Componentes Electrónicos para Audio e Imagen.pdf

Para audio e imagen

En este lib ro se estu dia n todos aque llo s

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COMPONENTES ELECTRÓNICOS

com ponentes electrónicos que son com unes a

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cualquier aparato de consum o. Cada uno de los componentes se estudia de manera monográfica, tanto desde el punto de vista de su diseño y

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fabricación com o desde el de sus características té cn ica s, las cuales se d e sarro llan con gran

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dados por los fabricantes. M erecen especial atención las referencias a los p e q u e ñ o s c o m p o n e n te s de m o n ta je superficial (SMD), tan empleados en los modernos aparatos electrónicos com pactos.

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Técnico en electrónica

COMPONENTES ELECTRÓNICOS Para audio e imagen

Francisco

Ruiz

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Vassailo

A unque se han tom ado todas las precauciones n ecesarias para asegurar la exactitud de las inform aciones proporcionados en este libro, ni el autor ni el ed ito r pueden se r considerados responsables d e las consecuencias derivadas de inform aciones incorrectas o m al presentadas, asi co m o ta m p o c o d e o m i siones o errores q u e se hubieran p o dido producir en la realización de este libro.

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Diseño de cubierta: Singular S.L. M aquetación y diseño: RBA Realizaciones S.A. Ilustraciones: Luis Bogajo y Santiago Boix © Francisco Kuiz Vassallo © Grupo Editorial Ceac, S.A., 2 000 Para la presente versión y edición en lengua castellana Ediciones Ceac es marca registrada por Grupo Editorial Ceac, S.A.

Grupo Editorial Ceac, S.A. Perú, 164 - 0 8 0 2 0 Barcelona Internet: http://www.ceacedit.com

Contenido

1

Conductores y circuitos impresos

7

2

Conectores

31

3

Resistencias

45

4

Resistencias ajustables y potenciómetros

67

5

Condensadores

81

6

Bobinas y ferritas

115

7

Transformadores y autotransformadores

135

8

Resistencias no lineales

159

9

Diodos rectificadores

191

10

Diodos Zener

213

11

Diodos varicap y conmutadores de banda

225

12

Diodos emisores de luz

235

13

Transistores bipolares

249

14

Transistores unipolares

287

15

Circuitos integrados

313

16

Radiadores de calor

349

17

Cristales y cerámicas piezoeléctricas

365

18

Displays de cristal líquido

379

Abreviaturas

393

índice

395

5

Conductores y circuitos impresos

Capítulo 1

INTRODUCCIÓN La conexión eléctrica entre los componentes de un circuito electrónico se realiza mediante hilos y cables de cobre, o mediante circuitos impresos. Los circuitos impresos son láminas de material aislante, más o menos rígidas, sobre las que se disponen unas tiras de cobre -e n una o en ambas caras- por las que circulan las señales eléctri cas de unos componentes a otros. El hecho de utilizar como elemento preferente de Interconexión el circuito impreso no quiere de cir que no se utilicen hilos y cables conductores, empleados sobre todo para la interconexión entre placas de circuitos impresos y entre éstas y otros componentes externos tales como, por ejemplo, Interruptores, altavoces, antenas, etc.

CLASIFICACIÓN DE LOS CONDUCTORES En una primera clasificación se pueden dividir los conductores en dos grandes grupos: • •

conductores para bajas frecuencias conductores para altas frecuencias

Para las corrientes de baja frecuencia se utilizan hilos y cables conductores, aislados o no, así como circuitos Impresos. Para las líneas transmisoras de radiofrecuencia se emplean cables especiales, como, por ejemplo, los cables coaxiales, y los circuitos impresos. Veamos las características técnicas que deben presentar todos estos elementos de intercone xión, empezando el estudio por los hilos y cables.

HILOS Y CABLES CONDUCTORES Se denomina conductor todo material que permita el paso continuo de una corriente eléctrica cuan do es sometido a una diferencia de potencial eléctrico. Todos los materiales en estado sólido y líquido tienen propiedades conductoras, pero ciertos ma teriales son relativamente mejores conductores que otros, y algunos están casi totalmente despro vistos de esta propiedad. Por ejemplo, los metales son los mejores conductores, mientras que los óxidos y sales metálicas, minerales, materias fibrosas, etc., tienen conductividad relativamente baja que, no obstante, queda afectada favorablemente por la absorción de la humedad. Aunque todos los metales son buenos conductores de la electricidad, la comparación entre unos y otros demuestra que la plata, el cobre y el aluminio, son los que presentan menor resistividad, por lo que son los más idóneos para la fabricación de hilos y cables para la conducción de la corriente eléctrica. En la práctica, y salvo casos muy especiales, la plata, a pesar de ser el mejor conductor, queda descartada por su elevado precio, por lo que la fabricación de conductores queda limitada a la utilización del cobre y el aluminio.

7

ELECTRÓNICOS

Comparando el cobre con el aluminio el primero resulta ser mejor conductor, pero su precio es más elevado. Sin embargo, y debido a que la cantidad de cobre que se utiliza en un circuito elec trónico es pequeña, apenas si se encarece por la utilización de este metal, proporcionando a cam bio unas mejores características, por lo que el cobre es el metal más utilizado en la fabricación de todo tipo de conductores para circuitos electrónicos. Los conductores utilizados en electrónica para interconectar componentes que trabajan en baja frecuencia se fabrican en forma de hilos o de cables de cobre. Recibe el nombre de hilo conductor aquél que está formado por un único conductor, cilindrico o plano, de sección muy pequeña en comparación con su longitud, con y sin aislamiento (figura 1.1), y cuya principal característica, desde el punto de vista mecánico, es la de presentar una cierta rigi dez, tanto mayor cuanto mayor sea su sección.

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ir a)

1.1 a) Hilo conductor desnudo b) Hilo conductor aislado. c) Hilo conductor plano sobre soporte flexible.

Este tipo de conductor no debe someterse a esfuerzos mecánicos de torsión ni dobladura, pues se rompe con facilidad. Su principal aplicación se encuentra en la realización de puentes en tre pistas de circuitos impresos, pues debido a su rigidez resulta fácil introducirlo por los orificios del circuito impreso. Otra aplicación importante es la fabricación de bobinas, tanto de alta como de baja frecuencia, y la de transformadores de baja frecuencia. Los cables están formados por un número más o menos elevado de hilos conductores trenza dos entre sí (figura 1.2), lo que proporciona una gran flexibilidad y una gran resistencia mecánica a la rotura por torsión o dobladura.

1.2 Forma constructiva de un cable conductor.

Su principal aplicación se encuentra en la conexión entre componentes y circuitos que, por su especial disposición, pueden modificar su posición entre ellos. Así, por ejemplo, todas las conexio nes entre componentes de un televisor, como el tubo de rayos catódicos, altavoz, potenciómetros, etc. (que están dispuestos de forma fija en el mueble) y los circuitos impresos a ellos conectados (que se deslizan mediante guías para extraerlos del mueble en caso de reparación) se realizan me diante cables. También está obligado por norma el uso de cables en la conexión de los aparatos a la red eléc trica de alimentación, ya que el continuo uso de éstos por parte del usuario daría lugar a la rotura del conductor si fuese un hilo rígido. Dado que en electrónica el sistema de conexión es normalmente la soldadura, la mayor parte de los conductores de cobre están estañados, tanto si son hilos como cables, facilitándose con ello la soldadura. Com o la mayor parte de los circuitos electrónicos se alimentan con tensiones y corrientes de pequeño valor, la sección de los conductores es muy reducida, aunque siempre conviene cono cer la intensidad de corriente que ha de circular por ellos para evitar calentamientos y averías inesperadas.

CONDUCTORES Y CIRCUITOS IMPRESOS

En algunos oasos, cuando no existe posibilidad alguna de contacto eléctrico entre conductores, o entre éstos y otras partes del circuito -lo que daría lugar a cortocircuitos-, se emplean conduc tores desnudos, es decir, sin aislamiento eléctrico. Por el contrario, cuando se sospecha un posi ble contacto eléctrico es imprescindible utilizar conductores recubiertos con material aislante. También se utilizan conductores aislados en aquellos casos en los que, aun sin existir posibili dad de cortocircuitos, interese distinguir unos cables de otros mediante recubrimientos de distintos colores. Para el recubrimiento de los conductores se emplean materiales aislantes muy diversos, depen diendo el tipo utilizado de la tensión eléctrica, temperatura, humedad y otras condiciones ambienta les. Actualmente está generalizado el uso de lacas y materiales plásticos, tales como el cloruro de polivinilo y el teflón, en distintos grosores de recubrimiento. En muchos casos se añade una cubier ta de fibra de vidrio o de nailon. En la industria electrónica se emplean gran variedad de conductores aislados, por lo que resul ta prácticamente imposible reseñarlos todos. Así, además de una amplia gama de secciones, los conductores (figura 1.3) pueden ser unifilares, bifilares, trifilares, etc., puesto que en muchos casos se precisan múltiples líneas de interconexión entre los circuitos.

d) 1.3 a) Cable conductor aislado unifilar. b) Cable conductor aislado bifilarcon cubierta, c) Cable conductor aislado trifilar con cubierta, d) Cable conductor aislado multitilar con cubierta.

Otra particularidad de los conductores aislados utilizados en electrónica es el color de su aisla miento, el cual adopta diferentes colores con el fin de facilitar el montaje y seguimiento de los cir cuitos. Este sistema de identificación, mediante colores, es esencial en las mangueras de conduc tores, pues elimina la necesidad de marcar los extremos de cada uno de ellos. El grupo de conductores de la figura 1.4 recibe el nombre de conductor plano.

1.4 Conductor plano formado por cables aislados Individualmente con PVC, y codificados por colores.

Consiste en una serie de cables conductores aislados individualmente, dispuestos en un mismo plano (uno al lado de otro) y recubiertos en su conjunto por un plástico transparente que los man tiene unidos y permite, al mismo tiempo, distinguir el color de cada uno. Estos conductores susti-

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tuyen a las mangueras formadas por varios conductores sueltos, que deben mantenerse unidos me diante cintas aislantes u otros elementos de sujeción. El plástico transparente que recubre los conductores posee escasa resistencia mecánica, por lo que resulta fácil separar los conductores cuando el número que se precise de ellos sea inferior al número de conductores que contiene el conductor plano, o cuando se deba efectuar la desviación de uno de ellos en el curso de la trayectoria del conjunto. Estos conductores resultan idóneos cuando deben ¡nterconectarse dos circuitos electrónicos mediante conexiones enchufables, como ocurre, por ejemplo, entre dos módulos de un televisor. Cada uno de los cables que forman el conductor plano está formado por varios hilos trenzados de pequeña sección; por ejemplo, siete hilos de 0,2 mm de diámetro. Aunque la primera impresión es que los conductores de este tipo no soportarán intensidades o tensiones altas, se puede afirmar que conductores planos como los de la figura 1.4 son capaces de soportar 250 V de tensión alterna entre cables adyacentes, y dejar pasar corrientes eléctricas de hasta 1,4 A a una temperatura ambiente de 70 "C. Se fabrican en versiones de 10 y 20 vías (cables). Los colores utilizados para identificar cada uno de los cables siguen la misma norma del código de identificación de resistencias y condensa dores, tal y como se comprueba en la tabla 1.1.

Tabla 1.1 Código de colores para la identificación de cables planos.

cable n,°

color

cable n.°

1

marrón

6

2

rojo

3

color

color

cable n.iJ

cok»

cable n.°

azul

11

marrón

16

azul

7

violeta

12

rojo

17

violeta

naranja

8

gris

13

naranja

18

gris

4

amarillo

9

blanco

14

amarillo

19

blanco

5

verde

10

negro

15

verde

20

negro

Un dato que debe tenerse presente cuando se utilizan cables planos es la capacidad que se fo r ma entre núcleos adyacentes, ya que dos conductores eléctricos separados por un aislante forman una capacidad parásita que puede afectar al buen funcionamiento del circuito, sobre todo si se tra baja con señales de radiofrecuencia. En el caso de los cables de la figura 1.4 la capacidad entre conductores adyacentes es de 50 pF por metro de longitud del cable. El cable plano de la figura 1.4 no es adecuado para ser utilizado en un sistema de conectores de cin ta. Para eso se fabrican cables planos de tipo IDC, codificados o no por colores, como el de la figura 1.5.

1.5 Cable plano IDC.

El cable plano de la figura 1.5 presenta grandes ventajas en lo que respecta a la reducción de espacio y peso, y se utilizan en ordenadores y equipos de audio o digitales. Está formado por con ductores de hilo de cobre estañado trenzado, colocados en paralelo y laminados entre capas de PVC (pollcloruro de vinilo) gris para formar el cable plano. El paso entre conductores está normalizado en 1,27 mm y la capacidad parásita entre ellos es de unos 50 pF por metro de longitud. Soportan tensiones continuas entre cables adyacentes de 300 V y la corriente nominal que puede soportar cada uno de los cables es de 1 A.

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Todos los conductores citados son ¡dóneos para la circulación de corriente continua o alterna de baja frecuencia, pero si la señal a transportar es de alta frecuencia se produce una radiación de energía electromagnética que puede afectar a otros componentes y circuitos próximos (e incluso alejados, si la energía transportada es elevada), es decir, el aislamiento plástico no evita la radiación ni la captación de señales de radiofrecuencia por parte del cable.

1.6

Cables apantallados para el transporte de señales de radiofrecuencia.

Para evitar esto, en las etapas de radiofrecuencia se utilizan cables apantallados, como los de la figura 1.6. Estos cables son idénticos a los anteriores, pero se les añade en fábrica una malla de cobre flexible tejida sobre el aislante, que hace de pantalla para las señales de alta frecuencia. La malla de cobre se recubre, en ocasiones, con una cubierta protectora aislante. El blindaje debe conectarse siempre a masa del circuito para que sea eficaz.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS CONDUCTORES Las características técnicas de los conductores definen sus propiedades eléctricas, mecánicas y fi sicoquímicas. Dado que en electrónica los conductores no están sometidos a elevados esfuerzos mecánicos ni a agentes químicos, sólo estudiaremos las propiedades eléctricas, tanto del material conductor como del aislante que lo recubre, añadiendo para este último sus propiedades químicas. En lo que respecta al material conductor, las características eléctricas principales son: • • • • •

Resistencia eléctrica. Resistividad eléctrica. Conductividad eléctrica. Densidad de corriente. Resistencia al paso de corrientes de alta frecuencia.

Respecto al aislamiento, las características técnicas que debemos considerar son las siguientes: • • • • • • •

Resistencia de aislamiento. Rigidez dieléctrica. Constante dieléctrica. Inflamabilidad. Temperatura de seguridad. Resistencia al ozono. Resistencia a la luz solar.

Resistencia eléctrica Por bueno que sea un material conductor siempre ofrece una cierta oposición al paso de la corrien te eléctrica, que debe tenerse presente en algunas aplicaciones. Para un material conductor la resistencia u oposición al paso de la corriente eléctrica (R) es, en general, independiente de la tensión a él aplicada (V) y de la corriente que por él circula (7); es, en rea lidad, un parámetro que depende de la naturaleza y dimensiones del material.

11

ELECTRÓNICOS

En conductores de sección uniforme la resistencia es directamente proporcional a la longitud (/) e inversamente proporcional a la sección (S):

Siendo p un coeficiente de proporcionalidad distinto para cada material conductor, denominado re sistividad.

Resistividad eléctrica La resistividad eléctrica, o resistencia específica, es la medida de la resistencia eléctrica de una cantidad de material dado, que permite su comparación con la de otro material con las mismas dimensiones. La fórmula para el cálculo de la resistividad es: RS P=^ Si R se mide en ohmios, S en milímetros cuadrados y / en metros, la resistividad queda expresada en ohmios por milímetro cuadrado y metro, es decir: x mm2

Como en electrónica sólo se utiliza el cobre en la fabricación de hilos y cables, el único valor de re sistividad que interesa es el de este material, cuyos valores más corrientes se indican en la tabla 1.2:

Cíase de cobre

Tabla 1.2 Resistividad a 20 °C de cobres utilizados en electrónica.

Resistividad a 20 °G (Q ■mm2/m)

Puro

0,0167

Recocido

0,0172

Duro

0,0176

Duro telefónico

0,0246

Conductividad eléctrica La conductividad eléctrica es la inversa de la resistividad, definida en el parágrafo anterior, y está expresada por: , - 1- 1 7 ~ p " RS La conductividad se expresa normalmente en Siemens p o r metro y milímetro cuadrado de sección, es decir: Sx m Y= n r f Siendo el Siemens (S) la inversa de la unidad de resistencia eléctrica (Q).


Densidad de corriente Recibe la denominación de densidad de corriente eléctrica (J) el cociente de la intensidad de c o rriente que circula por el conductor por su sección. Si se utiliza, como es normal, la sección expresada en mm2, la densidad de corriente viene dada en amperios por milímetro cuadrado de sección (A/mm2). La fórmula para el cálculo de la densidad de corriente es:

Así, una densidad de corriente de 2 A/m m 2 significa que por el conductor circulan 2 A por cada mi límetro cuadrado que posea su sección. Los conductores eléctricos presentan un límite de densidad de corriente que no debe ser sobrepa sado con el fin de evitar sobrecalentamientos excesivos y caídas de tensión anormales. Como orienta ción, diremos que la densidad de corriente máxima admitida por un hilo conductor está comprendi da entre 2 y 3 A por mm2 de sección, lo que quiere decir que, considerando como valor medio el de 2,5 A/mm2, un conductor de 0,159 mm2 de sección sólo admite una intensidad de corriente máxima de:

I = JS =

x o,159 mm2 = 0,4 A 1 mm

Así, si se considera como límite el de 2,5 A/m m 2, y si por el conductor ha de circular una corriente superior a 400 mA, la sección de 0,159 mm2 es insuficiente y deberá tomarse otra mayor.

Resistencia en alta frecuencia En electrónica es normal que se trabaje con corrientes eléctricas de alta frecuencia, las cuales afec tan a los conductores (desde el punto de vista de su resistencia) debido a que se producen fenó menos de inducción electromagnética en el interior del conductor, y cuyo efecto es una modifica ción de la distribución de la corriente eléctrica por su sección. Efectivamente, trabajando en alta frecuencia la densidad de corriente es mayor en la periferia del conductor y va disminuyendo hacia el centro, donde puede llegar a ser prácticamente nula. Este fe nómeno se conoce con el nombre de efecto Kelvin o, también, efecto pelicular. Por causa del efecto pelicular la resistencia eléctrica de un conductor es mayor en corriente al terna que en corriente continua y, además, resulta proporcional a la frecuencia de la corriente, es decir, con señales de muy alta frecuencia la resistencia del conductor alcanza valores muy superio res a los que posee cuando por él circula corriente continua.

Resistencia de aislamiento Se denomina resistencia de aislamiento de un material aislante a la resistencia que opone al paso de la corriente eléctrica, medida en la dirección en que deba asegurarse el aislamiento. Como la corriente de fuga de un material aislante sigue dos caminos posibles, uno sobre la su perficie del material y el otro a través del cuerpo del material, se distingue entre resistencia de ais lamiento superficial y resistencia de aislamiento transversal o volumétrica. La resistencia de aislamiento superficial es la resistencia que ofrece la superficie del material al paso de la corriente eléctrica cuando se aplica una tensión entre dos puntos de ella (figura 1.7). o +

—o Electrodos

Material aislante

1.7 Resistencia de aislamiento superficial de un material aislante.

13

ELECTRÓNICOS

El valor de esta resistencia se refiere a la superficie comprendida entre las dos zonas sometidas a tensión, las cuales están en contacto con los electrodos, y suele medirse en megaohmios por centímetro cuadrado (Mí2/cm2). A esta magnitud se la denomina también resistividad superficial. La resistencia de aislamiento transversal corresponde a la resistencia que opone el material ais lante a ser atravesado por la corriente eléctrica, cuando se aplica una tensión entre dos caras opuestas del mismo (figura 1.8). Se denomina también resistividad transversal o volumétrica, y se expresa en Mf¿ • cm 2/cm .

1.8 Resistencia de aislamiento transversal de un material aislante

En un mismo material aislante la resistividad transversal no posee un valor constante, como sue le ocurrir con los materiales conductores, sino que varía con la temperatura, la tensión aplicada, el tiempo, la humedad, el espesor del material, etc., destacando los efectos debidos a la variación de temperatura, cuyo aumento produce una disminución de la resistividad transversal. Por consi guiente, la resistencia de aislamiento se indica a la temperatura máxima que se prevé tendrá que soportar el material. Cuanto mayor sea la resistividad del aislamiento de un conductor, tanto mejor actúa como tal. No obstante, este dato no basta por si solo para juzgar la calidad de un aislante, ya que deben con siderarse también otras propiedades eléctricas, máxime si se tiene en cuenta que en electrónica (salvo circuitos especíales como, por ejemplo, los de la etapa de MAT de un televisor) las tensiones con las que se trabaja no son ni mucho menos elevadas y, por lo tanto, no se exigen grandes ais lamientos.

Rigidez dieléctrica El material aislante perfecto no se conoce todavía, lo cual quiere decir que, por bueno que sea el ais lamiento de un conductor, siempre se produce una pequeña corriente de fuga. Con ella el material aislante se calienta localmente y el calentamiento permite el paso de más corriente (ya que disminu ye la resistividad transversal). Este efecto es acumulativo, y si la tensión alcanza un valor suficiente mente elevado puede producirse la perforación del aislante. El fallo se manifiesta por una superficie quemada o por una perforación del material que, en ocasiones, pasa desapercibida y resulta difícil de localizar. Se denomina rigidez dieléctrica a la propiedad de un material aislante de oponerse a ser perfo rado por la corriente eléctrica. Su valor se expresa por la relación entre la tensión máxima que pue de aplicarse sin que el aislante se perfore (llamada tensión de perforación) y el espesor de la pieza aislante. Se expresa en kV/mm. Debe tenerse presente que la rigidez dieléctrica no es directamente proporcional al espesor del aislante. Es muy frecuente utilizar erróneamente el concepto de rigidez dieléctrica por no prestar la debida atención a este importante concepto. Así, por ejemplo, si un aislamiento de 2 mm de espesor se per fora a 20 kV, un aislamiento del mismo material de 1 mm de espesor no se perfora a 10 kV. sino antes. También los aumentos de temperatura hacen disminuir la rigidez dieléctrica. Otros factores que influyen sobre ella son la humedad y el envejecimiento del aislante.


Todo ello tiene especial importancia en los conductores aislados sometidos a tensiones eleva das, como el conductor de MAT de un televisor, el cual soporta tensiones superiores, en muchos casos, a los 18 kV con respecto a masa. El calentamiento y el envejecimiento del aislamiento del ca ble, acompañados de una posible proximidad del potencial negativo, hacen que sea muy frecuen te la perforación del aislante después de unos años de trabajo.

Constante dieléctrica Se llama constante dieléctrica de una materia aislante a la relación entre la capacidad de un con densador que utilice como dieléctrico el material considerado, y ia capacidad del mismo conden sador utilizando corno dieléctrico el aire. En el caso de los conductores eléctricos utilizados en electrónica, pueden producirse capaci dades parásitas entre dos de distinta polaridad, o entre uno y masa. El aislante actúa com o dieléc trico que favorece el aumento del valor de la capacidad parásita, la cual es generadora de muchas anomalías de difícil localización. Es conveniente realizar siempre conexiones lo más cortas posibles, perpendiculares entre po tenciales distintos, alejadas entre sí, y utilizar aislamientos cuya constante dieléctrica sea lo más p e queña posible. Siguiendo estos consejos se evita la creación de capacidades parásitas, tan perju diciales en los circuitos electrónicos que trabajan en radiofrecuencia, y en el supuesto de que éstas se produzcan (por no poder llevar a cabo algunos de los consejos expuestos), su valor será muy pequeño.

Inflamabilidad Es la facilidad que tiene un material para inflamarse. Algunos aislantes son muy inflamables mien tras que otros sólo lo son ligeramente, y otros son completamente ininflamables. Siempre que sea posible se deben preferir los hilos conductores cuyo aislante sea menos infla mable, el cual ofrecerá, en todo momento, una mayor seguridad de funcionamiento, sobre todo si está próximo a puntos donde la temperatura es elevada, o en lugares con peligro de producción de arcos o chispas.

Temperatura de seguridad En ocasiones los conductores están situados en zonas generadoras de calor (como sucede en las etapas de potencia de baja frecuencia, o en las fuentes de alimentación) y, por lo tanto, han de so portar temperaturas superiores a la del medio ambiente. El sometimiento de un aislante a una temperatura elevada altera sus características, dism inu yendo su resistencia de aislamiento, su rigidez dieléctrica y, también, su resistencia mecánica, ade más de aumentar su facilidad para ser atacado por agentes químicos. Por consiguiente, es muy importante conocer su capacidad de resistencia a la acción del calor, es decir, la temperatura límite a que puede estar sometido el aislante de un conductor sin que se produzca la degradación de sus características. Debe tenerse en cuenta que la perforación del ais lante no se presenta inmediatamente al llegar a cierta temperatura crítica, sino que se produce por la acción prolongada de dicha temperatura. Antes de su destrucción, muchos aislantes al alcanzar cierta temperatura se ablandan y defor man; se dice entonces que han alcanzado su punto de reblandecimiento. En consecuencia, la tem peratura de segundad antes citada, y que es la máxima a que puede trabajar el aislante, ha de ser inferior a la temperatura en que se alcanza su punto de reblandecimiento. Finalmente diremos que muchos aislantes tienen un punto de reblandecimiento bajo, inferior a 90 °C, por lo que siempre resulta conveniente evitar su contacto directo con componentes que ra dien excesivo calor.

Resistencia al ozono El ozono es una forma alotrópica del oxígeno, y su fórmula quimica es 0 3, es decir, que tiene una molécula constituida por tres átomos de oxígeno. El ozono se produce al ionizarse el aire por la acción de un campo eléctrico. Es m ucho más oxi dante que el oxigeno ordinario y fácilmente reconocible por su olor a marisco.

15


Los materiales aislantes están a veces sometidos a la acción del ozono desprendido; sobre todo cuando las tensiones son elevadas. Al ser el ozono un poderoso oxidante, es la causa de que se produzcan deterioros en los materiales aislantes.

Resistencia a la luz solar Aunque la circuitería de un aparato electrónico no está normalmente sometida a la luz solar, sí que lo están los cables de transmisión de la antena al receptor, por lo que estos cables han de sopor tar bien la acción de la luz solar. Efectivamente, la luz solar posee en su composición radiaciones ultravioletas que provocan reac ciones químicas, especialmente en verano. Las quemaduras producidas por el sol son uno de sus efectos, y otro son los cambios químicos provocados en muchos materiales aislantes. Los efectos de la luz solar sobre los aislantes son su decoloración y transformación en un ma terial frágil, que acaba por ser inadecuado para la misión que debía cumplir.

MATERIALES UTILIZADOS EN LA FABRICACIÓN DE HILOS Y CABLES PARA ELECTRÓNICA Una vez efectuado el estudio de las características técnicas que deben exigirse a los materiales uti lizados en la fabricación de hilos y cables, a continuación se exponen los materiales conductores y aislantes más utilizados, con indicación de sus principales aplicaciones cuando se preste a ello.

Cobre electrolítico Las características técnicas del cobre electrolítico coinciden, casi exactamente, con las del cobre puro, ya que su contenido mínimo de cobre ha de ser del 99,9 %. La resistividad del cobre electrolítico es la más baja de todos los tipos de cobre utilizados en la fabricación de conductores, pues a 20 "C es de tan sólo 0,01673.

Cobre recocido El cobre recocido, llamado también cobre blando, tiene una resistencia a la rotura de 22 a 28 kg/mm2. El cobre recocido es dúctil y maleable, se maquina fácilmente y se utiliza, sobre todo, en la fabricación de conductores eléctricos que no tengan que estar sometidos a grandes esfuerzos m ecánicos (por ejemplo, en instalaciones eléctricas interiores de viviendas y cables para circui tos electrónicos).

Cobre duro telefónico Tiene una gran resistencia mecánica (de 50 a 70 kg/m m 2) y su principal campo de aplicación lo constituyen las líneas de telecomunicación. El cobre duro telefónico contiene estaño y cierta cantidad de fósforo, por lo que su denomina ción correcta debería ser bronce fosforoso. De los diferentes tipos de cobre existentes, es el que posee mayor resistividad (0,0246 C2 • mm2/m a 20 °C), por lo que no es muy adecuado para el circuito de un aparato electrónico.

Polietileno Desde el punto de vista de sus cualidades eléctricas, el polietileno es uno de ios más importantes materiales termoplásticos. Actualmente es el material plástico más utilizado para el recubrimiento de conductores. Es un material sólido, incoloro, traslúcido, graso al tacto, blando en pequeños espesores, siem pre flexible, inodoro y no tóxico. Tiene un aspecto similar al de la parafina. Se descompone a unos 300 °C. Sin plastificantes se reblandece a 115 °C; es importante seña lar que su punto de fusión está muy próximo al de reblandecimiento, por lo que se recomienda no utilizarlo con temperaturas superiores a 80 °C. Cuando se utiliza como aislante de cables sometidos a la intemperie, deben añadírsele estabili zadores, especialmente antioxidantes, que le proporcionan mayor resistencia frente al oxígeno y la

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conocida acción destructiva de los rayos ultravioletas de la luz solar, que provocan el endureci miento del material y una disminución de sus cualidades eléctricas y mecánicas. Es muy resistente a la humedad, de la que absorbe menos del 0,005 %. Es uno de los plásti cos más resistentes a los agentes químicos que se conocen actualmente. Presenta excelentes pro piedades eléctricas, especialmente a altas frecuencias. Mediante la adición de cargas de negro de carbono, puede mejorarse su resistencia al calor y a la luz. Posee además la gran ventaja, ya indicada, de ser siempre flexible, sin necesidad de plastificantes. Arde entre fácil y moderadamente, con ligero resplandor, con llama azul en la parte baja y ama rilla en la parte alta. Funde y gotea mientras arde. Huele a parafina quemada.

Polietileno reticulado El polietileno reticulado es un material resultante de las tentativas de eliminar la condición termoplástica del polietileno, aumentando así las temperaturas de trabajo y de fusión del material. Aunque no sea lo mismo, podemos comparar la reticulación con la vulcanización de un elastómero, ya que se proporciona al producto tratado la propiedad de fundirse a alta temperatura sin re blandecimiento previo; por esta razón, al polietileno reticulado se le conoce también con el nombre (inapropiado) de «polietileno vulcanizado». Cabe distinguir el polietileno reticulado sin carga, de características dieléctricas semejantes a las del polietileno term oplástico, del polietileno reticulado cargado con negro de carbono, en el que las propiedades dieléctricas quedan ligeramente disminuidas, pero en el que sus propiedades me cánicas y de estabilidad a la intemperie quedan notablemente reforzadas. El polietileno reticulado admite perfectamente temperaturas de trabajo de unos 90 °C, pudiendo alcanzar, en casos de emergencia y durante corto tiempo, hasta 130 °C sin que la estructura del aislamiento quede afectada. Alrededor de los 300 °C se carboniza sin previa fusión. Estas excelentes características térmicas, junto con sus propiedades eléctricas, superiores a las que poseen la mayor parte de los materiales aislantes, convierten al polietileno reticulado en el ma terial idóneo para constituir el aislamiento de cables expuestos a fuertes puntos de carga, o utili zarlo en circuitos expuestos a temperaturas ambientales elevadas o con escasa refrigeración.

Policloruro de vinilo El policloruro de vinilo (PVC) se denomina también cloruro de polivinilo. Es un material plástico cu yas excelentes cualidades hacen que sea el aislante más utilizado, es decir, es el más importante de todos los materiales plásticos, a lo cual ha contribuido también su módico precio. Como aislante eléctrico, el policloruro de vinilo es ampliamente utilizado para el recubrimiento de cables eléctricos que han de trabajar a la frecuencia industrial de 50 Hz (cables de conexión a la red eléctrica), no siendo adecuado su uso en alta frecuencia debido a que sus pérdidas dieléc tricas resultan elevadas en esas condiciones, por lo que a elevadas frecuencias es preferible utilizar cables aislados con polietileno. A pesar de ello, es muy utilizado com o aislante de conductores en el alambrado de aparatos electrónicos, debido, entre otras cosas, a la facilidad de diferenciar los diversos conductores gracias al gran número de colores que pueden obtenerse por mezcla de colorantes y pigmentos. El policloruro de vinilo es inodoro, insípido y no tóxico. Es insoluble en agua. Resulta excepcio nalmente resistente a los agentes químicos, tales com o ácidos, álcalis, aceites, alcoholes, etc. Po see una gran resistencia al ozono y al oxígeno atmosférico. Arde con dificultad y su llama se extingue por sí sola; la llama es de color amarillento, con tono grisáceo en el borde. Sin llegar a arder, se ablanda por la acción del calor y despide olor a cloro. Sus propiedades mecánicas son solamente medianas.

Politetrafluoretileno El politetrafluoretileno, conocido con el nombre comercial de teflón, fue descubierto en 1941 por los laboratorios Du P o n t . Se trata de un material aislante que conserva las mismas propiedades físicas y químicas que el polietileno, con la particularidad de que la presencia de flúor en su composición le proporciona una excepcional resistencia a los agentes químicos.

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Es traslúcido, blanco o grisáceo, e inalterable a la luz solar y a los agentes atmosféricos. Posee nula absorción de la humedad; y gran resistencia al envejecimiento por oxidación, especialmente a altas temperaturas. En funcionamiento permanente abarca una gama de temperaturas comprendida entre -5 5 °C y +325 °C sin perder ninguna de sus propiedades. Se descom pone a una temperatura de 450 a 500 °C. No arde, pero se pone incandescente. Presenta excelentes propiedades eléctricas, incluso a altas temperaturas y altas frecuencias. No le atacan los ácidos ni los disolventes, ni siquiera a temperaturas elevadas; en cambio, sí pueden atacarlo los álcalis concentrados. Su precio es muy elevado (unas diez veces mayor que el del polietileno), lo que lo hace prohibitivo como aislante de conductores eléctricos. Sin embargo, se emplea como aislamiento de conductores sometidos a condiciones de funcionamiento muy exigentes, y en el cam po de las altas frecuencias.

IDENTIFICACIÓN DE LOS CONDUCTORES La cubierta aislante de los conductores utilizados en electrónica se tiñe de diversos colores con el fin de facilitar el montaje y seguimiento del circuito, sobre todo si éste es muy complejo. El código utilizado depende en gran parte de la complejidad de los circuitos, por lo que en oca siones es necesario recurrir a conductores con varias bandas de color para su identificación. A títu lo de ejemplo, exponemos un código muy utilizado en el alambrado de circuitos electrónicos: • • • • •

Conexiones a masa: negro Positivo de alimentación: rojo Emisores de transistores: amarillo Bases de transistores: verde Negativo de alimentación: violeta (púrpura)

En el caso de los conductores de alimentación de red, el código está normalizado según los si guientes colores: azul para una fase y negro para la otra; para el conductor de puesta a tierra: fran jas amarillas y verdes.

CIRCUITOS IMPRESOS Básicamente un circuito impreso es una placa de material aislante, a una de cuyas caras se han ad herido tiras de cobre desnudo, niqueladas o plateadas, que hacen las funciones de conductores. En la otra cara de la placa aislante se sitúan los componentes del circuito (resistencias, condensadores, transistores, circuitos integrados, etc.), los cuales, a través de unas perforaciones existentes en la placa y unos puntos de soldadura, se ponen eléc tricamente en contacto con las tiras de cobre de la otra cara, siendo éstas las que sirven de conduc tores eléctricos entre los distintos componentes, formando de esta manera un circuito de dimen siones reducidas. La denominación de circuito impreso procede del hecho de que en su fabricación se utilizan pro cesos de imprenta. En la figura 1.9 se puede ver parte de una pla ca de circuito impreso. Las pistas de cobre se han dibujado en negro, y cada una de ellas termina en un topo con orificio para introducir y soldar los ter 1.9 Dibujo de un fragmento minales de los componentes. de un circuito impreso.

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Tipos de placa base para circuitos impresos Para la fabricación de un circuito impreso se parte de una placa de material aislante, la cual debe poseer una serie de cualidades tales como la de ser ligera, resistente y no atacable por ácidos c o rrosivos. Los materiales de uso más frecuente en la fabricación de placas de circuitos impresos son los siguientes: • • • • • • •

Baquelitas. Fibra de vidrio, Poliamidas de vidrio. Keviar. Compuestos de cuarzo. Alúminas (cerámicas). Invar-cobre.

La baquelita (laminado de papel y compuestos fenólicos) se utilizaba mucho en la fabricación de circuitos impresos para equipos de gran consumo (radio, televisión, amplificadores de audio, etc.). La razón de ello era su precio, mucho más barato que el de otros materiales. La fibra de vidrio ha sustituido prácticamente a las placas de baquelita. Se emplea en la fabri cación de circuitos impresos profesionales y en los equipos de gran consumo, debido a que ya no es tanta la diferencia de precio con las de baquelita y a que resulta de fácil mecanizado y poco peso. Com o desventaja hay que citar su mala conductividad térmica. Su coeficiente térmico de ex pansión es del orden de 13 a 17 x 10 '6/K. Las poliamidas de vidrio tienen, aproximadamente, el mismo coeficiente de expansión térmico que la fibra de vidrio, pero su conductividad térmica es muy superior. Como desventaja cabe citar su precio, que es unas cuatro veces el de la fibra de vidrio. El keviar tiene la ventaja de ser el material más ligero, no tiene problemas de dimensiones y su coeficiente térmico de expansión es del orden de 4 a 8 x 10 ^/K . Como desventaja podemos des tacar su difícil mecanizado y que es propenso a la absorción de agua. Los compuestos de cuarzo tienen un coeficiente de expansión térmica comprendido entre 6 y 12 x 1CTb/K; su conductividad térmica es buena y sus propiedades dieléctricas son excelentes. Como inconveniente diremos que son muy difíciles de mecanizar. Las alúminas (cerámicas) son muy utilizadas en la fabricación de circuitos híbridos y en aplica ciones militares de alta fiabilidad. Es un material muy frágil, pesado y difícil de mecanizar. Otro in conveniente radica en que el proceso de implantación de pistas es muy laborioso. El invar-cobre posee un coeficiente de dilatación que puede elegirse, ya que sólo es necesario variar la proporción de cobre e invar. Es un material difícil de fabricar y, por lo tanto, caro. Todas estas placas de circuitos impresos se fabrican en dos versiones, denominadas e y e, y cuyas dimensiones se indican en la tabla 1.3.

2,54 mm

1,3 ± 0,05 mm

1,7 mm

0,635 mm

0,8 ± 0,03 mm

1,1 mm

Tabla 1.3 Dimensiones de las placas de circuito impreso.

De todo lo expuesto se deduce que, en el campo del gran consumo (radio, televisión, etc.), la fabricación de los circuitos impresos se realiza actualmente utilizando como soporte la fibra de vi drio, de la cual existen diferentes versiones y calidades que resumimos en la tabla 1.4, con el fin de poder compararlas y así elegir, entre las diferentes opciones, aquella que más se acomode a las ne cesidades concretas.

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Tipo de placa de fibra de vidrio Características G10

Ü11

FR4

FRS

T FIA Teflón

epoxi

epoxi

epoxi

epoxi

teflón

1,8

1,8

1.8

1.8

1,7

2 x 1012

2 x 10’ 2

2 x 1012

2 x 1012

1 x 10”

30

30

30

30

30

5

5

5

5,2

2,6

Absorción de agua (%)

0,3

0,3

0,3

0,3

0,01

Temperatura máxima de servicio (°C)

145

145

145

145

250

10/250

10/250

20/260

20/260

20/260

2 ¡ $ $ $ ■ i ! ® i'jfn ii i® ;

Resina Densidad Resistencia superficial ( ti • cm) Rigidez dieléctrica (kV/mm) Constante dieléctrica

Resistencia en el baño de soldadura (s/°C)

Tabla 1.4 Características técnicas de tas planchas de libra de vidrie utilizadas en ia fabricación de circuitos impresos.

FABRICACIÓN DE CIRCUITOS IMPRESOS A las placas base se les adhiere, en una de sus caras, una lámina de cobre extremadamente puro. Es conveniente que la cara de la lámina de cobre que está en contacto con la placa aislante sea ru gosa, con la finalidad de lograr una mejor adherencia. El pegado de la lámina de cobre sobre la placa base suele hacerse mediante prensa y a eleva da temperatura, utilizando pegamento de características dieléctricas semejantes a ia placa aislan te. El espesor de la lámina de cobre oscila entre 0.025 y 0,070 mm. Una vez efectuado el pegado de la lámina de cobre sobre la placa aislante, se imprime sobre la pri mera el cableado del circuito. A continuación, se procede a proteger toda la parte impresa contra la ac ción del ácido en el que posteriormente se sumergirá la placa. De esta forma el ácido ataca el cobre no protegido (destruyéndolo) y deja en la placa aislante únicamente el cobre perteneciente al circuito. Una vez realizada esta operación se procede a retirar la capa protectora que se había coloca do, con lo que el circuito ya impreso puede pasar a su mecanizado. El mecanizado consiste en la realización de las perforaciones que deben servir para la introduc ción de los terminales de los componentes y la tornillería, y su posterior soldadura a las pistas del circuito impreso. Veamos ahora distintos procedimientos de impresión de circuitos impresos.

Método offset Este procedimiento se basa en el sistema offset de imprenta. Se prepara una plancha de aluminio o de cinc, en la que se graba el circuito a imprimir, quedando éste en relieve. Esta plancha se en tinta y se imprime sobre la cara de cobre de las placas de los futuros circuitos impresos. Se procede luego a proyectar un haz pulverizado de betún o resina que se adhiere sólo a las partes entintadas. Mediante un procedimiento térmico se calienta la placa, con lo que el betún ad herido y la tinta forman una sustancia protectora que cubre parte de la lámina de cobre (la que c o rresponderá a las pistas).

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La placa así dispuesta se sumerge en ácido corrosivo, atacando éste las partes de la placa no protegidas. Posteriormente se procede al lavado de la placa, normalmente con agua, procurando que quede desprovista por completo de ácido, grasa o cualquier otra materia molesta para el p os terior montaje de los componentes (figura 1.10).

d)

1.10 Fabricación de un circuito impreso mediante el método offset, a) Unión de la placa base (1) con la de cobre (2). b) Impresión del circuito, c) Añadido de betún o resina (3). d) Inmersión en ácido (4). e) Lavado del circuito con chorro de agua (5).

Método de serigrafía En este procedimiento el entintado de la placa se efectúa mediante una plantilla, en la cual se re corta el circuito a imprimir. Se superpone luego la plantilla a la plancha de cobre del futuro circuito impreso y se entinta el conjunto, quedando el circuito dibujado sobre la plancha de cobre cuando se retira la plantilla. Según el tipo de tinta empleada, ésta puede ser ya suficiente para proteger al circuito de la acción del ácido. En caso de que no sea así, se puede seguir el procedim iento utilizado en el m étodo offset de adherir a la tinta betún o resina. El resto del procedim iento a seguir es el m is mo (figura 1.10).

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Método fotomecánico Básicamente, consiste en realizar en tinta negra el dibujo del circuito impreso, sobre un papel que no modifique sus dimensiones con la humedad o temperatura (por ejemplo, en poliéster), y a mayor ta maño del definitivo. Actualmente da mejores resultados dibujar el circuito con pistas adhesivas, espe cialmente diseñadas para este menester, ya que cubren mejor el papel que el trazado con tinta china. Una vez realizado el dibujo, se fotografía para obtener un cliché o negativo, en el que los trazos correspondientes al dibujo (pistas del circuito impreso) son transparentes y el resto completamen te opaco. Mediante una copiadora se coloca el cliché sobre cada una de las placas del circuito, que han sido previamente cubiertas con material fotosensible, por ejemplo, un líquido que se torna viscoso, o incluso sólido, al recibir luz ultravioleta. Al proyectar la luz requerida sobre el conjunto formado por el cliché y la placa, en ésta queda endurecido el material fotosensible expuesto a la luz, que corresponde únicamente a las partes transparentes del cliché, es decir, al circuito a imprimir. La plancha queda así preparada para ser atacada con ácido, de forma igual a la descrita en los apartados anteriores. El m étodo fotomecánico es el que ofrece más precisión en las pistas, por lo que es el más uti lizado.

Método artesano Este m étodo se utiliza sólo para la realización de prototipos, ya que resulta caro desde el punto de vista industrial; además de que los resultados no son tan «limpios» com o los anteriores. Para fabricar un circuito impreso de forma artesanal, primero se dibuja sobre la lámina de cobre las diferentes pistas del circuito que se desea fabricar, para lo cual se utiliza un rotulador de tinta grasa especial, o bien pistas y círculos de transferencia por presión. Una vez dibujado el circuito sobre la placa de cobre, se introduce en un baño de ácido, el cual elimina todas aquellas partes no protegidas por la tinta. La sustancia más utilizada es el percloruro férrico (CI3Fe). Para un buen ataque al cobre es conveniente que se trabaje con temperaturas com prendidas entre 25 y 30 °C. Advertimos que este caso conlleva los riesgos propios del trabajo con ácidos, por lo que se debe operar con la máxima atención y cuidado, con el fin de evitar accidentes que, en ocasiones, pueden ser muy peligrosos, como ocurre, por ejemplo, con las salpicaduras de ácido sobre los ojos. Una vez atacada la placa, se extrae ésta de la cubeta con unas pinzas de plástico (sin tocar con los dedos el ácido) y se introduce en otra cubeta con agua, en donde se agita y limpia a fondo, de forma que no quede el menor rastro de ácido. Finalmente, con un disolvente para grasas se quitan las protecciones de las pistas, se pulen ligeramente y se pasa a su mecanizado mediante minitala dradoras. Destacamos que las pistas de circuitos impresos son fácilmente oxidables, por lo que es con veniente que una vez realizados se protejan con un barniz protector, dejando sólo sin cubrir los puntos donde deban efectuarse las soldaduras.

CÁLCULO DE LAS PISTAS DE COBRE En lo que atañe al diseño de los conductores y a la colocación de los componentes en el circuito impreso, se busca la máxima reducción de volumen y, al propio tiempo, una cierta facilidad en el seguimiento práctico del circuito para casos de posibles averías. Uno de los cuidados a tener en cuenta a la hora de realizar el diseño de un circuito impreso es evitar que los elementos semiconductores se encuentren cerca de posibles fuentes caloríficas, que como se sabe los perjudican extraordinariamente. Otro detalle a tener presente es calcular si las superficies y las secciones de las tiras de cobre son suficientes para las intensidades de corriente que por ellas circularán, ya que en caso contra rio se produce calentamiento en las tiras de cobre, lo cual puede ser perjudicial. Este problema, sin embargo, lo han resuelto fácilmente los fabricantes de circuitos impresos, ya que poseen tablas en las que se reflejan las intensidades y las secciones necesarias para cada pista.

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A título orientativo, diremos que con planchas de cobre para circuitos impresos de 35 pm de es pesor, la resistencia de la pista, medida en ohmios por metro, es de:

Donde L es el ancho de la pista en milímetros. La intensidad de corriente máxima admisible por una pista de estas características es de:

De esta fórmula se deduce que el ancho de la pista puede calcularse a partir de la expresión:

Asi, si por una pista de 35 ¡am de espesor debe circular una intensidad de corriente de 1,5 A, el an cho de la pista debe ser de:

CIRCUITOS IMPRESOS MULTICAPA El constante aumento de la complejidad de los circuitos electrónicos, así com o la necesidad de re ducir el volumen ocupado por los mismos, ha exigido una nueva solución al alambrado. Esta solución son los denominados circuiios impresos mutticapa, en los cuales se aplican dos técnicas básicas. En la primera, se unen los circuitos de una o dos caras convencionales para fo r mar placas multicapa. La segunda consiste en ir formando capas sucesivas de material aislante y conductores, siguiendo el trazado de los originales correspondientes. La primera solución presenta el inconveniente de la conexión entre capas, para cuya solución existen varios métodos: agujeros metalizados (pasadores metálicos, que se hacen fundir en su po sición entre capas) y ojetes (los cuales también se hacen fundir en las mismas condiciones). La segunda técnica en la fabricación de circuitos impresos multicapa no presenta problema al guno en la conexión entre capas, ya que los conductores están metalizados sobre los puntos de conexión de las capas precedentes. Esta solución, sin embargo, resulta cara. Una gran ventaja de los circuitos impresos multicapa es la de ofrecer la posibilidad de un blin daje integral, en forma de planos de masa entre capas, que eliminen la ¡ntermodulación o interfe rencia entre éstas. El blindaje actúa asimismo com o disipador de calor.

CABLES PARA RADIOFRECUENCIA En la transmisión de energía eléctrica de radiofrecuencia a través de cables e hilos conductores se presentan fenómenos físicos que hacen inútil la utilización de cables o hilos convencionales. Por este motivo en la técnica de la radiofrecuencia se utilizan cables especiales, los cuales pueden ser simé tricos o asimétricos. La característica simétrica o asimétrica de un cable de radiofrecuencia es muy importante para efectuar correctamente las adaptaciones generador-cable y cable-receptor. Se dice que un cable es simétrico cuando los dos conductores que constituyen la línea son igua les, al margen de que estén o no apantallados. En las figuras 1.11 y 1.12 se han dibujado un par de

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cables simétricos, ambos de 240 Q (el de la figura 1.11 sin cubierta y el de la figura 1.12 con ella). Tanto en uno como en otro, los dos conductores que forman el cable son ¡guales y, por lo tanto, existe simetría.

1.12 Cable simétrico de 240 W de impedancia, con cubierta.

1.11 Cable simétrico de 240 W de ¡mpedancia.

Se dice que una línea es asimétrica cuando la forma constructiva de los conductores no es la misma. En la figura 1.13 se muestran cuatro cables asimétricos de 75 Ll. En este caso existe un único conductor central y el segundo (coaxial) lo rodea, actuando, además, como pantalla.

1.13 Cables asimétricos de 75 W de impedancia.

A continuación se dan a conocer las características técnicas de estos cables.

Velocidad de propagación Cuando una onda de radiofrecuencia se propaga por una línea de transmisión, su velocidad no es de 300.000 km /s sino bastante menor, dependiendo del dieléctrico de la línea, de tal forma que cuanto menos dieléctrico posea mayor es la velocidad de propagación. La velocidad de propagación se expresa en %, y oscila entre un 66 % para las líneas coaxiales y un 98 % para las líneas planas con hilos desnudos. Conociendo el factor de velocidad de propagación del cable, es posible determinar la longitud de onda de la señal que por él circula, lo cual resulta necesario para ciertas aplicaciones. En este caso la fórmula a aplicar es la del cálculo de la longitud de onda de las ondas radioeléctricas, m ul tiplicado el resultado por el factor de velocidad V. Así, supongamos que se desea conocer la longitud de onda de una señal de radiofrecuencia de 100 MHz que se transmite por una línea coaxial con dieléctrico de polietileno, cuyo factor de pro pagación es del 69,5 %. La longitud de onda vale, en este caso, v ,, 300 Mm/s _ „ X = - V ■=■- - ■— x 0.695 = 2,09 m / 100 MHz Lo cual significa que en cada 2,09 metros de la línea se repite el valor instantáneo de la amplitud de onda de la señal que por ella circula. La longitud de onda en la línea tiene por tanto un valor más pequeño que en el espacio libre, que en ese caso sería de 3 metros.

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Resistencia óhmica Como en cualquier cable, también los de radiofrecuencia ofrecen una resistencia óhmica al paso de la corriente eléctrica, lo cual provoca una pérdida de potencia que se disipa en forma de calor, se gún la fórmula: P = R I2 Las pérdidas resistivas dependen de la pureza del cobre, y son independientes de la frecuencia de la señal eléctrica que circula por la línea.

Pérdidas en el dieléctrico Dado que no existe el dieléctrico perfecto, siempre se tienen unas pérdidas en el dieléctrico, las cua les dependen de su espesor, tipo y del valor de la frecuencia de la señal que por el cable circule. Cuanto más fino sea el dieléctrico y más alta la frecuencia de la señal, mayores serán las pérdidas. Las pérdidas se expresan en dB por metro, aunque algunos fabricantes lo expresan en dB por cada 100 metros. Las pérdidas en el dieléctrico suponen una atenuación de la señal que debe ser tenida muy en cuenta. Al comparar dos cables debe tenerse presente que uno será tanto mejor con respecto al otro cuanto más baja sea su atenuación. Si no se conocen los datos técnicos de los cables comparados, se deberá tener presente que cuanto mayor sea el diámetro de una línea coaxial menores serán sus pérdidas, ya. que el dieléctrico será más grueso. Asimismo, cuanto mejor sea el dieléctrico, m eno res serán las pérdidas. Un cable aislado con espuma de poliuretano es mejor que uno aislado con polietileno, siendo el aire el mejor aislante. Las líneas simétricas tienen una atenuación muchísimo más baja que cualquiera de las coaxiales.

Impedancia característica La impedancia de un cable es la oposición que ofrece éste al paso de la corriente alterna. Depende de las características constructivas del cable. Sin embargo, y dado que los cables de radiofrecuencia deben adaptarse en impedancia tanto al generador de señal como al receptor de se ñal a que se conectan, los fabricantes de cables normalizan las impedancias siendo valores norma lizados los de 50 Í2, 75 Í2, 240 í i y 300 O a 200 MHz.

Capacidad nominal Los dos hilos que forman el cable, tanto si éste es simétrico como asimétrico, forman las placas de un condensador parásito, cuyo dieléctrico es el aislante existente entre ellos. Esta capacidad es muy pequeña, del orden de 50 a 100 pF por cada metro de cable, pero debe tenerse presente en según qué aplicaciones, sobre todo cuando se trabaja en las gamas de frecuen cias de UHF y SFIF.

Tensión máxima de servicio Es el valor máximo de tensión que se puede aplicar entre los dos conductores del cable sin que el dieléctrico sufra daño alguno. Depende, lógicamente, del material con el que está construido el aislante y su espesor. Actual mente la tensión máxima que puede soportar un cable, con los buenos materiales aislantes que se fabrican, oscila entre unos 750 V y 11 kV.

Temperatura límite de cubierta La temperatura límite de la cubierta depende exclusivamente del material con que esté fabricada. Como orientación, en la tabla 1.5 se indican las temperaturas límite de los diversos tipos de cu bierta para cables.

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Tabla 1.5 Temperaturas limite de los materiales utilizados para cubiertas de cables.

Designación militar

Tipo de cubierta

Limite de temperatura (°C)

Tipo I

Cloruro de polivinilo negro

-40 a +80

Tipo II

Cloruro de polivinilo gris

-25 a +80

Tipo lia

Cloruro de polivinilo negro o gris

-40 a +90

Tipo Illa

Polietileno negro

-55 a +85

Tipo V

Fibras de vidrio trenzadas

-55 a +250

Tipo VII

Teflón (politetrafluoruro de etileno)

-55 a +250

Tipo IX

Teflón (fluorato etílico propílico)

-55 a +200

CABLES SIMETRICOS El cable simétrico está compuesto por dos conductores paralelos, separados por una distancia de terminada, siempre constante. Se fabrican cables simétricos de 75 £2, 150 £2, 240 £2 y 300 £2 . Entre los cables simétricos más utilizados caben citar los siguientes: • • • •

Cinta plana bifilar. Cinta oval bifilar. Tubo bifilar. Cable bifilar apantallado.

A continuación estudiaremos las características más importantes de cada uno de estos cables.

Cinta plana bifilar Este cable (figura 1.14) se fabrica con 75 £2, 150 £2, 240 £2 o 300 £2 de impedancia característica, siendo el más utilizado el de 300 £2.

Aislamiento de polielileno Conductor de cobre

A 1.14 Constitución de una cinta plana bifilar.

Su atenuación, a 100 MHz, es de unos 8 dB por cada 100 metros en elcable de 150 £2, y de unos 4,5 dB por cada 100 metros en el de 300 £2. La cinta plana bifilar se encuentra en el comercio en los colores transparente, blanco, marfil, gris y negro. Las tres primeras son de aplicación en interiores, las de color gris se utilizan tanto en inte riores como en exteriores, y las de color negro se emplean en exteriores. Las inclemencias de tiempo agrietan estos cables, y la humedad y el polvo provocan cortocir cuitos o cambios de impedancia, que hacen variar sus características. Por tanto, las cintas planas

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bifilares para exteriores, de eolor negro, tienen el aislamiento de polietileno mezclado con negro de carbono, lo cual las hace más resistentes a la intemperie. En general se aconseja que las instalaciones con este tipo de cable se renueven periódicamen te, por ejemplo, cada año, lo cual ha sido la causa de que su uso quede limitado a interiores. Es totalmente desaconsejable su empleo en UHF, debido a las variaciones de características que sufren.

Cinta oval bifilar Este cable (figura 1.15) se fabrica con una impedancia característica de 300 Q, y su atenuación a 100 MHz es de tan sólo unos 3 dB por cada 100 metros. Protección de policloruro de vinilo

Aislamiento de polietileno celular

Conductor de cobre

1.15 Constitución de una cinta oval bifilar.

Su aislamiento es de polietileno celular o expanso, protegido por una capa de PVC. Su forma oval permite que el agua y el polvo resbalen por su superficie, lo que le confiere una mayor dura ción que la cinta plana bifilar. Se fabrican en los colores blanco o gris, que son los colores de aca bado del policloruro de vinilo.

Tubo bifilar El tubo bifilar (figura 1.16) se fabrica con una impedancia de 300 O y una atenuación, a 100 MHz, de unos 3 dB por cada 100 metros. Tubo de polietileno Conductor de cobre

1.16 Constitución de un tubo bifilar.

Su duración es superior a la de la cinta plana bifilar, aunque debe evitarse la entrada de agua o humedad en el interior del tubo, la cual puede condensarse en su interior y cambiar, por tanto, la constante dieléctrica de la línea; en este caso, puede considerarse que el dieléctrico es el aire. Este inconveniente lo hace menos utilizado que el cable oval bifilar, anteriormente descrito. Se presenta en el comercio con los colores blanco o gris.

Cable bifilar apantallado Existen en el comercio varios tipos constructivos de cables bifilares apantallados, todos basados en una misma idea: la de evitar la captación de interferencias y disturbios industriales en la línea, así

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como la influencia de las paredes y objetos metálicos inmediatos al recorrido de la línea. A título de ejemplo, describiremos el cable bifilar apantallado de la figura 1.17, ya que son pequeñas las dife rencias con otros fabricados.

Protección de policloruro de vinilo Trenza pantalla de cobre Aislamiento de polietileno Conductor de cobre

1.17 Constitución de un cable apantallado.

Se fabrica con las siguientes impedancias características: 75 O, 150 £2 y 300 £2. La atenuación de estos cables es más elevada que la de los anteriormente descritos; así, el de 75 £2 tiene una ate nuación de unos 10 dB por cada 100 metros, y el de 300 £2 unos 6,5 dB por cada 100 metros (me didas tomadas a 100 MHz). La presencia de la pantalla de cobre en estos cables aumenta su capacidad parásita, la cual in fluye en las pérdidas. Así, el cable bifilar apantallado de 75 £2 tiene una capacidad de unos 57 pF/m, el de 150 £2 unos 30 pF/m y el de 300 £2 unos 18 pF/m. Este Inconveniente lo hace inadecuado para líneas de más de 20 metros, ya que las pérdidas serían muy elevadas. Los cables simétricos tienen como principal desventaja el que siempre presentan una cierta ra diación a lo largo de la línea, lo que puede causar interferencias en otros aparatos y, por los mis mos motivos, son perfectos captadores de interferencias.

Cables coaxiales Los cables coaxiales pertenecen al grupo de los asimétricos, ya que están constituidos por un con ductor central de cobre y otro conductor concéntrico al anterior, que actúa, además, como panta lla. Am bos conductores están aislados entre sí por un dieléctrico de polietileno sólido o polietileno celular. La principal ventaja de los cables coaxiales radica en que no son influidos por señales parásitas, ni por paredes, masas metálicas u otras líneas eléctricas, razón por la cual pueden colocarse direc tamente sobre cualquier estructura.

Conductor de cobre Aislamiento de polietileno Conductor pantalla de cobre Cubierta de PVC

1.18 Constitución de un cable coaxial.

En la figura 1.18 se muestra la forma constructiva de uno de estos cables, el cual se fabrica con impedancias de 50 a 150 £2, aunque las más usuales sean las de 50 £2, 72,5 £2 y 75 £2, ya que son las que poseen menores pérdidas y se adaptan mejor a las antenas dipolos de radio y televisión. Su atenuación es algo más elevada que la de los cables bifilares no apantallados, pero tiene la ventaja de que permanece constante e invariable en el transcurso del tiempo, con lo que, a la larga, resultan más económicos, ya que no se renuevan tan a menudo.

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Una variante de los cables coaxiales es la que se muestra en la figura 1.19, en el cual el dieléc trico es el aire.

Conductor de cobre Espiral de hilo de polietileno Tubo de polietileno Conductor pantalla de cobre

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Cubierta de PVC

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m

m

m

1.19 Constitución de un cable coaxial con dieléctrico de aire.

El conductor central se mantiene en su lugar gracias a un espaciador en espiral, de hilo de p o lietileno. Este cable tiene muy pocas pérdidas, pero debido a su constitución algo difícil y poca adaptabilidad a las instalaciones en edificios, no es muy utilizado, limitándose su empleo a grandes líneas de transmisión de alta frecuencia. De los tres tipos fundamentales de cables coaxiales (con aislamiento de polietileno sólido, con aislamiento de polietileno celular y con asilamiento de aire), el segundo es el más utilizado, ya que es el que presenta más ventajas si consideramos las características técnicas y económicas de ia ins talación. La única precaución a tomar con los cables aislados con polietileno celular consiste en evi tar recodos muy pronunciados en el tendido de la línea y el apriete excesivo de las abrazaderas de sujeción, ya que el aislamiento de espuma podría quedar aplastado.

29

Conectores

INTRODUCCIÓN Recibe el nombre de co ne ctor (o conectador) todo dispositivo com pleto de conexión eléctrica, formado por una clavija de contacto y una hembrilla donde se aloja. Mediante estos dos ele mentos es posible establecer o interrumpir una continuidad eléctrica entre dos circuitos o entre dos aparatos. Los conectores siempre se disponen en el extremo de un cable o grupo de cables, efectuán dose la unión mecánica y eléctrica entre cable y conector por diferentes procedimientos, tales como soldadura, tornillo, presión, etc. Actualmente hay una enorme variedad de conectores, por lo que resulta imposible la descrip ción de todos ellos; pero sí es posible, y esto será lo que veremos en este capítulo, la descripción de los modelos más importantes y algunas de sus variantes.

TERMINALES En los aparatos electrónicos con dos o más cir cuitos impresos resulta muy ventajosa la cone xión eléctrica entre ellos mediante terminales y clips, como los que se muestran en las figuras 2.1 y 2.2, ya que permiten la desconexión rápida de un circuito impreso y su sustitución por otro en caso de avería. Esta forma de conexión está diseñada para ser manipulada sólo por personal cualificado, no siendo accesible al usuario del aparato. Los term inales de la figura 2.1 son unas pequeñas lengüetas metálicas, terminadas en punta por uno de sus extremos, y con un pe queño orificio en el otro que permite la intro ducción y soldadura del extremo de un cable si se prefiere la conexión permanente. El extremo en punta de flecha perm ite su fácil intro du c ción en los orificios de un circuito impreso, has ta la muesca. Una vez introducido el terminal en el orificio del circuito impreso, se efectúa un punto de soldadu ra para garantizar el perfecto contacto eléctrico entre la pista del circuito impreso y el terminal. En la figura 2.3a puede verse el dibujo de uno de estos terminales con un cable soldado a él, y en la figura 2.3b el mismo terminal, pero al que

2.1 Terminales para conexión a placa de circuito impreso.

fo t

2.2 Clips tipo faston para conexión de un cable a una lengüeta o terminal como los de la figura anterior.

31


se ha enchufado un clip (tipo faston) como los de la figura 2.2. El hilo conductor se une al clip fesfon mediante presión y punto de soldadura.

a)

b)

2.3 a) Conexión fija de un cable a un terminal como el de la figura 2.1. b) Conexión de un cable dotado de clip tipo faston a un terminal como el de la figura 2.1.

Para finalizar diremos que los terminales y clips tipo faston se fabrican en una amplia gama de medidas, lo que permite su utilización con todo tipo de cables, aunque en electrónica se utilicen para secciones de cables comprendidas entre 0,25 y 1,64 mm2. Otro tipo de terminal, muy utilizado, es el que se muestra en la figura 2.4, consistente en una pequeña lámina metálica en forma de U que permite su fácil introducción en un borne con tornillo y tuerca. Este tipo de terminal es muy utilizado para la conexión de líneas de 300 Q simétricas a la entrada de antena de receptores de radio fabricados en Estados Unidos y Japón.

2.4 Terminal de cable para conexión mediante bornes con tornillo y tuerca.

CLAVIJA BANANA Las denominadas clavijas banana no son otra cosa que simples clavijas de enchufe unipolares. Se fabrican en infinidad de modelos y tamaños, con manguitos flexibles o rígidos, con sistema de fija ción del cable medíante tornillo o por soldadura, etc., así como en una amplia gama de colores, lo cual permite adaptar el color de la clavija al del cable y evitar conexiones erróneas. En la figura 2.5 se muestra una clavija banana así como la hembrilla unipolar empotrable utilizada con ella.

2.5 Clavija tipo banana con su correspondiente hembrilla.

Actualmente se emplea mucho un grupo de tres bananas, com o las que se muestran en la fi gura 2.6, que permiten conectar cámaras de vídeo a magnetoscopios y televisores, bien sea direc tamente (mediante las correspondientes hembrillas) o mediante un adaptador de 21 contactos a euroconector. Estas bananas son bipolares, es decir, poseen cada una de ellas dos conexiones eléctricas de forma coaxial. Una de ellas es un espárrago central, conectado al alma del cable, rodeado de un tubo cilindrico, metálico, que se conecta a la malla del cable (masa).

32

CONECTORES

2.6 Bananas tipo S para conexión entre aparatos de audio y vídeo.

Está normalizado que la banana amarilla corresponda a la señal de vídeo, y la roja y blanca a las dos señales de audio (estereofonía).

Jack Una variante de la clavija banana es el jack, consistente en una clavija capaz de establecer una c o nexión bipolar o tripolar sobre un único espárrago (figura 2.7).

—14.5—r -I—i— 00“>-- :3i f c j t 1V —

34. 5-

La hembrilla de una clavija jack debe ser adecuada a las especiales características de conexión de ésta. En la figura 2.7 se muestra también una hembrilla para clavija jack. Los jacks se utilizan en aparatos de radio, televisión y alta fidelidad, siendo su aplicación la de conectar un circuito a la vez que desconecta otro. Este proceso de conmutación se muestra gráfi camente en la figura 2.8.

-v a : 3) 2.8 Conmutación de dos circuitos mediante clavija tipo jack. a) Cuando el jack está fuera de su hembrilla, el circuito A alimenta al B. b) Cuando el jack está introducido en su hembra, el circuito A alimenta al C y desconecta el B.

33


En la disposición de la figura 2.8a, el circuito A alimenta al componente o circuito B; por ejem plo, un amplificador (A) que alimenta a su altavoz (B). En la disposición de la figura 2.8b el circuito A (amplificador) pasa a alimentar al componente C (un auricular por ejemplo), y al mismo tiempo se desconecta el altavoz B, ya que la introducción de la clavija jack en la hembrilla abre los contactos cerrados de esta última. El anillo de la hembrilla conecta con el manguito de la clavija y el muelle con la punta. Al intro ducir la clavija jack, la punta deforma el muelle de la hembrilla, abriéndose los contactos de ruptu ra. Al extraer la clavija jack de la hembrilla, el muelle vuelve a su posición de reposo y se restable ce de nuevo el contacto eléctrico en el contacto de ruptura. Se fabrican clavijas jack con dos o tres contactos (figura 2.9). La de dos contactos se utiliza para circuitos bipolares, como los de las fuentes de alimentación exteriores en receptores de radio, preparados mediante este sistema para ser alimentados por pilas o por red.

J

L",V (u

jl

-w -

2.9 Clavijas tipo jack de dos y tres contactos respectivamente.

a a

Las de tres contactos son muy utilizadas en la conmutación de altavoces a auriculares, en equi pos de alta fidelidad estereofónicos, ya que en ellos se precisan tres cables (uno para cada canal y un tercero común que sirve de retorno y de blindaje a los otros dos). Las clavijas y hembrillas tipo jack se fabrican en diferentes longitudes y diámetros, siendo las más corrientes las de 5,25 mm y 6,35 mm (1/4 de pulgada). Para finalizar, en la figura 2.10 se muestran los símbolos mediante los cuales se representan las clavijas y hembrillas tipo jack en los esquemas electrónicos.

a) 2.10 Símbolos de bases y clavijas jack. a) Clavija bipolar. El trazo largo representa la punta y el corto el manguito de la clavija, b) Base jack bipolar. El anillo conecta con el manguito de la clavija y el muelle con la punta, c) Base jack bipolar con contacto de ruptura, d) Base jack tripolar con contactos de ruptura.

V b)

V K V K

C)

A3Z!

-o -o -o -o

d)

CONECTORES PARA ALTAVOCES DIN 41529 Para la conexión de los bailes a los amplificadores se utilizan, entre otros, los conectores según norma DIN 41529, uno de los cuales se puede ver en la figura 2.11. En la figura 2.12 se muestran dos bases de enchufe para estos conectores.

34

CONECTORES

19 mm

2.11 Conector para altavoces según norma DIN 41529y forma de conectarlo.

Los conectores para altavoces DIN 41529 son idóneos para cumplir esta función, sobre todo en equipos estéreo, en donde deben conectarse dos bafles, ya que el especial diseño de sus te r minales {uno central plano y el otro lateral cilindrico) evita errores de conexión, permitiendo que am bos bafles queden siempre conectados con todos los altavoces en fase.

2.12 Bases de enchufe para conectores de altavoces según la norma DIN 41529.

CONECTORES BIPOLARES PARA CONEXIÓN A LA RED Para la conexión de los aparatos a la red eléctrica pueden utilizarse cables que partan directamen te de éstos; sin embargo, en el caso de aparatos portátiles, esto no es aconsejable, ya que el ca ble de conexión a la red supone una molestia durante el traslado y el funcionamiento con pilas o acumuladores. En ese caso se recomienda la utilización de conectores bipolares como los que se muestran en la figura 2.13, los cuales forman parte del receptor, y consisten en dos clavijas macho de conexión eléctrica, más una toma de tierra para seguridad, convenientemente protegidas de posibles golpes que pudieran doblarlas o romperlas.

2.13 Conectores bipolares más tierra para conexión a la red eléctrica.

El cable de conexión a la red dispone en uno de sus extremos de la clásica clavija macho, y en el otro del conector hembra que se muestra en la figura 2.14, el cual se introduce en el conector macho de la figura 2.13 por simple presión, desconectando al mismo tiempo el circuito de alimen tación por pilas.

2.14 Conector hembra acoplable a los conectores machos de la figura anterior.

35


La idea de que la hembra forme parte del cable de conexión a la red y el macho se disponga en el receptor se debe a motivos de seguridad, ya que con este diseño resulta imposible un acciden tal contacto eléctrico entre la persona que conecta el cable al aparato y cualquier parte activa con ductora de la corriente.

CONECTORES MULTIPOLARES CIRCULARES (DIN) Existe una gran variedad de conectores multipolares, con el fin de satisfacer exigencias muy diver sas: espacio, intensidad de corriente, número de conexiones, etc. Los conectores multipolares son muy utilizados en equipos de audio, tanto para la conexión de mi crófonos como de altavoces, auriculares, sintonizadores, etc., asi como en algunos equipos de vídeo.

2.15 Conector macho multipolar circular, a) Conector montado, b) Conector desmontado.

El conector multipolar circular de la figura 2.15 es de dimensiones reducidas, con tres a ocho contactos dispuestos tal y como se muestra en la figura 2.16.

2.16 Disposición de los contactos en los conectores multipolares circulares.

En la figura 2.15b puede verse el despiece de uno de estos conectores, y en la figura 2.17 una hembra para prolongador y otra hembra para montaje sobre chasis. Observe que todos estos ele mentos disponen de una guía que evita cometer errores al enchufar el conector en la hembrilla.

2.17 Conectores hembra multipolares circulares. a) Hembra para prolongador montada y desmontada. b) Hembra para montaje sobre panel.

a)

La conexión de los diferentes cables al conector se efectúa mediante soldadura, y para evitar que el cable se desprenda, a causa de un tirón, se presiona éste mediante un ojete.

36

CONECTORES

Todos estos conectores poseen un blindaje, consistente en dos semiaros metálicos que rodean la pastilla aislante contenedora de las clavijas. En la figura 2.15b puede apreciarse con todo deta lle este blindaje. Se fabrican en diferentes versiones, de las cuales destacamos por su importancia la de la figu ra 2.18 (acodada) y las de la figura 2.19. que incorporan un aro de seguridad roscable que evita la desconexión accidental del conector.

2.18 Conector multipolar circular acodado. 2.19 Conectores multipolares con aro de segundad roscable.

CONECTORES PARA CIRCUITOS IMPRESOS Los conectores para circuitos impresos se fabrican rectos o en forma angular. La conexión puede realizarse directamente sobre el circuito impreso (figura 2.20) o mediante un adaptador (figura 2.21). En los tipos de inserción directa la localización se hace normalmente m e diante una ranura extra en la parte hembra del conector.

2.20 Conector para circuito impreso. Conexión directa.

2.21 Conector para circuito impreso. Conexión mediante adaptador.

En los de inserción mediante adaptador es usual disponer un vástago o vástagos de alineación, engarzados a las patas del conector para conseguir el mínimo error de desalineación (figura 2.22).

2.22 Vástagos de alineación del conector al circuito impreso.

37


En ambos tipos de conectores es importante que los contactos tengan una película de oro de espesor razonable (como mínimo 0,05 mm). El paso entre contactos suele ser de 2,54 mm (0,1”), aunque también se fabrican con pasos de 3,81 mm, 3,96 mm y 5,08 mm. Para finalizar, en la figura 2.23 se indica la forma de establecer contacto entre los conectores macho y hembra de un conector bilateral, el cual puede soldarse a la placa del circuito impreso por inmersión o mediante conexiones arrolladas (wirewrap).

2.23 Corte en sección mostrando la forma de efectuar la conexión eléctrica entre el contacto macho y la hembra de un conector bilateral.

EUROCONECTOR (SCART) ESCART es el nombre por el que se conoce el sistema europeo de conexión audio/vídeo, según la norma EN50-049. El euroconector es por tanto un conector normalizado, adoptado - o incluso de uso obligatorioen algunos países europeos, cuya finalidad es la de ser utilizado por usuarios de televisores a los que se conecten periféricos tales como grabadores de vídeo, juegos electrónicos, ordenadores personales, equipos de Hl F|, etc. El euroconector fue una idea del S yndicat F ranqais des C o n structeurs D 'A pareils de R adio et T elevisión , por lo que en Francia se le conoce con la abreviatura SCART, siendo éste el primer país que obligó a su uso en todos los aparatos de televisión. El euroconector o conector SCART es un conector hembra múltiple, con un total de 20 contactos más uno de masa, los cuales están dispuestos alternándose en dos filas, tal y como se J ha dibujado en la figura 2.24. A esta parte se acopla un conec+ | 2Q tor macho, dotado igualmente de 20 contactos (figura 2.25). Los contactos, tanto los machos como las hembras, están = ¡1á f fabricados con plancha de latón estañado, de forma que se establezca una buena conexión eléctrica y permita, al mismo tiempo, que su coste sea reducido. La forma asimétrica del euroconector (figura 2.24) evita todo posible error de conexión por parte del usuario. Todos los televiso res, grabadoras de vídeo, ordenadores personales, etc., han de llevar obligatoriamente el conector hembra, por lo que la conexión entre uno y otro aparato se realiza mediante cables de conexión en 4=" cuyos extremos se disponen sendos conectores machos.

4* 4 =

'4 > 4 =

4? 2.24 Disposición de los 21 contactos de un euroconector.

38

4=2 *4 =

2.25 Conector macho de un euroconector.

CONECTORES

Lo más importante del euroconector es su normalización en el orden de utilización de cada con tacto, de forma que una entrada de vídeo tiene el mismo número de contacto en el emisor que en el receptor, lo cual significa que en los cables de unión (acabados con contactos macho) los cables es tán cruzados; así, por ejemplo, una salida de audio de canal derecho, cuyo borne es el1, está co nectado al borne 2 del otro conector, en el cual se encuentra la entrada de audio del canal derecho.

Contactos del euroconector Por su especial importancia, a continuación se relacionan cada una de las funciones de los 21 con tactos del euroconector: 1. 2. 3. 4. 5. 6.

7. 8.

9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16.

17. 18. 19. 20. 21.

Salida de señal de audio (canal derecho). En este borne se obtiene una señal de audio con una amplitud de 0,5 V eficaces y una impedancia de salida de, por lo menos, 1 kO. Entrada de señal de audio (canal derecho). En este borne se podrá aplicar una señal de audio con una amplitud de 0,2 a 2 V eficaces, y una impedancia de entrada de 10 k i l Salida de señal de audio (canal izquierdo). La amplitud de la señal de audio obtenida en este borne es de 0,5 V y su impedancia de, por lo menos, 1 kí2. En este borne se encuentra la masa común de los dos canales de audio. En este borne se encuentra la masa de la componente de croma azul (B). Entrada de la señal de audio (canal Izquierdo o monofónico). La señal aplicable a esta en trada deberá tener una amplitud comprendida entre 0,2 y 2 V eficaces, con una impedan cia de entrada de 10 k í l Entrada de la componente de croma azul (B). La señal de croma aplicable a este borne de berá tener un valor eficaz de 0,7 V, con una Impedancia de entrada de 75 Q. Entrada de conmutación lenta. A través de esta entrada se puede pasar de la imagen del televisor a la proporcionada por una grabadora de vídeo. Con una tensión de entrada de 0 a 1 V se está en posición TV, y aplicando de 10 a 12 V se conmuta a vídeo. La impedancia de esta carga es, como mínimo, de 47 k£l. En este borne se encuentra la masa de la componente de croma verde (G). Línea de intercomunicación. Entrada de la componente de croma verde (G). La señal de croma aplicable a este borne deberá tener un valor eficaz de 0,7 V, con una impedancia de entrada de 75 O. Línea de intercomunicación. Masa de la componente de croma roja (R). Masa de intercomunicación. Entrada de la componente de croma roja (R). La señal de croma aplicable a este borne de berá tener un valor eficaz de 0,7 V, con una impedancia de entrada de 75 Q. Entrada de conmutación rápida (RGB). Este borne es utilizado para la conmutación rápida, necesaria para la inserción de una imagen a otra, por ejemplo caracteres. Con una tensión de 0 a 0,4 V la imagen será la del televisor, mientras que con una tensión de 1 a 3 V la se ñal será de vídeo, procedente del cable de conexión. La impedancia es de 75 Q. Masa de la salida de vídeo compuesta (CVBS). Masa de conmutación rápida. Salida de la señal compuesta de vídeo (CVBS). La tensión eficaz de salida en este borne es de 1 V y su impedancia de 75 Q. Entrada de la señal compuesta de vídeo (CVBS). La tensión eficaz aplicable a este borne es de 1 V y su impedancia de 75 Q. Masa de blindaje del euroconector.

CONECTORES PARA RADIOFRECUENCIA En el caso de líneas de transporte de señales de radiofrecuencia superiores a 1 MHz deben em plearse conectores especiales, todos ellos coaxiales, especialmente diseñados para ser utilizados como terminales de cables coaxiales.

39

ELECTRÓNICOS

Dado que existe una gran diversidad de modelos, hemos elegido aquellos conectores para ra diofrecuencia que consideramos de mayor interés para ser utilizados en radio y televisión. Las figuras 2.26 y 2.27 corresponden a unos conectores (macho y hembra respectivamente) según normas USA. En estos conectores, la malla del cable coaxial debe estañarse y soldarse en la cara interior del collarín estañado. El aislante del conductor debe tocar la espiga central.

2.26 Conectar coaxial macho, según norma USA. 2.27 Bases hembra de conectores coaxiales, según norma USA

En el conector coaxial según normas DIN (figura 2.28). el montaje es muy simple. El conductor central hace contacto en una base de resorte, mientras que el conductor externo queda apretado al cono por un manguito (figura 2.29).

2.29 Forma de efectuar la conexión del cable coaxial a un conector como el de la figura anterior.

2.28 Conectores macho y hembra para cables coaxiales, según normas Dll\l.

En la figura 2.30 se muestran unos conectores de la serie N; el de la figura 2.30a es una hem bra para panel, el de la figura 2.30b una hembra aérea, y el de la figura 2.30c un macho aéreo.

a)

b)

c)

2.30 Conectores de la serie N para radiofrecuencia, a) Hembra para panel, b) Hembra aérea, c) Macho aéreo.

CONECTORES

Los conectores de la serie N son completamente estancos, con acoplamiento por rosca, y son los más populares. De impedancia constante, para cables coaxiales RG8/U, RG9/U y RG10/U, pueden ser utiliza dos en líneas por las que circulen frecuencias de microondas {10 GHz), con mínimo desequilibrio en la línea o incremento de la relación de onda estacionaria. Se fabrican en versiones de 50 Q y 70 Q y, aunque los de 50 O no se acoplan con los de 70 Í2, si que puede emplearse cable de 75 Q con un conector de 50 O cuando la impedancia no es crítica. Soportan tensiones de pico de 500 V, o eficaces de 1.500 V durante un minuto. El tamaño de estos conectores es mediano.

2.31 Manguitos de acoplamiento para conectores de la serie N. a) Manguito recto hembra, b) Manguito recto macho, c) Manguito acodado, d) Manguito en T. En la figura 2.31 se muestran varios manguitos de acoplamiento entre conectores de la serie N, utilizables para prolongar líneas. Los conectores de la figura 2.32 son de la serie BNC; los modelos a y ó son hembras para pa nel, de los cuales el b posee un anclaje para cable, el c es una hembra aérea, y el d un macho aéreo.

b)

a)

c)

2.32 Conectores de la serie BNC para radiofrecuencia, a) Hembra para panel, b) Hembra para panel con anclaje de cable, c) Hembra aérea, d) Macho aéreo.

Los conectores de la serie BNC son pequeños, estancos y de conexión y desconexión rápida por bayoneta. La conexión se efectúa introduciendo el macho en la hembra, de forma que los dos pequeños pivotes que posee ésta se introduzcan en las ranuras que a tal efecto lleva el macho, .y a continua ción se hace girar el macho un cuarto de vuelta en el sentido de la agujas del reloj, quedando así un acoplamiento estanco y robusto. Los conectores de la serie BNC se emplean con cables coaxiales finos (RG55/U, RG59/U, RG62/U y RG71/U), con impedancia de 50 £1 Operan satisfactoriamente hasta 10 GHz con ten siones de 500 V de pico.

41


Al igual que en la serie N, también se fabrican manguitos de acoplamiento para conectores de la serie BNC, de los cuales mostramos algunos modelos en la figura 2.33.

2.33 Manguitos de acoplamiento para conectores de la serie BNC. a) Manguito hembra aéreo. b) Manguito recto macho. c) Manguito acodado. d) Manguito en T.

C)

Los conectores de la figura 2.34 son de la serie C. Los de las figuras 2.34a, 2.34b y 2.34c son hembras para panel. El de la figura 2.34d es una hembra aérea, y el de la figura 2.34e un macho aéreo.

b) 2.34 Conectores de la serie C para radiofrecuencia, a), b) y c) Hembras para panel, d) Hembra aérea, e) Macho aéreo.

Los conectores de la serie C son de tamaño mediano, estancos y de impedancia constante de 50 £2, por lo que se utilizan con cables coaxiales de 50 £2, aunque pueden ser utilizados con cables de 70 £2 cuando la impedancia no sea crítica. Operan satisfactoriamente a 1,5 kV en un margen de frecuencias de 0 a 10 GHz y a 4 kV en el margen de 0 a 2 GHz. El sistema de conexión es por bayoneta, al igual que los de la serie BNC. Los cables coaxiales utilizables con estos conectores son los RG8/U, RG9/U, RG55/U y RG58/U, todos ellos de 50 £2. La figura 2.35 corresponde a un manguito recto, uno acodado y otro en T para el acoplamien to de conectores de la serie C.

a)

b)

c)

2.35 Manguitos de acoplamiento para conectores de la serie C. a) Manguito recto, b) Manguito acodado, c) Manguito en T.

42

CONECTORES

En la figura 2.36 se muestran una hembra para panel, una hembra recta aérea y un macho rec to aéreo de conectores de la serle HN. Estos conectores son estancos, de impedancia constante de 50 12, y están diseñados para aplicaciones de alta tensión hasta 1.500 V de pico a 5.000 V efi caces durante un minuto.

3)

c)

2.36 Conectores de la serie HN para radiofrecuencia, a) Hembra para panel, b) Hembra recta aérea, c) Macho recto aéreo.

El margen de frecuencia está comprendido entre 0 y 10 GHz y su acoplamiento es por rosca. Los cables coaxiales que deben utilizarse con estos conectores son los RG8/U, RG9/U y RG10/U, todos ellos de 50 ü . El manguito de la figura 2.37 es acodado, para conectores de la serie HN.

2.37 Manguito acodado para acoplamiento de conectores de la serie HN.

La figura 2.38 muestra un conector hembra para panel y un conector macho, recto, aéreo de la serie UHF. Los conectores de esta serie se fabrican en dos tamaños diferentes, con uno o dos con tactos. Es una serie económica, de aplicación general y de impedancia no constante.

2.38 Conectores de la serie UHF. a) Hembra para panel, b) Macho aéreo.

Trabajan satisfactoriamente hasta 200 MHz con tensiones de pico hasta 500 V, aunque pueden utilizarse con precaución hasta 500 MHz. Los conectores de la serie UHF se fabrican para cables coaxiales RG8/U, RG9/U, RG19/U, RG11/U y RG12/U, mientras que los de la serie BI-UHF se fabrican para cables RG22/U. Tanto en una como en otra serie las dos piezas del contacto se conectan mediante rosca. Las fotografías de la figura 2.39 corresponden a algunos manguitos de la serie UHF, y la de la figura 2.40 a un reductor para pasar de uno a otro tipo de cable.

2.39 Manguitos para conectores de la serie UHF. a) Manguito recto. b) Manguito para paso de paneles. c) Manguito acodado. d) Manguito en T.

43


2.40 Adaptador para reducción de cable.

Para finalizar diremos que, en ocasiones, es preciso conectar entre sí dos líneas cuyos conec tores pertenecen a distintas series. En estos casos se utilizan adaptadores especiales, uno de c u yos extremos está diseñado según una serie y el otro según la otra. Así, existen adaptadores de la serie N a la UHF, de la l\í a la BNC, de la BNC a la UHF, etc. En la figura 2.41 se muestran tres de estos adaptadores.

2.41 Algunos modelos de adaptadores para unir conectores de distinta serie.

44

Resistencias

INTRODUCCIÓN Las resistencias, también denominadas resistores, son el componente más utilizado en los circui tos electrónicos. Se trata de un componente de enorme importancia, a pesar de su sencillez, y al que debe pres tarse tanta o más atención que a los componentes activos (transistores, circuitos integrados, etc.). Es muy corriente, sobre todo en principiantes, que las resistencias se elijan por sus valores óhmicos y se descuiden factores tan importantes com o sus tolerancias, potencias de disipación, o incluso el tipo de resistencia más adecuado para cada caso. Un buen profesional es conscien te de la Importancia que este componente tiene en un circuito electrónico, hasta tal punto que una resistencia mal elegida puede ser la causa de serlos y repetidos defectos en un sofisticado apa rato electrónico. Dentro de un circuito las resistencias cumplen diversas funciones, tales como polarización, car ga, filtrado, atenuación, divisor de tensión, limitador de corriente, etc. Sea cual sea la misión que cumpla una resistencia en un circuito, su funcionamiento es siempre el mismo: oponer una cierta dificultad al paso de la corriente eléctrica. Esta dificultad se traduce en una generación de calor, es decir, en una pérdida de la energía, puesto que dicho calor no es apro vechable, al menos en los circuitos electrónicos.

CLASIFICACIÓN DE LAS RESISTENCIAS Las resistencias se clasifican, según su construcción, en fijas, variables y ajustables. Su denominación básica es, además, consecuencia del elemento resistivo en sí, que puede ser una composición de carbón, una película depositada o un bobinado. De acuerdo con esto las re sistencias se clasifican en: • • • • • • • • •

resistencias de carbón aglomerado resistencias de película de carbón resistencias de película metálica resistencias de película de cermet resistencias bobinadas resistencia bobinadas vitrificadas resistencias sobre circuitos impresos resistencias SMD miniatura de película metálica resistencias SMD miniatura de película gruesa.

Resistencias de carbón aglomerado En las resistencias de carbón aglomerado, el elemento resistivo es una masa homogénea de grafi to o negro de humo finamente pulverizado y mezclado con una resina que actúa como aglomeran te. Esta mezcla es luego fuertemente prensada en forma cilindrica y encapsulada en un manguito de material aislante (como el plástico) o revestida con un barniz protector sobre el que se imprimen

45

ELECTRÓNICOS

las bandas de color que indican su valor óhmlco (figura 3.1). Los extremos del elemento resistivo es tán unidos a sendos terminales metálicos que facilitan la conexión del componente al circuito.

Manguito Elemento resistivo

3.1 Constitución de una resistencia de carbón aglomerado.

Terminal de conexión

El valor óhmico de la resistencia de carbón aglomerado depende de las proporciones de grafi to y aglutinante empleadas en su fabricación. Para pequeños valores de resistencia la cantidad de grafito (que es conductor) será mayor. El principal inconveniente de este tipo de resistencia es que no es de precisión, ya que según se efectúa la mezcla de los materiales que la forman puede haber una gran disparidad de valores, incluso dentro de la misma fase de fabricación. Como resultado de ello, no suelen fabricarse resis tencias de carbón aglomerado con tolerancias por debajo del 5 %. Se fabrican con tolerancias del 5, 10 y 20 %. Otro inconveniente que presentan es la oxidación del carbón, lo cual da lugar a una variación importante del valor nominal de la resistencia, e incluso a su descomposición. Esto último es el m o tivo de que sea un componente muy propenso a averías, o causándolas asimismo en otros com ponentes del circuito al que pertenecen, tales como transistores, circuitos integrados, etc. Un tercer inconveniente de estas resistencias es su elevada tensión de ruido, lo que las hace poco idóneas para ser utilizadas en etapas preamplificadoras, donde una alta tensión de ruido será muy amplificada por las etapas siguientes, dando lugar a un fuerte ruido en el altavoz. Como virtud cabe citar su bajo precio, debido a lo barato de la materia prima utilizada, siendo el tipo de resistencia más económica.

Resistencias de película de carbón En las resistencias en capa o película de carbón el elemento resistivo es una finísima capa de gra fito cristalizado sobre un cuerpo aislante de forma cilindrica. La composición y el grosor de la capa varía según el valor de la resistencia. La capa es conti nua para resistencias de hasta unos 10 kW (figura 3.2) y en forma de espiral para valores más al tos (figura 3.3).

3.2 Resistencia de película de carbón en forma de manguito.

3.3 Resistencia de película de carbón en forma de espiral.

El cuerpo aislante central es, en algunos casos, un minúsculo tubo de cristal con los terminales de conexión insertados en cada extremo (figura 3.4). Una vez depositada la capa de grafito sobre el tubo de cristal, ésta se recubre con una capa de resina aislante. En otros casos el soporte aislante es una barrita de material cerámico sobre el que se deposita la capa resistiva. Una vez depositada la capa, se aplican a presión, en cada extremo de la barrita,

RESISTENCIAS

3.4 Corte en sección de una resistencia de película de carbón.

unas cazoletas metálicas sobre las que se sueldan los terminales de conexión. El conjunto se pro tege finalmente con varias capas de barniz que protege el carbón de posibles roces y facilita la d i sipación del calor. Sobre el barniz se pintan luego las tres o cuatro bandas de color que hacen referencia a su va lor óhmico y tolerancia. Este tipo de resistencia es muy utilizado debido a su excelente estabilidad frente a cambios en las condiciones de carga o en los niveles de humedad, junto con un nivel de ruido muy reducido y bajo precio (poco más que el de las de carbón aglomerado). Son capaces de resistir temperaturas de 70 °C al aire libre en montaje horizontal. La temperatu ra superficial máxima permitida en el punto más caliente del cuerpo de la resistencia es de 155 °C.

Resistencias de película metálica Las resistencias de película metálica son una variante de las de carbón estudiadas en el apartado anterior. Consisten en sustituir la capa de grafito cristalizado por una aleación metálica de alta cons tante resistiva (níquel y cromo, o bien oro y platino) o por un óxido metálico (óxido de estaño). La capa metálica ha de ser inoxidable para que mantenga su valor óhmico constante durante toda su vida. A pesar de ello, se las recubre con barnices que impiden la acción del oxígeno atmos férico sobre ellas. Al igual que en las de película de carbón, se efectúa un espiralado en la capa metálica para au mentar su resistencia y conseguir así resistencias de elevado valor. Aunque el proceso de fabricación de estas resistencias es complejo, ya que conlleva una serie de severos controles de calidad y la materia prima utilizada es más cara que el grafito, el precio de las resistencias de película metálica es relativamente bajo (de tres a seis veces superior al de las de car bón aglomerado), lo cual justifica su utilización en aparatos de gran precisión y fiabilidad. Efectivamente, un coste tres veces superior en la partida dedicada a las resistencias no afecta en gran medida al precio total del producto acabado y, sin embargo, la fiabilidad y precisión de éste aumenta considerablemente, pues mientras las resistencias de carbón no se pueden fabricar con tolerancias por debajo del 5 %, en las de película se obtienen tolerancias del 0,1, 0,5, 1 y 2 %. Como inconveniente de estas resistencias cabe citar su baja potencia de disipación, ya que so portan mal el calor. Téngase en cuenta que el sobrecalentamiento da lugar a una deformación de la capa superficial, alterándose con ello el valor óhmico nominal de la resistencia. Esto último hace que su uso quede limitado a potencias de hasta unos pocos vatios.

Resistencias de película de cerm et El cermet es un material refractario formado por una mezcla íntima de productos cerámicos y me tales en polvo. La presencia de los productos cerámicos en la capa resistiva hace que ésta ad quiera un alto valor óhmico, razón por la cual las resistencias fabricadas con este material poseen elevados valores de resistencia óhmica (por encima de los 10 MLÍ). Los cermets presentan una gran resistencia a la corrosión, soportan muy bien altas temperatu ras, así como cambios bruscos de ésta, y poseen notable resistencia mecánica. En la figura 3.5 se puede ver una resistencia de película de cermet de alto valor óhmico. Cons ta de un sustrato cerámico sobre el que se deposita una fina capa de cermet. Ésta se protege con un revestimiento de resina ignífuga.

3.5 Resistencia de película de cermet.

47


Son resistencias apropiadas para circuitos con gran ¡mpedancia de entrada, redes de temporización y circuitos osciladores de cuarzo. La resistencia de la figura 3.5 puede disipar hasta 0,4 W a una temperatura de 70 °C; su tole rancia es de ±5 %; el coeficiente de temperatura es de ±300 ppm/°C; la tensión continua máxima de trabajo es de 1 kV y pueden operar en el intervalo de temperaturas ambientes comprendidas en tre 0 ° C y +130 °C.

Resistencias bobinadas Para la fabricación de las resistencias bobinadas se utiliza hilo conductor que posea una resistivi dad elevada. Como material resistivo se utilizan aleaciones metálicas en las que no sólo la resistividad es alta, sino que la variación de la resistencia por cambio de temperatura sea el menor posible. Un ejem plo típico es el constantán, que se compone de un 54 % de cobre, un 45 % de níquel y un 1 % de manganeso. En comparación con el cobre, su resistencia específica es 30 veces más alta, mien tras que la alteración de la resistencia por causa de la temperatura es 400 veces menor. El hilo conductor, de elevada resistencia específica, se arrolla sobre un cuerpo aislante, gene ralmente un tubo de cerámica (figura 3.6).

3.6 Corte en sección de una resistencia bobinada.

Los extremos del hilo generalmente se fijan con abrazaderas que, a su vez, pueden servir como conexiones para el montaje. Si las abrazaderas son desplazables se pueden obtener resistencias parciales (figura 3.7).

3.7 Aspecto externo de dos resistencias bobinadas con abrazaderas desplazables.

Otros materiales utilizados en la fabricación del bobinado de estas resistencias son el nicromo, el aluminio y el hierro. La base aislante (de cerámica, esteatita, mica u otro aislante adecuado) ha de ser hueca (véase la figura 3.7) ya que estas resistencias se utilizan en partes del circuito donde el paso de corriente es ele vado y, por tanto, su potencia de disipación será también alta. Con un diseño hueco de la base ais lante se favorece la refrigeración de la resistencia y, en consecuencia, sus condiciones de trabajo. Para evitar posibles cortocircuitos entre espiras del arrollamiento (o entre éste y otras partes del circuito en donde se dispongan) el cuerpo de la resistencia se recubre con una capa de esmalte vi trificado, el cual permite, además, soportar elevadas temperaturas de trabajo. Las dimensiones de estas resistencias son considerables, ya que han de soportar potencias de disipación que en ocasiones alcanzan los 1.000 W. Las resistencias bobinadas sólo se fabrican hasta, aproximadamente, 220 kQ, ya que el valor óhmico de las mismas viene dado por la igualdad:

48

RESISTENCIAS

donde r es la resistividad del hilo utilizado en Q-mm2/m , / la longitud del hilo en metros y S su sec ción en mm2, por lo que, incluso utilizando hilos de sólo 0,03 mm de diámetro, las dimensiones de la resistencia alcanzan valores excesivos. Cuando la resistencia bobinada deba soportar cambios bruscos de temperatura se recurre a «tropicalizarla», lo cual consiste en recubrir la resistencia con algún aislante y disponer el conjunto dentro de un tubo cerámico o de vidrio cerrado, del cual sólo salen al exterior los terminales de c o nexión.

Resistencias bobinadas vitrificadas Las resistencias vitrificadas son una variante de las estudiadas en el apartado anterior. En esencia son de constitución idéntica, pero con la particularidad de que el bobinado está re cubierto por un prisma cerámico vitrificado, de sección cuadrada, y de gran espesor comparado con el tamaño de la resistencia, permitiendo con ello un mejor aislamiento térmico de la resistencia respecto de componentes cercanos que disipen gran cantidad de calor. Esto último hace que sean idóneas para disponerlas en fuentes de alimentación, cerca del transformador o de los radiadores de calor de transistores de potencia. En la figura 3.8 se puede ver el aspecto externo de un par de resistencias bobinadas vitrificadas.

3.8 Aspecto externo de dos resistencias bobinadas vitrificadas.

Resistencias sobre circuitos impresos Otra forma constructiva de resistencia, mucho menos utilizada que todas las anteriores, es la que emplea una base de circuito impreso (figura 3.9).

3.9 Resistencia sobre base de circuito impreso.

Se trata de depositar sobre un material aislante (fibra de vidrio, baquelita, etc.) una capa muy fina de material resistivo, cuyo espesor y superficie sea adecuado al valor óhmico que se desea o b tener. El material utilizado puede ser oro, platino o el mismo cobre, pero de espesor muy pequeño, lo cual hace que el proceso sea muy delicado ya que es fácil que se cometan interrupciones en él. En estas resistencias la longitud del material resistivo ha de ser grande, por lo que para reducir superficie la resistencia se diseña en forma de greca (figura 3.9). Los valores obtenidos con este tipo de resistencias son bajos y no están normalizados, ya que es un proceso de fabricación sobre el propio circuito impreso.

49

ELECTRÓNICOS

Para obtener resistencias de valores más elevados se utiliza com o material resistivo la fibra de vidrio metalizada, o bien pequeñas plaquetas de dimensiones variables de material cerámico con los extremos bañados en oro, para efectuar en ellos las conexiones.

Resistencias SMD miniatura de película metálica Se trata de resistencias para montaje superficial (SMD), es decir, resistencias de dimensiones muy pequeñas, sin terminales de conexión, cuya conexión a las pistas de los circuitos impresos se rea liza mediante procesos robotizados. Las ventajas de esta tecnología se pueden resumir en los siguientes puntos: -

Gran densidad de componentes sobre la placa y una elevada miniaturización de los m ódu los electrónicos, gracias a las reducidas dimensiones de los componentes. No es necesario doblar ni cortar terminales. Mejores cualidades eléctricas en circuitos de radiofrecuencia, pues se reducen las capaci dades e inductancias parásitas. No se necesita mecanizar la placa de circuito impreso (taladrado). Se pueden utilizar placas de circuito impreso flexibles. Se reduce el número de pistas en los circuitos impresos. La robotización permite disponer simultáneamente un elevado número de componentes so bre la placa del circuito impreso. Reducción del trabajo posterior de revisión de las placas, pues disminuye el número de erro res en el montaje.

Todas estas ventajas se resumen en una: menor coste en la fabricación y, por lo tanto, un aba ratamiento del producto final. Existen dos tipos de resistencias para montaje superficial: las miniatura de película metálica (fi gura 3.10) y las de chip basado en la tecnología de película gruesa (figura 3.11).

mmm 3.10 Resistencia miniatura de película metálica para montaje superficial.

3.11 Resistencia miniatura de película gruesa para montaje superficial.

Las resistencias miniatura de película metálica, también llamadas MELF (Metal Electrode Face Bonding), se obtienen por disposición de una fina película metálica sobre un núcleo cilindrico de ce rámica, aislado por un encapsulado con resina epoxídica. Sus terminales son dos cápsulas metáli cas, una en cada extremo, que reemplazan a los terminales de las resistencias convencionales (fi gura 3.10). Las dimensiones de estas resistencias son de 3,6 mm de largo y 1,4 mm de diámetro. Se fa brican con valores comprendidos entre 0,22 Q y 10 MQ y tolerancias del 0,2, 0,25, 0,5, 1, 2 y 5 %. La potencia máxima de disipación a 70 °C es de 250 mW.

Resistencias SMD miniatura de película gruesa Las resistencias chip de película gruesa se fabrican mediante la serigrafía de una pasta resistiva so bre un sustrato cerámico (alúmina). El valor de la resistencia se obtiene por sinterizado.

Los terminales de conexión de estas resistencias son dos pequeñas láminas metálicas, en for ma de U, que se disponen firmemente en cada uno de sus extremos (figura 3.11). Estas resistencias, con forma de paralelepípedo rectangular, se fabrican en dos tamaños: 2 x 1,25 x 0,5 mm y 3,2 x 1,6 x 0,6 mm. Se fabrican con valores comprendidos entre 10 O y 10 MS2 y tolerancias del 2, 5 y 10 %. La potencia máxima de disipación a 70 °C es de 63 mW para las más pequeñas, y de 250 mW para las de dimensiones mayores.

REDES DE RESISTENCIAS Se fabrican también redes de resistencias dispuestas en encapsulado cerámico Dual In Une (DIL), en encapsulado moldeado Single In Une (SIL) y en encapsulado DIL para montaje superficial (SMD), com o las que se muestran en las figuras 3.12, 3.13 y 3.14 respectivamente.

3.12 Resistencias dispuestas en encapsulado cerámico Dual In Une (DIL).

en encapsulado moldeado Single In Une (SIL).

