FUENTEPODER tl494.pdf

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECANICA Y ELÉCTRICA

FUENTE DE PODER CONMUTADA RETROALIMENTADA POR VOLTAJE

TESIS

QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA

PRESENTAN

MIGUEL FRANCISCO LÓPEZ MENDOZA SERGIO IRINEO HÉRNANDEZ

ASESORES: ING. ROBERTO BACA ARROYO ING. MAURICIO DARIO SANCHEZ RAMOS

MÉXICO, D. F. 2007

Gracias……. Hoy quiero dar las gracias por existir, por sonreír y celebrar que todavía queda mucho por vivir, hoy quiero decir gracias por vivir, gracias por un día soleado donde poderme divertir, gracias por tener conciencia, tener el don de hacer ciencia que aboga por la no violencia, gracias a mis padres bondadosos que me arroparon con besos, voy a hacerlos sentir orgullosos y a mis hermanos por su confianza, por enseñarme que la base es el trabajo y la constancia, gracias por no caer en la maldad y en la ignorancia, por nacer en tierra de luz y abundancia, gracias por mis momentos de paz sin malas sorpresas, por una cama y un plato lleno en mi mesa, gracias por quejarme sólo de problemas mínimos y a Montse por su amor, sus apoyos y ánimos, gracias, gracias. Amigos Por que en esas noches de proyectos me dejaron descansar A los que no lo eran Por hacerme reaccionar, les digo gracias. A mis maestros, incansables y sin doma, grandes Ingenieros y lo que es más importante, grandes personas. ESIME, fue mi cobijo en esta selva, habrá respeto y afecto siempre que allí vuelva. Gracias……

Ing. Sergio Irineo Hernández.

Índice:

Objetivo general. Alcances. Resumen. Generalidades. Capitulo 1 Tecnología del transistor de efecto de campo oxido metal. 1.1 Principio de funcionamiento. 1.2 Respuesta en frecuencia. 1.3 Fenómenos de ruptura. 1.4 Operación en altas temperaturas. Capitulo 2 Fuente de poder conmutada con aislamiento de línea 60 Hz. 2.1 Rectificador de entrada y filtro. 2.2 Elemento de conmutación. 2.3 Circuito de control. 2.4 Rectificador de salida y filtro. 2.5 Desventajas de la fuente de poder conmutada comercial. 2.6 Fuente de poder conmutada con transistor de efecto de campo metal oxido. Capitulo 3 Fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. 3.1 Rectificador de entrada monofásico y filtro. 3.2 Red de arranque. 3.3 Convertidores flyback. 3.3.1 Diseño de los inductores auxiliares. 3.4 Circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso. 3.5 Circuito de salida. Capitulo 4 Resultados y perspectivas. 4.1 Elaboración del prototipo. 4.2 Mediciones. 4.3 Características eléctricas. 4.4 Perspectivas. Justificación económica Conclusiones Referencias Apéndices

1 1 1 2 4 4 6 7 10

11 11 12 13 15 16 17 20 20 21 22 24 26 29

31 31 33 34 35 36 39 40 41

OBJETIVO GENERAL En este trabajo, se implementara una topología de fuente de poder conmutada, que opera bajo el principio de “retroalimentación por voltaje”, para proporcionar mejoras a las limitaciones de las fuentes de poder conmutadas comerciales.

ALCANCES 1. Proponer un método alternativo, para conseguir aislamiento de la línea de 60Hz por retroalimentación de voltaje, sin la necesidad de utilizar elementos de conmutación (transistores bipolares de potencia), que operen en altas frecuencias y en la región de corte-saturación. 2. Operar la fuente de poder conmutada con retroalimentación por voltaje, a una frecuencia de operación de alrededor de 20KHz, para evitar el envejecimiento prematuro de los elementos de conmutación. 3. Evitar el fenómeno de ruptura secundaria, debido a la operación de los transistores con altas O temperaturas de unión TJ > 150 C, debido a la existencia de la inyección de portadores minoritarios. 4. Reducir las limitaciones del elemento de conmutación (transistor de potencia), en el manejo de altas densidades de corriente, para asegurar una temperatura promedio de operación en el área de operación segura SOA, dentro de su curva característica I-V, sin necesidad de utilizar un disipador metálico de calor.

RESUMEN En este trabajo, se presenta una alternativa para solucionar el problema que existe en las fuentes de poder conmutadas de computadora personal, a partir del principio de funcionamiento del transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET. El principal interés por desarrollar este trabajo, es buscar soluciones para mejorar el rendimiento en las fuentes de poder conmutadas que existen comercialmente. Para conocer las limitaciones que existen en la actualidad en una fuente de poder conmutada de PC, se estudia el funcionamiento de una fuente de poder conmutada tradicional de PC, y así se conoce su principio de funcionamiento, detectando de está manera los puntos débiles de está tecnología, que ha sido utilizada ampliamente desde 1970. A pesar de que una fuente de poder conmutada presenta una alta eficiencia de operación, por su alta densidad de corriente que se obtiene a su salida, carece de estabilidad cuando opera en altas frecuencias (>50KHz), debido a que los dispositivos semiconductores, como los transistores bipolares de potencia, presentan un bajo rendimiento, por el alto contenido armónico en la señales de voltaje y corriente. El trabajo está organizado de la siguiente forma: CAPITULO I. Este capitulo, está dedicado a explicar las ventajas tecnológicas que permiten reemplazar un transistor MOSFET por un transistor BJT. Aquí se discuten algunos parámetros desde el punto de vista de la física electrónica, como la respuesta en frecuencia, fenómenos de ruptura y operación en altas temperaturas de los dispositivos semiconductores de tres terminales.

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CAPITULO II. Este capitulo, explica en forma detallada, el principio de funcionamiento de una fuente de poder conmutada comercial, para conocer sus limitaciones de funcionamiento, con respecto a la tecnología utilizada en los dispositivos semiconductores de tres terminales. También se comienza explicando, la propuesta de este trabajo, con el principio de funcionamiento de una topología flyback, que se utilizará como fuente de poder conmutada a base de un transistor MOSFET. CAPITULO III. En este capitulo, se desarrolla el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. Se desarrolla el diseño por etapas, que corresponden a: (a) rectificador monofásico de entrada y filtro, (b) red de arranque, (c) convertidor flyback, (d) inductores auxiliares, (e) circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso, (f) circuito de salida. Se explica el funcionamiento del circuito integrado TL494, así como también se utiliza la información contenida en las hojas del fabricante del TL494, para su adaptación en la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. CAPITULO IV. En este capitulo, se da a conocer el aspecto del prototipo del diseño de la fuente de poder conmutada. Se indican los resultados alcanzados, con las mediciones registradas sobre el circuito de control TL494, con las respectivas lecturas de la señal de control PWM, entre otras. Así como también, se proponen las perspectivas, que permiten el mejorar el rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.

GENERALIDADES La opción de utilizar fuentes de poder conmutadas ó lineales, en un diseño particular, se basa principalmente en las necesidades de cada aplicación. Ambas fuentes de poder, conmutadas ó lineales tienen distintas cualidades. Así que, con la idea de utilizar el tipo de fuente de poder mas apropiada en un diseño particular, es necesario considerar el costo y los requerimientos eléctricos al seleccionar el tipo de fuente de poder, que mejor satisfaga estos requerimientos. Una fuente de poder lineal, ofrece al diseñador tres principales ventajas: 1. Fácil adquisición. Se puede comprar un regulador lineal completo en un encapsulado, y simplemente agregar 2 filtros capacitvos para estabilizar la señal. 2. Estabilidad y capacidad de operación con carga. El regulador lineal genera algo ó nada de ruido eléctrico a su salida, y su tiempo de respuesta de carga dinámica (tiempo que toma para responder a cambios en la corriente de carga), es realmente mínimo. 3. Costos de fabricación. Para una salida de potencia aproximadamente menor a 10W, los costos de sus componentes y los costos de manufactura son menores, comparables con el regulador conmutado. La desventaja del regulador tipo lineal, es que solo puede ser utilizado como regulador reductor, lo que implica que el diseñador deba de algún modo desarrollar una salida de voltaje entre 2 ó 3 veces mayor, para satisfacer la salida requerida de voltaje. Esto significa que en situaciones fuera de línea, un transformador de 60Hz con rectificador y filtro, deberá colocarse antes de la fuente lineal de potencia. Ésta condición de prealimentación, incrementa el costo. Por otra parte, cada regulador lineal, puede tener solo una salida. Así que para cada salida de voltaje adicional requerida, un regulador lineal completo, deberá agregarse. Otra desventaja importante, es la eficiencia promedio del regulador lineal. En aplicaciones normales, los reguladores lineales exhiben eficiencias del 30 a 60%. Esto significa que por cada watt entregado a la carga, más de un watt se desperdicia dentro de la fuente de energía.

