Redes de Frecuencia Única

UNIVERSIDAD NACIONAL DE CÓRDOBA FACULTAD DE CIENCIAS EXACTAS, FÍSICAS Y NATURALES ESCUELA DE CUARTO NIVEL ACADÉMICO

POSGRADO EN TELECOMUNICACIONES TELEFÓNICAS

Redes de Frecuencia Unica. SFN Descripción de reutilización de frecuencias en TDT. Ing. Ariel Toia Ing. Ricardo Romitelli Universidad Tecnológica Nacional Facultad Regional Villa María

Tutor: Ms. Ing Pedro Danizio

2013

Trabajo Final de Especialidad

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Agradecimientos

A nuestros familiares y amigos, a la Universidad Tecnológica Nacional Facultad Regional Villa María, a la posibilidad que nos brindó la Universidad Nacional de Córdoba junto a sus docentes, que en poco tiempo ti empo dejaron ese cargo y se transformaron trans formaron en amigos, en especial a nuestro tutor Ms. Ing. Pedro Danizio por dedicarnos parte de su tiempo y sus consejos.

Ing.Ricardo ROMITELLI

Ing. Ariel TOIA


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Agradecimientos

A nuestros familiares y amigos, a la Universidad Tecnológica Nacional Facultad Regional Villa María, a la posibilidad que nos brindó la Universidad Nacional de Córdoba junto a sus docentes, que en poco tiempo ti empo dejaron ese cargo y se transformaron trans formaron en amigos, en especial a nuestro tutor Ms. Ing. Pedro Danizio por dedicarnos parte de su tiempo y sus consejos.


Ing. Ariel TOIA


Contenidos 1- Introducción ……………………………………………………………….. 3 2- Televisión digital terrestre …………………………………………… 4 2.1 Television en la era digital ………………………………………………….. 4 2.2 Breve historia de la teledifusión………………………………………... 4 2.3 Desarrollo global de la televisión digital …………………………….. 6 2.4 Transmisión de TVD terrestre …………………………………………….. 9 2.5 El sistema ISDB-Tb……………………………………………………………… 10 2.6 Parámetros de ISDB-Tb ………………………………………………………. 13

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3- Redes de Frecuencia única ……………………………………………. 15 3.1 Concepto de SFN ………………………………………………………………. 15 3.2 Descripción de OFDM………………………………………………………… 16 3.3 Principios de diseño de una SFN…………………………………………. 19 3.4 Ganancia interna de una SFN…………………………………………….. 21 3.5 Intervalo de guarda en una SFN …………………………………………. 23 3.6 Resumen de características de una SFN ……………………………… 26

4- Planificacion de Redes de Frecuencia Unica ……………..…… 28 4.1 Nuevos desafíos en el diseño de redes digi tales …………………..28 4.2 Estructuras y configuraciones de red …………………………………… 29 4.3 Sitios de transmisión ……………………………………………………………. 31 4.4 Fenómenos de propagación que inciden en las SFN…………….31 4.5 Factores Normativos en la planifi cación de canales de TVD …34 4.6 Estimación del area de cobertura ………………………………………… 35 4.7 Categorías y alcances de las estaciones de TVD ……………………41 4.8 Relaciones de protección…………………………………………………… 42 4.9 Sumas de campos recibidos en una SFN……………………………… 43 4.10 Escenario de implantación de una SFN ……………………………… 45

5- Sincronización de Redes de Frecuencia Unica …………………… 46 5.1 Sincronización en tiempo y frecuencia ………………………………. 46 5.2 Mecanismo de transporte Mpeg ……………………………………….. 47 5.3 Mecanismo de transporte ISDB-T ………………………………………. 48 5.4 Esquemas de sincronización para SFN ……………………………..… 49 5.5 Esquemas de sincronización para S FN……………………………..… 52 5.6 Sincronización de receptores en SFN……………………………….... 53

6- Ventajas e inconvenientes en el uso de una SFN …….………… 46 6.1 Límites teóricos de una red monofrecuencia ……………………... 58 6.2 Errores de frecuencia, de datos, temporales y retardos ……… 61 6.3 Separación de transmisores ……………………………………………..… 66 6.4 Requerimiento de potencia de una SFN …………………………..…. 67 6.5 Interferencia en una SFN …………………………………………….……... 68 6.6 Auto-Interferencia en las redes de monofrecuencia ……..……. 71 6.7 Patrones de antenas de transmisión …………………………………... 74 6.8 Retransmisores o Gap Fillers …………………………………….………... 75

de u una na SFN SFN con ICS Telecom ……………………….. . 81 7- Simulación de 8- Conclusiones ……………………………………………………………….. . 92 9- Bibliografía consultada ………………………………………………….. 94


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1- Introducción La red de frecuencia única es una Antigua tecnología usada en radio comunicaciones analógicas por gobiernos o servicios de seguridad. Varios transmisores ubicados en diferentes zonas pueden transmitir en la misma frecuencia, la misma información y al mismo tiempo. Se han desarrollado métodos sofisticados de diseño para llevar adelante a dichas redes de frecuencia múltiple (MFN). El sistema analógico tiene algunas deficiencias tanto en calidad de sonido e imagen, así como en la utilización del radioespectro, lo que ocasiona un problema grave en muchos países en donde el espectro disponible está saturado. Para la transmisión terrenal de imágenes de televisión se utilizan las bandas VHF y UHF. Como todos los canales de RF, estas bandas de frecuencia se ven afectadas por el ruido, la propagación por trayectos múltiples y las interferencias Un caso particular de trayecto múltiple se produce en una SFN cuando varios transmisores funcionan, a propósito, exactamente a la misma frecuencia, transmitiendo la misma señal en el mismo instante . En este caso, llega al receptor una señal de trayecto múltiple con un eco cuyo retardo es igual a la diferencia de trayecto entre los emplazamientos de los transmisores y los receptores y esa señal adicional puede rechazarse como eco si llega al receptor durante el intervalo de guarda. La norma ISDB-Tb utiliza la modulación BST-OFDM (Band Segmented Transmission OFDM ), que consiste en la división de la banda útil del canal en 13 segmentos de 428,5 kHz cada uno. Las desventajas más importantes que presenta el diseño de una red de frecuencia única son que no pueden dividirse (para la inclusión de programación local o regional) y que es necesaria una sincronización muy precisa entre los emisores. En tales redes de monofrecuencia (SFN), la señal útil en el receptor es el resultado de la superposición de todas las señales que provienen de aquellos transmisores que distribuyen la programación requerida. En dichas SFN se obtiene una gran ganancia de diversidad (o ganancia de red) entregando una mejor cobertura y economía espectral que en redes de difusión analógicas. Las redes monofrecuencia permiten la configuración simple de transmisores de relleno (gap fillers) en aquellos lugares en que se observa una mala calidad de recepción, sin la necesidad de recurrir a frecuencias adicionales En el área de servicio de una red de monofrecuencia habrá zonas con cobertura de dos o más transmisores que forman parte de la red. En dichas áreas superpuestas las potencias recibidas se suman dando un campo mayor que el de un único transmisor, dando lugar al concepto de ganancia de red. Para ilustrar las virtudes de la implementación de una red de televisión digital terrestre en modo monofrecuencia, vamos a exponer una serie de simulaciones de una potencial SFN basada en las estaciones digitales que se encuentran actualmente desplegadas en la provincia de Córdoba. Para ello vamos a recurrir al software ICS Telecom desarrollado por la firma de origen francés ATDI.


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2- Televisión Digital Terrestre 2.1 Televisión en la era digital En la actualidad, la televisión es el principal medio de entretenimiento para millones de hogares en todo el mundo, además de una fuente importante de noticias, educación y otras informaciones. Aunque en los últimos lustros la distribución por cable y satelital ha ganado una parte importante del mercado, todavía gran parte de los servicios de televisión llegan a los hogares desde estaciones transmisoras inalámbricas terrestres, las cuales pueden trabajar de manera autónoma o en red. Las redes de teledifusión están diseñadas para asegurar una óptima calidad de recepción 4 en cada hogar de una comunidad, estado o país. Tradicionalmente, las redes de teledifusión están basadas en sistemas de transmisión analógicos, que son muy susceptibles a interferencias de otras señales y requieren un alto coeficiente de protección co-canal, en el orden de los 30 a 45 dB. Las transmisiones analógicas son también muy sensibles a la propagación por trayectos múltiples, por lo que los transmisores que cubren áreas adyacentes operan en diferentes canales de radiofrecuencia. Se han desarrollado métodos sofisticados de diseño para llevar adelante a dichas redes de frecuencia múltiple (MFN). El sistema analógico tiene algunas deficiencias tanto en calidad de sonido e imagen, así como en la utilización del radioespectro, lo que ocasiona un problema grave en muchos países en donde el espectro disponible está saturado. Las limitaciones de los sistemas analógicos y los avances en las comunicaciones digitales activaron el desarrollo de una serie de estándares de televisión digital (TVD). Los sistemas digitales no solo ofrecen una mejor calidad de audio y video a los usuarios hogareños, sino que además provee una alta calidad de recepción para usuarios móviles, permitiendo la introducción de un gran número de nuevos servicios y una mejora drástica de la eficiencia espectral, factores cruciales para operadores y gobiernos. Uno de los elementos más importantes en los nuevos estándares digitales es el concepto de red de frecuencia única (SFN): una red teledifusora en donde todos los transmisores emiten información idéntica simultáneamente en la misma frecuencia. Así, la distribución de una programación a lo largo de una región o incluso un país, requiere solamente el uso de un bloque de frecuencia. Este concepto actualizó radicalmente los requerimientos de diseño de las redes de teledifusión lo que provocó la elaboración de nuevos métodos y nuevas herramientas de desarrollo. Todos estos temas tienen una gran vigencia en todo el mundo y especialmente en nuestro país ya que la televisión digital está en pleno desarrollo y se espera que remplace completamente al sistema analógico hacia el año 2019. La televisión digital está considerada como una de las partes fundamentales de la supercarretera de la información que está siendo construida en este nuevo milenio, ya que puede enviar enormes cantidades de información a un gran número de telespectadores, a un costo razonablemente bajo. La TVD puede entregar más programas que la televisión analógica tradicional sobre cualquier medio de transmisión por la forma en que puede ser manipulada y tratada la información. 2.2 Breve historia de la teledifusión Los inicios de la difusión de video pueden atribuirse a grandes invenciones tales como el cine por los hermanos franceses Lumière o el iconoscopio por parte del físico ruso Vladimir Zworykin. El estadounidense Charles Francis Jenkins presentó en 1923 la primera demostración de televisión a la empresa AT&T, la cual hizo la primera demostración pública en 1927. Dos Ing.Ricardo ROMITELLI

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años después comenzó la primera difusión regular de TV. Un quiebre importante en la historia de la televisión se produjo con la invención de la TV color en 1940, aunque para asegurar la retro-compatibilidad, la primera emisión autorizada recién empezó en 1951 en los Estados Unidos. En los países desarrollados, las personas adquirieron un receptor de TV para sus hogares mayormente durante los años 60’s. El nombre del estándar estadounidense adoptado, NTSC, proviene de la sigla del comité encargo en definir los parámetros de televisión color compatible, el National Television System Comittee . El sistema PAL ( Phase Alternating Line ) fue propuesto en 1964 por el Dr. Bruch de la alemana Telefunken como una alternativa al sistema NTSC que permitía reducir la sensibilidad del receptor a las distorsiones de fase. El sistema fue aceptado por un gran número de países que en la época en que se definió todavía no habían regularizado las transmisiones de televisión en color. Estados Unidos y Japón mantuvieron el sistema NTSC debido a su considerable 5 implantación en el momento de definir el PAL. Francia y los países de su área de incidencia utilizan un desarrollo propio de H. De France conocido como SECAM ( Séquentiel Couleur à Mémoire) y que presenta bastantes aspectos diferenciales con el PAL y el NTSC. El PAL puede considerarse como una evolución natural del NTSC y comparte muchos de los aspectos tecnológicos y de implementación que son comunes a ambos sistemas. En Argentina, las primeras transmisiones experimentales comenzaron en 1940, mientras que en 1951 se realiza la primera transmisión abierta estatal. En 1978 la dictadura militar adoptó para las transmisiones de TV en color la norma PAL-N, una modificación del sistema PAL que requería del pago de patentes y derechos, y que resultó sumamente restrictiva ya que implicaba que las plantas internacionales de ensamblado debían alterar el proceso de fabricación para manufacturar aparatos en una sub-norma exclusiva de Argentina, Uruguay y Paraguay. Además el país no ha tenido una política sustentable en el tiempo en lo que respecta a la promoción de la fabricación local de televisores analógicos, o en estrategias de importación y exportación de este tipo de bienes. El sistema NSTC-M posee una resolución de 525 líneas verticales de exploración a una frecuencia de 60 Hz, 15,734 kHz de frecuencia horizontal y la sub-portadora de color a 3,579545 MHz. Los sistemas SECAM y PAL (en las variantes B, G, H, I y N) tienen 625 líneas por cuadro a 50 Hz de frecuencia vertical, 15,625 kHz de frecuencia horizontal y una tasa de refresco de pantalla de 25 cuadros por segundo, entrelazado. Algunos países de Europa del Este que abandonaron el sistema SECAM, ahora emplean PAL-D o K, que tienen la característica de mantener algunos aspectos técnicos de SECAM en PAL. En Brasil, se emplea una versión de PAL de 525 líneas verticales a 60 Hz, frecuencia horizontal de 15,750 kHz y 29,97 cuadros por segundo, denominada PAL M, muy próxima a NTSC también en la frecuencia de sub-portadora de color (3,575611 MHz). La variante PAL-N comparte esta última característica, ya que la sub portadora de color es de 3,582056 MHz mientras que en las otras versiones de PAL es de 4,433618 MHz. Cuando se inició la televisión en Argentina, los equipos receptores y transmisores, de procedencia estadounidense, debieron ser ajustados en sus parámetros de barrido vertical para adaptarse a la frecuencia de 50Hz del servicio de electricidad, pero manteniendo los demás parámetros de radiofrecuencia: esquema de canales, ancho de banda, separación de portadora de imagen y sonido, etc. Así nacieron las normas N por derivación de las normas M. Con la llegada de la TV color, para mantener estos mismos parámetros y permitir la recepción en televisores monocromáticos, se decidió el uso del sistema PAL con la norma N. Mayormente, los receptores color tradicionales tienen una pantalla con una relación de aspecto 4:3, mientras que son cada vez más comunes los receptores de pantalla ancha ( widescreen) que pueden mostrar imágenes con una relación de aspecto 16:9. Como parte de la transición a la TVD muchos operadores pueden considerar la transmisión de programación en modo widescreen. Además se puede ofrecer a los televidentes programación en alta definición (HDTV) la cual mayormente es generada también en formato widescreen, con la posibilidad de ofrecerles Ing.Ricardo ROMITELLI

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a los usuarios con aparatos 4:3, la programación 16:9 en formato 14:9 ( half letterbox). Los nuevos circuitos integrados de procesamiento digital permiten la elaboración de unidades receptoras de bajo costo que pueden demodular y decodificar las señales de TVD.

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Figura 1 - Distribución mundial de los estándares analógicos de TV color 1

Los estándares analógicos crearon barreras para la transmisión internacional de servicios de televisión, pero gradualmente están siendo remplazados por sistemas digitales que presentan menos restricciones y tienen la capacidad de entregar nuevos servicios. A fines de los 80’s comenzaron a diseñarse diversos estándares de transmisión digital con el objetivo de aliviar el problema de saturación de espectro y satisfacer el incremento de demanda de mejor calidad de imagen y sonido. En la era analógica, por diferentes razones históricas como por ejemplo el gran costo de capital del equipamiento televisivo, muchas licencias de televisión terrestre fueron adquiridas a lo largo del tiempo por grandes organizaciones, estados o gobiernos. La falta de disponibilidad espectral les otorgó a los operadores existentes protección contra la entrada de nuevos competidores, por lo que la concentración es un denominador común en el negocio mundial de la televisión terrestre. Sin embargo, con la llegada de la tecnología digital aparecerá suficiente ancho de banda disponible para nuevos realizadores y proveedores de programación. Se irá produciendo una separación entre realizadores de programas y operadores de teledifusión, con lo que las prácticas de difusión tradicionales serán remplazadas por métodos de operación más flexibles y competitivos. Con la competencia de los operadores de telecomunicaciones a través de sistemas de cable, satelitales o terrestres, la industria se presenta actualmente en una etapa de grandes cambios. 2.3 Desarrollo global de la televisión digital El desarrollo de la TVD en los Estados Unidos, Europa y Japón ha ocurrido con cierta simultaneidad. Las principales organizaciones de estandarización de estas tres regiones han sido influenciadas de alguna manera por otros desarrollos relativos, tales como el trabajo del Moving Pictures Expert Group (MPEG) en torno a los estándares de codificación de audio y video, información del sistema y estándar de multiplexación. Estas organizaciones han trabajado para desarrollar estándares de modulación de teledifusión aptos para el tipo de medio y ancho de banda de canal en uso en cada región en particular, por lo que existen ciertas diferencias entre los sistemas implementados. En 1987 la Comisión Federal de Comunicaciones de los Estados Unidos (FCC) inició un proceso para seleccionar un estándar apropiado de alta definición, que fuese compatible con el estándar 1

www.talkstandards.com


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analógico existente. En 1992 se presentaron cuatro propuestas y un año después se logró un acuerdo entre los cuatro consorcios que las presentaron para formar una Gran Alianza (GA, Grand Alliance) que se encargaría en completar el desarrollo del estándar. La GA especificó un estándar Dolby llamado AC-3 para la codificación de audio multicanal, y estableció un estándar del grupo MPEG conocido como MPEG-2 para la codificación de video 2, información del sistema y multiplexación. La GA especificó también una modulación en banda lateral vestigial de 8 niveles (8VSB) para teledifusión terrestre con una carga útil de 19,28 Mbps en un canal de 6 MHz de ancho de banda. El sistema estadounidense de denominó ATSC ( Advanced Television System Committee) a partir del nombre del comité encargado de mantener las diferentes versiones del estándar. En el año 1993, en Europa, 84 compañías, fabricantes y otras organizaciones del ámbito de las telecomunicaciones conformaron el proyecto DVB ( Digital Video Broadcasting ) para el 7 desarrollo de un estándar de TV de alta definición, creciendo firmemente en participantes desde esa época. El proyecto DVB estableció el estándar MPEG-2 para codificación de audio y video, así como para información del sistema y multiplexación. Además especificó COFDM ( Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing ) como estándar de modulación de canal de teledifusión terrestre, denominándolo DVB-T. Japón comenzó oficialmente el desarrollo de la TVD en 1994, en un trabajo coordinado por el Ministerio de Telecomunicaciones nipón. Adoptaron el sistema MPEG-2 para codificación de audio, video e información del sistema y conformaron el grupo DiBEG ( Digital Broadcasting Expert Group) para formular una estrategia de teledifusión digital a través de varios medios de transmisión, mientras que los aspectos técnicos han sido discutidos en la ARIB ( Association of Radio Industries and Businesses ). Los japoneses desarrollaron una variante del sistema COFDM para teledifusión terrestre conocido como ISDB-T ( Integrated Services Digital BroadcastingTerrestrial ), el cual presenta características mejoradas para sistemas móviles, en relación al estándar DVB-T. También en el año 1994 Brasil creó el grupo ABERT/SET ( Associação Brasileira de Emissoras de Rádio e Televisão/Sociedade de Engenharia de Televisão ) uniendo a estaciones, expertos e instituciones de investigación para la planificación de la entrada de los teledifusores brasileños a la tecnología digital. En junio de 1995 el grupo participó con los Estados Unidos y Japón en las primeras pruebas piloto del proyecto COFDM para canales de 6 MHz que se realizaron en Finlandia. Con la aparición de los sistemas ATSC y DVB primero, e ISDB luego, el grupo se abocó a la tarea de evaluación técnica y pruebas de los estándares de teledifusión. Como resultado de dichos estudios hacia el año 2000 Brasil identificó a la modulación COFDM como la más apropiada para las condiciones del país vecino y al estándar ISDB-T como el de mejor rendimiento global. Finalmente en el año 2003 se creó el Sistema Brasileño de TV Digital (SBTVD) responsable de las políticas de desarrollo e implementación de la transmisión digital, lográndose la primera transmisión oficial en San Pablo en Diciembre del 2007. La variante brasileña del estándar japonés (llamada ISDB-T b en algunas bibliografías) utiliza el sistema de compresión MPEG-4, sustantivamente más eficiente que el MPEG-2, lo que posibilita una mejor calidad de imagen a igual consumo de ancho de banda. Además, la versión brasileña transmite a 30 cuadros por segundo (fps) en el segmento para dispositivos portables, mejorando incluso la norma nipona que lo hace a 15 fps. En nuestro país la elección de la norma de TVD estuvo subordinada más a la presión ejercida por grandes operadores o a aspectos geopolíticos que a cuestiones técnicas. En el año 1998 se optó 2

La técnica MPEG consiste en tomar la transformada de coseno discreta de bloques de 8 × 8 pixeles dentro de cada cuadro y digitalizar solo los coeficientes significativos de cada bloque para su transmisión. Aún más, para cada nuevo cuadro, solo se envían datos cuando existe un cambio (movimiento) dentro del bloque de 8 × 8 pixeles de un cuadro al siguiente. La redundancia de cuadro a cuadro se remueve mediante una estimación y compensación de movimiento.


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por la norma ATSC, resolución que era conveniente a los deseos de la embajada de los Estados Unidos y a los intereses de la mayor empresa de medios del país. Pero ante la fuerte gestión de empresas de capitales europeos primero y de los gobiernos de Brasil y Japón después, el Gobierno Nacional resolvió en el año 2006 revisar la decisión y requerir que la Comisión Nacional de Comunicaciones evalúe técnicamente a los estándares ATSC, DVB e ISDB. El informe técnico de la CNC concluyó que las ventajas relativas entre los sistemas analizados eran de magnitud poco importante, por los que finalmente, prevalecieron consideraciones de conveniencia regional para que se adopte la variación brasileña de la norma ISDB-T. En el año 2009, con apoyatura técnica del Estado japonés, comenzaron las pruebas y transmisiones experimentales de la Televisión Pública en ISDB-T, y en septiembre de 2009 se derogó formalmente la resolución que adoptó ATSC y se creó el Sistema Argentino de TV Digital (SATVD) que comenzó a transmitir ISDB-T b oficialmente en abril de 2010, desde el 8 edificio de Obras Públicas de la Capital Federal. En abril del año siguiente se inauguraron las dos primeras Estaciones Digitales Terrestres (EDT) de la provincia de Córdoba en el Cerro Mogotes y en Villa María. En diciembre de 2011 comenzó a transmitir la EDT de Leones y en marzo de 2012 la de Villa Dolores. En Argentina la producción de contenidos tradicionalmente es en 50/25 fps, por lo que se propició una adaptación de la norma técnica para agregar los formatos de video en 50/25 fps, conservando los formatos en 60/30 fps. Así, los dispositivos decodificadores ( set-top-box) pueden detectar en forma automática si el contenido audiovisual ha sido grabado en 50 ó 60 campos por segundo (25 ó 30 cuadros por segundo) y el emisor tiene la libertad de optar por producir y/o emitir en 50 o en 60 ciclos, de manera transparente para el usuario final.

Figura 2 - Distribución mundial de los estándares de TVD3

Para completar el panorama mundial de la TVD consignamos la norma DTMB ( Digital Terrestrial Multimedia Broadcast ) que es el estándar de transmisión terrestre para terminales fijos y móviles de la República Popular China, que incluye a Hong Kong y Macao. La norma fue creada en el año 2004 a partir de otros sistemas académicos y fue adoptada como estándar oficial en 2006. La técnica de transmisión de datos usada es TDS-OFDM ( Time Domain Synchronuous OFDM ), una tecnología de modulación de múltiple portadora que puede soportar esquemas de única portadora y doble portadora y es capaz de trasmitir HDTV a receptores que se mueven a velocidades de hasta 200 Km/h. Puede abarcar un área de cobertura hasta 10 km mayor que la norma DVB-T. El estándar no restringe a los operadores en lo que respecta a los sistemas de codificación, pudiendo elegir cualquier soporte de audio, video e información.

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es.dtvstatus.net


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2.4 Transmisión de TVD terrestre Para la transmisión terrenal de imágenes de televisión se utilizan las bandas VHF y UHF. Como todos los canales de RF, estas bandas de frecuencia se ven afectadas por el ruido, la propagación por trayectos múltiples y las interferencias. La propagación de la señal por trayectos múltiples provoca en las transmisiones analógicas el conocido efecto de doble imagen, que probablemente sea el que más moleste al espectador. Este efecto es aún más pronunciado cuando lo provoca un reflector en movimiento tal como un avión. El caso más desfavorable del efecto de multitrayecto se produce cuando el receptor se mueve, ya que recoge señales procedentes de varios 9 trayectos que varían dinámicamente. Esta situación empeora aún más a causa de la degradación provocada por la dispersión Doppler, según la cual las diversas señales recibidas están sometidas a derivas de frecuencias por efecto Doppler según la configuración geométrica y la dirección del desplazamiento del receptor en relación con las direcciones de los diversos trayectos múltiples locales. Otro problema grave es el de las interferencias. Las interferencias en las redes de televisión suelen proceder de la perturbación recíproca entre los transmisores de la red, ya sea en la misma frecuencia o en frecuencias cercanas, denominándose interferencia co-canal (CCI) e interferencia de canal adyacente (ACI) respectivamente. Por consiguiente, en un entorno en que coexistan las redes analógicas y digitales la transmisión digital está sometida a dos tipos de CCI y de ACI en función de que la interferencia sea analógica o digital. La recepción se ve afectada también por el ruido industrial, como por ejemplo las interferencias de encendido por la conexión y desconexión de la alimentación en la proximidad de un receptor. Los diversos sistemas de difusión de televisión digital terrenal se diferencian principalmente en las técnicas de modulación y codificación del canal que se utilizan para solucionar los problemas citados. La modulación puede ser de portadora única o de portadora múltiple. En el primer caso, la única portadora se modula al total de la velocidad de datos necesaria para transportar la información de servicio. Este sistema permite que el receptor/demodulador sea relativamente sencillo. Por ello resulta idónea para canales en los que sea despreciable el efecto multi-trayecto. En sistemas de modulación de portadora múltiple, se almacenan varios grupos de paquetes de datos correlativos durante un periodo, conocido como el periodo de símbolos, durante el cual se genera un gran número de portadoras que se modulan en paralelo. De este modo la velocidad de datos de cada portadora es la velocidad total dividida por el número de las mismas. Aunque el algoritmo de demodulación (FFT) es bastante más complejo que en el caso de la modulación de portadora única, su calidad de funcionamiento ante la presencia de canales en desvanecimiento con trayectos múltiples y frente a interferencias procedentes de las transmisiones de televisión analógica, es considerablemente superior. Un caso particular de trayecto múltiple se produce en una SFN cuando varios transmisores funcionan, a propósito, exactamente a la misma frecuencia, transmitiendo la misma señal en el mismo instante. En este caso, llega al receptor una señal de trayecto múltiple con un eco cuyo retardo es igual a la diferencia de trayecto entre los emplazamientos de los transmisores y los receptores y esa señal adicional puede rechazarse como eco si llega al receptor durante el intervalo de guarda. Cuando más grande sea este período, mayor puede ser la diferencial de tiempo máximo entre las señales de los transmisores. Por otra parte, la longitud del intervalo de guarda debe mantenerse lo más reducida posible porque disminuye la eficacia del canal de transmisión y se vuelve más vulnerable a los efectos de canales variables en el tiempo, como la dispersión Doppler.


