Blocul de Unde Ultrascurte

1

Radioreceptoare

BLOCUL DE UNDE U LTR A S C U R T E Ing. VIRGIL TEODORESCU

E D I T U R A 2

BUCU REŞ TI,1968

T E H N I C Ă

Lucrarea conţine teoria, calculul, modernizări în construcţie, măsurarea performanţelor şi scheme de blocuri de unde ultrascurte. În cadrul problemelor generale, care interesează recepţia FFI, s-a insistat asupra zgomotelor. Accentul lucrării s-a pus pe teoria şi calculul amplificatoarelor de FFI, al circuitului de intrare, al schimbătorului de frecvenţă şi al oscilatorului local. Problemele sînt tratate atît pentru montajele cu tuburi electronice cît şi pentru cele cu tranzistoare. Sînt avute în vedere soluţii de realizare moderne, ca de exemplu : acord electronic prin diodă varicap, reglare automată a frecvenţei oscilatorului ş.a. Cartea se adresează inginerilor de radiocomunicaţii, studenţilor din anii superiori ai facultăţii de specialitate, precum şi tehnicienilor radio cu pregătire mai ridicată.

Redactor : Ing. MARIA BELURI Tehnoredactor : BETTY NEGREANU Coperta : DUMITRU IONESCU __________________________________________________________ Dat la cules 04. 04. 1968 Bun de tipar 18.09. 1968 Apărut 1968 Tiraj 4000+140 Broşate Hîrtie pentru tipar înalt tip A de 63g/mp. 610860/16 Coli editoriale 11,76 Coli de tipar 11,50 A 2682/1968, C.Z. pentru bibliotecile mari 62. 396. 62 : 621. 3. 029. 62. C.Z., pentru bibliotecile mici 621. _________________________________________________________________ Tiparul executat la întreprinderea Poligrafică "Informaţia" Bucureşti, str. Brezoianu 23-25 România comanda 179

3

PREFAŢĂ

Prezenta carte face parte dintr-o serie de lucrări publicate de către Editura tehnică, prin care se urmăreşte tratarea pe larg şi la nivelul tehnicii actuale a problemelor de teorie şi calcul ale tuturor etajelor componente din radioreceptoarele de radiodifuziune. Lucrarea ,, Blocul de unde ultrascurte” se referă la problemele funcţionării şi proiectării etajelor de frecvenţă foarte înaltă din canalul MF al radioreceptoarelor combinate MA-MF. În primul capitol sînt arătate principalele avantaje ale utilizării gamei de unde ultrascurte în sistemele cu modulaţie de frecvenţă. Sînt tratate pe larg problemele legate de zgomote, şi se arată care sînt soluţiile pentru reducerea lor. Este prezentată în continuare proiectarea blocurilor de unde ultrascurte cu tuburi electronice, insistîndu-se asupra tipurilor de scheme curent utilizate şi a particularităţilor acestora. Se acordă o atenţie deosebită stabilităţii de frecvenţă a oscilatorului. O atenţie deosebită s-a acordat de asemenea proiectării blocurilor de unde ultrascurte cu tranzistoare, avînd în vedere importanţa mereu crescîndă a montajelor cu tranzistoare. Sînt analizate caracterele comune şi diferenţele între aceste ansambluri funcţionale şi cele cu tuburi electronice. Exemplele de calcul care urmează fiecăruia dintre aceste capitole vin să orienteze pe inginerul constructor asupra modului de desfăşurare a unei proiec-

4

tări, îl informează asupra ordinului de mărime al parametrilor etajelor proiectate, al modului de alegere a unei scheme electrice. Avînd în vedere dezvoltarea luată de diodele varactor şi larga lor răspîndire în radioreceptoarele de radiodifuziune, într-un capitol separat a fost tratată problema utilizării diodelor varicap atît pentru acordul electronic al blocului de UUS cit şi pentru reglarea automată a frecvenţei oscilatorului. Penultimul capitol al cărţii se referă la măsurarea performanţelor blocurilor UUS. Sînt prezentate mai întîi condiţiile tehnice de bază cu ajutorul cărora se apreciază calitatea unui astfel de ansamblu funcţional, după care sînt indicate metodele de măsurare ale acestor parametri. Datele tehnice din acest capitol cît şi metodele de măsurare a performanţelor blocului UUS interesează pe proiectant (care are astfel posibilitatea să verifice condiţiile tehnice impuse prin tema de proiectare), pe tehnolog şi pe specialiştii din producţie (care au posibilitatea să verifice dacă tehnologia folosită şi sistemul de fabricaţie adoptat asigură performanţele fixate prin norma internă a produsului), pe reparator (care poate verifica dacă ansamblul depanat a fost readus la parametrii iniţiali), pe cei care execută în uzină controlul electric al radioreceptoarelor. În ultima parte a lucrării sînt prezentate cîteva scheme de principiu reprezentative, atît dintre cele utilizate la blocurile UUS cu tuburi electronice cît şi la cele cu tranzistoare, indicîndu-se totodată şi valorile pieselor componente ale fiecărei scheme. Sperăm că prezenta carte va fi utilă inginerilor radio, precum şi cadrelor de tehnicieni cu o pregătire tehnică mai ridicată.

AUTORUL

5

CAPITOLUL

1 PROBLEME PRIVIND RECEPŢIA FRECVENŢELOR FOARTE ÎNALTE 1.1. Generalităţi

6

În domeniul radiotehnicii frecvenţele cuprinse în gamele: 30 — 300 MHz; 300-3 000 Mhz; 3 000-30 000; 30 000 — 300 000 MHz sînt numite în mod convenţional frecvenţe foarte înalte, iar undele corespunzătoare se numesc unde ultrascurte (UUS) şi se împart, după lungimea de undă, în unde metrice (λ = 10............1 m), decimetrice (λ = 10... 1 dm), centimetrice (λ = 10...1cm) şi milimetrice (λ = 10... 1 mm). În general, undele ultrascurte sînt utilizate pentru transmisiile de radiodifuziune cu modulaţie de frecvenţă, televiziune, radiorelee, radiolocaţie etc. Din acest vast domeniu în lucrarea de faţă sînt tratate numai unele probleme legate de recepţia emisiunilor de radiodifuziune cu modulaţie de frecvenţă şi anume cele referitoare la partea cunoscută în radioreceptoarele cu modulaţie de frecvenţă sub numele de blocul de unde ultrascurte. Cunoaşterea acestui ansamblu funcţional şi a principalelor sale caracteristici prezintă o foarte mare importanţă pentru specialiştii radio, aceasta ţinînd seamă de faptul că în prezent industria radiotehnică produce în serie tipuri de radioreceptoare care, pe lîngă gamele de undă obişnuite (lungi, medii şi scurte), destinate pentru recepţia emisiunilor cu modulaţie de amplitudine (MA), au şi o gamă de UUS pentru recepţia emisiunilor cu modulaţie de frecvenţă (MF). Dezvoltarea radiodifuziunii cu modulaţie de frecvenţă se datoreşte faptului că ea prezintă o serie de avantaje faţă de cea cu modulaţie de amplitudine. Astfel, în sistemul de transmisie cu modulaţie de frecvenţă se realizează o apreciabilă îmbunătăţire a valorii raportului semnal/zgomot faţă de un sistem cu modulaţie de amplitudine, cu menţiunea că acest avantaj se obţine în schimbul unei însemnate măriri a lărgimii de bandă ocupată de o transmisiune, ceea ce impune ca modulaţia de frecvenţă cu indice de modulaţie mare să nu poată fi aplicată decît în gama frecvenţelor foarte înalte. Funcţionînd la frecvenţe foarte înalte, sistemul cu MF este însă total lip sit de acţiunea perturbaţiilor atmosferice şi aproape în întregime şi de a celor industriale. Avînd în vedere aceste condiţii, rezultă de aici că la instalaţia de recepţie amplificarea poate fi crescută pînă la nivelul la care este limitată de

zgomotele interne generate de tuburile electronice (tranzistoare) şi de circuitele de intrare.

Modulaţia de frecvenţă, oferind posibilitatea lărgirii benzii de lucru, prezintă avantajul că spectrul audio poate fi crescut pînă la circa 15 kHz, aceasta ducînd la o evidentă îmbunătăţire a calităţii audiţiei faţă de emisiunile cu MA, la care spectrul audio se transmite numai pînă la circa 5 kHz. Printre dezavantajele sistemului cu MF se poate menţiona bătaia relativ redusă a staţiei de emisie (150 — 200 km, aceasta avînd în vedere frecvenţa de lucru ridicată la care se lucrează) şi preţul de cost mai mare al instalaţiei de recepţie faţă de cea de la MA. în fig. 1.1 este prezentată schema-bloc a unui radioreceptor de tip superheterodină, capabil să recepţioneze atît semnale cu MA cît şi cu MF, aşa cum se întîlneşte obişnuit în construcţia receptoarelor de radiodifuziune. Se observă că schema părţii de recepţie pentru MF diferă de cea pentru MA numai prin introducerea detectorului MF necesar pentru demodularea

Fig. 1.1. Schema-bloc a unui radioreceptor MA-MF. 1. Blocul de UUS: a — circuit de intrare; b — amplificator de foarte înaltă frecventă; c — oscilator local MF; d — schimbător de frecventă MF. 2 — circuit de intrare pentru MA (eventual şi amplificatorul RF); 3 — amplificator Fl-MF şi schimbător de frecventă MA; 4 — oscilator local MA ; 5 — amplificator Fl-MA — MF ; 6 — detector MF; 7 — detector MA; 8 — amplificator audiofrecventă; 9 —difuzor.

semnalelor cu MF şi eventual a etajului limitator, inclus în schemă în cazul în care discriminatorul de frecvenţă nu îndeplineşte şi funcţia de limitator, sau atunci cînd instalaţiei de recepţie i se cer performanţe superioare. În cele ce urmează se vor lua în discuţie numai problemele tehnice de bază privind etajele componente ale blocului de UUS, atît cu tuburi cît şi cu tranzistoare. 1.2. Date tehnice generale privind blocul de UUS Blocul de UUS, realizat din punct de vedere constructiv sub forma unei unităţi separate şi de regulă ecranate, este destinat pentru amplificarea şi schimbarea frecvenţei din canalul MF al radioreceptorului (v. fig. 1.1). Acest ansamblu funcţional include circuitul de intrare, amplificatorul de foarte înaltă frecvenţă, oscilatorul local şi schimbătorul de frecvenţă de tip super-

7

heterodină, în al cărui circuit de ieşire este conectat şi un filtru acordat pe frecvenţa intermediară. Sistemul de acord al blocului de UUS este fie inductiv, fie capacitiv. Trebuie precizat faptul că dacă schemele şi realizarea lor constructivă sînt corect executate, atunci cele două sisteme de acord sînt practic echivalente. Avînd în vedere că în UUS zona de recepţie este limitată, o deosebită importanţă se acordă obţinerii, încă din aceste etaje, a unei amplificări cît mai mari, în condiţiile unei stabilităţi corespunzătoare şi a unui raport semnal/ zgomot de valoare ridicată. Pentru a se obţine o sensibilitate cît mai bună la un raport semnal-zgomot suficient de ridicat, este necesară o alegere judicioasă atît a schemei electrice cît şi a elementelor active din montaj (tuburi sau tranzistoare). Referindu-ne la radioreceptoarele cu tuburi, este cunoscut faptul că în gamele UL, UM şi US se folosesc, de obicei, schimbătoarele de frecvenţă cu heptode sau cu triode-hexode, care nu sînt însă corespunzătoare şi pentru gama de UUS. Într-adevăr, aceste schimbătoare au o pantă de conversiune Sc mică (cca. 0,3 mA/V) şi prezintă un nivel de zgomot mai mare decît un schimbător cu triodă. În afară de aceasta, panta de conversiune a tuburilor multigrile variază în funcţie de frecvenţă aproape de la simplu la dublu, iar tensiunea de la oscilator, necesară obţinerii acestei pante de conversiune, este de ordinul a 9 — 12 V. Triodele schimbătoare permit obţinerea unei pante de conversiune Sc de circa 1,5 mA/V la o tensiune a oscilatorului local de 2 —3 V, reducerea valorii acestei tensiuni avînd o deosebită importanţă în rezolvarea problemei radiaţiilor blocului de UUS. Totodată, avînd în vedere că în gama de UUS, datorită valorii mari a frecvenţei intermediare (ƒi = 10,7 MHz), impedanţele la rezonanţă sînt relativ mici (20 — 30 kQ), mărirea amplificării nu poate fi obţinută decît pe calea creşterii pantei de conversiune, creştere obţinută numai prin utilizarea triodelor schimbătoare de frecvenţă. În comparaţie cu triodele, la tuburile multigrile este mai greu să se asigure o inductanţă de catod de valoare redusă şi un timp de trecere al electronilor suficient de mic, ceea ce duce la aceasta din urmă la scăderea valorii rezistenţei de intrare a tubului în UUS. În aceste condiţii circuitul de grilă este mult şuntat, iar amplificarea scade. De exemplu, la frecvenţa de 70 MHz trioda ECC85 are o rezistenţă de intrare de 5 — 10 kQ, iar pentoda EF89 are 3 - 5 kQ. Toate aceste avantaje au făcut ca în prezent triodele să fie singurele tuburi utilizate în realizarea blocurilor de UUS. Nu trebuie uitat aici nici faptul că folosirea triodelor prezintă şi un avantaj economic faţă de celelalte tuburi electronice şi este determinată de existenţa în fabricaţie a dublelor triode, tuburi care asigură o simplitate şi un preţ de cost redus al ansamblului UUS astfel realizat. Într-adevăr, una dintre triode

8

este folosită ca amplificator de frecvenţă foarte înaltă, iar cea de-a doua triodă are atît funcţia de schimbător de frecvenţă cît şi cea de oscilator. În ceea ce priveşte în acest caz separarea între circuitul oscilatorului local şi cel al amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă, pe o parte, cît şi a circuitului de frecvenţă intermediară, pe de altă parte, aceasta se realizează uşor datorită frecvenţelor de lucru foarte diferite ale celor trei circuite. Utilizarea tubului triodă în etajele blocului de UUS prezintă însă şi unele dezavantaje, în sensul că valoarea capacităţii parazite dintre anod şi grilă (Cag) provoacă instabilitate în funcţionarea montajului, deficienţă care se poate însă înlătura prin neutrodinare, sau folosind alte procedee, aşa cum se va vedea mai departe. Ca şi în cazul schemei cu tuburi electronice, schema obişnuită a blocului de UUS cu tranzistoare cuprinde etajul amplificator de foarte înaltă frecvenţă şi etajul schimbător-oscilator. Pentru reducerea efectelor de saturaţie şi a răspunsurilor parazite întîlnite la montajele obişnuite cu tranzistoare în cazul semnalelor de intrare puternice (de exemplu, în apropiere de un emiţător local), s-a trecut — pentru unele scheme - 1 a introducerea unui oscilator separat şi deci la utilizarea a trei tranzistoare într-un bloc de UUS. În ceea ce priveşte tranzistoarele folosite în blocul de UUS, acestea trebuie să aibă frecvenţa de tăiere suficient de mare şi de aceea se utilizează tranzistoare cu cîmp intern în bază, obţinute prin difuzia neuniformă în bază a atomilor de impurităţi (de exemplu, tipul mesa sau epitaxial). A devenit curentă utilizarea tranzistoarelor cu siliciu realizate în tehnica planar epitaxială, ele prezentînd performanţe superioare tranzistoarelor mesa cu germaniu. Se pare că tranzistoarele cu efect de cîmp (FET) vor apărea în scurtă vreme în producţia de serie şi în domeniul construcţiei blocului de UUS. Trebuie amintit faptul că la aceste frecvenţe foarte înalte parametrii ca: faza pantei, modulul pantei, capacitatea internă de reacţie, rezistenţele de intrare şi ieşire ale tranzistorului joacă un rol deosebit de important în funcţionarea blocului de UUS. Spre deosebire de montajele cu tuburi electronice, la frecvenţele de lucru ale benzii de UUS, datorită faptului că panta este o mărime complexă, tranzistoarele produc o defazare între curentul de colector şi tensiunea de comandă, din care cauză intervin, aşa cum se va vedea mai departe, unele modificări principiale în realizarea schemelor de blocuri UUS cu tranzistoare. Alături de tubul electronic (tranzistor), un rol important în realizarea unui cît mai bun raport semnal/zgomot revine circuitului de intrare al amplificatorului de foarte înaltă frecevnţă, la care sînt luate la proiectare şi construcţie o serie de măsuri total diferite de cele cunoscute din cazul circuitelor pentru emisiunile cu MA.

9

Este ştiut faptul că la radioreceptoarele pentru gamele de UL, UM şi US, unde se lucrează într-o bandă întinsă de frecvenţe, se caută, în primul rînd, reducerea influenţei antenei asupra circuitului de intrare, realizîndu-se în acest sens un cuplaj slab cu intrarea radioreceptorului, astfel încit obţinerea unui raport semnal/zgomot mare depinde mai puţin de receptor. Din această cauză, sensibilităţile în aceste game de unde sînt de ordinul sutelor de microvolţi. Avînd în vedere că în gama de UUS nivelul perturbaţiilor industriale şi atmosferice este neînsemnat, sensibilitatea reală se poate ridica pînă la valoarea la care este limitată de nivelul zgomotelor de fluctuaţii datorite circuitului

Fig. 1.2. Schema-bloc a circuitului de intrare şi a amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă : 1 — circuit de intrare ; 2 — amplificator.

antenei, circuitului de intrare şi tubului (tranzistorului), ordinul de mărime al tensiunii de intrare fiind 5 μV sau chiar mai puţin. Ţinînd seamă de faptul că la frecvenţe foarte înalte impedanţa de intrare a tuburilor electronice scade la cîţiva kiloohmi, iar impedanţa tranzistoarelor este de ordinul a 30 — 300 Ω, elementele circuitului de intrare trebuie să fie astfel alese, încît sensibilitatea obţinută să fie maximă. în aceste condiţii, pentru a asigura o valoare suficientă tensiunii de semnal Uin de la intrarea amplificatorului (fig. 1.2), este necesar ca elementele circuitului de intrare să fie astfel alese, încît să se asigure transferul maxim al puterii semnalului care se recepţionează. Avînd în vedere că impedanţa antenei este de forma:

Z a  Ra  jX a

(1.1) iar impedanţa de intrare a amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă este dată de expresia:

1 1 1   Z in Rin jX in

(1.2)

pentru transmiterea puterii maxime de la antenă la intrarea amplificatorului, circuitul de intrare trebuie să adapteze impedanţa Zin la impedanţa antenei. Pentru aceasta el trebuie să transforme impedanţa Z in într-o impedanţă conjugată cu ZA. În cazul adaptării, circuitul de intrare primeşte din antenă o putere: PSA 

10

2 ESA 4RA

(1.3)

Puterea de semnal absorbită de rezistenţa de intrare Rin este:

Pin 

U in2 Rin

(1.4) Neglijînd pierderile proprii ale circuitului, cele două puteri trebuie să fie egale, şi din egalarea relaţiilor de mai sus se obţine expresia factorului de transfer maxim realizabil:

U in 1 Rin  ESA 2 RA

K max 

(1.5) În general, circuitul antenei şi circuitul de intrare sînt acordate şi în aceste condiţii avem: Xa = 0 şi Xin = 0. Dacă se ţine seamă de pierderile circuitului (Pc), atunci randamentul circuitului nu mai este egal cu unitatea ci are o valoare ηc, adică:

Pin  c PSA

(1.6)

şi în acest caz factorul de transfer al tensiunii în circuitul de intrare este:

K 

1 c 2

Rin RA

(1.7) Evident, în această situaţie nu mai este îndeplinită condiţia de adaptare. Rezultă de aici că relaţia (1.7) poate reprezenta sub aceeaşi formă şi cazul neadaptării între rezistenţa generatorului şi rezistenţa de sarcină, în acest caz reprezentînd factorul de neadaptare între generator şi sarcină. După cum s-a arătat în schema din fig. 1.1, semnalul din circuitul de intrare al blocului de UUS este aplicat unui etaj amplificator de frecvenţă foarte înaltă, introducerea semnalului direct etajului schimbător de frecvenţă, aşa cum se obişnuieşte în cazul radioreceptoarelor pentru emisiuni cu MA, nefiind o soluţie avantajoasă aici. Utilizarea în lanţul de UUS a etajului amplificator de foarte înaltă frecvenţă vine să rezolve problema îmbunătăţirii raportului semnal/zgomot prin amplificarea semnalului recepţionat la un nivel de zgomote cu mult mai scăzut decît schimbătorul de frecvenţă. În plus, prezenţa amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă aduce îmbunătăţirea selectivităţii radioreceptorului faţă de semnalele de radiofrecvenţă nedorite, constituind în acelaşi timp un important separator între etajul oscilator (producător de radiaţii) şi circuitul de antenă.

11

Problema stabilităţii în funcţionare a blocului de UUS prezintă mai multe aspecte. Astfel, stabilitatea în ceea ce priveşte frecvenţa de lucru a oscilatorului este o condiţie care trebuie respectată cu stricteţe şi se referă la asigurarea păstrării acordului pe postul recepţionat.

12

Stabilitatea faţă de oscilaţiile perturbatoare se referă în cazul oscilatorului la funcţionarea acestuia numai pe frecvenţele corespunzătoare semnalelor utile. În etajul amplificator şi schimbător de frecvenţă problema stabilităţii se referă la siguranţa în funcţionare faţă de autoexcitare. În cazul unui montaj corect executat stabilitatea depinde numai de proprietăţile de reacţie internă ale tubului (tranzistorului). Stabilitatea la supraexcitaţii se referă la proprietatea blocului de UUS de a recepţiona în condiţii normale şi semnale mari de antenă, fără distorsiuni şi perturbaţii. Această problemă capătă o deosebită importanţă în cazul montajelor cu tranzistoare. într-adevăr, la nivele mari, aplicate în antenă, are loc o supraîncărcare a etajului schimbător, care produce modificări ale parametrilor tranzistorului. În cazul etajului schimbător-oscilator aceasta duce la modificarea frecvenţei oscilatorului. Pentru a menţine cît mai mică această deviaţie se introduce un dispozitiv de limitare a semnalului, care constă dintr-o diodă de limitare montată în paralel, fie pe circuitul acordat al etajului amplificator, fie pe circuitul acordat de frecvenţă intermediară din etajul schimbător. O mai bună stabilitate se obţine prin introducerea unui oscilator separat, cuplat slab cu etajul schimbător de frecvenţă, astfel că în această situaţie modificarea parametrilor schimbătorului de frecvenţă are o influenţă foarte mică asupra oscilatorului. Tot atît de importante sînt şi efectele de perturbaţii ce apar la semnale mari datorită caracteristicilor neliniare ale tranzistoarelor. La densitatea actuală de posturi în domeniul de UUS, din cauza conversiei între diverse semnale în etajul amplificator şi conversiei armonicilor în etajul schimbător de frecvenţă, în blocul de UUS cu tranzistoare apar o serie de răspunsuri parazite. Acestea sînt: răspunsuri repetate, bătăi duble şi bătăi continue [11]. Răspunsurile repetate apar datorită conversiei armonicilor semnalului oscilatorului şi acelea ale unui semnal puternic din antenă într-un semnal rezultant avînd frecvenţa intermediară. Într-adevăr, să considerăm că blocul de UUS este acordat pe frecvenţa de semnal fs, iar frecvenţa oscilatorului fh este egală cu fs + fi (fi fiind frecvenţa intermediară şi egală cu 10,7 MHz). Dacă la intrarea în antenă se aplică un semnal de nivel mare (sute de milivolţi), şi frecvenţă fa atunci, datorită neliniarităţii schimbătorului de frecvenţă, apar armonici ale acestui semnal care, împreună cu armonicile lui fh, dau o frecvenţă egală cu fi, aceasta în condiţiile în care între frecvenţele fa, fi şi fh există relaţia: nfa + fi = mfh unde: n = ± 2,3 . . . m = ±2,3......

Cel mai puternic răspuns repetat se obţine pentru m = n = 2 şi este numit primul răspuns repetat, el fiind depărtat fată de frecventa fa cu 5,35 MHz (fi/2).

Aceasta se observă uşor dacă se ţine seamă de relaţia liniară între fa, fi şi fh. Din aceasta rezultă că pentru n = m = 2, frecvenţa semnalului aplicat are valoarea:

a 

2 h   i . 2

Cum frecvenţa oscilatorului este:

h   s  i

şi avînd în vedere relaţiile de mai sus, se obţine:

a  s 

i , 2

egalitate care arată că între frecvenţa semnalului de nivel mare şi frecvenţa de acord a blocului de UUS există o diferenţă egală cu fi2 (5,35 MHz). Acest semnal parazit fiind cel mai important, măsurile care se iau au ca scop atenuarea produselor de conversie ale armonicii a doua. De altfel şi în măsurători performanţa blocului UUS se apreciază după gradul de atenuare a acestui semnal. Soluţia pentru înlăturarea acestui semnal parazit constă în realizarea unei bune preselecţii înaintea schimbătorului de frecvenţă prin utilizarea unui circuit acordat la intrarea amplificatorului de UUS şi a unui filtru de bandă între etajele amplificator şi convertor. În acest caz este necesar însă un condensator variabil sau un sistem de acord inductiv cu patru secţiuni. Din cauza acestor inconveniente se preferă între etaje un singur circuit acordat cu un factor de calitate adecvat. Bătăile duble se obţin din conversia a două semnale puternice din antenă (cu frecvenţele fal şi fa2) cu semnalul de frecvenţă fh al oscilatorului local al blocului de UUS, rezultînd frecvenţa intermediară. În acest caz răspunsul parazit se găseşte pentru o frecvenţă a oscilatorului care satisface relaţia:

n  a1  m  a 2  k  h   i , unde: n = + 1,2,3... m = + 1,2,3... k = 0, ± 1,2,3... Fenomenul dublei bătăi poate fi cauzat printr-un proces de amestec în

13

preamplificator (k = 1), sau prin conversia armonicelor în schimbător (k =

= 2,3...). În primul caz bătăile sînt mai importante deoarece în această situa ţie rezultă că circuitul dintre etaje este acordat pe diferenţa de frecvenţă a celor două semnale din antenă. Bătăile sînt continue pe toată scara dacă este îndeplinită relaţia:

n  a1  m  a 2   i , adică dacă în relaţia de mai sus se consideră k = 0. Caracteristic aici este faptul că bătăile dispar dacă una din staţii dispare. Atenuarea dublei bătăi şi a bătăilor continue se poate îmbunătăţi printr-o bună preselecţie în circuitul de intrare al amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă. Sînt tranzistoare (de exemplu BF 115) care au o capacitate suficientă de lucru în ceea ce priveşte gama mărimilor de semnal pentru a nu necesita măsuri speciale pentru atenuarea acestor răspunsuri perturbatoare. În afară de perturbaţiile amintite mai apare şi interferenţa datorită semnalului de frecvenţă imagine, fenomen cunoscut de la schimbarea de frecvenţă din receptoarele superheterodină. Condiţia care se impune circuitelor selective ale blocului de UUS este ca acestea să asigure o suficientă atenuare a semnalelor cu o frecvenţă mai mare cu 2fi decît cea a semnalului util. Posibilitatea realizării unui montaj compact, lipsa oricărui sistem de comutare între etaje şi numărul redus de legături cu restul radioreceptorului (circuitele de alimentare şi circuitul de ieşire în frecvenţă intermediară) permit construirea unor blocuri de UUS cu dimensiuni reduse, cu o bună rezistenţă mecanică şi cu performanţele necesare impuse acestui ansamblu funcţional. 1.3. Zgomotele şi sensibilitatea reală a blocului de UUS 1.3.1. Generalităţi în gama de UUS nivelul perturbaţiilor industriale şi atmosferice fiind mic sensibilitatea reală a radioreceptorului poate fi mult crescută, aici limitarea fiind impusă doar de nivelul zgomotelor de fluctuaţii ale diferitelor elemente ale schemei. Aşa după cum s-a arătat mai înainte, în UUS zgomotele provin în principal de la antenă, circuitul de intrare şi tub (tranzistor). Zgomotele şi proprietăţile lor pot fi mai bine exprimate dacă aprecierea nivelului lor la intrarea ansamblului funcţional considerat se face după puterea dezvoltată de acestea la ieşirea părţii liniare a radioreceptorului, adică la intrarea în detector (pentru zgomote mici schimbătorul de frecvenţă este considerat liniar).

14

Din analiza părţii liniare a radioreceptorului se va ajunge în cele ce ur mează la noţiuni importante, cum sînt sensibilitatea limită şi factorul de zgomot. Pentru efectuarea calculului acestor mărimi este necesar să se facă mai întîi o scurtă analiză a surselor elementare de zgomot. Este cunoscut faptul că orice rezistenţă este un generator de zgomot, cu atît mai important cu cît temperatura mediului ambiant este mai mare. Valoarea medie pătratică a tensiunii electromotoare generată de o rezistenţă este determinată de relaţia [3]: 2 EzgR  4 KTRB ,

(1.8a)

unde:

R este rezistenţa care constituie sursa de zgomot; T — temperatura absolută a rezistenţei (°K); B — lărgimea de bandă considerată; K — constanta lui Boltzman (K = 1,38 • 10-23 J/°K). Folosind relaţia (1.8a), schema echivalentă a rezistenţei pentru o temperatură T poate fi pusă sub forma unui circuit serie compus dintr-un generator de zgomot EzgR şi o rezistenţă fără zgomot R (fig. 1.3, a). Nivelul zgomotelor rezistenţei R se apreciază prin puterea maximă Pzg max, pe care o poate debita pe o rezistenţă de sarcină Rs la adaptare, adică pentru cazul Rs = R (fig. 1.3, b)

Pzg max

 EzgR  2   R

2



2 EzgR

4R

 KTB

.