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Cuando se utiliza un transistor como regulador lineal, existe un desperdicio de energía, que ocurre en el transistor de paso y es desafortunadamente necesario para desarrollar las operaciones básicas requeridas, dentro de la fuente de poder, cuando el voltaje de entrada se modifica, entre línea baja y línea alta, de acuerdo a sus especificaciones. Esto hace necesario agregar un disipador de calor al transistor de paso, demasiado grande durante la mayor parte de su tiempo de operación. El punto donde el costo del disipador de calor comienza a ser excesivo, es cerca de los 10W de la potencia de salida. Hasta este punto, cualquier pieza metálica conveniente puede disipar adecuadamente el calor desarrollado. Estos defectos se hacen más notorios, principalmente a niveles más altos de potencia de salida, esto hace que el regulador conmutado, sea una mejor opción. El regulador conmutado evita todos los defectos del regulador lineal. Primero, la fuente de poder conmutada exhibe eficiencias del 68 al 90%, sin importar el voltaje de entrada, esto reduce drásticamente el tamaño requerido del disipador de calor y por lo tanto su costo. Los transistores de potencia dentro de la fuente de poder conmutada, trabajan en sus puntos más eficientes de operación: saturación y corte. Esto significa que los transistores de potencia, pueden entregar muchas veces su valor de potencia a la carga, al menor costo. A partir de que la frecuencia de operación de una fuente de poder conmutada, sea mucho mayor que la frecuencia de línea de 60Hz, los componentes magnéticos y capacitivos, utilizados para el almacenamiento de energía, son mucho más pequeños y el costo para construir una fuente de poder conmutada, llega a ser menor que el de una fuente lineal a niveles mas altos de potencia. Todas estas ventajas hacen de la fuente conmutada de energía una opción mucho más versátil, con una mayor gama de aplicaciones, que la fuente lineal. El diseño de una fuente de poder conmutada, no es simple. Muchas consideraciones, se deben tomar en cuenta, incluso si hay un diseño publicado que resuelva las necesidades del sistema. El diseñador experimentado, necesitará al menos de 3 meses de trabajo, dependiendo de su complejidad, diseño, prototipo y pruebas antes de llevar a cabo la etapa de producción. Para el perfeccionamiento del diseño, antes de la etapa de producción, debe planearse entre 4 a 6 meses de trabajo de esfuerzo. Obviamente este perfeccionamiento del diseño lleva un costo. Generalmente, la industria tiene áreas acondicionadas con fuentes de poder, lineales y conmutadas. Las fuentes de poder lineales, son elegidas para potencia y regulación a nivel de tarjeta, en donde el sistema de distribución de potencia dentro del equipo, es altamente variable y el voltaje de alimentación de carga requiere ser restringido. Son usualmente utilizadas en circuitos, en donde un voltaje de alimentación en reposo es necesario, así como en circuitos analógicos de audio ó de interfase. También son utilizados donde se requiere una baja sobre carga y en donde la generación de calor, no es un problema. Las fuentes de poder conmutadas, se utilizan en situaciones, donde se necesita de una mayor eficiencia y la disipación de calor presenta un problema, tal como un acumulador y aplicaciones donde la vida del acumulador y la temperatura interna y externa sean importantes. En resumen, debido a su versatilidad, eficiencia, tamaño y costo, una fuente de poder conmutada, se preferida en la mayoría de las aplicaciones. Los avances en las nuevas topologías, así como en la tecnología de semiconductores, y componentes magnéticos, lleva al desarrollo de nuevas aplicaciones, como es el caso, del presente trabajo de tesis.

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CAPITULO 1 TECNOLOGÍA DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO ÓXIDO DE METAL Los dispositivos de potencia, tienen en general, características de control, como la activación y desactivación. En especial los Transistores de Juntura Bipolares BJT, y los Transistores Semiconductores Óxido de Metal por Efecto de Campo MOSFET, se utilizan hoy en día, como elementos de conmutación, para aplicaciones de baja y mediana potencia, en especial en Fuentes de Poder Conmutadas con Aislamiento de Línea. Los transistores de potencia reales, difieren de los ideales. Estos dispositivos, presentan ciertas limitaciones, como son la respuesta en frecuencia, fenómenos de ruptura, operación en altas temperaturas, etc. El transistor BJT, es un dispositivo activado por corriente, que requiere corriente de base IB para controlar el flujo de corriente del colector IC. Dado que la corriente de colector, depende de la corriente inyectada en la base, la ganancia de corriente β es altamente dependiente de la temperatura de unión. El transistor BJT opera en la región de saturación, en donde la corriente de la base es lo suficientemente alta para que el voltaje colector-emisor VCE, sea bajo, y el transistor pueda actuar como interruptor [1]. El transistor MOSFET, es un dispositivo activado por voltaje, que requiere solamente una pequeña corriente de compuerta, para controlar el flujo de corriente del drenaje ID. La ganancia en corriente, que es la relación entre la corriente de drenaje ID y la corriente de compuerta IG, es típicamente del orden de 109. Sin embargo, la ganancia de corriente en un transistor MOSFET, no es un parámetro importante, como lo es la transconductancia, que define las características de transferencia, como función de la relación de la corriente de drenaje ID y del voltaje compuerta-fuente VGS. Debido a la alta corriente de drenaje ID y al bajo voltaje de drenaje VD, los MOSFET de potencia, se operan en la región lineal, como interruptores [1].

1.1 PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO Una estructura MOS, es fabricada usando tecnología de difusión planar con un material de compuerta refractario, como el poli silicio. En este dispositivo, la región de base P y la región de + fuente N , son difundidas a través de una ventana común definida en los extremos de la compuerta + de poli silicio. La diferencia en la difusión lateral entre la región de base P y la región de fuente N define la región del canal superficial [2]. La conducción de corriente en un transistor MOSFET, ocurre a través del transporte de portadores mayoritarios en la región de arrastre sin la presencia de la inyección de portadores minoritarios, como es requerido para la operación de un transistor BJT [3]. Además, no existe retardo de tiempo por el almacenamiento de la recombinación de portadores minoritarios en el MOSFET, durante la desactivación. El MOSFET tipo de enriquecimiento de canal p, no tiene un canal físico, tal como se observa en la Fig. 1.1. Cuando VGS es positivo, un voltaje inducido atraerá los huecos del substrato n, y los acumulará en la superficie por debajo de la capa de óxido. Si VGS es mayor que o igual a un valor conocido como voltaje umbral, VT, se acumulará un número suficiente de huecos para formar un canal virtual p y por consiguiente, la corriente de electrones fluirá de la fuente al drenador [1]

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Una importante conexión del electrodo de compuerta a la fuente, establece el potencial en un punto durante el estado de bloqueo directo. Si la compuerta se deja flotada, este potencial puede alcanzar un acoplamiento a través de la capacitancia compuerta-fuente, a un potencial del drenador. Esto induce una modulación en la región del canal, el cual puede producir un indeseable flujo de corriente a voltajes de drenaje por debajo de los límites de ruptura por avalancha.

Fig. 1.1. Esquema de un transistor MOSFET y su diagrama de bandas de energía La corriente de transporte desde drenador a la fuente en un transistor MOSFET de potencia, es + esencial para formar la trayectoria de conducción extensible entre la región de fuente N , y la región de arrastre N. Esto puede ser acompañado por la aplicación de una polarización positiva de compuerta. La polarización de compuerta modula la conductividad de la región del canal por la creación del campo eléctrico intenso perpendicular a la superficie del semiconductor a través de la capa del óxido. Por la consiguiente aplicación de un voltaje de drenador positivo, resulta un flujo de corriente entre el drenador y fuente a través de la región de arrastre N al canal. El flujo de corriente, es controlado por la resistencia de estas regiones [2]. Una mayor transconductancia es deseable para obtener una capacidad de manejo de alta corriente, con un voltaje de compuerta mínimo y para alcanzar una alta respuesta en frecuencia. La transconductancia, es entonces determinada por el diseño del canal y la estructura de compuerta. Este importante parámetro del dispositivo MOSFET de potencia, está definido por:

gm 

I DS VGS

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Cuando la polarización positiva de compuerta es aplicada, el canal comienza a ser conductivo. A bajos voltajes de drenaje, el flujo de corriente, es esencialmente resistivo, con una resistencia de encendido RDS determinada por la suma de la resistencia del canal y la resistencia de arrastre. La resistencia del canal, disminuye con el incremento de la polarización de compuerta, mientras la resistencia de la región de arrastre permanece constante. Para un mayor voltaje de polarización de la compuerta, la resistencia del canal, comienza a disminuir, con respecto a la resistencia de la región de arrastre, y la resistencia de encendido RDS comienza a ser independiente de la polarización de compuerta [2]. En la Fig. 1.2, se ilustra una curva característica corriente-voltaje de salida, para un MOSFET de potencia [3].

Fig. 1.2. Curvas Características de salida corriente-voltaje de un transistor MOSFET de potencia +

Polarizando directamente la unión N -P, se activa el transistor bipolar parásito y permite la inyección de portadores minoritarios. Esto no permite, que se disminuya la conmutación del MOSFET de potencia, pero si, que se puede permitir la ruptura secundaria. En la Fig. 1.1, se + observa la formación de los transistores bipolares parásitos con regiones N -N-P [2].

1.2 RESPUESTA EN FRECUENCIA El transistor de potencia MOSFET es inherentemente capaz de operar en altas frecuencias, por la ausencia de portadores minoritarios de transporte. Existe una limitación principal de operación en altas frecuencias, para el MOSFET, que es el tiempo de tránsito, que cruza a través de la región de arrastre [2]. El tiempo de tránsito, limita la respuesta en frecuencia en el MOSFET, entonces por consiguiente, este tiempo, estará en función del voltaje de ruptura BVpp.

fT 

6.11  1011 L  7/6 1    BV pp d 

En está fórmula, L es la longitud del canal y d es el espesor de la región de arrastre. Para alcanzar una respuesta en altas frecuencias, es importante conseguir una longitud del canal menor [2]. Otra limitación para lograr la operación en alta frecuencia de un MOSFET, es la necesidad de cargar y descargar la capacitancia de entrada de compuerta. Un simple circuito equivalente para el MOSFET de potencia, se ilustra en la Fig. 1.3.

