UNIVERSITATEA UNIVERSITATEA ”POLITEHNICA” BUCUREŞTI FACULTATEA: FACULT ATEA: TRANSPORTURI FACULTAT EA: TRANSPORTURI SECŢIA: TELECOMENZI TELECOMENZI ŞI ELECTRONICĂ ÎN TRANSPORTURI TRANSPORTURI
ELECTROALIMENTARE - PROIECT
Profesor ȋndrumător: IORDACHE Valentin
Student:
2010-2011
CUPRINS:
1. Tema proiectului de Electroalimentare 2. Sursa cu tranzistoare 3. Sursa cu circuite integrate 4. Bibliografie
CUPRINS:
1. Tema proiectului de Electroalimentare 2. Sursa cu tranzistoare 3. Sursa cu circuite integrate 4. Bibliografie
1.T ema ema proiectului de Electroalimentare:
Să se proiecteze două surse stabilizate de tensiune continuă: - cu componente componente discrete, discrete, având următorii parametri: • alimentare monofazată, cu frecvenţa de 50 Hz, cu tensiune sinusoidală cu valoare nominală de 220V, având variaţii admise de -25%…+10% din valoarea nominală; puterea maximă maximă de de ieşire ieşire P0 (W); • puterea • tensiunea maximă de ieşire U 0 (V), tensiunea de ieşire poate fi reglată între (0,5…1)U 0; • sursa poate lucra în regim de generator de curent constant, la o valoare a curentului de ieşire limitată în plaja (0,1…1)I 0; • sursa este protejată la supratensiuni care pot apare dinspre intrare sau ieşire, sau intern. Se prevăd protecţii la supracurenţi prin intrare sau ieşire; • gama temperaturilor de lucru este 0…70 ° C. Date de pornire: I0 =luna naşterii/5 U0 =10+ziua naşterii/2 - cu circuite integrate • circuit integrat utilizat: TDA2030 • variatiile procentuale ale tensiunii retelei: ±10% • temperatura mediului: 15...30°C Date de pornire: Vs min = 1,5V Vs max = 2+luna nasterii+(ziua nasterii/10) Is max = 0,5A
2. Sursa cu tranzistoare
Date de pornire: I0 = luna nasterii/5 = 11/5 = 2,2[A] U0 = 10 + ziua nasterii/2 = 10+3/2 = 11,5[V]
Cap.1. Schema bloc
Sursa stabilizată este formată din următoarele blocuri funcţionale: -
transformator de reţea; redresor; filtru de netezire; element regulator serie (ERS): • menţine tensiunea de ieşire la nivelul specificat, sub controlul amplificatorului de eroare; • furnizează curentul de ieşire; • reduce sau blochează curentul la ieşire la acţionarea circuitelor de protecţie; • micşorează rezistenţa serie a stabilizatorului. - sursă de tensiune de referinţă (REF): furnizează o tensiune de referinţă caracterizată printr-o mare stabilitate în timp, faţă de variaţia tensiunii de intrare sau a temperaturii; - amplificator de eroare tensiune (AEU): compară tensiunea de referinţă cu o parte sau cu întreaga tensiune de ieşire, pentru a acţiona asupra elementului regulator; - convertorul tensiune-tensiune (U/U): furnizează o tensiune proporţională cu tensiunea de ieşire; - amplificator de eroare curent (AEI): compară tensiunea de referinţă cu o tensiune proporţională cu curentul de ieşire, pentru a acţiona asupra elementului regulator; - convertorul curent-tensiune (I/U): furnizează o tensiune proporţională cu curentul de ieşire; - elemente de protecţie (la supratensiuni şi supracurenţi); Cap. 2. Etajul de redresare şi filtrul de netezire
Se va folosi un etaj de redresare dublă alternanţă în punte cu filtru capacitiv. Filtrul de netezire capacitiv este suficient deoarece dupa acesta urmează un stabilizator de tensiune.
Esinwt
D1
D3
C1
Uc D2
D4
Filtrarea capacitivă constă în conectarea unui condensator C 1 în paralel, pe ieşirea redresorului, cu respectarea polarităţii în cazul condensatoarelor polarizate.
