposta em freqüência
Um filtro passa faixa (FPF), figura 2.12, seleciona uma banda de frequência e atenua as freqüências superiores e inferiores a essa banda. Neste caso existem duas frequências de corte, que definem os limites inferior e
Figura 2.12 - Símbolo de um FPF e sua resposta em freqüência
2.3.1 Filtro de saída do inversor
Como o princípio da modulação PWM é amostrar um sinal analógico através da variação de t on, a quantidade de harmônicas necessárias para representar o sinal de saída é grande [4]. Para tentar eliminar essas componentes indesejadas e recompor o sinal original, se faz necessário o uso de um filtro. Como o PWM é gerado a uma freqüência de pelo menos 100kHz e a freqüência do sinal desejada na saída do inversor é de 60Hz, utiliza-se um filtro do tipo passa-baixa (FPB). Normalmente, não é recomendado utilizar um filtro passa-baixa simples, formado por um indutor e um capacitor. Recomenda-se a utilização de um filtro com pelo menos dois pólos, para reduzir a emissão de radiação eletromagnética e também para evitar que o filtro produza picos excessivos de tensão [5]. Assim, a configuração de filtro utilizada, que é suficiente para a aplicação em inversores com modulação PWM bipolar, contém dois indutores e cinco capacitores e está exposta na figura 2.15.
Onde, da figura 2.15:
L = L1 + L2;
C = C1//C2//C3//C4;
Observa-se que o capacitor C5 não entra no cálculo da capacitância equivalente porque a carga não o enxerga em paralelo com os demais. O valor de C5 utilizado na prática, de [5], é igual ao de C1, C2, C3 e C4.
Substituindo as expressões para L e C na equação anterior, obtém-se:
As expressões para L e C são obtidas aplicando o equivalente Thevenin em cima da carga. Lembrando que para fazer esta análise, a fonte de tensão deve ser considerada aterrada [8] . A função de transferência de um filtro passa-baixa é dada pela equação
O fator Q é muito importante porque causa uma influência determinante na resposta em frequência do filtro. Um valor de Q recomendado para se obter boas respostas utilizando filtro de Butterworth é 0,707. Devido às suas características de banda suave e resposta de fase, é recomendada a utilização de um filtro Butterworth de segunda ordem [5]. Os valores de capacitância e indutância podem ser encontrados com as fórmulas abaixo:
Determinados os valores para os capacitores e para os indutores, deve-
sempre importância crítica [1]. Esses diodos cobrem faixas de correntes de menos de 1 A a centenas de amperes, com especificações de tensões de 50 V a aproximadamente 3000 V. 2.5
Transistores de potência
Transistores de potência possuem características de entrada em condução e de corte controladas. Eles são utilizados como elementos de chaveamento e são operados na região de saturação, resultando em uma baixa queda de tensão quando está em condução [1]. Atualmente existem transistores de potência com altas velocidades de chaveamento e, por isso, são muito empregados em conversores CC-CC e CCCA. Uma característica importante destes componentes é que possuem diodos conectados em antiparalelo para fornecer fluxo bidirecional de corrente. Os transistores de potência geralmente são classificados em quatro categorias:
Existem dois tipos de MOSFET’s, os o s de depleção e os de enriquecimento. Para mostrar os do tipo depleção, considera-se um MOSFET de depleção de canal n, que são formados por um substrato de silício do tipo p, com dois silícios n+ fortemente dopados para conexões de baixa resistência. Possuem três terminais, chamados de porta, dreno e fonte [1,2]. Como mostra a figura 2.16, a porta é isolada do canal por uma fina camada de óxido de silício.
geral, requerem múltiplos transistores e cada um deles deve ser excitado individualmente. A figura 2.17 mostra um inversor monofásico em ponte completa e o circuito gerador dos pulsos de controle que são aplicados nas portas dos MOSFET’s.
Figura 2.17 - Inversor I nversor monofásico em ponte e circuito gerador dos pulsos de controle
sinal de entrada é aplicado ao ILED e a saída é obtida através do fototransistor. A figura 2.18 expõe um exemplo de optoacoplador:
Figura 2.18 - Exemplo de um circuito optoacoplador
Como a transmissão do sinal é feita pelo ILED e pelo fototransistor, a saída de um optoacoplador é isolada eletricamente da sua entrada. 2.7
Proteção de dispositivos e circuitos
Em circuitos de potência, como em conversores CC-CC e em inversores,
Uma ampla variedade de dissipadores de alumínio está disponível comercialmente e eles utilizam paletas de resfriamento para aumentar a capacidade de transferência do calor. A área de contato entre o dispositivo e o dissipador é muito importante para minimizar a resistência térmica entre o encapsulamento e o dissipador. As superfícies devem ser chatas, lisas e livres de sujeira, corrosão e oxidações. Normalmente são aplicadas pastas de silicone para melhorar a capacidade de transferência de calor e para diminuir a formação de óxidos e corrosões. 2.7.2 O circuito de snubber
Os snubbers são implementados para amortecer as oscilações de alta freqüência geradas durante os processos de comutação em circuitos de potência, como em conversores CC-CC ou CC-CA. Essas oscilações são geradas devido às indutâncias parasitas e às capacitâncias intrínsecas existentes nos semicondutores e nas trilhas [4]. Na prática, os snubbers servem para evitar picos elevados de tensão,
Isolando C, encontra-se:
C é o valor da capacitância do snubber;
t é o tempo necessário para o capacitor descarregar até atingir
Onde:
;
R é o valor da resistência do snubber;
90% da carga inicial. Com essas equações e com o tempo de carga e descarga do capacitor sendo determinados em função da freqüência de operação do inversor, é possível projetar o circuito de snubber, que está representado na figura 2.19.