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Fig. 1.3. Circuito equivalente simple de un transistor MOSFET Para una estructura MOS, con un electrodo de compuerta extendido entre celdas adyacentes, como el de la Fig. 1.1: (1) La capacitancia de entrada compuerta-fuente CN, surge por la cubierta del electrodo de compuerta sobre la región del emisor N+. (2) la capacitancia CP, surge de la estructura MOS creada por el eléctrodo de compuerta, sobre la región de base P, y (3) la capacitancia CM, surge por funcionamiento de la fuente de metal sobre el electrodo de compuerta. La capacitancia total compuerta-fuente es dada por

C GS  C N  C P  C M La capacitancia entre la fuente y el electrodo de compuerta CM, es determinado por la constante dieléctrica ε y espesor de la capa aislante t, así como también del área A traslapada, entre la fuente y el electrodo de compuerta

CM 

A t

El tiempo de desactivación en un MOSFET, es controlado por la razón de carga removida sobre el electrodo de compuerta, ya que está carga determina la conductividad del canal [2]. Sin embargo, los tiempos de activación y desactivación de un transistor MOSFET de potencia, son muy pequeños, comparados con los tiempos de encendido y apagado para un transistor BJT [4]. En la Tabla I, se indican los valores de los diferentes tiempos de conmutación para un transistor MOSFET de potencia. TABLA I.1. Tiempos de conmutación para un MOSFET de potencia

1.3 FENÓMENOS DE RUPTURA El área de operación segura SOA, para un MOSFET de potencia, está determinada por el límite de operación del dispositivo. En la Fig. 1.4, se muestra una curva característica corriente-voltaje, para un MOSFET de potencia, en la que se indica la región SOA [3]. Se conoce bien, que a la corriente máxima, a voltajes bajos del drenador, es limitada por la disipación de potencia, que permite considerar suficientemente, la prevención de la destrucción del MOSFET [2].

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Fig. 1.4. Área segura de operación de un transistor MOSFET Bajo la aplicación simultanea de alta corriente y alto voltaje, el dispositivo, puede ser susceptible a la falla, incluso, si la duración de los transitorios es también menor para prevenir la excesiva disipación de potencia. Este modo de falla ha sido referido a la ruptura secundaria. Este término, se refiere a una repentina reducción en la capacidad de voltaje de bloqueo, cuando se incrementa la corriente del drenador [2]. Este fenómeno, ha sido observado en los MOSFET de potencia. Es originado por la presencia del transistor bipolar parásito en la estructura del dispositivo [2]. Cuando el voltaje del drenador, es incrementado cercano al voltaje de ruptura de avalancha, la corriente fluye en el interior de la región base P en adición al flujo de corriente perpendicular dentro del canal. La corriente de avalancha colectada dentro de la región base P, fluye lateralmente a lo largo de la base P. Cuando la polarización directa sobre el emisor excede de 0.6 a 0.7V, este comenzará a inyectar portadores. El transistor bipolar parásito no es capaz de soportar por más tiempo una ruptura de voltaje BVCBO. La ruptura en los MOSFET de potencia, considera, que el flujo del dispositivo toma dos trayectorias, una a través del canal MOS y la otra a través del transistor parásito bipolar activo [2]. Durante la ruptura secundaria, la corriente del emisor es causada por polarización directa, a partir de un voltaje de polarización VB, que causa el flujo lateral de corriente de base, y que puede obtenerse a partir de una expansión de primer orden del término exponencial de la ecuación de la corriente del emisor [2], para poder evaluar los efectos de la ruptura secundaria, se muestra por

IE 

IO   qR B 1     KT

    M  1  I O   

El factor de multiplicación M, está relacionado por el voltaje del drenador, y el voltaje de ruptura a partir de

M

1   VD  4    1     BV  

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El voltaje del drenador, al cual está ruptura puede ocurrir, se puede obtener de las ecuaciones anteriormente descritas

V D , SB 

BV  qR B I O  1  KT   

0.25

En está ecuación, BV, corresponde al voltaje de ruptura, RB, es la resistencia de base, IO, es la corriente de saturación para un diodo de unión, y T, es la temperatura de la unión base-emisor. Otro fenómeno, que puede causar la ruptura secundaria ocurre, por efecto del voltaje lateral, que decae en la base P sobre la corriente del canal. Para altos voltajes de drenador, el alto campo eléctrico, causa una multiplicación por avalancha de la corriente del canal, entonces la corriente base y de la fuente, deben estar en función del factor de multiplicación por

IE 

M  1  I M 1    R B  M  1

IS 

IM 1    R B  M  1

Como el voltaje de drenador incrementa, el factor de multiplicación también incrementará y causará un incremento peligroso en la corriente de la fuente. El voltaje del drenador, al cual la ruptura secundaría ocurre, es

V D , SB 

BV

1    RB 0.25

En estas ecuaciones, BV corresponde al voltaje de ruptura, RB es la resistencia de base,  es el coeficiente de polarización que relaciona a la corriente del drenador con respecto a la corriente de base, y M es el factor de multiplicación, causado por la ionización por impacto, en la región del canal. Cuando la temperatura incrementa, el voltaje de ruptura BV, es susceptible a incrementarse. Este intentará alcanzar un voltaje de ruptura, sin embargo, la resistencia RB en la base P, también incrementa con la temperatura, como resultado se tiene una reducción de la movilidad, esto es asociado como un efecto de compensación, en la operación del MOSFET. La capacidad de corriente de operación para el MOSFET, determina la disipación de potencia durante la conducción de corriente. Para altos voltajes de drenador, la resistencia en el transistor incrementa. La corriente de saturación en un transistor de potencia MOSFET, puede ser usada para proveer una limitación de corriente. Un MOSFET de potencia, en comparación con un transistor BJT, fue desarrollado para resolver las limitaciones de funcionamiento, bajo aplicaciones simultáneas, en donde la alta corriente y voltaje, son comúnmente requeridos para circuitos inductivos de baja y mediana potencia.

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1.4 OPERACIÓN EN ALTAS TEMPERATURAS Un MOSFET de potencia, exhibe muy buenas características de operación para altas temperaturas. Estos dispositivos, están comercialmente disponibles con una temperatura pico en el O rango alto de los 200 C. La habilidad del MOSFET de potencia para operar con elevadas temperaturas, esta relacionado por la ausencia de la inyección de portadores minoritarios. Un parámetro importante en la determinación de la operación en altas temperaturas de un MOSFET, es el incremento de la resistencia de encendido RDS, que incrementa con la temperatura. Aunque esto puede parecer una primera señal de que es una característica indeseable, por que incrementaría de disipación de potencia, esto da un importante beneficio en términos de la estabilidad del dispositivo. Afortunadamente, en este caso, en el MOSFET de potencia, la movilidad para huecos y electrones disminuye con la temperatura, causando un incremento en la resistividad local. Esto intenta homogenizar la distribución de corriente y prevenir un calentamiento incontrolado en el MOSFET [2].

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CAPITULO 2 FUENTE DE PODER CONMUTADA CON AISLAMIENTO DE LA LINEA DE 60Hz Hoy en día las fuentes de poder conmutada, son del tipo moduladas por ancho de pulso PWM. Está técnica varía el tiempo de conducción de un transistor conmutado durante un periodo para el control y regulación del voltaje de salida, para un valor predeterminado. El método PWM, ofrece una excelente regulación de carga y estabilidad durante variaciones de temperatura [5]. En la Fig. 2.1, se presenta el diagrama de bloques de una fuente de poder conmutada. En este diagrama de bloques, se observan dos tipos de símbolos de referencia de tierra. Este diagrama de bloques es universal y puede ser utilizado para varios tipos básicos de diseños, semejantes como el diagrama eléctrico de la Fig. 2.2, con una configuración Flyback, utilizada como fuente de poder conmutada con aislamiento de línea.

Fig. 2.1. Diagrama general de bloques de una fuente de poder conmutada El diagrama de bloques de la Fig. 2.1, está integrado por un amplificador de error, circuito de control por PWM, los cuales tienen una tierra común con el rectificador y filtro de entrada. El asilamiento de entrada/salida, se alcanza con un transformador de potencia T1, y un transformador auxiliar T2. El transformador de potencia T1, suministra energía al rectificador y filtro de salida, para abastecer de voltaje y corriente a la carga. A continuación se describirán las características de funcionamiento de los circuitos que integran a la fuente de poder conmutada con aislamiento de línea, utilizada en equipos comerciales, como sistemas de video, instrumentación electrónica y de control, así como también en sistemas de comunicación, etc.

2.1 RECTIFICADOR DE ENTRADA Y FILTRO Para desarrollar una fuente de poder conmutada para bajos voltajes de salida, con aislamiento para línea, se debe disponer de un rectificador de onda completa, con capacidad para alta corriente, que se ve en la Fig. 2.3, así como también de un condensador electrolítico, utilizado como filtro, dimensionado para el voltaje pico de línea desde 170V hasta 200V.

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Fig. 2.2. Diagrama Eléctrico de una Fuente de Poder Conmutada con Aislamiento de Línea

Fig. 2.3. Rectificador de Entrada y Filtro 2.2 ELEMENTO DE CONMUTACIÓN El voltaje de CD con aproximadamente ~108V, obtenido por el rectificador y el filtro, debe abastecer al convertidor FLYBACK, que se muestra en la Fig. 2.4. Como elemento de carga, para el elemento de conmutación (transistor bipolar), se conecta un transformador con núcleo de ferrita, el cual contiene 4 devanados, correspondientes al devanado principal N1, devanado de retroalimentación N2, y un par de devanados secundarios N3 y N4. La activación del transistor BJT, se realiza por medio de la aplicación de un pulso EA, EB en la base, y enseguida se obliga a cerrar la unión colector-emisor, consiguiendo con esto que fluya abruptamente una corriente de colector IC, por el devanado principal N1. Entonces, al mismo tiempo, el campo magnético desarrollado en el devanado principal N1, se induce sobre el devanado de retroalimentación N2, el cual suministra un voltaje VIN, al circuito de control de la Fig. 2.6, así como también al par de devanados secundarios N3 y N4. [5] Por otra parte, el voltaje de encendido inicial, se provee por el capacitor C2, el cual se carga a través del resistor R1. Después de un instante de tiempo, vía el diodo UT236, se inyecta al capacitor C2, el voltaje de compensación VIN, para abastecer del voltaje adecuado al circuito de control PWM.

