Circuitos Electrónicos y Sus Aplicaciones Bernard Grob

Circuitos electrónicos y sus aplicaciones BERNARD GROB Technical Carear Institutes, Inc.

Traducción: JULIO FOURNIER GONZÁLEZ Ingeniero y M. en C.,

ESIME y UNAM.

Revisión técnica EDUARDO RAMÍREZ GRYCUK Físico, UNAM Coordinador de la Licenciatura en Ingeniería

McGRAW-HILL MÉXICO • BOGOTÁ • BUENOS AIRES • GUATEMALA • LISBOA • MADRID NUEVA YORK • PANAMÁ • SAN JUAN • SANTIAGO • SAO PAULO AUCKLAND • HAMBURGO • JOHANNESBURGO • LONDRES • MONTREAL NUEVA DELHI • PARÍS • SAN FRANCISCO • SINGAPUR ST. LOUIS • SIDNEY • TOKIO • TORONTO

CIRCUITOS ELECTRÓNICOS Y SUS APLICACIONES Prohibida la reproducción total o parcial de esta obra, por cualquier medio, sin autorización escrita del editor. DERECHOS RESERVADOS © 1963, respecto a la primera edición en español por LIBROS McGRAW-HILL DE MÉXICO, S.A. de C.V. Atlacomulco 499-501, Fracc. Industrial Sn. Andrés Atoto 53500 Naucalpan de Juárez, Edo. de México Miembro de la Cámara Nacional de la Industria Editorial, Reg. Núm. 465

ISBN 978-968-451-504-8 Traducido de la primera edición en inglés de Electronic Circuits and Applications

Copyright © 1982, by McGraw-HIII International Book Company, U.S.A. ISBN 0-07-024931-8

1234567890

T.B-83

Impreso en México

8012456793 Prlnted In México

Esta obra se terminó en Julio de 1983 en Tipográfica Barsa, S.A. Pino No. 343 Local 71-72 Col. Sta. Marta la Ribera 06400 México, D.F. Se tiraron 7000 ejemplares

Dedicado a Francine Beth y Lyle Samuel

Contenido Prefacio CAPÍTULO 1

CIRCUITOS AMPLIFICADORES 1-1 1-2 1-3 1-4 1-5 1-6 1-7 1-8 1-9 1-10 1-11 1-12 1-13 1-14 1-15

CAPÍTULO 2

ANÁLISIS DEL AMPLIFICADOR 2-1 2-2 2-3 2-4 2-5 2-6 2-7 2-8 2-9

CAPÍTULO 3

Requisitos básicos de los amplificadores Configuraciones de los circuitos de transistores Amplificador con carga resistiva Acoplamiento RC Acoplamiento de impedancias Amplificador sintonizado a una frecuencia Acoplamiento con transformador Amplificador de doble sintonía Métodos de polarización Polarización fija Cómo se produce la autopolarización Cómo se produce la señal de polarización Operación clases A, B y C Amplificadores de video de banda ancha Amplificadores de acoplamiento directo

1 2 4 6 8 8 9 9 10 11 13 15 17 20 22 24 30

Voltajes de cc en el amplificador Formas de onda de la señal de ca Corvas características del colector Características alfa y beta Análisis gráfico de la línea de carga Símbolos literales de los transistores Cálculos de ganancia Cálculos de potencia Fallas en los voltajes de cc en les electrodos

31 31 35 36 38 41 42 43 44

COMBINACIÓN DE AMPLIFICADORES

50

3-1 3-2 3-3 3-4 3-5 3-6 3-7

Amplificadores en cascada Par Darlington Etapas en serie y en paralelo Amplificador en contrafase Salida con capacitor de acoplamiento Simetría complementaria Amplificador diferencial

51 53 54 56 59 60 61 vii

3-8 Amplificador operacional (amp op) 3-9 Filtro de desacoplamiento RC en amplificadores en cascada CAPÍTULO 4

CIRCUITOS DE AUDIO 4-1 4-2 4-3 4-4 4-5 4-6 4-7 4-8 4-9 4-10 4-11 4-12 4-13

CAPÍTULO 5

CAPÍTULO 6

viii

Ondas sonoras y audiofrecuencias Señales de audio Altavoces Micrófonos Discos fonográficos y fonocaptores Grabación en cinta magnética Circuito preamplificador de audio Etapa de salida de audio de potencia Tipos de distorsión Realimentación negativa Controles de tono Equipo de audio estereofonía) Sección de audio de un receptor de radio

63 67 73 74 77 79 84 87 90 94 95 98 100 102 104 105

UNIDADES DECIBEL (dB)

112

5-1 5-2 5-3 5-4 5-5 5-6 5-7 5-8

113 114 115 118 119 121 122 122

Razones de potencia y unidades dB Razones de voltaje y unidades dB Niveles de referencia en decibeles Valores decibeles comunes Conversión de decibeles en potencia o voltaje Tablas de decibeles Adición y sustracción de unidades decibel Niveles de intensidad del sonido y decibeles

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

129

6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6 6-7 6-8 6-9 6-10 6-11 6-12

130 130 132 134 136 139 141 142 144 145 147 149

Funciones básicas de una fuente de alimentación o poder Diodos rectificadores Transformador de potencia Tipos de circuitos rectificadores Análisis del circuito rectificador de media onda Circuito rectificador de onda completa Circuito puente rectificador de onda completa Dobladores de voltaje Circuitos de los filamentos de tubos al vacío Filtros para fuentes de alimentación Reguladores de voltaje Fallas de las fuentes de alimentación

CAPÍTULO 7

CIRCUITOS DE POTENCIA CON TIRISTORES 7-1 7-2 7-3 7-4 7-5 7-6 7-7 7-8 7-9 7-10 7-11 7-12 7-13 7-14

CAPÍTULO 8

ELECTRÓNICA DIGITAL 8-1 8-2 8-3 8-4 8-5 8-6 8-7 8-8 8-9 8-10 8-11 8-12 8-13 8-14

CAPÍTULO 9

Construcción de tiristores de cuatro capas Rectificador controlado de silicio (RCS), El triac Conmutación estética de tiristores Curvas características del RGS Curvas características del triac El diac El transistor de monojuntura Oscilados de monojuntura Control de fase de tinstores Control de motores por tiristor Interferencia de radiofrecuencia (IRF) Conmutación en el punto cero Cómo probar tiristores

Circuitos analógicos y digitales Codificación y descodificación de números binarios Compuertas lógicas binarias Combinaciones de compuertas lógicas Tipos de circuitos lógicos Adicionadores electrónicos Flip-flops Contadores digitales Registros de corrimiento Memorias de semiconductor Multiplexores y desmultiplexores Convertidores analógicos y digitales Indicadores digitales de sietes segmentos Generador de base dé tiempos

ENCAPSULADOS DE CI DIGITALES Y LINEALES 9-1 9-2 9-3 9-4 9-5 9-6

Encapsulados de los CI y espigas de conexión Interior del encapsulado de un CI Producción de los bloquecillos de los CI Tipos de CI lineales Familias de CI digitales Métodos de prueba

154 155 156 158 159 160 162 163 164 166 167 169 172 172 173

179 180 181 I84 189 191 193 195 199 202 204 205 205 206 208 215 216 216 217 219 221 224 ix

CAPÍTULO 10 AMPLIFICADORES SINTONIZADOS DE RF 10-1 10-2 10-3 10-4 10-5 10-6 10-7 10-8 10-9 10-10 10-11

Funciones del amplificador de RF Etapa típica del amplificador de RF Respuesta del circuito de sintonía única Resistor de amortiguamiento en derivación Acoplamiento con transformador de sintonía única Transformadores de doble sintonía Sintonización escalonada Trampas de onda Neutralización de amplificadores de RF Filtros mecánicos y de cristal Ruido aleatorio

CAPÍTULO 11 CIRCUITOS OSCILADORES 11-1 11-2 11-3 11-4 11-5 11-6 11-7 11-8 11-9 11-10 11-11 11-12 11-13

Requisitos del oscilador Oscilador con realimentación Circuito oscilador Hartley Circuito oscilador Colpitts Oscilador de placa sintonizada-rejilla sintonizada Osciladores de cristal Oscilador controlado por voltaje (OCV) Bucle de enganche de fase (PLL) Síntesis de frecuencias Osciladores con realimentación con redes RC Oscilador de puente de Wien Multivibradores Generadores de señal

CAPÍTULO 12 MODULACIÓN Y TRANSMISORES 12-1 12-2 12-3 12-4 12-5 12-6 12-7 12-8 12-9 12-10 12-11 12-12 x

Requisitos del transmisor Principios de la modulación Modulación de amplitud MA Modulación de alto y bajo nivel Transmisores de MA Frecuencias de banda lateral Transmisión de banda lateral única Modulación de frecuencia MF Multiplexaje Multiplicadores de frecuencia Modulación de impulsos Métodos de manipulación

231 232 235 237 239 241 242 244 246 248 249 253 259 260 262 264 267 268 269 272 274 275 277 277 279 281 288 289 291 292 295 297 300 303 306 310 312 313 315

12-13 Oscilaciones parásitas 12-14 Asignación de frecuencias por la FCG 12-15 Tipos de emisión CAPÍTULO 13 ANTENAS Y LÍNEAS DE TRANSMISIÓN 13-1 13-2 13-3 13-4 13-5 13-6 13-7 13-8 13-9 15-10 13-11 13-12 13-13 13-14 13-15 13-16 13-17 13-18

Ondas electromagnéticas de radio Principios de radiación Características de la antena Cómo proporciona la antena señales al receptor Antena de dipolo y media onda Antena de cuarto de onda con conexión a tierra Cargado de la antena Arreglos de la antena Antena con conductor parásito Red de antena de elementos excitados Antenas de alambre largo Antenas de cuadro Propagación de las ondas de radio TRansmisión rectilínea directa Tipos de líneas de transmisión Impedancia característica Secciones resonantes de la línea Acoplamiento y alimentación de la antena

CAPÍTULO 14 MICROONDAS 14-1 14-2 14-3 14-4 14-5 14-6 14-7 14-8

Bandas de microondas Guías de onda Cavidades resonantes Guía de ondas de cinta Tubos al vacío para microondas Diodos semiconductores para microoodas Transistores para microondas Comunicaciones vía satélite

CAPÍTULO 15 CIRCUITOS DE RECEPTORES 15-1 15-2 15-3 15-4 15-5 15-6 15-7 15-8

El receptor superheterodino Heterodinaje Circuitos convertidores de frecuencia Circuito combinado mezclador oscilador Efecto del heterodinaje en la señal modulada Sintonización del oscilador Circuito amplificador de RF Frecuencias de imagen

318 320 321 329 330 331 333 336 340 340 342 343 343 345 347 348 349 352 353 355 357 359 367 368 370 373 375 376 379 381 382 391 392 393 396 397 399 400 402 404 xi

15-9 Circuitos amplificadores de FI 15-10 Frecuencias intermedias estándar 15-11 Detectores de MA 15-12 Controles manuales de volumen 15-13 Circuito completo de un radiorreceptor de MA 15-14 Alineación o ajuste de un alineamiento del receptor 15-15 Radios especiales 15-16 Ruido en el receptor 15-17 Técnicas de localización de fallas

405 407 408 410 412 414 416 417 418

CAPÍTULO 16 CONTROL AUTOMÁTICO DE VOLUMEN (CAV) 426 16-1 CAV simple 427 16-2 Polarización de CAV de los transistores 428 16-3 Voltaje de polarización del CAV desde el circuito detector 430 16-4 Circuito amplificador con polarización de CAV 431 16-5 Alimentación en serie y paralelo para la polarización AV 432 16-6 Tipos de circuitos del CAV 433 16-7 Circuitos silenciadores o reductores de ruido 436 16-8 Indicadores de sintonización 437 CAPÍTULO 17 RECEPTORES DE MF 443 17-1 Circuitos de un receptor de MF 444 17-2 Circuito de sintonización de RF 445 17-3 Sección amplificadora de FI 447 17-4 Limitadores 449 17-5 El discriminador 451 17-6 Cuadratura de fase en el transformador discriminador 454 17-7 Detector de razón o de relación 455 17-8 Requisitos de la detección de MF 459 17-9 Equilibrio del discriminador y alineación de la FI 460 17-10 Equilibrio del detector de razón y alineación de la FI 461 17-11 Un receptor de MA-MF 462 17-12 Radiodifusión estéreo de MF 464 17-13 Receptores estéreo de MF 467 CAPÍTULO 18 EL OSCILOSCOPIO 18-1 Secciones principales del osciloscopio 18-2 Tubo de rayos catódicos (TCR) 18-3 Eje Y para voltaje y eje X para tiempo 18-4 Diagrama de bloques del osciloscopio 18-5 Sondas exploradoras o puntas de prueba del osciloscopio 18-6 Características especiales del osciloscopio

xii

474 475 476 479 482 485 486

18-7 Calibración vertical 489 18-8 Figuras de Lissajous para comparaciones de fase y frecuencia 490 18-9 Cómo ver una imagen de televisión en la pantalla del osciloscopio 492 Bibliografía Apéndices A. Espectro de frecuencias electrónicas B. Asignación de frecuencias de la FCC C. Abreviaturas estándar

498 499 501 507

Abreviaturas de términos técnicos Abreviaturas de organizaciones electrónicas oficiales D. E. F. G.

Logaritmos Códigos de colores Símbolos esquemáticos Símbolos de lógica digital

509 511 516 524

Respuestas a las autoevaluaciones Respuestas a los problemas impares

525 527

Índice analítico

528

Prefacio

1 Circuitos

Capítulo

amplificadores El término amplificación significa aumentar la amplitud de una señal de voltaje o de corriente de ca, como una señal de audio para sonido o una señal de video para una imagen de televisión. £1 amplificador permite que una pequeña señal de entrada controle una gran cantidad de potencia en el circuito de salida. La señal de salida es una copia de la señal de entrada, pero de mayor amplitud. Los amplificadores son necesarios en la mayoría de las aplicaciones, porque la señal deseada es demasiado débil para usarse directamente. Por ejemplo, la salida de la señal de audio de un micrófono puede ser tan pequeña como un milivolt, en tanto que el altavoz necesita por lo menos unos cuantos volts de señal de audio. En un amplificador, sin embargo, un débil suspiro puede llenar de sonido una gran sala. En la mayor parte de los circuitos además, los transistores se usan como amplificadores. Y en consecuencia se requieren de resistores, inductores y capacitores para formar circuitos amplificadores completos. Éstos proporcionan trayectorias para las señales de entrada y de salida. Por ejemplo, en la figura 1-1 se muestra un amplificador de audio completo sobre una placa de circuito impreso. Un amplificador similar también, puede estar, contenido en una pequeñísima tablilla o bloquecillo (chip) que contiene un circuito integrado único. En las siguientes secciones Sé explican con más detalle los tipos de circuitos de amplificadores: 1-1 1-2 1-3 1-4 1-5 1-6 1-7 1-8 1-9 1-10

Requisitos básicos de los amplificadores Configuraciones de los circuitos de transistores Amplificador con carga resistiva Acoplamiento R C Acoplamiento de impedancias Amplificador sintonizado Acoplamiento con transformador Amplificador de doble sintonía Métodos de polarización Polarización fija

1-11 1-12 1-13 1-14 1-15

Cómo se produce la autopolarización Cómo se produce la señal de polarización Operación clases Á, B y C Amplificadores de video de banda ancha Amplificadores con acoplamiento directo

1-1 REQUISITOS BÁSICOS DE LOS AMPLIFICADORES

Un transistor o un tubo al vacío usado como amplificador necesita voltajes de cc aplicados a sus electrodos con objeto de conducir cualquier corriente. Si se tiene una pequeña señal de ca de entrada que controla valores de cc mucho más grandes en el circuito de salida, se produce la amplificación. Además, se requiere una impedancia de carga en el circuito de salida para que sobre ella se desarrolle la señal de salida. La razón es que la corriente en el transistor o en el tubo debe fluir a través de un componente externo. De otra 2 Capítulo 1/Circuitos amplificadores

manera no hay forma de tomar la señal amplificada. En la figura 1-2 se muestran estos dos requisitos básicos de los amplificadores. Tipos de impedancia de carga en los a m p l if ic a d o r e s E n l a f ig u r a 1 - 2 , p u e d e ser un resistor o una bobina. No puede usarse un capacitor porque bloquearía el voltaje de alimentación de cc necesario para el amplificador. Una bobina como puede ser un solo inductor, o bien, el primario de un transformador. Para frecuencias de audio se usan bobinas con núcleo de hierro. Para frecuencias de radio los inductores pueden ser con núcleo de aire o tener un núcleo de ferrita. En un amplificador sintonizado de RF, es la alta impedancia de un circuito resonante en

(1) (2) (3) (4)

CAPACITOR DE FILTRO DIODO TRANSISTOR DE POTENCIA RESISTOR DE CARBÓN

(5) (6) (7) (8)

TRANSISTOR DE PEQUEÑA SEÑAL DIODO RESISTOR DE ALAMBRE DEVANADO CAPACITOR DE ACOPLAMIENTO

Fig 1-1. Transistores y componentes asociados de un amplificador de audio presentado en tablero de circuito impreso (PC). Su tamaño es de 7.6 por 12.7 cm (3 por 5 pulg). a) Lado de los componentes, b) Lado del alambrado impreso.

Fig. 1-2. Los dos requisitos básicos para un circuito amplificador son: una fuente de, voltaje de cc para que el amplificador conduzca y una impedancia de carga a través de la cual se desarrolla la señal de salida.

Capítulo 1 /Circuitos amplificadores 3

paralelo LC. En general, una grande permite una mayor amplificación del voltaje de la señal a la salida. Voltajes comunes de alimentación de cc Para tubos al vacío generalmente se necesitan de 90 a 280 volts (V) para los electrodos de placa y los de la rejilla pantalla. Para los transistores el voltaje de alimentación es usualmente 4.5, 9 o 28 V para el colector. Para transistores de potencia pueden usarse valores más altos, hasta 100 V. Cuanto más alto sea el voltaje de cc de suministro mayor será la salida de potencia posible del amplificador de transistores. Los paquetes de circuitos integrado en general usan 5, 12 o 20 V. Preguntas de repaso 1-1 (Respuestas en la p. 29) Responda falso o verdadero. a. Puede usarse un resistor como la carga en el circuito colector de un amplificador de transistores. b. El voltaje de alimentación de cc requerido para un amplificador de transistor puede proporcionarse por una batería de 9 V.

4 Capítulo 1 /Circuitos amplificadores

1-2 CONFIGURACIONES DE LOS CIRCUITOS DE TRANSISTORES En los transistores de juntura NPN y PNP, los tres electrodos son emisor, base y colector. El emisor suministra cargas ya sean electrones o huecos de la corriente del colector. La base controla la intensida de corriente del colector. En el transistor de efecto de campo (TEC), los electrodos correspondientes son la fuente, la compuerta y el dren (o drenaje). La fuente suministra las cargas de la corriente a través del dren, la cual la controla la compuerta. La corriente es un flujo de electrones en un dispositivo de canal N. Cualquier tipo de transistor tiene tres terminales. Una es para la señal de entrada, y la otra es para la señal amplificada de salida. La tercera terminal no tiene ninguna señal; es la conexión de retorno común a los circuitos de entrada y salida. En la figura 1-3 se muestran seis combinaciones para usar el transistor en un circuito amplificador. Circuito de emisor común (EC) En el circuito de la figura l-3a, la señal de entrada se aplica a la base y la salida amplificada se toma del colector. En este caso el emisor es el electrodo co-

mún. Este circuito es el que generalmente se usa con los transistores, ya que el amplificador de EC presenta las mejores características de ganancia de corriente y de voltaje. El circuito correspondiente a TEC es el amplificador de fuente común (FC). La señal de entrada se aplica a la compuerta, y la salida amplificada se coma del dren (Fig. l-3d). La ganancia especifica cuánto se ha amplificado la señal. Por ejemplo, cuando una corriente de señal en la base de dos miliamperes (mA) se aumenta a 60 mA de señal en el colector de circuito, la ganancia es 60 mA/2 mA, o sea, 30. Del mismo modo, un amplificador con una ganancia de 100 puede proporcionar una señal de salida de 500 milivolts (mV) con una señal de entrada de 5 mV. Circuito de base común (BC) En el circ u i t o de la figura 1-3b, la señal de entrada se aplica al emisor en lugar de la base. La señal amplificada de salida en este caso también se toma del colector. La base es el electrodo común.

La corriente relativamente alta del emisor, comparada con la corriente en la base, causa que el valor de la impedancia de entrada sea baja. Su entrada de circuito, por tanto, disminuye la carga a la salida del colector del circuito de la etapa anterior. Por esta razón el circuito de BC se usa muy poco en amplificadores. El circuito correspondiente con un TEC (o FET) es el amplificador de compuerta común. La señal de entrada se aplica a la fuente, y la salida amplificada se toma del dren. El electrodo de la compuerta está a tierra (Fig. l - 3 e ) . Circuito seguidor de emisor El circuito de colector común (CC) mostrado en la figura l-3c tiene la señal de entrada en la base, como en el amplificador EC, pero la corriente de salida se toma del emisor. El colector no puede suministrar una señal porque está puesto a tierra. Este circuito se llama generalmente seguidor de emisor. El nombre significa que el voltaje de la señal de salida en el emisor sigue a la señal de entrada en la base con la misma fase pero con un poco menos de

Tabla 1-1 Circuitos de transistores de juntura Nombre

Señal de entrada

Señal de salida

Aplicaciones

Emisor común (EC)

Base

Colector

Éste es el circuito amplificador más utilizado por su alta ganancia de corriente y voltaje.

Base común (EC)

Emisor

Colector

Poco usado por su baja impedancia de entrada.

Colector común (CC)

Base

Emisor

Circuito seguidor de emisor. Usado frecuentemente por su alta impedancia de entrada y su baja impedancia de salida.

Capítulo 1 /Circuitos amplificadores

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amplitud. Aunque la ganancia de voltaje es menor que 1, el seguidor de emisor se usa con frecuencia para igualar o acoplar impedancias. La etapa tiene alta impedancia de entrada en la base como en el caso de la carga de circuito precedente, y baja impedancia de salida al emisor como en el caso de la señal de la fuente en un circuito posterior. El circuito correspondiente con un TEC es el de seguidor de fuente. Una señal de entrada se aplica a la compuerta y la salida se toma de la fuente. El electrodo del dren está a tierra (Fig. 1-3f). Comparación entre los circuitos EC, BC y CC Véase la tabla 1 -1. Nótese que el circuito se denomina dependiendo de cuál sea el electrodo común. Esta terminal puede o no estar conectada al chasis o masa. Además, el electrodo común es precisamente el que no tiene una señal de entrada o de salida. Aunque no se incluye la impedancia de carga en los circuitos amplificadores mostrados en la figura 1-3. debe notarse que está en el circuito del electrodo que tiene la señal amplificada a la salida del circuito. En los amplificadores de EC y BC, está en la salida del seguidor de emisor, está en el emisor del circuito. Preguntas de repaso 1-2 (Respuestas en la página 29) a. ¿Cuál es el circuito amplificador que con transistores de juntura presenta la mayor ganancia? b. ¿Qué circuito con TEC corresponde a un amplificador EC? c. ¿A qué circuito se le aplica la señal de entrada en el emisor?

1-3 AMPLIFICADOR CON CARGA RESISTIVA El circuito mostrado en la figura 1-4 suele encontrarse en amplificadores de audiofrecuencia (AF), ya que RL permite una ganancia constante en una región grande en el espectro de audiofre6 Capítulo 1/Circuitos amplificadores

Fig. 1-4. Acomplamiento RC de la salida de un amplificador. a) Circuito amplificador de audio. RL es la carga con acoplamiento R1C1 b) Curva de respuesta que muestra la ganancia del amplificador a diferentes frecuencias.

cuencias. También, este tipo de carga es más económico si se compara con un transformador de aud io como carga. El circuito de la figura 1-4a se llama en general amplificador con acoplamiento RC. pero el acoplamiento capacitivo también puede usarse con otros tipos de impedancia de carga de salida. En la figura 1-4a, RL la carga está en serie con V+ para el amplificador. Ya que el valor de la resistencia RL es constante para todas las frecuencias de audio, la ganancia del amplificador es también constante. La respuesta de frecuencia es plana y se muestra en la curva de la figura 1-4b. La desventaja de usar RL es su caída de voltaje de cc relativamente alta. Por ejemplo, con una corriente de salida en el colector, en un amplificador de transistor, la caída de voltaje es IC x RL .Como resultado, el voltaje en el colector es mucho menor que el voltaje de alimentación de ce. En la figura 1-4a, se nota que V+ es 24 V, pero el voltaje en el

colector es solamente de 10 V. Los otros 14 V están a través de RL. Retornos de masa Los circuitos de entrada v salida tienen un retorno común o masa que se muestra en forma separada en la figura 1-4a, con objeto de destacar la importancia de estas conexiones. Téngase en mente los siguientes puntos importantes: 1. V+ es para el colector pero V- debe retornar al emisor. Por tanto, V- y el emisor están conectados a la línea de retorno común al chasis o masa. Si no se establece la caída VCE a través del transistor no fluirá ninguna corriente. 2. La señal amplificada, acoplada por C1 es un voltaje de ca, entre el colector y masa. 3. La señal de salida de la siguiente etapa se establece a través de R1 del extremo superior a masa. 4. El circuito de entrada de la siguiente etapa debe tener un extremo conectado a masa, con objeto de recibir la señal de entrada. Respuesta a bajas frecuencias A bajas frecuencias la salida se reduce por la reactancia de C1. Recuerde que XC aumenta conforme disminuye la frecuencia. Por tanto la caída de mayor voltaje a la salida del amplificador será a través de C1, y

menor será la caída a través de en la etapa subsecuente. Como un circuito en serie, dividen el voltaje de la señal de ca. En la figura puede notarse que la ganancia baja a 70.7% de respuesta a la frecuencia en el lado izquierdo de la curva. A esa frecuencia, la reactancia de es exactamente igual que la resistencia en serie de Con valores más grandes de la respuesta a bajas frecuencias se mejora. Respuesta a altas frecuencias A frecuencias altas disminuye la ganancia del amplificador por el efecto de las capacitancias distribuidas, parásitas. La capacitancia total en paralelo, denotada como CT es aproximadamente, de 10 a 40 picofarads (pF). Aun con esa pequeña C pueden pasar en derivación altas frecuencias a través de un alto valor de En realidad, la carga del amplificador es una impedancia que consiste en en paralelo con Conforme la frecuencia aumenta, la reactancia disminuye. La combinación en paralelo entonces presenta una menor y el resultado es menor ganancia para el amplificador. En la figura puede notarse que la ganancia baja a 10.1% de la respuesta a la frecuencia en el lado derecho de la curva. A esa frecuencia, Cuanto menor sea el valor de mejor será la respuesta a altas frecuencias. Además, cuanto me-

Fig. 1 -5 . Cómo el circuito RC de acoplamiento bloquea la cc pero permite el paso de la señal de ca. a) Voltaje fluctuante de cc c) Componente de ca de ±4 V que de entrada, b)Circuito con nivel medio de cc a 10 V bloqueado como voltaje a través de pasa corno voltaje a través de

Capítulo 1/Circuitos amplificadores

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ñor sea el valor de RL mayor será la ganancia a altas frecuencias y así lograr una respuesta plana, aunque la ganancia global se reduzca. Preguntas de repaso 1-3 (Respuestas en la p. 29) a. La respuesta de un amplificador con carga resistiva, disminuye a bajas frecuencias a causa b. ¿En un amplificador con carga resistiva, disminuye la respuesta a altas frecuencias a causa de C C o de C T ?

Cuando decae por abajo de 10 V, se descarga. La corriente de descarga desarrolla un voltaje negativo a través de R 1 . Todos los cambios entre 10 y 6 V generan el semiciclo negade tivo entre 0 y -4 V. El resultado final es que el nivel de 10 V se bloquea como el voltaje de cc a través de y se considera bloqueado porque el voltaje a través de está conectado sólo a una terminal en el siguiente circuito. Sin embargo, está conectado entre esa terminal y la masa. Por tanto, el voltaje de ca a tiene las dos conexiones necesatravés de rias para proporcionar una señal de entrada al circuito siguiente.

1-4 ACOPLAMIENTO RC

Preguntas de repaso 1-4 (Respuestas en la p. 29)

El circuito de acoplamiento de la figura 1-4 se muestra ahora en la figura 1-5 para poder analizar cómo bloquea la componente de cc pero deja pasar las variaciones de ca de la señal. Aquí es la salida del amplificador, pero también es la entrada al circuito de acoplamiento. En este ejemplo los valores de Vent son:

Véase la figura 1-5. a. ¿Cuál es el voltaje de cc a través de ? b. ¿Cuál es el voltaje de ca de pico a pico (pp) a través de ?

10 V Nivel de cc medio ± 4 V Variaciones de ca alrededor del eje de referencia de 10 V 14 V Valor máximo instantáneo 6 V Valor mínimo instantáneo Recuérdese que en un circuito de acoplamiento, debe ser muy pequeña comparada con Este requisito equivale a una constante de tiempo grande. Ya que la trayectoria tanto para la carga como para la descarga en un circuito de acoplamiento RC es la misma, se carga al nivel medio de cc es decir a 10 V. Este eje a 10 V para Vent es el nivel de referencia cero para la salida de ca a través de R1. Cuando rebasa 10 V, puede cargarse aún más. La corriente de carga produce un voltaje positivo a través de Todos los cambios de entre 10 y 14 V producen el semiciclo positivo entre 0 y 4 V. 8 Capítulo 1 /Circuitos amplificadores

1-5 ACOPLAMIENTO DE IMPEDANCIAS El circuito mostrado en la figura 1-6 contiene una inductancia, en lugar de como una bobina de autoinducción y que es la (choke) impedancia de

Fig. 1-6. Amplificador con impedancia acoplada con un limitador (choke) de audio L como impedancia de carga en lugar de El núcleo de hierro de muestra que es un choke de audio. Puede usarse un choke de RF para un amplificador de RF. F.1 circuito acopla la señal de ca, pero bloquea su componente de ce.

carga del amplificador. Sin embargo, el circuito de acoplamiento todavía es necesario para bloquear V+ del circuito siguiente. Puede usarse una bobina de autoinducción de audio con núcleo de hierro para un amplificador de AF, y una con núcleo de aire para un amplificador de RF. La ventaja de la bobina de autoinducción es su baja resistencia al paso de cc y con una alta impedancia de ca. La baja resistencia significa una pequeña caída IR, la cual permite que la mayor parte del V+ esté disponible para el amplificador. La alta impedancia de ca de la señal permite una alta ganancia. depende de la frecuencia. Sin embargo. Comparado con el amplificador con acoplamiento de impedancias no tiene una respuesta de frecuencia tan uniforme.

Respuesta resonante La curva de respuesta en la figura 1- es la misma que la curva de resonancia para el circuito sintonizado. El circuito LC, está en resonancia en paralelo, porque la fuente está fuera del circuito sintonizado. Para la resonancia en paralelo, Z es máxima a fr y disminuye hasta valores muy bajos para frecuencias que están fuera de la resonancia. La ganancia en voltaje del amplificador es proporcional a la impedancia del amplificador. Por tanto, la curva de respuesta del amplificador corresponde a la curva de resonancia. El amplificador sintonizado proporciona ganancia solamente para las frecuencias que estén en la frecuencia de resonancia o cercanas a ella.


(Respuestas en la p. 29)

Preguntas de repaso 1-6

Véase la figura 1 -7. Véase la figura 1 -6 a. ¿Es la carga del amplificador la bobina de autoinducción L? b. ¿E1 voltaje se bloquea gracias a L o a 1-6 AMPLIFICADOR SINTONIZADO A UNA FRECUENCIA El circuito mostrado en la figura 1-7a utiliza un circuito LC de resonancia en paralelo para proporcionar la alta impedancia requerida para una señal de ca. Esta aplicación es adecuada para un amplificador de RF sintonizado a una frecuencia específica. La resistencia de cc de la bobina L de RF es despreciable. Como resultado, prácticamente está disponible todo el voltaje V+ para el amplificador. El circuito de acoplamiento se usa para bloquear V+ en tanto acopla la señal de RF. Este circuito también puede considerarse como un amplificador con acoplamiento de impedancias pero su principal característica es un circuito sintonizado para la carga de salida.

a. ¿Cuál es la caída IR de cc a través de L? b. ¿Cuál es el capacitor de acoplamiento, 1-7 ACOPLAMIENTO CON TRANSFORMADOR

de carga principal del amplificador. Su resistencia de cc es relativamente baja, lo cual permite que el amplificador utilice casi todo el voltaje de la fuente de alimentación V+ La componente de ca de la corriente de señal en LP induce el voltaje de señal deseada en mediante la acción del transformador. Ya que Ls es un devanado aislado, la componente de cc del voltaje en el devanado primario y de la corriente queda bloqueada. No se necesita capacitor de acoplamiento. Además, d voltaje de ca en el secundario es independiente de las conexiones de masa. Un lado de Ls puede esiar aterrizado o no.

Fig. 1 -7 .Amplificador de una sintonía, a) Amplificador con circuito resonante LC. El circuito copla la señal de ca, pero bloquea su componente de ce. b) La respuesta de frecuencia del amplificador es la misma que la curva de resonancia del circuito sintonizado.

etapa para excitar un altavoz. Los transformadores de salida de audio en general proporcionan una reducción en el voltaje para igualar o acoplar las impedancias con los bajos valores de 4 a 16 ohms de la impedancia del altavoz con la impedancia más alta que usualmente se necesita para un amplificador. Los detalles del acoplamiento de impedancias con los transformadores de audio de salida se explican con detalle en la sección 4-8 del capítulo 4.

1-8 AMPLIFICADOR DE DOBLE SINTONÍA El circuito mostrado en la figura 1-9 a es un amplificador con transformador de acoplamiento, pero tanto el primario como el secundario están sintoni-

Un transformador que acopla señales entre dos amplificadores se llama transformador de acoplamiento entre etapas. Como ejemplo, un transformador de audio entre etapas puede usarse para acoplar señales del colector de un transistor en la primera etapa de un amplificador a la base de un transistor en la primera etapa de un amplificador a la base de un transistor en la etapa de salida. Preguntas de repaso 1-7 (Respuestas en la p. 29) Responda falso o verdadero. a. No se requiere capacitor de acoplamiento cuando se utiliza un transformador entre etapas. b. En la figura 1 -8 la caída de voltaje de cc a través de Lp es igual a 8 V. 10 Capítulo 1 /Circuitos amplificadores

Fig. 1 -8 Amplificador de audio con transformador de acoplamiento. El núcleo de hierro de muestra que es un transformador de audio. Puede usarse un transformador de RF para un amplificador de RF.

Fig. 1 -9. Amplificador de RF de doble sintonía, (a) Circuito que muestra el código de colores para las conexiones del transformador. T1 puede tener un blindaje metálico, (b) Respuesta de frecuencia del transformador de doble sintonía con acoplamiento crítico entre LP y LS .

la FI es 45 5 kilohertz (kHz) en los radios de MA o de 10.7 megahertz (MHz) en los radios de MF. Respuesta en resonancia El circuito primario sintonizado con es la impedancia de carga del amplificador. Sin embargo, el secundario afecta al primario por el acoplamiento mutuo. El resultado es un ancho de banda mayor y lados más pronunciados para una mejor selectividad que con un amplificador de una sola frecuencia de sintonía. En la figura 1 -9h se muestra la curva típica de respuesta para un amplificador de doble sintonía. Código de colores para los transformadores Los colores de las terminales del transformador están marcados en la figura 1-9a, porque pueden ayudar en el seguimiento o identificación de circuitos. Los siguientes colores son de norma para los transformadores de entre etapas: Rojo: Retorno del primario a V+ Azul: Extremo o terminal superior del primario al colector, dren o placa del amplificador Verde: Extremo o terminal superior del secundario a la base, compuerta, o rejilla de control de la siguiente etapa Negro o blanco: Terminal de retorno del devanado secundario

La misma codificación de color se usa para los transformadores de AF y de RF. Puede verificarse la continuidad con un óhmmetro entre el rojo y el azul para el devanado del primario y entre el verde y el negro (o blanco) para el secundario. Una lectura en el medidor, infinita en la escala de ohms infinitos, significa que el devanado está abierto o que no hay continuidad.

Preguntas de repaso 1-8 (Respuestas en la p. 29) Véase la figura 1-9. a. Cuando T¡ está sintonizado a 455 kHz, ¿cuál será la ganancia a 368 kHz? b. ¿Cuál es el color de la terminal de que re torna a V + ? 1-9 MÉTODOS DE POLARIZACIÓN En los amplificadores la polarización es un voltaje o corriente de cc que establece el punto de operación para amplificar la señal de ca. El objetivo es usar la parte óptima de las características del amplificador. Capítulo 1/Circuitos amplificadores 11

Tabla 1-2 Voltajes base-emisor para transistores de junta Tipo

Corte, V

Silicio 0.5 o menos Germanio 0.1 o menos

Saturación, V

Región activa, V

0.7 o más 0.3 o más

La polarización está en el circuito de entrada. Para los transistores de juntura en un circuito EC, el voltaje directo o en dirección de avance entre la base y el emisor es el voltaje de polarización. La corriente resultante es la corriente de polarización de la base. Para un TEC, el voltaje de polarización está entre la compuerta y la fuente. Para tubos los voltajes de polarización se aplican entre la r e j i l l a de control y el cátodo. Polarización para transistores de juntura NPN y PNP Se necesita polaridad directa o de

es aproximadamente 0.6 V para un transistor de silicio y de 0.2 V para un transistor de germanio. Estos valores se aplican para cualquier tamaño de transistor y para los tipos NPN o PNP. La razón es que las características de corte dependen solamente de que el material intrínseco sea de silicio o germanio. En la figura 1-10 se muestran valores específicos de las características con polarización directa o de avance de un transistor de juntura de silicio. Para valores menores de 0.5 V para no hay flujo de corriente. Un transistor está normalmente apagado; debe aplicarse un voltaje de polarización directa para que se establezca un flujo de corriente. De 0.5 a 0.7 V, aproximadamente, más VBE produce en forma gradual más corriente. Arriba de 0.7 V la corriente llega a saturación, porque su incremento ya no es proporcional al incremento en 12 Capítulo 1 /Circuitos amplificadores

Polarización en medio, V

0.5-0.7

0.6

0.1-0.3

0.2

La región activa de 0.5 a 0.7 V muestra los valores de usados para los amplificadores de transistores de silicio. Para estos voltajes el potencial de la base controla la corriente de base y la corriente de salida resultante en el colector. Los valores del voltaje de entrada se resumen en la tabla 1-2 para transistores tanto de silicio como de germanio. Nótese que en ambos casos la región activa es solamente ±0.1 V o ± 100 milivolts (mV). Un valor típico de VBE de polarización es, por tanto. 0.6 V. para el voltaje de polarización directa en la mitad de la región activa de un transistor de silicio NPN. Además con una señal de entrada ca menor que 100 mV, el siempre permanece positivo. La polarización mantiene la polaridad directa aunque la señal de ca tenga semiciclos positivo y negativo.

Un ejemplo específico se muestra en la figura 1-11. la combinación de 0.6 V de polarización y ± 50 mV de señal pico de ca causa un voltaje de cc fluctuante en la entrada. Ahora la señal de ca varía por arriba y abajo del nivel de polarización en lugar de hacerlo alrededor de 0. El voltaje VBE siempre es positivo. Aun la señal pico de −50 mV reduce el valor del VBE a solamente 550 mV. Todos los valores de VBE están en la región activa, entre corte y saturación. Tipos de circuitos de polarización Los tres circuitos de polarización son: polarización fija, autopolarización y polarización con la señal. La polarización fija se toma de una batería o de una fuente de alimentación. La magnitud del voltaje de polarización no depende de la intensidad de señal de entrada o de la corriente de salida del amplificador. En el circuito de autopolarización, el amplificador produce su propio voltaje de ce, mediante una caída IR a través de una resistencia en el circuito de retorno del electrodo común. El resistor tiene la corriente de salida que fluye a través de ella. Para transistores de juntura, un resistor en el circuito del emisor produce la polarización del emisor. Este voltaje de polarización depende de la intensidad de corriente del emisor, la cual casi es la misma que Ic.

En lo que respecta la polarización por señal, la señal de ca produce su propia polarización por rectificación en el circuito de entrada del amplificador. Para tubos, este método se llama polarización por escape (fuga) de rejilla. La magnitud de polarización depende de la intensidad o amplitud de la señal de entrada. Polaridad de la polarización La polarización directa de cc para el voltaje VV-es positivo en la base de los transistores NPN y negativo en la base de los transistores PNP. Se requiere de un voltaje negativo de polarización de r ej illa de control con respecto al cátodo en los tubos al vacío. Un canal N de un transistor de efecto de campo ÍTEC) también necesita de una polarización negativa, en este caso el voltaje es entre electrodo de la compuerta respecto a la fuente. Preguntas de repaso 1-9 (Respuestas en la p. 29) a. ¿De qué depende la intensidad de de la polarización fija o de la autopolarización del emisor? b. ¿Qué es lo que depende de la amplitud de la señal de ca de entrada, la polarización del cátodo o la polarización por escape de rejilla? 1-10 POLARIZACIÓN FIJA En la figura 1 - 1 2 se muestra una pequeña batería o pila C que se usa para polarizar con −1.5 V en la rejilla de control del tubo pentodo amplificador. Un pentodo tiene cinco electrodos, con tres reji-

Fig. 1-11. Cómo se combina la polarización de cc con una señal de ca para transferir todos los valores de VBE en la dirección positiva. La polarización aquí es de 0.6 V para un transistor de silicio NPN con una señal de entrada de ±50 mV.

cantidad de corriente del cátodo a la placa. Los valores de ce, para la rejilla de control se denotan con el subíndice c, en lugar de g, que se usa para señales de ca. El borne positivo de la batería C se retorna al cátodo a tierra, de modo que el borne negativo pueda conectarse a la rejilla de control a través de Capítulo 1/Circuitos amplificadores

13

Debe recordarse que la corriente de drenaje es una carga estacionaria sobre una fuente de voltaje. El propósito es absorber cualquier variación de corriente. Se asume una corriente de base de 100 mi-

s a r i a para la corriente de drenaje de 1 mA. Fig. 1-12. Se usa una batería C para proporcionar una polarización fija a la rejilla de control de un amplificador de tubo de vacío.

El voltaje total de 9V está a través de RT, pero debe tener valor dividido 1.6 V. La razón de los dos voltajes es mismo -1.5 V que el de la batería. Esta polarizac ió n entre la r ej illa y el cátodo es el nivel de referencia de cc para una señal de ca a la entrada de la r e j i l l a de control. Fuente de alimentación y divisor de voltaje En el circuito de la figura 1-13 el divi-

La resistencia R1 es la misma fracción de RT, ya que las caídas de voltaje en serie son proporcionales a las resistencias. Entonces

Podemos redondear este valor a 1.6 Ω.

0.6 V. Este circuito es representativo para lograr una polarización directa con transistores de juntura. Cálculos del divisor de voltaje Los valo-

la corriente de drenaje o sangría. Si la corriente de drenaje se hace 10 o más veces mayor que la corriente de la base, pueden calcularse valores aproximados para En este método el efecto de la corriente a través de la base en la división de voltaje se considera insignificante. 14 Capítulo 1 /Circuitos amplificadores

Fig. 1-13. La polarización fija se proporciona mediante un divisor de una fuente de alimentación de 9 V para dar voltaje positivo directo a la base del transistor NPN.

1-11 CÓMO SE PRODUCE LA AUTOPOLARIZACION

Fig. 1 - 1 4 . Se proporciona una polarización fija a la base mediante el resistor en serie Rs de la fuente de alimentación

Resistencias en serie con la fuente de poder La polarización requerida de base de 0.6 V puede también obtenerse de la fuente de poder de 9 V con una resistencia que haga caer el voltaje, Rs que se conecta entre el electrodo de base y la fuente de 9 V. Como se muestra en la figura 1-4, el valor puede calcularse para caída IR de 9 − 0.6 = 8.4 V con la intensidad requerida de corriente de base. Para una corriente

La autopolarización es probablemente el tipo de polarización más usado, debido a que es económico y tiene un efecto estabilizador en el nivel de la corriente de cc de salida. En la figura 1-15 se muestran tres circuitos que muestran cómo se aplica la autopolarización en circuitos de transistores y de tubos. En la figura 1-15a, RE proporciona la polarización de emisor para el transistor de juntura; en la figura 1-15b, RK desarrolla la polarización de cátodo para el tubo; en la figura 1Rs produce la polarización de fuente para un transistor de efecto de campo. En todos los tres circuitos el método es insertar una resistencia en serie en el circuito de retorno al electrodo común. Entonces el nivel de la corriente de cc de retorno produce un voltaje IR que sirve como la polarización de ce. El efecto es generar el potencial necesario del electrodo común a masa. Se debe notar que la autopolarización genera un efecto inverso. La corriente de salida se reduce con una polarización mayor. Este efecto es deseable como una polarización estabilizador o de seguridad para evitar corriente excesiva. En resumen, la autopolarización tiene la ventaja de estabilizar el nivel de cc de salida porque más corriente tiende a producir una polarización inversa mayor. Polarización del emisor en transistores

Debe notarse, sin embargo, que el método de dividir el voltaje proporciona voltaje de polarización que es más estable debido a la corriente de drenaje. Preguntas de repaso 1-10 (Respuestas en la p. 29) a. En la figura 1-12, ¿cuál es el valor de la polarización C en la rejilla de control? b. En la figura 1-13, ¿cuál es el voltaje a través de ?

pecto a tierra. La polarización es inversa, porque el V+ está en el emisor N. Sin embargo, la base puede polarizarse en dirección directa o de avance como se muestra en la figura 1-13. La polarización fija en la base es directa para encender el Capítulo 1/Circuitos amplificadores 15

transistor, y la polarización del emisor se usa para estabilización; su efecto inverso evita un excesivo aumento en la corriente del colector cuando aumenta la temperatura. Polarización de cátodo para tubos Para el pentodo mostrado en la figura 1-15 b, a través del resistor RK fluye la corriente de cátodo. La flecha muestra el flujo de electrones punteada para desde el lado de tierra de RK hasta el extremo positivo del cátodo. La cantidad de voltaje mostrada en la figura 1-15b es de 2 V, como valor típico de polarización de cátodo. Por tanto, VK es 2 V positivo respecto a masa. Nótese que el voltaje VC de corriente continua en la rejilla de control es 0. Es 0 V porque no se usa una batería C. También no hay corriente a través de la rejilla de control y no hay caída de IR a través del resistor de rejilla R1 ; así, la diferencia de potencial entre la rejilla y el cátodo es 0 − 2 V = 2 V. La r e j i l l a de control está a − 2 V respecto al cátodo. Polarización de la fuente de un transistor de efecto de campo TEC (FET) El método de polarización de la figura 1-15c para un TEC es en realidad el mismo que el de polarización de cátodo, en particular para el canal N

16 Capítulo 1/Circuitos amplificadores

1-12 (CÓMO SE PRODUCE LA SEÑAL DE POLARIZACIÓN)

Debe notarse que la polarización de ce, VE, está presente con o sin el capacitor de paso CE. El valor de 1V es IERE y se obtiene del valor medio de la corriente de cc a través del emisor. El único propósito de CE es la remoción de las variaciones de señal para un voltaje de cc estacionario de IV. Sin el capacitor de paso, VE tendría variaciones de señal por arriba y por abajo del eje 1 − V. Como resultado, se tendría una realimentación negativa o degeneración de la señal de entrada. El efecto es menor ganancia en el amplificador, pero la distorsión también se reduce. Preguntas de repaso 1-11 (Respuestas en la p. 24)

La señal de polarización se desarrolla rectificando la señal a la entrada del amplificador. Como resultado la magnitud de polarización depende de la intensidad de señal de ca. Sin ninguna señal, la polarización es 0. La señal se necesita para producir su propia polarización. En los tubos, la señal de entrada se rectifica en el circuito de rejilla-cátodo, como se muestra en la figura 1 - 1 7 . Este circuito es para la polarización de fuga de la rejilla. El nombre se deriva por el

juntura, señal de polarización se produce por la rectificación en el circuito base-emisor. Polarización de fuga de rejilla En la figura 1-17, el circuito rejilla-cátodo sirve como diodo rectificador. Q se carga para proporcionar voltaje de cc de polarización, proporcional a la seña) de ca excitadora. Hay dos requisitos. Primero, el voltaje de señal debe excitar que la rejilla de control sea positiva respecto al cátodo. Entonces la corriente de rejilla puede fluir para cargar Esta condición se satisface automáticamente, cuando no hay otra polarización, porque las señales de ca tienen semiciclos positivos. El segundo requisito es que el circuito de acoplamiento RC tenga una constante de tiempo grande. Entonces, Cc permanece cargado con un valor estacionario de corriente continua. Para una señal senoidal, la baja reactancia de CC comparada con equivale a una constante de tiempo grande. Cómo genera la polarización de fuga de rejilla el capacitor Cc. Las corrientes de carga y descarga para se muestran en la figura Capítulo 1/Circuitos amplificadores 17

1-17a. Cuando la rejilla es positiva gracias al voltaje de la señal, en la rejilla se establece un flujo de corriente. Luego carga a Cc. Los electrones fluyen del cátodo hacia la rejilla de control del tubo y se acumulan en el lado de la rejilla correspondiente a Cc, y repelen a los electrones del lado opuesto. Durante el tiempo en que la rejilla no es positiva. Ce puede descargar a través del resistor

El efecto combinado de una señal de ca de entrada y de polarización de cc se muestra en la fi-

corriente no puede fluir de la rejilla hacia el cátodo del tubo. El factor principal es que el capacitor Cc se carga en forma rápida con la corriente de rejilla, pero se descarga muy lentamente a través de la

rejilla negativo. La polarización resultante Vc es un voltaje de cc, debido a que sólo tiene una polaridad. Puede considerarse como una polarización estacionaria comparada con las variaciones de la señal, ya que Vc cambia muy poco durante un ciclo de la entrada de ca debido al largo tiempo constante RC. La cantidad de bias de fuga de rejilla es típicamente el 90% del pico positivo del voltaje de la señal de ca. En la figura 1-17 se muestra, el pico de la señal de 10 V que genera la polarización de −9 V. La acción de la polarización de fuga de rejilla no se contrapone a que Cc actúe como un circuito de acoplamiento. Para la señal de tiene corrientes de carga y descarga simétricas a

18

Capítulo 1/Circuitos amplificadores

Fig. 1-18. La polarización por fuga de rejilla se ajusta automáticamente para proporcionar la corriente de rejilla. La magnitud de la polarización varía con la amplitud de la señal para mantener el pico positivo de la señal a + 1 V para VG.

del eje de cc de −9 V. El voltaje pico positivo de la señal de 10 V excita a la rejilla a 10 − 9 = 1 V, positivo. La corriente de rejilla fluye, entonces como se muestra en la cresta de la forma de onda. Cómo se ajusta la polarización al mismo nivel de la señal La principal razón para usar polarización de la señal es que se ajusta al nivel de la onda de entrada. El efecto se ilustra en la figura 1−18 con una señal pico de 10 V y con un pico de señal de 5 V. Con la señal de 10 V, la corriente de rejilla carga a Cc a − 9 V para la polarización de ce. Con la señal de ± 5 V el pico positivo alcanza solamente −9 + 5 = − 4 V. Esto se debe a que la corriente de rejilla no puede fluir cuando la polarización es negativa tan alta como − 9 V. Sin corriente de rejilla, entonces CC

(b)

Fig. 1 -19 - La polarización por señal a la base de un transistor de silicio NPN corresponde a una polarización por fuga de rejilla. Los impulsos a la salida son solamente para los picos positivos de la señal de entrada, a) Circuito, b) Forma de onda con la señal de base fijada en el nivel del pico positivo.

se descarga a través del resistor y el voltaje de polarización cae. Cuando este valor baja a −4.5 V, la corriente de rejilla fluye con la parte positiva de la señal es de 5 V. Si el nivel de señal aumenta otra vez, fluye más corriente de rejilla para cargar a Cc para una polarización más negativa. La polarización se ajusta automáticamente a sí misma al valor que permite a la corriente de rejilla cargar a Cc. Por tanto, la señal de ca a la rejilla queda sujeta (o enclavada) a un nivel pico específico positivo. Fijación de nivel El efecto de mantener la señal pico a un nivel de cc específico, aun cuando la intensidad o amplitud de la señal de ca cambie, se llama fijación de nivel. La acción de la polarización de fuga de rejilla es un ejemplo, pero el método general de fijación de nivel es usar un diodo rectificador en lugar del circuito de rejilla-cátodo. Con un circuito RC de acoplamiento para la señal de ca de entrada, el diodo puede fijar el nivel pico a un nivel deseado de voltaje. Polarización con la señal en un transistor NPN El circuito de transistor mostrado en la figura corresponde al circuito de polarización de fuga de rejilla para los tubos. Hay muchas semejanzas, especialmente con un transistor NPN. El efecto combinado de la señal de ca de entrada y su polarización de cc se muestra en la figura 1 -19b. Nótese que la señal de ca de entrada está fija a un nivel que permite que los picos positivos produzcan impulsos de la corriente de colector en la salida. Este circuito es una etapa recortadora de impulsos. La salida en impulsos resulta porque el circuito no tiene ninguna polarización directa fija, pero depende de los picos de señales de excitación excesiva para pulsar al transistor en conducción. Preguntas de repaso 1 - 1 2 (Respuestas en la p. 29) a. ¿La polarización con la señal aumenta o disminuye al aumentar la señal? Capítulo 1/Circuitos amplificadores

19

b. ¿En la figura 1-18, el nivel de la señal pico de rejilla se fija a un voltaje de rejilla de cerca de + 1 V o − 7 V?

1-13 OPERACIÓN CLASES A, B Y C Las clases de amplificador A, B y C se definen por el porcentaje del ciclo de señal de entrada que es capaz de producir corriente de salida. En otras palabras, ¿hay alguna parte del ciclo de entrada que se haya recortado en la salida? El valor del recorte depende de dos amplitudes: 1) La polarización de cc comparada con el valor de corte, y 2) el pico de la señal de cc comparado con la polarización de ce. En la figura 1 -20 se ilustran las formas de onda de entrada y salida de los amplificadores clase A, B v C. La corriente de salida se denota por IO. Esta es la corriente de placa para los tubos, la corriente de colector para los transistores de juntura, o la corriente del dren para el TEC.

audio opera en este modo para seguir las variaciones de la señal sin demasiada distorsión. Para la operación clase A, la polarización de cc

hasta su valor máximo y acercarse a 0, pero nunca se recorta.

polarización de cc está al valor de recorte o cerca de él. I 0 está a 0 o cerca de él, entonces, sin ninguna señal de entrada. Sin embargo, la señal positiva en un semiciclo puede balancear I 0 hasta su valor máximo. Los semiciclos negativos de la señal de entrada se recortan en la salida, porque 20 Capítulo 1 /Circuitos amplificadores

es 0. La operación clase B requiere una mayor polarización de cc y una amplitud mayor de ca de señal excitación que la clase A. La operación clase B con una sola etapa corresponde a la rectificación de media onda de la señal de ca de entrada. Sin embargo, pueden usarse dos etapas para proporcionar semiciclos simétricos de la señal en la salida. El circuito de contrafase descrito en la sección 3-4 del capítulo 3 es un método común.

Clase C En la operación clase C la corriente de

produce duplicando la polarización clase B y usando dos veces más de señal de excitación de ca. Debido a su alta eficiencia la operación clase C se usa principalmente para amplificadores sintonizados de potencia de RF.

Características de cada clase Determinar qué clase de operación se usa para cada amplificador depende de los requisitos de distorsión mínima, máxima salida de potencia de ca y eficiencia. El grado en el cual la forma de onda de la señal de salida difiere de la forma de onda de la señal de entrada se conoce como distorsión. La potencia de ca de salida es la señal de salida. La eficiencia es la razón de la potencia de salida de ca a la potencia de cc disipada en el electrodo de salida del amplificador. En la operación clase A la distorsión es la más baja, pero también la potencia de ca de salida y la eficiencia. Los valores típicos son menos de 5 a 10% de distorsión y una eficiencia del 20 al 40%. En el extremo opuesto, la operación clase C ofrece la más alta eficiencia de cerca del 80% y permite la mayor potencia de ca de salida pero la distorsión es mayor. La operación clase B está entre la A y la C en distorsión, potencia y eficiencia. Con amplificadores de audio se debe usar la clase A en una sola etapa para distorsión mínima. De otra manera el sonido no sería fiel. Una etapa de amplificación de RF de una señal modulada en amplitud también debe operarse con clase A para distorsión mínima en la modulación. En general la mayor parte de los amplificadores de señal débil se operan con la clase A. La razón de la baja eficiencia de la operación fluye todo el clase A es que el valor medio tiempo con señal de ca de entrada o sin ella y para señales débiles o fuertes. Como resultado, la disipación de potencias de cc en el electrodo de salida es alta. Además relativamente muy poca

señal de excitación de ca puede aplicarse sin exceder del voltaje de recorte. Los amplificadores clase A generalmente usan autopolarización, la cual es o de cátodo, para los tubos o de emisor y de fuente para transistores. El proporciona una polarivalor constante de zación estacionaria en el sitio de retorno al electrodo común. El valor de polarización de cc es el mismo con la señal de ca o sin ella. Los amplificadores clase B están conectados usualmente en pares, cada uno de los cuales opera con semiciclos opuestos de la señal de entrada. Tal circuito se llama amplificador en contrafase. Los resultados se aproximan a una baja distorsión de la clase A, pero puede usarse más excitación para más salida de potencia de ca con mayor eficiencia. El arreglo en un circuito de contrafase se usa frecuentemente para salida de audio de potencia a un altavoz. La operación clase C se utiliza en general para amplificadores de RF con un circuito sintonizado en la salida. Entonces el circuito LC puede proporcionar un ciclo de ondas senoidal completa para

dia es muy baja comparada con la amplitud de la señal pico. El resultado es la relativamente baja potencia disipada en el electrodo de salida en comparación con la cantidad de potencia de ca de salida. Además, un circuito recortador de impulsos opera como un amplificador clase C. Clase AB La operación clase AB presenta las ventajas de la baja distorsión de la clase A y la alta potencia de la clase B. Generalmente se usan amplificadores de contrafase para circuitos de potencia de audio. Clase A2 Para los tubos, el subíndice 2 se usa para indicar que la corriente de rejilla fluye. El objetivo es obtener una mayor excitación de la señal de ca de entrada. Sin embargo, la corriente de placa continúa fluyendo los 360° en la operación para indicar que no hay corriente de rejilla. Pero en general se omite. Por ejemplo, la operación Capítulo 1/Circuitos amplificadores 21

clase A2 o AB2 es con corriente de rejilla, la clase A o AB es sin ella. No se usan subíndices para la clase C, aunque los amplificadores clase C con tubos usualmente tienen corriente de rejilla para la polarización por fuga de rejilla. Preguntas de repaso 1-13 (Respuestas en la p. 29) Mencione la clase de operación de los siguientes amplificadores: a. La corriente de salida fluye por 120° del ciclo de entrada. b. Con un tubo, el corte es −4 V, la polarización de rejilla es − 2 V y la señal de ca es ± 1 V. c. Con un transistor de silicio, el voltaje de corte es 0.5 V, la polarización es + 0.6 V y la señal de ca es ± 5 0 mV. 1-14 AMPLIFICADORES DE VIDEO DE BANDA ANCHA Una etapa sintonizada de RF puede amplificar una amplia banda de radiofrecuencias pero no puede amplificar audiofrecuencias (AF). Un amplicador de AF puede responder en una amplia gama de audiofrecuencias, pero no puede amplificar radiofrecuencias. Un amplificador de banda ancha, sin embargo, puede amplificar ambas audiofrecuencias y radiofrecuencias. Una aplicación común es la amplificación de la señal de video para reproducir la imagen en televisión. Las componentes de frecuencia en la señal de video pueden ser tan bajas como 30 Hz y extenderse hasta 4 V MHz. En la región de RF. La diferencia entre un amplificador de banda ancha y un amplificador de RF de extensa sintonía, cada uno con 4 MHz de ancho de banda se ilustra en la figura 1-21. En la figura la curva de respuesta es para un amplificador de RF sintonizado a 42 MHz. El ancho de banda depende de la Q del circuito sintonizado. Aquí el 22 Capítulo 1/Circuitos amplificadores

Fig. 1-21. Comparación de las curvas de respuesta para un amplificador sintonizado y un amplificador de video de banda ancha, cada uno con 4 MHz de ancho de banda, a) Respuesta del amplificador de RF a 42 MHz, ±2 MHz. b) Respuesta del amplificador de video para frecuencia de audio y radio hasta 4 MHz.

ancho de banda de 4 MHz significa, que las frecuencias comprendidas en la región entre 40 a 44 MHz son amplificadas. La curva de respuesta en la igura para el amplificador de banda ancha es enteramente diferente, aunque el amplificador también tiene un ancho de banda de 4 MHz. Aquí el ancho de banda incluye frecuencias de audio, desde menos de 100 Hz y radiofrecuencias hasta 4 MHz. La respuesta plana entre estos valores es realmente un ejemplo de amplificación en una región amplia de frecuencias, ya que la razón de la más alta a la más baja frecuencia es muy grande. Nótese que el eje horizontal para frecuencias está marcado con un espaciamiento logarítmico en potencias de 10,

para comprimir la gráfica para la extremadamente amplia respuesta de frecuencia.

básico con acoplamiento RC en términos de su curva de respuesta de frecuencias. Como se mostró

Circuito amplificador de banda ancha En la figura 1-22 se muestra el circuito básico de un amplificador de audio con acoplamiento RC. Los capacitores de acoplamiento y C2 tienen valores tan altos como sea posible para tener buena respuesta a las bajas frecuencias, también RL tiene el relativamente bajo valor de 3 k para una buena respuesta a altas frecuencias. Al reducir RL se reduce la ganancia global pero se extiende esa ganancia a las más altas frecuencias, porque el efecto de la capacitancia de paso CT es menor.

que aumenta la reactancia del capacitor de acoplamiento en serie. También la ganancia baja al 70.7% de respuesta a f 2 para frecuencias altas debido a que disminuye la reactancia del capacitor de paso Esos valores son para un amplificador no compensado. Sin embargo, en general se diseña la compensación de frecuencia para hacer que el amplificador tenga una respuesta plana entre y fz, dentro del 10%, en lugar de bajar el 29.3% a esas frecuencias.

Compensación para altas frecuencias mejorar todavía más la respuesta a frecuen-

Para

donde C es el capacitor de acoplamiento en farads, y R es la resistencia en serie, en ohms. La fórmula zar la ganancia para altas frecuencias. Una bobina de pico en serie también puede usarse en serie con la trayectoria de acoplamiento a la siguiente etapa.

Cálculo de las frecuencias de corte f1 y f2 Pueden analizarse más detalles del amplificador Con esos valores, la ganancia a baja frecuencia ha bajado a 70.7% de respuesta a 16 Hz debido al capacitor de acoplamiento. Se debe notar que la respuesta a baja frecuencia es perfectamente plana hasta 10 X Hz. Esta frecuencia es 10 X 16 = 160 Hz en este ejemplo. En el extremo opuesto de la curva de respuesta, puede calcularse el corte f2 de alta frecuencia como sigue:

Capítulo 1/Circuitos amplificadores 23

amplificador, la forma de onda compleja se distorsiona. Preguntas de repaso 1-14 (Respuestas en la p. 29)

Con esos valores, la ganancia en altas frecuencias baja al 70.7% a 3.3 MHz debido a que el capacitor en derivación CT reduce la carga de impedancia del amplificador. Sin embargo, la bobina de

Debe notarse que la respuesta a frecuencias altas es perfectamente plana hasta 1/10 X f 2 Hz sin compensación. En este ejemplo, la frecuencia es 1 / 1 0 X 3.3 MHz = 0.33 MHz o 330 kHz. Aplicaciones de los amplificadores de banda ancha El amplificador de video se usa comunmente en los receptores de televisión para suministrar la señal al tubo de rayos catódicos (TRC) para reproducir la imagen. La respuesta típica de frecuencia va desde 30 Hz hasta 3.2 MHz. La respuesta se limita a 3.2 MHz para tener interferencia mínima por la señal de color de 3.58 MHz. La amplitud usualmente es por lo menos de 100 V de pico a pico (p-p) para excitar el tubo de imagen. En los osciloscopios, los amplificadores de la señal en las terminales de entrada vertical pueden responder hasta 5, 10 o 50 MHz. La respuesta a altas frecuencias se obtiene por corrección y por el uso de realimentación negativa. Para la respuesta a baja frecuencia, en general los osciloscopios tienen un conmutador para acoplamiento de cc de la señal de entrada sin ningún capacitor. Los amplificadores de banda ancha en general son necesarios para amplificar formas de onda complejas con alto contenido de componentes armónicas. Las frecuencias armónicas de una señal en la región de los kilohertz pueden extenderse hasta la región de los megahertz. Si las frecuencias armónicas no se incluyen en la respuesta del 24 Capítulo 1/Circuitos amplificadores

a. ¿La respuesta típica de un amplificador de video de banda ancha es de 50 a 60 MHz o de 0 a 5 MHz? b. ¿Las bobinas de compensación o agudizadoras mejoran la respuesta a las frecuencias altas o bajas?

1-15 AMPLIFICADORES DE ACOPLAMIENTO DIRECTO El circuito amplificador con acoplamiento directo es similar a un amplificador con acoplamiento RC, pero, como se muestra en la figura 1-23, no tiene capacitores de acoplamiento. Nótese que el colector de está directamente conectado a la base de Q2. El resultado del acoplamiento directo es que ambos voltajes de cc y de ca pueden amplificarse. Potenciales de cc Nótese en la figura 1-23 que la base de Q2 está al mismo potencial, 8 V,

V. El colector de Q2 está a 16 V para hacer que su voltaje esté más alto que el voltaje de base. Los voltajes de cc requeridos se obtienen del di-

conecta al colector de Q1. Finalmente la toma más baja a 7.4 V es para el emisor Q2. Nótese que cada voltaje de colector VC es más bajo que el vol-

Fig. 1-23. Circuito amplificador con acoplamiento directo. Todos los voltajes de cc para Q2 dependen de Los valores mostrados corresponden a transistores NPN de silicio. los valores de cc en

Otro problema es que cualquier cambio no deAplicaciones Los circuitos acoplados directamente pueden usarse para amplificar voltajes de control de ce. También los amplificadores de audio pueden acoplarse directamente con buena respuesta a bajas frecuencias hasta 0 Hz o para pasar directamente la corriente sin ningún capacitor de acoplamiento. Sin embargo, la ganancia de cc depende de la estabilidad de ce, de la fuente de alimentación. En algunas aplicaciones se usa el acoplamiento directo, sólo por economía para eliminar los capacitores de acoplamiento. Desventajas Un problema que se tiene con el acoplamiento directo es que cada etapa sucesiva necesita progresivamente una alimentación de voltaje más alto. El pleno voltaje de la fuente de alimentación no puede usarse para todas las etapas. En la figura 1 -22 el suministro de 28 V es para el colector de Q2, pero solamente se usan 12 V para el colector de

También cualquier cambio en el voltaje de cc de la fuente de alimentación se amplifica debido al acoplamiento directo. Finalmente, la fuente de poder debe tener muy buena filtración del rizado u ondulación de 60 Hz para eliminar el zumbido, el cual puede ser amplificado por el amplificador de ce. Preguntas de repaso 1 -15 (Respuestas en la p. 29) Véase la figura 1-23.

RESUMEN 1. El circuito de emisor común (EC) de transistores de juntura se usa generalmente para amplificadores, porque tiene la ganancia más alta tanto para voltaCapítulo 1/Circuitos amplificadores 25

2.

3.

4.

5. 6. 7. 8. 9.

10.

11.

jes como para corriente. La señal de entrada se aplica a la base. La salida del amplificador se toma del colector. Los tipos principales de acoplamiento entre etapas de amplificación son RC, impedancia y acoplamiento con transformador. En el acoplamiento RC, bloquea el voltaje de cc en tanto que R tiene la señal de ca para la siguiente etapa. Un amplificador con carga resistiva tiene una respuesta uniforme sobre una amplia gama de frecuencias porque RL es la carga. La ganancia disminuye a bajas frecuencias debido al aumento de reactancia de La ganancia disminuye a altas frecuencias debido a que disminuye la reactancia de la capacitancia parásita CT. Un amplificador con acoplamiento de impedancias usa una impedancia de choque (cholee) de RF o de AF para ZL . Se tiene la ventaja de una baja caída de voltaje de cc para el choke en comparación con RL. La señal de salida se acopla por Cc. Un amplificador de una sintonía emplea un circuito resonante LC para ZL. La ganancia es máxima en fR. Un amplificador de doble sintonía usa un transformador RF con que resuenan a la misma frecuencia. Como ventaja se tiene más ancho de banda en comparación con un amplificador de una sintonía. La polarización de cc en un amplificador fija el punto de operación para amplificar la señal de ca. El voltaje típico de polarización para los transistores de juntura es de 0.6 V para los de silicio y 0.2 V para los de germanio en los amplificadores clase A. La polarización fija proviene de una batería o de la fuente de poder de cc independiente de la amplitud de señal o de la intensidad de corriente de salida en el amplificador. La polarización del cátodo para tubos, la del emisor para un transistor de juntura y la polarización de la fuente para el TEC son métodos de autopolarización. El valor de polarización depende del nivel medio de la corriente de cc de salida del amplificador. La polarización por fuga de rejilla para tubos es una forma de polarización por señal. El circuito de acoplamiento RC genera una polarización de cc proporcional a la amplitud de la señal de ca mediante la rectificación de señal en el circuito de rejillacátodo.

13. Un amplificador de video de banda ancha amplifica frecuencias tanto de audio como de radio. 14. Un amplificador directamente acoplado no tiene ningún capacitor de acopla miento. Todos los valores de cc en una etapa determinan los niveles de cc en el siguiente. 26 Capítulo 1/Circuitos amplificadores

AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro) Escoja (a), (b), (c) o (d). 1. En un amplificador con acoplamiento RC y con carga resistiva, la componente de cc se bloquea por: el transistor. 2. La clase de operación de un amplificador con la menor distorsión es a) A; b) B; c) C; d) AB2. 3. El circuito que se usará para un amplificador de FI a 455 kHz es a) con carga resistiva b) transformador de doble sintonía; c) amplificador de video; d) clase C. 4. En un amplificador con acoplamiento RC se mejora la respuesta a baja frecuencia con a) más baja; b) mayor polarización; c) menos ganancia; d) RL más alta. 5. Un transistor de efecto de campo (TEC) está polarizado con − 2 V entre la compuerta-fuente. La señal de ca de entrada es − 1.2 V. La clase de operación es a) A; b) B; c) C; d) AB2. 6. La polarización del emisor depende de a) la señal de entrada; b) ; c) la ganancia;

9. El tipo de circuito que no necesita un capacitor de acoplamiento es a) con carga resistiva; b) acoplamiento de impedancias; c) de una sintonía; d) con acoplamiento por transformador. 10. El voltaje del colector iguala el pleno V + de 28 V en lugar del voltaje normal 12 V. ¿Cuál de las siguientes puede ser la falla: a) RL está abierta; b) Cc está abierta; c) está abierta; d) CE está en corto?

PREGUNTAS DE PRUEBA 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7.

Defina los siguientes tipos de acoplamiento: RC, impedancia y transformador. Mencione una ventaja y una desventaja del amplificador con carga resistiva. Defina los siguientes tipos de polarización: fija, autopolarización y de señal. Mencione tres ejemplos de autopolarización con tubos y transistores. Defina las siguientes clases de operación: A, B, C, AB y AB2. Compare la clase A y la clase C en eficiencia y distorsión. Dibuje el diagrama esquemático de un amplificador de RF de una sintonía, clase A para una señal de 2 MHz con polarización fija y polarización del emisor a) ¿A qué se debe que el amplificador sea clase A? b) ¿Por qué el circuito amplifica 2 MHz? c) ¿Por qué se necesita para acoplar con la etapa siguiente? 8. Qué significa la acción de fijación de nivel? Capítulo 1/Circuitos amplificadores 27

9. Compare dos características entre la polarización del emisor y la del cátodo. 10. Compare dos características de la polarización del cátodo y la de fuga de rejilla. 11. Dé dos características de un circuito amplificador de video de banda ancha. 12. Mencione una ventaja y una desventaja de un amplificador directamente acoplado. 13. Dibuje un diagrama esquemático de un amplificador con carga resistiva con acoplamiento RC a una etapa de salida de audio con acoplamiento con transformador. No se requieren valores, a) ¿Por qué se emplea la operación clase A en ambas etapas? b) Cómo se bloquea la componente de cc en ambas etapas? c) ¿Qué clase de polarización se usa? 14. Compare dos características del circuito amplificador de emisor común y del circuito con /Seguidor de emisor. 15. Muestre un tubo triodo y un TEC como amplificadores que correspondan al circuito de emisor común. PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro)

4. En el circuito de polarización del emisor en la figura 1-16, ¿cuál es el valor de 5. Respecto del divisor de voltaje R2 para polarización fija en la base en la figura 1-13, y R, para los mismos voltajes, pero con una corriente de 2 Calcule mA en lugar de 1 mA. PREGUNTAS ESPECIALES 1. Dé tres ejemplos de amplificadores que deben operarse como clase A. 2. Dibuje un circuito para un amplificador de video compensado diferente del que se muestra en la figura 1-22. 28 Capítulo 1 /Circuitos amplificadores

3. Vuelva a dibujar los amplificadores que se muestran en las figuras 1-4, 1-6, 1-8 y 1-9, pero con un transistor de silicio NPN en un circuito EC. 4. Describa brevemente una aplicación por cada uno de los circuitos en la pregunta especial 3. RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO

Capítulo 1 /Circuitos amplificadores 29

Capítulo Análisis del amplificador Aquí se analizan más detalles de cómo exactamente amplifica un transistor una señal de ca. Se pone como ejemplo un amplificador clase A con una carga resistiva; se examina un circuito típico solamente para ver los voltajes de cc sin ninguna señal de ca. El transistor es un amplificador de señal débil de silicio NPN. Se consideran primero los voltajes de electrodos de ce, porque el amplificador debe conducir corriente con objeto de amplificar la señal. Entonces se aplica la señal de ca al electrodo de la base del transistor. Se usa un circuito emisor común y la salida amplificada se toma del colector. Todas las formas de onda de la señal de ca de voltaje y corriente para los circuitos de entrada y salida se tratan en este capítulo. Aunque se analiza un transistor de juntura, los mismos principios se aplican a cualquier amplificador, incluidos el TEC y los de tubos. Todos operan con una señal débil en el circuito de entrada que controla una señal más grande en el circuito de salida. Los pasos específicos en el proceso de amplificación se explican en las siguientes secciones: 2-1 2-2 2-3 2-4 2-5 2-6 2-7 2-8 2-9

Voltajes de cc en el amplificador Formas de onda de la señal de ca Curvas características del colector Características alfa y beta Análisis gráfico de la línea de carga Símbolos literales de los transistores Cálculos de ganancia Cálculos de potencia Fallas en los voltajes de cc en los electrodos

2

2-1 VOLTAJES DE CC EN EL AMPLIFICADOR Aunque generalmente se usa para amplificar señales de ca, el transistor necesita voltaje de cc de operación. Los voltajes de polarización directa e inversa del colector deben aplicarse para producir cualquier corriente. Cuando el transistor esté conduciendo, su corriente puede ser variada por una señal de ca de entrada. Las variaciones de la salida son mayores que las de la señal de entrada, y el resultado es la amplificación. Las señales tanto de entrada como de salida son variaciones de cc fluctuantes. La señal de ca se representa por cambios arriba y abajo de un eje promedio de ce.

guiente forma:

tierra. La polarización de 0.6 V se necesita porque

Para resumir todos estos valores de ce: V c = 8V I c = 3 mA VRL = 6 V VB = 0.6 V

Estos se llaman valores de reposo o punto de operación estático lo cual significa que el circuito está en reposo, sin ninguna señal de ca de entrada. El valor de reposo para I también se llama corriente de reposo. Todas las corrientes y voltajes de cc son las necesarias para aplicar una señal de ca para ser amplificadas por Q1. Preguntas de repaso 2-1 (Respuestas en la página 49) Véase la figura 2-1. a. ¿Cuál es el valor para la corriente de reposo Ic? b. ¿Cuál es el valor de la polarización de la base

El voltaje del colector Vc es 8 V. Ese valor se calcula como 14 V para Vcc menos la caída de 6 V a través de RL . Como se indica en la fórmula

2-2 FORMAS DE ONDA DE LA SEÑAL DE CA

= 14-6 Vc = 8 V La caída de voltaje a través de RL se sustrae debido a que su polaridad se opone a la de su voltaje de cc de la fuente de alimentación. La polarización directa de 0.6 V en la base se obtiene del divisor R2; que se toma también de la fuente de alimentación de cc de 14V. Ya que el

VB también es VBE, porque el emisor está puesto a

En la figura 2-2 se muestra el mismo circuito que el de la figura 2-1, pero con una señal de ca de entrada y una amplificada a la salida. Los valores de reposo de cc son los mismos para la polarización de la base y para el voltaje del colector. Se y C 2 para acoplar las señales de incluyen entrada además de bloquear el voltaje de cc. La señal de entrada en la base es de ± 50 mV. La salida amplificada en el colector es de ± 3.6 V. Esto es, 3 600 mV. Este valor de la señal de salida es 72 veces mayor que el valor de la señal de entrada. Capítulo 2/Análisis del amplificador 31

Fig. 2-1. Voltajes de cc de operación aplicados a un amplificador de EC sin una señal de ca.

En el diagrama de escalera de formas de onda mostrado en la figura 2-3 se ilustra precisamente cómo puede producirse esa ganancia de voltaje. Cada corriente y voltaje a la entrada de la base correspondiente a la salida del colector se muestra en las seis formas de onda de la figura La secuencia de operación puede analizarse en los mismos seis pasos. a) Señal de entrada de voltaje de ca. La forma de onda en la figura es un voltaje de ca que varía alrededor del eje cero. Los picos son 50 mV positivo y negativo. El voltaje de ca se desarrolla a través de y por el capacitor de acoplamiento Q como la señal que proviene del circuito precedente. Como resultado, el voltaje en la base de Ql varía ± 5 0 mV debido a la señal de entrada. La señal de entrada de ca de ± 50 mV se combinan con el de polarización de cc de 600 mV a través de K, (Fig. 2-3b) Ya que la polarización es mayor que la señal de ca, la base tiene siempre un

voltaje positivo para la polaridad directa requerida. El pico positivo de la señal de + 50 mV se suma al de polarización de 600 mV para producir 650 mV para el valor pico de vB. El pico negativo de la señal de − 50 mV disminuye la polarización de 600 mV para producir 550 mV para el valor mínimo de vB. Sin embargo, este voltaje de base permanece positivo debido a la polarización de ce. Nótese que la señal de base sigue teniendo las variaciones de ± 50 mV, pero esas variaciones son alrededor del eje promedio de 600 mV en lugar de cero. La forma de onda variante de VB- es un voltaje de cc fluctuante. c) Variaciones en la corriente de la base iB. Las variaciones en la forma de onda en la corriente de base, figura (2-3c), son producidas por las variaciones en el voltaje de base. También, el eje de polarización de 60 para iB corresponden a la polarización de 600 mV para VB.

cambios de ± 50 mV en vB. Estos valores típicos para un transistor de señal débil se toman de las características de entrada mostradas en la figura 2-4. Los tres puntos en la curva marcan los valores usados en la figura 2-3c Estos cambios en iB son iguales con respecto a los cambios iguales en vB

Fig. 2-2. El mismo circuito de EC de la figura 2-1 pero con una señal de ca. La entrada es de ±50 mV aplicada a la base; la salida amplificada es de + 36 V a través de R L . La amplificación se muestra en las formas de onda de la figura 2-3.

32 Capítulo 2/Análisis del amplificador

debido a que la baja señal de base incluye solamente una pequeña parte de la curva característica. La curva característica puede considerarse lineal para una excursión o amplitud máxima de la

para un cambio de 50 mV en vB significa que la

rriente en el colector ic también lo hace. Si disminuye también se reduce ic. Además la corriente del colector siempre es mucho mayor que la corriente de la base. Los cambios relativamente pequeños en producen, por lo tanto, cambios mucho mayores en ic. En la forma de onda de la figura 2-3d, la corriente de resposo ic de 3 mA como el eje promedio corres-

de 1.8 mA de io La corriente pico i c es 3 + 1.8 = 4.8 mA, lo

base-emisor. d) Variaciones en la corriente del colector La acción amplificadora del transistor es en el efecto de cambios en iB que varía la intensidad de corriente en el colector. Cuando iB aumentadla co-

es 3 − 1.8 = 1.2 mA. Esta corriente corresponde a la corriente mínima Como resultado, las variaciones de señal en son de ± 1.8 mA alrededor del eje de 3 mA. Estos valores típicos se toman de las curvas características del colector para un transistor de señal débil analizado en la sección 2-3. e) Variación del voltaje a través de la carga El propósito de tener RL en el circuito de salida es Capítulo 2/Análisis del amplificador 33

VOLTAJE DE BASE A EMISOR (VBE)

Fig. 2-4. Curva característica típica de entrada de base para un transistor NPN de silicio para señal débil. Los tres puntos en la curva indican los valores para la forma de onda de la corriente de base mostrada en la fig. 2-3c

Específicamente, vRL varía por ±3-6 V alrededor del eje promedio de −6 V. f) Variaciones del voltaje vc del colector. La forma de onda de la figura corresponde al voltaje variante a través de RL, pero vc es positivo. La razón es que vc en el colector se mide respecto al emisor que es el punto común o masa. De acuerdo con los cálculos, vc es igual a Vcc de 14 V menos la caída de voltaje a través de RL. Se resta el voltaje vRL porque está en serie con el colector y su polaridad negativa se opone al voltaje de la fuente de poder positivo. El eje promedio de 8 V para vc resulta de la corriente de reposo ic de 6 mA. Entonces, VRL es −6 Vyvcesl4 − 6= 8V. El voltaje mínimo v c de 4.4 V resulta del

el voltaje máximo Vc es 14 − 2.4 = 11.6 V. El resultado es el valor de la variación del voltaje vc que proporciona la señal amplificada de salida. Las variaciones de señal en .KC igualan a + 3.6 V alrededor del eje promedio de 6 V. Invesión de fase Es importante notar la re-

revoltaje a través de RL. Una disminución en ic permite más vc, con menos voltaje a través de RL. Además la forma de onda de vc está invertida con respecto a la señal de entrada en la figura 2-3a. Cuando aumenta el voltaje de la base en el sentido positivo, vB y iB aumenta para elevar ic pero el voltaje positivo de colector disminuye. Como resultado, las señales de entrada y salida están fuera de fase de 180°. La inversión de la señal es una característica del amplificador de emisor común. La razón de la inversión es simplemente que RL en el circuito del colector reduce vc cuando ic aumenta. La inversión de polaridad se aplica a ambos transistores NPN y PNP.

34 Capítulo 2/Análisis del amplificador

Preguntas de repaso 2-2 (Respuestas en la p. 49) Respecto a las formas de onda en la figura 2-3 para el amplificador de la figura 2-2, encuentre la excursión o amplitud máxima de la señal p-p para: a. b. c. d.

Voltaje de base Corriente de base Corriente de colector Voltaje de colector. 2-3 CURVAS CARACTERÍSTICAS DEL COLECTOR

Las curvas en la figura 2-5 muestran las características de volts-amperes para el colector. La corriente Ic en el eje vertical se gráfica contra el voltaje en el eje horizontal cada curva es para una corriente específica IB. En las diferentes curvas

puede observarse cómo aumenta Ic conforme aumenta. Las curvas características son proporcionadas por el fabricante en un manual de transistores o notas de aplicación. Para el circuito EC las curvas del colector son para valores diferentes de ; para un circuito BC, serían para valores diferentes de

Circuito experimental para determinar En la figura 2-5a se muestra un circuito en el cual los voltajes del transistor pueden variarse experimentalmente con objeto de determinar el efecto en Ic. Se usa un valor de voltaje de base para una corriente específica IB en tanto se varía

para una curva. Los voltajes del colector y la base se denotan como para el caso general de una diferencia de potencial respecto al emisor. Sin em-

Fig. 2-5. Curvas características del colector que muestran cómo varía Ic con para una corriente IB. específica, (a) El circuito de EC usado para determinar valores experimentalmente. El circuito no está cargado, (b) Curva típica característica para . Las flechas se muestran para el ejemplo del texto.

Capítulo 2/Análisis del amplificador

35

bargo, son los mismos que Vc y VB cuando el emisor está a tierra. Nótese que no se usa una carga resistiva para el circuito experimental de la figura 2-5a. También no hay señal de entrada o de salida. El circuito no es un amplificador para un voltaje de señal; solamente es un arreglo experimental para medir las características de volts y amperes del propio transistor sin ninguna carga.

Preguntas de repaso 2-3 (Respuestas en la p. 49) Véanse las curvas en la figura 2-5. a. ¿Cuál es la corriente de base para la curva característica del colector en la figura 2-5 b. En las curvas características de la figura 2-5c,

2-4 CARACTERÍSTICAS ALFA Y BETA

permitido por el voltaje directo o de avance en la juntura de la base. Para tener más corriente el transistor necesita más corriente en la base. Como ejemplo de los valores que se leen en la curva, es exactamente 1 mA cuando VCF es 4 V.

Los valores alfa y beta determinan cuan bueno es un transistor de juntura como amplificador. La beta, que se denota con la letra griega especifica cómo la corriente de base controla la intensidad de corriente de colector. Este factor es importante para el amplificador EC. La alfa, compara a con IE para el circuito BC. Cálculos de beta Específicamente, beta es la razón de la corriente de colector a la corriente de base. La fórmula es

Los valores para Ic y IB se toman de la familia de curvas de colector en la figura 2-5c. El valor para 36 Capítulo 2/Análisis del amplificador

no tiene unidades, ya que es una razón entre dos corrientes. Los valores típicos de son 40 a 300 para transistores de señal débil y de 10 a 30 para transistores de potencia. Puede usarse la razón de beta en dos formas para relacionar Ic e IB: es

La relación es

90, la IB debe ser 180/90 = 2 mA. La fórmula 2-1 da el valor estático de cc de sin señal de ca de entrada. El valor dinámico de ca se calcula para pequeños cambios en las corrientes. Como ejemplo, supóngase que un cambio de 20

Para el ejemplo alfa es igual a 0.98, la beta correspondiente puede calcularse como

Sucede que esta beta de ca tiene el mismo valor que la beta de ce, pero las dos pueden ser diferentes. La característica beta de ca del transistor es la razón de transferencia de corriente para el circuito de emisor común entre la entrada en la base y la salida del colector. Específicamente, es el valor de la ganancia de corriente. Cálculos de alfa La razón compara la corriente de colector con la corriente de emisor. Entonces,

Como ejemplo para un transistor con 3 mA de IC y 3.06 mA de I E , los cálculos son

Fig. 2-6. Características de transferencia directa de entradasalida. Los valores se obtienen de las curvas de colector en la figura 2-5c.


37

Características de transferencia en sentido directo de entrada y salida La

desde el circuito de entrada en la base hasta la salida amplificada después del colector. La curva se ha trazado con ayuda de la familia de curvas características del colector en la figura 2-5c. Sin embargo, el voltaje del colector permanece constante a 8 V, en tanto que los valores de Ic se toman para valores diferentes de IB. El resultado en la figura 2-6 es una característica de transferencia en sentido directo que muestra cómo la corriente de entrada controla a la corriente de salida. La pendiente de la curva característica de transferencia es la beta de ca del transistor. Como

la curva es la razón del intervalo vertical al intervalo horizontal.

una pendiente más pronunciada para la curva característica de transferencia. Preguntas de repaso 2-4 (Respuestas en la p. 49)

pedancia de carga para proporcionar el voltaje amplificado de salida. Estos requisitos se ilustran en la figura 2-7, donde el circuito de la figura 2-2 se analiza por medio de las curvas características del transistor. La misma señal de ca de entrada ± 40 y la salida amplificada de +3-6 V se analizan en la figura 2-7 con las curvas características. El circuito es un amplificador EC clase A de EC. Aunque las curvas del transistor no son lineales, la carga resistiva tiene una característica lineal voltampere. Para observar el efecto de RL en el voltaje y la corriente del colector, la línea recta característica de RL se superpone de las curvas del colector. Este método se llama Análisis gráfico. Construcción de la línea de carga Como se muestra en la figura 2-7, se necesitan solamente los valores de RL y el voltaje de alimentación Vcc, puesto que estos valores determinan los puntos extremos en la línea de carga. Entonces todos los valores de Vc y de Ic están en la línea de carga para la R, especificada. Un punto está a un voltaje de Vcc de 14 V en el eje horizontal donde es cero. El valor es un punto de operación porque el voltaje del colector es igual a VCc cuando no hay corriente y no hay caída de voltaje a través de RL. El transistor está aquí en corte. es sufiOtro punto está donde la corriente ciente para hacer que el voltaje Vc sea igual a cero. En otras palabras, la caída de voltaje a través de RL es igual a Vcc de modo que el voltaje en el colector es cero. Ese extremo de la línea de carga

Vc en 8 V. La línea recta dibujada entre 7 mA en el eje vertical y 14 V en el eje horizontal es la línea de 2-5 ANÁLISIS GRÁFICO DE LA LÍNEA DE CARGA Las curvas características muestran los voltajes y corrientes para el propio transistor sin ninguna carga externa. Sin embargo, se necesita de una im38 Capítulo 2/Análisis del amplificador

rrespondiente vc debe estar sobre la línea de carga. La razón es que la línea de carga muestra el efecto de la caída del voltaje producida a través de RL por

Punto Q El punto de reposo o de operación estática, o Q, especifica los valores de cc de polarización de funcionamiento sin señal. En la figura 2-7 se escoge la corriente de base de 60 para la polarización porque es un valor intermedio. Esta

polarización permite espacio para una excursión máxima de la señal sin alcanzar el corte o la saturación de la corriente del colector. Como resultado, el amplificador opera como uno de clase A. En este ejemplo el punto Q se encuentra en la intersección de la línea de carga con la curva de corriente de polarización IB de 60 En este punto pueden determinarse los valores resultantes de corriente y voltaje de reposo (operación estática) para el colector. Bajando por la vertical que pasa por el punto Q, se encuentra el valor Vc = 8 V en el eje horizontal. También siguiendo la horizontal que pasa por el punto Q hasta el eje vertical, se encuentra = 3 mA. Éstos son los valores de la cc promedio en el circuito colector para la corriente de polarización de la base de 60 Los

Fig. 2-7. Análisis de línea de carga, (a) Circuito de EC equivalente al de la figura 2-2. (b) Construcción de una línea de carga para RL = 2 = 14 V. Véase el texto para detalles.

Capítulo 2/Análisis del amplificador 39

valores en el punto Q, denotados son el subíndice Q, pueden resumirse como sigue

Excursión o amplitud máxima de la señal de ca Cuando se aplica una señal de entrada a la base, la señal de ca varía la corriente

Los valores para la corriente de base puede resumirse como sigue:

Las excursiones o amplitudes de variación de la corriente de base se muestran contiguas a la gráfica de línea de carga. Sólo se leen las intersec-

proyectando los puntos de intersección a la izquierda del eje vertical de la corriente de colector. Los valores de señal para la corriente de colector pueden resumirse como sigue: Pico Promedio Mínimo P-P Excursión

4.8 mA 3 mA 1.2 mA 3.6 mA ±1.8mA

En la misma forma pueden leerse los valores mínimo y pico de vc proyectando los puntos de intersección abajo del eje horizontal para el voltaje del colector. Los valores son 4.4 y 11.6 V. Nótese que el valor mínimo vc corresponde a la máxima debido a la caída de voltaje a través de RL. 40 Capítulo 2/Análisis del amplificador

Los valores de señal para el voltaje de colector son: Mínimo Promedio Pico P-P Excursión

4.4 V 8 V. 11.6V 7.2 V ± 3.6 V

Estos valores para la señal de ca muestran que las variaciones de la corriente de base ±40 se traducen en una oscilación o excursión en la corriente del colector ± 1.8 mA. Entonces el voltaje del colector experimenta una oscilación í 3.6 V debido a las variaciones de caída de voltaje a través de RL de 2 k . El voltaje del colector disminuye cuando la corriente del colector aumenta. Además pueden determinarse valores interme-

es 6 V. Debe notarse que la línea de carga en la figura 2-7 se llama línea de carga estática o de ce. Se usa para las variaciones de la señal de ca, pero el valor de no incluye ningún efecto en derivación de la señal por la impedancia de entrada de la siguiente etapa. La línea de carga dinámica o de ca se dibuja con una carga equivalente igual a en paralelo con la impedancia en derivación. El método de construcción es el mismo, pero la línea de carga dinámica tiene una pendiente más pronunciada para menos R y más I porque la resistencia de la combinación en paralelo debe ser menor que RL. Preguntas de repaso 2-5 (Respuestas en la p. 49) Véase la figura 2-7 para determinar los siguientes valores: a. Corriente de base pico. b. Corriente pico de colector. c. Voltaje mínimo del colector.

2-6 SÍMBOLOS LITERALES DE LOS TRANSISTORES Debido a la combinación de un componente de ca en un eje de cc es importante distinguir entre los diferentes voltajes y corrientes en un amplificador de un transistor. En general hay símbolos literales para tres clases de valores: 1. Valores promedio de ce 2. Valores instantáneos de las fluctuaciones cc de las formas de onda 3. Valores que incluyen sólo las variaciones de la señal de ca. Todo esto se resume en la tabla 2-1, la cual muestra cómo las diversas literales se usan para denotar los diferentes voltajes o corrientes. Las letras mayúsculas V y I y sus subíndices se utilizan para valores promedios de ce. El subíndice también es una letra mayúscula. Como ejemplo, Vc indica voltaje de cc promedio de colector. Los subíndices dobles que están repetidos, como en Vea indican que el voltaje de la fuente de alimentación no cambia. También se usa para

denotar el voltaje de cc del voltaje de suministro para el emisor. Las letras minúsculas se usan para valores instantáneos de las fluctuaciones de cc de la forma de onda. Como ejemplo vc es un valor instantáneo de las variaciones del voltaje de cc del colector. Una letra minúscula en el subíndice indica el componente de ca. El valor rms, o valor eficaz de la componente de ca se denota con una letra mayúscula. Sin embargo, un subíndice es una letra minúscula. Como ejemplo Vc es el valor rms de la componente de ca del voltaje de colector. En la segunda mitad de la tabla 2-1, se listan símbolos adicionales de literales para transistores. Por ejemplo, ICBO denota corriente inversa de fuga. La letra O muestra cuál electrodo está abierto cuando se mide la corriente de fuga entre los otros dos electrodos. Por tanto, ICBO es la corriente de fuga entre la base y el colector con el emisor abierto. En el símbolo hfe, la h significa parámetros híbridos los cuales son combinaciones de razones de voltaje y corriente en polarización directa e inversa. En los subíndices, indica una característica en sentido directo de la entrada de la base a la salida del colector. La e indica el circuito de emisor

TABLA 2-1 Símbolos literales para transistores Símbolo

Definición

Notas

Fuente de voltaje del colector voltaje Componente de ca Velor instantáneo Valor eficaz de componente de ca

Mismo sistema para corrientes del colector; también para voltajes y corrientes de base o emisor. Se aplica también al dren, compuerta y fuente de los transistores de efecto de campo.

Corriente de corte del colector, emisor abierto Voltaje de ruptura, colector a base, emisor abierto Razón de transferencia de señal débil de corriente en sentido directo en un circuito de EC Resistencia de entrada en un circuito de EC

Corriente inversa de fuga La temperatura ambiente TA es 25°C Lo mismo como beta de ca para un circuito de EC Lo mismo como circuito de EC

para el


41

común. El símbolo se usa frecuentemente, por tanto, debido a su razón de corriente de transferencia en sentido directo es la misma que la de señal débil o beta de ca del transistor en el circuito de EC. También es la resistencia de entrada de la juntura baseemisor.

Preguntas de repaso 2-6 (Respuestas en la p. 49) Para la forma de onda en la corriente de colector en la figura 2-7 dé los símbolos literales para los siguientes valores:

cc fluctuando, se substrae el valor mínimo del máximo. La fórmula es

Como un ejemplo, para el voltaje del colector en la figura 2-7, 11.6 - 4.4 = 7.2 Vp-p También, la corriente p-p de colector es 4.8 - 1.2 = 3.6 mA p-p

a. 4 mA como un valor instantáneo b. 1.27 mA como el valor eficaz de la componente de ca c. 3 mA en el punto Q

2-7 CÁLCULOS DE GANANCIA Pueden tomarse ejemplos del análisis de línea de carga en la figura 2-7 para comparar la salida con la entrada. Pueden calcularse las ganancias en corriente, voltaje, y potencia para la señal amplificada. Se consideran solamente valores de ca, no el nivel de cc porque la señal se representa precisamente por las variaciones. La señal de ca puede especificarse en valores efectivos pico o pico a pico (p-p). Sin embargo, la misma medida debe usarse para la salida y para la entrada, con objeto de comparar las dos. En general es mejor usar los valores de p-p para calcular la ganancia. La razón es que, si la señal está distorsionada, los picos o puestos no serían iguales. Entonces puede haber duda de qué pico puede usarse para la comparación. Amplitudes P-P Para una forma de onda de 42 Capítulo 2/Análisis del amplificador

Si se usan los valores p-p para las corrientes del colector y de la base de la figura 2-7, se tiene

Se deben usar los mismas unidades para ambas corrientes, sean miliamperes o microamperes. Sin embargo, el factor de ganancia es adimensional, unidades, porque las unidades en la razón se cancelan.

El voltaje del colector p-p en la figura 2-7 es 7.2 V. Para el voltaje de la base, 100 mV p-p corresponde a la corriente de base de 80 para la se-

nal de entrada. Los valores se derivan de las características de entrada mostradas en la figura 2-3. Los cálculos de ganancia son

Preguntas de repaso 2-7 (Respuestas en la p. 49) a. La señal de entrada es de 4 A p-p para una señal de entrada de 200 mA p-p. ¿Cuál es el valor

Una fórmula aproximada para calcular la ganancia de voltaje en el circuito de ec, sin un análisis gráfico es

la corriente p-p de señal de salida? c. La señal de entrada es de 30 mV p-p. La ganancia de voltaje es 200. ¿Cuál es el voltaje de la señal de salida? 2-8 CÁLCULOS DE POTENCIA Si se continúa con los mismos valores del ejemplo de la línea de carga en la figura 2-7, puede determinarse la potencia de cc disipada en el colector y la potencia de ca de salida de la señal. La potencia de cc disipada debe ser menor que la disipación máxima nominal del transistor. La potencia de ca de salida debe ser suficientemente alta para satisfacer la demanda de carga del siguiente circuito. Para una etapa de salida de audio que excita a un altavoz, por ejemplo, la potencia de ca determina cuan intenso será el sonido.

Este valor es un poco mayor que la ganancia de voltaje de 72 obtenida del análisis gráfico, pero la fórmula es un procedimiento abreviado útil para obtener la magnitud aproximada de la ganancia. Ganancia de potencia Ap El factor es el producto de la ganancia de corriente y la ganancia de voltaje. La fórmula es

Disipación de potencia en el transistor El transistor utiliza potencia de la fuente de alimentación de cc para proporcionar la amplificación de la señal de ca. Casi toda la potencia se disipa en la juntura del colector. Por tanto la cantidad de potencia de cc usada es

donde Vc y Ic son valores de cc promedio para el voltaje y corriente del colector en el punto Q. Para los valores de la figura 2-7 Vc es 8 V y es 3 mA. Entonces

Para el ejemplo citado AP = 45 x 72 = 3240


La disipación de la potencia de cc tiene el relativamente bajo valor de 24 mW para este amplificador de señal débil. Sin embargo, si se considera una etapa de salida de potencia de un amplificador

La fórmula es

Por ejemplo, para los valores de potencia que ya se han calculado para el amplificador de señal débil clase A, la potencia de ca Potencia de ca de salida Para un amplificador clase A, la potencia de ca puede calcularse con las excursiones (amplitud total) de corriente y voltaje de la señal del colector. La fórmula es

= 0.1.35 x 100 Eficiencia de potencia = 13.5%

El divisor 8 convierte los valores p-p en valor eficaz tanto para V como para I en los cálculos de potencia. La división entre 2 convierte p-p en pico y el divisor convierte el pico en valor eficaz (rms). Tanto V como I deben convertirse. El factor de

Para la excursión o amplitud total de la señal de ca en la figura 2-7 los valores son

Preguntas de repaso 2-8 (Respuestas en la p. 49) a. Un amplificador tiene Calcule la disipación de potencia de ce. b. Las excursiones del mismo amplificador tienen valores p-p de 12 V y 0.3 A de corriente y voltaje en la señal del colector. Calcule la potencia de ca de salida. 2-9 FALLAS EN LOS VOLTAJES DE CC EN LOS ELECTRODOS

La potencia de ca de salida para la señal debe ser menor que la potencia de cc de salida porque el amplificador no puede ser 10096 eficiente. Toda la potencia para la señal de ca de salida viene de la potencia de cc de la fuente de poder.

Eficiencia de potencia La eficiencia de potencia es la razón de la potencia de ca de señal de salida a la potencia de cc disipada. 44 Capítulo 2/Análisis del amplificador

Cuando la señal de ca no se amplifica en la forma que debiera, la falla usualmente proviene de los voltajes de cc que son demasiado altos o demasiado bajos en los electrodos de transistor. En la figura 2-8 se muestra un circuito de EC típico para ilustrar el procedimiento para verificar los valores de cc del amplificador. Para verificar los voltajes y corrientes se debe aplicar potencia al circuito. Los valores de cc de un amplificador clase A son aproximadamente los mismos con señal de ca o sin ella. Sin embargo, los valores de cc marcados en el diagrama esquemático de equipo comercial son aquellos que serían medidos sin señal de entrada. Las señales de ca en general se muestran separadamente como

formas de onda en osciloscopio. Para hacer las mediciones es preferible usar un VOM porque no necesita tener una terminal a masa. Verificación de la polarización directa Conecte el VOM entre las terminales de base y emisor para medir El valor debe ser alrededor de 0.6 V para transistores de silicio o de 0.2 V para transistores de germanio. En la figura 2-8, es 1.6 − 1.0 = 0.6 V. Estos valores se aplican a la mayor parte de los amplificadores; sin embargo, algunos circuitos de impulsos pueden presentar una polarización inversa pequeña para cortar a í( hasta que el impulso de entrada excita al transistor en saturación:

Fig. 2-8. Comprobación de voltajes de cc y corrientes en un amplificador de EC.

Verificación del circuito del emisor También puede verificarse la corriente midiendo la

probablemente está abierta. Verificación de la corriente de colector Para verificar conecte el VOM entre el colector y el voltaje de suministro para leer la

tierra.

puede estar abierto. Sin embargo, verifique que la polarización directa sea la correcta. Un importante caso especial es cuando está abierto. Entonces, Vt es cero porque no hay línea a la fuente de voltaje. También es cero, porque no hay voltaje en el colector.

Medición de Ic Cuando la carga del colector es una bobina o el primario de un transformador, puede convenir más medir directamente. Puede abrirse el circuito del colector cortando la pista o el conductor del circuito impreso con una hoja de rasurar. Después se ponen las terminales del VOM, con la lectura puesta en miliamperes o amperes a través del corte. En el medidor ahora se lee la corriente porque está en serie con el circuito del colector. Después que se ha terminado esta prueba, se puntea el corte con una gota de soldadura. Preguntas de repaso 2-9 (Respuestas en la página 49) Véase la fig. 2-8.

sistor tiene un corto interno en la juntura del colector. Capítulo 2/Análisis del amplificador 45

RESUMEN 1. Con objeto de amplificar la señal de ca el transistor debe tener los voltajes de cc de operación requeridos. Estos incluyen voltaje inverso en el colector y la polarización directa en la base. 2. Para amplificar una señal de ca, las variaciones de la corriente de base deben variar la corriente del colector. Entonces la caída variable del voltaje a través de causará variaciones del voltaje del colector. 3. Para el circuito de EC, el voltaje de señal amplificado al colector tiene polaridad invertida. 4. Las curvas características del colector muestran En la figura 2-5 se muestra una familia de curvas para el circuito de EC para diferentes valores de corriente de base.

7. El análisis gráfico con una línea de carga dibujada sobre las curvas característi8. En los símbolos literales para transistores las letras mayúsculas, como A c y se usan se usan para valores promedio de ce. Las letras minúsculas, para valores instantáneos de cambio. 9. La ganancia de corriente es la razón de la corriente de señal de salida a la corriente de señal de entrada. Véase la ecuación 2-5. 10. La ganancia de voltaje es la razón del voltaje de la señal de salida al voltaje de la señal de entrada. Véase las ecuaciones 2-6 y 2-7. 11. La ganancia de potencia AP es el producto Veáse la ecuación 2-8. 12. La potencia de cc disipada en el colector es Vc x Véase la ecuación 2-9. 13. La potencia de ca de salida es el producto de los valores eficaces para el voltaje de la corriente de salida. Véase la ecuación 2-10. 14. Cuando hay fallas en un transistor amplificador, primero verifique los voltajes de cc en electrodos para el correcto y la polarización directa en la base.

AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro) 1. En la figura 2-1, ¿qué es VRL? 2. En la figura 2-2, ¿qué es Av ? 3. En la figura 2-3, ¿cuál es la relación de fase entre las formas de onda en la figura 23 4. En la figura 2-4, ¿qué es de 0.7 V? 46 Capítulo 2/Análisis del amplificador

PREGUNTAS DE PRUEBA 1. Liste los tres voltajes de electrodos para el transistor de juntura. Haga lo mismo para el transistor de efecto de campo (TEC). 2. ¿Qué se entiende por valores de reposo para V e 3. Muestre una curva característica de entrada como la de la figura 2-4, pero para un transistor de germanio con una polarización típica de 0.2 V. 4. Muestre formas de onda similares a las de la figura 2-3 con la misma señal de entrada pero con una ganancia de voltaje de 80. 5. ¿Qué se entiende por inversión de fases de la señal en un amplificador de EC? ¿Por qué es mayor que 1? 6. Defina beta 7. Defina alfa ¿Por qué es menor que 1? 8. ¿Qué se entiende por para un transistor en el circuito de EC? 9- Compare las definiciones para los siguientes pares de símbolos de letras: Vt- y 10. 11. 12. 13. 14.

Dé las fórmulas para voltaje, corriente y ganancia de potencia. Dé la fórmula para la disipación de potencia de cc en el colector. Dé la fórmula para la salida de potencia de ca de un amplificador. Dé la fórmula para la eficiencia de potencia de un amplificador. Describa dos fallas posibles en los valores de cc para un amplificador de un transistor. PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro)

1. Calcule la disipación de potencia de cc para 2. Repita el problema 1 para 3. Calcule la potencia de ca de salida con valores p-p de señal 7 V para y5A para 4. Repita el problema 3 con 5 raA para 5. Calcule la eficiencia con 20 W de cc de potencia disipada y una salida de potencia de ca de 6.5 W. Capítulo 2/Análisis del amplificador 47

Fig. 2-9. Curvas características del colector de un transistor NPN de silicio de potencia media. (RCA).

6. Calcule la eficiencia con 250 mW de potencia de cc disipada y 45 mW de potencia de ca de salida. 7. Un cambio de 2 mA en en 120 mA. Calcule la beta de ca. 8. Un transistor tiene una beta de ca de 60. Para un cambio de 2 mA en ¿cuál es el cambio en 9. Con referencia a las curvas características de colector mostradas en la figura 2-9. Calcule la beta de cc a Vc a 3 V y una de 1.5 mA. 10. VE está a − 8 V, el VB es −7.4 V y el colector está a potencia) de cc de tie-

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Mencione requisitos generales para cualquier tipo de dispositivo de amplificación. 2. Dé tres comparaciones entre el análisis de línea de carga para un transistor de juntura en la figura 2-7 y el mismo método para un TEC. 3. Con las características de colector de la figura 2-9, dibuje una curva de transferencia directa para el transistor. Trace y use un voltaje constante Vc; de 2 V. 4. Explique cómo es posible usar una fuente de alimentación negativa de cc de −9 V para transistores NPN. 48 Capítulo 2/Análisis del amplificador

RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO


Capítulo Combinación de amplificadores En la mayoría de las aplicaciones, una sola etapa de amplificación no puede suministrar suficiente salida de señal, porque la señal deseada usualmente es muy débil en la entrada. Por ejemplo, la señal de RF en la antena de un radiorreceptor generalmente está en microvolts o milivolts. También la señal de audio de un micrófono, de un fonógrafo o de una grabadora de cinta está en la región de minivolts. El voltaje o la corriente necesaria para operar un altavoz es, sin embargo, mucho mayor que la señal de entrada al amplificador. A mayor intensidad del sonido deseado, mayor será la potencia necesaria para la salida de audio. Entre la señal de entrada de bajo nivel y la salida de alto nivel, se requieren dos, tres o más etapas de amplificación. Una sola etapa que opere con una señal de bajo nivel no tiene suficiente potencia de salida. Una etapa que pueda suministrar suficiente potencia será necesaria para una señal de entrada relativamente grande. En los siguientes temas se describen diferentes métodos para combinar etapas de amplificación: 3-1 3-2 3-3 3-4 3-5 3-6 3-7 3-8 3-9

Amplificadores en cascada Par Darlington Etapas en serie paralelo Amplificador en contrafase o simétrico Salida con capacitor de acoplamiento Simetría complementaria Amplificador diferencial Amplificador operacional (amp op) Filtros de desacoplamiento RC en amplificadores en cascada

3

3-1 AMPLIFICADORES EN CASCADA Cuando hay transistores de juntura en el circuito de EC, la salida amplificada del colector excita al electrodo de la base de la siguiente etapa. En la figura 3- la idea es reforzar la señal para lograr y así excitar la suficiente corriente de base etapa de potencia de salida Q3. El voltaje de base para todas las etapas debe variar solamente 0.1 V, o menos, para la distorsión mínima. Sin embargo, los transistores se escogen para la intensidad requerida de corriente del colector Un transistor

alta significa que se necesita una mayor señal de excitación para variar la corriente de base. Etapa de salida de potencia El transistor Q3 en la figura 1- proporciona variaciones de señal en ic iguales a ± 2 A en este ejemplo. Se necesita de ± 100 mA. Este valor una señal de base para la entrada es un vigésimo de la salida, si se supone un valor de 20 para la razón de transferencia de corriente. La etapa de salida de potencia es el amplificador final, que excita a la carga en lugar de otro amplificador. La carga generalmente requiere corriente o voltaje de señal relativamente altos. Por ejemplo, un

altavoz puede necesitar de 2 a 5 A de corriente de señal de audio, a través de la bobina móvil y un tubo de imagen puede necesitar 100 V de señal de video para el voltaje de rejilla-cátodo. Estos valores para la señal deben proporcionarse con una mínima distorsión. Preamplificador Para el caso opuesto, Q 1 en la figura 3- es el preamplificador para entrada de bajo nivel de la fuente de una señal. Esta etapa se muestra con una entrada de señal de base de ± 20μA, que es baja para . La señal de salida es ± 2 mA para Como resultado Q 1 tiene suficiente salida de señal en el colector para excitar a la base de Q2. La distorsión generalmente no representa problema para el preamplificador debido a la señal débil. Sin embargo, el preamplificador debe tener zumbido y ruido muy bajos. Una señal de bajo nivel puede ser fácilmente enmascarada por la interferencia. Excitador En medio de Q3 y Q1 está la etapa del excitador Q2. Este amplificador proporciona suficiente iC para excitar al circuito de entrada de base de la etapa de salida de potencia. El preamplificador puede excitar a Q2, pero Q1 no tiene suficiente potencia de salida para excitar a Q3.

Fig. 3-1 Diagrama de bloques de tres etapas de amplificadores en cascada, (a) Tres transistores de juntura en cascada. Se muestra para cada etapa, la corriente de ganancia, (b) Tres tubos al vacío amplificadores en cascada. Se muestra para cada de ganancia. etapa el voltaje

Capítulo 3/Combinación de amplificadores

51

Multiplicación en cascada con una ganancia de corriente valores de la ganancia de corriente son: 100 para Q1. 50 para Q2 y 20 para Q3. La ganancia global de la entrada en Q1 a la salida de Q3 es el producto de estos valores. Entonces,

Se debe multiplicar porque cada etapa amplifica la señal amplificada de la etapa precedente. Multiplicación en cascada de la ganancia de voltaje La señal de impulso para los amplificadores de tubos de vacía es el voltaje de la rejilla de control. Se usan entonces etapas en cascada para reforzar la cantidad de voltaje para las rejillas de las etapas sucesivas (véase la Fig. 3La ganancia global de voltaje es

La idea de la ganancia de voltaje en cascada con tubos se aplica también a los transistores de efecto

de campo, pero en general con voltajes más bajos. Con un TEC, la excitación de la señal de entrada equivale a las variaciones de voltaje en la compuerta para la entrada. Circuitos de EC de dos etapas en cascada En la figura 3-2 se muestra cómo el colector de Q1 excita o acciona a la base de Q2 en dos amplificadores con acoplamiento RC. Cada etapa utiliza un transistor NPN en el circuito de emisor común. La polarización del emisor se obtiene a través de y sirve para su estabilización, con polarización fija directa en la base. Para ganancia en cascada, Q2 amplifica la señal ya amplificada de Q1. La señal original de entrada está acoplada mediante C2 a la base de Q1. La salida amplificada de Q1 en el circuito del colector está acoplada por C2 a la base de Q2. La señal −la salida del colector Q1− es amplificada otra vez por Q2. La ganancia total de las dos etapas en cascada causa una señal intensa para la salida, que se acopla a través de al siguiente circuito. Inversiones de polaridad en cascada del voltaje de señal Las formas de señal mostradas en la figura 3-2 indican cómo cada etapa invierte la polaridad o efectúa un corrimiento de fase (desfasamiento) de 180°. Las in-

Fig. 3-2. Diagrama esquemático de dos etapas de emisor común en cascada. La salida del colector de Q1 excita a la entrada i base de Q2.

52


versiones de polaridad las experimenta el voltaje de la señal y no la corriente. Considérese la inversión de fase en Ql, que es

aumenta la corriente de base. El resultado es más corriente del colector. Sin embargo, el voltaje del colector disminuye debido a una mayor caída de

voltaje positivo en el colector. El cambio equivale a un cambio negativo en el voltaje de señal para

pecífica de la señal de video para reproducir la imagen en los tonos correctos de blanco y negro. Preguntas de repaso 3-1 (Respuestas en la p. 72) a. Tres etapas en cascada tienen ganancias de 30, 20, y 10. ¿Cuál es la ganancia global? b. ¿Cuántas etapas en cascada de amplificadores de EC resultarán en inversión de polaridad respecto a la señal de entrada: dos o tres? 3-2 PAR DARLINGTON

nuye la corriente del colector. En consecuencia, el vc positivo para Q2 aumenta. La razón para esto es que hay menos caída de voltaje a través de RL. Por tanto, el semiciclo negativo de la entrada de Q1 corresponde al semiciclo positivo del de la señal amplificada de salida.

ginal. Dos inversiones de 180° hacen un total de 360°; así, la señal de salida está otra vez en fase con la señal de entrada. En general, cuando hay un número par de etapas en cascada (2, 4, 6, etc.), la señal de salida no está invertida con respecto a la entrada. Cuando el número de etapas es impar (1, 3, 5 etc.), la señal de salida está fuera de fase respecto a la entrada. Debe notarse que las inversiones de polaridad se aplican también a los transistores PNP. La fase de la señal de ca de entrada no afecta en la mayoría de los amplificadores, porque la ganancia es la misma. Sin embargo, algunos tipos de circuitos de recorte tienen una polaridad específica con el fin de que la señal sea recortada adecuadamente. En otra aplicación, la fase de una señal de ca de audio para un altavoz no afecta la operación de la bocina. Un caso especial, sin embargo, es el faseo de altavoces para estéreo. También, un tubo de imagen para televisión requiere una polaridad es-

El circuito en par Darlington tiene seguidores dos emisores en cascada. Un seguidor de emisor es un circuito de colector común. Con objeto de repasar el circuito de CC, se muestra solamente una etapa en la figura 3-3- Se aplica una señal de entrada a la base, y la salida se toma del emisor. La impedancia de carga está en el circuito del emisor, y no en el circuito del colector. No hay inversión de fase, porque los picos positivos y negativos de la señal ocurren al mismo tiempo que los picos positivo y negativo del voltaje de entrada. La ganancia de voltaje es ligeramente menor que 1, pero la ganancia de corriente puede seguidor de emisor proporciona una impedancia alta de entrada a la base y baja impedancia de salida del circuito del emisor. La ventaja del par Darlington mostrado en la figura 3-4 es una impedancia de entrada más alta,

Fig. 3-3. El circuito seguidor de emisor.


Fig. 3-4. Par Darlington que consiste en dos seguidores de emisores en cascada, (a) Circuito con emisor Ql conectado a la base de Q2. (b) Encapsulado del dispositivo con sólo tres terminales, (c) Conexiones de terminales.

menor impedancia de salida y más ganancia de corriente en comparación con un solo seguidor de emisor. La razón de esta mejora es que la ganancia global del par es el producto de las ganancias de las etapas individuales en cascada. En la figura se muestra una señal de entrada aplicada a la base de Ql. La señal de salida en el emisor se acopla directamente a la base de Q2. Esta etapa proporciona más ganancia de corriente para la señal de salida del emisor. Las terminales del colector para Ql y Q2 están conectadas entre sí para formar la terminal del voltaje de cc de alimentación. También, la base de Ql debe tener un voltaje de polarización directa, pero no se muestra aquí. En la figura 3-4b se muestra una unidad típica Darlington. Los transistores Ql y Q2 son en realidad un bloquecillo o lasca (chip). Solamente se necesitan tres terminales para las conexiones como se muestra en la figura 3-4c. La terminal B es la base de Ql. La señal de entrada se aplica aquí a través del capacitor externo de acoplamiento. La terminal E es el emisor de Q2. El resistor de carga RL está conectado aquí para la señal de salida. El voltaje de alimentación del colector está conectado a la terminal C. Debe notarse que cualesquiera de las dos conexiones pueden usarse para Cuando RL se regresa a tierra en el circuito emisor como se muestra aquí, V+ se usa para el colector. Por otra parte, el colector puede ponerse a tierra, pero con RL conectada al negativo de la fuente de voltaje para el emisor. Estas polaridades son para transistores NPN. El circuito Darlington puede usar dos NPN o PNP o uno de cada uno. 54 Capítulo 3/Combinación de amplificadores

Preguntas de repaso 3-2 (Respuestas en la p. 72) Responder falso o verdadero. a. En el seguidor de emisor, RL está en el circuito colector. b. En un par Darlington, ¿es el acoplamiento de cc entre el emisor de Ql y la base de Q2?

3-3 ETAPAS EN SERIE Y EN PARALELO Así como los resistores pueden conectarse en serie o en paralelo para satisfacer diversas necesidades de corriente y voltaje, así también pueden conectarse los transistores en serie o en paralelo para una aplicación requerida. En general, las conexiones en paralelo dividen las corrientes, pero las conexiones en serie dividen el voltaje de cc de la fuente de alimentación. Transistores en paralelo En la figura 3-5 todos los electrodos de Ql se muestran conectados con las terminales análogas de Q2. Entonces se usan, las terminales B, E y C como un solo transistor, para la señal y la fuente voltaje en cualquier configuración de circuito. Sin embargo, la combinación en paralelo tiene el doble de la corriente nominal de un transistor, suponiendo que los transistores sean idénticos. La razón es que cada tran-

pia entrada de señal con la polarización adecuada en su base.

Fig. 3-5. Dos transistores conectados en paralelo. Todos los electrodos de Ql están unidos con los mismos electrodos correspondientes de Q2.

sistor aporta la mitad de la corriente de salida. En realidad, pueden conectarse en paralelo tres o más transistores de la misma manera. Los transistores en paralelo pueden usarse donde un solo transistor con una potencia nominal requerida del transistor podría ser demasiado caro o tal vez no estuviera disponible. En una etapa de potencia de salida de audio, por ejemplo, dos transistores de 25 W podrían costar menos que un transistor de 50 W. Transistores en serie En la figura 3-6, Ql y Q2 dividen el voltaje de la fuente de alimentación de cc de 48 V para su voltaje de colector. Los dos transistores están en serie con la fuente de voltaje de ce, porque el emisor de Ql está unido con el colector de Q2. Suponiendo que tengan la misma corriente nominal, Ql y Q2 pueden considerarse como resistencias iguales a través de la fuente de alimentación de 48 V o Ql sirve como un resistor en el que se experimenta una caída de voltaje para el colector de Q2. Considere el voltaje de colector en Ql. Los 48

Como resultado, tanto Ql como Q2 tienen un voltaje inverso efectivo de 24 V para el colector. Este arreglo en serie se llama en cadena, Ql y Q2 están ordenados para el voltaje de cc de colector. Debe notarse que hay conexiones separadas en la base de Ql y Q2. Cada una puede tener su pro-

Columna (Tótem Pole) El nombre de columna (tótem Pole) se usa para un circuito con dos transistores en serie o cadena para aplicaciones en lógica digital. El diagrama de bloques de la figura 3-7 muestra Ql y Q2 en serie con V + . En el punto P, entre los dos transistores hay una salida de ALTO o BAJO nivel. La conducción en Q2 pone a P a tierra para bajar el voltaje de salida al nivel bajo. Circuito cascode El nombre cascode se parece a cascada, pero, como lo muestra la figura 3-8, el circuito cascode tiene una etapa de emisor común directamente acoplada a una etapa de base

Fig. 3-6. Dos transistores conectados en serie para su voltaje de colector. Los transistores Ql y Q2 dividen los 48 V de la fuente de alimentación de ce.

Fig. 3-7. Conexión en columna (Totem-pole) de Ql y Q2 en un circuito digital lógico.


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3-4 AMPLIFICADOR EN CONTRAFASE O SIMÉTRICO

Fig. 3-8. Circuito cascode consistente del amplificador de emisor común directamente acoplado al amplificador de base común.

común. Los transistores Ql y Q2 están en serie conV + . Una señal amplificada de salida del colector Q1 impulsa al emisor de Q2. La base de Q2 está puesta a tierra para una señal de ca con un capacitor de paso derivado. El circuito cascode se usa con amplificadores de RF de banda ancha para alta ganancia con buena estabilidad. Preguntas de repaso 3-3 (Respuestas en la p. 72) a. Se aumenta la salida de corriente conectando los transistores en serie o en paralelo? b. En la figura 3-6, ¿qué valor de VB es necesario para conseguir una polarización directa de 0.6 V

El circuito amplificador en contrafase o simétrico utiliza dos transistores o tubos para los semiciclos opuestos (simétricos) de la señal de ca. En el ejemplo mostrado en la figura 3-9, se usan dos transistores NPN en una etapa de potencia de salida de audio que excitan a un altavoz. El sistema en contrafase también se usa para amplificadores de RF. La operación en contrafase significa que, cuando la corriente en una etapa está aumentando, la corriente en otra etapa está disminuyendo. Sin embargo, los cambios opuestos se hacen para reforzar uno con el otro en la carga de salida en lugar de cancelarse uno con otro. Se dice que el circuito en contrafase es de doble terminal. Una sola terminal significa que el amplificador no es simétrico. Esto es, hay solamente una terminal de salida para la señal con respecto al chasis (masa). Un amplificador en contrafase de audio puede operar como clase B para alta eficiencia, porque cada etapa proporciona semiciclos opuestos de la señal de ca de audio. Sin embargo, la operación clase A también se usa para distorsión mínima. La operación clase AB es muy común para buena potencia y eficiencia. La operación en contrafase es el mejor modo de usar dos transistores para alta potencia de salida con pequeña distorsión. La mayoría de los circuitos de potencia de salida de audio son en contrafase.

Fig. 3-9. Circuito de contrafase para una etapa de salida de audio con transistores NPN.

56

Capítulo 3 /Combinación de amplificadores

Circuito en contrafase En la figura 3-9 el transformador de interetapa tiene un secundario con derivación central que suministra señales de ca iguales y opuestas para excitar los circuitos de base para Q1 y Q2, los cuales son amplificadores de EC. La polarización de cc en la derivación central proporciona voltaje directo o de avance para ambos transistores. El transformador de salida T 2 también tiene una toma o derivación central conectada a V+ para el voltaje del colector. Los transistores Q1 y Q2 usan la mitad del devanado del primario para la corriente del colector. El devanado del secundario alimenta corriente al altavoz sin derivación central. En el primario las tres terminales usualmente se codifican con color rojo para el V+ y azul para cada uno de los colectores. Los emisores Q1 y Q2 están conectados entre sí, y aquí hay un resistor RE para la polarización del emisor. Puede usarse un capacitor de paso (en derivación) a través de RE. Sin embargo, el capacitor de paso en derivación no se necesita en la operación clase A porque las corrientes en contrafase cancelan las variaciones en Operación simétrica o en contratase Las variaciones iguales y opuestas de la corriente hacia abajo a través de la mitad superior de T2 y retorna a V + a través de la derivación central. Sin

para el flujo de electrones). Estas dos corrientes de señal están 180° fuera de fase. Cuando una está aumentando la otra está disminuyendo porque las polaridades opuestas de las señales de entrada a las bases están 180° fuera de fase. Los efectos de la oposición de fase o contrafase en el secundario del transformador de salida del altavoz son aditivos. Para ver este efecto en términos de la acción del transformador supóngase fluye hacia abajo en el primario de T 2 que y tiene un campo magnético contrario al sentido del movimiento de las manecillas del reloj. Entonces, tiene un campo en el sentido del movimiento

de las manecillas del reloj, porque fluye hacia arriba con el mismo sentido del devanado. Los dos campos inducen voltajes de polaridades opuestas las variaciones en contrafase de la corriente de la

disminuyendo debido a menos voltaje positivo de base. En el siguiente semi ciclo las variaciones son al contrario, pero los cambios en siguen siendo opuestos. Recuérdese que un campo magnético con sentido contrario al movimiento de las manecillas del reloj que se expande con el aumento de corriente tiene las mismas variaciones de flujo que las de un campo con sentido igual al movimiento de las manecillas del reloj que contrae con la disminución de corriente. Cada uno producirá la misma polaridad de voltaje inducido. Como resultado, la operación en contrafase permite que las corrientes opuestas del colector se sumen para producir voltaje en el secundario del transformador. Estos puntos se resumen en la tabla 3-1.

Divisor de fase En el circuito divisor o inversor de fase se utiliza una etapa para proporcionar dos voltajes iguales y opuestos de salida para excitar a un amplificador con configuración en contrafase. El propósito es eliminar el transformador simétrico de entrada. En. la figura 3-10 se muestra un circuito típico. El divisor o inversor de fase divide la resistencia de carga de salida entre las ramas del colector y del emisor. Las señales de salida del colector y del emisor tienen polaridades opuestas. Con resistencias iguales de carga las dos señales tienen la misma amplitud, pero están desfasadas 180°.

Ventajas y desventajas de salida en contrafase El circuito en contrafase de salida cancela todas las componentes de iC que tienen la misma fase en los dos transistores. Este efecto se aplica en realidad a todo excepto a la señal en oposición de fase de entrada. Un ejemplo de esta canCapítulo 3/Combinación de amplificadores 57

Tabla 3-1 Operación en contrafase para el circuito en la Fig. 3-9

Corriente

Dirección

Campo magnético

celación es la supresión del zumbido del V4 de la fuente de alimentación. El zumbido tiene la misma fase en ambos transistores; por tanto, se cancela en la salida en contrafase. Otra ventaja del circuito en contrafase es que disminuye la distorsión no lineal de la amplitud provocada por la señal de entrada que no tenga las mismas amplitudes relativas que la señal de entrada. Tal distorsión siempre es un problema en amplificadores que requieren una gran excitación para obtener alta salida de potencia. En la operación en contrafase no obstante, cuando una etapa trabaja próxima a la saturación en el circuito de salida la otra opera cercana al corte. El resultado es que se obtienen picos simétricos en la corriente de salida. La falta de simetría en las amplitudes se llama distorsión de segunda armónica, porque equivale a añadir nuevas frecuencias a la segunda armónica de la frecuencia fundamental. Puede considerarse que la simetría en la salida en contrafase elimina esta distorsión. La ventaja se aplica solamente a la distorsión generada en el mismo amplificador. Cualquier distorsión que sea parte de la entrada se amplifica como una señal en contrafase. Un problema que se presenta en la operación en contrafase clase B es la distorsión en la cercanía del corte; cuando la señal de entrada (cruza) pasa por el nivel de referencia cero (de corte a conducción) se presenta una amplificación no lineal. De hecho, ambas etapas pueden estar sin funcionar por un tiempo breve antes que una de ellas entre en operación. Sin embargo, la distorsión de cruce se re58 Capítulo 3 /Combinación de amplificadores

Variación

Voltaje inducido

duce con la operación clase AB y, especialmente, con la clase A. Es importante que los dos transistores en una configuración en contrafase tengan características iguales. De otra manera, no pueden obtenerse las ventajas de balance y simetría de la corrientes de salida. Preguntas de repaso 3-4 (Respuestas en la p. 72) a. Las señales en oposición de fase son iguales y opuestas en fase. b. La operación clase AB no puede usarse para una etapa en contrafase de potencia de audio de salida. c. Un transformador de salida simétrica tiene un primario con derivación o toma central.

Fig. 3-10. Circuito inversor de fase usado para proporcionar la entrada a un circuito de contrafase.

3-5 SALIDA CON CAPACITOR DE ACOPLAMIENTO El circuito mostrado en la figura 3-11 tiene un transformador de entrada que suministra el impulso push-pull, pero se ha eliminado el transformador de salida. En su lugar, para la salida de audio se usa el capacitor de acoplamiento CcLos transistores Q1 y Q2 están conectados en serie para el V+. Ambos son transistores NPN. El emisor de Ql en la parte superior está conectado directamente al colector de Q2. El punto P se usa para la toma de la señal amplificada de audio. En el circuito de entrada, la señal en oposición de fase proveniente de está conectada a la base de Ql y Q2. En lugar de un secundario con derivación o toma se necesitan dos devanados separados. Los devanados independientes tienen las terminales 1 y 2 y 3 y 4. No es posible usar aquí una toma central a tierra porque solamente está a tierra el emisor de Q2 y el emisor Ql es parte del circuito de salida. Los resistores a K4 proporcionan el voltaje de polarización directa para las bases de Q1 y Q2. Aunque no hay transformador de salida, la señal amplificada de audio excita el altavoz por las corrientes de carga y descarga de Cc. Este capaci-

tor es del tipo electrolítico y tiene el alto valor de 470 F para que la respuesta a baja frecuencia sea óptima. El lado positivo de Cc está conectado a a P. Nótese que el punto P tiene la corriente de emi-

hace a P más positivo. Considere la dirección como un flujo de electrones que regresa al emisor. Al hacerse P más positivo, Cc puede cargarse. Sin embargo, más para Q2 tiene el efecto opuesto en Cc. El aumento hace a P más negativo o menos positivo, lo cual permite que se descargue Con una señal en oposición de fase, Ql y Q2 autrabajan en direcciones opuestas. Cuando menta para volver a P más positivo, iC2 disminuye para volver a P menos negativo (o también más positivo). Esto sucede cuando el altavoz tiene la ambos transistores vuelven a P menos positivo, lo cual permite que Cc. produzca la corriente de descarga a través del altavoz. Como resultado, las corrientes de carga y descarga de Q producen la salida de señal de audio en el altavoz. Este circuito con Cc para el altavoz se llama algunas veces circuito OTL, lo cual significa que es una salida sin transformador.

Fig. 3-11. Transformador con secundario dividido para dar entrada al amplificador de contrafase. La conexión de salida en serie no necesita transformador de salida simétrico o contrafásico.


