Amplificador de Instrumentación

1

Laboratorio de Diseño de Circuitos Circuitos Analógicos Analógicos – Etapa de Salida – Agosto 2013

UNIVERSIDAD INDUSTRIAL DE SANTANDER ESCUELA DE INGENIERÍAS ELÉCTRICA , ELECTRÓNICA Y DE TELECOMUNICACIONES Perfecta Combinación entre Energía e Intelecto

Amplificador Amplificador de Instrumentación Édgar Andrés Téllez Cortés: 2094597 Grupo: O2

Resumen: Los Resumen: Los amplificador de instrumentación son dispositivos creados a partir de amplificadores operacionales. Están diseñados para tener una alta impedancia de entrada y un alto rechazo al modo común (CMRR). Se puede construir a base de componentes discretos o se puede encontrar encapsulado, como es el caso del INA114. A continuación se presentará el análisis en el proceso de diseño de un amplificador de instrumentación teniendo como requisitos de diseño Ganancia del circuito, CMRR y frecuencia en la señal de entrada. El diseño se simulara a partir del software ORCAD, donde se compararan los distintos montajes variando el integrado, para finalmente realizar el montaje físico con el diseño más óptimo y contrastar los resultados, teóricos, experimentales y de simulación.

F i gu r a N ° 1 Amplificador de Instrumentación a partir de tres Amplificador

OPAM´S. Pal abras claves: claves: Amplificador de Instrumentación, Instrumentación, CMRR.

I.

INTRODUCCIÓN

Un amplificador de instrumentación es un circuito con entrada diferencial cuya función principal es amplificar con precisión las señales de muy bajo nivel aplicadas a su entrada, eliminando además las posibles señales interferentes y de ruido que lleguen en modo común. Para esto tiene que tener las siguientes características: características: 



   

Ganancia diferencial en lazo cerrado estable, que pueda ajustarse externamente sin modificar sensiblemente sus características características de entrada. Rechazo al modo común (CMR) alto, tanto en continua como a las frecuencias a las que pueda aparecer ruido en modo común a la entrada. Impedancia de entrada elevada. Tensión y corriente de offset bajas y con pocas derivas. Impedancia de salida baja. Tensiones de entrada en modo común altas.

La etapa preamplificadora aumenta la impedancia de entrada del conjunto, y debido a su configuración no inversora iguala la impedancia del circuito a la del AO. En ocasiones suelen utilizarse operacionales con entradas basadas en FET para conseguir bajas corrientes de polarización. La razón por la cual se quiere que la impedancia de entrada sea bastante grande es para garantizar que la señal a la entrada llegue de manera intacta a la etapa diferencial. diferencial. La expresión de VA y VB en función de V1 y V2 es:

Donde se puede observar que la expresión entre paréntesis () representa la ganancia diferencial de la etapa preamplificadora.

La etapa diferencial util para la reducción de la señal en modo común, esta etapa está representada por la expresión:

El amplificador basado en tres OPAM se muestra a continuación: Sustituyendo la expresión de la primer etapa con la segunda se obtiene la ecuación total del circuito representada por:

Laboratorio de Diseño de Circuitos Analógicos – Etapa de Salida – Agosto 2013

2


III.

A partir de esta expresión se puede observar en qué medida los componentes de esta configuración aportan al circuito en general, tanto en aporte diferencial como en modo común, como se mencionó anteriormente; Una característica del amplificador operacional es la de tener un CMRR alto, para  ello es factible garantizar que     , logrando así un CMRR alto y consigo una ganancia en modo común nula; los parámetros que garantizan esta condición deben cumplir que:  



 

A demás por simplicidad es conveniente determinar que los parámetros Ra y Rb deben ser iguales: Ra = Rb Teniendo en cuenta están consideraciones, la expresión de ganancia del Amplificador operacional está dada por:

Donde Rg es una resistencia variable que determina de manera directa y además sin intervenir en el parámetro CMRR del circuito, la ganancia del amplificador de instrumentación.

II. 





