Informe Amplificador de Potencia

AMPLIFICADOR DE AUDIO DE ALTA POTENCIA

ANDERSON GIOVANNY ARIAS COCA ANDRES MAURICIO CRISTANCHO JULIAO GABRIEL GIOVANNY HERRERA ZARATE EDGAR ANDRES TÉLLEZ CORTÉS

Msc. JAIME G. BARRERO Docente

UNIVERSIDAD INDUSTRIAL DE SANTANDER FACULTAD DE INGENERÍAS ELÉCTRICA, ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES Bucaramanga 2014

Diseño de circuitos analógicos – Diseño de un amplificador de audio de alta potencia – Marzo de 2014

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UNIVERSIDAD INDUSTRIAL DE SANTANDER ESCUELA DE INGENIERÍAS ELÉCTRICA , ELECTRÓNICA Y DE TELECOMUNICACIONES Perfecta Combinación entre Energía e Intelecto

AMPLIFICADOR DE POTENCIA INTRODUCCIÓN Las etapas de salida cumplen la función importante de proveer a la salida de un amplificador, una resistencia de carga baja de modo que se pueda entregar gran parte de la señal a la salida sin pérdida de ganancia, de igual manera, garantiza que gran parte de la corriente en el circuito fluya por la carga evitando perdidas excesivas en los transistores, esta función es la que permite que estos tipos de topologías sean aplicadas a sistemas de audio, en donde el mayor objetivo es entregar un sonido ajeno al ruido existente en el circuito y a las fuentes electrónicas externas , junto con una gran potencia característica de la eficiencia que posea la configuración y consigo el sistema de audio. Los criterios más relevantes a tener en cuenta en los distintos tipos de etapas de salida, corresponden a criterios de linealidad y eficiencia; El valor de la medida de estos parámetros en primer lugar es conocido como THD (Distorsión Armónica total) que corresponde al valor RMS de los componentes armónicos de la señal de salida excluyendo el armónico fundamental, por otra parte, la medida de la eficiencia en una etapa de salida corresponde a una gran exigencia de diseño puesto que el objetivo es lograr llevar la mayor cantidad de potencia a la carga de manera eficiente, esto que la potencia disipada por los transistores a la salida debe ser lo más baja posible, de lo contrario se correría el riesgo de destruir los transistores, cabe resaltar que una alta eficiencia prolonga la vida de las baterías que se emplean en circuitos que utilizan estos tipos de entrada a la salida evitando así la necesidad de usar ventiladores de enfriamiento en los elementos del circuito. El uso de sistemas de desarrollo basados en diversos métodos de programación, presenta una gran ventaja en la realización de medidas de diferentes parámetros en tiempo real, con los cuales se obtiene un análisis más detallado en el desempeño del circuito de interés, éste se encuentra constituido por una configuración amplificadora de alta potencia, la cual genera una señal amplificada y con características lineales en la carga, dependiendo el tipo de etapa de salida usada en esta configuración.

OBJETIVOS      

Realizar el análisis de las etapas de salida tradicionales, aplicadas a amplificadores de potencia. Obtener por medio de simulación las características de las etapas de salida tradicionales. Realizar una comparación entre los tipos de etapa de salida. Elegir la configuración que presente mejor desempeño en criterios de eficiencia y linealidad. Implementar un amplificador de potencia que que supere supere los 50 [W] a la salida. Realizar la medición del THD a la salida del amplificador de potencia mediante un sistema de desarrollo. desarrollo.

MARCO TEÓRICO Las etapas de salida son diseñadas para trabajar con niveles de tensión y corrientes elevadas. Las aproximaciones y modelos de pequeña señal no son aplicables para estas topologías o deben ser utilizados con mucho cuidado. La función de la etapa de salida es aumentar el nivel de una señal, incrementando para ello, la amplitud de la señal de entrada mediante corrientes de polarización (voltaje negativo, voltaje positivo) en el transistor de salida. Las etapas de salida tradicionalmente son clasificadas de acuerdo a la forma de onda de la corriente de colector del transistor de salida, su clasificación tradicional se hace en 3 clases de etapa de salida conocidas como: clase A, clase B, clase AB, clase C. adicionalmente, existe otro tipo de etapa de salida conocida como clase D, este tipo de topología no sigue una linealidad en contraste con las etapas de salida tradicionales, sin embargo, presenta características de interés en cuanto a eficiencia y distorsión por lo cual genera una gran ventaja en aplicaciones especialmente de audio.


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AMPLIFICADOR DE POTENCIA INTRODUCCIÓN Las etapas de salida cumplen la función importante de proveer a la salida de un amplificador, una resistencia de carga baja de modo que se pueda entregar gran parte de la señal a la salida sin pérdida de ganancia, de igual manera, garantiza que gran parte de la corriente en el circuito fluya por la carga evitando perdidas excesivas en los transistores, esta función es la que permite que estos tipos de topologías sean aplicadas a sistemas de audio, en donde el mayor objetivo es entregar un sonido ajeno al ruido existente en el circuito y a las fuentes electrónicas externas , junto con una gran potencia característica de la eficiencia que posea la configuración y consigo el sistema de audio. Los criterios más relevantes a tener en cuenta en los distintos tipos de etapas de salida, corresponden a criterios de linealidad y eficiencia; El valor de la medida de estos parámetros en primer lugar es conocido como THD (Distorsión Armónica total) que corresponde al valor RMS de los componentes armónicos de la señal de salida excluyendo el armónico fundamental, por otra parte, la medida de la eficiencia en una etapa de salida corresponde a una gran exigencia de diseño puesto que el objetivo es lograr llevar la mayor cantidad de potencia a la carga de manera eficiente, esto que la potencia disipada por los transistores a la salida debe ser lo más baja posible, de lo contrario se correría el riesgo de destruir los transistores, cabe resaltar que una alta eficiencia prolonga la vida de las baterías que se emplean en circuitos que utilizan estos tipos de entrada a la salida evitando así la necesidad de usar ventiladores de enfriamiento en los elementos del circuito. El uso de sistemas de desarrollo basados en diversos métodos de programación, presenta una gran ventaja en la realización de medidas de diferentes parámetros en tiempo real, con los cuales se obtiene un análisis más detallado en el desempeño del circuito de interés, éste se encuentra constituido por una configuración amplificadora de alta potencia, la cual genera una señal amplificada y con características lineales en la carga, dependiendo el tipo de etapa de salida usada en esta configuración.

OBJETIVOS      

Realizar el análisis de las etapas de salida tradicionales, aplicadas a amplificadores de potencia. Obtener por medio de simulación las características de las etapas de salida tradicionales. Realizar una comparación entre los tipos de etapa de salida. Elegir la configuración que presente mejor desempeño en criterios de eficiencia y linealidad. Implementar un amplificador de potencia que que supere supere los 50 [W] a la salida. Realizar la medición del THD a la salida del amplificador de potencia mediante un sistema de desarrollo. desarrollo.

