RESUMEN Una condición de auto-osci auto-oscilación lación estable estable y de carga carga constant constante e se ha desarrolla desarrollado do para para un amplifcado amplifcadorr de clase D que emplea sólo un solo bucle de realimentación de tensión de despegar después de que el fltro de salida. El método de control resultante resultante se muestra para eliminar efcazmente el fltro de salida de la respuesta de bucle cerrado. cerrado. Las implementaci implementaciones ones práccas práccas discretas discretas de un comparad comparador or y una puerta-dri!e puerta-dri!e son presentadas. "e construye un amplifcador clase D de alto rendimiento empleando sólo #$ transistores discretos. E%tensiones de orden superior del circuito de control se ponen de manifesto que producen ni!eles e%tremadamente e%tremadamente ba&os de distorsión. 1. INTRODUCCIÓN
Un amplifcador de clase D opera mediante la deri!ación de un estado discreto de se'al (normalmente dos estados) de un control connuo de la se'al y amplifcación de este usando interruptores de alimentación. *l n+cleo n+cleo de cada amplifc amplifcado adorr de clase D esta esta
al menos menos un compar comparado adorr y una etapa etapa de potenc potencia ia de
conmutación. En todos, pero pero al amplifcador de potencia más ba&o, se a'ade un fltro L pasi!o. pasi!o. #.#. istéresis Desde muy pronto, los dise'adores se han dado cuenta de que una amplifcador de traba&o se puede construir ulizando sólo esto y un pu'ado de pasi!os. El método más conocido es histéresis de conmutación.
La defciencia e!idente de este circuito es la !ariabilidad de la /recuencia de conmutación en /unción de la potencia y la tensión de alimentación. Una peque'a modifcación es ulizar la conmutación de /orma de onda como la retroalimentación retroalimentación de histéresis. histéresis.
Los amplifcadores construidos a lo largo de estas l0neas se caracterizan por producir rendimiento muy respetable, lo que representa la popularidad de este acuerdo. Esto de&a dos incon!enientes gra!es en lugar. El problema más importante es la /alta de control sobre la salida a fltrar. La otra es que la anchura m0nima del impulso producido es sólo la mitad de la anchura del impulso inac!o. Los cambios de /recuencia muy /uerte /uertemen mente te con el 0ndice 0ndice modula modulació ción, n, siguie siguiendo ndo una parábo parábola la con su má%im má%imo o a cero cero modula modulación ción y golpeando cero a la má%ima modulación. modulación. El resultado es una muy reconocible 12izz3 cerca de la saturación, saturación,
al atra!esar la /recuencia de conmutación de la banda de audio. El oscilograma de la salida (segunda reconstrucción para fltrar presume) es muy reconocible
*lgunas de control se tendrán en cuenta en el fltro de salida, a'adiendo el control 4D alrededor.
*unque esto reduce la distorsión inducida por el fltro, me&ora la ganancia de bucle y reduce la respuesta de /recuencia de error con cargas !ariables a unos pocos d5 como má%imo, el problema de modulación de /recuencia se agra!a, resultando inestabilidad cuando se une sin carga. Esto no quiere decir que los moduladores de histéresis son para siempre condenado a la mediocridad. Un control muy efcaz es el que más uliza la corriente a tra!és del fltro de reconstrucción de corriente del condensador como !ariable de retroalimentación en un modulador de histéresis, produciendo muy ba&a impedancia de salida. *lgunas de control se tendrán en cuenta en el fltro de salida, a'adiendo el control 4D alrededor. El método se refere a la modulación de /recuencia grande mediante el control del tama'o de paso de histéresis 6#7. 2odo en todo, la comple&idad tanto de los sensores de corriente y la histéresis habitación licencia modulación de un método alterna!o. #.8. 9scilación controlada por desplazamiento de /ase Un método de obtención de auto-oscilación sin el uso de histéresis emplea el desplazamiento de /ase de la red de alimentación para producir auto-oscilación estables. El amplifcador oscilará a la /recuencia en la que la red de realimentación ene un desplazamiento de /ase de #:; grados. Una caracter0sca agradable en lugar de este método es que la /recuencia de conmutación se puede hacer mucho más estable que con un modulador de histéresis. En teor0a, el m0nimo ancho de pulso a la má%ima modulación sea cero. La /recuencia de conmutación a+n se reduce a cero en el proceso, pero sólo mucho más tarde y mucho menos energ0a estará en el !eh0culo en ese momento. Después de la reconstrucción por
un segundo para fltrar la amplitud del residual que permanece casi constante.
des!enta&a
control
de
/ase
notable es
de
que
la
modulación es inherentemente no lineal, sumando la distorsión en
grandes
0ndices
de
modulación.