OBJETIVOS

Seleccionar los valores adecuados en la topología del amplificador de instrumentación que garanticen el cumplimiento de los requerimientos de diseño. Analizar y determinar qué criterios de selección se deben tener en cuenta para la utilización del dispositivo (OPAM), que garantizará el correcto funcionamiento del amplificador. Realizar un paralelo entre los resultados obtenidos por simulación, los cálculos teóricos y los resultados obtenidos en la implementación, y de ser posible identificar las posibles causas de error.

SELECCIÓN DE COMPONENTES Las características a tener en cuenta en la selección de componentes para el amplificador de instrumentación se relacionan de manera única y directa en el OPAM que mejor se ajuste al diseño. Como características relevantes del mismo se deben considerar aspectos como: El ancho de banda, el CMRR, la impedancia de entrada, la ganancia en lazo abierto y el nivel de offset a la entrada del dispositivo. El ancho de banda es un factor considerable si dentro de la aplicación la frecuencia de la señal de entrada está cercana a la limitación del OPAM, si esto ocurre, la señal a la salida tendrá un valor agregado ya que de acuerdo a la respuesta en frecuencia del dispositivo se podría limitar el espectro de trabajo de nuestro circuito. En nuestro caso en particular, este criterio es relevante puesto que la señal de entrada posee una frecuencia alta. El CMRR es la medida de qué tan sensible es el amplificador respecto a las variaciones de modo común a la entrada, que dicho de otra manera es la medida a la salida ante una señal de entrada igual en ambas terminales de entrada, dado que es una característica propia del amplificador de instrumentación, este criterio es el más relevante en la selección de nuestro dispositivo. Los parámetros de impedancia de entrada y ganancia en lazo abierto son parámetros que justifican el uso del dispositivo puesto que hacen parte de las características del amplificador, sin embargo su nivel de relevancia no es tan marcado como el CMRR. El nivel de offset a la entrada del dispositivo es un parámetro característico propio del amplificador de instrumentación, que debe ser bajo puesto que se quieren amplificar señales bajas en tensión, en el orden de los [mV]; es indispensable conocer este valor puesto que a la hora de alimentar con señal a la entrada, su nivel deberá ser superior a este parámetro, de lo contario el amplificador mostrará a su salida una tensión de 0 [V].

Los criterios anteriormente descritos, permiten pasar a un proceso de selección de componentes de forma que se evalúe su eficacia a partir de los mismos, En la tabla No.1 aparecen los componentes con cada una de sus características generales e indispensables en el diseño.

3



Componente

Vsuppl y [V]

BW [MHz ]

CMRR [db]

Z input [Ω]

Gain [V/mV]

Input offset Voltaj [mV]

UA741

18

1

70-90

2E6

200

1-5

LF351

18

4

70-100

1E12

100

5-10

TL084

18

4

70-86

1E12

200

3-10

OPA227

18

1

140

1E12

140

0.1



Etapa pre-amplificadora:



Etapa diferencial:



Ecuación total del circuito:



Con consideraciones de:

Tabla No.1 Comparación de componentes seleccionados

Dadas las características de diseño y al análisis descrito anteriormente, podemos observar que el OPA227 es un dispositivo adecuado para el uso del amplificador de instrumentación, esto debido a su alto CMRR, tensión de offset a la entrada pequeño, ancho de banda aceptable y resistencia de entrada grande al igual que su ganancia, sin embargo, su modelo en el software ORCAD no se encuentra con facilidad y su adquisición es un poco dificultosa; debido a esto se optó por usar el TL084 dado que sus características son muy similares al OPA227 y además cuenta con un mejor ancho de banda.

IV.

DISEÑO

 



 

; Ra = Rb

Obteniendo:

Los parámetros que se quieren para nuestro diseño son:   

Av = 1000 [V/V] F = 10 [KHz] CMRR = 100 [db]

En la figura N°2 se puede observar que los amplificadores operacionales tienen realimentación negativa, por lo que se puede considerar un cortocircuito virtual entre las entras inversoras y no inversoras. La corriente circulante por la resistencia encargada de ajustar la ganancia Rg, está dada por:         

Gracias a la alta impedancia de entrada del amplificador Operacional, esta corriente será la misma que atraviesa las resistencias R a y R b, por lo que al examinar el lazo por donde pasa esta corriente obtendremos una caída de tensión de: F igu r a N ° 2 Configuración del amplificador de instrumentación.