MARCO TEÓRICO Las etapas de salida son diseñadas para trabajar con niveles de tensión y corrientes elevadas. Las aproximaciones y modelos de pequeña señal no son aplicables para estas topologías o deben ser utilizados con mucho cuidado. La función de la etapa de salida es aumentar el nivel de una señal, incrementando para ello, la amplitud de la señal de entrada mediante corrientes de polarización (voltaje negativo, voltaje positivo) en el transistor de salida. Las etapas de salida tradicionalmente son clasificadas de acuerdo a la forma de onda de la corriente de colector del transistor de salida, su clasificación tradicional se hace en 3 clases de etapa de salida conocidas como: clase A, clase B, clase AB, clase C. adicionalmente, existe otro tipo de etapa de salida conocida como clase D, este tipo de topología no sigue una linealidad en contraste con las etapas de salida tradicionales, sin embargo, presenta características de interés en cuanto a eficiencia y distorsión por lo cual genera una gran ventaja en aplicaciones especialmente de audio.


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F i g u r a 1 Clasificación de las etapas de salida tradicionales: tradicionales: a) Clase A; b) Clase B; c) Clase AB y d) Clase C.

La etapa de salida Clase A presenta una gran desventaja puesto que presenta un consumo estático de potencia incluso en ausencia de señal de entrada. La etapa de salida clase B tiene consumo estático de potencia en modo standby prácticamente cero, utiliza dos transistores, uno NPN y otro PNP, en contrafase que conduce alternativamente en función de si la señal de entrada es positiva o negativa. La ventaja presentada por esta última topología es una mejor eficiencia en comparación a la presentada por la etapa de salida clase A, exactamente un 78% por parte de la clase B y un 25% por parte de la clase A.

F i g u r a 2 a) Etapa de salida clase A y b) Curva de transferencia en tensión Vo vs Vin.

En la figura 2 se muestra un seguidor emisor Q1 polarizado con una corriente constante suministrada por el transistor Q2. Como la corriente en el emisor ie1=I + il, la corriente de polarización I debe ser mayor que la corriente de carga negativa más grande; de lo contrario Q1 se desactiva y la operación clase A ya no se mantiene.


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Figur a 3 a) Etapa de salida clase B y b) Curva de transferencia Vo vs Vin.

En la figura 3 se presenta la estructura básica de una etapa de salida clase B. Utiliza transistores NPN y PNP que deben ser complementarios, es decir, de idénticas características para lograr una simetría en su modo de operación. Obsérvese como ambos transistores operan como seguidor de emisor con una ganancia en tensión muy próxima a 1, ambos transistores se polarizan con corriente cero y solo conducen en presencia de señal a la entrada.

F i g u r a 4 Salida de la etapa clase B para diferentes amplitudes de entrada.

La distorsión de cruce característica de la etapa de salida clase B puede ser eliminada añadiendo algún circuito que polarice a los transistores de salida con unas corrientes de polarización bajas, pero suficientes para que su punto de trabajo esté en la región lineal (próxima a la región de corte), este tipo de modificación da lugar a la etapa de salida clase AB.

F i g u r a 5 Etapa clase AB con polarización por: a) diodos y b) multiplicador VBE


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La polarización con diodos presente en la etapa de clase AB, enseña una importante ventaja al proporcionar estabilización de la polarización con la temperatura. Al aumentar la temperatura, la VBE (Tensión base - emisor) de los transistores disminuye pero a su vez la caída de tensión de los diodos, lo que permite mantener constante la corriente de polarización de los transistores de salida. La corriente que circula a través de los diodos de polarización, disminuirá cuando la etapa de salida envíe corriente a la carga. Una ventaja de la polarización con diodos es la de proporcionar un efecto compensador que proteja los transistores de salida contra el desbocamiento térmico en condiciones de reposo, este desbocamiento térmico se debe al incremento de la corriente de colector y consigo el aumento de disipación de potencia. La polarización del multiplicador VBE, también brinda una estabilidad térmica en IQ, esto es cierto si R1 = R2 y Q3 se encuentra en contacto térmico estrecho con los transistores de salida. La etapa de salida clase D es un etapa no lineal, que logra eficiencias del 90-95% y que es de gran uso en aplicaciones de audio, a pesar de presentar una distorsión armónica a las etapas de salida tradicionales, presenta una ventaja, y es la de tener la mayor parte de esta distorsión en un rango de frecuencias por fuera del rango audible por un humano y de la capacidad de reproducción por bobinas de los parlantes. La señal de audio es modulada con una señal PWM la cual es usada para disparar los Mosfet de salida, posteriormente pasa a una etapa de filtrado que remueve las altas frecuencias de la portadora PWM. La estructura general de una etapa de clase D, está constituida por un puente H o medio puente de transistores, alimentado por tensiones duales o simples. Una etapa clase D puede tomar dos tipos de señal de entrada, tanto una señal analógica como una digital.

F i g u r a 6 Etapa de salida clase D, representada a partir de un amplificador clase D con topología de puente completo.

ANÁLISIS DE LOS TIPOS DE ETAPAS DE SALIDA Como se mencionó anteriormente, los tipos de etapas de salida existentes generalmente son empleadas en aplicaciones de audio, en donde los aspectos de interés para dichas aplicaciones se centran en criterios tales como eficiencia, fidelidad y linealidad e incluso la combinación de estos criterios. A continuación se hará un breve análisis de los tipos de etapas de salida tradicionales, y se expondrán las características más relevantes de las mismas, junto con el análisis de las ventajas y desventajas que presenta cada configuración.


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CLASE A H I H I

Q1 V3 QbreakN

V4

10

VOFF = 0 VAMPL = 10 FREQ = 1K

0 V1 R1 100

10

0

I1 100m

0 O L

O L

F i g u r a 7 Etapa de salida clase A

La configuración más básica para la etapa de salida clase A, se presenta en la figura 7 donde el transistor Q1 se encuentra conectado como un emisor seguidor, polarizado de manera directa por la fuente de corriente I1, que podría estar reemplazada por otro transistor BJT. Cabe resaltar que la corriente de polarización debe ser mayor a la corriente de carga negativa más grande, de lo contario, el transistor Q1 se desactivará y la operación de la etapa de salida no se mantendrá. La caracteristica de transferencia del seguidor emisor esta dada por la ecuación:

Donde

depende de la corriente de emisor

y de la corriente de carga

.

Los limites definidos para la curva de transferencia de la etapa de salida clase A están determinados por:

F i g u r a 8 Curva de transferencia de la etapa de salida clase A.