(1.8b) Din această relaţie rezultă că puterea de zgomot debitată în sarcină, la adaptare, este proporţională cu temperatura T, banda de frecvenţe B şi nu depinde de valoarea frecvenţei în jurul căreia se

determină banda. Trebue observat, de asemenea, că puterea maximă de zgomot nu depinde de valoarea rezistenţei. Ţinînd seamă de relaţia (1.8a), pot fi calculate sursele elementare de zgomote ale antenei, circuitului de intrare şi

15

tubului (tranzistorului). În fig. 1.4 este

Fig. 1.3. Scheme echivalente pentru zgomot ale unei rezistenţe; a — schema echivalentă pentru aprecierea tensiunii de zgomot a rezistentei R ; b — schema pentru aprecierea nivelului puterii de zgomot a rezistentei R

prezentată schema- bloc a unui amplificator de frecvenţă foarte înaltă, în care RA este componenta rezistivă a impedanţei antenei, ESA — valoarea eficace a tensiunii semnalului din circuitul antenei şi EzaA — valoarea eficace a

perturbaţiilor asociate cu rezistenţa antenei. Aici trebuie avut în vedere că zgomotele în antenă sînt cauzate, pe de o parte, de distribuţia temperaturilor în mediul înconjurător (ca la orice rezistenţă obişnuită), iar pe de altă parte, de sursele cosmice de radiaţie. Ţinînd seamă de relaţia (1.8 a), tensiunea eficace de zgomot care ia naştere în antenă, datorită acestor efecte termice, poate fi exprimată sub forma: 2 EzgA  4 KTA RA B,

(1.9) unde prin TA se înţelege o noţiune mai complexă care reprezintă temperatura la care trebuie încălzită o rezistenţă obişnuită, egală cu rezistenţa RA, pentru a produce un zgomot echivalent zgomotului din antenă. În practică tensiunea de zgomot se apreciază însă prin intermediul tem-

Fig. 1.4. Schema-bloc a amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă pentru studiul perturbaţiilor : 1 — circuit de intrare; 2 — amplificator.

peraturii mediului ambiant, introducîndu-se în acest sens o mărime hA, denumită temperatură relativă şi definită astfel:

hA 

16

TA , T0

unde T0 este temperatura normală a camerei. În aceste condiţii relaţia (1.9) devine:

(1.10)

2 EzgA  4khAT0 RA B.

(1.11) Calculul zgomotelor unui circuit oscilant derivaţie nu prezintă nici o dificultate dacă se ţine seamă de faptul că, dintre cele trei elemente ale circuitului oscilant L, C, r, numai rezistenţa activă produce zgomote. Considerînd circuitul la rezonanţă, tensiunea de zgomot are valoarea: 2 Ezgc  4 KTc RD B,

unde:

RD 

(1.12)

Tc este temperatura absolută a circuitului;

L Cr

este rezistenţa la rezonanţă a circuitului.

Notînd:

hD  (1.13) relaţia (1.12) devine:

Ezgc  4 KhDT0 RD B.

Tc T0

(1.14)

În cazul tuburilor electronice deosebim două surse de zgomot: una dintre aceste surse este în circuitul de grilă, cealaltă în circuitul anodic. La frecvenţe foarte înalte în circuitul de grilă, datorită faptului că timpul de trecere τ al electronilor între catod şi anod devine comparabil ca mărime cu perioada tensiunii de comandă pe grilă, apare [din cauză că pe aceasta se induc sarcini electrice inegale] un curent de grilă care, fiind în fază cu tensiunea de comandă, determină un consum de putere activă de la sursa de excitaţie a etajului. Aceasta echivalează cu apariţia unei rezistenţe de intrare R inτ (v. relaţia 2.1, b ) , care produce o tensiune de zgomot E zgτ :

Ezg2   4 KT Rin B unde: T τ este temperatura de zgomot a rezistenţei R Definind şi în acest caz factorul hτ :

h 

T , T0

(1.15) i n τ

(1.16)

relaţia de mai sus devine:

Ezg2   4 Kh T0 Rin B.

17

(1.17a) Tot la frecvenţe foarte înalte trebuie ţinut seamă şi de rezistenţa de intrare RinL ,care apare datorită inductanţei parazite L k a catoduluii, inductanţă care realizează în circuitul de intrare al tubului o aducere în fază a curentului de grilă cu tensiunea de semnal (v. relaţia 2.1 b). Această rezistenţă nu provine însă ca rezistenţa R inτ din cauza unei neuniformităţi a fluxului de electroni şi de aceea, R inL nu este o sursă producătoare de zgomote, adică: 2 EzgL  4 KhLT0 RinL B  0,

(1.17b) aceasta avînd loc numai dacă factorul h L este nul. După cum se va arăta mai departe, prezenţa rezistenţei R inL va influenţa totuşi asupra valorii tensiunii de zgomot produsă la intrarea amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă. Zgomotul anodic al triodei este cauzat de neuniformitatea fluxului de electroni, care produce un curent de zgomot I azg ce reprezintă de fapt o fluctuaţie a curentului anodic în jurul valorii sale medii. Considerînd in circuitul

de grilă o tensiune echivalentă de zgomot Ezg ech, care să producă în circuitul anodic acelaşi curent de zgomot Iazg, avem:

Ezgech 

I azg S

,

(1.18)

unde S este panta tubului. Ţinînd seamă de relaţia (1. 8 a), se poate presupune că această tensiune echivalentă de zgomot de la intrarea triodei este produsă de o rezistenţă de zgomot Rzg încălzită la temperatura normală T0: 2 Ezgech  4 KT0 Rzg B.

(1.19) Se mai poate considera şi varianta în care în circuitul anodic al tubului există o tensiune de zgomot Ezg a ,care produce prin rezistenţa Ri a tubului electronic curentul Iazg,adică: Ezga  I azg Ri (1.20) Ca şi în cazul anterior se poate presupune că tensiunea de zgomot din circuitul anodic este produsă de rezistenţa Ri a tubului, încălzită la o temperatură Ti pentru a produce tensiunea de zgomot Ezg a, adică: 2 Ezga  4 KTi Ri B.

(1.21)

Introducînd mărimea:

hi  18

se obţine:

Ti , T0

(1.22)

2 Ezga  4 KhT i 0 Ri B.

(1.23)

Din relaţiile (1.18) şi (1.19) se obţine: 2 I azg  4 KT0 Rzg BS 2 ,

(1.24) iar din relaţiile (1.20) şi (1.23) se deduce: 2 I azg 

4 KhT i 0B . Ri

(1.25)

Egalînd expresiile (1.24) şi (1.25), rezultă:

S 2 Rzg 

hi Ri .

(1.26)

Avînd în vedere că μ = S Ri, se obţine valoarea echivalentă a rezistenţei de zgomot din circuitul de grilă care ar produce un acelaşi curent de zgomot în circuitul anodic al triodei:

Rzg 

hi . S

(1.27)

Pentru triode valorile uzuale ale lui hi sînt: hi  (2,5  3)  . (1.28) Avînd în vedere că sursele de zgomote analizate mai sus sînt necorelate, puterile corespunzătoare în rezistenţa de sarcină se adună, iar tensiunile se adună pătratic. Ţinînd seamă de această observaţie, rezultă că se poate considera că aceste surse de zgomote provin de la o rezistenţă de zgomot R, care produce o tensiune de zgomot Ezg T, adică: 2 EzgT  4 KhT0 RB, (1.29) unde R este rezistenţa totală de zgomot, iar h are valoarea:

h

Te . T0

(1.30)

În cazul tranzistoarelor, perturbaţiile care se produc se datoresc următoarelor procese: sosirea întîmplătoare a purtătorilor de sarcină la colector, variaţia întîmplătoare a curentului de la emitor la bază, recombinarea întîmplătoare a electronilor şi a golurilor, agitaţia termică a electronilor corespunzătoare rezistenţei rbb' a bazei. Rezultă o schemă echivalentă de zgomot similară cu schemele echivalente ale tuburilor electronice [12]. În fig. 1.5 este reprezentată schema echivalentă în T a tranzistorului în montaj cu baza comună, în care sînt incluse sursele de zgomot. Sursele de zgomot au fost prezentate ca generatoare de curent constant şi tensiune constantă [1], unde:

19

I zg  4 KTg Gge B

(1.31a)

este curentul de zgomot condiţionat de partea activă a admitanţei yge a generatorului echivalent, B fiind lărgimea de bandă de zgomot la înaltă frecvenţă,

I ezg  2qI e B

(1.31b)

este curentul de zgomot corespunzător emitorului, q fiind sarcina electronului, Ie — curentul continuu al emitorului,

U bb ' zg  4 KTb rbb ' B

(1.31c)

este tensiunea de zgomot corespunzătoare rezistenţei de bază rbb' ,

I czg



   2qI c  1   B  0   2

(1.31d)

este curentul de zgomot corespunzător colectorului, Ic fiind curentul continnu al colectorului, α şi α0 avînd semnificaţiile cunoscute de la tranzistoare.

Ca şi la tuburile electronice, majoritatea surselor de zgomot ale tranzistorului pot fi considerate ca fiind necorelate, aşa că puterile corespunzătoare în rezistenţa de sarcină se adună, iar curenţii sau tensiunile se adună pătratic. În mod similar se poate presupune şi aici că tensiunea echivalentă de zgomot de la ieşirea tranzistorului este produsă de o rezistenţă echivalentă de zgomot rzg. În cazul tranzistoarelor, în afară de zgomotul produs de rzg, o contribuţie este dată şi prin condiţiile de fază între tensiuni şi curenţi. Tensiunile de zgo-

Fig. 1.5. Schema echivalentă în T pentru studiul perturbaţilor tranzistorului în conexiune BC.

mot corespunzătoare sînt numite tensiuni de zgomot corelate şi sînt date de un factor de calcul ycor [13] exprimat sub forma:

PzgA  20

2 EzgA

4 RA

.

U cor 

I cor . ycor

(1.31e) În general, în studiul perturbaţiilor provenite din interiorul radiorecepto-

rului, zgomotele totale se raportează la zgomotele datorite rezistenţei antenei, deoarece raportul semnal/zgomot maxim care poate fi atins este determinat de aceste perturbaţii. Considerînd cazul ideal în care perturbaţiile sînt datorite numai rezistenţei Ra (v. fig. 1.4), raportul dintre puterile la intrare, datorite semnalului util şi perturbaţiilor, în condiţiile de adaptare pentru transferul maxim de putere, are valoarea: 2 2 ESA ESA P   SA , 2 EzgA 4 KTA RA B KTA B

(1.32a)

unde:

PSA 

2 ESA ; 4 RA

PzgA 

2 EzgA

4 RA

.

(1.32b)

Din cauza perturbaţiilor introduse de rezistenţa circuitului de intrare, şi în special de tubul (tranzistorul) amplificator, raportul semnal/zgomot este mai mic decît valoarea dată de relaţia (1.32a). Notînd cu P z g t puterea la ieşirea amplificatorului, datorită perturbaţiilor produse de tub (tranzistor) şi de partea activă a impedanţelor de la intrarea amplificatorului, şi cu P z g a puterea la ieşirea amplificatorului, datorită perturbaţiilor condiţionate de rezistenţa R A , se defineşte ca factor de zgomot F al amplificatorului raportul:

P  Pzgt P U 0k F  zga  1  zgt . U1 Pzga Pzga (1.33) Cum raportul

Pzgt Pzga

este egal cu pătratul raportului tensiunilor respective

de zgomot raportate la intrare în locul unde se aplică E SA rezultă că:

F

2 2 EzgA  EzgT 2 EzgA

,

(1.34)

unde E z g T este tensiunea din antenă care produce la ieşirea amplificatorului puterea P z g t . Dacă în circuitul de antenă se aplică o tensiune de semnal E S A , din relaţia (1.34) rezultă:

21

F

2 ESA 2 EzgA

2 ESA . 2 2 EzgA  EzgT

(1.35a) Ţinînd seamă de relaţiile (1.32) se poate scrie:

F

PSA KTA B

PS Pzg

F

2 ESA 4 KTA RA B

(1.35b)

sau:

PS , Pzg

(1.35c)

unde P s şi P z g [P z g = P z g a + P z g t ] sînt puterile în cazul real ale semnalului şi zgomotului obţinute la ieşirea amplificatorului, atunci cînd semnalul util traversează acest cuadripol. Relaţiile (1.35b) şi (1.35c) permit calculul puterii (tensiunii) necesare la intrarea amplificatorului, atunci cînd se dă valoarea raportului semnal/zgomot la ieşirea amplificatorului şi se cunoaşte factorul F . Tot din aceleaşi relaţii se observă că, pentru o anumită rezistenţă a circuitului de la intrare, raportul semnal/zgomot la ieşire variază invers proporţional cu F . Rezultă de aici că valoarea maximă a raportului semnal/ zgomot corespunde pentru minimul factorului de zgomot.

22

La un receptor ideal, la care se consideră că singura sursă de perturbaţii o constituie rezistenţa RA a antenei, factorul de zgomot capătă valoarea minimă, fiind egal cu unitatea. În aceste condiţii rezistenţa de intrare a receptorului trebuie să fie infinită [1]. Să presupunem acum că nu există alte surse de perturbaţii decît cele constituite de rezistenţa antenei RA şi că sînt satisfăcute condiţiile de adaptare pentru transfer maxim de putere, adică rezistenţa de intrare a radioreceptorului este fără zgomot şi egală cu valoarea rezistenţei RA. În aceste condiţii puterea de semnal PS se micşorează de două ori faţă de cazul anterior şi din această cauză raportul semnal/zgomot se micşorează de două ori, iar factorul de zgomot se măreşte de acelaşi număr de ori. Legat de această observaţie, rezultă că şi în cazurile reale raportul semnal/zgomot poate fi maxim în alte condiţii de lucru decît cele corespunzătoare transferului maxim de putere. Aceste condiţii depind, în primul rînd, de tipul de montaj folosit pentru amplificatorul de foarte înaltă frecvenţă. În general se caută totuşi să se lucreze în condiţii de adaptare pentru transferul maxim de putere, deşi în acest caz raportul semnal/zgomot nu este maxim. Alegerea unei astfel de soluţii este dictată de înlăturarea, între sarcină şi generator, a reflexiilor care sînt o cauză de distorsiuni în modulaţia de frecvenţă [1]. Referitor la valoarea factorului de zgomot FT a unui radioreceptor MF, trebuie arătat că această mărime reprezintă, de fapt, factorul de zgomot al blocului de UUS. Într-adevăr, expresia lui FT, stabilită în ipoteza că între etaje există adaptarea

pentru transferul maxim de putere, este dată de relaţia:

FT  F1 

F2  1 F3  1  A1 A1 A2

(1.36a)

unde F1, A1 sînt factorul de zgomot, respectiv amplificarea de putere a etajului amplificator de UUS; F2 , A2 — factorul de zgomot, respectiv amplificarea de putere a etajului schimbător de frecvenţă; F3 — factorul de zgomot al etajului amplificator de frecvenţă intermediară. Ţinînd seamă de faptul că produsul A1 A2 are o valoare mare, ultimul termen al relaţiei (1.36 a) poate fi neglijat şi deci FT capătă valoarea:

FT  F1 

F2  1 , A1

(1.36b)

relaţie care reprezintă factorul de zgomot al blocului de UUS. Din formula (1.36 b) se observă că dacă cîştigul etajului amplificator de frecventă foarte înaltă este mic, atunci schimbătorul de frecvenţă poate da o contribuţie importantă la perturbaţiile totale.

În practică, avînd în vedere că factorul de zgomot al etajului de amestec se adună micşorat cu pătratul amplificării în tensiune al primului etaj, se poate neglija zgomotul etajului de amestec şi deci contribuţia lui la zgomot nu mai contează [3], [11]. În ceea ce priveşte sensibilitatea limită, noţiune amintită mai înainte, aceasta se defineşte ca puterea semnalului în antenă PSA1 pentru care raportul semnal/zgomot la ieşirea cuadripolului considerat este egal cu unitatea. 1.3.2. Calculul factorului de zgomot S-a arătat că impunînd un anumit raport semnal/zgomot la ieşirea cuadripolului considerat şi fiind cunoscută valoarea factorului de zgomot F, se poate determina puterea (tensiunea) necesară la intrarea blocului de UUS. În cele ce urmează ne propunem să stabilim valoarea factorului F în funcţie de parametrii circuitelor de la intrarea etajului amplificator şi de parametrii elementului activ (tub sau tranzistor). Se va face mai întîi determinarea factorului F pentru cazul blocurilor de UUS cu tuburi electronice. Ţinînd seamă de relaţia (1.8 b) şi de valoarea lui Ezg T, dată de relaţia (1.29), se obţine:

PzgT  KhT0 B.

(1.37a)

23

Raportînd puterea de zgomot Pzg T la B, avem:

pzgT 

PzgT

 hKT0 ,

B

(1.37b)

care reprezintă puterea de zgomot specifică, adică puterea pe unitatea de bandă de frecvenţă. Pentru a pune în evidenţă particularităţile fizice ale zgomotelor şi pentru a simplifica calculele s-a adoptat o unitate de putere de zgomot exprimată în unităţi KT0, adică: pzg 0  KT0 . (1.38a) Cu această notaţie, relaţia (1.37 b) devine:

pzgT  h,

(1.38b) adică puterea specifică este numeric egală cu factorul de temperatură relativă h. Acest factor a fost numit convenţional şi factor de zgomot.

Ţinînd seamă de unitatea adoptată, dacă în relaţia (1.35 b) se introduce în locul puterii de zgomot puterea specifică de zgomot, se obţine:

F

PSA KTA

PS , pzg

(1.39a) unde p z g este puterea de zgomot specifică obţinută la ieşirea amplificatorului, corespunzătoare puterii de zgomot specifice p z g T şi puterii specifice de zgomot a antenei p z g A . Ţinînd seamă că T A = h A T 0 avem:

F

PSA hA KT0

PS . pzg

(1.39b)

Considerînd h A = 1, relaţia (1.39 b) devine :

F

PSA KT0

PS pzg

(1.39c) şi notînd cu M raportul:

M

PS PSA

(1.40)

avem:

F

24

pzg M



1 , KT0

(1.41)

unde M este numit factor optim de amplificare în putere, puterile P S şi P S A fiind determinate în condiţiile în care cuadripolul lucrează adaptat atît în cir-

cuitul de intrare cît şi în circuitul de ieşire. Expresia stabilită în acest fel arată că factorul de zgomot F depinde numai de zgomotele cuadripolului, nu şi de puterea de zgomot a sursei de la intrarea sa. Expresia p z g /M poate fi considerată ca o putere de zgomot echivalentă p z g e care, aplicată în antenă, ar produce la ieşire o putere specifică de zgomot egală cu p z g . Valoarea puterii pzg e se poate determina uşor dacă este cunoscut factorul de amplificare M :

pzge 

pzg

(1.42)

M

Din relaţiile (1.41) şi (1.42) se obţine:

pzge  FKT0

Exprimînd această putere în unităţi KT 0 avem:

(1.43)

p 

zge KT 0

F

(1.44) Ţinînd seamă de faptul că la blocurile de UUS factorul optim de amplificare în putere este mare, zgomotul produs de amplificatorul de foarte înaltă frecvenţă este determinant [3] şi din această cauză factorul de zgomot va fi stabilit numai pentru acest etaj. Puterea de zgomot echivalentă p z g e a amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă, avînd în vedere că puterile de zgomote componente sînt static independente, este egală cu: pzge  pzgA  pzgT  pzgA  pzgC  pzgte (1.45) unde: p z g A este puterea de zgomot specifică, datorită perturbaţiilor condiţionate de rezistenţa R A a antenei; p z g c - puterea de zgomot specifică a impedanţei circuitului de intrare şi a rezistenţei de intrare a tubului electronic reduse la circuitul de antenă; p z g t e - puterea specifică de zgomot a rezistenţei interne a tubului electronic redusă la circuitul de antenă. Ţinînd seamă de relaţia (1.37b) şi particularizînd-o pentru circuitul de antenă, p z g A se poate exprima sub forma: pzgA  hA KT0 . (1.46)

25

Pentru calculul zgomotului tubului electronic p z g t e vom presupune că generatorul de intrare nu produce zgomot şi în acest caz relaţia (1.39 c) devine (v. fig. 1.6, a):

H te 

PSA KT0

PS' , ' pzgte

(1.47)

unde H t e este un factor de zgomot determinat în ipoteza că generatorul de semnal nu are asociate zgomote. Utilizînd expresia factorului optim de amplificare [v. relaţia (1.40)], din relaţia (1.47) se obţine pentru H t e :

H te 

' pzgte

1 1   pzgte , M KT0 KT0

(1.48) unde:

pzgte 

' pzgte

M

(1.49) este puterea de zgomot echivalentă pe care ar trebui s-o aibă la intrarea în antenă sursa de zgomot, astfel încît la ieşirea amplificatorului, în interiorul

căruia acţionează toate sursele elementare de zgomot, să se obţină o putere de zgomot specifică egală cu p'zg te . Din relaţia (1.49) rezultă valoarea lui pzgte :

pzgte  H te KT0 . (1.50) Urmărind un raţionament similar, ca în cazul determinării factorului Hte,,

26

Fig. 1.6. Schema-bloc a amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă :

a — schema pentru calculul zgomotului specific al tubului electronic al amplificatorului; b — schema pentru calculul zgomotului specific al circuitului de intrare şi al rezistentei de intrare a tubului electronic. 1 — circuit de intrare; 2 — amplificator.

se stabileşte că factorul de zgomot Hi al circuitului de intrare şi al rezistenţei de intrare a tubului electronic, reduse la circuitul de antenă, este (v. fig. 1.6, b):

Hi 

PSA KT0

PSA' , ' pzgc

(1.51a) iar puterea de zgomot corespunzătoare în circuitul de antenă are valoarea:

pzgc  H i KT0 . (1.51b)

Introducînd expresiile (1.46), (1.50) şi (1.51 b) în relaţia (1.45) şi ţinînd seamă de relaţia (1.44), se obţine: F  hA  H i  H te . (1.52) Puterea specifică de zgomot a antenei este egală cu h A unităţi KT0. Pentru determinarea lui H i se va proceda la calculul membrului doi al relaţiei (1.51 a).

27

Factorul de zgomot H i este determinat de factorul de zgomot h al rezistenţei R in [v. rel. (1.17)] şi de factorul de zgomot al circuitului de intrare [v. rel. (1.12)]. Pentru determinarea acestor mărimi este necesară să se cunoască mai întîi calculul factorului echivalent de zgomot a două surse elementare de zgomot conectate în paralel (fig. 1.7). În această figură Ezg 1 ,Ezg 2, Ezg e sînt tensiunile electromotoare de zgomot a surselor elementare şi a celei echivalente; R1 R2,Re — rezistenţele generatoare de zgomote, iar h 1 h 2 h e — factorii de zgomot1). Rezistenţa internă a sursei echivalente este: Fig. 1.7. Schema echivalentă de zgomot pentru două rezistenţe conectate în paralel.

Re 

R1 R2 . R1  R2

(1.53)

Tensiunea electromotoare de zgomot echivalentă E zge , egală cu tensiunea de la bornele A —A, este produsă de cele două surse de zgomot. Tensiunea datorată primei surse are valoarea:

Ezge1  Ezg1

R2 . R1  R2

(1.54a)

iar cea datorată celei de-a doua surse este:

Ezge2  Ezg 2

R1 . R1  R2

(1.54b)

Puterea nominală a generatorului echivalent, datorată primei surse, este:

he1 

2 Ezge 1

4 Re

E

2 zg 1

2 R1  R2 Ezg1 R    2 2 R1 R2 4 R1 R1  R2 4  R1  R2 

R22

(1.55a)

Dar puterea de zgomot a primei surse în absenţa celei de-a doua este :

h1 

Ezg2 1 4 R1

(1.55b) _______________ 1)

Se reţine faptul amintit mai înainte, că factorul h reprezintă puterea specifică

exprimată în unităţi KT0, semnificaţie care o păstrează şi in relaţiile de aici.

şi relaţia (1.55 a) devine:

28

he1  h1

R2 . R1  R2

(1.55c)

În mod similar puterea nominală a generatorului echivalent, datorată celei de-a doua surse, este:

he 2  h2

R1 . R1  R2

(1.56)

Sursele fiind considerate ca necorelate, puterea totală he a generatorului echivalent este egală cu suma celor două puteri he 1 şi he2:

he  he1  he 2 

h1 R2  h2 R1 . R1  R2

(1.57)

Relaţia (1.57) permite calculul puterii de zgomot a rezistenţei de intrare Rin a tubului electronic formată din RinL si Rin τ conectate în paralel [v. rel. (2.1a)]. Ţinînd seamă că hL = 0 [v. rel. (1.17)] se obţine:

RinL hein  h  . RinL  Rin

(1.58a)

Pentru factorul de zgomot hτ determinat de Rin τ valorile uzuale sînt cuprinse între 3 — 5 unităţi KT0 [3]. Pentru triode valoarea raportului RinL / Rin τ variază între:

RinL  0, 67  4. Rin

(1.58b)

Determinarea factorului de zgomot total datorat rezistenţei de intrare Rin şi rezistenţei RD a circuitului de intrare (fără a se considera amortizările exterioare) se va face tot cu ajutorul relaţiei (1.57), avînd în vedere că rezistenţele Rin şi Rd sînt conectate în paralel. Considerînd că circuitul de intrare are un factor de zgomot hD [v. rel. (1.14)] şi că factorul de zgomot hein are valoarea dată de relaţia (1.58 a), factorul de zgomot total hT se determină cu ajutorul formulei:

hT  hD

Rin RD  hein  , Rin  RD Rin  RD

(1.59)

iar rezistenţa internă a generatorului echivalent circuitului de grilă este:

Rge 

Rin RD . Rin  RD

(1.60)

Puterea P SA furnizată în circuitul de grilă de tensiunea de semnal din antenă ESA are valoarea:

29

PSA 

2 ESAech , 4 RAech

(1.61)

unde E SA ech este tensiunea electromotoare a semnalului din antenă raportată la bornele circuitului de intrare, iar R A ech , rezistenţa de antenă raportată la bornele de intrare ale amplificatorului din fig. 1.6 [v. şi (fig. 1.8)].

Fig. 1.8. Schema generatorului echivalent al circuitului de antenă raportat la bornele circuitului de intrare al amplificatorului din fig. 1.6.

Tensiunea de semnal a generatorului echivalent, obţinută la intrarea tubului amplificator, este:

Esg  ESAech

Rge RAech  Rge

,

(1.62)

iar rezistenţa generatorului echivalent R g are valoarea:

Rg 

RAech Rge

.

RAech  Rge

(1.63)

Folosind relaţia (1.63), relaţia (1.62) ia forma :

Esg  ESAech

Rg RAech

.

(1.64)

Puterea de semnal maximă P' SA, ce se poate obţine la intrarea amplificatorului, are valoarea:

P  ' SA

30

Esg2 4 Rg

2  ESAech

Rg 2 4 RAech

(1.65a)

În prezenţa rezistenţei de antenă (în ipoteza că antena nu are zgomot) factorul de zgomot total heT al rezistenţei Rge, conform relaţiei (1.57), capătă forma:

heT  hT

RAech . RAech  Rge

(1.65b)

Ţinînd seamă de relaţia (1.63), se obţine pentru factorul heT expresia:

heT  hT

Rg Rge

.

(1.65c)

În aceste condiţii valoarea puterii specifice de zgomot p'zg c de la intrarea amplificatorului este (v. fig. 1.6,b): ' pzgc  heT KT0  hT

Rg Rge

KT0 .

(1.66)

Înlocuind valorile lui PSA , P'SA și p`zgc în relaţia (1.51 a), se obţine :

Hi 

2 ESAech 4 RAech KT0

2 2 ESAech Rg 4 RAech R  hT Aech R Rge . hT g KT0 Rge

(1.67)

Pentru determinarea factorului de zgomot Hte al tubului amplificator se va calcula valoarea membrului doi al relaţiei (1.47). Tensiunea de semnal Esg, aplicată la intrarea tubului amplificator, produce în circuitul anodic al tubului amplificator o tensiune E's de valoare [v. fig. 1.6 a]:

ES'   Esg

(1.68)

unde μ este factorul de amplificare al tubului. Puterea P'S , furnizată de sursa E'S în condiţii de adaptare, este :

PS' 

Es'2 , 4 Ri

(1.69a) Ri fiind rezistenţa internă a tubului, sau, ţinînd seamă de relaţiile (1.64) şi (1.68) se obţine:

R2 2 PS'   SESAech  2g . 4 RAech

(1.69b)

Puterea de zgomot specifică p'zg te din circuitul anodic al triodei este dată de relaţia:

31

p

' zgte



2 Ezga

4 Ri B

,

(1.70a) şi avînd în vedere relaţia (1.23) se obţine: ' pzgte  hi KT0 .