O particularitate importantă a filtrării capacitive constă în faptul că, în absenţa consumatorului (cu ieşirea în gol), tensiunea de ieşire este egală cu valoarea de vârf a pulsurilor, depăşind astfel de 2 ori valoarea eficace a tensiunii alternative care se redresează. De exemplu, dacă transformatorul furnizează în secundar o tensiune de 10V (valoare eficace), valoarea de vârf a pulsurilor este de 2 *10V ≈ 14.1V , neglijându-se căderile pe diode. Prin filtrare capacitivă, tensiunea în gol la ieşirea redresorului va fi de cca. 14V. Tensiunea minimă de la ieşirea redresorului cu filtru de netezire se alege astfel încât sa fie mai mare decât suma tensiunii de ieşire U 0 şi a căderilor de tensiune pe celelalte blocuri înseriate (ERS şi I/U, sumă pe care o aproximăm la valoarea de 3V). Deci: UC ≥ U0 + UStab; U stab = 3[V ] ⇒ U c = 11,5 + 3 = 14,5[V ] Se consideră valoarea riplului: ∆U = U 0 6 = 11,5 / 6 = 1,91[V ] . Rezultă că valoarea de vârf a tensiunii redresate va fi: U red = U C 1 + ∆U = 14,5 + 1,91 = 16,41[V ] . Tensiunea în secundar va trebui însă să fie mai mare, datorită pierderii pe cele două diode prin care circulă curentul. Tensiunea de deschidere a unei diode cu siliciu se apropie de 1V la curenţi mari. Deci tensiunea efectivă în secundar va avea valoarea de vârf: U s =
U C 1 + ∆U + 2V 2
⇒ U s =
14,5 + 1,91 + 2 2
= 13[V ]
Puntea redresoare conţine diode identice. Acestea sunt alese în funcţie de curentul care trece prin ele, adică pentru jumătate din valoarea maximă a curentului de sarcină dorit. Pentru ca în timp de o semiperioadă (Δt = 10ms) condensatorul să se descarce cu ΔU sub un curent I0, capacitatea trebuie să aibă valoarea: ∆Q I 0 ⋅ ∆t = ∆U ∆U 2,2 ⋅ 10 ⋅ 10 −3 ⇒ C 1 = = 0,0115[ F ] = 11,5[ mF ] C 1 =
1,91
Tensiunea maximă pe care trebuie să o suporte condensatorul trebuie să fie mai mare decât (UC1 + ΔU). UM-C> UC1 + ΔU=16,41[V]
Cap. 3. Transformatorul
Datele de pornire cunoscute pentru calculul transformatorului de reţea sunt: U P, Us, I0. Puterea totală în secundar va fi: P S = U S ⋅ I 0 ⋅ 1,1 ⋅ 1,2
⇒ P s = 13 ⋅ 2,2 ⋅ 1,1 ⋅ 1,2 = 37,75[W ]
unde 1,1 şi 1,2 sunt coeficienţi de siguranţă ai tensiunii de ieşire şi ai redresării. Puterea totală în primar va fi: P P = P S ⋅ (1 + P Fe + P Cu ) ⇒ P P = 37,75 ⋅ (1 + 0,035 + 0,045) = 37,75 ⋅ 1,08 = 40,77[W ] unde PFe = 0,035 reprezintă pierderile în miezul magnetic, iar P Cu = 0,045 reprezintă pierderile în conductoarele de cupru. Calculul ariei sectiunii miezului se face pentru frecvenţa υ = 50Hz după formula: S Fe ≥ (1,4...1,9 ) ⋅
50 P P
ν
[cm ] 2
⇒ S Fe ≥ 1,6 ⋅ 40,77 = 10,21[cm 2 ]
unde valori mai reduse ale coeficientului se adoptă pentru puteri mai mici (de ordinul câţiva watt). Numărul de spire pe volt (necesar pentru a se obţine cu o tensiune de 1V o anumită inducţie maximă B) pentru înfăşurarea primară se calculează după formula: w p =
10 4 4,44 ⋅ f ⋅ B ⋅ S Fe
sp V
10 4 sp w p = = 3,67 4,44 ⋅ 50 ⋅ 1,2 ⋅ 10,21 V unde inducţia magnetică B = 0,8...1,2T (recomandându-se valoarea superioară pentru puteri mai mici). Numărul de spire pe volt pentru înfăşurarea secundară se calculează după formula: w s = w p ⋅ (1 + P Fe ) sp ⇒ w s = 3,67(1 + 0,035) = 3,8 V
Numărul de spire în înfăşurarea primară va fi:
n P = w P ⋅ U P
⇒ n p = 3,67 ⋅ 220 = 807,4
U p=220[V] Numărul de spire în înfăşurarea primară va fi: Us=13[V]
n S = wS ⋅ U S
⇒ n s = 3,8 ⋅ 13 = 49,4
Diametrul conductoarelor de bobinaj se calculează după formula: d P ≥ 1,13
I P J
⇒ dp ≥ 1,13 d s ≥ 1,13
unde J = 2
A mm 2
I S
si d S ≥ 1,13 P p U p ⋅ J
P s U s ⋅ J
J
40,77 = 0,331 220 ⋅ 2
= 1,13
37,75 = 1,35 13 ⋅ 2
= 1,13 ⋅
este densitatea de curent admisibilă a conductoarelor.
Se alege un transformator cu tole de tip E+I.
a
2b a a
3a 2a
a
Se determină dimensiunea tolelor după formula: a = (3,7...4,4) S Fe [ mm] ⇒ a = 3,8 ⋅ 10,21 = 12,14[mm]
Se determină grosimea pachetului de tole: b=
100 S Fe
[ mm] 2a 100 ⋅ 10,21
⇒b=
2 ⋅ 12,14
= 42,05[mm]
88,814
Se verifică dacă bobinajele încap în fereastra transformatorului, prin verificarea factorului de umplere: N P d P + N S d S 2
F u =
⇒ F u =
2
≤ 0,38...0,41 3a 2 807,4 ⋅ 0,11 + 49,4 ⋅ 1,84 179,71 442,29
=
442,29
= 0,406
Dacă Fu < 0,3 (rămâne mult spaţiu nefolosit în fereastră) se pot micşora S Fe, a sau amândouă. Dacă Fu > 0,41(bobinajul nu încape în fereastră) se cresc mărimile S Fe sau B. Se alege grosimea tolei g = 0,35mm şi rezultă numărul de tole: nr tole =
b g
⇒ nr tole =
42,05 0,35
= 120,14
Cap.4. Elementul regulator serie