7


Para la obtención de la curva de transferencia mostrada en la figura 8, el circuito de la figura 7 se alimentó con 10 [Vp], una corriente de polarización de 100 [mA] y una carga de 100 [Ω]. Se hizo un barrido en DC en donde se varió la tensión a la entrada en un rango de [-10 y 10] [V], obteniendo:

La tensión corresponde al corte de la curva con el eje horizontal, que para este caso tiene un valor de 934.64 [mV]. Cabe resaltar que la parte positiva de la curva se obtiene gracias a la saturación presente en el transistor Q1, la parte negativa de la curva se presenta una vez se desactiva Q1 y se satura Q2 en caso de ser polarizado con un transistor BJT Q2. Como se mencionó anteriormente, una manera de clasificar y verificar el tipo de etapa de salida, es observar la forma de onda de la corriente de colector en el transistor de salida, al igual que la forma de onda a la salida.

F i g u r a 9 Corriente de colector y voltaje a la salida de la etapa.

Como se puede observar la corriente de colector es propia de una etapa de salida clase A, en donde el nivel de continua de la señal constituye el valor de la fuente de polarización; Para la señal de salida, se eligió el valor de I de polarización guardando la relación , con el fin de poder ver la señal a la salida en los rangos de +Vcc y –Vcc, la saturación presente en los niveles negativos de tensión, mostrada en la figura 9 se debe a que la señal de entrada tenía un valor pico igual a la alimentación, esta selección de la entrada se hizo a propósito con el fin de poder observar más adelante, la eficiencia máxima de la etapa. La etapa de salida clase A, tiene la característica de presentar una disipación de potencia aun en ausencia de señal, debido a esto el transistor Q1 debe soportar una disipación de potencia constante equivalente a la expresión P = Vcc*I. El valor de la carga RL, determina la cantidad de potencia disipada por el transistor Q1, para el caso en donde Rl = ∞, la potencia estará d eterminada por el valor instantáneo de Vo, en donde el valor máximo corresponde a la misma tensión VCC, para el caso en donde Rl = 0, en teoría se produciría un corriente infinita por lo cual la corriente que circula por Q1 es muy grande ocasionando la destrucción del transistor debido al aumento de temperatura por encima de lo permitido. En la figura 10 se evidencia la potencia de la carga e igualmente la potencia suministrada por las fuente de alimentación del circuito.


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Figur a 10 Potencia de la carga y potencia de las fuentes de alimentación, etapa de salida clase A.

Como se mencionó anteriormente, la potencia en Q1 esta expresada por la relación P = Vcc*I, puesto que la potencia disipada por el transistor Q1 es igual a la del transistor Q2 quien es el que polariza en corriente, es prudente considerar la potencia de suministro como Psum = 2*Vcc*I. La potencia de la carga simplemente depende del valor RMS al cuadrado de la señal de salida, dividida por la carga, ambas potencias se muestran en la figura 10. Para el calculó de la eficiencia de la etapa de salida clase A, nos valemos de la expresión:

El valor de la eficiencia encontrado para este caso en particular, corresponde con la teoría en donde se estipula que la eficiencia característica en una etapa clase A está en el rango del [10 - 25] %. Este tipo de etapa de salida, es aplicado comúnmente para aplicaciones que requieren baja potencia, la razón por la cual no han sido desechadas a pesar de su baja eficiencia, se debe a que este tipo de etapa, no presenta distorsión a la salida, tal y como se evidencia en el análisis de THD de la figura 11.

F i g u r a 1 1 THD medido para la etapa de salida clase A.

Para la obtención de esta medida de distorsión, se alimentó en señal con un valor pico de 1 [V], la razón por la cual este valor debe ser bajo, se debe a que el THD es mejor medirlo cuando la entrada en señal es baja puesto que exalta mejor la característica de linealidad del circuito y la maneja en valores adecuados, es decir no excesivos.


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CLASE B H I H I

Q1 V3 QbreakN

20 W

V1

V4 VOFF = 0 VAMPL = 20 FREQ = 1K

R1 8

20

0

W

Q2

0

0 QbreakP

O L

O L

Figur a 12 Etapa de salida clase B.

La configuración más básica de la etapa de salida Clase B, es presentada en la figura 12, el circuito está compuesto por un transistor tipo N y un tipo P, su conexión indica que ambos transistores no pueden conducir al mismo tiempo, sino que su conducción debe ser alternada. La operación del circuito da inicio tan pronto hay señal de entrada, mientras no exista, ninguno de los transistores conducirá, cuando la señal de entrada supera aproximadamente los +0.5 [V], el transistor Q1 empezará a conducir suministrando corriente a la carga y desactivando el transistor Q2, cuando la señal de entrada supera hacia abajo los -0.5 [V], el transistor Q2 estará activo y suministrando la corriente de carga, mientras el transistor Q1 inactivo. El circuito opera con una configuración simétrica, de modo que Qn introduce corriente en la carga cuando Vi es positivo y Qp extrae corriente de la carga cuando Vi es negativo. A continuación se presenta la curva característica de transferencia de la etapa clase B.

Figu ra 13 Curva característica de la configuración de etapa clase B.

Como se puede evidenciar en la figura 13, la curva de transferencia presenta una banda muerta alrededor de Vi= 0[V], esta banda muerta produce una distorsión de cruce o transición que da lugar a distorsiones en la onda de salida y especialmente en aplicaciones de audio, donde se generan a partir de ello sonidos desagradables. Una solución a esta dificultad presentada en el cruce por cero, se puede suplir usando un amplificador de alta


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ganancia y alto slew rate dado que se requiere el funcionamiento alternado de los transistores Q1 y Q2, este amplificador deberá estar conectado en realimentación negativa. La forma de onda de la corriente de colector en la etapa clase B, es presentada en la figura 14, junto con la onda de tensión a la salida; La corriente de colector presenta semiondas sinusoidales, dado que el funcionamiento del transistor es alternado y la señal de entrada es sinusoidal. La señal de tensión a la salida, presenta una forma de onda sinusoidal que claramente evidencia un desajuste en la linealidad misma, este desajuste es ocasionado por la distorsión de cruce por cero explicada anteriormente.

Figura 14 Corriente de colector y voltaje a la salida de la etapa

Para el análisis de eficiencia, es necesario interpretar la disipación de potencia presente en el circuito; En primer lugar se sabe que la potencia disipada en la carga estará determinada por la relación:

Por otra parte la potencia de las fuentes estará definida por la siguiente expresión:

Donde el término se debe a la forma de onda de la corriente circulante, es un semiciclo de la onda senoidal. Cabe destacar que la potencia entregada por ambas fuentes de alimentación es igual, por lo tanto la expresión de PS, ira multiplicada por 2 haciendo alusión a ambas fuentes. A continuación se presenta la potencia en la carga de la etapa de salida clase B y la potencia suministrada por las fuentes de alimentación del circuito.


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Figur a 15 Potencia de la carga y potencia de las fuentes de alimentación, etapa de salida clase B.