En el circuito mostrado en la figura N°2 me permiten controlar la ganancia y el ancho de banda, por lo que es importante seleccionar correctamente el valor de las resistencias, las expresiones matemáticas y consideraciones necesarias para el diseño se muestran a continuación:

 

    

      

Para que el amplificador funcione correctamente la ganancia de los dos primeros amplificadores , “en la etapa pre – amplificadora”, tiene que ser la misma, por lo que para este propósito tomaremos Ra y Rb iguales dado que Ra + Rb = 2*Ra, simplificando la ecuación tendremos que:

4



         

   



Que será la diferencia de tensión entre las salidas de los amplificadores de la primera etapa y de donde podemos obtener la expresión de la ganancia,     

   



Para esta etapa se quiso que la ganancia fuese de 100 [v/v] y que la de la segunda etapa fuera de 10 [v/v]. Generalmente se pretende asignar una ganancia unitaria en la segunda etapa, sin embrago, es nuestro caso se asignó una ganancia de 10 [V/V] con el fin de lograr cumplir con los requisitos de diseño. Las pretensiones de diseño presentadas al inicio se deberán asignar q una ganancia a la segunda etapa para lograr alcanzar la ganancia requerida 1000 [V/V] al igual que un alto ancho de banda que no me limite en espectro la amplificación del circuito. La razón por la cual en la primera etapa no se puedo alcanzar la ganancia deseada, se debe a que al observar la función de ganancia en términos de frecuencia compleja obtenemos:  

      

Donde el término W g es la frecuencia de ganancia unitaria del sistema y W g/A0 es equivalente a la frecuencia de corte o frecuencia de 3db, dada la ganancia requerida:  

 

  

Esta frecuencia de corte es inferior a la requerida por el diseño, por lo que al dividir la ganancia en 2 etapas se puede lograr un ancho de banda mayor. En la primer etapa se quiso una ganancia de 100[V/V], la frecuencia de corte será:  

 

  

En la siguiente etapa donde se pretende una ganancia de 10 obtendremos:  

 

 

Puesto que ambas etapas, la preamplificadora y la diferencial están conectadas en cascada, su grafica de bode en frecuencia indicará la suma punto a punto en frecuencia, lo que nos garantiza un ancho de banda mayor a los 10 [Khz], requeridos en el diseño. A partir de estas consideraciones se procede a determinar el valor de las resistencias de cada etapa, con A v1 =100 [v/v] y Av2=10 [v/v].    

   



Dado que se cuenta con una única ecuación y dos incognitas, el valor de Rg supuesto será de 1k, Rg = 1[K Ω], esto con el fin único de facilitar cálculos y su implementación. Despejando entonces de esta ecuación el valor de Ra, se tiene que: Ra= 49,5 [KΩ] De la segunda etapa se sabe que dada su naturaleza de retroalimentación inversa la ganancia está dada por:  

 



   [V/V]

Suponiendo nuevamente un valor para R1 igual a 1 [KΩ], Ra = 1[KΩ], obtendremos R2 = 10 [KΩ], y como se mencionó anteriormente, los valores de Ra y Rb tendrán los mismos valores que R1 y R2 respectivamente.

V.