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El voltaje de encendido inicial, se provee a través de un circuito de arranque, que está formado por el resistor R1 y por el capacitor C2, el cual está sostenido, desde la fuente de alimentación de línea, vía el rectificador y filtro. Esta red RC, puede disminuir el voltaje de CD, a un valor menor de voltaje VIN, para el suministro de energía del circuito de control, cuya región de operación, se ilustra en la Fig. 2.5. La cantidad de corriente que puede proporcionar el circuito de arranque, depende del valor mínimo necesario de la corriente que se requiere para hacer funcionar al circuito de control. Este valor de corriente, se obtiene de las hojas del fabricante, del circuito integrado UC1524A. 2.3 CIRCUITO DE CONTROL El UC1524A, fue la primera versión de circuito integrado comercialmente utilizado, para el control PWM. En la Fig. 2.6, se muestra el diagrama de bloques correspondiente de los elementos necesarios, que debe disponer un circuito de control PWM, para poder realizar el proceso de control en una fuente de poder conmutada. El UC1524A, es adecuado para realizar la etapa de control, que debe satisfacer el funcionamiento de una fuente de poder conmutada, como la configuración de la Fig. 2.1.

Fig. 2.4. Elemento de conmutación (transistor BJT)

Fig. 2.5. Respuesta temporal del circuito de arranque RC

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En la Fig. 2.7, se muestran las terminales de conexión del circuito integrado UC1524A, para obtener las señales que serán inyectadas al elemento de conmutación de la Fig. 2.4. El UC1524A, esta integrado por un oscilador lineal diente de sierra de frecuencia programable por un resistor RT y un condensador CT externos. Con la señal del oscilador lineal diente de sierra, entonces se puede cambiar la salida del comparador entre 0 y 1, por la comparación de una señal, provenientes de un amplificador de error con entradas INV y NI, cuyo voltaje de referencia VREF de 5V, es inyectado vía el diodo D2 y el resistor de 4.7K a la terminal NI, mientras que en la terminal INV, se inyecta vía el diodo D1, y su filtro correspondiente, la señal del voltaje de regulación, proveniente del devanado secundario N2. En este circuito integrado, también se dispone de otro amplificador de error, el cual está configurado como un amplificador limitador de corriente con entradas CL(+), CL(-), en donde se inyecta una señal de voltaje de pequeña amplitud, vía un resistor de 0.1Ω. Si esta señal sobre pasa cierto valor limite, entonces, la fuente de poder conmutada, deja de funcionar, debido a que es indicativo de un exceso de corriente que atraviesa por el elemento de conmutación, que se observa en la Fig. 2.4. [5]

Fig. 2.6. Diagrama de bloques de un control con retroalimentación La salida de modulación por ancho de pulso PWM, corresponde a las terminales CA, CB y EA, EB del circuito UC1524A, que permite la conducción del pulso resultante con el ciclo de trabajo correspondiente para activar al elemento de conmutación de la Fig. 2.4, vía el amplificador de corriente construido con Q2, como se ve en la Fig. 2.7. En el Capitulo 3, se describirá en detalle, el funcionamiento interno del circuito de control PWM, basado en el circuito integrado TL494, que es un circuito de bajo costo y de fácil adquisición en el comercio, además de que es muy semejante al circuito integrado UC1524A.

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Fig. 2.7. Circuito de control PWM 2.4 RECTIFICADOR DE SALIDA Y FILTRO Después de que el campo magnético desarrollado en el devanado principal N1, se induce sobre el devanado de retroalimentación N2, así como también al par de devanados secundarios N3 y N4. Entonces, en cada devanado secundario N3 y N4, respectivamente, se dispone de un rectificador de media onda, a base de un diodo 645C y UES2402, también de un filtro LC, integrado por un inductor L1, y un condensador electrolítico, respectivamente. Otro elemento importante, es el conjunto transistor Q3, devanados independientes N1, N3, así como devanado secundario N2, que provee la señal del voltaje de regulación, vía el diodo D1, que se observa en la Fig. 2.8. Finalmente el rectificador de salida y filtro, de la Fig. 2.8, provee un voltaje de CD con +5V y +12V, con capacidad de corriente de 7A y 1.5A, respectivamente con un voltaje de rizo ΔV, mínimo posible, ya que la frecuencia de operación de la fuente de poder conmutada es de > 40KHz aproximadamente, lo que permite que los elementos pasivos como inductores y condensadores, sean de menor tamaño. [5]

Fig. 2.8. Rectificador de salida y filtro

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2.5 DESVENTAJAS EN LA FUENTE DE PODER CONMUTADA COMERCIAL Entre las desventajas, que se presentan en el diseño de la fuente de poder conmutada de la Fig. 2.2, es principalmente, la utilización de un transistor bipolar de unión BJT. Este tipo de transistor, presenta limitaciones por fenómenos de ruptura y limitaciones térmicas, principalmente, lo que implica que se tenga que utilizar un disipador de calor metálico [4]. Estas limitaciones, se indican sobre la curva característica corriente-voltaje IC-VCE del transistor BJT, que corresponde a la habilidad en el manejo de potencia con la temperatura de unión promedio y ruptura secundaria, sobre el área de operación segura SOA [4]. Los fenómenos de ruptura, son ocasionados por el aumento de la concentración de portadores mayoritarios en la región de la base del transistor BJT. Para niveles altos de corriente, se puede observar un tipo de ruptura en el transistor npn, que corresponde a la ruptura por avalancha o de ionización por impacto, en la unión base-colector BC [2]. El funcionamiento de un transistor BJT, se basa en la modulación de corriente, que se inicia cuando se polariza directamente la unión base-emisor BE, e inversamente la unión base-colector BC, entonces los portadores mayoritarios, serán inyectados hacia el interior de la región de la base, hasta que alcancen a la unión base-colector BC, donde serán acelerados por el potencial positivo, que corresponde al voltaje de polarización, y así se colectarán los electrones en la región n del colector, como se ilustra en la Fig. 2.9. [6] Cuando la región de carga espacial WBE, alcanza una extensión, sobre el lado de la región de la base a la unión base-colector BC, y alcanza a la unión base-emisor, sin que ocurra un proceso de ruptura, entonces la región base-colector BC, alcanzará a la región base-emisor BE. A continuación las regiones n, correspondientes al emisor y al colector, serán conectadas por una región de deserción. En este instante, una alta corriente fluye, dando origen al fenómeno de ruptura secundaría, asociada a la ionización por impacto. [6]

Fig. 2.9. Representación de un transistor npn y su diagrama de bandas de energía El voltaje de ruptura, requerido para un transistor npn, se puede estimar conociendo la distribución del área del campo eléctrico, en la región de deserción continua, por las dos regiones n, que estará dada por:

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BV 

qQB ro

 QB  W B   2 ND  

En donde QB, es el número total de impurezas por unidad de área, en la región de la base, mientras que ND, es la concentración de donores en el colector. Por otra parte, la limitación térmica, que se presenta en los transistores BJT, está asociada por la aceleración de portadores en la región de deserción base-colector, para altos campos eléctricos, en donde sufren muchas colisiones con la red del semiconductor, por consiguiente está energía cinética se convierte en calor. La disipación de potencia de esta forma, ICVCB, puede ser transportada hacia afuera desde la unión base-colector, si la temperatura de la unión permanece en un valor de estado estable [6]. Para el caso de altas temperaturas, la limitación térmica reducirá la potencia, que puede ser manejada para valores menores, que los impuestos por limitación por ruptura secundaria. La variación de la ganancia de corriente β a niveles altos de corriente, se reduce por que la eficiencia de emisor, disminuye, debido a que la razón de la corriente de difusión de electrones, hacia el interior de la región de la base WB con respecto a la corriente total del emisor IE, disminuye por el subsiguiente aumento de la temperatura de la unión. La expresión analítica de la eficiencia de emisor, se puede dar por

1

  1

N AB  WB  D pE WBE  qV   exp  BE   DnB  N DE  WE 2   o  ni  KT 

De la ecuación, se tiene que DnB, es la difusividad de electrones hacia el interior de la base, DpE, es la difusividad de huecos hacia el interior del emisor, NAB, es la concentración de aceptores en al región de base, NDE, es la concentración de donores en la región del emisor, WE, es la extensión de la región del emisor, WBE, es la región de carga espacial, τo, es el tiempo promedio en el que ocurre la recombinación de huecos inyectados hacia el emisor con los electrones en la región de carga espacial [6]. En el circuito de la Fig. 2.8, el transistor Q3, realiza la función de proveer la señal pulsante del voltaje de referencia a través de la conmutación del transistor, por medio de un acoplamiento magnético, desarrollado por los devanados N1, N3, así como del devanado secundario N2. El transistor Q3, debe operar en alta frecuencia, lo cual es una limitante, por el tiempo requerido para el reordenamiento de los portadores minoritarios, en la región de base del transistor BJT. Este tiempo, corresponde al tiempo de transito, que a su vez depende de la difusividad de electrones DnB, hacia el interior de la base, y de la región de la base WB. Ya que ambos parámetros, son dependientes de la temperatura de unión, por consiguiente el transistor Q3, dependerá de fenómenos de ruptura y limitaciones térmicas. 2.6 FUENTE DE PODER CONMUTADA CON TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO OXIDO DE METAL En la Fig. 2.10, se propone el diagrama eléctrico de una fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, a base de un transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET IR740. A continuación se describe el funcionamiento de está fuente de poder conmutada.