Elementul regulator serie este elementul de execuţie al schemei. El este format dintr-un tranzistor sau grup de tranzistoare bipolare. Elementul regulator serie este comandat pe rând de unul din cele două amplificatoare de eroare (amplificatorul de eroare tensiune şi amplificatorul de eroare curent). Cele două amplificatoare de eroare lucrează succesiv; în orice moment e activ doar unul dintre ele. Amplificatorul eroare tensiune compară o tensiune proporţională cu tensiunea de ieşire obţinută din blocul convertor tensiune-tensiune (U/U) cu o tensiune de referinţă furnizată de blocul tensiunilor de referinţă. Când tensiunea de ieşire tinde să crească peste valoarea prescrisă amplificatorul eroare tensiune comandă regulatorul serie către blocare cea ce are ca efect scăderea tensiunii de ieşire. Stabilizarea fiind pozitivă (minusul la masă) se va folosi un tranzistor de putere de tip NPN, T 1. Alegerea acestuia se face impunând valorile minime: V CE 0 ≥ 1,1 ⋅ U C = 1,1 ⋅ 14,5 = 15,95[V ] I ≥ I = 2,2[ A] CM 0 P D ≥ 1,5 P M = 1,5 ⋅ 29,26 = 52,63[W] unde P M = 1,1 ⋅ U C ⋅ I 0 = 1,1 ⋅ 14,5 ⋅ 2,2 = 35,09[W ]
Se calculează curentul de bază maxim al tranzistorului ales, iar dacă valoarea acestuia este de ordinul sutelor de mA se va folosi un al doilea tranzistor, formând o configuraţie Darlington. Tranzistorul T1 ales: TIP41A • Collector–Emitter Saturation Voltage — VCE(sat) = 1.5 Vdc (Max) @ IC = 6.0 Adc • Collector–Emitter Sustaining Voltage — VCEO(sus) = 60 Vdc (Min) — TIP41A, TIP42A VCEO(sus) = 80 Vdc (Min) — TIP41B, TIP42B VCEO(sus) = 100 Vdc (Min) — TIP41C, TIP42C • High Current Gain — Bandwidth Product fT = 3.0 MHz (Min) @ IC = 500 mAdc • Compact TO–220 AB Package
I B max =
I 0 h21 min
⇒ I B max =
2,2 20
= 0,11
Tranzistorul T2 se va alege impunând valorile minime: V CE 0 ≥ 1,1 ⋅ U C = 1,1 ⋅ 14,5 = 15,95[V ] I ≥ I CM B max = 0,11[ A] P D ≥ 1,5 P M = 1,5 ⋅ 1,75 = 2,63[W] unde P M = 1,1 ⋅ U C ⋅ I B max = 1,1 ⋅ 14,5 ⋅ 0,11 = 1,75[W ]
Tranzistorul T2 ales: MRF1004MB
Curentul de bază al tranzistorului T 2 va fi: I BT 2 =
I B max h21 min T 2
⇒ I BT 2 =
0,14 10
=
I 0 h21 min T 1h21 min T 2
= 0,014
Cap.5. Radiatorul
Se va folosi un radiator din tablă de aluminiu de grosime d (1...10mm). În funcţie de tipul capsulei tranzistorului de putere din ERS se va determina aria suprafeţei de contact dintre capsulă şi radiator (A C) în mm2. Parametri principali care influenţează transferul de căldură sunt: R th j-c: rezistenţa termică de transfer între joncţiune şi capsulă. R th c-r : rezistenţa termică de transfer între capsulă şi radiator. R th r-a: rezistenţa termică de transfer între radiator şi mediul ambiant. R th j-a: rezistenţa termică de transfer între joncţiune şi mediul ambiant.
TJmax (temperatura maximă a joncţiunii) şi R th j-c se vor găsi în foaia de catalog a tranzistorului de putere ales. Temperatura mediului ambiant va fi între 25...40ºC. Rth j − a = Rth c − r =
T J max − T amb P M 200...275 AC
=
=
150 − 25 65
200 481,25
= 1,92[°C / W ]
= 0,41[°C / W ]
Rth j − a = Rth j −c + Rth c − r + Rth r −a
⇒ Rth r −a = 1,92 − 1,5 − 0,41 = 0,01[°C / W ] jmax
thj-c
amb
T =+150°C; R =1,92°C/W; T =25°C; 25 ⋅ 38,5 Ac = = 481,25[ mm 2 ] 2 M
P este puterea maximă disipată de tranzistorul de putere al ERS. M
P =65W Aria radiatorului se află din formula: 1 A = 650m [ cm 2 ] 4 , m Rthr − a − 3,3 λ d
unde m este un coeficient de culoare şi poziţie a radiatorului, iar λ este conductivitatea termică (210ºC/W pentru aluminiu şi 280ºC/W pentru cupru). Coeficientul m se alege din următorul tabel: Poziţie: Orizontală Culoare: naturală Neagră M 1 0,5
Verticală Naturală 0,85
m=1 (poziție orizontală, culoare naturală) λ=210ºC/W pentru aluminiu d=5mm 1 650 A = 650 ⋅ = = 72222,2[mm 2 ] = 722[cm 2 ] 1 0,009 0,01 − 3,3 ⋅ 2100
neagră 0,43
Cap.6. Sursa de tensiune de referinţă
Este realizată cu ajutorul unei diode Zener (cel mai simplu stabilizator de tensiune paralel). Acest tip de stabilizator se numeşte şi stabilizator parametric, deoarece utilizează caracteristica tensiune-curent a diodei Zener fără să mai recurgă la circuite suplimentare de comandă. Rezistenţa de balast este astfel aleasă, încât curentul prin ea (I R ) să fie mai mare decât curentul necesar în sarcină (I S), diferenţa fiind curentul necesar impus de funcţionarea diodei în zona Zener (IZ).
Dezavantajele stabilizatorului de tensiune, echipat cu diodă Zener sunt următoarele: - modificarea tensiunii stabilizate cu variaţia temperaturii; - modificarea în limite largi a curentului prin dioda Zener, odată cu modificarea tensiunii de alimentare. Diodele Zener cu tensiuni sub 5 V, au un coeficient de variaţie al tensiunii cu temperatura, de valoare negativă, iar cele peste 6 V, au coeficient pozitiv. Pentru o stabilitate mai bună a tensiunii cu temperatura, sunt utilizate montaje stabilizatoare paralel cu diode Zener de 5…6 V, sau diode Zener compensate termic. Pentru compensarea celeilalte deficienţe, se poate înlocui rezistenţa de balast, printr-un generator de curent constant. Se alege o diodă zenner dioda în plaja de tensiuni 5...6V.
