Integrazione Lezioni Breglio ET

Capitolo 1 Rumore nei circuiti integrati

1.1 Introduzione Questo capitolo tratta gli effetti del rumore elettronico nei circuiti integrati. Escludendo l’interferenza di segnali estranei prodotti da attività esterne, l’esistenza del rumore è fondamentalmente dovuta al fatto che la carica elettrica non è continua ma è trasportata in quantità discrete uguali alla carica dell’elettrone. Lo studio del rumore è importante poiché esso rappresenta il limite inferiore per l’ampiezza del segnale elettrico che può essere amplificato da un circuito senza che si verifichi un significativo deterioramento nella qualità del segnale stesso. Il rumore determina anche un limite superiore per il guadagno utilizzabile in un amplificatore, in quanto, se il guadagno viene aumentato indiscriminatamente, gli stadi di uscita possono anche saturarsi col rumore proveniente dagli stadi d’ingresso.

1.2 Sorgenti di rumore 1.2.1 Rumore granulare (“shot”)

Il rumore granulare è sempre associato con il fluire di una corrente continua ed è presente nei diodi e nei transistori bipolari. La corrente diretta, nel diodo, è costituita da lacune ed elettroni che diffondono come portatori minoritari. Il passaggio di ciascun portatore attraverso la giunzione è un evento puramente casuale e dipende dal fatto che il portatore possegga un’energia sufficiente e una velocità diretta verso la giunzione; così la corrente esterna, che appare come una corrente continua, è, in realtà, costituita da un gran numero di impulsi di corrente, casuali ed indipendenti. La fluttuazione della corrente è chiamata rumore granulare (shot noise) ed ha un valore quadratico medio che è proporzionale alla larghezza di banda ∆f (in Hertz) della misura; quindi può essere definita una densità spettrale della corrente di rumore che è costante al variare della frequenza (rumore bianco ): S I

= 2qI D

(1.1)

Capitolo 1

Rumore nei circuiti integrati

2

L’effetto del rumore granulare può essere rappresentato entro il circuito equivalente per piccoli segnali, a bassa frequenza, del diodo, includendo un generatore di corrente in parallelo al diodo, come mostrato nella fig. 1.1:

rd

SI

Circuito equivalente per piccoli segnali del diodo a giunzione, comprendente il rumore “shot”

Fig. 1.1

1.2.2 Rumore termico

Il rumore termico è generato da un meccanismo completamente diverso da quello del rumore granulare. Nei resistori convenzionali esso è dovuto al moto termico degli elettroni e non dipende dalla presenza o meno di corrente continua, poiché le velocità di trasporto degli elettroni, in un conduttore, sono molto inferiori alle velocità termiche. Il rumore termico è direttamente proporzionale a T ed in un resistore può essere rappresentato da un generatore “serie” di tensione o da un generatore “parallelo” di corrente: R R

SI

SV

Rappresentazioni alternative del rumore termico

Fig. 1.2

S V

= 4kTR

S I =

(1.2a)

4kT

(1.2b)

R

1.2.2 Rumore “flicker”

Questo è un tipo di rumore che si ritrova in tutti i dispositivi attivi e anche in alcuni elementi discreti passivi, come i resistori al carbonio. Le origini del rumore flicker sono varie, ma nei transistori bipolari esso è causato principalmente da trappole associate con contaminazioni e difetti cristallini nella regione di svuotamento emettitore-base. emettitore- base. Queste trappole catturano e rilasciano portatori in modo casuale e le costanti di tempo associate con il processo danno origine ad un segnale di rumore la cui energia è concentrata alle basse frequenze. Il rumore flicker è sempre connesso con un flusso di corrente e presenta una densità spettrale della forma: S I

= K 1 ⋅ (I a

f b )

(1.3)

Capitolo 1


3

dove: I K 1 a b

è una corrente continua è una costante caratteristica di un particolare dispositivo è una costante compresa nell’intervallo 0.5 – 2 è una costante di valore circa unitario

E’ evidente che il rumore flicker è importante soprattutto alle basse frequenze, sebbene in alcuni dispositivi esso può essere dominante fino a frequenze nel campo dei MHz. La costante K 1 non solo varia di ordini di grandezza da un dispositivo all’altro, ma può anche variare notevolmente per diversi dispositivi derivanti dalla stessa fetta di silicio, con gli stessi processi di fabbricazione. Questo è dovuto alla dipendenza dalla contaminazione e da imperfezioni cristalline che sono fattori che variano casualmente persino entro la stessa fetta di silicio. 1.2.3 Rumore “burst”

É questo un altro tipo di rumore a bassa frequenza che si riscontra in alcuni circuiti integrati e transistori discreti. Le cause di questo tipo di rumore non sono completamente note, sebbene sia stato dimostrato che esso è connesso con la presenza di contaminazione da ioni di metalli pesanti. Il rumore “burst” è così chiamato perché mostra “esplosioni” di rumore in corrispondenza di un certo numero (due o più) di livelli discreti, intorno a frequenze dell’ordine dei kilohertz. La densità spettrale di rumore è del tipo: S I

= K 2 ⋅

I c

1 + ( f f c )2

(1.4)

dove: I K 2 c f c

è una corrente continua è una costante caratteristica di un particolare dispositivo è una costante compresa nell’intervallo 0.5 – 2 è una particolare costante caratteristica di un determinato processo di rumore

I processi di rumore burst spesso si verificano con diverse costanti di tempo e quindi con diversi valori di f c, inoltre, come nel rumore flicker, il fattore K 2 varia considerevolmente e deve essere determinato sperimentalmente. 1.2.3 Rumore per effetto valanga

Questa è una forma di rumore prodotta da scarica Zener o valanga in una giunzione pn. Nella scarica a valanga, lacune ed elettroni, nella regione di svuotamento di una giunzione pn polarizzata inversamente, acquistano sufficiente energia per creare coppie lacuna-elettrone nelle collisioni con atomi di silicio. Questo processo è cumulativo e il suo risultato è la produzione di una serie casuale di grandi impulsi di rumore. Il rumore è sempre associato al flusso di una corrente continua ed è molto più grande del rumore granulare della stessa corrente, dato dalla (1.1). Questo è dovuto al fatto che ogni singolo portatore può far partire un processo a valanga che ha come effetto la produzione di un impulso di corrente che contiene molti portatori che si muovono assieme.

Capitolo 1


4

Il rumore che ne risulta è costituito dall’insieme di un gran numero di tali impulsi. Il caso più comune in cui il rumore per effetto valanga costituisce un problema si ha quando nel circuito vengono usati dei diodi Zener che quindi sono generalmente evitati negli stadi a basso rumore.

1.3 Rumore equivalente in ingresso Si consideri una rete in cui sono presenti elementi passivi e attivi, a cui sono associate delle sorgenti di rumore rappresentabili come generatori di tensione o di corrente (fig. 1.3a). Si può ottenere una rappresentazione equivalente riportando in ingresso tutte le sorgenti di rumore ed inglobandole in SV e SI (fig. 1.3b). RETE RUMOROSA

SV

SIi

SVi (a) Fig. 1.3

RETE NOISELESS

SI (b)

Rappresentazioni equivalenti per una rete rumorosa

La seconda rappresentazione, ovviamente, permette una semplificazione del calcolo: si può stimare lo spettro equivalente del rumore, in un punto qualsiasi della rete, senza dover considerare gli spettri delle singole sorgenti. Questa modellizzazione è sempre valida, purché si tenga conto dell’eventuale correlazione tra i due generatori di rumore: essi, in generale, non sono indipendenti perché dipendono dallo stesso insieme di sorgenti interne di rumore. In realtà però si può arrivare ad un risultato abbastanza preciso se il grado di correlazione è basso; ciò accade quando uno dei due generatori ha peso dominante sull’altro o quando vi sono poche sorgenti in comune. La potenza di rumore che si produce all’uscita di una rete non può essere calcolata se non si considera l’impedenza di terminazione dell’ingresso. Si consideri quindi la rete di fig. 1.3b con all’ingresso all’ingresso l’impedenza Z s:

ZS

Fig. 1.4

SV

SI

Zi

A(jω)

Rete rumorosa con terminazione all’ingresso

Tale rete si può schematizzare anche tramite i modelli di Thevenin o di Norton mostrati nelle figure successive 1.5a e 1.5b, in cui SVi è lo spettro di rumore all’ingresso della rete e SVeq e SIeq hanno le seguenti espressioni: SVeq

= SV + S I ⋅ Z S

2

S Ieq

= S I + S V

2

Z S

(1.5) (1.6)

Capitolo 1


SVeq

ZS

SVi Zi

A(jω)

ZS

SIeq

(a)

SVi Zi

5

A(jω)

(b)

Modello di Thevenin (a) e di Norton (b)

Fig. 1.5

Si osservi che sono stati sommati i contributi di tensione e corrente e ciò, come già detto, si può fare solo nell’ipotesi di basso grado di correlazione tra i due generatori. La potenza di rumore in ingresso vale: N IN

=

1 +∞ ⋅ S (ω ) d ω 2π ∫ −∞ Veq

(1.7)

Lo spettro del rumore in uscita sarà: SVo

= SVi ⋅ A( jω )

2

(1.8)

essendo SVi dato dalla partizione tra Z i e Z s: SVi

= SVeq ⋅

2

Z i Z i

+ Z S

(1.9)

Integrando la (1.8) si ottiene la potenza di rumore in uscita: N OUT

=

1 +∞ ⋅ S (ω ) d ω 2π ∫ −∞ Vo

(1.10)

Per confrontare i valori di potenza col livello di tensione o di corrente del segnale si passa al valore RMS (V RMS): N RMS

=

(1.11)

N

1.4 Rapporto segnale-rumore Dopo aver definito le potenze di rumore, nasce l’esigenza di capire quand’è che esse possono essere considerate “piccole” o “grandi”. A tal proposito si definisce il rapporto segnale-rumore , dato dal rapporto tra le potenze del segnale e del rumore entrambe misurate in un punto qualsiasi della rete, purché agli stessi terminali. Tale quantità è solitamente espressa in dB:

(S

N ) dB

 PS   P  N 

= 10 ⋅ log

(1.12)

Capitolo 1


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In termini di ampiezze piuttosto che di potenze, si può definire, in maniera del tutto equivalente:

(S

N ) dB

 A

= 20 ⋅ log



2 

(1.13)

N 

1.5 Range dinamico

Il rapporto segnale-rumore permette di valutare la bontà di un circuito con riferimento al tipo di applicazione, a volte però può essere interessante parlare di un’altra grandezza: il range dinamico di una rete o di un circuito. Si assume come valore del range dinamico il livello di potenza del segnale per il quale si ha un valore del rapporto segnale-rumore pari a 0 dB. Se N è la potenza del rumore si ha: dinamic range = −10 ⋅ log N

(1.14)

1.6 Fattore e figura di rumore

Il parametro riguardante il rumore, maggiormente usato, è il fattore di rumore (o la figura di rumore , pari al suo valore in dB) definito come: F =

(S N ) IN (S N )OUT

(1.15)

Il numeratore della (1.15) è riferito alla sorgente di segnale all’ingresso della rete, il denominatore invece comprende i contributi dovuti alla sorgente e alla rete stessa: N OUT

= N Sout + N Aout

(1.16)

Nel caso particolare in cui la rete non è rumorosa, si ha F =1 e quindi una figura di rumore nulla; se la rete è rumorosa si ha invece:

(S

F =

N )IN

S IN A N IN A 2

=1+

2

N Aout N IN A

2

=1+

N Aout N OUT

(1.17)

+ N Aout

che risulta sempre maggiore di 1. La (1.17) può essere scritta anche come: F = 1 +

N Aout A N IN

2

=1+

N Ain N IN

(1.18)

Si tratta della stessa espressione, quindi le potenze di rumore possono essere valutate in un punto qualsiasi della rete, purché ai medesimi morsetti, ottenendo sempre lo stesso valore. La figura di rumore allora è una proprietà intrinseca della rete, utile per dare una misura di come l’interposizione della stessa peggiori il rapporto segnale-rumore.

Capitolo 1


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Si supponga adesso di avere un numero n di stadi in cascata, ognuno con una propria figura di rumore e un proprio guadagno: F1 A1

F2 A2

Fn An

RS VS

Fig. 1.6

Stadi rumorosi in cascata

Il fattore di rumore dello stadio complessivo è dato dalla seguente formula: F = F 1

+

F 2

−1 2

A1

+ ... +

−1 ( A1 ⋅ A2 ⋅ ... ⋅ An−1 )2 F n

(1.19)

in cui i guadagni indicati si riferiscono alle condizioni di adattamento (si tratta cioè dei guadagni di potenza disponibile ). In realtà si può considerare il guadagno delle normali condizioni di funzionamento, ottenendo ugualmente un buon grado di precisione. Dalla (1.19) si vede chiaramente che i fattori di rumore che entrano in gioco più pesantemente sono quelli relativi ai primi stadi, poiché quelli successivi sono via via attenuati di un fattore pari al quadrato del guadagno degli stadi precedenti. Si consideri una cascata composta da due stadi, di cui il primo sia un amplificatore ( A1 >>1), e il secondo un attenuatore ( A2 <1), allora dalla (1.19) si ricava: F = F 1

+

F 2

−1

(1.20)

A12

da cui si scopre che F non dipende da A2, l’attenuazione introdotta dall’attenuatore. Sembrerebbe quindi che l’inserire un blocco attenuatore non dia alcun problema. Si consideri però il caso in cui l’attenuatore costituisca il primo stadio e l’amplificatore il secondo: A1 <1, A2 >>1, F 2 >>1 e si supponga anche di essere nella situazione più favorevole in cui l’attenuatore sia non rumoroso. La (1.19) diventa quindi: F = 1 +

F 2

−1

A12

≅

F 2 A12

(1.21)

che, in termini di figura di rumore, si può scrivere anche come: F ≅ F 2 ( dB )

+ (− 20 ⋅ log A1 )

(1.22)

Si capisce quindi che l’inserzione dell’attenuatore si ripercuote in maniera molto pesante sulla figura di rumore complessiva, indipendentemente dal fatto che possa essere di per se rumoroso: l’attenuazione da esso introdotta si traduce tutta in peggioramento della figura di rumore. La posizione in cui viene messo lo stadio attenuatore risulta allora determinante per la resa in termini di rumore dell’intera rete. Naturalmente anche nel primo caso considerato lo stadio

Capitolo 1


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attenuatore avrà un proprio peso, poiché certamente al secondo stadio ne seguirà un terzo (ad es. un mixer o un amplificatore…) che subirà l’effetto dell’attenuazione. Se quindi c’è una posizione dove lo stadio attenuatore potrà essere collocato è dove il proprio effetto risulterà ridotto da un alto guadagno realizzato dagli stadi precedenti: in genere più a valle è messo e meno effetti negativi avrà. Esempio 1.1

Si vuole determinare lo spettro di rumore in uscita dell’amplificatore operazionale rappresentato in fig. 1.7: SVR2

SVR1

Fig. 1.7

R1

R2 SVo

Circuito per l’esempio 1.1

Applicando la sovrapposizione degli effetti: SVo

= SVR1 ⋅ (R2

R1 )

2

+ SVR 2

(1.23)

Si vuole ora minimizzare il rumore tenendo però costante il guadagno A =R2 /R1. Esplicitando le espressioni si ha: SVo

= 4kTA ⋅ (R1 + R2 )

(1.24)

bisogna quindi abbassare contemporaneamente il valore di R1 e di R2, tenendo presente che la loro riduzione è però vincolata dal valore di dissipazione che si vuole mantenere. Dalla (1.24) potrebbe sembrare che una riduzione del rumore vada di pari passo con la minimizzazione del valore delle sorgenti ( R1 ed R2). Ciò non è vero in generale: la riduzione del rumore va fatta mirando non tanto alla minimizzazione delle sorgenti del rumore stesso, quanto al modo in cui esse si trasferiscono in uscita, e quindi in funzione anche delle impedenze di terminazione. Per provare quanto detto, basta minimizzare l’espressione (1.23) senza porre vincoli sul guadagno. Si ottiene: SVo

= 4kTR2 ⋅ (1 + R2

R1 )

(1.25)

ed è chiaro che un aumento di R1 porta ad una diminuzione del rumore, nonostante l’incremento nel valore della sorgente di rumore ad essa associata.

Capitolo 1


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1.7 Rumore in un transistore bipolare Si studia, adesso, il rumore all’interno di un amplificatore ad emettitore comune, fermo restando che il procedimento seguito varrà anche per le altre configurazioni. Si consideri il modello valido alle alte frequenze:

SVb

rb

Cµ

Fig. 1.8

Cπ

rπ

SIb

gmvπ

SIc

rc

Modello ad alta frequenza per un transistore ad emettitore comune

In tale modello sono state incluse le sorgenti interne di rumore, definite come segue: SVb

= 4kTr b

S Ib

= 2qI B +

S Ic

= 2qI C

A f

+

B f

2

V 2 Hz

(1.26)

[A2

(1.27)

Hz ]

A2 Hz

(1.28)

La SVb rappresenta una sorgente di rumore di grande peso, si cerca per questo di lavorare con processi a basso valore di r b (10 Ω ÷ 50 Ω). La SIb introduce il cosiddetto rumore shot della corrente di base, rappresentato dal primo addendo della (1.27) e di valore dominante, mentre gli altri due addendi, determinanti rispettivamente il rumore flicker e il rumore burst , offrono un contributo irrilevante alle alte frequenze; infine la SIc, come la SIb, dà luogo al rumore shot. Riportando le sorgenti tutte in ingresso si ha: SV Q1 SI

Fig. 1.9

Schematizzazione in ingresso delle sorgenti di rumore per un transistore bipolare



1 

S V

= 4kT ⋅  r b +

S I

= 2q ⋅ I B + I C ⋅ (ω ω T ) 2





2 g m 

(1.29) (1.30)

Capitolo 1


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Le (1.29) e (1.30) mostrano una correlazione tra i due generatori, (entrambi, infatti, dipendono da I C) che però scompare se si può supporre ω <<ω T. In effetti, le capacità considerate nel modello di fig. 1.8 entrano in gioco alle frequenze molto alte perciò trascurare i condensatori vuol dire eliminare il termine dipendente dalla frequenza nella (1.30) e quindi la correlazione. Ma qual è il valore di ω sotto cui il contributo di I C si può ritenere trascurabile? Si può pensare di trascurare I C fintantoché il proprio contributo non eguagli quello di I B. Imponendo questa condizione si ricava la frequenza ω ∗ : 2

 ω *  ω  ⇒ ω * = T = ⋅ I B I C  β F  ω T 

(1.31)

Ad esempio, in un processo tipico ( ST – HSB2), con f T =20 GHz e β =70 si ha f * =2.4 GHz; lavorare al di sotto di questa frequenza equivale a trascurare gli effetti capacitivi. In fig. 1.10a è evidenziato il range di frequenze entro cui può considerarsi valida l’ipotesi di bassa correlazione tra i due generatori, mentre nella fig. 1.10b è rappresentato, al variare di ω , lo spettro di corrente di rumore: si può osservare che esiste un range in cui esso si mantiene pressoché costante (rumore bianco), ciò può semplificare il calcolo della figura di rumore. H ( jω )

S I (ω )

1 ω 2

ω 2

1 ω ω T β F

ω T β F

(a) Fig. 1.10

ω T

ω

ω *

ω 1

ω

(b)

Range di validità dell’ipotesi di bassa correlazione (a); andamento dello spettro della corrente di rumore con la frequenza (b)

1.8 Calcolo della figura di rumore in un BJT ad emettitore comune Affrontiamo adesso il calcolo della figura di rumore di un transistore connesso ad emettitore comune (fig. 1.11). Come sappiamo la figura di rumore è data da: F = 1 + N A N S

(1.32)

Si supponga di voler fare il calcolo in uscita (la posizione è indifferente, purché le grandezze siano riferite agli stessi terminali). Si lavora a medie frequenze, quindi, con buona approssimazione, i generatori di rumore del transistore si possono considerare incorrelati e il loro rumore si può supporre bianco. Di conseguenza nella (1.32) si possono sostituire gli spettri di rumore: F = 1 + S A S RS

(1.33)

Capitolo 1


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VCC SVRC RC SVS

vo

SV Q1

RS SI vS

Fig. 1.11

Rappresentazione delle sorgenti di rumore per un BJT

In uscita si ha: SVAo

= SV ⋅ ( g m RC )2 + S I ⋅ [(RS || r π ) ⋅ g m RC ]2 + SVRC

(1.34)

SVSo

= SVS ⋅ ( g m RC )2

(1.35)

trascurando la r c che, in queste situazioni, risulta molto maggiore delle tipiche RC (100 Ω ÷ 1 k Ω) ed il partitore di ingresso, essendo r π molto più grande di RS (50 Ω o 1/gm) nei blocchi dove il rumore è importante. Sostituendo nella (1.33) si ottiene: 

4kT ⋅  r b + 

F ≅ 1 +

1 

2  + 2qI B RS + 4kT ⋅

2g m 

RC

( g m RC )2

(1.36)

4kTRS

ovvero: F ≅ 1 +

r b RS

+

1 2 g m RS

+

g m RS

2 β F

+

RC RS

⋅ ( g m RC )2

(1.37)

In cui il secondo termine dipende da r b , il terzo ed il quarto da I C , mentre l’ultimo è in genere trascurabile, perché diviso da un guadagno per cui spesso si approssima ancora come: F ≅ 1 +

r b RS

+

1 2 g m RS

+

g m RS

2 β F

(1.38)

Questa espressione mostra bene come la figura di rumore del transistore sia dipendente anche dalla sorgente tramite la RS, in effetti è una dipendenza molto forte e sarà sfruttata in seguito per ottenere amplificatori a basso rumore.