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Fig. 2.10. Diagrama eléctrico de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje Cuando se requiere suministrar energía alterna de la línea de 60Hz, para desarrollar una fuente de poder conmutada, en primer lugar se requiere disponer de un rectificador de onda completa y posteriormente de un filtro capacitivo de alto valor, para conseguir un voltaje de CD, proveniente de la línea. En seguida, se coloca una red de arranque, formada por un circuito RC, el cual sirve para suministrar el voltaje correcto del circuito integrado TL494, que proporciona la señal del control PWM al transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET IR740. En la red de arranque, el capacitor es cargado, vía el resistor, con una constante de tiempo  , determinada por   RC [5]. Cuando se suministra el voltaje de operación al circuito integrado TL494, desde la red de arranque, entonces un número de pulsos son inyectados a la terminal de la compuerta del transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET, el cual se activa, cuando la unión drenaje-fuente se cierra, permitiendo la circulación de corriente por los devanados primarios de los transformadores T1 y T2 con núcleo de ferrita marca ferroxcube [7], el cual induce un campo magnético al devanado de compensación NC incluido en el transformador T1, que tiene como función compensar la cantidad de corriente faltante, para hacer operar al circuito integrado TL494, y activar la red de acoplamiento, vía el diodo de alta velocidad 1N4937.

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En este momento, el circuito integrado TL494, ya puede inyectar un mayor número de pulsos a la terminal de la compuerta del transistor de efecto de campo óxido de metal IR740, debido, a que el voltaje de retroalimentación, proporcionado por el devanado de retroalimentación NR incluido en el transformador T2, incrementa por la cantidad de corriente eléctrica, que se exige por los devanados secundarios de ambos transformadores T1 y T2. El devanado primario del transformador con núcleo de ferrita, induce también un campo magnético a los devanados secundarios del transformador con núcleo de ferrita. Los devanados secundarios, tienen como función convertir la señal pulsante, en un voltaje de CD, vía el arreglo en paralelo de dos rectificadores 1N4937 (diodo de alta velocidad) y el filtro capacitivo. En este tipo de diseño, la fuente de poder conmutada, solamente opera cuando la carga es conectada a los devanados secundarios de los transformadores de ferrita T1 y T2, en este caso el funcionamiento de esta fuente de poder conmutada, será dependiente de la cantidad de carga.

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CAPITULO 3 FUENTE DE PODER CONMUTADA RETROALIMENTADA POR VOLTAJE Para el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se debe conocer el principio de funcionamiento de los elementos que la integran. Entre los elementos que integran la fuente de poder conmutada, se puede mencionar al rectificador monofásico de entrada, red de arranque, convertidor flyback, transformador con núcleo de ferrita, circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso y circuito de salida. En este capitulo, se desarrolla el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. El procedimiento de diseño en está aplicación, consiste en la explicación y cálculo de cada uno de los componentes de las diversas etapas del circuito. 3.1 RECTIFICADOR MONOFÁSICO DE ENTRADA Y FILTRO Para poder desarrollar una fuente de poder conmutada con suministro de energía alterna de línea de 60Hz, se requiere disponer de un rectificador monofásico de onda completa, y posteriormente para obtener un voltaje de CD, se debe conectar un filtro capacitivo. En la Fig. 3.1, se ve el diagrama del rectificador monofásico de onda completa.

Fig. 3.1. Rectificador monofásico de onda completa y red de arranque El rectificador de onda completa, debe ser capaz de suministrar corriente a una carga inductiva pulsante, a través de un transistor MOSFET, como se observa en la Fig. 2.10, del capitulo 2. El rectificador de onda completa, que se debe seleccionar en el circuito de la Fig. 3.1, debe tener una capacidad de corriente de operación entre 2A y 4A, así como un voltaje pico inverso de 400V. Para obtener el valor del filtro capacitivo, que es un condensador electrolítico se deben conocer, el valor del voltaje rizo, la corriente eléctrica requerida para abastecer la carga, así como la frecuencia de operación. Para obtener el valor mínimo del condensador utilizado como filtro, se requiere conocer el voltaje del rizo V, determinado por (1), mientras que para obtener el valor máximo del condensador utilizado como filtro, se requiere conocer el voltaje del rizo V, determinado por (2):

Vmin 

4 Vm 15

(1)

4 Vm 3

(2)

Vmáx 

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El valor óptimo del condensador electrolítico, se obtiene a partir del valor del voltaje rizo correspondiente, corriente de carga y frecuencia de operación, por:

 1   C  I L   f  V 

(3)

SOLUCIÓN. Para determinar el valor del condensador electrolítico, se utiliza la ecuación (3), conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuaciones (1), (2), obtenidas por desarrollo de SERIE DE FOURIER, así como el valor de: Vm = 170V, IL = 0.5A , f = 60Hz. De acuerdo con la ecuación (3):

Vmán  72.15V

0.5  115.5F 60  72.15

C min 

Vmin  14.43V

C máx 

0.5  577.5F 60  14.43

Un valor práctico para el condensador electrolítico, se puede seleccionar entre el valor mínimo y el valor máximo de capacitancia, obtenidos anteriormente. Entonces, el valor de C = 470μF, cumple la condición anterior. 3.2 RED DE ARRANQUE Para suministrar el voltaje de operación al circuito integrado TL494, desde un suministro de energía alterna de línea de 60Hz, se debe disponer de una red de arranque, integrada por un circuito RC, como se observa en la Fig. 3.1. El voltaje de CD, obtenido del condensador electrolítico C1, debe ser capaz de hacer funcionar al circuito de control, con una corriente limitada por el resistor R1. Para obtener el valor óptimo de la red de arranque RC, se requiere conocer el valor de la corriente mínima necesaria para operar al circuito de control TL494, voltaje de CD, obtenido del filtro capacitivo VCD, voltaje en el condensador a plena carga VL y la frecuencia de operación. La ecuación (4), se utiliza para determinar el resistor limitador de corriente, mientras que la ecuación (5), se utiliza para determinar el valor del condensador:

R C 

VCD  VL IC

1.5  V  f  R  ln 1  L   VCD 

(4)

(5)

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El valor de corriente IC, depende del valor mínimo necesario de corriente que se requiere para operar al circuito de control TL494. Este valor de corriente, se obtiene de las hojas del fabricante. [8] SOLUCIÓN. Para determinar el valor del resistor R1, y el valor del condensador electrolítico C1, se debe conocer previamente el valor de: VCD = 108V, VL = 12V, IC =14mA, f = 60Hz. De acuerdo con la ecuación (4) y (5):

R1 

C1 

108  12  6.85 K 14  10 3

3.5  12  60  6.85  10  ln 1    108 

 72.78F

3

Un valor práctico para el resistor R1 y condensador electrolítico C1, se deben seleccionar en función de la corriente mínima IC y por el valor del voltaje de operación VL del circuito integrado TL494. Entonces, el valor de R1 = 8.2KΩ y C1 = 100μF, cumplen la condición de operación. 3.3 CONVERTIDOR FLYBACK Para llevar cabo la conversión del voltaje y corriente CD-CD de forma aislada, se puede utilizar un convertidor flyback, como se observa en el diagrama eléctrico de la Fig. 2.10. El principio de funcionamiento de un convertidor flyback, consiste en la activación del transistor MOSFET, que se realiza por medio de la aplicación de un pulso en la compuerta, seguido del cierre de la unión drenador-fuente, consiguiendo con esto que fluya abruptamente una corriente ID = IP, por el inductor y por el transistor MOSFET. En la Fig. 3.2a, se ilustra el diagrama eléctrico simplificado de la topología del convertidor flyback, y en la Fig. 3.2b, las correspondientes formas de onda asociadas.

Fig. 3.2a. Convertidor flyback

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Por otra parte, el campo magnético desarrollado en el inductor primario LP, del transformador con núcleo de ferrita, se induce sobre el inductor secundario LS, creando de esta manera un voltaje VL y por consiguiente la corriente IS, sobre el devanado secundario, que son requeridos por la carga. Cuando del pulso inyectado en la compuerta del transistor MOSFET, satisface que el ciclo de trabajo k  0.5, ayudará a que el inductor no se sature, y así se pueda evitar la destrucción del dispositivo transistor MOSFET, debido a la corriente de saturación máxima. El transistor MOSFET, que se debe seleccionar para el diseño del convertidor flyback, que se ilustra en la Fig. 2.10, debe tener una capacidad de corriente de operación mínima de 1A y un voltaje de unión drenador-fuente de 400V. El transistor MOSFET IR740, cumple con estos criterios de diseño, para el desarrollo de está aplicación. [9] Para el calculo de los devanados primario NP y secundario NS, de los transformadores con núcleo de ferrita, se requiere conocer el valor de voltaje que será inyectado al devanado primario, y el valor de voltaje que será utilizado para suministrar a la carga, así como también la cantidad de corriente, que se consume por ambos devanados. La obtención del número de espiras por cada devanado, se consigue a partir de:

NP 

VP 108 4  f  Ae  Bm

(6)

NS 

VS 108 4  f  Ae  Bm

(7)

Por otra parte, el valor del resistor de compuerta RG se obtiene, a partir de la información que se proporciona en las hojas del fabricante, para el transistor MOSFET IR740. En el apéndice, se proporciona la información del fabricante del transistor IRF740.

