informe tl494

66.10 - Circuitos electrónicos onicos II

Informe: Fuente Conmutada

Trabajo Práctico actico

Figueroa, Gonzalo

84255

Tempone, Nicol´ as

84548

Manikis, Andr´ es

84321

1. cuatrimestre 2009 er

66.10 - Circuitos electrónicos II


´ Indice 1. Ob jetivos

2

2. Introducci´ Introducci´ on on

3

3. Desarrollo

5

3.1.. Elecci 3.1 Elecci´ón de los componentes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5

3.1.1. Inductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

3.1.2. Capacitor de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

3.1.3. Diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

3.1.4. 3.1.4. Transistore ransistoress de conmutac conmutaci´ ión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

7

3.1. 3.1.5. 5. N´ ucleo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

8

3.1.6. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9

3.1.7. Fusible . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9

3.1.8. Resistoe de sensado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9

3.1.9. Resistores de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10

3.2.. Elecci 3.2 Elecci´ón de los disipadores de calor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10

3.2.1. Disipador del diodo odo MUR82 R820 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10

3.2. 3.2.2. 2. Disi Disipa pado dorr para para el trans ransiisto stor de sal salida ida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

11

3.3. Mediciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

3.3.1. 3.3.1. Regulaci´ Regulaci´ on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

3.3.2. Eficiencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

3.3.3. Valores de continua y temper peratura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

15

3.3.4. Fotos del equipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

16

4. Conclusiones

20

4.1. Conflictos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

20

4.2. Conclusiones generales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

21

5. Anexos

22

5.1. Anexo I - Instrumentos utilizados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

22

5.2. Anexo II - Ho ja jas de dato

23

1.er cuatrimestre 2009

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

Figueroa - Manikis - Tempon pone

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´ Indice 1. Ob jetivos

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2. Introducci´ Introducci´ on on

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3. Desarrollo

5

3.1.. Elecci 3.1 Elecci´ón de los componentes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

5

3.1.1. Inductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

3.1.2. Capacitor de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

3.1.3. Diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

6

3.1.4. 3.1.4. Transistore ransistoress de conmutac conmutaci´ ión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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3.1. 3.1.5. 5. N´ ucleo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

8

3.1.6. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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3.1.7. Fusible . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9

3.1.8. Resistoe de sensado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9

3.1.9. Resistores de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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3.2.. Elecci 3.2 Elecci´ón de los disipadores de calor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10

3.2.1. Disipador del diodo odo MUR82 R820 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

10

3.2. 3.2.2. 2. Disi Disipa pado dorr para para el trans ransiisto stor de sal salida ida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

11

3.3. Mediciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

3.3.1. 3.3.1. Regulaci´ Regulaci´ on . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

3.3.2. Eficiencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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3.3.3. Valores de continua y temper peratura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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3.3.4. Fotos del equipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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4. Conclusiones

20

4.1. Conflictos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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4.2. Conclusiones generales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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5. Anexos

22

5.1. Anexo I - Instrumentos utilizados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

22

5.2. Anexo II - Ho ja jas de dato

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. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .


1


1.


Objet Objetiv ivo os El objetivo de este trabajo es diseñar, nar, construir y medir una fuente conmutada (Switch Mode Power

Supply, o SMPS) que cumpla con las siguientes especificaciones: Tensión on de Entrada: 8 - 16 V Tensión on Nominal: 5 V Corriente Nominal: 5 A Por otra parte, otras especificaciones se dejan al criterio de los diseñadores, y se expondrán an y definirán an en este informe.



2


2.


Introducci´ on Hay tres topolog´ıas básicas en uso actualmente para fuentes conmutadas (en adelante SMPS): Buck Boost Buck-Boost Todas estas topolog´ıas son no aisladas (las tensiones de entrada y salida comparten una única masa)

pero otras topolog´ıas derivadas de ésta existen y proveen aislación. Ahora bien, dependiendo de las condiciones de funcionamiento, habrá que optar por diferentes configuraciones. Una idea de las situaciones en las que cada topolog´ıa se utiliza se da en la Figura 1.

Figura 1: Topolog´ıas comunmente usadas. Extraido de [5] Al elegir la topolog´ıa lo primero que hay que determinar es la relación de tensión entre la entrada y la salida. Debido a la naturaleza de cada configuración, no todas las topolog´ıas pueden producir todas las relaciones de tensión (y polaridad) existentes. As´ı, se utilizará (en el caso más sencillo) una topolog´ıa Buck cuando V in > V out , y la polaridad de la salida sea la misma que la de la entrada. Este es el caso del trabajo actual, por lo que se decidió utilizar dicha topolog´ıa. El funcionamiento de la topolog´ıa Buck se muestra en los siguientes gráficos de la Figura 2.


Figueroa - Manikis - Tempone

3



Figura 2: Funcionamiento de la topolog´ıa Buck. Extraido de [2]



4


3.


Desarrollo

3.1.

Elecci´ on de los componentes

La elección de los componentes se realizó considerando que la fuente trabaja en modo continuo. Para obtener los valores de los componentes que forman la etapa de potencia se propusieron algunos parámetros adem´ as de las especificaciones: Tensión de salida: V o = 5V. Tensión de ripple: ∆V o = 0,5 V. Corriente máxima de salida: I o (max) = 5 A. Variaci´ on de corriente en el inductor: ∆ I = 0,5 A. Tensión m´ınima de entrada: V i min = 8 V. Tensión máxima de entrada: V i max = 16 V. Frecuencia de trabajo: f = 40 KHz. Ciclo de trabajo: D = 0,48. A continuación se presenta la configuración a utilizar con la forma de onda de los componentes en cuesti´ on:

Figura 3: Configuración Buck - formas de onda



5


3.1.1.