número de espiras no secundário, da magnitude do fluxo mútuo e da freqüência [3]. A essência do funcionamento de um transformador requer apenas a existência de um fluxo mútuo variante no tempo interligando dois enrolamentos. Este processo poderia ocorrer através de um acoplamento através do ar, mas o acoplamento entre os enrolamentos é mais efetivo usando um núcleo de ferro ou outro material ferromagnético porque o fluxo fica confinado em uma trajetória definida e com alta permeabilidade que conecta os dois enrolamentos. O núcleo de pequenos transformadores usados em circuitos de comunicação com alta freqüência e baixo nível de energia é feito de compressas de materiais ferromagnéticos, também conhecidos como ferrite. Da condição sem carga, ou com o secundário aberto, figura 2.20, de um transformador deduz-se a equação para a força eletro motriz induzida no enrolamento primário. Nesta configuração, uma pequena corrente, chamada de
Figura 2.20 - Transformador com secundário aberto
Para a análise da condição com carga, figura 2.21, considera-se as características de um transformador ideal. Em um transformador ideal as resistências dos enrolamentos são desprezíveis, não há dispersão do fluxo, isto é, todo fluxo está confinado no núcleo, não existem perdas de energia no núcleo e a permeabilidade do núcleo é tão alta que uma mínima força magneto
Das equações 2.16 e 2.17, é possível encontrar que:
Em um transformador ideal, pode-se afirmar que a potência instantânea aplicada no primário é igual à potência instantânea de saída no secundário [3]. Assim:
Então, a tensão é transformada com uma proporção direta ao número de
3 Desenvolvimento prático 3.1
O sistema proposto
Para facilitar o entendimento do trabalho como um todo, ele foi dividido em três partes, onde cada uma tem uma função diferente. O diagrama de blocos abaixo mostra cada uma delas.
Circuito de controle
Isolação dos pulsos PWM
Circuito de potência
Figura 3.1 - Visão geral do circuito em diagrama de blocos
A primeira etapa consiste da modulação PWM senoidal do tipo bipolar. Estão presentes aqui o circuito que gera a onda triangular e o circuito que faz a comparação entre as ondas triangular e senoidal.
Gerador da triangular
Comparador PWM
Circuito de atraso
Figura 3.2 - Diagrama de blocos do circuito de controle 3.2.1 O gerador de onda triangular
O circuito utilizado foi implementado utilizando o CI LM566, que é um gerador de funções (onda quadrada e triangular), e seu esquemático está exposto na figura 3.3. V1 12Vdc
R1 22k SET = 0.5
0
6V
R3
R0 é o resistor de tempo (do inglês timing resistor ), usado para determinar a frequência das ondas;
C0 é o capacitor de tempo (do inglês timing capacitor ), usado para determinar a frequência das ondas; Para obter a frequência de 100 kHz usou- se um trimpot de 10kΩ (R 2)
para R0, possibilitando um ajuste de frequência conforme a variação da resistência. Outro parâmetro de ajuste da frequência é V 5 e para controlá-la usou-se um divisor de tensão entre a alimentação e a porta cinco usando um potenciômetro (R1). Como será mostrado adiante, o CI utilizado como comparador é um LM318, que deve ser alimentado preferencialmente por uma tensão simétrica [11], ou seja, +Vcc e –Vcc. Neste trabalho o LM318 foi alimentado por uma tensão assimétrica para reduzir o número de fontes utilizadas. Assim, na porta destinada para +Vcc foi aplicada uma tensão de 12 V enquanto que a porta -Vcc foi conectada no referencial terra (0 V). Para simularmos uma configuração de simetria, na saída da onda
R35 10k
12V 12V
0 5 TRIANG
R33 6
INPAD
U16B TL074
4
3.3k
+
R11 1k
7
3
-
R10 10K
11
R34 10k
2 R30 1k
0
U17 LM318
7 5
PAD1
+
6
-
OUTPAD
4 8 1
0
0 12V
12V
R31 1k
6V
3 C13 47u VOFF = VAMPL = FREQ = 60Hz
V6
R36 100k
4 3 2
U16A TL074A
+
1
2 R32 1k
PAD2
+
6
-
OUTPAD
4 8 1
-
11
0
U18 LM318
7 5
0 0
Figura 3.4 - Esquemático do comparador PWM
3.2.3 O circuito de atraso
Antes dos pulsos serem aplicados no drive e consequentemente nos transistores do inversor, é necessário garantir que os dois MOSFET’s do mesmo braço não conduzam simultaneamente, pois isso causaria um curto circuito na fonte de alimentação do inversor, levando a uma sobrecorrente que pode danificar os componentes do inversor, principalmente os MOSFET’s. Para evitar este problema foi implementado um circuito lógico, que está localizado entre a saída do comparador e o drive isolador de pulsos. Seu esquemático é apresentado na figura 3.5. U15A 4081