Capitolo 1


12

1.8.1 Figura di rumore in condizione di adattamento e reti loss-less E’ noto come in generale la condizione ottimale di funzionamento per gli stadi in cascata sia la condizione di adattamento. Questa prevede che l’impedenza d’ingresso di uno stadio sia la complessa coniugata dell’impedenza d’uscita dello stadio che lo precede. Un semplice emettitore comune può essere inquadrato in questa ottica; con riferimento alla figura 1.11 la condizione di adattamento si traduce nella: RS

= r π

(1.39)

L’adattamento non è comunque cosa immediata, in generale anzi difficilmente la resistenza della sorgente sarà uguale alla r π del BJT , ed anche agire sulla I C per variare la r π non è detto sia una buona soluzione ( I C è infatti ottimizzato per garantire svariate specifiche e non solo r π ). Per modificare i livelli d’impedenza visti dal transistore e dalla sorgente si usano allora delle reti passive (le reti attive introdurrebbero troppo rumore) denominate loss-less, connesse come in figura:

RS vS

Figura 1.12

Q1

RETE LOSS-LESS

Z1

Z2

Zi

Rete loss-less per l'adattamento

Con queste reti possiamo variare la resistenza vista dal BJT ( Z 2), ma allo stesso tempo anche quella vista dalla sorgente ( Z 1). Le reti sono infatti simmetriche e l’adattamento ad entrambi i lati è automatico, se lo garantisco in uscita alla rete l’ho automaticamente garantito anche in ingresso e viceversa, ovvero: Z 1

= RS ⇔ Z 2 = Z i *

(1.40)

In queste reti vanno evitati gli elementi resistivi perché rumorosi di per se stessi, si usano allora solo induttori e condensatori che tra l’altro debbono essere il più ideali possibili per contribuire poco al rumore ( loss-less vuol infatti dire senza perdite, ovvero con elementi ideali) . Con le reti loss-less modifichiamo la resistenza vista dal BJT che sarà adesso r π, garantendo l’adattamento. Sostituendo dunque RS = r π nella (1.38) si trova la nuova figura di rumore che vale in queste condizioni: F ADATT

=

3 1  1  +  + g m r b  2 β F  2 

(1.41)

Capitolo 1


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Si nota subito che questa espressione è sicuramente maggiore di 3/2 , tradotto in dB abbiamo in pratica un limite teorico inferiore di: NF = 1,7 dB

(1.42)

Questa è una figura di rumore medio-bassa, ma al di sotto della quale non possiamo scendere con l’approccio dell’adattamento. Inoltre nel ricavarla abbiamo trascurato diverse componenti di rumore come quelle ad alte frequenze (che possiamo stimare intorno ai 2 dB), quelle introdotte dalle reti loss-less (altri 2 dB), ed altre dovute alla non idealità degli elementi (ulteriori 2 dB), per cui alla fine difficilmente potremo raggiungere una figura di rumore inferiore 2.3 dB. Questo è già un valore eccessivo per le applicazioni a basso rumore, dobbiamo allora cambiare approccio e abbandoneremo momentaneamente il problema dell’adattamento.

1.8.1 Figura di rumore minima ed F o Rispettando la condizione di adattamento abbiamo visto che per la figura di rumore non possiamo spingerci al di sotto di un certo valore che però non è sufficiente a soddisfare gli standard attuali delle applicazioni a basso rumore ( figure di rumore anche di 1 dB). Bisogna allora cambiare strategia: guardando la (1.38) ci si accorge che la figura di rumore dipende da RS sia al numeratore che al denominatore, si può allora pensare di trovare un valore particolare di RS in maniera da minimizzare l’intera espressione, svolgendo i calcoli si trova: RSOPT

=

β F

gm

1 + 2 g m r b

(1.43)

Ed in corrispondenza troviamo la figura di rumore minima: F MIN

= 1+

1 + 2 g m r b

(1.44)

β F

Si nota che F MIN dipende tra l’altro da gm r b , questo è un parametro particolare che invece di dipendere direttamente dalla corrente di collettore, dipende invece dalla densità di corrente: g m r b

∝

I C

(1.45)

AE

Troviamo dunque per la F MIN un grafico in funzione della densità di corrente che risulta essere il seguente: F M IN

FO (I C \A E )*

Figura 1.13

Andamento della FMIN con la densità di corrente

I C \A E

Capitolo 1


14

Il grafico è molto esplicito sull’esistenza per la F MIN di un minimo che abbiamo chiamato F o , si nota inoltre che F o è in corrispondenza di un valore ottimale per la densità di corrente che abbiamo chiamato (I C / AE )OPT . F o è dunque un nuovo parametro tecnologico che si affianca ai già noti β F ed ω t , funzioni anche questi della densità di corrente.

Capitolo 2 Cenni su linee di trasmissione e adattamento di impedenza

2.1 Introduzione Nelle comuni applicazioni a bassa frequenza ci si è sempre preoccupati del trasferimento del segnale da uno stadio al successivo cercando di preservare quanto più possibile l’ampiezza del segnale di uscita. In altre parole, si è cercato sempre di far seguire ingressi ad alta impedenza a stadi con uscite “in tensione” e ingressi a bassa impedenza ad uscite “in corrente”. Per adempiere a questi scopi si è lavorato sempre in situazioni di massimo disadattamento, almeno nel senso classico che viene dato a questo termine, con riferimento cioè al ben noto teorema del “massimo trasferimento di potenza”. Si è separato quindi il concetto di trasferimento di segnale da quello di trasferimento di potenza, anche perché nelle tipiche condizioni di lavoro a bassa frequenza vi può essere trasferimento di segnale pur non essendovi assolutamente un trasferimento di potenza (basta pensare ad un generico stadio di ingresso a mosfet che riceve e trasferisce un livello di tensione senza per questo aver assorbito potenza dalla sorgente). Passando però allo studio di circuiti in RF ci si deve preoccupare delle situazioni in cui generatore e carico siano collegati da una linea di trasmissione , intendendo con ciò una linea di lunghezza non trascurabile rispetto alla lunghezze d’onda effettive che vi transitano. In tal caso diventano fondamentali i concetti di “ adattamento di impedenza ” e “massimo trasferimento di potenza ”.

2.2 Parametri di trasmissione Come già accennato nell’introduzione, tutte le volte che in una linea transitano dei segnali aventi lunghezze d’onda confrontabili con le dimensioni della linea stessa, si è in presenza di linee di trasmissione e quindi di circuiti a parametri distribuiti. Si consideri allora una tale situazione che, nella pratica, potrebbe essere quella di un collegamento tra antenna e ricevitore (poiché alla frequenza di 1 GHz si hanno valori di λ eff dell’ordine di qualche decina di cm).

Capitolo 2

Cenni su linee di trasmissione e adattamento di impedenza

16

Per caratterizzare questo collegamento bisogna allora far ricorso alla teoria delle onde e quindi all’uso dei parametri di trasmissione. Considerata una linea di trasmissione, si definisce la costante di propagazione γ : γ = α + jβ

(2.1)

in cui α è una costante di attenuazione , indice delle perdite nella linea, e β è una costante di fase, definita come: β =

2π

(2.2)

λ eff

Il parametro λ eff è la già citata lunghezza d’onda effettiva nel mezzo in esame, data da: λ eff =

λ 0 : lunghezza d’onda nel vuoto

λ 0 ε

(2.3)

ε : costante dielettrica del mezzo

Con riferimento alla schematizzazione di fig. 2.1, le (2.4) forniscono rispettivamente le definizioni di onda di tensione ed onda di corrente : V ( z ) = V 0+ ⋅ e − I ( z ) = I 0+ ⋅ e −

γ z

γ z

+ V 0− ⋅ e +γ z

(2.4a)

+ I 0− ⋅ e +γ z

(2.4b) ZS

Linea di trasmissione

ZL

VS Zi

Zo 0

l

z

Schematizzazione di una connessione sorgente-carico mediante linea di trasmissione

Fig. 2.1

I primi due addendi delle (2.4) rappresentano le onde incidenti mentre gli altri due sono le onde rilesse. Imponendo la condizione al contorno sul carico: V ( z ) I ( z )

= Z L

(2.5)

z =l

le (2.4) diventano: V ( z ) =

I L

2

⋅ [(Z L + Z 0 ) ⋅ e +γ (l − z ) + (Z L − Z 0 ) ⋅ e −γ (l − z ) ]

(2.6a)

Capitolo 2


I ( z ) =

I L

V 0+

V 0−

⋅ [(Z L + Z 0 ) ⋅ e +γ (l − z ) − (Z L − Z 0 ) ⋅ e −γ (l − z ) ]

2 Z 0 avendo posto:

I 0+ I L

=−

I 0−

= Z 0

Z0 : impedenza caratteristica della linea

= I (l )

17

(2.6b)

(2.7) (2.8)

Facendo uso delle (2.6) è possibile determinare l’impedenza vista dal generatore: Z i

=

V ( z ) I ( z )

= Z 0 ⋅ z =0

Z L Z 0

+ Z 0 ⋅ tanh (γ l ) + Z L ⋅ tanh (γ l )

(2.9)

Se si è nella condizione in cui γ l→ 0 si ritrova Z i → Z L. 2.2.1 Linee di trasmissione “lossless”

Una linea di trasmissione è lossless (senza perdite) quando α =0 cioè quando si possono trascurare le conduttanze “parallelo” e le resistenze “serie” distribuite nella linea. Nella pratica il valore di α è comunque talmente basso da poter essere trascurato (ma non per il calcolo della figura di rumore), perciò la (2.1) diventa: γ = jβ

(2.10)

e la (2.9): Z i

= Z 0 ⋅

+ jZ 0 ⋅ tan l ⋅ 2π λ eff Z 0 + Z L ⋅ tan (l ⋅ 2π λ eff )

Z L

(2.11)

Nel caso in cui la lunghezza della linea possa essere trascurata ( l <<λ eff /2π ), si ha Z i =Z L e quindi la potenza fornita al carico diventa: PL

 Z L  1 1 = ⋅ Re[V L ⋅ I L* ] = ⋅ Re  ⋅ V S ⋅ I L*  2 2  Z L + Z S 

(2.12)

Se non si è in queste condizioni ( l≈λ eff /2π ) bisogna valutare la potenza trasferita dalla sorgente alla linea: PS

1 = ⋅ Re[V i ⋅ I i* ] 2

(2.13)

Se la linea è senza perdite la potenza trasferita ad essa non verrà in nessuna parte dissipata. Ci sarà però un’onda riflessa e non tutta la potenza quindi verrà assorbita dal carico. Questo fenomeno è dovuto alla presenza di onde stazionarie.

Capitolo 2


18

La potenza che il carico non riesce ad assorbire giunge di nuovo alla sorgente (l’antenna) dove può essere dissipata o rispedita. Ovviamente la condizione da ricercare è quella per cui tutta la potenza trasferita alla linea giunga al carico. Bisognerà garantire quindi un primo adattamento tra sorgente e linea e, successivamente, tra linea e carico. In seguito si vedrà comunque che utilizzando delle reti reattive per la trasformazione delle impedenze, realizzando l’adattamento da un estremo della linea, si avrà allo stesso tempo l’adattamento all’altro estremo. Al fine di quantificare la bontà dell’adattamento di impedenza con la linea, e quindi l’entità della riflessione, si introduce il parametro Γ , coefficiente di riflessione , dato dal rapporto tra la potenza riflessa e quella totale, che può essere associato alla sorgente ( Γ S) o al carico (Γ o):

− Z S* Γ S = * Z i + Z S * Z o − Z L Γ o = * Z o + Z L Z i

(2.14a) (2.14b)

Idealmente si vorrebbero valori di Γ nulli; in realtà però un valore |Γ |<0.3 può essere abbastanza buono. Alcune volte, più che usare il parametro Γ , si utilizza il RETURN LOSS (perdita di ritorno) che indica di quanto l’onda riflessa è attenuata rispetto a quella incidente: RL = −20 log Γ

(2.15)

Valori accettabili per il RL sono all’incirca quelli maggiori di 10 dB. Un ultimo parametro usato per questa caratterizzazione è il VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) spesso noto anche come ROS (Rapporto d’Onde Stazionarie): VSWR =

1 + Γ 1 − Γ

(2.16)

Il caso ideale è rappresentato dall’avere VSWR=1, in pratica però un valore minore di 1.9 è più che accettabile.

2.3 Reti di adattamento A proposito delle problematiche dovute alle onde riflesse, la situazione che più interessa studiare è quella relativa alla connessione tra l’antenna e l’LNA (cap. 3). L’LNA presenta solitamente un’impedenza d’ingresso che è diversa da quella voluta, allora si realizzano delle reti di adattamento (reti di “matching”) passive e senza perdite (“lossless net”) quindi puramente reattive che vengono interposte tra l’antenna e l’LNA: Z2

50 Ω LOSSLESS NET

Z1

LNA Zi

Capitolo 2 Fig. 2.2


19

Trasformazione di impedenza mediante rete lossless di matching

Le reti reattive hanno la proprietà che quando viene stabilito l’adattamento ad un estremo, allo stesso tempo all’altro estremo vi sarà pure l’adattamento. Questa proprietà si può dimostrare facilmente facendo un bilancio della potenza e ricordando che non viene dissipata potenza nella rete reattiva. Le strutture che più si utilizzano per realizzare delle reti di matching sono indicate nella figura seguente: jX1

jX1

jX2

jX2

Rete a L Fig. 2.3

jX3

jX2 jX1

Rete a T

jX3

Rete a Π

Tipiche strutture per le reti di matching

Possono essere utilizzati anche dei trasformatori, soprattutto per trasformazioni di resistenze: 1:N Z1

Fig. 2.4

Z2=N2⋅Z1

Adattamento mediante trasformatore

In genere però tale dispositivo è soggetto a perdite, più di ogni altro componente reattivo (tipicamente si perde almeno 1 dB di figura di rumore). Alle alte frequenze (2 GHz ÷ 5 GHz o più) si possono avere problemi con gli induttori che diventano sempre meno buoni, in tal caso possono essere utilizzate delle micro-strisce di lunghezza opportuna che fungono da linee di trasmissione. Esempio 2.1

Si supponga di dover trasformare un’impedenza reale, di valore pari ad R1 in un’altra, pari ad R2, nell’ipotesi che R2 >R1. Per tale scopo si può utilizzare una rete passa-basso ad L (fig. 2.5a):

Capitolo 2


jX1 R1

L

jX2

C

R2

R2

C

Zi1

R2

Zi

Zi (a) Fig. 2.5

20

(b)

(c)

Adattamento di un’impedenza reale

Il procedimento da seguire per la costruzione di tale rete è riassumibile in due punti:

• Abbassare la parte reale di R2 – per far questo si può porre un condensatore in parallelo ad (fig. 2.5b). L’impedenza Z i1 vale: Z i1

=

R2

R2

ω R22 C

R2

= − j⋅ 1 + jω R2 C 1 + (ω R2 C )2 1 + (ω R2 C )2

Quindi basta scegliere C in modo che alla frequenza di lavoro ω 0 la parte reale di Z i1 valga R1: R1

=

R2

1 + (ω 0 R2 C ) 2

• Annullare la parte immaginaria di varrà quindi:

Z i1

⇒ C ≅

1

1

⋅

ω 0

R1 R 2

– si può mettere un induttore in serie (fig. 2.5c). La Z i

 ω R 22 C  − ω Z i = R1 − j ⋅  L  2 1 + (ω R 2 C ) 

A questo punto si trova il valore di L tale da annullare la parte immaginaria di Z i alla ω 0: ω 0 L =

ω 0 R22 C

1 + (ω 0 R2 C )

2

⇒L≅

1 ω 0

⋅

R1 R2

Realizzando la rete con i valori trovati per C ed L, alla frequenza ω 0 l’impedenza Z i varrà proprio R1. In linea teorica quindi si è riusciti a realizzare l’adattamento. Non si è però tenuto conto delle tolleranze cui sono soggetti i componenti e del loro peso all’interno di un operazione di adattamento. È importante allora analizzare più in dettaglio il comportamento dell’impedenza Z i della quale ne è rappresentato il modulo, in funzione della frequenza, nella figura seguente: LC ⋅ s 2 Z i (s ) = R 2 ⋅

ω p =

1 R 2 C

+

L R2

⋅ s +1

1 + R2 C ⋅ s ω z1, 2 = ω 0 =

1 LC

Capitolo 2


|Zi(jω)|

LC ⋅ s 2

R2

Z i (s ) = R 2

⋅

+

L R2

21

⋅ s +1

1 + R 2 C ⋅ s

R1

ωp1 Fig. 2.6

ωz1,2

ω

Funzione di trasferimento dell’impedenza d’ingresso

ω p =

1

ω z1, 2 = ω 0 =

R 2 C

1 LC

La coppia di zeri in ω 0 dà luogo ad una curvatura della f.d.t. che raggiunge il minimo proprio in corrispondenza di ω 0. L’ampiezza della zona di minimo o, equivalentemente, la pendenza della curva in corrispondenza di ω 0, è funzione del Q della coppia di zeri. Questo aspetto è messo in evidenza nella fig. 2.7, nella quale è riportato l’andamento della f.d.t. mostrata nella fig. 2.6, in prossimità di ω 0, per diversi valori di Q (Q1 < Q2 < Q3 < Q4). Q1 Q2 Q3

Q4 (polo reale)

ω0 Fig. 2.7

(coppia di zeri complessi coniugati)

ω

Dipendenza della pendenza della f.d.t. in prossimità di ω0 dal valore di Q

In presenza di tolleranze sui valori di L e C la posizione reale di ω 0 differisce da quella nominale di un fattore che dipende proprio dalla precisione con cui sono realizzati i componenti suddetti. Il fatto che la posizione reale di ω 0 possa costituire o no un problema dipende dal Q della coppia di zeri: in presenza di un alto Q anche una lieve perturbazione su ω 0 porta a corrispondenti valori di |Z(jω 0)| molto diversi dal valore teorico, pari ad R1. Ciò costituisce il problema della trasformazione di impedenze ad alto Q. Considerazioni analoghe ma opposte valgono nel caso in cui si abbia un Q basso. Per la funzione di trasferimento considerata il Q è dato da: Q=

ω 0 R 2 L

≅

R2 R1

ed è quindi tanto maggiore quanto più grande è R2 rispetto ad R1. Per ovviare al problema dell’alto Q si possono utilizzare circuiti di ordine maggiore: si può vedere difatti che in tali casi, a parità di Q si può avere una zona di minimo più piatta. In genere però si ricorre a tale approccio solo negli adattamenti a “larga banda” e non nei circuiti che verranno di seguito trattati. Bisogna, infatti, ricordare che gli induttori utilizzati non sono privi di perdite per questo un loro impiego deve essere molto limitato perché, altrimenti, si rischia di deteriorare in maniera inaccettabile il rapporto segnale-rumore.