(1.70b) Introducînd valorile lui PSA, P'S şi p'zg te în relaţia (1.47), rezultă : 2

2 Rg ESAech 2  SESAech 2 4 RAech RAech H te   KT0 hi KT0 h R  i  Aech .  S Rg2

(1.71a)

Ţinînd seamă de relaţiile (1.27) şi (1.63), se găseşte :

 RAech  Rge  . R H te  Rzg Aech  Rzg 2 Rg RAech Rge2 2

(1.71b)

Introducînd în relaţia (1.52) valorile din relaţiile (1.67) şi din (1.71b), se obţine:

 RAech  Rge  , R F  hA  hT Aech  Rzg Rge RAech Rge2 2

(1.72)

relaţie practic valabilă pentru toate tipurile de scheme de amplificatoare utilizate în UUS - [3]. Din relaţia (1.72) se observă că prin modificarea rezistenţei RA ech, ceea ce corespunde de fapt modificării cuplajului între circuitul de intrare şi de antenă, se poate schimba valoarea factorului de zgomot. Această observaţie este valabilă în situaţia în care hA este neglijabil faţă de zgomotele de la intrarea amplificatorului. În caz contrar modificarea cuplajului între circuite nu prezintă interes pentru îmbunătăţirea factorului de zgomot F. Valoarea lui RAechoptim, corespunzătoare factorului de zgomot minim, se obţine anulînd derivata expresiei (1.72):

RAechoptim 

32

Rge R , 1  hT ge Rzg

iar pentru factorul F se obţine valoarea Fmin, egală cu:

(1.73)

Fmin  hA  2

Rzg Rge

2

Rzg2 R

2 ge

 hT

Rzg Rge

.

(1.74)

Din relaţia (1.74) rezultă că pentru a obţine un zgomot minim este necesar ca Rzg / Rge să fie cît mai mic posibil, ceea ce înseamnă o valoare mică pentru rezistenţa echivalentă de zgomot a tubului şi o valoare cît mai mare pentru Rge. Rezultă de aici că la un tub cu o valoare pentru rezistenţa de intrare Rin determinată, creşterea lui Rge se poate face prin mărirea rezistenţei RD astfel încît Rin să fie cît mai puţin suntat si deci să crească valoarea lui Rge (v. rel. 1.60). În mod similar, ţinînd seamă de schema echivalentă din fig. 1.5, se poate determina factorul de zgomot al amplificatorului de UUS cu tranzistoare şi condiţiile care trebuie să fie îndeplinite în circuitul de la intrare pentru a se obţine un factor de zgomot minim. Considerînd că la intrarea tranzistorului admitanţa echivalentă yge este constituită din admitanţa unui circuit oscilant y c l şi admitanţa generatorului de semnal yg, valoarea conductanţei G, care determină mărimea factorului de zgomot F, este definită de relaţia [13]:

G  Gg  Gc1  g zg  rs   g cor  Gg  Gc1    bcor  Bg  Bc1   , (1.75)   2

2

unde:

g zg 

1 este conductanţa echivalentă de zgomot a tranzistorului; rzg rs - impedanţa de sarcină la rezonanţă a amplificatorului;

Ţinînd seamă de condiţiile de adaptare în putere la intrarea etajului amplificator, trebuie să avem îndeplinită condiţia:

Bg  Bc1  0 .

(1.76) Din relaţia (1.75) rezultă că minimum de zgomot se obţine atunci cînd:

bco r  Bg  Bc1  0 .

(1.77) Rezultă din cele două relaţii că adaptarea în putere nu corespunde cu adaptarea la zgomot (zgomot minim).

Aşa după cum se va arăta mai departe, pentru obţinerea unui zgomot minim este necesar ca admitanţa generatorului echivalent, conectată la intra-

33

rea tranzistorului amplificator, să aibă un caracter inductiv. Pentru fiecare tip de tranzistor există indicată de către fabricant o valoare optimă a lui yge, căreia îi corespunde o valoare minimă pentru factorul de zgomot. Proiectarea unui circuit de intrare pentru condiţia de zgomot minim permite obţinerea unor valori foarte reduse ale lui F : 2 — 3. Din cele analizate în acest capitol rezultă că aprecierea valorii zgomotelor în radioreceptoarele cu MF prezintă o importanţă deosebită, avînd în vedere că în final zgomotele sînt cele care condiţionează sensibilitatea acestora. S-a arătat, de asemenea, că, întrucît în radiodifuziunea cu MF se lucrează la frecvenţe foarte înalte, acţiunea perturbaţiilor exterioare (atmosferice, industriale) este neglijabilă şi că în aceste condiţii trebuie reduse deci cît mai mult posibil zgomotele interne generate de tuburile electronice (tranzistoare) şi circuitele de intrare. Pentru exprimarea numerică a zgomotelor a fost introdusă noţiunea de factor de zgomot F care, aşa după cum s-a demonstrat, este practic determinat de calitatea blocului de UUS. O problemă importantă, care mai trebuie reţinută aici, este că transferul maxim de putere în circuitul de intrare nu corespunde condiţiei obţinerii unei valori minime pentru factorul de zgomot F, în proiectare dimensionarea parametrilor circuitului de intrare putînd fi făcută în funcţie de una dintre aceste condiţii.

CAPITOLUL

2 34

BLOCURI DE UNDE ULTRASCURTE

CU TUBURI ELECTRONICE

2.1 Amplificatoare de foarte înaltă frecvenţă şi circuite de intrare 2.1.1.Scheme de principiu utilizate pentru amplificatorul de UUS Amplificatorul de foarte înaltă frecvenţă din blocul de unde ultrascurte al radioreceptoarelor cu tuburi electronice prezintă, aşa cum s-a arătat, o deosebită importanţă în realizarea performanţelor ce se impun acestui ansamblu funcţional. Rezultă de aici necesitatea cunoaşterii proprietăţilor de bază a unor astfel de etaje, a schemelor frecvent utilizate şi a stabilirii criteriilor după care se face alegerea unui anumit tip de schemă. Pentru amplificatorul de foarte înaltă frecvenţă din blocul de UUS sînt trei variante de scheme folosite curent şi anume: schema cu catodul la masă, cu grila la masă, cu punctul mediu al circuitului de intrare la masă. Din considerente economice montajul cascodă este foarte rar utilizat pentru acest amplificator, fiind întîlnit numai uneori la blocurile de UUS folosite în radioreceptoarele stereofonice. În continuare se vor analiza primele trei scheme de amplificatoare de frecvenţă foarte înaltă, care folosesc în montaj tuburile triode. Avînd în vedere că la astfel de frecvenţe impedanţa de intrare şi în special rezistenţa de intrare a tubului electronic are o valoare redusă, care influenţează direct proprietăţile de bază ale etajului amplificator, pentru o prezentare completă a principalelor sale caracteristici, la fiecare tip de schemă, printre alte probleme, se va urmări şi determinarea rezistenţei de intrare. Amplificatorul cu catodul la masă. în fig. 2.1 este prezentată schema de principiu a unui astfel de amplificator, echipat cu triodă. Datorită inductanţei parazite Lk a catodului, care se găseşte simultan atît în circuitul de grilă cît şi în circuitul anodic, se produce o reacţie negativă de la ieşirea spre intrarea etajului, ducînd astfel la apariţia unei anumite rezistenţe

pozitive de intrare, chiar dacă grila râmîne în timpul funcţionării la un potenţial negativ faţă de catod. Totodată la aceste frecvenţe timpul de trecere al electronilor între catod şi anod devine comparabil ca mărime cu perioada tensiunii de comandă U1

35

Fig. 2.1. Schema de principiu a unui amplificator de frecvenţă foarte înaltă cu triodă cu catodul la masă.

astfel că pe grilă se induc sarcini electrice inegale. Acestea duc la apariţia unui curent de grilă chiar dacă grila este continuu negativă faţă de catod. Acest curent de grilă este în fază cu componenta variabilă U1 a tensiunii de grilă şi determină astfel un consum de putere activă de la sursa de excitaţie a etajului, ceea ce echivalează cu apariţia unei rezistenţe pozitive de intrare. Dacă montajul din fig. 2.1 este neutrodinat, valoarea admitanţei de intrare yin se datoreşte practic inductanţei parazite LK şi a timpului de trecere al electronilor [2]:

yin 

1  jCin Rin

(2.1a)

unde:

1 1 1   . Rin RinL Rin Cum:

RinL ;

1 1 și Rin  2 ,  LK CgK S  K S

(2.1b)

2

se obţine pentru Rin:

Rin ;

L C K

gK

1 ;  K  4 2  2 S

(2.1c)

36

relaţie în care: K este o constantă ce depinde de dimensiunile electrozilor tubului; τ — timpul de trecere a electronilor de la catod la anod; ƒ — frecvenţa de lucru;

S — panta tubului. Capacitatea de intrare Cin are practic valoarea: Cin  CgK , unde CgK este capacitatea grilă catod a triodei. Relaţia (2.1 c) poate fi pusă şi sub forma :

Rin  a 2 

b 2

(2.1d)

(2.1e)

unde:

a

L C K

b

gK

L C K

gK

1 ;  K  4 2C 2 S 1 ;  K  4 2 S

λ este lungimea de undă; c — viteza luminii în vid. Rezistenţa de intrare a montajului cu catodul la masă, aşa după cum se va arăta mai departe, are valoarea cea mai mare dintre toate schemele de amplificatoare de UUS amintite. Un astfel de montaj prezintă însă dificultăţi din cauza capacităţii mari dintre grilă şi anod, prin care are loc o reacţie între ieşire şi intrare. Deşi această reacţie poate fi înlăturată prin neutrodinare, din cauză că un astfel de etaj este prevăzut cu acord variabil, operaţia de neutrodinare este critică şi amplifi catorul nu este suficient de stabil. Acest inconvenient face ca o astfel de schemă, deşi prezintă impedanţă de intrare şi un factor de transfer al tensiunii în circuitul de intrare mai mari decît celelalte montaje, să fie rar folosită în blocurile de UUS. Amplificatorul cu grila la masă. În fig. 2.2 este prezentată schema de principiu a unui etaj amplificator cu grila la masă. Un astfel de montaj are o bună stabilitate, aceasta explicîndu-se prin aceea că capacitatea CaK a tubului, prin care ia naştere reacţia parazită între ieşire şi intrare, este mică. După cum se vede însă din figură, componenta alternativă a curentului anodic Ia trece prin circuitul de intrare şi din această cauză impedanţa de intrare a tubului este mică şi deci factorul de transfer al circuitului de intrare este de valoare redusă.

37

Într-adevăr, admiţînd că C aK şi (fig. 2.2, b) sînt foarte mici şi presupunînd că circuitele de intrare şi de ieşire se găsesc la rezonanţă, adică nu mai este necesar să se ţină seamă de efectul capacităţilor de la intrarea şi de la ieşirea

Fig. 2.2. Amplificator de frecvenţă foarte înaltă cu triodă cu grila la masă : a — schema de principiu; b — aceeaşi schemă, în care au fost figurate şi elementele parazite ale montajului.

amplificatorului, valoarea rezistenţei de intrare Rin este dată de relaţia [ 1]:

1 1 1  S R Rin Rg 1 a , Ri

(2.2)

unde: Rg este rezistenţa de intrare în montajul cu catodul la masă; Ra — impedanţa de sarcină conectată la ieşirea amplificatorului; Rt — rezistenţa internă a tubului. Din relaţia (2.2) rezultă că rezistenţa Rin are o valoare cu mult mai mică decît în montajele cu catodul la masă. Amplificatorul cu punctul mediu al circuitului de intrare la masă. Schema în care se combină avantajele celor două montaje, cu catodul la masă şi cu grila la masă este cea cu punctul mediu al circuitului de intrare la masă (fig. 2.3, a). Acest punct este comun atît pentru circuitul de intrare cît şi pentru cel anodic. Notînd cu m raportul

U 0k (fig. 2.3, b), se observă că pentru m = 0 se U1

obţine schema cu catodul la masă, iar pentru m = 1, schema cu grila la masă. În fig. 2.3,c este reprezentat circuitul în punte echivalent montajului din fig. 2.3, a. Cînd puntea se află la echilibru nu există reacţie între ieşire şi intrare, adică factorul de transfer între ieşirea etajului (circuitul L2 C2 ) şi

38

intrarea etajului (circuitul L1C1) este nul. Neglijînd inductivitatea mutuală M şi efectul rezistenţei de ieşire Ri a tubului, puntea se găseşte la echilibru dacă este satisfăcută condiţia:

C ga L1'  '' L1 CaK  Cn

Majoritatea schemelor practice au însă prezent în montaj condensatorul de neutrodinare Cn. Relaţia (2.3 a) poate fi pusă sub forma:

L1 C ga  CaK  Cn  , L1'' CaK  Cn

(2.3b)

de unde rezultă valoarea lui Cn Ia un raport L''1/ L1 dat:

Cn 

L1'' L1 C ga 1  L1'' L1

 CaK .

(2.3c)

Pentru determinarea valorii rezistentei de intrare Rin, considerăm circuitul echivalent din fig. 2.3, b. Presupunînd că circuitele de la intrare şi ieşire sînt la rezonantă puterea totală la intrare este:

 1 U2 Pin   1  I kU 0 k ,  2  Rg 

unde Rg reprezintă rezistenta de intrare în montajul cu catodul la masă. Ţinînd seamă de notaţia:

m

U 0 k L1''  M  U1 L1

(2.4)

punte.

L1' alegerea convenabilă a raportului '' . L1

b — «chema echivalentă a circuitului de intrare; c — schema echivalenţă în

Fig. 2.3. Amplifcator de frecvenţă foarte înaltă cu triodă cu punct mediu al

Se observă că echilibrul punţii poate fi realizat şi în cazul în care Cn = 0, aceasta prin

circuitului de intrare la masă : a - schema de principiu;

(2.3a)

rezultă:

Ct1 

 Qe 1  U2 Pin   1  mI kU1 .   Rin 2  Rg 

(2.5)

Circuitul de ieşire al amplificatorului găsindu-se la rezonanţă şi impedanţa lui avînd valoarea Ra, se poate scrie ecuaţia:

39

   m  U1  I k ( Ri  Ra ) , de unde:

Ik 

   m  U1 ; Ri  Ra

SU1 R , 1 a Ri

(2.6)

(2.7)

relaţie în care s-a presupus că μ » m. Înlocuind valoarea lui Ik în relaţia (2.5) se obţine:



  1 1 mS   U12 . Pin    R 2  Rg 1  a  Ri Această putere este consumată pe rezistenţa echivalentă Rin paralelă cu circuitul de intrare, adică:

de unde rezultă:

1 U12 1  1 mS  2      U1 2 Rin 2  Rg 1  Ra Ri 

(2.9)

1 1 mS   . Rin Rg 1  Ra Ri

(2.10)

Se observă că pentru m = 0 se obţine valoarea rezistenţei de intrare pentru montajul cu catodul la masă, iar pentru m = 1, pentru montajul cu grila la masă. Valori recomandate pentru factorul m în cazul montajului cu punct mediu la masă sînt în limitele m = 0,3 — 0,6. 2.1.2. Proiectarea circuitului anodic al amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă Calculul elementelor circuitului anodic se va face pentru cazul amplificatorului cu punctul mediu al circuitului de intrare la masă (fig. 2.3 a), acesta fiind unul dintre cele mai folosite montaje în blocurile de UUS. De altfel, prin particularizările deja amintite, o astfel de schemă poate fi transformată, fie în montaj cu catodul la masă, fie cu grila la masă.

În fig. 2.4 este prezentată schema echivalentă a unui astfel de montaj. În schemele reale, pentru acoperirea gamei, se utilizează ca element variabil fie bobina L2, fie condensatorul C2.

40

Fig. 2 4.Schema echivalentă a amplificatorului din fig. 2.3, a.

Considerînd condensatorul C2 variabil, atunci capacitatea minimă totală din circuitul anodic este compusă din: Ct min  C2 min  Cie  Cm  Csh , unde: C2 min este capacitatea minimă a condensatorului variabil; Cie — capacitatea de ieşire a tubului; Cm — capacitatea parazită a montajului; Csh — capacitatea echivalentă de intrare a schimbătorului oscilator. Capacitatea maximă a circuitului Ct max este determinată de coeficientul de acoperire al gamei (fmin - fmax) : Ct max  Ct min K 2 , (2.11) unde:

k 

 max ,  min

(2.12)

Valoarea inductanţei de acord L2 rezultă din relaţia:

L2   H  



2 min

25330  MHz  Ct max  pF 

(2.13) Considerînd frecvența medie în bandă:

   min  max (2.14) şi Q0 factorul de calitate al bobinei L2, impedanţa la rezonanţă R0 a circuitului oscilant se determină din relaţia:

R0   L2Q0 .

(2.15)

Circuitul oscilant este amortizat de rezistenţa echivalentă de intrare Rsh a etajului schimbător şi de aceea impedanţa circuitului anodic capătă valoarea:

41

Ra 

R0 Rsh . R0  Rsh'

(2.16) Ţinînd seamă şi de şuntarea produsă de rezistenţa internă Rid a tubului amplificator, impedanţa în sarcină a circuitului anodic trebuie calculată cu formula:

Rae 

Ra Rid , Ra  Rid

(2.17)

unde Rid este rezistenţa internă a tubului amplificator şi a cărei valoare, în condiţiile în care s-a luat în considerare influenţa rezistenţei Rc0 dintre catod şi masă, este: Rid  Ri   Rc 0 , (2.18) unde Ri este rezistenţa internă a tubului în montaj cu catodul la masă (Rc0 = 0), iar μ factorul de amplificare al tubului. Ţinînd seamă de relaţiile (2.4) şi (2.10) Rc0 poate fi exprimat sub forma:

Rc 0  m 2 Rin .

(2.19)

Amplificarea în tensiune a etajului este dată de relaţia:

Au  SRae  S L2Qae ,

(2.20a)

unde Qae este factorul de calitate echivalent al circuitului care determină selectivitatea amplificatorului şi care se calculează din relaţia:

Qae 

Rae Q0 . R0

(2.20b)

Cu valoarea obţinută pentru Qae se verifică dacă în gama de lucru amplificatorul de frecvenţă foarte înaltă asigură la valoarea impusă atenuarea semnalelor de frecvenţă intermediară (fi) şi imagine (fim), utilizîndu-se în acest scop relaţia [4]:



    s  dB  10 log  1     Qae2 ,     s  unde f se înlocuieşte fie cu fi fie cu fim.

42

2.1.3. Proiectarea circuitului de intrare al amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă

2

(2.21)

Scheme de principiu utilizate. În general, circuitul de intrare se realizează astfel încît să asigure adaptarea între antenă şi intrarea în amplificator, pe de o parte pentru a se evita reflexiile pe linie, iar pe de alta pentru a realiza transferul maxim de putere de la antenă la amplificatorul de UUS; uneori dimensionarea circuitului de intrare se face pentru condiţia de adaptare la zgomot. De cele mai multe ori cuplajul antenei (fiderului) cu circuitul de intrare se realizează prin inductanţă mutuală (v. fig. 2.3, a). Circuitul de intrare al blocului de UUS poate fi cu acord fix sau continuu variabil pe toată banda sa de lucru. În ultimul caz, pentru uşurinţa de acord, toate circuitele de frecvenţă foarte înaltă sînt acordate prin monoreglaj. În primul caz, circuitele sînt acordate pe frecvenţa de mijloc a benzii, iar circuitul trebuie să fie suficient amortizat pentru a avea un răspuns uniform în bandă. În acest caz, valoarea factorului de calitate echivalent Qe al circuitului oscilant se stabileşte punînd condiţia ca atenuarea în banda de lucru să nu întreacă o anumită valoare, de exemplu, 3 dB. Soluţia cu un astfel de circuit de intrare este simplă, dar performanţele sînt slabe. Totuşi, avînd în vedere avantajele prezentate în producţia de serie şi faptul că rezultatele obţinute satisfac cerinţelor impuse blocurilor UUS curent utilizate, acest sistem este cel mai des întîlnit în schemele electrice ale blocurilor de UUS aflate în fabricaţie. În cazul circuitelor cu acord continuu variabil valoarea factorului Qe se alege astfel încît să nu fie întrecută atenuarea impusă, de exemplu, 3 dB, în banda de frecvenţă ocupată de componentele laterale ale semnalului MF. Lărgimea de bandă pentru MF poate fi calculată cu suficientă aproximaţie cu formula [1]: B  2(1     )  m , (2.22) unde β este indicele de modulaţie, iar fm este frecvenţa modulatoare maximă. În cazul în care atenuarea impusă în bandă este de 3 dB, şi lărgimea de bandă este B, avem:

Qe 

 . B

(2.23) Pentru calculul circuitului de intrare se va folosi schema din fig. 2.5 unde s-a considerat cazul general al montajului cu punct mediu la masă în circuitul de intrare.

Se notează:

43

R0 — E0 — Rin — Ql — Qe — fmax, fmin —

impedanţa caracteristică a liniei care vine de la antenă; tensiunea electromotoare furnizată în circuitul de intrare; rezistenţa de intrare a tubului electronic; factorul de calitate propriu al circuitului oscilant L1; factorul de calitate echivalent al circuitului oscilant L1, Ct1; frecvenţele limită ale benzii de lucru;

   max  min — frecvența medie in bandă. Circuitul oscilant acordat pe frecvenţa medie din banda de lucru este format din bobina L1 si condensatorul Ctl. Capacitatea Ct1 este constituită din capacitatea de intrare a tubului Cin, capacitatea de acord C1, capacitatea proprie a bobinei CL şi capacitatea montajului Cm:

Ct1  Cin  C1  CL  Cm . Pentru lărgirea benzii de trecere pînă la valoarea necesară, circuitul oscilant LlCn este uneori amortizat cu o rezistenţă suplimentară de amortizare atunci cînd rezistenţa proprie a circuitului şi rezistenţa de intrare a tubului nu sînt suficiente. în general, însă, la frecvenţele de lucru din banda de UUS rezistenţa de intrare Rin este destul de mică, încît poate să asigure amortizarea necesară circuitului oscilant şi în acest caz rezistenţa suplimentară nu se mai utilizează. Energia electrică de la fider se transferă în circuitul secundar prin intermediul bobinei L1, cuplată cu acesta. Din motivele amintite cuplajul este indicat să fie ales pentru transfer maxim al tensiunii în circuitul de intrare. Soluţia este avantajoasă pentru situaţia în care zgomotele tubului electronic sînt mai mari decît cele produse de antenă-fider, circuit de intrare. în acest caz, zgomotul ce apare la intrarea amplificatorului, fiind practic independent de cuplajul între bobine, se va alege cuplajul critic pentru care factorul de transfer al tensiunii este maxim. Dacă însă zgomotele produse de antenă-fider,circuitul de intrare sînt de acelaşi ordin de mărime

44

cu zgomotele produse de tub, atunci variaţia cuplajului influenţează atît valoarea zgomotelor cît şi transferul semnalului de la fider la circuit. Se demonstrează că în acest caz cel mai mare raport semnal/zgomot se obţine pentru un cuplaj mai strîns decît cel critic, cu toate că factorul de transfer al tensiunii este în această situatie mai mic decît cel maxim posibil [2]. Fie că se urmăreşte adaptarea în putere, fie adaptarea pentru zgomot minim, alegerea unui cuplaj strîns la circuitul de intrare este obligatorie, fără ca aceasta să ducă însă la reflectarea unei reactanţe apreciabile din circuitul primar în cel secundar. Explicaţia constă în faptul că impedanţa caracteristică a fiderului este mică şi de obicei pur rezistivă. Cu toate acestea, în unele montaje reactanţa bobinei L0 este anulată, fie de reactanţa unor condensatoare montate în serie cu bobina (se utilizează două condensatoare pentru asigurarea simetriei montajului), fie de reactanţa unui condensator montat în paralel cu aceasta. În acest caz, circuitul primar este acordat pe aceeaşi frecvenţă cu cel secundar, însă practic poate fi considerat ca un circuit neacordat, avînd în vedere amortizarea produsă de impedanţa caracteristică R0 a fiderului. Considerînd realizată adaptarea fiderului cu circuitul de intrare şi neglijînd pierderile proprii ale circuitului, valoarea factorului de transfer maxim realizabil este [v. rel. 1.5]:

KV max 

1 Rin . 2 R0

(2.24)

În condiţiile transferului maxim de putere avem:

R0'  Rin , (2.25) unde R'0 este impedanţa caracteristică a fiderului raportată la bornele circuitului de intrare, iar Rin ,— rezistenţa de intrare a amplificatorului (determinată cu rel. 2.10). Valoarea factorului de calitate echivalent al circuitului oscilant L1 Ct1 este determinat de amortizările date de rezistenţele Rin şi R0', adică:

Qe 

1 RinCt1 . 2

(2.26a)

Din această relaţie se poate determina valoarea capacităţii de acord Ct1:

Ct1 

Qe ,   Rin

(2.26b) valoarea lui Qe fiind dată de relaţia (2.23).

45

Cunoscînd valoarea lui Ct1, inductanţa L1 a circuitului de intrare se calculează cu formula:

L1   H  

25330 .   MHz  Ct1  pF  2

(2.27)

După cum se ştie, transferul maxim de putere are loc în condiţiile cuplajului critic. Inductanţa mutuală M (între L0 şi L1) pentru cuplajul critic rezultă din relaţia:

M  L1

R0 Rin

(2.28)

şi ţinînd seamă de faptul că:

C5 C2 in  C6 C8

M  k L0 L1 ,

(2.29) valoarea coeficientului de cuplaj k între L0 şi L1 este dată de expresia:

k

R0 Rin

L1 . L0

(2.30)

Luînd pentru k o valoare cuprinsă între 0,3 şi 0,7, se poate determina valoarea lui L0, Rin fiind dată de relaţia (2.10), iar L1 de relaţia (2.28):

L0 

1 R0 L1 . k 2 Rin

(2.31)

La stabilirea relaţiilor de mai sus s-a făcut presupunerea, confirmată de altfel la montajele practice, că Rd » Rin, unde Rd este rezistenţa proprie a circuitului oscilant şi egală cu: Rd   L1Q1 . (2.32) În situaţia în care se ia în considerare şi rezistenţa Rd, relaţiile stabilite mai sus rămîn valabile, cu condiţia ca în locul lui Rin să se introducă rezistenţa echivalentă de sarcină Re, formată din Rin şi Rd, adică:

1 1 1   . Re Rin Rd

(2.33)

Din relaţia (2.26a) rezultă că valoarea lui Qe (şi deci a benzii de trecere) poate fi modificată în limite largi prin modificarea lui Ct1, păstrîndu-se un acelaşi factor de transfer al tensiunii. Valoarea minimă a lui Ctl este determinată de capacitatea de intrare a tubului şi de capacităţile parazite din montaj.

46

2.2. Schimbătorul de frecvenţă şi oscilatorul local 2.2.1. Analiza circuitelor schimbătorului de frecvenţă şi oscilatorului local Aceste etaje formează de fapt o unitate în blocul de UUS al radioreceptoarelor cu tuburi electronice, schimbătorul de frecvenţă şi oscilatorul local fiind realizate cu o triodă inclusă în acelaşi balon cu cea folosită pentru amplificatorul de frecvenţă foarte înaltă. Schimbătorul-oscilator de UUS trebuie să satisfacă cîteva cerinţe esenţiale de care se are în vedere la proiectarea şi realizarea acestei scheme: - să asigure reducerea, în cît mai mare măsură, a tensiunii transmisă de la oscilatorul local la antenă; - să asigure reducerea sau eliminarea efectului de reacţie negativă pe frecvenţa intermediară care are loc în schimbătorul de frecvenţă; - să asigure un transfer optim de putere de la amplificatorul de UUS la schimbătorul de frecvenţă; - să asigure o cît mai bună stabilitate a frecvenţei oscilatorului local. În fig. 2.6, a este reprezentată schema de principiu a unui schimbătoroscilator, figurată împreună cu cea a unui amplificator, ambele constituind un ansamblu UUS în varianta cea mai des folosită în montajele întîlnite în practică. Amplificatorul de frecvenţă foarte înaltă este în montaj cu punct mediu la masă şi cuplat capacitiv cu schimbătorul-oscilator. Oscilatorul, realizat cu cea de-a doua triodă, are circuitul acordat conectat în grilă (sînt şi variante de scheme cu circuitul acordat conectat în anod, aşa cum se arată în fig. 2.6, b) şi cuplat inductiv prin L5 cu circuitul anodic. La grila acestei triode apare oscilaţia de heterodinare şi oscilaţia cu frecvenţa semnalului şi în circuitul anodic se produce un curent de frecvenţă intermediară, separat de celelalte componente prin cele două circuite cuplate, acordate pe această frecvenţă (L 6, C10|| C11 şi L7, C12). Aplicarea tensiunii de semnal la intrarea etajului schimbător de frecvenţă se face prin divizorul capacitiv C5, C2in (fig. 2.7). Pentru asigurarea independenţei acordului între circuitul de semnal şi circuitul oscilatorului şi pentru a evita apariţia la intrare în antenă a unei tensiuni avînd frecvenţa oscilatorului local, trebuie ca aceste circuite să fie conectate într-o schemă de punte echilibrată. Într-adevăr, în schema din fig. 2.6, dacă puntea formată din capacităţile C5, C6, C2in, C8 (v. fig. 2.8) este echilibrată, adică:

C5 C2in  , C6 C8

(2.34)

tensiunea oscilatorului între punctul m şi pămînt este nulă (s-a considerat că C9 are o reactanţă neglijabilă pentru frecvenţe foarte înalte). Aducerea la

47

Fig. 2.6. Schema de principiu a unui bloc de UUS : a — cu oscilator cu circuit acordat in grilă : b — cu oscilator cu circuit acordat în anod.