PAD1
1
INPAD
2
C11
0
OUTPAD R28 10k 2
4049 U14A
1
47p C12
0
PWM1
3
R29 10k
4
4049 U14B
3
colocado um circuito RC (capacitores C11 e C12, potenciômetros R28 e R29) na saída das portas inversoras U14A e U14B (HEF4049B). A constante de tempo no carregamento do capacitor varia conforme os valores de resistência e capacitância utilizados. Usando um potenciômetro torna-se então possível ajustar o atraso de um pulso com relação ao outro através da variação da resistência e calibrar um melhor ponto para o funcionamento do inversor quando a corrente fornecida pela fonte e exigida pelo mesmo seja a menor possível. Ao atender às condições impostas, as saídas PWM1 e PWM2, que são complementares, podem ser aplicadas às entradas do drive isolador de pulsos e suas saídas podem ser conectadas aos gates dos MOSFET’s do inversor. 3.3
2ª etapa – Isolação dos pulsos PWM
3.3.1 O drive isolador de pulso
Para o acionamento correto das chaves do inversor não se deve aplicar diretamente os pulsos PWM nos gates dos MOSFET’s. É necessário fazer um
O circuito do drive isolador de pulso atua como uma interface entre o circuito de potência e o circuito de controle. Além de fazer o tratamento do sinal PWM para que ele possa ser aplicado com uma amplitude apropriada à suportada pelos gates dos transistores, ele faz o isolamento dos pulsos para que cada MOSFET do inversor tenha um referencial independente, permitindo que eles sejam disparados individualmente. 3.3.2 O funcionamento do drive isolador de pulsos
O primeiro estágio deste circuito consiste de um acoplador óptico ou optoacoplador, que neste caso foi escolhido o circuito integrado (CI) 6N137 devido à alta velocidade de resposta dos seus fotodiodos, o que evita a deformação da onda de saída para altas freqüências de trabalho. O 6N137 recebe o sinal proveniente da primeira etapa, circuito de controle, em sua entrada (porta 2). Internamente o CI possui um diodo emissor de luz (LED) e um fotodiodo [14]. O fotodiodo é sensível à luz, ou seja, quando o LED está conduzindo ele emite uma luz que, detectada pelo fotodiodo o faz
10,4V. Este incremento dos valores de saída ajuda na excitação do CI CD4049 [15, 16]. Dentro do opto acoplador, em série com o fotodiodo, existe uma porta inversora que defasa o sinal de entrada em 180º. Por isso foi necessário implementar um estágio inversor depois do optoacoplador. Assim, ao defasar novamente a onda em 180º, ela voltará a ficar em fase com o pulso de entrada. Este estágio inversor foi implementado utilizando o CI CD4049A (SMD) porque ele possui em seu interior seis portas inversoras, e, ao conectá-las em paralelo, a corrente que passa em cada inversora é reduzida. O último estágio do drive isolador de pulso consiste de dois transistores bipolares, um NPN e outro PNP, que estão conectados com seus emissores em comum. O BC337 (NPN) tem seu coletor conectado à fonte de alimentação (Vcc) enquanto que o BC327 (PNP) tem seu coletor conectado ao referencial terra. Desta forma, quando o pulso PWM é aplicado na base destes transistores, que também estão ligadas em comum, eles irão atuar como um
circuitos idênticos ao apresentado acima, um para acionar cada uma das chaves do inversor. 3.3.3 Fontes Independentes
Para alimentar o circuito do drive isolador de pulsos se faz necessário o uso de fontes independentes, pois cada drive deverá ter sua referência de terra isolada da referência dos outros drives. Como serão utilizados quatro circuitos de drive, um para cada chave do inversor, serão necessárias quatro fontes isoladas, uma para cada drive isolador de pulso. A figura 3.7 mostra o esquemático das quatro fontes. É possível perceber, na figura 3.7, a presença de dois transformadores com o primário em paralelo, sendo que cada um deles apresenta um enrolamento primário e dois enrolamentos de secundário. Considerando uma das
principais
características
dos
transformadores,
que
tem
seus
enrolamentos isolados eletricamente, obtêm-se as quatro fontes isoladas a partir dos quatro enrolamentos secundários.