Capitolo 2


22

Comunque, è possibile trascurare, in prima approssimazione, le resistenze che modellizzano le perdite negli induttori ai fini dello studio della rete di adattamento, cosa che non può essere fatta per il calcolo della figura di rumore.

Capitolo 3 Amplificatori a basso rumore (LNA)

3.1 Introduzione In questo capitolo sono trattati gli amplificatori a basso rumore (LNA), la realizzazione dei quali è legata all’esigenza di dover amplificare i segnali molto deboli che giungono all’antenna (anche -110 dBm) cercando di non deteriorare il rapporto segnale-rumore, di per se già molto basso (dell’ordine dei 20 dB), lavorando cioè con un fattore di rumore il più possibile vicino all’unità. Si tratta quindi di stadi in generale molto semplici, per via del fatto che una maggiore complessità comporta un maggior numero di componenti e, quasi certamente, un rumore più elevato. Si analizzeranno in dettaglio le caratteristiche che distinguono questo particolare amplificatore dagli altri studiati in precedenza, dai quali differisce per la metodologia di progetto e per i parametri che ne definiscono le prestazioni.

3.2 Caratteristiche di un LNA 3.2.1 Guadagno

Ovviamente un LNA deve avere un guadagno, ma in questo caso si parla di guadagno di potenza dato che sull’antenna arriva una potenza. Rispettando le convenzioni di segno riportate nella fig. 3.1 si può ricavare il legame tra il guadagno di tensione e quello di potenza. RS vS

vi

AMP.

Pi Fig. 3.1

Convenzioni per il segnale e la potenza in un amplificatore

ZL Po

vo

Capitolo 4

Mixer, modulatori e moltiplicatori analogici

24

Il guadagno di potenza è definito dal rapporto tra la potenza entrante e quella uscente, entrambe in valor medio: AP

=

Po

(3.1)

Pi

da cui: 2

1 2 ⋅ Re[V o ⋅ I o* ] V o Re[Y L ] AP = = ⋅ 1 2 ⋅ Re[V i ⋅ I i* ] V i Re[Y i ] AP ( dB )

= AV ( dB ) + 10 log

Re[Y L ] Re[Y i ]

(3.2) (3.3)

Dalle (3.2) e (3.3) si vede che i due guadagni sono uguali quando si ha Re[Y L] =Re[Y i] . Come già detto, parlando di LNA si parla di guadagni di potenza, i cui tipici valori richiesti possono variare da 12 dB a 20 dB. É difficile guadagnare molto, sia per problemi di rumore che di linearità e stabilità. In effetti un guadagno di 20 dB può sembrare piccolo ma si deve tener presente che esso attenuerà il rumore degli stadi successivi (di un fattore pari al suo quadrato). 3.2.2 Frequenza operativa

Nelle applicazioni che si studieranno si parlerà sempre di frequenza operativa piuttosto che di banda, questo perché generalmente si ha a che fare con segnali a banda stretta. Ad esempio: il segnale del DECT è centrato attorno a 1.9 GHz, con una larghezza di banda di 17 MHz, si hanno 10 canali, ciascuno occupante 1.7 MHz; il segnale del GSM si trova attorno a 0.9 GHz con una banda pari a 35 MHz (da 925 a 960 MHz) in cui si trovano 175 canali, con 200 KHz per canale. Quello che interessa, in un LNA, è che esso possa lavorare correttamente alla frequenza centrale, non ci si pone il problema di garantire la costanza del guadagno dato che i valori di banda sono talmente piccoli da far sì che questo requisito sia sempre soddisfatto. 3.2.3 Rumore

Si è già parlato del rumore nel capitolo precedente, in quest’ambito quello che interessa è rendere la figura di rumore molto piccola. Essa dipende molto dalle tecnologie e di volta in volta quindi, a seconda delle applicazioni, si preferisce lavorare con la tecnologia bipolare o con quella ad arseniuro di gallio (GaAs) che garantisce grandi riduzioni del rumore generato nei dispositivi. I tipici valori per la figura di rumore vanno da 2 dB a 3 dB. 3.2.4 Linearità

Il THD non ha grande peso nel processo di demodulazione perché, anche se vengono generate armoniche di ordine superiore, ci sarà sempre un filtro a banda stretta che provvederà ad eliminarle. La distorsione che crea problemi è invece quella di intermodulazione. Può accadere, infatti, che il canale da ricevere sia di livello piuttosto basso e che nelle vicinanze (anche a distanza di 7, 8 canali) vi siano canali con livelli di potenza molto più alti.

Capitolo 4


25

In questo caso, per effetto dell’intermodulazione, questi ultimi generano delle componenti spurie che possono sovrapporsi al canale desiderato:

Segnale utile

Segnale distorcente Spuria

Spuria

Banda di interesse

Spuria

ω

Distorsione di intermodulazione

Fig. 3.2

Naturalmente ci si preoccupa solo delle spurie in banda e di quanto esse possano andare a degradare il segnale utile. Si parla di distorsione di intermodulazione considerando una caratteristica di trasferimento del tipo: vo

= a1vi + a 2 vi2 + a 3 vi3 + ...

(3.4)

Una rete lineare sarà caratterizzata dall’avere tutti i coefficienti nulli ad esclusione del primo mentre in una generica rete non lineare potranno essere presenti tutti i termini. Se il segnale d’ingresso fosse un solo canale (rappresentato da una sinusoide alla frequenza ω1) non avremmo problemi di distorsione alcuna, perché le componenti spurie che genererebbe la (3.4) cadrebbero tutte fuori banda utile. I problemi nascono invece quando ci sono più canali contigui . Vediamo qualcosa in dettaglio e consideriamo due sinusoidi (toni), aventi appunto frequenze prossime e uguale ampiezza per semplicità: vi

=

Ai

cos(ω 1t ) + Ai cos(ω 2 t )

(3.5)

Quando questo somma viene amplificata ogni coefficiente della (3.4) dà luogo a componenti spurie di varia frequenza secondo lo schema:

Figura 3.3

a1

ω1 , ω2

a2

2ω1 , 2 ω2 , ( ω1 + ω2), ( ω1 - ω2)

a3

….., (2 ω1 - ω2) , (2 ω2 - ω1), …

Schematizzazione delle spurie generate dai coefficienti della (3.4)

Come si può notare le uniche componenti che cadono in banda sono dovute ai coefficienti di ordine dispari. Spesso nel considerare questi effetti ci si ferma al termine di terzo grado, poiché quelli di grado superiore hanno livelli di potenza decrescenti, si parla allora di spurie del terzo ordine.

Capitolo 4


26

In effetti il termine a 3 introduce tra le altre, due componenti spurie (2 ω1 - ω2) e (2ω2 - ω1) che cadono in banda e che alterano il segnale: la distorsione di intermodulazione è proprio questa. Per quantificarla definiamo di seguito una serie di parametri appositi.

• Distorsione di intermodulazione (IM 3) Rappresentiamo graficamente i due toni visti in precedenza nella (3.5), e le due spurie del terzo ordine che cadono in banda, mettiamoci all’uscita dell’amplificatore:

Ao (dBm) Ao1 IM3 Ao3 (2ω1−ω2) Fig. 3.4

ω1 ω2

(2ω2−ω1)

ω

Definizione della grandezza IM3

Le ampiezze dei due toni e delle relative spurie sono date dai fattori di amplificazione della (3.4), e possiamo scrivere:

= a1 Ai 3 Ao3 = ka3 Ai

(3.6) (3.7)

Ao1

dove k è un fattore di proporzionalità che è poco importante specificare. Si definisce distorsione di intermodulazione la quantità: IM 3 = 20 ⋅ log

Ao1 Ao 3

= ( Ao 3 ) dB − ( Ao1 ) dB

(3.8)

Dalla (3.6) e (3.7) si vede che il valore di IM 3 dipende dall’ampiezza dei toni in ingresso e questo ne lede la generalità.

• Intercetta del 3° ordine (IP3) Il fatto che la IM 3 dipenda in qualche modo da cosa metto in ingresso non è molto pratico, in effetti è preferibile un parametro svincolato da questa dipendenza. Definiamo a questo proposito la IP3 e partiamo dalle dalle (3.6) e (3.7) riscrivendole riscrivendole in dB: ( Ao1 ) dBV = (a1 ) dB + ( Ai ) dBV ( Ao 3 ) dBV = (ka3 ) dB + 3( Ai ) dBV

(3.9) (3.10)

Capitolo 4


27

Queste espressioni sono delle rette che hanno diversa pendenza, rappresentandole in un grafico si scopre qualcosa di interessante:

(Ao)dBV IM3

a1 Ai*

Ao1

IP3

(Ai)dB

a3 Ao3

Figura 3.5

Definizione della grandezza IP3

Le due rette hanno validità solo per Ai non elevati , ma estrapolandone l’andamento si incrociano in corrispondenza di un particolare Ai, che chiamiamo proprio IP3 . Ai* è un generico valore dell’ampiezza e dallo stesso grafico possiamo quantificare agevolmente anche la IM 3 corrispondente; nelle applicazioni a radio frequenza di fatto IP 3 è preferito ad IM 3, ma come visto i due sono tra loro dipendenti. Cerchiamo adesso una relazione semplice che li leghi, partiamo dalla (3.8) e sostituiamo i valori di Ao1 ed Ao3 espressi nelle (3.9) e (3.10): IM3 = (ka3 ) dB − (a1 ) dB − 2( Ai ) dB

(3.11)

Adesso in questa sostituiamo contemporaneamente IM 3 = 0 dB e Ai = IP3, inoltre sottraiamo ad entrambi i membri 2(Ai)dB , otteniamo: (ka3 ) dB − (a1 ) dB − 2( Ai ) dB = −2( IP3 ) dB − 2( Ai ) dB

(3.12)

Confrontando questa con la (3.11) si ottiene infine la relazione cercata: IP3

= ( Ai ) dB −

IM 3

2

(3.13)

Da questa espressione si vede chiaramente che quando Ai coincide con IP3 allora IM 3 è nullo, questo suggerisce un modo alternativo per definire la distorsione di intermodulazione: IP3 rappresenta il valore dell’ampiezza in ingresso tale da rendere nullo IM 3.

Capitolo 4


28

• Punto di compressione a 1 dB (P1dB) In un amplificatore reale, per potenze sufficientemente elevate, il guadagno tende ad abbassarsi, la potenza d’ingresso per cui il valore del guadagno di potenza scende di 1 dB è definito punto di compressione a 1dB:

AP (dB) 1 dB

P1dB

Pi

Definizione della grandezza P1dB

Fig. 3.6

Tra IM 3 e P1dB esiste il legame dato dalla seguente: IM 3 = 2 ⋅ ( A1,2 − P1dB − 10 dB)

(3.14)

che può essere calcolato in ingresso o in uscita. Anche questa grandezza è svincolata dal valore dell’ampiezza d’ingresso ma è comunque meno usata della IP3. 3.3 Implementazione di un LNA

Nel primo capitolo avevamo visto come minimizzare la figura di rumore di un transistor, caricandolo con una resistenza di sorgente R SOPT e facendolo lavorare con una densità di corrente opportuna. Riportiamo di seguito brevemente risultati e grafici trovati allora:

R SOPT

F MIN

=

β F

gm

=1+

1 + 2 g m r b

1 + 2 g m r b β F

(1.43)

F M IN

FO

(1.44)

(I C \A E ) *

Figura 1.13

I C \A E

Andamento della FMIN

Un transistore in queste condizioni ottimali di lavoro presenta una figura di rumore pari ad Fo, come riassunto dalla figura seguente:

Capitolo 4


29

(IC/AE)OPT FMIN = Fo RSOPT

Figura 3.7

Ri

Transistore nelle condizioni ottimali per il rumore

Spontaneamente però non siamo mai in una condizione così favorevole, e anche se lo fossimo dovremmo ancora risolvere il problema dell’adattamento. Questo consiste nel duplice problema che sia l’impedenza della sorgente che quella d’ingresso del BJT sono diverse in genere da RSOPT . Adesso aggiungiamo una informazione in più ovvero possiamo variare la R SOPT agendo sulla corrente di collettore, in particolare possiamo fare in modo di farla coincidere con l’impedenza della sorgente (antenna) che solitamente è di 50 Ω . Così facendo abbiamo risolto parte del problema dell’adattamento. Guardando la (1.43) ci si accorge infatti che la RSOPT ha un andamento iperbolico al variare della I C , e ci sarà una I C* tale da rendere RSOPT = 50 Ω :

R SOPT

50 Ω

IC * Figura 3.8

IC

Andamento della RSOPT con la corrente di collettore

Alla luce di quanto detto, per un generico transistore, possiamo scegliere come corrente di collettore proprio la I C* , e successivamente definire l’area d’emettitore in modo da avere una densità di corrente di collettore pari a (I C/A E )OPT ; così facendo il transistore avrà come figura di rumore Fo collegandolo direttamente alla sorgente. La figura seguente mostra schematicamente questo modo di procedere.

Capitolo 4


30

IC * (I C /A E ) OP T

Zi

Corrente e densità di corrente di collettore per un BJT

Figura 3.9

Rispetto a quanto detto nel primo capitolo adesso abbiamo un’informazione in più: possiamo scegliere RSOPT = 50 Ω . Non abbiamo però ancora adattato, dobbiamo poter fare in modo che anche Z i sia di 50 Ω , ovvero dobbiamo trovare un modo per variare l’impedenza del transistore. Questo problema si risolve in due step: inserendo dapprima un induttore sull’emettitore in maniera tale da avere Re[ Z i] =50 Ω , e poi inserendone un altro sulla base per annullare la parte immaginaria ovvero per fare in modo che Im[ Zi ] =0. Vediamo prima l’induttore sull’emettitore:

Zi

Figura 3.10

LE

Inserimento di un induttore sull’emettitore di un BJT

Così facendo si ottiene un’impedenza: Z i



= r b + ω t ⋅ LE + j ω ⋅ LE − 

1   ω ⋅ C π 

(3.15)

In questa basta porre la parte reale pari ad RS = 50 Ω ed ottenere il valore di LE necessario: LE

=

RS

− r b

ω t

(3.16)

Capitolo 4


31

La frequenza non compare esplicitamente in questa formula e si dice che la parte reale è adattata a larga banda. A questo punto secondo la (3.15) abbiamo una parte immaginaria ovviamente indesiderata che, visti i valori in gioco, è prettamente capacitiva. Per annullarla inseriamo un nuovo induttore questa volta sulla base:

LB

Zi

Figura 3.11

LE

Inserimento degli induttori per variare l’impedenza d’ingresso di un BJT

Il valore di LB lo si ricava facilmente sempre dalla (3.15 ): LB

=

1 ω 2 C π

− LE

(3.17)

La frequenza in questa formula è quella di lavoro, la parte immaginaria dunque è adattata solo alle frequenze di lavoro. Utilizzando i due induttori abbiamo in pratica inserito una rete di adattamento e per le proprietà di queste adesso l’adattamento è bilatero ovvero sia la sorgente che il transistore vedono contemporaneamente i fatidici 50 Ω . Bisogna sottolineare il fatto che l’inserzione dei due induttori di fatto modifica le condizioni per la figura di rumore minima, ma non in maniera così pesante da dover ridiscorrere quanto detto, per cui con buona approssimazione continua a valere tutta la trattazione. In realtà le variazioni di F MIN si verificano non tanto per la presenza degli induttori quanto per la loro non idealità (si ricordi quanto detto per le reti loss-less).

3.3.1 Soluzione ad emettitore comune

Una possibile soluzione per implementare un LNA è quella di utilizzare un emettitore comune, in cui sfruttiamo pienamente quanto sviluppato precedentemente:

Capitolo 4


32

VCC RL vo

LB RS Zi

vS

LE

Schema di principio di un LNA ad emettitore comune

Figura 3.12

Il transistor adesso è adattato ed è anche nelle migliori condizioni per il rumore. Questo schema non viene più usato retroazionato come si faceva in banda base, proprio perché dobbiamo lavorare con alte frequenze, il guadagno complessivo ( trascurando gli induttori ) sarà dunque: A = g m ⋅ RC

=

I C V T

(3.18)

RC

Nasce adesso il problema di fare un simile guadagno stabile e indipendente dalla temperatura, il problema si risolve facendo la corrente di polarizzazione di tipo I PTAT , in questo modo si ha: I C

V T

= k

R

⇒ A = k

RC

(3.19)

R

Per ottenere la I PTAT usiamo una variante del band gap di Widlar: VCC R4 Q5

Q4 VR R2

IB R*

R3

NIB

Q3 Q1

Q7

Q2

Q8 1:N

R1

R5 VEE

Figura 3.13

Generatore di corrente di tipo IPTATT

R5/N

Capitolo 4


33

Questo circuito fornisce la corrente polarizzazione voluta per avere il guadagno stabile, adesso bisogna prestare attenzione a come inserire la sorgente e polarizzazione:

VCC RC

IPTAT

vi

vo

C1 RB1

Q1

RB2

Q2

CB VEE Figura 3.14

Polarizzazione di un LNA

I resistori RB1 e R B2 sono stati introdotti per non modificare l’adattamento, altrimenti dalla base di Q2 si vedrebbe 1/gm come resistenza e tutto il lavoro fatto per l’adattamento andrebbe perso. I due resistori comunque non alterano lo specchiaggio tra Q 1 e Q 2, se infatti la relazione tra le aree è AE2 = nAE1, basta rispettare la condizione: R B1 I B1

= RB 2 I B 2 ⇒

R B1 RB 2

=

I B 2 I B1

=n

(3.20)

inoltre i livelli d’impedenza non si modificano in modo pesante se si ha l’accortezza di fare: RB 2

>>

Z i

(3.21)

per cui un valore tipico per R B2 è di 10 k Ω . La capacità C 1 è di accoppiamento per non disturbare la polarizzazione, e deve essere: 1 jω C 1

<< jω LB

(3.22)

La capacità C B serve invece ad ammazzare il rumore proveniente dallo stadio di polarizzazione e dal resistore R B1, così non accade per il rumore prodotto dal resistore R B2 che comunque si può far vedere influisce poco. È ovvio che tutte queste aggiunte hanno peggiorato le condizioni per il rumore e non si ha più a che fare con il rumore minimo possibile, ma il problema più serio di questa configurazione è invece l’effetto Miller di C µ . Questa capacità ha due effetti indesiderati: amplificata e riportata in ingresso modifica i livelli d’impedenza, inoltre crea un percorso di ritorno attraverso il quale parte del segnale d’uscita (quindi anche quello prodotto dagli stadi a valle) può riportarsi in ingresso e peggiorare il rapporto segnale rumore, come mostrato dalla figura seguente:

Capitolo 4


34

Cµ

LN A

ω LO Figura 3.15

Ritorno del segnale in ingresso attraverso il loop capacitivo

La frazione di segnale che ritorna in ingresso non deve essere eccessiva, ed è appunto una specifica da rispettare nel progetto. 3.3.2 Soluzione cascode

La soluzione naturale per risolvere il problema della C µ è di usare un cascode in luogo dell’emettitore comune: VCC RL R1

vo VB

C1

R2

vi

Q2 1 Q1 VEE

Fig. 3.16

Schema di principio di un LNA cascode

La frazione di segnale che si riporta in ingresso è ora trascurabile in quanto al nodo 1 abbiamo bassi livelli di tensione, anche l’impedenza d’ingresso non viene più alterata perché come sappiamo l’effetto Miller si è ora di molto ridotto. Inoltre il rumore proveniente dal secondo transistore e dai resistori di polarizzazione viene ammazzato dalla capacità C 1. 3.3.3 Soluzione differenziale

Fino ad adesso abbiamo considerato LNA a singola entrata e singola uscita, per la realizzazione integrata si ricorre spesso invece ad uno schema differenziale (fig. 3.17), che permette una buona reiezione ai disturbi di modo comune (rumore dell’alimentazione, rumori sul substrato...), siamo infatti ad alta frequenza e un semplice condensatore può non garantire un ottimo isolamento: ecco che l’approccio differenziale diventa necessario. La prossima figura è relativa a questa soluzione.