Vista superior.

Cada cápsula contiene siete u ocho resistencias individuales, o trece o quince resistencias c o nectadas, cada una de ellas de idéntico valor. Son muy útiles en el diseño de circuitos digitales, donde se requieren muchas resistencias igua les de elevación (pull-up) o de caída (pull-down). Otra de las ventajas de estas cápsulas con resistencias es el ahorro de espacio y tiempo re querido para el montaje. Se fabrican siguiendo los valores normalizados de la EIA y con potencias de disipación de 0,125 W y 0,25 W (por resistencia individual).

7.62

1,27

0.44

0,61

3.14 Resistencias dispuestas en encapsulado DIL para montaje superficial (SMD).

ELECTRÓNICOS

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LAS RESISTENCIAS No resulta económico la fabricación de todos los valores posibles de resistencias, ya que ello su pondría un proceso artesanal que las encarecería notablemente. Por este motivo, las resistencias se fabrican con unos valores normalizados en todas sus características, que cubran toda una serie de necesidades técnicas y económicas. Con el fin de que el diseñador de un circuito electrónico pueda elegir la resistencia más ade cuada a las necesidades del circuito, los fabricantes de resistencias suministran toda clase de da tos sobre sus características de funcionamiento, dimensiones, etc. Estas características técnicas son las siguientes: • • • • • • • • • • • • •

Potencia de disipación. Valor óhmico. Tolerancia. Estabilidad. Tensión máxima de trabajo. Coeficiente de tensión. Resistencia crítica. Tensión de ruido. Temperatura máxima de trabajo. Limites de frecuencia. Coeficiente de temperatura. Sotdabitidad. Almacenamiento.

Veamos por separado, y con todo detalle, el significado de cada uno de estos conceptos.

Potencia de disipación Siempre que una corriente eléctrica circula por una resistencia se genera calor en ella. En la resistencia, como elemento constructivo, el calor es sumamente inoportuno por tres razones: 1. El calor producido no es aprovechable, por lo que supone una pérdida de energía. 2. El calor aumenta la temperatura, con lo cual se modifica el valor de la resistencia. Después de cierto tiempo se establece un estado de equilibrio entre el calor producido y el calor irradia do, con lo que la temperatura ya no sigue aumentando. 3. El calor producido por las resistencias puede afectar el correcto funcionamiento de otros componentes vecinos, tales como los semiconductores, cuya corriente de fuga aumenta con la temperatura. De ninguna manera debe acumularse tanto calor que la resistencia resulte perjudicada, por lo que hay que eliminar este problema. En los equipos de radio, televisión y de alta fidelidad las resis tencias se refrigeran por convección. Efectivamente, dado que el aire caliente pesa menos que el aire frío y que, por tanto, tiende a su bir hacia arriba, la resistencia al calentarse calienta al mismo tiempo el aire que la rodea, el cual sube hacia arriba y su lugar es ocupado por el aire fresco existente debajo de la resistencia o del circuito. Esto es fácil de comprobar, por ejemplo, en un televisor en marcha, en el cual la superficie superior del mueble está más caliente que la superficie inferior del mismo. Existe pues una continua circu lación de aire frío ascendente que refrigera todos los componentes en los que se produce calor, como es el caso de las resistencias. Lógicamente, para que una refrigeración de ese tipo sea eficaz el mueble ha de disponer de los suficientes orificios de ventilación que permitan la libre circulación natural del aire desde la parte inferior a la superior. De todas formas, por muy bien ventilado que esté el aparato, las resistencias siempre se calien tan; pero lo importante es que ese calor no las dañe. Por este motivo las resistencias se fabrican para un determinado límite de carga, lo que evita que el calor generado las perjudique.

RESISTENCIAS

El límite de carga se indica en vatios. Por ejemplo, una resistencia de 2 W tiene como límite de carga esos 2 W, es decir, que la potencia eléctrica que se le suministre no debe sobrepasar los 2 W, pues si los sobrepasa se destruirá. Es muy importante no confundir la potencia máxima de disipación, o capacidad de carga de una resistencia, con la potencia realmente radiada por ella, la cual debe ser menor. La potencia disipada por una resistencia viene dada por la fórmula: P = VI Donde V es la tensión aplicada a sus bornes e I la corriente que por ella circula. Así, supongamos una resistencia de 47 £2 a la que se le aplica una tensión de 10 V. En estas cir cunstancias de funcionamiento, la intensidad de corriente que por ella circula es de:

y la potencia disipada en ella será: P = V I = 10 V x 0,213 A = 2,13 W Si la resistencia es capaz de disipar esta potencia no ocurrirá nada, pero si la potencia máxima de disipación de la resistencia fuese de tan sólo 1 W, ésta se calentaría excesivamente y acabaría por destruirse. La potencia disipada por una resistencia puede también calcularse con la fórmula: P = I 2R La potencia máxima de disipación de las resistencias varía con su tamaño. Cuanto mayor sea el tamaño, mayor será la superficie de la resistencia en contacto con el aire circundante y mayor será su poder de disipación de calor. Las resistencias de carbón aglom erado se fabrican para 1/8 W, 1/4 W, 1/2 W, 1 W y 2 W de disipación. Las resistencias de película de carbón se fabrican para 1/10 W (o 1/8 W), 1/4 W, 1/3 W, 1/2 W, 1 W, 1,5 W y 2 W. Las resistencias de película metálica se fabrican normalmente para 1/4 W y 1/2 W. Finalmente, en las resistencias bobinadas existe una amplia gama de formatos y potencias de disipación que van desde 1 W a 130 W. Pero no es suficiente conocer el valor de la potencia de disipación de una resistencia y sus con diciones de trabajo para que ésta funcione correctamente en un circuito electrónico dado; además, debe conocerse la temperatura ambiente en la que ha de trabajar. Efectivamente, la potencia de disipación de una resistencia queda seriamente afectada por la tempera tura ambiente, puesto que resulta más fácil disipar calor con una temperatura baja que alta. Por esta razón, los fabricantes dan el valor de la po a 40 X Tamaño natural a 70 °C tencia máxima de disipación para una tempera tura ambiente dada, la cual suele ser de 70 °C. — --------0.25 W 0,125 W Así, la capacidad de carga de una resisten cia de película de carbón es, por ejemplo, de 0.5 W 0.25 W 0,5 W trabajando a una temperatura ambiente de 40 °C, y de sólo 0,25 W si la temperatura 1.0 W 0.5 W — ambiente es de 70 °C. En la figura 3.15 se puede ver el tamaño de 1.0 W 1,5 W algunas resistencias de película de carbón a ta maño natural y, al lado, la capacidad de carga 3.15 Potencias de disipación máxima a 40 y 70 °C admisible a 40 °C y a 70 °C. de algunas resistencias de película de carbón.

mm

53


Ante la duda de cuál debe ser la potencia de disipación que debe tener una resistencia, lo me jor es elegir una resistencia con elevada potencia de disipación; sin embargo, han de considerarse dos importantes factores que influyen en la elección: 1. 2.

Elegir todas las resistencias con elevada potencia de disipación presupone aumentar consi derablemente el volumen ocupado por el circuito. Las resistencias de mayor potencia de disipación son más caras y, por lo tanto, se encare ce el producto.

Por estos motivos deben realizarse cálculos sobre las condiciones de funcionamiento del cir cuito, de forma que cada resistencia tenga su potencia de disipación adecuada. Para elegir una resistencia sin temor a que sea destruida por un exceso de temperatura, se pro cede de la siguiente forma: 1. Se calcula la potencia que disipará multiplicando la tensión que se le aplica por la intensidad de corriente que por ella circula. 2. Se determina bajo qué condiciones de temperatura trabajará y qué influencia ejercerá ésta sobre la potencia de disipación. Veamos un ejemplo de cálculo: Para ello supondremos una resistencia de 200 í l a la que se le aplica una tensión de 10 V. La corriente que por ella circulará será:

y su potencia disipada: P = V I = 10 V x 0,05 A = 0,5 W Supongamos que se trata de una resistencia de película de óxido metálico de alta estabilidad, cuya variación de la potencia máxima de disipación en función de la temperatura ambiente viene determinada por la curva de la figura 3.16.

3.16 Porcentaje de la potencia de disipación en función de la temperatura ambiente, en una resistencia de película de óxido metálico.

0

25

50

100

150

200

235

Temperatura ambiente (°C)

Si la resistencia ha de trabajar con una temperatura ambiente inferior a 25 °C, no existe, teórica mente, inconveniente alguno en utilizar una resistencia con una potencia máxima de disipación de 0,5 W; ahora bien, si la citada resistencia ha de trabajar con una temperatura ambiente de 100 °C, la potencia de disipación admisible queda reducida en un 35 %, es decir, al 65% de su valor nominal: p . ' max

54

RESISTENCIAS

Por lo que la resistencia se destruirá. A la temperatura ambiente de 100 °C se deberá: por tanto utilizar una resistencia con una po tencia nominal de disipación de: „ 1 00 P máx 100 x 0,5 W P = ----- „ max = ----------------65 65

=0,77 W

Como no se fabrican resistencias de este valor, se utilizará su inmediato superior, es decir, 1 W. La temperatura ambiente es aquella en la que el circuito trabaja a pleno funcionamiento, la cual en ocasiones es superior a la temperatura del local en donde se encuentre el aparato debido al ca lor desprendido por los componentes. Así, por ejemplo, en un pequeño aparato de radio portátil el circuito no se calentará en exceso, ya que trabaja con pequeñas intensidades de corriente, por lo que en este caso se toma como orientación la máxima temperatura ambiente a la que ha de trabajar, aunque a veces pueda ser ex cedida (por ejemplo, cuando el usuario se lo lleva a la playa y lo expone al sol directo). En los televisores no sucede este caso, ya que siempre trabajan en locales protegidos de la luz directa solar (para una mejor visión), por lo que la temperatura ambiente de estos locales no suele sobrepasar las propias del verano de cada lugar geográfico, pero el receptor sí trabaja con intensi dades de corriente más elevadas, con etapas de potencia que generan mucho calor (el cual se con centra en el interior del mueble, aunque esté bien ventilado), superándose en varios grados la tem peratura ambiente del local. Se ha comprobado que, aun conociendo el valor de la potencia máxima suministrada a la re sistencia, este valor no coincide con el valor máximo que es capaz de disipar cuando cambian las condiciones ambientales de funcionamiento. Como regla general de seguridad se elegirán las resistencias de forma que la disipación nom i nal sea, como máximo, el doble de la real. Finalmente, diremos que algunos fabricantes eligen la pintura protectora exterior de tal forma que adquiera un marcado color tostado cuando la temperatura de la resistencia puede ser causa de al teraciones en sus características, aconsejándose en este caso la sustitución por otra de más p o tencia de disipación nominal.

Valor óhmico y tolerancia de las resistencias El valor óhmico de las resistencias, es decir, la oposición que ofrecen al paso de la corriente eléc trica, no tiene ninguna relación con su tamaño, sino con las materias constituyentes de las mismas. Asi, una resistencia de 47 £2 puede tener el mismo tamaño que otra de 47 k£2, por la simple ra zón de poseer la misma potencia de disipación nominal, o bien incluso ser más grande de tamaño (siendo más pequeña de valor), debido a poseer una potencia de disipación nominal mayor. Lógicamente, en la práctica resulta imposible fabricar resistencias cuyos valores óhmicos abarquen todos los posibles. Por esta razón los fabricantes han adoptado una serie de valores determinados, los cuales siguen una progresión definida matemáticamente. Esta serie de valores fue confeccio nada durante los años 40 por la E.I.A. (A sociació n de In dustrias E lectrónicas de EE UU). Para su confección se tuvieron en cuenta las inevitables tolerancias de fabricación de los com ponentes, de tal forma que coincidiera la máxima tolerancia de un determinado valor con la mínima del siguiente. Ello es debido a que en todo proceso de fabricación debe preverse un determinado margen de tolerancia en las características del producto acabado. Veamos un ejemplo de lo que acabamos de exponer: supongamos que se están fabricando re sistencias de 150 £2, pero debido a las tolerancias del proceso de fabricación, se obtienen resis tencias cuyos valores no son exactamente de 150 £2, sino valores próximos a éste. Nos encontramos así con dos valores: uno teórico de 150 £2 y otros reales que oscilan alrede dor de los 150 £2. La diferencia entre ambos valores se llama desviación absoluta. Si una resistencia mide 147 £2 y su valor teórico, es decir, el que se quiere obtener, es de 150 O, la desviación absoluta será: 150 £2 - 1 4 7 £2 = 3 £2

55


Normalmente, en lugar de la desviación absoluta es preferible utilizar el concepto de desviación relativa, la cual se obtiene con la fórmula: valor real - valor t e ó r ic o __ . ,teórico x •-------------100 % valor La tolerancia de una resistencia es la máxima desviación, normalmente relativa, admisible en ella. Como consecuencia, si una resistencia tiene una desviación relativa que sobrepasa el valor de la tolerancia, esa resistencia no se considera aceptable. Así, supongamos que al medir el valor de una resistencia obtenemos 154,5 £2, siendo su valor teórico de 150 £2. En esta circunstancia la desviación relativa será: 154,5

£2 - 150 £2

4,5 £2

T1Ó Q

n/

450 £2 n

1 50 Í1 , 0 0 % = , 5 0 ñ % = 3 %

Si la tolerancia de fabricación admitida es del 5 %, la resistencia en cuestión es válida, puesto que el 3 % de desviación es inferior al 5 %. Pero si la tolerancia de fabricación admitida es de tan sólo un 1 %, entonces la resistencia debe desecharse por mala. La tolerancia puede dar un valor real de la resistencia superior o inferior al valor teórico, por este motivo se indica siempre con los signos ±. Así, si se tiene una resistencia de 560 £2 con una tolerancia de ±5 %, el valor real de dicha re sistencia estará comprendido entre: 5 x 560 £2 560 £2 + --------------

560 £2

5 x 560 £2

“Too _

2.800 £2 =560 £2+ — — — = 560 £2 + 28 £2 = 588 £2

560 £2 -

2.800 £2

100

560 £2 - 28 £2 = 532 £2

Es decir, que si la resistencia posee un valor real comprendido entre 532 £2 y 588 £2, se puede dar por buena, pero nunca si ese valor es superior o inferior a estos valores límites. Las resistencias no se construyen, por tanto, en todos los valores posibles, sino en ciertos va lores normalizados. Esto simplifica la fabricación, abarata sus costes de fabricación y facilita el al macenaje. Además, hay una razón obvia: una resistencia con un valor teórico de 150 £2 y una tole rancia de ±5 % puede tener cualquier valor real comprendido entre 142,5 £2 y 157,5 £2, por lo que sería ilógico introducir otros valores teóricos en este campo, ya que entonces podrían aparecer dos resistencias con diferente valor teórico pero con el mismo valor real. Por esto, los valores teóricos se fijan de manera que sus límites de tolerancia se solapen un poco entre sí. En la tabla 3.1 puede ver los valores normalizados según E.I.A. En la parte superior de cada columna de la tabla 3.1 se ha puesto la letra E y un número. Esta letra y su número definen la tolerancia de todos los valores indicados debajo de ella. Las toleran cias correspondientes a cada columna son las siguientes: COLUMNA E192 E96 E48 E24 E12 E6 . E3

. . . . .

...

. . . . . .

TOLERANCIA ±0,5 % ±1 %

±2 % ±5 % ±1 0 %

±20 % -2 0 % +80 %

-0 % +100 % 56

RESISTENCIAS

E192

E96

E48

1,00 1,01 1,02 1,04 1,05 1,06 1,07 1,09 1,10 1.11 1,13 1.14 1,15 1.17 1,18 1,20 1,21 1,23 1,24 1.26 1.27 1.29 1,30 1,32 1,33 1,35 1,37 1,38 1,40 1,42 1,43 1,45 1,47 1,49 1,50 1,52 1,54 1,56 1,58 1,60 1,62 1,64 1,65 1,67 1.69 1,72 1.74 1,76

1,00

1,00

1,02 1,05

1,05

1,07 1,10

1,10

1,13 1,15

1,15

1,18 1,21

1,21

1,24 1,27

1,27

1,30 1,33

1,33

1,37 1,40

1,40

1,43 1,47

1,47

1,50 1,54

1,54

1,58 1,62

1,62

1,65 1,69 1,74

1,69

E ,9 2 E96 ■ 1,78 1,80 1,82 •1,84 1,87 1,89 1,91 1,93 1,96 1,98 2,00 2,03 2,05 2,08 2,10 2,13 2,15 2,18 2,21 2,23 2,26 2,29 2,32 2,34 2,37 2,40 2,43 2,46 2,49 2,52 2,55 2,58 2,61 2,64 2,67 2,71 2,74 2,77 2,80 2,84 2,87 2,91 2,94 2,98 3,01 3,05 3,09 3,12

1,78

E48

1,78

1,87

1,91 1,96

1.96

2,00 2,05 2,05 2,10 2,15 2,15 2,21 2,26 2,26 2,32 2,37

2,37

2,43 2,49 2,49 2,55 2,61

2,61

2,67 2,74

2,74

2,80 2,87

2,87

2,94 3,01 3,09

E192

E96

: E48

5,62 5,69 5,76 5,83 5,90 5,97 6,04 6,12 6,19 6,26 6,34 6,42 6,49 6,57 6,65 6,73 6,81 6,90 6,98 7,06 7,15 7,23 7,32 7,41 7,50 7,59 7,68 7,77 7,87 7,96 8,06 8,16 8,25 8,35 8,45 8,56 8,66 8,76 8,87 8,98 9.09 9,20 9,31 9,42 9,53 9,65 9,76 9,88

5,62

5,62

' E24

E12

E6

1,0 1,1 í,2 1,3 1,5 1,6 1,8 2,0 2,2 2,4 2,7 3,0 3,3 3,6 3,9 4,3 4,7 5,1 5,6 6,2 6,8 7.5 8,2 9,1

1,0

1,0

;

1,82 1,87

E192

3,01

3,16 3,20 3,24 3,28 3,32 3,36 3,40 3,44 3,48 3,52 3,57 3,61 3,65 3,70 3,74 3,79 3,83 3,88 3,92 3,97 4,02 4,07 4,12 4,17 4,22 4,27 4,32 4,37 4,42 4,48 4,53 4,59 4,64 4,70 4,75 4,81 4,87 4,93 4,99 5,05 5,11 5,17 5,23 5,30 5,36 5,42 5,49 5,56

3,16 3,16 3,24 3,32

3,32

3,40 3,48 3,48 3,57 3,65 3,65 3,74 3,83 3,83 3,92 4,02 4,02 4,12 4,22

4,22

4,32 4,42 4,42 4,53 4,64 4,64 4,75 4,87 4,87 4,99 5,11

5,11

5,23 5,36 5,49

5,36

5,76 5,90

5,90

6,04 6,19 6,19 6,34 6,49 6,49 6,65 6,81

6,81

6,98 7,15 7,15 7,32 7,50

1,2 1,5

1,5

1,8 2,2

2,2

2,7 3,3

3,3

3,9 4,7

4,7

5,6 6,8

6,8

8,2

7,50

7,68 7,87 7,87 8,06 8,25 8,25 8,45 8,66 8,66 8,87 9,09 9,09 9,31 9,53 9,53 9,76

Tabla 3.1 Serie de valores normalizados según E.I.A.

57

ELECTRÓNICOS

Así, en la columna E24 de la tabla 3.1 todos los valores de esta columna corresponden a una relación de tolerancia de ±5 %. Si las necesidades del circuito admiten una tolerancia del ±10 %, se puede pasar con menos valores: partiendo de la columna E24, se deja uno de cada dos valores y así resulta la colum na E12. De igual forma se obtiene la columna E6 (dejando uno de cada dos valores de la columna E12). También se observa en la tabla 3.1 que los valores obtenidos se solapan debido a las toleran cias de fabricación. Sin duda el lector se preguntará qué ocurre con los valores de resistencias elevadas, ya que las columnas E de la tabla 3.1 están compuestas de números formados por una unidad y uno o dos decimales. Pues bien, la obtención de los demás valores de resistencias se realiza multiplicando es tos valores básicos por 10, 100, 1.000, etc. Así, del valor básico 6,8 O resultan los valores deriva dos: 68 £2, 680 £2, 6,8 k£2 , 68 k£2, 680 k£2, etc. Finalmente, cabe decir que en los circuitos electrónicos para radio y televisión se utilizan resis tencias de las columnas E12 y E24, debido a que corresponden a tolerancias bastante aceptables (±10 % y ±5 % respectivamente) y así no se encarecen en exceso los aparatos. En circuitos de pre cisión, como en los aparatos de medida, donde lo más importante no es el precio sino la calidad, se utilizan resistencias de precisión con tolerancias del 1%, e incluso menos.

Estabilidad La estabilidad y la precisión son términos que a veces pueden crear confusiones. La estabilidad es el cambio de valor de la resistencia en condiciones de almacenamiento o de trabajo, mientras que la precisión es la tolerancia de la resistencia al ser fabricada o seleccionada. Así, se puede definir la estabilidad com o el grado de independencia del valor óhmico de la re sistencia frente a la temperatura, humedad, envejecimiento, etc. Está demostrado que la variación de temperatura (bien sea del medio ambiente, bien sea por el calor generado en las resistencias), origina incrementos permanentes en el valor óhmico de las resistencias, mientras que altos índices de humedad aumentan transitoriamente el valor óhmico de las resistencias. En general, las resistencias más estables son las bobinadas (del orden del 1 al 2 %), seguidas, en este orden, por las de película metálica, las de película de carbón y las aglomeradas.

Tensión máxima de trabajo La tensión máxima de trabajo es la tensión máxima que puede aplicarse a una resistencia en fun ción del valor óhmico, con el fin de no sobrepasar la potencia máxima de disipación. Así, para una resistencia de 2.000 £2 y 2 W, la tensión máxima aplicable es de 20 V, puesto que: r

V

20 V

" fí " 200 £2 "

’

P = V I = 20Vx0,1 A = 2W También la longitud de la resistencia influye sobre la tensión máxima que debe aplicársele. Pue de admitirse que para una resistencia de 5 cm de longitud la tensión máxima aplicable es de unos 1.000 V, mientras que para resistencias de longitud 1/4 de la anterior, es decir, 1,25 cm, la tensión máxima de trabajo es inferior a 50 V. De todas formas este parámetro difiere de uno a otro tipo de resistencia, por lo que los fabri cantes especifican este dato en sus catálogos.

Coeficiente de tensión Cuando a una resistencia se le aplica una tensión entre sus terminales, el valor de ésta sufre una variación, la cual es proporcional a la calidad de la resistencia. Esta variación del valor de la resis tencia es, a su vez, tanto mayor cuanto mayor sea el valor óhmico de la resistencia, siendo por tan to acusable para valores elevados, por encima de los 100 k£2. En las resistencias de carbón la variación que sufre el valor óhmico de la resistencia es del orden del 0,02 % por cada voltio aplicado; en las resistencias de película metálica esta variación es de tan sólo el 0,0001 % por voltio aplicado; y en las bobinadas la variación es prácticamente nula.

RESISTENCIAS

En los catálogos de los fabricantes este valor suele expresarse en partes por millón (ppm). Así, por ejemplo, una resistencia de película de carbón que tenga un coeficiente de tensión inferior a 5 ppm, significa que su valor óhmico varia en 5 ohmios por cada millón de ohmios y por voltio apli cado. Si la resistencia es de 100 kQ y la tensión a ella aplicada es de 10 V, la variación que sufrirá el valor de dicha resistencia será inferior a:

100.000 O x - nr^ ^ 1.000.000

x 10 V = 5 í í

Valor que es totalmente despreciable.

Resistencia crítica Se denomina resistencia crítica aquel valor de resistencia que para su potencia nominal de disipa ción provoca una caida de tensión igual al máximo admisible por el tipo de resistencia. Así, si 1/ es la tensión máxima admisible por la resistencia y P la potencia de disipación nominal de ésta, el valor de resistencia crítica Rc será:

R c = 'p C

Dado que la tensión máxima de trabajo es del orden de 200 a 800 V y la potencia de disipación no sobrepasa los 2 W (por el tamaño de la resistencia), la resistencia crítica variará de una a otra.

Tensión de ruido La tensión de ruido o ruido de fondo de una resistencia es un factor muy importante a la hora de elegir un tipo determinado de resistencia, pues afecta a la calidad del aparato fabricado. Efectivamente, en toda resistencia se generan dos tipos de ruido: 1. Ruidos de agitación térmica. 2. Ruidos debidos a los cambios internos en la resistencia cuando la corriente circula a través de ella. El primero es debido a la agitación molecular que se genera en cualquier conductor sometido a temperaturas superiores al cero absoluto. El segundo se debe a que, cuando una corriente circula por una resistencia, aparece en ella una caída de tensión que no es absolutamente constante, variando continuamente dentro de unos lí mites. A esto se le da el nombre de ruido de fondo, y es independiente del primero. La tensión de ruido depende del tipo de resistencia y se expresa en |¿V por voltio de caída de tensión. A mayor resistencia más tensión de ruido se genera, así como a menor potencia de disipación, tal y como se puede apreciar en la figura 3.17, donde se muestran las curvas de tensión de ruido, en función dei valor óhmico, de diferentes resistencias de película de carbón de potencias de disipación distintas.

3.17 Curvas características de la tensión de ruido en función de la resistencia óhmica y de la potencia de disipación, en varias resistencias de película de carbón.

59


Así, por ejemplo, una resistencia de película de carbón, de 0,33 W de potencia de disipación a 40 °C y 20 Q de valor nominal, genera una tensión de ruido de unos 0,6 p.V por voltio aplicado, mientras que una resistencia de 2 MQ y 2 W de potencia de disipación a 40 °C genera más de 1 pV por voltio aplicado. De estas curvas se deduce que son preferibles las resistencias de elevada potencia de disipa ción y bajo valor óhmico para las etapas de preamplificación, ya que de lo contrario la tensión de ruido será elevada y, como será amplificada en etapas siguientes, se reproducirá en el altavoz con intensidad apreciable. Las resistencias de película de metal y las de película de óxido generan una tensión de ruido muy baja, siendo por tanto idóneas para ser utilizadas en etapas preamplificadoras. La experiencia demuestra que en las resistencias de composición (compuestas por diversos materiales) el ruido de fondo crece linealmente con la corriente, mientras no se pase de unos 15 mA. Para comentes más elevadas el ruido de fondo presenta un curso parabólico. Como se ha dicho, y lo repetimos por su importancia a veces olvidada, la tensión de ruido afec ta en gran medida a las etapas preamplificadoras de baja frecuencia, puesto que se amplifica en sucesivas etapas y puede llegar a aparecer con gran amplitud a la salida de la etapa final; por esta razón en los equipos de cierta categoría es imprescindible utilizar resistencias de elevada calidad en las etapas preamplificadoras.

Temperatura máxima de trabajo La temperatura ambiente afecta en gran medida a las resistencias. Así, las resistencias aglomera das de carbón soportan temperaturas de hasta unos 100 °C; sobrepasada ésta, se producen cam bios en la estructura de la envolvente usada para la amalgama de la resistencia. La temperatura máxima recomendada en la superficie es de unos 110 a 115 °C. Las resistencias pirolíticas pueden funcionar con temperaturas superficiales máximas de 150 °C, las de película metálica a 200 °C y las de película de óxido a 300 °C. Para las resistencias bobinadas recubiertas de barniz, o con esmalte vitreo protector del arrolla miento, la temperatura máxima de trabajo depende de la cubierta protectora. Con cubierta de barniz la temperatura máxima recomendable es de 130 °C, mientras que para los tipos de cubierta vitrea el límite es muy superior, por encima de 320 °C (algunas pueden trabajar a 450 °C).

Límites de frecuencia En corriente alterna, las resistencias aglomeradas de carbón con valores óhmicos alrededor de los 10 kQ se comportan como resistencias puras hasta frecuencias de varios MHz. Para frecuencias más altas la capacidad de derivación de la resistencia llega a ser predominante y la impedancia desciende. La inductancia de las resistencias aglomeradas de carbón no es causa, generalmente, de per turbaciones con frecuencias inferiores a los 100 MHz. En los circuitos atenuadores, de carga, o divisores de tensión utilizados en VHF y UHF, debe te nerse en cuenta que las resistencias de capa espiralada y, sobre todo, las bobinadas presentan una autoinducción nada despreciable. Por ello, en estos circuitos es aconsejable utilizar las resistencias aglomeradas o las de capa sin espiralar. En las resistencias de película sin espiralar, el valor óhmico sufre menos alteración a elevadísimas frecuencias, debido al efecto pelicular de la corriente alterna, pues el elemento resistivo es pre cisamente una película. Los fabricantes de resistencias indican en sus catálogos la influencia de la frecuencia sobre la resistencia. En la figura 3.18 se han dibujado las curvas características del cociente Z/Rn de tres resisten cias de 10 kQ, 100 kQ y 1 MQ en función de la frecuencia. Se observa que cuanto mayor es el va lor de la resistencia menor es el cociente Z/R„, es decir, ofrece menor impedancia al paso de la alta frecuencia. Veamos un ejemplo de lectura de las curvas de la figura 3.18: supongamos una resistencia de 10 kQ y otra de 100 kQ trabajando en un circuito por el que circula una corriente de 10 MHz; en esta circunstancia, el cociente Z/R v de la resistencia de 10 kQ es de 1, es decir, que ofrece una im pedancia de 10 kQ al paso de la corriente alterna.

60

RESISTENCIAS

101

10

3.18 Curvas características del cociente Z/R„ en función de la frecuencia, en tres resistencias de película de carbón espiralado.

103 /(MHz)

Sin embargo, la resistencia de 100 kQ presenta un cociente Z /fín de, aproximadamente, 0,68, lo que quiere decir que, aunque su resistencia óhmica sea de 100 kí2, su impedancia al paso de la co rriente alterna es de sólo 68 kQ, lo cual influye, sin duda, en el correcto funcionamiento del circuito. Como consecuencia de lo expuesto se puede afirmar que, en los circuitos que han de trabajar con altas frecuencias, las resistencias han de tener las siguientes características generales: • • • • • •

Dimensiones lo más pequeñas que sea posible. Resistencia reducida. Ser del tipo de película. Son preferibles las resistencias largas y finas que las cortas y gruesas. Las conexiones deben ser tan cortas como sea posible. No deben presentar deformaciones geométricas bruscas a lo largo de su longitud.

Coeficiente de tem peratura El valor óhmico de cualquier resistencia difiere de una temperatura a otra. La variación del valor óhmico de la resistencia con la temperatura puede calcularse por medio del denominado coeficiente de temperatura. En la tabla 3.2 se indican los coeficientes de temperatura aproximados para cada clase de re sistencia.

■ Tipo de resistencia

Temperaturas límites de medida en C

Aglomeradas de carbón

+20 a +70

±0,12

oro platino

-4 0 a +150

+0,025 a + 0,06 según composición

níquel cromo

-4 0 a +150

+0,015 a +0,02 según composición

-4 0 a +300

-0,05 a +0,05

de uso general

+20 a +130

+0,02

de precisión

+20 a +130

+0,0005

Película metálica

Película de óxido Bobinadas

:

Coeficiente de temperatura (% por °C)

Tabla 3.2 Coeficientes de temperatura de las resistencias.

61


De la tabla 3.2 se deduce que para instrumentos de precisión las mejores resistencias son las bobinadas de precisión, ya que son las menos afectadas por el coeficiente de temperatura. Las re sistencias aglomeradas de carbón son las más susceptibles a la temperatura, ya que su valor óh mico varía un ±0.12% por cada grado centígrado de variación de la temperatura. Los fabricantes de resistencias suelen indicar en sus catálogos el coeficiente de temperatura mediante datos numéricos o mediante curvas características, como la de la figura 3.19, referida a resistencias de película de carbón.

p.p.m.

°C

Intervalo de confiama del 90 %

0

3.19 Coeficiente de temperatura en partes por millón y grado centígrado en función del valor nominal, en una resistencia de película de carbón.

Valor medio

En las curvas características de la figura 3.19 se comprueba que el coeficiente de temperatura se expresa en partes por millón por grado centígrado, en función del valor óhmico. A partir de cierto valor óhmico (unos 10 kQ) el coeficiente de temperatura desciende rápida mente, mientras que permanece constante entre 10 Q y 10 kQ. Por debajo de 10 Q el coeficiente de temperatura puede ser positivo e inferior a 150 ppm/°C. En la curva de la figura 3.19 se ha indicado un intervalo de confianza del 90 % (líneas a trazos) ya que el valor medio (línea continua) está tom ado de una muestra de resistencias bajo prueba, cu yos coeficientes de temperatura oscilan por encima y por debajo de dicha línea continua hasta los límites dados por las líneas discontinuas. Veamos finalmente un ejemplo de utilización de esta curva; para ello, tomaremos com o referen cia la línea continua de valores medios y supondremos que a 25 °C el valor óhmico de una resis tencia es de 100 kQ. De la figura 3.19 se obtiene un coeficiente de temperatura de, aproximadamente, 210 ppm/°C, el cual es negativo por ser de carbón. Si en esta circunstancia, y debido al funcionamiento del aparato, la temperatura ambiente sube a, por ejemplo, 45 °C, el valor óhmico de la resistencia bajará a:

= " » • [ ’ - T ó ^ o ó 145 ^ - 25 = 100.000 Q (1 - 0,00021 x 20 °C) = 99.580 Q Es decir, el valor óhmico de la resistencia ha disminuido en 420 Q. Para finalizar, diremos que si bien en las resistencias de carbón el coeficiente de temperatura es negativo, como en el ejemplo expuesto, en las metálicas el coeficiente es positivo. Así, una resis tencia de película metálica suele tener un coeficiente de temperatura de 100 ppm /°C, valor éste muy bajo y que la hace muy estable ante cambios de temperatura. Bajo pedido especial los fabricantes de resistencias de película metálica pueden suministrar re sistencias con coeficientes de temperatura de tan sólo 50 ppm/°C.

62

RESISTENCIAS

Soldabilidad El sobrecalentamiento a que es sometida cualquier resistencia ai ser soldada a un circuito puede provocar alteraciones en la misma, sobre todo en las aglomeradas de carbón y, en menor exten sión, en las pirolíticas. Este cambio, debido al sobrecalentamiento, puede llegar a ser bastante importante (del orden de un 25 %, de forma permanente) al soldar conexiones excesivamente cortas en equipos minia tura. Para evitar estos cambios de valor es aconsejable no efectuar soldaduras a distancias inferio res a 1,25 cm de la resistencia. Estos efectos también pueden mitigarse efectuando soldaduras rápidas, uniendo el terminal de conexión de la resistencia a un elemento metálico que absorba el exceso de calor (por ejemplo las puntas de unos alicates) y el cual no deberá separarse antes de 15 segundos después de quitar el soldador, consen/ando limpias todas las superficies de las soldaduras, estañando los terminales de la resistencia antes de efectuar la soldadura y manteniendo un buen contacto térmico entre el sol dador y el punto de unión.

Almacenamiento Durante el almacenamiento las resistencias sufren cambios en su valor óhmico, más o menos im portantes según el tipo. Las resistencias aglomeradas pueden cambiar en un 5 %, las bobinadas en un 0,5 % y las de película metálica en sólo un 0,1 % (e incluso menos).

INDICACIÓN DEL VALOR DE UNA RESISTENCIA El valor óhmico de una resistencia se indica por medio de cifras (en las bobinadas, por ejemplo) o por anillos de color grabados sobre el cuerpo de la resistencia (en las aglomeradas de carbón y en las de película metálica o de carbón). El sistema de indicación del valor óhmico mediante anillos de color presenta las siguientes ven tajas: • •

En resistencias muy pequeñas es más perceptible el color que unas cifras impresas. Los anillos de color son bien legibles desde cualquier punto de vista, lo que es especial mente ventajoso si las resistencias están en lugares poco accesibles.

A las ventajas expuestas se contraponen las siguientes desventajas: • •

La impresión en color del valor de las resistencias es más cara que la impresión en cifras. Es necesario aprender de memoria el código para no tener que mirarlo constantemente.

Existen dos métodos de indicar el valor óhmico de una resistencia mediante anillos de color. El primero se utiliza para las resistencias de las series E6, E12 y E24, y consiste en cuatro anillos de color (tres para el valor óhm ico y uno para la tolerancia); el segundo se utiliza para resistencias de las series E48 y E96, y consiste en cinco anillos de color (cuatro para el valor óhmico y uno para la tolerancia). En la tabla 3.3 se indican los valores de la clave de colores internacional, o código de colores, para las resistencias de las series E6, E12 y E24, puesto que com o se puede com probar en la ta bla 3.1 los valores normalizados de estas tres series están constituidos por dos cifras significativas y un factor por el que se multiplican. El cuarto anillo corresponde a la tolerancia, la cual es de ±20 % para la serie E6, ±10 % para la serie E12 y ±5 % para la serie E24. Los anillos se leen desde un extremo hacia el centro de la resistencia, tal y com o se indica en la figura 3.20, aunque en ocasiones los anillos en vez de estar dispuestos a un lado están pintados en el centro, en cuyo caso se deberá disponer el anillo correspondiente a la tolerancia en el lado derecho.

63


.......... , COLOR

■::

1.er anillo -------------- -------------

>:L;'0 í' 1 3.a' anillo oi:¿ícolc Factor

2.a cifra

1.a cifra

Tabla 3.3 Código de colores internacional para identificación de resistencias de las series E6. E12 y E24.

2.° anillo

4.° anillo

----------------------Tolerancia

Negro

-

0

10°

-

Marrón

1

1

101

-

Rojo

2

2

102

-

Naranja

3

3

103

-

Amarillo

4

4

10"

-

Verde

5

5

10f>

-

Azul

6

6

106

-

Violeta

7

7

107

-

Gris

8

8

10®

-

Blanco

9

9

10®

-

Plata

-

-

0,01

±10%

Oro

-

-

0,1

± 5%

Ninguno

-

-

-

±20 %

El anillo correspondiente a la tolerancia, que normalmente es dorado o plateado, se lee en uno y otro caso en último lugar.

1." anillo (V1cifra) 2.5anillo (2? cifra) 3.e' anillo (Factor multiplicador) Tolerancia

3.20 Orden de lectura de los anillos de una resistencia de las seríes E6, E12 o E24.

El primer anillo indica la primera cifra del valor de la resistencia y el segundo anillo la segunda ci fra. Ambos anillos indican un número de dos cifras, que ha de estar incluido en las columnas nor malizadas E6, E12 o E24 de la tabla 3.1. El tercer anillo indica el factor por el cual se tienen que multiplicar las dos primeras cifras para obtener el valor definitivo de la resistencia en ohmios. El cuarto anillo indica la tolerancia.

64

RESISTENCIAS

En la tabla 3.4 se puede ver el código de colores de identificación de resistencias de las series E48y E96. Consta de un total de cinco anillos, puesto que las columnas E48 y E96 poseen tres cifras sig nificativas. Se trata de resistencias de precisión, menos utilizadas que las anteriores.

COLOR

4.° anillo %w,mt!áj

1 er anillo

2.° anillo

3 o anillo

1.Hcifra

2.a cifra

3.a cifra

0

0

10°

Negro

.

Factor

^/, iv?

5.a anillo Tolerancia.

Marrón

1

1

1

101

±1 %

Rojo

2

2

2

10s

±2 %

Naranja

3

3

3

103

-

Amarillo

4

4

4

10"

-

Verde

5

5

5

105

±0,5 %

Azul

6

6

6

10fi

-

Violeta

7

7

7

107

-

Gris

8

8

8

108

-

Blanco

9

9

9

10í!

Plata

-

-

-

0,01

-

Oro

-

-

-

0,1

-

Tabla 3.4 Código de colores internacional para identificación de resistencias de las seríes E48 y E96.

En la figura 3.21 se puede ver la forma de leer los anillos de estas resistencias, muy similar a la indicada para la figura 3.20, pero con la particularidad de que el tercer anillo corresponde ahora a la tercera cifra significativa en lugar del factor multiplicador.

I.61" anillo (1.3 cifra) 2.- anillo (2.3cifra) 3.e: anillo (3 3 cifra) 4.s anillo (Factor multiplicador) Tolerancia

-< íw >

3.21 Orden de lectura de los anillos de una resistencia de las series E48 o E96.

65


ELECCIÓN DE LA RESISTENCIA ADECUADA En este capítulo hemos visto las resistencias utilizadas en electrónica y sus características técnicas. También hemos subrayado, en repetidas ocasiones, que no todas las resistencias son utilizables en cualquier circuito electrónico, ya que es fácil que no le proporcionen la calidad final que de ellos se espera, como ocurre por ejemplo con las resistencias aglomeradas de carbón, las cuales generan mucho ruido y, por lo tanto, no son utilizables en etapas preamplificadoras. Mediante la tabla 3.5 se puede elegir la mejor resistencia para un determinado circuito, pues en ella se resumen las características generales de los diversos tipos de resistencias, en aquellos pun tos que más influyen en la elección. , , Tipo l i l i ! ,

Gama de potencias m

, ,, , Gama de

|

Gama de

Coeficiente de temperatura % a aC;

índice de precio respecto a las de carbón aglomerado

<20

150 250 500 500

-0,4 a -2

1

<2

300 450

-0,2 a -0,5

1,31

-0,2 a -0,5

1,54

“

a

’ ■

. 0,25 0,5 1 2

10 ü - 10 mü 3,3 ü - 22 MÜ 10 ü - 22 MÜ 220 Ü - 22 Mí}

5-10-20 5-10-20 5-10-20 5-10-20

sin espiralado

0,5 1

3,3 ü - 22 MÜ 10 fí - 22 MÜ

5 - 10 5 -1 0

con espiralado

1/8 0,25 0,5 1 2

10 ü - 330 kíí 1 ü - 1 Mí} 1 ü - 22 MÜ 3,3 Ü - 22 Mí} 1 0Ü -2 2 MÜ

normal: 2-5-10 envejecida: 0,5 - 1 - 2

Película de níquel y cromo aleados

0,25 0,5 1

1 Ü - 1 Mí} 0,47 ü - 1,5 MÜ 1 Ü - 4,7 ü

0,1 - 0,5 - 1 - 2

<0,3

200 300 500

-0,1 a + 0,1

3a6

Película de oro y platino aleados

0,25 0,5 1

0,33 Ü - 220 kü 0,33 ü - 220 kü 0,33 Ü - 220 kü

0,5 - 1

<0,1

-

0,25 a 0,35

7,7

-

10 ü - 10 MÜ

1-2-5

0,5-2

-

-0,4 a +0,4

3

1 a 1000

0,1 Ü - 220 kü

2-5-10

-

-

-0.1 a +0.1

muy variable

Carbón aglomerado

Película de carbón

Película de óxido de estaño Bobinadas

Tabla 3.5 Características generales de las resistencias.

66

<2

125 250 500 750 750

Resistencias ajustables y potenciómetros

INTRODUCCIÓN Todas las resistencias estudiadas en el capítulo precedente poseen un valor nominal fijo, no variable. No obstante, se fabrican también resistencias cuyo valor óhmico puede modificarse entre un valor mínimo (generalmente cero ohmios) y un valor máximo. Para ello se les añaden unos dispositivos mó viles. Estas resistencias reciben el nombre de resistencias ajustables (o reóstatos) y potenciómetros. Las resistencias ajustables están dotadas de un dispositivo móvil, con el que se tom a parte de su valor total y éste se fija después permanentemente. Estas resistencias se utilizan para ajustar el valor total de una cadena de resistencias a un valor fijo, bien determinado, que permita el funcionamiento en unas determinadas condiciones. Normal mente el dispositivo de ajuste no es accesible directamente desde el exterior del aparato, con el fin de evitar su manipulación por profanos. Como ejemplo de aplicación de estas resistencias podemos citar la utilizada para equilibrar una etapa de potencia en contrafase. Los potenciómetros son resistencias dotadas de un dispositivo móvil mediante el cual se toma parte del valor total (al Igual que las ajustables), pero con la importante diferencia de que forman un divisor de tensión, es decir, en todo momento circula corriente por la totalidad del elemento resisti vo, y una conexión central, variable en posición, tom a parte del valor total de la resistencia. Al igual que las ajustables, también se utilizan para hacer funcionar un circuito bajo unas condi ciones dadas, pero permitiendo su modificación. El dispositivo móvil es normalmente accesible desde el exterior del aparato, pudiendo ser manejado por cualquier persona. Como ejemplos de estos potenciómetros podemos citar el de regulación de volumen de un am plificador de audio, o el de regulación de brillo de un televisor.

RESISTENCIAS AJUSTABLES Las resistencias ajustables están constituidas por una lámina de carbón aglomerado, con una co nexión fija al exterior por uno de sus extremos. Sobre la lámina de carbón aglomerado se desliza un segundo contacto (figura 4.1).

Lámina de carbón

Curs

Terminales de la resistencia

4.1 Constitución de una resistencia ajustable de carbón aglomerado.

67


Según sea la posición del cursor sobre la capa de carbón, así será el valor de la resistencia. Otro tipo de resistencias ajustables son las bobinadas, las cuales están dotadas de una abra zadera deslizante por el cuerpo de la resistencia, y que según sea su posición tomará uno u otro valor del total (figura 4.2).

4.2 Constitución de una resistencia ajustable bobinada.

Anillo deslizante

Tanto en uno com o en otro caso estas resistencias poseen sólo dos elementos de conexión, lo cual las diferencia de los potenciómetros (dotados de tres elementos de conexión). El valor óhmico de la resistencia está comprendido entre un valor nulo (cuando el cursor está junto al contacto fijo) y un valor máximo que depende del valor óhmico total del elemento resistivo (cuando el cursor se encuentra en el extremo opuesto de la resistencia). Cuando el cursor está junto al contacto fijo, o próximo a él, la resistencia es nula (o casi nula), por lo que la intensidad de corriente que por ella circula es muy elevada, dando lugar a un calentamiento excesivo del elemento resistivo y, por lo tanto, se corre el riesgo de su destrucción. Por este motivo, las resistencias de ajuste se utilizan siempre en asociación con una resistencia en serie, de valor fijo, que limita la intensidad de corriente, evitando que se produzca un cortocircuito directo (figura 4.3).

4.3 La resistencia fí, en serie con la resistencia ajustable fíA, limita la intensidad de corriente que circula por esta última cuando su resistencia es muy baja.

A fí>

/ T

.—

De todas formas, es absurdo utilizar una resistencia ajustable entre los dos polos de una fuen te de alimentación, ya que su misión, como ya se ha indicado, es ajustar el valor óhmico de una ca dena de resistencias a su valor correcto. Así, en el caso de la figura 4.3, la resistencia R forma con fíA un divisor de tensión que, por exigencias del circuito, deberá ser de valor exacto o variable en tre dos límites muy estrechos. Si, por ejemplo, la tensión en bornes del conjunto ha de ser dividida exactamente por dos, se pueden utilizar dos resistencias iguales pero, debido a las tolerancias de fabricación de las resistencias, esto es difícil de obtener. Sustituyendo una de ellas por una resis tencia ajustable resulta mucho más fácil obtener el valor de tensión deseado. Para finalizar, en la figura 4.4 se muestra el aspecto externo de algunas resistencias ajustables.

4.4 Fotografías de cuatro resistencias ajustables (dos de ellas miniatura), para disposición vertical y horizontal sobre circuito impreso.

68

RESISTENCIAS AJUSTABLES Y POTENCIÓMETROS

POTENCIÓMETROS Los potenciómetros son muy similares a las resistencias ajustables, aunque en ellos se añade un tercer terminal que hace que su funcionamiento sea totalmente distinto. Además de la resistencia variable, existe una resistencia fija formada por toda la capa de car bón. Por la totalidad de la capa de carbón siempre circula corriente. En la figura 4.5 se puede ver la constitución de un potenciómetro de carbón.Comparándola con la figura 4.1 se aprecia la existencia del tercer terminal.

4.5 Constitución de un potenciómetro de carbón aglomerado.

Entre los terminales extremos existe siempre una resistencia de valor fijo. Entre el terminal cen tral (el del cursor) y cada uno de los extremos el valor óhmico es variable entre un valor nulo y el máximo propio del elemento resistivo, según sea la posición del cursor. Se puede comparar el potenciómetro con un divisor de tensión formado por dos resistencias en serie cuyos valores individuales cambian de valor según la posición del cursor, pero cuyo valor óh mico total es siempre el mismo; es decir, un divisor de tensión en el cual el aumento de valor de una de sus resistencias supone una disminución del mismo valor en la otra.

Clasificación de los potenciómetros Existe gran variedad de potenciómetros, cada uno de ellos diseñado para fines concretos. En un principio se pueden clasificar en dos grandes grupos: • •

Potenciómetros ajustables Potenciómetros variables

Los potenciómetros ajustables son aquellos cuyo cursor se desplaza, durante el ajuste del apa rato, a una posición bien determinada, permaneciendo en ella de forma fija durante prácticamente toda la vida del aparato al que pertenece, a menos que el envejecimiento o reparación del mismo aconseje un nuevo ajuste. Los potenciómetros variables son aquellos que pueden accionarse en cualquier momento para variar las condiciones de funcionamiento del aparato, para lo cual se disponen de forma que sean fácilmente accesibles por el usuario. Además de esta primera clasificación, los potenciómetros también pueden clasificarse en po tenciómetros de uso general y en potenciómetros de precisión. Los de uso general pueden subdividirse en potenciómetros de hilo bobinado y en potencióme tros de carbón. Normalmente siguen leyes lineales y logarítmicas. Los potenciómetros de precisión son siempre de hilo bobinado y, generalmente, siguen leyes li neales, senoidales, cosenoidales u otras funciones matemáticas. Ya se ha dicho que los potenciómetros, tanto los de ajuste como los variables, se fabrican de numerosas formas constructivas. Dado que exponerlas todas resulta de difícil y larga exposición, a título de ejemplo, exponemos a continuación algunas de ellas.

69


4.6 Fotografías de ocho potenciómetros de ajuste (cuatro de ellos miniatura) para disposición vertical y horizontal sobre circuitos impresos.

En la figura 4.6 se muestran varios potenciómetros de ajuste. En todos ellos se observa la pre sencia de tres terminales de conexión (en lugar de los dos que tienen las resistencias ajustables de la figura 4.4). Observando con atención la figura 4.6, en la cual todos los potenciómetros están fotografiados con la misma ampliación, se puede observar que los cuatro primeros (a, b. c y d) son miniatura. Los potenciómetros b, c, f y g de la figura 4.6 tienen el terminal del cursor dispuesto entre los terminales extremos, mientras que los potenciómetros a, d, e y h lo tienen dispuesto en el centro, pero en el extremo opuesto del cuerpo del componente. También se puede observar en la figura 4.6 que unos modelos son para conexión vertical y otros para conexión horizontal sobre circuito impreso. Con todo ello queremos hacer patente que son innumerables los diseños que el fabricante pone en manos del profesional, de forma que siempre se puede encontrar el modelo que mejor se ajus te a las necesidades del montaje. Todos los potenciómetros de ajuste de la figura 4.6 están dotados de una ranura en su órgano móvil. En dicha ranura se introduce la punta de un destornillador para girar a derecha o izquierda el elemento deslizante de ajuste. De esta forma sólo los entendidos procederán al ajuste del poten ciómetro, evitando que manos inexpertas manipulen el interior del aparato y provoquen el desajus te del circuito. Como ejemplo de aplicación de estos potenciómetros citamos el control automático de ganancia de receptores de radio y televisión. En la figura 4.7 se muestran varios potenciómetros de ajuste dotados de un pequeño botón de plástico, mediante el cual se acciona el cursor del potenciómetro, haciendo innecesario el uso del

4.7 Fotografía de varios potenciómetros de ajuste, dotados de un botón de plástico que facilita la labor de ajuste.

70


destornillador. Estos potenciómetros suelen utilizarse en aquellas partes de un aparato en las que el accionamiento de los mismos no presupone un grave desajuste del circuito. Al igual que los an teriores, se fabrican en unidades independientes o con varios en un mismo cuerpo, para montaje horizontal o vertical, etc. En la figura 4.8 se muestran varios potenciómetros de carbón, de los denominados de mando, los cuales se utilizan en aquellas partes del conjunto de circuitos que han de ser controladas por el usuario, por ejemplo, los controles de tono, volumen, brillo, contraste, etc., de un televisor.

4.8 Fotografía de varios potenciómetros de carbón para mando.

Se fabrican con ejes de diferente longitud, lo que permite su salida al exterior del mueble por los orificios preparados para ello, aunque en ocasiones es preciso cortar parte del extremo del eje para adaptarlo a las dimensiones que exija el botón de mando. Los ejes suelen ser cilindricos, aunque también se fabrican con un pequeño rebaje lateral que evite el deslizamiento del botón de mando, ya sea mediante un tornillo de presión o mediante un botón de mando cuyo orificio se adapte a la forma del espárrago del potenciómetro. Se observa, en la figura 4.8, que los terminales de conexión de estos potenciómetros se dispo nen en la parte lateral o en la posterior de sus cuerpos, con terminales rectos o doblados, lo cual facilita la conexión al circuito según el diseño de éste. Si bien los potenciómetros de ajuste estudiados anteriormente se sujetan por soldadura de los terminales, los de mando se sujetan mediante tuerca y contratuerca (figura 4.8), ya que están so metidos a mayores esfuerzos mecánicos. También se fabrican grupos de dos o tres potenciómetros de carbón dispuestos en un mismo cuerpo y gobernados por un único eje, o bien con dos ejes coaxiales que permiten el gobierno por separado de cada uno de los potenciómetros. Mediante estos potenciómetros es posible regular simultáneamente dos etapas electrónicas, o bien regularlas por separado, con un botón especial cuya parte posterior gobierna un potenciómetro y la parte anterior el otro. En aparatos de radio portátiles de pequeño tamaño alimentados por pilas, en los que la inten sidad de corriente es pequeña, se utilizan potenciómetros miniatura dotados de interruptor, como los de la figura 4.9. En estos potenciómetros los dos'term inales extremos (más anchos) corres ponden al interruptor y los tres centrales al potenciómetro. Al inicio del recorrido se abre o se cie rra el circuito de alimentación, de forma que la puesta en marcha y apagado de! aparato siempre se realiza con volumen sonoro a cero.

4.9 Pequeños potenciómetros de carbón dotados de interruptor, muy utilizados en receptores de radio portátiles.

71


4.10 Potenciómetro de accionamiento longitudinal dotado de terminales con ojete para conexión a cableado.

En la actualidad, suelen utilizarse bastante los potenciómetros de control de volumen, brillo, contraste, etc., de accionamiento longitudinal en vez de rotacional (figura 4.10). Este tipo de poten ciómetros tiene la ventaja, respecto a los giratorios, de ofrecer una mejor visualización de la posición del cursor por parte del usuario, mediante la colocación de una escala longitudinal. Son muy utilizados en aquellos circuitos donde existe una gran concentración de componentes, pues admiten su montaje en batería aprovechando de forma óptima el espacio disponible.

Trimmers potenciométricos SMD La creciente miniaturización de los circuitos electrónicos afecta a todos los componentes y, natu ralmente, los potenciómetros no son una excepción. En la figura 4.11 se muestran varios potenciómetros para montaje superficial (SMD).

f

*

1.75 | 1. 5 iO.65

4.11 Trimmers potenciométricos para montaje superficial (SMD), con las respectivas plantillas de los contactos para el diseño del circuito impreso.

i

L

fo.9 „ fu,

+-

r -

iT

12

-

í1

08 J .

l i

1. 2 T

14J

3. 2

Se fabrican en estructura abierta y cerrada, con dimensiones de 2 a 12 mm2 según modelo. Es tos potenciómetros soportan muy bien la soldadura de reflujo y la manual, siendo ideales para el montaje automático. El ajuste del valor óhmico se realiza mediante una huella en cruz en la parte superior del poten ciómetro. Pueden soportar potencias de 150 y 250 mW a 70 °C. El elemento resistivo es el cermet, que posee unas buenas características de temperatura.

Potenciómetros multivuelta En aplicaciones donde se requiere una gran precisión en el ajuste de los circuitos resulta interesan te que los potenciómetros utilizados en ellos sean del tipo multivuelta, es decir, que para obtener el valor máximo se deba girar el cursor (tornillo) varias vueltas, que pueden superar las veinte. En la figura 4.12 se muestran varios potenciómetros de esta clase. Las diferencias que se pue den observar entre unos y otros se encuentran en el acceso al cursor de ajuste, que puede reali zarse por la parte superior o por una de las caras laterales, y en la disposición de las patitas de co-

72


4.12 Potenciómetros multivuelta. 1. 0 2 :

123 O

2

O 6.35

TX TV

1

i sl i . 5i 1 □-------------- L 1 1

Ó 3 o i

2

O

1 r LnJ

nexión. Esto permite al diseñador elegir aquel modelo que mejor se adapte al circuito, tanto por su volumen como por la forma de acceso al ajuste. Las dimensiones de estos potenciómetros son muy pequeñas, tal y com o se indica en los aco tados de la figura 4.12. En todos estos potenciómetros el cursor queda inoperante en los extremos del recorrido.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS POTENCIÓMETROS Al igual que las resistencias, los potenciómetros se fabrican de forma que cubran toda una serie de necesidades técnicas y económicas. Con este fin, los fabricantes suministran datos técnicos sobre sus características de funcionamiento, dimensiones, etc. Entre las características técnicas de ma yor interés para el profesional electrónico caben citar las siguientes: • • • • • • • • • • • • • • • •

Valor óhmico. Disipación máxima. Linealidad. Resolución. Coeficiente de temperatura. Tensión máxima admisible. Tolerancia. Resistencia efectiva mínima. Resistencia a la humedad. Ángulo de rotación. Variación del valor óhmico en función del ángulo de rotación. Nivel de ruido. Estabilidad. Resistencia de aislamiento. Par de accionamiento. Par extremo.

73

ELECTRÓNICOS

• •

Velocidad de accionamiento para potenciómetros de servicio continuo. Comportamiento ante las vibraciones.

A continuación analizaremos cada uno de los parámetros citados.

Valor óhmico Los potenciómetros de hilo bobinado para uso general se fabrican con valores superiores a los 500 Q, y los de carbón hasta 5 MQ. El límite inferior es, aproximadamente, de 1 O para los potencióme tros de hilo bobinado y de 10 Q para los de carbón, aunque resulta difícil mantener la estabilidad de la resistencia por debajo de los 250 Q. Los potenciómetros de precisión se fabrican con una resistencia en el límite superior de, apro ximadamente, 100 kQ; por encima de este valor el tamaño del potenciómetro excede de los 13 cm de diámetro. Los potenciómetros SMD se fabrican con resistencias de 100 Q a 1 MQ, según modelo, y los multivuelta se fabrican con valores de hasta 5 MQ. Los valores citados pueden hacerse variar, del mínimo al máximo, de forma lineal, logarítmica, antilogarítmica, etc., según las necesidades y aplicaciones del potenciómetro. En radio y televisión sólo se utilizan los potenciómetros que siguen leyes lineales y logarítmicas. El valor óhmico de un potenciómetro viene indicado mediante cifras y letras en su propio cuerpo. Así, la indicación 4K7 lin advierte que se trata de unpotenciómetro cuyo valor máximo de resistencia es de 4.700 Q siguiendo una ley lineal, y laindicación 10K log,advierte que el potenciómetro en cues tión tiene una resistencia máxima de 10 kQ y sigue una ley logarítmica.

Potencia de disipación máxima La disipación máxima, o potencia máxima de trabajo de un potenciómetro, depende de la seguri dad requerida por lo que respecta a la elevación de temperatura del mismo. Los fabricantes espe cifican en sus catálogos la potencia máxima de trabajo para una o dos temperaturas ambientes dadas, las cuales suelen ser de 40 °C y 70 °C. Así, por ejemplo, la potencia máxima de disipación de un pequeño potenciómetro lineal puede venir expresada de la siguiente forma: • •

Potencia nominal a 40 °C: 0,25 W Potencia nominal a 70 °C: 0,10 W

En otras ocasiones la potencia máxima de trabajo se representa en función de la temperatura mediante una curva característica como la de la figura 4.13. La ordenada se ha dividido en por centajes de la potencia máxima admisible, mientras que la abscisa se divide en °C. De su lectura se deduce que entre 0 y 40 °C el potenciómetro admite una potencia de disipación máxima del 100 % de su valor, mientras que a partir de 40 °C el porcentaje de la potencia de disipación máxima decre ce rápidamente, de forma que a 70 °C el potenciómetro puede resultar dañado.

p,(% W) 100%

40 %

4.13 Potencia nominal de un potenciómetro en función de la temperatura.

40

70

T(°C)

X


Así, un potenciómetro cuya potencia nominal sea de 400 mW a 40 °G, sólo admite 320 mW a 50 °C (un 80 % de la nominal), 240 mW a 60 °C (un 60 % de la nominal) y 160 mW a 70 °C (un 40 % de la nominal). A título orientativo, se puede decir que las potencias máximas de trabajo en los potenciómetros de hilo bobinado oscilan entre 0,5 W y 120 W (según modelo) a 70 °C, y entre 1 W y 150 W a 40 °C. En los potenciómetros de carbón, las potencias máximas de trabajo son bastante inferiores, varian do según el modelo entre 40 mW y 1 W a 70 °C, y entre 0,1 W y 2 W a 40 °C. En lo que respecta a los potenciómetros SMD las potencias de disipación no superan los 250 mW a 70 °C. Finalmente cabe decir que los potenciómetros que siguen una ley logarítmica soportan, a igual dad de las demás condiciones, una potencia máxima de disipación algo inferior a los lineales.

Linealidad Se dice que un potenciómetro posee una linealidad ideal cuando a cada incremento igual del án gulo de rotación (o del movimiento longitudinal) del contacto deslizante, corresponde un cambio constante de resistencia. En la práctica esto nunca se logra, por lo que la linealidad, o la precisión lineal, es la cantidad que varía la resistencia real, en cualquier punto del contacto deslizante sobre la pastilla de carbón o del hilo, de la esperada línea recta que se obtendría en un gráfico de coordenadas resistencia-ángulo de giro o resistencia-recorrido. Por ejemplo, si un potenciómetro de 100 k£2 proporciona una linealidad de ±0,1 %, ello quiere decir que su valor no debe variar en más de 100 £2 a cada lado de la línea de error nulo.

Resolución Recibe la denominación de resolución la variación de resistencia producida por un cierto cambio de la posición del contacto deslizante (generalmente la resistencia por vuelta del hilo resistivo). Así, la re solución es función del número de espiras del potenciómetro. Por ejemplo, un potenciómetro de 200 £2, conteniendo 50 espiras de hilo, tiene una resolución de 4 O, es decir, 4 Q por espira. La resolución puede definirse más específicamente com o resolución en resistencia (ohmios por vuelta), resolución en tensión (caída de tensión por vuelta) o resolución angular (cambio mínimo en el ángulo del contacto, necesario para producir una variación de resistencia). En general la resolución en resistencia es la mitad de la linealidad. Así, si la linealidad es de ±0,1%, la resolución en resistencia será del 0,05% o incluso menos.

Coeficiente de temperatura Para obtener el coeficiente de temperatura de un potenciómetro se procede com o sigue: 1. Se mide la resistencia del potenciómetro, despreciando la resistencia del contacto deslizan te, a la temperatura ambiente y se anota el valor obtenido. 2. Se eleva la temperatura ambiente y se mantiene hasta que el valor de la resistencia se esta biliza de nuevo, anotándose tanto la temperatura com o el valor óhmico del potenciómetro. 3. Las operaciones citadas se repiten tres o cuatro veces. El coeficiente de temperatura para cada una de las operaciones se calcula mediante la fórmula: ( « 2 - ^ ) 1 06 fl i f o - r , ) donde: a = coeficiente de temperatura en partes por millón, f?, = resistencia a la temperatura inferior, Tv en ohmios. R2 = resistencia a la temperatura superior, T2, en ohmios. 7", = temperatura inferior en °C. T2 = temperatura superior en °C.

75


El coeficiente de temperatura medio de las tres o cuatro operaciones efectuadas no debe ex ceder de ±250 partes por millón por grado centígrado (es decir, ±0,025 %/°C) para los potenció metros de hilo bobinado de uso general, o de ±1.200 partes por millón por grado centígrado en los potenciómetros de carbón (±0,12 %/°C). Normalmente, los fabricantes de potenciómetros suministran este dato en sus catálogos me diante cutvas características como las de la figura 4.14, referida a un potenciómetro de carbón. En esta curva la ordenada se ha dividido en partes por millón y °C de temperatura, mientras que la abscisa se ha dividido en valores óhmlcos siguiendo una ley logarítmica.

p.p.m./0C

2.500 2.000 1.500

4.14 Curva característica del coeficiente de temperatura en partes por millón y °C de temperatura, en función del valor nominal de un potenciómetro de carbón.

10 k

100 k

(Límite de confianza 95 %)

En la figura 4.14 se ha Indicado tam bién, mediante línea recta discontinua, el valor aceptable se gún norma CEI-190, la cual es fácilmente superable por la tecnología actual. La línea continua corresponde a los coeficientes de temperatura, obtenida con valores medios y con un límite de confianza del 95 % sobre el valor dado. Se obsen/a que el coeficiente de tempera tura oscila entre poco más de 500 ppm /°C para los potenciómetros por debajo de 200 í l y por en cima de 600 k£2, y algo menos de 500 ppm /"C para los que poseen una resistencia comprendida entre estos dos valores. Por encima de 1 MQ el coeficiente de temperatura se eleva rápidamente. La lectura de la curva de la figura 4.14 se efectúa de la siguiente forma. Supongamos que se tiene un potenciómetro de carbón de 10 k£2. Según la citada curva, el coeficiente de temperatura de este potenciómetro es de, aproximadamente, 300 p pm /cC, es decir, que su resistencia dismi nuirá un 0,030 % por cada grado centígrado que aumente la temperatura, puesto que se trata de un potenciómetro de carbón y este material posee un coeficiente de temperatura negativo (dismi nuye su valor óhmico al aumentar la temperatura). De acuerdo con este dato, y si el potenciómetro posee una resistencia de 10 k íi a 40 °C, su resistencia a 70 °C será:

fí 70. = R40, [ i - .,-q q q o o o ( 70 ° C - 4 0 °C)] = 10 k f l (1 - 0,009) = 9.910 Q

(90 ohmios inferior al valor nominal).

Tensión máxima admisible En los potenciómetros cabe distinguir entre tensión máxima de trabajo a través del elemento resis tivo y tensión máxima de trabajo entre el eje y el elemento resistivo. Tanto uno como otro dato vie nen dados por el fabricante. Por lo general la tensión máxima de trabajo oscila entre unos 250 V para los potenciómetros de tamaño pequeño y 1 kV para los de mayor tamaño. El valor de tensión máxima admisible también es variable según sea el potenciómetro lineal o no lineal. Así, si un potenciómetro lineal admite una tensión máxima de, por ejemplo, 500 V, un poten ciómetro logarítmico de igual resistencia óhmica sólo admite 350 V.

76


Tolerancia Al igual que en el caso de las resistencias, en los potenciómetros la tolerancia determina la preci sión con la que ha sido fabricado. Para los potenciómetros de carbón de uso general, incluidos los de montaje superficial SMD, la tolerancia suele ser de ±20 %, mientras que para los de hilo bobinado de uso general la tolerancia es, aproximadamente, de ±10 %.

Resistencia efectiva mínima Todo potenciómetro posee algún sistema de terminales del elemento resistivo, lo cual produce unas zonas muertas en las que el contacto deslizante gira unos pocos grados sin originar cambio en el valor de la resistencia. Hay un pequeño intervalo (que se conoce con el nombre de resistencia de despegue) hasta que el contacto deslizante hace contacto eléctrico con el elemento resistivo. Para los potenciómetros de carbón de uso general la resistencia de despegue ha de ser Inferior al 5 % del valor nominal, y para los potenciómetros de hilo bobinado sólo del 3 %.

Resistencia a la humedad La causa más frecuente de avería en los potenciómetros es la humedad. Para evitar los daños pro vocados por ella (tales como corrosión de las partes metálicas, deformaciones de las partes plás ticas, etc.), los potenciómetros se fabrican en su parte metálica con materiales no corrosivos, o bien disponen de anillos de estanqueldad entre la caja y el eje de giro. Para determinar la resistencia a la humedad de un potenciómetro el fabricante lo somete a una prueba, consistente en mantenerlo un gran número de horas (por ejemplo, 500 h) en un recinto con un 95 % de humedad relativa y midiendo después el valor nominal del potenciómetro, el cual ha de variar lo menos posible. En un potenciómetro de carbón de uso general la prueba antes citada provocaría una variación del valor resistivo nominal inferior al 10 %, En la figura 4.15 puede verse la curva característica de incremento porcentual de resistencia en función del valor óhmico de potenciómetros de carbón, sometidos a la prueba de calor húmedo es tablecida por la norma DIN 41450, consistente en someter el potenciómetro a un preacondicionamiento de 23 ± 2 °C y 50 ± 5 % de humedad relativa durante 24 horas, después de las cuales se mide su resistencia y, a continuación, se almacena durante 250 horas a 40 °C con una humedad relativa del 90 al 95 %. Pasada esta prueba el potenciómetro se extrae del almacén y se mide su resistencia pasadas 24 horas y a temperatura y humedad relativa normal (25 ± 5 °C y 45 a 70 % de humedad relativa). En la figura 4.15 se observa que los incrementos de resistencia después de esta prueba se en cuentran por debajo del 5 %, siendo aceptables según la norma DIN 41450 incrementos del 15 % hasta valores de 100 k ü , y del 20 % para valores por encima de 100 kQ (línea a trazos).

AR

30

(%)

20 Valor aceptable Dll\l: 41450^

10

100

1k

10 k

100 k

(Límite de confianza 95%)

1M

10 M R„ (Q)

4.15 Curva característica del incremento porcentual de resistencia en función del valor óhmico de unos potenciómetros de carbón sometidos a calor húmedo durante 250 h.

77

ELECTRÓNICOS

Ángulo efectivo de rotación Al tratar el concepto de resistencia efectiva nominal se mencionaba que en todo potenciómetro existen unas zonas muertas que se corresponden con dos ángulos de giro ineficaces. Estos ángu los generalmente no exceden del 10 % del ángulo total de rotación en los potenciómetros de hilo bobinado de uso general, y del 30 % en los potenciómetros de carbón. El ángulo efectivo de rotación será por tanto igual a: 360° - (2 x ángulo muerto + espacio ocupado p o r los terminales)

Variación del valor óhmico en función del ángulo de rotación Como hemos visto, para cada ángulo de giro del cursor se tiene un valor óhmico diferente. Los fabricantes proporcionan las denominadas curvas de variación del valor óhmico en función del ángulo de rotación (figura 4.16), que permiten conocer el valor óhmico del potenciómetro para cada ángulo de rotación.

4.16 Variación del valor óhmico de un potenciómetro en función del ángulo de rotación. A, potenciómetro lineal; B, potenciómetro logarítmico; C, potenciómetro antilogarítmico.

Rotación del cursor

En esta figura se han dibujado, sobre un mismo sistema de coordenadas cartesianas, tres cur vas pertenecientes a otros tantos potenciómetros; la curva A corresponde a un potenciómetro li neal, la 6 a un potenciómetro logarítmico, y la C a un potenciómetro antilogarítmico. En el caso de potenciómetros con eje deslizante longitudinal, las curvas citadas no se repre sentan, naturalmente, en función del ángulo de rotación, sino en función del % de deslizamiento longitudinal del cursor (figura 4.17).

4.17 Variación del valor óhmico de un potenciómetro en función del porcentaje de deslizamiento lineal. A, potenciómetro lineal; B, potenciómetro logarítmico; C, potenciómetro antilogarítmico.

0

25 50 75 100% Desplazamiento del cursor


En el caso de los potenciómetros lineales, el valor óhmico de su resistencia varía de forma d i rectamente proporcional al ángulo de giro o de desplazamiento del cursor. Así, en el caso de la figu ra 4.17, cuando el cursor se encuentra al 50 % de su recorrido, la resistencia del potenciómetro en tre el cursor y cada uno de los terminales extremos es también del 50 %. Los potenciómetros lineales ideales son aquellos cuya curva característica es una línea recta perfec ta, lo cual se cumple salvo en las zonas extremas, debido a la resistencia de despegue ya estudiada. En los potenciómetros logarítmicos, el valor óhmico existente entre el cursor y cada uno de los extremos sigue una ley logarítmica; es decir, que por cada ángulo de giro a el valor óhmico se m ul tiplica por 10. Así, un potenciómetro logarítmico de 10 kQ tendrá una resistencia entre el cursor y uno de sus terminales extremos de 10 kQ cuando el cursor esté situado en un ángulo de 360°, de 3 kQ a 270°, de 1 kQ a 180°, de 300 Q a 90°, y de 0 Q a 0°. El potenciómetro antliogarítmico (curva C de las figuras 4.16 y 4.17) es, lógicamente, de com portamiento opuesto al logarítmico, es decir, aumenta logarítmicamente su resistencia al aumentar el ángulo de giro o de desplazamiento del cursor.

Nivel de ruido El nivel de ruido se obtiene aplicando una tensión continua de valor conocido (normalmente 10 V) a los terminales extremos del elemento resistivo y midiendo la tensión parásita de ruido en mV. La relación entre ambas magnitudes se expresa en dB. A título orientativo diremos que un potenciómetro lineal de carbón para uso general suele tener un nivel de ruido inferior a 20 dB (nivel 0 dB = 0,1 mV a 1 kHz), y en los modelos logarítmicos el nivel de ruido es inferior a 5 dB hasta el 5 % aproximadamente de la resistencia total y menor de 25 dB para valores mayores del citado 5 %.

Estabilidad Mediante el dato «estabilidad» es posible conocer los cambios que sufrirá la resistencia del poten ciómetro en el transcurso del tiempo o bajo condiciones severas de funcionamiento. Como dato orientativo diremos que en los potenciómetros de carbón de uso general la tolerancia de la estabilidad es del 15 %, y para los de hilo de uso general del 26 %.

Resistencia de aislamiento La resistencia óhmica entre el eje de accionamiento y el elemento resistivo se denomina resistencia de aislamiento. Esta resistencia ha de ser de valor muy elevado (generalmente no inferior a 1.000 MQ), con el fin de evitar pérdidas de corriente y eliminar peligros al operador cuando acciona el eje. Para medir la resistencia de aislamiento se aplican 500 V (corriente continua) entre el eje y los terminales del elemento resistivo. Dichos terminales se cortocircuitan para efectuar la prueba, la cual se lleva a cabo durante un minuto.

Par de accionamiento Se denomina par de accionamiento la fuerza necesaria para que el contacto deslizante comience a moverse. Se mide en g-cm, y su valor aumenta con el tamaño del potenciómetro. Como ejemplo diremos que un potenciómetro SMD suele tener un par de accionamiento de 10 a 150 g-cm. Durante el accionamiento el par es ligeramente inferior al del momento de arranque. Actualmente la tendencia es expresar en los catálogos la fuerza de accionamiento en Newton. Así, a un potenciómetro de carbón, del tipo de accionamiento longitudinal, es preciso aplicarle una fuerza de 1 a 3,5 N para que el cursor se desplace.

Par extremo El cursor del potenciómetro puede deteriorarse si se fuerza al llegar a los extremos de su recorrido; para evitarlo, el potenciómetro debe estar dotado de unos sólidos topes, los cuales no deben su frir deterioro alguno al recibir el impacto del contacto deslizante en su uso normal.

79


Las normas establecen una prueba, según la cual, colocando el contacto deslizante en uno de los extremos de su recorrido y aplicando un par al eje com prendido entre 5,7 y 11,4 kg-cm, no debe producirse daño alguno. En la actualidad los fabricantes de potenciómetros indican en sus catálogos el esfuerzo en el tope en Newton. Así, un potenciómetro de carbón de accionamiento longitudinal es capaz de so portar una fuerza de 50 N a 10 mm de la base de la corredera.

Velocidad de accionamiento El desgaste y, por lo tanto, la vida del potenciómetro, dependen de la velocidad de rotación y de la presión de contacto. Ésta debe ser, por lo tanto, lo más baja posible.

Comportam iento ante las vibraciones En un potenciómetro pueden presentarse serios problemas si el contacto deslizante vibra. Entre éstos, podemos destacar contactos intermitentes y cambio de la resistencia por desliza miento del cursor al ser sometido a una vibración como, por ejemplo, en los receptores de radio utilizados en automóviles. En consecuencia, es necesario evitar, o al menos disminuir, las vibraciones, situando incluso el potenciómetro en otro lugar si fuera necesario.

80

Condensadores

INTRODUCCIÓN Los condensadores son dispositivos capaces de almacenar una determinada cantidad de electrici dad. Están com puestos por dos superficies conductoras enfrentadas, llamadas placas o armadu ras, aisladas entre sí por un material dieléctrico. La capacidad de un condensador para almacenar electricidad es directamente proporcional a la superficie de las placas conductoras enfrentadas e inversamente proporcional a la distancia de se paración entre ellas, y depende de la constante dieléctrica del aislante existente entre las placas. Si el dieléctrico es el aire la constante dieléctrica es 1. Si entre las armaduras se interpone una lámina de papel impregnado, cuya constante dieléctrica es 3,5, se obtiene un condensador con 3,5 veces más capacidad que el que utiliza el dieléctrico de aire.

CLASIFICACION DE LOS CONDENSADORES El dato más importante de un condensador es su capacidad, la cual puede ser fija o variable. Esto los divide en dos grandes grupos: • •

Condensadores fijos. Condensadores variables.

Según el tipo de dieléctrico utilizado los condensadores fijos se clasifican en: Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores

de mica. de papel. de poliestireno (styroflex). de polipropileno. de poliéster. de policarbonato. de película plástica metalizada. cerámicos. de sulfuro de polifenileno (SMD). electrolíticos de aluminio. electrolíticos de tantalio.

Se fabrican condensadores con otros tipos de dieléctrico, pero que por su poca aplicación no hemos creído necesario citarlos en esta obra.

Condensadores de mica La mica es un silicato de aluminio con una mezcla variada de sales cuya resistividad es muy eleva da, del orden de 1015 a 1017 £2 ■cm, lo que la hace un excelente dieléctrico para la fabricación de condensadores.

ELECTRÓNICOS

5.1 Corte en sección de un condensador con dieléctrico de mica.

Armadura metálica Cuerpo de plástico moldeado Dieléctrico de mica Terminal de conexión

Los condensadores de mica consisten en un conjunto formado por una o más hojas de mica y otras más pequeñas de aluminio colocadas alternativamente (figura 5.1). Las hojas de aluminio de número par se desplazan ligeramente en un sentido y las Impares en sentido contrario, de forma que unas bridas metálicas -q u e mantienen apretado el paquete- unan eléctricamente las hojas pares con uno de los terminales y las Impares con el otro (figura 5.2).

Placas Cuerpo de plástico moldeado

5.2 Forma de establecer conexión entre todas las placas pares por un lado y las impares por otro, en un condensador de mica.

Terminal Dieléctrico

metálica

Finalmente, el conjunto se protege con un plástico moldeado sobre el que se Imprime el valor del condensador. Una variante más reciente en la fabricación de esta clase de condensadores consiste en la sus titución de las hojas de aluminio por un metalizado superficial de la lámina de mica con plata. Dado que la mica es un dieléctrico muy estable y de elevada resistividad, estos condensadores resultan ¡dóneos para ser utilizados en circuitos que trabajan en alta frecuencia, tales com o las eta pas osciladoras de radiofrecuencia, que admiten tensiones entre placas de varios miles de voltios con espesores de mica de unas pocas mieras. Se fabrican con capacidades que oscilan entre 5 pF y 100 nF. Los condensadores de mica metalizada no admiten frecuencias de trabajo tan elevadas como los de lámina. Para obtener elevadas capacidades debe utilizarse un mayor número de placas y au mentar la cantidad de plata depositada sobre la mica durante el proceso de fabricación. Los condensadores de mica resultan en la actualidad de elevado precio, razón por la cual se li mita su empleo a aparatos profesionales.

Condensadores de papel Los condensadores con dieléctrico de papel son de uso general. Se fabrican enrollando una hoja de papel entre dos hojas metálicas y añadiendo al conjunto una sustancia impregnada (figura 5.3). Las hojas metálicas, que normalmente son de aluminio, se disponen desplazadas hacia uno y otro lado, de forma que al enrollar las láminas sobresalgan cada una de ellas por un extremo del dieléctrico. Cada lámina queda conectada a un terminal de conexión, y todo el conjunto se encierra en una resina termoplástlca moldeada, saliendo al exterior sólo los terminales de conexión.

CONDENSADORES

Dieléctrico de papel (Dos o más hojas)

Disco de baquelita

Disco de cerámica odeneopreno _

Disco metálico prensado contra los extremos de / las hojas

\

Zonas extremas no metalizadas

Caja tubular metálica rebordeada

Terminales de cobre estañados

5.3 Constitución de un condensador con dieléctrico de papel.

Cubierta de cartulina baquelizada Hojas de papel metalizado Disco de neopreno

Terminal Elemento de retención soldado en el extremo del cuerpo central

5.4 Constitución de un condensador de papel metalizado.

Una variante de los condensadores de papel son los de papel metalizado. En éstos un lado del papel está metalizado (figura 5.4). Este procedimiento de fabricación evita los posibles huecos en tre dieléctrico y armadura. Como principales características de estos condensadores cabe destacar su pequeño tamaño y su poder autorregenerante después de aplicarle una sobretensión. Cuando el dieléctrico se perfora, debi do a una sobretensión, el metal en la zona perforada se evapora, evitando el cortocircuito entre placas. Esta forma constructiva es la más usual en este tipo de condensadores, aunque para capaci dades elevadas se adopta el modo tubular, en forma de botes cilindricos o paralelepípedos. En este caso es usual que los dos terminales del condensador salgan al exterior por una de las bases. También se fabrican condensadores con dieléctrico de papel impregnado en aceite. Se hacen así para mejorar la rigidez dieléctrica del papel, ya que el aceite la aumenta y, por tanto, permite que puedan aplicarse tensiones mayores entre las placas del condensador. Además, el aceite es un material refrigerante que aumen ta los márgenes de temperatura en los que puede trabajar el condensador, mantiene estable la capacidad y aísla del me dio ambiente a todo el conjunto. Los condensadores de papel impregnado en aceite son muy utilizados en las emisoras de radio, ya que son idóneos para trabajar en circuitos donde las tensiones de funciona miento permanentes alcanzan varios miles de voltios. Debido a las elevadas tensiones y corrientes a las que son som etidos estos condensadores, sus terminales tienen bor nes de conexión de gran sección y, en ocasiones, roscados con tuerca de sujeción (figura 5.5). 5' 5 Condensador con dieléctrico de papel metalizado. de elevada capacidad. 83


Condensadores styroflex (poliestireno) Los condensadores styroflex (o estiroflex) fueron uno de los primeros condensadores con dieléctrico de plástico. Su dieléctrico es el poliestireno, nombre con el que también se les conoce aunque sea más extendida la denominación comercial de styroflex. El poliestireno tiene una constante dieléctrica más baja que la de otros materiales plásticos, pero tiene la ventaja de no desintegrarse con las ondas ultracortas ni con las frecuencias de televisión. Además, resiste la humedad, el ácido sulfúrico concentrado y la acetona. En la figura 5.6 se muestra la fotografía de un con5 . 6 condensador styroflex de densador styroflex. También se fabrican en forma de configuración cilindrica. paralelepípedo. En estos condensadores el dieléctrico es bastante más ancho que las hojas de aluminio o estaño que forman sus placas. Las hojas de poliestireno y las de aluminio se enrollan y, a continuación, se colocan sendos alambres de conexión en cada uno de los extremos, los cuales se sueldan a las armaduras (figura 5.7).

Hojas de dieléctrico

Hojas de aluminio o estaño

Terminales soldados a las hojas metálicas

5.7 Constitución de un condensador styroflex (poliestireno).

El conjunto de láminas de aluminio y dieléctrico se calienta luego, con el fin de que se contrai ga el exceso de plástico y el condensador se cierre. Los condensadores styroflex son muy populares ya que presentan una serie de ventajas desde el punto de vista de su utilización, entre las que cabe citar: • • •

Reducido factor de pérdidas. Gran resistencia de aislamiento. Coeficiente de temperatura negativo con respuesta lineal.

Se fabrican con tensiones de trabajo comprendidas entre 30 y 600 V, dependiendo su tamaño de la tensión (a mayor tensión mayor tamaño). Su precio es más elevado que los de papel y los de mica, pero su coeficiente de temperatura negativo, que compensa en parte las variaciones que sufren las inductancias con núcleo de ferrita, hace que sean muy utilizados en las etapas de radiofrecuencia. La tolerancia de estos condensadores puede alcanzar valores muy bajos, del orden del 0,25 %, por lo que son muy adecuados para circuitos de radiofrecuencia de gran precisión. Sólo en los casos en que no deba extremarse la fiabilidad del circuito, pueden ser sustituidos por los de poliéster, al ser estos últimos de precio más bajo.

84

CONDENSADORES

Condensadores de polipropileno El polipropileno es un plástico que posee propiedades análogas a las del polietileno, pero tiene ma yor resistencia al calor, a los disolventes orgánicos y a la radiación nuclear. Los condensadores de polipropileno se fabrican igual que los de poliestlreno, pero sustituyen do, lógicamente, un dieléctrico por el otro. Son ¡dóneos y muy efectivos para ser utilizados en circuitos resonantes, en particular cuando éstos han de trabajar a temperaturas cercanas a los 85 °C. Al igual que los styroflex, su coeficiente de temperatura es negativo, por lo que pueden sustituir y ser sustituidos por ellos. El aspecto externo de estos condensadores es muy similar a los de sty roflex.

Condensadores de poliéster Los condensadores de poliéster han sustituido a los de papel. Su construcción es idéntica, con la única diferencia de sustituir el dieléctrico de papel por uno de poliéster y metalizar los extremos sa lientes de las cintas de aluminio de forma que las espiras de dichas cintas queden cortocircuitadas, reduciéndose así la inductancia parásita creada por las espiras. A dichos condensadores se les de nomina, por tal motivo, condensadores inductivamente pobres. El conjunto así fabricado se recubre luego con una cera sintética, o sustancia similar, sobre la que se imprime el valor del condensador. En algunas ocasiones la cubierta externa es transparen te, lo que permite apreciar su configuración. Se fabrican en forma cilindrica o plana, de tamaño normal o miniatura. Presentan varias ventajas sobre los de papel, entre las que cabe citar su mayor resistencia mecánica, no ser higroscópicos y soportar un amplio margen de temperaturas que va desde -5 5 °C a +150 °C, con gran rigidez dieléctrica. El dieléctrico de poliéster carece de poros y su espesor es más pequeño que el dieléctrico de papel (inferior a 1 gm). En el caso de los condensadores miniatura de película ultradelgada de po liéster el espesor del dieléctrico está comprendido entre 1,5 y 2 pm (de 15 a 20 veces más fino que un cabello humano normal). La capacidad de estos condensadores tiende a aumentar ligeramente cuando aumenta la tem peratura, mientras que disminuye al aumentar la frecuencia. Como dato orientativo diremos que su capacidad disminuye un 3 % cuando se le aplica una frecuencia de 100 kHz. A partir de este valor de frecuencia el porcentaje de disminución de capacidad aumenta mucho, por lo que no es acon sejable su utilización a frecuencias por encima del algunos megahercios. Se fabrican con capacidades comprendidas entre 2 pF y 10 uF según tipo y modelo, con ten siones de servicio comprendidas entre 30 y 1.000 V.

Condensadores de policarbonato Los condensadores de policarbonato se fabrican en una gama de capacidades que va desde 1 nF hasta 10 pF, es decir, con valores de capacidad bastante grandes. Su margen de temperatura es similar a los de poliéster y su tensión de trabajo es muy supe rior a la de los anteriores, ya que abarca desde los 60 a los 1.200 V con un bajo coeficiente de pérdidas. Se fabrican normalmente con cuerpo cilindrico, y terminales de conexión por ambos lados o con salida por una sola de las bases.

Condensadores de película plástica m etalizada Con el fin de reducir las dimensiones de los condensadores de poliéster, policarbonato, polipropi leno, etc., se ha desarrollado una nueva técnica de fabricación en la cual las láminas de aluminio se sustituyen por un metalizado superficial del dieléctrico. Estos condensadores reciben la denomina ción de condensadores de película plástica metalizada. Al igual que los de papel metalizado antes citados, tienen propiedades autorregenerantes si se perforan por sobretensión. Los condensadores de plástico metalizado están diseñados para ser utilizados en circuitos Im presos. Por esta razón, acostumbran a devanarse las cintas metalizadas en forma plana en lugar de

85


5.8 Corte en sección de un condensador con dieléctrico de plástico metalizado.

cilindrica, y los terminales suelen salir paralelamente en lugar de axialmente, tal y como se muestra en la figura 5.8. El condensador se presenta recubierto de laca, en forma de paralelepípedo y, muy raramente, en forma cilindrica. Existen dentro de este grupo los condensadores de poliéster metalizado, los de acetato de ce lulosa metalizada, los de policarbonato metalizado y los de polipropileno metalizado.

Condensadores cerámicos Los condensadores cerámicos son los que más se acercan al condensador ideal, pues su inductancia, factor de potencia y tangente de pérdidas son prácticamente nulas. Se fabrican en forma tubular, paralelepípeda y en disco (figura 5.9). Los condensadores cerámicos tubulares con sisten en un tubito de cerámica obtenida por extru sión. El tubito se metaliza interiormente, de forma que uno de los extremos del metalizado sobresal ga y cubra una estrecha faja en la parte exterior (fi gura 5.10). El resto de la superficie exterior se metaliza de forma que deje una faja libre para que no haga con tacto eléctrico con la anterior.

5.9 Condensadores cerámicos.

Tubo cerámico Laca protectora

Armadura interior

5.10 Corte esquematizado de un condensador cerámico tubular.

86

CONDENSADORES

Las armaduras del condensador quedan así formadas por las dos capas metálicas que cubren Interior y exteriormente al tubo cerámico. Los terminales de conexión están formados por dos espiras de alambre, soldadas sobre la ar madura exterior y la prolongación de la armadura interior. El conjunto se recubre de una laca protectora, sobre la que se Imprime con cifras o franjas de color el valor capacitivo del condensador u otros datos que en su momento veremos. El terminal correspondiente a la armadura exterior se sitúa de forma que quede más alejado del extremo del tubo que el otro terminal (figura 5.10). De los dos terminales, el de la armadura exterior es el que debe conectarse a masa por razo nes de seguridad y de radiación de la armadura «viva» (la Interior, no conectada a masa). Los condensadores cerámicos de disco están constituidos por un disco cerámico cuyas dos caras han sido metalizadas y sobre las cuales se sueldan los terminales de conexión (figura 5.11).

5.11 Corte esquematizado de un condensador cerámico de disco.

Se fabrican también condensadores cerámicos multicapa, consistentes en varias capas de ce rámica metalizada, de modo que estén conectadas entre sí, por un lado, todas las capas pares y, por el otro, todas las impares. El resultado de esta disposición es la suma de todas las superficies, con lo cual se aumenta la capacidad del conjunto. En las figuras 5.12 y 5.13 se muestra el corte esquematizado de dos condensadores cerámicos multicapa con indicación de sus partes consti tuyentes. El modelo de la figura 5.12 no posee patitas de conexión, sino unas terminaciones longitudina les a ambos lados, cuyo fin es la de servir como puntos de soldadura sobre circuito impreso en ca denas de montaje automatizadas (condensador SMD). Su tamaño es minúsculo: tan sólo 3,45 mm de largo por 1,85 mm de ancho en el formato industrial estándar 1206; o de 2 mm de largo, por 1,25 mm de ancho y 0,7 mm de espesor en el formato industrial estándar 0805.

Dieléctrico cerámico

Terminaciones de paladium-plata Capas de metal

5.12 Corte esquematizado de un condensador cerámico multicapa. del tipo chip, para montaje automático sobre circuito impreso (SMD).

87

ELECTRÓNICOS

Dieléctrico cerámico

Terminaciones de paladium-plata

Cubierta

Capas de metal

5.13 Corte esquematizado de un condensador cerámico multicapa con terminales para montaje manual sobre circuito impreso.

Patitas de conexión

El modelo de la figura 5.13 posee patitas de conexión y, por lo tanto, es el utilizado para m on taje por soldadura manual sobre circuito impreso. El titanato de bario es una cerámica especial cuya utilización en la fabricación de condensado res hace que éstos sean muy eficaces en el acoplamiento, filtrado y supresión de interferencias. Se fabrican con capacidades de 10 a 220 nF y tensiones nominales de hasta 63 V. Una clase especial de condensadores cerámicos son los denominados pasantes o pasamuros (figura 5.14).

Casquillo roscado (metálico)

5.14 Corte esquematizado de un condensador cerámico pasamuros.

Estos condensadores se emplean allí donde la corriente continua o la corriente alterna de baja frecuencia debe atravesar una pared apantalladora, mientras que la corriente alterna de alta fre cuencia debe derivarse a masa. El condensador pasante consta de un manguito, roscado o no, que se atornilla o se suelda en el apantallamiento, y que está unido a la armadura externa del condensador. Una particularidad de los condensadores cerámicos es la gran variedad de propiedades dieléc tricas que pueden conseguirse añadiendo determinados aditivos a la masa cerámica. Por este m o tivo la E.I.A. ha dividido los materiales cerámicos en dos grandes grupos. Los del grupo I poseen unas pérdidas muy pequeñas, del orden de 0,3 x 10"3, y su capacidad está afectada por un coeficiente de temperatura perfectamente determinado. Se fabrican según ta blas E12, e incluso E24 (véase la tabla 3.1 del capítulo 3), desde unas fracciones de picofaradio hasta 1 nanofaradio. Los coeficientes de temperatura normalizados más corrientes en este grupo son: +100, 0, -33 , -15 0, -33 0, -7 5 0 y -1 .5 0 0 partes por millón del valor nominal.

CONDENSADORES

De todas estas características se deduce que los condensadores cerámicos del grupo I son idóneos para ser utilizados en circuitos sintonizadores, funcionando perfectamente con frecuencias de varios miles de MHz debido a sus reducidas pérdidas e inductancía parásita prácticamente nula. Los materiales cerámicos del grupo II poseen una constante dieléctrica muy elevada, de 1.000 a 10.000 veces superior a la del aire, lo que permite obtener unos condensadores muy pequeños pero con elevadas capacidades (hasta 10 nF). El coeficiente de temperatura en este grupo es ele vado e irregular, y las pérdidas elevadas (de 10 a 30 x 10~3). Por todos estos motivos no son utilizables en circuitos sintonizadores, pero sí resultan ideales para ser utilizados en etapas de alta frecuencia para desacoplo o paso. La tolerancia en la capacidad de los condensadores cerámicos del grupo II es elevada, debido a inconstancias del dieléctrico. Para garantizar un valor mínimo se fabrican con tolerancias asimé tricas, es decir, que el valor de la capacidad del condensador tiende más al límite alto que al bajo. Los condensadores cerámicos del grupo II se fabrican según las tablas E12, E6 y E3, siendo la más normal la E6. Los condensadores cerámicos miniatura tienen unas dimensiones que pueden llegar a ser de tan sólo 3,7 mm de ancho por 5,2 mm de alto. Estos condensadores son muy utilizados en circui tos de sintonía transistorizados, y se fabrican con capacidades de 1 a 150 pF.

Condensadores de película de sulfuro de polifenileno (PPS) para montaje superficial Los condensadores de película de sulfuro de polifenileno constan de varios dieléctricos, apilables y metalizados, de este material aislante. Se fabrican para montaje superficial (SMD), por lo que su aspecto externo es el que se muestra en la figura 5.15.

5.15 Condensadores de película de sulfuro de polifenileno (PPS) para montaje superficial (SMD). Soportan tensiones continuas entre placas de hasta 50 V, perforándose si se les aplica durante un tiempo de 1 a 5 segundos una tensión del 175 % del valor nominal. Se fabrican con valores comprendidos entre 100 pF y 100 nF. Las dimensiones de estos dim i nutos condensadores dependen de su capacidad, según se indica en la tabla 5.1.

Longitud

Ancho

de 100 pF a 2,2 nF

2,0

1,25

0,8

4,7 nF

3,2

1,6

0,8

10 nF

3,2

1,6

1,0

22 nF

3,2

2,5

1,4

47 nF

4,8

3,3

1,4

100 nF

4,8

3,3

2,0

Capacidad ■

Tabla 5.1 Dimensiones en mm de los condensadores de película de sulfuro de polifenileno para montaje superficial.

89


Condensadores electrolíticos de aluminio Para grandes capacidades (desde 1 pF hasta 20.000 pF) se ha desarrollado una clase especial de condensadores: los electrolíticos. El condensador electrolítico generalmente es un condensador formado por dos folios de alumi nio arrollado, que están separados por un papel absorbente. El papel está impregnado de un elec trólito, es decir, un líquido conductor de la corriente eléctrica. El papel no es el dieléctrico en sí, por la sencilla razón de que un dieléctrico no puede ser nun ca conductor. El dieléctrico lo constituye una película finísima de óxido de aluminio (ALOJ que se forma sobre el folio positivo cuando al condensador se le aplica una tensión continua. Bajo la acción de esta tensión circula una fuerte corriente, que luego va decreciendo a medida que aumenta el espesor de la película no conductora de óxido de aluminio. La corriente residual que finalmente aparece es tan sólo de. aproximadamente, 50 mA en un condensador de 1 pF cuando se le aplica una tensión continua de 100 V. Esto corresponde a una resistencia de carga superior a 2 M£2. La elevada capacidad del condensador electrolítico no se consigue con la extensa superficie de las armaduras, sino mediante la clase de dieléctrico. En efecto, la constante dieléctrica del óxido de aluminio es sólo de 6,87, pero el espesor de la película de óxido de aluminio es sumamente pequeño, aproximadamente 0,1 mm. A mayores ten siones de servicio el espesor de la película de óxido crece algo, pero este crecimiento tiene también sus límites, ya que la máxima tensión admisible es de unos 550 V. Por encima de este valor se pro ducen chispas en el electrólito. La misión del electrólito estriba en proporcionar el oxígeno necesario para la formación del óxi do de aluminio y en establecer una unión conductora entre el folio negativo y la superficie oxidada aislante del folio positivo. El folio negativo no es, por tanto, ninguna armadura del condensador, sino que tan sólo sirve para la conducción de la corriente. Existen dos tipos de condensadores electrolíticos: los de superficie lisa y los de superficie ru gosa. El funcionamiento en ambos es exactamente el descrito en las líneas anteriores, diferencián dose únicamente por la capacidad obtenida. Efectivamente, al objeto de ampliar la superficie útil del folio positivo, éste se hace rugoso en la parte que está en contacto con el electrólito, y sobre la cual se formará el óxido de aluminio que hará de dieléctrico. Esta rugosidad se obtiene mediante la acción de un ácido o por proce dimientos mecánicos. En la figura 5.16 se ha dibujado la constitución de un condensador elec trolítico de superficie rugosa; se puede observar que la superficie de las armaduras enfrentadas (folio positivo y electrólito) aumenta considerablemente en comparación con la superficie lisa del folio positivo.

Folio positivo de superficie corroída Película de óxido (dieléctrico) i

!

5.16 Principio de funcionamiento de un condensador electrolítico de superficie rugosa.

+

.

i

/

Electrólito Folio negativo

/

_

i

Los condensadores electrolíticos de superficie no rugosa son, a igualdad de capacidad, más vo luminosos que los de superficie rugosa, pero generalmente ofrecen mejores parámetros eléctricos, de modo que son imprescindibles para aplicaciones especiales, como por ejemplo en las etapas de audio de receptores de radio y televisión o de equipos de alta fidelidad. En la figura 5.17 se muestra la fotografía de un condensador electrolítico de aluminio. Consta de un tubo de aluminio cerrado en el que se aloja el condensador propiamente dicho, con un tapón

90

CONDENSADORES

de caucho que asegura una buena estanqueidad con tra la evaporación del electrólito y que actúa como vál vula de seguridad que se abre en caso de ebullición del electrólito, evitando así el riesgo de explosión. Los terminales pueden ser paralelos, saliendo am bos a través del tapón de caucho, o axiales, cuando uno de ellos está soldado al tubo de aluminio. Otros mode los poseen una rosca en el tubo de aluminio que per mite la unión mecánica del condensador a un chasis metálico que, al mismo tiempo, sin/e como terminal de conexión eléctrica (polo negativo). Los condensadores electrolíticos de aluminio des critos son componentes polarizados, por lo que sus 5 1 7 condensador electrolítico terminales no deben ser cambiados. Por tal motivo, en ¡je aluminio. estos condensadores se indica por lo menos el polo positivo con un signo •<+», El terminal positivo también se reconoce por salir aislado de la cubeta, mientras que el terminal negativo generalmente está dis puesto sobre la misma cubeta. También es frecuente encontrar el terminal negativo designado por un signo «-», una línea o un aro negro. Como consecuencia de la polaridad de los condensadores electrolíticos, no deben aplicarse a ellos tensiones de polaridad cambiante. Solamente se pueden aplicar tensiones continuas o ten siones alternas superpuestas a tensiones continuas mayores que no modifiquen la polaridad, Efectivamente, si se comete un error en la conexión de estos condensadores, de forma que se aplique un potencial negativo al folio positivo con respecto al electrólito, se produce continuamen te la formación de una capa de óxido sobre la hoja del cátodo) simultáneamente con la disipación excesiva de calor interno y la producción de gas, lo cuál conduce finalmente a la destrucción del condensador, el cual puede llegar a explotar si no se desprende a tiempo el tapón de caucho que lo cierra. Por lo tanto debe respetarse la polaridad del condensador, aunque se puede, admitir una polarización inversa de hasta unos 2 V, ya que el cátodo posee una capa de óxido que se forma automáticamente al contacto con el aire. Lógicamente, en todos aquellos esquemas en los que fi guren condensadores electrolíticos deberá indicarse la polaridad del mismo con objeto de evitar errores. En el caso de aplicar una tensión alterna superpuesta a una continua a un condensador elec trolítico polarizado, deberá tenerse presente el valor de cresta o pico negativo de la componente al terna t/M, ya que ésta, restada de la componente continua positiva, no debe sobrepasar la línea cero (figura 5.18).

5.18 La cresta o pico negativo de la componente alterna, superpuesta a una tensión continua y aplicada a un condensador electrolítico, no debe sobrepasar nunca la linea cero.