Figura 3.7 - Esquemático das quatro fontes i ndependentes.
Em cada um dos secundários dos transformadores, é conectado um capacitor em paralelo para manter o nível de tensão da fonte constante.
capacitores que suprem a potência da carga, ou neste caso, alimentam o circuito drive isolador de pulso.
Figura 3.8 - Caminho da corrente durante o ciclo ativo do transistor
Pela equação 3.2, constata-se que o sentido da tensão sobre os enrolamentos primários é o inverso do sentido da tensão durante o ciclo ativo e tem valor aproximadamente igual ao do diodo zener Z1. Com esta tensão com sentido contrário aplicada, a variação da corrente que flui pelos enrolamentos primários também é negativa, causando assim a diminuição do valor desta corrente até zero. Durante este período de corte do transistor, os diodos nos secundários são polarizados reversamente e não conduzem. É válido lembrar que durante o ciclo ativo do transistor ocorre a magnetização do núcleo e durante o período de corte ocorre a desmagnetização do núcleo. E, para que não ocorra a saturação do núcleo, a energia de desmagnetização deve ser igual à energia acumulada durante a magnetização. Assim, tem-se que:
Onde:
Vmag é a tensão de magnetização;
Imag é a corrente de magnetização;
tmag é o tempo de magnetização;
Vdmag é a tensão de desmagnetização;
Idmag é a corrente de desmagnetização;
tdmag é o tempo de desmagnetização.
Escrevendo a equação 3.3 em função das correntes e indutâncias de magnetização e de desmagnetização, tem-se que:
Como as indutâncias para a magnetização e a desmagnetização são iguais à indutância do primário dos transformadores, para a equação 3.5 ser verdadeira as correntes de magnetização e desmagnetização também devem
pois a tensão de magnetização será sempre constante e com valor de 12 volts.
Substituindo os valores utilizados neste projeto, que são de 12 V para
Vmag e 20 V para V dmag (valor da tensão de polarização reversa do diodo zener Z1), encontra-se que:
Para esses parâmetros de tensão, conclui-se que para haver a total desmagnetização do núcleo o tempo do ciclo ativo do transistor deve ser no máximo 62,5% do período.
parâmetros físicos do núcleo utilizado, é possível dimensionar este transformador.
Dados necessários para o projeto: Adotou-se fs = 20kHz e Dmáx = 0,45 O projeto foi feito baseando-se em um núcleo EE 25/10/5, que era o disponível no momento. Este núcleo possui as seguintes características construtivas [22] :
Onde:
Ap = 0,48 cm4
Le = 4,28 cm ou 43 mm
Ae = 0,312 cm2 ou 31,00mm²
Al = 1300 nH/esp2
Onde Bmáx deve ser um valor de densidade do campo magnético que mantenha a permeabilidade constante em condições de variações de temperatura e com campo magnético Hmáx aplicado. Analisando a curva de histerese de um núcleo de ferrite, como a da figura 3.11, e supondo que o núcleo sofrerá uma temperatura máxima de 100ºC, o Bmáx utilizável gira em torno de 250mT. Considerando um núcleo com entreferro, este valor tende a ser um pouco mais alto devido à inclinação da curva de magnetização. Conforme a literatura [4], um valor típico de Bmáx que pode ser utilizado é de 300mT.
Sabendo que a freqüência de trabalho é de 20kHz, sabe-se que o período total de um ciclo é o inverso da frequencia de trabalho, ou seja:
Levando em consideração um Dmáx de 0,45:
O próximo passo é calcular a indutância de um enrolamento do transformador. Parte-se do pressuposto de que a energia armazenada no núcleo (Em) seja igual à energia armazenada pelo indutor, de [4]:
Sabe-se que:
Conhecendo o valor da indutância, é possível determinar o número de espiras necessárias através da seguinte equação:
ou
(3.17)
Substituindo os valores de L e AL, encontra-se que:
Ou, segundo [4], também é possível determinar o valor de espiras do enrolamento primário do transformador a partir da fórmula abaixo:
3.4
3ª etapa – Circuito de potência
3.4.1 O inversor
O inversor utilizado neste trabalho foi projetado para fornecer em sua saída uma tensão CA senoidal de 110 V RMS com freqüência de 60 Hz e para alimentar uma carga com potência máxima de 500 W. A tipologia utilizada foi a do inversor em ponte completa, que possui quatro MOSFET’s dispostos em dois braços, como mostra a figura 3.12. Os MOSFE T’s utilizados são do tipo IRF840, pois cada um suporta uma tensão de até 500 V e uma corrente de até 8 A [23].
valor foi encontrado considerando-se o valor de pico da tensão CA mais 30% para compensar as perdas.
Onde:
é a tensão de alimentação do inversor;
A carga, que pode ser puramente resistiva ou indutiva, é conectada no conector de saída. Para melhor demonstrar o comportamento do inversor, foi feita uma simulação no ORCAD para uma carga RL e, foram encontradas as formas de onda da corrente e tensão de saída assim como os pulsos PWM aplicados na porta dos MOSFET’s. O esquemático usado está na figura 3.13.