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2.5 El sistema ISDB-T b La norma ISDB-T b (ISDB-T Built-in o ISDB-T International) utiliza la modulación BST-OFDM ( Band Segmented Transmission OFDM ), que consiste en la división de la banda útil del canal en 13 segmentos de 428,5 kHz cada uno, los cuales pueden agruparse para formar hasta tres capas distintas en un proceso denominado transmisión jerárquica. El número de segmentos agrupados en cada capa jerárquica puede ser seleccionado por el teledifusor de acuerdo con la intención de servicio que pretenda ofrecer. Puede ofrecerse una mezcla de programación destinada a recepción fija y recepción móvil. Transmisión jerárquica significa que pueden seleccionarse 10 independientemente los tres elementos de la codificación del canal, esto es: el esquema de modulación, la tasa binaria del código convolucional de corrección de errores y la longitud del entrelazado temporal. Es posible transmitir señales de TV para receptor portátil de banda estrecha usando apenas un segmento OFDM, también llamado one-seg . Este método es denominado recepción parcial y es la unidad jerárquica más chica. En la organización del espectro de frecuencia segmentado debe seguirse la regla que indica que los segmentos que usan modulación diferencial DQPSK se colocan en el centro de la banda de transmisión, mientras que los segmentos que utilizan modulación coherente QPSK y QAM deben ubicarse a cada extremo de la banda de frecuencia, como se indica en el ejemplo de la siguiente figura: Recepción fija (64QAM, 7/8)

Recepción parcial (DQPSK, 1/2)

Recepción móvil (16QAM, 1/2)

Figura 3 - Ejemplo de configuración en tres niveles jerárquicos4

La posibilidad de OFDM de operar en esquema de red de frecuencia única, permite la repetición de la misma señal sin el cambio de frecuencia. Para adecuar la distancia entre las estaciones SFN y dar robustez al efecto Doppler durante la recepción móvil, fueron establecidos tres modos caracterizados por diferentes separaciones entre las frecuencias portadoras. Esos espacios son de 3,968 Hz para el modo 1, 1,984 Hz en el modo 2 y 992 Hz en el 3. Con este espaciamiento entre frecuencias en el modo 1 caben 108 portadoras en cada segmento OFDM, de las cuales 96 son usadas para la transmisión de datos y 12 como frecuencias piloto. En el modo 2, ese número se duplica y en el modo 3 se cuadruplica. Las frecuencias pilotos funcionan como referencia del canal para el receptor, para que pueda realizar la estimación y ecualización de canal, lo que garantiza la recuperación de la señal aún en ambientes ruidosos. Una vez seleccionado un determinado modo de transmisión, debe ser común a todas las capas. El circuito de transmisión se divide en tres secciones: codificación de canal, modulación y sección de RF. La etapa de re-multiplexado reúne hasta tres señales provenientes de distintos codificadores y forma un único flujo de transporte de datos (TS, Transport Stream). La sección de codificación de canal introduce algunos algoritmos a la señal para auxiliar al receptor a 4

“Televisión digital terrestre - Guía de operación ” – ABNT


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reconocer y corregir los errores provocados por el canal de transmisión. El TS total se somete al bloque corrector de errores Reed Solomon, donde se agregan 16 bytes de paridad a los 188 iniciales. Así, cada símbolo es capaz de corregir hasta 8 bytes errados. Luego de esta etapa, en caso de transmisión jerárquica, el separador de canal divide nuevamente el TS en sus contenidos originales, formando paquetes de 204 bytes (TSP), que se someten al codificador convolucional ( Inner Coder ), en un máximo de tres flujos paralelos de procesamiento, tal como se observa en la siguiente figura: Codificación de canal A

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Figura 4 - Etapa transmisora en ISDB-T b5

En la sección de codificación pueden conseguirse diversos grados de robustez y flexibilidad especificando diferentes parámetros de transmisión, tales como el número de segmentos, la tasa de codificación interna y el esquema de modulación para diferentes capas jerárquicas conforme al tipo de servicio que se quiera proveer. En el proceso de modulación de portadoras, los bits de la señal de entrada son entrelazados y mapeados según sea el esquema definido para cada capa jerárquica. La señal de entrada debe ser de 2 bits por símbolo para modulación en QPSK, de 4 bits para modulación en 16QAM y de 6 bits por símbolo para modulación en 64QAM, en todos los casos mapeados para los ejes I y Q. A medida que el número de bits por símbolo aumenta, la tasa bits sube en la misma proporción, mientras que la distancia entre portadoras disminuye y la configuración queda menos robusta, aunque la tasa útil de la señal transmitida aumenta. Existe una correlación entre la tasa de bit transmitida y la robustez de la señal ante los efectos de interferencia. Considerando un intervalo de guarda de 1/8 en modulación QPSK con tasa de C/N de 10 dB, hay recepción de excelente calidad. No obstante, la tasa de bits transmitida se limita a 10 Mbps. Para modulación en 64QAM se necesita de C/N de 18 dB para garantizar una buena recepción, aunque la tasa de bits transmitida sube hasta cerca de los 20 Mbps. Debido a que el nivel de energía de portadoras moduladas con alto número de estados es mayor que aquellas con menos número de estados, la señal de transmisión necesita ser ecualizada para que las potencias medias de las portadoras queden aproximadamente constantes, independientemente del esquema de modulación utilizado. Las señales de las diferentes capas jerárquicas necesitan ser combinadas a fin de que sean sometidas al proceso matemático de conversión IFFT ( Inverse Fast Fourier Transform). El entrelazador en tiempo y en frecuencia asegura una mejor fortaleza a interferencias por

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“ Esquema de modulación del sistema brasileño de TV Digital ” – Fujio Yamada, Gunnar Bedicks


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desvanecimiento. En él, además, se agregan las señales de frecuencia piloto: TMCC (control), CP (sincronización), SP (compensación de frecuencia) y AC (auxiliar). En la etapa de modulación OFDM, la señal es sometida al proceso de IFFT para generar la señal de FI de 44 MHz. La señal OFDM está constituida por diversas portadoras ortogonalmente moduladas, donde cada símbolo es considerado como un elemento de longitud T U. Luego se inserta a la señal el intervalo de guarda de longitud T G. Se trata de una extensión cíclica de símbolo OFDM que permite al receptor eliminar interferencias entre símbolos sucesivos. El intervalo de guarda puede ser 1/4, 1/8, 1/16 y 1/32 parte de la duración del símbolo. En la sección de RF, la señal de FI es convertida a la frecuencia del canal de transmisión y sometida al amplificador de potencia. La desviación en frecuencia de la portadora, provocada por un error en el muestreo IFFT en cada extremo de la banda, debe ser de 1 Hz como máximo. Las estaciones digitales de transmisión se clasifican como: Especial, clase A, clase B y clase C, 12 cuyos valores de potencias máximas son de 80 kW, 8 kW, 0,8 kW y 0,08 kW respectivamente para la banda UHF. La potencia ERP para cada clase se toma como referencia a una altura de 150 metros sobre el nivel medio del terreno. Estas potencias fueron definidas considerándose que el sistema digital deberá replicar las actuales estaciones analógicas suministrando aproximadamente la misma cobertura para la clase equivalente. Esto significa que una potencia media del transmisor digital debe ser aproximadamente 20 veces menor que la potencia pico del transmisor analógico de la misma clase. Al mismo tiempo en que ofrece robustez a las posibles degradaciones de la señal, el sistema ISDB-T b es extremamente flexible, permitiendo varias configuraciones conforme a la necesidad de cada radiodifusor.


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2.6 Parámetros de transmisión de ISDB-T b para 6 MHz Tabla 1 · Parámetros de Segmento Modo Ancho de banda (Bws) Separación de portadoras (Cs) Total Datos SP Número de CP portadoras TMCC AC1 AC2 Modulación de portadora Símbolos por trama Duración de símbolo activo Intervalo de Guarda

Duración de trama Frecuencia de muestreo FFT Código de canal interior Código de canal exterior

Modo 1

Modo 2 Modo 3 3000/7 = 428,57… kHz 250/63 = 3,968… kHz 125/63 = 1,9841… kHz 125/126 = 0,99206… kHz 108 108 216 216 432 432 96 96 192 192 384 384 9 0 18 0 36 0 0 1 0 1 0 1 1 5 2 10 4 20 2 2 4 4 8 8 0 4 0 9 0 19 16QAM, 64QAM, 16QAM, 64QAM, 16QAM, 64QAM, DQPSK DQPSK DQPSK QPSK QPSK QPSK 204 252 µs 504 µs 1008 µs 63 µs (1/4), 126 µs (1/4), 252 µs (1/4), 31,5 µs (1/8), 63 µs (1/8), 126 µs (1/8), 15,75 µs (1/16), 31,5 µs (1/16), 63 µs (1/16), 7,875 µs (1/32) 15,75 µs (1/32) 31,5 µs (1/32) 64,26 ms (1/4), 128,52 ms (1/4), 257,04 ms (1/4), 57,834 ms (1/8), 115,668 ms (1/8), 231,336 ms (1/8), 54,621 ms (1/16), 109,242 ms (1/16), 218,464 ms (1/16), 53,0145 ms (1/32) 106,029 ms (1/32) 212,058 ms (1/32) 512/63 = 8,12693… MHz Código Convolucional (1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8) RS (204,188)

*1: SP (Scattered Pilot ), y CP (Continual Pilot ) usados para sincronización en frecuencia y estimación de canal. *2: TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control ) lleva información de parámetros de transmisión. *3: AC ( Auxiliary Channel ) lleva información auxiliar para operación de red.

Tabla 2 · Parámetros de Transmisión Modo Número de Segmentos (Ns) Ancho de banda (Bw) Separación de portadoras Total Datos SP*1 Número de CP portadoras TMCC AC1 AC2 Modulación de portadora Símbolos por trama Duración de símbolo activo Intervalo de Guarda

Duración de trama Código de canal interior Código de canal exterior

Modo 1

Modo 2 Modo 3 13 Bws  Ns + Cs = Bws  Ns + Cs = Bws  Ns + Cs = 5,575…MHz 5,573…MHz 5,572…MHz 250/63 = 3.968…kHz 125/63 = 1.984…kHz 125/126 = 0.992…kHz 108  Ns + 1 = 1405 216  Ns + 1 = 2809 432  Ns + 1 = 5617 96  Ns = 1248 192  Ns = 2496 384  Ns = 4992 9  ns 18  ns 36  ns nd + 1 nd + 1 nd + 1 ns + 5  nd 2  ns + 10  nd 4  ns + 20  nd 2  Ns = 26 4  Ns = 52 8  Ns = 104 4  nd 9  nd 19  nd QPSK, 16QAM, 64QAM, DQPSK 204 252 µs 504 µs 1.008 ms 63 µs (1/4), 126 µs (1/4), 252 µs (1/4), 31,5 µs (1/8), 63 µs (1/8), 126 µs (1/8), 15,75 µs (1/16), 31,5 µs (1/16), 63 µs (1/16), 7,875 µs (1/32) 15,75 µs (1/32) 31,5 µs (1/32) 64,26 ms (1/4), 128,52 ms (1/4), 257,04 ms (1/4), 57,834 ms (1/8), 115,668 ms (1/8), 231,336 ms (1/8), 54,621 ms (1/16), 109,242 ms (1/16), 218,464 ms (1/16), 53,0145 ms (1/32) 106,029 ms (1/32) 212,058 ms (1/32) Código Convolucional (1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8) RS (204,188)

*1: ns = Número de Segmentos para Modulación Síncrona. *2: nd = Número de Segmentos para Modulación Diferencial (n s + nd = Ns).


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Tabla 3 · Velocidad Binaria por Segmento Modulación de portadora DQPSK QPSK

16QAM

64QAM

Código Convolucional 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8

Número de TSPs*1 Transmitidos (Modo 1 / 2 / 3) 12/ 24 / 48 16/ 32 / 64 18/ 36 / 72 20/ 40 / 80 21/ 42 / 84 24/ 48 / 96 32/ 64 / 128 36/ 72 / 144 40/ 80 / 160 42/ 84 / 168 36/ 72 / 144 48/ 96 / 192 54/ 108 / 216 60/ 120 / 240 63/ 126 / 252

Relación 1/4 280,85 374,47 421,28 468,09 491,50 561,71 748,95 842,57 936,19 983,00 842,57 1123,43 1263,86 1404,29 1474,50

Velocidad de datos neta (kbps) Intervalo de Guarda Relación 1/8 Relación 1/16 312,06 330,42 416,08 440,56 468,09 495,63 520,10 550,70 546,11 578,23 624,13 660,84 832,17 881,12 936,19 991,26 1040,21 1101,40 1092,22 1156,47 936,19 991,26 1248,26 1321,68 1404,29 1486,90 1560,32 1652,11 1638,34 1734,71

Relación 1/32 340,43 453,91 510,65 567,39 595,76 680,87 907,82 1021,30 1134,78 1191,52 1021,30 1361,74 1531,95 1702,17 1787,28

*1: Cantidad de TSPs ( Transport Stream Packets) transmitidos por cada trama OFDM.

Tabla 4 · Velocidad Binaria para los 13 Segmentos*1 Modulación de portadora DQPSK QPSK

16QAM

64QAM

Código Convolucional 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8

Número de TSPs Transmitidos (Modo 1 / 2 / 3) 156 / 312 / 624 208 / 216 / 832 234 / 468 / 936 260 / 520 / 1040 273 / 546 / 1092 312 / 624 / 1248 416 / 832 / 1664 468 / 936 / 1872 520 / 1040 / 2080 546 / 1092 / 2184 468 / 936 / 1872 624 / 1248 / 2496 702 / 1404 / 2808 780 / 1560 / 3120 819 / 1638 / 3276

Relación 1/4 3,651 4,868 5,476 6,085 6,389 7,302 9,736 10,953 12,170 12,779 10,953 14,604 16,430 18,255 19,168

Velocidad de datos neta (Mbps) Intervalo de Guarda Relación 1/8 Relación 1/16 4,056 4,295 5,409 5,727 6,085 6,443 6,761 7,159 7,099 7,517 8,113 8,590 10,818 11,454 12,170 12,886 13,522 14,318 14,198 15,034 12,170 12,886 16,227 17,181 18,255 19,329 20,284 21,477 21,298 22,551

Relación 1/32 4,425 5,900 6,638 7,376 7,744 8,851 11,801 13,276 14,752 15,489 13,276 17,702 19,915 22,128 23,234

*1: En caso de transmisión jerárquica, se calcula combinando la velocidad binaria por segmento.


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3- Redes de Frecuencia Única 3.1 Concepto de SFN La implementación de la televisión digital otorga un uso más eficiente del espectro radioeléctrico que la televisión analógica, ya que pueden utilizarse los canales adyacentes en una misma área de servicio y la distancia de reúso entre los servicios co-canal es menor que para servicios analógicos con la misma cobertura. El uso de redes SFN con múltiples transmisores operando a la misma frecuencia en la misma región es otra de las características de la TVD que mejora la productividad del espectro de los servicios de televisión. Habitualmente pueden considerarse dos tipos fundamentales de arquitectura de red: las redes de transmisión multifrecuencia (MFN, multi frecuency networks) y las redes de frecuencia única, 15 isofrecuencia o monofrecuencia (SFN, single frecuency networks). Las redes multifrecuencia están formadas por transmisores con señales de programa independientes y con frecuencias radioeléctricas específicas. En las redes monofrecuencia todos los transmisores se modulan de forma síncrona con la misma señal y emiten en la misma frecuencia.

Redes convencionales (MFN) 1 programa, varias frecuencias

Redes monofrecuencia (SFN) 1 programa, 1 frecuencia

Figura 5 - Planificación del espectro radioeléctrico

Las principales ventajas de las SFN sobre las MFN son:  mejor eficacia de utilización del espectro;  menor distancia de reutilización de frecuencias;  mejor rendimiento de potencia, más ajustada a la cobertura deseada;  alta probabilidad de localización;  facilidad de rellenar zonas vacías con reúsos de frecuencias con el uso de gap-fillers. Las desventajas más importantes que presenta el diseño de una red de frecuencia única son que no pueden dividirse (para la inclusión de programación local o regional) y que es necesaria una sincronización muy precisa entre los emisores. Con el uso de la reducción de redundancia, el flujo de bits de las imágenes digitalizadas de televisión puede restringirse a valores muy bajos y es posible comprimir una o varias señales de video en un único canal de televisión si se utiliza la técnica de modulación apropiada, tal como OFDM. Un servicio basado en esta técnica puede operar en un ambiente muy hostil tal como el que aparece en canales en desvanecimiento con trayectos múltiples. En general, un receptor que se encuentra cerca del límite del área de cobertura de un transmisor captará también las señales de otros transmisores próximos que estén emitiendo la misma programación en la misma frecuencia, y aunque todos los emisores estén sincronizados, las Ing.Ricardo ROMITELLI

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señales llegarán al receptor con diferentes retardos. Para que la información que transportan dichas señales sea reconocida, el sistema de modulación de una red SFN debe ser capaz de operar bajo diferentes retardos. A medida que las señales provengan de transmisores más lejanos, excederán el retardo permitido por la señal OFDM y cuanto mayor sea la distancia mayor será la tendencia a que estas señales provoquen interferencia. Sin embargo esta interferencia provocada por la propia disposición de la red SFN puede mantenerse lo suficientemente baja con la correcta elección de los parámetros del sistema y la potencia de los transmisores. 3.2 Descripción de OFDM La modulación OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing , Multiplexación por División en Frecuencias Ortogonales) es una técnica para la transmisión de datos en paralelo 16 utilizando un gran número de sub-portadoras moduladas con suficiente espacio entre sus frecuencias de tal forma que sus portadoras sean ortogonales. Permite comunicación digital de banda ancha en ámbitos con desvanecimientos severos por trayectos múltiples. Se utiliza como técnica de transmisión de capa física en las normas de televisión digital europea (DVB-T) y japonesa (ISDB-T); así como para redes inalámbricas de área local (W-LAN) y sistemas de radiotelefonía móvil de última generación como WiMAX y LTE.

Figura 6 - Espectro OFDM6

OFDM se basa en la idea de dividir un determinado flujo de datos con alta tasa de bits, en varias sub-portadoras paralelas de baja velocidad binaria, cada una de ellas moduladas en QPSK o QAM por medio de simples transformadas rápidas de Fourier (FFT/IFFT). Este esquema de modulación elimina o minimiza la interferencia inter-simbólica (ISI) haciendo que la duración del símbolo sea lo suficientemente larga como para que los retardos inducidos por el canal ocupen una fracción insignificante de tiempo, típicamente menor al 10 por ciento de la duración del símbolo. Para eliminar completamente la ISI, se utilizan intervalos de guarda entre cada símbolo OFDM, cuya duración debe ser mayor a los retardos esperados por el efecto de las trayectorias múltiples. La suma del intervalo de guarda implica, sin embargo, un gasto de energía y una merma en la eficiencia espectral. 6

“ Multi-carrier and spread spectrum systems ” – K. Fazel, S. Kaiser


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Dentro del área de cobertura, los accidentes del terreno o las construcciones en ámbitos urbanos causan que la señal desde el emisor llegue por distintos caminos al receptor. Aparecerán ecos provocados por las reflexiones de la señal en dichos obstáculos, los cuales se suman a la difusión directa. Como la información llega recorriendo distancias diferentes, cada eco tendrá un retardo respecto a la señal directa y consecuentemente la respuesta en frecuencia dentro del ancho de banda del canal será dispar. En algunas frecuencias se producirá desvanecimiento, la energía será escasa o nula; y en otras el efecto aditivo reforzará la señal directa, el nivel de energía será notablemente mayor.

17 Señal Directa

Ecos

Figura 7 - Trayectos múltiples provocados por reflexiones en obstáculos

El receptor experimenta dos tipos de dispersión temporal: la dispersión “natural” provocada por las reflexiones en la vecindad del receptor y la dispersión por retardo “artificial” provocada por la recepción de señales desde varios transmisores con retardos ligeramente diferentes. Como la duración del símbolo en una SFN se elige para que sea mucho mayor que la dispersión temporal “natural”, la interferencia inter -simbólica originada en las reflexiones en el área cercana al receptor puede considerarse despreciable a la hora de la planificación de la red. Con la utilización de OFDM la información se distribuye en cada una de las sub-portadoras y es posible recuperar gran parte de la señal transmitida a partir de aquellas frecuencias que no se hayan visto afectadas por la propagación a través de trayectos múltiples. Para la recuperación de los datos restantes, se añaden códigos de protección que permiten detectar y corregir una buena parte de la información presente en las frecuencias que han sufrido alguna alteración. Esta técnica de modulación se denomina COFDM ( Coded OFDM, OFDM codificada) y añade además el entrelazamiento de las sub-portadoras de datos en frecuencia o en tiempo y frecuencia. En el caso específico de teledifusión terrestre, la imagen de TV de alta definición codificada puede alcanzar la tasa de 20 Mbps. Para ser transmitida por aire en la banda de 6 MHz del canal de TV, ella necesita ser modulada con una codificación robusta contra interferencias, tal como COFDM. La recepción de esa señal en ambientes agresivos, como en centros urbanos, requiere que el proceso de demodulación sea capaz de reconocer y distinguir al ruido creado tanto por el hombre, como por los trayectos múltiples o por el efecto Doppler. El sistema ISDB esta diseñado como para tener la suficiente flexibilidad de transportar televisión digital y programación sonora, y ofrecer servicios multimedia en donde se integran distintos tipos de información digital como audio, video, texto y programas de computadora. ISDB-T b apunta también a ofrecer una recepción estable tanto a receptores móviles como fijos. Para lograr dichos objetivos, como vimos, se recurre a tres diferentes modalidades de transmisión: modo 1 (donde se utilizan 1405 sub-portadoras), modo 2 (2809 sub-portadoras) o modo 3 (5617 sub-portadoras); requiriendo cada modo 2048, 4096 u 8192 transformadas IFFT respectivamente, por lo que también se los denomina modos 2k, 4k u 8k. El sistema admite la selección entre diferentes niveles de modulación QAM y diferentes tasas internas de código, permitiendo también codificación y Ing.Ricardo ROMITELLI

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modulación jerárquica del canal en hasta tres niveles. El ancho del intervalo de guarda puede seleccionarse de manera tal que el sistema soporte diferentes configuraciones de red, desde un único transmisor a grandes redes frecuencia única. El modo 1 (2k) puede utilizarse en configuraciones con un solo transmisor, para relleno de zonas en donde no hay cobertura y para pequeñas redes monofrecuencia. El modo 3 (8k) puede utilizarse para las mismas estructuras de red y también para grandes redes monofrecuencia. El modo 2 (4k) ofrece una solución de compromiso adicional entre el tamaño de las células en transmisión y las capacidades de recepción móvil, añadiendo flexibilidad a la planificación de red de cobertura móvil y portátil. Las características del canal de transmisión no son constantes en el dominio temporal, pero si se tiene en cuenta un período corto de tiempo, las condiciones de propagación terrestres pueden considerarse estables. De acuerdo a esto, COFDM se implementa como una división del canal de RF tanto en tiempo como en frecuencia, organizándose como un conjunto de sub-bandas 18 estrechas y como un conjunto de pequeños segmentos temporales contiguos, tal como se observa en la siguiente figura:

Figura 8 - Partición del canal de RF7

Dentro de cada segmento de tiempo, denominado símbolo OFDM, una sub-portadora llena cada sub-banda de frecuencia. Para evitar interferencia entre símbolos, la separación entre portadoras se hace igual a la inversa de la duración del símbolo, resultando las sub-portadoras ortogonales entre sí. Δ f = (T U) -1

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“The Magics of Terrestrial Digital TV ” – Gerard Faria


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19 Figura 9 - Inserción de sub-portadoras8

El espectro de transmisión para difusión de televisión digital se compone de 13 segmentos OFDM sucesivos, cada uno de los cuales tiene un ancho de banda equivalente a la decimocuarta parte del ancho de banda del canal de televisión. Como en nuestro país cada canal tiene un ancho de banda de 6 MHz, cada segmento ocupa un espectro igual a 6/14 MHz = 428,6 kHz. Cada segmento puede tener su propio esquema de protección de errores y tipo de modulación (QPSK, DQPSK, 16QAM o 64QAM), pudiendo concretar diferentes requerimientos de servicio. Por ejemplo, un número de segmentos puede combinarse para proveer televisión en alta definición. La transmisión jerárquica se logra transmitiendo grupos de segmentos OFDM con diferentes parámetros. Como hay trece segmentos OFDM activos dentro de un canal de televisión digital terrestre, el ancho de banda útil es igual a 6 MHz × 13/14 = 5,57 MHz. El sistema fue desarrollado y probado en canales de 6 MHz pero puede ser escalado a canales de cualquier ancho de banda con las correspondientes variaciones en la capacidad de información. La velocidad binaria de red para cada segmento de 428,6 kHz está entre los 280,85 y los 1787,28 kbit/s. El caudal de datos para un canal de TV digital de 5,57 MHz va de los 3,65 a los 23,23 Mbit/s. 3.3 Principios de diseño de una SFN Se pueden construir redes densas que transmitan los mismos programas en las mismas frecuencias. Los límites para el empleo de esta técnica vienen impuestos por la posibilidad de que la señal recibida de los transmisores distantes tenga un retardo mayor que el permitido por los intervalos de guarda, comportándose por consiguiente como señales interferentes. Como norma práctica, el intervalo de guarda debe permitir que la señal se propague a lo largo de la distancia que separa dos transmisores de la red. Como dicho intervalo de guarda puede oscilar entre 7,8 µs (1/32 del valor del intervalo de guarda en la modalidad de 2k) hasta 252 µs (1/4 del valor del intervalo de guarda, en la modalidad de 8k) las distancias correspondientes resultan ser aproximadamente 2 km y 75 km respectivamente. Por consiguiente, se puede implantar una diversidad de redes monofrecuencia: grandes (regionales e incluso nacionales, según lo exijan las variaciones de la programación), o locales (por ejemplo para atender a una zona urbana). A ello se añade la utilización de amplificadores de relleno ( gap-fillers) que den cobertura a las zonas de sombra de los transmisores. Estos vacíos pueden deberse a las condiciones topográficas del área 8



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de cobertura o a las grandes construcciones en sectores urbanos y si las condiciones de diseño lo permiten, pueden salvarse con estos dispositivos adicionales que trabajan como transmisores redifusores y poseen la característica que la frecuencia transmitida es la misma que la recibida. Para el caso que el aislamiento esté provocado por grandes edificaciones en áreas urbanas puede utilizarse la técnica de “reflector activo”. En principio el transmisor re -difusor consta solo de un amplificador de gran ganancia, la cual es limitada en función del grado de aislamiento alcanzado entre las antenas. Tradicionalmente, la planificación de televisión analógica con redes multifrecuencia, ha enfrentado el problema de las interferencias co-canal prohibiendo la reutilización del mismo canal en transmisores cercanos. Dicha configuración se implementa con un arreglo convencional de 9 frecuencias, donde un mismo canal se prohíbe en aproximadamente el 90% del área. Por otra parte, en una red monofrecuencia todos los transmisores están sincronizados en términos de 20 bit, frecuencia y tiempo, es decir, todos emiten lo mismo a la vez y en la misma frecuencia. Las ventajas en términos de eficiencia espectral son impresionantes. En donde antes se emitía un único programa analógico utilizando para ello 9 frecuencias, ahora se podrían emitir 9 tramas, una por canal, conteniendo cada trama un número de programas según el modo seleccionado. Por ejemplo si se codifican 4 señales de televisión por trama resultaría en 36 señales dentro del mismo espectro. No obstante, hay que pagar un precio por ello. En el área en cuestión no se permite la inserción de nuevos contenidos y se crean unos requisitos de sincronización muy estrictos. Si hay diferencias de contenido en la programación de un mismo bloque de servicio, las ventajas del concepto SFN se pierden debido a la interferencia resultante. Bajo esas circunstancias deben respetarse los radios de protección adecuados indicados por la normativa vigente, tal como lo veremos más adelante. En una red monofrecuencia los diferentes bloques de frecuencias o canales deben considerarse cuidadosamente a la hora del diseño, administrando las diferentes programaciones regionales y las frecuencias asignadas en países limítrofes. Por ejemplo, consideremos la planificación de frecuencias en la provincia de Córdoba por parte de la Autoridad Federal de Servicios de Comunicación Audiovisual (AFSCA): al igual que en el resto del país, las plantas transmisoras que dependen del Sistema Nacional de Medios Públicos – ubicadas en Cerro Mogotes, Villa María y Leones – , transmiten la misma programación en los canales 22, 23, 24 y 25 de la banda de UHF, mientras que las universidades nacionales tienen reservados los canales 29 (Villa María), 30 (Rio Cuarto) y 31 (Córdoba), y el Gobierno provincial tiene asignado el canal 33. En tanto la AFSCA otorgó a los licenciatarios privados los canales 40 (LV81 Telecor) y 29 (LV85 Canal 8). Se observa que si en el futuro LV85 fuera autorizada a cubrir toda la provincia y decidiera hacerlo por medio de una SFN, se presentaría un conflicto en Villa María con el canal asignado a la UNVM, no obstante las estaciones digitales terrestres de Leones, Villa María y Mogotes podrían sin problemas ser parte de una SFN para la programación nacional incluida en los canales 22 a 25. En general puede concluirse que el número de bloques de frecuencias o canales se incrementan a medida que aumenta la división de cada país en regiones o áreas locales con sus propias redes monofrecuencia. En el caso extremo en que una SFN conste de un único transmisor por cada canal a lo largo de un área extensa, estamos ante la presencia de una red convencional.