Fig. 2.7. Schema echivalentă in punte a reţelei de cuplaj intre etajul amplificator de frecventă foarte înaltă şi intrare in etajul schimbător-oscilator.

48

Fig. 2.8. Schema echivalentă în punte a circuitului pentru eliminarea cuplajului între circuitul oscilatorului local şi circuitul de intrare al amplificatorului e foarte înaltă frecvenţă.

libru a punţii se realizează prin utilizarea în locul capacităţii C8 a unei

capacităţi ajustabile. În montajele practice, dacă la proiectare se aleg convenabil elementele punţii, dezechilibrul produs de toleranţele elementelor componente şi de variaţia lui C2 in nu este supărător. Ca urmare a faptului că frecvenţa intermediară se deosebeşte mult de frecvenţa oscilatorului şi de cea a semnalului, cuplajul dintre filtrul FI şi circuitele oscilatorului şi semnalului este neglijabil. În schema din fig. 2.6 bobina L6 a primului circuit al filtrului de FI, avînd o inductanţă relativ mare, se foloseşte ca bobină de şoc în schema de alimentare paralelă a oscilatorului. Capacitatea C11 are o importanţă deosebită pentru funcţionarea normală a schimbătorului-oscilator. Într-adevăr, în afară de faptul că împreună cu C10, formează capacitatea de acord a primului filtru de FI (pentru această frecvenţă inductanţa L5 constituie un scurtcircuit), condensatorul C11 intră în circuitul oscilator şi împreună cu C10 creează un divizor capacitiv care asigură cuplajul dorit al circuitului oscilatorului cu tubul electronic. Coeficientul de cuplaj a poate fi exprimat sub forma:



C10 . C10  C11

(2.35)

Dacă se foloseşte un tub cu pantă mare, valoarea recomandată pentru a este de 2/3. În afară de aceasta, capacitatea C11 are o foarte mare importanţă în legătură cu stabilitatea schimbătorului oscilator faţă de oscilaţiile parazite la frecvenţe foarte înalte. Se poate observa uşor că în lipsa condensatorului C11 există posibilitatea ca la frecvenţe care întrec cu mult frecvenţa oscilatorului, capacităţile parazite ale cablajului, împreună cu capacităţile interne ale tubului şi inductanţele conexiunilor din montaj să formeze circuite oscilante parazite. Acestea favorizează intrarea în oscilaţie a sistemului pe frecvenţe nedorite, tendinţa fiind avantajată şi de panta mare a tuburilor folosite aici. Contribuţia cea mai importantă a condensatorului C11 apare atunci cînd circuitul oscilant parazit este acordat pe una din armonicele oscilatorului, situaţie în care radiaţia acestei armonici a oscilatorului local este anihilată de prezenţa acestui condensator. O altă problemă importantă în etajul schimbător de frecvenţă este aceea a reacţiei în FI ce se transmite prin capacitatea C2ga a tubului, reacţie care are o mare influenţă asupra rezistenţei de intrare şi rezistenţei interne a tubului schimbător de frecvenţă, efectul fiind manifestat asupra amplificării şi selectivităţii etajului. Cu ajutorul montajului în punte, constituit din capacităţile C2ga, C8, C9, C10 || C11 (reprezentat şi în schema echivalentă din fig. 2.9), cuplajul dintre circuitul de ieşire şi cel de intrare se poate elimina în condiţiile în care este

satisfăcută relaţia:

49

C2 ga C8



Ct , C9

(2.36)

unde: Ct = Cak + C10 + C11. Dacă puntea este dezechilibrată, în funcţie de valoarea condensatorului C9, se poate realiza, fie o reacţie negativă, fie una pozitivă. Analiza arată că în acest caz valoarea tensiunii de frecvenţă intermediară Ug (fig. 2.9) care se aplică din circuitul anodic pe grila tubului schimbător de frecvenţă, este dată de relaţia:

U g  K rU a , , Fig. 2.9.Schema echivalentă în punte a circuitului pentru eliminarea reacţiei negative în FI.

(2.37) unde Kr este coeficientul de reacţie şi are valoarea [3]:

Kr 

C8Ct  C9C2 ga C8C9

.

(2.38) Valoarea condensatorului C9, în funcţie de coeficientul de reacţie Kr, este:

C9 

C8Ct . C8 K r  C2 ga

(2.39a)

În cazul în care puntea este la echilibru (Kr = 0), relaţia (2.39 a) devine:

C9 ech 

C8Ct . C2 ga

(2.39b)

Ţinînd seamă de această valoare, din relaţia (2.38) se observă că dacă C9>C9ech, se obţine o reacţie negativă, iar dacă C 9
50

Admiţînd că valoarea coeficientului de amplificare μ al tubului este constantă şi avînd în vedere că panta de conversiune, în cazul regimului optim de oscilaţie, are valoarea [4]:

1  1 Sc     S,  3,5 2,5

(2.40)

unde S este panta triodei în regim amplificator, rezistenţa internă a triodei în regim de schimbător de frecvenţă este: Rih   2,5  3,5  Ri . (2.41) În cazul în care există o reacţie în FI (Kr ≠ 0), are loc o modificare a valorii lui Rih. Luînd în consideraţie acţiunea reacţiei în frecvenţă intermediară şi ţinînd seamă de valoarea rezistenţei interne Rih a schimbătorului de frecvenţă fără reacţie, valoarea rezistenţei interne dinamice Rid a schimbătorului oscilator este dată de expresia [3]:

Rid 

Rih  KRih  kr 1 , Ra 1 Rih

(2.42)

unde: μ este coeficientul de amplificare al triodei; Ra — rezistenţa de intrare a filtrului de frecvenţă intermediară; K — coeficientul de creştere al re zistenţei interne a schimbăto rului datorită acţiunii reacţiei. În fig. 2.10, în conformitate cu relaţia (2.42), este reprezentată grafic variaţia lui

Rid în funcţie de coeficientul K'r, unde : Rih 1 K r'   kr . (2.43) 1  Ra Rih

Analizînd acest grafic, se observă că dacă Fig. 2.10. Dependenţa rezistenţei Rid există o reacţie negativă în FI, rezistenţa in funcţie de valoarea coeficientului Rid este mai mică decît rezistenţa Rid ,K'r de reacţie K'r.

51

avînd în acest caz o valoare negativă. Dacă puntea este dezechilibrată şi introduce o reacţie pozitivă în FI, atunci rezistenţa Rid devine mai mare decît rezistenţa Rih, factorul K'r avînd de această dată o valoare pozitivă. Această situaţie este avantajoasă pentru schema schimbătorului de frecvenţă, în acest caz fiind redusă amortizarea asupra primului filtru de FI şi deci crescută amplificarea etajului. Valoarea rezistenţei Rid nu trebuie crescută însă peste o anumită limită, deoarece pentru K'r > 1 ea capătă valori negative şi schimbătorul va oscila pe frecvenţa intermediară. Aşa după cum rezultă din grafic, dacă se alege pentru raportul Rid / Rih valoarea 3, se obţine o bună stabilitate a montajului şi în acelaşi timp se realizează o rezistenţă internă dinamică de valoare ridicată: Rid  3Rih . (2.44) Pentru ca schimbătorul de frecvenţă să asigure o bună stabilitate de funcţionare în raport cu schimbarea tuburilor sau în raport cu abaterile valorilor capacităţilor faţă de valorile nominale, se recomandă ca la condensatoarele din puntea de FI abaterile de la valoarea nominală să nu fie mai mari de 2 % pentru condensatorul C9 şi să nu întreacă 5% pentru celelalte. Alegînd Rid /Rih = 3, din relaţia (2.42) se obţine pentru coeficientul de reacţie următoarea expresie:

kr 

2 1  Ra / Rih  . 3 

(2.45)

Introducînd această valoare în relaţia (2.39 a) se obţine valoarea capacităţii de reacţie C9. În afară de influenţa asupra rezistenţei interne Rih, reacţia în FI exercită influenţă şi asupra rezistenţei de intrare a schimbătorului de frecvenţă Rh in, la rîndul său aceasta acţionînd asupra amplificării şi selectivităţii amplificatorului de UUS. S-a stabilit teoretic şi experimental că prezenţa tensiunii de FI, în condiţiile de supraechilibrare admisibilă a punţii, duce la o creştere a rezistenţei de intrare cu circa 20% [3], obţinîndu-se:

Rdin  1, 2 Rhin ,

(2.46a) unde Rh in este rezistenţa de intrare a etajului schimbător de frecvenţă cores punzătoare cazului cînd nu există reacţie în FI. Avînd în vedere că în regim de schimbător panta de conversiune Sc se micşorează (v. rel. 2.40) şi ţinînd seamă de relaţia (2.1 c) se obţine pentru rezistenţa de intrare Rh in, în absenţa tensiunii de reacţie în FI pe grila tubului schimbător de frecvenţă, expresia: (2.46b) Rhin   2,5  3,5  Rin ,

52

unde Rin este rezistenţa de intrare a tubului în regim de amplificator. Din relaţiile (2.46 a) şi (2.46 b) rezultă: Rdin   3  4, 2  Rin . (2.46c) 2.2.2. Proiectarea elementelor circuitelor schimbătorului-oscilator La determinarea elementelor circuitului anodic al amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă au fost luate în consideraţie rezistenţa echivalentă Rsh a schimbătorului de frecvenţă care şuntează circuitul acordat al amplificatorului şi capacitatea echivalentă Csh care influenţează circuitul acordat al acestuia. Pentru determinarea acestor elemente se consideră schema echivalentă (fig. 2.11) a circuitului de grilă al schimbătorului de frecvenţă din fig. 2.6, în care sînt figurate numai circuitele care influenţează amplificatorul de UUS. Factorul de transfer al tensiunii de semnal Ua pe grila schimbătorului de frecvenţă are valoarea:

Kg 

Ug Ua



C5 . C2in  C5

(2.47)

Capacitatea echivalentă a schimbătorului montată în paralel pe circuitul acordat al amplificatorului este:

Csh 

C6C8 CC  5 2in . C6  C8 C5  C2in

(2.48)

În condiţiile în care aceste capacităţi sînt egale între ele, adică: C5  C6  C8  C2in  C ;

Fig. 2.11. Schema echivalentă a circuitului de grilă al schimbătorului pentru frecvenţa semnalului.

53

relaţia (2.48) capătă forma:

Csh  C .

Folosind expresia factorului de transfer Kg, rezistenţa de intrare a schimbătorului de frecvenţă Rd in, raportată la bornele circuitului de semnal, capătă valoarea:

 C  C5 1 Rsh  2 Rdin   2in  Kg C5  

2

Rdin .

(2.49)

Din expresia de mai sus se observă că prin modificarea valorii capacităţii condensatorului C5 se poate varia cuplajul dintre circuitul de semnal şi etajul schimbător de frecvenţă. La o valoare optimă a condensatorului C5 se poate realiza transferul maxim de putere de la amplificatorul de frecvenţă foarte înaltă la schimbătorul de frecvenţă, adică să avem: Ra'  Rsh , (2.50) unde R'a este rezistenţa generatorului echivalent al amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă [v. fig. 2.11]. Pentru calculul elementelor circuitelor oscilatorului din fig. 2.6 a, se consideră schema echivalentă din fig. 2.12. Rezistenţa de grilă R3 este cu mult mai mare decît rezistenţa Rd in , şi deci numai această rezistenţă va introduce practic amortizoare asupra circuitului acordat al oscilatorului.

Fig. 2.12. Schema echivalentă pentru frecvenţa oscilatorului, obţinută din schema dată în fig.. 2.6, a.

Capacitatea totală de acord a circuitului oscilant al oscilatorului local este:

Ceh 

54

C5C6 CC  C7  8 2 in . C5  C6 C8  C2in

(2.51)

Valoarea maximă a inductanţei de acord L4 max rezultă, din relaţia:

L4max   H  



2 h min

25330  MHz  Ceh  pF  ,

unde fhmin este frecvenţa minimă a oscilatorului în gama respectivă. Valoarea minimă a inductanţei de acord L4min este determinată de coeficientul de acoperire al gamei:

Kh 

 h max   h min

L4max , L4 min

(2.52)

şi anume:

L4min 

L4 max . K h2

Pentru ca inductanţa de reacţie să nu producă, împreună cu capacităţile C10 şi C11, rezonanţe parazite în banda de lucru a oscilatorului, valoarea inductanţei L5 trebuie astfel aleasă, încît frecvenţa de rezonanţă serie fs a circuitului format din L5 şi C10 să fie mai mică decît frecvenţa minimă a oscilatorului în gama respectivă, iar frecvenţa de rezonanţă derivaţie fd a circuitului format din L5 şi C10 în paralel cu C11, să fie mai mare decît frecvenţa maximă de lucru a oscilatorului. Este evident că în aceste condiţii raportul:

K sd 

d s

(2.53)

este mai mare decît coeficientul de acoperire al gamei dat de relaţia (2.52). Impunînd condiţia ca banda de lucru a oscilatorului să fie situată simetric faţă de frecvenţele fs şi fd, rezultă că între frecvenţa de rezonanţă derivaţie fd şi frecvenţa maximă fhmax a oscilatorului există relaţia:

d 

 K h  1 K sd  (k sd  1)kh

h max

.

(2.54a)

Notînd cu β raportul:



 K h  1 K sd (k sd  1) K h

,

(2.54b) valoarea inductanţei de reacţie corespunzătoare frecvenţei de rezonanţă fd rezultă din relaţia:

L5   H  

25330 C C  2  2h max  MHz  10 11  pF  . C10  C11

(2.55)

55

Ţinînd seamă de valoarea recomandată pentru raportul între capacitatea C10 şi C11 [v. rel. 2.35], rezultă pentru Ksd valoarea de 1,73. Considerînd gama de lucru 64 MHz— 73 MHz, pentru coeficientul de acoperire al gamei oscilatorului se obţine valoarea:

Kh 

 h max 73  10, 7   1,12 .  h min 64  10, 7

(2.56a)

Introducînd în relaţia (2.54 a) valorile determinate pentru ksd şi Kh, se obţine:

TKk 

TKL C  TKa Ca  i  1, 2 h max , Ck

(2.56b) În ceea ce priveşte amplificarea etajului schimbător de frecvenţă, aceasta este relativ redusă, întrucît panta de conversiune şi impedanţa circuitului de sarcină sînt mici. Valoarea amplificării, în condiţiile cuplajului critic, este dată de relaţia:

ASh 

1 Sc Rae , 2

(2.57a)

unde Sc este panta de conversiune, iar Rae are valoarea [4]:

Rae  Ra1e Ra 2e , (2.57b) unde Ra1e şi Ra2e reprezintă impedanţele de sarcină în frecvenţă intermediară ale celor două circuite cuplate (v. fig. 2.6). Banda de trecere B a filtrului de FI rezultă din relaţia:

b

i , Qe

(2.57c) unde fi este frecvenţa intermediară, iar Qe — factorul de calitate în sarcină şi egal cu:

Qe  Q1eQ2 e , în care:

(2.57d)

Q1e  2  i C p Ra1e ; Q2 e  2  i Cs Ra 2 e ,

Cp şi Cs reprezentînd capacităţile echivalente de acord ale circuitelor primar şi secundar ale filtrului de FI.

56

2.3. Stabilitatea de frecvenţă a oscilatorului local din blocul de USS 2.3.1. Generalităţi Oscilatorului local utilizat pentru schimbarea de frecvenţă în radioreceptoarele superheterodină i se impun condiţii severe, din punctul de vedere al stabilităţii de frecvenţă, deoarece alunecarea frecvenţei fh faţă de valoarea nominală duce la obţinerea unei frecvenţe intermediare diferită de cea pe care au fost acordate circuitele, ceea ce face ca etajele de frecvenţă FI şi discriminatorul din radioreceptor să lucreze dezacordate. Aceasta atrage după sine mărirea distorsiunilor introduse de circuitele amintite şi chiar încetarea audiţiei. În gama de UUS, avînd în vedere lăţimea mare de bandă utilizată, abaterea de frecvenţă a oscilatorului utilizat la foarte înaltă frecvenţă nu este supărătoare dacă ea nu depăşeşte valoarea de 0,1—0,2 din banda de trecere a amplificatorului de FI. De exemplu, dacă această bandă de trecere este 200 kHz, rezultă că alunecarea frecvenţei oscilatorului local nu trebuie să treacă peste 20 — 40 kHz. În general trebuie să se asigure o stabilitate de (3 — 5) 10-4 a frecvenţei oscilatorului local. Principalele cauze de variaţie a frecvenţei oscilatorului local sînt următoarele: variaţia temperaturii, a umidităţii, instabilitatea mecanică, variaţia tensiunii de alimentare, variaţia impedanţei de sarcină. Modificarea frecvenţei cu temperatura, datorită variaţiei cu temperatura a inductanţei bobinei şi a capacităţii condensatoarelor din circuitul oscilant, este cea mai importantă cauză care produce alunecarea frecvenţei oscilatorului în cazul blocurilor UUS din radioreceptoarele cu tuburi. Principalele variaţii au loc în perioada de încălzire după punerea în funcţiune a radioreceptorului, care durează circa o oră. Soluţiile ce se dau în acest caz pentru asigurarea stabilităţii frecvenţei oscilatorului vor fi analizate în acest capitol. Influenţa umezelii se reduce folosind materiale izolante nehigroscopice. Instabilitatea mecanică se poate datora unui sistem de acord necorespunzător. Pentru a reduce efectul variaţiei tensiunii de alimentare se procedează la folosirea de surse de tensiune anodică stabilizate, la utilizarea de circuite oscilante cu factor de calitate ridicat, la realizarea unui cuplaj slab între tubul oscilator şi circuitul său oscilant. Pentru reducerea efectului variaţiei impedanţei de sarcină asupra frecvenţei se realizează un cuplaj slab între oscilator şi etajul schimbător de frecvenţă.

57

2.3.2. Comportarea la încălzire a circuitului oscilant al oscilatorului local din blocul de UUS Referindu-ne, în general, la frecvenţa de rezonanţă a unui circuit oscilant LC, aceasta este dată de formula lui Thomson:

r 

Fig. 2.13. Curba de încălzire a unui corp 0 = F (t ).

   0    1  e  kt .

1 2 LC

.

(2.58) Sub acţiunea căldurii se produce o modificare a inductanţei şi capacităţilor, avînd loc din această cauză o alunecare a frecvenţei de rezonanţă fr. Într-adevăr, comportarea la încălzire a unui element de circuit este dată de o funcţie exponenţială, aşa cum se arată în fig. 2.13, şi a cărei expresie matematică este: (2.59)

Viteza de încălzire şi temperatura finală θf depind de cantitatea de căldură furnizată, de temperatura sursei, de masa şi căldura specifică a materialului, precum şi de modul de transmitere a căldurii: prin conducţie sau radiaţie. Aceste influenţe sînt conţinute în parametrii k şi Δθ. După un anumit timp în elementul de circuit nu se mai produc practic modificări şi aceasta corespunde momentului obţinerii temperaturii finale θf. Această stare are loc atunci cînd se produce egalitatea între cantitatea de căldură primită şi cea cedată. În general, după 30 — 40 min de la încălzire un circuit oscilant lucrează stabil. Ţinînd seamă de faptul că şi într-un radioreceptor superheterodină pentru semnale cu MF elementele circuitelor oscilatorului local şi de FI sînt supuse unui proces de încălzire similar, are loc din această cauză o alunecare de frecvenţă şi deci o dezacordare a radioreceptorului. Contribuţia esenţială în această privinţă o are circuitul oscilatorului, participarea circuitelor de FI fiind mult mai puţin importantă din cauza frecvenţei lor relativ coborîte. Pentru a arăta acest lucru se va calcula abaterea de frecvenţă pentru fiecare dintre cele două circuite amintite. Se ştie că la un radioreceptor pentru MF frecvenţa oscilatorului fh se alege, de obicei, mai mare decît frecvenţa semnalului fs şi în aceste condiţii avem:

58

i   h   s ,

(2.60)

unde ƒi este frecvenţa intermediară.

Pentru domeniul de UUS al radiodifuziunii frecvenţa intermediară f este de 10,7 MHz. Considerînd banda de lucru 64 — 73 MHz, frecvenţa corespunzătoare a oscilatorului local este de 74,7 — 83,7 MHz. Ţinînd seama de relaţia (2.58), dacă capacitatea totală a unui circuit se modifică cu

 C L şi inductanţa totală cu , atunci pentru , se obţine r C L

valoarea :

 1  C L    . (2.61) r 2 C L C L La o egalitate de forma = avem o compensare termică şi practic C L nu exista alunecare de frecvenţă. Considerînd

C L   5 103 , se obţine : C L   2,5 103 . r

Presupunînd că radioreceptorul a fost acordat pe frecvenţa fs = 69,3 MHz, atunci, prin încălzire, frecvenţa oscilatorului fh se modifică cu Δfh = —0,0025 • 80, adică Δfh = — 200 kHz [v. rel. 2.60]. În aceleaşi condiţii acordul circuitului de FI se modifică cu valoarea:

 i  0, 0025 10, 7, adică  i  26, 7 kHz. La sfîrşitul încălzirii se obţine:

 0   h   i  200  26, 7  173,3 kHz. Rezultă, deci, că frecvenţa de acord a radioreceptorului s-a modificat cu — 173,3 kHz, ceea ce reprezintă 87,3 % din alunecarea de frecvenţă a oscilatorului local, de unde se vede contribuţia importantă a acestuia. Din această cauză, în cele ce urmează se vor discuta problemele de bază legate numai de stabilizarea frecvenţei oscilatorului local, soluţiile date aici putînd fi însă adoptate şi la circuitele de FI. În fig. 2.14, a este prezentată schema de principiu a unui schimbătoroscilator cu acord inductiv, care este foarte răspîndită în radioreceptoarele de

59

UUS. Ţinînd seamă că elementele circuitului acordat al oscilatorului îşi modifică valorile datorită încălzirii, se poate ataşa fiecăruia dintre aceste

elemente un coeficient de temperatură TK care indică modificarea relativă a valorii cu fiecare grad:

TKL  (2.62)

L ; L

TKC 

C . C 

La încălzire, dimensiunile bobinei se modifică şi odată cu aceasta se modifică şi valoarea inductanţei. Modificările reale ale inductanţei sînt mult mai mari decît acelea care pot fi deduse matematic din modificările dimensiunilor

Fig. 2.14. Schema unui schimbător-oscilator pentru UUS, cu acord inductiv şi capacitate de compensare Ck: a — schema de principiu; b - schema simplificată a circuitului oscilatorului.

60

geometrice ale bobinei. Dintre mărimile determinate din punct de vedere matematic pentru TKL rezultant, amintim modificarea rezistenţei ohmice, a capacităţii parazite a bobinei, modificarea inductanţei în raport cu modificarea distribuţiei de curent. Valorile cele mai mici pentru TKL se obţin în schemele de UUS cu bobine cilindrice bobinate pe carcase ceramice,

ajungîndu-se în acest fel la un TKL = (5 - 10) • 10-6 • 1/ ° C . Unele mărimi ale bobinei, ca, de exemplu, capacitatea şi rezistenţa, cresc cu frecvenţa, altele, ca, de exemplu, modificarea inductanţei în raport cu modificarea distribuţiei de curent, scad cu frecvenţa, ceea ce face posibil ca în domeniul de frecvenţă utilizat TKL să fie practic independent de frecvenţă.

Influenţa tubului electronic asupra stabilităţii de frecvenţă, este, în general mai redusă în comparaţie cu elementele circuitului oscilant, capacitatea tubului fiind numai o parte din capacitatea de acord (Cgk din fig. 2.14). Variaţia de capacitate a tubului, datorită încălzirii electrozilor, este de 0,01 — 0,1 pF şi deci suficient de mică; în plus, timpul de intrare în regim a tubului este de cîteva minute. La condensatoare, chiar formula capacităţii

C

A , d

(2.63)

(unde A este suprafaţa armăturilor şi d — distanţa între ele) arată că prin încălzire capacitatea se modifică datorită variaţiei valorii constantei dielectrice ε şi a elementelor geometrice ale capacităţii. Datorită faptului că s-a reuşit să se producă materiale ceramice care, în funcţie de natura constantei dielectrice ε, să aibă TKc pozitiv sau negativ, au apărut soluţii pentru îmbunătăţirea stabilităţii frecvenţei oscilatorului faţă de variaţiile de temperatură. 2.3.3. Metode de stabilizare termică a frecvenţei oscilatorului local Ţinînd seamă de cele prezentate mai sus, rezultă că este posibil ca prin folosirea unui element de corecţie Ck să se compenseze instabilitatea unui montaj deja construit, sau să se construiască o schemă de oscilator, a cărei stabilitate de frecvenţă să se înscrie în limitele fixate prin condiţii iniţiale. Să considerăm mai întîi cazul unui montaj la care presupunem că la sfîrşitul perioadei de încălzire s-a constatat că s-a produs o alunecare Δfh a frecvenţei oscilatorului (de exemplu Δfh = 390 kHz). Introducînd relaţia (2.62) în relaţia (2.61) se obţine:

 h 1  C L 1         TKC  TKL  , h 2 C L 2

(2.64a)

sau:

61

TKC 

2 h  TKL .  h 

(2.64b)

Pentru cazul în care Δfh = 390 kHz, Δθ = 25° şi TKL = 10 • 10-6 • 1/°C, rezultă că TKC al capacităţii totale din circuitul acordat al oscilatorului, la

fh = 80 MHz, are valoarea:

TKC  400 106 1/  o C. Pentru a obţine pentru coeficientul de temperatură total TK al circuitului valoarea zero, trebuie introdus în schemă un astfel de condensator, încît noul TKC’, al capacităţii totale din circuit să satisfacă relaţia:

TKC '  TKL ' .

(2.65)

În fig. 2.14, b este prezentată schema echivalentă a circuitului oscilator din fig. 2.14, a, la care am presupus necorespunzătoare stabilitatea de frecvenţă. Capacitatea de acord este constituită din capacitatea de compensare Ck si capacitatea Ca (un exemplu numeric: C = Ck + Ca = 22 pF, Ck = 8 pF şi Ca = 14 pF). Faptul că montajul oscilatorului nu prezintă o stabilitate normală înseamnă că valoarea coeficientului TK pentru condensatorul Ck nu a fost aleasă corespunzător. În cele ce urmează ne propunem să determinăm la acesta valoarea necesară a coeficientului TKk pentru a se obţine o stabilitate normală. Se presupune că valoarea coeficientului de temperatură a condensatorului Ck din montaj, în situatia în care Δf = 390 kHz, este TKk = = - 750 • 10 -6/°C. Avînd în vedere că valoarea coeficientului de temperatură echivalent TKe a două condensatoare C1 şi C2, montate în paralel (cu coeficienţii de temperatură TK1, respectiv TK2), se determină cu ajutorul relaţiei [6]:

TKe 

TK 1C1  TK 2C2 , C1  C2

(2.66a)

rezultă de aici că, comportarea condensatorului de acord C poate fi exprimată sub forma: TKC C  TKa Ca  TKk Ck . (2.66b)

62

Rezultă de aici valoarea lui TKa:

TKa 

TKC C  TKk Ck . Ca

(2.66c)

Considerînd pentru TKC valoarea de — 400 • 10 -6 1/°C şi luînd pentru coeficientul de temperatură al condensatorului Ck valoarea presupusă adică

TKk = - 750 • 10-6 • 1 /°C, se obţine pentru TKa:

400 106 22 750 10  6 8  TKa   200 106 1/  o C. 14 Ţinînd seamă de relaţiile (2.65) şi (2.66, b), se poate determina acum valoarea necesară TKk' a condensatorului Ck pentru care acesta realizează în montaj compensarea termică:

TKK ' 

TKL C  TKa Ca . Ck

(2.67)

Introducînd valorile din exemplul numeric se obţine:

TKk 

10 106 22 200 10  6 14  320 1061/ o C. 8

Dacă TKC' şi TKa sînt determinaţi cu anumite erori, atunci pentru amîndouă vom avea expresia:

TKk ' 

TKC 'C  (TKa Ca ) . Ck

(2.68)

Considerînd pentru TKC' şi TKa erori de circa 15%, avem:

TKC '  0,15 TKC ' 1,5 10  6 1/  o C;

(2.69a)

TKa  0,15 TKa 30 10  6 1/ o C,

(2.69b)

şi introducînd aceste valori în relaţia (2.68) se obţine. În cazul cel mai dezavantajos (cînd erorile se însumează):

TKk 'max 

1 5 10  6 22  30  106 14  57 106 1/  oC 8

(2.70)

sau, ţinînd seamă de valoarea lui TKK' avem:

63

TKk 'max  17, 2% . TKk '

(2.70b)

Este important acum să se stabilească care este influenţa impreciziei coeficientului de temperatură al condensatorului din circuitul de acord asupra stabilităţii frecvenţei.

Cum condensatorul Ck este numai o parte din capacitatea totală C, atunci şi coefirientul TKk' are o influenţă parţială asupra coeficientului TK al circuitului şi avem deci:

TKC ' 

Ck TKk ' . C k  Ca

(2.71a)

Înlocuind valorile din exemplul numeric se obţine:

TKC '  20, 6 106 1/  o C.