V1 = 0 V2 = 5 TD = 0 TR = 0.49m TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m
V3
V1
12 V5 U1
200
M1 IRF840
0
M3
R1 2 50 I
L1
IRF840
em 180º, e segundo, que a tensão de saída é a diferença entre as formas de onda dos pulsos M1 e M2.
12V
8V
4V
0V 0s
V(M3:g,M4:d)
5ms
10ms
15ms
20ms
Time
Figura 3.14 - Pulso PWM em M2
25ms
30ms
derivada positiva. O raciocínio é semelhante para uma tensão negativa, onde a derivada de corrente é negativa. Assim, como os MOSFET’s são chaveados a 100 kHz, as derivadas de corrente mudam de sentido com esta frequência e formam uma onda senoidal de 60 Hz devido ao sinal modulante ser uma onda senoidal em 60 Hz. 400V
200V
0V
-200V
-400V 0s
V(R1:1,L1:1)
5ms
10ms
15ms Time
20ms
25ms
30ms
A partir desta simulação é possível, através de uma comparação, saber o quão próximo do esperado foram os resultados práticos obtidos. 3.4.2 O snubber
O circuito do snubber consiste de um diodo, um capacitor e um resistor que são inseridos em paralelo com o MOSFET, como apresentado na figura 3.18. Basicamente, o circuito funciona da seguinte maneira, quando o MOSFET S1 está aberto o capacitor C4 é carregado via diodo DR4 e quando ele está conduzindo o capacitor descarrega via R12.
Figura 3.18 - O circuito do snubber
2. Dimensiona-se o resistor do snubber para dissipar 1W Encontrado o valor máximo de tensão aplicada sobre o MOSFET e sabida a potência dissipada pelo resistor, calcula-se o valor da resistência:
Ω
Conforme a disponibilidade dos valores comerciais de resistência adotou-se um resistor de 47 Ω. Portanto,
Ω
3. Dimensiona-se o capacitor de modo que a tensão caia para 90% do seu valor máximo Adotou-se um fator de descarregamento de 90%, que equivale a uma tensão de 90% de 202,8V aplicada no capacitor.
Figura 3.19 - Configuração do filtro Projeto do filtro de saída do inversor
A placa de circuito impresso do filtro do inversor destina um espaço limitado para os indutores. Devido a essas restrições, este projeto será feito
De [4]:
Ku = 0,4;
K j = 397;
Bmáx = 0,3.
Em posse do valor máximo de energia suportado pelo núcleo e se utilizando das equações 3.19 e 3.20, determina-se o valor de cada um dos indutores do filtro, ou seja, a indutância de um núcleo.
Por motivos de segurança, considera-se o valor de I pico sendo 20% maior do que o encontrado. Assim, Ipico = 7,71 A.
frequências de corte muito baixas necessita-se de componentes muito robustos. Assim sendo, o meio termo encontrado foi para o uso de uma frequência de corte de 5 kHz, onde os indutores e capacitores são viáveis. Para encontrar o valor da capacitância, isola-se C na expressão 3.21:
Nesta equação, o valor de L é a soma das duas indutâncias presentes no filtro, como demonstrado na revisão bibliográfica. A partir desta informação, L = 59,12uH + 59,12uH ou L = 2 x 59,12uH. Substituindo estes valores na equação 3.22:
Ressalta-se que este valor encontrado para C é o equivalente a quatro
Onde:
μ0 vale 4π10-7;
O valor encontrado para μ e é substituído na equação 3.25:
O entreferro total deve ter 0,82mm, podendo ser feito em ambas as
A partir da densidade de corrente obtém-se qual a área de cobre (ACu)
necessária:
Onde:
Ief é obtido dividindo a potência na saída do inversor pelo
valor da tensão quadrática média aplicada (500W/110V = 4,54A). O fio de cobre disponível para enrolar o indutor é o #23 AWG, que possui uma área de cobre de 0,002582 cm² [4]. Para obter a área de cobre calculada foram necessários aproximadamente 5 fios #23 AWG em paralelo, com mostra a equação a seguir:
3.4.4 Dissipadores
Neste trabalho, o inversor está protegido de agitação térmica por
Com exceção do circuito de potência, todos os demais foram alimentados por uma fonte regulada de tensão de 12 V. Em algumas etapas foi preciso de uma fonte de 6 V, que foi obtida utilizando-se a própria alimentação de 12 V e um circuito com o regulador de tensão TL431 [25]. Para a alimentação do inversor, utilizou-se de até três fontes simétricas de 30 V em série, alcançando uma tensão máxima de 180 V. Uma alternativa para atingir tensões altas sem a necessidade de se utilizar várias fontes em série, seria o uso de um variac e de uma ponte de diodos retificadora. Porém, a primeira opção foi escolhida, pelo menos na fase de testes, porque as fontes simétricas possuem limitação de corrente. No diagrama de blocos desenhado para representar a montagem em bancada, os blocos retangulares representam circuitos ou funções que foram implementadas, sendo que destas, apenas a parte de controle, que inclui a geração das ondas triangulares e o comparador PWM, não foi desenvolvida em protótipo. Ao contrário, os circuitos do drive isolador de pulso e do inversor
4 Resultados e análise 4.1
Protótipos
Nesta seção são apresentados os protótipos desenvolvidos para este trabalho. 4.1.1 Drive isolador de pulsos
A figura 4.1 mostra o protótipo do drive isolador de pulsos, cujo projeto já foi exposto neste trabalho.