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3.4 Ganancia interna de una red de frecuencia única La posibilidad de crear redes monofrecuencia es uno de los grandes beneficios que presenta el sistema OFDM. Debido a su capacidad de operar con emisiones que llegan de trayectos múltiples se obtiene, dentro de ciertos límites temporales, la suma mutua de las señales de todos los transmisores que forman la red. Este efecto se denomina “ ganancia de red ” y está compuesto por dos elementos, el aditivo y el estadístico. La parte aditiva simplemente es el resultado del hecho que hay más de una señal útil y las magnitudes de todas las señales se suman. La componente estadística se debe a la variación posicional de las distribuciones de los campos, ya que la desviación estándar de la suma de todas las señales es menor que la desviación estándar de cada señal, y es más fácil conseguir porcentajes mayores de probabilidad de cobertura. 21 Consideremos el caso de un receptor bajo la influencia de tres transmisores dispuestos como el siguiente esquema:

T 2

T 1

P

T 3

T 0

T 4

T 6

T 5

Figura 10 - Primer hexágono de un entramado regular 9

La figura muestra el primer hexágono de un entramado regular donde la distancia entre los transmisores es de 60 km. La posición más desfavorable para la recepción dentro del área formada por el triángulo T 0 – T1 – T6 está en el punto central P . Supongamos que los transmisores situados en cada punto T emiten con una potencia radiada efectiva de 250 W y tienen una antena de 150 m de altura. Considerando un solo transmisor, el valor medio del campo en el punto P es igual a 42 dB. Su distribución de probabilidad de cobertura está representada por la línea continua del gráfico de la Figura 11. Tomando ahora los tres transmisores, la suma simple de los valores de los tres campos en el punto P nos da la curva discontinua que es mejor en 5 dB. Este es el componente aditivo. La suma estadística de las tres señales está representada por la curva discontinua por puntos y rayas. El gráfico muestra que para un campo mínimo útil de 42 dB, la probabilidad de cobertura para un transmisor sólo es del 50%, mientras que para los tres conjuntamente es cercana al 95%, como consecuencia de la ganancia de red.

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“ Planning aspects of digital terrestrial television ” – Gerd Petke


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Figura 11 - Probabilidad de cobertura para uno y tres transmisores 10

Generalmente una SFN tiene más de tres transmisores. La Figura 12 reproduce los resultados para un entramado hexagonal infinito cuyos transmisores tienen los mismos parámetros anteriores.

Figura 12 - Probabilidad de cobertura para uno y varios transmisores 11

10 11

“ Planning aspects of digital terrestrial television ” – Gerd Petke Ídem


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El gráfico muestra cuatro curvas correspondientes a los casos donde se considera un solo transmisor, los tres trasmisores cuyas contribuciones son más potentes, los 6 más potentes, y todos los transmisores. Por encima de tres transmisores se observa que los resultados son muy parecidos, por lo tanto habrá que tener en cuenta a la hora de los análisis de la red principalmente los 3 ó 6 transmisores cercanos que emiten con más potencia. Ya que las contribuciones individuales de los transmisores varían con la ubicación del receptor, la ganancia de red depende de la posición. Consecuentemente no existe una ganancia de red fija para una red de monofrecuencia. La ganancia de red es alta en el punto P donde la contribución de cada transmisor es baja y desciende a medida que la intensidad de campo de uno de los transmisores se vuelve más dominante. Sin embargo, mientras esta reducción de ganancia de red ocurre, la probabilidad de cobertura está asegurada por el transmisor dominante. Una restricción más seria es la que se presenta en el borde del área de cobertura donde 23 desaparece la contribución de uno o más transmisores y la ganancia de red tiende a cero. Esta situación puede compensarse con gap-fillers. La utilización de antenas muy directivas como las que están en los techos de los hogares, y la topología cercana al receptor pueden provocar restricciones adicionales que requieren de cálculos más finos. 3.5 Intervalo de guarda en una SFN Un símbolo puede ser pensado como un período de tiempo en donde un estado de modulación es aplicado a una o más de las sub-portadoras. Dicho símbolo está compuesto por un período activo y por un intervalo de guarda. En COFDM la información se distribuye en la parte activa del símbolo, donde se aplica un estado de modulación a una sub-portadora particular durante un período particular de tiempo. Esta duración de símbolo activo es el período útil ( T U) del símbolo OFDM. El intervalo de guarda es un período de tiempo ( T G) dentro del período total del símbolo (T S) en donde no se modula nueva información en las sub-portadoras.

Figura 13 - Inserción del intervalo de guarda12

En una SFN se requiere que cada transmisor emita el mismo símbolo OFDM al mismo tiempo. Esto es así debido a que los ecos deben estar confinados dentro del período de guarda. El receptor OFDM tiene que configurar una ventana de tiempo que utiliza para muestrear la señal OFDM aérea. El objetivo es sincronizar dicha ventana de tiempo con el período útil del símbolo. Convenientemente, ignorará la señal recibida durante el período de guarda ya que estará 12



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compuesta por una mezcla de dos o más símbolos OFDM. Si los transmisores entregan el mismo símbolo en el mismo instante, o con un retardo suficientemente pequeño, el retardo por propagación diferencial al receptor permanecerá dentro del intervalo de guarda. La suma de las señales recibidas será constructiva ya que están constituidas por el mismo símbolo OFDM, sin interferencia inter-simbólica. En el esquema de la Figura 14 se observa como una réplica de la parte final de la información que proviene de la operación de IFFT es colocada delante del período activo del símbolo para formar el intervalo de guarda. Naturalmente, la duración de la réplica se corresponde con la duración del período de guarda. Salida de IFFT Intervalo de Guarda

Salida de IFFT

Duración de Símbolo Activo

24

Intervalo de Guarda

Duración de Símbolo Activo

T G

T U

t

T S

Figura 14 - Intervalo de guarda en dos símbolos consecutivos 13

La especificación ISDB-T ofrece diversas posibilidades de intervalos de guarda, tomando la 1/32, 1/16, 1/8 o 1/4 parte de la duración útil del símbolo. Según sea el modo de transmisión, los períodos de guarda en µs serán los indicados en la Tabla 5. Tabla 5 · Duración del período de guarda [µs] ISDB-T (6 MHz) Duración Activa Intervalo de Guarda

T U T G = 1/4 T U T G = 1/8 T U T G = 1/16 T U T G = 1/32 T U

Modo 1 252 63 31,5 15,75 7,875

Modo 2 504 126 63 31,5 15,75

Modo 3 1008 252 126 63 31,5

Por ejemplo, en un sistema con un intervalo de guarda de 252 µs, el máximo retardo que puede traer la señal proveniente de otros emisores para que no ocurran interferencias, será de 252 µs. La selección del parámetro adecuado ofrece elasticidad ante la presencia de señales demoradas por culpa de interferencias en la recepción de televisión digital. Más aún, el valor del intervalo de guarda elegido cuando se opera en SFN, tiene una importancia determinante en la topología de la red, ya que la duración del período de guarda define el retardo de ecos máximo admisible por el sistema y fija consecuentemente, la distancia máxima posible entre transmisores co-canal. Algunos modos permiten redes de monofrecuencia extensas con grandes distancias entre transmisores de alta y media potencia, mientras que otros modos aceptan áreas de servicio más pequeñas con una mayor densidad de transmisores de baja potencia. Las normas recomiendan que la selección del intervalo de guarda debe basarse en la distancia entre transmisores. La separación entre transmisores adyacentes en una SFN no debería ser significativamente mayor que la traducción a distancia del tiempo de propagación permitido por el período de guarda. La máxima distancia (d = v × T G) a la que puede colocarse un transmisor de otro, ocurrirá en un sistema transmitiendo en el modo 3 con un intervalo de guarda de 1/4. Si consideramos que la señal se propaga aproximadamente a la velocidad de la luz, la máxima distancia será entonces: 8 d = 3×10 m/s × 252 µs = 75,6 km. 13

“Transmission System for Digital Terrestrial Television Broadcasting ” – ARIB


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La separación entre transmisores puede hacerse mayor que la fijada por el intervalo de guarda variando la potencia radiada, la polarización de la transmisión y la temporización relativa del transmisor. La planificación eficiente en sitios secundarios de la potencia radiada y la polarización optimiza el funcionamiento de la red de monofrecuencia y otorga una gestión eficaz para eliminar la mayor parte de los potenciales problemas de interferencia. No hay limitaciones en la separación entre transmisores si el lugar de emplazamiento secundario tiene una antena direccional emitiendo fuera del lugar de emplazamiento principal, en tanto y en cuanto se use el retardo apropiado. Sin embargo, cuando dos transmisores irradian mutuamente, se requiere una planificación cuidadosa. Como el intervalo de guarda reduce la cantidad de tiempo disponible para la transmisión de datos, su configuración tiene un efecto en la velocidad binaria que puede entregarse. Alargar el período de guarda disminuye el flujo de bits. Los intervalos de guarda 1/32, 1/16, 1/8 y 1/4 25 producen una pérdida en la velocidad binaria transmitida del 3,1%, 6,2%, 12,5% y 25% respectivamente. La Tabla 6 indica el flujo de bits para varias modulaciones, combinaciones de períodos de guarda y códigos de protección de error. Tabla 6 · Velocidad de datos neta para ISDB-T (6 MHz) Modulación

Velocidad de datos neta (Mbps) Código Convolucional T G = 1/4 T U T G = 1/8 T U T G = 1/16 T U T G = 1/32 T U 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8

3,651 4,868 5,476 6,085 6,389

4,056 5,409 6,085 6,761 7,099

4,295 5,727 6,443 7,159 7,517

4,425 5,900 6,638 7,376 7,744

16QAM

1/2 2/3 3/4 5/6 7/8

7,302 9,736 10,953 12,170 12,779

8,113 10,818 12,170 13,522 14,198

8,590 11,454 12,886 14,318 15,034

8,851 11,801 13,276 14,752 15,489

64QAM

1/2 2/3 3/4 5/6 7/8

10,953 14,604 16,430 18,255 19,168

12,170 16,227 18,255 20,284 21,298

12,886 17,181 19,329 21,477 22,551

13,276 17,702 19,915 22,128 23,234

DQPSK QPSK

Dado un tipo de modulación y código de protección, el incremento del intervalo de guarda se hace a costa de la capacidad del sistema, aunque se mejora el rendimiento ante trayectos múltiples y se aumenta la distancia entre transmisores en una red de monofrecuencia. Anteriormente describimos que las sub-portadoras están separadas en frecuencia por la inversa de la duración activa del símbolo (Δ f = T U-1 ). Es una propiedad de cualquier modulación de pulso que los puntos de energía nula de la señal portadora modulada son inversamente proporcionales a la duración del pulso modulado y no a la tasa de repetición del tren de pulsos completo. Esto significa que los puntos de energía nula de las sub-portadoras no cambian si se modifica el intervalo de guarda, en tanto la duración activa del símbolo quede fija. La variación de la duración del intervalo de guarda repercute en la duración total del símbolo (T S = T G + T U), lo que afecta la velocidad de datos del modulador. Por lo tanto, en la práctica el intervalo de guarda debe elegirse cuidadosamente en función de la velocidad de datos requerida en el canal y de la cobertura deseada. Un incremento de la duración total del símbolo provoca una caída en la tasa binaria del modulador y consecuentemente en la calidad final del programa. Es decir, un mayor tiempo de guarda provoca por un lado una disminución de la tasa binaria Ing.Ricardo ROMITELLI

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disponible con lo que los servicios ofrecidos en la televisión digital se verían afectados, pero por otro lado deriva en la mejora de la ganancia de la red de monofrecuencia dando así una alta probabilidad de cobertura. Es esto por lo que se han definido distintas longitudes de guarda dependiendo de las condiciones de implementación. Así por ejemplo, para difundir emisiones locales o regionales se considera el uso de un tiempo de guarda más pequeño transmitiendo en modo 1, mientras que para redes monofrecuencia medianas o grandes se hace necesario un intervalo de guarda mayor, recurriéndose a los modos 2 o 3 según sea conveniente. Es poco frecuente que se configure al intervalo de guarda en el máximo valor posible debido al balance entre factores económicos y aspectos técnicos.

26 3.6 Resumen de características de una SFN La capacidad de OFDM para minimizar la interferencia provocada por canales con múltiples trayectos, permite distribuir una programación sobre todos los transmisores en una red de teledifusión usando el mismo bloque de frecuencia. En tales redes de monofrecuencia (SFN), la señal útil en el receptor es el resultado de la superposición de todas las señales que provienen de aquellos transmisores que distribuyen la programación requerida. En dichas SFN se obtiene una gran ganancia de diversidad (o ganancia de red) entregando una mejor cobertura y economía espectral que en redes de difusión analógicas. La eficiencia espectral es muy importante ya que el espectro se encuentra limitado en la fase introductoria de los servicios digitales cuando estos deben coexistir con los servicios analógicos anteriores y también en el largo plazo cuando una gran cantidad de programaciones ofrecidas hagan a los servicios de difusión más atractivos a los usuarios. Por ejemplo, en la banda UHF pueden operarse de 2 a 4 canales analógicos de amplia cobertura trabajando en redes de multifrecuencia (MFN). Con sistemas digitales usando MFM puede incrementarse este número hasta 6 canales de amplia cobertura cada uno de ellos con la capacidad de ofrecer hasta 4 programaciones. Utilizando redes de frecuencia única la cantidad de canales de amplia cobertura es hasta tres veces mayor, con lo que se puede llegar a ofrecer de 36 a 72 programaciones usando el mismo espectro de frecuencias. En las redes monofrecuencia la señal recibida es el resultado de la superposición de las señales que llegan desde varios transmisores. La variación de la intensidad de campo total es baja, ya que si uno de los transmisores esta opacado, la recepción continuará con los demás. Con esto se logra una gran probabilidad de localización comparado con el caso de un único transmisor, fenómeno que se denomina ganancia de red o ganancia de diversidad. Como resultado de la ganancia de red, las SFN pueden operar a baja potencia y la distribución de la intensidad de campo sobre toda el área de servicio es más homogénea si se compara con las redes convencionales. Las redes monofrecuencia permiten la configuración simple de transmisores de relleno en aquellos lugares en que se observa una mala calidad de recepción, sin la necesidad de recurrir a frecuencias adicionales. Puede asegurarse una mayor fortaleza del sistema con el uso de densas redes monofrecuencia, donde la falla de alguno de los transmisores no provoca un corte de toda la red. Como contraposición hay que tener en cuenta que las SFN no pueden dividirse y que es necesaria una sincronización temporal muy rigurosa entre los transmisores. Las emisiones deben hacerse en el mismo instante, o con retardos precisamente controlados entre cada transmisor. La sincronización en frecuencia es necesaria tanto en el transmisor como en el receptor, ya que los errores generan pérdida de ortogonalidad de frecuencia para las señales recibidas. En una red de frecuencia única arriban a la antena receptora múltiples copias de la señal con retardos diferentes. La dispersión temporal es provocada principalmente por dos mecanismos: la Ing.Ricardo ROMITELLI

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dispersión “natural” debida a las ondas reflejadas por los obstáculos en las cercanías del receptor y la dispersión “artificial” derivada por la recepción de señales desde diversos transmisores localizados a distancias diferentes del receptor. El retardo de los ecos “naturales” se limita usualmente a 20 – 30 µs, correspondiente a una diferencia en la trayectoria de propagación de hasta 10 km. Como la duración del símbolo es muy grande en comparación a la dispersión “natural”, los efectos en la reflexión en la cercanía del receptor pueden despreciarse. Por lo tanto, la interferencia inter-simbólica es provocada principalmente por la dispersión por retardo “artificial”. En sistemas OFDM la dispersión por retardo extrema se controla con la transmisión de un símbolo más largo que el intervalo efectivo observado por el receptor. Si la dispersión por retardo de la señal es menor que el intervalo de guarda, no hay ISI y la señal contribuye totalmente a la recepción buscada. Las señales que provienen de transmisores muy alejados al 27 receptor pueden provocar ISI y convertirse en señales interferentes debido a su excesivo retraso. Las señales intermedias contribuirán parcialmente tanto a la recepción buscada como a la interferente. Este fenómeno se denomina auto-interferencia. En consecuencia, en las redes monofrecuencia además del ruido, las señales cuyo retardo cae fuera del intervalo de guarda tienen un impacto importante en la cobertura factible.


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4- Planificación de Redes de Frecuencia Única 4.1 Nuevos desafíos en el diseño de redes teledifusoras digitales El diseño de cualquier tipo de red de telecomunicaciones busca asegurar que una calidad suficiente de señal esté disponible en toda el área en que el servicio desea ser ofrecido. La planificación de cobertura involucra la determinación de la cantidad y localización de transmisores, niveles de potencia radiada, polarización y altura de antenas, frecuencias y distintos parámetros dependientes de los anteriores. En el planeamiento de una SFN hay tres tipos de interferencias que deben mantenerse a un nivel satisfactoriamente bajos: interferencia interna, la que se produce entre los transmisores de la propia red a diseñar; interferencia externa, la que se origina en otras redes que operan en la 28 misma banda de frecuencia; e interferencia generada, la que la red provoca a otras redes. El crecimiento de la cantidad de servicios de comunicaciones a lo largo de las últimas décadas hizo que se saturara el espectro disponible y que los transmisores utilizaran cada vez más potencia para evitar interferencias, provocando pérdidas en el capital invertido y una degradación ambiental innecesaria. En lugar de estar limitadas por el ruido, la cobertura de las redes comenzó a ser condicionada por la interferencia, y se hizo necesario aplicar métodos sofisticados de diseño sin dejar de lado la coordinación internacional. En la actualidad, el radioespectro se trata como un recurso natural finito compartido por todos los países y sujeto a negociaciones y regulaciones, donde se lo divide cuidadosamente en bandas de frecuencia destinadas a distintos tipos de servicios. También se regulan los niveles de interferencia permitida entre las redes coexistentes, tanto nacional como internacionalmente. Para aliviar la saturación del espectro se siguen dos estrategias complementarias: extender el recurso explotando rangos de frecuencias cada vez más altos; e incrementar la utilización de los recursos existentes con mejor economía de frecuencias. Esto último significa menor interferencia y mayor reúso de frecuencia por medio de la administración del radioespectro con control de potencia, asignación de canales, etc. El diseñador debe evaluar la estadística de los ecos artificiales por los diversos transmisores de una SFN. En contraste con la teledifusión tradicional, donde la tarea principal es la asignación de frecuencias, los diseñadores de redes de monofrecuencia tienen que planificar las situaciones de retardo en redes amplias, controlando la auto-interferencia con la manipulación de la localización y potencia de los transmisores, y los patrones y alturas de las antenas. En las SFN aparece entonces, un nuevo parámetro: el retardo temporal de difusión. La señal original de TV se produce en un estudio central y es enviada a los transmisores terrestres vía satélite o fibra óptica. Las señales llegan a cada estación digital con distintos retardos por los que se requiere un período de sincronización para la difusión simultánea. El uso de la pre-difusión por parte de los transmisores ubicados cerca del borde del área de servicio mejora la calidad de recepción general de la red. La asignación de canales y el reúso de frecuencias cobran importancia en el diseño, cuando diversos programas regionales o locales forman parte de la misma área de cobertura al mismo tiempo. En dichas situaciones el diseño de la SFN involucra tanto planificación de retardos como de frecuencias. A diferencia de los esquemas analógicos donde existe una transición suave entre la recepción buena y la pobre, los sistemas digitales utilizan códigos de corrección de error que provocan una transición abrupta entre la recepción de muy alta calidad y la interrupción total de la programación, aunque generalmente se logra mejor calidad bajo severas condiciones de recepción donde los sistemas analógicos fallan. Por lo tanto, puede utilizarse menor potencia de transmisión si se consideran cuidadosamente los requerimientos de diseño de la SFN para evitar los cortes abruptos. Ing.Ricardo ROMITELLI

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4.2 Estructuras y configuraciones de red Como describimos anteriormente, en la teledifusión digital terrestre se pueden considerar dos clases de redes: las de frecuencia múltiple (MFN) y las monofrecuencia (SFN). El tipo de red a implementar depende de la disponibilidad de frecuencias, la cobertura requerida y la cantidad de multiplexores suministrados; pudiendo depender además de estrategias o competencias regionales o nacionales. En una MFN cada transmisor utiliza un canal diferente, actuando independientemente dentro de su área de cobertura. Tal como se observa en el siguiente esquema, es posible el reúso de frecuencias si se mantiene una separación geográfica suficiente entre las áreas de cobertura.

29 Límite del área de cobertura para un transmisor individual C1

C3 C3

C11 C9

Coverage of service area

C3 C5

C9 C5 C7

C1

Límite del área de servicio

C3 C1

Figura 15 - MFM14

La ventaja del diseño multifrecuencia es el aprovechamiento de la infraestructura analógica prexistente que puede ser reutilizada principalmente para recepción fija. Con esto se logra un obvio ahorro para el operador, pero además hay beneficios para el usuario final. Si en las transmisiones digitales se usan canales cercanos a los usados en emisiones analógicas, con la misma polarización, los televidentes podrán reutilizar sus antenas, sin cambiar su orientación. Durante el período de transición de analógico a digital es deseable que los potenciales usuarios no tengan dificultades innecesarias para adherirse al nuevo sistema. En una SFN todos los transmisores de la red usan el mismo canal, poseen un área de cobertura común y no pueden operar de manera independiente. De modo similar al caso de MFN, puede reutilizarse una gran parte de la infraestructura analógica en un diseño de SFN. Sin embargo, pueden requerirse transmisores adicionales para evitar la auto-interferencia y para tomar ventaja de la ganancia interna de red. Para el caso de recepción portátil, y en especial para recepción móvil, un diseño SFN permite una distribución más homogénea de la intensidad de campo, sin el requerimiento de handover dentro del área de cobertura.

14

“ Document 6-8 · Planning principles, methods and approaches ” – Nigel Laflin


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Límite del área de cobertura C1

C1 C1

C1

Coverage of service area

C1 C1

C1 C1 C1

Límite del área de servicio

C1

Figura 16 - SFN15

También puede concebirse un esquema mixto MFN-SFN. Por ejemplo, cuando en una MFN con transmisores de alta potencia una de las estaciones principales no ofrece un alcance completo, estaciones de baja potencia ( gap-fillers o repetidoras) pueden completar la cobertura usando la misma frecuencia de la estación principal. Otro caso de red mixta aparece cuando se utiliza una MFN para transmisión nacional y un esquema de SFN para transmisión regional. En cuanto a la configuración, las redes de monofrecuencia pueden implementarse bajo dos tipos de estructura: red abierta o red cerrada. Se asume para ambos casos que el diseño busca entregar la intensidad de campo mínima necesaria en el límite del área de cobertura. En una red abierta, no se lleva a cabo ninguna acción para minimizar el nivel de radiación fuera del área de cobertura. En una red cerrada, se reduce deliberadamente el nivel de radiación fuera del área de cobertura, usando antenas direccionales en los transmisores ubicados en las zonas perimetrales. En el caso de una SFN que cubra una superficie amplia, si se la diseña como red cerrada provocará menos interferencia a una distancia dada fuera del área de cobertura que si se la diseña como abierta. Esto ocurre porque el nivel de interferencia está determinado principalmente por la potencia radiada por los transmisores cercanos al borde de la zona de cobertura en la dirección considerada. Sin embargo, en una red cerrada que cubra una superficie pequeña, la potencia radiada por transmisores ubicados en el área opuesta a la dirección considerada contribuirán relativamente más al nivel de interferencia externa que para el caso de la red cerrada amplia. Por lo tanto, no es ventajoso el uso de antenas direccionales en redes de tamaño reducido. De lo anterior se desprende que para superficies relativamente grandes, la distancia de separación entre áreas co-canal será generalmente menor para las redes cerradas que para las abiertas. Para áreas de cobertura pequeña, la distancia de separación en redes cerradas se aproxima al de las abiertas.