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Preguntas de repaso 3-5 (Respuestas en la p. 72) Véase la figura 3-11. suministra entrada para a. E1 tranformador una señal en contrafase o entrada de terminal única? b. Se usa C c para proporcionar una señal de entrada o una señal de salida. 3-6 SIMETRÍA COMPLEMENTARIA Se usa un transistor PNP con un transistor NPN para proporcionar variaciones complementarias de corriente para la misma señal de entrada. Cuando una corriente aumenta, la otra disminuye. El propósito es eliminar la necesidad de una señal en oposición de fase. Además, puede usarse un circuito con capacitor de acoplamiento a la salida, lo cual elimina el transformador de salida. Como resultado, el circuito de simetría complementaria de salida de audio típico mostrado en la figura 3-12 en forma completa no tiene transformador. Circuito de entrada En el circuito de la figura 3-12 la señal de audio está acoplada por C, tanto a Ql como a Q2. La entrada de terminal única suministra la misma polaridad a ambos transistores, pero uno es PNP y el otro es NPN. Supóngase que la señal de entrada de audio aumenta positivamente o en una dirección positiva. El voltaje positivo de base para Q2, que es un NPN, aumenta i C1 . Sin embargo, más voltaje positivo de base para el transistor PNP Ql disminuye iC2 para este transistor. En el siguiente semiciclo, la señal negativa hace que las bases de ambos transistores sea menos positiva. Entonces, i C 1 disminuye en el transistor NPN, pero iC2 aumenta en el transistor PNP. El resultado es una corriente en contrafase en el colector para la señal de salida. Aunque el circuito tenga una señal de entrada de terminal única de 60 Capítulo 3/Combinación de amplificadores

Ql y Q2. Los resistores a R 3 se usan para que los circuitos de base tengan una polarización directa de avance. Circuito de salida En la figura 3-12 los transistores Ql y Q2 están ordenados en serie para V+. Los dos emisores están conectados entre sí. Parte de V+ suministran positivo para Ql. Sin embargo, la otra parte de V+ es el voltaje de emisor en Q2. El positivo corresponde al voltaje negativo de colector para el transistor PNP. El circuito de salida en serie proporciona la señal de audio al altavoz por las corrientes de carga

descarga. Sin embargo, las corrientes de emisor están en oposición de fase: cuando una aumenta la otra disminuye. Como resultado, los semiciclos opuestos de la señal causan la carga y descarga de Q para producir la corriente de carga en el altavoz. Simetría cuasicomplementaria El nombre simetría cuasicomplementaria se aplica a un circuito de audio en que las etapas de impulsión son NPN y PNP, pero ambas etapas de salida de potencia son NPN. Cuasi significa similar a pero no

Fig. 3-12. Simetría complementaria con transistores NPN y PNP para operación en oposición de fase sin transformadores de entrada o salida.

exactamente lo mismo que. El propósito es evitar el alto costo de un transistor PNP de alta potencia en la salida usando en su lugar el tipo NPN de bajo costo. También es mucho más fácil igualar las características de operación de dos transistores NPN para la salida de potencia. En la simetría cuasicomplementaria, los excitadores PNP y NPN tienen la misma señal de entrada de terminal única a las bases de ambos transistores. Sin embargo, suministran la señal en contrafase para el circuito de salida de potencia. Circuitos lógicos de efecto complementario El efecto complementario de las polaridades de semiconductores tipo P y N se aplica frecuentemente a los transistores de efecto de campo (TEC). Como se muestra en la figura 3-13 la idea es combinar un canal transistor de efecto de campo canal P con un canal N. Los transistores Ql y Q2 son del tipo de ensanchamiento (IGFET o MOS-FET) en un bloquecillo o lasca (chip) de Circuito-Integrado. Los dos transistores están en series con V+, con el electrodo del dren de Ql conectado al dren Q2. Nótese que la fuente de Ql se muestra en la parte superior. Este TEC tiene un canal P, que necesita voltaje negativo para el dren. Sin embargo, V+ en la fuente hace al dren negativo con respecto a la fuente. En la parte inferior el transistor Q2 con un canal N tiene voltaje positivo de dren.

Fig. 3-13. Simetría complementaria MOSFET con canales P y N. llamada también CMOS o COS/MOS. Esta aplicación es para un circuito lógico digital.

El propósito del circuito es invertir los impulsos en la entrada. Un nivel ALTO o BAJO en la entrada se invierte a BAJO o ALTO a la salida. Este uso de polaridades de canal opuestas se abrevia como CMOS o COS/MOS/ (Complementary Symmetry with Metal-Oxide Semiconductors) que significa simetría complementaria con semiconductores de metal-óxido. Preguntas de repaso 3-6 (Respuestas en la p. 72) Responder falso o verdadero respecto del circuito mostrado en la figura 3-12. a. El capacitor C, acopla una señal de entrada de terminal única para ambos Ql y Q2. b. El Ql es un transistor NPN, pero Q2 es PNP. c. El transistor Q2 tiene un. VE negativo del suministro de V + . 3-7 AMPLIFICADOR DIFERENCIAL El circuito mostrado en la figura 3-14 es el amplificador básico de un bloquecillo (chip) de circuitos integrados CI lineales. También llamado par diferencial, los dos transistores operan como un amplificador en contrafase. El término diferencial se refiere a la diferencia de potencial entre dos puntos en un circuito balanceado. El balance en los transistores y resistencias es una característica de los circuitos integrados. En la figura 3-14 Ql y Q2 son transistores NPN en un par diferencial; hay un acoplamiento de cc entre los dos emisores. El transistor Q3 se usa como una fuente de corriente constante para la polarización del emisor en tanto para Ql como para Q2. Ambos están balanceados con valores iguales de RL alimentados con la misma fuente V+. El suministro de -VEE se usa para la polarización directa de ambos emisores. Las señales de entrada pueden aplicarse a la base de QX y a la base de Q2. Puede tomarse una Capítulo 3/Combinación de amplificadores 61

nal de entrada con respecto a masa o a un común. 4. Salida de terminal única. El voltaje de la señal se toma del colector a masa. Puede usarse el colector ya sea de Ql, o de Q2 o de ambos colectores. De ambos colectores a tierra, las dos señales proporcionan una salida en contrafase.

Fig. 3-14. Circuito básico de un amplificador diferencial. Los transistores Ql y Q2 son amplificadores balanceados bloquecilio o lasca (chip) de un CI. El transistor Q3 es una fuente de corriente constante para la polarización del emisor en Ql y Q2.

señal amplificada de salida ya sea de un colector a tierra o de un colector al otro colector. Cuando se aplica una señal a sólo una base y la otra base está puesta a tierra, la entrada es de terminal única. La entrada diferencial es la señal en oposición de fase en la base de ambos transistores Ql y Q2 entre los puntos 1 y 2 del diagrama. Cuando la señal amplificada se toma precisamente de un colector, la salida es de terminal única. La salida diferencial es la señal de ambos colectores entre los puntos 3 y 4 del diagrama. Las combinaciones de señales de entrada y salida pueden resumirse como sigue: 1. Salida diferencial. El voltaje de señal entre los puntos 3 y 4, figura 3-14, es la diferencia entre los dos voltajes de colector. La diferencia es cero cuando los voltajes son iguales y tienen la misma polaridad. Sin embargo, las dos señales de voltaje se añaden cuando tienen polaridades opuestas. 2. Entrada diferencial. Dos señales de voltajes de polaridad opuestas están conectadas a las terminales de entrada a la base en los puntos 1 y 2. La entrada es una señal en oposición de fase. 3. Entrada de terminal única. Ya sea la terminal 1 o la terminal 2 puede usarse sola para la se62 Capítulo 3 /Combinación de amplificadores

Amplificación de una señal diferencial Puede tomarse un ejemplo de voltajes diferenciales de entrada y salida suponiendo una ganancia de 100. Cada etapa opera como un amplificador de emisor común, con señal de entrada a la base. Si se supone que el voltaje de entrada a la base de Ql en el punto 1 varía por ± 1 mV: la señal es amplificada e invertida por Ql para proporcionar una señal de −100 mV en el circuito del colector en el punto 3También la etapa opuesta Q2 tiene una señal de entrada de −1 mV para la base en el punto 2. La salida amplificada de Q2 en el punto 4 es, entonces, + 100 mV. Ambas salidas tienen los mismos valores, pero con polaridades opuestas. El voltaje de emisor, tanto para Ql como para Q2, es constante ya que las señales opuestas se cancelan una con otra en la misma trayectoria de retorno para el circuito de corriente del emisor. La sola función de Q3 es suministrar una corriente constante de polarización, que es la misma para Ql y Q2. Para amplificación balanceada, cada etapa debe tener la misma polarización. En realidad una resistencia de cerca de 2 k puede usarse en lugar de Q3. La salida diferencial es la diferencia entre los voltajes del colector en los puntos 3 y 4. La diferencia en la salida para el presente ejemplo es 100 mV (−100 mV), el cual es igual a 200 mV. Para la señal de entrada, el voltaje diferencial entre los puntos 1 y 2 es 1 mV − (− 1 mV), el cual es igual a 2 mV. Por tanto, la ganancia de voltaje en el amplificador diferencial es

La ganancia alcanzada por la operación diferencial es el resultado de dos condiciones del circuito. 1. La señal de salida entre los dos colectores es igual que las diferencias en potencial del colector. 2. Los voltajes de colector varían en direcciones opuestas. La ganancia diferencial es la misma que para una sola etapa. El circuito también puede amplificar señales de entrada de terminal única en cualquier fase. Rechazo de modo común La ventaja del par diferencial es que no amplifica las señales aplicadas a Q1 y a Q2 que están en fase. Éste se llama modo común. Cuando los puntos 1 y 2 de entrada están al mismo potencial, la diferencia de voltajes es igual a 0. Como ejemplo, cualesquiera variaciones en el voltaje de la fuente de poder pueden aplicarse a ambas etapas en el modo común; estas variaciones incluyen cambios en el voltaje de cc de alimentación y el zumbido (ruido de alimentación) o pulsación de ca. Estas variaciones en modo común se cancelan entre sí. En resumen, el par diferencial amplifica señales diferenciales pero rechaza señales en modo común. Que también el modo común sea rechazado depende de la simetría de ambas etapas. Voltaje de fondo (de ajuste, compensación) (Offset) El voltaje de fondo es la cantidad de voltaje diferencial de salida sin ninguna entrada. En forma ideal, el fondo debería ser cero. Sin embargo, las etapas no están perfectamente balanceadas en ganancia o en corriente de colector. También las variaciones de temperatura y las señales parásitas pueden causar fondo. Preguntas de repaso 3-7 (Respuestas en la p. 72) Véase la figura 3-14.

a. ¿Cuáles terminales se usan para las señales diferenciales de entrada? b. ¿Cuáles terminales se usan para las señales diferenciales de salida?

3-8 AMPLIFICADOR OPERACIONAL (AMP OP) El amplificador operacional es la principal aplicación del par diferencial. Está usualmente encapsulado como un circuito integrado. En la figura 3-15 se muestra un diagrama simplificado de bloques de las etapas de un amp op en un bloquecillo o lasca (chip) de circuito integrado (CI). Las letras LM indican una unidad lineal de circuito integrado CI monolítico. Las aplicaciones lineales para amplificadores corresponden a circuitos análogos, que incluyen casi todo lo necesario con excepción de circuitos de impulso digitales. "La construcción monolítica" significa que el circuito integrado completo está formado en un bloquecillo o lasca (chip) de silicio. Los transistores en los CI pueden ser de los tipos NPN y PNP o transistores de efecto de campo (TEC). El nombre amplificador operacional se deriva del hecho de que el amplificador se utilizó en un principio para realizar electrónicamente las operaciones matemáticas de adición, sustracción, integración y diferenciación. Sin embargo, el amp op es tan completo que se ha aplicado a otros tipos de circuitos. Algunos ejemplos de sus aplicaciones son amplificadores de audio, amplificadores de RF, circuitos de formado de ondas, reguladores de voltaje, amplificadores de suma o diferencia y circuitos integrados CI especial para receptores de radio y televisión. El amp op es en realidad una combinación de etapas amplificadoras. En la figura 3-15, la señal se aplica a las terminales de entrada del par diferencial. La salida amplificada está acoplada al excitador. Esta sección tiene la ganancia requerida y proporciona una salida de terminal única para excitar al seguidor de emisor. Este alimenta a la terminal de salida. Capítulo 3 /Combinación de amplificadores 63

Fig. 3-15. Diagrama de bloques de los circuitos en un amplificador operacional (amp op).

La terminal menos (−) de la entrada se llama terminal de inversión, porque la señal aplicada aquí está a 180° fuera de fase con la salida amplificada. La terminal mas ( + ) es la terminal sin inversión, porque la salida amplificada está en fase con la entrada. Nótese que el amp op tiene dos terminales de entrada para una señal, pero sólo una terminal de salida. La impedancia de entrada en el par diferencial es alta. Sin embargo, la señal de entrada es usualmente de terminal única, ya sea la terminal (+) o (−), y el otro extremo se retorna a masa. En la terminal de salida, la impedancia es baja porque proviene del circuito emisor o del seguidor de emisor. El amp op usa un lazo, bucle o circuito externo de realimentación negativa, de la terminal de salida a la terminal negativa de entrada. La realimentación negativa significa que la señal que se está realimentando está 180° fuera de fase con la señal de entrada aplicada al punto de realimentación. La ganancia se reduce con realimentación negativa, porque la realimentación cancela parte de la señal de entrada. Sin embargo, se reduce también la distorsión. Lo más importante es que la realimentación negativa hace al amplificador estable y evita que oscile. También se aumenta el 64 Capítulo 3/Combinación de amplificadores

ancho de banda; además la realimentación negativa puede controlarse para fijar la ganancia y la respuesta de frecuencia del amp op. La realimentación negativa, se aplica siempre a la terminal menos (−) de la entrada. Sin el lazo o malla externa de realimentación negativa, la ganancia de voltaje en lazo o bucle abierto de la unidad del amp op en sí misma es muy alta. Un valor típico de ganancia es 100 000. Sin embargo, la respuesta de frecuencia es muy limitada. Con realimentación negativa, no obstante, la ganancia en lazo o bucle cerrado es reducida, en una región entre 10 y 1 000 aproximadamente. La ganancia en un circuito real depende de los valores de los componentes en el circuito de realimentación.

Fig. 3-16. Unidad de un CI encapsulado plano de vidrio LM 107 de amplificador operacional (amp op) que muestra las espigas de conexión. El tamaño de la unidad es de 2 cm2 (0.275 pulg2). (National Semiconductor Corporation.)

Amplificador de inversión En el amplificador de inversión (fig. 3-17) la señal de entrada se aplica a la terminal menos (−) y la terminal más ( + ) se conecta a tierra o común del circuito. El resultado es una salida amplificada de polaridad opuesta, como se muestra por las formas de onda. Nótese que el circuito de realimentación también está conectado a la terminal negativa de

de entrada sea 0.4 V, o 400 mV. Para este circuito la cantidad de voltaje amplificado de salida puede calcularse como:

El voltaje de la señal de entrada se multiplica por La razón, 10, un factor igual que la razón es la ganancia real para la configuración de lazo cerrado para amp op. Amplificador sin inversión En el amplificador sin inversión (fig. 3-18), la señal de entrada se aplica a la terminal ( + ) y la terminal (−) se conecAhora la salida amplita a masa a través de ficada está en fase con la señal de entrada, como se muestra por las formas de onda.

Para este circuito la cantidad de voltaje amplificado de salida puede calcularse como:

La ganancia es ligeramente mayor que la del amplificador de inversión, porque la realimentación no está conectada a la misma terminal como la seña! de entrada. La resistencia de entrada también es mayor en este circuito. Amplificador sumador En la figura 3-19 se muestra el circuito para el amp op sumador o adicionador. Aquí se usa el circuito de inversión, pero la suma puede hacerse con el circuito sin inversión. En la figura 3-19 se aplican tres señales de entrada a la terminal f- -) a través de los resistores , R2, K5. La magnitud de voltaje negativo de realimentación se divide por cada resistor en serie con R4 en la trayectoria de realimentación. Como resultado, el voltaje de salida puede calcularse como:

Capítulo 3/Combinación de amplificadores 65

Fig. 3-19. El amp op como circuito sumador o adicionador, que usa el circuito inversor.

= R 2 = Kj = R 4 la ganancia es 1 en Con cada trayectoria de señal. Entonces, Vfuera= (1 x 0.4 V) + (1 x 0.4 V) + (1 x 0.4 V)

La respuesta de frecuencia de un amp op con un GBP constante de 1 MHz se muestra en la figura 3-20. Como ejemplos adicionales, para la misma unidad, la ganancia es 100 para una frecuencia de 10 kHz; también la ganancia es reducida a 10 por la mayor frecuencia de 100 KHz. Los valores en el circuito de realimentación determinan la ganancia de amp op. Compensación RC Para lograr un incremento en la estabilidad, el amp op necesita un circuito RC para compensar el desfasamiento interno. La compensación puede ser interna o externa. Un valor común para el capacitor de compensación es 30 pF, el cual reduce el GBP de 1 MHz a 0.1 MHz.

Vfuera= 1.2 V La salida de 1.2 V es igual a la suma de los tres voltajes de entrada de 0.4 V cada uno. Nótese que

se usa para balancear la entrada a las dos terminales del amplificador diferencial en el amp op.

Impedancias de entrada y salida Un valor típico para la impedancia de entrada de un par diferencial es 1 M en la terminal ( + ). En la terminal (−) la impedancia de entrada es menor debido al lazo o circuito de realimentación negativa. La alta impedancia de entrada es deseable porque no carga demasiado al circuito que alimenta al amp op.

Producto de la ganancia por el ancho de banda La respuesta típica de frecuencia de un amp op es desde la corriente continua, o 0 Hz, a más de 1 MHz. Sin embargo, debido a las capacitancias internas en derivación la ganancia cae bruscamente conforme se aumenta la frecuencia. Es útil especificar el producto de la ganancia por el ancho de banda (GBP), ya que tienen un valor constante para una unidad particular de amp op. La fórmula es

donde Av es la ganancia de voltaje a una frecuencia particular de 1 000 1 000 Hz. GBP = 1 000 X 1 000 Hz = 1 000 000 Hz GBP = 1 MHz 66 Capítulo 3/Combinación de amplificadores

Fig. 3-20. Curva de respuesta de frecuencia de un amp op típico, (a) Ganancia de lazo abierto con un producto de ganancia-ancho de banda (GBP) de 1 MHz. (b) Ganancia de lazo cerrado con una realimentación de 1:10.

Los valores típicos para la baja impedancia de salida del seguidor de emisor es de 75 o menos. Es deseable la baja impedancia de salida para proporcionar potencia de salida a la carga. Además puede usarse un par Darlington en la entrada para aumentar la impedancia y reducir la impedancia en la salida. CMMR Este acrónimo indica la razón de rechazo en modo común. Se dice que las señales de entrada que están en fase con el par diferencial están en el modo común. La CMMR compara la ganacia del diferencial de señal de entrada con la ganancia de la señal en modo común. Rapidez de respuesta (slew rate) El término rapidez de respuesta se refiere a la rapidez de cambio del voltaje de salida. Por ejemplo, la rapidez de respuesta del voltaje de un volt por microsegundo significa que el voltaje de salida puede cambiar su amplitud en 1 V en 1 Una rapidez de respuesta alta es deseable para los amplificadores de banda ancha especialmente aquellos que tienen formas de onda no senoidal en la señal. Voltaje de la fuente de alimentación de CC Los valores típicos del voltaje de la fuente de cc son ±15 a ± 22 V. Nótese que se requieren tanto voltajes positivo como negativo para obtener una alimentación bipolar y simétrica (véase el capítulo 6, la sección de fuentes de alimentación o de poder) se necesita el V+ para el voltaje del colector, y el V- para el voltaje de alimentación del emisor, suponiendo transistores NPN. La corriente de carga de cc que un amp op toma de la fuente de alimentación es del orden de 1 a 2 mA. Una potencia nominal es 500 mW. Preguntas de repaso 3-8 (Respuestas en la p. 72) a. ¿En un amp op se usa un par diferencial para la señal de entrada o para la señal de salida?

Fig. 3-21. Ejemplo de filtros RC de desacoplamiento en una línea común con voltaje V+ que alimenta a etapas de amplificadores en cascada.

b. ¿Se usa un seguidor de emisor para la señal de entrada o para la señal de salida? c. ¿El amplificador que se muestra en la figura 3-17 es un circuito de inversión o un circuito de no inversión? d. ¿La realimentación negativa se aplica a la terminal de inversión de entrada o a la terminal de no inversión de entrada? 3-9 FILTROS DE DESACOPLAMIENTO RC EN AMPLIFICADORES EN CASCADA Todas las etapas de un amplificador generalmente tienen una línea común de la fuente de alimentación de cc para V +, para polarización o para ambos. Bajo esta condición una o más etapas pueden necesitar un filtro de desacoplamiento RC, como en la figura 3-21. El filtro está en la línea V+. El desacoplamiento significa aislar o separar dos circuitos para que los efectos de la señal de ca entre ellos sean mínimos. Cuanto más alta sea la ganancia del amplificador, será más importante el desacoplamiento. Cuando las etapas no están desacopladas la realimentación puede causar pérdida de ganancia, distorsión u oscilaciones. Como ejemplo de lo que Capítulo 3 /Combinación de amplificadores 67

causa 0.01 V de señal de ca a través de Ese valor es 1/100 del voltaje 1 V de señal de Q2 porque es aproximadamente 10/1 000, o sea, 1/100 de la resistencia total en el divisor. Esta señal de ca de 0.01 V puede acoplarse a Ql a través de la línea común. El valor de 0.01 V puede parecer pequeño, pero se amplifica en Ql y Q2. Cantidades aún menores de realimentación pueden ser un problema.

Fig. 3-22. Función de R2 como la resistencia en serie en un

sucede, una pequeña parte de la señal de ca del último amplificador puede acoplarse regresando al primer amplificador a través de la impedancia común de la fuente de alimentación. La impedancia proporciona un acoplamiento mutuo entre todas las etapas. Tanto la R como la C del filtro de desacoplamiento son necesarias porque cada una tiene su propia función. Básicamente el desacoplamiento es un asunto de conexiones en serie y en paralelo. La R está en serie para aislar a cada etapa de la impedancia común. El C está en paralelo con R para dar el paso a la señal de ca, de modo de que el desacoplamiento R no es parte de la carga de impedancia de ca del amplificador.

presenta la resistencia de salida de la fuente de alimentación común. El subíndice M indica acoplamiento mutuo. Para los valores dados, el divisor de voltaje formado por 68 Capítulo 3/Combinación de amplificadores

RM es solamente 10/5 000 de la resistencia total R y la señal de ca a través de también es de sólo 10/5 000 de la señal 1 V. El valor de 10/5 000 es 1 /500 o 0.002. La señal de realimentación de 0.002 V es mucho menor que la señal de ca de 0.05 V sin el resistor de desacoplamiento. Cuanto más alta sea la resistencia de R2, mejor será la aislación de la señal de ca. Sin embargo, R2 no puede ser muy grande porque reduce la cantidad de V+ para el amplificador Q2. La misma idea se aplica a la resistencia de aislación de para el amplificador Ql en la figura 3-21.

Capacitor C en paralelo para derivación (filtración) La necesidad de C2 para pasar en derivación a R2 en el filtro desacoplador se ilustra en la figura 323. En la figura la resistencia en serie R2 se usa pero no se pasa en derivación. Como resultado, R2 pasa a ser precisamente parte

El efecto de dividir el voltaje con RM es el mismo que en la figura pero la más alta resistencia de carga permite al amplificador proporcionar más señal. También la señal puede distorsionarse con demasiada resistencia RL. Además, con una impedancia sintonizada de carga, R2 no debe ser parte del circuito resonante. El desacoplamiento para R2 no se realiza, por tanto, sin su capacitor C2 en derivación. La capacitancia de C2 depende de que el amplificador sea para una señal de AF o una señal de RF. Para dar paso en deriva-

ción, la reactancia debe ser un décimo de R2 o menos a la frecuencia más baja.

en la figura 3-21. En resumen, entonces, en un filtro RC de desacoplamiento o circuito, la resistencia en serie R proporciona aislamiento, pero debe estar en derivación por un capacitor C en paralelo para la señal de ca. Debe notarse que los problemas en un circuito RC de desacoplamiento pueden causar problemas mayores que la sola carencia de aislación. Considérense estas posibilidades. 1. Una resistencia abierta ya sea significa que no hay V+para Q1 o Q2. El amplificador no operará. 2. Un corto en también causa que no haya V+. El voltaje de alimentación total pa-

Fig. 3-23. Función de C2 como capacitor en derivación de un filtro de desacoplamiento para hacer que sea la única carga para la señal de ca. (a) Circuito sin CY (b) Se añade C2 para derivar la señal de ca.

la ganancia se reduce en forma violenta y la respuesta de resonancia es muy pobre porque la resistencia de aislamiento se vuelve parte del circuito sintonizado.

Preguntas de repaso 3-9 (Respuestas en la p. 72) Véase la figura 3-21. a. ¿Cuál es el resistor de desacoplamiento para

o R2 a la impedancia de carga del amplificador. Con una impedancia sintonizada de carga,

RESUMEN 1. Cuando los amplificadores de EC están en cascada, la señal de salida del colector en una etapa excita a la entrada de base en la siguiente etapa. El poner en cascada a los amplificadores multiplica la ganancia. 2. El par Darlington tiene dos seguidores de emisor en cascada con acoplamiento de cc. 3. El circuito cascode tiene un amplificador de EC, con acoplamiento de cc a un amplificador de BC. Capítulo 3 /Combinación de amplificadores 69

4. V+ordenado para etapas de amplificación significa que las etapas están conectadas en serie para el voltaje de alimentación de ce. 5. Un amplificador en contrafase usa dos etapas para operar con medios semiciclos opuestos de la señal (véase la Fig. 3-9). Las señales de entrada son iguales pero están fuera de fase 180°. Las señales amplificadas de salida también están 180° fuera de fase. 6. En la simetría complementaria se usan transistores PNP y NPN, para amplificación en oposición de fase, pero con una entrada de terminal única y una salida de terminal única. 7. La simetría cuasi complementaria significa que las etapas de excitación son PNP y NPN, pero ambas etapas de salida son NPN. 8. El amplificador diferencial usa dos transistores para una entrada de contratase y una entrada diferencial entre los dos colectores (véase la Fig. 3-14). Cualquier terminal de entrada puede también ser de terminal única, y cualquier colector también puede usarse para una salida de terminal única. En general se usan circuitos integrados para tener balance en el par diferencial. 9. El amplificador operacional (amp op) incluye un par diferencial para la señal de entrada, amplificadores adicionales de alta ganancia, y un seguidor de emisor para la señal de salida. 10. La retroalimentación negativa se aplica de la salida del amp op a la entrada para aumentar el ancho de banda en tanto reduce la ganancia. La ganancia del circuito del amp op depende de la intensidad de realimentación negativa. 11. La señal de entrada a la terminal de inversión del amp op produce una señal amplificada de salida que está a 180° fuera de fase. La señal de entrada a la terminal que no invierte se amplifica sin ninguna inversión de fase. 12. Un filtro RC de desacoplamiento en general se necesita entre etapas de un amplificador en cascada para proporcionar aislación de una línea común (véase la Fig. 3-21). La resistencia R en serie aísla la señal de ca de la impedancia común. El capacitor paralelo C permite la derivación de la señal de ca alrededor de R. AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro) Escoja (a), (b), (c) o (d). 1. Cada una de dos etapas en cascada tiene una ganancia de voltaje de 40. La ganancia global es a) 40; b) 80; c) 400; d) 1 600. 2. El par Darlington consiste en las dos etapas siguientes: a) EC y CC; b) ambas CC; c) ambas EC; d) EC y BC. 3. ¿Cuál de las siguientes combinaciones no tiene inversión de fase de la señal? a) dos etapas de EC; b) etapas de EC y CC; c) tres etapas de EC; d) etapa de EC y seguidor de emisor. 4. El circuito que consiste en dos transistores conectados en serie con el voltaje de alimentación de cc se llama: a) de contrafase; b) par diferencial; c)V + en serie; d) simetría complementaria. 70 Capítulo 3 /Combinación de amplificadores

5. La simetría complementaria usa dos transistores que son a) ambos NPN; b) ambos PNP; c) PNP y NPN; d) ambos TEC. 6. ¿Cuál de los siguientes circuitos puede operar la clase AB para salida de potencia de audio? a) seguidor de emisor; b) en cascada; c) en contrafase; d) par Darlington. 7. En la figura 3-9 la señal de audio está acoplada al altavoz por RE, d) acoplamiento capacitivo. 8. ¿Cuál de los siguientes circuitos usa la simetría complementaria? a) figura 3-2; b) figura 3-9; c) figura 3-11; d) figura 3-12. 9. Para el par diferencial mostrado en la figura 3-14, ¿cuáles dos terminales se usan para la salida diferencial? a) 1 y 2; b) 3 y 4; c) 1 y 3; d) 2 y 4. 10. Para el amp op mostrado en la figura 3-15, se conecta la realimentación negativa a) a la entrada más (+); b) a la entrada menos (−); c) al seguidor de emisor; d) a la etapa de excitación. 11. Para el amp op mostrado en la figura 3-17, con 50 kΩ para R2 y 1 para R u la ganancia es a) 50; b) 1 000; c) 50 000; d) infinita. 12. Para los filtros de desacoplamiento RC en la figura 3-21 la aislación para Q2 se proporciona por PREGUNTAS DE PRUEBA 1. ¿Cómo están conectadas dos etapas de EC en cascada para una señal de ca y para su voltaje de alimentación de ce? 2. Muestre el circuito para dos transistores NPN conectados en serie con su voltaje de alimentación de ce. 3. Mencione dos características de los amplificadores en cascada. 4. Dé tres características del amplificador de contrafase. 5. Defina los siguientes circuitos a) par Darlington, b) amplificador cascode, c) amplificador en columna (tótem pole), d) V + en serie. 6. Dé dos ejemplos de amplificadores en cascada que no invierten la señal de ca de entrada. 7. Muestre las formas de onda de dos señales de ca que estén invertidas entre sí. 8. Dibuje el circuito para un amplificador de contrafase de audio con entrada de toma central y con transformadores de salida. 9. Defina la simetría complementaria y la simetría cuasicomplementaria en circuitos amplificadores de audio. 10. Dibuje el circuito de una salida de audio usando la simetría complementaria. 11. Mencione dos características del amplificador diferencial. 12. Dé las funciones para R y C en un filtro de desacoplamiento. 13. ¿Cuáles son las tres secciones principales de un amp op? 14. Nombre las tres terminales de señal en un amp op y la función de cada una de ellas. 15. Defina la realimentación negativa. 16. Defina el producto de la ganancia por el ancho de banda. 17. Dé cinco aplicaciones de un amp op. 18. ¿Cuál es la diferencia entre amplificadores cascada y amplificadores cascode? Capítulo 3/Combinación de amplificadores 71

19. Defina las siguientes especificaciones para un amplificador diferencial (amp op): a) CMMR, b) rapidez de respuesta (slew rate), c) corriente o voltaje de fondo o de ajuste (compensación). PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Tres etapas en cascada tienen valores Av de 40, 30 y 10. ¿Cuál es la ganancia globalde voltaje?

(Véase la Fig. 3-21). 4. Calcule C 2 en el problema 3 a 50 MHz. 5. Véase la figura 3-22¿ Si R2 se aumenta a 9 ¿cuál será el voltaje de ca de señal a través de RM? 6. Para un amp op con GBP = 0.1 MHz, ¿cuál es la ganancia para un ancho de banda de 10 kHz? 7. En la figura 3-18, suponga que calcule la ganancia de voltaje, b) cuál es el ancho de banda para un amp op con un producto GBP de 1 MHz? PREGUNTAS ESPECIALES 1. ¿Es posible tener dos amps ops en una unidad de un CI? 2. Dé dos ejemplos de por qué es necesario el desacoplamiento RC. 3. Dibuje el circuito para un amp op adicionador con dos señales de entrada que use el tipo de entrada de no inversión. 4. ¿Qué es lo que significa fuente bipolar simétrica? RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO 3-1 a. 6000 b. tres 3-2 a. F b. T 3-3 a. En paralelo b. 24. 6 V 3-4 a. T b. F c. T

72

3-5

a. b. 3-6 a. b. c. 3-7 a. b.

En contrafase Salida T T F 1y2 3y4


3-8 a. b. c. d. 3-9 a. b.

Entrada Salida Inversión Inversión R2 10 MF

Capítulo Circuitos de audio La palabra audio significa en latín "oigo". Las señales de audio corresponden a las ondas del sonido en la región de frecuencias en que el oído puede percibir la información audible. El intervalo de frecuencias de audio en general es de 16 a 16 000 Hz. Aquí se describen los equipos y circuitos usados para señales de audio. Se incluyen micrófonos, altavoces, discos fonográficos, grabaciones en cinta magnética y amplificadores de audio. Los circuitos de audio están entre las aplicaciones más comunes de la electrónica. Se usan en radio transmisores y radiorreceptores. Un transmisor necesita una fuente de señal de audio y amplificadores de audio para suministrar la información de modulación que es radiada por la onda portadora de RF. Un receptor necesita un amplificador de audio para la señal detectada y un altavoz para reproducir el sonido. En los siguientes temas se dan más detalles de los diferentes tipos de equipo y circuitos de audio: 4-1 Ondas sonoras y audiofrecuencias 4-2 Señales de audio 4-3 Altavoces 4-4 Micrófonos 4-5 Discos fonográficos y fonocaptores 4-6 Grabación en cinta magnética 4-7 Circuito preamplificador de audio 4-8 Etapa de salida de audio de potencia 4-9 Tipos de distorsión 4-10 Realimentación negativa 4-11 Controles de tono 4-12 Equipo de audio estereofónico 4-13 Sección de audio de un receptor de radio

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4-1 ONDAS SONORAS Y AUDIOFRECUENCIAS El sonido es un movimiento ondulatorio de variaciones de la presión en una sustancia material, como un sólido, líquido o gas. Las variaciones de presión provienen de vibraciones mecánicas de una fuente que produce el sonido. Ejemplos comunes son una lengüeta vibrante de metal y el rasgueo de una cuerda. Como se muestra en la figura 4-1a, la lengüeta vibrante produce variaciones en la presión del aire que la rodea. La compresión es un punto de máxima presión de aire en la onda sonora; la presión mínima es una rarefacción. Ya que el aire es comprimible, los puntos de compresión y rarefacción se mueven alejándose de la lengüeta vibrante y las ondas sonoras se propagan en todas las direcciones. Las ondas sonoras pueden detectarse por el oído humano, en el cual producen la sensación de oír. La velocidad de las ondas sonoras es aproximadamente de 344.43 metros por segundo (m/s) (1 130 pies por segundo) en el aire seco a una temperatura de 20°C. En los líquidos y metales la velocidad es mucho mayor. No puede haber sonido en el vacío. Frecuencia de las ondas sonoras En el ejemplo mencionado la lengüeta vibra a razón de 1 000 ciclos por segundo (Hz). Esta rapidez es la frecuencia de las ondas sonoras, como se muestra en la figura 4-1b. La forma de onda es una gráfica de las variaciones de la presión en el aire que rodea a la lengüeta, en un punto cualquiera, que cambia>respecto al tiempo. Un ciclo de compresión y rarefacción toma un milisegundo (ms), este ciclo es el periodo. La frecuencia es 1/T o 1/1 ms, el cual equivale a 1000 Hz. Longitud de onda de las ondas sonoras En la figura 4-le las variaciones en la presión del aire se muestran a diferentes distancias, empezando en la fuente y radiando al aire circun74 Capítulo 4/Circuitos de audio

vecino. En cualquier otro tiempo los puntos diferentes tienen presiones distintas. Una longitud de onda es la distancia que abarca un ciclo completo de las variaciones de presión. La longitud de onda de cualquier movimiento ondulatorio depende de la frecuencia de las variaciones y de la velocidad de propagación. Específicamente la longitud de onda de las ondas sonoras con una velocidad de 344 m/s (1130 pies/s) es

donde A (la letra griega lambda) es la longitud de onda en metros y / es la frecuencia de la onda en hertz. Para el ejemplo en la figura 4-1,

Intensidad subjetiva (sonoridad) El término intensidad subjetiva describe cómo el oído percibe la amplitud de las ondas sonoras. Una mayor amplitud significa un sonido más intenso. En la onda sonora, mayor amplitud significa mayores cambios en la presión del aire. En la señal correspondiente de audio, la mayor amplitud significa cambios mayores en el voltaje o en la corriente. El sonido más intenso tiene cerca de cien veces más amplitud que el umbral de audibilidad. Tono y altura Tanto el tono como la altura se usan para describir el efecto de diferentes frecuencias, aunque la altura se aplica principalmente a las ondas sonoras. El intervalo de las frecuencias audibles es aproximadamente de 16 Hz a 16 kHz. Abajo de 16 Hz, el sonido se siente más bien que se escucha. Arriba de 16 kHz, el oído no puede responder a las variaciones de alta frecuencia. Las altas frecuencias, como en el sonido de un flautín, son tonos agudos. En el extremo opuesto, las bajas frecuencias, como el profundo sonido de un órgano, son los tonos graves. En el equipo de audio, los controles de graves y agudos ajustan la respuesta de frecuencia.

La voz de hombre produce sonido con frecuencia alrededor de 130 Hz; la de mujer, un promedio de 250 Hz. Una soprano de elevada altura puede producir 1 170 Hz. Con estas frecuencias típicas, ¿qué es lo que produce las altas frecuencias hasta 16 000 Hz? La respuesta es que cualquier fuente produce ondas sonoras que tienen sobretonos, o armónicas, las cuales son múltiplos de la frecuencia fundamental.

Fig. 4-1. Ondas sonoras producidas por una lengüeta vibrando, a) Compresión y rarefacción de moléculas del aire, que propagan el sonido en todas direcciones, b) Ciclo de las variaciones de la presión del aire, en un punto en el espacio, pero que cambian respecto al tiempo. El periodo Tes 1 ms, y es 1 000 Hz para este ejemplo, c) Ciclo de las variaciones de la presión del aire, en un tiempo dado, respecto a la distancia de la fuente.

El amplio intervalo de los diferentes sonidos puede verse en la ilustración de la figura 4-2. Por ejemplo, las 88 teclas del piano abarcan el intervalo de frecuencia de 30 a 4 100 Hz, aproximadamente. La elevada altura del flautín produce sonido agudo de alrededor de 4 600 Hz. La tuba baja produce de 42 a 330 Hz.

Frecuencias armónicas Considérese una cuerda vibrante como fuente de sonido. Puede producir ondas sonoras con una frecuencia de 500 Hz, con toda la longitud de la cuerda vibrando a esa frecuencia. Esta es la frecuencia fundamental; es la frecuencia más baja que puede producir la cuerda. Ya que la cuerda no es perfectamente rígida, las secciones más cortas de ella también están vibrando para producir frecuencias adicionales. La frecuencia es mayor para longitudes más cortas de la cuerda; por tanto, las secciones que están vibrando producen frecuencias más altas que la fundamental. Estas frecuencias más altas se llaman armónicas. Además, las frecuencias armónicas son múltiplos exactos de la fundamental. Una mitad de la longitud de la cuerda vibra al doble de la frecuencia fundamental en la segunda armónica; un tercio de la longitud de la cuerda produce la tercera armónica. Puede considerarse que la cuerda vibrante produce un número ilimitado de frecuencias armónicas. Sin embargo, la amplitud de cada armónica disminuye en proporción inversa al número de la armónica. Por tanto, en general no es necesario considerar más de 10 a 20 armónicas. Las frecuencias armónicas elevadas deben incluirse en el sonido el cual, de otra manera, no tendría su calidad característica o timbre. A las armónicas se debe que una fuente de sonido sea diferente de otra fuente, aunque ambas produzcan la misma frecuencia fundamental. La octava La octava es una unidad que representa un intervalo de frecuencias que tienen una razón de 2 a 1. Una octava arriba de 500 Hz es de 1 000 Hz, y una octava arriba de 1 000 Hz es de Capítulo 4/Circuitos de audio 75

Fig. 4-2. Espectro de frecuencias de ondas sonoras audibles. El intervalo es de 16 a 16 000 Hz (Electronics.)

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Capítulo 4/Circuitos de audio

Fig. 4-3- Conversión de ondas sonoras por medio de un micrófono a una señal eléctrica de audio para su amplificación que se convierte después en ondas de sonido por un altavoz.

2 000 Hz. La razón del nombre es que los 8 tonos sucesivos en la escala musical tienen un intervalo de frecuencia de 2:1. Preguntas de repaso 4-1 (Respuestas en la p. 111) Cuando un diapasón vibra a 400 Hz: a. ¿Cuál es la frecuencia fundamental del sonido? b. ¿Cuál es la frecuencia de la segunda armónica? c. Calcule la longitud de onda de la frecuencia fundamental. 4-2 SEÑALES DE AUDIO Según la figura 4-3, el micrófono a la izquierda convierte las ondas sonoras en una señal eléctrica de audio correspondiente. El objetivo es tener variaciones en voltaje y corriente que puedan amplificarse. La frecuencia de la señal de audio es la misma que la de las ondas sonoras, incluidas las componentes armónicas. La amplitud de las variaciones de ca en la señal de audio pueden aumentarse en magnitud mediante un amplificador. Los transistores en cascada pueden proveer una ganancia de corriente y voltaje de 100, 1 000 o aun 1 000 000. Después de suficiente amplificación, la señal de audio se acopla al altavoz. El cono vibrante del al-

tavoz convierte las variaciones eléctricas en ondas sonoras. Se tiene otra vez el sonido original, pero con aumento en amplitud o intensidad. Puede amplificarse suficientemente un débil suspiro para reproducirlo como un sonido intenso, aun en tan gran espacio como un teatro. Comparación de las señales de audio y las ondas sonoras En la figura 4-4 se muestran las variaciones de una onda sonora con la frecuencia de 1 000 Hz. La señal es una variación en la presión del aire. La velocidad de propagación es relativamente baja, a 334.43 metros por segundo, porque las perturbaciones deben moverse a través del medio físico de aire. En la figura 4-4b, la señal correspondiente de audio a 1 000 Hz incluye variaciones en el voltaje V y la corriente I. Una señal eléctrica viaja a través de un alambre conductor con la velocidad de la luz, la cual es centímetros por segundo (cm/s). En este caso lo que se propaga son campos eléctricos y magnéticos, no ondas sonoras. Se reserva usualmente el nombre señal de audio para las variaciones de en la región audible de frecuencias, y el sonido en sí mismo puede llamarse señal sónica. Transductores electromecánicos Los micrófonos y los altavoces son dos ejemplos comunes de transductores electromecánicos. Un transductor es capaz de convertir una forma de energía en otra. El altavoz transforma energía eléctrica, en forma de una corriente de señal de audio, en enerCapítulo 4/Circuitos de audio 77

frecuencias superiores a 15 kHz. En general, en equipo de audio puede considerarse un intervalo completo de frecuencias de 50 a 15 000 Hz. Este intervalo se usa en la banda comercial de radioemisión, de MF de alta fidelidad. Debe notarse que la extensión del intervalo de frecuencia no siempre es deseable. Cuando se amplifican muy bajas frecuencias, es mucho más difícil reducir el efecto de la interferencia del murmullo de 60 Hz de la línea de potencia de ca. También el suministro de potencia de cc debe tener un voltaje de salida muy estable. En el extremo opuesto, cuando se amplifican frecuencias muy altas, es más difícil reducir el efecto de la interferencia de ruido. Finalmente los transductores en general tienen una salida muy baja en los extremos de su respuesta de frecuencia. Fig. 4-4. Comparación de la señal eléctrica de audio con las ondas sonoras, a) Variaciones de la presión del aire por el sonido. La v es la velocidad de las ondas sonoras en el aire, b) Variaciones del voltaje o la corriente de la señal eléctrica. La v es la velocidad de la electricidad en un conductor; es igual que la velocidad de la luz.

gía mecánica como ondas sonoras de variación de presión en el aire. La conversión se realiza por medio de una bobina móvil fijada en un cono vibrante. Un micrófono convierte las ondas sonoras en una señal eléctrica de audio; su función es opuesta a la del altavoz. Intervalo de frecuencia de las señales de AF La mayoría del equipo de audio no opera en el intervalo completo de las frecuencias audibles (16 a 16 000 Hz). La razón es que las frecuencias extremadamente altas o bajas son más difíciles de procesar en los amplificadores y transductores. Además, la región completa de frecuencias suele no ser necesaria. Los teléfonos generalmente están en el intervalo restringido de 250 a 2 750 Hz y, sin embargo, el habla es entendible. Para la música y un habla más natural, no obstante, se proporciona mucho mejor calidad con un intervalo de AF de 250 a 8 000 Hz. Los discos fonográficos y las grabadoras de cintas generalmente no tienen 78 Capítulo 4/Circuitos de audio

Sonido estereofónico Cuando el oído recibe el sonido, tiene un efecto direccional a la izquierda o a la derecha en el espacio. El sonido puede ser más intenso en un lado que en el otro. El mismo efecto en la señal de audio reproducida puede proporcionarse por medio de un sistema de sonido estereofónico, o simplemente estéreo. Son necesarios dos canales de audio separados, izquierdo y derecho. Cada canal proporciona la diferencia en sonido percibida por los oídos derecho e izquierdo cuando se escucha el sonido original. El efecto estéreo da un sentido de dirección del sonido. Sonido cuadrifónico El sistema cuadrifónico da un paso más en el efecto direccional de estéreo. Hay cuatro señales de audio, dos señales proporcionan el efecto estéreo usual de izquierda y derecha del frente; las otras dos, de izquierda y derecha de atrás. Se necesitan cuatro altavoces. Preguntas de repaso 4-2 (Respuestas en la p. 111) Responda verdadero o falso. a. Tanto el micrófono como el altavoz son ejemplos de transductores electromagnéticos.

b. Un intervalo de frecuencias de 250 a 2 750 Hz es adecuado para señales de AF de alta fidelidad. c. Las ondas sonoras no pueden ser amplificadas por transistores; pero las señales de audio, sí.

4-3 ALTAVOCES En la figura 4-5 se ilustra la construcción típica de un altavoz. El altavoz es un altavoz dinámico, porque tiene una bobina móvil pequeña y ligera que puede moverse en uno y otro sentidos. Adherido a la bobina móvil está un cono de papel rígido o tela. Conforme la bobina móvil vibra siguiendo las variaciones de corriente de una señal de audio, el cono a su vez vibra también y produce sonido. La bobina móvil tiene cerca de 20 vueltas de alambre fino devanadas sobre un cilindro hueco de cartón, que típicamente tiene 2.54 cm (1 pulg) de diámetro. La bobina está colocada en el entrehierro del campo magnético fijo, y es coaxial al imán de campo. El imán de un altavoz de imán permanente (MP) proporciona un campo fijo, como se muestra en la figura 4-6. Para un altavoz electromagnético (EM), una bobina de campo por la que fluye corriente continua suministra un flujo magnético estacionario. Aunque los altavoces EM

ya no se usan, pueden encontrarse en equipo anticuado de radio y audio. Cuando la corriente de una señal de audio fluye a través de la bobina móvil, su campo magnético variable reacciona con el flujo estacionario del imán de campo. El resultado es una acción motriz que mueve a la bobina móvil de acuerdo con las variaciones de señal de audio. El movimiento de la bobina horizontal mostrado en la figura 4-5 es de izquierda y derecha. Conforme la bobina es atraída y repelida, se mueve hacia adentro y hacia afuera. El cono adherido vibra como un émbolo, comprime y rarifica el aire para producir ondas sonoras. El sonido corresponde a las variaciones de corriente de señal en la bobina móvil. Los diámetros típicos de conos en milímetros son 76.2, 127, 203.2, 254, 304.8 y 381 (en pulgadas 3, 5, 8, 10, 12 y 15). Las dos terminales de la bobina móvil están conectadas con alambre trenzado flexible a las terminales estacionarias que están en el cuerpo del altavoz. Un altavoz de imán permanente necesita sólo estas dos conexiones para la señal de audio, porque el imán suministra el campo de flujo. Casi todos los altavoces son del tipo PM; los imanes permanentes varían desde 56.7 gramos (2 onzas) para una bocina pequeña, hasta más de 2.27 kg (5 Ib), para las bocinas más grandes. Cuanto mejor sea el altavoz, más grande será el imán, especialmente para tener buena respuesta a bajas frecuencias. Un altavoz diseñado para frecuencias de audio bajas se llama altavoz de graves; un altavoz pequeño para altas frecuencias se llama altavoz de agudos. El altavoz coaxial mostrado en la figura 4-6 combina los altavoces de bajos y agudos en un solo marco. El intervalo de frecuencia en general es abajo de 500 Hz para un altavoz de graves, y arriba de 8 000 Hz para un altavoz de agudos. El intervalo medio para altavoces puede ser de 500 a 8 000 Hz. Valores nominales de la impedancia para altavoces Es importante que la impedancia del altavoz esté igualada a la impedancia del amplificador de audio para conseguir una Capítulo 4/Circuitos de audio 79

buena eficiencia de la potencia y una distorsión baja. El diseño de los amplificadores de transistores se realiza para que opere con una carga (impedancia del altavoz) en el intervalo de 4 a 16 Para la mayor parte de los altavoces el fabricante específica de 4, 8 o 16 Este valor principalmente es la reactancia inductiva de la bobina móvil a una frecuencia específica de prueba de 400 Hz. Para una reactancia de 8 a 400 Hz, la inductancia de la bobina móvil es de 3-2 milihenrys (mH). La resistencia de cc de la bobina móvil, medida con un óhmmetro, es usualmente de 1 o 2 ohms. En muchos casos la impedancia de ca puede suponerse en forma aproximada de alrededor de cuatro veces la resistencia de ce. Si la lectura que se obtiene del óhmmetro, es infinita, la bobina móvil debe de estar abierta. Potencia nominal El fabricante especifica la potencia nominal de un altavoz para evitar que se alimente demasiada corriente en la bobina móvil. Un resultado posible sería que la bobina se quemara quedando abierta o que el cono de papel se desprendiera de su soporte. Un altavoz toma una intensidad de corriente relativamente grande de señal de audio. Una potencia de 20 W en 4 Ω

corresponde a una corriente de 2.24 amperes (A) para el altavoz. Las potencias nominales más comunes van desde menos de 1 W para pequeños altavoces hasta más de 50 W. Es importante tener en cuenta que éstas son potencias máximas para altavoces. La magnitud de potencia sonora que produce en realidad el altavoz, depende de la magnitud de potencia de señal suministrada por el amplificador de audio. Un altavoz de 50 W puede operar con menos de 1 W cuando el ajuste del volumen es bajo. Las potencias nominales del amplificador y el altavoz deben ser aproximadamente las mismas. Es aceptable valor nominal un poco mayor para el altavoz, pero en ningún caso el altavoz debe tener un valor nominal menor. Si el altavoz tiene una potencia nominal menor la operación con alto volumen puede dañar al altavoz. Por otra parte, no sería práctico excitar un altavoz de 50 W con un amplificador de 1 W. La eficiencia de los altavoces generalmente es del 5 al 10% en la conversión de la señal de audio en la bobina móvil a energía de sonido en el cono. Para 10 W de potencia de audio y una eficiencia del 5%, por ejemplo, la salida de sonido sería de 10 X 0.05 = 0.5 W. Esta cantidad de potencia de sonido es suficiente, sin embargo, para satisfacer las necesidades de una sala grande con sonido muy intenso. Altavoces de bocina Los altavoces de bocina usan un pequeño cono en un diafragma vibratorio como excitador y una bocina abocardada para mejor carga acústica. La carga acústica incluye la impedancia del aire circunvecino en el cual está trabajando el altavoz. La ventaja de una carga apropiada es que da mayor eficiencia, la cual puede ser de 30 a 50%. Para señales de alta frecuencia hasta 30 kHz puede usarse bocinas de agudos piezoeléctricas con cono y diafragma.

Fig. 4-6. Altavoz coaxial combinado en una sola unidad de altavoz de bajos y agudos (Jensen Mfg. Co.)

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Audífonos El propósito de los audífonos es concentrar el sonido en los oídos al mismo tiempo que bloquea los sonidos extraños de fondo. En la figura 4-7 se muestra un par típico de audífonos.

Este par contiene dos pequeñas bocinas dinámicas con terminales separadas para estéreo. La tasa máxima de potencia en general es, menor de 500 mW, y la impedancia es de 8 En realidad, la separación estéreo con audífonos es tan grande que los audífonos pueden tener mejor sonido que los altavoces. Caja acústica del altavoz La caja acústica es un mueble del altavoz. El propósito es evitar que los cambios en la presión del aire en la parte anterior del cono sean cancelados por los cambios opuestos que se generan en la parte posterior del cono. Esta es la razón por qué un altavoz suena mejor dentro de una caja o mueble. Aparte de usar la envolvente para montar el altavoz, cualquier envolvente sirve como caja o recinto acústico. Un envolvente debe de tener dimensiones desiguales en una razón de 2:3:4 de profundidad, ancho y altura, para que el efecto de las resonancias internas sea mínimo. Puede lograrse una caja o recinto acústico infinito montando el altavoz en una pared de modo de que funcione en un cuarto en tanto su parte trasera está en un cuarto completamente separado. Un método más práctico es tener el altavoz completamente sellado en su envolvente. Este arreglo se llama de altavoz con suspensión de aire, se usa en general para equipo de alta fidelidad. El aire ence-

Fig. 4-7. Par de audífonos típicos. (Koss . )

rrado actúa como una carga de resorte en el mismo altavoz, el cual tiene una suspensión blanda. Dentro del gabinete, se instalan materiales amortiguadores como aisladores de fibra de vidrio para absorber la energía del sonido de la parte posterior del altavoz. Por tanto el altavoz radia solamente por el frente. La caja debe ser muy rígida, porque aún el más ligero desplazamiento de los lados cancela parte del efecto de caja acústica. Sólo para dar una idea del problema, sería mejor montar el altavoz en una pared de concreto para evitar las vibraciones de la caja acústica. Una caja (acústica) refectora de graves también tiene la parte posterior sellada, pero con una abertura en el frente. Altavoces múltiples El principio general es conectar múltiples altavoces ya sea en serie o en paralelo, como se muestra en la figura 4-8, o en

en paralelo tienen una impedancia equivalente de 4 La elección del circuito depende de qué impedancia se acople óptimamente con la salida del amplificador. El circuito en serie usa menos alambre; pero si una bocina se abre las otras no podrán operar. Téngase en mente que las combinaciones en serie y en paralelo solamente dividen la potencia de salida. Los altavoces no pueden generar más potencia de audio que la potencia suministrada por el amplificador. Es preferible usar altavoces múltiples con la misma impedancia. En otra forma la distribución de potencia sería desigual, lo cual puede ser un problema. En un circuito en serie la más alta impedancia utiliza más potencia y la otra usa menos, la distribución está invertida cuando los altavoces están en paralelo, porque entonces la menor impedancia usa más potencia. Alambre de altavoz El conductor que se usa para conectar la salida del amplificador a los altavoces se llama alambre de altavoz. Suponiendo Capítulo 4/Circuitos de audio 81

Fig. 4-8. Conexión de altavoces, a) en serie y b) en paralelo.

que la longitud del alambre de altavoz sea menor d e l 5 . 2 4 m ( 5 0 pies), casi cualquier cordón de dos conductores o cable puede usarse. La corriente en general está en el intervalo de amperes, de modo que se necesita alambre del número 18 o mayor para una caída mínima de en la línea. Es adecuado el cordón ordinario de lámpara llamado cable polarizado. Frecuentemente se vende como alambre para altavoces un tipo de cable, polarizado con aislamiento de plástico claro. Aun el alambre doble de televisión también sirve, porque es plano y fácil de ocultar. En general, no es problema el blindaje contra la interferencia porque el circuito del altavoz tiene baja impedancia y no hay amplificación. Debido a la baja impedancia, la capacitancia de la línea tiene un efecto despreciable en la respuesta de alta frecuencia. El alambre de altavoz usualmente está codificado por color de modo que ambos extremos del mismo alambre pueden identificarse fácilmente. Con frecuencia la codificación de color se hace estañando uno de los conductores y dejando el otro con el color del cobre. 82 Capítulo 4/Circuitos de audio

Fase del amplificador Un altavoz es un dispositivo de ca que opera adecuadamente ya sea que la polaridad de la salida del amplificador esté de acuerdo, o que no lo esté, con la polaridad de las terminales del altavoz. Cuando hay solamente un altavoz, las relaciones de fase no tienen significado; pero cuando hay dos o más altavoces puede ser necesario poner en fase los altavoces de modo de que todos los conos se muevan en la misma dirección cuando son excitados por señales que están en fase. En el sonido estereofónico, los dos altavoces deben de estar en fase para obtener el efecto estéreo. El modo más fácil de lograr la fase de los dos altavoces es seguir las indicaciones de polaridad marcadas en ambas terminales de salida del amplificador (usualmente marcadas altavoz derecho y altavoz izquierdo o con las iniciales correspondientes R y L) y las terminales del altavoz. Para cada canal de un sistema estéreo, la terminal positiva (+) del amplificador debe quedar conectada a la terminal (+) del altavoz. Si las terminales no están marcadas, puede oírse que las señales están fuera de fase escuchando una señal o emisión monofónica. Los altavoces fuera de fase producirán una gran reducción en volumen ya que las porciones de compresión y rarefacción de las ondas sonoras interferirán destructivamente entre sí. Invirtiendo las dos terminales de uno de los altavoces, las dos ondas sonoras estarán en fase y el volumen aumentará. Cuando los altavoces múltiples no están muy cercanos, el que estén en fase o no por lo general no importa mucho porque la acústica del cuarto tiene mucho mayor efecto en el sonido.

Filtro separador de frecuencias Cuando se usan altavoces de graves y agudos, las frecuencias para cada uno están suministradas por un circuito como se muestra en la figura 4-9. El filtro proporciona altas frecuencias de audio para el altavoz de agudos a través del capacitor en serie

1 mH acopla las frecuencias bajas de audio al altavoz de agudos. Las altas frecuencias tienen más reactancia inductiva. Debe notarse que C debe ser

Fig. 4-9- Divisor de frecuencias o filtro separador para altavoces de bajos y agudos con impedancia de Frecuencia de separación de 1 600 Hz.

ENTRADA DE

Fig. 4 - 1 1 . Controles de volumen de un altavoz: a) Potenciómetro. b) Atenuador en L para impedancia constante en un lado del circuito, c) Atenuador en T para impedancia constante en ambos lados del circuito.

ración en general es de 1 600 Hz para un sistema de dos vías. Los valores de L y C en la figura 4-9 están basados en esta frecuencia de separación con altavoces de Un sistema de tres modos utiliza un altavoz de graves, uno de medios y uno de agudos, como se muestra en la figura 4-10. El circuito divisor requiere entonces tres filtros. Las frecuencias típicas de separación son 800 y 5 000 Hz. Fig. 4-10. Sistema de altavoces de tres vías en un recinto o caja sellada. (Epicure products, Inc.)

un capacitor no polarizado, porque no hay voltaje de ce en el filtro separador de frecuencias. A la frecuencia de separación donde ambos altavoces tienen la misma intensidad de señal de audio. El valor para cada altavoz es menos que la entrada de audio, pero juntos los dos altavoces producen salida normal. La frecuencia de sepa-

Controles del nivel del altavoz Los con troles de nivel del altavoz son resistores variables que pueden usarse para ajustar el volumen de un altavoz remoto o balancear los niveles del circuito divisor con un sistema de dos o tres vías. El ajuste de nivel del altavoz de agudos se llama control de brillantez. El ajuste de la bocina de intervalo medio se llama control de presencia. Una forma de ajustar el nivel o volumen es usar el potenciómetro de 50-Ω mostrado en la figura 411a. Sin embargo, el circuito no da una impedanCapítulo 4/Circuitos de audio 83

cia constante. El atenuador en L de la figura 4-11b tiene dos resistores variables en un eje común: R2 en serie, R1 en paralelo para mantener una impedancia constante en un lado del circuito. En la figura 4-11c el atenuador en T tiene dos resistores en serie para mantener impedancia constante en ambos lados del circuito. Preguntas de repaso 4-3 (Respuestas en la p.111)

a. ¿Las dos terminales de un altavoz son para la bobina móvil o para el imán de campo? b. ¿La impedancia típica de un altavoz es 8 o 400 c. El mueble de un altavoz sirve como caja o recinto acústico para bajas frecuencias. ¿Verda dero o falso? d. ¿Cuál es la impedancia total de dos altavoces de 4- en serie?

4-4 MICRÓFONOS El micrófono convierte el sonido en una señal eléctrica de audio. Un micrófono dinámico usa el mismo principio que un altavoz dinámico, pero a la inversa. De hecho, si se habla en un altavoz pequeño, una señal de audio de salida puede tomarse de las terminales de la bobina móvil. Este es el método para los sistemas de intercomunicación, en los cuales se habla y se escucha en la misma unidad. Para lograr mejor respuesta de frecuencia y características direccionales, sin embargo, hay muchos tipos especializados de micrófonos, como el dinámico de cristal o de cerámica, de condensador o de capacitor, y los tipos de carbón. Pueden ser muy pequeños como el micrófono de solapa, de fistol o el micrófono de garganta. Micrófonos magnéticos El micrófono magnético o dinámico es probablemente el tipo más común (Fig. 4-12). Tiene una pequeña bobina móvil con muchas vueltas de alambre tan fino como el 84 Capítulo 4/Circuitos de audio

Fig. 4-12. Micrófono dinámico típico. (Sbure Brothers, Inc.)

número 48. Un imán permanente proporciona el flujo de campo fijo. Un diafragma corresponde al cono de papel en un altavoz dinámico. Cuando las ondas de sonido inciden en él, el diafragma mueve la bobina hacia adentro y hacia afuera. El movimiento es unas pocas centésimas de milímetro, pero una pequeña corriente de señal se induce en la bobina móvil y se convierte en la salida de audio. La respuesta de frecuencia de los micrófonos dinámicos generalmente es de 50 a 15 000 Hz. Este intervalo se considera bueno para una alta calidad de reproducción. La impedancia de la bobina es de 4 a 150 El nivel de la señal de salida es de cerca 1 mV. Micrófonos de cristal y de cerámica Los micrófonos de cristal y de cerámica dependen de la generación de voltaje debido a las deformaciones mecánicas en el elemento transductor. Esto se llama efecto piezoeléctrico. Los cristales de sal de Rochelle son un material natural que tiene esa propiedad, pero los materiales cerámicos sintéticos proporcionan resultados parecidos y tienen mejor inmunidad al calor y la humedad. El micrófono de cristal o de cerámica usualmente cuesta menos que el micrófono magnético y tiene mayor impe-

y voltaje más grande de sadancia lida. La calidad puede ser buena, pero los micrófonos profesionales son del tipo magnético. Micrófonos de capacitor En un micrófono de capacitor una placa movible sirve como un lado de un capacitor (anteriormente llamado condensador). La separación entre las placas varía con los cambios del sonido. Esto a su vez varía la carga y la descarga de la corriente que es la señal de salida de audio. Se necesita voltaje de ce para cargar al capacitor. Sin embargo, un micrófono de electreto tiene una placa permanentemente cargada. La respuesta de frecuencia de los micrófonos de capacitor es buena, pero el nivel de la señal de salida es muy bajo.

Micrófonos de carbón El micrófono de carbón contiene una pequeña envolvente empacada con granos de carbón. La entrada del sonido comprime los granos y cambia la resistencia a través de la envolvente. Se utiliza un voltaje de ce en el circuito para producir una corriente. Las variaciones de la corriente debidas a las variaciones de la resistencia, producen la señal de salida de audio. La señal de salida es alta debido al voltaje de ce. Sin embargo, la respuesta de frecuencia es limitada. La resistencia del carbón es cerca de 100 En general se usan los micrófonos de carbón cuando solamente se transmite la voz, como en los teléfonos.

La razón de unidades decibel a la referencia de 1 V se indica como dBV. Ya que todos los micrófonos tienen salida mucho menos de 1 V, su sensibilidad nominal es en números negativos de El signo negativo significa que la salida es menor que el valor de referencia de 1 V. Por ejemplo una salida de 1 mV, o 0.001 V, es igual a sera la magnitud del voltaje de salida.

a

0.5 mV, o un medio de 1 mV.

Respuesta direccional de micrófonos En la figura 4-13 se muestran los patrones típicos de respuesta direccional del micrófono. Un micrófono omnidireccional capta el sonido de todas las direcciones, como se muestra por el patrón circular a. La respuesta bidireccional b capta sonidos de dos direcciones opuestas. La respuesta monodireccional c se llama patrón de cardioide porque tiene la forma de un corazón.

Sensibilidad del micrófono Los mejores micrófonos producen en general intensidades débiles de señal. El voltaje típico de salida es de cerca 'de 1 mV. La sensibilidad del micrófono se define como la salida de audio para una presión estándar de sonido a una frecuencia de 1 000 Hz. El nivel de salida se especifica en decibeles por abajo del nivel de referencia de 1 V. Los decibeles (dB) son unidades para comparar dos niveles de voltaje o potencia como el logaritmo de su razón; se explican en el Capítulo 5.

Fig. 4-13. Patrones direccionales de respuesta de micrófono. El patrón de cardioide c es unidireccional. Capítulo 4/Circuitos de audio

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El tipo frecuentemente preferido es el del micrófono cardioide. Capta el sonido principalmente del frente, un poco de los lados, pero muy poco de la parte de atrás. La direccionalidad ayuda a reducir la realimentación no deseada del altavoz en un sistema de audiodifusión. La realimentación de audio del altavoz al micrófono hace que el amplificador oscile, lo cual produce un intenso aullido.

Conectares y cables del micrófono El cable del micrófono debe ser blindado para evitar que capte interferencias. El nivel de señal del micrófono es muy bajo; la impedancia es alta y la señal se amplifica. Por tanto, cualquier señal indeseable introducida a través del cable del micrófono puede encontrar su camino a la salida del amplificador. Se usan tres tipos de conectores comúnmente con los cables de micrófono que se muestran en la figura 4-14. Los conectores mostrados en la figura 4-14a y 4-14b son para línea blindada con un conductor interno. Este lado alto de la línea conecta con la punta del conector. El blindaje de alambre trenzado conecta al manguito o barril, que es la parte del conector conectado a masa en el conjuntor (jack) del amplificador. En la clavija, la punta está aislada del manguito o barril. El conector de tres espigas mostrado en la figura 4-14c es para un cable blindado de dos conductores. Los dos conductores dentro del cable están encerrados por el blindaje. Este cable proporciona mejor blindaje. En las conexiones con micrófonos es común el problema de abertura en el cable o clavija. Una abertura en el lado alto significa que no hay señal de audio. Cuando hay una abertura en el lado de tierra, la línea seguramente captará interferencia. La razón es que el alto lado que no está puesto a tierra tiene una muy alta impedancia porque está flotando sin un retorno a tierra. Si hay alguna dificultad con murmullo o interferencia de señales de tierra, debe verificarse la conexión a tierra que puede estar abierta. Aun una pequeña cantidad de murmullo de 60 Hz captada de la línea de potencia de ca puede amplificarse lo suficiente para producir un intenso murmullo o 86 Capítulo 4/Circuitos de audio

Fig. 4-14. Conectores para cable de micrófono: a) Tipo telefónico, b) Tipo RCA para fonógrafo, c) Tipo cannon de 3 espigas.

zumbido. Una línea no puesta a tierra puede actuar como una antena y captar una señal de radio. La señal no deseada puede amplificarse y producir una señal de audio. Micrófono inalámbrico EL micrófono inalámbrico se usa algunas veces para evitar la molestia de los cables, especialmente cuando la persona que usa el micrófono debe caminar. El método es incluir en el conjunto del micrófono un pequeño transmisor de radio. Un tipo de unidad transmite una señal de MF a distancias hasta de 50 metros. La señal se capta en un receptor de MF y se amplifica. Preguntas de repaso 4-4 (Respuestas en la p.l 11)

a. ¿La salida típica de un micrófono es de 1 mV o de 1 V? b. ¿Cuál es similar en operación a un altavoz, el micrófono magnético o el micrófono de carbón? c. ¿Un micrófono cardioide tiene respuesta monodireccional u omnidireccional? d. ¿Cuál es lo que debe de estar blindado, el cable de micrófono o el del altavoz?

4-5 DISCOS FONOGRÁFICOS Y FONOCAPTORES Un fonocaptor o cartucho es similar en funciones a un micrófono; cada uno es una fuente de señal de audio. Ambos son transductores electromecánicos; dependen de principios similares para convertir la energía mecánica en eléctrica. Conforme la aguja en el fonocaptor sigue los surcos de un disco fonográfico, las vibraciones físicas se convierten en salida de audio.

Fig. 4-15. Cápsula magnética típica de alta calidad para uso fonográfico con escobilla agregada para limpiar el disco. (Pkkering and Company.)

Los tipos principales de fonocaptores se basan en principios magnéticos o piezoeléctricos, como lo hacen los micrófonos. Sin embargo, la salida de un fonocaptor es mucho mayor que la de un micrófono debido al mayor movimiento mecánico. Los niveles típicos de salida de audio son de 5 a 10 mV para los fonocaptores magnéticos y de 200 a 1 000 mV para el tipo de cristal o cerámica. La respuesta de frecuencia en general es de 30 a 16 000 Hz para ambos tipos. Un fonocaptor magnético de alta calidad puede tener aún mucho mejor respuesta (Fig. 4-15). Fonocaptor magnético para estéreo En la figura 4-16 se muestran la construcción y conexiones del fonocaptor magnético para estéreo. Casi todos los discos y fonocaptores se hacen con canales separados de audio derecho e izquierdo para la reproducción estereofónica. El disco se corta con dos señales de audio en los surcos; las dos señales están en lados opuestos a un ángulo de 45 °. La construcción de un fonocaptor (cápsula) magnético (a) se muestra en la figura 4-16a. Conforme la aguja o el estilo mueve el yugo se induce la señal de corriente en las bobinas. Aquí el yugo es un núcleo de hierro móvil, en algunos tipos el

Fig. 4-16. Fonocaptor magnético estéreo para discos fonográficos, a) Construcción de fonocaptor con terminales de salida, b) Cápsula montada en la envolvente de la cabeza del brazo, c) Clavijas izquierda y derecha para conectar a los conjuntores (jacks) de entrada de señal de sonido al amplificador. (De A.J. Wells, Audio Servicing, McGraw Hill, New York, 1980.)


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flujo magnético es fijo y se mueven las bobinas. De cualquier forma el movimiento produce inducción electromagnética para la señal de audio de salida. En la figura el fonocaptor se muestra montado en un retén o alojamiento. Pueden usarse tornillos o broches de resorte para el montaje. Las cuatro espigas de salida, dos para la señal derecha y dos para la señal izquierda, se conectan a las cuatro terminales de salida de audio. El estilo o aguja usualmente se desliza en el yugo con un ajuste de fricción. En la figura las clavijas izquierda y derecha de salida de fono se conectan al amplificador de audio. Se usa alambre blindado, hay una tierra común al chasis del amplificador. La terminal individual de tierra con conexión de horquilla está puesta a masa del tocadiscos, e incluye el blindaje en el fonocaptor. Nótese el siguiente código de color para las conexiones estereofónicas: Rojo Verde Blanco Azul

Canal derecho, lado alto Canal derecho, lado bajo Canal izquierdo, lado alto Canal izquierdo, lado bajo

En la figura 4-15 se muestra un fonocaptor magnetofónico típico. El propósito de la pequeña

brocha es limpiar el polvo y la suciedad del surco del disco antes que la aguja pase sobre el surco. Fonocaptor cerámico para estéreo Como se muestra en la figura 4-17, en un fonocaptor estéreo de cerámica se fijan dos transductores de cerámica en un yugo con forma de Y. Un elemento cerámico es para el canal derecho de audio y el otro es para el izquierdo. Cuando la aguja se mueve en el surco del disco, su brazo tuerce el yugo y los elementos de cerámica. Debido al efecto piezoeléctrico, este movimiento se convierte en una señal de audio de salida. Nótese la palanca de selección para cambiar las agujas. Se usa una aguja de 75 micrómetros para los discos antiguos de 78 rpm. Sin embargo, el surco fino de los discos de 33 1/3 rpm, ahora muy usados, requiere un diámetro de aguja de 18 micrómetros o menos. Un micrómetroes 0.001 mm. Discos fonográficos El disco fonográfico tiene surcos estrechos con variaciones que corresponden a la señal de audio. Los surcos están en espiral a partir del centro del disco. En realidad el disco es un método para almacenar la información cortada en los surcos. Se hace primero un disco

Fig. 4-18. Surco en un disco estéreo en el sistema 45° - 45°. Las señales de audio izquierda y derecha están en paredes opuestas.

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maestro de metal, y después se imprimen copias a, máquina. Los antiguos discos de laca se hicieron para una velocidad de 78 revoluciones por minuto (rpm) del giradiscos. Ahora se usan discos de surco fino de vinilo, que operan ya sea 33 1/3 o 45 rpm. Tienen cerca de 10 surcos por milímetro. Las ventajas son menos ruido de superficie o chirridos y más tiempo de reproducción. Los discos de 33 1/3 rpm tienen diámetros de 25 a 30 cm. También se llaman discos de larga duración (LP). Un disco de 30 cm a 33 1/3 rpm tiene un tiempo de reproducción de cerca de 18 a 22 minutos. La perforación estándar en el centro del disco es de 6.35 mm para ajustar sobre el eje del giradiscos. Sin embargo, los discos de 45 rpm tienen una perforación de 38.1 mm en el centro, que requiere un adaptador o un eje distinto. La señal de audio puede cortarse en los surcos del disco con variaciones laterales (horizontales) o verticales (colinas y valles). Para cortar discos estéreo se usan ambos métodos. Como se muestra en la figura 4-18, las paredes opuestas del surco están a 45° del plano vertical, y son perpendiculares a 90° una con respecto a la otra. Éste se llama sistema 45°-45°. El canal derecho se graba en un lado del surco y el canal izquierdo en el otro. Conforme el surco corre bajo la aguja, las fuerzas laterales y verticales producen movimientos diagonales en el fonocaptor. Las componentes verticales y horizontales están separadas por el fonocaptor de izquierda y derecha de audio. Aguja En la figura 4-19 se muestra cómo la aguja viaja en los surcos del disco. La aguja debe ser muy pequeña para seguir las variaciones. El diámetro de la aguja para los discos estéreos de microsurco es típicamente de 13 micrómetros o 0.0005 de pulgada. Se muestran en la figura 4-20 diferentes formas de agujas. La aguja cónica es la más común, pero las formas elíptica y romboidal dan mejor respuesta a las altas frecuencias. El último mide 7 micrómetros (0.3 milésimas de pulgada) en el diámetro más delgado.

Los materiales para la aguja son metal osmio, zafiro natural o sintético, o diamante. La aguja de diamante es mejor, porque es el de mayor duración. El desgaste del disco afecta a la claridad de respuesta de la aguja. Puede limpiarse la aguja con un pincel blando, pero el cepillado debe de ser de atrás hacia adelante, de modo que la fuerza en el yugo sea mínima. Giradiscos En la figura 4-21 se muestra un giradiscos típico. Pueden acomodarse de 6 a 8 discos en el eje central. Al término de cada cara de disco, el brazo de fonocaptor se levanta, deja libre el área de disco, cae el siguiente disco y el brazo de fonocaptor desciende al disco para tocarlo otra vez. Las mejores unidades se llaman también giradiscos automático, porque la calidad de audio se considera tan buena como la de el mejor giradiscos manual.

Ajuste de la velocidad Las velocidades estándares de los giradiscos fonográficos son 78, 45, 33 1/3 y 16 rpm. La velocidad de 16 rpm se Capítulo 4/Circuitos de audio 89

preciso. Los fonocaptores de cerámica necesitan hasta 8 g. La mejor fuerza de apoyo que se usa es de 10% más que el mínimo recomendado por el fabricante. El ajuste se aplica a los giradiscos manuales y automáticos, pero el equipo de bajo costo puede no tener un control de ajuste de la fuerza de apoyo.

Ajuste contra el deslizamiento lateral

Fig. 4-21. Giradiscos típico con cambio automático. (Zenith Radio Corp.)

usa para discos de extralarga duración en grabaciones de discursos. Las velocidades de 16 y 78 rpm generalmente se omiten en los fonógrafos diseñados para tocar discos de música.

Fuerza de apoyo o fuerza vertical mínima El peso del brazo de fonocaptor con el conjunto de la cápsula debe dar suficiente presión para que la aguja corra bien en el surco. Esta presión se llama fuerza de apoyo o fuerza vertical mínima. El ajuste de la fuerza de apoyo fija el peso del conjunto del brazo de fonocaptor (incluida la cápsula) en el disco, de este modo se logran un mejor seguimiento con el peso menor y desgaste mínimo en el disco. Se usa ya sea un resorte o un contrapeso para balancear el peso del brazo de fonocaptor y el cartucho. En realidad el ajuste puede balancear el brazo de fonocaptor, de modo que permanezca horizontal sin que toque el disco. El ajuste deseado es un poco más que la posición de equilibrio con la cantidad de peso recomendada para la fuerza de apoyo o fuerza vertical mínima de la cápsula fonocaptora. Los fonocaptores magnéticos requieren en general de 3/4 a 3 gramos (g) para un seguimiento 90 Capítulo 4/Circuitos de audio

El deslizamiento lateral se refiere a la tendencia del brazo de fonocaptor de moverse hacia adentro y de aplicar más fuerza en la arista interna de los surcos del disco. Si la aguja sale del surco del disco, el brazo de fonocaptor se deslizará sobre la superficie del disco hacia el eje. El control contra deslizamiento lateral aplica una ligera presión contraria hacia afuera. Usualmente el ajuste se fija en el mismo número de la perilla como el de la fuerza de apoyo del fonocaptor. No todos los giradiscos tienen un ajuste contra el deslizamiento lateral. Preguntas de repaso 4-5 (Respuestas en la p. 111 )

a. ¿La salida típica de un fonocaptor magnetofónico es de 5 mV o de 5 V? b. ¿Los discos de microsurco funcionan a 33 1/3 o 78 rpm? c. ¿Las señales de audio izquierda y derecha en un disco estéreo están a 45° o 180 o? d. ¿La fuerza típica de apoyo o fuerza vertical mínima para fonocaptores magnéticos es de 2 o 20 g?

4-6 GRABACIÓN EN CINTA MAGNÉTICA La grabación en cinta magnética tiene las ventajas de ruido superficial reducido y mejor separación estéreo. Casi la cinta no se desgasta. Las grabaciones en cinta se hacen con equipo relativamente ba-

rato. El mismo equipo puede usarse para tocar las grabaciones y borrarlas si se desea, y volver a usar la misma cinta muchas veces. Como se muestra en la figura 4-22, el principio básico de la grabación en cinta incluye la magnetización de muy pequeñas partículas de un revestimiento magnético en la superficie de una cinta conforme la cinta pasa a través del estrecho entrehierro de un electroimán (la cabeza registradora o grabadora). Mientras está en el entrehierro, la grabación en la cinta es una continuación de la trayectoria magnética.

Durante la grabación, se aplica una señal en la bobir de la cabeza. La cinta se magnetiza con las mismas variaciones de la señal. Cuando se toca, las variaciones magnéticas de la cinta inducen una señal de salida en la bobina. Una sola cabeza puede servir para grabar y para tocar, o pueden usarse cabezas separadas. Como valores típicos, la cabeza necesita una señal de audio de cerca de 30 mV para grabar y produce una inducción de 1 mV cuando se toca. Los factores principales en la grabación en cinta son las propiedades magnéticas de la cinta, la velocidad de la cinta al pasar por el entrehierro de la cabeza y el ancho del entrehierro. Una alta velocidad en la cinta permite más respuesta de alta frecuencia, pero reduce el tiempo de tocar. Un entrehierro menor en la cabeza también aumenta la respuesta para altas frecuencias. Un claro típico es de sólo 152 a 229 micrómetros de (6 a 9 milésimas de pulgada) para grabadoras de audio en cinta, y para grabadoras de video en cinta es aún menor. En realidad, el entrehierro es solamente un delgado aislador de material no magnético en el núcleo ferromagnético de la cabeza. En la figura 4-23 se muestra una cabeza de grabación y reproducción para cinta magnética.

Polarización de ca para cinta magnéFig. 4-22. Sistema de grabación en cinta magnética. (De G.P. McGinty, Video-Cassette Recorders, McGraw-Hill, New York, 1979.)

Fig. 4-23. Cabeza típica para reproducir el sonido grabado en la cinta magnética. (Shure Brothers Inc.)

tica La técnica de polarización de ca se usa en grabadoras de audio en cinta para minimizar la distorsión. Esto se explica en la curva de magnetización mostrada en la figura 4-24. La curva es el trazo de la densidad del flujo B en el revestimiento magnético de la cinta respecto a la intensidad del campo magnético H en el entrehierro, el cual se produce por la corriente en la cabeza. Hay un fondo arriba del cero, porque los dipolos magnéticos en la cinta tienen inercia. No se produce inducción magnética sino hasta que la intensidad del campo alcanza el valor mínimo necesario para organizar los dipolos dispersos en una dirección. La magnitud de polarización de ca es justamente suficiente para exceder la intensidad mínima H. Los valores típicos son de 3 a 6 mA de pico. La frecuencia de la corriente ca de bias es 80 a 100 kHz. Capítulo 4/Circuitos de audio 91

cualquier señal previa. Como resultado, la señal nueva se graba en una cinta limpia. Esta es la razón por la cual la cinta magnética puede volverse a usar casi indefinidamente. Cuando hay una cabeza separada para borrar, puede usarse más corriente de polarización para borrar mejor. Tipos de cinta En una base plástica se deposita una capa de partículas ferromagnéticas muy pequeñas con un material de liga, la base plástica puede ser de acetato o poliéster (mylar). La base mylar es fuerte y no se estira. El espesor de la cinta es aproximadamente de 25 micrómetros (0.001 pulg). El ancho en general es de 6.35 mm

Fig. 4-24. Uso de polarización de ca en la grabación de audio en cinta magnética para reducir la distorsión. La polarización de ca se usa también para borrar cualquier señal que se haya registrado en la cinta.

La señal de audio y la de polarización de ca se combinan. Como resultado, la señal viaja en los picos de ca de polarización. Entonces las variaciones de grabación de audio usan solamente la parte lineal de la curva BH de magnetización. Borrado de cinta La corriente de polarización de ca también se usa para borrar las variaciones de la señal de audio en la cinta. Si se usa el modo de registro pero no se aplica una señal de audio, cualquier señal previa en la cinta se borrará. La razón es que la polarización de ca en sí mismo tiene un valor promedio de cero, el cual causa que los dipolos magnéticos en la cinta se dispersen (no estén orientados). Cuando se graba una señal de audio, la corriente de polarización agregada automáticamente borra 92 Capítulo 4/Circuitos de audio

El revestimiento magnético de una cinta típica es óxido férrico, el cual químicamente es lo mismo que herrumbre de hierro. Para un revestimiento mejorado se usa óxido de cromo (CrC^) para tener mejor respuesta de alta frecuencia y una razón mayor de señal a ruido. El revestimiento de cromo cuesta más, pero sus ventajas son importantes a la baja velocidad de cinta para las grabadoras de cassette. Otro revestimiento mejorado usa cobalto. Las cintas de cromo y cobalto necesitan más corriente de ca de polarización por su mayor coercitividad, en comparación con el hierro. Se requiere también mayor intensidad de campo para reducir el flujo magnético cero.

Grabadoras de carrete abierto Las grabadoras de carrete abierto alimentan la cinta de un carrete a otro. La cinta de grabación se devana en un solo carrete. Para tocar o registrar el extremo de la cinta se enlaza a un segundo carrete, llamado carrete de toma. Se tiene acción rápida hacia adelante y atrás para encontrar cualquier posición en la cinta y redevanarla en tiempo mínimo. Las grabadoras de carrete abierto en general usan cinta de 6.35 mm operando a El carrete usualmente tiene un diámetro de 17.78 cm (7 pulg).

Fig. 4-25. Tapa de cassette estándar. Las dimensiones del cassette son: 10.2 por 6.3 cm (4 por 2 1 / 2 pulg).

Grabadoras de cassette Como se muestra en la figura 4-25, un cassette es un sistema miniatura de carrete a carrete, con excepción de que la cinta está enlazada en ambos carretes. Las grabadoras de cassette tienen operación rápida hacia atrás o hacia adelante. La velocidad es de 47.63

pulg/s). La velocidad más baja permite reproducir por más tiempo, pero hace la extensión de respuesta a altas frecuencias más difícil. Se tienen cintas mejoradas y un menor entrehierro de cabeza que permiten a las grabadoras de cassette dar resultados casi tan buenos como las grabadoras de carrete abierto. La longitud de cintas de cassette proporcionan hasta dos horas de tiempo activo en dos canales (l hora por canal). Los tiempos activos se especifican como C-30, C-60,C-90, etc., indicando, 15, 30, y 45 minutos de tiempo activo por canal respectivamente. Nótese las lengüetas desprendibles en ambos extremos de la parte posterior del cassette. Cuando se suprimen, los agujeros que dejan impiden que se borren en forma accidental los cassettes pregrabados. El mecanismo que mueve a la cinta tiene una varilla que se extiende en el agujero para evitar la operación en el modo de grabación. Hay un agu-

Fig. 4-26. Colocación de los entrehierros de la cabeza grabadora para diferentes formatos de cinta estéreo. (Tomado de A.}.

Wells, Audio Servicing, McGraw-Hill, New York, 1980.)

jero en cada extremo; así, puede usarse cuando se voltea el cassette. Si se desea grabar, puede taparse el agujero.

Grabadoras de ocho pistas La grabadora de ocho pistas usa un cartucho que tiene un solo carrete con un enlace sin fin de cinta de 6.35

40 a 90 min para todas las pistas en sucesión, sin Capítulo 4/Circuitos de audio 93

ningún volteo. El cartucho de ocho pistas es de uso popular en los sistemas estéreos compactos, porque cualquiera de los cuatro pares de pista puede escogerse para seleccionar programas.

Formatos de la cinta estéreo El modo como se colocan los entrehierros de la cabeza para proporcionar canales separados de audio en la cinta se muestra en la figura 4-26 para diferentes formatos de cinta estéreo. Nótese que es necesario

tucho de 8 pistas. Las 2 pistas superiores de un cassette pasan los entrehierros de la cabeza en un sentido. Cuando el cartucho se invierte, las dos pistas del fondo se convierten en las pistas superiores para pasar por los entrehierros de la cabeza. Sistema Dolby de reducción del ruido El ruido de la cinta es un silbido (hiss) de fondo que puede oírse cuando se graban señales de audio de bajo nivel. Es causado por variaciones aleatorias en la magnetización de la cinta. El sistema Dolby es un medio de reducir este ruido. En general, las frecuencias altas de audio son relativamente débiles porque son principalmente armónicas de las frecuencias fundamentales inferiores. En el sistema Dolby las señales débiles de audio arriba de 500 Hz se expanden en amplitud para grabarlas. El aumento permite que la señal ahogue el ruido. Al tocarse estas frecuencias se comprimen en la misma cantidad para dar una salida resultante con respuesta uniforme de frecuencia. La disminución de la amplitud de la señal también disminuye el ruido de la cinta. En el proceso completo el ruido de la cinta puede reducir más de un 50%. Fallas en la cinta Una cabeza de cinta sucia es la causa común de señal débil y de ruido excesivo de cinta. La cabeza acumula polvo y partículas sueltas de óxido de la cinta que roza contra el entrehierro. Como resultado, se crea un espacio entre el entrehierro y la cinta, que disminuye el flujo magnético. Para corregir esta condición, se 94 Capítulo 4/Circuitos de audio

limpia la cabeza con un hisopo de algodón suave, humedecido con alcohol o un fluido comercial. En las pequeñas grabadoras de cassette el sistema accionador o motriz generalmente usa una delgada banda de hule del motor al carrete. En un solo carrete se tiene la fuerza motriz, el cual tira la cinta del otro carrete. La banda puede estirarse o romperse. Cuando la velocidad de la cinta es muy baja, verifique la holgura de la banda motriz. Cuando los carretes no dan vuelta del todo, la banda puede estar rota. Preguntas de repaso 4-6 (Respuestas en la p. 111)

Responda verdadero o falso. a. Un ancho típico del entrehierro de una cabeza de audio es 178 micrones. b. La frecuencia para polarización de ca en grabación de audio es usualmente de 60 Hz. c. Las grabadoras de cassette en general usan d. La cinta de dióxido de cromo necesita una mayor polarización de ca que la cinta de óxido férrico. e. Una cabeza sucia puede causar ruido excesivo de la cinta.

4-7 CIRCUITO PREAMPLIFICADOR DE AUDIO El preamplificador se usa para niveles muy bajos de señal de audio, como la salida de un micrófono magnético, fonocaptor o cabeza de cinta. La señal típica de entrada de audio es de 1 a 5 mV. Un circuito preamplificador consiste en amplificadores con acoplamiento RE, como se muestra en la figura 4-27. Debido a la pequeña señal, sin embargo, se requiere especial atención para reducir el zumbido y el ruido. Se usa una terminal blindada para la entrada con el fin de no captar zumbido. También, el voltaje del colector y la corriente del emisor son bajas para reducir el ruido aleatorio ge-

Fig. 4-27. Dos etapas de EC en cascada para un preamplificador de audio.

nerado en el transistor. Es necesaria la operación clase A para tener mínima amplitud de distorsión. En la figura 4-27 Ql y Q2 son amplificadores de emisor común en cascada. La señal de entrada de la línea blindada está acoplada por a la base de Ql. La base amplificada de Ql se acopla por C; a la base de Q2. Finalmente, C4 acopla la salida del colector de Q1 al circuito siguiente, el cual incluye usualmente etapas de excitación y de salida de potencia para el altavoz. La ganancia global de voltaje del preamplificador es de 1 000 a 5 000. Todos los capacitores de acoplamiento de audio son de electrolíticos. R4 es la carga de colector para Ql, con R7 para Q2. Ambas etapas usan autopolarización de emisor para la estabilización y un divisor de voltaje para la polarización de la base. Cada etapa tiene un voltaje neto de 0.6 V para la polarización clase A en transistores de silicio. Nótese los bajos valores del voltaje de colector.

Preguntas de repaso 4-7 (Res puestas en l a p. 1 1 1 )

Véase la figura 4-27 a. ¿El circuito de acoplamiento es para Ql o Q2? b. ¿Qué valor de C se usa para los capacitores de acoplamiento de audio? c. ¿Cuál es el de polarización para Q2?

4-8 ETAPA DE SALIDA DE AUDIO DE POTENCIA El circuito de salida de audio es un amplificador de potencia para suministrar suficiente corriente de señal de audio para el altavoz. En la figura 4-28 se muestra un ejemplo de un amplificador de terminal única con un transformador de acoplamiento de salida. Ql es el excitador que balancea la corriente de base de la etapa de salida Q2. Los amplificadores de audio de terminal Capítulo 4/Circuitos de audio 95

tría complementaria. La ventaja es menor costo, ya que pueden usarse transistores complementarios con una potencia nominal más baja. Ordenado con salida en serie En la figura 3-11 se muestra un ejemplo de V+ ordenado con salida en serie. Este circuito usa una señal de entrada en oposición de fase, sin embargo, una salida en contrafase se produce sin la necesidad de un transformador con toma central de salida.

Fig. 4-28. Etapas del circuito excitador y salida de audio.

única deben operar en la clase A para evitar una distorsión excesiva. Para más potencia de audio se usa una combinación de dos transistores para la etapa de salida. Estos circuitos son amplificadores en contraste que operan en clase B y en clase AB para mayor eficiencia de la clase A. Salida en contrafase de audio Los dos transistores amplifican semiciclos opuestos de la señal de audio. La operación en contrafase es el mejor modo de usar los dos para máxima potencia de audio con la mínima distorsión. Como ejemplo de una etapa en contrafase de salida de audio véase la figura 3-9. Un transformador con toma central se usa para recorrer las señales de salida 180° fuera de fase con las señales de entrada. Salida de simetría complementaria El circuito.de simetría complementaria usa transistores PNP y NPN para proporcionar señales en contrafase de salida sin necesidad de un transformador con toma central en la entrada. En la figura 3-12 se muestra un ejemplo. Simetría cuasicomplementaria En el circuito cuasicomplementario, la etapa de excitación en lugar de la etapa de salida de potencia usa sime96

Capitulo 4/Circuitos de audio

Circuito excitador clase A y etapas de salida En el circuito de la figura 4-28, Ql amplifica una señal de audio de un preamplificador para excitar a la etapa de salida de potencia Q2. Ambos son amplificadores CE. Se usa el acoplamiento directo para el colector de Ql en la base de Q2. Nótese que se usa parte de la polarización del emisor en Q2, a través de para la polarización de la base en Ql. La resistencia de carga de colector para Ql es R 4 . Para la etapa de salida de potencia, no obstante, la carga de colector Q2 es la impedancia del primario del transformador de salida de audio. En la línea V+ de voltaje para el colector Q2 tiene prácticamente el pleno suministro de voltaje de ce a través del devanado del primario de El voltaje de colector para Ql es más bajo debido a la caída a través de R5. El circuito R5C3 es un filtro de desacoplamiento para aislar Ql de la fuente de alimentación de ce. La etapa de potencia puede tener el V + total no filtrado del suministro de potencia, no obstante que no hay amplificación posterior de ningún zumbido de voltaje. Más V' permite más salida de potencia.

Transformador de salida de audio En la figura 4-28, es un transformador reductor. Su función es igualar (acoplar) la baja impedancia de la bobina móvil del altavoz con la alta impedancia necesaria para el colector del transistor de salida. Esta igualación de impedancia causa más salida de audio y menos distorsión.

Además, el devanado secundario separado aísla el altavoz del voltaje de ce del colector. La señal de ca de audio se induce en el devanado del secundario sin necesidad de un capacitor de acoplamiento. Si el sí.cundario no está puesto a tierra, el altavoz estará también aislado de cualesquiera conexiones a masa del amplificador. Sin embargo, un lado de Ls se pone a tierra frecuentemente con objeto de ahorrar alambrado extra. Ya que el transformador de audio tiene un núcleo de hierro con prácticamente la unidad de acoplamiento, el suministro de potencia al

alto voltaje y corriente en comparación con la baja impedancia de la bobina móvil. Por ejemplo, supóngase que la impedancia del altavoz es 4 Si el altavoz estuviera conectado directamente con el circuito del colector, habría muy poca salida de audio porque 4 es demasiado baja para la impedancia de carga del colector. La razón de vueltas del transformador necesaria para la igualación de impedancia es

donde N es el número de vueltas. La razón de vueltas es igual a la raíz cuadrada de la razón de

Especificaciones para máxima potencia de salida de audio Se usan comúnmente diferentes métodos para especificar la potencia de salida de audio. Esto puede causar confusión porque los diferentes métodos no producen el mismo valor numérico para el mismo amplificador. Por ejemplo, entre las diferencias de las potencias rms continuas y la potencia nominal musical. La potencia musical se especifica para indicar cómo el amplificador puede suministrar picos de potencia similares a las de una ejecución en vivo. En términos de la potencia nominal musical es un número más elevado, en general por 20 a 50% más que el valor nominal rms de potencia. Además hay dos métodos para especificar potencia musical. Por el método de especificaciones de Electronic Industries Association (EIA), la potencia se mide después de la aplicación repentina de una señal transitoria con una distorsión armónica total de 5% o menos. Por el método del Institute of High Fidelity (IHF), el transitorio de potencia se mide con distorsión de 1% o menos. El método IHF da valores nominales cerca del 25% menores que los que da el método EIA. La potencia nominal musical de la EIA se usa generalmente para equipos no modulares, cuyos requisitos de carga son conocidos por el fabricante. Las unidades separadas de amplificadores de audio de alta fidelidad se pasan por ambos métodos: el IHF y el de salida de potencia continua. Además, la potencia de salida puede especificarse


Esta respuesta significa que el transformador de reducción debe tener aproximadamente 7 vueltas para

a. ¿Es una sola etapa de salida de audio de terminal la que se opera generalmente en la clase A, B o C? b. En la figura 4-28, ¿cuál componente está en derivación para el emisor Q2? c. ¿Qué razón, de vuelta se requiere para igualar Capítulo 4/Circuitos de audio 97

d. ¿Cuál tiene un número más elevado, la potencia nominal musical El A o la potencia rms de salida continua para el mismo amplificador de audio?

4-9 TIPOS DE DISTORSIÓN Cuando la forma de onda de la señal amplificada de salida no es exactamente la misma que la de la señal de entrada, se dice que hay distorsión en el amplificador. La distorsión de amputad significa que las amplitudes relativas en la señal han sido cambiadas. En la distorsión de frecuencia, la ganancia relativa no es la misma para diferentes frecuencias. Para audio de alta fidelidad, es la ausencia de distorsión la que hace posible una reproducción cercana al sonido vivo original.

Fig. 4-29. Distorsión no lineal en la amplitud de la señal de salida de un colector producida por una señal excesiva de entrada que causa sobrecarga.

Distorsión de amplitud La distorsión de amplitud se produce operando el amplificador sobre la parte no lineal de las características de transferencia del amplificador. En casos extremos, el sonido puede ser bajo, ronco o confuso. Las causas posibles son bajo voltaje de suministro, un amplificador débil, polarización incorrecta o demasiada señal de polarización. La distorsión de amplitud es un problema principalmente en amplificadores de potencia, porque se manejan señales grandes.

Distorsión por sobrecarga La distorsión por sobrecarga tiene lugar cuando la señal de entrada o de excitación es excesiva. El resultado es una distorsión de amplitud muy mala. En la figura 4-29 se muestra una curva característica de transferencia de un transistor NPN de silicio. La polarización VBE para la operación clase A es 0.6 V. La operación lineal en la curva sólo incluye ± 0.1 V, aproximadamente cerca de la polarización. En realidad, la curva de transferencia es perfectamente lineal sólo para un balance de ± 0.05 V. 98 Capítulo 4/Circuitos de audio

ferior. Los tres factores principales que afectan a la distorsión por sobrecarga son: 1. Los cambios de señal cerca de la saturación son reducidos o eliminados a la salida. 2. Los cambios de señal cerca del corte están reducidos o eliminados en la salida. 3. El nivel de ce de la señal de salida tiene corrimientos. En un amplificador clase A, el nivel de ce debe permanecer el mismo con la señal o sin ella. En la señal distorsionada de salida en la figura 4-29, no obstante, note que eje de polarización no está en el centro de la forma de onda. La diferencia entre el eje de polarización y el eje del centro de la forma de onda es el corrimiento en el nivel de ce. Cualquier corrimiento en el nivel de ce en un amplificador de la clase A es una medida de la cantidad de la distorsión de la amplitud.

Distorsión de intermodulación Otro resultado de la distorsión de amplitud es que las armónicas introducidas en el amplificador pueden combinarse con otras o con las frecuencias originales para producir nuevas frecuencias que no son armónicas de la fundamental. Este efecto se llama distorsión de intermodulación, porque las frecuencias se combinan unas con otras. La intermodulación es la razón del ronco y desagradable sonido de la distorsión de amplitud, porque esta distorsión no está relacionada armónicamente con la señal.

Distorsión de frecuencia La distorsión de Fig. 4-30. Cómo una onda senoidal aplanada a una onda cuadrada corresponde a la distorsión armónica.

Distorsión armónica En realidad, la distorsión de amplitud equivale a la distorsión armónica. El cambiar las amplitudes relativas es lo mismo que introducir componentes armónicos no presentes en la señal de entrada. La idea de las frecuencias armónicas en una forma de onda no senoidal se ilustra en la figura 4-30. Considere que la fundamental mostrada es la onda senoidal original de la señal de entrada. También suponga que la salida distorsionada se ha aplanado para convertirse en una onda cuadrada. Una onda cuadrada está compuesta de una onda senoidal fundamental con la misma frecuencia pero además contiene componentes de frecuencia armónicos impares. Estas armónicas no estaban presentes en la onda senoidal original de la señal de entrada. Por tanto, la amplificación no lineal ha introducido distorsión armónica en la forma de nuevas frecuencias armónicas. La amplificación no lineal o su distorsión armónica resultante se produce principalmente en la etapa de salida de audio. Los valores típicos son de 1 a 5% de distorsión armónica a la potencia plena de salida. Con una excitación menor se reduce la distorsión en gran extensión, pero resulta en menos salida.

frecuencia resulta cuando la ganancia del amplificador varía con la frecuencia. El habla y la música tienen muchas frecuencias componentes diferentes, que corresponden a las frecuencias fundamentales y armónicas producidas por la fuente de sonido. Quizá todas las diferentes frecuencias tienen diferentes amplitudes. Sin embargo, el amplificador debe darles la misma ganancia a todas las frecuencias de modo de que las frecuencias tengan las mismas amplitudes relativas en la salida. Entonces podrá mantenerse el carácter original del sonido. Generalmente, el problema es amplificar las frecuencias de audio muy altas o muy bajas. Por ejemplo, la curva de respuesta de frecuencia de un amplificador de audio con acoplamiento RC se muestra en la figura 4-31. En el extremo de baja frecuencia, los capacitores de acoplamiento en serie causan insuficiente respuesta o una atenuación en la salida. En el extremo de altas frecuencias la curva de respuesta tiene una atenuación progresiva por el efecto de la capacitancia en derivación. La insuficiente salida a bajas frecuencias de audio significa tonos graves débiles en el sonido. En el extremo opuesto, se causa insuficiencia de tonos agudos por una débil salida de altas frecuencias de audio. La ganancia uniforme en el centro de la curva se llama respuesta plana. La ausencia de distorsión de frecuencia es importante en la reproducción de la música, la cual tiene un amplio intervalo de frecuencia. Aun en la reproducción del habla, la articulación o claridad Capítulo 4/Circuitos de audio 99

Fig. 4-31. La distorsión de la frecuencia significa que la ganancia no es la misma para todas las frecuencias de audio. La curva de respuesta que se muestra es la de un amplificador con acoplamiento RC.

de la voz mejora con una mejor respuesta de frecuencia. El habla en la conversación incluye frecuencias en el intervalo de 60 a 8 000 Hz, aproximadamente. Preguntas de repaso 4-9 (Respuestas en la p. 111)

Responda verdadero o falso. a. La distorsión de amplitud causa distorsión armónica. b. En la figura 4-29 se muestra un ejemplo de distorsión por sobrecarga. c. En un amplificador clase A, un corrimiento en el nivel de ce con una señal de ca de entrada indica que no hay distorsión de amplitud. d. La caída de altas frecuencias en un amplificador de audio causa tonos graves débiles en la respuesta.

4-10 REALIMENTACIÓN NEGATIVA La técnica de realimentación negativa es el método más importante para reducir la distorsión en los amplificadores. Realimentación significa 100 Capítulo 4/Circuitos de audio

Fig. 4-32. Empleo de la realimentación negativa en un amplificador.

acoplar parte de la señal amplificada de salida devolviéndola a la entrada. Cuando la realimentación está en fase con la señal de entrada, el resultado es realimentación positiva o regeneración. La realimentación positiva se usa en los circuitos osciladores. Aumenta la ganancia, pero el amplificador se vuelve inestable y tiene una tendencia a oscilar. Cuando la realimentación está fuera de fase con la señal de entrada es realimentación negativa, realimentación inversa o degeneración. La realimentación negativa reduce la ganancia del amplificador, porque parte de la señal de entrada se cancela. Sin embargo, todas las formas de distorsión se reducen en aproximadamente la misma proporción que la pérdida de ganancia. En general no es difícil obtener la ganancia necesaria, pero la distorsión siempre es un problema. La realimentación negativa se usa comúnmente para mejorar la calidad de los amplificadores de audio y en especial para reducir la distorsión en la etapa de potencia de salida. Además, el amplificador es más estable con realimentación negativa. La idea general de usar realimentación negativa en un amplificador se ilustra en la figura 4-32. La señal de salida amplificada de un amplificador está fuera de fase con la entrada. Entonces, parte de la salida puede acoplarse a la entrada para realimentación negativa. Este circuito está en el lazo o bucle de realimentación. Nótese que la señal de

señal de entrada es positivo. La magnitud de realimentación está determinada por el circuito de realimentación. Este circuito también puede variar la realimentación para diferentes frecuencias. La ganancia del amplificador con realimentación se llama ganancia de lazo o bucle cerrado. Sin la realimentación la ganancia se llama ganancia de lazo o bucle abierto. La realimentación negativa reduce la distorsión porque hay una cancelación parcial de las señales fuera de fase. Por ejemplo, supóngase que una etapa amplifica algunas amplitudes más que las otras debido a la operación no lineal. Las partes de la señal que son amplificadas demasiado proporcionan más voltaje negativo de realimentación. El resultado es que hay más cancelación de esas señales. Supóngase también que algunas frecuencias tienen más ganancia relativa que la que debieran tener. Tales señales de frecuencia producen más realimentación negativa. El resultado es que hay más cancelación para esas frecuencias que para las otras con menos ganancia. El efecto global de la cancelación debida a la realimentación negativa es, entonces, proporcionar una respuesta más uniforme en el amplificador. Las distorsiones tanto de amplitud como de frecuencia se reducen. Resistor del emisor sin derivación para una realimentación negativa En el circuito amplificador de emisor común con un resistor en el emisor para autopolarización, el resistor usualmente tiene en paralelo una capacitancia grande. El capacitor en derivación permite que el voltaje del emisor sea un voltaje de ce estacionario para su polarización sin ninguna variación de ca de la señal. Cuando el no tiene derivación, sin embargo, la componente de ca del voltaje del emisor proporciona una señal para la realimentación negativa. Esta degeneración en el circuito del emisor reduce la ganancia del amplificador, pero también cancela las distorsiones. En la figura 4-33, no se pasa en derivación con objeto de pasar realimentación negativa. Para

Fig. 4-33- El resistor del emisor sin desviación produce realimentación negativa, a) Circuito, b) Señal de realimentación en oposición en serie con la señal de entrada.

voltajes están realmente fuera de fase. Se cancelan para el voltaje total base-emisor, como se muestra en la figura se vuelve positivo, reduce el voltaje positivo de base con respecto al emisor. La diferencia de potencial entre las dos sementación negativa. Se considera que el circuito mostrado en la figura 4-33 es realimentación de corriente porque depende de la cual es principalmente la corriente de colector. También se llama realimentación en serie porque

Realimentación negativa tomada del voltaje del colector En la figura se muestra el voltaje de la señal del colector realimen-

para cancelar parte de la señal de entrada. Capítulo 4/Circuitos de audio 101

4-11 CONTROLES DE TONO

Fig. 4-34. Realimentación negativa desde el voltaje del colector, a) Circuito que usa en el lazo de realimentación, b) Señal de realimentación en paralelo con la señal de entrada.

Se considera que el circuito mostrado en la figura 4-34 es de realimentación de voltaje, porque depende del voltaje de señal del colector. También

Realimentación de multietapa El lazo de realimentación puede extenderse a más de una etapa. Entonces, la realimentación aún es más efectiva por la ganancia en cascada. Sigue siendo necesario, sin embargo, que la realimentación negativa se oponga a la señal de entrada en el punto donde la realimentación se inyecta. Un sistema práctico es incluir la bobina móvil del altavoz en el lazo de realimentación, porque el circuito de salida de audio generalmente es el que presenta la mayor distorsión.

La salida relativa a diferentes frecuencias de audio determina el tono del sonido reproducido. Por tanto, el tono puede controlarse variando la respuesta de frecuencia. Los tonos agudos significan más respuesta a las frecuencias altas de audio, usualmente arriba de 3 000 Hz. El sonido grave tiene frecuencias de audio más bajas, desde 300 Hz hasta abajo. En muchos casos el tono grave se proporciona reduciendo la ganancia de las altas frecuencias. Este método se llama corte de agudos. La respuesta relativa acentúa los graves, pero a expensas de la respuesta de alta frecuencia. Circuitos de corte de agudos El método general de cortar agudos es usar un capacitor en derivación para reducir la salida a las altas frecuencias de audio. Los valores típicos de C son 0.01 a 0.15 μF. Probablemente el circuito más popular es

frecuencias de audio para proporcionar corte de agudoso más respuestas relativas de graves. En el

de agudos. En algunos circuitos, puede usarse un resistor adicional fijo R en serie para limitar la reducción de volumen.


a. ¿La distorsión en un amplificador se reduce por realimentación positiva o negativa? 102 Capítulo 4/Circuitos de audio

del primario del transformador de salida. Este método se usa con frecuencia para mejorar el sonido débil de un altavoz pequeño.

mejor con más respuestas de graves. Para aumentar los tonos graves de bajo volumen, el control de volumen puede tener una toma extra para introducir un filtro de corte de agudos en el circuito. Como ejemplo se muestra, en la figura 4-36, un conmutador de intensidad cierra el circuito del filtro a la terminal 4. El filtro es efectivo a ajustes de bajo volumen cuando el brazo variable está cercano a la terminal 4. A ajustes de alto volumen, la R entre las terminales 4 y 3 hace mínimo el efecto del filtro. Tal control de volumen, con un circuito para reducir respuesta de agudos se llama algunas veces control de intensidad o volumen. El Fig. 4-35. Circuitos de corte de agudos para el control de tono de audio. a) Filtro RC variable, b) Capacitor de paso a través del primario de un transformador de salida.

mantener una impedancia uniforme de carga a través del circuito de salida para frecuencias diferentes. Control de volumen con compensación de tono A bajo volumen el oído es menos sensible a las frecuencias graves que a las frecuencias agudas. Esto puede explicar por qué mucha gente le gusta tocar la música más fuerte: parece sonar

mucha gente no le gusta el sonido con el corte de agudos. Circuito reforzador de graves En el circuito mostrado en la figura 4-37, R2 se usa para variar la respuesta a baja frecuencia sin cortar los agudos. Se usan dos capacitores de acoplamiento C1 y C2; cuanto mayor sea el capacitor de acoplamiento mayor será la respuesta a baja frecuencia. Cuando R2 se varía, ya sea opera mejor en el acoplamiento de la señal de audio a la siguiente etapa. Cuando K2 se extiende a la terminal 3 en el tope, está efectivamente en corto a través de la terminal 2 y la salida. Entonces, el mayor valor de C2 se usa para el acoplamiento. Esta condición causa una máxima respuesta de graves. Cuando el control está en la posición 1, el más pequeño es Capítulo 4/Circuitos de audio 103

ejemplo en la figura 4-38 en un amplificador dual estéreo con controles de refuerzo de graves. Preguntas de repaso 4-11 (Respuestas en la p. 111)

a. En la figura 4-35¿, ¿la terminal 1 por la termi-

porcionan más respuesta de graves? c. ¿Se usa un control de intensidad subjetiva o sonoridad con compensación de tono para volumen alto o bajo?

Fig. 4-37. Circuito reforzador de graves para control de tono de audio.

el capacitor de acoplamiento, ya que C2 está en corto a través de la terminal uno y la salida. Debe notarse que el circuito reforzador de graves mostrado en la figura 4-37 puede combinarse con el circuito de corte de agudos mostrado en la figura 4-35¿. Entonces, las características del equipo separan los controles de graves y agudos, lo cual es lo mejor para ajustar el tono. El sonido en general es más natural sin demasiado refuerzo o corte en cualquier extremo de la curva de respuesta de frecuencia. Las respuestas de graves y agudos deben reforzarse o cortarse juntas. Realimentación negativa selectiva para control de tono El método de realimentación negativa selectiva es muy eficaz para controlar la respuesta del amplificador de audio a diferentes frecuencias. Cuando se usa más realimentación negativa para altas frecuencias de audio, el resultado es menos ganancia que a bajas frecuencias. Variando la magnitud de realimentación, se controla la respuesta de agudos. Para control de graves, la cantidad de realimentación negativa se varía para las bajas frecuencias de audio. Pueden usarse filtros RC en serie o en combinaciones en derivación para seleccionar las frecuencias de más realimentación negativa. Se muestra un 104 Capítulo 4/Circuitos de audio

4-12 EQUIPO DE AUDIO ESTEREOFÓNICO Se necesitan dos amplificadores separados con altavoces para reproducir las señales de audio individualmente para los canales izquierdo y derecho. Para obtener el efecto estéreo se recomienda tener una distancia entre altavoces de 1.83 a 2.44 m (6 a 8 pies). La reproducción estéreo da un sentido de dirección al sonido que llega a los oídos. En la figura 4-38 se muestra un ejemplo de amplificadores duplicados de audio para estéreo. Los circuitos completos de ambos amplificadores están en una unidad (CI) de circuito integrado, excepto por los componentes que se muestran fuera del área punteada. La salida máxima de audio es 7 W por canal con V + = 35 V como fuente de voltaje de ce para este encapsulado del CI. Nótese el control de balance en la entrada. Se usa para proporcionar las dos señales de audio de entrada. El control en general está en el centro para balance. Sin embargo, puede suministrar más señal a cualquier canal, si es necesario, para compensar la acústica del cuarto. Los dos controles de refuerzo de grave están en un eje, de modo que el tono puede ajustarse para ambos canales al mismo tiempo. En forma similar los dos controles de volumen para las señales de entrada de audio tienen un eje común, pero no se muestran aquí.

Entrada de micrófono Se usan dos micrófonos para estéreo. Además pueden necesitarse preamplificadores de micrófono para la salida de bajo nivel para los micrófonos magnéticos. Radio de MF Casi todas las estaciones de la banda comercial de emisión de radio de MF de 88 a 108 MHz radian en estéreo. Las dos señales de audio se transmiten en una onda portadora de RF para los receptores estéreo. Los detalles del sistema' de emisión estéreo se explican en el Capítulo 17. Radio de MA Se han desarrollado varios sistemas de emisión estéreo de MA para la banda de 54 a 1 600 kHz. El estéreo de MA comercial se utiliza mucho en los radios de automóviles. Preguntas de repaso 4-12 (Respuestas en la p. 111)

Responda verdadero o falso. Fig. 4-38. Amplificadores gemelos de audio para estéreo que usan un circuito integrado LM 379- La salida de audio es de 7 W por canal. Los componentes fuera del área punteada no están incluidos en el circuito impreso. No se muestran los controles de volumen. (National Semiconductor Corp.)

Las dos entradas para canales izquierdo y derecho pueden alimentarse por las siguientes fuentes de señales de audio: Discos estéreo Todos los discos fonográficos se fabrican ahora con señales de audio izquierdo y derecho para estéreo, cortadas en las paredes opuestas del surco a un ángulo de 45°. El fonocaptor estéreo proporciona las señales de audio izquierda y derecha para la salida de fono. El sistema se ilustra en la figura 4-16. Cinta estéreo Se usan dos pistas para grabación y reproducción para las señales de audio separadas de izquierda y derecha. Los formatos para cinta de estéreo se muestran en la figura 4-26.

a. Los discos fonográficos,la cinta magnética y las emisiones de radio de MF son las fuentes de señales de estéreo de audio. b. En la figura 4-38 el control de balance ajusta el tono para ambos canales. 4-13 SECCIÓN DE AUDIO DE UN RECEPTOR DE RADIO Cualquier radio receptor tiene una sección de audio. Un receptor estéreo tiene receptores izquierdo y derecho separados. En muchos casos, especialmente con receptores de alta fidelidad, la sección de audio contiene dispositivos para conexiones externas, como se muestra en la figura 4-39. Como resultado, la parte de audio del receptor puede usarse como un amplificador separado estéreo de audio. La salida de potencia de audio puede estar en la región entre 15 a 100 W por canal. Un sintonizador tiene los circuitos de RF de un receptor, pero no la salida de potencia de audio necesaria para un altavoz. Capítulo 4/Circuitos de audio 105

Fig. 4-39. a) Ejemplo de conjuntores (jacks) de la parte posterior de un receptor estéreo para entrada y salida de audio. b) Conmutador selector en el panel de frente de receptor. El conmutador se muestra en la posición de fonógrafo.

En la figura 4-39a, los cuatro pares de conectores (conjuntores, jacks) pueden usarse para cuatro señales de estéreo. Puede escogerse un par con el interruptor selector en el panel frontal del receptor, como se muestra en la figura Cada par de conjuntores consiste en un canal izquierdo y un canal derecho. La mayor parte de los conjuntores localizados en la parte posterior del receptor aceptan la clavija blindada de fono del tipo RCA.

Salida de audio del receptor En la posición de radio del interruptor selector, la señal detectada de audio de la sección de RF del receptor se conecta a la señal de audio. Esta posición permite la operación normal de un receptor de radio, ya sea para MF o MA. Además, la señal de audio puede tomarse en las terminales marcadas SALIDA DEL RECEPTOR o LÍNEA DE SALIDA. El propósito puede ser para conectar una grabadora de cinta. Aquí el nivel es de cerca de 500 mV de señal de audio de salida. 106 Capítulo 4/Circuitos de audio

Entradas de audio Los otros tres juegos de terminales mostradas en la figura 4-39 son para entrada de señal de audio. Cuando se usan, la sección de radio receptor se desconecta por medio del dispositivo selector. Las terminales de entrada de cinta conectan la salida de una unidad de cinta magnética. La entrada requerida de señal de audio es de cerca de 200 mV. Una unidad de cinta incluye el mecanismo para la cinta magnética y algunos circuitos electrónicos, pero no tiene la salida de potencia de audio necesaria para un altavoz. Las terminales de entrada del fonógrafo, están conectadas a la salida de una cápsula fonográfica. En este caso las terminales son para un cartucho magnetofónico con un nivel típico de señal de 5 a 10 mV. La entrada de auxiliar es para otras señales de entrada con relativamente altos niveles de 200 a 500 mV. Las terminales de entrada pueden usarse con una cápsula fonocaptora de cerámica y posiblemente un micrófono de cerámica. También cuando el receptor no tiene conexiones de entrada de cinta, la posición auxiliar puede usarse para reproducción de una unidad de cinta. No se muestran entradas en la figura 4-39 para micrófonos. Los receptores generalmente no tienen conexiones de entrada para micrófono, porque serían necesarios preamplificadores adicionales. Una unidad separada de amplificación de audio, sin embargo, tiene aditamentos para micrófonos. Debe notarse que la combinación de un micrófono, amplificador de audio y un altavoz forma un sistema de audiodifusión. El volumen de sonido de un sistema PA depende de las tasas de potencia del amplificador y las bocinas. Para fuentes monofónicas de señal de audio, puede usarse el enchufe de entrada izquierdo o derecho. El receptor puede cambiarse a operación monofónica con ambos canales de audio operando en paralelo para una señal de audio. Igualación El término igualación se refiere a la compensación de la respuesta no lineal de frecuencia de los discos fonográficos, cinta magnética y micrófonos. El propósito es dar una respuesta

plana de frecuencia en el proceso global de grabar y reproducir. Los circuitos RC generalmente se usan para los circuitos de corrección de la respuesta. Debe notarse que los conjuntores (jacks) de entrada de audio incluyen las redes de corrección (compensación) necesarios para cada fuente de señal de audio.

Características RIAA Cuando se graba un disco fonográfico, se atenúan las bajas frecuencias y se refuerzan las altas frecuencias para mejorar la razón de señal a ruido. En la reproducción, se necesita la compensación opuesta. La curva de compensación estándar de la Record Industry Associa-

tion of America (RIAA) especifica la respuesta requerida de frecuencia. Preguntas de repaso 4-13 (Respuestas en la p. 111)

En la figura 4-39, mencione los conjuntores (jacks) que se usan para lo siguiente: a. Grabar un programa de radio en cinta. b. Reproducir la salida de una unidad de cinta en cassette. c. Amplificar la salida de una cápsula magneto fónica.

RESUMEN 1. El sonido es un movimiento ondulatorio de variaciones en la presión del aire. La velocidad del sonido en el aire es de aproximadamente 344.4 m/s (1130 pies/s). 2. Una señal de audio es una variación eléctrica de voltaje o corriente. Su velocidad es la misma que las ondas electromagnéticas: 3. La amplitud de las ondas sonoras o de la señal de audio determina el volumen. 4. La frecuencia de las ondas sonoras determina la altura o tono. El intervalo de AF es de 16 a 16 000 Hz. Las bajas frecuencias dan tonos graves; las altas frecuencias dan tonos agudos. 5. Las frecuencias armónicas son múltiplos exactos de la frecuencia fundamental. 6. Una octava es un intervalo de 2:1 de frecuencias. 7. Un altavoz es un transductor electromecánico que produce la salida de sonido de una señal de audio. La bobina móvil se mueve en un campo magnético estacionario proporcionado por el campo dé un imán permanente. El cono vibra para producir ondas sonoras. 8. Un micrófono es lo opuesto a un altavoz. La entrada de sonido al micrófono genera una señal de audio. Los micrófonos comunes son de tipo dinámico o magnético y de tipo de cristal o de cerámica. 9. Un fonocaptor fonográfico produce una señal de audio de salida a partir de las variaciones en los surcos de un disco. Los tipos comunes son los fonocaptores magnéticos y cerámicos. 10. La cinta magnética está revestida con pequeñas partículas de óxido de hierro que pueden magnetizarse. En el modo de grabación la cinta se magnetiza conforme pasa a través del entrehierro de una cabeza electromagnética (la cabeza grabadora) . La bobina de la cabeza recibe energía de la corriente de la señal de audio. En el modo de reproducción la cabeza magnetizada induce una corriente en la bobina conforme la cinta viaja y pasa por el entrehierro. Capítulo 4/Circuitos de audio 107

11. Un preamplificador de audio es un amplificador de bajo nivel. 12. Una etapa de salida de audio es un amplificador de audio usado para suministrar suficiente corriente de señal para el altavoz. La etapa de salida de potencia puede ser de clase A de terminal única o en contrafase de clase de operación B o AB. 13. Los tipos principales de distorsión son la distorsión de amplitud, la cual resulta de amplificación no lineal, y la distorsión de frecuencia, la cual la provoca una ganancia no uniforme para diferentes frecuencias. 14. La realimentación negativa es acoplar de parte de la señal amplificada de salida que regresa a la entrada. En la alimentación negativa, la señal de salida está fuera de fase con la señal de entrada. La ganancia disminuye, pero la realimentación negativa generalmente se usa para reducir la distorsión. 15. Los circuitos RC pueden usarse para ajustar la respuesta de frecuencia para control de tono. Un control de agudos varía la salida a las altas frecuencias de audio. Un control de graves varía la salida a bajas frecuencias de audio. 16. En el sonido estereofónico, se usan canales individuales izquierdo y derecho para conseguir un efecto direccional.

AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro) Escoja (a), (b), (c) o (d). 1. La tercera armónica de 400 Hz es: a) 300 Hz; b) 400 Hz; c) 800 Hz; d) 1200 Hz. 2. El tono agudo corresponde a: a) altas frecuencias; b) bajas frecuencias; c) altasamplitudes; d) bajas amplitudes.

4. La salida típica de un micrófono magnético es: a) 1 mV; b) 500 mV; c) 1 V; d) 2 V 5. El sistema 45°-45° se refiere a estéreo para: a) grabadoras de cintas magnéticas; b) discos fonográficos; c) micrófonos de cristal; d) altavoces. 6. La velocidad de cintas para grabadoras de los cassettes en centímetros por segundo es: a) 4.76; b) 9.53; c) 17.8; d) 38.1. 7. ¿Cuál de lo siguiente se aplica a la etapa de potencia de audio de salida: a) señal de bajo nivel; b) simetría complementaria; c) operación clase C; d) muy poca distorsión? 8. Para igualar 8 un transformador de salida de audio debe de tener una razón de vueltas de a) 1:1; b) 1:5; c) 1:8; d) 1:400. 9. La realimentación negativa se usa para amplificadores de audio para: a) aumentar la ganancia; b) aumentar la distorsión; c) reducir la distorsión; d) operación clase C. 10. Menos reactancia capacitiva en derivación con un amplificador de audio tiene el efecto de: a) cortar graves; b) reforzar agudos; c) corte de agudos; d) más realimentación negativa. 108 Capítulo 4/Circuitos de audio

11. Los conjuntares (jacks) de entrada auxiliar en un receptor de radio requieren una salida de audio de: a) 0.1 a 0.5 mV; b) 1 a 5 mV; c) 200 a 500 mV; d) 5 a 10 mV.

PREGUNTAS DE PRUEBA 1. a) ¿Cuál es la diferencia entre ondas sonoras y señales de audio? b) Dé el intervalo de las frecuencias de audio. 2. Describa brevemente tres tipos de transductores electromecánicos usados en sistemas de audio. 3. Liste las frecuencias fundamentales hasta la quinta armónica de una señal a: a) 400 Hz y b) 1000 Hz. 4. Defina lo siguiente: altavoz de imán permanente, altavoces de graves, altavoces de agudos, filtro separador de frecuencias, amplificador de audio, igualación o compensación, micrófono dinámico y sistema de audiodifución. 5. Mencione dos valores comunes para la impedancia de altavoz y la entrada de potencia. 6. Nombre dos tipos de micrófonos y liste dos características especiales de cada uno. ¿Cuál es el voltaje de salida de cada uno? 7. Nombre dos tipos de fonocaptores fonográficos y liste las dos características especiales de cada uno. ¿Cuál es el voltaje de salida de cada uno? 8. Compare un micrófono cardioide con un micrófono no direccional. 9. Mencione dos requisitos para un sistema estereofónico de audio. 10. ¿Cómo se usa el sistema 45°-45° en los discos fonográficos? 11. Mencione dos velocidades de discos fonográficos en revoluciones por minuto. 12. Dé dos velocidades para cinta magnética en centímetros por segundo. 13. Describa dos funciones de la polarización de ca usado en la grabación en cinta magnética. 14. Describa brevemente dos formatos para grabar en cinta estéreo. 15. ¿Cuál es la ventaja del sistema Dolby en grabación en cinta? 16. Mencione dos diferencias entre cassettes de cinta y cartuchos de ocho pistas. 17. Dé un ejemplo de un filtro separador de frecuencias para altavoces. 18. Dé un ejemplo de un control de nivel para un altavoz. 19.Según el circuito preamplificador de audio de la figura 4-27: a) ¿Cuál es la se20. Nombre tres tipos de circuitos usados para la etapa de salida de audio. 21. Dé dos funciones del transformador de salida de audio. 22. Según el circuito amplificador de audio de la figura 4-28: a) ¿Cuál es la clase de operación de Ql y Q2? b) ¿Cómo obtiene Ql la polarización de la base? c) ¿Se usa realimentación negativa en este circuito? Explique sus respuestas. 23. Mencione una ventaja y una desventaja de la realimentación negativa de amplificadores de audio. Capítulo 4/Circuitos de audio 109

24. Describa brevemente tres tipos de distorsión en los amplificadores de audio. 25. Describa dos causas posibles de distorsión de amplitud. 26. Dé un ejemplo de realimentación negativa en un circuito amplificador de audio. 27. Dé un ejemplo de un circuito de corte de agudos para un control de tonos. 28. Mencione tres ejemplos de señales estéreo para entrada de audio. 29. Describa los cuatro usos para los conjuntores (jacks) de audio de la parte posterior del receptor mostrado en la figura 4-39. 30. a) ¿En qué se diferencia un receptor de MF de un sintonizador de MF? b) ¿Qué significa unidad este'reo de cinta?

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Calcule la media longitud de onda para el sonido para 40 y 16 000 Hz. 2. ¿Cuál es la frecuencia, dos octavas arriba de 300 Hz? 3. La frecuencia de 12 800 Hz ¿cuántas octavas está arriba de 50 Hz?

7. Según el circuito preamplificador de la figura 4-27, calcule la corriente de co lector para Ql y Q2. 8. Calcule la reactancia de un capacitor de acoplamiento de 0.15- a 50 Hz. 9. Según el control de tono de corte de agudos en la figura 4-35rf, calcule la reactancia del C, de 0.05a 2, 4, y 8 kHz. 10. Según el control de tono con refuerzo de graves en la figura 4-37, calcule la reactancia para C, y C 2 a 80 Hz.

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Describa brevemente dos ejemplos de equipo de audio que haya usado. 2. ¿Qué piensa que son mejores, los discos fonográficos o las grabaciones en cinta? Explique por qué. 3. ¿Como equipo de cinta, preferiría carrete abierto, cassette o cartucho? Explique por qué. 4. En forma de diagrama de bloques muestre cómo construiría: a) Un giradiscos estéreo con amplificadores de audio y altavoz, b) Una unidad estéreo de cassette con amplificadores de audio y altavoces, c) Un sistema monofónico de audiodifusión, amplificador de audio y cuatro altavoces en localizaciones separadas.

110 Capítulo 4/Circuitos de audio



111

Capítulo

Unidades decibel (dB) ¿Se ha dado cuenta alguna vez que el oído es más sensible a un cambio en intensidad del sonido a bajos niveles de volumen que a altos niveles? Por ejemplo, un aumento, de 1 W de potencia de salida de 2 W a 3 W da un sonido muy intenso, pero el mismo cambio de 10 W a 11 W no es muy notable. La impresión de quien escucha un aumento o disminución de intensidad depende de la razón de las dos potencias. Una razón de 3 W:2 W es 1.5, o sea, un aumento del 50%, éste es mayor que la razón de 11 W:10 W, o 1.1, el cual es solamente 10% mayor. Es esta razón la que determina el cambio en intensidad. A esto se debe que los valores en decibeles se basan en la razón de dos niveles de potencia. Además se usa el logaritmo de la razón de potencia. El objeto es tener números pequeños que comprendan los extremos de valores pequeños y grandes. (Véase el apéndice D, en donde se analizan los logaritmos.) Cuando una razón de potencias es 1000, su logaritmo es 3 en los logaritmos comunes de base 10; en los cálculos de dB se usan los logaritmos comunes de base 10. Originalmente la unidad logarítmica para las mediciones de audio se definió como bel, el cual es igual a log La unidad que más se usa es el decibel, que es igual a un décimo de bel. La unidad decibel se abrevia dB. Un cambio en el nivel de audio de 1 dB es apenas perceptible al oído. Aunque fue derivada para audio, la unidad dB se usa comúnmente para señales de RF. Los detalles para los cálculos de dB se explican en los siguientes temas: 5-1 5-2 5-3 5-4 5-5 5-6 5-7 5-8

Razones de potencia y unidades dB Razones de voltaje y unidades dB Niveles de referencia en decibeles Valores decibeles comunes Conversión de decibeles en potencia o voltaje Tablas de decibeles Adición y sustracción de unidades decibel Niveles de intensidad del sonido y decibeles

5

5-1 RAZONES DE POTENCIA Y UNIDADES dB La expresión para comparar dos valores de potencia en unidades decibel es:

atenuación por resistencia como en una línea de transmisión causa pérdida de dB. Ejemplo 5-1 ¿Cuál es la ganancia de dB para un aumento de nivel de potencia de 13 a 26 W? Respuesta

Para calcular el número de dB, puede usarse el siguiente método: 1.

En una tabla de logaritmos o en una calculadora log 2 = 0.3- Entonces,

La respuesta es 3 dB para un aumento de razón de potencia de 2 o doble de la potencia. 2. Siempre coloque P2 en el numerador que re presenta la potencia más alta; entonces la razón debe ser mayor que 1. Este procedimiento elimina el problema de trabajar con logaritmos negativos o fracciones. . Se 3. Encuentre el logaritmo de la razón tiene 1000 o 10 3 , cuyo logaritmo es 3. 4. Multiplique el logaritmo por el factor 10 para calcular el número de decibeles. Se tiene 10 X 3 = 30 dB. Deténgase con esta respuesta. El resultado es + 30 dB para una ganancia de 1 mW a 1000 mW o 1 W. No se necesita buscar antilogaritmos porque el decibel se toma como una unidad logarítmica. Para una disminución de 1000 mW a 1 mW, la pérdida sería menos 30 dB el valor dB es el mismo para ganancias o pérdidas iguales. A esto se debe que el numerador de P2 en la ecuación 5-1 puede hacerse siempre el número mayor en la razón El problema dado determinará cuándo es una ganancia o pérdida de dB. Más salida que la entrada causa ganancia. Una pérdida significa que la salida es menor que la entrada. Los amplificadores tienen generalmente una ganancia de dB. La

Ejemplo 5-2 ¿Cuál es la pérdida de dB para una disminución de nivel de potencia de 8 W a 1 W? Use el valor mayor de 8 W para en el numerador. Respuesta

De una tabla de logaritmo o calculadora, 0.9 es el log de 8. Entonces,

Sin embargo, la respuesta es el signo menos indica la pérdida en el nivel de potencia. Ejemplo 5-3 ¿Cuál es la ganancia de dB de un amplificador que tiene una entrada de 200 mW y una salida de 2W? Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

113

Respuesta Primero convierta 2 W a 2000 mW. Entonces,

Ya que 1 es el log de 10,

Para simplificar esta ecuación duplique el coeficiente 10 y tome la raíz cuadrada del log. El valor dB permanece él mismo porque estas dos operaciones se cancelan una a otra. Entonces,

la cual con más simplificación se convierte en

Nótese que 10 veces la potencia también es una ganancia de 10 dB. Este ejemplo también puede resolverse si las unidades se hubieran convertido en watts en lugar de miliwatts. No se necesitan valores de impedancia para calcular una ganancia o pérdida de dB en el nivel de potencia. La razón es que un efecto de una impedancia alta o baja está incluida en el valor de la potencia. Preguntas de repaso 5-1 (Respuestas en la p. 127)

a. Un amplificador tiene una entrada de 7 mW y una salida de 14 mW. ¿Cuál es la ganancia de dB? b. Un atenuador resistivo reduce una entrada de 10 mW a 5 mW. ¿Cuál es la pérdida de dB? 5-2 RAZONES DE VOLTAJE Y UNIDADES dB Recuerde que la potencia es Ya que las unidades dB se usan con niveles de señal de ca, no valores de cc, Z se usa en lugar de R. Entonces, La fórmula para dB para razones de voltaje puede derivarse de la razón de po-

Esta es la forma en la cual las razones de voltaje generalmente se convierten en unidades dB. Sin embargo, la fórmula se aplica solamente para V2 y V!, a través del mismo valor de Z. Precisamente como en la fórmula de potencia, use siempre V2 para el voltaje mayor en la razón para evitar razones menores de 1 y sus logaritmos negativos. Otra vez, el problema determina cuándo es una ganancia para + dB o pérdida para -dB. El coeficiente es 20 en lugar de 10, porque el cuadrado de V corresponde a P. Cuando un número se eleva al cuadrado, el logaritmo se duplica. Como resultado, los valores para razones de voltaje serán el doble de los valores dB para la misma razón de potencia. Por ejemplo, duplicar la La fórmula 5-2 puede usarse para calcular valores de dB para razones de V siempre que ambos voltajes se tomen a través de la misma Z. Esto puede suponerse para los problemas que se presentan aquí, a menos que se indique otra cosa. ¿Cuál es la ganancia de dB para un aumento de voltaje de 13 a 26 mV? Ejemplo 5-4

114 Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

Respuesta

ejemplo 5-1 para el doble de la potencia. Ejemplo 5-5 ¿Cuál es la pérdida de dB para una atenuación de 12 a 3 mV? Use el valor más grande de 12 mV en el numerador de V ? . Respuesta

Esta respuesta es para la pérdida de nivel de voltaje. Nótese que el logaritmo se encuentra sólo después que la razón de voltaje se ha multiplicado por el factor de correción.