(2.71b)

În relaţia (2.64 a), considerînd numai variaţia de capacitate, se obţine:

 h 

1 TKC '  h 2

(2.72)

şi valoarea alunecării maxime de frecvenţă este:

 h max 

1 25 20, 6 10  6 80  106 2

20,  6 kHz

(2.73)

Această eroare indică faptul că nu se obţine imediat compensarea, ci ea este realizată după un scurt timp de la punerea în funcţiune a radioreceptorului. În ipoteza că nu se dispune de condensatoare cu TK de valoarea dorită, atunci se recurge la soluţia combinării de condensatoare cu TK de valori diferite. Dacă combinaţia este realizată între două condensatoare montate în paralel, valoarea lui TKe echivalent rezultă din relaţia (2.66, a). Pentru două condensatoare montate în serie TKe echivalent are valoarea:

TKe 

64

TK 1C2  TK 2C1 . C1  C2

(2.74)

În condiţiile în care se cunosc coeficienţii de temperatură ai tuturor elementelor circuitului acordat al oscilatorului, se poate determina prin calcul valoarea lui TKk, fără a fi necesară măsurarea derivei de frecvenţă pe radio-

receptor. Soluţia este aplicabilă în proiectare. Neglijînd condensatorul C4, care pentru frecvenţa de lucru a oscilatorului se comportă ca un scurtcircuit, circuitul acordat al oscilatorului din schema dată în fig. 2.14, a are forma prezentată în fig. 2.15, a. Capacitatea grilă-catod Cgk a tubului are cu totul alte comportări faţă de temperatură în comparaţie cu celelalte elemente ale circuitului, din care

cauză este foarte greu în a se face consideraţii în această privinţă. Pe baza datelor experimentale s-a ajuns la concluzia că ea poate fi substituită printr-o capacitate echivalentă care la o variaţie de temperatură de 25°C are aceeaşi comportare cu capacitatea reală a tubului.

Fig. 215. Circuitul acordat al oscilatorului din fig. 2.14 : a-schema reală; b -schema simplificată în care capacitatea de acord este reprezentată prin capacitatea de compensare C k capacitatea echivalentă celorlalte condensatoare din montaj C a

Din valoarea capacităţii de grilă şi variaţia acesteia în condiţiile indicate se calculează valoarea lui Tgk echivalent:

TKg 

Cgk

C gk 

.

(2.75a)

Pentru cazul unei capacităţi Cgk = 5 pF şi o variaţie ΔCgk = 0,04 pF, se obţine pentru Tgk : TKg  320 106 1/  o C. (2.75b) Utilizînd relaţia (2.74), pot fi calculate valorile lui TK pentru legăturile serie C1, C2, respectiv Cgk, C3. Se calculează apoi TK pentru legăturile paralel Cal, Ca2 şi CT , unde:

Ca1  Ca 2 

C1  C2 . C1  C2 Cgk C3 Cgk  C3

(2.76a)

.

(2.76b)

65

folosindu-se o relaţie de forma celei date la (2.66, a). Avînd determinat coeficientul TKa al condensatorului Ca(Ca = Cal +Ca2 + CT) se poate calcula coeficientul TKk ştiind că pentru TKe al condensatorului de acord (C = Ca + Ck) trebuie să avem îndeplinită condiţia:

TKe  TKL

(2.77)

Se obţine în acest caz pentru coeficientul TKk expresia:

TKk 

TKLC  TKa Ca . Ck

(2.78) Calculele prezentate au fost făcute pentru cazul cînd blocul de UUS are prevăzut sistem de acord inductiv. În cazul în care se lucrează cu acord capacitiv se are în vedere faptul că capacitatea variabilă reprezintă numai o parte din capacitatea totală a circuitului. În aceste condiţii, o dată cu acordul circuitului se modifică şi TKC , în timp ce TKL rămîne constant. Din această cauză nu este posibilă obţinerea compensării decît într-un singur punct al gamei de frecvenţe.

66

CAPITOLUL

3 CALCULUL BLOCULUI DE UUS CU TUBURI ELECTRONICE

3.1 Generalităţi În cele ce urmează se vor calcula parametrii unui bloc de UUS avînd schema de principiu prezentată în fig. 2.6, condiţiile tehnice fixate acestui ansamblu funcţional fiind următoarele: - gama de frecvenţe: 64 — 73 Hz; - amplificarea în tensiune: 600 (55,6 dB) 1; - impedanţa de intrare: 300 Ω; - banda la 3 dB: 300 kHz; - selectivitatea la ±300 kHz : 10 dB; - atenuarea frecvenţei imagine: 30 dB; - atenuarea frecvenţei intermediare (fi = 10,7 MHz) : 70 dB; - factorul de zgomot F : 5; - deriva frecvenţei oscilatorului [măsurată după două minute de la punerea în funcţiune a ansamblului, pînă la 60 minute] = 40 kHZ. În tabelul 3.1 sînt distribuite pe etaje performanţele indicate mai sus, ţinînd seamă de rolul pe care-1 îndeplineşte fiecare etaj component al blocului de UUS. Tubul utilizat în montajul din fig. 2.6 este dubla triodă ECC85, ai cărei principali parametri sînt trecuţi în tabelul 3.2. [8]. 3.2 Calculul circuitului anodic al schimbătorului-oscilator 1 Cîştigul este măsurat în condiţiile în care ieşirea blocului de UUS este terminată pe o rezistenţă de 180 kΩ în paralel cu 20 pF care simulează impedanţa de intrare a primului amplificator FI al radioreceptorului.

67

Pentru obţinerea unei stabilităţi suficiente a benzii de trecere la schimbarea tuburilor, este necesar ca pentru capacitatea totală Cp a circuitului primar de frecvenţă intermediară să se ia o valoare ridicată. Se alege Cp = 35 pF.

Se ia aceeaşi valoare şi pentru capacitatea totală Cs a circuitului secundar. Pentru circuitul secundar al filtrului de FI capacitatea C12 rezultă din relaţia: Cs = C 12 + C0+ Cg,

1

) Cîştigul etajului amplificator fiind mare, zgomotul schimbătorului de frecvenţă nu mai contează la zgomotul total al blocului de UUS.

68

unde C0 este capacitatea cablului coaxial ce face legătura între blocul UUS şi grila primului tub amplificator de FI (C0 = 15 pF) şi Cg — capacitatea de

intrare a acestui tub amplificator (Cg = 5 pF). Rezultă: C12 = 15 pF. Pentru circuitul primar valoarea lui Cp este dată de relaţia: Cp = C l0 + C11 + Cac + Cm, unde Cac este capacitatea anod-catod a tubului ECC85 (0,18 pF), iar Cm este capacitatea montajului (circa 5 pF). Rezultă: C 1 0 + C 1 1 = 30pF. Ţinînd seamă de relaţia (2.35) şi luînd  

2 , trebuie ca : 3

C10=2C11 Din relaţiile de mai sus rezultă: C10 = 20pF; C11 = l0pF. Valoarea inductanţei bobinelor filtrului de FI este:

L6  L7 

25330  6, 4  H ,  i2 C

69

unde C = Cp = Cs = 35 pF. Considerînd pentru bobinele L6 şi L7 un factor de calitate Q0 = 70, valorile impedantelor la rezonantă ale circuitelor filtrului de FI sînt:

Q0  30k  . 2  i C

R06  R07 

Dacă se ţine seamă de amortizarea introdusă de rezistenţa de grilă Rg a primului tub amplificator de FI (de obicei, Rg = 1 MΩ) şi de rezistenţa de intrare a acestuia (s-a considerat Rin =180 kQ), rezistenţa echivalentă a celui de-al doilea circuit al filtrului devine:

R7 

R07 Re , R07  Re

unde:

Rg Rin

Re 

Rg  Rin

Rezultă:

R7 

 152k 

30  152  25k  . 30  152

În cazul cuplajului optim între circuite, rezistenţa de intrare a filtrului este:

Ra 

1 R06 R07  13, 7 k . 2

Această rezistenţă reprezintă sarcina schimbătorului-oscilator. Valoarea rezistenţei interne Rih a triodei în regim de schimbător de frecvenţă este: Rih = 21 kΩ(v. tabelul 3.2). Pentru a realiza la schimbătorul de frecvenţă o rezistenţă internă mai mare, se introduce o reacţie pozitivă în frecvenţă intermediară, valoarea coeficientului de reacţie Kr [v. rel. 2.45] fiind determinată din relaţia:

R 1 a Rih , 2 Kr   3  Ţinînd seama că μ= SRih = 48,3 (v. tabelul 3.2), iar pentru kr:

70

Ra  0, 66, se obţine Rih

kr 

2 1  0, 66  0, 023. 3 48,3

Pentru acest coeficient de reacţie valoarea lui Rid este (v. rel. 2.44):

Rid  3Rih  63k .

Ţinînd seamă de şuntarea rezistenţei Ro6 de către Rid, rezistenţa echivalentă a primului circuit al filtrului este:

R6 

R06 Rid 30  63   20, 7 k . R06  Rid 30  63

Regimul oscilatorului este astfel ales încît Uosc= 3 V, iar Sc= 2,3 mA/V (tabelul 3.2). În aceste condiţii, amplificarea etajului schimbător de frecvenţă (v. relaţia 2.57, a) este:

Ash 

1 1 Sc R6 R7  2  3 20, 7 25 26. 2 2

Valoarea obţinută satisface condiţia de amplificare impusă pentru etajul schimbător (v. tabelul 3.1). Factorii de calitate în sarcină ai circuitelor filtrelor de FI au valorile: Q6 = ωCR6 = 6,28• 10,7• 10-6• 35• 10-12• 20,7 = 48,5. Q7 = ωCR7 = 6,28 • 10,7•10-6• 35• 10-12• 25 = 59.

Factorul de calitate echivalent al filtrului este:

Qech  Q6Q7  48,5 59 53. Ţinînd seamă de faptul că s-a presupus că cele două circuite sînt cuplate la cuplajul critic (KQ = 1), avem pentru k valoarea:

k

1 1   0, 019  1,9%. Qech 53

Utilizînd curbele universale pentru calculul selectivităţii a două circuite cuplate [4], se poate determina, curba de selectivitate a filtrului de FI din circuitul anodic al schimbătorului oscilator. Pentru α = 3 dB şi KQech = 1 rezultă βQech= 1,5 în care:



2 i

de unde se obţine:

  i 1,5 10, 7 10  6     150kHz. 2Qech 2 53 În tabelul 3.3 sînt date valorile atenuărilor filtrului de FI pentru diferite

71

dezacorduri. Comparînd cu valorile impuse (tabelul 3.1) se constată că acestea corespund, la 300 kHz obţinîndu-se o atenuare mai mare cu 2 dB, ceea ce reprezintă o performanţă mai bună, iar banda la 3 dB are valoarea de 300 kHz.

3.3. Calculul circuitelor oscilatorului local Prin tema de proiectare se cere recepţionarea gamei 64 — 73 MHz. Se consideră o rezervă de 0,5 MHz la capetele benzii, gama de frecvenţe pentru calcule fiind: fmin = 63,5 MHz şi fmax = 73,5 MHz.

Ţinînd seamă că frecvenţa intermediară este fi = 10,7 MHz, frecvenţele corespunzătoare pentru oscilator (fh max, fh min) sînt:  h min   min   i  63,5  10, 7  74, 2 MHz;

 h max   max   i  73,5  10, 7  84, 2 MHz. Coeficientul de acoperire al gamei oscilatorului este:

Kh 

 h max 84, 2   1,13.  h min 74, 2

Acoperirea acestei game se asigură prin inductanţa variabilă L4 (fig. 2.6). Întrucît capacităţile din circuitul în punte pentru eliminarea cuplajului între oscilatorul local şi amplificator participă în circuitul acordat al oscilatorului, se vor calcula mai întîi aceşti parametri. Capacitatea de intrare C2in a tubului ECC85, ţinînd seamă de capacitatea dinamică grilă-catod C2gk şi de capacitatea montajului, se apreciază la 10 pF. Acceptînd un factor de transfer al tensiunii de semnal pe grila schimbătorului egal cu Kg = 1/2 (v. rel. 2.47) se obţine:

72

C5  10 pF. Considerînd că C6 = C5, din condiţia de echilibru a punţii:

C5 C2in  , C6 C8 rezultă C8 = 10 pF. Valoarea capacităţii de acord Ceh a circuitului oscilant al oscilatorului (v. rel. 2.51) este:

Ceh 

C5C6 CC  C7  8 2in . C5  C6 C8  C2in

În schemele în care oscilatorul local manifestă instabilitate în funcţionare datorită variaţiei de temperatură, este introdus în circuitul acordat al oscilatorului un condensator suplimentar Ck, care are un astfel de coeficient de temperatură (Tkk), încît permite oscilatorului stabilizarea termică la o valoare corespunzătoare obţinerii unei funcţionări normale a acestuia. În acest caz, circuitul acordat al oscilatorului din fig. 2.6 capătă forma reprezentată în fig. 3.1. Pentru ca o compensare termică o dată realizată să nu fie influenţată de variaţia condensatorului ajustabil din circuit (variaţia produsă de la un exemplar la altul), valoarea acestuia se caută să se ia cît mai redusă.

Avînd în vedere prezenţa în montaj a condensatorului Ck, capacitatea de acord Ceh a circuitului acordat al oscilatorului capătă forma:

Ceh 

C5C6 C C  C7  Ck 2 in 8 . C5  C6 C2in  C8

Acceptînd pentru grupul de condensatoare (C7 + Ck) o valoare medie de 12 pF şi considerînd pentru C7 (C7= 2 — 1 2 pF) o valoare medie de 4 pF, condensatorul de compensare Ck capătă valoarea de 8 pF, iar pentru Ceh se obţine:

10 10 4 10  10 10 10 8   22 pF. 10  10

Ceh 

Fig. 3.1. Schema echivalentă a circuitului acordat al oscilatorului din fig. 2.6, prevăzut cu condensatorul de compensare termică

Valoarea inductanţei circuitului acordat al oscilatorului se determină la

73

fh min = 74,2 MHz:

L4max 

25330 25330   0, 21 H .  Ceh (74, 2)2 22 2 2 h min

Valoarea inductanţei minime pentru acoperirea gamei este:

L4min 

L4 max 0, 21   0,165 H . 2 (Kh ) (1,13) 2

Pentru determinarea valorii inductanţei de reacţie L5 se utilizează relaţia (2.55) şi ţinînd seamă de relaţia (2.56 b) avem:

L5 

25330 25330   0,35 H .  2 20 10 2 C10 C11  1, 2 84, 2  1, 2 max  20  10 C10  C11

Un factor de cuplaj k = 0,7 între bobinele L4 şi L5 asigură îndeplinirea condiţiei de oscilaţie pentru oscilatorul local. Parametrii etajului schimbător oscilator au fost determinaţi în condiţiile în care coeficientul de reacţie pozitivă în FI este Kr = 0,023.

Pentru realizarea acestei valori a lui Kr elementele punţii de reacţie în FI trebuie dimensionate corespunzător. În fig. 3.2 este prezentată schema echivalentă a circuitului in punte din fig. 2.6 pentru introducerea reacţiei pozitive în FI. Considerînd pentru condensatorul Cm o valoare de 0,5 pF şi avînd pentru C -ga o valoare de 1,5 pF (v. tabelul 3.2) se obţine: Cgae= Cm + C2ga= 2 pF. .n

Fig. 3.2. Schema echivalentă a circuitului în punte pentru introducerea reacţiei în FI.

C9 

C8C p C8 K r  Cgae



Ţinînd seamă de valorile determinate anterior pentru condensatoarele Cp şi C8 şi utilizînd relaţia (2.39 a) se obţine:

10 35  160 pF. 10 0, 023 2

Tensiunea de reacţie pozitivă în FI duce la o creştere a rezistenţei de intrare Rd in la valoarea (v. rel. 2.46 c): Rd in = (3 - 4,2) Rin,

74

unde Rin este rezistenţa de intrare a tubului lucrînd ca amplificator. În tabelul 3.2 această valoare este de 6 kΩ la frecvenţa de 100 MHz. Utilizînd relaţia (2.1 e) se obţine o valoare aproximativă pentru rezistenţa de intrare Rin la frecvenţa de 80 MHz (mijlocul benzii de lucru a oscilatorului):

 100 Rin    80

2

6 9, 4k .

Ţinînd seamă de valoarea obţinută pentru Rin şi luînd în relaţia (2.46 c) un coeficient de creştere de 3, se obţine pentru Rd in:

Rdin  3Rin  3 9, 4 28, 2k . 3.4. Determinarea coeficientului TKK al condensatorului de compensare CK pentru obţinerea stabilizării termice Dacă în schema din fig. 3.1 se presupune că sînt cunoscuţi coeficienţii de temperatură ai celorlalte elemente ale circuitului acordat se poate determina prin calcul valoarea lui TKK.

Pentru capacitatea C2gK a tubului electronic se ia Tkg = 320 •10-6 • 1/°C (v. rel. 2.75 b). Avînd în vedere că C2in(C2 = Cm + C2 gk) s-a considerat egal cu 10 pF şi că Cgk ≈ 4 pF, rezultă că Tk2 in (v. rel. 2.66 a) are valoarea:

TK 2in 

C gk C2in

Tkg  128 106 1/  o C.

Pentru legătura serie C5, C6, considerînd pentru ambele condensatoare un TK = - 30 • 10-6 • 1/°C şi avînd în vedere că C5 = C6 = 10 pF, se obţine (v. rel. 2.74):

Tke1 

C5Tk  C6Tk  Tk . C5  C6

Pentru legătura serie C2 in, C8, considerînd pentru condensatorul C8 un coeficient TK= - 30 • 10-6• 1/°C şi avînd în vedere că Tk2 in = 128 • 10-6 • 1/°C, se obţine, din aceiaşi relaţie (2.74), valoarea coeficientului TKe2:

Tke 2  

C8Tkin  C2inTK TKin  Tk   C8  C2in 2

30 106 128 10  6  49 106 1/  o C. 2 75

Deci, pentru condensatorul echivalent Ce1 

C5C6 C5  C6

şi de valoare 5pF

avem un coeficient TKe1 = 30 • 10 -6 • 1/°C, iar pentru Ce 2 

C8C2in C8  C2in

şi de valoare tot 5 pF avem un TKe2 = 49 • 10- 6 • 1/°C. Considerînd pentru condensatorul C7 un coeficient TK7 = 100 • 10-6 • 1/°C şi notînd:

Ca  Ce1  Ce 2  C7

avem:

Ca  5  5  4  14 pF.

Ţinînd seamă de relaţia (2.66 a) se obţine:

TKa 

TKe1 Ce1 TKe 2Ce 2 TK 7C7  Ca

30 106  5 49 10  6 5  100  106 4    35 106 1/  o C. 14

Capacitatea totală de acord a circuitului acordat al oscilatorului are valoarea: C = Ca + Ck = 14 + 8 = 22 pF. Pentru a se obţine pentru coeficientul TK total al circuitului valoarea zero trebuie să se satisfacă condiţia [v. rel. 2.65]: T K e =-T K L . Considerînd un coeficient TKL= 40 • 10-6 • 1/°C, se obţine pentru coeficientul Tkk al condensatorului CK valoarea:

TKK 

TKL C TKa  Ca 40 106 22 35 10  6 14   CK 8  172 106 1/  o C.

76

Această valoare poate rezulta din combinarea potrivită a unor condensatoare cu coeficientul TK standardizat, sau se poate proceda la modificarea valorii lui CK pentru a se ajunge la un coeficient TKK de valoarea dorită. Pentru determinarea alunecării maxime de frecvenţă Δfhmax se utilizează relaţia (2.72). Ţinînd seamă de relaţiile (2.70 b) şi (2.71 a), se determină întîi ΔTKc

pentru capacitatea totală de acord:

CK TKK Ck 17, 2 102 TKK 8 17, 20 10  2 172  106 TKc     Ca  Ck Ca  C k 14  8  10, 7 106 1/  o C. Considerînd Δθ = 25° şi fh = 80 MHz, se obţine pentru Δfh max următoarea valoare:

 h max 

1 1 TKc  h  25 10, 7 10  6 80  106 ; ~ 11 KHz. 2 2

3.5. Calculul circuitului anodic al amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă Ţinînd seamă de banda de lucru considerată în calcule (63.5 — 73,5 MHz) coeficientul de acoperire al gamei circuitului anodic este:

K 

 max 73,5   1,17.  min 63,5

Acoperirea gamei este asigurată prin variaţia inductanţei L3 a circuitului acordat din anodul amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă (fig. 2.6). Capacitatea echivalentă de acord Ce este compusă din condensatorul ajustabil C3, capacitatea de neutrodinare Cn şi capacitatea Cm, formată din capacitatea conexiunilor şi din capacitatea de ieşire a tubului amplificator. Se consideră pentru C3 o valoare medie de 9 pF, pentru Cm se ia o valoare de 7,3 pF, iar pentru Cn, o valoare de 4,7 pF (această capacitate face parte din puntea de neutrodinare şi justificarea alegerii valorii ei se va face la calculul elementelor cicuitului de intrare). Rezultă pentru capacitatea Ce valoarea: Ce = C3 + Cn + Cm = 9 + 7,3 + 4,7 = 21 pF. Valoarea inductanţei circuitului acordat la frecvenţa cea mai mică a gamei de recepţionat este determinată din relaţia:

L3max 

25330 25330   0,3 H . 2 (  min ) Ce (63,5) 2 21

Inductanţa minimă necesară pentru acoperirea gamei este:

L3min 

L3max 0,34   0, 22  H . 2 (K ) (1,17) 2

Considerînd un factor de calitate în gol Q0 = 100, valoarea impedanţei la

77

rezonanţă, la frecvenţa medie fm din bandă, este:

R0 

1 Q0 , 2  m Ce

unde fm are valoarea:

 m   min  max  63,5 73,5 68 MHz. Rezultă pentru R0:

R0 

100  11, 2k  . 6, 28 68 10  6 2 1012

Schimbătorul de frecvenţă produce o amortizare asupra circuitului acordat din anodul amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă. Avînd în vedere că Rd = 28,2 kQ, valoarea rezistenţei Rsh, care amortizează circuitul acordat al amplificatorului, este (v. rel. 2.49):

 C  C5 Rsh   2in  C  

2

2

Rdin

 10  10   28, 2 112,8k .  10 

Ţinînd seamă de Rsh, impedanţa la rezonanţă a circuitului acordat devine:

Ra 

R0 Rsh 11, 2 112,8   10, 2k . R0  Rsh 11, 2  112,8

Pentru a se putea calcula amplificarea etajului de foarte înaltă frecvenţă în montaj cu punct mediu la masă, este necesară cunoaşterea rezistenţei interne Rid, la a cărei determinare se impune cunoaşterea lui Rc0, mărime ce depinde de rezistenţa de intrare a etajului amplificator (rel. 2.19). Valoarea rezistenţei Rin este dată de expresia (v. rel. 2.10):

1 1 1   mS R Rin Rg 1 a , Ri unde Rg este rezistenţa de intrare a amplificatorului în montaj cu catodul la masă. În tabelul 3.2 este dată rezistenţa de intrare pentru frecvenţa de 100 MHz. Utilizînd relaţia (2.1 e), se găseşte o valoarea aproximativă pentru rezistenţa de intrare Rg la frecvenţa medie din bandă (fm = 68 MHz). 2

 100 Rg    6  13k  .  68 Luînd pentru m o valoare de 0,3, se obţine pentru rezistenţa Rin (v. tabelul 3.2) valoarea:

78

1 1 6   0,3 10, 2 . Rin 13 1 9 Rin = 1,1 kΩ. Din relaţia (2.19) se determină rezistenţa totală a circuitului raportată la bornele catod-masă: Rco = m2 Rin = (0,3)2 ∙1,1= 0,099 kΩ. Ţinînd seamă de prezenţa acestei rezistenţe în circuitul catodului tubului amplificator, rezistenţa internă Rid capătă valoarea [v. rel. 2.18]: Rid =R I + μRco = 9 + 54 × 0,099 = 14 kΩ. Dacă se ţine seamă de Rid, rezistenţa circuitului anodic al amplificatorului Rae devine (v. rel. 2.17):

Rae 

Ra Rid 10, 2 14   5,9k  . Ra  Rid 10, 2  14

Amplificarea etajului este: Au = SRae = 6 • 5,9 = 34,5. Factorul de calitate echivalent al circuitului este (v. rel. 2.20 b):

Qae 

Rae 5,9 Q0  100 54,5 . R0 11, 2

Avînd în vedere banda largă a circuitului acordat al amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă, participarea acestuia la curba de selectivitate a ansamblului este neglijabilă, aceasta revenind în esenţă filtrului de FI al etajului schimbător de frecvenţă. În schimb, circuitul acordat al amplificatorului, împreună cu circuitul de intrare, asigură atenuarea frecvenţei imagine (fim) şi intermediare (fi). Pentru calculul atenuărilor introduse de către circuitul de sarcină al amplificatorului asupra celor două semnale perturbatoare se va utiliza relaţia (2.21). Calculul atenuării semnalului de frecvenţă imagine va fi făcut în situaţia cea mai dezavantajoasă, adică la frecvenţa maximă din bandă. Valoarea atenuării este dată de relaţia:

       dB   10 log  1   im  max Qae2 ;     max  im  ' im



2

79

  94, 4 73  2  ; 10 log    (54,5) 2  24, 25dB .    73 94, 4  Pentru frecvenţa intermediară calculul atenuării se va face la frecvenţa minimă din bandă, fiind aleasă, ca şi mai sus, situaţia cea mai dezavantajoasă. Valoarea atenuării este dată de relaţia: 2     min 2 i   dB   10 log1      Qae ; i     min    10, 7 64  2  ; 10 log    (54,5) 2  49,8dB .    64 10, 7  ' i

3.6. Calculul circuitului de intrare al amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă Aşa după cum s-a arătat în capitolul II, la radioreceptoarele cu tuburi este avantajoasă proiectarea circuitului de intrare în condiţiile cuplajului critic.

Calculul parametrilor circuitului de intrare se face pentru frecvenţa medie din bandă (fm = 68 MHz), avînd în vedere că acesta este cu acord fix (v. fig. 2.6). Impunînd condiţia ca în banda utilă (64 — 73 MHz) atenuarea introdusă la capetele benzii să nu depăşească 3 dB, rezultă valoarea factorului de calitate echivalent Qe necesar [v. rel. 2.23]:

Qe 

 m 68   7, 6 . B 9

Capacitatea circuitului secundar Cs este formată din capacităţile C1,Ckg şi capacitatea montajului Cm. Din relaţia (2.26 b) rezultă valoarea capacităţii Cs:

Cs 

Qe 7, 6   16, 2 pF.   m Rin 3,14 68 10  6 1,1  103

Ţinînd seamă că Ckg = 3 pF şi considerînd capacitate a montajului Cm = 2 pF, rezultă pentru C1 valoarea de 11,2 pF. Se adoptă pentru C1 valoarea standardizată de 12 pF, rezultînd noua valoare pentru Cs = 17 pF. Din condiţia de rezonanţă rezultă valoarea inductanţei L2:

L2  80

25330

 m 

2

Cs



25330

 68 

2

17

 0,317  H .

Se ştie că relaţia (2.26) a fost stabilită în condiţiile în care R 02 » Rin, unde

R02 este rezistenţa proprie a circuitului oscilant: R 02 = 2πf m L 2 Q 02 unde Q02 este factorul de calitate propriu al circuitului oscilant. Punînd condiţia ca R02 = 10 Rin rezultă:

Q02 

R02 10 1,1 10  3   84 , 2  m L2 6, 28 68 10  6 0,317  106

care este o valoare realizabilă în construcţiile radio (valori uzuale pentru Q02 = 70 - 120). Prin condiţiile de proiectare impedanţa antenei a fost considerată de 300 Ω. Ţinînd seamă de relaţia (2.31) şi impunînd pentru k o valoare de 0,7, rezultă pentru inductanţa L1 din antenă:

L1 

1 R0 1 0,3 L2   0,317 0,173 H . 2 2 k Rin  0, 7  1,1

Factorul de calitate realizat pentru bobina L1 este de acelaşi ordin de mărime cu cel al bobinei L2. Folosind relaţia (2.24), rezultă valoarea cîştigului în tensiune al circuitului de intrare:

KV 

1 Rin 1 1,1   0,95 . 2 R0 2 0,3

Ţinînd seamă şi de cîştigul între intrarea şi ieşirea etajului, amplificarea totală este: At = Kv ∙ Au = 0,95 x 34,5 = 32,5. Valoarea obţinută satisface condiţia de cîştig impusă amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă (v. tabelul 3.1). Deşi factorul de calitate al circuitului de intrare are o valoare relativ redusă totuşi participă şi acesta la atenuarea semnalelor de frecvenţă imagine şi intermediară. Utilizînd relaţia (2.21), atenuarea semnalului de frecvenţă imagine capătă valoarea:

       dB   10 log  1   im  max Qe2      max  im  '' im



2

81

  94, 4 73  2   10 log    (7 6) 2    73 94, 4 

11, 6dB .

Ţinînd seamă şi de atenuarea α'im a circuitului acordat al amplificatorului, atenuarea totală a semnalului de frecvenţă imagine este:

 im   im'   im''  24, 25  11, 6  35,85dB . Valoarea obţinută satisface condiţia impusă (v. tabelul 3.1). Utilizînd aceiaşi relaţie de mai sus se obţine pentru atenuarea semnalului de frecvenţă intermediară: 2



'' idB

 10, 7 73  ; 10 log   (7 6) 2 33, 6dB .   13 10, 7

Ţinînd seamă şi de atenuarea αi' a circuitului acordat al amplificatorului, atenuarea totală a semnalului de frecvenţă intermediară este:

 i   i'   i''  49,8  33, 6  83, 4dB .