15

“ Document 6-8 · Planning principles, methods and approaches ” – Nigel Laflin


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30


4.3 Sitios de transmisión El despliegue de la televisión digital terrestre puede utilizar los sitios existentes, emplazamientos nuevos o arquitecturas de red alternativas. La opción que se tome afectará diversos parámetros de difusión y los requerimientos de frecuencia. La cantidad de estaciones transmisoras y las distancias de separación entre ellas dependen del sistema de transmisión, el modo de recepción (fijo, móvil), el tamaño del país y situaciones limítrofes. Para teledifusión terrestre, la distancia de separación entre transmisores puede variar entre 30 y 50 km en lugares muy poblados, y entre 75 y 125 km para sitios poco poblados. En una SFN, la separación entre transmisores influye en la elección del intervalo de guarda, limitando el tamaño de la red. La distancia de separación junto a la altura efectiva de la antena incide en el valor de potencia efectiva radiada (ERP). 31 La separación influye significativamente en la cantidad de bloques de frecuencia o canales necesarios para cubrir una región amplia con diversas programaciones locales. En redes cerradas la distancia de separación es menor en comparación a redes donde la cobertura equivalente se alcanza con antenas omnidireccionales. En casos donde la trayectoria de propagación abarca significativamente diversos espejos de agua (estuarios, lagunas, mares, esteros, etc.), la separación entre transmisores debe ser mayor que en los casos donde la propagación se desarrolla principalmente sobre suelo firme. En redes de monofrecuencia regionales o nacionales pueden considerarse varias formas de redes densas, con todos los transmisores usando el mismo canal, pero con menor ERP que el que requeriría un transmisor único sobre la misma área. Con este concepto de “emisión distribuida” se obtiene la intensidad de campo necesaria sobre toda el área de servicio por medio de un número de transmisores SFN sincronizados, de baja potencia, localizados en un entra mado más o menos regular, o a través de repetidores que reciben la señal “fuera de aire” desde el transmisor principal para mejorar su cobertura. Además pueden utilizarse redes de monofrecuencia locales de alta densidad para suplementar grandes redes en áreas donde la cobertura sería de otra forma inadecuada por la orografía del terreno. Estas ofrecen una reducción en el impacto de la interferencia co-canal en el borde del área de servicio, debido al roll-off agudo del campo. Por ejemplo, puede concebirse una topología donde el área central de servicio se cubre con una SFN extensa (con transmisores de alta potencia separados a gran distancia), pero cerca del borde se instala una red densa (con baja ERP y antenas directivas). Este esquema hace que la ERP se ajuste al contorno, reduciendo la interferencia en zonas adyacentes mientras se mantiene la disponibilidad dentro del área de servicio. Esta técnica es útil también en límites internacionales. 4.4 Fenómenos de propagación que inciden en las SFN La señal recibida debe ser interpretada como la suma de varias influencias que incluyen algunas posibles alteraciones creadas por ruido, ecos, co-canales en red e interferencia (Figura 17). El ruido es una fundamental e inevitable causa de distorsión de señal. Surge de varios procesos originados en el tránsito de las ondas desde la antena transmisora a la antena receptora, entre los que se encuentran las características de ambas antenas, la reflexión en superficies planas de muros y colinas; la absorción por parte de paredes, de la vegetación y de la atmósfera; la dispersión en superficies rugosas; la difracción que se produce en bordes filosos como las terrazas de los edificios y las cumbres; o la refracción en capas atmosféricas. El uso en la recepción de una antena directiva puede reducir parcialmente la degradación provocada por los ecos, garantizando una calidad de servicio satisfactoria.


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3. Eco exterior s(t )

4. Eco SFN

retardo < 10 µs

1

retardo < 100 µs

t

Tx2, RF1 SFN

1. Trayecto directo retardo = 0 µs s(t ) 1 2

4 3

2. Eco interior

t

retardo < 1 µs

32

Rx (set-top box)

Tx1, RF1 SFN

Figura 17 - Recepción por trayectos múltiples16

La potencia recibida promedio disminuye con la distancia. En el espacio libre cuando hay un trayecto directo entre transmisor y receptor y cuando no llegan ondas secundarias desde objetos intermedios, la potencia recibida es inversamente proporcional al cuadrado de la frecuencia portadora y al cuadrado de la distancia: P RX 

G  P TX f 2  d 2

(1)

La atenuación de trayecto o path loss está caracterizada por la relación entre potencias recibida y transmitida. Cuando hay obstrucciones intermedias, no es fácil determinar la señal recibida ya que ahora a la señal directa se le suman componentes de trayectos múltiples. Los detalles completos de la propagación en entornos complejos pueden obtenerse resolviendo las ecuaciones de Maxwell con condiciones de contorno que expresen las características físicas de los obstáculos. Como este tipo de análisis es muy dificultoso y habitualmente los parámetros no están disponibles, se han desarrollado aproximaciones para caracterizar la atenuación de trayecto. Generalmente se utiliza un modelo que surge de métodos analíticos y empíricos. Un buen modelo será aquel que sigue tanto conclusiones teóricas como resultados experimentales. El desvanecimiento ( fading ) es la variación aleatoria de la señal provocada por los diversos obstáculos. Si la envolvente de la señal recibida experimenta variaciones rápidas se lo denomina fast fading , si las variaciones son lentas se lo llama shadowing (Figura 18).

16

“ DVB-T Digital Terrestrial Television Transmission over Fading Channels” – Tomáš Kratochvíl, Radim Štukavec


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33 Figura 18 - Atenuación de trayecto y desvanecimiento17

Mediciones realizadas en diversos ámbitos indican que el shadowing sigue una distribución normal (Gaussiana), con la media determinada por el path loss y la desviación estándar en el orden de los 3 a 6 dB, dependiendo del entorno. El canal Gaussiano representa la mejor condición de recepción donde la señal recibida solo está atenuada e incluye un nivel definido de ruido blanco aditivo (AWGN), principalmente producido por el mismo receptor.

Figura 19 - Distribución de probabilidad de Gauss, Rice y Rayleigh 18

Para el fast fading existen varias distribuciones que describen estadísticamente las variaciones rápidas sufridas por la señal recibida alrededor de una media local. Las más empleadas son la estadística de Rice y la de Rayleigh (Figura 19). Si la señal directa entre transmisor y receptor

17 18

“Guide on SFN Frequency Planning and Network Implementation ” – EBU www.mathworks.com


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está obstruida el desvanecimiento sigue la distribución de Rayleigh, en caso contrario si la señal directa dominante está presente la estadística sigue aproximadamente la distribución de Rice. El fast fading resulta de sumas constructivas y destructivas, al azar, de haces retardados, difractados y reflejados por ductos en capas variables de la atmosfera. El desvanecimiento puede alcanzar valores de 20 dB en algunas ubicaciones del área de servicio. Por ello es necesario sobredimensionar en potencia, adoptando un “margen de fading ” en el cálculo del sistema como compensación. En un canal de Rice, los haces que llegan por rebotes, lo hacen con mayor atenuación y mayor retardo que el haz directo. La respuesta en frecuencia de este canal no es constante y tiene ripples. Típicamente este canal se recibe con antenas direccionales a nivel del techo. En el caso de las SFN los haces en retardo pueden provenir de otros transmisores de la red. La respuesta en frecuencia de un canal de Rayleigh no es plana, teniendo ripples mas profundos 34 que el canal de Rice. Este canal aparece con recepción con antenas bajas, en áreas densamente construidas y en el interior de los edificios. Cuando un receptor se mueve, los parámetros del canal varían rápidamente. La recepción móvil corresponde también a un canal de Rayleigh, con problemas adicionales de efecto Doppler, reflexiones en obstáculos artificiales y ecos de transmisores en red. Normalmente se logra la recepción con antena no direccional situada a una altura no menor a 1,5 m sobre el nivel del suelo. La recepción portátil e interna puede considerarse como un canal móvil sin el efecto Doppler, es decir con movimientos lentos del receptor o por movimientos de objetos o personas dentro de la casa. Corresponde a un canal de Rayleigh con el agravante de problemas de sincronización del receptor por movilidad lenta. En este caso, es más difícil que los ecos puedan venir de otros transmisores en red por estar dentro de una habitación. 4.5 Factores normativos en la planificación de canales de TVD Independientemente de la norma digital elegida, cuando se realizan los estudios de viabilidad técnica en la implementación de canales de televisión digital deben seguirse cuidadosamente diferentes criterios de planificación, entre los que se incluyen las respectivas intensidades de campo mínimas que pueden usarse y las relaciones de protección (analógico/digital, digital/analógico y digital/digital), así como las condiciones necesarias para optimizar el uso del espectro y lograr una adecuada distribución de los canales digitales. Todos estos parámetros están formalmente regulados internacionalmente por distintos entes gubernamentales u organismos normalizadores en materia de telecomunicaciones, tales como la ITU (Unión Internacional de Telecomunicaciones), la FCC ( Federal Communications Commission) en los Estados Unidos, el ETSI ( European Telecommunications Standards Institute) en el viejo continente, la CITel (Comisión Interamericana de Telecomunicaciones) en el ámbito de la ONU, o la ANaTel ( Agência Nacional de Telecomunicações) en Brasil. En la resolución 433 del año 1998, la Secretaría de Comunicaciones adoptó para nuestro país las recomendaciones de la ITU para la Región II en lo que respecta a atribuciones de banda para TV digital. En el marco del MerCoSur, la Comisión Temática de Radiodifusión está elaborando un Marco Regulatorio para el Servicio de Televisión en la banda de UHF y sus correspondientes normas técnicas. Por el momento las administraciones de los países integrantes de este organismo están en la etapa de cotejo de normativas y criterios internos de planificación para llegar a un futuro consenso que derive en una reglamentación común para la región. En la Tabla 7 se observan los diferentes criterios en análisis.


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Tabla 7 · Criterios de planificación en estudio para incorporación en la Norma Técnica Criterios internos Argentina

Brasil

Paraguay

Uruguay

A

Otros Criterios B

C

Campo Protegido [dBµV/m] Curva del Contorno Protegido Curva del Contorno Interferente

48

51

51

51

51

51

51

FCC 50,50 FCC 50,10

ITU 50,90 ITU 50,10

ITU 50,90 ITU 50,10

ITU 50,50 ITU 50,10

FCC 50,50 FCC 50,10

FCC 50,90 FCC 50,10

FCC 50,90 FCC 50,10

Relación co-canal [dB]

21

19

21

19

21

21

19

27

32

30

32

30

30

32

8/300

25/300

25/300

17/300

15/300

45/300

45/300

169

148

160

138

168

195

182

Campo Interferente co-canal [dBµV/m] ERP/HMA de la Categoría A (61 km) Contorno Interferente co-canal [km]

Los canales de televisión digital, que usan bandas VHF y fundamentalmente bandas UHF remplazarán los actuales canales analógicos manteniendo áreas de servicio equivalentes. Durante la fase inicial, comúnmente denominada “fase de transición”, el servicio de teledifusión se brinda simultáneamente a través de canales analógicos y digitales. Al culminar esta fase cesa la transmisión analógica y comienza una nueva etapa denominada “fase digital” en la que solamente se usan canales digitales. Si el número de canales disponibles en un emplazamiento específico excede los necesarios, se seleccionan para él los mejores canales. En este proceso de selección tienen prioridad los canales digitales UHF con mejor cobertura y sin canales adyacentes que compartan el mismo emplazamiento, ya sean análogos o digitales. En la Tabla 8 se observa que para nuestro país se han reservado para el servicio de TVD 60 canales de 6 MHz, totalizando 372 MHz. Tabla 8 · Espectro de televisión digital en Argentina Canales 2 – 4 5 – 6 7 – 13 21 – 36 38 – 69

Límites de frecuencia [MHz] 54 – 72 76 – 88 174 – 216 512 – 608 614 – 806

Banda Banda I, VHF baja Banda II, VHF alta Banda III, UHF

Los canales 14 a 20 de UHF (470 a 512 MHz) se utilizan de manera compartida en TV analógica y en radios de dos vías, en tanto que el canal 37 corresponde a Radioastronomía, en consecuencia no se asignan para TV digital. A lo largo y ancho del país, las diferentes emisoras analógicas públicas y privadas prexistentes emiten su programación a través del canal designado por la autoridad de aplicación correspondiente, normalmente en la banda VHF. Por el momento, para transmisión digital la AFSCA se ha limitado a asignar frecuencias solo en la Banda III. 4.6 Estimación del área de cobertura La propagación de las ondas de radio en redes analógicas es considerada como un proceso estadístico donde se predice un determinado valor de intensidad de campo para ciertas probabilidades de tiempo y localizaciones. Aunque la mínima intensidad de campo útil depende del desempeño del receptor, sin importar duración ni ubicación, en la práctica la referencia a Ing.Ricardo ROMITELLI

Ing. Ariel TOIA

35


porcentajes de tiempo y localizaciones es conveniente cuando se hacen mediciones o cuando se realizan pruebas de laboratorio, con fines de planificación. Para el caso de transmisiones analógicas únicas, se busca brindar servicio en el 50% de las localizaciones y el 50% del tiempo como condiciones de referencia para predecir la mínima intensidad de campo eléctrico útil. Este valor estadístico de intensidad de campo determina el contorno de cobertura o contorno protegido. Dentro de este contorno la calidad de servicio es como mínimo buena, mientras que fuera del contorno de cobertura la calidad empeora en una transición gradual tal como se observa en la Figura 20. Los sistemas digitales muestran un comportamiento diferente. Por encima de cierto valor de relación portadora a interferencia (C/I) la calidad siempre es excelente, pero por debajo de este umbral la recepción generalmente fallará. El uso de las curvas de propagación para el 50% de localizaciones no es aceptable para este tipo de sistemas porque puede provocar fallas completas 36 en diversas ubicaciones dentro del contorno protegido. En el caso de la televisión digital terrestre, al menos el 90% de las localizaciones debe tener cobertura. Si se considera un sistema destinado a usuarios móviles, los requerimientos son aún mayores, contemplándose el 99% de las localizaciones. Una característica destacada del sistema digital es la potencia de recepción digital. Existe una disminución considerable de la calidad de servicio al comparar la recepción digital de la analógica. Con señal analógica precaria y recepción pésima (ruidosa) aun puede ser posible ver los canales, característica imposible para un receptor digital en similares características. Si existe alguna señal de recepción intermitente, esta no tendrá condiciones de ser recibida. Esa falta de continuidad podrá generar los conocidos efectos blocking , congelación, tela negra y corte de audio, al contrario de la señal analógica intermitente que, aunque defectuosa, puede ser comprendida debido a su continuidad de video y audio. La Figura 20 ilustra el problema, también conocido por efecto Cliff , o efecto knee. alto

DIGITAL

Calidad del servicio

A NALÓGICO bajo excelente

pésimo Condiciones de la recepción

Figura 20 - Comportamiento de la calidad de servicio digital y analógico19

En la planificación de una estación transmisora digital es clave la predicción del área de cobertura o área primaria de servicio, en función de los parámetros asignados por la autoridad de aplicación de las normas técnicas de teledifusión, en nuestro caso la AFSCA. El área primaria de servicio es el área estimada encerrada en una línea imaginaria (contorno protegido), dentro de la cual la señal de la estación teledifusora está protegida de interferencias provenientes de otras estaciones del mismo servicio. Tradicionalmente para TV analógica, los diseñadores locales utilizan un método de predicción basado en curvas empíricas publicadas por la FCC y adoptadas en 1981 por el Ministerio de Obras y Servicios Públicos de aquel entonces en la Resolución 292/81. Para TV digital utilizan un método similar pero con curvas que establecen un diseño más 19

“ Planificación de la expansión del servicio de retransmisión de TV digital en Brasil usando redes SFN ” – Rangel Arthur y otros


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estricto. Es el procedimiento computacional creado por Anita Longley y Phil Rice, también conocido como modelo de terreno irregular (ITM). El modelo de propagación Longley-Rice es usado para hacer predicciones de intensidad de campo en puntos geográficos determinados en base a perfiles de elevación del terreno entre el transmisor y cada punto específico de recepción. Este modelo exige el uso de computadora para realizar las predicciones debido al gran número de puntos de recepción que deben ser individualmente examinados. El cálculo computacional del área de cobertura de una estación usando el método Longley-Rice se limita a las zonas abarcadas por ciertos contornos geográficos específicos, determinados por factores de planificación en combinación con curvas de intensidad de campo para el 50% de las localizaciones y el 90% del tiempo. La versión de la FCC de esta familia de curvas se observa en la Figura 21 de la página siguiente. Con este método se busca determinar los parámetros adecuados de transmisión para llegar al área 37 primaria de servicio, respetando los parámetros asignados por la autoridad de aplicación y partiendo de un conjunto de datos iniciales de la estación a planificar: 



     

Topografía del terreno en un radio de 50 km aproximadamente, coordenadas, cotas del terreno sobre el nivel del mar, por medio de plano con curvas de nivel provistas por el Instituto Geográfico Nacional u obtenidas por medio de software. Identificar características geográficas principales del lugar (montañas, ríos, espejos de agua), edificaciones importantes, ubicación de los potenciales usuarios del servicio. Frecuencia del canal asignado. Categoría del canal asignado. Tipo de antena y sus especificaciones (Ganancia Ga). Altura media de antena requerida por la autoridad de aplicación. Factor de rugosidad del terreno. Altura media del terreno.

El factor de rugosidad ( Dh) se determina considerando dos círculos concéntricos en el punto de emisión, de 10 km de radio el menor y 50 km el mayor, sectorizados en ocho radiales de 45º, donde uno de los radiales debe estar dirigido hacia el Norte geográfico, tal como se observa en el esquema de la Figura 22. Sobre cada radial se anotan las cotas de los 41 puntos equidistantes en 1 km entre ambos círculos. Luego se ordenan de mayor a menor las 328 (41 × 8) alturas y se eliminan las 32 mayores y las 32 menores, quedando 264 muestras. El factor de rugosidad Dh es la diferencia entre la cota más alta y la más baja de las 264. Si Dh es menor o igual a 90 metros el terreno será de baja rugosidad, en caso contrario será de alta rugosidad.


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38

Figura 21 - FCC(50,90)


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0º

N 315º

41

1

45º

1 km

270º

90º

10 km 50 km

39

135º

225º 180º

Figura 22 - Sectorización para cálculo de Dh20

De modo similar, para el cálculo de la altura media del terreno ( Hmt ) se consideran dos círculos concéntricos sobre el punto de emisión sectorizados en ocho radianes a 45º, pero ahora con radios de 3 km y 15 km, según el siguiente esquema: 0º

N 315º

13

1

45º

1 km

270º

90º

3 km 15 km 135º

225º 180º

Figura 23 - Sectorización para cálculo de Hmt si Dh ≤ 9021

Sobre cada radial se toman las alturas en los 13 puntos equidistantes en 1 km entre cada círculo. Hmt es el promedio de las 104 (13 × 8) muestras. En la práctica pueden descartarse alturas excesivas en zonas alejadas. Es método es válido si el terreno es de baja rugosidad ( Dh ≤ 90), en caso contrario hay que recurrir a un proceso de compensación. La Resolución 292/81 indica que en regiones de terreno irregular o limitadas por grandes superficies de agua, los ocho radiales deben tomarse exclusivamente en la zona donde se espera que se preste el servicio. Por supuesto, todo este trabajo se realiza con software específico de análisis de propagación. Esquemáticamente podemos representar el punto de emisión, donde estará ubicada la antena de transmisión, según la siguiente figura: 20 21

“Sistemas de Televisión ” – Ing. Carlos G. Liendo Ídem


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Hp

Hm

Ha

Ho

Hma

Hmt

NIVEL DEL MAR

40

Figura 24 - Punto de emisión22

Donde: Hm: altura del mástil. Hp: altura del pilón. Ha: altura de la antena, Ha = Hm + Hp/2. Ho: cota de emplazamiento. Hmt : altura media del terreno. Hma: altura media de la antena, Hma = Ho + Ha – Hmt .

La Hma es la altura mínima a tomar en consideración para el cálculo, una vez instalada será la altura del centro de radiación sobre la altura media del terreno ( Hmt ). Como la Hp se obtiene de la hoja de datos de la antena y la Hma normalmente suele especificarse desde la autoridad de aplicación, la variable de ajuste es la altura del mástil: Hm = Ha – Hp/2. Una vez que se han formalizado todos los parámetros del punto de emisión, se recurre a la predicción de los valores mínimos de intensidad de campo eléctrico en el terreno por medio de las curvas F(50,90) del método Longley-Rice. Cada punto de las curvas nos da un valor de intensidad de campo ( E 0) para una ERP de 1 kW (0 dBk). Por lo tanto, para obtener la intensidad de campo eléctrico prevista ( E p) a una distancia D, tomamos el valor que nos indica la curva y realizamos la siguiente conversión: E p [dBμV/m]  E 0[dBμV/m]  ERP[dBk] (2) O su equivalente: E p [dBμV/m]  E0 [dBμV/m]  Ptx [dBk]  Ga[dB]

(3)

Si la estación digital corresponde a un prestador que ya está brindando servicio analógico, un objetivo es replicar el área de cobertura de la estación analógica, aunque no es el único ni el más importante ya que intervienen otros factores como las emisoras de baja potencia, la mayor cantidad de emisoras, la convivencia entre canales analógicos y digitales en zonas de cobertura superpuestas o contiguas para iguales o distintas frecuencias, la interferencia entre distintos servicios, el desvanecimiento por trayectos múltiples, el efecto Doppler, el ruido impulsivo, el ruido electromagnético, etc. Las curvas F(50,90) dan resultados aceptables dentro del área de 15 km, cuando se considera un terreno relativamente llano y no hay interferencias de otras estaciones ni efectos de rebote de la señal. Si no se presentan estas condiciones es conveniente recurrir a métodos más precisos, como el de Okumura-Hata, especialmente apto para grandes centros urbanos, o el de la Recomendación P.1546 de la ITU. 22

“Sistemas de Televisión ” – Ing. Carlos G. Liendo


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Masaharu Hata realizó en 1980 una formulación empírica del modelo gráfico que Yoshihisa Okumura había confeccionado hacia 1968 en Japón, en base a un gran número de mediciones en las bandas de UHF y SHF. Hata presentó la atenuación en el ámbito urbano como una fórmula estándar, brindando además ecuaciones de corrección para aplicarla en otras situaciones. La expresión principal del tipo L = A + B × log d , en su forma desarrollada es la siguiente: Lurbana



69,55  26,16  log f



13,82  log Hma  a (Hr)  (44,9  6,55  log Hma )  log d

(4)

Donde: Lurbana : atenuación en área urbana en dB, f : frecuencia en MHz (150 ≤ f ≤ 1500), d : distancia entre transmisor y receptor en km (1 ≤ d ≤ 20), Hma: altura media de la antena tra nsmisora en metros (30 ≤ Hma ≤ 200), Hr : altura de la antena receptora en metros (1 ≤ Hr ≤ 10), a( Hr ): factor de corrección en dB.