Razones de corriente y unidades dB Aunque se usa raramente la fórmula dB para corrientes, puede derivarse como

Ésta es similar a la fórmula de voltaje; sin emDe una tabla de logaritmos o una calculadora, 0.6 es el logaritmo de 4. Entonces,

La respuesta es — 12 dB, con el signo - para indicar la pérdida en el nivel de voltaje. Recuerde que la fórmula 5-2, es para dos

el factor de correción.

Respuesta Ya que las impedancias de entrada y salida no son iguales el factor de correción debe usarse.

Preguntas de repaso 5-2 (Respuestas en la p. 127) a. Un amplificador tiene una entrada de 7 mV y una salida de 14 mV. ¿Cuál es la ganancia de dB en voltajes? b. Un atenuador tiene una entrada de 8 mV y una salida de 2 mV. ¿Cuál es la pérdida de dB en voltaje? 5-3 NIVELES DE REFERENCIA EN DECIBELES Cuando sólo un valor de P o de V se convierten en unidades se supone un nivel de referencia para el otro valor. Se deben de tener dos valores para una comparación de Se usan mucho diferentes Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

115

referencias; el valor puede determinarse en forma abreviada como se indica:

dB negativos para una potencia menor que la referencia. Ejemplo 5-8 Convierta 3 mW en unidades dB. Respuesta

La m indica la referencia de 1 mW; mVindica la referencia de 1 mV. Sin embargo, la referencia 6 mV se indica precisamente como dB. Referencia 6 mW Cualquier nivel de potencia puede compararse con la referencia de 6 mW mediante la fórmula:

Como ejemplo, el nivel de potencia de 12 mW, o de 0.012 W, es 3 dB, más que la referencia, ya que 12 mW es el doble de 6 mW. Recuerde mantener el valor de P y el nivel de referencia en las mismas unidades ya sea en müiwatts o watts. Ejemplo 5-7 Un amplificador tiene una salidade audio de 24 W. ¿Cuál es la salida de

Esta respuesta es — 3 dB, sin embargo, como P es menor que la referencia de 6 mW. No importa si, P es la entrada o la salida. Cuando se comparan los niveles de entrada y salida, un valor negativo de dB significa una pérdida con menos salida que la entrada. Sin embargo, no hay duda de pérdida o ganancia al comparar un nivel con la referencia. En ese caso, el valor relativo dB significa solamente que el nivel es menor que la referencia. La referencia de 0.006 W en 500 es tan común que frecuentemente se indica en los voltmetrosde ca con 0 dB a 1.73 V. Este voltaje puede

Respuesta

De la tabla de logaritmos o una calculadora electrónica, se encuentra que 3-6 es el logaritmo de 4000. Entonces,

Esta salida es 36 dB arriba de la referencia estándar de 6 mW. Cuando el valor de P que se va a convertir es de más 6 mW, P será el numerador. Sin embargo, cuando P es menor que 6 mW, su lugar está en el denominador, con objeto de tener una razón mayor que 1. La respuesta, sin embargo, sería en 116 Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

El valor de 1.73 V es otro modo de fijar el nivel de referencia de 6 mW en 500 La escala de dB para el vóltmetro de ca se muestra en la figura 5-1 que está calibrada en esa forma. Referencia 1 mW La referencia 1 mW se usa generalmente para servicio telefónico y equipo de estudio de estaciones radioemisoras. La fórmula es

Ejemplo 5-10 Calcule el nivel de dBmV para una señal de antena 20 mV en el cable coaxial de 75 en un sistema de televisión por cable. Respuesta

Fig. 5-1 Escala dB típica en un vóltmetro de ca. El cero dB está a 1.73 V.

Ejemplo 5-9 Calcule el nivel dBm para una señal de audio de 20 mW. Respuesta

Mediante una tabla de logaritmos o una calculadora electrónica, 1.3 es el logaritmo de 20. Entonces, dBm = 10 x 1.3 = 13 Esta respuesta es +13 dBm, porque P es mayor que la referencia. La referencia 1 mV En el estándar 1 mV se usa para el voltaje de señal de RF, en líneas coaxiales de transmisión.Tales líneas tienen una impedancia de 75 , la cual es Z para la referencia. La fórmula es

Aquí el factor de multiplicación es 20 en lugar de 10, porque los valores dBmV son para una razón de voltaje. Debe notarse que el cable coaxial de

La respuesta es +26 dBmV porque V es más que la referencia. Nótese que 1.3 se multiplica por 20 para razón de voltaje, en lugar de 10 para una razón de potencia. No es necesario ningún factor de correción porque ambos voltajes están a través de 75 La unidad VU Para mediciones de audio en radiodifusión, la referencia de 1 mW en 600 se usa para definir unidad de volumen (UV). Su principal aplicación es para un vóltmetro de ca calibrado en VU para monitorear la modulación de audio. El medidor de UV tiene características normalizadas a 1 000 Hz. Para indicar los niveles relativos de volumen para las formas complejas de onda en las señales de voz y música.

Comparación de los valores decibel positivo, negativo y cero Para cualquier referencia estándar que se use, + decibeles = nivel mayor que la referencia — decibeles = nivel menor que la referencia 0 decibeles = nivel igual a la referencia Para valores negativos decibel, un número más alto significa una menor señal porque está más bajo que el nivel de referencia. Es importante recordar que 0 decibeles no es un nivel 0, es precisamente igual que la referencia. Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

117

Específicamente para los tres niveles de referencia: 0 dB = 6 mW 0 dBm = 1 mW 0 dBmV = 1 mV Preguntas de repaso 5-3 (Respuestas en la p. 127)

a. Convierta 12 mW en dB b. Convierta 2 mW en dBm c. Convierta 2 mV en dBmV

Procedimientos rápidos para calcular la potencia en dB Pueden hacerse muchos cálculos rápidamente con los valores que se han dado. La técnica consiste en dividir cualquier razón en factores de 2 X 10 y agregar los valores correspondientes de 3 y 10 dB. Recuerde que la adición de logaritmos de números corresponde a la multiplicación de los números. Ejemplo 5-11 Calcule el valor de dB para una razón de potencia de 400. Respuesta El número en múltiplos de 2 X 10, es:

5-4 VALORES DECIBELES COMUNES

2 X 2 X 10 X 10 = 400

En la tabla 5-1 se listan algunas razones de potencia y sus valores dB, que vale la pena memorizar como procedimientos rápidos de cálculo. Nótese que las mismas razones invertidas se aplican para +dB y — dB. Por ejemplo, el doble de la potencia es 3 dB pero la mitad de la potencia — 3 dB. Estos voltajes se deben al hecho de que el logaritmo de 2 es aproximadamente 0.3 y 10 X 0.3 = 3Otra razón útil es 10 veces o 1 décimo de la potencia. Esta razón de potencia es igual a 10 en unidades dB, porque el logaritmo de 10 es 1 y 10 X 1 = 10. Por tanto 10 veces, la potencia es 10 dB, pero un décimo de la potencia es —10 dB. Se incluye también en la lista la razón de potencia 1.26 porque corresponde a 1 dB. Un cambio de esta magnitud en la potencia de audio es apenas perceptible al oído.

Los valores correspondientes en dB son: 3 +

Tabla 5-1 Valores comunes en decídeles para razones de potencia Razón de potencia 100 10 2 1.26 1 1/2 1/10 1/100 118

Decibeles 20 10 3 1 0 -10 -20

Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

3 + 10 + 10 = 26 dB Por tanto, la razón de potencia de 400 es igual a 26 dB. Este ejemplo puede hacerse más corto con los factores 4 X 100 para 6 y 20 dB en potencia. En general, cada incremento del doble de la razón de potencia agrega 3 dB. Duplicando la razón de potencia de 400 a 800 incrementa el valor en dB a 26 + 3 = 29 dB en lugar de 26 dB. Para cada incremento de 10 veces la razón de potencia, se agregan 10 dB. Un incremento en la razón de potencia de 400 a 4 000 incrementa el valor en dB a 26 + 10 = 36 dB. Tabla 5-2 Valores comunes en decibeles para razones de voltaje Razón de voltaje 100 10 2 1.4 1.12 1 1/2 1/10 1/100

Decibeles 40 20 6 3 1 0 -6 -20 -40

Estos cambios también se aplican a una disminución. La mitad de la razón de potencia, de 400 a 200, disminuye el valor de potencia en dB a 26 — 3 = 23 dB. También la décima parte de la razón de potencia de 400 a 40 disminuye el valor de dB de 26 - 10 = 16 dB.

Cálculos rápidos en dB para voltaje

En

la tabla 5-2 se listan las mismas razones como en la tabla 5-1, pero para voltajes en lugar de potencia. Los valores en dB correspondientes son el doble que aquéllos para la misma razón de potencia. Por ejemplo, el doble del voltaje es 6 en lugar de 3 dB. También 10 veces el voltaje es 20 dB, en lugar de 10. El motivo es que la fórmula para dB para el voltaje tiene el factor de multiplicación de 20 en lugar de 10. La razón de voltaje de 1.4 se lista en la tabla 52, con objeto de dar el valor para 3 dB. Nótese que una ganancia de 3 dB en voltaje es 1.4 o V2 veces más, en lugar de dos veces más, que una razón de potencia. También 1 dB hacia arriba es una ganancia de voltaje 1.12. Los mismos métodos rápidos pueden usarse para factores de 2 X 10 en una razón de voltaje. Sin embargo, los valores dB correspondientes son 6 y 20 dB para razones de voltaje. Ejemplo 5-12 Calcule el valor en dB para una razón de 400. Respuesta El número en factores de 2 X 10, es 2 X 2 X 10 X 10 = 400 Los valores dB correspondientes son: 6 + 6 + 20 + 20 = 52 dB Por tanto, la razón de voltaje de 400 es igual a 52 dB. Nótese que el valor 52 dB en voltaje es el doble de 26 dB en potencia encontrado en el ejemplo 5-11 para la misma razón de 400.

En general, cada incremento del doble en la razón de voltaje agrega 6 dB. Doblando la razón de voltaje a 800 de 400 el valor aumenta a 52 + 6 = 58 dB. Para cada incremento de 10 veces la razón de voltaje, pueden añadirse 20 dB. Una razón de voltaje que aumenta de 400 a 4 000 aumenta el valor de dB a 52 + 20 = 72 dB. Estos métodos rápidos se aplican a dB, dBm y dBmV para ganancias o pérdidas. La razón es que la técnica convierte precisamente razones básicas en sus correspondientes valores en decibel. Preguntas de repaso 5-4 (Respuestas en la p. 127)

a. ¿Cuál es el valor en dB para una razón de potencia de 1000? b. ¿Cuál es el nivel de voltaje para 6 dBmV? c. ¿Cuál es el valor en dB para una razón de potencia de 4?

5-5 CONVERSIÓN DE DECIBELES EN POTENCIA O VOLTAJE Los procedimientos rápidos pueden usarse para convertir voltaje o potencia en dB, y para convertir dB en voltaje o potencia. Para convertir una razón de potencia o voltaje se usan los factores 2 X 10. Sin embargo, para convertir un valer dB, se usan los términos correspondientes 3 y 10 dB para potencia o 6 y 20 dB para voltaje. Estas condiciones pueden resumirse como sigue: 20 como razón de voltaje o potencia = 2 X 10 13 dB en potencia = 3 dB + 10 dB 26 dB en voltaje = 6 dB + 20 dB Los métodos se aplican a dB, dBm o dBmV. Para convertir un valor absoluto en watts o en volts, recuerde que las referencias son 6 mW para dB, 1 mW para dBm y 1 mV para dBmV. Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

119

Ejemplo 5-13 Convierta en señal de 26 dBmV el nivel de voltaje correspondiente. Respuesta La referencia para dBmV es 1 mV. Para simplificar el nivel de decibel, 6 dBmV + 20 dBmV = 26 dBmV Las razones correspondientes de voltaje son 2 X 1 0 = 20

menor que 6 mV por el factor 1/400. Entonces,

P = 0.015 mW

Fórmula de conversión para convertir unidades dB en potencia No siempre es conveniente usar los métodos rápidos, sino los antilogaritmos. (En el apéndice D se explica cómo encontrar el valor de un antilogaritmo.) La fórmula requerida en términos de la referencia de 0.006 W puede derivarse como sigue:

Esto significa que el nivel 26 dBmV es 20 veces la referencia de 1 mV. Entonces, V = 20 X 1 mV = 20 mV Ejemplo 5-14 Convierta el nivel de una señal de audio de 26 dB a potencia, en watts. Respuesta La potencia de referencia para unidades dB es 6 mW. Para simplificar 26 dB en potencia, 3 d B + 3 d B + 10 dB + 10 d B = 26 d B Las razones de potencia correspondientes son 2 X 2 X 10 X 10 = 400 Esto significa que el nivel de potencia es 400 veces la referencia de 6 mW. Entonces, P = 400 X 6 mW = 2 400 mW o 2 .4 W La solución puede acortarse con el factor 4 X 100 para 6 dB + 20 dB.

Ejemplo 5-15 Convierta un nivel de señal de audio de — 26 dB en potencia en watts. Respuesta Ya que 26 dB es 400 veces más que 6 mW, del ejemplo anterior, — 26 dB es 120 Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

En la fórmula, P es la potencia que se desea calcular, en watts, a partir de un nivel de dB. El procedimiento puede describirse como sigue: 1. Primero divida el número dado de dB entre 10. 2. Encuentre el antilogaritmo del cociente. (Use una tabla de logaritmos o una calculadora electrónica.) 3. Finalmente, multiplique el antilogaritmo por 0.006 W. Ejemplo 5-16 Convierta una salida de audio de 26 dB en el nivel correspondiente de potencia.

Respuesta Aquí la referencia es 0.006 W. Sustituyendo en la fórmula 5-7, da

= 0.006 W x antilog2.6 El antilogaritmo de 2.6 es 400. Entonces, P = 0 .006 W X 400 P = 2.4 W El ejemplo 5-16 es el mismo que el ejemplo 514 que se hizo con métodos rápidos y la respuesta es la misma, 2.4 W. Sin embargo, la ventaja de la fórmula 5-7 es que puede usarse cualesquiera valores incluso números que no son fáciles de simplificar. Para convertir dBm con la referencia de 1 mW, la fórmula es

Esta respuesta para P está en unidades mW. Si quiere convertir dBmV con la referencia de 1 mV la fórmula es

Note que, en la conversión del voltaje, el número de decibeles se divide entre 20 en lugar de 10. Esta respuesta para V está en unidades de mV.

5-6 TABLAS DE DECIBELES A fin de eliminar del todo cualquier cálculo, puede usarse una tabla de valores de decibeles, como la tabla 5-3. En ella se listan valores exactos, y fueron calculados con logaritmos. La primera columna vertical tiene los valores en dB. En la siguiente columna se listan las razones de potencia correspondientes. A continuación está la columna para razones de voltaje y corrientes. Todos los valores de razón están divididas en columnas separadas para ganancias (+dB) y pérdidas (-dB). Para convertir los dB en una razón, se encuentra el valor en dB de la primera columna. Después busque en ese renglón la razón correspondiente. Como ejemplo, 7 dB cerca del final de la primera columna corresponde a una ganancia de potencia de 5.01 o una ganancia de voltaje de 2.24. Nótese que el cuadrado de 2.24 es igual a 5. Estos valores demuestran que las razones para potencias son los cuadrados de las razones de voltaje para el mismo número de decibeles. Para una pérdida, los signos de — 7 dB corresponden a una razón de potencia 0.199 o aproximadamente, 0.2, lo cual es igual a 1/5. La pérdida en voltaje de — 7 dB una razón de 0.447, lo cual es igual a 1/2.24. Estos valores muestran que las razones para pérdidas de dB son los recíprocos de las razones para ganancias para el mismo número de decibeles. Para cambiar una razón de potencia a voltaje en unidades dB se busca la razón en la columna correcta y luego se lee el renglón a la izquierda para encontrar el valor en dB. Por ejemplo, la razón de potencia de 5.62 corresponde a 7.5 dB al final de la primera columna a la izquierda.

Preguntas de repaso 5-5 (Respuestas en la p. 127) Mediante la referencia 6 mW, convierta lo siguiente en mW: a. b. c. d.

9dB OdB -9dB 13 dB

Fig. 5-2. Adición y sustracción de niveles dB. Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

121

Los valores mayores a 7.5 dB se continúan en la tabla con otro juego de columnas a la derecha. Estos valores llegan a 170 dB. Preguntas de repaso 5-6 (Respuestas en la p. 127)

Mediante la tabla 5-3 de decibeles encuentre: a. La ganancia de potencia que representan 7 dB b. La ganancia de potencia que representan 35 dB. c. ¿A cuántos decibeles les corresponde una ganancia de potencia de 39.8? d. ¿A cuántos decibeles corresponde una ganancia de voltaje de 562? 5-7 ADICIÓN Y SUSTRACCIÓN DE UNIDADES DECIBELES El hecho de que el decibel sea una unidad logarítmica significa que los valores de ganancia en cascada se suman en lugar de multiplicarse, y que las pérdidas en decibeles se sustraen. En la figura 5-2 se ilustra un ejemplo. El primer amplificador tiene una ganancia de voltaje de 200, la cual equivale a 46 dB. Después se atenúa la señal con una resistencia que reduce el nivel a la mitad. La pérdida es — 6 dB. Finalmente, el último amplificador tiene una ganancia de voltaje de 100 ó 40 dB. Ahora puede calcularse la ganancia global de la entrada a la salida. Este valor de ganancia de voltaje Av es


a. ¿Cuál es la ganancia global para las siguientes ganancias en cascada 13 dB, — 6 dB, 10 dB y 20 dB? Dé la respuesta en dB. b. ¿Cuál es el voltaje de salida para una ganancia de 7 dBmV en cascada con una pérdida de — 7 dBmV? _______________________________

5-8 NIVELES DE INTENSIDAD DEL SONIDO Y DECIBELES Las ondas sonoras consisten en variaciones en la presión del aire. La intensidad subjetiva o sonoridad del sonido depende de la magnitud de la presión del aire y de la intensidad correspondiente de

200 x 1/2 x 100 = 10 000 En unidades dB la ganancia global es 46 dB -

6 dB + 40 d B = 80 d B

La salida de 500 mV coincide con la ganancia en unidades ya sea de voltaje o de dB. En unidades

122 Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

Fig. 5-3. Medidor de dB para medir niveles de intensidad de sonido. (VIZ Manufacturing Company.)

Tabla 5-3 Tabla de decibeles

* Para igual Z.


123

Tabla 5-4 Niveles de intensidad relativos

Tipo de sonido Potencia en el oído, W/cm2 Nivel decibel Umbral de dolor Martillo neumático Trueno Música muy fuerte Tren subterráneo Música fuerte Conversación Música de fondo Música suave Suspiro Umbral de audibilidad

potencia que alcanza al oído, medidas en watts por centímetro cuadrado (W/cm2). La intensidad mínima que normalmente puede oírse es 1Q-16 10~16 2 W/cm . Este valor se define como cero decibeles, un nivel de referencia para el umbral de audibilidad. En la intensidad del sonido, 1 dB arriba del umbral se llama unidad fono. El sonido tiene niveles de intensidad subjetiva (o sonoridad) que varían de 0 dB hasta aproximadamente 130 dB, el cual es el umbral de dolor. Un medidor de decibeles para medir los niveles de intensidad de sonido se muestra en la figura 5-3. En la tabla 5-4 se listan algunos sonidos comunes y sus niveles de intensidad. Note que el suspiro

o la música muy tenue tienen un nivel de sonido de 10 a 30 dB. La conversación normal o la música de fondo tiene cerca de 60 dB. La música muy fuerte tiene 100 dB. Es interesante notar que una potencia eléctrica de cerca de 25 W en un altavoz produce un nivel de intensidad de 100 dB, el cual corresponde a un sonido muy fuerte. Esta conversión supone una eficiencia de 1% del altavoz. Una característica importante del sonido es que el oído es más sensitivo a las frecuencias de audio en el intervalo medio de 500 a 5 000 Hz. La respuesta audible se muestra en la gráfica de la figura 5-4. Las frecuencias de 500 a 5 000 Hz, tienen los

Fig. 5-4. Audibilidad relativa de frecuencias de audio de 20 a 20 000 Hz. El oído tiene la mayor sensibilidad entre 500 y 5 000 Hz. Las partes punteadas de la curva abajo de 50 Hz y arriba de 15 kHz indican las frecuencias inaudibles para la mayoría.

124


valores más bajos de intensidad de sonido. Por tanto, son audibles con menos potencia de sonido, o sea, tienen el más bajo umbral de audibilidad. La curva que se muestra en la figura 5-4 está dibujada en papel semilogarítmico. El eje vertical tiene espaciamiento lineal, pero el eje horizontal tiene espaciamiento logorítmico. Las frecuencias aumentan en múltiplos de 10 en cuatro grupos o ciclos de valores. De izquierda a derecha los grupos de valores están en decenas, centenas, millares y decenas de millares. El espaciamiento logarítmico se usa generalmente para curvas de respuesta de frecuencia. El propósito es abarcar un amplio intervalo de valores sin dejar de mostrar detalles de las frecuencias medianas. El oído es menos sensible a las frecuencias de audio abajo de 50 Hz y arriba de 15 kHz. Estos

valores se muestran en la parte punteada de la curva. A la baja audibilidad de las frecuencias de audio bajas se debe que los tonos graves suenen demasiado débiles a bajo volumen cuando se reproducen a través de un amplificador. Para oír mejor las bajas frecuencias, puede elevarse el volumen o aumentarse la respuesta a graves. Preguntas de repaso 5-8 (Respuestas en la p. 127)

a. ¿El espaciamiento logarítmico de la figura 5-4 se usa para los valores de dB o para la frecuencia? b. ¿Cuál de los siguientes valores dB es un promedio de sonido? 0, 60, 120.

RESUMEN 1. En las razones de potencia dB = 10 log donde P2 es la potencia más alta. Una ganancia es +dB; una pérdida es — dB. 2. Valores comunes de dB que deben memorizarse son 3 dB para el doble de la potencia y 10 dB para 10 veces la potencia. Para pérdida, una razón de poten-

4. Los valores comunes dB que se memorizan 6 dB, para el doble voltaje y 20 dB para 10 veces el voltaje. Las pérdidas correspondientes son — 6 dB para la ra-

6. Otra referencia común de potencia es 1 mW, o 0.001 W, en 600 íl. Esta re ferencia en decibles se indica como dBm en lugar de dB. Entonces, 1 mW — 0 dBm. También 3 dBm es 2 mW y - 3 dBm es 0.5 mW. 7. Una referencia común de voltaje para decibeles es 1 mV a través de 75 indicado como dBmV. Entonces, 1 mV = dBmV. También 6 dBmV es 2 mV y -6 dBmV es 0.5 mV. 8. Debido a que el decibel es una unidad logarítmica, las pérdidas o ganancias en cascada se añaden o sustraen en lugar de dividirse o multiplicarse. 9. En términos de niveles de intensidad de sonido, cero decibeles se define como la presión de aire de Este valor es el umbral de audibilidad. Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

125

Los niveles de intensidad varían desde 0 hasta 130 dB, y los valores promedio son 40 a 70 dB. 10. El oído es más sensible a las frecuencias de audio de 500 a 5 000 Hz, aproximadamente.

AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro) Llene los espacios blancos con los valores adecuados. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12.

El doble de la potencia es una ganancia de ________ dB. Diez veces la potencia es una ganancia de ________ dB. Veinte veces la potencia es una ganancia de ________ dB. El doble del voltaje es una ganancia de ________ dB. Diez veces el voltaje es una ganancia de _________dB. Una mitad de la potencia es una pérdida de ________ dB. Un décimo del voltaje es una pérdida de ________ dB. Un nivel de potencia de 6 dB es _________mW. Un nivel de potencia de 6 dBm es ________ mW, Un nivel de voltaje de 6 dBmV es ________ mV. Una ganancia de 7 dB en cascada con 11 dB es un total de ________ dB. Un nivel de voltaje de 200 mV es ________ dBmV.

PREGUNTAS DE PRUEBA 1. Dé las fórmulas de dB para: a) razones de potencia, y b) razones de voltaje a través del mismo valor de impedancia. 2. Dé las fórmulas para calcular decibeles de los siguientes niveles de referencia: a) 6 mW; b) 1 mW; c) 1 mV. 3. ¿Cuáles son los niveles de referencia para dB, dBm y dBmV? 4. Mencione el nivel de potencia en miliwatts, para: a) 0 dB, y b) 0 dBm. 5. Mencione dos aplicaciones en las cuales una razón de potencia resulte en —dB en lugar de +dB, debido a una pérdida en lugar de una ganancia. 6. ¿Por qué se añaden los valores dB de ganancia en cascada en lugar de multiplicarse? 7. Dé el nivel de potencia para cero decibel de intensidad de sonido en el umbral de audibilidad. 8. ¿Cuál de las siguientes frecuencias de audio en hertz es más fácil de oír: 1 000, 10 000 o 15 000? 9. Derive la fórmula dB 5-2 para una razón de voltaje de potencia a dB mediante 126 Capítulo 5/Unidades decibel (dB)

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Calcule la ganancia o pérdida en dB para los siguientes: a) entrada 2 mW y salida de 200 mW; b) entrada de 5 mV y salida de 500 mV; c) entrada de 18 mV y salida de 9 mV; d) entrada de 10 raV y salida de 7.07 mV. 2. Calcule la ganancia de dB para una entrada de 2 mW y salida de 280 mW. 3. Calcule la ganancia de dB para una entrada de 2 mV y salida de 280 mV. 4. Calcule la pérdida de dB para una entrada de 80 mV y una salida de 10 mV. 5. Calcule la ganancia de dB para una entrada 30 mW y una salida de 240 mW. 6. Calcule la ganancia de dB para una entrada de 2 W y una salida de 90 W. 7. Dé el nivel de potencia para lo siguiente: a) 13 dBm; b) -6 dBm; c) 40 dBmV; d) -13 dB. 8. ¿Cuál es la ganancia global de las siguientes ganancias en cascada +17, +12, - 9 , - 9 y - 2 d B? 9. Calcule el valor dB para una razón de potencia de W/cm2).

PREGUNTAS ESPECIALES 1. ¿Cuál es la ventaja de usar unidades dB? 2. Mencione tres ejemplos de unidades dB usadas en otras aplicaciones distintas de trabajo de audio. 3. Explique el significado de papel para gráficas semilogarítmicas de cuatro ciclos, como en la figura 5-4. RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO


127

Capítulo

Fuentes de alimentación Una fuente de alimentación o de poder convierte la entrada de ca de la línea de 60 Hz a una salida con voltaje de ce. Esta fuente de V+es necesaria para los amplificadores en equipo electrónico. Los transistores necesitan voltaje de ce para la polarización del colector y de la base. Los amplificadores de tubos al vacío necesitan una fuente de ce para los voltajes de placa y de la rejilla pantalla. El componente principal en la fuente de poder es el rectificador, el cual generalmente es un diodo de silicio. El diodo conduce solamente cuando está polarizado directamente o en dirección de avance. Una entrada de ca tiene semiciclos positivo y negativo y se convierte a una salida de ce con una polaridad constante. Otros requisitos adicionales de la fuente de alimentación y los usos de los diodos rectificadores, en diferentes circuitos se explican en los siguientes puntos: 6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6 6-7 6-8 6-9 6-10 6-11 6-12

Funciones básicas de una fuente de alimentación o de poder Diodos rectificadores Transformador de potencia Tipos de circuitos rectificadores Análisis del circuito rectificador de media onda Circuito rectificador de onda completa Circuito puente rectificador de onda completa Dobladores de voltaje Circuitos de los filamentos de tubos de vacío Filtros para fuentes de alimentación Reguladores de voltaje Fallas de las fuentes de alimentación

6

Fig. 6-1. Funciones básicas de una fuente de poder con entrada de ca y salida de ce.

6-1 FUNCIONES BÁSICAS DE UNA FUENTE DE AUMENTACIÓN O DE PODER Básicamente sólo se necesita un rectificador para convertir la entrada de ca a una salida de ce. Sin embargo también se usan capacitores como filtros para suprimir las variaciones pulsantes de la salida de ce. Un voltaje de ce tiene una polaridad pero puede tener cambios de valor. Además frecuentemente se usa un transformador de potencia para elevar o bajar el voltaje de ca de entrada al rectificador. Los 120 V de la línea de potencia de ca pueden aumentarse o disminuirse de acuerdo con las razones de vueltas del transformador de potencia. Finalmente, puede usarse un regulador de voltaje para la salida de ce. Un regulador mantiene constante el voltaje de ce de salida cuando la corriente de ce de carga cambia. De otra manera, el voltaje de ce tendería a disminuir conforme aumenta la corriente de carga. Estas funciones básicas se ilustran por medio del diagrama de bloques en la figura 6-1. La fuente de poder (o de alimentación) se muestra con una salida positiva de ce para V+. Para obtener una salida negativa de ce puede invertirse el diodo rectificador, pero es más común la salida de VT La polaridad positiva es necesaria para el voltaje del colector en los transistores NPN y para voltajes de placa y en la rejilla pantalla y los tubos al vacío. 130 Capítulo 6/Fuentes de alimentación

Fig. 6-2. a) Diodos rectificadores de silicio, tamaño real. Los encapsulados mostrados de izquierda a derecha son de los siguientes tipos: sombrero de copa, cuenta y palillo, b) Símbolo esquemático.


Refiérase a la figura 6-1 a. ;La salida de ce es producida por el transformador o por el diodo? b. La entrada de ca al diodo es suministrada por el transformador o por el filtro? 6-2 DIODOS RECTIFICADORES Generalmente se usan diodos de silicio en la rectificación de las fuentes de alimentación. Sus valores nominales máximos de corriente van desde 500 mA para unidades pequeñas, a más de 10 A. La ventaja que ofrecen es una muy baja caída interna

de voltaje de aproximadamente 1 V. En contraste, el valor típico de un tubo al vacío es de 18 V. Nótese el símbolo esquemático en la figura 6-2 para representar un diodo semiconductor. La punta de la flecha marca el ánodo y la barra el cátodo, los cuales corresponden a la placa y al cátodo de un diodo de tubo al vacío. El símbolo puede estar impreso en la unidad para indicar ánodo y cátodo. De otra forma una barra, banda o punto indica el cátodo. El cátodo se usa para la salida positiva de voltaje de ce, y el ánodo para la entrada de ca. La corriente fluye en el diodo solamente cuando la entrada de ca produce un voltaje de polarización directa o de avance; la flecha muestra el sentido de la corriente de los huecos la cual consta de cargas positivas. El flujo de electrones es en el sentido opuesto. El voltaje de avance para el diodo puede ser positivo en el ánodo o negativo en el cátodo. La entrada de ca puede suministrar uno u otro de los semiciclos alternos, pero no ambos al mismo tiempo. Un solo diodo, por lo tanto, es un rectificador de media onda. Puede conducir solamente un medio ciclo de la entrada de ca. Otros tipos de diodos rectificadores son: Disco rectificador de selenio. Este tipo también es un semiconductor, pero es mucho más grande que un diodo de silicio. Rectificador de óxido de cobre. Este tipo también se llama rectificador metálico. Diodo de tubo al vacío. Este tipo tiene capacidad o valores nominales de corriente relativamente bajas. Diodo de tubo de gas. Este tipo tiene una capacidad alta de corriente. A pesar de los diferentes tipos de rectificadores, el diodo de silicio se usa en la mayor parte de las aplicaciones para convertir una entrada de ca en una salida de ce.

Voltaje inverso máximo (o de pico) Voltaje máximo inverso nominal es el máximo voltaje que puede aplicarse a través del diodo en el

sentido inverso o de no conducción. Demasiado voltaje inverso puede dañar a la juntura. El resultado será un diodo en corto. La magnitud del voltaje inverso a través de un diodo en un circuito rectificador típico es aproximadamente el doble que el voltaje de ce de salida. La razón se ilustra en la figura 6-3; si se considera la diferencia de potencial a través del diodo cuando el diodo no está conduciendo, hay dos voltajes que se agregan en serie: uno es el voltaje positivo de ce, de salida en el cátodo y el otro es el voltaje negativo de ca de entrada al ánodo. Para este ejemplo, la salida de ce a través del capacitor C, del filtro es 168 V. El pico negativo del voltaje de entrada es 168 V para un valor de 120 V. Entonces, 168 + 168 = 336 V es el voltaje real inverso a través del diodo. Las especificaciones o valor nominal del voltaje máximo inverso debe ser mayor. Para los diodos de silicio los valores nominales típicos son de 400 a 1000 V.

Prueba del diodo rectificador Un diodo semiconductor puede fácilmente verificarse con un óhmmetro para ver si está abierto o en corto. El diodo tiene sólo dos terminales. Fuera del circuito, la resistencia del diodo se mide en el sentido de avance o polarización directa, y después en el sentido o polarización inversa, basándose en la polaridad del óhmmetro. En la polarización inversa un diodo de silicio, la R debe ser muy baja en el sentido de avance y prácticamente infinita. Si R es baja en ambas pruebas, el diodo está en corto. Si R es muy alta en ambos sentidos el diodo está abierto. Capítulo 6/Fuentes de alimentación

131

6-3 TRANSFORMADOR DE POTENCIA

Cuando se verifica el diodo en el circuito con un óhmmetro la fuente de alimentación debe de estar apagada y los capacitores del filtro descargados. Se debe de desconectar una terminal del diodo para evitar trayectorias paralelas. No use una escala baja de ohms para esta prueba. La batería del óhmmetro debe suministrar suficiente voltaje para activar la juntura para baja R en sentido directo o polarización de avance. Cuando hay un rectificador abierto en la fuente de alimentación, las mediciones de voltaje mostrarán voltaje de ca normal en la terminal de entrada, pero no habrá salida de ce en la otra terminal. La entrada de ca debe medirse con un vóltmetro en ca, pero la salida de ce debe medirse con un vóltmetro de cc.

La magnitud de voltaje de ca necesario para el rectificador puede ser diferente de los 120 V de la línea o red de alimentación con objeto de tener el valor deseado de ce de salida. Entonces se usa un transformador de potencia (o de poder) como el que se muestra en la figura 6-4. Debido a la inductancia mutua entre LP , y Ls, el voltaje de ca en el secundario se aumenta o se disminuye en proporción directa a la razón de vueltas. Como


lado. Para el autotransformador que se muestra en la


a. En el símbolo para diodo, ¿la punta de la flecha indica el cátodo o el ánodo? b. ¿E1 voltaje en polarización directa o de avance al ánodo debe ser positivo o negativo? c. Cuando se comprueba que un diodo está en corto con un óhmmetro, ¿la lectura es R, cero o infinita en ambos sentidos?

del voltaje de ca del primario.

El punto en el cual se toma la derivación del devanado determina la razón de vueltas del autotransformador. Este autotransformador se muestra con más vueltas para por tanto

Fig. 6-4. Transformadores de potencia, a) Transformador con dos devanados con el del secundario aislado Ls. b) Autotransformador con Ls no aislado, c) Transformador multidevanado típico. 132

Capítulo 6/Fuentes de alimentación

es un transformador elevador. Sin embargo, las condiciones pueden invertirse para la reducción de voltaje.

Fuente de línea aislada Una fuente de línea aislada es una fuente con un transformador de potencia que tiene un secundario aislado. El primario está conectado a la línea de ca de alimentación pero el circuito rectificador con V+de salida está conectado al secundario. El chasis del receptor, que usualmente es el retorno negativo para la salida de ce, es un chasis "frío" porque está aislado de la línea de ca de alimentación.

Fuente de línea conectada Con un autotransformador o sin ningún transformador de potencia, el chasis del receptor puede estar conectado a la fase (o "vivo") de la línea de alimentación, lo que significa que está conectado a la línea de ca de alimentación. Si el chasis está conectado al lado alto o fase de la línea de alimentación, hay riesgo de un choque eléctrico cuando se toca el chasis o una parte expuesta de metal. Recuerde que la línea de ca tiene un lado conectado a tierra y que el otro lado es la conexión de la fase (o energizada). Supóngase que la clavija de ca está orientada en la dirección que conecta el chasis del receptor al conductor de la fase de la línea de alimentación de ca. Si se toca el chasis entonces es lo mismo que tocar el lado no puesto a tierra de la linea de alimentación de 120 V. Además de esto, si dos chasis con conexiones opuestas de línea de alimentación se tocaran uno a otro, el resultado sería un corto circuito a través de la línea de ca de alimentación. Para evitar este riesgo en una fuente de poder que no está aislada, la mayor parte del equipo usa ahora una clavija de ca polarizada con una hoja más ancha que la otra. Ya que el tomacorriente tiene una ranura más amplia que la otra, la clavija puede insertarse solamente de un modo. La hoja ancha está del lado de tierra. Fuente de poder de ca-cc El término fuente de poder de ca-cc se usa algunas veces para una

fuente que no tiene transformador de potencia. Con un transformador, una fuente de poder puede operar solamente desde una fuente de ca. Su función, sin embargo, es suministrar potencia de ce. Sin un transformador, la fuente de potencia de cacc puede proporcionar una salida de V+ya sea con una entrada de ca o con una entrada de ce de la polaridad correcta para un diodo rectificador. En realidad, aunque en una entrada de ce difícilmente puede ser usado el término "fuente de potencia de cc-ca", entonces simplemente significa que no se usa transformador de potencia. Una entrada de ca se proporciona por conexión directa a la línea de alimentación. Este tipo es definitivamente una línea de alimentación conectada a un chasis "energizado" o conectado a la fase.

Transformador de aislamiento El transformador de aislamiento tiene una razón de vueltas 1:1, se usa solamente para aislar la línea de alimentación de ca. Se debe usar durante la prueba de equipo conectado a la línea de alimentación. El equipo se conecta al transformador de aislamiento el cual está conectado a la línea de alimentación de ca. Para propósitos de prueba, el transformador de aislamiento también tiene una razón variable de vueltas para proporcionar voltaje de ca más alto o más bajo que el voltaje de línea.

Comprobación de los devanados de un transformador con un óhmmetro Las terminales de los devanados del primario de los transformadores de potencia se codifican usualmente con el color negro. El devanado del secundario de un transformador elevador está codificado con color rojo. En el apéndice E se dan más detalles de los códigos de colores. Mediante el uso de un óhmmetro. cada devanado puede probarse para verificar su resistencia normal. La resistencia que sea uno elevador o uno reductor. Un devanado abierto dará una lectura de resistencia infinita en el óhmmetro, Capítulo 6/Fuentes de alimentación

133

Fig. 6-5. Tres tipos básicos de circuitos rectificadores, a) Media onda con un diodo, b) Onda completa con transformador con toma completa central y dos diodos, c) Puente de onda completa con cuatro diodos.


Responda verdadero o falso. a. El transformador de potencia puede usarse en lugar de un diodo rectificador. b. Un autotransformador proporciona aislamiento de la línea de alimentación de ca.

6-4 TIPOS DE CIRCUITOS RECTIFICADORES

miciclos opuestos. Cada diodo suministra una mitad de la carga de corriente de ce. 3. Puente de onda completa. Este circuito usa cuatro diodos en dos pares. El circuito puente hace posible la eliminación de la toma central. Todos los circuitos se muestran con un transformador de potencia de aislamiento. Sin embargo, los rectificadores de media onda y de puente de onda completa pueden conectarse directamente a la línea de alimentación de ca. El circuito de onda completa necesita un transformador para la toma central. En cada caso la terminal de salida de ce es positiva. Sin embargo, la polaridad puede invertirse a polaridad negativa invirtiendo los diodos.

En la figura 6-5 se muestran tres tipos comunes de circuitos rectificadores, ellos son:

Corriente de carga de cc El rectificador es

1. Rectificador de media onda. Se necesita sola mente un diodo para conducir una alternancia de cada ciclo de la entrada de ca. 2. Rectificador de onda completa. El transformador tiene una toma central para la entrada de ca. Se usan dos diodos para conducir en los se-

la fuente de voltaje de ce para corriente de carga en todos los amplificadores conectados en paralelo a la fuente de poder (o de alimentación). Cada etapa es una rama paralela para corriente continua, principalmente I C . La corriente total de carga de ce que se toma de la fuente de alimentación es entonces, esencialmente, la suma de todas

134 Capítulo 6/Fuentes de alimentación

las corrientes de colector para los amplificadores de transistor. Como un ejemplo, supónganse ocho amplificadores con valores que se añaden a 300 mA de corriente total de colector para todas las etapas. El total puede incluir cuatro amplificadores de señal débil con de 5 mA en cada etapa, dos etapas de excitación con 40 mA y dos etapas de salida de potencia con 100 mA. El total es 4x

5 mA =

20 mA

2x

40 mA =

80 mA

2 x 100 mA = 200 mA total = 300 mA

para todas las etapas de amplificación en este ejemplo mientras se suministra el voltaje ce de salida requerido. Más todavía, si se supone un voltaje de ce de salidade 140 V, la corriente ce de carga de 300 mA

Salida de voltaje de cc En la figura 6-5 se dan algunos valores para indicar la salida real de voltaje de ce de una fuente típica de potencia con un capacitor de filtro. En general un rectificador de media onda con una entrada de ca de 120 V tiene una salida de ce de 140 V aproximadamente. Estos valores se basan en los siguientes factores. 1. Corriente de ce de carga de cerca de 300 mA. 2. Diodo rectificador de silicio, con una caída interna de voltaje menor que 1 V. 3. Capacitor de filtro en la terminal de salida del diodo. Recuerde que el voltaje de 120 V para la entrada de ca es un valor eficaz, el valor pico es

168 V. Más todavía, la salida de ce es más que la entrada de ca eficaz porque el capacitor de filtro puede cargarse al valor pico. Para cualquier voltaje de ca de entrada la salida de ce es aproximadamente 1.17 veces el voltaje eficaz de un diodo de silicio para una corriente de carga de cerca de 300 mA. Por lo tanto, el voltaje de ce de salida del rectificador de media onda mostrado en la figura 615a es 1.17 X 120= 140 V, aproximadamente. La salida de ce del rectificador de onda completa en la figura 6-5b también es de 140 V. El voltaje total del secundario es de 240 V, pero la toma central proporciona 120 V para las entradas de ca V1 y V2 a cada diodo. El voltaje de ce de salida es el mismo que para un diodo, pero los diodos pueden suministrar el doble de la corriente de carga. El puente de onda completa de la figura 6-5c, usa todo el voltaje del secundario de 240 V, así como su entrada de ca. Entonces, el voltaje de ce de salida es 1.17 X 240 = 280 V, aproximadamente. El circuito puede proporcionar el doble de voltaje de ce de salida del circuito en la figura 6-5b y la doble carga de ce de corriente de un diodo. Estas capacidades extras provienen del uso de más diodos.

Rectificadores de media onda y onda completa Un rectificador de media onda usa solamente un semiciclo de la entrada de ca para la salida de ce. Puede usarse ya sea el semiciclo positivo o negativo, dependiendo de las conexiones del diodo. El voltaje positivo en el ánodo hace que el diodo conduzca, y el voltaje negativo al cátodo es también un voltaje de polarización directa o de avance. Un rectificador de onda completa usa ambos semiciclos de la entrada de ca para la salida de cc. Son necesarios dos diodos cuando menos.

Frecuencia de pulsación Las variaciones en la salida rectificada se consideran como un voltaje de ca de pulsación superpuesto al nivel de ce. Suponiendo que la entrada de ca sea de 60 Hz, la salida de ce tiene cualquiera de los siguientes: Capítulo ó/Fuentes de alimentación 135

1. Pulsación de 60 Hz en un rectificador de media onda. 2. Pulsación de 120 Hz en un rectificador de plena onda. La frecuencia de pulsación del rectificador de media onda mostrado en la figura 6-5a es 60 Hz. Solamente se usa cada semiciclo de la entrada de ca para producir la salida de ce. La frecuencia de pulsación de los rectificadores de onda completa mostrados en las figuras es 120 Hz porque se usan ambos semiciclos de la entrada de ca. Una frecuencia de pulsación más alta es más fácil de filtrar porque pueden usarse capacitores más pequeños que proporcionan baja reactancia. Por tanto, el amplificador de onda completa ofrece la ventaja de mejor filtrado en comparación con un rectificador de media onda.

Salida de ce positiva En la figura

el

rectificador D conduce cuando el voltaje de ca de entrada hace el ánodo del diodo positivo. La corriente puede entonces fluir en la salida de ce del circuito. Cuando la entrada de ca es negativa en el ánodo, el diodo no puede conducir. Entonces no

entrada de ca que no aparece en la salida de ce. Esta forma de onda muestra precisamente la rectificación sin el efecto de ningún capacitor de filtro. La operación de este circuito rectificador puede resumirse en los siguientes pasos:

1. La entrada de ca positiva proporciona voltaje directo (polarización de avance) al ánodo de D. 2. La corriente puede fluir solamente en un sentido. El flujo de electrones es del cátodo al

Preguntas de repaso 6-4 (Respuestas en la p. 153) a. ¿Cuál es el voltaje de ce filtrado de salida del rectificador de media onda mostrado en la figura 6-5a? b. ¿Cuál es la frecuencia de pulsación del rectificador de onda completa mostrado en la figura 6-56? c. ¿Cuál es el voltaje de ce filtrado de salida del rectificador de puente mostrado en la figura 65 c?

6-5 ANÁLISIS DEL CIRCUITO RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA Los detalles del circuito rectificador de media onda se ilustran en las figuras 6-6 a la 6-8. El rectificador de media onda con un diodo único es el circuito básico de todos los tipos de fuentes de potencia. Los circuitos rectificadores con más diodos son solamente combinaciones de los circuitos rectificadores de media onda. 136


ciona el voltaje de ce de salida para la carga. 4. La polaridad de voltaje de ce de salida a través de R L es positiva al lado del cátodo en comparación con el lado a tierra. Nótese que el flujo de electrones a través de es de menos a más a la terminal del cátodo. 5. Suponiendo una entrada de ca de 60 Hz, las fluctuacior es en la salida de cc, esto es, la frecuencia de pulsación, es 60 Hz. La razón básica de por qué el voltaje de ce de salida tiene polaridad positiva respecto a tierra es que el diodo conduce solamente cuando la entrada de ca es positiva a tierra. Entonces está conectada con el diodo conductor a la fuente de voltaje solamente cuando el voltaje es positivo. Recuerde que la tierra del chasis es solamente una conexión común, no necesariamente el inicio o el fin de la corriente. Los electrones que dejan el cátodo del diodo para suministrar la corriente deben regresar al cátodo para tener una trayectoria completa.

Fig. 6-6. Rectificador de media onda para salida de ce positiva, a) El circuito con en el sentido del flujo de electrones, b) Forma de onda de la salida rectificada sin un capacitor de filtro.

Fig. 6-7. Rectificador de media onda con diodo invertido para salida de ce negativa, a) El circuito con en el sentido del flujo de electrones, b) Forma de onda de la salida rectificada sin un capacitor de filtro.

Salida de ce negativa En la figura 6-1 a, el rectificador DI conduce cuando la entrada de ca hace negativo al cátodo del diodo. Nótese que el diodo está invertido, en comparación con la figura 6-6. La entrada de ca también se muestra invertida para indicar que DI conduce cuando el lado alto de es negativo. Hacer negativo al cátodo es equivalente a hacer positivo al ánodo. Ambos métodos proporcionan el voltaje de polarización directa para el diodo. El diodo no puede conducir el semiciclo opuesto cuando la entrada de ca hace positivo al cátodo de DI; por tanto no hay salida ce a través de El semiciclo punteado en la figura 6-6b, indica la parte de entrada de ca que se pierde en la salida de cc. Cuando DI está conduciendo en la figura 6-1a, el flujo de electrones puede considerarse que va de

parte superior de el flujo de electrones es hacia ese lado. El circuito para una salida negativa de ce se llama algunas veces fuente de poder invertida. Polaridades para el voltaje de cc de salida El modo fundamental de considerar las polaridades es que la salida de ce tiene la misma polaridad que el voltaje de ca de entrada que hace que el diodo conduzca. La masa es solamente un retorno común que no tiene ninguna polaridad específica. Las dos polaridades posibles para un diodo pueden resumirse brevemente como sigue: 1. La conexión de la entrada de ca al ánodo produce un voltaje de ce positivo de salida en la carga en el circuito del cátodo. 2. Por otro lado, la conexión de entrada de ca al cátodo produce voltaje de ce negativo de salida a la carga en el circuito del ánodo. Capítulo 6/Fuentes de alimentación 137

La polaridad de la salida de ce se determina por la entrada de ca porque es la fuente de potencia. El rectificador es solamente un dispositivo que puede hacer la conexión entre la fuente y la carga cada vez que la fuente repite la misma polaridad. La acción de rectificación que consiste en pasar a través de una sola polaridad también se llama conmutación. Voltajes de ce positivo y negativo de salida El circuito de la figura 6-8 se llama fuente bipolar o simétrica porque proporciona salidas iguales y opuestas de voltaje de ce. Este tipo es necesario en aplicaciones que requieren ambos voltajes de alimentación, como es el caso de los amplificadores operacionales (amp op). Nótese, en la figura 6-8«, que tanto DI como D2 están conectados al mismo voltaje de entrada a través de pero que un diodo está invertido con respecto al

Fig. 6-9. Fuente de poder típica de media onda conectada a la línea y con capacitor de filtro.

otro. Cuando un voltaje de ca de entrada excita al ánodo de DI positivo este diodo conduce; la se muestra para indicar el flujo de electrones. Como resultado, el voltaje de ce de salida de DI en el cáEn el siguiente todo es positivo a través de semiciclo negativo del voltaje de ca excita al cátodo de D2 negativo. Esta polaridad en el cátodo corresponde a la polaridad positiva en el ánodo, lo cual hace que D2 conduzca. Su voltaje de ce de salida V2 en el ánodo es negativo a través de R2. El circuito equivalente para los voltajes de sa-

es positivo. Las polaridades se muestran respecto a masa.

Fuente de potencia de media onda conectado a línea de alimentación No se usa transformador de potencia para un circuito rectificador de media onda que no está aislado de la línea de alimentación de ca como en la figura 6-9. DI es un diodo de silicio. es un capacitor de filtro que suprime la pulsación de 60

Fig. 6-8. Fuente de alimentación bipolar simétrica para voltajes de ce iguales y opuestos de salida, a) Circuito con DI y D2 con polaridades opuestas, b) Circuito equivalente para salida de ce de VI y V2. 138

Canítulo 6/Fuentes de alimentación

general, en las fuentes de potencia deben usarse capacitores electrolíticos como filtros por su gran C. Recuérdese que los capacitores electrolíticos como el mostrado en la figura 6-10 deben conectarse con la polaridad correcta. En la acción de filtrado, el capacitor proporciona una salida de ce durante el tiempo que el diodo no está conduciendo. es un capacitor de

Fig. 6-10. Filtro de capacitor electrolítico. La envolvente es el negativo común. La altura es de 2 pulg.

filtro de entrada porque está conectado directamente al cátodo del diodo, a la entrada del lado de ce del circuito. está en serie con DI para usarse como un resistor para protección contra transitorios (de sobrevoltaje o sobrecorriente). Limita la corriente de

Este circuito tiene una salida de ce positiva en el cátodo para V + , con una entrada de ca aplicada al está conectado a la ánodo. Nótese que el lado tierra o al neutro de la iínea de alimentación de ca para reducir el riesgo de un choque eléctrico. Efectos del capacitor de filtro El capacitor d de filtro o filtraje, figura 6-9, se carga rápido a través de la resistencia muy baja del diodo cuando conduce, pero descarga lentamente a través de la resistencia de carga cuando el diodo está inactiacumula carga para vo. Como resultado, el mantener el voltaje de ce de salida. El capacitor de filtro en el proceso, tiene los siguientes efectos: 1. La pulsación de ca de 60 Hz prácticamente queda eliminada de la salida de ce.

2. El voltaje de ce de salida se mantiene durante el ciclo entero de la entrada de ca aunque el diodo no esté conduciendo. 3. El voltaje de ce a través de genera una polarización inversa en el diodo, de modo de que éste puede conducir solamente para el valor de cresta de la entrada de ca. En conclusión, el diodo es un rectificador de cresta. 4. C1 puede cargarse hasta el valor de cresta de la entrada de ca, es decir, arriba de 168 V. Como resultado, el voltaje de cc de salida puede ser mayor que el valor eficaz de 120 V. En resumen el se carga a través del diodo y descarga a través de la carga. El capacitor de filtraje es efectivamente la fuente de voltaje de ce.


a. ¿Un diodo requiere voltaje positivo de ca de entrada al ánodo o al cátodo para conducción? b. ¿E1 diodo de la pregunta anterior tiene voltaje de ce positivo de salida en el ánodo o en el cátodo? c. /La pulsación de frecuencia de un rectificador de media onda es de 60 o 120 Hz?

6-6 CIRCUITO RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA En el circuito mostrado en la figura se usan dos diodos para rectificar ambos semiciclos de la entrada de ca. Cada diodo es un rectificador de media onda pero los dos tienen la carga común RL. Sólo la mitad del voltaje total del secundario, de cada extremo de Ls a la toma central puesta a tierra, se usa para cada diodo. Debido a este requisito, debe usarse un transformador con toma central. Las formas de onda del rectificador se muestran en la figura sin ningún filtrado. Capítulo 6/Fuentes de alimentación 139

El voltaje de ce de salida es positivo en los cátodos comunes de los diodos. Las formas de onda en la figura muestran que el rectificador de onda completa usa el ciclo completo de la entrada de ca para producir una salida de ce. Sólo un diodo conduce en un cierto tiempo, pero las salidas se combinan en Cuando un diodo está inactivo, el otro diodo está conduciendo, y es por ello que la pulsación de frecuencia es de 120 Hz. Es el doble de la entrada de ca de 60 Hz porque ambas alternancias de cada ciclo son capaces de producir una salida de ce en el rectificador.

Operación de onda completa El circuito puede analizarse en los siguientes pasos: 1. Ambos diodos tienen la misma para los casos comunes, retornando la toma central en

Fig. 6-11. Rectificador de onda completa, a) El circuito con I en el sentido del flujo de electrones, b) Forma de onda de la salida rectificada sin capacitor de filtro. El VRL se tiene al cátodo.

Los extremos opuestos de una bobina siempre tienen polaridades opuestas con respecto al centro de la bobina. Cuando la parte superior de Ls es positiva, la parte inferior es negativa como se muestra en la figura 6-11a. Para esta polaridad de entrada de ca, el ánodo de DI es positivo para hacer que el diodo conduzca. En el siguiente semiciclo, no obstante, la entrada de ca tiene polaridad opuesta. Entonces la parte inferior de Ls es positiva, el ánodo de D2 es positivo y este diodo conduce. Para la conducción en cualquier diodo la corriente rectificada fluye en el mismo sentido a través de RL . Este sentido es de derecha a izquierda en la figura, como se muestra por las flechas punteadas para para el flujo de electrones. 140 Capítulo 6/Fuentes de alimentación

3. En el siguiente semiciclo de la entrada de ca, el fluye a través de ánodo de D2 es positivo. D2 y la mitad de abajo de Ls y retorna a través de R L al cátodo de D2. 4. Nótese que fluyen a través de RL en el mismo sentido 5. Como resultado, ambos diodos producen un voltaje de salida con la misma polaridad con el lado del cátodo positivo. Para una entrada de 60 Hz, la pulsación de frecuencia es de 120 Hz. Un mejor filtrado es posible por la mayor frecuencia de la pulsación. Además los rectificadores de onda completa pueden proporcionar el doble de la corriente de ce de carga que la que puede proporcionar un diodo de media onda. Voltaje de ce de salida sin filtrado En el circuito de la figura 6-1 la no se muestra ningún

capacitor de filtraje para ilustrar las formas de onda básicas del rectificador. Considérese la forma de onda en la parte inferior de la figura para la salida de onda completa. Su valor de ce promedio es de 90% del valor eficaz de la entrada de ca. Este porcentaje se basa en la razón de los valores promedio y eficaz de una onda senoidal. Recuérdese que el valor eficaz es 0.707 del valor de cresta, en tanto que el promedio es de 0.637 de cresta. La razón 0.637/0.707 = 0.9, o 9096. Para 120 V eficaces de la entrada de ca, entonces, la salida ce promedio es 120 X 0.9 = 108 V. Para la rectificación de media onda, la salida de ce sin filtrado es 0.9/2, o 0.45, del valor eficaz de la entrada de ca porque los semiciclos alternos no se rectifican. Estos valores son para una salida rectificada sin filtrado. Sin embargo, el capacitor de filtraje aumenta el voltaje de ce de salida que llega a ser cercano al valor pico de la entrada de ca.

Fig. 6-12. Puente rectificador de onda completa con cuatro diodos. Este circuito no necesita transformador con toma central.


Véase la figura 6-11a. a. De acuerdo con las polaridades mostradas, ¿qué diodo está conduciendo DI o D2? b. ¿La frecuencia de ondulación o rizado de la salida de ce es de 60 Hz o 120 Hz?

6-7 CIRCUITO PUENTE RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA El circuito de la figura 6-12 es un rectificador de onda completa que no necesita un transformador con toma central. Como se muestra, todo el voltaje del secundario se usa para el voltaje de ce de salida. En este circuito, es un transformador de aislamiento, pero el circuito puente puede conectarse directamente a la línea de ca. Además el transformador de potencia puede usarse para elevar o re-

Fig. 6-13. Puentes rectificadores con cuatro diodos en cada unidad. La unidad al frente tiene cuatro espigas para usarse con un conector. Las otras dos tienen terminales para soldarse. El tamaño es de (1 pulg 2 ).

ducir el voltaje de ca para la entrada del circuito de puente. Los pequeños rectificadores puente con cuatro diodos en cada unidad se muestran en la figura 613- Las cuatro terminales corresponden a las terminales A, B, C y G en la figura 6-12. Dos terminales son para la entrada de ca y dos para la salida de ce. Los detalles de conducción de los cuatro diodos se muestran en la figura 6-14. Dicho en forma breve, el puente permite que dos diodos conduzcan en serie con RL entre ellos en cada semiciclo. El circuito equivalente en la figura 6-l4a muestra Ri_ en la rama central del puente. Capítulo 6/Fuentes de alimentación 141

RL del cátodo al ánodo en DI, y regresa al punto A en la parte superior de Ls. Los diodos D2 y DA no se muestran en este diagrama porque están efectivamente fuera del circuito con voltaje inverso. En el semiciclo siguiente la entrada de ca hace al punto A negativo y al punto B positivo, como se muestra en la figura Entonces, D2 y DA, conducen. El ánodo de DA se hace positivo en tanto que el cátodo de D2 es negativo. El flujo de electrones I24 va desde la parte superior de Ls, desde el cátodo hasta el ánodo de D2, a través de RL, desde el cátodo hasta el ánodo de DA, y regresa al punto B en la parte inferior de L s Ahora, los diodos DI y D3 efectivamente no participan en el circuito y tienen un voltaje inverso. Nótese que I tiene el mismo sentido a través de RL para ambos semiciclos. El resultado es el voltaje V+ al extremo de RL conectado a los cátodos de DI y DA. Si los cuatro diodos estuvieran invertidos, la salida de ce en este punto sería negativa. La frecuencia de ondulación o rizado es de 120 Hz con rectificación de onda completa.

Fig. 6-14. Forma en que los cuatro diodos de un rectificador de puente conducen en los semiciclos opuestos de la ca de entrada. a) La resistencia RL . de carga de ce está en el brazo central del puente, h) Cuando el punto A tiene voltaje positivo, DI y D3 conducen a través de RL. D2 y DA no conducen, c) Cuando el punto B tiene voltaje positivo, D2 y DA conducen a través de R L . DI y D3 no conducen.

El extremo derecho RL en el punto C en la figura 6-14 está conectado a los cátodos de DI y DA. Al otro extremo de RL, el punto G está conectado a masa. Por tanto, el punto C en el extremo del cátodo de RL tiene una salida positiva respecto a tierra. En la figura se muestra la conducción para la entrada ca, que hace al punto A positivo respecto a B. Entonces el ánodo de DI es positivo en tanto el cátodo de D3 es negativo. Ambos diodos DI y D3 conducen. La trayectoria del flujo de electrones corre de la parte inferior de L s en el punto B del cátodo al ánodo en D3, a través de 142 Capítulo 6/Fuentes de alimentación


a. ¿Cuántos diodos se necesitan en un rectificador puente? b. En la figura 6-12, ¿qué diodo conduce con D1?

6-8 DOBLADORES DE VOLTAJE La magnitud del voltaje de ce de salida puede hacerse el doble de la entrada de ca por el uso de combinaciones en serie de diodos y sus capacitores de filtraje. En la figura 6-15 y 6-16 se muestran circuitos típicos de dobladores de voltaje. También son posibles circuitos triplicadores de voltaje y cuadriplicadores.

Doblador de onda completa El circuito doblador de onda completa de la figura 6-15, puede analizarse como sigue: 1. En el semiciclo, cuando el punto A de la entradade ca hace el ánodo de DI positivo, el DI. 2. En el semiciclo siguiente, el punto A de la entrada de ca hace negativo al cátodo de D2. Así ese diodo conduce para cargar C2. El voltaje de ce a través de C2 es negativo al ánodo de D2. 3. El voltaje de ce total de salida se toma a través de C1 y C2 en serie respecto a masa. De esta forma el es el doble que el voltaje de ca de entrada. La frecuencia de rizado es de 120 Hz para el circuito de onda completa, porque ambos semiciclos de la entrada de ca producen una salida de ce. Los dobladores de onda completa rara vez se usan, ya que el circuito no tiene conexión común a tierra tanto para la entrada de ca como para la salida de cc. El retorno común es importante para reducir el riesgo de un choque eléctrico y también la captación de señales parásitas del zumbido de la línea de alimentación.

Doblador de media onda El circuito doblador de media onda de la figura 6-16 puede usarse como una fuente de alimentación conectada a la línea porque un lado de la entrada de ca es común con el retorno para el voltaje de ce de salida. El nombre usual para este circuito es de doblador en cascada, porque la salida rectificada de DI se usa para reforzar a la entrada de ca a D2. La operación es como sigue: 1. En el semiciclo cuando el punto B en la parte inferior de la entrada de ca hace positivo al ánodo de DI, el diodo conduce para cargar a C1. Este voltaje de ce es positivo al cátodo de DI.

Fig. 6-16. Doblador de voltaje de media onda o en cascada, usado como fuente de poder conectada a la línea.

2. En el semiciclo siguiente de la entrada de ca, el punto A en la parte superior llega a ser positivo. Es importante notar que la polaridad del voltaje de ce a través de C1 ahora está en serie, añadiéndose con el voltaje de ca de entrada. 3. Por consiguiente, cuando el punto A es positivo para el ánodo D2. el voltaje de ca se refuerza

del eje cero. Entonces, el pico de entrada de ca a D2 es aproximadamente el doble de la entrada de ca a DI. 4. Cuando D2, conduce para cargar a C 2 por tanto, el voltaje ce de salida se duplica. El voltaje V+ de 280 V, en a figura 6-16, es el doble del valor típico de 140 V para un rectificador de media onda. Capítulo 6/Fuentes de alimentación 143

que limita transitorios (de soEl resistor bre-voltaje o sobrecorriente) sirve para ambos diodos. Sin embargo, la frecuencia de rizado es de 60 Hz de la rectificación de media onda porque sólo D2 produce el voltaje de ce de salida. Para obtener una mayor multiplicación de voltaje, pueden conectarse en cascada dos duplicadores con el fin de formar un cuadruplicador. En un triplicador de voltaje, un duplicador se combina con otro diodo de media onda. Los multiplicadores de voltaje, sin embargo, tienen la desventaja de la pobre regulación de voltaje. Este efecto quiere decir que el voltaje de ce de salida baja con más corriente de carga. Se necesitan capacitores de filtraje más grandes para ayudar a mantener el voltaje de salida. Preguntas de repaso 6-8

Fig. 6-18. Filamentos calefactores en serie a través de una línea de alimentación de ca de 120 V.


a. En la figura 6-15, ¿el diodo DI carga a

oa

b. En la figura 6-16, ¿el voltaje de salida V+ lo produce el diodo DI o el D2? 6-9 CIRCUITOS DE LOS FILAMENTOS DE TUBOS AL VACÍO Los filamentos del equipo que usa tubos pueden conectarse ya sea en paralelo o en serie. Los filamentos para circuitos en paralelo tienen un voltaje nominal de 6.3 V. El número del tipo de tubo empieza con el dígito 6, como en 6GH8. Se necesita un transformador para bajar el voltaje de la línea de ca de 120 V a 6.3 V. Todos los filamentos están en paralelo a través del alambrado, como se muestra en la figura 6-17. Los filamentos en paralelo tienen el mismo voltaje nominal pero pueden tener diferentes valores nominales de la corriente. Los filamentos en serie se usan con una fuente de alimentación conectada a la línea, la cual no tiene transformador de potencia. Así todos los filamentos están conectados en serie a través de la 144 Capítulo 6/Fuentes de alimentación

Fig. 6-17. Filamentos calefactores conectados en paralelo a través del devanado del secundario de 6.3 V del transformador.

línea de alimentación de ca de 120 V, como se muestra en la figura 6-18. Los voltajes nominales típicos de los filamentos para su conexión en serie son 5, 10, 12, 17, 25 y 35 V. Los filamentos en serie pueden usar voltajes diferentes, pero deben tener el mismo valor nominal de corriente usualmente 450 o 600 mA. Es importante notar que cuando un filamento en serie se abre, la corriente no puede fluir en el grupo entero. Entonces, todos los filamentos están desconectados y el equipo no opera.


a. ¿Cuál es el valor típico de voltaje para los filamentos conectados en paralelo? b. ¿Cuál es el voltaje total a través de un grupo de filamentos calefactores conectados en serie si la línea de alimentación de ca suministra 120 V?

6-10 FILTROS PARA FUENTES DE AUMENTACIÓN La salida de ce de un rectificador es unidireccional. Si no hay filtrado, sin embargo, la salida rectificada varía aún en amplitud. Esta forma fluctuante de onda de ce corresponde a una pulsación de ca superpuesta al nivel promedio de cc. El rizado en la fuente de V+ causa un zumbido de 60 o 120 Hz. En los radiorreceptores, el rizado excesivo en la señal de audio produce un sonido constante de bajo tono llamado zumbido. En los receptores de televisión, la ondulación residual o rizado excesivo de 60 o 120 Hz en la señal de video produce uno o dos pares de barras horizontales oscuras y claras. Las barras usualmente se desplazan lentamente hacia arriba o hacia abajo en la pantalla. La función del filtro de la fuente de poder es reducir la componente de ca de rizado en el voltaje de ce de salida. Así, la fuente de V+ tiene un valor fijo. El filtrado se realiza conectando capacitores en derivación y autoinductancias o choques en serie en el circuito de salida del rectificador. Su función es allanar las componentes para la fuente de V + . Puede verse un ejemplo de un capacitor de filtraje refiriéndose a la figura 6-10. En la figura 6-19 se muestra un choque o inductancia de filtraje. Los valores típicos de C son de 50 a 1 000 μ F, el cual requiere capacitores electrolíticos de filtraje. L es de 2 a 10 H para un choque o inductancia con núcleo de hierro para filtrado. El capacitor electrolítico de filtraje debe conectarse con su polaridad correcta. Su voltaje nominal debe ser ligeramente mayor que la salida de ce de la fuente de poder. Si C tiene un voltaje nominal demasiado pequeño, su película dieléctrica puede perforarse, lo cual pone al capacitor en corto circuito. Tampoco es deseable tener un voltaje nominal muy grande para C porque debe aplicarse demasiado voltaje para formar la película dieléctrica.

Cómo funciona el filtro Un capacitor de filtraje allana o aplana el voltaje de salida porque C se opone a cualquier cambio en el voltaje. Los

Fig. 6-19- Choque o inductor de filtraje para una fuente de poder. La inductancia es de 8 H y R es de 250 El choque mostrado tiene 3 pulg de ancho.

capacitores de filtrado deben conectarse en paralelo con V+. De otra forma, un capacitor en serie bloquearía la salida de ce. Un choque o inductancia de filtro aplana las fluctuaciones de la corriente de salida porque L se opone a cualquier variación en la corriente. La bobina está conectada en serie de modo que la corriente de ce de salida debe fluir a través de ella. El capacitor de filtro es el factor principal en la reducción del rizado. C se carga a través de la resistencia interna baja del rectificador, conduciendo. El capacitor se carga rápido, sin embargo, la trayectoria de descarga a través de la más alta resistencia de carga tiene una constante de tiempo RC mucho más grande. Por tanto, el capacitor se descarga lentamente. La descarga lenta evita que el voltaje del capacitor disminuya mucho antes de que el capacitor se cargue otra vez por el rectificador. El resultado neto es que el voltaje de ce de salida a través del capacitor tiene un nivel relativamente constante.

Porcentaje de rizado El factor de rizado es una medida para identificar cuan efectivo es el filtro en reducir el rizado de ca en el voltaje de ce de salida. La fórmula es: Capítulo 6/Fuentes de alimentación 145

El voltaje de rizado de ca es un valor eficaz para 60 o 120 Hz. Ejemplo 6-1 Una fuente de poder con una salida ce de 140 V tiene un rizado de 60 Hz de 1.4 V. ¿Cuál es el porcentaje de rizado? Respuesta

Un valor de rizado de 1% es típico .precisamente con un solo capacitor de filtraje a la salida del rectificador. Más componentes de filtrado pueden reducir el factor de rizado a 0.2% o menos. Filtros con capacitor y con choque o inductancia Los filtros de los tipos de capacitor en la entrada y de choque en la entrada se usan en las fuentes de poder. La comparación se ilustra en

Fig. 6-20. Filtros de fuentes de poder, a) Circuito de capacitor C1 en la entrada conectado a la salida del rectificador, b) Circuito de choque L1 en la entrada conectado a la salida de rectificador.

146


la figura 6-20. Nótese en la figura 6-20¿, que el capacitor C1 de entrada de filtro está conectado directamente a través de la salida del rectificador. Toda la corriente del rectificador puede cargar a puede cargarse y llegar al valor de cresta del voltaje de ca de entrada. Consecuentemente, puede producirse más voltaje de ce de salida en comparación con choque de filtraje de entrada mostrado en la figura es el capacitor de filtro de salida usado para proporcionar filtración adicional para el voltaje a través de RL . En el arreglo de filtro con choque o inductancia de entrada (Fig. 6-20b), toda la corriente del recconectada ditificador debe fluir a través de rectamente al rectificador. Este filtro tiene mejor regulación de voltaje con valores grandes de corriente de carga. Sin embargo, se usa generalmente en receptores el filtro de capacitor de entrada debido a su mayor voltaje de salida.

Los circuitos típicos de filtro con capacitor de entrada se muestran en la figura 6-21. El tipo L

cátodo del rectificador, y C2 es el capacitor de filtro de salida a través de la carga. Usualmente

filtro se usa en lugar de un choque para ahorrar espacio y dinero. RF sirve como filtro en tanto que proporciona una constante de tiempo mayor para descargue a través de la carga. Sin emque bargo, en el resistor se presenta una mayor caída de voltaje que reduce la salida de V+ en comparación con un choque de filtraje. Preguntas de repaso 6-10 (Respuestas en la p. 153)

Responda verdadero o falso. a. Un filtro con capacitor de entrada tiene un mayor voltaje de ce de salida que un filtro con choque o inductor de entrada. b. Un excesivo rizado de 60 Hz en la fuente de V+ para un amplificador de audio puede causar zumbido en la salida. c. Un valor típico del factor de rizado con un filtro tipo es 40%. 6-11 REGULADORES DE VOLTAJE

el filtrado. Se usan tres tipos comunes de reguladores de voltaje 1. Diodo zener. Con el voltaje inverso de avalancha o de irrupción a través de un diodo zener, el voltaje de salida es constante en un amplio intervalo de valores de corriente. Los diodos zener típicos se muestran en la figura 622. Tales reguladores zener o diodos de referencia de voltaje se usan frecuentemente con voltajes nominales de 3 a 18 V. Los diodos en serie se usan para valores nominales más altos. 2. Transformador de potencia con regulador de voltaje. Este es un transformador especial diseñado para proporcionar una entrada de ca constante al rectificador. La regulación se lleva a cabo por saturación del núcleo de hierro. 3. Reguladores con realimentación. En este tipo de circuito, una muestra de la salida de ce se realimenta a una etapa que puede controlar la magnitud del voltaje de salida. Cuando el muestreo indica muy poco voltaje, la salida se aumenta. La salida se baja cuando el voltaje de muestreo es demasiado alto. Usualmente se proporciona un ajuste para mantener el voltaje de ce de salida a un nivel específico. Uno o mas de estos métodos pueden usarse en una fuente regulada de poder. En la figura 6-23 se muestra una unidad típica comercial.

Factor de regulación Es la capacidad de la fuente de poder para mantener un voltaje de ce de salida constante con variaciones en la carga y se especifica como: Factor de regulación de carga, %

El voltaje de ce de salida de una fuente de poder tiende a disminuir cuando la corriente de carga aumenta. Además el nivel de rms de la entrada de ca puede variar hacia arriba o hacia abajo. La regulación en una fuente de poder se usa para mantener constante el voltaje de ce de salida independientemente de las variaciones ya sea en la corriente de ce de carga o en el voltaje de ca de entrada. La regulación de voltaje también mejora

donde VN es la salida del circuito abierto sin carga y V L es la salida a plena carga. Nótese que mientras menor sea el porcentaje mejor será la regulación del voltaje. Un valor bajo significa menos diferencia entre los voltajes con carga y sin carga. Capítulo 6/Fuentes de alimentación 147

Fig. 6-22. a) Diodos zener. El lado del cátodo tiene una banda de color o redondeado el extremo. Su longitud es de 3/4 pulg. b) Símbolo Fig. 6-24. Circuito regulador de voltaje con diodo zener. Nótese que el voltaje de polarización de 12 V a través de Z¡ es en sentido inverso. Rs es el resistor regulador en serie.

Fig. 6-23- Fuente de poder regulada. Su ancho es de 14 pulg.

Ejemplo 6-2 El voltaje de ce de salida baja desde 48 V sin carga a 46 V a plena carga. ¿Cuál es el porcentaje de regulación de carga? Respuesta

Factor de regulación de carga, %

En realidad, una fuente de poder regulado puede tener un factor de regulación de carga de menos 0.1 % Circuito regulador con diodo zener Nótese en la figura 6-24 el símbolo esquemático para un diodo zener. Además se polariza inversamente con un voltaje positivo al cátodo. Este diodo zener tiene un voltaje nominal de avalancha o de irrupción de 12 V, 150 mA de corriente máxima, 148 Capítulo 6/Fuentes de alimentación

Fig. 6-25. Circuito regulador básico en derivación con realimentación.

y una disipación de potencia de 10 W. Las unidades pequeñas tienen una potencia nominal de 1 W o menos. La regulación se realiza con el diodo zener con el resistor regulador en serie Rs que tiene la función de proporcionar una caída de voltaje que varía con la intensidad de corriente de carga. Sin embargo, el diodo debe tener 12 V o más, para operar en la región de avalancha para proporcionar suficiente corriente inversa. Cuando el voltaje no regulado tiende a aumentar, porque hay menos corriente de carga, por el diodo fluye más corriente y se genera una caída de voltaje mayor a través de Rs. Cuando hay una disminución en el voltaje no regulado, Rs tiene una menor caída de voltaje. El resultado neto es un voltaje de ce constante de salida de 12 V a través del diodo zener y de la carga RL. Circuitos reguladores con realimentación Hay dos tipos de circuitos reguladores con

Fig. 6-26. Circuito regulador básico de paso, en serie, con realimentación.

realimentación: en derivación y en serie. En el circuito de la figura 6-25, Ql es un regulador en derivación en paralelo con la salida. La intensidad de corriente en derivación con Ql afecta al voltaje a través de Rs. Esta caída IR determina la magnitud del voltaje de intensidad ce de salida. La intensidad de corriente en Ql se determina por la realimentación; esta muestra de la salida de ce puede aumentar o disminuir la corriente en Ql. El resultado es un voltaje constante de salida debido al control de realimentación de la corriente en el regulador en derivación. En el circuito de la figura 6-26, Ql está en serie con la salida de ce. La corriente en Ql y la caída de voltaje IR determinan el voltaje de salida. Una caída mayor de voltaje a través de Ql significa menos salida. Menos corriente en Ql permite más voltaje de salida. En realidad Ql sirve como una resistencia variable en serie con la carga. En esta función, se le llama un transistor de paso. La intensidad de corriente de Ql se determina por Q2, el cual controla la polarización de Ql. Más todavía, Q2 tiene realimentación como una muestra del voltaje de salida. Entonces Q2 puede controlar la resistencia efectiva de Ql para proporcionar un voltaje de ce constante de salida. El regulador en serie es más eficiente que el regulador en derivación ya que la corriente en derivación es corriente desperdiciada. Hay dos tipos de reguladores: en serie lineal y de conmutación. Cuando el transistor de paso en serie Ql opera continuamente, el circuito es un regulador lineal de voltaje.

Cuando Ql se conmuta entre corte y saturación, el circuito es un regulador de conmutación. En este circuito Ql puede ser un rectificador controlado de silicio. (SCR). El voltaje de conmutación, que tiene una frecuencia mucho mayor que 60 Hz, se proporciona por un circuito de conmutación separado. Este circuito regulador es mucho más eficiente que la regulación lineal porque Ql no está activo todo el tiempo. En la figura 6-27 se muestra una unidad CI de regulador. El pequeño encapsulado contiene los circuitos reguladores pero no la fuente de poder. Preguntas de repaso 6-11 (Respuestas en la p. 153)

a. ;E1 diodo zener requiere un voltaje de polarización directo o inverso? b. ¿El diodo zener se usa como un regulador en derivación o en serie? c. ¿El factor de regulación de carga debe ser un porcentaje alto o bajo? 6-12 FALLAS EN LAS FUENTES DE AUMENTACIÓN La fuente de poder es común que presente fallas porque los componentes operan con corrientes altas, alto voltaje o ambos. La alta corriente genera calor, que puede causar aberturas o cortos en los componentes. Las fallas típicas son las siguientes:

1. Rectificador defectuoso. Un solo diodo defectuoso puede originar que no haya salida de V+, aunque la entrada de ca esté normal. Recuérdese que el V + se mide con un vóltmetro de cc, pero que se necesita un vóltmetro de ca para medir la entrada. También debe notarse que en un circuito con dos o más rectificadores, un diodo defectuoso puede causar solamente una salida de ce reducida. Capítulo 6/Fuentes de alimentación 149

2. Filtro de entrada con capacitor abierto. Esto puede causar que la salida de V + sea baja además de que puede haber un excesivo zumbido. Los filtros son capacitores electrolíticos. Con algunos años de uso pueden secarse y perder su capacidad para almacenar una carga. Entonces el capacitor queda efectivamente abierto. 3. Capacitor de filtro de entrada en corto. Esta falla origina que no haya salida de V + con muy alta corriente en el rectificador y en el transformador de potencia, los cuales pueden quemarse. Si para su protección existe un fusible o un ruptor de circuito, éste se abrirá. 4. Capacitor de filtro de salida abierto. Este defecto puede tener poco efecto en la salida de V+, pero el zumbido será mayor que el normal. 5. Capacitor de filtro de salida en corto. Esto causará corriente excesiva en el circuito del rectificador incluyendo la resistencia o choque o inductor de filtro. El choque o resistor pueden quemarse abriéndose. 6. Choque de filtro abierto. Con este problema hay voltaje de ce en el lado del rectificador del inductor o choque pero no hay salida de V + para la carga. El mismo resultado ocurre cuando se usa un resistor de filtro. 7. Circuito abierto de los filamentos calefactores en serie. El equipo no operará porque no hay corriente en el circuito en los filamentos en serie. 8. Zumbido excesivo. Suponiendo que la salida de V+ esté cercana a lo normal, el zumbido es solamente un problema de filtrado. En la mayor parte de los casos se corrige la dificultad reemplazando los capacitores de filtro.

Fig. 6-27. Encapsulados de CI de reguladores de voltaje. La envolvente de metal TO-3 está a la izquierda (LM significa construcción lineal monolítica). El encapsulado de plástico TO-202 está a la derecha. (National Semiconductor Corporation)


a. ¿El zumbido excesivo lo causa un inductor o choque de filtro abierto o un capacitor abierto? b. ¿Si no hay salida de V+ es por causa de un choque o inductor de filtro abierto o por un ca pacitor abierto?

RESUMEN 1. Los principales componentes de una fuente de alimentación (o poder) es el rectificador, el cual convierte una entrada de ca en una salida de ce, y el filtro, el cual suprime el rizado de ca de la salida rectificada. La entrada de ca puede elevarse o bajarse por un transformador. Puede usarse también un regulador para obtener un voltaje constante de ce de salida. 150 Capítulo 6/Fuentes de alimentación

2. Generalmente se usan diodos de silicio para la función de rectificación debido a la baja caída interna de voltaje de aproximadamente 1 V. 3. El voltaje inverso de pico (PRV) a través del diodo rectificador en el semiciclo de no conducción es aproximadamente el doble de voltaje de ca de cresta de entrada. 4. En una fuente de poder conectada a la línea de alimentación al lado de tierra del circuito de salida de ce no está aislado de la línea de ca de alimentación. 5. Un rectificador de media onda usa solamente un semiciclo de la entrada de ca para la salida de ce. La frecuencia del rizado es de 60 Hz. 6. Un rectificador de onda completa usa ambos semiciclos de la entrada de ca para la salida de ce. La frecuencia del rizado es 120 Hz. 7. El factor de rizado o de ondulación es el porcentaje de rizado de ca en la salida de ce. Véase la forma 6-1. El rizado debe de ser muy pequeño para que el zumbido sea insignificante. 8. Para eliminar el rizado se usan capacitores electrolíticos de filtro. Un capacitor de filtro de entrada tiene directamente a C en la terminal de salida del rectificador. 9. El factor de regulación de carga es el porcentaje de la diferencia entre el voltaje de salida sin carga y el voltaje de salida con plena carga. Véase la fórmula 6-2. Este porcentaje puede ser pequeño. 10. Los principales tipos de circuitos rectificadores se resumen en la tabla 6-1.

Tabla 6-1 Circuitos rectificadores

Tipo

Diagrama

Diodos

Notas

Rizado, Hz

AUTOEVALUACION (Respuestas al final del libro) Combine las frases numeradas de la columna de la izquierda con las frases indicadas con letra en la columna de la derecha. Capítulo 6/Fuentes de alimentación 151

1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10.

Conduce solamente en un sentido Elimina el rizado de ca Usa cuatro diodos Autotransformador Suministra un voltaje de ca de entrada Voltaje de ce constante de salida Rectificador de onda completa Filamentos calefactores en serie Choque o inductor de filtraje abierto Rizado de 60 Hz

(a) Diodo zener (b) Transformador de potencia (c) Diodo rectificador (d) Rizado de 120 Hz. (e) Rectificador de media onda (f) Capacitores de filtro. (g) No hay V + de salida, (h) Un circuito (i) Un devanado ( j ) Rectificador de puente

PREGUNTAS DE PRUEBA 1. ¿Cuál es la función de la fuente de poder en un receptor de radio? 2. Dé las funciones del transformador de potencia, diodo rectificador y filtro en una fuente de poder. 3. a) ¿Cuál es la ventaja de una fuente de poder aislada de la línea? b) Dé dos ejemplos de una fuente de poder conectada en línea c) ¿Por qué un autotransformador no proporciona aislamiento de la línea de alimentación? 4. Defina voltaje nominal inverso de cresta para un diodo rectificador. 5. Compare los filtros con capacitor en la entrada y los filtros con choque o inductor en la entrada. 6. Dé valores típicos para los capacitores electrolíticos de filtrado y para los choques o inductores de filtros en una fuente de poder. 7. Defina el factor de rizado. ¿Debe tener un alto o bajo valor? 8. Defina el factor de regulación de carga. ¿Este factor debe ser alto o bajo? 9. ¿Cuál es la frecuencia de rizado para: a) Un rectificador de media onda, b) Un rectificador de onda completa? 10. Dibuje el circuito para un rectificador de media onda con un filtro tipo con capacitor de entrada. 11. Dibuje el circuito de un rectificador de onda completa con toma central con un transformador con toma central y con un filtro tipo L con choque o inductor de entrada. 12. Dibuje el circuito de un rectificador puente de onda completa con un filtro tipo usando un resistor en lugar del choque. 13. Describa brevemente la operación de dos diodos en un duplicador de voltaje en cascada en los semiciclos opuestos de la entrada de ca. 14. Muestre cómo se conecta un diodo zener con voltaje inverso a través del diodo. 15. ¿Qué significa: a) regulador en derivación, b) regulador en serie, c) regulador de conmutación? 16. Dé los síntomas en el zumbido y en elV + para las fallas siguientes: a) capacitor abierto en el filtro de entrada, b) choque de filtrado abierto, c) filamento calefactor abierto en un circuito, en serie, d) diodo abierto en un circuito rectificador de media onda. 152 Capítulo 6/Fuentes de alimentación

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. El voltaje eficaz rizado es 20 mV para una salida de ce de 15 V. Calcule el factor de rizado en porcentaje. 2. Un choque de filtraje tiene una corriente de ce de carga de 200 mA con una resistencia de ce de 80 Ω. Calcule su caída de voltaje de cc. 3. El voltaje de ce de salida es de 40 V a plena carga y 41 V sin carga de corriente. Calcule el factor de regulación de carga en porcentaje. 4. Un diodo tiene una entrada de ca de 120 V rms y una salida de 140 V de cc. ¿Cuál es el voltaje inverso de pico a través del diodo? 5. Calcule la reactancia capacitiva de un capacitor de 100μF- a 60 y 120 Hz.

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Nombre cinco tipos de equipo electrónico que usen una fuente de poder distinta al de baterías. 2. Dé dos valores diferentes de V+ usados en equipo electrónico. 3. ¿Cuál es el voltaje de batería en una calculadora electrónica típica o en un radio portátil? RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO 6-1 6-2

6-3 6-4

6-5 6-6

a. Diodo b. Transformador a. Ánodo b. Positivo c. Cero a. F b. F a. 140 V b. 120 Hz c. 280 V a. Ánodo b. Cátodo c. 60 Hz a. DI b. 120 Hz

6-7 6-8 6-9 6-10 6-11

6-12

a. Cuatro b. D3 a. C, b. D2 a. 6.3 V b. 120 V a. V b. V c. F a. Inverso b. En derivación c. Bajo a. Capacitor b. Choque o inductor

Capítulo 6/Fuentes de alimentación 153

Capítulo

Circuitos de potencia con tiristores La palabra tiristor es el nombre de una clase de semiconductores de silicio que pueden conmutarse para activarse y desactivarse electrónicamente con el fin de controlar intensidades relativamente grandes de corriente para motores y otros equipos eléctricos. Son ejemplos de tiristones el rectificador controlado de silicio (SCR) y el triac. El SCR es parecido al diodo rectificador, pero tiene un electrodo adicional o compuerta que se usa para disparar el inicio de la conducción. El triac tiene también un electrodo o compuerta, pero controla ambas alternancias de una onda de ca. El nombre tiristor se deriva del nombre del tubo tiratrón de gas, que tiene la misma función de un interruptor controlado electrónicamente. Otros tipos adicionales de tiristores son el transistor de monojuntura o unijuntura (UJT) y el diac. Se usan dispositivos de disparo para la compuerta de un SER o de un triac. Los tiristores son sumamente útiles para reemplazar los conmutadores y relevadores controlados mecánicamente. En los siguientes puntos se describen la construcción y las aplicaciones de los tiristores. 7-1 7-2 7-3 7-4 7-5 7-6 7-7 7-8 7-9 7-10 7-11 7-12 7-13 7-14

Construcción de tiristores de cuatro capas Rectificador controlado de silicio (SCR) El triac Conmutación estática de tiristores Curvas características SCR Curvas características del triac El diac El transistor de monojuntura Oscilador de monojuntura Control de fase de tiristores Control de motores por tiristor Interferencia de radiofrecuencia (IRF) Conmutación en el punto cero Cómo probar tiristores

7

7-1 CONSTRUCCIÓN DE TIRISTORES DE CUATRO CAPAS En la figura 7-1 se muestran los tiristores típicos. Su construcción se muestra esquemáticamente en la figura 7-2. La adición de impurezas en forma alterna produce capas alternadas P y N de silicio impuro o contaminado (doping). Entre las cuatro capas se forman tres junturas: En un SCR, la capa P en un extremo es el ánodo y la capa N en el extremo opuesto es el cátodo. Considérese que se aplica el voltaje positivo al ánodo y el voltaje negativo al cátodo, como se

está polarizado inversamente. No puede fluir corriente entre el ánodo y el cátodo debido a la polarización inversa en . Hay una pequeña corriente de fuga, pero no es una corriente en el sentido de avance. Cuando el voltaje aplicado tiene polaridad opuesta, como se muestra en la figura tiene ahora una polarización de avance o directa

Fig. 7-2. Construcción de un tiristor. (a) Cuatro capas con tres junturas PN. (b) El voltaje positivo aplicado al ánodo, (c) El voltaje negativo aplicado al ánodo.

pero tienen una polarización inversa. Otra vez no puede fluir la corriente excepto por la corriente de fuga. El resultado es una alta resistencia a través del diodo de cuatro capas en cualquier sentido. Una de las junturas está polarizada inversamente para cualquier polaridad del voltaje aplicado. El estado de alta resistencia es la condición de apagado.

Electrodo de compuerta La tercera terminal, la compuerta, está conectada a la capa interna P (figura ). Ahora la compuerta puede forzar al tiristor para que conduzca. Existen dos condiciones, como se muestra en la figura 1. Voltaje positivo en ánodo 2. Voltaje positivo en la compuerta

Fig. 7-1. Tiristores típicos, (a) Rectificador controlado de silicio (SCR) con una corriente nominal de 25 A. Su ancho es de 25.4 mm (b) Triac con una corriente nominal de 6 A. Su ancho es de 18.1 mm.

La polaridad positiva se aplica a un SCR. Después de que el SCR se ha encendido, permanecerá encendido y permitirá fluir la corriente del ánodo al cátodo aun cuando el voltaje de la compuerta se haya suprimido. Esta capacidad de sostener la coCapítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores 155

Fig. 7-3. Electrodo de la compuerta para tiristores. (a) Conectado a la capa interna P. (b) El voltaje positivo al ánodo y a la compuerta que activa al tiristor.

Fig. 7-4. Tiristor de cuatro capas equivalente a dos transistores, (a) Tiristor considerado en dos secciones, (b) Circuito equivalente a Q1 y Q2.

mente se llama retención condicionada o enganche.

dos partes: Q1 a la izquierda es PNP, y Q2 es NPN. El circuito imaginario equivalente de tranNótese que sistores se muestra en la figura Vc, en la compuerta es la entrada a la base de Q2. También la salida de colector de Q2 es la entrada a la base de Q1. Esta salida de colector alimenta a la base de Q2. Ya que la salida de cada transistor está conectada a la entrada del otro, el resultado es un circuito regenerativo con realimentación. Un impulso positivo aplicado al electrodo de compuerta conduce la condición de encendido con corriente hacia adelante en el tiristor. La acción de encendido se llama disparo o activación.

Encendido Cuando se aplica voltaje positivo a la juntura PN de la compuerta-cátodo, está polarizada en dirección directa, y la corriente en la compuerta fluye de inmediato. Se inyectan portadores de carga como en cualquier juntura PN. Alguna de las cargas en deriva se desplazan hacia . que tiene polarización inversa. Esas cargas en deriva permiten que la corriente de fuga a través de esa juntura aumente. La corriente de fuga aumentada se añade a la corriente de la compuerta. El efecto produce más portadores a la juntura con polarización inversa, y así sucesivamente. Esta acción regenerativa enciende al tiristor muy rápidamente. Una vez que el tiristor está encendido, no se requiere la corriente de la compuerta para producir los portadores de carga, porque éstos se producen por la corriente principal. Apagado La corriente de compuerta puede suprimirse, pero el tiristor permanece encendido. De hecho, el tiristor no puede apagarse suprimiendo la corriente de compuerta. Con el objeto de apagar el tiristor, la corriente principal debe de reducirse casi a cero.

Equivalencia a dos transistores En la figura la línea punteada divide al tiristor en 156 Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores


a. ¿Cuántas junturas tiene un tiristor de cuatro capas? b. ¿Un tiristor encendido tiene alta o baja resistencia? c. ¿En la figura 7-3 el electrodo de compuerta está conectado a la capa P o N? 7-2 RECTIFICADOR CONTROLADO DE SILICIO (SCR) En la figura se ilustra la construcción en cuatro capas del SCR; su símbolo esquemático se

trayectoria ánodo-cátodo por medio de un pequeño impulso de voltaje en la compuerta. Las

Fig. 7-5. El rectificador controlado de silicio (SCR). (a) Disposición de las capas, (b) Símbolo esquemático, (c) Croquis. La compuerta tiene la terminal más corta.

minal alta de 25 A. Nótese que el electrodo de compuerta es la terminal corta. En el símbolo, la parte del diodo muestra que la corriente puede fluir en un solo sentido a través del SCR. Un nombre más específico para el SCR es "Tiristor triodo con bloqueo en inversa", que significa que no conduce con voltaje negativo al ánodo. Circuito de control de ce con un SCR El circuito en la figura permite al SCR producir un valor grande de corriente ce de carga en la

Fig. 7-6. Un SCR en un circuito de control de ce. (a) Diagrama del circuito, (b) Formas de ondas.

la compuerta no se aplica ningún impulso. Al tiempo apropiado se aplica un impulso de 2 V a la compuerta para disparar en conducción al SCR. Hay conducción porque hay voltaje positivo en el ánodo. Entonces el SCR tiene muy baja resistencia, con sólo 1 V entre el ánodo y el cátodo. Ahora fluye una corriente de aproximadamente 10 A en la carga del circuito. Este valor se calcula como sigue: despreciando la caída de 1 V a través de SCR. Debido a que la resistencia en el SCR se vuelve muy baja, la intensidad de queda determinada por RL por tanto la resistencia de carga debe ser lo suficientemente alta para limitar a a un valor menor que el valor o capacidad nominal del SCR.

Voltaje y corriente de la compuerta

Los

valores del voltaje y corriente de la compuerta son aproximadamente 10 mA para la corriente de compuerta y 1 a 2 V entre la compuerta y el cátodo. La duración mínima de impulso para encender al SCR es de cerca de 5 Apagado del SCR Cuando se dispara un tiristor al estado de conducción, permanece encendido aún después de que se suprime el impulso en la compuerta, como se muestra para el SCR en la figura Para apagar el tiristor debe detenerse la acción regenerativa de los portadores de carga entre las capas debe frenarse. El apagado requiere que la corriente de ánodo a cátodo se reduzca a un nivel inferior al llamado corriente de retención. Este valor es típicamente de 3 a 10 mA para potencias nominales medias. Además, la corriente debe quedar abajo de ese nivel para cuando menos 50 /AS aunque hay disponibles apagados más rápidos. El proceso de apagado también se llama conmutación. Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores

157

Fig. 7-7. Un SCR en un circuito de control de ca. (a) Diagrama del circuito, (b) Impulso en la compuerta al inicio del semiciclo positivo de la alimentación de ca. (c) Impulso posterior en la compuerta en el ciclo de ca.

En un circuito de control de ce, el apagado se realiza usualmente abriendo un interruptor en la carga del circuito. Circuito de control de ca con SCR En la figura 7-7 se muestra un circuito de control de ca. Cada vez que el voltaje de ca llega a cero en cada ciclo de ca, la señal de la compuerta vuelve a adquirir el control del SCR. Si se controla el tiempo de llegada del impulso a la compuerta, puede variarse el tiempo total durante el cual el SCR permite fluir a la corriente de carga. De este modo el circuito tiristor puede controlar la cantidad promedio de potencia suministrada a la carga. En el circuito en la figura la señal ocurre al inicio de cada semiciclo positivo de la fuente de voltaje de ca. Entonces el SCR prácticamente conduce durante todo el semiciclo. En la figura no obstante, el impulso de la compuerta está ajustado para llegar retrasado en el ciclo de ca. Entonces la conducción del SCR se mantiene a un mínimo.

7-3 EL TRIAC Ya que SCR conduce en un solo sentido, solamente puede suministrarse a la carga un semiciclo de la potencia de ca de entrada. Esta limitación se supera por el triac, el cual es otro tipo de tiristor (Fig. 7-8). La apariencia externa del triac es similar a la de un SCR, pero el triac es bidireccional. Las capas internas y su impurificación o contaminación son tales que la corriente puede fluir en cualquier dirección durante ambos semiciclos de la entrada de ca. Por otro lado, la señal de compuerta puede controlar cada semiciclo. En la figura 7-8a puede verse que el triac puede considerarse como dos SCR conectados de cabeza a cola pero con una puerta. Esta conexión también se llama inversa-paralela. El triac es equivalente a un SCR bidireccional. Las designaciones de ánodo y cátodo no pueden asignarse al triac porque el triac puede conducir

Preguntas de repaso 7-2 (Respuestas en la p. 178) a. ¿Cuántos electrodos tiene un SCR? b. La compuerta está a — 5 V y el voltaje del ánodo es 500 V. ¿El SCR está encendido o apagado? c. La compuerta está a 2 V y el ánodo está a 400 V. /El SCR está encendido o apagado?

158 Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores

Fig. 7-8. El tiristor bidireccional triac. MT1 y MT2 son las terminales principales, (a) Símbolo esquemático, (b) Croquis.

con cualquiera de sus terminales siendo positiva. En su lugar, las conexiones de extremo se denominan terminal principal 1 (MT1) y terminal principal 2 (MT2). La diferencia es que el electrodo de compuerta esta más cercano internamente, a MT1. El voltaje de la compuerta y la polaridad se especifican con respecto a esa terminal. La característica bidireccional puede ilustrarse con las polaridades opuestas de un voltaje aplicado. Cuando MT2 es positiva y el disparo de compuerta también es positiva, el triac puede conducir como el SCR. Sin embargo, cuando MT1 y la compuerta son positivas con respecto a MT2, el triac puede conducir con corriente en el sentido opuesto. De este modo, el triac puede suministrar potencia a la carga por los dos semiciclos de la entrada de ca. Téngase en mente que para una carga como una lámpara o un calefactor el sentido de la corriente no importa. Preguntas de repaso 7-3 (Respuestas en la p. 178)

a. ¿Cuál es bidireccional el SCR o el triac? b. La compuerta de un triac está cercana física mente a MT1 o a MT2? c. ¿El voltaje de compuerta se especifica con respecto a MT1 o a MT2?

7-4 CONMUTACIÓN ESTÁTICA DE TIRISTORES En la conmutación estática el tiristor está ya sea completamente apagado o completamente encendido sin ningún control de fase. Su funcionamiento es similar a un relevador electromecánico, pero es totalmente electrónico y sin ningún problema de los contactos de conmutación. Además, la conmutación electrónica puede realizarse a frecuencias mucho más elevadas que con relevadores. La figura 7-9 ilustra la idea general de un circuito de conmutación estático ya sea un SCR o un triac. La entrada de ca de potencia se conmuta me-

Fig. 7-9. Conmutación estática de un voltaje de alimentación de una carga en serie con el tiristor.

diante el tiristor en la línea de retorno de la carga hacia atrás de la fuente de voltaje de ca. El interruptor S1 aplica voltaje a la compuerta a través de R1 para el circuito de carga. S1 en el circuito de la compuerta conmuta unos pocos miliamperes de la corriente de compuerta aún cuando el tiristor esté controlando decenas o cientos de amperes. Cuando el circuito de la compuerta está apagado, con S, abierto, el tiristor está apagado. Entonces la corriente de carga es prácticamente cero. Al cerrar Si se suministra corriente a la compuerta y se enciende el tiristor de la figura 7-9. Cuando se usa un SCR, la corriente fluye a través de la carga cada otro semiciclo. No puede fluir corriente cuando el ánodo es negativo. Sin embargo, esto sucede cuando la compuerta vuelve a ganar control para disparar el SCR en el siguiente semiciclo positivo. Cuando se usa un triac, la corriente fluye continuamente cada semiciclo. Cuando MT2 y la compuerta son positivas, la polaridad es similar a la del disparo de un SCR. Cuando la polaridad es opuesta, la corriente fluye a través del triac en sentido opuesto. La figura 7-10 muestra un circuito triac de control en el cual la magnitud de potencia suministrada a una lámpara puede variarse en tres pasos. En la posición uno del interruptor selector, el circuito de la compuerta está abierto y la lámpara está apagada. Entonces la compuerta no tiene el voltaje necesario para disparar al triac. En la posición 2 el diodo DI se usa para proporcionar voltaje a la compuerta solamente en la polaridad positiva. El triac dispara solamente en los semiciclos positivos. En consecuencia, la lámpara está aproxiCapítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores

159

b. En la figura 7-10, ¿la operación del triac es parecida a la operación SCR en la posición 2 o en la posición 3 de c. ;A través de cuáles terminales del triac fluye la corriente de la lámpara de la figura 7-10?

7-5 CURVAS CARACTERÍSTICAS DEL SCR Fig. 7-10. Circuito triac para control de potencia de tres pasos con un interruptor selector de tres posiciones

madamente a la mitad de su pleno brillo. La operación para cada' uno de los otros semiciclos es parecida a la de un SCR. Sin embargo, en la posición 3 sin DI, la corriente de compuerta fluye cada semiciclo. Entonces el triac conduce la corriente en forma continua de modo de que la lámpara alumbra a pleno brillo. Preguntas de repaso 7-4 (Respuestas en la p.178) a. Con un SCR en la figura 7-9, ¿S1 controla a la compuerta o al circuito del ánodo?


En la figura 7-11 se muestra una curva característica volt-ampere del ánodo-cátodo de un circuito SCR. Esta curva es para una corriente cero en la compuerta. El efecto importante de la corriente de disparo de la compuerta se ilustra en la figura 712.

Voltaje del ánodo en polarización directa y corriente En la curva del voltaje del ánodo con polarización directa en comparación con la corriente, + V es el voltaje positivo del ánodo con respecto al cátodo. La + I es la corriente con polarización de avance. Su dirección es una corriente de huecos del ánodo al cátodo. El flujo de electrones sucede en sentido opuesto.

Fig. 7-12. Efecto de la corriente a través de la compuerta que reduce el voltaje de transición conductiva de un SCR.

Voltaje de trabajo Nótese que, en la figura 7 1 1 , el valor del voltaje de trabajo es menor que el voltaje de arranque. El SCR se opera siempre por debajo de su nivel de arranque para una corriente cero en la compuerta. Así, el SCR nunca se enciende a menos que se aplique el voltaje de disparo en la compuerta. De este modo, la duración de los impulsos en la compuerta controlan el encendido del SCR. La condición con voltaje positivo en el ánodo, pero sin arranque o transición conductiva se llama bloqueo directo o de avance. Aunque el SCR esté apagado, está listo para recibir la señal de disparo en la compuerta y encenderse.

Voltaje de ánodo inverso En la dirección opuesta, la curva SCR para — V y — es la misma que la curva de cualquier diodo con polarización inversa. La — es solamente de algunos microamperes. Sin embargo, cuando se alcanza el voltaje inverso, la de arranque — aumenta bruscamente. Si no se limita la corriente, puede destruir la juntura.

Voltaje de disrupción El valor del voltaje de arranque es + V, al cual la corriente hacia adelante cambia repentinamente a un valor alto de + El SCR está encendido con muy poca resistencia. La corriente en sentido directo o de avance fluye en cantidad limitada por la resistencia externa de carga en el circuito del ánodo.

Corrientes de retención y retención condicionada o de enganche La corriente de retención es el valor + necesario en el circuito del ánodo para mantener el SCR en conducción mientras está encendido. La corriente de enganche o retención condicionada es el valor + necesario para conmutar de la condición de apagado a la de encendido en el ánodo del circuito SCR. Esta es cerca de tres veces más que la corriente de retención. Cuando se conmuta al SCR a conducción el voltaje de compuerta debe durar lo suficiente para que la corriente en el ánodo alcance el valor de retención condicionado o de enganche.

Control de la corriente de la compuerta La inyección de corriente en la compuerta al SCR baja el voltaje de arranque o de transición conductiva, como se muestra en la figura 7-12. Aquí, IGo es para una corriente cero en la compuerta. Esta situación es la misma que la que se muestra en la figura 7-11, pero los otros ejemplos en la figura 7-12 son para corriente en aumento en compuerta. Nótese que conforme se aumenta la corriente de la compuerta, se reduce el valor del voltaje de arranque o transición conductiva. Cuando hay suficiente corriente en la compuerta, el voltaje de arranque se vuelve más bajo que el voltaje de operación o el voltaje de bloqueo en sentido directo o de avance del SCR. Así es como se usa el SCR. La inyección de corriente en la compuerta baja el valor de voltaje de arranque respecto del valor del voltaje aplicado, por tanto el SCR se enciende. Nótese que el estado de encendido es el mismo para todos los valores de compuertas diferentes como se indica en la figura 7-12. La corriente de compuerta dispara al SCR para que encienda; pero cuando el SCR conduce la intensidad de corriente en sentido directo o de avance depende del circuito del ánodo.

Especificaciones del SCR En los símbolos que se dan abajo, el subíndice D se usa para el es-

Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores

161

tado de apagado o inactivo con bloqueo en sentido directo o de avance; el subíndice R con bloqueo en sentido inverso y el subíndice T para corriente en sentido directo o de avance. Se listan ejemplos para un SCR de potencia media. VDOM

VROM IT

VT

VGT IGT

Máximo voltaje de bloqueo en sentido directo, (no disparado) con el circuito de la compuerta abierto (600 V) Voltaje en sentido inverso máximo d e l á n o d o ( 6 00 V ) Capacidad de corriente nominal en sentido directo del ánodo (16 A o menos) Caída de voltaje en sentido directo o de avance a través del ánodo-cátodo en conducción (1 V) Voltaje de disparo de compuerta (3 V) Corriente de disparo de la compuerta ( 2 0 mA)

Las especificaciones para los tiristores generalmente se dan para voltaje de ca senoidal en un intervalo de frecuencias de 50 a 400 Hz. Preguntas de repaso 7-5 (Respuestas en la p. 178) a. Si hay más corriente en la compuerta, ¿baja o aumenta el voltaje de arranque o transición conductiva? b. ¿El voltaje V DOM es el voltaje en sentido directo de arranque o el voltaje de bloqueo (no disparado)? c. ¿El valor típico para corriente en sentido directo o de avance del ánodo es 5 mA o 10 A? d. ¿E1 voltaje de disparo típico es de 2 o 600 V?

7-6 CURVAS CARACTERÍSTICAS DEL TRIAC A causa de que un triac conduce en ambos semiciclos de un voltaje de ca la operación es como se 162


ilustra con cuatro cuadrantes en la figura 7-13. El cuadrante I en la parte superior derecha es para voltaje y corriente positivos. En la esquina opuesta, el cuadrante I I I es para voltaje y corriente negativos. El triac opera en los cuadrantes I y III, como se muestra en la curva característica en la figura 714. Por definición, + V significa que MT2 es positiva respecto a MT1. También, + I es la corriente en sentido directo o de avance entre las terminales principales con esa polaridad del voltaje aplicado. Los valores del voltaje y la corriente están en el cuadrante I. — V significa que MT1 es positiva en lugar de MT2. Además, — I es la corriente en sentido directo o de avance para esa polaridad del voltaje aplicado.

Operación del triac En la figura 7-14 se muestra que el triac está conmutado a ENCENDIDO como un SCR. Pero el triac puede experimentar transición conductiva con voltajes aplicados positivos o negativos. Si se hiciera que la curva en el cuadrante III rotara respecto al eje + I, — I de modo que quedara en el cuadrante IV, con — V coincidiendo con + V, sería una imagen de espejo de la curva en el cuadrante — I. Para cualquier polaridad, la compuerta puede disparar al triac a conducción para la carga conectada en el circuito principal de MT2 y MT1. Mientras está encendido, el triac tiene una muy baja resistencia y una caída de voltaje de 1 V aproximadamente.

c. La caída de voltaje a través de un triac o de SCR en conducción es de cerca de 1 V.

7-7 EL DIAC

Fig. 7-14. Curva característica del triac mostrando la operación en los cuadrantes I y III.

Disparo del triac Un SCR puede encenderse solamente con un voltaje de compuerta de polaridad positiva pero el triac puede dispararse con voltaje positivo o negativo de compuerta. Esta doble polaridad se aplica para disparar en los puntos de arranque o transición conductiva en ambos cuadrantes I y III. Por tanto, es necesario especificar la polaridad de disparo como + o — en cada cuadrante. La notación I ( + ) o III ( —) significa que la corriente de compuerta tiene el mismo sentido que la corriente principal en sentido directo o de avance para cualquier cuadrante. Son posibles las polaridades opuestas de disparo, pero la corriente de compuerta que se requiere es mayor. Por tanto, generalmente se usan las polaridades de disparo de I ( + ) y I I I ( — ).E1 disparo en estos tipos es automático cuando el voltaje de compuerta se toma de la línea de ca aplicada a las terminales principales del triac. Entonces el voltaje de compuerta sigue la polaridad del voltaje de MT.

El tiristor conocido como el diac no tiene un electrodo de compuerta, en su lugar éste se usa como un diodo de disparo para la compuerta, ya sea de un triac o un SCR. El diac es un dispositivo de tres capas con dos terminales; algunas veces se le llama diodo hidireccional disparador. La figura muestra los dos símbolos esquemáticos para el diac. La curva característica del diac se muestra en la figura Nótese que el diac opera en los cuadrantes I y III como lo hace el triac, sin embargo, la conducción depende solamente del voltaje a través de sus dos terminales. Un voltaje típico de arranque o transición conductiva es de 30 V en cualquier sentido. El diac está en punto de APAGADO hasta

Preguntas de repaso 7-6 (Respuestas en la p. 178) Responda verdadero o falso. a. Un triac puede conducir con + V en MT2 y voltaje de compuerta positivo. b. Un triac puede conducir con + V en MT1 y voltaje de compuerta negativo.

Fig. 7 - 1 5 . El diac o diodo bidireccional de disparo, (a) Símbolo esquemático (b) Curva característica.

Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores 163

que su voltaje excede el valor de transición conductiva o arranque. Entonces el diac está en el estado de ENCENDIDO. Los diac se usan en circuitos de control de potencia para un control más efectivo del punto de encendido ya sea para el triac o para SCR. Algunas veces se usa una lámpara de neón para la misma función. Tiene un voltaje nominal de transición conductiva de 60 a 90 V, el cual es su potencial de ionización. Preguntas de repaso 7-7 (Respuestas en la p. 178)

a. ;Cuál es el valor del voltaje de transición conductiva o arranque para un diac, 30 o 300 V? b. ¿Cuál tiene un electrodo de compuerta el diac o el triac?

7-8 EL TRANSISTOR DE MONOJUNTURA (UJT)

punto de transición conductiva (o de arranque) en cuando el UJT se conmuta al estado de ENCENDIDO. Esta característica de operación hace al UJT muy útil como oscilador de ondas diente de sierra, así como un generador de impulsos para circuitos sincronizadores (o temporizadores) usados en disparar al SCR o al triac. Construcción El UJT consiste en silicio tipo N. como se muestra en la figura 1 -16a. Las conexiones a los extremos se llaman base 2 y base 1. Entonces se hace una juntura PN adicionando una región tipo P cerca de la mitad del silicio. Este electrodo es el emisor. La juntura PN se comporta como un diodo. De hecho, el nombre de diodo de doble base se usa algunas veces para el UJT. El UJT se encapsula como un pequeño transistor con potencias nominales menores de 1W, como se muestra en la figura La corriente máxima de emisor es de 8 a 20 mA. Esto es equivalente a la corriente de compuerta necesaria para encender al SCR o al triac.

Circuito equivalente La barra de silicio sirve como una resistencia dividida en dos partes

A pesar de incluir "transistor" en su denominación, el UJT se usa como un tiristor. Tiene una construcción peculiar que le da una característica de resistencia negativa para voltajes de operación específicos. La caída brusca en R corresponde a un

Fig. 7-16. El transistor de unijuntura (UJT). (a) Construcción con dos electrodos de base y un emisor. No tiene colector, (b) Base equivalente a dos resistencias Su diámetro es de 7.6 mm.

164


poco más cerca de B2. El diodo DI es el equivalente a una juntura PN, donde el emisor encuentra al canal de silicio. Razón de resistencias (standoff ratio) La razón de a la resistencia total del canal se llama razón de resistencias. La fórmula es

donde la letra griega tencias.

(eta) es la razón de resis-

Nótese que la polaridad sor de voltaje con de V, hace positivo al cátodo del diodo equivalente DI. Así, el diodo no puede conducir debido al

rol tu je de igualación (standoff voltage). Recuérdese que el voltaje positivo al cátodo del diodo es voltaje en sentido inverso. Un voltaje positivo aplicado al emisor no puede producir corriente a menos que sea lo suficientemente grande para sobrepasar el voltaje de igualación en la base más la caída de voltaje a través de la juntura de DI. El voltaje necesario es el voltaje VP del punto de pico. Este valor es

L

os valores típicos son 0.5 a 0.8. Como Características de operación El símbolo esquemático del UJT y la curva característica voltampere de operación del transistor se muestra en la figura es el voltaje de alimentación de ce aplicado a través de entre la base 1 y la base 2. El subíndice V es para la corriente y el voltaje en el punto del valle, y el subíndice P es para los valores en el punto de pico o cresta. Entre ellos la curva muestra resistencia negativa para el UJT. Véase la figura Considérese un voltaje + 30 V aplicado a la base 2, como se muestra. Parte del voltaje está a través de como un divi-

Fig. 7 - 1 7 . (a) Símbolo esquemático de transistor de unijuntura. (b) Curva característica volt ampere de operación .

donde VDI es el voltaje de la juntura interna y la cantidad entre paréntesis es el voltaje de igualación a través de . El valor de Vpi puede tomarse como 0.7 V para una juntura de silicio. Como ejemplo, con una razón de resistencias de 0.6 y VBBde 30 V,

V P = 0.7 + (0.6 x 30) = 0.7 + 18 VP = 18.7 V

El voltaje positivo en el emisor necesario para disparar el UJT al estado de encendido debe ser mayor que 18.7 V en este ejemplo. Cuando VP se excede el UJT se activa al estado de ENCENDIDO. Aquí el transistor opera en su región de resistencia negativa en la curva característica. El UJT repentinamente conduce la corriente de emisor máxima. Este efecto es la transición activa o de arranque típico de un tiristor. La conducción efectivamente pone en corto circuito a y causa que el voltaje del emisor caiga cerca de Vv, el cual es el voltaje de valle. El voltaje del emisor no es suficientemente alto para sobrepasar el voltaje de igualación en la base y el UJT cambia al estado de apagado. Un valor típico para el punto 'de valle es 2 V. Capítulo 7/Circuitos de potencia con riristores 165


Responda verdadero o falso. a. En el UJT se aplica voltaje al emisor para encenderlo. b. Una razón típica de resistencias para que encienda el UJT es 0.06. c. El ánodo de un PUT corresponde al emisor de Fig. 7-18. Transistor programable de unijuntura (PUT). (a) Construcción interna P-N . (b) Símbolo esquemático, (c) El divisor de voltaje fija el standoff voltage.

Transistor de monojunrura programable (PUT) En un UJT convencional, la razón de resistencias se determina por la construcción interna. Se puede obtener una operación más flexible mediante el uso del dispositivo mostrado en la figura 7-18a. Tiene cuatro capas y un electrodo separado de compuerta. El usuario puede calcular las características de programación escogiendo los valores apropiados en el circuito externo. Por lo tanto, este tiristor se llama transistor programable de monojuntura (PUT). En el símbolo esquemático de la figura el ánodo corresponde al emisor del UJT. El ánodo tiene un voltaje de entrada para encender el PUT. La compuerta y el cátodo son comparables con los electrodos de base. Aunque el símbolo es similar al de un SCR, el PUT tiene la compuerta más cercana al ánodo. Además, el PUT es relativamente baja potencia, con una corriente de ánodo menor de 150 mA. El circuito en la figura muestra cómo R1R2 sirve como un divisor de voltaje para fijar el voltaje de igualación. Su razón determina para dar la polarización de APAGADO en la juntura de compuerta-ánodo. El voltaje aplicado al ánodo debe exceder del voltaje de igualación más el voltaje de la juntura interna antes de que fluya la corriente. Entonces el circuito del ánodo pasa al estado de ENCENDIDO. El propósito de R3, un resistor limitador de corriente, es mejorar la estabilidad a la temperatura del circuito. 166 Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores

UJT. 7-9 OSCILADOR DE MONOJUNTURA El circuito oscilador básico para el UJT y para el PUT es el generador en diente de sierra mostrado en la figura 7-19. Cuando se alimenta, el circuito oscila para producir un voltaje diente de sierra a través de Cs en la terminal del emisor. También se producen impulsos bruscos de voltaje a través de R, en la base 1. Estos impulsos son muy útiles para disparar el electrodo de compuerta de un triac o SCR.

Voltaje diente de sierra Un voltaje diente de sierra también se llama voltaje de rampa

Fig. 7-19. Circuito oscilador UJT. En el emisor está disponible un voltaje en diente de sierra; en Bl se tienen disponibles impulsos de voltaje bien definidos.

porque tiene una lenta subida y una rápida caída. La acción se repite a una rapidez regular para producir la forma de onda diente de sierra. La subida del voltaje diente de sierra a través de Cs se produce conforme Cs se carga a través de Rs hacía el V+ la fuente de ce. El UJT está apagado en ese momento. La caída en el voltaje en diente de sierra se produce conforme Cs descarga a través del circuito del emisor cuando el UJT conduce. La carga es relativamente lenta porque Rs en el circuito cargador tiene mayor resistencia que el UJT conductor en el circuito de descarga. En general un voltaje en diente de sierra se produce en dos pasos: 1. C carga lentamente a través de una alta R en una trayectoria en serie. 2. C descarga rápidamente a través de una baja R en una trayectoria en paralelo.

Los 500 Hz dan la frecuencia del voltaje de pico de sierra y de los impulsos de disparo. Preguntas de repaso 7-9 (Respuestas en la p. 178) Véase, la figura 7-19. a. ¿El UJT enciende a 18 o 2 V?

Impulsos de disparo Los impulsos bruscos

de voltaje en VI se producen por la corriente a 7-10 CONTROL DE FASE DE TIRISTORES En sus aplicaciones, los tiristores se usan para variar

Frecuencia del oscilador Un ciclo del vol- la potencia promedio suministrada a la carga. Cotaje en diente de sierra incluye la carga y descarga de Cs. Ya que hay un impulso para cada descarga, la frecuencia del impulso es igual a la frecuencia de la onda diente de sierra. El periodo T de un ciclo se determina por la constante de tiempo de Cs con Rs en la carga, aproximadamente. El tiempo de descarga es tan corto que puede ignorarse. Recuérdese que, para una constante de tiempo RC, C carga aproximadamente 63% del voltaje aplicado. Más todavía, cuando la razón de resistencias del UJT es también 0.63. el voltaje de punto de pico puede alcanzarse en aproximadamente la misma constante de tiempo de RC. Entonces, la frecuencia del oscilador en diente de sierra UJT puede calcularse apro-

mo ejemplo, un tiristor puede controlar la intensidad de luz producida por una lámpara, la velocidad de un motor o el calor generado por un calentador. El control de potencia se realiza cambiando el instante del tiempo en cada ciclo de ca en el cual se enciende el tiristor. Específicamente, la fase del voltaje de ca aplicado a la terminal de compuerta del tiristor se corre para hacer que el voltaje de ca retrase al voltaje aplicado al circuito de carga. De esta manera se necesita una fracción de cada ciclo para que el voltaje de compuerta se acumule al punto en el cual es capaz de encender el tiristor. Cuando el retraso del ángulo de fase es pequeño, la compuerta dispara tempranamente en cada ciclo. La potencia suministrada a la carga es entonces cercana al máximo. Cuando el retraso es mayor, la compuerta dispara tardíamente en cada ciclo y se suministra menos potencia a la carga. Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores 167

El ángulo de fase requerido se obtiene tomando el voltaje de la compuerta a través del capacitor en un circuito RC, de corrimiento de fase. En un circuito RC el voltaje a través de C retrasa al voltaje aplicado. El ángulo de fase puede ser de 0 a 90°. Cuando R y X c son iguales al ángulo es 45°. Además de eso, resulta un retraso adicional cuando un disparador como un diac se usa para suministrar el voltaje de compuerta para un SCR o triac. Se necesita tiempo para que el diac alcance su voltaje de transición conductiva o de arranque, el cual es típicamente 30 V. Como resultado del corrimiento RC de fase (desfasamiento) y el retraso del disparo, el ángulo total de retraso puede ser de 30 a 150°. El retraso puede variarse ajustando la R en serie en el circuito RC de corrimiento de fase.

Ángulo de conducción En cada semiciclo, el tiristor conduce durante 180° menos el ángulo de retraso. El ángulo de conducción está entonces entre 350 y 30°. Mientras mayor sea el retraso menor será el ángulo de conducción. Las curvas en la figura 7-20 muestran cómo varía la potencia suministrada por el tiristor con el ángulo de conducción. La potencia está en términos de potencia promedio comparada con la potencia nominal. Para el semiciclo completo de 180°, el valor de 1.0 significa potencia total (máxima). La curva muestra que variando el ángulo de con-


ducción entre 30 y 150° se permite la máxima variación posible desde plena a cero potencia.

Circuito de control de potencia La figura 7-21 muestra un circuito para una red RC para controlar el voltaje del (diac) que dispara a la compuerta de un tiristor. Puede usarse ya sea un triac o un SCR. Los valores RC son típicos para una línea de alimentación de ca de 120 V 60 Hz. La corriente nominal del tiristor se selecciona de acuerdo con la corriente de carga requerida. Cuando el tiristor está APAGADO, no fluye corriente a través de la carga. Entonces prácticamente todo el voltaje de línea está a través del circuito RC El capacitor se carga hasta el voltaje pico de ca de la línea. El tiempo que le toma alcanzar el voltaje de arranque del diac depende del ajuste de R. Cuando el voltaje a través del diac iguala al voltaje de transición conductiva o de arranque, el diac conduce. Entonces la carga almacenada de C se inyecta al circuito de la compuerta del tiristor. La corriente inyectada por la compuerta enciende el tiristor, lo cual permite que fluya corriente a través de la carga. Una vez encendidos el SCR o el triac, permanecen ENCENDIDOS aún cuando la corriente de la compuerta cese. Sin embargo, cuando la corriente de ca de carga cae abajo de la corriente de retención, el tiristor se APAGA así mismo y el ciclo se repite. En un circuito de ca, por tanto, el tiristor se apaga en cada cruce por cero de la corriente, y el tiristor vuelve a adquirir el control. La corriente de carga no se iniciará otra vez hasta que no se reciba un nuevo impulso en la compuerta.

Si el tiristor en la figura 7-21 es un SCR, la corriente fluye de alguna parte de cada otro medio semiciclo. Si el dispositivo es un triac entonces la corriente fluye de alguna parte de todos los semiciclos. Retraso de fase de Vc Los diagramas de fase con sus ángulos se muestran en la figura 7-22 para la R y el C de la figura 7-21. El circuito RC tiene

Sin embargo, el voltaje del capacitor Vc tiene un ángulo de 90° en retraso de I para cualquier capacitancia. En consecuencia, Vc se atrasa respecto al voltaje de la fuente VT. El ángulo de Vc

Especificaciones dv/dt La razón dv/dt indica la rapidez de elevación del voltaje" permitida para el tiristor. La construcción en cuatro capas tiene una capacitancia apreciable. Como en cualquier C. se carga en proporción o razón de cambio de voltaje. Mientras más rápida sea la especificación (dv/dt), más rápido será el tiempo de carga y mayor será el valor de la corriente de carga. En un circuito tiristor el voltaje cambia a través del tiristor cada vez que la compuerta lo enciende o lo apaga. Siempre que se apague su voltaje salta desde cerca de 1 V, durante la conducción, al voltaje de alimentación de ca al instante del apagado. Dependiendo de la inductancia y la capacitancia del circuito, el voltaje puede cambiar con una rapidez de muchos volts por microsegundo. A esa rapidez de cambio del voltaje, puede fluir suficiente corriente a través del tiristor para encenderlo otra vez cuando el resto del circuito está actuando para apagarlo. Por esta razón los tiristores se especifican en términos de la razón máxima dvdt que pueden sostener al tiempo de apagado.

Fig. 7-22. Ángulos de fase para el circuito RC de la figura 721. (a) Circuito RC. (b) Diagrama fasor mostrando el retraso de Vc respecto al voltaje aplicado VT .

Circuito de amortiguamiento La rapidez de elevación del voltaje a través del tiristor puede limitarse simplemente colocando un circuito RC en serie a través del tiristor. Como se muestra en la figura 7-21, el capacitor limita la razón dv/dt, y el resistor limita la corriente. Este circuito RC en derivación se entiende como un "amortiguador". En este circuito, el corrimiento de fase RC para el diac es también un amortiguador para el SCR o el triac. Preguntas de repaso 7-10 (Respuestas en la p. 178)

a. En la figura 7-21, ¿el voltaje Vc dispara al diaco al SCR? b. En la figura 7-21, ¿con menos R se disminuye o se aumenta el ángulo de conducción del tiristor? 7-11 CONTROL DE MOTORES POR TIRISTOR El control de motores por tiristor incluye el control de la velocidad y la dirección de la rotación, ya sea en el sentido de movimiento de las manecillas del reloj o contrario a este movimiento. Las herramientas de potencia, los enseres domésticos y los Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores 169

motores industriales están dentro de las muchas aplicaciones de los tiristores en el control de motores. Rotación direccional de motores de ca La fuerza torsional o potencia de un motor de ca resulta del campo magnético rotario del estator, el cual atrae al campo del rotor. Se produce un campo rotatorio por las diferencias de fase en el devanado del estator del motor. Se usan dos devanados del estator en los motores monofásicos para producir la diferencia de fase. La diferencia de fase de las corrientes se obtiene de una diferente razón de resistencia-reactancia en cada devanado. Una manera de conseguir la diferencia se muestra en la figura 7-23a para el motor popular de capacitor e inducción. El capacitor C para el devanado 2, marcado L2 produce el corrimiento de fase (desfasamiento) requerido. Puede incluirse un control direccional si el circuito se diseña como se muestra en la figura 723¿. Con S[ cerrado, el devanado L1 está a través de la línea de ca pero el capacitor de fase C está en serie con el devanado L2. Esta conexión origina una rotación en el sentido de movimiento de la agujas del reloj. Ahora bien si S2 se abre y cela rotación se produce en el sentido rrando contrario al sentido de movimiento de las manecillas del reloj. Si el motor es de tamaño apreciable, los contactos de los interruptores para y S2 deben ser lo suficientemente grandes para conducir la alta co-


rriente. Es aquí donde un tiristor, como el SCR, es útil para conducir la corriente en los devanados de campo. En la figura se muestra cómo se lleva a efecto esto. Los circuitos de los ánodos del SCR1 y SCR2 conducen la alta corriente de los devanados de campo. y S2 pueden ser interruptores de poca capacidad sólo para la baja corriente relativa de compuerta de cerca de 50 mA. Nótese que y R2 son resistores que limitan la corriente para los circuitos de compuerta. Control de motores con devanado en serie En el motor con el devanado en serie los devanados del campo y del inducido están conectados en serie. Se usan un colector (de delgas) y escobillas para la corriente de alimentación del inducido (rotatorio). Puesto que la corriente a través del inducido siempre fluye en el mismo sentido que la corriente del campo, el motor puede operarse ya sea con fuentes de ca o de cc. Frecuentemente se le llama un motor universal. Las características son: gran fuerza torsional o potencia a bajas velocidades, velocidad reducida con más carga de corriente y mayor velocidad con carga reducida. Este tipo de motor se usa en muchos enseres. El motor con devanados en serie es muy adecuado para el control de velocidad por corrimiento de fase (desfasamiento), como se muestra en la figura 7-24. El circuito es parecido al circuito de corrimiento de fase RC mostrado en la figura 7-21, como un disparador diac y un tiristor. En la figura 7-24 el SCR alimenta corriente al motor con deva-

Fig. 7-24. Circuito RC de corrimiento de fase con un SCR para el control de la velocidad de un motor en serie.

nado en serie. Al aumentar R en la red de corrimiento de fase, hace que el SCR encienda después de cada semiciclo. El ángulo de conducción es reducido para el SCR, por tanto suministra menos potencia al motor, lo cual reduce la velocidad. Un circuito de este tipo puede usarse para controlar la velocidad de los motores de ca de fase partida. Control de motores de fuerza contraelectromotriz Pueden usarse los tiristores para proporcionar velocidad constante de motor bajo condiciones de carga variable. El método es usar una señal de realimentación de la fuerza contra electromotriz generada en el inducido. La fuerza contraelectromotriz es proporcional a la velocidad del motor y opuesta en polaridad al voltaje aplicado. En la figura 7-25 se muestra un circuito típico de control. El circuito ánodo-cátodo del SCR suministra corriente para el motor. El voltaje para la

Fig. 7-25. Circuito para el control de la velocidad de un motor por fuerza contraelectromotriz.

Cuando la velocidad del motor es baja, V2 es menor que . De esta manera el SCR enciende para cada semiciclo. Mientras menor sea la fuerza contraelectromotriz se adelantará el encendido del SCR para cada semiciclo de voltaje en sentido directo o de avance del ánodo. Esta acción aumenta la velocidad del motor. En forma parecida, el circuito de control reduce la velocidad cuando el motor gira demasiado rápido. El diodo DI se usa para bloquear la corriente de compuerta en la que pueda fluir en sentido inverso. Además, D2 permite que fluya corriente en sólo durante el semiciclo positivo la rama del voltaje de ca aplicado. Además puede conectarse un capacitor a través de R1 para tener un control más suave (continuo) de la velocidad del motor.


Responda verdadero o falso.

taje neto para la compuerta es entonces negativo. El SCR no puede encender, aun en el pico del medio para el valor de cresta del semiciclo de avance.

a. El motor en la figura 7-23^, gira en una dirección opuesta a la del motor en la figura con S2 cerrado. b. En la figura 7-24, el disparador diac suministra corriente al devanado de campo del motor. c. En la figura 7-25 el SCR está APAGADO para el caso que V2 sea mayor que

Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores 171

7-12 INTERFERENCIA DE RADIO FRECUENCIA (IRF) Cuando la compuerta de un tiristor lo enciende, la corriente salta rápidamente desde cero hasta la corriente de carga determinada por la ley Ohm en el instante de encendido. El cambio se llama escalón de corriente. Los escalones de corriente generan radiación electromagnética de todas las frecuencias. Empezando con la fundamental a 60 Hz, las frecuencias armónicas se extienden más allá de la banda MA de radiodifusión de 535 a 1605 kHz. Las altas frecuencias se generan debido a la muy alta tasa de cambio en la corriente. La interferencia de RF puede radiarse directamente o ser conducida a la línea de alimentación de ca. De cualquier forma, el amplio espectro de frecuencias puede interferir con el equipo de radiocomunicaciones. La radiación directa puede minimizarse manteniendo al circuito del tiristor compacto y blindado. La caja o contenedor blindado debe conectarse a tierra. Los filtros ayudan a hacer mínimo el efecto de la interferencia conducida a la línea. Hay dispositivos de filtraje comerciales, pero puede hacerse un filtro efectivo con el circuito mostrado en la figura 7-26. L es un choque o inductor de RF usado para aislar la interferencia de RF. Se conecta en serie con la línea de ca en cualquier lado o en ambos lados. La reactancia es alta a las frecuencias de radio, pero no a 60 Hz. C es un capacitor efectivo de paso de la RF a través de la línea de ca. Su reactancia es baja a las frecuencias de radio pero no a 60 Hz. El filtro entero puede blindarse.

Fig. 7-26. Filtro para reducir la interferencia de RF. 172



Responda verdadero o falso Véase la figura 7-26 a. L es un choque o inductor de RF. b. C es un capacitor de paso o derivación para 60 Hz.

7-13 CONMUTACIÓN EN EL PUNTO CERO Para que la interferencia de RF sea mínima el conmutador (interruptor) ideal debería encender en el instante en que el voltaje a través de él fuera cero y apagarse o desactivarse cuando la corriente fuera cero. Ya que un tiristor normalmente se apaga cuando su corriente se hace nula (o pasa a través de cero), deben evitarse los escalones de corriente que satisfacen esta condición. Si el encendido sólo puede realizarse cuando el voltaje de alimentación de ca pasa a través de su eje cero, la interferencia por RF es mínima en el tiristor. El nombre para este método de control de potencia es conmutación en el punto cero o conmutación a voltaje cero. En realidad, el encendido no ocurre exactamente para O V, pero sí casi a cero. En la conmutación punto cero el tiristor se enciende (se activa) por un número completo de semiciclos o ciclos completos de la fuente de poder de ca. Los semiciclos se aplican a un SCR y los ciclos completos a un triac. El control de potencia se realiza variando el número de ciclos suministrados a la carga. La figura 7-27 ilustra el método de voltaje cero. El diagrama de bloques de los circuitos en la figura 1-21 a muestra que el impulso de mando que enciende el tiristor es una compuerta Y. (Las compuertas lógicas digitales se explican en el Cap. 8.) Una compuerta Y permite que una señal pase a través de ella sólo si hay una señal presente en todas sus entradas. En este circuito lógico digital, las dos entradas de la compuerta Y son:

Fig. 7-27. Principio de conmutación a voltaje cero para el control de potencia por tiristor, usando ya sea un triac o un SCR. (a) Diagrama de bloques de los circuitos, (b) Formas de onda de la salida del tiristor para la carga. Se muestran los ciclos completos de un triac.