Para el cálculo de la eficiencia a partir de las expresiones de potencia para la carga y para las fuentes, es necesario considerar que la tensión Vo tendrá un valor de Vcc con el fin de poder evaluar la potencia máxima que entrega el circuito, teniendo en cuenta estas consideraciones, la expresión de potencia queda representada por: Dónde:

Reemplazando las expresiones anteriores en la ecuación de eficiencia y considerando los valores de Vcc = 20 [V] y RI = 8 [Ω] en el circuito mostrado en la figura 12 obtenemos:

Tal y como se evidencia, el valor de la eficiencia en la etapa de salida clase B, es mayor al de la clase en por lo menos un 50%, esta ventaja es de gran utilidad en aplicaciones de audio, sin embargo no constituye los parámetros necesarios para obtener un buen desempeño en aplicaciones de audio puesto que la distorsión de cruce por cero influye en la linealidad de la señal de salida y consigo en la calidad del sonido en aplicaciones de audio. A continuación se presenta la medida del THD para la etapa de salida clase B:

Figur a 16 THD medido para la etapa de salida clase B.


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El valor en tensión para la señal de entrada tenida en cuenta para calcular el THD, fue de 10 [Vp], frente a una tensión de alimentación en DC de 20 [Vp], la relación de distorsión en cuanto la etapa de salida clase A, la cual tuvo una misma relación en cuanto a señal de entrada y tensión de alimentación, que tuvo un valor de 7.7 E-3, es notoria y su razón se debe a la distorsión de cruce por cero explicada con anterioridad. A partir de esta dificultad en el desempeño, surge la necesidad de estudiar la etapa de salida clase AB que busca resolver esta problemática polarizando el circuito de la etapa clase B y obteniendo las ventajas presentadas de cada configuración.

CLASE AB 

Polarización con Diodos H I

H I

I1 3m

H I

Q1 V3 QbreakN

20

D1 D1N4148 V1 D2 D1N4148

R1 100

20

0

Q2

0 V4 VOFF = 0 VAMPL = 20 FREQ = 1K

0

QbreakP

O L

O L

Figu ra 16 Etapa de salida clase AB polarizada con diodos.

La etapa de salida clase AB, se diferencia de la otras etapas en cuanto a configuración, en la polarización que se le hace a los transistores de salida, para este primer caso, la polarización es hecha por medio de 2 diodos, este tipo de configuración ofrece la ventaja de estabilizar térmicamente la corriente en reposo de la etapa de salida, existente puesto que este tipo de configuración disipa potencia en condiciones de reposo, dicho de otra manera, este tipo de configuración proporciona un efecto compensador que protege a los transistores de salida contra el desbocamiento térmico en condiciones de reposo. Como aspecto de interés en la configuración, es necesario tener cuidado a la hora de elegir la corriente de polarización, como restricción para esta configuración, la corriente tiene que ser mayor a la excitación anticipada para el transistor Qn, una manera de elegir este valor es ver la cantidad de corriente que yo quiero que circule por los diodos, teniendo control de no quemarlos, y de la corriente que entra por la base del transistor Qn, la suma de estas corrientes corresponderá a la corriente de polarización adecuada. Para nuestro caso en particular de la figura 16, la corriente máxima circulante por la carga será:

De este modo la corriente máxima aproximada por la base de Qn es 2 [mA], la corriente circulante en los diodos elegida, es de 1[mA], por lo tanto la corriente de polarización tendrá un valor de 3 [mA]. Para los valores mostrados en el circuito de la figura 16, se obtuvo la curva de transferencia haciendo un barrido en la tensión de alimentación a la entrada, mostrada en la figura 17.


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Figur a 17 Curva de transferencia de la etapa de salida clase AB.

Como se puede observar, la curva de transferencia presenta linealidad en todo el rango de Vi, además de esto el cruce por cero existente en la etapa de salida clase B, es eliminada gracias a la polarización hecha a los transistores de salida, lo cual permite que estos se activen con niveles de tensión muy bajos para Vi.

Figur a 18 Corriente de colector y voltaje a la salida de la etapa clase AB.

La figura 18 únicamente corrobora la forma de onda tanto de la corriente de colector, como de la tensión a la salida, la razón por la cual se presenta la saturación en ambas señales, se debe a que la tensión en señal a la entrada es igual a la tensión de alimentación Vcc, esto por efectos prácticos en el cálculo de la eficiencia que se expresa a continuación. En la figura 19, se presenta la potencia absorbida por la carga y la potencia suministrada por las fuentes de alimentación, para la obtención de estos parámetros, se simulo el circuito mostrado en la figura 16, en donde se considera que la potencia suministrada por ambas fuentes es la misma.


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Figu ra 19 Potencia consumida por la carga y suministrada por las fuentes en la etapa de salida clase AB.

Para el cálculo de la eficiencia de la etapa de salida clase AB, partimos de la siguiente expresión, obteniendo:

F i g u r a 2 0 THD medido para la etapa de salida clase AB.

Tal y como se evidencia en las figuras 19 y 20, la eficiencia de una etapa de salida clase AB, tiene un valor del 60.74 % siendo más baja que la presentada por la clase B, sin embargo la característica que hay que rescatar de esta etapa es que presenta una baja distorsión armónica, caso contrario a la clase B. Por esta razón, la etapa de salida clase AB tiene una mayor acogida en aplicaciones de audio, puesto que presenta una eficiencia mayor al 60 % y una baja distorsión. La distorsión medida para el circuito de la figura 16 es de 0.8 %.


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

Polarización con multiplicador VBE H I

H I

I1 3m

H I

Q1 V3 QbreakN R2 1k

20

Q3 V1 QbreakN

R1 20 100

R3 1k

0

Q2

0 O L

V4 VOFF = 0 VAMPL = 20 FREQ = 1K

QbreakP O L

0

Figu ra 21 Etapa de salida clase AB polarizada con el multiplicador Vbe.

El circuito mostrado en la figura 21 constituye la configuración de etapa clase AB polarizada con el multiplicador Vbe, en donde el circuito de polarización consta de un transistor con una resistencia conectada entre la base y el emisor, y una segunda resistencia conectada entre colector y base, ambos terminales son alimentados con una corriente de polarización que ignorando su división en la base del transistor, es la misma que fluye por ambas resistencias anteriormente nombradas y por la cual se establece el voltaje polarizador Vbb requerido para producir una corriente de reposo Iq. La expresión de esta polarización conocida como multiplicador de Vbe es:

Dónde: Ic1 = Ipol – Ir Al igual que la polarización por diodos, la polarización hecha por el multiplicador Vbe proporciona estabilidad térmica de Iq, especialmente si se cumple que R1 Y R2 son iguales. Para el análisis de distorsión y eficiencia de la etapa de salida clase AB polarizada con el multiplicador Vbe, no es necesario volver a simular el circuito, puesto que los resultados van a ser muy similares a los de la etapa polarizada con diodos. De esta manera se concluye que el tipo de circuito polarizador no influye en las características de salida de la etapa tales como linealidad y eficiencia. Hasta este punto se ha explicado con detalle cada una de la etapas de salida tradicionales, la razón por la cual fue necesario este análisis, se debe a que es indispensable entender el funcionamiento de cada etapa de salida, de modo que a la hora de elegir un amplificador y con él, el funcionamiento de un amplificador de audio de alta potencia, se entienda por completo cual es el funcionamiento del circuito y cuáles son los parámetros a tener en cuenta para obtener un mejor desempeño del mismo.