41

El factor de corrección para ciudades pequeñas y medias será: a( Hr )  (1,1 log f



0, 7)  Hr  (1,56 log f



0,8)

(5)

El factor de corrección para grandes ciudades en la banda de UHF es: a( Hr )



3, 2(log11, 75  Hr) 2  4, 97

(6)

En los casos de áreas suburbanas y zonas rurales la atenuación de propagación tiene las siguientes formas: 2

f   L suburbana  Lurbana  2   log   5, 4 28   Lrural



Lurbana



4,78  (log f )

2



(7)

18,33 log f  40,94

(8)

El método desarrollado por la ITU-R en la Recomendación P.1546 ofrece resultados muy similares a los del método Okumura-Hata. Se trata de un conjunto de curvas de propagación que representan los valores de intensidad de campo para una ERP de 1 kW, a diversas frecuencias nominales y en función de distintos parámetros. Algunas curvas se corresponden a trayectos terrestres y otras a trayectos marítimos. Las curvas se basan en datos obtenidos mediante mediciones y se refieren principalmente a las condiciones climáticas habituales en zonas templadas en las que existen mares fríos y mares cálidos. Las curvas de los trayectos terrestres se prepararon con datos obtenidos sobre todo en zonas de clima templado, como es el caso en Europa y América del Norte. Las curvas de los trayectos marítimos se prepararon con datos obtenidos sobre todo en zonas del Mediterráneo y del Mar del Norte. Aunque las intensidades de campo se pueden leer directamente en las curvas presentadas en la Recomendación, en la práctica se utilizan aplicaciones informáticas que se valen de las intensidades de campo tabuladas por la ITU. 4.7 Categorías y alcances de las estaciones de transmisión digital En Junio de 2011, a través del Decreto 835, se dictaron para nuestro país los lineamientos técnicos generales para las estaciones digitales de televisión. En dicha norma, con el fin de definir categorías para la radiodifusión de servicios de comunicación audiovisual a través de la TVD terrestre en línea al estándar ISDB-Tb, se definieron los niveles de campo correspondientes a los límites de área primaria y de localidad principal, en los siguientes valores: Ing.Ricardo ROMITELLI

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Tabla 9 · Niveles de intensidad de campo según área de cobertura Área Área Primaria de Servicio Área de localidad principal

Intensidad de campo [dBµV/m] 48 68

A fines de asignar servicios de características equivalentes a un mismo transmisor, se definieron además las categorías presentadas en la Tabla 10, tomando como referencia la recomendación ITU-R P.1546. Tabla 10 · Definición de los parámetros de las categorías Categoría A B C D E F G H I J K

Radio de Área Primaria de Servicio [km] 92,4 70,6 57,9 51,1 42,7 34,4 28,7 23,2 17,4 12,6 11,1

Radio de Área de localidad principal [km] 50,2 33,8 27,2 23,6 19,0 14,5 11,9 10,0 7,0 4,3 3,7

ERP Máxima [kW] 200 100 50 20 10 5 2 1 0,5 0,2 0,1

El decreto indica que el área de cobertura contemplada puede alcanzarse a través de una estación de transmisión única, la cual transmitirá una señal de ERP máxima según la Tabla 10; o por medio de una SFN. En éste último caso se indica que la combinación de las coberturas de las estaciones contempladas debe cumplir con los valores de alcance asignados. La transmisión en SFN permite mejorar sensiblemente la cobertura en cuanto a la homogeneidad de niveles de intensidad de campo, y además permite transmitir con valores de ERP menores en cada estación, disminuyendo así localmente los valores de radiaciones no ionizantes. Como señalamos anteriormente, la Comisión Temática de Radiodifusión del MerCoSur está cotejando los diversos criterios técnicos regionales. Todavía no hay acuerdo regional unificado en cuanto al valor de intensidad de campo del contorno protegido, aunque en nuestro país se adoptó en agosto de 2013 el valor de 48 dBµV/m. 4.8 Relaciones de protección La relación de protección es una magnitud que suele utilizarse para la planificación de los servicios de televisión y de radiodifusión de sonido, así como para la asignación de frecuencias a las estaciones de estos servicios. En las estaciones de televisión existentes, el área de cobertura de un transmisor está limitada más por la interferencia desde otros transmisores que por la intensidad de campo útil de la señal, que suele estar sobre estimada. Generalmente se define como el valor mínimo admisible de la relación entre las potencias de la señal deseada y de la señal interferente a la entrada del receptor, necesaria para obtener la calidad de servicio requerida. La Comisión Temática de Radiodifusión del MerCoSur acordó en noviembre de 2011 los valores para las relaciones de protección en canales de televisión digital indicados en la Tabla 11. Ing.Ricardo ROMITELLI

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42


Tabla 11 · Relaciones de protección (MerCoSur) Canal interferente N-1 (adyacente inferior) N (co-canal) N+1 (adyacente superior)

Analógico/Analógico -6 +28 -12

Relación D/U [dB] (canal deseado = N) Digital/Analógico Analógico/Digital -11 -26 +34 +7 -11 -26

Digital/Digital -24 +21 -24

La interferencia desde canales digitales a canales analógicos puede ser tratada en forma simple, mientras que la situación inversa depende mayormente de los niveles residuales de las portadoras de imagen y sonido. La interferencia co-canal desde un transmisor analógico puede reducirse con la no emisión de información en el espectro OFDM que coincide con las posiciones de las 43 portadoras analógicas de imagen y sonido. Si se dejan sin uso dos sub-portadoras en esas posiciones, la relación de protección necesaria para resguardar la señal digital puede fijarse en un valor menor ya que la potencia pico de la señal de modulación es 16 dB menor que la de la portadora de imagen. Sin embargo, la introducción de estos vacíos espectrales acarreará una pérdida en la capacidad del canal. 4.9 Suma de los campos recibidos en una SFN En el área de servicio de una red de monofrecuencia habrá zonas con cobertura de dos o más transmisores que forman parte de la red. En dichas áreas superpuestas las potencias recibidas se suman dando un campo mayor que el de un único transmisor, dando lugar al concepto de ganancia de red que describimos anteriormente (Figura 10). En algunos casos se logran hasta 9 dB de ganancia, lo que es equivalente a aumentar la potencia de un transmisor en ese valor, o disminuirla en comparación a una MFN. Los transmisores principales de la red pueden funcionar con una potencia más baja y la distribución de la intensidad de campo es más homogénea, dando lugar al concepto de “potencias distribuidas” . Se introduce así, en una SFN, cierto nivel de redundancia en las fuentes, aumentando la disponibilidad de servicio, especialmente para recepción portable y móvil. Ya describimos que la intensidad de campo de un solo transmisor tiene variaciones estadísticas debido a la presencia de obstáculos en la trayectoria de propagación. Esta variación se puede reducir con la presencia de varios transmisores, situados en diversas ubicaciones, de manera que cuando una fuente “se oscurece”, otras puede n estar disponibles. La ganancia de red para una zona particular de evaluación no puede ser generalizada como válida para toda el área de cobertura de la SFN. Deben realizarse cuidadosas estimaciones en el diseño de la red. Consideremos los dos gráficos siguientes, donde están representados los niveles de intensidad de campo individuales de dos transmisores separados por una cierta distancia. En la Figura 25, ambos transmisores tienen una altura media de antena de 37,5 metros y están separados por 40 km. En el caso de la Figura 26, la antena del transmisor de la izquierda tiene también una altura media de 37,5 metros, pero la de la derecha tiene una Hma de 1200, estando los transmisores separados por 140 km. En ambos casos las intensidades de campo se igualan a una distancia de 20 km del transmisor de la izquierda, es decir que en ese punto la ganancia de red es máxima.


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44 Figura 25 - Situación simétrica23

Si en el caso “simétrico” de la Figura 25 se disminuye la potencia para aprovechar el valor máximo de ganancia de red, el nivel mínimo de intensidad de campo de referencia estará disponible en cualquiera de los puntos intermedios entre los transmisores.

Figura 26 - Situación asimétrica24

En cambio, puede observarse para el caso asimétrico de la Figura 26 que el nivel mínimo de intensidad de campo de referencia no estará disponible en todos los puntos intermedios, si se reduce la potencia analizando la ganancia de red en el punto en que es máxima, por lo que este criterio no debe aplicarse como regla general. Para predecir la cobertura de la red, es necesario estimar los valores medios y las desviaciones estándar de la intensidad de campo buscada y la no deseada en una gran cantidad de puntos de prueba, y con estos valores calcular el porcentaje de localizaciones con servicio dentro del área. La intensidad de campo no deseada será una combinación de la auto-interferencia de la propia SFN y de la interferencia provocada por otras redes. Los métodos de suma de potencias son numérico-estadísticos o aproximaciones analíticas. En cualquier caso es necesario una gran potencia computacional para calcular los numerosos puntos de cobertura (o de interferencia, según sea el caso). Los métodos numéricos son en general más precisos aunque requieren de mayor tiempo de procesamiento. Dos tipos de éstos métodos son la 23 24

“Guide on SFN Frequency Planning and Network Implementation ” – EBU Ídem


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integración numérica y la simulación Monte Carlo. Entre las aproximaciones analíticas tenemos el método de suma de potencias y el método log-normal. 4.10 Escenario de implantación de una SFN Una red de monofrecuencia puede ser modelada a través t ravés de la siguiente ecuación: n

s (t ) 

 h (t )  x(t )  z(t )

(9)

i

i 1

Donde  denota convolución, x(t ) es la señal OFDM transmitida, hi(t ) es la respuesta al impulso 45 del canal del transmisor i, y z (t ) es el ruido r uido Gaussiano blanco aditivo (AWGN). (AWGN). La respuesta al impulso del canal puede ser definida como: M

hi (t ) 

 h ,  (t   , ) i l

i l

(10)

l 1

Donde las ganancias de cada trayecto de la señal, { hi,l ; l = = 1, 2, …, M }, }, son procesos Rayleigh independientes e idénticamente distribuidos. A partir de las ecuaciones anteriores y recapitulando, se observa que la red de frecuencia única debe lidiar con dos tipos de retrasos: el primero debido a las reflexiones en obstáculos naturales y el segundo debido a las señales transmitidas por otras estaciones transmisoras de la red. Estos retrasos pueden causar una interferencia inter-simbólica, que es generalmente administrada por el uso del intervalo de protección y estimación del canal. Como en la mayoría de los modelos de sistemas de transmisión vía aire, la SFN debe lidiar con dos tipos de desvanecimiento: el rápido o fast fading y el lento o shadowing . Esas degradaciones de la señal, generalmente, son modeladas en términos de funciones determinísticas describiendo las pérdidas en función de la distancia y localización de los receptores. El desvanecimiento lento es modelado en función de los grandes obstáculos naturales de terreno y el desvanecimiento rápido es modelado por el esparcimiento de la señal en las vecindades del receptor. Otros importantes parámetros son la posición y el direccionamiento de las antenas, la potencia efectiva irradiada y las características del terreno. En principio se estima que las ubicaciones donde serían instalados los puntos de estaciones retransmisoras en SFN serían los puntos ya existentes para el sistema analógico. La infraestructura deberá ser reutilizada para disminuir los costos de implantación. Un parámetro importante a ser llevado en consideración es la distancia entre los puntos de estaciones retransmisoras. Eso afecta directamente la ganancia de diversidad de la red SFN, una vez que no se tiene un número elevado de estaciones transmisoras en la red. Trabajándose con las potencias establecidas en el plan de distribución de canales digital, las áreas de cobertura de la red de retransmisión no se sobrepondrían y no se tendría una ganancia en diversidad de estaciones transmisoras. Si una segunda o tercera señal de un transmisor de la red llega debajo del nivel de relación señal directa/interferencia de +21 dB, esas señales no podrán ser consideradas interferencias. En ese caso específico las estaciones transmisoras podrían operar sin sincronismo en un primer momento. El aumento del número de estaciones transmisoras de la red llevará a una mayor homogeneidad de la señal dentro del área de cobertura. De ese modo, una recepción móvil se dará en mejores condiciones evitándose en parte la conmutación del canal ( handover ) que sería un otro problema para la recepción móvil de TV de banda ancha. Sin embargo, cuando el servicio móvil entre en operación, el sincronismo será fundamental para permitir el uso de diversidad espacial. espacial.


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5- Sincronización de Redes de Frecuencia Única 5.1 Sincronización en tiempo y frecuencia La mayoría de los teledifusores digitales utilizan una red de distribución primaria para suministrar el flujo de transporte desde los estudios de televisión y los centros de reproducción hacia los lugares remotos de re-multiplexación y hacia las plantas transmisoras. Comúnmente, las redes primarias más utilizadas son las tramas de microondas que emplean multiplexado PDH y/o SDH, los radioenlaces digitales de microondas, los sistemas satelitales y los vínculos por fibra óptica. Para todos los tipos de redes de distribución, es necesario un cuidadoso control de temporización para minimizar la cantidad de oscilación temporal ( jitter ) asociada al flujo de transporte. La distribución vía satélite es económicamente más apropiada para redes de 46 monofrecuencia con muchos transmisores de alta potencia y con grandes distancias entre transmisores de programación nacional, nacional, tal como ocurre en nuestro país. Para que una SFN trabaje correctamente cada transmisor debe emitir el mismo bit de información, en el mismo momento y en el mismo canal. Esto impone tres restricciones de sincronización en las redes de monofrecuencia y se necesita de un diseño cuidadoso para asegurar que el sistema las descubra simultáneamente. En la Figura 27 se muestra un ejemplo de esquema de distribución para dos transmisores SFN con sincronización incluida. Tx 1 Adaptador de red (Rx)

Fuente MPEG

Red de distribución

10 MHz

1 pps

GPS

Adaptador de red (Rx)

1 pps

GPS

Demodulador COFDM

Tx 2

Inserción de marca de tiempo 10 MHz

Rx

Sincronización

TS

Adaptador de red (Tx)

Modulador COFDM

Modulador COFDM

Decodificador MPEG

Sincronización

10 MHz

Monitor TV

1 pps

GPS

Figura 27 - Ejemplo de sincronización de dos transmisores en SFN25

La sincronización temporal requiere la distribución de una señal estable externa de temporización a todos los moduladores COFDM (y/o transmisores) de la red. Este pulso debe tener al menos una precisión de ±1 µs. Los codificadores MPEG y los multiplexores pueden también necesitar acceder a esta referencia de tiempo, que generalmente se obtiene a partir de la señal TTL de 1 pulso por segundo (PPS) que brindan los receptores GPS. A partir de estos mismos dispositivos de posicionamiento, se utiliza la referencia de 10 MHz (50 Ω de impedancia) para la sincronización en frecuencia de los moduladores COFDM y del equipamiento MPEG.

25

“ Implementation of Broadcaster ” – DiBEG y “Understanding Digital Terrestrial Broadcasting ” – Seamus O'Leary


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5.2 Mecanismo de transporte MPEG El flujo MPEG lleva datos que han sido divididos en paquetes de transporte, cada uno de ellos con una cabecera y una carga útil ( payload ). ). Una vez que las señales de audio y video han sido comprimidas, forman el flujo elemental (ES, Elementary Stream) que a su vez es dividido en paquetes (PES, Packetized ES ) de longitud variable, cuya carga consiste en una única trama de audio o video, y cuya cabecera incluye información de temporización que le indica al decodificador el momento en que debe actuar sobre dicha trama. Luego, durante el proceso de codificación, los PES son divididos en paquetes de transporte de longitud fija (188 bytes), los cuales son multiplexados con contenidos similares provenientes de otros servicios, originando el flujo de transporte (TS, Transport Stream). Cada uno de los paquetes del TS, ya sea que contenga audio, video o datos, es identificado por un número (PID, 47 Packet Identifier ), ), el cual le facilita al decodificador la operación de clasificación de los paquetes del flujo de transporte.

Figura 28 - Creación del flujo de transporte (TS)26

La temporización del TS está basada en el clock de de 27 MHz del codificador. Para asegurar una correcta sincronización durante el proceso de decodificación, el codificador inserta una marca de tiempo (PCR, Program Clock Reference) en el flujo de transporte t ransporte para cada programa. programa. Normalmente, las tramas de video comprimido son transmitidas sin orden cronológico, por lo que se recurre a dos marcas de tiempo en la cabecera del PES, denominadas DTS ( Decoding Time Stamp) y PTS ( Presentation Time Stamp) que serán utilizadas por el decodificador. El DTS indica cuando una trama debe ser decodificada y el PTS cuando debe ser mostrada. Cuando llega un TS a la entrada del decodificador MPEG, este mira el byte de sincronización cuyo valor siempre es igual a 0x47 y que se ubican en el principio de la cabecera de cada paquete de longitud fija. Estos dos factores juntos, el valor constante 0x47 y la separación constante de 188 bytes, son utilizados para la sincronización. Si aparece un byte cuyo valor es 0x47, el decodificador examina el valor de los bytes ubicados en las posiciones 188 veces anterior y 188 veces posterior, en busca de otro byte de sincronización. Si esto ocurre, se confirma entonces que estamos ante la presencia de un byte de sincronización, si ncronización, en caso contrario, se tratará simplemente de un dato de ese valor sin relación alguna con la temporización del flujo de transporte.

26

JDSU “ MPEG-2 Reference Guide to Digital Video Technology, Testing, and Monitoring ” – JDSU


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5.3 Mecanismo de transporte ISDB-T En ISDB-T, las diversas programaciones se deben multiplexar y re-multiplexar en un único flujo de transporte (TS) con un tamaño de 204 bytes y una tasa binaria constante de 32,5079 Mbps. A este flujo de transporte de radiodifusión se lo denomina BTS ( Broadcast Transport Stream). Para sincronizar todas las capas entre el sistema de generación de material de teledifusión y la modulación, el flujo de transporte MPEG de 188 bytes es multiplexado y re-multiplexado. En la salida del re-multiplexor aparece el BTS de 204 bytes con una tasa constante igual a cuatro veces la tasa de muestreo de la operación IFFT, es decir (ver Tabla 1), 4 × 512/63 = 32,5079 MHz. Además de los diferentes paquetes TSP de cada capa jerárquica, se insertan TSP nulos para mantener la tasa binaria del BTS constante, independientemente de los parámetros de modulación y de la codificación del canal. Los TSP están dispuestos de manera sincronizada 48 para garantizar la transmisión jerárquica del flujo de transporte y para minimizar la cantidad de procesamiento en el receptor. La señal BTS que se observa en el siguiente esquema, está estructurada en una trama múltiplex donde la longitud y cantidad de los paquetes TSP dependen de los modos de transmisión y del intervalo de guarda. 204 bytes

0x47

188 bytes

8 bytes

8 bytes

TS

ISDB-T Info

Reed Solomon (opcional)

Sync byte

TSP A

TSP B

TSP Nulo

IIP

Trama múltiplex

Figura 29 - Trama múltiplex de la señal BTS27

Los 8 bytes del campo “ISDB -T Info” proveen la siguiente información: indicador de la capa jerárquica, contador de TSP, cabecera de cuadro e información auxiliar, entre otros. Los 8 bytes restantes permiten incorporar, de manera opcional, un bloque de paridad Reed Solomon (204,196,4), también denominado outer code, que permite la corrección de hasta 4 bytes erróneos en cada TSP. Adicionalmente, el estándar ISDB-T b especifica el uso de un canal especial denominado TMCC (Transmission Multiplexing Configuration Control ), que transporta la información auxiliar necesaria para el correcto funcionamiento del receptor, ya que incluye los parámetros de configuración de la red. A nivel del BTS, esta información se incorpora dentro de un TSP especial denominado IIP ( ISDB-T b Information Packet ), el cual es transmitido solo una vez en cada trama multiplex. El IIP tiene dos descriptores, el MCCI ( Modulation Control Configuration Information ) y el NSI ( Network Synchronization Information). El MCCI configura los parámetros de modulación y codificación de canal, tales como la cantidad de muestras IFFT, el intervalo de guarda, el esquema de modulación, la velocidad de codificación, la cantidad de segmentos, etc. El NSI es utilizado en la sincronización de la SFN, ya que en ahí se inserta la marca de tempo (STC, 27

“ Re-Multiplexing ISDB-T BTS Into DVB TS for SFN ” – Cristiano Akamine y otros.


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Synchronization Time Stamp ),

el tiempo de retardo máximo, información de control de equipamiento, identificación de equipamiento, etc. 5.4 Esquemas de sincronización para SFN Para implementar una red de monofrecuencia deben seguirse cuidadosamente requerimientos relativos a la frecuencia de transmisión, la frecuencia de muestreo en la transformación de Fourier inversa y la forma de onda de la señal OFDM. Para prevenir las interferencias entre portadoras dentro del área de servicio SFN, las variaciones en la frecuencia de transmisión de cada onda de radiodifusión deben ser inferiores a 1 Hz. Para implementar una red SFN por medio de señales OFDM generadas por diferentes clocks de muestreo IFFT, como cuando se utilizan múltiples moduladores OFDM, todos los clocks de 49 frecuencia de muestreo IFFT deben ser idénticos. Si una de las frecuencias difiere de la otra, la diferencia afecta el período del símbolo OFDM, que es la velocidad del símbolo. Como consecuencia de ello, un símbolo se desplaza fuera de la longitud del intervalo de guarda, causando interferencia entre símbolos (ISI). Conviene que la frecuencia de cada portadora ubicada en los bordes superior e inferior de la banda de frecuencia no varíe más de 1 Hz, como resultado de variaciones en el muestreo de frecuencia. Cuando se utilizan múltiples moduladores OFDM, la salida de la forma de onda de la señal OFDM debe ser la misma en todas las estaciones SFN. Se recomienda adoptar un tiempo de transmisión tal que la diferencia del tiempo de retardo dentro del área de servicio sea menor que el intervalo de guarda. Para transmitir la señal de radiodifusión de televisión digital terrestre en el enlace entre el estudio y la estación de transmisión, pueden tomarse varios puntos de interfaz donde su puede establecer la sincronización, según se observa en la siguiente figura:

Figura 30 - Puntos de interfaz para sincronización 28

Como vimos anteriormente, TS representa el flujo de transporte de acuerdo con el sistema MPEG, en tanto que BTS representa el flujo de transporte de radiodifusión que tiene la construcción del cuadro múltiplex. En cuanto a los esquemas de sincronización, para los puntos de interfaz I/F (1) e I/F (2) la frecuencia de muestreo IFFT debería sincronizarse entre el estudio y la estación transmisora o entre las estaciones de teledifusión.

28

“Transmission System For Digital Terrestrial Television Broadcasting ” – ARIB Standard


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Tabla 12 · Puntos de interfaz y esquema de sincronización Método de transmisión Transmisión por microondas

Punto de interfaz

Señal de interfaz

RF Señal OFDM

I/F (2)

I/F (1)

Observación

Innecesaria

I/F (3)

Enlace estudio a transmisor o enlace transmisor a transmisor

Sincronización

BTS

TS

Solo sincronización de RF Sincronización esclava Conversión de sincronización Sincronización completa Sincronización de referencia Sincronización esclava Conversión de sincronización Sincronización de referencia

Necesidad de equipo para cuasi-sincronización Retomar clock Uso de GPS

Conversión de sincronización a través de equipo re-multiplexor Uso de GPS

A partir de la Tabla 12 podemos describir los siguientes métodos de sincronización:  Sincronización completa : los clocks del estudio y de todas las estaciones de radiodifusión de la red se sincronizan a través de alguno de los clocks de modulador de cualquiera de las estaciones, el cual funcionará como clock de referencia de la red. Sin embargo, conviene que se establezca un enlace específico para transmitir dicha referencia, en adición al enlace de transmisión de la señal de radiodifusión TS.  Sincronización esclava: el clock del modulador, en cada estación transmisora se sincroniza con el clock del multiplexor o del re-multiplexor en el estudio de la emisora.  Sincronización de referencia: este método sincroniza el estudio y todas las estaciones radiodifusoras a través de una señal de sincronización externa a la red de radiodifusión digital terrestre, generalmente se utiliza un dispositivo receptor GPS.  Conversión de sincronización o cuasi-sincronización: este método consiste en grabar temporalmente en un buffer de entrada, la señal TS recibida desde la estación anterior o desde el estudio y emitirla de manera asíncrona hacia la estación siguiente, con el agregado de un paquete TSP nulo específico. Sin embargo, como en el sistema de televisión digital terrestre se pueden transmitir hasta tres capas jerárquicas, como una única capa de radiodifusión, es necesario un dispositivo de conversión de sincronización en cada capa. Como la señal OFDM puede ser alterada, a través de la adición o eliminación de paquetes nulos, este método no es apropiado para operación en SFN. En síntesis, cuando la red opera en frecuencia única conviene utilizar como sincronización el método de RF por microondas en el punto I/F (3), la sincronización esclava de la interfaz I/F (2) y la sincronización de referencia. La construcción de redes se puede hacer combinando múltiples métodos de sincronización entre los cuatro tipos de métodos mostrados en las siguientes tablas. Por lo tanto, conviene seleccionar un método apropiado de sincronización de acuerdo con las condiciones de cada red. En los


Ing. Ariel TOIA

50


esquemas de ejemplo, el símbolo esclavo.

representa al clock maestro, mientras que

es el clock

Tabla 13 · Ejemplo de interfaz usando I/F (2)29 Sistema de sincronización Formato de la señal

Sincronización esclava

Sincronización de referencia

BTS de 204 bytes

BTS de 204 bytes

Ejemplo de construcción de red

51

Frecuencia RF

La diferencia de frecuencia entre cada estación debe estar en el orden de 1 Hz. Reproducción de la sincronización de la señal de enlace a partir del estudio o de la estación Clock de muestreo próxima. En el caso de conexión en cascada, de la IFFT conviene tener cuidado con el jitter generado en la señal de sincronismo. Trama Se añade información adicional en la cabecera multiplex de la trama OFDM. Ajuste del tiempo de transmisión para agregar Tiempo de un retardo fijo en caso que el retardo del transmisión sistema sea constante. N F S n e n ói c a ci l p A

1 Hz en cada estación de radiodifusión. El clock sincronizado con GPS debe usarse en el estudio y en cada estación teledifusora. Se añade información adicional en la cabecera de la trama OFDM. El retardo relativo del segundo pulso suministrado por el GPS se usa para ajuste de tiempo de transmisión.

Tabla 14 · Ejemplo de interfaz usando I/F (3) y método de repetición de señal de transmisión 30 Sistema de sincronización Formato de la señal

Interfaz OFDM-FI

Método de transmisión en cadena de señales de radiodifusión

Señal OFDM

Señal OFDM

Ejemplo de construcción de red

N

Frecuencia RF F S n e

La desviación entre cada estación debe estar en el orden de 1 Hz.

n ói c a ci l p A

29 30

Ajuste del tiempo de transmisión para agregar Tiempo de un retardo fijo en caso que el retardo del transmisión sistema sea constante.

La diferencia de frecuencia debe estar dentro de 1 Hz en cada estación transmisora usando una señal local común tanto para el transmisor como para el receptor de la estación repetidora. El ajuste de retardo es imposible cuando se recibe una onda de señal. Considerar la relación entre la distancia entre estaciones y el intervalo de guarda para evitar interferencias.

“Transmission System For Digital Terrestrial Television Broadcasting ” – ARIB Standard Ídem


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5.5 Sincronización del canal Para demodular correctamente la señal, los receptores tienen que tomar la muestra durante el período útil del símbolo OFDM, no durante el intervalo de guarda. Convenientemente, debe establecerse con precisión una ventana de tiempo en el instante en que cada símbolo OFDM llega a la antena receptora. Las sub-portadoras piloto repartidas regularmente dentro de la trama OFDM en el canal de transmisión, se utilizan como marcadores de sincronización ( Figura 31). Esta es una de las características básicas de la modulación COFDM que le dan fortaleza al canal.

52

Figura 31 - Marcadores de sincronización31

En una SFN, la señal proveniente de cada transmisor que integra la red llega a la antena del receptor con una dispersión temporal, con características dadas por el canal de transmisión recorrido por la señal. Consideremos por ejemplo la señal resultante como combinación de tres transmisores. En la Figura 32(a), las tres señales llegan con amplitudes semejantes y el retardo entre ellos es nulo o muy pequeño, originando la situación conocida como “eco de 0 dB y retardo nulo”. Otra característica en ese punto es que la relación señal -ruido es pequeña.

Figura 32 - Localizaciones importantes para el análisis de una SFN32

En la Figura 32( b), se tiene una condición en que dos señales llegan a la antena receptora con retardo nulo y con potencia relativa de 0 dB y, el tercero, llega atrasado en relación con las otras 31

“The Magics of Terrestrial Digital TV ” – Gerard Faria “ Planificación de la expansión del servicio de retransmisión de TV digital en Brasil usando redes SFN ” – Rangel Arthur y otros 32


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dos señales. En el último caso, Figura 32(c), la señal más potente es la del transmisor A seguido por otras dos señales con retardos diferentes. Las regiones del mundo, que están utilizando redes SFN para patrones OFDM, están adoptando el modo de transmisión 3 (8K) para que los retardos de señales no sobrepasen los intervalos de protección del sistema. Una configuración típica de periodo de guarda 1/8, usando el modo 3, genera un intervalo de 126 µs. Como el período de guarda es mayor que el mayor retardo de las señales de las varias estaciones transmisoras que llegan al receptor, éste podrá combinarlos constructivamente. Las técnicas de estimación de canal deberán ser suficientes para compensar los retardos descriptos y ecualizar ecos con ese orden de dispersión temporal. 5.6 Sincronización de receptores en SFN

53

Como detallamos anteriormente, las señales arriban al receptor por diversos trayectos y con retardos diferentes de tiempo, lo que puede provocar una degradación en la recepción por la interferencia inter-simbólica. El estándar ISDB-T b aprovecha las características de la modulación OFDM para combinar constructivamente estas señales. La extensión de tiempo en donde se lleva a cabo la demodulación OFDM, esto es la ventana FFT, se posiciona de tal manera que la ISI resulta mínima. Recordemos (Figura 14) que el intervalo de guarda es una réplica de la parte final del símbolo original que se inserta al principio del símbolo, cuya duración en consecuencia se ve incrementada por la duración de dicho período de guarda, es decir T S = T U + T G. La duración de la ventana FFT durante la cual es evaluado el símbolo, se mantiene igual al período útil del símbolo (T U). El hecho de que la ventana sea menor que la duración del símbolo T S permite que la ventana tome diferentes posiciones para la evaluación del símbolo, tal como se observa en el ejemplo de la Figura 33, donde las tres posiciones posibles incluyen muestras de un único símbolo. La elección por parte del sistema de la posición de la ventana FFT requiere de la aplicación de algunas de las estrategias que veremos más adelante.