1. Los impulsos que cruzan el cero provienen de un detector que muestrea el voltaje de ca. La entrada indica cuando el voltaje de ca de entrada cruza por el punto cero. 2. Impulsos que provienen del circuito de control de potencia. Estos impulsos tienen una duración variable.

La duración de los impulsos del circuito del control determina el número de semiciclos o de ciclos completos para encender el tiristor. Cuando ambos impulsos están presentes en las entradas de la compuerta Y, en la salida aparece un voltaje y esta es la señal de entrada al tiristor. Las formas de onda para el control de la potencia promedio a la carga se muestran en la figura 7con ciclos completos para un triac. Una baja potencia promedio significa que el triac está encendido por un corto intervalo. Para mayor potencia, un periodo más largo de encendido permite más ciclos de entrada de ca suministrada a la carga a través del triac, en cada caso, no obstante, el encendido tiene lugar dentro de unos cuantos volts sobre cero y el apagado o desactivación ocurre cuando la corriente es cero. En consecuencia, los escalones de corriente se hacen mínimos para reducir el efecto de generación de interferencia de RF.


Responda verdadero o falso a. La conmutación en punto cero se usa con tiristores para que la interferencia por RF sea mínima. b. En la figura la más alta potencia corres ponde al máximo número de ciclos de ca. 7-14 CÓMO PROBAR TIRISTORES El método de probar los SCR y los triac es relativamente simple. Un circuito como el mostrado en la figura 7-28 se usa para responder las tres preguntas siguientes: 1. ¿El tiristor está apagado (desactivado) hasta que se dispara por la compuerta? 2. ¿E1 tiristor enciende (se activa) cuando se dispara? 3. ¿E1 tiristor permanece encendido después de que se suprime el voltaje de disparo? La lámpara en la figura 7-28 sirve como indicador visual de la conducción, y limita la corriente a traCapítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores 173

A continuación, conéctese momentáneamente entre la compuerta y el ánodo o terminal MT. La lámpara debe encender y permanecer así. Si no lo hace es porque el tiristor está abierto. Con un SCR la lámpara enciende a media intensidad porque está conduciendo sólo cada uno de los semiciclos. Con un triac la intensidad de la se abre, la lámpara está es máxima. Cuando lámpara debe apagarse. Preguntas de repaso 7-14 (Respuestas en la p. 178)

Fig. 7-28. Circuito para probar los tiristores.

Refiérase a la figura 7-28 vés del tiristor. Como ejemplo, se usa una lámpara de 100 W como carga con un tiristor de corriente nominal de 1 A. Cuando S, está cerrado, la lámpara no debe encender. El voltaje se aplica al ánodo de la terminal MT pero no hay voltaje de disparo. Si la lámpara enciende el tiristor está en corto.

a. Si Si está cerrado pero R1 está sin conectar, la lámpara enciende. ¿E1 tiristor está abierto, en corto o bueno? b. Con conectada, la lámpara no enciende. ¿El tiristor está abierto? ¿en corto? o ¿bueno?

RESUMEN 1. Los tiristores son dispositivos de conmutación de estado sólido con una estructura de cuatro capas PNPN. El voltaje de transición conductiva hace que el tiristor conduzca para el estado de ENCENDIDO (activado). No hay conducción en el estado de APAGADO (desactivado). 2. El SCR tiene un ánodo, un cátodo y un electrodo de compuerta para disparar la conducción en el ánodo del circuito. El SCR se dispara a encendido por la corriente de compuerta, pero sólo puede apagarse por el ánodo del circuito. El SCR conduce (se activa) con voltaje positivo al ánodo y a la compuerta. 3. El triac es un SCR bidireccional. Los electrodos de la terminal principal (MT) pueden conducir con cualquier polaridad. Además, el voltaje de disparo de la compuerta puede ser positivo o negativo. 4. Tanto el SCR como el triac operan con un voltaje aplicado por abajo del valor de transición conductiva o de arranque. Entonces el voltaje de disparo de la compuerta baja el voltaje de transición conductiva para hacer que el triac conduzca. Con voltaje de ca aplicado, el SCR conduce sólo en los semiciclos positivos, el triac conduce en ambos semiciclos. 5. El voltaje de transición conductiva de un tiristor es el voltaje de polarización directa necesario para iniciar la conducción. La corriente I de retención condi174 Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores

6.

7.

8.

9.

10. 11.

12.

donada o de enganche es aquella necesaria para mantener el estado de ENCENDIDO. La corriente de retención es la necesaria para iniciar la conducción máxima a partir del estado de APAGADO. Los tiri stores se usan para el control de potencia mediante el control del tiempo en que la corriente de la compuerta produce el disparo en cada ciclo de ca. Al aplicar impulsos a la compuerta antes de que el ciclo ocurra se obtiene la máxima potencia en la carga; cuando se dispara posterior al ciclo el resultado es una potencia menor. Los disparadores bidireccionales son dispositivos de dos terminales que saltan a conducción mediante un voltaje V específico en cualquier polaridad. Las lámparas neón y los diacs son ejemplos de aquellos. Son útiles en los circuitos de control asociados a las compuertas de un SCR o triac. El transistor de unijuntura o monojuntura (UJT) es un dispositivo de conmutación que se usa comúnmente para generar impulsos de disparo en circuitos de cronización o sincronización. Sus electrodos son emisor, base 1 y base 2. El circuito básico es un oscilador de señales diente de sierra, cuya frecuencia se fija por un circuito RC en el emisor. Veáse la figura 7-19El control de fase se usa para retardar el encendido de un tiristor con el objeto de variar el ciclo de conducción del tiristor. El corrimiento de fase se obtiene con un circuito RC. Con menos retraso para mayor ángulo de conducción puede obtenerse más potencia en la carga. Este método se usa para controlar la velocidad de los motores. El control de potencia con tiristores requiere un salto en escalón de la corriente una o dos veces en cada ciclo. Los escalones de corriente producen interferencia de radiofrecuencia (RFI). La RFI puede reducirse con filtros LC. En la conmutación de punto cero o de voltaje a cero, la compuerta del tiristorlo enciende cuando el voltaje de alimentación pasa a través de su eje cero, aproximadamente. El propósito es eliminar la interferencia de RF. El control de potencia se obtiene variando el número de ciclos completos, o de semiciclos, de la corriente para la carga. Un triac o un SCR pueden probarse con la lámpara de la figura 7-28 para ver si está abierto o en corto.

AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro) Responda verdadero o falso. 1. La construcción de cuatro capas PNPN se usa tanto en el SCR como en el triac. 2. Un tiristor puede estar encendido o apagado; sirve como un conmutador electrónico. 3. El SCR tiene un electrodo de compuerta, pero el triac no tiene ninguno. 4. El ánodo de un SCR conduce ya sea con voltaje positivo o negativo. Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores 175

5. Un voltaje de compuerta de 1 a 2 V puede dar la corriente de compuerta suficiente para disparar un SCR o triac. 6. Si el voltaje de compuerta se hace cero automáticamente se apaga el tiristor. 7. Si un SCR no enciende con voltaje del ánodo pero sin corriente de compuerta, debe tener algún defecto. 8. Un triac opera en los cuadrantes I y III para su curva característica de voltampere. 9. La inyección de corriente en la compuerta reduce el voltaje de transición conductiva de un tiristor. 10. Los tiristores se usan siempre con un voltaje de alimentación mayor que el vol taje de transición conductiva. 11. El voltaje a través de un diac nunca debe exceder el voltaje de transición conductiva del diac. 12. El voltaje en el punto de la cresta de un UJT es menor que el voltaje de alimentación. 13. En un UJT generador de ondas diente de sierra, la frecuencia de las oscilaciones depende de una constante de tiempo RC. 14. En el control de fase de los tiristores, un ángulo grande de conducción permite más potencia a la carga. 15. La interferencia de RF puede eliminarse de los circuitos de control de potencia filtrando la frecuencia de 60 Hz. 16. La conmutación de punto cero para los tiristores se usa para hacer mínimo el efecto de la interferencia de RF.

PREGUNTAS DE PRUEBA 1. Dé tres ejemplos de circuitos de control de potencia en los cuales puedan usarse los tiristores. 2. Muestre la estructura PNPN del SCR. Dibuje el símbolo esquemático e identifique los electrodos. 3. Dibuje el símbolo esquemático del triac e identifique los electrodos. 4. ¿En qué difiere un triac de un SCR? 5. ¿Cuál es la función de la compuerta en un tiristor? 6. ¿En qué se diferencia un diac de un triac? 7. Defina el voltaje de transición conductiva o de arranque, la corriente de retención y la corriente de retención condicionada o de enganche de un SCR. 8. Explique cómo se apaga (desactiva) un SCR. 9. Muestre las terminales MT de un triac conectadas a línea de alimentación de ca en serie con una carga RL. ¿Qué se conecta a la compuerta? 10. Repita la pregunta 9 para el ánodo y el cátodo de un SCR. 11. Explique cómo se usa un diac con un triac. 12. Dibuje un circuito para probar el SCR o triac y explique cómo se usa. 13. Dibuje las curvas características de volts-amperes para un SCR y un triac. Compare los dos características para un SCR y un triac. 176 Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores

14. Dibuje los símbolos esquemáticos para un SCR un triac, un diac y UJT. 15. ¿Qué es lo que se quiere significar con la especificación dv/dt de un tiristor? ¿Por qué es importante? 16. ¿Cómo se usa un circuito amortiguador RC? 17. Defina para el UJT la razón de resistencias (standoff ratio), el voltaje de igualación (standoff voltage), el voltaje de punto de valle y la corriente. Dé un valor típico para el voltaje de valle. 18. Dibuje la forma de onda de un voltaje en diente de sierra y marque un ciclo. 19. ¿Cuál es la diferencia entre el UJT y el PUT? 20. ¿Qué es lo que significa conmutación de punto cero? ¿Cuál es su ventaja?

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Refiérase a la figura ¿Cuál es el valor de a través de RL cuando el SCR conduce? 2. ¿Cuál es la resistencia R interna de un tiristor que conduce 10 A con 1 V a través de él? 3. Un UJT tiene la fase dividida en resistencias. 4. Un voltaje en diente de sierra tiene un periodo de 2 ms para un ciclo. ¿Cuál es su frecuencia? 5. Para una razón de resistencias de 0.6 y una fuente de alimentación de ce de 20 V, calcule: a. El voltaje de igualación (standoff voltage); b. El voltaje de punto de la cresta.

7. En un generador UJT en diente de sierra, el voltaje en punto de la cresta para el emisor es de 12.7 V y el voltaje de valle es 2 V. ¿Cuál es el voltaje p-p de la forma de onda en diente de sierra.?

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Dé una aplicación del tiristor en control de potencia. 2. ;Por qué no se usan los tiristores en los amplificadores de potencia de audio? Capítulo 7/Circuitos de potencia con tiristores

177

3. Del manual de un fabricante, dé los valores nominales de tres especificaciones importantes ya sea de un triac o de un SCR.

RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO 7-1 7-2 7-3

7-4

a. Tres b. Bajo c. P a. Tres b. Apagado c. Encendido a. Triac b. MT1 c. MT1 a. Compuerta b. 2 c. MT1 y MT2

7-5

7-6

7-7 7-8

a. Disminuye b. De bloqueo c. 10 A d. 2 V a. V b. V c. V a. 30V b. Triac a. V b. V c. V

7-9 7-10 7-11 7-12 7-13 7-14

178


a. 18 V b. Rs c. R, a. Diac b. Disminuye a. V b. F c. V a. V b. F a. V b. V a. En corto b. Abierto

Capítulo

Electrónica digital En el sistema de numeración decimal en el que se cuenta por decenas se usan los dígitos 0, 1,2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, y 9. Estos son 10 dígitos incluyendo al 0. En los circuitos digitales, sin embargo, solamente se usan los dígitos 0 y 1. En un sistema binario de números hay dos dígitos: 0 y 1. La razón para usar los números binarios es que los circuitos digitales operan con formas de onda con impulsos de onda cuadrada, la cual tiene solamente dos amplitudes. Los impulsos están ya sea en encendido o en apagado. El estado ENCENDIDO o ALTO puede representarse por el binario 1, y el estado APAGADO o BAJO con el binario 0. Hay muchas aplicaciones de la electrónica digital además de la función natural de contar impulsos. Aun la información de audio y video puede convertirse a forma digital mediante el muestreo de impulsos. La ventaja de los circuitos digitales es la excelente razón de señal a ruido. En los siguientes puntos se explican más detalles de los números binarios y de los tipos de circuitos que se utilizan en la electrónica digital: 8-1 8-2 8-3 8-4 8-5 8-6 8-7 8-8 8-9 8-10 8-11 8-12 8-13 8-14

Circuitos analógicos y digitales Codificación y descodificación de números binarios Compuertas lógicas binarias Combinaciones de compuertas lógicas Tipos de circuitos lógicos Adicionadores electrónicos Flip-flops Contadores digitales Registros de corrimiento Memorias de semiconductor Multiplexores y desmultiplexores Convertidores analógicos y digitales Indicadores digitales de siete elementos Generador de base de tiempos

8

8-1 CIRCUITOS ANALÓGICOS Y DIGITALES El mundo de la electrónica puede clasificarse en circuitos digitales o analógicos. Cualquiera ha visto muchos dispositivos digitales con indicadores digitales. Un buen ejemplo es la calculadora electrónica mostrada en la figura 8-1a. La entrada del teclado usa los dígitos decimales de 0 a 9. En el interior de la calculadora, sin embargo, la información se procesa en forma binaria; solamente se usan los dígitos 0 y 1. La salida en el indicador digital muestra números decimales. Una parte importante de muchos de los sistemas digitales es la codificación y descodificación de números decimales y binarios. En la figura se ilustra un circuito analógico. La vuelta gradual del eje del potenciómetro es la entrada analógica. El cambio lento en R causa un cambio en la del circuito, como se indica por el medidor analógico a la derecha. El cambio en la corriente proporciona una señal analógica. La palabra analógico significa que hay una semejanza o proporción en las variaciones de la señal en comparación con la entrada. Las señales digitales y analógicas se comparan en la figura 8-2. La onda senoidal en la figura 82a es una señal analógica; su valor aumenta o disminuye gradualmente, y los cambios son suaves y continuos. Otros dos ejemplos comunes de información analógica son las señales de audio y de video. En una señal de audio las variaciones en Ko corresponden a cambios continuos en el sonido. En una señal de video las variaciones de amplitud corresponden a cambios en la información de la imagen. La forma cuadrada en la figura es una señal digital. Su característica principal es que tienen, precisamente, las dos amplitudes distintas, como 0 y + 5 V en la ilustración. Una señal digital no tiene valores intermedios. El impulso está encendido o apagado. En muchos casos el nivel + 5 V se llama voltaje ALTO. La amplitud ALTA también se denomina como 1 lógico o simplemente 1. La referencia de 0 V, entonces, es el nivel BAJO, el cual es 180 Capítulo 8/Electrónica digital

Fig. 1 Comparación de los sistemas digital y analógico, (a) Calculadora electrónica digital, (b) Ejemplo de un circuito analógico.

Fig. 2 Fig. 8-2.(a) Onda senoidal como ejemplo de una señal analógica con variaciones continuas, (b) Onda cuadrada como ejemplo de una señal digital que está ya sea a amplitud ALTA o a BAJA.

8-2 CODIFICACIÓN Y DESCODIFICACIÓN DE NÚMEROS BINARIOS

Fig. 8-3. (a) Señal digital con un tren de impulsos para información binaria 1010. (b) Señal invertida correspondiente a la señal complementaria 0101.

el 0 lógico, o simplemente 0. Este método que usa + 5 V para el 1 lógico es un sistema lógico positivo. Un circuito digital es el que procesa a una señal digital. La señal en sí misma es un tren de impulsos en los cuales los niveles ALTO y BAJO representan dígitos binarios 1 y 0. En la figura 8-3 se muestra un ejemplo. El nivel 5 V representa el 1 lógico y 0 V es el 0 lógico. Los cuatro niveles en la figura 8-3a corresponden al número binario 1010. En la figura sin embargo, la señal de impulso está invertida, o en polaridad opuesta. En consecuencia la señal tiene información binaria, opuesta, o sea 0101. Los valores de 1010 en la figura son complementarios lo que significa que cuando uno tiene el 1 lógico, el otro tiene el 0 lógico. Un principio interesante y útil de las señales digitales, entonces, es que la inversión de fase de los impulsos proporciona información binaria complementaria.

La codificación significa cambiar los números decimales en forma binaria. En la descodiftcación la información digital se convierte otra vez en números decimales. El proceso de codificación puede usarse también para letras y símbolos. En la siguiente sección se explican los métodos para convertir números, pero por ahora considérese el sistema de la calculadora digital ilustrada en la figura 8-4. Las letras de la a a la e indican la secuencia de operaciones como sigue: a. Aquí la entrada es el número decimal 5 oprimido en el teclado. b. El codificador cambia el número decimal 5 a la forma digital, es decir, a los dígitos binarios 0101.


a. ¿Cuántos niveles tiene una señal digital? b. ¿Una onda senoidal pura es una señal digital o analógica? c. ¿E1 nivel alto de voltaje de una señal digital es de 1 o 0 en la lógica positiva?

Fig. 8-4. Ejemplo de codificación y descodificación en una calculadora electrónica. Los pasos (a) al (e) Se describen en el texto.

Capítulo 8/Electrónica digital 181

c. La unidad de procesamiento central contiene circuitos digitales lógicos para los cálculos re queridos. Aquí todo está en forma binaria. d. El descodificador cambia la señal binaria otra vez a la forma decimal. e. El indicador digital de salida está en forma decimal mostrando el número original 5. En un cálculo real, la unidad de procesamiento central proporciona la respuesta binaria para ser convertida en un número decimal en el indicador visual digital de salida. Valores de posición de los números binarios

Véase la tabla de valores de la figura 8-5. Los números decimales de 0 a 15 están en la columna a la izquierda. En realidad., los dígitos para los números decimales son de 0 a 9, pero se listan también de 10 a 15 para incluir números con más de un lugar decimal. El punto decimal, aunque no se muestra, está después del último dígito a la derecha para números enteros de 1 o más. El primer lugar a la izquierda da el número de unidades indicado en el dígito. El siguiente lugar a la izquierda es en decenas, después en centenas y así sucesivamente en múltiplos de 10 para cuentas decimales más elevadas. CONTEO BINARIO CONTEO DECIMAL

23 (OCHOS)

0

0

1 2

0

22 21 (CUATROS) (DOS)

0 0

0

2o (UNOS)

0 1 0

5

0 0 0 0

1

0 1 1 0 0

6

0

1

1

0

7 8 9 10

0 1 1 1

1 0 0

1 0 0

0

1

1 0 1 0

11

1

0

1

1

12 13 14 15

1 1 1 1

1 1 1

0 0 1

1

1

0 1 0 1

3 4

0 0 1

1 0

1

Fig. 8-5. Equivalentes binarios a los números decimales de 0 a 15

182

Capítulo 8/Electrónica digital

Los números binarios que corresponden a los números decimales de 0 a 15 se muestran en la figura 8-5. Solamente se usan los dos dígitos 0 y 1. Los valores de los lugares o posiciones binarias están en potencias de 2 iniciando con los unos, después los doces, los cuatros, los ochos y así sucesivamente. Un número binario también tiene un punto binario implícito, después del último dígito a la derecha, que corresponde al punto decimal. Véase el número decimal 5 en la tabla con equivalente binario de 01012- El subíndice indica la base 2 de los números binarios. Este número binario se lee así "cero, uno, cero, uno en base dos" leyendo de la izquierda a la derecha. Sin embargo, para hacer una cuenta binaria se lee de derecha a izquierda, empezando por el punto binario. La cuenta binaria para 0101 e s l +0 + 4 + 0 = 5. En otro ejemplo, el número final en la tabla es 1510 o 11112. El equivalente decimal de 11112 se calcula como 1 + 2 + 4 + 8 = 15. Conversión de decimal a binario En la figura 8-6 se muestra el método de dividir entre 2 para convertir números decimales a su equivalente binario. En este ejemplo, 21^ se convierte a su equivalente binario. La primera división es para el primer lugar o posición a la derecha, próximo al punto binario. Esto significa que el número binario equivalente se va a escribir de derecha a izquierda. Cada división es para cada lugar o posición del número binario. Para cada división, una respuesta

exacta sin ningún residuo significa que el dígito binario para ese lugar es 0. Cuando hay un residuo de 1, el dígito binario es 1. El equivalente binario de es 101012, como se calcula en la figura 86. Como comprobación

1 + 0 + 4 + 16 = 21. Las divisiones se repiten hasta que el cociente es cero.

Conversión

de

binario a

decimal

El proceso de conversión de binario a decimal simplemente implica contar los valores del lugar o posición para la base 2. De derecha a izquierda son 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64. etc, en potencias de 2. Estos valores corresponden a las potencias de 10 en los números decimales, por ejemplo, la columna de los millares es 103 en la base 10 que corresponde a la columna de 8 en la base 2 o 23. Un 1 en una columna significa que el equivalente decimal de esa columna se deba sumar. Un 0 significa que el valor decimal de esa columna no se añade.

Circuitos integrados CI codificadores y descodificadores En los codificadores y descodificadores se usan generalmente circuitos integrados. En la figura 8-7 se ilustra un CI codificador típico en la figura 8-7a el número 74147 impreso en el encapsulado es el número de dispositivo similar al número de un tubo al vacío. La unidad completa del CI es solamente de 25 mm de longitud. El 74147 traduce una entrada decimal a su número binario equivalente en la salida. El diagrama de bloques en la figura 8- 7b muestra las conexiones de entrada y salida. El voltaje de alimentación de ce a los transistores de los circuitos lógicos del interior es de + 5 V para Vcc respecto a masa. Hay 9 terminales de entrada. La pequeña burbuja o círculo en cada entrada indica que se necesita un voltaje BAJO para activar la

Fig. 8-7. Codificador de CI usado para producir una salida binaria, a) encapsulado doble en línea (DIP) con 16 espigas, b) Diagrama de bloques con conexiones de entrada y salida. Solamente se iluminan las lámparas para los lugares de los unos y los cuatros.

entrada. Las 4 salidas A, B, C y D no tienen las burbujas, lo cual significa que son salidas activas ALTAS. Se necesita una BAJA para activar la entrada para producir una ALTA en la salida. Entonces una salida ALTA puede iluminar a una de las lámparas indicadoras. Debe notarse que una lámpara cuando se enciende indica solamente ese lugar o posición del binario. La salida es una señal binaria. En el ejemplo presentado aquí la terminal 5 de entrada se activa con una BAJA para hacer que el codificador produzca el binario 0101 en la salida. El descodificador mostrado en la figura 8-8 convierte la entrada binaria a un código especial que enciende los segmentos individuales del indicador visual digital de 7 segmentos. El indicador visual digital decimal para cada dígito se muestra en la figura 8-8a. Capítulo 8/Electrónica digital 183

(b) Fig. 8-8. Descodificador CI usado para producir una salida decimal, a) Forma los dígitos de 0 a 9 en un visualizador de 7 segmentos, b) Diagrama de bloque mostrando cómo la entrada binaria se convierte a una salida decimal que excita cada dígito en el indicador visual digital.

dicar visualmente cualquier dígito de 0 a 9. Por ejemplo, cuando todos los segmentos se encienden el indicador visual digital muestra 8. Para 5 los segmentos b y e están apagados. En el diagrama de bloques en la figura se muestra la entrada binaria a las terminales A, B, C, y D para 01012 . El descodificador cambia esta señal de entrada a las señales de salida que iluminan los segmentos en el indicador visual digital. Entonces se muestra el número decimal 5. La información visual del indicador digital de salida está ya en forma decimal por la conversión hecha por el descodificador de la información binaria en la entrada. Aunque la descodificación es para un solo lugar o posición decimal, el mismo procedimiento puede usarse para más lugares o posiciones. 184 Capítulo 8/Electrónica digital


a.¿Cuáles son los dos dígitos que se usan en números binarios? b.¿El dispositivo que convierte números decimales a binarios se llama un codificador o un descodificador? c.Convierta el número decimal 19 a un número binario. d.Convierta el número binario 1010 a un número decimal.

8-3 COMPUERTAS LÓGICAS BINARIAS Las compuertas lógicas son circuitos cuyo voltaje de salida puede predecirse de acuerdo con las con-

sea que la lámpara esté apagada o encendida se describe la salida. Hay cuatro posibles combinaciones para los interruptores: ambos abiertos, SA cerrado y SB abierto, SB cerrado y SA abierto y ambos cerrados. Estas condiciones se listan en los cuatro renglones horizontales. Como muestra la tabla de verdad, sólo las condiciones del renglón inferior, con ambos interruptores cerrados, permiten que la lámpara encienda.

Fig. 8-9. Conmutadores en serie como ejemplo de la función lógica Y. a) SA y Sg deben cerrar para iluminar la lámpara. b) La tabla lista las cuatro combinaciones posibles para los dos conmutadores y la salida resultante para cada caso.

diciones de la entrada. Un ejemplo de su uso lógico se ilustra en la figura 8-9. Los interruptores en este circuito se arreglan como una función lógica Y. El circuito en la figura 8-9a, tiene interruptores en serie para la entrada, los cuales pueden cerrarse y permitir el paso de corriente y en consecuencia encender la lámpara a la salida. En sí mismo, el circuito en serie no es en realidad una compuerta binaria, pero la lógica es semejante. Para las conexiones en serie, es lógico predecir que la lámpara no podrá encenderse a menos que ambos interruptores SA y SB estén cerrados. Si ambos están abiertos o si solamente uno está abierto, la lámpara no podrá encender y no habrá salida. En una compuerta real se hacen circuitos con diodos y transistores, usualmente en como un CI. Tabla de verdad Es útil listar las diferentes posibilidades lógicas como se muestra en la figura 8-9b. La lista, llamada tabla de verdad, da hechos conocidos desde la entrada y admitidos como verdades para la salida. Esta tabla de verdad es para el circuito en serie de la figura 8-9¿. Ya sea que los interruptores SA y SB estén abiertos o cerrados se establecen las condiciones para la entrada. Y ya

La compuerta Y El símbolo lógico y las combinaciones de entrada y salida de la compuerta Y se muestran en la figura 8-10. Las terminales de entrada son para impulsos digitales. A un tiempo cualquiera, un impulso está ya sea a nivel ALTO o BAJO. La compuerta Y se define como un circuito en el cual ambas entradas, A y B, deben estar en ALTO con objeto de tener una salida de ALTO en Y. Esta función es similar a los circuitos serie con los conmutadores mostrados en la figura 8-9. Cuando hay más de dos entradas, todas deben estar en ALTO para que en la salida haya un nivel ALTO de voltaje. Por esta razón a la puerta Y también se le llama compuerta para todo. Una tabla que muestra todas las combinaciones posibles de entradas y sus respectivas salidas se llama tabla de verdad. La tabla de verdad (figura 8-10¿) se muestra para dos entradas. El 1 lógico

Fig. 8-10. La compuerta Y. a) Símbolo lógico, b) Tabla de verdad con 1 binario para nivel ALTO. Todas las entradas deben ser 1 para la salida 1.


indica el nivel ALTO y el 0 lógico el nivel BAJO. En el renglón inferior, la tabla de verdad de la función Y muestra que todas las entradas deben estar en 1 para producir un 1 en la salida. Pueden usarse diferentes circuitos para formar una compuerta Y pero todos tienen la misma tabla de verdad.

Ecuaciones Booleanas El álgebra booleana proporciona un método abreviado para indicar las funciones lógicas. (El álgebra es una rama especial de las matemáticas formulada por George Boole para operaciones en lógica). La expresión booleana para función Y es A•B=Y

(8-1)

la cual se lee como A y B es igual a la salida Y. En el álgebra Booleana el punto significa Y. Para ahorrar espacio, el punto puede omitirse para hacer la expresión booleana A B = Y. El significado permanece igual: A y B igualan a la salida y. La compuerta O En la figura 8-11 se muestran el símbolo lógico y la tabla de verdad de la compuerta O. La compuerta O produce el 1 lógico cuando cualesquiera de las entradas está en 1. Por esta razón se le llama también compuerta para cualquiera.

La compuerta O también produce salida en 1 cuando todas las entradas están en 1. Sin embargo, la función O es diferente de la función Y en que la salida está en 1 cuando cualquier entrada única está en 1. La función O corresponde a la acción de los interruptores en paralelo para las entradas. Nótese la diferencia entre el símbolo lógico de la compuerta O en la figura 8-11a y el símbolo para la compuerta Amostrado en la figura 8-10a. El símbolo de la compuerta O tiene una línea curva y el símbolo de la compuerta Y una línea recta al lado de entrada. La expresión booleana para la compuerta O es A +B=Y

la cual se lee como A o B igual a la salida Y. El signo + significa O en el álgebra booleana. Cuando hay 3 entradas el resultado es A + B + C = Y. Sin importar cuál sea el número de entradas, un 1 en cualquier entrada provoca que la salida sea un 1 lógico. Función de inversión o función NO. El símbolo lógico de la función NO que se muestra en la figura 8-12a tiene un triángulo para un amplificador con una burbuja o con un círculo en la salida para indicar la inversión. El inversor realiza la función NO la cual cambia la entrada a su estado lógico u opuesto. Si la entrada es 0, la salida será 1; si la entrada es 1, la salida será 0. El proceso de inversión también se llama proceso de negación o de complemento, porque los binarios 1 y 0 son complementos uno del otro. La expresión booleana para inversión o la función NO, es A =

(6)

Fig. 8 -11 . La compuerta O. a) Símbolo lógico, b) Tabla de verdad. Cualquiera entrada a 1 produce salida de 1. 186


(8-2)

(8-3)

la cual se lee así: la entrada de A es igual a la salida no A. La línea sobre A significa NO o sea el complemento de esa función.

La tabla de verdad (Fig. 8-13b) compara la salida para Y en la tercera columna con las salidas NO Y en la cuarta columna. Las salidas NO Y son precisamente los complementos de las salidas Y. Sin embargo, nótense las condiciones singulares del renglón inferior, en el cual ambas entradas son con 1. En lugar de tener salida de 1, la compuerta NO Y tiene una salida de 0. Todas las entradas deben ser con número 1 para obtener 0 en la salida. La expresión booleana para la compuerta NO Y es ib) Fig. 8-12. a) Símbolo lógico para un inversor. Nótese el circuito o burbuja en la salida invertida. El guión sobre A indica A invertida. No A, o complemento de A. b) Circuito de emisor común como un inversor.

El circuito amplificador de emisor común es un inversor. Cuando impulsos están la señal de entrada, la salida amplificada tiene polaridad inversa (véase la fig. 8-12b). La puerta NO Y La puerta NO Y combina la función Y con la función NO. En realidad, es solamente una compuerta Y seguida por un inversor. Su tabla de verdad y el símbolo lógico se muestran en la figura 8-13- Nótese que el símbolo tiene una burbuja en la salida Y para indicar la inversión.

(b) Fig. 8-13. La compuerta NO Y. a) Símbolo lógico para la compuerta NO Y con burbuja a la salida, b) Tabla de verdad para las funciones Y y NO Y. Nótese que la salida NO Y es el complemento de la salida Y.

AB = Y

(8-4)

La compuerta NO Y es semejante a la compuerta Y, pero la larga línea en la parte superior invierte la salida de la función NO Y. El proceso se llama inversión de las entradas. La función se lee como A invertida con B igual a la salida Y. La compuerta NO Y se usa ampliamente. El circuito se considera como la compuerta universal para el diseño lógico porque las compuertas NO Y pueden combinarse para producir cualquier función booleana. La compuerta No O El circuito No O es simplemente una compuerta O seguida por un inversor. La tabla de verdad y el símbolo lógico para la compuerta No O se muestra en la figura 8-14. En el símbolo, la burbuja en la salida Y indica la inversión. En la tabla de verdad (Fig. 8-146), cualquier entrada de 1 hace que la salida sea 0 (BAJO). Esta es simplemente la opuesta de la salida de la compuerta O en la cual cualquier entrada de 1 hace a la salida 1. La expresión booleana para la compuerta NO O

ATB = Y

(8-5)

donde la línea superior indica la inversión de las funciones A y B. La expresión se lee: la entrada A invertida con B es igual a la salida Y. Capítulo 8/Electrónica digital 187

La expresión booleana para la compuerta XO es

Nótese el símbolo único XO con un círculo rodeando el símbolo + de O. La expresión se lee: A con B, con exclusión de O, son iguales a la salida Y.

Compuerta NO O excluyente El circuito Fig. 8-14. La compuerta NO O. a) Símbolo lógico con burbuja a la salida, b) Tabla de verdad.

Compuerta O excluyente El nombre puerta que excluye a O se abrevia usualmente como la puerta XO. La tabla de verdad y el símbolo lógico se muestran en la figura 8-15. Nótese en el símbolo que se usa una línea curva extra en el lado de entrada. La tabla de verdad de la compuerta XO muestra que la salida es ALTA (lógica 1) cuando cualquiera, pero no todas, de las entradas es 1. Esta característica de exclusión elimina la similitud con la compuerta O. La compuerta XO responde con una salida ALTA sólo cuando un número impar de entradas es o son ALTAS. Cuando hay un número par de entradas ALTAS, como 2 o 4, la salida se da siempre BAJA.

Fig. 8-15. Compuerta O excluyente a) Símbolo lógico, b) Tabla de verdad.

188


NO O, excluyente que se abrevia XNO O, es la última de las siete compuertas lógicas básicas. El circuito es simplemente una compuerta XO seguida de un inversor. La tabla de verdad y el símbolo para la compuerta XNO O se muestran en la figura 8-16. En el símbolo, la burbuja en la salida Y indica la inversión de la función XO. La tabla de verdad para la compuerta XNO O se muestra en la figura 8-l6¿. La salida XNO O es BAJA (lógica 0) cuando las entradas tienen un número impar de 1 lógicos. Nótese, en la columna de salida, que Y es el complemento de la salida Y de la compuerta XO. La expresión booleana para la compuerta XNO O es:

la cual se lee como: A con B con exclusión de NO iguala a la salida Y.

Fig. 8-16. Compuerta NO Y excluyente. a) Símbolo lógico con burbuja a la salida, b) Tabla de verdad.

Tabla 8-1 Tipos de compuertas lógicas

Resumen de compuertas lógicas

Las

siete compuertas básicas se listan en la tabla 8-1; cada una con su símbolo y su expresión booleana. Preguntas de repaso 8-3 (Respuestas en la p. 214)

a. Dé el nombre usual para "una compuerta para todos". b. ¿Qué compuerta corresponde a la acción de interruptores en paralelo para la entrada? c. ¿Qué compuerta se forma mediante la inversión de la salida de una compuerta Y?

8-4 COMBINACIONES DE COMPUERTAS LÓGICAS En la aplicación de las compuertas lógicas, el procedimiento común es seguir los siguientes pasos:

1. Se construye una tabla de verdad para los resultados deseados. 2. Se desarrolla una expresión booleana de la tabla de verdad. 3. Se construye un diagrama con símbolos lógicos que representa a la expresión booleana. 4. Se usa el diagrama lógico para el alambrado real de un circuito digital con CI estándar. El procedimiento se ilustra en la figura 8-17. En la figura 8-17a se encuentra una tabla de verdad, y en la figura 8-17b la expresión booleana. El símbolo lógico del circuito se da en la figura 818. La conexión de la compuerta lógica se muestra en la figura 8-18b y se llama el patrón YO. Las compuertas V se usan para excitar las compuertas O en la salida, en este ejemplo. La tabla de verdad de la figura 8-17a tiene tres entradas: A, B y C, con todas sus posibles combinaciones en ocho líneas horizontales. La salida deseada Y es ALTA con 1 lógico. Nótese que esta salida de un 1 lógico resulta solamente con las dos Capítulo 8/Electrónica digital 189

muestra con el diagrama lógico en la figura 818c para la parte CBA sola y en la figura 8ISd para CBA.

EX PR E S IÓ N BO O L EA NA

C ' B - A + C - B - A = Y

En la figura 8-18c las tres señales digitales A, B y C se unen por Y, la compuerta 2 se usa para la salida CBA. La salida de la compuerta Y se conecta a la terminal inferior de entrada de la compuerta O etiquetada con 1. En la figura 8-1 8 Í / otra compuerta Y, etiquetada con 3, se conecta con los inversores etiquetados 4 y 5. La compuerta Y 3 suministra la otra entrada de CBA para la terminal superior de entrada de la compuerta O 1. Nótese que la compuerta Y 3 tiene señales de entrada de C, B y C.

(b)

Fig. 8-17. Tabla de verdad en a) usada para desarrollar la función boolena en b).

combinaciones de entrada de las líneas 5 y 8, mostradas en las áreas sombreadas. La salida deseada y de 1 es solamente un punto de inicio para este diseño. Nótese que 1 y 0 son complementarios precisamente como B y B. Por ejemplo, cuando B es 1 entonces B es 0. En la línea 5 de la tabla de verdad la combinación C Y no B Y no A activa la salida Y con un 1. La expresión booleana es CBA = Y. En la línea 8 de la tabla de verdad la combinación de entrada de C Y B Y A activa a la salida Y con un 1. Aquí la expresión booleana es CBA = Y. Cuando las dos expresiones booleanas se combinan el resultado es CBA + CBA = Y Esta expresión booleana significa que los dos grupos CBA y CBA deben aplicarse la función O juntas. El procedimiento se muestra en la figura 818/;, donde las dos compuertas O de entrada, etiquetadas con 1, se usan. De las dos entradas una es para CBA y la otra para CBA. La siguiente pregunta es cómo proporcionar las dos entradas: CBA y CBA. La respuesta se 190 Capítulo 8/Electrónica digital

Fig. 8-18. Desarrollo de un diagrama con símbolos lógicos, a) Expresión booleana. b) Compuerta O número 1 para la salida. C) Compuerta Y número 2 para una de las entradas a la compuerta O. d) Adición de la compuerta número 3 con los inversores 4 y 5 para otra entrada a la compuerta O.

La entrada B a la compuerta 3 se suministra por el inversor 4. La entrada A a la compuerta 3 se suministra por el inversor 5. El resultado final en la figura 8-18d realiza la función booleana descrita por la tabla de verdad en la figura 8-17. Este circuito lógico puede alambrarse con CI estándar usando dos compuertas O de entrada, un par de compuertas y de 3 entradas y dos inversores. Preguntas de repaso 8-4 (Respuestas en la p. 214)

a. En la figura 8-18, ¿cuál compuerta está más cercana a la salida, la compuerta O o la compuerta Y? b. En la figura 8-17, ¿la expresión booleana está desarrollada para una salida ALTA o BAJA? 8-5 TIPOS DE CIRCUITOS LÓGICOS Los circuitos integrados de compuertas lógicas contienen las propiedades de resistores, diodos, transistores de juntura bipolares y semiconductores de compuerta aislada o semiconductor de metalóxido de transistores de efecto de campo (IGFET o MOSFET). Las compuertas usualmente están encapsuladas en grupos de dos o cuatro en el mismo CI. Cada compuerta puede tener de 2 a 8 entradas. Como ejemplo, en la figura 8-19 se

Fig. 8-19. CI con cuatro compuertas NO Y de dos entradas

muestran las conexiones de espigas para un encapsulado cuádruple con compuertas Y de dos entradas. Las compuertas lógicas en los circuitos integrados se clasifican en familias de acuerdo con las funciones principales que se usan y cómo se conectan. Sus abreviaturas comunes se describen a continuación. DTL La abreviatura DTL es para una lógica de diodo-transistor. Los diodos se usan para la compuerta y o la compuerta O, y los transistores de juntura sirven como inversores y amplificadores reforzadores. En realidad, cada diodo puede hacerse como la juntura de emisor-base de un transistor integrado. La configuración básica DTL es la compuerta NO Y, la salida de la cual es BAJA cuando todas las entradas son ALTAS. TTL O TH La abreviatura TTL o T2L, se usa para la lógica transistor-transistor. En lugar de diodos para la compuerta, se usa un transistor especial con emisores múltiples para las señales de entrada. Así ahorra espacio en el circuito integrado. La configuración del circuito básico es la compuerta NO Y. ECL La abreviatura ECL es para la lógica de emisor-acoplado. Cada señal de entrada se aplica a la base de transistores separados con resistencia RE. de emisor común para formar la compuerta. La salida conmutada por el emisor se acopla al seguidor de emisor para la salida. El circuito también se llama lógica en modo de corriente (CML), porque los transistores de entrada conmutan la corriente a través de RE . La ventaja de este método es alta velocidad para las compuertas de conmutación porque los transistores no están saturados. Es típico un tiempo de conmutación de menos de 5 ns. TTL Schottky El método TTL Schottky es una lógica de transistor-transistor, pero se usa un diodo Schottky para enclavar el voltaje de la junta base-colector para evitar la saturación del transisCapítulo 8/Electrónica digital 191

tor. Un diodo Schottky es un tipo especial que no tiene portadores menores y una muy baja caída de voltaje en la dirección hacia adelante. Estas características significan una conmutación rápida en los estados de ENCENDIDO y APAGADO. Se tiene un tiempo típico de conmutación de menos de 5 ns, que es similar al del ECL. CMOS O COS/MOS Estas abreviaturas significan la simetría complementaria usando transistores MOS de canal P y canal N. La ventaja es que no se necesitan resistores, lo cual permite una muy alta densidad de compuertas en el bloquecillo o lasca del CI y la disipación de potencia es baja. La velocidad de conmutación es más o menos la misma que la de los transistores de juntura saturada con TTL. El circuito CMOS para una compuerta Y de dos entradas se muestra en la figura 8-20. Se usan cuatro transistores en dos pares: Ql y Q2 con canal P, y Q3 y Q4 con canal N. Además, Q1 y Q2 están conectados en paralelo. Cualquiera de ellos que conduzca, conecta la salida Y a la fuente de 5 V. Esta acción significa levantar o tirar hacia arriba la salida para Y alta. Así, Q3 o QA están en corte, o ambos lo están para aislar a Y de tierra. Q3 y Q4 están conectados en serie. Ambos deben conducir para conectar la salida Y a tierra.

Esta acción significa tirar hacia abajo la salida para Y baja. Los cuatro transistores son transistores de efecto de campo (TEC) de compuerta aislada (IGFET) del tipo de ensanchamiento. La corriente del dren ID está cercana a 0 sin ningún voltajeVG de compuerta. El voltaje positivo VG aumenta a ÍD para conducción en un canal N. El canal P, sin embargo, está en corte. Con la polaridad opuesta de entrada, el voltaje negativo VG corta o interrumpe el flujo de un canal N pero conduce un canal P. La entrada A se aplica al electrodo de compuerta de Q3 y Q2 con canales complementarios. También la entrada B se aplica a Q4 y Ql complementarios. Cuando ambas entradas A y B están altas, los transistores de canal N que tiran hacia abajo conducen a tierra al punto Y. También los transistores que tiran hacia arriba del tipo P están apagados. Por lo tanto Y está a tierra. Cuando la entrada A está alta pero B está baja, QA no puede conducir. Cuando la entrada B está alta pero A está baja, Q3 no puede conducir. Cuando ya sea Q3 o Q4 está en el estado de APAGADO, Y no puede empujarse hacia abajo porque Q3 y QA están en serie. Cuando ambas entradas A y B están bajas, los transistores que tiran hacia arriba del canal P conducen a y a ALTA. Entonces los transistores que tiran hacia abajo del canal N están APAGADOS. Cuando cualquier entrada o todas las entradas están en BAJA, la salida es ALTA. Solamente cuando ambas entradas A y B están ALTAS puede ser BAJA la salida Y. Por tanto, este circuito desarrolla la función NO Y, AB = Y.


Fig. 8-20. Circuito para la compuerta NO Y que usa simetría complementaria con transistores de efecto de campo con canales P y N.

192 Capítulo 8/Electrónica digital

a. ¿Cual es la abreviatura para los circuitos lógicos de transistor-transistor? b. El circuito lógico mostrado en la figura 8-20, ¿es un ECL o un CMOS? c. En la figura 8-20, ¿los transistores que tiran hacia abajo son Ql y Q2 o Q3 y Q4?

8-6 ADICIONADORES ELECTRÓNICOS Cuando se conectan adecuadamente, las compuertas lógicas pueden realizar la adición de números binarios. En la figura 8-21 se ilustra, a manera de repaso, un problema de muestra de la adición binaria, junto con la adición decimal equivalente. Recuérdese que los números binarios tienen la base 2. El 2 es la base del sistema numérico. La base, de los números decimales es 10. El número de dígitos que pueden usarse para contar es 1 menos que la base. El sistema decimal usa los dígitos del 0 al 9, pero los números binarios pueden usar solamente los dígitos 1 y 0. Las reglas de la adición binaria son: 0+0=0 0 +1 = 1 1+0=1 El problema se inicia en el transporte, sobreflujo o exceso, al efectuar la suma de dos o más guarismos 0 cifras. No puede tenerse 1 + 1 = 2 en forma bi naria debido a que 2 no es un dígito binario. Por tanto, en la aritmética binaria 1 + 1 = 0 y se transporta 1 El transporte de 1 significa agregar 1 en la siguiente posición o lugar a la izquierda, la cual es la columna de los 2. En la aritmética binaria 1 + 1 + transporte de 1 de entrada = 1 con transporte de salida de 1 El 1 que se transporta al lado izquierdo de la ecuación viene de la columna precedente y el 1 que se transporta va en la columna de la siguiente posición o lugar. Las columnas de posición o lugar se deben añadir de la derecha a la izquierda del punto binario supuesto.

Fig. 8-21. Ejemplo de adición binaria. A la derecha se muestra la suma decimal equivalente.

Esta adición con transporte puede ocurrir en cualquier columna excepto en la posición o lugar de los 1. Para números mayores que 0 esta columna puede tener una cifra para transporte pero no un guarismo ya transportado. Podemos aplicar estas reglas en la figura 8-21 iniciando con la columna de los unos en la derecha, 0 + 0 = 0 para la suma mostrada. Entonces 0 + 1 = 1. A continuación 1 + 0 = 1. Hasta aquí, en estas tres columnas no ha habido necesidad de transportar una cifra o exceso porque la suma no excede de 1. En la cuarta columna, sin embargo, 1 + 1 = 0 y transporta un 1. El transporte de 1 mantiene la suma correcta al añadir una cifra más en la posición de orden superior. En la quinta columna, la adición es realmente 1 + 1 + 1 para la cifra o dígito que se lleva. La suma en esta columna es entonces 1 y el 1 de transporte. En la última columna la suma es 0 + 0 + 1 para el dígito de transporte, lo cual iguala a 1. La suma binaria de todas las cuentas, de lugares o de izquierda a derecha es entonces 0 + 2 + 4 + 0+ 16 + 32 = 54 La suma de 54 es la misma que 28 + 26 = 54 en números decimales.

El semiadicionador o sumador parcial Considere la columna de los unos en un problema de adición binaria. Esta columna es la primera posición a la izquierda del punto binario. Un circuito electrónico adicionador necesitaría dos entradas y dos salidas. Las dos entradas son para los dígitos que se van a sumar, ya sea 0 o 1. Una terminal de Capítulo 8/Electrónica digital 193

salida es para la suma de las dos entradas. La otra salida es para el dígito de transporte en caso necesario. Un valor de 0 significa que no hay dígito de transporte en tanto que un 1 es un dígito de transporte al siguiente lugar. Este circuito es un semiadicionador o sumador parcial; tiene el símbolo en la figura 8-22a. El semiadicionador debe comportarse de acuerdo con la tabla de verdad de la figura 8-22b. Nótense las columnas de salida para la suma y el dígito de transporte. Además, las columnas de salida pueden producirse usando dos compuertas como sigue: 1. La columna de suma es la salida de la puerta XO. Recuérdese que la compuerta O tiene una salida ALTA cuando cualquier entrada es ALTA pero no cuando ambas entradas son iguales.

Fig. 8-22. El circuito semiadicionador. a) Símbolo lógico, b) Tabla de verdad, c) Diagrama lógico que usa compuertas.

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2. La columna del dígito de transporte o de exceso es la salida de la compuerta Y. Ambas entradas deben ser ALTAS para que haya una salida ALTA. La figura 8-22c muestra cómo están conectadas la compuerta XO y la compuerta Y. Este circuito para el semiadicionador puede usarse para la adición binaria. Sin embargo, es solamente para el lugar de los unos. La razón es que no tiene entrada para un dígito de transporte. El adicionador Como se muestra en la figura 8-23, un adicionador está formado mediante el uso de dos circuitos semiadicionadores y de una compuerta O. Un semiadicionador se indica por el rectángulo denotado por HA. Nótese la entrada para el dígito de transporte de entrada la cual requiere de un semiadicionador extra. La salida de la compuerta O forma la salida del dígito de transporte de salida. El adicionador sirve para la adición binaria en todos las posiciones o lugares excepto en el lugar de los unos, lo cual significa los doces, los cuatros, los ochos, etc. Nótese el símbolo X (sigma) para la suma.

Fig. 8-23. El circuito semiadicionador. a) Símbolo lógico b) Diagrama lógico usando semiadicionadores y una compuerta O. Nótese el símbolo 2 para la suma.

Adicionadores en paralelo Los semiadicionadores y los adicionadores pueden interconectarse para formar adicionadores paralelos para columnas de posiciones o lugares. La figura 8-24 muestra un semiadicionador conectado con dos adicionadores para formar un adicionador paralelo. Los circuitos añaden tres lugares de dígitos binarios. El término dígito binario usualmente se identifica por su nombre abreviado, bit. Por tanto al adicionador en la figura 8-24 se le llama un adicionador paralelo de tres bits. Los números binarios 0 y 1 se representan por A y B, con sus índices para indicar el lugar o posición. El dígito de subíndice es el exponente 2 necesario para la cuenta en ese lugar o posición. El subíndice 0 es para las unidades, donde A y B son 1 o 0; el subíndice 1 es para el segundo lugar donde A y B son 2 y 0; el subíndice 2 es para el lugar de los cuatros donde A y B son 4 o 0. Los números binarios para la columna de los unos en el problema de la adición son las entradas A y B del semiadicionador en la parte superior del diagrama. También los bits Ai y E^ para la columna de los doces y A2 y B2 para la columna de

los cuatros entran en los adicionadores de abajo. La suma de los dos números de tres bits aparece casi instantáneamente en la salida a la parte inferior derecha. Nótese las líneas de transporte de salida para cada adicionador para su transporte al siguiente adicionador. Estas líneas indican los posibles transportes de salida en la adición. La columna de los ochos se necesita aquí para el dígito de transporte de salida en la columna de los cuatros. Los adicionadores paralelos son muy comunes en los circuitos digitales. Puede aumentarse el número de adicionadores para calcular la suma de números binarios más largos. Más todavía, puede realizarse la sustracción con circuitos adicionadores mediante el uso de números complementarios. En el sistema binario, 0 y 1 son complementos uno del otro. También pueden realizarse multiplicaciones y divisiones mediante adicionadores binarios con procedimientos especiales llamados algoritmos. Un algoritmo es un conjunto de reglas específicas para resolver un problema en un número definido de pasos.


a. Calcule la suma binaria de 1110102 y de b. ¿Cuál es la suma de 1110102 y de 110112 en forma decimal? c. La adición binaria en la columna de los ochos, ¿necesita un semiadicionador o un adicionador? d. ¿Cuántos adicionadores contiene un adicionador en paralelo de cuatro bits?

8-7 FLIP-FLOPS

Fig. 8-24. Diagrama lógico de un adicionador paralelo de 3 bits.

Una compuerta lógica puede tomar decisiones lógicas con base en las condiciones inmedia tas en Capítulo 8/Electrónica digital

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las terminales de entrada. Sin embargo, las compuertas normalmente no tienen memoria para retener la información de entrada. Los flip-flops o basculadores, por otra parte, son circuitos que tienen la valiosa característica de recordar. La razón es que un circuito flip-flop es biestable, lo cual significa que su salida puede permanecer en cualquiera de los dos estados ya sea ALTA o BAJA. Así, un impulso de entrada puede conmutar la salida. Después de que el flip-flop ha sido conmutado queda estable hasta que otro impulso conmuta al circuito otra vez a la condición original. El nombre flip-flop describe la habilidad del circuito para cambiar entre dos estados estables. Un circuito flip-flop consiste en dos etapas de inversión con acoplamiento cruzado. En la figura 8-25, Ql y Q2 representan dos amplificadores de EC. La salida del colector de Ql excita la entrada de la base de Q2. También la salida de Q2 se realimenta a g í a través del circuito de polarización del emisor con RE y CE para ambas etapas. El requisito es tener conducción en una etapa y en la otra corte. Supóngase que primero Ql conduce, entonces Ql está encendido. Su voltaje de colector cae para excitar a la base de Q2 y lo ponga en corte. Para ese estado estable Ql está encendido y Q2 está apagado. Las salidas son los voltajes de colector. Vc para Ql es BAJO, cercano a 0, debido a la caída íc RL. Sin embargo, Ve para Q2 está ALTO lo que es igual a 5 V de la fuente de ce porque Q2 no está conduciendo. A continuación puede aplicarse un impulso de entrada para forzar a la base de Q2 a que conduzca. Entonces Q2 tiene una caída en el voltaje del colector que excita a Ql a entrar en corte. La realimentación se hace mediante la caída de voltaje a través de RE. Como resultado, las salidas están invertidas. Ahora Vc para Ql es ALTO y Vc para Q2 es BAJO. Las salidas son siempre opuestas o complementarias en los términos de la lógica 1 y 0. Cuando una salida es alta la otra debe de ser baja. El flipflop es estable en cualquier estado. Solamente cuando un impulso de entrada conmuta la acción las salidas ALTA y BAJA pueden invertirse. 196


Fig. 8-25. Circuito básico para un flip-flop para dar dos salidas a niveles opuestos ALTO y BAJO. Cualquier terminal de salida puede estar en ALTO o BAJO nivel.

Flip-flop R-S El tipo R-S es el circuito lógico básico flip-flop. El símbolo se muestra en la figura 8-26a, con la abreviatura FF, para cualquier flip-flop. Sus dos entradas se llaman establecer o disponer (5) y restablecer o reponer (R). Las dos salidas son siempre complementarias, como se indica en los símbolos estándar Q y Q. La Q s ig n if i c a Q n e g a d a . Cu a n d o Q e s t á e n e l 1 lógico, Q debe de ser 0. Además, si Q está en el 0 lógico, Q debe de ser 1.

Fig. 8-26. El flip-flop. a) Símbolo lógico, b) Tabla de verdad.

Nótese que las pequeñas burbujas indican inversión en las terminales de entrada S y R. Las burbujas muestran que este FF tiene entradas activas BAJAS. El O lógico se requiere para activar la entrada R o S. El comportamiento exacto del flip-flop se define por su tabla de verdad, como en la figura 826b. En la columna de la izquierda los cuatro modos de operación son: 1. Modo prohibido. Este modo no se usa por que excita a ambas salidas a ALTA. Un flipflop debe operar con salidas complementarias. 2. Modo de disposición (establecido). Se causa por la activación de la entrada S para estable cer o disponer el 1 lógico de la salida normal de Q. En este FF la burbuja en S significa que un nivel BAJO aquí indica que Q vaya a ALTA. 3. Modo de reposición (restablecido). Pro vocado al activar la entrada R para restablecer (reposición) o borrar la salida de Q a la lógica 0. En este FF la burbuja en i? significa que una BAJA aquí restablece Q para hacerla BAJA. 4. Modo inhabilitado. Este modo es el estado de "no hacer nada" o "recordar", porque no hay cambio. Las salidas permanecen como es taban con Q ya sea establecido (disposición) o restablecido (reposición). En este FF el modo inhabilitado resulta con ambas entradas en 1, porque el 0 lógico se necesita para la conmuta ción. Debido al modo inhabilitado, el flip-flop "recuerda" el estado precedente permane ciendo en ese estado hasta que se conmuta. Esta operación es posible debido a que el flipflop es un circuito biestable. Es estable ya sea en el modo de disposición o reposición y puede permanecer en esa forma hasta que se conmuta al estado opuesto.

Flip-flop R-S temporizado Un reloj o generador de sincronismo o de base de tiempo es un circuito que genera impulsos periódicos de una frecuencia exacta con el propósito de sincronizar circuitos digitales. El flip-flop R-S y las compuertas lógicas descritas previamente son asincrónicos porque no tienen una entrada para reloj o generador de sincronismo. El flip-flop R-S temporizado con reloj mostrado en la figura 8-27a es sincrónico; opera en sincronía con un reloj maestro para el sistema. Este circuito tiene tres entradas: la de disposición (5), la de reposición (R) y la de los impulsos del reloj o desincronismo o de base de tiempo (CK). Nótese que las tres son entradas activas ALTAS; no se muestran burbujas en las terminales. Una ALTA se requiere para activar la entrada para conmutar la salida. La entrada de reloj sincroniza la operación de las entradas de disposición y reposición. Debido a la sincronización, las salidas esperan la señal de entrada de disposición y reposición hasta que entra un impulso del reloj por la terminal CK de entrada. En la figura 8-27b se muestra la tabla de verdad. El modo prohibido en el renglón inferior no

Al circuito R-S flip-flop se le llama a veces un pestillo R-S. El pestillo o retención significa que el circuito se mantiene en una condición, en el modo inhabilitado, hasta que es liberado por un impulso S o R. Los circuitos de pestillo (o enganche) se usan para el almacenamiento temporal de información digital.


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se usa. La operación de disposición se da con S en 1, porque este FF tiene entradas activas ALTAS. Además, la operación de reposición ocurre con R a 1. Siempre que S o R estén en 1, la otra debe estar en 0. El modo inhabilitado o de recordar resulta cuando ambas entradas están en 0, porque solamente se necesita una entrada ALTA para conmutar la salida. La entrada del reloj no tiene efecto cuando FF está en el estado inhabilitado. Sin embargo, los impulsos 5 y R no pueden activar el flip-flop a menos que esté presente un impulso positivo del reloj en la entrada CK al mismo tiempo ya sea que S o R estén en ALTA. La mayor parte de los flips-flops usan algún tipo de sincronismo. Control de la base de tiempo es un problema en los sistemas grandes debido a los retrasos desiguales de propagación. Los impulsos del reloj proporcionan señales de sincronización como una referencia de tiempo a todos los impulsos de todo el sistema. Flip-flop D El símbolo lógico para el tipo flipflop D se muestra en la figura 8-28. Este FF tiene solamente una terminal de entrada D (para entrada de datos) más CK para los impulsos del reloj. Al tipo D se le llama también flip-flop con retraso porque es así como se usa. La información en la entrada D se retrasa de la salida Q por un impulso del reloj. El símbolo de punta de flecha > , siguiente a la terminal CK de entrada muestra que el disparo del flip-flop ocurre con el flanco posterior del impulso del reloj. Cuando ese impulso va de ALTO aBAJO se transfiere la información de la entrada D a la salida Q. Debe notarse, no obstante, que pueden usarse diferentes tipos de disparo. Además, la

Fig. 8-28. Símbolo lógico para el flip-flop D

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polaridad de disparo también puede indicarse mostrando el flanco del impulso del reloj si es ascendente o descendente. Flip-flop J-K El circuito J-K es considerado como el flip-flop universal porque puede usarse de muchas formas. En la figura 8-29a se muestra su símbolo lógico. Hay dos terminales de entrada de información, con etiquetas J y K, y la entrada del reloj CK. La burbuja en las flechas muestra que el disparo del FF ocurre durante la transición de ALTA o BAJA del impulso del reloj (flanco descendente o posterior). La tabla de verdad en la figura 8-29b lista cuatro modos útiles de operación para el flip-flop J-K. 1. Modo inhabilitado. Es el estado de memoria de un flip-flop R-S. 2. Modo de reposición. Es como un flip-flop R-S temporizado con una entrada ALTA activa. 3. Modo de disposición. Es también el mismo que un flip-flop R-S temporizado con una entrada ALTA activa.

4. Modo de conmutación o de cambio de estado (bascular). La acción de conmutación significa que la salida de Q normal cambia (alterna) entre los estados ALTO y BAJO con una rapidez de repetición igual a la de los impulsos de reloj. El modo de conmutación es una función nueva y útil. El flip-flop J-K opera en ese modo cuando ambas entradas J-K están ALTAS en lógico 1. Entonces cada impulso de reloj conmuta las salidas a sus estados opuestos. En impulsos repetidos del reloj, las salidas Q pueden ser ALTA, BAJA, ALTA, BAJA, etc. Entonces Q tiene un ciclo completo de datos o información de impulsos para cada dos impulsos del reloj. El resultado es que el flip-flop de conmutación es un contador binario con división entre dos. La mayor parte de los flips-flops están disponibles en CI para sus muchas aplicaciones. En el interior del bloquecillo o lasca de CI, usualmente se forma un flip-flop mediante una combinación de compuertas lógicas. Preguntas de repaso 8-7 (Respuestas en la p. 214)

a. ¿Cómo se llaman las dos salidas de un flipflop? b. En el modo de disposición, ¿Q va a ALTA o a BAJA? c. En el modo de reposición, ¿Q va a ALTA o a BAJA? 8-8 CONTADORES DIGITALES Un contador digital consiste en un grupo de flips-flops. Cada flip-flop es usualmente del tipo J-K operando en el modo de conmutación. En esta operación las terminales J y K están ya sea abiertas o conectadas á un voltaje alto para permanecer en el 1 lógico. Los impulsos de entrada se aplican a la terminal CK. Como resultado, la entrada cambia

de estado o conmuta a las terminales de salida Q y Q. entre los niveles lógicos 1 y 0. El número de flips-flops, iguala al número de bits requeridos para el conteo binario final. Por ejemplo, un contador de dos bits con dos flipsflops cuenta hasta el binario 11, o al decimal 3Un contador de cuatro bits con cuatro flips-flops cuenta hasta el binario 1111o sea el decimal 15.

Contador de dos bits Un ejemplo de un contador de dos bits con dos flips-flops J-K se da en la figura 8-30a. La burbuja en la terminal CK muestra el disparo se lleva a cabo con el flanco posterior (o negativo) de los impulsos de entrada de reloj. La salida del primer flip-flop FFA, está disponible en la terminal A como QA. La señal QA también suministra la entrada para excitar a la terminal CK de FFB. La salida QB está disponible en la terminal B. Sólo las salidas Q de los flips-flops se usan aquí. La tabla de verdad se muestra en la figura 8-306. Para analizar el circuito contador, comenzamos con los impulsos de reloj a 0 V y ambos flips-flops en la condición de reposición con QA y QB a el 0 lógico. Las formas de onda se muestran en la figura 8-30c. En la entrada de impulsos de reloj, el primer flanco que va descendente o posterior se etiqueta con uno para indicar el primer impulso de disparo para FFA. En este tiempo QAva de BAJO a ALTO; el cambio no dispara a FFB porque la entrada CK necesita un cambio descendente de ALTO a BAJO. El siguiente disparo del impulso de reloj cambia a QAde ALTO a BAJO. Ahora la salida deQA también dispara a FFB, el cual cambia de BAJO a ALTO. La salida de la terminal Q B es ahora ALTA. El tercer disparo del reloj cambia a QAotra vez a ALTA. El cambio no afecta a FFB. Finalmente, el cuarto impulso cambia a QAotra vez a BAJA. En esta vez, QB también se dispara. FFA cambia a FFB solamente cilando QA va de ALTA a BAJA. Los cuatro cambios en FFA y los dos cambios en FFB completan un ciclo de operaciones de dos bits con sus dos flips-flops. Esta vez el contador


Fig. 8-30. Un contador binario de 2 bits, a) Circuito con dos flip-flops J-K. b) Tabla mostrando los cambios FFA y FFB entre 0 y 1. c) Entrada de los impulsos del reloj y salidas a las terminales de QA yQB-

tiene los flips-flops en estado de reposición con ambos, QA y QB, en el 0 lógico el cual es precisamente como al inicio, antes de que cualquier impulso de disparo se hubiera aplicado. La misma acción se repite por cada cuatro impulsos de disparo descendentes en la entrada de pulsos del reloj. Los valores de cambios de estado deQAy QBse tabulan en la figura 8-30b, y las formas de onda se muestran en la figura 8-30c. Número módulo El circuito mostrado en la figura 8-30 es un contador módulo 4 porque tiene cuatro cuentas al estado de reposición. Como otro ejemplo de número módulo un contador módulo 16 tiene 16 cuentas. El módulo de un contador es el número de diferentes estados en la salida combinada durante la secuencia de conteo. Si se añaden más flips-flops el número de los módulos puede aumentarse en potencias de 2: 2, 4, 8, 16, etc. Un módulo de 16 necesita cuatro flips-flops para 16 cuentas de 0 a 15. Además, los módulos pueden cambiarse de un número binario usando las terminales J y K. Ejemplos comunes son el módulo 5 y el módulo 10. El módulo 10 es un contador de década para 0 a 9 en el sistema decimal. 200 Capítulo 8/Electrónica digital

El conteo real es 1, menos el número módulo. Por ejemplo un módulo cuatro cuenta hasta el decimal 3 el cual es igual al binario 11.

Contadores en serie paralelo El contador mostrado en la figura 8-30 es del tipo serie, porque la salida Q de un flip-flop excita la entrada de reloj a la siguiente. Se le llama también contador de transporte ondulante (rizado) porque cuenta las ondulaciones a través de cada flip-flop en sucesión. En un contador en paralelo los impulsos de entrada de reloj se aplican a la entrada CK en todos los flips-flops al mismo tiempo. La salida Q de cada FF excita una terminal J y K del siguiente FF. El tipo paralelo se llama también contador sincrónico, en tanto que el contador en serie es asincrónico. El contador en paralelo es más rápido debido a que puede contar a más altas frecuencias de reloj. Contadores ascendentes y descendentes El circuito mostrado en la figura 8-30 es un contador ascendente, porque cada cambio de estado aumenta el valor binario almacenado en un bit. Nótese la tabla de cambios de estados mostrado

en la figura 8-30C, que las salidas en sus lugares binarios aumentan d e 0 0 a 0 1 a 1 0 a 1 1 . En un contador descendente la cuenta se disminuye por un bit en cada cuenta. El conteo descendente se realiza usando la salida de Q (NO Q) para cada FF para excitar al siguiente FF. El conteo mismo, sin embargo, se sigue tomando de la salida Q.

Contador preajustable Un contador preajustable inicia el conteo desde un valor específico en vez de cero. Por ej., un contador descendente puede iniciar el conteo desde cuatro e ir bajando hasta 0 para la reposición. Contador de transporte ondulante módulo 16 Véase la figura 8-31a para otro ejemplo de un contador digital. Se usan cuatro flips-flops para 4 bits binarios y hay cuatro lugares o posiciones binarias para la salida. Nótese que FFA suministra información para el primer lugar, a continuación del punto binario supuesto. La secuencia de conteo de cuatro bits binarios en la sa-

lida es la misma que se mostró antes, en la figura 8-5. Al final de los 16 impulsos de reloj (0 a 15), las salidasQA, QB, Qc y Qoson 1 para una salida binaria de 1111, la cual iguala al decimal 15.

Divisores de frecuencia El mismo contador módulo 16 mostrado en la figura 8-31a se muestra en la figura 8-31b para la aplicación de un divisor de frecuencia. Específicamente, las entradas de impulsos a la terminal CK forman una señal de onda cuadrada con una frecuencia de 1 600 Hz. Tal división de frecuencia es de uso común para los contadores. El reloj electrónico digital se basa en esta aplicación.

Indicador visual decimal del conteo En la figura 8-32, se ilustra una aplicación común del contador en un indicador visual decimal. El primer bloque a la izquierda es un contador de década, el cual cuenta de 0 a 9, pero en forma binaria. El bloque de en medio es un descodificador. Convierte el conteo en forma BCD al código nece-

Fig. 8- 31 . a) Diagrama lógico de un contador módulo 16 con cuatro flip-flops para 4 bits, b) El mismo contador usado como divisor de frecuencias.


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Fig. 8-32. Sistema típico de anunciador o indicador visual decimal con contador y descodificador. Las letras desde la a a la g corresponden a los segmentos del anunciador.

sario para excitar cada uno de los siete segmentos del anunciador visual numérico. La abreviatura para la codificación binaria decimal es BCD; cada dígito decimal de 0 a 9 en cada lugar decimal se representa como una palabra binaria. La combinación de los bloques funcionales en la figura 8-32 es común en la electrónica digital. El conteo electrónico puede hacerse sólo con circuitos binarios. La información binaria debe convertirse a la forma decimal, para tener una forma conveniente para leer la información. Finalmente, el anunciador visual de 7 segmentos es un dispositivo compacto para mostrar dígitos, pero se necesitan señales codificadas para activar sus segmentos. Preguntas de repaso 8-8 (Respuestas en la p. 214)

a. ¿Hasta qué número cuenta el circuito en la fi gura 8-30? b. ¿Hasta qué número cuenta el circuito en la fi gura 8-31a? c. En la figura 8-30, ¿FFB cambia de estado cuando FFA va a ALTA o BAJA? d. Las figuras 8-30 y 8-31a, ¿muestran contado res ascendentes o descendentes? 8-9 REGISTROS DE CORRIMIENTO La acción de corrimiento puede verse en el indicador o anunciador visual digital de una calculadora. 202


Para meter el número 25, se oprime la tecla 2 y se suelta. El número 2 aparece en el anunciador visual. A continuación se oprime la tecla 5 y se libera; esto provoca que el número 2 se corra un lugar a la izquierda y que aparezca 25 en el anunciador visual. La acción muestra que el registrador de corrimiento tiene memoria además de la acción de corrimiento: los números se recuerdan aún después de que las teclas fueron liberadas. Por otro lado, el 2 se corrió a la izquierda para dar lugar al número 5. Una calculadora electrónica puede tener muchos registros grandes en sus complejos circuitos digitales. El circuito de un registro de cornmiento consiste básicamente en flips-flops usualmente del tipo D con una terminal de reposición o borrado además de compuertas lógicas para funciones especiales. Se usa un flip-flop para cada bit en la información binaria. El corrimiento significa transferir la información en cada FF de su salida Q al siguiente FF. El diagrama lógico para un registro de corrimiento a la derecha de 4 bits se muestra en la figura 8-33a. Se usan flips-flops tipo D. Todas las entradas CK se alambran juntas. Además, todas las terminales de CLR están conectadas a la entrada de borrado o de reposición. Las salidas normales Q están conectadas a los indicadores A, B, C y D para cada lugar o posición del binario. Por otro lado, la salida Q de FFA impulsa a la entrada D de FFB la cual impulsa a FFA para impulsar la entrada D de FFB, la cual excita a su vez a FFC para excitar a FFD. La información en serie

Fig. 8-33. Un registro de 4 bits de carga secuencial y corrimiento a la derecha, a) Diagrama de símbolos lógicos, b) Secuencia de cargar y borrar. Los flip-flops son de tipo D con una terminal de reposición o borrado.

de carga se aplica a la terminal de FFA. La carga en serie significa cargar un número de un bit a la vez. El cuadro en la figura 8-33b ilustra la operación. En la parte superior la entrada de borrado se activa con un bajo. Esta acción borra o repone el registro a 0000. La siguiente secuencia es la carga en serie de 0111 en el registro de un bit cada vez. Nótese en la tabla que las hileras de arriba a abajo corresponden a la carga de información 0111 de la derecha a la izquierda. Se necesitan cuatro impulsos del reloj para cargar este 0111 en el registro. Véase el renglón horizontal superior para cargar el primer bit 1 en la información 0111. Esta entrada a la terminal de entrada D de FFA se transfiere a la salida A. También el 0 lógico que estaba en A se transfiere a B, corriendo un lugar o posición.

En el segundo renglón horizontal del siguiente 1 lógico en la entrada de carga hace que la salida se corra otra vez. El 1 que estaba en A se corre un lugar a B, y la entrada 1 se transfiere a la salida A. Este corrimiento de A a B es necesario para hacer lugar al siguiente bit en la carga de información en la entrada. El corrimiento a la derecha ocurre para cada impulso del reloj. Finalmente el registro muestra 0111 para la salida, con cada uno en el lugar correcto correspondiente a A, B, C y D. En general, los registros pueden tener solamente cuatro bits de largo, 16 o 32 bits de largo. Pueden correrse a la izquierda o a la derecha. La entrada puede cargarse en serie o en paralelo con información a todos los flip-flops. Ya que los registros de corrimiento son muy comunes, están disponibles en Cl como unidades completas encapsuladas. Capítulo 8/Electrónica.digital 203


Refiérase al diagrama lógico 8-33a. ¿Es este un registro de corrimiento a la derecha o de corrimiento a la izquierda? b. ¿La carga del registro está en serie o en para lelo? c. ¿La entrada cargada es a la terminal D, a FFA o a FFD?

8-10 MEMORIAS DE SEMICONDUCTOR Los dos tipos principales de memorias de semiconductor son la memoria de acceso aleatorio (arbitrario, directo, libre) (RAM) y la memoria con lectura sola (ROM). La función de memoria es el almacenamiento de información digital como

unos y ceros. Esencialmente, en el modo de lectura la información digital se extrae de la memoria y en el modo de escribir se pone en la memoria. La RAM se llama también memoria de leer y escribir porque puede proporcionar ambas funciones, en tanto que la ROM proporciona solamente el modo de leer. La comparación se ilustra en la figura 8-34. Una RAM se parece algo a un registro de corrimiento, pero mantiene muchos más bits de información. La información puede ponerse en la memoria para su almacenamiento. La operación de entrada de la RAM, en su modo de escribir, se parece a la de un cuaderno de apuntes. Para extraer la información de la RAM se usa el modo de lectura. El acceso aleatorio (arbitrario, directo, libre) significa que cualquier bit o palabra puede leerse en cualquier tiempo por medio de la información de dirección. La dirección identifica al bit o la palabra. La información extraída no borra la información almacenada. Sin embargo, la RAM es un tipo de almacenamiento temporal porque la información se destruye cuando la fuente de alimentación se apaga. Por esta razón se llama también memoria volátil. Una memoria de este tipo puede usar el circuito flip-flop para almacenamiento. La ROM es un tipo permanente de memoria; contiene celdas de memoria que están programadas permanentemente por el fabricante con un patrón específico de unos y ceros. En algunos tipos, la ROM puede programarse por el usuario; es entonces una memoria de sólo lectura programable (PROM).


(b)

Fig. 8-34. Características de entrada y salida de memorias dé semiconductor, a) Memoria de acceso aleatorio libre o directo (RAM) para funciones de leer y escribir, b) Memoria para leer solamente (ROM)

204


a. ¿La RAM y la ROM tienen capacidades para leer y escribir? b. La extracción de información del almacena miento, ¿se hace en el modo de leer o de escribir?

8-11 MULTIPLEXORES Y DESMULTIPLEXORES Los dispositivos conocidos como multiplexores y desmultiplexores son los equivalentes electrónicos de un interruptor selector rotatorio de un polo y muchos tiros. La idea básica de cómo trabaja un multiplexor electrónico se muestra en la figura 835a. Cualquiera de las entradas puede seleccionarse por el control. La información en esa entrada será transferida a la salida. La rotación rápida del control cambia la palabra de entrada en paralelo a información en serie. Varios bits tomados juntos forman una palabra. La palabra en la figura 8-35a en forma paralela es BAABBB. Al multiplexor electrónico también se le llama selector de información. En su operación, un desmultiplexor es lo opuesto del multiplexor. En la figura 8-35b el desmultiplexor se muestra distribuyendo una cadena

en serie de bits a las salidas correctas. Como resultado, la información en serie se cambia a información en paralelo. El demultiplexor también se llama distribuidor o descodifícador. Una aplicación de las dos funciones es la transmisión de información por líneas telefónicas, cable coaxial o radio. En la transmisión es mejor tener la información en forma seriada, de modo que sólo se necesita una línea o canal. En el extremo receptor la información se restituye como información en paralelo, volviéndola a su forma original. Preguntas de repaso 8-11 (Respuestas en la p. 214)

a. La entrada a un multiplexor ¿es información en serie o en paralelo? b. La salida de un desmultiplexor ¿es información en serie o en paralelo?

8-12 CONVERTIDORES ANALÓGICOS Y DIGITALES

(b) Fig. 8-35. a) Semejanza del multiplexor con un conmutador rotatorio, b) Similitud del desmultiplexor con un conmutador rotatorio.

Los convertidores digitales y analógicos convierten la información de una forma a la otra. Como ejemplo, un vóltmetro digital tiene una entrada analógica que debe convertirse a la forma digital. Ésta es una función del convertidor de analógico a digital (A/D). En el caso opuesto, un convertidor de digital a analógico (D/A) cambia la información binaria a la forma analógica. Puede decirse que el convertidor A/D codifica los valores analógicos como números binarios y que el convertidor D/A descodifica la información para proporcionar la información original analógica. La función de un convertidor A/D se ilustra'en la figura 8-36. Nótese que cada valor de la entrada de voltaje genera una salida específica binaria de unos y ceros. Sin embargo, el número binario en sí mismo no es igual al valor analógico. La escala de la entrada analógica se ajusta por el diseño del sistema. En el caso de un vóltmetro diCapítulo 8 /Electrónica digital 205


a. ¿Es el convertidor D/A o el convertidor A/D el que cambia el voltaje analógico a información binaria? b. ¿Cuál tiene entrada binaria, el convertidor D/A o el convertidor A/D? gital, los factores de escala determinan las diferentes escalas de voltaje. Los circuitos de un convertidor A/D de voltaje incluyen un generador de voltaje en diente de sierra para producir un voltaje de rampa como una referencia y un circuito comparador. El comparador indica cuáles de sus dos entradas de voltaje son mayores y, a su vez, cuándo la salida es un uno binario o cero. Entonces, una compuerta y un contador se usan para proporcionar la información binaria. Un circuito comparador es otra aplicación de amp op. La función de un convertidor de digital a analógico (D/A) se ilustra en la figura 8-37. Cada cuenta binaria en la entrada generará un voltaje análogo específico en la salida. El factor de escala puede ajustarse para el sistema. Los circuitos de un convertidor D/A consisten principalmente en dos partes: un circuito de resistencias para la entrada binaria y un amp op. como un amplificador de suma para la salida analógica. (Un circuito para el amp op. y el amplificador de suma se muestra en la Fig. 3-19). Las resistencias determinan la realimentación para el amp op. que controla la ganancia.

Fig. 8-37. Función de un convertidor (D/A) de digital a analógico.


8-13 INDICADORES DIGITALES DE SIETE SEGMENTOS Generalmente se usan indicadores visuales o anunciadores de siete segmentos como los dispositivos de lectura para las calculadoras digitales, relojes, cajas registradoras, etc. Como se muestra en la figura 8-8 cada dígito se forma energizando algunos o los siete segmentos. Los anunciadores más comúnmente usados son el diodo emisor de luz (LED), el anunciador de cristal líquido (LCD), y los anunciadores fluorescentes. Anunciador LED El anunciador que emite luz roja es usualmente del tipo LED. Está disponible en un encapsulado similar al que se muestra en la figura 8-38¿z, el cual se conecta en un conector del tipo utilizado en los CI estándar DIP. La construcción se ilustra en la figura 8-38¿. En este ejemplo se usa un circuito de ánodo común; todos los diodos están conectados a una espiga común que se conecta a la fuente de + 5 - V. Nótense las letras a, b, c, d, e, f, y g en el sentido de movimiento del aguja del reloj desde la parte superior para cada segmento. Se incluye un punto decimal marcado D.P., pero no todos los anunciadores de siete segmentos contienen un punto decimal. Para iluminar un segmento, el cátodo debe ponerse a tierra a través del resistor R de 150 íl. El resistor limita la corriente en el diodo. Cada segmento opera como un diodo, el cual requiere voltaje directo o de avance para emitir luz. Se usan compuestos especiales de galio para el LED. Los

Fig. 8-38. a) Unidad comercial DIP para un anunciador visual b) Circuito al segmento luminoso g. Este anunciador visual tiene punto decimal (D.P.).

valores nominales típicos son de 1.2 V con corriente en polarización directa o de avance de 20 mA. La radiación está en las longitudes de onda para rojo, verde o luz amarilla. En la figura 8-38b, el segmento g está iluminado porque su cátodo está puesto a tierra a través del resistor R 150 Ω . Cada segmento y el punto decimal, pueden probarse de esta manera: para ver si se iluminan, apliqúense 5 V en serie con 150 O. Los anunciadores LED también están disponibles en la forma de cátodo común; así, todos los cátodos están conectados a una espiga común que regresa a masa. La fuente de 5 V está conectada a través de 150 Ω a los segmentos de a a g para iluminar cada segmento.

Anunciador o indicador digital de cristal líquido LCD El anunciador de cristal líquido opera en muy diferente forma que el tipo LED. Un LED genera luz de salida, en tanto que un LCD controla la luz. El LCD necesita una entrada de luz para ser visto, mientras que el LED produce su propia luz. La principal ventaja del anunciador de cristal líquido es que consume una cantidad extremadamente pequeña de potencia. En la figura 8-39 se muestra el diagrama de un LCD común; la construcción es la de un LCD de efecto de campo. Cuando se energiza el segmento LCD aparece negro, en comparación con el resto de la superficie brillante. El segmento e está energizado en la ilustración. El resto de los segmentos son casi invisibles. La clave de la operación del LCD es el fluido nemático, el cual es un cristal líquido. Está intercalado entre dos placas de vidrio. Se aplica voltaje a través del fluido nemático, de la parte superior metalizada del segmento al plano metalizado posterior. Entonces el fluido transmite la luz en forma diferente y el segmento energizado del anunciador se vuelve visible. Los anunciadores de cristal líquido se energizan con voltaje de ca; en la figura 8-39 la entrada de

Fig. 8-39. Construcción y operación de un LCD de efecto de campo con siete segmentos.


207

ca es una onda cuadrada de 30 Hz. La ce destruiría este tipo de anunciador. También están disponibles LCD que producen caracteres de un blanco lechoso. Este tipo es usualrnente el LCD de dispersión dinámica; utiliza un fluido nemático diferente. El LCD de efecto de campo es probablemente más común. En algunas aplicaciones se proporciona una lámpara para ver el LCD en la oscuridad.

Preguntas de repase 8-13 (Respuestas en la p. 214)

a. ¿Cuál emite un fulgor rojizo, el LCD o el LED? b. ¿Cuál consume la menor potencia, el LCD o el LED? c. ¿Cuál de los elementos LCD o LED necesita 5 V, con cerca de 20 mA de ce?

(b)

8-14 GENERADOR DE BASE DE TIEMPOS La mayor parte de los sistemas digitales necesitan de un reloj para controlar el tiempo de operación de las distintas partes del sistema. Un reloj electrónico es un dispositivo cronizador que genera una serie continua de impulsos como se muestra en la figura 8-40a. Los impulsos dan una forma de onda digital en la cual los valores alto y bajo se repiten con una frecuencia específica. El reloj es esencialmente un circuito oscilador. El oscilador básico para las formas de onda de los impulsos es el circuito multivibrador (MV). Consta de dos etapas que alternan entre la conducción y el corte. Hay tres tipos de circuitos MV: 1. Monoestable, o multivibrador de un disparo. 2. Multivibrador biestable o flip-flop. 3. Aestable o multivibrador de corrida libre.

(c)

Fig. 8-40. Sistema de reloj para generar impulsos digitales, a) Símbolo, b) Multivibrador que usa componentes discretos en un circuito de reloj, c) El mismo circuito de reloj que usa un CI 555 como cronizador.

208


Multivibrador de funcionamiento libre Un ejemplo del multivibrador aestable o de funcionamiento libre se muestra en la figura 8-406; se usan los transistores discretos Ql y Q2. Un MV aestable no tiene estado estable. El circuito oscila continuamente porque la conducción en una etapa corta a la otra. Puede tomarse una salida de onda cuadrada del colector ya sea de Ql o Q2 pero con polaridades opuestas. El Vc para la etapa de corte es de 5 V para el nivel ALTO; el Vc para la etapa que conduce está cercano a 0 para el nivel BAJO.

un multivibrador aestable para un circuito generador de base de tiempos. La salida es un tren de onda cuadrada de impulsos. La frecuencia depende de los valores RA) RB, Q de acuerdo con la fórmula Nótese que aumentando RA, RB, O se reduce la frecuencia de salida, porque estos valores están en el denominador de las fracciones para la fórmula 8-8. En la figura 8-41 se muestran más detalles de la salida en forma de onda cuadrada. La forma de onda es asimétrica porque t 1 , cuando el impulso de la forma de onda está ALTO, dura más tiempo que t2, cuando el impulso está BAJO. El periodo total de tiempo T es igual a La frecuencia del generador de base de tiempos determina a t. Específicamente, la frecuencia es igual a 1/T. Preguntas de repaso 8-14

El resultado es f = 14.545 x 10 3 Hz = 14.545 kHz La salida de impulso puede ser simétrica o no, dependiendo de los valores de R y C en cada etapa. Cuando una etapa se corta por más tiempo que la otra, la salida es asimétrica.

Cl generador de base de tiempos La fi gura 8-40c muestra el paquete popular de CI cronizador 555 conectado con tres componentes externos, RA, RB y Cbpara formar el equivalente de

(Respuestas en la p. 214) a. ¿Puede usarse como un generador de base de tiempos un MV aestable o biestable? b. En la figura 8-40c cuando se incrementa RB ¿aumenta o disminuye la frecuencia de genera dor?

RESUMEN 1. En el sistema numérico decimal hay 10 dígitos de 0 a 9'y una base de 10. En el sistema numérico binario hay solamente dos dígitos 0 y 1 y una base de 2. Los números en cualquier base pueden codificarse para la otra base. Véase la figura 8-5. Capítulo 8/Electrónica digital

209

2. Los circuitos digitales operan con impulsos que tienen ya sea un nivel de vol taje alto para el binario 1 o un nivel bajo para el binario 0 en un sistema de lógica positiva. Las señales analógicas, tales como las ondas senoidales, tienen variaciones continuas en amplitud. 3. Las compuertas lógicas son los bloques de construcción de todos los circuitos digitales. Las compuertas básicas son Y, O, NO NO Y, NO O, XO y XNO O. Véase la tabla 8-1 para el símbolo lógico y la expresión booleana de cada uno. 4. Los adicionadores electrónicos se construyen con compuertas lógicas para aña dir números binarios. Un semiadicionador combina 0 y 1 con transporte de 1 al siguiente lugar o posición si es necesario, pero no tiene terminal para el transporte. Un adicionador contiene transporte de salida y de entrada. 5. El circuito flip-flop (FF) es un circuito básico digital con una característica de memoria que puede usarse para almacenar información. El circuito es un multivibrador biestable que permanece en un estado hasta que se conmuta al es tado opuesto; las salidas Q y no Q (Q) están siempre opuestos como niveles lógicos ALTO y BAJO. 6. Los tipos principales de flip-flop son el R-S, con terminales de entrada de dis posición y reposición, D y J-K. Los impulsos de entrada del reloj para contro lar el tiempo de conmutación hacen al flip-flop sincrónico. El flip-flop J-K con reloj se usa frecuentemente en el modo de conmutación o cambiador de esta dos, en el cual las salidas Q y Q se invierten para cada impulso de entrada del reloj. 7. Un contador es un grupo de flip-flops temporizado. En un contador en serie cada salida FF excita la siguiente entrada. Un contador paralelo o sincrónico tiene impulsos de reloj en todos los flip-flops. 8. Los circuitos digitales de conteo se usan comúnmente para la división de fre cuencia en la entrada de impulso de reloj. Un flip-flop/-fC en el modo de cam bio, automáticamente divide por dos porque los impulsos de salida son una mi tad de la frecuencia de entrada. 9. Un registrador de corrimiento usa compuertas lógicas y flip-flops para transportar dígitos de un lugar o posición binario al siguiente, ya sea a la iz quierda o a la derecha. 10. Los dos tipos básicos de memoria de semiconductor son RAM y ROM. La RAM, memoria de acceso aleatorio (libre, directo) proporciona las funciones de leer y escribir. En el modo de escribir la información digital se pone en la memoria; en el modo de leer la información se toma. La ROM, memoria sólo de leer, proporciona solamente, la función de leer. 11. Un multiplexor electrónico o desmultiplexor opera como un conmutador rota tivo de un sólo polo y muchas posiciones. El multiplexor selecciona informa ción una a un tiempo para la salida en serie de las líneas paralelas de la entrada. El desmultiplexor hace lo opuesto; cambia la información en serie de la entrada a la forma en paralelo a la salida. 12 Un convertidor análogo-digital (A/D) cambia las señales analógicas a la forma digital. El circuito incluye un amp. op. como un comparador para indicar cuándo la señal analógica está alta o baja respecto a un voltaje de referencia. 210


13. Un convertidor digital-analógico (D/A) cambia las señales digitales a la forma analógica. El circuito incluye un amp op. como un amplificador suma dor para formar un voltaje analógico de los bits de la información digital. 14. El circuito integrado CI de 7 segmentos, DIP, se usa comúnmente para anun ciar los dígitos decimales. Como se muestra en las figuras 8-8 y 8-38; cada dígito se forma energizando algunos o todos los segmentos. El tipo LED necesita voltaje en sentido directo para emitir luz usualmente roja. El anunciador de cristal líquido (LCD) controla la transmisión de la luz a través de su fluido.

AUTOEVALUACION (Respuestas al final del libro) 1. El voltaje BAJO en una señal de impulso digital se llama una lógica 0 o una lógica 1. 2. El sistema numérico binario ¿usa la base 2 o la base 10? 3. Si cualquiera de las entradas es ALTA, ¿la salida será ALTA para la com puerta Y o para la compuerta O? 4. La compuerta Y ¿debe tener todos o cualquiera de las entradas ALTA para una salida ALTA? 5. Dé la expresión booleana para la compuerta NO 6. La inversión de la salida de una compuerta Y ¿Forma una compuerta NO Y o una compuerta NO O). 7. Un semiadicionador ¿incluye una compuerta y con una compuerta O o XO? 8. ¿Qué impulsos de control de tiempos se necesitan para un dispositivo sincrónico? 9. ¿La operación de cambio de estados o conmutación se usa con un circuito flip-flop o un circuito de compuerta? 10. En el modo de disposición, ¿la salida Q de un flip-flop va a ALTA o a BAJA? 11. ¿Se usa como un reloj generador un MV aestable o biestable? 12. ¿Cuántos flip-flops se necesitan para un contador de 4 bits? 13. El dispositivo de memoria que tiene las capacidades de leer y escribir ¿es una RAM o una ROM? 14. ¿Cuál se usa como un selector de información, el multiplexor o el desmultiplexor? 15. El amp op. se usa en convertidores A/D y D/A o en registradores de corrimiento? 16. ¿Cuál necesita voltaje en sentido directo o de avance para emitir luz, el LED o el LCD? 17. Cuándo se energizan todos los siete segmentos de un'anunciador ¿el número mostrado es 7 u 8? 18. ¿Cuál usa transistores de efecto de campo, elT2Lo la familia CMOS de circuitos lógicos? Capítulo 8/Electrónica digital 211

PREGUNTAS DE PRUEBA

1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17. 18. 19. 20. 21. 22. 23. 24. 25.

Explique la diferencia entre las señales analógicas y las digitales. ¿Cómo diría usted el número IOIO2? En el número 10102, ¿cuál es la cuenta para el lugar de los ochos? Liste la secuencia de conteo binario que es igual al conteo decimal de 0 a 20. ¿Cómo puede decir a partir del símbolo esquemático de la figura 8-7 que este codificador tiene entradas BAJAS activas? Dé el símbolo lógico, la expresión booleana y la tabla de verdad para a) una compuerta Y; b) una compuerta O. Dé una diferencia entre una compuerta y un circuito flip-flop. ¿Qué se quiere decir con un inversor para circuitos digitales? ¿Qué significa, en una expresión booleana, una línea superior, como en A? Dé tres formas para describir un problema lógico en el papel. Dé el número de semiadicionadores y de adicionadores necesarios para un circuito adicionador paralelo de 8 bits. Nombre tres tipos de circuitos flip-flops. ¿Por qué a un circuito flip-flop también se le llama un circuito de retención, o de enganche (pestillo)? Dé tres tipos de circuitos multivibradores. ¿Cómo se usan los amp op. en los convertidores D/A y A/D? Dé las funciones de un multiplexor y de un desmultiplexor. Compare las operaciones de los anunciadores visuales LCD y LED de siete segmentos. Explique lo que sucede con las salidas de flip-flop cuando está en el modo de conmutación o de cambio de estado. Nombre tres tipos de diodos y circuitos de transistores usados para construir CI lógicos. ¿Cuáles son las características importantes que exhibe un registrador de corrimiento? ¿Qué significan las letras ROM? Describa cómo está hecho cada segmento para iluminar en un anunciador LED. Dé los valores de lugar o de posición para los primeros 5 lugares en los números binarios y digitales. Defina el número módulo, contador de transporte ondulante, contador de década, contador descendente y palabra de cuatro bits. ¿Qué quiere decirse con dígito de transporte de entrada y de salida adicionadores?


PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con números impares se encuentran al final del libro) 1. 2. 3. 4.

Dé el equivalente decimal de 1110112 Dé el equivalente binario del decimal 80. Verifique su respuesta. Dé el equivalente binario del decimal 207. Véase la figura 8-8. Si la salida es 0001?, /cuáles segmentos del anunciador tendrán que ser activados para mostrar el número decimal? 5. Escriba la expresión booleana para la tabla de verdad en la figura 8-42. ENTRADAS

SALIDAS

C

B

A

Y

0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1

0 0 0 0 0 1 1 0

Fig. 8-42. Tabla de verdad para el problema 5.

6. Use la expresión booleana de la pregunta 5 para dibujar un diagrama con símbolos lógicos con las compuertas Y, O y NO. 7. Un contador de transporte ondulante de 3 bits similar al contador mostrado en la figura 8-30 debe tener a) ¿Cuántos flip-flops? b) ¿qué número módulo?, c) ¿qué conteo binario como máximo? 8. ¿Cuál es la suma binaria de 1010102 y 110112 ? Verifique sus respuestas con números decimales.

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Nombre cinco dispositivos que usted haya visto que usan el anunciador visual de siete segmentos para lectura. 2. Nombre tres tipos de equipo digital y dos tipos de equipo analógico o de pruebas. 3. ¿Qué quiere indicarse con una tabla de verdad? 4. Compare las ventajas y desventajas de las señales digitales y analógicas. 5. Dé el número de parte para 3 CI digitales. 6. Si un número contiene cualquiera de los dígitos 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8 o 9 ¿por qué no es posible que sea un número binario? 7. ¿Cómo puede codificarse la fracción 1/2 en forma binaria? Capítulo 8/Electrónica digital 213


214


Capítulo

Encapsulados de Cl digitales y lineales Un circuito integrado combina transistores, diodos, resistores y pequeños capacitores en un bloquecillo o lasca única de CI, usualmente de silicio. La ventaja de ello es un gran ahorro en espacio, en comparación con los componentes discretos, los cuales son unidades separadas. Un encapsulado digital de CI contiene circuitos digitales como compuertas lógicas, flip-flops y contadores, descritos en el Capítulo 8. Los encapsulados de CI lineales incluyen todo esto para aplicaciones en los circuitos analógicos. Algunos ejemplos son los amplificadores de audio, amplificadores de FI, radios de MA y de MF y los circuitos cromáticos de los receptores de TV de color. Las unidades de CI están reemplazando rápidamente a los componentes discretos en todos los equipos electrónicos excepto para aplicaciones de alta potencia. Los encapsulados de CI digitales usualmente se especifican para 1 W o menos. Las unidades de CI lineales tienen potencias nominales hasta de 10 W. Los encapsulados de los CI probablemente continuarán en uso creciente debido a su pequeño tamaño y peso, bajo costo, bajo consumo de potencia, alta confiabilidad y comportamiento mejorado. Más información se da en las siguientes secciones: 9-1 9-2 9-3 9-4 9-5 9-6

Encapsulados de los CI y espigas de conexión Interior del encapsulado de un CI Producción de los bloquecillos o lascas de los CI Tipos de CI lineales Familias de CI digitales Métodos de prueba

9

9-1 ENCAPSULADOS DE LOS Cl Y ESPIGAS DE CONEXIÓN Entre los tipos comunes de los encapsulados de los CI y conexiones de sus espigas, el encapsulado en línea doble (DIP) mostrado en las figuras 9-la y b es el más popular. La unidad de ocho espigas de la figura 9-\a es llamado, en ocasiones, el mini DIP. Su longitud es de 9-52 mm. En la figura 9-1/; el DIP tiene 14 espigas en el encapsulado TO116 con longitud de 19.15 mm. Los encapsulados DIP se fabrican con cajas ya sea de plástico o de cerámica. Nótese la posición de la espiga 1 en el DIP, contigua a una ranura o marca (muesca). Las espigas se numeran en sentido contrario al movimiento de las agujas del reloj, a partir de la muesca, cuando se ven por la parte superior. Algunos encapsulados de CI también vienen en la caja de metal, de estilo de transistor, mostrada en la figura 9-1c. La unidad es una caja de metal de 8 terminales TO-5. El encapsulado plano de CI en la figura 9-1d es un tipo anticuado.

Fig. 9-1. Encapsulados de CI y sus conexiones de espiga, vista superior, a) Encapsulado en línea doble (DIP) de 8 espigas, su longitud es de 9.52 mm (3/8 pulg). b) DIP de 14 espigas, su longitud es de 19.04 mm (3/4 pulg). c) Transistor en caja metálica estilo TO-5, su diámetro es de 8.9 m (3/8 pulg). d) Encapsulado plano con superficie de 40 mm2 (1/16 pulg2).

216

Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales

Preguntas de repaso 9-1 (Respuestas en la p. 230 )

a. ¿Cuántas espigas hay en el mini DIP? b. La espiga contigua a la muesca en un DIP, ¿es la 1 o la 5? 9-2 INTERIOR DEL ENCAPSULADO DE UN Cl Los circuitos que se van a integrar son similares a aquellos en los cuales se usan componentes discretos. Sin embargo, hay algunas diferencias: el CI usualmente sólo contiene transistores, diodos y resistores. No es práctico formar inductores en un CI. Por otro lado, sólo pueden incluirse capacitores muy pequeños en el intervalo de los picofarads. Cuando se necesitan inductores y valores mayores de C, éstos casi siempre forman parte de los componentes de circuitos externos al CI. En un diagrama esquemático del interior del circuito en un CI, los transistores no se muestran con círculos porque se forman como parte del CI y no son componentes discretos. El método de integrar transistores, diodos, resistores y capacitores en un bloqúecillo o lasca (chip) de silicio se ilustra en la figura 9-2. Además, se puede usar un transistor como diodo rae-

Fig 9-2. Integración de transistores, diodos, R y C en un bloqúecillo de silicio. Las líneas negras muestran las trayectorias de conducción.

diante la conexión del colector a la base. Los valores típicos de C son de 3 a 30 pF. Los valores típicos de R son de 100 Ω a 25 Ω. La construcción básica de un CI es el DIP de 8 espigas, como se muestra en la figura 9-3 en la parte superior. El circuito integrado real es un pequeño bloquecillo o lasca de silicio cortado de una oblea circular mostrada en la parte inferior de la figura. El bloquecillo o lasca puede ser mucho mayor que un cuadrado de 2.5 mm de lado, pero contiene todos los circuitos integrados. Nótense los alambres de conexión del bloquecillo en cada una de las ocho espigas del encapsulado del CI. El cuerpo del DIP se hace ya sea de plástico o de un material cerámico. Los pequeños bloquecillos o lascas de silicio delgado del CI se manufacturan en grupos como parte de una oblea de silicio, como se muestra en la parte inferior de la figura9-3. La oblea tiene un diámetro de 38.1 mm a 50.8 mm (1.5 a 2 pulg), y un espesor de 254 micrómetros. Una oblea contiene cientos de bloquecillos o lascas individuales. Se introducen impurezas en los materiales puros cambiando sus propiedades. Este proceso se llama contaminación o impurificación. Después de un proceso complejo para producir el patrón de los circuitos integrados con semiconductores impurificados, la oblea se prueba y entonces se corta en paralelogramos para obtener cientos de bloquecillos o lascas (chips). Cada bloquecillo de silicio es un circuito integrado completo. Se encapsula el CI con las terminales de las espigas conectadas al bloquecillo del CI. El bloquecillo real es solamente una pequeña parte del encapsulado del CI más grande y pesado. Preguntas de repaso 9-2 (Respuestas en la p. 230)

a. Las piezas comunes en el interior de una unidad de CI, ¿son los transistores, resistores o inductores? b. El circuito en la figura 9-66 está en el bloque cillo o lasca única mostrada en la figura 9-3. ¿Verdadero o falso?

BLOQUECILLO DE SILICIO

ENCAPSULADO DEL CIRCUITO INTEGRADO DIP

OBLEA DE SILICIO

Fig. 9-3- Ensamblado de un bloquecillo de silicio en un DIP de 8 espigas.

9-3 PRODUCCIÓN DE LOS BLOQUECILLOS DE LOS CI (CHIPS) Los circuitos bipolares integrados se hacen con transistores NPN o PNP, usualmente del tipo NPN de silicio. El transistor de efecto de campo se forma en circuitos integrados MOS. El tipo complementario con canales P y N es CMOS, o COS/MOS.

Bloquecillos de CI bipolares El método de fabricación de transistores NPN de silicio se muestra en la figura 9-4. El símbolo se muestra en la figura 9-4a. La figura 9-4b ilustra las capas impurificadas o contaminadas y sus junturas. Esta sección transversal del bloquecillo muestra que el sustrato de silicio está ligeramente contaminado Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales 217

cillo en forma muy similar a la de hojuela de cobre en un tablero de circuito impreso. Se usa aluminio para los contactos porque hace un contacto óhmico, sin ningún voltaje de juntura. En la figura 9-4b se muestra la sección transversal de un bloquecillo de silicio muy ampliada. En esta forma se pueden formar cientos de transistores bipolares en un bloquecillo o lasca delgada. La construcción bipolar se usa para bloquecillos de CI lineales y digitales.

Circuitos integrados MOS El método de cir-

Fig. 9-4. Formación de un transistor NPN para circuitos integrados, a) Símbolo esquemático, b) Fabricación en una oblea de silicio con junturas PN usando la tecnología bipolar.

con una impureza tipo P. El sustrato P es en realidad un bloquecillo de la oblea de silicio mostrada en la figura 9-3b. Con el sustrato contaminado como plataforma de inicio, las grandes islas tipo N mostradas en la figura 9-4b se forman por contaminación. Las áreas oscuras frecuentemente etiquetadas N + indican una mayor contaminación. Estas islas tienen el propósito de aislar el transistor de otros transistores en el mismo sustrato. A continuación se forman las pequeñas islas P para el electrodo de base del transistor, y entonces la contaminación tipo N forma el emisor y el colector. En el proceso de producción la contaminación se limita a puntos especificados por el equivalente de ventanas para los elementos de impureza vaporizados. Entonces se forma una capa de dióxido de silicio como un aislador en la unidad entera. Sin embargo, se pasan contactos de aluminio para conexiones al emisor, base y colector. Estos contactos también conectan otros componentes en el bloque218


cuito MOS se ilustra en la figura 9-5. El símbolo esquemático en la figura 9-5a es para el MOSFET o IGFET con un canal N, como se indica con la flecha que viene desde la fuente. También la línea punteada de canal muestra el tipo mejorado. Con voltaje positivo de dren para el canal N, este FET (TEC: transistor de efecto de campo) pasará corriente de la fuente al dren, sólo cuando se aplique voltaje positivo de compuerta. La sección transversal del bloquecillo o lasca de silicio se muestra en la figura 9-5b. Primero se contamina ligeramente al sustrato con impurezas tipo P. El sustrato sirve como una plataforma en la Fig. 9-5. Formación de una compuerta aislada FET para cir-

cuitos integrados, a) Símbolo esquemático para un canal N, del tipo de ensanchamiento, b) Fabricación sobre una oblea de silicio usando la tecnología MOS.

cual se hacen los electrodos. A continuación, se forman dos pequeñas islas tipo N con un estrecho canal entre ellas, también de tipo N. Entonces se forma una capa de dióxido de silicio para la aislación. Las conexiones de aluminio se extienden a través de la capa de óxido para hacer contacto con las áreas N para la fuente y el dren. Nótese que el electrodo de fuente está conectado internamente al sustrato, como se indica por el punto negro a la izquierda. Sin embargo el contacto de compuerta permanece aislado del canal. El resultado es un transistor de compuerta aislada con efecto de campo o IGFET. Cuando se aplica voltaje positivo a la compuerta, la inducción electrostática produce más cargas negativas en el canal y permite el flujo de electrones de la fuente al dren. Para los circuitos integrados CMOS, los transistores se forman con canales complementarios P y N. Estos transistores se conectan juntos en el bloquecillo para cumplir requisitos opuestos para el voltaje VG de compuerta. Un canal N puede encenderse por voltaje positivo VG, en tanto que un canal P necesita voltaje negativo VG para conducir. El tipo CMOS de circuito integrado tiene la ventaja de un consumo extremadamente bajo de potencia. Terminología de Cl Se usan abreviaturas para describir el número de circuitos individuales del bloquecillo del CI digital. Estas abreviaturas son: SSI Integración de baja escala: 10 compuertas o menos. MSI Integración a media escala: de 11 a 99 compuertas. LSI Integración a gran escala: de 100 a 999 compuertas. VLSI Integración en muy grande escala: de 1000 compuertas o más. Para formar bloquecillos con LSI y VLSI, se usa la tecnología MOS porque tales transistores requieren menos espacio. Típicamente, 300 transistores MOS requieren la misma área sobre un

bloquecillo que 6 transistores bipolares. Esta área es equivalente al espacio requerido para un transistor bipolar discreto. Los siguientes términos especifican el método usado para producir bloquecillos de CI lineales por la tecnología bipolar: CI monolítico. Todos los componentes se forman en el sustrato de silicio. Este es el método de construcción mostrado en las figuras 9-2 a la 9-5. CI de película delgada. El sustrato es vidrio o cerámica. Todos los componentes semiconductores se depositan en esta plataforma aislante. Cl de película gruesa. Los resistores y los capacitores se forman en el sustrato; pero los transistores se añaden como unidades discretas. Cl híbrido. Se combinan las construcciones monolítica y de película delgada. Además, se pueden añadir transistores discretos cuando se necesita alta potencia. Preguntas de repaso 9-3 (Respuestas en la p.230) a. ¿Qué transistor requiere de menos espacio en un bloquecillo de CI, el NPN o el FET? b. ¿Cuál CI consume menos potencia, CMOS o el tipo bipolar? c. El CI mostrado en la figura 9-4b, ¿es un ejemplo de construcción monolítica o híbrida? 9-4 TIPOS DE Cl LINEALES Las unidades de CI lineales se usan en circuitos analógicos. Las aplicaciones típicas incluyen el amplificador operacional (amp op) reguladores de voltaje, comparadores de voltaje, convertidores A/D y D/A y otros circuitos para equipo de audio, radio y de televisión. Los fabricantes proporcionan manuales para los CI como los manuales de tubo o transistor que dan diagramas, números de espigas, información de operación y usos típicos. También están usualmente disponibles, notas para aplicaciones especiales. Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales 219

Los reguladores de voltaje mantienen una salida constante de voltaje con voltaje variable de entrada o cambios en la corriente de carga. Los reguladores de CI están disponibles para las especificaciones de salida de 5 V para circuitos digitales y 6, 8, 12, 15, 18 y 24 V. La salida de la corriente de carga generalmente está especificada a más de 1 A. Los reguladores se especifican ya sea para voltaje de ce positivo o negativo. Otros circuitos incluyen amplificadores dobles de audio para estéreo. Las potencias nominales son de 2 a 6 W con fuentes de voltaje de ce de 20 a 40 V. El CI cronizador o temporizador se usa en circuitos analógicos para impulsos de onda cuadrada

y en circuitos digitales como un reloj generador de pulsos. Una potencia nominal típica es 600 mW, con 5 a 20 V de la fuente de alimentación de ce. Amp op El circuito amp op es básico para la mayor parte de las aplicaciones lineales de los CI. (El circuito amp op con amplificadores diferenciales se explica en el Cap. 3). No solamente el amp op es una parte de casi todas las funciones lineales de los CI, sino que está disponible en su propio encapsulado del CI para muchos usos. La figura 9-6a muestra el tipo popular de amp op 741 en un DIP de 8 espigas. El circuito se muestra

Voltaje de alimentación Disipación de potencia Voltaje diferencial de entrada Voltaje de entrada Duración de salida en corto circuito Intervalo de temperatura de operación Intervalo de temperatura en almacén Temperatura y tiempo de soldadura

±18 V 500 mW ±30 V ±15 V Indefinida 0°C a +70°C — 65°C a + 150°C 300°C

Fig. 9-6. El CI bipolar tipo 741 amp op. a) DIP de 8 espigas, b) Diagrama esquemático, c) Especificaciones máximas. 220


en la figura 9-6b, y las especificaciones máximas se dan en la figura 9-6c. El circuito amp op de la figura 9-66 consiste en amplificadores diferenciales y etapas de excitación para la salida de seguidor del emisor. Nótense las entradas de inversión y no inversión 2 y 3 para la salida amplificada en la espiga 6. Es necesario una fuente de poder bipolar con V+ en la espiga 7 para el voltaje del colector y V- a 4 para el voltaje de emisor. Las dos terminales de ajuste pueden usarse para balancear el amplificador diferencial. El máximo voltaje de alimentación de ce es ± 18 V. La disipación de potencia es 500 mW, máxima. Esta potencia nominal corresponde a aproximadamente 14 mA para máxima I de la fuente de ce con una diferencia de potencial de 36 V.

Arreglo de transistores El arreglo de transistores contiene varios transistores en un solo bloquecillo de CI, como se muestra en la figura 9-7. Toman menos espacio que los transistores discretos. También es importante el hecho de que las características eléctricas y térmicas de los transistores son muy similares. Dicha similitud es una ventaja en los arreglos de diodos o arreglos de resistores, los cuales están disponibles en un encapsulado de CI. El arreglo de transistores se usa para

los acoplamientos entre unidades de CI digitales y lámparas de salida u otros dispositivos de indicación.

En la figura 9-7 se muestra el CI tipo 3086 y contiene 5 transistores NPN de silicio en un sustrato monolítico; es un DIP de 14 espigas. Los transistores Q5, Q4 y Q3 están separados y tienen sus propias conexiones de espiga. Q2 y Ql forman un par diferencial. Los transistores pueden usarse separadamente como unidades discretas o en grupos igualados. Cada transistor tiene una beta ((3) de 100, la cual es la ganancia de corriente en un circuito de emisor común. El voltaje máximo de alimentación de ce al colector es de 15 V, y 300 mW es la disipación máxima de potencia de cada unidad. Preguntas de repaso 9-4 (Respuestas en la p.230) Responda verdadero o falso. a. El CI 741 amp op mostrado en la figura 9-6 necesita voltaje de alimentación de ce positivo o negativo. b. El arreglo de transistores de CI 3086 mostrado en la figura 9-7 tiene cinco pares diferenciales.

9-5 FAMILIAS DE CI DIGITALES

VISTA SUPERIOR DE LAS ESPIGAS

Fig. 9-7. Diagrama esquemático del arreglo de un CI de transistores tipo 3086. (National Semiconductor Corporation).

En realidad, la mayor parte de los CI encapsulados son digitales. Hay tantos de ellos que se clasifican en familias con base en el tipo de lógica, como TTL y ECL, o en los métodos de fabricación bipolar y MOS. Los encapsulados de CI digitales de la misma familia son compatibles. Esta característica significa que usan el mismo V+ y que pueden conectarse juntos fácilmente. Cada familia tiene su propio manual de información que da diagramas, especificaciones, tablas de verdad y aplicaciones. Un grupo popular es la serie 7400 de CI bipolares TTL. Hay más de 200 tipos diferentes para Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales 221

Fig. 9-8. Ejemplos de los CI digitales serie TTL 7400. a) Cuádruple con compuertas NO Y de dos entradas, b Inversor hex que contiene seis inversores, c) Cuádruple con compuertas Y de dos entradas, d) Cuádruple con puertas NO O de dos entradas.

prácticamente cualquier función en circuitos digitales. La información de unos cuantos tipos se muestra en las figuras 9-8 y 9-9- Los valores típicos para las unidades de CI en estas series sonVcc de 5 V, un ALTO lógico de 3.5 V o más, y un BAJO lógico de 0.1 V o menos.

Cargabilidad de salida La cargabilidad específica el número máximo de compuertas adicionales que una compuerta puede excitar. No se pueden agregar demasiados circuitos por el au222


mento de la corriente de carga. Para la serie 7400 de circuitos TTL, la cargabilidad nominal es de 10. Compuerta NO Y cuádruple tipo 7400 Véase la figura 9-8a. En el interior del DIP de 14 espigas hay cuatro compuertas NO Y de dos entradas. La espiga 14 de VCc esta conectada a + 5 V, y el retorno negativo conecta a la espiga de tierra 7. Estas espigas suministran voltaje de ce para todas las compuertas. Sin embargo, hay cone-

Compuerta 0 cuádruple tipo 7432 Véa-

xiones de espigas separadas para los impulsos de entrada y salida. Cada compuerta tiene la función lógica Y = AB .

se la figura 9-8d. Cuatro compuetas O separadas de dos entradas reciben potencia de la misma fuente VCC. Cada compuerta O tiene la función lóg ica Y = A + B .

Invertidor Hex tipo 7404 Véase la figura 9-8b, en la cual la palabra hex significa "seis". Cada uno de los seis invertidores tiene la función lógica Y = A. Sin embargo, los seis operan con la misma fuente de ce.

Flip-Flop J-K doble tipo 7476 Véase el diagrama de alambrado 9-9a, la tabla de la verdad de la figura 9-9b y las especificaciones máximas en la figura 9-9c. La unidad tiene dos flipflops separados J-K FF1 y FF2 en un DIP de 16 espigas. La conexión común Vcc está en la espiga 5, y la tierra o común está en la espiga 13- Cada FF tiene sus propias terminales de entrada y salida. Prestablecido o reposición es lo mismo que establecido o disposición y borrado es lo mismo que restablecer. Las burbujas para las entradas en bo-

Compuerta cuádruple y tipo 7408 Véa se la figura 9-8c. Cuatro compuertas Y separadas de dos entradas reciben potencia de la misma fuente Vcc . Cada compuerta Y tiene la función lógica Y = AB. 7476 VISTA SUPERIOR

Fuente de voltaje Entrada 1 lógico Voltaje Entrada 0 lógico Voltaje Salida 1 lógico Voltaje Salida 0 lógico Voltaje Máxima frecuencia del reloj

4.75 a 5.25 V 2.0 V mínimo 0.8 V máximo 2.4 V mínimo 0.4 V máximo 15 a 30MHz

(c)

(3)

AADHO DF OPFRAriÓN

ENTRADAS

i SALIDAS j

K Q

0

X

X

X A

B

B

X

X

X B

A

B

X

X

X A

A

A

a

a

q

A

A

b

a B

A

A

A

a

b A

B

A

A

b

b q

q

REPOS

BORR

RELOJ

Disposición asincrónico

B

A

Reposición asincrónico (borrar)

A

Prohibido

B

Cambio

A

Carga 0 (Reposición) Carga 1 (disposición) Retención (Inhabilitado)

q

A = Nivel de voltaje ALTO estado estacionario B = Nivel de voltaje BAJO estado estacionario a = Nivel de voltaje ALTO un tiempo previo de fijado antes de la transición del reloj de ALTO a BAJO x = Sin relevancia q = Las minúsculas indican el estado de salida referenciada antes de la transición del reloj ALTO a BAJO -TT- = Impulso positivo del reloj

(£>)

Fig. 9-9. Cl flip-flopJ-K tipo 7476. a) Conexiones en las 16 espigas del DIP. b) Tabla de verdad, c) Valores máximos absolutos. Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales

223

rrar y prestablecer o reposición indican un BAJO activo. La tabla de verdad (Fig. 9-9b) muestra los estados de entrada y salida. En la parte superior, los tres renglones son para operación sin impulsos de reloj. Entonces no se usan y y K. La operación es asincrónica. Los cuatro renglones del fondo son para operación sincrónica para impulsos de reloj. La información en las entradas J y K serán transferidas a la salida de la transición de ALTO a BAJO de los impulsos del reloj. Este tipo de disparo se indica por la burbuja en el símbolo FF en la figura 9-9a. Nótese en las especificaciones máximas en la figura 9-9c que una entrada tan pequeña como 2 V se considera 1 lógico, o ALTO. Sin embargo, se considera a 3.5 V como un valor típico. También un BAJO puede ser tanto como O.8 V, pero tiene un valor típico de 0.1 V. Estos valores ALTO y BAJO son los mismos para todos los circuitos en la familia lógica TTL. Familias MOS Todas las funciones que se describen para las familias de lógica bipolar pueden también realizarse con dispositivos semiconductores de metal-óxido (MOS). Se usan transistores de efecto de campo. Las familias MOS tienen muchas aplicaciones en las cuales se necesita integración de gran escala (LSI) para más de 100 compuertas en un solo encapsulado. Las ventajas son: bajo consumo de potencia y un empaquetamiento densido. Las familias MOS pueden considerarse en los tres grupos:

PMOS NMOS

CMOS, o COS/MOS

Canal P Canal N P complementario y canales N

Los tipos CMOS o COS/MOS son de los más comunes. El voltaje de alimentación VDD típico de dren es 12 V. Ya que el IGFET es un dispositivo electrostático, los MOS encapsulados deben manipularse con cuidado para evitar que se acumule carga es224 Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales

tática. La resistencia de entrada de la compuerta aislada es 1012 CI. El voltaje de ruptura del aislamiento del dióxido de silicio es de cerca de 100 V. Los dispositivos MOS usualmente tienen diodos internos de protección para evitar el arco, pero el excesivo voltaje de puerta puede poner en corto el electrodo de compuerta con el canal. El microprocesador La aplicación del microprocesador es el uso creciente de la integración en gran escala con tecnología MOS. Un microprocesador (juP) es un CI que usualmente realiza todas las funciones de la unidad central de proceso (CPU) de una computadora. Las aplicaciones de los microprocesadores incluyen computadoras personales para uso en casa, sistemas de control numérico y pruebas con diagnóstico automático de motores de automóvil.


a. ¿En la familia TTL el 1 lógico usualmente es 1 V o 3.5 V? b. El valor del voltaje VDD para un circuito digital CMOS, ¿es de 12 o de 50 V?

9-6 MÉTODOS DE PRUEBA Los procedimientos de prueba para circuitos que contienen unidades de CI se explicarán para el contador-cronizador (o temporizador) mostrado en la figura 9-10ª. La forma de onda de los impulsos se muestra en la figura 9-10b. Este circuito tiene información digital en el flip-flop doble J-K 7476. El cronizador 555 es una unidad de CI lineal, pero produce impulsos de reloj para el CI 7476. En el lado de la entrada del controlador de tiempo, RA, RB, y C1 son componentes discretos. Pueden probarse con un óhmetro. Las formas de onda de pulso pueden observarse con un oscilosco-

pió (los osciloscopios se describen en el Cap. 18). También, los niveles ALTO y BAJO en los flipflops pueden verificarse con el probador lógico mostrado en la figura 9-11. Análisis de circuitos El controlador de tiempo 555 actúa como un multivibrador astable para producir un tren de pulsos de onda cuadrada en el punto A de la figura 9-10a. Esta forma de onda es la entrada de reloj al FF1. El 7476 está alambrado como un contador de 2 bits. La entrada de reloj a FF2 se suministra por FF1. Las terminales J y K para ambos flip-flops se sostienen en ALTO a 5 V, de modo que la entrada de reloj puede cambiar las salidas de Q. Las terminales de

establecimiento y restablecimiento (disposición y reposición) no se usan aquí. Tampoco se usan las terminales Q. El punto B, después de FF1, es la salida del divisor entre dos, o en lugar de los unos para el conteo. Este punto es Ql de FF1. El punto C a FF2 es la salida del divisor entre cuatro o en lugar de los doces, nótese que la salida de FF1 es también la entrada de reloj para FF2. Considérense las formas de onda mostradas en la figura 9-10b. Al inicio, FF1 y FF2 están borradas o restablecidas (reposición) por un impulso de reloj del cronizador. Entonces Ql y Q2 para ambos flip-flops están en BAJO en el 0 lógico, de modo de que la cuenta binaria se inicia en 00. En

Fig. 9-10. Sistema de reloj contador usando un CI 555 cronizador y un CI flip-flop 7476. a) Diagrama de alambrado, b) Diagrama de forma de onda.


225

la transición de ALTO a BAJO del primer impulso del reloj, FF1 cambia de BAJO a ALTO. Entonces Ql pasa a ALTO para el 1 lógico. La cuenta ahora es 01 binario, como se muestra abajo de la forma de onda del reloj en la figura 9-10¿. FF2 no cambia porque su entrada de reloj necesita un cambio a BAJO, no a ALTO. Ambos flip-flops son estables con Ql en ALTO y Q2 en BAJO hasta que el impulso dos del reloj tiene un flanco de bajada para cambiar de estado a Ql a BAJO. Ahora esta salida cambia a FF2 para hacer a Q2 ALTO. El conteo binario resultante es 10 para las salidas Ql. Recuérdese que el lugar de los unos es a la derecha, a continuación de un punto binario supuesto. La transición de ALTO a BAJO en el impulso tres del reloj hace a Ql cambiar a ALTO. Sin embargo, Q2 permanece en su estado ALTO. Ahora el conteo binario es 11. En el flanco decendente del impulso cuatro del reloj, Ql se cambia a BAJO. Este cambio también pasa a Q2 a BAJO. Así, la cuenta binaria cambia a 00 como en el inicio. El impulso cinco del reloj inicia la secuencia de conteo otra vez.

bajo preba. Los indicadores LED se iluminan para verificar el estado lógico. Este probador puede utilizarse para verificar los niveles lógicos en los circuitos DTL, TTL o CMOS. El conmutador selecciona los niveles de umbral de la familia lógica. La frecuencia de respuesta es hasta 10 MHz. La alta impedancia de entrada es 300 Preguntas de repaso 9-6 (Respuestas en la p.230 )

Responda verdadero o falso. a. Un osciloscopio de doble trazo no puede mostrar dos formas de onda al mismo tiempo. b. El probador lógico mostrado en la figura 9-11 debe conectarse a la fuente de poder del cir cuito bajo prueba. c. En el sistema de la figura 9-10, la terminal de entrada de reloj de FF2 se cambia por la salida Ql de FF1.

Formas de ondas en osciloscopio De be ser práctica común verificar la operación de un circuito digital como el de la figura 9-10 con un osciloscopio para mostrar visualmente los puntos. Se usa comúnmente un osciloscopio de doble trazo para mostrar las dos formas de onda al mismo tiempo. Los puntos A y B pueden compararse. En B, la forma de onda para Ql debe mostrar un ciclo de onda cuadrada por cada dos ciclos en A. Además, los flancos de los impulsos en B deben coincidir con los flancos descendentes de los impulsos en A. Otra comparación es entre las formas de onda en B y C. La onda cuadrada en C es un medio de la frecuencia en B. Probador lógico Como se muestra en la figura 9-11, el probador lógico puede usarse para verificar la operación de un circuito digital. Las dos pinzas de caimán se conectan a la fuente de poder. Luego, la punta de prueba del probador lógico se usa para tocar cualquier parte del circuito 226


Fig. 9-11. Probador lógico para verificar circuitos digitales. (Global Specialties Corporation.)

RESUMEN 1. Las dos clases principales de circuitos integrados son los CI lineal y CI digitales. 2. Los dispositivos más comunes de los CI son 8, 14 y 16 espigas encapsulados en línea doble (DIP), encapsulado cuadrado plano y transistor TO-5 con caja de metal. Las espigas del DIP se numeran en sentido contrario al movimiento de las agujas del reloj a partir de la muesca cuando se ven por la parte superior. 3. El amplificador operacional (amp pp) es el circuito básico para los CI lineales incluyendo reguladores de voltaje, convertidores A/D y D/A, comparadores de voltaje y circuitos de audio y radio y T-V. Los arreglos de transistor y arreglos de diodo también están disponibles. 4. En la construcción bipolar de los CI se usa un bloquecillo o lasca de silicio para formar muchos transistores NPN. Los resistores y los pequeños inductores tam bién pueden integrarse. 5. En la construcción de un CI MOS, el bloquecillo o lasca de silicio se usa para formar muchos transistores de efecto de campo. CMOS, o COS/MOS, tienen canales complementarios N y P. 6. Los CI digitales se clasifican en familias de acuerdo con el tipo de lógica, como TTL o ECL con transistores bipolares o MOS con transistores de efecto de campo. La familia popular TTL tiene 5 V para la alimentación de ce, 3-5 V como ALTO lógico, y 0.1 V para uno BAJO. 7. La cargabilidad de salida.se refiere al número de compuertas adicionales que puede excitar una compuerta. 8. Los circuitos digitales pueden probarse con un osciloscopio para indicar visualmente las formas de onda de impulso o un probador lógico para verificar los ni veles ALTO y BAJO.

AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro)

1. El amplificador operacional (amp op), ¿se usa en los CI lineales o digitales? 2. ¿Un transistor o inductor toma menos espacio en un bloquecillo del CI de silicio? 3. El DIP de 14 espigas, ¿es más o menos común que el encapsulado plano del CI? 4. En la fabricación MOS, ¿la capa de aislamiento del electrodo de compuerta es de dióxido de silicio o de plástico? 5. Cuando ambos canales P y N ocurren en la tecnología M,OS, ¿el bloquecillo es PMOS, NMOS o CMOS? 6. La familia bipolar más popular de CI digitales, ¿es la TTL, DTL o CMOS? 7. El cronizador 555 produce una cadena continua de impulsos, ¿operando de un modo aestable o biestable? Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales 227

8. La serie 7400 de CI digitales, ¿es parte de la familia DTL, T2L o CMOS? 9. La cargabilidad máxima de salida de la serie 7400 de compuertas de CI, ¿es de 10 o 100? 10. En la figura 9-7, ¿el arreglo del CI consiste en transistores NPN o PNP? 11. Los transistores en los CI, ¿se forman con la tecnología MOS similar a los transistores NPN y PNP o IGFET? 12. En la serie 7400 de CI digitales, bipolares, ¿es 3-5 V un nivel ALTO o BAJO? 13. ¿Puede clasificarse un CI digital con dos flip-flops como SSI o LSI? 14. En el flip-flop/-K doble 7476, ¿cada uno es disparado por la transición de ALTO a BAJO con impulso de reloj? 15. El acrónimo ECL, ¿es para la lógica de emisor acoplado con transistores bipolares o MOSFETS? 16. ¿Pueden las formas de onda de los impulsos compararse con el osciloscopio o el de probador lógico? 17. Las terminales de conexión del bloquecillo del CI, ¿son de aluminio o de silicio? 18. ¿Cuál de los bloquecillos usa la menor potencia, TTL, ECL o CMOS? 19. ¿Cuál es un dispositivo electrostático, el MOSFET o los transistores bipolares NPN y PNP? 20. En el sistema de la figura 9-10, ¿la frecuencia de entrada de los impulsos del reloj se divide entre cuatro en la terminal A, B, o C?

PREGUNTAS DE REPASO 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12.

Dé al menos cinco tipos de CI lineales. Dé al menos ocho tipos de CI digitales. Dé al menos tres familias de CI digitales. Nombre cuatro tipos de componentes que generalmente se forman con los blo quecillos de los CI. ¿Qué se quiere significar con componentes discretos usados con un bloquecillo de CI? Dibuje la parte superior de un DIP de catorce espigas. Muestre la muesca y las espigas 1 a 14. Dé los significados de las abreviaturas SSI, MSI, LSI y VLSI. Dé los significados de las abreviaturas DTL, TTL, T 2L y ECL. Dé los significados de CMOS, COS/MOS, PMOS, MOSFET e IGFET. ¿Cuál es el voltaje de alimentación típico con valores lógicos ALTA y BAJA para la familia TTL de CI digitales bipolares? Liste cuando menos cinco parámetros de información que pueden encontrarse en una hoja de datos de CI. Dé descripciones de los siguientes CI digitales: 7400, 7404, 7408, 7432, 7474, 7476. Use, si es necesario, un manual de fabricante.

228 Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales

13. Explique cómo un probador lógico puede conectarse al circuito en la figura 9-10 para verificar la salida del contador divisor entre cuatro. 14. Nombre las siete terminales en cada flip-flop/-K en la figura 9-915. Liste los componentes del arreglo de transistores del CI en la figura 9-7. Dé dos ventajas de los transistores del CI en comparación con los transistores discretos. 16. ¿Que son los convertidores D/A y A/D? 17. a) Dé al menos tres características del amplificador operacional (amp op). b) Dé al menos cinco aplicaciones del circuito amp op.

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. La figura 9-12 muestra la vista inferior de un mini DIP de 8 espigas. Dé los números de las espigas con etiqueta a, b, c y d. 2. Véase el circuito de la figura 9-13 con un cronizador 555 y dos unidades LED. ¿Se iluminarán los diodos cuando la salida del cronizador en la espiga 3 está en el 1 lógico o en el 0 lógico? 3. Calcule la resistencia interna de cada LED en el problema 2 con la espiga tres del cronizador a 3-3 V. 4. Refiérase al flip-flop dualJ-K mostrado en la figura 9-9. Cuando una entrada está a 2.6 V, ¿está en el 1 lógico o en el 0? 5. Refiérase al cronizador 555 y al contador de dos bits de la figura 9-11. Después del impulso 6 del reloj en el diagrama de forma de onda, a) Indique la cuenta binaria para B y C. b) El estado lógico de Q1 en FF1. c) El estado lógico de Q2 en FF2.

Capítulo 9/Encapsulados de CI digitales y lineales 229

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Nombre al menos tres compañías que fabriquen CI lineales y digitales. 2. Liste cuando menos 3 manuales de CI. 3. ¿Cuál piensa usted que tiene más aplicaciones, los CI lineales, o digitales?


230


Capítulo

Amplificadores sintonizados de RF En las frecuencias de radio arriba de 100 kHz, aproximadamente, una etapa de amplificación generalmente está sintonizada a una frecuencia específica por medio de un circuito resonante. El circuito sintonizado puede suministrar la señal de entrada al amplificador, o puede servir como impedancia de carga de salida, o puede usarse para ambas funciones. El propósito es proporcionar la máxima ganancia solamente para las frecuencias en y cercanas a la de resonancia. La razón de por qué un amplificador de RF sintonizado es tan útil, es que su ganancia depende de la respuesta resonante de un circuito sintonizado. Generalmente se usan inductancia L y capacitancia C para la resonancia. Puede variarse ya sea L o C para sintonizar el circuito LC para la máxima ganancia del amplificador a la frecuencia deseada. La acción de sintonización es el medio por el cual un receptor de radio o televisión selecciona la estación deseada entre otras emisiones a diferentes frecuencias de la onda portadora. Los tipos de amplificadores de RF sintonizados y los detalles adicionales de la respuesta en resonancia se describen en los siguientes puntos: 10-1 10-2 10-3 10-4 10-5 10-6 10-7 10-8 10-9 10-10 10-11

Funciones del amplificador de RF Etapa típica del amplificador de RF Respuesta del circuito de sintonía única Resistor de amortiguamiento en derivación Acoplamiento con transformador de sintonía única Transformadores de doble sintonía Sintonización escalonada Trampas de onda Neutralización de amplificadores de RF Filtros mecánicos y de cristal Ruido aleatorio

10

10-1 FUNCIONES DEL AMPLIFICADOR DE RF La idea de una etapa de RF es que está sintonizada para amplificar solamente la señal deseada como se ilustra en la figura 10-1. Hay tres bandas de señales que llegan al amplificador cada una con un ancho de 10 kHz. Aquí se usa una banda, y no solamente una frecuencia única, porque la señal está modulada. Estos ejemplos son para una señal de MA con un ancho de banda de ±.5 kHz producido por la modulación de 5 kHz en la onda portadora de RF. Una banda de frecuencia está centrada alrededor de 900 kHz. La siguiente es de 995 a 1 005 kHz, para una señal de 1 000 kHz; y la tercera está centrada alrededor de 1 100 kHz. La amplitud indicada es de 1 mV para las tres señales de RF al entrar al amplificador. El amplificador está sintonizado por el circuito resonante LC a 1 000 kHz. Por tanto, la etapa amplifica la señal de 1 000 kHz en la mejor forma. Suponga una ganancia de voltaje de 100. La salida del amplificador es entonces 100 X 1 mV = 100 mV, pero solamente para la señal de 1 000 kHz. Hay poca ganancia para las otras señales porque están demasiado alejadas de la frecuencia de resonancia del circuito sintonizado. La ganancia de un amplificador de RF sintonizado resulta de la alta impedancia del circuito LC resonante en paralelo. A la frecuencia resonante

Fig. 10-1. Función de una etapa de sintonía de un amplificador de RF. En este ejemplo el amplificador está sintonizado a 1 000 kHz para un intervalo de frecuencias de 995 a 1 005 kHz.