Los amplifcadores controlados por desplazamiento de /ase están a su !ez, a !eces, equipados con un bucle adicional que abarca la reconstrucción de fltros, de nue!o con el fn de hacer que la respuesta de la /recuencia sea menos dependiente de la carga . Un e/ecto secundario indeseable es que por lo general cerca de la /recuencia de corte la modulación aumenta de nue!o, produciendo imágenes en el osciloscopio muy similares al modulador de histéresis. 2. CONTROL DE CAMBIO DE FASE USANDO EL FILTRO DE RECONSTRUCCIÓN
8.#. 9scilación del Estado El desplazamiento de /ase del fltro de reconstrucción es generalmente !isto como una carga, rara !ez como una !enta&a. En segundo orden los fltros resultan ser muy interesantes para la construcción de des/asa&e controlados con amplifcadores. "e recuerda que la /recuencia de conmutación se encuentra mucho más allá de la esquina de la /recuencia del fltro. En cualquier /recuencia sufcientemente alta un segundo fltro pasa ba&o de orden produce una /ase desplazada cerca de #:; grados. =ariando las condiciones de carga sólo a/ectar esto a la orden de unos pocos grados. errando un ciclo de retroalimentación nega!a alrededor de dicho fltro no es sufciente. La oscilación se produce en un desplazamiento de /ase de e%actamente #:; grados (los otros #:; grados están amuebladas por la in!ersión de la polaridad), que sólo ocurre en el infnito. Una red adicional es con el fn de sostener el desplazamiento de /ase le&os de #:; grados por deba&o de la deseada /recuencia de conmutación, y otro que empu&a bien más allá de ella por encima de esta /recuencia.
ualquier circuito prácco ya tendrá esta +lma de /orma gratuita. Los retardos de propagación combinados del comparador y la etapa de potencia constuyen un desplazamiento de /ase directamente proporcional a la /recuencia. El primero puede ser tan simple como una red de adelanto de /ase en el camino de realimentación.
4uesto que en cualquier /recuencia de oscilación +l el desplazamiento de /ase del fltro de salida es para todos los e/ectos, #:; grados, la oscilación se produce en la /recuencia en la que el retardo de propagación y el a!ance de /ase se anulan. "e debe tener cuidado para asegurar que ba&o cualquier condición realista de carga no hay un segundo punto de #:; grados cambio de /ase, ya que este punto será sin duda la /recuencia de resonancia >sica del fltro. * /alta de ello por lo general conduce a la ruina del amplifcador de la primera !ez que se sobree%cito sin carga unida.
uando L4? es la /unción de trans/erencia del fltro L y @n la de la red de realimentación. El retardo es una /unción de desplazamiento de /ase lineal que representa el retardo de propagación. 8.8. Aanancia del lazo asta ahora hemos !isto que un oscilador estable y /uncional puede ser construido por cerrar el bucle en torno a una etapa de potencia de clase D y un fltro de salida con la ayuda de no más de una red de adelanto de /ase. 4ero, Bes un amplifcadorC La respuesta a esta pregunta dependerá de la ganancia de lazo y la per/ormance. D audio resultante 2.2.1. Ganancia linealizada DC del comparador y la etapa de potencia
(ota en el siguiente análisis, la amplitud siempre pretende ser la amplitud de pico)
En los amplifcadores de clase D que emplean una onda triangular o de diente de sierra de oscilador para comparar la se'al de control a, ganancia de del comparador combinada y la etapa de potencia es la amplitud de la onda cuadrada antes de que el fltro de salida (es igual a la tensión de alimentación) di!idido por la amplitud de los la onda triangular
A DC
=
V sq V tri
En el presente circuito, la /orma de onda de re/erencia es la se'al encontrada en las entradas del comparador, como resultado de la *uto oscilación. De la onda cuadrada producida por la etapa de potencia, poco más de una /undamental atenuada es la izquierda. uando la /orma de onda de re/erencia no es un triángulo o de diente de sierra, la modulación se con!ierte en no lineal. 4ara el uso de peque'a se'al, la ganancia se apro%ima sobre la base de la pendiente de /orma de onda. 4ara obtener una /orma de onda sinusoidal de re/erencia de amplitud =c, ganancia de peque'a se'al es idénca a la que se encuentra con una onda triangular que ene la misma pendiente en los cruces por cero (es decir, es tangencial). Esta es una onda triangular con una amplitud F G 8 que de la onda sinusoidal.