Capitolo 4


35

VCC RC

RC

vo

Q3

Q4 VB Q1

Q2

vi IEE

Zi

VEE Figura 3.17

Realizzazione differenziale di un LNA cascode

L’impedenza d’ingresso è raddoppiata adesso rispetto alla soluzione ad emettitore comune e quindi dovremo riadattare, inoltre dovremo operare la conversione da segnale singolo a differenziale. Entrambi i problemi si risolvono con un trasformatore che per il momento supponiamo ideale:

V1

I1

1:n

I2

V2 = nV1

Z2

Z1

Trasformatore per l’adattamento e la conversione da segnale singolo a differenziale

Fig. 3.18

Se il trasformatore ha un rapporto di spire 1:n è facile trovare: Z 1

=

V 1 I 1

=

V 2

1

n nI 2

=

Z 2 n2

(3.23)

Nel nostro caso basta allora prendere un rapporto di specchio 1: √2. Lo schema del circuito completo di trasformatore sarà dunque:

Capitolo 4


36

VCC RC

RC Q3 R2 L

VB

C1 Q1

1:√2

RS

Q4 Q2 IEE

vs C2

R1 VEE

Figura 3.19

Schema differenziale di un LNA con adattamento e polarizzazione

Le resistenze R 1 ed R2 servono a fissare la tensione continua sulle basi di Q 1 e Q2, mentre il condensatore C2 serve ad ammazzare il rumore delle due resistenze evitando che si porti in ingresso. 3.4 Adattamento in uscita di un LNA

All’uscita di un LNA dobbiamo prestare attenzione al fatto che lo stadio seguente debba poter vedere una certa resistenza, dovremo in quel caso adattare l’uscita del nostro LNA. Solitamente i casi che si incontrano sono due: (1) LNA collegato direttamente al mixer (fig. 3.18.a) (2) Filtro inserito tra LNA e mixer (fig 3.18.b).

LNA

LNA 50Ω

Figura 3.18.a

LNA seguito dal mixer

Figura 3.18.b

LNA seguito dal filtro

Esaminiamo i due casi: Il mixer vuol comunque vedere una resistenza bassa e nel primo caso sarà sufficiente inserire un buffer, ho inoltre il vantaggio di poter integrare sullo stesso chip sia LNA che mixer con un notevole risparmio di occupazione. Sfortunatamente però questa non è la soluzione che garantisce le figure di rumore più basse.

Capitolo 4


37

La seconda soluzione è invece la più diffusa, e se è vero che impiego due filtri invece di uno, e che non posso integrare insieme LNA e mixer si riesce invece ad ottenere figure di rumore più basse che nel caso precedente. I filtri però sono progettati per lavorare bene solo in condizioni di adattamento e vogliono vedere ai loro morsetti impedenze standard di 50 Ω. L’uscita di un LNA è invece ad un livello più alto per motivi di guadagno, dovremo dunque adattare abbassando l’impedenza d’uscita dell’amplificatore . Dovremo dunque adattare abbassando l’impedenza d’uscita dell’amplificatore, e questo si realizza inserendo una capacità opportuna in parallelo ad R C, ed un induttore, per annullare la parte immaginaria:

L1 RC

C2 RL

C1 Z2

Schema di principio per l’adattamento in uscita di un LNA

Figura 3.19

Dove RL è l’ingresso del filtro, C 2 è invece di accoppiamento. I valori ottimali per L 1 e C1 in maniera da ottenere Z 2 = 50 Ω sono: C 1

=

L1

=

1

1

ω o

RC R L

1 ω o

(3.24) (3.25)

RC R L

dove ωo è la frequenza di lavoro. Questo ovviamente non è un adattamento a larga banda, infatti il modulo di Z 2 (ovvero l’impedenza vista dal filtro) al variare della frequenza è il seguente: Z2 RC RL

ωo Figura 13.20

ω

Andamento dell’impedenza d’uscita di un LNA dopo l’adattamento

Se la frequenza non è fissata opportunamente ovviamente l’adattamento non sarà ottimale.

Capitolo 4


38

3.3.1 LNA retroazionati

Gli amplificatori finora visti presentano tutti una resistenza d’ingresso che spesso può essere anche molto differente da quella richiesta per l’adattamento, con conseguenti valori inaccettabili del Q delle reti di trasformazione. Un modo per evitare questo problema può essere quello di realizzare LNA con resistenze d’ingresso più basse utilizzando sistemi retroazionati: VCC RC Q3 VB

Q2 vo

RF vi

Q1

IB3

VEE LNA retroazionato in connessione cascode

Fig. 3.21

Fra i possibili modi di retroazionare questo è quello che permette di evitare un’interazione della RC , che fissa il guadagno, con la RF che realizza il feedback. L’ammettenza d’ingresso è: −1

 g R RF   + jω ⋅ (C π 1 + C µ 1 ) ≅ m1 C + jω ⋅ (C π 1 + C µ 1 ) Y i =  r π 1 || g m1 RC  RF 

(3.26)

Fissato il guadagno si può quindi scegliere la RF , indipendentemente dagli altri parametri, per avere l’ammettenza desiderata. Se RS è la resistenza della sorgente ( RS << r π) , risulta: T (s ) =

Rs Rs

+ RF

⋅ g m RC ⋅

1 1 ⋅ 1 + sRS ⋅ [C π 1 + (1 + g m1 g m 2 ) ⋅ C µ 1 ] 1 + sRC ⋅ (C cs 2 + C µ 2 + C µ 3 )

(3.27)

La figura di rumore, trascurando i contributi di Q 2 e Q3, vale: F ≅ 1 +

r b RS

g R  R 1  1 +  + m1 S  + S 2  g m1 RS β F  RF

(3.28)

C’è un termine in più, dovuto alla RF , ma c’è il vantaggio di non dover ricorrere a reti d’adattamento ad alto Q; inoltre, se il valore della capacità d’ingresso è trascurabile, si può adattare solo agendo sul valore di RF .

Si osservi infine che, nonostante la presenza del termine aggiuntivo, ottimizzando la (3.17), si può arrivare a valori di F anche più piccoli di quelli che si sarebbero trovati con soluzioni non retroazionate. Come visto prima si può stabilizzare il guadagno ricorrendo ad un’opportuna polarizzazione di tipo PTAT.

Capitolo 4 Mixer, modulatori e moltiplicatori analogici

4.1 Introduzione Dopo aver amplificato il segnale bisogna effettuare una o più traslazioni in frequenza prima di arrivare alla banda base e quindi al convertitore analogico-digitale. Il più delle volte si procede attraverso una demodulazione supereterodina a doppia conversione anche se, come si vedrà in seguito, ci si può orientare verso le triple o le singole conversioni. Il blocco che consente di effettuare una traslazione in frequenza del segnale (sia verso il basso, che verso l’alto) è una particolare cella non lineare che nella sua forma più generale è costituita dal mixer, realizzato mediante la cella di Gilbert.

4.2 Cella di Gilbert Si consideri la rete di fig. 4.1 in cui gli ingressi sono rappresentati dalla tensione vY e dalle correnti iX1 e iX2, e l’uscita dalle correnti iO1 e iO2: iO2

iO1

Q1

Q2

Q3

Q4

vY iX1 Fig. 4.1

Cella di Gilbert

iX2

Capitolo 4


40

Posto: i X iO

= i X 1 − i X 2 = i O1 − i O 2

(4.1) (4.2)

essendo: iO

= iC 1 − iC 2 + iC 3 − iC 4

(4.3)

ed osservando che la cella lavora in condizione di ampio segnale, si ha la relazione ingresso-uscita: iO

= α F i X ⋅ tanh

vY

(4.4)

2V T

4.3 Modulatore bilanciato Il modulatore bilanciato è utilizzato nelle sezioni RX e TX per compiere la traslazione in frequenza. Lo schema è quello di una cella di Gilbert (fig. 4.1) i cui ingressi sono costituiti dall’oscillatore locale ( vLO) e dal segnale RF ( iRF1 ed iRF2). Sul primo bisogna imporre la condizione: v LO

>> 2V T

(4.5)

per far sì che l’uscita del modulatore bilanciato sia indipendente dall’ampiezza di vLO (solitamente vLO è un’onda quadra di ampiezza pari a circa ±250 mV), difatti in queste condizioni risulta: Y = tanh

vY

2V T

= ±1

(4.6)

Non rispettando la (4.5) si può andare incontro ad una degradazione del rapporto segnalerumore. Il segnale dell’oscillatore locale viene comunque generato internamente al sistema perciò se ne può fissare l’ampiezza in sede di progetto. Nelle condizioni normali di funzionamento il segnale RF va tutto su Q 1 e Q2 o su Q3 e Q4, a seconda di come commutano i vari transistori che possono trovarsi, a coppie, o in interdizione o in regione attiva. Si consideri adesso lo sviluppo in serie di Fourier della Y fornita dalla (4.6):  sen (n ⋅ π 2 )

Y = 2 ⋅ n

∑  =1,3,.., 2 −1,... k



n ⋅ π 2



⋅ cos(nω LO t ) 

(4.7)

Essendo: i RF

* = iRF 1 − iRF 2 = ARF ⋅ cos(ω RF t )

(4.8)

si ha che dal prodotto tra iRF ed Y nasceranno dei termini alle frequenze somma e differenza tra ω RF ed nω LO (n=1,3,5...).

Capitolo 4


41

La componente d’interesse, nel caso di traslazione verso il basso, è quella ottenuta per n=1 alla frequenza differenza ω RF –ω LO. Per eliminare tutte le altre componenti basta un filtro passa-banda a cui non è richiesta un’elevata selettività, per via della distanza tra le varie frequenze. Ad es. con un segnale RF ed un oscillatore locale, rispettivamente alle frequenze di 1.9 GHz e 1.8 GHz, si ha un segnale utile a 100 MHz e una prima armonica da filtrare a 3.7 GHz. É chiaro quindi che può bastare un filtro passa-basso del primo ordine con frequenza di taglio a 150 MHz. La componente utile, a frequenza intermedia , è: i IF = iO

=

2 π

* ⋅ ARF ⋅ cos(ω IF t )

(4.9)

avendo posto ω IF =ω RF –ω LO. Finora però non si è tenuto in considerazione il fatto che il segnale RF contiene l’informazione che è portata dalla fase del segnale stesso: i RF

* = ARF ⋅ cos[ω RF t + φ M (t )]

(4.10)

comunque, rifacendo le stesse considerazioni, si arriva a conclusioni simili alle precedenti: i IF = iO

=

2 π

* ARF ⋅ cos[ω IF t − φ M (t )]

(4.11)

Così come si è realizzata una traslazione verso il basso si può traslare verso l’alto, semplicemente prelevando un’armonica somma, realizzando un Mixer Up Converter piuttosto che un Mixer Down Converter . Il vantaggio principale dell’uso di un modulatore bilanciato sta nel fatto che in uscita si hanno esclusivamente frequenze somma e differenza, con una reiezione, idealmente infinita, delle spurie a frequenza ω RF ed ω LO e dei disturbi di modo comune. In questi processi di traslazione, il segnale ha subito una perdita ( perdita di conversione ) pari a circa 4 dB. Così com’è fatto, il modulatore bilanciato prevede ingressi e uscite di corrente, per lavorare in tensione è necessario aggiungere dei convertitori tensione-corrente in ingresso e corrente-tensione in uscita: in ingresso si realizzerà una conversione con una coppia differenziale mentre in uscita si metteranno due resistenze (fig. 4.2). Con buona approssimazione, facendo calcoli per piccolo segnale, si ha: i RF = i RF 1 − iRF 2

=

g m1, 2

1 + g m1, 2 RE

⋅ v RF

(4.12)

quindi: v IF =

2

⋅

g m1, 2

π 1 + g m1, 2 RE

⋅ ARF ⋅ cos[ω IF t − φ M (t )]⋅ RL

(4.13)

Grazie alle conversioni si ha un guadagno i cui valori tipici vanno da 12 dB a 18 dB. La presenza di RE permette di trattare segnalidi livello più elevato, in altre parole di aumentare il range di linearità dello stadio, cosa molto importante dato che a questo punto dell’elaborazione si ha ancora a che fare con l’intera banda RF. Tanto più si rende gmRE >>1, tanto meno il guadagno di modulazione dipenderà da gm.

Capitolo 4


42

In quest’ipotesi: v IF

=

2 RL ⋅ ⋅ ARF ⋅ cos[ω IF t − φ M (t )]

(4.14)

π R E

La condizione suddetta si può raggiungere con un aumento della corrente di polarizzazione o di RE . Il problema è che, ai fini del rumore, la resistenza sull’emettitore dà lo stesso contributo della resistenza parassita di base. Una grande resistenza sull’emettitore (in RF anche valori di 1 k Ω possono essere considerati grandi) può quindi peggiorare la figura di rumore. D’altra parte però un aumento della corrente di polarizzazione porta ad un incremento nella dissipazione di potenza; bisognerà quindi trovare un buon compromesso tra le due possibilità.

RL

RL vIF

vLO

Cella di Gilbert iRF1 Q1

vRF

RE

iRF2 Q2 RE IEE

Fig. 4.2

Modulatore bilanciato con ingressi e uscite in tensione

4.4 Frequenza immagine

Si consideri un segnale RF posto in corrispondenza della frequenza ω RF . Se ω LO è la frequenza dell’oscillatore locale si intende per “ frequenza immagine” la frequenza ω IM così definita: ω IM = 2ω LO − ω RF

(4.15)

Con ω IM si indica cioè la frequenza simmetrica ad ω RF rispetto ad ω LO (fig. 4.3), in corrispondenza della quale può trovarsi rumore o qualsiasi altra cosa. Il problema che porta l’attenzione su questa frequenza, è proprio quello concernente la traslazione del segnale: il mixer non fa altro che traslare il semiasse di destra di una quantità pari ad ω LO verso sinistra e quello di sinistra di ω LO verso destra; a traslazione avvenuta c’è, in ω IF , una sovrapposizione dello spettro del segnale utile e di quello della frequenza immagine (fig. 4.4), con conseguente degradazione del rapporto segnale-rumore.

Capitolo 4


−ωRF −ωLO −ωIM Fig. 4.3

ω

ωIM ωLO ωRF

ω

Frequenza immagine

−ωRF −ωLO −ωIM Fig. 4.4

ωIM ωLO ωRF

43

Traslazione in frequenza

Tutti i ricevitori che utilizzano una conversione eterodina devono fronteggiare questo tipo di problema. La soluzione sta, ovviamente, nell’annullare il contenuto della banda immagine con un opportuno filtraggio prima di processare il segnale con il mixer. Il filtro richiesto dovrà però avere una banda sufficientemente larga (non si può programmare volta per volta il filtraggio su un unico canale, ma si deve filtrare per l’equivalente di tutta la banda RF) e un’attenuazione elevata (60 dB ÷ 80 dB). Questo filtro deve essere realizzato con molta cura e con tecnologie particolari (filtri ceramici o ad onde superficiali) per poter avere grande selettività e bassa attenuazione in banda passante. Ciò si traduce inevitabilmente in un costo elevato. Di conseguenza si deve giungere ad un compromesso tra costo, selettività e perdite. E’ anche vero però che mentre può essere inaccettabile subire l’effetto delle attenuazioni di un filtro prima dell’LNA, si potrebbe anche non risentirne affatto dopo l’LNA perché il segnale è già stato preamplificato. La possibilità di porre il filtro prima dell’LNA può essere però molto interessante, dato che all’LNA arriva un po’ tutto lo spettro RF, leggermente filtrato dalla selettività stessa dell’antenna. In assenza di un pre-filtraggio, all’LNA è richiesta un’ ampia dinamica lineare di funzionamento, visto che vicino al canale di interesse possono trovarsi segnali di elevata ampiezza che possono altrimenti dar luogo a distorsione. Quindi, quando non si può accettare la possibilità di un buon filtraggio prima dell’LNA, per motivi di costo, si deve prevedere l’uso di un LNA a dinamica molto elevata (come nel GSM) e, successivamente, di un filtro di caratteristiche inferiori. A limite si può inserire prima dell’LNA un filtro con pochissime perdite ma a bassa selettività e quindi a basso costo, tanto per non sovraccaricare troppo l’LNA. Ci possono essere, comunque, altre applicazioni (ad es. il DECT) in cui non sono imposte grosse specifiche di rumore, e per le quali può essere accettabile la presenza di un filtro con perdite (quindi a basso costo) prima dell’LNA. A volte si possono avere anche delle soluzioni LNA-MIXER integrate, in tal caso è possibile che il filtro sia esterno, poiché però i costruttori di filtri si riferiscono a ben precise terminazioni (di solito 50 Ω) in ingresso e in uscita, andando verso il filtro sarà necessario un adattamento. Questo può portare problemi all’uscita dell’LNA che, essendo un amplificatore in classe A, avrà bisogno di molta più corrente per garantire un’ampia escursione del segnale sull’uscita.

Capitolo 4


44

4.5 Mixer a reiezione di immagine (di Harley) Si è visto che il problema della reiezione dell’immagine si può affrontare con i filtri RF (chiamati anche filtri d’immagine). A volte però, nel caso in cui l’immagine è molto vicina alla banda d’interesse, può diventare veramente difficile riuscire ad eseguire un buon filtraggio. In queste situazioni, se non si può accettare un alto costo, si dovrebbe rinunciare all’alta selettività o ad una bassa figura di rumore. Esiste però un’altra soluzione che attua una reiezione in maniera attiva, quella del mixer a reiezione d’immagine:

× vi

π/2

v’IF,I

vLO,I = ALOcos(ωLOt) vLO,Q = ALOsen(ωLOt)

× Fig. 4.5

vIF,I

vIF +

vIF,Q

Mixer a reiezione di immagine

L’ingresso è costituito da: vi

= ARF ⋅ cos(ω RF t ) + AIM ⋅ cos(ω IM t )

(4.16)

All’uscita dei due modulatori in quadratura, essendo ω RF –ω LO =ω LO –ω IM =ω IF , si hanno i segnali vIF,I e vIF,Q: v IF , I = k ⋅ ( ARF + AIM ) ⋅ cos(ω IF t ) v IF ,Q

= −k ⋅ ( ARF − AIM ) ⋅ sen(ω IF t )

(4.17) (4.18)

Il primo modulatore è seguito da uno sfasatore alla cui uscita si preleva: v ′IF , I

= −k ⋅ ( ARF + AIM ) ⋅ sen (ω IF t )

(4.19)

che viene sommato a vIF,Q dando luogo così a vIF in cui, teoricamente, non è presente alcuna componente alla frequenza immagine: v IF

= 2kARF ⋅ cos(ω IF t )

(4.20)

In effetti, però bisogna fare i conti con le tolleranze che fanno sì che la reiezione dell’immagine passi dai valori teoricamente infiniti a valori reali non superiori ai 30 dB. Nei dispositivi reali, infatti, si ha innanzi tutto una differenza tra i guadagni dei due modulatori: bisognerà quindi considerare dei fattori k 1 e k 2 piuttosto che k nelle (4.17) e (4.18); d’altra parte poi i due segnali subiranno degli errori di fase (differenti) durante il cammino fino al sommatore.