SIMULACIÓN

Una vez consideradas las exigencias del diseño y seleccionando los componentes en base a estas exigencias, se procedió a simular nuestro diseño no solo con el fin de corroborar su debido funcionamiento, sino también con el fin de hacer una comparación entre los componentes y a partir de sus diferencias concluir en base a lo observado. Los resultados obtenidos en simulación son:

5



UA741



H I

U1 3

7 + OS2 V

+

OUT

0

2

OS1 V

-

5

R1

R2

6

H I

10K

1 1k

uA741

V1

Ra 4

15

50K

O L

L O

U3

4

2

V OS1

-

Rg

OUT

1k L O

-

V OS1

+

+ OS2 V

OUT 3 V3 VOFF = 0 VAMPL = 12m FREQ = 10K

+ OS2 V

+

V

uA741 1

0

6

V2

5

15

Para el análisis en modo común se procedio a alimentar en ambas terminales con la misma señal, obteniendo:

7

U2

4

2

3

atenúa la señal a la salida dado que la señal de entrada es de 10 [Khz], como solución a esta situación, podríamos aumentar los valores de Ra y Rb o de manera análoga disminuir el valor de Rg, de modo que la ganancia no sea de 1000[V/V] netos sino que sea lo suficiente para compensar la atenuación causada por el OPAM.

I H

uA741 1

50K

R3

R4

1k

10K

220uV

O L

Rb

6 5

0

7

215uV

I H

0

10V 210uV

8.65 [V] 5V 205uV

0V

200uV 0s

0. 2ms

0.4m s

0. 6ms

0.8m s

1. 0ms

1.

V(U3:OUT) -40

-5V -80

-120

-10V 0s

0.2ms V (U 3: OU T)

0.4ms

0.6ms

0.8ms

1.0ms

M AX (V (U 3: OU T) )

80 -160

40

60 [db] -200 1.0Hz VDB(U3:OUT)

-0

10Hz

100Hz

1.0KHz

10KHz

100KHz

1.0MHz

10MHz

100MHz

Frequency

F igu r a N ° 4 Gráfica del CMRR del amplificador de instrumentación

usando el UA741. a) Análisis lineal, b) Análisis logarítmico.

-40

Obteniendo a partir de la figura N°4 a), una tensión en modo común Vomáx = 218 [uV].

-80

-120

9.35 [KHz] -160 1.0Hz 10Hz MAX(VDB(U3:OUT))-3

100Hz VDB(U3:OUT)

1.0KHz

10KHz

100KHz

1.0MHz

10MHz

100MHz

1.0GHz

Frequency

F igu r a N ° 3 Amplificador de instrumentación usando el UA741. a) Esquemático. B) Señal a la sa lida C) Respuesta en frecuencia.

Como se puede observar los valores de ganancia calculados de manera teórica no cumplen para este caso, a pesar de que los valores de las resistencias son los mismos que en el caso de los cálculos, la ganancia no es de 1000 [V/V], esto se verifica puesto que la señal de entrada es 12 [mV] lo cual debería tener a la salida 12 [V] y solo son amplificados 8.65 [V].

La razón por la cual pasa esto, se puede observar en la respuesta en frecuencia del amplificador con el UA741, donde se indica un ancho de banda de tan solo 9.35 [Mhz], lo cual

1.0GHz

6



mismos parámetros que en la simulación del UA741, es mayor por lo tanto la señal a la salida no se atenúa.

TL084



V9 15 -176uV 4

U4A 3

+

+ V

0

2

0

-

TL084

R12

R13

1k

10k

1

OUT V

V8

15

50K

15

-178uV

0

V10

R8

1 1

U6A

1 1

0

2

-

V

+

+ V

TL084

1

OUT

R9 3

1k

-180uV

V11 4

V12 U5A

1 1

2

15

-

V

+

+ V

OUT 3 V14 VOFF = 0 VAMPL = 12 FREQ = 10K

4

15 -182uV

0

TL084

R10

0 R11

R14

1k

10k

50K

1

0

-184uV 0s

V7

0.2ms

0.4ms

0.6ms

0.8ms

1.0ms

V(R13:1)

15 -

0 -

0

-

15V

11.9 [V] -

10V

-

5V -

0V

. Hz VDB(R13:1)

10Hz

100Hz

1.0KHz

10KHz

100KHz

1.0MHz

10MHz

100MHz

1.0GHz

Frequency


-5V

usando el TL084. a) Análisis lineal, b) Análisis logarítmico. -10V

Obteniendo a partir de la figura N°4 a) una tensión en modo común Vcm máx= -177uV

-15V 0s

0 . 2m s

0 . 4m s

0 .6 m s

0 .8 m s

1.