Inductor

Para el cálculo del inductor se parte de la ecuación que describe su comportamiento: ∂ i ∂ t Dado que la tensión entre los bornes del inductor es constante en todo tiempo la ecuación anterior se v(t) = L

puede escribir de la siguiente manera: ∆ I (1) ton Como se puede apreciar la variación de corriente en el inductor es lineal y está espresada en función del D tiempo en el cual la llave (figura 3) se encuentra cerrada. t on se puede expresar como ton = . Entonces f la ecuación 1 se puede escribir como: Vi

−

L ≥ (Vi (max)

Vo = L

−

Vo )

D = 264 µH ∆I f

Cabe destacar que en este caso V i = Vi (max) ya que se tiene en cuenta el peor caso. 3.1.2.

Capacitor de salida

Para el calculo del capacitor se parte de la ecuación: ton t off ∆I + ∆I Q 4 C= = 4 ∆V 2 ∆Vo C=

∆I D 4 f

C≥

∆ + (1 4D)∆ f = 4 f 2 ∆Vo 2 ∆Vo −

I

I

∆I = 43,4 µF 8 f ∆Vo

En lo que respecta al capacitor también se calculó la ESR (equivalent series resistance) de la siguiente manera: ESRmax 3.1.3.

≤

∆Vo = 0,1 Ω ∆I

Diodo

Para la elección del diodo se tuvieron en cuenta: La corriente máxima que circula. La tensión máxima a la que puede ser sometido en reversa. La potencia que es capaz de disipar. 1.er cuatrimestre 2009


6



La velocidad de conmutación. Para cumplir con estas especificaciones se eligió el modelo MUR820 que posee las siguientes caracter´ısticas: IF = 8 A. VR = 200V. P = 12W. t = 35 ns. 3.1.4.

Transistores de conmutaci´ on

Los transistores de conmutación fueron elegidos para operar como un par cuasidarlington, como se muestra en la figura:

Figura 4: Cuasidarlington Se procuró trabajar con transistores de alta velocidad de conmutación. En nuestro caso del orden de los 100ns a 1µs. Esto es asi porque la idea es que el tiempo de conmutación sea despreciable dentro de el ciclo de trabajo y como nosotros trabajamos con 40kHz el per´ıodo es 25 µs. Entonces es lógico tomar



7



tiempos de conmutación del orden de lo indicado. Se tuvieron en cuenta también corrientes y tensiones Colector-Emisor como además potencia disipada. Para el caso del NPN la tensión máxima entre colector se da cuando el diodo se pone en directa llevando el emisor del aproximadamente a masa y cuando la tensión de entrada es de 18V. Entonces la tensi´ on máxima entre colector y emisor es de aproximadamente 18V. La corriente máxima coincide con la máxima del inductor y, como se explica en el apartado del fusible, es de 5.5A. Por último, se puede aproximar la potencia media máxima teniendo en cuenta que, según el circuito de control el transistor se conecta cuando mucho la mitad del per´ıodo. Teniendo en cuenta eso último y que cuando está conectado, la corriente es de 5.5A y la tensión VCE es de aproximadamente 2V, la potencia media será de 5.5W. De todas maneras, debido a que en los momentos de conmutación la potencia disipada es mucho mayor y ademas que puede llegar a circular un poco más corriente debido a dispersiones, no es absurdo tomar un potencia bastante mayor. Respecto al PNP, los valores de corriente son apreciablemente menores (alrededor de 20 veces). Es por esto que con 1A de corriente alcanza y sobra. Respecto a la tensión máxima, se puede hacer un cálculo rápido acotándola por 18V despreciando ca´ıdas en el diodo y en la juntura base-emisor del NPN. De todas formas, 18V es mucho menor de los valores máximos de VCE de los transistores del mercado. La potencia sobre este transistor resulta considerablemente menor que en el NPN debido a la ganancia de corriente de este último. El transistor PNP elegido fue el MJE2955 y sus carater´ısticas son: IC = 10A. VCE = 60V. P = 75W. t = 300 ns. El transistor NPN elegido fue el MJE13009 y sus carater´ısticas son: IC = 12A. VCE = 400V. P = 110W. t = 1 µs. 3.1.5.

N´ ucleo

A priori se optó por un n´ ucleo toroidal y se realizaron los cálculos pertienentes en función del tipo de material y las dimensiones del mismo. Como primera prueba, y después de realizar los cálculos (ver anexo), se utilizaron tres tipos de núcleos del fabricante Elemon. Sin embargo, se concluyó que dichos núcleos estaban destinados a trabajar 1.er cuatrimestre 2009


8



en saturación. Por esta razón se decidió trabajar con un núcleo tipo E del mismo fabricante el cual permitió implementar un entrehierro que permite extender el l´ımite de saturación del núcleo. 3.1.6.

Circuito de control

Como integrado de control se optó por el TL494. La elección fue esa dado que permite abordar el problema del diseño de una fuente conmutada sin tener que utilizar componentes discretos para el controlador pero al mismo tiempo permite acceder a sus componentes internos de forma tal de poder tener un mayor nivel de configuración. Además tiene la ventaja didáctica de poder adentrarse en el funcionamiento de los controladores para estas fuentes. Este integrado además se adapta perfectamente a las especificaciones tanto de frecuencia como de tensiones y corrientes especificadas. 3.1.7.