Capitolo 4


45

Si cerca quindi di realizzare delle strutture che siano il più possibile simmetriche tra loro. Comunque, è sempre possibile associare a questo mixer un filtro che in questo caso non dovrà rispettare delle specifiche troppo restrittive e che quindi può essere messo anche prima dell’LNA. I vantaggi introdotti dal mixer a reiezione di immagine si pagano naturalmente in termini di dissipazione (si raddoppia quasi il consumo rispetto al mixer semplice) e di area di silicio impegnata (è necessario quasi un numero doppio di transistori). 4.5.1 Sfasatore

Si è appena visto che all’interno del mixer a reiezione di immagine è presente un blocco che introduce uno sfasamento di π/2. Per una maggiore simmetria si preferisce però realizzare due blocchi separati, uno per ogni cammino, che diano rispettivamente degli sfasamenti di π/4 e -π/4. Nella versione più semplice gli sfasatori sono dei filtri RC del primo ordine, del tipo di quelli mostrati in fig. 4.6: C vI

sfasamento in anticipo Fig. 4.6

R R

H 1 (s ) =

vo1

sRC

1 + sRC

C

vQ

sfasamento in ritardo

H 2 (s ) =

vo2

1 1 + sRC

Sfasatori ottenuti con filtri RC del primo ordine

Bisogna quindi imporre che il rapporto dei moduli delle funzioni di trasferimento sia unitario e che la differenza degli sfasamenti introdotti sia proprio π/2. La prima condizione si traduce in: H 1 ( jω ) H 2 ( jω )

= ω 0 RC = 1

(4.21)

mentre la seconda diventa:

∠H 1 ( jω ) − ∠H 1 ( jω ) =

π

2

(4.22)

Quest’ultima condizione è sempre verificata, indipendentemente dalla scelta di R e di C , infatti si ha:

∠H 1 ( jω ) − ∠H 1 ( jω ) = π 2 − arctg(ω 0 RC ) − [− arctg(ω 0 RC )] = π 2

(4.23)

La (4.23) prescinde quindi dalle tolleranze assolute sui valori di R e di C ma dipende da quelle relative: non importa quale sia il valore di R e di C , purché sia uguale per i due sfasatori. La tolleranza relativa può essere anche abbastanza piccola (1%) ma, in ogni caso, rappresenta il limite per ogni tipo di realizzazione.

Capitolo 4


46

Tornando alla (4.21), si vede che la scelta di R e di C va fatta ponendo il vincolo: RC =

1

(4.24)

ω 0

Adesso entrano pesantemente in gioco le tolleranze assolute, si può vedere però che la reiezione di immagine è più sensibile alle variazioni di fase che non a quelle di modulo, quindi, con delle tipiche tolleranze, si può arrivare anche a 20 dB di reiezione. In fig. 4.7 è mostrato l’effetto delle tolleranze sulle condizioni (4.21) e (4.22): si nota subito che una piccola variazione sul valore di ω si ripercuote – per il rapporto dei moduli delle funzioni di trasferimento – in un valore diverso da 1 (0 dB) mentre è evidente invece l’indipendenza da esso dello sfasamento relativo. H 1 ( jω ) H 2 ( jω ) dB

ω1 ω 0 ω 2

ω

∠H 1 ( jω ) − ∠H 1 ( jω )

π/2

ω Fig. 4.7

Effetto delle tolleranze sulla condizione (4.21)

Si può fare di meglio utilizzando una struttura “ passa-tutto”, del tipo di quella mostrata (in forma differenziale) nella fig. 4.8. In questo modo si riesce ad avere uno sfasamento relativo di π/2, meno dipendente dalle tolleranze assolute e si riesce ad arrivare anche a 30 dB ÷ 35 dB di reiezione. C1 R2

R1 C2

vo2

vI

Fig. 4.8

Sfasatore ottenuto con un filtro passa-tutto

4.5.2 Sommatore

Il sommatore è un circuito lineare che realizza la somma o la differenza di due segnali. Esso è implementabile (in forma differenziale) con due stadi accoppiati di emettitore (fig. 4.9). Imponendo RL =RE si ha un guadagno unitario, invertendo le connessioni tra i due stadi si ottiene la differenza tra i due segnali.

Capitolo 4


RL

47

RL vo

Q1 vi1

RE

Q3

Q2

RE

RE

Q4 RE IEE

IEE

Fig. 4.9

vi2

Sommatore

4.6 Mixer up-converter Un segnale in banda base, per poter essere trasmesso, ha bisogno di essere “caricato” su una portante RF. Questo compito di traslazione in frequenza è affidato al mixer up-converter, schematizzato nella figura seguente:

ABBcos[φ(t)]

×

vRF,I

vLO,I = ALOcos(ωRFt) vLO,Q = ALOsen(ωRFt) ABBsen[φ(t)] Fig. 4.10

×

+

vRF

vRF,Q

Mixer up-converter

Il messaggio risiede nella fase φ (t) del segnale stesso, sarà il DSP a generare cos[φ (t)] e sen[φ (t)] da inviare al mixer il quale ne opera una traslazione in frequenza eliminando l’immagine della fase che nasce dal prodotto tra la portante e il segnale in banda base (data dal secondo termine del secondo membro della (4.25)): cos(ω RF t ) ⋅ cos[φ (t )] = cos[ω RF t + φ (t )] + cos[ω RF t − φ (t )]

(4.25)

L’uscita vRF del mixer è quindi: v RF = 2kABB ⋅ sen[ω RF t + φ (t )]

(4.26)

Capitolo 4


48

Nella trasmissione si usa di solito questa conversione diretta che permette di passare dalla banda base a quella RF senza conversioni a frequenza intermedia. Il messaggio viene, infatti, “caricato” direttamente su un ben preciso canale RF (scelto volta per volta dal microprocessore), inviato all’amplificatore di potenza e quindi all’antenna. Il motivo per cui si utilizza spesso la doppia conversione in ricezione e la singola in trasmissione sta principalmente nel fatto che quest’ultima soluzione è meno sensibile al rumore di quanto non lo sia in ricezione (essendo il segnale in banda base di ampiezza grande a piacere, si può ottenere facilmente un alto valore del rapporto segnale-rumore). D’altra parte, in trasmissione viene inviato un solo canale per volta mentre in ricezione si ha a che fare con tutti i canali, con i ben noti problemi di intermodulazione che ne derivano. Esistono poi dei mixer up-converter utilizzanti quattro modulatori bilanciati che, oltre a mettere in quadratura il segnale dell’oscillatore locale, mettono in quadratura anche quello RF; da una parte si può avere una migliore reiezione dell’immagine, dall’altra però si ha a che fare con un numero maggiore di sorgenti di rumore.

4.7 Moltiplicatore analogico Un’altra funzione realizzabile mediante la cella di Gilbert è quella del moltiplicatore analogico, un circuito che trova una collocazione ben precisa non tanto nell’ambito della radiofrequenza, quanto in quello dell’elettronica analogica. In particolare si esaminerà l’implementazione di un moltiplicatore a quattro quadranti il cui schema di principio è quello di fig. 4.11 in cui si fa uso di una cella di Gilbert. La conversione corrente-tensione in ingresso è affidata ad un circuito di “predistorsione ” operante secondo una legge logaritmica, tale da garantire la linearità globale del dispositivo. VB iO1

Q5 Q6 vy iY1 Fig. 4.11

iY2

iO2

Cella di Gilbert iX1

iX2

Moltiplicatore analogico a quattro quadranti

Essendo: vy

= v BE 5 − v BE 6 = V T ⋅ ln

iY 1 iY 2

(4.27)

e ricordando che: − e− x tanh x = x − x e +e ex

(4.28)

Capitolo 4


49

sostituendo le (4.27) e (4.28) nella (4.4), si ricava: iO

= α F ⋅

i X iY iY 1 + iY 2

=

α F I BY

⋅ (i X iY )

(4.29)

Nell’ipotesi che I BY sia costante si ha un legame lineare tra la corrente di uscita e il prodotto delle correnti d’ingresso. Questo è vero però solo per correnti non troppo elevate, difatti la (4.4) nasceva ipotizzando un legame tensione-corrente dato dall’equazione del diodo e trascurando quindi la presenza di una r b e di una r e in serie al diodo stesso che danno luogo a termini aggiuntivi nella (4.29). Naturalmente il moltiplicatore è tanto migliore quanto più questi termini sono trascurabili. Inoltre, il funzionamento reale si discosta da quello ideale anche a causa delle inevitabili dissimmetrie che danno luogo agli offset. L’uscita sarà quindi legata agli ingressi secondo una legge del tipo: iO

= k 1i X iY + [k X i X + k Y iY + k 0 ] + f (i X , iY )

(4.29)

Un’altra osservazione riguarda la banda del moltiplicatore: dal prodotto di due segnali sinusoidali si generano armoniche a frequenze somma e differenza, per garantire la linearità il moltiplicatore deve quindi essere in grado di avere una larghezza di banda tale da poter coprire entrambe le armoniche allo stesso modo. Per ottenere un prodotto tra tensioni piuttosto che tra correnti è possibile naturalmente aggiungere dei convertitori tensione-corrente in ingresso e corrente-tensione in uscita, ottenendo quanto mostrato nella fig. 4.12:

RL Q3

RL vO

Q4

Cella di Gilbert

vY

iY1

iY2

Q1

Q2

RY

RY

iX1 Q5 vX

IBY Fig. 4.12

RX

iX2 Q6 RX IBX

Moltiplicatore analogico con ingressi e uscita in tensione

Un miglioramento della linearità è dato dalla presenza delle resistenze sugli emettitori, resta inoltre soddisfatta l’ipotesi fatta prima sulla costanza della corrente I BY =iY1+iY2.

Capitolo 4


50

Nelle ipotesi: g mY RY , g mX R X

>> 1

(4.31)

si ha: iY =

vY RY

i X

=

v X R X

(4.32)

quindi: vO

= k ⋅ (v X vY )

(4.33)

con: k =

α F RL RX RY I BY

(4.34)

definito come fattore di guadagno del moltiplicatore analogico. E’ chiaro che la differenza sostanziale tra un moltiplicatore ed un modulatore sta nel fatto che mentre nel primo si cerca un legame più lineare possibile tra tensione di uscita e prodotto delle tensioni d’ingresso, nel secondo ci si sforza di far sì che la corrente di uscita dipenda dalla tensione d’ingresso vY .

Capitolo 5 Comparatori di fase, discriminatori FM, amplificatori a guadagno variabile (VGA)

5.1 Comparatore di fase Il comparatore di fase permette di estrarre da due segnali isofrequenziali un’informazione proporzionale allo sfasamento relativo degli stessi. Nell’ambito RF questo dispositivo consente di ricavare il messaggio trasportato dalla portante. Il circuito di partenza è ancora la cella di Gilbert (fig. 5.1), la cui relazione ingresso-uscita è data dalla (5.4). Le condizioni seguenti garantiscono che il funzionamento sia quello di un comparatore di fase:  vY >> 2V T   i X = ± I EE

(5.1)

Si supponga di porre all’ingresso del comparatore di fase due segnali iX e vY alla stessa frequenza ω e con sfasamento relativo pari a φ , nella fig. 5.1 è mostrata la corrispondente uscita: un’onda quadra avente periodo pari a π, cioè con frequenza doppia di quella originale. L’informazione di fase è proporzionale al valor medio del prodotto cioè di iO. Per generare un segnale proporzionale ad esso si devono filtrare le componenti spettrali da 2ω in avanti. Ciò lo si fa con un filtro passa-basso che riceve in ingresso iO e restituisce in uscita un i*O contenente soltanto la componente DC (in realtà non è proprio una componente DC, ma è tale da avere una ω MAX <<ω RF ): iO*

= I EE ⋅ 1 − 

2φ (t )  π 

(5.2)

In genere può bastare anche un filtro del primo ordine per ottenere un buon filtraggio, purché, detta ω C la frequenza di taglio del filtro, si rispetti la condizione: ω MAX ≤ ω C

(5.3)

Capitolo 5

Comparatori di fase, discriminatori FM e VGA

52

iX

ΙEE π

2π

ωt

−ΙEE 1

vY

φ ωt

−1 ΙEE

iO

π

2π

ωt

−ΙEE Fig. 5.1

Legame tra ingressi ed uscita in un discriminatore di fase

L’ipotesi implicita è, comunque, che l’occupazione di banda di φ (t) sia molto minore della frequenza ω (che di solito è la ω IF ), cioè che ω MAX <<ω IF . La presenza delle armoniche residue genera un ripple ad alta frequenza sul segnale utile, l’ordine del filtro dipenderà quindi anche dalla quantità di ripple accettabile. Il segnale i*O è rappresentato, in funzione di φ , nella figura seguente: i*O

ΙEE π

2π

−ΙEE Fig. 5.2

φ

Valore medio del segnale all’uscita del comparatore di fase

5.2 Discriminatore FM Il processo con cui da φ (t) si ricavano i bit di informazione viene svolto in generale dal DSP, cioè nella sezione digitale. A volte però questo compito può essere affidato ad un dispositivo analogico: il discriminatore FM, operante secondo la schematizzazione di fig. 5.3:

vIF

Phase Shifter

vO1

vO2 Fig. 5.3

Discriminatore FM

Phase Comparator

vO

Capitolo 5


53

Il limitatore trasforma il segnale d’ingresso (a frequenza intermedia) in onda quadra, il phase shifter (sfasatore, un circuito RLC passivo) dà un vO1 sfasato rispetto a vIF secondo la legge: ψ = k ⋅ (ω − ω IF ) + π 2

(5.4)

La frequenza istantanea del segnale d’ingresso è: (5.5)

& ω = ω IF + φ

conseguentemente, all’ingresso del comparatore di fase, si avranno vO1 e vO2 caratterizzati da: ∠vO1 − ∠vO 2 = k φ & + π 2

(5.6)

All’uscita del comparatore di fase è connesso il filtro passa-basso, sulla cui uscita si preleva:  2 ⋅ (k φ & + π 2) & vO = RL I EE ⋅ 1 −  = K φ π  

(5.7)

avendo posto: K = −

2 π

⋅ kRL I EE

[K ] = [V ω ]

(5.8)

Il segnale di uscita è quindi proporzionale alla derivata della fase che, ad esempio nella modulazione FSK, contiene i bit del messaggio. Questo rappresenta un metodo alternativo che può permettere di far risparmiare operazioni al DSP che potrebbe essere quindi anche meno veloce o meno complesso. D’altra parte però lo sviluppo in maniera digitale richiede, in linea di massima, solo l’elaborazione di un opportuno software che può quindi essere rapidamente testato o modificato, al contrario di quanto avviene per una realizzazione analogica, certamente molto più critica e laboriosa, quindi con maggiori costi di realizzazione.

5.3 Amplificatori a guadagno variabile (VGA) Il problema da affrontare, è quello di far sì che tutti i segnali all’ingresso dell’ADC abbiano la stessa ampiezza massima. Di questo se ne occupa un particolare blocco, costituito da un amplificatore a guadagno variabile. A quest’amplificatore è richiesta la capacità, su comando del DSP, di poter variare il proprio guadagno di un fattore pari alla dinamica stessa del segnale da trattare, in modo da poter garantire in uscita un’ampiezza massima pressoché costante. La posizione migliore del VGA è quella in cui c’è già un certo consolidamento del rapporto S/N, ovviamente quindi non verrà messo prima di un LNA, però è anche possibile che sia inserito all’interno dello stesso. In genere, comunque, non si riesce a fare tutto nella sezione RF perciò il controllo del guadagno è affidato a più blocchi che vengono distribuiti lungo il percorso del segnale. Nella figura 5.4 sono mostrati due esempi di inserimento del VGA. Nel primo e nel secondo caso si realizza un controllo su una dinamica di 80 dB, nel primo caso però il controllo è affidato a due VGA separati, di cui il primo inserito nell’LNA.

Capitolo 5

LNA + VGA


Mixer

vi

VGA

15 dB Fig. 5.4

65 dB

Mixer

vo

vi

LNA

VGA

DSP 80 dB

54

vo DSP

Esempi di inserimento di un VGA all’interno di un ricevitore

La configurazione del primo esempio ha il vantaggio di “alleggerire” il mixer, portando all’ingresso di quest’ultimo un segnale con 15 dB in meno di dinamica. D’altra parte però questa soluzione presenta tendenzialmente, rispetto alla seconda, una maggiore rumorosità dovuta alla presenza del VGA nell’LNA. 5.3.1 Implementazione di un VGA

Nella fig. 5.5 è mostrata una possibile soluzione per un VGA nella sezione RF: VCC RC vo VC

vi

Q2

Q3

VB

Q1 VEE

Fig. 5.5

VGA per la sezione RF

Il legame tra la tensione vo di uscita e la vi d’ingresso è dato da: Av

=

vo vi

= − g m1 RC ⋅

α F (V C −V B )

1+ e

(5.9)

V T

Se V C <
Capitolo 5


55

Una possibile realizzazione (differenziale) può essere ottenuta dalla soluzione in RF vista in precedenza, con l’aggiunta della degenerazione di emettitore, necessaria per poter trattare linearmente segnali di più ampio livello: VCC RC

RC vo

Q3 Q4

Q5 Q6

VC Q1

vi IB

Q2 RE

IB

VEE Realizzazione differenziale di un VGA per la sezione IF

Fig. 5.6

La relazione ingresso-uscita è fornita da: Av

=

vo vi

= 2⋅

RC RE

⋅

α F −V C

1+ e

(5.10)

V T

nell’ipotesi: g m1, 2

⋅

R E

2

(5.11)

>> 1

E’ possibile implementare un VGA anche sfruttando la cella di Gilbert. La caratteristica di trasferimento è graficata nella fig. 5.7b, ed è data dalla (5.12): Av

=

vo vi

= 2⋅

RC RE

 V C   V 2  T 

⋅ tanh

(5.12)

Dalla fig. 5.7b o dalla (5.12), ci si accorge che questa soluzione gode di due proprietà: 1. il guadagno è nullo quando non è applicata alcuna tensione di controllo ( V C =0); 2. l’espressione del guadagno si inverte di segno se viene invertita la polarità della tensione di controllo.

Capitolo 5


56

VCC RC

RC Av

vo Q3 Q4

RC/RE

Q5 Q6

VC -4VT

Q1

vi

-2VT

2VT

4VT

VC

Q2 -RC/RE

IB

RE

IB

VEE Fig. 5.7a

Realizzazione di un VGA con la cella di Gilbert Fig. 5.7b Caratteristica di trasferimento

5.3.2 Rumore e distorsione nei VGA

Nel progetto degli amplificatori a guadagno variabile, i quali richiedono un’ampia variazione del punto operativo, i problemi del rumore e della distorsione diventano ancora più pesanti che nei normali amplificatori. Dall’analisi fatta nel capitolo 1 si è visto che la densità di rumore equivalente in ingresso, per un transistore bipolare, può essere minimizzata utilizzando dispositivi con una resistenza r b piccola, evitando la degenerazione di emettitore e lavorando ad alte correnti di collettore, così da far diminuire il termine 1/gm. Tuttavia, nel caso di amplificatori a guadagno variabile, la presenza della resistenza di emettitore è indispensabile per minimizzare il rischio di distorsione dovuto a segnali d’ingresso ad elevata dinamica; inoltre, per avere un ampio range di controllo è necessario che il VGA sia polarizzato con correnti molto basse, così da portare il VGA stesso all’estremo inferiore del proprio range di operatività. Quindi, nel progetto di qusti particolari amplificatori, è necessario un ben preciso compromesso tra le prestazioni in termini di rumore, distorsione e range operativo.

Capitolo 6 Confronto tra ricevitori a singola, doppia e tripla conversione

6.1 Ricevitori a doppia conversione (supereterodina) Il ricevitore a doppia conversione è quello di cui si è implicitamente parlato finora e che è schematizzato nella figura seguente: Filtro RF

Filtro di canale

ωRF ωLO Fig. 6.1

ωBB

ωIF ωIF

Schematizzazione di un ricevitore a doppia conversione

Le problematiche fondamentali che stanno alla base del progetto di un tale sistema sono quelle della reiezione della frequenza immagine e del filtraggio del canale. Quest’ultimo problema nasce all’uscita della sezione IF in cui la selezione del canale desiderato viene fatta regolando la frequenza dell’oscillatore locale in maniera tale che la differenza ω RF –ω LO =ω IF coincida con la frequenza centrale di un filtro passa-banda, molto selettivo, che attenuerà fortemente i canali adiacenti: Filtro di canale

ω IF = ωRF-ωLO Fig. 6.2

ωLO ωRF

Selezione del canale in un ricevitore a doppia conversione

ω

Capitolo 6

Confronto tra ricevitori a singola, doppia e tripla conversione

58

Purtroppo non si riesce a realizzare questo filtro in forma integrata per via dell’alto Q ad esso richiesto. Tale filtro può inoltre introdurre forti attenuazioni (anche 20 dB) e tanto più si vuole risparmiare su esso, tante più perdite si dovranno accettare dovendo esserne preservata la selettività . E’ anche vero però che diminuendo la frequenza IF, minore sarà il Q necessario. D’altra parte però, così facendo, si causa un avvicinamento della frequenza immagine a quella utile e sarà necessaria una maggiore selettività del filtro RF. Va cercato quindi un compromesso che soddisfi entrambe le esigenze. Per il GSM la frequenza intermedia è f IF ≅ 200 MHz.