Rezistenţa trebuie să îndeplinească condiţiile: R1 =
U C − U Z I ZM + I C
,
P R1 ≥ (U red − U Z )( I ZM + I C )
Dioda Zener aleasă este: 1N5232 Z
ZM
C
red
V =5,6; I =20[mA]; U =14,5[V]; U =31[V] ⇒ R1 =
U C − U Z I ZM + I C
=
14,5 − 5,6 2 ⋅ 10 −3 + 0,05
= 370,9[Ω ]
P R1 ≥ ( U red − U Z )( I ZM + I C ) = (29,83 − 5,6) ⋅ 0,055 = 1,33[W ]
IC va fi calculat în cadrul blocului următor (amplificatorul de eroare tensiune). Cap.7. Amplificatorul de eroare tensiune
Amplificatorul eroare tensiune compară o tensiune proporţională cu tensiunea de ieşire obţinută din blocul convertor tensiune-tensiune (U/U) cu o tensiune de referinţă furnizată de blocul tensiunilor de referinţă (REF). Proprietatea de a genera la ieşire un semnal proporţional cu diferenţa între cele două semnale care le sunt aplicate la intrări o au amplificatoarele diferenţiale. În cazul în care tranzistoarele amplificatorului diferenţial sunt realizate tehnologic identic şi sunt cuplate termic, se poate obţine o deosebit de bună stabilitate termică. Etajul amplificator diferenţial este compus din două etaje de amplificare în configuraţie emitor comun, cuplate în emitor printr-o rezistenţă (R E). Rezistorul R 3 asigură curentul de bază al elementului regulator serie, fiind în acelaşi timp şi sarcină în colectorul tranzistorului T 4, iar rezistorul R 2 ajută la disiparea puterii pe T 3 (are rolul de a simetriza montajul).
Calculul pentru varianta de schemă cu două tranzistoare în montaj diferenţial. R2 = R3 ≤
U C − U 0 − U BE − ERS − 1,5V I B − ERS
⇒ R2 = R3 ≤
14,5 − 11,5 − 1,2 − 1,5 0,014
= 21,42[Ω]
UBE-ERS = 1,2V IB-ERS = IBT2=0,014; UC=14,5; UO=11,5 Alegerea tranzistoarelor:
V CE 0 ≥ U C = 14,5[V ] U C − V REF 14,5 − 5,6 = = 0,41[ A] I CM ≥ 21 , 42 R 2 P D ≥ 1,5V CE 0 I CM = 1,5 ⋅ 14,5 ⋅ 0,41 = 9,03[W ] 3
Tranzistorul T ales: 2N3738
Curentul de sarcină I S pentru sursa de tensiune de referinţă este egal cu curentul de bază al tranzistorului T 2, adică: I C = I BT 3 =
β T 3 = I C =
I C I B
=
I CM
β T 3
=
U C − V REF Rβ T 3
0.25 = 2,27 0,11
0,11 = 0,048 = 48[mA] 2,27 4
Rezistenţa R se calculează astfel: R4 =
V REF − 0,6 U − V REF 2 C R2
⇒ R4 =
5,6 − 0,6 5 = = 6,09[Ω] 14,5 − 5,6 2 ⋅ 0,41 2⋅ 21,42
Cap.8. Convertorul Convertorul Tensiune-Tensiune Tensiune-Tensiune
Este un divizor rezistiv alcătuit din două rezistenţe şi un potenţiometru. Divizorul polarizează baza tranzistorului T 4 din amplificatorul de eroare cu o tensiune direct proporţională cu valoarea tensiunii de ieşire. Prin el trebuie să circule un curent mult mai mic decât curentul de la ieşirea stabilizatorului, şi mult mai mare decât cel de la intrarea amplificatorului de eroare pentru ca tensiunea obţinută să nu depindă de variaţiile de curent din ieşirea redresorului sau din intrarea în amplificatorul de eroare tensiune. I d = 20 I cursor = 20 I BT 4 = 20 I BT 3 ⇒ I d = 20 ⋅ 0,048 = 0,96[ A] Atunci când stabilizatorul este în echilibru iar tensiunea de la ieşirea lui este menţinută constantă, tensiunea KU 0 este egală cu valoarea tensiunii de referinţă V ref . Se consideră cele două situaţii extreme: când cursorul potenţiometrului se află la capătul dinspre rezistenţa R 1 (caz în care tensiunea de la ieşirea stabilizatorului este minimă, adică 0,5U0) şi când cursorul potenţiometrului se află la capătul dinspre rezistenţa R 6 (caz în care tensiunea de la ieşirea stabilizatorului este maximă, adică U 0) P 1 + R6 KUo 0 , 5 Uo = P + R5 + R6 R6 = KUo Uo R5 + R6 + P 1 0,5Uo I = d P 1 + R5 + R6 I d =
0,5 ⋅ U 0 P 1 + R5 + R6
⇒ P 1 + R5 + R6 = 5,98[Ω]
R 6 = 5,98 − ( P 1 + R5 )
5,98 − ( P 1 + R5 ) 35,28 ⇒ P 1 + R5 = = 3,06[Ω] 5,98 11,5 ⇒ R6 = 5,98 − 3,06 = 2,9[Ω] P + 2,9 ⇒ P 1 = 2,92[Ω] 5,6 = 5,75 1 5,98 R 5 = 6[Ω] ⇒ 5,6 = 11,5 ⋅
Cap.9. Convertorul Curent-Tensiune şi Amplificatorul Eroare Curent Curent
R 7 şi D6 formează un convertor curent tensiune. Tensiunea este preluată prin divizorul de tensiune şi aplicată în baza tranzistorului, care are rolul de a comanda elementul regulator serie.
Dioda D6 se alege astfel încât I D0 > I0. Curentul prin diodă poate fi modificat, conform temei proiectului, între 0,1I 0 şi I0. Căderea de tensiune pe diodă în cazul celor doi curenţi limită se poate aproxima folosind graficul VF(IF) dat de producător în foaia de catalog a diodei alese. D6: 1N5400 ID0=3[A] I0=2,2[A]
Se vor afla astfel valorile V FM corespunzătoare lui I 0, şi VFm corespunzătoare lui 0,1I 0.