Figura 4.2 - Protótipo do inversor 4.2
Circuito de controle e drive isolador de pulso
4.2.1 Circuito de controle
Nesta seção são mostradas as formas de onda em pontos importantes do circuito de controle. A figura 4.3 mostra a onda triangular na saída do CI LM566, que foi
A onda triangular sofre algumas modificações antes de ser aplicada no comparador PWM. Devido ao uso de um comparador com terra virtual, ela é deslocada de aproximadamente 6 V, além de ser amplificada para um valor de pico a pico de aproximadamente 5 V, como mostra a figura 4.4. Esta triangular é comparada com uma onda senoidal de 60 Hz proveniente de um gerador de funções, figura 4.5. Pode-se observar que a senoidal também foi deslocada em aproximadamente 6 V para ficar no mesmo nível de tensão. Os sinais PWM deslocados de 180º gerados pela comparação estão expostos na figura 4.6. Ao diminuir a escala do tempo por divisão no osciloscópio, percebe-se que ambos os pulsos, por um pequeno período, estão em nível lógico alto simultaneamente, figura 4.7. Este fenômeno não é desejado e para isso esses pulsos foram condicionados ao serem aplicados em um circuito lógico que atrasa um pulso em relação ao outro, evitando que ambos coincidam em valor lógico alto, o que causaria a condução de dois MOSFET’s do mesmo braço do inversor. A figura 4.8 mostra os pulsos PWM complementares com seus respectivos atrasos.
Figura 4.5 - Onda senoidal utilizada na comparação PWM
Figura 4.7 - Cruzamento dos pulsos PWM complementares
Figura 4.9 - PWM aplicado à porta do MOSFET da fonte independente
Observa-se que a razão cíclica deste pulso é menor que 0,625, condição necessária para o transformador não saturar e que foi demonstrada na seção 3.3.4. Na imagem seguinte, figura 4.10, percebe-se que durante o período ativo do MOSFET o transformador tem os 12V da alimentação em seus terminais, e,
pulso. Na saída do drive são obtidos os pulsos que são aplicados no inversor, figura 4.11.
Figura 4.12 - Forma da tensão de saída saturada
A figura 4.12 mostra um exemplo onde a tensão de saída está saturada devido à amplitude da onda senoidal ter ultrapassado os limites de amplitude da onda triangular, prejudicando a comparação e consequentemente a
Com a amplitude da modulante ajustada, variou-se o valor da tensão de alimentação do inversor (Vin) e monitorou-se as correntes de entrada e de saída assim como a tensão de saída. Os valores anotados estão na tabela 4.1. Tabela 4.1 - Variação de Vin (R=1k, fm=60Hz, fp=100kHz) V in [V]
V out [V RMS ]
I in [mA]
I out [mA]
30
15,4
20
19
60
30,3
30
34
90
50,8
60
51
120
69,7
80
65
180
97,0
130
104
204
110,0
160
118
A seguir são apresentados os gráficos da tensão de saída capturadas do osciloscópio via comunicação serial e por meio de um software de captura de tela.
Figura 4.15 - Tensão de saída para Vin = 90 V
Figura 4.17 - Tensão de saída para Vin = 180 V
conforme a carga era variada. Os resultados podem ser verificados na tabela 4.2. Tabela 4.2 - Variação da carga resistiva (Vout-rms=110V, fm=60Hz, fp=100kHz) R [ Ω ]
I in [mA]
I out [mA]
1000
190
117
800
210
145
600
230
191
400
280
279
200
400
504
100
600
872
Para analisar o comportamento do inversor com uma carga indutiva, aplicou-se em sua saída um motor de indução monofásico com as seguintes características:
Fabricante: Promeco;
Testado o comportamento do inversor com cargas de comportamento resistivo e indutivo e trabalhando em diferentes valores de tensão e corrente, foram realizados testes para avaliar a influência da modulação na resposta do inversor. Primeiro, manteve-se a frequência da onda senoidal, a modulante, em 60 Hz e diminui-se a frequência da onda portadora, a triangular, visando verificar o comportamento da saída para diferentes índices de modulação. Como o objetivo deste teste é compreender o efeito da modulação sobre o inversor, manteve-se a tensão de alimentação em um valor intermediário, neste caso, 60 V. A tabela 4.4 apresenta os resultados encontrados. Tabela 4.4 - Variação de fp (Vin=60V, fm=60Hz, R=1kΩ) f p [ Hz ]
I in [mA]
I out [mA]
100k
30
34
50k
70
43
30k
160
60
Figura 4.20 - Tensão de saída para fp = 50 kHz
visualização, estes testes foram repetidos para uma modulante com frequência de 1 kHz. Tabela 4.5 - Variação de fp (Vin=60V, fm=1kHz, R=1kΩ) fp [ Hz ]
I in [mA]
I out [mA]
100k
90
40
50k
100
48
30k
200
70
25k
250
70
20k
370
88
15k
850
124
Os dados obtidos neste novo teste são exibidos na tabela 4.5, enquanto que as figuras correspondentes a cada uma das condições impostas estão logo abaixo.