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Teniendo en cuenta las características extraídas de cada etapa y los requerimientos de diseño, se procedió a elegir un amplificador que me permitiera obtener a la salida una potencia mayor a 60 [W], los amplificadores que se tuvieron como opción para su uso fueron:

Amplificador Vsupply [V] LM3875 20 - 84

BW [MHz]

Po [W]

SR [V/uS]

THD [%]

8

56

11

0.06

LM4780

20 - 84

8

60

19

0.03

TDA7294

10 - 40

--

70

10

--

TDA2050

4.5 - 25

0.08

25

8

--

Tabla 1 Características principales de amplificadores de audio opcionales para la implementación.

Las características expuestas en la tabla 1, fueron extraídas para una carga de 8 [Ω], debido a que el circuito que vamos a implementar va tener como salida un parlante que por lo generan tiene un valor de 8 [Ω] de impedancia. Las características de mayor relevancia para la selección de nuestro circuito se centran en la potencia de salida Po, el THD el cual va a ser medido por medio de un sistema de desarrollo, la tensión de alimentación puesto que se quiere alimentar con las fuentes de tensión disponibles en el laboratorio y ancho de banda [BW], dado que se tiene que tener en cuenta la frecuencia de la señal de entrada y el rango de frecuencias para el cual funciona el sistema de desarrollo. El amplificador elegido para nuestro circuito de potencia fue el LM4780, una de las principales razones para la elección de este amplificador, se debe a que es una de las muestras que Texas Instrument obsequia, además de ello, el amplificador presenta una alta potencia en configuración de estéreo igual a 60 [W] y 120 [W] en paralelo, y los rangos de tensión en la alimentación, se encuentra en los rangos disponibles por las fuentes de laboratorio. El valor del THD no es de gran relevancia puesto que lo único que se requiere es medir este nivel de distorsión. A continuación se presenta la configuración interna del LM4780, la necesidad de observar este circuito interno se debe a que en el datasheet no se especifica que clase de amplificador es, razón por la cual no se facilita la comprensión del funcionamiento del mismo.

Figur a 25 Configuración interna del amplificador LM4780.


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El cuadro de color naranja representa las configuraciones de emisor seguidor presentes a la entrada del amplificador, el cuadro de color rojo encierra el par diferencial que cumple la tarea de amplificar la señal de entrada, el cuadro de color amarillo constituye las configuraciones de protección de corto circuito y de corte térmico, necesarias para que el amplificador no se dañe por el exceso de corriente y de temperatura. Por último y más importante, se encuentra el cuadro azul junto con el verde, el cuadro verde representa la corriente de polarización de la etapa de salida, el cuadro verde presenta la etapa de salida del amplificador, que como se explicó anteriormente, le da una impedancia alta a la salida y permite que la corriente en el circuito circule en un mayor valor por la carga, logrando así una alta potencia a la salida. La configuración de la etapa de salida, es una configuración de etapa clase AB polarizada con diodos, a diferencia de la configuración presentada anteriormente, esta está compuesta por dispositivos compuestos conocidos como configuración de Darlington. La razón por la cual es preferible usar este tipo de configuración se debe a que la ganancia de corriente incrementa y por consiguiente se reduce la excitación de corriente requerida a la base de los transistores.

Figur a 26 Configuración de Darlington NPN y PNP.

Las configuraciones mostradas en la figura 26 corresponden a las configuraciones de Darlington, nótese que cada configuración es equivalente a un transistor con el doble de tensión Vbe. Para el circuito interno presentado en el cuadro azul de la figura 25, se puede observar que la etapa de salida está compuesta por una configuración de Darlington NPN en la parte superior, y una PNP seguida de NPN en la parte inferior. A continuación se presenta la simulación del circuito interno de la etapa de salida del amplificador LM4780 seleccionado para nuestra implementación, el circuito interno consta de la configuración de Darlington explicada con anterioridad y una polarización de diodos. Los valores de las resistencias, al igual que el valor de la corriente de polarización fueron tomados a partir de los valores especificados en el Datasheet.



0

V2 20 Q2

I1 3m

QbreakN

Q3 QbreakN

D1 D1N4148 D3

R2

R3

D1N4148

150

0.45

D4

QbreakP

D1N4148 R6 100

Q6 Q4

0

Q1 D5 D6

QbreakN

D1N4148

Q5

QbreakN QbreakN R1

V5 VOFF = 0 VAMPL = 18 FREQ = 1k

800 R5

R4

150

0.45

0 V4 20

0

Figur a 27 Configuración interna de la etapa d e salida del amplificador LM4780.

Figur a 28 Corriente de colector y forma de onda a la salida.

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19


Figu ra 29 THD medido en el circuito interno de la figura 27.

Las formas de onda obtenidas, junto con el THD medido, corresponden a las características expuestas para la etapa de salida clase AB.

CRITERIO DE SELECCIÓN Debido a que existen diferentes etapas de salida para amplificadores de potencia, se realizó una búsqueda de distintas configuraciones que permitieran cumplir con las exigencias de diseño del amplificador; por esta razón se encontraron alternativas para las condiciones de potencia, distorsión armónica total y eficiencia, éstas se muestran a continuación:

AMPLIFICADOR ESTEREO DE 60W CON TDA2050

Figu ra 30 Configuración amplificadora para TDA2050.

El TDA 2050 es un circuito integrado monolítico, amplificador de audio clase AB, de alta potencia. El TDA2050 tiene la capacidad de proporcionar hasta 35W RMS de potencia real en 4 [ohm] de carga (THD = 10%, VS = ± 18V, f = 1KHz), y hasta 32W RMS en 8[ohm] de carga (THD = 10%, VS = ± 24V, f = 1KHz). Además, el TDA 2050 ofrece una potencia de 50 [W] musicales en 4 [ohm] de carga en más de 1 segundo, por tanto, VS= 25V, f = 1KHz. La potencia alta y muy baja distorsión armónica cruzada hace que éste integrado sea óptimo para trabajar en espacios pequeños dando un sonido de alta calidad. De acuerdo al requerimiento de potencia por parte del usuario, se pueden realizar modificaciones al circuito como se muestra en la siguiente tabla:


20


Tabla 2 Descripción de componentes para la configuración amplificadora.