VFM=0,8[V] pentru I0=2,2[A] VFm=0,6[V] pentru 0,1I0=0,22[A] Căderea maximă de tensiune pe convertorul I/U se va alege de 1,5V. Putem calcula valoarea rezistenţei R astfel: U I / U max = V FM + R7 I R7 max ⇔ 1,5 = V FM + R7 I 0 ⇒ R7 =
⇒ R7 =
1,5 − V FM I 0
1,5 − 0,8 0,7 = = 0,31[Ω] 2,2 2,2
Puterea rezistenţei va fi: P R7 = R 7 I 0
2
⇒ P R = 0,31 ⋅ 4,84 = 1,5[W ] 7
I CM ≥ I bERS = 14[mA] Condiţiile impuse tranzistorului T 5 sunt V CEo ≥ 3V Alegem T5: 2N5770 CE0
CM
V =15[V]; I =50[mA] Curentul prin divizorul de tensiune trebuie să fie mult mai mic decât curentul minim prin stabilizator şi mult mai mare decât curentul absorbit de tranzistorul T 5 (a treia ecuaţie din sistemul de mai jos). Valorile rezistoarelor R 8, R 9 şi a potenţiomentrului P 2 se află rezolvând sistemul:
I bERS h21T 5
P 2 + R9 0,6V = (0,1 I 0 R7 + V Fm ) P 2 + R8 + R9 R9 0,6V = ( I 0 R7 + V FM ) R8 + R9 + P 2 0,1 I 0 R7 + V Fm I bERS << << 0,1 Io h R R P + + 8 9 2 21T 5 0,1 I 0 R7 + V Fm << << 0,1 Io ⇒ R8 + R9 + P 2 >> 3 R8 + R9 + P 2
0,6V = (2,2 ⋅ 0,31 + 0,8)
0,6V = (0,1 I 0 R7 + V Fm ) ⇒
P 2 + R9 P 2 + R8 + R9
R9 3
⇒ R9 = 1,28[Ω]
P 2 + R9 P 2 + R8 + R9
P 2 + R9 P 2 + R8 + R9
= 0,90 ⇒ P 2 + R9 = 0,9 ⋅ 3 = 2,7[Ω]
⇒ P 2 = 2,7 − 1,28 = 1,44[Ω] R8 = 0,28[Ω]
⇒ 0,6 = 0,66 ⋅
Cap.10. Elemente de protecţie
Protecţia la supracurent este realizată prin intermediul siguranţelor fuzibile F 1, F2, F3 şi
F4. Dacă aparatul lucrează cu conductor de împământare se vor amplasa siguranţe pe ambele fire de alimentare. F 1 şi F2 sunt conectate în primarul transformatorului şi au valoarea de (1,5…2) I p, unde I p este curentul nominal din primarul transformatorului. F 1 = F 2 = 1,6 ⋅ 0,18 = 0,28 F3 protejează la supracurent toate elementele conectate în secundarul transformatorului. Valoarea ei va fi de (1,5…2)I 0. Siguranţele vor fi de tip lent. F4 este o siguranţă ultrarapidă inserată pentru a decupla alimentarea stabilizatorului în cazul în care este acţionată protecţia cu tiristor. Valoarea ei va fi de (1,5…2)I 0. F 3 = F 4 = 1,6 ⋅ 2,2 = 3,52 Protecţia la supratensiune se face pentru intrare şi pentru ieşire, iar supratensiunile ce pot apare pot fi de durată, sau scurte (impuls). Protecţia la impulsuri scurte pe intrare se face cu filtrul R 10C2. Dioda D8 protejează la tensiuni inverse ce pot apare la înserierea mai multor surse, sau datorită unor sarcini inductive. Condensatoarele C4 şi C5 absorb supratensiunea în impuls şi micşorează impedanţa de ieşire a sursei. Pentru frecvenţe joase şi medii protecţia este asigurată de condensatorul electrolitic, iar la frecvenţe înalte, protecţia este asigurată de cel ceramic. La apariţia unei supratensiuni pe ieşire, dioda D 7 din ieşirea stabilizatorului se deschide şi amorsează tiristorul, scurtcircuitând punctul de intrare în stabilizator şi distrugând fuzibilul F 4 datorită supracurentului. Protecţia la supratensiuni în regim permanent se face prin scurtcircuitare şi este asigurată de tiristorul Th. Amorsarea la impulsuri foarte scurte de tensiune a tiristorului este împiedicată de filtrul R 11C3. Condiţiile pentru tiristor sunt:
U AK ≥ 1,1 ⋅ U red = 1,1 ⋅ 16,41 = 18[V ] I A = ( 2..3) ⋅ I 0 = 2 ⋅ 2,2 = 4,4[ A]
Tiristorul ales: SFS2004-59 AK
U =600V;
A
gt
I =6A; V =10V
După alegerea tiristorului se va lua din foaia de catalog valoarea tensiunii de amorsare V GT. Condiţiile pentru dioda zener D 7 sunt: VZ ≅ 1,2 (U0 - VGT)=1,2(11,5-10)=1,2·1,5=1,8[V]. Dioda D7 aleasa: BZX384C2V4 – W1 VZ=2,6[V]>1,8[V] Filtrul R 10C2 va avea valorile: R 10 = 47 [Ω] C2 = 100 [nF] Filtrul R 11C3 va avea valorile: R 11 = 220 [Ω] C3 = 100 [μF] Dioda D8 se alege astfel încât V RRM > U0 =11,5[V] şi ID > I0=2,2[A]. Dioda D8 aleasa: EGP30DT Condensatorul C4 este de 470 [μF]. Condensatorul C5 este de 0,1 [μF].