Fusible

Para el cálculo del fusible se tuvo en cuenta el pico máximo de corriente. La corriente de entrada del circuito es la que circula por el transistor de paso cuando este esta cerrado. A su vez, esta corriente es la que circula por el inductor. Teniendo en cuenta que la corriente máxima corriente media del inductor es 5A y que el ∆I L es de 0.5A, una cota para la corriente instantánea máxima es 5.5A. Para contemplar incertezas de cálculo, de componentes y de efectos que no se hayan tenido en cuenta se eligió un fusible de 8A. Es importante aclarar que no hab´ıa ningún componente que se pudiera dañar con esa corriente. Además, de producirse un desperfecto en algún lugar es esperable que la corriente de entrada supere ampliamente los 8A de manera que el fusible se destruirá sin problemas. 3.1.8.

Resistoe de sensado

La resistencia de sensado se coloca para proveer al circuito de la capacidad de limitar la corriente m´ axima que circula de modo tal de evitar sobrecargas y con ello la destrucción o deterioro de algún componente. La metodolog´ıa de proteccion por la cual se optó fue colocar una resistencia de sensado en serie con la carga y comparar con un operacional la tensión sobre esta resistencia con una tensión prefijada con un preset. Si la tension de sensado supera a la de referencia entonces el operacional que las compara dentro del TL494 presenta una tensión a la salida que hace se abra el transistor de paso. Se eligió para la resistencia de sensado un valor de 0,1Ω y se calibró con un preset la tensió n de referencia de modo tal que esta sea de aproximadamente 0.5V. Cabe aclarar que la resistencia de sensado deb´ıa ser de un valor lo suficientemente ba jo como para que la ca´ıda de tensión sobre esta no afecte apreciablemente a la tensión de salida. También hay que comentar que la potencia máxima sobre esta resistencia es de (5A)2 ∗ 0,1Ω = 2,5W por lo cual se eligió 5 W.



9


3.1.9.


Resistores de carga

Los valores necesaior de carga fueron 1Ω, 2Ω y 10Ω. Esto para probar el circuito con 10 %, 50 % y 100% de carga. Se tuvo en cuenta la potencia disipada en cada caso y para lograr satisfacer los requisitos en los casos de mayor potencia se conectó m´ as de un resistor.

3.2. 3.2.1.

Elecci´ on de los disipadores de calor Disipador del diodo MUR820

Para el diodo MUR820 se tiene que la temperatura de juntura es: T j = 175 C ◦

Tomando un factor del 80 porciento de este valor como l´ımite para obtener un cierto rango de seguridad, se tiene que la máxima temperatura de juntura será: T j(max) = 140 C ◦

La potencia disipada por el diodo podemos estimarla como la tensión en directa (V D

≈

1,2V) por la

corriente máxima que circula por el diodo. Por lo tanto: P j(max) = VD Io(max)

1,2V · 5,5 A = 6,6 W

≈

La resistencia térmica θ JC es de θJC = 3 C/W ◦

Consideraremos despreciable a θ CA frente a las resistencias térmicas del disipador. Con estos datos, se llega a que debe conseguirse un disipador con una resistencia térmica de θDA ≤ 16 C/W ◦

Se eligió el siguiente disipador[6]: Art´ ıculo: 5245D Perfil U:20x25x20 1.5mm espesor Altura: 20mm Resistencia

T´ ermica: 15


o

c/w


10


3.2.2.


Disipador para el transistor de salida

Para el transistor MJE13009 (NPN) se tiene que la temperatura de juntura es: T j = 150 C ◦

Tomando un factor del 80 porciento de este valor como l´ımite para obtener un cierto rango de seguridad, se tiene que la máxima temperatura de juntura será: T j(max) = 120 C ◦

La potencia disipada por el diodo podemos estimarla como la tensión de saturaci´ on (Vsat

≈

2 V) por

la corriente máxima que circula por el transistor. Por lo tanto: P j(max) = Vsat Io(max)

≈

2V · 5,5 A = 11 W

La resistencia térmica θ JC es de θJC = 1,14 C/W ◦

Con estos datos, se llega a que debe conseguirse un disipador con una resistencia térmica de θDA ≤ 8,5 C/W ◦

Se eligió el siguiente disipador[6]: Art´ ıculo 7525 ZD-37 Dimensiones: Base 44mm - Altura 14mm - Espesor n´ ucleo central 2.5mm Superficie: 178 mm2 Resistencia t´ ermica: 8


o

C/W para 75mm


11


3.3.


Mediciones

3.3.1.

Regulaci´ on

Para observar y medir la regulación, se tomaron las siguientes mediciones, tanto al 10 % de carga como al 50 %. No pudieron en este caso realizarse las mediciones al 100% de la carga debido a que la fuente calentaba demasiado y peligraba la integridad del proyecto. Por esta razón se decidió no medir a carga máxima, mientras que se continuaron midiendo los otros parámetros y valores. Luego se revió este tema, notando que el problema de la temperatura se deb´ıa principalmente a que el n´ ucleo estaba saturando, y en menor medida a que los tiempos de conmutación del transistor de salida eran demasiado elevados. Por esta razón se cambiaron estos componentes más tarde, y se pudo volver a medir (ver sección Eficiencia, por ejemplo) al 100 % de carga, obteniendo esta vez mejores resultados. Sin embargo, faltó tiempo para volver a medir los datos que presentamos a continuación y que, como queda dicho, corresponden al diseño anterior que levantaba temperatura. Carga 10 %