6.2 Ricevitori a tripla conversione (doppio supereterodina) Quando non era stata raggiunta una tecnologia ad alto grado di integrazione, veniva utilizzata la tripla conversione: Filtro RF

Filtro di canale

ωRF

ω IF1 ωLO1

Fig. 6.3

ωIF2 ωLO2

ωBB ωIF2

Schematizzazione di un ricevitore a tripla conversione

Si tratta di una soluzione costosa per via del fatto che ci sono tre filtri da realizzare esternamente, con conseguenti problemi di adattamento, complessità e integrabilità. Per contro questa soluzione presenta alcuni vantaggi:

• potendo lavorare con ω IF1 sufficientemente alta, il filtro RF dovrà eliminare una frequenza immagine molto più distante da ω RF che non nel caso precedente, di conseguenza si potrà alleggerire il compito di questo primo filtro che potrà essere certamente meno costoso o con meno perdite rispetto a quello del ricevitore a doppia conversione; • il primo filtro a frequenza intermedia non deve fare la selezione del canale, ma la reiezione d’immagine per il mixer successivo. Sarà allora un filtro a più basso Q visto che si è già a frequenze piuttosto basse; Si intuisce allora che questa è una soluzione molto meno critica della precedente. Questa robustezza si paga però in termini di costo, di maggior complessità dei blocchi e quindi di dissipazione (sia per il numero maggiore di blocchi che anche perché si esce più volte verso filtri a bassa resistenza). Per ovviare a quest’ultimo handicap, a volte, si preferisce rinunciare alla linearità all’interno del sistema, impegnando così meno corrente, per poi filtrare all’uscita le armoniche aggiuntive dovute alla distorsione. Un esempio può essere quello mostrato nella fig. 6.4, in cui un LNA viene “linearizzato” alla frequenza di lavoro, grazie ad un opportuno filtraggio con un risonatore serie che può attenuare notevolmente ad es. la seconda armonica.

Capitolo 6


vi

59

vo

LNA

C L

Fig. 6.4

Esempio di linearizzazione con filtraggio

6.3 Ricevitori a conversione diretta I ricevitori a conversione diretta sono quelli che permettono il massimo grado di integrazione e quindi un minor costo, a discapito però di una maggiore criticità. Lo schema a blocchi che ne riassume il funzionamento è riportato nella figura seguente: Filtro RF

ω BB

ωRF ωRF Fig. 6.5

Schematizzazione di un ricevitore a conversione diretta

Tutti i canali passano direttamente dalla banda RF alla banda base, ma solo il canale desiderato è centrato sulla frequenza nulla (DC). Esso viene selezionato con un filtro passa-basso molto selettivo, in grado cioè di eliminare i segnali ad alto livello dovuti ai canali adiacenti, al contrario di quanto accadeva invece nei ricevitori eterodina in cui esso aveva solo il compito di eliminare delle spurie. Per quanto riguarda il filtro RF c’è un netto vantaggio rispetto alle soluzioni precedenti: stavolta il compito del filtro è soltanto quello di selezionare la banda (operazione svolta in parte dalla stessa antenna) e di attenuare le interferenze. Il filtro non deve effettuare alcuna reiezione di immagine dato che, per ω LO =ω RF , non è presente alcuna immagine. Questo sistema è a basso costo: in linea di principio, a parte il filtro RF, si può integrare quasi tutto. L’unico problema può essere quello riguardante l’implementazione del filtro in banda base che necessita un processo CMOS per la realizzazione con la tecnologia SC (a capacità commutata). É necessario allora disporre di un processo BiCMOS o di avanzati transistori MOS aventi prestazioni simili ai BJT (la ricerca si muove attualmente verso questa direzione). La possibilità di realizzare tutto in tecnologia CMOS o BiCMOS permetterebbe anche l’integrazione del convertitore A/D, realizzato in CMOS. In ogni caso però, si può sempre rinunciare all’integrazione del filtro realizzando quest’ultimo su un altro chip. Esiste comunque un’altra via che può essere quella di fare un leggero filtraggio, anche non troppo selettivo, ed affidare il compito della selezione vera e propria del canale al DSP. In questa maniera si può realizzare il filtro con dispositivi bipolari (si è a basse frequenze, con una banda di circa 200 KHz) a vantaggio dell’integrazione. Lo svantaggio naturalmente sta nel fatto che il DSP sarà appesantito da quest’ulteriore compito, che lo renderà certamente più complesso.

Capitolo 6


60

Inoltre, a causa del debole filtraggio, il convertitore A/D riceverà molta più potenza in ingresso perché, oltre al canale selezionato, vi sarà una certa quantità di segnale dovuta agli altri canali; dovrà perciò essere molto più preciso per non deteriorare il BER (bit error rate). Utilizzando filtri ad alta selettività ci si può permettere di lavorare con convertitori a medio-bassa risoluzione (6, 8 bit), mentre con filtri a bassa selettività si può arrivare a dover usare convertitori con risoluzioni anche maggiori di 12, 16 bit. Ci sono comunque tutte le vie di mezzo che permettono di ottenere un giusto compromesso tra selettività del filtro e risoluzione del convertitore (che si paga molto in termini economici). I problemi che rendono particolarmente critico il progetto di questo ricevitore sono però quelli della distorsione, dell’accoppiamento tra i blocchi e del rumore dell’oscillatore locale. 6.3.1 Distorsione

Il problema della distorsione nasce dal fatto che fino all’ultimo stadio non vi è una selezione del canale: all’interno del ricevitore viaggia quindi un segnale con 100 dB ÷120 dB di dinamica che deve essere gestito opportunamente dai vari blocchi, in maniera tale da evitare l’introduzione di distorsioni di intermodulazione. 6.3.2 Accoppiamento

In un ricevitore RF bisogna ottenere guadagni di notevole entità (100 dB ÷120 dB). Dovendo lavorare però con una cascata di amplificatori, se l’accoppiamento tra uno stadio e l’altro è realizzato in DC, gli offset e i rumori a bassa frequenza associati ai singoli stadi (specialmente ai primi) potrebbero compromettere il funzionamento dell’intero sistema. In generale la maggior parte dei blocchi lavora a frequenze piuttosto alte perciò è abbastanza semplice accoppiare le varie parti con dei condensatori. Questo si traduce nel realizzare dei filtri passa-alto da uno stadio all’altro in cui il valore della capacità sarà dimensionato in maniera tale che alla più piccola frequenza operativa il condensatore si comporti come un cortocircuito. Si può vedere facilmente che, anche con frequenze dell’ordine delle centinaia di MHz e tipiche resistenze d’ingresso dell’ordine dei k Ω, sarà sufficiente utilizzare capacità di qualche pF. Nel caso di ricevitori a conversione diretta però l’accoppiamento tra i blocchi non può essere realizzato in AC perché il segnale utile è proprio in DC; si dovrebbero usare dei grossi condensatori (con grande impiego di area), ma anche così facendo si perderebbero delle informazioni e si avrebbero costanti di tempo molto grandi in tutti i transitori di funzionamento del dispositivo. L’unico accoppiamento possibile in AC è quello tra LNA e mixer, cioè dove i segnali sono ancora in banda RF. L’impossibilità di un accoppiamento in AC si traduce, nella migliore delle ipotesi, nella presenza di un offset in banda base che può essere anche molto grande a causa dell’amplificazione subita (dell’ordine di 100 dB, in queste condizioni, anche un piccolo offset all’ingresso dell’LNA può portare in saturazione gli stadi successivi). Il peso dell’offset in banda base, nell’ipotesi che esso non sia tale da saturare i dispositivi, non è di gran rilevanza, difatti esso può essere facilmente eliminato dal DSP. 6.3.3 Rumore

Un altro problema, tipico di questo ricevitore, è quello del rumore introdotto dall’oscillatore locale. Agli ingressi del mixer si presentano, infatti, sia il segnale amplificato dall’LNA che l’onda quadra prodotta dall’oscillatore, però, per quanto si possa realizzare un buon isolamento, vi sarà sempre una frazione di segnale uscente dall’oscillatore che si porterà all’ingresso dell’LNA.

Capitolo 6


61

Con un’onda quadra di ampiezza pari a 200 mV ed un’attenuazione di 60 dB tra LNA ed oscillatore, all’ingresso dell’LNA si ha un rumore a frequenza ω LO =ω RF e ampiezza pari a 200 µV che quasi certamente porterà tutto in saturazione. Anche supponendo che questo segnale spurio non sia tale da far saturare tutto, lo si ritroverà dopo il mixer, traslato in banda base e sovrapposto, insieme all’offset, al segnale utile (fig. 6.6) sporcandone lo spettro e causando una degradazione del rapporto S/N. Segnale utile

Rumore Offset

ω Fig. 6.6

Spettro del segnale, del rumore e dell’offset in banda base

Solitamente però lo spettro del rumore ha una banda molto più piccola di quella del segnale (qualche decina di KHz, a causa del rumore di fase, contro qualche centinaio di KHz) quindi, se il livello di questi disturbi non è molto alto, il DSP riuscirà a limitare il BER rientrando nelle specifiche. Esistono anche delle soluzioni analogiche a questo problema, basate su sistemi SC nelle quali l’idea è quella di campionare il disturbo, in assenza di segnale, per poi andarlo a sottrarre al segnale di uscita. Purtroppo in realtà si riesce solo in parte a realizzare quest’obiettivo, a causa anche del fatto che, essendo il funzionamento del mixer fortemente non lineare, il rumore viene trattato in maniera differente in presenza ed in assenza di segnale (non vale cioè la sovrapposizione degli effetti). Come conseguenza di ciò, il rumore campionato non coinciderà esattamente con quello sovrapposto al segnale utile e quindi la reiezione del disturbo non potrà essere totale. Anche nella conversione eterodina, dopo il primo mixer, il disturbo finirà in banda base. Però in questo caso il segnale utile si troverà ancora ad alta frequenza (alla frequenza intermedia ω IF ) quindi gli spettri non saranno sovrapposti; di conseguenza, con un semplice filtro passa-alto (anche del primo ordine), sarà possibile eliminare questo tipo di rumore.

Capitolo 7 Oscillatori

7.1 Introduzione Gli oscillatori sono circuiti in grado di produrre un’oscillazione stabile, sia nello spettro che nell’ampiezza. Essi vengono utilizzati come sorgenti di clock per le varie temporizzazioni del sistema. Esistono vari tipi di oscillatori, diversi per modalità di funzionamento, per campo operativo e per stabilità. Una prima classificazione li vede suddivisi in:

• • • •

oscillatori LC (serie - parallelo - al quarzo); oscillatori ad anello; oscillatori a sfasamento; oscillatori a rilassamento. Usualmente, nell’ambito delle radiofrequenze, ci si sofferma sugli oscillatori del primo tipo.

Per gli oscillatori non è molto corretto parlare di poli in quanto si tratta di circuiti non lineari, nonostante ciò, in prima approssimazione, essi possono essere visti come sistemi aventi poli immaginari. Nel caso in cui esista una sola coppia di poli, gli oscillatori si diranno “ sinusoidali” altrimenti saranno detti “ armonici”. Gli oscillatori sono circuiti intrinsecamente non lineari: per essi la non linearità è una condizione necessaria per il funzionamento. Per il loro studio si fa comunque uso di modelli lineari: il modello retroazionato o quello ad impedenza (ammettenza) negativa (fig. 7.1). Si ricorre ad un modello o all’altro secondo i casi, entrambi comunque conducono agli stessi risultati. +

Rete attiva

T(s)

Rete LC Za

Fig. 7.1a

Modello retroazionato

Fig. 7.1b

Zf

Modello ad impedenza negativa

Capitolo 7

Oscillatori

63

Le funzioni caratteristiche dei due casi sono date dalle (7.1): f (s ) = 1 + T (s )

(modello retroazionato)

(7.1a)

f (s ) = Z a (s ) + Z f (s ) (modello ad impedenza negativa)

(7.1b)

f (s ) = Y a (s ) + Y f (s )

(7.1c)

(modello ad ammettenza negativa)

7.2 Criterio di Barkhausen Condizione necessaria perché un circuito oscilli, alla frequenza ω 0, è che valga la (7.2a) o la (7.2b), a seconda del modello considerato. Nota quindi la funzione T(s) (o le ammettenze) e sapendo a priori che il circuito oscilla, questo criterio permette di ricavare la frequenza ω 0 a cui avvengono le oscillazioni. T ( jω 0 ) = 1  ∠T ( jω 0 ) = 180° Ga (ω 0 ) + G f (ω 0 ) = 0   Ba (ω 0 ) + B f (ω 0 ) = 0

(7.2a) (somma delle conduttanze) (somma delle suscettanze)

(7.2b)

7.3 Innesco delle oscillazioni Prima ancora del problema della stabilità ci si pone quello dell’ innesco delle oscillazioni stesse: la condizione perché ciò avvenga è che all’accensione del circuito vi sia almeno una coppia di poli a parte reale positiva. Però, una volta innescate le oscillazioni, per evitare che il circuito saturi, dovrà accadere che la coppia di poli si sposti sull’ asse immaginario (nel caso vi siano più coppie nel semipiano destro, le altre dovranno passare al semipiano sinistro). Il problema allora potrebbe essere quello di far sì che la coppia spostatasi dal semipiano destro all’asse immaginario rimanga su quest’ultimo, senza muoversi ulteriormente verso il semipiano sinistro, ma questo accade grazie alla non linearità propria dell’oscillatore per la quale è T = f(a). All’accensione i poli si trovano nel semipiano di destra, man mano che l’ampiezza delle oscillazioni aumenterà, diminuirà il guadagno d’anello e ciò spingerà i poli verso l’asse immaginario, fino a che lo stesso guadagno d’anello diverrà unitario e i poli avranno parte reale nulla. A questo punto si instaurerà una situazione di equilibrio garantita dal fatto che un ulteriore movimento dei poli verso il semipiano sinistro porterebbe ad un aumento del guadagno d’anello che, a sua volta, tenderebbe a spostare i poli verso destra. Un’analoga spiegazione si può ricavare facendo riferimento al modello a conduttanza negativa, osservando che la non linearità agisce su Ga = f(a).

Capitolo 7

Oscillatori

64

7.4 Oscillatori LC Si tratta di circuiti basati su risonatori LC parallelo (o serie) che, idealmente, si comportano da oscillatori al seguito di un’eccitazione istantanea. La frequenza di oscillazione di tali risonatori si può ricavare applicando il criterio di Barkhausen. Dalla (7.2b) si ha: 0 + 0 = 0  0 + jω L + 1 = 0 0  jω 0C 

(7.3)

da cui: ω 0 =

1

(7.4)

LC

Naturalmente non esistono condensatori ed induttori senza perdite quindi, un tale risonatore darebbe luogo soltanto ad un’ oscillazione smorzata. Induttori e condensatori reali possono essere modellizzati tenendo conto di una resistenza di perdita, variabile con la frequenza: Lreale

Lreale RLS Fig. 7.2a

Lideale

RLP

Lideale

Modelli di un induttore reale

Creale

Creale RCS Fig. 7.2b

Cideale

RCP

Cideale

Modelli di un condensatore reale

Alle basse frequenze tali resistenze di perdita si possono considerare pressoché costanti. Alle alte frequenze invece, a causa dell’insorgere di cause come l’effetto pelle, le resistenze tenderanno a crescere con la frequenza stessa. Per questi motivi, nell’ambito RF si preferisce parlare di Q associato all’induttore o al condensatore, piuttosto che di resistenza. Ad esempio, per l’induttore si ha: QL

= ω ⋅

L RLS

(7.5)

All’aumentare di ω si ha un aumento di RLS quindi il valore di Q, in un range di frequenze, si mantiene costante. Contrariamente a quanto potrebbe apparire dalla (7.5), un aumento di L comporta una diminuzione del Q, a causa di un conseguente aumento di RLS.

Capitolo 7

Oscillatori

65

Nel caso di induttori discreti si può arrivare a valori tipici per il Q dell’ordine di 30 ÷ 40, notevolmente superiori ai valori ottenibili con tecnologia integrata che si mantengono a 5 ÷ 10 alle frequenze RF. A valori di Q sufficientemente elevati (4 ÷ 5), per le rappresentazioni mostrate nella fig. 7.2a sussiste la relazione:

= Q 2 R LS

R LP

(7.6)

Anche i condensatori sono classificati in base al Q (in genere molto maggiore di quello degli induttori): QC

= ω RCP C

(7.7)

Tornando al risonatore, detto QTOT il Q complessivo e supposto QC >> QL, si ha: 1 QTOT

=

1 QC

+

1 QL

⇒ QTOT ≅ QL

(7.8)

Il Q del risonatore è stabilito quindi da quello dell’induttore. Si consideri quindi il modello di un risonatore reale:

L C

RCP

L

C

RLC

RLS

Fig. 7.3

Risonatore reale

La resistenza equivalente RP (sempre nell’ipotesi QC >> QL) è data da: RLC

= RCP || (RLS QL2 ) ≅ RLS QL2

(7.9)

e dipende da quella di perdita dell’induttore. Il Q del risonatore è: Q = ω 0 RLC C =

RLC

ω 0 L

con ω 0 =

1 LC

(7.10)

Per realizzare un oscillatore è necessario porre una resistenza negativa -Ra in parallelo (o in serie, nel caso di oscillatori LC serie) al risonatore, rappresentata da un circuito attivo che periodicamente fornisce energia per compensare le perdite del risonatore stesso. Bisogna però far sì che questa resistenza abbia valore diverso man mano che le oscillazioni aumentano di ampiezza: inizialmente il parallelo tra RLC ed Ra dovrà essere negativo e, successivamente, di valore infinito (con -Ra =RLC ) in maniera da annullare le perdite e realizzare un risonatore ideale.

Capitolo 7

Oscillatori

66

7.4.1 Implementazione

Il blocco attivo è costituito da uno stadio differenziale con carico resistivo (fig. 7.4). I condensatori C 1 e C 2 sono di accoppiamento e permettono un’ottimizzazione della dinamica di uscita, alle frequenze di lavoro sono dei cortocircuiti che generano una reazione positiva; l’induttore L ed il condensatore C formano il risonatore LC parallelo, mentre la resistenza RLC tiene conto delle perdite del risonatore stesso. L’analisi può essere fatta indifferentemente col modello basato sulle impedenze negative o col modello retroazionato. Si userà il primo metodo, fermo restando che, anche col secondo, si arriverà ai medesimi risultati. E’ necessario allora determinare la resistenza del blocco attivo. Per far questo si considera il circuito privato del risonatore e alle frequenze tali che C 1 e C 2 possano considerarsi dei cortocircuiti (fig. 7.5).