-Ve

Así, si a un condensador electrolítico se le debe aplicar una tensión alterna de 6 V eficaces, esta tensión corresponde a una tensión máxima de:

Vm = Vrm s ^

= 6 V x 1,41 = 8,46 V

91


es decir, la tensión alterna citada de 6 V eficaces es la máxima que puede ser superpuesta a una tensión continua de 8,46 V para que el pico negativo de la componente alterna no sobrepase el va lor 0 V y el condensador quede polarizado en sentido correcto. Existen otros tipos de condensadores electrolíticos, los cuales no están polarizados (bipolarízados). En estos condensadores el cátodo y el ánodo tienen las mismas dimensiones (en volumen y tamaño), por lo que ambos poseen la misma capacidad de carga. Con este diseño el condensador puede trabajar con tensión continua en cualquier sentido, así com o con tensión alterna pura. Dado que la tensión alterna produce autocalentamiento, debe permanecer muy por debajo de la tensión nominal continua. Como consecuencia de la conexión en serie de las dos capacidades parciales, la capacidad to tal es en estos condensadores la mitad de una capacidad simple, razón por la cual, a Igualdad de capacidad, un condensador no polarizado posee doble volumen que uno polarizado. Los condensadores electrolíticos tienen elevadas capacidades y reducido volumen. A esta ven taja se le oponen algunos Inconvenientes, tales como: •

•

•

No se puede despreciar su resistencia de carga. En un condensador de 500 ,uF circula, por ejemplo, una corriente de 1 mA al serle aplicada una tensión de servicio de 500 V. Esto c o rresponde a una resistencia de carga de 0,5 MQ. En comparación con él, un condensador arrollado con dieléctrico de plástico de alta calidad presenta una resistencia de carga de, aproximadamente, 10® MQ. La tolerancia de capacidad de los condensadores electrolíticos es mucho mayor que en otras clases de condensadores. La capacidad puede llegar a ser el 100 % mayor que el valor no minal impreso. La tolerancia en sentido negativo es más pequeña, aproximadamente -1 0 %. La temperatura ejerce una gran influencia, tanto sobre la capacidad com o sobre la resisten cia de carga.

Por todos los motivos apuntados los condensadores electrolíticos sólo se emplean en electró nica en aquellos casos en que se precise una gran capacidad, pero que no exijan un valor exacto de ella. Entre las aplicaciones más destacadas están los circuitos de filtrado y desacoplo de las eta pas de audio y de filtrado de la tensión rectificada de las fuentes de alimentación. También se fabrican condensadores electrolíticos de aluminio para montaje superficial (SMD), los cuales pueden trabajar con temperaturas de hasta 85 °C y son ideales para aplicaciones de PCB con elevada densidad de componentes. Se fabrican con capacidades que cubren una gama comprendida entre 0,1 y 100 pF y tensio nes de perforación de 6,3, 10, 16, 25, 36 y 50 V. Sus dimensiones son extremadamente pequeñas, tal y como corresponde a los componentes para montaje en superficie (de 4,3 x 4,3 mm2, 5,3 x 5,3 mm2 y 6,6 x 6,6 mm2, siendo la altura en todos ellos de 5,4 mm).

Condensadores electrolíticos de tantalio

5.19 Dibujo esquematizado de la constitución interna de un condensador electrolítico de tantalio.

92

La tendencia a la miniaturización de los aparatos electrónicos exige, cada vez más, condensadores electrolíticos de tam año más peque ño para una determinada capacidad. Un gran paso en este sentido se ha conseguido sustituyendo el óxido de aluminio por el óxido de tantalio (Ta2Os). En estos condensadores la constante dieléctrica alcanza el 27,3 (fren te al 6,87 del óxido de aluminio), lográndose además mejores tole rancias de valor (±20 %), menor corriente de fuga y, sobre todo, una reducidísima ¡nductancia que los hace adecuados para ciertos desa coplos en circuitos de alta frecuencia. En la figura 5.19 se muestra el corte esquematizado de un condensador electrolítico de tantalio. El tantalio es un metal refractario no maleable ni dúctil, que puede trabajarse solamente por sinterizaclón. La sinterización consiste en so meter a elevada compresión y temperatura el polvo de tantalio mez-

CONDENSADORES

ciado con una sustancia aglomerante. Con ello se obtiene un prensado del material y, de esta for ma, la configuración deseada. Los cuerpos slnterlzados ofrecen una superficie útil mucho mayor que los folios corroídos de óxido de aluminio, aumentando con ello la capacidad del condensador a igualdad de superficie de sus placas. Existen dos tipos de condensadores de tantalio: los de electrólito líquido y los de electrólito sólido. Los de electrólito líquido son similares a los de aluminio, con la diferencia de que el líquido va dentro de una capa absorbente de bióxido de manganeso. En el caso de que el bióxido de manganeso venga en forma de pastilla, se obtiene el conden sador de tantalio con electrólito sólido. Todo el conjunto se recubre de una capa de grafito que hace de cátodo, y de un revestimiento de resina sobre la que se imprime el valor del condensador así como la indicación de su polaridad, ya que son condensadores polarizados. Los condensadores de tantalio de electrólito sólido se caracterizan por la escasa dependencia a la temperatura de su capacidad y resistencia de carga. Por otro lado, presentan la ventaja de no po der perder electrólito, el cual puede destruir en algunas ocasiones otros componentes del circuito. Algo desventajosa resulta la circunstancia de que los de electrólito sólido no puedan emplearse para tensiones de servicio superiores a 80 V (corriente continua), y a 125 V (corriente continua) los de electrólito líquido. Existen muchas formas de presentación de estos condensadores, destacando como más usua les las de forma cilindrica con encapsulado metálico y las de forma de perla. El principal inconveniente de estos condensadores es su elevado precio, muy superior al de los de óxido de aluminio, por lo que se procura prescindir de ellos siempre que sea posible. Para finalizar diremos que en los condensadores electrolíticos, tanto los de aluminio como los de tantalio, se ha generalizado o extendido aún menos la normalización de los valores de capacidad y de las tensiones de servicio. Sin embargo, debido a que casi nunca se exige de ellos un valor de capacidad determinado, esto no resulta ser un gran inconveniente y se emplea, sencillamente, aquel condensador que ofrezca el mercado, de valor inmediato superior al calculado o nominal. El hecho de emplear un condensador electrolítico de 100 o 125 ¡uF no tiene importancia, ya que la toleran cia es superior a la diferencia entre ambos valores citados.

Condensadores ajustables (trim m ers) Los condensadores ajustables, también denominados trimmers y padders según su tamaño, son pequeños condensadores de hasta, aproximadamente, 500 pF, los cuales se utilizan para ajustar a un valor correcto la capacidad total de un circuito. Para variar la capacidad se recurre a tres procedimientos: • • •

Variando la superficie de las armaduras. Variando la separación entre armaduras. Variando el dieléctrico.

En la práctica se utilizan los tres (figura 5.20). En los trimmers el ajuste de la capacidad se realiza una sola vez, con el fin de conseguir un va lor determinado de capacidad. Si este valor de capacidad se altera con el tiempo (envejecimiento), el valor puede reajustarse.

I

a)

b)

c)

5.20 Tres posibilidades para el ajuste de la capacidad de un condensador: a) miando la superficie enfrentada de las armaduras: b) miando la separación entre armaduras: c) variando el dieléctrico.

93


5.21 Diferentes tipos de trimmers: a) trimmer de presión; b) trimmer de disco; c) trimmer de placas; d) trimmer tubular o cilindrico.

Para ei ajuste se utiliza generalmente un destornillador de plástico, ya que si se utiliza uno m e tálico se alteraría la capacidad del condensador cuando la punta del destornillador entrase en con tacto con el tornillo de ajuste del trimmer. En la figura 5.21 pueden verse diferentes formas de trim m ers, denominados respectivamen te como: • • • •

trimmer de presión (figura 5.21a). trimmer de disco (figura 5.21b). trimmer de placas (fig u ra 5.21 c). trimmer tubular o cilindrico (figura 5.21af).

La capacidad de un trimmer puede variar de 1,4 pF a 50 pF, según el modelo; en los trimmers de disco con dieléctrico cerámico pueden conseguirse mayores capacidades. Generalmente la re lación entre la mayor y la menor capacidad ajustable es de 1:10. En la actualidad se fabrican trimmers de dimensiones reducidísimas para montaje superficial (SMD), com o los de la figura 5.22.

6.6 P to t 6 6

01.4

/P to t 6,5

0

g il 1 0.2 — 1,45

r i

T

L

3.0

—

5.22 Trimmers para montaje superficial (SMD). 94

CONDENSADORES

Los trimmers de la figura 5.22 son cerámicos para montaje superficial, de 2, 3 y 4 mm, diseña dos para su empleo en aparatos muy compactos de telecomunicación, audio y vídeo. En todo trimmer cabe distinguir entre la armadura fija o estator y la armadura desplazadle o ro tor. Esta última se ajusta mediante un tornillo que ejerce más o menos presión sobre dicha arma dura según el ángulo de giro, o bien la hace desplazar de forma que una mayor o menor superficie de ella queda enfrentada con el estator.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS CONDENSADORES Corno cualquier otro componente electrónico, los condensadores poseen una serie de caracterís ticas técnicas mediante las cuales es posible seleccionar aquel que resulte más adecuado para un circuito determinado. Las principales características técnicas de los condensadores son las siguientes: • • • • • • • • • • •

Valor capacitivo. Tolerancia. Tensión máxima de trabajo. Tensión de prueba. Corriente de carga. Tangente de delta. Coeficiente de temperatura. Resistencia de aislamiento. Inductancia parásita. Frecuencia de resonancia propia. Factor de potencia.

A continuación se estudian cada uno de los citados parámetros.

Valor capacitivo La capacidad de almacenamiento de electricidad de un condensador se expresa en faradios (F). Sin embargo, dado que esta unidad resulta excesivamente grande, en la práctica se utilizan los sub múltiplos pF, nF y piF. La unidad de capacidad, el faradio, corresponde a la capacidad de almacenar unacantidad de electricidad de 1 culombio en un condensador alque se le aplica una tensión de 1voltio, es decir:

Al igual que en las resistencias, en la fabricación de condensadores se recurre a las tablas E (véa se la tabla 3.1 del capitulo 3), mediante las cuales es posible disponer de toda una gama de valo res capacitivos sin que las tolerancias de los mismos se interfieran y, por lo tanto, se repitan valores de capacidades reales en condensadores de distinta capacidad teórica. Dado que uno de los factores que más influye en la capacidad de un condensador es su die léctrico, resulta lógico pensar que no todos los tipos de condensadores estudiados a lo largo de este capítulo cubren toda la gama de capacidades necesarias en el diseño de un aparato electró nico, es decir, que cada tipo de condensador tiene unos límites de capacidad determinados. En la tabla 5.2 se reseñan la gama de valores disponibles en el comercio para cada tipo de con densador, según la tensión máxima de trabajo admisible por cada uno de ellos.

Tolerancia El valor real de la capacidad de un condensador discrepa, dentro de ciertos límites, del valor teóri co o nominal indicado en el condensador. Estas discrepancias son debidas al proceso de fabrica ción y se designan por tolerancias.

95


.......... Tipo

Condensador Dieléctrico

Gama de valores

Gama de tensiones máximas de trabajo

Armadura

Mica

Mica

Aluminio o depósito de plata

2 pF a 22 nF

250 a 4.000 V

Papel

Papel parafinado

Aluminio

1 nF a 10 |iF

250 a 1.000 V

Styroflex

Poliestireno

Aluminio

10 pF a 4,7 nF 4,7 pF a 22 nF

25 a 63 V 160 a 6 3 0 V

Poliéster

Poliéster

Aluminio

4,7 nF a 1,5 |iF 1 nF a 470 nF

100 a 160 V 400 a 1.000 V

Poliéster metalizado

Poliéster

Aluminio depositado al vacío

47 nF a 10 |iF 10 nF a 2,2 ^F 10 nF a 470 nF

63 a 100 V 250 a 400 V 630 a 1.000 V

Policarbonato metalizado

Policarbonato

Aluminio depositado al vacío

47 nF a 10 ¡rF 10 nF a 2,2 jiF 10 nF a 470 nF

63 a 100 V 250 a 400 V 630 a 1.000 V

Cerámico (Grupo I)

Cerámica

Depósito de plata

0,56 pF a 560 pF 0,47 pF a 330 pF

63 a 100 V 250 a 500 V

Cerámico (Grupo II)

Titanato de bario

Depósito de plata

4,7 nF a 470 nF 220 pF a 22 nF 100 pF a 10 nF 470 pF a 0 nF

15 a 50 V 63 a 100 V 250 a 500 V 1.000 V

Electrolítico de aluminio

Óxido de aluminio

Aluminio

100 uF a 10 mF 2.2 (J.F a 4,7 mF 470 nF a 2,2 mF 2.2 |uF a 22 |uF

4 16 63 200

Electrolítico de tantalio

Óxido de tantalio

Positivo: Tantalio Negativo: Metalizado

2,2 jaF a 100 |.rF 220 nF a 22 pF

a 10 V a 40 V a 160 V a 450 V

3 a 10V 16 a 40 V

Tabla 5.2 Valores de capacidad y tensiones máximas de trabajo según ei tipo de condensador.

Las tolerancias para cada tipo de condensador se resumen en la tabla 5.3. En algunos casos la tolerancia negativa no es igual a la positiva, es decir, que en un condensa dor, por ejemplo, electrolítico, de 125 mF con una tolerancia de -1 0 % +50 %, el valor real del con densador está comprendido entre:

Cmín = 125 ,uF - 125 ^

10 = 125 nF - 12,5 nF = 112,5 pF

y _ 125uFx50 Cmax = 125 jaF + ^ - - = 125 J1F + 62,5 n F = 187,5 nF

96

CONDENSADORES

r Gama de tolerancias v'..."':..'." : ó

Tipo de condensador Mica

0,5 % a 20 %

Papel

5 %, 10 %, 20 %

Styroflex (Poliestireno)

±1 pF (< 50 pF), 2,5 %, 5 %, 10 %

Película de poliéster

5 %, 10 %, 20 %


5 %, 10 %, 20 %


5 %, 10 %, 20 %

Cerámicos (grupo 1)

2 %, 5 %, 10 %

Cerámicos (grupo II)

(-20 +50 %) (-20 +80 %) ±20 %


(-10 +50 %) (-10 +100 %) (-20 +30 %)


±20 % (-20 +50 %)

:

Tabla 5.3 Gama de tolerancias para los condensadores.

Tensión máxima de trabajo Otra magnitud importante de los condensadores es su tensión máxima de trabajo, también llama da tensión nominal o tensión de servicio. Corresponde al valor máximo de tensión admisible entre las placas del condensador. Cuando se aplica una tensión alterna a los terminales del condensador, hay que cuidar que su valor de pico o cresta no sobrepase el valor nominal Indicado. En muchos casos la tensión nominal desciende al aumentar la frecuencia, por lo que se debe asegurar que el condensador trabaje en las condiciones óptimas de tensión y frecuencia. Este dato suele ser suministrado por los fabricantes mediante las curvas características de variación de la tensión nominal en función de la frecuencia. En la figura 5.23 se muestran cuatro curvas de variación de la tensión nominal (\/eff) en función de la frecuencia, en diferentes condensadores de polipropileno con distintas tensiones nominales y capacidades.

5.23 Curvas características de variación de la tensión nominal en fundón de la frecuencia en diferentes condensadores de polipropileno. (Continúa en la página siguiente)

97


5.23 (Continuación)

La primera de ellas hace referencia a condensadores de polipropileno de 0,022 pF, 0,1 ,uF y 0,47 pF, con una tensión nominal continua de 100 V y alterna de 63 V eficaces. Entre 100 Flz y 20 kFIz el condensador de 0,47 pF admite una tensión alterna entre sus placas de 63 V eficaces, pero a partir de dicha frecuencia la tensión nominal desciende rápidamente, de forma que si se le aplica una corriente alterna de 100 kFIz, sólo admite unos 25 V eficaces entre placas. Esto es particularmente importante al elegir un condensador para un determinado circuito, ya que si ha de trabajar con frecuencias y tensiones elevadas deberá comprobarse que el condensa dor soporte dicha tensión, aunque en su cuerpo se indique un valor de tensión nominal suficiente.

Tensión de prueba Otro dato que indican los fabricantes de condensadores es la tensión de prueba, cuyo valor es siempre superior al de la tensión nominal de servicio. Si la tensión aplicada al condensador sobrepasa la tensión de prueba, puede ocurrir que se per fore el dieléctrico. En la mayoría de los condensadores ocurre entonces que esta perforación con duce a un cortocircuito permanente en el interior del condensador, que lo inutiliza completamente. En la tabla 5.2. se indican las tensiones máximas de trabajo para cada tipo de condensador.

Corriente de carga Al conectar un condensador descargado a una fuente de alimentación de corriente continua, o en tre dos puntos de un circuito bajo tensión, circula una corriente que tiende a disminuir a medida que el condensador se carga, hasta desaparecer al quedar totalmente cargado. A esta corriente se la conoce con el nombre de corriente de carga. Si la fuente de alimentación es alterna, el condensador sufre sucesivas cargas y descargas al ritmo de los cambios de sentido de la corriente alterna, por lo que circula una corriente de carga en ambos sentidos. Esta corriente de carga tiene la particularidad de estar desfasada 90° en adelan to con respecto a la tensión aplicada al condensador. Efectivamente, en la figura 5.24 se aprecia cómo en el instante f0, es decir, cuando el conden sador queda conectado a la fuente de alimentación, la corriente es máxima, siendo la tensión nula. +

5.24 Desfase entre la corriente de carga y la tensión aplicada a un condensador.

--------- tensión corriente

CONDENSADORES

A medida que avanza el tiempo, es decir, en los instantes f,, t2, la corriente de carga va dis minuyendo progresivamente de valor, puesto que las armaduras del condensador van asimilando la carga eléctrica y, por lo tanto, se van saturando. Como consecuencia de este aumento de la cantidad de electricidad almacenada en el conden sador la tensión va aumentando hasta que la corriente alcanza el valor cero amperios (corriente nula e inicio del cambio de sentido), en cuyo instante el condensador comienza la carga en senti do opuesto y la tensión entre placas disminuye. Se demuestra así que la corriente de carga se presenta con un cuarto de onda (90°) de ade lanto con respecto a la tensión. Esta circunstancia sólo se da en un condensador ideal, ya que en la práctica este ángulo es li geramente inferior a 90°, tal y com o se verá a continuación.

Tangente de delta En todo condensador, además de la corriente de carga, circula una pequeña corriente de fuga en fase con la tensión aplicada. Esta corriente de fuga se debe a que el dieléctrico no es perfecto, y por lo tanto deja pasar a través de él la citada corriente. El hecho de que un dieléctrico no sea perfecto equivale a poner en paralelo con el condensa dor ideal una resistencia de elevado valor, tal y como se muestra en la figura 5.25. La corriente de fuga queda en fase con la tensión aplicada al condensador ( I R en fase con V en la figura 5.26), mientras que la corriente de carga ideal I c queda desfasada 90° en adelanto con respecto a la tensión t/.

5.25 Un condensador real, cuyo dieléctrico no es perfecto, equivale a la conexión en paralelo de un condensador ideal, de igual capacidad que el real, con una resistencia cuyo valor óhmico es el del dieléctrico.

5.26 La intensidad de corriente que circula por un condensador real ( I CreJ es igual a la suma vectorial de la corriente de fuga a través del dieléctrico I Ry la corriente de carga y descarga del condensador I c.

El ángulo que forma en realidad la corriente que circula por el condensador con respecto a la tensión a él aplicada es igual a la suma vectorial de la corriente de fuga I R más la corriente ideal I c, es decir, el ángulo del vector resultante / Creai de la figura 5.26 con respecto al vector V, y cuyo valor es igual a:

El ángulo que forman la corriente de carga ideal I c con la corriente de carga real /Crea, se deno mina ángulo delta (8). Dado que la tangente trigonométrica es la relación entre las intensidades de las corrientes de fuga e ideal, el coeficiente de pérdidas de un condensador se expresa como tangente de delta (tg 8), es decir:

99


5.27 Cuanto mayor sea el dieléctrico menor será la corriente de fuga I fí y más se acercará el valor de la corriente real I Creal al de la corriente ideal I c, disminuyendo el ángulo 8 y como consecuencia, la tg 8.

Cuanto más bajo sea el valor de tg 8 menor será el ángulo de pérdidas 8 y, en consecuencia, más perfecto será el condensador. Efectivamente, de la figura 5.27 se deduce que cuanto menor sea el valor de I R (mejor dieléc trico), más se acerca el valor de 7Creal al valor de la corriente ideal I c, disminuyendo el valor del án gulo 8, es decir, reduciéndose el cociente I R/ I c que corresponde a la tangente de 8. El ángulo de pérdidas 8 viene dado por los fabricantes para una frecuencia y una temperatura dadas. Ello se justifica por los siguientes motivos: •

La corriente de carga y descarga de un condensador ideal viene dada por la fórmula:

donde Xc es la reactancia capacitiva del condensador, cuyo valor viene dado por la igualdad:

X,.

•

1

2n f C

De esta última igualdad se deduce que el único parámetro que puede hacer variar la reac tancia de un condensador dado es f, por lo que si f influye sobre Xc es lógico deducir que también lo hará sobre la corriente I c. La temperatura influye sobre el valor óhmico del dieléctrico y, como consecuencia, sobre la intensidad de corriente de fuga I fí a través de él.

De todo lo expuesto se deduce que la frecuencia y la temperatura influyen sobre el cociente I R/ Jc, es decir, sobre la tg 8, por lo que es preciso conocer en qué condiciones se han realizado las pruebas para poder comparar un condensador con otro. En la figura 5.28 se muestra, a título de ejemplo, la curva característica tg 8 en función de la tem peratura para un condensador de papel impregnado. Se lee en ella que la tg 8 disminuye de valor tg 8 ■10~‘ 160

120

80 —

5.28 Curva característica del valor de tg 8 en función de la temperatura de un condensador de papel impregnado, para una frecuencia constante.

100

40

-3 0 ~20-1 5

0

+15

+30

+45

+60

+75 f85+90

+105 +120 °C

CONDENSADORES

tg 5 • 1(T3

5.29 Curva característica del valor de tg 8 en función de la frecuencia de un condensador de poliéster metalizado.

desde -2 0 °C hasta unos 50 °C; es decir, que aproximadamente a 50 °C el condensador presenta la menor corriente de fuga JR. A partir de 50 °C la tg 8 vuelve a incrementar su valor, aumentando con ello la corriente de fuga I R. En la figura 5.29 puede verse la curva característica de la variación del ángulo de pérdidas 8 en función de la frecuencia, a temperatura constante, de un condensador de poliéster metalizado. En esta curva característica cuanto mayor es la frecuencia de la corriente alterna aplicada ma yor es la tg 8, puesto que aumenta el cociente R/Xc, ya que Xc disminuye de valor.

Coeficiente de tem peratura Como se sabe, la conductividad de muchos conductores eléctricos varía con la temperatura. El valor en ohmios de los hilos y las resistencias viene por ello afectado más o menos por la temperatura. Este fenómeno se presenta también en los condensadores, sólo que aquí ésta es una propie dad del dieléctrico. La influencia de la temperatura sobre la capacidad se expresa a través del llamado coeficiente de temperatura TK. La variación de capacidad AC, se calcula con la fórmula: AC = TK ■C ■AT en la que C es la capacidad del condensador, en pF y a 20 °C. El coeficiente de temperatura tiene un valor muy pequeño, por ejemplo, del orden de 100 ■ 10"6. Escribiéndolo de esta forma, el coeficiente de temperatura es igual a la variación de capacidad en pF que se presenta al variar la temperatura en 1 °C por cada pF de capacidad del condensador. A continuación, y a título de ejemplo, se calcula la variación de capacidad de un condensador de 4,7 nF al subir la temperatura de 20 a 50 °C, siendo su coeficiente de temperatura TK = 100 x 10”6. En este caso la variación de temperatura será: AT = 50 °C - 20 °C = 30 °C y la variación de capacidad resulta con ello ser de: A C = T K x C x A T = 100 x 1 0 ^ x (4,7 x 103 pF) x 30 °C = 14,1 pF es decir, la capacidad pasa a valer: C = 4,7 nF + 0,0141 nF = 4,7141 nF Los materiales dieléctricos pueden poseer un coeficiente de temperatura positivo o negativo. En el primer caso, la capacidad aumenta con la temperatura, y en el segundo disminuye alaumentar la temperatura.

101


Conectando un condensador con coeficiente de temperatura positivo con otro de coeficiente negativo, es posible compensar las variaciones de capacidad debidas a los cambios de tempera tura, eligiendo convenientemente los valores de capacidad de cada uno de ellos para que el con junto dé el valor de capacidad que se necesite. En la tabla 5.4 se relacionan los coeficientes de temperatura de los diferentes tipos de conden sadores, excepto los cerámicos, los cuales se relacionan en la tabla 5.5, ya que en ellos se ha adoptado universalmente la anotación «ppm» (partes por millón). P significa coeficiente positivo, N negativo y PNO nulo. Algunos fabricantes indican en sus catálogos la variación de la capacidad en función de la tem peratura mediante curvas características, de las cuales se muestra un ejemplo en la figura 5.30, re ferida a un condensador de poliéster metalizado. En la figura 5.30 se lee que entre unos 15 y 35 °C la capacidad del condensador es la nominal (AC/C = 0). Por debajo de los 15 °C el condensador pierde capacidad y por encima de los 35 °C adquiere más capacidad.

Tipo

Coeficiente de temperatura entre 20 y 35 °C (% °C)

Mica

±0,1 %

Papel

+0,5 %

Styroflex (poliestireno) Película de poliéster

+0,3 %


+0,3 %


+0,3 %


+1 % +5 %


+1 %

Designación

Coeficiente de temperatura

Designación

P100

+100 • 10“®

N150

-150 • 10‘ 6

P33

+33 ■ 10"6

N220

-220 • 10'6

N330

-330 • 10'6

Tabla 5.5 Coeficientes de temperatura de los condensadores cerámicos.

102

0

N33

-33 • 10-®

N470

-470 • 10^

N47

-47 • 10“®

N750

-750 • 10-6

N75

I >sl oí

PNO

o O)

Tabla 5.4 Coeficientes de temperatura de los condensadores.

-0,15 %

N1500

-1.500 • 10-®

CONDENSADORES

-50 40 -20

0

+25

+50

+7585 +100

+125 (°C)

5.30 de la variación de la capacidad en función de la temperatura de un condensador de polléster metalizado.

Así, a -4 0 °C el condensador pierde aproximadamente un 4 % de su capacidad nominal, mien tras que a 85 °C su capacidad llega a ser un 4 % más alta.

Resistencia de aislamiento Normalmente, la corriente de fuga a través del dieléctrico se incrementa con el aumento de la fre cuencia de la corriente aplicada ai condensador. Por este motivo, en la fabricación de condensa dores deben utilizarse materiales de alta calidad. Las pérdidas que se presentan cuando se aplica corriente continua a un condensador se de nominan resistencia de aislamiento. En la tabla 5.6 se indica la resistencia de aislamiento para diferentes tipos de condensadores. La resistencia de aislamiento disminuye al aum entar la temperatura, por lo que algunos fa bricantes suelen indicar en sus catálogos la curva característica de la resistencia de aislamiento en MQ ■(iF en función de la temperatura, tal y como se muestra en la figura 5.31 referida en este caso a un condensador de poliéster metalizado.

:

Resistencia de aislamiento en MQ

T'po

Mica

> 50.000

Papel

> 10.000

Styroflex (Poliestireno)

> 100 y > 100.000 según tipo

Película de poliéster

> 100.000


> 20.000

Cerámicos (grupo I)

> 5.000 y > 10.000 según tipo

Cerámicos (grupo II)

> 1, > 5.000 y > 10.000 según tipo


Corriente de fuga; < 0,05 |uA x V x


Corriente de fuga: > 0,02 nA x V x |uF y siempre > 4 |uA

y siempre > 4 pA

Tabla 5.6 Resistencia de aislamiento de los condensadores.

103


Mi2 x p f

5.31 Curva característica de la resistencia de aislamiento en función de la temperatura de un condensador de poliéster metalizado.

Asi, para un condensador cuya capacidad es de 0,22 pF y su resistencia de aislamiento de 230.000 MQ, entre 0 y 25 °C se tiene un producto RC de: RC = 230.000 MQ x 0,22 pF = 50,600 MQ • pF tal y com o se deduce en la curva característica de la figura 5.31. SI en esta circunstancia la tem peratura sube a 75 °C y suponiendo que la capacidad se mantenga en 0,22 pF, de la figura 5.31 se deduce que a 75 °C el producto RC ha descendido a 7.000 MQ • pF, lo que quiere decir que su resistencia de aislamiento ha disminuido a:

R=

7.000

MQ • pF

0,22 pF

30.000

MQ

es decir, casi la octava parte que a 25 °C.

Inductancia parásita Todo condensador presenta una cierta Inductancia parásita, muy variable, según la forma cons tructiva del mismo. Por ejemplo, un condensador de láminas enrolladas presenta una Inductancia parásita muy superior a uno plano. Dicha inductancia parásita puede suponerse conectada en serie con el condensador y, como toda Inductancia, resulta despreciable a bajas frecuencias. Sin embargo, si la frecuencia aplicada al condensador es muy elevada, la inductancia parásita se pone de manifiesto, aumentando con ello la reactancia del condensador, es decir la oposición al paso de la corriente alterna.

Frecuencia de resonancia propia Se denomina frecuencia de resonancia propia de un condensador aquella frecuencia con la cual se igualan las reactancias capacitiva y de inductancia parásita. Por debajo de la frecuencia de resonancia propia el condensador se com porta com o tal, mien tras que por encima de dicha frecuencia de resonancia el condensador se com porta com o una bobina. Este fenómeno es la causa de que muchos condensadores, de tipo no adecuado al circuito en los que se conectan, no den los resultados que de ellos cabría esperar.

Factor de potencia A lo largo de este capítulo se ha visto que todo condensador real puede asimilarse a un conden sador ideal que posea:

104

CONDENSADORES

a) una resistencia en derivación (debida a la resistencia de aislamiento en corriente continua y a las pérdidas por tg 5 en corriente alterna); b) una inductancia en serie (debida a la inductancia parásita del condensador). Además de lo expuesto, un condensador real posee unas resistencias óhmicas en sus termina les y armaduras que en ciertos casos no deben despreciarse, y a las que podemos considerar como una resistencia en serie con nuestro hipotético condensador ideal. Si al condensador se le aplica una comente alterna, éste presenta una impedancia Z constitui da por la suma geométrica de la reactancia capacitiva Xc y la resistencia óhmica R que considera mos en serie con él, es decir: Z = y¡xcz + R2 Se denomina factor de potencia o coseno k de un condensador al cociente de dividir la resis tencia parásita R por la impedancia total Z. es decir: R eos

INDICACIÓN DEL VALOR DE LOS CONDENSADORES Los valores de la capacidad de los condensadores vienen impresos sobre el mismo componente, o es tán indicados mediante puntos o aros coloreados, de forma análoga a como se hace con las resistencias. Desgraciadamente, hoy en dia aún persisten varios sistemas o códigos de colores para los con densadores, lo que dificulta en cierto modo su identificación. Por esta razón, en las tablas que se incluyen a partir de la página siguiente, se indican los códigos más utilizados en la actualidad. En las tablas anteriores, en las que la identificación del valor capacitivo se efectúa por cifras, és tas se imprimen sobre la superficie del condensador de muy diversas maneras, pero siempre ha ciendo referencia a la unidad picofaradio. Así, un condensador de 4.700 pF puede identificarse por cualquiera de las siguientes anotaciones: 4700 p 4700 4.7 k 4.7 n 4 n 7 0,0047 pF ,0047 pF 472

Se suprime la F de Faradio. Se suprime la p de pico y la F de Faradio. La k de kilo representa que 4,7 se multiplica por 1.000 pF. Se sustituye pF por la n de nanofaradio, puesto que 4,7 nF = 4.700 pF. La n de nanofaradio se utiliza como coma decimal. Indicación en pF, puesto que 4.700 pF = 4,7 nF = 0,0047 pF. La misma indicación anterior, pero suprimiendo el cero de la unidad microfaradio. La cifra 2 indica que detrás de 47 deben añadirse dos ceros.

ELECCIÓN DEL CONDENSADOR ADECUADO Como hemos visto, se fabrican numerosos tipos de condensadores, lo cual dificulta a veces la elección del más adecuado para un determinado circuito. Dentro del grupo de los condensadores con dieléctrico de plástico también se tienen diferentes tipos, con características similares pero no iguales, por lo que en este caso la dificultad de elegir el más adecuado es, si cabe, mayor. Por estas razones, a continuación se resume en pocas líneas cuál es el condensador idóneo para utilizar en cada circuito de radio, televisión y alta fidelidad, así como las curvas comparativas

105

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CONDENSADORES

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CONDENSADORES

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110

CONDENSADORES

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40

6.3

16 —

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25

2.5

Tabla 5.18 Código de identificación de condensadores electrolíticos de tantalio.

de características típicas de los condensadores con dieléctrico plástico, de forma que el lector pueda escoger con seguridad aquél que resulte más eficaz en cada aplicación. Circuitos de sintonía hasta 200 kHz: • • •

Cerámicos del grupo I. Styroflex. Película de poliéster.

Circuitos de sintonía hasta 30 MHz: • •

Cerámicos del grupo I. Styroflex.

Circuitos de sintonía hasta 1.000 MHz: •

Cerámicos del grupo I.

Desacoplo de radiofrecuencia: • • •

Cerámicos del grupo II (16 - 50 V). Cerámicos del grupo II (63 -500 V). Cerámicos del grupo II (1 kV).

111


Paso de radiofrecuencia: •

Cerámicos del grupo I.

• • •

Cerámicos del grupo II (16 - 50 V). Cerámicos del grupo II (63 - 500 V). Cerámicos del grupo II (1 kV).

Desacoplo de audiofrecuencia: • Cerámicos del grupo II (16 - 50 V). • Cerámicos del grupo II (63 - 500 V). • Película de poliéster. • Poliéster metalizado. • Electrolíticos de aluminio. • Electrolíticos de tantalio. Paso de audiofrecuencia de alta impedancia: • Cerámicos del grupo I. • Cerámicos del grupo II (63 - 500 V). • Cerámicos del grupo II (1 kV). • Styroflex. • Película de poliéster. • Poliéster metalizado. Paso de audiofrecuencia de baja impedancia: • •

Electrolíticos de aluminio. Electrolíticos de tantalio.

Desacoplo toda banda: • •

Electrolítico de tantalio. Electrolítico de aluminio en paralelo con cerámico.

Filtros de altavoz: •

Poliéster metalizado.

Filtros de audiofrecuencia para control de tono: • • • •

Cerámicos del grupo I. Styroflex. Película de poliéster. Poliéster metalizado.

Filtros de corriente continua rectificada: •

Electrolíticos de aluminio.

Antiparasitado de red: • • • •

112

Cerámicos del grupo I (1 kV). Cerámicos del grupo II (1 kV). Poliéster metalizado (1 kV). Electrolíticos de aluminio (1 kV).

CONDENSADORES

Circuitos en régimen de impulsos : • •

Styroflex. Película de poliéster.

Para finalizar, en la figura 5.32 se han dibuja do las curvas características comparativas de los condensadores con dieléctrico plástico, lo cual facilitará la elección de esta clase de condensa dores. Dichas cun/as hacen referencia a: • • • • •

Incremento porcentual de capacidad en fun ción de la temperatura (figura 5.32a). Incremento porcentual de capacidad en función de la frecuencia (figura 5.32b). Factor de disipación (tg 8) en función de la temperatura y a 1.000 Hz (figura 5.32c). Factor de disipación (tg 8) en función de la frecuencia (figura 5.32d). Resistencia de aislamiento en función de la temperatura (figura 5.32e). 3)

c)

b) M i) x \xF

5.32 Curvas características típicas comparativas de los condensadores con dieléctrico de plástico. d)

e)

113

Bobinas y ferritas

INTRODUCCIÓN Las bobinas, también llamadas inductancias o solenoides, son probablemente los componentes electrónicos que más varían en su diseño. Cuanto más alta sea la frecuencia de la corriente alterna que circula por una bobina, menor será el número de espiras que se necesitan para obtener una determinada reactancia al paso de la c o rriente. Como consecuencia, se fabrican bobinas de reducido número de espiras y tamaño para fun cionar en aparatos que trabajan en las gamas de frecuencia de VHF, UHF y SHF, y voluminosas bo binas, con muchas espiras, como elementos de filtro de la corriente alterna industrial de hasta unas decenas de hercios. Una importante característica de estos componentes, en lo que respecta a su fabricación, es que en muchas ocasiones su construcción es artesanal, es decir, hecha por el propio profesional en su taller, utilizando hilo conductor de sección adecuada. Esta característica no se da en las re sistencias y condensadores, cuya fabricación corre a cargo de empresas especializadas.

CLASIFICACIÓN DE LAS BOBINAS Según la frecuencia de la corriente alterna las bobinas se clasifican en dos grandes grupos: • •

Bobinas para altas frecuencias (o de radiofrecuencia). Bobinas para bajas frecuencias.

Según el núcleo o soporte donde va arrollada la bobina, éstas se clasifican en: • • • •

Bobinas Bobinas Bobinas Bobinas

con con con con

núcleo de núcleo de núcleo de núcleo de

aire. hierro. pulvimetal. ferrita.

Además, las bobinas pueden estar apantalladas, es decir, situadas dentro de un recipiente me tálico que evita la transferencia de energía entre la bobina y los elementos del circuito situados fuera del apantallamiento.

FORMULAS PARA EL CALCULO DE UNA BOBINA En una bobina con núcleo de aire, su coeficiente de autoinducción L viene dado por la fórmula: N2S L = 1,257 — —

10a/ 115


Donde L se expresa en henrios (H), N es el número de espiras de la bobina, S es la sección abar cada por una espira en cm 2, y I la longitud del solenoide en cm. Si a la bobina se le añade un núcleo ferromagnético, la fórmula anterior se escribe:

L = 1,257

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Donde ju es el coeficiente de permeabilidad del núcleo. Así, en una bobina para radiofrecuencia de 5 mm de longitud, formada por dos espiras de 7 mm de diámetro interior bobinadas al aire, se obtiene que la sección abarcada por una espira vale: S = Tir2 = 3,1416 x (3,5 mm)2 = 38,48 mm2 = 0,3848 cm 2 Con este dato se calcula el coeficiente de autoinducción de la bobina: i = 1,257 10®/

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Si esta bobina trabaja en un circuito por el que circulan corrientes del orden de los100 MHz (por ejemplo, en la etapa de radiofrecuencia de un receptor de radio para FM), la reactancia al paso de estas señales será: XL = 2nfL = 2 x 3,1416 x 100 x 106 Hz x 38,7 x 10~9 H » 24 Q En las fórmulas expuestas no se tiene en cuenta el diámetro del hilo, el cual depende de la in tensidad de corriente que circula por la bobina. Con el fin de facilitar el cálculo de las bobinas, en la tabla 6.1 se relacionan los diámetros de hilo esmaltado más utilizados en la fabricación de éstas, con indicación de la sección correspondiente, el número de espiras por centímetro que ocuparía el devanado (estando las espiras juntas) y las in tensidades de corriente admisibles. Si las espiras han de ir juntas, el hilo utilizado en la fabricación de la bobina deberá estar reves tido con un barniz aislante que evite cortocircuitos entre espiras; y en aquellos casos en los que el devanado esté sometido a elevadas tensiones, se aconseja que el hilo esté recubierto de aisla miento plástico como, por ejemplo, el policloruro de vinilo.

Bobinas con núcleo de aire Las bobinas con núcleo de aíre constan de un arrollamiento de hilo conductor devanado sobre un soporte de fibra, plástico u otro material no m agnético y sin hierro alguno en sus Inmediaciones (figura 6.1).

Soporte aislante no magnético

6.1 Constitución de una bobina con núcleo de aire.

116

Hilo conductor

BOBINAS Y FERRITAS

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Número de. espiras por cm

Diámetro (mm)

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0,0050 0,0078

86 72

0,010 0,016

0,013 0,020

0,015 0,024

0,12 0,15 0,18 0,20

0,0113 0,0177 0,0254 0,0314

61 50 42,2 38,6

0,022 0,035 0,051 0,063

0,028 0,045 0,063 0,080

0,034 0,053 0,076 0,094

0,22 0,25 0,28 0,30

0,0380 0,0491 0,0616 0,0707

35,4 31,6 28,5 26,7

0,076 0,098 0,123 0,141

0,095 0,120 0,154 0,175

0.114 0,147 0.184 0,212

0,32 0,35 0,38 0,40

0,0884 0,0962 0,1134 0,1257

25,2 23,2 21,7 20,5

0,161 0,190 0,227 0,251

0,201 0,240 0,283 0,310

0.241 0,289 0,340 0,377

0,45 0,50

0,159 0,196

18,5 16,7

0,318 0,390

0,400 0,490

0,477 0,588

0,55 0,60 0,65 0,70 0,75

0,238 0,283 0,332 0,385 0,442

15,38 14,28 13,3 12,34 11,62

0,476 0,566 0,664 0,770 0,884

0,600 0,700 0,830 0,960 1,100

0,714 0,849 1,000 1,160 1,330

0.80 0.90 1.00 1.20 1,30

0,503 0,636 1,785 1,131 1,327

10,86 9,7 8,84 7,46 6,94

1,01 1,27 1,57 2,26 2,65

1,250 1,600 1,960 2,830 3,320

1,510 1,910 2.360 3,390 3.980

Tabla 6.1 Características de los hilos esmaltados para la fabricación de bobinas.

6.2 Bobina para radiofrecuencia con núcleo de aire.

En numerosas ocasiones la bobina no tiene soporte, siendo suficiente la propia rigidez mecáni ca del hilo para que ésta quede conformada (figura 6.2). Se trata de la forma más simple de construcción de una bobina, que en ocasiones consta de una sola espira o incluso de una fracción de ésta. En la fabricación de estas bobinas se utiliza generalmente hilo de cobre, cuando la frecuencia de la señal que ha de circular por la bobina es de hasta 50 MHz. Para frecuencias superiores se emplea el cobre plateado, con el fin de evitar pérdidas.

117


En RF se utiliza hilo de Litz, consistente en un determinado número de hilos finos aislados indivi dualmente, o bien hilos trenzados en grupos de tres. Cada grupo de tres hilos pasa desde la super ficie exterior al interior del cable, con lo cual se distribuye la corriente superficial a través de la sec ción recta total; de esta forma se incrementa la sección efectiva y se reducen las pérdidas en alta frecuencia debidas al efecto pelicular. El efecto pelicular consiste en la tendencia de la corriente alterna a circular por la superficie de los conductores. Este fenómeno aumenta con la frecuencia y hace que, al disminuir la sección útil, aumente la resistencia efectiva del conductor. Las bobinas con núcleo de aire se construyen desde una fracción de espira hasta varios cien tos de espiras superpuestas en varias capas. Normalmente las bobinas se impregnan, con el fin de hacerlas resistentes a la humedad y para mejorar su comportamiento ante las fuerzas mecánicas que puedan soportar. La bobina que se muestra en la figura 6.2 es simple, pero también puede estar dotada de una toma intermedia. Es muy importante que todas las espiras de la bobina tengan la misma separación, aunque en ocasiones es necesario acercar entre sí algunas de ellas para ajustar el valor del coeficiente de autoinducción de la bobina, puesto que acercando o alejando las espiras entre sí la autoinducción admite un margen de variación en su valor. La conexión de la bobina al circuito impreso se realiza directamente, es decir, que el propio hilo de la bobina hace en sus extremos la función de terminal. Al conectar la bobina, debe tenerse muy en cuenta que la mayoría de ellas utilizan hilo de cobre recubierto de un barniz aislante, por lo que deben rascarse suavemente los extremos de la bobina con un papel de lija antes de efectuar su soldadura. De lo contrario no se establece el contacto eléc trico necesario entre el hilo de cobre y el estaño. Cuando la bobina está arrollada sobre un tubo de fibra, plástico u otro material, se disponen unos terminales de conexión en los que ya van soldados los extremos de la bobina. Esto es muy usual en las bobinas cuyo hilo, por ser muy flexible (como el hilo de Litz), no adquiere por sí solo la conforma ción adecuada, siendo imposible arrollarlo al aire (sin soporte). Un ejemplo de esta forma de devanado son las bobinas de sintonía de los receptores de radio, las cuales, aunque después se introduzca un núcleo de ferriía, están devanadas sobre un soporte y disponen de terminales de conexión (figura 6.3).

6.3 Forma constructiva típica de una bobina de sintonía para receptor de radio.

En el caso de las bobinas con núcleo de aire, utilizadas en etapas de RF de las bandas de VHF y superiores, el efecto pelicular reduce la sección útil del hilo empleado en la fabricación de la bobina, por lo que en estos casos debe utilizarse hilo de sección bastante superior a la indicada en la tabla 6.1. Una forma constructiva muy especial de las bobinas con núcleo de aire son las denominadas nido de abeja. La configuración en nido de abeja consiste en arrollar varias capas de hilo de Litz, desplazando las espiras en uno y otro sentido de forma que se obtenga una posición cruzada de las espiras (fi gura 6.4).

6.4 Forma constructiva de una bobina con núcleo de aire y devanado en nido de abeja.

118

BOBINAS Y FERRITAS

Esta forma de devanado proporciona una gran autoinducción y una resistencia mecánica con siderable, puesto que en la forma expuesta se favorece la inmovilización del hilo. Las bobinas en nido de abeja se utilizan en las etapas de sintonía de los radiorreceptores de OM y en algunas bobinas de choque de RF.

Bobinas con núcleo de plancha de hierro El núcleo magnético se utiliza para incrementar la inductancia sin aumentar el número de espiras de la bobina. Consiste en insertar dentro del bobinado un núcleo de material ferromagnético. La inductividad L de una bobina con núcleo ferrom agnético se puede definir por medio de la fórmula:

Donde N es el número de espiras de la bobina, y fí m la reluctancia o resistencia magnética del tra yecto de las líneas de fuerza expresada en AAA/b (amperio-vuelta por weber). Para obtener altas inductividades se puede aumentar el número de espiras, pero esto tiene la desventaja de que aumenta la resistencia óhmica del bobinado e incrementa considerablemente el volumen de la bobina; por estos motivos es preferible disminuir la reluctancia, lo cual se consigue con un núcleo de hierro cerrado, sin interrupción, puesto que un entrehierro presenta una reluctan cia considerable. A causa del constante cambio de magnetización y de las corrientes parásitas, llamadas también corrientes de Foucault, se originan dentro del núcleo de hierro pérdidas que producen calor. Se reducen considerablemente las pérdidas ocasionadas por las corrientes parásitas constru yendo un núcleo de hierro a base de planchas aisladas entre sí que, según la aplicación de la bo bina, tienen un grosor comprendido entre 0,05 y 0,5 mm (figura 6.5).

6.5 Corrientes parásitas en un núcleo magnético. a) núcleo magnético macizo, b) núcleo magnético laminado.

Las pérdidas por cambio de magnetización se reducen también utilizando núcleos de aleacio nes ferromagnéticas especiales, tales como el ferrosilicio y el ferroníque!. Este último proporciona altas permeabilidades, que pueden alcanzar valores de hasta 32.000 en láminas de hierro silicio de grano orientado, es decir, que con un núcleo de estas características el coeficiente de autoinduc ción puede multiplicarse por 32.000. De todas formas, dichas pérdidas no desaparecen por completo. En la figura 6.6 se muestra una bobina con núcleo de planchas de hierro, y en la figura 6.7 tres formas distintas de núcleos de plancha de hierro, las cuales se denominan, según su forma, como corte de Ul, de El y de M respectivamente. Las bobinas con núcleo de hierro (o cualquiera de sus aleaciones) se utilizan sólo en circuitos de baja frecuencia, tales como fuentes de alimentación y amplificadores de audio. Con frecuencias más elevadas las pérdidas por corrientes parásitas en el hierro aumentan. Ya no resulta suficiente que se construya el núcleo con un paquete de planchas delgadas, sino que debe hacerse otra subdivisión en «islas» magnéticas, eléctricamente aisladas entre sí. Un progreso esencial en este sentido se alcanzó utilizando hierro en polvo fino, mezclado con una materia sin-

119


6.6 Aspecto externo de una bobina con núcleo de planchas de hierro.

a)

b)

6.7 Formas constructivas de núcleos de planchas de hierro, a) corte en Ul. b) corte en El. c) corte en M.

tética aislante y comprimido todo para formar el núcleo de la bobina. La materia básica de estos núcleos de hierro para alta frecuencia es un polvo de hierro que se extrae del pentacarbonito de hie rro. El diámetro de estas partículas de hierro es de 1 a 10 jim . Tales materias magnéticas se hallan en el mercado bajo diversas denominaciones comerciales.

Bobinas con núcleo de ferrita Las ferritas son óxidos de metales magnéticos con características de dieléctrico, es decir, materia les magnéticos aislantes al paso de la corriente eléctrica (figura 6.8).

120

BOBINAS Y FERRITAS

Como ejemplo de ferritas podemos citar: • • • •

Ferríta Ferríta Ferríta Ferríta

de de de de

níquel (Ni • Fe20 4). cobalto (Co • Fe20 4). manganeso (Mn • Fe20 4). magnesio (Mg ■Fe20 4).

Todos estos compuestos tienen estructura parecida: son cristales mixtos, ioque en la fórmula química está indicado por el punto. Estos cristales mixtos no son conductores y por esto no hace falta pulverizarlos. Para su elaboración se utiliza el procedimiento de la técnica cerámica: núcleos construidos por medio de inyección, a presión, o bien en fundición, que se cuecen a temperaturas de 1.300 °C. Estos núcleos son muy duros y tienen el tacto de la porcelana. Si se los deja caer se rompen con facilidad. Como denominación comercial de las ferritas podemos citar el Ferroxcube, de P hilips . Los núcleos de ferrita fabricados com o se ha indicado sólo se pueden trabajar tallándolos. Para componerlos se unen dos caras talladas planas por medio de pegamento. Si se hace con sumo cuidado, el espacio que queda en la unión de las caras es inferior a 10 îrn, con lo que la disper sión del flujo magnético es muy reducida. Una forma de núcleo especialmente pobre en dispersión es el de campana, que se compone de dos moldes pegados y completamente cerrados (figura 6.9a). También existen los núcleos m e dio abiertos (figura 6.9b) y los abiertos (figura 6.9c).

■

I

l

illf e X < ^ y v X /s >V;
b) a)

6.9 Núcleos de ferríta pobres en dispersión (zona tramada), a) núcleo de campana, b) núcleo medio abierto, c) núcleo abierto.

Cuando se necesita obtener un valor exacto de la inductividad, ésta deberá ser graduable, pues to que siempre hay que contar con las tolerancias propias de fabricación. Esto se consigue fácil mente por medio de un entrehierro variable. Por ejemplo, se modifica el núcleo del molde de tal manera que el pivote central sea más corto que el molde. Uno o ambos pivotes centrales se construyen vacíos y se proveen de rosca, en la que se aplica un tornillo que es del mismo material que el núcleo del molde. Enroscando más o menos el tornillo varia el entrehierro, y con ello la inductividad, en un 10 %. Este procedimiento de ajuste se denomina nivelación o sintonización, y se efectúa primero tras el montaje de las conexiones y, eventualmente, deberá repetirse más adelante. En la figura 6.10 se han dibujado las partes constituyentes de una bobina con núcleo de ferrita, con indicación de sus dimensiones principales. Las letras designan las siguientes partes de la bobina:

121


7x 7

5,5 15

10 x 10 b)

c)

3) 6.10 Partes constituyentes de una bobina apantallada con núcleo de ferrita: a) pantalla de latón niquelado; b) campana de ajuste de ferrita; c) núcleo de ferrita con rosca; d) carrete; e) base de la bobina.

7x 7

d)

a)

Blindaje o pantalla de latón niquelado. Esta pantalla se conecta a masa y con ella se evita que las señales de RF generadas en la bobina salgan al exterior interfiriendo a otros apara tos o partes del circuito. b) Campana de ajuste con roscado exterior, constituida por una ferrita adecuada a la gama de frecuencias de trabajo. c) Núcleo de ferrita adecuada a la gama de frecuencias de trabajo. d) Carrete soporte de la bobina. e) Base.

CARACTERISTICAS TÉCNICAS DE LAS BOBINAS Las características técnicas más importantes de las bobinas son las siguientes: • • • • • • •

Valor inductivo. Tolerancia. Variación de la inductancia. Margen de frecuencias. Resistencia de aislamiento. Coeficiente de temperatura p o r grado centígrado. Factor de calidad.

Todos estos factores son dependientes en mayor o menor grado de las características técnicas del núcleo y del hilo, utilizado en el devanado.

Valor inductivo El coeficiente de autoinducción (L) de una bobina se expresa en henrios (H). Una bobina tiene una inductancia de 1 H cuando una variación de corriente de 1 A/s da lugar a una fuerza electromotriz de 1 V, es decir: Et K I =

1Vx 1s 1 A ^ = 1H

Dado que esta unidad es, en muchos casos, excesivamente grande, se utilizan los submúltiplos mH, |iH y nH. En las bobinas con núcleo de aire el coeficiente de autoinducción depende exclusivamente de sus características constructivas, es decir, del número de espiras, sección de la espira y longitud del

122

BOBINAS Y FERRITAS

arrollamiento, mientras que en el caso de una bobina con núcleo ferromagnético el coeficiente de autoinducción depende también del coeficiente de permeabilidad del núcleo, como ha quedado re flejado en las fórmulas expuestas al comienzo de este capítulo. Un gran porcentaje de las bobinas utilizadas en electrónica son diseñadas por el propio profe sional, aunque también se fabrican normalizadas siguiendo los valores establecidos por las tablas E, igual que las resistencias y condensadores.

Tolerancia El valor del coeficiente de autoinducción discrepa, dentro de unos ciertos límites, del valor nominal o valor teórico de la bobina. Estas discrepancias son debidas al proceso de fabricación, y se designan, como en el caso de las resistencias y condensadores, por tolerancias.

Variación de la inductancia En las bobinas con núcleo ajustable, la variación que sufre el coeficiente de autoinducción al ajus tar el núcleo se Indica de forma porcentual. Así, en una bobina de 260 ptH, cuyo valor inductivo pueda variarse en ±10 %, podemos ajustar su valor entre 234 pH a 286 pH. En ciertos casos los fabricantes indican el tanto por ciento de la variación de la Inductancia en función de la carrera del núcleo, tal y com o se puede apreciar en la figura 6.11.

M%

6.11 Curva característica del tanto por ciento de variación de la Inductancia en función de la carrera del núcleo.

Así, en el caso de la figura 6.11, el valor nominal de la inductancia queda incrementado en un 15 % cuando el núcleo está ajustado a tope. Al desplazarlo unos 0,23 mm el valor de la inductan cia es el nominal. Y al desplazarlo 0,75 mm el valor de la inductancia desciende a un 15%.

Margen de frecuencias Un dato muy importante a tener presente es el margen de frecuencias en que puede trabajar una bobina. No todos los núcleos son adecuados para trabajar en alta frecuencia, ya que los hilos del bobi nado pueden resultar inadecuados:cuando se produce en ellos el efecto pelicular al trabajar en RF. Otro parámetro de gran influencia al trabajar en RF son las capacidades parásitas que se for man entre espiras de la bobina, que pueden llegar a producir cortocircuitos para las señales. Los fabricantes de bobinas suelen indicar en sus catálogos tanto la frecuencia central de traba jo de la bobina com o la capacidad parásita entre sus terminales.

Resistencia de aislamiento Los hilos utilizados en la fabricación de bobinas están recubiertos de un barniz o aislante que evita el cortocircuito directo entre espiras adyacentes. Este aislante puede, sin embargo, perforarse si la tensión aplicada a la bobina sobrepasa un cierto valor. Aquí cabe hacer una distinción entre tensión aplicada a los terminales de la bobina y tensión so portada entre dos espiras contiguas, puesto que la tensión se reparte por igual entre ellas.

123


En el caso de una bobina de una sola capa, la tensión entre espiras es igual a la tensión aplica da entre los terminales de la bobina dividida por el número de espiras. Así, si la bobina consta de 100 espiras y se le aplican 35 V, la tensión entre espiras contiguas será de: 35 V "^ qq - = 0,35 V (entre espiras contiguas)

La resistencia de aislamiento entre terminales se indica en MQ, para una tensión continua dada. Cuando la bobina está formada por dos o más capas de hilo conductor, debe tenerse en cuen ta, además, la tensión entre capas contiguas. Esta tensión es igual a la tensión aplicada a la bobi na dividida por el número de capas, con lo cual el valor obtenido es mayor que el de la tensión en tre espiras, pudlendo ser en muchos casos peligrosa para la integridad de la bobina, ya que el barniz aislante puede no soportarla. Para aumentar el aislamiento entre capas se recurre entonces a disponer un material aislante entre capa y capa del bobinado, como el papel impregnado o cinta de material plástico.

Coeficiente de temperatura La conductividad de muchos conductores eléctricos varía con la temperatura. El valor óhmico de los hilos con los que se fabrican las bobinas viene por ello afectado, más o menos, por la tem peratura. La influencia de la tem peratura sobre la bobina se expresa en partes p o r millón de variación por °C.

Factor de calidad Toda bobina puede realizar tanto mejor su cometido cuanto más pequeña sea su resistencia óhmica. Por esta razón es de gran interés el concepto factor de calidad (Q) de la bobina. La calidad de una bobina se define com o la relación entre su reactancia inductiva (XL) y su re sistencia óhmica (fí), y viene expresada por la fórmula: ^

XL

27i f L

R

R

Con frecuencias elevadas se empeora la calidad de la bobina, a pesar de que, según la fórm u la anterior, cabe suponer lo contrario. Ello se debe a que con frecuencias elevadas la resistencia óh mica aumenta debido al efecto pelicular. Para que la calidad de una bobina sea grande, su resistencia óhmica debe tener un valor bajo y su inductividad ha de ser elevada. Por ejemplo, en bobinas sin previa magnetización que no precisan de entrehierro, el aumento de la Inductividad se consigue mediante la formación especial del trayecto de líneas de fuerza. Para ello, el núcleo de la bobina se cierra quedando en forma de anillo o toro y la bobina se reparte por toda la longitud del núcleo. La construcción de tales bobinas con núcleo anular es muy cara, ya que se precisa maquinaria especial de bobinar. Los fabricantes de bobinas indican en sus catálogos la calidad de las mismas a una frecuencia dada. Por ejemplo, mediante la Indicación: Q(6khz) = 125 o bien mediante curvas características com o las de la figura 6.12, en la que se lee el factor de calidad Q en función de la frecuencia de cuatro bobinas, de inductancia diferente e igual diáme tro de hilo. Se observa en dichas curvas que existe un pico de calidad en el cual la relación XL/fí es máxima. Por encima y por debajo de dicho pico la curva desciende, debido a los motivos ya apuntados. El factor de calidad de una bobina para etapas de RF oscila entre 50 y 200, aunque puede ser diferente según la aplicación del circuito.

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BOBINAS Y FERRITAS

6.12 Factor de calidad en función de la frecuencia, de cuatro bobinas para receptor de televisión: a) bobina de 2,13 n H. b) bobina de 0,56 u H. c) bobina de 0,26 ¡.i H. d) bobina de 90 pH. (Diámetro del hilo 0,15 mm.)

CARACTERÍSTICAS CONSTRUCTIVAS DE LAS FERRITAS Las ferritas son componentes químicos de fórmula general: M Fe2 0 4 Donde M representa un metal bivalente com o el cobre (Cu), magnesio (Mg), manganeso (Mn), ní quel (Ni), cinc (Zn) o el propio hierro (Fe). En este último caso se obtiene la fórmula Fe30 4, que es la de la magnetita. La particularidad de estos compuestos es la de aumentar la resistividad, de forma que sustitu yendo un átomo de hierro por cualquiera de los metales bivalentes citados se aumenta la resistivi dad de 10"? S2/cm (ferrita de hierro) hasta unos 10e Q/cm. Todas las ferritas así fabricadas se denominan ferritas simples, ya que forman un aglomerado cristalino que contiene una sola clase de cristal: Cu Fe50 4; Mg Fe20 4; Mn Fe2 0 4; NI Fe2 0 4; Zn Fe2 0 4 Existe otro tipo de ferrita, que es el actualmente utilizado,en el que se mezclan dos o más cia ses de cristal, denominándose por ello ferritas mixtas. Son cuatro los tipos fundamentales de ferritas mixtas: • • • •

Ferritas Ferritas Ferritas Ferritas

de de de de

manganeso-cinc (Mn Zn Fe2 0 4). níquel-cinc (Ni Zn Fe2 0 4). magnesio-manganeso (Mg Mn Fe2 0 4). níquel-cobre (Ni Cu Fe2 0 4).

De todas ellas, las dos primeras son las utilizadas en los aparatos de radio, televisión y alta fide lidad, por lo que se estudiarán con mayor detalle; la tercera es utilizada en dispositivos de memoria y registradores magnéticos, y la cuarta se emplea para la realización de transductores piezomagnéticos de potencia para generadores de ultrasonidos. En el comercio las ferritas reciben diferentes denominaciones comerciales, tales com o Ferroxcube.

Ferritas de manganeso-cinc Las ferritas de manganeso-cinc, cuya denominación comercial por P hilips es la de Ferroxcube 3, se subdivlden a su vez en diversos grados.

125


Ferroxcube 3A Ferrita con elevado valor de permeabilidad inicial, idónea para ser utilizada en transformadores de pequeña potencia y banda de paso ancha, para equipos de comunicaciones. Es útil en la fabricación de pequeños transformadores de Impulsos. Su uso se extiende desde las audiofrecuencias más altas hasta cerca de los 100 kHz. Puede ser empleada en condiciones de polarización con corriente continua.

Ferroxcube 3B Ferrita con bajas pérdidas, muy recomendada para la fabricación de bobinas con alto factor de ca lidad Q, coeficiente de temperatura bajo y elevada estabilidad. Las principales variedades del Ferroxcube 3B son las siguientes: 3B2: 3B3: 3B4: 3B5:

para frecuencias de 300 Hz a 100 kHz. para frecuencias de 100 a 700 kHz. para frecuencias bajas, cuando se exijan pérdidas muy pequeñas por hlstéresis. presenta pérdidas por hlstéresis todavía menores, y permeabilidad inicial algo más elevada.

Ferroxcube 3C Ferrita muy adecuada nética (superiores a 50 horizontal y vertical de Esta ferrita es muy ma de anillo.

para dispositivos que exigen valores relativamente altos de inducción mag mT), como los transformadores de salida de línea y las bobinas de desviación las pantallas de televisión. apropiada para la producción en masa de núcleos en forma de U o en for

Ferroxcube 3D2 Ferrita utllizable cuando se requieran altos valores de Inducción magnética. Su inducción máxima es mayor que la del grado 3C, y varía menos con la temperatura. Presen ta, sin embargo, menor permeabilidad inicial y mayores pérdidas que el Ferroxcube 3C.

Ferroxcube 3E Es el grado de Ferroxcube 3 que presenta mayor permeabilidad inicial. Es una ferrita apropiada para transformadores de banda de paso ancho en equipos de com u nicaciones. En núcleos envolventes se emplea el Ferroxcube 3D3, 3B7, 3H1, etcétera.

Ferritas de níquel-cinc Estas ferritas difieren considerablemente de las anteriores, ya que presentan menor permeabilidad inicial y menor inducción máxima de saturación, pero mayor fuerza coercitiva y elevados valores de resistividad, gracias a lo cual resultan idóneas para ser utilizadas en RF. Se conocen comercialmente con diferentes denominaciones, como la de Ferroxcube 4 de P hilips .

Ferroxcube 4A Ferrita muy similar a la del grado 3B, excepto por su resistividad, que es mucho mayor.

Ferroxcube 4B Ferrita muy adecuada para circuitos de sintonía, en frecuencias comprendidas entre 1 y 2 MHz. Es la más utilizada en la fabricación de varillas de Ferroxcube para antenas.

Ferroxcube 4C Ferrita idónea para ser utilizada en circuitos que trabajan con frecuencias comprendidas entre 2 y 5 MHz.

Ferroxcube 4D Ferrita idónea para trabajar con frecuencias comprendidas entre 5 y 20 MHz.

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BOBINAS Y FERRITAS

Ferroxcube 4E Para frecuencias comprendidas entre 20 y 50 MHz.

Ferroxcube 4F Para frecuencias comprendidas entre 50 y 100 MHz.

Ferroxcube 4H Ferrita especialmente desarrollada para su empleo en aceleradores de partículas y en atenuadores de microondas. No utilizable por tanto en radio y televisión.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LAS FERRITAS En las ferritas caben distinguir dos grupos de características técnicas: las referidas a las propieda des mecánicas y las referidas a las propiedades eléctricas y magnéticas. Las características mecánicas de una ferrita son las siguientes: • • • • • • •

Peso especifico. M ódulo de Young. Coeficiente de dilatación lineal. Resistencia a la tracción. Resistencia a la compresión. Calor específico. Conductividad térmica.

Las características eléctricas y magnéticas principales son las siguientes: • • • • • • •

Resistividad. Constante dieléctrica. Permeabilidad inicial. Temperatura de Curie. Coeficiente de temperatura. Frecuencia de trabajo. Inducción magnética.

A continuación se estudia el significado de todos estos parámetros, prestando mayor atención a los eléctricos y magnéticos.

Peso específico El peso específico es el peso por unidad de volumen de la ferrita. Se expresa en gramos por cen tímetro cúbico de material (g/cm 3) y depende delos materiales constituyentes de la ferrita. Como ejemplo diremos que el Ferroxcube 3 posee un peso específico de unos 4,7 a 4,8 g/cm 3, mientras que el Ferroxcube 4 posee un peso específico comprendido entre 3,5 y 5 g/cm 3.

Módulo de Young El m ódulo de Young o m ódulo de elasticidad [M] se expresa en kg/m m 2, y es la relación entre el es fuerzo de tracción y el alargamiento producido por este esfuerzo en la ferrita. Es una característica propia del material y se calcula con la fórmula:

donde F es la fuerza de tracción en kg, s la sección transversal inicial de la ferrita en mm 2, / la lon gitud inicial de la ferrita en mm, y Al el alargamiento en mm. Como dato diremos que el módulo de Young en el Ferroxcube es de 15.000 kg/m m 2.

127


Coeficiente de dilatación lineal Cuando una ferrita se calienta aumentan sus dimensiones en todos los sentidos, aumentando por tanto su superficie y volumen. Se dice entonces que el material se dilata. El coeficiente de dilatación linea! expresa el aumento de dimensiones de la ferrita por cada °C de aumento de temperatura. En el Ferroxcube el coeficiente de dilatación lineal es de, aproximadamente, 1 0 '5/°C.

Resistencia a la tracción La resistencia a ia tracción (at) se expresa por la relación entre la fuerza aplicada F (expresada en kg) y la sección s de la ferrita (expresada en mm2); es decir, por:

ot = — (kg/mm2) s Para obtener esta magnitud se sujeta la barra de ferrita por un extremo y por el otro se aplica una fuerza de tracción hasta que la ferrita se rompe. Como dato informativo diremos que la resistencia a la tracción del Ferroxcube es de, aproxima damente, 1,8 kg/m m 2.

Resistencia a la compresión Para la realización del ensayo de compresión, se coloca la barra de ferrita entre las dos placas de compresión de una prensa, de forma que el eje de la ferrita coincida exactamente con el eje de la prensa, y se aplica el esfuerzo de compresión. Antes de romperse la ferrita se deforma, reduciéndose su altura y ensanchándose su sección transversal. La resistencia a la compresión ( o j se expresa en kg/m m 2, es decir:

oc = -j - (k9/m m 2) donde Fc es la fuerza de compresión (en kg fuerza) y s es la sección de la ferrita (en mm 2). El Ferroxcube posee una resistencia a la compresión de 7,3 kg/m m 2 aproximadamente, sobre pasada la cual se rompe.

Calor específico El calor específico de un material (entre dos límites de temperatura f, y t2) es la relación que existe entre la cantidad de calor (Q) necesario para elevar la unidad de masa del cuerpo (un gramo) de la temperatura f, a la temperatura t2. Viene dado por la expresión:

donde C es el calor específico en cal/g/°C y Q es la cantidad de calor en calorías/gramo. El Ferroxcube posee un calor específico de 0,17 cal/g/°C, es decir, que si a un gramo de Fe rroxcube se le aplican 0,17 calorías, su temperatura aumenta un grado centígrado.

Conductividad térmica Recibe el nombre de conductividad térmica de un material la facilidad que presenta al paso del calor. La conductividad térmica se produce cuando todos los puntos del material no están a la misma temperatura; entonces, el calor se propaga de molécula a molécula, desde los puntos más calientes a los más fríos en un tiempo determinado. Se expresa en cal/(cm • s • °C). En el caso del Ferroxcube, la conductividad térmica es menor de 14 x 1CT3 cal/(cm • s • °C).

128

BOBINAS Y FERRITAS

Resistividad Las ferritas poseen una elevada resistividad, lo que reduce al mínimo las pérdidas por corrientes parásitas. Por este motivo el material puede ser empleado en la fabricación de núcleos compactos, tanto para bobinas como para transformadores. La resistividad se expresa en í2/cm y disminuye con la frecuencia. Las ferritas de níquel-cinc poseen una resistividad mucho mayor que las de manganeso-cinc, razón por la cual se utilizan para frecuencias más elevadas. En la tabla 6.2 se indican los datos de resistividad de los Ferroxcube 3 y 4 para frecuencias de 1 kHz y 10 MHz.

; ■ Tipo de ferrita

Resistividad (W/cm)

iiif V.

a 10 MHz

á1 kHz Ai -AV. A>A$íi '#*¿$>1+,!.

Ferroxcube 3

100

10

Ferroxcube 4

5 x 106

0,2 x 106

Tabla 6.2 Resistividad del Ferroxcube.

Constante dieléctrica Se llama constante dieléctrica de un material aislante a la relación entre la capacidad de un con densador que emplea como dieléctrico el material considerado, y la capacidad del mismo conden sador empleando como dieléctrico el vacío. La constante dieléctrica de las ferritas disminuye al aumentar la frecuencia. En la tabla 6.3 se indican las constantes dieléctricas de los Ferroxcube 3 y 4 para frecuencias de 1 kHz y 10 MHz.

Tipo de ferrita ’t túa 10 MHz Ferroxcube 3

150.000

50.000

Ferroxcube 4

400

15

Tabla 6.3 Constante dieléctrica del Ferroxcube.

Permeabilidad inicial Como en todo material ferromagnético el valor de la permeabilidad normal (|i) de las ferritas se aparta del valor de la permeabilidad inicial (g0) a medida que aumenta la intensidad del campo m ag nético (H) y, por lo tanto, la inducción magnética. La permeabilidad de un material ferromagnético viene dada por la expresión: B

donde B es la inducción magnética (en mT) y H es la intensidad de campo magnético a la que se somete el material (en A/m). Así, en la figura 6.13 se muestran las curvas características de la inducción en función de la Inten sidad de campo de una ferrita. Se observa que este parámetro también depende de la temperatura,

129


6.13 Curvas características de la inducción magnética en función de ta intensidad de campo magnético de una ferrita, para cuatro temperaturas distintas.

(mT)

de forma que a igualdad de intensidad de campo magnético el valor de la inducción magnética es menor cuanto mayor sea la temperatura. De las curvas de la figura 6.13 se deduce también que la permeabilidad no tiene un valor cons tante, sino que disminuye al aumentar la intensidad de campo magnético H, es decir, al aumentar el valor de la intensidad de corriente eléctrica (/) y/o el número de espiras (A/) de la bobina, y/o al disminuir su longitud (/), puesto que:

acercándose el núcleo a la saturación, según la curva de histéresis. Recibe el nombre de permeabilidad inicial de un material ferromagnético aquel valor máximo de permeabilidad p0 cuando la intensidad de campo magnético H tiende a cero. La permeabilidad p depende también de la frecuencia en régimen de elevada inducción mag nética. La diferencia entre la permeabilidad normal y la inicial disminuye al disminuir la frecuencia. Asi, para el Ferroxcube 3 el valor p se aproxima al de p0 para frecuencias menores de 600 Hz. En la tabla 6.4 se indican los valores de permeabilidades iniciales de los Ferroxcube.

Tabla 6.4 Permeabilidad inicial de los Ferroxcube.

130

Ferritas de manganesocinc

Permeabilidad inicial p0 a 20 °C

Ferritas de níquel-cinc

Permeabilidad inicial p() a 20 °C

3A

1.400 ± 15 %

4A

600 ± 20 %

3B

900 ± 20 %

4B

250 ± 20 %

3B2

900 ± 20 %

4C

125 ± 20 %

3B3

900 ± 20 %

4D

50 ± 20 %

3B4

900 ± 20 %

4E

15 ± 2 0 %

3B5

1.200 ± 20 %

4F

7 ± 20 %

3C2

1.100 ± 20 %

3D2

750 ± 20 %

3E

2.500 ± 15 %

BOBINAS Y FERRITAS

~°c

0

"

11 —

20 °C

+ Punto de Curie Curie de

6.14 Curva característica de variación de ia permeabilidad inicial |ifl en función de ia temperatura.

Temperatura de Curie El valor de la permeabilidad inicial depende considerablemente de la temperatura, ya que aumenta con la temperatura hasta alcanzar un valor máximo y disminuye después rápidamente a partir de éste, tal y como se aprecia en la figura 6.14. Esta disminución de la permeabilidad se produce entre 150 y 190 °C para las ferritas de m an ganeso-cinc, y entre 120 y 550 °C para las ferritas de níquel-cinc. Aquel valor de temperatura en el cual la ferrita adquiere el mismo valor de permeabilidad inicial que tenía a 20 °C, se conoce con el nombre de punto de Curie. Por encima del punto de Curie el núcleo de ferrita queda perjudicado de forma permanente. Como consecuencia, nunca se debe hacer trabajar una bobina con núcleo de ferrita a una tem peratura próxima al punto de Curie, cuyo valor es proporcionado por el fabricante. En la tabla 6.5 se relacionan los puntos de Curie de los Ferroxcube. ................ ........... Punto de Curie en °C


Punto de Curie en "C

Ferroxcube 3A

100

Ferroxcube 4A

125

Ferroxcube 3B

150

Ferroxcube 4B

250

Ferroxcube 3B2

150

Ferroxcube 4C

350

Ferroxcube 3B3

150

Ferroxcube 4D

400

Ferroxcube 3B4

150

Ferroxcube 4E

500

Ferroxcube 3B5

150

Ferroxcube 4F

600

Ferroxcube 3C2

150

Ferroxcube 3D2

210

Ferroxcube 3E

100

Ferritas de manganesocinc

Tabla 6.5 Punto de Curie de las ferritas. 131


Coeficiente de tem peratura El gráfico de la figura 6.14 muestra que a temperaturas normales la permeabilidad inicial posee un coeficiente de temperatura positivo, es decir, que la permeabilidad aumenta con el aumento de temperatura. El coeficiente de temperatura en este caso es igual a:

o, = - % m0 a 7 donde AT representa el incremento de temperatura. En el caso de que el núcleo posea un entrehierro, la fórmula anterior no es válida, ya que el entrehierro reduce la permeabilidad del circuito a un cierto valor eficaz |_i’ , y el coeficiente de tempera tura se reduce en la proporción:

T

= ^ Mo2 * r

La permeabilidad eficaz (¡i) representa la permeabilidad de un material hipotético que, si se uti lizara en el circuito magnético (sin entrehierro), daría la misma reluctancia que la del circuito real con entrehierro. Esta permeabilidad eficaz no debe confundirse con la relación L J L n entre las inductancias del devanado con y sin núcleo ferromagnético, pues en este caso la distribución del núcleo sería con siderablemente distinta. En la tabla 6 .6 se indica los coeficientes de temperatura ccT de los ferroxcube de P h iu ps . Estos coe ficientes de temperatura son los obtenidos a temperaturas normales comprendidas entre 20 y 50 °C.

Frecuencia de trabajo Cada ferrita está especialmente fabricada para trabajar a una frecuencia dada. La frecuencia de trabajo es pues la más idónea para la ferrita en cuestión, y se ha indicado en páginas anteriores al describir cada una de ellas.

Ferritas de manganeso -cinc

Tabla 6.6 Coeficientes de temperatura de los Ferroxcube.

132


Factor de temperatura aT

3A

4,5 x 10-6

4A

6 x 10"®

3B

3 x 10"6

4B

8 x 10"6

3B2

2 x 10®

4C

12 x 10"®

3B3

2 x 10~®

4D

15 x 10"6

3B4

4 x 10"®

4E

15 x 10"®

3B5

4 x 10"6

4F

35 x 10"6

3C2

4,5 x 10-®

3D2

4,5 x 10‘ 6

3E

4 x 10"®

BOBINAS Y FERRITAS

Inducción magnética El valor de la inducción magnética viene dado por los fabricantes mediante curvas características como la de la figura 6.13, o bien mediante tablas características referidas a una intensidad de cam po magnético determinado.

BOBINAS IMPRESAS En la figura 6.15 puede verse parte de un circuito impreso sobre el que se ha grabado una bobina. Ésta es una forma de diseño de bobinas muy utilizada en algunos aparatos electrónicos.

6.15 Bobina grabada sobre circuito impreso.

En el diseño de estas bobinas debe tenerse en cuenta la longitud de la pista de cobre, sección de la misma y distancia entre espiras. De acuerdo con estas magnitudes, así será la inductancia de la bobina obtenida. Resulta un sistema muy adecuado para aprovechar espacios vacíos de un circuito Impreso, ya que sobre ellos pueden disponerse componentes de cierto volumen y reducir así el tamaño del circuito.

133

Transformadores y autotransformadores

INTRODUCCIÓN El transformador está basado en el principio de que la energía eléctrica se puede transportar efi cazmente por inducción magnética desde una bobina hasta otra (u otras) por medio de un flujo magnético variable, siempre que las bobinas estén situadas en el mismo circuito magnético. Aunque en electricidad existen transformadores monofásicos, trifásicos y exafásicos, en radio y televisión sólo se utilizan los transformadores monofásicos, ya que únicamente se trabaja con se ñales alternas monofásicas, por lo que en este capítulo estudiaremos exclusivamente esta clase de transformadores.

PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DEL TRANSFORMADOR MONOFÁSICO Supóngase un circuito magnético formado por planchas de material ferromagnético (o de ferrita), sobre el que se arrolla una bobina a la que se aplica una tensión alterna senoidal (figura 7.1).

o

7.1 Fenómenos que se producen en un circuito magnético con una bobina arrollada sobre él y sometida a una tensión alterna senoidal.

I o-

En esta circunstancia, siempre que no se llegue a la saturación del núcleo magnético, es decir, siempre que la permeabilidad magnética p se mantenga constante, la corriente que circula por la bobina y el flujo magnético creado por esta corriente serán senoidales. Por autoinducción, en cada una de las espiras se crea una fuerza electromotriz: Ad>

Si llamamos np al número total de espiras de la bobina, entre los extremos de éstas se engendra una fuerza electromotriz de autoinducción igual a: AO

135


Si se considera nula la resistencia óhmica de la bobina (caso teórico que no se da en la práctica pero que sirve para obtener las conclusiones que siguen), para compensar esta f.e.m. de autoin ducción es necesaria una tensión entre terminales de: A®

Es decir, que:

^ + ep = 0 Si al núcleo anterior se arrolla una segunda bobina, se habrá constituido un transformador m o nofásico (figura 7.2).

o o1 7.2 Fenómenos que se producen en un circuito magnético con dos bobinas arrolladas sobre él y sometida una de ellas a una tensión alterna senoidal (transformador monofásico en vacío).

? o-

La primera bobina (a la que se le aplica la tensión vp) recibe el nombre de primario, y la segun da bobina (en la que se obtiene la tensión vs) se denomina secundario. Efectivamente, si se aplica una tensión vp al primario circulará una corriente /p por el devanado primario, de np espiras, la cual genera un flujo magnético ® en el núcleo. Dicho flujo magnético aumenta y disminuye de valor, cambiando de sentido al ritmo de la c o rriente alterna, por lo que engendra en el devanado ns una f.e.m. es de valor: A® “ " n* ~ a T En el caso de la figura 7.2 el secundario está abierto, es decir, el transformador funciona en va cío, por lo que la corriente en el secundario es nula y se tiene que: es = Se llama relación de transformación a la igualdad: f

—

‘

Vn vacío

___________________

Vs vacío

(Recuérdese que es norma que las letras mayúsculas representen valores eficaces de las tensiones y corrientes alternas, y las letras minúsculas valores instantáneos.) Como puede deducirse fácilmente, la relación de transformación también se expresa por:

136

TRANSFORMADORES Y AUTOTRANSFORMADORES

np

Ve~

ns

7.3 Transformador monofásico en carga.

Si ahora se conecta al secundario una carga f í L (figura 7.3), por el primario circulará una c o rriente ip, que no tiene por que ser la misma que en el caso anterior. Si se aplica la misma tensión primaria (t/p) que en el caso anterior, en el secundario aparece una tensión (vg) sensiblemente igual a la tensión secundaria en vacío; o sea, que tendremos: Vi vacío

Vr

Vs vacío

Vs

r,

r,=

Prescindiendo de las pérdidas por dispersión de flujo (parte del flujo magnético engendrado en el primario, que no pasa por el núcleo del secundario) y de las pérdidas debidas a las resistencias y a las reactancias en los arrollamientos, la energía suministrada al primario será igual a la energía suministrada por el secundario, es decir, que: V I

=V5 IS

De esta última igualdad se deduce que: ■^s _ '

n&

J p

Estas relaciones son las correspondientes a un transformador ideal, y son importantísimas para el diseño de cualquier transformador. De ellas se deduce que: • •

La corriente en el secundario es tanto mayor cuanto menor sea el número de espiras de este devanado. La tensión en el secundario es tanto mayor cuanto mayor sea el número de espiras del secundario.

Así, en un transformador ideal, formado por un devanado primario de 200 espiras y un secun dario de 50 espiras, la relación de transformación será:

1

np

200 espiras _ 4

ns

50 espiras

1

Si al primario de este transformador se le aplica una tensión de 220 V, la tensión en el secun dario será: V ya= -le= s

rt

220 V 4

= 55 v

Si al secundario se le conecta una carga de 10 kO, la corriente que circula por éste será: Vs L =~ s Rl

55 V ^0kü.

^ = 5,5 mA

137


Mientras que por el primario circula una corriente de: . Is 5,5 mA L = — = = 1,375 mA p r, 4 En el ejemplo expuesto se confirma que la tensión en el secundario es menor que en el primario y la corriente en el secundarlo mayor que la del primario. El ejemplo desarrollado se refiere a un transformador reductor de tensión, en el cual el número de espiras del secundario es más pequeño que el del primario. Se fabrican también transformadores en los cuales el número de espiras del secundario es ma yor que el del primario; se trata de un transformador elevador de tensión, en el cual, y aplicando la misma relación expuesta, la corriente en el secundario es ahora menor que la del primario. En electrónica se utilizan tanto transformadores elevadores com o reductores de tensión. Los transformadores reductores de tensión se utilizan, por ejemplo, en la mayoría de las fuen tes de alimentación, en las cuales debe reducirse la tensión de 125 o 220 V de la red a otra de va lor más bajo, adecuada para la alimentación de los circuitos transistorizados o con integrados. Como ejemplo de transformador elevador de tensión se puede citar el de salida de líneas de los receptores de televisión, en el cual se obtiene una MAT de varios miles de voltios. En resumen, para que un transformador reduzca la tensión es preciso que el secundario tenga menos espiras que el primario, mientras que si lo que se desea es un aumento de tensión el se cundario debe tener mayor número de espiras que el primario.

FUERZA ELECTROMOTRIZ INDUCIDA En una bobina atravesada por un flujo magnético variable el valor eficaz de la fuerza electromotriz inducida es:

donde E es la f.e.m. inducida (en voltios), f la frecuencia de las variaciones de flujo magnético (en hercios), n el número de espiras de la bobina y má¡< el valor máximo del flujo m agnético (en webers). Veamos un ejemplo: supongamos un transformador cuyo secundario posee 100 espiras y cuyo flujo máximo en una sección recta del núcleo es de 3 mWb. Si la variación del flujo se produce con una frecuencia de 50 Hz (caso de la c.a. de la red), la fuerza electromotriz inducida en el secunda rio valdrá: Es —

2tt /ns«&máx — V2

= —¡=- x 2 x 3,14 x 50 Hz x 100 espiras x 3 x 10"3 Wb = 66,64 V {2

Suponiendo despreciables las pérdidas de flujo por dispersión, el flujo magnético en las dos b o binas, primaria y secundaria, será el mismo, luego se puede admitir que la f.e.m. en cada una de ellas es proporcional al número de espiras de la bobina, es decir:

Efectivamente, los parámetros f y máx son idénticos en el primario y en el secundario, variando sólo el número de espiras.

138


Si el primario posee 330 espiras, la fuerza electromotriz en el primario será: Ep =

27cfríp<í>m¿x —

x 2 x 3,14 x 50 Hz x 330 espiras x 3 x 10~3 Wb = 220 V

{ i Valor éste que también se obtiene a partir de la relación de transformación: 330 espiras 'p - *-s

100 espiras

FORMA CONSTRUCTIVA DE LOS TRANSFORMADORES En su diseño más simple un transformador está constituido por un devanado primario y un deva nado secundario, cada uno de los cuales con n espiras, pudiéndose obtener un transformador re ductor o un transformador elevador de tensión. En electrónica, sin embargo, es muy usual que los transformadores estén dotados de dos o más devanados secundarios, independientes o no entre sí, de form a que puedan obtenerse dos o más tensiones secundarias. En la figura 7.4 se muestran los símbolos de varios transformadores, seleccionados entre los muchos que pueden darse, dotados con más de dos devanados.

1/2 m.

1/2 n. 1/2 n.,

1/2 n.

c)

b) a)

-O A 6,5/10 ns

-O B

1/2 n .

1/2 n„ 1/2 n.t

2/10 n.

-o c 1/2 n.

-O D 0,5/10 n.

-O E d)

b)

7.4 Representación de los símbolos de transformadores monofásicos con dos o más devanados secundarios.

139


El símbolo de la figura 7.4a corresponde al de un transformador con dos devanados secunda rlos ns1 y ns2 independientes, los cuales pueden tener o no el mismo número de espiras y ser re ductores o elevadores de tensión. La figura 7.4£> corresponde al símbolo de un transformador cuyo secundario ns posee una toma central, con lo cual se obtienen dos tensiones ¡guales y opuestas en fase entre cada terminal extre mo y la toma media del secundario, y/o una tensión total entre terminales extremos igual al doble de las tensiones Individuales. Al igual que el de la figura 7.4a, puede ser reductor o elevador de tensión. El símbolo de la figura 7.4c corresponde al de un transformador con dos devanados secunda rios independientes (nsl y ns2), uno de loscuales posee una toma central como el de la figura 7.46. El transformador de la figura 7.4d posee un único devanado secundario pero con tomas Inter medias en diferentes puntos de su arrollamiento. Con este transformador se obtiene un sinnúmero de tensiones, según los terminales utilizados. Así, suponiendo que entre los terminales extremos del secundarlo (puntos A y £ de la figura 7Ad) se tengan 10 V, las tensiones que pueden obtener se de este transformador serán: 0,5 V entre D y £ 1 V entre C y D 1,5 V entre C y £ 2 V entre B y C 3 V entre B y D

3.5 6.5 8.5 9.5 10

V V V V V

entre 6 entre A entre A entre A entre A

y£ yB yC yD y£

En total, 10 tensiones distintas. Finalmente, en la figura 7.4e se muestra el símbolo de un transform ador com o el de la figu ra 7.4c pero en el cual se ha hecho una toma Intermedia en el devanado primario, de forma que entre ésta y cada uno de los terminales extremos se pueda aplicar una tensión de red de 110 V, y entre terminales extremos de 220 V. Estetipo de transformador es muy utilizado en aparatos de ra dio y televisión preparados para trabajar Indistintamente a 125 o 220 V. Los devanados de los transformadores se realizan con hilo de cobre esmaltado de sección ade cuada a la intensidad de corriente que ha de circular por ellos, es decir, su sección será tanto ma yor cuanto mayor sea la intensidad de corriente que por él circule. Los conductores se arrollan sobre un carrete de material aislante (plástico, cartón baquelizado o similar) como el que se muestra en la figura 7.5.

Estos carretes disponen de unos orificios en sus extremos, por donde salen al exterior los con ductores de los devanados para su posterior conexión al circuito en que se aplican. Los devanados se disponen en el carrete de diferentes formas, tal y como se Indica en la figu ra 7.6, es decir, uno encima del otro, superpuestos o en columnas distintas. La disposición en una u otra forma constructiva depende únicamente de las dimensiones finales del transformador y del tipo de núcleo utilizado.

140


■

x

•X>>

Primario

Secundario

•

Primario

Secundario

3) b)

Secundario

Primario

c) 7.6 Disposición de los devanados sobre el carrete: a) uno encima del otro: b) superpuestos: c) en columnas diferentes.

Entre capa y capa se dispone, cuando las tensiones son elevadas, papel impregnado o cinta de material plástico aislante que evite cortocircuitos entre capas. Una vez realizados los arrollamientos, se introduce en su interior un núcleo de planchas de ma terial ferromagnético (transformadores para baja frecuencia) o un núcleo de ferrita (transformadores de alta frecuencia).

Autotransformadores El autotransformador es una variante especial de los transformadores. La única diferencia que dis tingue a un autotransformador de un transformador está en la forma constructiva de los devanados. En los transformadores, el devanado primario está aislado eléctricamente de los devanados se cundarios, siendo el único contacto entre ellos el flujo magnético a través del núcleo común. Los autotransformadores poseen un devanado único, del cual se derivan las conexiones del pri mario y del secundario, tal y como se aprecia en la figura 7.7.

7.7 Constitución de un autotransformador.

141


Los autotransformadores se utilizan sólo cuando la potencia con la que se trabaja es pequeña, porque las tensiones elevadas en una u otra parte del devanado podrían dar lugar a cortocircuitos. Al igual que el transformador, el autotransformador puede ser elevador o reductor de tensión. Un transformador como el de la figura 7.7, dotado de tres terminales de conexión, trabaja como reductor de tensión cuando la tensión primaria se aplica entre los terminales A y C, y la tensión se cundaria se obtiene entre los terminales B y C. El terminal C es pues común a ambos circuitos (pri mario y secundario), así como la parte del arrollamiento existente entre B y C. Como consecuencia de lo expuesto, por la parte del arrollamiento existente entre los puntos B y C circula tanto la corriente primaria com o la secundaria. Se puede afirmar que el autotransformador reductor de tensión es un divisor de tensión induc tivo, en el cual la tensión primaria se reparte por igual entre el total de espiras del devanado, y en el que la tensión secundaria tendrá un valor proporcional al número de espiras existente entre cada terminal extremo y la toma central. Así, si el autotransformador de la figura 7.7 posee un devanado con un total de 300 espiras, efectuándose una toma intermedia en la espira número 100 (correspondiente al terminal B de la fi gura), al aplicar una tensión alterna de, por ejemplo, 15 V entre los terminales A y C, esta tensiór se reparte por igual entre las espiras, es decir, que entre espira y espira habrá una tensión de: 15 V 300 espiras

0,05 V por espira

Teniendo en cuenta que se ha efectuado una toma en la espira 100, la tensión entre los terminales B y C será de: 100 espiras x 0,05 V/espira = 5 V y entre los terminales A y B de: 200 espiras x 0,05 V/espira = 10 V De todo ello se deduce que en todo autotransformador reductor de tensión, con una sola bobi na y una toma intermedia, encontramos una tensión total entre terminales extremos igual a la ten sión primaria, y dos tensiones parciales entre la toma intermedia y cada uno de los terminales ex tremos cuya suma es igual a la tensión total del primario. Se observa asimismo que por cada terminal del autotransformador circula una corriente cuyo va lor es inversamente proporcional al número de espiras; es decir, que por el terminal común C de la figura 7.7 circula una intensidad de corriente igual a la diferencia de las corrientes parciales I p e I s. Un autotransformador puede utilizarse también como elevador de tensión. En este caso la ten sión primaria se aplica entre los terminales B y C de la figura 7.7, obteniéndose la tensión secun daria entre los terminales extremos C y A. Efectivamente, supongamos que al autotransformador del ejemplo anterior se le aplica una ten sión primaria entre los terminales B y C de 5 V. Como entre B y C hay un total de 100 espiras, la tensión de 5 V se reparte por igual entre ellas, es decir: 5V 100 espiras

= 0,05 V por espira

Al ser el número total de espiras de 300, entre los terminales A y C se obtiene una tensión de: 300 espiras x 0,05 V/espira = 15 V En resumen, todas las fórmulas referentes a las relaciones de transformación expuestas para el caso de los transformadores son válidas para los autotransformadores, teniendo sólo en cuenta que el número de espiras del secundario corresponde a las existentes entre la toma intermedia y el

142


terminal extremo del que se obtenga la tensión secundaria (en el caso de autotransformadores re ductores de tensión), o al total de espiras si se trata de autotransformadores elevadores de tensión. Es decir, en los autotransformadores se cumplen también las igualdades:

En la figura 7.8 se han dibujado los símbolos utilizados para la representación de autotransfor madores, tanto elevadores como reductores de tensión.

a)

7.8 Símbolos de autotransformadores reductores de tensión (a) y elevadores de tensión (b).

b)

En definitiva, salvo la particularidad mencionada, todo lo que se expone en este capítulo referi do a los transformadores es igualmente válido para los autotransformadores, por lo que no cree mos necesario ampliar el tema.

NÚCLEOS PARA TRANSFORMADORES En la actualidad, se utilizan núcleos de chapa magnética para los transformadores que han de tra bajar con señales de baja frecuencia, y núcleos de ferrita para los transformadores que han de traba jar con señales de alta frecuencia; aunque dadas las grandes ventajas de estas ferritas, también son utllizables en los transformadores de baja frecuencia de audjo. El lector interesado en la utilización de las ferritas como núcleos de transformadores de radio frecuencia puede consultar el capítulo anterior, dedicado a las bobinas; en las líneas que siguen, nos limitamos a exponer las características técnicas de las chapas de material ferromagnétlco. Los núcleos de transformadores, tanto de chapa como de ferrita, se diseñan en diferentes for mas (figura 7.9).

a)

c)

7.9 Diferentes formas constructivas de núcleos para transformadores de chapa magnética o de ferrita: a) de tres columnas: b) toroidal: c) de dos columnas.

143


En el caso de núcleos de ferrita, al ser éstos macizos, los núcleos están formados por dos pie zas separadas (figura 7.9a y c) para permitir la introducción en su interior del o de los carretes. Los núcleos toroidales están formados por una sola pieza, lo cual dificulta el devanado, el cual deberá hacerse manualmente o con máquinas de bobinar especiales. En el caso de núcleos de chapa magnética, éstas se disponen alternadas, de forma que el con junto quede sólidamente unido formando un bloque compacto. En las cuatro esquinas de las chapas se realizan unos orificios por los que se hace pasar unos espárragos roscados, y en los que se dis ponen unas tuercas que, fuertemente apretadas, permiten una unión firme y sólida de todas las cha pas (figura 7.10).

7.10 Disposición de las chapas del núcleo de un transformador de baja frecuencia.

La chapa que se emplea en los núcleos de los transformadores es una plancha especial de ace ro al silicio, el cual presenta ciertas ventajas sobre otros materiales férreos, tales como una menor pérdida de energía, lo cual representa, aparte de un menor consumo, menos producción de calor en el transformador. El silicio hace que la chapa se vuelva quebradiza, tanto más cuanto más silicio contenga la aleación. Por otra parte, el contenido de silicio de una chapa magnética es inversamente proporcional a sus pérdidas por kilo. Así, una chapa cuyo contenido de silicio es del 1 %, presenta 3,6 W de pérdi das por kilo, mientras que si el contenido de silicio es del 2,2 % las pérdidas pasan a ser de 2,4 W por kilo. La elección del contenido de silicio de la chapa magnética es pues un compromiso entre las pérdidas eléctricas y las propiedades mecánicas del material, ya que si el contenido de silicio es elevado se hace difícil el mecanizado y manipulación de la chapa. Sobre la superficie de la chapa magnética se forma una pequeña capa natural de calamina, que es suficiente para actuar como aislante de las pequeñas corrientes parásitas de Foucault que se produzcan. Es importante que las chapas que se empleen en la fabricación de transformadores tengan el corte limpio y sin rebabas, ya que de lo contrario podrían producirse cortocircuitos francos entre chapas y aumentar con ello las pérdidas por corrientes parásitas. Sobre todo es muy importante no proceder a un limado de las chapas una vez m ontado el paquete, pues aumentarían los cortocir cuitos entre ellas. Otro punto importante es que todas las chapas tengan el mismo grosor, sobre todo en el caso, bastante frecuente, de que estén compuestas de dos partes. No vamos a entrar en el cálculo de transformadores, ya que ello es toda una especialidad cuyo desarrollo técnico exigiría una obra completa, pero sí queremos poner en conocimiento del lector que cada transformador exige un cierto número de centímetros cuadrados de sección de núcleo, en

144


función del flujo magnético que por él ha de pasar, pues si la sección no es suficiente se produciría saturación del núcleo y, com o consecuencia, un mal paso de la energía del primario al secundario. Por esta causa, y una vez conocida la sección del núcleo, se elige el carrete adecuado a dicha sec ción y se van introduciendo en él chapas hasta llenar por completo el interior del carrete. Las chapas han de quedar muy apretadas entre sí, ya que de lo contrario vibran y hacen ruidos desagradables. Para evitar las vibraciones es muy útil que la primera y última chapas tengan 1 o 2 mm de espesor, y apretar el conjunto fuertemente con espárragos y tuercas. Aunque actualmente lo más usual es que el transformador venga montado por una firma espe cializada en estos trabajos, creemos interesante dar a conocer las dimensiones más usuales de al gunas chapas de hierro-silicio, las cuales se indican en las tablas 7.1 y 7,2. Como se puede ver en las figuras 7.11 y 7.12, la dimensión C del núcleo central suele ser el do ble que la de las columnas laterales. Ello se hace así porque el flujo magnético presente en cada una de las ramas laterales es la mitad del presente en la rama central (figura 7.14). .......... Dímer sienes r

Figura

........ .

r mm ■

7.11

7.12

c

D

____

31 42 48 54,8 57 62 68 72 86 96 113 124 154

29 34 40 42,5 47 49 56 60 72 80 94 103 128

9 14 16 13 19 16 22 24 28 32 37 40 51

6,5 7 8 8 9,5 8,5 14,5 12 14 16 20 21 26

19 20 24 40 28 55 35 36 43 48 58,5 61 76

43 48 57 72 84 96

35 40 47 64 70 80

14,5 16 19 24 28 32

7 8 9 12 14 16

21,5 21 28 36 42 48

Tabla 7.1 Dimensiones de las chapas para núcleos de tres columnas.

Tabla 7.2 Dimensiones de las chapas para núcleos de dos columnas.

A

7.11 Dimensiones de las Chapas para núcleos de tres columnas y corte en forma de doble F (véase la tabla 7.1). A

C

7.12 Dimensiones de las chapas para núcleos de tres columnas y corte en forma El (véase la tabla 7.1).

7.13 Dimensiones de las chapas para núcleos de dos columnas y corte en forma ill (véase la tabla 7.2).

145


7.14 El flujo magnético presente en la columna central es el doble que el de las columnas laterales.

A! elegir una chapa magnética se deben tener en cuenta sus pérdidas. Como dato de interés d i remos que, para una inducción magnética de 1 T por cm 2, la pérdida por kilo en la chapa de hie rro-silicio es de 2,2 W con una frecuencia de 50 Hz, mientras que en una chapa de hierro dulce con las mismas condiciones es de 3 W, es decir, un 27 % superior (figura 7.15).

7.15 Curvas características de las pérdidas en función de la inducción, para una frecuencia de 50 Hz, de las chapas de hierro dulce ( I) y de hierro-silicio ( I I ) .

En la figura 7.15 se observa que a medida que aumenta la inducción en el hierro aumentan las pér didas por kilo de chapa; es decir, que en una chapa de silicio y para una inducción de 0,5 T la pérdi da es sólo de 0,66 W/kg aproximadamente, aumentando a 3 W /kg cuando la inducción es de unos 1,5 T (las pérdidas se multiplican casi por cinco mientras que la inducción sólo se ha triplicado). Pero las pérdidas no sólo aumentan con el aumento de inducción, también lo hacen, y esto es muy importante en electrónica, con la frecuencia. Efectivamente, en la figura 7.16 se han dibujado las curvas características de las pérdidas en función de la inducción para varias frecuencias de trabajo de las chapas de hierro-silicio utilizadas en los transformadores. Así, por ejemplo, trabajando a 50 Hz y con 1 T de inducción, las pérdidas son de, aproximada mente, 1,5 W /kg, mientras que con la misma inducción y trabajando a 2 kHz las pérdidas alcan zan casi los 300 W/kg, lo cual supone un bajo rendimiento del transformador. Por esta razón, a partir de unos 300 Hz es preferible la utilización de ferritas. Otro dato a tener en cuenta es la curva de magnetización de la chapa, ya que a partir de un cier to valor de la intensidad de campo el núcleo se satura y apenas si aumenta la inducción. En la figura 7.17 puede verse la curva característica de magnetización de una aleación de hie rro-silicio, con 4 a 5 % de silicio (chapa de transformador), y en la que se observa cómo a partir de 800 A/m el núcleo comienza a saturarse.

146


7.16 Curvas de pérdidas totales, en función de la inducción y de la frecuencia, de las chapas de hierro-silicio.

H (kA/m)

B (T)

2.0

1.6 3.2

4.6

6.4 8.0 9.6 11.2 12.8 14.4 16.0

1.8 16 14 1.2 1.0

0.8

0.6

0.4 0.2

0

-320 -160 o 320 480 640 800 960 1.120 1.280 1.4401.600 H (A/m)

7.17 Curva de magnetización de la aleación hierro-silicio, con 4 a 5 % de silicio (chapa de transformador).

Efectivamente, con 0,8 kA/rn de intensidad de campo la inducción es de 1,3 T aproximadamen te, mientras que con 16 kA/m (20 veces mayor), la inducción sólo sube 0,4 T (alcanza los 1,8 T). Una mejora en la fabricación de chapas para transformadores son las denominadas aleaciones hierro-silicio de grano orientado, consistentes en un laminado en frió en lugar de la laminación en caliente. Al igual que en la mayoría de materiales magnéticos, los cristales estructurales de estas alea ciones se magnetizan más rápidamente según unos ejes cristalográficos, por lo que la laminación en frío y el proceso térmico subsiguiente se efectúan de forma que la dirección de más fácil m ag netización de los cristales coincida en lo posible con la dirección de la laminación. Los materiales ferromagnéticos de grano orientado tienen mayor permeabilidad y menores pérdi das por histéresis. No obstante, hay que tener en cuenta que el aumento de permeabilidad solamen te es efectivo cuando la chapa se magnetiza en la dirección en que está laminada, mientras que en las demás direcciones la permeabilidad queda disminuida, com o se com prueba en la figura 7.18.