RL = 10 Ω

Carga 10 %

RL = 10 Ω

Vi

Vo

Iin

Io

Vi

Vo

Iin

Io

8

4,93

0,43

0,493

8

4,75

0,625

2,375

8,5

4,95

0,43

0,495

8,5

4,78

0,61

2,39

9

4,97

0,42

0,497

9

4,83

0,585

2,415

9,5

4,98

0,42

0,498

9,5

4,88

0,56

2,44

10

4,99

0,42

0,499

10

4,91

0,545

2,455

10,5

4,99

0,42

0,499

10,5

4,95

0,525

2,475

11

4,99

0,42

0,499

11

4,97

0,515

2,485

11,5

4,99

0,42

0,499

11,5

4,99

0,505

2,495

12

5

0,42

0,5

12

4,99

0,505

2,495

12,5

5

0,41

0,5

12,5

4,99

0,505

2,495

13

5

0,41

0,5

13

5

0,5

2,5

13,5

5

0,41

0,5

13,5

5

0,5

2,5

14

5

0,41

0,5

14

5

0,5

2,5

14,5

5

0,42

0,5

14,5

5

0,5

2,5

15

5

0,42

0,5

15

5

0,5

2,5

15,5

5

0,42

0,5

15,5

5

0,5

2,5

16

5

0,42

0,5

16

5

0,5

2,5

Con las mediciones del cuadro anterior se realizó un gráfico de la tensión de salida en función de la de entrada, para cada una de las cargas (10 % y 50 %).



12



Aqu´ı puede verse que los resultados obtenidos son bastante buenos, ya que a la tensión nominal de 12 Volts de entrada, la salida se mantiene prácticamente en 5 Vols, y aún en el peor caso (entrada de 8 Volts al 50 % de carga) la diferencia con respecto a la salida deseada es sólo del 5 %. 3.3.2.

Eficiencia

Se realizaron las siguientes mediciones: Carga 10 %

RL =

Vi

Ii

Pi

Vo

Io

Po

Eficiencia

8

0.39

3.12

4.91

0.491

2.41081

0.77

12

0.28

3.36

5

0.5

2.5

0.74

16

0.22

3.52

5.04

0.504

2.54016

0.72

Carga 50 %

RL =

2Ω

Vi

Ii

Pi

Vo

Io

Po

Eficiencia

8

2.18

17.44

4.93

2.465

12.1524

0.70

12

1.48

17.76

5.04

2.52

12.7008

0.71

16

1.13

18.08

5.07

2.535

12.8525

0.71

Carga 100 %


10 Ω

RL =

1Ω

Vi

Ii

Pi

Vo

Io

Po

Eficiencia

8

3.97

31.76

4.88

4.88

23.8144

0.75

12

3.7

44.4

4.99

4.99

24.9001

0.56

16

3.48

55.68

5.02

5.02

25.2004

0.45


13



Con estos datos, se trazó el siguiente gráfico, que muestra la eficiencia alcanzada en para cada valor de carga, en función de la tensión de entrada:



14


3.3.3.


Valores de continua y temperatura

También se midieron las tensiones de continua en todos los pines del integrado TL494, que se muestran a continuación. Luego, se dan también los valores de las temperaturas medidas de la carga, el transistor (Tr), el disipador y el diodo. Carga al 10 %

Carga al 50 %

Pines

Tensión [V]

Pines

Tensión [V]

1

2,5

1

2,506

2

2,5

2

2,504

3

3,5

3

3,503

4

0,03

4

0

5

1,449

5

1,449

6

3,612

6

3,619

7

0,002

7

0

8

11,36

8

12,24

9

0,001

9

0

10

0,002

10

0

11

11,37

11

12,24

12

12,21

12

12,31

13

0,002

13

0

14

4,92

14

4,92

15

0,407

15

0,406

16

0,002

16

0

Vcc

12,2

Vcc

11,94

Vout

5,02

Vout

4,93

Vload

4,96

Vload

4,65

V(Rsensado)

0,05

V(Rsensado)

0,218

Darlington


Darlington

VB

11,42

VB

12,23

VC

5,05

VC

4,9

VE

12,2

VE

11,87

carga

100 C

carga

109 C

disipador

41 C

disipador

60 C

Tr

47 C

Tr

105 C

diodo

40 C

diodo

80 C

◦

◦

◦

◦


◦

◦

◦

◦

15


3.3.4.


Fotos del equipo

Figura 5: Equipo con núcleo torodial. Las siguientes imágenes han sido tomadas del equipo en funcionamiento, para las condiciones de carga al 10 % y al 50%.



16



Figura 6: Tensión de salida. Carga 10 %.

Figura 7: Tensión sobre Diodo. Carga 10 %.



17



Figura 8: Tensión sobre el transistor: V CE . Carga 10 %.

Figura 9: Tensión sobre Diodo. Carga 50 %.



18



Figura 10: Tensión sobre el transistor: V CE . Carga 50 %.



19


4.


Conclusiones

4.1.