Figura 4.23 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 50 kHz
Figura 4.25 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 25 kHz
Figura 4.27 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 15 kHz
Observando as imagens anteriores é possível perceber que para uma portadora com freqüência menor que 50 kHz começam a surgir algumas distorções na forma de onda da tensão de saída. Na freqüência de 50 kHz essa
Para f m = 1 kHz e f p = 15 kHz:
Através da análise dos cálculos apresentados, confirma-se que quanto menor o índice de modulação maior é a distorção sofrida pela tensão de saída. Isto ocorre porque um índice de modulação baixo significa uma pequena quantidade de amostras dentro de um período do sinal modulante e, quanto menor a quantidade de amostras, menor é a precisão da modulação do sinal de entrada. Outro efeito observado, desta vez pelos dados da tabela 4.5, é que há um aumento significativo da corrente de entrada quando ocorrem diminuições do índice de modulação, o que causa maiores perdas de energia no inversor. Para concluir sobre a importância da escolha de uma técnica de modulação senoidal PWM adequada para as aplicações em inversores, foi feita
Como visto na revisão bibliográfica, para a técnica bipolar a frequência de chaveamento dos MOSFET’s do inversor é a me sma frequência da onda portadora usada na modulação, enquanto que na técnica unipolar a frequência de chaveamento é duas vezes maior que a frequência da portadora [26]. Então, para se ter um bom grau de comparação do comportamento dessas técnicas conforme a variação da frequência de portadora, foram comparados os sinais de saída do inversor com a frequência de portadora utilizada para a técnica unipolar sendo metade da utilizada na técnica bipolar. As figuras 4.28 e 4.29 mostram as tensões obtidas em cada um dos braços do inversor com a técnica bipolar e unipolar, respectivamente. Percebe-se das figuras 4.28 e 4.29 que os pulsos obtidos com a técnica bipolar são complementares e com mesma frequência, resultando em um pulso na saída diferencial do inversor com frequência igual à das obtidas em cada um dos braços. Já ao utilizar a modulação unipolar os pulsos obtidos em cada um dos braços além de serem complementares estão defasados de 180 graus entre si, fazendo com que a frequência do pulso da saída diferencial seja
Figura 4.29 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação unipolar
Para exemplificar a diferença de susceptibilidade à distorção entre essas
Figura 4.31 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=100kHz)
Figura 4.33 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=50kHz)
Figura 4.35 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=30kHz)
Mesmo trabalhando com um índice de modulação maior que o compatível da modulação senoidal unipolar PWM, porém com mesma frequência de chaveamento, é evidente a maior presença de distorção nas
5 Conclusões Com base nos resultados obtidos neste trabalho concluiu-se que é possível diminuir as perdas por distorção em inversores apenas ajustando a técnica de modulação senoidal PWM. No caso da técnica de modulação senoidal bipolar PWM, constatou-se que a eficiência do inversor cai bruscamente conforme se diminui o índice de modulação. Portanto, esta técnica apresenta um melhor desempenho quando a onda portadora tem uma frequência muito superior à frequência da modulante, o que restringe sua aplicação eficiente a circuitos que suportem trabalhar com altas frequências. Comparando esses resultados com os obtidos em [26], percebe-se que a modulação senoidal bipolar PWM causa mais distorções que a modulação senoidal unipolar PWM, considerando parâmetros de trabalho idênticos nos dois casos. Assim, apesar das desvantagens de implementação, é possível
6 Referências bibliográficas [1] RASHID, Muhammad H.. Eletrônica de Potência : Circuitos, dispositivos e aplicações. 2. Ed. São Paulo: MAKRON Books, 1999. [2] SEDRA, A; SMITH, K. C.. Microeletronics Circuits. 4. Ed. Nova Iorque: Oxford University Press, 2004. [3] FITZGERALD, A. E.; KINGSLEY, Charles; UMANS, Stephen D.. Electric Machinery. 6. Ed. Nova Iorque: McGraw-Hill, 2003.