147


7.18 Curvas de permeabilidad en función de la inducción de una chapa de hierro-silicio de grano orientado. Líneas continuas: chapa de hierro-silicio con 3 % de silicio y grano orientado. Líneas a trazos: chapa de hierro-silicio con 3,5 % de silicio y laminada en caliente. 0 0,1 0,2 0,3 0.4 0,5 0,6 0.7 0,8 0,9 1,0 1,1 1.2 1,3 1.4 1,5 1.6 1,7 BU)

En dicha figura se observa cómo las permeabilidades longitudinal y transversal de una chapa de hierro-silicio al 3 % y de grano orientado, comparadas con las permeabilidades de una chapa de las mismas características pero laminada en caliente, a igualdad de inducción magnética, toma valo res mayores en sentido longitudinal, mientras que en sentido transversal es algo menor. Las chapas de hierro-silicio de grano orientado se utilizan en la fabricación de núcleos de trans formadores para aplicaciones en electrónica y telecomunicación, ya que en RF las pérdidas son menores que las de hierro-silicio laminadas en caliente. Otras aleaciones utilizadas como chapas para núcleos de transformadores son las de hierro-ní quel, con un contenido de níquel de hasta el 79 %. Son muchos los porcentajes de níquel que pueden utilizarse en la fabricación de estas chapas, variando con ello las características magnéticas de las mismas. Su estudio sería excesivo para in cluirlo aquí, por lo que nos limitamos a exponer, de forma resumida, las de mayor interés para el técnico electrónico. El Permalloy es el nombre comercial con el que se conoce a las aleaciones de hierro-níquel. Se gún el contenido de níquel podemos diferenciar los Permalloy A, B y C. El Permalloy A contiene un 21,5 % de níquel, el B contiene un 50 % de níquel, y el C un 78,5 % de níquel, un 3 % de molibdeno y un 0,5 % de manganeso. El Supermalloy o Permalloy al cromo está constituido por un 16,5 % de hierro, 78,1 % de níquel y 2,9 % de cromo, o bien por un 15 % de hierro, 79 % de níquel, 5 % de molibdeno y menos de 1 % de manganeso. En la tabla 7.3 se dan las características técnicas de cada una de las citadas aleaciones. Otra aleación de hierro-níquel que merece citarse es el Isoperm, cuya permeabilidad es cons tante. Esta aleación está constituida por un 50 % de hierro, 35 % de níquel y 15 % de cobre. ....

Denominación comercial

Permeabilidad Inicial Ho

Permeabilidad máxima ¡ |$

Inducción de saturación m

Resistividad eléctrica (Q, mm2/rn) ........ ........................

Permalloy A

12.000

95.000

1,05

3,00

0,21

Permalloy 8

2.800

75.000

1,6

3,84

0,46

Permalloy C

20.000

120.000

0,8

2,40

0,60

1.600

50.000

0,8

3,00

0,26

>150.000

>1.250.000

0,8

2,40

0,65

Permalloy al cromo Supermalloy

Tabla 7.3 Características técnicas de las aleaciones hierro-níquel.

148

Fuerza


Su permeabilidad es aproximadamente constante e igual a 100, para valores de intensidad de campo magnético de hasta 8 kA/m. Este material se emplea en la fabricación de los núcleos de las bobinas y transformadores de alta frecuencia. El Megaperm 4510 (45 % de hierro, 45 % de níquel, 10 % de molibdeno) es una aleación con ele vada resistividad eléctrica (0,97 Q mm2/m) que lo hace idóneo para el trabajo en altas frecuencias, ya que cuanto mayor sea la resistividad eléctrica menores serán las pérdidas por corrientes de Foucault.

HILO DE COBRE El hilo de cobre es otro de los elementos importantes en la fabricación de transformadores. En este caso no podemos hablar de distintas calidades, pues se sobreentiende que el cobre para hilos de conducción eléctrica es prácticamente puro, es decir, cobre electrolítico. El cobre es un excelente conductor de la corriente eléctrica, pero si contiene impurezas, aun que sea en pequeñas cantidades, su resistividad se altera, lo cual, por lo general,casi siempre in fluye en el sentido de aumentar su resistencia. En la tabla 7.4 se relacionan los hilos de cobre más utilizados para ia fabricación de pequeños transformadores, con indicación de sus características principales.

'

Diámetro de hilo desnudo (mm)

Diámetro de hilo : Sección del cobre esmaltado M ; (mm)

Resistencia por 1.000 m a 20 °C (O) ;í •

Espiras por cms de ventana del núcleo

0,10

0,150

0,008

2.270

5.500

0.12

0,140

0,011

1.580

4.000

0,15

0,170

0,018

1.000

2.800

0,18

0,200

0,025

700

2.070

0,20

0,220

0,031

565

1.720

0,25

0,275

0,049

360

1.140

0,30

0,325

0,071

250

810

0,35

0,380

0,096

185

590

0,40

0,430

0.126

142

470

0,50

0,535

0,196

91

305

0,60

0,640

0,283

63

215

0,70

0,740

0,385

46

160

0,80

0,840

0,503

35

125

0.90

0,950

0,636

28

100

1,00

1,050

0,785

28

82

1,10

1,160

0,950

19

68

1,20

1,260

1,131

16

58

1,30

1,360

1,327

13,5

50

1,40

1,460

1,539

11,6

44

1,50

1,560

1,767

10,1

39

1,60

1,660

2,011

8,88

33

1,80

1,870

2,515

7,03

26

2,00

2,070

3,141

5,68

20

Tabla 7.4 Hilos de cobre utilizados en la fabricación de transformadores.

149


En lo que respecta a los hilos esmaltados, cabe decir que el diámetro de éstos es aproximado, ya que puede variar de uno a otro fabricante. El número de espiras por cm 2 (indicado en la quinta columna de la tabla 7.4) es muy útil para saber de antemano si un determinado devanado puede ser alojado en la ventana del núcleo. Un detalle importante, a la hora de elegir un hilo para ser bobinado en un carrete de transfor mador, es el recocido del mismo. Efectivamente, para que un hilo se adapte bien al carrete es ne cesario que sea blando, pues de lo contrario no se somete fácilmente a la forma del carrete. Para ello es preciso que el hilo de cobre sea sometido a un recocido antes de esmaltarlo, pues de lo contrario sería bastante rígido y su manipulación resultaría dificultosa.

AISLAMIENTOS Los aislantes eléctricos que se utilizan normalmente en la fabricación de pequeños transform ado res no son muchos, pero constituyen uno de los elementos a los que se debe prestar más aten ción. Basta con decir que el 95 % de las averías que se producen en los transformadores son de bidas a fallos de aislamiento, aparte de las averías debidas a sobrecargas, las cuales modifican las características del aislamiento que, al no poder soportar el aumento de temperatura, provoca su perforación. Un aislante falla cuando, por las razones que sean, la diferencia de tensión existente entre los dos elementos que el aislante separa logra perforarlo, poniendo en contacto directo ambos ele mentos. Esta perforación del aislante puede ser debida a diferentes causas, entre las que destacamos las siguientes: • • • •

Presencia de partículas metálicas en el interior del aislante, las cuales pueden vibrar bajo el efecto del campo magnético alterno y perforar con ello el aislante en el que se alojan. Presencia de elevadas tensiones que ionizan posibles burbujas de aire ocluidas en la masa aislante. Presencia de humedad en el aislante, por ser higroscópico y tomar por ello agua del aire a t mosférico. Temperatura excesiva. Se ha observado que todo aislante disminuye su resistividad al au mentar la temperatura, por lo que es necesario que el transformador no se caliente en ex ceso.

De todo lo expuesto se deduce que es totalmente imprescindible la utilización de buenos ais lantes, con gran rigidez dieléctrica, que no absorban humedad y que sean insensibles a las tem peraturas normales de funcionamiento que se les designe. Además, han de poseer buenas propie dades mecánicas para que no se rompan o se agrieten al manipularlos. El dato más importante a la hora de escoger un dieléctrico es su tensión de perforación, es de cir, el valor de tensión bajo el cual un aislante de grueso determinado se perfora. En la tabla 7.5 se relacionan los materiales aislantes más utilizados en la fabricación de transformadores y su tensión de perforación. Los materiales aislantes tales como papel, cartón, tela, etc., se impregnan por lo general de al guna sustancia aislante, com o barniz, parafina, cera, etc. Según el producto de impregnación el aislante queda más o menos rígido, especialmente si son sometidos a prensado, como ocurre en la mayoría de los casos. En este caso deberán tratarse con sumo cuidado, pues es fácil producir en ellos pequeñas grietas que disminuyen en buena parte sus propiedades aislantes. Los materiales aislantes citados en la tabla 7.5 se utilizan para el aislamiento entre capas, pues el aislamiento entre espiras se lleva a cabo mediante el barniz aislante de que está dotado el hilo conductor, por ser la tensión existente entre espira y espira de pequeño valor. El estudio de los materiales aislantes es toda una especialidad, tan amplia que por sí sola ex cedería sobradamente la extensión de este libro, sobre todo con la inclusión de los nuevos aislan-

150


Tabla 7.5 Tensión de perforación de los aislantes utilizados en transformadores.

Aislante

Papel vidrio

0,03

650

Papel vidrio

0,04

800

Papel aceitado

0,05

1.000

Tela aceitada

0,05

3.100

Cartón presphan

0,05

3.200

Cartón presphan

0,10

6.000

Cartón presphan

0,12

7.700

Mica

0,05

8.000

Mica pura

0,05

12.500

tes plásticos. Aconsejamos al lector Interesado en esta materia que solicite de los fabricantes de materiales aislantes catálogos de sus productos, con datos técnicos de sus cualidades eléctricas, químicas y mecánicas.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS TRANSFORMADORES Al construir o adquirir un transformador han de tenerse en cuenta una serie de características té c nicas, para que sean las adecuadas a las prestaciones que de ellos se esperan. Estas caracterís ticas técnicas son las siguientes: • • • • •

Potencia nominal. Pérdidas de potencia. Rendimiento. Tensión primaria y secundaria. Calentamiento.

Potencia nominal Recibe el nombre de potencia nominal aquella que puede obtenerse en el secundario sin sobreca lentamientos peligrosos y en servicio continuo. En un transformador monofásico, la potencia nominal es igual al producto de la tensión en el se cundario por la intensidad de corriente que circula por él. Se expresa en voltamperios (VA). Así, por ejemplo, si en los terminales del secundario de un transformador se obtienen 12 V y la intensidad máxima de corriente que por él puede circular es de 5 A, y a una temperatura no supe rior a 50 °C, la potencia nominal de dicho transformador será: Pn = VsI s = 1 2 V x 5 A = 6 0VA Si un transformador no llega a su temperatura normal de régimen, significa que no trabaja a ple na carga.

151


En el caso de transformadores con más de un secundario, la potencia nominal será igual a la suma aritmética de las potencias individuales de cada secundario;

Pn = PS1 + P s2 + P83 = V.1 ; S1 + K2 I& + Vs3Js3 No debe confundirse VA con W, ya que los primeros indican potencia aparente y los segundos potencia activa. En los transformadores utilizados en electrónica se indica siempre la potencia aparente. Ello se hace así porque según la clase de carga que alimenta el transformador varía la potencia activa (es decir, los vatios que suministra). Si la carga es inductiva o capacitiva puede haber muchos voltamperios y pocos vatios. En cam bio, si la carga es resistiva, los vatios se aproximan más a los voltamperios, aunque nunca llegan a ser iguales ya que siempre queda la inductancia del propio transformador. A la relación entre la potencia activa y la potencia aparente se le da el nombre de factor de p o tencia o coseno (p: potencia activa W eos

Pérdidas de potencia En los transformadores, como en cualquier otro dispositivo eléctrico, se producen pérdidas de p o tencia. Una parte de estas pérdidas se producen ya en vacío y se conservan inalterables en carga, por lo que se las conoce con el nombre de pérdidas en vacío-, otra parte de las pérdidas solamente aparecen cuando el transformador está en carga y dependen, esencialmente, de la carga, siendo aproximadamente proporcionales a ésta: se denominan pérdidas debidas a la carga. Las pérdidas en vacío son las que se producen en el circuito magnético a causa de la histéresis y de las corrientes de Foucault; por lo tanto son esencialmente pérdidas en el hierro. Aunque con el transformador en vacío también aparecen pérdidas por efecto Joule en el arrollamiento pri mario, debidas a la corriente en vacío I 0. Como esta corriente es muy pequeña, pueden despre ciarse estas pérdidas y tener en cuenta sólo las pérdidas en el hierro. Las pérdidas debidas a la carga se producen en los circuitos eléctricos del primario y secunda rio del transformador; se denominan también pérdidas en el cobre. Se deben al efecto Joule, por efecto del paso de la corriente primaria y secundaria por los res pectivos arrollamientos y valen: Pc = I p2Rp + I s% Donde I p e I s son las intensidades de corriente en primario y secundario respectivamente, y F¡p y Rs son las resistencias óhmicas propias de dichos devanados. Estas pérdidas son por tanto proporcionales a la corriente de carga, ya que cuanto mayor sea dicha corriente mayor serán los valores de I p e I s.

152


Durante el funcionamiento en carga del transformador aparecen simultáneamente las pérdidas en vacío y las pérdidas debidas a la carga, de forma que las pérdidas totales valen: P = 'Pv T+ *P0 ' p

Rendimiento El rendimiento de un transformador, com o el de cualquier dispositivo eléctrico, está definido por la Igualdad:

ti

=

potencia cedida — ------------ — potencia absorbida

Si llamamos: P = potencia útil o cedida en W PA = potencia absorbida en W P0 = potencia perdida en W podemos expresar el rendimiento como sigue: P a

~~ p * ~ ~

P p

V

p

~

Ahora bien, el transformador es un dispositivo eléctrico cuyo rendimiento es particularmente elevado, debido a la pequeña reluctancia de su circuito magnético, desprovisto de entrehierros, por lo que un pequeño consumo de energía es suficiente para crear una inducción elevada. El rendi miento de un transformador está pues cercano a la unidad, por lo que en aparatos de pequeño consumo, como es el caso de receptores de radio, televisión y alta fidelidad, apenas si influyen so bre el consumo total del aparato. El rendimiento de todo transformador es máximo cuando se cumple la relación: Pérdidas en el hierro = Pérdidas en el cobre Esta Igualdad nunca se da en la práctica, ya que las pérdidas en el cobre siempre son varias ve ces superiores a las pérdidas en el hierro. De todas formas, y debido al pequeño consumo de los aparatos electrónicos, el rendimiento de un transformador no merece ser tenido en cuenta, ya que, como se ha dicho, siempre suele ser alto incluso en los transformadores peor diseñados.

Tensión primaria y secundaria Sabemos que tensión primaria es aquella que se aplica a los terminales del arrollamiento primario y tensión secundaria la que se obtiene en el arrollamiento secundario. La tensión primaria es, por ejemplo, la que proporciona el enchufe de la red de alimentación (caso de transformadores de fuentes de alimentación) o la salida de una etapa amplificadora que se c o necte al arrollamiento primario. El arrollamiento primario debe estar previsto para esta tensión y frecuencia, a la vez que debe poder alimentar los voltamperios necesarios para el secundarlo o secundarios, más las pérdidas d i sipadas por calor en los arrollamientos y por corrientes parásitas en el núcleo. La tensión secundaria es la que debe obtenerse en los terminales del arrollamiento secundario cuando éste trabaja a plena carga y a la temperatura de régimen. En los pequeños transformadores utilizados en electrónica, cuando trabajan con poca carga o sin ella, existe más tensión en los terminales del secundario o, lo que es lo mismo, al conectar la car ga disminuye la tensión en los terminales de este arrollamiento. Esto es fácil de comprobar midiendo con un voltímetro la tensión en terminales del secundarlo estando éste sin la carga conectada, y

153


después efectuando la misma medida con la carga conectada. Se observará que al conectar la carga la tensión en terminales del secundarlo disminuye algo. Esta disminución de tensión es debi da a las fugas magnéticas por una parte y a la resistencia que poseen los arrollamientos por otra. Por tanto, al elegir un transformador, debe tenerse presente la tensión que se aplicará en su pri mario y la tensión que suministrará su secundario a plena carga, pues si sólo se tiene en cuenta la tensión secundaria en vacío es muy posible que la carga reciba una tensión insuficiente.

Calentamiento La capacidad de carga de un transformador está limitada por la temperatura máxima admisible en el Interior de los arrollamientos. Un valor excesivo de la temperatura de los arrollamientos provoca la carbonización lenta de los aislamientos que están en contacto con el cobre. Es por tanto el aislante utilizado en la fabricación del transformador el que condiciona su límite de temperatura. Así, por ejemplo, el algodón se carboniza a unos 220 °C, y el papel aislante a unos 170 °C. Sin embargo, antes de alcanzar esas temperaturas, los papeles y cartones se vuelven quebradizos y, por consiguiente, su estructura física o mecánica se modifica. Por otra parte, y dado que los transformadores son componentes estáticos, es decir, que no poseen piezas en movimiento, tienen mas dificultades en enfriarse. De todo ello se deduce que el transformador ha de instalarse en una zona bien aireada, a me nos que por su pequeña potencia no precise de refrigeración, com o ocurre con los transforma dores de Fl. Dado que se producen pérdidas en el núcleo cuando éste se somete a la Influencia de un cam po magnético alterno (los circuitos magnéticos excitados por corriente continua no presentan estas pérdidas), y pérdidas en el cobre debidas a la resistencia óhmica propia de los arrollamientos, es tas pérdidas se transforman en calor que debe ser radiado, pues de lo contrario las bobinas aumen tarían progresivamente de temperatura hasta producirse la destrucción del aislamiento y con ello el cortocircuito directo entre espiras. Para la eliminación del calor generado en un transformador se recurre a la radiación, la con ducción y la convección. Por radiación, toda la superficie del transformador irradia calor, calentando a su vez los cuerpos que reciben dichas radiaciones directamente, sin intervención del aire. Por conducción se aprovecha la diferencia de temperatura entre la superficie del transformador y el aire ambiente que lo rodea. Siempre que entran en contacto dos cuerpos, uno caliente y otro frío, hay un transporte de calor por conducción del cuerpo caliente hacia el frío, a expensas, como es lógico, del cuerpo caliente, que va cediendo su temperatura. Por convección se aprovecha el fenómeno del calentamiento del aire que rodea al transforma dor, el cual al aumentar de volumen pesa menos que el aire frío; esto hace que se establezca una corriente ascendente de aire caliente que va siendo sustituido por aire frío. De esta forma el trans formador va perdiendo parte de su calor. De todo ello se deduce que cuanto más caliente esté el transformador más activa será la pér dida de calor, por el hecho de existir más diferencia de temperatura entre el transformador y los cuerpos que lo rodean, Incluyendo el aire. Sin embargo, y com o es lógico, llega un momento en el que el calor producido es igual al per dido, y a partir del cual la temperatura del transformador se estaciona y no varía; se dice entonces que se ha llegado al punto de equilibrio. La temperatura alcanzada en el punto de equilibrio no debe rebasar la que se considera como máxima de seguridad para los aislamientos del transformador. En la tabla 7.6 se Indican los límites de calentamiento en °C para diferentes aislantes utilizados en los arrollamientos de pequeños transformadores. Los calentamientos citados en la tabla 7.6 se entienden com o máximos, o sea que si se supo ne que un transformador está trabajando a una temperatura ambiente de 25 °C, y su aislante es de papel Impregnado, el incremento admitido de temperatura será de: 70 °C - 25 °C = 45 °C

154


Aislante

Limite de calentamiento f'JC) '

Hilo esmaltado

80

Algodón, seda o papel no Impregnado

50

Algodón, seda o papel impregnado

70

Tabla 7.6 Límites de calentamiento de los aislantes utilizados en transformadores.

En la actualidad se fabrican hilos aislados con resinas sintéticas que admiten temperaturas del orden de los 100 C'C. En este caso, los demás aislantes entre capa y capa también han de ser espe ciales, com o los derivados del vidrio, pues los papeles y cartones normales ya no serian útiles. Existe otra clase de hilo aislado con siliconas que puede llegar a soportar 180 °C. En resumen, el calor es el principal enemigo de los transformadores, y para evacuarlo eficaz mente el mejor sistema es aumentar la superficie de enfriamiento. Tratándose de los pequeños transformadores utilizados en electrónica, su superficie de enfria miento es toda la parte exterior, por lo que a igualdad de potencia un transformador de grandes di mensiones queda mejor refrigerado que otro de pequeñas dimensiones, lo cual siempre supone un inconveniente dada la tendencia a miniaturizar los circuitos electrónicos.

EJEMPLOS DE TRANSFORMADORES UTILIZADOS EN ELECTRÓNICA Para completar este estudio sobre los transformadores, en las líneas que siguen se exponen algu nos de los modelos utilizados en electrónica. En la figura 7.19 se muestran las fotografías y dimensiones en mm de un par de transformado res encapsulados para alimentación, protegidos contra cortocircuitos. Constan de un devanado primario y dos secundarios, con potencias de 0,75 y 1,6 VA en cada devanado secundario. La tensión del primario es de 220 V a 50 Hz.

32

£ Z > C2

c

SEC 1

7.19 Forma constructiva y dimensiones de algunos transformadores de alimentación protegidos contra cortocircuitos.

155


Los dos devanados secundarios, que proporcionan tensiones de 6, 9, 12, 15 o 18 V, según mo delo, se pueden conectar en serie o en paralelo, lo que proporciona una amplia gama de opciones de tensiones y corrientes de salida. Merece la pena destacar las reducidas dimensiones de los mismos y su conexión a circuito im preso mediante soldadura. La ilustración de la figura 7.20 corresponde a un transformador de alimentación con núcleo toroidal. Este tipo de transformador presenta la ventaja, frente a los convencionales, de poseer una menor dispersión de flujo magnético y, por lo tanto, se aprovecha mejor el mismo con menor peso y volumen. Es muy utilizado en fuentes de alimentación para amplificadores de alta fidelidad, sobre todo si la fuente es de gran potencia.

I e vo

110/120 V O

e vo 7.20 Transformador de alimentación toroidal con doble primario para conexión a 110 o 220 V

Marrón 110/120 V o

Como inconveniente cabe resaltar la tendencia que tienen sus planchas de hierro a vibrar, por lo que tienen un mayor coste de fabricación debido a que se deben eliminar estas vibraciones. El modelo de la figura 7,20 posee dos devanados primarios independientes, que pueden co nectarse en serie para el funcionamiento a 220/240 V, o en paralelo para el funcionamiento a 110/120 V. El devanado secundario posee toma central, con lo que se obtienen tensiones desde 2 x 6 V hasta 2 x 35 V y potencias de 30 a 330 VA según modelo. En la figura 7.21 se puede ver un transformador de aislamiento de audio. Se trata de un trans formador con relación 1:1, es decir, con igual número de espiras en primario y secundario, cuya mi sión es aislar altavoces de 3 a 15 £2.

5¡

Transformador

7.21 Aspecto externo de un transformador para aislamiento de altavoces.

156

Carcasa de apantaltamiento

Pantalla


7.22 Transformador de audiofrecuencia miniatura para montaje sobre PCB.

t

Los transformadores de audiofrecuencia de la figura 7.22, en modelos abiertos o encapsulados, son del tipo miniatura para montaje sobre placa de circuito impreso. Son transformadores para apli caciones de aislamiento y adaptación de impedancias en etapas de audio. Sus dimensiones son muy reducidas. El más pequeño sólo tiene 18 mm de longitud, 18 mm de ancho y 15 mm de alto. En el caso de utilizarse con relación 1:1 (transformador de aislamiento), las impedancias de en trada y salida son de 800 ü y pueden trabajar con señales comprendidas dentro de la banda de audio (entre 60 Hz y 25 kHz) y potencias de 2 mW. Cuando se trata de transformadores adaptadores de impedancias, se han de tener muy en cuenta sus impedancias de entrada y salida, las cuales deben ser respectivamente las mismas que la de salida de la etapa que se conecta a su primario y la de entrada de la etapa a la que se c o necta su secundario. Para el cálculo de esta adaptación de impedancias, con la que se obtiene la máxima transfe rencia de energía de una a otra etapa, se parte de la fórmula:

Donde n es la relación de transformación. Así, en el caso de un transformador cuya impedancia de primario sea de 3 k£2 y de secundario de 250 ü , se obtiene una relación de transformación de:

Es decir, que dicho transformador posee una espira en el secundario por cada 3,5 del primario. La figura 7.23 corresponde a un transformador de Fl para receptor de radio.

7 3

-o

o

-o 4 6

7.23 Transformador para Fl de radio.

157


Estos transformadores poseen un blindaje conectable a masa para evitar interferencias de RF con otros receptores. Además, incorporan en su circuito primario un pequeño condensador cerá mico conectado a los terminales de este devanado, mediante el cual el circuito primario queda sin tonizado a la Fl del receptor. Los transformadores de Fl poseen un núcleo ajustable de ferrita, para sintonizarlo a los valores de la Fl con los que hay que trabajar.

158

_

.

.

.

..

,

Resistencias no lineales

INTRODUCCIÓN Las resistencias estudiadas en ei capítulo 3 son tocias lineales, es decir, que su curva característi ca / - !{V¡ es una línea recta: cuanto mayor sea la tensión aplicada mayor será la intensidad de co rriente que por ellas circula, permaneciendo su valor óhmico inalterable. Existen resistencias cuyo valor óhmico no es constante, sino que depende de una magnitud no mecánica externa a ellas, como la temperatura, la tensión o la intensidad de la luz. Estas resisten cias reciben el nombre de resistencias no lineales, puesto que su vaior óhmico es alterable y su cur va característica 1 = f(V) no es una recta. Hay cuatro tipos de resistencias no lineales: • • • •

Resistencias Resistencias Resisteiicias Resistencias

VDR. NTC. PTC. LDR.

Todas estas resistencias pertenecen al grupo de ios semiconductores, si bien su forma de ac tuación en los circuitos electrónicos depende de magnitudes diferentes; así, las resistencias NTC y PTC dependen de la temperatura, mientras que las VDR dependen de la tensión aplicada y las LDR de la intensidad luminosa que sobre eilas incida.

§}: RESISTENCIAS VDR DE CARBURO DE SILICIO Las VDR (Voltage Dependent Resistor), también llamadas varistores, son resistencias dependientes de la tensión, es decir, variables con la tensión. Se trata de un componente que varía su resistencia de acuerdo con el valor de la tensión que . «e le aplica. El material semiconductor utilizado en la fabricación de ras VDR es, principalmente, el carburo de silicio. La dependencia de la tensión es debida a la resistencia de contacto entre los ¡cristales de carburo. <• Las propiedades eléctricas de las resistencias VDR dependen del carburo de silicio, y el con| ; 9‘Omerado prensado está formado por una complicadísima red de resistencias conectadas en sem - .fie y en paralelo mediante contactos en la estructura cristalina. í í ^ . La forma definitiva se consigue prensando los granos de carburo de silicio junto con un com' f f t poneri‘'e cerámico, en forma de discos o de varillas (figuras 8.1 a 8.3). r

’ *

2

aaracterísticas ^ cnicas de ’as VD^ ®

rBsis’enc'a óhmíca de una VDR varía con la tensión, de ello se deduce que la corriente que Una no eSl en mocio alQcino, proporcional a ia tensión aplicada. La curva caracietensión en función de la corriente es, pues, lo más importante de una VDR. V o embargo, también han de tenerse en cuenta otras características que influyen sobre su fun-

8 k fc iento' ,ales 00010 la potencia disípela, el coeficiente de temperatura, la tolerancia, etc., las s*2 «studian a continuación.

S lif f iB I I

m •41 • 2;'>íA'í 1g


4 ,5 m í)i

r ... —• : 4 ■ j... \ i

6 míx

0 j 50 ± 2

míx 5

í i

’

j 5 móx tan

i.

54 ntíx

8.1 Resistencia dependiente de la tensión en iorma de disco.

0,6 74 ±5 2 3 mú

I—r

5,2 mix t

I...

1612

m

—

23 mín

0,6 b

-Jrífz j

,

j_5 max

8.3 Resistencia dependiente de la tensión de disco pequeño.

1

8.2 Resistencia dependiente de la tensión en forma de varilla.

Curva característica d e una VDR En la figura 8.4 se ha dibujado la curva característica de la tensión en función de la corriente 1/ = f{!) de una VDR, en escala lineal. En la figura se observa que con ei aumento de la tensión aplicada a la VDR su valor óhmico disminuye rápidamente.

8.4 Curva característica tensión-corriente de una VDR. trazada en escala lineal.

En ia figura 8.5 se ha dibujado la misma curva característica, pero trazada con escala logarítmi ca doble, con lo cual la relación tensión-corriente se representa esta vez por una línea recta, aunque los cocientes V/1 (es decir, la resistencia) son diferentes en cada punto de la curva característica.

160

RESISTENCIAS NO LINEALES

Asi, cuando a la resistencia se le aplica una tensión de 10 V, la comente que por ella circüla es de 3 mA, siendo el valor óhmico de la VDR:

fivrjn = — = —— — ~ 3,33 k£2 ™ ; 3 mA Si en esta circunstancia se aumenta la tensión aplicada a la VDR hasta 20 V, la intensidad de corriente que por ella circula será de unos 75 mA, con lo que su valor óhmico pasa a ser de:

y/

20 v

^VDR = r ' = 7T ~ 267 £2 VDR I 75 mA Es decir, que al aumentar el valor de la tensión aplicada a la resistencia de 10 a 20 V (el doble), el va lor óhmico de la VDR pasa de 3.333 £2 a 267 £2 (disminuye a más de la doceava parte de su valor inicial). La relación entre la corriente y la tensión en una VDR puede expresarse, de manera aproxima da, por: log V = log C + ¡3 log I Es decir: l/ = C 7 p Donde: V C I (1

= = = =

Tensión aplicada a la resistencia en voltios. Tensión en la que I es igual a 1 A. Corriente que circula por la resistencia, en amperios. tg rp (pendiente de la recta de la figura 8.5, es decir, tg (p = AV/AI).

Los valores prácticos de (5 se hallan situados entre 0,16 y 0,40, y los de C entre 14 y algunos miles. Para determinar con exactitud los valores de las constantes C y (3, es preciso medir tres puntos de la cun/a característica, pudiendo efectuarse una interpolación sólo en el caso de que dichos tres puntos estén en línea recta sobre una escala logarítmica doble. Efectivamente, la ecuación expuesta no es válida para valores pequeños de tensión y corriente, como sucede en los puntos P y Q de la figura 8.5, ya que la interpolación daría valores muy altos de (3 y C. Las VDR no presentan síntomas de polarización cuando la tensión cambia de polaridad (por ejemplo, en corriente alterna), de lo que se deduce que la corriente cambia de dirección pero no de valor y, por tanto, la ecuación dada anteriormente es válida únicamente cuando se toman los valo res absolutos de V e I.

Valor óhmico de una VDR Resulta evidente que, por las especiales características de las VDR, no es posible establecer un va lor óhmico para ellas, ya que éste varía con la tensión. Por este motivo, ios fabricantes de VDR in dican en sus catálogos la tensión presente en ellas cuando por la VDR circula una intensidad de c o rriente que suele ser de 1 mA. Por ejemplo, en la VDR modelo 2322 592 1406 de la firma P hilips se obtiene una tensión entre sus termínales de 22 V cuando por ella circula una corriente de 1 mA, lo que quiere decir que el va lor óhmico de esta resistencia, cuando circula por ella 1 mA, es de 22 k£2.

Tensión máxima aplicable a una VDR En otros casos, se indican también las tensiones máximas aplicables a las VDR, tanto en tensión continua (Vü c) com o en valor eficaz de tensión alterna {Vrm s).

161


Asi, por ejemplo, a las VDR de P hilips se les puede aplicar tensiones continuas comprendidas entre 38 y 745 V, o tensiones alternas de valores eficaces comprendidos entre 30 y 550 V (según modelo). Superar la tensión máxima que se puede aplicar a un determinado tipo de VDR supone la des trucción de la misma, pues la potencia disipada en ella aumenta considerablemente, tal y como se demuestra en el siguiente apartado.

Potencia de disipación de una VDR En las VDR la potencia disipada es igual al producto de la tensión por la corriente que por ella circula. Como la corriente es igual a: I = KVa donde a es igual al cociente 1/(3 y K al cociente 1/C°, se tiene que: P = KV“ * 1 Si a = 5, la potencia disipada en la VDR es proporcional a la sexta potencia de la tensión, por lo que deberá tenerse sumo cuidado en que la tensión aplicada no exceda de un determinado valor máximo, pues de lo contrario se sobrepasaría el régimen tolerable por la resistencia. Así, si a una VDR con un valor de C igual a 14 y un cociente 1/(3 igual a 5, se le aplica una ten sión de 8 V, se tiene:

K = c W = - ¿ r = l ^5- = 1.8 5 9 x 1 0 - 6 siendo la potencia disipada igual a: P = K V a*' = 1,859 x 1CT6 x (8 V)6 = 0,487 W Si en esta circunstancia la tensión se eleva tan sólo un 12 %, es decir, 8 V x 12 V = 8 V + — - ■ ■ - = 8,96 V

100

La potencia disipada pasa a ser: P = K V a • ' = 1,859 x 10'€ x (8,96 V)6 = 0,962 W De estos cálculos se deduce que un aumento de tensión de sólo un 12 % provoca un aumento de la potencia disipada del doble, por lo que es muy importante que la tensión aplicada a la VDR no sobrepase un determinado valor máximo, pues en caso contrario se rebasaría el régimen admisible. Téngase también en cuenta que, puesto que las VDR poseen un coeficiente de temperatura ne gativo, con disipación elevada, el valor óhmico de la resistencia disminuye y, como consecuencia, aún aumenta más la potencia disipada en ella. Los fabricantes de VDR indican en sus catálogos las potencias máximas de disipación a d mitidas por sus modelos, las cuales no están normalizadas como en el caso de las resistencias li neales. Así, potencias máximas de disipación usuales en VDR son: 0,25 W, 0,4 W, 0,7 W, 0,8 W, 1 W, 2 W y 3 W. Finalmente, cabe decir que en ningún caso deben conectarse resistencias VDR en derivación con el propósito de obtener una mayor disipación de potencia.

Máxima intensidad de corriente no repetitiva Otro importante parámetro dado por los fabricantes de varístores es el de la máxima intensidad de corriente transitoria, no repetitiva (Jnrp), que puede soportar el componente.

162


Como resulta lógico, cuanto mayor sea el tiempo de duración del impulso menor será el valor de la intensidad de corriente que puede soportar la VDR, por lo que los fabricantes indican este va lor bajo unas condiciones de duración del Impulso establecidas por norma. Esta duración se establece entre 8 y 10 ,us dentro de un lapso de tiempo de 20 ¡as. Asi, la VDR modelo 2322 592.6006 de P hilips es capaz de soportar un impulso de corriente de 400 A, cuya duración total (subida y bajada) no supere los 20 jas.

8.6 Curva característica del pico de corriente en función del ancho del impulso.

En la figura 8.6 puede verse la curva característica del pico de corriente en función del ancho de im pulso. En esta curva característica la intensidad de corriente se indica en porcentaje del valor numéri co /. indicado por el fabricante; el tiempo f, es el de subida del impulso, y las normas establecen que sea el tiempo comprendido entre el 10 y el 90 % del valor de / p; finalmente, t2 es la duración total del impulso, y comprende el tiempo transcurrido desde que la intensidad de corriente tiene un 10 % de su valor máximo hasta que alcanza el 50 % del valor máximo en el proceso de descenso. Aplicando esta curva característica al varístor que hemos puesto de ejemplo, el 10 % del valor máximo indicado por el fabricante será 4 A (inicio de los tiempos f, y f2>), al alcanzar el 90 % del va lor total (360 A) el tiempo t, concluye, luego se alcanza el valor máximo de 400 A y se inicia el des censo del impulso, que se da por finalizado cuando la intensidad de corriente alcanza un valor de 200 A (final del tiempo t2).

Máxima energía La máxima energía soportada por una VDR se indica en julios, y se establece por norma que sea la correspondiente a un impulso de energía cuya duración sea de 10 |.is, dentro de un tiem po total de 1.000 |í s . La maxima energía que puede soportar la VDR se determina mediante la fórmula: W = KvQI Dt2 donde K es un coeficiente que depende del valor de t2 cuando t, está comprendido entre 8 y 10 ps (véase la tabla que acompaña a la figura 8.6). Cuanto mayor sea el valor de K, es decir, cuanto mayor sea t2 con respecto a t v mayor será la energía que podrá soportar la VDR, lo cual resulta lógico ya que la energía aplicada se disipa en más tiempo. A título informativo, diremos que la máxima energía que puede soportar el varístor que se ha puesto de ejemplo a lo largo de este capítulo es de 2,9 J.

Coeficiente de temperatura Hasta aquí no se han tenido en cuenta los efectos debidos a la temperatura. Sin embargo, no siem pre pueden ser despreciados, puesto que el valor de C tiene un apreciable coeficiente de tempera

163


tura negativo. El valor de p es, sin embargo, prácticamente independiente de la temperatura, por lo que con cierta aproximación se puede establecer la igualdad: = C 0 (1 + a t) Siendo C, = valor de C de la VDR, a la temperatura t °C. C0 = valor de C de la VDR, a 0 °C. a = coeficiente de temperatura. Para distintos materiales el valor de a varía entre -0 ,0 0 1 0 y -0,0018. En circuitos donde la corriente es constante, el coeficiente de temperatura para la tensión varía e n tre - 0 , 1 0 y -0, 18 % °C r'. En circuitos en los que la tensión es constante, el coeficiente de temperatura para la corriente varía entre +0,4 y +0,8 % °C“ \ según el valor de p. Los fabricantes de VDR indican en sus catálogos las curvas características del coeficiente de temperatura en función de la corriente (figura 8.7). rx (%/°C) 0,25

0,2

0,15

8.7 Curva característica del coeficiente de temperatura en función de la corriente de una VDR, para temperaturas comprendidas entre 25 y 125 °C.

o, 1

¿05 '

10'

10?

103

I (\iA)

1(f

En esta curva se observa cómo, para una intensidad de corriente de 10 ¡aA, el coeficiente de temperatura es de, aproximadamente, 0,25 % ° C 'i , mientras que con 10 mA el coeficiente de tem peratura es de tan sólo 0,1 % ° C 1. Esta curva es válida para temperaturas comprendidas entre 25 y 125 °C.

Capacitancia típica Debido a sus características constructivas las VDR presentan una capacidad parásita, que se con sidera en paralelo con ellas, y cuyo valor puede afectar al correcto funcionamiento de los circuitos de RF. Esta capacidad varía con la frecuencia, por lo que los fabricantes de VDR indican el valor con referencia a 1 kHz. Trabajando con señales de 1 kHz la capacidad parásita típica de las VDR suele oscilar entre 30 pF y 15 nF, según modelo. En el caso de que la VDR trabaje con corriente alterna de BF (limitada entre 0,5 y 5 kHz) se pue de despreciar la influencia de su pequeña capacidad parásita, no afectando a la dependencia entre la resistencia y la tensión. No sucede lo mismo con corrientes que superen los valores de las fre cuencias citadas. Si la tensión aplicada a la resistencia tiene forma senoidal, la característica tensión-corriente no lineal hace que la corriente sea no senoidal, pero por razones de simetría incluirá sólo los armóni cos impares.

164


Por los mismos motivos, cuando la corriente que circula por la VDR sea senoidal, la tensión en ella será entonces no senoidal. En corriente alterna de RF, el efecto de capacidad provoca un aumento aparente de (3 y, por lo tanto, la característica tensión-corriente en escala logarítmica deja de ser una línea recta, tal y como puede observarse en la figura 8.8.

i (mA)

8.8 Curva característica tensión-corriente de una VDR para distintas frecuencias.

Es de destacar que con tensiones y corrientes elevadas la influencia de la capacidad parásita de la VDR es menos importante, ya que disminuye el valor de la resistencia sobre la que actúa en derivación esta capacidad.

Varistores con óxidos metálicos Las VDR de carburo de silicio tienen su principal aplicación en circuitos en los que la tensión se ex tiende de 10 V a 25 kV. Por debajo de 10 V es prácticamente imposible fabricar VDR de carburo de silicio con buenas características. Para aplicaciones de 1 a 15 V se ha desarrollado una gama de VDR a partir de otro sistema: el óxido de titanio. Existe otro tipo de varistor, a base de óxido de cinc, el cual, al contrario de las VDR de carburo de silicio, se destina principalmente a aquellas aplicaciones en las que se disipa potencia intermiten te, por ejemplo, en la supresión de transitorios, y para evitar la formación de arcos en contactos. En la figura 8.9 se comparan los diversos tipos de varistores con una resistencia lineal. Las VDR de óxido de titanio y de óxido de cinc pertenecen al grupo de las denominadas VDR de óxidos metálicos o varistores con óxidos metálicos.

10.000

“

$ c: •-S c:

1.000

■5

.C

c ;c

§

t£

100

’U 10 |iA 100 nA

1 mA 70 mA 100 mA Corriente instantánea

7A

70 A

R Q Cnm ,naraniñn ----------- entre las — características de diversos tipos de VDR y una resistencia lineal.

165


VDR de óxido de titanio Las VDR de óxido de titanio (T¡02) se fabrican en forma de discos, gracias a la posibilidad de obte ner cristales de óxido de titanio de grandes dimensiones, lo que permite elaborar VDR para tensiones muy bajas (2,7 V a 15 V). El valor de (3 en este tipo de resistencias está comprendido entre 0,1 y 0,2, siendo 0,15 un va lor típico. Esto significa que, si la corriente que circula a través de la VDR aumenta en un factor igual a 10, dentro de la parte recta de su característica, la tensión en sus extremos aumenta en un fac tor igual a 1,4. Otra ventaja de las VDR de óxido de titanio es la elevada constante dieléctrica del óxido de ti tanio (86 a 170), por lo que su capacidad parásita es también bastante elevada, favoreciendo la uti lización de ia resistencia como limitador.

VDR de óxido de cinc Para un gran número de aplicaciones, tales como la supresión de sobretensiones transitorias, pro tección contra chispas, etc., se requiere que el valor de p sea inferior a 0,05. Por este motivo ha sido necesario hacer un sistema de base que permita elaborar VDR cuyo valor p, correspondiente a una tensión infinita, sea inferior a 0,01. Esto se ha conseguido con el sistema de óxido de cinc. En la fabricación de este tipo de VDR se selecciona, con gran cuidado, y se controla desde el punto de vista de su pureza y de su granulado, el óxido de cinc que ha de ser utilizado. Éste se mezcla íntimamente con un componente aislante formado por óxidos metálicos que servirá de se gunda fase. A la mezcla así constituida se le da forma, generalmente por prensado, y a continuación se cue ce a alta temperatura durante el tiempo necesario para que los granos de óxido de cinc queden se parados unos de otros por una capa de óxido aislante. Después de este tratamiento, se metalizan las superficies, se sueldan las patillas y el conjunto se reviste con una pintura protectora o se coloca en una caja de plástico, según sea la aplicación a la que se destine el componente.

VDR asimétricas Con el fin de obtener VDR con valores muy pequeños de C, los fabricantes de este tipo de resis tencias han desarrollado una basada en el efecto de capa de barrera. Dado que estas VDR presentan características distintas según sea el sentido de la corriente que circule por ellas, han sido llamadas VDR asimétricas. En las VDR asimétricas se marca el cátodo, por ejemplo con un punto blanco, es decir, la pati lla a la cual deberá conectarse el negativo para que la resistencia trabaje en sentido directo. En el sentido de conducción la VDR presenta un bajo valor de C y un muy bajo valor de (3 (del orden de 0,07), tal y como se deduce del análisis de la curva característica de tensión-corriente en sentido directo de la figura 8.10 superior.

I (mA) 8.10 Curvas características de la tensión en función de la corriente en sentido directo (a la izquierda) y en sentido inverso (a la derecha) de una resistencia VDR asimétrica.

166


En dicha figura se observa que pequeñas variaciones de tensión provocan fuertes cambios en la intensidad de corriente que por ella circula, del orden de mA, es decir, que el cociente:

es muy pequeño. En el sentido inverso, el valor de la resistencia, así com o el de C, es considerablemente mayor. Esto queda confirmado en la curva característica de tensión-corriente en sentido inverso de la fi gura 8.10 inferior, en la que se observa que grandes variaciones de tensión en sentido inverso dan lugar a pequeñas variaciones en la intensidad de corriente que circula por la VDR asimétrica, es de cir que el cociente anterior (tg
La VDR asimétrica posee una elevada capacidad (unos 0,15 ¡iF en sentido inverso). Las tolerancias de las VDR asimétricas son pequeñas. El coeficiente de temperatura de las VDR asimétricas es muy pequeño. Las características de las VDR asimétricas son más inclinadas (pequeño valor de (5). Las VDR asimétricas se fabrican para tensiones de 1 a 1,35 V y 1 mA, valores por encima de los utilizados en la mayor parte de los diodos semiconductores.

Los varistores asimétricos tienen aplicación en numerosos circuitos de radio y televisión.

Código de identificación de las VDR Las VDR se identifican medíante tres o cuatro anillos de color y, en ocasiones, mediante un punto de color cuando su aplicación es especial. Dado que el valor óhmico de los varistores es variable en función de la tensión que se les apli que, los anillos de color no hacen referencia al valor óhmico, sino al valor de tensión cuando por el varistor circula una corriente de 100, 10 o 1 mA. En cierto modo existe relación con el valor óhmico, ya que si se conoce la tensión y la corrien te aplicada a la VDR resulta fácil calcular su valor óhmico en dichas condiciones, pero sólo en di chas condiciones, ya que com o se ha dicho en repetidas ocasiones el valor óhmico varía con el va lor de la tensión aplicada. En la figura 8.11 se han dibujado cuatro tipos diferentes de VDR (de disco, tubular y pequeño disco), con el orden de lectura de sus tres primeros anillos.

8.11 Orden de lectura de los anillos en las resistencias VDR.

167

ELECTRÓNICOS

El primer anillo Indica la corriente que circula por la resistencia a la tensión nominal, y que pue de ser de 1 mA, 10 mA o 100 mA. El código de colores de este primer anillo se indica en la tabla 8.1.

naranja Tabla 8.1 Relación entre el código de identificación de las VDR y la corriente que circula por ellas a la tensión nominal.

marrón

Este código está vinculado con el de las resistencias lineales. Efectivamente, supónganse tres VDR que. a igual tensión nominal de 18 V, dejan pasar 1, 10 y 100 mA respectivamente. En estas condiciones, el valor óhmico de la primera resistencia es de 18 V : 1 mA = 18 kQ, es decir, que si fuese una resistencia lineal su tercer anillo sería naranja, de ahí que 1 mA se represen te con el color naranja. El valor óhmico de la segunda resistencia es de 18 V : 10 mA = 1,8 kQ, de ahí que el primer ani llo indicativo de la VDR sea en este caso rojo. Finalmente, la tercera resistencia tiene un valor óhmico de 18 V : 100 mA = 180 Q, por lo que 100 mA se representa mediante el color marrón. El código de identificación del segundo y tercer anillos hace referencia a la tensión nominal de la resistencia, la cual está normalizada según tablas E12 internacionales (véase la tabla 3.1. en el capítulo 3), pero codificando cada valor de dos en dos, tal y com o se indica en la tabla 8.2. Si la VDR no posee un cuarto anillo, ello indica que su tolerancia sobre el valor de la tensión no minal es de ±20 %, mientras que si posee un cuarto anillo, de color plateado, indica que su tole rancia es de ±10 %. La potencia de disipación de los varistores viene dada por su tamaño, siendo tanto mayor la po tencia de disipación cuanto mayor sea el diámetro del disco de la VDR.

RESISTENCIAS NTC Las resistencias NTC (Negative Temperature Coefficient), también llamadas termistores NTC, son resistencias cuyo coeficiente de temperatura es negativo, es decir, que el valor óhmico de su resis tencia depende de la temperatura. Las resistencias NTC se fabrican a partir de óxidos semiconductores, tales como el óxido férri co (Fe20 3) sustituyendo algunos de sus iones de hierro. En la práctica sólo unos pocos com pues tos pueden ser utilizados en la fabricación de resistencias NTC, puesto que los demás poseen pro piedades muy inestables. Las resistencias NTC se fabrican con: a) Soluciones sólidas de Fe30,4 y materiales con estructura cristalina en forma de espinela (por ejemplo, Zn2T i0 4 o M gC rjO J. b) Óxido férrico con adición de pequeñas cantidades de óxido de titanio (Ti02). c) Óxido de níquel (N¡02) o de cobalto (CoO) o una combinación de estos óxidos con peque ñas adiciones de Li20 .


Tensión nominal (V)

N.° de orden

Código de color en VDR (2.° y 3.” anillos)

-

16

marrón - azul

10

18

marrón - gris

12

20

rojo - negro

15

22

rojo - rojo

18

24

rojo - amarillo

22

26

rojo - azul

27

28

rojo - gris

33

30

naranja - negro

39

32

naranja - rojo

47

34

naranja - amarillo

56

36

naranja - azul

68

38

naranja - gris

82

40

amarillo - negro

100

42

amarillo - rojo

120

44

amarillo - amarillo

150

46

amarillo - azul

180

48

amarillo - gris

220

50

verde - negro

270

52

verde - rojo

330

54

verde - amarillo

Tabla 8.2 Relación entre el código de identificación de las VDR y su tensión nominal.

A veces se añaden óxidos estabilizadores para conseguir una mejor reproducción y estabilidad ¡te sus características. En la fabricación de estas resistencias se emplean sólo materias primas cuidadosamente selec cionadas. A continuación, se lleva a cabo una mezcla intensa y se le adiciona una ligazón plástica que dé forma a la masa, bien sea en forma de varilla o de disco. Después se someten estas vari llas o discos a una temperatura suficientemente elevada para permitir que los óxidos se disuelvan y se mezclen entre sí. El último paso consiste en la colocación de los contactos eléctricos, soldán dolos con pasta de plata o mediante otros métodos.

169

COMPONENTES ELECTRONICOS

En la figura 8.12 se pueden ver varios modelos de resistencias NTC.

oTo~|

© 8.12 Resistencias NTC en forma de disco.

Características técnicas de las resistencias NTC Cuando se elige una resistencia NTC han de tenerse en cuenta una serie de características técni cas, mediante las cuales es posible conocer el comportamiento de la resistencia en un circuito dado. Estas características técnicas son las siguientes: • • • • • • • •

Característica resistencia-temperatura. Característica tensión-corriente. Tiempo de recuperación. Estabilidad. Valor órímico. Tolerancia. Constante de disipación y potencia máxima de disipación. Margen de temperatura.

Característica resistencia-temperatura Sin duda la relación entre resistencia y temperatura es la más importante para conocer el compor tamiento de una NTC en un circuito, puesto que con ella es posible determinar el valor óhmico que adquiere la resistencia al ser sometida a una temperatura dada. La relación resistencia-temperatura de una resistencia NTC se expresa, aproximadamente, con la fórmula: R = Aem donde R es el valor de la resistencia a temperatura absoluta T, A y B son constantes para una re sistencia dada, y e es la base de los logaritmos neperianos (e = 2,718). Esta ecuación se muestra gráficamente en la figura 8.13, donde se ha representado R en fun ción de la temperatura en grados centígrados.

R

Kf

(O)

10' 1(f 10'

10P 8.13 Variación que experimenta la resistencia de una NTC en función de la temperatura.

170

10-:> -50

50

150

250

T(°C)

350


En la figura 8.13 se observa que mientras la escala de valores de resistencia es logarítmica la de temperatura es lineal, es decir, que en una NTC la resistencia no aumenta proporcional mente con la temperatura, como ocurre con los metales, sino que disminuye siguiendo una ley logarítmica. Para una resistencia NTC dada, el valor de B puede ser calculado de la siguiente forma: 1. Se mide el valor óhmico de la resistencia a una temperatura T: , 2. Se mide el valor óhmico de la resistencia a una segunda temperatura T2. 3. Con los dos valores obtenidos, y teniendo en cuenta que: R, = Aeen-‘

y fí2 = Ae Bn2 se puede establecer la igualdad: - píB/R-B/Tj) r2

donde:

log fí, - log R2 = B

log e

Y despejando B se tiene: B _

1__ log e

Jog f í 1 - log f l 2 1

1

Cuando se calcula B con esta fórmula, se puede considerar que B es una constante, ya que con el aumento de temperatura sólo se producen pequeñas desviaciones. El coeficiente de temperatura a de una resistencia NTC se obtiene a partir de la fórmula: B a = ~-jT Según los materiales utilizados en la fabricación de una resistencia NTC, la constante B puede variar entre 2.000 y 5.500 K. Si una resistencia NTC posee una constante B de 4.000 K, se tiene un coeficiente de tempera tura a de -4 ,5 0 % por °C a la temperatura de 298,15 K (25 °C), es decir, que su valor óhmico dis minuye un 4,50 % por cada grado centígrado de aumento de temperatura. Para facilitar el cálculo del valor de una resistencia NTC a una temperatura dada, cuando se c o noce el valor óhmico a 25 °C (dado normalmente por el fabricante) y el valor de la constante 6 , en la figura 8.14 se muestra la relación f í 25 ,C/R r en función de la temperatura para distintos valores de B. Así, supóngase una resistencia NTC cuyo valor óhmico es de 15 kQ a 25 °C y su valor de B es 3.000 K. Si la temperatura en la resistencia sube a 60 °C, la relación fí25..c/fíT será, según la figura 8.14, de aproximadamente 3/1, es decir, que a 60 °C el valor óhmico de la resistencia desciende a 5 kQ.

Característica tensión-corriente Cuando, debido al paso de la corriente a través de una resistencia NTC, ésta se calienta a una tem peratura muy por encima de la temperatura ambiente, resulta interesante conocer la relación entre corriente y calda de tensión en la resistencia.

171


8.14 Relación ^25 .(/Rj en función de la temperatura, para distintos valores de B.

r2¡.

En la figura 8.15 se puede ver esta curva característica para una resistencia NTC imaginaria. En ella V e I figuran en escala logarítmica, pues de esta forma pueden incluirse las líneas de potencia y resistencia.

8.15 Característica tensión-corriente de una resistencia NTC.

I

0.2

0.5

1

2

5

10

20

50

100 200

500 f.,

I

La llamada característica estática se mide a una temperatura ambiente constante y las lecturas de V se toman después de establecer el equilibrio, es decir, cuando la potencia consumida es igual a la potencia disipada. Como se puede observar en la citada figura 8.15, para corrientes muy pequeñas el consumo de potencia es demasiado pequeño para registrar un aumento de temperatura y, como consecuencia, un descenso del valor óhmico de la resistencia. En esta parte de la curva característica la relación entre tensión y corriente es lineal, es decir, cumple la ley de Ohm. Para potencias por encima de, aproximadamente, 0,05 W, la característica deja de ser lineal. A un cierto valor de I la caída de tensión alcanza un valor máximo, después disminuye al seguir aumentando la corriente (zona de resistencia negativa) para aumentar de nuevo a partir de un cier to valor de la intensidad de corriente I. Veamos con algo más de detalle todo lo que acabamos de exponer sobre la curva de la resis tencia NTC imaginaria de la figura 8.15. En este caso se supone que la temperatura ambiente es de 25 °C durante toda la prueba.

172

REStSTENCIAS NO LINEALES

El valor óhmico de la resistencia NTC a 25 °C es de 20 kQ, tal y como se deduce de la parte li neal de la curva característica de la figura 8.15, en la que todos los cocientes V /I dan como resul tado 20 kQ. A medida que aumenta la tensión aplicada aumenta linealmente el valor de la intensidad de c o rriente, puesto que la temperatura ambiente no varía y la potencia disipada en la resistencia es pe queña. Sin embargo, cuando la tensión aplicada alcanza unos 33 V y la corriente es de 3,3 mA, la p o tencia de disipación en la resistencia supera los 0,1 W, calentándose ésta por la potencia disipada (no por la temperatura ambiente que hemos considerado constante) y, como consecuencia, se ini cia un descenso del valor óhmico de la resistencia. A algo más de 0,1 W la temperatura en la resistencia alcanza los 50 °C, con lo que el valor óh mico de la misma, en dicho punto, es de, aproximadamente: V

33 V

I

3,3 mA

= 10 kQ

(la mitad de cuando la potencia disipada estaba por debajo de 0,1 W).

Tiempo de recuperación Toda resistencia NTC precisa un tiempo de enfriamiento, durante el cual ésta va recuperando pro gresivamente su valor óhmico inicial a la temperatura ambiente. Este tiempo de enfriamiento recibe el nombre de tiempo de recuperación (x) o constante de tiempo de recuperación, puesto que es constante para cada tipo de resistencia. El valor óhmico de la resistencia durante el enfriamiento no sigue una ley lineal, sino exponen cial, tal y como se puede comprobar en la figura 8.16, en la que se ha dibujado la curva caracte rística de variación de la resistencia en función del tiempo de enfriamiento normal de una resisten cia NTC de 1 kQ a 25 °C.

R id

(ü )

5 2

Id 5 2

Id 5 2 10 '

0

40

80 1 2 0 16 0 2 0 0 2 4 0 2 8 0 320

T(s)

8.16 Curva de variación del valor óhmico en función del tiempo, en condiciones de enfriamiento normal, de una resistencia NTC. Temperatura ambiente, 25 °C.

Inicialmente, el valor de la resistencia NTC es de unos 25 Q, a los 40 s alcanza los 85 Q, a los 80 s sube a 200 Q, etc., hasta alcanzar su valor nominal de 1 kQ a 25 °C a los 300 s. En la práctica, el tiempo de recuperación no es aquel que transcurre entre el inicio del enfria miento y el instante en que la resistencia alcanza su valor nomina! a 25 °C, sino el tiempo que ha de transcurrir entre el inicio del enfriamiento y el instante en el que la resistencia alcanza la m itad de

173


su valor óhmico a 25 °C. En el caso de la figura 8.16 el tiempo de recuperación t es, por tanto, de 150 segundos. Los fabricantes de resistencias NTC indican en sus catálogos mediante curvas com o la de la fi gura 8.16, o mediante datos numéricos, los tiempos de recuperación de sus productos. Así, por ejemplo, la constante de tiempo térmico de las resistencias NTC de la serie 2322 640 90106 de P hilips es de 13 s; lo cual indica que, a partir del instante en que la NTC Inicia su enfriamiento des pués de haber trabajado a su máxima potencia (es decir, a la máxima temperatura admisible), has ta que alcanza la mitad de su valor óhmico a 25 °C, han de transcurrir 13 segundos.

Estabilidad Cuando funciona en un circuito electrónico, toda resistencia NTC sufre, al igual que cualquier otro componente electrónico, un envejecimiento que provoca una variación de su valor óhmico nominal a 25 °C. Esta variación del valor óhmico es muy pequeña, del orden del 1,2 % de su valor nominal como máximo, lo cual no tiene importancia en los circuitos de radio y televisión pero sí en los aparatos de medida de precisión, por lo que es conveniente que las resistencias NTC utilizadas en instrumen tos de medida hayan sido sometidas a un envejecimiento previo, consistente en someterlas durante un gran número de horas a una temperatura elevada. Una vez realizado este envejecimiento, el valor óhmico de la resistencia NTC se mantiene cons tante, es decir, ha alcanzado su estabilidad.

Valor óhmico Los valores óhmicos de las resistencias NTC se refieren siempre a la temperatura ambiente de 25 °C, ya que dada su característica de variación de resistencia con la temperatura es preciso tomar una como referencia. Se fabrican en valores según columnas E internacionales (véase el capítulo 3), pero sin cubrir to dos los valores posibles. Los fabricantes indican en sus catálogos el valor óhmico de sus resistencias NTC a 25 °C y, en ocasiones, a otras temperaturas, tales como 40, 50, 96,5 y 100 °C. Lógicamente, junto con este dato suministran el valor de B (en grados Kelvin) a la temperatura de 25 °C, de forma que el profe sional pueda calcular, según se expuso anterior mente, el valor óhmico de la resistencia a cual quier temperatura.

Tolerancia

rcc) 8.17 Influencia de la tolerancia del valor de B sobre la curva característica resistenciatemperatura de una resistencia NTC.

174

Los valores de la resistencia a 25 °C y de B se dan con cierta tolerancia. La tolerancia de las resistencias NTC a 25 °C es normalmente de +20 %, aunque también se fabrican con tolerancias de ±10 %. El valor de B tiene, en la mayoría de los casos, una tolerancia de 5 %. Debido a la tolerancia del valor de 6 , la desviación de la curva nominal a temperaturas diferentes a 25 °C puede ser mayor que la tolerancia dada para 25 °C. En la figura 8.17 se muestra la desviación pro ducida por la tolerancia de B sobre el valor óh mico nominal de una resistencia NTC de 10 kQ. A partir de 25 °C, la curva superior proporciona los valores límites de resistencia para com bina ciones de:


a) tolerancia +B y + fí25 desde 25 °C a temperaturas más bajas. b) tolerancia - B y +R25 desde 25 °C a temperaturas más altas. La curva inferior da los valores límites de resistencia para combinaciones de: c) tolerancia - B y -R 25 desde 25 °C a temperaturas más bajas. d) tolerancia +B y - f í 25 desde 25 °C a temperaturas más altas. El valor óhmico real de la resistencia está pues comprendido entre loslímites dados por las cur vas superior e inferior de la figura 8.17, aunque en la práctica rara vez se presentarán los casos más desfavorables.

Constante de disipación y potencia de disipación máxima La constante de disipación indica el aumento de temperatura de 1 °C por cada unidad de poten cia disipada y viene dado en los catálogos en mW/°C. No debe confundirse este parámetro con el de máxima potencia de disipación de la resistencia, la cual se da en W, al igual que en las resistencias lineales. Así, una resistencia NTC cuya constante de disipación sea de 5,5 mW /°C aumenta su te m peratura 1 °C cada vez que aumente 5,5 mW la potencia disipada, por lo que si la resistencia NTC está disipando 55 mW ello provoca un aumento de 10 °C en ella. La potencia máxima de disipación indica la potencia máxima que puede soportar la resistencia NTC sin que se destruya. Am bos datos suelen ser facilitados por los fabricantes y han de tenerse en cuenta, en especial el segundo, para evitar la destrucción de la resistencia.

Margen de temperaturas Toda resistencia NTC posee unos límites de temperatura, sobrepasados los cuales la NTC deja de comportarse como tal. Los fabricantes de resistencias NTC indican en sus catálogos los márgenes de temperatura de trabajo, o la temperatura máxima tolerable por la resistencia, a la potencia máxima y a 25 °C de tem peratura ambiente. Así, una NTC puede tener unos márgenes de temperatura de trabajo com pren didos entre -2 5 y +155 °C, o bien ser capaz de soportar +155 °C cuando se alcanza su potencia máxima de disipación a la temperatura ambiente de 25 °C. Este parámetro está relacionado con la constante de disipación y la potencia máxima de disi pación dadas en el apartado anterior. Efectivamente, supongamos una resistencia NTC cuya constante de disipación sea de 4,5 mW/°C a 25 °C, y que pueda soportar una potencia máxima de 0,6 W. Con estos datos se puede calcular qué incremento de temperatura o temperatura máxima de trabajo puede soportar la resistencia cuan do se alcanza la potencia máxima de disipación de 0,6 W. Para ello basta con efectuar la operación:

0,6 W = 133,33 °C 0,0045 W/°C A estos 133,33 °C se le suman los 25 °C iniciales, dando un valor de temperatura máxima a plena potencia de 0,6 W de: 133,33 “C + 25 °C = 158,33 °C Dado que esta temperatura es el límite admisible, se considera que dicha resistencia puede so portar, sin que se destruya, una temperatura de 150 °C.

Código de identificación de las resistencias NTC En las resistencias NTC se indica su valor mediante diferentes procedimientos, tales como el de franjas de color o mediante un color único.

175


En la figura 8.18 se muestra una resistencia NTC identificable por tres o cuatro franjas de color que se leen de abajo a arriba y no al revés, com o es usual en las VDR. El código es el mismo que se utiliza en las resistencias lineales, es decir, compuesto por tres anillos cuando la tolerancia es de ±20 % y por cuatro cuando es de ±10 % (último anillo de color plata). 3 máx\

— 3,3 ± 0.5 — IV

ni ii i

5 máx 2 ±1

í 2,54 17 niín

8.18 Dimensiones de una resistencia NTC y orden de lectura de su código de identificación.

00,6

Así, por ejemplo, una resistencia NTC que tenga los anillos rojo-rojo-oro posee una resistencia óhmica a 25 °C de 2,2 ohmios, puesto que el color rojo indica 2 y el oro indica que debe multipli carse por el factor 0,1: 22 x 0,1 = 2,2 ü En otros tipos, el valor óhmico viene indicado por un único punto de color, o bien están pinta das de un solo color, por lo que aconsejamos solicitar a las firmas fabricantes de resistencias NTC catálogos de las mismas, con el fin de poder identificar aquellas resistencias de aplicación especial pintadas con un único color.

Elección del tipo de resistencia NTC adecuada Si se ha de seleccionar una resistencia NTC para un circuito dado, han de considerarse los si guientes puntos: 1. 2. 3. 4.

Forma adecuada al circuito en cuestión: varilla, cilindrica, disco o perla. Valor óhmico de la resistencia a 25 °C. Coeficiente de temperatura que se precisa. Cuál es el cambio del valor óhmico de la resistencia que se precisa dentro de un intervalo de temperatura dado. 5. Potencia que deberá disipar: a) Sin cambio perceptible del valor óhmico de la resistencia debido al calentamiento. b) Con cambio máximo en el valor de resistencia. 6. Tiempo de recuperación que se precisa. Éste es el orden con el que se debe trabajar para seleccionar la resistencia NTC.

RESISTENCIAS PTC Las resistencias PTC (Positive Temperature Coefficient), también llamadas termistores PTC, son re sistencias cuyo coeficiente de temperatura es positivo, es decir, que su valor óhmico depende de la

176


temperatura, al igual que las resistencias NTC estudiadas en los párrafos anteriores, pero con la particularidad de que, mientras en las resistencias NTC disminuye su valor óhmico al aumentar la tem peratura, en las resistencias PTC aumenta su valor óhmico al aumentar la temperatura.

4,5 máx

r

10

máx 1.6 máx

4.8 10.6

Á

k

45 34 o 0.8

12 máx

±M

7Z69154

8.19 Algunos tipos corrientes de resistencias PTC con sus dimensiones.

En la figura 8.19 se puede ver el aspecto externo y dimensiones de algunas de estas resisten cias, las cuales se fabrican normalmente en forma de discos o perlas. El coeficiente de temperatura de una resistencia PTC es pues positivo, aunque esta particulari dad sólo se produce entre determinadas temperaturas, fuera de las cuales puede ser igual a cero e incluso negativo. Una particularidad de las resistencias PTC, que las diferencia de las NTC, es que el valor abso luto del coeficiente de temperatura, en la mayor parte de los casos, es mucho mayor que el de las resistencias NTC. Las resistencias PTC se fabrican básicamente con titanato de bario (BaTiO;j) o soluciones sóli das de titanatos de bario y de estroncio, mediante un procedimiento análogo al seguido en la fa bricación de resistencias NTC. Para su fabricación se tritura y se da forma adecuada a una mezcla de carbonato de bario, óxi dos de estroncio y titanio, y otros materiales, de acuerdo con las características eléctricas que se desee obtener. Una vez desecadas, las resistencias PTC son sometidas a elevadas temperaturas y, a continuación, se les aplican con sumo cuidado los contactos sobre este semiconductor, que es del tipo N. Finalmente, se sueldan los terminales sobre las superficies de contacto y se las re cubre de una laca especial protectora.

Características técnicas de las resistencias PTC Para la correcta elección de una resistencia PTC han de tenerse en cuenta una serie de caracte rísticas técnicas, m ediante las cuales es posible conocer el com portam iento de la resistencia en el circuito,

177


Estas características técnicas son las siguientes: • • • • • • • • • •

Característica resistencia-temperatura. Característica tensión-corriente. Factor de disipación. Temperatura de conmutación. Coeficiente de temperatura. Margen de temperaturas de trabajo. Constante de tiempo térmico. Máxima tensión admisible. Valor óhmico. Tolerancia.

Característica resistencia-temperatura En líneas anteriores se afirma que en las resistencias PTC aumenta su resistencia al aumentar la temperatura; ello es cierto pero con algunas restricciones. Efectivamente, en la figura 8.20 se ha representado las variaciones que sufre el valor óhmico de una resistencia PTC en función de la temperatura.

8.20 Variación que experimenta el valor óhmico de una resistencia PTC en función de la temperatura.

En principio, la resistencia no experimenta casi variación alguna (zona I); cuando se aumen ta la tem peratura ligeramente se llega a la zona II, en la cual un pequeño aum ento de ésta ori gina un considerable aumento de R Sin embargo, si se sigue aum entando la temperatura, se entra en la zona III, en la cual cae de nuevo el valor óhmico, con lo cual la resistencia PTC deja de actuar com o tal, puesto que en lugar de aumentar disminuye su valor óhm ico, permitiendo, por tanto, el paso de una mayor corriente, lo que puede llegar a provocar la destrucción de la resistencia. Las zonas en las cuales es posible trabajar con las resistencias PTC son tan sólo la I y la II. Debe tenerse esto muy en cuenta para evitar que la temperatura pase a la zona III, en la cual se corre el peligro de destruir el componente. De todo lo expuesto se deduce que la zona III, al no ser zona de trabajo adecuada, no inte resa, por lo que los fabricantes de resistencias PTC indican en sus curvas características sólo las zonas I y II. Por otro lado, y dado que por la ley de Ohm la intensidad de corriente que circula por una PTC es tanto mayor cuanto mayor sea la tensión a ella aplicada, y que todo aumento de corriente trae com o consecuencia un aumento de temperatura en la resistencia PTC, resulta obligado indicar en estas curvas características bajo qué condiciones de tensión aplicada se han realizado los ensayos. Así, en la figura 8.21 se muestran las curvas características resistencia-temperatura de una resis tencia PTC para dos valores de tensión, uno de ellos igual o inferior a 1,5 V de corriente continua (curva continua superior) y el otro un impulso de 60 V (curva discontinua inferior).

178


8.21 Curva característica de la resistencia en función de la temperatura de una resistencia PTC.

T(°C)

Se observa en las curvas de la figura 8.21 que por debajo de unos 125 °C el valor óhmico de la resistencia es inferior al nominal de la misma, que hemos considerado de 50 í i a 25 °C. A partir de esta temperatura crece el valor óhmico de la resistencia con el aumento de temperatu ra, hasta alcanzar unos 200 k íí a 235 °C, con una tensión continua aplicada igual o inferior a 1,5 V. Si en lugar de 1,5 V de tensión continua se le aplica un impulso de 60 V, la resistencia alcanza un valor de unos 60 kí l a 235 °C, pero la corriente que por ella circula continúa calentándola y, por lo tanto, se inicia el descenso de la curva, es decir, se entra en la zona peligrosa III (figura 8.20).

Característica tensión-corriente de una resistencia PTC Las curvas características estáticas de la tensión en función de la corriente de una resistencia PTC son de gran interés para el profesional, ya que con ellas se muestran claramente los límites de co rriente de estos componentes. Hasta cierto valor de tensión la característica tensión-corriente es una línea recta que sigue la ley de Ohm, pero el valor de la resistencia aumenta tan pronto como la corriente ha calentado al componente, de m odo que su temperatura llega a la temperatura de conmutación, es decir, a la temperatura a la cual el valor óhmico de la resistencia PTC es igual al doble del que corresponde a 25 °C (figura 8.22).

8.22 Característica tensióncorriente de una resistencia PTC, para diferentes valores de temperatura ambiente, representada en escala lineal.

179


La cun/a característica tensión-corriente depende de la temperatura ambiente y del coeficiente de transferencia de calor al medio ambiente. Las curvas características tensión-corriente de la figura 8.22 se han representado en escala li neal, sin embargo en la práctica son más útiles las representadas en escala logarítmica (figura 8.23).

8.23 Característica tensióncorriente de una resistencia PTC, para dos valores de temperatura ambiente, representadas en escalas logarítmicas.

Obsérvese en esta última figura cóm o a 25 °C la intensidad de corriente sube de valor al subir la tensión aplicada, hasta que ésta alcanza los 2,5 V. Por encima de 2,5 V la intensidad de corriente desciende de valor, lo cual nos indica y confirma que la resistencia aumenta su valor óhmico.

Factor de disipación Hemos visto que las resistencias PTC dependen en cierto grado de la tensión. Así, para tensiones elevadas el valor óhmico de la resistencia es menor que el esperado. Por esta razón, no resulta difícil obtener la cun/a característica tensión-corriente a partir de la curva característica resistencia-temperatura con una constante de disipación dada. Así, en la figura 8.24 se ha dibujado una curva característica tensión-corriente en la que, además, se han añadido las escalas de resistencia y potencia disipada en cada condición de trabajo. En ella se observa que, aun aumentando el valor óhmico de la resistencia con el aumento de tensión, el des censo de corriente no es suficiente y, por lo tanto, se alcanzan valores de potencia disipada peli grosos para la integridad de la resistencia.

8.24 Curva característica de la tensión en función de la corriente de una resistencia PTC, representada en escalas logarítmicas y con indicación de los valores óhmicos y potencias disipadas en cada circunstancia.

180


A pesar de todo ello no resulta difícil calcular, con bastante aproximación, el valor máximo de la curva característica tensión-corriente si se conoce la curva característica resistencia-temperatura y la constante o factor de disipación. Veamos cómo se procede para efectuar este cálculo. La potencia de disipación vale: P = I 2 fí Por lo tanto, un pequeño aumento de potencia disipada valdrá: AP = 2 IR A l + I 2 AR En el máximo de la curva característica tensión-corriente el incremento de corriente será nulo, ya que la curva inicia en dicho punto su descenso, por lo tanto la fórmula anterior queda como sigue: ^R m El subíndice M indica que los valores de la fórmula corresponden al máximo de la curva caracterís tica tensión-corriente. Por otro lado se tiene: AP = D A T siendo D la constante o factor de disipación de la resistencia y AT el incremento de la temperatura. El factor de disipación D se expresa, al igual que en las resistencias NTC, en mW/°C y corres ponde a la potencia que determina un aumento de temperatura de 1 °C. En esta circunstancia se establece la igualdad: APm = D A Tm y como, según se ha dicho anteriormente,

= I*/ se puede escribir la nueva igualdad: D A7~m =

A fíM

Y despejando el valor de I h T

2 _

n

M de donde: D(Tm

âmb)

Ya que: A

~ ^"amb

AP?m

R,M

Para finalizar, diremos que el coeficiente de disipación de las resistencias PTC oscila entre 6 y 15 mW/°C según modelo. También se indica en mW/K, siendo lógicamente el valor absoluto el mismo.

181


Temperatura de conmutación Recibe el nombre de temperatura de conmutación (TJ aquel valor de temperatura bajo el cual el va lor óhmico de la resistencia PTC es dos veces el valor de minima resistencia fímín a 25 °C (figura 8.25).

8.25 A la temperatura de conmutación Ts el valor óhmico de la resistencia PTC es dos veces su valor mínimo

Coeficiente de temperatura El coeficiente de temperatura (a) de una resistencia PTC se define como el resultado de dividir el incremento del valor óhmico de la resistencia por el producto de su valor óhmico nominal y el in cremento de temperatura, es decir: AR

y se expresa en % por °C. Si se traza la curva característica de la resistencia en función de la temperatura, con valores de fí en escala logarítmica y de T en escala lineal, com o es usual en la práctica, se puede escribir: d In R

De donde se deduce: 1 “ = 0,4343

lo g fí- lo g R , T.¿ - T,

Como se puede comprobar sobre la figura 8.26, la tangente a un punto cualquiera de la curva característica resistencia-temperatura es proporcional al valor de a en dicho punto.

8.26 La tangente a un punto de la curva característica resistencia-temperatura es proporcional al coeficiente de temperatura a.

182


La fórmula anterior se escribirá: 100

tog R,¿ - iog R ¡

“ ~ "04343 Dándose en este caso el resultado de %/°C. Lógicamente, el coeficiente de temperatura no es el mismo a lo largo de la curva característica, debido a la no linealidad de ésta, por lo que los fabricantes indican en sus catálogos el valor c o rrespondiente al punto en el que la resistencia multiplica su valor por 10, es decir, cuando ñ 2 = 10 R ,, en cuyo caso la fórmula anterior queda reducida a la expresión:

a =

100 0,4343 (72 - 7",)

Así, supongamos que una resistencia PTC posee, a 90 °C, una resistencia de 1 kU, y que al au mentar la temperatura hasta 100 °C la resistencia alcanza los 10 k£2. El coeficiente de temperatu ra de esta resistencia será:

a = --------- — ■ = ------------------ - ° ° ---------------= 23 %/°C 0,4343 {T2 - 7,) 0,4343 x (100 °C - 90 °C)

Margen de temperatura de trabajo Se ha dicho en líneas anteriores que las resistencias PTC sólo actúan como tales dentro de unos márgenes de temperatura, ya que por debajo y por encima de éstos la curva característica no res ponde a lo que se requiere del componente. Es muy importante tener presente este dato a la hora de adquirir una resistencia PTC, el cual suele ser facilitado por los fabricantes para una potencia cero y para la máxima tensión aplicable. Así, por ejemplo, el margen de temperatura en la que es operante la resistencia PTC m odelo 2322 622 91001 de P hilips está comprendido entre 0 y +155 °C a potencia cero, y entre 0 y +55 °C a la tensión continua máxima de 180 V.

Constante de tiempo térmico La constante de tiempo térmico (t) representa el tiempo requerido por una resistencia PTC para al canzar un 63,2 % del total de la diferencia entre el valor inicial y el valor final de temperatura en su cuerpo, cuando se la somete a un cambio de temperatura en condiciones de potencia cero. Para obtener este valor se mide la temperatura 7, de la resistencia PTC a la tensión máxima y a una temperatura ambiente 70 de 25 °C. Conociendo el valor de la temperatura de conmutación, la constante de tiempo térmica viene dada por la expresión:

i =

In (7, - Tq) Ts - T o

Donde t es el tiempo requerido para refrigerar la resistencia PTC y hacerla pasar de la temperatura 7, a la temperatura de conmutación 7S, cuando está a una temperatura ambiente de 25 °C. La constante de tiempo térmico de las resistencias PTC suele estar comprendido entre 10 y 50 s.

Máxima tensión admisible Éste es otro de los parám etros im portantes a tener en cuenta a la hora de elegir una resisten cia PTC. Los fabricantes de resistencias PTC indican también en sus catálogos este parámetro, referido siempre a corriente continua y en ocasiones a una temperatura ambiente dada. Es importante no superar nunca en los extremos de la resistencia el valor máximo de tensión que se indique.

183


Código de identificación de las resistencias PTC Las resistencias PTC se identifican por un punto de color según el código dado por el fabricante. C o m o e je m p lo d e ello, en la ta b la 8 .3 se d a n los c ó d ig o s d e c o lo re s y c a ra c te rís tic a s té c n ic a s d e las re s iste n cia s P T C d e la serle 2 3 2 2 6 6 0 d e P h ilip s .

Resistencia PTC n.°

Valor a 25 °C (íi)

Temperatura conmutación °C

Coeficiente de temperatura (%/°C)

Constante de tiempo térmico (x)

Factor de disipación (mWAC)

(Veo)

Margen de temperatura de trabajo de potencia cero C5C)

Margen de temperatura máxima tensión (°C)

Tensión máxima

tíw m m F w 91001 (sin color)

250 ±25 %

+6

+5

17

6

25

-2 5 a + 155

0 a 55

91002 amarillo

50 ±15 %

+80

+18

50

8,5

50

10 a + 125

0 a 55

91003 verde

40 ±15 %

+ 110

+75

50

8,5

50

10 a + 125

0 a 55

91004 naranja

30 ±15 %

+45

+16

50

8,5

50

10 a + 125

0 a 55

91005 rojo

50 ±15 %

+25

+9

40

6

40

10 a + 125

0 a 55

91006 rojo

60 ±30 %

+30

+7

20

7

25

10 a + 125

0 a 55

91007 naranja

50 ±30 %

+50

+16

18

7

25

10 a + 125

0 a 55

91008 amarillo

50 ±30 %

+80

+23

18

7

25

10a + 125

0 a 55

91009 verde

50 ±30%

+ 105

+40

-

7

25

10 a + 125

0 a 55

Tabla 8.3 Características técnicas de las resistencias PTC de la serie 2322 660 de Philips.

RESISTENCIAS LDR Las LDR (del inglés «Light Dependent Resistor»), también llamadas resistores LDR y fotorresistencias, son componentes semiconductores que varían su valor óhmico al incidir sobre ellos una ra diación luminosa. A medida que la intensidad luminosa que incide sobre una LDR aumenta, su resistencia al paso de la electricidad disminuye de valor. En la figura 8.27 se puede ver el aspecto y dimensiones de algunas de estas resistencias, que difieren bastante de lo convencional. Los materiales fotosensibles más utilizados en la fabricación de las LDR son el sulfuro de talio, el sulfuro de cadmio, el seleniuro de cadmio y el sulfuro de plomo. Su construcción se efectúa disponiendo sobre una plaquita de material inerte gran cantidad de electrodos a una distancia muy próxima y, entre ellos, se deposita el material fotosensible. Todo el

184


♦

1,5 m o x

43±3 1.7 ± 0.3

8.27 Diferentes tipos de fotorresistencias con sus dimensiones.

conjunto se encierra luego herméticamente en una ampolla de vidrio, o mediante un recubrimiento de laca o sustancia plástica transparente, con el fin de protegerlo contra la humedad, polvo, etc., y, al mismo tiempo, facilitar que sobre la fotorresistencia propiamente dicha incida la luz. Cuando la LDR no está expuesta a radiaciones luminosas, la mayoría de los electrones están firmemente unidos a los átomos que forman la red cristalina. Los electrones libres, com o los que existen en los metales, se encuentran sólo en cantidades muy pequeñas, y su presencia se debe a la energía térmica del material. Cuando sobre la LDR inciden radiaciones luminosas, la energía de la radiación es absorbida por la red cristalina. En esta circunstancia se libera un cierto número de electrones a causa de esta energía suplementaria absorbida por el material, por lo que la LDR se hace más conductora, es decir, dismi nuye su resistencia eléctrica. Este efecto fotoconductor aumenta considerablemente si el sulfuro de cadmio contiene pequeñas cantidades de elementos activantes, com o el cobre, el galio o la plata.

Características técnicas de las LDR Las características técnicas que han de tenerse en cuenta al elegir una fotorresistencia son pocas, por lo que no resulta difícil su elección. Son las siguientes: • • • • • • • • •

Característica de la resistencia en función de la iluminación. Respuesta espectral. Dependencia de la temperatura. Tiempo de recuperación. Tolerancia. Tensión admisible. Potencia de disipación. Ruido. Capacidad parásita.

Curva característica de la resistencia de una LDR en función de la iluminación Como se ha dicho, las LDR constituyen en esencia resistencias variables cuyo valor óhmico está determinado por la mayor o menor cantidad de flujo luminoso que reciben. Cuanto menor es la ilu minación, mayor es la resistencia eléctrica de la fotorresistencia. De todo ello se deduce que una de las características técnicas más importantes de una LDR es aquella que establece la relación entre resistencia óhmica e iluminación, es decir, la curva característica resistencia-iluminación. En la figura 8.28 se muestra la curva característica resistencia-iluminación de una LDR. Como se puede comprobar al leer la citada curva, la resistencia eléctrica de una LDR es muy elevada en la oscuridad (2.500 í i a 50 lux), bajando a unos 25 Ü cuando sobre ella Incide una ilu minación de 9.000 lux.

185

ELECTRONICOS

8.28 Curva característica de la resistencia en función de la iluminación de una LDR.

tff L

La relación entre el valor de la resistencia y la iluminación puede ser expresada con cierta apro ximación por medio de la fórmula: R = AL° Siendo R el valor de la resistencia en ohmios, L la iluminación en lux, y A y a constantes. El valor de a depende del material utilizado y del proceso de fabricación. En general varía entre 0,7 y 0,9. Para finalizar, diremos que los fabricantes suministran tres curvas características resistencia-ilu minación (figura 8.28). La de trazo continuo corresponde a la denominada curva nominal, y representa el funciona miento de la fotorresistencia al comienzo de su vida. Las otras dos curvas, de trazo discontinuo, corresponden a la curva característica típica máxi ma y a la curva característica típica mínima, y muestran los límites típicos de producción.

Respuesta espectral de una LDR La radiación luminosa incidente sobre una LDR solamente produce efecto eléctrico dentro de una determinada banda de longitudes de onda. Esto quiere decir que no todas las longitudes de onda de la energía luminosa ejercen el mismo efecto en una LDR. Así, en el extremo rojo del espectro se encuentra una longitud de onda umbral, por encima de la cual no se produce efecto fotoeléctrico. La energía de los fotones de las radiaciones luminosas situadas más allá de esta longitud de onda es insuficiente para excitar los electrones y hacer que pasen de la banda de valencia a la de conducción. Para longitudes de onda por debajo del valor umbral, la respuesta aumenta al principio, ya que al aumentar la energía de los fotones se excitan cada vez más los electrones. Existe, sin embargo, una longitud de onda crítica, por debajo de la cual disminuye la respuesta. Todo lo expuesto queda reflejado en la curva de respuesta espectral que se muestra en la figu ra 8.29, y en la cual se puede ver la relación existente entre la resistencia eléctrica de una LDR y la longitud de onda de la energía luminosa incidente sobre ella. Obsérvese que la respuesta máxima de una LDR se obtiene con unas longitudes de onda de unos 6.000 Á. Como consecuencia de todo ello los fabricantes de fotorresistencias indican en sus catálogos el valor de estos componentes para una temperatura de color dada, la cual se establece en 2.700 K. Esta iluminación es aproximadamente el color dado por una lámpara de filamento de tungsteno bajo condiciones normales de funcionamiento y con una iluminación de 1.000 lux.


8.29 Curva de respuesta espectral de una LDR.

Dependencia de la temperatura de una LDR Dado que en la oscuridad el valor óhmico de una LDR no es infinito, cuando se aplica una diferencia de potencial a una fotorresistencia circula por ella una corriente eléctrica aunque no esté iluminada. Como consecuencia de la agitación térmica, a temperaturas, ligeramente por encima de 0 K al gunos electrones pasan de la banda de valencia a la de conducción. La resistencia en la oscuridad aumenta con la temperatura ambiente y puede disminuir enfriando el componente. A los niveles prácticos de iluminación, el coeficiente de temperatura es muy pequeño, por lo que puede ser despreciado.

Tiempo de recuperación de una LDR Cuando una LDR pasa de un cierto valor de Ilumi nación a la oscuridad total, el valor de su resisten cia eléctrica no aumenta inmediatamente, es de cir, que para alcanzar el valor de oscuridad debe transcurrir cierto tiempo. El tiempo o grado de recuperación de una LDR es una medida práctica del aumento del valor de la resistencia con el tiempo, y se expresa en kQ/s. Dado que esta magnitud varía según el nivel inicial de iluminación incidente sobre la fotorreslstencia, los fabricantes en ocasiones Indican en sus catálogos las curvas características de la re sistencia en función del tiempo de subida del va lor óhmico con la iluminación como parámetro, tal y como se aprecia en la figura 8.30. Veamos un ejemplo de utilización de dichas curvas. Supongamos que una fotorresistencia ilu minada con una lámpara Incandescente (2.700 K) que le proporciona 100 lux pasa a la oscuridad. En este caso se tiene que a 100 lux la resis tencia es de 1 kí2 y al pasar a la oscuridad se al canzan los 4 M i l El tiempo en alcanzarse los 4 MQ una vez apagada la lámpara, es de 5 s, por lo que el tiem po de recuperación es de: 4 M í2 - 1 kí2

itr 3

102

W'

1CP t (s) 101

8.30 Curvas características del tiempo de subida del valor óhmico de la resistencia, con la iluminación como parámetro.

= 8 0 0 kí"2/s

5 s 187


El tiempo de recuperación varia pues según el nivel previo de iluminación, ya que se parte de un va lor óhmico más o menos elevado y, por tanto, más o menos cercano al valor óhmico en la oscuridad. En los tipos corrientes de fotorresistencias, el tiempo de recuperación es mayor de 200 k íi/s (durante los primeros 20 segundos a partir de un nivel de iluminación de 1.000 lux). En sentido inverso, es decir, en el paso de la oscuridad a un cierto valor de Iluminación, la velo cidad del tiempo de recuperación es mucho mayor. Así, por ejemplo, al pasar de la oscuridad a un nivel de iluminación de 300 lux, se tarda menos de 10 ms en alcanzar un valor de resistencia que corresponde a un nivel de iluminación de 400 lux.

Tolerancias de una LDR Las curvas características resistencia-iluminación de las fotorresistencias se miden para dos valo res de iluminación: 1.000 lux y oscuridad total. Para 1.000 lux se especifican los valores máximo y mínimo de la resistencia. En oscuridad total se especifica sólo el valor mínimo de la resistencia, que se alcanza después de transcurrido cierto intervalo de tiempo. Dado que el valor de a no es absolutamente constante, sino que presenta cierta dispersión, la dispersión para un nivel de iluminación diferente a los 1.000 lux citados puede ser algo mayor que la correspondiente a 1.000 lux (figura 8.28).

Tensión admisible en una LDR La tensión admisible es aquella tensión de pico máxima que puede aplicarse a una LDR, supo niendo, lógicamente, que no se supere la potencia máxima de disipación. Si se supera el valor de tensión máxima admisible la fotorresistencia se destruye.

Potencia de disipación de una LDR La potencia disipada en una LDR es igual al producto de la tensión a ella aplicada por la corriente que por ella circula. Ahora bien, dado que la intensidad que circula por una LDR no sólo depende de la tensión aplicada, sino del valor óhmico que adquiera en cada instante según la iluminación que en ella incida, deberán tenerse presente todos estos parámetros para no superar la potencia máxima admisible por la LDR. Todo ello se comprueba en la figura 8.31, en donde se puede ver la curva característica de la intensidad de corriente en función de la tensión aplicada a una LDR con la iluminación como pará metro y con las curvas de potencia de disipación a 25 y 70 °C. Estas curvas se han realizado con una lámpara incandescente de 2.700 K. Así, trabajando a 25 °C, la potencia de disipación nominal de la LDR es de 400 mW, por lo que para no superar esta potencia máxima debe reducirse la tensión o la intensidad de corriente al au mentar la Iluminación. Es decir, con una iluminación de, por ejemplo, 100 lux no puede aplicársele a la fotorresistencia una tensión superior a unos 20 V, pues el valor óhmico alcanzado dejaría pasar demasiada corriente y, por lo tanto, se superarían los 400 mW de disipación máxima.

8.31 Curva característica de la intensidad de corriente en función de la tensión aplicada a una LDR. con la iluminación como parámetro y con una potencia máxima disipable de 400 mW a una temperatura ambiente de 25 °C y de 100 mW a 70 X.

188


Obsérvese asimismo en la figura 8.31 que al aumentar la temperatura ambiente la potencia de disipación baja a 100 mW, por lo que serán más estrechos los márgenes de tensión y corriente apli cables a la LDR. Los fabricantes de LDR indican en sus catálogos la potencia máxima de disipación de sus pro ductos a 25 y 70 °C, las cuales oscilan entre 70 mW y 2.5 W a 25 °C, y entre 20 mW y 700 mW a 70 °C, según modelo. Insistimos que, aunque se conozca el valor de potencia de disipación máxima, debe com pro barse si éste no se supera al quedar la fotorresistencia iluminada con el nivel máximo.

Ruido en una LDR El valor óhmico de una LDR no permanece constante debido a diferentes factores, por lo que en tre sus terminales se producen unas variaciones de tensión que dan origen a ruido. De todas formas, y com o las fotorresistencias generalmente sólo se utilizan para ciertos con troles en los que el ruido es un parámetro secundario, no suele tenerse en cuenta en el diseño de los circuitos.

Capacidad parásita de una LDR Por su especial forma constructiva las fotorresistencias presentan una capacidad parásita que limi ta su funcionamiento a bajas frecuencias. La capacidad parásita de las LDR es inferior a los 6 pF, cuando su respuesta de frecuencia está comprendida entre 10 y 100 Hz. Trabajando a 1 kHz y con una capacidad parásita de 6 pF la reactancia capacitiva de la LDR es de unos 26,5 Mí2. Si se le aplican frecuencias mayores, lógicamente la reactancia capacitiva disminuye y, por lo tanto, afecta al correcto funcionamiento de la LDR.

Comparación entre las diferentes LDR Para finalizar con el tema de las fotorresistencias, en la tabla 8.4 se comparan algunas de ellas, con indicación de sus características más importantes.

Tipo de fotorresistencia .. . P bS

C dS

Cd Se

10‘ 2

10"3

medio

medio

10 a 1.000

10 a 1.000

media a grande

media a grande

5 x 10"2 a 2

5 x 10"2 a 2

500

500

300

Superficie sensible (mm2)

1 a 500

1 a 500

1 a 500

Respuesta espectral (|im)

Visible. Máximo en el rojo (0.65)

Visible. Máximo en el rojo (0,7)

Infrarrojo. Máximo hacia 2,5

Umbral de sensibilidad (lux) Ruido de fondo Respuesta de frecuencia (Hz) Influencia de la temperatura Disipación máxima (W) Tensión máxima (V)

fuerte

grande

Tabla 8.4 Comparación de las características de algunas resistencias LDR.

189

Diodos rectificadores

INTRODUCCIÓN Con la denominación general de semiconductores se califican ciertos cuerpos simples (tales como el silicio, germanio, etc.) cuya estructura cristalina hace que no dispongan de electrones libres ca paces de establecer una corriente eléctrica; sin embargo, bajo determinadas condiciones, sus elec trones exteriores o de valencia pueden ser liberados y, como consecuencia, se convierten en cuer pos conductores. Para conseguir esto se recurre a diversos procedimientos, tales como el calor, la luz o, sin duda el más importante, introduciendo en la estructura cristalina del cuerpo ciertas sustancias de cons titución atómica determinada. Estas sustancias crean unas características especiales, las cuales lo transforman en un cuerpo más o menos conductor. Entre los cuerpos más utilizados en la fabricación de diodos semiconductores destacan el ger manio y el silicio.

El germanio El germanio es un cuerpo simple que ocupa el número 32 en la tabla periódica de los elementos, es decir, posee 32 protones en su núcleo atómico y 32 electrones que giran alrededor de dicho nú cleo, de los cuales cuatro son de valencia (cuatro electrones en la órbita exterior más alejada del núcleo). Para que un cuerpo mantenga su estabilidad molecular precisa de ocho electrones de valencia, por lo que parece que el germanio debería pertenecer al grupo de los cuerpos no estables; esto no es así, y el motivo de que el germanio sea un cuerpo estable con sólo cuatro electrones de valen cia se debe a que mantiene por sí solo la estabilidad a base de una reciprocidad mutua con cuatro electrones de los átomos vecinos, complementándose y consiguiendo así los ocho electrones ne cesarios para su estabilidad molecular. Véase en la figura 9.1, de forma gráfica, lo que se acaba de exponer.

9.1 Representación gráfica de la estructura atómica del germanio o del silicio. Cada átomo utiliza para su estabilidad cuatro electrones de los átomos adyacentes.

En realidad este fenómeno es bastante más complejo, pero el efecto en sí se comprende fácil mente observando dicha figura. Como consecuencia de ello, el germanio es un cuerpo completamente aislante, ya que no exis ten en su seno electrones libres capaces de establecer una corriente eléctrica.

191


El silicio Al principio sólo se utilizó germanio en la fabricación de semiconductores; sin embargo, durante la Segunda Guerra Mundial, se descubrió que existe otro cuerpo simple que posee, al igual que el germanio, cuatro electrones de valencia y, por lo tanto, es capaz de comportarse como él. Este cuerpo simple es el silicio, el cual ocupa el número 14 en la tabla periódica de los ele mentos, ya que posee un total de 14 protones y 14 electrones, de los que cuatro son de valen cia y, por lo tanto, también es susceptible de ser utilizado en la fabricación de todo tipo de se m iconductores. Entre las ventajas que presentan los semiconductores de silicio con respecto a los de germa nio, cabe destacar su correcto funcionamiento dentro de un amplio campo de temperaturas de tra bajo (funcionamiento sensiblemente normal dentro del Intervalo de temperaturas entre -1 8 °C y +100 °C). Com o consecuencia de ello, el silicio se emplea normalmente en la fabricación de diodos rectificadores para grandes intensidades de paso de corriente, siendo muy utilizados en fuen tes de alimentación para la rectificación de la corriente alterna de la red, mientras que los dio dos de germanio se utilizan en circuitos de pequeñas señales, com o las etapas detectoras de la señal de audio en receptores de radio, debido a una ventaja que ofrecen sobre ios de silicio, y es que precisan, com o más adelante se verá, de menor tensión directa para pasar al estado de conducción. Tanto el germanio com o el silicio, en estado puro, son cuerpos aislantes, por lo que parece un contrasentido que dentro del apartado de semiconductores se citen dos cuerpos que en realidad son aislantes. Sin embargo, lo que realmente se com porta com o un semiconductor no es el ger manio o el silicio en estado puro, sino unos cuerpos compuestos cuya base principal es el germa nio o el silicio, aunque se generaliza y se aplica el nombre de semiconductores a estos dos cuer pos aislantes.

Cristal N Supongamos una estructura cristalina, de germanio o de silicio, como la de la figura 9.1, en la que se sustituyen algunos de los átomos de germanio o de silicio por otros átomos extraños cuya va lencia sea 5, es decir, con cinco electrones en su órbita externa. Átom os de este tipo son el arsé nico, el antimonio y el fósforo. Esta operación recibe el nombre de dopado. En ese caso la estructura cristalina queda altera da, tal y como se indica en la figura 9.2, en la que se muestra cómo la estabilidad química del cris tal se modifica como consecuencia de la impureza introducida.

Electrón sobrante

9.2 Representación gráfica del dopado de un cristal de silicio con un átomo de antimonio. Al poseer el átomo de antimonio cinco electrones de valencia, en una de las uniones queda un electrón libre o carga negativa.

' i

- t e

"

V

'

l

' * -

Como la estabilidad química se produce cuando la suma de todos los electrones de valencia es ocho, y la impureza (a causa de la covalencia de sus electrones con los de los átom os adya centes) posee nueve electrones de valencia, se tiene un electrón sobrante, o carga negativa so brante.

192

DIODOS RECTIFICADORES

)--------

9.3 Al aplicar una diferencia de potencial eléctrico entre dos caras de un cristal tipo l\l. los electrones se desplazan hacia el polo positivo de la fuente de alimentación.

En la figura 9.3 se ha dibujado un cristal de silicio dopado con un átomo de arsénico, siendo su ficiente un solo átom o de arsénico en un conjunto de 100 millones de átomos de silicio. Si entre dos caras de este cristal se aplica una diferencia de potencial eléctrico, el electrón libre del átomo de arsénico es atraído por el polo positivo de la fuente de alimentación y repelido por el ne gativo, puesto que cargas eléctricas de signo opuesto se atraen y del mismo signo se repelen. En la figura 9.3 el electrón se desplaza hacia la derecha, indicándose el recorrido mediante fle chas. En su desplazamiento, el electrón puede pasar a formar parte de la capa de valencia de otro átomo de silicio, siendo uno de los electrones de valencia de este último átomo ei que prosigue el recorrido hacia el polo positivo de la fuente de alimentación. Durante el transcurso de este fenómeno, el átomo de arsénico captura un electrón de uno de los átomos adyacentes por su lado izquierdo que, además, es repelido por el polo negativo de la fuen te de alimentación, provocando que en dicho átomo sólo se tengan siete electrones de valencia y, por lo tanto, haciendo que capture a su vez otro electrón. En resumen, entre el polo negativo y el positivo de la fuente de alimentación se establece, a tra vés del cristal, una pequeña corriente, por lo que el cristal recibe por ello el nombre de semicon ductor tipo N, ya que son cargas negativas las que provocan la circulación de corriente. A los átom os con cinco electrones de valencia se les denomina átom os donadores.

Cristal P En contraposición a los cristales semiconductores tipo N se encuentran los semiconductores tipo P, cuya conductividad se explica por los portadores de carga positiva o huecos.

Falta un electrón (hueco)

9.4 Representación gráfica de la unión de átomos de silicio con uno de indio. Al poseer el indio tres electrones de valencia, en la unión queda un hueco o laguna por rellenar (pequeño círculo blanco en la figura).

En la figura 9.4 se ha representado un cristal de germanlo o de silicio dopado con una impure za, tal com o el aluminio, el indio o el galio, que poseen tres electrones de valencia. A estos átom os se les conoce con el nombre de átomos aceptadores o simplemente acepta dores, debido a que aportando sólo tres electrones de valencia y compartiendo otros cuatro de los átomos vecinos, en su órbita externa o de valencia falta un electrón para que se establezca la es tabilidad química.

193


9.5 Al aplicar una diferencia de potencial eléctrico entre dos caras de un cristal tipo P, los huecos se desplazan hacia el polo negativo de la fuente de alimentación.

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i {0 1 \ # H

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En las figuras 9.4 y 9.5 se ha representado con un pequeño círculo blanco el lugar donde falta un electrón, lugar que se conoce con el nombre de laguna o hueco. El hueco no permanece mucho tiempo en el mismo lugar, debido a que un electrón de las In mediaciones pronto lo ocupa. Esto, que a primera vista parece sorprendente ya que todos los electrones están ligados a sus átomos y, por lo tanto, no hay electrones libres, es debido a los movimientos térmicos de los átomos. En realidad los átomos oscilan alrededor de su posición, lo cual produce choques entre ellos, por lo que algunos electrones son extraídos de sus órbitas y pasan fácilmente a ocupar huecos, apare ciendo nuevos huecos en las órbitas donde se localizaban primitivamente dichos electrones. Tam bién estos huecos quedan pronto ocupados por otros electrones, por lo que puede afirmarse que los huecos «viajan» por todo el cristal. Si se aplica una tensión eléctrica entre dos caras opuestas de este cristal, tal y com o se indica en la figura 9.5, los electrones «buscadores de huecos» son atraídos por el polo positivo, pero los huecos se desplazan hacia el polo negativo de la fuente de tensión. Cuando los electrones llegan al extremo derecho del cristal (figura 9.5) y lo abandonan, surgen nuevos huecos que se mueven hacia la izquierda.

Diodo de unión En la figura 9.6 se ha representado un cristal de silicio cuya cara izquierda es un semiconductor tipo P y la cara derecha un semiconductor tipo N. Hemos elegido el silicio com o elemento semicon ductor por ser el más utilizado en la tecnología actual, pero para nuestro ejemplo sería igualmente válido el germanio.

9.6 Unión de dos cristales P y N para la formación de un diodo.

La pieza de silicio descrita no es la composición de otras dos, sino que constituye un único cris tal que durante su fabricación, y mediante procedimientos especiales, ha sido dopado en una de sus dos mitades con átomos de impurezas aceptadoras, y con donadoras en la otra. A un cristal dopado de esta forma se le llama unión PN. A efectos de una mayor simplicidad en la figura, se han representado los huecos en gris claro y los electrones en negro. Entre las dos clases de silicio aparece una zona (Z) que contiene muy pocos portadores de car ga, y que se ha representado mediante una superficie gris oscuro.

194


Ésta aparece debido a que en la frontera de las zonas P y N los huecos del silicio P son ocupa dos por los electrones libres del silicio N, por lo que no existen en dicha zona portadores de carga. La zona Z posee, pues, una elevada resistencia específica y, por lo tanto, es aislante al paso de la corriente eléctrica.

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9.7 Al aplicar una diferencia de potencial eléctrico a una unión PN, con el positivo conectado al cristal N y el negativo al cristal P. la zona Z se amplía y el diodo actúa como un aislante.

En la figura 9.7 se ha dibujado una unión PN a la que se ha aplicado una tensión eléctrica entre sus caras opuestas, de forma que el polo negativo queda aplicado al cristal de silicio P y el polo p o sitivo al cristal de silicio N. Con esta disposición los huecos se concentran hacia el polo negativo y los electrones libres ha cia el polo positivo. El resultado de esto es la ampliación de la zona Z, ya que aún queda más em pobrecida de portadores de carga. Al aplicar una tensión eléctrica de la forma expuesta a una unión PN, la resistencia de la unión aumenta todavía más. La corriente que circula de una a otra parte del cristal es, por tanto, muy pe queña, del orden de algunos microamperios. En la figura 9.8 se ha conectado la misma fuente de tensión eléctrica, pero esta vez con la po laridad invertida (positivo al cristal P y negativo al cristal N).

te te te te te te te te te te te te te te te te te te te te te te te te te te te • te te te te

9.8 Al aplicar una diferencia de potencial eléctrico a una unión PN. con el positivo conectado al cristal P y el negativo al cristal N, la zona Z se estrecha y el diodo se hace conductor.