Nomenclatorul de componente - sursa cu tranzistoare
Denumirea componentei R 1 R 2 R 3 R 4 R 5 R 6 R 7 R 8 R 9 R 10 R 11 P1 P2 C1 C2 C3 C4 C5 D5 D6 D7 D8 F1 F2 F3 F4 T1 T2 T3 T4 T5 Th
Codul
1N5232 1N5400 BZX384C2V4 - W1 EGP30DT
TIP41A MRF1004MB 2N3738 2N3738 2N5770 SFS2004-59
Valoarea 370,9[Ω] 21,42 [Ω] 64,51 Ω] 6,09 [Ω] 6 [Ω] 2,9 [Ω] 0,31 [Ω] 0,28 [kΩ] 1,28 [Ω] 47 [Ω] 220[Ω] 2,92 [Ω] 1,44 [Ω] 4,4 [mF] 100[nF] 100[µF] 470[µF] 0,1[µF] VZ=5,6[V]; IZM=20[mA] ID0=3[A] VZ=2,6[V] VRRM=200[V] 0,28 [A] 0,28 [A] 3,52[A] 3,52A] Ic=6[A]; VCE0=60[V]; PD=65[W] Ic=250[mA];VCE0=20[V]; PD=7[W] VCE0=225[V], Ic=1[A], PD=20[W] VCE0=225[V], Ic=1[A], PD=20[W] VCE0=15[V], Ic=50[mA] UAK =600[V], IA=10[A], VGT=10[V]
Schema electrica a sursei cu tranzistoare
3. Sursă stabilizată de tensiune continuă cu circuite integ rate integrate
Date de pornire: Vsmin=1,5V Vsmax=2+luna nasterii+(ziua nasterii/10)=2+11+0,3=13,3V Ismax=0,5A Variatiile procentuale ale tensiunii retelei: ±10% Temperatura mediului: 15…30ºC Circuit integrat utilizat: TDA2030
Stabilizatorul cu TDA2030
Principiul unui stabilizator de tensiune cu AO este cunoscut de la referintele de tensiune cu AO( fig 2.1). Avantajul unei astfel de surse este acela al simplitatii calcului si realizarii:ea necesita un singur redresor de alimentare. De asemenea sursa se poate realize usor pentru tensiune variabila in gama larga. Desigur,in acest caz disipatia de putere pe AO este ridicata si este necesar un radiator.Un alt avantaj al sursei cu AO de putere este acela ca sursa se poate realize si cu tensiune de iesire negative. Utilizand un comutator simplu care conecteaza borna –a rederesorului la masa se obtine tensiune de iesire pozitiva. Conectand borna +a redresorului la masa schemei se obtine tensiune de iesire negative(da se inverseaza si semnul tensiunii de referinta V ref fata de borna de masa). Tensiunea de iesire are valoarea:
Drept sursa de tensiune de referinta se poate folosi,in functie de conditiile impuse tensiunii pe sarcina Vs: -un stabilizator cu LED- care furnizeaza o tensiune V ref =1.7..1,8V cu buna stabilitate termica si cu rezistenta de iesire redusa(5Ω) - o diode Zener cu tensiune de o anumita valoare( recomandandu-se V i =5,6..6,2V cand coeficientul de temperature al tensiunii este mai redus - o superdioda dimensionata corespunzator,eventual realizata cu transistor thermostat din circuitul integrat µA726,cand este necesara tensiune foarte stabile - o dioda Zener compensate termic cand tensiunea de iesire V i trebuie sa fie foarte stabile cu temperature mediului -un circuit integrat specializat in aceleasi conditii de mai sus Tensiunea de referinta poate fi ajustata simplu, cu ajutorul unui divizor, pentru ca intrarea AO consuma curent neglijabil.
Daca sursa asigura o tensiune Vs fixa sufficient de mare,circuitul tensiunii de referinta se poate alimenta de la Vs,asigurandu-se o stabilitate mai buna a acesteia. Daca Vs, va fi modificata in gama larga ,alimentarea circuitelor de tensiune de referinta se va face de la sursa pentru AO. Desigur, se poate' folosi in schema mice tip de AO de putere . In cele ce urmeaza se va prezenta si calcula un stabilizator cu amplificatory TDA2030. Acesta prezinta protectiile necesare integrate si este practice indestructibil. Principalele caracteristici ale amplificatorului TDA 2030 ce intereseaza in utilizarea ca stabilizator de tensiune sunt: -tensiune maxima de alimentare cu o singura sursa -tensiune minima de alimentare -curent maxim de iesire -curent maxim de iesire in functie de diferenta de tensiune intre alimentare-iesire -curent de alimentare cu iesirea in gol.,aproximativ prin relatia: Io=30+0,55V [mA,V] -tensiunea minima de intrare la alimentarea cu o sursa pozitiva -tensiunea minima de iesire la alimentare cu o sursa pozitiva -temperatura de actionare a protectiei termica -rezistenta termica jonctiune- capsula R thj-c -rezistenta termica capsula-aer R thc-a -rezistenta termica de contact capsula radiator R thc-a -aria de functionare sigura -tensiunea minima pe un transistor final -conexiunile la capsula ale amplificatorului TDA 2030
In cele ce urmeaza se va dimensiona 0 schema de stabilizatoare de tensiule variabila in gama larga plecand de la tensiunea minima (Vref) ce se poate asigura la intrarea integratului (fig.2.5). Pentru ca LED-ul sa stabilizeze (sa prezinte 0 rezistenta dinamica redusa). prin el se impune un curent de ordinul 5... 10mA. El poate fi folosit si pentru semnalizarea functionarii sursei.