Conflictos

Durante el desarrollo del trabajo nos encontramos con varias situaciones conflictivas. De los transistores de paso Originalmente, se decidió trbajar con un dárlington PNP como transistor de paso. Es sabido que los transistores PNP son más lentos que los NPN pero dada la configuración de salida del TL494, de conectar un TBJ, este deb´ıa ser PNP. A la hora de probar el desempeño de la fuente pudimos apreciar que los transistores levantaban una temperatura extremadamente alta incluso con una carga baja. Acto seguido reemplazamos este dárlington por un cuasidárlington cuya 1er etapa es PNP y segunta etapa es NPN logrando resultados mejores. Del n´ ucleo Una vez reemplazado el dárlington por un cuasidárlington nos dispusimos a subir la carga y lo primero que notamos fue que los transistores volv´ıan a calentar desmesuradamente. Midiendo la tensión en el nodo de unión transistor/diodo/inductor pudimos verificar que el núcleo estaba saturando. Llegamos a esta conclusión ya que primero la tensión en este punto igualaba a la de entrada (se cerraba el transistor) pero luego, y antes de que el transistor se abriera la tensión en el punto igualaba a la de salida lo cual solo se pod´ıa explicar con la saturación ya que en esta condición el inductor se comporta como un cable. Asimismo este comportamiento explicaba el enorme calentamiento de los transistores ya que, al disminuir la tensió n el el punto de unión hasta llegar al valor de la tensión de salida, la tensión VCE aumentaba a valores significativos pero el transistor segu´ıa conduciendo logrando as´ı que la potencia disipada por este aumentara en una gran proporción. Como se menciona en otros lugares de este documento, la solución provisoria fue conectar varios inductores en serie de modo tal de lograr un inductor equivalente con un núcleo más grande. Luego, como solución definitiva definimos comprar un inductor en forma de E el cual permitió propiciarle un entrehierro de modo de aumentar el l´ımite de saturación del núcleo. Los resultados fueron inmediatos, la temperatura disminuyó notablemente y pudimos verificar con el osciloscopio que el núcleo ya no saturaba. Del cuasid´ arlington Si bien ambas modificaciones comentadas ayudaron a aumentar la eficiencia en enormes proporciones, no se logró superar una cierta velocidad de conmutación (ver figura 7). Esto se debe a que en esta configuraci´ on las es dif´ıcil despolarizar la base de PNP y lleva cierta cantidad de tiempo.



20



Una forma de salvar este problema es colocando a la salida del TL494 un totem-pole el cual permitir´ıa que las cargas tengan un camino por el cual moverse rápidamente logrando as´ı una conmutación más veloz.

4.2.

Conclusiones generales

Finalmente, resulta preciso concluir el informe con algunas apreciaciones sobre el resultado final del proyecto y las cosas que creemos, debemos mejorar o han quedado en el tintero. La realización de este proyecto constituyó un primer acercamiento a la teor´ıa y práctica del diseño de fuentes conmutadas. Los conflictos citados previamente consumieron tiempos apreciables sin embargo, podemos decir que han colmado nuestras inquietudes e implicaron un crecimiento significativo de nuestra experiencia a la hora de enfrentarnos con problemas de la misma ´ındole. Comparando los objetivos con el resultado final, podemos decir que hemos llegado a implementar lo pedido con ciertas restricciones que fueron producto de la transición de la teor´ıa a la práctica. Además, un porcentaje de las limitaciones del equipo final se lo atribu´ımos al tiempo que tuvimos y a los componentes que conseguimos en el mercado. A pesar de los inconvenientes y vicisitudes rescatamos el valor de los conocimientos adquiridos sobre esta rama tan interesante de la ingenier´ıa electrónica.

Buenos Aires, 24 de julio de 2009.



21


5. 5.1.


Anexos Anexo I - Instrumentos utilizados

A continuación se presenta una lista de los instrumentos utilizados para realizar las medidicones. Osciloscopio Tektronix: Ancho de banda: 50 MHz Fuente de alimentaci´ on: Vout = 0 − 20V; Iout

max

=3A

Mult´ımetro digital: Modelo: Uni-T 60 A



22


5.2.


Anexo II - Hojas de dato



23



MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860 Preferred Devices

SWITCHMODE Power Rectifiers 

http://onsemi.com

This series are state −of −the −art devices designed for use in switching power supplies, inverters and as free wheeling diodes.

ULTRAFAST RECTIFIERS 8.0 AMPERES, 50−600 VOLTS

Features • Ultrafast 25 and 50 Nanosecond Recovery Time • 175°C Operating Junction Temperature

1

• Epoxy Meets UL 94 V −0 @ 0.125 in

4

• Low Forward Voltage

3

• Low Leakage Current • Reverse Voltage to 600 V • Pb−Free Packages are Available*

4

4

Mechanical Characteristics: • Case: Epoxy, Molded • Weight: 1.9 Grams (Approximately) • Finish: All External Surfaces Corrosion Resistant and Terminal

Leads are Readily Solderable • Lead Temperature for Soldering Purposes: 260 °C Max for 10 Seconds

1

1 3 TO−220AC CASE 221B PLASTIC

3 TO−220 FULLPAK CASE 221E STYLE 1

MARKING DIAGRAMS

AY

WWG U8xx KA

A Y WW U8X X G KA *For additional information on our Pb−Free strategy and soldering details, please download the ON Semiconductor Soldering and Mounting Techniques Reference Manual, SOLDERRM/D.

AYWWG MURF860 KA

= = = =

Assembly Location Year Work Week D evi ce Code xx = 05, 10, 15, 20, 40, or 60 = Pb−Free Package = Diode Polarity

ORDERING INFORMATION See detailed ordering and shipping information in the package dimensions section on page 7 of this data sheet. Preferred devices are recommended choices for future use and best overall value.

©

Semiconductor Components Industries, LLC, 2008

1

June, 2008 − Rev. 9



Publication Order Number: MUR820/D

24



MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860 MAXIMUM RATINGS MUR Symbol

805

810

815

820

840

860

Unit

Peak Repetitive Reverse Voltage Working Peak Reverse Voltage DC Blocking Voltage

VRRM VRWM VR

50

100

150

200

400

600

V

Average Rectified Forward Current Total Device, (Rated V R), TC = 150°C

IF(AV)

8.0

A

Peak Repetitive Forward Current (Rated VR, Square Wave, 20 kHz), TC = 150°C

IFM

16

A

Nonrepetitive Peak Surge Current (Surge applied at rated load conditions halfwave, single phase, 60 Hz)

IFSM

100

A

T J, Tstg

−65 to +175

°C

Rating

Operating Junction Temperature and Storage Temperature Range

Stresses exceeding Maximum Ratings may damage the device. Maximum Ratings are stress ratings only. Functional operation above the Recommended Operating Conditions is not implied. Extended exposure to stresses above the Recommended Operating Conditions may affect device reliability.