A DC
V sq
=
V c .
p
2
El /undamental de una onda cuadrada con amplitud !sq ene una amplitud de
V fund
4 =
p
.V sq
La amplitud en la entrada del comparador se con!ierte
Vc
4 =
p
.Vsq
�S sw H1 pf ( S sw ) .H fbn � �
Después, la ganancia de D se con!ierte en
A DC
=
V sq 2.V sq
G ( S sw ) .H ( S sw )
Un resultado digno de recordar. La ganancia de D linealizado del comparador y la etapa de potencia en un sistema de auto-oscilante con la condición de oscilación de #:; grados es igual a un medio di!idido por la ganancia de la red de realimentación (que aqu0 incluye el fltro de salida). "i la red de realimentación ene $; d5 de pérdida, la ganancia linealizado es H$d5. 4or +lmo, la ganancia de bucle es
H loop ( S )
=
ADC .H 1 pf ( S ) .H fbn ( S ) .Delay ( S )
2.2.2. Modelo de pequeña señal
El comportamiento de peque'a se'al del nue!o circuito de ahora se puede analizar mediante la sustución de un bloque de ganancia lineal de ganancia *D para el comparador y la etapa de potencia. I
4ara connuar con el análisis simbólico desde aqu0 distorsione el po de claridad que algunos gráfcos enen que o/recer. Después de haber reducido la porción de conmutación del circuito a un bloque de ganancia, podemos analizar el circuito en un programa de análisis de circuitos adecuado. Una parcela de ganancia de bucle y la ganancia del bucle cerrado del amplifcador muestra la efcacia del nue!o método de control. En el circuito de e&emplo, Ji K #.:, J/ K :.8,
Rlead
K #,
C lead
K 8M;p? y la
circuiter0a ac!a ene un retardo de propagación de 8#;ns.
La ganancia de bucle cerrado es notablemente indi/erente a la carga ad&unta. La resonancia >sica del fltro de salida no se muestra en absoluto en la respuesta de bucle cerrado. 2otalmente que encierra el fltro de salida en un solo bucle de control asegura que cualquier impulso de ganancia producida por ella es posteriormente contrarrestado por un impulso igual de la ganancia de lazo. El pico de alta /recuencia coincide con la /recuencia de conmutación y por lo tanto no signifca!a. 8.H. ircuitos de orden superior La ganancia de bucle producido por el circuito de muestreo es una más bien modesta 8Nd5. *unque se trata de un segundo circuito de la orden, no hay ganancia disponible por deba&o de la /recuencia de corte del fltro de salida. La ganancia de bucle puede ser me&orada mediante la adición de integrador adicional. Oientras que el fltro de salida que se e%ende a un orden superior ser0a /acble, es bastante más económica para colocar los polos adicionales en la red de realimentación.
4olos adicionales se pueden hacer pasi!a o ac!a. 4olos ac!os pueden ser colocados cerca de (o incluso hizo comple&o) para producir me&ores ganancias del bucle de a ba&as /recuencias.
La similitud con los circuitos de fltro de retroalimentación m+lple es más de paso. La respuesta en banda de un amplifcador de clase D con este circuito de control coincide e%actamente con él una segunda sección O?5 orden construido con los mismos !alores de los componentes. Una respuesta al escalón del amplifcador de clase D superpuesta con la del fltro de paso ba&o que corresponde es un e&emplo de esto. La di/erencia entre los dos, que se muestra en la traza in/erior es sólo el residuo de conmutación.