V(R13:1)



LF351

100

50

V23

60 [db]

15

-0

U7 3

+

7 + V B1

OUT

-50

2

0

-

V B2

1

R25

5 1k

LF351/NS

10k

61.8 [KHz]

15

50K

U9

2

-

V B2

+

+ V B1

3

1k 1. 0KHz

10K Hz

100KH z

1. 0MHz

10M Hz

100MH z

6 1 V27

1 .0GH z

7

Frequency

V24

15 U8

F igu r a N ° 5 Amplificador de instrumentación usando el TL084.

4

2

a) Esquemático. B) Señal a la sa lida C) Respuesta en frecuencia.

-

15

V B2

OUT 3

Como se puede observar la señal a la salida cumple con una ganancia de 1000 [V/V], cumpliendo así los requisitos de diseño, por otra parte vemos que el ancho de banda bajo los

LF351/NS 5

OUT

R20

100H z V D B( R 1 3: 1 )

V

4

0

-150

-200 1 .0Hz 10 Hz M A X (V D B (R 1 3: 1 ) )- 3

0

V26

R21 V22 15

4

-100

R23

0 6

V21 VOFF = 0 VAMPL = 12m FREQ = 10K

+

+ V B1

7

V25

15

0 0

0

LF351/NS 5 6

R22

0 R24

R26

1k

10k

50K

1

0

7



-0

12V

11.93 [V] 8V -50

4V -100

0V

-150

-4V

-200 1.0Hz

-8V

10Hz

100Hz

1.0KHz

10KHz

100KHz

1.0MHz

10MHz

100MHz

VDB(R25:1) Frequency


usando el LF351. a) Análisis lineal, b) Análisis logarítmico.

-12V 0s

0.2 ms

0.4m s

0 .6ms

0. 8ms

1

V(R25:1) 100

-0

Obteniendo a partir de la figura N°4 a) una tensión en modo común Vcm máx = 55 [mV].

60 [db]

-100

VI.

DESARROLLO Y ANÁLISIS DE RESULTADOS

-200

42.4 [KHz] -300 1.0Hz 10Hz MAX(VDB(R25:1))-3

100Hz VDB(R25:1)

1.0KHz

10KHz

100KHz

1.0MHz

10MHz

100MHz

Frequency

F igu r a N ° 7 Amplificador de instrumentación usando el LF353. a) Esquemático. B) Señal a la sa lida C) Respuesta en frecuencia.

Como se puede observar, para este caso también se obtiene un óptimo resultado a la salida, por una parte la ganancia del circuito es de 1000 [V/V], mostrando a la salida los 11.96 [V] correspondientes, por otra parte se puede observar que el ancho de banda es el apropiado puesto que incluye un rango superior al que contiene la fuente de señal a la entrada.

A partir de los criterios de selección de componentes, el desarrollo de un diseño adecuado para el amplificador de instrumentación y las correspondientes simulaciones usando distintos integrados, se llegó a la decisión de implementar el circuito con el TL084 por las razones anteriormente descritas y analizadas respectivamente. .

Los resultados obtenidos en laboratorio son:

54.998mV

54.996mV

54.994mV

54.992mV

F igu r a N ° 9 Gráfica de la tensión a la entrada (Amarillo) Vs tensión

de salida (Verde) usando el TL084 en el circuito del amplificador de instrumentación.

54.990mV

54.988mV 0s

0.2ms V(R25:1)

0.4ms

0.6ms

0.8ms

1.0GHz

8



ver la onda de entrada ni de salida ante niveles de tensión en el orden de los [mV], como se pude observar, el amplificador de instrumentación atenúa la señal de entrada hasta los 30.8 [mV] lo cual implica que la ganancia en modo común es de:  

  

    



Dónde:  

   

  

CMRR = 20 log (33766.2338 E 3) CMRR = 90.57 [db] F igu r a N° 10 Gráfica de la tensión a la entrada (Amarillo) Vs tensión

de salida (Verde) usando el TL084 en el circuito del amplificador de instrumentación, usando la herramienta promedio del osciloscopio

Como se pude observar en la figura N°9 y N°10, la ganancia diferencial del circuito corresponde exactamente a los 1000[V/V], para este caso en particular la tensión de entrada es de 11.6 [mV] y la tensión a la salida es 11.6 [V], la frecuencia a la cual trabaja la señal es de 10 [KHz], frecuencia que está dentro del rango de ancho de banda propio del OPAM, por lo tanto no se incumple ninguno de los requisitos de diseño.