Fig. 3.2b. Formas de onda del convertidor flyback asociadas al diagrama de la Fig. 3.2a

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SOLUCIÓN. Para determinar el valor del número de espiras para el devanado primario y secundario, del transformador T1, se utilizan las ecuaciones (6) y (7), conociendo previamente el valor de: VP = 2 54V, VS = 12V, IP = 0.326A, IS = 1.5A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm y Bm = 2500G. De acuerdo con la ecuación (6) y (7):

NP 

NS 

54 108  333.33 espiras 4  20000 0.81 2500 12 108  74.07 espiras 4  20000 0.81 2500

Para determinar el valor del número de espiras para el devanado primario y secundario, del transformador T2, se utilizan las ecuaciones (6) y (7), conociendo previamente el valor de: VP = 2 54V, VS = 5V, IP = 0.13A, IS = 2.5A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm y Bm = 2500G. De acuerdo con la ecuación (6) y (7):

NP 

54 108  333.33 espiras 4  20000 0.81 2500

NS 

5  108  30.86 espiras 4  20000  0.81  2500

La selección del calibre del alambre magneto, se elige, en función de la capacidad de corriente de los devanados primario y secundario, de ambos transformadores T1 y T2. En el apéndice, se proporciona una tabla, que indica la relación calibre del alambre magneto AWG con la correspondiente capacidad de corriente. 3.3.1 DISEÑO DE LOS INDUCTORES AUXILIARES En el transformador T1 y en el transformador T2 con núcleo de ferrita, también se dispone de dos devanados, que corresponden a inductores auxiliares, cuya función, es generar un voltaje de retroalimentación y compensación de la corriente faltante para el suministro del circuito de control, respectivamente. En la Fig. 3.3, se ilustra el aspecto de los transformadores T1 y T2.

Fig. 3.3. Aspecto del transformador con núcleo de ferrita para una frecuencia de 20Khz

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Para el cálculo del devanado de compensación NC y de retroalimentación NR, se requiere conocer el valor de voltaje de CD correspondiente, para poder operar al circuito de control TL494, así como también el voltaje de retroalimentación requerido, para que el amplificador de error del circuito TL494, opere correctamente. La obtención del número de espiras por cada uno de estos devanados, se consigue a partir de ecuaciones similares para el cálculo de los devanados NP y NS. SOLUCIÓN. Para determinar el valor del número de espiras para el devanado de compensación NC y de retroalimentación NR, del transformador T1 y T2, se debe conocer previamente el valor de: VC = 2 12V, VR = 5V, IC = IR = 0.11A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm y Bm = 2500G. De acuerdo con la ecuación (6):

NC 

12  108  74.07 espiras 4  20000  0.81  2500

NR 

5  108  30.86 espiras 4  20000  0.81  2500

La selección del calibre del alambre magneto, se elige, en función de la capacidad de corriente de los devanados de compensación y retroalimentación. En el apéndice, se proporciona una tabla, que indica la relación calibre del alambre magneto AWG con la correspondiente capacidad de corriente. Como en el circuito de control TL494, se requiere inyectar voltajes de CD, tanto para el suministro de corriente, como para el voltaje de retroalimentación, las señales pulsantes obtenidas a la salida de los devanados de compensación y retroalimentación, respectivamente, deben ser convertidas en voltajes de CD. En la Fig. 3.3, se puede ver, la conexión en ambos devanados (compensación y retroalimentación) de un diodo rectificador de alta velocidad, con su correspondiente filtro capacitivo. El diodo rectificador de alta velocidad, que se ilustra en la Fig. 2.10, debe tener una capacidad de corriente de operación de 0.11A y un voltaje pico inverso mayor a 10V. El diodo rectificador de alta velocidad 1N4937, opera con los criterios de diseño, para está aplicación. [10] Para determinar el valor del condensador de retroalimentación, se puede utilizar la ecuación (3), conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como el valor de: Vm = 10V, IR = 0.11A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):

Vmin  0.848V C máx 

0.11  6.48F 20000  0.848

Un valor práctico para el condensador de retroalimentación, se puede seleccionar por un valor de capacitancia CR = 10μF.

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3.4 CIRCUITO DE CONTROL TL494 CON MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO En la Fig. 2.6, se observa que se requiere de un oscilador de señal diente de sierra, el cual se compara con un voltaje de error de CD, obtenido a partir de la diferencia de dos voltajes que corresponden al voltaje de referencia y al voltaje de retroalimentación, para proporcionar a la salida de un comparador, una señal de control PWM. La variación del voltaje de error de CD, se obtiene de un amplificador diferencial, que hace la función de amplificador de error, el cual resta el voltaje de referencia, con el valor de voltaje de retroalimentación, que corresponde a la variación correcta del sistema, es decir cuando se presenta estabilidad. Pero cuando, la señal de referencia se iguala a la señal de retroalimentación, se alcanza una inestabilidad, y esa condición se mantiene, hasta que exista nuevamente un cambio en el sistema, que obligue al cambio en la señal de retroalimentación. En la Fig. 3.4, se presenta los casos extremos, que se observan en el funcionamiento del circuito de control para la fuente de poder conmutada. [8]

Fig. 3.4. Funcionamiento del control retroalimentado para dos voltajes de error. (a) Señal PWM para un caso inestable, (b) Señal PWM para un caso estable El circuito integrado TL494, se utiliza como circuito de control con modulación por ancho de pulso PWM. Este circuito integrado, tiene mucha aceptación en el diseño de fuentes de poder conmutadas operadas en alta frecuencia (>20Khz). Este circuito contiene un oscilador diente de sierra, dos amplificadores de error, referencia de +5V con histéresis, control para el tiempo muerto de la señal PWM, protección contra sobre voltaje, y dos transistores bipolares con capacidad de manejo de corriente de hasta  0.5A [8]. Para la selección del circuito integrado TL494, como control PWM, utilizado en la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se hizo una analogía de funcionamiento con el esquema básico del control retroalimentado de la Fig. 2.6, con el cual se tiene como propósito, relacionarlo con el diagrama interno del TL494, para comprobar la función correspondiente de cada bloque y asegurar su función en esta aplicación. En la Fig. 3.5, se ilustra el diagrama de bloques del circuito integrado TL494.

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En el diagrama de bloques, se observan algunas terminales, que pueden presentar confusión, por ejemplo, el control de tiempo muerto (deadtime), que corresponde a la terminal No 4, mientras que la terminal No 13, se refiere al control de la señal de salida (output control), en la cual solo se puede inyectar una señal con nivel de voltaje de +5V, por ser una compuerta con lógica TTL. Las características eléctricas más importantes del circuito integrado TL494, son de utilidad para el desarrollo de un diseño específico, como la información, que recomienda el fabricante, para que se utilicen ciertas condiciones de operación para el TL494, las cuales son de importancia, ya que sirven de guía, para el diseño de una fuente de poder conmutada. En la tabla 3.1, se enlistan estás características que proporciona el fabricante [8].

Fig. 3.5. Diagrama interno de bloques del circuito integrado TL494

TABLA 3.I. Características eléctricas del circuito integrado TL494

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Entre las curvas características más importantes, que se tienen que considerar cuando se realiza el diseño de una fuente de poder conmutada, son por ejemplo, la gráfica de la frecuencia del oscilador, la gráfica de la ganancia en voltaje del amplificador de error en lazo abierto, y la gráfica del porcentaje del ciclo de utilidad, para el control del tiempo muerto (deadtime), de la señal de control, como función de la frecuencia del oscilador. En la Fig. 3.6, se ilustra el diagrama eléctrico del circuito integrado TL494, utilizado para generar la señal de control para la activación del transistor MOSFET IR740.

Fig. 3.6. Diagrama eléctrico del circuito integrado TL494 En la Fig. 3.7, se observa la curva correspondiente a la variación de la frecuencia del oscilador f, en función del valor del resistor RT. A partir de está grafica se obtiene el valor del resistor RT y condensador CT, para generar la señal diente de sierra como oscilador para una frecuencia de 20KHz, en donde resistor RT = 8.2KΩ y CT = 0.01μF.

Fig. 3.7. Variación de la frecuencia del oscilador en función del valor de RT

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En la Fig. 3.8, se observa la respuesta del amplificador de error diferencial, el cual debe funcionar para una frecuencia de 20KHz. Sobre la curva de respuesta de este amplificador, se observa, que para una frecuencia de 20KHz, su operación es inestable [5], por lo que es necesario realizar una compensación en frecuencia, agregando una red R3C conectada en serie entre si, y en paralelo con el resistor R2, el cual determina la ganancia en el amplificador de error diferencial. El fabricante proporciona una solución para resolver este inconveniente y conseguir que el amplificador de error sea estable para 20KHz [X]. Con el valor propuesto de resistores y condensador por el fabricante: R1 = 4.7KΩ, R2 = 1MΩ, R3 = 33KΩ y C = 0.1μF, se obtiene una ganancia en voltaje en lazo cerrado de aproximadamente 30dB.

Fig. 3.8. Variación de la ganancia en voltaje en lazo abierto en función de la frecuencia Para activar al transistor MOSFET IR740, se requiere de una red de acoplamiento adicional, debido a que el circuito integrado TL494, no puede proporcionar el nivel de voltaje VG hacia la terminal de compuerta, para activar al IR740, como lo sugiere el fabricante [5]. En la Fig. 3.6, se observa la conexión de la red de acoplamiento a la terminal No 8. La obtención del valor de los resistores RC, R4 y R5, para que los transistores Q1 (BC547) y Q2 (BC557) satisfagan su operación en la región de corte-saturación, la ganancia en corriente β = 10, permitirá conseguir que: RC = 940Ω, R4 = 9.4KΩ y R5 = 1KΩ. [5] 3.5 CIRCUITO DE SALIDA Para obtener un voltaje de CD de los devanados secundarios de los transformadores T1 y T2, se requiere disponer de rectificadores de alta velocidad, por la frecuencia de operación de la fuente de poder conmutada a 20KHz. Posteriormente, se debe conectar un filtro capacitivo. En la Fig. 3.4, se ve el diagrama de la etapa de salida con rectificadores de alta velocidad. El diodo rectificador de alta velocidad, que se ilustra en la Fig. 2.10, debe tener una capacidad de corriente de operación de 2A y un voltaje pico inverso de 400V. El diodo rectificador de alta velocidad 1N4937, opera con una corriente máxima de 1A, por está razón, se conectan en paralelo dos diodos alta velocidad 1N4937, para cumplir con los criterios de diseño. SOLUCIÓN. Para determinar el valor del condensador C1, se puede utilizar la ecuación (3), conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como el valor de: Vm = 24V, I1 = 1.5A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):

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Vmin  2.03V

C máx 

1.5  36.94 F 20000  2.03

Un valor práctico para el condensador C1, se puede seleccionar por un valor de capacitancia C1 = 47μF. Para determinar el valor del condensador C2, se puede utilizar la ecuación (3), conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como el valor de: Vm = 10V, I1 = 2.5A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):

Vmin  0.848V

C máx 

2.5  147.7 F 20000  0.848

Un valor práctico para el condensador C2, se puede seleccionar por un valor de capacitancia C2 = 220μF.