RL

RL RLC

RL

L C

iO

RL vO

iO

C1 C2 RB Q1

RB

RB VB

Q1

Q2

Oscillatore LC parallelo

VB

Q2

IEE

IEE

Fig. 7.4

RB

Fig. 7.5

Determinazione dell’impedenza del blocco attivo

L’impedenza Z a cercata è data dal rapporto tra vO e iO. Da una prima analisi si vede che: iO

=

vO

2 RL

+

vO

2 RB

+ f (vO )

(7.9)

Rimane quindi da determinare la funzione f(vO), che è proprio quella che garantisce il comportamento non lineare dell’oscillatore. Eliminando le RL e le RB dal circuito di fig. 7.5, si ottiene il circuito semplificato di fig. 7.6 da cui risulta: iO′ = iC 2 i −i ⇒ iO′ = C 2 C 1  2 iO′ = −iC 1

(7.10)

Capitolo 7

Oscillatori

i'O

67

i'O

vO

iC1

iC2 Q2

Q1 IEE Determinazione dell’impedenza non lineare del blocco attivo

Fig. 7.6

Considerando che vO è applicata alla base di Q1 e non di Q2: iO′

v 1 = − ⋅ I EE ⋅ tanh O = f (vO ) 2 2V T

(7.11)

Tendendo conto delle (7.9) e (7.11), il legame tra tensione e corrente ai capi del risonatore è: iO

vO

=

2 RL

+

vO

2 RB

v 1 − ⋅ I EE ⋅ tanh O 2 2V T

(7.12)

Al momento dell’accensione il circuito tratterà piccoli segnali, è lecito quindi eseguire in tale condizione un’analisi di piccolo segnale. In queste ipotesi la (7.12) permette di esprimere la conduttanza incrementale di uscita del blocco attivo: ga

=

∂iO ∂vO

= vO =0

1 2 RL

+

1 2 RB

1 − ⋅ g m1, 2 2

(7.13)

Questa, sommata alla conduttanza del risonatore, dovrà risultare negativa al momento dell’accensione e dovrà man mano tendere a zero via via che l’ampiezza delle oscillazioni diverrà grande. L’innesco delle oscillazioni, è, infatti, garantito dalla condizione: ga

+ g f < 0

(7.14)

essendo gf la conduttanza del risonatore, definita come: g f

=

1 RLC

(7.15)

La condizione (7.14) diventa: 1 1 1 1 ⋅ g m1, 2 > + + 2 2 RL 2 RB RLC

(7.16)

Capitolo 7

Oscillatori

68

Dopo l’innesco delle oscillazioni, la conduttanza media ga tenderà a diminuire (in valore assoluto) facendo sì che la (7.14) tenda a zero per grandi ampiezze di vO. Questo meccanismo non lineare nasce direttamente dalla caratteristica del tipo “ tangente iperbolica ”, presente nella (7.12) e mostrata nella fig. 7.6: ½ IEE

ga

-4VT

-2VT

2VT

4VT

VO

- ½ IEE Fig. 7.6

Variazione della conduttanza media ga in relazione a vO

La seconda condizione riguarda la somma delle suscettanze alla frequenza ω 0 di oscillazione: Ba (ω 0 ) + B f (ω 0 ) = ω 0 C T −

1 ω 0 L

=0

(7.17)

La (7.17) fornisce il valore della frequenza ω 0: ω 0 =

1

posto:

C T L

C T

= C +

C cs1, 2

2

+

C π 1, 2

2

+ 2C µ 1, 2

(7.18)

Per oscillazioni con ampiezze sufficientemente elevate (100 mV ÷ 200 mV), la corrente I EE commuta da Q1 a Q2. In uscita, escludendo per il momento l’influenza del risonatore, si avrebbe un onda quadra di ampiezza pari a RLI EE e frequenza ω 0. È possibile sviluppare in serie di Fourier questa forma d’onda: vO* (t ) = 2 I EE RL

 sen(n ⋅ π 2)

⋅ n

∑  dispari 

n ⋅ π

2



⋅ cos(n ⋅ ω 0t ) 

(7.19)

La presenza del risonatore costituisce un filtro passa banda, centrato sulla frequenza ω 0, che lascia passare soltanto la prima armonica di v*O e attenua fortemente le successive: vO (t ) ≅

4 π

⋅ I EE RL ⋅ cos(ω 0t )

(7.20)

Capitolo 7

Oscillatori

69

7.4.2 Voltage Controlled Oscillator (VCO)

L’oscillatore LC visto finora ha una propria frequenza di oscillazione, fissata naturalmente dal valore di L e di C , come indicato dalla (7.18). É chiaro però che, a cause delle tolleranze, non sarà possibile controllare esattamente il valore di ω 0. Nasce perciò l’esigenza di poter regolare esternamente la frequenza di oscillazione. Quello che si fa è sostituire a C un condensatore controllato in tensione che viene realizzato mediante un diodo varicap (o varactor) che varia la propria capacità parassita in funzione della tensione di polarizzazione (fig.7.8). Associando questo dispositivo di controllo all’oscillatore visto in precedenza si ottiene un oscillatore a frequenza controllata in tensione (VCO).

VC Fig. 7.8

C =

VC

C j 0

2
(1 + V C ψ 0 )1 n

Capacità controllata in tensione mediante diodi varicap

7.4.3 Rumore

Uno dei problemi degli oscillatori, specialmente in ambito RF, è quello del rumore. Idealmente si vorrebbe produrre un segnale con una sola armonica, ma in realtà quello che viene fuori è uno spettro, che solo approssimativamente può essere assimilabile ad una riga. Questo è dovuto a sorgenti di rumore interne all’oscillatore che manifestano il loro effetto sotto forma di “rumore di fase”. Nel caso di processo a banda stretta, sommare un rumore N(t) al segnale sinusoidale Acos(ω 0t) equivale ad avere un rumore “di ampiezza” ed uno “di fase”, sovrapposti al segnale originale: vO (t ) + N (t ) = [ An (t ) + A] ⋅ cos[ω 0t + θ n (t )]

(7.21)

Per calcolare gli spettri di rumore si fa riferimento al circuito di fig. 7.4 in cui, in prima approssimazione, si può trascurare il rumore proveniente dal generatore di corrente I EE in quanto di modo comune (anche se in realtà non potrebbe essere considerato tale poiché il circuito lavora in maniera fortemente sbilanciata). Per il calcolo di SVn si può ricorrere al modello semplificato dell’oscillatore di fig. 7.9a, in cui è indicata con RP la resistenza equivalente di perdita: RP

= RLC || 2 RL || 2 RB

(7.22)

mentre con -Ra si indica la resistenza del blocco attivo e con SIO la densità spettrale di corrente di rumore di cortocircuito in uscita. In condizioni di oscillazione si ha però -Ra=RP e quindi il modello si semplifica ulteriormente come in fig. 7.9b.

SIO Fig. 7.9a

-Ra

RP

C

Modello per il calcolo del rumore

L

SIO

SVn Fig. 7.9b

C

L

SVn

Modello in condizioni di oscillazione

Capitolo 7

Oscillatori

70

Risulta: SVn

=

Z LC

2

⋅ S IO

(7.23)

con: S IO

= S IQ1, 2 + S I

RP

Z LC ( jω ) =

L C

⋅

  g m1, 2  2 S  4 KT  ⋅ SV + I  + = 2 ⋅  2  RP   2 

(7.24)

1  

j ⋅  ω L −

1 

(7.25)

 ω C 

Il modulo di Z LC , a frequenze prossime a quella di oscillazione, cioè tali che ω =ω 0 +∆ω , (in cui ∆ω <<ω 0), si può scrivere come: 1 L  ω  ≅ ⋅ ⋅ 0  Z LC ( jω ) ω =ω 0 + ∆ω 4 C  ∆ω  2

2

(7.26)

Supponendo che le sorgenti di rumore siano indipendenti dalla frequenza, cioè trascurando i contributi di tipo 1/f e 1/f 2, si può esprimere SIO per mezzo della resistenza equivalente di rumore, Req, che tiene conto del rumore di tutto l’oscillatore: S IO

=

4 KT

(7.27)

Req

Dalle (7.23), (7.26) e (7.27) si ricava l’espressione finale di SVn: SVn

=

KT L  ω 0  ⋅ ⋅  Req C  ∆ω 

2

(7.28)

Si dimostra che SVn(t) si trasferisce per metà sull’ampiezza di vO e per metà sulla fase. Lo spettro del rumore di fase è dato dal rapporto tra la densità spettrale di potenza di N(t) che arriva alla fase e la potenza media del segnale: 1 2 ⋅ SVn KT L  ω 0  = = ⋅ ⋅ Sθ =  1 2 ⋅ A 2 1 2 ⋅ A 2 A 2 Req C  ∆ω  S N

2

(7.29)

Osservando la (7.29) si vede che, a parità di ω 0, conviene realizzare una C grande, una L piccola (0.5 nH ÷ 1 nH) ed una Req più grande possibile. Per quest’ultimo punto si è limitati però dalla RLC e quindi dalla RLP. E’ necessario, inoltre, produrre un’elevata ampiezza di oscillazione, così facendo si rende meno pesante il contributo del rumore di fase sul segnale stesso.

Capitolo 7

Oscillatori

71

Lo spettro del rumore di fase ha come dimensioni:  rad 2  [Sθ ] =    Hz 

(7.30)

ma più spesso si preferisce misurarlo facendo riferimento ad: L(ω ) = 10 ⋅ log Sθ

 dBc   Hz 

(7.31)

Valori tipici, per un oscillatore del GSM, sono [-100 ÷ -110] dBc/Hz, a ∆f =100 KHz.

7.5 Oscillatori al quarzo 7.5.1 Proprietà del cristallo di quarzo

Se sulle facce opposte di un cristallo piezoelettrico, tipicamente di quarzo, sono posti due elettrodi planari e ad essi viene applicata una differenza di potenziale, le cariche legate nel cristallo sono sottoposte a forze di natura elettrostatica. Se tale dispositivo è realizzato in maniera opportuna, in conseguenza delle forze dovute al potenziale applicato, esso subisce deformazioni meccaniche per cui può essere considerato come un sistema elettromeccanico che può vibrare se sottoposto ad un’appropriata eccitazione. La frequenza di risonanza e il Q dipendono dalle dimensioni del cristallo, dall’orientamento delle superfici rispetto ai suoi assi e dal modo in cui è montato. Sono disponibili commercialmente quarzi con frequenze di risonanza che vanno da pochi KHz fino a centinaia di MHz e con valori di Q che variano da diverse migliaia fino a valori dell’ordine di 106 ÷ 108. Questo valore di Q straordinariamente alto, assieme al fatto che il quarzo è estremamente stabile nel tempo ed al variare della temperatura (fig. 7.10), spiega l’eccezionale stabilità in frequenza ed il bassissimo rumore di fase (-140 dBc/Hz ÷ -120 dBc/Hz) degli oscillatori basati su questo componente. ∆f 0 / f 0 40⋅10-6 20⋅10-6

35° 25'

-20⋅10-6 -40⋅10-6

35° 11'

°C -60 Fig. 7.10

-40

-20

0

20

40

60

80

100

Variazione relativa della frequenza di risonanza con la temperatura e l’angolo di taglio

Capitolo 7

Oscillatori

72

7.5.2 Equivalente circuitale

Il circuito elettrico equivalente del quarzo è indicato nella fig. 7.11a. Esso è costituito dalla serie di un’induttanza L – avente valore dell’ordine dei mH, quindi notevolmente maggiore di quella realizzabile in forma integrata (4 nH ÷ 5 nH) – di una capacità C (200 fF ÷ 300 fF) e di una resistenza RLS (5 Ω ÷ 10 Ω) associata alle perdite, il tutto in parallelo ad un’altra capacità C' . Quest’ultima rappresenta la capacità elettrostatica tra gli elettrodi che hanno il quarzo come dielettrico, il suo valore (3 pF ÷ 4 pF) è molto maggiore di quello di C . X

RLS

induttiva

C'

L

ωp ωs

C

capacitiva

Modello circuitale del quarzo

Fig. 7.11a

ω

Fig. 7.11b

Reattanza (nell’ipotesi RLS ≅ 0)

Grazie all’elevato valore dell’induttanza, il Q associato ad essa risulta molto alto e ciò fa del quarzo un risonatore di alta qualità che permette di realizzare oscillatori con un rumore di fase estremamente basso. Se si trascura la resistenza R, l’impedenza del cristallo è una reattanza pura jX la cui dipendenza dalla frequenza, rappresentata nell fig. 7.11b, è data dalla (7.32): jX = −

j

⋅

ω 2 − ω s2

ω C ′ ω − ω p 2

2

ω s2 =

1 LC

ω 2p =

1  1 1  ⋅ +  L  C C ′ 

(7.32)

dove ω s è la pulsazione di risonanza serie e ω p quella di risonanza parallelo. 7.5.1 Implementazione

L’implementazione dell’oscillatore ricalca quella già vista per gli oscillatori LC (fig. 7.12). Le differenze stanno nel fatto che stavolta si tratta di un oscillatore con risonatore di tipo serie quindi l’elemento risonante viene posto sugli emettitori piuttosto che sui collettori (in questo caso, alla frequenza di risonanza, il gruppo risonante tende a diventare un cortocircuito) e non vi sono accoppiamenti capacitivi tra le basi e i collettori. Quest’ultima differenza trova spiegazione nel fatto che si è a più bassa frequenza (tipicamente intorno a 5 MHz ÷ 10 MHz) e non in RF, di conseguenza il disaccoppiamento richiederebbe l’uso di grosse capacità e quindi un grande impiego di area di silicio. D’altra parte la realizzazione precedente prevedeva l’uso dei condensatori per ottenere una maggiore dinamica, al fine di minimizzare il rumore di fase dell’oscillatore, in questo caso ciò non è necessario perché l’impiego del quarzo garantisce già un bassissimo rumore di fase anche a basse ampiezze di oscillazione.

Capitolo 7

Oscillatori

73

VCC RL

RL

Q1

Q2

IB

IB VEE

Oscillatore al quarzo

Fig. 7.12

Alla frequenza di risonanza, il risonatore serie è assimilabile ad un cortocircuito anche se in realtà c’è la resistenza associata all’induttore che non è piccola (il Q è alto non perché sia piccola RLS ma perché è elevato il valore di L). Lo stadio differenziale raccoglie dal basso una corrente pari a 2I B e, se l’ampiezza delle oscillazioni è sufficientemente elevata, commuta in uscita tra 2I BRC e -2I BRC . Per lo studio dell’oscillatore si può nuovamente utilizzare il metodo dell’impedenza negativa. A tal fine si può considerare la schematizzazione seguente:

Ra RLS

L

C

Schematizzazione dell’oscillatore

Fig. 7.13

All’accensione del circuito, cioè per piccolo segnale, la resistenza Ra è:

=

Ra

2 g m1, 2

− 2 RL

(7.32)

Per garantire l’innesco delle oscillazioni dovrà essere: Ra

+ RLS < 0

(7.33)

ovvero: 2 g m1, 2

< 2 RL − RLS ⇒ g m1, 2 >

2 2 RL − RLS

e ciò si ottiene fissando opportunamente il valore di I B.

(7.34)

Capitolo 7

Oscillatori

74

Come nel caso degli oscillatori LC, grazie al legame non lineare tra la transconduttanza media e la tensione di uscita, la somma Ra+RLS tenderà a zero all’aumentare dell’ampiezza delle oscillazioni, bloccando il valore di quest’ultima. 7.5.2 Rumore

Nel caso del risonatore serie, si può dimostrare che l’espressione del rumore di fase è: Sθ

=

KT A 2 Req

C  ω 0 

⋅ ⋅



L  ∆ω 

2

(7.35)

che risulta in un certo senso opposta a quella relativa all’oscillatore LC parallelo, data dalla (7.29). Si capisce come in questo caso, grazie alla dipendenza dall’inverso di L, si abbia un bassissimo rumore di fase. Questo è il vantaggio principale degli oscillatori al quarzo che, come si vedrà nel capitolo successivo, vengono utilizzati come riferimento, anche grazie all’elevata stabilità della frequenza di risonanza nel tempo. Il quarzo non può essere integrato per ovvi motivi, quindi, in genere, nei circuiti integrati si lasciano due piedini esterni su cui viene attaccato il quarzo. I segnali forniti da questi oscillatori (sia LC che al quarzo) sono sottoposti ad un effetto di limitazione, in parte all’interno dell’oscillatore stesso (a causa del fatto che la corrente I EE commuta tra Q1 e Q2) ed in parte in uscita dove è posto uno squadratore (limiter). La limitazione è necessaria, sia per pilotare il mixer con una forma d’onda che somigli il più possibile ad un’onda quadra (per evitare errori e per avere una commutazione veloce) che per limitare in ampiezza il segnale di uscita dell’oscillatore, che potrebbe raggiungere valori tali da far saturare il mixer stesso.

Capitolo 8 Anelli ad aggancio di fase (PLL)

8.1 Principio di funzionamento Il PLL (Phase Locked Loop) è un sistema usato in svariate applicazioni. Esso serve fondamentalmente ad agganciare la fase del segnale d’ingresso e a riproporla in uscita opportunamente elaborata. In fig. 8.1 ne è mostrata una possibile realizzazione:

φi +

φf

-

PC

VCO

A

φo

:N Fig. 8.1

Schematizzazione di un PLL

In condizioni di funzionamento lineare il comparatore di fase (PC), che può essere analogico o digitale, fornisce una tensione proporzionale alla differenza tra la fase di ingresso φ i e quella riportata dal feedback, φ f, che viene applicata all’ingresso di un amplificatore avente un elevato guadagno, tale cioè da garantire la precisione del sistema. Il filtro provvede ad attenuare le armoniche di ordine superiore prodotte dal comparatore di fase. Auspicabilmente si vorrebbe un filtro di ordine elevato, si vedrà però che, per problemi di stabilità, ci si dovrà limitare a filtri del primo ordine. In teoria il filtro può precedere o seguire l’amplificatore, comunque, per motivi che si vedranno in seguito, si preferisce porre il filtro dopo o anche all’interno dell’amplificatore. Il VCO dà in uscita un’oscillazione controllata in frequenza dalla tensione d’ingresso. Infine, nel loop di retroazione, si trova il divisore di frequenza (digitale, perché l’uscita del VCO è un livello logico o si rende tale) che riporta in ingresso la fase φ f =φ o /N .

Capitolo 8

Anelli ad aggancio di fase (PLL)

76

In effetti, il divisore opera sulla frequenza del segnale, ma è facile vedere che, grazie al legame tra fase e frequenza, anche la fase subisce la divisione per N : ω f =

1

⋅ ω o ⇒

N

d φ f 1 d φ o 1 = ⋅ ⇒ φ f = ⋅ φ o N d t N d t

(8.1)

Grazie all’alto guadagno del sistema retroazionato risulterà: φ f ≅ φ i

(8.2)

e quindi: φ o ≅ N φ i

(8.3)

Nelle situazioni di interesse però, più che la fase bisogna poter maneggiare la frequenza. Per queso scopo questo basta far seguire il segnale di frequenza in ingresso da un integratore:

φi

ωi 1/s

φf

ωf

+

-

PC

A

VCO

ωo

:N Fig. 8.2

PLL con ingresso in frequenza

Nella condizione di non aggancio il VCO oscilla alla frequenza di oscillazione libera. Quando si applica un segnale periodico con una frequenza ω i relativamente vicina a quella di oscillazione libera (divisa per N ), inizia il processo di cattura. Tale processo non lineare darà origine ad un transitorio di assestamento oltre il quale il PLL si porterà in condizione di aggancio. Da tale istante in poi il sistema fornirà un’uscita alla frequenza ω o =N ωi .

8.2 Analisi di piccolo segnale Trascurando il transitorio di assestamento, caratterizzato da ampi segnali e da non linearità, si passa allo studio in condizioni di funzionamento lineare e quindi ad un’analisi di piccolo segnale, per le quali valgono le considerazioni fatte nel paragrafo precedente. Per far ciò ad ogni singolo blocco viene sostituito un modello incrementale secondo le equazioni mostrate di seguito:

= V DC + k C ⋅ φ i − φ f ) ⇒ v o (s ) = k C ∆φ (s )

Comparatore di fase:

vo

Amplificatore:

vo (s ) = Avi (s )

all’interno della zona di funzionamento lineare

VCO:

ω 0 = f (vi ) ⇒ ω 0 = k 0 vi

intorno ad una precisa frequenza di funzionamento

per piccole ∆φ

Capitolo 8


77

8.2.1 Caratteristiche del filtro

Nel dimensionare il filtro bisogna tener presente il fatto che esso deve essere in grado di ridurre quanto più possibile le spurie prodotte dal comparatore di fase che, secondo lo schema di fig. 8.2, sono state anche accresciute in ampiezza dall’amplificatore. Da considerazioni fatte “a posteriori”, si vede però che non è possibile introdurre nell’anello dei filtri di ordine superiore al primo: è necessario quindi ricorrere a filtri del primo ordine contenenti anche uno zero nella propria funzione di trasferimento, al fine di migliorare la stabilità del sistema stesso. Una prima possibile realizzazione potrebbe essere quella mostrata nella figura seguente: vi

vo R1

R2

|H(jω)|

ωp1

C1

Fig. 8.3

spuria

ωz1

ωsp ω

Filtro passa-basso del primo ordine e grafico della funzione di trasferimento

Per essa si ha: H (s ) =

1 + sR2 C 1 1 + s ⋅ ( R1 + R2 ) ⋅ C 1

(8.4)

Lo zero ed il polo sono realizzati dalla stessa capacità C 1, quindi, essendo ω z1 >>ω p1, sarà anche R2 <
1 + sR2 C 1 1 + sR1C 1

(8.5)

In altre parole è come se il polo non avesse risentito della presenza dello zero. Questo tipo di realizzazione può anche andar bene, tuttavia si può notare che, a parte i casi in cui ω p1 <ω sp <ω z1, la presenza dello zero diminuisce la reiezione nei confronti della spuria rispetto alla situazione a singolo polo (tratteggiata in figura). In questo caso l’attenuazione cui è soggetta la spuria è: ASP

=

ω z1 ω p1

(8.6)

Poiché si è quasi sempre nella situazione in cui ω sp>ω z o ω sp>>ω z, l’approccio visto può essere poco soddisfacente; si introduce allora un secondo polo dopo lo zero (fig. 8.4), in una posizione molto avanzata rispetto all’ ω GBW , così da minimizzarne gli effetti negativi sul margine di fase.