Como se indicó anteriormente en las simulaciones de modo común de la configuración del amplificador de instrumentación ante distintos integrados, se procede a hallar de manera teórica y a partir de la simulación los CMRR para cada uno de ellos. 

UA741



“Ganancia en modo común”

Avcm = (218E-6/12E-3) = 0.0182 [V/V]

Para el escenario en modo común, se alimentó el circuito con la misma señal en ambos terminales, pero esta vez sin usar el atenuador de -20 [db] del generador, el resultado de este escenario se muestra a continuación:

 

 



 

 

CMRR = 94.81 [db] 

TL084




Avcm = (177E-6/12E-3) = 0.0147 [V/V]  

 



 

 

CMRR = 96.62 [db]

F igu r a N° 11 Gráfica de la tensión a la entrada (Amarillo) Vs tensión

de salida (Verde) usando el TL084 en el escenario de modo común.

Como se puede observar la señal de entrada tiene un valor de 1.04 [V], la razón por la cual se aumentó la señal a la entrada se debe a que en el escenario en modo común no es posible



LF351




Avcm = (55E-3/12E-3) = 4.5833 [V/V]  

 



 

 


9


Como se puede observar en las tablas comparativas, para el caso del UA741, el error más notorio se presenta en la ganancia diferencial del circuito, este error se debe a que el ancho de banda de esa configuración está por debajo de la frecuencia a la cual trabaja la señal de entrada, por lo tanto la señal a la salida se atenúa; los demás porcentajes son menores a un 6% por lo cual se hacen aceptables.

CMRR = 46.78 [db]

VII.



Análisis de errores UA741

PAR METROS

VALOR CALCULADO

VALOR SIMULADO

VALOR EXPERIMENTAL

Fo Av CMRR

10 [KHz] 1000 [V/V] 100 [db]

10[KHz] 720.83[V/V] 94.81 [db]

-------

PAR METROS

ERROR CALCUALDO EXPERIMENTAL

ERROR CALCULADO SIMULADO

ERROR SIMULADO EXPERIMENTAL

Fo Av CMRR

-------

0% 27.91% 5.19%

-------

Tabla No.2 Porcentajes de error para el amplificador de instrumentación usando el UA741.



TL084

PARÁMETROS

VALOR CALCULADO

VALOR SIMULADO

VALOR EXPERIMENTAL

Fo Av CMRR

10 [KHz] 1000 [V/V] 100 [db]

10[KHz] 996.7[V/V] 96.62 [db]

9.98[KHz] 998[V/V] 90.57 [db]

Para el caso del TL084, integrado usado en la implementación, se puede observar el mejor de los comportamientos del circuito, donde los errores en ganancia diferencial y CMRR no superan el 4% de error. Para el caso del LF351, se puede observar un error aceptable en la ganancia diferencial del circuito, sin embargo este es el caso en donde el porcentaje de error excede el 50 % en el parámetro del CMRR bajo las mismas condiciones de diseño y valores en los componentes, este error es ajeno a lo esperado dado que el LF351 cuenta con un rango muy similar al del TL084 tanto en ganancia, como ancho de banda y CMRR, por lo cual no se explica por qué esta bajar respuesta en rechazo al modo común.

VIII.



PARÁMETROS




Fo Av CMRR

0.2% 0.2% 9.43%

0% 0.33% 3.38%

0.2% 0.13% 6.26%

Tabla No.3 Porcentajes de error para el amplificador de instrumentación usando el TL084.