THERMAL CHARACTERISTICS MUR Rating

Symbol

Maximum Thermal Resistance, Junction −to−Case Thermal Resistance, Junction −to−Case

MURF860

Thermal Resistance, Junction −to− Ambient Thermal Resistance, Junction −to− Ambiente

805

810

MURF860

815

820

840

3.0

RJC

860 2.0

Unit °C/W

RJC

4.75

°C/W

RJA

73

°C/W

RJA

75

°C/W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS MUR Rating

Symbol

Maximum Instantaneous Forward Voltage (Note 1) (iF = 8.0 A, TC = 150°C) (iF = 8.0 A, TC = 25°C)

vF

Maximum Instantaneous Reverse Current (Note 1) (Rated DC Voltage, TJ = 150°C) (Rated DC Voltage, TJ = 25°C)

iR

Maximum Reverse Recovery Time (IF = 1.0 A, di/dt = 50 A/ s) (IF = 0.5 A, iR = 1.0 A, IREC = 0.25 A)

trr

1. Pulse Test: Pulse Width = 300 s, Duty Cycle

≤

805

810

815

820

840

860

1.00 1.30

1.20 1.50

Unit V

0.895 0.975

 A

250 5.0

500 10

35 25

60 50

ns

2.0%.

http://onsemi.com 2



25



MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860 MUR805, MUR810, MUR815, MUR820 100

1000

70

) A 100  ( T N E R R 10 U C E S R E 1.0 V E R , R I

50

30 ) S P M A ( T N E R R U C D R A W R O F S U O E N A T N A T S N I , F i

20

TJ = 175°C

100°C 25°C

0.1

10 0.01

7.0

0

20

40

60

100

120

140

160

180 200

Figure 2. Typical Reverse C urrent* * The curves shown are typical for the highest voltage device in the grouping. Typical reverse current for lower voltage selections can be estimated from these same curves if V R is sufficiently below rated V R.

3.0 2.0 TJ = 175°C

100°C

) S P M A ( T N E R R U C D R A W R O F E G A R E V A , ) V A ( F I

25°C

1.0 0.7 0.5

0.3 0.2

0.1 0.2 0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1.0

1.1

1.2

10 9.0

RATED VR APPLIED

8.0

dc

7.0 6.0

SQUARE WAVE

5.0 4.0 3.0 2.0 1.0 0 140

150

vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)

) S 10 T T A 9.0 W ( N 8.0 O I T A 7.0 P I S S I 6.0 D R E 5.0 W O 4.0 P E G 3.0 A R E 2.0 V A , ) V 1.0 A ( F 0 P

RJA = 16°C/W RJA = 60°C/W (NO HEAT SINK)

dc 10 SQUARE WAVE

8.0 6.0 4.0

dc

2.0

SQUARE WAVE

0 0

20

40

60

80

100

120

140

160

170

180

Figure 3. Current Derating, Case

14 12

160

TC, CASE TEMPERATURE (°C)

Figure 1. Typical Forward Voltage


80

VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)

5.0

180

200

TJ = 175°C

SQUARE WAVE dc

0

1.0

2.0

3.0

4.0

5.0

6.0

7.0

8.0

T A, AMBIENT TEMPERATURE (°C)

IF(AV) , AVERAGE FORWARD CURRENT (AMPS)

Figure 4. Current Derating, Ambient

Figure 5. Power Dissipation

9.0

10

http://onsemi.com 3



26



MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860 MUR840 100

1000

70

) A 100  ( T N E R R 10 U C E S R E 1.0 V E R , R I

50

30 ) S P M A ( T N E R R U C D R A W R O F S U O E N A T N A T S N I , F i

20

TJ = 175°C 150°C 100°C 25°C

0.1

10

0.01

7.0

0

50

100

150

200

250

300

350

400

450 500


5.0 TJ = 175°C

Figure 7. Typical Reverse Current*

25°C

* The curves shown are typical for the highest voltage device in the grouping. Typical reverse current for lower voltage selections can be estimated from these same curves if V R is sufficiently below rated V R.

3.0 100°C 2.0 ) S P M A ( T N E R R U C D R A W R O F E G A R E V A , ) V A ( F I

1.0 0.7 0.5

0.3 0.2

0.1 0.4

) 14 S P M A 12 ( T N E R 10 R U C D 8.0 R A W R 6.0 O F E G A 4.0 R E V A 2.0 , ) V A ( F 0 I

0.6

0.8

1.0

1.2

1.4

1.6

RATED VR APPLIED

8.0

dc

7.0 6.0

SQUARE WAVE

5.0 4.0 3.0 2.0 1.0 0 140

150

160

170



Figure 8. Current Derating, Case ) S 10 T T A 9.0 W ( N 8.0 O I T A 7.0 P I S S I 6.0 D R E 5.0 W O 4.0 P E G 3.0 A R E 2.0 V A , ) V 1.0 A ( F 0 P

dc

SQUARE WAVE dc SQUARE WAVE 20

9.0



0

10

40

60

80

100

120

140

160

180

200

180

TJ = 175°C SQUARE WAVE dc

0

1.0

2.0

3.0

4.0

5.0

6.0

7.0

8.0





9.0

10

http://onsemi.com 4



27



MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860 MUR860, MURF860 100

1000

70

) A  ( T N E R R U C E S R E V E R , R I

50 TJ = 150°C 30 ) S P M A ( T N E R R U C D R A W R O F S U O E N A T N A T S N I , F i

20 100°C 25°C

10 100°C 1.0 25°C

0.1

10 0.01 100

7.0

200

300

400

500

600


5.0

Figure 12. Typical Reverse Current* * The curves shown are typical for the highest voltage device in the grouping. Typical reverse current for lower voltage selections can be estimated from these same curves if V R is sufficiently below rated V R.