Valoarea obţinută satisface condiţia impusă (v. tabelul 3.1). Performanţele realizate de etajul amplificator sînt asigurate în condiţiile în care montajul este neutrodinat. Neglijînd inductivitatea mutuală între bobinele L'2 şi L''2, puntea de neutrodinare se găseşte la echilibru dacă capacitatea Cn are valoarea (v. rel. 2.3 c):

Cn 

L''2 L2 Cga 1  L L2

unde s-a considerat că

'' 2

 Cak 

0,3 1,5  0, 2  4,8 pF , 1  0,3

L''2  0,3. L2

Se ia pentru capacitatea Cn valoarea normalizată de 4,7 pF. 3.7. Calculul factorului de zgomot În condiţiile montajului cu punct mediu la masă relaţia 1.72 capătă forma [3]:

82

RAech  Rge     2  RAech F  hA  hT  Rzg   , Rge RAech Rge2    m 2

unde μ este factorul de amplificare al tubului, iar m are semnificaţia dată în 2

  relaţia (2.4). Cum μ » m, se poate aproxima   ; 1, de unde rezultă,    m 

că, aşa după cum s-a afirmat, pentru toate cele trei tipuri de scheme factorul de zgomot are practic aceiaşi valoare. Considerăm că participarea circuitului de antenă la factorul de zgomot este mai mică decît zgomotele amplificatorului; se ia pentru hA o valoare egală cu o unitate KT, adică hA = 1. Factorul echivalent de zgomot al rezistenţei de intrare hein (v. rel. 1.58 a) este:

hein  h

Considerînd raportul

RinL RinL  Rin

RinL  1 şi luînd hτ = 3,5, se obţine : Rin Rin hein  3,5  1, 75. RinL  Rin

Valoarea factorului hT se determină cu formula (v. rel. 1.59):

hT  hD

Rin RD  hein . Rin  RD Rin  RD

Înlocuind valorile determinate pentru Rin şi RD la calculul circuitului anodic şi de intrare al amplificatorului de UUS (Rin = 1,1 kΩ şi RD = R02 = 11 kΩ] şi considerind că hD este egal cu o unitate KT0 avem:

hT  1

1,1 11  1, 75  1, 67. 1,1  11 11  1,1

Valoarea rezistenţei Rge este (v. rel. 1.60):

Rge  iar a rezistenţei RA ech:

Rin RD 1,1 11   1k , Rin  RD 11  1,1

RAech  Rin  1,1k ;

proiectarea circuitului de intrare fiind făcută pentru cazul transferului maxim de putere. Cu aceste mărimi şi avînd în vedere că Rzg =0,5 kΩ (v. tabelul 3.2), factorul de zgomot F capătă valoarea:

83

 1,1  1 1,1 F  1  1, 67  0,5  1 1,1 1

2

4,8.

În cazul în care se realizează la circuitul de intrare adaptarea pentru zgomot, din relaţia (1.74) se obţine:

Fmin

2

 R  R  hA  2  2  zg  hT zg   R  Rge Rge  ge Rzg

0,5  0,5  1 2  2   1  1

2

0,5 1, 67  4,1. 1

Rezultă de aici că proiectarea circuitului de intrare după transfer maxim de putere este justificată, factorul de zgomot minim fiind apropiat de valoarea obţinută în aceste condiţii. 3.8. Calculul sensibilităţii blocului de USS Pentru determinarea sensibilităţii reale PSA a blocului de UUS se foloseşte relaţia (1.35 b) din care se obţine:

PSA  FKTA B

PS . Pzg

Considerînd un raport semnal/zgomot = 4 la intrarea demodulatorului MF si o bandă de trecere a amplificatorului de FI, B = 180 kHz, se obţine pentru PSA (TA = 293c): PSA  4,8 1,38 10  23 293  180  103 4 1, 410 14 W. Tensiunea electromotoare din antenă, corespunzătoare acestei puteri pentru RA = 300 Ω, este:

ESA  4 RA PSA  4 300 1,  4 10  14

4V .

Ţinînd seamă de cîştigul total al blocului de UUS, tensiunea Ue la ieşirea acestui ansamblu este:

U e  Ash At ESA  26 32,5 4 10  6

84

3,  4 mV.

C AP ITOLU L

4 BLOCUL DE UNDE ULTRASCURTE CU TRANZISTOARE

4.1. Amplificatoare de foarte înaltă frecvenţă şi circuite de intrare

4.1.1 Generalităţi Ca şi la blocurile UUS cu tuburi electronice sînt întîlnite şi aici cele patru tipuri de scheme corespondente: cu conexiune BC (bază comună), cu conexiune EC (emitor comun), schemă cu punct mediu la masă, montaj cascodă.

85

Oricare ar fi schema amplificatorului, acesta poate fi reprezentat printr-un cuadripol (fig. 4.1), la intrarea căruia se aplică un generator de admitanţă internă: Yge  Gge  jBge , (4.1a) iar la ieşirea lui o sarcină de admitanţă:

YS  GS  jBS .

(4.1b)

Fig. 4.1. Cuadripolul echivalent al unui amplificator cu un generator aplicat la intrare şi o admitanţă de sarcină la ieşire.

Din relaţiile tranzitorului, în funcţie de parametrii admitanţă:

I1  y11U1  y12U 2 ;

(4.2a)

I 2  y21U1  y22U 2 ,

(4.2b)

rezultă valorile admitanţelor de intrare şi de ieşire ale unui astfel de cuadripol:

y12 y21 ; y22  yS y y yes  Ges  jBes  y22  12 21 , y11  y ge yin  Gin  jBin  y11 

86

(4.3) (4.4)

unde y11, y12, y21, y22 semnificaţiile cunoscute de la cuadripoli şi cu menţiunea că în cazul montajului cascodă (v. fig. 4.2) admitanţa ys a primului tranzistor este reprezentată prin admitanţa de intrare a celui de-al doilea tran zistor, iar yge al celui de-al doilea tranzistor este reprezentată prin admitanţa de ieşire a primului tranzistor. Mărimile yin şi yes prezintă o foarte mare importanţă, prin intermediul acestora putînd fi staFig. 4.2. Schema echivalentă a unui bilite caracteristicile tehnice de montaj cascodă cu folosirea unui transformator.

bază ale etajelor amplificatoare cu tranzistoare. Datorită reacţiei interne, în cadrul tranzistoarelor asigurarea unei bune stabilităţi în funcţionare a montajului este o problemă care ocupă un loc mai important decît la cele cu tuburi electronice. Ea constă în aceea că trebuie avut grijă ca alegerea parametrilor montajului să fie astfel făcută, încît pentru nici una dintre frecvenţele de lucru ale acestuia să nu fie îndeplinită condiţia de oscilaţie. Este cunoscut faptul că pentru ca un sistem să oscileze trebuie ca valoarea admitanţei y în orice punct al lanţului de reacţie să fie egală cu zero [16], adică: Y  G  jB  0, (4.5) relaţie din care, pentru G = 0 se obţine condiţia de amplitudine şi pentru B = 0, frecvenţa de oscilaţie. Rezultă de aici că pentru asigurarea stabilităţii faţă de autoexcitaţie a cuadripolului din fig. 4.1 este necesar ca partea reală a admitanţei în orice punct al lanţului de reacţie să fie pozitivă. Impunînd această condiţie pentru admitanţa de la intrarea etajului amplificator avem: Re ( y ge )  Re ( yin )  0, (4.6)

unde:

y ge  Gge  jBge  Yg  Yc1  Gg  Gc1  j ( Bg  Bc1 )

(4.7)

iar:

yin  y11  

y12 y21  G11  jB11  y22  ys

y12 y21  cos  12  21   j sin  12   21  , G22  Gs  j  B22  Bs 

(4.8)

yg şi yc1 fiind admitanţa antenei, respectiv admitanţa circuitului de intrare. Introducînd relaţiile (4.7) şi (4.8) în relaţia (4.6) şi separînd partea reală se obţine:

G1  unde:

y12 y21  G2 cos  12  21   B2 sin(12   21 )  0, G22  B22

(4.9)

G1  G11  Gge ;

(4.10a)

G2  G22  Gs ;

(4.10b)

87

B2  B22  Bs ,

(4.10c)

După introducerea unui factor de stabilitate S relaţia (4.9) devine :

G1  S

y12 y21  G2 cos  12  21   B2 sin(12   21 ) , G22  B22

(4.11)

de unde rezultă valoarea lui S:

S

G1  G22  B22

y12 y21  G2 cos(12  21 )  B2 sin  12  21 

(4.12)

Ţinînd seamă că:

tg 2 

B2 , G2

(4.13)

relaţia (4.12) se poate scrie şi sub forma:

S

y12

G1G2 , y21 cos(12   21  2 ) cos 2

(4.14)

care arată că stabilitatea este cu atît mai bună, cu cît admitanţa y12 este mai mică, iar produsul ambilor factori de unghi este mai mare. Condiţia ultimă are loc atunci cînd produsul:

y  cos 2 cos  12  21  2 

(4.15) prezintă un maxim. Într-un domeniu de frecvenţă restrîns φ12 şi φ21 pot fi considerate constante. Anulînd derivata funcţiei y în raport cu φ2, din relaţia (4.15) se obţine: 0   sin  2 cos  12   21  2   cos  2 sin  12   21  2  (4.16a) sau: sin(12  21  2   2 )  0. (4.16b) de unde rezultă valoarea lui φ2 :

2 

12  21 . 2

Înlocuind relaţia (4.16 c) în relaţia (4.14) se obţine:

88

(4.16c)

G1G2   21 y21 cos 2 12 2

S y12

(4.17)

Trebuie avut în vedere ca această condiţie de stabilitate să fie îndeplinită şi atunci cînd antena este deconectată de la radioreceptor. Considerînd că totodată sînt îndeplinite şi condiţiile:

yc1 = y11 şi

ys = y22 , relaţia(4.17) devine:

S'  y12

G11G22 , 2 12   21 y21 cos 2

(4.18) care arată că în aceste condiţii se produce o scădere a stabilităţii montajului. Pentru o bună stabilitate se cere ca factorul S să rămînă mai mare decît unitatea. În practică stabilitatea este suficient de bună dacă S = 2 — 3. Pentru montajul cascodă din fig. 4.2, considerînd că ambele tranzistoare sînt utilizate în acelaşi punct de funcţionare şi că raportul de transformare

între L1 şi L2 este n/ 1, stabilitatea este dată de relaţia [14]:

G22

S y12 k y21k

   21 cos 12 2

,

(4.19)

2

care în condiţii de adaptare ia forma:

4G22

S y12 k y21k

  21 cos 12 2

,

2

(4.20)

unde:

y12 k 

y12 ; n

y21k 

y21 , n

unde G22, y12 , y21 se referă la mărimile din conexiunea BC. Ţinînd seamă de valorile admitanţelor de intrare şi de ieşire, precum şi de condiţia de stabilitate, rezultă principalele caracteristici ale tipurilor de scheme de amplificatoare de frecvenţă foarte înaltă. Astfel, amplificatoarele cu tranzistoare în conexiune BC, avînd în vedere faptul că admitanţa de cuplaj y12b (reacţia internă a tranzistorului) este puţin

89

importantă, prezintă o bună stabilitate în funcţionare. În cazul conexiunii BC, în general, nu se pot realiza condiţiile de adaptare, aceasta din cauza că Gg < Gin şi Gs > Gie. Dacă ultima relaţie este satisfăcută, un astfel de etaj asigură o amplificare constantă în funcţie de frecvenţă, aceasta în condiţiile în care circuitul de la ieşirea amplificatorului este acordat. La frecvenţe foarte înalte impedanţa de intrare în schema BC este de natură inductivă şi are o valoare redusă [13]. Schema în conexiune EC în domeniul frecvenţelor foarte înalte prezintă o reacţie puternică prin admitanţa de cuplaj y12e (în conexiunea BC y12b este mult mai mică — de circa 5 ori — şi din această cauză reacţia este mult mai slabă). Schemele în conexiune EC prezintă o impedanţă de intrare de natură capacitivă şi mai mare ca cea în conexiune BC. În cazul conexiunii EC se poate lucra în condiţii de adaptare sau aproape de adaptare atît la intrare cît şi la ieşire, la un astfel de montaj avînd îndeplinite condiţiile: y g ; yin ; (4.21)

ys ; yes .

(4.22)

Proprietăţile schemei cu punct mediu la masă (v. fig. 4.6) depind de raportul de cuplaj m, dat de raportul de tensiuni:

m

90

U OE , U BE

(4.23)

unde UOE este tensiunea între emitor şi masă, iar UBE este tensiunea între bază şi emitor. Din relaţia (4.23) se vede că pentru m = 0 se obţine schema EC, iar pentru m = 1, schema BC. Admitanţa de intrare y11, ca şi în schemele cu tuburi electronice, creşte cu creşterea raportului de cuplare, montajul apropiindu-se ca proprietăţi de cel cu bază comună. Dacă raportul de cuplare scade, admitanţa de intrare se reduce şi montajul se apropie de proprietăţile celui cu emitor comun. La o astfel de schemă, baza nefiind conectată la masă, apare o reacţie între intrare şi ieşire prin admitanţa de cuplaj y12, din care cauză, pentru asigurarea stabilităţii în funcţionare, montajul trebuie neutrodinat. Avînd în vedere că conexiunea cu punct mediu la masă dă o amplificare mai mare decît montajul cu baza comună şi un zgomot mai mic, ea este indicată în special în cazurile în care frecvenţa de lucru se apropie de frecvenţa de

tăiere a tranzistorului [13]. Montajul cascodă prezintă avantajul că asigură independenţă între admitanţa de intrare şi cea de ieşire. În aceste condiţii se poate reduce admitanţa la intrare în scopul creşterii selectivităţii (este mărită astfel siguranţa faţă de răspunsurile parazite), fără a influenţa însă admitanţa de ieşire. Din motive de securitate împotriva oscilaţiilor se recomandă ca la intrare să fie realizată adaptarea în putere, iar la ieşire să se aleagă o rezistenţă de sarcină de valoare redusă [14]. Totodată unor astfel de scheme, utilizate, de obicei, la blocurile UUS pentru radioreceptoare de calitate sau pentru cele stereofonice, li se cere şi un factor de zgomot de valoare cît mai redusă. Pentru îndeplinirea simultană atît a condiţiei de zgomot cît şi a celei de transfer maxim de putere se construiesc montaje adecvate pentru circuitul de intrare. Modul în care se realizează aceasta va fi arătat ceva mai departe. 4.1.2.Scheme de principiu utilizate Circuitul de intrare al amplificatorului de foarte înaltă frecvenţă, este, de obicei, de bandă largă şi mai rar cu acord continuu variabil pe toată banda de lucru, motivul fiind acela că un astfel de montaj necesită utilizarea unui sistem de acord (capacitiv sau inductiv) cu trei secţiuni, care duce la complicaţii în fabricaţie. Deşi avantajoase din punct de vedere practic, circuitele de intrare cu acord fix prezintă dezavantajul că trebuie să aibă o bandă de trecere foarte largă,

din care cauză este redusă siguranţa faţă de răspunsurile parazite(răspunsuri repetate, duble bătăi, bătăi continue), acţionînd totodată şi asupra stabilităţii schemei împotriva oscilaţiilor. Cuplajul între antenă şi circuitul de intrare se face fie direct, fie prin inductanţă mutuală. În fig. 4.3, a este prezentat un montaj de amplificator cu un tranzistor în conexiune BC, avînd la intrare un circuit oscilant derivaţie. În fig. 4.3, b etajul amplificator realizează cuplajul cu antena prin intermediul unui circuit oscilant serie.

91

Fig. 4.3. Amplificator în conexiune BC : a — cu circuit oscilant derivaţie în paralel pe intrarea amplificatorului; b — cu circuit oscilant serie la intrarea etajului amplificator.

Un exemplu de schemă în conexiune EC cu circuit de intrare cu acord prin inductanţă variabilă este prezentat în fig. 4.4, iar în fig. 4.5 este dată schema unui amplificator cu tanzistoare în montaj cascodă, la care circuitul de intrare este cu acord prin capacitate variabilă. Circuitul de intrare cu cuplaj prin inductanţă mutuală cu antena este frecvent întîlnit în etajele amplifica-

Fig. 4.4. Amplificator în conexiune EC cu circuit de intrare acordat prin inductanţă variabilă.

92

toare de foarte înaltă frecvenţă echipate cu tranzistoare. Fig. 4.6 arată un tranzistor în conexiune cu punct mediu la masă avînd la intrare un astfel de circuit. În ceea ce priveşte circuitul de sarcină al amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă, acesta este realizat în majoritatea cazurilor dintr-un singur circuit acordat (v. fig. 4.3) şi, mai rar, dintr-un filtru de bandă (v. fig. 4.5), ultima soluţie fiind utilizată, de obicei, în blocurile UUS de calitate şi în cele cu

montaj cascodă.

Fig. 4.5. Amplificator cu tranzistoare în montaj cascodă, cu circuit de intrare acordat prin capacitate variabilă.

Pentru a se obţine o mai mare rejecţie a răspunsurilor parazite este necesară obţinerea pentru filtrul de înaltă frecvenţă a unui factor de calitate cît mai mare. Aceasta prezintă şi avantajul că se asigură o rejecţie îmbunătăţită a frecvenţei imagine şi o radiaţie mai redusă a blocului de UUS, datorită cuplajului slab al oscilatorului cu circuitul de antenă al amplificatorului. O creştere

Fig. 4.6. Amplificator în conexiune cu punct mediu la masă, cu circuit de intrare cu cuplaj inductiv.

prea mare a impedanţei circuitului de sarcină duce însă, de obicei, la neadaptare, rezultînd din această cauză o pierdere de amplificare în putere, care poate fi acceptată atîta vreme cît raportul semnal/zgomot nu este afectat peste limitele valorii admise ansamblului de proiectat (scăzînd cîştigul amplificatorului, creşte importanţa zgomotului etajului schimbător la zgomotul total).

Pentru asigurarea unei bune funcţionări a blocului de UUS şi la semnale care depăşesc nivelele obişnuite (ordinul milivolţilor) este necesară evitarea supraîncărcării schimbătorului de frecvenţă autooscilant. În acest scop trebuie ca etajul amplificator de RF să aibă capacitatea de a păstra la ieşirea sa un semnal care să nu depăşească un anumit nivel impus atunci cînd la intrare semnalul variază în limite largi. Utilizarea sistemului de RAA nu mai este

93

eficientă în situaţia în care semnalul depăşeşte valorile de sute de milivolţi. Pe de altă parte, avînd în vedere că tensiunea de reglaj se ia de la ieşirea blocului de UUS pentru a se aplica, prin circuitul de RAA, la intrarea amplificatorului de RF (practic altfel nu este posibil), în schimbătorul de frecvenţă, cînd blocul de UUS recepţionează un semnal foarte puternic, apare un semnal de nivel mare, deoarece etajul amplificator nu a putut fi încă controlat de o tensiune de RAA corespunzătoare nivelului semnalului recepţionat. În plus, prezenţa dispozitivului de RAA înrăutăţeşte raportul semnal/zgomot şi din această cauză astfel de soluţii se utilizează numai cînd acest raport este suficient de mare. O îmbunătăţire a funcţionării la semnale mari s-ar putea aduce dacă tensiunea dispozitivul de control al amplificării este derivată dintr-un semnal care nu a trecut încă prin conversie. S-a constatat însă că o astfel de metodă nu este suficent de practică. Un montaj nou la care s-a recurs şi care în prezent se întîlneşte la multe scheme ale blocului de UUS cu tranzistoare este cel care utilizează o diodă de limitare în circuitul de sarcină al etajului amplificator. Un bloc UUS care conţine o astfel de diodă de limitare şi are un schimbător de frecvenţe dimensionat corespunzător, poate să lucreze cu tensiuni de intrare de cîţiva volţi. În fig. 4.7 este reprezentat modul în care este conectată dioda limitatoare la filtrul de bandă al unui amplificator de RF. Prin intermediul rezistenţei R1 (condensatorul C1 serveşte pentru decuplarea de înaltă frecvenţă a rezistenţei R1 ) dioda D1 este polarizată invers cu o tensiune iniţială şi de aceea ea nu influenţează semnalele mici. La nivele mari dioda se deschide, semnalele sînt limitate şi astfel etajul schimbător de frecvenţă nefiind supraîncărcat, poate funcţiona în condiţii normale. Soluţia este valabilă şi în cazul în care sarcina amplificatorului este constituită dintr-un singur circuit acordat.

Fig. 4.7. Amplificator pentru UUS cu diodă de limitare în circuitul de sarcină.

94

Pentru polarizarea iniţială a diodei cu germaniu se poate utiliza şi

tensiunea emitor-bază (UEB) a etajului amplificator. Schema are posibilitatea ca această tensiune UEB , datorită proprietăţilor de redresare a joncţiunii emitor-bază, să varieze în funcţie de semnal şi astfel dioda D1 să fie pusă în situaţia de conduc- ţie. Fig. 4.8 arată modul în care se montează dioda într-un asemenea caz de utilizare. La semnale mici dioda, datorită tensiunii iniţiale, nu conduce şi circuitul de sarcină al amplificatorului nu este amortizat. La semnale mari dioda se deschide şi prin cuplajul L3— L4 este reflectată

Fig. 4.8. Dispunerea diodei pentru limitarea amplitudinii în etajul amplificator al unui bloc de UUS cu tensiune mică de alimentare.

rezistenţa diodei Dl care amortizează circuitul de sarcină şi deci nivelul de semnal se reduce. Un astfel de cuplaj al diodei de limitare este întîlnit, de obicei, în blocurile UUS cu tensiune mică de alimentare, de exemplu 6 V. Limitarea cu ajutorul unei diode pe circuitul amplificatorului de RF produce însă o descreştere a factorului de calitate şi o creştere nedorită a conversiei datorită neliniarităţii diodei. Depinde de cîştigul de RF şi de posibilităţile de limitare pe care le are şi partea de FI a blocului de UUS dacă acest sistem de limitare nu înrăutăţeşte performanţele acestui ansamblu în ceea ce priveşte suprimarea răspunsurilor parazite. 4.1.3. Proiectarea etajului amplificator al blocului de UUS Amplificatorul de foarte înaltă frecvenţă trebuie să asigure un cîştig suficient de mare între antenă şi schimbătorul de frecvenţă pentru ca influenţa zgomotului schimbătorului asupra cifrei totale de zgomot a blocului de UUS să fie cît mai mică. O amplificare duce însă la tensiuni de RF mari la intrarea schimbătorului de frecvenţă şi deci la valori mici pentru atenuarea răspunsurilor parazite.

95

Din această cauză trebuie ales un astfel de cîştig al amplificatorului, încît să se obţină un compromis, ţinîndu-se seamă de efectele opuse ale zgomotului şi ale suprimării răspunsurilor parazite, toate acestea trebuind realizate în condiţiile unei bune stabilităţi a montajului. Un rol important în realizarea performanţelor etajului amplificator îl are circuitul de intrare care îşi aduce contribuţie la factorul total de amplificare, dar mai ales la factorul de zgomot al blocului de UUS. După cum s-a arătat, realizarea unui cîştig maxim presupune adaptarea în putere, dar aceasta nu corespunde şi condiţiei obţinerii unui factor de zgomot minim. Din această cauză cele două condiţii constituie criterii în proiectarea unui astfel de circuit. În cele ce urmează se va prezenta calculul circuitului de intrare atît în cazul transferului maxim de putere, cît şi în cel al adaptării pentru zgomot minim. Proiectarea circuitului de intrare in condiţiile transferului maxim de putere. Deoarece reflexiile pe linii sînt o cauză de distorsiuni în modulaţia de frecvenţă [1], în general se urmăreşte ca circuitul de intrare să lucreze în condiţii de adaptare pentru transferul maxim de putere. De altfel atunci cînd zgomotele produse de tranzistor sînt mai mari decît cele produse de antenă, fider, circuit de intrare, apare evidentă necesitatea adaptării în putere, în aceste condiţii obţinîndu-se la intrarea etajului semnalul maxim posibil şi totodată cel mai bun raport semnal/zgomot. Să considerăm cazul schemei din fig. 4.9. Amplificatorul este cu baza la masă şi nu este neutrodinat, la astfel de montaje admitanţa y12 fiind de valoare foarte mică, de unde se poate considera că yin are valoarea:

yin ; y11b .

Fig. 4.9. Schema unui amplificator în conexiune BC cu circuit de intrare cu acord fix.

Se notează: Z A = R A + jX A — impedanţa antenei;

96

Ea — Rin=R11 — Cin = C11 — Q2 — Ct2 Qe fmax, fmin

tensiunea electromotoare furnziată în cicuitul de intrare; rezistenţa de intrare a tranzistorului; capacitatea de intrare a tranzistorului; factorul de calitate propriu al circuitului oscilant L2 , Ct2; — capacitatea totală de acord a circuitului de intrare; — factorul de calitate echivalent al circuitului oscilant L2 ,Ct2; — frecvenţele limită ale benzii de lucru.

   max ,  min — frecvența medie în bandă. Circuitul oscilant format din bobina L2 şi condensatorul Ct2 este acordat pe frecvenţa medie din bandă. Valoarea condensatorului Ct2 este dată de relaţia:

C1'C2 Ct 2  ' , C1  C2

(4.24a)

unde C1' are valoarea

C1'  C1  Cin .

(4.24b) Considerînd aleasă valoarea pentru Ct2, din condiţia de rezonanţă rezultă valoarea inductanţei L2:

L2   H  

25330 .   MHz  Ct 2  pF  2

(4.25) Impunînd ca amplificarea la capetele benzii de lucru să nu scadă sub un anumit nivel (de ex. 1 dB) faţă de cea de la frecvenţa medie din bandă, rezultă că banda la 3 dB trebuie să aibă valoarea:

B  2   max   min  .

(4.26)

Circuitul acordat L2 Ct2 este amortizat de rezistenţele R'A şi R'tn, prima fiind impedanţa antenei, cea de-a doua rezistenţa de intrare a tranzistorului, ambele raportate la bornele 1 — 1 ale circuitului de intrare. Notînd cu R02 impedanţa proprie a circuitului oscilant L2Ct2 şi cu Re rezistenţa echivalentă de sarcină formată din rezistenţele R'in şi R02 în condiţii de transfer maxim de putere, (R'A = Re) avem:

Re 

2Qe , Ct 2

(4.27)

97

unde Re are valoarea:

Re  (4.28a) iar Qe:

Qe 

 . B

(4.28b)

Considerînd un coeficient de cuplaj între bobinele L1 şi L unitate, L1 rezultă din relaţia:

L1 

R02 Rin' , R02  Rin'

L2 , n2

2

apropiat de (4.29a)

unde n este raportul de transformare dintre bobinele L1 , L2 şi are valoarea:

Kv 

1 Rin .n 2 RA

Re . Ra

(4.29b) Rezistenţa de intrare Rin a etajului amplificator, raportată la bornele 1 — 1 ale circuitului de intrare, are valoarea:

 C '  C2 R  1   C2  ' in

2

Rin ,

(4.30a) de unde rezultă că:

Ci'  C2  C2

Rin'  k. Rin

(4.30b)

Din relaţiile (4.24 a) şi (4.30 b), avînd cunoscute valorile Ct2 şi k , rezultă C1' şi C2, iar din relaţia (4.24. b), fiind cunoscut Cin , se determină C1. Dacă este realizată adaptarea în putere între antenă şi circuitul de intrare, valoarea maximă a factorului de transfer este:

Kv 

1 Rin . 2 RA

(4.31)

Proiectarea circuitului de intrare pentru factor de zgomot minim. Aşa după cum s-a arătat, contribuţia factorului de zgomot al etajului de amestec se poate neglija practic şi nivelul de zgomot al blocului de UUS cu tranzistoare depinde în final de zgomotul etajului amplificator.

98

În aceste etaje valoarea factorului de zgomot depinde de adaptarea la zgomot a generatorului la intrarea tranzistorului şi de punctul de funcţionare al tranzistorului [11]. Din analizele efectuate asupra comportării la zgomot a tranzistorului s-a stabilit că factorul de zgomot al etajului amplificator din blocul de UUS ajunge la o valoare minimă dacă impedanţa generatorului (Zge) ce apare la intrarea tranzistorului, pentru frecvenţa de recepţie, este inductivă, aceasta independent de sistemul de conectare al tranzistorului [13]. Dacă în aceste condiţii se studiază variaţia factorului de zgomot al unui etaj amplificator de UUS, în funcţie de adaptarea generatorului şi de curentul de emitor, se constată că există valori optime atit pentru admitanţă cît şi pentru punctul de funcţionare al tranzistorului la care F capătă cea mai mică valoare. În fig. 4.10 este prezentată această dependenţă la circuitul de intrare al unui amplificator în conexiune BC, echipat cu tranzistorul BF115. Din analiza celor două reprezentări grafice se observă, pe de o parte că pentru

Fig. 4.10. Factorul de zgomot al unui etaj amplificator de UUS : a — în funcţie de adaptarea generatorului la intrarea tranzistorului; b — în funcţie de variaţia curentului de emitor; c — schema echivalentă a etajului de intrare.

punctul de funcţionare UCB = IOV şi iE= 1 mA se găseşte, în dependenţă de admitanţa generatorului, un zgomot minim F = 3 dB. Ţinînd seamă de admitanţa de intrare a tranzistorului (Yin) şi de cea a genaratorului (Yge), se observă că există

99

un puternic dezacord inductiv al circuitului de intrare şi că Gin Gge. În aceste condiţii avem o adaptare la zgomot (zgomot minim), însă nu este realizată adaptarea în putere. În cele ce urmează se va prezenta modul în care se poate realiza pentru impedanţa generatorului ce se conectează la intrarea tranzistorului un caracter inductiv, în întreaga gamă de lucru. Impedanţa Zge a generatorului constă de fapt din legarea în paralel a impedanţei circuitului de intrare Z cl şi a rezistenţei R'A, obţinută prin transferarea rezistenţei de antenă RA în circuitul de intrare al etajului amplificator (fig. 4.10, c). Ţinînd seamă de faptul că este vorba de o legătură paralel, impedanţa Zge se poate calcula în valori de conductanţă, obţinîndu-se:

1  y ge  Gge  jBge . Z ge

(4.32)

În mod analog se poate reprezenta şi admitanţa de intrare a tranzistorului sub forma:

Yin  Gin  jBin .