LF351

PARÁMETROS

VALOR CALCULADO

VALOR SIMULADO

VALOR EXPERIMENTAL

Fo Av CMRR

10 [KHz] 1000 [V/V] 100 [db]

10[KHz] 994.17 [V/V] 46.78 [db]

-------

PAR METROS




Fo Av CMRR

-------

0% 0.58% 53.22%

-------



Tabla No.4 Porcentajes de error para el amplificador de instrumentación usando el LF351. 

OBSERVACIONES

Dado que no es posible encontrar valores de resistencias comerciales de 50 [ KΩ], y el no contar con potenciómetros a la hora de implementar el circuito, las resistencias Ra y Rb utilizadas en la implementación fueron de 47 [ KΩ], para mantener la relación adecuada que me garantizaba un ancho de banda optimo que encerrara en su rango la frecuencia de la señal, se optó por utilizar un potenciómetro para Rg de manera que la ganancia fuera totalmente graduable y compensara la relación de Ra=50[ KΩ] y Rg=1[K Ω], siendo Ra=47[Khz] y Rg=950[Ω]. error más notorio a la hora de comparar el funcionamiento de los circuitos a partir de la simulación, se presentó en el parámetro CMRR del LF351 un error del 53.22%, a pesar de estar seguros en la definición del datasheet donde el CMRR para este transistor es de 100 [db], no se explica porque bajo los mismos parámetros de resistencias y alimentación, el CMRR es menor a los 50 [db]. El

Puesto que el requerimiento de ganancia en el circuito era bastante alto, se necesitaba alimentar en señal con un


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nivel muy baja en tensión, para poder medir el voltaje a la salida; dado que el generador de frecuencias presenta una tensión mínima de 200 [mV], se hizo necesario implementar a la entrada una divisor de tensión que me permitiera alimentar en señal 12[mV]. 

IX. 

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Los errores presentados en el CMRR para el caso del TL084, usado en la implementación, se deben a que en la práctica el diseño no cumplió a cabalidad los 100 [db], sino que se acercó hasta los 90.57 [db], a pesar de usar potenciómetros en el circuito que me garantizaran una relación que anulara la tensión Vcm del circuito, siguió existiendo un margen de error entre las relaciones de las resistencias (R2/R1) = (R3/R4) ocasionando que el rechazo en modo común no fuera el 100% esperado .

CONCLUSIONES Por cómo está constituida la topología del amplificador, es posible encontrar diseños en donde una sola etapa se encarga de amplificar la señal y la otra únicamente compara la salida con la señal de la primer etapa, para nuestro caso se pudo observar y comprobar que al utilizar ambas etapas como amplificadoras para obtener la ganancia deseada, el ancho de banda no era una limitante mayor en la selección de componentes, por cuanto que la relación de ancho de banda con la ganancia son inversamente proporcionales. El parámetro de rechazo en modo común fue la característica de mayor peso que se buscó en la selección de componentes, como se pudo observar en el análisis comparativo entre componentes, se optó por usar un amplificador que además de cumplir de manera aceptable las características exigidas, contaba con una facilidad de adquisición en el mercado. Una variación en los valores de las resistencias de la segunda etapa representa una variación importante en el CMRR, dado que estas influyen directamente en la magnitud del aporte en modo común tal y como se expresó en la ecuación característica del circuito, El hecho de aumentar el valor de la resistencia Rg en un 1.1%, es decir de 1 [ kΩ] a 1.011 [ kΩ], representa una disminución en el CMRR de aproximadamente 8% (96,4dB). El consumo de potencia debido a las resistencias escogidas para el amplificador fue de 0,495 WATTS A modo de prueba, se variaron los valores de las

resistencias manteniendo la relación de ganancia especificada, bajo estas pruebas el consumo de potencia fue el mismo para el circuito en general. 

Para el diseño del amplificador de instrumentación se implementó el modelo del amplificador ideal, donde se permitía controlar su ganancia mediante una relación de resistencias o incluso dejando una resistencia variable; a pesar de que los valores distan en poca medida de los valores reales, los errores encontrados en las tablas comparativas no superan el 5%.

Amplificador de Instrumentación

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