AMPLIFICADOR DE POTENCIA DE AUDIO DE 60W CON LM4780 Se presenta un amplificador de 60[W] en modo estéreo, que puede ser también configurado para obtener 120[W] en modo monofónico, específicamente en configuración BTL o de puente, el corazón del amplificador es el circuito integrado LM4780 de la National Semiconductor. Este IC, es un amplificador estéreo de audio capaz de entregar 60[W] por canal en su salida con una carga de 8[Ω], de la misma manera se auto protege; para este fin utiliza un circuito de protección de temperatura pico. La protección salvaguarda totalmente al LM4780, específicamente, las salidas contra la sobretensión, la insuficiencia de voltaje, sobrecargas, cortocircuitos de las fuentes o la tierra y picos instantáneos de la temperatura. El IC, posee dos amplificadores independientes que constan de un fundido de transición mudo (mute). Puede ser configurado fácilmente en puente (BTL) o también en paralelo para soluciones de 120 [W] en modo mono.

Características 1. Bajo número de componentes externos. 2. Modo silencioso (mute). 3. Amplia gama de alimentación (20v-84v).

Aplicaciones 1. Complemento de salida de un amplificador de audio estéreo. 2. Amplificador de audio estéreo com pacto. 3. Amplificador de audio de alta gam a y para televisores de alta definición.


21


Las características del LM4780 lo colocan en una clase por encima de amplificadores discretos e híbridos. Teniendo en cuenta que las especificaciones del circuito integrado LM4780, éstas se ajustan correctamente respecto a los requerimientos de diseño del amplificador, por lo que se optó por analizar la configuración en paralelo que sugieren los fabricantes (Texas instruments).

CONFIGURACIÓN EN PARALELO DEL AMPLIFICADOR La configuración en paralelo es normalmente usada cuando la salida necesita una corriente muy alta para conducir una impedancia de carga pequeña para obtener niveles de potencia altos a la salida. Como se puede observar en la figura 28, la configuración en paralelo del amplificador consiste en el diseño de los amplificadores dentro del circuito integrado para que tengan la misma ganancia, la conexión de las entradas en paralelo y luego conectando las salidas también en paralelo a través de una pequeña resistencia de salida externa. Cualquier número de amplificadores puede ser conectado en paralelo para obtener la corriente de salida necesaria para dividir la disipación de potencia entre múltiples paquetes del circuito integrado. Idealmente, cada amplificador comparte la corriente de salida en partes iguales entre todos los canales.

Figur a 31 Configuración amplificadora en paralelo para integrado LM4780.


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Componentes RB

RI RF RF2 CF CC Ci Cs RV RIN CIN RSN CSN R A C A RINP RBI RE RM CM S1 ROUT

Descripción Impide que corriente ingrese desde la terminal no inversora. Esta corriente puede pasar a través de la carga durante la desconexión del sistema, debido a la baja impedancia den entrada del amplificador cuando el circuito de bajo voltaje está apagado. Resistencia de entrada terminal inversor, junto con RF establece la ganancia de CA. Resistencia de realimentación, junto con RI establece la ganancia de CA. Resistencia de realimentación. Funciona junto con CF y RF creando un filtro paso-bajos que reduce la ganancia de CA de altas frecuencias. Condensador de compensación. Funciona junto RF y RF2 para reducir la ganancia de AC para altas frecuencias. Condensador de compensación. Reduce la ganancia para altas frecuencias para evitar las oscilaciones en la salida del transistor. Capacitor de realimentación que asegura ganancia unitaria en DC. Proporciona una etapa de filtrado y derivación en la alimentación. Actúa como un control de volumen, estableciendo el nivel de tensión de entrada. Establece terminales de entrada de DC cuando CIN está presente en el circuito. Capacitor de entrada. Evita compensaciones de DC provenientes de la señal de entrada hacia las entradas del amplificador. Funciona con CSN para estabilizar la fase de salida mediante la creación de un polo que reduce las inestabilidades de alta frecuencia. Funciona con RSN para estabilizar la fase de salida mediante la creación de un polo que reduce las inestabilidades de alta frecuencia. Proporciona DC de polarización de tensión para el transistor Q1 en la operación de suministro individual. Proporciona filtrado para la operación de alimentación única. Limita la diferencia de tensión entre las entradas del amplificador de operación de suministro individual. Proporciona corriente de polarización de entrada para operación de suministro individual. Establece una corriente continua fijada para el transistor Q1 en la operación de suministro individual. Resistencia Mute, configurada para poder extraer 0,5 mA de cada pin Mute. Capacitancia Mute, configurado para crear una constante de tiempo de encendido y apagado. Interruptor Mute, cuando se abra o cambiando hacia GND, el amplificador estará en modo silencio. Reduce las diferencias entre el flujo de corriente entre las salidas que son causadas por ganancia o de compensación de DC entre amplificadores. Tabla 3 Descripción de componentes para la configuración amplificadora con LM4780.

Determinación correcta del disipador de calor La elección de un disipador de calor para un amplificador de audio de alta potencia se hace por completo para mantener la temperatura a un nivel, de tal manera que el circuito de protección térmica no sea activado bajo circunstancias normales. La resistencia térmica desde el componente hacia afuera es una combinación de tres resistencias térmicas, de ahí que se pueda calcular la disipación de potencia del LM4780 como se muestra a continuación:

  

TJMAX= 150°C TJAMB , temperatura ambiente del sistema θJA = suma de resistencias térmicas, θJC + θCS + θSA

23



Una vez que la disipación de potencia máxima ha sido calculada mediante la anterior ecuación, se debe tener en cuenta si la temperatura ambiente para el amplificador va a ser superior a 25°C, de ser así la resistencia térmica para el disipador cambia, las demás variables permanecen iguales, por tanto, ésta resistencia tendrá que ser más pequeña.

SIMULACIÓN PARA AMPLIFICADOR DE POTENCIA LM4780 Teniendo en cuenta la configuración en paralelo del amplificador de potencia, se simuló el comportamiento de ésta con el fin de adecuar las etapas necesarias que permitieran amplificar la señal de entrada y a continuación llevarla a un sistema de desarrollo para su respectivo procesamiento. El circuito general se divide en dos etapas como se muestra en la figura.

Etapa de amplificación con LM4780



Reducción de la señal y aplicación de nivel de continua Sistema de desarrollo

Etapa de amplificación con LM4780 H I

R2

R1 H I

1k C1 47u

20k

0

V

C2

R3

1u

0

2

E E V

VINP

1k

VOUT MUTE

C11 1000u

0

0 H I

5 6 R6 2.7

4

V2 R8 0.1

C3 0.1u

O L

0

C10 10u

0

R5 47k

V1 VOFF = 0 VAMPL = 100m FREQ = 1k

C9 0.1u

V4 0Vdc 3 U1 LM4780 1 C VINM C

35Vdc

0

0

LO L O

C4 0.1u R12

4

2 Positivo

VINP

1k R11

1 Negativo

1k C5 47u 0Vdc

0

VINM U2

E E V C C V 3

MUTE VOUT

6 5

Vout

V3

R9 8

R4 0.1

R7 2.7

35Vdc

0 O L

L O

LM4780

V5 C6 0.1u

I H

R10

0

20k

Figur a 32 Configuración en paralelo usando LM4780

C7 10u

0

C8 1000u

0


24


En primera instancia se hace un análisis del ancho de banda del amplificador para tener en cuenta aquellas frecuencias que si son amplificadas dentro del rango para la ganancia en banda plana y de esta manera proceder a hacer las respectivas pruebas, con las que se verifica el funcionamiento del amplificador de alta potencia.