En esta circunstancia los huecos de silicio tipo P son repelidos hacia la zona Z por el polo posi tivo de la batería, y los electrones libres del silicio tipo N son igualmente repelidos hacia la zona Z por el polo negativo de la batería. La zona de resistencia resulta así muy estrecha y la resistencia de la unión PN se reduce considerablemente, con lo que la intensidad de corriente que circula por el cristal será elevada. El sentido del flujo de electrones de N a P se designa por sentido de paso, mientras que el sen tido opuesto de P a N se le denomina sentido de bloqueo. Es de destacar que en el sentido de bloqueo la corriente no es totalmente nula, es decir, siem pre existe una pequeña corriente de fuga que recibe el nombre de corriente inversa del diodo y que se designa con el subíndice R (del inglés reverse). La intensidad de corriente en sentido directo se identifica con el subíndice F (del Inglés forward). El diodo semiconductor formado por un cristal dopado positivamente en una cara y negativa mente en la otra, recibe el nombre de diodo de unión o de juntura, puesto que puede compararse a la unión de dos cristales de silicio, uno P y otro N, aunque sea un único cristal dopado de forma diferente en sus dos mitades.

195


Diodo de punta de contacto Existe otro tipo de diodo semiconductor, denominado de punta de contacto (figura 9.9). Las propiedades de estos diodos son las mismas que las de los de unión o juntura, con la dife rencia de su forma constructiva, consistente en un cristal tipo N sobre el que se aplica una punta muy fina en forma de muelle rodeada de cristal tipo P, el cual está en contacto con el cristal N o vi ceversa.

9.9 Dibujo esquematizado de la constitución de un diodo de punta de contacto. 1) Punta de contacto en forma de muelle. 2) Cristal tipo P. 3) Cristal tipo N. 4) Base metálica.

Cápsulas para diodos semiconductores La unión PN que forma todo diodo semiconductor se introduce en una cápsula herméticamente cerrada que la protege del medio ambiente y facilita su manipulación, saliendo al exterior sólo los ter minales de conexión. Existe una gran cantidad de variedades de cápsulas según la potencia a la que debe trabajar el diodo. En la figura 9.10 se muestran algunas de las más usuales, con sus dimensiones y denomi naciones.

00-7

2 máx

DO-14

2 máx

0 0.52 máx

1

h 1

2 máx

2 máx

0,56 máx

i

=1

1

_ 7,6 máx

25,4 min

00-35

DO-15 (SOD-40)

0,56 máx

a

k i

25,4 mtn

7.6

4 máx

3.4 máx

1,05 máx

0.56 máx

196

25,4 mín

S0D-18

S0D-17

9.10 Distintas cápsulas de diodos semiconductores, con indicación de sus dimensiones.

4,25 máx

I —

— —11— ~~n~

25.4 min

6,35 máx

( ©

)

j 25,4 min 2.0 máx

4 máx


9.10 Distintas cápsulas de diodos semiconductores, con indicación de sus dimensiones. (Continuación)

SOD-28

SOD-22 2 máx

2 máx 5 máx

0,80 mi>r

(EZ)

i * r

T~

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ca £ «OI

10.5 máx

§' ~ «íi 28 mln

5,57 máx

4

28 mln

SOD-51

SOD-34 (2) 15 mín

11,5 máx

,

10

15 mln

4,5 máx

2 máx

2 máx

1,05 máx

0.56 máx

n>

i *L

2.8 mín

¡

S máx

2,8 mín

18

Lógicamente las cápsulas para diodos que han de trabajar con elevadas potencias son más grandes, puesto que han de disipar más calor.

Ánodo y cátodo de un diodo rectificador Recibe el nombre de ánodo el cristal P, y cátodo el N. Al utilizar un diodo semiconductor es muy importante la correcta conexión del ánodo y del cá todo, ya que de ella depende la polaridad de la señal rectificada a su salida. Téngase presente que un diodo semiconductor deja pasar la corriente en un sentido y la bloquea en el otro. El sentido de paso es de ánodo a cátodo. Efectivamente, cuando se le aplica un potencial positivo al ánodo (cristal P) y negativo al cátodo (cristal N), el diodo deja pasar la corriente eléctrica, mientras que si se aplica un potencial negativo al ánodo (cristal P) y positivo al cátodo (cristal N) el diodo bloquea el paso de la corriente alterna. En la figura 9.11 se muestra el símbolo con el que se representa a los diodos semiconductores, con indicación del sentido de paso (a) y de bloqueo (b). Conviene siempre recordar que el triángu lo representa el cristal P (ánodo) y el trazo lleno al cristal N (cátodo).

a

k

a

k

-«a-----a)

b)

9.11 Símbolo de un diodo semiconductor, a) Aplicando un potencial positivo al ánodo (a) con respecto al cátodo (k) ei diodo se hace conductor, b) Aplicando un potencial negativo al ánodo (a) con respecto al cátodo (k) el diodo queda bloqueado.

Debe tenerse presente, ya que ello es motivo de confusiones, que al polarizar en sentido direc to a un diodo, es decir, con el positivo aplicado al ánodo, el diodo pasa a ser conductor y, por lo tanto, el potencial positivo aparece en el cátodo, tal y como se deduce de la figura 9.12a. En el esquema de la figura 9.12a aparece el positivo en el terminal de la resistencia conectado al cátodo, ya que el diodo puede considerarse en este caso como un interruptor cerrado. Cuando el diodo queda polarizado en sentido Inverso (figura 9.125), éste queda bloqueado, ac tuando com o un Interruptor abierto, es decir, como una resistencia infinita, por lo que toda la ten-

197


9.12 a) Cuando el diodo está polarizado en sentido directo toda la tensión de entrada aparece en la resistencia de carga, con el positivo en el lado del cátodo, b) Cuando el diodo está polarizado en sentido inverso, toda la tensión de entrada aparece en éste, con el negativo en el ánodo.

+

sión aparece en la unión PN con negativo en ánodo y positivo en cátodo y, como consecuencia, en la resistencia no aparece tensión alguna. De todo ello se deduce que los diodos sem iconductores han de llevar alguna indicación en la cápsula que permita al profesional distinguir el ánodo del cátodo. Esta indicación se realiza imprim iendo en el cuerpo de la cápsula el símbolo del diodo en el sentido correcto, mediante un pequeño aro de color o una forma redondeada de la cápsula en el lado correspondiente al cá todo, tal y com o sucede con los tipos de cápsula D O -14 y SOD-18 que se muestran en la figu ra 9.10. En radio y televisión los tipos de cápsulas más utilizadas son las correspondientes a los diodos de pequeña potencia, en los cuales se identifica al cátodo mediante un aro de color (figura 9.13).

9.13 Identificación del cátodo en un diodo rectificador, mediante un aro impreso sobre la cápsula en el lado correspondiente al cátodo.

Puentes rectificadores Los tipos de cápsulas expuestas en las líneas anteriores corresponden a unidades rectificadoras, es decir, que en su interior sólo existe una unión PN. Estos diodos sirven para formar circuitos rec tificadores de media onda o de onda completa, utilizando dos o cuatro elementos adecuadamente conectados.

9.14 Montaje en puente de cuatro diodos rectificadores.

Se fabrican cápsulas en las que se disponen cuatro diodos rectificadores conectados en puente (figura 9.14), lo que permite el diseño de un rectificador de onda com pleta en una sola cápsula. En la figura 9.15 puede verse una de estas cápsulas. En ellas se imprime las polaridades que corresponden a cada terminal, de forma que no exista posibilidad alguna de error en su conexión. Así, las patitas con el signo ~ son a las que se debe aplicar la corriente alterna a rectificar, mientras

198


9.15 Cápsula de puente rectificador de silicio.

que la tensión continua positiva aparece en la patita marcada con el signo + y la negativa en la pa tita marcada con el signo

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS DIODOS SEMICONDUCTORES En la actualidad se fabrican diodos semiconductores que cubren toda la gama de necesidades té c nicas de los aparatos y equipos electrónicos. Para elegir correctamente el diodo rectificador más adecuado a un circuito deben conocerse sus características técnicas, las cuales varían de uno a otro diodo y dependen de las magnitudes de la señal alterna que deben rectificar. Los fabricantes clasifican sus diodos en dos grandes grupos: diodos para pequeña señal y dio dos rectificadores. Esta clasificación es muy importante para una primera elección del diodo, como se verá más adelante. Pero no sólo es importante elegir el diodo de acuerdo con esta clasificación, además deben te nerse presente una serie de características técnicas que son proporcionadas por los fabricantes en sus catálogos mediante datos numéricos y curvas características. Antes de entrar en el estudio de los parámetros de un diodo, conviene estudiar el código de símbolos literales utilizado internacionalmente para distinguir un parámetro de otro.

Símbolos literales para diodos semiconductores Los símbolos literales utilizados para distinguir los diferentes parámetros de un diodo sem iconduc tor están formados por letras y subíndices, según la publicación 148 de la IEC. Las magnitudes eléctricas principales son la intensidad, la tensión y la potencia. Cuando se trata de valores instantáneos se representan con letras minúsculas: i = Intensidad de corriente instantánea, v = Tensión instantánea, p = Potencia instantánea. Cuando se hace referencia a valores de corriente continua, medios, eficaces y máximos, éstos se indican con una letra mayúscula y un subíndice, el cual procede de una abreviatura inglesa y que por lo tanto es preciso aprender de memoria para evitar errores. Dichos subíndices son los siguientes: (AV), (av) = Valor medio (average valué) F, f = Sentido directo (forward) M, m = Valor máximo (máximum valué) R, r = Sentido inverso (reverse) (RMS), (rms) = valor eficaz (root-meam-square valué) El subíndice puede estar formado por más de una indicación. Así, por ejemplo, / F(AV) indica el valor medio de la intensidad de corriente en el sentido de paso. Ahora bien, en toda corriente alterna se dan una serie de fenómenos, repetitivos o no, tales como impulsos transitorios de tensión y corriente, que en muchas ocasiones han de ser tenidos en cuenta ya que pueden perjudicar al diodo.

199


fl. 16 Tensiones inversas que se dan en una corriente alterna.

• m i /u

1 n / _ N 2

V ftN

11/

271/

O) t

En la figura 9.16 se ha dibujado una onda senoidal, en la que se han señalado valores de ten sión que Influyen sobre el funcionamiento de un diodo. Dichas tensiones son: ^nrms = Tensión nominal eficaz. f/RWM = Tensión de punta límite. \/RN = Tensión nominal inversa. '/rsm = Máxima tensión inversa de pico admisible. La curva 7 de la figura 9.16 corresponde a la tensión nominal eficaz de la fuente de alimenta ción recomendada por el fabricante del diodo; la curva 2 corresponde al límite de la tensión de pico transitoria (l/RSM); y la curva 3, a la típica forma de onda de tensión repetitiva transitoria.

Curva característica de un diodo semiconductor En la figura 9.17 se ha dibujado la curva característica de un diodo semiconductor. Obsérvese que en sentido directo, para tensiones directas (VF) por encima de unos 0,5 a 0,7 V, la resistencia del diodo es pequeña y, por lo tanto, la corriente en sentido directo ( Í F) es elevada.

9.17 Curva característica de un diodo semiconductor de silicio.

Cuando el diodo se opone al paso de la corriente eléctrica, es decir, cuando está polarizado en sentido inverso, su resistencia es elevada y por él circula una pequeñísima comente de fuga ( / R), aunque la tensión inversa aplicada (t/R) sea elevada.

200


Sobrepasado un cierto valor de l/R, que en el caso de la figura 9.17 hemos establecido en 70 V, el diodo pasa a ser conductor y, como consecuencia de la enorme energía que se genera en él, se destruye. Como consecuencia de todo ello, la curva característica del diodo semiconductor tiene una forma semejante a la representada en la figura 9.17, en la que la característica inversa de la corriente viene expresada en pA y no en mA como ocurre con la característica directa, y que la escala de tensión directa está dividida en décimas de voltio mientras que la de tensión inversa lo está en decavoltios. Examinando el gráfico se pueden observar las siguientes características: •

•

La curva tiene forma exponencial en las proximidades del cero y se acerca rápidamente al valor máximo admisible a medida que aumenta la tensión directa; es decir, la resistencia pro pia del diodo que se opone al paso de la corriente directa es de muy bajo valor y disminuye rápidamente al aumentar la tensión. La corriente inversa aumenta muy lentamente, aun en el caso de tensiones algo elevadas. Nótese que la resistencia disminuye ante tensiones inversas muy elevadas, pudiendo llegar a resultar nula e incluso negativa. Este caso no puede considerarse, pues el recalentamiento producido por la resistencia del diodo al paso de la corriente inversa puede llegar a destruir lo. La tensión inversa correspondiente al codo de la curva característica inversa, sobrepasa da la cual el diodo pasa a conducir en sentido inverso, recibe la denominación de tensión de Zener, y es una cualidad que se aprovecha en un cierto tipo de diodos (diodos Zener).

La temperatura alcanzada en la unión de los cristales PN, com o consecuencia del paso de la co rriente, influye sobre el comportamiento de éste, tanto en sentido directo como inverso, provocando un aumento del paso de corriente. Este fenómeno apenas si tiene importancia en sentido directo, pero sí que es apreciable en sentido inverso. Así pues, cuanto mayor sea la temperatura en la unión mayor será el paso de corriente en sen tido inverso, razón por la cual en ciertas ocasiones es preciso dotar ai diodo de aletas disipadoras de calor. Los fabricantes de diodos suelen indicar en sus catálogos las curvas características directa e in versa por separado, tal y com o se estudia a continuación en un diodo para pequeña señal y en un diodo rectificador.

9.18 Curvas características de la intensidad de corriente en función de la tensión, en un diodo para pequeña señal polarizado en sentido directo.

201


La figura 9.18 corresponde a la curva característica I F = f(V,) del diodo para pequeña señal de germanio AA 119. Como se puede comprobar este diodo no puede rectificar tensiones elevadas, por lo que su uso queda limitado a la rectificación de pequeñas señales, tales com o la portadora modulada en amplitud o en frecuencia de un receptor de radio, es decir, se trata de un diodo especialmente d i señado para etapas detectoras. Las curvas en línea continua corresponden a los valores típicos de este diodo, a temperaturas ambiente de 25 y 60 °C. Obsérvese que a 60 °C la intensidad de corriente en sentido directo es algo más elevada. Las curvas a trazos corresponden a los valores máximos garantizados por el fabricante, por lo que por encima de dichos valores el diodo no puede ser considerado como bueno. El diodo pasa a conducir en sentido directo cuando el potencial que se le aplica supera el p o tencial que se genera en la zona aislante de la unión; en el caso del diodo AA119 éste comienza a conducir en sentido directo cuando la tensión directa aplicada supera los 0,3 V a 25 °C, lo cual quiere decir que tensiones directas por debajo de dicho valor no son rectificadas.

9.19 Curvas características de la intensidad de corriente en función de la tensión, en un diodo para pequeña señal polarizado en sentido inverso.

En la figura 9.19 se han dibujado las curvas características del mismo diodo en sentido Inverso. En este caso, tal como se ha dicho en líneas anteriores, sí que la temperatura Influye conside rablemente sobre la Intensidad de corriente inversa. Con elevadas tensiones inversas, del orden de 40 V, la intensidad de corriente en sentido inver so es muy pequeña, no alcanzándose los 100 a 25 °C. Como información complementaria a estas curvas diremos que los limites de este diodo son los siguientes: Tensión inversa máxima (14=): 30 V. Tensión inversa de pico repetitivo máxima (t/RRM): 45 V. Intensidad de corriente máxima en sentido directo (JF): 35 mA. Intensidad de corriente de pico repetitivo máxima en sentido directo ( / FRM): 100 mA. Temperatura ambiente máxima (7"amMu,): 60 °C. La fig u ra 9.20 c o rre s p o n d e a las c u rv a s c a ra c te rís tic a s I F = f(VF) d e un d io d o re c tific a d o r d e s i licio, c o n c re ta m e n te las c o rre s p o n d ie n te s al m o d e lo BY 126 d e P h ilip s .

En este diodo se ponen en juego intensidades de corriente mucho más elevadas, del orden de los 10 A con tensiones directas de poco más de 1 V.

202


9.20 Curvas características l f = f( VF) de un diodo rectificador de silicio.

Al igual que en el caso anterior es preciso aplicar un mínimo de tensión directa para que el dio do se haga conductor en sentido de paso. La curva característica de la figura 9.21 corresponde al mismo diodo pero en sentido inverso. Con tensiones próximas a los 500 V en sentido inverso, la corriente de fuga inversa ( JR) apenas si supera los 40 Â, con una temperatura de unión (7¡) de 140 °C.

9.21 Curva característica I R= f(VR) de un diodo rectificador de silicio.

Del estudio de estas curvas características se desprende que éste no es un diodo utilizable en etapas detectoras, siendo sin embargo idóneo para el rectificado de la corriente alterna de la red. Los valores máximos de tensiones, corrientes y temperaturas que puede soportar este diodo son, según el fabricante, los siguientes: Tensión de punta inversa límite (t/RWM); 450 vTensión inversa de punta periódica máxima admisible (VRRM): 650 V. intensidad de corriente máxima en sentido directo ( I F(AV)): 1 A. Intensidad de corriente de choque máxima admisible ( JFSM)): 40 A. Temperatura máxima en la unión (T¡): 150 °C.

203


Para finalizar con el estudio de estas características, en la figura 9.22 se ha dibujado la curva «intensidad inversa-temperatura de la unión» del diodo de silicio BY 126. En dicha curva, se observa cómo al aumentar la temperatura de la unión (7¡) aumenta en forma logarítmica la intensidad de corriente de fuga inversa JR.

100 h (nA)

10

1

9.22 Curva característica I R= f(T¡) de un diodo rectificador de silicio.

Así, a 70 °C la corriente inversa es de tan sólo 1 jaA, pero al doblarse la temperatura de la unión, es decir, al alcanzarse los 140 °C en la unión, la Intensidad de corriente inversa supera los 40 juA, por lo que resulta cuarenta veces mayor que a 70 °C.

Diodos de silicio de recuperación rápida Cuando se desea rectificar una corriente alterna de RF, es preciso recurrir a un tipo especial de dio dos rectificadores cuya peculiaridad principal está en la conmutación rápida del estado de con ducción al de bloqueo, ya que los diodos rectificadores de uso común tardan un cierto tiempo en pasar de un estado a otro y, por lo tanto, no es posible efectuar adecuadamente la rectificación.

o 9.23 Disposición de un diodo semiconductor y una resistencia en serie con él, para obtener en la pantalla de un osciloscopio la imagen de la tensión rectificada.

H

R

al osciloscopio

o-

Así, supongamos un circuito como el de la figura 9.23, compuesto por un diodo de silicio en se rle con una resistencia de carga R. A los bornes de entrada del circuito se le aplica una onda cua drada cuya frecuencia es de 50 Hz (figura 9.24). Si en esta circunstancia se aplica la tensión presente en la resistencia a la entrada vertical de un osciloscopio, en la pantalla de éste aparece una onda com o la que se muestra en la figura 9.25, compuesta por los semiciclos positivos de la tensión de entrada (de amplitud V) y los semiciclos ne gativos, de amplitud I nR (siendo I R la corriente de fuga que deja pasar el diodo mientras está po larizado en sentido inverso).

204


1

1 1 9.24

Tensión en forma de onda cuadrada aplicada a la entrada del circuito de la figura 9.23.

r V

9.25

L

Tensión rectificada que aparece a lasalida del circuito de la figura 9.23.

En resumen, se puede afirmar que la corriente ha sido rectificada, puesto que el valor de Ip fí de los semiciclos negativos es muy Inferior al valor de V de los semiciclos positivos, hasta tal pun to que la tensión I^R puede considerarse prácticamente nula. Supongamos ahora que la frecuencia de la señal aplicada a la entrada del circuito de la figura 9.23 sea del orden de unos kilohercios. En esta circunstancia la señal a la salida del rectificador, es decir, en la resistencia de carga R, ya no será la representada en la figura 9.25, sino que tomará la forma dibujada en la figura 9.26. en la que se puede apreciar cóm o los semiciclos positivos permanecen igual, mientras que los nega tivos presentan unos picos de corriente I R0 en el m omento de la conmutación, que posteriormen te van atenuándose hasta alcanzar el valor de la corriente de saturación inversa I fí.

9.26 Corriente rectificada a la salida del circuito de la figura 9.23, cuando la frecuencia de la tensión aplicada a su entrada es muy elevada.

El fenómeno descrito recibe el nombre de fenómeno de recuperación inversa, y consiste en que, en el mom ento de ser polarizado el diodo en sentido inverso, éste no queda bloqueado ins tantáneamente. sino que permite el paso de la corriente com o si estuviese polarizado en sentido directo, necesitando un cierto tiem po para alcanzar su estado de bloqueo. La rectificación no es perfecta. Con el fin de estudiar más a fondo este fenómeno, hemos representado en la figura 9.27, a ma yor escala, uno de los semiciclos negativos de la corriente a través de la resistencia R. En ella se aprecia que la intensidad de corriente inversa ( / R0) permanece constante durante un tiempo f , , co menzando después a disminuir de forma progresiva. El tiempo t? es el tiempo adicional necesario para que la corriente inversa / R0 alcance un valor tolerable, y lo hemos fijado arbitrariamente en 0,1 JRO,

2 05


9.27 Semiciclo negativo de la corriente rectificada, cuando la tensión aplicada a la entrada del circuito de la figura 9.23 es muy elevada. t„ = t, + 12 es el tiempo de recuperación inversa del diodo.

La suma aritmética de los tiempos f, y t2 recibe el nombre de tiempo de recuperación inversa de un diodo (f„) que, com o se ha dicho, es el tiempo transcurrido desde el instante de la conm uta ción hasta el m omento en que la corriente inversa alcanza el valor de 0,1 JR0. Este fenómeno de recuperación inversa limita la frecuencia de utilización del diodo, ya que si la frecuencia aumenta de forma que el semiperíodo se hace comparable con el tiempo de recupera ción, el diodo deja de comportarse como rectificador y deja pasar la corriente en los dos sentidos. El caso límite se produce cuando el tiempo del semiperíodo negativo es igual al tiempo f, de re cuperación. Aparte de todo lo expuesto, durante el tiempo t> el diodo recibe un sobrecalentamiento adicio nal debido al paso de corriente en sentido inverso, que es tanto mayor cuanto mayor sea la fre cuencia, pudiéndose llegar a su destrucción. De lo dicho se deduce que, cuando deba trabajarse con frecuencias elevadas, se necesita que el tiempo de recuperación en inversa sea lo suficientemente pequeño para que los efectos citados sean despreciables. Los diodos rectificadores pueden clasificarse, según el tiempo de recuperación inversa, en los tres grupos siguientes: • • •

Diodos normales: t„ = 50 ns. Diodos rápidos: frr = 1 a 6 ns. Diodos ultrarrápidos: t „ = 1 a 2 ns.

Sin embargo, diremos que para la rectificación de la corriente alterna de la red son suficientes los diodos rectificadores de silicio del tipo estándar (muy lentos), cuyos tiempos de recuperación son del orden de los 10 ps, mientras que para frecuencias del orden de los 100 kHz son necesa rios diodos rectificadores con un tiempo de recuperación de unos 5 ns. Veamos ahora a qué se debe la existencia del tiempo de recuperación inversa. Cuando un dio do está polarizado en sentido directo existe una cierta cantidad de portadores minoritarios (impu rezas) que atraviesan la unión PN. Una vez eliminada la polarización directa, estos portadores ne cesitan un tiempo determinado para recombinarse, es decir, que la capacidad que tienen los portadores minoritarios de fluir no cesa instantáneamente al eliminar la polarización directa, sino que dura un cierto tiempo. Esto significa que el diodo alcanza su estado de alta resistencia en sen tido inverso al paso de corriente, cuando los portadores minoritarios se han recombinado. SI se aplica una polarización inversa, el fenómeno anterior se acelera. SI el tiempo de crecimiento de la tensión inversa es muy corto, com o sucede con la onda cua drada de la figura 9.24, o con una frecuencia de valor muy elevado, los portadores minoritarios que aún no se hayan recombinado son atraídos por la tensión inversa en forma de un pico de corrien te de valor: , I fíR VR if í 0 ~ ~ R ~ R

206


Donde Ip fí = Vp es la tensión inversa de polarización aplicada al diodo y R es la resistencia exter na de carga conectada al diodo. Todo lo expuesto sucede durante el tiempo í, de la figura 9.27. Una vez que la cantidad de portadores minoritarios no recombinados sea incapaz de suminis trar la corriente / R0 pedida por la carga, la corriente inversa dada por el diodo comienza a dism i nuir de valor hasta alcanzar el valor I R de la corriente de saturación inversa (final del tiempo t2 de la figura 9.27). Si aumenta la corriente J|; que circula por el diodo cuando está polarizado en sentido directo, aumenta el número de portadores minoritarios que atraviesan la unión y, por lo tanto, aumenta el tiempo necesario para recombinar dichos portadores. Asi, en la figura 9.28 se ha dibujado la curva característica del tiempo de recuperación en in versa. en función de la corriente directa del diodo BAV10 de P hilips , en la que se observa cómo con una intensidad de corriente directa ¿V de 250 mA el tiempo de recuperación en inversa es de, aproxi madamente, 2,9 ns, mientras que si la corriente directa aumenta a 600 mA el tiempo de recuperación en inversa sube a 5.8 ns. Esta curva se ha trazado para un diodo que trabaja con una resistencia de carga de 100 í l. una intensidad de corriente inversa máxima ( / RM) de 400 mA y una tem peratu ra de unión (7¡) de 25 °C. En la figura 9.29 se ha dibujado la curva característica de la tensión directa (\ZF) en función del tiempo de recuperación en inversa (?„.), para varias intensidades directas (/F). Se observa cómo, a igualdad de intensidad de corriente directa, los tiempos de recuperación son más altos cuanto me nor es la tensión directa aplicada al diodo. Estas curvas corresponden a temperaturas de la unión (T) de 25 °C.

9.28 Curva característica del tiempo de recuperación en inversa, en función de la intensidad de corriente en sentido de paso.

9.29 Curva característica de la tensión directa en función del tiempo de recuperación en inversa,

Es tiempo de destacar que. análogamente, si aumenta el pico de corriente inversa dado por el diodo en el mom ento de la conm utación ( JRM), los portadores m inoritarios se recombinan con más rapidez y, com o consecuencia, disminuye el tiem po de recuperación inversa. Esto último se muestra en la figura 9.30, donde se ha dibujado la curva característica de la intensidad de c o rriente máxima en sentido inverso en función del tiem po de recuperación en inversa, para diver sos valores de intensidad de corriente en sentido directo, con una carga de 100 Í2 y a 25 °C de temperatura de unión.

207


Así, por ejemplo, si por el diodo circula una intensidad directa de 400 mA y se produce una in tensidad en sentido Inverso (al conmutar) de 300 mA, el tiempo de recuperación en Inversa es de 5 ns, mientras que si I m es de 200 mA el tiempo de recuperación en Inversa sube a 6 ns. De todo lo expuesto se deduce que el tiempo de recuperación en sentido inverso t„ es directa mente proporcional a la corriente directa I F e Inversamente proporcional a la corriente inversa / R0. El tiempo de recuperación inversa de un diodo depende por tanto del circuito, puesto que I F e JR0 dependen de él. Finalmente diremos que tiempos largos de recuperación en Inversa traen como consecuencia un aumento de la temperatura de la unión y viceversa, puesto que durante el tiempo en que el dio do debería estar bloqueado circula una corriente Inversa I R0 que generará calor en la unión. Por este motivo los fabricantes de diodos suministran también, para aquellos diodos de aplicación en etapas de RF, la curva característica del tiempo de recuperación Inversa en función de la tem peratura de unión (figura 9.31). En ella se puede observar que con una tem peratura de unión (7¡) de 40 °C, y unas Intensidades I F e JRM de 400 mA, el tiempo de recuperación en Inversa es de unos 4,5 ns, aumentando a 5,75 ns cuando la temperatura de la unión alcanza los 100 °C.

i

i i— r r

valores típicos fl, = 100Q medido al 10% de I m

= 25° C

Rl = 100 O. I r = 400 mA JRM= 400 mA medido al 10% de I m

9.30 Curva característica de la intensidad de corriente inversa máxima, en función del tiempo de recuperación en inversa, para diferentes intensidades directas.

9.31 Curva característica del tiempo de recuperación en inversa en función de la temperatura de la unión.

Para disminuir el tiempo de recuperación de un diodo debe aumentarse la razón de recombina ción de los portadores minoritarios para que estos portadores desaparezcan. Esto se logra dismi nuyendo la vida media de los portadores minoritarios. Uno de los m étodos empleados consiste en disminuir la resistividad del silicio de partida. En efecto, si se tiene una unión PN lograda difundiendo una zona P en un cristal de silicio tipo N, los portadores minoritarios estarán constituidos en su mayor parte por huecos que han pasado de la zona P a la zona N. Al disminuir la resistividad del silicio N de partida se produce un aumento de la concentración en dicha zona, y esto hace que los portadores minoritarios que lleguen a ella se recombinen con más facilidad. El sistema descrito tiene, sin embargo, el Inconveniente de presentar tensiones de ruptura pequeñas. Un segundo método, más apropiado para disminuir la vida media de los portadores sin perjudi car la tensión de ruptura, consiste en introducir en el silicio trampas o centros de recombinación de

208


los portadores; esto se consigue introduciendo niveles intermedios dentro de la zona prohibida (de unión) del silicio. Estos niveles intermedios se obtienen produciendo dislocaciones en la red crista lina del silicio, mediante un enfriamiento rápido después de la difusión. Presenta, sin embargo, el in conveniente de ser un proceso de difícil control y reproducción. El tercer método, que es el más usual, consiste en introducir en el silicio impurezas que pro duzcan directamente estos niveles de energía Intermedios dentro de la zona prohibida. Como im pureza se utiliza el oro, ya que presenta un nivel aceptador de 0,54 eV debajo de ¡a banda de con ducción y un nivel donador de 0,35 eV por encima de la banda de valencia. Teniendo en cuenta que la banda prohibida del silicio tiene un ancho de 1,16 eV, la Introducción de las impurezas de oro su pone la existencia de dos niveles Intermedios prácticamente centrados en la banda prohibida del silicio y que actuarán como centros de recombinación.

Capacidad de un diodo Hemos visto que todo diodo semiconductor está formado por la unión de dos cristales P y N. en tre los que se forma una zona aislante que desaparece al aplicarle una tensión en sentido directo. Cuando se aplica una tensión inversa al diodo dicha zona aislante aumenta, por lo que un diodo polarizado en sentido inverso puede compararse perfectamente con un condensador cuyas placas son los cnstales P y N y cuyo dieléctrico es la zona central libre de portadores de carga (figura 9.7). Debido a las pequeñas dimensiones de los cristales, asi como de la zona de alta resistencia central, la capacidad de este condensador parásito es muy pequeña, pero debe tenerse presente cuando se trabaja con frecuencias elevadas, del orden de los megahercios. ya que dejará pasar d i chas señales. Por este motivo los fabricantes de diodos semiconductores facilitan en sus catálogos el valor de la capacidad parásita del diodo, en especial en aquellos modelos especialmente diseñados para trabajar en RF, así como la variación de dicha capacidad al aumentar la tensión inversa aplicada al diodo. En la figura 9.32 se ha dibujado la curva característica de la capacidad de un diodo de silicio en función de la tensión inversa.

_

_

-

~

t = 1 MH2 T _ ok « r

s .

tÍDica —

0

10

20

VR(\I)

30

9.32 Curva característica de la capacidad de un diodo en función de la tensión inversa a él aplicada.

Se puede comprobar en esta gráfica que la capacidad del diodo es de 1,7 pF cuando no se le aplica tensión alguna en sentido inverso. Al aumentar la tensión inversa aumenta la zona central de aita resistencia, lo que equivale a un aumento del espesor del dieléctrico del condensador parásito y, por lo tanto, se produce una dismi nución de la capacidad que, aunque no es muy importante, puede afectar al comportamiento de circuitos de afta precisión.

209


Así, en la curva de la figura 9.32, se tiene que al aplicar una tensión inversa de 20 V la capaci dad parásita desciende a 1,4 pF. La diferencia de capacidad no es demasiada, pero dado que su influencia es importante en de terminados circuitos, los fabricantes indican en ocasiones en sus catálogos sólo el valor máximo de capacidad a una frecuencia de 1 MHz. Por ejemplo, la capacidad del diodo BA 2 2 2 de P hiu ps es inferior a 2 pF con una tensión inversa l/R de 0 V.

Elección del diodo rectificador adecuado para un circuito La elección del diodo rectificador más correcto depende de las características de la carga, es decir, de la tensión y corriente que exige la carga y de si ésta ha de trabajar en baja o alta frecuencia. Es muy importante recordar que los picos de tensión, tanto repetitivos como transitorios, influyen considerablemente sobre el diodo, ya que éste puede recibir tensiones muy elevadas, aunque sean de pequeña duración, que provoquen su destrucción. Es pues imprescindible investigar si en el circuito donde se ha de disponer el diodo se produ cen dichos impulsos, y si el diodo es capaz de soportarlos. Finalmente, debe siempre tenerse presente que en los diodos de germanio debe aplicársele una tensión directa mínima de 0,35 V y en los de silicio de 0,7 V, a fin de que se supere el potencial de barrera de la unión y el diodo pase a conducir.

Códigos de designación de los diodos rectificadores semiconductores Para la designación de los diodos rectificadores semiconductores se utilizan diversos códigos. El más extendido en Europa consta de dos letras seguidas de un número de serie. La primera letra indica el material semiconductor utilizado. La segunda letra indica la aplicación principal, o la aplicación y construcción en el caso de que se requiera una mayor diferenciación. El número de serie está formado por tres cifras para los diodos diseñados para su aplicación en aparatos de uso doméstico (radio, televisión, etc.), o por una letra y dos cifras para los diodos d i señados para equipos profesionales. En la tabla 9.1 se indica el significado de cada una de las letras constituyentes de este código.

Segunda letra

Primera letra ■ Letra

iP H Ijí ím vm l

................................................ ....

Significado

utra

Significado

N.° í

Número de serie

;

...........................-............... Significado

A

Dispositivo que utiliza materiales con un margen de banda de 0,6 a 1,0 eV, tales como el germanio.

A

Diodo detector, diodo de alta velocidad, diodo mezclador.

Tres Aplicación en aparatos cifras de uso doméstico.

B

Dispositivo que utiliza materiales con un margen de banda de 1,0 a 1,3 eV, tales como el silicio.

Y

Diodo rectificador, diodo recuperador, diodo de eficiencia.

Una Aplicación en equipos letra profesionales. y dos cifras

Tabla 9.1 Código de designación de diodos rectificadores semiconductores (sistema moderno).

Así, sin tener en cuenta las tres últimas cifras, serán cuatro las denominaciones posibles para los diodos rectificadores semiconductores: AA AY BA BY

210

= = = =

Diodo Diodo Diodo Diodo

detector de germanio. rectificador de germanio. detector de silicio. rectificador de silicio.


Existe un código, todavía vigente, utilizado en los origenes de la fabricación de diodos semi conductores, que está también formado por dos letras y tres cifras aunque es mucho menos sig nificativo que el anterior, ya que la primera letra, que siempre es una O, indica que se trata de un elemento semiconductor (sin indicar material) y la segunda letra, que siempre es una A, indica que se trata de un diodo (sin indicar aplicación). Las tres cifras que siguen a continuación hacen re ferencia al tipo de diseño o desarrollo particular del fabricante. En el sistema norteamericano, el código consta del número 1, la letra N y un número de serie. El número 1 indica que se trata de un elemento con una sola unión (diodo), la letra N indica que es semiconductor, y las cifras finales las proporciona cada fabricante y corresponden a un m ode lo dado.

211

Diodos Zener

INTRODUCCIÓN Los diodos Zener, también denominados diodos reguladores de tensión (Voltage regulator diodes), son elementos semiconductores de silicio que poseen en sentido directo o de paso una caracterís tica de diodo rectificador normal, mientras que en sentido inverso, y para una corriente inversa por encima de un determinado valor, presentan una tensión constante cuyo valor depende de las ca racterísticas técnicas de cada diodo en particular. Este fenómeno de tensión constante en el sentido de bloqueo convierte a los diodos Zener en dispositivos excepcionalmente útiles, cuando se quiere obtener una tensión relativamente insensi ble a las variaciones de la tensión de alimentación o de la corriente de la carga, es decir, como dis positivos reguladores del valor de la tensión.

CONSTITUCIÓN DE UN DIODO ZENER Dependiendo de las características que se deseen obtener, los diodos Zener se fabrican por pro cesos de aleación o de difusión. Los diodos Zener con tensiones de ruptura de hasta unos 9 V presentan mejores características cuando se fabrican por aleación, mientras que los que poseen tensiones de ruptura superiores a los 12 V tienen mejores características si se fabrican por el proceso de difusión. Para tensiones de rup tura comprendidas entre 9 y 12 V, el m étodo de fabricación viene determinado por otros factores. En la figura 10.1 se muestra el procedimiento de fabricación de un diodo Zener por aleación.

10.1 Procedimiento de fabricación de un diodo Zener por aleación.

Este m étodo consiste en calentar en un horno apropiado, y a una temperatura de unos 650 “C, una pequeña pastilla de cristal de silicio tipo N, a la que se coloca encima una minúscula cantidad de material tipo P. Al ser calentados en el horno se produce la aleación entre ambos elementos en una zona de forma circular. Los diodos Zener fabricados por el procedimiento de difusión se obtienen depositando boro (para la formación del material tipo P) en una de las caras de una delgada lámina de cristal de sili cio, y en la otra cara vapor de fósforo (para la formación del material tipo N) (figura 10.2). El conjunto se introduce en un horno a una temperatura superior a 1.200 °C. El calor provoca que en el cristal de silicio penetre el fósforo por un lado y el boro por el otro, difundiéndose ambos materiales en el cristal.

213


10.2 Procedimiento de fabricación de un diodo Zener por difusión.

Silicio

Fósforo

Una vez obtenido el diodo, se procede a la colocación de los terminales y a protegerlo del me dio ambiente mediante una cápsula como las que se muestran en la figura 10.3. Las cápsulas a y ó de la figura 10.3 disponen de terminales de conexión, mientras que las otras tres son para montaje superficial (SMD).

10.3 Algunas cápsulas utilizadas para diodos Zener: a) S0D68 (D034): b) S0D66 (D041); c) S0T23: d) SOD80C: e) S0D110.

Curva característica I F = f(VF) de un diodo Zener Si se aplica una tensión en sentido directo a un diodo Zener (f/F), éste actúa como un diodo rectifi cador normal, es decir, deja pasar la corriente eléctrica; por lo tanto, en el sentido de paso o de p o larización directa la corriente ( I F) aumenta rápidamente de valor, aun con pequeñas tensiones. En la figura 10.4 se ha dibujado la curva característica VF = f { I F) de los diodos Zener de la serie BZX84 de P para una temperatura de unión (7j) de 25 °C. h il ip s

10.4 Curva característica I F= f(VF) de los diodos Zener de la serie BZV85 de P h ilip s .

Como se puede comprobar es una curva idéntica a ¡a de los diodos rectificadores de silicio, en la que se observa que el diodo pasa a conducir a partir de unos 0,5 a 0,7 V de tensión directa. La resistencia del diodo Zener cuando está polarizado en sentido directo es, por consiguiente, pequeña.

214

DIODOS ZENER

Curva característica I z = ffV^} de un diodo Zener Al invertir la polaridad de la tensión aplicada, y si ésta no sobrepasa un determinado valor, el diodo también se comporta como un diodo normal, es decir, bloquea el paso de la corriente dejando pa sar tan sólo una pequeña intensidad que, bajo el punto de vista práctico, no se tiene en cuenta.

10.5 Curvas características inversas de los diodos Zener de ia serie BZX79 de P h ilip s .

En las curvas características de la figura 10.5, correspondientes a ios diodos de la serie BZX79 de P se puede comprobar que los diodos Zener no permiten el paso de la corriente en sentido inverso mientras no se supere un cierto valor de la tensión inversa, denominado tensión de ruptu ra, tensión de codo o tensión de Zener [Vz). Cuando se alcanza el valor V¿ la corriente en sentido inverso aumenta bruscamente de valor, es decir, el diodo pasa a ser conductor en el sentido inverso. El fenómeno de ruptura, es decir, el paso de bloqueo a conducción en sentido inverso al sobre pasar un determinado valor de tensión, recibió en un principio el nombre de efecto Zener, porque se pensó que era debido al mecanismo descrito por Zener en su teoria sobre los fenómenos de rup tura en dieléctricos (piénsese que un diodo polarizado en sentido inverso es comparable perfecta mente a un condensador cuyas placas fuesen los cristales P y N y cuyo dieléctrico fuese la zona de unión de ambos cristales; por lo tanto, si dicha zona de unión o zona prohibida pasa a ser conduc tora, ello equivale a la perforación de un dieléctrico). Hoy en día se cree, sin embargo, que esta ruptura se debe a los efectos de campo, cuando se produce para tensiones inferiores a 5 V, y se atribuye a un efecto de avalancha cuando tiene lugar a tensiones por encima de los 7 V. Entre los 5 y 7 V la ruptura es producida por una combinación de ambos efectos. Asi pues, para bajas tensiones es válida la teoría de ruptura de Zener y para altas tensiones se acepta la teoría de avalancha propuesta por Me Kay y Me Affee. Sin embargo, y por los motivos apuntados, todos los diodos Zener se llaman así en honor a este físico, y el valor de tensión bajo el cual se produce la ruptura se le conoce también con el nombre de tensión de Zener. Para finalizar, diremos que las curvas de la figura 10.5 corresponden amueve diodos Zener di ferentes (de la serie BZX79 de P ) , que abarcan desde los 4,7 V a los 10 V. En estas curvas las cifras que siguen a la letra C corresponden a las tensiones de Zener, utilizándose la V como coma decimal. Así, la curva C7V5 pertenece a un diodo Zener de la serie BZX79 cuya tensión de Zener es de 7,5 V; se puede observar en dicha curva que mientras no se alcanza este valor de tensión in versa la intensidad de corriente en sentido de bloqueo es nula, pero que al alcanzarse los 7,5 V el diodo pasa a conducir y aumenta considerablemente la corriente en sentido de bloqueo ( I 7), la cual alcanza los 200 mA cuando la tensión inversa aplicada al diodo es de algo más de 8 V. Es importante destacar también que en las curvas características en sentido inverso de los dio dos Zener no se utilizan los subíndices R de reverse, sino la Z de Zener, ya que lo que se desea des tacar son estos valores. h il ip s

h il ip s

2 15


Efecto Zener y efecto avalancha En el apartado anterior se dice que el fenómeno de ruptura de un diodo Zener puede ser debido al efecto Zener o al efecto de avalancha, según la tensión inversa aplicada. A continuación se expo nen en pocas líneas la diferencia entre estos dos efectos. Al aplicar una tensión inversa pequeña a un diodo, circula una corriente cuyo valor es igual al de la corriente de pérdidas superficiales, más la normal de saturación, estando formada esta última por huecos y electrones generados térmicamente. Si se aumenta la tensión inversa, al principio no aumenta el número de portadores y, por lo tan to, no aumenta la corriente. Sin embargo, cuando se alcanza un cierto valor de la tensión inversa se produce una ruptura espontánea de los enlaces covalentes de los átomos próximos a la unión PN. La ruptura de dichos enlaces genera pares electrón-hueco y se produce así un notable aumento de la corriente. Esta ac ción es el efecto Zener propiamente dicho. La tensión a la cual se produce el efecto Zener depende del grado de dopado del silicio y puede ser muy elevada, aunque a menudo se obtiene un aumento brusco de la corriente inversa, debido a un efecto de avalancha, y por debajo del nivel de la tensión inversa que corresponde al efecto Ze ner citado. Al aumentar la tensión inversa aumenta la velocidad de los portadores. Esta velocidad puede ser suficiente para provocar la ionización, si los átomos chocan con las moléculas del semicon ductor con suficiente energía. Los portadores de carga resultantes de la ionización por colisión toman parte en nuevas coli siones y producen a su vez nuevos portadores. El rápido aumento del número de portadores y, por consiguiente, de la corriente, es lo que constituye el denominado efecto avalancha. Sin embargo, sea cual sea el mecanismo que produzca la ruptura (Zener o avalancha), la tensión de ruptura de un diodo Zener se produce a un nivel bien definido y estable, prácticamente constante. Procurando no sobrepasar la temperatura de unión máxima admisible por el diodo, la ruptura es reversible y no destructiva, es decir, el diodo regresa a su estado de bloqueo al descender la tensión inversa por debajo del valor de la tensión de ruptura. Esto diferencia a estos diodos de los rectifi cadores, en los cuales si se alcanza la tensión de Zener el diodo resulta destruido.

Tensión de referencia La tensión entre cátodo y ánodo del diodo después de la ruptura se denomina tensión de referen cia. Su valor no puede ser mucho mayor que el de la tensión de ruptura, siendo casi constante. Efectivamente, en la figura 10.5 se puede observar cómo la tensión inversa en los diodos Zener de la serie BZX79 permanece casi constante una vez superada ia tensión de Zener (Vy. La tensión de referencia es, para cada tipo de diodo, una tensión de valor prácticamente cons tante y con ciertas tolerancias lógicas de fabricación. En los catálogos de los fabricantes se indica normalmente la tensión de Zener y su tolerancia. Así, el diodo Zener BZV85C3V6 posee una tensión de Zener de 3,6 V ±5 %, lo que significa que este diodo pasa a conducir en sentido inverso con una tensión inversa comprendida entre 3,42 y 3,78 V.

Resistencia Zener Se denomina resistencia Zener la relación entre la variación de tensión A1/z y la variación de inten sidad A I z en el sector Zener, es decir, debajo del punto K de la figura 10.6, y se calcula mediante la expresión:

A partir de esta expresión se deduce que la variación de tensión en bornes de un diodo Zener es, por debajo del punto K: At/Z = rz A I z

216

DIODOS ZENER

4,7V 10

l/2 (V)

5

0

0

10.6 Curva característica inversa del diodo BZX79C4V7 con indicación del punto K. correspondiente a la tensión de Zener de este diodo (4,7 /).

100

h

(mA)

200

Asi, si la intensidad I z varía en 15 mA, la tensión Vz en el diodo (con una r-¿ de 1,2 Q), varía sólo li geramente. Efectivamente, a partir de la fórmula anterior y de los datos dados se obtiene: Al/Z = rz A I Z = 1,2 Í2 x 15 mA = 18 mV La tensión varía poco, Incluso con un cambio considerable de intensidad. Esta particularidad es aprovechable para obtener tensiones estabilizadas. El valor de r7 no es constante, sino que varía con el valor de I z, tal y com o se comprueba en la curva característica rz = f{ I7) de la figura 10.7. En esta curva se lee que, para pequeños valores de I z, del orden de 1 mA, la resistencia de Ze ner es de 500 Í2, mientras que a 10 mA la resistencia de Zener baja a 20 Í2. Se trata pues de una resistencia dinámica, ya que pasa de un valor elevado a otro pequeño al aumentar la corriente de Zener.

h ( fl)

10.7 Curva característica rz = f ( Iz) del diodo Zener BZX79C4V7.

217


Coeficiente de tem peratura de un diodo Zener El coeficiente de temperatura (S2) de los diodos Zener se mide en mV/K, siendo negativo para los de baja tensión y positivo para los de alta tensión. Controlando la corriente inversa en la región comprendida entre 5 y 6 V, el coeficiente de tem peratura puede hacerse positivo o negativo. En las figuras 10.8 y 10.9 se han dibujado las curvas características del coeficiente de tem peratura S¿ en función de la corriente de Zener I z, de los diodos Zener de la serie BZX84 de P . En ellas se puede ver cómo por encima de unos 4,7 V el coeficiente de temperatura pasa a ser positivo (figura 10.9). h i

l i p s

I¿( mA) 10.8 Curvas características del coeficiente de temperatura Sz en función de la corriente de Zener I z para los diodos Zener de la serie BZX84 de P h ilip s (diodos con pequeña tensión de Zener).

10.9 Curvas características del coeficiente de temperatura Sz en función de la corriente de Zener I z para los diodos Zener de la serie BZX84 de P h ilip s (diodos con alta tensión de Zener).

La lectura de estas curvas es como sigue: Para un diodo determinado, por ejemplo el BZX84C4V3 (figura 10.8), el coeficiente de tem peratura (S2) es de, por ejemplo, -2 ,4 mV/K cuando la corriente de Zener ( I z) es de 5 mA, y todo ello a una temperatura ambiente de 25 °C. Esto significa que con esta intensidad de corriente la tensión de ruptura del diodo disminuye -2 ,4 mV por cada grado Kelvin. Si la corriente de Zener aumenta a, por ejemplo, 20 mA, el coeficiente de temperatura pasa a ser de -1 ,2 mV/K, es decir, un aumento de la Intensidad de corriente de Zener supone una disminución del coeficiente de temperatura Sz y, por lo tanto, una menor disminución de la tensión de ruptura del diodo. Efectivamente, supongamos que el diodo Zener BZX84C4V3 que se ha tomado de ejemplo pasa a trabajar a una temperatura ambiente de 75 °C con una intensidad I¿ de 5 mA, lo que su pone un coeficiente de temperatura (S¿ de -2 ,4 mV/°C. Con estos datos se puede calcular la tensión de Zener a 75 °C (VZ75): '/ Z7S'1 = ^ 225 ” + Sz (Eû - 25 °C) = = 4,3 V + [-2,4 mV/K (75 °C - 25 °C)] = 4,3 V - 0,12 V = 4,18 V Si la corriente de Zener sube a 20 mA, el coeficiente de temperatura pasa a ser de -1 ,2 mV/K, por lo que en este caso la tensión de Zener cuando el diodo trabaja a 75 °C es de: Vzrs* = ^Z25° + S2 (ramb - 25 CC) = = 4,3 V + [-1,2 mV/K (75 °C - 25 °C)] = 4,3 V - 0,06 V = 4,24 V

2 18

DIODOS ZENER

Es decir, algo mayor que en el caso anterior. También la temperatura influye sobre el valor de la tensión de Zener, debido al coeficiente de temperatura del componente. Efectivamente, si el diodo que se ha puesto de ejemplo pasa a trabajar a una temperatura am biente de 150 °C y con una corriente de 20 mA (que corresponde a un Sz de -1 ,2 mV/K), la ten sión de Zener alcanza un valor de: V z iiy - ^ Z 2 5 ’ + S z ( 7 " a r n b ~ 2 5 °C) = = 4,3 V + (-1,2 mV/K (150 °C - 25 °C)j = 4,3 V - 0,15 V = 4,15 V

En resumen, en este tipo de diodo, cuyo coeficiente de temperatura es negativo, un aumento de la corriente I¿ da lugar a un aumento de la tensión de Zener, mientras que un aumento de tem peratura causa una disminución de la misma. Lógicamente, en los diodos Zener con coeficientes de temperatura positivos todo esto se invierte.

Sensibilidad térmica de un diodo Zener En la figura 10.10 se han dibujado las curvas características I z = f(Vz) de los diodos Zener BZX70 de P , para dos temperaturas de unión distintas. h i l ip s

38

36

34

32 0,001

0.01

0,1

1

h ' ' m

10.10 Curvas características I z = f(Vz) para temperaturas de unión (T¡) de 150 °Cy 25 °C de los diodos Zener de la serie BZV85 de P h ilip s .

La curva correspondiente a una temperatura de unión (7j) de 25 °C es la de funcionamiento nor mal del diodo, el cual entra en conducción cuando se le aplica una tensión inversa de 33 V (tensión de Zener). Si la temperatura de la unión alcanza los 150 °C, entonces el diodo entra a conducir con ten siones inversas mayores (del orden de los 36,8 V). El desplazamiento entre ambas curvas es ocasionado por la sensibilidad térmica del diodo, y es igual a la tensión que corresponde a: Sz(Tamb- 25 °C) Donde Sz es el coeficiente de temperatura del diodo y Tarib la temperatura ambiente a la que tra baja el diodo.

219


Corriente de funcionamiento de un diodo Zener La corriente de funcionamiento de un diodo Zener ha de estar comprendida entre el 20 % de la co rriente de Zener máxima y la corriente del codo de la característica inversa; es decir, que para que un diodo Zener trabaje cerca del codo de la curva característica inversa, es necesario que la tensión de ruptura posea un valor superior a los 7 V, ya que los diodos con esta tensión de ruptura poseen una característica de ruptura mucho más pronunciada que la de los diodos con tensión Zener más baja. En la figura 10.6 se comprueba cómo los diodos con tensión de ruptura inferior a 7 V presen tan un codo de la curva característica Vz = f { I F) menos pronunciada.

Potencia de disipación en régimen estable de un diodo Zener La potencia máxima que puede disipar un diodo Zener viene dada por la fórmula: o _ “ tot ~

^jm a x ~ 7*amb

o

r *thj-amb

Donde: Ptot = disipación máxima admisible en régimen estable. /¡máx = temperatura máxima admisible en la unión y en funcionamiento. Tamb = temperatura ambiente. f í thj-amb = resistencia térmica total entre la unión y el ambiente. El valor de R,h¡.amb lo dan los fabricantes en sus catálogos, y es válido sólo para elementos sin disipadores de calor y montados al aire. El factor fíthl.amü depende del tipo y tamaño del disipador térmico utilizado y puede ser determi nado a partir de la siguiente expresión: ^ th ¡-a m b

—

C ? lh ¡-m b

^ th m b -b

^ th b -a m b

Donde: P,hl-mb = resistencia térmica entre unión y base de montaje. ^thmb-b = resistencia térmica entre base de montaje y radiador. ñ !hb.amb = resistencia térmica entre radiador y ambiente. Veamos un ejemplo de utilización de ia fórmula, aplicada a un diodo Zener de la serie BZY91, el cual tiene una potencia máxima de 75 W y una tensión de Zener que va de 10 a 75 V según modelo. Si el diodo ha de disipar sólo 30 W, la máxima temperatura ambiente admisible por éste, con una resistencia térmica radiador-ambiente de 2 °C/W, se calcula de la siguiente forma (datos obte nidos del catálogo de fabricante): ñ n,,mb = 1,47 °C/W fíthmb.b = 0,2 °C/W ^ th b -a m b = 2 °CAA/ fí thj amb = 1,47 °C/W + 0,2 °C/W + 2 °C/W = 3,67 °C/W

La temperatura de unión admisible por el BZY91 es, según fabricante, de 175 °C, por lo que:

Ptot = T,nJ? ~ 7amb = 30 W '•thj-amb

Y despejando Tamb: âm b

^"jmax

í ^ to t * ^thj-am b) —

= 175 °C - (30 W x 3,67 °CAA/) = 64,90 °C

220

DIODOS ZENER

Como resultado, en las condiciones expuestas, el diodo BZY91 puede ser utilizado a una tem peratura ambiente (Tami) que no exceda de los 64 °C. De todos estos cálculos se deduce que la potencia de disipación máxima admisible por un dio do Zener está influida por la temperatura ambiente, ya que cuanto mayor sea ésta menos se refri gerará el diodo y, por lo tanto, menor será su capacidad de disipación.

10.11 Curva característica de la potencia máxima de disipación de un diodo Zener en función de la temperatura ambiente.

En la figura 10.11 se ha dibujado la curva característica de Plot = f i T ^ ) de un diodo Zener de la serie BZX61 de P , cuya potencia máxima disipable es de 1 W hasta 25 °C, y a partir de dicha temperatura desciende progresivamente hasta ser totalmente nula a 175 °C, es decir, cuando la tem peratura ambiente iguala a la temperatura máxima de la unión y por lo tanto deja de disipar calor. h i l ip s

Capacidad de un diodo Zener Si a un diodo Zener se le aumenta la tensión inversa aplicada a sus terminales, se produce una mi gración de electrones y huecos, por lo que el espesor eficaz de la unión de los cristales P y N au menta y, como consecuencia, la capacidad del diodo disminuye. Efectivamente, la capacidad de un diodo Zener viene expresada por: q

-

K [V + 0,6)n

Siendo K una constante propia del diodo, V la tensión aplicada al diodo (de signo positivo para ten siones inversas) y el exponente n tiene un valor aproximado de 0,5. Si se aumenta la tensión aplicada al diodo hasta un valor igual a 2V, se tiene:

C

1

K (2V + 0,6)n

K

K

Y, por lo tanto:

(21/ + 0,6)" < {V + 0,6)" Por lo que, en definitiva, C, < C. En la figura 10.12 se han dibujado las curvas de capacidad en función de la tensión inversa de los diodos Zener de la serie BZX70. En ellas se puede leer cómo disminuye la capacidad al au mentar la tensión inversa, hasta que ésta alcanza el valor de Zener, en cuyo instante desaparece esta capacidad, puesto que el diodo pasa a conducir en sentido inverso.

221


10.12 Curvas características de la capacidad en función de la tensión inversa de los diodos reguladores de tensión BZX70 de Philips.

Ruido Cuando en un diodo Zener existen uniones imperfectas o cargas espaciales, se producen variacio nes bruscas de la tensión de referencia que dan origen a ruidos. • Este ruido es generalmente bastante bajo, nunca superior a los 10 mV, por lo que apenas Influ ye sobre la tensión en bornes del diodo. Sin embargo, puede reducirse a una décima parte conec tando un condensador de 10 a 100 nF en paralelo con el diodo. Este condensador no afecta al fun cionamiento del diodo, ni tenderá a oscilar.

Elección del diodo Zener Al igual que ocurre con la mayor parte de componentes electrónicos, los diodos Zener se fabrican normalizados, es decir, con unos valores de tensión de Zener y potencia de disipación determinados. En lo que respecta a la tensión de Zener, los diodos Zener se fabrican siguiendo la tabla E24, con tolerancias de dicha tensión del 5, 10 y 15 %. Los valores de tensión de Zener normalizados son los indicados en la tabla 10.1.

Tabla 10.1 Tensiones Zener normalizadas en la fabricación de diodos Zener.

222

2,4

5,6

13

33

75

2,7

6,2

15

36

82

3,0

6,8

16

39

91

3,3

7,5

18

43

100

3,6

8,2

20

47

110

3,9

9,1

22

51

120

4,3

10

24

56

130

4,7

11

27

62

160

5,1

12

30

68

180 200

DIODOS ZENER

En lo que respecta a la potencia de disipación, los diodos de tensión se fabrican para 280 mW, 320 mW, 400 mW, 1,3 W, 1,5 W, 2 W, 2,5 W, 7,5 W, 10 W, 15 W, 20 W y 75 W. Estos datos son, pues, los primeros que han de tenerse en cuenta a la hora de elegir un diodo Zener para un circuito y, después, si las exigencias del circuito así lo aconsejan, deberán tenerse presentes todos los demás expuestos en este capítulo.

Código de identificación de los diodos Zener Existen tres sistemas de identificación de diodos Zener. El más moderno consiste en tres letras se guidas de un número de serie y el valor que hace referencia a la tensión de Zener. La primera letra es siempre una B, indicativa de que se trata de un elemento semiconductor de silicio. La segunda letra es una Z, indicativa de que se trata de un diodo Zener. A continuación si gue una letra (V, X o Y) y un número de serie dado por el fabricante. Finalmente se añade la tensión de Zener utilizando la V como coma decimal. Así, el diodo BZV85C6V2 es un diodo Zener de la serie V85 cuya tensión Zener es de 6,2 V. En ocasiones se añade a este código otro complementario que hace referencia a la tolerancia de la tensión de Zener según el siguiente código: A B C D E

= = = = =

tolerancia tolerancia tolerancia tolerancia tolerancia

nominalde nominalde nominalde nominalde nominalde

la tensión la tensión la tensión la tensión la tensión

de de de de de

Zener Zener Zener Zener Zener

del 1 %. del 2 %. del 5 %. del 10 % del 15 %

El código antiguo está formado por tres letras y un número de serie dado por el fabricante. La primera letra siempre es una O, Indicativa de que se trata de un elemento semiconductor. Las otras dos letras son AZ, y hacen referencia a que se trata de un diodo Zener. El código norteamericano consiste, al igual que en los diodos rectificadores, en la indicación 1N seguido de un número de serie.

Cápsulas para diodos Zener En la figura 10.13 se han dibujado las cápsulas más utilizadas para diodos Zener, con indicación de su denominación y dimensiones.

O)

J 0.55 | máx

c 25,4 mfn

—11.6 í_

3,04 máx

máx

K

, 1,60 ’ 1.45

_

rm-----28min

2,6 máx

25,4 mín

a

-

l 0.81

1 -----------------------£ ■ C

/

r -

máx

r

1

"

7 J

-

19

c

Z

i

r

V .

0,95 |—

1

U

2.10

1.90

P

1,6 máx

0,1 máx

10 ‘

0,3

4,8 máx ___ 28 mín 3.0 2.8

0.150 0,55 s 0,090 0.45 ~

0,3 3 ¿

1.4 1.2

10 °

2,5 máx

i I . ! máx I y 30° máx

0.48 J 0.38

| 1,40 1.10

10.13

Tipos de cápsulas utilizadas en diodos Zener, con indicación de sus dimensiones.

223


Estos componentes destacan por sus reducidas dimensiones, en particular aquellos para m on taje superficial (SMD). Al igual que los diodos rectificadores semiconductores, el cátodo de los diodos Zener viene in dicado por un aro impreso rodeando el cuerpo del componente o por cualquiera de los sistemas ya expuestos en el capítulo anterior. Debe pues respetarse dicha indicación al conectar un diodo Zener, y recuerde hacerlo en sentido inverso, es decir, con el cátodo conectado al positivo de la fuen te de alimentación que se desea estabilizar.

224

Diodos varicap y conmutadores de banda

Capítulo 11

INTRODUCCIÓN Los diodos varicap (o de capacidad variable) son diodos semiconductores cuya característica prin cipal es la de presentar una capacidad en su unión PN que depende de la tensión inversa aplicada entre cátodo y ánodo del mismo. Este efecto de capacidad en el sentido de bloqueo se presenta en todos los diodos, pero ape nas si varía con el aumento de la tensión inversa; el diodo de capacidad variable está especialmen te diseñado para que su capacidad varíe dentro de unos amplios márgenes según la tensión inver sa aplicada, de forma que puede ser utilizado en circuitos sintonizadores y osciladores sustituyendo a los antiguos condensadores variables. La sustitución de un condensador variable por un diodo varicap presenta, entre otras, las ven tajas de eliminar elementos mecánicos móviles en las secciones de RF. El diodo varicap forma parte de los circuitos oscilantes LC de RF, cuya frecuencia de resonan cia se gobierna mediante una tensión de polarización inversa aplicada al diodo, de valor ajustable por el usuario mediante un potenciómetro, en lugar de hacerlo mediante el accionamiento del rotor de un condensador variable. Otras ventajas que se deben destacar (relacionadas siempre con los condensadores variables) son la reducción de volumen, su menor precio y la posibilidad del mando a distancia mediante conductores.

PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DE UN DIODO VARICAP Como se sabe, toda unión PN puede compararse con una capacidad cuando está polarizada en sentido inverso. Esta capacidad depende del valor de la tensión aplicada a la unión. Veamos esto que acabamos de exponer con algo más de detalle; para ello supondremos una unión PN en equilibrio, es decir, sin tensión alguna aplicada entre sus electrodos. En esta circunstancia se forma en la zona de tránsito entre la región P y la N un campo eléctri co, debido a la difusión de portadores de carga positivos a la región N y viceversa, dejando por lo tanto átomos aceptadores o donadores ionizados a ambos lados de la unión, pero no en ésta, don de todos sus átomos no poseen carga eléctrica alguna. La distribución de densidad de carga es tal, que se produce en la unión en equilibrio un poten cial de contacto que evita que más portadores mayoritarios atraviesen la unión. Supongamos que en ese estado de equilibrio el espesor de la zona Intermedia entre los dos cristales sea Z (figura 11.1). Si se aplica un potencial inverso al diodo (Vfí), los portadores mayoritarios se alejan de la unión, haciendo que la zona de transición (Z) se haga más ancha (figura 11.2). Dado que la zona de transición posee una cierta densidad, la carga total de la unión varía al va riar la tensión inversa, es decir, se hace tanto más ancha cuanto mayor sea el valor de la tensión in versa Vfí aplicada al diodo, por lo que éste se com porta como un condensador cuya capacidad depende de la tensión aplicada. Recuérdese que uno de los factores que influyen sobre la capacidad de un condensador es el espesor de su dieléctrico, y en.este caso el dieléctrico es la zona Z que se hace más o menos an-

225


11.1 Unión PN en estado de equilibrio.

N

1

P

% % % •

•

*

m %

•

11.2 Unión PN polarizada en sentido inverso.

cha según el valor de la tensión inversa aplicada. Cuanto mayor es el espesor del dieléctrico menor es su capacidad. El espesor de la región Z, también llamada región de carga espacial, depende de la raíz cua drada o cúbica de la tensión inversa aplicada al diodo varicap. Por tanto, la capacidad del diodo varicap es inversamente proporcional a la raíz cuadrada o cúbica de la tensión \/R aplicada. Esta tensión de polarización inversa debe estar perfectamente estabilizada y libre de oscilacio nes, ya que de lo contrario se producirían variaciones continuas de la capacidad y, con ello, de la sin tonía del circuito oscilante al que pertenece el diodo. El cambio de valor de la tensión VR para ajustar la capacidad del diodo se obtiene de un pe queño potenciómetro lineal.

11.3 Algunas cápsulas utilizadas para diodos varicap: a) S0D27 (D035): b) SOD68 (D034); c) S0T23: d) S0D323: e) SOD80: (las cápsulas c.d. y e son para montaje SMD).

En la figura 11.3 se han dibujado algunas de las cápsulas utilizadas en los diodos de capacidad variable. Como se puede comprobar, la mayor parte son en apariencia iguales que las utilizadas para otras clases de diodos, por lo que en ocasiones resulta difícil distinguir unos de otros si no se re curre a los códigos de identificación que más adelante se indican.

Circuito equivalente de un diodo varicap En la figura 11.4 se ha dibujado el circuito equivalente, para pequeñas señales, de un diodo varicap. Consta de una capacidad Cd (correspondiente a la zona de bloqueo), en serie con una resis tencia ra y una autoinducción L (que viene dada por la construcción y dimensiones de la cápsula). Tanto la autoinducción L como la resistencia r0 son prácticamente independientes de la tensión aplicada. Así, por ejemplo, la inductancia L del diodo varicap BA102 es de, aproximadamente, 6 mH, y el de la resistencia rü menor de 3 . Aunque estos valores son muy pequeños, en ciertos casos han de tenerse presente, ya que pueden influir sobre las características del circuito oscilante del que forme parte el diodo.

226

DIODOS VARICAP Y CONMUTADORES DE BANDA

11.4 Circuito equivalente de un diodo varicap para pequeñas señales.

El valor de la capacidad es, com o se ha dicho, ajustable según el valor de la tensión inversa aplicada. La resistencia rü influye sobre el factor de calidad de la capacidad, y viene dado por la ex presión:

2jrfCdrd

° ~

La frecuencia a la cual el factor de calidad Q del diodo se hace uno es:

f

Q'

-

1 2rifC ár¿

Esta frecuencia marca el límite teórico de utilización del diodo varicap como reactancia variable. Dado que el diodo varicap puede compararse por sí mismo con un circuito oscilante LC serie (figura 11.4), la frecuencia de resonancia, o frecuencia propia, a la cual la reactancia del conjunto es nula, viene dada por la fórmula:

X = 2nf L - — = 0 £2 r 27tfrCd Donde se deduce que:

2 n f± =

1

2n frC«

Es decir: (2«f,)zLCd = 1 Y despejando fr se obtiene:

2?t ]¡LC(i Para valores de frecuencia superiores a la obtenida con esta igualdad el diodo es inductivo, por lo que también en este caso la utilización del diodo está limitada a las frecuencias inferiores a la de resonancia. En los diodos varicap las pérdidas en RF obedecen, fundamentalmente, al paso de la corriente por el material semiconductor y los elementos internos de conexión, los Cuales se encuentran en serie con la unión PN en la que se localiza la capacidad. En correspondencia con esto, se obsen/a, experimentalmente, que la parte real de la impedan cia, o resistencia equivalente en serie, varía poco con la frecuencia, y que en particular los valores medidos a 100 MHz y a 470 MHz coinciden con una aproximación razonable. También es relativamente pequeña la variación de la misma resistencia en función de la ca pacidad.

227


CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS DIODOS VARICAP Para la elección y correcto funcionamiento de un diodo varlcap han de tenerse presente una serie de características técnicas, que no son muchas pero deben ser respetadas. Estas características técnicas son las siguientes: • • • •

Tensión inversa máxima. Intensidad de corriente directa máxima. Intensidad de corriente inversa máxima. Temperatura de la unión.

Estas tres magnitudes deben tenerse en cuenta para evitar que el diodo resulte destruido. La tensión inversa máxima (VR) indica la máxima tensión que se puede aplicar permanentemen te al diodo sin que éste se destruya. Por ejemplo, el diodo varicap BB134 soporta com o máximo una tensión l/R de 30 V. La intensidad de corriente directa máxima ( / F) es aquél valor de corriente en sentido directo que puede circular por el diodo. Es un valor que debe considerarse ya que, aunque el diodo trabajará en sentido inverso, puede suceder que un cambio de polaridad lo haga trabajar en sentido directo y, en este caso, debe limitarse la corriente que por él circule. En el BB134 que se ha elegido como ejemplo, esta corriente es de 20 mA como máximo. La intensidad de corriente inversa máxima (/ R) indica el valor máximo de corriente que puede cir cular por el diodo en sentido inverso. Normalmente el fabricante del diodo índica este valor para la máxima tensión inversa aplicada y una temperatura de unión dada; la intensidad de corriente en sen tido inverso depende de ambos parámetros. Como ejemplo diremos que el diodo varicap BB134 soporta una corriente máxima de 200 nA cuando se le aplica una tensión VR de 30 V y trabaja con una temperatura de unión de 85 °C. El parámetro 7, (temperatura de la unión) establece los límites de temperatura en la unión durante el funcionamiento del diodo. Por encima y por debajo de las temperaturas indicadas el diodo varicap deja de funcionar. Temperaturas de unión normales son las comprendidas entre -5 5 °C y +125 °C. Otras características, mediante las cuales podemos conocer el funcionamiento del diodo, son: • • •

Curva característica de la capacidad en función de la tensión inversa. Curva característica de la corriente inversa en función de la temperatura y de la tensión inversa. Curva característica del coeficiente de temperatura en función de la tensión inversa.

Curva característica de la capacidad en función de la tensión inversa Mediante un sistema de coordenadas cartesianas se puede representar la curva característica de un diodo varicap, Cd = f(Vfí), que liga la tensión inversa aplicada al diodo con la carga eléctrica al macenada en la unión. En la figura 11.5 se ha dibujado la curva característica Cd = f{VR) del diodo varicap BB134 de P , el cual es muy utilizado en sintonizadores de UHF para televisión y en circuitos VCO. h i l ip s

Cd (pF)

11.5 Curva característica Cd = f(Vfí) de un diodo varicap.

228


Como puede comprobarse, en dicha figura la curva resultante no es una función lineal, ya que al ser la capacidad Ca dependiente de la raíz cuadrada o cúbica de la tensión Vfí, el resultado nunca puede ser una línea recta, aunque en algunos casos así se hace para facilitar la lectura de la misma. Efectivamente, para un cierto valor de l/R, por ejemplo 8 V, la capacidad de la unión es de, apro ximadamente, 5,5 pF, mientras que para una tensión inversa de 1 V la capacidad de la unión no es ocho veces mayor, com o cabría suponer al ser la tensión inversa ocho veces inferior, sino aproxi madamente el triple (unos 16,2 pF). Puede demostrarse que la capacidad de la unión, en función de la tensión inversa aplicada, vie ne dada por la expresión:

Donde K es una constante que depende del material de partida, l/R es la tensión inversa aplicada a la unión, Vt es el potencial del contacto (-0,7 V para el silicio) y n es un exponente que depende del gradiente de la tensión y, en consecuencia, del procedimiento de fabricación. ■ Es importante destacar, en el diagrama de la figura 11.5, los límites de la tensión l/R. El límite superior es el de 28 V, un poco por debajo de los 30 V (máxima tensión inversa que so porta este diodo sin que se destruya). El límite inferior es de 0,5 V, indicando que no debe aplicarse al diodo varicap tensiones inver sas por debajo de 0,5 V, ya que de ser así el diodo se convertiría en un rectificador ante las seña les de RF que llegaran a superar el valor de 1 V. Efectivamente, si a la tensión inversa aplicada al diodo se suma una tensión de RF de 1 V de pico, durante los semiciclos positivos de la señal de RF su tensión se resta de la inversa aplicada al diodo, por lo que se tiene que éste pasa a trabajar polarizado con una tensión directa de 0,5 V y deja de cumplir su función de capacidad. Otro dato a tener en cuenta, y que se indica en la curva característica del diodo, es la frecuencia y la temperatura de la unión a la que se realiza la medición, pues estos factores influyen igualmente sobre ella. En la figura 11.5 la frecuencia de la señal con la que se hace la medición es de 1 MHz, y la temperatura de la unión de 25 °C.

Curva característica de la corriente inversa en función de la tem peratura Como cualquier otro dispositivo semiconductor, los diodos varicap presentan en sentido de blo queo una pequeña corriente de fuga o corriente inversa I fí, cuyo valor aumenta al aumentar la tem peratura de la unión T¡. Para comprobar el efecto que la temperatura de la unión ejerce sobre lacorriente inversa, el diodo se polariza en sentido inverso a una tensión fija y, en estas condiciones,se mide la corriente inversa aumentando la temperatura de la unión entre 0 °C y la máxima admisible por el diodo. En la figura 11.6 se ha dibujado la curva característica I R = f(T¡) máxima del diodo varicap BB134, la cual se ha obtenido con una tensión inversa fija de 28 V. En ella se observa la trayecto-

11.6 Curva característica / R= f(Tj de un diodo varicap.

229


ría de la curva típica, la cual acusa un paso de corriente inversa JR de 10 nA con una temperatura de unión T] de 25 °C, y crece de forma logarítmica hasta 200 nA (20 veces mayor) cuando la tem peratura de la unión alcanza los 85 °C, que es la temperatura de unión máxima admisible por este diodo cuando trabaja en estas condiciones.

Curva característica de la corriente inversa en función de la tensión inversa En la curva característica expuesta en el párrafo anterior se comprueba cómo la corriente inversa aumenta de valor al aumentar la temperatura de la unión, efectuándose las medidas para una ten sión inversa fija. En la práctica, sin embargo, la tensión inversa que se aplica a un diodo varicap no es fija, sino que varía entre ciertos límites ya que con ello se varía la capacidad del diodo. Dado que, al igual que en cualquier diodo, la intensidad de corriente inversa aumenta al incre mentar la tensión inversa, se tiene una relación entre tres magnitudes (JR, Vn y 71), por lo que los fa bricantes de diodos varicap incluyen en sus catálogos curvas características JR = f(Vfí) como las que se muestran en la figura 11.7, y que están referidas a dos temperaturas de unión, una de 25 °C (o temperatura normal de trabajo) y la otra a la temperatura máxima admisible en la unión, que en el caso de la figura 11.7 es de 60 °C.

11.7 Curva característica I R= f(Vfí) de un diodo varicap, para dos temperaturas de unión.

En la figura 11.7 se puede comprobar cómo aumenta la corriente inversa al aumentar la tensión inversa, de forma que a una temperatura de unión de 25 °C y a 2 V de Vfí la corriente I fí es de tan sólo 0,01 nA, alcanzándose los 0,4 nA cuando se le aplican 30 V en sentido de bloqueo. Finalmente diremos que entre ambas curvas límite existen infinidad de ellas, correspondientes a todas las temperaturas comprendidas entre 25 y 60 °C, pero carecen de interés práctico ya que lo que interesa es conocer el comportamiento del diodo en régimen de trabajo a la temperatura de unión normal y a la temperatura máxima admitida por la unión.

Curva característica del coeficiente de tem peratura en función de la tensión inversa La temperatura de la unión influye sobre el valor de la capacidad del diodo. Para conocer esta in fluencia los fabricantes facilitan las curvas características del coeficiente de temperatura (TC0) en fun ción de la tensión inversa (V/n), válidas para temperaturas de unión (71) comprendidas entre 0 °C y la máxima admitida por el componente.

230


11.8 Curva característica del coeficiente de temperatura en función de la tensión inversa de un diodo varicap.

En la figura 11.8 puede verse una de estas curvas, en la que TC0 es el coeficiente de tempera tura que se mide en (pF/pF)/K. Así, el coeficiente de temperatura del diodo, con 3 V de tensión inversa, es de 2,8 x 10“¿ apro ximadamente, y con 7 V es de 1,9 x 10"4. Ello quiere decir que la capacidad del diodo varía en esos factores por cada grado centígrado (o Kelvin) de temperatura de la unión, de lo que se deduce que cuanto mayor sea la tensión inversa aplicada menor será el coeficiente de temperatura y, por lo tan to, menos variará la capacidad del diodo respecto a la nominal.

RELACIÓN DE CAPACIDAD La relación de capacidad es uno de los parámetros Importantes que deben ser considerados al elegir un diodo varicap para un circuito, ya que mediante ella se conoce cuántas veces es mayor la capaci dad del diodo ai aplicarle una tensión inversa de valor superior a otra tomada com o referencia. Esto es muy importante, ya que conociendo esta relación se puede diseñar correctamente un circuito de sintonía de forma que cubra toda una gama de frecuencias. Efectivamente, supóngase que debe diseñarse un sintonizador para la banda I de VHF de tele visión, la cual cubre las frecuencias comprendidas entre 48,24 y 67,75 MHz. Para diseñar correctamente el circuito es preciso que la capacidad del diodo varíe en el interva lo adecuado, pues si es corto no cubriría toda la. banda y si es muy amplio entraría en la banda II de emisiones de radio en FM. La relación de capacidad se expresará pues medíante la fórmula: -

Cd(VR1) 0 i(V R 2 )

Donde C(J(VR,j es la capacidad del diodo a la tensión inversa más pequeña y Cd(Vn2) es la capacidad del diodo a la tensión inversa mayor. Así, por ejemplo, el diodo varicap BB105A presenta una capacidad de 11,5 pF cuando se le aplican 3 V de tensión inversa, y de 2,5 pF cuando se le aplican 25 V de tensión inversa. De acuerdo con estos datos, la relación de capacidad de este diodo será de: . _

C d(VR1)

Qí¡vr2)

_

H '5 PF

„

4 g

2,5 pF

Debido a las tolerancias propias de fabricación, esta relación no es exacta, por lo que los fabri cantes indican en sus catálogos los valores mínimo y máximo admisibles a una frecuencia dada. Así, el diodo BB134 que se ha puesto de ejemplo anteriormente tiene una relación de capacidad a 1 MHz comprendida entre 8,9 y 12.

231


ELECCIÓN DE UN DIODO VARICAP El diodo varicap se debe elegir de acuerdo con la gama de frecuencias con las que debe trabajar. En líneas generales, se puede decir que diodos varicap con una capacidad máxima de 16 pF se utilizan para sintonizadores de UHF (400 MHz a 900 MHz), los de hasta 70 pF se emplean en los sintonizadores de VHF (30 MHz a 300 MHz); y los de hasta 500 pF en los sintonizadores de los re ceptores de radio de onda larga, media y corta. De todas formas, y a título orientativo, a continuación se reseñan algunos diodos varicap fabri cados por la firma P especialmente diseñados para diferentes bandas, debido a los valores de capacidad que poseen estos componentes: h il ip s

Radio AM: BB112, BB130, BB212 Bandas I y III (TV): BB809, BB909A, BB909B Banda II (radio en FM): BB204B Bandas IV y V (TV): BB405B

DIODOS CONMUTADORES DE BANDA Los diodos conmutadores de banda no son otra cosa que determinados modelos de diodos recti ficadores de pequeña señal en los que se aprovecha cierto grado de variación de su capacidad, por lo que también son considerados como diodos varicap, como por ejemplo el BA102, el cual presenta una relación de capacidad inferior a 0,7 para una tensión inversa entre 10 y 4 V, y puede ser aprovechado para el CAF en receptores de televisión. Se trata pues de diodos varicap cuya capacidad en sentido inverso es muy pequeña, del orden de 1,3 pF cuando se les aplica una tensión Vfí de 0,1 V, y de unos 0,8 pF cuando la tensión Inver sa aplicada es de 30 V.

11.9 Curvas características Cd = f(VR) de varios diodos conmutadores de banda para sintonizadores de VHF de P h il ip s .

En la figura 11.9 se ha dibujado la curva característica de la capacidad en función de la tensión inversa de los diodos conmutadores de banda BA482, BA483 y BA484 de P . Comparando estas curvas características con la de la figura 11.5 se aprecia que la única diferencia entre estos diodos se encuentra en los valores de sus límites de capacidad. La función de estos diodos es la de conm utador de bandas; los que se han puesto de ejemplo se utilizan para conmutar las bandas I y III de VHF de televisión. Dado que las curvas características técnicas de estos diodos son las mismas que las estudia das para los diodos varicap, no creemos necesario repetirlas aquí. h i l ip s

232


CÓDIGO DE IDENTIFICACIÓN DE LOS DIODOS VARICAP Los diodos varicap se identifican mediante las letras BB y un número de serie dado por el fabricante. La primera B indica que se trata de un dispositivo semiconductor de silicio y la segunda B que es un diodo de capacidad variable. Además, los diodos rectificadores de pequeña señal, en los que se aprovecha cierto grado de variación de capacidad y, por lo tanto, se consideran diodos varicap, seidentifican con la letra A como segunda letra de código, como por ejemplo el BA682, por loque también sepuede consi derar como un diodo de capacidad variable. En ocasiones, al código expuesto se le añade un punto de color que indica variantes sobre el modelo principal. Asi el diodo BA102 se fabrica en diferentes versiones según su capacidad, con VR = 4 V y f = 0,5 MHz, identificándose mediante puntos de color sobre su cuerpo según el siguiente código: punto punto punto punto

blanco: Cd = 20 a 24 pF amarillo: Cd = 24 a 30 pF azul: Cd = 30 a 37 pF verde: Cd = 37 a 45 pF.

CÁPSULAS PARA DIODOS VARICAP Y CONMUTADORES DE BANDA En la figura 11.10 se han dibujado las cápsulas más utilizadas para los diodos varicap y conm uta dores de banda, con indicación de su denominación y dimensiones. Como se puede comprobar, también en el caso de los diodos varicap se tienen cápsulas para montaje superficial (SMD), empleadas en circuitos electrónicos muy complejos y compactos, como, por ejemplo, en cámaras de vídeo. Para terminar, diremos que, al igual que cualquier otro diodo semiconductor, el cátodo de los diodos varicap viene indicado mediante un aro (normalmente blanco) rodeando el cuerpo del com ponente por la parte más cercana al terminal del cátodo, y que debe prestarse sumo cuidado en su conexión al circuito, ya que al cátodo se le debe aplicar tensión positiva para que el diodo que de polarizado en sentido inverso.

O

28 min

2,6 _ máx

28 mín

4,8 máx

€

0,55 0.40

1,00 máx I 0,55 I máx

=

3

3,04 máx

25,4 min

1,6 L máx

1 0,81 i máx

0,05 ' máx i

25,4 min

3,0

2,8 0.55 ' 0,45

0,150 . 0,090 /V

1,35 0,40 1,15 0.25

1,9 -

0.95

J 3

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_

1,8 1.6

'R

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_

1,4 2,5 1,2 máx

~ máx 10° /

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I máx

máxr1,1

jn á x _

" R

/ 30° máx

2.7 2,3

d

. . . l

I

1.60 1,45

0,48 _ 0,38 3.7 0,3 g ^ 0,3

11.10 Tipos de cápsulas utilizadas en diodos varicap y conmutadores de banda, con indicación de sus dimensiones.

233

Diodos emisores de luz

INTRODUCCIÓN Los diodos emisores de luz, conocidos popularmente como LED (abreviatura inglesa de Light Emitter Diode), son diodos semiconductores capaces de radiar luz cuando por ellos circula una co rriente eléctrica en sentido directo. Son muy utilizados en los aparatos electrónicos como elementos indicadores luminosos: de puesta en marcha de aparatos, de recepción de emisiones de FM estéreo, de sintonía en vídeos, del nivel de señal en aparatos de alta fidelidad, etc., por citar algunas de las más conocidas apli caciones. La popularidad de los LED se debe a una serie de ventajas sobre las pequeñas lámparas in candescentes o de neón que se utilizaban en los orígenes de la electrónica, que se pueden resu mir en: • • • • • •

M enor temperatura de trabajo. M ayor estabilidad m ecánica. Menores dimensiones. Larga duración. Compatibilidad con los actuales circuitos electrónicos, ya que trabajan con bajas tensiones. Facilidad de modulación de la emisión luminosa.

Pero no sólo por estas razones los modernos circuitos electrónicos se diseñan con estos dio dos. existe otra importante ventaja consistente en la posibilidad de disponer varios pequeños diodos en un único chip, en un orden determ inado que luego se expone, que recibe el nombre inglés de display, y con el que es posible (con ayuda de codificadores integrados adecuados) visualizar sig nos alfanuméricos. Esto permite la realización de relojes digitales luminosos, por ejemplo para radiorreceptores y ví deos, indicación de canales de televisión, etc., de pequeñas dimensiones y gran claridad de lectu ra tanto de día como de noche.

CONSTITUCIÓN DE UN LED En los LED la radiación luminosa no es consecuencia de una elevación de temperatura en el mis mo (como sucede con el filamento de una lámpara incandescente), sino en la conversión directa de la energía eléctrica en energía luminosa sin necesidad de desarrollar calor, por lo que se puede afir mar que la luz generada por un LED es una «/uz fría». En la figura 12.1 se representa, de forma esquematizada, la constitución de un diodo emisor de luz de fosfoarseniuro de galio (GaAsP). Consta de una capa epitaxial tipo N de fosfoarseniuro de galio, que se forma sobre un sustrato de arseniuro de galio. Una región P, muy delgada, se difunde en la capa epitaxial y en ella se cons tituye un ánodo en forma de peine o similar. Esta forma del ánodo tiene por finalidad reducir el efec to de enmascaramiento sobre la luz emitida.


Todos los LED se fabrican con semiconductores compuestos con el gallo como elemento prin cipal, es decir, no se fabrican diodos emisores de luz dé germanio ni de silicio. El motivo de ello es que el ojo humano sólo es sensible a una reducida parte del espectro de ra diaciones electromagnéticas (frecuencias con longitudes de onda comprendidas entre 780 y 380 nm), lo que corresponde a una energía de, aproximadamente, 1,8 a 3,1 eV entre las bandas de con ducción y valencia. NI el germanio ni el silicio poseen una separación entre la banda de valencia y de conducción con estos valores, por lo que no son materiales adecuados para generar radiacio nes dentro del espectro visible. Existen también LED fabricados con GaAs que generan radiaciones con longitudes de onda por encima de los 780 nm (hasta los 930 nm), que entran dentro del espectro de frecuencias no visi bles (infrarrojos), y que son muy utilizados en aparatos de mando y control a distancia. En la tabla 12.1 se relacionan los materiales compuestos más utilizados en la fabricación de dio dos emisores de luz, así com o las características principales de la luz que producen. Se comprueba en la tabla 12.1 que en unos diodos emisores de luz se utiliza el GaAs y en otros el GaP. Los de GaAs reciben el nombre de semiconductores directos, y en ellos un electrón puede caer directamente desde la banda de conducción a la de valencia, en cuyo caso la energía desprendida lo hace en forma de fotón.

Material

Tabla 12.1 Materiales más importantes utilizados en la fabricación de LED.

236

X (mm)

Color de la luz

GaAs

880

infrarrojo

GaP(ZnO)

700

ultrarrojo

GaAsP

660

rojo

GaAIAs

650

hlperrojo

GaAsP/GaP

630

superrojo

GaAs: N/GaP

610

naranja

GaPAs

590

amarillo

GaP

565

superverde

GaP: N/GaP

555

verde

DIODOS EMISORES DE LUZ

Los de GaP se denominan semiconductores indirectos, y en ellos la recombinación sólo puede hacerse con la participación de una impureza, como el nitrógeno (N) y el óxido de cinc (ZnO). Cuando a la unión PN de un LED se aplica una tensión en el sentido de conducción, es decir, una tensión directa VF, los electrones se introducen en la región anódica (cristal P) y los huecos en la región catódica (cristal N). No obstante, muchos electrones, al no tener suficiente energía, no llegan a la banda de con ducción, quedándose en la zona prohibida. Pero al no poder permanecer en la zona prohibida, y careciendo de empuje energético, vuelven a su banda de valencia. Es precisamente al retornar cuando desprenden fotones (energía luminosa), dentro del espec tro visible. La energía luminosa radiada es de distinto color según el material utilizado en la fabricación del diodo. Asi, por ejemplo, para obtener luz roja se emplea el galio-arsénico, para la luz verde el galio fósforo, y para el color azul el carburo de silicio. El chip que forma la unión PN de un LED es de dimensiones muy pequeñas, formando un cua drado de 0,2 a 0,4 mm de lado, lo que lo hace totalmente inmanejable, razón por la cual se dispo ne en el interior de una cápsula epoxi que le proporciona estabilidad mecánica y mejora las carac terísticas ópticas gracias a una lente ampliadora. Por la parte inferior salen al exterior los terminales que permiten su soldadura a las pistas del circuito impreso (figura 12.2).

Lente ampliadora

Terminal del ánodo

Chip LED

Placa de reflexión tallada en el terminal del cátodo

12.2 Partes constituyentes de un LED.

La forma constructiva de la figura 12.2 es la más popular, aunque también se fabrican en otros tipos de cápsulas de dimensiones más o menos grandes (figura 12.3). Dado que el LED funciona con polarización en sentido directo, puesto que en el inverso queda bloqueado y no radia luz, es preciso indicar y tener en cuenta el terminal del cátodo.

12.3 Cápsulas típicas de diodos emisores de luz.

237


12.4 LED bicolor.

Éste se identifica de diversas formas, tales como mediante un terminal de conexión más corto que ei del ánodo; o disponiendo una pequeña pestaña en el terminal del ánodo o en el lado de la cápsula correspondiente al mismo; o por cualquier otro sistema. Se fabrican también cápsulas conteniendo dos LED de distinto color (por ejemplo rojo y verde). Estos diodos están conectados en antlparalelo, de forma que cuando por uno circula corriente el otro queda bloqueado y viceversa. De esta forma es posible cambiar el color de la luz cuando cam bia el sentido de la corriente, lo cual puede ser útil en ciertas aplicaciones (figura 12.4).

Displays de LED Los displays están formados por diodos emisores de luz, dispuestos en el Interior de una cápsula y en un orden determinado, de forma que al hacer pasar o no la corriente por cada uno de ellos, y de acuerdo con un código, formen caracteres numéricos o alfabéticos (figura 12.5). Los displays numéricos están formados por siete segmentos y un punto (que corresponde al punto decimal), sumando un total de ocho diodos emisores de luz.

12.5 Displays numérico y alfanumérico con LED.

Los alfanumérlcos tienen un mayor número de diodos emisores de luz, con el fin de poder for mar con ellos cualquier carácter alfabético. Los displays se fabrican en diferentes tamaños, y se construyen con segmentos emisores de luz alargando ópticamente la superficie emisora de luz de un único chip LED. En la figura 12.6 se pue de ver un detalle de la forma constructiva de uno de estos segmentos.

Cavidad difusora del segmento

12.6 Dibujo esquematizado en sección transversal de un segmento de display.

238

Encapsulado de plástico LEXAM

Terminal de sujeción Terminal P°r opoxy de ánodo

conductor)

Terminal de cátodo


El chip de! LED se dispone en el fondo de una cavidad reflectora, que luego se rellena de resi na epoxy con partículas difusoras de luz. La luz emitida por el LED se distribuye así de forma uniforme por la totalidad del área emisora, obteniéndose una intensidad de luz constante desde cualquier ángulo con el eje, es decir, el seg mento queda Iluminado uniformemente aunque el origen de la radiación luminosa sea el pequeño chip situado en el fondo. Con el fin de facilitar la conexión del display, se unen interiormente todos los ánodos o todos los cátodos, dando lugar a displays con ánodo común o a displays con cátodo común. El empleo de uno u otro tipo depende del tipo de señal del descodificador (positiva o negativa) que activará los diodos. Se fabrican también displays en los que se Incorporan, dentro de la misma cápsula, resistencias limitadoras de corriente, con lo cual se simplifica el montaje del display en el circuito impreso y, ade más, se ahorra espacio en éste.

Segmento del dígito formado por una cavidad difusora

Segmento uniformemente iluminado

Chip LED Encapsulado del display

12.7 Construcción típica de un display de siete segmentos.

Terminal de sujeción

En la figura 12.7 se puede ver el corte en sección de un display de siete segmentos, en la que se observa perfectamente la disposición de dos cavidades formando ángulo recto. Los displays de gran tamaño disponen de dos o más chips de diodos emisores de luz por seg mento, ya que uno solo es insuficiente para iluminar todo el segmento. Cada uno de los segmentos que forman el carácter numérico se denomina con una letra (figu ra 12.8). _A_

El lc I

12.8 Cada uno de ios segmentos de un display se identifica por una letra.

I mp

D

Combinando ordenadamente las tensiones directas aplicadas a los ánodos puede formarse cualquier carácter. En la figura 12.9 se muestra cómo se forman las cifras del 0 al 9. Para ello, debe aplicarse polarización directa a los segmentos adecuados según se Indica en la tabla 12.2.

n /_/ 12.9

i j j IL J

uc

l

I J Ll

¡u u IU J

Constitución de las cifras 0 a 9 en un display con diodos emisores de luz.

239


• < ■.

Tabla 12.2 Segmentos que se iluminan en un dispiay aI aplicarle tensión directa.

Segmento encendido '

A •

. V'Y-'í'y''' B c ¡ftJ IJ i •

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

0

.. ,' . É.

F

•

•

•

Cifra formada G

f|§¡ 0 1

•

•

•

2

•

3

•

•

4

•

•

5

•

•

6

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

•

7 •

•

•

8

•

•

9 •

punto decimal

Finalmente en la figura 12.10 se ha dibujado el símbolo del circuito electrónico equivalente del dispiay, que consta de ocho LED, con sus respectivas conexiones exteriores de los ánodos y un cátodo común a todos ellos.

A o

12.10 Conexión de los LED de un dispiay de siete segmentos y punto decimal con cátodo común.

Bo

C

Do

E

Fo

f i o POO

o Cátodo común

Los displays citados son los más corrientes, sin embargo se fabrican displays en los que se re presentan otras figuras no alfanuméricas, como por ejemplo una serie de segmentos verticales y paralelos entre sí, medíante los cuales es posible realizar vúmetros luminosos para equipos de alta fidelidad.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS DIODOS EMISORES DE LUZ Para el correcto funcionamiento de un LED es preciso tener en cuenta una serie de características técnicas que son facilitadas por los fabricantes, mediante valores numéricos o mediante curvas ca racterísticas. Estas características hacen referencia tanto a la parte eléctrica como a la radiación luminosa producida, siendo las más importantes las siguientes:

240


• • • • •

Intensidad de corriente en sentido directo ( I F). Tensión inversa (\/F). Potencia total (Ptot). Potencia de radiación de salida (FJ. Intensidad luminosa ( IJ .

Curva característica de la intensidad de corriente en función de la tensión directa En la figura 12.11 se han dibujado las curvas características I F = f(VF) de dos diodos emisores de luz, uno de arseniuro de galio y el otro de fosfuro de galio.

(mA)

12.11 Curva característica I f = f(Vf) de un LED de arseniuro de galio y otro de fosfuro de galio.

Hasta que no se alcanza un determinado valor de tensión directa [Vf) no se inicia la circulación de corriente ( I F), al igual que en cualquier otro diodo semiconductor, y sobrepasado el codo de la curva la corriente / F aumenta rápidamente de valor al aumentar ligeramente la tensión l/F. Destaca en estas curvas, comparándolas con las de los diodos de silicio, que al ser el material base el galio se precisa una mayor tensión directa para que pasen a conducir (unos 0,6 a 0,7 V en los de silicio, y unos 1,3 V a 1,6 V en los de galio). En las curvas de la figura 12.11 es necesario destacar: 1. Los LED de arseniuro de galio precisan de menor tensión en sentido directo para entrar en conducción. 2. La resistencia dinámica de los diodos de arseniuro de galio es más pequeña que la de los de fosfuro de galio. Efectivamente, cada LED precisa de un valor de tensión directa, y presenta una resistencia di námica que viene dada por los materiales utilizados en su fabricación y por un conjunto de pará metros tales com o la geometría y área de la unión. La resistencia dinámica (fís) es igual al cociente de la variación de tensión directa por la varia ción de intensidad directa, es decir,

El diodo emite luz cuando la tensión directa a él aplicada supera el codo de su curva caracte rística I F = f(VF), es decir, cuando circula corriente por la unión. Este valor de intensidad en sentido

241


de paso es del orden de 2 a 50 mA, según modelo, para que el diodo comience a emitir radiacio nes luminosas. Lógicamente la corriente directa no puede superar ciertos valores sin que corra peligro el LED ya que, al igual que cualquier otro componente, los LED soportan hasta un límite de potencia de di sipación (dada por el producto l/F/ F). Con este fin, los fabricantes indican en sus catálogos la máxima tensión directa que puede apli carse a un LED para una intensidad de corriente dada. Así, por ejemplo, el diodo emisor de luz CQV70 soporta una tensión directa máxima de 2,1 V con una intensidad de corriente I F de 10 mA, siendo la intensidad de corriente máxima en sentido directo de 30 mA. Durante un breve instante, el diodo es capaz de soportar una elevada intensidad de corriente en sentido directo, que en ocasiones puede alcanzar valores elevados. Así, los LED de la serie MV5025 son capaces de soportar en sentido de paso una intensidad de pico de 2 A, siempre que este pico de corriente sea un impulso de 1 |as y que no se produzcan más de 300 impulsos por segundo.

Curva característica de la intensidad luminosa en función de la intensidad de corriente directa La curva característica de la figura 12.12 corresponde a la intensidad luminosa (en mcd) en función de la corriente que circula por el diodo (en mA).

h

(mcd)

2 03 < ? E <5 «. s •§ ■§ e 3c oe c

12.12 Curva característica 7V = f(If) de un LED.

2.0 1.8 1,6 1,4 1,2 1,0 0.8 U.b 0,4 0.2

5

10

15

20

25

30 If (mA)

Corno se ve en la figura 12.12, la intensidad luminosa aumenta al aumentar la corriente directa, es decir, cuanto mayor sea la corriente a través del diodo mayor será la luz proporcionada por éste. En ocasiones los fabricantes indican el valor de intensidad luminosa a la corriente directa nomi nal. Por ejemplo: 0,25 mcd a 20 mA. En la figura 12.13 se ha dibujado otra de las curvas características que suelen facilitar los fabri cantes de LED, y que corresponde a la variación típica de la intensidad luminosa en función del va-

1,1

1,0

<■ o .2 >-

O «3
12.13 Curva característica de la eficiencia relativa en función de la corriente de pico.

242

40 60 80 100 Ipto corriente de pico (mA)

120


lor de pico de la corriente directa, es decir, la eficiencia relativa (intensidad luminosa por unidad de corriente) en función de la corriente de pico. Esta curva se genera variando sólo el valor de pico de la corriente directa, manteniendo cons tante el valor medio de la comente directa. De ella se deduce que el funcionamiento de unLED es más eficaz si la corriente directa que por él circula es pulsante.

Tensión inversa Como cualquier diodo semiconductor, los LED poseen un límite de tensión inversa de salida, so brepasada la cual el diodo puede quedar destruido. Esta tensión oscila, normalmente, entre 1,6 y 3 V, por lo que deberá evitarse sobrepasar estos valores.

Potencia total de disipación Éste es otro de los datos facilitados por los fabricantes que tam poco debe ser sobrepasado. La máxima potencia de disipación se especifica siempre a la temperatura ambiente de 25 °C, pues al aumentar la temperatura dicha potencia límite es más pequeña. En los diodos emisores de luz la potencia de disipación oscila entre unos 50 mW y 150 mW se gún modelo, mientras que en los displays se alcanzan valores de unos 400 mW.

Curva característica de la corriente directa en función de la tem peratura También los diodos emisores de luz están afectados por la temperatura, de forma que cuanto m a yor sea ésta menor es el valor de la intensidad de corriente en sentido de paso. En la figura 12.14 se ha dibujado la curva característica de la corriente directa ( I F) en función de la temperatura ambiente (Tamb).

W

C)

12.14 Curva característica de la intensidad de corriente directa en función de la temperatura ambiente.

En esta curva se lee que hasta unos 25 °C la corriente directa permanece prácticamente cons tante (en este caso en 25 mA). De 25 °C a 85 °C la corriente I F decrece rápidamente con el au mento de temperatura, y a 85 °C la corriente directa queda anulada.

Curva característica de la intensidad luminosa en función de la tem peratura ambiente En un apartado anterior se ha dicho que la intensidad luminosa de un LED aumenta con la Intensi dad de corriente directa (figura 12.12), y también se ha afirmado que la corriente directa disminuye al aumentar la temperatura. Como consecuencia de estos dos fenómenos se puede deducir que la intensidad luminosa de un LED disminuye al aumentar la temperatura.

243


12.15 Curva característica de la intensidad luminosa relativa en función de la temperatura ambiente.

160 140 120 100 80 60 40 -55

-25

0

+25

+50

+75

+100

U (° C )

Efectivamente, en la figura 12.15 se ha dibujado la intensidad luminosa relativa de un LED en función de la temperatura ambiente. En ella se puede leer que la máxima intensidad luminosa se al canza a temperaturas por debajo de 0 °C. La ordenada de la curva característica de la figura 12.15 se ha dividido en porcentajes de in tensidad luminosa ( I v), correspondiendo la intensidad luminosa nominal del 100 % a 25 °C, es de cir, que a 25 °C la intensidad luminosa es la facilitada por el fabricante. Así, supóngase un diodo emisor de luz cuya intensidad luminosa Jv sea de 0,8 mcd a 25 °C de tem peratura ambiente y con 20 mA de I F. En esta circunstancia, y suponiendo que su curva ca racterística I v = f(Tamb) sea la de la figura 12.15, si disminuye la temperatura ambiente a 0 °C la in tensidad luminosa pasa a ser el 120 % de la nominal, es decir, sube a 0,96 mcd. Si, por el contra rio, la temperatura ambiente sube a 50 °C, la intensidad luminosa pasa a ser el 80 % de la nominal, es decir, 0,46 mcd. La abscisa de la figura 12.15 se ha dividido en todo el margen de temperatura a la que puede trabajar el LED en cuestión, es decir, entre -5 5 °C y +100 °C, variando entre estos límites la inten sidad luminosa entre 1,52 mcd y 0,44 mcd aproximadamente.