(4.33) Pentru analiza propusă să considerăm mai întîi schema din fig. 4.3, a, la care partea reactivă a admitanţei de intrare a tranzistorului are un caracter inductiv. Dacă circuitul de intrare este acordat pe o frecvenţă din banda de recepţionat, atunci componenta inductivă a admitanţei de intrare a tranzistorului va fi compensată şi deci reactanţa generatorului de la bornele 1 — 1 ar fi de natură capacitivă şi în aceste condiţii factorul de zgomot ar fi mare (F = 6...7). Pentru a se obţine o cifră de zgomot mai mică ar trebui ca circuitul oscilant L1C1 să aibă o frecvenţă de rezonanţă mai mare decît cea mai mare frecvenţă din banda de recepţionat, în acest fel comportîndu-se inductiv în întreaga gamă de lucru. În schema din fig. 4.3, b, pentru a se obţine o comportare inductivă a circuitului oscilant L1 C1 , este necesar ca acesta să aibă o frecvenţă de rezonanţă mai mică decît frecvenţa minimă din gama de recepţionat. Din cauză că aceste circuite trebuie să lucreze dezacordate în banda de lucru, ambele scheme sînt utilizate mai rar în montajele practice. În fig. 4.11, a este prezentată o schemă cu un circuit de intrare acordat, RA reprezentînd rezistenţa echivalentă a antenei. Curba de variaţie în planul complex a admitanţei generatorului yge, ce apare la intrarea tranzistorului între bornele 1 — 1, fără bobina suplimentară Ls, este reprezentată în fig. 4.11, b (curba 1). Considerînd că etajul amplificator de frecvenţă foarte înaltă lucrează în gama 88 — 100 MHz, în domeniul 91—94 MHz, factorul de zgomot este deja minim, partea de reactanţă din yge avînd un caracter inductiv. În restul domeniului, ţinînd seamă de faptul că admitanţa yge are un caracter capacitiv

100

şi că intrarea tranzistorului este inductivă, un condensator de cuplaj de valoare convenabil aleasă, montat între admitanţele yge şi yin, poate asigura o adaptare bună în putere, dar în acest caz adaptarea pentru zgomot va fi necorespunzătoare. Prin introducerea bobinei suplimentare Ls se produce o deplasare a curbei locale către valori inductive, astfel că admitanţa yge în domeniul care intere-

Fig. 4.11. Amplificator în conexiune BC cu circuit de intrare acordat: a — schema de principiu ; b — curba de variaţie în planul complex a admitantei Yge a generatorului; 1 — fără bobina suplimentară LS ; 2 — cu bobina LS .

sează rămîne inductivă (curba 2 din fig. 4.11, b). În aceste condiţii se realizează adaptarea la zgomot, dar nu mai este îndeplinită condiţia de adaptare în putere. Această dificultate se poate înlătura prin utilizarea unui circuit de intrare de bandă foarte largă. O astfel de soluţie prezintă însă dezavantajul că este scăzută siguranţa în funcţionare a blocului de USS faţă de răspunsurile parazite datorită faptului că în acest caz este mult redusă selectivitatea circuitului de intrare. în acelaşi timp, creşterea lăţimii de bandă la intrare reduce siguranţa privind stabilitatea schemei împotriva oscilaţiilor. Spre deosebire de conexiunea BC, în cazul montajului în conexiune EC adaptările de zgomot şi putere pot fi mult apropiate [15]. Într- adevăr se arată că la o astfel de schemă, în condiţiile în care montajul este neutrodinat şi este compensată faza admitanţei de reacţie prin legătura serie a capacităţii de colector Ccb şi inductanţa de la intrarea tranzistorului (fig. 4.12), impedanţele şi admitanţele zgomotoase se modifică. Faptul cel mai important constă în aceea că partea activă gcor a admitanţei ycor capătă o valoare negativă şi în relaţia (1.75) este micşorat termenul în care

101

participă g cor , deci este redus factorul de zgomot [13] [18]. Admiţînd un factor de zgomot de valoarea celui din cazul unui montaj în conexiune BC, termenul: bcor  Bg  Bc1 , (4.34) (v. relaţia 1.75) poate fi modificat în sensul avantajos realizării adaptării de putere, pină cînd se obţine şi pentru montajul în conexiune EC o aceeaşi

Fig. 4.12. Schema de principiu a unui amplificator in conexiune EC cu adaptarea de zgomot şi putere mult apropiate.

valoare a lui F. în acest mod se ajunge aproape la coincidenţa adaptărilor în zgomot şi putere. În montajul considerat, chiar dacă condiţia de stabilitate nu o cere, o neutrodinare corectă are aici drept scop o creştere a impedanţelor de intrare şi ieşire şi deci o creştere a amplificării [13], Cu toate avantajele pe care le prezintă, schema în conexiune EC nu se foloseşte prea des, aceasta din cauza imposibilităţii de stăpînire a dispersiei parametrilor. Dacă se ia, de exemplu, o valoare medie pentru y lle , atunci apar oscilaţii în proporţie de 50% şi chiar 100%, datorită variaţiei mari a factorului de amplificare. În schema din fig. 4.12 se observă prezenţa unei inductanţe L2 în circuitul de emitor al etajului amplificator. Motivul introducerii acestei bobine constă în aceea că asigură îmbunătăţirea stabilităţii în funcţionare a blocului de UUS faţă de semnale mari. Într-adevăr, prin reacţia negativă care se introduce amplificarea etajului scade cu semnalul aplicat la intrare şi prin aceasta scade supraexcitaţia etajului de amestec, care în aceste condiţii poate funcţiona normal, practic fiind independent de nivelul semnalului de la intrare. Prezenţa bobinei L 2 nu influenţează factorul de zgomot al tranzistorului, ci dimpotrivă, prin această reacţie negativă se aduce la intrare o tensiune de zgomot în antifază cu cea obţinută pe partea reală a impedanţei antenei şi deci 102 factorul de zgomot al etajului este redus şi pe această cale .

Introducerea reacţiei prin bobina L2 prezintă însă dezavantajul că amplificarea etajului scade. Trebuie avut grijă ca această scădere să nu fie prea mare, pentru ca în acest fel contribuţia factorului de zgomot al etajului de amestec, care participă micşorat cu amplificarea etajului de frecvenţă foarte înaltă, să rămînă încă practic neglijabilă faţă de zgomotul total al blocului de UUS. Prezenţa neutrodinării sau chiar a unei reacţii pozitive reduse, într-un astfel de montaj, compensează o parte din pierderea de amplificare prin realizarea unei reduceri a valorilor admitanţelor de la intrarea şi ieşirea amplificatorului. Totodată în acest fel este crescută selectivitatea circuitelor acordate şi deci îmbunătăţită atenuarea răspunsurilor la semnale parazite. Trebuie observat aici faptul că reacţia prin condensatorul CN nu este în opoziţie cu cea introdusă prin bobina L2 care este de fapt selectivă, ea acţionînd numai asupra tensiunii utile a postului pe care este acordat radioreceptorul. Dacă ne referim la montajele în conexiune cu punct mediu la masă (v. fig. 4.6), în acest caz există o valoare a lui m pentru care cuplarea antenei coincide pentru un minim de zgomot. Pentru a arăta acest lucru se consideră schema echivalentă simplificată a etajului amplificator din fig. 4.6 (v. fig. 4.13). Ţinînd seamă de notaţiile anterioare şi de parametrii y ai schemei în cone-

Fig. 4.13. Schema echivalentă simplificată a amplificatorului din fig. 4.6.

xiune EC, parametrii y' ai cuadripolului echivalent sînt daţi de relaţiile [13]:

Y11'  Gge  jBge 

Ye  Ycb '  (1  m) 2 jCcb  1  rbb ' (Yeb  Ycb ' )

 Y21Y11   jC  my21 ;  Y12 



(4.35)

103

 Y21Y11   jC ;  Y12 

Y12'  (1  m) jCcb  m 

 Y21Y11   jC ;  Y12  Y Y Y22'  Ys  jCcb  21 11  jC , Y12

Y21'  (1  m) jCcb  m 

(4.36)

(4.37) (4.38)

unde prin C s-a notat legătura paralel a capacităţii de colector Cce şi a capaci tăţii de neutrodinare CN. Valoarea condensatorului CN rezultă din relaţia:

CN 

1 m Ccb  Cce . m

(4.39)

La o neutrodinare completă Y'11 capătă valoarea:

Y11'  Gge  jBge  j  Cce  (1  m)Ccb  dCE (Y11e )    Y  mY21  1  m 11 . Y12 

(4.40a)

Relaţiile (4.35) şi (4.40a) au fost stabilite în ipoteza că impedanţa de sarcină Ys are o valoare redusă (ieşire în scurtcircuit). În condiţiile în care se consideră că circuitul de intrare este la rezonanţă, suma tuturor părţilor imaginare din relaţia (4.40) trebuie să fie nulă, adică:

0  Bge    Cce  (1  m)Ccb  dCE (Y11e )    Y  mY21  1  m 11 sin( s ) Y12 

104

(4.40b)

Expresia dCE(Y11e) se referă la valoarea modificării capacităţii de intrare în sarcină. Se demonstrează matematic că există o valoare a factorului m pentru care nu apar modificări prin dCE(Ylle) şi Y21[13]. Această situaţie duce la o coincidenţă între adaptarea la zgomot şi adaptarea în putere, în acest caz conductanţa de intrare G'11 devenind egală cu conductanţa generatorului echivalent Gge[13]. Soluţia prezintă însă dezavantajul că este micşorată într-o oarecare măsură partea reală a pantei Y21. Dacă schema nu este neutrodinată exact, atunci valoarea optimă a factorului m pentru dCE = 0 are loc, fie pentru un C N de valoare prea mică şi a unei valori mari a lui m, fie invers, aceasta în funcţie de sensul dezechilibrului punţii de neutrodinare. Din cele prezentate rezultă că în conexiunea cu punct mediu la masă, printr-o alegere convenabilă a parametrului m sau a lui CN, elementele circuitului de intrare pot fi astfel determinate, încît să se obţină o funcţionare a

sche-

mei în condiţii optime, atît din punctul de vedere al zgomotului cît şi din punctul de vedere al transferului maxim de putere. Comportarea la zgomot a montajului cascodă nu prezintă particularităţi faţă de montajele analizate, circuitul de intrare fiind realizat fie în conexiune EC, fie BC. În ceea ce priveşte dimensionarea elementelor circuitului de intrare în cazul adaptării la zgomot, se porneşte de la valoarea necesară pentru susceptanţa generatorului echivalent Bge care trebuie să fie de natură inductivă. Impunînd o valoare pentru capacitatea totală de acord C1 a circuitului văzut între bornele 1 — 1 spre antenă (v. fig. 4.3, a şi b), din relaţia: BC1 + BL1 = Bge, rezultă valoarea inductanţei L1, frecvenţa considerată fiind frecvenţa indicată de fabricant o dată cu indicarea valorii admitanţei yge (mărimile BC1 şi BL1 reprezintă susceptanţele lui C1 şi L1). Amintim faptul că parametrii L1, C1 trebuie să satisfacă condiţia ca generatorul echivalent să aibă o comportare inductivă în întreaga gamă de lucru. Astfel, pentru cazul circuitului serie trebuie ca fr < fmin, iar în cazul circuitului derivaţie trebuie ca fr > fmax. unde fr este frecvenţa de rezonanţă a circuitului L1C1, iar fmin şi fmax sînt frecvenţa minimă, respectiv frecvenţa maximă din banda de lucru a ansamblului de UUS. Pentru obţinerea valorii dorite a conductanţei generatorului echivalent Gge se foloseşte un cuadripol de adaptare. În cazul montajului din fig. 4.3, a soluţia cea mai des întîlnită constă în utilizarea unei bobine de antenă LA. În aceste condiţii, raportul de transformare între bobina de antenă LA şi bobina L1 are valoarea:

n

1 . RAGge

(4.42a)

unde RA este rezistenţa antenei. Inductanţa necesară pentru bobina LA se deduce din relaţia:

LA 

L1 . n2

(4.42b)

Circuitul de intrare L1C1 fiind dezacordat faţă de frecvenţele din banda de lucru a blocului de UUS, trebuie verificată atenuarea introdusă de acesta asupra frecvenţelor de semnal. Pentru aceasta se determină mai întîi frecvenţa de rezonanţă fr a acestui circuit. Ea rezultă din condiţia: BL1  BC1  Bin  0, (4.43a) unde Bin este susceptanţa de intrare a tranzistorului amplificator.

105

Avînd determinată valoarea frecvenţei f'r , se poate stabili care este factorul de calitate în sarcină Qc al circuitului de intrare:

Qe 

2  'r C1 , Gge  GC1  Gin

(4.43b)

unde: Gge este conductanţa generatorului echivalent; GC1 — conductanţa proprie a circuitului; Gin — conductanţa de intrare a tranzistorului. Se verifică apoi care este valoarea atenuării semnalelor cu frecvenţa fmin, respectiv fmax (v. rel. 4.62). Ea nu trebuie să fie mai mare de 2 —3 dB. Proiectarea circuitului de sarcină al amplificatorului. În circuitul de colector al amplificatorului de UUS se găseşte circuitul acordat de frecvenţă foarte înaltă. Acesta este conectat la etajul schimbător de frecvenţă prin intermediul unui condensator de cuplaj. În fig. 4.9 este prezentată schema de principiu a unui amplificator în conexiune BC, cel mai utilizat montaj în blocurile de UUS, iar în fig. 4.14 se prezintă schema echivalentă a acestui amplificator.

Fig. 4.14. Schema echivalentă a circuitului de sarcină a unui am plificator de frecvenţă foarte înaltă : a - schema normala (Ce= C4 + C5 + Bies(ω); b - schema simplificata (C'e = Ce + C'sh).

Avînd în vedere banda de lucru a amplificatorului ( fmax - fmin), se determină coeficientul de acoperire al gamei: 2

   C k   max  t max , Ct min   min unde Ct circuit.

106

max

şi Ct

min

(4.44)

sînt capacitatea totală maximă, respectiv minimă din

Considerînd aleasă valoarea lui Ct max, din condiţia de rezonanţă rezultă valoarea inductanţei L3:

L3   H  

25330 ,   MHz  C  pF  2

(4.45a)

unde:

   max  min ;

(4.45b)

C  Ct min Ct max ,

(4.45c)

Pentru obţinerea amplificării maxime în putere este necesar ca G'sh, reprezentînd conductanţa Gsh, raportată la circuitul de colector al amplificatorului, să fie egală cu suma dintre conductanţa internă a tranzistorului Gies şi conductanţa circuitului acordat Gc2 (v. fig. 4.14), adică: Gsh'  Gies  Gc 2 . (4.46) În ceea ce priveşte admitanţa echivalentă de intrare a etajului schimbător de frecvenţă Ysh = Gsh + j Bsh aceasta poate fi de natură capacitivă sau inductivă şi deci susceptanţa Bsh trebuie considerată în calcule cu semnul corespunzător. Impedanţa echivalentă pentru Ysh este: 1 Ysh  Z sh  rsh  jxsh . (4.47) Valorile lui rsh şi xsh, raportate la bornele circuitului de colector ale amplificatorului, sînt date de relaţiile:

rsh2  ( X C 6  xsh ) 2 1  . Gsh' rsh (4.48a)

X sh' 

rsh  ( X c 6  xsh ) 2 , X c 6  xsh

(4.48b)

unde reactanţa xsh trebuie considerată cu semnul corespunzător faţă de Xc6 care reprezintă reactanţa condensatorului de cuplaj dintre amplificator şi schimbătorul de frecvenţă [C6 din fig. 4.14, a]. Impunînd o anumită valoare pentru G'sh [de exemplu, cea dată de condiţia de adaptare din relaţia (4.46)], din relaţia (4.48 a) rezultă reactanţa capacitivă a condensatorului de cuplaj C6:

X C 6   xsh  (4.49a)

rsh  rsh2 . Gsh' 107

Valoarea condensatorului C6 este dată de relaţia:

C6 

1 2  X C 6

(4.49b) Avînd cunoscut pe C6, valoarea componentei reactive X'sh se determină din relaţia (4.48 b), iar capacitatea C'sh din relaţia:

Csh' 

1 . 2  X sh'

(4.50)

La determinarea valorii capacităţii de acord trebuie ţinut seamă şi de susceptanţa de ieşire βies a tranzistorului amplificator, a cărei valoare este:

Bies  I m  Yies   B22 

 (4.51a) unde:

Y12Y21  B1 cos(12  21 )  G1 sin  12  21  G12  B12  G1  G11  Gge ,

(4.51b)

B1  B11  Bge .

(4.51c) Ţinînd seamă de participarea la capacitatea totală de acord a capacităţilor susceptanţelor date de relaţiile (4.50) şi (4.51 a), şi considerînd o capacitate parazită de montaj Cp (este de ordinul a 2 —3 pF), valoarea capacităţii maxime de acord este:

Ct max  CV max  C5 

Bies  Csh'  C p , 

(4.52a) unde CV max este capacitatea maximă a condensatorului variabil C4. Avînd în vedere relaţia (4.44), rezultă pentru capacitatea minimă valoarea:

Ct min 

Ct max . k

(4.52b)

108

Considerînd că la intrarea etajului amplificator se aplică tensiunea U1 şi la intrarea etajului schimbător tensiunea Ush , amplificarea în tensiune este dată de relaţia:

Au 

U sh U sh U 2   kh Au1. U1 U 2 U1

(4.53)

Amplificarea în tensiune Au1 a etajului amplificator are valoarea:

Au1 

U2 S  ' , U1 GS

(4.54a)

unde S este modulul pantei tranzistorului amplificator, iar G's — conductanţa de sarcină, care este compusă din: GS'  Gies  GC 2  Gsh' . (4.54b) Valoarea lui Gies este dată de relaţia:

Gies  G22 

Y12 Y21  G1 cos  12   21   B1 sin  12  21  . (4.54c) G12  B12

Coeficientul de transfer Kh între ieşirea etajului amplificator şi intrarea schimbătorului de frecvenţă are valoarea:

Kh 

U sh  Rsh Gsh' . U2

(4.55)

unde Rsh = 1 /Gsh. Utilizînd relaţiile (4.54) şi (4.55), expresia amplificării ia forma:

Au 

S GS'

Rsh (GS'  Ges  Gc 2 ).

(4.56)

Dacă ţinem seamă că la frecvenţa medie din gamă lărgimea de bandă în sarcină are valoarea:

B

Gies  Gc 2  Gsh' 2 C

(4.57a) şi că lărgimea de bandă proprie a circuitului acordat L3 C este:

b0 

GC 2 , 2 C

(4.57b) atunci valoarea amplificării din relaţia (4.56) poate fi exprimată astfel:

Au 

S

 2 C ( B  b0 )  Gies  Rsh 2 CB

.

(4.58)

109

Amplificarea în putere a etajului amplificator este:

Ap  Au2

1 , RshGin

(4.59)

unde Au are semnificaţia dată de relaţia (4.58); Rsh este rezistenţa de intrare a etajului schimbător de frecvenţă, iar Gin — conductanţa de intrare a etajului amplificator, reprezentată prin partea reală din relaţia (4.8):

Gin  G11  unde:

Y12 Y21  G2 cos  12  21   B2 sin  12  21  G22  B22

(4.46)

G2  G22  GS ; B2  B22  BS .

După determinarea acestor mărimi se procedează la verificarea stabilităţii montajului utilizînd relaţia (4.12). Dacă S > 2, nu este necesară neutrodinarea. În caz contrar, fie se creşte valoarea conductanţei de sarcină, fie se neutrodinează etajul. În unele situaţii se poate proceda şi invers, adică se impune o valoare pentru factorul de stabilitate şi rezultă valoarea admitanţei de sarcină, aceasta în condiţiile în care admitanţa de intrare a tranzistorului este impusă, de exemplu, pe baza adaptării la zgomot. Valoarea conductanţei de sarcină nu poate fi crescută însă peste o anumită limită, fiindcă, pe de o parte, este redusă amplificarea, iar pe de altă parte, circuitul acordat nu mai poate asigura atenuarea necesară răspunsurilor parazite. Ţinînd seamă de această ultimă observaţie, se precizează că valoarea factorului de calitate în sarcină Qe, care rezultă din expresia:

Qe 

 B

(4.61)

trebuie verificată pentru atenuarea impusă semnalelor nedorite, folosindu-se pentru calcul relaţia:



    dB   10 log  1    s Qe2 ,       s  p  

110

(4.62) unde: fs este frecvenţa semnalului util; fp — frecvenţa semnalului perturbator.

 p

2

Semnalele nedorite au frecvenţele:

 p1   i ;

1   p2   s  i  1  . n 

(4.63a) (4.63b)

Pentru n= 1 şi n = 2 din relaţia (4.63 b) se obţine:

 'p 2   s  2 i ;

(4.64a)

 ''p 2   s   i 2,

(4.64b)

unde: f'p2 este frecvenţa semnalului imagine; f''p2 — frecvenţa semnalului pentru care are loc primul răspuns repetat; fi — frecvenţa intermediară. Relaţia (4.62) este valabilă şi pentru calculul atenuării introduse de circuitul de intrare asupra semnalelor nedorite. 4.2. Schimbătorul de frecventă şi oscilatorul local din blocul de UUS 4.2.1. Generalităţi Pentru schimbarea de frecvenţă se folosesc, ca şi în cazul tuburilor, două tipuri de montaje: — cu acelaşi tranzistor folosit ca oscilator şi ca schimbător de frecvenţă; — cu două tranzistoare diferite, unul folosit ca oscilator şi altul ca schimbător de frecvenţă. În fig. 4.15, a este prezentată varianta de schemă în care acelaşi tranzistor este folosit şi ca schimbător de frecvenţă şi ca oscilator. În acest montaj, oscilatorul lucrează în conexiune BC (v. fig. 4.15, b), care reprezintă de altfel tipul de schemă cel mai utilizat. Ce-a de-a doua metodă de schimbare de frecvenţă este prezentată în schema din fig. 4.16, oscilatorul lucrînd în conexiune BC, iar schimbătorul de frecvenţă, în conexiune EC. În ambele montaje oscilaţia se obţine cu ajutorul unei reacţii pozitive de la colector ia emitor, mărită la valoarea necesară, printr-un condensator (C3 în fig. 4.15 şi C6 în fig. 4.16, care cresc reacţia produsă prin capacitatea Cec). Pentru obţinerea unui conţinut de armonici scăzut este necesară o tensiune alternativă redusă, însă în aceste condiţii cîştigul de conversie are o valoare

111

mică şi din această cauză trebuie urmărită realizarea unui compromis. Tensiunile mari din antenă pot influenţa oscilatorul atît în amplitudine cît şi în frecvenţă prin influenţarea parametrilor tranzistorului. Aceasta poate duce la un efect de tîrîre sau chiar la oprirea funcţionării oscilatorului. Pentru obţinerea unei bune stabilităţi la semnale mari, în afară de soluţiile deja preconizate pentru amplificatorul de frecvenţă foarte înaltă, trebuie luate măsuri şi în etajul oscilator local. În acest sens cuplajul între amplificator şi

Fig. 4.15. Schema de principiu a unui schimbător-oscilator folosind un singur tranzistor: a — schema reală; b — montajul echivalent pentru oscilator; c — diagrama vectorială a reacţiei oscilatorului.

112

Fig. 4.16. Schema de principiu a unui schimbător-oscilator cu tranzistor separat pentru oscilatorul local.

oscilator trebuie să fie foarte slab şi în acelaşi timp influenţa parametrilor tranzistorului asupra frecvenţei oscilatorului să fie cît mai redusă cu putinţă. Din această cauză la unele montaje colectorul tranzistorului oscilator se conectează la o priză a circuitului oscilant, în acest fel fiind redusă influenţa admitanţei de ieşire a tranzistorului asupra circuitului acordat. În cazul montajelor cu oscilator separat, cuplajul între acesta şi etajul schimbător fiind realizat prîntr-un condensator de capacitate mică (C9 în fig. 4.16), efectul de tîrîre al frecvenţei oscilatorului local este practic înlăturat. De altfel acesta este şi motivul pentru care în blocurile UUS de calitate se preferă ultimul montaj. Schema cu schimbător —oscilator reprezintă o soluţie economică, însă prezintă inconveniente în funcţionare. Dacă un astfel de oscilator lucrează normal pînă la semnale de cîţiva milivolţi, la nivele mai ridicate el este simţitor dezacordat, datorită variaţiei admitanţei de ieşire a tranzistorului amplificator în funcţie de semnalul aplicat la intrare, ajungîndu-se chiar la scoaterea din funcţiune a oscilatorului. Pentru îmbunătăţirea funcţionării, la unele montaje intrarea etajului schimbător de frecvenţă este conectată la o priză a bobinei circuitului acordat al amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă. Priza la bobină şi o valoare corespunzătoare a condensatorului de cuplaj permit să se asigure o impedanţă mică şi deci o influenţă redusă a etajului amplificator. Dacă etajul schimbător de frecvenţă este prevăzut să funcţioneze cu un curent de colector ceva mai mare (3 — 4 mA de exemplu), această creştere a

113

curentului de colector duce într-o oarecare măsură la liniarizarea caracteristicii de intrare a tranzistorului schimbător de frecvenţă, adică la reducerea armonicelor rezultate prin conversie şi deci la îmbunătăţirea atenuării răspunsurilor parazite. Odată cu creşterea curentului scade însă amplificarea de conversie şi totodată creşte factorul de zgomot, condiţii care impun realizarea unui compromis privind creşterea curentului Ic. În scopul obţinerii unei funcţionări optime a etajului schimbător de frecvenţă privind atenuarea răspunsurilor repetate, este necesară realizarea unei impedanţe de valoare redusă în circuitul bază — emitor pentru toate frecvenţele egale sau mai mici decît frecvenţa intermediară (de obicei 10,7 MHz). Aceasta se realizează prin utilizarea unui filtru de FI (L1 C2 din fig. 4.15 şi 4.16). Uneori, la etajul schimbător — autooscilant bobina L1 este utilizată pentru corectarea fazei tensiunii de reacţie pe oscilator. S-a demonstrat matematic că circuitul schimbător de frecvenţă are o atenuare mai bună a răspunsurilor repetate dacă semnalul de frecvenţă foarte înaltă este adus pe baza tranzistorului schimbător. O astfel de posibilitate este oferită cu eficienţă însă numai de schemele care utilizează un oscilator separat. O altă îmbunătăţire ce se mai poate aduce unui schimbător de frecvenţă tot în privinţa atenuării răspunsurilor parazite este introducerea unei rezistenţe nedecuplate în emitor (de circa 10 Ω). Datorită faptului că aceasta produce o reacţie negativă în RF, are loc o liniarizare a caracteristicii de intrare a tran-

114

zistorului schimbător de frecvenţă, obţinîndu-se astfel o îmbunătăţire a atenuării răspunsurilor parazite (circa 3 dB), dar şi o scădere a amplificării de conversie (circa 2 dB), din care cauză este necesară realizarea unui compromis corespunzător. Metoda este utilizată pentru tranzistoarele cu frecvenţe de tăiere foarte ridicate. S-a arătat că supraîncărcarea etajului schimbător-autooscilant, cauzată de semnale mari ale antenei, schimbă parametrii tranzistorului şi prin aceasta frecvenţa oscilatorului. Pentru îmbunătăţirea funcţionării în această privinţă a blocului de UUS, în unele montaje se introduce o diodă limitatoare în circuitul de sarcină al amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă. Soluţia este bună din punctul de vedere al limitării nivelului semnalului din antenă,dar nu şi în privinţa atenuării răspunsurilor parazite. Într-adevăr, din cauza diodei de limitare se produce o amortizare suplimentară a circuitului de sarcină, care duce la scăderea selectivităţii acestuia. Pentru a păstra proprietăţile selective iniţiale ale circuitului de sarcină al amplificatorului şi a realiza totodată şi o limitare a semnalelor puternice, în unele montaje se utilizează o diodă limitatoare în paralel cu circuitul acordat de FI. În fig. 4.17 este prezentată schema de principiu a unui etaj schimbător autooscilant utilizînd o diodă de limitare (D1), conectată în paralel cu circuitul acordat de FI (C2 L2). Tensiunea de polarizare inversă a diodei este obţinută

de la rezistenţa R1 conectată în colectorul tranzistorului. Ea este decuplată pentru semnalele de FI şi RF prin condensatorul C1. Se observă

Fig. 4.17. Schema de principiu a unui etaj schimbător-oscilator cu diodă de limitare.

totodată că filtrul de FI este conectat la o priză a bobinei oscilatorului. Soluţia este utilizată la unele montaje, deoarece prezintă avantajul că previne pătrunderea semnalelor oscilatorului local în circuitele de FI, unde pot apărea interferenţe supărătoare. Rezultatele obţinute în privinţa limitării cu astfel de scheme sînt inferioare celor cu oscilator separat. Totuşi, limitarea prin diodă se întîlneşte şi la aceste montaje, în acest caz rolul diodei de limitare fiind mai mult pentru evitarea deformării curbei de trecere pe partea de Fi la semnale mari.