In aeeasta schema s-a prevazut o posibilitate de ajustare prin P 2 a tensiunii maxime de iesire (cu cursorul P1 in pozitia inferioara), Rezistenta R6 limiteaza inferior tensiunea Vref ce se poate aplica (≥ 1V), In continuare, Vs se poate modifica intr-o anumita gama prin P1. Componentele C3, R3 si eventual C4, R4 servesc pentru eliminarea oscilatiilor de inalta frecventa ce apar la amplificator din cauza reactiei negative. Circuitul integrat se decupleaza prin condensatoarele C1 si C2 plasate in apropierea acestuia. Diodele D1 si D2 protejeaza circuitul integrat contra unor varfuri de tensiune inverse ce apar la conectarea si deconectarea alimentatorului. Pentru a realiza o sursa de tensiune negative, este necesar sa se conecteze la sursa borna plus a redresorului, sa se faca decuplarea prin C1 (cu C1 inversat) si C2 pe terminalul 3 si sa se inverseze sensul LED. Pentru cazul cand e necesara comutarea semnului sursei stabilizatoare, se
va conecta un al doilea LED in antiparalel cu cel din fig. 2.5. Desigur, decuplarea alimentatorului cu C1, C2 se va face in acest ultimo caz intre terminalele 5 si 3 ale integratului. Relaț ii de calcul
Datele initiale pentru dimensionarea stabilizatorului cu AO de putere sunt: - limitele tensiunii pe sarcina V smin, Vsmax (pentru sursa de tensiune fixa in locul acestora se da și se folosește V s); - curentul maxim prin sarcina: I smax; - variatiile procentuale ale tensiunii retelei (deci ale tensiunii in gol a redresorului de alimentare); - gama temperaturilor mediului t amin si tamax. Pentru calculul stabilizatorului se parcurg urmatoarele etape: a. Se determină tensiunea minimă necesară pentru alimentarea stabilizatorului (AO): V r min ≅ V s max + V CEs + v orm + (0,5...1)
unde VCEs este tensiunea minimă la limita de saturație a unui transistor compus al etajului final, dată de graficul din figura 2.3 pentru curentul I smax dorit. Pentru Ismax =0,5A, V CEs = 1,2 vorm – amplitudinea ondulatiei remanente a tensiunii redresate (jumatate din ondulatia varf la varf). Tensiunea de 0,5…1V adaugata reprezinta departarea de regiunea de saturatie a tranzistoarelor compuse finale si o rezerva ce poate compensa erorile de realizare a transformatorului de retra si redresorului. V r min ≅ 13,3 + 1,2 + 0,54 + 0,5 = 15,5[V ] Amplitudinea ondulatiei remanente a tensiunii redresate V orm se poare admite pe baza relației empirice: 0,1 ⋅ I s max (V s max + 5) 0,1 ⋅ 0,5(13,3 + 5) 0,91 v orm ≅ = = = 0,54[V ] 1 + 0,05 ⋅ V s max 1 + 0,05 ⋅ 13,3 1,66 Tensiunea Vrmin trebuie să indeplinească condiția de mai jos pentru ca amplificatorul operational să functioneze correct chiar in prezenta ondulatiilor tensiunii redresate. V r min ≥ 6 + v orm = 6 + 0,54 = 6,54[V ] 15,5[V ] > 6,54[V ] Se determină valorile nominală și maximă ale tensiunii redresate la current maxim și ȋn gol cu relațiile: V r min 15,5 15,5 V r = = = = 17,46[V ] ∆V ro− − 0,1(1 + 0,1) 0,89 1 1− (1 + λ ) b.
V ro
V r max = V r [1 +
∆V ro + V ro
(1 + λ )] = 17,46(1 + 0,1 ⋅ 1,1) = 19,38[V ]
V r 0 ≅ V r (1 + 1,5λ ) = 17,46(1 + 1,5 ⋅ 0,1) = 20[V ]
V r 0 max = V r 0 (1 +
Rapoartele
∆V ro + V ro
∆V ro − V ro
si
) = 20(1 + 0,1) = 22[V ] ∆V ro + V ro
sunt date initiale si reprezinta variatiile procentuale ale
tensiunii retelei: ±10%. reprezintă caderea relative de tensiune pe rezistenta interna R ir a redresorului. Aceasta se defineste prin relatia: λ =
I r max ⋅ Rir V r
= 0,1...0,2
unde Irmax este curentul mediu maxim preluat de la redresor. Caderea relativă de tensiune pe rezistența internă a redresorului se admite ȋn mod obi șnuit ȋn practică ȋntre limitele 0,1… 0,2. Este o mărime deosebit de utilă ȋn calculul redresorului și av ȃnd o plajă restransă de valori uzuale, se evită deseori recalcularea redresorului și mai ales a transformatorului de re țea. Datorită folosirii acestei mărimi s-a putut stabili o rela ție simplă de calcul a tensiunii ȋn gol a redresorului și a rezistenței sale interne R ir . c. Se verifică ȋndeplinirea condi ției: + V r 0 max = 22[V ] < V max = 36[V ]
pentru ca circuitul integrat să nu se defecteze. Se verifică cu ajutorul fig 2.2 posibilitatea realizării curentului I smax impus la o diferentă de tensiune intrare-iesire maxima: ∆V ie max = V r max − V s min = 19,38 − 1,5 = 17,88[V ] folosind curba marcata P dMAX=15W. Aceasta corespunde temperaturii maxime a mediului de 30ºC și un radiator cu gabarit relativ mare (R thra=2,5ºC/W). Curba data de catalog pentru Ptot=20W nu se poate folosi in cazul racirii naturale a radiatorului. Daca din grafic rezultă pentru curentul I smax o diferență de tensiune sub valoarea data de (2.11), stabilizatorul propus nu se poate practice realiza cu racire naturala a radiatorului pe care este montat circuitul integrat. d.