Fig. 3.7. Rectificador de alta velocidad D1, D2 y filtro capacitivo para una frecuencia de 20Khz En una conexión en paralelo, se conecta un resistor R con valor de 10KΩ, como protección para la descarga del propio condensador, y así evitar que se quede cargado, cuando se desconecte la fuente de poder conmutada.

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CAPITULO 4 RESULTADOS Y PERSPECTIVAS En este capitulo, se presentan los resultados obtenidos con el prototipo de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, a través de oscilogramas correspondientes a las señales de control del circuito integrado TL494. Estas mediciones son realizadas en el laboratorio, cuando la fuente de poder retroalimentada con voltaje tiene carga.

4.1 ELABORACIÓN DEL PROTOTIPO A continuación, se presenta una sencilla descripción de la forma como se realiza la placa del circuito impreso para la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. También se indica como se deben distribuir los dispositivos electrónicos, magnéticos (transformador con núcleo de ferrita), etc. En la Fig. 4.1.1, se muestra el aspecto de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, que está integrada por: (a) Rectificador monofásico de entrada y filtro, (b) Red de arranque, (c) Convertidor flyback, (d) Inductores auxiliares, (e) Circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso, (f) Circuito de salida.

Fig. 4.1.1. Aspecto Físico de la Fuente de Poder Conmutada Retroalimentada por Voltaje

El circuito impreso del prototipo de fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se realiza sobre una placa fenólica, de cara individual, siendo los dispositivos electrónicos distribuidos, según, se muestran en la placa de circuito impreso de la Fig. 4.1.2. a y el esquema del circuito impreso en la Fig. 4.1.2.b. El montaje de fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje junto, con la carga que consiste de dos lámparas de 21W, que se conectan a su salida, para mostrar el funcionamiento de la fuente de poder conmutada. En la Fig. 4.1.3, se ilustra el aspecto del montaje de la fuente de poder conmutada con carga.

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Fig. 4.1.2.a Distribución de Componentes sobre la Placa del Circuito Impreso

Fig. 4.1.2. b Placa de Circuito Impreso

Fig. 4.1.3. Fuente de Poder Conmutada Retroalimentada por Voltaje con Carga Resistiva (lámparas de 21W)

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4.2 MEDICIONES En esta sección, se hace una descripción de las mediciones realizadas para obtener las señales correspondientes del circuito del control, para justificar el funcionamiento de la fuente de poder conmutada [5]. Estás mediciones, se realizaron con ayuda de un osciloscopio digital de la serie TDS3000B de TEKTRONIX. El osciloscopio digital, permite que se pueda guardar la información, es decir los oscilogramas en un disco floppy, esto hace más versátil, la realización de la medición. En primer lugar, se realizaron las mediciones correspondientes a la señal del reloj con frecuencia de 20KHz, y ciclo de trabajo del 30%, en seguida la señal que corresponde al diente de sierra, que se utiliza para formar las señal de control, con la comparación del voltaje de error, obtenido de la diferencia del voltaje de referencia con valor de 4.9V y del voltaje de retroalimentación de 3.6V, que es igual a 1.3V aproximadamente. En las Fig. 4.2.1 y 4.2.2, se observan estos oscilogramas respectivamente. En la figura de cada oscilograma, se indica la información correspondiente de la amplitud, frecuencia, ciclo de trabajo, etc.

Fig. 4.2.1. Oscilograma de la señal de reloj para el TL494

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Fig. 4.2.2. Oscilograma de la señal diente de sierra para generar la señal PWM 4.3 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS En esta sección, se procede evaluar el rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. Se inyecta una señal alterna de 120V RMS, 60Hz, para obtener sus respectivas características eléctricas, con dos lámparas de 21W como carga. La información obtenida, se enlista en la Tabla 4.1. TABLA 4.1 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS PARÁMETRO

VARIABLE

VALOR

Voltaje de entrada

VE

54V

Voltaje de salida menor

V1

+ 9V

Voltaje de salida mayor

V2

+ 12V

Corriente de entrada

IE

0.16A

Corriente con carga (lámpara de 21W) Temperatura del transistor MOSFET

IS

1.0A

Tj

< 1000C

Eficiencia

η

~ 80%

De acuerdo con las mediciones de disipación de calor en el transistor MOSFET IR740, con ayuda de un multimetro de la marca STEREN, se observa que el valor de temperatura registrada, no O alcanza el valor de TJ = 150 C, en donde el cambio de la temperatura en el transistor, es una variable dependiente del nivel de potencia; esto indica, que el transistor está operando correctamente en el limite del pulso, que es valido para ciclos de trabajo de 10% a 40%, y que O provee un valor TJ < 150 C. Por está razón, el transistor MOSFET IRF740, no requiere disipador metálico auxiliar, bajo las condiciones de operación reportadas en la Tabla 4.1, y que se observan en la Fig. 4.1.3.

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Por otra parte, también se puede observar de la Tabla 4.1, que la eficiencia de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, realizada en este trabajo, es tan solo del 80%. Esto es debido en parte al diseño del transformador con núcleo de ferrita, el cual presenta algunas deficiencias, con respecto al tipo de alambre magneto, que se utiliza, para sus respectivos devanados [11], así como también a su baja permeabilidad magnética del núcleo de ferrita. Sin embargo, a pesar de los inconvenientes mencionados, la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, es funcional, para aplicaciones con baja potencia alrededor de 15W.

4.4 PERSPECTIVAS Debido a las deficiencias explicadas en la sección 4.3, sobre la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se debe evitar que el núcleo de ferrita del transformador de alta frecuencia, se sature, como se observa en la curva del ciclo de histéresis (B-H), de la Fig. 4.4.1 [7].

Fig. 4.4.1. Curva de magnetización normal, correspondiente al ciclo de histéresis, en donde se observa la región de saturación.

Como mejora en el rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se propone utilizar transformadores de alta frecuencia, con núcleo de ferrita de alta permeabilidad (μ > 2000), de la marca Ferroxcube (material 3C85). Esta solución permite, que la fuente de poder conmutada, mejore su rendimiento, es decir que alcance eficiencias del oren del 90%. [7] Por otra parte a la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, le hace falta un circuito de protección, contra sobre carga. Este circuito puede ser desarrollado, aprovechando la variación de calor en el transistor MOSFET IRF740. En la Fig. 4.4.2, se propone un circuito de protección al diseño original de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. El circuito de protección implementado en la fuente de poder conmutada de la Fig. 4.4.2, está provisto por un relevador magnético, el cual es activado por el transistor 2N2222, cuando se cierre la unión base-emisor con un voltaje aproximadamente de 4.5V, que corresponde a una O temperatura en el transistor MOSFET IRF740 de TJ = 150 C, en donde la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se desconecta de la línea de 60Hz, hasta que se restaure la carga.

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Fig. 4.4.2. Diagrama del circuito eléctrico propuesto para la mejora del rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.

JUSTIFICACIÓN ECONÓMICA Enseguida, se expone un importante asunto, acerca del presupuesto, pues es indispensable desarrollar un buen proyecto. Es necesario, que en el presupuesto no falte ningún material, por lo tanto, la forma de proceder es la siguiente: Se toma al diagrama eléctrico de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje (Fig. 2.10), como guía para realizar el presupuesto. A continuación se procede a realizar una lista de materiales, en la que se debe especificar la cantidad, unidad, descripción, costo por unidad y costo total. LISTA DE MATERIAL CANTIDAD

DESCRIPCIÓN

PRECIO UNITARIO

PRECIO TOTAL

$100.00

$200.00

$10.00

$10.00

$8.00

$8.00

$15.00

$15.00

1

Transformador con núcleo de ferrita Rectificador de 4A Circuito Integrado TL494 TRIMPOT de 10KΩ

1

Porta fusible

$2.50

$2.50

3

Bloque de 2 terminales

$4.00

$12.00

2

1 1

36

1

Base de integrado (16 PINES) Fusible tipo europeo 1ª / 250 V Header en escuadra

1

Clavija

$5.00

$5.00

1

1m de cable

$10.00

$10.00

8

Diodo 1N4937

$1.50

$12.00

1

MOSFET IRF740

$9.00

$9.00

2

Transistor BC547

$2.50

$5.00

Transistor BC557

$2.50

$2.50

$4.00

$4.00

$5.00

$10.00

$20.00

$20.00

$4.00

$4.00

$1.50

$1.50

$1.50

$1.50

$4.00

$4.00

1

1

1

$5.00

$5.00

$2.50

$2.50

$7.00

$7.00

1

Capacitor electrolítico 100µF a 50V Capacitor electrolítico 220µF a 50V Capacitor electrolítico 470µF a 250V Capacitor electrolítico 22µF a 50V Capacitor cerámico 1nF Capacitor cerámico 100nF Resistor 8K2 / 2W