Figur a 33 Simulación para ancho de banda del amplificador

Para una entrada de 2 [Vpp], se tienen aproximadamente 40,16 [Vpp], con lo cual se genera una potencia aproximada de 54 [W], condición con la cual se cumplen los requerimientos del proyecto.

F i g u r a 3 4 Simulación para potencia de 54 [W]

Se realiza medición de la distorsión armónica total para una frecuencia de 1 [KHz] que hace parte del ancho de banda del amplificador, teniendo en cuenta como criterio cinco armónicos.

Figu ra 35 Verificación de la distorsión armónica total haciendo uso del simulador


25


Posteriormente, se realiza el proceso de implementación donde se hacen pruebas con entradas de tensión pequeñas, para este caso se presenta una entrada de 200[mVpp], generando a la salida 4,24[Vpp]. La ganancia del sistema es de aproximadamente 20 [V/V]. Mediante esta prueba se demuestran los resultados arrojados en la simulación, de tal manera que al incrementar la entrada a 2[Vpp] se presentarán 40[Vpp] a la salida aproximadamente, generando una potencia de 50 [W].

Figur a 36 Implementación de la configuración y verificación de THD

Con el proceso de implementación se hace la verificación de la distorsión armónica total (THD), de esta manera se observa la diferencia entre los armónicos de la señal. Además, esta diferencia es de 31,2 [dB] con lo cual se tiene que el THD de la señal es menor al 2%, con lo cual se considera que la señal de salida es equivalente (escalada en ganancia) con respecto a la señal de entrada. 

Reducción de la señal y aplicación de nivel de continua

0

2

R3 10.576k

U2 LM317K J OUT D A

IN

3

1

V2

3 V3

30Vdc R6 192.30

0 2

U3 LM317K J OUT D A

IN

R4 1k

1

R5 1k -30Vdc

J D

A OUT IN LM137HVH U1

2 R1 10k

0

0

3

R2 R7 1k

1

R8 10.576k

V1 VOFF = 0 VAMPL = 20 FREQ = 1k

4 2

-

V-LF353/301/TI

140k OUT 3

0

+ 7 U4

6

V+

0 Figur a 37 Adecuación de etapa reductora de ganancia y sumadora de nivel de continua


26


Al haber generado la potencia necesaria a la salida del amplificador, se requiere realizar el análisis de la distorsión armónica llevando la señal de salida a un sistema de desarrollo. Como la señal de salida que se presenta es de aproximadamente 20[V] pico a pico, es necesario agregar otra etapa mediante la cual se haga una reducción de esa tensión. Haciendo uso de la tarjeta Arduino mega se tienen en cuenta sus escenarios de operación, en los cuales es importante conocer que ésta no trabaja con señales negativas y además acepta las mismas dentro de un rango de 0-3.3 [V]. Otro aspecto importante es el de agregar reguladores, puesto que, el amplificador operacional requerido para esta etapa requiere de alimentación en continua, implicaría el uso de una nueva fuente de alimentación y el incremento del presupuesto total para la elaboración del proyecto. Con el uso de los reguladores se solventa el problema de la alimentación para el OPAMP y el nivel de continua para la eliminación de señales negativas. El circuito mostrado en la figura 34, presenta la propuesta de etapa de reducción de la señal. Es importante aclarar, que no es necesario tener en el sistema de desarrollo la señal de salida a la tensión generada (20[Vpp] ), ya que, el análisis de THD para conocer la linealidad de la señal de salida con respecto a la señal de entrada puede realizarse con una que esté escalada por una ganancia que la reduzca, con lo que se podrá tener una señal más pequeña en magnitud pero con la misma forma.

Figur a 38 Simulación de segunda etapa para señal de ingreso a sistema de desarrollo

Para verificación del funcionamiento de la etapa, se realizó el proceso de implementación con el cual se observa que la configuración se comporta como se espera y además se puede adaptar al circuito amplificador paralelo, con el que se realizarán pruebas posteriormente para niveles de tensión de entrada distintos.

F i g u r a 3 9 Implementación de segunda etapa para señal de ingreso a sistema de desarrollo


27


En el circuito que aparece en la figura No, se puede observar la configuración completa uniendo las dos etapas, la de amplificación y la de reducción de la señal. Se realizó el proceso de implementación, pero como se observa en la figura No, el nivel de tensión a la entrada es pequeño (400 [mVpp]) puesto que se tomó la decisión de realizar pruebas en el laboratorio para potencias pequeñas que pudieran soportar resistencias de bajo costo asequibles en el mercado. El comportamiento es el esperado.

Figu ra 40 Implementación de toda la configuración con una señal de entrada de 200[mV]

Figur a 41 Esquemático de la configuración general para el amplificador en paralelo con etapa reductora hacia sistema de

desarrollo.


28


DISEÑO DE LA PCB Para el diseño de la PCB se utilizo el software KiCad, creando primero el esquematico del circuito, para este proceso se creo el componente LM4780 debido a que no fue encontrado en las librerías del software. Posteriormente se creo el archivo .brd, para el cual fue neserario crear la huella del integrado LM4780, la cual se ubicó en un extremo de la PCB para facilitar el acople con el disipador. Además, debido a la demanda de corriente en ciertos pines del LM4780 fue necesario incrementar el ancho de la pista. En la figura 38 se puede observar el modelo final de la placa impresa, con la cual se procede a realizar las pruebas a alta potencia.

Figur a 42 Board generada para toda la configuración de amplificador de potencia.

Figu ra 43 PCB para el amplificador de potencia.


29


DETERMINACION DE LA DISTORSION ARMÓNICA Una de las exigencias del proyecto, es calcular la distorsión armónica, pero antes de esto, se dará una breve introducción sobre este tipo de distorsión, para que el lector se familiarice con la problemática que queremos resolver o en este caso calcular. Se entiende por distorsión armónica cuando el voltaje o la corriente de un sistema eléctrico tienen deformaciones con respecto a la forma de onda senoidal, se dice que la señal está contaminada con componentes armónicas, algunas características que ayudan a evidenciar este tipo de distorsión, es que la señal tenga valores definidos dentro de un intervalo, lo que quiere decir que la energía es finita, que la señal sea periódica teniendo la misma forma de onda en cada periodo, y bueno, es una distorsión que está presente en toda la señal, no solo en un periodo.