Figura 33 - Tres posiciones posibles para la ventana FFT 33

La sincronización de un receptor OFDM se realiza en dos etapas: inicial y secundaria. En la sincronización inicial, el receptor se alinea con la duración del símbolo; en la sincronización secundaria el receptor ubica la ventana FFT para demodular la señal. La sincronización inicial normalmente se hace correlacionando muestras de la señal to madas con una separación temporal igual a T U. Cuando la forma de onda se repite, tal como lo muestra la Figura 34, la salida del correlador excede cierto valor umbral. A partir de allí, el receptor puede detectar el comienzo de un nuevo período de símbolo. En un ambiente real con presencia de señales de trayectoria múltiple, el receptor encuentra una multiplicidad de ecos que complican la tarea de la sincronización secundaria. En consecuencia, encontrar la mejor posición para la ventana FFT requiere el uso de una estrategia que optimice el rendimiento del receptor.

33

“OFDM receivers” – Roland Brugger, David Hemingway


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Trabajo Final de Especialidad Símbolo completo (T S)

T G T U

T U

Correlación Umbral

54 Muestra en curso

Figura 34 - Sincronización inicial del receptor 34

En una SFN, todos los transmisores de la red utilizan la misma frecuencia, por lo que el receptor recibe un número de señales directas y un número de ecos dispersos en el tiempo. La diferencia en tiempo entre las señales directas y los ecos llega a ser importante en el cálculo computacional de la cobertura de una red de SFN. Para los cálculos de cobertura es necesario incluir un modelo que describa el funcionamiento de la sincronización en los receptores. Como la especificación ISDB-T no ha detallado ninguna técnica relativa al posicionamiento de la ventana FFT, son los fabricantes quienes eligen las soluciones que creen convenientes a tal fin y, por lo tanto, el software de cálculo de cobertura debe contemplar las diversas estrategias posibles. Hay cinco estrategias diferentes comúnmente utilizadas en la etapa secundaria de la sincronización del receptor: sincronización a partir de la señal más fuerte; a partir de la señal más fuerte que supere cierto nivel umbral; a partir de una ventana que se abra al promedio de tiempo de llegada de los ecos (“centro de gravedad”); sincronización c uasi óptima; y al mejor nivel de C/I. Cuatro de ellas son relativamente simples, mientras que la quinta es una estrategia idealmente óptima. La estrategia empleada por un receptor determina, dentro de la respuesta impulsiva de la señal recibida en el dominio del tiempo, cuál pico utilizar para la sincronización, y donde colocar la ventana en relación a dicho pico. La sincronización de la ventana FFT tiene una importancia particular para recepción portátil y móvil, donde el receptor necesita ser capaz de sincronizar la señal en un ámbito rápidamente cambiante. Un enfoque natural para el posicionamiento de la ventana es sincronizarla en relación a la señal más fuerte. Tomemos como ejemplo una configuración con cuatro señales a la entrada del receptor. En la Figura 35 se observa una posible función de respuesta del canal del ejemplo, donde los picos representan un instante de tiempo característico de las señales, tal como el comienzo del símbolo n. En este caso, la más fuerte es la señal 3, y será ella la utilizada como referencia para el posicionamiento de la ventana FFT. Como las contribuciones relevantes de las demás señales pueden estar adelantadas o retrasadas con respecto a la referencia, es razonable colocar el centro de la ventana FFT en el centro del símbolo n de la señal 3.

34

“OFDM receivers” – Roland Brugger, David Hemingway, Philips Ltd.


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55 Figura 35 - Respuesta al impulso del canal35

En la Figura 36 vemos entonces como la ventana está sincronizada con el centro del símbolo n de la señal 3. Tanto la señal 3 como la 4 contribuyen completamente a la evaluación del símbolo, mientras que la ventana FFT se superpone hacia el símbolo n+1 en las señales 1 y 2, lo que provocará una cierta cantidad de interferencia inter-simbólica.

Figura 36 - Sincronización por la señal más fuerte (señal 3)36

Una estrategia más sofisticada de sincronización, basada en este mismo caso de elección de la señal más fuerte, es la de probar cuál es la mejor ubicación de la ventana dentro de la duración del símbolo, en lugar de adoptar la posición central. En el ejemplo, sería ventajoso mover la ventana un poquito hacia atrás en el tiempo, para evitar la ISI provocada por la señal 2 y reducir la de la señal 1. La segunda estrategia a considerar para la sincronización secundaria, es aquella que toma como referencia a la primera señal que sobrepasa un nivel mínimo de umbral. Siguiendo con el mismo ejemplo utilizado para el caso anterior, puede observarse en la Figura 35 el nivel umbral en la línea de puntos horizontal. La señal 2 es la primera en superar el umbral y será en consecuencia la que activará la ventana FFT. Si el umbral se elige razonablemente, puede esperarse que no haya señales significantes que precedan a la señal activadora, y es lógico alinear el final de la ventana FFT con el final del símbolo n de la señal 2, tal como se observa en la siguiente figura.

35 36

“OFDM receivers” – Roland Brugger, David Hemingway Ídem


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56 Figura 37 - Sincronización con la primera señal por encima del umbral (señal 2) 37

Con esta estrategia de sincronización, las señales 2, 3 y 4 contribuyen completamente en forma constructiva, mientras que la señal 1 agrega una cierta cantidad de ISI. La elección del valor umbral es una cuestión propia de esta estrategia de sincronización. Puede elegirse a partir de la potencia correspondiente a la mínima intensidad de campo o, más pragmáticamente, a partir de un valor, por caso igual a 6 a 10 dB por debajo de la señal más fuerte. Pasando ahora al tercer caso, lo que se busca es que la ventana se posicione en el instante de tiempo promedio de llegada de los ecos ( t c). En ese momento, el receptor calcula el “centro de gravedad” del espectro de la respuesta al impulso y centra a la ventana FFT en ese punto:

 p t i i

t c 

i

 pi

(11)

i

En la expresión, pi y t i son respectivamente, la potencia y el instante en el tiempo de la señal i de la respuesta al impulso. Siguiendo con el ejemplo de cuatro señales, el “centro de gravedad” está representado por la línea de puntos vertical de la Figura 35. En la Figura 38 vemos la posición de la ventana donde las señales 2 y 3 contribuyen constructivamente, mientras que las señales 1 y 4 muestran una pequeña cantidad de interferencia inter-simbólica con el símbolo n+1 en el caso de la señal 1 y con el símbolo n-1 para la señal 4. El método del “centro de gravedad” responde bien a los pre -ecos y a las señales demoradas de amplitud similar, ya que no fija la ventana a una señal en particular sino que toma en cuenta el comportamiento promedio de la respuesta al impulso del canal de transmisión. Por otro lado, puede consentir ISI en algunos casos donde otras estrategias no lo hacen.

37



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57 Figura 38 - Sincronización al “centro de gravedad” 38

La estrategia cuasi-óptima es una extensión del segundo de los métodos descriptos. La primera señal de la respuesta al impulso que sobrepasa un nivel mínimo de umbral es tomada como referencia para el posicionamiento de la ventana FFT. Luego se sigue el procedimiento del siguiente diagrama de flujo: Ventana FFT alineada al principio del símbolo de la primera señal por encima del valor umbral

¿Es la relación C/I buena para demodular?

Si

Ventana FFT alineada al principio del símbolo de esa señal

No

¿Hay alguna otra señal por encima del umbral?

No

Ventana FFT alineada al principio del símbolo de la señal que da la mayor relación C/I

Si Ventana FFT alineada con la próxima señal que exceda el valor umbral

Finalmente, queda la estrategia de la búsqueda de la relación C/I máxima. Mientras que las estrategias anteriores ofrecen un método para encontrar rápidamente una buena posición de la ventana FFT, esta técnica busca la posición óptima donde la C/I efectiva sea máxima. Esta posición, sin embargo, no puede encontrarse fácilmente y absorbe además mucho tiempo de cálculo, por lo que normalmente se elige una de las cuatro primeras estrategias o una combinación de ellas.

38



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6- Ventajas e inconvenientes en el uso de una SFN 6.1 Límites teóricos de una red de monofrecuencia Para que un sistema de televisión digital configurado en red de frecuencia única funcione correctamente, necesita minimizar los niveles de interferencia entre las sub-portadoras OFDM. Así, como se describió anteriormente, las sub-portadoras deben ser ortogonales, seleccionándose las frecuencias de tal manera que la separación entre canales adyacentes sea igual a la inversa de la duración del símbolo. El intervalo de guarda y el modo de transmisión determinan el retardo máximo que un receptor o terminal puede manejar para percibir correctamente las componentes de trayectorias múltiples de 58 la señal. La Tabla 15 resume los retardos máximos permitidos con sus respectivas distancias máximas para cada modo de transmisión, asumiendo que la señal de radio se propaga a la velocidad de la luz. Tabla 15 · Retardos [µs] / Distancias [km] máximas permitidas ISDB-T (6 MHz) 1/4 Intervalo 1/8 de 1/16 Guarda 1/32

Modo 1 (2k) Modo 2 (4k) Modo 3 (8k) 63 / 18,9 126 / 37,8 252 / 75,6 31,5 / 9,45 63 / 18,9 126 / 37,8 15,75 / 4,73 31,5 / 9,45 63 / 18,9 7,875 / 2,36 15,75 / 4,73 31,5 / 9,45

Mientras que la distancia entre transmisores sea menor que los márgenes seguros, la diferencia de los retardos entre las señales originadas desde diferentes sitios nunca excederá el valor permitido a menos que se haga presente una señal propagada por trayectos múltiples.

Figura 39 - Terminal dentro del área SFN39

Por otro lado, cuando el terminal se desplaza fuera del área SFN original y recibe señales suficientemente fuertes desde los transmisores de la red, no surgen problemas mientras se presente la situación de la Figura 40, donde el terminal esté ubicado de manera tal que los retardos desde los sitios de transmisión ( Delay 1, Delay 2) están siempre dentro de los límites seguros. La situación cambia si la distancia entre los sitios de transmisión excede el valor teórico permitido. Por ejemplo, el intervalo de guarda de 1/4 en el modo 3 da un margen de 252 µs para el retardo de propagación seguro. Asumiendo que la señal se propaga a la velocidad de la luz, el límite para transmisión en SFN es 300000 km/s × 252 µs, lo que da unos 75 km de distancia máxima entre los sitios. Si cualquier combinación geográfica de las localizaciones de los sitios 39

“SFN Gain Simulations in Non-Interfered and I nterfered SFN Network ” – Jyrki T.J. Penttinen


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usando la misma frecuencia excede esta distancia, comenzará a producirse interferencias en aquellos puntos donde la diferencia de las señales que llegan al receptor sea mayor a 252 µs.

59

Figura 40 - Terminales dentro de los márgenes de recepción seguros 40

Si el nivel de interferencia es mayor al piso de ruido, y no se logra el valor mínimo de relación portadora a interferencia ( C / N ) requerido en situación no-interferente para el modo de transmisión respectivo, la señal en ese punto específico estará interferida y la recepción sufrirá errores de trama que afectará el flujo continuo de contenidos. Para lograr una correcta recepción, la interferencia adicional incrementa el nivel requerido de potencia de recepción de portadora de C / N a C /( N + I ). La Figura 41 muestra que si la diferencia Deff entre las señales que llegan desde los sitios de transmisión es mayor a la distancia segura permitida en una SFN sobredimensionada, el sitio actúa de manera interferente. Aunque si los niveles de portadora sobre interferencia y ruido del TX2 cumplen con los requerimientos mínimos de C / N , la transmisión será igualmente útil.

Figura 41 - Diferencia entre señales mayor al margen permitido 41

Aún si los niveles de C /( N + I ) son menores al moverse el terminal de un sitio a otro, la situación no es necesariamente crítica en tanto la distancia efectiva Deff de las señales pueda estar dentro de los límites SFN, por ejemplo en el medio de dos sitios de transmisión, a pesar que la distancia desde los demás sea mayor al máximo permitido. En otras palabras, el sitio otrora interferente puede no ser considerado como interferencia en el punto respectivo al contribuir en la ganancia de red produciendo una portadora adicional C 2. Este fenómeno puede observarse en la práctica cuando la interferencia SFN tiende a acumularse principalmente en los bordes externos de la red. 40 41

“SFN Gain Simulations in Non-Interfered and I nterfered SFN Network ” – Jyrki T.J. Penttinen Ídem


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La Figura 42 muestra el principio de interferencia relativa que aumenta cuando el terminal se mueve fuera del centro de la red SFN.

60

Figura 42 - Interferencia cuando la ubicación del TX1 está fuera del límite SFN42

Cuando el terminal se mueve fuera de la red, la diferencia relativa entre la portadora y la señal interferente disminuye y es así inevitable que la relación C /( N + I ) en algún punto logre no ser suficiente para la recepción correcta de la portadora, aunque el nivel de C / N sin la presencia de la señal interferente sea aún lo suficientemente alta. La cuestión esencial es entonces, donde se encuentran los puntos críticos con menor valor C /( N + I ) con respecto al requerimiento original para C / N , y donde la interferencia se transforma en activa como en el caso en donde Deff es mayor al margen de seguridad (Figura 41). Consideremos el siguiente ejemplo: la distancia entre dos sitios pude ser de 70 km, la cual es mayor que la DSFN de casi todas las combinaciones de parámetros de ISDB-T (Tabla 15). Para el modo de transmisión 3 y período de guarda de 1/8 de duración de símbolo, la distancia segura para DSFN es de casi 38 km, la cual es claramente menor a la separación propuesta en el ejemplo. La ERP radiada en cada sitio es de 60 dBm. Podemos ahora calcular el nivel de potencia recibida en el área teóricamente abierta aplicando la expresión de pérdida en espacio libre, donde f representa la frecuencia en MHz y d la distancia en km: (12) L  20 log f  20 log d  32, 44 La Figura 43 muestra el nivel de portadora (o interferencia) del TX1 ubicado en el kilómetro cero y el nivel de portadora (o interferencia) del TX2 ubicado a 70 km, con DSFN de 38 km. La interferencia está incluida en aquellos puntos donde Deff es mayor a DSFN. Si Deff es menor a DSFN, el respectivo nivel de potencia útil recibida se muestra tomando en cuenta la ganancia SFN de los dos sitios sumando los valores absolutos de los niveles de potencia: Ctot



2

C1

2

 C 2

(13)

Como muestra la Figura 43, el TX1 actúa como portadora y TX2 como interferencia desde 0 a 18 km, debido a que Deff > DSFN. Así y todo, la portadora de TX1 es dominante dentro de esta área para proveer una relación C /( N + I ) suficientemente alta para recepción satisfactoria de una señal DQPSK con CR 1/2 cuyo nivel mínimo de C / N es de 6,2 dB. El segmento que va de los 16 km a los 54 km está libre de interferencia, ya que Deff < DSFN, y el receptor aprovecha la ganancia de red de las portadoras combinadas de TX1 y TX2. 42



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Figura 43 - C /(N +I ) combinada para dos transmisores separados por 70km43

A partir de los 54 km el TX1 comienza a actuar como interferente, pero este efecto es cada vez más atenuado por la lejanía al TX1, y entonces la relación C /( N + I ) es lo suficientemente buena para la recepción satisfactoria desde TX2 de la señal DQPSK propuesta, aún dentro del área que va de los 80 a 100 km. Si se eligiesen otros parámetros de transmisión (DQPSK con CR 7/8 o QAM), el nivel de interferencia SFN sería lo suficientemente alto como para afectar la recepción en aquellos puntos de quiebre donde Deff hace que la señal actúe como interferencia en lugar de portadora. Como se observa en el ejemplo, el nivel de interferencia cobra mayor importancia cuando el terminal está ubicado en el borde de la red, o cuando se mueve hacia dicho límite si se trata de un receptor móvil. Es por esto que el área de cobertura hacia el borde de la red es menor, y dependiendo de los parámetros de modulación, podría haber bloqueos entre los sitios de transmisión. La Tabla 16 muestra los valores típicos de relación C / N requerida para diferentes esquemas de modulación. Tabla 16 · Parámetros de transmisión y relación C /N requerida Esquema de modulación DQPSK 16QAM 64QAM

1/2 6,2 dB 11,5 dB 16,5 dB

Código Convolucional Interno 2/3 3/4 5/6 7,7 dB 8,7 dB 9,6 dB 13,5 dB 14,6 dB 15,6 dB 18,7 dB 20,1 dB 21,3 dB

7/8 10,4 dB 16,2 dB 22,0 dB

6.2 Errores de frecuencia Como fue descripto anteriormente, la protección ante trayectos múltiples del sistema ISDB-T está basada principalmente en su esquema de modulación. El intervalo de guarda previene la interferencia entre símbolos y las reflexiones que sean menores a su duración. Como las múltiples sub-portadoras permanecen constantes en el transcurso de la duración del símbolo, las reflexiones que sean más cortas al intervalo de guarda aparecerán principalmente como errores de respuesta de frecuencia. Las sub-portadoras piloto que están insertas en los símbolos (Figura 43



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31) hacen que el receptor estime y corrija la respuesta en frecuencia. Si los retardos desde los diferentes transmisores son mayores al período de guarda, el sistema sufrirá entonces ISI. La separación entre portadoras brinda protección contra el desplazamiento Doppler inducido por la ISI. Mientras el desplazamiento Doppler sea chico en comparación a la separación entre portadoras, la señal será bastante inmune a este tipo de ISI. El intervalo de guarda, el período de símbolo y la cantidad de sub-portadoras varían con el modo de transmisión, y consecuentemente variarán los requerimientos para un sistema SFN. El rendimiento de recepción puede mejorarse potencialmente con la inclusión de un ecualizador en el receptor, lo que además facilita la recepción en redes de monofrecuencia que operan en los modos que utilizan períodos de guarda cortos. Cualquier desvío de frecuencia entre transmisores será visto como desplazamiento Doppler de la señal recibida. La cantidad de desplazamiento Doppler que puede ser manejada depende del 62 intervalo de guarda y, si está presente, del ecualizador utilizado, pero en general los transmisores necesitan estar sincronizados con una diferencia máxima de 1 Hz entre sí. La solución práctica para este requerimiento rígido es el uso de un receptor GPS que además de la referencia en frecuencia, otorga la referencia temporal. Asumiendo que los transmisores operan adecuadamente sin errores significativos de frecuencia, no hay razón para suponer que una SFN debería tener más desplazamiento Doppler que en un sistema tradicional. Errores de datos Idealmente los distintos transmisores emitirán exactamente la misma señal. La manera más simple de lograr esto es distribuyendo la señal RF existente. Lo cual ocurre efectivamente cuando se utilizan repetidores on-channel o gap-fillers. Si no se usan repetidores, cada transmisor individual debe realizar una modulación idéntica. Si las señales individualmente moduladas no son iguales, el receptor no podrá trabajar. Este problema no se encuentra en sistemas tradicionales sujetos a trayectorias múltiples, es exclusivo de las redes de monofrecuencia. El enlace desde el estudio hacia los transmisores no puede introducir demasiados errores. En la práctica los errores de este enlace son despreciables y no deberían causar ningún problema. Sin embargo, si el enlace introduce demasiados errores, la única solución es corregir el problema. Un simple error de un bit en la fuente de información puede crear una señal de RF significativamente diferente. Los distintos transmisores tienen diferentes filtros de alta potencia y sistemas de antenas, lo que provoca diferentes niveles de distorsión lineal. Afortunadamente, esto no es un problema ya que cualquier diferencia en la distorsión lineal entre varios amplificadores no será un inconveniente tan importante que el receptor no pueda manejar. En consecuencia, no hay necesidad de utilizar amplificadores idénticos en un sistema SFN. Errores temporales y retardos Para que una SFN opere correctamente, el desvío temporal debe estar dentro del intervalo de guarda. La diferencia de tiempo entre las señales que provienen de dos transmisores distintos dependen de dos factores: el desvío de tiempo entre los transmisores, y la posición relativa del receptor en relación a los transmisores. Si el retardo es mayor al que puede manejar el receptor, habrá problemas. Similarmente, si el receptor ya observa una señal retardada de un transmisor al que se suma un segundo o tercer transmisor que introduce un pequeño retardo extra, el terminal puede potencialmente colocarse fuera de su margen de trabajo. Para modelar la diferencia de tiempo entre señales que provienen de dos transmisores, recordemos primero la definición de hipérbola como el lugar geométrico de los puntos de un Ing.Ricardo ROMITELLI

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plano, donde la diferencia positiva entre las distancias de cada uno de esos puntos (P) a un par de puntos fijos llamados focos (F y F’) es igual a una constante:

63

Figura 44 - Hipérbola44

A partir de la definición y de la Figura 44, tenemos: distancia(P, F)  distancia(P,F')  constante

(14)

Es decir: ( x  c)2  y 2

( x  c)2 



y

2

 2a

(15)

Operando con la expresión (15), se llega a la forma canónica de la ecuación de la hipérbola: x a

2 2

y 

c

2

2



a

2



1

(16)

Consideremos ahora la siguiente identidad trigonométrica hiperbólica: cosh 2 (t ) senh 2 (t ) 1 

(17)



Comparando término a término las expresiones (16) y (17), se deducen las siguientes igualdades: cosh(t ) 

x a

y

y

senh(t )  c

2



a

2

(18)

Resultando:   x  a cosh(t )  2 2 senh( )   y c a t  

(19)

Asumamos ahora que dos transmisores están ubicados en los puntos F y F’ de la Figura 44, en las coordenadas (± c,0), esto es, separados una distancia 2 c kilómetros, en un escenario donde la velocidad de propagación es v ≈ 3×108 m/s, es decir la velocidad de la luz. Si un receptor se ubica sobre la curva parametrizada por la expresión (19), verá una diferencia constante entre las 44

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distancias a los transmisores igual a 2 a. En síntesis, la curva descripta por (20) es una hipérbola con foco en los dos transmisores, tal como se observa en la Figura 45. x a

2 2

y

 c

2

2

 a2

1 

 x  a cosh(t )  2 2  y  c  a senh(t )

   t  

(20)

64

Figura 45 - Líneas de retardo constante45

Como 0 < a < c, la diferencia de distancia máxima es igual a 2 c y el retardo máximo será 2c/0,3 µs (c en km). Si las señales que alimentan a los dos transmisores tienen una diferencia temporal de τ µs, el retardo máximo será igual a 2 c/0,3 + τ µs. La máxima diferencia de retardos ocurre a lo largo de la línea que pasa a través de los dos transmisores ( a = c en la Figura 45). Debe advertirse que el retardo artificial introducido en un sistema SFN está limitado y determinado por la distancia entre los transmisores y el retardo adicional. El retardo máximo siempre estará detrás de uno o ambos transmisores, lo cual difiere al caso usual de trayectos múltiples en dos vías, ya que dicho retardo máximo tiene un límite en una SFN. En situaciones convencionales de trayectos múltiples todos los objetos que podrían provocar un retardo idéntico se situarían en una elipse con transmisor y receptor en los focos, y no en una hipérbola con los transmisores en los focos. Nótese además que el perfil de retardo SFN no depende ni de los patrones de radiación de la antena ni de las características del terreno (exceptuando claro, reflexiones en montañas y edificaciones). La importancia de los retardos en una SFN depende de la relación de intensidades entre las señales. Esto puede calcularse asumiendo que las antenas son omnidireccionales y que la atenuación de la señal depende de la distancia elevada a cierta potencia α (constante de propagación). Así, la potencia de la señal recibida desde un transmisor será: P RX



P TX 

r

(21)

Este es un análisis simplificado si se lo compara con los modelos de propagación tradicionales como el de Longley-Rice, pero es suficientemente válido a los fines del presente estudio. Si

45

“Single Frequency Networks in DTV ” – Anders Mattsson


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consideramos que la relación entre las señales que llegan desde los dos transmisores de la Figura 45 es constante, tenemos que: P RX 1 P RX 2

Si α = 2:



 

p

2

 



( x  c) 2  y 2



( x  c)



2



y

2

( x  c) 2  y 2 ( x  c) 2  y 2



p



(22)

(23)

2

 1  p 2  4 p2 2 2 y c  x  c 2  2 2 p p 1 (1 )    

y:

65 (24)

La expresión (24) corresponde a la ecuación de un círculo con centro en ( c(1+ p2/1 – p2),0) y radio igual a c(2 p/1 – p2), tal como se observa en la Figura 46. La forma circular no depende de la constante de atenuación α, aunque la relación efectiva entre las señales si lo haga. Cuanto mayor sea la atenuación α, mayor será la relación entre señales para un círculo dado.

Figura 46 - Círculos de relación de señal constante e hipérbolas de iguales retardos 46

En realidad, las curvas de relación constante de señal dependerán de la propagación real y los patrones de radiación de las antenas y podrían ser ligeramente diferentes a círculos. El punto importante es que las curvas son habitualmente diferentes a las curvas de retardos constantes. No es posible generalmente lograr que áreas con una relación de señales fija tengan un retardo constante. Más aún, si la distancia entre los dos transmisores omnidireccionales es suficiente para provocar un retardo mayor al que el receptor pueda manejar, aparecerá una zona detrás del transmisor donde la recepción es imposible, tal como se observa en la Figura 47. Si el receptor puede manejar 40 µs de retardo, esta distancia será de unos 12 km y para 250 µs la distancia será 75 km.