2enga en cuenta de nue!o que esto es completamente independiente de la carga ad&unta. 3. EJECUCIÓN DEL CIRCUITO DISCRETO
El ob&e!o inicial de este desarrollo /ue la construcción de un circuito de ba&o costo. "e encontró operación de medio puente sobre suministros di!ididas ser la opción más económica. "e dio cuenta rápidamente de que ninguna puerta de controlador de < estaban disponibles para conducir un medio-puente en los suministros di!ididos, al mismo empo, la inter/az /ácilmente con un comparador !i!iendo de ra0les de ba&a tensión también centradas alrededor de suelo. La pista < /ue abandonado y soluciones discretas dise'ado tanto para los controladores de puerta y el comparador.
El comparador proporciona dos salidas de corrientes complementarios a los dos conductores, uno de los cuales Potan con el O9"?E2 de lado alto. H.#. omparador El comparador se compone de un 44 par di/erencial, procedente de una /uente de anillo, la alimentación en un amplifcador di/erencial actual. =ol!er a los diodos conectados a tra!és de los colectores proporcionan un camino para el e%ceso de corriente de la etapa de entrada de di/erencia. La corriente de salida se establece por la resistencia de base-emisor com+n. El empo de respuesta de un circuito Qpico es de alrededor de N; ns, con empos de t ransición alrededor de H ns.
El comparador está con!enientemente operado desde los mismos carriles como la sección de potencia, ob!iando la necesidad de un suministro de ba&a tensión separada. Desac!ación de la corriente de cola también reduce las corrientes de salida y la inac!a del amplifcador. La ac!ación y desac!ación del amplifcador pasa práccamente sin clics audibles. H.8. 4uerta conductor 4ara ni!eles de potencia por deba&o de 8;;R, un buen conductor de la puerta se puede construir con dos transistores 44. Uno de ellos es el interruptor de control y /unciona también como el conductor responsable. La otra es una carga ac!a para descargar la puerta. =elocidades de conmutación se manene modesto, en #;; ns $; ns subiendo y ba&ando, lo que reduce en gran medida generado EO<.
4ara potencias superiores, los cargos de compuerta del O9"?E2 se !uel!en demasiado grandes para ser mane&ados por este circuito simple. on dos transistores adicionales al conductor de la puerta, amplifcadores de hasta
por encima de # R se han construido. El circuito básico de un amplifcador
terminado sólo conene #8 transistores de peque'a se'al y dos ?E2 de potencia. Uno ene buenas razones para creer que no es más simple posible.
El circuito de control se muestra como un circuito de segundo orden confgurado como una entrada di/erencial. Un amplifcador de di/erencia con dos amplifcadores operacionales se pueden a'adir a las entradas para completar un amplifcador de instrumentación que ene una alta y impedancias de entrada iguales. 4. RESULTADOS
$.#. *mplifcador de #;;R con control pasi!o. 4.1.1. Respuesta de frecuencia de 3 ohmios ! ohm y las car"as de circuito a#ierto
4.1.2. Impedancia de Salida
La cur!a azul se mide con el amplifcador opera!o. 4ara obtener in/ormación, la cur!a ro&a muestra la impedancia de salida del fltro independiente de L. Esto confrma que el amplifcador ene un buen control incluso en la /recuencia de resonancia >sica del fltro de salida. 4.1.3. Distorsi$n frente a la potencia a 1 %&z
;,;8S a # z aparece modesta hasta que se dio cuenta de que la misma actuación se lle!a a cabo en toda la banda de audio. 4.1.4. Distorsi$n frente a la frecuencia
$.8. *mplifcador de #;; R con el fn cuarta ac!a control El siguiente diagrama #z 2D /ue tomada en un amplifcador con 8 órdenes ac!os a'adidos al circuito básico.
Los ni!eles de distorsión resultantes son sin precedentes para este po de amplifcador. 5. CONCLUSIONES
Un método de modulación simple para amplifcadores de audio de clase D se presentó que se da cuenta plenamente la respuesta independiente de la carga y de otra manera un buen rendimiento de audio también. "e presentó un circuito clase D discreta prácca. 2anto el método de control y la aplicación discreto se considera que es el más simple posible. Oenores aumentos en la comple&idad pagar /ácilmente apagado en importantes me&oras de rendimiento.