3.0 2.0 ) S P M A ( T N E R R U C D R A W R O F E G A R E V A , ) V A ( F I

1.0 0.7 0.5

0.3 0.2

0.1 0.4


TJ = 150°C

100

0.6

0.8

1.0

1.2

1.4

1.6

1.8


dc

2.0

SQUARE WAVE

1.0 0

0

20

SQUARE WAVE

5.0 4.0 3.0 2.0 1.0 0 140

) S 14 T T 13 A W 12 ( N O 11 I T A 10 P I S 9.0 S I D 8.0 R E 7.0 W O 6.0 P E 5.0 G A 4.0 R E 3.0 V A 2.0 , ) V A ( 1.0 F P 0

SQUARE WAVE

3.0

6.0

150

160

170

180

Figure 13. Current Derating, Case

7.0

4.0

dc

7.0


8.0

5.0

RATED VR APPLIED

8.0


dc

6.0

9.0


10 9.0

10

40

60

80

100

120

140

160

180

200

SQUARE WAVE dc

TJ = 175°C

0

1.0

2.0

3.0

4.0

5.0

6.0

7.0

8.0





9.0

10

http://onsemi.com 5



28



MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860 ) D E 1.0 Z I L A M R 0.5 O N ( E C N A 0.2 T S I S E 0.1 R L A M R0.05 E H T T N E I 0.02 S N A R0.01 T , 0.01 ) t ( r

D = 0.5

0.1 0.05 0.01

ZJC(t) = r(t) RJC RJC = 1.5°C/W MAX

P(pk)

D CURVES APPLY FOR POWER PULSE TRAIN SHOWN READ TIME AT T1 TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t)

t1 t2

SINGLE PULSE

DUTY CYCLE, D = t1 /t2 0.02

0.05

0.1

0.2

0.5

1.0

2.0

5.0

10

20

50

100

200

500

1000

t, TIME (ms)

Figure 16. Thermal Response 10 E S N O P S ) 1.0 E W R / L C ° A ( ) M D R E E Z I H L T A 0.1 T M N R E I O S N N ( A R 0.01 T , ) t ( r

D = 0.5 0.2 0.1 0.05 0.02

P(pk)

0.01

0.001 0.000001

t1

SINGLE PULSE

0.00001

t2 DUTY CYCLE, D = t1 /t2 0.0001

0.001

0.01 t, TIME (s)

0.1

1.0

ZJC(t) = r(t) RJC RJC = 1.6°C/W MAX D CURVES APPLY FOR POWER PULSE TRAIN SHOWN READ TIME AT t1 TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t) 10

100

1000

Figure 17. Thermal Response, (MURF860) Junction −to−Case (R JC )

E 100 D = 0.5 S N 0.2 O P 0.1 S ) 10 E W 0.05 R / 0.02 L C A ( 1.0 M ) D R E 0.01 E I Z H L T A T M 0.1 N R E I O S N N ( 0.01 A SINGLE PULSE R T , ) t ( r 0.001 0.000001 0.00001 °

P(pk)

t1 t2 DUTY CYCLE, D = t1 /t2 0.0001

0.001

0.01 t, TIME (s)

0.1

1.0

ZJC(t) = r(t) RJC RJC = 1.6°C/W MAX D CURVES APPLY FOR POWER PULSE TRAIN SHOWN READ TIME AT t1 TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t) 10

100

1000

Figure 18. Thermal Response, (MURF860) Junction −to−Ambient (RJA )

http://onsemi.com 6



29



M J E 2 9 5 5 T

MJE2955T General Purpose and Switching Applications • DC Current Gain Specified to I C = 10 A • High Current Gain Bandwidth Product : f T = 2MHz (Min.)

TO-220

1

1.Base

2.Collector

3.Emitter

PNP Silicon Transistor Absolute Maximum Ratings Symbol

TC=25°C unless otherwise noted Parameter

Value

Units

VCBO

Collector-Base Voltage

- 70

V

VCEO

Collector-Emitter Voltage

- 60

V

VEBO

Emitter-Base Voltage

IC

Collector Current

-5

V

- 10

A

IB

Base Current

-6

A

PC

Collector Dissipation (T C=25°C)

75

W

PC

Collector Dissipation (Ta=25°C)

0.6

W

TJ

Junction Temperature

150

°C

TSTG

Storage Temperature

- 55 ~ 150

°C

Electrical Characteristics TC=25°C unless otherwise noted Symbol

Parameter

Test Condition

BVCEO

Collector- Emitter Breakdown Voltage

I C= - 200mA, IB = 0

ICEO

Collector Cut-off Current

V CE = - 30V, I B = 0

ICEX1


V CE = - 70V, V BE(off) = 1.5V

ICEX2


V CE = - 70V, V BE(off) = 1.5V @ TC = 150°C

IEBO

Emitter Cut-off Current

V EB = - 5V, IC = 0

hFE

* DC Current Gain

VCE = - 4V, IC = - 4A VCE = - 4V, IC = - 10A

VCE(sat)

* Collector-Emitter Saturation Voltage

I C = - 4A, IB = - 0.4A IC = - 10A, I B = - 3.3A

VBE (on)

* Base-Emitter ON Voltage

V CE = - 4V, IC = - 4A

f T

Current Gain Bandwidth Product

V CE = - 10V, I C = - 500mA

Min.