232

Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF

Fig. 10-2. Ejemplos de circuitos sintonizados de RF. a) Circuito de una sintonía con L y C para 17 MHz. La L de la bobina se ajusta con el tornillo, (b) Transformador de doble sintonía con L y C para 445 kHz. Los capacitores de compensación están en la parte superior.

de 1 000 kHz, la impedancia de carga de salida para el amplificador es máxima. Para la señal de RF de 900 kHz, la impedancia del circuito sintonizado es muy baja porque las frecuencias están demasiado abajo de la resonancia. Por otro lado, la impedancia es baja para 1 100 kHz, la cual está demasiado arriba de la resonancia. En la figura 10-2 se muestran ejemplos de bobinas de RF y capacitores para el circuito LC sintonizado. La L de la bobina (10-2a) puede ajustarse girando el tornillo que mueve el núcleo de ferrita. Los capacitores de mica de ajuste fino de cada bobina (figura (10-2b) pueden variarse para ajustar C. En ambos casos, el circuito L puede sintonizarse a resonancia con la frecuencia deseada. Curva de respuesta de RF En la figura 103, la ganancia del amplificador en el eje vertical se gráfica contra la frecuencia en el eje horizontal. La curva resultante alrededor de fr en la mitad, es la curva de respuesta del amplificador de RF

sintonizado. Esencialmente, es la misma que la curva de resonancia del circuito LC- Solamente las frecuencias a fr y cercanas a la resonancia están en la banda de paso del amplificador. Lo que significa que serán amplificadas con respuesta muy cercana a 100%. Se considera que la banda de paso no incluye frecuencias con una respuesta de 70.7% o más. Las señales de frecuencias demasiado abajo de la banda de paso, o demasiado arriba, no se amplifican sensiblemente. Esas señales pueden estar presentes en la entrada pero no en la salida amplificada porque las frecuencias no producen una respuesta resonante en el circuito LC. La banda de paso de un amplificador de RF sintonizado es parecida a una ventana. La señal deseada en la frecuencia resonante puede pasar, pero las otras señales de frecuencia se bloquean y no pasan en la salida amplificada. Para ejemplos específicos de la respuesta relativa y de los valores de ganancia reales, considérese que 100% de respuesta es una ganancia de 100 cuando fT está a 1 000 kHz. Estos valores corresponden al amplificador de RF del ejemplo de la figura 10-1. Así, con una señal de entrada de lmV, la salida amplificada es 100 mV para 1 000 kHz a f r. Dentro de la banda de paso, la respuesta de 70.7% proporciona la salida de 70.7 mV para las frecuencias cercanas a la resonancia. Los valores 70.7 son para los límites de la banda de frecuencias, una abajo y la otra arriba de f r . Entre fr y los límites de la banda de frecuencias, los valores de ganancia son entre 70.7 y 100. El ancho de la banda de paso depende de la Q del circuito sintonizado. Una alta Q significa un ancho de banda estrecho o una respuesta definida. Una banda de paso más ancha resulta de una Q mas baja.

Un ejemplo de una selectividad "perfecta" se muestra en la figura 10-4. La curva de respuesta tiene lados verticales o faldas. Cualesquiera frecuencias que no estén en la banda de paso, la ganancia será nula. Naturalmente, no es posible tener una respuesta tan perfecta, pero los circuitos de filtros modernos pueden aproximarse al ideal. Los circuitos en resonancia son en realidad filtros sintonizados. La selectividad de una curva de respuesta se indica por la pendiente de las faldas. La pendiente se mide comparando el ancho de banda en las frecuencias de aristas con el ancho de banda más abajo, en la curva. Véase el ejemplo en la figura

Selectividad En la curva de respuesta de la figura 10-3, puede verse que una señal no deseada puede estar cercana a la banda de paso pero no en ella. ¿Podría tal señal pasar? Eso depende de la selectividad, la cual es la capacidad de rechazar tales frecuencias cercanas a la banda de paso en tanto que permiten que la señal deseada sea amplificada.

Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF 233

curva centrada alrededor de de 52 MHz. A las frecuencias a —60 dB el ancho de banda es 56 —48 = 8 MHz. Usando los anchos de banda de 8 y 4 MHz tenemos

Nótese que el factor de selectividad está expresado como una razón, en este caso de 2:1. Mientras menor sea la razón mejor será la selectividad. Así, la curva tiene faldas empinadas porque el ancho de banda de —60 dB no es mucho mayor que el ancho de banda —3 dB.

Fig. 10-5. La selectividad se especifica por comparación de los anchos de banda en la curva donde la respuesta está abajo de — 3dB a — 60 dB.

10-5. Cada ancho de banda se determina restando la más baja de la más alta frecuencia en dos puntos con la misma ganancia. La parte superior de la curva se marca como ganancia 0 dB para representar la máxima ganancia de respuesta al 100%. La menor respuesta se muestra en unidades de — dB para indicar menos ganancia que la máxima. Las frecuencias de arista están a —3 dB abajo, en la curva. Esta ganancia está abajo 29.3%, lo que significa el 10.1% de la ganancia máxima. Los otros dos puntos para medir el ancho de banda están a — 60 dB abajo. Este valor, en dB, es una razón de voltaje de 1:1 000. Para calcular el factor de selectividad, la fórmula es

Por ejemplo, véase a las frecuencias marcadas en la figura 10-5. A las frecuencias —3dB, el ancho de banda es 54 — 50 = 4 MHz para esta 234 Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF

Ganancia de RF Otra medida del rendimiento es la habilidad para proporcionar suficiente ganancia para las señales de RF en la banda de paso. Por ejemplo, en los receptores de radio y televisión, las señales de RF de la antena puede tener una amplitud de 2 a 5 μV. Con objeto de que la señal sea detectada debe amplificarse al nivel de 2 a 5 V aproximadamente. La ganancia de voltaje necesaria, entonces, es de 1 000 000. Se debe proporcionar por amplificadores sintonizados. Antes de la detección, los amplificadores para la señal portadora están sintonizados. Después, el detector recupera la modulación y la señal puede amplificarse en etapas no sintonizadas. El número de etapas sintonizadas necesarias dependerá de cómo pueda contribuir la ganancia en cada etapa para la ganancia global. Recuérdese que la ganancia total de etapas en cascada es el producto de los valores individuales de ganancia. Por ejemplo, si cada etapa sintonizada puede proporcionar una ganancia de 100 solamente serán necesarias 3 etapas para una ganancia global de 1 000 000. Los cálculos son 100 x 100 x 100 = 1,000,000 Cuando la ganancia se expresa en valores dB, las cifras de las ganancias individuales se añaden. Una ganancia de voltaje de 100 es igual a 40 dB. La ganancia global para las tres etapas es entonces 40 + 40 + 40 = 120 dB

Transistores de RF Conforme la frecuencia de la señal para un amplificador de transistores se aumenta, la ganancia de salida finalmente disminuye porque la habilidad de amplificación del transistor cae. Esto es debido a dos factores: el tiempo de tránsito y la capacitancia interna. A los portadores de carga del emisor les toma tiempo para difundirse a través de la base a la juntura del colector. Si ese tiempo de tránsito es comparable con el periodo de la frecuencia de la señal, la ganancia se reducirá. Otro efecto proviene de la capacitancia de la juntura del colector. Conforme la frecuencia de la señal sube la reactancia de la capacitancia interna baja. La reactancia queda en derivación con el circuito colector de salida con una impedancia baja cuando la frecuencia es suficientemente alta. La baja impedancia de salida causa baja ganancia. Debido a estos factores, los transistores de RF están diseñados para tener una base delgada con el fin de reducir el tiempo de difusión y una pequeña área de juntura para que la capacitancia sea mínima. No obstante, cualquier transistor tiene cierto límite en el cual su ganancia baja a la unidad, o 1, lo que significa que no hay amplificación. Producto de la ganancia por el ancho de banda La ganancia o beta (β) y los límites de frecuencia se indican por el producto de ganancia ancho de banda fT . La fórmula para f T es

b. Un amplificador de RF tiene una ganancia de 10 al 100% de respuesta. ¿Cuál es la ganancia a las frecuencias de arista abajo de —3 dB?

10-2 ETAPA TÍPICA DEL AMPLIFICADOR DE RF En la figura 10-6a la señal de entrada de RF está acoplada a la base de Q1. Este transistor es un NPN de silicio en el circuito de EC. C, es el capacitor de acoplamiento de entrada. La salida amplificada se toma del colector, el cual tiene un circuito sintonizado con LA y CA. La señal de salida está acoplada por C5 a la siguiente etapa. En el circuito de emisor y base, se usa como una combinación de polarización fija para la base y de auto polarización del emisor para la estabilización del circuito. R3 produce la polarización del emisor y C3 es el capacitor de paso o en derivación del emisor para las señales de frecuencias de RF. El divisor de voltaje RJRJ suministra el voltaje en sentido directo o de avance requerido en la base. Esta polarización fija tiene una polaridad positiva del suministro del colector Vcc. Nótese queC2 deriva las frecuencias de la señal de RF del voltaje de alimentación de ce. Es importante darse cuenta que el colector en sí mismo no deriva a la señal. El colector debe proporcionar la señal amplificada de salida.

Circuito equivalente para la carga del Como un ejemplo, el transistor 2N5179 tiene una fT de 1 000 MHz. Esta especificación significa que el transistor tiene una /3 efectiva de 10 a 100 MHz, porque el producto 10 X 100 MHz es 1 000 MHz. El transistor puede tener una beta efectiva de 20 a 500 MHz. Preguntas de repaso 10-1 (Respuestas en la p. 258)

a. La pendiente de las faldas en una curva de respuesta en la región de RF, ¿determina selectividad o sensibilidad?

colector En la figura 10-66, se ilustra el circuito sólo para la señal de ca, sin ningún voltaje de ce. La idea principal aquí es que el lado de LA conectado a VCc está conectado a tierra por C2que deriva la señal de RF. Por tanto, LA está efectivamente en paralelo con CA para la señal de RF. El circuito resonante es la impedancia de carga del colector para la señal amplificada de salida del amplificador de RF sintonizado. R4 representa la resistencia de entrada de la siguiente etapa que en general se considera entre la base y el emisor en el circuito de EC. Debido a la baja reactancia del capacitor Q de acoplamiento, Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF 235

el lado alto de R4 está efectivamente conectado a CA para la señal de RF. En el extremo inferior, tanto CA como R4 están puestos a tierra. Están en paralelo, por tanto, con R4 derivando al circuito sintonizado de CA y LA. La resistencia en derivación de R4 determina la impedancia y el ancho de banda del circuito resonante.

más alta con valores más altos de la impedancia de carga del colector. Por tanto, el amplificador de RF sintonizado tiene ganancia máxima a la frecuencia de resonancia. Este amplificador selecciona señales de RF en y cerca de la frecuencia de 1 MHz. El ancho de banda depende de la Q del circuito sintonizado.

Respuesta de resonancia Supóngase que la inductancia de LA en la figura 10-6 es 200 μH

Capacitancias del transistor Aunque los

y la capacitancia de CA es 126 pF. Entonces podemos calcular la frecuencia resonante del circuito sintonizado:

valores son bajos en la región de picofarads, la reactancia puede ser suficientemente baja en los amplificadores de RF para afectar la ganancia y los circuitos sintonizados. Ejemplos representativos para un transistor de juntura, en un circuito ampli-

La baja reactancia para Cent reduce la señal de entrada. Además, la baja reactancia para Csal disminuye la impedancia de carga de salida, la cual reduce la ganancia. Finalmente, la baja reactancia de CCB permite la realimentación interna de la señal amplificada de salida regresándola a la entrada. Recuérdese que la impedancia de un circuito resonante en paralelo es máxima para fr. Además la ganancia de voltaje de un amplificador de EC es Efecto Miller En añadidura, la amplificación de la señal de ca aumenta el valor dinámico de la capacitancia de entrada. La razón es que la señal de salida invertida puede realimentar a Ctn, y reduce su voltaje. Esta acción, la cual es equivalente a aumentar a Cent, se llama efecto Miller. Para los mismos valores de C considerados antes y una ga-

Fig. 10-6. Etapa típica de amplificador del RF. a) Diagrama esquemático b) Circuito equivalente mostrando el circuito resonante en paralelo para la impedancia de carga del colector.

236


nancia de voltaje de 12 el valor dinámico de la capacitancia de entrada es + (CCB x Av), aproximadamente o 10 + (8 x 12) = 106 pF Preguntas de repaso 10-2 (Respuestas en la p. 258)

Refiérase a la figura 10-6 a. Cuando se aumenta CA, ¿aumentará o disminuirá la frecuencia de resonancia?

10-3 RESPUESTA DEL CIRCUITO DE SINTONÍA ÚNICA Las dos características principales de un circuito sintonizado LC son su frecuencia de resonancia y su Q. La determina qué frecuencias de señal pueden amplificarse. La Q determina el ancho de banda.

Como un ejemplo, supóngase una bobina que tiene XL de 1 000 a una frecuencia específica, y una para r s . Entonces, la resistencia total de 5 Q de la bobina es 1 000/5 = 200. Q es adimensio-nal porque los ohms en la razón se cancelan. Los capacitores tienen también pérdidas resistivas, principalmente por los efectos de calentamiento en el dieléctrico. Como regla general, sin embargo, los capacitores que se utilizan en los amplificadores de RF sintonizados tienen una Q mucho mayor que las bobinas. Así la Q de un circuito sintonizado suele depender de la Q de la bobina. La Q más baja para un circuito determina el factor (o índice) de calidad, precisamente como el eslabón mas débil determina la resistencia de una cadena. La figura 10-7 determina cómo calcular Q para 2 ejemplos equivalentes. En la figura l0-7a el circuito resonante en serie tiene una bobina con XL de 1 000 y una r s de 5 . La Q entonces es de 1 000/5 = 200 de la bobina. Este valor es también la Q del circuito sintonizado. En la figura 10-7b, se muestra el circuito equivalente de respuesta en paralelo. Este caso es importante respecto a los amplificadores de RF sintonizados porque la impedancia de la carga del colector está generalmente en un circuito resonante en paralelo. Se usan las mismas L y C como en la figura 10-7a, pero para la resonancia en paralelo es mas útil considerar a Q en términos de la resistencia en paralelo RP derivando el circuito sintonizado. Por tanto, la resistencia en serie de la bobina rs se convierte en la resistencia en derivación equivalente RP. La fórmula de conversión es

Q, o factor (índice) de calidad En general Q se determina por la razón de la energía almacenada o reactiva para la energía disipada o resistiva. La energía reactiva de una bobina se determina por XL. La energía disipada de la bobina se determina por la resistencia en serie rs del devanado. Para una bobina, por tanto,

Para calcular Q con la RP en paralelo en lugar de la r s en serie la fórmula os Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF

237

Nótese que aquí XL está en el denominador para dividir el valor más alto de Rp. En este ejemplo,

La Q de este circuito sintonizado es 200, calculados va sea de la rs en serie de la bobina o de su RP en derivación equivalente. Esta conversión se aplica para los circuitos con alta Q con valores de Q de 10 o más.

Q y ancho de banda (BW) En la figura 10-8 se comparan dos curvas de impedancia para circuitos resonantes en paralelo. Ambas tienen la misma frecuencia de resonancia pero valores diferentes de Q. Nótese que la curva de alta Q tiene más alta impedancia en Sin embargo, esta curva es más estrecha, lo que significa un menor ancho de banda. La curva con más baja Q tiene mayor ancho de banda pero menos ganancia. La alta impedancia para la carga del amplificador significa alta ganancia. Además, una curva de respuesta estrecha permite buena selectividad. Sin embargo, ciertos factores adicionales pueden hacer deseable tener un ancho de banda mayor para un amplificador de RF sintonizado. Primero: una señal modulada de RF consiste en una banda de frecuencias, producida por la modulación, alrededor de la frecuencia central de la portadora. El ancho de banda debe ser lo suficientemente grande para incluir todas las frecuencias con objeto de preservar la modulación de la señal. Otro factor es que demasiada ganancia puede hacer al amplificador de RF inestable y que tenga una tendencia a oscilar. El ancho de banda de un circuito de sintonía única puede calcularse por la fórmula

Fig. 10-7. Cálculo de Q para circuitos en serie y paralelo, a) Circuito resonante en serie con rs igual a la resistencia de la bobina, b) Circuito resonante en paralelo con una resistencia equivalente de amortiguamiento Rp en derivación.

Fig. 10-8. Curvas de impedancia para resonancia en paralelo con alta Q y baja Q.

238


Para el ejemplo de la figura 10-9, f r es de 1 MHz y la Q es 50. Entonces

10-4 RESISTOR DE AMORTIGUAMIENTO EN DERIVACIÓN La figura 10-10a muestra el mismo circuito resonante de la figura 10-7 pero con un resistor de amortiguamiento RD de 15 k La resistencia no es equivalente a la resistencia RP de la bobina; es una resistencia real de carbón conectada en paralelo. El propósito de Rnes bajar la Q y aumentar el ancho de banda en el circuito LC resonante. La razón de por qué la resistencia en derivación baja la Q es que la trayectoria en paralelo es una rama para la corriente resistiva. Los valores bajos de RD resultan en menos Q y más ancho de banda. Hay más corriente de rama resistiva en relación con la corriente reactiva en las ramas L y C. En otras palabras, un valor más bajo para RD en derivación significa mayor amortiguamiento. Amortiguamiento de respuesta transitoria El amortiguamiento se refiere básicamente al efecto de inhibición que la resistencia

Fig. 10-9. Ejemplo de ancho de banda (BW) de potencia mitad en una curva de respuesta para un circuito resonante con Q = 50.

El ancho de banda, al igual que , está en unidades de frecuencia. El valor de 20 kHz es el ancho de banda a los — 3 dB, o los puntos correspondientes a la mitad de potencia en la curva de respuesta. Esto es, el BW está entre los límites de las frecuencias con 70.7% de respuesta.

Preguntas de repaso 10-3 (Respuestas en la p. 258) Fig. 10-10. Resistor de amortiguamiento Rp en derivación conectado a través de un circuito LC sintonizado, a) Circuito real con RD — 15 k . b) Resistencia equivalente Rodé la bobina en paralelo con Rp. La bobina es la misma que la mostrada en la figura 10-7.


239

tiene sobre la respuesta transitoria del circuito sintonizado. Un transitorio en un cambio rápido en voltaje o corriente. La amplitud es alta por un corto tiempo y después disminuye. Cualquier transitorio, como una ráfaga abrupta de la energía de la señal, puede establecer la oscilación en el circuito sintonizado. El circuito LC oscila a su frecuencia de resonancia natural, la cual es fr. La oscilación se inicia usualmente por un voltaje autoinducido a través de L. Debe notarse que las oscilaciones también pueden causarse por realimentación parásita. Un circuito sintonizado con alta Q oscila por un periodo más largo antes de que las pérdidas resistivas en la bobina y el circuito amortigüen las oscilaciones. Una resistencia amortiguadora aumenta estas pérdidas resistivas y disminuye el tiempo que toman las oscilaciones para disminuir a cero. Por esta razón, con frecuencia un circuito sintonizado es amortiguado para mejorar su respuesta transitoria. Una mejor respuesta transitoria significa que el circuito no puede oscilar. Este efecto de amortiguamiento equivale a bajar la Q y aumentar el ancho de banda de la curva de respuesta de resonancia del circuito sintonizado. La R de amortiguamiento puede estar en serie o en paralelo con L pero generalmente se usa un resistor de amortiguamiento en derivación, como RQ en la figura 10-10. La razón es que la resistencia en paralelo no altera la simetría de la curva de respuesta de frecuencia.

Q L cargada con resistor de amortiguamiento Puede calcularse la Q en el circuito de la figura 10-10 para ver cómo el resistor de amortiguamiento en derivación RD baja la carga del circuito sintonizado para una menor Q y más ancho de banda. Recuérdese que para R en paralelo, la Q se calcula comoR/XL. En la figura 10-10a, la Q es igual a RD/X L o sea 15-000/1 000 = 15. Esta Q está con R^ como carga en derivación. Compárese esto con la figura 10-7, donde el mismo circuito tiene una Q sin carga de 200. El nombre de resistor de amortiguamiento indica que el efecto de alta Q en el circuito sintoni240 Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF

zado mismo se supera por la Q menor con el amortiguamiento en derivación. Específicamente, la resistencia equivalente en derivación de la bobina, la cual es relativamente alta, se reduce al valor de la RD en paralelo porque ésta es mucho menor.

ésta es mucho menor. La RT total de las dos resistencias en paralelo se determina principalmente por la R menor. En otras palabras, la RP de una bobina con alta Q se reduce (amortigua) por el valor más bajo de RD en paralelo. Además de esto, la Z máxima de un circuito sintonizado en paralelo en resonancia se vuelve igual a RQ por su efecto de amortiguamiento. Entonces la ganancia de un amplificador sintonizado está determinada por la magnitud de Rf . En resumen, el resistor de amortiguamiento Rn en derivación se usa con el propósito de bajar la Q de un circuito de una sintonía única para obtener más ancho de banda. RD puede usarse también en cualquier lado de un circuito de doble sintonía o en ambos lados. Cuando RD es lo suficientemente baja en un lado de un circuito de doble sintonía el efecto de amortiguamiento resulta en la misma respuesta de frecuencia como en un circuito de sintonía única.


En la figura 10-10, considérese que RD sea de 20

a. Calcule la Q para el circuito sintonizado mostrado en la figura 10-l0d. b. Calcule la resistencia total para RD y RP en pa ralelo, figura 10-10a. c. ¿Cuál de las resistencias Ro proporciona un mayor ancho de banda 20 o 15 k ?

10-5 ACOPLAMIENTO CON TRANSFORMADOR DE SINTONÍA ÚNICA

siempre un problema cuando por un componente fluyen corrientes de radiofrecuencia. El blindaje aisla el transformador de interferencia que se generan dentro de él o de la que proviene de afuera.

En la figura 10-11, Q1 es un amplificador de RF en cascada con otro amplificador de RF Q2. Ambos son transistores NPN en un circuito de EC. El transformador entre etapas T1 se usa para acoplar la señal amplificada de RF de la salida del colector de Ql a la entrada al circuito de base de Q2. El devanado del primario L) está sintonizado por C1 para proporcionar un circuito resonante en paralelo para la impedancia de carga del colector. L1 acopla la señal de RF en L2 por inducción mutua. No es necesario un capacitor para el acoplamiento, pero C3 bloquea el voltaje de polarización de ce en Q2 para evitar un corto circuito a tierra a través del devanado L2. Nótese que T1 está dentro de un blindaje metálico como se indica por las líneas punteadas. El blindaje se usa frecuentemente en los transformadores de RF. Su propósito es evitar que L1 o L2 capturen interferencia de señales externas y evitar que el mismo transformador radie señales de RF a otras partes del circuito. La radiación es

Alineamiento o ajuste Los transformadores sintonizados en los amplificadores de RF son usualmente ajustables de modo que el circuito pueda sintonizarse para amplificar las frecuencias deseadas de la señal de RF. Un método común es el núcleo ajustable, el cual se indica por las flechas punteadas a la derecha de L, en la figura 10-11. Se añade un tornillo roscado a un cuerpo de ferrita para desplazar al núcleo hacia adentro y hacia afuera de la bobina y ajustando, por tanto, la inductancia de la bobina. La frecuencia resonante del circuito sintonizado puede ajustarse entonces variando L. El proceso de sintonizar amplificadores sucesivos a la frecuencia de la señal deseada se llama alineamiento o ajuste de los circuitos sintonizados. Para el alineamiento se usa una herramienta especial de plástico para evitar la capacitancia parásita o dispersa que desintonizaría los circuitos.

Igualación o acoplamiento de impedan-cias de un transformador En la figura 10-11 T1 tiene una razón de vueltas L1 a L2

de un transformador reductor. El propósito es igualar o acoplar la baja impedancia del circuito de entrada de base de Q2 con la mayor impedancia del circuito de salida del colector de Ql. El teorema de máxima transferencia de potencia establece que se suministra más potencia a una carga cuando la impedancia de la carga es la misma que la de la fuente de señal. En la figura 10-11, el circuito colector de Ql es la fuente de señal y el circuito de base de Q2 es la carga. Cuando las impedancias no son iguales, puede usarse un transformador para corregir la desigualdad.

Fig. 10-11. Amplificador de RF de una sintonía con transformador de acoplamiento.

Bobina con tomas en el circuito del colector Otra técnica para igualar o acoplar las Capítulo lo/Amplificadores sintonizados de RF

241

Fig. 10-12. Bobina L, con tomas en el circuito del colector usado para la igualación (acoplamiento) de las impedancias.

impedancias se muestra en la figura 10-12. En ese circuito, la bobina L1 para el circuito sintonizado tiene tomas o derivaciones de reducción para la conexión al colector. En esta forma pueden usarse más L y menos C para una alta Q y Z en el circuito resonante. Sin embargo, el colector está en un punto de baja impedancia. Si el colector se conectara a través de todo el devanado de la bobina, el circuito tendría una carga demasiado baja. En efecto, la toma permite que la impedancia del colector se iguale o acople a la impedancia más alta del circuito resonante en paralelo. El resultado es buena selectividad en el circuito sintonizado pero dentro de los valores requeridos de impedancia. Preguntas de repaso 10-5 (Respuestas en la p. 258)

a. En la figura 10-11, ¿Q1 es un circuito de EC, BC o CC? b. En la figura 10-11, ¿cuál símbolo indica el se cundario del transformador de RF de acopla miento? c. En la figura 10-11, ¿cuál componente forma el circuito sintonizado con el primario de T1 ?

10-6 TRANSFORMADORES DE DOBLE SINTONÍA La curva de respuesta de sintonía única carece de suficiente ancho de banda para muchas aplicacio242 Capitulo 10/Amplificadores sintonizados de RF

Fig. 10-13. Ejemplo de una curva de respuesta de doble sintonía para la señal cromática de 3.58 MHz en un receptor de televisión de color.

nes. Como ejemplo se muestra, en la figura 10-13, la respuesta deseada de la frecuencia de la salida para la banda de paso cromática de un amplificador de un receptor de televisión a color. Este amplificador proporciona la ganancia requerida y la selectividad para la señal cromática modulada de 3.58 MHz antes de que sea desmodulada. Más señal cromática significa más color en la imagen reproducida. Nótese que la curva de respuesta tiene faldas muy inclinadas y un ancho de banda de 1 MHz a los —3 dB de los límites de la banda frecuencias. Esta banda de paso de ± 0.5 MHz es ancha comparada con una fr de 3-58 MHz al centro. La doble cresta en la curva de respuesta es una característica del transformador del circuito de doble sintonía que tiene un buen acoplamiento para aumentar el ancho de banda. El circuito de un amplificador con banda de paso cromática se muestra en la figura 10-14. El transformador T1 de banda de paso está en doble sintonía; tanto el primario como el secundario son resonantes a la misma frecuencia. Las dos flechas para el núcleo ajustable indican los ajustes de alineación. La flecha de la izquierda es para sintonizar LP. Se encuentra usualmente en la parte superior de la cubierta de blindaje. El secundario puede sintonizarse por el fondo.

Coeficiente de acoplamiento La forma de la curva de respuesta de frecuencia de un

Fig. 10-14. Amplificador de RF con transformador Ti de doble sintonía. El circuito es un amplificador cromático con banda de paso en un receptor de televisión de color.

Fig. 10-15. Curvas de respuesta para valores diferentes del coeficiente k de acoplamiento. El ancho de banda aumenta cuando k aumenta.


243

transformador dé doble sintonía depende del valor de la inductancia mutua LM entre LP y Ls. El coeficiente de acoplamiento es

donde k no tiene unidades porque es una razón de los valores de inductancia. Los valores típicos de k en los transformadores de RF son 0.01 a 0.05. Los devanados del primario y del secundario suelen estar sobre el mismo núcleo aislados. Cuando están próximos entre sí la inductancia mutua y k son relativamente grandes. La condición se llama frecuentemente acoplamiento estrecho (fuerte, rígido) lo cual significa que LP y Ls están cercanas. Cuando los devanados están más separados, una menor LM resulta en una menor k. Esta condición se llama acoplamiento débil.

Acoplamiento crítico kc El caso importante de acoplamiento crítico ocurre cuando el coeficiente de acoplamiento tiene el siguiente valor:

Un transformador de doble sintonía con acoplamiento crítico produce una curva de respuesta que se aproxima a la ideal. La parte superior es plana con una ganancia uniforme sobre una amplia gama de frecuencias. Además, la selectividad de falda es más definida que la de un circuito de sintonía única. En la figura 10-15 se comparan tres curvas de respuestas para diferentes valores de k. En realidad la comparación se hace respecto a la curva de acoplamiento crítico con una kc de 0.025. Para el acoplamiento débil con una menor k, la respuesta sería parecida a la de un circuito de sintonía única. Aumentando k se ensancha la parte superior de la curva y los lados se hacen más definidos hasta el punto del acoplamiento crítico. Cuando k es mayor que el valor crítico, se dice que el transformador está sobreacoplado. El aco244


plamiento estrecho aumenta más el ancho de banda, pero la curva tiene una apariencia con doble cresta como en las curvas de la figura 10-15b y c. La curva de respuesta cromática en la figura 1013 también tiene dos crestas. Demasiado sobreacoplamiento puede producir un mínimo en la frecuencia resonante. En resumen, el acoplamiento crítico kc aumenta el ancho de banda y hace más definidas las faldas sin una doble joroba en la curva. El acoplamiento débil es menor que kc y tiene menos ancho de banda. El acoplamiento mayor que ícc es acoplamiento estrecho o sobreacoplamiento para más ancho de banda, pero con una doble joroba. Preguntas de repaso 10-6 (Respuestas en la p. 258)

a. ¿Cuál es el ancho de banda —3 bB para la curva en la figura 10-13? b. ¿Cuál es el valor de k( para la curva con acoplamiento crítico mostrada en la figura 10-15? c. ¿Cuál permite más ancho de banda, una respuesta de sintonía única o una respuesta de doble sintonía con acoplamiento crítico?

10-7 SINTONIZACIÓN ESCALONADA En la sintonía escalonada, se usan dos o más etapas de sintonía única y cada circuito resonante está, por etapas, a diferentes frecuencias. Las ventajas de la sintonía escalonada son ancho de banda aumentado y buena selectividad de falda. Cuando todas las etapas en cascada son resonantes a la misma frecuencia, se dice que la combinación tiene sintonía sincrónica. El circuito en cascada aumenta la ganancia, pero la sintonía sincronizada reduce notablemente el ancho de banda global. La razón es la respuesta reducida para las frecuencias precisamente un poco fuera de fr . El factor de reducción se multiplica por el efecto de la ganancia en cascada.

Fig. 10-16. Circuitos integrados (Cl) amplificadores para dos etapas sintonizadas con frecuencias resonantes en etapas en fr1 y f r2 . La conexión del GAC es para el control automático de la ganancia.

En la figura 10-16 el circuito es un amplificador de RF de dos etapas en el cual se usa un CI para cada etapa y las frecuencias para los dos circuitos sintonizados están escalonadas. En la etapa uno, el primario de T1 está sintonizado a la frecuencia de resonancia fr1 . Además en la etapa dos el primario T2 esta sintonizado a fr2. Esta frecuencia de resonancia está un poco arriba de fn , como se muestra en las figuras de respuesta de la figura 10-17. En la figura 10-17, la curva menor, a la izquierda, para fr1 es una respuesta típica de sintonía única. La curva de la derecha es similar, pero para una frecuencia resonante más alta fn2 . Sin embargo, la respuesta global para ambas etapas es más plana y ancha en la parte superior. Su frecuencia central fc está entre f r1 y f r2 . La curva global de respuesta combina los valores de ganancia para las curvas de respuestas de las etapas 1 y 2. Para las frecuencias en la banda de paso en donde una curva está baja, la otra está alta. En fc exactamente, ambas curvas tienen el mismo valor medio de ganancia. Como resultado, la respuesta de ambas etapas tiene una banda de paso ancha de frecuencias con ganancia uniforme. Cuando hay dos etapas la combinación es un par escalonado. Las dos frecuencias resonantes son

simétricas a ambos lados de fC . Los dos circuitos sintonizados tienen la misma Q. Para una triple etapa, una etapa está sintonizada a fc. y se combina con un par de etapas. Los valores Q y las frecuencias resonantes se diseñan para proporcionar ganancia uniforme a través de la banda de paso.

FRECUENCIA

Fig. 10-17. Curvas de ganancia y frecuencia para el par de amplificadores por etapas en la figura 10-16.


245


a. La sintonía sincronizada con etapas en cascada, ¿aumenta o disminuye el ancho de banda global? b. En la figura 10-16, dé las designaciones literales para los transformadores usados para las dos etapas de sintonía única. c. En la figura 10-17 con = 41 MHz y el acoplamiento crítico = 43 MHz, ¿cuál es

10-8 TRAMPAS DE ONDA Un circuito resonante que se usa para rechazar una frecuencia no deseada se llama trampa de onda o circuito trampa. El rechazo o atenuación se realiza por una reducción definida en la ganancia del amplificador en la frecuencia de trampa. En la figura 1018 se muestran tres ejemplos de circuitos trampa. En todos los casos, la trampa de onda es un circuito LC resonante sintonizado a la frecuencia que se rechaza. Sin embargo, el método de reducir la ganancia depende de cómo se conecte la trampa.

(a)

Trampa de resonancia en paralelo

En

el método de trampa de la figura 10-18a, L2 se sintoniza con C2 para formar un circuito paralelo de resonancia. Tanto L 2 como C 2 forman la trampa de onda. La trampa en sí misma, sin embargo, está en serie con la trayectoria de la señal para la siguiente etapa de amplificación. La resonancia en paralelo proporciona una alta impedancia en la frecuencia de resonancia. Cuando la trampa está en serie, no obstante, la alta impedancia produce máximo voltaje a través de la combinación L2C2en la frecuencia de rechazo con voltaje mínimo para la entrada a la siguiente etapa. La trampa en sí misma tiene voltaje máximo, pero ese voltaje no se conecta a través del siguiente circuito de entrada porque ningún lado del circuito de la trampa está puesto a tierra. El circuito trampa está en serie con la resistencia de entrada del siguiente amplificador para formar un divisor de voltaje del colector de Ql a masa. Más voltaje a través de la trampa significa menos voltaje para la otra parte del divisor. Debe notarse que las frecuencias en la banda de. paso del amplificador tienen su ganancia normal. El circuito sintonizado con proporciona la impedancia de carga del colector. Con la trampa de onda sólo se rechazan las frecuencias que deben ser atenuadas.

(b)

(c)

Fig. 10-18. Tres métodos para usar un circuito de trampa para rechazar una frecuencia indeseable, a) Circuito en paralelo de resonancia conectado en serie con la trayectoria de la señal a la siguiente etapa, b) Circuito en serie de resonancia conectado en derivación con la impedancia de carga del colector, c) Trampa de absorción con L2 acoplado inductivamente a L 1 .

246


Trampa de resonancia en serie Pueden obtenerse los mismos resultados con la trampa de onda resonante en serie mostrada en la figura 1018b. Aquí, L2 y C2 forman un circuito de resonancia en serie. La resonancia en serie proporciona una muy baja impedancia a la resonancia. Este circuito trampa está conectado en derivación con el circuito del colector de salida de Ql. La frecuencia de rechazo por tanto, está puesta en corto a tierra, dada la baja impedancia de la trampa de resonancia en serie.

Trampa de absorción En el método de trampa de la figura 10-18 C , L 2 en el circuito trampa está acoplada inductivamente a L1 en el circuito sintonizado del colector. No hay conexión directa, pero los dos circuitos sintonizados están acoplados por la acción del transformador. Cuando la trampa resuena en su frecuencia de rechazo, en el circuito L2C2 fluye la máxima corriente. La corriente absorbe energía del circuito del colector. El efecto es que el circuito sintonízado L1C1 se descarga, el cual baja la Q del circuito, y así la amplificación tiene baja impedancia de salida y muy poca ganancia en la frecuencia de trampa. Una aplicación de las trampas de onda La curva de respuesta de frecuencia en la figura 10-19 muestra cómo se usan los circuitos

trampa para rechazar las frecuencias no deseadas. Esta curva es para el amplificador de FI de imagen en un receptor de televisión. Se usan circuitos trampa para evitar que la señal de sonido interfiera con la señal de imagen. El efecto de voltaje de audio acoplado al tubo de imagen consiste en que produce barras oscuras y claras a través de la pantalla que varían con la señal de sonido. Las frecuencias marcadas en la figura 10-19 pueden resumirse como sigue: S A 41.25 MHz para la señal de sonido asociada. Este es el sonido para el canal que está sintonizado. C 42.17 MHz para la señal subportadora de color. P 45.75 MHz para la señal portadora de imagen. S L. 47.25 MHz para la señal inferior adyacente de sonido. Este es el sonido para el canal de abajo de la estación sintonizada. Todas estas son frecuencias intermedias en el amplificador de FI de imagen del receptor de televisión. La trampa a 41.25 MHz se ajusta para reducir la señal asociada de sonido en el amplificador IF de imagen con el objeto de evitar las barras de sonido en la imagen. La trampa a 47.25 MHz reduce esta respuesta para evitar la interferencia del canal inferior adyacente. Los circuitos de trampa se sintonizan alimentando en la señal una frecuencia de rechazo y ajustando para un mínimo pronunciado en la salida. Preguntas de repaso 10-8 (Respuestas en la p. 258)

FRECUENCIA →

Fig. 10-19. Curva típica de respuesta de FI de un receptor de televisión mostrando el efecto de las trampas de onda en el rechazo de 47.25 y 41.25 MHz.

a. ¿En cuál figura, 10-18a o 10-18b, la trampa actúa como un corto circuito en la frecuencia de rechazo? b. En la figura 10-18c, ¿está o L2C2 sintonizado a la frecuencia de rechazo? Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF 247

10-9 NEUTRALIZACIÓN DE AMPLIFICADORES DE RF Los transistores son dispositivos bilaterales, lo que significa que la señal puede alimentarse en dos sentidos: uno es de la entrada a la salida para amplificación; la otra es de la salida a la entrada como realimentación interna. La realimentación depende de las propiedades internas del transistor y del tipo de circuito del amplificador. Estos factores son especialmente importantes para los amplificadores de RF porque aun una baja capacitancia interna puede tener reactancia lo suficientemente baja para permitir que se establezca una realimentación a radiofrecuencias. Un problema serio con la realimentación es la inestabilidad del amplificador. La señal amplificada en la salida, que se realimenta, puede tener el corrimiento correcto de fase, a alguna frecuencia, para llegar a la entrada con la misma fase que la señal de entrada. Esto puede producir realimentación positiva, la cual se usa para los circuitos osciladores. El circuito, entonces, se convierte en un oscilador en lugar de ser un amplificador de RF Cuando esto sucede, se dice que el amplificador es inestable porque puede oscilar.

Fig. 10-20. Trayectoria de la realimentación interna en un transmisor de juntura.

Capacitor externo de neutralización Puede establecerse otra trayectoria de realimentación en el amplificador de RF para neutralizar el efecto de realimentación interna. Generalmente se usa un capacitor de neutralización que tiene casi el mismo valor que el de la capacitancia interna. Un ejemplo es C2 en el circuito amplificador de RF mostrado en la figura 10-21. La señal neutraliza-

Realimentación interna La figura 10-20 muestra la trayectoria para la realimentación en el interior de un transistor de juntura.Ci5C es la capacitancia de la junta entre el colector y la base. Los valores típicos son 5 a 20 pF. Aunque esa capacitancia es baja puede alimentar parte de la señal de RF amplificada de la salida del colector para devolverla a la entrada de base. RBC representa la componente resistiva de la trayectoria de realimentación. Los dos componentes CBC y RBC forman un circuito RC de corrimiento de fase. En cierta frecuencia, el corrimiento de fase combinado con el corrimiento de fase en el circuito de salida del colector puede producir determinada realimentación que esté en fase con la señal de entrada a la base. El amplificador, entonces, puede oscilar a esa frecuencia.

248


Fig. 10-21. Circuito amplificador de RF sintonizado con capacitor C2 neutralizador.

dora que se realimenta a través de C2 debe ser de la misma amplitud que la que se realimenta internamente, pero fuera de fase con ella. Así se cancela la realimentación interna. El resultado es una operación estable del amplificador debido al circuito neutralizado. Amplificador de RF neutralizado En el circuito de la figura 10-21, C2 es el capacitor neutralizador. Alimenta parte de la señal amplificada de salida del colector regresándola a la base. Sin embargo, la polaridad de la señal de neutralizado debe estar en oposición a la señal amplificada de salida. La razón es que la señal amplificada de salida se realimenta a través de la capacitancia interna. Recuérdese que la señal neutralizadora cancela la realimentación interna. Con el objeto de proporcionar una señal neutralizadora, el circuito sintonizado del colector usa los dos capacitores C3 y C4 para resonar con L1. La unión de C3 y C4 está conectada a tierra. Entonces la terminal de C3 que no está conectada a tierra es superior y en la terminal inferior de C4 tienen señales 180° fuera de fase. El voltaje de la señal a través de C3 es la realimentación del capacitor C2 neutralizador. Asimismo, R3 se usa para aislar al circuito sintonizado de Vccde modo que C5 en la parte superior puede tener un voltaje de la señal sin ninguna derivación de la fuente de poder. El mismo resultado puede producirse con una bobina con toma para L1 en lugar del divisor de voltaje capacitivo para suministrar la señal neutralizadora. En cualquier caso no obstante, nótese que la señal de RF amplificada está disponible en la terminal del colector para la salida en la siguiente etapa.

10-10 FILTROS MECÁNICOS Y DE CRISTAL Frecuentemente se usan filtros mecánicos y de cristal como filtros de banda de paso en lugar de los circuitos LC resonantes. En realidad, son resonadores mecánicos. Las ventajas son: más alta Q y selectividad de falda mejor definida en comparación con la resonancia eléctrica. Además, los filtros mecánicos pueden usarse para frecuencias de audio; en las cuales los circuitos LC resonantes no son prácticos. En los filtros de cristal se usa un disco de cuarzo como el resonador mecánico. Los filtros de cerámica son similares, en lugar del cuarzo se usa un material cerámico como titanato de plomo. Ambos tipos son aplicaciones del efecto piezoeléctrico, el cual convierte las variaciones de voltaje a través de un cristal en vibraciones mecánicas o viceversa. El efecto magnetoestrictivo también se usa en los filtros mecánicos. En la magnetoestricción las variaciones de intensidad de un campo magnético producen una torsión mecánica en una barra delgada. FRECUENCIA


a. ¿La neutralización hace la estabilidad de un amplificador de RF mejor o peor? b. En la figura 10-21, /cuál es el capacitor neu tralizador?

(b)

Fig. 10-22. a) Aplicación de un filtr mecánico o de cristal para un amplificador Q1 de banda de paso, b) Curva de respuesta que muestra que el filtro deja pasar solamente la banda deseada de frecuencias centrada alrededor de f C .


249

Ambos filtros, el mecánico y el de cristal, son ejemplos de transductores electromecánicos. Convierten la energía eléctrica en mecánica o viceversa. La figura 10-22 es una ilustración de cómo se usa un filtro mecánico o de cristal en un circuito de amplificador de banda de paso. La entrada puede tener una gama de frecuencias grandes. Sin embargo, el filtro en el circuito de salida toma el lugar de un circuito LC en resonancia en paralelo para alta impedancia. Por tanto, solamente las frecuencias en la banda de paso del filtro tienen ganancia apreciable. La curva de respuesta (Fig. 1022) muestra una alta ganancia para la banda de paso; tiene la parte superior relativamente plana alrededor del centro en fe. La pronunciada pendiente en las faldas de los lados significa que cualesquiera frecuencias cercanas a la banda de paso, pero no en ella, serán rechazadas. Hay muy poca ganancia para las frecuencias ya sea abajo o arriba de la banda de paso.

Estructura de un filtro mecánico En la figura 10-23 la señal que se va a filtrar se aplica a la bobina del transductor en un extremo. Cualquier extremo del filtro puede usarse como entrada, con la salida en el otro extremo. La bobina está en un campo magnético estacionario producido por un imán permanente para polarización. La corriente de la señal en la bobina genera un campo mag-

250 Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF

nético, el cual varía con la señal. La interacción de los dos campos provoca un movimiento en la bobina, la cual ahora actúa como un transductor. El movimiento de la bobina se transfiere a la barra excitadora magnetoestrictiva, la cual está adherida a un disco resonante. Hay 6 discos que resuenan a diferentes frecuencias en la banda de paso; están acoplados entre sí mediante barras delgadas. Cada disco tiene una frecuencia de vibración que está fijada por sus dimensiones físicas. Las señales que son diferentes de las frecuencias resonanantes naturales de los discos no se transfieren a través del filtro. Los discos están muy activos, no obstante, a las frecuencias de las señales de la banda de paso. Como resultado, estas variaciones de señal están acopladas a través del filtro a la segunda bobina del transductor en el extremo opuesto. Aquí las variaciones mecánicas se convierten otra vez en variaciones de corriente conforme la bobina se mueve hacia un lado y al otro (vaivén) en el campo del imán de polarización. En la figura 10-24 se muestra otro filtro mecánico. En este tipo se usa el modo de flexión: la barra de acoplamiento se flexiona o en su movimiento mecánico. La señal de entrada se aplica a un cristal de cerámica que actúa como el transductor en un extremo. Debido al efecto piezoeléctrico, el cristal vibra. Las vibraciones se transfieren a la barra de metal en la cual está montado el cristal. La barra se flexiona a lo largo de su longitud. La frecuencia natural de resonancia de las variaciones

Fig. 10-24. Estructura en modo de flexión de un filtro mecánico.

depende de la longitud y del espesor de la barra. Otra vez, solamente las frecuencias de señal que están en la banda de paso del filtro pueden producir flexión apreciable. Los alambres de acoplamiento entre las dos barras hacen que una barra vibre cuando la otra lo hace. Para la salida, el cristal de cerámica usa el efecto piezoeléctrico para producir las variaciones mecánicas otra vez en un voltaje de señal. Filtros de cristal Por sí mismo, un cristal de cuarzo o cerámica tiene una muy alta Q y un ancho de banda estrecho en comparación con un circuito resonante LC Sin embargo, un filtro de cristal usa dos o más cristales para obtener el ancho de banda requerido con excelente selectividad de falda. En la figura 10-25 se muestra un arreglo típico con dos cristales X1 y X2. A esta conexión se le

CRISTAL DE CUARZO

llama de media celosía. En general, una red en celosía tiene conexiones cruzadas. La bobina L con tomas centrales se usa para proporcionar una inversión de fase de los dos cristales en los lados opuestos. Con este arreglo es posible balancear la capacitancia en derivación C1 o C2 de cada cristal. Los cristales contribuyen a la respuesta global de frecuencia actuando como circuitos resonantes en serie. Sin embargo, el circuito completo de filtro proprociona alta impedancia por la resonancia en paralelo con la inductancia de L. El circuito de media celosía es el bloque básico de construcción para filtros más complejos. Por ejemplo, un filtro con 6 cristales para un amplificador de RF con banda de paso se muestra en la figura 10-26. En el filtro se usan tres secciones de media celosía. La bobina única con tomas centrales L2 sirve a las primeras dos secciones, y en la tercera sección L3 se usa para balancear las capacitancias en derivación de los cristales. Las bobinas variables L1 en la entrada y L4 en la salida están ajustadas o calibradas para las frecuencias deseadas de banda de paso dentro de la región o espectro del filtro de cristal. El número de cristales que se utiliza se llama con frecuencia número de polos en el filtro. En la figura 10-26 se usa un filtro de 6 polos. Con más polos en el filtro es posible tener una selectividad de falda bien definida.

Filtro de cristal monolítico El filtro mostrado en la figura 10-26 está construido con componentes discretos o separados. El ensamble entero está sellado en una caja metálica. Sin embargo, el tamaño es relativamente grande comparado con el método de modelar (o de formación) los componentes en una oblea monolítica de cuarzo única, como se muestra en la figura 10-27. Dos o más pares de electrodos se depositan en los lados opuestos de la de la oblea. Cada área entre los electrodos de la parte superior e inferior se convierte en un resonador. El acoplamiento entre las secciones resonadoras depende de la distancia que separa a las secciones. Los filtros monolíticos de cristal producen resultados similares a los filtros de cristal discretos.

Fig. 10-25. Circuito de media celosía para un filtro de cristal.

Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF 251

Las'ventajas son que los filtros monolíticos son más pequeños y su costo es menor. Un filtro monolítico de cristal de cuatro polos es lo suficientemente pequeño para encapsularse en una caja de transistor TO-5.

Aplicaciones de filtros Los filtros mecánicos pueden usarse para frecuencias de audio y de radio hasta 800 kHz aproximadamente. Los filtros de cristal y cerámica son para radiofrecuencias, generalmente de 800 kHz hasta cerca de los 70 MHz. Los filtros de cerámica tienen Q más baja que los filtros de cuarzo, pero cuestan menos. En todos estos filtros el ancho de la banda de paso puede ser de 0.1 a 10% de la frecuencia central. Las aplicaciones de filtros son en amplificadores de banda de paso que requieren alta Q con selectividad de falda bien definida (pronunciada). Debe notarse, no obstante, que el paso de banda del filtro no puede variarse para realizar la sintonización sobre un intervalo de frecuencias centrales. Una aplicación se presenta en el amplificador de FI de un radiorreceptor-, en el cual las frecuencias intermedias de la señal deseada son las mismas para todas las estaciones sintonizadas en ella. Otra aplicación es un filtro de banda lateral en el transmisor cuando se usa transmisión de banda lateral única. 252



Responda verdadero o falso. a. Un filtro de cristal tiene selectividad más definida (pronunciada) de falda que un circuito LC en resonancia. b. Un transductor puede convertir de energía mecánica a eléctrica. c. Un filtro monolítico de cristal es más pequeño que un filtro con componentes discretos.

Fig. 10-27. Construcción de un filtro monolítico de cristal..

10-11 RUIDO ALEATORIO

Todos los materiales generan un poco de ruido debido al movimiento aleatorio de electrones. Los circuitos eléctricos producen aún más ruido por el efecto de calentamiento de la corriente que aumenta energía térmica a la acción aleatoria. En un circuito amplificador el voltaje o corriente aleatorios llamado ruido puede tener suficiente amplitud para interferir con la señal deseada. Especialmente en los amplificadores de RF con señales muy débiles de entrada, se vuelve muy importante que el circuito mismo del amplificador genere muy poco ruido. De otro modo, la señal queda enmascarada por el efecto del ruido. Al ruido térmico también se le llama ruido Johnson. El ruido aleatorio también se llama ruido blanco porque produce una especie de nieve en la pantalla de un tubo de imagen de televisión. En un radio el ruido produce un sonido continuo frecuentemente descrito como silbido o crepitado. El ruido aleatorio es diferente del ruido tipo de impulso producido por el chisporroteo en equipo eléctrico. La interferencia de impulso es intermitente, y los impulsos pueden reducirse en amplitud por los circuitos limitadores de ruido. Sin embargo, el ruido aleatorio tiene un espectro continuo de frecuencias de voltaje constante y de amplitudes de corriente. Este ruido no puede filtrarse de

la señal. La única solución es tener más señal con que empezar. En la realidad, el ruido aleatorio marca un límite en la señal más débil que puede manipular el amplificador y ser todavía útil. Cuando la señal no es mucho más que el nivel del ruido, toda la ganancia del mundo no puede ayudar, porque el ruido se amplifica con la señal. En tal caso, una imagen de televisión queda enmascarada por nieve. También la voz y la música se pierden en el ruido de fondo. Este factor es la razón de por qué la primera etapa de RF debe ser un amplificador de. bajo ruido. Además del ruido térmico, los transistores generan ruido aleatorio debido al flujo aleatorio de los portadores de carga internos. El transistor de efecto de campo TEC (FET), tiene menos ruido que los tipos bipolares NPN o PNP. Esta comparación importante se especifica como la razón de señal a ruido (S/N). La razón mínima S/N para resultados aceptables es al menos 10:1 en voltaje y 100:1 en potencia o 20 dB. Preguntas de repaso 10-11 (Respuestas en la p. 258)

Responda verdadero o falso. a. ¿El ruido aleatorio puede producir nieve en una imagen de televisión? b. La razón S/N de una señal de 80 V con 2 V de ruido, ¿es 40 o 32 dB?

RESUMEN Los amplificadores de RF generalmente están sintonizados por circuitos resonantes para amplificar una banda de radio frecuencia. La alta impedancia para resonancia en paralelo permite una alta ganancia para frecuencias en y cerca de la resonancia. La curva de respuesta de RF es un gráfico de la ganancia relativa del amplificador contra diferentes frecuencias, como se muestra en la figura 10-3- La alta ganancia significa buena sensibilidad para amplificar las señales débiles. Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF 253

3. El ancho de banda se mide usualmente entre las frecuencias a las cuales la ga nancia es 70.7% del 100% de respuesta, o —3 dB abajo. El ancho de banda puede calcularse como fr/Q. 4. La selectividad es una medida de cuan definidas (pronunciadas) son las faldas en las aristas o límites de la curva de respuesta para rechazar las frecuencias de señal no deseadas. El factor de selectividad puede especificarse como una razón del ancho de banda —60 dB al ancho de banda a —3 dB. 5. Para un amplificador de RF con un circuito de sintonía única, la respuesta está centrada alrededor de la frecuencia de resonancia en la cual fr = 1/(2Π 6. Un circuito de sintonía única tiene Q = XL/rs , donde rs es la resistencia en serie de la bobina. Con un resistor de amortiguamiento en derivación, Q = RC/XL, donde RD es la resistencia en paralelo a través de L y C. 7. Una alta Q significa impedancia más alta en la resonancia con más ganancia de amplificación y un ancho de banda más estrecho para una selectividad más pronunciada (mejor definida). 8. Cuando los amplificadores están en cascada la ganancia global es el producto de los valores individuales de las etapas. Este efecto reduce el ancho de banda global para amplificadores de RF en cascada sintonizados a la misma frecuen cia de resonancia. Se dice que los amplificadores sintonizados en cascada a la misma frecuencia tienen sintonización sincrónica. 9. En la sintonización escalonada, las etapas separadas son resonantes a diferentes frecuencias, el propósito es aumentar el ancho de banda de las etapas de amplificadores en cascada. 10. Los transformadores de doble sintonía frecuentemente se usan para obtener más ancho de banda y selectividad más pronunciada (mejor definida) en comparación con un circuito de sintonía única. 11. La respuesta de doble sintonía depende del acoplamiento entre el primario LP y el secundario Ls. En general el coeficiente de acoplamiento El acoplamiento crítico es El ancho de banda es máximo sin dobles picos para el acoplamiento crítico. Menos de kc es acoplamiento débil; más de kc es acoplamiento estrecho o sobreacoplamiento. 12. Una trampa de onda es un circuito resonante sintonizado para rechazar una se ñal no deseada mediante la reducción de la ganancia en la frecuencia de la trampa. 13. En un circuito neutralizador se usa un capacitor externo de realimentación para cancelar la realimentación interna del transistor. El propósito de la neu tralización es estabilizar un amplificador de RF para evitar oscilaciones. 14. El ruido aleatorio se genera en todos los componentes por la energía térmica. Los efectos son nieve en una imagen de televisión y ruido de fondo en el so nido. 15. Un amplificador de RF con una señal débil debe tener bajo ruido de fondo para tener una razón de señal a ruido buena. 16. Los filtros mecánicos y de cristal en lugar de los circuitos LC en resonancia pueden usarse en amplificadores que requieren una banda de paso amplia con alta Q y buena selectividad de falda. 254 Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF

AUTOEVALUACION (Respuestas al final del libro)

Escoja a), b), c) o d)

1. La ganancia de un amplificador de RF con un circuito LC sintonizado para el colector es máxima en las frecuencias de resonancia a causa de a) resonancia en serie; b) resonancia en paralelo; c) baja Q; d) alta resistencia del emisor. 2. La Q de un circuito LC de sintonía única es más baja cuando a) rs en serie se reduce; b) la derivación RD se reduce; c) la derivación RD se aumenta; d) la capacitancia se reduce. 3. La nieve en una imagen de televisión es el resultado de a) alta Q en los circuitos de sintonía; b) ganancia excesiva; c) ruido aleatorio en la señal; d) insuficientes trampas de onda. 4. La curva de respuesta de un circuito de doble sintonía muestra dos tipos cuando el transformador tiene a) acoplamiento débil; b) acoplamiento crítico; c) acoplamiento estrecho o fuerte; d) excesivo amortiguamiento. 5. ¿Cuál de los siguientes métodos no puede usarse para aumentar el ancho de banda para etapas de amplificadores de RF en cascada? a) un resistor de amortiguamiento en derivación a través de cada circuito sintonizado; b) sintonización escalonada; c) transformadores de doble sintonía con acoplamiento estrecho (fuerte); d) trampas de onda en cada etapa. 6. ¿Cuál de los siguientes circuitos tiene el mayor ancho de banda a) fr es 50 MHz con Q de 50; b) i es 455 kHz con Q de 100; c) f r es 1 MHz con Q de 100; d) f r es 1 MHz con Q de 10. 7. Con referencia a la trampa de onda de la figura 10-18a. La frecuencia deseada es 42.5 MHz, y la frecuencia de interferencia es de 41.25 MHz. Por tanto, a) L1 C1 está sintonizado para 41.25 MHz; b) L2C2está sintonizado para 42.5 MHz; c) LJCJ está sintonizado para 82.5 MHz; d) L2C2está sintonizado para 41.25 MHz. 8. En la figura 10-6, LA es 120 μH y CA es 30 pF. ¿A qué frecuencia está sintoni zado el amplificador de RF? a) 0.52 MHz; b) 1.2 MHz; c) 2.65 MHz; d) 10.7 MHz. 9. El propósito de usar una bobina con tomas para L, en la figura 10-12 es con seguir a) ancho de banda aumentado; b) igualación (acoplamiento) de impedancias; c) el efecto de una trampa de onda; d) polarización en sentido directo o de avance en Q1. 10. Cuando los circuitos resonantes primario y secundario de un transformador de doble sintonía tienen una Q de 50 el valor del acoplamiento crítico kc es a) 50; b) 0.5; c) 1; d) 1/50, o 0.2. Capítulo 10/Amplifícadores sintonizados de RF 255

PREGUNTAS DE REPASO

1. ¿Cuál es la diferencia entre sensibilidad y selectividad? 2. Defina lo siguiente: a) ancho de banda de potencia mitad, b)factor o índice de selectividad, c) ganancia en cascada, d) razón S/N, e) amortiguamiento. 3. a) Dé la fórmula para calcular el coeficiente de acoplamiento k para un transformador de doble sintonía. b)Dé la fórmula para el acoplamiento crítico kc. 4. Dibuje el diagrama esquemático de un amplificador de EC de sintonía única resonante a 14.8 MHz. Use un transistor NPN, y muestre los voltajes de cc. 5. Dibuje el diagrama esquemático de un amplificador de EC de doble sintonía cuando el primario y secundario resuenan a 14.8 MHz. 6. Compare las siguientes tres curvas de respuesta de frecuencia: a) sintonía única, b) doble sintonía con acoplamiento crítico, c) doble sintonía con acoplamiento estrecho o fuerte. 7. ¿Cuál es la ventaja de la sintonización escalonada con etapas de amplificadores de RF en cascada? 8. a) ¿Cuál es el propósito de una trampa de onda? b) Muestre dos tipos de circuitos de trampas de onda. 9. Un amplificador de RF está sintonizado a 1.5 MHz. La capacitancia de sintonización cambia entonces de 20 a 180 pF, o sea nueve veces. ¿Por qué la nueva frecuencia de resonancia se reduce a 0.5 MHz? 10. Describa las diferencias entre el amortiguamiento con resistencia en serie y amortiguamiento con resistencia en derivación. 11. ¿Cuál es la diferencia entre un filtro de banda de paso y una trampa de onda? 12. Dé dos tipos de filtros de banda de paso que no usen circuitosLC. 13. a) Cuál es la ventaja de una alta Q y de ancho de banda estrecho en un amplificador de RF? b)¿Por qué es necesario más ancho de banda en algunos casos? c) De dos métodos para aumentar el ancho de banda. 14. ¿Qué significa el producto de ganancia por ancho de banda para un transistor de RF? 15. ¿Qué significa el alineamiento o ajuste de circuitos sintonizados? 16. ¿Cuál es el propósito de la neutralización en un amplificador de RF? 17. Defina lo siguiente: a) efecto piezoeléctrico, b) transductor, c) magnetoestricción-. 18. Compare la construcción y aplicaciones para filtros mecánicos y de cristal. 19. ¿Por qué es imposible filtrar completamente los ruidos aleatorios, térmico y blanco de la señal deseada? 20. ¿Por qué es importante que la primera etapa de un receptor de radio tenga una razón de señal a ruido buena? 256 Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Un amplificador de RF tiene una curva de respuesta de frecuencia con las siguientes características: Abajo de 1 dB en 1.4 y 1.5 MHz Abajo 3 dB en 1.3 y 1.6 MHz Abajo 60 dB en 0.9 y 2.0 MHz

2. 3. 4. 5.

6. 7.

a) ¿Cuál es el ancho de banda estándar? b) calcule el factor o índice de selectividad. Tres amplificadores de RF en cascada tienen una ganancia de voltaje de 50 para cada etapa. ¿Cuál es la ganancia global de voltaje? Dos amplificadores de RF están en cascada, uno tiene una ganancia de 20 dB y el otro 40 dB. ¿Cuál es la ganancia global en a) dB y b) voltaje? Con referencia al resistor R3 de emisor en la figura 10-11. Si IE es 5 mA y R3 es 470 SI, calcule VE. Un amplificador de RF está sintonizado con un circuito LC en paralelo consistiendo en una bobina de 3-3 μH y un capacitor de 76-pF. a)Calcule la frecuencia de resonancia fr. b) Calcule la Q del circuito sintonizado a fr cuando r s de la bobina es 2 Ω. c) La entrada a la siguiente etapa representa una carga en derivación de 10 kΩ. Calcule la Q cargada del circuito sintonizado, d) Calcule el ancho de banda de potencia mitad para este amplificador sintonizado cuando la Q está cargada. Con referencia al capacitor C 2 de paso (en derivación) del emisor en el amplificador de la figura 10-11. ¿Qué valor de C2 se necesita para derivar la resistencia R2 de 470 Ω a 10 MHz? Sugerencia: Xc de C2 es un décimo de R2.) Calcule el coeficiente de acoplamiento de k de un transformador de RF con los siguientes valores: L P de 400 μH, L s de 200 μH, y LM de 30 μH.

PREGUNTAS ESPECIALES 1. ¿Por qué es tan importante la sintonía en un receptor-de radio o televisión? 2. Dé uno o más ejemplos de ruido aleatorio que interfiera con la buena recepción. 3. Describa brevemente dos aplicaciones de transductores de cristal y de cerámica distintas de los filtros de banda de paso. Capítulo 10/Amplificadores sintonizados de RF 257


258


Capítulo Circuitos osciladores Un oscilador usa un transistor o un tubo al vacío en un circuito para generar una salida de ca. El circuito oscilador es básicamente un amplificador, pero la realimentación de su salida a su entrada capacita al oscilador para sostener la salida sin necesidad de una señal de una etapa precedente. Los osciladores más comunes son del tipo de RF sintonizado con inductancia L .y capacitancia C. Producen una salida de onda senoidal a las frecuencias resonantes del circuito LC, como se muestra en la figura 11-1 Cada transmisor necesita un oscilador para generar las ondas de RF portadoras. Además, se usa un oscilador en el convertidor de frecuencia de los receptores superheterodinos para la señal de FI. En otro ejemplo, en los circuitos digitales el reloj generador es un oscilador que produce impulsos a una frecuencia específica. Finalmente, un generador de señales es esencialmente un oscilador usado para suministrar señales de prueba. Las frecuencias, ya sea de audio o de radio, pueden producirse por circuitos osciladores con formas de onda senoidales o no. Más detalles se dan en los siguientes puntos: 11-1 11-2 11-3 11-4 11-5 11-6 11-7 11-8 11-9 11-10 11-11 11-12 11-13

Requisitos del oscilador Oscilador con realimentación Circuito oscilador Hartley Circuito oscilador Colpitts Oscilador de placa sintonizada-rejilla sintonizada (TPTG) Osciladores de cristal Oscilador controlado por voltaje (OCV) Bucle de enganche de fase (PLL) Síntesis de frecuencias Osciladores con realimentación con redes RC Oscilador de puente de Wien con un amplificador operacional Multivibradores Generadores de señal

11

11-1 REQUISITOS DEL OSCILADOR Cualquier dispositivo que repita dos acciones opuestas a una rapidez regular es un oscilador. Los valores de oscilación alternan periódicamente. Un ciclo incluye el tiempo de ambas alternancias. Un ejemplo idóneo de oscilaciones mecánicas es un péndulo con un movimiento de vaivén. El ejemplo eléctrico correspondiente es una repetición de alternancias en voltaje o corriente alrededor de un valor medio; el tipo con variaciones de amplitud en onda senoidal se muestra en la figura 11-1. Tales oscilaciones pueden producirse con un circuito LC a su frecuencia natural de resonancia cuando se suministra energía eléctrica. Cómo oscila un circuito LC En el circuito de la figura 11-2a, la'batería suministra energía a la capacitancia C en paralelo con la inductancia L. Con las condiciones mostradas no se producen oscilaciones. El voltaje de la batería simplemente carga al capacitor al nivel de ce Vc y produce corriente continua IL en la bobina. Sin embargo, la energía se almacena en el campo eléctrico del capacitor y el campo magnético del inductor. En la figura 11-2b, el interruptor se abre para desconectar el voltaje de la batería. Como resultado, la acción del circuito LC puede considerarse por ella misma. Sin voltaje de batería, I, y V c caen a cero.

Fig. 11-1. Salida de onda senoidal de un oscilador de RF sintonizado como se ve en la pantalla de un osciloscopio. Se muestran cuatro ciclos.

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Capítulo 11/Circuitos osciladores

Fig. 11-2. Cómo oscila un circuito LC a su frecuencia natural. (a) Cuando se cierra el interruptor la batería carga a C y produce corriente en L (b) Cuando se abre el interruptor el voltaje de la batería se suprime del circuito. Ahora C y L intercambian energía, (c) Onda senoidal de las ondas de las oscilaciones de V e I.

Cuando IL inicia su disminución, su campo magnético cambia produciendo un voltaje autoinducido VL. Ahora la bobina es una fuente de voltaje. Sin embargo, la polaridad de VL tiende a mantener a II en el mismo sentido lo cual permite que C se descarge. De hecho, VL cargará a C con la polaridad opuesta. Cuando el valor Vc llega a ser mayor que el valor de VL, que disminuye, el capacitor suministra corriente de descarga Ic. La corriente es en sentido opuesto a la de la corriente original IL. El resultado final es que la inductancia y la capacitancia intercambian energía para producir alternancias en C e I a la frecuencia natural de resonancia del circuito LC, como se muestra en la figura 11-2c. Siempre que IL pasa a través de 0, está cambiando para inducir VL. Siempre queVt pasa a través de 0, está cambiando para producir IC. La forma de onda es una onda continua senoidal porque los valores V e I no pueden cambiar abruptamente.

La amplitud de las oscilaciones en V e se vuelve cada vez más pequeña conforme se disipa la energía en la resistencia del circuito. Esta forma de onda es una onda senoidal amortiguada que decrece a 0, como se muestra en la figura 11-2c. La acción de un circuito LC para producir oscilaciones en forma de onda senoidal a partir de su energía almacenada se llama oscilaciones amortiguadas. En realidad, una bobina en cualquier circuito puede producir oscilaciones amortiguadas con su capacitancia parásita (o distribuida) en paralelo. Una brusca caída de frecuentemente es seguida por oscilaciones amortiguadas de ondas senoidales, especialmente con una bobina de alta Q. A la combinación LC también se le llama circuito tanque porque almacena la energía para las oscilaciones. La habilidad del circuito tanque para producir ondas senoidales, ya sea de una entrada de ce o de impulso, se llama efecto de volante (momento de inercia). En un circuito oscilador práctico se usa un transistor, una CI o un tubo para amplificación. Así el oscilador puede proporcionar realimentación del circuito de salida a la entrada para mantener o conservar las oscilaciones. La energía para las oscilaciones continuas viene de la fuente de poder ce para el amplificador. El circuito convierte el voltaje de la fuente de ce en una salida de ca del oscilador. Este tipo de oscilador con un circuito LC sintonizado se usa para generar una salida de onda senoidal a radiofrecuencias hasta cerca de 300 MHz. En las frecuencias de audio los valores de L y C necesitarían ser demasiado grandes. Es así como los circuitos LC osciladores con realimentación (Sec. 11-10) pueden usarse. En las frecuencias arriba de 300 MHz, se usan osciladores microonda y UHF, como se describe en el capítulo 14.

Frecuencia del oscilador En un oscilador de RF sintonizado la salida es esencialmente la frecuencia de resonancia del circuito LC; donde

Para valores prácticos en los circuitos de RF, L está en microhenrys y C está en picofarads. La resultante está en gigahertz (109 Hz). Por ejemplo, con L de 80 H y C de 20 pF,

Para una buena estabilidad, el circuito sintonizado debe tener alta Q para evitar cualquier corrimiento en frecuencia. Además la L y la C deben permanecer constantes e independientes de cambios de temperatura de modo que la frecuencia del oscilador no se corra. Manteniendo el voltaje de alimentación de ce constante también se mejora la estabilidad de frecuencia.

Osciladores de relajación Un tipo diferente de oscilador usa transistores, un CI, o tubos en un circuito en el cual la alimentación hace que el amplificador alterne entre conducción y corte con una rapidez regular. El voltaje de salida, de esta manera, oscila entre los extremos de valores altos y bajos. Esta forma de onda oscilante es ya sea una onda cuadrada o un tren de impulsos rectangulares. Un ciclo completo de oscilación incluye la conducción, o tiempo de ENCENDIDO, y tiempo de APAGADO. Tal circuito es un oscilador de relajación, porque el tiempo de corte es un estado relajado. Los osciladores de relajación se usan como generadores de impulsos ya sea para frecuencias de audio o de radio hasta cerca de 30 MHz. Los dos tipos básicos de circuitos generadores de impulsos son el oscilador de bloqueo (BO) y el multivibrador (MV). Un oscilador de bloqueo usa una etapa de amplificador con un transformador para la realimentación. Un multivibrador usa dos etapas de amplificador. La salida de cada etapa impulsa la salida de la otra etapa para la realimentación. Los circuitos multivibradores se explican en detalle en 'la sección 11-12. Capítulo 11 / Circuitos osciladores

261

Formas de onda de los osciladores En la figura 11-3 se muestran cuatro ejemplos de formas de oscilador. En la figura 11-3a la onda senoidal es un oscilador LC sintonizado. En la figura ll-3b, la salida de onda cuadrada es de un oscilador de pulso simétrico con tiempos iguales de ENCENDIDO o APAGADO. Tal circuito es un generador de onda cuadrada. La onda rectangular en la figura ll-3c es en realidad una onda cuadrada asimétrica. Ya sea que el tiempo de ENCENDIDO o el tiempo de APAGADO, tenga más duración uno que el otro. Entonces el periodo para los niveles de voltaje alto y bajo no son iguales. La forma de onda en diente de sierra de la figura 11-3d, puede derivarse en la forma rectangular de la figura 11 -3c El método es usar el voltaje rectangular para cargar y descargar un capacitor C a través de una resistencia R en serie. Cuando el voltaje aplicado es alto, carga lentamente a C a través de una alta R para producir el alza lineal o Fig. 11-3. Formas de onda de las salidas del oscilador (a)

rampa. Cuando el voltaje de carga cae, C se descarga rápidamente a través de una baja R. La frecuencia del voltaje resultante en diente de sierra es la misma que la de la forma de onda rectangular. Tal circuito se llama un generador de diente de sierra. La forma de onda en diente de sierra también se llama voltaje de rampa. Preguntas de repaso 11-1 (Respuestas en la p. 287)

a. En la figura 11-2, ¿cuáles son los dos compo nentes que forman el circuito oscilador? b. Cuando L y C se aumentan, ¿ f r aumenta o disminuye?

11-2 OSCILADOR CON REALIMENTACION La operación del circuito oscilador con realimentación se muestra en la figura 11-4. El circuito amplificador de la figura 11-4a se convierte en el oscilador de la figura 11 4b porque se añade realimentación positiva. La realimentación se proporciona por la pequeña inductancia L2, la cual se llama bobina de reacción. En el amplificador de la figura 114a, el transistor Ql es del tipo NPN de silicio conectado al circuito de emisor común (EC). La salida del colector se sintoniza por L1C1 a una radiofrecuencia de 2 MHz. La señal de entrada se aplica a la base por medio de C2. La salida amplificada del colector es acoplada por C 5 en la siguiente etapa. Nótese que la salida amplificada está invertida por el amplificador de EC.

Realimentación positiva Lo que hace que

Onda senoidal, (h) Onda cuadrada, (c) Onda rectangular, (d) Onda en diente de sierra o en rampa.

262

Capítulo 1 1 /Circuitos osciladores

el circuito mostrado en la figura ll-4b sea un oscilador es la realimentación positiva de la bobina L2 de reacción. Nótese que L2 está acoplada por el transformador a L1 en el circuito sintonizado. En consecuencia, parte de la salida de 2 MHz del colector está acoplada en L2.

cador de EC y la otra inversión en el acoplamiento del transformador entre L 1 y L 2. La realimentación es un voltaje de ca que tiene polaridades positiva y negativa. La descripción de la realimentación como positiva significa que su fase ayuda a la variación en la entrada. El resultado es la regeneración, porque el oscilador amplifica su propia realimentación.

Nombres de osciladores Los circuitos osciladores se nombran por el inventor o para describir el método de realimentación. En general, un circuito con una bobina de reacción de realimentación, como se muestra en la figura 11-4, se llama oscilador Armstrong. En el circuito Hartley, la bobina del oscilador tiene tomas o derivaciones para la realimentación. En el oscilador Colpitts, la realimentación se proporciona por medio de un divisor capacitivo de voltaje. Además de éstos pueden usarse diferentes métodos para conectar la bobina de reacción de realimentación y el circuito tanque LC. Por ejemplo, el oscilador de base sintonizada, colectorrealimentación se muestra en la figura 11-5. En este circuito la bobina de reacción L2 tiene la corriente de colector Ic. Cualquier cambio en I C.induce voltaje en L1. Por tanto, el circuito sintonizado está excitado por la realimentación para producir oscilaciones. Fig. 11-4. Conversión de una etapa de un amplificador sintonizado de RF a un circuito oscilador con realimentación positiva, (a) Amplificador con una señal de 2 MHz para la entrada y la salida, (b) Circuito oscilador con una bobina de reacción para realimentar de la salida a la entrada. No se necesita señal externa para producir la salida de 2 MHz.

El voltaje a través de L2 puede estar ya sea en fase con el voltaje a través de L1 o fuera de fase por 180°. Eso depende de cómo esté devanada la bobina L2 de reacción y cuál extremo esté a tierra. Lo que el circuito necesita es una inversión de fase. Entonces las dos inversiones de fase hacen que la realimentación esté en fase con la señal de entrada aplicada. Una inversión está en el circuito amplifi-

Oscilador de frecuencia variable En los circuitos de la figura 11-4 y 11-5 el capacitor de sintonía C1 se varía para cambiar la frecuencia de oscilación. En su lugar puede usarse una inductancia variable para variar la frecuencia. Tales circuitos se llaman osciladores de frecuencia variable (VFO). Los osciladores controlados por cristal son ejemplos de osciladores en los cuales la frecuencia está fijada por el cristal. Salida del oscilador La salida de ca del oscilador usualmente se acopla a otra etapa para la amplificación. Puede usarse el acoplamiento capacitivo o el inductivo con un transformador.

Capítulo 11 /Circuitos osciladores 263

produce realimentación. Úsese un medidor de alta impedancia para no cargar el oscilador. Preguntas de repaso 11-2 (Respuestas en la p. 287)

-Refiérase al oscilador de RF sintonizado con realimentación mostrado en la figura 11 -4b.

Fig. 11-5. Base sintonizada, circuito de realimentación del colector. La bobina de reacción es L2 .

El oscilador excita a dos circuitos: a su propia trayectoria de realimentación y a la entrada a la siguiente etapa. Ambos circuitos están en paralelo con la salida del oscilador. La realimentación mantiene oscilando al circuito. La trayectoria de salida permite que las oscilaciones se usen en el circuito siguiente. La potencia para ambos circuitos en paralelo constituyen la carga en el oscilador. La carga reduce la Q efectiva del circuito oscilador-sintonizado. Pruebas para la salida del oscilador El hecho de que el oscilador esté en realidad generando una salida de ca puede verificarse de varias formas. Un osciloscopio muestra el voltaje de ca en el circuito oscilador o en la entrada de la siguiente etapa. Otro método es el siguiente: cuando el oscilador tiene suficiente potencia de salida, puede iluminarse una pequeña lámpara de neón o una fluorescente colocada cerca del circuito tanque LC. Probablemente la prueba más conveniente es medir el bias en el oscilador con un vóltmetro de ce. En los circuitos osciladores la señal de realimentación usualmente se rectifica para proporcionar señal de polarización. La correcta polarización de ce muestra que el oscilador está oscilando porque

264


a. ¿Cuál componente es la bobina de reacción? b. ¿La retroalimentación es regenerativa o degenerativa? c. ¿Cuál componente varía la frecuencia del oscilador?

11-3 CIRCUITO OSCILADOR HARTLEY El oscilador Hartley es un circuito LC sintonizado con una bobina con tomas para la realimentación inductiva, en lugar de una bobina de reacción separada. Véase la figura 11-6: C1 y L1 forman el circuito sintonizado. La toma en el punto G en L1 se usa para suministrar el voltaje del colector. L2, en esta línea, es un choque de RF. El punto G en la toma tiene, efectivamente el mismo potencial de tierra para la señal de ca debido al capacitor C4 de paso. La salida del oscilador se toma del colector. Este voltaje de ca es VAU, del punto A en L, a la toma puesta a tierra en G. En el lado opuesto de la toma, la realimentación de ca es VBG acoplado por C2 a la base. La realimentación es positiva porque está fuera de fase por 180° conVAG. Como resultado de la realimentación positiva, el circuito es un oscilador que genera una salida de ca a la frecuencia de resonancia LC. Considérense ahora los voltajes de ce. El V, está a 28 V porque la resistencia en ce de las bobinas de RF L1 y L2 es despreciable. El emisor tiene autopolarización de 1 V desde RE con CF para la estabilización de polarización. El voltaje en sentido directo, en la base, se proporciona por el divisor R 1 R 2 de la fuente + 28 V. El V BE neto es de

Fig. 11-6. Circuito oscilador Hartley con una bobina L1 con tomas para realimentación.

1.4- 1.0 = 0.4 V. La polarización de 0.4 V es menor que el valor de corte de 0.5 V, pero los picos positivos del voltaje de realimentación excitan positiva a la base para excitar a Ql en conducción. El oscilador opera en la clase C. Las funciones de todos los componentes en la figura 11-6 pueden resumirse como sigue: L1 C1 L2 C4 C2 C2 R2 R1

Inductancia para el circuito sintonizado, tiene tomas para la realimentación. Capacitancia para circuitos sintonizados, variable para sintonización. Choque de RF para mantener la señal del oscilador fuera de la fuente de poder. Derivación de RF para poner en tierra la toma en L1 para ca. Acopla la realimentación de ca a la base al mismo tiempo que bloquea el voltaje de alimentación de ce. Resistor de carga para la base. Acoplamiento RC con C, para la señal. Divisor de ce con R1 para la polarización de base. Filtro RC con C2 para la señal rectificada de polarización. Proporciona la polarización de ce en sentido directo o de avance con R2 para la base.

Inversión de fase con una bobina con tomas La razón de por qué la toma en L, proporciona la realimentación positiva se ilustra en la

figura 11-7. Precisamente se muestra a L1 sola con la bobina en dos partes, LA y LB , de modo que puedan verse las polaridades del voltaje inducido. Considérese el flujo de electrones al punto A. Esta corriente fluye a través de las vueltas de LA entre los puntos A y G de la fuente V+. Las vueltas de LB no están en esta trayectoria. Sin embargo, todas las vueltas están en una bobina. Por tanto, LB está acoplada por el transformador a LA. En las variaciones de ca, supóngase que I está aumentando. Entonces, por la ley de Lenz, el voltaje autoinducido VAt; es negativo en el punto A para oponerse al aumento de I. Además, este voltaje inducido es negativo para la bobina entera. Todas las vueltas están devanadas en un solo sentido y en el mismo campo magnético. El punto A es el extremo negativo del voltaje inducido comparado con cualquier vuelta alejada

Fig. 11-7. F.l voltaje en la bobina LB con tomas está fuera de fase 180° respecto al voltaje en L A .


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hacia abajo en la bobina. El voltaje más alto se da a través de todas las vueltas de A a B. Si vemos el voltaje inducido de B, el punto es positivo respecto al resto de las vueltas de la bobina. En cualquier punto de la toma entre A y B, por tanto, los dos puntos tienen polaridades opuestas respecto a la toma. Con las variaciones de ca en I, se inducen voltajes de ca.VAG y VBG; permanecen fuera de fase por 180°. Cuando uno es máximo negativo el otro es máximo positivo. Ya que la toma en G está puesto a tierra,VAG y VBG son voltajes de ca con polaridades opuestas respecto a masa. En el circuito Hartley de la figura 11-6, VBG proporciona la realimentación positiva para entrar a la base. En general, la toma proporciona voltaje de realimentación de alrededor de 1/3 del voltaje total a través de la bobina. La amplificación por Q1 tiene una inversión de fase, y la realimentación de la bobina con toma tiene otra inversión de fase. Como resultado, la realimentación positiva resulta en la regeneración para el circuito oscilador.

Alimentación en serie y alimentación en derivación El método de alimentación se refiere a cómo el voltaje V+ alimenta al electrodo de salida. En el circuito Hartley, en la figura 11-6, se usa la alimentación en serie debido a que el circuito LC sintonizado está en serie con el voltaje de alimentación de 28 V. Una desventaja de la alimentación en serie es que la corriente continua fluye a través de L1 en el circuito sintonizado. Además se aplica V+ al capacitor C1 de sintonización. En la figura 11-8 se muestra un circuito oscilador Hartley con alimentación en derivación. Nótese que los 28 V para VC se suministran a través de L2. El choque se necesita como una impedancia de carga para el circuito del colector. Si la fuente de V+ estuviera conectada directamente al colector, pondría en corto la señal de ca a través del circuito sintonizado. Por otro lado, el capacitor de acoplamiento C2 debe usarse para evitar que el 266


Fig. 11-8. Circuito oscilador Hartley con alimentación en derivación de V+ a través de L2 al colector.

voltaje de ce se ponga en corto a través de la bobina L1 puesta a tierra. Los dos componentes extra son necesarios con la alimentación en derivación, pero no hay voltaje de ce o corriente en el circuito sintonizado. Nótese que C2 conecta al circuito tanque con el colector para su impedancia de carga de ca. La salida del oscilador está acoplada inductivamente por L1 a L2 para la siguiente etapa.

Oscilador Hartley con tubos La figura 11-9 muestra un circuito Hartley con un tubo pentodo. Se dice que este oscilador está acoplado electrónicamente (ECO) con la salida. Las rejillas G1 y G2 se usan con el cátodo para formar un oscilador triodo. Sin embargo, el voltaje oscilador en la rejilla de control varía el flujo de electrones para la corriente de placa. Como resultado, la salida del oscilador está en el circuito de placa por el acoplamiento electrónico al circuito sintonizado L1 y C1 en la rejilla de control. El choque de RF, L2 es la impedancia de carga de la placa. La salida del oscilador está acoplada por C5 a la siguiente etapa. La ventaja del acoplamiento electrónico es que está aislado de la carga de salida. La aislación permite mejor estabilidad de frecuencia. El ECO tiene alimentación en derivación porque no hay voltaje de alimentación de ce en el circuito sintonizado. En realidad, la rejilla pantalla G2 sirve como ánodo para un oscilador triodo. Ya

El circuito oscilador de la figura 11 -9b ilustra otra característica con el rotor del capacitor de sintonía C1 puesto a tierra. Este método elimina el efecto de capacitancia de cuerpo al sintonizar el oscilador. Ya que el rotor está puesto a tierra, la capacitancia del cuerpo a tierra no cambia la capacitancia de C1. De otra manera, la capacidad añadida, cuando se toca al rotor, puede afectar la frecuencia del oscilador. Preguntas de repaso 11-3 (Respuestas en la p. 287)

a. Fig. 11 -9. Circuito oscilador con acoplamiento electrónico que usa un tubo pentodo. Véase el texto para la explicación del circuito.

que la derivación C4 pone a tierra la señal de ca, la rejilla pantalla está conectada efectivamente al lado bajo del circuito sintonizado L1C1 en el punto S. El resistor R2 de la rejilla pantalla proporciona precisamente el valor deseado de voltaje de ce para G2. En el circuito sintonizado, la toma de L1 divide el circuito en dos voltajes de ca con fases opuestas. VGK es el voltaje de realimentación para la rejilla de control. C2 es el capacitor de acoplamiento el cual también proporciona polarización por escape de rejilla con R 1. Ahora bien, el voltaje del oscilador VSK en el lado opuesto es la toma en L1 . Se consideraría usual mente a masa como referencia para el voltaje de señal. Sin embargo, esto se aplica solamente cuando el cátodo está puesto a tierra. Aquí, el cátodo tiene voltaje de señal del punto K a tierra. Por tanto, el cátodo es la referencia. Las vueltas de S a K proporcionan la trayectoria de retorno al cátodo para la corriente de señal que proviene de G2. El flujo de electrones de S a K induce un voltaje a través de L1. El VGK está fuera de fase 180° conVSK, y el resultado es la realimentación positiva para el oscilador.

b. c.

En el circuito oscilador Hartley de la figura 11-6, ¿la realimentación positiva es propor cionada por la toma en L 1, L 2 , o C1? En la figura 11-7, ¿la polaridad deVAGes la misma u opuesta a la de VBG? El circuito oscilador de la figura 11-8, ¿tiene alimentación en serie o en derivación para V +?

11-4 CIRCUITO OSCILADOR COLPITTS Una característica única del oscilador Colpítts es un divisor capacitivo de voltaje para la realimentación, como se muestra en la figura 11-10. CA y CB forman el divisor en serie a través de la bobina de sintonía L1 en el circuito colector. El voltaje del oscilador a través de CB es la realimentación positiva que se aplica a la base. La unión entre CA y CR está puesta a tierra. Como resultado, el divisor capacitivo es equivalente a una bobina con toma para la señal del oscilador. Los voltajes de ca VCA y VCB tienen polaridades opuestas a tierra. La realimentación positiva deVCR está acoplada a través de C2, el cual bloquea el voltaje de ce del colector en el circuito de la base. La salida del oscilador está acoplada inductivamente a la siguiente etapa por L2. La alimentación en derivación se usa para el voltaje del colector a través de L 3. L3 es un choque de RF que se usa Capítulo 11/Circuitos osciladores 267

Fig. 11-10. Circuito oscilador Colpitts con un divisor capacitivo de voltaje para la realimentación.

para evitar poner en corto la señal del oscilador a través de la fuente de poder. Puesto que en el oscilador Colpitts la capacitancia del circuito resonante LC está dividida, la sintonía se hace generalmente variando L1 , como se muestra en la figura 11-10, ya sea que se ajuste la inductancia o que mediante un selector, se conecten diferentes bobinas. De otra manera, CA y CB pueden estar montados en un eje común para sintonización. Variando solamente un C cambiaría la magnitud del voltaje de realimentación. El oscilador Colpitts se usa para radiofrecuencias bajas como el de la figura 11-10 de 100 kHz, o para la banda VHF hasta 300 MHz. A bajas frecuencias, el capacitor de sintonía puede ser demasiado grande. En la banda VHF puede ser demasiado difícil poner tomas en la bobina muy pequeña necesaria para el circuito Hartley. Oscilador ultra-audión El oscilador ultraaudión es un circuito Colpitts modificado, pero solamente se usan las capacitancias internas de los transistores. La figura 11-11 muestra el circuito sintonizado equivalente. Nótese que C3, C2, y C1 son capacitancias internas mostradas aquí para un transistor de juntura. Las líneas punteadas indican que no son capacitores físicos alambrados en el circuito. El oscilador ultra-audión se usa para la banda VHF arriba de 30 MHz, donde las peque268 Capítulo 11/Circuitos osciladores

ñas capacitancias internas solas proporcionan suficiente C para el circuito sintonizado. El divisor entre C1 y C2 de la figura 11-11 corresponde al divisor con CA y CB de la figura 1110. C, es la capacitancia de salida de Ql entre el colector y el emisor. C2 es la capacitancia de entrada entre la base y el emisor. C3, a través de L1, es la capacitancia del transistor entre la base y el colector y corresponde a CGP en un tubo triodo. Estos valores de capacitancia interna son típicamente de 2 a 10 pF en un transistor de RF pequeño. Preguntas de repaso 11-4 (Respuestas en la p. 287)

a.

b.

En el circuito Colpitts de la figura 11-10, ¿el voltaje a través de CA o CB se usa para reali mentación positiva? ¿Cuál componente se modifica para sintonizar el oscilador de la figura 11-10?

11-5 OSCILADOR DE PLACA SINTONIZADAREJILLA SINTONIZADA (TPTG) Como se muestra en el circuito oscilador de placasintonizada rejilla-sintonizada (TPTG) de la figura 11-12, se usa un tubo triodo con dos circuitos LC sintonizados, uno para la placa y el otro para la rejilla de control. La realimentación de la placa

11-6 OSCILADORES DE CRISTAL

Fig. 11-12. Oscilador de placa sintonizada rejilla-sintonizada ('TPTG) que se usa un tubo triodo. La realimentación se hace a través de la capacitancia interna entre la rejilla y placa CGP.

se acopla a través de la capacitancia CGP interna de rejilla-placa. El circuito también puede usarse con transistores. En el oscilador TPTG ambos circuitos sintonizados son ligeramente inductivos en la frecuencia del oscilador. Entonces, la reactancia inductiva resuena con la reactancia deCGP-El tanque con la Q más alta tiene el mayor efecto en la frecuencia. Usualmente, C2 en el circuito de placa se ajusta para establecer la frecuencia del oscilador y C1 varía la cantidad de excitación de la rejilla. La salida del oscilador está acoplada por L3 a la siguiente etapa. Considérense los voltajes de ce. El circuito de placa tiene una alimentación en serie para el voltaje V+ La rejilla tiene polarización de señal con la combinación R1C3 de escape de rejilla. La polarización negativa es la señal rectificada del oscilador proporcionada por la excitación de la rejilla. La presencia de polarización negativa de escape de rejilla, medido con un vóltmetro de ce, muestra que el oscilador está funcionando.

Frecuentemente se usa un cristal de cuarzo en un oscilador cuando es necesario tener un control preciso de frecuencia. En su frecuencia resonante, el cristal es un oscilador electromecánico que es equivalente al circuito sintonizado LC pero con mucho más alta Q. La figura 11-13 muestra un cristal en su alojamiento. Nótese la especificación exacta de la frecuencia de 3 579-545 kHz. La frecuencia resonante de un cristal está usualmente entre 0.5 y 30 MHz. En un circuito oscilador, el cristal toma el lugar del circuito LC para determinar la frecuencia. Los osciladores de cristal generalmente se usan en equipos móviles, como radios de CB (Banda Civil), para el transmisor y el receptor. Los transmisores de emisión deben usar el control de cristal para proporcionar la frecuencia exacta de la portadora con buena estabilidad y muy pequeña tolerancia. El corrimiento de frecuencia de un cristal es menos de lHz por 106 Hz. Para el equipo de prueba, los generadores de señal frecuentemente tienen un cristal oscilador para calibrar al oscilador de frecuencia variable.

Efecto piezoeléctrico Cuando un cristal experimenta una deformación (compresión, expansión, torsión) genera una salida de bajo voltaje debido al efecto piezoeléctrico. La acción inversa también tiene lugar, esto es, una entrada de voltaje puede generar una deformación mecánica del cristal. En consecuencia, el cristal puede excitarse


a. b.

En el circuito de la figura 11-12, ¿la reali mentación está acoplada por ¿La polarización por escape de rejilla es un voltaje de ce positivo o negativo?

Fig. 11-13. Cristal en su envolvente. Su altura es 25.4 mm (1 pulg.)


269

al eje Y. Sin embargo, para los cortes pueden usarse ángulos ligeramente diferentes con diferente denominación, como AT, BT, CT y GT, a fin de obtener las características deseadas para frecuencia y temperatura. Estos cortes especiales dependen usualmente de la torsión o esfuerzo cortante del cristal en lugar de la compresión. El corte GT tiene el coeficiente de temperatura más bajo, lo que significa que la frecuencia no cambia con la temperatura. Los cortes AT y BT se usan para las frecuencias más altas. Un cristal de cuarzo es muy frágil aun montado en su portacristal. No debe dejarse caer. Además demasiado voltaje de excitación lo puede fracturar.

Circuito equivalente del cristal En la fiFig. 11-14. Los ejes usados para diferentes cortes del cristal.

para oscilar a una frecuencia resonante específica la cual depende de sus dimensiones. Mientras más delgado sea el cristal mayor será la frecuencia de las oscilaciones. Cortes del cristal Una pieza de cuarzo parece vidrio esmerilado. El cristal crudo tiene una forma exagonal, como se muestra en la figura 1114. Pueden rebanarse piezas delgadas de un cristal y luego pulirse para montarse en un portacristal (sujetador). Las dimensiones típicas son 12.7 a 25.4 mm (0.5 a 1.0 pulg) para la longitud o el ancho. El espesor puede ser de 7.6 mm (0.3 pulg) o menos. Los cortes se denominan según como se rebanan con respecto a los ejes del cristal. Nótese en la figura 11-14 que la línea vertical que baja del centro al punto inferior es el eje Z. Cualquier línea que pase a través de dos vértices opuestos del exágono es un eje X. Cualquier línea que pase a través de las caras opuestas con un ángulo de 90° respecto a la cara es un eje Y. Cuando una rebanada es paralela al eje Z y sus caras son perpendiculares al eje X, la placa es un corte X. El corte Y tiene sus caras perpendiculares 270


gura 11-15a se muestra el cristal vibrante montado en su portacristal y es equivalente al circuito LC resonante mostrado en la figura 11-15b. L corresponde a la masa del cristal; Ct es la docilidad o facilidad de ceder bajo la carga mecánica (deformación); Rs es el equivalente eléctrico del razonamiento mecánico. Nótese la razón L/C que

Fig. 11 -1 5. Circuito equivalente de una unidad de cristal, (a) El cristal en su portacristal. (b) Circuito resonante equivalente. Los valores corresponden aproximadamente a una frecuencia de 500 kHz.

es muy alta, para la resonancia en serie con el valor 3.3 H de L y el valor 0.04 pF de C 1. R 1 es baja comparada con la reactancia. En consecuencia, se obtienen valores típicos de Q de 10 000 a 50 000. C2 es la capacitancia de salida del portacristal. Circuito oscilador controlado por cristal El circuito de la figura 11-16 es similar al oscilador TPTG de la figura 11-12, excepto que se usa un transistor en lugar de un tubo y se usa un cristal de 2-MHz para determinar la frecuencia del oscilador. La realimentación pasa a través de C3, la capacitancia interna entre el colector y la base. En el circuito de base el divisor de voltaje R1R2 suministra el voltaje en sentido directo o de avance de + 28 V. El capacitor C1 se usa para que el voltaje de ce de la base no afecte al cristal. Sin embargo, C1 puede omitirse porque el portacristal en sí mismo es un capacitor. El choque de RF con L1 proporciona alta impedancia para la salida del cristal a la base. En el circuito emisor, RK, con su derivación CE, se emplea para la estabilización de la polarización. En el colector, el circuito LC sintonizado proporciona la salida del oscilador inductivamente acoplada por L 3 para la siguiente etapa. Oscilador Pierce de cristal El circuito oscilador Pierce controlado por cristal que se muestra

Fig. 1 1 -1 6 . Oscilador controlado por cristal, similar al circuito TPTG de la figura 11-12.

Fig. 11-17. Circuito Pierce de oscilador controlado por cristal.

en la figura 11-17, se usa frecuentemente porque requiere muy pocos componentes y tiene buena estabilidad de frecuencia. En un oscilador Pierce, un circuito resonante está conectado entre los electrodos de salida y entrada. Aquí, el cristal a través del colector y la base determinan la frecuencia del oscilador. C2 y C3 forman un divisor capacitivo de voltaje para la realimentación en un circuito Colpitt modificado. El voltaje de ca a través de C3 constituye una realimentación positiva a la base. En el circuito de base, el divisorR1R2 suministra voltaje en sentido directo o de avance del + 28 V. La estabilización de la polarización se proporciona por la combinación RECE en el circuito del emisor. En el circuito del colector, el choque de RF, L, se usa para la alimentación en derivación de 28 V de la fuente de poder. C1 acopla la salida del oscilador a la siguiente etapa. Además, C, bloquea los 28 V del cristal. Frecuencia del oscilador de cristal Un cristal tiene una frecuencia específica generalmente de 0.5 a 30 MHz, pero pueden usarse circuitos adicionales con osciladores controlados por cristal para obtener diferentes frecuencias. Para valores más altos se usa un circuito amplificador de frecuencia. Son comunes los duplicadores y triplicadores. Estos amplificadores usan circuitos LC sintonizados a una armónica de la frecuencia del Capítulo 11/Circuitos osciladores 271

oscilador de cristal. Por ejemplo, una salida del oscilador de 15 MHz puede elevarse a 45 MHz por un circuito triplicador. Los multiplicadores se usan cuando es necesario tener una frecuencia más alta que la frecuencia natural del cristal. Para un valor inferior, puede usarse un divisor de frecuencia. Los contadores digitales se usan para dividir la frecuencia del oscilador de cristal por casi cualquier valor. Por ejemplo, una salida de oscilador de 1000 KHz puede dividirse por un factor de 100 y bajarla a 10 kHz. Preguntas de repaso 1 1 - 6 (Respuestas en la p. 287)

a. b. c.

La frecuencia típica de resonancia para un os cilador de cristal, ¿es de 3 275 Hz o 3-275 MHz? ¿La Q típica para un cristal es 25 o 25 000? El oscilador Pierce de cristal de la figura 1117, ¿es similar a un circuito Colpitt o a un cir cuito Hartley?

11-7 OSCILADOR CONTROLADO VOLTAJE (OCV)

POR

El circuito oscilador controlado por voltaje (OCV) se usa para la sintonización electrónica de la frecuencia del oscilador. El método requiere el uso de un diodo capacitivo semiconductor, también llamado varicap o varactor. Su capacitancia varía con la magnitud de voltaje en sentido inverso. Cuando un diodo capacitivo está a través de L en el circuito sintonizado del oscilador, su frecuencia se varía controlando el voltaje de ce a través del diodo. Diodos varactor Una juntura PN con voltaje en sentido inverso es en realidad un capacitor. Los electrodos P y N son las dos placas conductoras en los lados de la zona de agotamiento (de rarefacción) en la juntura. Esta zona sirve como un aislador porque no tiene cargas libres. C puede ser de 272 Capítulo 11 /Circuitos osciladores

Fig. 11-18. Curvas características del varactor o diodo capacitivo controlado por voltaje en tres tipos comerciales de varactores. Las curvas muestran que la capacitancia CV disminuye cuando aumenta el voltaje en sentido inverso. La figura insertada muestra un varactor típico.

80 pF o más, con un voltaje en sentido inverso de 6 V; los valores anteriores son típicos. El voltaje en sentido inverso puede ser negativo en el ánodo del diodo o positivo en el cátodo. Lo que es más importante, la C cambia con la magnitud del voltaje en sentido inverso. La gráfica en la figura 11-18 muestra cómo Cv disminuye conforme aumenta el voltaje en sentido inverso. La razón es que más voltaje en sentido inverso ensancha el área de agotamiento (de rarefacción). El efecto resultante es equivalente a más distancia de aislamiento entre las placas, lo cual reduce la capacitancia. Circuito OCV En la figura 11-19, el transistor Q1 es un oscilador Hartley. El circuito sintonizado consta de la bobina con tomas a través de los diodos capacitivos D1 y D2. Ambos cátodos tienen un voltaje de ce positivo de control, para el voltaje en sentido inverso, y así variar Cv. Esta capacitancia controla la frecuencia del oscilador. Se usan dos diodos en serie. Lo que se busca es balancear el efecto del voltaje del oscilador en los diodos.

Fig. 11-19. Circuito de un oscilador controlado por voltaje (VCO). DI y D2 son los diodos capacitivos usados para controlar la frecuencia del oscilador. Ql y Q2 son los transistores de efecto de campo.

La salida del oscilador del electrodo de fuente de Ql está directamente acoplada a la, compuerta de Q2. Su salida se toma de la fuente en el circuito de seguidor de fuente el cual corresponde a un seguidor de emisor. Lo que se persigue es usar Q1 como una etapa reforzadora, la cual aisla la salida del oscilador de Ql de la carga conectada a Q2. La ventaja que se obtiene es la mejoría de la estabilidad de la frecuencia. Tanto Ql como Q1 son del tipo de transistor de juntura (JFET) de efecto de campo y de canal N. Las funciones de todos los componentes en la figurra 11-19 pueden resumirse como sigue:

C2 R3

VDD Q2 R4

Derivación de RF para los electrodos del dren Aisla el dren de Ql del voltaje de alimentación de ce, para la señal de cc. Proporciona el voltaje de dren para Ql y QW Voltaje de alimentación de ce para los drenes de Ql y Q2 Transistor seguidor de fuente. Resistencia de carga de salida para el electrodo de fuente de

El OCV tiene muchas aplicaciones por su habilidad para controlar la frecuencia del oscilador con un voltaje de ce. Por ejemplo, el sintonizador de botones en los receptores de televisión conmuta el voltaje de cc de control para establecer la frecuencia para cada canal. La aplicación se llama sintonización electrónica aunque el voltaje de ce de control se ajusta manualmente. Sin embargo, el voltaje de ce también puede ajustarse automáticamente por un «rcuito electrónico de control. El método consiste en usar el circuito de bucle (lazo) de enganche de fase o circuito sincronizador de fase (PLL) que sé describe en la siguiente sección. Capítulo 1 I/Circuitos osciladores 273


a. ¿La figura 11-19 muestra un oscilador Hartley o un oscilador Colpitts? b. Un voltaje de ce positivo de control más elevado en el circuito de la figura 11-19, ¿hace más alta o más baja la frecuencia del oscilador?

11-8 BUCLE DE ENGANCHE DE FASE (PLL) El objetivo del circuito de bucle de enganche de fase o de circuito de sincronización de fase (PLL) es hacer que un oscilador de frecuencia variable se enganche a la frecuencia y ángulo de fase de una frecuencia estándar, usada como referencia. Así, el oscilador tiene la misma precisión que el estándar. El método consiste en usar un detector de fase para comparar las dos frecuencias. Cualquier diferencia de fase resulta en una señal de error que indica cuánto difiere el oscilador respecto del estándar. La señal de error es un voltaje de ce de control que puede usarse para corregir la frecuencia del oscilador.

274 Capítulo 11 /Circuitos osciladores

El detector o comparador de fase usa dos diodos en un circuito rectificador balanceado. Tiene dos señales de entrada. La magnitud de salida de ce rectificada depende de la diferencia en fase entre las dos frecuencias de entrada. Esencialmente, el circuito es muy similar al detector de MF usado para las señales de MF, (Los detectores de MF se explican en el Cap. 17.) Sin embargo, el detector de fase está diseñado para comparar los ángulos de fase dentro de un ciclo. Un oscilador controlado por voltaje es ideal para usarse con un circuito PLL porque el varactor usa un voltaje de ce de control para determinar la frecuencia del oscilador y el circuito PLL produce un voltaje de ce de control. Un arreglo típico se muestra en la figura 11-20. Las cuatro partes principales del circuito son: 1. Detector o comparador de fase. Las dos entradas son señales que provienen del VCO con una frecuencia fo y la otra de un oscilador separado con la frecuencia estándar fs usada como referencia. La salida es una señal de error que indica cuándo fo es la misma que fs , o si tiene diferente fase. El detector puede tener polaridades opuestas de voltaje de ce de salida para los ángulos de fase retrasados y adelantados entre las dos señales de entrada.

2. Filtro de paso bajo Este circuito RC suprime las variaciones de ca de la señal de los dos osciladores de la salida de cc rectificada del detector de fase. La entrada al filtro es la señal de cc de error con rizado de ca, pero la salida es un voltaje de ce filtrado de control para el amplifi cador de cc. 3. Amplificador de cc El amplificador de cc aumenta la magnitud del voltaje de control para mejor control. La salida del amplificador proporciona el nivel de ce deseado para el voltaje de control, y con la polaridad necesaria para el varactor en el VCO. 4. Oscilador controlado por voltaje El VCO usa un varactor para establecer la frecuencia del oscilador, como el del circuito de la figura 11-19. La entrada del amplificador de cc mantiene al VCO enganchado (sincronizado) en la frecuencia V fase del oscilador estándar.

El circuito PLL tiene tres modos de operación para el VCO; esos modos son: multivibrador libre o aestable, captura y enganche, o rastreo (seguimiento). Si fo está demasiado lejana de fS, el circuito PLL no puede enganchar al oscilador. Sin enganche, el VCO opera como un oscilador libre o multivibrador aestable. Además, la frecuencia del oscilador libre se producirá sin ningún voltaje de ce de control si se desconecta el circuito PLL. Cuando la frecuencia del VCO está dentro de la región o intervalo de frecuencias del circuito PLL, sin embargo, se produce voltaje de ce de control que reduce la diferencia entre las dos frecuencias. Una vez que el voltaje de control inicia el cambio de la frecuencia del VCO, el oscilador está en el estado de captura. Cuando fo es exactamente la misma que fS) el VCO está enganchado. El PLL conservará enganchado al VCO en tanto esté aplicado el voltaje de control de ce. Hay muchas aplicaciones para el circuito PLL. En general, cuando el circuito se usa para controlar la frecuencia de un oscilador se le llama control automático de frecuencia (CAF). A esta función de los receptores de televisión en el sintonizador de RF también se le llama sintonización fina automática (AFT). En los

circuitos de sincronización horizontal la aplicación es CAF horizontal. Una de las aplicaciones más importantes se tiene cuando se usa un oscilador controlado de cristal como la fuente estándar para la referencia. Así, el circuito PLL hace que un oscilador sin cristal tenga la misma estabilidad de frecuencia que un oscilador de cristal. Un ejemplo de esta aplicación se explica en la siguiente sección. Preguntas de repaso 11-8 (Respuestas en la p. 287)

Refiérase a la figura 11-20 a. ¿Se usan dos diodos para el detector de fase o para el amplificador de ce.-' b. ¿Cuál etapa tiene un varactor? c. Identifique las frecuencias de las dos señales de entrada al detector de fase. 11-9 SÍNTESIS DE FRECUENCIAS Un oscilador controlado de cristal tiene una excelente estabilidad de frecuencia, pero el cristal tiene solamente una frecuencia de salida. Un oscilador de frecuencia variable, por otra parte, puede producir muchas frecuencias de salida, pero no tiene la exactitud de un cristal. En muchas aplicaciones, especialmente en la banda civil de radio (CB), es necesario tener muchos canales de frecuencia con una exactitud de control con cristal. En lugar de tener un cristal separado para cada canal, sin embargo, se usa la síntesis de frecuencia para obtener frecuencias múltiples de canales con un solo cristal. La síntesis significa unir, o mezclar dos frecuencias para proporcionar la salida deseada. Un ejemplo de síntesis de frecuencias se muestra en la figura 11-21 para el caso específico de dos canales de CB con un cristal. (Las frecuencias de todos los 40 canales de CB se listan en el apéndice B). En realidad, todas las frecuencias de transmisión pueden sintetizarse con el mismo crisCapítulo 11/Circuitos osciladores

275

Fig. 11 -21 . Un ejemplo de síntesis de frecuencia para salidas del transmisor a 26.975 y 26.985 MHz. Estos son dos canales de frecuencias para la banda civil de radio (CB).

tal. La exactitud del cristal para las frecuencias de salida es de que el VCO esté enganchado por el oscilador de cristal por medio del PLL. El oscilador de cristal proporciona el estándar de frecuencia. En este ejemplo, el oscilador opera a 10.595 MHz; sin embargo, la salida se divide reduciéndola por la razón fija de 1:2 119 para proporcionar 5 kHz como la frecuencia de referencia para el circuito PLL. El VCO opera a diferentes frecuencias. En este ejemplo, la frecuencia puede ser 16.380 o 16.390 MHz. Sin embargo, la salida del VCO se divide reduciéndola por la razón necesaria para producir 5 kHz para el PLL. La señal de 5 kHz que proviene del VCO y la señal de referencia de 5 kHz del oscilador de cristal se comparan en el detector de fase del PLL. En consecuencia el voltaje de ce de control engancha al VCO. Su frecuencia puede cambiar sólo si varía la referencia estándar. Cada divisor de frecuencia es un grupo de circuitos digitales flip-flop. Para la salida del oscilador de cristal de 10.595 MHz, o 10 595 kHz, el divisor es 2 119 todo el tiempo para producir una salida de 5 kHz. Los cálculos son 276


La división de frecuencia en el VCO se cambia dependiendo de la frecuencia deseada en la salida a fin de obtener 5 kHz para el PLL. En la figura 11-21, S, está cerrado para dividir entre, 3 276 con el VCO a 16.380 MHz, o 16 380 kHz. Entonces

Para la otra frecuencia del VCO de 16.390 MHz, o 16 390 kHz, el interruptor S2 se cierra para dividir entre 3 278. Entonces

El mezclador o sintetizador combina las señales directas del VCO y del oscilador de cristal para producir la suma de las frecuencias, que es la salida sintetizada. Estos ejemplos son 10.595 + 16.380 = 26.975 MHz

Esta es la frecuencia del transmisor para el canal 2 de CB. Para la frecuencia del transmisor en el canal 3 de CB, 10.595 + 16.390 = 26.985 MHz Esas son las dos frecuencias sintetizadas de salida. Pueden producirse frecuencias adicionales cambiando la división para el VCO. La exactitud de cada frecuencia sintetizada está controlada por el cristal porque un componente viene del oscilador de cristal y la otra del VCO, que está enganchado por el oscilador de cristal por el circuito PLL. Preguntas de repaso 11 -9 (Respuestas en la p. 287)

Refiérase a la figura 11-21

realimentación se corre por 3 X 60° = 180°. Como el amplificador Ql tiene una inversión de fase de 180°, el corrimiento total de fase de 360° se obtiene realimentación positiva para hacer que el circuito oscile. La forma de onda de la salida del oscilador son ondas senoidales a una frecuencia de 20 Hz a 200 kHz, aproximadamente. La frecuencia del oscilador se varía cambiando los valores RC en el circuito de realimentación. En el circuito de la figura 11-22, C4 es el capacitor de acoplamiento para la salida del oscilador. RL es la resistencia de carga de salida para el circuito del colector, con retorno la fuente de + 28 V. La autopolarización de estabilización se consigue con el circuito RECE en el circuito del emisor. La polarización en sentido directo requerida para la base se obtiene del divisor de voltaje R4R) de los + 28 V.

a. ¿La entrada al comparador de fase es 5 kHz o 10 595 MHz? b. Los interruptores de programación, ¿cambian la división de frecuencia en el VCO.o en el oscilador de cristal? c. Cuando el VCO está operando a l ó 400 MHz, ¿qué divisor se necesita para obtener 5 kHz?

a. Una frecuencia típica para un oscilador con realimentación RC, ¿es 1 kHz o 10 MHz? b. En la figura 11-22, ¿estáC3, C4, o CE en el cir cuito de realimentación?

11-10 OSCILADORES CON REALIMENTACIÓN CON REDES RC

11-11 OSCILADOR DE PUENTE DE WIEN CON UN AMPLIFICADOR OPERACIONAL

Para frecuencias de audio los valores LC para un circuito sintonizado serían demasiado grandes, sin embargo, pueden usarse circuitos o redes RC para proporcionar el corrimiento de fase para obtener una realimentación positiva. Entonces, las frecuencias de las oscilaciones dependen de los valores de RC. La trayectoria de realimentación en el circuito oscilador de la figura 11-22 incluye tres circuitos RC: R1C1 R2C2 y R3C3. Supóngase que todos tienen los mismos valores de R y C. A una frecuencia específica a la cual cada uno de ellos tiene un corrimiento de fase de 60°, por tanto, la

El oscilador de puente Wien es un oscilador con realimentación RC, pero el circuito usa amplificación de inversión y sin inversión para realimentación negativa y positiva. Estas funciones pueden conseguirse con un CI amplificador operacional (μ. A), como se muestra en la figura ll-23a. La salida del amplificador se realimenta a las terminales de entrada — y +. La trayectoria que se forma con R2, y R1 proporciona realímentación negativa a la terminal — . El objetivo es reducir la distorsión de amplitud. La realimentación positiva se aplica a través de la trayectoria del circuito RACA y RBCB a la termi-


Capítulo 11 /Circuitos osciladores 277

Fig. 11-22. Circuito de oscilador de realimentación con una red RC.

nal +. Esta realimentación produce oscilaciones. El circuito oscila sólo a la frecuencia a la cual está balanceado el puente. Es así como la realimentación positiva contrabalancea la realimentación negativa. Para el puente de Wien de la figura 11-23b, se muestran los siguientes valores relativos: R2 = 2R1 RA= RB. Y CA = CB. RAy RB tienen aproximadamente dos tercios el valor deCA y CB tienen valores que pueden tener Xc iguales a RA o RB a la frecuencia de operación. Entonces, el puente está balanceado y el circuito oscila con la frecuencia

donde f está en hertz, R está en ohms y C está en farads. Para los valores de la figura 11-23

Fig. 11-23. Oscilador de puente de Wien que usa un amplificador operacional. (a) Circuito. Los voltajes de alimentación de ce no se muestran, (b) Puente de Wien solo. Los valores mostrados son los de balance a 1 392 Hz. Véase el texto para 'os cálculos.

278


A esa frecuencia, el puente está balanceado porque la Xc deCA o CB es igual a RA o RB. Así la impedanciaZBC entre los puntos B y C con el capacitor en serie es igual al doble de ZcAcon el capacitor en paralelo. La razón es 1.4/0.707 aproximadamente. Esta proporción es la misma que la de la rama resistiva con R 2 del doble de R 1. A la frecuencia de oscilación, el voltaje positivo de realimentación a través de RACA iguala o apenas excede el voltaje negativo de realimentación a través de R1. A cualquier otra frecuencia, la realimentación negativa es mayor, lo cual evita las oscilaciones. La frecuencia del oscilador generalmente se varía al cambiar CA y CB juntos al girar un eje común. Debido a la calidad de la onda senoidal de salida que produce el oscilador puente de Wien, se usa frecuentemente para generadores de señal de audio para un intervalo de frecuencia de 20 Hz a 200 kHz. Pueden intercambiarse diferentes valores de RA y RB para cambiar el intervalo de frecuencias. Además, R1 es usualmente una resis-

tencia sensible a la temperatura para estabilizar la salida. Preguntas de repaso 11-11 (Respuestas en la p. 287)

Responda verdadero o falso a. El oscilador de puente de Wien no requiere ningún circuito LC sintonizado. b. En el amp op de la figura 11 -23a, la salida de V 0 está invertida respecto a la terminal + de entrada.

11-12 MULTIVIBRADORES EJ circuito básico del multivibrador (MV) mostrado en la figura 11-24 es un oscilador de relajación para generar impulsos de onda cuadrada. Se usan dos etapas de amplificadores: la salida Ql excita la entrada de Q2 y la salida Q2~realimenta a Ql. Ya que cada amplificador de EC invierte la polaridad de la señal, la dos etapas proporcionan realimentación positiva, la cual produce oscilaciones. El oscilador de MV tiene la característica práctica de que no necesita un transformador para la realimentación.

Las oscilaciones están en las condiciones de ENCENDIDO-APAGADO para cada amplificador. Cuando una etapa conduce, la otra está en corte. Cuando la etapa APAGADA empieza a conducir, esta acción corta la etapa que estaba encendida. El circuito se considera un oscilador de relajación porque una etapa está siempre en reposo mientras está en corte. Un circuito que alterna entre la conducción y el corte con cierta rapidez puede considerarse un oscilador de relajación. La rapidez con la cuál Ql y Q2 de la figura 11 -24a entran en corte determina la frecuencia de oscilación. Un ciclo incluye el tiempo para ambas etapas. Por ejemplo, cuando cada etapa está en corte por 0.5 ms, el periodo total de corte Tes 2 X 0.5 ms = 1 ms. La frecuencia del MV es entonces 1000 Hz. Esta será la frecuencia de la señal de salida de onda cuadrada en la figura 11-24b. El multivibrador es un circuito muy popular con muchas aplicaciones. Puede usarse como un oscilador de audio simple y económico, para un generador de tonos. En los circuitos lógicos digitales puede emplearse como el reloj que proporciona los impulsos o generador de base de tiempos. También se usa como generador en diente de sierra con un circuito RC para conformación de ondas. Una característica útil es que puede sincronizarse fácilmente con impulsos externos de disparo para engancharse en la frecuencia de señal de sincronización.

Fig. 11-24. (a) Multivibrador simétrico de funcionamiento libre con acoplamiento por colector. (b) Salida de voltaje en el colector de Ql o Q2

Capítulo 11 /Circuitos osciladores

279

Circuito MV con acoplamiento por el colector En el circuito MV con acoplamiento por el colector de la figura 11-24a, el colector de Ql está acoplado a través de C2 a la base de Q2. Por otro lado, el colector de Q2 realimenta a la base de Ql a través de CV Las dos etapas están en acoplamiento cruzado. Cada etapa tiene una carga de colector RLl o RL2 La polarización en sentido directo o de avance para la base se obtiene de R3 y R4 de la fuente de ce de 5 V. En la red de polarización, R, está en la trayectoria de descarga de C2. Inicialmente, una etapa conduce ligeramente más que la otra, aun cuando los circuitos amplificadores sean simétricos. Cualquier pequeña diferencia se amplifica por ambas etapas debido a la realimentación positiva. Debe notarse que una mayor Ic significa menor Vc, lo cual proporciona el voltaje negativo para accionar o excitar a la siguiente etapa. Supóngase inicialmente que Ql está conduciendo más que Q2. La realimentación hace que Ql conduzca más corriente, y hay menos corriente en Q2. Con mucha rapidez, entonces, Ql conduce la máxima corriente para cortar a Q2. Cuánto dura Q2 apagado depende de la constante de tiempo de R2C2 en el acoplamiento para la entrada de su circuito de base. Entonces Q2 empieza a conducir. Este cambio se amplifica para producir la corriente máxima en Q2 el cual corta Ql. El resultado es que las etapas alternan entre conducción y corte. El voltaje del colector Vc proporciona un voltaje de salida de onda cuadrada, como se muestra en la figura 11-24b. Las variaciones son entre 5 y 0 V. Los 5 V para Vc igualan al voltaje de alimentación de ce cuando la etapa está en corte, sin ninguna IC. El valor 0 de Vc es consecuencia de la máxima Ic produce una caída de 5 V a través de R.L. Recuérdese que una caída en + Vc es un cambio negativo. Cuando Vc va de 5 a 0 V., el circuito de base de la etapa siguiente tiene una excitación de — 5 V. Cuanto tiempo está la señal de base a — 5 V, depende del tiempo que tome el capacitor de aco280

Capítulo 1 1 /Circuitos osciladores

plamiento para descargarse a un valor más bajo de VC Conforme C2 o C, se descargan el voltaje a través de R1 o R2 disminuye de — 5 V hacia 0. Cuando la excitación negativa en la base cae lo suficiente, la etapa puede empezar a conducir. La etapa que conduce puede entonces cortar a la otra. Cuando el tiempo de corte es el mismo para cada etapa, el multivibrador es simétrico y se produce una onda cuadrada en la salida. Un MV asimétrico produce duraciones desiguales del impulso. El voltaje de salida puede tomarse del colector ya sea de Ql o de Q2 con polaridades invertidas.

Circuito MV acoplado por el emisor Para el circuito MV de acoplado por el emisor, véase la figura 11-25. El colector de Ql excita a la base de Q2 a través del circuito de acoplamiento R2 y RE. Sin embargo, Q2 realimenta a Ql solamente a través del Cc que es común a ambas etapas. Q2 se corta por una señal negativa de base cuando Ql conduce. En el caso opuesto, Ql se corta por un voltaje positivo de emisor a través de RE cuando Q2 conduce. En ese momento, Q2 no puede cortarse a sí mismo porque R2 tiene una excitación de base positiva que proviene de Ql.

Fig. 11-25. Circuito multivibrador con acoplamiento por el colector.

El circuito con acoplamiento por el emisor es automáticamente asimétrico con Q2 en corte por más tiempo que Q1. La razón es que Q2 tiene un circuito RC de acoplamiento para excitar a la base negativa pero Q1 no tiene.

MV autónomo, libre o destable Los circuitos mostrados en las figuras 11-24 y 1125 son de funcionamiento libre o autónomo, lo cual significa que el MV oscila por sí mismo, para cambiar estados sin la necesidad de ninguna señal externa. El MV de funcionamiento libre es aestable porque no es estable cuando cualquiera de sus etapas está en corte. El circuito cambia naturalmente los estados con la frecuencia de las oscilaciones.

MV monoestable o de disparo El circuito MV monoestable o de disparo (univibrador) tiene un estado estable con una etapa conduciendo. Se necesita un impulso de entrada para disparar la etapa de APAGADA en conducción. Entonces el MV pasa a través de un ciclo de cambios y regresa a su condición inicial. Este tipo de circuito MV tiene polarización inversa en la base para impedir que tome lugar la conducción hasta que llega un impulso de disparo.

MV biestable o Flip-Flop En MV biestable o flip-flop también necesita impulsos de disparo, pero tiene dos estados estables para cualquier etapa de conducción. Cuando un impulso de entrada activa la etapa de apagado, las condiciones se invierten y permanecen de ese modo. Se requiere de otro impulso de disparo para activar al MV otra vez a su condición inicial. El nombre de flip-flop describe esta idea de conmutación de estados en un sentido y después en el sentido opuesto. MV Eccles-Jordan El circuito MV EcclesJordan es un multivibrador biestable con acoplamiento por colector. Es el flip-flop básico que se usa con más frecuencia para los circuitos lógicos digitales.

Disparador o gatillador Schmitt El circuito disparador o gatillador Schmitt es un MV biestable con acoplamiento por el emisor. Se usa frecuentemente para cambiar una entrada de onda senoidal a una salida de onda cuadrada. De esta manera las ondas cuadradas pueden proporcionar impulsos de disparo bien definidos para controlar a otro circuito. Preguntas de repaso 11-12 (Respuestas en la p. 287)

a. En el circuito de la figura 11-24, ¿la realimen tación de Q2 va a Q1 a través deC2, R2. o C 1? b. En el circuito de la figura 11-25, ¿la realimen tación de Q2 va a Ql a través de Cc, R,, o RE ? c. En un MV de funcionamiento libre o au tónomo, cada etapa se corta por 1 μs. ¿Cuál es lá frecuencia del oscilador?

11-13 GENERADORES DE SEÑAL El generador de señal es una importante aplicación de los osciladores. En realidad, un generador de señal de RF es un transmisor en miniatura para suministrar una salida de RF a prácticamente cualquier frecuencia. Un generador de señal de AF proporciona una señal de audio. Los generadores de señal frecuentemente se usan en el servicio a radiorreceptores, receptores de televisión y amplificadores de audio. Los tres tipos más comunes son los siguientes. 1. Generador de señal de MA de RF. Este generador suministra señales de RF a cualquier frecuencia dentro de su región de operación (Fig. 11-26). La salida de RF está disponible con o sin modulación por una señal interna de audio. Asimismo, la señal de audio se suministra en terminales.separadas de salida. La frecuencia de audio es usualmente de 400 o 1 000 Hz. Capítulo 11 /Circuitos osciladores

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Fig. 1 1 -26. Generador de señal de RF típico. Las bandas de RF son A, B, C, D y E de 310 kHz a 110 MHz. Su ancho es de 279 mm ( 1 1 pulg.1 (Heath Co.)

2. Generador de señal de MF de RF. Un genera dor de este tipo se llama generador de barrido porque su salida de frecuencia modulada barre a través de un intervalo de radiofrecuencias. Se usa para el alineamiento o ajuste de receptores, con un osciloscopio en la salida para obtener una curva visual de respuesta para los amplifi cadores sintonizados. Este método puede usarse para receptores de MA o de MF. 3. Generador de señal de audio. El generador de señal de audio proporciona cualquier frecuen cia en el intervalo de 20 Hz en el extremo bajo, usualmente a más de 100 kHz en el extremo alto. La forma de onda puede ser una onda senoidal o una onda cuadrada. Cuando es tán disponibles otras formas de onda, como en diente de sierra y en triángulo, la unidad se llama generador de formas de onda o generador de funciones. Los generadores de RF suministran señales de onda senoidal. La máxima salida de señal es de cerca de 0.5 V o menos, con una salida coaxial 282 Capítulo 11 /Circuitos osciladores

blindada de 50 Q . Los generadores de señal de audio generalmente tienen una salida máxima de cerca de 2 V. Un generador de señal de RF típico Véase la fig. 11-26. El selector de frecuencias a la derecha selecciona una de cinco bandas de la A a la E para la frecuencia de salida del generador de señal de RF. La banda más baja, A, es de 0.31 a 1.1 MHz, o 310 a 1 100 kHz. La banda más alta, E, es de 32 a 110 MHz. Dentro de cada banda, el dial indicador a la izquierda se ajusta para una frecuencia específica que está indicada en las escalas. La salida de RF se toma de las terminales a la derecha. El nivel de RF se ajusta con el control de amplitud contiguo a las terminales. La salida de audio se toma de las terminales de la izquierda. Su control de amplitud establece su nivel de audio. La sección de audio se enciende para tener solamente una salida de audio de las terminales de salida de audio, o de señal modulada de RF de la termi-

Fig. 1 -27. Uso del generador de señal de RF para la inyección de señal en un radio de MA para localizar una etapa defec-

nal de salida de RF. La frecuencia de audio aquí es de 1 000 Hz. En algunos generadores puede variarse la frecuencia de audio. Inyección de señal El uso de la técnica de inyección de señal para localizar una etapa defectuosa en un radio de MA se ilustra en la figura 11 -27. La idea general es acoplar la entrada de se ñal a cada etapa y notar si produce una salida. La salida del radio, mostrada en la figura 11-27, es el altavoz que produce sonido. Se inicia en el altavoz y se trabaja regresando al frente. En esta forma se conoce cuáles etapas están buenas, para probar las otras. Se necesitan tres tipos de señales del generador: 1. Señal de audio sola para la sección de audio.

2. Señal modulada de RF a 455 kHz para la sección de FI a 455 kHz. En el receptor, la modulación de audio se detecta para producir una salida de audio. La frecuencia 455 kHz es un valor estándar de FI para radios de MA. 3. Señal modulada para la sección de RF a cual quier frecuencia entre 535 y 1 605 kHz. Téngase la seguridad de que el dial de sintonía del receptor esté puesto a la misma frecuencia que la del generador. Como un ejemplo de localización de una etapa defectuosa, supóngase que el problema es la falta de salida de audio. Aliméntese una señal de audio a los electrodos de colector y base de cada amplificador de audio. Si se escucha un tono de audio las etapas están en buen estado. Ahora cambíese la señal a una salida modulada RF a 455 kHz y verifiqúese la señal de FI. Se supone que hay tres etapas de FI. También se supone que la entrada a la tercera etapa produce una salida de audio, pero la entrada de la segunda etapa no lo hace. Por tanto, la segunda etapa de FI está defectuosa porque no puede amplificar su señal de entrada. El problema puede ser el transistor en sí mismo, la fuente de voltaje de ce o el circuito de ca de acoplamiento a la siguiente etapa. Preguntas de repaso 11-13 (Respuestas en la p. 287)

a. En la figura 11-26, ¿cuál banda es para 455 kHz? b. Cuando se prueba el buen funcionamiento de un amplificador de audio ¿se usa el par izquierdo o el par derecho de las terminales de salida?

RESUMEN 1. Un circuito oscilador es básicamente un amplificador con realimentación positiva de la salida a la entrada. 2. La realimentación positiva tiene la misma polaridad que una señal de entrada que pudiera ser aplicada para la amplificación. Capítulo 11 /Circuitos osciladores

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3. Un circuito LC oscila a su frecuencia natural de resonancia fr = 1/ (2 LC ). 4. En un oscilador con realimentación, la alimentación positiva se obtiene por una bobina de reacción acoplada inductivamente con el circuito sintonizado 5. El circuito oscilador Hartley usa una bobina con tomas en el circuito LC sintonizado para tener realimentación inductiva en lugar de la bobina de reac ción. 6. El circuito oscilador Colpitts usa un divisor capacitivo de voltaje para la alimentación. 7. El oscilador ultra-audión es un circuito Colpitts modificado que usa las capacitancias interelectrodos. 8. El oscilador de placa-sintonizada-rejilla-sintonizada usa dos circuitos sintonizados con realimentación a través deCGP. 9. Los osciladores controlados por cristal se usan para la mejor estabilidad de frecuencia. El cristal es equivalente a un circuito sintonizado con muy alta Q. 10. El oscilador controlado por voltaje (VCO) tiene un diodo capacitivo en el circuito sintonizado para controlar la frecuencia del oscilador. C varía con la magnitud del voltaje inverso a través del diodo. 11. El bucle o lazo de enganche de fase (PLL) usa un detector de fase para comparar una frecuencia de entrada con una referencia estándar. El voltaje de cc de control del detector puede hacer que VCO se enganche a la misma frecuencia y fase que las de un oscilador de cristal. 12. Un circuito sintetizador de frecuencias usa un PLL con un VCO y divisores de frecuencia para proporcionar diferentes frecuencias de salida de un oscilador controlado por cristal. Veáse la figura 11-21. 13. Los osciladores con realimentación con una red RC se usan como osciladores de audio. La frecuencia depende de los valores de R y C. 14. El oscilador de puente de Wien usa realimentación RC en un circuito de puente balanceado. Proporciona una salida de audio de onda senoidal con ex celente forma de onda. 15. El circuito multivibrador (MV) usa dos etapas de amplificación, y la salida de una etapa excita la salida de la otra. Las oscilaciones están en los estados de ENCENDIDO-APAGADO para cada etapa. Los dos circuitos básicos son el MV de con acoplamiento por colector y el MV de con acoplamiento por emi sor. 16. Los generadores de señal son equipos de prueba útiles para verificar o en contrar fallas en receptores. El generador suministra señales de RF y de AF.

AUTOEVALUACION Escoja a), b), c) o d). 1. Las dos partes principales de un circuito tanque son a) R y C; b) L y C; c) R y L; d) R y un transistor NPN. 284 Capítulo 11 /Circuitos osciladores

2. Cuando se duplica L y se reduce a la mitad c, es a) doble; b) 1 /2; c) 1 /4; d) la misma. 3. La realimentación positiva es la misma que a) regeneración; b) degeneración; c) realimentación negativa; d) síntesis de frecuencia. 4. El oscilador que usa una bobina con tomas en el circuito sintonizado LC es el a) Pierce; b) Colpitts; c) Hartley; d) Armstrong. 5. El circuito que usa un divisor capacitivo de voltaje para proporcionar la realimentación es el a) Colpitts; b) Hartley; c) Armstrong; d) Multivibrador. 6. Los osciladores de RF con realimentación usualmente se sintonizan si se varía; a) la polarización; b) el voltaje de la fuente; c) L o C; d) la impedancia de carga. 7. El oscilador con la mejor estabilidad de frecuencia y exactitud es el a) Hartley; b) Colpitts; c) de realimentación; d) oscilador controlado por cristal. 8. Una frecuencia típica para un oscilador obtenida con una red con alimentación RC es de a) 1 kHz; b) 100 MHz; c) 1 000 MHz; d) 1 GHz. 9. Cuando a un cristal de 6 MHz le sigue un triplicador de frecuencia, la salida será a) 6 MHz; b) 2 MHz; c) 18 MHz; d) 54 MHz. 10. ¿Cuál de las siguientes afirmaciones es cierta respecto del oscilador Hartley mostrado en la figura 11-6? a) la realimentación positiva se acopla al emisor; b) C2 es el capacitor de sintonización; c) L1 se usa como un choque de RF; d) se usa alimentación en serie paraV+. 11. El varactor en un oscilador controlado por voltaje necesita a) señal de audio por abajo de 1 000 Hz; b) voltaje de ce inverso de control; c) polarización en sentido directo; d) capacitancia en paralelo de más de 5 μF. 12. El comparador de fase en un circuito PLL se usa para a) proporcionar la mitad de frecuencia del cristal de oscilador; b) proporcionar la salida de RF con mo dulación de audio; c) proporcionar el voltaje de ce para control; d) duplicar la señal del oscilador de cristal. 13. En la figura 11-21, una de las frecuencias sintetizadas de salida es a) 5 kHz; b) 10.595 MHz; c) 16.380 MHz; d) 26.975 MHz. 14. En la figura 11-21, la división de frecuencia para el oscilador de cristal es a) 1 / 2 119; b) 1/3 276; c) 1/3 278; d) 1/3 280. 15. ¿Cuál de los métodos siguientes se aplica al multivibrador mostrado en la fi gura 11-24? a) disparador Schmitt; b) flip-flop biestable; c) funcionamiento libre o autónomo; d) acoplado por emisor. 16. ¿Cuál de los siguientes métodos se aplica al generador de señal mostrado en la figura 11-26? a) generador de funciones; b) generador de barrido de MF; c) generador de onda cuadrada; d) salida modulada de RF o no modulada.