4.2.2. Proiectarea oscilatorului local al blocului de UUS Oscilatorul din blocul de UUS foloseşte, în general, un tranzistor în conexiune BC. Astfel de scheme de principiu au fost prezentate în fig. 4.15, a si 4.16. Pentru a înţelege modul de funcţionare al unui astfel de oscilator se aminteşte mai întîi faptul că la frecvenţe foarte înalte tranzistorul are o pantă complexă, a cărei fază trebuie luată în consideraţie la dimensionarea reţelei de reacţie. Dacă se pleacă de la o tensiune U1 între emitor şi bază (fig. 4.15, b), atunci în circuitul de colector va apărea un curent I2 egal cu:

I 2  U1Sc e  j 21b , care este defazat deci în urma tensiunii U1 cu φ21 b. Acest curent de colector creează pe circuitul rezonant din colector o tensiune de aceeaşi fază U2, circuitul L2 Ce fiind la rezonanţă. Tensiunea U2 creează, la rîndul său, prin legătura de reacţie CR(CR = C3 +Cce), un curent I1 prin admitanţa de intrare Yin. Dacă tensiunea de reacţie UR ce apare la intrare este în fază cu U1 şi de valoare corespunzătoare, atunci sistemul oscilează. Aceasta corespunde de fapt condiţiei ca unghiul de fază al pantei tranzistorului (φ21 b) să fie

115

compensat printr-o tensiune corespunzătoare defazată înainte. În relaţie matematică condiţia de oscilaţie se exprimă sub forma (v. rel. 4.5): Yge'  Yin'  0, (4.65a) unde :

Yin'  Y11' 

Y12' Y21' , Y22'  YS

(4.65b)

în care:

Y11'  Y11  Y12  YR  Y11  YR ;

(4.66a)

Y22'  Y22  Y12  YR  Y22  YR ;

(4.66b)

Y  Y12  Y2  YR ;

(4.66c)

Y  Y21  Y12  Y21 ;

(4.66d)

' 12

' 21

unde Yr = j ω C3 (v. fig. 4.15). Y11, Y12, Y21, Y22 sînt parametrii admitanţă ai tranzistorului, iar Ys este admitanţa de sarcină a etajului oscilator. Admitanţa Y'ge a generatorului echivalent are valoarea: Yge'  Gge  j ( Bge  Bcp ), (4.66e)

unde Yge = Gge + jBge reprezintă admitanţa generatorului echivalent al amplificatorului de UUS, iar Bcp reprezintă susceptanţa de compensare necesară la intrarea oscilatorului pentru aducerea în fază a tensiunii de reacţie cu tensiunea de intrare. Introducînd relaţiile (4.65 b) şi (4.66) în relaţia (4.65 a) se obţine:

Y

ge

 Y11  YR   Ys  Y22  YR   YRY21.

(4.67) Considerînd cazul unui schimbător-oscilator, în relaţia (4.67) se pot face unele simplificări avînd în vedere că circuitul de sarcină se află la rezonanţă şi că la montajele în conexiune BC este îndeplinită condiţia G22 < GS. De asemenea, ţinînd seamă de faptul că în general şi etajul amplificator de frecvenţă este realizat tot în conexiune BC rezultă că Gge < G11 şi deci admitanţa Yge a acestuia se reduce la o susceptanţă. Cu aceste observaţii şi introducînd valorile de cuadripol în formă complexă, relaţia (4.67) devine:

 jB

' ge

(4.68a) unde:

116

 G11  jB11  jC3  GS  jC3  G21  jB21  ,

Bge'  Bge  Bcp .

(4.68b) Dacă în relaţia (4.68 a) se face separaţia după modul şi fază se obţine:

Y1 e j1  (4.69a) adică:

C3   Y21 e j  21b   ; GS 2 

  1   21b   ; 2 

(4.69b)

Y1  (4.69c) unde:

tg1 

Bge'  B11  C3 G11'



  C '  C3  G11

.

C3 Y21 , GS

(4.70a)

ωC' reprezentînd suma susceptanţelor ce se leagă la borna de emitor, adică C '  Bge'  B11  Bge  Bcp  B11. (4.70b) Ţinînd seamă de relaţia (4.69 b), relaţia (4.70 a) poate fi pusă şi sub forma:

tg 21b  

G11 ,   C '  C3 

(4.71)

unde:

tg 21b 

B21 . G21

ω = 2πfh, fh fiind frecvenţa oscilatorului. Fiind ales tipul tranzistorului oscilator, sînt cunoscute aşadar mărimile G11 şi Y21 şi deci din relaţia (4.71) se poate determina valoarea condensatorului Ce:

Ce  

G11 , tg 21b

(4.72a)

în care:

Ce  C3  C ' .

(4.72b) Avînd fixată valoarea capacităţii de reacţie C3, din relaţia (4.72 b) rezultă valoarea capacităţii C'. Capacitatea C3 se alege de valoare cît mai redusă

117

pentru a nu mări prea mult influenţa între intrarea şi ieşirea tranzistorului (valori uzuale 2 — 7 pF). Atunci cînd capacitatea colector-emitor (Cce) are o valoare comparabilă cu C3, capacitatea fizică ce se introduce în montaj rezultă din diferenţa între capacităţile C3 şi Cce. Susceptanţa B' a condensatorului C' este formată, aşa cum s-a arătat mai sus (v. şi fig. 4.15, b), din susceptanţa de intrare B11 a tranzistorului oscilator, din susceptanţa de compensare Bcp şi din susceptanţa echivalentă Bge a amplificatorului de UUS, adică B '  B11  Bcp  Bge , (4.73a) relaţie care se poate scrie şi sub forma:

C' 

B11 Bcp Bge   .   

(4.73b)

Susceptanţa de intrare a tranzistorului în montaj cu baza la masă este, în general, inductivă. Pentru simplificare, în calcul se consideră elementul inductiv ca o capacitate negativă, în aceste condiţii avînd:

C11 

B11 . 

(4.73c)

Capacitatea echivalentă a susceptanţei Bge are valoarea:

C ge 

Bge

,

(4.73d)

C1 B2' , C1  B2'

(4.73e)



unde:

Bge 

C1 fiind capacitatea de cuplaj între amplificator şi etajul schimbător autooscilant. Valoarea lui B'2 , rezultă din relaţia:

B2'    C2'  Csh'  

118

1 , L

(4.73f)

unde L şi C’sh au semnificaţiile date în relaţiile (4.45 a) şi (4.50), iar C'2 reprezintă capacitatea totală de acord a circuitului oscilant al amplificatorului corespunzătoare frecvenţei f a oscilatorului, la care se face determinarea elementelor din lanţul de reacţie al acestuia. Avînd cunoscute mărimile C', C11 şi Cge, din relaţia (4.73 b) se poate determina valoarea capacităţii Ccp corespunzătoare susceptanţei de compensare Bcp. În cazul unui cuplaj slab între amplificator şi schimbătorul autooscilant, sau în cazul unui etaj oscilator care nu îndeplineşte şi funcţia de schimbător

de frecvenţă, influenţa etajului amplificator asupra oscilatorului este redusă şi în aceste condiţii C' capătă valoarea:

C' 

B11 Bcp   

şi ţinind seamă de relaţiile (4.73 c) şi (4.72 b) obţinem:

Ce  C3 

B11 Bcp   C11  Ccp ,  

(4.74)

relaţie care arată, avînd în vedere valoarea redusă a lui C3, că pentru compensarea între φ1 şi φ21b, este necesară la intrare o capacitate de compensare, atunci cînd admitanţa de intrare a tranzistorului schimbător are un caracter inductiv. Este evident că în cazul în care susceptanţa B11 are un caracter capacitiv, pentru a se obţine valoarea dorită pentru Ce , este necesar ca susceptanţa de compensare să fie de natură inductivă. În ceea ce priveşte relaţia între module, din expresia (4.69 c) se obţine:

  GS G11 cos 1  C3G21 cos   21b   . 2 

Ţinînd seamă de relaţia (4.69 b) avem:

GS 

C3G21 , G11

(4.75)

G 11, C21 fiind mărimi caracteristice tranzistorului ales, iar C3 fiind determinat de relaţia (4.72 b). Rezultă că din relaţia (4.75) se poate stabili care este valoarea maximă pentru conductanţa de sarcină GS pentru ca sistemul să oscileze. Pentru determinarea parametrilor circuitului acordat al oscilatorului principial se procedează similar ca la amplificatorul de UUS. Ţinînd seamă de banda de lucru a oscilatorului (fh max - fh min), se determină coeficientul de acoperire al gamei: 2

   C K h   h max  h max . Ch min   h min

(4.76)

unde Ch max şi Ch min reprezintă capacitatea totală maximă, respectiv minimă din circuit. Considerînd aleasă valoarea lui Ch max, din condiţia de rezonanţă rezultă inductanţa L2 (v. fig. 4.15 a):

L2   H  

25330 ,   MHz  Ch  pF  2 h

(4.77a)

119

unde:

 h   h max  h min ;

(4.77b)

Ch  Ch max Ch min .

(4.77c)

Avînd în vedere susceptanţele care participă la capacitatea totală de acord a circuitului şi considerînd o capacitate parazită de montaj Cp, valoarea capacităţii maxime de acord este:

Ch max  CV max  C7  C p 

Bies , 

(4.78)

unde: Cv max este capacitatea maximă a condensatorului variabil C6 (v. fig. 4.15,a); C7 — capacitatea unui condensator auxiliar;

Bies — capacitatea de ieșire a tranzitorului.  Condensatorul C7 poate servi, fie ca un condensator de compensare termică — aşa cum s-a arătat la circuitele de oscilator cu tuburi electronice — fie ca un condensator ajustabil introdus în montaj pentru a asigura un reglaj

iniţial mai bun al circuitului de oscilator. La unele montaje există cîte un condensator pentru fiecare din rolurile amintite. În mod analog cu relaţia (4.65 b) şi separînd partea imaginară din admitanţa Yies, valoarea susceptanţei de ieşire a tranzistorului amplificator este dată de expresia:

Bies  I m (Yies )  B22  C3 

Y12' Y21

G12  B12 G1 sin(12   21 )].

[ B1 cos  12  21   (4.79)

Ţinînd seamă de faptul că:

Y12'  jC3 , relaţia (4.79) devine:

Bies  B22  C3  unde:

120

C3Y21  B1 sin 21  G1 cos 21 ) , G12  B12

G1  G11  Gge ; G11 ;

(4.80) (4.81)

B1  B11  Gge  Bge' ,

(4.82)

B'ge avînd semnificaţia dată de relaţia (4.68 b). În cazul unui cuplaj slab între amplificator şi schimbătorul autooscilant, sau în cazul unui etaj oscilator care nu îndeplineşte şi funcţia de schimbător de frecvenţă relaţia (4.82) capătă forma:

B1  B11  C3 .

(4.83)

4.2.3. Probleme privind stabilitatea de frecvenţă a oscilatorului local din blocul de UUS Oscilatoarele realizate cu tranzistoare prezintă dezavantajul că sînt influenţate de temperatură, de variaţia tensiunii de alimentare şi de nivelul semnalului aplicat într-o măsură mult mai mare decît montajele realizate cu tuburi electronice. Din această cauză, pentru păstrarea stabilităţii frecvenţei în limitele impuse de norme, sînt necesare o serie de măsuri ce trebuie luate în această privinţă în schemele construite cu tranzistoare. Nu se va mai insista asupra problemei privind comportarea la încălzire a circuitului oscilant, tratarea ei din acest punct de vedere fiind similară cu

cea prezentată în cazul montajelor cu tuburi electronice, singura menţiune de făcut fiind aceea că în cazul blocului de UUS cu tranzistoare temperatura de lucru a ansamblului este mai coborîtă. Măsurile de stabilizare termică a tranzistorului urmăresc şi în cazul montajelor pentru MF linia deja cunoscută de la montajele obişnuite cu tranzistoare. Un pas înainte făcut în această privinţă este introducerea la scară industrială a tranzistoarelor cu siliciu. În prezent se speră că tranzistoarele cu efect de cîmp (FET) vor aduce o revoluţie şi în această privinţă, variaţiile de temperatură producînd o slabă influenţă asupra parametrilor, acestor noi tranzistoare. Problemele care se pun aici sînt în principal legate de faptul dacă este posibil şi util ca ele să fie folosite şi în domeniul electronicii de larg consum, avînd în vedere şi aspectul tehnico-economic [19]. Dependenţa frecvenţei de oscilaţie de tensiunea de alimentare este cauzată de modificările capacităţilor colector-bază Ccb şi de difuzie Cd şi a pantei Y21, în funcţie de variaţiile curentului şi tensiunii de colector acestea din urmă determinate de variaţiile tensiunii de alimentare. Variaţiile tensiunii de alimentare pot apărea din diferite cauze. Astfel, la folosirea alimentării de la o baterie uscată tensiunea acesteia scade încet şi monoton cu creşterea sarcinii. Dacă se foloseşte ca sursă de alimentare o baterie de automobil, în acest caz

121

tensiunea de alimentare oscilează relativ des şi foarte puternic, după cum aceasta se încarcă de la dinam sau se descarcă. În condiţiile în care blocul de UUS face parte dintr-un radioreceptor la care etajul final are un montaj în contratimp, în clasă B, în această situaţie absorbţia de curent este dependentă de nivelul semnalului. În primul caz schimbarea frecvenţei oscilatorului nu este supărătoare, mai ales dacă sînt luate unele măsuri, ca, de exemplu, reducerea influenţei parametrilor tranzistorului asupra circuitului acordat, prin conectarea colectorului la o priză a acestuia, sau alegerea judicioasă a tensiunii de alimentare şi a punctului de funcţionare al tranzistorului. În fig. 4.18 sînt prezentate două diagrame în care se arată modul de variaţie al frecvenţei oscilatorului în funcţie de tensiunea de alimentare. Aceste caracteristici au fost ridicate în modul următor: avînd fixată o valoare Eb pentru tensiunea de alimentare s-a urmărit la un frecvenţmetru care sînt modificările de frecvenţă ale oscilatorului cînd tensiunea Eb se modifică între anumite limite. Diagrama din fig. 4.18, a este ridicată pentru un montaj de oscilator care îndeplineşte şi funcţia de schimbător de frecvenţă (circuitul oscilatorului este cu acord capacitiv). în fig. 4.18, b curba este ridicată pentru un bloc de UUS cu oscilator separat (circuitul oscilatorului este cu acord inductiv). Se observă că pentru o tensiune de alimentare de 9 V în prima diagramă, şi pentru o tensiune de 12 V în cea de-a doua se obţin cele mai mici variaţii ale frecvenţei oscilatorului, atunci cînd sursa de alimentare are unele fluctuaţii de tensiune.

În cazul sursei de alimentare prin baterie de automobil variaţiile de frecvenţă ale oscilatorului local deranjează recepţia în mod simţitor. În acest caz sînt necesare măsuri pentru stabilizarea frecvenţei oscilatorului, aceasta

122

Fig. 4.18. Curba variaţiei de frecvenţă a oscilatorului în funcţie de tensiunea de alimentare E b . a — schimbător autooscilant cu acord capacitiv; b — oscilator separat cu acord inductiv.

putînd fi realizată, fie prin stabilizarea tensiunii de alimentare, fie prin introducerea la oscilator a reglajului automat de frecvenţă. În fig. 4.19 este reprezentată schema unui oscilator de UUS la care s-a introdus un reglaj automat de frecvenţă (RAF) prin dioda D 1. În cazul radioreceptorului cu etajul final în contratimp se va avea grijă să se realizeze un filtraj corespunzător al tensiunii de alimentare a etajului osci-

lator, astfel ca dependenţa tensiunii de alimentare de variaţiile rapide ale nivelului semnalului să nu aibă nici o influenţă asupra frecvenţei acestuia. Foarte discutată este la ora actuală problema recepţiei emisiunii dorite în condiţiile unei bune stabilităţi în funcţionare a oscilatorului de UUS. Avînd în vedere creşterea puterii instalate a staţiilor de emisie, nivelele ce apar la antena radioreceptorului pot ajunge la sute de milivolţi din care cauză, la schemele obişnuite, funcţionarea oscilatorului devine nesatisfăcătoare, în

123

Fig. 4.19. Schema de principiu a unui oscilator de UUS prevăzut cu reglaj automat de frecvenţă.

Fig. 4.20. Curba variaţiei de frecvenţă Δf in funcţie de tensiunea din antenă :

a — fără diodă de limitare; b — cu diodă de limitare montată în circuitul de sarcină al amplificatorului; c — cu diodă de limitare montată ca în montajul din fig. 4.8.

unele cazuri acesta încetînd chiar să mai funcţioneze. Utilizarea unor diode de limitare, fie în circuitul de sarcină al amplificatorului de UUS fie în cel al circuitului de FI este făcută cu oarecare rezervă, aceasta datorită faptului că în aceste condiţii scade capacitatea ansamblului de UUS în privinţa atenuării răspunsurilor parazite, datorită scăderii factorului de calitate al circuitului în care se montează dioda. Această scădere are loc în momentul în care dioda intră în funcţiune pentru a efectua limitarea. Din această cauză, cea mai bună soluţie în această privinţă rămîne utilizarea blocurilor de UUS cu oscilator separat. În acest fel nu se mai exercită asupra circuitului acordat al oscilatorului nici influenţa semnalului din antenă şi nici influenta modificării parametrilor tranzistorului amplificator, datorită nivelelor mari aplicate la intrarea sa. Se realizează astfel o bună selectivitate a circuitului de sarcină al amplificatorului de frecvenţă foarte înaltă şi se poate deci obţine o bună atenuare a răspunsurilor parazite. În fig. 4.20 sînt prezentate cu caracter informativ trei diagrame reprezentînd variaţia frecvenţei oscilatorului în funcţie de semnalul aplicat în antenă, pentru un bloc UUS cu schimbător-oscilator. Pentru comparaţia performanţelor în privinţa funcţionării la semnale mari între un bloc UUS cu schimbător-oscilator şi unul cu oscilator separat, în fig. (4.21) sînt prezentate două diagrame.

124

La curba b se observă calitatea crescută în privinţa răspunsului la semnale

mari.

4.2.4. Proiectarea etajului schimbător de frecvenţă Din punctul de vedere al amplificării semnalului, etajul schimbător de frecvenţă se calculează ca un amplificator de frecvenţă intermediară. Ca rezistenţă echivalentă de sarcină se consideră transformatorul de FI şuntat de rezistenţa de ieşire a tranzistorului convertor şi de rezistenţa de intrare a etajului amplificator de FI la care se conectează schimbătorul de frecvenţă. La determinarea amplificării, ca pantă se consideră panta de conversie a etajului schimbător de frecvenţă.

Fig. 4.21. Variaţia frecvenţei oscilatorului in funcţie de tensiunea din antenă EA :

a — cazul unui bloc cu schimbător autooscilant şi diodă de limitare în paralel pe circuitul de FI; b - cazul unui bloc UUS cu oscilator separat, fără diodă de limitare.

În fig. 4.22 este prezentată schema echivalentă pentru FI a schimbătorului autooscilant din fig. 4.15. Datorită aplicării pe dioda emitorbază a tensiunii semnalului şi a oscilaţiei locale, în circuitul de intrare al tranzistorului schimbător de frecvenţă apare şi o tensiune de comandă avînd frecvenţa egală cu frecvenţa intermediară. Semnalul este apoi amplificat de

125

Fig. 4.22. Circuitul echivalent pentru FI al schimbătorului autooscilant din fig. 4.15 : a — schema de principiu; b — schema echivalentă în puncte a circuitului pentru eliminarea reacţiei negative în FI.

către tranzistorul schimbător de frecvenţă, circuitul de sarcină în FI fiind constituit din bobina L3 şi condensatorul Ct, unde:

Ct  C8  Ccb ,

(4.84)

aceasta avînd în vedere că inductanţa L2 se comportă ca un scurtcircuit pentru FI. Cuplajul circuitului de FI cu etajul următor se face prin bobina de adaptare L4. Datorită reacţiei ce apare în FI prin capacitatea colector-bază (Yb'C din fig. 4.22, a), se produce o micşorare a rezistenţei interne a tranzistorului. Pentru înlăturarea acestui efect trebuie crescut în mod corespunzător cuplajul invers prin Yce. Aceasta se realizează atunci cînd cele două căi de reacţie formează braţele unei punţi echilibrate (fig. 4.22, b). Puntea se află la echilibru atunci cînd:

 Yce 1  Yb ' c  rbb '   , Ye Yb 

unde:

126

Yce este admitanţa colector-emitor; Ye, Yb — admitanţele exterioare ale punţii; Yb'c — admitanţa de reacţie colector-bază; rbb — rezistenţa bazei. Pentru montajul din fig. 4.15 avem :

(4.85a)

Ye = ωC2 + ωC4 (L1 şi R1 pot fi neglijate) Yb = ωC5 (Rezistenţa R2 || R3 poate fi neglijată). Printr-o dimensionare corespunzătoare a admitanţelor Ye şi Yb puntea poate fi supracompensată şi deci obţinută o mărire a rezistenţei interne a tranzistorului schimbător de frecvenţă, în unele cazuri de la simplu la dublu. Valoarea factorului de reacţie în frecvenţă intermediară se poate calcula cu formula aproximativă (v. fig. 4.22):

kr 

 1 rbb '  Yb  Yce  YeYb 'c .  1 rbb '  Yb  Ye

(4.85b)

Proiectarea elementelor de circuit şi a amplificării etajului schimbător de recvenţă. La proiectarea unui astfel de etaj se pleacă de la condiţia obţinerii unei anumite lărgimi de bandă B pentru cazul lucrului în sarcină al amplificatorului, aceasta avînd în vedere selectivitatea ce trebuie realizată pentru întregul radioreceptor la care urmează să fie conectat blocul de UUS. Se ştie că valoarea benzii de trecere a n circuite FI montate în cascadă este [1]:

BT  B

n

2  1,

(4.86)

unde BT este banda totală, iar B este banda unui singur circuit. Considerînd cazul a trei circuite de FI şi luînd banda totală egală cu 200 kHz, rezultă pen tru B:

B

BT 3

2 1



200  400 kHz. 0,5

Valorile uzuale pentru banda de trecere a circuitului de FI din etajul de amestec sînt cuprinse între 300 şi 400 kHz. Condensatorul de acord al circuitului de FI se alege ca un compromis între o bună amplificare şi o stabilitate corespunzătoare a etajului. Valorile lui uzuale sînt cuprinse între 30 şi 100 pF.

Avînd cunoscută valoarea lui Ct , din condiţia de rezonanţă rezultă inductanţa L3 (v. fig. 4.22 a):

L3   H  

25330 ,   MHz  Ct  pF  2 i

unde fi este frecvenţa intermediară.

(4.87)

127

Fiind stabilite valorile pentru Ct şi B în condiţiile de mai sus, valoarea admitanţei de sarcină G'S se obţine din relaţia:

B

Gies  Gc 2  Gin' 2 Gs'  , 2 Ct 2 Ct

(4.88) unde: Gies este conductanţa de ieşire a tranzistorului schimbător; Gc2 — conductanţa proprie a circuitului acordat; G'in2 — conductanţa de intrare a etajului amplificator de FI Gin 2, raportată la bornele de ieşire ale schimbătorului de frecvenţă. Valoarea conductanţei G'in 2 este dată de expresia:

Gin 2 ' 

Gin 2 , n2

(4.89a)

unde n este raportul de transformare între L3 şi L4 (fig. 4.22, a). Valoarea conductanţei G'in 2 este impusă din condiţia obţinerii unei benzi de trecere dorite pentru filtrul de FI, conductanţa Gin 2 fiind mărime caracteristică tranzistorului amplificator de FI ales. Ţinînd seamă de aceste observaţii, raportul de transformare n trebuie să fie astfel ales, încît să satisfacă relaţia (4.89 a), adică:

n

Gin 2 . Gin' 2

(4.89b)

Amplificarea de tensiune a etajului schimbător, considerată între intrarea acestuia şi intrarea etajului amplificator de FI la care acesta se conectează, este:

Auc 

Sc

Rin 2Gin' 2 , Gs'

(4.90a)

unde

Rin 2 

1 . Gin 2

(4.90b)

Ţinînd seamă de relaţia (4.88) şi că lărgimea de bandă proprie a circuitului L3Ct este:

b0  128

Gc 2 , 2 Ct

atunci valoarea amplificării din relaţia (4.90 a) poate fi exprimată şi sub forma:

Auc 

SC

 2 Ct ( B  b0 )  Gies  Rin 2 2 Ct B

.

(4.91)

Aşa după cum arată relaţia de mai sus, amplificarea în tensiune a etajului schimbător de frecvenţă creşte cînd banda b0 scade şi cînd rezistenţa Rin 2 creşte. Se recomandă de aceea ca bobina de FI să fie realizată cu sîrmă liţă care permite obţinerea unui factor de calitate de valoare ridicată şi prin aceasta un b0 mai mic (sub 100 kHz). Are, de asemenea, importanţă tipul de tranzistor ales, avînd în vedere că o valoare mare pentru rezistenţa de ieşire a tranzistorului prezintă avantajul că dispersia în fabricaţie a acestei rezistenţe influenţează mai puţin lăţimea benzii de trecere a filtrului de FI. În ceea ce priveşte amplificarea în putere a etajului schimbător de frecvenţă, aceasta este dată de relaţia:

Apc  Auc2

Gin 2 , Gin1

(4.92)

unde Auc şi Gin 2 au semnificaţiile date mai sus, iar Gin 1 este admitanţa de intrare a etajului schimbător de frecvenţă (v. relaţia 4.60).

C AP ITOLU L

5 CALCULUL BLOCULUI DE UUS CU TRANZISTOARE

129

5.1. Generalităţi În general, atit proiectarea cit şi realizarea constructivă a blocurilor de UUS cu tranzistoare se supun regulilor cunoscute de la cele cu tuburi electronice. Apar totuşi unele particularităţi la proiectare, avînd în vedere că la montajele cu tranzistoare impedanţele de intrare şi ieşire au valori reduse. Cu caracter informativ, în tabelul 5.1 sînt date valori uzuale pentru parametrii tranzistoarelor de frecvenţă foarte înaltă. În ceea ce priveşte realizarea constructivă, se va avea grijă şi aici să se urmărească asigurarea unei bune rigidităţi mecanice a montajului, a unei

ecranări corespunzătoare a circuitelor acordate şi montarea cît mai judicioasă a elementelor de circuit, pentru a se înlătura cuplajele parazite care sînt foarte supărătoare la frecvenţele din gama de UUS. Se consideră fixate prin date iniţiale următoarele condiţii tehnice pentru un bloc de UUS cu tranzistoare: - gama de frecvenţe: 88—100 MHz; - impedanţa de intrare la bornele de antenă R0: 300 Ω;

-

amplificarea de putere Ap2 30 dB; banda la 3 dB: 400kHz; atenuarea frecvenţei imagine: > 24 dB; atenuarea frecvenţei intermediare (fi = 10,7 MHz): 60 dB; factorul de zgomot: < 5;

130 ) Cîştigul este măsurat in condiţiile în care ieşirea blocului de UUS este terminală pe o rezistenţă de 50 Ω. 21

kHz/V;

deriva frecvenţei oscilatorului la variaţia tensiunii de alimentare: 20

- deriva frecvenţei oscilatorului la variaţia parametrilor circuitului acordat datorită încălzirii: 2 kHz/°C. Prin comparaţie cu performanţele altor ansambluri similare, condiţiile tehnice indicate mai sus pot fi realizarea cu ajutorul unui bloc UUS echipat cu două tranzistoare, primul fiind utilizat ca amplificator pentru frecvenţe foarte înalte, cel de-al doilea funcţionînd ca schimbător-oscilator. Pentru asigurarea unei bune stabilităţi a montajului, ambele etaje funcţionează în conexiune

1)

Elementele inductive, pentru simplificare în calcule, se consideră capacităţi negative. 2) Punctul de funcţionare ales pentru tranzistor.

2) Se presupune că amplificarea primului etaj de UUS este suficient de mare pentru ca zgomotul etajului schimbător să fie neglijabil faţă de zgomotul total.

BC. Ţinînd seamă de rolul fiecărui etaj în funcţionarea blocului de UUS, s-a făcut o distribuire pe etaje a performanţelor, aşa după cum este prezentat în tabelul 5.2. Schema de principiu adoptată pentru blocul de UUS, ce urmează să fie proiectat, este prezentată în fig. 5.1. Amplificatorul de UUS foloseşte tranzistorul AF121, care este un tranzistor cu largă utilizare pentru etajele de intrare la care se doreşte obţinerea unui factor de zgomot redus. Etajul schimbătoroscilator este echipat cu tranzistorul AF106, folosit curent în montajele de UUS. Parametrii de cuadripol ai celor două tranzistoare sînt daţi în tabelul 5.3 [pentru f = 100 MHz].

131