[4] TREVISO, Carlos H. G.. Apostila de eletrônica de potência. 2006. [5] CANÔNICO, Rodolfo Barreto. Amplificador de áudio tipo classe D, reposta em frequência 20 Hz a 20 kHz, alta fidelidade e modulação multiplexada. 2011. 118 f. Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) –
Universidade Estadual de Londrina, Londrina.
[12] Philips Semiconductors. HEF4081B Datasheet. 1995. http://pdf1.alldatasheet.com/datasheetpdf/view/17734/PHILIPS/HEF4081B.html (acessado em 23/10/11) [13] Philips Semiconductors. HEF4049B Datasheet. 1995. http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/philips/HEF4049BF.pdf (acessado em 23/10/11) [14] Fairchild Semiconductor. 6N137 Datasheet. 2001. http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/6N137.pdf (acessado em 23/10/11) [15] BORSATO, Luiz Fernando Furlan. Controle do circuito de potência do módulo de posicionamento de painel solar de baixo custo para uso residencial. 2009. 50 f. Trabalho de conclusão de curso (Graduação em
Engenharia Elétrica) – Universidade Estadual de Londrina, Londrina. [16] GUTANSKIS, José Augusto Machado. Estrutura mecânica e circuito de
[21] Fairchild Semiconductor. IRF540N Datasheet. 2002. http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/IRF540N.pdf (acessado em 23/10/11) [22] Thornton Eletrônica. NEE 25/10/5 Datasheet. http://www.thornton.com.br/produtos/nee.htm (acessado em 23/10/11) [23] Fairchild Semiconductor. IRF840 Datasheet. 2002. http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/IRF840.pdf (acessado em 23/10/11) [24] Thornton Eletrônica. NEE 35/15/7 Data sheet. http://www.thornton.com.br/produtos/nee.htm (acessado em 23/10/11) [25] Fairchild Semiconductor. TL431 Datasheet. 2003. http://www.datasheetcatalog.org/datasheets/90/321931_DS.pdf (acessado em 23/10/11) [26] ROSSI, Cristiano. Inversor de freqüência Modulação senoidal PWM
7 Apêndice 7.1
Projeto da placa de circuito impresso do drive isolador de pulso
Como o circuito da fonte é responsável somente pela alimentação do drive isolador de pulso , os dois circuitos foram projetados para ficarem no mesmo protótipo. O apêndice 7.2 mostra o esquemático equivalente utilizado no desenvolvimento do layout da placa de circuito impresso. Para efeitos de projeto, buscou-se reduzir ao máximo o tamanho da placa. Considerando essas restrições físicas, de início já era sabido que esta seria uma placa dupla face, ou seja, com trilhas em ambas as faces da placa. O primeiro passo realizado, visando economizar espaço, foi o de distribuir os componentes em uma prancha de isopor, estudando as alternativas de layout mais adequadas. Esta distribuição foi feita levando em consideração as conexões do esquemático, de modo que os componentes
Apesar de já ter a distribuição dos componentes digitalizada, antes de routear a placa foi necessário verificar se a resolução visualizada em tela era
compatível com a dimensão real dos componentes. Portanto, imprimiu-se o arquivo PCB, ainda sem as trilhas, para realizar outro teste na prancha de isopor. Percebeu-se, em vários momentos, que na prática, os componentes não se encaixavam com facilidade. Assim, foi necessário ajustar a distribuição dos componentes no P-CAD e testá-la novamente no isopor por várias vezes, até que não houvesse mais problemas. Depois de finalizada esta parte de ajustes do layout da placa, iniciou-se o routeamento da placa. Routear a placa significa conectar os componentes, assim como estão conectados no esquemático, através de trilhas de cobre/estanho sobre as faces da placa. Esta etapa também foi feita com o PCAD 2006. Como o circuito foi projetado para ser o mais compacto possível, o trabalho de routear se tornou ainda mais complexo. Como esta foi a primeira experiência em um projeto do layout de uma
Com o novo projeto pronto, percebeu-se que sua montagem ficou mais fácil e que os problemas encontrados anteriormente não voltaram a aparecer, deixando todo o processo mais prático e eficiente. Antes de a placa ser confeccionada, foi feita uma padronização visando facilitar a identificação dos componentes tanto no momento de soldar como no de fazer testes. Para isso, todos os componentes com posicionamento horizontal ou vertical foram nomeados de modo que a escrita de suas referências ficasse no mesmo sentido de leitura. Outro ponto importante de ser ressaltado, é que os componentes possuem o mesmo nome tanto no esquemático como no arquivo PCB, facilitando também o trabalho de soldagem. As figuras abaixo mostram alguns pontos do processo do projeto desta placa. A figura 7.1 é o arquivo PCB final, já as figuras 7.2 e 7.3 mostram separadamente os layers TOP e BOTTOM. Essas mesmas imagens foram as usadas para impressão em fotolito, que depois foi utilizado para confecção da
Figura 7.2 - Top layer
7.2
Esquemático do circuito do drive isolador de pulso