Max.

Units

-700

µ A

-1

mA

-60

20 5

V

-5

mA

-5

mA

100 -1.1 -8 -1.8

2

V V V MHz

* Pulse test: PW ≤300µs, duty cycle≤2% Pulse

©2001 Fairchild Semiconductor Corporation


Rev. A1, February 2001


30



M J E 2 9 5 5 T

Typical Characteristic

E G A T L O V N O I T A R U T A S , ] V [ ) t a s (

1000

VCE = -2V

N I A G T N E R R U C C D , E F h

100

10

-10

IC = 10IB

VBE(sat)

-1

-0.1

E C

V , ) t a s ( E B V

1 -0.01

-0.1

-1

-10

VCE(sat)

-0.01 -0.1

-1

IC[A], COLLECTOR CURRENT

-10

-100

IC[A], COLLECTOR CURRENT

Figure 1. DC current Gain

Figure 2. Base-Emitter Saturation Voltage Collector-Emitter Saturation Voltage

105

-100

90

T N E R R U C R O T C E L L O C , ] A [ C I

-10

D C

1 m s 5 m s

N O I T A P I S S I D R E W O P , ] W [ C P

1 0 0 µ s

-1

75

60

45

30

15

0

-0.1 -1

-10

-100

0

25

VCE[V], COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE

Figure 3. Safe Operating Area

75

100

125

150

175

o

TC[ C], CASE TEMPERATURE

Figure 4. Power Derating

©2001 Fairchild Semiconductor Corporation


50

Rev. A1, February 2001


31



MJE13009

®

HIGH VOLTAGE FAST-SWITCHING NPN POWER TRANSISTOR 

 

  

STMicroelectronics PREFERRED SALESTYPE HIGH VOLTAGE CAPABILITY MINIMUM LOT-TO-LOT SPREAD FOR RELIABLE OPERATION LOW BASE-DRIVE REQUIREMENTS VERY HIGH SWITCHING SPEED o FULLY CHARACTERIZED AT 125 C 3 2

APPLICATIONS ELECTRONIC TRANSFORMER FOR HALOGEN LAMPS SWITCH MODE POWER SUPPLIES

1



TO-220



DESCRIPTION The MJE13009 is a high voltage Multiepitaxial Mesa NPN transistor mounted in Jedec TO-220 plastic package. It uses a Hollow Emitter structure to enhance switching speeds.

INTERNAL SCHEMATIC DIAGRAM

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS Symbol

Value

Unit

V CEO

Collector-Emitter Voltage (IB = 0)

400

V

V CEV

Collector-Emitter Voltage (VBE = -1.5 V)

700

V

V EBO

Emitter-Base Voltage (IC = 0)

9

V

Collector Current

12

A

Collector Peak Current (tp ≤ 10 ms)

25

A

IC I CM IB I BM IE

Parameter

Ba se Cu rrent

6

A

Base Peak Current (t p ≤ 10 ms)

12

A

Em itter Current

18

A

I EM

Em itter Peak Current

P tot

Total Power Dissipation at Tc ≤ 2 5 C

T stg

Storage Temp erature

T j

o

Max. Ope rating Junction Te mperature

A W

-65 to 1 50

o

C

150

o

C 1/6

November 2002


36 110


32



MJE13009 THERMAL DATA R thj-case

Thermal Resistance Junction-case

Max

o

1.1 4

C/W

o

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Tcase = 25 C unless otherwise specified) Symbol I CEV I EBO

Parameter

Test Conditions

Collector Cut-off V CE = 700 V Current (V EB = -1.5 V) V CE = 700 V Emitter Cut-off Current (I C = 0)

V BE(sat)∗

h FE ∗ fT C OB

t on ts tf

o

T case = 100 C

I C = 10 mA

Collector-Emitter Saturation Voltage

I B = I B = I B = I B =

Base-Emitter Saturation Voltage

IC = 5 A IC = 8 A IC = 8 A o T case = 100 C

I B = 1 A I B = 1.6 A I B = 1.6 A

DC Current Ga in

IC = 5 A IC = 8 A

T ra ns it io n Fr eq ue ncy

IC = 500 mA

Output Capacitance (I E = 0)

V CB = 10 V

V CC = 125 V I B1 = -I B2 = 1.6 A Duty Cycle ≤ 1

Max.

Unit

1 5

mA mA

1

mA

400

IC = 5 A IC = 8 A I C = 12 A IC = 8 A T case = 100 o C

RESISTIVE LOAD Turn-on Time Storage Time Fall Time

Typ.

V EB = 9 V

V CEO(sus)∗ Collector-Emitter Sustaining Voltage (I B = 0) V CE(sat) ∗

Min.

V

1 A 1.6 A 3A 1.6 A

V CE = 5 V V CE = 5 V

8 6

VCE = 10 V

4

f = 0.1 MHz

I C = 8A t p = 25 µ s (see figure 2)

1 1. 5 3

V V V

2

V

1. 2 1. 6

V V

1. 5

V

40 30 MHz 180

pF

1. 1 3 0. 7

µs µs µs

∗ Pulsed: Pulse duration = 300µs, duty cycle ≤ 2 %

Safe Operating Areas

Derating Curve

2/6



33



MJE13009 DC Current Gain

DC Current Gain

Collector Emitter Saturation Voltage

Base Emitter Saturation Voltage

Inductive Load Fall Time

Inductive Load Storage Time

3/6



34

informe tl494

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