Daca la punctual anterior a rezultat ca sursa se poate realize, se face calculul puterii dissipate maxime pe circuitul integrat unde curentul I 0max se determina cu relatia (2.1) folosind tensiunea Vrmax. I o max = 30 + 0,55 ⋅ V r max = 30 + 0,55 ⋅ 19,38 = 40,65[ mA] e.
P d max = (V r max − V s min ) I s max + V r max I 0 max
⇒ P d max = (19,38 − 1,5) ⋅ 0,5 + 19,38 ⋅ 40,65 ⋅ 10 −3 = 9,72[W ]
Se verifică dacă este necesar radiator pentru circuitul integrat și dacă este cazul, se pregatește dimensionarea lui. Daca * t jMAX − t a max 140 − t a max P d max > P dMAX 0 = = = 1,74[W ] Rthjc + Rthca 63 f.
* cu t j max = 140°C (cu o rezerva fata de 150ºC cand se actioneaza protectia termica), atunci este necesar radiator. Se stabilește rezistenta termica a radiatorului necesar cu relatia: * t jMAX − t a max 140 − t a max Rthra ≤ Rthjc − Rthcr = − 3 − 2,5
P d max
P d max
140 − 30 − 3 − 2,5 = 5,81°C / W 9,72 Calculul radiatorului plan necesar (in cazul utilizarii unui astfel de radiator) sau a lungimii unui radiator cu aripioare a carui rezistenta termica nu este cunoscuta este prezentat in anexa A1. ⇒ Rthra =
Se estimează curentul de scurtcircuit al stabilizatorului pentru un radiator adoptat cu * ≤ Rthra . Pentru aceasta se calculeaza puterea disipata in conditiile rezistenta termica Rthra actionarii protectiei termice: t jMAX − t a min 150 − 15 135 P dsc max = = = = 11,9[W ] * 3 + 2,5 + 5,81 11,31 Rthjc + R thcr + Rthra g.
t jMAX = 150°C
Aceasta curbă (hiperbola) se traseaza in graficul Ic-Vce al tranzistoarelor finale, de forma celui din fig. 2.2, delimitate sus de curentul I CMAX=3,5A si in dreapta de zona de protectie contra strapungerii secundare (tangenta la hiperbola pentru P tot) sau de VCEMAX=36V. De pe curba de delimitare a zonei de functionare sigura astfel obtinuta se citeste curentul Icsc corespunzator tensiunii V CE ≅ V r min (Vrmin fiind calculate la inceput). De acest current trebuie tinut cont la calculul si realizarea redresorului.
I Csc ≈ 1[ A] h. Se determină rezistenta R 5 pentru un current nominal prin LED de 10mA si 1mA prin
divizorul P2-R 6: ' V r − V ref
17,46 − 1,7 = 1,43[k Ω] 11 11 Aceasta se poate adopta cu toleranta de ±10%.
R5 =
=
Se adopta o rezistenta de 1,3kΩ±5% i. Se face calculul rezisten țelor divizorului tensiunii de referin ță, V’ ref , P2-P6 (fig.2.5).
Admitand prin aceasta un curent de ordinul 1mA, rezultă valoarea potentiometrului P 2: Am ales Vref =1,7 ' V ref − 1 1,7 − 1 P 2 = = = 0,7[k Ω] 1 1 care se va adopta normalizata (0,5kΩ sau 1kΩ). Apoi se determina rezistenta R 6 pe care se impune tensiunea de 1V. Alegem valoarea normalizata P 2=0,5kΩ. 1 ⋅ P 0,5 R6 = ' 2 = = 0,71[k Ω] care se normalizeaza cu o toleran ța de ±2,5%. V ref − 1 0,7 Se calculeaza rezistentele divizorului de la iesire dupa adoptarea valorii tensiunii de referinta Vref (fig.2.5.). Aceasta nu poate fi coborata sub 1V. Se recomdanda domeniul 1,1… 1,5V. Vref =1,5V Se admite un current redus (de exemplu I d=2,5mA) prin divisor si rezulta valoarea aproximativa necesara pentru potentiometrul P 1 daca sursa realizeaza la iesire V smin≈Vref Id=2,5mA V s max − V ref 13,3 − 1,5 P 1 = = = 4,7[k Ω] I d 2,5 Aceasta se normalizeaza la o valoare apropiata (la un multiplu zecimal al numerelor 10, 25, 50) si apoi se calculeaza rezistenta R 2. Normalizam la P1=5 [kΩ] j.
R2 = P 1
V ref V s max − V ref
= 4,5
1,5 13,3 − 1,5
= 0,635[ k Ω]
Ea se normalizeaza cu o toleranta de ±1%...±2,5%. Normalizam la R 2=610 [Ω] Din cauza tolerantei mari a potentiometrelor si dispersiei tensiunii V’ ref cele doua extreme ale tensiunii de iesire nu rezulta precise. Una singura dintre acestea se poate ajusta din P2 de preferinta Vsmax (cu cursorul potentiometrului P 1 in pozitia jos). Pentru a se putea ajusta ambele capete ale gamei tensiunii de iesire, trebuie facuta ajustabila si rezistenta R 2. k.
Se stabileste curentul maxim de scurtcircuit pentru calculul redresorului, la tensiunea
nominala: I r max sc = I Csc + I 0 = 1 + (30 + 0,55 ⋅ 17,46) ⋅ 10 −3 = 1,039[ A]
cu I o determinat din relatia (2.1), folosint tensiunea V r si re regrupeaza datele necesare pentru calculul redresorului.
Nomenclatorul de component - sursa cu circuite integrate
Denumire a componentei R2 R3 R5 R6 P1 P2 C1 C2 D1 D2 Circuit integrat
Codul
Valoarea 0,61[kΩ]±1% 1[Ω] 1,3 [kΩ]±5% 0,71[kΩ]±2,5% 4,7[kΩ] 0,7 [kΩ] 100[µF] 100[nF]
TDA2030
Schema electrica a sursei cu circuite integrate