46



Ing. Ariel TOIA


66

Figura 47 - Regiones de sombra por la separación entre transmisores 47

Cambiando el retardo entre los dos transmisores puede moverse esta “zona muerta”. Aún si los transmisores están cerca, un retardo suficientemente largo en uno de los transmisores generará una “zona muerta”. Es simple aproximar que tan lejos detrás de los transmisores la relación entre señales se hace muy pequeña. Asumiendo que la distancia entre transmisores es 2 c y la distancia al transmisor más cercano es r , con un nivel aceptable de relación de señales de A dB, entonces:  2c  r     10 r   A



r

2c 

A

1010



10

(25)

(26)

1

Por ejemplo, tomando dos transmisores con antenas omnidireccionales y con potencias de emisión equivalentes, separados por 12 km, α = 3 y con una relación de señales aceptable de 15 dB. Entonces a 5,5 km directamente detrás del segundo transmisor, la relación de señales será menor a 15 dB. Esto es una distancia bastante corta, pero nótese que la distancia se incrementa con la separación entre transmisores. La suposición de que la atenuación es la misma para los dos transmisores probablemente es un poco pesimista. En realidad, el transmisor más cercano es propenso a tener ligeramente una “mejor” propagación. 6.3 Separación de transmisores Este es probablemente el tópico más importante en la operación de una SFN y depende de las propiedades de la señal OFDM ante trayectos múltiples y, si está presente, de las características del ecualizador. Para el análisis se asume una vez más que la distancia entre dos transmisores es 2c kilómetros, y que la señal se atenúa con la distancia elevada a la constante de propagación. Situando el receptor en el punto intermedio entre los transmisores y moviéndolo hacia uno de ellos uno distancia qc, donde – 1 < q < 1, la relación entre las dos señales (en dB) será: 



 c(1  q)   1 q   10log   10 log    ε S 2 [dB] c q q (1 ) 1       S 1

47

(27)



Ing. Ariel TOIA


Si el receptor trabaja cuando la segunda señal está por debajo en ε dB, entonces se cumplirá lo siguiente: ε ε

1010



1 q

10 

1 q

10

q

1

ε

1010

(28)

1

La diferencia de distancia entre las señales desde los dos transmisores es 2 qc, lo que corresponde a una diferencia temporal igual a 2 qc/v, siendo v ≈ 3×105 km/s. Si el receptor puede manejar una diferencia temporal γ, puede calcularse la distancia en función de ε y γ: ε

γ[s ]



2qc 5

3 10



c

10

2

10 5

3 10



1



1

ε

1010



67 (29)

ε

En µs:

γ[μs]

c

2 1010 0,3



1



1

ε

1010

(30)

ε

1010



Despejando:

c 

γ[μs]  0,15 



1



1

ε

1010



(31)

La separación máxima entre transmisores será entonces: ε

d[km]



2c  γ[μs]  0, 3 

10

10

1010



Ec. retardo



1



1

ε

(32)

Factor de corrección

Si ε = 15 dB, α = 3 y γ = 40 µs, entonces c = 11,5 km. Por lo tanto, la distancia máxima entre transmisores será de 23 km, cerca del doble de la distancia que puede predecirse usando γ[µs]×0,3. Nótese que debido a que las áreas de interferencia constante (círculos) y retardos constantes (hipérbolas) son diferentes, la ecuación (32) provee un límite superior. Para garantizar que no aparezcan excesivos problemas por trayectos múltiples, la separación entre los dos transmisores no debe superar γ [µs]×0,3, tal como lo muestra la Figura 47. Pero este criterio es muy pesimista ya que ignora la propagación de la señal. 6.4 Requerimiento de potencia de una SFN En la práctica, un sistema operando en red de frecuencia única requerirá menos potencia total transmitida que un sistema tradicional de transmisor único. Para analizar esta situación, asumamos nuevamente que la potencia es atenuada por r α, que la mínima intensidad de señal requerida es β , y que el área de cobertura es circular de radio R. Agrupando en la constante k todas las pérdidas por conexiones, cables, etc., la potencia transmitida necesaria por una antena será: P1





k  R

(33)

Esto asume que el receptor debe tener una cierta señal mínima en el borde del área de cobertura ( A). Si esta área es dividida en N pequeñas celdas, cada una de ellas aproximadamente circulares, el radio de cada celda es R/√ N , y entonces: Ing.Ricardo ROMITELLI

Ing. Ariel TOIA


A  2πR

  N 2π  

2

2

  N 

R

(34)

La potencia de cada transmisor será: P N

  k   



  N 

R

(35)

Como la distancia más corta al transmisor más cercano en caso de un sistema en SFN será menor, la potencia necesaria transmitida también será menor. La potencia transmitida total para todos los N transmisores en una SFN será: PSFN

  kN   

68 (36)



  N 

R

Esto asume que las pérdidas en cables, la ganancia de las antenas, etc. son las mismas en un sistema de transmisor único y en una SFN, y que queremos la misma intensidad de señal en el borde del área de cobertura. La relación entre las potencias totales en los dos sistemas será entonces: 

P1 PSFN





 R

 N   



  N 

R



N 2 N



 N

2

1

(37)

Para el caso de propagación en espacio libre α = 2, por lo tanto N α/2 – 1 = 1 y la potencia total será la misma. Si ocurriera que α < 2, entonces N α/2 – 1 < 1, y la potencia total transmitida por la SFN sería mayor que la del sistema de transmisor único, lo cual es un caso imposible. En realidad la señal tiende a atenuarse más que lo que sugiere la propagación en espacio libre, por lo que α > 2, y entonces N α/2 – 1 > 1. En consecuencia, la potencia total en un sistema operando en SFN es menor que para un sistema de transmisor único. Mientras más rápidamente se atenúe la señal, más ventajosa se vuelve una SFN. Si α = 3 y N = 10, el sistema de transmisor único requerirá una cantidad 3 veces ( √ ) mayor de potencia. En la práctica, probablemente pueda ahorrarse más potencia. Por ejemplo, podrían existir áreas que no están en el campo visual del transmisor, lo que requeriría un incremento significativo en la salida de potencia para poder alcanzarlas. Sin embargo, un nuevo transmisor ubicado en el lugar daría como resultado un requerimiento sustancialmente menor de potencia. 6.5 Interferencia en una SFN Para dos transmisores interferentes, la relación Señal a Interferencia ( S / I ) dependerá de las características de propagación de la señal y de la distancia, de acurdo a la siguiente expresión: S I



 R     R 

(38)

i

s

Donde R s es la distancia al transmisor, Ri es la distancia al interferente y α es la constante de propagación. Nuevamente se han hecho algunas simplificaciones: se asume que la atenuación de las señales es la misma y que la influencia del terreno es insignificante. Se asume además que los dos transmisores tienen la misma potencia de salida. Como lo que se busca es una comparación general, estas simplificaciones no afectan las conclusiones que se desprenden del cálculo y pueden ajustarse fácilmente los resultados para diferentes patrones de antenas y potencias de salida. Ing.Ricardo ROMITELLI

Ing. Ariel TOIA


Denominamos ahora c R a aquella distancia donde se cumple una relación S/I mínima para recepción. Así, para este sistema particular, Ri = c R R s en aquellos puntos donde la S/I está justo en dicho umbral mínimo de recepción. Consideremos que estamos en el caso de un sistema tradicional de dos transmisores separados por una distancia R, los cuales pertenecen a redes distintas pero emiten en el mismo canal interfiriéndose entre sí. La cobertura limitada por interferencia estará dada por: c R R1



R  R1

R1



R 

c R

1

(39)

Esto se ilustra en la parte superior de la Figura 48:

69

Figura 48 - Interferencia en una SFN48

La parte inferior de la Figura 48 muestra lo que ocurre cuando los dos transmisores son remplazados por cinco transmisores en una configuración en red de monofrecuencia. Entonces: c R R1

R3 R2





4 R1

R1

5 

5c R



4

(40)

5

Si c R es mayor que 1, lo cual ocurre siempre, se alcanza una relación de interferencia menor en los límites de la cobertura. Además se incrementa la cobertura limitada por interferencia. A modo de ejemplo práctico, si asumimos la postura conservadora de que la señal se atenúa con el cuadrado de la distancia ( α = 2), y la relación S / I original es igual a 15 dB, tenemos que: 2

 R  1,5 2 10   i   c R  R s 



cR  5, 6

(41)

Si se utiliza un sistema en SFN de 5 transmisores, la relación S / I en el límite de la cobertura será: 2

 R  2 2 10log  3   10log  5c  4   10log  24   27 dB  R2 

(42)

R

El resultado de la expresión (42) muestra una mejora de 12 dB de la SFN con respecto al sistema tradicional. En este ejemplo se supuso que los transmisores en SFN estaban en línea separados 48



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equidistantemente, lo cual no es una consideración realista. En la práctica, los transmisores se disponen sobre la superficie del área de cobertura, tal como se observa en la Figura 49. En este caso el radio alrededor de cada transmisor será aproximadamente igual a √ N , siendo N la cantidad de transmisores de la red. En este caso las distancias R2 y R3 tomarán los siguientes valores: R2



R1 N

;

R3



R1 (1  c R )  2 R1 

R1 N

(43)

Ahora la nueva S / I en dB será:   R1 (1  c R )  2R1   R3   10 log    10 log  R1   R2   N 

S I

SFN



  N   10 log   

R1



N  c R  1  1 

70 (44)

Trabajado en dB, relacionamos ahora c R a la S / I del sistema de transmisor único: S I 1



10log c R

(45)



S I 1

Despejando c R:

c R



1010

(46)

Remplazando (46) en (44) tenemos: S I SFN

    10 log  

 I S    10   1   1 N 10        1

(47)

Utilizando los mismos valores anteriores, es decir S / I 1 = 15 dB, α = 2 y N = 5, la S / I de la SFN será:   1,5    20log  5 10 2  1  1  21 dB I SFN     S

(48)

El incremento de la S / I en este caso más realista es de 7 dB. En realidad, con una solución como la que muestra la Figura 49, pueden observarse más mejoras debido a dos efectos. Primero, los transmisores en SFN no necesitan estar colocados uniformemente sobre el área. Ubicando un transmisor donde exista un problema conocido de interferencia, se logran mejoras potencialmente significativas por el uso de una menor cantidad de transmisores. En segundo lugar, en los sistemas SFN prácticos generalmente se utilizan antenas de alturas más reducidas en relación a los sistemas tradicionales. A menor altura de antena, mayor es la constante de propagación α, resultando una menor interferencia.


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71 Figura 49 - Reúso más cercano ofrecido por una SFN49

Las normas regulatorias obligan a los operadores de teledifusión a ser responsables de mantener la potencia radiada fuera del área de servicio asignada por debajo de los límites de protección. Dentro del área correspondiente, cada operador puede seguir la estrategia de transmisión que crea más conveniente, obviamente manteniendo los niveles de intensidad de campo dentro de valores seguros. El uso de una SFN permite ajustar precisamente el área de radiación, minimizando al mismo tiempo la interferencia, con la consecuente ventaja de una mayor reutilización de los canales existentes. Esto puede incrementar el número de estaciones de difusión para un determinado mercado, provocando una competencia mayor así como nuevas oportunidades de negocios para los desarrolladores e inversores del ámbito de las telecomunicaciones. 6.6 Auto-interferencia en las redes de monofrecuencia La mayor extensión del área de cobertura de una red de frecuencia única hace más eficiente el espectro que puede ser utilizado. Sin embargo, las áreas extensas implican una gran cantidad de estaciones de baja potencia o una gran distancia de separación entre transmisores de alta potencia. En el primer caso hay que asumir mayores costos en la implementación de la red, mientras que en el segundo caso los tiempos de arribo de las señales desde los diferentes transmisores a un punto de recepción en particular pueden diferir más allá del período de guarda, provocando auto-interferencia. Las condiciones finales para la existencia de auto-interferencia dependen de la relación entre las contribuciones de las señales buscadas frente a las no buscadas (representada por el cociente C / I ), así como también de las propiedades del receptor. Para visualizar las diferentes situaciones que pueden aparecer en un ejemplo simple, recurrimos a una red de referencia que consiste en un arreglo hexagonal de siete transmisores, seis en cada vértice más uno en el centro, tal como se observa en la Figura 50. Se considera que todos los transmisores están ubicados en un plano, sin involucrar condiciones topográficas. Todos los transmisores irradian una potencia de 100 kW por medio de antenas omnidireccionales. Las antenas están montadas a una altura de 100 m por encima del piso y los transmisores están completamente sincronizados, es decir que las diferencias temporales entre ellos son nulas. La red de referencia utilizada es sumamente simétrica, cualquier par de transmisores tiene la misma separación mutua d .

49



Ing. Ariel TOIA

Trabajo Final de Especialidad 2

3

d

7

1

6

d

4

5

Figura 50 - Red de referencia de 7 transmisores

Para determinar cuál punto del plano tiene servicio y cuál no, se utiliza nuevamente el modelo de propagación simplificado que supone que cada transmisor puede proveer, en el punto de recepción, una intensidad de campo sin desvanecimiento si existe una línea directa de conexión entre la antena y el receptor. En síntesis, la intensidad de campo se atenúa con la distancia elevada a la constante de propagación. Las señales que llegan a un determinado punto del plano pueden clasificarse, de acuerdo a sus tiempos de arribo, como contribuciones buscadas o no buscadas. Las propiedades de recepción de los diferentes puntos del plano determinaran zonas con cobertura, sin cobertura e interferidas, según los siguientes criterios: Zona con cobertura Zona interferida Zona sin cobertura

F total > F mín F total > F mín F total ≤ F mín

C / I > F P C / I ≤ F P C / I arbitraria

Donde F total indica el nivel de intensidad de campo total, C es la señal buscada, I representa la señal no deseada, F mín es la intensidad de campo mínima y F P es la relación de protección. Para este ejemplo específico vamos a considerar que F mín = 58 dB, F P = 20 dB, el intervalo de guarda es T G = 252 µs, la duración de la ventana de evaluación es T W = 1000 µs, y la distancia crítica máxima para evitar auto-interferencia entre dos transmisores es d crít = 75,6 km. Los gráficos de la Figura 51 ilustran la variación del área de cobertura en función de la distancia de separación entre los transmisores. Si los lados del hexágono tienen una longitud de 60 km, dos transmisores ubicados en vértices opuestos estarán separados por 120 km, que es una distancia significativamente mayor que d crít. Sin embargo, no habrá auto-interferencia dentro del hexágono, es decir en la zona considerada como área de cobertura primaria de la red de referencia. Fuera de esta región la red no proveerá más servicio, ya que cualquier cobertura es destruida por efecto de la auto-interferencia. Para los dos primeros casos de la Figura 51, d = 60 y d = 70 km, como la separación entre cualquier par de trasmisores es menor a d crít, habrá al menos dos transmisores que contribuirán completamente a la señal buscada en cualquier punto dentro del hexágono. La contribución interferente de los demás transmisores no alcanza niveles críticos dentro del área primaria de cobertura y en zonas cercanas a los bordes del hexágono. Cuando nos alejamos de los límites del hexágono, las componentes interferentes comienzan a dominar debido a las características de propagación de las ondas.


Ing. Ariel TOIA

72


73

Figura 51 - Auto-interferencia en función de la separación ( d ) entre transmisores50

Si consideramos los dos últimos ejemplos de la Figura 51, donde la distancia de separación es de 80 y 90 km respectivamente, aparecen perturbaciones por interferencia dentro del hexágono, que solo pueden ser salvadas con la inclusión de nuevos transmisores. Estos ejemplos muestran claramente que los parámetros del sistema y los parámetros de la red deben ser armonizados cuidadosamente para obtener una cobertura uniforme libre de interferencia. Los casos donde d es menor a d crít cumplen con esta demanda, mientras que las otras situaciones no son aceptables. En la práctica no hay redes reales que tengan una simetría hexagonal en cuanto a la localización de sus transmisores, además ni la altura de las antenas ni sus diagramas de radiación son iguales en todos los sitios. Por el contrario, en la mayoría de los casos cada transmisor tiene sus propias características distintivas no compartidas con los demás. A diferencia de la red de referencia planteada, el tratamiento de las redes reales debe incorporar las características topográficas del área de servicio de la manera más precisa posible, implicando una gran cantidad de esfuerzo en el desarrollo de un modelo de propagación fiable para la predicción de cobertura. Las condiciones topográficas usualmente suponen mayores costos en términos de implementación de la red, principalmente en lo relativo a la cantidad de transmisores utilizados y 50

“ Frequency Assignment and Network Planning for Digital Terrestrial Broadcasting Systems ” – Roland Beutler


Ing. Ariel TOIA


a la potencia radiada. Por otro lado, a menudo la topografía ayuda la implementación de redes extensas cuyas dimensiones son mucho mayores que la distancia crítica derivada del intervalo de guarda. La existencia de valles y montañas asegura muchas veces que las diferentes áreas geográficas de servicio estén desacopladas entre sí. 6.7 Patrones de antenas de transmisión Los patrones de radiación de las antenas de transmisión son importantes y pueden ser usados para minimizar áreas desfavorables por la presencia de señales con trayectos múltiples. El estudio clave es que si uno de dos transmisores idénticos reduce o incrementa su potencia de salida, entonces el área entre los dos donde la relación entre las señales se mantiene dentro de un determinado valor de ± x dB decrecerá, así como también se moverá hacia el transmisor con 74 menor potencia. Para ejemplificar lo anterior con valores numéricos, asumamos que dos transmisores tienen la misma potencia de salida y antenas omnidireccionales, la distancia entre ellos es 2c y α = 3. Entonces, la región donde la relación entre las señales ( S 1/S 2) está dentro de los ±15 dB, ocurre a una distancia de 0,519 c de cada transmisor (Figura 52). Es decir, si un transmisor está ubicado en el punto – c y el otro en el punto + c, la relación entre las señales estará dentro los ±15 dB en el intervalo – 0,5c a 0,5c, cerca del 50% de la distancia entre los transmisores. Si la señal del segundo transmisor fuese 30 dB más débil, este intervalo iría de 0,5 c a 0,95c o 25% de la distancia de separación, tal como se aprecia también en la gráfica de la Figura 52.

Figura 52 - Relación S1/S2 con un transmisor en –1 y otro en +151

Esto también se cumple si los transmisores que están alejados del centro del área de cobertura utilizan antenas direccionales con, por ejemplo, una relación front-to-back de 30 dB. En tal caso, el área donde las señales están fuera del intervalo de guarda decrece, lo que permite una mayor separación entre transmisores. Nótese que el retardo entre los transmisores debe corregirse de manera tal que el retardo cero entre las señales recibidas ocurra en áreas donde las dos señales sean de igual magnitud, lo cual se indica en las líneas de trazos de la Figura 53.

51



Ing. Ariel TOIA


Figura 53 - Áreas de retardo cero entre señales para antenas omnidireccionales y direccionales 52

Es probable que sea mejor para retardar las señales en los dos transmisores externos por efectos 75 de propagación, si se usan antenas direccionales como se muestra en la parte inferior de la Figura 53. Este esquema puede eliminar la “zona muerta” descripta anteriormente para el caso de dos antenas (Figura 47), con el costo de una menor intensidad de campo en la región intermedia entre las antenas. La incorporación de un tercer transmisor entre los dos, como en la Figura 53, puede resolver este problema, pudiéndose expandir dicha solución para otras situaciones de redes con mayor cantidad de transmisores. 6.8 Retransmisores o gap-fillers Si existen brechas en el área de servicio, como las que pueden encontrarse en valles profundos, túneles, locaciones subterráneas o dentro de edificaciones, la capacidad de ISDB-T de operar con señales de trayectos múltiples posibilita que estas sombras ( gaps) sean cubiertas de un modo muy eficiente gracias a los gap-fillers. También es posible extender el área de servicio por medio de dichos retransmisores sin costo adicional para la distribución primaria y los moduladores, tal como se observa en la Figura 56.

Gap-filler

Zona sin cobertura

Figura 54 - Uso de gap-filler para salvar sombra de cobertura53

El principio de funcionamiento es el que sigue: fuera de la sombra o de la zona sin cobertura, se capta la señal ISDB-T por medio de una antena direccional. Luego de un proceso de filtrado y amplificación, la señal es retransmitida (en la misma frecuencia) hacia el interior de la zona sin cobertura. La precondición más importante para la implementación de un retransmisor es que exista una aislación suficiente para anular el acoplamiento entre las antenas receptora y transmisora. Con este fin el equipo de procesado utiliza un cancelador de ecos. Para evitar oscilaciones, la ganancia del gap-filler deberá ser menor que la realimentación.

52 53

“Single Frequency Networks in DTV ” – Anders Mattsson “ Los gap-fillers y la SFN ” – Luiz Rodrigo Openheimer


Ing. Ariel TOIA


Figura 55 - Diagrama de un retransmisor o gap-filler 54

Cuando se utilizan uno o varios retransmisores para extender la zona de cobertura como en el ejemplo de la Figura 56, un único codificador COFDM alimenta al transmisor principal el cual es responsable de trasladar la señal a la frecuencia de RF correcta. Cada gap-filler luego reamplifica, en la misma frecuencia de RF, la señal aérea recibida desde el transmisor principal.

Figura 56 - Gap-fillers abastecidos desde el transmisor principal55

Un gap-filler profesional debe tener la potencia suficiente para brindar cobertura a la zona aislada. La máxima potencia radiada depende de la aislación entre la antena de recepción y la antena de transmisión, del entorno y del desempeño del amplificador de potencia del repetidor. Este dispositivo, costeado y mantenido por el operador de red, convierte el canal de RF recibido a FI. Una nueva conversión recupera el mismo canal de RF para la transmisión. De esta forma puede conseguirse máxima selectividad filtrando la FI con filtros SAW. El oscilador local del up-coverter es común al down-converter , por lo que prácticamente no hay degradación de la señal por ruido de fase. El cancelador de ecos es un filtro adaptativo digital. Su uso, además de compensar el déficit de aislamiento entre antenas, permite elevar la potencia de emisión manteniendo características de calidad aceptables.

54

“ ISDB-Tb field trials and coverage measurements with gap-filler in suburban environments ” – Silvio de Carvalho y otros 55 “ Implementation guidelines for DVB terrestrial services ” – EBU


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76


I

Desde la antena receptora

+

G

τ

Hacia la antena transmisora

Figura 57 - Esquema de funcionamiento de un gap-filler 56

Dentro del ancho de banda de trabajo, el gap-filler actúa como un amplificador de ganancia G con un retardo interno de valor τ (Figura 57). El acople entre las antenas transmisora y receptora, 77 debido a los lóbulos secundarios de las antenas, se traduce en un camino de realimentación con pérdidas de valor I y un retardo que se suele considerar despreciable respecto al retardo τ del gap-filler . A la entrada del retransmisor existen ecos provenientes tanto del camino de realimentación, como de la reflexión en objetos del escenario estáticos (edificios) y dinámicos (vehículos). Como se observa en la Figura 58, la señal de salida consiste en una sucesión de ecos, cada uno de ellos retardado y atenuado respecto al anterior. Un gap-filler es, por lo tanto, un sistema realimentado cuya ganancia máxima se debe limitar para evitar oscilaciones.

Figura 58 - Cancelación de ecos57

La aislación de las antenas depende de: – la altura y dimensión de la torre o edificio donde está ubicado el repetidor; – la posición de las antenas en la torre o edificio; – el diagrama de radiación de las antenas; – la ubicación de la zona que debe ser cubierta en relación a la dirección del transmisor principal; – el entorno alrededor del repetidor (construcciones u otros objetos que puedan provocar trayectos múltiples). 56 57

“ Instalación de equipos de radiocomunicaciones y elementos auxiliares ” – Profesor Ángel Luís “ Los gap-fillers y la SFN ” – Luiz Rodrigo Openheimer


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En suma al problema general de aislación, aún si la ganancia del amplificador es menor que la realimentación, debe esperarse un descenso en el rendimiento del sistema. Entre todas las reflexiones habrá un trayecto dominante originado en la limitada aislación entre las antenas y/o la realimentación desde reflectores cercanos a la estación repetidora. En general, existe un retardo temporal (del orden de 1,5 µs) entre la entrada y la salida de un gap-filler , debido principalmente al filtro SAW interno, el cual puede provocar atenuación selectiva de frecuencia en la señal retransmitida similar a la de una recepción por trayectos múltiples, siendo la causa principal de la degradación del rendimiento del sistema. Pruebas prácticas muestran sin embargo, que este efecto es despreciable si la atenuación selectiva de frecuencia no excede los 10 dB. Como se mencionó anteriormente, la aislación depende del diseño completo del lugar en que el repetidor es instalado. Diversas experimentaciones han mostrado que puede alcanzarse una aislación suficiente si se utiliza como estación repetidora una gran torre hecha de concreto. 78 Valores de aislación cercanos a los 80 dB son realistas en estos casos. También es útil instalar las antenas en niveles diferentes. Los equipos retransmisores profesionales cuentan también con la posibilidad de ser gestionados remotamente por medio de algún tipo de sistema de comunicación inalámbrico, por ejemplo GSM, con lo que se facilita el mantenimiento y se ahorran costos evitando desplazamientos innecesarios. Para los casos donde existan deficiencias en la recepción dentro de casas o edificios, pueden utilizarse gap-fillers de uso doméstico. Estos dispositivos amplifican la señal que llega a las terrazas de las edificaciones y la retransmite dentro de los hogares, superando así las pérdidas por penetración en las construcciones. Al igual que los gap-fillers profesionales, el principal aspecto a considerar en el diseño e instalación de los retransmisores de uso doméstico es la aislación entre las antenas. Por otra parte, pueden utilizarse repetidores regenerativos que son dispositivos que demodulan la señal COFDM para corregir posible errores en la transmisión, es decir que reciben la señal regenerándola a su salida, lo que permite que su tasa de error sea nula, a diferencia de los gap fillers que reciben la señal y la transmiten tal cual con la misma tasa de error.

Figura 59 - Repetidor regenerativo58

Un repetidor regenerativo no puede funcionar como gap-filler ya que el tiempo de procesamiento es incompatible con la transmisión en el mismo canal de entrada. Por otra parte, los repetidores regenerativos permiten la inserción de programación local, debido a que admiten remultiplexado. Implementación de una SFN Implementar una red de monofrecuencia de televisión digital es muy parecido a implementar un sistema ISDB-T de transmisor único. Los requerimientos necesarios ante la propagación multitrayecto son similares en ambos casos. Partiendo de la base de que ningún sistema garantiza una cobertura del 100%, el aspecto central es resolver cuál técnica proveerá la mejor cobertura con un costo razonable.