Medición de THD Se puede demostrar que una señal periódica es representable como la sumatoria de una serie de ondas sinusoidales de distintas frecuencias y fase, conformando el espectro armónico de la onda, todo espectro tiene una frecuencia fundamental, y las frecuencias restantes son llamadas armónicos, correspondientes a múltiplos enteros de la frecuencia fundamental. Para la medición del THD, se necesita el cálculo de los armónicos de dicha señal periódica, para el análisis de estos armónicos se utiliza la transformada rápida de Fourier , partiendo de una señal muestreada que cumple con el criterio de Nyquist la cual se introduce en la ecuación:

Donde:

Figur a 44 Transformada de Fourier.

El producto de cada muestra por la función exponencial puede representarse en la suma de senos y cosenos cumpliendo la fórmula de Euler mostrada en la ecuación.

De esta forma se determina la magnitud de la FFT, la cual contiene las amplitudes de las componentes de los armónicos de la señal que se analiza, una vez obtenidas estas magnitudes, se calcula el parámetro que se desea (THD) que define la linealidad de la señal, medida que viene dada en porcentaje por la ecuación:

Figur a 45 Ecuación del porcentaje THD.

Donde THD A0 An

Es la distorsión armónica total Es la amplitud de la componente fundamental Es la amplitud del n-ésimo armónico.


30


Cálculo THD con sistemas de desarrollo ARDUINO. Para el cálculo de la distorsión armónica (THD), se seleccionó el sistemas de desarrollo ARDUINO, para este caso es conveniente trabajar con la tarjeta Arduino Mega 2560, el cual consiste en un micro controlador Atmega2560 como cerebro central. Quien tiene como principales características un oscilador de cristal de 16 MHz, conexión USB, un conector de alimentación. Contiene todo lo necesario para apoyar el micro controlador, simplemente conectarlo a un ordenador con un cable USB, o alimentarla con un adaptador de corriente AC a DC.

Figu ra 46 Arduino Mega2560.

Arduino es una plataform a libre, y por ende su software es libre, por esta razón se selecciona para llevar a cabo esta tarea, además que es una tarjeta fácil de adquirir. Es una poderosa herramienta para llevar a cabo proyectos de ingeniería sencillos y complejos, de esta manera se presenta el código con el cual se determina el THD.

ONDA SINUSOIDAL OBTENIDA DEL GENERADOR DE SEÑALES Antes de empezar con la program ación del cálculo del THD, es indispensable con ocer los parámetros internos de la tarjeta ARDUINO, saber con qué valores de frecuencia de muestreo trabaja que para este caso muestrea a una taza de 10 [Khz], lo que quiere decir que hay una limitante en el rango de frecuencias, Para visualizar los armónicos, esenciales en el cálculo del THD, es recomendable que la señal de entrada no debe superar los 2 [KHz], correspondiente a la quinta parte de la frecuencia de muestreo. Este tipo de tarjetas manejan un rango de tensión positivo de 0 a 5[v], es decir que para que la señal pueda ser leída por un puerto análogo debe estar entre este rango, de lo contrario se puede causar el daño de dicho sistema de desarrollo. Conociendo este tipo de limitantes, se procede a tomar una señal configurando una entrada análoga, con 256 muestras a la salida.

Figu ra 42 Lectura del puerto análogo.


31


La siguiente parte del código calcula la FFT de la onda sinusoidal.

Figur a 47 Cálculo de la FFT.

Una vez calculada la FFT, se procede a detectar los picos presentes con la intención de determinar el armónico fundamental, para llevar a cabo los cálculos necesarios en la ecuación del THD. Esta rutina se basa principalmente en dos condiciones de verdad, que el dato presente sea mayor al anterior y siguiente para garantizar que se trata de un pico o máximo relativo. La componente DC se ignora y se hace cero.

Figura 48 Máximos del vector de la FFT.

El proceso anterior, determinaba picos máximos para los cuales algunos de ellos no corresponden a los armónicos de la señal, generando un mal cálculo del THD, sabiendo esto, se realiza un arreglo para este vector de máximos, identificando la amplitud del armónico fundamental a partir de la primera muestra.


32


Figu ra 49 Arreglo de máximos.

Todo este tipo de arreglos es conveniente hacerlos para que el valor del THD arrojado sea correcto, una vez hecho esto, lo más conveniente es ordenar un vector de máximos resultantes de mayor (armónico fundamental) hasta armónicos cercanos a cero.

Figur a 50 Vector de máximos a mínimos.

Finalmente se procede a calcular el THD como se observa en la parte final del código.

Figu ra 51 Cálculo final del THD.

Una vez explicado el código, se obtiene por medio de monitor serial el valor de la THD.


33


Observaciones 















Para poder realizar el montaje completo del circuito y analizar variables como la distorsión armónica total, fue necesario adaptar una etapa mediante la cual se reduce el nivel de tensión de la señal. Al adaptar la configuración inversora con el amplificador LF353, se requirió el uso de reguladores de tensión con los cuales se definió una tensión en DC fija para alimentar el OPAMP y también para dar un nivel de continua y evitar los valores negativos de la señal al llevarlos al sistema de desarrollo. En el momento de la simulación de la configuración completa se presentaron problemas de convergencia, ya que la precisión con la cual se realizaban los cálculos era de 0.01; razón por la cual se incrementa en un factor de 10 esta variable de tal manera que se obtienen los resultados esperados. Debido a la naturaleza de la configuración se realizaron pruebas para potencias pequeñas, mediante el ingreso de una señal de magnitud pequeña para comprobar que los resultados arrojados por simulación correspondían con los que se presentaban en el proceso de implementación. Para la elaboración del circuito se presentan distintas alternativas, como por ejemplo la configuración de puente (BTL), pero para condiciones de potencia superiores a las exigidas, se decidió que la que mejor se adaptaba era la configuración en paralelo en modo mono. La necesidad de analizar la configuración interna de los dispositivos electrónicos, surge debido a que no en todos los datasheet se encuentra la clasificación de los mismos, para este caso en particular, la clasificación de la etapa de salida no se especificaba en el datasheet razón por la cual fue necesario recurrir al circuito interno. La necesidad de medir el THD por medio de un sistema de desarrollo, surge debido a que en el osciloscopio no es posible ver esta medida en tiempo real, sino por acumulación de puntos, uno de los criterios válidos para garantizar un THD menor al 2% es tener una diferencia en amplitud, de los armónicos mayor a los 30 [dB]. El rango del nivel de tensión de entrada de los puertos análogos de la Arduino es de 0 a 5[v], se debe tener cuidado que las señales de entrada no superen estos valores, ya que ocasionaría el daño de la tarjeta.

Informe Amplificador de Potencia

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