Capitolo 8


vi

vo R1

R2

C2

|H(jω)|

ωp1

spuria

ωz1

C1

Fig. 8.4

78

ωp2

ωsp ω

Filtro passa-basso migliorato e grafico della funzione di trasferimento

La nuova funzione di trasferimento è: H (s ) =

1 + sR2 C 1 1 ⋅ 1 + sR1C 1 1 + sR2 C 2

(8.7)

con R2 <ω p2) diventa: ASP

=

ω z1 ω sp ⋅ ω p1 ω p 2

(8.8)

8.2.2 Caratteristiche dell’amplificatore

Come detto prima, c’è la possibilità di “incastrare” il filtro all’interno dell’amplificatore che però deve avere le seguenti caratteristiche:

• ampia dinamica: è necessaria per far variare le capacità dei varactor del VCO entro un ampio range, facendole dominare su quelle parassite e permettendo l’oscillazione su un ampio spettro di frequenze; • elevato guadagno: necessario per una buona precisione del sistema; • possibilità di spegnimento in maniera semplice: nei momenti in cui il PLL non è in funzione può essere conveniente, per evitare l’introduzione di rumore e risparmiare in termini di dissipazione di potenza, provvedere allo spegnimento. Un esempio di realizzazione integrata amplificatore-filtro può essere quello che sfrutta la topologia del tipo “ stacked mirror”, mostrata in fig. 8.5, nella quale sono stati impiegati degli specchi semplici, piuttosto che “cascode” o “Wilson”, allo scopo di mantenere alta la dinamica del segnale di uscita. Questa soluzione integrata permette di sfruttare la resistenza attiva di uscita dell’amplificatore per realizzare la R1 (molto grande) del filtro che, altrimenti, avrebbe richiesto l’impiego di molta area di silicio. Spesso viene utilizzato un comparatore di fase digitale quindi l’uscita dell’amplificatore sarà una corrente commutata tra I EE e -I EE che andrà ad iniettare e a prelevare carica dalle capacità costituenti il filtro. Questo blocco prende quindi anche il nome di “ charge pump”. Per eseguirne lo spegnimento basta spegnere il generatore di polarizzazione I EE .

Capitolo 8


R5

R3

Q5

R4

Q3

Q4

Q1

Q2

79

R6 Q6

vo

vi

R2

C2

C1 IEE Q8

Q7 R7

Fig. 8.5

R8

Amplificatore “stacked mirror” con filtro passa-basso

8.2.3 Stabilità dell’anello

Per lo studio della stabilità bisogna prendere in esame la funzione di trasferimento A(s) relativa all’intero sistema:

A(s ) =

ω o (s ) ω i (s )

k C k 0 A0 H (s )

= 1+

s k C k 0 A0 H (s )

(8.9)

sN

che può essere anche scritta mettendo in evidenza, al denominatore, il termine che costituisce la limitazione in frequenza dell’anello: N

A(s ) =

1+ s ⋅

N

(8.10)

k C k 0 A0 H (s )

dove con H(s) è stata indicata la funzione di trasferimento del filtro, riportata dalla (8.7). Per frequenze sufficientemente piccole, cioè dentro la “banda” della (8.10), la frequenza di uscita è N volte quella d’ingresso. Per studiare A(s) è necessario esplicitare la H(s) e ciò lo si fa tramite due approssimazioni.

Capitolo 8


80

In primo luogo bisogna osservare che ciò che vi è di significativo sta certamente prima della ω T e quindi prima del secondo polo ω P2, il cui contributo può essere perciò trascurato: H (s ) ≅

1 + sR2 C 1 1 + sR1C 1

(8.11)

Le frequenze di interesse cioè quelle attorno alla ω C (frequenza del polo dominante di A(s)) coincidono con quelle prossime alla ω T del guadagno d’anello e sono quindi molto maggiori di ω P1 e di ω Z. Allora, nei dintorni di ω C: H (s ) ≅

R2

(8.12)

R1

La (8.10) diventa: N

A(s ) =

1+ s ⋅

N k C k 0 A0

⋅

(8.13)

R1 R2

da cui si vede che la banda di A(s) è: ω C =

k C k 0 A0 R2 N

⋅

(8.14)

R1

Allo stesso risultato si può giungere analizzando direttamente il guadagno d’anello, da cui si hanno informazioni sulla stabilità e la banda ad anello chiuso: T (s ) =

1 k 0 k C A0 H (s ) ⋅ s

(8.15)

N

Dalla fig. 8.5 si vede chiaramente che è la presenza dello zero del filtro a permettere la stabilità dell’anello: |T(jω)|

ωp2 ωp1

Fig. 8.5

Modulo del guadagno d’anello

ωz1 ωT

ω

Capitolo 8


81

8.2.4 Dimensionamento

Il limite superiore di ω T è definito dall’applicazione, conviene scegliere perciò il minimo valore per avere meno problemi di stabilizzazione. Ai fini del calcolo di ω T si può ritenere valida la (8.12), quindi l’equazione (8.15) fornisce: T ( jω T )

=1=

1 ω T

⋅ k C k 0 A0 ⋅

R2 R1

⋅

1

(8.16)

N

da cui si ottiene: ω T = k C k 0 A0 ⋅

R2

⋅

1

(8.17)

R1 N

che ovviamente coincide con la banda ad anello chiuso, calcolata nella (8.14). Un’ulteriore condizione da tenere in considerazione è poi quella riguardante l’attenuazione delle spurie, indicata nella (8.8) e riportata di seguito: ASP

=

ω z1 ω sp ⋅ ω p1 ω p 2

(8.18)

Un’altra equazione di progetto è quella per il calcolo del margine di fase: MF = 90 − arctg ω T ω p1 + arctg(ω T ω z1 ) − arctg ω T ω p 2

(8.19)

Fissata la banda, in queste ultime equazioni gli unici gradi di libertà si hanno sui valori di R1 ed R2, mentre gli altri parametri rimangono fissati dal tipo di tecnologia adottata. 8.2.5 Rumore

Per valutare il rumore di fase in uscita, Sθ ,o, bisogna considerare il modulo quadrato della (8.10), tramite cui si trasferisce lo spettro Sθ ,i dovuto al riferimento: 2

S θ , o

N

= S θ ,i ⋅ 1 + jω ⋅

(8.20)

N k C k 0 A0 H ( jω )

Sfruttando la (8.12) la (8.20) può essere approssimata dalla (8.21): 2

S θ , o

N

≅ Sθ ,i ⋅ 1 + jω ⋅

N

⋅

R1

k C k 0 A0 R 2

= Sθ ,i ⋅

N 2



1 +  ω ⋅ 

N

⋅

R1 



k C k 0 A0 R 2 

2

(8.21)

Capitolo 8


82

Dalle (8.20) e (8.21) si possono trarre delle importanti conclusioni:

• alle frequenze contenute entro la banda del PLL lo spettro di rumore si riporta in uscita con ampiezza approssimativamente proporzionale ad N 2; • a parità di condizioni, lo spettro del rumore in uscita cresce all’aumentare della banda del filtro; • i valori di R1 ed R2 possono essere scelti anche per minimizzare il trasferimento del rumore sull’uscita, in accordo alla (8.21). 8.2.6 Tempo di aggancio, errore e dinamica

Il processo di aggancio non è istantaneo, come già accennato, ma necessita di un transitorio durante il quale il PLL va ad assestarsi alla frequenza impostata. Il comportamento del PLL durante questa fase temporanea è riconducibile ad alcune caratteristiche intrinseche al sistema, che vengono di seguito analizzate. Si supponga che al tempo t 0 il PLL sia stabilizzato su una frequenza ω LO1 e che all’istante t 1 il microprocessore imposti la frequenza ω LO2 inviando un’opportuna parola digitale al divisore. Il PLL risponderà portandosi alla frequenza desiderata solo al tempo t 2 cioè dopo un ∆t durante il quale l’uscita avrà avuto un’evoluzione del tipo di quella mostrata in fig. 8.6. ωo

Fascia di errore

ωLO1

ωLO1 t0 Fig. 8.6

∆t t1

t2

t

Transitorio di aggancio

Chiaramente la frequenza ω o si assesterà tanto meglio quanto maggiore sarà il ∆t a disposizione. Una delle specifiche richieste al PLL è quindi proprio il tempo ∆t , in relazione all’accuratezza desiderata. Si definisce quindi, secondo l’applicazione, una fascia di errore (ad es. 10 Hz ÷ 50 KHz) e si quantifica il tempo necessario perché il sistema si assesti entro quel determinato margine di errore. Il parametro ∆t , detto “pull-in time” (tempo di aggancio), è legato alla banda del sistema e allo slew rate dell’amplificatore ([MHz / µs]). Quest’ultima grandezza definisce il tempo di risposta perché è quella che caratterizza l’andamento iniziale del transitorio: durante l’intervallo di tempo in cui agisce lo slew rate è come se il loop fosse aperto, superata questa zona con andamento lineare (cui corrisponde un funzionamento non lineare del PLL) il loop si aggancia. La limitazione dello slew rate proviene, come detto sopra, dall’amplificatore, dove spesso si hanno circuiti in classe A che pongono dei limiti alle correnti erogabili per caricare le capacità di carico o di compensazione.

Capitolo 8


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Il PLL ha una propria dinamica, definita dall’escursione massima di frequenza in ingresso (“lock range”) o in uscita (“tuning range”). La dinamica è vincolata essenzialmente dall’amplificatore poiché è proprio quest’ultimo che deve fornire la tensione di controllo al VCO per caricare i varactor. Un amplificatore con maggiore dinamica di uscita riuscirà a far variare in un range più ampio la frequenza di uscita del VCO permettendo di mantenere l’aggancio su una gamma maggiore di frequenze. Un’altra limitazione può venire anche dal comparatore di fase che al di là di una certa differenza di fase (in genere 90°) cessa di comportarsi linearmente. A parità di prestazioni, un PLL con dinamica maggiore è certamente migliore di un PLL con dinamica più limitata.

8.3 Applicazioni del PLL 8.3.1 Riferimento a frequenza variabile

Un classico utilizzo del PLL è quello che permette di generare il segnale dell’oscillatore locale e di muoverlo in maniera accurata per selezionare il canale. Ad esempio, nel caso del GSM, si ha un canale ampio 200 KHz intorno ai 900 MHz; è necessario quindi avere delle precisioni dell’ordine dell’Hertz per selezionare i vari canali. Difatti, se la ω LO non è molto accurata, si rischia di perdere informazione – dato che il filtro di canale è molto selettivo – o di causare la sovrapposizione dei canali. Tutto ciò si traduce in riduzione del rapporto S/R e quindi in peggioramento del BER. Naturalmente, a causa delle tolleranze, non si può pensare di ottenere una ω LO precisa partendo da un VCO. In questi casi si ricorre dunque al PLL che permette di realizzare un clock a centinaia di MHz, accurato, regolabile, con basso rumore di fase, partendo da un buon riferimento al quarzo, operante in genere intorno ai 10 MHz, e programmando opportunamente il divisore. Detta ω R =ω i la frequenza di riferimento posta in ingresso, in uscita si avrà: ω o = N ω R

(8.22)

N intero

Se il salto minimo richiesto dall’applicazione per la frequenza di uscita è minore della frequenza di riferimento, si può generare un sottomultiplo dividendo la frequenza generata dal quarzo prima di porla in ingresso:

ωR

:M

ωq

PLL :N

ωo µP

Fig. 8.7

Riferimento a frequenza variabile

Secondo lo schema di fig. 8.7 il microprocessore imposta opportunamente i valori M ed N sui divisori, in tal modo la ω o sarà: ω o = N ω q =

N M

⋅ ω R

(8.23)

Capitolo 8


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8.3.2 Modulatore

L’operazione che si vuole compiere è quella di generare il segnale Acos[ω RF t +φ (t)] partendo da una portante Acos(ω RF t) e dall’informazione φ (t). Si tratta dello stesso compito cui assolve il mixer up converter, però potrebbe essere vantaggioso affidare tale incarico al PLL visto che in ogni caso esso sarà presente all’interno del transceiver per generare la ω LO in fase di ricezione. Si può quindi risparmiare sul mixer up-converter utilizzando il PLL anche durante la trasmissione, per modulare il segnale da inviare all’antenna. Il funzionamento può essere spiegato con riferimento all fig. 8.8: Clock

D/A

vBB(t)

ωR

+

1/s

-

PC

VCO

A

DSP

ωLO

SA :N Fig. 8.8

PLL con funzione di modulatore

In primo luogo bisogna generare il canale ωRF su cui trasmettere: in questa situazione SA è chiuso e vBB(t) =0; il DSP programma il divisore. Trascorso il tempo di assestamento del PLL, il DSP apre SA e introduce vBB(t). Supposto che durante l’intervallo di tempo successivo all’apertura del loop sia ancora ω LO =ω RF , all’uscita del VCO si ha: ω o = ω RF + k 0 v BB (t )

(8.24)

e quindi il segnale: vo

= A ⋅ cos ω RF t + ∫ k 0 v BB (τ )d τ

(8.25)

Il tipo di modulazione dipende da ciò che il DSP pone in vBB(t): se ad es. fa sì che &(t ) si avrà una modulazione di frequenza, visto che risulterà k v (τ )d τ = φ (t ) ; k 0 v BB (t ) = φ ∫ 0 BB altrimenti, se viene reso k 0 vBB(t) =φ (t) si avrà una modulazione di fase. In precedenza è stato supposto che all’apertura di SA la ω LO sia rimasta invariata. Tale ipotesi è però valida soltanto se all’ingresso del VCO si mantiene la stessa tensione. A questo proposito si può osservare la schematizzazione della sezione finale di questo modulatore (fig. 8.8). Nella fase di controllo dei varactor (SA chiuso ≡ I EE acceso) si ha vBB =0 e quindi: v C

=

R1

+ R2 R1

⋅ V F

(8.26)

Nella seconda fase (SA aperto ≡ I EE spento) i condensatori che costituiscono il filtro si scaricano molto lentamente: con una corrente inversa sui transistori dell’amplificatore e con la corrente di

Capitolo 8


85

polarizzazione verso l’operazionale (che può essere resa piccola o anche annullata se si utilizzano stadi d’ingresso a mosfet). Durante questo intervallo di tempo il DSP immette la vBB(t), quindi si ha: v C

=

R1

+ R2 R1

V F

±

R2 R1

v BB (t )

(8.27)

Il primo addendo della (8.27) dà luogo ad ω RF mentre il secondo genera delle variazioni ∆ω intorno ad essa: ω LO = ω RF ± ∆ω

(8.28) vBB

Q3

Q4

R2 R1

ωLO

VF Q1

Q2

vC VCO

Filtro

vi IEE

Fig. 8.9

Sezione finale del modulatore

8.3.3 Demodulatore

Durante la ricezione si può utilizzare il PLL come demodulatore: AIFcos(ωIFt+φ) 1/s

+

-

A/D PC

A :N (fisso)

Fig. 8.10

PLL con funzione di demodulatore

vC

VCO

DSP

ωo

φ(t)

Capitolo 8


86

Non è possibile demodulare dopo l’LNA, per via del fatto che il segnale è ancora piccolo, e nemmeno subito dopo il mixer perché sono ancora presenti tutti i canali. La posizione adatta per il demodulatore è dopo il filtro di canale: in questo modo si evita l’utilizzo di un ulteriore mixer per trasferire il segnale in banda base. Analizzando la fig. 8.10 si ha: & ω o = N ⋅ ω IF + φ

(8.29)

ed essendo k o v C

= N φ &

(8.30)

si ottiene: & = v ⋅ k o φ C

N

(8.31)

Il rapporto k 0 / N è fisso (N è fissato) ed è noto, il DSP può ricavare quindi l’informazione contenuta in φ (t) mediante un’operazione di integrazione su vC .

Capitolo 9 Cenni sui convertitori A/D

9.1 Principio di funzionamento All’interno della catena di ricezione è presente il convertitore analogico-digitale, il cui compito è quello di convertire in forma digitale il segnale proveniente dalla precedente sezione analogica, per renderlo trattabile dal DSP. Lo schema di principio di un ADC è mostrato nella figura seguente: Campionatore

vi

N bit Quantizzatore

Codificatore

vo

f S Fig. 9.1

Schema a blocchi di un convertitore analogico-digitale

Il segnale d’ingresso vi viene applicato al blocco campionatore che legge e memorizza il valore di tensione ad intervalli di tempo costanti e con frequenza f S. Il convertitore ad N bit ha a disposizione un numero 2N di livelli quantici, in un range di tensioni delimitato da quelle di alimentazione, entro cui piazzare, ad ogni istante di campionamento, l’ampiezza del segnale analogico. I due blocchi successivi, quantizzatore e codificatore, hanno proprio lo scopo di assegnare una parola digitale ad N bit al valore di ampiezza del segnale fornito dal campionatore, per ogni istante di campionamento. La risoluzione del convertitore è quindi tanto maggiore quanto più alto è il numero di bit a disposizione. Se si indica con ∆ la larghezza dello step quantico, quando si codifica un campione viene commesso un errore che va da -∆/2 a ∆/2. Questo errore, detto di quantizzazione, diminuisce all’aumentare del numero di bit e si può quindi rendere piccolo a piacere, in funzione dell’applicazione specifica.

Capitolo 9

Cenni sui convertitori A/D

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9.2 Rapporto segnale-rumore di quantizzazione Si può definire il rumore di quantizzazione nQ(kT S) come la differenza tra il valore di tensione d’ingresso all’istante kT S (T S: periodo di campionamento), vi(kT S) e quello del corrispondente campione d’uscita x∆(kT S): nQ (kT S ) = vi (kT S ) − x ∆ ( kT S )

(9.1)

Si può dimostrare che, sotto certe condizioni, la densità di probabilità dell’errore di quantizzazione P(nQ) si può assumere uniforme: P(nQ) 1/ ∆

x∆ -∆/2 Fig. 9.1

∆/2

Eerrore di quantizzazione

Per calcolare il rapporto S/N bisogna calcolare la varianza del processo che rappresenta la potenza media di rumore di quantizzazione: ∆2

2

σ =

x P(n )dx ∆ ∫ −∆ 2 2

Q

∆2 = 12

(9.2)

dove:

∆=

− V min

V MAX

2

(9.3)

N

Se in ingresso si ha un segnale sinusoidale, con ampiezza pari ad A, risulta: 1 A2 S N = ⋅ 2 2 σ

(9.4)

Sostituendo le (9.2) e (9.3) nella (9.3) si ottiene: S N = 6 ⋅

A2 V MAX

− V min

⋅ 2n

(9.5)

Per massimizzare quindi il rapporto S/N bisogna aumentare il più possibile l’ampiezza del segnale in ingresso – cioè far sì che essa copra tutto il range di tensioni di funzionamento del convertitore – e scegliere poi la risoluzione più opportuna in base alle esigenze. In genere si utilizzano convertitori aventi risoluzione da 6 a 8 bit, con V MAX –V min =3V .

Integrazione Lezioni Breglio ET

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