Potencia de radiación de salida Otra curva característica de interés es la de la potencia de radiación de salida o ROP (Radiated Outp ut Power) en función de la intensidad de corriente directa, es decir, la curva característica e = f [ I F). Este parámetro indica la potencia que se transforma en radiación luminosa en el LED, la cual, lógicamente, es inferior a la potencia disipada en el componente. Se expresa en pW. Los fabricantes suelen facilitar este parámetro mediante valores numéricos (por ejemplo 60 gW), indicando con ello que es la mínima potencia de radiación que se obtendrá en el diodo, o bien m e diante curvas características como la de la figura 12.16, ya que como es lógico suponer esta p o tencia aumenta al aumentar la intensidad de corriente en sentido directo.

(mW) 80 70 60 50 40 30

12.16 Curva característica de la potencia de radiación de salida en función de la intensidad de corriente directa.

244

20 10

0

0

10

20

30

40 J f (mA)


En la figura 12.16 una intensidad directa de 20 mA da lugar a una potencia de radiación de sa lida de 35 (iW. Al doblar la Intensidad de corriente directa se dobla la potencia de radiación de salida, es decir, que esta curva característica es lineal.

Curva característica de la potencia de pico de salida en función de la corriente directa en forma de impulsos Dado que el funcionamiento de un LED es más eficaz con impulsos de corriente directa, los fabri cantes de estos componentes facilitan también la curva característica de la potencia de pico de sa lida en función de la corriente directa, cuando ésta es de impulsos, tal y como se ha dibujado en la figura 12.17.

5a •§ Xa •5¡

0

200

400

600

800

1.000

Impulsos de corriente directa (mA)

12.17 Curva característica de la potencia de pico de salida en función de una corriente directa en forma de impulsos.

En esta curva característica se comprueba que, con impulsos de corriente de 200 mA, cuyo va lor medio sea el nominal del diodo, la potencia de salida son picos de 0,4 mW. Sin embargo, la cur va deja de ser lineal a partir de impulsos de corriente de 400 mA, puesto que los picos de la p o tencia de salida apenas si crecen de valor al aumentar el valor de los impulsos de corriente.

Distribución espacial Si se observa un LED desde distintos ángulos y a la misma distancia, se comprueba que la máxima luminosidad se obtiene cuando el ojo se encuentra en la vertical del diodo. Esto puede represen tarse mediante la curva de la distribución espacial de la figura 12.18. En la curva característica de la figura 12.18 se observa que, con un ángulo de incidencia de 0o, es decir, con el ojo situado en el eje de simetría vertical del diodo, la intensidad luminosa percibida es del 100 %. A medida que el ojo se desplaza del citado eje de simetría, hacia un ángulo de 90° con res pecto al mismo, la intensidad luminosa percibida desciende hasta anularse por completo a 90°.

o°

10°

20°

1.0 0.9 0.8 0.7

0.6

0.5 0.4 0.3 0.2 0.1

12.18 Distribución espacial de la radiación luminosa de un LED.

245

ELECTRÓNICOS

Así, por ejemplo, si el ojo forma con el eje de simetría del diodo un ángulo de 40° la intensidad luminosa que percibe es de, aproximadamente, el 35 % del valor nominal, por lo que si el diodo ra dia con una intensidad de 1,5 mcd, en dicho ángulo la intensidad luminosa será de sólo 0,53 mcd. Estas curvas son muy importantes a la hora de elegir un LED, ya que si éste ha de disponerse como elemento señalizador dentro de un ambiente luminoso y el observador no siempre se en cuentra en la vertical del diodo, sino en un ángulo pronunciado con respecto a él, puede que no perciba la iluminación del mismo. En este caso debe elegirse un diodo cuya distribución espacial sea lo más omnidireccional posible. En ocasiones los fabricantes indican en sus catálogos este parámetro mediante valores numé ricos, en cuyo caso indican el ángulo en el cual la intensidad luminosa alcanza el 50 % de su valor

SOD

-63 SOO

-76

JS ,v

SOP-75

SOD

S G D -S

12.19

-75

5

Tipos de cápsulas utilizadas en LED, con indicación de sus dimensiones.


nominal. Así, por ejemplo, en el diodo CQY11C se percibe una intensidad luminosa del 50 % de su valor nominal cuando el ángulo de visión es de 7o, mientras que en el CQY49B es de 80°, de lo cual se deduce que con el CQY49B se percibe mejor su luz desde cualquier ángulo.

CÓDIGO DE IDENTIFICACIÓN DE LOS DIODOS EMISORES DE LUZ Y DISPLAYS Tanto los diodos emisores de luz como los displays se identifican mediante dos letras y un número de serie formado por una letra y dos cifras. La primera letra es una C, puesto que se trata de un dispositivo que utiliza materiales con un margen de banda de menos de 0,6 eV, tales como el arseniuro de galio. La segunda letra es una Q, ya que en el código de designación de elementos semiconductores esta letra identifica a los elementos generadores de radiaciones; en este caso radiaciones luminosas. El número de serie, precedido de una letra (Y o X) indica que se trata de un componente para aplicaciones profesionales, aunque en la actualidad está muy extendida su utilización en aparatos electrónicos de consumo (radio, televisión, vídeo, etc.).

CÁPSULAS PARA LED Y DISPLAYS LED Para finalizar, en las figuras 12.19 y 12.20 se han dibujado las cápsulas más comunes de diodos emisores de luz y displays realizados con esta clase de diodos, con indicación de su denominación y dimensiones en milímetros.

CQY81, 1B

CQY81, 81A

M

CQY61. 81A, 81B

1(7

1t?

líOt

19.05

10.16 máx

IM A /

7.6

17.0 5.0

9.65

i

fI j 7 I b

i l í

: U

:D

0.5Í mln

I3

2.54 máx

9.65

5.7

1.40 0.90

12x2.54

0.50 0.30

4.0

CQY82A.82B

C0Y82B

CQY82. 82A 7.0

<9

1(7

12,7máx

15.0

n~i t I

11.0

A

Q llt

9.5 10,20

95

3,2 4.95 5. 151

12.20 Cápsulas para displays LED. con indicación de sus dimensiones.

247


CQY84

CQY84

|

12____

29.6

28.32máx

8,0

6,0

! í

0,51 mín

C0X85

CQX85 29,6

24,5 máx

8.0

0.32 0.23 ¡j:

3,6 \ 3.0 \

1524'

. .

5,0 máx

r

MT 1

16x2,54

1(7.57rom 025$, 0,38 5,08 máx

12.20 Cápsulas para displays LED, con indicación de sus dimensiones. (Continuación)

248

Transistores bipolares

INTRODUCCIÓN La palabra transistor está compuesta por la unión de las palabras transferencia y resistor, ya que el funcionamiento de un transistor se basa en una transferencia de energía por medio de unas varia ciones de resistencia. En el estado actual de la tecnología los transistores se dividen en dos grandes grupos: • •

Transistores bipolares. Transistores unipolares.

En este capítulo se trata la constitución, funcionamiento y curvas características de los transis tores bipolares, dejando el estudio de los unipolares para el siguiente capítulo.

UNIONES NPN Y PNP Sea una unión PN a la que se agrega un nuevo cristal tipo N que haga contacto con el cristal P (fi gura 13.1a). En esta circunstancia el cristal P queda entre dos cristales N (figura 13.1c). El mismo resultado se obtiene si dos uniones PN se unen por el cristal P (figura 13.1 ó). Esta unión de tres cristales constituye el transistor, que en este caso es del tipo NPN, ya que el cristal P es común a las dos uniones PN. Bajo el mismo principio constructivo, pero utilizando como cristal común de las dos uniones PN el cristal N, se forma el transistor PNP (figura 13.2). El cristal común a las dos uniones del transistor recibe el nombre de base. Los otros dos cris tales extremos se denominan colector y emisor respectivamente.

y p c) 13.1 Constitución de un transistor NPN.

N

P

c) 13.2 Constitución de un transistor PNP.

249


TEORÍA DE FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR Supongamos un transistor NPN, al que se le aplica una tensión negativa a la base con respecto al emisor (figura 13.3). En esta circunstancia la zona Z¡ de la unión emisor-base adquiere un valor de elevada resisten cia óhmica, puesto que los electrones libres dél cristal N son atraídos por el potencial positivo de la fuente de alimentación, y los huecos del cristal P por el negativo de la misma fuente, desapare ciendo de la zona Z, los portadores de carga. Se trata pues de un diodo polarizado en sentido in verso, por lo que la corriente a través de la unión será prácticamente nula.

Z,

Zg

13.3 Si entre emisor y base de un transistor NPN se aplica una tensión en sentido inverso, se forma una zona aislante en la unión Z, que impide la circulación de la corriente eléctrica.

Si se polariza dicha unión en sentido directo, es decir, con el positivo de la fuente de alimenta ción aplicado al cristal P y el negativo al N, la unión Z, adquiere un valor de resistencia muy bajo, ya que los electrones del cristal N y los huecos del cristal P son repelidos por el negativo y el posi tivo de la fuente de alimentación, respectivamente, hacia la zona Z,, en donde se recombinan. La fuente de tensión continúa suministrando electrones al cristal N, por lo que se establece un paso continuo de corriente eléctrica a través de la unión (figura 13.4).

Z, Emisor

Z, Colector

13.4 Si entre emisor y base de un transistor NPN (unión ZJ se aplica una tensión en sentido directo, circula una corriente eléctrica a través de la unión.

El funcionamiento de la unión base-emisor de un transistor es por tanto idéntica a la de cual quier diodo rectificador, es decir, deja pasar la corriente cuando está polarizado en sentido directo y la bloquea cuando se polariza en sentido inverso. Los mismos resultados se obtienen en la unión Z 2 cuando se aplica un potencial eléctrico entre base y colector, tal y como se indica en las figuras 13.5 y 13.6.

Emisor

IL N

I Colector

p ■i

N r

Emisor

Colector

r

Base

H 13.5 Si entre base y colector de un transistor NPN se aplica una tensión en sentido inverso, se forma una barrera en la unión Z2 que impide la circulación de la corriente eléctrica.

250

13.6 Si entre base y colector de un transistor NPN (unión Z2) se aplica una tensión en sentido directo, circula una corriente eléctrica a través de la unión.

TRANSISTORES BIPOLARES

Z, Emisor

Colector

N

N Base

13.7 Si entre emisor y colector de un transistor NPN se aplica una tensión eléctrica con el positivo a colector, se forman dos pequeñas barreras en las uniones Z ,y Z 2y por el transistor sólo circula una pequeñísima corriente de fuga, de valor despreciable.

Supóngase ahora un transistor NPN al que se le aplica una tensión continua entre emisor y colec tor, de forma que el polo positivo quede aplicado al colector y el negativo al emisor (figura 13.7). Con esta polarización, los electrones libres del emisor (cristal N) los repele el polo negativo, mien tras que los electrones libres del colector (cristal N) los atrae el polo positivo. De todo esto se deduce que se produce un desplazamiento de las cargas en sentido emisor a colector. A pesar de ello, los electrones del emisor no poseen la suficiente energía para atravesar las uniones Z, y Z 2, las cuales, al ser zonas aislantes sin portadores de carga, entorpecen el paso de la corriente. La corriente a través de los cristales es, por tanto, muy pequeña, considerándose a efectos prácticos como una pequeña corriente de fuga. La principal barrera que se opone al paso de los electrones hacia el polo positivo la constituye la unión Z,, ya que una vez atravesada ésta los electrones se encontrarán bajo la Influencia del campo eléctrico del polo positivo de la fuente de alimentación y atravesarán sin dificultad la unión Z 2. Para eliminar la barrera Z, basta con polarizar en sentido directo la unión base-emisor (figura 13.4). Así pues, si se aplican los potenciales representados en la figura 13.8 a cada uno de los cristales del transistor, queda eliminada la barrera Z v y los electrones libres del emisor la atraviesan, siendo atraídos por los potenciales positivos de la base y del colector.

Emisor

N

'i

P

) i

| Colector

N

w

, r

Base I r

U

13.8 Si se polariza un transistor NPN en la forma indicada en la figura, éste pasa a ser conductor.

H illl

Dado que el potencial positivo del colector es mucho mayor que el de la base, ya que el de ésta sólo sirve para eliminar la barrera Z, (unos 0,7 V en transistores de silicio), los electrones se sienten más atraídos por el colector, por lo que se obtiene una elevada corriente de colector (Jc) y una pe queña corriente de base ( Í B). La corriente de emisor ( / E) es igual a la suma de las corrientes de colector y base, tal y como se deduce de las leyes de Kirchhoff:

=

+

Naturalmente, la cuantía de electrones que se dirigen hacia el colector o hacia la base depende de la proporción en que el colector está polarizado más positivamente con respecto a la base, de forma que si las dos tensiones son iguales, prácticamente ningún electrón se dirige hacia el colec tor por estar éste más alejado. Si en lugar de una tensión positiva con respecto al emisor se le aplica a la base una tensión ne gativa con respecto al emisor, la unión Z. queda polarizada en sentido inverso y, como consecuen cia, no circula corriente alguna por el transistor (figura 13.9).

251


13.9 Si se polariza un transistor NPN en la forma indicada en la figura, es decir, con una tensión negativa en la base con respecto al emisor, por el transistor deja de circular la corriente eléctrica.

Z1 Emisor

J I

T

-

w

■ 1

~~L Colector

1 '

P

1

i

n

Base

- iiu

En resumen, en un transistor NPN se obtiene paso de corriente entre emisor y colector cuando a la base se le aplica potencial positivo con respecto al emisor, y se consigue un bloqueo al paso de la corriente cuando a la base se le aplica un potencial negativo con respecto al emisor. Todo lo expuesto es válido para los transistores PNP, con la diferencia de que en éstos la con ducción se produce cuando se aplica tensión negativa al colector con respecto al emisor y una ten sión también negativa, aunque de inferior valor, a la base con respecto al emisor (figura 13.10). En el caso de polarizar la base positivamente con respecto al emisor, la unión Z, se hace in franqueable para los electrones libres del emisor, ya que la unión base-emisor del transistor PNP queda polarizada en sentido inverso y, por lo tanto, la corriente de colector será nula (figura 13.11).

Z, Emisor

Z, I Colector

N Base

h

J

llll-

13.10 Si se polariza un transistor PNP en ia forma indicada en la figura, éste se hace conductor.

Emisor

j

!

p

■ < N i

» i P i

lI Colector 1

Base

I

lililí

13.11 Si se polariza un transistor PNP en la forma indicada en la figura, con una tensión positiva en la base con respecto al emisor, por el transistor deja de circular la corriente eléctrica.

En las figuras 13.12 y 13.13 se han dibujado los símbolos representativos de los transistores NPN y PNP respectivamente. En ellos el emisor se simboliza con una punta de flecha, igual que el ánodo de un diodo. Si el transistor es un PNP la punta de flecha señala hacia la base, ya que, al igual que los diodos, la punta de flecha indica que se trata de un cristal P. La punta de flecha en sentido opuesto a la base nos indica que se trata de un cristal N.

Emisor

Emisor

Base

Base O

Colector

13.12 Símbolo de los transistores NPN.

252

€> Colector

13.13 Símbolo de los transistores PNP.

TRANSISTORES BIPOU\RES

Para la polarización correcta de un transistor deberán tenerse presente los siguientes puntos: • • •

A l emisor debe aplicársele polaridad del mismo signo que el cristal que lo constituye. Si es un cristal N se le aplica polaridad negativa, y si es un cristal P polaridad positiva. A la base también se le aplica polaridad del mismo signo que el cristal que la constituye. Este potencial debe ser menor que el aplicado entre colector y emisor. Al colector se le aplica potencial opuesto al cristal que lo constituye. Si es un cristal N se le aplica polaridad positiva, y si es un cristal P se le aplica polaridad negativa. Este potencial debe ser mayor que el aplicado entre base y emisor.

Transistor de puntas de contacto Los transistores de punta de contacto constan de una plaquita de material N o P (la base) sobre la que están aplicadas dos puntas metálicas que actúan como emisor y colector (figura 13.14). Las dos puntas metálicas están a una distancia de unos 50 mm una de otra.

13.14 Transistor de puntas de contacto. E: emisor. B: base. C: colector.

El material del emisor y colector se obtiene al soldar las puntas con el material base mediante un impulso de corriente, lo que tiene por efecto que éstas introduzcan impurezas en el cristal de base, creando zonas de unión alrededor de dichas puntas, de naturaleza opuesta a la de la base. En la figura 13.15 se muestra un corte esquemático de un transistor de puntas de contacto, in dicando sus partes constituyentes.

1—-

f

2

3

/

\

^

13.15 Corte esquemático de un transistor de puntas de contacto. 1) Cápsula metálica o de resina epoxi. 2) Cristal tipo P o N. 3) Cierre soporte de resina epoxi. 4) Puntas de contacto de tungsteno, separadas unos 50 pm, y en cuyos extremos se forma el cristal de naturaleza opuesta al de la base. 5) Soporte metálico del semiconductor. 6) Terminal de conexión del emisor. 7) Terminal de conexión de la base. 8) Terminal de conexión del colector.

Debido a las extremadamente pequeñas zonas de cristal opuesto al de la base, y a la pequeña distancia existente entre colector y emisor, la capacidad interelectródica que se crea es pequeñísi ma, lo cual hace a este tipo de transistor idóneo para trabajar en etapas de radiofrecuencia. Por el contrario, y por los mismos motivos, no soportan intensidades de corriente elevadas, por lo que no pueden ser utilizados en etapas de potencia.

Transistor de unión Se denominan transistores de unión a todos los que están formados por capas superpuestas de material semiconductor.

253


13.16 Transistor de unión. E: emisor. B: base. C: colector.

C

En la figura 13.16 se muestra la forma constructiva de un transistor de unión, formado por una placa de semiconductor tipo N de 0,2 mm de espesor, que constituye la base, sobre cuyas caras se aplican el emisor y el colector en forma de dos bolitas de material P (generalmente aluminio en los transistores de silicio). La penetración en el cristal de la citada Impureza se regula de forma precisa, de manera que la separación entre el emisor y el colector sea de tan sólo 50 ¡um. Debido al grueso de la unión, las capacidades interelectródicas de estos transistores son relati vamente elevadas, lo cual limita su empleo a frecuencias Inferiores a 20 MHz. Como ventaja cabe destacar que admiten mayores intensidades de corriente, lo que permite su utilización en etapas amplificadoras de potencia. El cristal de colector es mayor que el de emisor (figura 13.16), de forma que en la unión de c o lector se recogen mejor los electrones que dan lugar a la corriente I c del transistor. En la figura 13.17 se muestra el corte esquematizado de un transistor de unión, con Indicación de todas sus partes constituyentes.

h* 13.17 Corte esquemático de un transistor de unión. 1) Cápsula metálica o de resina epoxi. 2) Grasa protectora de silicona. 3) Sujetador de plástico. 4) Tapón soporte de resina epoxi. 5) Transistor. 6) Terminal de conexión del emisor. 7) Terminal de conexión de la base. 8) Terminal de conexión del colector.

r

l w -

I —J

Para finalizar, diremos que se fabrican transistores de unión para pequeñas y grandes poten cias, dependiendo del refuerzo de las uniones y de la preparación del conjunto para la evacuación del calor. Los transistores de unión se fabrican con la técnica de la difusión cuando han de ser utilizados para trabajar en RF, ya que esta técnica permite realizar uniones de reducido espesor. Sin embar go, y debido a los avances tecnológicos de los últimos años, es posible la fabricación de transisto res de silicio por la técnica de la difusión tanto para alta como para baja frecuencia, pequeña o gran potencia, realizándose tipos capaces de trabajar perfectamente en etapas de potencia de RF. La técnica de la difusión en sus distintas variantes es, pues, la más utilizada hoy en día en la fa bricación de transistores de silicio.

254


Transistor por difusión planar El transistor por difusión planar, también llamado transistor planar, es un transistor de unión formado por una plaqueta de silicio tipo P o tipo N la cual constituirá más tarde el futuro colector (figura 13.18). Esta plaqueta se reviste por uno de sus lados de una capa de óxido de silicio; sobre esta capa se practican, mediante técnicas fotoquímicas, unas ventanas a través de las cuales se difunde ma terial donador o aceptador, formándose la base del transistor. A continuación se difunde el emisor sobre la base mediante idéntico procedimiento.

4

13.18 Transistor de unión por difusión planar tipo PNP. B: base. E: emisor. C: colector. 1) Conexiones de aluminio. 2) Cristal tipo P del emisor. 3) Cristal tipo N de la base. 4) Cristal tipo P del colector. 5) Capa aislante de óxido de silicio.

Una vez realizadas todas las operaciones de difusión, se recubren las ventanas con un sustra to de óxido de silicio. Sobre esta última capa se practican ventanas, que servirán para establecer los contactos exte riores para los terminales de base y emisor. En la parte inferior de la plaqueta de silicio se conecta el terminal de colector. Según el tamaño y separación entre los cristales que forman el transistor, se obtendrán transis tores con mayores o menores capacidades interelectródicas, y más o menos capaces de soportar elevadas intensidades de corriente eléctrica. Los transistores planares de potencia pueden fabricarse tanto en versión PNP como en versión NPN, admitiendo tensiones de unos 100 V e intensidades máximas de corriente de unos 10 A.

Transistor homotaxial El transistor homotaxial, denominado también de difusión única, se fabrica a partir de una plaqueta de material P homogénea sobre la que, al contrario del planar, no se forma ninguna capa de óxido. Durante el proceso de difusión, el material donador penetra en el interior de la plaqueta por am bos lados, formando así el emisor y el colector. El material P entre ambas capas constituye la base del transistor. Para reducir al máximo posible la caída de tensión en sentido directo del colector, se elimina, mediante ataque químico, una delgada capa de material de la parte del colector. Estos transistores resultan extraordinariamente robustos y adecuados para trabajar con eleva das intensidades de corriente, por lo que resultan idóneos para trabajar en etapas amplificadoras de potencia en BF. Debido al gran espesor de la base, la frecuencia de transición (producto de la ganancia por el an cho de banda) no es muy elevada (del orden de 1 MHz), y las tensiones admisibles pueden llegar a ser de hasta 100 V. Los transistores homotaxiales sólo se suministran en versión NPN.

Transistor con base epitaxial Se denomina epitaxis el proceso tecnológico de fabricación de transistores, en el cual se origina el crecimiento del material semiconductor en estado de cristal sobre otro material semiconductor también en estado cristalino. Los transistores así fabricados se denominan transistores mesa, y se obtienen haciendo crecer una delgada capa de silicio poco dopado y, por lo tanto, de elevada resistencia, el cual constituye la base, sobre un sustrato de silicio fuertemente dopado (baja resistencia) que constituye el colector.

255


Una vez efectuado el proceso descrito, la capa base se recubre con óxido de silicio. El emisor se obtiene practicando una ventana, mediante proceso fotoquímico, sobre la capa de óxido de silicio y difundiendo el emisor sobre la base. Las conexiones externas de la base y el emisor se realizan a través de ventanas obtenidas me diante operaciones de oxidación y fotograbado. Dado que el proceso de formación de la base es, en este tipo de transistores, muy lento, el es pesor de la misma puede ser controlado con gran precisión, por lo que pueden obtenerse bases de espesores muy reducidos, permitiendo con ello que las capacidades interelectródicas puedan ajustarse y fabricar así transistores que trabajan a muy altas frecuencias. Los transistores de base epitaxlal pueden trabajar con tensiones de hasta 200 V y con inten sidades de corriente elevadas, lo que los hace especialmente Indicados para trabajar en etapas de potencia. La frecuencia de transición máxima de los transistores de base epitaxial alcanza unos 5 MHz. Se fabrican tanto en versión PNP como en versión NPN.

Transistores mesa semiplanares En esta tecnología se parte de una plaqueta de silicio no oxidado que se expone a un proceso de difusión, es decir, se trata de un proceso similar al de la técnica homotaxlal, con la diferencia de que en el caso de la técnica mesa semiplanar el material que permanece entre las dos capas difundidas constituye el colector, mientras que en el caso de la técnica homotaxial constituye la base. A continuación se elimina por completo la capa difundida inferior, después de haber recubierto toda la plaqulta con una capa de óxido de silicio. El proceso siguiente consiste en difundir en la capa superior (base) el emisor, mediante técnica planar. La denominación de estos transistores proviene por tanto del hecho de que la unión emisor-base se obtiene mediante tecnología planar, y la unión base-colector mediante tecnología mesa. Estos transistores son menos robustos que los de base epitaxial, pero poseen una frecuencia de transición muy elevada, que alcanza los 50 MHz y pueden trabajar con tensiones muy elevadas (hasta unos 1.500 V). Sólo se fabrican en versión NPN.

CÁPSULAS PARA TRANSISTORES Existe una gran variedad de cápsulas para transistores, tanto en plástico como en metal (figura 13.19). El tamaño de la cápsula y de los terminales es una orientación que nos permite, a simple vista, clasificar a un transistor dentro de los grupos de pequeña o gran potencia. Cuanto mayor sea la in-

Colector

Base Emisor Colector Colector

13.19 Dibujo de algunas de las cápsulas utilizadas en transistores.

256


Colector Emisor, Base Emisor

Emisor

Colector

13.19 Dibujo de algunas de las cápsulas utilizadas en transistores (continuación). En este caso, se trata de cápsulas para montaje superficial (SMD), de dimensiones muy reducidas.

tensidad de corriente admisible por el transistor, mayor deberá ser la sección de sus terminales y mayor el tamaño de la cápsula para una mejor refrigeración. Además, todos los transistores de po tencia poseen cápsula metálica, ya que el metal es mejor conductor térmico. En la figura 13.19 se puede ver el aspecto de diversas cápsulas para transistores y en la figu ra 13.20 se Indican las denominaciones de cada una de ellas y la disposición de los terminales de colector, base y emisor, así como las dimensiones en milímetros.

SOT-25 (2)

SOT-25 (1)

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SOT-37 (2) 3.9

G.6

13.20 Cápsulas para transistores con indicación de sus dimensiones.

257


S0T-37(3)

SOT-37 (4)

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SOT-41

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SOT-48 (2)

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120 11.2

13.20 Cápsulas para transistores con indicación de sus dimensiones. (Continuación)

258

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SOT-48 (3)

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261


En muchas ocasiones los transistores han de trabajar con potencias superiores a la máxima ad misible por ellos, en cuyo caso han de disponerse aletas de refrigeración que se fijan al transistor mediante un sistema de presión o tornillo. En el supuesto de utilizar tornillos para sujetar el radiador al transistor, la cápsula de este último debe disponer de uno o dos orificios que permitan el paso del tornillo (figura 13.21).

7

13.21 Constitución de un transistor en cápsula SOT-93. 1) Cristal de vidrio pasivado. 2) Unión eutéctica oro/silicio. 3) Peine soporte de cobre rígido. 4) Terminales de conexión de aluminio. 5) Hilos de conexión soldados ultrasónicamente. 6) Encapsulado especial de plástico de silicona. 7) Terminales de cobre estañado. 8) Orificio para la sujeción del radiador mediante tornillo.

Para finalizar con el estudio de las cápsulas utilizadas en los transistores, a continuación se ha cen algunas observaciones sobre los tipos más corrientes. Las cápsulas TO 18, TO 39 y TO 92 son de resina epoxi, y se utilizan en transistores para pe queña señal y baja potencia. Para medias potencias la cápsula es metálica y puede disponer de orificio para la sujeción de un radiador (cápsulas TO 12 y TO 220). Para grandes potencias el tipo de encapsulado es del tipo TO 3 y SOT 93A, en los que el c o lector va acoplado térmicamente a un gran dispositivo radiador, es decir, que el propio cuerpo me tálico de la cápsula, que está unido al radiador, hace las funciones de electrodo de colector y, por lo tanto, el transistor sólo dispone de dos terminales (el de base y el de colector).

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS TRANSISTORES El transistor es, sin duda, uno de los componentes electrónicos en los que deben tenerse presen te más parámetros, razón por la cual este capítulo es algo más extenso. En un principio se han de considerar las magnitudes eléctricas presentes en un transistor, tan to en régimen estático como en régimen dinámico.

o~?C

13.22 Tensiones y corrientes presentes en un transistor PNP en régimen estático.

En la figura 13.22 se representa el esquema de un transistor PNP montado en emisor común (emisor común a la entrada y a la salida del circuito), en el cual están representadas las principales tensiones y corrientes que aparecen en él en régimen estático. Estas tensiones y corrientes son las siguientes:

262


• • • • • • •

-Ic -I8 7e - \ / CE -V BE - '/ cc -V BB

= corriente continua de colector (sin señal). = corriente continua de base (sin señal). corriente continua de emisor (sin señal). = tensión continua entre colector y emisor. = tensión continua entre base y emisor. = tensión de la fuente de alimentación del colector. = tensión de la fuente de polarización de la base.

Como se puede apreciar, los símbolos utilizados para designar las tensiones y corrientes de base y colector van precedidos del signo menos, ya que estos electrodos reciben una tensión negativa con respecto al emisor (transistor PNP). Las magnitudes se representan por letras mayúsculas, por tratarse de tensiones y corrientes continuas, y los subíndices están en mayúscula púr el mismo motivo.

h.

13.23 Tensiones y corrientes presentes en un transistor NPN en régimen estático.

Si en lugar de un transistor PNP, el transistor fuese NPN (figura 13.23), las tensiones y corrien tes tomarían signo opuesto, es decir: • • • • • •

Jc IB -IE VCB

= = = = = ^cc = vBB =

corriente continua de colector (sin señal). corriente continua de base (sin señal). corriente continua de emisor (sin señal). tensión continua entre colector y emisor. tensión continua entre base y emisor. tensión de la fuente de alimentación del colector. tensión de la fuente de polarización de la base.

Obsérvese, comparando las figuras 13.22 y 13.23, que siempre se toma como referencia de me dida el colector o la base con respecto al emisor, por lo que si, como es lógico, las fuentes de alimen tación cambian de polaridad según el tipo de transistor, resulta evidente que las tensiones cambia rán de signo en un transistor NPN con respecto al PNP. Por el mismo motivo, las corrientes de base y colector son siempre de signo opuesto a la co rriente de emisor, tanto si el transistor es un PNP como si es un NPN, ya que, como se sabe, / E siempre es igual a la suma de I B + I c y, por la ley de Kirchhoff, la suma de todas las corrientes que llegan y salen de un punto de un circuito es igual a cero. Se entiende por régimen dinámico el estado de funcionamiento de un transistor al aplicarle una señal alterna entre base y emisor (caso de un transistor m ontado en circuito emisor común). En las figuras 13.24 y 13.25 se han representado las principales corrientes y tensiones en régi men dinámico de un transistor PNP y otro NPN, respectivamente. En ambos casos se trata de corrientes alternas eficaces, por lo que se representan por letras mayúsculas y subíndices en minúscula. En ningún caso se indica polaridad, puesto que la corrien te alterna cambia continuamente de sentido.

263


I13.24 Tensiones y comentes presentes en un transistor PNP en régimen dinámico.

-HI

13.25 Tensiones y corrientes presentes en un transistor NPN en régimen dinámico.

Las tensiones y corrientes presentes en los circuitos de las figuras 13.24 y 13.25 son las siguientes: • • • •

I0 /b IB l/ce

= corriente alterna de colector. = corriente alterna de base. = corriente alterna de emisor. = tensión alterna entre colector y emisor. tensión alterna entre base y emisor.

CURVAS CARACTERÍSTICAS DE UN TRANSISTOR En la figura 13.26 se representan, de forma simplificada, las curvas características de un transistor PNP montado en circuito emisor común. En estas curvas se puede apreciar la relación existente entre las diversas magnitudes eléctricas del transistor.

13.26 Curvas características de un transistor PNP.

Así, la tensión entre colector y emisor (-VCE) depende de la corriente de colector (—Jc); la co rriente de colector (- I c) es, a su vez, función de la corriente de base (—/ B); la corriente de base (—JB) depende de la tensión entre base y emisor (-\/BE) y, por último, la tensión entre base y emisor (-V BE) depende, en determinadas condiciones, de la tensión entre colector y emisor (-t/CE). En resumen, la figura 13.26 se divide en las siguientes cuatro partes: a) Cuadrante superior derecho: - I c = f(-VCE) para diferentes valores de - I B (característica de salida). b) Cuadrante superior izquierdo: - I c = f { - I B) para un determinado valor de ^CE (característica de transferencia).

264


c) Cuadrante inferior izquierdo: - I B = f{-VBe) para un determinado valor de -V ce (característica de entrada). d) Cuadrante inferior derecho: -V BE = f[-V CB) para diferentes valores de - I B (característica de reacción). En el caso de transistores NPN, se obtienen las mismas curvas características, con la única di ferencia del cambio de signo en todas ellas, como se puede apreciar comparando la figura 13.27 con la 13.26.

h

13.27 de un transistor NPN.

Curvas características

Además de estas cuatro curvas características, los fabricantes de transistores proporcionan otras que permiten estudiar el comportamiento de un determinado tipo de transistor bajo diversos esta dos de funcionamiento. Todas ellas, así com o otros parámetros de interés para el profesional, se estudian con detalle en los párrafos siguientes.

Curvas características de salida En la figura 13.28 se han dibujado las curvas características de salida, o curvas de la intensidad de colector en función de la tensión entre colector y emisor, I c = f{VCE), de un transistor de baja fre cuencia PNP. Curvas similares a la dibujada, con valores lógicamente distintos, se obtienen en cualquier tipo de transistor bipolar PNP. Lógicamente, si es de tipo NPN los signos de polaridad estarán cambiados. Mediante las curvas de la figura 13.28 el profesional puede conocer las variaciones que experi menta la corriente de colector (Jc), en función de la tensión aplicada entre colector y emisor (\/CE),

13.28 Característica de salida de un transistor PNP.

265


y para diferentes valores de la corriente de base ( Jg), trabajando el transistor con una temperatura de unión (7") de 25 °C. Estas curvas se obtienen a temperatura ambiente constante de 25 °C, puesto que, al igual que cualquier otro dispositivo semiconductor, la temperatura ambiente influye sobre el funcionamiento del transistor, com o más adelante tendremos ocasión de comprobar. De las curvas características de salida de la figura 13.28 se deducen los siguientes puntos de terminantes del funcionamiento del transistor: 1. Para una corriente de base - I B pequeña, por ejemplo de 50 pA (en el caso del transistor que hemos tom ado de ejemplo), la corriente de c o le c to r- I c apenas si aumenta al aumentar la tensión entre colector y emisor “ ' ' c e Efectivamente, en la figura 13.28 se puede leer que con una corriente de base de 50 pA, y aplicando una tensión -V CE de 5 V, la corriente de colector es de aproximadamente 8 mA, y con la misma corriente de base y una tensión -V CB de 15 V (tres veces superior), la c o rriente de colector pasa a ser de unos 9 mA (sólo 1 mA más). 2. Para elevadas intensidades - I B, por ejemplo de 600 pA, la influencia de la tensión - \ / CE so bre la corriente - I c de colector es algo más elevada, lo cual puede com probarse en la fi gura 13.28, ya que en ella - 7 C es de 70 mA para una -V CE de 5 V, y de 86 mA para - VCB de 15 V (siendo la corriente - I B constante en 600 pA). 3. Pequeñas variaciones de la corriente de base se traducen en elevadas variaciones de la c o rriente de colector, lo cual nos indica el poder amplificador de un transistor bipolar.

Resistencia de salida de un transistor Se ha dicho que cuanto mayor sea la corriente de base mayor será el valor de la variación que se obtiene en la corriente de colector, para iguales variaciones de tensión \/CE. Esto indica que la re sistencia de salida de un transistor no es constante, sino que depende de la corriente de base.

13.29 Al aumentar la corriente de base disminuye la resistencia de salida del transistor.

A Vrt

-t'cf(V)

Confirmemos esto que se acaba de exponer con ayuda de la figura 13.29, correspondiente a un transistor NPN de baja frecuencia. Para ello se supone, en principio, que el transistor recibe una tensión VCE de 5 V, y que la c o rriente de base, en estado de reposo (sin componente alterna alguna), es de 50 pA. Si desde el punto de la abscisa que corresponde a 5 V se traza una perpendicular que corte a la curva I B = 50 pA, y desde este punto de intersección se traza una perpendicular sobre la orde nada, se obtienen los puntos A, A ' y A ", indicados en la parte inferior de la figura 13.29.

266


Si se aumenta la tensión ^CE hasta 15 V sin variar la corriente de base, y se procede de la misma forma, se encuentran los nuevos puntos B, B ’ y B" (asimismo en la parte inferior de la figura 13.29). Si se prolonga el segmento A ”A, hasta que corte al segmento B'B, se obtiene el punto C de corte de ambos segmentos (parte inferior de la figura 13.29). Observando la figura se aprecia que los segmentos AB y AC forman el ángulo a. La tangente de este ángulo a es igual a: CB lg a ‘

CA

o, lo que es lo mismo:

tg a w

A "B ' AB

Como A ”B " representa una variación de la corriente de colector (AI c) y A 'B ' una variación de la tensión entre colector y emisor (A\/CE), sustituyendo valores se tiene:

9 a

A "B ”

A lc

1

A 'B ’

AVCE

Rs

22

En esta fórmula Bs es la resistencia de salida del transistor, y h22 la inversa de la misma,es decir, el valor a pequeña señal de la admitancia de salida en montaje emisor común (entrada en circuito abierto para la corriente alterna). Veamos ahora, sobre la figura 13.29, el valor de la resistencia de salida (fíg) del transistor cuan do la corriente I B permanece constante en 50 pA, y la tensión ^CE sube de 5 a 15 V. En este caso, y para ^CE = 5 V, la corriente de colector es de, aproximadamente, 12,5 mA, mientras que cuando t7CE alcanza los 15 V la corriente de colector sube a 15 mA. Con estos datos se obtiene una resistencia de salida de:

tg a =

A IC c AÍ/CE

1 5 m A - 1 2 ,5 m A

2,5 mA

1

15 V - 5 V

10 V

fís

De donde: AVrc Fts =

A lc

10 V = ATT- * = 4 ^ 2,5 mA

La admitancia de salida, que suele expresarse en pAA/, vale, en este caso: A;c =

2.500 pA - iov = 2 5 0 >lA A '

Los valores hallados corresponden a una corriente I B de 50 pA; para una corriente de base dis tinta estos valores varían. Efectivamente, supóngase la parte superior de la figura 13.29, en la que se han obtenido los mismos puntos que en la parte inferior pero para una corriente I B de 400 pA. En esta circunstancia, las variaciones de tensión t/CE siguen siendo de 10 V, pero la corriente I c varía ahora entre 75 y 88 mA, es decir, sufre un incremento de 13 mA. La resistencia de salida vale ahora: A\/ce 10 V Bo = — r - = — -— — = 769 Í2 s A Jc 13 mA

267


y la admitancia de salida:

h22 -

AIq

13.000 gA

AV,CE

10 V ~~

= 1.300 \xAN

De todo lo expuesto se deduce que la resistencia de salida de un transistor disminuye ai au mentar la intensidad de la corriente de base.

Ganancia de corriente La ganancia de corriente de un transistor se define como la relación entre la corriente de colector (Jc) y la corriente de base ( Í B). Existen dos parámetros indicativos de ia ganancia de corriente: uno hace referencia al funcio namiento en corriente continua y el otro cuando el transistor trabaja com o amplificador de corrien te alterna. La ganancia en corriente continua se representa por hFB, y es igual al cociente de dividir la co rriente continua obtenida en colector por la corriente continua aplicada a la base, es decir,

La ganancia en corriente alterna a pequeña señal se representa por h.e, y es igual al cociente de dividir la variación de la corriente de colector (AI c) por la variación de la corriente de base (A/g):

h

- — -c A /r

Veamos, mediante unos ejemplos, la diferencia entre ambos parámetros. Para averiguar la ganancia en corriente continua y a pequeña señal de un transistor se recurre a las curvas características de salida (figura 13.30). En el caso de la ganancia en corriente continua (ñFE) se traza una perpendicular sobre la absci sa, que la corte en el punto que corresponda a la tensión ^CE del transistor. En nuestro ejemplo se ha establecido una tensión VCE de 5 V (figura 13.30). Esta perpendicular corta a todas las curvas características, por lo que si a partir de cada punto de intersección trazamos perpendiculares a la ordenada del sistema, se obtienen diferentes valo res de I c para cada corriente I o de referencia.

13.30 Obtención del valor de la ganancia de corriente de un transistor NPN a partir de las curvas características de salida.

268

(V)


Asi, si se toma la curva correspondiente a una corriente de base de 50 pA, la intensidad de c o rriente que se obtiene en colector es de unos 22 mA, y la ganancia en corriente continua será: Ic 22 mA „ hf í = ^ p - = — . =440 JB 50 pA Para una corriente continua I B de 175 pA. la corriente de colector pasa a ser de 67 mA, y la ga nancia en corriente continua será ahora de: »FF= £ Ig

»SA 175 |iA

,,3

(un poco menos que para JB = 50 pA). La ganancia en corriente continua varía para un mismo tipo de transistor según la corriente I c y la tensión t / ^ , por lo que los fabricantes suelen proporcionar en sus catálogos los valores míni mo, típico y máximo para una o dos corrientes de colector. Así, por ejemplo, las ganancias típicas en corriente continua del transistor BC107B son, según su fabricante, las siguientes: • •

Para una corriente mínima es de 40 y Para una corriente mínima es de 200,

I c de 10 pA y una tensión ^C£ de 5 V, la ganancia en corriente continua la típica de 150. I c de 2 mA y una tensión VCE de 5 V, la ganancia en corriente continua la máxima de 450, y la tiplea de 290.

Para el estudio de la ganancia a pequeña señal [hte) de un transistor utilizaremos las mismas curvas características de salida de la figura 13.30. En este caso también se supone una tensión colector-emisor de valor constante (VCE = 5 V), pero la corriente de base varia entre dos limites, que en nuestro caso hemos establecido entre 50 y 200 pA. La forma de cálculo es muy similar a la anterior, ya que también se traza una perpendicular a la abscisa en el punto correspondiente a la tensión t/ce que se toma com o referencia (5 V). Esta per pendicular corta a las dos curvas extremas I B correspondientes a los valores máximo y mínimo de la corriente de base (en nuestro ejemplo 50 y 200 pA). A continuación se trazan proyecciones desde las intersecciones obtenidas hasta la ordenada, con lo cual se obtienen dos nuevos puntos que corresponden, respectivamente, a las siguientes corrientes de colector (figura 13.30): Para una / B de 50 pA: I c = 22 mA. Para una I B de 200 pA: 7C = 75 mA. Las variaciones de corriente en estos electrodos serán: A I B = 200 pA - 50 pA = 150 pA A / c = 75 mA - 22 mA = 53 mA La ganancia de corriente a pequeña señal tiene en este caso un valor de:

10

A/c_ = 53 mA A /B 150 pA

Los fabricantes indican en sus catálogos los valores típico, mínimo y máximo de ñte correspon dientes a una frecuencia dada (que suele ser de 1 kHz), y para una corriente de colector y tensión entre colector y emisor dadas. Así, los valores mínimo, máximo y típico de ñ,e del transistor BC107B son, según su fabricante, los siguientes:

269


•

Para una corriente I c de 2 mA, una tensión VCE de 5 V, y una frecuencia de 1 kHz, la ganancia mínima en corriente alterna a pequeña señal es de 240, la máxima de 500, y la típica de 330.

En el caso de transistores de potencia, la ganancia de corriente en circuito emisor común dis minuye cuando aumenta la corriente de reposo de colector. Esto se debe a que las curvas carac terísticas de salida I c = f(VCE) de un transistor de potencia difieren de las de un transistor de pe queña potencia en que la separación existente entre las curvas no es constante para una misma variación de corriente, tal y como se aprecia en la gráfica de la figura 13.31.

13.31 En los transistores de potencia, la ganancia de corriente en montaje emisor común disminuye cuando aumenta la corriente de reposo de colector.

2 4

6 8 10 12 14 16 18 20 -Vce (V)

En las curvas de la figura 13.31 se puede leer que, para una tensión ^CE de 10 V, al variar la co rriente de base de 0,5 a 1 mA las variaciones de corriente de colector lo hacen desde unos 33 a 54 mA, por lo que en este caso la ganancia hie vale: 5 4 m A - 3 3 m A —_______ 21 mA _ h = A I ^r i —_______________ le A I B1 1 m A -0,5m A 0,5 mA

40

Si las variaciones de la corriente de base se sitúan entre 1 y 1,5 mA, las variaciones de corriente en colector lo hacen entre 54 y 70 mA, siendo en este caso la ganancia de corriente a pequeña señal de: 70 m A - 5 4 m A —________ 16 mA —3 2 h — A I C2 — _______________ fe A I B2 1,5m A -1m A 0,5 mA De esto se deduce que cuanto más cerca esté la señal de entrada del valor JB = 0, y a igual dad de amplitud de la señal de entrada, mayor será la ganancia del transistor.

Tensión de codo La tensión de codo (VCEK) de un transistor se define como la tensión \/CE que corresponde a una va riación brusca de la resistencia de salida. Para el estudio de este parámetro se recurre a las curvas características de salida del transistor. Utilizaremos la c u rv a - I c = f{-VCE) que se muestra en la figura 13.32, correspondiente a un transis tor PNP imaginario. En ella se aprecia que, para bajas tensiones —VCE, existe un codo a partir del cual la corriente I c decrece rápidamente. Supongamos un transistor que funciona con una tensión colector-emisor de 5 V, y una corriente de base de 60 |uA. En esta circunstancia la corriente de colector será, según la figura 13.32, de unos 4,4 mA. La horizontal que pasa por el punto A forma con la curva característica - JB = 60 gA un ángulo a que define la resistencia de salida del transistor, es decir: 1

270


- I c (mA) 10

9

i =80 viA

8 1

13.32 La tensión de codo es el valor 7V« correspondiente a un cambio brusco de la resistencia de salida del transistor.

6 5

4 3

2

1 2 3 4 5 6 7 8 9

10 -l/f f (V)

Dado que en este punto el ángulo a es pequeño, también lo es la tangente del mismo, por lo que el valor de la resistencia de salida f l s será elevado. Por el contrario, en el punto B. correspondiente a una tensión - l / CE igual a 0,2 V, una corriente - I c de 3,5 mA, e idéntica corriente - I B de 60 pA, la tangente del ángulo ¡3 es mucho mayor, sien do por tanto de pequeño valor la resistencia de salida Rs del transistor. La tensión de codo (t/CEK) se define así como la tensión colector-emisor que corresponde a una variación brusca de la resistencia de salida. Para todos los valores de la tensión colector-emisor inferiores a la tensión de codo (~\/CEK) la re sistencia de salida de! transistor es por tanto muy baja, y también lo será la potencia disipada en él.

Corriente residual La corriente residual o de fugas ( - / CE0) está causada por los aumentos de temperatura, y su c o rrecta interpretación y estudio evitará posibles distorsiones de la señal de salida del transistor. Esta corriente varía considerablemente cuando aumenta la temperatura, por lo que es preciso tenerla en cuenta al proyectar todo nuevo circuito. En figura 13.33 se han dibujado con línea continua las curvas características de salida de un transistor cuando trabaja con una temperatura de unión (T¡¡ de 25 °C, y con línea a trazos las mis mas curvas cuando la temperatura de la unión sube a 35 °C. Resulta evidente que, a igualdad de

—r

150

T, = 2 5 ° C

- I rc

7>35°C

(mA)

- ' - I e = 7 .0 0 0 p A

0

5

10

- l/ Cf(V)

20

13.33 Al aumentar la temperatura aumenta la corriente residual del transistor, por lo que el resultado es como si las curvas características de salida se desplazasen hacia arriba.

271


tensión -V CB y de corriente - I BE, unión sube de 25 a 35 °C, lo cual La corriente residual se define peratura de funcionamiento dada,

la corriente de colector es mayor cuando la temperatura de la puede provocar distorsión en la señal que se esté amplificando. por tanto como la corriente de colector mínima para una tem cuando la corriente de base es igual a 0 A.

Curvas características de transferencia En la figura 13.34 se muestra la curva característica I c = f ( I B) para una tensión VCÍZ = 4 V, o curva característica de transferencia de un transistor NPN. Para obtener esta curva se aplica al transistor una tensión VCE de valor fijo, y se varía la corrien te de base desde 0 hasta un valor determinado (0,6 mA en el caso de la figura 13.34).

13.34 Curva característica de transferencia de un transistor NPN.

0,4

0.6

I B(mA)

Para cada corriente JB se obtiene, lógicamente, un valor de corriente de colector (7C), por lo que trasladando los valores obtenidos a un sistema de coordenadas cartesianas se obtiene una curva igual o similar a la de la figura 13.34. Con esta curva se aprecia perfectamente el curso de I c para diferentes valores de I B, con lo cual resulta muy fácil deducir las ganancias de corriente hFE y hfe del transistor. Finalmente diremos que la curva de la figura 13.34 corresponde a untransistor NPN, y que en el caso de transistores PNP la curva sería la misma pero los valores de I 0,I B y VCE tendrían sig negativo. Veamos ahora cóm o se obtienen las ganancias de corriente (hFE y híe) de un transistor a partir de las curvas características de transferencia. Para ello, en la figura 13.35 se ha trazado una curva característica- I c = f ( - I de un transistor PNP imaginario. Para obtener la ganancia en corriente continua del transistor (ríFE) basta con tomar un valor cual quiera de la corriente de base, por ejemplo 50 |iA (punto A ' de la figura 13.35), y a partir de él se traza una normal al eje de abscisas hasta que corte a la curva característica en el punto A. Desde el punto A se traza una perpendicular sobre el eje de ordenadas, leyéndose en éste el valor de la corriente I c que corresponde a la corriente JB antes citada (punto A ” de la figura 13.35), y que en nuestro caso es de 3 mA. Con estos datos se puede calcular la ganancia en corriente continua del transistor, que en nues tro ejemplo es de: Ic hFE = ^ = IB

272

3 mA „ . = 60 50 (iA


13.35 Forma de obtener la ganancia de corriente de un transistor, a partir de la curva característica de transferencia.

~h

(mA) 10

B" loT'v A C\ 1 i

A”

N.

A'

B'\

100 90 80 70 60 50 40 30 20 10

Para obtener la ganancia en corriente alterna (/?fe) debe tomarse otra corriente de base y de co lector, por ejemplo las de los puntos B ' y B " de la figura 13.35, y que corresponden a una - J B de 70 l i A y una - I c de 4 mA. Como la ganancia de corriente en alterna de un transistor vale: A/c

h- = — —,e AU se puede escribir con referencia a la figura 13.35:

tg a =

BC

B "A ”

jA/c

CÁ

B ’A '

A/p

Sustituyendo ahora A / c y A JB por sus correspondientes valores se tiene:

Ir

4 mA - 3 mA

1 mA

AIB

70 pA - 50 pA

20 pA

A

= 50

De todo esto se deduce que la pendiente de la curva característica de transferencia expresa las ganancias de corriente del transistor, siendo tanto mayor la ganancia cuanto mayor sea la pen diente. El caso expuesto es siempre cierto en transistores de pequeña potencia, ya que la pendiente de la curva característica de transferencia en estos transistores es lineal y, en consecuencia, la ganan cia de corriente apenas varía al cambiar la corriente que circula por la base. No sucede lo mismo con los transistores de gran potencia, cuya pendiente de la curva - / c = f ( - / B) adopta la forma representada en la figura 13.36, es decir, una línea más o menos curva. En el caso de la figura 13.36, cuando la corriente I B varía entre 0,8 y 1 mA, la corriente I c lo hace entre 55 y 62 mA, mientras que cuando la corriente de base varía entre 1,8 y 2 mA, la de c o lector lo hace entre 81 y 84 mA. Por lo tanto, en el primer caso la ganancia de corriente en alterna vale:

K = tg a =

BC_

B "A "

A Ir

62 mA - 55 mA

7 mA

CA

B 'A ’

A/p

1 mA - 0,8 mA

a 2 mÁ”

= 35

En el segundo caso la ganancia de corriente en alterna vale:

h

fe =

tg

O. =

EF

ETD "

~FD

~EVr

A /c

84 mA - 81 mA

3 mA

A/

2 mA - 1,8 mA

0,2 mA

r

= 15

273


- hC

13.36 En los transistores de potencia, la curva característica de transferencia es menos lineal que en los de pequeña potencia, lo cual indica que la ganancia varía mucho más según la corriente que circula por la base.

(mA) 100 90 80 70 60 50 40 30 20

10 - I B(mA) 2,0 1,8 1,6 1,4 1,2 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2

En resumen: En los transistores de potencia, para iguales variaciones de la corriente de base, la ganancia de corriente en alterna disminuye al aumentar la corriente de colector.

Curvas características de entrada En la figura 13.37 se representan las curvas características de la variación de la corriente de base (—7b), en función de la variación de tensión entre base y emisor (-VBE), para dos valores de la ten sión colector-emisor (-t/CE), de un transistor PNP, o curvas características de entrada del transistor. En el caso de transistores NPN las curvas son idénticas pero con los signos de las magnitudes cambiados.

-lg

(nA)

9 0 0 8 0 0 7 00 6 0 0 5 0 0 4 0 0 3 0 0 2 0 0 100

80 160 240 320 400 480 560 640 720 800

13.37 Curvas características de entrada de un transistor PNP.

Para trazar estas curvas se aplica al transistor una tensión -V cs de valor fijo (en nuestro caso 4 V para la primera curva y 8 V para la segunda), y luego se varía la tensión aplicada a la base entre 0 V y un valor determinado, que en nuestro ejemplo hemos fijado en 800 mV. Para cada tensión - V BE se obtiene un valor de - I B, por lo que llevando estos valores a un sis tema de coordenadas cartesianas se obtienen las curvas de la figura 13.37. Se puede obtener una familia de curvas tan amplia como se desee, bastando para ello con apli car tantas tensiones - t / CE como curvas se desee obtener. En la figura 13.37 se puede leer que cuanto mayor sea la tensión -V CE mayor debe ser la ten sión - V ' b e para obtener la misma intensidad de base - I B,

274


Resistencia de entrada del transistor Con las curvas características de entrada de un transistor es posible determinar la resistencia de entrada del transistor. En la figura 13.38 se ha dibujado la curva característica de entrada de un transistor PNP, para una tensión -V CE fija.

- / s(nA)

1.500

1.000

500

13.38 Obtención del valor de las resistencias de entrada de un transistor, para dos variaciones de la tensión l/BEy una tensión invariable.

Se considera que la tensión de polarización de base, en condiciones de reposo, es -V BE = 520 mV. En esta circunstancia, la corriente I B es de 200 nA (figura 13.38). Desde el punto A de la figura 13.38 se traza una paralela al eje - I B, y una tangente a la curva también en el punto A. El ángulo a, formado por la horizontal y la tangente, es igual a la resistencia de entrada del tran sistor para la tensión dada - V BE. Si se aumenta la corriente I B a 500 joA (punto B ” en el eje - I B), y se traza desde este punto una perpendicular al eje - I Bque corte ala horizontal y a la tangente en los puntos C y S respec tivamente, se obtiene (proyectando B sobre el eje —VBE), una tensión de 680 mV (punto B' de la fi gura 13.38). La resistencia de entrada de un transistor se define com o el resultado de dividir las variaciones de la tensión base-emisor por las variaciones de la corriente de base, es decir, □ _ ^ be - t í7

r*

Y como: AYbe B 'A ’ BC — — = ---------- = ------- = tq o. A IB B "A " CA y se confirma que: Re = tg a En nuestro ejemplo la resistencia de entrada del transistor vale: -

r

9

e

AVbe = 680 mV - 520 mV = 160 mV A IB 500 pA - 200 JliA 300 yA

275


En resumen, y tal como se ha confirmado, la pendiente de la característica - I B = f(-VBE) define la resistencia de entrada de un transistor para una tensión - \ / BE dada. Esta resistencia de entrada varía según los valores de - \ / BE, ya que la curva característica de en trada no es lineal. Veamos ahora qué variaciones sufre la resistencia de entrada de un transistor en función de la co rriente I c. Para ello se utiliza la misma curva característica - I B = f(-VBE) de la figura 13.38, pero to mando un valor de 720 mV com o tensión de polarización (punto D' de la figura 13.38), al cual le corresponde una intensidad de base de 800 pA. Si, en esta circunstancia, se hace subir la corriente de base el mismo valor que en el caso an terior, es decir, 300 ,uA, de forma que se alcance u na - I B de 1.100 pA, la tensión -V BE sube a 760 mV (punto E de la figura 13.38), por lo que la resistencia de entrada pasa a valer: FE R^

E’D'

t 9 a = FD = F T T

At/pE

= A /b =

760 mV - 720 mV

40 mV

1.100 pA - 800 |iA

300 pA

130 Q

Es decir, dos veces y media menor que en el caso anterior. De lo expuesto se deduce que la resistencia de entrada de un transistor disminuye cuando aumenta la corriente de colector, ya que un aumento de I c es siempre consecuencia de un aumen to de la corriente de base. Inversamente, y com o es lógico suponer, la resistencia de entrada de un transistor aumenta cuando disminuye la corriente de colector. La mayor o menor curvatura de la característica de entrada de un transistor marca, pues, el ma yor o menor inconveniente para la utilización del mismo.

Curvas características de reacción La figura 13.39 corresponde a una familia de curvas características ^BE = f(VCE) para diferentes va lores de I 3, o curvas características de reacción, de un transistor NPN. En el caso de un transistor PNP la familia de curvas sería la misma pero con los signos de las magnitudes cambiados.

1

I

2

I

3

4

5

6

7

8

9

Vce

80 160 240

iI *S = 200»A

320 400

I s = 400\iN ts

480 560 640 720

13.39 Curva característica de reacción de un transistor NPN.

Ksf

v -

h

— ... j a

' h

(mV)

Con estas curvas características, se determina la tensión VCE del transistor al aplicarle una de terminada tensión VBE. Debido a la poca inclinación de las curvas, cualquier pequeña variación de la tensión VBE se tra duce en elevadas variaciones de la tensión VCE.

276


13.40 Forma de determinar la realimentación interna de un transistor con ayuda de las curvas características de reacción.

Mediante estas curvas también se puede determinar la realimentación interna (h12e) del transis tor, la cual viene definida por la igualdad (figura 13.40):

=

' 12b “

At4B E A t/

a V CE

es decir, como la relación entre las variaciones de las tensiones base-emisor y colector-emisor. El punto A " de la figura 13.40 corresponde a una tensión VCE de 5 V. Esta tensión es la de re poso del transistor, es decir, cuando a su base sólo se le aplica la tensión continua de polarización. La perpendicular desde el punto A " (en el eje -V CE) corta la característica - I B = 100 j.iA en el punto A. Trazando una paralela al eje -V CB que pase por el punto A, se obtiene en el eje - V^ el punto A ' , correspondiente a una tensión VBE (en reposo) de 600 mV. Si la tensión VCÍ sube a 10 V, y se procede de igual forma que com o se ha hecho con la tensión - t / Cf: de 5 V, se encuentran los nuevos puntos fí", B y B ' (figura 13.40), y que corresponden a una tensión l/0E de 700 mV. Prolongando la horizontal A'A hasta que corte la recta B"B, el punto de intersección de las mis mas es el punto C que se indica en la figura 13.40. La tangente del ángulo a vale:

CB A'B' g a ~ ~CÁ = Á^B" Y c o m o / v e ' representa las variaciones de la tensión base-emisor, y A "B " las variaciones de la tensión colector-emisor, se deduce que:

19 “ = por lo que la realimentación interna es igual a la tg n. Cuanto mayor sea el ángulo que forma la horizontal con la curva característica mayor será el va lor de la realimentación interna del transistor.

Curva característica Ptot = n r amb) La curva característica P,ol rnáx = f(Tamb) de un transistor indica la potencia máxima admisible en el colector en función de la temperatura ambiente. En la figura 13.41 se ha dibujado la curva característica P,0!máx = f(Tamb) correspondiente a los transistores BC337, BC337A y BC338.

277


13.41 Curva característica de la potencia máxima de disipación de colector de los transistores BC337, BC337A y BC338 en función de la temperatura ambiente.

De la lectura de esta curva característica se deduce que los transistores BC337, BC337A y BC338 admiten una potencia máxima de 800 mW, siempre y cuando trabajen a una temperatura ambiente por debajo de 25 °C. En cuanto la temperatura sobrepase los 25 °C, cada vez será me nor la potencia que pueden disipar, so pena de estropearse. Así, a 50 °C la potencia máxima que pueden soportar estos transistores es de 640 mW, y a 150 °C la potencia que pueden soportar es cero, es decir, a 150 °C el transistor se destruye. De esta curva se deduce también que todo transistor que trabaje a una Tamb de 25 °C posee un límite de potencia que no debe nunca ser sobrepasado. En el caso de los transistores BC337, BC337A y BC338, la potencia límite es de 800 mW. En otros transistores esta potencia máxima puede tener un valor distinto, por lo que al sustituir un transistor por otro siempre se debe com probar si el nuevo tipo es capaz de soportar la potencia que proporcionaba el anterior. Por los mismos motivos, y teniendo en cuenta que la potencia de disipación máxima es igual al producto: P W máx = '/ c e

al diseñar un circuito o aparato se debe tener mucho cuidado que el producto de la tensión colec tor-emisor que soporta el transistor, por la Intensidad de corriente de colector máxima que por él deba circular, no sobrepase el valor de potencia máxima que indica el fabricante en su catálogo. Así, por ejemplo, el transistor BC107 es capaz de disipar una potencia máxima de tan sólo 300 mW a 25 °C. Ello quiere decir que si al citado transistor se le aplica una VCE de 3 V, la corriente máxima de colector que admitirá sin destruirse (a 25 °C) es de:

ic -

tot máx

v,CE

300 mW 3V

= 100 mA

por eso, las cun/as características de salida no suelen dibujarse más allá de los valores límites que puede soportar el transistor. En to d o s los casos se ha considerado una tem peratura uniform e de la cápsula (7case) de 25 °C, lo cual nos Indica que mientras la temperatura ambiente esté por debajo de la tem pera tura de la cápsula, el transistor podrá radiar calor al medio ambiente y, por lo tanto, podrá funcio nar a la máxima potencia por él admitida. Al aumentar la tem peratura por encima de los 25 °C,

278


cada vez resulta más difícil la radiación de calor y, por lo tanto, el transistor debe trabajar con me nores potencias. Como resumen de todo lo expuesto, la potencia máxima que puede suministrar un transistor es tanto menor cuanto mayor sea la temperatura ambiente en la que trabaje. La potencia máxima admitida por un transistor puede aumentarse dotándolo de radiadores de calor, cuyo estudio se desarrolla en el capítulo 16 de este libro. Para establecer una relación exacta entre la potencia disipada por el transistor y la temperatura ambiente, es necesario tener en cuenta: a) b) c) d)

La temperatura ambiente del lugar donde ha de trabajar el transistor. La capacidad térmica del transistor. El coeficiente de conductividad térmica del transistor. Las variaciones de la potencia eléctrica en función dei tiempo.

Todos estos parámetros se estudian en el capítulo 16, dedicado a los radiadores de calor.

Frecuencia de transición La frecuencia de transición se define como el producto de la ganancia por el ancho de banda. Esta frecuencia de transición depende de las condiciones de funcionamiento del transistor, razón por la cual los fabricantes suelen facilitar en sus catálogos las curvas características de ia frecuen cia de transición (fT) en función de la intensidad de corriente de colector ( I c) y de la temperatura de la unión (T).

I c (mA)

13.42 Curva característica de la frecuencia de transición en función de la corriente de colector, para tres tensiones y una temperatura de unión de 25 °C.

En la figura 13.42 se han dibujado las curvas características fT = f( I c) del transistor 2N3553, para una temperatura de unión (7j) de 25 °C. En estas curvas se comprueba que el valor de la fre cuencia de transición aumenta ligeramente al aumentar la tensión \/CE aplicada al transistor. Por otro lado, con una corriente de colector I c de 125 mA se obtiene el máximo valor de fT, el cual desciende por encima y por debajo de dicho valor de corriente. La curva de la figura 13.42 hace referencia a una temperatura de unión constante a 25 °C, lo cual no siempre es posible, por lo que los fabricantes facilitan también la curva característica de la frecuencia de transición en función de la temperatura de la unión, para una l/CE y una I c constan tes, tal y com o se muestra en la figura 13.43, correspondiente al mismo transistor 2N3553. En esta

279


13.43 Curva característica h = f(T¡) para una Vct de 28 V y una I c de 125 mA.

M°C) última gráfica se comprueba que el valor de la frecuencia de transición crece ligeramente ai aumen tar la temperatura de la unión de 25 °C a unos 65 °C, y desciende después para temperaturas por encima de los 65 °C.

Otras curvas características del transistor Las curvas características estudiadas son las más importantes para entender el comportamiento de un transistor en un circuito; sin embargo, existen otras que pueden considerarse de menor in terés, aunque han de tenerse en cuenta en determinados casos. La exposición detallada de todas ellas alargaría innecesariamente este capítulo, ya que consi deramos al lector lo suficientemente preparado para efectuar la lectura de cualquier curva sobre un sistema de coordenadas cartesianas. Por esta razón, nos limitamos a mostrar, a título de ejemplo, las curvas características de las fi guras 13.44 a 13.56, correspondientes a un transistor de silicio planar epitaxial NPN para RF, indi cando en el pie de cada figura la denominación de la curva y las condiciones de trabajo del tran sistor en las que se han efectuado las mediciones.

/¿.(mA)

13.44 Capacidad de entrada en función de la intensidad de corriente de colector, para diversos valores de la tensión l/CB (7= 10,7 MHz; T¡mb - 2 5 °C).

280

13.45 Conductancia de entrada en función de la intensidad de corriente de colector, para diversos valores de la tensión l/C8 (f= 10,7 MHz; Tam¡) = 25 °C).


13.47 Admitancia de transferencia en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector (VCB= 3 a 10 V; f = 10.7 MHz; Tmb = 25 °C).

13.46 Ganancia de potencia óptima, en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para diversos valores de la tensión Ifo (f = 10.7 MHz; Tmb = 25 °C).

13.48 Conductancia de salida en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colectores para diversos valores de la tensión Vm (f = 10,7 MHz; Tamt = 25 °C).

13.49 Capacidad de reacción en montaje emisor común, en función de la tensión l/CB (1 = 10.7 MHz; I c =1 a 10mA;T3mb=25°C).

Se (mS)

/.-(mA)

13.50 Capacidad de salida en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para diversos valores de la tensión Vm (f = 10.7 MHz; Tmb = 25 °C).

13.51 Conductancia de entrada en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para dos valores de l/,-B (f = 100 MHz; Tm, = 25°C).

281


13.52 Ángulo de admitancia de transferencia directa en función de la intensidad de corriente de colector (VCB = 3 a 10 V; f = 100 MHz; 7¡mt) = 25 °C).

13.53 Módulo de la admitancia de transferencia directa en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para dos

13.54 Capacidad de entrada en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para dos valores de l/CB (f =100 MHz; 7"amb = 25 °C).

I c {mA)

C„

3

(PF) 2.5

1.5

2

3

4

5

6

7 8

M mA)

13.55 Capacidad de salida en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para diversos valores de l/CB (f =100 MHz; Tmb = 25 °C).

282

2

3

4

5

6

7 8

I c(mA) 13.56 Conductancia de salida en montaje emisor común, en función de la intensidad de corriente de colector para diversos valores de VCB (f = 100 MHz; Tmb = 25 °C).


ELECCIÓN DEL TRANSISTOR ADECUADO Son miles los transistores que, con características distintas, se fabrican actualmente, por lo que la elección del más adecuado para una determinada aplicación depende de las características del cir cuito en donde deba trabajar. Así, en la elección del transistor hay que tener presente los siguientes criterios relacionados con el circuito donde se disponga: • •

Alta o baja frecuencia. Alta, media o pequeña potencia.

A continuación, se debe seleccionar el transistor (germanio o silicio), teniendo presente que la tensión base-emisor de los transistores de silicio, para bajas corrientes, es de 0,6 a 0,7 V, mientras que en los de germanio es de 0,1 a 0,2 V (figura 13.57).

13.57 Características típicas de un transistor de germanio y otro de silicio.

La diferente ^BE equivale a una diferencia de la tensión de partida, pero el grado de variación de la corriente en función de la tensión \/BE, por encima de este valor de partida, es igual para ambos tipos de transistores. La única consecuencia de esta diferencia en l/Be es que, en el caso de un circuito con polariza ción convencional, se precisa una mayor caída de tensión en la resistencia de emisor de los tran sistores de silicio para que éstos entren en zona de conducción. Una vez efectuada esta preselección, debe elegirse, de entre todos los transistores existentes en el comercio, aquellos que responden a la ganancia que se desea obtener. Finalmente, y teniendo en cuenta las condiciones de trabajo, se selecciona el transistor más adecuado, para lo cual resulta de sumo interés recurrir al estudio de las curvas características de los transistores posibles. En el caso de transistores de potencia, los fabricantes suministran las curvas SOAR (Safe Operating Area, o área de funcionamiento de seguridad), de las que se ofrece un ejemplo en la figura 13.58. Los gráficos SOAR ofrecen al profesional los valores límites de corriente, tensión, potencia y temperatura, en los que puede funcionar un determinado transistor de potencia. El área formada por todos los parámetros citados, añadiendo una cuarta condición límite para la segunda ruptura, constituye el área de funcionamiento de seguridad del transistor. Así, en la figura 13.58 la corriente I c límite es de 20 A, siempre y cuando la tensión t/C£ no so brepase los 10 V. Entre 10 y 20 V de VCE el área de seguridad viene limitada por la potencia total de disipación, la cual es de 200 W en el caso de la figura 13.58. Estos dos valores ( I c y P.oX) están relacionados con el efecto de la temperatura en el chip y en la cápsula.El tercer límite es el de la segunda ruptura.

283


13.58 Gráfico SOAfí de limites de funcionamiento de un transistor de potencia.

100 ¡c (A) Limite de P,0,

10

Limíte de segunda ruptura

Limite de ( V c tO im tx )

0.1

Efectivamente, si la corriente de colector pudiera aumentar sin límite, después de la ruptura en avalancha se produciría una segunda ruptura, la cual se debe a una elevada densidad de corriente en algún lugar dentro del chip del transistor y, com o consecuencia, una elevada temperatura que puede provocar una modificación de la distribución de las Impurezas, e incluso una fusión local a través de la unión. Por consiguiente, y aunque el producto V0f: I c esté por encima de los valores lí mites de la segunda ruptura, el transistor no debe trabajar sobrepasando esta línea. Finalmente, el cuarto límite viene dado por la tensión VC£. que en el caso de la figura 13.58 es de unos 55 V como máximo. En el caso de tener que sustituir un transistor por otro, deben tenerse presente los siguientes puntos: •

• • •

Si el transistor está montado en circuito emisor común, el nuevo transistor ha de poseer una ganancia h.e de igual valor, con una tolerancia de ±30 %. Si el montaje es en base común, no cabe preocuparse de este parámetro*. La resistencia ha de ser igual o mayor. El coeficiente de realimentación negativa interna b ,2e deberá ser igual o menor. La conductancia de salida n22e ha de ser casi igual o inferior.

CÓDIGOS DE DESIGNACIÓN DE LOS TRANSISTORES BIPOLARES Existen varios códigos de designación de transistores: los más importantes son el JEDEC (ameri cano), el europeo antiguo, el Pro Electron (europeo actual) y el JIS (japonés). A continuación se ex pone cada uno de ellos.

Código JEDEC (norteamericano) En el código JEDEC, los transistores, sea cual sea la aplicación de los mismos, se designan por el prefijo 2N (dos uniones) seguido de un número de serie de cuatro o más dígitos, que corresponde a un modelo dado y es facilitado por el fabricante.

1. Se dice que un transistor está en montaje emisor común cuando la señal que se desea amplificar se apli ca entre base y emisor, y la señal amplificada se obtiene entre los electrodos de colector y emisor. De igual for ma, un montaje en base común es aquél en el cual la señal a amplificar se aplica entre emisor y base, y la se ñal de salida se obtiene entre colector y base.

284


Código europeo antiguo En la nomenclatura europea antigua, se utilizan dos o tres letras seguidas de un número para desig nar un tipo o modelo en particular, pero de forma que no se aclaran sus características generales. La primera letra siempre es una O, indicativa de que se trata de un elemento semiconductor, La segunda letra es una C, indicativa de que se trata de un transistor.

Código Pro Electron Esta nomenclatura es bastante más acertada que las anteriores, pues no sólo permite identificar un determinado tipo de transistor sino que, además, mediante ella se deducen sus aplicaciones. Consta de dos letras seguidas de un número de serie. La primera letra distingue el material se m iconductor utilizado, empleándose una A para los transistores de germanlo, una B para los de si licio y una C para los de galio. La segunda letra indica la aplicación del transistor, según el siguiente código: C = Transistor para baja frecuencia, con una resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula ( f l th j. m b ) superior a 1 5 °C/W. D = Transistor de potencia para baja frecuencia, con una resistencia térmica entre unión y fon do de cápsula (Rmj.mb) igual o inferior a 15 °C/W. F = Transistor para alta frecuencia, con una resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula (F?thj.mb) superior a 15 “ CAA/. L = Transistor de potencia para alta frecuencia, con una resistencia térmica entre unión y fon do de cápsula (F?m,.mb) igual o inferior a 15 “ CAA/. S = Transistor para aplicaciones de conmutación, con una resistencia térmica entre unión y fon do de cápsula superior a 15 “CAA/. U = Transistor de potencia para aplicaciones de conmutación, con una resistencia térmica en tre unión y fondo de cápsula (f?,h|.mb) igual o inferior a 15 “CAA/. El número de serie está formado por tres cifras para los transistores diseñados para su aplica ción en aparatos de consumo (radio, televisión, etc.); y por una letra y dos cifras para los transisto res diseñados para aplicaciones industriales y profesionales.

Código JIS (japonés) El código JIS está formado por dos letras y un número de serie de cuatro o más dígitos. La primera letra siempre es una S, Indicativa de que se trata de un dispositivo semiconductor de silicio. La segunda letra especifica el tipo de transistor, según el siguiente código: A B C D

= Transistor = Transistor = Transistor = Transistor

PNP para alta frecuencia. PNP para baja frecuencia. NPN para alta frecuencia. NPN para baja frecuencia.

Código com plementario para indicar la ganancia del transistor Además, es muy usual añadir un código complementario que indica la ganancia del transistor. Exis ten cuatro tipos de códigos complementarios de esta clase: Literal: A = 110 a 220. B = 200 a 450. C = 420 a 800. Punto de color: Rojo = 55 a 100. Naranja = 90 a 180.

285


Amarillo = 150 a 300. Verde = 235 a 470. Numérico: 6 = 40 a 100. 1 0 = 60 a 160. 1 6 = 100 a 250. 25 = 160 a 400. 40 = 250 a 600. Números romanos: 11 = 12,5 a 25. III = 20 a 40. IV = 30 a 60. V = 50 a 100. VI = 75 a 150. VII = 125 a 250. VIII = 180 a 310. IX = 250 a 460. X = 380 a 630.

286

Transistores unipolares

Capítulo 14

INTRODUCCIÓN Los transistores unipolares basan su funcionamiento en las propiedades de las uniones PN polariza das en sentido inverso, por lo que se trata de un componente de portadores mayoritarios. Los tran sistores bipolares, por el contrario, basan su funcionamiento en una combinación de uniones PN polarizadas en sentido directo o inverso, es decir, es un componente de portadores minoritarios. Dentro del grupo de los transistores unipolares se distinguen dos subgrupos: los JFET y los MOSFET, dado que presentan ligeras variantes en sus funcionamientos. En cada uno de los subgrupos citados, una tercera división clasifica a los transistores unipola res en dos tipos: de canal N y de canal P. Finalmente, los MOSFET de canal N se subdividen a su vez en MOSFET de canal N de agota miento, y en MOSFET de canal N de acrecentamiento, así com o los MOSFET de canal P se sub dividen en los tipos de agotamiento y de acrecentamiento (figura 14.1).

JFET El JFET (Junction Field Effect Transistor) o transistor uniunión de efecto de campo, es un dispositi vo semiconductor controlado por tensión, es decir, que el paso de la corriente eléctrica a través de él se controla mediante un campo eléctrico, y no por una corriente eléctrica, como sucede en los transistores bipolares. De lo expuesto se deduce que los transistores JFET poseen una impedancia de entrada muy elevada, lo que permite com parar sus propiedades con las de las válvulas electrónicas de vacío. Por ello, los circuitos que utilizan válvulas termoiónicas pueden adaptarse fácilmente a transistores JFET. En este caso resulta idóneo el empleo de transistores JFET de canal N, ya que son controla dos por tensiones negativas (Igual que las válvulas).

287


Como se ha dicho, existen dos tipos de transistores JFET: los de canal tipo P y los de canal tipo N. Dado que la movilidad del electrón es superior a la del hueco, los transistores de canal N ofrecen una mayor ganancia para una estructura dada. No obstante, la existencia de transistores JFET de canal P da más posibilidades de diseño, al poder utilizar tipos complementarios. Al igual que los transistores bipolares, el JFET está dotado de tres terminales, pero aquí reci ben las denominaciones de surtidor (S), puerta (G) y drenador (D), que corresponden a las iniciales de las palabras inglesas source (fuente o admisión), gate (puerta) y drain (salida). En cierto modo, estos electrodos equivalen al emisor, base y colector de los transistores bipolares, respectivamen te (figura 14.1). En la figura 14.2 se ha representado, de forma simplificada, un JFET de canal N.

14.2 Sección de un JFET de canal N en estado inactivo.

Consta de un cristal tipo N, en el que se han creado, por difusión de impurezas adecuadas, dos zonas de tipo P con una fuerte densidad de átomos donadores. Entre dichas zonas existen dos unio nes PN, desprovistas de portadores, que se han representado mediante una superficie gris. Sin embargo, las dos zonas de tipo P están eléctricamente unidas entre sí, por lo que se pue de afirmar que sólo existe una unión. En este transistor de canal N, el cristal P corresponde a la puerta (G) y será el que gobierne el paso de corriente a través del cristal N. El funcionamiento del JFET se basa en la modulación de la resistencia óhmica de la zona tipo N (icanal) que existe entre los electrodos de surtidor (S) y drenador (D), por medio de las dos zonas P de la puerta. Efectivamente, si se polarizan en sentido inverso las dos uniones PN que limitan el canal, los hue cos del cristal P se sienten atraídos por el potencial negativo de la fuente de alimentación, y los elec trones libres del cristal N son atraídos por el polo positivo de la fuente de alimentación. Como con secuencia, se crean dos capas despobladas de portadores libres que se extienden, en su mayor parte, por el cristal N (debido a la fuerte concentración de impurezas en la zona P). Estas dos capas despobladas de portadores libres, que se com portan teóricam ente com o aislantes, reducen la sección del canal N, aum entando con ello la resistencia óhm ica del canal (figura 14.3). La sección del canal N con portadores de carga depende del valor de la tensión de polari zación inversa aplicada a las uniones PN. Cuanto estas tensiones de polarización son tan ele vadas que hacen que las dos capas aislantes establezcan contacto entre sí (figura 14.4), se dice que el canal ha quedado contraído. En este caso la resistencia óhm ica del canal (entre surtidor y drenador) es teóricam ente igual a infinito, y ninguna corriente eléctrica puede circular a tra vés de él. En la figura 14.5 se ha dibujado el esquema de un JFET de canal N correctamente polarizado. El surtidor se conecta a masa, al drenador se le aplica una tensión positiva con respecto al surtidor

288

TRANSISTORES UNIPOLARES

14.4 Sección de un JFET de canal'N funcionando en la región de contracción.

14.3 Sección de un JFET de canal N funcionando en la zona de región óhmica.

14.5 Polarización de un JFET de canal N.

(Vds)> y a 'a puerta una tensión negativa con relación al surtidor (-1/ qs). Para cada combinación dada a estos valores de tensión, el ancho de las capas despobladas varía a lo largo del canal. Haciendo variable la tensión ^GS' se controla el paso de la corriente eléctrica a través del transistor y, por lo tanto, a través de la resistencia R en serie con él, por lo que en ésta se obtie ne una tensión \/R variable, y com o la tensión l/R es mayor que - l / GS, se obtiene una amplificación de tensión. El transistor puede ser de canal P y la película de la puerta de canal N. En tal caso, las ten siones de servicio ^DS y VQS tienen, naturalmente, polaridad opuesta, tal y com o se ha dibujado en la figura 14.6, y también el sentido de circulación de la corriente de drenador I n queda in vertido.

-l

- V tos

T

14.6 Polarización de un JFET de canal P.

289


CURVAS CARACTERÍSTICAS DE UN JFET Al igual que los transistores bipolares, los transistores JFET se diseñan con diferentes caracterís ticas, de forma que sea posible disponer del más adecuado para cada función. Para determinar el comportamiento de un JFET se recurre a sus curvas características: • • •

Curva característica de la corriente de drenador (JD) en función de la tensión drenador-surtidor (\/DS), para diferentes valores de la tensión puerta-surtidor (\/GS). Curva característica de la corriente de drenador (JD), en función de la tensión puerta-sur tidor (t/GS). Curva característica de la corriente de drenador ( I 0), en función de la tem peratura de la unión (T).

Estas curvas son las principales, a las cuales cabe añadir otras que también se exponen en este capítulo en líneas generales.

Curva característica I D = f(l/DS) de un JFET En la figura 14.7 se representan las curvas características de drenador de un JFET de canal N, tra zadas para diferentes tensiones de puerta VGS.

(mA)

VP=2.5V

8.0

l/fís=0V

f«ss 6.0

Región de contracción

Región óhmica

4.0

l/GS= 0.5 V

2.0

14.7 Familia de curvas características de drenador de un JFET de canal N.

VGS= 1.5\l 1,0

2.0 l/„ 3.0

4.0

5.0

l/pS(V)

El gráfico consta, básicamente, de dos regiones: la región óhmica y la región de contracción. La separación entre ambas zonas es el lugar geom étrico de los puntos que cumplen la condición: Vqs + VGs = VP Donde VP es la tensión de Pinchet off. o tensión a la cual la resistencia del canal es prácticamen te infinita. Con tensiones de drenador de pequeño valor, la característica es lineal en la región óhmica y re presenta la modulación de la resistencia del canal desde su valor mínimo hasta (teóricamente) infi nito, cuando la tensión de puerta VGS alcanza el valor de la tensión de contracción VP. En la región de contracción el canal queda estrangulado, dado que t/os + es mayor que VP, por lo cual la corriente de drenador I D no varía aunque aumente la tensión de drenador VDS. La tensión '/os máxima corresponde al valor de la tensión VP cuando la tensión VGS es nula, en cuyo instante la corriente JD es constante, alcanza su valor máximo y se satura (valor I oss). Dado que la temperatura influye sobre la curva característica I D = f{VDS) de un JFET, puesto que al aumentar la temperatura disminuye la corriente de drenador (como luego se verá), los fabrican tes de estos transistores suministran las curvas para una temperatura de unión dada, la cual suele ser de 25 °C. Véase en la figura 14.8, y como ejemplo de ello, la familia de curvas características I d = ^Vos> del JFET tipo BF256A, correspondiente a una temperatura de unión de 25 °C.

290


14.8 Familia de curvas características de drenador del JFET de canal N tipo BF256A, para una temperatura en la unión de 25 °C.

0

10

20 VDS(V)

Mediante estas curvas es posible determinar la impedancia de salida (rds) del transistor, la cual se expresa mediante la fórmula:

13

rds =

¿i¿Q

[para VGS = constante]

Dado que los transistores JFET funcionan como limitadores de corriente en la región de con tracción, la impedancia de salida rds es de elevado valor.

Curva característica I D = f(-V GS) de un JFET Para obtener la curva característica de la intensidad de drenador en función de la tensión de puer ta de un JFET, se le aplica entre drenador y surtidor una tensión constante y, a continuación, se hace variar la tensión de puerta entre cero voltios y un valor máximo para el cual la corriente de dre nador es nula, es decir, hasta que el transistor entre en la zona de contracción. 6 h (mA)

4

2

0

14.9 Curva característica I D= f(VGS) del JFET de canal N tipo BF256A.

291


En la figura 14.9 se ha dibujado la curva característica I D = f(-Vas) del JFET de canal N tipo BF256A para una tensión \/DS de 15 V, y para una temperatura de la unión de 25 °C. Se aprecia perfectamente que la máxima corriente de drenador se obtiene cuando a la puerta no se le aplica tensión alguna. A medida que aumenta la tensión negativa aplicada entre puerta y drenador, y debido a que es tos transistores son del tipo de canal N, se va estrangulando el canal y, como consecuencia, dis minuye la corriente de drenador, hasta hacerse nula al aplicársele, en el caso del BF256A, una ten sión ^GS de unos 2,6 V. Mediante esta curva característica se obtiene otro importante parámetro de los transistores JFET: la transconductancia g m. La transconductancia se define como la inversa de la resistencia mínima del canal, y es igual al resultado de dividir la variación de la corriente de drenador ( I D) por la variación de la tensión de puerta {VGS), para una tensión drenador-surtidor (t/DS) constante, es decir,

m

A l/

a v G S

En las hojas características dadas por los fabricantes suele darse el valor g mCI, que corresponde a la transconductancia del transistor para una tensión de puerta de cero voltios. Este valor también se representa p o ry fs, es decir, por la admitancia del transistor montado en surtidor com ún1. Así, el transistor BF256A posee una admitancia de transferencia directa, en montaje surtidor c o mún, mayor de 4,5 mS, valor éste obtenido con una tensión VGS de cero voltios, una tensión l/DS de 15 V, una temperatura ambiente de 25 °C, y una frecuencia de 1 kHz. Conocido el valor de la transconductancia g m0 se puede conocer el valor de la resistencia míni ma del canal (F?0) mediante la fórmula:

1 9mü Así, la resistencia mínima del canal de un JFET, cuya transconductancia g^ sea de 5 mS, será de: fí0 =

1 = c 1 „ = 200 Q SU 5 mS

Ésta es pues la resistencia más pequeña que presenta el transistor, la cual, como se ha dicho, se produce cuando no se aplica tensión a la puerta.

Curva característica I D = f(T¡) de un JFET Resulta de gran interés para el profesional conocer cómo se com porta un JFET al aumentar la tem peratura en su unión, puesto que en las curvas estudiadas en los párrafos anteriores se ha consi derado constante la temperatura de la unión y, sin embargo, al Igual que en cualquier otro semi conductor, la temperatura de la unión ejerce gran influencia sobre las curvas características. Por los motivos apuntados, los fabricantes de transistores JFET proporcionan en sus catálogos las curvas características de la corriente de drenador en función de la temperatura de la unión, para diferentes tensiones de puerta y para una tensión drenador-surtidor constante. Un ejemplo de cur va de estas características es la de la figura 14.10, correspondiente al JFET de canal N tipo BF245A. En la figura 14.10 se aprecia cómo al aumentar la temperatura de la unión la corriente I D dis minuye, siendo tanto menor esta disminución de corriente cuanto mayor sea la tensión aplicada a la puerta.

1.

En el montaje surtidor común la señal de entrada se aplica entre puerta y surtidor del JFET, y la señal

amplificada se obtiene entre drenador y surtidor.

292


14.10 Familia de curvas características I B = f(T¡) del JFET de canal N tipo BF245A.

Id

(mA) 20

15

10

5

0

0

50

100

150

T;(X)

Efectivamente, para una tensión ^GS nula, si la temperatura de la unión sube de 25 °C a 150 °Q (temperatura máxima de unión que puede soportar este transistor), la corriente I 0 baja de 17 mA a 10,5 mA, mientras que para una tensión ^ GS de -4 V, y con el mismo aumento de temperatura, la corriente JD sólo desciende de 3 a 1,75 mA. Todo esto resulta lógico, ya que, cuanto menor sea la tensión aplicada a la puerta, más eleva da será la corriente de drenador, y todo paso de corriente genera tanto más calor cuanto mayor sea su valor.

Corriente de puerta Aunque los transistores JFET poseen una única unión, y se polarizan en sentido inverso, siendo g o bernados por variaciones de la tensión inversa de puerta con respecto al surtidor, ello no quiere de cir que no se produzca en sentido inverso una corriente de fuga, al igual que en los diodos polari zados en sentido inverso. La corriente de puerta es. por tanto, una corriente de fuga en sentido inverso y, com o resulta ló gico, es tanto mayor cuanto mayor sea la tensión inversa aplicada a la puerta, aunque es del orden de los nA y, por ello, totalmente despreciable. Los fabricantes indican en sus catálogos la corriente de corte de puerta con el drenador cortocircuitado a surtidor, es decir, con una tensión '/ns nula, y una tensión máxima aplicada entre puer ta y surtidor. Esta magnitud se representa por - J GSS en los transistores JFET de canal N. y me diante Jqss en los transistores JFET de canal P. Dado que la temperatura de la unión ejerce gran influencia sobre la comente de corte de puerta - I GSS, los fabricantes proporcionan la curva característica - / GSS = f(T), como la de la figura 14.11, correspondiente al JFET de canal N tipo BF245A. Destaca, en esta curva, que la tensión inversa aplicada a la puerta con respecto al surtidor es de 20 V, mientras que la tensión drenador-surtidor es de cero voltios. Mientras el aumento de temperatura en la unión sigue una ley aritmética, la corriente de puerta sigue una ley logarítmica, es decir, aumenta considerablemente con el aumento de temperatura en la unión. Así, a una temperatura de unión de 25 °C, la corriente de puerta es de tan sólo 6 pA: al doblarse la temperatura en la unión la corriente de puerta sube a 25 pA (unas cuatro veces mayor), y al al canzarse una temperatura de unión de 150 °C (máxima admitida por este transistor), la corriente de puerta alcanza un valor de 8 nA (unas 1.300 veces mayor que a 25 °C). Otro dato que suelen facilitar los fabricantes (aunque de escaso interés, ya que la puerta ha de estar polarizada en sentido inverso) es la corriente de puerta máxima admisible por el transistor

293


14.11 Curva característica - I GSS= f(T.) del JFET de canal N tipo BF245A. ’

I GSS (mA)

10

1

irr2

cuando entre puerta y surtidor se le aplica una tensión directa. Esta corriente se representa por I Q en los transistores JFET de canal N, y p o r - I G en los transistores JFET de canal P, es decir, con sig nos opuestos a los de la corriente en sentido inverso de puerta. La corriente de puerta en sentido directo de un JFET varía de un tipo a otro, pero en líneas ge nerales suele estar comprendida entre 5 y 50 mA.

Curva característica rds = f(-V QS) de un JFET En un apartado anterior se ha definido la impedancia de salida de un JFET como el resultado de d i vidir las variaciones de la tensión drenador-surtidor por las variaciones de la corriente de drenador. Esta impedancia de salida depende de la tensión inversa aplicada entre puerta y surtidor, ya que cuanto mayor sea esta tensión menor será la corriente que puede circular por el transistor. Para determinar el valor de rds en función de la tensión - ^GS de un JFET, los fabricantes pro porcionan curvas características, com o la dibujada en la figura 14.12, correspondiente al JFET BC264D de canal N.

Valores típicos

14.12 Curva característica rds - f(~Ks) Oet JFET de canal N tipo BC264D.

294

1°~' 0

1

2

3

4

~VGS(V)


Se observa en esta curva característica que la impedancia de salida ( p j sigue un curso logarít mico al aumentar la tensión l/GS. Así. cuando la tensión aplicada a la puerta es de 0 V la impedancia es de tan sólo unos 150 £2 , aumentando a 10 k £2 cuando se aplican 2.6 V a la puerta. Para la obtención de estas curvas se aplica una tensión de 0 V entre drenador y surtidor, y se toman las medidas a una temperatura ambiente de 25 °C, ya que tanto una como otra magnitud influyen sobre el valor de r^ .

Curva característica y (s = f ( I D) de un JFET La admitancia de transferencia directa de un JFET. montado en surtidor común (salida cortocircuitada para la corriente alterna), depende de la intensidad de corriente de drenador que circula por el transistor.

V„

(mAA/) 1

7.5

5

2.5

0 0

2.5

5

7.5

10

12,5

mA) 15

14.13 Curva característica yfs = f( ID) del JFET de canal N tipo BC264D.

En la figura 14.13 se ha dibujado una curva característica y,s = f ( I D), para una tensión VDS de 15 V y una temperatura ambiente de 25 °C. Esta curva corresponde al JFET de canal N tipo BC264D. Se puede ver en la figura 14.13 cómo la admitancia aumenta al aumentar la intensidad de c o rriente de drenador, siendo al principio de crecimiento elevado (con pequeñas intensidades de dre nador) y luego lineal a partir de unos 2,5 mA de J0.

Curva característica Cis = f(- VGS) de un JFET Todo JFET m ontado en surtidor común presenta una capacidad de entrada (Cis), con salida cortocircuitada para la corriente alterna, cuyo valor depende de la tensión aplicada a su puerta (-t/GS). Efectivamente, cuanto mayor sea la tensión inversa aplicada a la puerta, más ancha será la zona sin portadores de carga presentes en la unión PN del transistor, por lo que disminuye la ca pacidad existente en la unión. (Recuérdese que toda unión PN forma un condensador, cuyas placas son los cristales y cuyo dieléctrico es la zona sin portadores de carga existente entre los cristales, y que la capacidad de un condensador es inversamente proporcional al espesor del dieléctrico.) Como consecuencia de todo ello, al aumentar la tensión inversa aplicada entre los cristales P y N de un JFET, aumenta el espesor de la zona sin portadores de carga y, por lo tanto, disminuye la capacidad de entrada.

295


14.14 Curva característica C.v = f(-VBS) del JFET de canal l\l tipo BC264.

6 C, (PF)

4

2

0 5

-l/GS(V)

10

Todo lo expuesto queda reflejado en la figura 14.14, donde se puede observar cómo con una ten sión de puerta nula la capacidad de entrada del transistor BC264 es de 6 pF, y al aplicar una tensión -V GS de 7,5 V, la capacidad de entrada disminuye a 2 pF. Esta disminución de capacidad no es li neal, sino que lo hace de forma exponencial, disminuyendo bastante de valor con pequeñas ten siones de puerta y luego menos con tensiones de puerta elevadas. Para la obtención de esta curva se aplica al transistor una tensión \/os, por ejemplo 15 V, y se toman las medidas en una temperatura ambiente de 25 °C.

Curva característica Crs = f[VDS) de un JFET La capacidad de transferencia inversa en surtidor común (Crs) de un JFET depende de la tensión l/DS que se le aplique. Efectivamente, para una tensión de puerta fija, que supondría una capacidad de entrada fija (como se ha visto en el apartado anterior), la capacidad de transferencia inversa disminuye al au mentar la tensión t/DS, ya que ello supone un aumento de la corriente a través del transistor y, por lo tanto, una disminución de su capacidad.

3 C„

(PF)

2

1

14.15 Curva característica C,, = f(VDS) del JFET de canal N tipo BC264.

2 96

Valores típicos

-Vbs = 2V t = m Hz = 25° C

o


En la figura 14.15 se ha dibujado el curso de la capacidad de transferencia inversa en surtidor común (entrada cortocircuitada por la corriente alterna) en función de la tensión ^ ds- Esta curva se ha obtenido con una temperatura ambiente de 25 °C y una tensión continua - t / GS de 2 V. En el caáo expuesto la capacidad Crs es de unos 2,3 pF al aplicar al transistor una tensión t/DS de 2 V, y desciende a 1 ,5 pF cuando '/ds sube a 20 V.

Curva característica CGS = f[VDS) de un JFET La capacidad de salida en surtidor común (entrada cortocircuitada para la corriente alterna) de un JFET depende también de la tensión aplicada entre drenador y surtidor, tal y como se puede apre ciar en la curva característica de la figura 14.16.

0

10

-vos (V)

20

14.16 Cos = f(VDS) del JFET de canal N tipo BC264.

Curva cara

Para la obtención de esta curva es necesario aplicar una tensión continua fija a la puerta (ten sión - t / GS), ya que dicha tensión influye sobre la capacidad de salida, así como efectuar las m edi das a una temperatura ambiente fija (normalmente de 25 °C).

Curva característica P tot = f(Tamb) de un JFET La potencia total de disipación de un JFET no es elevada, siendo normales valores que oscilan en tre 300 y 1.800 mW a 25 °C. Al Igual que en los transistores bipolares, la potencia de disipación viene limitada por la tempera tura ambiente, de forma que disminuye al aumentar ésta.

14.17 Curva característica P,o, = f(Tamb) de un JFET.

297

ELECTRÓNICOS

En la figura 14.17 se ha dibujado la curva de la potencia de disipación en función de la tem peratura ambiente de un JFET. Hasta 40 °C la potencia de disipación es de 300 mW, y a partir de esta temperatura la potencia disminuye de forma lineal, hasta hacerse nula a 175 °C. Es pues muy importante conocer a qué temperatura ambiente operará el transistor para evitar que éste quede destruido por trabajar fuera de los límites establecidos.

Factor de ruido en un JFET Para una frecuencia y ancho de banda determinado, el factor de ruido (F) es la relación entre la p o tencia total de ruido p, obtenida en drenador, y la parte de ésta introducida por la potencia de en trada p e, dada respecto a la fuente de señal en la que la temperatura de ruido es estándar a todas las frecuencias. El factor de ruido se expresa normalmente en dB, calculándose a partir de la igualdad:

donde \ZP es la tensión de pico de la señal de entrada. El factor de ruido viene determinado, para un punto específico de funcionamiento, por la resis tencia del generador de alimentación (RG) y por la frecuencia, o margen de frecuencias, dados. Para conocer el factor de ruido de un JFET, trabajando en unas condiciones determinadas, los fabricantes proporcionan en sus catálogos las curvas características del factor de ruido en función de la resistencia del generador y de la frecuencia aplicada (figura 14.18).

14.18 Curva característica F = f(Re) de un JFET.

Para la obtención de esta curva se aplica, entre drenador y surtidor, una tensión fija de 15 V, con una corriente de drenador de 1 mA. La frecuencia de la señal debe ser de 1 kHz y la temperatura ambiente a la que se toman las medidas de 25 °C. Destacamos que el factor de ruido de un JFET disminuye al aumentar la resistencia del genera dor. Así, en el caso de la figura 14.18, el factor de ruido es de 11 dB, con una resistencia de gene rador de 1 kQ, disminuyendo a casi cero cuando la resistencia del generador es de 1 MQ. Dado que el factor de ruido queda influido por la frecuencia de la señal aplicada, siendo tanto menor cuanto mayor sea ésta, los fabricantes de JFET incluyen en sus catálogos curvas caracterís ticas como la de la figura 14.19, en la que se expresa el factor de ruido en función de la frecuencia de la señal aplicada para tres resistencias de generador dadas (1 kQ, 10 kQ y 1 MQ).


14.19 Curva característica F= f(f) de un JFET.

Para obtener estas curvas se aplica una tensión '/ DS de 15 V y una tensión - t / GS de 1 V. Con resistencias de generador de pequeño valor, el factor de ruido disminuye rápidamente al aumentar el valor de la frecuencia aplicada, mientras que con resistencias de generador elevadas el factor de ruido es muy bajo y prácticamente constante. A este respecto cabe decir que, para etapas amplificadoras de pequeñas señales, es preciso que el factor de ruido sea el más pequeño posible, del orden de 1 a 2 dB. Esto es particularmente importante trabajando con frecuencias muy elevadas, del orden de los GHz. En este caso se acon seja la utilización de transistores de efecto de campo de arseniuro de galio, los cuales ofrecen un bajo factor de ruido y alta ganancia. Como orientación diremos que el factor de ruido de los JFET de arseniuro de galio oscila entre 1 dB a 2 GHz y 3,6 dB a 12 GHz, con una tensión \/DS de 4 V y una I D igual a 0,15 veces el valor de la corriente de saturación I DSS (60 mA).

MOSFET DE ACRECENTAMIENTO Los transistores de efecto de campo con puerta aislada (insulated gate field effect transistor, IGFET) más conocidos por el nombre de transistores metal-óxido semiconductor (metal-oxide-semicon ductor transistor, M OST o MOSFET), se comportan en su funcionamiento de una forma análoga a la de los JFET estudiados en los apartados anteriores. Al igual que los JFET, el transistor MOS es un dispositivo controlado por tensión. Su principal característica es la elevada impedancia de entrada, la cual puede llegar a tom ar va lores de 10® Mí2. Esta elevada impedancia de entrada hace que la puerta sea muy sensible a los potenciales elec trostáticos, los cuales pueden llegar a alcanzar valores de 50 o más voltios. El simple hecho de to car con el dedo el terminal de la puerta provoca la aparición de estos potenciales electrostáticos, con el consiguiente riesgo de destruir el transistor. Con el fin de evitar este inconveniente, los transistores MOS se fabrican, generalmente, provis tos en su interior de una serie de diodos Zener, los cuales hacen disminuir ligeramente la impedancia de entrada. De todas formas, siempre es aconsejable evitar tocar con los dedos el terminal de puerta y, a lo sumo, tomar el transistor envuelto en un papel de estaño. La estructura física de un transistor MOS está constituida por un sustrato de semiconductor tipo N de elevada resistividad, es decir, de un cristal muy débilmente dopado (con pocas Impurezas). En este sustrato se forman por difusión dos regiones semiconductoras de cristal tipo P de baja resis tividad (con gran cantidad de sustancias aceptadoras), separadas entre ellas por una distancia

299


que varía entre 5 x 1 0 ^ y 5 x 1 0 3 cm. Estas dos regiones de cristales P reciben el nombre de en trada (o surtidor) y salida (o drenador), al Igual que los JFET antes descritos (figura 14.20).

S

G

D

14.20 Estructura física de un MOSFET. 1) Metal; 2) Capa de óxido de silicio (Si02); S) Surtidor; G) Puerta; D) Drenador.

Una capa aislante de S i0 2 (óxido de silicio), de un espesor comprendido entre 800 y 2.000 f, cu bre la superficie exterior del sustrato. Sobre esta capa de óxido se efectúa una metalización para la conexión del electrodo de gobierno o puerta (figura 14.20). Dos orificios practicados sobre el óxido, sirven para realizar los contactos metálicos del surtidor y el drenador. La estructura descrita, sobre la cual desarrollamos el estudio del funcionamiento de los transis tores MOS, corresponde a un transistor MOS de cana! P, existiendo también el transistor MOS de canal N que, como se puede suponer, posee un sustrato de cristal tipo P y dos regiones de cristal N para el surtidor y el drenador. La puerta está, por tanto, aislada eléctricamente del sustrato y, por supuesto, del drenador y surtidor. De ahí la gran impedancia de entrada de este componente. Para el estudio del funcionamiento de estos transistores consideramos, en primer lugar, que los electrodos de entrada y de salida, así com o el sustrato, se encuentran conectados a masa (figu ra 14.21). En esta circunstancia el transistor se puede comparar a un condensador cuyas placas son el sustrato y la puerta, y el dieléctrico la capa de óxido.

LI

o o o o 14.21 Al aplicar un potencial negativo a la puerta con respecto al sustrato, las cargas negativas de éste son repelidas de su región superficial y en su lugar, aparece una región despoblada de cargas móviles.

• • •

O O O; O

0

0 o

O

0 o

1

o o

o o

o o

T

Si se aplica una tensión negativa a la puerta con respecto al sustrato (-VG), este condensador se carga y aparece una carga negativa que repele a los electrones que se encuentran en la región superficial del sustrato com prendida entre el surtidor y el drenador. Por lo tanto, esta reglón su perficial del sustrato queda totalmente despoblada de cargas móviles y en su lugar aparece una carga positiva fija, semejante a la que se encuentra en las zonas de transición de las uniones PN; de tal forma, que si se aplica una tensión negativa al drenador, no habría circulación de corriente entre éste y la puerta.