PREGUNTAS DE REPASO 1. Nombre cinco tipos de circuitos de oscilador de RF sintonizado con realimentación. Capítulo 11 /Circuitos osciladores 285

2. En un oscilador sintonizado de RF con realimentación, ¿cuál parte del circuito, a) genera oscilaciones, b) proporciona realimentación, c) suministra potencia de cd 3. Defina lo siguiente: oscilaciones amortiguadas, circuito tanque, efecto de vo lante (momento de inercia), multiplicador de frecuencia. 4. Compare los usos para realimentación positiva y realimentación negativa. 5. Compare el efecto de la regeneración y la degeneración. 6. Nombre dos tipos de circuitos osciladores de relajación. 7. Dibuje el diagrama del circuito de un oscilador Hartley con alimentación en serie. 8. Dibuje el diagrama del circuito de un oscilador Colpitts con alimentación en de rivación. 9. ¿Cuál es la ventaja de un oscilador controlado por cristal? 10. Nombre dos tipos de cortes para los cristales de cuarzo usados en los circuitos osciladores. 11. ¿Qué significa síntesis de frecuencia? 12. Compare las conexiones para las alimentaciones en serie y las alimentaciones en derivación en un oscilador Hartley. 13. ¿Cuál es la diferencia entre los circuitos osciladores Hartley y Colpitts? 14. Compare el método de realimentación para los circuitos del oscilador Hartley y del TPTG. .15. Dé dos formas para probar cuándo un oscilador está generando una salida de ca. 16. ¿Qué significan las abreviaturas VFO, VCO, PLL, ECO, y TPTG para los circuitos osciladores? 17. Dé los voltajes de entrada y de salida para un circuito PLL. 18. Explique brevemente cómo se cambia la frecuencia de VCO mostrado en la fi gura 11-19. 19. Explique brevemente cómo se sintetizan 26.975 MHz para la salida de RF en el circuito de la figura 11-21. 20. ¿Cuál es mejor para las frecuencia de audio el TPTG o el oscilador de puente de Wien? Explique el por qué. 21. ¿Cuáles son los 6 componentes que determinan la frecuencia del oscilador realimentado con una red RC mostrado en la figura 11-22? 22. ¿Cuáles son los dos componentes del oscilador de puente de Wien mostrados en la figura 11-23 que determinan la cantidad de alimentación negativa? 23. Compare los circuitos de un multivibrador con acoplamiento por emisor y un multivibrador con acoplamiento por colector. 24. Dé los usos de tres tipos de generadores de señal.

286


PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Calcule la frecuencia de un oscilador de RF sintonizado con realimentación que tiene 240 μH para L y 180 pF para C. 2. Si en el problema 1 se reduce C a 90 pF, ¿cuál será la nueva frecuencia del oscilador? 3. Qué valor de L se necesita con un C de 20 pF para una frecuencia del oscilador de 110.7 MHz? 4. Para el C de 20 pF, ¿cuál valor de L se necesita para la frecuencia de 55.35 MHz? 5. Para el circuito de puente de Wien mostrado en la figura ll-23b, calculeXc para la capacitancia de 1 μF de CA o CB a la frecuencia del oscilador de 1 592 Hz. 6. Muestre los cálculos para sintetizar 26.965 MHz para la salida de RF en el transmisor de la figura 11-21.

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Dé dos aplicaciones de osciladores de audio y dos de osciladores de RF sintoniza dos. 2. Nombre dos tipos de osciladores para la banda de microondas. 3. Explique brevemente cómo puede obtenerse la división entre 2 119 con divisores digitales. RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO


287

Capítulo

Modulación y transmisores El transmisor envía una señal de RF al receptor. Las dos características del transmisor son una salida apreciable de potencia de RF y una frecuencia específica de la señal RF transmitida. Mientras mayor sea la potencia de la señal radiada, mayor será la distancia de transmisión. Además, la frecuencia de la señal de RF está en una banda asignada. Los transmisores están regulados por la Federal Communications Commission (FCC). El corazón de cualquier transmisor es una etapa osciladora de RF sintonizada que genera la onda portadora de RF. No obstante, los transmisores incluyen amplificadores para las salidas del oscilador y los circuitos para modular la onda de RF. La modulación es el proceso por medio del cual se varía la salida de RF en concordancia con una señal de más baja frecuencia como una señal de audio. Los métodos más comunes de modulación son la modulación de amplitud (MA) y la modulación de frecuencia (MF)*. En los siguientes puntos se explican más detalles: 12-1 12-2 12-3 12-4 12-5 12-6 12-7 12-8 12-9 12-10 12-11 12-12 12-13 12-14 12-15

Requisitos del transmisor Principios de la modulación Modulación de amplitud (MA) Modulación de alto y bajo nivel Transmisores de MA Frecuencias de banda lateral Transmisión de banda lateral única Modulación de frecuencia MF Multiplexaje Multiplicadores de frecuencia Modulación de impulsos Métodos de manipulación Oscilaciones parásitas Asignación de frecuencias por la FCC Tipos de emisión

* El uso ha conservado las abreviaturas AM y FM.

12

12-1 REQUISITOS DEL TRANSMISOR En la figura 12-1 se muestra un pequeño transmisor para comunicación radiotelefónica. La unidad mostrada está diseñada para hacer transmisiones en la banda de radioaficionados de 16 a 54 MHz con una potencia nominal de 100 W. El diagrama de bloques de la figura 12-2 ilustra las etapas en un transmisor de MA con modulación de audio. Empezando por la parte supe-

Fig. 12-1. Un transmisor de 100 W para la operación de radiotelefonía en la banda de aficionados de 16 a 54 MHz. (Heath Co.).

rior izquierda, la etapa del oscilador genera la onda portadora de RF. Los circuitos típicos son los osciladores Hartley, Colpitts y los controlados por cristal. La siguiente etapa en el diagrama es un amplificador de RF para la salida del oscilador. Este amplificador tiene dos funciones: proporciona suficiente señal para excitar o accionar al amplificador de potencia; además, el excitador separa al oscilador del amplificador de potencia para reducir la carga en el circuito oscilador y mejorar la estabilidad de frecuencia. El amplificador de potencia proporciona la intensidad de corriente de antena necesaria para obtener la salida deseada de potencia. Más corriente en la antena significa que se radiará una onda electromagnética más poderosa, por tanto la señal puede transmitirse a una distancia mayor. Por otro lado, el amplificador de potencia de la figura 12-2 está modulado por la señal de audio. Las variaciones de amplitud de la señal de RF modulada están presentes en la salida del amplificador de potencia y en el circuito de la antena. Un transmisor más simple puede tener solamente el oscilador maestro y un amplificador de

Nombre

Tabla 12-1 Bandas de radio frecuencia Abreviatura Frecuencias

Frecuencia muy baja Frecuencia baja Frecuencia media

VLF LF MF

Abajo de 30 kHz 30 a 300 kHz 300 kHz a 3 MHz

Frecuencia alta Frecuencia ultra alta

HF VHF

3 a 30 MHz 30 a 300 MH J

Frecuencia muy alta

UHF

300 MHz a 3 GHz*

Frecuencia super alta SHF Frecuencia extremadamente alta EHF

3 a 30 GHz' 30 a 300 GHz'

Notas

Equipo de radio local Radio navegación marítima Incluye la banda MA de radio emisiones Incluye la banda civil de radio (CV) Incluye la banda de MF de radiodifusión y los canales 2 al 13 de televisión de VHF Incluye los canales 14 a 83 de televisión de UHF Comunicación por satélite Comunicación por satélite.

* 1 GHz = 1 X 10 9 Hz. Las microondas son de 0.2 a 100 GHz.

potencia (MOPA). Un transmisor MOPA generalmente se manipula en encendido y apagado para radiotelegrafía. La fuente de poder es necesaria para proporcionar el voltaje de ce a todas las etapas. Frecuencias de la portadora de RF La señal portadora transmitida debe estar en la región de radiofrecuencias con el objeto de tener radiación eficiente por la antena. Las frecuencias de audio no pueden radiarse en gran medida. Por medio de la modulación, entonces, la onda portadora proporciona la transmisión de la onda de RF en tanto que la señal modulada tiene la información deseada. En general, las radiofrecuencias se extienden de 20 kHz hasta muchos gigahertz. (Un gigahertz es igual a 109 Hz.) Específicamente, se considera la transmisión de RF en las bandas de frecuencia listadas en la tabla 12-1. Esas son las grandes divisiones del espectro de RF. Nótese que cada banda es mayor por un múltiplo de 10. Como ejemplo, la banda de VHF de 30 a 300 MHz es 10 veces más alta que la banda HF de 3 a 30 MHz.

Tolerancia de frecuencia La tolerancia de frecuencia especifica la estabilidad requerida de la 290

Capítulo 12/Modulación y transmisores

frecuencia portadora. En la banda de emisión de radio de MA la tolerancia es ± 20 Hz. Como ejemplo, esa tolerancia significa que una frecuencia portadora de 600 kHz no puede exceder de 600 020 Hz ni ser menor de 599 980 Hz. Los cálculos para 600 kHz (600 000 Hz) son 600 000+ 20 =600 020 Hz y 600 000 - 20 = 599 980Hz En la banda civil (CB), servicio clase D alrededor de 27 MHz, la tolerancia es ± 0.005%. Con una frecuencia de la portadora de 27 MHz Tolerancia = 27 x 10 6 x 0.005 % = 27 000 000 x 0.00005 = 1 350 Hz La portadora transmitida no puede estar abajo o arriba de la frecuencia asignada por más de 1 350 Hz. Para las estaciones de MF y de TV en la banda de VHF de 30 a 300 MHz, la tolerancia de frecuencia es± 1 kHz. Por ejemplo, considérese una estación de radio de MF con una frecuencia de la portadora asignada de 96 MHz, la cual es de

96 000 kHz. La frecuencia promedio no puede ser mayor de 96 001 kHz, o 96.001 MHz, ni menor que 95 999 kHz o 95.999 MHz. Preguntas de repaso 12-1 (Respuestas en la p. 327)

a. En la figura 12-2, ¿qué etapa genera la porta dora de RF? b. En la figura 12-2, ¿cuál es la frecuencia de la modulación de audio? c. Dé las frecuencias en la banda de radio de VHF

12-2 PRINCIPIOS DE LA MODULACIÓN El proceso de modulación puede definirse variando la onda portadora de RF de acuerdo con la inteligencia o información de la señal de más baja frecuencia. Durante el proceso de modulación, las ondas básicas senoidales en la portadora de RF se convierten en una forma de onda compleja. La forma de onda sigue siendo una señal de RF, pero contiene las variaciones de la señal moduladora. Las variaciones de RF permiten la transmisión a distancias largas, y la modulación tiene la inteligencia deseada.

La señal de la banda base La señal de más baja frecuencia que modula a la portadora de RF se llama la señal de la banda base, un término general que incluye todos los tipos de información de la modulación. Tres ejemplos son: 1. 2. 3.

La modulación de la señal de audio de la in formación de voz o música. La modulación de señal de video de la infor mación de imagen. Datos en forma de impulsos de la informa ción numérica.

Volviendo a la figura 12-2, la señal 2 kHz es un ejemplo de modulación usando frecuencias de

audio. En general, el intervalo de AF de señales de banda de la base pueden ser de 300 a 3 000 Hz para comunicación de voz, 50 a 5 000 Hz en emisiones de radio de MA, y 50 a 15 000 Hz en emisiones de radio de MF. Otro ejemplo de la modulación de la banda de base es la señal de video de la información por imagen en la televisión, que tiene frecuencias de 30 Hz a 4 MHz, aproximadamente. Nótese que aquí las frecuencias de señal de video pueden ser tan altas como 4 MHz, la cual en sí misma es una radiofrecuencia. Sin embargo, las frecuencias de la señal portadora de imagen en las bandas de VHF y UHF son todavía mucho más altas que las frecuencias que la banda de base. Las frecuencias de la señal en la banda de base deben ser siempre mucho más bajas que la frecuencia de la portadora de RF que está siendo modulada. La razón es que en cualquier instante en la señal de banda de base, el tiempo debe ser lo suficientemente largo para incluir muchos ciclos de la onda portadora de RF. De otra forma, los ciclos individuales en la onda portadora no seguirían con precisión las variaciones en la modulación de banda de base. El resultado sería una señal distorsionada de salida.

Tipos de modulación Los dos métodos más comunes para que la señal de banda de base varíe la onda portadora de RF son la modulación de amplitud (MA) y la modulación de frecuencia (MF). En la modulación de amplitud, la amplitud instantánea de la portadora de RF varía con la señal moduladora. Un ejemplo de MA se muestra en la forma de onda de la portadora de RF modulada en la figura 12-2. Para recuperar la modulación, el circuito detector de MA en el receptor debe extraer las variaciones de amplitud de la señal portadora de RF. En la modulación FM se hace que las amplitudes variables de la señal moduladora cambien las frecuencias instantáneas de la onda portadora de RF. En efecto, la^frecuencia de la portadora de RF fluctúa alrededor de su valor central o de su frecuencia de reposo. Sin embargo, la frecuencia promedio sigue siendo la frecuencia portadora asigCapítulo 12/Modulación y transmisores 291

nada. Con el objeto de recuperar la modulación, el circuito detector de MF en el receptor debe convertir las variaciones de frecuencia en las correspondientes variaciones de amplitud, y extraer entonces la señal moduladora. Otro método también importante es la modulación de impulso; la onda portadora de RF se transmite como impulsos. La posición de los impulsos, o la duración (ancho) del impulso puede hacerse variar de acuerdo con la información moduladora. Las modulaciones de amplitud y frecuencia (AM y FM) son los dos métodos usados en la radio comercial y en la emisión de televisión. En las emisiones estándar de radio, la banda es de 535 a 1 605 kHz cuando se usa MA. La banda de MF de emisión de radio es de 88 a 108 MHz. En la televisión, la modulación de video produce una señal portadora de imagen de MA, sin embargo, el sonido asociado en televisión es una señal de MF. Por otro lado, la MA y la MF se usan comúnmente en los sistemas de intercomunicación por radio. En el servicio de radio CB se utiliza la MA.


a. b. c.

La frecuencia de banda de base, ¿es más alta o más baja que la portadora de RF? En la banda estándar de emisión de radio, ¿se usa la MA o la MF? ¿Se usa la MA o la MF para la señal porta dora de imagen en televisión?

12-3 MODULACIÓN DE AMPLITUD (MA) El diagrama de bloques de la figura 12-2 ilustra un transmisor típico de radioteléfono de MA. La palabra radioteléfono indica comunicaciones de voz, pero en general significa todos los tipos de información de audio incluyendo la musical. Nótese para la modulación del transmisor, que el amplificador de potencia de RF final tiene dos señales de entrada: una es la portadora a 1 000 kHz de la sección RF; la otra es el voltaje de modulación de

Fig. 12-3. Circuito para la modulación de placa de un tubo triodo usado como el amplificador final de RF. La portadora de RF de 1 000 kHz tiene su amplitud modulada por la señal de audio de 2 kHz. Véanse los voltajes en la tabla 12-2.

292


audio a 2 kHz de la sección de audio del transmisor. La salida del amplificador de audio se conecta al amplificador de RF para modular su salida. Sección de audio La salida de audio de algunos dispositivos, por ejemplo de un micrófono, es bastante débil. Los valores típicos están en milivolts. Para tener suficiente voltaje de modulación, la señal de audio debe amplificarse. Para la voz, la primera etapa de audio se llama amplificador del habla. La última etapa es el modulador de audio. Esta última etapa es un amplificador de potencia que alimenta la modulación a la sección de RF.

Modulación de placa El método de modulación de placa para la MA se ilustra en la figura 12-3. En este caso, la modulación tiene lugar en el circuito de placa del amplificador de potencia de RF final. Los valores del voltaje para cada ciclo de la modulación de audio se dan en la tabla 12-2. Nótese que el voltaje de audio a través del secundario del transformador de modulación T2 está en serie con la fuente de V+ y el circuito de placa del amplificador de RF. Por tanto, el voltaje modulador de audio varía el voltaje de placa del amplificador de RF a la rapidez de audio. Cuando el voltaje de audio está en cero, el voltaje de placa del amplificador de RF es de 600 V, como sería sin ninguna modulación. Sin embargo, íuando el voltaje modulador de audio es + 600 V, la alimentación de placa del amplificador de RF es efectivamente 1 200 V. Este valor es igual a

600 V de V+ de la fuente de poder de ce más 600 V de T2. Entonces, la cantidad de salida de RF es el doble del nivel de la portadora sin modulación. Para el caso opuesto, cuando el voltaje modulador de audio es — 600 V, la alimentación de placa del amplificador de RF es 600 - 600 = 0 V. Así, la salida de RF es cero. En consecuencia, las variaciones de amplitud de la onda portadora de RF proporcionan un perfil que corresponde al voltaje de modulación de audio. El perfil que se muestra en las líneas punteadas en la parte superior e inferior de la forma de onda se llama envolvente de modulación. Ambos picos, positivo y negativo de la portadora de MA, son simétricos alrededor del eje central de la portadora, porque ambas envolventes tienen exactamente las mismas variaciones. Debe notarse que la envolvente existe realmente no como una señal de audio en sí misma, sino solamente como variaciones de amplitud de la portadora de RF. De hecho, las envolventes superior e inferior varían con polaridades opuestas. En términos de voltaje de audio, las dos envolventes opuestas no pueden usarse al mismo tiempo para proporcionar la información de audio. Esta es la razón por la cual la portadora modulada debe rectificarse con el objeto de detectar la modulación de audio. El detector puede rectificar cualquiera de los semiciclos, positivo o negativo, de la portadora de RF. De esta manera, las variaciones de amplitud, ya sea en la envolvente positiva o en la negativa, pueden proporcionar la señal de audio de salida.

Tabla 12-2 Valores de modulación para la figura 12-3

Voltaje de audio

Suministro de placa

Voltaje de placa de amplificador RF (Va + V+),V

0 + 600

600 600

600 1200

0 -600 0

600 600 600

600 0 600

Amplitud de la señal modulada RF Nivel de la portadora Nivel de la portadora doble Nivel de la portadora Cero Nivel de la portadora


293

Porcentaje de modulación El porcentaje de modulación especifica la variación en la señal de MA comparada con la portadora no modulada. También se llama factor de modulación m. La fórmula para calcular el porcentaje de modulación es

Los valores máximos y mínimos son voltajes o corrientes de la portadora modulada. En la figura 12-4¿ se ilustra un ejemplo de modulación 100%. Aquí, el valor máximo es de 8 A y el valor mínimo es 0 A para la corriente modulada en la antena. Entonces

Nótese que, para 100% de modulación, la señal de RF varía hasta el doble del nivel de la portadora no modulada y baja hasta cero. Como otro ejemplo, en la figura 12-4b se muestra 50% de modulación. Los valores máximos y mínimos de la corriente de antena son 6 y 2 A respectivamente. Entonces

Sobremodulación Es importante tener un alto porcentaje de modulación en el transmisor. Esto permite que más señal de audio se recupere en el receptor en el circuito detector. La modulación generalmente se mantiene cercana a 100% 294 Capítulo 12/Modulación y transmisores

pero no a ese nivel, debido a que las complejas formas de onda de audio pueden exceder el nivel de 100%. Más de 100% se llama sobremodulación. Nótese, en el ejemplo de la figura 12-5, que la señal portadora sobremodulada no interviene parte del tiempo. Como resultado se tienen dos grandes problemas: primero, la señal moduladora está muy distorsionada; además, el efecto que se obtiene de apagar y encender la señal portadora es generar nuevas frecuencias que interfieren con los canales cercanos. La generación de frecuencias de interferencia fuera del canal asignado se llaman radiaciones espurias o interferencia de canal adyacente. Patrones de modulación en el osciloscopio El osciloscopio puede usarse para verificar la modulación. Si se conecta la señal de RF modulada a

las terminales de entrada vertical, y usando el barrido horizontal interno del osciloscopio, pueden observarse las formas de onda de la señal como se muestra en las figuras 12-4 y 12-5. Sin embargo, puede hacerse un análisis más exacto aplicando el voltaje de modulación de audio en la entrada horizontal del osciloscopio en lugar del barrido interno, como se muestra en la figura 12-6. Los patrones trapezoidales en la figura 12-6 presentan una indicación visual de los valores máximos y mínimos de la onda modulada. La altura marcada A es el máximo, y B es el mínimo. Por tanto, puede calcularse el porcentaje de modulación como (A — B)/(A + B) que corresponde a la fórmula 12-1. Los ejemplos en la figura 126a y 12-6b se aplican para 33-33 y 100% de modulación. En la figura 12-6c, la modulación es más de 100% porque la sobremodulacion da como resultado un nivel de la portadora cero en parte del ciclo de modulación. Los valores de más de 100% no pueden calcularse por la fórmula. Preguntas de repaso 12-3 (Respuestas en la p. 327)

a. b.

En la figura 12-3, ¿cuál es el voltaje de la placa del amplificador de RF cuando el voltaje modulador de audio es + 600 V? En la figura 12-3, ¿cuál es la frecuencia de la onda portadora modulada?

Fig. 12-6. Patrones de modulación trapezoidales. Las conexiones del osciloscopio se muestran jn la parte superior. Véanse los cálculos en el texto, (a) Modulación del 33-33% (b) Modulación del 100% (c) Sobremodulacion.

c. La máxima I o el máximo V en la onda portadora modulada es 5 unidades y el mínimo es 3 unidades. Calcule el porcentaje de modulación.

12-4 MODULACIÓN DE ALTO Y BAJO NIVEL Los términos modulación de alto y bajo nivel se refieren al nivel de potencia de RF al cual la señal de la banda de base modula la salida. La modulación de alto nivel significa que la señal moduladora se aplica cuando la potencia de RF es la potencia nominal de salida a la antena. Un ejemplo es el circuito que se muestra en la figura 12-3, donde la señal de audio modula el circuito de placa de la etapa final de amplificación de RF. Otro ejemplo de modulación de colector con transistores se muestra en la figura 12-7. La modulación de colector en los transistores de juntura es equivalente a la modulación de placa en los tubos. Sin embargo, tanto el amplificador de potencia como su etapa excitadora usualmente están moduladas por colector. Nótese, en la figura Capítulo 12/Modulación y transmisores 295

Fig. 12-7. Modulación de alto nivel en un circuito de colector de transistor. Ql y Q2 están modulados.

12-7, que el circuito del colector de Q2 y Ql tiene voltaje modulador de audio aplicado proviene de Q3. La razón es que la sola modulación del colector del transistor de salida no produce 100% de modulación. Durante parte del ciclo de modulación, cuando el voltaje del colector es bajo, la saturación en el transistor no permite que la salida de RF siga a la modulación. Además, parte de la excitación de RF alimenta por completo a la antena. Por tanto, es necesario modular el circuito colector de la etapa excitadora y el amplificador final de RF. Tómese nota de que el colector de la etapa de RF modulada Q2 está en serie con el choque L4 de audio de voltaje de alimentación de cc. La trayectoria en serie se da a través del choque L1,de RF, el resistor R;, que reduce el voltaje de ce, el choque L4, de audio, aV+. En consecuencia, el voltaje de audio a través del choque puede modular el voltaje de RF del colector sin necesidad de un transformador de modulación de audio. Tal circuito con conexiones en serie con V+ con choque de modulación de audio se llama modulación Heising. El mismo método se usa frecuentemente para la modulación de placa con tubos. 296 Capítulo 12/Modulación y transmisores

La modulación de alto nivel es eficiente, tiene buena linealidad y, por tanto, poca distorsión, pero requiere una potencia apreciable de audio. Específicamente para 100% de modulación la potencia de audio requerida es la mitad de la potencia de RF. Por ejemplo, con una salida de portadora de RF de 1 kW, la potencia de audio necesaria para 100% de modulación es 0.5 kW.

Modulación de bajo nivel En la modulación de bajo nivel la señal moduladora se aplica en los circuitos de RF en los cuales el nivel de potencia de RF es mucho menor que la salida a la antena. La ventaja es que se necesita mucho menos potencia moduladora. Con la MA, no obstante, hay problemas para preservar la envolvente de modulación en los amplificadores que siguen a la etapa moduladora. Se deben usar configuraciones clase A o AB en lugar de la clase C con su alta eficiencia. En general, la menor eficiencia que resulta por no usar la operación clase C cancela cualquier ventaja derivada por usar menos potencia de audio. Debe notarse que estas limitaciones no se aplican a la MF, porque la MF no produce una envolvente de variaciones de amplitud.


Responda verdadero o falso a. b. c. d.

Las figuras 12-3 y 12-7 muestran modulación de alto nivel. En la figura 12-7, Q1 y Q2 están modulados por voltaje de audio. La operación clase A tiene la más alta eficiencia. La ventaja de la modulación de bajo nivel es que se necesita menos potencia para la señal de banda de base.

12-5 TRANSMISORES DE MA La figura 12-8 es un diagrama de bloques de un transmisor típico de MA. Lá primera etapa a la izquierda es el oscilador que proporciona una fuente estable de energía de RF para generar la frecuencia portadora. A continuación se encuentra la etapa separadora para amplificar la salida de RF del oscilador. La principal función de este amplificador es separar o proteger al oscilador del resto de los circuitos de RF del transmisor. De otra forma, los cambios en las condiciones de sintonización o de carga pueden afectar la estabilidad de la frecuencia del oscilador. La etapa separadora es generalmente un seguidor de emisor. Este circuito

proporciona buena aislarión debido a su alta impedancia de entrada, la cual hace mínimo cualquier efecto de carga en el oscilador. La siguiente etapa en la cadena de RF es el amplificador intermedio de potencia (IPA). Proporciona la ganancia de potencia necesaria para excitar al amplificador final de potencia. El IPA puede considerarse también como una etapa excitadora. Pueden usarse más de una etapa IPA para la potencia requerida. El IPA generalmente opera en la clase C para máxima eficiencia. Esta operación se permite porque la portadora de RF no se modula aquí. El amplificador de RF final proporciona la salida de potencia necesaria en el circuito de la antena. Otra vez se usa la operación clase C para mejor eficiencia. La modulación de alto nivel se muestra en la figura 12-8, con la señal de audio aplicada en el circuito de salida del amplificador de potencia de RF. Puede usarse ya sea la modulación de placa o la de colector con tubos o transistores. En general, hay transistores disponibles para la salida de potencia de RF hasta de cerca de 100 W. Los tubos al vacío se usan para transmisores con salida de potencia en la región de kilowatts. En la sección de audio de la señal de modulación, la primera etapa es un amplificador de la señal de micrófono. La siguiente etapa es un amplificador de audio, pero tiene la función adicional de comprimir las amplitudes de pico en la señal de audio para permitir un mayor promedio del porcentaje de modulación. De otra forma, el nivel promedio de modulación tendría que bajarse con

Capítulo 12/Modulación y transmisores 297

Fig. 12-9- Indicadores de sintonización del transmisor. C se varía ya sea para una Ic mínima o para máxima polarización de señal en la siguiente etapa.

el objeto de evitar la sobremodulación en los voltajes pico. La última etapa en la sección de audio es un amplificador de potencia. Proporciona la intensidad de señal de audio necesaria para modular al amplificador final de potencia de RF.

Sintonización del transmisor La sintonización es esencialmente una cuestión de ajustar todos los circuitos de sintonía para que resuenen a la frecuencia requerida. En un transmisor la sintonía es crítica, porque permite la máxima potencia de salida para la mejor transmisión. Además, la correcta sintonización proporciona la eficiencia máxima en la operación de los amplificadores de RF. Para ser más específicos, supóngase que la salida de la portadora de RF del transmisor es de 500 kHZ. Entonces el oscilador, el separador, el IPA y el amplificador final de RF están sintonizados a esa frecuencia. Todas las etapas de amplificación están sintonizadas para la máxima salida a la frecuencia del oscilador, la cual es de 500 kHz. Considérese primero al amplificador separador. Está sintonizado para una señal máxima de 500kHz para el IPA; entonces el IPA se sintoniza para una señal máxima de 500 kHz para el ampli298 Capítulo 12/Modulación y transmisores

ficador final de RF. Como último paso, la salida del amplificador de potencia se sintoniza para el circuito de antena. Cuando un amplificador de RF está sintonizado puede usarse un medidor de ce para indicar la máxima salida de señal de RF. La medición con ce es mucho más fácil que medir la corriente o el voltaje de RF. Los dos métodos de ce son: 1. 2.

La salida de RF de una etapa se sintoniza hasta que hay una máxima polarización de señal de ce en la entrada de la siguiente etapa. La salida de RF se sintoniza hasta que una corriente mínima de ce de placa o colector fluye en la misma etapa.

Ambos métodos se ilustran en la figura 12-9, pero solamente se usa uno a la vez. Recuérdese que la polarización de señal es una señal rectificada de entrada para tubos o transistores. Se supone que la excitación es suficiente para rectificar la señal de entrada. Estas etapas operan usualmente en la clase C. El por qué la corriente de ce de colector baja cuando el circuito LC está sintonizado en resonancia (Fig. 12-9) puede no parecer muy claro. La razón es que cuando el circuito de salida está sintoni-

zado a la frecuencia de la señal de entrada, el amplificador tiene un voltaje de ca máximo en la salida. En consecuencia, el voltaje del colector varía entre los valores alto y bajo. Fuera de resonancia, el voltaje del colector permanece en un valor alto. Cuando el circuito del colector está sintonizado, entonces el miliamperímetro de ce muestra una caída brusca a un mínimo que indica la señal máxima de ca. Red de igualación o de acoplamiento de antena

El circuito de salida del amplificador final de RF tiene que satisfacer algunos requisitos más ya que la señal de salida debe acoplarse a la antena. La figura 12-10 muestra un circuito para igualar (acoplar) la alta impedancia de salida del amplificador final de potencia RF con la baja impedancia del circuito de la antena. El inductor L, y los capacitores C2 y C3 forman un circuito ir . El capacitor C2 se usa para sintonizar el amplificador ajustando la corriente mínima de placa. El capacitor C^ se usa para sintonizar el circuito de la antena para la cantidad requerida de carga en el amplificador. El capacitor Cx de bloqueo de ce se necesita para evitar un corto circuito del voltaje de ce de la fuente a tierra a través del choque RFC]. Este choque proporciona una trayectoria de ce a tierra para el circuito de la antena. El otro choque, RFC2. aisla el circuito de la antena de la baja impedancia de la fuente de poder. La idea de cargar al amplificador de potencia es tener la cantidad correcta de potencia en la antena.

Este valor puede obtenerse utilizando un medidor de RF en el circuito de la antena o por un medidor de ce para la corriente de placa en el amplificador. En la figura 12-10, el capacitor C3 en el lado de la salida del circuito TT varía la carga cambiando la impedancia en el circuito de la antena. Este factor determina cuánta salida del amplificador está acoplada a la antena. El capacitor C2 en el lado de entrada del circuito v sintoniza el circuito de placa del amplificador para la resonancia. Para el ejemplo de un tubo del amplificador de potencia de RF final, el procedimiento de sintonización y carga requiere los siguientes pasos: 1. Sintonizar C2 para obtener corriente de ce de placa mínima. 2. Sintonizar C3 para un valor específico de corriente de ce de placa o para corriente RF de antena. 3. Resintonizar C2 para corriente de ce de placa mínima. 4. Reajustar C3 y C2 para obtener la carga requerida para la cantidad deseada de salida, pero con C2 sintonizado para corriente de placa mínima. El paso final consiste en sintonizar C2 para corriente de ce de placa mínima. De otra manera, el amplificador no operará con su máxima eficiencia. En un transmisor la eficencia es de extremada importancia por las altas potencias que se usan.

Fig. 12-10. Uso de una red π de igualación para acoplar la salida del transformador a la antena.


299


Responda falso o verdadero a. En un amplificador separador puede usarse un circuito seguidor de emisor. b. Los amplificadores de RF de potencia de la señal portadora sin modular usualmente operan en la clase C. c. En la figura 12-9, el amplificador Q1 de RF puede sintonizarse para Ic máxima. d. En la figura 12-10, el capacitor C3 para carga de antena usualmente se ajusta para la salida mínima. 12-6 FRECUENCIAS DE BANDA LATERAL En una señal de MA, los cambios de amplitud causados por la modulación generan nuevas frecuencias ligeramente más altas o más bajas que la frecuencia portadora. Las componentes cercanas a la portadora son las frecuencias laterales. Por ejemplo, una portadora de 1 000 kHz con 2 kHz de modulación de audio se muestra en la figura 12-11. En la figura 12-11a, la forma de onda modulada usual de la señal de MA se muestra como una gráfica en el dominio del tiempo; es una gráfica de las variaciones de amplitud en el eje vertical respecto al tiempo en el eje horizontal. Puede entenderse que esta forma de onda puede verse en un osciloscopio si se co'necta la señal de MA a las terminales de entrada vertical en tanto se usa el barrido horizontal interno. El barrido interno proporciona la desviación horizontal, que es lineal respecto al tiempo. En consecuencia, el eje horizontal de la pantalla es una base de tiempo lineal con desplazamientos iguales, para periodos iguales de tiempo. Ajusfando la frecuencia del barrido horizontal para la frecuencia de modulación de audio puede verse la envolvente de modulación de audio. La gráfica en el dominio de frecuencias, en la figura 12-11b, tiene el eje horizontal en unidades

300 Capítulo 12/Moduiación y transmisores

Fig. 12-11. Dos formas de ver una señal de MA, mostradas para modulación de 100%. (a) Gráfica de dominio de tiempo con la envolvente de la modulación de audio. (b) Gráfica de dominio de la frecuencia con las frecuencias de banda lateral de RF que difieren de la frecuencia de la portadora por la frecuencia de la modulación de audio.

de frecuencia. La imagen muestra las frecuencias laterales de RF generadas por la modulación, pero sin las variaciones de amplitud de la portadora. La gráfica en el dominio de frecuencias no puede verse con los osciloscopios ordinarios. Sin embargo, un tipo especial llamado analizador de espectro da la imagen de las componentes de frecuencia. En la figura 12-12 se muestra un analizador moderno.

Cálculo de las frecuencias laterales Cada frecuencia lateral de RF difiere de la frecuencia de la portadora de RF por el valor de la frecuencia de modulación de audio. Para calcular las frecuencias laterales:

donde fc es la frecuencia de la portadora y fa es la frecuencia moduladora de audio. Para el ejemplo de la figura 12-11b, la frecuencia lateral superior es fus = 1000 + 2 = 1002 kHz

y la frecuencia lateral inferior es = 1000 - 2 = 998 kHz La modulación siempre genera las frecuencias laterales superior e inferior. Cada una tiene un valor de RF cercano a la frecuencia de la portadora. De hecho, las componentes de frecuencia lateral pueden llamarse portadoras laterales.

Energía de modulación en las bandas laterales Para 100% de modulación, cada componente de frecuencia lateral tiene 1 /4

de la potencia o 1/2 del voltaje y la corriente, en comparación con la potencia de la portadora sin modulación. Las dos frecuencias laterales combinadas tienen la mitad de la potencia de la portadora sin modulación, o sea que la señal de MA tiene 5O9& de potencia que la misma portadora sin modulación. El modulador de audio suministra la potencia adicional.

¿Qué es una señal de MA? La pregunta

Fig. 12-12. Analizador de espectro usado para mostrar las frecuencias de banda lateral en la pantalla del osciloscopio (Hewlett Packard Co).

de cuándo una señal de MA es una portadora con amplitudes que varían o una portadora de amplitud constante con frecuencias laterales superior e inferior puede responderse diciendo que los dos conceptos se aplican a la misma cosa. La portadora, con sus frecuencias laterales, se muestra en la figura 12-13a, y las variaciones de amplitud en la portadora de MA se muestran en la figura 1213b. Si las tres gráficas en la figura 12-13a se combinaran en una escala exacta, el resultado sería la forma de onda de MA en la figura 12-13 b. Cuando las amplitudes de las frecuencias laterales se agregan a la portadora con la misma polaridad, la amplitud de la portadora aumenta. Cuando las frecuencias laterales cancelan parte de las amplitudes de la portadora debido a las polaridades opuestas, la amplitud de la portadora disminuye. La portadora constante con sus frecuencias laterales (Fig. 12-13a) puede considerarse como un paquete que es equivalente a la forma de onda única de MA en la figura 12-13b. Puede considerarse a la información moduladora de audio ya sea como variaciones de la ampliCapítulo 12/Modulación y transmisores 301

Fig. 12-13. La onda portadora y las frecuencias de los lados superior e inferior se muestran en (a) corresponden a la forma de onda de amplitud modulada AM mostrada en (b).

tud de la portadora o como la energía variable de las portadoras laterales. La prueba es que si la señal de MA se pasara a través de un filtro extremadamente estricto que tuviera un ancho de banda tan estrecho que incluyera a las frecuencias laterales, la salida sería la portadora sin ninguna modulación. Esta es la razón de por qué los amplificadores sintonizados de RF para una señal portadora de MA deben tener suficiente ancho de banda para incluir las frecuencias laterales. Las portadoras laterales de RF no deben compararse con la envolvente de modulación de audio en una señal de MA. La envolvente es una frecuencia de audio, pero las portadoras laterales son radiofrecuencias. En nuestro ejemplo, la envolvente de modulación está a 2 000 Hz, o 2 kHz, y las frecuencias laterales son 1 002 y 998 kHz. Otra pregunta es cómo se producen las frecuencias laterales. Recuérdese que cualquier frecuencia representa un cambio de amplitud de voltaje o corriente en un periodo específico. Cuando la amplitud de la portadora se varía por modulación, se altera la tasa de cambio del tiempo. Cuando la pendiente de los valores de voltaje y corriente se cambia en la portadora de RF, se aumenta la amplitud de la portadora su pendiente aumenta, lo cual corresponde a una frecuencia más alta. Para el efecto opuesto, cuando se disminuye la amplitud de la 302 Capítulo 12/Modulación y transmisores

portadora, se generan frecuencias más bajas. La portadora conserva su frecuencia original en los tiempos cuando el voltaje de modulación es cero. El hecho de que en la señal de MA se producen diferentes frecuencias laterales no constituye modulación de la frecuencia. Hay diferencias importantes en la MF, como se explica en la sección 128. El principio más importante de la MF es que la frecuencia portadora varía con la magnitud del voltaje modulador de audio, no así la frecuencia de audio.

Ancho de banda de una señal de MA Hasta ahora solamente se han considerado un par de frecuencias laterales de una frecuencia de modulación. Cuando hay una banda de frecuencias, como en una señal de audio típica como la voz o la música, estas frecuencias laterales se agrupan en bandas laterales. Se muestran en la figura 12-14 para una banda de AF de 0 a 5 000 Hz. La portadora está a 1 MHz, o 1 000 kHz. Cada frecuencia de audio produce un par de frecuencias laterales de RF. Todas las frecuencias más altas están en la banda lateral superior. Esta banda incluye las frecuencias de 1 000 a 1 005 kHz. Además todas las frecuencias más bajas están en la banda lateral inferior de 995 a 1 000 kHz.

12-7 TRANSMISIÓN DE BANDA LATERAL ÚNICA

Fig. 12-14. Bandas laterales de una señal de MA con ancho de banda de ± 5 a 10 kHz.

El resultado es un ancho de banda de ± 5 kHz, o 10 kHz. Preguntas de repaso 12-6 (Respuestas en la p. 328)

a. b. c.

d.

¿La envolvente de moulación se muestra en la figura 12-13a, o en la figura 12-13b? ¿Las portadoras de frecuencia lateral de RF se muestran en la figura 12-13a o en la figura 12-136? Calcule las frecuencias laterales superior e inferior para una modulación de audio de 3 kHz con una frecuencia de la portadora de 27 MHz. Calcule el ancho de banda total necesario para una señal de MA a 55.25 MHz con mo dulación de video de 0.5 MHz.

No es necesario transmitir ambas bandas laterales, ya que cada banda lateral tiene la misma información modulada. La ventaja es que sólo se necesita la mitad del ancho de banda para la señal portadora de MA en comparación con la transmisión de doble banda lateral. Debe notarse que la modulación siempre produce bandas laterales dobles, pero solamente una puede filtrarse antes de la transmisión. Puede usarse indistintamente cualquier banda lateral ya sea la superior o la inferior. La desventaja es que el factor de modulación se reduce cuando sólo se usa una banda lateral. En la figura 12-15 se muestra cómo la portadora con una banda lateral corresponde a la modulación de 50% en comparación con 100% que incluye las dos bandas latereles. Nótese que la envolvente de la portadora de MA con la banda lateral única en la figura 12-15 sigue correspondiendo a la modulación de audio de 2 kHz. Además, la señal portadora de MA sigue teniendo la envolvente superior e inferior. Se filtra una frecuencia lateral de RF, pero no en la envolvente de audio.

La supresión de la portadora Se ha hecho posible otra gran mejora en la eficiencia de la transmisión mediante la reducción de la potencia de la portadora. La razón por la cual puede hacerse esto es que toda la información modulada de la señal de MA está en las bandas laterales. Sin las bandas laterales, la portadora en sí misma no tiene ninguna inteligencia.

Fig. 12-15. Modulación con sólo una banda lateral más la portadora. Puede usarse ya sea la banda lateral superior o la inferior. El resultado es equivalente a la mitad de la modulación con ambas bandas laterales.


303

Fig. 12-16. Modulador equilibrado o simétrico en el cual se usa el circuito puente de diodos para suprimir la portadora.

Si una señal no tiene a la portadora, la portadora puede ser reinsertada en el receptor. La frecuencia y la fase de la portadora reinsertada debe ser exactamente la misma como si estuviera en el transmisor; de otra forma, la señal detectada se distorsionará. Hay varios métodos de transmisión que se usan con la portadora reducida para ahorrar potencia y con una banda lateral única para ahorrar ancho de banda. Estos métodos tienen aplicaciones en comunicaciones como en radio militar, radio móvil, radio de banda civil y radio de aficionados. A continuación se muestran varios ejemplos.

Transmisión con banda lateral residual El método con banda lateral residual se aplica a la transmisión de la portadora de imagen modulada en amplitud con una señal de video para emisiones de televisión; se usa la plena potencia de la portadora. En efecto, todas las componentes de frecuencia en la banda lateral superior se transmiten, pero sólo un residuo, o fracción de la banda lateral inferior, se transmite. El receptor de televisión compensa para la transmisión de banda lateral residual proporcionando más ganancia para las frecuencias moduladoras de video transmitidas con una sola banda lateral.

Transmisión SSBRC La abreviatura SSBRC se usa para la banda lateral única con potencia reducida de la portadora. La presencia de alguna potencia en la portadora facilita la sintonización en el receptor.

Modulador equilibrado o simétrico

Transmisión SSBSC La abreviatura SSBSC se usa para la banda lateral única con portadora suprimida, lo que significa que no hay portadora. Cuando no hay portadora, ésta debe reinsertarse en el receptor. Puede transmitirse una señal piloto para indicar la frecuencia y fase de la portadora para que se realice la desmodulación en el receptor. Transmisión DSSC La abreviatura DSSC se usa para las bandas laterales dobles con la portadora suprimida. 304 Capítulo 12/Modulación y transmisores

El

circuito modulador equilibrado o simétrico puede usarse en el transmisor para suprimir la portadora. La figura 12-16 muestra un modulador equilibrado o simétrico (circuito en contrafase) en el cual se usan 4 diodos en un puente de Wheatstone. Hay dos partes de conexiones de entrada: la entrada de señal de audio en la izquierda, se aplica al transformador modulador T1. de AF. Este voltaje se conecta a través de las terminales AA en el puente. En la parte inferior del diagrama, la entrada de la portadora de RF se aplica a través de las terminales del puente en RR. La salida del transformador T2 de RF consiste en bandas laterales de RF producidas por la modulación de audio pero sin la frecuencia portadora en sí misma. Aunque el primario de T2 va a las terminales de entrada de audio AA, los capacitores de acoplamiento de RF C, y C2 bloquean la com-

ponente de audio. En consecuencia, en las terminales SS se tiene sólo la salida de la banda lateral de RF. Cuando no hay entrada de audio o el voltaje modulador está en 0, el puente equilibra la portadora de RF. La señal portadora en sí misma, entoces, no puede producir ninguna salida. Ahora supóngase que se aplica un voltaje modulador de audio. El voltaje de audio hace que una terminal sea A más positiva y que la otra A sea más negativa. Entonces, los diodos están desequilibrados. Este efecto permite que la señal modulada de RF se produzca para la salida. Debe notarse que ambas bandas laterales, superior e inferior, se producen en la salida. De ahí resulta una señal de banda lateral doble, con portadora suprimida.

Filtro de banda lateral Aunque pueden transmitirse bandas laterales dobles usualmente se filtra una banda lateral eliminándola de la señal con la portadora suprimida. Mediante un filtro mecánico o de cristal con muy buena selectividad puede eliminarse una banda lateral sin afectar a la otra. La curva de respuesta de frecuencia lateral de un filtro de banda se ilustra en la figura 12-17. Los valores numéricos son para un radio de banda civil (CB) con la portadora en 27 MHz y 3 kHz para la modulación de audio. La banda lateral superior abarca hasta 27.003 MHz y la banda lateral inferior baja a 26.997 MHz. Las portadoras laterales se muestran con amplitudes más altas para los componentes de las frecuencias de en medio porque las componentes de las frecuencias de

en medio tienen modulación de audio más intensa. En la figura 12-17, la banda lateral superior se transmite y la banda lateral se filtra cancelándola. Sin embargo, estos efectos pueden invertirse para transmitir la banda lateral inferior en lugar de la banda lateral superior.

Transmisión de banda lateral única

La

figura 12-18 es un diagrama de bloques de un transmisor de banda lateral única. El modulador equilibrado tiene una salida de las bandas laterales tanto la superior como la inferior sin la portadora. Sin embargo, los filtros denotados tanto por USB como por LSB pueden filtrar y suprimir cualquiera de las bandas laterales. La salida de banda


lateral única se aplica a una etapa mezcladora. Por otro lado, acoplada al mezclador está la frecuencia deseada que proviene del sintetizador. Entonces, la señal que proviene del mezclador puede experimentar heterodinaje a la frecuencia deseada de transmisión. En esta forma cualquier número de canales de salida pueden producirse de un conjunto único de filtros de banda lateral. Por razones de costo no sería práctico proporcionar un conjunto separado de filtros para cada canal. Debe notarse que la operación clase C no puede usarse para todas las etapas siguientes al filtro de banda lateral porque la señal de RF tiene la modulación de audio. Este factor limita la eficiencia. Sin embargo la ventaja de no transmitir la portadora y eliminar una banda lateral compensa la desventaja. Por ejemplo, un transmisor de banda única de 100 W con la portadora suprimida es un medio efectivo para las comunicaciones como lo es un transmisor convencional de 800 W de MA. Preguntas de repaso 12-7 (Respuestas en la p. 328)

Responda verdadero o falso. a. b. c. d.

Una señal de banda lateral única tiene la mitad de ancho de banda que una señal de banda lateral doble. Un filtro de banda lateral está diseñado para una banda de frecuencias de audio. Un modulador equilibrado o simétrico produce una señal DSSC. En una señal SSBC la portadora está suprimida.

12-8 MODULACIÓN DE FRECUENCIA (MF) La diferencia entre modulación de frecuencia y la modulación de amplitud se ilustra en la figura 1219- La señal de MA (Fig. 12-19a) tiene amplitu-

306


des que varían pero con la frecuencia de la portadora constante de 100 kHz. La señal de MF (Fig. 12-196) tiene amplitudes constantes pero las frecuencias varían alrededor de la frecuencia central de 100 kHz de la portadora. Estos cambios en la frecuencia de la portadora de RF se producen por el voltaje modulador de audio. La magnitud de cambio, o la desviación de frecuencia, aumenta cuando aumenta el voltaje de la señal moduladora. La frecuencia de audio no determina la desviación de la portadora de RF. En este ejemplo, la desviación de frecuencia de la portadora de RF es de 30 kHz. Las principales características de los dos métodos de modulación MA y MF se listan en la tabla 12-3. Frecuencia central La frecuencia de centro es la frecuencia de la portadora de RF transmitida sin modulación, o cuando el voltaje de modulación está en el valor cero. En la figura 12-19b, la frecuencia central es 100 kHz. Esta frecuencia también se llama frecuencia de descanso.

Tabla 12-3 Comparación de las señales de MF y MA MF La amplitud de la portadora es constante La frecuencia de la portadora varía con la modulación La amplitud del voltaje modulador determina la frecuencia de RF de la portadora La frecuencia moduladora es la rapidez de desviación de la frecuencia en la portadora de RF

MA La amplitud de la portadora varía con la modulación La frecuencia de la portadora es constante La amplitud del voltaje modulador determina la amplitud de la portadora de RF La frecuencia moduladora es la rapidez de cambio en la amplitud de la portadora de RF

Desviación de frecuencia La desviación de frecuencia es la magnitud o valor de cambio de la frecuencia central. En la figura 12-19& es de 30 kHz. La cantidad de desviación de frecuencia depende de la amplitud del voltaje modulador de au-dio. El voltaje pico de audio produce la desviación pico de frecuencia.

Desviación (desplazamiento) La desviación o desplazamiento (excursión) de frecuencia es la desviación total arriba y abajo de la frecuencia central o de reposo. La excursión u oscilación de frecuencia en la figura 12-19b es ±30 kHz, o sea un total de 60 kHz. Ventajas de la MF La modulación de frecuencia proporciona un sistema de transmisión que está prácticamente libre de ruido. La mayor parte de los tipos de ruido producen variaciones de MA en la señal. Ejemplos de esto son las descargas de relámpago, el ruido del chisporroteo en el equipo eléctrico y el ruido aleatorio en los componentes electrónicos; todos ellos son variaciones en las amplitudes de voltaje y corriente. En la MF, sin

embargo, la señal deseada se encuentra en las variaciones de frecuencia de la señal portadora. Para recuperar la señal deseada de audio sin ruido en el receptor son necesarios dos pasos: 1. Para recuperar la señal original de audio se usa un circuito detector de MF que responda a los cambios en las frecuencias de la portadora. 2. Para eliminar las variaciones de amplitud en la señal de MF se usa un circuito limitador. Cualquier cambio de amplitud en la portadora de RF puede representar solamente ruido e interferencia. Ambos requisitos se cumplen fácilmente en los circuitos receptores de MF Otra ventaja de la modulación en frecuencia es la eficiencia de transmisión. Todas las etapas de RF pueden operar en la clase C debido a que la señal portadora no tiene ninguna envolvente de modulación. Circuito de modulación en frecuencia En la figura 12-20, Ql es un oscilador de RF usado como el generador de la portadora; es un JFET canal N. El circuito Hartley se usa aquí como capacitor C3 y la bobina L1 con tomas o derivaciones para el circuito sintonizado. Sin embargo, el diodo D1 capacitivo está efectivamente en paralelo para controlar la frecuencia. Se aplica un voltaje de entrada de audio a D1 para modular la frecuencia de la portadora transmitida. El voltaje de audio hace variar a C del diodo varactor D1. Estos cambios en C controlan la frecuencia del oscilador.

Circuito de modulación de fase

El

método de modulación de fase generalmente se usa con un oscilador controlado por cristal, que corre el ángulo de fase (desfasa) de la salida RF de acuerdo con la modulación de audio. Sin embargo, cualquier cambio en fase es equivalente a un camCapítulo 12/Modulación y transmisores

307

Fig. 12-21. Circuito modulador de fase.

308


cia. Sin embargo, la señal moduladora de audio puede experimentar una predistorsión para corregir excursiones, desviaciones excesivas. En el circuito de la figura 12-21 R4 y C5 forman el circuito de predistorsión o precorrección para reducir el voltaje modulador para las frecuencias de audio más altas. Con esta corrección resulta la misma señal de transmisión en la MF directa. Un receptor de MF opera en la misma forma con una señal de MF producida ya sea por la MP o por la MF directa. Nótese que el resistor R3 puede ajustarse para fijar el nivel de la modulación de audio. Otra diferencia es que la modulación de fase puede producir solamente pequeños cambios en comparación con la MF directa. Sin embargo, la desviación de frecuencia puede aumentarse, si es necesario, usando circuitos multiplicadores de frecuencia. Por ejemplo, una etapa duplicadora o triplicadora de frecuencia multiplica la frecuencia de la portadora y su desviasión de frecuencia por un factor de dos o de tres.

Bandas laterales en una señal de MF En la figura 12-22 se muestra el espectro de una señal de MF con sus frecuencias de banda lateral. El ejemplo que se da es de una portadora de 1 MHz modulada con un tono de audio de 5 kHz. Nótese que se producen seis pares de frecuencias laterales alrededor (arriba y abajo) de la frecuencia de la portadora, en comparación con un solo par en la MA. Específicamente, la primera frecuencia lateral superior en este ejemplo es 1 000 kHz + 5 kHz = 1005 kHz, o 1.005 MHz Las frecuencias laterales adicionales en la banda lateral superior son 1 010, 1 015, 1 020, 1025 y 1 030 kHz. Además, la primera frecuencia lateral inferior es 1 000 kHz - 5 kHz = 995 kHz, o 0.995 MHz Las frecuencias laterales adicionales en la banda lateral inferior son 990, 985, 980, 975 y 970 kHz.

Una señal de MF inherentemente usa más ancho de banda que una señal de MA con la misma modulación debido a las frecuencias de banda lateral adicionales. Debe notarse que el número de pares de frecuencias laterales en una señal de MF pueden ser más o menos que el ejemplo de seis mostrado aquí. El número de frecuencias laterales producido alrededor (arriba y abajo) de la portadora depende del índice de modulación.

Índice de modulación

La fórmula es

donde M es el índice de modulación, es el grado de desviación de frecuencia en la portadora de RF producida por el voltaje modulador y es la frecuencia moduladora de audio. Por ejemplo, supóngase una desviación de frecuencia de 20 kHz en la portadora de RF producida por una frecuencia moduladora de audio de 5 kHz. Entonces

M es adimensional porque es una razón de frecuencias. Capítulo 12/Modulación y transmisores 309

Porcentaje de modulación En la MF, el porcentaje de modulación es un valor arbitrario en términos de la máxima desviación de frecuencia permitida por la FCC. Para las estaciones de emisiones comerciales de MF 100% de modulación se define como una desviación de 75 kHz. Entonces, una desviación de frecuencia de 15 kHz, por ejemplo, corresponde a 2096 de modulación. Los cálculos son

Para la transmisión de sonido de las estaciones de televisión, la desviación de 25 kHz se define como 100% de modulación. Se usa menor desviación de frecuencia a fin de conservar espacio en el canal de televisión. En el equipo de radiocomunicación de MF para voz, la desviación máxima de frecuencia es generalmente de 5 kHz. Tal sistema puede considerarse como un sistema de banda estrecha de MF. Téngase en mente que el porcentaje de modulación varía con la intensidad del voltaje de audio. Cuando las señales de audio son débiles, el voltaje modulador es pequeño y hay poca desviación de frecuencia de la portadora y un bajo porcentaje de modulación. Cuando las señales son más intensas, el voltaje de audio es mayor y produce más desviación de frecuencia, así como un mayor porcentaje de modulación. La desviación producida por la señal de audio más intensa debe ser el valor definido como 10096 de modulación.

Razón de desviación La razón de desviación compara el máximo valor de desviación de frecuencia a 10096 de modulación con la más alta frecuencia moduladora de audio. Para la banda de emisiones comerciales de radio de MF, por ejemplo, esos valores son 75 kHz/15kHz = 5 para la razón de desviación. 310


Preacentuado y desacentuado El preacentuado se remite a reforzar las amplitudes relativas del voltaje modulador para las frecuencias de audio más altas que 2 a aproximadamente 15 kHz. El desacentuado significa atenuar esas frecuencias por la cantidad a la cual fueron reforzadas (acentuadas). Sin embargo, el preacentuado se hace en el transmisor y el desacentuado se hace en el receptor. El objetivo que se persigue es mejorar la razón de señal a ruido para la recepción de MF. Para el preacentuado y el desacentuado se especifica una constante de tiempo de 75 JAS en el circuito RC o L/R. Preguntas de repaso 12-8 (Respuestas en la p. 328)

a. ¿Cuál sistema está libre de ruido, el de MF o MA? b. La desviación de la portadora, ¿está determinado por el voltaje modulador o por la frecuencia? c. ¿La modulación de fase es MF directa o indirecta? d. Calcule el porcentaje de modulación para la desviación de 45 kHz en la banda de emisión de MF. e. ¿Cuánta desviación es 100% de modulación de la señal de MF de sonido en las emisiones de televisión? 12-9 MULTIPLEXAJE El término multiplexaje se aplica al proceso mediante el cual se coloca más de un canal de información en una sola portadora. En la emisión estéreo, las señales de izquierda y derecha de audio se multiplexan en la onda portadora de RF de la estación emisora. En la televisión de color, la señal cromática de video para el color se multiplexa con la señal monocromática de video para blanco y negro.

Una técnica común de multiplexaje consiste en usar una subportadora que tiene una frecuencia más baja que la portadora principal. En la emisión de estéreo, una señal de audio modula a la subportadora. Las otras señales de audio modulan la portadora principal, la cual es también modulada por la subportadora. La portadora de RF transmitida tiene entonces dos canales de información. El receptor puede separar la señal subportadora usando circuitos resonantes sintonizados a la frecuencia de la subportadora. Otro método de multiplexaje consiste en usar la MF para una señal y la MA para la otra y tener ambas moduladas en una onda portadora de RF. El receptor puede separar una señal de la otra debido a la diferente modulación. La técnica de métodos diferentes de modulación también puede usarse para una señal subportadora y la portadora principal. Hay tres aplicaciones importantes de las señales multiplexadas en las emisiones. 1. Sonido estéreo en la banda comercial de emi sión de radio FM de 88 a 108 MHz. Prácticamente todas las estaciones de radio de FM emiten sus programas en estéreo. En este sistema, las señales izquierda y derecha están codificadas como las señales de las sumas (L + R) y de las diferencias (L — R). La señal (L + R) se transmite como la modulación de la portadora principal. Además, multiplexaje con esta modulación está una subportadora de 38 kHz modulada por (L — R) La modulación de 38 kHz es la señal estéreo. El objetivo de codificar los canales izquierdo y derecho es transmitir a (L + R) como una señal normal de audio para receptores no equipados con estéreo. Más detalles de la codificación en los transmisores y la descodificación de la señal multiplexada de estéreo se explican en el capítulo 17 en los receptores de MF. 2. Sonido estéreo en las emisiones estándar de ra dio de MA en la banda de 535 a 1 605 kHz. Este es un número de sistemas que está estu diando la FCC para su aprobación. En este método de multiplexaje un canal de audio usa

modulación de amplitud mientras que el otro usa modulación de fase, ambos en la misma portadora de RF. 3. Televisión de color. Prácticamente todas las estaciones de TV emiten sus programas en color aunque los programas se vean en blanco y negro en un receptor monocromático. La estación transmite una señal cromática en una subportadora de color de 3.58 MHz, que modula a la portadora principal. Esta portadora tiene también la información de modulación para los detalles de blanco y negro en la imagen. En el receptor de televisión, la subportadora de 3-58 MHz se usa para proporcionar una señal de video de color. Para el tubo de imagen, la señal de color se combina con la señal monocromática para reproducir la imagen con pleno color superpuesto a los detalles de blanco y negro. El tubo de imagen de color tiene una pantalla fluorescente que emite luz roja, verde y azul. Mezclando estos tres colores pueden reproducirse todos los colores, incluyendo el blanco, en la pantalla de TV. Debe notarse que todos los sistemas de multiplexaje para emisión tienen la característica de la compatibilidad, lo cual significa que se transmite una señal normal para los receptores que no tienen provisiones para descodificar la señal multiplexada. Un receptor monofónico de MF para solamente un canal de audio puede usar la señal de audio transmitida para la salida normal de sonido pero no estéreo. Un receptor monocromático de TV puede usar la señal de video transmitida para una imagen normal, pero no en color. Preguntas de repaso 12-9 (Respuestas en la p. 328)

a. Dé la frecuencia de la señal subportadora de estéreo en la emisión de MF. b. Dé la frecuencia de la subportadora de color multiplexada en la emisión de televisión. c. ¿Cómo se designan las dos señales de audio que se multiplexan en la emisión estéreo de MF?


12-10 MULTIPLICADORES DE FRECUENCIA Los transmisores en la banda de VHF y UHF tienen una salida de frecuencia que generalmente es demasiado alta para la etapa maestra del oscilador, ya sea que el circuito oscilador no sea práctico o que la estabilidad pueda no ser suficientemente buena a tan alta frecuencia. Los osciladores de cristal generalmente operan abajo de 30 MHz aproximadamente. La solución consiste en usar la multiplicación de frecuencia para la salida del oscilador maestro, como se muestra en la figura 12-23- Los duplicadores y triplicadores son comunes. Tales circuitos son amplificadores de RF, pero la salida está sintonizada a una armónica múltiplo de la frecuencia de entrada. Entonces, la máxima salida amplificada se produce con un múltiplo de la frecuencia exacta de la señal de entrada. Una etapa multiplicadora de frecuencia opera en la clase C, de modo que la distorsión puede producir frecuencias armónicas. El oscilador mostrado en la figura 12-23 opera a 12.5 MHz. La salida está triplicada a 3 X 12.5 = 37.5 MHz. Esta señal es duplicada a 2 X 37.5 = 75 MHz. Finalmente la frecuencia se duplica otra vez a 2 X 75 = 150 MHz para una salida de transmisor a la frecuencia portadora asignada. En forma global, la frecuencia del oscilador de 12.5 MHz es multiplicada por 3 X 2 X 2 = 12 para producir 12 X 12.5 MHz, o 150 MHz, para la salida de señal portadora radiada por la antena de transmisión.

Multiplicación de la desviación en una señal de MF

La multiplicación de frecuencia

312 Capítulo 12/Modulación y transmisores

puede usarse ya sea en transmisores de MA o MF. En un transmisor de MA, no obstante, la frecuencia del oscilador debe multiplicarse antes de la modulación. Cuando se utiliza una señal de MF, sin embargo, la multiplicación de la frecuencia de la portadora modulada tiene la ventaja adicional de multiplicar el valor de la desviación de la frecuencia. En general, en los transmisores se usa la multiplicación de frecuencia porque tales transmisores operan en la banda de VHF. Por ejemplo, supóngase que la salida del oscilador de 12.5 MHz de la figura 12-23 es de frecuencia modulada con una desviación máxima de 6 kHz. La entrada se triplica en la entrada siguiente. La frecuencia triplicada es 37.5 MHz para la portadora y el valor de la desviación también está triplicado por 3 X 6 = 18 kHz. La razón es que todas las frecuencias de entrada se triplican porque la tercera componente armónica está en o cerca de la frecuencia de resonancia del circuito de salida. El circuito de salida está sintonizado a la tercera armónica de la entrada. Para la multiplicación total de 3 X 2 X 2 = 12, el valor final de la desviación de frecuencia es de 6 kHz X 1 2 o 7 2 kHz. Esta es la desviación total de la señal de MF transmitida. Usualmente es necesaria la multiplicación de la frecuencia con una señal de modulación de fase para aumentar la intensidad de la MF equivalente. La desviación original de frecuencia es muy pequeña en la PM para evitar la distorsión en la señal modulada.

Circuito multiplicador de frecuencia En la figura 12-24 se muestra el circuito para una etapa triplicadora en el transmisor de la figura 1223. El transistor amplificador Ql opera en la clase C; la polarización de señal en el circuito de base se

produce por el excitador de la etapa precedente del oscilador. La corriente de base en Q1 carga al capacitor de acoplamiento C, para la polarización: Aunque la polarización tiene polaridad opuesta, los picos positivos de la señal de entrada excitan a QM en conducción. Los impulsos de corriente en la operación clase C proporcionan distorsión no lineal. Este efecto es deseable para un multiplicador de frecuencia porque la distorsión genera frecuencias armónicas. Generalmente se usa la segunda o la tercera armónica porque las amplitudes de las armónicas más elevadas de frecuencia son muy reducidas.


a. Un duplicador de frecuencia tiene una señal de entrada de MF a 13 MHz con una desviación de 5 kHz. ¿Cuál es la frecuencia de salida para la portadora? b. En la pregunta anterior, ¿cuál es la desviación de frecuencia de la señal de salida del duplicador de frecuencia? c. Una etapa de multiplicación de frecuencia, ¿debe operar en la clase A o en la clase C?

12-11 MODULACIÓN DE IMPULSOS Un transmisor de impulsos se enciende y se apaga con una rapidez media para transmitir impulsos de energía de RF. La razón de tiempo de encendido y tiempo de apagado es el factor de utilización. Usualmente, el tiempo de encendido es menor que el tiempo de apagado para un ciclo de servicio bajo. Esta característica permite un ahorro significativo en la potencia en comparación con los tipos de transmisión con portadora constante. Específicamente, un transmisor de modulación de impulsos produce altos valores de potencia pico para periodos cortos de tiempo. Estos niveles pico de potencia pueden ser mucho mayores que la potencia de salida nominal promedio. Sin ninguna modulación, todos los impulsos transmitidos tienen la misma amplitud, duración (o ancho) y espaciamiento. Sin embargo, la inteligencia moduladora puede usarse para controlar una característica de los impulsos. Los métodos comunes son: modulación de amplitud del impulso (PAM), modulación de la duración (ancho) del impulso (PWM) modulación de frecuencia de impulso (PFM) y modulación de impulso codificado (PCM). Estas formas de onda se muestran en la figura 12-25. Capítulo 12/Modulacíón y transmisores 313

pero el ejemplo de la figura 12-25d ilustra el caso importante de codificación con los dígitos binarios 0 y 1. Véase el capítulo 8 para una explicación de los números binarios. La presencia del impulso, es decir, cuando el transmisor está encendido, representa el número binario 1. La ausencia de impulso (el transmisor está apagado) representa el binario 0. Cada valor de 0 o 1 es un bit de información. En la figura 12-25d, se usa un grupo de cuatro impulsos para representar palabras de 4 bits cada una. Por ejemplo, las palabras de cuatro bits son: 1001 = decimal 9 0111 = decimal 7 0101 = decimal 5 0011 = decimal 3 0001 = decimal 1 Nótese cómo el tren de impulsos representa a los dígitos binarios. El primer impulso en el grupo de 4 a la izquierda está encendido, lo cual representa al binario 1. También el último pulso está encendido. El espacio intermedio corresponde a 2 impulsos faltantes. Cada espacio representa un binario 0. El grupo de 4 bits, por lo tanto, indica 1001. En esta forma los impulsos transmiten información usando las palabras binarias. Por otro lado, la codificación binaria puede usarse para representar todo tipo de información analógica, como una señal de audio. Se usan convertidores para intercambiar las informaciones analógica y digital.

Multiplexión por división de tiempo Fig. 12-25. Formas de modulación de impulsos, Modulación de la amplitud de impulso (PAM). Modulación de la duración del impulso (PWM). Modulación de la frecuencia del impulso (PFM). Modulación por codificación del impulso (PCM).

(a) (b) (c) (d)

Modulación de impulsos codificados La modulación de impulsos codificados (modulación por codificación de impulsos) se muestra en la figura 12-25d. Pueden usarse diferentes métodos, 314 Capítulo 12/Modulación y transmisores

La

figura 12-26 es un diagrama de bloques de un sistema que puede multiplexar hasta 7 señales moduladoras diferentes en una portadora única pulsada. El multiplexor de 8 a 1 que se muestra a la derecha es el equivalente electrónico de un conmutador rotatorio. Tiene entradas para siete canales de modulación pero con una sola salida. El reloj y los circuitos de control mostrados en la parte inferior pasan al multiplexor a través de sus diferentes canales de entrada. La entrada en la parte superior, marcada S, es una señal sincronizadora del generador sincrónico.

Fig. 12-26. Diagrama de bloques de un sistema múltiplex por división de tiempo

La entrada permite una señal sincronizadora para ser transmitida primero. Después de que se realiza la sincronización, cada uno de los siete canales de modulación tiene acceso al modulador de impulsos, uno a la vez. El multiplexor de 8 a 1 conecta cada entrada, en turno, al modulador a la salida. Después de que se ha transmitido el último canal, el código de sincronía se envía otra vez, y el proceso se repite a sí mismo. Aunque la información se envía en orden secuencial, son posibles rápidas tasas de transferencia debido a la alta velocidad de los circuitos digitales de división de tiempo de multiplexor. Aplicaciones de la modulación de impulsos La transmisión de impulso tiene la desventaja de requerir una banda de frecuencia muy ancha debido a la forma rectangular de onda de los impulsos. Las formas de onda con tiempos rápidos de subida y bajada tienen componentes de frecuencia mucho más altas que la rapidez de repetición del impulso. La razón de esto son las frecuencias armónicas de las formas de onda del impulso. La transmisión de impulsos frecuentemente se usa en la banda de microondas donde el espectro de frecuencias puede acomodar señales de banda

ancha. Uno de los primeros usos de la transmisión de impulsos fue en equipo de radar. Los sistemas de impulsos también se usan para la radionavegación, para equipo de aterrizaje automático, comunicaciones de información, telemetría, comunicaciones por satélite y muchas otras aplicaciones. Una ventaja importante de la modulación de impulsos, además de su eficiencia de potencia, es que la razón de señal a ruido es mejorada. Con excepción de los sistemas PAM, todos los impulsos en la salida tienen la potencia plena del transmisor con una señal intensa. Cualquier impulso de ruido de interferencia puede rechazarse por circuitos limitadores en el receptor. Si pudieran perderse o faltar algunos impulsos, el error puede detectarse por circuitos lógicos y de tiempo. Las señales especiales, bits de paridad o palabras de paridad se inyectan para detectar los errores. Todas estas ventajas combinadas hacen a la transmisión por pulsos la mejor de todos los tipos que se usan cuando la razón de señal a ruido es el factor decisivo. Preguntas de repaso 12-11 (Respuestas en la p. 328)

Responda verdadero o falso a. La modulación de impulsos tiene baja eficien cia de potencia y un estrecho ancho de banda. b. La figura 12-25d muestra un ejemplo de mo dulación codificada en impulsos (PCM). c. El sistema PAM tiene la mejor razón de señal de ruido.

12-12 MÉTODOS DE MANIPULACIÓN En los primeros días del radio la inteligencia se. mandaba encendiendo y apagando el transmisor en un patrón o código llamado manipulación. El código Morse, usado comúnmente, es un sistema de puntos y rayas en la transmisión. Un punto, llamado dit, tiene un impulso unidad. La raya más larga llamada dah tiene una duración de tres imCapítulo 12/Modulación y transmisores 315

pulsos unidad. El espacio en blanco es un impulso unidad. Cada letra dígito, o símbolo, está codificado como un grupo de puntos y rayas. Por ejemplo, la letra a es dit-dah. El espacio entre letras es de tres impulso unidad. Entre las palabras o grupos de símbolos, se usan siete impulsos unidad. La transmisión por el método de manipulación constituye la comunicación por radiotelegrafía; la transmisión de voz se hace por radiotelefonía. Para la radiotelegrafía con una onda portadora (CW) no modulada la transmisión es una onda portadora interrumpida. Cuando la portadora manipulada tiene modulación de tono de 1 000 Hz, la transmisión es por onda portadora modulada o MCW. Actualmente, las transmisiones de CW y MCW siguen en uso por los radioaficionados y por algunas aplicaciones militares. La ventaja es el equipo simple en el transmisor y un ancho de banda estrecho en el receptor para una buena razón de señal a ruido. Algunas veces alguna transmisión de CW puede pasar a través del receptor en condiciones tan pobres que la radiocomunicación por otros métodos sería imposible. La idea básica en la radiotelegrafía es manipular el transmisor a encendido y apagado. El manipulador sirve como un conmutador. Un método utilizado consiste en abrir el circuito de retorno del cátodo en un amplificador de tubo al vacío. Este circuito es de manipulación por cátodo. En un amplificador de transistores el método correspondiente consiste en abrir el circuito de retorno del emisor. Otra técnica es aplicar una polarización de bloqueo negativa a la rejilla de control de un tubo. Entonces, el pulsador se usa para interrumpir (cortar) la polarización de bloqueo y la etapa se enciende. Este método se llama manipulación por bloqueo de rejilla o manipulación por variación de polarización. El método correspondiente con los transistores es retirar o suprimir la polarización inversa al electrodo de base.

Chasquidos de manipulación Cualquiera que sea el método de manipulación no debe actuar demasiado abruptamente. Si los tiempos de su316


PUNTO

RAYA

Fig. 12-27. Envolventes para la transmisión de ondas portadoras manipuladas mediante el uso de puntos y rayas del código Morse. (a) Onda con chirridos de manipulación (b) Onda con filtración, no hay chirridos, (c) Filtración excesiva; transmisión borrosa e indistinta.

bida y bajada son muy bruscos al inicio y al final de la forma de onda manipulada, resultarán chasquidos de manipulación. Los chasquidos o perturbaciones son señales de interferencia de banda ancha que pueden aparecer a muchos kilohertz de la frecuencia deseada de señal. EÍ efecto consiste en una interferencia innecesaria con otras radiocomunicaciones. Se usan filtros de chasquidos para alargar los tiempos de elevación y caída de la señal pulsada. La figura 12-27 muestra la envolvente para las transmisiones manipuladas. Debe evitarse el filtrado excesivo porque hace que la ruptura entre caracteres sea demasiado suave y por lo tanto difícil de descifrar. El filtro de click en si mismo es un circuito de RC con la adecuada constante de tiempo. Circuito de un transmisor manipulado En la figura 12-28 se muestra un diagrama esquemático de un transmisor manipulado. Nótese que

Fig. 12-28. Transmisor de estado sólido de onda portadora CW sin modulación. Nótese el circuito de manipulación con QA en la parte inferior.

el voltaje de alimentación de ce se aplica al transistor oscilador Q1 y al amplificador final de potencia Q3 sin ninguna manipulación en estos circuitos. En general, es preferible no manipular la etapa del oscilador. La manipulación puede producir un corrimiento de frecuencia que provoca un "chirrido" en la señal de MF. El amplificador final de potencia opera en la clase C. No conduce sin una señal de entrada. Por tanto, para esta etapa no se necesita manipulación. La manipulación para el transmisor mostrado en la figura 12-28 se hace en la etapa separadora Q2 por medio del transistor de manipulación Q4. Este transistor se encuentra en la trayectoria de la fuente de voltaje de ce para el amplificador separador. El manipulador Q4 debe conducir con el objeto de conectar a Q2 a la fuente de 12 V. Q4 está apagado porque el circuito de base está abierto a menos que se cierre (la llave) el manipulador. Al cerrar el manipulador o llave se permite que Q4 conduzca. Entonces Q2 conduce para excitar o ac-

cionar al amplificador final de potencia para la salida del transmisor a la antena. Se usan dos circuitos RC para filtros de chirridos para dar forma a los flancos ascendentes y descendentes de la envolvente manipulada. Cuando el manipulador o llave (pulsador) se cierra, R6 en el circuito del colector de Q4 limita la carga de C6. El tiempo se encuentra en el flanco ascendente del impulso de la señal. Cuando el pulsador o llave se abre, C7 suministra una poca corriente de base a través de R7 para Q4 para suavizar el flanco descendente o de bajada. Manipulación por desplazamiento de frecuencia La técnica de manipulación por desplazamiento de frecuencia no enciende y apaga al transmisor. En su lugar, la manipulación desplaza (desliza, varía) la frecuencia de la portadora de un valor a otro. Los dos valores se llaman marca y espacio. La magnitud del desplazamiento Capítulo 12/Modulación y transmisores 317

de frecuencia puede ser amplio o estrecho dependiendo de la rapidez de manipulación y de la aplicación. El desplazamiento es fácil de llevar a cabo (de lograrlo). Todo lo que se requiere es un voltaje de control y un diodo capacitivo en el circuito oscilador. Conforme el voltaje de control se desplaza hacia un lado y hacia el otro (vaivén) para marca y espacio, el oscilador se desplaza hacia un lado y hacia el otro entre las dos frecuencias. La manipulación por desplazamiento de frecuencia se usa en el radioteletipo. En la máquina teletipo se usan medios mecánicos o electrónicos para transcribir los caracteres en series definidas de señales de marca y espacio. Durante la recepción, las señales de marca y espacio provocan que el mensaje se imprima automáticamente. Una diferencia importante entre la onda portadora (CW) y el teletipo se da en los códigos usados. El código internacional Morse se usa en CW, y el código Baudot o código ASCII en el teletipo. El Baudot es un viejo código para máquinas teletipo. Se basa en la unidad baud, la cual es un punto por segundo para señales binarias. El código nuevo es ASCII, de American Standard Code for Information Interchange. Preguntas de repaso 12-12 (Respuestas en la p. 328)

Responda verdadero o falso

de RF o aun en el mismo oscilador. La causa de las oscilaciones parásitas son el acoplamiento capacitivo e inductivo parásitos o distribuidos entre los componentes. Los circuitos transmisores son susceptibles a las oscilaciones parásitas debido a la alta potencia de operación, lo cual significa que una cantidad pequeña de acoplamiento parásito o distribuido (disperso) proporciona todavía una realimentación apreciable. Las señales parásitas ocurren tanto en amplificadores de transistores como de tubo al vacío. Debe notarse que las oscilaciones parásitas pueden ocurrir aun cuando un amplificador de RF esté neutralizado para compensar la realimentación interna. La neutralización elimina las oscilaciones a la frecuencia de señal, pero las parásitas pueden ocurrir a cualquier frecuencia.

Parásitas de baja frecuencia En la figura 12-29 se muestra un ejemplo de un amplificador de transistor. La función de C1 es la de un capacitor de acoplamiento de la entrada de señal. Sin embargo, C1. También forma un circuito sintonizado en el choque L1. Otra combinación es el capacitor C2 de paso con el choque L2. Si las dos combinaciones realmente se igualan en frecuencia de resonancia, resultarán oscilaciones parásitas. La frecuencia de las parásitas es baja en comparación con la frecuencia de la señal, porque los capacito-

a. La manipulación por bloqueo de rejilla es similar a la manipulación por desplazamiento de frecuencia. b. La etapa de RF manipulada en la figura 12-28 es Q2. 12-13 OSCILACIONES PARÁSITAS Las oscilaciones parásitas son oscilaciones no deseadas que no tienen ninguna relación con la frecuencia del oscilador maestro. Las oscilaciones parásitas se producen en las etapas de amplificación 318


Fig. 12-29. Fuentes de oscilaciones parásitas de baja frecuencia en un amplificador de transistor.

res y choques de acoplamiento o de paso son relativamente grandes. Además la ganancia del transistor aumenta a las frecuencias más bajas lo cual hace más1 probables que ocurran oscilaciones parásitas. Hay varios modos de evitar las señales parásitas de baja frecuencia: puede bajarse la Q de los circuitos sintonizados con parásitas. Por ejemplo, puede incluirse un resistor en serie con la bobina L, (Fig. 12-29). No hay mucha corriente en el circuito de base, así que las pérdidas resistivas son tolerables. Otra técnica es usar bobinas y capacitores con valores que no pueden igualar la frecuencia de resonancia de una parásita de circuito de tanque a cualquier otro. Además, el uso de choques de desacoplamiento de baja Q, como cuentas de ferrita en las terminales de conexión, ayudan a reducir las oscilaciones parásitas. Finalmente, es una buena idea usar resistores en lugar de bobinas de choque cuando es posible.

Parásitas de alta frecuencia La figura 12-30 muestra un ejemplo de parásitas de alta frecuencia. El circuito sintonizado con parásitas de un amplificador de tubo al vacío se muestra en líneas gruesas. Cada terminal de conexión en sí misma es una pequeña inductancia parásita o distribuida. Esto, combinado con la capacitancia, resulta en un circuito sintonizado de parásitas a mucho más alta frecuencia que la frecuencia de la señal. El método para evitar tales parásitas de alta frecuencia es bajar la Q del circuito tanque parásito. Un ejemplo es formar un circuito supresor de parásitas que consiste en varias vueltas de alambre grueso con una resistencia no inductiva de alrededor de 50 Ω. La combinación del supresor está combinada en serie con la terminal de cátodo del amplificador.

Detección de parásitas Las oscilaciones parásitas frecuentemente causan síntomas obvios. En los casos severos, las componentes en el transmisor pueden arquearse, sobrecalentamiento o quemarse. La sintonía del transmisor puede ser

Fig. 12-30. Amplificador de tubo al vacío de muy alta frecuencia. El circuito parásito se muestra en líneas gruesas.

errática, y la interferencia con los receptores cercanos frecuentemente es notoria. Es de mucha ayuda un analizador de espectro para detectar e identificar la frecuencia de la parásita. Pueden usarse también medidores de onda del tipo de absorción. Una vieja y simple técnica consiste en usar una lámpara de neón. La excitación para la etapa del amplificador se inhabilita, pero la alimentación permanece aplicada y la lámpara se mantiene cerca de los componentes para encontrar las oscilaciones parásitas. La técnica no es aplicable en muchos casos, sin embargo, porque los dispositivos de seguridad frecuentemente desconectan la fuente de alimentación para evitar voltajes peligrosos dentro del transmisor.


a. Los capacitores de acoplamiento y de paso, ¿pueden ser una fuente de parásitas de baja fre cuencia o de alta frecuencia? b. La inductancia de las terminales de conexión, ¿pueden ser una fuente de parásitas de baja frecuencia o de alta frecuencia? Capítulo 12/Modulación y transmisores 319

12-14 ASIGNACIÓN DE FRECUENCIAS POR LA FCC Cada transmisor de radio debe tener una cierta porción del espectro de la frecuencia reservada para su operación para evitar la interferencia con otros servicios de radio. Las asignaciones de frecuencia por la Federal Communications Commission (FCC) están en el apéndice B. Asimismo, las frecuencias para todos los países están asignadas por la World Administrative Radio Conference (WARC). También están reglamentadas las frecuencias para comunicaciones vía satélite y las posiciones orbitales de los satélites. La banda de frecuencias de una estación de radio es su canal. En muchos casos se usa por más de una estación porque no hay suficientes canales para uso exclusivo. El espectro de frecuencia está sobrepoblado con servicios de radio. Las estaciones de baja potencia pueden servir a una pequeña comunidad proporcionando señales sobre una relativamente corta distancia, mientras que otras estaciones en ciudades distantes pueden usar el mismo canal sin interferencias. Frecuentemente se establecen limitaciones de tiempo en las estaciones de baja potencia. La razón es que las condiciones de ionosfera cambian y las estaciones interferirían una con otra si operan en una programación de 24 horas (h); por la misma razón, se requiere que algunas estaciones reduzcan su potencia al final de la tarde o en la noche.

Banda normal de las radiodifusoras de MA Las frecuencias de las radiodifusoras de MA normal o medias establecidas por la FCC son de 535 al 605 kHz, la cual puede extenderse de 520 a 1 640 kHz, como recomienda la WARC. Los canales están separados por 10 kHz. Por ejemplo, los canales asignados para dos estaciones de radio de MA son 510 y 520 kHz, pero no en la misma ciudad. La tolerancia para la frecuencia asignada de portadora es ± 20 Hz. Incidentalmente, las letras K y W están asignadas como las primeras letras para las estaciones ra320 Capítulo 12/Modulación y transmisores

diodifusoras en Estados Unidos. Las letras de llamada de la estaciones al este de Missisipi principian con W como en la WNBC de Nueva York, y las del oeste principian con K como la KTVV de San Francisco. Las excepciones son unas pocas estaciones que iniciaron sus emisiones antes de que se estableciera el sistema en 1912, destacándose la KDKA de Pittsburg.

Banda comercial de radiodifusión de MF Las frecuencias comerciales de radiodifusión de MF asignadas por la FCC son de 88 a 108 MHz. Cada canal tiene un ancho de banda de 0.2 MHz, o 200 kHz. El canal incluye una banda de guardia de 25 kHz en cada extremo con ±75 kHz como desviación máxima para la señal de MF. Las estaciones tienen asignadas frecuencias como 96.3 y 96.5 MHz. Sin embargo, las estaciones en la misma ciudad están separadas ampliamente en frecuencia. La tolerancia para la frecuencia de portadora es de ± 2 kHz.

Estaciones radiodifusoras de televisión comercial Cada canal de emisión comercial de televisión tiene un ancho de 6 MHz para incluir la señal de imagen de MA y la señal de sonido de MF, la cual está espaciada a 4.5 MHz. La señal subportadora de 3-58 MHz está multiplexada con la modulación de video en blanco y negro en la portadora principal de imagen. Hay doce canales de VHF del 2 al 13, y los canales de UHF del 14 al 83, como se listan en el apéndice B. Por ejemplo, el canal 2 es de 54 a 60 MHz. La portadora de imagen está a 55.25 MHz y la portadora de sonido está a 55.75 MHz, con 4.5 MHz entre las dos. Todas las estaciones de TV tienen la misma distribución de frecuencias en el canal de 6 MHz, ya sea en las bandas de VHF o UHF.

Radio de onda corta Las estaciones de onda corta de las radiodifusoras internacionales operan en la banda de 3 a 30 MHz asignada para ese propósito.

Bandas de radioaficionado Las bandas de radioaficionados o "fanáticos" se diseñan por la FCC y están basadas en recomendaciones internacionales dadas por la WARC. Los intervalos armónicos generalmente se asignan para que una antena pueda servir para frecuencias múltiples. Estas bandas están listadas en el (Manual de la ARRL).

Tabla 12-4 Estaciones de tiempo estándar y frecuencia. WWV, MHz WWVH, MHz 2. 5 5 5 10 10 15 15 20 25

Radio de banda civil En esta banda hay cuarenta canales de 10 kHz de 26.985 a 27.405 MHz. Todos los canales de la CB están listados en el apéndice B. El servicio clase D está asignado para la banda civil, lo cual significa una potencia de salida máxima de 4 W. No se requiere licencia de operador para el equipo móvil de CB. La modulación de amplitud, ya sea una banda lateral única o doble para la transmisión se usa para telefonía de voz. Radiodifusoras de tiempo estándar y frecuencia El National Bureau of Standards opera estaciones de radio, la WWV en Fort Collins, Colorado y la WWVH en Hawaii para la radiodifusión del tiempo preciso y frecuencia estándar que pueden usarse para sintonizar esas estaciones. Las frecuencias de portadora y salidas de potencia asignadas se listan en la tabla 12-4. La portadora en sí misma es una frecuencia estándar que puede usarse para calibrar receptores y generadores de señal. Además, el tiempo exacto se emite a intervalos regulares.

Sistema de radiodifusión de emergencia El sistema de radiodifusión de emergencia (EBS) está compuesto por estaciones emisoras de MA, MF y TV, con organizaciones adicionales, las cuales transmiten información al público en cualquier caso de emergencia. Para estar preparadas, las estaciones emiten señales de prueba cada uno a tres meses. Las señales son tonos de audio a 853 y O60 Hz. Son señales de atención. Los receptores mudos en las estaciones se sintonizan automáticamente para llamar la atención en una emergencia. Así, las estaciones están en comunica-

ción para emitir información de emergencia en un sistema organizado. El sistema EBS reemplaza el antiguo sistema CONELRAD para emisiones de emergencia a 640 y 1 240 kHz. Preguntas de repaso 12-14 (Respuestas en la p. 328)

Dé las frecuencias para lo siguiente: a. b. c. d.

Banda de radiodifusión de MA Banda de radiodifusión de MF Canal 13 de televisión Canal 9 de CB

12-15 TIPOS DE EMISIÓN La emisión se refiere al tipo de señal transmitida. Las designaciones las hace la FCC para diferentes características de modulación y transmisión. El símbolo literal A corresponde a la modulación de amplitud; F es para la modulación de frecuencia o fase; y P es para la modulación de impulsos. Además, los números 0 al 9 se usan con las letras para diferentes señales. Por ejemplo, A2 es telegrafía de onda portadora (CW) modulada, pero A3 es para telefonía. La radiotelegrafía usa códigos de manipulación (transmisión, modulación). Todos los símbolos para los diferentes tipos de emisión se listan en las tablas 12-5 a 12-7. Para la emisión de MA, nótese en la tabla 12-5, que la emisión de MA Al se utiliza para radiotelegrafía con transmisión CW (onda portaCapítulo 12/Modulación y transmisores 321

dora) y A2 para MCW. La señal pulsada de CW también se llama CW interrumpida o ICW. La señal de imagen de MA para la televisión es un tipo especial de emisión A5C debido a la modulación de video y a las bandas laterales residuales. La emisión A4 o A4A se usa para facsímiles, el cual es un sistema de reproducción de material gráfico, en una localización remota. Nótese en las emisiones de MF listadas en la tabla 12-6 que F3 es el símbolo para la señal en la banda de radiodifusión de MF y F5 es el símbolo para la señal de sonido de MF en la televisión. La diferencia es que en F3 la desviación máxima es de 75 kHz para 100% demodulación, pero en F5 el máximo es de 25 kHz.

b. Telegrafía por manipulación de tono modulado c. Telefonía de voz con frecuencia modulada con desviación de 75 kHz c. Señal portadora de imagen de MA para televisión e. Modulación de impulsos codificado para telefonía. Tabla 12-6 Tipos de emisión modulación de frecuencia

Símbolo Fl F2

Tabla 12-5 Tipos de emisiones para la modulación de amplitud Símbolo Característicos de la transmisión

F3

A0

F6 F9

Al A2 A3

A3J A3B A4 A4A A5C A7A A9B

Portadora continua; no hay modulación ni manipulación (CW) Telegrafía con manipulación (ICW) Telegrafía con tono o tonos (MCW) Telefonía por voz con dobles bandas laterales A3A Telefonía (banda lateral única, portadora reducida) Telefonía (banda lateral única, portadora suprimida) Telefonía (bandas laterales independientes) Facsímil Facsímil (banda lateral única, portadora reducida) Televisión (banda lateral residual) Telegrafía (multicanal SSB (portadora reducida) Especiales (casos no incluidos en los anteriores)

F4 F5


Dé los símbolos para los siguientes tipos de emisión. a. Telefonía para voz de amplitud modulada 322


Telegrafía con manipulación por desplazamiento de frecuencia Telegrafía con modulación de tonos Telefonía para difusión de MF con desviaciones 75 kHz Facsímil Sonido de televisión con desviación de 25 kHz Telegrafía (díplex de cuatro frecuencias) Especiales (casos no incluidos en los anteriores)

Tabla 12-7 Tipos de emisión de modulación de impulsos Símbolo P0 P1D P2D P2E P2F P3D P3E


Características de la transmisión

P3F P3G P9

Características de transmisión Radar (portadora pulsada) Telegrafía (portadora pulsada con o sin tonos) Telegrafía (modulación por amplitud de impulsos) Telegrafía (modulación por duración o frecuencia de impulsos) Telegrafía (modulación por posición o fase de impulsos) Telefonía (modulación de amplitud de impulsos) Telefonía (modulación por frecuencia o duración de impulsos) Telefonía (modulación por posición o fase de impulsos) Telefonía (modulación por codificación de impulsos) Especiales (casos no incluidos en los anteriores)

RESUMEN 1. La sección de RF de un transmisor de radio generalmente consiste en un oscilador maestro, el amplificador final de potencia para alimentar la antena y los amplificadores de potencia intermedios o etapas separadoras. 2. Una señal modulada combina la onda portadora de RF con una señal de más baja frecuencia que tiene la información deseada. La inteligencia moduladora es la señal de banda de base. Como señales típicas se tienen las señales de audio para voz, la señal de video para imagen y los impulsos para información digital. 3. Los tres tipos principales de modulación son: modulación de amplitud (MA), modulación de frecuencia (MF), y modulación de impulsos (PM). 4. Para 100% de modulación en la MA la envolvente de modulación tiene un valor pico del doble del nivel de la portadora no nivelada. 5. Un alto nivel de modulación significa que la señal moduladora se aplica donde el nivel de potencia de RF es la salida nominal para la antena. 6. La modulación de amplitud da por resultado frecuencias de banda lateral de RF alrededor (arriba y abajo) de la portadora por un valor igual a la frecuencia moduladora. La información moduladora está en las bandas laterales. Ambas bandas laterales pueden usarse para la transmisión de banda lateral doble, o sólo una con la transmisión de banda lateral única para tener menos ancho de banda. 7. La portadora de RF en sí misma puede suprimirse o reducirse para usar menos potencia de transmisión. Un modulador equilibrado o simétrico es un circuito que se usa para suprimir la portadora misma en tanto que pasa las frecuencias de la banda lateral. 8. Los amplificadores de RF en los transmisores generalmente se operan en la clase C para máxima eficiencia. Sin embargo, una etapa que amplifica una onda de MA debe operar en la clase A para preservar la envolvente de modulación. 9. La principal ventaja de la modulación de frecuencia, en comparación con la MA, es que la MF está prácticamente libre de ruido. 10. En la MF el voltaje modulador produce cambios proporcionales en la frecuencia de la portadora. El valor promedio o de en medio de la portadora es la frecuencia central o de reposo. El cambio desde el centro es la desviación de frecuencia. 11. En la MF, 100% de desviación se define como la máxima desviación de 75 kHz en la banda de radio de MF o 25 kHz en la señal de sonido de MF en la televisión. 12. Una etapa multiplicadora de frecuencia es un amplificador que opera en la clase C en el cual el circuito de salida está sintonizado a una armónica de la señal de entrada. Son comunes los dobladores o triplicadores de frecuencia. Con una señal de MF, la portadora y su desviación de frecuencia se multiplican. 13. Una subportadora tiene una frecuencia más baja que la de la portadora principal. Usualmente, el objetivo que se persigue es que'la subportadora module a Capítulo 12/Modulación y transmisores 323

14.

15. 16.

17. 18.

la portadora principal. Esta técnica se usa para multiplexar dos señales diferentes sobre una onda portadora. La modulación de impulsos permite alta eficiencia en la transmisión y buena razón de señal a ruido, pero requiere un ancho de banda apreciable. El método más importante es la modulación de la amplitud del impulso (PAM), la modulación de la duración (ancho) del impulso (PWM), la modulación de la frecuencia del impulso (PFM) y la modulación por codificación de impulsos (PCM). Los dos métodos comunes de manipular el transmisor encendiéndolo y apagándolo para la transmisión radiotelegráfica son la manipulación por cátodo y la manipulación por bloqueo de rejilla. En la manipulación por desplazamiento de frecuencia, la frecuencia de la por tadora se cambia de un valor a otro en lugar de encender y apagar el transmisor. Las oscilaciones parásitas son oscilaciones no deseadas en los amplificadores de RF a una frecuencia que no está relacionada con la frecuencia de la señal. Las oscilaciones parásitas desperdician potencia y pueden causar sintonía errática. Algunos tipos de emisión son la Al para la onda portadora (CW) manipulada, la A2 para la MCW en radiotelegrafía y la A3 para telefonía de voz con amplitud modulada.

AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro) Escoja (a), (b), (c), (d). 1. ¿En cuál de las siguientes bandas de frecuencia están ubicadas las radiodifusiones normales de las estaciones de radio de MA? a) MF (frecuencias medias), b) HF (frecuencias altas), c) VHF (frecuencias muy altas), d) UHF (ultra altas frecuencias). 2. La banda comercial de radiodifusoras de MF es a) de 535 a 1 605 kHz; b) de 27 a 29 kHz; c) de 88 a 108 MHz; d) de 300 a 3 000 MHz. 3. La tolerancia de frecuencia para la portadora de RF en la banda normal de radiodifusión de MA es a) 0; b) 20 Hz; c) 1 000 Hz; d) 25 kHz. 4. ¿Cuál de las siguientes no es una señal de banda de base para modulación? a) señal de audio; b) señal de video; c) portadora de RF; d) impulsos de codificación binaria. 5. En una señal de MA, la amplitud pico de la portadora es el doble del nivel no modulado. El porcentaje de modulación es a) 20; b) 50; c) 100; d) 200. 6. En una estación radiodifusora de MF, la desviación máxima producida por la modulación de audio es de 45 kHz. Este porcentaje de modulación es a) 10; b) 45; c) 60; d) 100. 324 Capítulo 12/Modulación y transmisores

7. El amplificador final de potencia en un transmisor de MF usualmente se opera en la clase a) A; b) B; d) D. 8. Un amplificador de potencia de RF de transistores puede sintonizarse para a) mínima I c en la siguiente etapa; b) señal cero en la siguiente etapa; c) mínima I c en la misma etapa; d) máxima I c en la misma etapa. 9. Una portadora de 900 kHz está modulada en amplitud con un tono de audio de 4 000 kHz. Las frecuencias laterales superior e inferior son a) R50 y 1 800 kHz; b) 800 y 1 000 kHz; c) 896 y 904 kHz; d) 4 000 y 8 000 kHz 10. El propósito de un circuito de modulador equilibrado o simétrico es eliminar la a) portadora; b) banda lateral superior; c) banda lateral inferior d) señal de banda de base. 11. Un circuito multiplicador de frecuencia a) opera en la clase A; b) está sintonizado a una armónica de la señal de entrada; c) necesita oscilaciones parásitas; d) suele ser de modulación de impulsos. 12. El tipo de emisión para la banda normal de radiodifusión de MA es a) A5C; b) A0; c) A3; d) F3.

PREGUNTAS DE REPASO 1. Nombre dos etapas en el transmisor MOPA para operación radiotelegráfica. 2. Nombre dos etapas más, necesarias para el transmisor MOPA para radiotelefonía. 3. Defina lo siguiente: señal de banda de base, subportadora, multiplexaje. 4. ¿Qué aplicaciones se darían para las siguientes frecuencias: 38 y 710 kHz; 3.58; 4.5; 27.065; 96.3, y 211.25 MHz? 5. Nombre tres tipos de modulación. 6. ¿Cuál es la diferencia entre la modulación de alto y bajo nivel? Dé dos ejemplos de modulación de alto nivel. 7. Explique la diferencia entre la frecuencia de la envolvente de modulación en la MA y las frecuencias de banda lateral. 8. ¿Cuáles son las principales ventajas de la MF sobre la MA? 9. Dé dos diferencias entre la MF y la MA. 10. ¿Por qué a la modulación de fase también se le llama MF indirecta. 11. Defina la frecuencia central, la desviación, excursión y el índice de modulación de una señal de MF. 12. ¿Cuál es la máxima desviación de frecuencia para la señal de audio más elevada en la banda de radio de MF? ¿Y de la señal de sonido de MF en televisión. 13. ¿Cuál es la función de una etapa multiplicadora de frecuencia? Dé un ejemplo de una señal de MF. ¿Por qué opera la etapa en la'clase C? 14. Dé la función de cada uno de los siguientes términos: oscilador maestro, amplificador separador, IPA, amplificador final de potencia. 15. ¿Cuál es el propósito de usar un modulador equilibrado o simétrico? Capítulo 12/Modulación y transmisores 325

16. ¿Qué significan las siguientes abreviaturas respecto a la portadora y sus bandas laterales en la transmisión de radio: SSBRC, SSBSC y DSSC? Dé las designaciones de los tipos de emisión para SSBRC y SSBSC. 17. Explique brevemente por qué un amplificador de RF puede sintonizarse para corriente de ce mínima del colector para proporcionar la máxima señal de ca para excitar a la siguiente etapa. 18. ¿Por qué es tan importante la conexión de un transmisor a una antena? 19. Defina el preacentuado y el desacentuado para la MF. Mencione el objetivo de esta técnica. ¿Cuál es la constante de tiempo especificada? 20. Dé cuatro métodos de modulación de impulsos. 21. Describa brevemente dos métodos para manipular el transmisor en encendido y apagado en radiotelegrafía. ¿En que difieren estos métodos de la manipulación por desplazamiento de frecuencia? 22. ¿Por qué la neutralización de un amplificador de RF tiene poco efecto en reducir las oscilaciones parásitas? 23. Dé las frecuencias de las bandas de HF, VHF y UHF. 24. Dé las frecuencias de la banda de radiodifusión de MA, banda de emisión de radio de MF, banda de radio civil (CB), y los canales UHF de televisión del 14 al 83. 25. Dé las funciones de Ql, Q2, Q3 y Q4 en el circuito para un transmisor manipulado mostrado en la figura 12-28, ¿cuáles componentes se usan para los dos filtros de chirrido? 26. Dé la designación de la emisión para cada una de las siguientes señales: a. radio de MA b. radio de MF c. señal de MA de imagen, d. señal de sonido de MF en televisión, e. telefonía de voz en la banda civil con bandas laterales dobles y amplitud normal de la portadora.

PROBLEMAS Las respuestas de los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. En una señal de MA la corriente pico de antena es de 12 A y la mínima de 3 A. Calcule el porcentaje de modulación. 2. Un transmisor de MA de 5 kW está modulado a 5096. ¿Cuál es la potencia de la banda lateral? 3. En un transmisor de MA de 5 kW se usa la modulación de alto nivel. ¿Cuál es el valor de la potencia de la señal de audio necesaria para 100% de modulación? 4. Un transmisor de MA usa frecuencias de modulación de audio hasta 4 000 Hz. ¿Qué ancho de banda es necesario para la señal de MA con dobles bandas laterales? 5. Un radiotransmisor tiene especificaciones de una precisión de frecuencia de 0.2 partes por millón. Calcule el error máximo de la frecuencia en 150 MHz. 326 Capítulo 12/Modulación y transmisores

6. Calcule las frecuencias laterales superior e inferior de una señal de MA a 900 kHz con 5 000 Hz de modulación de audio. ¿Cuál es la frecuencia de la envolvente de la modulación? 7. Calcule el porcentaje de modulación de una señal en la banda de emisiones de MF a 92 MHz con una desviación de frecuencia de 20 kHz. 8. Calcule el porcentaje de modulación de la señal de sonido de MF con desviación de 20 kHz en la emisión de televisión. 9. Una señal de MF tiene una desviación de frecuencia de 20 kHz producida por una señal de audio de 2V a 4 000 Hz. a. Calcule el índice de modulación, b. Si hay 8 pares de bandas laterales en la señal de MF, ¿cuál es el ancho de banda requerido? 10. Un oscilador de 4.2 MHz está seguido por dos duplicadores de frecuencia y dos triplicadores. Calcule la frecuencia de salida del transmisor. 11. Una radiodifusora de MF está asignada para operar a 91-9 MHz. ¿Cuál es la más alta frecuencia legal de portadora en este transmisor? 12. Una portadora de 1 MHz está modulada en amplitud por una señal de audio de 5 kHz. a. Calcule las frecuencias laterales superior e inferior, en megahertz. b. ¿Qué ancho de banda se necesita para la señal de MA en kilohertz?

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Liste en grupos separados todos los servicios de radio que pueda para la MA, MF y modulación de impulsos. 2. Dé tres aplicaciones para un transmisor de radio. 3. Explique las funciones de un transmisor de radio y de un receptor de radio. ¿Qué factores determinan la capacidad de buenas comunicaciones entre el transmisor y el receptor? 4. Compare las señales de MA y de MF en términos de las frecuencias de banda lateral producidas por la modulación de audio. 5. Compare las señales de audio y de video en términos de las frecuencias de modulación y de las bandas laterales resultantes. 6. Dé las frecuencias para dos estaciones de TV, estaciones de radio de MF y estaciones de radio de MA en su área. RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO 12-1 a. Oscilador b. 2000 Hz c. 30 a 300 MHz 12-2 a. Más baja b. MA c. MA

12-3

a. 1200 V b. 1000 kHz c. 25 % 12-4 a. V b. V c. F d. V


12-5 a. V b. V c. F d. F 12-6 a. Figura 12-13b b. Figura 12-13a c. 27.003 y 26.997 MHz d. 1 MHz 12-7 a. V b. F c. V d. V 12-8 a. MF b. Voltaje c. Indirecta d. 60 % e. 25 kHz 12-9 a. 38 kHz b. 3.58 MHz

c. (L + R) y

(L - R)

328 Capítulo 12/Modulación y transmisores

1212-

121212-

12-

a. 26 MHz b. 10 kHz c. Clase C a. F b. V c. F a. V b. F a. Baja frecuencia b. Alta frecuencia a. 535 a 1 605 kHz b. 88 a 108 MHz c. 210 a 216 MHz d. 27.065 MHz a. A3 b. A2 c. F3 d. A5C e. P3G

Capítulo

Antenas y líneas de transmisión Una antena es simplemente un conductor metálico, usualmente cierta longitud de alambre o de tubo hueco. Se debe usar un conductor para la antena de modo que la corriente pueda fluir en ella. En el transmisor la corriente de antena produce ondas de radio electromagnéticas. La onda consta de campos eléctricos y magnéticos variables que se propagan desde la antena a través del espacio. En el receptor, las ondas de radio inducen una corriente en la antena. Esta corriente es la señal de entrada al receptor. Las antenas, tanto de transmisores como de receptores, tienen escencialmente los mismos requisitos pero funciones opuestas. En un radio de CB, por ejemplo, la misma antena se usa para transmitir y recibir. La línea de transmisión es el enlace que conecta con la antena. Usualmente la línea consta de un par de alambres conductores con espaciamiento constante. Su función es conducir la corriente sin ninguna radiación. En los siguientes puntos se dan más detalles de las antenas, ondas de radio y de las líneas. 13-1 13-2 13-3 13-4 13-5 13-6 13-7 13-8 13-9

Ondas electromagnéticas de radio Principios de radiación Características de la antena Como proporciona la antena señales al receptor Antena de dipolo de media onda Antena de cuarto de onda con conexión a tierra Cargado de la antena Arreglos de la antena Antena con conductor parásito

13-10 13-11 13-12 13-13 13-14 13-15 13-16 13-17 13-18

Red de antena de elementos excitados Antenas de alambre largo Antenas de cuadro Propagación de las ondas de radio Transmisión rectilínea directa Tipos de líneas de transmisión Impedancia característica Secciones resonantes de la línea Acoplamiento y alimentación de la antena

13

13-1 ONDAS ELECTROMAGNÉTICAS DE RADIO Las antenas son conductores diseñados para radiar las ondas electromagnéticas o para recibir las ondas radiadas que están presentes en el aire o en el espacio. Las antenas se fabrican en una gama amplia de tamaños y formas para servir a las aplicaciones particulares. En la figura 13-1 se muestran dos ejemplos comunes de antenas. Cuando fluye corriente a través de ella, la antena siempre tiene un campo magnético asociado en el espacio que la rodea. Cuando la intensidad del campo magnético cambia o el campo mismo se mueve, se genera un voltaje inducido. El voltaje siempre tiene un campo eléctrico asociado. El resultado es que se producen dos campos variables, uno con flujo magnético y el otro con líneas de fuerza eléctricas. En realidad, los campos en el espacio son más importantes que los conductores. Cualquier campo magnético que cambia generará un campo eléctrico. Además, cualquier campo eléctrico que cambia generará un campo magnético. Los dos campos se ilustran en la figura 13-2 con la dirección de propagación a través del espacio. El campo eléctrico se denota por E; el campo magnético se denota con la letra H, la cual es el símbolo para la intensidad de campo magnético. La intensidad de

CAMPO MAGNÉTICO (H)

Fig. 13-2. Componentes de una onda electromagnética de radio y su propagación a través del espacio.

ambos campos varía cuando se mueven en la dirección de propagación P. Considérense las flechas en tres dimensiones. Los campos E y H son perpendiculares entre sí y ambos están en ángulos rectos a la dirección de propagación de la onda. Los campos eléctrico y magnético forman una onda electromagnética que se propaga a través del espacio. La energía ondulatoria en el movimiento se divide igualmente entre las componentes eléctrica y magnética. Velocidad de las ondas de radio En general, una onda electromagnética es una forma de radiación que transmite energía a través del espa-

Fig. 13-1. Dos tipos comunes de antenas, a) Antena de receptor de televisión, b) Antenade radio de CB usada para transmisión y recepción.

330

Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

cío. La radiación luminosa, la radiación del calor, los rayos X y las ondas de radio son ejemplos de ondas electromagnéticas. Todas las ondas electromagnéticas se propagan a través del espacio con la velocidad de la luz, la cual se denota con el símbolo c. La velocidad es c = 300 000 000, o 3 X 10 8 , m/s c = 186 000 millas por segundo (millas/s) c = 3 X 10 1 0 cm/s La velocidad puede considerarse prácticamente la misma en el aire o en el vacío. En las ondas de radio, la secuencia de variación en la intensidad de E y H es la misma que la frecuencia de variación en la corriente de antena que produce la onda electromagnética. En otras palabras, la frecuencia del campo es la frecuencia de la fuente que genera el campo. Longitud de onda de las ondas de radio Ahora puede considerarse la longitud de la onda electromagnética viajando en el espacio. Su símbolo es la letra griega lambda, A. Una longitud de onda es la distancia entre dos puntos a lo largo de la dirección de propagación donde E y H repiten sus valores de intensidad. La longitud de onda A , la frecuencia /y la velocidad de la luz c están relacionadas entre sí por la fórmula

Por ejemplo, si una estación de radio está emitiendo a 1 MHz, la longitud de onda de la onda electromagnética puede calcularse como

Los 300 m equivalen aproximadamente a 325 yardas, o 975 pies.

Cuanto mayor sea la frecuencia tanto menor será la longitud de onda. Las frecuencias en la banda de radio de banda civil de cerca de 27 MHz tienen longitudes de onda más cortas que las radiodifusoras de MA en la banda de 535 a 1 605 kHz. Preguntas de repaso 13-1 (Respuestas en la p. 366)

a. Nombre dos componentes de campo de una onda electromagnética. b. La longitud de onda, ¿es más corta o más larga a frecuencias más altas? c. ¿Cuál es la velocidad de las ondas electromagnéticas de radio en metros por segundo?

13-2 PRINCIPIOS DE RADIACIÓN Las líneas de fuerza eléctricas y magnéticas son responsables de que el campo electromagnético se mueva alejándose de la antena en el espacio que la rodea. El mecanismo de la radiación se ilustra en el ejemplo de la figura 13-3. En la figura 13-3a las placas del capacitor para CA representan los conductores de la antena de la figura 13-3b, los cuales están descubiertos para radiar el campo en el espacio. La capacitancia tiene variaciones de voltaje asociadas con el campo eléctrico. LA representa la inductancia de los conductores de la antena. Las variaciones de corriente producen el campo magnético. Esencialmente, la radiación está asociada con variaciones de voltaje y corriente con una frecuencia lo suficientemente alta para permitir que la energía en el campo electromagnético se mueva hacia el espacio. De hecho, esta condición especifica el significado de las frecuencias de radio. Arriba de 30 kHz, aproximadamente, las frecuencias de radio son lo suficientemente altas para ser radiadas eficientemente por una antena. Considérese el circuito equivalente mostrado en la figura 13-3a. El generador de RF es una fuente de Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 331

Fig. 13-3- Radiación de una onda electromagnética en el espacio, a) Circuito equivalente de la antena con inductancia LA y capacitancia CA. b) Conductores de antena que extienden los campos E y H al espacio alrededor de la antena, c) Cómo varia la intensidad de campo de la onda radiada al propagarse.

ca usada para cargar el capacitor CA. La inductancia LA proporciona resonancia en serie para la frecuencia de la fuente de ca de modo que la intensidad de corriente alterna máxima se suministre al circuito de la antena. El capacitor CA se carga siempre que su voltaje sea inferior al voltaje de la fuente. Esta carga produce una polaridad de voltaje a través de CA. Cuando el voltaje de la fuente disminuye, CA está en posibilidad de descargarse. Entonces el voltaje de la fuente de carga a CAcon la polaridad opuesta para el siguiente semiciclo, por tanto, el voltaje de ca a través de CA tiene un campo eléctrico variable en el dieléctrico; esto se indica por las líneas punteadas E. La frecuencia de las variaciones es la misma que la frecuencia de la fuente. Por la inductancia LA fluye la corriente en serie. Su campo magnético asociado se indica por las líneas punteadas para H. La frecuencia de las variaciones de IA y H son las mismas que la frecuencia de la fuente. Hasta aquí, se tiene sólo un circuito resonante en serie. En la figura 13-3b, sin embargo, las placas del capacitor se han abierto en la forma de los dos conductores de la antena. El objetivo que se persigue es lograr que las líneas de campo para E y H se extiendan hacia el espacio que rodea a la antena. Los dos conductores proporcionan un efecto capacitivo especialmente en sus extremos, donde 332 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

puede acumularse la carga. El dieléctrico del capacitor es el espacio que rodea a la antena. El espacio tiene líneas eléctricas de fuerza mostradas por las líneas punteadas para E. Su dirección es vertical (hacia arriba y hacia abajo), como la de la antena. Además, la corriente en los conductores de la antena produce el campo magnético indicado por H. Las líneas magnéticas de fuerza están en un plano perpendicular a las del campo eléctrico. Debe notarse que aunque la antena se muestre aquí en posición vertical, puede estar en la posición horizontal. Cuando la rapidez de cambio (de variación) es muy alta y a suficiente distancia de la antena, las líneas de campo no pueden contraerse hacia el conductor de la antena antes de que la corriente y el voltaje produzcan otra vez un campo en expansión. Como consecuencia parte de la energía del campo se repele de la antena. Conforme las líneas de fuerza en un campo se mueven en el espacio, generan sus propios campos. Un campo magnético en movimiento genera un campo eléctrico. Esta acción corresponde al voltaje inducido en una bobina cuando es cortado por las líneas magnéticas de fuerza. Además un campo eléctrico en movimiento genera un campo magnético. Esta acción corresponde a la carga o descarga de corriente producida por un capacitor cuando su voltaje cambia.

La onda de radio en el espacio La figura 13-3c ilustra cómo el campo eléctrico E o el campo magnético H pasan a través de ciclos de variaciones conforme se propaga alejándose de los conductores de la antena. Debe notarse que E y H están 90° fuera de fase en el tiempo entre sí. Además, sus líneas de campo están en ángulos rectos unas con otras. Finalmente, la propagación es en la dirección del movimiento de las líneas de campo. Si se imaginan tres planos en el espacio, la dirección de propagación está a ángulos rectos respecto de E o H. En consecuencia, se radia un campo electromagnético en el espacio. La onda de radio ha dejado la antena para propagarse en todas las direcciones alejándose del conductor de la antena. La energía se radia en esta forma en todos los tipos de antenas. Cualquier conductor con corriente puede producir alguna radiación. Prácticamente., no obstante, sólo las frecuencias de radio arriba de 30 kHz son efectivas para transmitir ondas electromagnéticas. Mientras más alta sea la frecuencia, más eficiente será la radiación. Para frecuencias por abajo de 30 kHz, la antena tendría que ser muy larga. Asimismo, las variaciones de intensidad del campo no son lo suficientemente rápidas para crear radiación significativa en la antena. La radiación y los campos de inducción Además de la energía radiada por la antena, hay campos locales asociados con la corriente y el voltaje en cualquier circuito. Para distinguir entre la energía radiada y los campos locales cercanos al conductor, uno se llama campo de radiación y el otro campo de inducción. Más allá de la distancia de unas cuantas longitudes de onda, sin embargo, el campo de inducción no necesita considerarse, porque su intensidad disminuye rápidamente. El campo de radiación es el único que se considera para ondas de radio, porque puede propagarse sobre grandes distancias.

Interferencia de ondas de radio Cualquier radiación captada por la antena de recepción que no sea la señal deseada puede considerarse

como interferencia. La interferencia puede provenir de un campo de radiación, de un campo de inducción o de ambos. Por ejemplo, si uno vive cerca de una autopista transitada, el paso de los automóviles puede producir interferencia en los receptores de radio y televisión. La energía que alcanza a la antena del receptor es el campo de radiación del sistema de encendido. En las cercanías del automóvil, el campo local de inducción de la bobina de encendido puede producir interferencia. La interferencia de encendido produce unas rayas cortas horizontales de corta duración en la imagen de televisión y una crepitación o chasquidos en el sonido. Otros ejemplos de interferencia son la radiación producida por el chisporroteo de los motores y de las luces fluorecentes. Otro fenómeno interviene en la buena recepción reduciendo la intensidad de la señal que llega al receptor: cualquier conductor de metal puede servir como una antena. Cuando las estructuras de metal están cercanas a la antena receptora, reducen la intensidad del campo. El metal actúa como un corto circuito para la onda electromagnética. Esta es la razón por la cual es difícil obtener buena recepción de señales de radio dentro de una envolvente de metal o en las cercanías de una estructura grande de metal. Los materiales aislantes, sin embargo, no afectan a la onda electromagnética de radio. Preguntas de repaso 13-2 (Respuestas en la p. 366)

a. ¿Cuál es mejor para producir radiación de una antena, una frecuencia alta o una baja? b. El campo local cercano a un conductor, ¿es el campo de radiación o el campo de inducción? c. Un campo magnético en movimiento, ¿genera E o H?

13-3 CARACTERÍSTICAS DE LA ANTENA La elección de un tipo de antena depende principalmente de las frecuencias de operación. Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 333

Mientras más alta sea la frecuencia más corta será la longitud requerida del conductor de la antena. Una antena puede ser resonante o no resonante. Una antena resonante tiene una longitud específica para una frecuencia particular. Especialmente en la banda de VHF de 30 a 300 MHz, una longitud práctica es la de media onda. La antena de televisión mostrada en la figura 1 3 - 1 a es un ejemplo de un dipolo de media onda con una longitud de aproximadamente 2.4 m de extremo a extremo (8 pies). Tal antena se usa para las bandas de televisión y radio de MF. En general, cuanto más larga sea la antena tanto más podrá radiar más energía para un transmisor o captarla para un receptor. La frecuencia resonante de una antena, sin embargo, proporciona la operación más eficiente. Antenas con y sin conexión a tierra Un ejemplo de una antena que opera independientemente de una conexión a tierra se ilustra por los dos polos o dipolo, mostrado en la figura 13-3Cada polo tiene una señal de corriente con una fuente simétrica al centro. No es necesaria una conexión a tierra debido a que la capacitancia CAde la antena está entre los dos polos. La antena con conexión a tierra mostrada en la figura 13-4 depende de la tierra física* como un extremo del circuito de la antena para radiar la onda electromagnética. El alambre de la antena

tiene aisladores para aislarla del mástil de metal que soporta la estructura de la antena. La corriente de la antena se suministra por el alambrado con terminal de entrada en un extremo. Esta antena es del tipo L invertida. El lado de retorno de la alimentación, sin embargo, está conectado a la tierra física. Entonces la antena tiene una señal de voltaje respecto a la tierra física y la onda radiada depende de las características del terreno. Inductancia LA y capacitancia CA distribuidas Una antena parece ser solamente un tramo de alambre o una varilla, pero eléctricamente tiene inductancia y capacitancia distribuidas sobre su largo. Esto se ilustra en la figura 13-5. En la figura 13-5a la corriente en el alambre de la antena debe fluir a través de una pequeña inductancia LA equivalente. La L corresponde a una bobina pequeña. La bobina tiene inductancia acumulada (localizada) o concentrada en una pequeña área. La antena tiene inductancia distribuida desde un extremo del conductor al extremo opuesto. Como se muestra en la figura 13-5b, el alambre de la antena tiene una capacitancia distribuida CA respecto a la tierra física. CA está indicada en un punto en la figura, pero la longitud total del alambre tiene capacitancia en derivación que produce la capacitancia total CA. En la antena de dipolo, CA es la capacitancia entre un polo y el otro. En una antena con conexión a tierra, CA es la capacitancia entre el alambre y la superficie de la tierra.

Antenas resonantes Los valores de LA y de

CA pueden usarse para hacer que la antena actúe como un circuito resonante en serie. La ventaja es una máxima corriente de antena a la frecuencia de resonancia. No hay una bobina y no hay un capacitor físico, pero las características eléctricas de la antena corresponden a las de un circuito LC. La longitud física de la antena respecto a la longitud de onda de la onda de radio determina la frecuencia de resonancia. Generalmente la longitud de media onda de la frecuencia de operación se usa para una antena resonante en la banda de VHF de 30 a 300 MHz. A esas frecuencias, una media onda es de cerca de 0.46 a 4.6 m (1.5 a 15 pies). Estas longitudes son prácticas para una antena de dipolo de media onda sin conexión a tierra, que puede soportarse en un mástil suficientemente alto para ser independiente de la superficie de tierra (tierra física). A frecuencias más bajas, se usa una antena resonante de un cuarto de onda. Usualmente es una antena con conexión a tierra, y la tierra toma el lugar de un polo. Polarización El conductor de la antena puede montarse ya sea vertical u horizontalmente. En cualquier caso, el campo eléctrico E tiene líneas de fuerza en la misma dirección que la antena. Véase la figura 13-6 para el caso de una antena dipolo. La dirección de polarización de una onda de radio se define como la dirección del campo eléctrico

E. Como consecuencia, una antena vertical y su onda de radio transmitida están polarizadas verticalmente como se muestra en la figura 13-6a. En la figura 13-6b, la polarización es horizontal para una antena horizontal. Las antenas de transmisores y receptores deben tener la misma dirección de polarización para la máxima captación de la señal. La polarización horizontal generalmente se usa para frecuencias de la banda de VHF de 30 a 300 MHz. La razón de esto es que la mayor parte de la interferencia de ruido en esa banda está polarizada verticalmente. Por tanto, las antenas polarizadas horizontalmente deben de ser menos susceptibles a la emisión de ruido. En la radiodifusión de televisión se usa la polarización horizontal, así que las antenas para recepción de TV son horizontales. Un nuevo método para la banda de VHF combina las polarizaciones horizontal y vertical, lo cual da como resultado la polarización circular. La ventaja que de esto se obtiene es que la antena receptora puede estar ya sea vertical u horizontal con buena captación de señal. Esta característica es importante en los casos de las antenas inferiores. Actualmente, la polarización circular se usa para señales transmitidas en la banda de radiodifusión de MF. También se está considerando como un estándar de transmisión en la radiodifusión de televisión.

Microvolts por metro La unidad de microvolts por metro generalmente se usa para indicar la intensidad del campo de una onda de radio transmitida en el espacio. Un metro equivale aproximadamente a 40 pulg. o sea un poco más que una yarda. Por ejemplo, supóngase que una antena de dipolo de media onda con longitud de un metro puede captar hasta 300 /nV/m de señal. La intensidad del campo es entonces 300 MV/m. La altura de la antena receptora se ha normalizado usualmente a 9 metros para la banda de VHF; también la polarización de la antena es la misma que la de la onda de radio transmitida. Nótese que el mismo campo produce más señal de antena en una antena larga a frecuencias más bajas considerando que ambas antenas estén en resonancia. Por ejemplo, una antena con una longitud de 2 m Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 335

puede captar hasta 600 μ V de señal con la misma intensidad de campo de 300 μ V/m. Preguntas de repaso 13-3 (Respuestas en la p. 366)

Responda verdadero o falso a. Una antena de dipolo de media onda es una antena resonante. b. Una antena horizontal transmite la señal de radio con polarización horizontal. c. La intensidad de campo de 200 μ V/m producirá 200 μ V de señal en una antena de 2 m de largo.

13-4 CÓMO PROPORCIONA LA ANTENA SEÑALES AL RECEPTOR El campo electromagnético se radia de la antena transmisora en todas direcciones. Ni el aire ni cualquier material aislante tiene algún efecto en la propagación de la señal de radio. Conforme el campo electromagnético corta a través del conducor metálico de la antena receptora, sin embargo, se induce un voltaje muy bajo. Esta señal de antena es generalmente del orden de microvolts. Una amplitud de 1 a 5 mV, o 1 000 a 5 000 μV es una señal fuerte de antena. Debe notarse que aunque el campo electromagnético induce una señal en la antena receptora, la onda de radio continúa propagándose en el espacio como si la antena no existiera. La cantidad de energía extraída por la antena receptora es tan pequeña que no tiene prácticamente efectos en el campo. Todos los receptores en el área de servicio alrededor del transmisor pueden recibir la señal radiada. El circuito de entrada de antena de un receptor se ilustra en la figua 13-7. Nótese el símbolo del triángulo usado para cualquier tipo de antena. El voltaje inducido en la antena produce una corriente de señal en el primario LP de T1, el cual es 336 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

Fig. 13-7. Cómo es que la antena suministra la señal de entrada a un receptor.

el transformador de entrada de antena. Las terminales marcadas con A en la parte posterior del receptor se usan para las conexiones de la antena. Mediante la acción del transformador, entonces, la señal se acopla al secundario Ls . El capacitor Cj sintoniza al secundario con la frecuencia portadora deseada. Una antena receptora generalmente capta todas las señales en la banda de operación del receptor, pero sus circuitos sintonizados seleccionan la estación deseada. La señal de RF seleccionada es entonces incrementada hasta la intensidad requerida por los circuitos amplificadores. Es importante darse cuenta que cualquier receptor necesita una antena para captar la señal de radio. Algunos receptores tienen antenas interconstruidas que no son aparentes, pero debe existir una señal de antena para alimentar la señal al primer amplificador de RF. En un receptor que está bien blindado, como un radio de automóvil, prácticamente no hay señal a menos que la antena esté conectada. Aún una pequeña pieza de alambre de 30 a 60 cm (1 o 2 pies) de largo usado como una antena externa de recepción hará una gran diferencia en la recepción si se compara con ninguna antena. Si alguien toca las terminales de antena, de un receptor que no tenga antena, la capacitancia de su cuerpo proporcionará la señal de radio.


a. ¿La señal típica de antena en el receptor es 120 V o 5 V? b. ¿Una onda transmitida de radio puede produ cir una señal en un conductor o en un aislador?

13-5 ANTENA DE DIPOLO DE MEDIA ONDA Con base en la velocidad de la luz de una onda electromagnética de radio en el espacio, puede derivarse la fórmula para calcular media longitud de onda como está en megahertz y la longitud de L está en metros. Sin embargo, la longitud de resonancia de un conductor dipolo de media onda es ligeramente menor que la media longitud de onda en el espacio libre. La razón es que la antena tiene una capacitancia que altera la distribución de corriente en los extremos. Este efecto de punta (de extremidad) requiere del acortamiento previo del conductor para obtener la longitud de resonacia. Para un dipolo de media onda,

Distribución de corriente y voltaje Cuando la antena de dipolo se alimenta por el transmisor, los electrones fluyen a lo largo del conductor a los extremos abiertos. Este flujo de electrones es la corriente de antena en la figura 13-86. Cuando los electrones alcanzan los extremos del conductor, la carga eléctrica se acumula. Esta carga genera el voltaje V en los extremos. La carga en cada extremo proporciona un potencial para mover los electrones en la misma dirección pero sentido opuesto, invirtiendo por tanto el sentido de la corriente. Como consecuencia la corriente es cero en los extremos y dos corrientes de igual amplitud fluyen en sentidos opuestos. Alejados de los extremos de los conductores las corrientes que van y vienen no son iguales debido a que las cargas que causan la han sido suministradas a la antena en tiempos diferentes del ciclo de RF. La máxima corriente está en el centro, donde la corriente reflejada puede agregarse a la corriente original que provienen de la fuente ca. Los extremos de la antena son puntos de máximo voltaje. La forma de onda de la distribución de voltaje a lo largo de la antena muestra voltajes + V y - V de los dos extremos debido a que los dos polos tienen polaridades opuestas de la fuente de ca. La distribución de corriente y voltaje ilustra por qué la longitud física hace que la antena sea reso-

donde L está en metros y está en megahertz. Por ejemplo, a 100 MHz la longitud del dipolo de media onda es

Cada polo es un cuarto de onda o 71.32 cm (2.34 pies) para este ejemplo, como se muestra en la figura 13-8a. El espacio aislante entre los dos polos es insignificante. El dipolo puede montarse ya sea horizontal o verticalmente. Un dipolo de media onda también se llama antena Hertz.

Fig. 1 3-8. Antena de dipnlo de media onda, a) Cada polo de la antena tiene una longitud de un cuarto de onda, b) Distribución de la corriente I y el voltaje V a lo largo de los conductores.


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nante a frecuencias específicas. Las cargas de electrones en el conductor de la antena deben viajar del centro a los extremos y después regresar al centro en el tiempo de un semiciclo en la fuente de ca. Entonces los valores de voltaje y corriente en la antena son máximos. En otras frecuencias hay una cancelación parcial de los electrones incidentes y de retorno que reducen la intensidad de corriente o voltaje de la antena.

baja posible, e indica que no hay ondas estacionarias.

Ondas estacionarias Las formas de onda de los valores de I y V a lo largo de la antena se muestran en la figura 13-8b y se conocen como ondas estacionarias. Los puntos de mínima I o V son los nodos; los puntos máximos son los antinodos. En una antena de media onda los lazos sucesivos a los nodos para V y I están separados media longitud de onda entre sí. Es importante darse cuenta que la onda estacionaria no es una imagen de la corriente o el voltaje. En realidad, cada punto en el conductor tiene un voltaje que cambia continuamente y una corriente que varía respecto al tiempo a la frecuencia de la fuente de ca. Sin embargo, la amplitud del pico o cresta de las variaciones de ca es diferente a lo largo de la longitud de la antena. No obstante, esta distribución de los valores pico o de cresta no cambia a lo largo de la longitud de la antena, y el resultado es una gráfica estacionaria o de onda estacionaria de valores de I y V de un extremo al otro.

Razón de onda estacionaria La razón de onda estacionaria (SWR) compara el voltaje en un punto máximo con el voltaje en un punto mínimo. Por ejemplo, cuando una antena de dipolo tiene Kdiez veces mayor en los extremos que en el centro, la SWR es 10. Una antena resonante tiene una alta SWR, la cual indica altos valores para V. e I en las ondas estacionarias. Así pues la eficiencia es alta para una antena de transmisión que radia o para una antena de recepción que capta una señal. Sin embargo, una línea de transmisión no resonante que alimenta a la antena debe tener una SWR de 1. Esta es la SWR más 338 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

Resistencia de radiación El hecho de que una antena tiene valores específicos de V y de I significa que tiene una impedancia definida. Si la antena es resonante, el punto de alimentación es resistivo. Esta R se llama resistencia de radiación ya sea de una antena receptora o de transmisión. La resistencia de radiación de un dipolo es de 72 Sí en el centro. Alejándose hacia los extremos, la antena tiene una impedancia reactiva con valores más altos. Los extremos tienen la impedancia más alta; los valores típicos son de hasta varios miles de ohms.

Antena dipolo doblada Como se muestra en la figura 13-9, la antena de dipolo plegado o doblada se construye con dos conductores de media onda unidos en los extremos, pero con un conductor abierto en el centro donde se conectan a la línea de transmisión. El espaciamiento entre los dos conductores es pequeño comparado con la media longitud de onda. Se usa más conductor que en un dipolo recto, pero la parte inferior está doblada hacia atrás en secciones de un cuarto de onda, de modo que el dipolo doblado ocupa aún media onda en el espacio. Las características de la antena son esencialmente las mismas que las de un dipolo recto, excepto que R es 4 X72 = 288 SI para un dipolo doblado. Este valor es conveniente para igualar a 300 SI la línea de transmisión. Patrón polar de directividad La dirección en la cual la antena transmite o recibe mejor se

del brazo radial es la magnitud del voltaje de la señal. El patrón de una antena de transmisión muestra en cuál dirección la antena radia la señal más potente. El patrón de una antena receptora muestra la dirección en la cual se induce la señal más potente. El giro de la antena para conseguir la mejor señal se llama orientación. Un dipolo de media onda en su frecuencia resonante fundamental tiene los lóbulos dobles mostrados en la figura 13-10 para formar un patrón de directividad con forma de 8. La antena recibe mejor de la dirección más ancha, adelante y atrás, con poca señal de los extremos. En el transmisor pueden usarse dipolos cruzados múltiples para radiar en todas las direcciones. Fig. 13-10. Patrón polar de directividad de una antena dipolo de media onda.

muestra en una gráfica como la de la figura 13-10. El patrón corresponde a un dipolo de media onda montado horizontalmente. Sin embargo, la respuesta de una antena vertical es igual en todas las direcciones en el plano horizontal. La gráfica muestra la intensidad de la señal en coordenadas polares para la magnitud y la dirección. El ángulo indica la dirección y la longitud

Antenas armónicas Una antena puede usarse en las frecuencias armónicas de la resonancia fundamental de media onda. Sin embargo, el patrón direccional se corre a múltiplos impares de la frecuencia de resonancia, como se muestra en la figura 13-11. El dipolo de media onda de la figura 13-11a tiene el patrón normal de forma de 8. La misma longitud de antena para el doble de la frecuencia o 2f (Fig. 13-11b), actúa como un dipolo de onda completa. Todavía tiene la misma respuesta general pero con lóbulos más amplios si se

Fig. 1 3 - 1 1 . Patrones direccionales para un dipolo alimentado por el centro a las frecuencias fundamental y armónica, a) Patrón de la media onda fundamental de resonancia con forma de 8. b) Operación de onda completa en la segunda armónica, c) Lóbulos divididos para cambiar el patrón direccional de la tercera armónica cuando la longitud de la antena es de 3A/2.


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compara con un dipolo de media onda para 2f También hay más señal para una antena de onda completa que para una antena de media onda porque se usa más conductor. Finalmente, a la tercera frecuencia armónica o 3f el patrón direccional se divide en lóbulos laterales como se muestra en la figura 13-11c. Ahora la antena recibe o transmite poco en la dirección del lado más amplio. Los mejores resultados se consiguen con un ángulo de 37°. Antena dipolo en V En algunos casos los dos polos se ponen en ángulo para formar una V con el fin de sacar ventaja de la respuesta direccional a la frecuencia de la tercera armónica. Entonces una antena receptora puede usarse para cubrir un intervalo de 3:1 de frecuencias para la resonancia. Las antenas de dipolo en forma de V se usan frecuentemente para antenas de recepción de televisión. Preguntas de repaso 13-5

Fig. 1 3 -1 2 . Producción de radiación de una antena de un cuarto de onda conectada a tierra.


a. Calcule la longitud de una antena de dipolo de media onda a 200 MHz. b. ¿Cuál es la resistencia de radiación de una antena de dipolo de media onda con alimentación central? c. ¿Una antena dipolo de media onda tiene la máxima respuesta en la sección del lado más ancho de fuera de los extremos?