4

Resistor 10K / ½W

$0.50

$2.00

1

Resistor 560 Ω / ⅛W

$2.00

$2.00

1

Resistor 4.7K / ⅛W

$2.00

$2.00

1

Resistor 33K / ⅛W

$2.00

$2.00

1

Resistor 470K / ⅛W

$2.00

$2.00

1

Resistor 56K / ⅛W

$2.00

$2.00

1

Resistor 10K / ⅛W

$2.00

$2.00

1

Resistor 1K / ⅛W

$2.00

$2.00

2

Resistor 100 Ω / ⅛W

$2.00

$4.00

2

Resistor 1.2K / ⅛W

$2.00

$4.00

1

Resistor 8.2K / ⅛W

$2.00

$2.00

1

Resistor 820 Ω / ⅛W

$2.00

$2.00

1

Resistor 2.7K / ½W Placa para impreso 10x15cm

$0.50

$0.50

$20.00

$20.00

TOTAL

$370.00

1 2 1 1 1 1

1

37

El costo total es de $370.00, lo que corresponde solamente al circuito total, que integra la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. Sin embargo, este costo total, puede ser mayor, que el correspondiente para una fuente de poder conmutada comercial, pero el reducido tamaño, mínimo peso, mayor eficiencia, y baja disipación, hace que se compense el costo total. Con respecto al desarrollo original de ingeniería que se llevo a cabo en este trabajo de TESIS, es indispensable que se de el valor correspondiente al diseño; como base, se puede estimar un valor de $100.000.00, pero considerando la experiencia profesional adquirida durante el trabajo, además de tomar en cuenta el costo de la hora ingeniería de $240.00, podemos calcular en base al tiempo invertido un costo aproximado, ya que trabajando 5 horas diarias en días laborales durante seis meses 2 ingenieros, el diseño adquiere un mayor valor alrededor de $300.000.00. Además, se deben considerar otros aspectos menos importantes, pero que son de utilidad, y se enlistan a continuación junto con el anterior presupuesto:

LISTA DE MATERIAL

$364.00

VALOR DEL DISEÑO

$300.000.00

ACCESORIOS

$500.00

GABINETES PROFESIONALES

$1.500.00

TOTAL

$302.364.00

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CONCLUSIONES En este trabajo se desarrolló una fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, con el propósito de mejorar las limitaciones que se presentan en las fuentes de poder conmutadas comerciales de computadora personal PC, debido a su funcionamiento en alta frecuencia para proporcionar altas densidades de corriente. El propósito de este trabajo, es diseñar una fuente de poder conmutada, bajo el principio de retroalimentación por voltaje por medio de componentes magnéticos. Para la realización de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se requirió, que se comprendiera profundamente el funcionamiento de un sistema retroalimentado, a base de componentes magnéticos (que es su base de diseño). La fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, desarrollada en este trabajo, se logro gracias a que se alcanzaron los siguientes puntos: A. Se tiene un alto aislamiento de la línea de 60Hz, proporcionado por el transformador del núcleo de ferrita, operado a 20KHz, sin la necesidad de utilizar un transistor de conmutación con operación en alta frecuencia, como en la fuente de poder conmutada comercial de PC. B. Al operar a la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, a una frecuencia de 20KHz, se consigue que la fuente de poder conmutada alcance un mayor tiempo de vida. Logrando de está manera que los elementos de conmutación como el transistor MOSFET, no tenga un envejecimiento prematuro. C. Como la disipación de calor en el transistor MOSFET IRF740, alcanza solamente una O temperatura alrededor de TJ < 100 C, entonces se evita alcanzar el fenómeno de ruptura secundaria, como sucede en los transistores BJT. D. El transistor MOSFET IRF740 en la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje trabaja, funciona correctamente en la región de segura de operación SOA, de la curva característica de salida I-V, sin la necesidad de utilizar un disipador metálico. Desarrollando las mejoras al diseño actual obtenido de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, este tipo de tecnología, puede ser utilizada para reemplazar en un futuro a la utilizada en los sistemas comerciales. Este trabajo de TESIS, es un ejemplo de innovación tecnológica como desarrollo nacional.

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REFERENCIAS [1] Muhammad H. Rashid, “ELECTRONICA DE POTENCIA Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones”, Tercera Edición, Prentice Hall, pp. 280 - 286, 2004 [2] B. Jayant Baliga, “Modern Power Devices”, John Weley & Sons, pp. 263 - 269, pp. 300 - 302, pp. 314 318, 1992 [3] Intersil, “14A, 50V, 0.01Ohm, N, Channel Power MOSFET”, datasheet: BUZ71, June, 1999 [4] MOSPEC, “Complementary Silicon Plastic Power Transistor”, 3A, 40-100V, datasheet: TIP31A. [5] Crisis George, “High-Frequency Switching Power Supplies: Theory and Design”, Second Edition, McGraw-Hill, pp. 96 - 100, pp. 197 - 206, 1989. [6] A. S. Grove, “Physics and Technology of Semiconductor Device”, John Weley & Sons, pp. 263 - 269, pp. 208 - 236, 1967. [7] Marty Brown, “Practical Switching Power Supply Design”, Motorola Series in Solid State Electronics, pp. 67 - 79, 1990. [8] ON semiconductor, “Switchmode Pulse Width Modulation Control Circuit”, datasheet: TL494, July, 2000 [9] Intersil, “5.5A, 400V, 1.0 Ohm, N-Channel Power MOSFET”, datasheet: IRF740, June, 1999 [10] MCC semiconductor, “1A, 420V, Fast Recovery Rectifier DIODE”, datasheet: IN4937. [11] Grupo CONDUMEX, “Catalogo 2003: Alambre Magneto”: http://www.condumex.com

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APÉNDICES ALAMBRE MAGNETO: CAPACIDAD DE CORRIENTE A continuación se da a conocer una TABLA, con información correspondiente, para la selección del 0 calibre AWG del alambre magneto SOLDANEL, clase B, 130 C, con respecto a la capacidad de corriente. Este tipo de alambre magneto, es utilizado en la fabricación de transformadores de alta frecuencia 20KHz, con núcleo de ferrita [11]. TABLA DIMENSIONES ALAMBRE MAGENTO Calibre Número AWG

Diámetro mm

Sección Transversal 2 mm

Corriente (AMPERS)

18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40

1.0240 0.9116 0.8118 0.7230 0.6438 0.5733 0.5106 0.4647 0.4049 0.3606 0.3211 0.2859 0.2546 0.2268 0.2019 0.1798 0.1601 0.1426 0.1270 0.1131 0.1007 0.0897 0.0799

0.82 0.65 0.52 0.41 0.33 0.26 0.20 0.16 0.13 0.10 0.08 0.064 0.051 0.040 0.032 0.0254 0.0201 0.0159 0.0127 0.0100 0.0079 0.0063 0.0050

3.2 2.5 2.0 1.8 1.5 1.2 0.92 0.73 0.58 0.46 0.33 0.22 0.15 0.11 0.09 0.072 0.057 0.045 0.036 0.030 0.025 0.016 0.010

Para el diseño del transformador con núcleo de ferrita para 20KHz, calculado en la sección 3.3, del capitulo 3, se tiene: NP = 340 espiras NS1 = 74 espiras NS2 = 30 espiras NC = 74 espiras NR = 30 espiras

AWG # AWG # AWG # AWG # AWG #

30 22 19 34 34

Cuando, se fabrican transformadores de alta potencia y frecuencias > 50KHz, en aplicaciones como son los balastros electrónicos, en donde se exige, que estos sistemas operen con bajas pérdidas, con un alto asilamiento, se recomienda utilizar un alambre magneto LITZ, del tipo 0 POLISOLDATERMANEL, clase H, 180 C. [11]

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MATERIALES DE FERRITA El diseño de componentes magnéticos es una ciencia exacta, ya que esto sigue precisamente a las leyes fundamentales del electromagnetismo desarrolladas por los pioneros científicos del campo, como son: Maxwell, Ampere, Oersted y Gauss. El propósito de este resumen, es dar la información correspondiente para la construcción y fabricación de transformadores con operación en alta frecuencia. El aspecto de un núcleo de ferrita se observa en la Fig. 1.

Fig. 1. Aspecto de un núcleo de ferrita Para el diseño de inductores y transformadores, se requiere conocer el tipo de núcleo que se va a utilizar, el máximo valor de la densidad de flujo magnético Bm, y la frecuencia de operación f para el tipo de núcleo. En la Tabla I, se indican algunas propiedades físico-químicas, de interés, que son útiles para la selección de materiales de ferrita.

TABLA I PROPIEDADES FISICO-QUIMICAS MATERIAL

FERROXCUBE 3C8 FERROXCUBE 3C85

COMPOSICIÓN QUIMICA MnFe2O4 + ZnFe2O4 MnFe2O4 + ZnFe2O4

PERMEABILIDAD MÁXIMA

RESISTIVIDAD

μr = 1500

10 Ω-cm

μr = 5000

10 Ω-cm

PUNTO DE CURIE

2

~ 200 C

2

~ 200 C

0

0

La frecuencia de operación para materiales de ferrita ferroxcube 3C8 es <50KHz y ferroxcube 3C85 es <1MHz.

El área efectiva en un núcleo de material de ferrita, se toma como la región en donde se enrollan las espiras para formar los inductores.

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A partir de resultados experimentales realizados en el laboratorio de Industrias Sola Basic ISB, se obtuvo la siguiente información, que sirve como guía, para seleccionar el tamaño del núcleo de ferrita, como función del área efectiva Ae y la potencia eléctrica disponible PE. De está información contenida en la Tabla II, no se tiene información técnica.

TABLA II AREA EFECTIVA COMO FUNCIÓN DE LA POTENCIA ELÉCTRICA

Ferroxcube 3C8 Bm = 4000G f = 20KHz

Potencia (VA)

Área Efectiva 2 (cm )

10

0.52

20

0.74

40

1.04

60

1.28

80

1.48

100

1.65

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