300


Si se hace aún más negativa la tensión de puerta con respecto al sustrato (figura 14.22), hasta que alcance un cierto valor llamado tensión de umbral, aparece una carga positiva móvil en la re gión superficial del sustrato, que recibe el nombre de canal. Es decir, que parte del cristal semi conductor N pasa a ser del tipo P, formando un canal de circulación de corriente entre surtidor y drenador. De ahí que este transistor se denomine transistor MOS de canal P.

14.22 Si el potencial negativo aplicado a la puerta con respecto al sustrato aumenta, aparece una carga móvil en la región superficial del sustrato.

Como este canal une la entrada con la salida (surtidor con drenador), si se aplica una tensión negativa al drenador con respecto al surtidor circula una corriente por este canal, la cual será tan to mayor cuanto mayor sea la tensión que se aplique al drenador. Si a la tensión negativa aplicada a la puerta se añade una tensión alterna cuyo valor máximo po sitivo no anule la tensión de umbral, se varía el número de cargas móviles en el canal, de acuerdo con los valores instantáneos de la tensión alterna aplicada a la puerta y, por consiguiente, se pro duce la modulación de la corriente continua que circula del surtidor al drenador, adquiriendo así la misma forma que la señal alterna aplicada a la puerta. La corriente I D produce una caída de tensión a lo largo del canal, de valor RDSI D (siendo fí DS la resistencia del canal). Esta tensión posee una polaridad opuesta al efecto producido por la tensión aplicada a la puer ta, lo cual provoca una contracción del canal por el lado correspondiente al drenador. Cuando esta caída de tensión es lo suficientemente elevada como para contraer totalmente el ca nal, la corriente de drenador tiende a saturarse y no aumenta aunque aumente la tensión aplicada a dicho electrodo. Cuando se da esta circunstancia se dice que el canal está contraído (figura 14.23).

-V»

-v*

111 ¡

»o o

o

o

o

o

o

o

.

o ¡_ 0

T

o

o

o

o

14.23 Cuando la caída de tensión en el canal es lo suficientemente elevada, la corriente de salida tiende a saturarse. Se dice entonces que el canal está contraído.

El funcionamiento de un transistor MOS de canal N es el mismo que el de un transistor MOS de canal P, cambiando el signo de las tensiones y de la carga eléctrica.

301


Los transistores descritos se denominan del tipo de acrecentamiento, ya que mediante la ten sión de puerta aumentamos el número de cargas móviles en el canal de conducción.

MOSFET DE AGOTAMIENTO Los MOSFET de canal P o de canal N, del tipo de agotamiento, poseen una estructura parecida a los del tipo de acrecentamiento, pero en éstos se crea una zona P para los de canal P (o N para los de canal N) en la región superficial del sustrato, entre surtidor y drenador (figura 14.24), con lo cual se consigue que Incluso para tensiones de puerta de 0 V existan cargas móviles en la región del canal, del mismo signo que las de surtidor y drenador y, por lo tanto, la existencia de una corrien te de drenador.

14.24 Estructura física de un MOSFET de canal N del tipo de agotamiento.

Si se aplica una tensión negativa a la puerta con respecto al sustrato, en el caso de canal N (o positiva si el canal es P), la carga móvil situada en el canal disminuye hasta que desaparece por completo para una tensión de umbral determinado. En ese Instante cesa por completo la corriente de drenador. En el caso de aplicar una tensión a la puerta de signo opuesto a los portadores de carga exis tentes en el canal, el funcionamiento del transistor es idéntico a los del tipo de acrecentamiento.

Curva característica de salida de un MOSFET En la figura 14.25 se han dibujado las curvas características de salida, o curvas características de la corriente de drenador ( Jq) en función de la tensión de drenador ( t / ^ para diferentes valores de ten sión de puerta (VGS), de un MOSFET.

14.25 Curvas características de salida de un MOSFET.

302


Como se puede apreciar en la citada figura, existen dos regiones, denominadas región triódica y región pentódica, separadas entre sí por una zona que cumple la condición: ^ ds = K bs - K , donde Vu es la tensión de umbral. En la región triódica el canal aún no está contraído, y la corriente de drenador es función de la tensión de puerta y de la tensión de drenador, siendo su valor:

Jd = p [ V g s - ^ d s -

V °f]

donde p es un parámetro que depende de las características internas del transistor. En la región pentódica el canal está contraído, y la corriente de drenador es aquí función de la tensión aplicada a la puerta y, como se sabe, independiente de la tensión aplicada al drenador. Su valor es el siguiente:

La curva característica expuesta se refiere a los MOSFET cuyo sustrato (o base) está conecta do directamente al surtidor, es decir, con una tensión t/ss igual a 0 V. En la figura 14.26 se pueden ver las curvas características I D = f(V0S), para diferentes valores de \/GS y una tensión Vss = 0 V, del MOSFET tipo BSV81, y en la que se puede com probar todo lo expuesto.

14.26 Curvas características de salida del MOSFET de canal N tipo BSV81, con una tensión Kss nula.

En el caso de MOSFET con sustrato no conectado al surtidor, y a los que se le aplica una ten sión Vss, la curva característica queda influida por esta tensión, por lo que en este caso es preferible recurrir a las curvas características de transferencia, es decir, las curvas I 0 = f(VGS) para diferentes valores de ^ss-

Curvas características de transferencia de un MOSFET La curva característica de transferencia, o curva característica de la corriente de drenador en función de la tensión de puerta para una tensión de drenador constante, obtenida a lo largo de la línea AB de la figura 14.25, se muestra en la figura 14.27.

303


14.27 Curva característica de transferencia del MOSFET de canal N tipo BSV81, con una tensión Kss nula.

Para el trazado de esta curva se aplica una tensión t/DS de 14 V, y luego se aplican tensiones l/GS comprendidas entre -2 V y 0 V. A medida que la tensión \/GS se hace menos negativa, la corriente de drenador aumenta, es de cir, la corriente entre surtidor y drenador circula con más facilidad. Con una tensión l/GS de -2 V se produce el corte de la corriente de drenador, ya que se trata de un MOSFET de canal N, cuyo funcionamiento es opuesto al de canal P descrito en las figuras 14.20 a 14.23. El transistor BSV81 posee un terminal exterior para el sustrato, de forma que si a éste se le aplica una tensión continua con respecto al surtidor, es posible modificar la curva característica de trans ferencia, tal y como se muestra en la figura 14.28.

-0

-1

o vGS(V) 0.5

14.28 Curvas características de transferencia del MOSFET de canaIN tipo BSV81, para diversas tensiones Kss-

304


En la figura 14.28 se aprecia cómo al aplicar una tensión t/ss de 2 V aumenta la corriente de dre nador, lo cual resulta lógico ya que al ser el sustrato un cristal P y, por lo tanto, ser el transistor de canal N, se evita, con esta tensión positiva aplicada al sustrato, que el canal quede despoblado de cargas minoritarias. Si se comparan las figuras 14.27 y 14.28, se observa que la curva l/ss = 0 V se ha repetido en la figura 14.28, pero abarcando hasta valores positivos de 0,5 V de la tensión t/Gs. Si la tensión aplicada al sustrato de cristal P es negativa, se recombinan las cargas minoritarias de este cristal, con lo cual aumenta la resistencia en el canal N, que une el surtidor con el drena dor, por lo que disminuye la corriente de drenador (figura 14.28). Para obtener la misma intensidad de corriente de drenador es preciso hacer menos negativo el va lor de la tensión -^GS' de forma que repela menos a las cargas negativas que circulan por el canal N. De todo lo expuesto se deduce que, para obtener una corriente de drenador de valor determi nado, puede modificarse la tensión ^GS o la tensión Por ejemplo, supongamos que se desea obtener una corriente I D de 10 mA, con una tensión 1/ps de 14 V, utilizando e! transistor BSV81, cuyas curvas son las de la figura 14.28. Esta corriente puede obtenerse con cualquiera de los pares de valores \/qS y l/gg siguientes: ^G S '■'GS ^G S ^G S ^G S ^G S

= -0,92 = -0,6 7 = -0,4 0 = -0,0 6 = 0,2 V; = 0,5 V;

V; V; V; V;

^ss = 2 V ^ss = 1 V V$s = 0 V Vss = -1 V Vss = - 2 V ^ s s = -3 V

C u r v a c a r a c t e r í s t ic a I D = f(Ros) d e u n M O S F E T La corriente de drenador de un MOSFET no depende, entre ciertos límites, de la resistencia entre drenador y surtidor (fíDS), la cual es constante hasta ciertos valores de JD. A partir de un valor determinado de I D la resistencia fí os aumenta de valor, pudiendo doblarse e, Incluso, triplicarse.

14.29 Curvas características I 0 = f(fíDS) de un MOSFET de canal N del tipo de acrecentamiento para dos tensiones Vgs-

En la figura 14.29 se han dibujado las curvas caracteristicas I D = /(fíDS) de un MOSFET de canal N del tipo de acrecentamiento, para dos tensiones de puerta VGS. Se observa que la resistencia fíDS es muy baja (del orden de 2 Q) para una tensión 1/GS de 10 V, y que permanece constante hasta valores de I D de unos 400 mA. A partir de este valor de corriente la resistencia drenador-surtidor sube ligeramente. Para valores de t/GS de 5 V, la resistencia drenador-surtidor es algo más elevada, de unos 3,3 £2 para corrientes de hasta 100 mA; para corrientes de drenador por encima de los 100 mA la resis -

305


tencia aumenta hasta alcanzar los te admitida por este transistor.

8

ü con una I D de 500 mA, que es el valor máximo de corrien

Potencia de disipación de los MOSFET Actualmente se fabrican transistores MOS capaces de soportar potencias elevadas, como por ejem plo los transistores SIPMOS (Siemens-Power-MOS), que son capaces de trabajar con potencias de 60 W a 25 °C, y que sin embargo pueden ser activados con un nivel de entrada de 1 mA y 5 V. En radio y televisión no es usual utilizar MOSFET de potencia, dejando esta función a los transis tores bipolares. Al igual que cualquier otro componente, la potencia de disipación de los transistores MOS vie ne limitada por la temperatura de la cápsula, es decir, que cuanto mayor sea dicha temperatura menos potencia es capaz de disipar el transistor. En la figura 14.30 se ha dibujado la curva característica de la potencia de disipación en función de la temperatura ambiente de un MOSFET, la cual es constante hasta 25 °C y, a partir de esta temperatura, disminuye progresivamente, hasta hacerse nula a la temperatura de 150 °C (máxima soportada por la unión).

P*

1.0

(W) 0,8 0.6 0,4

0,2

14.30 Curva característica P,0, = f( L J de un MOSFET.

0 0

100

200

Tm,(° C)

Circuito equivalente de un MOSFET Entre los electrodos de un MOSFET aparecen una serie de capacidades parásitas que, para cier tas aplicaciones, han de tenerse presentes. Se puede dibujar un MOSFET como se hace en la figura 14.31, en la que se pueden ver las resistencias y capacidades parásitas que aparecen en él, y que son las siguientes:

D

O

] Pos

C as

14.31 Circuito equivalente de un MOSFET.

306

T

¿ S


Ros = Resistencia drenador-surtidor. Rg = Resistencia de puerta debida a la construcción interna del transistor. CMl = Capacidad de Miller, denominada así por el efecto Miller que produce, es decir, un incre mento de la capacidad efectiva puerta-surtidor debida a la carga inducida electrostáti camente por el drenador en la puerta, a través de la capacidad puerta-drenador. CDS = Capacidad drenador-surtidor, la cual depende de la tensión l/DS, C gs = Capacidad puerta-surtidor, la cual es independiente de la tensión. Los fabricantes de MOSFET indican, sin embargo, en sus catálogos las capacidades Cjss, Coss y CliS, bien mediante valores numéricos referidos a una tensión Vos fija, y una tensión VGS nula, bien mediante curvas características com o las dibujadas en la figura 14.32, y en las que se indican los valores de dichas capacidades para distintos valores de tensión t / ^ .

20

10

30

V0S(M)

14.32 Curvas características de las capacidades C^. Ceis y Crss de un MOSFET en función de la tensión V¡>S' para una temperatura de la unión de 25 °C. una frecuencia de 1 MHz y una tensión Vgs nula.

Las capacidades Ciss, Coss y Cr8S están relacionadas con las capacidades dibujadas en la figu ra 14.31 por las siguientes ecuaciones: Clss = CGS + CM( oss = C qs + CMl ^rsa —O,,, De estas tres igualdades se deduce que sólo Ctss es igual a la capacidad CM„ y que las otras dos dependen de la capacidad CMi, es decir, del efecto Miller. Así,teniendo en cuenta que. por ejemplo, la capacidad Crss de las curvas características de la figura 14.32 es de 5 pF con una tensión V0Q de 10 V, las capacidades CGS y CDS valdrán: C qs = - C ,^ = 70 pF - 5 pF = 65 pF ^ ds = Coas - C,5S = 20 pF - 5 pF = 15 pF

MOSFET de doble puerta Existe también un tipo de MOSFET en el que se disponen dos puertas, de forma que la corriente de drenador pueda ser gobernada por dos señales distintas. Véase en la figura 14.33 el símbolo de uno de estos transistores, en el que el sustrato está conectado al surtidor. Estos transistores son muy utilizados en etapas conversoras, trabajando com o mezclador de la señal de RF captada por la antena y aplicada a una de sus puertas, con la procedente del os cilador local y que se aplica a la otra puerta. El doble control hace que en drenador aparezca la se ñal de Fl.

307


14.33 Símbolo de un MOSFET de doble puerta.

G1 G2

Lógicamente, para com prender el funcionamiento de este tipo de transistor es preciso c o nocer sus curvas características referidas a las dos señales de control, y de las cuales m ostra mos, en la figura 14.34, las correspondientes al transistor MOST de doble puerta tipo BFR84 de P h i l i p s .

14.34 Curvas características 1D = f(VB1.s), para diversas tensiones VS2.S. de un MOSFET de doble puerta.

- 3 - 2 - 1

0

1

2

3 Ys m (V)

Para el trazado de estas curvas características se aplica al transistor una tensión fija entre dre nador y surtidor de. por ejemplo, 1 0 V; luego se aplica una tensión fija a una de las puertas y se hace variar entre dos límites la tensión aplicada a la otra puerta, de forma que se obtengan los va lores de intensidad de drenador correspondientes a cada par de tensiones \/G1.s En la figura 14.34 se observa que la tensión aplicada entre la puerta G 7 y el surtidor (t/Gt_s) abar ca desde - 3 V a +3 V, mientras que la aplicada entre las puerta G2 y surtidor (t/G2-s))lo hace entre -1 ,5 V y +4 V. De estas curvas se deduce que si se aplica una tensión alterna a la puerta G7, y otra tensión también alterna pero de frecuencia distinta a la puerta G2, el valor de la intensidad de drenador queda influida por ambas tensiones y, por lo tanto, varía con una frecuencia igual a la diferencia de las dos frecuencias aplicadas a las puertas (proceso de mezcla). Si se aplica una tensión continua de valor fijo a una de las puertas, las curvas características de salida de este tipo de transistor serán similares a las de una sola puerta pero, lógicamente, con la desviación que en ellas produce la tensión constante aplicada a una de las puertas.

CÁPSULAS PARA JFET Y MOSFET Los JFET y MOSFET se fabrican con encapsulados tipo TO y SOT, al igual que los transistores bi polares, aunque en el caso de transistores de doble puerta, o de sustrato aislado, disponen de un cuarto terminal de conexión. En la figura 14.35 se han dibujado las principales cápsulas utilizadas para estos transistores, con indicación de cada uno de sus terminales.

308


SOT-52 14,5 máx. 1,17 máx.

'4,5 5.3 máx.

12,7 máx.

0,48 máx.

S O T -103

4,8 máx.

0.75 máx. 1,05 máx. 2,7 máx.

TO 0,48 máx.

r

4.8 máx.

5,3 máx.

14.35

12,7 mm.

Dimensiones y terminales de las principales cápsulas utilizadas para los JFET y MOSFET.

309


TO - 72 (4) 1.

0,48 máx.

J

11

4.8 máx.

5,3 máx.

12,7 mín.

5,8 máx.

TO - 72 (5)

TO - 72 (6) 0,48 máx.

i

1

12,7 mín.

5,2 máx.

12,7 mín. 0,48 máx.

O 0.85 0,55 2.5 max. i

máx.

5,2 máx.

__

12,7 mín.

__________

0,48 máx.

'— —

i 2.5 | máx.

14.35

310

Dimensiones y terminales de las principales cápsulas utilizadas para los JFET y MOSFET. (Continuación)


Código de identificación de los JFET y MOSFET En el código Pro Electron (europeo) los JFET y MOSFET se identifican con las mismas letras utiliza das para los transistores bipolares, por lo que, para no repetir conceptos, remitimos al lector al ca pítulo precedente. Cabe, sin embargo, añadir que existen transistores unipolares cuyo crista! no es de silicio sino de arseniuro de galio, en cuyo caso la primera letra del código de identificación será la C. En el código JEDEC (norteamericano) los JFET y MOSFET se identifican con 2N (aunque sean componentes con una sola unión). En este código los FET de doble puerta se identifican con 3N. En el código JIS (japonés) sí existen diferencias con respecto al código utilizado para los tran sistores bipolares: La primera letra del código sigue siendo la S, pero la segunda es: H = Transistor uniunión. J = Transistor de efecto de campo de canal P, incluidos los de potencia. K = Transistor de efecto de campo de canal N, incluidos los de potencia.

311

Circuitos integrados

Capítulo 15

INTRODUCCIÓN Todo circuito electrónico está compuesto por un conjunto, más o menos grande según la compleji dad del circuito, de resistencias, condensadores, diodos, transistores, etc. Todos estos elementos, adecuadamente conectados entre sí, forman circuitos capaces de efectuar una función electrónica (oscilación, modulación, amplificación, etc.). Este tipo de circuitos, que aún se utilizan, recibe el nom bre de circuito electrónico discreto. Desde hace bastantes años, y gracias al gran desarrollo tecnológico de los semiconductores, se fabrican unos componentes en los que se logra la Incorporación de todo un circuito electrónico (con resistencias, diodos, transistores, etc.), en un único cristal semiconductor, y en un espacio mí nimo de 10 mm 2 o incluso menos. Este tipo de circuito es lo que se conoce por circuito integrado. El circuito integrado, también denominado IC (del inglés Integrated Circuit), se utiliza en, prácti camente, todos los aparatos, bien solos, bien en compañía de circuitos discretos. El IC permite reducir considerablemente el tamaño de los aparatos electrónicos, de forma que es posible diseñar circuitos complejísimos en muy poco volumen. El gran desarrollo que se está produciendo en la técnica de la integración se debe al desarrollo de la técnica planar en la fabricación de transistores, la cual abrió las puertas a la integración, es decir, a la disposición en un solo sustrato de varios transistores. Esta técnica ha ido evolucionando es pectacularmente, desde que en 1972 hiciera su aparición el primer microprocesador en una sola pieza de silicio, el muy conocido 8008 de la firma I , de caracteristicas muy inferiores a los ac tuales Pentium, de la misma firma. Hasta esa fecha existía la conocida «ley de cuatro», según la cual la densidad de elementos ac tivos integrables en un sustrato se multiplicaba por cuatro cada dos años. Actualmente esta ley ha empalidecido algo, ya que se produce cada tres años; sin embargo, el hecho de que cada tres años se multiplique por cuatro la cantidad de elementos integrables supone un avance tecnológico de caracteristicas gigantescas, dadas las cifras de componentes que se integran (del orden de de cenas de miles). Cada vez que la técnica parece tropezar con algún límite físico de integración, aparece una nue va técnica que amplía el límite. Así, cuando la técnica de la litografía fotográfica encontró problemas de nitidez para reproducir formas de dimensiones comparables a las de ¡as ondas de luz, se pasó a la utilización de las ondas ultravioletas (de menor longitud de onda), y después a la técnica de la litografía de rayos X y a la erosión «en seco» de las capas superficiales, siendo éste, por el m o mento, el límite tecnológico actual en la fabricación de circuitos integrados. Imagínese el lector las dimensiones con que pueden realizarse componentes en circuitos inte grados, en los que las longitudes y superficies se miden en longitudes de onda de rayos X, es decir, del orden de 10 ~ 7 a ICT10 centímetros. Como dato podem os decir que actualmente es posible Integrar, en un solo sustrato, más de 250.000 componentes. En la fotografía de la figura 15.1 se muestran unos circuitos integrados encapsulados y sin encapsular, con una regla que permite valorar sus dimensiones. Cada uno de los pequeños rectán gulos que se aprecian en esa figura corresponde a un circuito integrado, con miles de com ponen tes, formando complejas redes capaces de efectuar gran cantidad de funciones. n t e l

313


15.1 Circuitos integrados encapsulados y sin encapsuiar. La regla permite apreciar las reducidísimas dimensiones del chip.

El IC se ofrece al profesional encerrado en cápsulas cuyas dimensiones llegan a ser cientos de veces mayores que el «chip» que lleva dentro (figura 15.2), de forma que permita una manipulación fácil del componente, así com o su soldadura a los circuitos impresos.

15.2 Las cápsulas de los circuitos integrados son varios cientos de veces mayores que el chip que llevan dentro.

L.as cápsulas para circuitos integrados tienen com o único limite el número de conexiones, ya que cuanto más complejas sean las funciones que el IC realiza, más patitas de conexión se preci san para la entrada y salida de las señales que se tratan en él. Indudablemente no puede darse noción del funcionamiento de todos los circuitos Integrados, pues to que existen miles de ellos, con aplicaciones muy diversas, y cada día aparecen nuevos circuitos in tegrados que mejoran a sus predecesores. Por consiguiente, en este capítulo nos limitaremos a es tudiar los circuitos integrados desde el punto de vista de su tecnología constructiva, ofreciendo amplia información de algunos tipos utilizados en radio y televisión, descritos a lo largo de esta Enciclopedia.

CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS SEGÚN SU TECNOLOGÍA DE FABRICACIÓN En una primera clasificación los circuitos integrados se dividen en dos grandes grupos: • •

Circuitos integrados monolíticos. Circuitos integrados híbridos.

En los circuitos integrados monolíticos (monolítico quiere decir un solo bloque) todos los ele mentos constituyentes del circuito (resistencias, condensadores, diodos, transistores, etc.) están contenidos en una única pastilla de silicio o chip. Los circuitos integrados monolíticos se subdividen a su vez en dos grupos: • •

314

Tecnología bipolar (TTL, TTL-Schottky, ECL, I2). Tecnología unipolar (NMOS, PMOS. CMOS).

CIRCUITOS INTEGRADOS

En los circuitos integrados híbridos (híbrido quiere decir que está formado por dos o más ele mentos de distinta clase) se depositan los componentes pasivos (resistencias, bobinas y condensa dores) en un sustrato y los elementos activos (diodos y transistores) se sueldan después; es decir, en un IC híbrido existe uno o más componentes discretos en combinación con un IC monolítico. Los circuitos integrados híbridos se subdividen a su vez en circuitos integrados de película grue sa, y en circuitos integrados de película fina.

CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS POR SU APLICACIÓN Por su aplicación, los circuitos integrados se clasifican en dos grandes grupos: • •

Circuitos integrados analógicos. Circuitos integrados digitales.

Los circuitos integrados analógicos (o lineales) son aquellos cuya magnitud de salida varía en el tiempo de acuerdo con la señal aplicada a su entrada; es decir, la señal de salida puede tener infi nidad de valores intermedios entre un mínimo y un máximo. Como ejemplo de circuitos integrados analógicos citaremos los amplificadores operacionales. Los circuitos integrados analógicos se utilizan en radio, televisión, equipos de alta fidelidad, etc., para el tratamiento de las señales de audio, vídeo, croma, etc. Los circuitos integrados digitales son más fáciles de fabricar, ya que necesitan valores de capa cidad más pequeños que los analógicos. Estos circuitos funcionan bajo la condición de todo o nada, es decir, la señal de salida puede tener un valor mínimo (estado 0 ) o un valor máximo (estado 1 ), pero nunca un valor intermedio entre ambos. Por estas especiales condiciones de funcionamiento los circuitos integrados digitales se emplean en el diseño y construcción de circuitos lógicos, cuya principal aplicación se encuentra en los ordenadores electrónicos, aunque cada vez se utilizan más en radio, televisión y en reproductores de CD (C om pact Disc). Los circuitos integrados digitales se clasifican a su vez en familias lógicas, las cuales son estu diadas más adelante en este mismo capítulo.

CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS SEGÚN EL GRADO DE INTEGRACIÓN Según la cantidad de bloques funcionales integrados en un solo chip de silicio, los circuitos inte grados reciben diferentes denominaciones. Estas denominaciones son las siguientes: • • • •

SSI (Small Scale Integration). MSI (Médium Scale Integration). LSI (Large Scale Integration). VSLI (Very Large Scale Integration).

La SSI es una integración a pequeña escala (menos de 100 transistores por chip). Son, por tan to, los circuitos integrados de menor complejidad. En la MSI, o integración a escala media, el número de transistores integrados en un solo chip está comprendido 1 0 0 y 1 .0 0 0 . La LSI es una integración a gran escala (entre 1.000 y 10.000 transistores integrados). En el gru po LSI también se integran memorias que contienen los elementos de cálculo y control de ordena dores y las ordenaciones lógicas programables. Finalmente, en la VLSI (o integración a muy gran escala) se integran en un único chip más de 10.000 transistores. Se incluyen en este grupo los microprocesadores.

315


CIRCUITOS INTEGRADOS MONOLÍTICOS Un IC monolítico está formado por un solo cristal de silicio, en cuyo seno están integrados todos los componentes (activos y pasivos) del circuito. A los componentes que forman el IC se les da el nombre de componentes integrados, con el fin de diferenciarlos de los convencionales o componentes discretos. El material de partida es una plaquita semiconductora de silicio que, debido a los diversos tra tamientos que recibe, se divide en zonas o islas dopadas que reciben el nombre de bloques fun cionales. Cada bloque funcional realiza una función análoga a la de un componente discreto, como un transistor, un diodo, una resistencia, etc.

SiO,

Al

0» ¡

■

í

.1 . nr p __»

'

.1

w p

T 3)

b)

15.3 Circuito integrado monolítico, a) Esquema del circuito, b) Configuración representada por un corte en sección del chip.

La figura 15.3a muestra un circuito sencillo, formado por una resistencia, un transistor y un dio do, y la figura 15.3b su construcción en forma integrada. Cada una de las zonas indicadas en la figura 15.3b forma estratos circulares, unos dentro de otros. Por estar todos los componentes del circuito sobre la misma plaquita semiconductora de silicio, han de quedar aislados entre sí por uniones PN (diodos) que, una vez conectado el IC a una fuen te de alimentación, reciben polarización en sentido inverso (de bloqueo). El paso de corriente de uno a otro componente del IC se establece a través de pistas de alu minio, que son depositadas sobre una película aislante muy fina de dióxido de silicio (S¡02). Mediante una adecuada distribución y conexión de los diferentes bloques funcionales en el seno del cristal de silicio se forma el IC, el cual tiene un comportamiento análogo al circuito equivalente constituido por componentes discretos. La razón de que el comportamiento sea solamente análogo se debe a que los bloques funcio nales, en el seno de un mismo cristal, presentan características peculiares que tienen com o con secuencia el que un componente integrado presente un circuito equivalente, pero no igual, al de su homólogo discreto. Efectivamente, el simple hecho de aislar entre sí los distintos bloques funcionales mediante diodos polarizados en sentido inverso, hace que el número de diodos que contiene un IC sea muy supe rior al de su homólogo discreto. Estos diodos aisladores son, por tanto, elementos parásitos del IC. Los circuitos integrados monolíticos resultan particularmente apropiados cuando contienen com o componentes solamente transistores, diodos y resistencias, aunque también es posible inte grar condensadores. No así las ¡nductancias.

TRANSISTOR BIPOLAR INTEGRADO Los transistores bipolares se realizan difundiendo tres capas que forman una estructura NPN o PNP (figura 15.4).

316


Destacamos, en el esquema de la figura 15.4a, que el símbolo del transistor no está rodeado por la circunferencia representativa de la cápsula, puesto que ésta no existe en estos transistores, ya que están integrados en un chip y la cápsula será la de todo el IC.

BE

C

iU

M -°A

lid p

lid N

p,

ó E

A b)

3)

15.4 Transistor bipolar integrado, a) Esquema, b) Configuración representada en corte.

El colector se aísla eléctricamente por medio de una zona P, (figura 15.4b), la cual forma, con el cristal N del colector, un diodo parásito o diodo de aislamiento. Cuando el diodo de aislamiento está polarizado en sentido inverso (lo cual se logra conectando la zona P. al potencial más bajo de todo el circuito integrado, es decir, aplicando al ánodo, o pun to A de la figura 15.4b, un potencial negativo con respecto al cátodo), el colector C queda eléctri camente aislado de los bloques funcionales contiguos. El terminal de conexión del colector se dispone por la parte superior del sustrato, ya que el áno do del diodo de aislamiento cubre completamente el fondo. Como consecuencia, la resistencia de colector aumenta y no pueden obtenerse tensiones de saturación colector-emisor tan bajas como en los transistores bipolares discretos. Por el contrario, la estabilidad térmica es buena debido a la proximidad de los contactos de c o lector, emisor y base. Además de lo expuesto, el diodo de aislamiento produce dos efectos perjudiciales sobre la ca racterística del transistor integrado: introduce una capacidad en paralelo con el colector y aumen ta la corriente parásita del colector. En transistores integrados se pueden realizar modelos particulares que no tienen equivalente en el campo de los transistores discretos, y que resultan de especial interés en electrónica digital, ta les como los transistores multiemisor, multicolector, etc. (figura 15.5).

.E l E2

a)

Hf

C1 C2

b)

15.5 Mediante la integración pueden obtenerse modelos particulares de transistores que no tienen equivalente en el campo de los transistores discretos, a) Transistor multiemisor. b) Transistor multicolector.

TRANSISTOR UNIPOLAR INTEGRADO En la figura 15.6 se muestra el símbolo y la estructura de un transistor NMOS integrado. Se trata de una lámina de silicio tipo P. en cuya parte superior se difunden dos zonas N muy d o padas, y que constituyen el surtidor (S) y drenador (D) del transistor. Sobre todo ello se crea una capa aislante de dióxido de silicio. Unos orificios o ventanas practicados en la capa de óxido de silicio, a la altura de las zonas N, permiten la conexión de los terminales de surtidor y drenador. Una metalización de la capa de óxido de silicio, entre las ventanas de conexión de drenador y surtidor, constituirá la puerta (G) del transistor.

317


15.6 Transistor NMOS integrado, a) Símbolo, b) Configuración representada por un corte en sección del chip.

0

G

S Dióxido

D |

NMOS

r

i •'

J ^ —°B

n

s

a)

8 b)

El transistor PMOS se realiza de igual forma que el NMOS, pero sobre un cristal de silicio N y, lógicamente, dopándolo con dos zonas P que formarán el drenador y surtidor del mismo. En circuitos integrados de técnica unipolar el transistor más utilizado es el CMOS, que está constituido por dos transistores: uno NMOS y el otro PMOS, ambos de enriquecimiento. En la figura 15.7 se ha dibujado el símbolo y la estructura de un CMOS integrado.

15.7 Transistor CMOS integrado, a) Símbolo, b) Configuración representada por un corte en sección del chip.

a)

b)

Para integrar un transistor CMOS se parte de un cristal de silicio tipo N que constituye el sustrato. En este sustrato se practica una difusión profunda de átomos aceptadores, constituyendo así un cristal tipo P (derecha de la figura 15.7b) que servirá para realizar el transistor NMOS. Para el transistor NMOS se difunden impurezas donadoras que constituyen los cristales N de surtidor y drenador (derecha de la figura 15.7b). El surtidor y drenador del transistor PMOS se realiza difundiendo impurezas aceptadoras en dos zonas de la superficie del sustrato N (izquierda de la figura 15.7b). Las puertas de uno y otro transistor se realizan de la forma ya explicada anteriormente para el transistor NMOS. Es necesario que en la integración de transistores CMOS no se formen transistores bipolares parásitos. Para ello se realizan dos difusiones N + en unos pozos alrededor del PMOS y dos difu siones P+ en unos pozos alrededor.de NMOS (véase la figura 15.7b). Aunque la densidad de integración es menor con transistores CMOS que con los bipolares, puesto que se necesitan dos transistores en lugar de uno, los circuitos integrados CMOS son muy utilizados ya que ofrecen las siguientes ventajas: • • • •

318

Menor consumo de energía. Los acoplamientos entre transistores son directos. Una sola tensión de alimentación comprendida entre 3 y 18 V. Impedancia de entrada muy elevada y, por tanto, corriente de entrada muy pequeña.


DIODOS INTEGRADOS Los diodos se integran de dos formas posibles: utilizando dos capas semiconductoras P y N super puestas o conectando transistores en la debida forma, puesto que todo transistor puede com pa rarse con un par de diodos conectados en oposición, ya que están formados por dos uniones PN, Efectivamente, pueden utilizarse las uniones colector-base o emisor-base de un transistor inte grado, ya que la base siempre es un cristal de tipo opuesto a los de colector y emisor. Si se utiliza el diodo colector-base, la tensión de ruptura será mayor que si se utiliza el diodo for mado por el emisor y la base (mínimo 12 V).

A, I

X

X

At

A,

----------- 4 f------- i > L¿Ü I 0 —- f a

X

D

C

.I

i >---------- 1 l £í j /

Ao

15.8 Par de diodos integrados con cátodo común, a) Esquema, b) Configuración representada en corte.

D b)

2)

C,

i — 4-

ij L i ljli

° ct

i \

UU

N

L iÜ N

-1 1

1

D

b)

15.9 Par de diodos integrados con ánodo común, a) Esquema, b) Configuración representada en corte.

En las figuras 15.8 y 15.9 se muestran dos configuraciones utilizadas en los circuitos integrados para la formación de diodos. La configuración de la figura 15.8 corresponde a un par de diodos colec tor-base con cátodo común, y la de la figura 15.9 a un par de diodos colector-base con ánodo común.

RESISTENCIA INTEGRADA Las resistencias integradas se obtienen mediante pistas de material semiconductor. Su valor óhm i co depende de la sección y longitud de la pista, y de su resistencia específica. De esta forma pue den lograrse resistencias desde, aproximadamente, 10 Q hasta 30 k ll. Las tolerancias que se obtienen son bastante elevadas, del orden del ±10 %. Otro inconveniente es, desde luego, la dependencia del valor de la resistencia respecto de la temperatura. Sin embargo, debido a que todas las resistencias de un IC varían en la misma propor ción, pues todas están sometidas a la misma temperatura, la interdependencia de sus valores óhmicos prevalece, es decir, unos compensan a los otros. En la figura 15.10 se muestra la constitución de una resistencia integrada y el esquema de su circuito. La resistencia consiste en una zona P larga y estrecha (marcada con [ 1 ] en la figura 15.10£>), dentro de una zona N (marcada con [2] en la misma figura).

319


15.10 Resistencia integrada. a) Esquema, b) Configuración representada en corte.

—

1:

— x 3:

----------*»--------------- <>— | 1 P(V 1 -------1 N(2) P<3)

D

D

3)

b)

Estas dos zonas forman a su vez una unión PN distribuida a lo largo de la resistencia (figura 15.1 Oa). La zona de cristal tipo N (2) y la zona de cristal tipo P (3) forman un diodo de aislamiento.

CONDENSADOR INTEGRADO Para integrar un condensador hay dos procedimientos; en uno de ellos, la capacidad la constituye la zona de bloqueo de una unión PN, que trabaja en sentido de bloqueo. En este mismo fenóme no se basa el funcionamiento de un diodo de capacidad variable.

u— •— IF P ' T"

15.11 Capacidades integradas, a) Esquema, b) Configuración representada en corte.

T

0 b) o 3)

En la figura 15.11 se muestra la forma constructiva de un condensador integrado y su esque ma equivalente. En el otro procedimiento, se emplea como dieléctrico del condensador una película de óxido de silicio (S i02), sobre la que se deposita una delgada capa de aluminio com o placa exterior. La pla ca interna la forma la misma plaquita semiconductora. Con ello se alcanzan capacidades de unos 500 pF por mm2.

CONEXIONES ENTRE LOS COMPONENTES INTEGRADOS Las conexiones entre los distintos bloques funcionales de un IC se realizan mediante metalizacio nes obtenidas por evaporación de aluminio en el vacío. Estas metalizaciones se efectúan sobre la capa de óxido de silicio que protege la superficie de los cristales P o N. Como ejemplo véase en la figura 15.12 la sección longitudinal de un IC monolítico, que consta de un transistor, una resistencia y un condensador. En la misma figura puede verse una vista supe rior en la que se aprecian las conexiones entre los tres bloques funcionales, efectuadas mediante metalizaciones sobre la capa de óxido de silicio.

320


B

15.12 Circuito integrado monolítico con transistor, resistencia y condensador, a) Esquema, b) Sección longitudinal, c) Vista desde la parte superior.

E

b)

T

=3

C

&

3) Metalizaciones

_.

c)

TRANSISTOR DARLINGTON Antes de proseguir con el estudio de los circuitos integrados, hemos creído conveniente exponer la constitución de un IC muy simple, que se conoce con el nombre de transistor Darlington.

15.13 Esquema de un transistor Darlington.

El transistor Darlington es, en realidad, un IC constituido por un transistor final, un transistor de control y algunas resistencias (figura 15.13). En la figura 15.14 se muestra la estructura de un transistor de potencia Darlington monolítico de base epitaxial, en la que se pueden apreciar las secciones de emisor y base correspondientes al transistor de excitación (E, y B,) y las secciones de emisor y base correspondientes al transistor de potencia (E2 y B2). Los colectores de ambos transistores son el sustrato común de la plaquita de cris tal, y se encuentran en la parte inferior (no se distinguen en la figura 15.14).

15.14 Estructura de un transistor de potencia Darlington monolítico.

321


La fabricación se inicia con una plaquita de silicio muy dopada, sobre la que se hace crecer una capa epitaxlal de resistividad más elevada. Esta capa constituye el colector del componente. A continuación se añade una segunda capa sobre el colector, ligeramente dopada y homogé nea, que forma la base. El emisor se difunde dentro del chip con ayuda de las técnicas usuales de máscara fotográfica. Para terminar se aplica un ataque químico de mesa, y se pasiva la unión colector-base para pro tección. La ventaja esencial de un Darlington es la de alojar en un mismo cristal dos transistores, con lo que se obtiene una mayor estabilidad de funcionamiento, al ser afectados ambos por la misma temperatura. Los transistores Darlington se fabrican tanto en versión PNP como en versión NPN, siendo su aspecto externo el mismo que el de los transistores usuales, pues al igual que aquellos están do tados de tres terminales de conexión y utilizan los mismos tipos de cápsulas.

CIRCUITOS INTEGRADOS MONOLÍTICOS AISLADOS Los circuitos integrados m onolíticos aislados no se diferencian mucho de los circuitos integrados monolíticos estudiados en las líneas anteriores. La diferencia se encuentra en la existencia de porciones del bloque semiconductor original (sus trato) que están aisladas entre ellas por medio de capas de óxido de silicio, con lo que se reducen las corrientes parásitas y, además, permite fabricar transistores NPN y PNP en un mismo sustrato.

CIRCUITOS INTEGRADOS DE PELÍCULA FINA Los circuitos integrados de película fina se obtienen por evaporación y deposición, en el vacío, de metales y dieléctricos sobre una superficie lisa de cerámica o de vidrio (sustrato), mediante el au mento de la temperatura por encima del punto de ebullición, en el vacío, del material que debe de positarse. El vapor del material que debe depositarse sobre el sustrato se condensa sobre éste en forma de capas o películas muy finas, de ahí el nombre de este tipo de IC. El vapor del material a depositar se hace pasar a través de máscaras de geometría adecuada. Mediante el empleo de diversas máscaras se pueden obtener distintos com ponentes integrados. Con la técnica de película fina se construyen, principalm ente, resistencias, condensadores y alambrados o conexionados. Los materiales más utilizados para la fabricación de resistencias en la tecnología de película fina son el tantalio, el nitruro de tantalio, el cromoníquel y compuestos metal-cerámica, dependiendo el valor óhmico de la resistividad, longitud y sección del depósito (figura 15.15).

15.15 Resistencia de película fina.

Para los condensadores se utiliza una película de aluminio (una placa), a continuación una de monóxido de silicio (dieléctrico) y, finalmente, otra de aluminio (la otra placa). Cada una de las pelí culas queda unida al circuito mediante pistas de oro o de aluminio (figura 15.16).

322


15.16 Condensador de película fina.

Aislante Metal

Para la integración de transistores se recurre a la tecnología SOI (Silicon On Insulator), es decir, silicio sobre aislante, que permite la fabricación de circuitos integrados de película fina de gran den sidad de integración.

0.4 nm

0.8 [im Dióxido de silicio Si0¿ Silicio Si sustrato

15.17 Sustrato para la integración de un transistor, con tecnología SOI, en un circuito integrado de película fina.

En la tecnología SOI se utiliza la estructura que hemos representado en la figura 15.17, con sistente en un sustrato de silicio, sobre el que se deposita una fina capa de unos 0 ,8 gm de dióxi do de silicio y, sobre ésta, una finísima capa de silicio de unas 0,4 gm de espesor. Los transistores, generalmente CMOS, se depositan sobre esta última capa, quedando aislados unos de otros y, por tanto, no se necesitan casillas de aislamiento (figura 15.18).

Metalizaciones Dieléctricos

i í N‘

|

P

| V~1

\ \ I P I

IV ' I V

|

Dióxido de silicio Si02

Sustrato de silicio

15.18 Transistor CMOS integrado con tecnología SOI.

La tolerancia obtenida en los componentes de un circuito integrado de película fina es de ±0,1 % e incluso menor. Los circuitos integrados de película fina presentan ventajas e inconvenientes. Como ventajas cabe citar la posibilidad de obtener altos valores en las resistencias, precisión de esios valores, independen cia del valor de las capacidades con respecto a la tensión (recuérdese que en los circuitos integra dos monolíticos los condensadores están formados por uniones PN polarizadas en sentido inverso y, por lo tanto, las capacidades varían según el valor de la tensión inversa aplicada), obtención de con densadores de elevadas capacidades (alternando varias películas metalaíslante) y mayor aislamien to de los diferentes componentes integrados (puesto que el sustrato es un material aislante).

323


Como inconvenientes podemos decir que el dieléctrico de los condensadores es muy fino y, por tanto, cualquier defecto puede hacer descender la tensión de ruptura a valores muy bajos y con ello perforar fácilmente el dieléctrico.

CIRCUITOS INTEGRADOS DE PELÍCULA GRUESA La tecnología de película gruesa para fabricación de circuitos integrados está basada en la impre sión de ciertas pastas conductoras o tintas, sobre sustratos rugosos y por procedimientos serigráficos, a través de máscaras que definen la forma de los elementos constituyentes del circuito. En la figura 15.19 se representa gráficamente lo que sería el proceso de fabricación de un IC de película gruesa. Se trata de la Impresión, sobre el sustrato, de los componentes discretos (transis tores) y de las resistencias, condensadores y elementos de conexión, utilizando diversas composi ciones de pastas. En los circuitos integrados de película gruesa los sustratos más utilizados son la alúmina (que es un material cerámico) y algunos plásticos (resinas fenólicas, poliestireno, poliamidas, etc). En los circuitos integrados de película gruesa pueden obtenerse condensadores de elevada ca pacidad. La tolerancia de los componentes de un IC de película gruesa es de ±1 %. La principal diferencia entre los circuitos integrados de película fina y los de película gruesa se encuentra en el espesor de las películas metálicas depositadas o impresas. Así. en los circuitos in tegrados de película fina se utilizan films m etá licos depositados por evaporación en vacío, u otros m edios quím icos, hasta un espesor de unos pocos ángstroms, mientras que los circui Componentes discretos tos integrados de película gruesa son redes de (transistores condensadores, metales nobles impresas en un sustrato cerámi etc...) co, hasta lograr un espesor de 0,5 a 2 milésimas de pulgada. Conductores y electrodo superior del condensador

Resistencias

< r x > Dieléctricos

Los circuitos integrados digitales se clasifican en familias lógicas, que se distinguen por caracte rísticas técnicas diferenciales: tiempo de propa gación, potencia de disipación, inmunidad al rui do, etc. Las familias lógicas más importantes son las siguientes:

Conductores y electrodo inferior del condensador

• • • • • •

Sustrato

•

15.19 Proceso de formación de un IC de película gruesa.

324

FAMILIAS DE CIRCUITOS INTEGRADOS DIGITALES

RTL = Resistor Transistor Logic. DTL = Diode Transistor Logic. TTL = Transistor Transistor Logic. HILL = High LeveI Logic. ECL = Emitter Coupled Logic. CMOS = Complementary Metal Oxide Se miconductor. l2L = integrated Injection Logic.

Existen otras familias de circuitos integrados, y sin duda irán apareciendo otras, pero las citadas son de momento las más populares.


RTL (Resistor Transistor Logic) Los primeros circuitos integrados digitales se diseñaron basándose en puertas lógicas realizadas con componentes discretos (resistencias y transistores). En la figura 15.20 se ha dibujado el esquema de una puerta lógica ÑOR de la familia RTL. En este circuito sólo se utilizan resistencias y transistores, de ahí el nombre de la familia.

+1/ ?

■o Q

15.20 Puerta lógica ÑOR de la familia RTL.

La función ÑOR es la más simple que puede diseñarse en esta tecnología RTL. Otras puer tas exigen mayor número de transistores y por lo tanto mayor coste y mayores tiem pos de pro pagación. La máxima frecuencia de trabajo que se puede alcanzar con los integrados de la familia RTL es de unos 5 MHz.

DTL (Diode Transistor Logic) En la figura 15.21 se ha dibujado el esquema de una puerta NAND de dos entradas, para lógica positiva, de la familia DTL. La puerta NAND es la de más sencilla realización dentro de esta familia de IC, aunque lógicamen te es posible realizar cualquier otra puerta de diseño más complejo.

+v

\R2

R1

01

15.21 Puerta lógica NAND de la familia DTL.

La puerta NAND de la figura 15.21 está constituida por los diodos D i y D2 (en asociación con las resistencias R2 y fí3) y un transistor T que hace las funciones de inversor de la señal. La tensión de umbral que presenta D3 aumenta la inmunidad al ruido del circuito. Con esta tecnología se han logrado tiempos de propagación por puerta de 25 ns y básculas (flip-flop) con una frecuencia típica de trabajo de unos 10 MHz.

325

ELECTRÓNICOS

La familia DTL fue la primera que introdujo básculas JK integradas, facilitando con ello enor memente el diseño de equipos digitales que, hasta entonces, debían diseñarse a base de interconectar varias puertas elementales. En la actualidad la familia DTL ha sido desplazada por la familia TTL.

TTL (Transistor Transistor Logic) La tecnología TTL ha sido, sin duda, la gran impulsora de la Electrónica digital ya que presenta grandes ventajas sobre sus antecesoras RTL y DTL. Esta familia se subdivide a su vez en las siguientes:

TTL Standard En la figura 15.22 se ha dibujado el esquema de una puerta NAND, para lógica positiva, de dos en tradas, perteneciente a la familia TTL Standard. El transistor T I de la figura 15.22 posee dos emisores (transistor multiemisor). Este transistor puede poseer tantos emisores como entradas tiene la puerta, siendo precisamente una de las pe culiaridades de los circuitos TTL.

+51/

Díi

\ ra

íIS. [ I 130

_TL A° Bo

T2

T3 rn

y

b TA R3 1k 15.22 Puerta lógica NAND de la familia TTL Standard.

En realidad la puerta NAND se limita, exclusivamente, a los transistores T1 y 72. El transistor T i, realizando las funciones de los diodos de entrada de la tecnología DTL, y el transistor T2 como in versor. Los transistores T3 y T4 son una etapa adicional de salida, que se conoce con el nombre de totempole, y cuya misión es la de proporcionar una fan-out mayor a la puerta, es decir, permite que a la salida se pueda conectar una mayor cantidad de otras puertas lógicas.

TTL High Speed En la figura 15.23 se puede ver el esquema de una puerta NAND perteneciente a la familia TTL High Speed. Es un circuito muy similar al de la figura 15.22, salvo en tres aspectos: 1. Las resistencias son de valores más bajos, con lo cual las corrientes son más elevadas y se mejora el tiempo de propagación. 2. La presencia de los diodos D1 y D2 en las entradas de la puerta. Estos diodos hacen las fun ciones de descrestado, eliminando las tensiones negativas que puedan originarse en las en tradas cuando se les aplican impulsos de tensión con pendientes muy pronunciadas que po drían perjudicar la unión base-emisor del transistor multiemisor T1. 3. El circuito de la salida está constituido por tres transistores. El T4 de la figura 15.22 se des glosa aquí en los transistores T3 y T4 en conexión Darlington.


15.23 Puerta lógica NAND de la familia TTL High Speed.

■oQ

Todo lo expuesto proporciona a los integrados de esta familia un tiempo de propagación mucho más pequeño que con la familia TTL Standard. El tiempo medio de propagación en la familia TTL HS es de, aproximadamente, 6 ns, lo que permi te que básculas diseñadas con esta tecnología puedan funcionar con frecuencias de hasta 50 MHz. Como factor en contra cabe destacar que el trabajar con mayores intensidades de corriente hace que la potencia de disipación por puerta sea mayor (22 mW en la familia TTL HS por 12 mW de la TTL Standard) y, como consecuencia, se produce un notable aumento de la energía consumida.

TTL Schottky En esta familia de integrados se dispone un diodo Schottky entre base y colector de cada uno de los transistores que componen el circuito (figura 15.24).

M B o-

<

8o-

a)

b)

15.24 Un transistor Schottky está constituido por un transistor bipolar y un diodo Schottky conectado entre colector y base del transistor, a) Esquema del circuito, b) Símbolo equivalente.

El diodo Schottky así conectado reduce considerablemente el tiempo de almacenamiento de los portadores minoritarios del transistor, con lo cual aumenta la velocidad de conmutación. En la figura 15.25 se ha dibujado el esquema de una puerta NAND de la familia TTL Schottky, de diseño muy similar a la puerta NAND de la figura 15.23, pero modificando la salida con la susti tución de la resistencia R.¿ de la figura 15.23 por un transistor T4. Las características típicas de esta familia son unos tiempos de propagación de 3 ns y una po tencia de disipación por puerta de unos 30 mW.

327


15.25 Puerta lógica NAND de la familia TTL Schottky.

R1 2 k8

1 R2

I R3 I 50

\ 900

¡J 3 A<

'

|V

“i í

Ú 2

5

\R4

’ “ D1

11 k

B<

T6

iR5 1500 U 250 D2 J4

TTL Low Power La figura 15.26 corresponde al esquema de una puerta NAND de la familia TTL Low Power. + 5V

15.26 Puerta lógica NAND de la familia TTL Low Power.

Es un circuito idéntico al de la figura 15.22 (puerta NAND de la familia TTL Standard), pero con un incremento en el valor de las resistencias utilizadas, con lo cual se reduce la potencia de disipación a tan sólo 1 mW por puerta pero, al mismo tiempo, se aumenta el tiempo de propagación a unos 33 ns.

TTL Low Power Schottky Se trata de una familia de integrados en la que se busca un mínimo consumo de potencia, sin que ello afecte al tiempo de propagación. Es un circuito idéntico al de la familia TTL Low Power, pero utilizando transistores fabricados con la tecnología Schottky. Con esta familia los tiempos de propagación se reducen a unos 6 ns con potencias de disipa ción de tan sólo 2 mW por puerta. Por sus ventajas es una de las familias de circuitos integrados digitales más utilizadas. La fami lia TTL Low Power Schottky también es conocida con las siglas TTL LS.

328


TTL Advanced Low Power Schottky Se trata de una mejora de la familia Low Power Schottky (figura 15.27).

>+5\l

DR2k

OS.

60

DS

]R3 1 15 k

T5

1

os i T3

I R5 D6 T1

D3

r * ~

D4

D

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T2\

l

1

D2

08

R4 4k

07

15.27 Puerta lógica NANO de la familia TTL Advanced Low Power Schottky.

Con esta familia, el tiempo de propagación es prácticamente el mismo que con los integrados de la familia Low Power Schottky (5 ns por puerta), pero se consigue reducir la potencia de disipa ción a la mitad (1 mW por puerta).

TTL Fairchild Advanced Schottky En la figura 15.28 se puede ver el esquema de la puerta básica de esta familia.

329


El tiempo de propagación de las puertas de esta familia es de 3 ns, con una potencia de disi pación, por puerta, de 4 mW.

HILL (High Leve! Logic) Esta familia de circuitos integrados está diseñada para su utilización en Electrónica Industrial, en donde se producen gran cantidad de perturbaciones eléctricas transitorias que pueden afectar al buen funcionamiento de los circuitos digitales de control. Funciona con una tensión de alimentación más alta que las familias anteriormente expuestas (entre 10 y 20 V).

15.29 Puerta lógica NAND de la familia High LeveI Logic.

En la figura 15.29 se ha dibujado el esquema de una puerta NAND de la familia High Level Logic. El circuito es muy similar al de las puertas de la familia DTL, pero sustituyendo el diodo D3 de aquella por un diodo Zener (DZ de la figura 15.29). El tiempo de propagación de esta familia es bastante elevado (150 ns por puerta), así como la potencia de disipación por puerta (55 mW).

ECL (Em itter Coupled Logic) La familia ECL (Emitter Coupled Logic), o lógica acoplada por emisor, es otro intento más de redu cir al máximo posible los tiempos de propagación. En la figura 15.30 se puede ver el esquema de una puerta OR/'NOR perteneciente a esta familia. La tensión de alimentación de esta puerta es de 5,2 V. Con esta familia se consiguen tiempos de propagación de 1 ns por puerta, que permiten traba jar con frecuencias de 600 MHz. La potencia de disipación por puerta es bastante alta, del orden de los 60 mW.

CMOS (Com plem entary M etal Oxide Semiconductor) En la figura 15.31 se puede ver el esquema de una puerta ÑOR integrada con tecnología CMOS, en el cual llama la atención la ausencia total de resistencias. Los transistores 77 y T4 están conectados a la entrada A y son complementarios. Lo mismo sucede con los transistores T2 y T3, conectados a la entrada B. La particularidad principal de la familia CMOS es su bajo consumo, del orden de 10 nW estáti camente y 10 mW dinámicamente. Existen algunas variantes de la familia CMOS, por ejemplo la LOCMOS (Local Oxydation Com plementary Metal Oxide Semiconductor) y la SOSMOS (Silicon On Sapphire Metal Oxide Semicon ductor), pero todas ellas basadas en la tecnología MOS. Se trata de diferencias tecnológicas du rante la fabricación del Integrado, buscando siempre reducir el tiempo de propagación y la potencia disipada.

330


15.30 Puerta lógica OR/NOR de la familia Emitter Coupled Logic.

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l « | p :

15.31 Puerta lógica ÑOR de la familia CMOS.

15.32 Características de transferencia, comparando la familia de circuitos integrados CMOS con la LOCMOS.

En la tecnología LOCMOS se mejora la característica de transferencia en comparación con la CMOS, tal y como se puede deducir de las curvas de transferencia de la figura 15.32, en las que se compara la familia CMOS con la LOCMOS para tres tensiones VDD (5 V, 10 V y 15 V).

331


l2L (Integrated Injection Logic) Para finalizar con el estudio de las principales familias de circuitos integrados digitales, citaremos la denominada l2L (lógica de inyección integrada, o Integrated Injection Logic). Se trata de una de las más recientes tecnologías bipolares y, curiosamente, estos IC son m u cho más lentos que los de la familia TTL, pero el consumo es extremadamente pequeño y con alta escala de integración, lo que hace que sea una familia adecuada para la fabricación de equipos portátiles, donde el consumo de energía es un punto muy importante.

+ 1 \la 1 5 \l

=C1 (Q) C2

15.33 Puerta lógica ÑOR de la familia !2L.

En la figura 15.33 se ha dibujado el esquema de una puerta ÑOR de la familia l2L. En esta tec nología se utilizan transistores multicolectores. El tiempo de propagación por puerta en la familia l2L es de 25 a 250 ns (muy superior a la de la tecnología TTL) pero la potencia de disipación es de sólo 6 nW a 70 pW. Todo ello, unido a la gran cantidad de puertas que pueden integrarse en un solo chip (de 1 2 0 a 2 0 0 por m m 2, mientras que en TTL es de sólo 20 por mm 2), hace que sea una familia ideal para el diseño de pequeños equi pos portátiles con bajo consumo de energía.

CARACTERÍSTICAS TECNICAS DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS DIGITALES Los parámetros de un IC digital pueden clasificarse en siete grupos: • • • • • • •

Corrientes. Potencia de disipación. Factores de carga. Tiempo de propagación. Inmunidad al ruido. Temperatura de trabajo. Factor de calidad.

A continuación se estudian por separado cada uno de estos parámetros.

Corrientes Cualquier fuente de alimentación utilizada para excitar un IC debe ser capaz de suministrar, y tam bién de absorber, corrientes, ya que en los circuitos integrados pueden circular corrientes en los dos sentidos: positivo y negativo.

332


Por consiguiente, es importante conocer las corrientes necesarias en las entradas y salidas de los circuitos integrados, con ambos niveles lógicos, alto y bajo (H y L). Convencionalmente se han admitido las siguientes denominaciones para las comentes: Corriente positiva: se define como una corriente que circula hacia la entrada de un IC. Corriente negativa: se define como una corriente que circula desde la entrada de un IC. Co rresponde a la corriente inversa del circuito integrado. De acuerdo con estas convenciones, se definen las siguientes corrientes:

Corriente de alimentación ( I cc) Todo IC posee dos pins o terminales de alimentación general, que se indican con las abreviaturas Vcc Y GND. Es necesario consultar el catálogo del fabricante para conocer cuáles son, ya que pue den variar de uno a otro tipo de IC. Al terminal marcado con Vcc se le debe aplicar la tensión continua positiva de la fuente de ali mentación, mientras que el terminal marcado con GND (masa) se conecta a masa o negativo de la fuente de alimentación. La corriente de alimentación (Jcc) es por tanto la corriente continua que circula hacia el terminal V'co del IC, y que alimenta al mismo. Los fabricantes indican el valor de esta corriente con condiciones especificadas de entradas y salidas del IC abiertas. Es un parámetro de gran importancia para el diseño de un circuito, ya que fija los requisitos de la alimentación de potencia del sistema. Generalmente se especifican: corriente de alimentación con las salidas a nivel lógico bajo ( I cCL), y corriente de alimentación con las salidas a nivel lógico alto (JCCH); ambas medidas con la tensión nominal y máxima de alimentación (Vcc) que puede aplicarse al IC y a una temperatura ambiente que, normalmente, se fija en 25 °C. Veamos un ejemplo. El circuito integrado 7400 fabricado por S (que incorpora cuatro puertas NAND), tiene los siguientes valores de I cc: i g n e t i c s

•

Con la tensión de alimentación nominal (Vqc = 5 V), y una temperatura ambiente Tamb = 25 °C:

•

^cch = 4 mA JccL = 12 mA Con la máxima tensión de alimentación aplicable al circuito (Vcc = 5,25 V): I CCH = 8 mA ^ccl = 22 mA

Como se puede comprobar, con tan sólo 0,25 V más de tensión que alimente el circuito la c o rriente de alimentación dobla su valor, lo cual supone un considerable aumento de la potencia disi pada en el IC.

Corriente de entrada con nivel alto ( I !H) Es la corriente que circula hacia una entrada cuando se le aplica a ésta una tensión en nivel alto (l/ÍH) especificada por el propio fabricante. Se trata de una corriente positiva, puesto que circula desde la fuente de alimentación hacia la entrada del IC. En el IC 7400 que estamos utilizando como ejemplo, la corriente máxima de entrada a nivel alto ( I M) es de 40 pA, aplicando a la entrada una tensión (VÍH) de 2,4 V.

Corriente de entrada con nivel bajo ( I¡ J Es la corriente que circula desde una entrada cuando se le aplica una tensión en nivel bajo (t/,J es pecificada por el fabricante. Se trata de una corriente negativa, puesto que circula desde la entrada hacia el terminal GND del IC. En el IC 7400, la corriente máxima de entrada con nivel bajo ( I [L) es de 1 ,6 mA, aplicando a la entrada una tensión (VIL) de 0,4 V.

333


Corriente de entrada con tensión de entrada máxima ( I ,) Es la corriente que circula hacia una entrada cuando se le aplica a ésta la máxima tensión de en trada {Vj) admitida por el integrado, y trabajando éste con la máxima tensión de alimentación {Vcc). En el IC 7400 la máxima tensión de alimentación (Vcc) es de 7 V (el fabricante recomienda no pasar de 5,5 V), y la tensión de entrada máxima {V¡) es de 5,5 V. Trabajando con estas tensiones la corriente de entrada máxima (I¡) es de 1 mA.

Corriente de salida con nivel alto ( I 0J Es la corriente que circula desde una salida cerrada cuando en ésta se obtiene una tensión de ni vel alto (i/0H). En el IC 7400, la corriente máxima de salida a nivel alto ( I 0H) es de 400 nA.

Corriente de salida con nivel bajo ( I 0L) Es la corriente que circula hacia una salida cerrada cuando en ésta se obtiene una tensión de nivel bajo [V0l). En el IC 7400, la corriente máxima de salida a nivel bajo (J0L) es de 16 mA.

Corriente de cortocircuito de salida ( I os) Es la corriente que circula desde una salida que está a nivel lógico alto, cuando dicha salida está cortocircuitada a masa (GND). El valor de esta corriente define el valor de la resistencia limitadora de salida. Téngase en cuen ta que un valor muy elevado de I os deteriora el IC, y que un valor demasiado pequeño degrada los tiempos de conmutación de salida a nivel lógico alto, ya que la capacidad de carga no se puede conseguir con la suficiente rapidez para satisfacer las especificaciones de tiempo de conmutación. En el IC 7400, la corriente de cortocircuito de salida ( I os) mínima es de 18 mA y la máxima de 55 mA.

Potencia disipada (PD) La potencia disipada (PD) es la potencia absorbida por el IC. La suma de las potencias disipadas en los elementos o puertas que constituyen un IC comple to, determina el consumo de potencia total del sistema y, por lo tanto, la potencia que debe sumi nistrar la fuente de alimentación, definida por la expresión:

= '/ cc în [mW] Vcc = Tensión continua de alimentación en V. I IU = Intensidad de la corriente de entrada en mA. La potencia disipada en un IC difiere muchas veces, según que el IC esté en nivel alto (H) o en nivel bajo (L). Por este motivo, y para fijar conceptos, los fabricantes de IC indican un solo valor, que es la media aritmética entre las potencias disipadas a nivel alto y a nivel bajo, o sea: O

^DH + ^D l

En un circuito interesa que la potencia disipada sea la más baja posible, por dos razones: 1. A menor potencia disipada, menor intensidad de corriente y, por tanto, menor consumo de energía eléctrica. Esta circunstancia resulta especialmente Importante en los IC con cente nares o millares de puertas lógicas, en donde la corriente total puede llegar a ser muy ele vada, con gran consumo de energía y la necesidad de voluminosas fuentes de alimentación. 2. El calor generado por la potencia disipada en un IC determina cuántas puertas pueden inte grarse en un chip. Si se integran muchas puertas de elevado consumo en una zona muy re ducida, el calor generado puede ocasionar daños al IC.

334


En principio, un IC tiene tanta más calidad cuanto menor es la potencia disipada, pero esta cir cunstancia queda limitada por otro parámetro del IC: el tiempo de propagación.

Factores de carga (fan-in y fan-out) El término factor de carga, cargabilidad o capacidad de carga seutiliza para indicar elnúmero de entradas a otras puertas lógicas que un IC puede controlar desde su salida, asícom o al número de salidas de otras puertas lógicas que pueden controlar las entradas de este IC, Efectivamente, la salida de un circuito lógico integrado puede conectarse a varias cargas que, por lo general, son entradas a circuitos integrados similares. Como la salida de un circuito debe proporcionar corriente a otros circuitos, existe un límite en el número de estos circuitos que un solo IC puede controlar. De igual forma, se puede decir que un circuito integrado digital constituye la carga de otro u otros circuitos integrados semejantes, por lo que la corriente de entrada nominal limita el número de circuitos integrados que pueden alimentar la entrada de un determinado IC. En ambos casos, el factor de carga queda determinado por un número entero, que representa el numero de circuitos que controla o que puede controlar un IC. De lo expuesto se deduce que existen dos factores de carga: • •

Factor de carga de entrada o fan-in. Factor de carga de salida o fan-out.

El factor de carga de entrada, llamado también capacidad de carga de entrada o cargabilidad de entrada (muchas veces se emplea la expresión inglesa fanin), es un número entero que expresa el número de salidas de otros circuitos integrados que pueden conectarse a la entrada de un d e terminado IC. El factor de carga de salida, llamado también capacidad de carga de salida o cargabilidad de salida (también se emplea la expresión inglesa fan-out), es un número entero que expresa el nú mero de entradas de otros circuitos integrados que pueden conectarse a la salida del IC. En los circuitos integrados, el valor usual del factor de carga de entrada es 1 (algunas veces 2 o 3). Los valores usuales de los factores de carga de salida varian entre 6 y 10 para IC clásicos, y puede llegar hasta 30 en IC especiales.

Tiempo de propagación La velocidad de funcionamiento de una puerta lógica está definida por su tiempo de propagación (propagation delay time), es decir, por el tiempo que necesita la señal (generalmente en forma de impulso rectangular) para atravesar la puerta. El tiempo de propagación caracteriza la aptitud de un IC digital para realizar más o menos rápi damente la función para la que ha sido proyectado. La velocidad de propagación es un factor de calidad de un IC; cuanto más elevada sea esta ve locidad más operaciones aritméticas, lógicas, de manipulación de datos, etc., podrá realizar el IC en un determinado período de tiempo. La velocidad de funcionamiento es la característica más importante de cualquier IC. La mayor parte de los circuitos integrados actuales poseen un tiempo de propagación comprendido entre 2 y Í 0 0 ns. La velocidad de propagación se define generalmente (véase figura 15.34), midiendo el tiempo que separa el flanco del impulso de entrada del flanco del impulso de salida, tomando los valores de los Impulsos correspondientes a la mitad de su amplitud máxima (es decir, a los valores de las semiamplitudes de los impulsos). Las características disimétricas de conmutación de los IC son tales que la transición de un nivel lógico L a un nivel lógico H (flanco ascendente del impulso) presenta un tiem po de transición que es diferente al tiempo de transición que corresponde a un flanco descendente del impulso. En principio, se define como tiempo de propagación medio tm la media aritmética entre los tiem pos medios de propagación del cambio de estado de la entrada a la salida, en los casos en que ésta pasa del nivel lógico alto al nivel lógico bajo (íPHL) y del estado lógico bajo al nivel lógico alto (fPu.|) (figura 15.34). Estos tiempos se miden sobre las semiamplitudes de los impulsos.

335


15.34 Conceptos de los tiempos de propagación tPHL y tPl H.

Cuanto más elevada sea la velocidad de funcionamiento de un IC (es decir, cuanto menor sea su tiempo de propagación), tanto más deseable es este circuito. No obstante, cuanto más elevada es la velocidad mayor es la potencia disipada y viceversa. Am bos parámetros (velocidad y potencia) son, aproximadamente, inversamente proporcionales, de donde se deduce que la calidad de un IC depende de dos parámetros en cierto modo antagó nicos; la relación entre ambos parámetros es el compromiso a que se debe llegar para diseñar y elegir el IC más apropiado para una determinada aplicación. En un IC cualquiera, constituido por varias puertas lógicas, los tiempos de propagación son acumulativos. Así, por ejemplo, si se tiene un circuito en el que un impulso debe pasar sucesiva mente por 14 puertas lógicas NAND (IC 7400), cuyo tiempo de propagación es de 9 ns, tardará un tiempo total en aparecer por la salida de la última puerta de: t = n ■tPM = 14 puertas x 9 ns = 126 ns

Inmunidad al ruido Cualquier tensión parásita superpuesta a la señal útil se considera como un ruido. La elevada velocidad de conm utación de los IC provoca señales transitorias que pueden afectar a la tensión de la fuente de alimentación, interfiriendo en el funcionam iento normal del circuito. Una transición rápida de los niveles lógicos puede también crear impulsos de ruido (rebotes) in deseables, que se transmiten a través de la capacidad distribuida entre los terminales de interco nexión. Estas señales transitorias o rebotes pueden ser interpretadas como señales válidas por las puertas lógicas, provocando salidas erróneas y, com o consecuencia, un falso funcionamiento del circuito. Los IC se diseñan para presentar cierta inmunidad al ruido y, por consiguiente, ignoran una par te de él, pero no su totalidad. La inmunidad al ruido se define com o la cantidad de ruido que puede superponerse a una se ñal lógica aplicada a la entrada de un IC digital, sin que la salida de éste circuito cambie de estado incorrectamente. La inmunidad al ruido se expresa en voltios y en milivoltios. El margen de ruido (noise margin) en el cual un IC es inmune al ruido es la diferencia entre el ni vel de tensión lógico transmitido y el aceptado como entrada válida. Para ello, los niveles lógicos H y L de tensión no son tensiones de valores fijos, sino que están expresados por una banda de tensiones. Por ejemplo, el nivel L puede estar representado por cual quier tensión comprendida entre 0 V (GND) y +0,8 V; de la misma forma, el nivel H puede estar re presentado por cualquier tensión comprendida entre +2 V y + 5 V (figura 15.35). Por lo general el margen de ruido, o banda de tensiones aceptable, de entrada de un IC es casi siempre distinto del margen de ruido que corresponde a la salida (figura 15.35). En lo que se refiere a la entrada, cualquier tensión por debajo de +0,8 V es interpretado como nivel lógico L; cualquier tensión por encima de +2 V, pero inferior a la tensión de alimentación (en este caso +5 V), es interpretado como nivel lógico H. La banda de tensiones comprendida entre +0,8 V y +2 V es una banda prohibida, porque en esta zona la puerta lógica no es capaz de inter pretar el valor lógico de la señal de entrada (figura 15.35).

336


15.35 Niveles lógicos de las tensiones de entrada y de salida de un IC digital.

Tensión de entrada

Tensión de salida

Para la salida, la menor tensión que expresa un nivel lógico H es de +2,4 V (figura 15.35). Como para la entrada se ha cifrado en +2 V, la diferencia entre estas dos tensiones: (+2,4) - (+2 V) = +0,4 V es el valor de la inmunidad al ruido para el nivel lógico H, es decir, constituye el margen de ruido aceptable para dicho nivel. En lo que se refiere al nivel lógico L de la salida, éste es, en el caso de la figura 15,35, de +0,5 V. Para la entrada, el nivel lógico L se ha cifrado en +0.8 V. La diferencia entre estas dos tensiones: (+0,8 V) - (+ 0,5 V) = +0,3 V es el valor de la inmunidad al ruido para el nivel lógico L, es decir, constituye el margen de ruido aceptable para este nivel. Así pues, y considerando los datos que se indican en la figura 15.35, se puede decir: 1. Cualquier ruido parásito sobre una tensión de salida de +0,5 V (nivel lógico L) es ignorado en la entrada mientras sea inferior a +0,3 V, ya que cualquier valor de tensión hasta +0,8 V es interpretado como nivel lógico L. Por consiguiente, estos ruidos parásitos no perturban el funcionamiento del circuito. 2. Cualquier ruido parásito sobre una tensión de salida de +2,4 V (nivel lógico H) es ignorado en la entrada, porque cualquier valor de tensión hasta +2 V es interpretado como nivel lógico H. Por lo tanto, estos ruidos parásitos no afectan tampoco al correcto funcionamiento del circuito. Se puede afirmar que, cuanto mayor es la diferencia entre los valores de las tensiones de en trada y salida, más amplio es el margen de ruido y, por tanto, mayor es la inmunidad al ruido del circuito. Es decir, que un IC tiene más calidad cuanto más amplio sea el margen de ruido o, dicho de otro modo, cuanto mayor sea la diferencia entre los valores de las tensiones de entrada y de salida. En la práctica, la determinación de los márgenes de ruido se realiza sobre la curva de transfe rencia del IC correspondiente (figura 15.36), en la cual quedan definidos ios siguientes parámetros de un IC digital (puerta inversora): •

Tensiones de entrada V, (abscisa de la figura 15.36): t/ÍHmax = Valor máximo de la tensión de entrada a nivel H (punto V5). '//Hmín = Valor mínimo de la tensión de entrada a nivel H (punto V6). V!H = Gama de valores de la tensión de entrada que el elemento lógico nivel lógico H (entre los puntos t/, y V2). ViLniax = Valor máximo de la tensión de entrada a nivel L (punto V7). t/jumin= Valor mínimo de la tensión de entrada a nivel L (punto V8). VIL = Gama de valores de la tensión de entrada que el elemento lógico nivel lógico L (entre los puntos l/ 4 y \/3).

reconoce como

reconoce como

337


15.36 Características típicas de transferencia de tensiones de entrada-salida de un IC digital.

V

.. vOimáx j ,,

%-----I ^flí.TOVl V;Mmin

vOÍL:i»

v„

V

'

M, 'I/,

•

Tensiones de salida V0 (ordenada de la figura 15.36): ôHmáx = Valor máximo de la tensión de salida a nivel H (punto l/,). t/OHmfn - Valor mínimo de la tensión de salida a nivel H (punto V2). t/0H = Gama de valores de la tensión de salida que el elemento lógico reconoce com o ni vel lógico H (entre los puntos I/, y V2). Kxmax = Valor máximo de la tensión de salida a nivel L (punto V3). VoLmin = Valor mínimo de la tensión de salida a nivel L (punto t/J. VOL = Gama de valores de la tensión de salida que el elemento lógico reconoce como ni vel lógico L (entre los puntos VA y V3).

En la figura 15.36, se han señalado también las zonas de funcionamiento normales, las zonas en que puede admitirse presencia de perturbaciones, las zonas prohibidas de funcionamiento y los márgenes de ruido definidos anteriormente. En esta figura se tiene: A = Zona de funcionamiento normal de las tensiones de entrada-salida, para nivel H. A ' = Zona de funcionamiento permisible en presencia de una perturbación, para nivel H. A + A’ = Zona de garantía para nivel H. B = Zona de funcionamiento normal de las tensiones de entrada-salida, para nivel L. B ’ = Zona de funcionamiento permisible en presencia de una perturbación, para nivel L. B + B ' = Zona de garantía para nivel L. C = Zona prohibida de funcionamiento. M l = Margen de ruido de la entrada a nivel L. M h = Margen de ruido de la entrada a nivel H. Los valores prácticos de todas estas tensiones dependen de la tecnología empleada para fa bricar el IC y, normalmente, están especificados en los catálogos de los fabricantes. Como ejem plo, en la figura 15.37 se han dibujado las curvas de transferencia de tres circuitos integrados digi tales, todos ellos TTL, pero de familias distintas (LS, ALS y FAST).

Temperatura de trabajo La corriente eléctrica que circula por un IC engendra calor en él. Por ello la temperatura en el IC es siempre superior a la ambiental.

338


15.37 Curvas características de las familias de circuitos integrados LS, FASTyALS.

Cada tipo de IC tiene unos márgenes de temperatura en los que su correcto funcionamiento no es afectado. Si la temperatura en el integrado está fuera de dichos márgenes, el circuito trabaja de ficientemente, e incluso puede resultar destruido.

Factor de calidad Se ha dicho anteriormente que la calidad de un IC digital es tanto mejor cuanto menor es su p o tencia de disipación y menor su tiempo de propagación. También se ha dicho que una elevada velocidad de funcionamiento implica una mayor potencia disipada, es decir, que ambos parámetros son, aproximadamente, inversamente proporcionales. La relación entre el tiempo de propagación y la potencia disipada se debe a las diversas capa cidades parásitas presentes en el integrado. Estas capacidades se cargan y descargan cuando se producen las transiciones de los niveles lógicos a través de las resistencias, transistores y diodos del integrado, formando constantes de tiempo RC. Para que las cargas y descargas se realicen con rapidez deben emplearse resistencias de pe queño valor, con lo cual son pequeños los productos RC, es decir, las constantes de tiempo. Ahora bien, al reducir los valores de las resistencias del integrado se reducen los tiempos de carga y descarga de las capacidades y se alcanzan con más rapidez los estados lógicos correspondientes (aumenta la rapidez de funcionamiento), pero se presenta el inconveniente de un aumento del valor de la corriente que circula por el circuito, lo que implica un aumento de la potencia disipada en él. Por otra parte, el producto de una potencia por un tiempo expresa una energía. En el caso que se está estudiando, se puede expresar la relación entre potencia disipada y ve locidad de funcionamiento de un IC digital por el producto:

= PD^P WP = Energía total disipada en pJ. p D = Potencia disipada en mW. tP = Tiempo de propagación en ns. El producto anterior puede considerarse como un factor de calidad de los circuitos integrados. Un IC tiene tanta mejor calidad cuanto menor es el producto expresado.

CÁPSULAS PARA CIRCUITOS INTEGRADOS El chip del IC debe protegerse contra la acción de los agentes externos: polvo, humedad, etc. Por otro lado, resultan sumamente delicados de manejar y conectar dada su extrem ada pequeñez. Por todos estos motivos, los fabricantes suministran los circuitos integrados en cápsulas especia les de diferentes tipos, que encierran los propios circuitos y las conexiones interiores entre los blo-

339


ques funcionales, saliendo al exterior los terminales correspondientes para la conexión al circuito impreso, en forma de patillas {pins). Las cápsulas más usuales para circuitos integrados tienen las siguientes formas: • • • • •

Cilindrica. Plana. De doble linea. Miniatura. Cuadrada.

La cápsula cilindrica es una versión, con altura reducida, de la cápsula TO utilizada para los transistores (figura 15.38).

0,48 m íx

4 .6 7 /n íx

12.7 m ín

15.38 Cápsula cilindrica (TO) para IC.

El chip se aloja en un recinto metálico (la cápsula), herméticamente cerrado mediante sellado metal/vidrio. Están disponibles variantes de 8 y de 10 pins. Estas cápsulas se montan en los circuitos im presos de forma análoga a los transistores. Las cápsulas planas (flatpack) están diseñadas para su soldadura sobre circuitos impresos, respetando el paso internacional usual, sin necesidad de realizar soldaduras complementarias. Además, estas cápsulas permiten un mayor número de pins para conectar con el exterior (figu ra 15.39).

1,40 (05S)

.52(060)

P M N V1

1,14(045)

i

02 (040)

/r

7.75 (305) 7.49 (295)

I

7 ,8 7 (310)

6 ,60 (2 50 )

7,24 (285)

’ 5,9 7 (23 5)

0 ,4 8 (019) 21,84 (860)

14,22(560)

9 ,14(360) 8.38 (?30)

13,72(540)

4 -f i

10.03 (395) 9,40(370)

0,38(015)

._ J

0.89(035)

21.34 (840)

0 ,3 8 (0 1 5 )

9.40(370) 0,15(006)

—

0,76 (030) 1.02(040)

0.38 (003)

0.51 (020)

1

8.38 (330)

I

9 (275) d.22

^

(245)

0.48(019)

0.10(004)

0.38(015)

m ín

24,38 (960)

2.1 6 (0 8 5 )

2 3,88(940)

1:40(055)

i—

0 .76(030)

3)

15.39 Cápsulas planas (fiat-packs). a) Flat-pack de 14 pins. b) Flat-pack de 24 pins.

340

0 , 1 5 ( 006 )

1, 0 2 ( 040 )

0 . 0 8 ( 003 )

0.51 ( 020 )

b)

1

2 .1 6 ( 085 ) 1. 4 0 ( 055 )


Las medidas de las cápsulas de la figura 15.39 se han expresado en milímetros y en fracciones decimales de pulgada (éstas entre paréntesis). Generalmente estas cápsulas son cerámicas, y están herméticamente cerradas mediante sella do metal/vidrio o metal/cerámica. Se fabrican con 14, 16. 20 y 24 pins. La cápsula de doble línea o cápsula DIL (Dual In Une) es la más conocida y de mayorempleo. En el argot profesional se la conoce también con los nombres de «cucaracha» o «ciempiés” . Se ha desarrollado para responder a un criterio de economía constructiva y aumentar el núme ro de pins de conexión. La más usual es la de 14 pins, dispuestos en doble línea, aunque también se fabrican con 8 , 12, 16, 18, 20, 22, 24, 28, 40, 48, 50 y 64 pins, según la complejidad del IC. Los pins siempre guardan una distancia entre ellos de 2,54 mm (1/10 de pulgada), para permi tir la inserción directa del IC en placas de circuito impreso normalizadas.

8.25

0.32máx

7.62

9.5

0

3)

1.7 má»

24

23

22

21

26

19

<6

17

fff

15

14

(3

7

3

4

5

6

7

B

9

W

ti

>?

B )

15.40

m Cápsulas de doble línea (DIL) con cuerpo de plástico, a) Cápsula DIL de 18 pins. b) Cápsula DIL de 24 pins.

341


Existen dos versiones: la de plástico con sellado plástico/metal (figura 15.40), y la de cerámica con sellado de vidrio (figura 15.41). La ventaja de la cápsula cerámica es su elevadísima resistencia a temperaturas elevadas y a la humedad.

15.41 Cápsula de doble línea DIL con cuerpo cerámico, de 28 pins.

Con el fin de evitar errores en la conexión de estas cápsulas, se dispone de una hendidura en uno de los lados de la misma (figuras 15.40 y 15.41). Las cápsulas miniatura se conocen también con los nombres de minipacks o cápsulas SO (Small Outline). Se trata de cápsulas DIL pero con dos diferencias respecto a las de doble línea (fi gura 15.42): a) Son de tamaño bastante menor, ya que los pins están separados entre ellos 1,27 mm (1/20 de pulgada) y los elementos que constituyen el chip propiamente dicho están miniaturizados. b) Los pins tienen diferente inclinación, ya que están curvados hacia abajo y hacia fuera en for ma de «ala de gaviota». 5.2

10.0

JliLFLiLH-iLFLFL 8 / 6 15.42 Cápsula miniatura (SO) de 16 pins, con cuerpo de plástico.

342

9

19

77

5

4

3

2

1

12

13

J4

75

16

¥YYYW F¥


Por lo demás, ambas cápsulas (DIL y SO) utilizan los mismos materiales y la misma tecnología de montaje. Se fabrican con 8 , 14, 16, 18, 20, 24 y 28 pins de conexión. Las cápsulas miniatura se emplean en la tecnología de montaje en superficie (SMT). Las cápsulas cuadradas (chip-carríers) son la consecuencia de la fabricación de circuitos inte grados cada vez más complejos, con integraciones que pueden llegar a 1 0 0 .0 0 0 componentes en un solo chip, lo cual requiere cada vez mayor número de pins de conexión; el empleo de cápsulas DIL, cada vez más largas y anchas, puede resultar inviable porque presentan problemas eléctricos y mecánicos de difícil solución. Para evitar estos problemas se ha ideado el chip-carríer en dos modalidades: cápsula de plás tico PLCC (Plástic Leaded Chip Carríer) y cápsula cerámica LCC (Ceramic Leadless Chip Carrier). En la cápsula cuadrada se disponen los pins en sus cuatro lados, con un paso (distancia entre pins) de 1,27 mm (1/20 de pulgada). Se fabrican con 20. 28, 44, 52, 6 8 y 84 pins repartidos, como ya se ha dicho, por los cuatro la dos de la cápsula.

a)

_Q.8frcéx

15.43 Cápsulas cuadradas (PLCC) con cuerpo de plástico, a) Chip-carrier de 44 pins. b) Chip-carríer de 68 pins.

343


En la figura 15.43 se han dibujado dos chip-carrier de plástico, uno de 44 pins y el otro de 6 8 pins. Nótese en la parte superior de ambas cápsulas la señal en forma de círculo que indica el terminal número 1 , a partir del cual se numeran los demás en sentido opuesto al giro de un reloj.

15.44 Cápsula cuadrada (LCC) con cuerpo de cerámica, de 20 pins.

En la figura 15.44 se puede ver un chip-carrier de cápsula cerámica de 20 taladros. Nótese la forma del taladro que sirve de índice para el número 1 .

CÓDIGO DE DESIGNACIÓN PARA LOS CIRCUITOS INTEGRADOS El código «pro-electron» de designación de circuitos integrados es aplicable a circuitos integrados monolíticos, multichip, de película fina, película gruesa e híbridos. Está formado por tres letras y un número de cuatro cifras. La primera y segunda letra identifican a una familia de circuitos integrados digitales cuando se trata de las letras FA, FB GA, G B etc. Estas familias de circuitos integrados digitales pueden ser interconectadas entre sí, y vienen defi nidas por sus características eléctricas básicas, tales como tensión de alimentación, consumo de p o tencia, velocidad de propagación de las señales, e inmunidad al ruido. Cuando se trata de circuitos integrados solitarios, tales como los utilizados en radio, televisión, ví deo, etc., es decir, de circuitos integrados analógicos, digitales o mezcla de digital y analógico, que no forman parte de ninguna familia por realizar ellos solos una o varias funciones, la primera letra indica el tipo de IC según el siguiente código: S = IC digital. T = IC analógico. U = IC mezcla de digital y analógico. La segunda letra es, en este caso, una letra de serie, sin significado alguno, excepto la H, que se utiliza para designar los circuitos integrados híbridos. En el caso de microprocesadores, las dos primeras letras identifican al microprocesador y cir cuitos correlativos, según el siguiente código: MA MB MD ME

= = = =

Microprocesador. Unidad central de proceso. Parte de microprocesador. Memorias correlativas. Otros circuitos correlativos (reloj, controlador de periférico, interface, etc.).

Los dispositivos de transferencia de carga se identifican, en sus dos primeras letras, por el si guiente código: NH = Circuitos híbridos. NL = Circuitos lógicos.

344


NM NS NT NX NY

= = = = =

Memorias. Procesadores de señalanalógica, utilizando condensadores conmutadores. Procesadores de señalanalógica, utilizando dispositivos de transferencia de carga. Dispositivos de imagen. Otros circuitos.

En todos los circuitos integrados la tercera letra de su nomenclatura indica el margen de te m peratura en la que pueden trabajar, según el siguiente código: A B C D E F G

= = = = = = =

Gama de temperatura no especificada. de 0 °C a +70 °C. de 55 °C a +125 °C. de 25 CC a +70 °C. de 25 °C a +85 nC. de 40 °C a +85 °C. de 55 °C a +85 °C.

En el caso de circuitos integrados capaces de trabajar en otras gamas de temperatura, la ter cera letra puede ser la correspondiente a la gama más cercana o bien la letra A. Así, por ejemplo, si un IC puede trabajar dentro de una gama de temperaturas comprendidas entre 0 °C y +75 °C, la tercera letra de su código puede ser la B o la A. El número de serie que sigue a las tres letras anteriores puede estar formado por tres o cuatro cifras o por una combinación de letras y cifras. Al número de serie básico puede añadírsele una letra para indicar una variante respecto a las ca racterísticas eléctricas y/o de la cápsula. Las letras que se relacionan a continuación son las reco mendadas para cada tipo de cápsula: C D F L P Q T U

= = = = = = = =

Cápsula cilindrica. Cápsula Dual In Une cerámica. Cápsula plana. Chip sobre cinta. Cápsula Dual In Une plástica. Cápsula Quadruple In Une (QIL) (cuadrada y con terminales en sus cuatro lados). Para cápsulas miniaturas en plástico. Para chip sin cápsula.

Otra alternativa a este código de cápsulas es la que utiliza dos letras; la primera de ellas para indicar el tipo de cápsula y la segunda el material con la que está fabricada. La primera letra corresponde al siguiente código: C = D = E = F = G = K = M= Q = R = S = T =

Cilindrico. Dual In Une (DIL). DIL de potencia (con radiador de calor incorporado). Cápsula plana con patitas en dos de sus lados. Cápsula plana con patitas en cuatro de sus lados. Cápsula en forma de diamante (tipo T03). Múltiple In Une (excepto Dual, Triple, Quadruple In Une). Quadruple In Une (QIL). QIL de potencia (con radiador de calor incorporado). Single In Une (con patitas en uno solo de sus lados). Triple In Une (con patitas en tres de sus lados).

La segunda letra, correspondiente al material de fabricación de la cápsula, indica los siguientes materiales:

345


C G M P

= = = =

Cerámica. Cerámica-vidrio. Metal. Plástico.

Otro código, ajeno al pro-electron, y que se emplea mucho en los circuitos integrados digitales, es el que está formado por unas letras que indican el fabricante y unos números y letras que res ponden a la familia y tipo de IC digital. En lo que respecta al fabricante, a continuación se relaciona los códigos de algunos de los más importantes. TL = AEG Telefunken. F = Fairchild. MIC = ITT. MC = Motorola. DM = National Semiconductors. T = SGS/ATES. N = Signetics. SN = Texas Instruments. TMS = Texas Instruments (tecnología MOS). A continuación le sigue una cifra indicativa de la gama de temperatura de funcionamiento del in tegrado. Según esta gama de temperatura la cifra será: 5 = de 55 a 125 °C 7 = de 0 a 70 °C 8 = de 25 a 85 CC Sigue una segunda cifra, con la que se distingue el tipo de circuito, según el siguiente código: 2 = Amplificador operacional (circuitos lineales). 4 = Circuito digital. 5 = Circuito de interface. 6 = Circuito de telecomunicación, radio y televisión. A continuación, se indica un número de dos o tres cifras, a veces precedidas de unas letras, que define la familia y el tipo de circuito. Respecto a las posibles letras que figuran precediendo a este código citaremos algunas: HC = Familia CMOS. STD = Familia TTL Standard. LS = Familia TTL Low-power Schottky. S = Familia TTL Schottky. F = Familia TTL FAST. ALS = Familia Advanced Low-power Schottky. y con referencia al número no existe una normativa al respecto, por lo que deberá consultarse el catálogo del fabricante para determinar de qué circuito digital se trata. Después del código de la función del circuito sigue una letra, que indica el tipo de cápsula se gún el siguiente código: J = Cápsula DIL cerámica. N = Cápsula DIL plástica. W = Cápsula Fiatpack cerámica.

346


Así, si un IC lleva la indicación: SN 74LS02N se trata de un IC fabricado por Texas Instruments (SN). que puede trabajar con temperaturas am bientes comprendidas entre 0 y 70 °C (7). que es un circuito digital (4), que pertenece a la familia TTL Low-power Schottky (LS), que posee cuatro puertas ÑOR de dos entradas (esto se determina consultando el catálogo) y, finalmente, que su cápsula es DIL plástica.

347

Radiadores de calor

INTRODUCCIÓN El calor generado en las uniones y en los chips de los componentes semiconductores debe disiparse, pues de lo contrario podrían resultar destruidos debido a un aumento excesivo de su temperatura. Por otra parte, la disipación del calor generado favorece el funcionamiento estable del semi conductor, ya que la corriente residual, o de fuga, depende m ucho de la temperatura. Para la disipación del calor generado en los semiconductores se recurre al empleo de radiado res de calor.

Calor El calor es una forma de energía que depende de la estructura interna de los cuerpos, y se debe al movimiento desordenado de sus moléculas. Debido a que el calor aumenta la energía cinética de las moléculas, se produce un aumento de la temperatura.

Temperatura Se puede definir la temperatura como el nivel de calor que tiene un cuerpo. En efecto, cuando un cuerpo se somete a una fuente de calor éste aumenta su temperatura. La temperatura se mide mediante termómetros o mediante pirómetros, utilizándose diversas es calas, tales com o la de grados centígrados o Celsius (°C), la de grados Fahrenheit (°F) o la de gra dos Kelvin (K o °K). Para medir la temperatura en semiconductores se utilizan las escalas Celsius y Kelvin indistin tamente.

Transmisión del calor Existen varias formas de transmisión del calor: radiación, convección y conducción. La transmisión de calor por radiación se debe a que todo cuerpo irradia calor cuando su tem peratura absoluta es superior a 0 °K (equivalente a -273.15 °C). El calor Irradiado es tanto mayor cuanto mayor es la temperatura del cuerpo. El cuerpo con mayor poder de radiación es el cuerpo negro ideal', por este motivo los fabrican tes de radiadores térmicos utilizados en electrónica suelen ennegrecerlos. La transmisión de calor por convección se debe a que el calor contenido en un cuerpo sólido se transmite al fluido que lo rodea. Debido a la variación de la densidad con la temperatura, en la transmisión de calor por convección se forman líneas de movimiento del fluido que rodea al cuer po, las cuales evacúan el calor contenido en este último. Existen dos formas de transmisión de calor por convección: la natural y la forzada. En la convección natural, el movimiento del fluido que rodea al cuerpo (aire, agua,...) se debe a la transmisión del calor de las capas más calientes a las más frías de dicho fluido. En la convección forzada, la circulación del fluido está provocada por un medio exterior, como puede ser un ventilador o una bomba de agua. En radio y televisión la transmisión de calor por convección es del tipo natural, ya que no es ex cesiva la cantidad de calor que debe ser evacuado. En algunas aplicaciones de la electrónica, ta

ELECTRÓNICOS

les como la industrial o la informática, sí es necesaria una convección forzada. Aquí sólo trataremos la convección natural, que es la que se aplica en los circuitos electrónicos de audio y vídeo. En la transmisión de calor por conducción, el calor se transmite por el interior de un cuerpo (só lido o líquido), estableciéndose en el mismo una circulación de calor. La cantidad de calor máxima que puede atravesar un cuerpo es aquella para la cual se consi gue una estabilización de la temperatura en todos sus puntos.

Resistencia térmica Para que la energía calorífica pueda transmitirse de un punto a otro de un cuerpo debe existir una diferencia de temperatura entre dichos puntos; es decir, no existirá transmisión de calor entre los puntos de un cuerpo que tengan la misma temperatura. El calor pasa del foco caliente al frío, por lo que cualquier factor que impida el paso del fluido calorífico actúa como un aislante. Este factor se denomina resistencia térmica.

TEMPERATURAS EN LOS SEMICONDUCTORES En todo dispositivo semiconductor existen diversos niveles de temperatura que deben ser consi derados. Cada uno de estos niveles se representa por un símbolo, según el siguiente código interna cional: T = Temperatura de la unión. Tjb = Temperatura del fondo de la cápsula. Tense = Temperatura de la cápsula. T, = Temperatura del radiador térmico (si lo hubiera). Tamb = Temperatura ambiente. Tstg = Temperatura de almacenamiento. De todas estas temperaturas la más elevada es, sin duda, la de la unión, pues en ella se en gendra el calor, y la más baja la temperatura ambiente; es decir, el orden de niveles de temperatu ra de mayor a menor es el mismo indicado en la anterior relación, puesto que si bien puede suce der que la temperatura ambiente esté por debajo de la de almacenaje, no es el caso normal. Este orden ha de ser respetado para que el calor pueda ser evacuado, pues si el orden se rompe el calor pasará hacia la unión (más fría), con el consiguiente peligro de destrucción de la misma. Este caso es fácil que suceda, por ejemplo, al llevar a cabo una soldadura sin tomar las pre cauciones adecuadas de rapidez, soldador de pequeña potencia, y evacuación del calor de la cáp sula mediante unos alicates en contacto con ella o con el terminal que se esté soldando; en caso de no tom ar estas precauciones, el calor de la punta del soldador se transmite a la cápsula y de ésta a la unión, pudiendo llegar a su destrucción. En resumen, para que la transmisión de calor sea adecuada, es necesario que los niveles de tem peratura desciendan de la unión al ambiente, siendo tanto mejor la evacuación cuanto mayor sea la diferencia de nivel entre una y otra temperaturas.

RESISTENCIA TÉRMICA EN LOS SEMICONDUCTORES En todo dispositivo semiconductor se engendra calor en sus uniones, el cual es evacuado hacia el exterior con más o menos facilidad, según los diferentes obstáculos hallados. Estos obstáculos son las resistencias térmicas de los diferentes materiales constituyentes del dispositivo. La resistencia térmica se representa por el símbolo literal fíth para diferenciarla de la resistencia eléctrica, cuyo símbolo es fí. La unidad de medida de la resistencia térmica es el “CAA/, e indica la caída térmica en función de la potencia disipada por el foco calorífico.

RADIADORES DE CALOR

Así, en un cuerpo que posea una resistencia térmica de de 5 W, la caida térmica será de: T = PR.h = 5 W x

W

8

"CAA/, y cuya potencia disipada sea

= 40 °C

Así pues, sí el calor se disipa rápidamente la resistencia térmica será pequeña, mientras que si la conducción del calor es deficiente la resistencia térmica será elevada. En los semiconductores cabe destacar tres resistencias térmicas, repartidas entre la unión y el medio ambiente. Estas resistencias térmicas son: •

• •

La resistencia térmica entre la unión y el fondo de la cápsula, representada por RthHb. Esta resistencia térmica se debe a que el calor engendrado en la unión del cristal semiconductor debe pasar al fondo de la cápsula con cierta resistencia térmica u oposición al paso del ca lor. La resistencia térmica entre el fondo de la cápsula y ésta, representada por R\r>tb-cLa resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente que la rodea. Su símbolo es R,|1c.gmb-

En el caso de utilizar radiador de calor aparece una cuarta resistencia térmica: la comprendida entre la cápsula y el radiador, y que se representa por Rlhc.r, sustituyéndose, en este caso, la resis tencia térmica cápsula-ambiente por la de radiador-ambiente (RIhl „mb). Resumiendo, en un dispositivo dotado de radiador, a fines prácticos se consideran las siguien tes resistencias térmicas: R,n¡ fb = fím(b,r = ^thr-amb = fímn> amb =

Resistencia Resistencia Resistencia Resistencia

térmica térmica térmica térmica

entre entre entre entre

unión y fondo de la cápsula. fondo de cápsula y radiador. radiador y medio ambiente. fondo de la cápsula y medio ambiente.

Cuando se efectúa el montaje de un radiador, éste podrá ser directo (en intimo contacto con la cápsula), o bien mediante arandelas aislantes de mica o silicona, por lo que estos materiales inter medios también ofrecerán una determinada resistencia térmica. Asimismo, la resistencia térmica varia según esté trabajada la superficie de contacto: anodizada. sin anodizar, rectificada, etc. De todas las resistencias térmicas expuestas, la existente entre radiador y medio ambiente es la que suelen indicar los fabricantes de radiadores en sus catálogos, y es la que debe tenerse pre sente para la correcta elección del mismo.

CURVAS CARACTERÍSTICAS TÉRMICAS Los fabricantes de semiconductores proporcionan en sus catálogos curvas características tales como las de la potencia total de disipación en función de la intensidad de corriente, y las de la p o tencia total de disipación en función de la temperatura ambiente, que facilitan la elección del radia dor más adecuado en cada caso. Así, en la figura 1 6 .1 se ha dibujado la curva característica de la potencia de disipación en fun ción de la corriente, en la que se aprecia que sigue un curso exponencial. Las curvas de la figura 16.2 corresponden a la intensidad de corriente en función de la tem peratura ambiente, de cuatro radiadores de calor (a, b. c y d). De esta última figura se deduce que para una cierta intensidad de corriente J0, la temperatura ambiente permitida es tanto mayor cuanto menor sea la resistencia térmica del radiador fítbf.amb, ya que en la figura 16.2 se considera que, a >b >c >d

351


ñ ¡¡i (W)

0 16.1 Curva característica Plot = f( l) de un semiconductor.

16.2 Curvas caracteristicas I = f(Tmb) de cuatro radiadores con distinta resistencia térmica.

Efectivamente, con una intensidad de corriente I 0 y un radiador con resistencia térmica d, el se m iconductor puede trabajar a una temperatura ambiente T2 mayor que si se utiliza un radiador con resistencia térmica b más elevada. Estas dos curvas pueden relacionarse entre sí, tal como se muestra en la figura 16.3, en la que, además, se indica la temperatura en el fondo de la cápsula (7^).

16.3 Relación entre las curvas características de las figuras 16. y 16.2.

Con estas curvas características el profesional puede efectuar la lectura directa de cualquier magnitud que desconozca a partir del parámetro que disponga. Se observa, asimismo, que el límite de temperatura ambiente coincide con el de la temperatura de la unión (7”) soportada por el semiconductor, y a la cual van a parar todos los inicios de las rec tas de los radiadores de calor. Veamos un ejemplo de lectura de estos gráficos. Para ello, supongamos que el dato conocido es la intensidad de corriente que circula por el semiconductor (marcada con I 0 en la figura 16.3). Se levanta una perpendicular a dicho punto hasta que corte a la curva Ptot = f(I) en el punto C, y desde este último se traza una perpendicular sobre el eje de potencia de disipación, encontran do el punto P de la figura 16.3, el cual indica la potencia que disipa el semiconductor. Prolongando la recta PC hasta el eje de temperaturas de cápsula Ttb se halla el punto A. que permite conocer la temperatura del fondo de la cápsula en dichas condiciones de funcionamiento (figura 16.3). La recta PCA corta en su trayectoria las rectas correspondientes a los cuatro radiadores, cuyas resistencias térmicas (fíthr_amb) se han representado por a, b, c y d.

352

RADIADORES DE CALOR

Si se elige, por ejemplo, el radiador b. se tendrá el punto de Intersección D, a partir del'cual se traza una perpendicular sobre el eje obteniéndose el punto B correspondiente a la tempera tura ambiente a la que puede trabajar el semiconductor con este radiador. Si en lugar del radiador b se elige otro con menor resistencia térmica (como el c o el d), se o b tiene una temperatura ambiente de trabajo más elevada (figura 16.3). La temperatura ambiente obtenida no debe ser nunca sobrepasada, pues si esto sucediera se producirían daños irreparables en el semiconductor. En la práctica, es mucho más corriente partir de los datos Pt0, I y r amb, pues lo que se desea conocer es el tipo de radiador que se ha de disponer en el semiconductor. En este caso se proce de de forma similar a la descrita, pero en orden distinto. Asi, supongamos que la temperatura ambiente a la que debe trabajar el semiconductor (dán dole un margen de seguridad por posibles elevaciones imprevistas de la temperatura ambiente), sea el correspondiente al punto B de la figura 16.3, y que se conocen los valores de Plot e I en ré gimen de funcionamiento normal. En este caso se opera de igual forma a la anterior, pero en lugar de proyectar D sobre S, se pro yecta B sobre D, obteniéndose el radiador b com o el más adecuado. Si la temperatura ambiente fuese otra más baja, o más alta, lógicamente la vertical trazada so bre el eje r,¡n1b daría como resultado otro tipo de radiador de mayor o menor resistencia térmica.

IMPEDANCIA TÉRMICA Cuando un semiconductor trabaja en régimen de impulsos, soporta una potencia bastante supe rior a la P,olrnáx en continua, por lo que el aumento de la temperatura de la unión que se deriva de ello no sólo depende de la resistencia térmica entre unión y fondo de la cápsula, sino también del ancho del impulso tD y del período T (figura 16.4).

P

p

1 pICO

16.4 Un semiconductor trabajando en régimen de impulsos soporta una potencia bastante superior a la P,olrnix en continua, provocando un aumento de temperatura en la unión que depende del ancho del impulso tp y del período T.