13-6 ANTENA DE CUARTO DE ONDA CON CONEXIÓN A TIERRA Cuando la antena en la figura 13-12 está conectada a una tierra física o aun próxima a ésta, la tierra se convierte en parte del sistema de radiación. Aquí el conductor vertical produce un campo electrostático que se extiende a través del terreno. La tierra actúa como una superficie conductora, o 340 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

espejo, para la radiación. En consecuencia, la antena de λ/4 conectada a tierra mostrada en la figura 13-12 tiene una imagen λ/4 dentro del terreno. Así, las distribuciones del voltaje, la corriente y la antena se vuelven similares a los de una antena vertical de dipolo de media onda en espacio libre. El tipo de cuarto de onda con conexión a tierra, llamado antena Marconi, generalmente se usa a frecuencias abajo de 30 MHz. Ya que λ/4 es la mitad de la longitud de λ/2, la longitud de un cuarto de onda es más fácil de obtener para frecuencias más bajas, las cuales necesitarían antenas muy largas. La antena de cuarto de onda se opera a frecuencias de λ/4 con múltiples impares tales como 3 λ/4 o 5 λ/4. Así el punto de alimentación conectado en el extremo a tierra es un punto de alta corriente y bajo voltaje. Su resistencia de radiación es aproximadamente 36 Ω. Este valor es conveniente para la alimentación con un cable coaxial de 50 Ω.

Fig. 13-13 Patrones direccionales de una antena vertical de un cuarto de onda conectada a tierra. Las flechas punteadas indican las líneas del campo, a) El plano horizontal en todas las direcciones alrededor de la antena, b) Las líneas del campo en el plano vertical.

Patrones direccionales La antena vertical transmite una onda de radio con polarización vertical. El patrón direccional para la transmisión o la recepción incluye todos los ángulos en un círculo en un plano horizontal alrededor de la antena vertical; véase la figura 13-13a. En la figura 13-13b se muestra la directividad en el plano vertical. Los dos medios lóbulos mostrados representan parte del patrón con forma de 8 de un dipolo. La antena vertical y su imagen a espejo en el terreno corresponde a un dipolo. Sin embargo, la mitad inferior de cada lóbulo se cancela por las ondas reflejadas en el terreno. La pérdida de radiación en realidad aumenta la intensidad de la señal sobre el terreno en las direcciones horizontal y hacia arriba. La radiación tiene dos componentes: ondas de tierra y ondas de cielo. Una onda de tierra se radia alejándose de la antena en la dirección horizontal a lo largo de la superficie de la Tierra. La onda de cielo tiene un ángulo vertical agudo, radia energía hacia arriba, es decir, al cielo. Parte de esta energía puede perderse, pero la reflexión de la capa ionizada de aire hace posible la transmisión a distancias muy largas. Las aplicaciones de la antena de cuarto de onda conectada a tierra incluyen la radiodifusión de MA en la banda de 535 a 1 605 kHz, radio de CB a cerca de 27 MHz, y radiocomunicaciones móviles de onda corta de 3 a 30 MHz. Contrapeso de antena Cuando la tierra no tiene buena conductividad, puede ser necesario

instalar una tierra artificial con una red de conductores metálicos embebidos en la tierra para una antena con conexión a tierra. La estructura de metal que toma el lugar del terreno se llama contrapeso. La superficie del contrapeso metálico debe ser cuando menos igual a la de la antena y preferiblemente mucho más grande. Cuando el contrapeso de metal no está en la tierra, el conductor se llama plano de tierra. La estructura consta usualmente de varillas o alambres que se extienden radialmente alejándose de la base de la antena. En consecuencia, una antena vertical puede montarse en alto y ser independiente de la tierra física. Esta acción de contrapeso ilustra cómo pueden realizarse la transmisión y la recepción de radio donde no hay tierra física. En un aeroplano, por ejemplo, la estructura de metal y la cubierta del fuselaje actúan como un contrapeso que sirve de tierra para todo el equipo de radio. En forma similar, el metal del chasis de un automóvil constituye la tierra o masa para el circuito de antena. Como ejemplo final, un polo de una antena de dipolo no conectado a tierra puede considerarse como el contrapeso para el otro polo.

Antena con plano de tierra En la figura 13-14 la antena vertical de A/4 se muestra mon-

CONDUCTORES EN EL PLANO DE TIERRA

MÁSTIL

CABLE COAXIAL

Fig. 1 3-14. Construcción de una antena con plano de tierra.


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tada en una placa fijada al mástil del soporte. La antena en sí misma está aislada de la placa y sus conductores de metal igual que el plano de tierra. El conductor interior está conectado al cable coaxial de 50 -Ω de alimentación a la antena y el blindaje exterior está conectado a la placa y al plano de tierra. La construcción puede usarse para montarse por lo menos un cuarto de longitud de onda arriba de tierra. Este tipo se llama antena monopolo o de chicote. Se usa para frecuencias de 3 a 30 MHz, a las cuales un cuarto de onda no es demasiado largo para el mástil. Preguntas de repaso 13-6 (Respuestas en la p. 366)

Responda verdadero o falso a. Una antena de λ /4 con conexión a tierra es la mitad de la longitud de un dipolo de λ /2. b. Una antena vertical transmite en todas las direcciones en un círculo en el plano horizontal. c. Una antena vertical conectada a tierra transmite ondas de tierra y ondas de cielo. d. Un contrapeso debe ser un buen aislador.

13-7 CARGADO DE LA ANTENA Cuando la antena no es lo suficientemente larga para la resonancia, puede agregarse una pequeña inductancia en serie con la antena; véase la figura 13-15rf. La inductancia se llama bobina de carga porque aumenta la corriente de carga de la antena al hacer resonante a la antena. Una bobina de carga equivale a una antena eléctricamente más larga por sumar la inductancia que tendría la antena si tuviera la longitud correcta. La razón para usar una antena más corta que lo necesario es que la longitud física requerida puede no ser práctica para el montaje. Otra forma equivalente de conseguir una antena eléctricamente más larga es usar carga capacitiva en la parte superior. Un cilindro de metal, un 342 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

Fig. 13-15- Cargado de la antena para aumentar la longitud eléctrica a) Bobina de carga usada para aumentar la inductancia en serie L. b) Cargado superior para aumentar la capacitancia en derivación.

disco, o rueda con rayos en el extremo superior de un conductor de antena, aumenta la capacitancia en derivación a tierra (Fig. 13-15b). El efecto corresponde a una antena más larga porque más C requiere un tiempo más largo para cargar la capacitancia de la antena. También es posible usar un capacitor en serie para que la antena sea eléctricamente más corta si se necesita ese efecto. La inserción de capacitancia en serie disminuye la capacitancia global de la antena, lo cual reduce la longitud eléctrica de la antena. En resumen, los tres métodos para cargar la antena son: 1. Aumentar la inductancia en serie por la suma de una bobina de carga equivale a alargar eléctricamente la antena. 2. Aumentar la capacitancia en derivación cargando el extremo superior con un conductor de metal hace a la antena eléctricamente más larga. 3. La inclusión de capacitancia en serie hace a la antena eléctricamente más corta. La bobina que carga a la antena en una antena de chicote se monta usualmente en la base, lo que

se llama cargado de base. Este método se usa comúnmente en las antenas para CB. A 27 MHz, un cuarto de onda tiene aproximadamente 2.59 m (8.5 pies) de largo. Esta longitud es demasiada para una antena práctica de chicote en un automóvil, pero pueden usarse antenas de 1.5 a 1.8 m (5 a 6 pies) con carga de base. Preguntas de repaso 13-7 (Respuestas en la p. 366)

¿Cuál de los factores siguientes hace a la antena eléctricamente más larga? 1) Capacitor en serie; 2) bobina de carga en serie; 3) cargado capacitivo en la parte superior; 4) polarización vertical.

13-8 ARREGLOS DE LA ANTENA Un arreglo es un grupo de conductores de antena con una línea común de transmisión. El objetivo que se persigue es aumentar la señal de la antena, teniendo más conductores de antena. Los arreglos también mejoran la respuesta direccional de la antena. Los arreglos de antena pueden usar dipolos de media onda o antenas de 1/4 de onda con conexión a tierra. El arreglo puede ser horizontal o vertical.

Ganancia de la antena Cuanto mayor sea la ganancia de una antena transmisora tanto más intenso será el campo radiado. Una antena de alta ganancia para un receptor proporciona más captación de señal. La ganancia de la antena en un arreglo se mide contra la intensidad de señal de una antena de dipolo estándar. En realidad una antena no puede amplificar, pero el efecto del arreglo es tener más señal que el dipolo de referencia. La razón de la ganancia de antena es simplemente el uso de más conductores con la fase correcta entre ellos. Por ejemplo, un arreglo con dos dipolos generalmente puede proporcionar el doble del voltaje

de señal que un dipolo. Entonces la ganancia en voltaje es un poco menos que 2 o cerca de 5 dB.

Eficiencia direccional Frecuentemente se diseña el arreglo para aumentar la ganancia de la antena al frente y tener menos señal en el extremo posterior. Esa diferencia en la respuesta direccional es la eficiencia direccional de la antena. Cuando se usa ese diseño, es importante que la antena esté montada de frente en la dirección deseada. Preguntas de repaso 13-8 (Respuestas en la p. 366)

a. Una ganancia de antena de cuatro veces en vol taje, ¿a. cuántos dB equivale? b. Una antena recibe el doble de señal del frente que de la parte de atrás. ¿Cuál es la eficiencia direccional, en dB?

13-9 ANTENA CON CONDUCTOR PARÁSITO Un elemento parásito en un arreglo es un conductor cercano a la antena pero no conectado a ella. La antena, la cual tiene las conexiones a la línea de transmisión, es el elemento excitado. Como se muestra en la figura 13-16, un conductor parásito atrás de la antena se llama reflector. Cuando el conductor parásito está en el frente, es un director,

Fig. 13-16. Dipolo con elemento director atrás de la antena receptora.


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La ganancia de un dipolo con reflector es de 5 dB con una eficiencia direccional de 3 dB, aproximadamente. La impedancia de la antena es aproximadamente la mitad del elemento excitado.

Dipolo con director En la figura 13-17 el Fig. 1 3 - 1 7 . Dipolo con elemento director al frente de la antena receptora.

como se muestra en la figura 13-17. El elemento excitado y el elemento parásito están acoplados entre sí con el campo electromagnético espacial. Una antena recta dipolo o un dipolo doblado generalmente constituyen el elemento excitado.

Dipolo con reflector El reflector parásito de la figura 13-16 está 0.2 A atrás del dipolo para reforzar las señales recibidas por el frente. Además, el reflector es cerca de 5% más largo que el dipolo. La longitud adicional se compensa por el espaciamiento. La operación de la antena depende de la señal radiada por el reflector parásito. Desde la dirección del frente, la señal de radio produce corriente en el reflector con retraso de 90° con respecto al dipolo. El retraso de 90° proviene de la longitud y espaciamiento del reflector. La corriente en el reflector, entonces, radia señal al elemento impulsado. La señal radiada toma 90° del ciclo para alcanzar al dipolo. Entre tanto, la señal en el dipolo ha variado hasta 180° del ciclo. La señal radiada y la señal directa en el dipolo están entonces en la misma fase. Como resultado, se combinan para proporcionar más señal de antena para la línea de transmisión. Para una señal que incide sobre la parte posterior, sin embargo, la señal radiada por el reflector está 90° fuera de fase con la corriente de antena en el dipolo. Esa combinación da como resultado menos señal de antena que las señales aditivas del frente. 344 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

director parásito está a 0.12 λ adelante del dipolo y es aproximadamente 4% más corto. Comparado con un reflector, el director es más corto y se monta adelante en lugar de la parte trasera. Sin embargo, los resultados son los mismos que con un reflector. El dipolo con un director recibe todavía más señal del frente que por atrás. En muchos casos se combina un director con un dipolo y un reflector. Tales arreglos tienen una ganancia de antena de aproximadamente 7 dB.

Antena Yagi El arreglo Yagi tiene un dipolo con un reflector y dos o más directores. Sus ventajas son: alta ganancia, buena eficiencia direccional y muy estrecha respuesta direccional. Sin embargo, su respuesta de resonancia es muy pronunciada, lo que significa que no se puede usar para una amplia gama de frecuencias. Dipolo para UHF con reflector diedro Para la banda de UHF de 300 a 3 000 MHz, un dipolo de media onda es muy pequeño. A 1 000 MHz, por ejemplo, una media onda es de 142.646/1 000 = 0.1 426 m o sean 14.3 cm (0.468 pies), lo cual corresponde solamente a 5.6 pulgadas. Pueden usarse reflectores relativamente largos, para proporcionar alta ganancia de antena. Como se muestra en la figura 13-18, se usa una lámina conductora como reflector de esquina detrás del dipolo de UHF. Nótese que el ancho del reflector es de 2 a 3 λ . El reflector puede ser metal sólido o una rejilla de alambre. El dipolo se monta a lo largo de la línea que bisecta al diedro de 90° y está aislado del reflector en la parte de atrás. La máxima transmisión o recepción es a lo largo de la línea hacia o del frente.

Fig. 13-18. Dipolo para UHF con reflector diedro.

Para los valores en la figura 13-18, la ganancia de la antena es de cerca de 10 dB. La impedancia de la antena es aproximadamente 72 El reflector también puede construirse en forma parabólica. Cuando el reflector parabólico está a por lo menos 10 veces la longitud del dipolo, la antena actúa como una fuente puntual de energía para el reflector. Entonces el arreglo tiene una directividad muy pronunciada con una ancho de rayo (haw) de 2 a 3o, el cual es similar a un haz de luz enfocado. Preguntas de repaso 13-9 (Respuestas en la p. 366)

Responda verdadero o falso. a. Un reflector parásito está atrás del dipolo, pero un director está en el frente. b. La antena Yagi usa un reflector y directores. c. Un reflector no puede usarse con un dipolo doblado.

Cómo se combinan las señales de la antena, depende de su espaciamiento y de las fases de la línea de transmisión de alimentación. De lo anterior resulta alta ganancia con más conductores de antena y respuesta direccional más marcada. Pueden usarse ya sea antenas de λ/2 o λ /A, y pueden montarse vertical u horizontalmente. La respuesta direccional se especifica respecto al plano de la red. Trátese de visualizar todas las antenas contenidas en una hoja o lámina de amplia superficie de los conductores. Cuando la antena está vertical, la lámina o plano de la red es vertical; cuando la antena está horizontal, el plano de la red está horizontal. En un sistema de radiación transversal (lateral) la respuesta direccional es transversal (lateral), o perpendicular al plano de la red. En una red de antenas de radiación longitudinal la respuesta direccional se encuentra en el plano de la red. La máxima ganancia se realiza fuera de los extremos del arreglo en la línea de las antenas sucesivas.

Sistema de radiación transversal La figura 13-19 muestra cuatro dipolos de media onda verticales espaciados media onda entre sí. Imagínese que los dipolos están hacia arriba y hacia abajo enfrente de un observador. La ganancia direccional se encuentra entonces transversal o lateral en el plano horizontal; está hacia el observador y alejándose en el sentido opuesto. Para una antena transmisora, la operación de esta red es como sigue: el espacio entre las antenas es media onda. Además, la longitud de la línea es

13-10 RED DE ANTENAS DE ELEMENTOS EXCITADOS En una red de elementos excitados, todas las antenas están conectadas a la línea de transmisión.

Fig. 13-19. Arreglo transversal con cuatro dipolos verticales. a) Arreglo con línea de conexiones transpuestas, b) Respuesta en el plano horizontal transversalmente al arreglo.


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media onda entre antenas. Sin embargo, las conexiones de la línea están cruzadas o transpuestas. La transposición cambia la fase de la señal excitadora de la antena por 180°, además de que la longitud de la línea para media onda corresponde a 180° en fase. Todas las antenas tienen alimentación en la misma fase, debido al espaciamiento de la antena y a las líneas transpuestas. Considérese un punto en el espacio enfrente de un observador, a lo largo del punto medio de la red o arreglo. En ese punto, los campos electromagnéticos de todas las antenas pueden combinarse debido a que la distancia a los radiadores es aproximadamente la misma. Hacia la derecha o izquierda, hay una cancelación de los campos para cada una de las antenas en distancias que difieren por una longitud de media onda. El patrón direccional global se muestra en la figura 13-19b.

Red de antenas de radiación longitudinal En la figura se muestran dos dipolos de media onda montados horizontalmente uno detrás de otro separados por λ /4. Ambos constituyen antenas excitadas conectadas a la línea de transmisión. No se necesitan elementos parásitos porque el espaciamiento de un cuarto de onda hace que la red sea unidireccional. La antena que tiene la línea de alimentación en el punto X es la parte posterior a la red. Tanto la ganancia de antena como la eficiencia direccional son aproximadamente 3 dB. La operación de la red para la recepción puede analizarse en la siguiente forma: el frente, la antena 1 intercepta la señal λ /4 más pronto que la antena 2. Sin embargo, la línea λ /4 suministra la señal en el punto X con la misma fase que la señal en la antena 2. Las señales se superponen, entonces, para la recepción desde el frente. Una señal de la parte de atrás es interceptada por la antena 1 a un cuarto de ciclo después que por la antena 2. Por otro lado, la línea adicional λ/4 suministra la señal de la antena 1 en el punto X fuera de fase 180° con la señal en la antena 2. Las dos señales se cancelan, y el resultado es una recepción mínima en la parte de atrás. 346 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

Fig. 13-20. Dos dipolos horizontales montados uno detrás de otro en un arreglo longitudinal.

La red o arreglo mostrado en la figura 13-20, es longitudinal porque la máxima transmisión por recepción se encuentra en los extremos en el plano de las dos antenas en la dirección horizontal. La red o arreglo es unidireccional por el espaciamiento de cuarto de onda entre antenas.

Ordenamiento vertical y horizontal

El

ordenamiento significa simplemente montar dos o más antenas en la misma dirección. El objetivo es aumentar la ganancia de la antena y afinar la directividad. En una red de radiación longitudinal como en la figura 13-20, las antenas pueden considerarse ordenadas horizontalmente una detrás de la otra. Una técnica común de ordenar es montar los arreglos horizontales uno arriba del otro o en un mástil vertical. Cada arreglo en el ordenamiento es un piso de antena. Así resulta más ganancia; la directividad horizontal es más fina y hay menos ganancia en la dirección vertical. El método general de ordenamiento vertical consisite en usar dos o tres pisos de media onda de distancia. Todos se conectan a una línea común de transmisión. Las conexiones deben ser simétricas de modo que todos los arreglos o redes suministren una señal en el punto de alimentación al mismo tiempo. Cuando hay dos pisos, la alimentación tiene líneas de λ/4 a ambas antenas. Cuando hay tres pisos, la alimentación se realiza en la antena

del centro, y hay líneas λ /2 en los otros dos pisos. La conexión entre los pisos de antena se llaman varillas o barras de fase.

Red o arreglo colineal En la red o arreglo colineal los elementos horizontales de la antena se colocan extremo con extremo, como se muestra en la figura 13-21. Los dos dipolos λ/2 en ambos lados de la línea de alimentación se unen por varillas o barras de fase λ/4 o líneas. Estas conexiones pueden ser secciones dobladas de línea λ/2. La corriente en las secciones de fase se retrasa por 2 X 90° = 180° entre los elementos de la antena. Por lo tanto, cada uno de los dipolos de λ /2 tiene corriente de la misma fase. Considérese un punto en el espacio a lo ancho de la línea de antenas, a la mitad, y en el frente o atrás. Este punto es equidistante de los puntos opuestos del arreglo. De esta manera los campos variados de una antena que transmite se combinan. Si la antena se requiere para la recepción, las corrientes inducidas de la antena se añaden para la línea de alimentación. Fuera de los extremos de la red, sin embargo, los dipolos tienen un efecto de cancelación porque las señales están fuera de fase. En consecuencia, la respuesta direccional es máxima transversalmente a la línea de la red o arreglo, pero mínima alejándose hacia los extremos.


b. ¿Los tres dipolos horizontales de λ/2 en orde namiento vertical con alimentación en el centro se llama red o arreglo transversal o un arreglo longitudinal? c. Una red o arreglo suministra cuatro veces el voltaje de señal de un dipolo de media onda. ¿Cuál es la ganancia de la antena, en dB?

13-11 ANTENAS DE ALAMBRE LARGO El nombre de antenas de alambre largo se usa para antenas que son mucho mayores que media longitud de onda. Son generalmente de 2 a 6 A de longitud. Como la antena está hecha más larga en términos de medias ondas, la distribución de corriente en el conductor aumenta la directividad a lo largo de la línea del alambre mismo de la antena. La respuesta direccional es un ejemplo extremo de los lóbulos laterales producido por las resonancias armónicas en una antena de dipolo. Antena V La respuesta de un alambre largo por sí mismo se da en la dirección del conductor. Cuando dos alambres largos se combinan en la forma de una V, como en la figura 13-22, los lóbulos de los patrones direccionales para ambos conductores se refuerzan a lo largo de una línea a través de la parte media. Por tanto, la antena V

a. ¿Cuántos elementos parásitos se usan en una red o arreglo excitado?

Fig. 1 3 -2 1 . Arreglo colineal con antenas dipolos de media onda.

Fig. 13-22. La antena en V es un ejemplo de una antena de alambre largo. Esta antena es bidireccional.

Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 347

transmite o recibe mejor a lo largo de la línea que bisecta el ángulo de la V. Mientras mayor es la longitud eléctrica de los dos lados, menor será el ángulo incluido para obtener la ganancia máxima. En el ejemplo mostrado en la figura 13-22, con lados de 4 λ , la ganancia es de cerca de 7 dB. Antena romboidal La antena romboidal consiste en dos antenas en V, como se muestra en la figura 13-23- Para hacerla unidireccional puede terminarse con un resistor de 470 Ω como un acoplamiento aproximado a una línea de 300 Ω . Este extremo se vuelve el frente de la antena. Del ejemplo mostrado en la figura 13-23, con lados de 4 λ , la ganancia es de cerca de 10 dB. La antena romboidal tiene las ventajas de una impedancia uniforme en una amplia gama de frecuencias de 3:1, alta ganacia y directividad bien definida. Preguntas de repaso 13-11 (Respuestas en la p. 366)

Responda verdadero o falso a. Una antena de alambre largo no puede tener una longitud mayor de 0.75 A , aproximadamente. b. Las antenas en V y romboidal tienen la máxima ganancia a lo largo de una línea que bisecta la V.

FRENTE

Fig. 13-23- Antena romboidal que consta de dos antenas en V. Esta antena es unidireccional debido a la R en el frente.

348 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

13-12 ANTENAS DE CUADRO La antena de cuadro es un devanado de alambre que sirve como una antena receptora muy direccional. El cuadro se muestra en la figura 13-23, como un cuadrado, pero puede ser circular. La señal máxima se recibe en los extremos del cuadro y hay una anulación brusca de señal mínima en la dirección transversal. Cuando se usa en equipos radiogoniométricos, una antena de cuadro vertical se gira hasta que se anule la señal, lo cual indica la dirección de la que proviene. En la figura 13-24a, el cuadro vertical se muestra transversalmente para la anulación de la señal. Cuando una señal está polarizada verticalmente, la corriente de antena se induce principalmente en los conductores verticales. Los conductores verticales están conectados a los conductores horizontales en los extremos opuestos del transformador TA de entrada de la antena. Respecto de la dirección transversal a través de los conductores verticales se tiene aproximadamente la misma señal. La razón es que ambos conductores interceptan la onda de radio al mismo tiempo. Si embargo, los conductores alimentan los extremos opuestos de TA. En consecuencia las corrientes se cancelan en el transformador y el resultado es una señal prácticamente nula para el receptor. Cuando se recibe la señal fuera de los extremos del cuadro, como se muestra en la figura 13-24b, las corrientes en los conductores verticales no están en fase debido a su espaciamiento. En realidad, cualquier componente de señal de fase opuesta en los conductores verticales permiten a TA proporcionar señal de entrada para el receptor. La razón es que las fases opuestas para corrientes en sentidos opuestos en el primario LP pueden producir corriente de señal en Ls. Generalmente se usan más vueltas en la antena de cuadro para aumentar la intensidad de señal de antena.

Antena determinadora de sentido

La

antena determinadora de sentido es una antena vertical separada, usada junto con una antena de


a. La anulación en una antena de cuadro, ¿ocurre con una señal transversal o con una señal fuera de los extremos? b. ¿Una antena determinadora del sentido es un conductor vertical o un cuadro?

13-13 PROPAGACIÓN DE LAS ONDAS DE RADIO El viaje progresivo de las ondas electromagnéticas de radio se llama propagación, porque los campos eléctrico y magnético generan su propio movimiento de onda para esparcirse en todas las direcciones. Hay varias formas en que la onda de radio transmitida alcanza a la antena receptora. Por conveniencia pueden clasificarse como sigue:

Fig. 13-24. Antena de cuadro, a) Señal mínima, o nula, transversal al cuadro, b) La captación máxima de la señal se da por cualquier lado vertical del cuadro.

cuadro en el equipo goniométrico. Permite que las respuestas transversales del frente puedan distinguirse de las de atrás del cuadro. Antena adcock La red o arreglo de antena Adcock consiste en dos antenas verticales con un acoplamiento de transformador que cancela las señales en fase. El efecto es similar al de una antena de cuadro. La antena Adcock, entonces, puede usarse en equipos goniométricos. Sin embargo, la sensibilidad es limitada debido a que la antena es esencialmente una antena de un cuadro de una sola espira.

1. Onda de tierra Esta señal de radio se transmite cercana a la superficie de la Tierra y en ella. 2. Onda de superficie Esta señal de radio se transmite precisamente arriba de la superficie de la Tierra, principalmente en una línea directa a la antena receptora. 3. Onda de cielo Esta señal de radio se transmite hacia arriba, hacia el cielo. Parte de la energía se pierde, pero parte de la onda de cielo regresa a la Tierra desde la ionosfera por reflexión y refracción. Estos tres tipos de onda de radio se ilustran en la antena de la figura 13-25. Nótense las capas cargadas en la ionosfera, a gran altura sobre la superficie de la Tierra. En general, las altas frecuencias arriba de 30 MHz se propagan principalmente por ondas de superficie para transmisión directa a la antena receptora. Las distancias típicas de transmisión son hasta 120 km. Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 349

La mayor distancia de transmisión se obtiene por las ondas de cielo. Cuando hay suficiente potencia para la señal de radio, la reflexión de la ionosfera puede permitir la recepción a más de 1 600 km de distancia. Las comunicaciones de larga distancia se abrevian frecuentemente como DX. La ionosfera La luz ultravioleta y otras radiaciones del sol producen la ionización de la parte superior de la atmósfera de la Tierra. Las partículas cargadas incluyen electrones libres y iones en un gas rarificado. La mayor parte del efecto en las ondas de radio se debe a la densidad de electrones en la atmósfera superior a una altura de 112.6 a 362 km (70 a 225 millas). Esta región cargada se llama la ionosfera, y también se le conoce como la capa Kennelly- Heaviside. Como se indica en la figura 13-25, la ionosfera puede considerarse en capas denominadas E, F1 F, y F2 de acuerdo con la densidad de su carga. La capa E, más cercana a la tierra, tiene una altura constante de cerca de 112.6 km (70 millas). Sin embargo, la densidad de carga puede variar en el transcurso del día; depende de la cantidad de rayos ultravioleta que vienen del Sol. La máxima carga ocurre a medio día y la mínima durante las horas oscuras de la mañana.

A mayores alturas, la capa F está a unos 298 km (185 mi) arriba de la Tierra. Sin embargo, esta área de carga existe como una capa única solamente en la noche. Durante el día, las secciones superiores e inferiores se dividen en las capas separadas F 1 y F 2 . La capa F 2 tiene la mayor densidad de carga porque está más cercana al Sol. La ionosfera es importante para las comunicaciones a larga distancia abajo de 30 MHz, aproximadamente, porque las ondas de radio pueden ser ya sea reflejadas o refractadas para retornar a la Tierra. A frecuencias más altas, las ondas de radio continúan a través de la ionosfera hasta el espacio hasta que toda la energía se disipa. La dependencia de la densidad de carga de la ionosfera del Sol es la razón de porqué tales radiocomunicaciones pueden variar en el transcurso del día y con la estación del año. Reflexión y refracción de las ondas de radio La reflexión de la ionosfera significa que las ondas se regresan desde la orilla de la capa cargada. El fenómeno es similar a la reflexión de la luz en un espejo. La refracción significa que la onda entra en la capa cargada y entonces se curva para retornar con un ángulo menor que el de la IONOSFERA

Fig. 1 3-25. Propagación de las ondas de radio en el espacio que rodea a la Tierra. Las distancias no están a escala.

350


y regresar de una capa específica de la ionosfera se llama frecuencia crítica. Todas las frecuencias más bajas regresan a Tierra. Debe notarse que las frecuencias más altas pueden reflejarse, pero el ángulo de incidencia debe ser menor que 90°.

Fig. 13-26. Reflexión y refracción de las ondas de radio por la ionosfera.

onda reflejada. Estos efectos se ilustran en la figura 13-26. Tanto la reflexión como la refracción ocurren siempre que una onda entra a un medio con nuevas características. El resultado obtenido es una discontinuidad en la propagación. Las ondas de radio que entran a la ionosfera encuentran una densidad de carga mayor. El cambio en las características eléctricas altera la dirección de los campos eléctricos y magnéticos de las ondas de radio. Cuando hay una ligera disminución de velocidad en el medio cargado, el frente de onda se desvía alejándose del ángulo de incidencia de 90°. El grado de reflexión o refracción en la ionosfera depende de la densidad de carga ionosférica y de la frecuencia de la onda de radio. La diferencia en los dos efectos es que la reflexión es de la orilla de la capa de la ionosfera, pero una onda refractada en realidad viaja dentro de la capa. Las frecuencias que son demasiado altas para reflejarse pueden desviarse y regresar debido al fenómeno de refracción. Frecuencias críticas en la ionosfera Considérense ondas de radio enviadas hacia arriba a 90° hacia la ionosfera. A altas frecuencias, las ondas simplemente pasarán y continuarán hacia el espacio. A frecuencias más bajas, parte de la energía puede reflejarse o refractarse y retornar a la Tierra. La más alta frecuencia que puede desviarse

Zona de silencio En la figura 13-27 se muestran los resultados cuando la onda de tierra o la onda de superficie se combinan con la onda de cielo que regresa de la ionosfera. Sin embargo, a menos que la onda de cielo alcance a la Tierra precisamente donde termina la onda de tierra, habrá un área donde no puedan recibirse señales de ningún modo. La distancia desde el extremo de la onda de tierra al punto donde la onda de cielo retorna primero a la Tierra es la zona de silencio. Esto se remedia cambiando el ángulo de la radiación. Distancia de salto La distancia de salto es la distancia total de la antena que transmite al punto donde la onda de cielo retorna a la Tierra. Por ejemplo, en la figura 13-25 se supone que la onda de tierra se extiende 64.4 km (40 millas), pero la onda de cielo salta sobre esa área y se refleja retornando a la Tierra a una distancia de 482.7 km (300 millas) de alejamiento. Los 482.7 km, entonces, representan la distancia del salto. IONOSFERA

Fig. 13-27. Distancia de salto y la zona de silencio sin ondas de cíelo.


351

Es posible que la onda de cielo se refleje en la Tierra y regrese a la ionosfera otra vez, lo que trae como consecuencia reflexiones múltiples. Se pierde energía, pero se han conocido señales que saltan de la tierra a la ionosfera y de la ionosfera a la Tierra y que dan la vuelta al mundo de este modo. Si se supone una trayectoria circular, una señal de radio viajaría alrededor de la Tierra en aproximadamente 0.14 s. Naturalmente, al seguir una trayectoria que ha experimentado reflexiones múltiples entre la Tierra y la ionosfera, la señal de radio tomaría un poco más de tiempo.

Troposfera La troposfera tiene un espesor de aproximadamente 16.09 km (10 millas) arriba de la superficie de la Tierra. Considere otra vez la figura 13-25. La troposfera es el medio de transmisión de las ondas de superficie. A diferencia de la ionosfera, la troposfera no tiene capas de partículas cargadas. Sin embargo, puede haber discontinuidades en las fronteras de masas de aire que tienen diferente contenido de humedad. Entonces, pueden producirse reflexiones en la troposfera para las ondas de radio arriba de 30 MHz, aproximadamente.

Propagación dispersa La dispersión se refiere a un cambio desordenado en dirección y polarización de la onda de radio. Un medio no uniforme, incluyendo gotas de lluvia, granizo, nieve o niebla, provoca dispersión. En realidad, la propagación dispersa permite la recepción en las áreas que de otro modo no tendrían señal. Un ejemplo es la dispersión ionosférica, la cual proporciona señales en localidades que están en la zona de silencio para las ondas del cielo. Además la dispersión troposférica da como resultado señales débiles, pero confiables, varios cientos de kilómetros más allá de la distancia de la transmisión directa. La propagación por dispersión troposférica se usa en las radiocomunicaciones en las bandas de VHF, UHF y SHF.

352 Capitulo 13/Antenas y líneas de transmisión


Responda verdadero o falso a. Las ondas de cielo se reflejan en la ionosfera. b. La distancia de salto es igual a la zona de silencio. c. Las ondas de superficie se propagan a través de la troposfera.

13-14 TRANSMISIÓN RECTILÍNEA DIRECTA En la banda de VHF de 30 a 300 MHz y a frecuencias más elevadas, hay muy poca señal de la ionosfera. Por otro lado, la propagación de la onda de tierra es limitada debido a las pérdidas por absorción a altas frecuencias. En la región de VHF, por consiguiente, la señal de RF se transmite por ondas de superficie directamente a la antena receptora. Esta propagación en una trayectoria directa es la transmisión precisamente directa. Se aplica a las aatenas en la banda de radiodifusión de MF de 88 a 108 MHz y en las bandas de VHF y UHF de radiodifusión de televisión. En la transmisión directa la altura de la antena es muy importante para tener buena recepción. Lo que se persigue es superar el efecto de sombra de la curvatura de la Tierra (Fig. 13-28). Este es el porqué las antenas de transmisión de radiodifusión se localizan en los puntos más altos disponibles. En las grandes áreas urbanas, estos puntos son generalmente la parte superior de los rascacielos. La distancia al horizonte es entonces tan grande como sea posible. La antena receptora también debe estar elevada. La distancia al horizonte puede calcularse como


Fig. 13-28. Línea visual de transmisión.

a. Para aumentar la distancia de la transmisión directa, ¿debe de montarse la antena más alta o más baja? b. ¿Una distancia típica de la transmisión directa es 48.27 o 482.7 km (30 o 300 millas)? c. Una frecuencia típica para la transmisión rectilínea directa es de 1.2/120 MHz?

donde D está en kilómetros y la altura H de la antena está en metros. Por ejemplo, para una antena transmisora con altura de 280 m (918.63 pies) 13-15 TIPOS DE LÍNEAS DE TRANSMISIÓN

La distancia al horizonte de la antena receptora también se toma en cuenta. Supóngase que ese valor es de 22.7 km (14 millas) para una altura de antena de 30.5 m (100 pies). Entonces, la distancia total directa es de 42.73 + 22.7 = 91.47 km (56.83 millas). La transmisión directa de frecuencias en las bandas de VHF y UHF es similar a la transmisión de la luz visible. Una desventaja de la transmisión directa son las sombras de radio. Como resultado de estas sombras, hay poca o ninguna señal detrás de una obstrucción: las montañas, bosques y edificios elevados atenúan la señal. Un aeroplano en el cielo puede reflejar señales en las bandas de VHF y UHF debido a que su longitud de onda es comparable en tamaño con el tamaño de la obstrucción. Una ventaja de la transmisión directa en las bandas de VHF y UHF es la ausencia de estática atmosférica. La estática usualmente está asociada con las ondas de cielo que provienen de la ionosfera. Sin embargo la banda de VHF está sujeta a la interferencia que el hombre genera debido al uso de equipo eléctrico.

Una línea de transmisión es simplemente un par de conductores de alambre con espaciamiento constante para evitar la radiación. Debe notarse que los conductores de una antena están descubiertos y a la intemperie de modo que puedan radiar un campo electromagnético en el espacio. La función de una línea de transmisión, en contraste, es solamente conducir corriente de un punto a otro. En la figura 13-29 se muestran líneas de transmisión típicas. Los tres requisitos importantes de la línea son: 1) pérdidas mínimas; 2) ninguna reflexión de señal dentro de la línea; 3) ninguna radiación dispersa o captación de la señal por la misma línea. Las pérdidas de línea atenúan la señal debido a la disipación I2 R en los conductores. Para evitar las reflexiones, se usa una línea terminada (o cerrada) en su impedancia característica. Más detalles de este requisito se explican en la sección 13-16, la cual ilustra lo que se quiere significar por la impedancia característica de una línea de transmisión.

Líneas equilibradas Una línea está equilibrada cuando uno de los conductores tiene la misma capacitancia a tierra. La línea equilibrada está conectada en los extremos opuestos de un transformador que tiene una toma central conectada a tierra. Para la recepción, cualquier coCapítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 353

rriente de señal en fase que proviene por captación dispersa se cancela debido al circuito equilibrado de entrada en la antena. Al alimentar una antena de transmisión, las corrientes desfasadas a través de la línea tienen campos que se cancelan. Los ejemplos de líneas equilibradas son las líneas de alambre descubierto o de hilo desnudo (Fig. 1329rf) y la línea de dos conductores paralelos o línea bifilar plana (Fig. 13-29¿).

Línea blindada La línea blindada está completamente encerrada en un forro o trenza metálica, la cual está conectada a tierra para servir como blindaje para el conductor interno, como se muestra en la figura 13-29c. Esta línea blindada está equilibrada, pero algunos tipos tienen dos conductores. De cualquier forma, el blindaje evita que el conductor interior reciba o radie alguna señal. Esta función pertenece a la antena. Comparación de líneas La tabla 13-1 compara cuatro tipos de línea de transmisión. La línea de alambre descubierto o hilo desnudo usualmente se hace con alambre desnudo con espaciadores de aislación. Tiene las más bajas pérdidas y relativamente alta impedancia. La línea de dos conductores

Fig. 1 3-29. Tres tipos principales de líneas de transmisión, a) Línea de alambre descubierto, b) Línea de dos conductores paralelos, c) Cable coaxial.

Tabla 13-1 Tipos comunes de líneas de transmisión

* La línea de dos conductores paralelos también está disponible en Zo de 150 y 75 con espaciamiento más corto. † es la razón de velocidad en un dieléctrico a la velocidad en el vacío. ‡ El cable RG 59 U es un poco más grueso que el RG 58 U.

354

Capítulo 1 3 / Antenas y líneas de transmisión

paralelos es similar, pero más fácil de manipular porque los conductores están contenidos dentro de un portacables de plástico. La línea de dos conductores paralelos o bifilar plana de 300 es de uso común porque los receptores de televisión y los radios de MF tienen una impedancia de entrada de 300 Ω. Tanto la línea de alambre descubierto como las de dos conductores paralelos están equilibradas pero no blindadas. Ambas presentan pérdidas mucho más bajas que las líneas de cable coaxial blindado. El cable coaxial se usa muy frecuentemente debido a que es resistente y la interperie lo afecta poco. En muchos casos, el blindaje es necesario para evitar que la línea capte la interferencia. El cable coaxial generalmente tienen una impedancia característica de 50 o 75 El cable coaxial está desequilibrado, pero puede usarse un transformador de compensación o equilibrador (balun). Esta unidad es reversible, entre circuitos equilibrados y no equilibrados. Factor de velocidad En la tabla 13-1, V es una razón de la velocidad de una onda electromagnética viajando a través del dieléctrico de la línea de transmisión con respecto a la velocidad de la onda en el espacio libre. V es siempre menor que 1 porque la velocidad se reduce por el dieléctrico. V se usa en el cálculo de la longitud de onda de una señal a través de la línea. Entonces, la longitud de la línea debe disminuirse por el factor de V.

13-16 IMPEDANCIA CARACTERÍSTICA Zo Cuando la longitud de una línea de transmisión es comparable con la longitud de onda de la frecuencia de señal, la inductancia y capacitancia distribuidas en la línea se vuelven importantes. La razón es que la línea es lo suficientemente larga para tener ondas estacionarias de voltaje y de corriente. Entonces la línea puede radiar en lugar de simplemente suministrar energía desde o hacia la antena. El espaciamiento constante entre conductores da como resultado un valor constante de L y C por unidad de longitud de la línea. L es la inductancia que afecta la corriente en los conductores; C es la capacitancia que afecta al voltaje a través de la línea. Estos factores proporcionan una impedancia específica que es característica de cualquier longitud de la línea. La impedancia característica puede calcularse como

donde L está en henrys y C en farads para cualquier unidad de longitud que sea la misma para L y C. Por ejemplo, suponga una línea con una L de 0.54 μ, H para los dos conductores y una C de 6 pF para cada uno en una longitud de 1 metro de línea. Entonces


Responda verdadero o falso a. Una impedancia típica para cable coaxial es de 300 . b. El cable coaxial en la figura 13-29 está blindado pero no equilibrado. c. La línea de dos conductores paralelos tienen una impedancia Z0 más alta pero menos pérdidas que el cable coaxial.

Esta impedancia característica de 300 es la impedancia usual Z o para la línea de dos conductores paralelos generalmente usada con receptores de televisión para acoplar (igualar) la impeen las terminales de dancia de 300 entrada de la antena. La Zo de una línea también se llama impedancia propia. Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

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La impedancia característica es la misma para cualquier longitud de la línea. Una línea de 0.61 o 61 m (2 o 200 pies) tiene la misma Zo debido a que las características L y C se aplican por unidad de longitud. Sin embargo, una línea más larga tiene más pérdidas resistivas, debido a que la resistencia aumenta con la longitud del conductor. Debe notarse que Zo es una característica de ca que no puede medirse con un óhmetro. Puede usarse un óhmetro para medir la baja resistencia de los conductores, pero solamente para ver si la línea está abierta. La línea infinita La razón por la que Z o es importante es que constituye el valor de la resistencia que debe usarse en el extremo de la línea para hacer que ésta funcione como si tuviera una longitud infinita. Entonces, la línea no puede tener ondas estacionarias porque no hay extremo que produzca ondas reflejadas de V e La idea de una línea infinita no es tan extraña como pudiera parecer. Todo lo que se quiere significar es que la corriente de una fuente en un extremo se suministra a una resistencia de carga en el otro extremo sin que ninguna onda se refleje hacia atrás de la carga en la fuente. Por ejemplo, en la figura 13-30 la longitud de 15.2 m (50 pies) se terde la línea de transmisión de 300 mina con una resistencia de carga de 300 a través de las terminales de extremo. Debido al acoplamiento (igualación) de impedancias entre la línea y la carga, la máxima potencia se suministra a la carga y no hay reflexiones. La línea puede considerarse infinitamente larga debido a que no tiene discontinuidad. A todo su largo, la impedancia Zo es de 300 a través de la

Fig. 13-30. La terminación de una línea en su impedancia característica hace que la línea semeje tener una longitud infinita.

356 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

línea por sus características L y C. A las terminales de extremos, la resistencia R de 300 a través de la línea es la misma que Zo en los otros puntos. La línea es infinitamente larga porque no está cerrada a la impedancia de 300 entre los dos conductores.

Línea no resonante o plana El término línea no resonante o plana describe una línea de transmisión terminada (cerrada) en su Zo. El término plana significa que no tienen ondas estacionarias. La longitud de tal línea no es crítica. Por ejemplo, suponga que la línea de dos conductores paralelos de 300 está conectada a las terminales de entrada de la antena de 300 en un receptor de televisión. La línea puede cortarse a cualquier longitud conveniente porque no hay ondas estacionarias. Sin embargo, con mayor longitud se producen todavía, aunque ligeramente, más pérdidas resistivas. Además, cualquier longitud extra no debe enrollarse por el efecto inductivo. Una prueba práctica de cuándo la línea tiene ondas estacionarias o no está en resonancia consiste en sostener la línea para agregar capacitancia con la mano. Con una línea plana, puede haber ligeramente menos señal. Con una línea resonante, habrá una gran diferencia. Y habrá más o menos señal si se toca la línea a lo largo de diferentes puntos. Una línea resonante tiene ondas estacionarias con valores diferentes de la corriente y voltaje de la señal a lo largo de ella. Su longitud es crítica porque una conexión en puntos diferentes en ella proporcionará diferentes intensidades de señal. Por otro lado, la capacitancia de la mano a través de la línea altera el patrón de la onda estacionaria. Una línea plana no tiene ondas estacionarias, lo cual permite que los conductores simplemente suministren la potencia a la carga.

Impedancia Z o de la línea de alambre descubierto o desnudo En términos de la construcción física, la impedancia característica depende del calibre y el espaciamiento de los con-

ductores. La Zo de los conductores paralelos con aire, como el dieléctrico entre ellos, es

donde Zo está en ohms, s es la distancia entre los centros, r es el radio de cada conductor y r y s están en las mismas unidades. Por ejemplo, considérese una línea de alambre descubierto usando alambre calibre número 18. Este alambre tiene un radio de 0.51 mm (0.02 pulg). Si el espaciamiento es de 2.54 cm (1 pulg)

Cuando el aislamiento entre conductores es plástico, la Zo es más baja debido a que el aislamiento aumenta la capacitancia entre los conductores.



Usando una calculadora o una tabla de logaritmos log 50 = 1.7 Entonces Z o = 276 x 1.7 Z o = 469 La Zo de los conductores paralelos embebidos en el plástico es menor debido a que el plástico incrementa la capacitancia entre los conductores.

a. Zo es una característica de ca que es la misma para cualquier longitud de línea. b. La impedancia característica^ puede medirse con cierta aproximación con un óhmetro sensible. c. Una línea terminada en su Z o es una línea plana no resonante. 13-17 SECCIONES RESONANTES DE LA LÍNEA Cuando una línea de transmisión no está terminada en su impedancia característica, se producen reflexiones en su extremo. De ahí resultan ondas

Impedancia Z0 de cable coaxial La Z D de un cable coaxial con aislamiento de aire entre los'conductores interior y exterior es

Como ejemplo, se asume que el alambre conductor de 2 mm (0.08 interior tiene un diámetro pulg) y el diámetro del conductor exterior es de 6.35 mm (0.25 pulg).

les abiertas o en corto, se muestran en la figura 13-31. A una sección de línea también se le llama cable terminal o sección de línea Ya que la acción de un cable terminal o sección resonante depende de que se tengan ondas estacionarias producidas por las reflexiones, la sección no termina en Zo a propósito. En su lugar, el extremo de la línea se deja abierto o los dos conductores se ponen en cortó. Ambos métodos representan los Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 357

Fie. 13-31.

medios extremos para hacer que la terminación de la línea sea diferente que su impedancia característica. Extremos abiertos En general, un extremo abierto debe ser un punto de alto V y baja Los electrodos no tienen lugar a donde ir, excepto para cargar los extremos de los conductores. Por tanto, es baja, Ves alto y los extremos abiertos acumulan cargas. Con alto V y baja un extremo abierto debe ser un punto de alta impedancia porque la razón V/I es alta. Extremo en corto En general, un extremo en corto debe ser un punto de bajo V y alta La carga no puede acumularse en el conductor continuo en el extremo en corto. Con bajo V y alta I, un extremo en corto tiene baja Z porque la razón V/ es baja. Sección / 4 en corto En la figura 13-31a el patrón de onda estacionaria da como resultado bajo V, alta y baja Z en el extremo en corto. Un cuarto de onda atrás, sin embargo, los máximos 358


valores se vuelven mínimos y viceversa. En la fuente de ca en el extremo de entrada, el tramo /4 semeja una alta impedancia donde la línea está conectada a la fuente. Este efecto de alta impedancia de entrada en una frecuencia particular hace que el tramo /4 en corto corresponda a un circuito sintonizado de resonancia en paralelo.

Sección

/ 4 abierta En la figura 13-31

las condiciones son opuestas a las de la figura 13-31a. El extremo abierto tiene alto V, bajo y alta Z. Un cuarto de onda atrás, sin embargo, la fuente de ca tiene bajo V alta y baja Z. Este efecto corresponde a un circuito sintonizado resonante en serie. Secciones de / 2 Las l o n g i t u d e s / 2 d e las secciones resonantes de línea repiten los mismos valores de extremo de V, y Z media onda atrás hacia la fuente. Como se muestra en la figura 1331c, un extremo en corto con baja Z también proporciona baja Z en la fuente. Una sección /2 en corto corresponde a un circuito resonante en serie, por lo tanto es semejante a una sección /4 abierta.

En la figura 13-3W, un extremo abierto para la sección /2 proporciona alta Z en el extremo de la fuente. Una sección /2 abierta corresponde a un circuito resonante paralelo, por lo tanto, es semejante a una sección /4 en corto.

rior. Para las mediciones de longitud de onda y frecuencia, se mueve a lo largo de la ranura un probador con vóltmetro de RF para indicar los puntos de V máximo y mínimo.

Preguntas de repaso 13-17 Usos de las secciones resonantes Las secciones de un cuarto de onda se usan porque son más cortas. Las aplicaciones típicas son: 1. Línea resonante, en lugar de un circuito tanque LC, para las bandas de VHF y UHF donde los valores de L y C serían demasiado pequeños. Específicamente, una sección /4 en corto sirve como un circuito resonante en paralelo para un amplificador u oscilador. 2. Trampa de onda para rechazar una señal inde seable. Específicamente, una sección abierta en las terminales de entrada de la antena en el re ceptor cortará una señal de frecuencia indesea ble que hace que la línea tenga /4 de largo. 3. Elementos de faseo para conexión a los dipolos en un arreglo de antenas. Específicamente, una longitud de /4 corre la fase en 90° y /2 corre la fase por 180°. Además de lo anterior, las líneas resonantes se usan para mediciones de longitud de onda y de frecuencia.

Línea Lecher En la aplicación de la línea Lecher se usa un alambre abierto con una longitud de /2 a 5 . Una varilla ajustable para conseguir cortos circuitos se desplaza a lo largo de la línea para variar el patrón de la onda estacionaria. Los puntos de máxima o máximo V pueden indicarse mediante una lámpara, un medidor de corriente de RF en la varilla de corto o un vóltmetro de RF. La distancia entre dos puntos de máximo o mínimo es una mitad de longitud de onda.

Línea ranurada En la construcción de la línea ranurada, se usa una línea coaxial tubular con una ranura cortada a lo largo del conductor exte-


a. Para un circuito resonante en paralelo, ¿un tramo de /4 está abierto o en corto en los extremos? b. El ángulo de fase correspondiente a /4 en un patrón de onda estacionario, ¿es de 90 o 180o?

13-18 ACOPLAMIENTO Y AUMENTACIÓN DE LA ANTENA El método de alimentación se refiere a cómo está conectada la línea a la antena. Cuando la impedancia de la línea iguala (se acopla) a la Z de la antena, el resultado es la máxima transferencia de potencia. Además, no hay ondas estacionarias en la línea ni reflexiones. La antena, no obstante, debe tener ondas estacionarias máximas. Debe notarse que cuando un extremo de la línea está abierto, el otro conductor puede servir como antena. Recuérdese que el centro de un dipolo de /2 tiene alta y baja Z. La Z de un dipolo recto es de 72 ; un dipolo doblado es de 300 . La baja Z también se aplica al lado conectado a tierra de una antena de /4, la cual es típicamente de 36 Un extremo abierto en la antena, sin embargo, tiene baja y alta Z. Alimentación central significa que la línea está conectada a la mitad de un dipolo de media onda. Con alimentación por el extremo, la línea está en un extremo abierto de la antena. La alimentación por corriente significa que la línea está conectada a un punto de alta I. Con la alimentación por voltaje, la línea está en un punto alto V.

Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 359

nante o plana puede tener cualquier largo. La igualación a un sólo extremo todavía permite que la línea sea plana, sin ondas estacionarias. Las líneas de transmisión están disponibles solamente en un rango limitado para Zo. Los valores comunes son de 50 o 72 Ω para cable coaxial, 300 Ω para línea de conductores gemelos, y 600 Ω para una línea de alambre abierto. Una línea puede considerarse plana cuando su SWR es 1.5 o menos.

Fig. 13-32. Alimentación en el centro para dipolos de media onda, a) Dipolo doblado con línea de conductores gemelos de 300 Ω. b) Dipolo recto con cable coaxial de 72 Ω.

Un dipolo de media onda con alimentación central automáticamente tiene alimentación por corriente. Además, una antena de un cuarto de onda tiene la alimentación por corriente en el lado que está conectado a tierra. Las antenas de λ/4 conectadas a tierra generalmente se alimentan con cable coaxial, ya que ni una ni otra están equilibradas. Línea alimentadora resonante La línea alimentadora resonante tiene una longitud crítica, usualmente de λ/4 o un múltiplo impar. Se usa para obtener alta impedancia para la alimentación de extremo en una antena porque λ/4 es un patrón de onda estacionaria lleva a cabo inversiones entre baja y alta Z. Sin embargo, ya que un ali-mentador resonante tiene ondas estacionarias, los altos valores de V e I en los puntos del lazo causan considerables pérdidas de línea. Línea alimentadora no resonante Una línea alimentadora no resonte se termina en su impedancia característica Zo. Una línea no reso360 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

Alimentación de centro para dipolo de media onda En la figura 13-32 se muestran dos ejemplos de alimentación al centro para dipolos de media onda con líneas de alimentación. En la figura 13-32¿, el dipolo doblado tiene una Z de 300 íl en el centro, lo cual iguala a la impedancia de 300 íl de una línea de conductores gemelos. En la figura 13-326, el dipolo recto tiene una Z de 72 íl, la misma que el cable coaxial. Nótese que el conductor inferior del cable está conectado a un polo y el blindaje exterior al otro polo. Este método está desbalanceado pero puede usarse. Si se desea una unidad de balance o balun, puede conectarse entre la línea coaxial y la antena.

Igualación o acoplamiento delta En la figura 13-33 se muestra una línea de alimentación de alambre abierto a un dipolo recto de media onda. La antena Z es de 72 Ω, y la Zo de la línea es de 600 Ω. Con el objeto de igualar la antena, la sección de línea cercana a la antena se abre en abanico a los puntos que tienen más alta Z que el centro. Este método se llama igualación delta. Nótese que el conductor de la antena no necesita

Alimentación en derivación y en serie

Fig. 1 3-34. Alimentación por el extremo de un dipolo con un tramo igualador de λ/4 para proporcionar alta Z

La comparación de las alimentaciones en derivación y en serie para una antena de un cuarto de onda puesta a tierra se muestra en la figura 13-35. El método de la figura 13-35a se refiere a la alimentación en derivación porque la antena tiene su propia tierra en paralelo con el circuito de acoplamiento. El capacitor C variable se ajusta para diferentes puntos de conexión en la antena. El método de la figura 13-35b consiste en la alimentación en serie porque la antena está puesta a tierra a través del circuito de acoplamiento. Este circuito de tipo n proporciona una igualación de impedancia entre la antena y la línea.

dividirse en el centro, porque la línea no está conectada al centro de cualquier forma.

Alimentación en el extremo con un tramo λ / 4 de igualación En la figura 1334, C1 y C2 sintonizan al transformador T1 de acoplamiento con la antena con resonancia en serie. Este circuito tiene baja Z. El extremo del dipolo de λ/2 tiene alta Z. Por lo tanto, se usa un tramo de un cuarto de onda para igualar las impedancias. En general, λ /4 o cualquier múltiplo impar se invierte de baja Z en un extremo a alta Z en el otro.


a. El centro de un dipolo de media onda, ¿tiene alimentación de corriente o de voltaje? b. El circuito de la figura 13-34, ¿tiene alimentación de corriente o de voltaje? c. ¿La igualación delta se muestra para la antena en la figura 13-33 o en la figura 13-34?

Fig. 1 3-35. Alimentación en paralelo y en serie con una antena λ/4 puesta a tierra, a) Conexión en derivación con Cpara variar el acoplamiento, b) Alimentación en serie, L, C 1 y C 2 forman un circuito tipo ir para acoplamiento de antena.


361

RESUMEN 1. Una onda de radio consta de campos eléctricos y magnéticos que se propagan a través del espacio a la velocidad de la luz, la cual es de 3 X 108 m/s. 2. La longitud de una onda de radio es λ = c/f, donde c es 3 X 108 m/s y f es la frecuencia. Las ondas de alta frecuencia tienen longitudes de onda más cortas. 3. Una antena es un conductor con voltaje y corriente que puede radiar un campo electromagnético a radiofrecuencias. 4. Una antena resonante tiene una longitud física que permite máxima I y máximo V en el conductor en la frecuencia de operación. 5. El dipolo de media onda es el tipo básico de antena resonante. La longitud de media onda es L — 142.64/f donde f está en megahertz y L está en metros. El dipolo de media onda es una antena Hertz. 6. La antena de un cuarto de onda generalmente tiene un polo de λ /4 conectado a tierra en lugar del cuarto de onda faltante. El tipo de cuarto de onda es una antena Marconi. 7. Un contrapeso de antena es una estructura de metal que sustituye a la tierra física 8. Una antena horizontal proporciona una onda de radio con polarización hori zontal, definida como la dirección del campo eléctrico. Una antena vertical tiene una polarización vertical. 9. Las ondas estacionarias indican valores repetitivos de V e I en el conductor de la antena. La razón de onda estacionaria (SWR) es la razón de V o I en un pico o antinodo al valor en una anulación o nodo. 10. La resistencia de radiación de una antena es la razón de V a I en un punto del conductor. R es de 72 Ω en el centro de un dipolo recto, 300 Ω para un dipolo doblado, y 36 Ω en el extremo puesto a tierra de una antena de λ/4. 11. La respuesta direccional de un dipolo de media onda es un patrón de figura 8 con respuesta máxima a lo ancho y mínima a los extremos. 12. Una bobina de carga de antena es una inductancia en serie que se usa para ha cer a la antena eléctricamente más larga. 13. Un arreglo o red es una combinación de dos o más conductores de antena co nectados a una línea de transmisión. 14. La ganancia de antena es la razón de la señal del arreglo o red de antena a la señal de un dipolo estándar de media onda. 15. Los elementos parásitos son conductores de antena que no están conectados directamente a la línea de transmisión. Un reflector parásito está conectado atrás del dipolo, y un director está montado enfrente del dipolo. 16. Un arreglo transversal tiene la ganancia de la antena en la dirección perpendicular a los planos de los conductores. Un arreglo longitudinal tiene ganancia fuera de los extremos del plano de la antena. 17. Una antena de alambre largo tiene una longitud mucho mayor que λ /2. Las longitudes típicas son 2 λ a 6 λ . Los tipos comunes son las antenas V y rom boidales. La respuesta direccional se realiza a lo largo de la línea que bisecta la V. 362


18. Una antena de cuadro tiene una respuesta direccional con una anulación brusca transversalmente al conductor. La característica se aplica al equipo de radio goniométrico. 19. La ionosfera es una región cargada en la atmósfera a una altura de 112.6 a 362 km (70 a 225 millas) sobre la Tierra. Las ondas de radio abajo de 30 MHz aproximadamente pueden reflejarse por la ionosfera y dan como resultado ondas de cielo. 20. La troposfera tiene un espesor de 16.09 km (10 millas) y está precisamente arriba de la superficie de la Tierra. 21. Las ondas de radio se propagan por las ondas de cielo de la ionosfera, las ondas de superficie a través de la troposfera y las ondas de tierra en o cercanas a la Tierra. 22. La distancia de salto es la longitud de la trayectoria para una onda de cielo del transmisor al punto en el cual la onda regresa a la Tierra. 23. La zona de silencio es el área sin señal de radio entre el punto donde terminan las ondas de tierra y las ondas de cielo se reflejan regresando a la Tierra. 24. La transmisión rectilínea directa significa que la onda de la superficie, así como las ondas de luz, se propagan en línea recta hacia el horizonte. Esta es una característica de las señales de radio en las bandas de UHF y VHF. 25. Una línea de transmisión consiste en un par de conductores. El espaciamiento constante produce una impedancia característica Z0, la cual es independiente de la longitud de la línea. 26. Los tres tipos principales de línea de transmisión son: cable coaxial, con Zo de 50 o 72 Ω, línea de dos conductores paralelos con Zo de 300 Ω y línea de alambre descubierto o hilo desnudo con Z o de 400 a 600 Ω. 27. La terminación de una línea de transmisión con una resistencia igual a Zo es una impedancia de igualación que hace que la línea sea equivalente a una línea infinita. El resultado obtenido es la máxima transferencia de potencia de la línea a la carga, sin reflexiones y sin ondas estacionarias en la línea. 28. Una sección resonante de línea o sección es la longitud de λ/4 o λ /2 ya sea abierta o en corto en el extremo. El tramo λ /4 proporciona una transforma ción de impedancia entre alta y baja Z en los extremos opuestos. 29. Una línea plana no tiene resonancia porque se termina en su Zo. Como conse cuencia, la longitud no es crítica. 30. Una unidad de compensación (o balun), puede usarse en cualquier extremo de una línea para convertir entre 72 Ω sin Z equilibrada y 300 Ω con Z equilibrada.

AUTOEVALUACIÓN Únanse las frases numeradas a la izquierda con las frases indicadas con letra a la derecha. 1. Velocidad de la luz 2. Onda de cielo

a) Sección de λ/4 b) Línea plana Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 363

3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17. 18.

Dipolo de media onda a 100 MHz Alimentación de antena Antena de cuadro Dipolo doblado Reflector Corrimiento de fase de 90° SWR de 1 Ordenamiento vertical Banda de VHF Antena puesta a tierra de λ/4 Antena horizontal Cable coaxial Transmisión rectilínea directa Tierra artificial Bobina de cargado de antena Antena romboidal

c) Elemento parásito d) 30 a 300 MHz e) Longitud eléctrica más larga f) Polarización horizontal g) 50 Ω h) Ionosfera i) Distancia del horizonte j) 1.426 m k ) 3 X 1 0 8 m/ s 1) Contrapeso m) Arreglo o red transversal n) Antena de alambre largo o) Anulación brusca transversalmente p) Igualación delta q) Antena Marconi r) 300 Ω

PREGUNTAS DE REPASO 1. Dé la velocidad de las ondas de radio en metros por segundo y centímetros por segundo. 2. ¿Qué frecuencia es la mejor para la transmisión de radio: 40 Hz, 40 kHz, o 40 MHz? Explique brevemente por qué. 3. ¿Cuál es la diferencia entre el campo radiado y el campo de inducción? 4. ¿Cuál es la función para la línea de transmisión para un transmisor y un receptor? 5. Dé un valor típico para una señal de antena en el receptor. 6. Defina lo siguiente: ionosfera, troposfera, onda de cielo, onda de tierra, distancia de salto y zona de silencio. 7. Compare las características direccionales de la antena vertical de cuadro y el dipolo horizontal de media onda. 8. Compare las antenas de dipolo doblado y de dipolo recto. 9. ¿Qué significa la antena armónica? 10. Defina a) Polarización de antena y b) Resistencia de radiación. 11. Dé las dos diferencias entre las antenas Hertz y Marconi. 12. ¿Cuál es la función de un contrapeso? 13. Dé dos métodos para hacer una antena eléctricamente más larga. 14. ¿Cuál es la diferencia entre un arreglo o red parásita y un arreglo excitado? 15. ¿Cuál es la diferencia entre los arreglos o redes transversal y longitudinal? 16. Dé los significados de las siguientes abreviaturas: ZO , SWR, μ V/m 17. ¿Qué se entiende por una línea de transmisión plana? 18. Defina la ganancia de antena y la eficiencia direccional. 19. ¿Por qué se termina una línea de transmisión en su impedancia característica? 20. ¿Qué significa una línea infinita? 364 Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión

21. 22. 23. 24. 25. 26. 27. 28. 29. 30.

Dé dos características de una sección resonante /4. ¿Qué significa a) reflector parásito, b) director, c) arreglo o red Yagi? Muestre dos ejemplos de antena de alambre largo. Describa brevemente tres tipos de línea de transmisión. Defina la impedancia característica de una línea. Muestre el patrón de onda estacionaria de V e I en a) dipolo de media onda, b) antena de un cuarto de onda conectada a tierra. Compare la alimentación por corriente e a la alimentación por voltaje para una antena. Compare el uso de una línea plana y de una línea resonante para alimentar una antena. ¿Cuál es el objetivo de una igualación o acoplamiento delta? Describa brevemente cómo verificar una línea de transmisión para observar si está abierta.

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Calcule en metros la longitud de onda de las ondas de radio en el espacio libre a las siguientes frecuencias: a) 1 000 kHz, en la banda de radio de MA, b) 14.5 MHz en el servicio móvil de radio, c) 100 MHz en la banda de radio de MF, d) 800 MHz en la banda de televisión de UHF. 2. Convierta la longitud de onda de 3 m a pies. 3. Calcule la longitud de un dipolo de media onda en metros a las siguientes fre cuencias: a) 59 MHz en la banda de VHF para el canal 2 de televisión, b) 98 MHz en la banda de MF, c) 177 MHz en la banda para VHF del canal 7 de televisión, d) 600 MHz en la banda UHF para el canal 35 de televisión. 4. ¿A qué frecuencia operará una antena de dipolo de 2.39 m (7.83 pies) a la ter cera armónica de su resonancia de media onda? 5. El patrón de media onda estacionaria de una antena tiene 6.2 A en un lazo y 0.4 A en un nodo. Calcule la SWR. 6. Una antena con longitud de 4 m se encuentra en un campo con una intensidad de 180 ¿Cuál es el valor de la señal producida? 7. Un arreglo de antena tiene 2 400 V de señal en comparación con 600 μV para un dipolo estándar de referencia. Calcule la ganancia de la antena en dB. 8. Calcule la distancia de horizonte en metros para una antena a una altura de 152.4 m sobre la Tierra. 9- Calcule la impedancia característica de una línea de alambre descubierto o hilo desnudo que tiene un espaciamiento de 19 mm entre conductores con un radio de 0.5 mm. 10. Calcule la impedancia característica de una línea que tiene L de 0.34 H y una C de 1.8 pF para cada 30 cm (1 pie) de línea. Capítulo 13/Antenas y líneas de transmisión 365

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Nombre uno o más tipos de antenas que haya visto que se usen con receptores o transmisores. 2. Repita la pregunta 1 pero para líneas de transmisión. 3. Describa brevemente uno o más tipos de antenas no ilustradas en este capítulo. RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO

366


Capítulo

Microondas El término microondas se refiere a altas frecuencias (arriba de 300 MHz) y longitudes cortas de onda (menos de 1 m). A estas frecuencias y longitudes de onda, las componentes dependen de las variaciones del campo electromagnético más que de la corriente en un conductor de alambre o el voltaje a través de dos puntos. En lugar de los circuitos LC de resonancia y de los conductores convencionales de alambre, por lo tanto, en las frecuencias de microonda frecuentemente se usan cavidades resonantes y guías de onda. Más detalles se dan en los siguientes puntos: 14-1 14-2 14-3 14-4 14-5 14-6 14-7 14-8

Bandas de microondas Guías de onda Cavidades resonantes Guía de onda de cinta Tubos al vacío para microondas Diodos semiconductores para microondas Transistores para microondas Comunicaciones vía satélite

14

14-1 BANDAS DE MICROONDAS Las frecuencias de microondas abarcan tres bandas mayores y el extremo más alto del espectro de RF. Ellas son la banda de ultra alta frecuencia (UHF) de 0.3 a 3.0 GHz, la banda de super alta frecuencia (SHF) de 3 a 30 GHz, y la banda de extra alta frecuencia (EHF) de 30 a 300 GHz. Nótese que 1 GHz = 10 9 Hz, o 1 GHz = 1 000 MHz. La banda de UHF puede especificarse como de 300 a 3 000 MHz, o 0.3 a 3 GHz. Tales altas frecuencias casi siempre se especifican en longitudes de onda. El rango de longitudes de onda de 1 m a 0.3 GHz baja a 1 mm conforme la frecuencia aumenta a 3 000 GHz. Recuérdese que todas las ondas de radio tienen la velocidad de la luz, es decir, 3 X 108 m/s. Por otro lado, la longitud de onda A es igual a v /f. Para 15 GHz, por ejemplo, la longitud de onda es

La mayor parte de las frecuencias en el espectro de radio está en la región de microondas. Esto significa que el potencial de aplicaciones para las microondas es muy grande debido al enorme ancho de banda disponible. Símbolos literales de las microondas Los símbolos literales en la tabla 14-1 se usan comúnmente para partes específicas de la banda de microondas. No tienen ningún estatuto oficial internacional, pero son convenientes para especificar las aplicaciones de microondas. La mayor parte del equipo comercial de microondas está hecho para bandas específicas de 1 A 40 GHz. Nótese que las nuevas designaciones de letras de la C a la K están en orden ascendente de frecuencias. La vieja banda S de 2 a 4 GHz está dividida en las bandas E y F, las cuales son frecuencias populares de microondas.

Aplicaciones de las microondas Pro-

La banda de 0.3 a 300-GHz se llama microondas porque es una fracción de un metro. En suma, la banda de microondas cubre una región de 1 000:1 ya sea en :0.3 a 300 GHz en frecuencias y de 1 m a 1 mm en longitud de onda. Para

Para A

bablemente el principal uso común de las microondas está en el campo de las telecomunicaciones: la transmisión de información, incluyendo señales digitales y analógicas de un punto a otro. La figura 14-1 muestra la torre de antena de una estación retransmisora o repetiodora de radio de microondas para un circuito telefónico de larga distancia. La banda de 5.925 a 6.425 GHz se usa para estaciones retransmisoras de microondas en las telecomunicaciones. El gran ancho de banda de una señal de microondas la hace muy atractiva para tales aplicaciones. A 6 GHz, o 6 000 MHz, por ejemplo, un ancho de banda de 2% es igual a 120 MHz. Otra aplicación importante de las microondas se da en los sitemas de radar. (El término radar es un abreviatura del inglés radio detection and ranging de distancias). Un sistema de radar usa un

Tabla 14-1 Bandas de microondas

368 Capítulo 14/Microondas

enlace de microondas del estudio al transmisor usa de 947 a 952 MHz. Algunas de las aplicaciones industriales de las microondas son: calefacción por RF, pegado y engomado. Una aplicación popular para el consumidor, es el horno de microondas usado para cocinar con rapidez. Los hornos de microondas operan a 2.45 GHz. Con el advenimiento de las comunicaciones vía satélite en el espacio, esta aplicación de. microondas ha llegado a ser muy importante. Más detalles sobre las comunicaciones por satélite se dan en la sección 14-8.

Fig. 14-1. Torre de antena de una estación retransmisora de telecomunicaciones de microondas. (Western Electric)

transmisor y un receptor en la región de gigahertz. El transmisor envía una onda de RF en un haz o rayo muy estrecho mediante un antena direccional. Cuando la onda de RF incide en un objeto que está en el haz de radio, parte de la energía de RF se refleja hacia atrás. El receptor detecta la señal reflejada y la compara con la transmisión original. Para mostrar en forma visual la información, una pantalla de osciloscopio muestra la localización del objeto con su distancia y ángulo. La antena gira para cubrir diferentes sectores. Los equipos de radar operan en 8.5 a 9-2 GHz y 13-25 a 13- 40 GHz. Los altímetros de radar que miden la altura sobre el terreno operan en 15.7 a 17.7 GHz. Los militares usan un sistma de radar llamado identificación de naves propias (IFF), para identificar naves aéreas. El sistema IFF opera en la banda de 1 030 a 1 090 MHz. Las microondas también se usan para el equipo de medición de distancias (DME) en la navegación aérea. El sistema DME indica los kilómetros hacia el aeropuerto. Las frecuencias usadas son de 962 a 1 213 MHz. Otra aplicación consiste en los enlaces de microondas usados en la televisión para retransmitir señales de una localidad remota al estudio, o del estudio al transmisor, y para redes interurbanas. El

Fibras ópticas Conforme la frecuencia de las microondas se aumenta, la radiación se aproxima a las longitudes cortas de onda de la luz visible. En realidad, en un sistema de comunicación con fibras ópticas, la luz visible se usa como la portadora de señales moduladas. Una aplicación se hace en la líneas de transmisión telefónica de larga distancia. En lugar de usar radio se usan cables conteniendo fibras ópticas. Las fibras transmiten la luz por reflexiones internas a lo largo de su longitud. La ventaja es que las pérdidas son insignificantes. En el extremo transmisor, se modula un rayo láser para producir impulsos de luz. En el extremo receptor, unos fotodiodos especiales convierten la luz otra vez en señales eléctricas. El termino láser es una abreviatura del inglés de luz amplificada por emisión estimulada de radiación. El láser es un circuito oscilador que genera luz coherente, lo que significa que tiene una estrecha banda de longitudes de onda. Un dispositivo similar es el máser para amplificación de microondas. Las aplicaciones están en el campo de la optoeléctronica. Preguntas de repaso 14-1 (Respuestas en la p.389)

a. ¿Cuántos megahertz hay en un gigahertz? b. La A de las microondas a 100 GHz, ¿es 0.3 cm, o 100 m? c. ¿Qué nueva banda en la tabla 14-1 puede usarse para enlaces de microonda para TV?

Capítulo 14/Microondas 369

14-2 GUÍAS DE ONDA Como se muestra en la figura 14-2, una guía de onda es una estructura de metal hueca usada para acoplar la energía de microondas. Las líneas de transmisión como cables coaxiales, líneas de dos conductores paralelos y líneas de alambre descubierto o hilo desnudo generalmente no se usan a las más altas frecuencias de microondas debido a las pérdidas excesivas producidas por el efecto pelicular o de superficie en los conductores. El efecto de superficie provoca que la corriente fluya solamente cerca o en la superficie de un conductor que transporta corriente. Una guía de onda no tiene ningún conductor interno. La energía se propaga por la variación de los campos magnético y eléctrico, como en la radiación de las ondas electromagnéticas de radio. Las guías de onda pueden tener una sección transversal rectangular (Fig. 14-2), circular o elíptica. Usualmente se hacen de aluminio o bronce para que sean inoxidables. El interior puede platearse para que las pérdidas a las frecuencias más altas sean mínimas cuanto más alta sea la frecuencia tanto menor será el tamaño requerido de la guía de onda.

GUÍA DE ONDA

Fig. 14-2. Guía de ondas rectangular, a) Detalle de la brida de extremo, b) Sección completa.

Onda de guía rectangular La figura 14-3 ilustra cómo una guía de onda rectangular puede desarrollarse de la idea de un número infinito de tramos acortados de un cuarto de onda en una

Fig. 14-3. Desarrollo de una guía rectangular de onda mediante un número infinito de tramos o secciones de un cuarto de onda en cortocircuito en una línea de dos alambres.


PAREDES DE LA GUÍA DE ONDAS

Fig. 14-4. Propagación de los campos transversal eléctrico (TE) y transversal magnético (TM) en el interior de una guía de ondas.

línea de transmisión de dos alambres. El aire es el dieléctrico. La transmisión de la energía en la guía de dos alambres es posible porque los tramos tienen alta impedancia a la distancia de /4 de la barra que los pone en corto. Los tramos mostrados son horizontales. Cada punto en la línea tiene un tramo de /4 a la izquierda y otro a la derecha. Se añaden dos tramos de /4 para igualar el ancho w de la guía de onda rectangular. La longitud de las barras de corto circuitar o de poner en corto circuito corresponden a la altura de la guía de onda. Cada par de los tramos horizontales /4 es parecido a una ventana con ti'igual a /2. La dimensión no es crítica, pero debe ser menor que w para una guía de onda rectangular. En términos prácticos w es el lado largo y es el lado corto. La guía de onda se considera como un tubo conductor hueco que limita a los campos eléctrico y magnético. Como se muestra en la figura 14-4, la propagación del campo de energía se realiza de un extremo al otro, dentro de la guía de onda. Las reflexiones de la pared de metal permiten que la energía se propague a lo largo. La energía puede acoplarse para que entre o salga insertando una sonda metálica en la cavidad.

Frecuencia de corte Una guía de onda actúa como un filtro de paso de alta frecuencia. El corte de la baja frecuencia se determina por sus dimensiones. Cuando la frecuencia es demasiado baja para que la envolvente de metal sea equivalente a tramos de A el campo de energía se atenúa rápidamente a lo largo del eje de propagación. En la frecuencia de corte y arriba, sin embargo, la guía de onda pasa la energía a lo largo de sus ejes principales. En consecuencia, la guía de ondas sirve como un filtro que pasa las frecuencias apenas arriba de su valor de corte. Esta característica de una estructura de guía de onda es la que distingue la guía de onda de una línea de dos alambres. La línea transmite la energía hasta 0 Hz, o corriente continua.

Modos de propagación El modo describe el método de cómo se usan los campos eléctrico y magnético para la propagación de la energía de microonda. Considérese una guía de onda rectangular. En el modo eléctrico transversal (TE) el campo eléctrico E es transversal al eje longitudinal. Transversal significa en perpendicular en un plano a los conductores; esto significa que E es Capítulo 14/Microondas 371

Fig. 14-5. Uniones de una guía de ondas a) Unión H en T. b) Unión en E en T.

cero en el plano perpendicular al eje de propagación. No puede haber ningún campo eléctrico en el conductor metálico. La energía se propaga por ondas magnéticas. En el modo magnético transversal (TM) el campo magnético H es transversal al eje longitudinal. Esto significa que H es cero en el plano perpendicular al eje de propagación. La energía se propaga por ondas eléctricas. Las líneas de transmisión ordinaria con dos conductores tienen campos transversales eléctricos y magnéticos, por eso se llaman líneas TEM. Modo dominante El modo dominante de operación se realiza en la más baja frecuencia. Cuando la guía de onda es rectangular, el modo dominante resulta de una media onda para el ancho, lo que hace que la altura sea menor que

(a)

/2. En la operación TE, el símbolo TE10 se usa para el modo dominante. El primer subíndice indica una media onda para w y que no hay medias ondas para Como otro ejemplo, una guía circular de onda tiene una onda dominante TE o TM debido a la sección transversal simétrica. Unión en T Algunas veces es necesario dividir la energía de microondas en un sistema de guías de onda en dos o más trayectorias. Entonces se usa una unión o acoplador en T, o te, como se muestra en la figura 14-5. En la figura 14-5a, unión H en t está hecha con las dos ramas en el plano magnético. Nótese que la unión divide el ancho w de la guía de onda. Las dos cargas conectadas a las dos ramas efectivamente estarán en paralelo. Por tanto, el tipo de plano H también se llama en derivación.

(b)

Fig. 14-6. Atenuadores variables para una guía de onda, a) Tipo de movimiento lateral, b) Tipo de aleta movible.


La unión o acoplador de la guía de onda mostrada en la figura 14-5 se llama unión en Nótese que la unión a lo largo de la altura H de la guía de onda proporciona dos ramas en el plano eléctrico. Este tipo también se llama t en serie porque las dos cargas conectadas a los brazos efectivamente están en serie. Fig. 14-8. Antena piramidal para microondas tipo bocina.

Atenuadores de guías de onda La figura 14-6 muestra dos tipos de atenuadores de guías de onda. El atenuador en sí mismo es un delgado sustrato dieléctrico revestido con un material resistivo. Cuando el atenuador se inserta en el campo eléctrico de la guía de onda, se producen pérdidas Jas PR. La magnitud de pérdida depende de la resistencia, de la longitud del atenuador y de la posición del atenuador en la guía de onda. La posición puede variarse en las figuras l4-6a y 14-6 para controlar el valor de la atenuación. Sintonización de la guía de onda Para sintonizar la guía de onda se coloca una placa de metal en la estructura hueca. Una placa a través de la dimensión pequeña aumenta la inductancia, y una a través de la dimensión ancha w incrementa la capacitancia. La adición de una placa a través de cada dimensión produce el iris resonante mostrado en la figura W-la. El iris también se llama ventana de guía de onda. Para la sintonización variable, se usan postes tipo tornillo, como se muestran en la figura 14-7

Antena para microondas tipo bocina La antena tipo bocina es simplemente una sección abierta de una guía rectangular de onda; véase la figura 14-8. Está abocinada para igualar la impedancia característica Zo de la guía en la Zo del espacio libre. Este tipo constituye una antena primaria, ya que es la fuente de energía de microondas para la radiación. Una antena secundaria de microondas no es un radiador en sí misma, pero tiene la capacidad de enfocar la radiación de una antena primaria. Por ejemplo, se usa comúnmente un reflector parabólico como antena secundaria de microondas. A las frecuencias de microondas, la radiación puede enfocarse en un estrecho haz, en la misma forma en que un espejo parabólico puede enfocar la luz para mayor intensidad y con la directividad deseada. Preguntas de repaso 14-2 (Respuestas en la p. 389)

Responda verdadero o falso a. Las guías de onda se usan para hacer mínimo el efecto de superficie o pelicular a las frecuencias de microondas. b. Una guía de onda rectangular sirve como un filtro de paso alto. c. TE10 es el modo dominante para el cable coa xial.

IRIS RESONANTE (a)

14-3 CAVIDADES RESONANTES

POSTES INDUCTIVOS (b)

Fig. 14-7. Guía de onda, a) Iris resonante, b) Poste capacitivo variable.

Los circuitos convencionales LC generalmente no se usan a las frecuencias más elevadas de microondas porque los valores requeridos de inductancia y Capítulo 14/Microondas 373

ABERTURA DE ACOPLAMIENTO

CAVIDAD

GUÍA DE ONDAS

Fig. 14-9. Modelo de una cavidad de microondas formada con secciones de un cuarto de onda de una línea de transmi-

capacitancia son demasiado bajos. Sin embargo, una línea de transmisión acortada de un cuarto de onda tiene alta impedancia en el extremo abierto alejado /4. La línea acortada /4, por consiguiente, corresponde a un circuito LC resonante en paralelo, el cual tiene una alta impedancia en . Esta característica sugiere que la estructura ilustrada en la figura 14-9 puede usarse para microondas. Si las secciones acortadas de /4 se colocan cada vez más próximas, el resultado será una estructura circular continua de la cavidad resonante mostrada. La cavidad es resonante a la frecuencia que hace el radio del círculo igual al cuarto de onda. La pérdidas son muy bajas por la poca resistencia de la gran superficie conductora. De hecho, la Q de una cavidad resonante puede ser tan alta como 20 000. Una cavidad resonante con alta Q sirve para el mismo propósito que los circuitos sintonizados convencionalmente a bajas frecuencias. Puede seleccionar una frecuencia y rechazar las frecuencias más altas y más bajas, lo cual corresponde a la selectividad de un circuito sintonizado. Esta función es como la de un filtro de banda de paso. Por otro lado, la resonancia puede usarse para rechazar una frecuencia y pasar todas las otras como un filtro eliminador (supresor). La trampa de onda es una aplicación. Principalmente, no obstante, una cavidad resonante se usa para controlar las frecuencias de las oscilaciones cuando se usa un dispositivo ac374 Capítulo 14/Microondas

Fig. 14-10. Cavidad de microondas usada como un elemento de banda de paso. Rechaza las frecuencias arriba y abajo de

tivo para formar un circuito oscilador de microondas. La figura 14-10 muestra una cavidad de banda de paso que puede usarse para rechazar frecuencias arriba y abajo de . La cavidad actúa como un circuito resonante en serie para aumentar la energía a la frecuencia de resonancia. La energía esta acoplada hacia adentro de la cavidad y hacia afuera de la cavidad por medio de pequeños orificios o aberturas en los lados. El grado de acoplamiento se controla por el tamaño de la abertura. Una abertura pequeña proporciona un acoplamiento débil; una mayor abertura aumenta el acoplamiento. El acoplamiento estrecho carga la cavidad, esto es, reduce la Q y aumenta el ancho de banda, precisamente como en un circuito sintonizado convencional.

CAVIDAD DE ABSORCIÓN

GUÍA DE ONDAS

ABERTURA DE ACOPLAMIENTO

Fig. 14-11. Cavidad de microondas usada como un elemento resonante de banda de eliminación o supresión. La función es la misma que la de una trampa de absorción de onda.

La sonda de acoplamiento es también popular para transferir energía adentro o fuera de la cavidad. Una sonda es simplemente un tramo de conductor como un alambre insertado en la cavidad. La figura 14-11 muestra una cavidad eliminadora o supresora de banda, la cual actúa como un circuito resonante en paralelo usado como una trampa de absorción de onda para disipar su energía en la frecuencia de resonancia. Nótese que la cavidad puede sintonizarse. Conforme el rodillo se gira en el sentido del movimiento de las agujas del reloj se desplaza hacia abajo un disco. La disminución de volumen interno de la cavidad resultante reduce la frecuencia de resonancia. Preguntas de repaso 14-3 (Respuestas en la p. 389)

a. Una línea cortada de un cuarto de onda ¿tiene alta o baja impedancia atrás de /4? b. ¿Una cavidad menor resuena a frecuencia más alta o más baja? c. ¿Una gran abertura en una cavidad propor ciona acoplamiento débil o estrecho (fuerte)?

14-4 GUÍA DE ONDA DE CINTA Una línea de transmisión con guía de onda de cinta corresponde a una corta longitud de cable coaxial plano, pero en forma de circuito impreso. La técnica se usa comúnmente en circuitos de microondas. Los diodos de microondas y transistores generalmente están disponibles en encapsulados de guía de onda de cinta (o microcintas). La figura 14-12 ilustra la construcción de una guía de onda de cinta. Esta consiste en una cinta conductora impresa de un lado de un sustrato dieléctrico con un plano sólido de tierra en la parte inferior. La construcción puede realizarse fácilmente con técnicas de fotograbado a partir de una tablilla de circuito impreso con doble revestimiento (de dos lados). Es similar al cable coaxial porque ambos tienen un conductor interno y un

GU(A DE ONDAS (CONDUCTOR)

DIELÉCTRICO (SUSTRATO) PLANO DE TIERRA" (CONDUCTOR)

Fig. 14-12. Construcción de una guía de ondas de cinta.

plano externo conductor que está puesto a tierra. Cuando la cinta conductora se forma entre dos planos puestos a tierra, se llama guía de ondas de cinta. Tres factores determinan la impedancia característica Zo de una guía de onda de cinta que son: el espesor del sustrato, la constante dieléctrico del sustrato y el ancho de la cinta conductora. Los valores típicos de Z o son de 10 a 100 íi. Si la guía de ondas de cinta se usara como una línea de transmisión larga, tendría demasiadas pérdidas; su aplicación se hace en circuitos osciladores y amplificadores de RF en la región de frecuencias de microondas. La figura 14-13 muestra un amplificador de RF para 2.1 GHz. Nótese el transistor de microondas insertado en la guía de ondas de cinta. Los capacitores en forma de bloquecillo (o lasca) de cerámica con y L2 se usan para equilibrar las impedancias entre la línea y el

Fig. 14-13. Ejemplo de una guía de ondas amplificadoras de 2.1 GHz, tamaño real.


transistor. Los bloquecillos son capacitores especiales para esas altas frecuencias. Cada longitud de línea L, o L2 actúa como un transformador de acoplamiento (igualación) de un cuarto de onda. Las dos cintas estrechas, que están verticales en el diagrama, sirven como choques de RF a las frecuencias de microonda. Aislan a los circuitos de base y colector de transistor del voltaje de alimentación de ce.

Algunos ejemplos son el magnetrón, el klistrón, y el tubo de onda viajera (TWT). Esos tubos se usan para osciladores y amplificadores de microondas de alta potencia. Un magnetrón operando en el modo de impulsos puede producir megawatts de potencia pico para un transmisor de radar. El TWT se usa generalmente como un amplificador lineal de señales de microondas en comunicaciones por satélite.


Magnetrón La estructura de un magnetrón se muestra en la figura 14-14. El tubo es un diodo que tiene un ánodo y un cátodo caliente. El ánodo es un bloque de metal con cavidades maquinadas. Las dimensiones de la cavidad determinan la frecuencia de oscilación. Un filamento calefactor pasa a través del cátodo cilindrico en el centro del tubo para producir una emisión termiónica de electrones. El ánodo tiene voltaje de ce positivo. Como consecuencia, los electrones procedentes del cátodo son atraídos al ánodo. La trayectoria de los electrones es cicloidal debido a que en los electrones actúan dos fuerzas. Las fuerzas resultan de los campos eléctricos y magnético dentro del tubo. De hecho, el nombre magnetrón proviene de los imanes, que pueden verse en la figura 14-14 alrededor del tubo. El

Responda verdadero o falso a. La guía de ondas de cinta es igual a un cable plano coaxial pero en forma de circuito impreso. b. La guía de ondas de cinta tiene demasiadas pérdidas para usarse en circuitos osciladores de microondas.

14-5 TUBOS AL VACIO PARA MICROONDAS El tubo al vacío todavía se usa en aplicaciones de potencia de RF, especialmente para microondas.

Fig. 14-14. a) Construcción del magnetrón oscilador. Las frecuencias típicas para la cavidad resonante son 0.7 a 96 GHz. b) Un magnetrón comercial. El diámetro del imán es de 15 cm.


campo eléctrico es el resultado de la diferencia de potencial entre el ánodo y el cátodo proporcionada por el voltaje de alimentación de ce. El campo eléctrico sólo tiende a producir un movimiento en línea recta de cátodo a ánodo. El campo magnético sólo produce un movimiento circular. El resultado de combinar los dos movimientos es una trayectoria cicloidal (o helicoidal) de los electrones acelerados hacia el ánodo. Debido al movimiento cicloidal los electrones alternadamente se aceleran y se desaceleran. Cuando los electrones están desacelerados deben ceder algo de su energía conforme su velocidad reduce. Un magnetrón está diseñado para permitir que los electrones bombeen energía en la cavidad. Los campos magnéticos y eléctricos están ajustados para hacer que la longitud de las espiras cicloidales sea igual al doble de la distancia entre las aberturas de la cavidad. Cada cavidad es un resonador. El especiamiento hace que las cavidades adyacentes tengan oscilaciones fuera de fase. Las

oscilaciones de las cavidades producen campos que alternadamente aceleran y desaceleran los electrones. Como consecuencia, el proceso entero es regenerativo; la realimentación positiva refuerza las oscilaciones. La sonda de acoplamiento de una de las cavidades proporciona el medio para liberar la energía de microonda del tubo magnetrón. El proceso de acelerar y desacelerar los electrones se llama modulación de velocidad. La velocidad de la corriente de los electrones se aumenta y se disminuye alternadamente, el periodo es comparable con el tiempo total de tránsito. Este es el principio general de los tubos de microondas. Klistrón La estructura del klistrón se ilustra en la figura 14-15. Un cátodo termoiónico en la izquierda libera una corriente de electrones atraídos por el electrodo colector positivo en el extremo derecho del tubo. La corriente pasa a través de dos cavidades llamadas resonador agrupador y un cap-

Fig. 14-15. a) Construcción del klistrón de dos cavidades, b) Un klistrón comercial. Su largo es de 45 cm.


tador o colector, así que este tipo es un klistrón de dos cavidades. Ahora se supone que una señal de entrada se aplica al resonador agrupador. La señal de ca genera oscilaciones en la cavidad. Las oscilaciones en la cavidad proporcionan inversiones en el interior para agrupar y expandir los electrones. Conforme la corriente de electrones de modulados en velocidad se mueve hacia el colector, los electrones ganan energía debido a la aceleración por el voltaje positivo. Finalmente, la corriente de electrones se mueve a través de la cavidad del captador o colector. Aquí se desaceleran los electrones y ceden parte de su energía al recolector o captador. Como consecuencia, la sonda de salida en el colector o captador tiene una versión amplificada de la señal de entrada aplicada a la sonda en el resonador agrupador. Como se muestra aquí, el klistrón se usa como un amplificador de microondas. Puede usarse como un oscilador, no obstante, alimentando una parte de la señal amplificada de salida al colector o captador regresándola a la entrada en el resonador agrupador. Klistrón reflex El klistrón reflex mostrado en la figura 14-16 se usa como oscilador. No es necesaria la realimentación externa porque el klistrón reflex proporciona su propia realimentación interna. Aquí se usa una sola cavidad en lugar del resonador agrupador y el colector captador. Además, un electrodo repulsor reemplaza al colector.

El repulsor se usa para regresar los electrones modulados en velocidad de modo que puedan ceder la energía a la cavidad. Esta característica proporciona la realimentación requerida para las oscilaciones. El oscilador de klistrón reflex no puede desarrollar la alta potencia de los magnetrones, pero tiene aplicaciones en equipo de microondas en los niveles moderados de señal. Tubo de onda viajera Un problema con los magnetrones y los klistrons es que tienen muy alta Q debido a que tienen cavidad resonante. Como consecuencia, el ancho de banda puede ser demasiado estrecho para algunas aplicaciones. Cuando se desea un ancho de banda mayor de 10% de la frecuencia de resonancia, frecuentemente se usa el tubo de onda viajera. Véase la figura 14-17a para la estructura interna del tubo. La emisión termoiónica se usa para producir electrones. El electrón se atrae al electrodo colector positivo en el extremo derecho del tubo. La señal que se va a amplificar se aplica en la entrada de la guía de ondas a la izquierda. La señal amplificada se toma de la salida de la guía de ondas a la derecha. La señal de entrada viaja a través de la hélice del interior del tubo. La hélice puede pensarse como una línea coaxial especial de transmisión con gran inductancia por unidad de longitud. La inductancia proporciona al circuito coaxial una velocidad de fase mucho menor que en el espacio libre (vacío). De hecho, la señal de entrada se retrasa

Fig. 14-16. Construcción de un klistrón reflex.


Fig. 14-17. a) Construcción de un tubo de onda viajera, b) Apariencia externa del TWT. Su longitud es de 40 cm.

hasta igualar la velocidad de los electrones que se dirige al colector. Conforme el haz y la señal de entrada se mueven juntas, sus campos interaccionan para producir la modulación en velocidad de los electrones. El agrupamiento en el haz resulta en que se aceleran más electrones. Entonces hay una transferencia neta de la energía del haz a la señal electromagnética en la hélice. Este efecto permite una versión amplificada de la señal de entrada que se toma de la salida de la guía de ondas. El tubo de onda viajera, por consiguiente, es un amplificador útil de microondas. También puede servir como un oscilador de microonda si parte de la señal de salida se regresa a la entrada. Preguntas de repaso 14-5 (Respuestas en la p. 389)

a. La frecuencia de resonancia de un oscilador de magnetrón, ¿se determina por el cátodo o por las cavidades? b. La modulación de velocidad de una corriente de electrones, ¿requiere la aceleración o desa celeración de los electrones o ambas? c. ¿Cuál amplificador de microonda tiene más ancho de banda, el TWT o el klistrón?

14-6 DIODOS SEMICONDUCTORES PARA MICROONDAS Los primeros dispositivos de estado sólido usados en el campo de las microondas fueron diodos de punto de contacto desarrollados para los sistemas de radar al principio de la década de 1940. Sirvieron como detectores de señales de microondas y mezcladores en la conversión de frecuencia. Los transistores no se usaron ampliamente en el equipo de microondas hasta la década de 1970. Al principio, su respuesta de frecuencia no era suficientemente alta. Ahora, sin embargo, los grandes avances han hecho a los transistores tan útiles en las aplicaciones de alta frecuencia como en las aplicaciones de bajas frecuencias. Los materiales semiconductores usados para los diodos de microondas y transistores son el germanio, el silicio, el arseniuro de galio y el fosfuro de indio. Diodo de punto de contacto El diodo de punto de contacto consiste en un alambre muy delgado en contacto con un semiconductor. El diodo es un conductor en un sentido que sirve como detector. Debido al pequeño contacto, su capacitancia es baja para un buen funcionamiento a altas Capítulo 14/Microondas 379

frecuencias. El diodo de punto de contacto es frágil; tiene corrientes nominales muy bajas. No se debe verificar con un óhmetro, ya que la corriente excesiva puede dañar al contacto. Diodo Schottky El diodo Schottky reemplaza al diodo de punto de contacto más frágil. También tiene una juntura de metal en el semiconductor. El metal es el ánodo, el cual forma una juntura rectificadora al semiconductor. El cátodo es simplemente una conexión óhmica. Debido a su construcción el diodo Schottky opera solamente con electrones como la mayor parte de los portadores. No hay corriente de hoyo. Lo que se obtiene es una respuesta de frecuencia que es suficiente para las microondas. Un diodo del tipo Schottky también se llama diodo de portadores de alta energía o diodo barrera. Los paquetes de diodos de microonda deben ser lo suficientemente pequeños para mantener la inductancia tan baja como sea posible. La figura 14-18 muestra un diodo Schottky. Tiene un diámetro de solamente 2.5 mm por 1.3 mm. Las terminales están diseñadas para soldarse en un circuito de guía de onda de cinta. Nótese el punto blanco para marcar el lado del cátodo. Diodos túnel Una juntura pequeña PN se usa con una muy alta concentración de impurezas. La densidad de impurezas hace que la zona de agotamiento sea muy delgada. Cuando se aplica un bajo voltaje, una cantidad relativamente grande de portadores de carga pueden pasar, como un túnel, a través de la juntura con facilidad. De ahí se obtie-

Fig. 14-18. Diodo Schottky diseñado para usarse en un circuito de guj'a de ondas de cinta.


Fig. 14-19- Curva característica volt-ampere de un diodo túnel.

nen las características especiales de la curva del diodo túnel ilustrados en la figura 14-19- Esas características son: 1. La corriente de avance (en sentido directo) dis minuye conforme el voltaje de avance aumenta en una sección de la curva. Este fenómeno se llama resistencia negativa, porque bajo condi ciones normales la corriente aumenta conforme aumenta el voltaje. 2. Hay una corriente inversa apreciable con un voltaje inverso pequeño. 3. No hay desvío (desajuste) en el voltaje de diodo, porque la corriente fluye con cualquier magnitud de voltaje de avance o en sentido in verso. Estas características se usan para detectores de microondas y osciladores. La característica de resistencia negativa se utiliza en el diodo oscilador. En la aplicación de un rectificador de túnel, el diodo se usa como un detector en sentido inverso. Las características en sentido inverso proporcionan muy buena respuesta de frecuencias con bajo ruido. Además no hay desviación de voltaje, lo cual permite la detección de niveles débiles de señal. Diodo Gunn El diodo Gunn pertenece a un grupo de diodos de microondas en el cual se usa la interacción electromagnética y el tiempo de tránsito dentro de semiconductores volumétricos. Incorpora el efecto de transferencia de electrones: los electrones se

mueven en diferentes áreas en el material volumétrico con diferentes movilidades. El tiempo de tránsito de la entrada a la salida determina la frecuencia de operación, la cual está en la región de gigahertz. Una aplicación popular de los diodos Gunn se realiza en los osciladores de microondas. La gama típica de frecuencias son de 6 a 18 GHz con una potencia nominal de 50 raW para transmisión de onda portadora (CW). La potencia nominal es mucho mayor para la operación con impulsos. El material semiconductor volumétrico o macroscópico es generalmente arseniuro de indio o fosfuro de galio, el cual proporciona una alta velocidad de deriva (o de arrastre) de los electrones para la operación en las frecuencias de microonda. Los tipos adicionales que hacen uso del efecto volumétrico o macroscópico y de tiempo de tránsito en el semiconductor son el IMPATT, TRAPATT, y BARRITT de diodos de microondas. Estos diodos tienen potencias nominales más altas que el diodo Gunn. Todos ellos tienen las características de resistencia negativa ilustradas en la figura, 14-19, lo cual significa que pueden usarse como diodos osciladores.

Diodo PIN La abreviatura PIN indica una capa intrínseca (I) o no contaminada (libre de impurezas) entre semiconductores tipo P y N. La capa intrínseca disminuye la capacitancia del diodo, lo cual lo hace utilizable para las microondas. Los diodos PIN pueden utilizarse para conmutar trayectorias de las señales de microondas. La polarización de avance enciende al diodo de modo que pueda permitir que pase una señal de microonda. La polarización inversa hace que el diodo tenga alta impedancia para bloquear la trayectoria de la señal. El diodo PIN también se usa para atenuar las señales de microondas. Su capa intrínseca da una característica parecida a la de un resistor a altas frecuencias. Redes de diodos PIN en serie y en paralelo se usan con componentes de polarización que proporcionan un método electrónico de atenuación de señal variable. Los diseños similares se

usan para modulación de amplitud de señales de microonda. Preguntas de repaso 14-6 (Respuestas en la p. 389)

a. La ventaja de los diodos de punto de contacto, ¿es la baja capacitancia o la alta potencia nominal? b. ¿Es el diodo túnel o el diodo Schottky el que tiene resistencia negativa? c. ¿Es el diodo Gunn o el diodo PIN el que se usa para osciladores de microonda?

14-7 TRANSISTORES PARA MICROONDAS Generalmente están disponibles dos tipos de transistores de microonda: el transistor de juntura NPN hecho con silicio y el FET o TEC. El transistor de efecto de campo para microondas se llama GASFET porque tiene arseniuro de galio como el semiconductor. Los amplificadores GASFET se usan en la región de 2 a 18 MHz. La potencia de salida está comprendida entre 1 mW hasta 1 W. Se usa como un amplificador lineal para señales de MA. Los transistores de juntura NPN tienen mucha más alta potencia nominal: hasta 100 W. Se usan tanto para amplificadores lineales como para los amplificadores de potencia clase C con señales de onda portadora (CW) o MF. El encapsulado para un transistor de microondas debe minimizar la capacitancia parásita en derivación y la inductancia dispersa. Un transistor típico de baja potencia para microondas se muestra en la figura 14-20. Las dimensiones globales son solamente 2.55 mm de diámetro por 1.8 mm de altura para el cuerpo mismo del transmisor. Nótense las terminales planas. Los puntos de soldadura están contiguos al transistor porque las longitudes de las terminales deben mantenerse a un mínimo absoluto. El encapsulado está diseñado para montarse en un circuito de guía de onda de cinta.


Fig. 14-20. Transistor típico para microondas diseñado para usarse en un circuito de guia de ondas de cinta. Nótese la conexión de doble emisor.

En los transistores para microondas de potencias más elevadas se usa un bloquecillo (o lasca) de semiconductor mucho más grande. Sin embargo, las L y C parásitas resultantes se neutralizan en el encapsulado del transistor. La unidad entera está diseñada para acoplar (igualar) al transistor con la guía de ondas de cinta de 50 sobre una amplia gama de frecuencias. Preguntas de repaso 14-7 (Respuestas en la p. 389)

Responda verdadero o falso a. El GASFET es un transistor de efecto de campo para los amplificadores de microondas. b. Las potencias nominales típicas del GASFET son menores que 1 W.

14-8 COMUNICACIONES VÍA SATÉLITE Un satélite de comunicaciones es una combinación de cohetería para colocar al satélite en órbita, electrónica de microondas para las comunicaciones y convertidores de energía solar para suministrar 382 Capítulo 14/Microondas

potencia al equipo electrónico. El primer satélite fue lanzado por la U.R.S.S. en 1957. Fue seguido por un lanzamiento de Estados Unidos en 1958. En 1963 el avance en la tecnología espacial permitió que se lanzara el primer satélite de órbita sincrónica (SYNCOM). Su función principal fue retransmitir comunicaciones entre puntos diferentes alrededor de la Tierra. En la actualidad están en órbitas circulares muchos satélites comerciales y del Gobierno, en el plano del ecuador de la Tierra a una altura de 35 680 Km (22 300 millas). En 1981 había más de 55 satélites activos de comunicación y hay planes para muchos más. El campo de comunicaciones por satélite se está saturando. El periodo rotacional de los satélites de comunicación es aproximadamente de 24 h. Con ajustes menores ocasionales, los satélites mantienen una posición fija en relación con la Tierra llamada posición geoestacionaria. El término sincrónico significa también que el satélite está en una posición fija en el espacio. Ya que el satélite está en una posición fija, las antenas de las estaciones en tierra pueden montarse en posiciones permanentes para apuntar a él. Ocasionalmente, se libera del satélite combustible propulsor para estabilizar las antenas a lo largo de tres ejes para mantener el mejor funcionamiento con las antenas fijas de la estación en Tierra.

Señales de enlace hada arriba y hacia abajo Las señales de enlace hacia arriba se transmiten por las estaciones en la Tierra, el satélite recibe esas señales, las convierte en frecuencias diferentes y las retransmite hacia la Tierra como señales de enlace hacia abajo. Por ejemplo, en la figura 14-21 se muestra un diagrama simplificado de bloques de un satélite de 12 canales para señales de televisión. Estas frecuencias de enlace hacia arriba son de 5.9 a 6.4 GHz. Hay doce transpondedores o radiofaros de respuesta, uno para cada uno de los doce canales. Cada canal tiene un ancho de 40 MHz, porque se usa MF para la señal retransmisora de microondas. Sin embargo, la señal de satélite se convierte,

Fig. 14-21. Distribución de circuitos para un satélite con 12 transpondedores para 12 canales.

por la estación de Tierra a una señal estándar de televisión para su radiodifusión. Las señales de enlace hacia arriba de 5.9 a 6.4 GHz se convierten a frecuencias más bajas por el mezclador y el oscilador local. Cada radiofaro de respuesta tiene un canal para las señales de enlace hacia abajo, a Tierra. Las frecuencias de enlace hacia abajo son de 3-7 a 4.2 GHz. Nótese que los doce canales de 40 MHz de ancho tienen un ancho total de banda de 12 X 40 = 480 MHz. El intervalo de frecuencias es solamente 0.48 GHz, el cual es menor que 1 GHz. Las señales usan modulación de frecuencia. El diagrama de bloques de la figura 14-21 no muestra los circuitos redundantes que tienen la mayor parte de los satélites. (Cualquier redundancia es un extra más allá de la cantidad necesaria). Sin embargo, se usan circuitos redundantes para hacer a los satélites más confiables porque el circuito extra puede conmutarse y encenderse si tuviera una falla. En la figura 14-21 la sección de entrada consiste en un amplificador de 6 GHz, mezclador, oscilador y amplificador de 4 GHz que actualmente está duplicado con idénticos circuitos.

La señal de entrada es sumamente crítica, porque una falla aquí pone fuera de operación a los doce canales. Algunos satélites de televisión empacan 24 transpondedores para 24 canales en el mismo ancho de banda de 0.5 GHz. Esto se hace por medio de la polarización vertical de las señales con número impar del transpondedor y por la polarización horizontal de las numeradas con par. Así, las señales pares o impares del transpondedor pueden seleccionarse en la estación de Tierra por la selección de la polarización vertical u horizontal de la antena. Rumbo de los satélites Todos los satélites de televisión usan las mismas frecuencias, pero transmiten en direcciones ligeramente diferentes. La figura 14-22 muestra varios satélites y sus rumbos angulares de acuerdo con su posición relativa con la órbita. Las estaciones de la Tierra pueden separar las señales de los satélites mediante antenas receptoras muy direccionales. Los anchos típicos de haz son de 1 a 4o dependiendo del tamaño para la directividad de la antena. Capítulo 14/Microondas 383

Fig. 14-22. Posiciones de satélites de comunicaciones geoestacionarios o sincrónicos.

Los Satcom I y II son propiedad de la RCA y se usan para televisión. También los Westar I, II y III, propiedad de la Western Union, se usan para señales de televisión. El satélite Anik B se usa para la televisión canadiense. La estación en Tierra Se necesita una gran antena para lograr una directividad bien definida y suficiente ganancia; véase la figura 14-23. Para la señal de enlace hacia abajo, un radiofaro de respuesta típico de satélite puede tener una potencia de salida de 5 W. Con una ganancia de antena de 30 dB en la antena del satélite, la potencia efectiva radiada (ERP) para la señal de enlace hacia abajo sería de 5 X 1 000 = 5 000 W. Sin embargo, las pérdidas en la larga trayectoria de transmisión son de más de 196 dB. La potencia de señal que alcanza a la estación de Tierra, por tanto, es solamente Este valor se obtiene calculando una pérdida de -196 dB de 5 000 W. En el receptor, una antena de disco parabólico con un diámetro de 6.1 m, (20 pies) proporciona cerca de 45 dB de ganancia para la señal recibida. La ganancia de la antena eleva la potencia de la la cual es todavía baja. Por tanto, es importante tener un amplificador de bajo ruido (LNA) antes de la etapa mezcladora en los circuitos del receptor en la terminal de Tierra del satélite (veáse la Fig. 14-23). 384 Capítulo 14/Microondas

Aplicaciones de los satélites Los satélites se usan en todas las redes mundiales de televisión. También se usan satélites a nivel nacional, para enlazar estaciones de TV por cable. Además de la televisión, los satélites de comunicaciones sirven como

estaciones retransmisoras para la transmisión e información telefónica y digital. Los servicios en expansión de los satélites incluyen los siguientes: 1. Telecorreo. Transmisión de mensajes de correo por facsímil entre las oficinas de correo. 2. Telemedicina. Consultas, transferencias de registro y acceso a las grandes computadoras de diagnóstico médico por medio de satélites. 3. Conferencias en video. Pueden conectarse múltiples localidades con señales de televisión a so licitud mediante una estación satélite. 4. Compras electrónicas. Inspección visual y selección de mercancía por TV con facturación computarizada. 5. Teleeducación interactiva. Las clases en locali dades rurales muy separadas interconectadas por televisión vía satélite con posibilidad de hablar con el instructor. En el futuro, los satélites de comunicaciones probablemente usen la banda de 20 a 30 GHz. Las frecuencias más altas pueden proporcionar más ancho de banda para manejar más comunicaciones.

Satélites de radiodifusión directa (DBS) Esta aplicación puede llegar a ser la más importante de todas. Este servicio ha sido propuesto por Communications Satellite Corporation (Comsat) para transmitir o retransmitir señales que puedan ser recibidas por el público en general. Tal sistema podría sobrepasar el uso presente de los canales de radiodifusión comercial y TV por cable. El servicio DBS puede ofrecer 10 o más canales de radiodifusión comercial y TV por cable. El servicio DBS puede ofrecer 10 o más canales dedicados a películas, deportes, educación y otras programaciones. Las frecuencias para los DBS son 11.7 a 12.2 GHz, como se ha propuesto por la World Admnistrative Radio Conference (WARC). Preguntas de repaso 14-8 (Respuestas en la p. 389)

a. En la figura 14-21, ¿se usa 6 MHz como una señal de enlace hacia arriba o hacia abajo? b. ¿La diferencia en rumbos angulares para los satélites usualmente es de 5 o 90o? c. ¿El mismo tamaño de disco de antena proporcionará más ganancia a 6 o a 12 MHz? d. La señal de satélite a la estación de Tierra es generalmente más o menos que 1 mV?

RESUMEN 1. Las frecuencias de las microondas varían de 0.3 hasta 300 GHz, aproximada mente, y las longitudes de onda correspondientes son de 1 m disminuyendo hasta 1 mm. 2. Las microondas se usan para telecomunicaciones, para televisión mundial, ra dar, calefacción industrial, cocina e investigación. 3. Las guías de onda son tubos huecos de metal que se usan para propagar la energía de las microondas en la forma de campos eléctricos y magnéticos. El modo TE indica un campo eléctrico transversal; el modo TM indica un campo magnético transversal. 4. Una guía de onda actúa como un filtro pasa altas. Corta las frecuencias abajo del valor de corte pero pasa las frecuencias altas. Mientras menor sea la guía de onda más alta será la frecuencia de corte. Las guías de onda pueden sintonizarse con placas, tramos (secciones) o tornillos. Capítulo 14/Microondas 385

5. Una cavidad de microonda es equivalente a un circuito LC resonante en paralelo. La razón es que la cavidad puede considerarse como un número de tramos o secciones de un cuarto de onda en corto circuito. Mientras menor sea la cavidad más elevada será su frecuencia de resonancia. La cavidad resonante se usa como un filtro de banda de paso o de banda de supresión como el circuito sintonizado para los osciladores. 6. El acoplamiento con sonda y abertura se usa para transferir energía fuera o dentro de la cavidad. Una sonda es una punta pequeña de metal insertada en el campo. Una abertura es un orificio pequeño. 7. Una guía de onda de cinta es una línea de transmisión coaxial plana hecha como un circuito impreso para aplicarla en un amplificador o un oscilador en el cual se usan diodos microonda y transistores. 8. Un magnetrón es un tubo diodo al vacío con cavidades resonantes en un campo magnético intenso; se usa como un oscilador de microonda de alta potencia. 9. Un Klistrón es un tubo amplificador de microonda en el cual una cavidad proporciona modulación de velocidad al haz de electrones. 10. La modulación de velocidad se usa también en un tubo de onda viajera, pero el tubo no tiene cavidades. La hélice en el interior proporciona la modulación de velocidad. El tubo es un dispositivo de banda ancha en comparación con el magnetrón y el klistrón. 11. Los diodos semiconductores para microondas incluyen el de punto de contacto, Schottky, túnel, Gunn y PIN. 12. Los transistores para microondas pueden ser del tipo bipolar NPN, con construcción especial del emisor, o el TEC (FET) de arseniuro de galio, el cual se llama GASFET. El transistor usualmente se monta en un encapsulado de guía de onda de cinta. 13. Un satélite sincrónico o geoestacionario mantiene una posición fija en relación con la superficie de la Tierra. 14. Las frecuencias usadas para las señales de enlace hacia arriba con los satélites de televisión son de 5.9 a 6.4 GHz; las frecuencias para las señales de enlace hacia abajo a las estaciones de Tierra son de 3-7 a 4.2 GHz. Un satélite puede manipular hasta 24 canales. 15. Las diferentes señales de satélite pueden separarse por antenas de alta directividad en el receptor con un ancho de haz muy estrecho. Los rumbos angulares difieren por 4 o 5o. La señal recibida es muy débil. Requiere alta ganancia de antena y un amplificador de microondas de bajo ruido.

AUTOEVALUACIÓN (Respuestas al final del libro) Elija (a), (b), (c) o (d) 1. Las longitudes de onda para las frecuencias de microonda son, a) más de 1 m; b) menos de 1 mm; c) de 1 mm a 1 m; d) 0.3 a 300 m. 386 Capítulo 14/Microondas

2. La aplicación más grande de las microondas es de, a) calefacción industrial; b) investigación; c) cocina; d) comunicaciones. 3. El ángulo entre los campos eléctricos y magnéticos en una guía de ondas es, a) 90°; b) 0 o ; c) 180°; d) 360°. 4. El modo dominante para las guías rectangulares de onda es, a) TEM; b) TE 1 0 ; c) TE 1 1 ; d) TM 1 1 . 5. Cuál de lo siguiente no es una aplicación de las cavidades de microondas? a) filtro de banda de paso; b) filtro de banda de supresión; c) control de frecuencia del oscilador; d) detector. 6. La guía de ondas de cinta es similar a la, a) guía rectangular de onda; b) guía de onda circular; c) cavidad resonante de microondas; d) línea de transmisión coaxial plana. 7. En un magnetrón los electrones viajan en una trayectoria cicloidal porque, a) el ánodo es negativo; b) el cátodo es positivo; c) los imanes permanentes suministran un campo intenso; d) las cavidades son resonantes. 8. ¿Cuál tubo de microonda usa cavidades con resonador agrupador y colector o captador? a) magnetrón; b) klistrón; c) klistrón reflex; d) tubo de onda viajera. 9. ¿Cuál de los siguientes se usa por su característica de resistencia negativa? a) diodo de punta de contacto; b) GASFET; c) diodo Schottky; d) diodo túnel. 10. Si todos los satélites de televisión usaran la misma banda de 3-7 a 4.2 GHz para las señales de enlace hacia abajo, ¿cómo puede una estación de Tierra seleccionar un satélite? a) resonadores de cavidad de alta Q; b) amplificadores paramétricos de bajo ruido; c) antena receptora de haz estrecho; d) sintonización de las guías de onda. 11. Una estación receptora en Tierra tiene una señal de 4 X 10-12W a través de una entrada de 50 Ω . ¿Cuál es el nivel de la señal en microvolts? a) 1.6; b) 14.14; c) 328; d) 1 000. 12. Un tramo o sección de un cuarto de onda puesto en corto en el extremo tiene una alta impedancia, a) en el extremo puesto en corto; b) λ /4 atrás del corto; c) λ/2 atrás del corto; d) en el centro.

PREGUNTAS DE REPASO 1. 2. 3. 4. 5. 6.

Dé las frecuencias y longitudes de onda de la banda de microonda. Liste la frecuencia de las nuevas bandas C y K. ¿Qué frecuencia se usa para los hornos de microonda? Defina láser, máser y fibras ópticas. Defina los modos TEM, TE y TM. Describa las características de un tramo o sección de un cuarto de onda puesto en corto. 7. ¿Por qué una guía rectangular de onda actúa como un filtro para pasa altas más bien que un filtro pasa bajas? Capítulo 14/Microondas 387

8. ¿Qué determina la frecuencia resonante de una cavidad de microondas? ¿Cuál es la función de las cavidades? 9. ¿Por qué no es posible usar un circuito resonante convencional L y C en las frecuencias de microonda? 10. ¿Cuál es el modo dominante para una guía rectangular de onda? ¿Para una guía circular de onda? 11. Dé un método para sintonizar una guía de onda. 12. ¿Cómo puede acoplarse la energía en el interior o fuera de una guía de ondas? 13. ¿Un reflector parabólico es una antena de microondas primaria o secundaria? Explique. 14. ¿Qué es una guía de onda de cinta? ¿Cómo se usa? 15. Nombre y describa las funciones típicas de tres tipos de tubos de microonda. 16. Dé los tres componentes principales de un magnetrón. 17. ¿Cuál es la diferencia entre un klistrón y klistrón reflex? 18. ¿En qué difiere un tubo de onda viajera de un klistrón? 19. ¿Qué es un GASFET y cómo se usa? 20. Dé dos tipos de diodos para microondas y sus aplicaciones 21. ¿Qué significa resistencia negativa? 22. ¿Cómo está construido un diodo PIN? 23. ¿Qué es un diodo Gunn y cómo se usa? 24. Defina una órbita sincrónica o geoestacionaria de satélite. 25. ¿Cómo puede una estación de Tierra recibir señales de diferentes satélites que usan las mismas frecuencias de enlace hacia abajo? 26. Dé frecuencias típicas de enlace hacia arriba y hacia abajo para los satélites de televisión. 27. Dé tres usos de las comunicaciones vía satélite. 28. Dé dos requisitos de una estación de Tierra para satélite.

PROBLEMAS (Las respuestas de los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Calcule las longitudes de onda en centímetros correspondientes a 6, 12 y 60 GHz. 2. Calcule la frecuencia en gigahertz correspondiente a las longitudes de onda de 0.05, 0.025, y 0.005 m. 3. Calcule la longitud en centímetros de un tramo o sección de un cuarto de onda en el espacio libre a 4 GHz. Puede ignorarse el factor de velocidad debido a la longitud corta. 4. Calcule el nivel de señal en microvolts, de 1.26 X 10-10W a través de 50 Ω. 5. Calcule la pérdida en dB de una señal de 5 000 W atenuada a 1.26 X 10-16 W. 6. Dé la ganancia en dB de una señal del. 26 X 10 -1 6 W aumentada a 3-98 X 10-12W. 388 Capítulo 14/Microondas

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Dé tres aplicaciones de las microondas con las cuales esté familiarizado. 2. ¿Por qué es especialmente importante para la televisión la comunicación vía satélite? 3. Nombre al menos un programa de televisión que haya visto y que sabe fue transmitido por satélite. 4. ¿Por qué el equipo de guía de ondas algunas veces se llama "plomería de microondas"? RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO


Capítulo

15

Circuitos receptores La entrada al receptor es una señal portadora de RF modulada enviada por el transmisor. La salida consiste en la información modulada deseada, como una señal de audio para la radio o la señal de video para un receptor de televisión. Entre la entrada y la salida el receptor debe: 1) seleccionar la frecuencia portadora de la estación deseada; 2) amplificar la señal portadora modulada; 3) detectar la señal para recuperar la modulación; 4) amplificar la salida del detector. En un radio, la señal de audio de salida opera al altavoz para reproducir el sonido. En un receptor de televisión, el voltaje de la señal de video de salida excita al tubo de imagen. La señal de antena en el receptor es usualmente de 0.2 a 2 mV. Sin embargo, un diodo detector necesita alrededor de 2 V, para lograr una distorsión mínima. Por tanto, la señal modulada debe amplificarse con una ganancia de alrededor de 1 000 a 10 000 para excitar al detector. En casi todos los receptores se usa el circuito superheterodino; se requiere un convertidor de frecuencia y una sección de frecuencia intermedia. El principio más importante es que el circuito convertidor de frecuencia corre las diferentes frecuencias portadoras de RF de todas las estaciones para que coincidan con la FI constante del receptor. La FI estándar de radios de MA es 455 kHz. Se dan más detalles en los siguientes puntos: 15-1

El receptor superheterodino 15-2 Heterodinaje 15-3 Circuitos convertidores de frecuencia 15-4 Circuito combinado mezclador oscilador 15-5 Efecto del heterodinaje en la señal modulada 15-6 Sintonización del oscilador 15-7 Circuito amplificador de RF 15-8 Frecuencias imagen

15-9

Circuitos

15-10

Frecuencias intermedias estándar Detectores de MA Controles manuales de volumen Circuito completo de un radio receptor de MA Alineamiento del receptor Radios especiales Ruido en el receptor Técnicas de localización de fallas

15-11 15-12 15-13 15-14 15-15 15-16 15-17

deFI

amplificadores

15-1 EL RECEPTOR SUPERHETERODINO El primer bloque en la figura 15-1 es un amplificador de RF, pero esta etapa puede o no usarse. El requisito principal es tener la señal de RF de la antena para la sección mezcladora. El mezclador combina la señal de RF con la salida de un oscilador de RF. El oscilador se llama oscilador local porque está en el receptor, no en el transmisor. La salida del oscilador no está modulada. El oscilador y la etapa mezcladora, juntos, forman la sección de conversión de frecuencia que producen la señal de FI. Las etapas pueden estar separadas o pueden estar combinadas en un tubo o en el circuito del transistor. El proceso de usar dos formas de onda a frecuencias ligeramente diferentes para producir una nueva frecuencia se llama heterodinaje o batido. Usualmente, el heterodinaje se hace para producir

una nueva frecuencia en la salida, que es la diferencia entre las dos frecuencias iniciales. El término superheterodino se aplica aquí porque la frecuencia de diferencia es superaudible, arriba de la región de las AF. El valor de FI sigue siendo una frecuencia de radio, pero está abajo de la banda de RF para el receptor.

Amplificador de RF En el circuito de la figura 15-1 la etapa de RF está sintonizada por Ci y C2 en la salida. Estos circuitos resonantes, mostrados en el diagrama de bloques, están sintonizados a la frecuencia portadora de la estación deseada antes de la conversión de la frecuencia al valor de la FI. La entrada constituye la señal de RF de la antena. La salida amplificada está acoplada en la etapa mezcladora. El amplificador de RF se sintoniza a través de 535 al 605 kHz en un receptor para la banda de MA.

Fig. 15-1. Diagrama de bloques de un receptor superheterodino. Las formas de ondas y las frecuencias que se muestran corresponden a la radiodifusión de MA en la banda de 535 a 1 605 kHz. 392

Capítulo 15 /Circuitos receptores

Convertidor de frecuencia La salida del oscilador local también está acoplada al mezclador. La señal de RF mostrada a 600 kHz queda en ritmo con el oscilador a 1 055 kHz para producir la señal de IF de 445 kHz. La frecuencia de diferencia es 1 005 -

600 = 455 kHz

El circuito mezclador de salida está sintonizado a 455 kHz. El mezcladot amplifica solamente la señal de la frecuencia de diferencia porque no hay impedancia de carga en la salida para cualesquiera de las frecuencias de entrada. Considérese que la sección de FI del receptor principia con la salida del circuito mezclador. La sección de FI Los circuitos en la sección de FI están sintonizados en forma fija para 455 kHz. Puede haber 1, 2, 3 o más etapas sintonizadas para amplificar la señal de FI. Como se muestra en la figura 15-1, la señal de FI a 455 kHz es todavía una señal modulada con la misma envolvente de audio que en la señal de RF. No se produce una señal de audio hasta que la portadora modulada se rectifica en la etapa detectora. Detector En el circuito detector se usa un diodo como rectificador de media onda de la señal de FI de modulación de amplitud. Solamente después de la rectificación pueden extraerse las variaciones de amplitud de audio de la señal de MA. El capacitor de paso C4 en la salida del circuito detector tiene suficiente capacitancia para filtrar dejando pasar 455 kHz pero no la suficiente para suprimir las variaciones de AF. Como consecuencia, la salida del detector tiene la señal deseada con modulación de audio. La detección es muy importante, pero el circuito que solamente tiene un pequeño diodo semiconductor puede ser difícil de encontrar. Algunas veces el diodo detector, para el último transformador de FI, está en el alojamiento blindado del transformador.

Sección de audio Puede haber una, dos, tres o más etapas amplificadoras de audio para proporcionar suficiente señal de audio para el altavoz. El control manual de volumen mostrado en la figura 15-1 es un potenciómetro que se usa para tomar la cantidad deseada de voltaje de señal de audio. El control de volumen en la salida del detector es el principio de los circuitos de audio en el receptor. Incidentalmente, una unidad sintonizadora es como un receptor con secciones de RF y FI incluyendo el detector, pero sin la sección de audio. En algunas aplicaciones se usa un sintonizador con una unidad amplificadora separada de audio. El objetivo que se persigue es tener más potencia de audio en la salida de la que está disponible en la mayor parte de los receptores. Fuente de poder Finalmente, pero no menos importante, la sección de la fuente de alimentación o de poder proporciona V+como el voltaje de alimentación de ce para todos los amplificadores, incluyendo el oscilador local. Sin embargo, el diodo detector no necesita V + . La polaridad positiva se usa para los voltajes de placa y pantalla en los tubos, para el voltaje de colector en los transistores NPN y para el voltaje de dren para el canal N de un TEC (FET). En un radio portátil, la batería da el voltaje de alimentación de ce requerido por los amplificadores. Preguntas de repaso 15-1 (Respuestas en la p.425)

Refiérase a la figura 15-1 a. ¿Cuál es la etapa que produce la señal de FI? b. ¿Cuál rectifica la señal de FI? c. ¿Qué capacitor varía la frecuencia del oscilador local?

15-2 HETERODINAJE Las nuevas frecuencias producidas por el proceso de heterodinaje son similares al ejemplo más famiCapítulo 15/Circuitos receptores 393

liar de los batidos comúnmente oídos con los sonidos musicales. Cuando dos tonos de casi la misma frecuencia se producen al mismo tiempo, el oído puede detectar una elevación y caída regular en la intensidad del sonido resultante. El batido se produce cuando dos ondas individuales de sonido alternadamente se refuerzan y se cancelan una y otra. Hay una pequeña y continua diferencia de fase cambiante entre dos ondas de frecuencias ligeramente diferentes. Después de un cierto número de

ciclos, una onda estará completamente fuera de fase con la otra. Cuando las dos ondas están en fase se refuerzan para producir la máxima amplitud de la onda resultante. Después, las dos ondas estarán fuera de fase y se cancelarán una con otra. La rapidez con la cual la amplitud de la onda resultante se eleva y cae se llama frecuencia de batido. Es exactamente igual a la diferencia de las frecuencias entre las dos ondas originales, ya que determina cuan frecuentemente se refuerzan y se cancelan las ondas una a otra. Cuando las dos frecuencias están casi iguales, por lo tanto, podemos oír la intensidad pulsante de la nota de ritmo además de los tonos originales.

Producción de la frecuencia de ritmo

\~ ------------------------------------- 1 s ---------------------------------------- ►(

La misma acción de ritmo, como en las ondas de sonido, se puede producir combinando dos voltajes o corrientes. En la figura 15-2 se muestra un ejemplo. Supóngase que la onda mostrada en la figura 15-2a tiene una frecuencia de 16 Hz y la onda mostrada en la figura 15-2b tiene una frecuencia de 18 Hz. Estos dos voltajes de ca pueden considerarse en serie con cada una de las otras en un circuito en el cual las dos ondas pueden combinarse para producir la onda resultante mostrada en la figura 15-2c. Cuando los voltajes están en fase, como en el punto de inicio a la izquierda de la ilustración, se añaden para producir una amplitud resultante grande. Un poco después la onda de más alta frecuencia estará un semiciclo hacia adelante, entonces las dos ondas se cancelan debido a que están fuera de fase. Consecuentemente, la amplitud de la onda resultante mostrada en la figura 15 -2c varía respecto de la diferencia de frecuencia, la cual es de 2 Hz en este ejemplo. Esta es la frecuencia de batido. Las bajas frecuencias se ilustran de modo que las formas de onda puedan mostrarse a escala.

(e)

Fig. 15-2. Cómo dos formas de onda producen un batido a la frecuencia de diferencia. Todas las formas de onda están dibujadas a escala, a) Onda de 16 Hz. b) Onda de 18 Hz. c) El batido resultante consiste en las variaciones de la envolvente a 18 - 16 = 2 Hz.

394

Capítulo 15/Circuitos receptores

Detección del batido Las variaciones de voltaje de la envolvente son positiva y negativa y son de la misma magnitud y al mismo tiempo, por tanto, el promedio de la onda resultante es cero.

La conclusión es, por tanto, que además del mezclado de las dos frecuencias, se necesita la detección para producir la frecuencia de batido. Este es el por qué una etapa mezcladora o convertidora de frecuencia en el receptor heterodino puede llamarse primer detector. No es necesario usar un diodo, no obstante, ya que la operación no lineal de un amplificador de tubo o transistor en el mezclador puede producir la frecuencia de batido.

Fig. 15-3. Detección de la envolvente mostrada en la figura 15-2c para obtener la frecuencia de batido en la salida rectificada. La rectificación se ilustra con las características de un diodo ideal.

Con el objeto de producir la frecuencia de batido, la onda resultante debe rectificarse. La rectificación por un diodo detector se ilustra en la figura 15-3. La onda resultante, igual a la suma de las ondas componentes de 16 y 18 Hz, se aplica al diodo de la onda como voltaje de señal. La corriente del diodo puede fluir solamente en los semiciclos positivos. Nótese que el valor promedio de la salida rectificada, indicada por la onda punteada en la ilustración, varía con la misma rapidez que el batido. Los valores pico o cresta de la salida también varían con la frecuencia de la diferencia. Esto significa que el circuito de salida puede tener varia-.ciones de corriente o voltaje con la frecuencia de batido. Como consecuencia, una nueva frecuencia igual a la diferencia o suma de frecuencias de batido está presente en la salida rectificada, aunque el batido sea simplemente la envolvente de la onda de entrada. Las frecuencias no deseadas se filtran eliminándose, dejando solamente la señal de la frecuencia de batido como el voltaje de salida.

Batido nulo El batido nulo es otra aplicación del principio heterodino. Dos voltajes de la misma frecuencia se heterodinan para producir salida cero cuando las frecuencias son exactamente las mismas y están fuera de fase por 180°. La utilidad del batido nulo radica en que indica cuándo una frecuencia desconocida se debe verificar y que es la misma que una frecuencia conocida usada como referencia. Si la frecuencia desconocida está cercana a la frecuencia estándar, la nota del batido será una señal de audio de bajo tono igual a la ligera diferencia en frecuencias. Conforme las frecuencias van siendo más cercanas, la frecuencia de la nota del batido va siendo más y más baja. Finalmente, hay una anulación salida de batido cero cuando las frecuencias son iguales.

Producción de la frecuencia intermedia El circuito rectificado en el primer detector del receptor superheterodino incluye muchas frecuencias. Las de más grande amplitud son las frecuencias de señal y de entrada al oscilador, la frecuencia de diferencia y la frecuencia de suma. Además, puede haber otras frecuencias que son las combinaciones de las fundamentales y armónicas de la señal a las frecuencias del oscilador. Por ejemplo, considérese un receptor con una FI de 455 kHz que está sintonizando a una estación a 1 000 kHz. La frecuencia del oscilador es de 1 000 + 455 = 1 455 kHz. Las frecuencias principales en la etapa mezcladora son: Frecuencia de señal 1 000 kHz Frecuencia del oscilador 1 455 kHz Frecuencia de la suma 2 455 kHz Frecuencia de la diferencia 455 kHz Capítulo 15/Circuitos receptores 395

De estas frecuencias, la frecuencia de la diferencia o de batido a 455 kHz es la deseada. La diferencia se usa generalmente como la FI porque es la frecuencia más baja. Esto permite mayor selectividad y ganancia con estabilidad aumentada en la sección de FI del receptor. ¿Por qué el mezclador suministra solamente 455 kHz? Constituye simplemente el caso de sintonizar el circuito de salida a la frecuencia intermedia. Entonces prácticamente no hay impedancia de carga y por tanto no hay ganancia para ninguna frecuencia con excepción de 455 kHz. Preguntas de repaso 15-2 (Respuestas en la p. 425)

a. Calcule la frecuencia de batido entre 1 500 y 1 955 kHz. b. ¿Cuál es la frecuencia de batido entre dos for mas de onda de 2.76 MHz si están 180° fuera de fase?

15-3 CIRCUITOS CONVERTIDORES DE FRECUENCIA La sección de conversión de frecuencia combina el mezclador y el oscilador local. Generalmente se usan los circuitos osciladores Hartley, Colpitts o de realimentación por reacción. Las entradas al mezclador son una señal de RF y el voltaje del oscilador. Como resultado del heterodinaje, la salida de la etapa del mezclador es la señal de FI. Pueden usarse etapas separadas de mezclador y oscilador con tubos o transistores. Sin embargo, los circuitos de mezclador y oscilador frecuentemente se combinan en una sola etapa. Si se usan transistores, puede usarse la base para una entrada y el emisor para la otra. La salida de FI se toma del colector.