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“ Instalación de equipos de radiocomunicaciones y elementos auxiliares ” – Profesor Ángel Luís


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Una vez que se han identificado los potenciales sitios de transmisión, las correspondientes predicciones de intensidad de campo de la señal, de interferencia desde/hacia otros sistemas y de potenciales problemas por propagación multitrayecto se analizan de la misma manera que para un sistema de transmisor único, generalmente con la asistencia de software de predicción de propagación. Para algunas zonas puede ser necesario realizar mediciones efectivas en el sitio. El trabajo extra que necesita realizarse para una SFN es el de la predicción de las diferencias temporales entre todos los transmisores en todos los puntos del terreno. Como las zonas de retardo excesivo se dan por hipérbolas y no dependen de la ganancia de las antenas, es bastante fácil superponer esta información manualmente si el software no puede hacerlo. La predicción debe tomar en cuenta además cualquier retardo adicional generado por los transmisores individuales, así como la intensidad de la señal de cada uno de ellos. En un sistema de transmisor 79 único la figura de interés es la relación S / I : S I



S



In

 N

(49)

Donde S es la potencia recibida desde el transmisor, Σ I n es potencia debida a todos los transmisores interferentes y N es el ruido. Para una SFN la relación S / I es ligeramente diferente: S I



 S k S I N    j  n

(50)

Siendo ΣS k la potencia recibida desde todos aquellos transmisores cuyo retardo esté dentro de los límites de la ventana de recepción, Σ S j la potencia recibida desde todos aquellos transmisores cuyo retardo esté fuera de los límites d e la ventana de recepción, y como antes, Σ I n es potencia debida a todos los transmisores interferentes y N es el ruido. Es necesario revisar cualquier área donde exista una importante cantidad de señal fuera de los límites de la ventana de recepción. En dichos sitios habrá una cobertura escasa provocada por una excesiva propagación multitrayecto y los televidentes estarán forzados a usar antenas receptoras direccionales. Si se detecta un lugar problemático hay algunas maneras de salvar la dificultad. Una es cambiar los retardos individuales, lo cual eliminará el área con inconvenientes o la moverá hacia otro lugar. En algunos casos es aceptable mover el área problemática hacia una zona donde potencialmente no hay televidentes. Otra forma es cambiar la potencia de salida incrementando la relación S / I , ya sea bajando la potencia de los transmisores interferentes o incrementando la de aquellos que contribuyen a la señal deseada. Alterar los patrones de radiación de las antenas puede servir también para incrementar la S / I , algo que tiene un gran potencial ya que puede anularse direccionalmente la interferencia, lográndose valores de atenuación de 10 a 20 dB. Si con todo esto no se consigue una cobertura adecuada, el siguiente paso es mover algunos de los sitios de transmisión o agregar o excluir transmisores. La cantidad de propagación multitrayecto que el receptor ve dependerá de las características de la antena receptora. Aún si el terminal se encuentra en una zona con demasiada propagación multitrayecto, el uso de una antena de RF con algún tipo de directividad permitirá la recepción de la señal en la mayoría de los casos. Por lo tanto es aceptable tener algunos sectores dentro del área de cobertura donde la propagación multitrayecto sea excesiva ya que sus efectos pueden minimizarse. Tradicionalmente los operadores de teledifusión se han esforzado en instalar las antenas en las posiciones más elevadas como los sea posible. En un sistema en red de monofrecuencia esto ya no es absolutamente necesario e incluso aún deseable. Contar con un sitio que está mejor ubicado para la cobertura de una zona en particular generalmente reduce la necesidad de altura. Una antena de menor altura crea menos interferencia en otros sistemas y menos autointerferencia. Ing.Ricardo ROMITELLI

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Figura 60 - Posibles estrategias para la ubicación de las antenas59

Debe tomarse la mayor ventaja posible de las características del terreno. La Figura 60 muestra 80 dos enfoques diferentes para brindar cobertura a una zona montañosa, donde la mayor parte de la población vive en los valles. Cuando los transmisores están ubicados en las cumbres, es importante el riesgo de propagación multitrayecto excesivo. Ubicar a los transmisores en los valles elimina este inconveniente. Los únicos televidentes que experimentarán canales con múltiples trayectorias serán aquellos que estén en las cumbres, aunque recibirán dos señales fuertes como máximo ya que los demás transmisores estarán escudados por los cordones montañosos. Si todos los transmisores emiten al mismo tiempo, la propagación multitrayecto introducida estará dentro de la ventana de recepción. La disposición alternativa de la Figura 61 presenta similares características.

Figura 61 - Implementación alternativa60

En síntesis, las características del terreno y la cobertura necesaria son los factores importantes para determinar el buen desempeño de un sistema implementado en red de frecuencia única.

59 60

“Single Frequency Networks in DTV ” – Anders Mattsson Ídem


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7- Simulación por software de una SFN ICS Telecom Para ilustrar las virtudes de la implementación de una red de televisión digital terrestre en modo monofrecuencia, vamos a exponer una serie de simulaciones de una potencial SFN basada en las estaciones digitales que se encuentran actualmente desplegadas en la provincia de Córdoba. Para ello vamos a recurrir al software ICS Telecom desarrollado por la firma de origen francés ATDI61. ICS Telecom es una aplicación que permite realizar todo tipo de simulación y representación de sistemas de telecomunicaciones de cualquier tipo y tamaño, desde una implementación local hasta una disposición de alcance nacional, permitiendo evaluar el desempeño de dichos sistemas 81 con una gran precisión, siendo una herramienta de diseño lo suficientemente robusta como para utilizarse en la industria. ICS Telecom está basado en un sistema de información geográfica orientado a la radio propagación y permite estimar o predecir el comportamiento de los parámetros de desempeño de los sistemas modelados utilizando un conjunto de algoritmos para cada aspecto particular. Puede utilizarse en todas las etapas de adquisición y explotación de una red, por ejemplo: para evaluación de tecnologías, modelización de proyecto, dimensionamiento de infraestructuras, planificación y optimización de red, administración del sistema, optimización del espectro, etc. El software es apto para todas las tecnologías de radio actuales, tanto fijas como móviles, en una gama de frecuencia de 10kHz a 450GHz, lo que incluye por supuesto la televisión digital terrestre. ICS Telecom permite en la etapa de diseño cargar los mapas de la zona de trabajo, sobre ellos se realiza la construcción del diseño topológico de la red, o del enlace, donde deben especificarse los parámetros de configuración del sistema que se quiere simular. Los cálculos estimativos de l a cobertura se realizan para cada uno de los puntos del terreno, mostrándose el resultado en mapas bidimensionales o tridimensionales. De inmediato podemos tener acceso a la cobertura compuesta, la cobertura de mejor servidor, el solapamiento y handover entre estaciones, pudiendo realizar todos los estudios que sean necesarios.

Figura 62 - Funcionamiento por capas de ICS Telecom62

Tal como muestra la Figura 62, la aplicación opera por medio de diferentes capas, que tienen una clasificación e información diferente, existiendo generalmente un archivo asociado a cada una de ellas. La capa principal la constituye el Modelo Digital de Elevación (DEM) que representa la descripción altimétrica del terreno geográfico y cuyo archivo asociado es de extensión .geo. Luego, se encuentra el archivo con la imagen del mapa (extensión .img) que se corresponde exactamente con el terreno descrito en el archivo DEM. Asociado a esta última capa aparece el archivo con la paleta de colores del mapa (extensión .pal), esencial para mostrar la imagen. 61 62

www.atdi.com “ Manual básico de aprendizaje ICS Telecom ” – Leonardo Betancur Agudelo, Javier Emilio Sierra Carrillo


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En el proyecto puede incluirse una capa que describe las características de las diferentes áreas que existen dentro del mapa, pudiendo tratarse cada una de ellas de una zona urbana, rural, boscosa, agua, etc., almacenándose toda esta información en el archivo Clutter (extensión .sol). El archivo de Cobertura (extensión .fld) contiene los resultados de la simulación de la cobertura de una o varias antenas. El archivo de Objetos (extensión .ewf) posee la información de la ubicación de las antenas, radares, y todo objeto activo y pasivo en una simulación en ICS Telecom. Finalmente el archivo Vectorial (extensión .vec) contiene la información de todos los objetos vectoriales generados por la simulación o por el usuario. Todo el trabajo queda integrado por el archivo de proyecto de extensión .pro. Para realizar un proyecto básico se parte de un archivo con el Modelo Digital de Elevación más un archivo con la imagen del área de estudio y su correspondiente archivo con la paleta de colores del mapa, 82 aunque el requerimiento mínimo que exige ICS Telecom, es poseer el mapa con la información DEM. Como paso previo a la elaboración de nuestro proyecto tuvimos que conseguir entonces, el Modelo Digital de Elevación correspondiente a la provincia de Córdoba. Para ello recurrimos a otro software, el Global Mapper 63, que es una aplicación que permite obtener información cartográfica y topográfica en diferentes formatos y desde diversas fuentes.

Figura 63 - Mapa creado con Global Mapper

Para generar el archivo DEM utilizamos los datos de altitud proporcionados por el Laboratorio de Propulsión a Chorro de la NASA a través de su proyecto ASTER ( Advanced Spaceborne Thermal Emission and Reflection Radiometer 64) con una resolución de 1,5 segundos de arco. 63 64

www.bluemarblegeo.com/products/global-mapper.php asterweb.jpl.nasa.gov/gdem.asp


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Para generar los archivos .img y .pal recurrimos a los mapas creados por la compañía MapQuest 65, que a su vez están basados en el proyecto OpenStreetMap66. En todos los casos trabajamos dentro del área delimitada por las coordenadas 30 y 34 grados de latitud sur, 66 y 61 grados de longitud oeste. Cada capa del mapa que se observa en la Figura 63 fue exportada en el correspondiente formato compatible al ICS Telecom , por medio del plug-in para Global Mapper brindado por ATDI. Elaboración del proyecto El primer paso en la elaboración de un proyecto en ICS Telecom es cargar las distintas capas que conforman el mapa del área de estudio. En nuestro caso cargamos entonces, la cartografía generada con Global Mapper . El siguiente paso es ubicar en el mapa las estaciones digitales en 83 las coordenadas correspondientes utilizando el menú add stations > TX/RX . Por ejemplo, en la Figura 64 se observa la inserción de la EDT de Villa María. Hay que tener especial cuidado con la forma en que se ingresan los datos ya que ICS Telecom trabaja en formato 4DMS. Así, la latitud 32,46553 S equivalente a 32º27’55.9’’ S, debe ingresarse como – 32.27559.

Figura 64 - Ingreso de coordenadas para la EDT Villa María

Una vez ubicadas las estaciones lo que sigue es ingresar los datos específicos de cada transmisor: potencia nominal, ganancia de la antena, pérdidas en las conexiones, altura de la torre, ancho de banda y frecuencia del canal de transmisión, tal como lo indican las flechas verdes de la Figura 65.

65 66

www.mapquest.com www.openstreetmap.org


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Figura 65 - Parámetros de transmisión para el Canal 23 de la EDT de Villa María

En lo que respecta a la frecuencia de transmisión, elegimos realizar la simulación sobre el Canal  23 de UHF (     MHz), porque es el que ofrece una mayor riqueza para el análisis ya que el Sistema Nacional de Medios Públicos transmite allí en tres capas jerárquicas: una señal one seg (TV PÚBLICA MÓVIL) de modulación QPSK y coeficiente del codificador convolucional o FEC 2/3, una señal SD (T ECNÓPOLIS TV) de modulación 16QAM y FEC 3/4, y una señal en alta definición (TV PÚBLICA HD) de modulación 64QAM y FEC 3/4 (Figura 66). Como ICS Telecom no permite configurar las capas jerárquicas en un único transmisor, lo que se hace es ubicar en el mismo sitio tres transmisores, una para cada juego de parámetros de transmisión jerárquica. Como los tres transmisores operan en la misma frecuencia emitiendo programación diferente, se los vincula ingresando el mismo valor en el identificador Network ID (flecha roja en la Figura 65) para evitar que se interfieran entre sí. En la Figura 66 se observa además, la inserción del valor de umbral de recepción para el límite de cobertura, en sintonía a lo que expresan las normas (48 dBµV/m).

Figura 66 - Parámetros adicionales para la señal HD del Canal 23

Adicionalmente debemos ingresar los parámetros del sistema radiante. Las antenas utilizadas son omnidireccionales con polarización horizontal. A las antenas receptoras se las configura como de polarización circular debido a que los usuarios colocan sus antenas de manera aleatoria. Ing.Ricardo ROMITELLI

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Figura 67 - Configuración del sistema radiante

La disposición en el mapa de los transmisores que están operando en el Cerro Mogotes, en Villa María, en Leones y en Villa Dolores más las estaciones previstas para Río Cuarto y Río Tercero se presenta en la captura de la Figura 68. Este es el proyecto base que utilizamos para la simulación de la potencial red de monofrecuencia.

Figura 68 - Disposición de las seis EDT provinciales del proyecto de simulación


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Simulación Una vez configurados los diferentes aspectos de las estaciones digitales, lo que sigue es ingresar los parámetros de simulación por medio del menú Coverage > Network Calculation > TX/RX FS Network Coverage (Figura 69). Tal como lo indican las normativas nacionales, las de la ITU y las de la ABNT, la intensidad de campo mínima de 48 dBµV/m para recepción en el contorno protegido se calcula para una antena receptora fija del tipo dipolo de media onda, de 10 metros de altura, con una impedancia de 75 Ω. Además debe ingresarse el radio de análisis alrededor de cada transmisor en km.

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Figura 69 - Parámetros de simulación

El siguiente paso es indicar el modelo de simulación. ICS Telecom permite elegir entre modelos empíricos y determinísticos. Entre los primeros, también conocidos como modelos estadísticos, se encuentran aquellos descriptos anteriormente en este trabajo (Longley-Rice, ITU-R P.1546, Okumura-Hata, etc.). Son modelos desarrollados a partir de extensas mediciones en distintos ámbitos y se utilizan para dar estimaciones de la intensidad de campo cuando no hay un conocimiento suficiente de las características del terreno. Generalmente son válidos solamente para un rango corto de frecuencia y para un ambiente específico. Los modelos determinísticos o geométricos estiman la intensidad de campo directamente a pa rtir del perfil del terreno y las características de la trayectoria de la señal entre transmisor y receptor, ajustando la elevación del terreno para tener en cuenta la curvatura de la tierra. Además de las pérdidas por propagación en el espacio libre, estos modelos toman en cuenta también las pérdidas debidas a la difracción debida a los obstáculos en la trayectoria. Los modelos geométricos requieren un conocimiento detallado del terreno tal como puede brindar un Modelo Digital de Elevación en una aplicación como ICS Telecom. Es por esta razón que elegimos utilizar el modelo determinístico regido por las Recomendaciones ITU-R P.525 (Atenuación en el espacio libre) e ITU-R P.526 (Propagación por difracción), configurado tal como se muestra en la captura de la Figura 70, a la que se accede desde el botón Model de la ventana de la Figura 69. En el caso específico del modelo de difracción, se utiliza el método de Deygout que considera a cada obstáculo presente como si fuera con forma de filo de cuchillo y estima inicialmente las pérdidas considerando solo el obstáculo más pronunciado, calculando luego las perdidas debidas a otras obstrucciones en relación a dicho obstáculo dominante. Ing.Ricardo ROMITELLI

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Figura 70 - Configuración del modelo de propagación

Una vez ingresados todos los parámetros descriptos, puede llevarse a cabo la simulación. Como resultado se obtiene un gráfico como el que se observa en la Figura 71 que muestra el área de cobertura alrededor de cada transmisor, indicando en colores las distintas intensidades de campo en todas aquellas zonas que supera el valor mínimo de 48 dBµV/m. Es indudable que aparecerán señales de trayectorias múltiples especialmente en aquellos lugares ubicados en regiones intermedias a dos o más estaciones digitales. Es posible modelar en ICS Telecom esta interferencia propia de la red y determinar cuál es el retardo artificial más adecuado para cada uno de los transmisores que conforman la SFN. De esta manera es posible minimizar las incidencias destructivas en la señal deseada en el receptor.


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Figura 71 - Resultado de la simulación de cobertura para las seis estaciones

Análisis de auto-interferencia Para el estudio de la interferencia generada por la propia red, ICS Telecom permite trabajar con tres posibles estrategias: sincronización con la primera señal en llegar (primer servidor), sincronización por la señal más fuerte (mejor servidor) o sincronización con la primera señal por encima de un umbral mínimo de recepción (primer servidor ≥ mejor servidor – margen). La aplicación utiliza una serie de fórmulas desarrolladas por la European Broadcasting Union que permiten calcular la auto-interferencia en base a la diferencia en el tiempo de arribo de las señales al receptor (ΔToA) y la relación portadora a ruido con interferencia ( C / N + I ). La diferencia de tiempo de arribo al receptor es comparada con el intervalo de guarda y el tiempo útil de símbolo, resultando la señal constructiva cuando la diferencia de tiempo de llegada al receptor es menor al intervalo de guarda o destructiva cuando la diferencia de tiempo de llegada al receptor es mayor al intervalo de guarda. Las señales constructivas mejoran el nivel de intensidad de campo, mientras que en el caso de las destructivas o de las parcialmente constructivas, las interferencias son balanceadas utilizando un coeficiente suplementario proporcionado en las fórmulas EBU . Para este balance es necesario tener un umbral de sincronización, que está definido por la diferencia entre la relación portadora a ruido ( C / I ) y el margen de ruido presente en el sistema. La herramienta de análisis de auto-interferencia se inicia a través del menú Coverage > Network interference > Digital SFN (COFDM) , donde aparece la ventana en la cual se ingresan las opciones correspondientes para, por ejemplo, realizar el estudio con el método del mejor servidor (Figura 72). En nuestro caso, decidimos que la red opere en el modo de transmisión 3 con un intervalo de guarda de 1/4 de la duración útil del símbolo ( T U = 1008 µs), ya que es el período más largo que puede obtenerse ( T G = 252 µs), lo que permite trabajar con las largas distancias de separación entre los transmisores provinciales.


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Figura 72 - Configuración para el estudio de la auto-interferencia

La opción Unwanted = activated permite examinar las señales no deseadas de los otros transmisores. La opción Display best server when... permite filtrar el resultado sobre el valor de la relación de protección, es decir, si el resultado del cálculo de C / N+I está por debajo del valor de C / N , el punto está siendo interferido; en cambio, si el resultado está por encima de valor de C / N , el punto no está siendo interferido. Para esta opción es necesario tener el valor de la relación portadora a ruido que depende de la tasa de datos, el código convolucional y la modulación digital empleados. El caso crítico se presenta cuando se transmite la señal HD con modulación 64QAM, para la que se debe tener una C / N de por lo menos 19 dB, mientras que QPSK y 16QAM deben cumplir con una C / N de 6 y 11dB, respectivamente. Por lo tanto, garantizando 19 dB, no habrá interferencias en las señales one-seg y SD. Por lo tanto, se introduce – 97 dBm como valor de potencia de ruido, el umbral de cobertura de 48 dBµV/m, el valor margen y el de C / N + I , ambos de 19 dB, debido a que como se va a utilizar el valor de C / N para el análisis de interferencia, éste debe corresponder al umbral de cobertura. El resultado del estudio se puede observar en la Figura 73, donde el área de cobertura principal de cada transmisor aparece diferenciada por un color particular, y las zonas donde la interferencia propia de la red destruye la señal aparecen en rosado. Como era de esperarse estas últimas se concentran en aquellas regiones donde se solapan las zonas de cobertura.


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Figura 73 - Resultado del análisis de auto-interferencia

Para minimizar la diferencia de tiempo de arribo de las señales al receptor, debemos agregarle un retardo artificial a cada transmisor, de tal manera que la auto-interferencia disminuya. Esta corrección, en primera instancia, se realiza automáticamente por medio de una herramienta de ICS Telecom a la que se accede, en cada transmisor, desde el menú report > COFDM launch delay assignement y se configura en una ventana similar a la de la Figura 72. La Tabla 17 muestra el retardo artificial obtenido por este método para cada uno de los transmisores y con las tres diferentes estrategias de sincronización. Tabla 17 · Retardo artificial en µs Primer servidor Mejor servidor 1º sobre Umbral

Mogotes -60 -60 -60

Villa María -50 -25 -35

Leones -10 10 -10

Villa Dolores 60 45 60

Río Cuarto -40 -20 -20

Río Tercero 10 35 25

Con estos valores de retardo obtenidos automáticamente, si persisten áreas donde predominan las señales destructivas en lugares donde se desea brindar servicio, el siguiente paso es hacer un ajuste manual que corrija específicamente los tiempos de llegada de las señales para dichos lugares. ICS Telecom nos ayuda a llevar adelante esta tarea a través del menú Análisis > SFN interference . Nuevamente se abre una ventana similar a la de la Figura 72 para la introducción de los parámetros correspondientes y luego podemos direccionar el cursor a la zona de interés y obtener por ejemplo los datos de la Figura 74, para la localidad de Bell Ville.


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91 Figura 74

Los datos que se observan en el ejemplo de la figura nos indican que el mejor transmisor es el de la estación 1 (Villa María) y que la interferente más fuerte es la estación 2 (Leones) con una diferencia de tiempo de arribo ΔToA = – 6 µs. Que este valor sea negativo significa que el tiempo de arribo buscado es mayor al no deseado. Como se indicó antes, la meta es lograr que 0 < ΔToA < T G, por lo que tenemos que agregarle un retardo adicional al transmisor interferente. Como T G = 252 µs, el retardo adicional para un ΔToA de – 6 µs debe estar entre 6 y 258 µs. En la Figura 75 vemos que con un retardo adicional de 20 µs la situación mejora notoriamente en el área considerada.

Figura 75

Si aún persisten inconvenientes, pueden variarse los valores de potencia de transmisión de una o varias estaciones digitales, de modo que los solapamientos en las áreas de cobertura no queden sobre zonas densamente pobladas donde se desea brindar servicio. Otra estrategia posible es la de incorporar un gap-filler , agregándose así una señal constructiva que salve las dificultades existentes en el lugar.


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8- Conclusiones Con el estudio e investigación de redes de frecuencia única, para presentación de trabajo final de especialización, pudimos comprender la importancia y la complejidad del reúso de frecuencias, en este caso, implementado en la televisión digital terrestre. De igual modo, estudiamos la planificación y las ventajas de una estructura de red de frecuencia única en comparación con las analógicas existentes. La descripción pormenorizada de los distintos aspectos que involucran a un sistema de este tipo nos permitió advertir la importancia del esquema de modulación OFDM ya que permite trabajar con señales provenientes desde trayectos múltiples, sumándolas constructivamente y generando lo que se denomina “ganancia de red”, fundamento de las SFN. A grandes rasgos, la clave del funcionamiento del sistema está en la facultad que tienen los 92 receptores de admitir dentro de una ventana temporal de recepción, las distintas señales que llegan al mismo, valiéndose de un período de guarda que posee cada símbolo de información, que permite sincronizar las diferencias temporales provocadas por la propagación a través de diferentes trayectos. Esta característica hace que sea fundamental una muy estricta sincronización de todas las etapas que integran el sistema, siendo este aspecto determinante en el diseño de la red. A lo largo del trabajo abordamos además los principales aspectos técnicos y normativos que rigen a la televisión digital terrestre adoptada en nuestra región. Debido a que ISDB-T b es una tecnología relativamente nueva, tuvimos que recolectar una muy variada cantidad de información de diversos organismos gubernamentales y técnicos para obtener los distintos parámetros necesarios en la descripción del diseño y funcionamiento de una red de monofrecuencia. La planificación de una SFN para televisión digital terrestre requiere en principio resolver cuáles son las áreas a las que se desea brindar servicio; decidir los sitios donde se van a colocar las estaciones digitales en función de la topología del lugar, de estructuras preexistentes y de iniciativas de autoridades políticas; y evaluar qué tipo de equipamiento hay disponible, desde el punto de vista técnico y presupuestario, para llevar adelante el proyecto. Con toda esta información, lo que sigue es hacer una rápida evaluación con la ayuda de modelos empíricos como el de Longley-Rice o el de la ITU-R P.1546. Luego se realiza la sintonía fina en el diseño por medio de algún método determinístico, usando generalmente alguna herramienta informática de las diversas disponibles. Entre las principales ventajas de la implementación de una SFN que encontramos en el desarrollo de este trabajo hay que destacar que los transmisores trabajan con una potencia considerablemente menor en relación a los sistemas analógicos, que pueden incorporarse transmisores de relleno ( gap-fillers) para salvar inconvenientes en la cobertura, y que los bajos niveles de interferencias en canales adyacentes y co-canal permiten un excelente aprovechamiento del espectro. Los principales inconvenientes que notamos son los muy estrictos requerimientos de sincronización y los problemas generados por la interferencia generada por la propia red (auto-interferencia). En el caso de Argentina notamos que fue un paso muy importante la implementación de una SFN en la TDT, en cuanto al aprovechamiento de la banda de UHF, ya que hoy en día conviven ambos sistemas (analógico/digital), el único inconveniente es que, de acuerdo a la estructura existente, se torna muy costoso y complicado que un canal local pueda “introducir” su programación en la Red, ya que debería enviar su programación vía satélite hacia el “administrador” del sistema, para que el mismo agregue al “paquete de programación” y habilite la puesta al aire en alguna estación determinada dentro de la red. Hay que comentar que si los contenidos de los programas son distintos, las redes de frecuencia única ya no son útiles y se producirían interferencias. Ing.Ricardo ROMITELLI

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Como corolario a este trabajo, decidimos mostrar las principales características de una red de monofrecuencia por medio de un proyecto de simulación de las estaciones digitales existentes y proyectadas en nuestra provincia de Córdoba. Para ello evaluamos diversas herramientas disponibles, con los lógicos límites académicos de este trabajo final, y optamos por el software ICS Telecom . En el proceso de la elaboración de la simulación, la principal dificultad que se nos presentó fue la de conseguir la cartografía adecuada para nuestro país. Una vez salvada esta dificultad, pudimos finalmente elaborar un proyecto y “jugar” con los diversos parámetros para ver como respondía el sistema. Algunos de los principales resultados de las distintas simulaciones realizadas se presentan en este informe demostrando, como conclusión, cómo se puede brindar un servicio de televisión digital de alta calidad a las principales localidades de nuestra provincia, con el uso de un único canal radioeléctrico para la emisión de la misma 93 programación por medio medio de seis transmisores transmisores vinculados vinculados en red de frecuencia única. única.


Ing. Ariel TOIA


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Ing. Ariel TOIA


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Ing. Ariel TOIA


· Reporte ITU-R BT.485: “Contribución a la planificación de los servicios de televisión ”; 1982. · Reporte ITU-R BT.2209: “Calculation model for SFN reception and reference receiver characteristics of ISDB-T system”; 10/2010. · FCC-01-24: “ Report and Order ”; 01/2001. Resoluciones gubernamentales · Resolución 292/81 MO YSP: “ Norma técnica para el servicio de televisión monocromática y cromática”; Buenos Aires, 06/08/1981. · Resolución 433/98 SECOM: “ Adóptanse las recomendaciones para la Región II de la Unión 96 Internacional de Telecomunicaciones (UIT), para la República Argentina, respecto de las atribuciones de bandas, teniéndose en cuenta las recomendaciones de países de esta Región que promuevan el desarrollo de la televisión digital ”; Buenos Aires, 12/02/1998.

· Anexo VII Resolução 398/2005 ANAT EL: “Critérios técnicos para estudos envolvendo canais digitais”; Brasilia, 07/04/2005. · Decreto 1148/2009 P RESIDENCIA DE LA NACIÓN: “Créase el Sistema Argentino de Televisión Digital Terrestre”; Buenos Aires, 31/08/2009. · Decreto 835/2011 P RESIDENCIA DE LA NACIÓN: “ Autorízase a prestar los servicios de uso de infraestructura, multiplexado y transmisión para Televisión Digital Terrestre ”; Buenos Aires, 21/06/2011. · Resolución 687/2011 AFSCA: “ Asígnanse a las Universidades Nacionales las frecuencias en la banda de UHF ”; Buenos Aires, 24/06/2011. · Resolución 689/2011 AFSCA: “ Asígnanse a la Ciudad Autónoma de Buenos Aires y a los Estados Provinciales las frecuencias en la banda de UHF ”; Buenos Aires, 24/06/2011. · Acta 2/2011 MER COSUR : “ XLII Reunión Ordinaria de la Comisión Temática de Radiodifusión”; Montevideo, 23/11/2011.


Ing. Ariel TOIA

Redes de Frecuencia Única

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