Cuando se alcanza el régimen permanente se tiene: " ^ Ip ic o —

^~ fb

~

'

p ic o ^ th j-fo

y T ' |máx

T - P 7 ' ib ~ ' ptcorruix*-thj-fb

Donde Z.h|.to representa la impedancia térmica del fondo de la cápsula.

353

ELECTRÓNICOS

16.5 Curvas características de la impedancia térmica entre unión y base de montaje en función de la duración de los impulsos de un transistor trabajando en régimen de impulsos.

En la figura 16.5 se ha dibujado la curva característica pulsos, para diferentes valores de 8 de un transistor, siendo

-

8

en función de la duración de los im igual al cociente:

i

Efectivamente, cuando fp = T, es decir, cuando 8 = 1, no existen impulsos, por lo que se puede afirmar que el transistor trabaja en continua, y la impedancia térmica entre unión y fondo de cáp sula es igual a la resistencia térmica entre unión y fondo de cápsula. Cuando fp es inferior al tiempo del período T, la impedancia térmica es inferior a la resistencia térmica. Veamos un ejemplo de ello: supongamos que el transistor trabaja con unos impulsos cuya d u ración sea de 10 ns, siendo la duración del período T (tiempo en el que se repiten los impulsos) de 100 ,us. Esto quiere decir que cada 100 ns se produce un impulso de 10 ns, durante el cual el tran sistor pasa a ser conductor, y un tiempo de 90 ns durante el cual el transistor permanece bloquea do, refrigerándose. En estas condiciones se tiene un valor de 8 de:

8

=— = t

1 ° ’US 1 0 0 ns

=

0 ,1

Con este dato se busca en las curvas de la figura 16.5 la correspondiente a 8 = 0,1, trazando desde ella una perpendicular al tiempo 10~2 ms del eje t0. A continuación, y desde la curva 8 = 0,1, se traza otra perpendicular sobre el eje Zthj..tb, dando una impedancia térmica entre la unión y el fondo de la cápsula de 0,3 °C/W, es decir, bastante in ferior a la resistencia térmica unión-base de montaje que le corresponde en régimen continuo, y que como se puede averiguar en la figura 16.5 es, en este caso, de 2,5 °C/W. Todo esto resulta lógico, ya que cuanto más pequeña sea la duración del impulso con respec to al tiempo de bloqueo, mejor se refrigera el transistor. En la figura 16.5 se observa que cuanto más largos sean los impulsos mayor será la impedan cia térmica de la unión-base de cápsula del transistor, aunque el cociente f / T permanezca cons tante. Para finalizar, y a título informativo, diremos que la potencia de pico máxima de un transistor en régimen de impulsos queda aumentada con respecto a la potencia máxima en régimen continuo en la proporción: p ' picomáx

_ p ' íotm áx

f í n j-fb y ^ -th j-fb

RADIADORES DE CALOR

CLASIFICACIÓN DE LOS RADIADORES En las páginas anteriores se han estudiado las resistencias térmicas presentes en todo dispositivo semiconductor y la influencia que las mismas ejercen sobre una buena refrigeración de los mismos. Indudablemente no es posible modificar las resistencias térmicas propias de un semiconductor, las cuales dependen exclusivamente de las características constructivas de las cápsulas utilizadas, tal y como se indica en la tabla 16.1, en la que se puede observar que la resistencia térmica entre unión y ambiente es bastante elevada.

.... , o .

..

cc S_

R i C- VV) ' ' ''

:

Tipo de cápsula

45

TO 3

1a 5

TO 126

6

TO 220

2,1

-

SOT 9

4,5

-

SOT 3

1a5

45

SOT 32

6

SOT 78

2,1

-

SOT 82

2,1

100

a

a

10

10

100

100 Tabla 16.1 Resistencias térmicas típicas asociadas a diversos tipos de cápsula de transistor.

De lo expuesto se deduce que la única forma de reducir la resistencia térmica entre unión y am biente consiste en disponer un buen radiador de calor, el cual ha de tener la menor resistencia tér mica posible. Los radiadores de calor para semiconductores de potencia pueden clasificarse en tres grandes grupos o categorías: •

9 •

Radiadores planos. Radiadores de aletas inyectadas. Radiadores de perfiles extrusionados.

En la práctica los radiadores inyectados, y los de perfiles obtenidos por extrusión, son los más utilizados. Los radiadores planos sólo se utilizan cuando los valores de las resistencias térmicas exi gidas son de varios grados por vatio, y cuando las pérdidas en los componentes semiconductores no exceden de 50 o 60 W. En efecto, com o se verá a continuación, las superficies de los radiadores planos, por encima de los valores indicados, se hacen rápidamente prohibitivas.

Radiadores planos El radiador plano consiste en una placa de metal plana, donde se fija el com ponente sem icon ductor. Se ha comprobado que los de mayor rendimiento de disipación son los de aluminio, con un acabado anodizado negro mate, fabricándose también en aluminio pulido. Veamos ahora el procedimiento para calcular rápidamente la superficie de estos radiadores.

355

ELECTRÓNICOS

En un radiador plano el calor se disipa por caminos distintos, cuyo conjunto constituye la resis tencia térmica propia del radiador. Estos caminos son los siguientes: a) Evacuación por conducción calorífica propia del material utilizado, y que depende de la su perficie en contacto con el aire ambiente que lo rodea y de su estructura. b) Evacuación por radiación. c) Evacuación por convección propia, de acuerdo con la diferencia de temperatura entre ra diador y el aire ambiente que lo rodea. El conjunto de todas estas vías de evacuación de calor se denomina coeficiente de expansión térmica, simbolizado por la letra 5. El coeficiente de expansión térmica vale, para los materiales corrientes (cobre o aluminio), entre 1 y 3 m W /cm 2. La resistencia térmica de un radiador plano es inversamente proporcional a su superficie, direc tamente dependiente de su acabado (brillante o ennegrecido) y directamente proporcional a la di ferencia de temperatura entre el medio ambiente y el radiador. Todo esto queda reflejado en las curvas características de la resistencia térmica en función de la superficie, mostradas en la figura 16.6.

8 fflUr-antb

(°C/W) 6

16.6 Curvas características de la resistencia térmica de un radiador plano en función de su superficie.

300 S (cm2)

Las curvas características de la figura 16.6 corresponden a un radiador plano de cobre de 2 mm de espesor, o de aluminio de 3 mm de espesor, montado verticalmente. Para el cálculo de un radiador plano se recurre a la fórmula:

Ó'thr-air.b^

Donde S es la superficie del radiador en cm 2, f l lhr.amb la resistencia térmica del radiador en °C/W, y 5 el coeficiente de expansión térmica en W /cm 2. Así, por ejemplo, la superficie de un radiador con una resistencia térmica de 4 °C/W (tomando un valor medio para el coeficiente de expansión térmica de 2 m W /cm 2) será:

S = -------— — = f í th r .a m b §

- --------- 1------t --------- — = 125 cm 2 4 °CA/V x 2 x 10 W /cm 2

Se ha obtenido una superficie para el radiador de dimensiones considerables, razón por la cual se utilizan los radiadores de aletas y de perfiles extrusionados. El cálculo desarrollado es válido con la condición de que las dos caras del radiador contribuyan

RADIADORES DE CALOR

a la evacuación calorífica, para lo cual ha de montarse vertlcalmente y no muy próximo a una pa red que pueda impedir el intercambio térmico por convección natural. En el caso de tomar como radiador un chasis horizontal, sólo se tomará como elemento de re frigeración la cara superior del mismo. En este caso, para una misma resistencia térmica deseada, se debe duplicar la superficie hallada según la fórmula anterior, es decir, en nuestro ejemplo la su perficie del radiador plano horizontal sería de 250 cm 2.

Radiadores inyectados En dispositivos de potencia, donde deben evacuarse pérdidas que se cifran en centenares de va tios, y en los dispositivos donde la colocación de un radiador plano resulta prácticamente imposi ble por razones de espacio, se recurre a los radiadores de aluminio inyectado, de los que se mues tra un modelo en la figura 16.7.

67,6

100

16.7 Vistas principales y dimensiones de un radiador de aluminio inyectado.

Los radiadores de aluminio inyectado proporcionan un elevado rendimiento, gracias a la dispo sición de sus aletas y a la adición de cobre en la aleación empleada para su fabricación. Su diseño lo hace apto tanto para el trabajo por convección natural como para el trabajo por convección forzada. Se suministran pintados en color negro. La resistencia térmica se halla comprendida entre 1,1 y 1,2 °C/W.

DISEÑOS CONSTRUCTIVOS DE RADIADORES DE CALOR Existen dos puntos a considerar en un radiador desde el punto de vista de su diseño constructivo: uno hace referencia a su forma y el otro a su acabado. Desde el punto de vista del acabado, la resistencia térmica de un radiador es función del mis mo. Así, una superficie pintada tiene mayor emisión de calor que una brillante no pintada. Este efecto es aún más marcado en los radiadores de placa plana, donde aproximadamente una terce ra parte del calor se pierde por radiación. El color de la pintura no afecta en gran manera a la resistencia térmica, de forma que un radia dor plano pintado de blanco brillante tiene sólo un 3 % más de resistencia térmica que otro de las mismas características pero pintado de negro mate. El pintado es menos efectivo en los radiadores con aletas, ya que el calor radiado por las aletas pasa a las aletas adyacentes. El anodizado y el grabado disminuyen la resistencia térmica. Pinturas de tipo metálico (como la pintura de aluminio) tienen la menor radiación, pero aun así conducen diez veces más que un acabado metálico brillante de aluminio. Desde el punto de vista constructivo resulta prácticamente imposible describirlos todos, ya que son infinidad los existentes en el comercio. Por esta razón, a continuación se describen algunos m o delos que, bien por su diseño, bien por su forma de unión al componente semiconductor, hemos considerado de interés.

357


A 13

16.8 Vistas principales y dimensiones de un radiador de calor para cápsula TO-126.

2,8

20

En la figura 16.8 se han dibujado las dos vistas principales (con sus dimensiones en milímetros) de un radiador de calor para cápsula tipo TO 126, y que consiste en una horquilla de aluminio ne gro mate. La cápsula TO-126 se dispone dentro del radiador ejerciendo una ligera presión sobre el radia dor para que se abra. La resistencia térmica de este radiador es de 54 °C/W. La ilustración de la figura 16.9 corresponde a un radiador para una o dos cápsulas TO 126.

K.1

tí 36

1 26

16.9 Vistas principales y dimensiones de un radiador de calor para una o dos cápsulas TO-126.

Se fabrica en aluminio negro mate y con anodizado especial aislante. Su resistencia térmica es de 17 °C/W. Se fabrica en dos modelos de dimensiones distintas, lo cual permite disponer los transistores intercalados entre ambos radiadores, tal y como se aprecia en la figura 16.10; con ello se obtiene, para una máxima e igual disipación de los transistores, una disminución de la temperatura en los radiadores de unos 10 °C, aproximadamente.

16.10 Los transistores pueden disponerse entre dos radiadores de dimensiones distintas para obtener una disminución de la temperatura en los radiadores.

Para finalizar, véase en la figura 16.11 un diseño de radiador realizado única y exclusivamente para circuitos integrados. El elevado rendimiento de este radiador permite reducir su tamaño considerablemente, pudién dose montar los circuitos integrados directamente sobre los circuitos impresos, sin necesidad de sujetar el radiador a la placa del circuito impreso. Es aconsejable disponer silicona entre el radiador y el circuito integrado, con el fin de reducir la resistencia térmica de contacto. El IC queda asociado al radiador mediante dos pinzas diseñadas para tal efecto (figura 16.11). Estas pinzas las suministra el mismo fabricante del radiador.

358

RADIADORES DE CALOR

CM

16.11 Dimensiones de un radiador y de las pinzas de sujeción del mismo, para circuitos integrados. En la parte inferior se ve la forma de efectuar la sujeción.

641 24,3

La longitud del radiador de la figura 16.11 es de 19 mm, aunque se pueden suministrar en tiras de 1 m que se cortan a la medida deseada. Estas tiras se suministran anodizadas o sin anodizar. Los datos técnicos, para 50 mm de longitud, son los siguientes: Superficie radiante: 105 mm2. Resistencia térmica: 9 °C/W. Peso: 28 g. Para la longitud estándar de 19 mm la resistencia térmica es de 20 °C/W.

CURVAS CARACTERÍSTICAS TÉRMICAS DE UN RADIADOR Los datos térmicos de un radiador se suministran, normalmente, en forma de curvas características que relacionan la resistencia térmica del radiador con su superficie y potencia total de disipación. Así, la curva característica de la figura 16.12 corresponde a la variación de la resistencia térm i ca f í ;hr.OTb en función de la potencia P,0l que debe disiparse. Se observa que la resistencia térmica del radiador disminuye ligeramente con el aumento de la potencia disipada por el semiconductor. La figura 16.13 corresponde a las curvas de resistencia térmica de un radiador plano en función de su superficie, y para dos potencias de disipación (3 y 30 W). Obsérvese que las dos escalas de la figura 16.13 son logarítmicas, de forma que cubran una amplia gama de superficies, y que la di-

16.12 Curva característica de la resistencia térmica de un radiador en función de la potencia total disipada.

359


16.13 Curvas características generales de un disipador plano cuadrado, vertical, con placas negras de aluminio de 3 mm de espesor.

100

___ o

.§ c; ■a

10

•25 c~

•£ c/> § 1 10

100

1.000

Área de un lado (cm2)

ferencia entre resistencias térmicas con 3 y 30 W de disipación no es excesiva, tal y como se ve en la figura 16.12, es decir, que la resistencia térmica disminuye ligeramente con el aumento de la po tencia de disipación. Así, un radiador plano cuadrado, de aluminio pintado en negro, y 3 mm de es pesor y 10 cm 2 de superficie, posee una resistencia térmica de 20 °CA/V con potencias de disipa ción de 3 W, y de unos 15 °CA/V para potencias de disipación de 30 W. Entre 3 y 30 W la resistencia térmica se situará, lógicamente, entre 20 y 15 °C/W. En la figura 16.13 se puede leer también que la resistencia térmica disminuye con el aumento de la superficie del radiador, de forma que con 200 cm 2 y 3 W de disipación la resistencia térmica es tan sólo de 2 °CA/V. Lógicamente, ello no significa que se deba siempre disponer la mayor su perficie de radiador posible, puesto que en el diseño influye el espacio disponible, por lo que se de berá elegir la superficie adecuada según el proceso expuesto anteriormente. Las curvas de la figura 16.13 corresponden a una disposición vertical del radiador, la cual, como se ha dicho, facilita la radiación de calor hacia el aire circundante por las dos caras, por lo que si el radiador se dispone en posición horizontal, se considerará una resistencia térmica doble que la o b tenida de las curvas de la figura 16.13.

16.14 Curvas características generales de un disipador con aletas de aluminio pintadas de negro.

o, 1 1

10

Itf

10Í3

10*

Volumen total del disipador (espacio ocupado) (cm3)

Finalmente, en la figura 16.14 se han dibujado las curvas características generales de las resis tencias térmicas en función del volumen, y para dos potencias de disipación de radiadores, con aletas de aluminio pintado en negro. El volumen considerado en este caso es el producto de las tres dimensiones del radiador (figura 16.15) y expresado en cm 3. C om parando las curvas características de la figura 16.14 con las de la figura 16.13 se apre cia perfectam ente cóm o las resistencias térm icas son más pequeñas en los radiadores con ale tas, facilitando con ello m ucho mejor la evacuación de calor. Téngase presente, a este respec to, que la figura 16.14 trata de volúmenes y la figura 16.13 de superficies, por lo que si no se tiene en cuenta la altura de las aletas, la superficie ocupada por los radiadores con aletas es m ucho menor.

360

RADIADORES DE CALOR

16.15 Dimensiones a tener en cuenta para el cálculo del volumen ocupado por un radiador con aletas.

ACCESORIOS PARA EL MONTAJE DE RADIADORES Entre cápsula y radiador se ha de establecer un perfecto contacto físico, de forma que la resisten cia térmica entre cápsula y radiador (fltWb.r) sea lo más pequeña posible. Sin embargo, resulta prácticamente imposible realizar superficies de cápsulas y radiadores per fectamente planas, por lo que el contacto se realiza sólo en tres puntos, quedando en el resto del área de contacto un espacio de aire que presenta una resistencia térmica que suele variar, según el tipo de cápsula, entre 0,5 °C/W y 1,5 °C/W. Para mejorar el contacto, se rellena el espacio existente entre cápsula y radiador con una pas ta o grasa de elevada conductividad térmica, reduciéndose con ello la resistencia térmica existente entre la base de montaje y el radiador. Esta grasa suele ser silicona, que permanece perfectamen te viscosa a las temperaturas normales de funcionamiento del semiconductor. Por otro lado, en muchas ocasiones es necesario disponer un material aislante eléctrico entre base de montaje y radiador, el cual presenta un aislamiento térmico bastante elevado, que puede llegar a ser de 6 °C/W, entorpeciendo la evacuación de calor de la cápsula hacia el radiador. Para reducir, en parte, esta elevada resistencia térmica, se dispone, junto con la arandela, pasta de silicona. De esta forma se reduce a la mitad la resistencia térmica entre base de montaje y radiador. Así pues, existen dos posibilidades de montaje de radiadores: uno directo, sin arandelas aislan tes ni pasta de silicona, y cuyo esquema equivalente se ha dibujado en la figura 16.16a, y otro ais lado, cuyo esquema equivalente es el de la figura 16.16b.

Rthlb-i

'thi-amb

16.16 Resistencias térmicas equivalentes de: a) montaje directo: b) montaje aislado.

En el caso del montaje aislado, la resistencia térmica f?,h(b.r se desglosa en tres resistencias tér micas parciales, denominadas resistencia térmica de contacto de interconexión entre base de mon taje y aislador resistencia térmica del aislador (fí1hin3) y resistencia térmica de contacto de inter conexión entre aislador y radiador (fím¡2).

361


Todas estas resistencias han de poseer un valor lo más pequeño posible, para una perfecta transmisión de la energía calorífica de la cápsula al radiador.

Arandelas aislantes Las arandelas son de mica y de espesores normalizados de 0,05, 1 y 1,5 mm, de forma que per mitan un aislamiento eléctrico perfecto según las tensiones presentes en la cápsula.

Si

16.17 Dimensiones de dos arandelas de mica para el aislamiento de semiconductores de radiadores.

Si

1____1

0,15

1.5

En la figura 16.17 se indican las dimensiones de dos arandelas laterales de mica para el aisla miento de sem iconductores o radiadores, y en la figura 16.18 dos arandelas de mica para el ais lamiento eléctrico del colector de un transistor de potencia, con cápsula TO-3, del chasis o del radia dor. Estas últimas arandelas tienen un espesor de 0,05 mm, y su rigidez dieléctrica es de 50 kV/mm a una temperatura de 25 °C.

16.18 Dimensiones de dos arandelas de mica para aislamiento de colector a chasis o radiadores. La arandela de la derecha está diseñada para la cápsula T0-3.

Silicona En lo que respecta a las siliconas, éstas se suministran en botes o en tubos de diferentes tamaños. Una buena silicona en pasta debe tener, aproximadamente, las siguientes características técnicas: Rigidez dieléctrica Conductividad térmica Densidad a 25 °C

9 kV/mm 21 x 10-4 2,6

La influencia que ejercen las arandelas aislantes y las siliconas sobre la resistencia térmica existente entre la base de montaje y el radiador, se expone en la tabla 16.2 para diferentes tipos de

362

RADIADORES DE CALOR

cápsulas. De esta tabla se deduce que la menor resistencia térmica se da en los montajes que uti lizan sólo silicona, mejorando la resistencia térmica del montaje directo, siendo la peor resistencia térmica la que utiliza aislante de mica sin silicona, aconsejándose en estos casos el uso de silicona que reduzca la elevada resistencia térmica del conjunto.

por método tíe montaje, en °C/W

----------—-----con aislante de mica

1 1

con silicona

con aislante de mica y silicona

:

TO-3

0,5

1 ,0

0,25

0,5

TO-126

1 ,0

6 ,0

0,5

3,0

TO-220

1,5

2,5

0 ,8

1,3

SOT-3

0,5

1 ,0

0,25

0,5

SOT-9

0,5

1.5

0,25

0 ,8

SOT-32

1 ,0

6 ,0

0,5

3,0

SOT-78

1,5

2,5

0 ,8

1,3

SOT-82

-

-

0,42

2 ,0

Tabla 16.2 Resistencias térmicas presentes en los diferentes métodos de montaje y accesorios.

363

Cristales y cerámicas piezoeléctricas

INTRODUCCIÓN Uno de los minerales más abundante en la Naturaleza es el cuarzo o sílice. Forma parte de la composición del granito y, en ocasiones, por sí mismo, forma rocas cuarzo sas de las que se obtienen excelentes cristales de cuarzo que, por lo general, presentan una forma muy aproximada a un prisma hexagonal (figura 17.1), cuyos extremos terminan en sendas pirámides.

17.1 Aspecto del cristal de cuarzo en su estado natural.

Se trata de un mineral de gran dureza, aunque bastante frágil, pero que presenta una propiedad muy interesante y de gran utilidad en electrónica, para el control de las frecuencias de oscilación de determinados circuitos, y en la fabricación de micrófonos, auriculares, filtros, etc., por citar algunas de las aplicaciones más importantes en radio y televisión. La propiedad a que nos referimos se denomina efecto plezoeléctrico, y consiste en que si se so mete al cristal a unas fuerzas de compresión aparecen cargas eléctricas en su superficie y, al con trario, si se aplica al cristal una d.d.p. eléctrica se originan en él fuerzas mecánicas.

CRISTAL DE CUARZO Cristales tales como el titanato de bario, tartrato sódico potásico, turmalina y cuarzo o sílice, pre sentan la propiedad piezoeléctrica, es decir, generan una tensión eléctrica cuando son sometidos a una fuerza de compresión, tracción o dobladura y, en sentido inverso, se originan en ellos fuerzas mecánicas cuando se les aplica una d.d.p. eléctrico. Para comprender el efecto piezoeléctrico consideramos un cristal de cuarzo (gris en la figura 17.2), situado entre dos electrodos metálicos, los cuales se conectan a una de las entradas verticales de un osciloscopio. Una vez situados los controles del osciloscopio en las posiciones adecuadas, se aplica una fuerza de compresión al cristal, indicada en la figura 17.2 con una flecha. En esta circunstancia se observa un impulso de tensión en la pantalla del osciloscopio justo al ejercer la fuerza sobre el cristal, lo cual demuestra que la presión mecánica ejercida sobre el cristal queda transformada en una tensión eléctrica. Para la explicación del porqué del fenómeno de la piezoelectricidad, en la figura 17.3a hemos dibujado el corte del modelo cristalino de un cristal de cuarzo, dispuesto entre dos placas o elee-

365


17.2 Al aplicar una fuerza de compresión entre dos caras opuestas de un cristal de cuarzo, aparece en él una tensión eléctrica en forma de impulso que puede visualizarse en la pantalla de un osclloscopio.

trodos metálicos unidos a sendos terminales que se pueden conectar a una de las entradas verti cales de un osclloscopio. El cuarzo está formado por Iones positivos de silicio (S¡+) y por iones negativos de oxigeno (O"). Estos iones están repartidos uniformemente, de forma que sus efectos se neutralizan hacia el ex terior, por lo que entre los electrodos metálicos no existirá tensión eléctrica alguna. Si este cristal se somete a una compresión, tal y como muestra la figura 17.3b, en la placa su perior surge un exceso de cargas negativas y en la inferior un exceso de cargas positivas. Dado que ambas placas están separadas por el grueso del cristal (aislante), entre ellas aparece una ten sión eléctrica.

17.3 a) Corte en el modelo cristalino de un cristal de cuarzo, b) Al comprimir el cristal entre dos placas metálicas, en la superior aparece un exceso de cargas negativas y en la inferior un exceso de positivas.

Si en lugar de comprimirse se tensa el cristal, las cargas que aparecen en las placas serán, na turalmente, de polaridad opuesta. Siguiendo el ritmo de las oscilaciones de presión, aparece entre los terminales de las placas una tensión alterna. El fenómeno descrito es, como ya se ha dicho, reversible. Efectivamente, para poner de manifiesto esta afirmación basta con recurrir al circuito de la figu ra 17.4: el micrófono, como transductor de variaciones de presión acústica o mecánica en varia ciones de Intensidad de corriente, acusa la deformación mecánica del cristal cuando entre sus caras se aplica una tensión eléctrica. Esta deform ación mecánica se transform a en una variación de Intensidad de corriente eléc trica en el m icrófono y, com o consecuencia, en una variación de tensión en bornes de la resis tencia R.

Micrófono

17.4 Si entre dos caras opuestas de un cristal de cuarzo se aplica una tensión eléctrica, el cristal se deforma, lo cual es detectado por un micrófono conectado a la entrada vertical de un osciloscopio.

366

CRISTALES Y CERÁMICAS PIEZOELÉCTRICAS

17.5 Aspecto del encapsulado de algunos cristales de cuarzo.

I.©

ú

KHZ 1650 i_

0

HC-6U

Mediante un osciloscopio, a cuya entrada vertical se aplica la tensión que aparece en la resis tencia R, se visualiza el impulso mecánico generado por la tensión eléctrica aplicada al cristal. Los cristales de cuarzo se comercializan encapsulados en recipientes herméticos que los pro tegen del medio ambiente y de accidentes mecánicos que puedan romperlos. En la figura 17.5 puede verse el aspecto de tres tipos de cápsulas, muy utilizadas en circuitos de radio y televisión.

Circuito equivalente de un cristal de cuarzo Se ha visto cómo un cristal de cuarzo puede hacer dos cosas: deformarse o producir una tensión eléctrica. Es más, una lámina de cristal de cuarzo puede incluso hacer las dos cosas a la vez: de formarse bajo la influencia de un impulso de tensión eléctrica, produciendo en consecuencia una tensión eléctrica, que se acumula entre sus capas, como en un condensador, y deformarse a conti nuación nuevamente bajo la influencia de su propia tensión. Este proceso continúa hasta que se consume la energía del impulso de tensión. Dicho con otras palabras, el cristal de cuarzo oscila como un circuito oscilante.

17.6 Circuito equivalente de un cristal de cuarzo.

En la figura 17.6 se ha dibujado el esquema del circuito equivalente de un cristal de cuarzo. Está compuesto por un circuito LC serie, cuyas pérdidas han sido reunidas en la resistencia R, en deri vación con una capacidad CH, representativa, principalmente, de la capacidad parásita producida por los dos electrodos de soporte y el cristal, que actúa de dieléctrico entre ambos. Esta capacidad parásita viene determinada por la siguiente expresión: 5 CH = 39 x 10 "2 x H e donde CH viene dado en ,uF; S es la superficie del cristal en cm 2 y e su espesor en cm. 367


La serie RCL también se puede calcular en función de las dimensiones del cristal: C = 22 x 1CT4 x — e (C en

liF)

L = 130 x

1 0 ®x

6^ — O

(L en mH) R = 13 x 1CT4 x - | O (R en £2) En cristales de cuarzo de precisión la capacidad CH queda considerablemente reducida, en ra zón de que se suprimen las placas de contacto y los electrodos quedan aplicados directamente so bre el mismo cristal, el cual previamente ha sido sometido a la operación de atomizado, consistente en depositar, por vaporización, una tenue película metálica sobre el cuarzo, que puede ser de oro, plata o platino, aunque lo más generalizado es el uso del aluminio para estas operaciones.

17.7 Diagrama vectorial correspondiente al circuito de la figura 17.6.

El diagrama vectorial perteneciente al circuito equivalente (figura 17.6) está representado en la figura 17.7. Partiendo de la corriente I K que circula por el circuito oscilante, la tensión l/R (en la parte resis tiva) está en fase con ella, mientras que la tensión VL (presente en la parte inductiva) la adelanta 90°. La suma vectorial de las tensiones l/R y VL da la tensión \/s (figura 17.7). La tensión Vc (presente en la parte capacitiva) va atrasada 90° respecto a I K, siendo VT la suma vectorial de t/s y Vc . Como la corriente I H (en la capacidad parásita) adelanta a la tensión Vr en 90°, puesto que esta tensión queda también aplicada a la capacidad CH, la corriente total JT es el resultado de la adición de los vectores JK e I H. El desfase entre VT e I T es menor de 90°. El cristal tiene, por lo tanto, el efecto de una inductancia con pérdidas.

Curva característica de un cristal de cuarzo Analizando el esquema de la figura 17.6 se deduce que todo cristal de cuarzo es la combinación de dos circuitos oscilantes: un circuito oscilante LC serie y otro circuito oscilante LC derivación. Como consecuencia de ello, todo cristal de cuarzo posee dos frecuencias de resonancia: una co rrespondiente al circuito LC serie y otra del circuito LC derivación.

368


17.8 Curva característica de la intensidad de corriente en función de la frecuencia de un cristal de cuarzo.

1

'2

Esto queda demostrado si se aplica una señal de frecuencia variable a un cristal de cuarzo, y sobre un sistema de coordenadas se traza la curva característica I = 1{1) del cristal (figura 17.8). A la frecuencia de resonancia 7, la intensidad de corriente a través del cristal es máxima, y c o rresponde al circuito equivalente LC serie, mientras que a la frecuencia de resonancia f2 la corrien te a través del cristal es mínima y corresponde a! circuito LC derivación. La frecuencia de resonancia f, del circuito LC serie del cristal de cuarzo viene dada por la fór mula de Thomson:

2n

LC

y la frecuencia de resonancia f2 del circuito LC paralelo (algo mayor que 7,), responde a la siguien te igualdad, en la que interviene la capacidad parásita CH:

Cortes X e Y en los cristales de cuarzo La forma de prisma hexagonal con que el cuarzo se presenta en la Naturaleza no es, por lo gene ral, simétrica (figura 17.1). Ahora bien, dado que no es difícil de tallar ni de pulimentar, al cristal de cuarzo se le puede dar la forma que mejor nos convenga. En la exposición que sigue, vamos a considerar el cristal en su forma ideal, es decir, com o un prisma hexagonal de caras iguales (figura 17.9), en el que encontramos un eje óptico indicado me diante una línea que une los vértices de las dos pirámides (eje O-O').

O

I O'

17.9 Cristal de cuarzo en su forma ideal. El eje 0 -0 ’ es el eje óptico que une los vértices de las dos pirámides.

369


17.10 Corte transversal del cristal de cuarzo de la figura 17.9. EjeX

En estas condiciones, un corte transversal de este cristal no sería otra cosa que la sección del mismo. Sección que sería perpendicular al eje óptico O-O', y que puede representarse por un he xágono (figura 17.10). Tomando como base el hexágono de la figura 17.10, los ejes de simetría que unen dos vértices opuestos del mismo determinan lo que se denominan ejes eléctricos del cristal o ejes X. En un cristal de cuarzo existen tres ejes eléctricos, de los cuales, por motivos de claridad en el dibujo, sólo hemos dibujado en la figura 17.10 uno de ellos mediante línea de trazos y puntos. Los ejes de simetría que dividen al hexágono uniendo los centros de dos lados opuestos son los ejes mecánicos o ejes Y. El cristal de cuarzo posee asimismo tres ejes mecánicos, de los cuales en la figura 17.10 sólo hemos dibujado uno mediante linea de trazos y puntos.

O 71

/

e

17.11 a) Corte perpendicular al eje X de un cristal de cuarzo (corte X). b) El cristal así tallado tendrá forma rectangular.

Si se talla un cristal de cuarzo en la forma que se indica en la figura 17.11a, mediante dos cor tes longitudinales y paralelos al eje óptico, de forma que las dos caras mayores que resulten de este corte sean perpendiculares a uno de los ejes eléctricos o aristas del prisma, se obtiene lo que se conoce como corte en X. El cristal así tallado tiene forma rectangular (figura 17.11b). Si el corte se efectúa como indica la figura 17.12a, de modo que sus dos caras mayores resul ten perpendiculares a los ejes mecánicos, o ejes / , se obtiene un corte en Y. El cristal así tallado también es rectangular, pero orientado en la forma que se indica en la figura 17.12b.

e

O

17.12 a) Corte perpendicular al eje Y de un cristal de cuarzo (corte Y), b) El cristal así tallado tiene forma rectangular: pero está orientado en la forma que se indica en la figura.

370

/ b)


Tanto en uno com o en otro corte, el espesor (e) de la sección cortada se tom a originalmente en un grueso algo superior al espesor que realmente se necesita, y luego se pulen ambas caras has ta conseguir el grosor preciso. Así tallado, cualquier tensión alterna aplicada sobre las caras del cristal es causa de que éste entre en vibración mecánica, y si la frecuencia de la tensión alterna aplicada se aproxima al valor de la frecuencia propia de resonancia del cristal, la amplitud de sus vibraciones puede llegar a ser de tal magnitud que, incluso, puede romperse. La talla Y tiene el inconveniente de no mantener una estabilidad de frecuencia ante cambios de temperatura, pues cualquier ligero aumento de ésta eleva la frecuencia de resonancia del cristal. En la talla X sucede lo contrario: la frecuencia de resonancia disminuye al elevarse la temperatura. Como consecuencia de ello, ambos tipos de tallas presentan dificultades de Índole práctica, por lo que sólo son aplicables a circuitos osciladores en donde se lleve a cabo un control sobre la tem peratura ambiente en la que trabajen. Para solventar este problema se recurre a cortes intermedios, es decir, se varía el ángulo de corte con respecto al eje óptico, obteniéndose así los tipos de corte denominados AT, BT, CT, ET, FT, GT, etc.

Corte AT Si se corta un cristal de cuarzo con un ángulo de 26o con respecto a uno de sus ejes X y al eje óptico, se obtiene el corte AT (figura 17.13), que es el más utilizado y cuyas frecuencias de oscilación cubren desde 550 kHz hasta 55 MHz, aunque se puede llegar a 200 MHz con un acabado más perfecto.

17.13 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 26° con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte AT).

X

La forma que resulte del tallado puede ser rectangular, en forma de disco, anillo, etc., pero en todos los casos sus caras mayores no son paralelas al eje óptico, sino que forman con respecto a éste un ángulo de 26°. Este tipo de corte confiere al cristal un coeficiente de temperatura totalmente nulo para tem peraturas comprendidas entre los 40 y los 50 °C, y de tan sólo 3 x 1 0~'j Hz por grado centígrado de variación de la temperatura cuando trabaja fuera de los límites anteriormente citados. El corte AT se utiliza en cristales de cuarzo que han de trabajar con frecuencias comprendidas entre los 300 y los 15.000 kHz.

Corte BT Si en vez de cortar el cristal con un ángulo de 26° con respecto al eje óptico, se corta con un án gulo de 49° (figura 17.14) se obtiene el denominado corte BT.

0

n

✓

Y

X

17.14 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 49° con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte BT).

371

ELECTRÓNICOS

El coeficiente de temperatura de un corte B T es muy similar al del corte AT, pero se utiliza en cristales que han de trabajar con frecuencias comprendidas entre los 3.000 y los 30.000 kHz.

Corte CT El corte C T es de 38° con respecto al eje óptico (figura 17.15). Con este corte se consigue un coeficiente de temperatura nulo entre los 20 y los 30 °C. Una vez rebasados los 30 °C el coeficiente de temperatura tiene un valor de tan sólo 2 x 10 ~6 Hz por grado de variación de temperatura. El corte CT trabaja muy bien con frecuencias comprendidas entre 120 y 150 kHz.

17.15 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 380 con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte CT).

Cortes DT, FT y ET En la figura 17.16 se ha dibujado un corte de 52°, que corresponde al corte DT.

17.16 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 52° con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte DT).

El de la figura 17.17 es de 57°, y se denomina corte FT. Finalmente, el de la figura 17.18 es un corte con 6 6 ° de inclinación, denominado ET. Todos estos ángulos de corte presentan grandes ventajas con respecto a los cortes básicos en X o Y, ya que, por ejemplo, un cristal con corte en X tiene un coeficiente de temperatura muy alto (30 x 10 ~6 Hz/°C) y para obtener en él una estabilidad aceptable hay que mantener controlada su temperatura, en tanto que el corte en Y, además de estos o muy parecidos inconvenientes, es a

17.17 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 57° con respecto a uno de sus ejes X y el eje óptico Y (corte FT).

17.18 Corte de un cristal de cuarzo con ángulo de 66° con respecto a uno de sus ejes X y e l eje óptico Y (corte ET).


ciertas temperaturas totalmente inestable, inestabilidad que se traduce en saltos en el valor de la frecuencia de oscilación. Todo esto pone de manifiesto que las características de un cristal piezoeléctrico quedan determinadas por el ángulo de corte en relación al eje óptico. En resumen, según el ángulo de corte aplicado, se consiguen comportamientos distintos del cristal ante cambios de temperatura y de frecuencias de funcionamiento, por lo que el ángulo de corte dependerá de la aplicación que haya de tener después el cristal.

CERÁMICAS PIEZOELÉCTRICAS Si un cristal se enfría por debajo de la temperatura de Curie, es decir, por debajo de la temperatu ra a la cual el material pierde sus propiedades, y no se somete a campo eléctrico alguno, el cristal contendrá numerosos dominios en cada uno de los cuales el dipolo eléctrico está alineado en una dirección y sentido dado. Sumando todos los dipolos elementales, el dipolo eléctrico resultante del cristal es igual a cero. Ahora bien, si el cristal se enfría en presencia de un campo eléctrico, los dipolos eléctricos ele mentales tienden a alinearse de acuerdo con la dirección y sentido del campo eléctrico, resultando que el cristal en su conjunto presenta un dipolo eléctrico. Si un cristal tratado como se ha expuesto se somete a una tensión mecánica, la red cristalina se deforma y algunos dominios aumentan a expensas de otros, lo cual produce un cambio en el mo mento total del cristal. Esta variación del momento dipolar con la deformación mecánica es, dentro de cierto grado de deformación mecánica, lineal y reversible. Todo lo expuesto es el fundamento de la piezoelectricidad en los materiales ferroeléctricos. Las cerámicas pueden considerarse como un conjunto de diminutos cristales orientados al azar, tal y como se ha representado esquemáticamente en la figura 17.19.

17.19 Las cerámicas piezoeléctricas pueden considerarse como un conjunto de diminutos cristales orientados al azar.

Si se calienta una pieza cerámica, ésta es isótropa a escala microscópica, es decir, sus propie dades son independientes respecto a la dirección en que se consideran los fenómenos físicos, no presentando efecto piezoeléctrico a causa de la orientación arbitraria de los cristales. Ahora bien, si la pieza cerámica se expone a un elevado campo eléctrico, con una temperatura no muy inferior al punto de Curie, ia cerámica se convierte en piezoeléctríca, orientándose sus cris tales en el sentido de polarización (figura 17.20). +

17.20 Cerámica piezoeléctríca después de la polarización.

3 73


Para obtener una cerámica piezoeléctrica, generalmente se depositan electrodos metalizados en superficies opuestas del material y se aplica una tensión de polarización VP entre ellas (figura 17.20), lo cual provoca un alargamiento de la pieza. Debido a la orientación arbitraria de los diminutos cristales, y a que dentro del cristal los dipo los sólo pueden tener ciertas direcciones, no es posible obtener una perfecta alineación de los dipoíos con respecto al campo eléctrico aplicado; sin embargo existen varias direcciones posibles de cada pequeño cristal, y de esta forma se obtiene un grado aceptable de alineación con el campo eléctrico. Después de enfriar el material y retirarlo del campo eléctrico, los dipolos ya no pueden regresar con facilidad a sus propiedades originales, por lo que se obtiene la denominada polarización rema nente del material cerámico. Se trata de un fenómeno similar al de imantación de un material ferromagnético cuando se somete a un campo magnético externo. Desde el punto de vista físico, las cerámicas piezoeléctricas consisten en un disco delgado de material cerámico con un electrodo en cada cara (figura 17.21).

0,4 mm £ £ u-j (o ii

Cl 17.21 Constitución de una cerámica piezoeléctrica.

El material cerámico utilizado para la fabricación de estos componentes es el titanato-circonato de plomo, o el niobato de sodio-potasio. Al igual que los cristales de cuarzo, al aplicar una tensión eléctrica alterna entre dos caras opuestas de una cerámica piezoeléctrica ésta entra en vibración mecánica y viceversa. Esta fre cuencia de resonancia es inversamente proporcional al diámetro del disco cerámico. Con un disco de las dimensiones de la figura 17.21, es decir, de 5,6 mm de diámetro y 0,4 mm de grueso, la frecuencia de resonancia en el modo radial o planar adquiere un valor comprendido entre 452 y 480 kHz, lo cual la hace idónea para trabajar com o filtro en etapas de Fi en receptores de radio de AM. Para frecuencias más elevadas el diámetro del disco debe ser más pequeño. Por ejemplo, si quisiéramos utilizar un disco cerámico com o filtro de FI en un receptor de radio de FM, que trabaja con 10,7 MHz, el diámetro de la cerámica piezoeléctrica debería ser de tan sólo unos 2 0 0 |im , lo cual sobrepasa la capacidad de la tecnología más avanzada, por lo que es necesario seleccionar otros m odos de vibración para las cerámicas que deban trabajar con estas frecuencias.

Modos de vibración de las cerámicas piezoeléctricas Son dos los modos de vibración de una cerámica piezoeléctrica: el modo espesor (figura 17.22) y el modo radial (figura 17.23).

17.22 Modo de vibración fundamental de una cerámica piezoeléctrica ideal en modo de espesor.

374

17.23 Para una estrecha banda de frecuencia la cerámica vibra radialmente.


En el modo de la figura 17.22, el espesor del disco cerámico corresponde a media longitud de onda de la frecuencia de resonancia. En este caso el disco debe fijarse en la dirección radial, debi do a que la resonancia del modo radial se encuentra a una frecuencia mucho más baja. En la práctica las cosas no resultan tan sencillas, ya que el comportamiento resonante del disco cerámico piezoeléctrico también depende del diámetro en la reglón de resonancia en modo espesor. SI no se toman precauciones en la elección de! diámetro del electrodo, una cerámica piezoeléctrica trabajando en modo espesor producirá una serie completa de resonancias parásitas, las cua les no son armónicos de la frecuencia fundamental. Para un estrecho ancho de banda, alrededor de los 450 kHz, la cerámica vibra radialmente (fi gura 17.23), es decir, sometida a esta frecuencia el diámetro de la cerámica aumenta y disminuye de valor alternativamente. Se dice entonces que el material está polarizado en dirección axial. Antes de que una cerámica piezoeléctrica pueda ser utilizada deben establecerse los contactos eléctricos con los electrodos, de forma que la vibración mecánica del componente no resulte afectada. El centro del disco es el mejor sitio para fijarlos, ya que constituye un punto nodal con respec to a la excursión radial, es decir, es un punto donde la vibración mecánica es nula y, por lo tanto, la unión del contacto eléctrico con la cerámica piezoeléctrica no está sometido a esfuerzos. En este punto central puede soldarse un hilo muy delgado en el centro, perpendicular a la superficie.

17.24 Aspecto de una cerámica piezoeléctrica.

El conjunto se dispone dentro de una pequeña cápsula rectangular, provista de dos terminales de conexión, adecuados para ser soldados a un circuito impreso o para conexión a zócalo en aquellas aplicaciones donde se precise la sustitución de una cerámica por otra para cambiar la fre cuencia de oscilación del circuito (figura 17.24).

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LAS CERÁMICAS PIEZOELÉCTRICAS Los fabricantes de cerámicas piezoeléctricas proporcionan en sus catálogos todo tipo de datos téc nicos sobre las características mecánicas, eléctricas y térmicas de sus fabricados. De todas ellas las características eléctricas son las que poseen mayor interés para el profesional electrónico, sien do las siguientes: • • • • • • • •

Frecuencia de resonancia. Tolerancia sobre la frecuencia de resonancia. Factor de calidad. Inductancia y capacidad equivalente. Tensión alterna eficaz máxima admisible a la frecuencia de resonancia. Tensión continua máxima admisible. Temperatura ambiente de trabajo. Coeficiente de temperatura a la frecuencia de resonancia.

Frecuencia de resonancia En la figura 17.25 se ha dibujado la curva de respuesta de una cerámica piezoeléctrica. Como pue de observarse, la impedancia Z de la cerámica adquiere un valor mínimo a una frecuencia fm y un valor máximo a la frecuencia f„.

375


17.25 Respuesta de frecuencia de una cerámica piezoeléctrica.

452

L

460

468

(kHz)

f.

La frecuencia a la cual la impedancia es mínima recibe el nombre de frecuencia de resonancia, y la frecuencia a la cual la impedancia es máxima se denomina frecuencia de antirresonancia. A este respecto es importante destacar que la escala de impedancias de la figura 17.25 está expre sada en decibelios, correspondiendo 10 dB a cada división, lo cual quiere decir que a la frecuencia de antirresonancia la impedancia es, aproximadamente, 70 dB - 10 dB = 60 dB más elevada que la impedancia a la frecuencia de resonancia, lo que equivale a un millón de ve ces mayor.

17.26 Circuito equivalente de una cerámica piezoeléctrica.

Estas frecuencias dependen íntimamente de las frecuencias de resonancia en serie fs y en pa ralelo fp, en las que la impedancia adquiere el valor cero o Infinito respectivamente, si no existiesen elementos disipadores (resistencias) en el circuito equivalente, el cual mostramos en la figura 17.26 y que es idéntico al de un cristal de cuarzo.

Tolerancia sobre la frecuencia de resonancia Debido a la Influencia que las dimensiones de la cerámica piezoeléctrica ejercen sobre la frecuencia de re sonancia, y por motivos de fabricación, existe una cierta tolerancia entre el valor de la frecuencia de reso nancia dada por el fabricante y la frecuencia de resonancia real proporcionada por el componente. Los fabricantes indican en sus catálogos la tolerancia admitida sobre el valor teórico. Así, por ejemplo, una cerámica piezoeléctrica cuya frecuencia de resonancia sea de 460 kHz, con una to lerancia de ±1 kHz, en la práctica posee una frecuencia de resonancia que puede tener cualquier valor comprendido entre 459 y 461 kHz. Esta tolerancia está asegurada durante un cierto tiempo, también indicado por el fabricante, pa sado el cual la tolerancia puede variar de valor.

Factor de calidad Como se ha dicho, una cerámica piezoeléctrica equivale a un circuito resonante LC y, por lo tanto, presenta un factor de calidad O que es tanto mejor cuanto mayor sea su valor.

376


El factor de calidad de las cerámicas piezoeléctricas está comprendido entre 800 y 1.000. Para el cálculo del factor de calidad puede utilizarse cualquiera de las fórmulas siguientes: 2nfmL |

1 2xfrrP \R \ donde fm es la frecuencia de resonancia y L,, C, y fí, corresponden a los valores de inductancia, capacidad y resistencia del circuito equivalente de la figura 17.26. Veamos un ejemplo de cálculo. Para ello, supongamos una cerámica piezoeléctrica cuya fre cuencia de resonancia es de 452 kHz y cuyos valores de L, y fí, son de 8,25 mH y 25 S2 respecti vamente. Con estos datos, el factor de calidad O vale: _ 2nfmL, 2 x 3.14 x 452 x K ^ x 8,25 x K T 3 _ 23.430 O= = ------------------------ 25 " 25 =

9 3 7 ,2 0

Inductancia y capacidad equivalente De acuerdo con la figura 17.26, en toda cerámica piezoeléctrica se tienen una inductancia y unas capacidades que equivalen a las de un circuito resonante LC. Conociendo el valor de las frecuencias de resonancia y antirresonancia fm y fn, es posible calcu lar el valor de las capacidades e inductancia equivalente. Efectivamente, en un circuito como el de la figura 17.26 la frecuencia de resonancia fm es igual a:

y la frecuencia de antirresonancia:

1 2b'

i

1

C iCo C, + C 0

De estas dos ecuaciones se deduce que: C0 C, " f l - f l donde se obtiene el valor de la capacidad C, de la figura 17.26: C

r* o , -—

1

+

f 2- f 2 -— on n —m Ci

n

siendo: C = Cq + c , y cuyo valor viene dado en los catálogos de los fabricantes. Veamos un ejemplo de cálculo de lo que acabamos de exponer, aplicado a una cerámica pie zoeléctrica cuya frecuencia de resonancia sea de 452 kHz y cuya frecuencia de antirresonancia sea

377


de 470 kHz, y de la cual el fabricante nos dice que la capacidad C, medida a 1 kHz, es de 190 pF. Con estos datos el valor de la capacidad C, de la figura 17.26 valdrá: ~ ^ fn -f'i ^ (470 kHz)2 -(4 5 2 kHz)2 ,, C, = C n , m = 190 pF x - — — = 14,25 pF fl (470 kHz)2 El valor de C 0 resulta fácil de calcular a partir de la Igualdad: C 0 = C - C , = 190 pF - 14,25 pF = 175,75 pF El valor de L, nos lo proporciona igualmente el fabricante del componente, aunque puede cal cularse conociendo el valor de fm y C, mediante la igualdad:

L

_

'

2

_________

4r ^ C ,

donde 0, viene dado en mH cuando fm se expresa en kHz y C, en pF. En nuestro ejemplo sería de: /_i =

- 1 , = 8,7 mH 4 x 3,14¿ x (452 kHz)2 x 14,25 pF

Tensión alterna eficaz máxima admisible a la frecuencia de resonancia Dado que al aplicar una tensión eléctrica alterna entre dos caras opuestas de una cerámica piezoeléctrica ésta sufre una deformación mecánica, y que esa deformación es tanto mayor cuanto ma yor sea la tensión aplicada, existe un límite de tensión superado el cual la cerámica se destruye. Este valor de tensión se Indica a la frecuencia de resonancia de la cerámica y suele ser de unos 100 mV.

Tensión continua máxima admisible Al aplicar una tensión continua a una cerámica piezoeléctrica, ésta sufre una deformación que, al igual que en el caso anterior, tiene un límite que no debe ser superado para evitar su destrucción. Dado que esta deformación no es una vibración, como sucede cuando se aplica una tensión al terna, la cerámica la soporta mejor y, por lo tanto, admite valores de tensión continua mucho mayo res, que alcanzan los 30 V.

Temperatura am biente de trabajo Las cerámicas piezoeléctricas admiten sin problemas temperaturas ambiente de trabajo comprendi das entre ios -2 5 °C y los +85 °C, por lo que no existe problema alguno en su utilización en los cir cuitos de radio y televisión, aunque sí debe tenerse en cuenta la variación del valor de la frecuencia de oscilación con la temperatura cuando se utilizan en circuitos osciladores de gran precisión.

Coeficiente de tem peratura a la frecuencia de resonancia Al variar la temperatura ambiente a la que trabaja una cerámica piezoeléctrica se produce una va riación de la frecuencia de resonancia. Esta variación de la frecuencia de resonancia es pequeñísima, inferior a 85 Hz por millón de hercios y grado centígrado de temperatura, por lo que apenas tiene influencia sobre el funcionamiento del cir cuito en el que se utilice la cerámica. Así, suponiendo un coeficiente de temperatura de 80 ppm/°C en una cerámica piezoeléctrica cuya frecuencia de resonancia sea de 452 kHz a 25 °C, la cual se hace trabajar a una temperatura ambiente de 50 °C, la variación de la frecuencia de resonancia será de: 80 Hz x (80 °C —28 °C") A fm = 452.000 Hz + -------- 1 ooo ooo Hz— =

4 5 2 '0 0 0

Hz +

° ’0 0 2

Hz =

4 5 2 -0 0 0 >0 0 2

Esto significa que se trata de un elemento muy estable y adecuado para ser utilizado c en etanas osciladoras.

3 78

Hz

Displays de cristal líquido

INTRODUCCIÓN Los displays de cristal líquido, también denominados LCD (del inglés Liquid Crystal Display), son unos visualizadores alfanuméricos y pictóricos muy utilizados en relojes digitales, calculadoras, teléfonos mó viles, cámaras de vídeo, Instrumentos electrónicos de medida, etc., y cuyas principales ventajas son; • • •

Baja tensión de alimentación (entre 1 y Flexibilidad de diseño. Posibilidad de multitud de colores.

8

V).

Una particularidad de los displays de cristal líquido es que no son elementos luminosos com o los displays LED, sino ópticos. Es decir, el cristal líquido no es productor de radiaciones luminosas, sino que para su visualización es necesario que sobre él incida la luz, por lo que no es posible la lectu ra del mismo en la oscuridad, siendo necesaria la ayuda de una fuente de luz externa, por ejemplo la de una pequeña bombilla que los ilumine.

18.1 Tipos de LCD. a) Versión reflectiva. b) Versión transmisiva, c) Versión transreflectiva.

De acuerdo con esto último que se acaba de exponer, los displays de cristal líquido se pueden agrupar en: •

•

•

LCD reflectores, en los que los símbolos se hacen visibles por la incidencia sobre ellos de los rayos luminosos procedentes de una fuente exterior como, por ejemplo, la luz solar du rante el día y uno o varios LED en la oscuridad (figura 18.1a). LCD transmisores, los cuales son transparentes y hacen visibles sus símbolos al ser ilumi nados por la parte posterior, con ayuda de, por ejemplo, una pequeña bombilla o unos LED (figura 18.1b). LCD transreflectores, en los que se aprovecha tanto la luz incidente frontal com o la proce dente de una fuente luminosa posterior, es decir, se trata de una combinación de los dos ti pos anteriores (figura 18.1c).

379


18.2 Con los LCD se pueden obtener no sólo caracteres alfanuméricos, sino también indicadores de barras, figuras pictóricas, textos completos, etc.

■ ■

En la figura 18.2 se han dibujado algunos de los m uchos displays alfanum éricos, p ictó ri cos, etc. Los LCD son muy planos, lo que permite miniaturizar considerablemente los aparatos en los que se dispongan. Ésta es otra gran ventaja de estos dispositivos en comparación con los displays LED, cuyos dados ocupan mayor volumen.

CRISTALES LÍQUIDOS Los cristales líquidos son, en su mayoría, compuestos orgánicos que tienen moléculas alargadas. Estas sustancias pueden tomar un estado en el cual presentan simultáneamente propiedades de sólido y de líquido. Como cualquier liquido, es un fluido cuyas moléculas tienen gran libertad de movimiento; como sólido cristalino sus moléculas retienen un cierto grado de ordenación. Generalmente permanecen orientados en una dirección preferida, pero también son libres de gi rar alrededor de sus largos ejes e incluso de intercambiar posiciones. Para que estas sustancias orgánicas se encuentren en ese estado cristal-líquido parcialmente ordenado, han de trabajar entre unas temperaturas bien definidas: la temperatura de transición só lido-líquido (punto de fusión) y la temperatura a la cual el líquido se hace totalmente desordenado. Entre estos dos límites de temperatura los ejes de las moléculas poseen una orientación preferida, conocida com o director del cristal líquido. Según la disposición de las moléculas del cristal líquido, éstos se clasifican en nemátlcos, esméctlcos y colestéricos. En la estructura esm éctlca las m oléculas de cristal líquido están dispuestas en capas, con el director u orientación preferida perpendicular al plano de las capas (figura 18.3). En esta estruc tura las moléculas pueden moverse dentro del plano de las capas siempre que su orientación siga siendo la misma.

18.3 Estructura esmética de las moléculas de un cristal líquido. 380

DISPLAYS DE CRISTAL LÍQUIDO

18.4 Estructura nemática de las moléculas de un cristal líquido.

En la estructura nemática las moléculas están dispuestas igualmente con los directores parale los entre sí, pero no posee capas (figura 18.4). En esta estructura las moléculas pueden moverse dentro de la masa del líquido y sólo la orientación está limitada. En la estructura colestérica también existen las capas, pero el director es aquí paralelo a las ca pas y ligeramente girado entre capas adyacentes, formando una imagen helicoidal normal a los pla nos de las capas (figura 18.5). En esta estructura la orientación también está limitada y las moléculas pueden moverse libremente por la masa del líquido.

V

i '

18.5 Estructura colestérica de las moléculas de un cristal líquido.

Debido a que las moléculas de un cristal líquido son alargadas y poseen una estructura orde nada, sus propiedades físicas son anisótropas, es decir, varían según ia dirección en que son exa minadas. Estas propiedades anisótropas hacen referencia al factor dieléctrico (que puede ser posi tivo o negativo) y al índice de refracción (que siempre es positivo). Dopando adecuadamente un cristal líquido, también se obtiene una conductancia anisotrópica. En este último caso, aplicando un campo eléctrico a un cristal líquido, se inducen en él cargas espaciales.

Cristales líquidos de dispersión dinámica y giratoria Sea un cristal líquido de estructura nemática, com o el de la figura 18.4, el cual se ha dopado para hacerlo más conductor, y tiene anisotropía dieléctrica negativa y anisotropía de conductan cia positiva. Si este cristal se coloca entre dos electrodos transparentes paralelos, cuyas superficies han sido tratadas para determinar la alineación del cristal líquido inmediatamente adyacente a ellas, la orien tación del director permanece uniforme a través de la capa de cristal líquido, debido a las fuerzas de alineación entre las moléculas (figura 18.6). El espesor de este cristal líquido es extremadamen te pequeño, del orden de las 1 0 pm. Los electrodos, de óxido de Indio y estaño, y las placas de vidrio han de ser transparentes, de forma que tanto unos como otras permitan el paso de la luz a través de la célula, en una dirección paralela a la del campo eléctrico aplicado entre electrodos. La alineación del director de las moléculas del cristal liquido es pues paralela a la superficie de los electrodos, tal y como se aprecia en la figura 18.6. Esta alineación recibe el nombre de alinea ción planar, y la perpendicular a la superficie de los electrodos se conoce como hemeotrópica. Veamos ahora qué sucede si entre los electrodos de la figura 18.6 se aplica una tensión alterna de BF, de valor eficaz V.

381


18.6 Constitución básica de una célula de LCD.

Placa de vidrio

Electrodo

-

Espaciador

Espaciador

— —

Cristal líquido

Electrodo

Placa de vidrio

En este caso, se induce en ei cristal líquido un flujo periódico (o dominios de Williams) cuando la tensión alcanza un cierto valor l/th, denominado de umbral óptico. En la práctica la tensión aplicada entre los electrodos de un cristal líquido es alterna de BF, ya que la tensión continua conduce siempre al deterioro del LCD. Como consecuencia del campo eléctrico aplicado, se inducen en las moléculas unas cargas eléctricas que hacen modificar la posición de éstas, puesto que cargas del mismo signo se repelen y de signo opuesto se atraen (figura 18.7). Esta perturbación de la estructura nemática de un cris tal líquido es debida a su anisotropía de conductancia positiva.

18.7 Al aplicar una tensión Vm entre los electrodos de un cristal líquido, la estructura del cristal sufre una deformación debida a la formación de cargas eléctricas en sus moléculas.

Si la tensión aplicada entre electrodos del cristal líquido aumenta por encima del nivel de umbral óptico Vjh, las fuerzas estabilizadoras son debidas a la anisotropía de conductancia negativa, por lo que el movimiento turbulento de las moléculas queda establecido. Aumentando la tensión aún más, la turbulencia produce grandes variaciones locales en el índi ce de refracción, con lo que cualquier luz que incida sobre la superficie del cristal líquido queda d is persada y, con ello, el aspecto de la capa adopta una transparencia lechosa, haciéndose perceptible al ojo humano. Antes hemos dicho que la tensión de umbral óptico \/th ha de ser alterna para evitar deterioros en ei cristal líquido. Ahora cabe añadir que la producción de dominios de Williams depende de la frecuencia de la tensión alterna aplicada. Teóricamente, a la frecuencia de corte fc, la tensión de umbral óptico l/,h aumenta a infinito. En la práctica, sin embargo, fc (que es la frecuencia de relajación de las cargas espaciales y es función de la viscosidad y de la anisotropía dieléctrica del cristal líquido) separa las regiones de conducción y las regiones dieléctricas correspondientes a la característica del cristal líquido. En la figura 18.8 se ha dibujado la curva característica t/,h = f ( f ) de un cristal líquido. En ella se puede observar cómo, al aumentar la frecuencia, la tensión de umbral óptico ( l/J ha de ser mayor para producir los dominios de Williams. Por encima de la frecuencia de corte fc se produce un tipo diferente de turbulencia de dispersión de la luz. En la figura 18.9 se ha dibujado la curva característica que relaciona la tensión aplicada al cristal líquido con la dispersión de la luz incidente sobre él. En ella se han señalado dos valores de tensión:

382

DISPLAYS DE CRISTAL ÜQUIDO

fc (kHz) 18.8 Curva característica Vlh = f(f), para dispersión dinámica de un cristal líquido.

18.9 Curva característica del porcentaje de dispersión de luz incidente sobre un cristal líquido en función de la tensión aplicada.

el ya expuesto de umbral óptico 1/ th y la tensión t/go% bajo cuyo valor la dispersión de la luz alcanza el 90 % de su valor máximo. La modificación de la posición de las moléculas de un cristal líquido no es, lógicamente, instan tánea, sino que precisa de un cierto tiempo fon para alcanzar el 90 % de dispersión después de apli car una tensión algo superior a t/90%. Ello queda reflejado en la figura 18.10, donde se observa que el tiempo fon se divide en dos partes: el tiempo de detención td y el tiempo de subida tr.

18.10 Tiempos de subida tr y de bajada tofí de un cristai líquido al aplicarle y eliminarle, respectivamente, una tensión eléctrica.

El tiempo de detención es el tiempo que transcurre para que la dispersión alcance el 10 % de su valor máximo, mientras que el tiempo de subida es el que debe transcurrir para que la disper sión suba del 10 al 90 %. Al dejar de aplicar tensión entre los electrodos de un cristal líquido, sus moléculas no regresan Instantáneamente a su posición director, sino que lo hacen en un cierto tiempo toif o tiempo de b a jada, definido como el tiempo que transcurre para que la dispersión descienda al 1 0 % de su valor máximo. Como orientación diremos que los valores típicos de fr y fotf son de unos 100 ms. Todo lo expuesto a lo largo de este apartado hace referencia a los cristales líquidos de disper sión dinámica, existiendo otros cristales en los que la dispersión es giratoria, tal y como se expone a continuación. En los displays nemáticos giratorios, el cristal líquido también está situado entre electrodos para reforzar la alineación de las moléculas según el director. Sin embargo, éste puede girar 90° entre un electrodo y otro.

383


Haciendo incidir un flujo luminoso polarizado paralelamente a la alineación del director en un electrodo, el plano de polarización sigue la alineación del director a través del cristal líquido, y gira hasta 90° cuando la luz pasa de un electrodo a otro. Al igual que en el caso anterior, existe una tensión de umbral óptico Vjh, cuyo valor es de 1 V, y una tensión l/90%, en el que se obtiene el 90 % de dispersión de la luz incidente, y cuyo valor es de 2 V. Al aplicar una tensión superior a 1/th entre los electrodos de un cristal líquido nemático giratorio, el director gira hasta tomar una posición paralela a la dirección del campo eléctrico. En este caso no hay rotación y el plano de polarización de la luz que atraviesa la célula no queda afectado. El tiempo de subida ír en este tipo de cristal liquido es, aproximadamente, la mitad que en el de dispersión dinámica, es decir, unos 50 ms; sin embargo, el tiempo de bajada es aproximadamente el doble (unos 2 0 0 ms). La principal diferencia entre un LCD de dispersión dinámica y otro giratorio, se encuentra en que en los primeros el funcionamiento está basado en una combinación de los efectos de campo y de conducción, mientras que en los segundos el funcionamiento se debe únicamente al efecto de cam po; por lo que los visualizadores de cristal líquido nemáticos giratorios trabajan con menores tensio nes y mayores resistividades, siendo su consumo de energía menor. Los displays de dispersión dinámica no necesitan filtros polarizadores de luz, mientras que los giratorios sí. Sin embargo, los de dispersión dinámica necesitan un espejo detrás de ellos. En la tabla 18.1 se comparan las características principales de estos dos tipos de LCD.

Característica .

Tabla 18.1 Características principales de los displays de cristal líquido.

LCD de dispersión

LCD nemático

;

Tensión de umbral

dinámica

giratorio

Óptico (t/.h)

6

V

1V

Tensión 1/^%

15 V

2V

Rigor de umbral

razonable

bueno

Tiempo de subida fon

100

ms

50 ms

Tiempo de bajada íotf

10 0

ms

200

Conductividad

2

Polarizador

no

x lO ^ S /c m 2

ms

2 x 10"7 S/cm 2 sí

FORMA CONSTRUCTIVA DE UN LCD En la figura 18.11 se ha dibujado el despiezo de un display de cristal líquido nemático giratorio; el de dispersión dinámica es similar aunque más simple, ya que no precisa de polarizadores. Consta de diferentes elementos, cuyas funciones se exponen a continuación. El primer elemento del LCD, situado en la parte frontal, es un polarizador. Éste tiene varias fun ciones que cumplir, tales como la de proporcionar a la célula una buena rigidez mecánica, proteger al cristal líquido de contaminación, evitar que se evapore y servir como elemento fiable y plano al electrodo del visualizador que se dispone detrás. Com o material para la fabricación de este polarizador se utiliza el vidrio, ya que es un m ate rial estable, rígido, inerte, insoluble, impermeable y transparente a la luz visible, reflejando o absor-

384

DISPLAYS DE CRISTAL LIQUIDO

18.11 Despiezo de un LCD nemático giratorio.

Espaciador

Superficies alineadoras

Polarizador frontal (analizador) , Electrodo visuahzador Superficie reflectora

Placa frontal

biendo gran parte de la luz ultravioleta, la cual podría provocar la disociación fotoquím ica del cris tal liquido. El espesor del polarizador de vidrio ha de estar comprendido entre 10 y 20 pin. Detrás del polarizador se dispone una placa con uno de los electrodos del dispiay, el cual nor malmente tiene forma de 8 para los displays numéricos, y otras formas para los pictóricos. La forma de este electrodo puede ser cualquiera, capaz de representar números y/o letras o figuras. El electrodo debe ser transparente, de forma que permita la visualización de las moléculas del cristal líquido cuando cambien de posición, para lo cual se utilizan capas de óxido de indio y estaño. El electrodo se deposita en la cara posterior del polarizador de vidrio, mediante vaporización de una capa de óxido, y luego grabando la forma que se desee mediante resinas fotosensibles o más caras impresas. El espesor del electrodo es de tan sólo 20 .um, siendo su transparencia, con respecto al vidrio, del 100 % a una longitud de onda de 550 nm, que es la longitud de onda de máxima sensibilidad del ojo humano, por lo que apenas si se detecta su presencia por transparencia. Al electrodo se le aplica luego una fina capa aislante, y la superficie interna de la capa frontal es tratada para obtener la orientación necesaria del director. La capa aislante tiene por finalidad prolongar la vida del dispiay y simplificar su utilización en el caso de LCD nemáticos giratorios. Bloquea el paso de la corriente continua y evita con ello la des composición electrolítica del cristal liquido. Detrás de la placa frontal se disponen ¡os espaciadores, los cuales forman las paredes superior, inferior y laterales de la célula. Este espaciador ha de ser muy delgado, por lo que se fabrican de un polímero termoplástico, que tiene la particularidad de ser adhesivo por compresión en caliente. En otros casos se utilizan espaciadores de vidrios termoestables cargados, de grosor adecuado, los cuales se adhieren a la placa frontal mediante resinas. Dado que el sellado ha de hacerse en caliente, y que el cristal líquido no soporta temperaturas superiores a los 150 °C, antes de disponer el cristal liquido se coloca la placa posterior, la cual con tiene el electrodo posterior (figura 18.11). El espaciador se adhiere a la placa posterior por los mismos procedimientos ya expuestos, for mándose asi una caja cerrada, en la que sólo existe un pequeño onficio por el que se efectúa el lle nado con cristal liquido mediante una combinación de la acción de vacío y de capilaridad. Una vez llenado el dispiay con cristal líquido, se cierra el pequeño orificio con un punto de sol dadura de baja temperatura de fusión. En el caso de LCD nemático giratorio, el electrodo posterior se deposita en la cara de la placa posterior que hace contacto con el cristal líquido, y que debe ser transparente, ya que si la célula es observada con luz transmitida, ésta debe pasar a través del filtro polarizador y atravesar el elec trodo posterior. En el caso de LCD de dispersión dinámica, en los que su observación es con luz reflejada, el electrodo posterior puede estar fabricado con un material reflector. Un electrodo reflector se fabri-

385


ca con una capa de aluminio, oro o níquel, depositada al vacío, o mediante técnicas de rociado de alta frecuencia, sobre la placa posterior. Detrás de la placa posterior se dispone un polarizador, cuyas características son ¡guales a las del frontal. Finalmente, detrás del polarizador posterior se dispone una superficie reflectora que distribuye la luz uniformemente. Algunos LCD disponen también de lentes y filtros de color. Una posibilidad atractiva es la utilización de filtros de polarización coloreados, los cuales funcio nan por transmisión de luz, obteniéndose brillantes cambios de color.

ILUMINACIÓN DE UN LCD Normalmente los LCD se iluminan mediante luz ambiente, ya sea luz solar o eléctrica, la cual inci de sobre la superficie frontal del dlsplay y es reflejada mediante una superficie difusa o un espejo si tuado en la parte posterior de éste. Una segunda alternativa, utilizada para la visualizaclón de los caracteres del display en la oscu ridad, consiste en disponer, en su parte posterior, una superficie parcialmente reflectora, la cual re fleja la luz ambiente cuando ésta se halla presente, y deja pasar la luz procedente de una pequeña lamparita incandescente o de uno o varios LED, que se añaden al display, los cuales se encienden de forma permanente, o mediante un interruptor, siempre que se desee efectuar la lectura en la o s curidad, tal y com o se hace en los teléfonos móviles. La iluminación de un display de cristal líquido con LED Interno puede llevarse a cabo de cual quiera de las formas que se indican en la figura 18.12.

o -

18.12 Diversos procedimientos de iluminación artificial de un LCD. a) Con pantalla translúcida, b) Con LED oculto y caja de superficie mate, c) Con pantalla difusora enfrente del LCD.

/

a)

b)

c)

En la figura 18.12a la iluminación se lleva a cabo mediante uno o varios LED situados detrás del visualizados colocando entre éste y la lámpara una pantalla translúcida que deje pasar los rayos lu minosos. En la figura 18.12b se ha dispuesto detrás del visuallzador una caja de superficie mate, y en una de sus caras se sitúan los LED, de forma que queden ocultos a la vista del observador. Los rayos luminosos Iluminan la parte posterior del display, permitiendo la lectura de sus caracteres. En la figura 18.12c se ha dibujado un tercer sistema, consistente en disponer los LED detrás del vlsualizador, y en la parte anterior una pantalla difusora.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS LCD Para la elección correcta de un LCD, es preciso conocer una serie de características técnicas que pueden dividirse en tres grandes grupos: • • •

3 86

Eléctricas. Térmicas. Ópticas.


Las características eléctricas son, si duda, las más importantes para el profesional electrónico. Son las siguientes: • • • • • • • •

Tensión de umbral óptico. Tensión de excitación para un contraste del 90 %. Componente de corriente continua de la tensión de excitación. Tensión de excitación. Consumo de corriente. Tensión entre cualquier segmento y el electrodo posterior. Frecuencia de funcionamiento. Capacidad con todos los elementos conectados.

Las características térmicas son dos: • •

El margen de temperatura de funcionamiento. El margen de temperatura de almacenamiento.

Respecto a las características ópticas, deben ser consideradas las siguientes: • • •

Relación de contraste. Tiempos de respuesta. Ángulo de observación entre puntos de contraste del 50 %.

Veamos el significado de cada una de estas características, teniendo en cuenta que algunas de ellas, las más importantes, ya han sido tratadas en páginas anteriores.

Tensión de umbral óptico La tensión de umbral óptico (l/m) es el valor eficaz de tensión bajo el cual se inicia la visualización de los caracteres del display. Dado que este inicio de visualización no depende únicamente de la tensión, sino también de la frecuencia, los fabricantes de LCD indican en sus catálogos el valor eficaz de V.h a una frecuencia de 50 Hz. Como orientación, diremos que en un LCD para reloj digital el valor de Vth es de 1 ,8 V eficaces a 50 Hz.

Tensión de excitación para un contraste del 90 % Este parámetro ha sido definido con todo detalle en páginas anteriores, por lo que remitimos al lec tor a ellas. En este apartado sólo diremos que su valor es. lógicamente, superior al de VIh, y que, al igual que aquél, se da en voltios eficaces. Los fabricantes indican en sus catálogos el valor eficaz de tensión mínimo para obtener el 90 % del contraste; así, por ejemplo, el LCD nemático rotatorio modelo F331LX de P alcanza un contraste del 90 % con una tensión eficaz superior a 3 V. h il ip s

Componente de corriente continua de la tensión de excitación La tensión que debe aplicarse a un LCD ha de ser alterna; sin embargo, es admisible la presencia de una componente continua, cuyo valor no debe ser sobrepasado, y que es indicado por los fa bricantes. Este valor suele ser de, aproximadamente, 1 V.

Tensión de excitación Para un contraste del 90 % se necesita una tensión mínima entre electrodos de LCD. El valor de la tensión de excitación hace referencia a un contraste por encima del 90 %, a una frecuencia determinada de onda cuadrada. Este valor suele ser facilitado por los fabricantes para una frecuencia dada, e indican el valor de la tensión de excitación mínima, típica y máxima.

387


Así, el display del cristal líquido modelo F331LX de P hilips posee los siguientes valores de ten sión de excitación a 32 Hz con onda cuadrada: 3 V eficaces mínimo, 5 V eficaces típico y 15 V efi caces máximo. Al diseñar un circuito con LCD se debe tener especial cuidado en no sobrepasar el valor máxi mo, por lo que se toma como referencia el valor típico.

Consumo de corriente El consumo de corriente de un LCD es pequeñísimo, resultando un dispositivo idóneo para su uso en aparatos alimentados por pilas o acumuladores de pequeña capacidad. Los fabricantes de LCD indican el consumo de corriente para una tensión de excitación típica, y a una frecuencia determinada. Por ejemplo, alimentado con 5 V eficaces de tensión de excitación y 50 Hz, el consumo de un LCD es de unos 5 ¡iA.

Tensión entre cualquier segmento y el electrodo posterior Los displays de cristal líquido tienen, com o cualquier componente, un límite de tensión, sobrepa sado el cual pueden resultar deteriorados. Resulta por ello importante conocer este valor, el cual hace referencia al valor máximo entre pico y pico de la tensión alterna aplicada. Téngase presente que los otros valores de tensión citados hacen referencia a valores eficaces, por lo que el valor de pico a pico es superior. Como ejemplo, diremos que el LCD modelo F331 LX de P soporta una tensión máxima de pico a pico de 30 V entre los electrodos de sus segmentos y el electrodo posterior. h il ip s

Frecuencia de funcionamiento La tensión que se aplica a un display debe ser alterna, normalmente con forma de onda cuadrada. Sin embargo, existen dos problemas que deben considerarse: por debajo de 32 Hz se observa par padeo, debido a que el ojo humano no retiene las Imágenes por debajo de esta frecuencia; por en cima de 100 Hz el consumo de potencia aumenta considerablemente. De todo esto se deduce que aunque un LCD puede trabajar entre 32 Hz y 10 kHz, se aconse ja una frecuencia de funcionamiento de 50 Hz y no superar los 100 Hz.

Capacidad con todos los elementos conectados Los electrodos de un LCD forman una capacidad entre ellos, la cual resulta conveniente conocer en algunos casos, pues puede afectar a otras partes del circuito. Como ejemplo, diremos que la capacidad del LCD modelo F331LX de P hilips es de 1 ,5 nF, es tando todos los electrodos conectados.

Margen de tem peratura de funcionamiento Dado que las moléculas de un cristal líquido poseen propiedades de variación de dirección entre dos temperaturas extremas, una inferior y otra superior, éstas no deben sobrepasarse durante el funcionamiento. Temperaturas normales de funcionamiento son las comprendidas entre -1 0 °C y +60 °C.

Margen de tem peratura de almacenamiento Los LCD deben almacenarse en locales cuya temperatura ambiente no sobrepase ciertos valores extremos, que suelen ser unos 10 °C por debajo y por encima de las temperaturas límites de fun cionamiento, es decir, entre -2 0 °C y +70 °C.

Relación de contraste El contraste se define como la relación entre la luminancla del elemento conectado y la del ele mento desconectado. Sin embargo, esta medida debe ser considerada con precaución, ya que el ojo humano aprecia diferencias de contraste según la luminancla de las superficies comparadas y según el ángulo de visualización. Las relaciones de contraste normales son de 20:1.

388


Ángulo de observación entre puntos de contraste del 50 % El contraste observado en un LCD depende, como se ha dicho, del ángulo de observación con res pecto a la superficie del display y a la orientación del director. De acuerdo con ello, son dos los planos de observación (figura 18.13).

18.13 El ángulo de observación de un LCD depende de tres planos con respecto al director.

Los fabricantes facilitan en sus catálogos unos diagramas polares que relacionan el contraste con el ángulo de observación, tal y como se muestra en las figuras 18.14 y 18.15.

Ángulo de visión

Ángulo de visión

100 contraste (%)

contraste

50

■

18.14 Variación del contraste según el ángulo de observación dentro del plano IX y para dos tensiones dadas.

18.15 Variación del contraste según el ángulo de observación dentro del plano ZY y para dos tensiones dadas.

Además, y teniendo en cuenta que la relación de contraste depende de la tensión aplicada, es tos diagramas polares se dibujan con dos curvas: una a la tensión l/, (línea continua) y otra a una tensión menor V2 (línea de trazos). En las citadas figuras se observa la existencia de una asimetría, que se hace más pronunciada a tensiones bajas, y la cual no puede ser evitada por el diseño del display. De las figuras 18.14 y 18.15 se desprende que el máximo contraste, del 100 %, se obtiene en la vertical del display, reduciéndose a medida que nos acercamos a los ejes X e Y de la figura 18.13. Con ángulos por encima de unos 50° el contraste es nulo. En ocasiones, los fabricantes de LCD indican en sus catálogos el ángulo de observación para apreciar un contraste del 50 %.

Tiempos de respuesta Los tiempos de respuesta de un LCD se han definido y estudiado en páginas anteriores y en la fi gura 18.10, por lo que a ellas remitimos al lector interesado.

389


CONEXIÓN DE LOS LCD Los diferentes electrodos que forman los caracteres de un LCD se conectan a los terminales me diante hilos de conexión dispuestos como se indica en la figufa 18.16. Esta disposición de las conexiones permite reducir el número de terminales.

_

^

Q

O

aUaUoUoU

18.16 Forma de conectar los segmentos de un LCD con multiplexado de dos líneas.

flDQDnnopnnnnnnnd

Efectivamente, en la figura 18.16 se puede comprobar que cada dígito está formado por siete segmentos, y com o el display consta de cuatro dígitos, se tiene un total de 28 segmentos más cua tro puntos decimales; sin embargo, el número de terminales es de tan sólo 18, es decir, cuatro por dígito más dos para los electrodos posteriores. El sistema, denominado de multiplexado de 2 líneas, consiste en disponer dos electrodos posterio res en lugar de uno, cuyas conexiones son las que se han indicado en la figura 18.17 con BE1 y BE2. Para que un segmento se haga visible es necesario aplicar una tensión entre él y el electrodo

BE1

HLf Mt

i

t a)

BE2

BE1

rUti i_ i

o

I b)

BE2

BE2

l o)

18.17 Formación de los dígitos en un LCD. a) Al aplicar tensión entre todos los electrodos anteriores y el posterior de la parte superior, b) Al aplicar tensión entre todos los electrodos anteriores y el posterior de la parte inferior, c) Al aplicar tensión entre algunos electrodos anteriores y los dos posteriores.

posterior a él, por lo que cada uno de los cuatro terminales correspondientes a los electrodos de los segmentos gobierna a dos de ellos: un segmento de la parte superior y otro de la parte inferior, pero sólo se harán visibles ambos segmentos si se aplica tensión a los dos electrodos posteriores simultáneamente. Veamos, con ayuda de la figura 18.17, todo esto que se acaba de exponer. En la figura 18.17a se ha aplicado tensión entre el electrodo posterior superior BE1 y todos los segmentos, por lo que se hacen visibles los cuatro segmentos superiores del dígito; los inferiores no se hacen visibles ya que al electrodo posterior inferior BE2 no se le ha aplicado tensión alguna. En la figura 18.17b se aplica tensión entre todos los segmentos y el electrodo posterior inferior BE2, por lo que se hacen visibles los tres segmentos inferiores del dígito más la coma decimal. En la figura 18.17c se ha aplicado tensión entre algunos de los segmentos y los dos electrodos posteriores, por lo que se hacen visibles aquellos segmentos a los que se aplica tensión, form an do, en el ejemplo de la figura 18.17c, la cifra 3. Teniendo en cuenta que cada segmento se identifica mediante una letra (figura 18.18) y que cada par de segmentos está interconectado entre sí a un único terminal, numerando los terminales de izquierda a derecha se tiene:

390


Terminal 1 = Terminal 2 = Terminal 3 = Terminal 4 = Terminal 5 = Terminal 6 =

Electrodo posterior superior BE1 a- h f- e g - d b - c Electrodo posterior Inferior BE2

18.18 Cada segmento de un LCD se identifica por una letra.

Este sistema de multiplexado exige, sin embargo, un excitador decodificador, de forma que los electrodos BE1 y BE2 no reciban tensión simultáneamente, sino alternándose, ya que de lo con trario no es posible visualizar algunas cifras. Efectivamente, supongamos que se desee visualizar el número 2. En este caso deben hacerse visibles los segmentos a, b, g, e y d (figura 18.18), pero si se aplica tensión entre estos segmentos y BE1 y BÉ2, aparece el número 8 , por estar f conectado a e, y c conectado a b. Si se aplica alternativamente tensión a BE1 y BE2 con respecto a ciertos segmentos, según el siguiente código: • •

l . e: tiempo. Tensión entre BE1 y a, ó, y g (terminales 2, 4 y 5), visualizándose los segmentos que se indican en la figura 18.19a. 2.° tiempo. Tensión entre BE2 y e y d (terminales 3 y 4), visualizándose los segmentos que se pueden ver en la figura 18.19b.

BE2

Ai d

BE1

1

1

a)

BE2

BE1

BE2

T

1

1

i

b)

i o

1 t

C)

18.19 Forma de visualizar el dígito 2 en un LCD.

y esta operación se realiza con la suficiente velocidad, el poder de retención de imágenes del ojo humano permite que, aparentemente, quede visualizado el número 2 (figura 18.19c). El sistema de excitación-codificación se realiza con un IC, siendo su estudio ajeno a los fines de este tomo de la enciclopedia. En el caso de LCD alfanuméricos, capaces de visualizar cualquier letra del alfabeto y cualquier número, se precisa un mayor número de terminales (figura 18.20).

391


18.20 Forma de conectar los segmentos de un LCD alfanumérico con multiplexado de dos líneas.

m I Elementos asociados con BE1 ! □ Elementos asociados con BE2

En este caso son 14 los segmentos unidos por parejas, más dos electrodos posteriores BE1 y BE2, lo que hace un total de nueve terminales por dígito, que deben excitarse de forma similar a la anteriormente expuesta. Además del sistema de multiplexado descrito, el cual reduce el número de conexiones, también se fabrican LCD con excitación estática, en los que a cada segmento le corresponde un terminal y sólo se tiene un electrodo posterior. El sistema de excitación binario es en todo idéntico al de los displays con LED, con la salvedad de utilizar corrientes alternas para la excitación en lugar de corriente continua. Para finalizar diremos que la distancia entre terminales de conexión está normalizada en 2,54 mm y 1,27 mm.

392

Abreviaturas

AV BF c.a. CAF CMOS

Average Valué. Valor medio. Baja frecuencia. Corriente alterna. Control automático de frecuencia. Complementary Metal-Oxide-Semiconductor. Sem iconductor complementario de óxido metálico. D Drain. Drenador (salida). d.d.p. Diferencia de potencial. DIL Dual In Une. En doble línea. DTL Diode Transistor Logic. Lógica con diodo y transistor. ECL Emitter Coupled Logic. Lógica acoplada por emisor. F Forward. Sentido directo. Fuerza electromotriz. f.e.m. Fl Frecuencia intermedia. FM Frecuencia modulada. G Gafe. Puerta. GND Ground. Masa. H High. Alto (nivel alto). HILL High Level Logic. Lógica de alto nivel. IC Integrated Circuit. Circuito integrado. IEC International Electrotechnical Commission. Comisión Electrotécnica Internacional. IGFET Insulated Gate Field Effect Transistor. Transistor de efecto de campo con puerta aislada. l2L Integrated Injection Logic. Lógica de inyección integrada. JFET Junction Field Effect Transistor. Transistor uniunión de efecto de campo. L Low. Bajo (nivel bajo). Ceramic Leadless Chip Carrier. Cápsula LCC cerámica chip carrier. LCD Liquid Crystal Display. Display de cristal líquido. LDR Light Dependent Resistor. Resistencia dependiente de la luz. LED Light Emitter Diode. Diodo emisor de luz. Large Scale Integration. Integración a gran LSI escala. LOCMOS Local Oxydation Complementary Metal Oxide Semiconductor.

MAT MOS

Muy Alta Tensión Metal- Oxide-Semiconductor. Metal -óxido semiconductor. MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor. Transistor de efecto de campo de metal-óxido-semiconductor. MSI Médium Scale Integration. Integración a escala media. N Cristal donador. Nega tive Metal- Oxide-Semiconductor. NMOS NTC Negative Temperature Coefficient. Coeficiente de temperatura negativo. OM Onda Media. Cristal aceptador. P PCB Printed Circuit Board. Tarjeta de circuito impreso. Plástic Leaded Chip Carrier. Cápsula de PLCC plástico chip carrier. PMOS Positive Metal- Oxide-Semiconductor. PTC Positive Temperature Coefficient. Coeficiente de temperatura positivo. QIL Ouadruple In Une. En cuádruple línea. R Reverse. Sentido inverso. RF Radiofrecuencia. Root Mean Square Valué. Valor eficaz. RMS ROP Radiated Output Power. Potencia de radiación de salida. RTL Resistor Transistor Logic. Lógica con resistencia y transistor. Source. Surtidor (fuente o admisión). S SMD Surface M ount Device. Dispositivo para montaje superficial. SMT Surface M ounted Technology. Tecnología de montaje en superficie. SO Small Outline. Pequeño perfil. SOAR Safe Operating Area. Area de funcionamiento de seguridad. SOI Silicon On Insulator. Silicio sobre aislante. SOSMOS Silicon On Sapphire Metal Oxide Semiconductor. SSI Small Scale Integration. Integración a pequeña escala.

393


TTL UHF

veo

394

Transistor Transistor Logic. Lógica con transistor-transistor. Ultra High Frecuency. Ultra alta frecuencia. Voltage Control Oscilator. Oscilador controlado por tensión.

VDR VHF VSLI

Voltage Dependent Resistor. Resistencia dependiente de la tensión. Very High Frecuency. Muy alta frecuencia. Very Large Scale Integration. Integración a muy alta escala.

índice

Capítulo 1 Conductores y circuitos impresos Introducción Clasificación de los conductores Hilos y cables conductores Características técnicas de los conductores Resistencia eléctrica Resistividad eléctrica Conductividad eléctrica Densidad de corriente Resistencia en alta frecuencia Resistencia de aislamiento Rigidez dieléctrica Constante dieléctrica Inflamabilidad Temperatura de seguridad Resistencia al ozono Resistencia a la luz solar Materiales utilizados en la fabricación de hilos y cables para electrónica Cobre electrolítico Cobre recocido Cobre duro telefónico Polietileno Polietileno reticulado Policloruro de vinilo Politetrafluoretileno Identificación de los conductores Circuitos impresos Tipos de placa base para circuitos impresos Fabricación de circuitos impresos M étodo offset Método de serigrafía Método fotomecánico Método artesano Cálculo de las pistas de cobre Circuitos impresos multicapa Cables para radiofrecuencia Velocidad de propagación Resistencia óhmica Pérdidas en el dieléctrico Impedancia característica

7 7 7 11

11 12 12

13 13 13 14 15 15 15 15 16 16 16 16 16 16 17 17 17 18 18 19

20

20 21

22 22 22 23 23 24 25 25 25

Capacidad nominal Tensión máxima de servicio Temperatura límite de cubierta Cables simétricos Cinta plana bifilar Cinta oval bifilar Tubo bifilar Cable bifilar apantallado Cables coaxiales

25 25 25 26 26 27 27 27 28

Capítulo 2 Conectores Introducción Termínales Clavija banana Jack Conectores para altavoces DIN 41529 Conectores bipolares para conexión a la red Conectores multipolares circulares (DIN) Conectores para circuitos impresos Euroconector (SCART) Contactos del euroconector Conectores para radiofrecuencia

31 31 32 33 34 35 36 37 38 39 39

Capítulo 3 Resistencias Introducción Clasificación de las resistencias Resistencias de carbón aglomerado Resistencias de película de carbón Resistencias de película metálica Resistencias de película de cermet Resistencias bobinadas Resistencias bobinadas vitrificadas Resistencias sobre circuitos impresos Resistencias SMD miniatura de película metálica Resistencias SMD miniatura de película gruesa Redes de resistencias Características técnicas de las resistencias Potencia de disipación

45 45 45 46 47 47 48 49 49 50 50 51 52 52

395


Valor óhmico y tolerancia de las resistencias Estabilidad Tensión máxima de trabajo Coeficiente de tensión Resistencia crítica Tensión de ruido Temperatura máxima de trabajo Límites de frecuencia Coeficiente de temperatura Soldabilidad Almacenamiento Indicación del valor de una resistencia Elección de la resistencia adecuada

55 58 58 58 59 59 60 60 61 63 63 63

66

Capítulo 4 Resistencias ajustables y potenciómetros Introducción Resistencias ajustables Potenciómetros Clasificación de los potenciómetros Trimmers potenciométricos SMD Potenciómetros multivuelta Características técnicas de los potenciómetros Valor óhmico Potencia de disipación máxima Linealidad Resolución Coeficiente de temperatura Tensión máxima admisible Tolerancia Resistencia efectiva mínima Resistencia a la humedad Ángulo efectivo de rotación Variación del valor óhmico en función del ángulo de rotación Nivel de ruido Estabilidad Resistencia de aislamiento Par de accionamiento Par extremo Velocidad de accionamiento Comportamiento ante las vibraciones

67 67 69 69 72 72 73 74 74 75 75 75 76 77 77 77 78 78 79 79 79 79 79 80 80

Capítulo 5 Condensadores Introducción Clasificación de Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores Condensadores

396

los condensadores de mica de papel styroflex (poliestireno) de polipropileno de poliéster

81 81 81 82 84 85 85

Condensadores de policarbonato Condensadores de película plástica metalizada Condensadores cerámicos Condensadores de película de sulfuro de polifenileno (PPS) para montaje superficial Condensadores electrolíticos de aluminio Condensadores electrolíticos de tantalio Condensadores ajustables (trimmers) Características técnicas de los condensadores Valor capacitivo Tolerancia Tensión máxima de trabajo Tensión de prueba Corriente de carga Tangente de delta Coeficiente de temperatura Resistencia de aislamiento Inductancia parásita Frecuencia de resonancia propia Factor de potencia Indicación del valor de los condensadores Elección del condensador adecuado

85 85

86 89 90 92 93 95 95 95 97 98 98 99 101 103 104 104 104 105 105

Capítulo 6 Bobinas y ferritas Introducción Clasificación de las bobinas Fórmulas para el cálculo de una bobina Bobinas con núcleo de aire Bobinas con núcleo de plancha de hierro Bobinas con núcleo de ferrita Características técnicas de las bobinas Valor inductivo Tolerancia Variación de la inductancia Margen de frecuencias Resistencia de aislamiento Coeficiente de temperatura Factor de calidad Características constructivas de las ferritas Ferritas de manganeso-cinc Ferroxcube 3A Ferroxcube 3B Ferroxcube 3C Ferroxcube 3 D2 Ferroxcube 3E Ferritas de níquel-cinc Ferroxcube 4A Ferroxcube 4B Ferroxcube 4C Ferroxcube 4D Ferroxcube 4E Ferroxcube 4F

115 115 115 116 119 120 122 122 123 123 123 123 124 124 125 125 126 126 126 126 126 126 126 126 126 126 127 127

ÍNDICE

Ferroxcube 4H Características técnicas de las ferritas Peso específico Módulo de Young Coeficiente de dilatación lineal Resistencia a la tracción Resistencia a la compresión Calor específico Conductividad térmica Resistividad Constante dieléctrica Permeabilidad inicial Temperatura de Curie Coeficiente de temperatura Frecuencia de trabajo Inducción magnética Bobinas impresas

127 127 127 127 128 128 128 128 128 129 129 129 131 132 132 133 133

Capítulo 7 Transformadores y autotransformadores Introducción Principio de funcionamiento del transformador monofásico Fuerza electromotriz inducida Forma constructiva de los transformadores Autotransformadores Núcleos para transformadores Hilo de cobre Aislamientos Características técnicas de los transformadores Potencia nominal Pérdidas de potencia Rendimiento Tensión primaria y secundaria Calentamiento Ejemplos de transformadores utilizados en electrónica

135 135 138 139 141 143 149 150 151 151 152 153 153 154 155

Capítulo 8 Resistencias no lineales Introducción Resistencias VDR de carburo de silicio Características técnicas de las VDR Curva característica de una VDR Valor óhmico de una VDR Tensión máxima aplicable a una VDR Potencia de disipación de úna VDR Máxima intensidad de corriente no repetitiva Máxima energía Coeficiente de temperatura Capacitancia típica Varistores con óxidos metálicos

159 159 159 160 161 161 162 162 163 163 164 165

VDR de óxido de titanio VDR de óxido de cinc VDR asimétricas Código de identificación de las VDR Resistencias NTC Características técnicas de las resistencias NTC Característica resistencia-temperatura Característica tensión-corriente Tiempo de recuperación Estabilidad Valor óhmico Tolerancia Constante de disipación y potencia de disipación máxima Margen de temperaturas Código de identificación de las resistencias NTC Elección del tipo de resistencia NTC adecuada Resistencias PTC Características técnicas de las resistencias PTC Característica resistencia-temperatura Característica tensión-corriente de una resistencia PTC Factor de disipación Temperatura de conmutación Coeficiente de temperatura Margen de temperatura de trabajo Constante de tiempo térmico Máxima tensión admisible Código de identificación de las resistencias PTC Resistencias LDR Características técnicas de las LDR Curva característica de la resistencia de una LDR en función de la iluminación Respuesta espectral de una LDR Dependencia de la temperatura de una LDR Tiempo de recuperación de una LDR Tolerancias de una LDR Tensión admisible en una LDR Potencia dé disipación de una LDR Ruido de una LDR Capacidad parásita de una LDR Comparación entre las diferentes LDR

166 166 166 167 168 170 170 171 173 174 174 174 175 175 175 176 176 177 178 179 180 182 182 183 183 183 184 184 185 185 186 187 187 188 188 188 189 189 189

Capítulo 9 Diodos rectificadores Introducción El germanio El silicio Cristal N Cristal P Diodo de unión Diodo de punta de contacto Cápsulas para diodos semiconductores

191 191 192 192 193 194 196 196

397


Ánodo y cátodo de un diodo rectificador Puentes rectificadores Características técnicas de los diodos semiconductores Símbolos literales para diodos semiconductores Curva característica de un diodo semiconductor Diodos de silicio de recuperación rápida Capacidad de un diodo Elección del diodo rectificador adecuado para un circuito Códigos de designación de los diodos rectificadores semiconductores

197 198

Cápsulas para diodos varicap y conmutadores de banda

199 199

Capítulo 12 Diodos emisores de luz

200 204 209 210 210

Capítulo 10 Diodos Zener Introducción Constitución de un diodo Zener Curva característica / F = f(Vf) de un diodo Zener Curva característica I 7 = f{V?) de un diodo Zener Efecto Zener y efecto avalancha Tensión de referencia Resistencia Zener Coeficiente de temperatura de un diodo Zener Sensibilidad térmica de un diodo Zener Corriente de funcionamiento de un diodo Zener Potencia de disipación en régimen estable de un diodo Zener Capacidad de un diodo Zener Ruido Elección del diodo Zener Código de identificación de los diodos Zener Cápsulas para diodos Zener

213 213 214 215 216 216 216 218 219 220

220 221

398

Introducción Constitución de un LED Displays de LED Características técnicas de los diodos emisores de luz Curva característica de la intensidad de corriente en función de la tensión directa Curva característica de la intensidad luminosa en función de la Intensidad de corriente directa Tensión inversa Potencia total de disipación Curva característica de la corriente directa en función de la temperatura Curva característica de la Intensidad luminosa en función de la temperatura ambiente Potencia de radiación de salida Curva característica de la potencia de pico de salida en función de la corriente directa en forma de impulsos Distribución espacial Código de identificación de los diodos emisores de luz y displays Cápsulas para LED y displays LED

235 235 238 240 241 242 243 243 243 243 244

245 245 247 247

222 222 223 223

Capítulo 11 Diodos varicap y conmutadores de banda Introducción Principio de funcionamiento de un diodo varicap Circuito equivalente de un diodo varicap Características técnicas de los diodos varicap Curva característica de la capacidad en función de la tensión inversa Curva característica de la corriente inversa en función de la temperatura Curva característica de la corriente inversa en función de la tensión inversa Curva característica del coeficiente de temperatura en función de la tensión inversa Relación de capacidad Elección de un diodo varicap Diodos conmutadores de banda Código de identificación de los diodos varicap

233

225 225 226 228 228 229 230 230 231 232 232 233

Capítulo 13 Transistores bipolares Introducción Uniones NPN y PNP Teoría de funcionamiento del transistor Transistor de puntas de contacto Transistor de unión Transistor por difusión planar Transistor homotaxial Transistor con base epitaxial Transistores mesa semiplanares Cápsulas para transistores Características técnicas de los transistores Curvas características de un transistor Curvas características de salida Resistencia de salida de un transistor Ganancia de corriente Tensión de codo Corriente residual Curvas características de transferencia Curvas características de entrada Resistencia de entrada del transistor Curvas características de reacción

249 249 250 253 253 255 255 255 256 256 262 264 265 266 268 270 271 272 274 275 276

ÍNDICE

Curva característica P,0, = f(Tgmb) Frecuencia de transición Otras curvas características del transistor Elección del transistor adecuado Códigos de designación de los transistores bipolares Código JEDEC (norteamericano) Código europeo antiguo Código Pro Electron Código JIS (japonés) Código complementario para indicar la ganancia del transistor

277 279 280 283 284 284 285 285 285 285

Capítulo 14 Transistores unipolares Introducción JFET Curvas características de un JFET Curva característica I 0 = f(VD¿) de un JFET Curva característica I D = f(-i/GS) de un JFET Curva característica I D = f(T) de un JFET Corriente de puerta Curva característica rús = f(-VGS) de un JFET Curva característica y fe = f { I D) de un JFET Curva característica C¡s = /(-VQS) de un JFET Curva característica Crs = f(Vas) de un JFET Curva característica CGS = f(VDS) de un JFET Curva característica P,ol = f(ramb) de un JFET Factor de ruido en un JFET MOSFET de acrecentamiento MOSFET de agotamiento Curva característica de salida de un MOSFET Curvas características de transferencia de un MOSFET Curva característica I D = f(RDS) de un MOSFET Potencia de disipación de los MOSFET Circuito equivalente de un MOSFET MOSFET de doble puerta Cápsulas para JFET y MOSFET Código de identificación de los JFET y MOSFET

287 287 290 290 291 292 293 294 295 295 296 297 297 298 299 302 302 303 305 306 306 307 308 311

Capítulo 15 Circuitos integrados Introducción Clasificación de los circuitos integrados según su tecnología de fabricación Clasificación de los circuitos integrados por su aplicación Clasificación de los circuitos integrados según el grado de integración Circuitos integrados monolíticos Transistor bipolar integrado

Transistor unipolar integrado Diodos integrados Resistencia integrada Condensador integrado Conexiones entre los componentes Integrados Transistor Darlington Circuitos integrados monolíticos aislados Circuitos integrados de película fina Circuitos integrados de película gruesa Familias de circuitos integrados digitales RTL (Resistor Transistor Logic) DTL (Diode Transistor Logic) TTL (Transistor Transistor Logic) TTL Standard TTL High Speed TTL Schottky TTL Low Power TTL Low Power Schottky TTL Advanced Low Power Schottky TTL Fairchild Advanced Schottky HILL (High Level Logic) ECL (Emitter Coupled Logic) CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor) l2L (Integrated Injection Logic) Características técnicas de los circuitos integrados digitales Corrientes Corriente de alimentación (Jcc) Corriente de entrada con nivel alto ( Í /H) Corriente de entrada con nivel bajo (I Corriente de entrada con tensión de entrada máxima (I ¡ ) Corriente de salida con nivel alto (J0H) Corriente de salida con nivel bajo (I OL) Corriente de cortocircuito de salida (1 ^ ) Potencia disipada (PD) Factores de carga (fan-in y fan-out) Tiempo de propagación Inmunidad al ruido Temperatura de trabajo Factor de calidad Cápsulas para circuitos integrados Código de designación para los circuitos integrados

317 319 319 320 320 321 322 322 324 324 325 325 326 326 326 327 328 328 329 329 330 330 330 332 332 332 333 333 333 334 334 334 334 334 335 335 336 338 339 339 344

313 314

Capítulo 16 Radiadores de calor

315

Introducción Calor Temperatura Transmisión del calor Resistencia térmica

315 316 316

349 349 349 349 350

399


Temperaturas en los semiconductores Resistencia térmica en los-semiconductores Curvas características térmicas impedancia térmica Clasificación de los radiadores Radiadores planos Radiadores inyectados Diseños constructivos de radiadores de calor Curvas características térmicas de un radiador Accesorios para el montaje de radiadores Arandelas aislantes Silicona

350 350 351 353 355 355 357 357 359 361 362 362

Capítulo 17 Cristales y cerámicas piezoeléctricas Introducción Cristal de cuarzo Circuito equivalente de un cristal de cuarzo Curva característica de un cristal de cuarzo Cortes X e Y en los cristales de cuarzo Corte AT Corte BT Corte CT Cortes DT, FT y ET Cerámicas piezoeléctricas Modos de vibración de las cerámicas piezoeléctricas Características técnicas de las cerámicas piezoeléctricas Frecuencia de resonancia Tolerancia sobre la frecuencia de resonancia Factor de calidad Inductancia y capacidad equivalente

4 00

365 365 367 368 369 371 371 372 372 373 374 375 375 376 376 377

Tensión alterna eficaz máxima admisible a la frecuencia de resonancia Tensión continua máxima admisible Temperatura ambiente de trabajo Coeficiente de temperatura a la frecuencia de resonancia

378 378 378 378

C apítulo 18 D isplays de cristal líquido Introducción Cristales líquidos Cristales líquidos de dispersión dinámica y giratoria Forma constructiva de un LCD Iluminación de un LCD Características técnicas de los LCD Tensión de umbral óptico Tensión de excitación para uncontraste del 90 % Componente de corriente continua de la tensión de excitación Tensión de excitación Consumo de corriente Tensión entre cualquier segmento y elelectrodo posterior Frecuencia de funcionamiento Capacidad con todos los elementos conectados Margen de temperatura de funcionamiento Margen de temperatura de almacenamiento Relación de contraste Ángulo de observación entre puntos de contraste del 50 % Tiempos de respuesta Conexión de los LCD

379 380 380 384 386 386 387 387 387 387 388 388 388 388 388 388 388 389 389 390

Componentes Electrónicos para Audio e Imagen.pdf

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