Inyección del oscilador El término inyección del oscilador describe el proceso de acopla396 Capítulo 15/Circuitos receptores

Fig. 15-4. Inyección de un voltaje oscilador en una etapa separada de mezclado. El punto de prueba 1 (TP1) se usa para medir la polarización de ce al mezclador producido para la inyección de voltaje. El punto de prueba 2 (TP2) se usa para medir la polarización del oscilador.

miento a la salida del oscilador local al mezclador. En la figura 15-4 se muestra un ejemplo típico; tiene etapas separadas de oscilador y mezclador. El bajo valor de 5 pF para C, indica acoplamiento débil. En realidad, la capacitancia dispersa puede proporcionar el acoplamiento a altas frecuencias. Puede usarse en su lugar el acoplamiento inductivo con un devanado extra acoplado a L2 en el circuito sintonizado del oscilador. Debe haber suficiente voltaje oscilador acoplado al mezclador para producir la acción de heterodinaje. Cuando se usan tubos, ese valor es de 2 a 10 V. Cuando se usan transistores, alrededor de 1 V es suficiente voltaje de inyección del oscilador. Demasiado voltaje oscilador no es deseable. En primer lugar, porque el acoplamiento estrecho o fuerte puede desintonizar los circuitos de RF y el oscilador. En segundo lugar, la señal del oscilador puede acoplarse entonces al circuito de la antena, donde radiará para producir interferencia en el equipo cercano. Un receptor superheterodino

puede actuar como un transmisor de interferencia debido a la radiación por el oscilador local. La inyección del oscilador puede verificarse por mediciones de voltaje ce. Se mide la polarización de ce en el oscilador. Debido a que el voltaje de ce es (producido por realimentación la presencia del bias correcto muestra que el oscilador está operando. Además, el voltaje de inyección del oscilador afecta la polarización del mezclador. Se verifica la polarización correcta en el electrodo que tiene el voltaje de inyección del oscilador. Si el receptor no tiene inyección del oscilador para el convertidor de frecuencia, definitivamente no se recibirán estaciones.

Convertidor pentarrejilla El tubo pentarrejilla es muy común en los radios antiguos. Como se muestra en la figura 15-5, hay cinco rejillas de modo que el tubo puede servir como una combinación de oscilador y mezclador. En realidad, el tubo está construido con dos rejillas de control, una para el mezclador y la otra para el oscilador. En el circuito triodo oscilador G, es la rejilla de control del oscilador con el cátodo común y la rejilla pantalla sirve como de ánodo del oscilador. La entrada de señal de RF se realiza por G3, la cual es la rejilla de señal. La corriente de placa varía con ambos cambios en las oscilaciones por G¡ y por la señal de G3. Las dos frecuencias experimentan un heterodinaje para producir una salida de FI en el circuito de placa.

Razón de conversión ganancia La razón de conversión ganancia compara el voltaje de señal de IF fuera del mezclador con la entrada de señal de RF. Los valores típicos de la razón conversión ganancia son de 10 a 20.

Razón de conversión transductancia La conversión transductancia es la razón de la corriente de señal FI en la salida del mezclador al voltaje de la señal de RF. Los valores gm para el mezclador son de alrededor de un tercio de la transductancia en un amplificador clase A. La conversión-transductancia es más baja debido a que la inyección de voltaje oscilador produce polarización en el mezclador, cerca del corte, con el fin de obtener la rectificación del batido de FI.


Responda verdadero o falso a. El voltaje típico de inyección oscilador es de 1 V. b. Puede usarse un tubo o un transistor como un oscilador-mezclador. c. La conversión-ganancia de FI es usualmente menor que 1.

15-4 CIRCUITO COMBINADO MEZCLADOR OSCILADOR

Fig. 15-5. Tubo convertidor pentarrejilla con las funciones de los electrodos. Este tubo funciona como un triodo oscilador y un pentodo mezclador.

La figura 15-6 muestra un convertidor típico de frecuencia para un radio pequeño de MA de transistores. Nótese que L2 en la parte inferior es la bobina osciladora. Está sintonizada porC,cy su capacitor de corrección o compensación (ajuste) C1D. La sintonización del oscilador de Cresta acoplada con la sintonización de RF de C,Ay su compensador CIB a través del devanado de la antena de barra de ferrita. El acoplamiento del transforCapítulo 15/Circuitos receptores 397

Fig. 15-6 Convertidor de frecuencia que combina al mezclador y al oscilador en un circuito transistor. Los valores mostrados corresponden a un radio de MA con una salida de FI de 455 kHz.

mador desde la bobina de antena proporciona la señal de RF a la base de Ql. También está acoplada la salida del oscilador de la toma de Ql en la base de L2. La bobina L2 del oscilador tiene energía acoplada inductivamente por la corriente del colector, a través del devanado superior. Puede considerarse que este oscilador tiene un circuito sintonizado en la base con una bobina de reacción de realimentación del colector. La señal de entrada de RF y el voltaje de inyección del oscilador están heterodinados para producir una salida de FI en el circuito del colector. T1 es el transformado de FI sintonizado a 445 kHz que acopla la salida del mezclador con el primer amplificador de FI. Voltaje de cc Se usa autopolarización del emisor en Ql en el circuito de la figura 15-16 para la estabilización de la polarización. El VE de 1.8 V proviene de IE a través de R3 la cual está en derivación por C3. El voltaje de base VB es de 2.3 V. Este valor se deriva de dos fuentes: una es la polarización fija del divisor de voltaje R1 y R2; la otra parte de la 398


polarización es el voltaje rectificado producido por el voltaje de inyección del oscilador en la base. En la operación, la polarización neta entre la base y el emisor es de 2.3- 1.8 = 0.5 V. Esta polarización está en corte, sin embargo, la inyección del oscilador excita el voltaje de base a la región activa para la conducción durante los semiciclos positivos del voltaje del oscilador. En el circuito del colector, Vc es de 8 V de la línea de alimentación en la toma del primario de T,, el cual es el primer transformador de FI. R4 es un resistor amortiguador a través de la parte superior de ese devanado.

Función de los componentes El circuito completo del oscilador-mezclador mostrado en la figura 15-6 puede resumirse por la siguiente lista de funciones de los componentes. Ql Transistor de silicio NPN usado como un oscilador-mezclador para convertidor de frecuencia L 1 Transformador de antena y de RF C 1A Capacitor de sintonización de RF Ajuste por compensación en paralelo de C1A

C1C Capacitor de sintonización del oscilador C ID Ajuste por compensación en paralelo deC1C C4 Capacitor compensador en serie del oscilador C2 Capacitor de acoplamiento de RF y proporciona polarización de señal junto con R2 R1 Divisor de voltaje con R2 para voltaje de base R3 Resistor del emisor C ? Capacitor de paso (en paralelo) de RF para R5 L2 Bobina osciladora T 1 Transformador de FI sintonizado a 455 kHz R4 Resistor amortiguador para T1 Preguntas de repaso 15-4 (Respuestas en la p. 425)

¿Cuáles componentes del convertidor de frecuencia mostrados en la figura 15-6 tienen las siguientes funciones? a. Resistor de autopolarización del emisor b. Primer transformador de FI c. Transformador oscilador

15-5 EFECTO DEL HETERODINAJE EN LA SEÑAL MODULADA La modulación de la onda portadora de RF continúa a través del convertidor de frecuencia para proporcionar la misma modulación en la señal de FI que en la señal de RF. El porqué puede ilustrarse con algunos valores numéricos. Considérese una portadora modulada de 1 000 kHz en términos de sus frecuencias de bandas laterales. Suponga que las frecuencias de banda lateral se extienden a ±5 kHz de 995 a 1 005 kHz. Cuando esta señal está acoplada al convertidor, el oscilador local produce batidos con todas las frecuencias de banda lateral para producir una nueva diferencia de frecuencia para cada una. La frecuencia del os-

Tabla 15-1 Conversión de FI para una señal de RF

Frecuencia lateral a 1005 Portadora a 1 000 Frecuencia lateral a 955

1455 1455 1455

450 455 460

cilador permanece igual para cualquier estación en la cual se haya sintonizado. Las frecuencias de la banda lateral en la señal de RF producen sus propias bandas laterales correspondientes de FI. Estos valores se listan en la tabla 15-1. La portadora a 1 000 kHz produce un batido junto con el oscilador a 1 455 kHz. La frecuencia de diferencia en la salida de IF es de 1 455 — 1 000 = 455 kHz. La frecuencia lateral superior de 1 005 kHz produce un batido con la misma frecuencia del oscilador a 1 455 kHz. La frecuencia de diferencia es 1 455 — 1 005 = 450 kHz. Además de lo anterior, la frecuencia lateral inferior a 995 kHz produce un batido con el oscilador a 1 455 kHz. Esta frecuencia de diferencia en la salida de FI es de 1 455 — 995 = 460 kHz. Los ejemplos precedentes muestran que la modulación en las bandas laterales de la señal de RF vienen a través del mezclador con el mismo ancho de banda de ± 5 kHz en la señal de FI. La información moduladora sigue siendo la misma. La conversión de frecuencia solamente corre la portadora de RF a una frecuencia inferior para la sección de FI pero con la modulación original. Inversión de las bandas laterales superior e inferior La inversión de las bandas laterales superior e inferior es un efecto interesante del heterodinaje. Con referencia a los valores tabulados, puede verse que la frecuencia de la banda lateral superior de 1 005 kHz en la señal original de RF se ha convertido en 450 kHz, la cual es más baja que la de la portadora de FI. La frecuencia de banda lateral más baja de 995 kHz en la señal de RF se convierte en la frecuencia más alta de banda lateral a 460 kHz en la señal de FI. Capítulo 15/Circuitos receptores 399

La inversión es solamente el resultado de operar el oscilador local arriba de las frecuencias de la señal que llega. Las frecuencias de la banda lateral superior de la señal de entrada de RF están más cercanas a la frecuencia del oscilador y producen una frecuencia de diferencia más baja. La modulación no se ha cambiado por la inversión, sin embargo, porque ambas bandas laterales tienen la misma información. Debe notarse, no obstante, que cuando el oscilador produce batido abajo de las frecuencias de señal de RF, no hay inversión de las bandas laterales. Preguntas de repaso 15-5 (Respuestas en la p. 425)

Una portadora de 1 000 kHz está modulada con audio de 3 kHz. Dé lo siguiente: a. Frecuencia lateral superior en la señal de RF. b. La frecuencia lateral superior convertida en la señal de FI

15-6 SINTONIZACIÓN DEL OSCILADOR La frecuencia del oscilador local es la que determina qué estación está sintonizada en el receptor. Los circuitos de RF pueden amplificar la señal de RF de la estación; pero a menos que la frecuencia portadora se convierta a una señal de FI, el receptor superheterodino no producirá ninguna salida. Si una estación receptora está localizada en la frecuencia equivocada en el dial el problema probablemente está en el oscilador local.

Seguimiento del oscilador En la figura 157 se ilustra un ejemplo de sintonización en un radio de MA. La sintonización del receptor en todas las estaciones en la región de frecuencia de MA se realiza haciendo que el oscilador siga a 455 kHz arriba de los circuitos de señal de RF. Para una estación en el renglón inferior de las frecuencias portadoras de RF, la frecuencia del oscilador está 45 5 kHz más alta que los valores listados en el renglón superior. Hay una diferencia constante de 455 kHz conforme el oscilador y los circuitos de RF se sintonizan a través de sus intervalos de frecuencia. El dial de sintonizado en el receptor está marcado con las frecuencias portadoras de RF, pero las frecuencias se reciben con una frecuencia del oscilador 455 kHz más alta. Sintonización automática o de mando único El seguimiento del oscilador se realiza variando juntos los circuitos del oscilador y de RF. En la figura 15-8 se muestra una sección de dos grupos de mando único. Tanto las secciones del oscilador como las de RF están en el mismo eje que mueve las placas del rotor. La capacitancia mínima para los valores más altos de frecuencia resulta cuando las placas móviles están totalmente fuera de las fijas. La más alta gama de frecuencias para el oscilador se obtiene al reducir las L y C del oscilador. En la figura 15-8, la sección más pequeña del capacitor de sintonía corresponde al oscilador. Nótense los dos pequeños capacitores de compensación o de ajuste al lado del sintonizador de mando único. Uno es para la sección de RF y el otro es para el oscilador. Los valores típicos de C son de 5 a 20 pF para cada compensador en paralelo con su sección principal. Se usan para hacer

Fig. 15-7. Cómo suben 455 kHz arriba de las frecuencias de señal de RF las frecuencias del oscilador local.

400


Fig. 15-8. Capacitor sintonizador acoplado mecánicamente con dos secciones. Una sección es para la entrada de la señal de RF al mezclador; la sección más pequeña es para el oscilador.

pequeñas compensaciones (ajustes) de la C míni ma total con el rotor fuera totalmente de las placas fijas (estator). En la figura 15-9 se muestra un capacitor compensador separado. La mica se oprime con un tornillo para variar la C El símbolo esquemático usa una barra para indicar que C puede ajustarse.

Frecuencia del oscilador arriba o abajo El oscilador puede generar batidos arriba o abajo de las frecuencias de señal y producir todavía las mismas frecuencias de diferencia para la salida de FI. Sin embargo, en prácticamente todos los receptores las frecuencias del oscilador son más altas

que las frecuencias de señal de RF. Esto es necesario cuando un receptor debe cubrir una amplia gama de frecuencia. El intervalo de frecuencias del oscilador es mucho menor cuando el oscilador genera batidos arriba de la señal de RF. Algunos ejemplos neméricos muestran por qué. Considérese la razón de la frecuencia más alta del oscilador con la frecuencia más baja para cubrir las frecuencias portadoras de 540 a 1 600 kHz. La frecuencia más baja del oscilador es de 540 + 455 = 995 kHz; la más alta es 1 600 + 455 = 2 055 kHz. La razón de las dos es 2055/955 = 2.15, lo cual significa que el oscilador debe cubrir una gama de frecuencias de un poco más de 2:1 para todas las estaciones en la banda. Considérense las frecuencias si las frecuencias del oscilador fueran más bajas que la señal de RF. Entonces la más baja frecuencia del oscilador sería 540 — 455 =85 kHz. La frecuencia más alta sería de 1 600 - 455 = 1 145 kHz. La razón es 1 145/85 = 13-6. Se requeriría un intervalo de sintonización de más de 13:1 para cubrir todas las estaciones en la banda. En realidad, un intervalo de sintonización tan ancho es simplemente imposible con una combinación de LC. Capacitores de compensación en paralelo y en serie En la figura 15-10 se muestran más detalles del circuito oscilador sintonizado. El capacitor en serie C3 se llama capacitor de compensación en serie porque ajusta la máxima


401

15-7 CIRCUITO AMPLIFICADOR DE RF

Fig. 15-11. Bobina del oscilador para un radio de MA con L de 600 μH.Su altura es de 25 mm. (1 pulg.)

C en el circuito. El capacitor de compensación en serie se ajusta para el seguimiento del oscilador en el extremo bajo del intervalo de frecuencias. Nótese que el capacitor de compensación en serie C3 de 90 pF es mucho más grande que el capacitor de compensación en paralelo C 2 de 20 pF. Recuérdese que los capacitores conectados en serie reducen la C total. Se aplica la fórmula recíproca. Con valores iguales de 90 pF para C1 y C3 la C total es 90/2 = 45 pF. Se usa un capacitor de compensación en serie cuando es necesario reducir el valor máximo de la capacitancia de sintonización del oscilador. La bobina osciladora L, en el circuito de la figura 15-10 tiene un núcleo móvil (ajustable). El ajuste se hace para la L requerida en el extremo bajo del intervalo de frecuencias. Cuando la bobina osciladora tiene el núcleo móvil sintonizador, puede omitirse el capacitor de compensación en serie. En la figura 15-11 se muestra una bobina típica osciladora para un radio de MA. Preguntas de repaso 15-6 (Respuestas en la p.425) a. Dé la frecuencia del oscilador para sintonizar 710 kHz en un radio de MA con una FI de 455 kHz. b. Dé la frecuencia del oscilador para sintonizar en 90 mHz en un radio de MF con una FI de 10.7 MHz. c. ¿El capacitor de compensación en paralelo del oscilador está ajustado al extremo bajo o alto de la banda? 402 Capítulo 15/Circuitos receptores

La figura 15-12 muestra un amplificador de RF de transistores de un receptor de MF para la banda de 88 a 108 MHz. Debido a las señales más débiles de la antena en el intervalo de VHF se usa generalmente una etapa amplificadora de RF antes de la etapa mezcladora. El amplificador de RF permite una mejor señal a ruido porque el mezclador tiene más señal de entrada. La etapa de RF también se llama amplificador preselector o sintonizado de radio frecuencia (TRF). Antes de que se inventara el circuito superheterodino, los receptores TRF se usaban con etapas TRF en cascada para alimentar al detector de audio. En el amplificador de la figura 15-12, Q1 es un JFET de canal N. Se requiere voltaje positivo de dren y voltaje negativo de compuerta para la polarización inversa. La entrada a Ql en la compuerta es una señal de RF de la antena. El primario del transformador TA de antena tiene toma central con dos terminales AA. Las terminales conectan a la línea de transmisión de dos conductores paralelos con una antena de dipolo para la banda de 88 a 108 MHz. El secundario está sintonizado por C A para el máximo voltaje de compuerta a la frecuencia de la señal de RF deseada. En el circuito de salida para el electrodo dren del primario de T B está sintonizado para la máxima ganancia. Si se reduce la derivación o la toma en la bobina reduce a ZL para el circuito de salida. El secundario acopla la señal amplificada de RF al mezclador. Los capacitores CA y CB están acoplados mecánicamente (mando único) con la sintonía del oscilador local, lo cual no se muestra en la figura 15-12. Los transistores JFET o IGFET se usan frecuentemente para el circuito amplificador de RF debido a su capacidad para manipular un amplio intervalo de voltajes de entrada en la compuerta. Esta característica da como resultado menos distorsión de la modulación cruzada para

Fig. 15-12. Circuito amplificador de RF que usa unJEFT en un receptor de MF de 88 a 108 MHz. No se muestran los capacitores de compensación en paralelo. Las terminales AA indican la entrada de la antena.

señales intensas de interferencia. Además, el FET tiene menos ruido que los transistores bipolares. Voltajes de cc El voltaje de dren V D está conectado a la fuente de ce de 12 V a través del primario de TB. Ya que la bobina tiene muy poca R, el VD es de 12 V sin ninguna caída apreciable de IR. La autopolarización de 1 V en la fuente se produce por ID a través de R1. Ya que por la compuerta no fluye corriente está a —1 V con respecto a la fuente. Este voltaje sirve como polarización inversa de la compuerta para el JFET.

Curva de respuesta de RF La curva de respuesta de RF muestra la ganancia relativa de RF para la entrada de la antena al mezclador donde la señal de RF se convierte en una señal de FI. La curva en la figura 15-3a muestra la ganancia de RF en la banda de radio recepción de MF de 88 a 108 MHz. En la figura 15-13b los circuitos de RF tienen una ganancia relativamente uniforme en todas las frecuencias en la banda de radio recepción de MA de 575 a 1 605 kHz. Alineamiento de RF El proceso de alineamiento consiste en sintonizar los circuitos de RF para la curva de respuesta de RF requerida. Sin

Funciones de los componentes La operación del amplificador de RF de la figura 15-12 puede resumirse como sigue: TA TR CA CB R1 C1

Transformador de acoplamiento de RF de entrada de antena Transformador de acoplamiento de RF de entrada al mezclador Capacitor de sintonización de RF para la entrada de la antena Capacitor sintonizador de RF para la entrada al mezclador Resistor para la polarización de la fuente Capacitor de paso de RF para R1

Fig. 15-13. Curvas de respuesta de RF de la entrada de la antena al mezclador, a) Banda de radiodifusión de MF de 88 a 108 MHz. b) Banda de radiodifusión de MA de 540 a 1 600 kHz.


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embargo, el alineamiento de RF usualmente no es tan crítico como el alineamiento del oscilador. Generalmente, los únicos ajustes para la alineación de RF en los receptores de MA y MF son los capacitores de compensación en paralelo de RF en la sintonización acoplada mecánicamente (mando único). Se ajustan al extremo alto de la banda. Preguntas de repaso 15-7 (Respuestas en la p. 425)

Véase la figura 15-12 a. ¿A qué banda de frecuencia está sintonizado el transformador TB? b. ¿Cuál es la autopolarización entre la compuerta y la fuente?

15-8 FRECUENCIAS IMAGEN La principal desventaja del circuito super heterodino es que cualquier señal a la frecuencia intermedia será amplificada en la sección de FI, sin tomar en cuenta que la señal provenga de la estación sintonizada o de una señal de interferencia. Cualquier señal falsa se llama respuesta espuria. La respuesta espuria más importante es la imagen de la señal deseada. Una frecuencia imagen difiere de la frecuencia del oscilador por la cantidad de FI, precisamente como la señal deseada lo hace, pero la frecuencia imagen es más alta en lugar de más baja que la frecuencia del oscilador. Por ejemplo, supóngase que el receptor está sintonizado a una estación a 600 kHz. El oscilador entonces está a 600 + 455 = 1 055 kHz. Al mismo tiempo, cualquier señal no deseada a 1 510 kHz que pudiera estar acoplada en el mezclador puede también producir batido con el oscilador para producir la FI, porque 1 510 — 1 055 = 455 kHz. Suponiendo que el oscilador genere un batido arriba de las frecuencias de señal de RF, la imagen puede calcularse por la siguiente fórmula: 404 Capítulo 15/Circuitos receptores

Frecuencia imagen = RF + (2 X FI) (15-1) Para el ejemplo precedente, Frecuencia imagen = 600 + (2 x 455) = 600 + 910 = 1510 kHz En otro ejemplo, la imagen de 700 kHz es 700 + 910 = 1 610 kHz. Sin embargo, esa frecuencia imagen está fuera del receptor. Por tanto es menos probable que se reciba debido a la selectividad de RF. El problema de interferencia por frecuencia imagen se minimiza haciendo el valor de la FI tan alto como sea posible. Esto coloca a la mayor parte de las frecuencias imagen fuera de la banda de RF del receptor. Hay respuestas espurias adicionales que pueden causar dificultades por la interferencia de las señales de RF cercanas o en la frecuencia intermedia del receptor. La frecuencia que se desea es la señal de FI derivada de la frecuencia de la señal sintonizada de RF, no las señales de radio que interfieren a la frecuencia intermedia. La interferencia de este tipo usualmente puede eliminarse con una trampa de FI en los circuitos de RF. Otras respuestas espurias son causadas por las armónicas de la señal de FI producidas en el segundo detector y reacopladas al convertidor de frecuencia. El oscilador local también puede tener frecuencias armónicas. Cualquier combinación de frecuencias que genere batidos con cualquier otra para producir el valor de FI puede llegar a través del receptor como interferencia. Un amplificador de RF como una etapa preselectora adelante del mezclador reducirá la amplitud relativa de tales respuestas espurias. Preguntas de repaso 15-8 (Respuestas en la p. 425)

Calcule la frecuencia imagen para una estación en a. 570 kHz b. 1 560 kHz

Fig. 15-14. Circuito de un amplificador de FI para 455 kHz dedos etapas de transistores. La señal de entrada de FI del mezclador se amplifica lo suficiente para excitar al detector de audio.

15-9 CIRCUITOS AMPLIFICADORES DE FI Una sección típica de 455 kHz para un radio de MA se muestra en la figura 15-14. Hay dos etapas del amplificador sintonizado que usan transistores NPN. La entrada a la base de Q2 es la señal de 455 kHz del mezclador. La salida del colector de Q3 excita al diodo detector CR1 para recuperar la modulación de audio. Con dos etapas de FI se usan tres transformadores de FI, la razón es que la salida del circuito mezclador, el cual produce la señal de FI, necesita un transformador de FI. T1 es el transformador de entrada de FI; T3 es el transformador de salida de FI; y T2 se usa para el acoplamiento entre etapas. Cada transformador tiene un núcleo móvil para ajuste que sintoniza el primario a 455 kHz. Un transformador típico de FI en su envolvente de blindaje de metal se muestra en la figura 15-15. La ganancia global de voltaje de las dos etapas de FI es típicamente de 100 X 100 = 10 000, lo cual significa que la señal de FI de 0.2 mV del

mezclador puede amplificarse lo suficiente para alimentar una señal de 2 V en el detector de audio.

Voltajes de cc En el segundo amplificador de FI Q3 (Fig. 15 -14) el Vc de 8 V se obtiene de la toma del primario de T3. Prácticamente no hay caída de voltaje IR a través de la pequeña resistencia de una bobina de FI. Se usa autopolarización de 1 V en el emisor de Q3; se produce por la corriente de emisor a través de R8. El capacitor de paso (en paralelo) C8 mantiene el voltaje de polarización estacionario. La base de Q3 está a 1.6 V, del divisor de voltaje de la línea de alimentación de 8 V. El divisor consiste en R9, R7 y R 6. Para la polarización en sentido directo o de avance en Q5, entonces, el voltaje neto VBE es de 1.6 — 1.0 = 0.6 V. Esto es típico de la operación clase A con un transistor de silicio. Las etapas amplificadoras de FI y de RF deben operar en la clase A para íograr una distorsión mínima de la modulación de una señal de MA. Capítulo 15 /Circuitos receptores 405

T2 T3 R5 R6 C6 R7 R9 Fig. 15-15. Transformador de doble sintonía en envolvente de blindaje. Su altura es 38.1 mm (1.5 pulg.)

El primer amplificador de FI es igual a Q3, pero la base de Q2 regresa al control automático de volumen (CAV) para la polarización del circuito de CAV. El propósito de la polarización del CAV es reducir la ganancia del receptor automáticamente cuando la señal es intensa. Para mejorar la acción del CAV, hay un acoplamiento de ce para la polarización entre Q2 y Q3. Ese acoplamiento se realiza a través de R7 entre el emisor de Q2 y la base de Q3. Como consecuencia, el voltaje de emisor de Q2 afecta al voltaje de base de Q3. Los capacitores de paso (en paralelo) C8, C7 y C6 se usan para filtrar cualquier señal de ca de los voltajes de polarización de ce. Solamente los transformadores de FI tienen una señal de FI. En la línea de alimentación de ce, en R13 caen los 9 V de la fuente a 8 V para la sección de FI. C12 deriva a R13 para la señal de ca. Rn también aisla a la sección de FI de la fuente de 9 V para evitar el acoplamiento mutuo de la señal a través de la fuente de poder.

C6 R8 C8 C 9, C 10, C 11 R13 C12

Transformador de FI y acoplamiento entre etapas Transformador de FI de salida al detector de audio Resistor en el que cae voltaje para la polarización de base de Q2 Polarización del emisor de Q2 Capacitor de paso de R 6 Acoplamiento de ce para el emisor de Q2 a la base de Q3 Resistor para caída de voltaje para la polarización de la base de Q3 Capacitor de paso de R 6 Polarización del emisor en Q3 Capacitor de paso de R 8 Capacitores de sintonización para el primario de los transformadores de FI Resistor para caída de voltaje; baja el voltaje de la fuente de 9 a 8 V. Capacitor de paso de R13

Curva de respuesta de FI En la figura 1516 se muestra una curva típica de respuesta de ganancia contra la frecuencia. En realidad es una curva combinada de resonancia para todos los circuitos sintonizados de FI. Los requisitos importantes son 1) máxima ganancia en la FI, pero con ganancia uniforme sobre un ancho de banda suficiente para las frecuencias de banda lateral de señal modulada y 2) pendiente pronunciada para las

Funciones de los componentes Las funciones de los componentes son como sigue: Q2 Q3 T1

Primer amplificador de FI Segundo amplificador de FI Transformador de entrada de FI del mezclador

406 Capítulo 15/Circuitos receptores

Fig. 15-16. Curvas de respuesta de FI, de la etapa mezcladora al detector, a) La FI de 455 kHz para un radio de MA. b) La FI de 10.7 MHz para un radio de MF.

faldas para rechazar las frecuencias que no están en la banda de FI. El ancho de banda requerido de FI es típicamente de ± 5 kHz para 455 kHz, como en la figura 15-16a, o ±0.1 MHz para la respuesta de 10.7 MHz en la figura 15-16b. En realidad, el ancho de banda de FI, como porcentaje de la frecuencia central es aproximadamente el mismo: 2% en ambos casos. En la sección de FI pueden usarse tubos, transistores o unidades lineales de CI. Con bloquecillos de CI, no obstante, los circuitos resonantes no están integrados. Todavía se necesitan bobinas y capacitores externos para los circuitos sintonizados de FI. Sin embargo, se puede usar un filtro de cerámica en lugar de los circuitos resonantes de LC. Selectividad de FI La respuesta de FI proporciona toda la selectividad de canal adyacente para el receptor. Esto toma en cuenta la capacidad de rechazar las frecuencias cercanas a la señal de RF deseada, como sería el caso de una estación adyacente. Con faldas pronunciadas en la curva de respuesta de FI, las únicas frecuencias amplificadas son aquellas que generan batidos con el oscilador local en la banda de paso de FI. Hay muy poca ganacia para las frecuencias fuera de la curva de respuesta de FI. Excelente selectividad es el resultado de un valor de FI menor que la señal de RF y la ganancia de las etapas en cascada de FI. Como ejemplo de la ventaja de una FI más baja, supóngase que el receptor está sintonizado a 1 000 kHz y que hay una estación interfiriendo a 1 050 kHz. La separación de 50 kHz entre las estaciones es solamente 50/1 000 o 5%, de la frecuencia resonante en un circuito sintonizado a 1 000 kHz. En la FI de 455 kHz, sin embargo, la misma separación de 50 kHz es de 50/455, o alrededor de 10%. Como ejemplo de la mejora con etapas en cascada, supóngase que una frecuencia no deseada tiene una ganancia de 20 en una etapa de FI. Esto iguala al 20% de la respuesta comparada con 100% para 455 kHz. Recuérdese que la ganancia global se multiplica con las etapas en cascada. Para dos etapas, la ganancia global es de 100 X

100 = 10 000 para respuestas de 100% a 455 kHz. A la frecuencia no deseada, no obstante, la ganancia global es de 20 X 20 = 400. Comparando con 10 000, la ganancia de 400 es solamente 4% de la respuesta para las dos etapas. La ganancia relativa de la frecuencia no deseada se reduce de 20 a 4%. Alineamiento de FI El alineamiento de FI del receptor se lleva a cabo sintonizando los circuitos de FI a la frecuencia intermedia. Con la señal de FI a la entrada de la etapa mezcladora, la salida del detector es máxima cuando los transformadores de FI están sintonizados a la frecuencia intermedia. El ajuste comienza con el último transformador de FI y entonces se continúan las etapas retrocediendo a la salida del circuito mezclador. Más detalles del alineamiento del receptor se dan en la sección 15-14. Preguntas de repaso 15-9 (Respuestas en la p. 425) a. b. c.

¿Cuál etapa contiene al primario del primer transformador de FI? ¿Cuál etapa contiene el secundario del último transformador de FI? En la figura 15-14, ¿cuál es la polarización VBE en Q3?

15-10 FRECUENCIAS INTERMEDIAS ESTÁNDAR El valor de la FI generalmente se escoge para ser tan alto como sea posible, pero abajo de las frecuencias de señal de RF para la banda de recepción. Las ventajas de un valor alto de la FI son: 1) menos interferencia de las frecuencias imagen, 2) menos radiación del oscilador de la antena a través de los circuitos de señal de RF, y 3) intervalo reducido de sintonización para el oscilador local. Una FI más baja tiene las ventajas de más ganancia y selectividad con mejor estabilidad. El factor Capítulo 15/Circuitos receptores 407

principal, no obstante, es reducir o eliminar las frecuencias imagen que pudieran estar en la banda deseada de RF. En cualquier caso, el valor exacto de la FI no debe coincidir con la frecuencia de cualquier servicio potente de radio o con sus armónicas. Como resultado de lo anterior, los siguientes valores de FI han sido estandarizados por la Electronic Industries Association (EIA) para los receptores: 455 kHz En receptores de MA para la banda de radiodifusión de 535 a 1 605 kHz 10.7 MHz En los receptores de MF para la banda de radioemisiones de 88 a 108 MHz 41.25 MHz Portadora de sonido de FI en los receptores de TV con la frecuencia más baja de canal de 54 MHz 41.75 MHz Portadora de imagen * (o cuadro) de FI en los receptores de TV 4-5 MHz Frecuencia interportadora de sonido en los receptores de TV En realidad, también pueden usarse 455 kHz en los receptores de CB y los receptores de comunicaciones de VHF en general. En esta aplicación, no obstante, son necesarias dos conversiones de frecuencia. Circuito doble superheterodino Se usa una señal de FI de 455 kHz en los receptores de VHF como un segundo valor de FI. En este sistema, las altas frecuencias de la portadora de RF generan batidos hacia abajo para obtener 455 kHz. Hay dos conversiones de frecuencia y dos valores de FI, con la salida final de 455 kHz como la segunda señal de FI para el detector de audio. Este sistema es necesario para los receptores de VHF porque la frecuencia del oscilador local de otra manera estaría demasiado cercana a la frecuencia de la portadora de RF para producir una señal de FI en 455 kHz en un solo paso. * N. del R.T. Adviértase que no tiene el mismo significado frecuencia imagen y frecuencia de imagen o portadora de imagen.

408



Dé los valores estándar de las FI para cada uno de los siguientes: a. Radiorreceptor de MA b. Radiorreceptor de MF

15-11 DETECTORES DE MA La función del detector se ilustra en la figura 1517 para una señal de FI de amplitud modulada por variaciones de audio. En esta forma la señal de MA no puede proporcionar la señal deseada de audio, cuando está en su envolvente. La razón es que la envolvente tiene variaciones iguales y opuestas para las polaridades positiva y negativa de la onda portadora de RF. Con respecto a las variaciones de AF, entonces, el voltaje promedio de la portadora es cero. Para extraer la envolvente de audio, la onda portadora debe rectificarse, entonces ya sea la amplitud pico (de cresta) o promedio en la salida rectificada variará a la frecuencia de audio. Asimismo, la eliminación de la misma portadora de FI filtrándola con un capacitor de paso da como resultado las variaciones de salida del detector que corresponden solamente a la señal deseada de audio. Cualquier polaridad de la señal de FI de entrada puede rectificarse en el circuito detector porque las envolventes superior e inferior tienen la

Fig. 15-17. El detector produce una salida de audio de la entrada de la señal de FI.

misma información de audio. Recuérdese que las variaciones de amplitud de la envolvente no son las bandas laterales, las cuales son componentes de la frecuencia.

Circuito de diodo detector En el circuito mostrado en la figura 15-18a, el último transformador de FI, T3, suministra un voltaje de entrada al cátodo del diodo detector D1. Este corresponde a un diodo semiconductor, ya sea de silicio o de germanio. Cuando la entrada de un voltaje de ca hace al cátodo negativo, fluye corriente en el diodo. No puede fluir corriente cuando el cátodo es positivo. El diodo Di es, por tanto, un rectificador de media onda para la envolvente negativa de; la señal de entrada de FI. Los valores típicos de la señal de entrada son de 1 a 3 V. Hacer al cátodo negativo equivale a excitar (polarizar) al ánodo positivo, porque el ánodo retorna a masa o bastidor a través de RL- ES así como el diodo conduce corriente en sentido directo o de avance. La corriente de huecos está en el sentido de la flecha del diodo, pero el flujo de electrones en el circuito se muestra en sentido opuesto. Esta I fluye del cátodo al ánodo en el diodo a través de RL y regresa a Ls a través de conexiones a masa y al cátodo del diodo. RL es el resistor de carga del diodo que proporciona la salida rectificada. C1 es el capacitor de paso (en paralelo) con RL para filtrar la señal de FI de 455 kHz eliminándola de la salida de audio.

En realidad, C1 se hace lo suficientemente grande para pasar en paralelo (filtrar) las variaciones abajo de la más alta frecuencia de audio de 20 kHz. Entonces es cuando efectivamente puede filtrar eliminando los 455 kHz. Nótese que C1 también sirve como retorno de ca a masa para el ánodo del diodo. Como consecuencia, la totalidad del voltaje de entrada de la señal de FI se aplica a través del diodo. Las formas de onda de la señal se muestran en la figura 15186.

Nivel de cc de la salida del detector No

se aplica V+ al diodo detector. La razón es que la salida rectificada de ce del detector debe depender solamente de la intensidad de la señal de entrada de FI. El detector es la única etapa en el receptor que no requiere de la fuente de voltaje de cc. La señal de FI es un voltaje de ca que excita (polariza) al diodo en conducción cada semiciclo. Ya que el detector rectifica la señal, la salida del circuito tiene un nivel ce que depende de la intensidad de la señal de entrada. Por esta razón, C2 se necesita para acoplar la salida de la señal de audio al amplificador de audio en tanto que bloquea el nivel de cc. De hecho, usar un vóltmetro para medir el voltaje de ce de salida a través del control de volumen es una buena forma de verificar la magnitud de voltaje de la señal de FI de entrada. Los valores típicos son de 1 a 3 V.

Fig. 15-18. Operación de un diodo detector, a) Circuito, b) Formas de ondas.

Capítulo 15/Circuitos receptores 409

La polaridad del voltaje de ce de salida del detector depende de que R¡ esté en el ánodo o en el circuito del cátodo del diodo. Con RL en el circuito del ánodo la salida de ce es negativa, como se muestra en la figura 15-18a. Cuando RLestá en el circuito del cátodo del diodo, la salida de ce es positiva. Tipos de circuitos detectores El diodo detector es el circuito que se usa generalmente en los receptores porque tiene la menor distorsión cuando la señal de entrada está arriba de 1 V. Anteriormente se usaron otros dos circuitos con tubos que son el detector con fuga (o por escape) y el detector de placa. El detector con fuga (o por escape) de rejilla recobra la señal como variaciones de audio con la cantidad de polarización de fuga (o escape) de rejilla, la cual se amplifica entonces en el circuito de placa. El detector tiene buena sensibilidad para señales muy débiles pero la desventaja es una alta distorsión. En el detector de placa el circuito de rejilla se polariza en corte de modo que solamente la señal de entrada pueda producir corriente de placa. El circuito también se llama detector de impedancia infinita porque la corriente no puede fluir en el circuito de entrada de la rejilla. Preguntas de repaso 15-11 (Respuestas en la p. 425)


a. La entrada al detector es una señal de FI b. La salida del detector es una señal de ca mon tada sobre un eje cc c. Un voltaje de alimentación típico V+ para el detector es de aproximadamente + 5 V.

15-12 CONTROLES MANUALES DE VOLUMEN La intensidad de salida de sonido de un altavoz depende de la potencia suministrada por el amplificador de audio. Un aumento en la señal de audio al altavoz produce un sonido más intenso. En un receptor hay varios modos posibles de variar la intensidad de la señal de audio. Un modo es variar la ganancia en los amplificadores de RF y FI o de audio. Sin embargo, prácticamente todos los receptores tienen un circuito de CAV para controlar la ganancia de RF y de FI. (Véase en el Capítulo 16 en CAV.) El mejor modo de controlar manualmente el volumen, por tanto, es ajustar la magnitud del voltaje de audio. En la figura 15-19 se muestran tres circuitos usados para ajustar la señal de audio. En la figura 15-20 se muestran dos tipos de control de volumen. Los valores típicos de resistencia son de 1 a 50 k Ω para el control de volumen usado en los circuitos de transistores. Control de nivel de audio En la figura 1519a, RL es un potenciómetro usado para reducir la magnitud del voltaje de señal en la primera etapa

Fig. 15-19. Circuitos para controlar manualmente el volumen, a) Divisor de voltaje para la entrada de la señal de audio al amplificador de audio. b) Divisor de voltaje para la salida del detector, c) Divisor de corriente para la salida del detector.

410


de amplificación de audio. El circuito se usa en los receptores de MA-MF. La señal de audio se acopla por CC a la terminal 3 en la parte superior de RL. Esta es la salida de audio para el detector de MA o de MF en el receptor. Supóngase que se tienen 2 V en la entrada de señal de audio. Si el brazo variable en la zapata de conexión 2 se coloca en el centro de RL, el voltaje a través de 2 y 1 a tierra será de 1 V. Entonces 1 V de la señal de audio se conecta al amplificador de audio. Si el brazo variable se mueve hasta el punto 3, todos los 2 V de la señal de audio están conectados al amplificador. El control está alambrado de modo que girando el eje a la derecha se aumenta R a la zapata de conexión o terminal 2 para aumentar el volumen. Girando completamente a la izquierda el control se mueve el brazo variable al punto o terminal 1 a tierra. Entonces hay un voltaje 0 de audio en el amplificador y no hay volumen. La terminal 3 todavía tiene la señal de audio de 2 V, pero no está conectada al amplificador de audio.

menta el volumen. Entonces la carga del detector entre 2 y 1 tiene más alta resistencia para más voltaje en la salida del detector de audio. La resistencia en serie se reduce para la entrada al amplificador de audio. Interruptor de encendido y apagado de la fuente de alimentación en el control de volumen El interruptor de encendido y apagado para la fuente de alimentación se incluye frecuentemente en el mismo eje que el control de volumen, como se muestra en la figura 15-20a. Sin embargo, el control y el interruptor están en dos circuitos separados. El interruptor conecta la

Divisor de voltaje en la salida del

detector El control de volumen (Fig. 15-19b funciona en la misma forma mostrada en la figura 15-19a, pero RL se encuentra en el circuito de salida del detector. Este circuito puede usarse en un radio de MA que solamente tenga un detector de audio. CC acopla la señal de ca al amplificador de audio pero bloquea el nivel de ce de la salida del detector.

Divisor de corriente en la salida del de tector En la figura 15-19c la salida del detector se muestra conectada al brazo variable de RL. a la terminal 2. Entonces RL proporciona dos trayectorias de resistencia. La R entre 1 y 2 es la resistencia de carga del detector, y la R entre 2 y 3 es la resistencia en serie para el circuito de entrada de audio. Cc es el capacitor de acoplamiento de audio. Precisamente como sucede en los otros dos circuitos, al aumentar R en la terminal 2 a tierra au-

Fig. 15-20. Controles típicos de volumen, a) Resistencia variable con interruptor de encendido y apagado. Su diámetro es de 25.4 mm (1 pulg.) b) Control deslizable sin interruptor. Su longitud es de 50.8 mm (2 pulg.)


411

fuente de poder o de alimentación pero no tiene ninguna conexión eléctrica con los circuitos de señal. El control varía el volumen de audio. El interruptor de la fuente de alimentación puede ser del tipo en que se oprime un botón o se gira el eje. Tirar de la perilla o girarla a la derecha (en el sentido del movimiento de las agujas del reloj) conecta a la fuente de alimentación. Si se gira más al eje, se cambia la resistencia del control y se varía el volumen. El estado del interruptor de encendido y apagado, sin embargo, no cambia. Si se gira el eje completamente a la izquierda (sentido contrario al movimiento de las manecillas del reloj) se reduce la resistencia a cero y se desconecta la fuente de alimentación.

Ley de variación para control de audio La resistencia variable que se usa para el control de volumen está construida con un elemento que no tiene valores uniformes de R. El extremo usado para ajustes de volumen bajo tiene cambios graduales de resistencia. Son necesarios cambios más finos en el volumen porque el oído es más sensible a los aumentos o disminuciones en los niveles bajos. Cuando el control se gira a la derecha los cambios de resistencia son mayores para proporcionar cambios mayores en el nivel de audio. Un potenciómetro lineal es un control con resistencia uniforme en toda su longitud. Si se usa para el control de volumen, sería difícil ajustar las diferentes posiciones en volumen bajo. Nótese también que si el control de volumen está alambrado a la inversa, con las conexiones en las terminales 3 y 1 invertidas, el volumen aumentará cuando el eje se gira a la izquierda en lugar de la derecha. Preguntas de repaso 15-12 (Respuestas en la p. 425)

a. ¿Un aumento en la señal de audio resulta en más sonido o menos sonido del altavoz? b. En la figura 15-19a a la c, ¿el volumen au menta con más R o menos R entre la terminal 2 a tierra? 412 Capítulo 15/Circuitos receptores

15-13 CIRCUITO COMPLETO DE UN RADIORRECEPTOR DE MA El diagrama esquemático en la figura 15-21, muestra cómo los circuitos de RF y FI, detector y audio se interconectan en un receptor. A lo largo de la parte inferior, la línea gruesa es el retorno B- común para todos los amplificadores. El receptor se enciende conectando la terminal negativa de la batería a la línea común con el interruptor de encendido y apagado montado en el control de volumen. En la parte superior del diagrama, se lista la beta (β) de cada transistor. Los valores corresponden a la ganancia aproximada de corriente para los amplificadores de EC. Sección de RF La antena de barra de ferrita con bobina superpuesta LA suministra la señal de RF a la base de Ql. En la figura 15-22 puede verse una antena con bobina, la cual muestra una tablilla típica de circuito para el receptor entero. Ya que Ql es la etapa convertidora de frecuencia, también tiene una entrada de la bobina osciladora L2. El circuito mezclador es el mismo que el que se muestra en la figura 15-6. La señal de FI de 455 kHz se produce en el circuito del colector de Ql con T1 como el primer transformador de FI. Sección de FI Los dos amplificadores FI, Q2 y Q3, son los mismos que los del amplificador de la figura 15-14. Proporcionan suficiente ganancia para excitar al detector de audio. La salida de 455 kHz al colector de Q3 está acoplada al diodo detector CR1 a través del último transformador de FI: T3.

Sección del detector de audio La señal de entrada de FI se aplica al cátodo del detector CR1. R12 es variable conforme el control del volumen. El C10 de paso filtra eliminando la señal de FI para dar voltaje de audio a través de R12.

Fig. 15-21. Diagrama esquemático de un radiorreceptor portátil de MA. Los valores de C están en microfarads. Los valores de R están en ohms a menos que se indique en otra forma. La fuente de poder es una batería de 9 V. (RCA Modelo RZG 343)

Fig. 15-22. Circuito impreso de un pequeño radio portátil de MA mostrando los ajustes de RF y de FI para el alineamiento del receptor. Su largo es de 127 mm (5 pulg.) (Graymark International Inc.)


413

Sección del amplificador de audio El control de volumen suministra una señal de audio de entrada a través de Cu a la base de Q4, del primer amplificador de audio. Su salida de colector excita a los circuitos de base de Q5 y Q6 en la etapa de salida de audio. Estos son transistores NPN y PNP para simetría complementaria en operación en contrafase. En el circuito de salida de audio, R16 y R 17 son resistores de polarización equilibrada del emisor. Los diodos compensadores CR2 y CR5 mantienen un voltaje constante de polarización a la base de Q5 y Q6. Además R15 equilibra los dos voltajes de base. R14 proporciona realimentación negativa de la señal de salida de audio al circuito de base para reducir la distorsión. C15 es un capacitor de control de tono. Deriva a las frecuencias altas de audio para dar sonido más grave al altavoz de 16 mm. (3 pulg). La señal de la salida de audio se toma de la unión del resistor de emisor R16 y R17 para el par complementario. C16 acopla la salida de audio al altavoz. El interruptor de clavija en la parte superior desconecta al altavoz cuando se conecta el audífono. R18 es un resistor limitador en serie para el audífono. Nótese que el colector de Q5 tiene todo el voltaje de 9 V de la batería para máxima potencia. En realidad, Q5 y Q6, están en serie uno con otro para el voltaje de ce a través del voltaje de alimentación de 9 V. Fuente de poder Con excepción de Q5 y Q6, los amplificadores de transistor tienen 8 V suministrados a través de R 13 de 300 Ω de la batería de 9 V. C12 deriva a R13 para eliminar cualquier voltaje de señal de ca de la línea de alimentación de 8 V.

La corriente de dren de la batería de 9 V se lista en la tabla 15-2 para diferentes niveles de volumen. La máxima salida de audio sin distorsión es de 200 mW con un consumo de corriente de 38 mA. Preguntas de repaso 15-13 (Respuestas en la p. 425)

Refiérase al diagrama de receptor en la figura 1521. Dé el número de parte para: a. b. c. d. e.

Antena Bobina osciladora Detector Control de volumen Capacitor de acoplamiento de la salida de audio 15-14 ALINEAMIENTO DEL RECEPTOR

El alineamiento del receptor se lleva a cabo ajustando los circuitos sintonizados a sus frecuencias correctas. Hay dos partes del proceso de alineamiento: el alineamiento de FI y el alineamiento de RF. Primero, deben sintonizarse los transformadores de FI a la frecuencia intermedia. El ajuste comienza con el último transformador de FI al detector y se regresa al circuito de salida del mezclador. La razón es que la señal de FI se verifica observando la salida del detector. El alineamiento correcto produce la máxima salida ya sea al detector o al altavoz en la salida de audio. El requerimiento principal del alineamiento de RF es poner al oscilador local en sintonía con las

Tabla 15-2 Niveles de potencia para el radio portátil de MA mostrado en la figura 15-21

Salida de audio Potencia, mW Corriente de batería,

Sin señal

50

100

180

200

Máxima

7.5

21

30

36

38

44

mA 414


frecuencias de las estaciones en el dial. Este procedimiento tiene también dos partes, una al extremo bajo y la otra al extremo alto de la banda. En el extremo bajo se ajusta ya sea la bobina osciladora o el capacitor de compensación en serie. El capacitor de compensación en paralelo se usa para ajustar las frecuencias en el extremo alto. Después de que la frecuencia del oscilador se ha ajustado en el extremo alto de la banda, el condensador de ajuste de RF se ajusta para la máxima salida a la misma frecuencia. Algunas veces el alineamiento puede mejorarse variando el capacitor de sintonía a posiciones ligeramente diferentes y ajusfando ambos capacitores para la máxima salida. La idea es obtener el mejor seguimiento del oscilador y de los circuitos de RF.

Señal de prueba de entrada La señal de FI debe suministrarse por un generador de señales de RF, usualmente uno que está modulado con una señal de audio de 400 Hz. El generador también puede usarse para proporcionar la señal de prueba en el alineamiento de RF. Sin embargo, en su lugar puede usarse una señal de estación, si está garantizada la frecuencia exacta de esa señal. En el extremo bajo de la banda, puede usarse una estación de alrededor de 600 kHz. Una frecuencia típica en el extremo alto es de alrededor de 1 400 kHz.

Indicador de salida La máxima salida se verifica usualmente conectando un vóltmetro de ca a través de la bobina móvil y tomando lecturas de la señal de audio. Sin embargo, el voltaje de ca de audio puede también verificarse en la salida del detector o en cualquier etapa de amplificación de audio. Un método menos exacto es simplemente escuchar para el máximo sonido. El mejor modo es observar la salida de audio con un osciloscopio para verificar la salida máxima y la distorsión mínima. Otra posibilidad es verificar la máxima salida de voltaje de ce a través de la resistencia de carga del detector usando un vóltmetro de ce.

Conexiones del generador de señales Un generador de señales no debe conectarse a ningún circuito que está siendo alineado. La razón es que las conexiones del generador causan la desviación de la sintonización. Para una entrada de señal de FI, se conecta el generador a la entrada del mezclador. La señal de FI puede conectarse en la antena o en los circuitos de RF, porque llega suficiente señal para hacer los ajustes de FI. Para la entrada de señal de RF, conéctese el generador a un alambre en espira para radiar una señal al circuito de antena. En general, se usa tan pequeña señal de entrada como sea posible. El medidor de salida se ajusta en su escala más baja para lograr la máxima sensibilidad en los ajustes. Además se tiene el control de volumen del receptor al máximo. Notas de servicio para el alineamiento Los pasos listados en la tabla 15-3 resu-

Tabla 15-3 Procedimiento de alineamiento para el receptor mostrado en la figura 15-21 Paso

Frecuencia del generador

1 2

455 kHz 1650 kHz

Grupo abierto Grupo abierto

3

525 kHz

Grupo cerrado

4

1400 kHz

Posición del dial

1400 kHz

Ajuste para máximo Transformadores de F1 T1, T2, Capacitor de compensación en paralelo del oscilador, C10 Bobina del oscilador L2 Capacitor de compensación en paralelo C1C de RF


415

men las instrucciones de la nota de servicio del fabricante para el alineamiento mostrado en la figura 15-21. La localización de los ajustes puede verse en la tablilla mostrada en la figura 15-22. Nótese que aquí se usan tres frecuencias para el alineamiento: 525 kHz para el extremo bajo de RF del oscilador, 1 650 kHz para el capacitor de compensación en paralelo (o ajuste) del oscilador y 1 400 kHz para el capacitor de compensación en paralelo (o ajuste) de RF. En todos los pasos el generador se ajusta para la modulación estándar de 400 Hz a 30%. Además el generador está acoplado a la antena por radiación para todos los ajustes, incluyendo el alineamiento de FI. Para el indicador de salida se conecta un vóltmetro de ca a través de la bobina móvil del altavoz.


a. ¿El capacitor de compensación en paralelo de RF debe ajustarse a 600 o 1 400 kHz? b. En el alineamiento de FI, ¿el último transfor mador de FI se ajusta al primero o al último? c. ¿Para verificar la salida de audio, se debe usar un vóltmetro de ce o de ca?

Fig. 15-23. Radiorreceptor especial para bandas de onda corta. (Zenith Radio Corp.)

esos intervalos de frecuencia. Los servicios típicos para las bandas se listan en la tabla 15-4. En las bandas de servicios públicos están incluidas las comunicaciones para los departamentos de policía y contra incendio, despacho de ambulancias y taxis,

15-15 RADIOS ESPECIALES Además de los radios populares para emisiones de MA y MF de televisión, hay muchos tipos de receptores para usos especiales. Para la mayor parte, operan en la banda de VHF de 30 a 300 MHz. En las figuras 15-23 y 15-24 se muestran algunos ejemplos.

Receptores multibanda Los intervalos de frecuencia de los receptores multibanda son generalmente de 30 a 50 MHz, 146 a 174 MHz, y posiblemente de 450 a 512 MHz. Un conmutador selecciona una de tres a ocho bandas separadas en 416


Fig. 15-24. Radio de llamada. (RCA)

Tabla 15-4 Servicios típicos para radios multibanda

control de tránsito aéreo, servicios de llamada por radio, metereología marina y comunicaciones marinas. Radio explorador El receptor de VHF conocido como radio explorador verifica automáticamente las señales de 8 a 10 estaciones preseleccionadas. Cada estación está programada por medio de la frecuencia requerida para el oscilador local. Llamadas por radio El servicio de llamadas por radio opera en la frecuencia de 27.255 MHz. Un receptor portátil pequeño puede captar señales de tono de una estación central. Véase la figura 15-24; cuando el receptor da sonidos agudos está siendo llamado. Por ejemplo un doctor puede ser llamado por el receptor para comunicarse con la oficina, normalmente por teléfono.

Combinaciones radio-fono-cinta Como ejemplo de combinaciones de radio-fonocinta, un radio de MF-MA puede combinarse con un fonógrafo para tocar discos. Además puede incluirse un tocacintas ya sea cassettes o cartuchos de 8 pistas. En todos los casos la máquina del fonógrafo o de la cinta simplemente suministra la señal de audio al amplificador de audio en el radio receptor incluyendo sus altavoces. Para estéreo se usan dos entradas de audio para los canales izquierdo y derecho.


Responda verdadero o falso a. Las radiodifusiones extranjeras pueden recibirse en frecuencias de 54 a 60 MHz. b. Un radio explorador cambia automáticamente la frecuencia del oscilador local.

15-16 RUIDO EN EL RECEPTOR Cualquier perturbación de impulsos no deseado en la señal, que oscurece la información deseada, se considera como ruido. Hay dos fuentes posibles: el ruido generado en los circuitos del receptor y el ruido externo. El equipo eléctrico como motores, sistemas de encendido y luces fluorescentes generan campos de ruido. Este tipo de ruido externo usualmente se capta con la señal deseada por la antena. El ruido interno producido por el mismo receptor es ruido aleatorio. Es simplemente imposible filtrarlo eliminándolo porque no tiene el ancho de banda específico. El espectro de frecuencia es plano. El ruido aleatorio también se llama ruido blanco o ruido rosa. Capítulo 15/Circuitos receptores

417

Limitador de ruido Un receptor puede tener un limitador de ruido para reducir los efectos de los impulsos externos de ruido. La etapa limita el vaivén de la amplitud de la señal para reducir el nivel de ruido. Con una señal de MA o de audio, sin embargo, la limitación excesiva de la amplitud puede distorsionar la señal deseada. Con una señal de MF por otra parte, la limitación puede usarse para eliminar todas las variaciones de amplitud porque la señal deseada está en las variaciones de frecuencia. Ruido aleatorio En cualquier dispositivo que conduzca corriente, la agitación térmica provoca un efecto aleatorio en el flujo de cargas. El efecto es ruido térmico o ruido Johnson. Por otro lado, en los tubos y en los transistores el efecto de disparo en la emisión de cargas causa variaciones aleatorias en la corriente al electrodo de salida. En añadidura, un efecto de partición en los tubos multirrejilla también aumenta el ruido aleatorio. Debido a estos factores, la etapa convertidora de frecuencia o mezcladora produce la mayor cantidad de ruido aleatorio en el receptor, especialmente en tanto que la conversión de transconductancia del mezclador es menos que la gm del mezclador de un amplificador directo. El ruido generado en el receptor generalmente se llama ruido de FI, ya que la mayor parte de ese ruido se genera en el mezclador que produce la señal de FI. Un amplificador de RF de bajo ruido adelante de la etapa mezcladora significa una gran mejora. Efectos del ruido en el receptor En una salida de audio, el ruido produce un sonido de silbido o crepitado que se escucha mejor entre las estaciones con el control manual de volumen girando al máximo. Es muy intenso en los receptores de alta ganancia con alta sensibilidad. Esto suponiendo que el receptor no tenga un circuito silenciador que corte la salida de audio entre las estaciones. En un receptor de TV con señal de video el ruido interno produce unas manchas blancas llamadas nieve. La nieve es la evidencia de que la se418


nal es muy débil en comparación con la cantidad del ruido aleatorio. Esto se soluciona suministrando más señal de RF a la etapa mezcladora. Usualmente el problema se causa porque la señal de antena es insuficiente. Localizando los problemas de ruido en el receptor Para localizar los problemas de ruido en el receptor, ayuda a distinguir entre una señal débil con o sin ruido. En un radio de MA el efecto de ruido consiste en demasiado silbido en el sonido; en la televisión es la nieve en la imagen o cuadro. En ambos casos la pobreza de la razón de señal a ruido indica que no es suficiente la señal de RF que se está alimentando a la etapa mezcladora. El problema está en la antena y en los circuitos de RF antes de que la señal se convierta a la salida de FI. Los problemas en los circuitos de FI o de audio también pueden provocar señales débiles o distorsionadas. Sin embargo, en este caso no hay silbido o nieve. Preguntas de repaso 15-16 (Respuestas en la p. 425)

a. ¿Qué contribuye más al ruido en el receptor, el mezclador o la última etapa de FI? b. Un limitador de ruido no reduce el ruido interno de receptor. ¿Verdadero o falso? 15-17 TÉCNICAS DE LOCALIZACIÓN DE FALLAS El receptor típico de radio tiene solamente unos pocos síntomas de fallas. Los síntomas principales son: no hay salida de audio, salida débil con excesivo ruido de fondo, audio distorsionado o débil que resulta en la reproducción confusa y áspera de la voz. Todos estos síntomas provienen usualmente por un componente defectuoso. Algunos ejemplos de estos defectos son un resistor abierto, una bo-

bina abierta, un capacitor abierto o en corto, y un transistor o diodo defectuoso. Los diodos semiconductores y los transistores pueden estar ya sea abiertos en las terminales o puestos en corto en la juntura.

Circuitos de potencia Los problemas en el receptor se encuentran más frecuentemente en los circuitos de potencia debido al calor generado por las corrientes relativamente altas. Los circuitos de potencia comprenden a la fuente de voltaje ce para V + y las etapas de salida de audio. Si el receptor no tiene salida, se verifican primero los fusibles. Los receptores grandes generalmente tienen fusibles en la fuente de poder de ce y en los circuitos del altavoz. Un valor bajo del voltaje ce de alimentación puede ocasionar una salida débil y distorsionada de audio. Si el problema está en un receptor portátil, pruébese con una batería nueva. Recuerde que el voltaje de batería siempre debe verificarse bajo las condiciones normales de carga. Circuitos de audio La sección de audio de un receptor incluye todos los circuitos de control de volumen al altavoz. Para terminar, si la sección de audio está operando, se toca el lado alto del control de volumen. Normalmente se escuchará un fuerte zumbido de 60 Hz. Sección de Fl Esta sección incluye todos los circuitos desde la salida del mezclador hasta la entrada del detector. Los circuitos de FI están sintonizados a 455 kHz en los radios de MA y 10.7 MHz, en los radios de MF. Pueden inyectarse señales de prueba a esas frecuencias en la entrada del mezclador para verificar la sección de FI. (Véase el Cap. 11 sección 11-13, para la descripción de cómo usar un generador de señal de RF para la inyección de señal.) Sección de RF Estos circuitos incluyen la antena y cualquier amplificación de RF hasta la entrada del mezclador, y la etapa del oscilador lo-

cal. Las frecuencias de la señal de RF son de 535 a 1605 kHz para los radios de MA o de 88 a 108 MHz para los radios de FM. Pueden radiarse al circuito de la antena señales de prueba a esas frecuencias para verificar la sección de RF. (Véase Cap. 11 sección 11-13). Un problema típico de RF es una señal débil de antena, causada posiblemente por una conexión rota de antena. La señal débil se acompaña usualmente por un ruido excesivo de fondo. Si el hecho de subir el control de volumen resulta en un ruido aumentado, el mezclador y los amplificadores de FI están operando normalmente. Si las estaciones no están siendo sintonizadas en su frecuencia portadora adecuada el problema probablemente está causando que la sintonía del oscilador sea impropia. La frecuencia del oscilador es la que se combina con la señal de RF para producir la señal de FI. Indicadores para V + El receptor debe tener la alimentación correcta de voltaje de ce con el objeto de amplificar la señal deseada de ca. Este V+ puede medirse, pero varios efectos proporcionan indicaciones convenientes de su presencia: 1. El zumbido en la salida significa que la sección de audio tiene V+ para amplificación. 2. El ruido en el receptor indica la operación del mezclador, de la sección de FI y de los circuitos de audio. 3. Un indicador sintonizador operando correcta mente muestra que las secciones de RF y de FI están operando para producir una salida al de tector. 4. Si hay cualquier salida de sonido cuando el re ceptor se prende y se apaga, V+ está presente. Si los indicadores anteriores apuntan a la ausencia deV + , verifiqúense todos los fusibles del receptor. Sin embargo, un fusible quemado usualmente significa que el circuito está en corto o sobrecargado. Por tanto, reemplazar solamente el fusible no resuelve el problema. Son necesarias más pruebas. Si V+ está faltando en un receptor portátil, reemplace la batería con una nueva. Capítulo 15/Circuitos receptores 419

Mediciones de voltaje de cc Probablemente lo mejor que puede hacerse cuando se necesitan las pruebas es medir los voltajes de ce en los circuitos. Se supone que el receptor produce una salida de señal de ca, pero la mayor parte de las dificultades cambian los valores de los voltajes de ce en los circuitos amplificadores. 1. Verifiqúese para V+ en el rectificador en la fuente de poder de ce. Si no hay salida de ce úsese un medidor de ca para verificar el voltaje adecuado de entrada. Si hay presente una entrada de voltaje de ca pero no hay salida de voltaje de ce, el diodo rectificador está abierto. La salida de ce del rectificador constituye la entrada para el filtro de choque o resistor en la fuente de poder. Si el rectificador tiene una sa lida de ce pero no hay voltaje a la salida del filtro, el choque o resistor en serie debe estar abierto. 2. Mídase el voltaje de colector (V c ) en cada transistor. Conéctese el vóltmetro de ce del co lector a tierra. Se empieza con los amplificadores de potencia y se va hacia la entrada del re ceptor. 3. Mídase el voltaje de emisor (VE) en cada tran sistor. El voltaje correcto muestra que hay corriente normal en los circuitos de colector y de base. 4. Mídase el voltaje de base (VB) y el voltaje de polarización (VBE). Los detalles acerca de problemas con los voltajes de electrodo de ce para los transistores se explican en el capítulo 2-11. Recuérdese que en los amplificadores acoplados de ce, los voltajes de ce en cada etapa dependen de los valores en la etapa precedente. También los voltajes de base y emisor pueden estar altos pero es VBE el que determina la polarización del transistor. Mediciones con óhmetro Pueden usarse diferentes métodos para localizar los problemas en un receptor para una etapa particular, pero las 420 Capítulo 15/Circuitos receptores

pruebas de resistencia con un óhmetro realmente ayudan a localizar al componente defectuoso. El óhmetro se debe usar sin alimentación (con la potencia apagada) del circuito que se va a verificar. Al hacer las mediciones de resistencia téngase la seguridad de aislar o de desconectar las trayectorias paralelas. Se usa la posición para ohms de baja potencia para evitar encender cualquier transistor cuando se verifica el circuito externo. Sin embargo, se usa la escala normal de ohms para probar la juntura interna de un diodo o de un transistor.

Prueba con chasquido de óhmetro Cuando el óhmetro se conecta a un circuito amplificador la batería interna del medidor suministra un pulso transitorio de señal que puede producir un chasquido en la salida de audio. Ya que la fuente de alimentación está funcionando, para esta prueba se debe usar la escala más alta de ohms para hacer mínima la posibilidad de dañar al óhmetro. Simplemente toque la terminal de prueba del óhmetro en la terminal de colector o de base por un instante. Se trabaja hacia atrás desde la última etapa de audio hacia la entrada de la antena para determinar qué etapa no produce un chasquido en la salida.

Ponteado de un capacitor abierto

Un

capacitor de acoplamiento o de paso en derivación que está abierto no afectará a los voltajes de ce no obstante que afectará a la salida de audio. La técnica consiste en conectar un capacitor similar temporalmente en paralelo. Si la salida regresa a la normalidad, el capacitor sospechoso debe estar abierto. El capacitor en paralelo no tiene ningún efecto a través de un capacitor en corto, pero los capacitores en corto afectarán a los voltajes de ce.

Zumbido Cuando la fuente de poder produce rizado u ondulación residual de 60 o 120 Hz genera un zumbido excesivo en la salida de audio, el problema consiste generalmente en el filtrado insuficiente. La práctica usual para solucionar el

zumbido excesivo es simplemente reemplazar los capacitores electrolíticos de filtro. Hay una posibilidad, no obstante, de que el zumbido provenga de un circuito desequilibrado de contrafase de salida de audio y el reemplazo de los capacitores electrolíticos no resolverá el problema. Preguntas de repaso 15-17

Responda verdadero o falso a. El V+ puede provocar una salida distorsionada de audio. b. Un capacitor defectuoso de filtro de la fuente de poder es una causa común de zumbido. c. Un indicador sintonizador puede operar sin V+.


RESUMEN 1. Un receptor de radio incluye amplificadores sintonizados para la señal porta dora modulada, un detector de audio para recuperar la modulación, y un amplificador de audio para excitar al altavoz. Se necesita una fuente de poder de cc para las etapas amplificadoras. 2. La sensibilidad del receptor es una medida de la capacidad del receptor para rechazar las frecuencias de interferencia. Más alta ganancia del receptor proporciona sensibilidad aumentada; más circuitos sintonizados mejoran la selectividad. 3. El circuito superheterodino usa un oscilador local para heterodinar o generar batidos, con la señal de RF de la estación, y convertir la portadora a la frecuencia intermedia. La frecuencia del oscilador se varía para hacer que todas las señales de RF se ajusten a la banda de FI del receptor. 4. El oscilador local es el que sintoniza al receptor a las diferentes estaciones, porque el oscilador sigue arriba de las frecuencias de la señal de RF por una cantidad constante igual a la frecuencia intermedia. 5. El convertidor de frecuencia o sección mezcladora tiene la entrada de la señal de RF y la entrada del oscilador para producir la salida de FI. 6. Los valores estándar de FI son de 455 kHz para los receptores de radio de MA y 10.7 MHz para los radios de MF, en las bandas de radiodifusión comerciales. 7. Una etapa de FI es un amplificador clase A para asegurar la distorsión mínima de la modulación. El amplificador de FI está sintonizado a la frecuencia intermedia del receptor. 8. La frecuencia imagen de una estación está arriba de la frecuencia del oscilador por la misma cantidad en que la frecuencia de la estación está abajo de la frecuencia del oscilador. 9. El detector de audio rectifica la señal FI modulada y filtra eliminando la portadora de FI para recuperar la modulación de audio. Un diodo detector es el circuito que generalmente se usa. No se usa voltaje V4 para el detector porque el diodo puede conducir solamente por el voltaje de señal. Capítulo 15/Circuitos receptores 421

10. El alineamiento del receptor consiste en sintonizar los circuitos de FI y ajustar el seguimiento del oscilador con los circuitos de RF. Los ajustes se hacen para la máxima señal de salida. 11. El ruido del receptor consiste en variaciones aleatorias sin ningún ancho específico de banda. El efecto se considera ruido de FI porque la mayor parte de él se produce en la etapa del convertidor de frecuencia que genera la señal de FI. 12. En la salida de audio el ruido del receptor produce un sonido de silbido o crepitado. En el video el ruido produce nieve en la imagen o cuadro. 13. Si no hay salida de audio o una señal débil de salida se verifica el V + y se miden todos los voltajes de ce en cada transistor principiando con el amplificador de potencia. 14. Un capacitor de filtro abierto o con fugas en la fuente de poder es una causa común del zumbido excesivo en la señal de salida.

AUTOEVALUACION (Respuestas al final del libro) Iguale los números de la columna de la izquierda con las letras en la columna de la derecha. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15.

Valor estándar de FI Resistor de carga del diodo Ruido de FI Batido nulo o cero Banda de radio de MA Voltaje de colector o de dren Selector de estaciones Antena de barra de ferrita Alineamiento del receptor Ajuste fino del oscilador Frecuencia imagen Selectividad del receptor Valor cero de V c Zumbido excesivo Valor cero de W

422 Capítulo 15/Circuitos receptores

a) Fuente de poder de ce b) Sintonización acoplada c) Entrada del amplificador de RF d) 455 kHz e) Respuesta de FI f) Control de volumen g) Máxima señal de salida h) 535 a 1 605 kHz i) Etapa mezcladora j) Heterodinaje k) Respuesta espuria 1) Extremo alto de la banda m) Juntura base emisor en corto n) RL abierta o) Capacitor del filtro con fuga

PREGUNTAS DE REPASO

1. Nombre las cuatro secciones principales de un receptor. 2. Defina la sensibilidad y la selectividad de un receptor. 3. Dé la función de cada una de las siguientes etapas en un receptor superhetero dino: amplificador de RF, oscilador local, mezclador, amplificador de FI, detector de audio y salida de audio. 4. Haga un dibujo parecido a la figura 15-7 pero para un receptor de MF en la banda de 88 a 108 MHz y una FI de 10.7 MHz. 5. Un receptor con una FI de 455 kHz está sintonizado a diferentes estaciones a 570, 660, 880, 1 010 y 1 560 kHz. Tabule para cada una de ellas las frecuencias de resonancia de los circuitos de señal de RF., oscilador local y amplificador de FI. 6. Calcule las frecuencias imagen para cada una de las estaciones en el problema 5. 7. Dé dos tipos de respuestas espurias en un receptor superheterodino. 8. Dibuje el diagrama esquemático de un diodo detector con RL. en el circuito del cátodo. Indique a)dónde se aplica la señal de FI, b)dónde se extrae la señal de audio de ca, c) el capacitor de paso de FI, d) la polaridad del voltaje rectificado de cc. 9. ¿Qué significa ley de variación para control de audio en un control de volumen? 10. ¿Por qué el ruido del receptor también se llama ruido de FI? 11. ¿Cuál es el efecto de FI en la imagen (cuatro) de un receptor de televisión? 12. ¿Cómo se ajustan el capacitor de compensación en serie de oscilador y los capacitores de compensación en paralelo del oscilador local en un radio de MA? 13. ¿Cómo se ajustan los transformadores de FI en un radio de MA? 14. Describa brevemente cómo se alinea el receptor de radio de MA mostrado en la figura 15-21. 15. Dé las funciones de L1 L2, T1, C1A, C1C, R3, y R1 en el circuito oscilador mezclador mostrado en la figura 15-6. 16. Dé las funciones de CA, CB, TA,TB, y R1 en el circuito amplificador de RF mostrado en la figura 15-12. 17. ¿Cuál es el ancho de banda de la curva de respuesta de RF en la figura 15-3b? 18. Dé las funciones de T1, T2, T3, R 13, C12, R8, y R9 en el amplificador de FI mostrado en la figura 15-14. 19. Dé las funciones de C1 y C2 en el circuito detector de audio mostrado en la figura 15-18. 20. Dé las funciones de LA, L2, T1, T2, T3 CR1, Q4 R 12 , C16, y C15en el radiorreceptor completo de AM mostrado en la figura 15-21. 21. Explique cómo se usa un óhmetro para encontrar un resistor abierto, una bobina abierta, un capacitor en corto y un diodo defectuoso. 22. Dé dos indicadores que muestren la presencia de V + en un receptor. Capítulo 15/Circuitos receptores 423

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. En el circuito mezclador oscilador mostrado en la figura 15-6, calcule a. IE a través del resistor RE de 3 kΩ para producir VE de 1.8 V y b. la reactancia de C 3 a 540 kHz. 2. En el convertidor de frecuencia mostrado en la figura 15-6, calcule la reactancia del capacitor de acoplamiento C2 a 540 kHz. 3. En el amplificador de FI mostrado en la figura 15-14, calcule a. la corriente total I a través de Rn para la caída de 1 V y b. la reactancia de C12 a 455 kHz. 4. En el circuito mostrado en la figura 15-14, calcule la corriente IE a través de R8. 5. En el radiorreceptor de MA mostrado en la figura 15-21 calcule la polarización en sentido directo VBE para la salida de audio de los transistores Q5 y Q6. 6. En el diagrama de receptor en la figura 15-21 calcule la reactancia del capacitor de acoplamiento de audio C 11 de 5 μF a 100 Hz. 7. Para un transformador de FI con C de 160 pF en el primario, ¿qué valor de L en paralelo se necesita para resonancia a 455 kHz? 8. Si C es de 80 pF en el problema 7, ¿qué valor se necesita de L? 9. Con referencia al circuito de entrada de antena de RF mostrado en la figura 15-6. a. la capacitancia total de CT de C1A y C1B en paralelo es de 10 pF con las placas móviles (rotor) completamente fuera de las fijas en el extremo alto de la banda. ¿Qué valor de L se necesita para la resonancia a 1 620 kHz? b. con esa L, ¿qué valor deCT se necesita para la resonancia a 540 kHz cuando las placas móviles están completamente entre las fijas al extremo bajo de la banda? 10. a.- ¿Cuál es la razón de la frecuencia más alta a la frecuencia más baja en la banda de 540 a 1 600 kHz? b. ¿Cuál es la razón de la frecuencia más alta a la frecuencia más baja en la banda de 88 a 108 MHz? 11. a. Dé el ancho de banda, en porcentaje, para la razón de ancho de banda de 10 kHz comparado con la frecuencia de resonancia de la FI de 455 kHz. b. Repita la parte a. para 200 kHz en comparación con la frecuencia de resonan cia de FI de 10.7 MHz.

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Describa brevemente tres tipos de radios especiales para otros servicios diferen tes de los de MA, MF y radiodifusión de TV. 2. Dé dos ejemplos de circuitos dobles superheterodinos en los receptores. 424 Capítulo 15/Circuitos receptores

3. Dé dos métodos de incluir el interruptor de encendido apagado en un radiorreceptor. 4. Dé dos aplicaciones de la entrada de audio a la sección de audio de un radiorreceptor, aparte de la señal detectada de audio. 5. Describa brevemente cómo puede usarse un control de tono de audio en un radiorreceptor. 6. Dé dos problemas que haya experimentado con radiorreceptores y describa brevemente cómo localizaría las fallas.


Capítulo 15/Circuitos receptores 425

Capítulo Control

16

automático de volumen (CAV) El circuito de control automático de volumen (CAV) se usa prácticamente en todos los receptores para evitar la distorsión por sobrecarga de las señales intensas. El método consiste en controlar la ganancia de los amplificadores de RF y de FI automáticamente de acuerdo con la señal de la antena. Cuando la señal de la antena está al máximo, la polarización del CAV es alta para reducir la ganancia del receptor. Después de todo, se necesita menos ganancia para las señales intensas. La polarización del CAV tiene siempre la polaridad que reduce la ganancia del amplificador. Una señal débil produce menor polarización en el CAV. La ganancia del receptor entonces no se reduce tanto. Como consecuencia, el circuito de CAV controla la ganancia del receptor. El efecto consiste en proporcionar el mismo volumen para las estaciones con diferente intensidad de señal. Un nombre más general para este proceso es el de control automático de ganancia (CAG). El control de la ganancia de RF y FI se usa también en los receptores de televisión para la señal de imagen. Puede usarse el término CAV para el control de volumen en un radio y el término CAG para el control de contraste de la imagen en un receptor de televisión. El control automático de ganancia puede usarse en amplificadores de audio para limitar la amplitud de una señal de audio. Los circuitos del CAV y del CAG son esencialmente los mismos. Más detalles se dan en los siguientes puntos: 16-1 CAV simple 16-2 Polarización de CAV de los transistores en sentido directo y en sentido inverso 16-3 Voltaje de polarización del CAV desde el circuito detector 16-4 Circuito amplificador con polarización de CAV 16-5 Alimentación en serie y paralelo para la polarización de CAV 16-6 Tipos de circuitos de CAV 16-7 Circuitos silenciadores o reductores de ruido 16-8 Indicadores de sintonización

16-1 CAV SIMPLE El circuito mostrado en la figura 16-1 no es simple en operación, pero tiene solamente las necesidades básicas para el control automático de ganancia. Esas necesidades incluyen un rectificador de CAV, un filtro y la línea de polarización en las etapas controladas por la polarización de CAV. El rectificador de CAV convierte la señal de FI a voltaje de ce para polarización. El filtro suprime las variaciones de la señal de ca para la polarización de ce en la línea de CAV.

Rectificador de CAV En la figura 16-1 el rectificador de CAV es un diodo. Produce una salida de ce proporcional a la intensidad de señal de entrada de ca para el último amplificador de FI. RL es la resistencia de carga que proporciona la salida de voltaje de ce. Aquí se muestra la polaridad negativa de polarización de CAV, pero la polaridad puede ser positiva para algunos amplificadores de transistores. Filtro de CAV C1 y R1 suprime el rizado u ondulaciones residuales de ca de la salida rectificada. El objetivo que se persigue es que la polarización de CAV se convierta en un voltaje de ce estacionario. Los dos componentes de ca que deben ser filtrados para eliminarse, son la señal de FI y sus variaciones de audio en la salida rectificada de FI. El filtro de CAV tiene una constante de tiempo RC relativamente larga de 0.05 a 0.1 s. Una constante de tiempo más corta no filtrará eliminando a la señal de audio; sin embargo, no puede usarse una constante de tiempo demasiado grande. La razón es que la polarización de CAV debe cambiar cuando el receptor está sintonizado a estaciones con diferentes intensidades de señal.

Línea de polarización de CAV La línea de polarización de CAV es la línea común para la polarización de ce a cada etapa de RF o de FI en las cuales se va a controlar la ganancia. Cuando se

usan tubos, la línea de polarización de CAV constituye el circuito de retorno para la rejilla de control. Entonces el voltaje de CAV varía la polarización de la rejilla. Cuando se usan transistores, la línea de polarización de CAV constituye usualmente el circuito de retorno para el electrodo de base, aunque la polarización de CAV puede estar en el emisor. En la base, la polarización de CAV hace pequeños cambios en el voltaje de base para controlar la corriente de base. Filtros de desacoplamiento de CAV. En el circuito de la figura 16-1 R 2C 2 y R 3C 3) aislan cada uno de los amplificadores controlados para evitar la realimentación de la señal entre etapas. El desacoplamiento se necesita cuando dos o más etapas están controladas por la polarización de CAV. El desacoplamiento de CAV es un ejemplo importante de cómo es necesaria la aislación entre amplificadores que tienen una línea de alimentación común. En este caso, la línea de polarización de CAV proporciona una impedancia común. La realimentación de la señal de ca entre los amplificadores se hace mínima, no obtante, por el desacoplamiento. De otra manera, la realimentación hace al amplificador inestable, con oscilaciones indeseables. Cómo reduce la ganancia la polarización de CAV Cuando se usan tubos, la g m y la mu se reducen conforme el voltaje de control de la rejilla se hace más negativo. El resultado que se obtiene es menos ganancia conforme la polarización negativa de CAV aumenta. Algunos tubos tienen una construcción especial para la rejilla de control que acomoda un amplio intervalo de voltajes de polarización de CAV. Esos son pentodos denominados de mu-variable, corte-remoto, o supercontrol. En los transistores de juntura NPN y PNP la característica beta (β) es menor conforme la corriente de base se reduce hacia el corte. Por tanto, la ganancia de corriente se reduce. En un TEC (FET) la gm se reduce por más polarización de Capítulo 16/Control automático de volumen 427

compuerta negativa para un canal N. Entonces la ganancia del TEC (FET) es menor conforme la polarización negativa de CAV aumenta. El intervalo de los voltajes de polarización es alrededor de — 2 a — 20 V cuando se usan tubos. Cuando se usan transistores, sin embargo, la polarización de CAV cambia a menos de 1 V; este pequeño cambio en el voltaje de base puede controlar relativamente grandes cambios en la corriente de base. Téngase en mente que la polarización de CAV es solamente un eje de ce para la señal de ca en la etapa amplificadora controlada. De hecho, la línea de polarización de CAV no tiene ninguna señal. Los valores de ce pueden aumentarse, por tanto, mientras la intensidad de la señal amplificada de ca se disminuye. Etapas controladas por la polarización de CAV La polarización de CAV se aplica usualmente al amplificador de RF y a la primera etapa de FI en el receptor. Debe notarse que el último amplificador de FI generalmente no está controlado por la polarización del CAV. La razón es que la etapa tiene un voltaje de señal relativamente grande, de modo que cambiar la polarización puede fácilmente provocar demasiada distorsión de amplitud. Además la etapa mezcladora generalmente no tiene CAV porque es preferible no cambiar la polarización de ce para el heterodinaje.

Por qué se necesita el CAV La ventaja del control automático de volumen en un receptor 428 Capítulo 16/Control automático de volumen

puede verse por el hecho de que es fácil sintonizar de estación a estación. En un radio sin CAV, algunas estaciones resonarían con demasiada intensidad, con distorsión por sobrecarga, y otras serían demasiado débiles. Con el CAV todas las estaciones entran con casi el mismo volumen debido a que la salida del detector de audio es relativamente constante. Con el CAG en un receptor de televisión, todas las estaciones tienen aproximadamente la misma intensidad de imagen o contraste porque la señal de video del detector tiene una amplitud relativamente constante. Preguntas de repaso 16-1 (Respuestas en la p.442 )

a. ¿La polarización del CAV es mayor o menor cuando la intensidad de la señal de la antena aumenta? b. ¿La ganancia de un receptor es menor con más o con menos polarización de CAV? c. ¿Un diodo de CAV es un rectificador o un amplificador? 16-2 POLARIZACIÓN DE CAV DE LOS TRANSISTORES EN SENTIDO DIRECTO Y EN SENTIDO INVERSO Cuando se usan transistores de juntura NPN y PNP la ganancia puede reducirse por dos métodos opuestos. De cualquier forma, más polarización de

CAV debe disminuir la beta característica para reducir la ganancia. Con polarización en sentido inverso de CAV el voltaje en sentido directo o de avance entre la base y el emisor se reduce a cero. El resultado es menos corriente de colector IC. Lo que es más importante, no obstante, es que la beta se reduce y la ganancia es menor. Con polarización en sentido directo de CAV el voltaje en sentido directo o de avance entre la base y el emisor se aumenta hacia la saturación. Para condiciones específicas, sin embargo, la beta puede disminuir aunque la corriente promedio del colector aumente. La razón es que la beta depende de los cambios en IC más que de la intensidad de corriente. En general se usa el CAV en sentido inverso para los amplificadores de FI. El CAV en sentido directo o de avance se usa con la señal de la antena en la etapa amplificadora de RF. La razón es que el CAV en sentido inverso cercano al corte en la primera etapa puede causar modulación cruzada resultando en una distorsión severa de la amplitud. El efecto ocurre cuando una señal intensa de antena se rectifica en una etapa de RF y es debido a la insuficiente desviación (offset) de la polarización.

Polaridades de la polarización de CAV La polaridad del voltaje de polarización de CAV depende de varios factores especialmente cuando se usan transistores de juntura. Estos factores incluyen el tipo de transistor (NPN o PNP) y siempre que la polarización de CAV esté conectada a la base o al emisor. Las selecciones pueden simplificarse para el caso común de CAV en sentido inverso en la base de un transistor NPN. La polarización de CAV es negativa para reducir el voltaje positivo en sentido directo o de avance en la base. La polaridad negativa del CAV en sentido inverso es la misma que con tubos. En realidad, el voltaje negativo de rejilla para los tubos puede considerarse como un CAV en sentido inverso. Cuando aumenta la polarización negativa de la rejilla, reduce la ganancia del amplificador con-

Fig. 16-2. Polaridades de polarización del CAV en sentido directo e inverso en los transistores NPN y PNP.

forme el punto de operación se corre más cercano al corte.

Ejemplo de polaridades de CAV

En la

figura 16-2 se muestran cuatro posibilidades de polaridades de CAV. Con el transistor NPN (Fig. 16-2a) la polarización negativa de CAV reduce al VBE, hacia la saturación, para el CAV en sentido directo o de avance. Con los transistores PNP la polarización negativa de CAV (Fig. 16-2c) aumenta al VBE hacia la saturación para el CAV en sentido directo. Para tener el CAV en sentido inverso (Fig. 16-2d), la polarización es positiva para disminuir al VBE negativo. En todos los casos, sin embargo, más señal en la antena produce más señal de FI y polarización más alta en el CAV. Por otro lado, más polarización de CAV reduce la ganancia del receptor. El voltaje del CAV es máximo para la señal más intensa de la antena, pero la ganancia del receptor es mínima. Preguntas de repaso 16-2 (Respuestas en la p. 442 )

a. ¿Cuál es la polaridad de la polarización del CAV pura un tubo pentodo? Capítulo 16/Control automático de volumen 429

b. ¿Cuál es la polaridad de la polarización en sentido inverso del CAV en la base de un transistor NPN? c. Dé la polaridad del CAV en sentido inverso en la compuerta de un TEC (FET) canal N. 16-3 VOLTAJE DE POLARIZACIÓN DEL CAV DESDE EL CIRCUITO DETECTOR En la mayor parte de los receptores de radio MA, la salida de ce del detector de audio se usa para suministrar la polarización de CAV, como se ilustra en la figura 16-3. No se necesita un rectificador de CAV separado. Ya que la señal detectada tiene componentes ce y ca, la salida del detector puede tener dos circuitos separados de ce y de ca con funciones completamente diferentes.

Salida de la señal de audio Esta señal es la componente de ca de la salida rectificada a través de la resistencia R, de carga del detector. El C1 de 0.01 μF es el capacitor de paso de R1 para la señal de FI pero no para las frecuencias de audio. La señal de audio está acoplada por C3 al amplificador de audio. Salida de cc El voltaje promedio de cc a través de R, es proporcional a la intensidad de la señal. Por tanto, este voltaje de ce puede usarse para

430 Capítulo 16/Control automático de volumen

la polarización de CAV, después de haber filtrado las componentes de audio. En la línea de CAV, R2 y C2 forman el filtro de CAV. La resistencia R: de 10 kíl aisla a la línea de polarización de CAV de la salida del detector, en tanto que el C2 de 10 μ.F deriva la señal de audio. La constante de tiempo para este filtro RC es de 0.01 MΩ x 10 μF = 0.1 s. Este tiempo dura lo suficiente para filtrar la señal de audio de la línea de polarización del circuito de CAV, pero es lo suficientemente corto para permitir que el voltaje de polarización de CAV cambie cuando las estaciones diferentes se sintonizan. Debe notarse que el valor de 10 μF para el filtro de CAV requiere un capacitor electrolítico debido a la gran C. El lado positivo de C debe conectarse a masa. La salida del detector se muestra con polaridad negativa. Esta polaridad proviene de R, de carga del diodo en el circuito del ánodo del detector. La entrada de señal se realiza en el cátodo. Es importante darse cuenta que la función del CAV no interfiere con la capacidad del detector para proporcionar una salida de señal de audio. Una señal de audio y la línea de polarización del CAV están en dos trayectorias separadas. El circuito de audio alimenta al amplificador que da la señal amplificada al altavoz. El circuito de CAV solamente usa la componente de ce de la salida del detector. El voltaje de ce sirve muy bien para la polarización de CAV porque es proporcional al nivel de la señal de FI.


Refiérase a la figura 16-3 a. ¿Cuál R es la carga del detector? b. ¿Cuál C es el filtro de CAV?

16-4 CIRCUITO AMPLIFICADOR CON POLARIZACIÓN DEL CAV En la figura 16-4 se muestra cómo el electrodo de base de un transistor amplificador de FI, regresa a la línea de polarización de CAV para el control de ganancia. El amplificador Q2 tiene señal de entrada a la base de LS del transformador T1 de FI. La salida de señal amplificada de FI del colector se acopla al siguiente amplificador de FI. Específicamente Q2 es el primer amplificador de FI con una señal de FI de la etapa mezcladora. Para controlar la ganancia de FI en Q2, el voltaje de base se varía por polarización de CAV en sentido inverso para controlar la corriente de base. Esta función se proporciona conectando el lado bajo de Ls a la línea de polarización de CAV en lugar de que L s retorne a masa.

Variaciones en el CAV Conforme el nivel de la señal que recibe la antena varía con la intensidad de la señal de estaciones diferentes, el voltaje en el CAV cambiará para controlar la polarización de la base. Al nivel de señal de las estaciones más potentes, la polarización de CAV se vuelve más negativa para reducir la polarización en sentido directo o de avance, lo cual da como resultado menos ganancia. Los cambios en el voltaje de base deben ser menores que 0.1 V para un transistor de juntura, pero son los cambios en la corriente de base los que controlan la ganancia.

Trayectorias de retorno para la base Es importante recordar que en un amplificador controlado por la polarización de CAV (Fig. 16-4) la línea de CAV es la trayectoria de retorno para el electrodo de base. La trayectoria incluye a la masa y el retorno al emisor. Cuando no hay trayectoria de retorno al emisor, la base está en un circuito abierto. La trayectoria de retorno para el voltaje de ce permite aplicar polarización en sentido directo entre la base y el emisor. La trayectoria de retorno de la señal de ca permite aplicar toda la señal de entrada.

Control de polarización de CAV El voltaje del CAV (Fig. 16-4) se obtiene del circuito del

Fig. 16-4. Circuito de conexión del voltaje de polarización del CAV en la base del transistor para controlar la ganancia de FI. Capítulo 16/Control automático de volumen

431

ánodo del detector de audio; lo que da por resultado una polarización negativa del CAV. Sin embargo, también hay voltaje en esta línea a través de R4. La conexión se necesita para tener voltaje positivo en sentido directo en la base del transistor NPN. Los valores de voltaje en la base son 2.4 V de la fuente de 8V, con o sin señal, y -0.8 V de la línea del CAV con la señal de entrada al detector. El resultado neto es 2.4 — 0.8 = 1.6 V en la base con señal de entrada para la polarización de CAV. La diferencia de potencial VñE es 1.6 — 1.0 = 0.6 V. Esta es la polarización típica en un amplificador clase A. Lados alto y bajo de Ls Todos los voltajes de ce se deben aplicar al mismo lado de Ls, como se muestra en la figura 16-4. Este lado es el lado bajo para la señal de ca. El lado opuesto está en el lado alto de Ls; suministra la señal a la base de Q2. La diferencia es que el lado alto tiene una señal de ca a tierra pero el lado bajo no. En el lado bajo se aplica el voltaje de ce. No hay señal en ese punto porque tiene uno o más capacitores de paso para la ca. Si el voltaje de ce con sus capacitores de paso se aplicaran al lado alto, no habría señal de entrada al amplificador. En el circuito de la figura 16-4 la trayectoria de retorno de ce para la base de Q2 incluye R2 y Ri a masa y R, retornando al emisor. La trayectoria de retorno de ca incluye al capacitor C2 de paso en la línea de CAV y C5 en el circuito del emisor. Filtro de CAV En la línea de CAV, R2 y C2 forman el filtro que elimina la señal de audio de la polarización de CAV. Con R2 de 10 kΩ y C2 de 10 μF, la constante de tiempo del filtro es 0.01 MΩ x 10 μF = 0.1 s. Nótese que el lado de CAV del capacitor electrolítico C2 es la terminal positiva, aunque la polarización de CAV del detector es negativa. La razón es que el voltaje neto en la línea de CAV es positivo y proviene de los + 8 V a R 4 . 432 Capítulo 16/Control automático) de volumen

Preguntas de repaso 16-4 (Respuestas en la p.442 )

Refiérase a la figura 16-4 a. ¿Cuáles son los dos componentes que forman el filtro en la línea de polarización de CAV? b. Con más señal de antena, ¿la base de Q2 será más o menos positiva? 16-5 AUMENTACIÓN EN SERIE Y PARALELO PARA LA POLARIZACIÓN DE CAV El circuito mostrado en la figura 16-4 tiene alimentación en serie porque la polarización de CAV está en serie con la señal de entrada de FI. En la alimentación en derivación la polarización de CAV estaría conectada a la base. Sin embargo, esto requeriría componentes adicionales para evitar que se ponga en corto la señal de FI para el amplificador. En la figura 16-5 se muestra una comparación de los métodos de alimentación. En la figura 16-5a, se usa la alimentación en serie. Se usa un circuito amplificador de RF para mostrar un capacitor de sintonización con el rotor conectado a masa. Entonces se necesita C] para evitar que la polarización de CAV quede a tierra. También se usa R] para desacoplar al amplificador de otras etapas conectadas con la línea de polarización de CAV. En la figura 16-5b se muestra también la alimentación en serie para polarización de CAV pero con un filtro de desacoplamiento R2C2 en el amplificador Q2 de FI. Cuando solamente una etapa tiene la polarización de CAV, sin embargo, el filtro de desacoplamiento no se usa. En la figura 16-5c se muestra la alimentación en paralelo para la polarización de CAV. En este circuito, R3 conecta la base a la línea CAV para polarización. C3 evita que el voltaje de polarización de ce quede en corto a través del devanado del secundario puesto a tierra en T1. Por otro lado, R3 es necesario para evitar que la señal de FI quede

Fig. 16-5. Métodos para conectar el voltaje de polarización del CAV. (a) Alimentación en serie al amplificador de RF con un capacitor de sintonía G¡- puesto a tierra, (b) Alimentación en serie a un amplificador de FI. (c) Alimentación en derivación a un amplificador de FI.

en corto a través del capacitor de filtro en la línea de polarización de CAV. El filtro de CAV no se muestra. En resumen, hay dos problemas que es necesario evitar al conectar la polarización de CAV a la etapa amplificadora controlada. El circuito del amplificador no debe poner en corto la polarización de ce con tierra, y la línea de CAV no debe poner en corto eliminando la señal de ca. Preguntas de repaso 16-5 (Respuestas en la p. 442)

Refiérase a los circuitos mostrados en la figura 16-5 a. ¿La alimentación en paralelo para la polariza ción de CAV se muestra en las figuras l6-5a, b o c? b. ¿Cuál capacitor es el capacitor para la señal de RF en la figura 16-5a?

16-6 TIPOS DE CIRCUITOS DE CAV El circuito mostrado en la figura 16-1 se considera un CAV simple porque no tiene ninguna polariza-

ción de retraso o ninguna amplificación del voltaje de CAV. Además, la polarización de CAV puede usarse para silenciar o reducir ruidos en el receptor entre estaciones. Finalmente, el voltaje de CAV se usa también para los indicadores de sintonía que muestran cuándo está sintonizada una estación. La polarización CAV es muy útil porque tiene su máximo valor cuando se ha sintonizado a una estación y está en un mínimo entre estaciones. CAV retardado Una desventaja del CAV es que se produce algo de polarización aun con las señales débiles. Entonces se reduce la ganancia del receptor cuando sería mejor que tuviera ganancia máxima. Para evitar este problema, el rectificador de CAV puede tener una polarización retardada para evitar cualquier conducción para señales débiles. Como consecuencia, no hay polarización de CAV hasta que la señal es lo suficientemente intensa para requerir alguna reducción en la ganancia del receptor. Se debe usar un .rectificador de CAV separado con el CAV retardado como se muestra en la figura 16-6. La polarización de CAV no puede tomarse de la salida del detector porque cualquier voltaje de polarización retardado en el detector evitaría la Capítulo 16/Control automático de volumen 433

salida de audio. En la figura 16-6, el voltaje de polarización retardado en el diodo del CAV D2 es — 2 V en el ánodo. El voltaje en sentido inverso usado para evitar la conducción también se llama polarización desviada o descompensada (offset) en el diodo. La señal de entrada de FI se aplica a D1 y a D2. El detector de audio D1 conduce por todos los niveles de señal, pero el diodo del CAV D2 no puede conducir hasta que el nivel de la señal de FI está por arriba de 2 V para superar la polarización de retardo. Como consecuencia, no se produce polarización de CAV para las señales débiles. Para estaciones que pueden producir más de 2 V de señal de FI, sin embargo, D2 conduce para proporcionar voltaje de CAV proporcional a la intensidad de la señal. La resistencia de ajuste Rl fija para el CAV la magnitud de voltaje de polarización de retardo para D2. CAV amplificado El circuito de CAV puede ser más efectivo para controlar la ganancia del receptor cuando hay grandes cambios en la polarización de CAV con cambios en el nivel de señal en la antena. En las figuras 16-7 y 16-8 se ilustran dos métodos para obtener CAV amplificado. En la figura 16-7 se usa un amplificador de ce para aumentar el nivel de polarización de CAV. La amplificación de ce se necesita porque la polarización de CAV es un voltaje estacionario de cc. La amplificación de cc significa que no se pueden usar capacitores de acople para la entrada del voltaje de control y la salida amplificada. Con una etapa de EC el amplificador de CAV invierte la polaridad del voltaje de control. Si la entrada es negativa la polarización amplificada de CAV es negativa o la entrada positiva resultará en una salida negativa. En la figura 16-8 se emplea un amplificador separado de FI para proporcionar más señal de entrada precisamente para el rectificador de CAV. El resultado es más voltaje de CAV. El objetivo que se persigue es aumentar la magnitud de polarización de CAV sin necesidad de un amplificador de ce después de que se ha producido el voltaje de polarización de cc. 434 Capítulo 16/Control automático de volumen

Fig. 16-7. Amplificador de ce usado para el voltaje de polarización del CAV. La polarización del CAV en la salida se amplifica y tiene polaridad invertida.

Diodo de sobrecarga En los radios pequeños que sólo tienen una etapa de FI controlada por polarización de CAV, puede obtenerse más control usando un diodo adicional Como D1 en el circuito mostrado en la figura 16-9- En este circuito, Q1 es la etapa mezcladora que produce la salida de FI para T1, el cual acopla la señal al primer amplificador de FI Q2. La base de Q2 está controlada por la polarización de CAV pero Ql no tiene CAV. Sin embargo, su ganancia se controla por la

CAV EN SENTIDO INVERSO Fig. 16-9. Diodo de sobrecarga DI usado para reducir la Q del circuito del colector sin-

tonizado en el primario de T,.

acción de D1. El diodo conduce para niveles de señal intensa y así reducir la ganancia en el mezclador. La ganancia se reduce permitiendo la conducción en D1 para amortiguar al circuito resonante para el colector de Q1. La amortiguación baja la impedancia y la ganancia para reducir la salida de FI del mezclador. La conducción de D1 está condicionada por el voltaje de ce entre los puntos L y H en la figura 16-9. Cuando los voltajes en L y en H son iguales a 7 V, la diferencia de potencial a través de DI es 0 V. Entonces D1 no puede conducir y no hay efecto sobre la ganancia. Sin embargo, cuando el voltaje en el punto H sube a 8 V el ánodo de D1 es 1 V más positivo que el cátodo. Entonces V conduce para bajar la ¡mpedancia de T1. El diodo se encuentra a través del devanado del primario para la señal de ca de la toma en el devanado del primario en el punto L al capacitor C3 de paso en el punto H. Con D1 conduciendo, entonces, la salida de FI se reduce. El potencial en el punto L es constante a 7 V jorque Q1 no está controlado por el CAV. Sin embargo, el potencial en el punto H en el amplificador de FI puede cambiar porque Q2 está controlado por la polarización en sentido inverso de CAV. En señales intensas, más polarización en mentido inverso reduce la corriente del colector.

Entonces la caída de voltaje a través de R3 disminuye y permite 8 V en lugar de 7 V en el punto H. En consecuencia, DI ayuda a la acción del circuito de CAV para reducir la ganancia del receptor para las señales intensas. Nótese que DI puede disminuir el valor de salida de F1 procedente de Q1 sin cambiar la polarización de ce en el mezclador. El diodo de sobrecarga proporciona cerca de la mitad del control de la ganancia del receptor.

Ajuste del nivel del CAG En los circuitos de CAG que tienen polarización retardada o amplificación, o ambos, se proporciona usual-mente un ajuste para la recepción local o distante. Para estaciones distantes con señales débiles el receptor debe tener máxima ganancia con mínima polarización de CAV. Las estaciones locales necesitan máxima polarización de CAV y ganancia mínima para evitar la distorsión por sobrecarga en señales intensas. En general, los ajustes de polarización para la ganancia de receptor pueden fijarse como sigue: 1. Se sintoniza la estación más potente. 2. Se coloca el nivel manual como el control de volumen o de contraste al máximo. Capítulo 16/Control automático de volumen 435

3. Ajusfar el nivel de CAV o de CAG para más ganancia del receptor hasta el punto de distorsión por sobrecarga. 4. Finalmente se retrocede el control ligeramente para eliminar la distorsión. Más ganancia del receptor significa sonido más intenso para audio o contraste más fuerte para la imagen de televisión. La distorsión por sobrecarga en la imagen se indica por valores invertidos de blanco y negro y se originan barras diagonales. Preguntas de repaso 16-6 (Respuestas en la p. 442 )

Responda verdadero o falso a. En la figura 16-6 la polarización retardada es — 2 V tanto para D1 como para D2. b. En la figura 16-8, el rectificador de CAV tiene más señal de entrada de FI que el detector. c. Se necesita más polarización de CAV para esta ciones distantes que para estaciones locales.

16-7 CIRCUITOS SILENCIADORES O REDUCTORES DE RUIDO Un receptor con CAV opera a la ganancia máxima entre estaciones porque no hay señal de entrada y porque no hay polarización de CAV. En los receptores de alta ganacia con más de dos etapas de FI, la amplificación del ruido del convertidor puede producir un sonido intenso de silbido cuando el receptor no está sintonizado en una estación. Cuando se recibe una señal el ruido decrece conforme el CAV reduce la ganancia. Además de eso, puede ser deseable eliminar el ruido del receptor entre estaciones. Esta característica es realmente importante en los receptores de VHF, los cuales necesitan alta ganancia para señales débiles de antena. El circuito que se usa para reducir el ruido del receptor entre estaciones se llama silenciador CAV. 436 Capítulo 16/Control automático de volumen

CAV ALTO SILENCIADOR APAGADO AUDIO ENCENDIDO

CAV BAJO SILENCIADOR ENCENDIDO AUDIO APAGADO

Fig. 16-10. Circuito silenciador, o reductor de ruido, el circuito corta la salida de audio del receptor entre las estaciones cuando no hay polarización del CAV.

El silenciador o reductor de ruido se hace cortando completamente el amplificador de audio. Entonces no hay salida de audio. El receptor está muerto en lo que concierne a la salida de audio. El silenciador o reductor de ruido debe hacerse solamente cuando el receptor está sintonizado entre estaciones. El voltaje de CAV indica cuándo se está recibiendo una señal y cuándo no. Cuando una estación está sintonizada, el voltaje de polarización de CAV es alto; entre las estaciones el CAV es bajo. Por tanto, la polarización de CAV puede usarse para operar un circuito silenciador que corte al amplificador de audio cuando no hay señal portadora. La operación del silenciador se ilustra en la figura 16-10. Abreviando, cuando el amplificador silenciador puede conducir, corta al amplificador de audio. Debe notarse que la operación del silenciador es completamente diferente que la de un circuito limitador de ruido. El limitador puede eliminar algunos impulsos de interferencia de la señal deseada. Sin embargo, el silenciador enmudece al receptor solamente cuando no hay señal portadora. Circuito silenciador Un tipo de circuito silenciador con dos transistores NPN se ilustra en la figura 16-11. Nótese que Q1 y Q2 tienen al resistor R1 común de emisores para tener autopolarización en ambas etapas.

dor puede habilitarse completamente. En la figura 16-11 el circuito del colector para Q2 se abre mediante el interruptor S,. Entonces el amplificador silenciador no puede conducir para cortar a Q1. Con el silenciador encendido, el punto de operación puede ajustarse variando a R4 (Fig. 16-11) para fijar la magnitud del voltaje de colector y la corriente de emisor para Q2. Para ajustar el circuito: 1. Se sintoniza en la señal más débil con el interruptor Si abierto para apagar al silenciador. 2. Se cierra a S1 para encender al silenciador y se ajusta a R4 precisamente al punto en el cual la estación puede oírse.

Fig. 16-11. Circuito silenciador en el cual Q2 corta el amplificador de audio Q1 cuando la polarización de CAV está bajo entre estaciones.

Todas las estaciones potentes también podrán oírse, debido a que la polarización de CAV corta al amplificador silenciador. Preguntas de repaso 16-7 (Respuestas en la p. 442 )

Primero, se supone que el amplificador silenciador Q2 está apagado; entonces Q1 tiene su polarización normal en sentido directo para producir una salida de audio. Su voltaje VBE es una combinación de autopolarización de emisor que proviene de R1C1 y voltaje positivo de base a través de R2. El amplificador silenciador se corta por el voltaje negativo de CAV en la base cuando el receptor está sintonizado a una estación. Entre estaciones, en la ausencia de una señal portadora, el receptor no produce suficiente voltaje de CAV para cortar a Q2. Ahora el amplificador silenciador Q2 conduce. El voltaje positivo de base se aplica a través de R5. Este transistor se escoge de modo que tenga más corriente de emisor de Q1. Como consecuencia, el voltaje de polarización de emisor a través de R1C1 es suficiente para cortar a Q1. Por tanto no hay salida de audio.

Ajustes del silenciador Un problema con los circuitos silenciadores es que cualquier estación débil que se desee oír puede ser silenciada. Se proporcionan dos ajustes: primero, el circuito silencia-

Responda verdadero o falso a. En el circuito silenciador de la figura 16-10, el amplificador de audio está encendido cuando el amplificador silenciador está apagado. b. En el circuito de la figura 16-10, el amplifica dor silenciador Q2 está apagado cuando la polarización de CAV es alta.

16-8 INDICADORES DE SINTONIZACIÓN El voltaje de CAV aumenta cuando se sintoniza una estación. Además el voltaje de CAV se eleva al máximo cuando el receptor está sintonizado con mayor exactitud a la frecuencia de la portadora. Por tanto, la magnitud de la polarización de CAV puede usarse como un indicador de sintonía. Se usan tres métodos básicos para mostrar cuan finamente está sintonizada una estación: Capítulo 16/Control automático de volumen 437

Se usa un vóltmetro analógico de ce para medir la polarización de CAV. Cuando la aguja indica el máximo voltaje, la señal de la estación es más intensa y la sintonía es la más fina. Se usa un miliampérmetro analógico de ce para leer la corriente promedio del colector en una etapa controlada por la polarización del CAV. Con polarización de CAV en sentido inverso, la aguja indicará una corriente mínima en cuyo punto la sintonización de la estación es más fina. Un indicador eléctrico de rayos o un tubo de ojo mágico, tiene una pantalla fluorescente que emite luz cuando se excita con electrones. Cuando la pantalla no está iluminada el tubo tiene una sombra. La amplitud de la sombra puede controlarse con el voltaje de polarización de CAV aplicado al tubo.

Por qué la corriente disminuye con más CAV en sentido inverso En la figura 16-l2a se muestra al amplificador de FI con un miliampérmetro de ce dando una lectura de una Ic promedio de 1.5 mA con una polarización típica VBE de 0.6 V. Las condiciones para la señal del receptor se muestran en la figura 16-12b. Ahora la etapa tiene más señal de entrada de ca pero menos corriente de ce de colector. El miliampérmetro de ce mide solamente la íc promedio. Recuérdese que éste es un amplificador clase A, en el cual la corriente fluye para el ciclo completo. En este caso la Ic promedio depende solamente de la polarización de ce y no de la intensidad de señal de ca. Con una polarización pequeña VBE en sentido directo o de avance de 0.58 V, el medidor da una lectura con menos IC a 1.3 mA. La polarización en sentido directo en el amplificador se reduce por más CAV en sentido inverso con una señal más intensa de antena. Si el miliampérmetro de ce en la figura 16-12 se usa como un indicador de sintonía, bajará al mínimo para la señal máxima. Sin embargo, con el objeto de hacer la lectura, se hace en la parte superior de la escala, el medidor se conecta usualmente en un circuito puente. Entonces el puente puede desequilibrarse 438 Capítulo 16/Control automático de volumen

Fig. 16-12. La corriente Ic- promedio del colector disminuye con un aumento de la señal y mayor polarización del CAV. (a) Sin señal de entrada, la polarización es 0.6 V con Ic = 1.5 mA. (b) Con señal de entrada, la polarización en sentido directo se reduce a 0.58 V por el voltaje del CAV que reduce a I c a 1.3 mA.

para hacer que el medidor de sintonía se lea en la parte superior de la escala cuando la polarización de CAV aumenta. En este caso, la lectura máxima indica la sintonía más fina o mejor delineada. Medidor S El medidor S está calibrado para indicar la intensidad relativa de la señal. Se lee en la parte superior de la escala conforme la señal aumenta porque el miliampérmetro de ce está conectado en un circuito puente. Responde a los cambios en

la corriente del colector con cambios en la polarización de CAV. El medidor S se usa generalmente en los receptores de comunicaciones y en los radios de banda civil (CB).

6E5

Tubo de ojo mágico con amplificador interconstruido; sombra con forma de cuña 6FG6/EM84 Pantalla blanca; tiene sombra de barra DM70 Tubo miniatura

Indicadores con rayo de electrones El voltaje de polarización de CAV se aplica a un tubo indicador de rayo de electrones para controlar la cantidad de sombra en una pantalla verde fluorescente. Algunos tubos tienen interconstruido un amplificador para el voltaje al electrodo que controla el rayo de electrones. Otros tubos requieren un amplificador separado. Los siguientes son los tubos usados como indicadores de sintonía.

Un tipo simple de tubo indicador es la lámpara de neón, la cual se ilumina cuando se ioniza el gas. El bulbo puede conectarse a un circuito que proporciona el voltaje ionizador requerido para indicar la máxima salida para la sintonía correcta.

6BR8/EM80 Sombra de tipo abanico; tiene interconstruido el amplificador 6AF6G Sombras gemelas en forma de cuña; necesita amplificador separado 6AL7 Sombras gemelas con forma de barra; necesita amplificador separado

a. Cuando aumenta la polarización de CAV en sentido inverso en el circuito de la figura 16-12, ¿ Ic aumenta o disminuye? b. Un vóltmetro de ce a través del resistor de carga del detector de audio, ¿indicará un valor máximo o mínimo para una señal portadora máxima?


RESUMEN 1. El circuito de CAV controla la ganancia de RF y la ganancia de FI en el receptor. La polarización de CAV es proporcional a la intensidad de la señal. Mayor polarización reduce la ganancia para evitar la distorsión por sobre carga. El resultado obtenido es una salida relativamente constante del detector de audio. 2. El rectificador de CAV produce voltaje de ce proporcional a su señal de entrada de FI. En lugar de tener un rectificador separado de CAV, sin embargo, el voltaje de ce de salida del detector puede usarse para polarización de CAV. 3. El filtro de CAV suprime las variaciones de la señal de audio del voltaje de cc de polarización para CAV. 4. La línea de polarización de CAV es el circuito de retorno para los amplificadores controlados por polarización de CAV. Usualmente la polarización de CAV se aplica a las rejillas de control para los tubos, la base de los transistores NPN y PNP o la compuerta de un TEC (FET). Capítulo 16/Control automático de volumen 439

5. El CAV en sentido inverso en los transistores reduce la polarización en sentido directo o de avance para corte. El CAV en sentido directo aumenta la polarización en sentido directo para la saturación. En ambos casos más polarización de CAV reduce la ganancia. 6. En el CAV retardado, un rectificador separado de CAV tiene un voltaje de retardo o desvío (offset) para evitar la conducción cuando se tienen señales débiles. No hay polarización de CAV hasta que la señal de ce es lo suficiente mente intensa para superar la polarización de retardo de ce al rectificador de CAV. 7. En el CAV amplificado, se produce más voltaje de polarización de CAV para más control de la ganancia del receptor. Puede usarse un amplificador de ce para el mismo voltaje de polarización de CAV, o puede usarse un amplificador adicional de FI para la señal de entrada a un rectificador separado de CAV. 8. En los receptores con ajuste del CAG, se varía el control para distorsión por sobrecarga de la señal más intensa y entonces se retrocede el ajuste. 9. En los circuitos silenciadores o reductores de ruido el amplificador silenciador corta la salida de audio del receptor entre estaciones cuando no hay polarización de CAV. Cuando una estación se sintoniza, la polarización de CAV corta al amplificador silenciador para permitir una salida de audio. 10. La polarización de CAV se usa como indicador de sintonización porque se eleva al máximo para la señal de entrada máxima al receptor.

AUTOEVALUACION (Respuestas al final del libro) 1. 2. 3. 4.

¿Más señal en la antena produce más o menos polarización del CAV? ¿Más polarización en el CAV produce más o menos ganancia en el receptor? ¿El capacitor típico de filtro de CAV es de 10 μf o de 10 pF? ¿La polarización del CAV en la rejilla de control de un tubo es positiva o negativa? 5. ¿El voltaje en sentido inverso en el CAV en la base de un transistor NPN es positivo o negativo? 6. ¿El circuito en la figura 16-5a muestra alimentación en serie o en paralelo para la polarización del CAV en el amplificador de RF? 7. En la figura 16-6, ¿el voltaje de polarización retardada está en DI o D2? 8. Cuando el detector de audio tiene a RL en el circuito de ánodo, ¿puede suministrar voltaje negativo o positivo de polarización de CAV? 9. ¿El amplificador silenciador está encendido para cortar la salida de audio cuando la polarización de CAV es alta o baja? 10. Con más polarización en sentido inverso de CAV, ¿aumenta o disminuye la corriente promedio del colector en un amplificador? 440 Capítulo 16/Control automático de volumen

PREGUNTAS DE REPASO 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14.

Describa las tres partes principales de un circuito simple de CAV. Describa una ventaja y una desventaja del CAV. ¿Cuál es la función del filtro de CAV? Dé una constante de tiempo representativa? Muestre un circuito para polarización de CAV desde la salida del detector de audio. Compare los CAV en sentido inverso y en sentido directo para los transistores. Dé las polaridades de la base de un transistor NPN. Compare las alimentaciones en serie y en paralelo para la polarización de CAV en la base de un amplificador de FI. ¿Cuál es la ventaja de un CAV retardado? ¿Cuál es el objetivo de un circuito silenciador o reductor de ruido? ¿Cuál es el objetivo de un medidor S? Explique brevemente cómo se fija el ajuste de nivel del CAG. Explique brevemente cómo se fija el ajuste de nivel del silenciador. ¿Cómo usaría un vóltmetro de ce para verificar la mejor sintonía? ¿Como usaría un miliampérmetro de ce para verificar la mejor sintonía? Haga una tabla listando las condiciones con estación captada y con estación fuera de sintonía de la polarización de CAV, amplificador silenciador y amplificador de audio.

PROBLEMAS (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro)

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Dé tres tipos de receptores que puedan usar el circuito silenciador o reductor de ruido. 2. ¿Por qué un receptor de comunicaciones puede tener un interruptor para cortar el circuito de polarización del CAV? Capítulo 16/Control automático de volumen 441

3. ¿Cuál considera que es la principal ventaja del control automático de ganancia en los receptores? RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO 16-1 a. Mayor b. Más c. Rectificador 16-2 a. Negativa b. Negativa c. Negativa

442

16-3 a. R, b. C2 16-4 a. R2C2 b. Menos 16-5 a. Figura l6-5c b. C l

Capítulo 16/Control automático de volumen

16-6 a. F b. V c. F 16-7 a. V b. V 16-8 a. Disminuye b. Máximo

Capítulo

Receptores

de MF Un receptor de MF, como la mayor parte de los receptores de radio, usa el circuito superheterodino. El hecho de que la señal sea de modulación de frecuencia no afecta al heterodinaje. (Los detalles de modulación de frecuencia se explican en el Cap. 12.) Conforme el oscilador local en el sintonizador de RF genera batidos con la señal de MF, las excursiones o desviación de la frecuencia original de la portadora de RF están todavía presentes en la señal de FI pero alrededor de la frecuencia intermedia más baja. La frecuencia intermedia en los receptores de MF es de 10.7 MHz. Esta frecuencia es mucho más alta que el valor de FI de 455 kHz en los receptores de MA porque las frecuencias de la portadora de RF para las difusiones de radio de MF están en la banda de 88 a 108 MHz. Un receptor de MF puede usar circuitos limitadores de la amplitud para rechazar la interferencia de MA porque la señal deseada se encuentra en las variaciones de la frecuencia de la portadora. La MF es mucho mejor que la MA en su habilidad para eliminar los efectos del ruido y la interferencia en la señal. Más detalles se dan en los puntos siguientes: 17-1 17-2 17-3 17-4 17-5 17-6 17-7 17-8 17-9 17-10 17-11 17-12 17-13

Circuitos de un receptor de MF Circuito de sintonización de RF Sección amplificadora de FI Limitadores El discriminador Cuadratura de fase en el transformador discriminador Detector de razón o de relación Requisitos de la detección de MF Equilibrio del discriminador y alineación de la FI Equilibrio del detector de razón y alineación de la FI Un receptor de MA-MF Radiodifusión estéreo de MF Receptores estéreo de MF

17

17-1 CIRCUITO DE UN RECEPTOR DE MF Como se muestra en el diagrama de bloques de la figura 17-1, la antena de un receptor de MF, es generalmente un dipolo de media onda para la banda de 88 a 108 MHz. La longitud del dipolo de VHF es aproximadamente de 1.067 m. El sintonizador de RF incluye un amplificador de RF con el oscilador local y las etapas mezcladoras. Generalmente se usa un amplificador de RF adelante del mezclador para mejorar la razón de señal a ruido para los receptores de VHF. La etapa se sintoniza a las frecuencias de la portadora de RF en la banda de 88 a 108 MHz. Las etapas de oscilador y mezclador forman el circuito convertidor de frecuencia. El circuito convierte la señal de RF a una señal de FI a 10.7 MHz. La salida del mezclador es la entrada a la sección de FI. Para el sintonizador de RF es fácil cubrir toda la banda de radio de MF, con sintonización capacitiva o inductiva variable, porque un intervalo o región de 88 a 108 MHz es relativamente estrecha. La razón de 108 MHz a 88 MHz, las frecuencias más alta y más baja, es solamente 1.23. El factor significa que 108 MHz es solamente alrededor de 23% más alto que 88 MHz. La sección amplificadora de FI se sintoniza a 10.7 MHz. Su ancho de banda es igual aproximadamente a 200 kHz o 0.2 MHz.

Nótese que el ancho de banda de 200 kHz a la FI de 10.7 MHz en un receptor de MF es comparativamente la misma que 10 kHz a la FI de 455 kHz en un radio de MA. La razón es alrededor de 0.02 para cualquiera. Esto significa que el ancho de banda de 200 kHz es solamente 2% de la frecuencia de resonancia a 10.7 MHz. Como consecuencia, no es difícil para los transformadores de acoplamiento de FI tener el ancho de banda requerido. A continuación se encuentra la etapa limitadora. Este circuito es un amplificador de FI sinto444 Capítulo 17/Receptores de MF

nizado a 10.7 MHz, pero el limitador proporciona una salida relativamente constante de señal para diferentes niveles de entrada. La etapa es un amplificador sobrecargado que opera entre la saturación y el corte. Además, la etapa limitadora usualmente tiene polarización de señal que automáticamente se ajusta ella misma a la intensidad de la señal. Recuérdese que la señal de audio se localiza en las variaciones de frecuencia de la portadora, no en las variaciones de amplitud. Por tanto, la limitación de amplitud puede usarse para una señal de MF. La señal amplificada de FI excita la entrada del detector de MF, el cual recupera la modulación de audio. Este circuito permite las variaciones de frecuencia en la señal para proporcionar variaciones equivalentes de amplitud que puedan rectificarse por un diodo. Generalmente se usan dos diodos en un circuito de detector equilibrado o simétrico. Ejemplos comunes son el circuito discriminador y el detector de razón o de relación. El detector de razón también rechaza las MA no deseadas en la señal.

Niveles de las señales RF y FI Nótense los valores en la figura 17-1. Se supone una entrada en la antena de 2 μV, la cual es una señal débil. Esta señal se amplifica a 200/xVpor el sintonizador de RF. La ganancia global entonces es 100, incluyendo las ganancias en el amplificador de RF y el convertidor de frecuencia. La ganancia de la FI es 10 000 para aumentar la entrada de 200 μ V a 2 V de la señal de FI para el detector de MF. Esta ganancia se proporciona por 2 a 4 etapas de FI, incluyendo el limitador. Los diodos en el detector de MF necesitan por menos de 1 a 2 V de señal de entrada para la operación lineal.

Receptores mono y estéreo La salida del detector de MF incluye la modulación de audio en una región o intervalo de frecuencias de 50 a 15 000 Hz. Esta señal de audio constituye la entrada para el amplificador de audio que excita al

altavoz. En un receptor monofónico, o mono, precisamente esa señal se usa para un solo canal de audio. Para sonido estereofónico o estéreo, se emite una señal de audio adicional en una subportadora de 38 kHz. La señal de 38kHz se acopla a la sección de estéreo del receptor. Se usan dos amplificadores de audio con los circuitos estéreo que desarrollan señales de audio izquierda y derecha separadas. El sistema estéreo se explica en las secciones 17-12 y 17-13.


a. ¿Cuáles son las frecuencias de la banda de radio de MF? b. ¿Cuál es el valor estándar de la FI para los radiorreceptores de MF? c. ¿Generalmente se usa una etapa limitadora en los receptores de MA o de MF? d. ¿Se usa una subportadora de 38 kHz en los receptores mono o estéreo?

17-2 CIRCUITO DE SINTONIZACIÓN DE RF En el circuito sintonizador de la figura 17-2, Ql es el amplificador de RF y Q3 es el oscilador local de la etapa mezcladora. El mezclador Q2 genera batidos con salida del oscilador y la entrada de señal de RF para producir la señal de FI a 10.7 MHz. Las etapas osciladoras y mezcladora forman la sección convertidora de frecuencia. Tanto el

amplificador de RF Ql como el mezclador Q2 usan una compuerta doble, un MOSFET canal N. El oscilador Q3 es un transistor bipolar NPN. El transistor de efecto de campo se usa en el sintonizador de RF por su habilidad para manipular una amplia gama de voltajes de señal. La característica de compuerta doble es conveniente para Ql porque la señal de entrada de RF se aplica a G1 mientras G2se usa para la polarización del CAV. Para el mezclador Q2 también se usa Gi para la señal de entrada de RF y la inyección de voltaje oscilador se aplica a G2. Los diodos protectores internos en cada compuerta se diseñan para evitar la formación de arcos entre la compuerta y el canal.

Amplificador de RF En el circuito de entrada Ql, L1 indica el transformador de entrada de la antena. Constituye una práctica estándar tener una impedancia de entrada de 300 Ω para los receptores de MF lo mismo que para los receptores de televisión. Por tanto, generalmente se usa una línea de dos conductores paralelos de 300 Ω para la línea de transmisión para una antena de dipolo VHF. La señal de entrada de RF está acoplada por C3 a G1 del amplificador Ql de RF. En la salida del circuito sintonizado en el electrodo de dren, la toma en L2 proporciona una señal amplificada de RF a través de C12 a G1 del mezclador. Se conecta a la fuente de ce de + 15 V en el lado bajo de L2 a través de R7 y su capacitor de C8 de paso. La autopolarización para el amplificador de RF se proporciona por el resistor de fuente R4 y su capacitor C6 de paso. Además polarización de fuente, el amplificador tiene polarización para el CAV. La Capítulo 17 /Receptores de MF 445

Fig. 17-2. Circuitos sintonizadores de RF para un receptor de MF. Se usan MOSFETs en las etapas de amplificación de RF y de mezclado; se usa un transistor NPN para el oscilador local. (RCA).

línea de polarización del CAV se conecta directamente a G2 y a través de R1 a G1. R1 es necesaria como una trayectoria de retorno de ce para el voltaje de señal de ca y la polarización de ce. Etapa mezcladora Para la conversión de frecuencia en Q2, la señal de entrada de RF se aplica a G1 y la otra compuerta, GT, tiene el voltaje de inyección del oscilador. Se acopla por C13 desde el oscilador Q3- En esta trayectoria, la combinación de C11 con L3 se usa como una trampa de 10.7 MHz para rechazar la interferencia de RF en la frecuencia intermedia. La salida del oscilador en G2 y la señal de RF en G1 controlan la corriente de dren. Como consecuencia, Q2 es el mezclador que produce la señal de FI para el circuito de salida de dren. Aquí, T1 446 Capítulo 17/Receptores de MF

es el primer transformador de FI para suministrar la señal de 10.7 MHz a la sección amplificadora de FI. La etapa mezcladora tiene una combinación de fuente y polarización fija. La etapa no usa polarización del CAV debido a que la magnitud de polarización para la mejor acción de heterodinaje es crítica.

Oscilador local Q3 usa el circuito Hartley con L4 como la bobina osciladora con tomas. La toma se encuentra en la conexión del emisor. La realimentación de un lado del circuito tanque está acoplada por C10 al electrodo de base. El voltaje de inyección del oscilador para Q2 también se toma de ese punto a C 13.

El colector efectivamente está puesto a tierra para la señal de ca por medio del capacitor C22de paso con el objeto de conectar al colector con el lado puesto a tierra del circuito sintonizado. Con este circuito, un lado del capacitor de sintonización puede estar a tierra.

Sintonización acoplada mecánicamente Las líneas punteadas paraC2, C7 y C16 en la figura 17-2 indican que los capacitores están unidos en un eje común para la sintonización con acoplamiento mecánico. C2 sintoniza la salida del amplificador de RF. Su capacitor de compensación en paralelo es C1. En la salida del amplificador de RF, C7 es el capacitor sintonizador con su capacitor de compensación en paralelo C9. Tanto los circuitos de entrada como los de salida se sintonizan en toda la región de 88 a 108 MHz para proporcionar la señal de entrada de RF al mezclador. El capacitor sintonizador para el oscilador local es C16 con su capacitor de compensación en paralelo C15. El oscilador sintoniza en la región de 98.7 a 118.7 MHz, con generación de batidos a 10.7 MHz arriba de las frecuencias de la señal de RF. Los cálculos son 88 + 10.7 = 98.7 para el extremo bajo y 108 + 10.7 = 11.7 para el extremo alto. Alineación de RF El procedimiento de alineación o alineamiento para el circuito mostrado en la figura 17-2 consiste en ajustar los capacitores de compensación en paralelo en el extremo alto de la banda, típicamente de 106 MHz. Primero se fija el capacitor de compensación en paralelo C15 del oscilador fijándolo para recibir 106 MHz en ese punto del dial. Entonces los capacitores de compensación en paralelo C1 y C9 del amplificador de RF se ajustan para la señal máxima. Se supone que la sección de FI no está fuera de alineamiento de modo de que puede usarse para verificar la señal de RF. Preguntas de repaso 17-2 (Respuestas en la p.473) Refiérase a la figura 17-2

a. ¿Cuál transistor constituye la etapa del oscilador local? b. ¿Cuál capacitor acopla el voltaje de inyección del oscilador?

17-3 SECCIÓN AMPLIFICADORA DE FI Se usan dos unidades de circuito integrado (CI) en el circuito de la figura 17-3 para obtener suficiente amplificación de FI para excitar al detector de razón o de relación. La función del detector es recuperar la modulación de audio. La señal de 10.7 MHz del mezclador en el sintonizador de RF suministra la señal de entrada de FI al primer transformador TV de FI. La salida de audio del detector de razón se toma de la red de R1C1 a la derecha para la señal del amplificador de audio. En la sección de FI no se muestra limitador debido a que el detector de razón rechaza la modulación de amplitud. Estos amplificadores de FI son CI encapsulados pero se necesitan componentes adicionales. Las partes externas incluyen los transformadores de 10.7 MHz, T1, T2, y T3, cada uno en su propia envolvente de blindaje. La fuente de alimentación de 9 V proporciona los voltajes de operación de cc para los amplificadores. También se usan dos diodos externos en el circuito detector de razón o de relación. Este circuito se usa frecuentemente en los receptores de MF. Los detalles del circuito detector de razón se explican en la sección 17-7. Cuando la señal de entrada del mezclador es de 200 μV, la salida de FI es alrededor de 2 V para excitar al detector de razón o de relación. Cada CI amplificador tiene una ganancia de voltaje de 1 000 o 60 dB, sin embargo, los transformadores de acoplamiento de FI tienen una pérdida de inserción o atenuación por inserción. La ganancia global de voltaje de FI de la entrada a la salida, por tanto, es alrededor de 10 000 u 80 dB para ambos amplificadores de FI. Capítulo 17/Receptores de MF 447

Fig. 17-3- Amplificador completo de FI para 10.7 MHz. Este circuito usa dos circuitos integrados CA 3012 y dos diodos para el detector de razón. T 1, T 2 y T 3 son transformadores blindados de FI. Los valores de R están en ohms (RCA).

Curva de respuesta de FI La selectividad requerida se ilustra en la figura 17-4a. La curva de respuesta de FI se centra alrededor de 10.7 MHz y tiene una banda 3 dB con ancho de ±100, o 200 kHz. Una atenuación de 3 dB o baja de 3 dB, corresponde a 70.7% de la respuesta máxima.

Se necesita un ancho de banda de 200 kHz para la señal de MF. La excursión (o fluctuación) máxima de frecuencia es de ±75 kHz pero las bandas laterales de más alto orden requieren ligeramente más ancho de banda. En los receptores de estéreo el ancho de banda de FI es generalmente

Fig. 17-4. (a) Curva típica de respuesta de FI para 10.7 MHz. (b) Vista en corte de un filtro en su caja de blindaje. Su altura es de 25.4 mm (1 pulg). (Erie Technological Products Inc.)

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Capítulo 17/Receptores de MF

250 kHz debido a las frecuencias de modulación más altas que se usan para la señal multiplexada de estéreo. La respuesta de frecuencia del amplificador de FI la proporcionan los transformadores sintonizados a 10.7 MHz. En el circuito de la figura 17-3, T1 y T2 son transformadores de doble sintonía con primario y secundario ajustables para la alineación de FI. T, también está sintonizado a 10.7 MHz, pero se usa un tercer devanado para el transformador de detector de razón o de relación. Los transformadores de FI efectivamente proporcionan un filtro de banda de paso para 10.7 MHz ±100 kHz, pero atenúan las frecuencias fuera de la banda de paso de FI. En la figura 17-4b, se muestra un transformador típico.

b. ¿Cuál es el voltaje de alimentación de ce para los amplificadores de FI? c. ¿Cuáles espigas del CA 3012 se usan para la entrada de señal de FI?

17-4 LIMITADORES

a. ¿Cuáles componentes están sintonizados a 10.7 MHz?

Una etapa limitadora es un amplificador de FI, pero su función principal es suprimir la interferencia de MA de la señal de MF. Los cambios de amplitud no deseados incluyen la estática atmosférica y todos los tipos de interferencia de ruido eléctrico. En la realidad, cualquier cambio en las amplitudes pico (o de cresta) pueden producir interferencia en las salidas de audio, porque la señal de MF se transmite con un nivel constante. Un detector de MF recupera la modulación de audio de las excursiones de frecuencia de la señal de MF, pero el detector también responde a los cambios de amplitud. El circuito descriminador en particular es un detector de MF que necesita un limitador para proporcionar un nivel constante de la señal de MF. La idea de la limitación de amplitud se ilustra en la figura 17-6. La entrada es una señal de MF, pero tiene diferentes niveles de amplitud porque la interferencia de MA ha sido agregada. En el circuito limitador, no obstante, el nivel de salida es constante para diferentes niveles de entrada. Usualmente el limitador puede proporcionar un nivel constante de salida que varía en un intervalo de 10:1 en amplitud.

Fig. 17-5. Filtro de cerámica para FI usado para acoplamiento de FI en lugar de un transformador.

Fig. 17-6. Forma en que el limitador suprime las interferencias de MA de una señal de MF.

Filtro de cerámica de FI En muchos receptores de MF, se usa un filtro de cerámica en lugar de un transformador de doble sintonía para la FI de 10.7 MHz. La figura 17-5 ilustra el circuito. La ventaja de un filtro de cerámica consiste en que tiene faldas más acentuadas en la curva de respuesta de FI para mejor selectividad. Preguntas de repaso 17-3 (Respuestas en la p.473 )

Refiérase a la figura 17-3.

Capítulo 17/Receptores de MF 449

Circuito limitador En el circuito limitador de la figura 17-7, Q 3 es la tercera etapa de FI sirviendo como un limitador para excitar un discri-minador para el detector de MF. La señal para el limitador se proporciona por la primera y segunda etapas amplificadoras de FI. El limitador es la última etapa de FI porque necesita sufiente señal para la sobrecarga. Las señales demasiado débiles producen saturación y no pueden tener ningún efecto limitador. El transistor NPN usa V+ para el voltaje del colector. Vc se baja por R2 de modo que la saturación IC pueda fácilmente producirse por la señal de entrada. C2 es el capacitor de paso de RF para R2.

Polarización de señal para el limitador La polarización de la base de Q3 es una combinación de polarización de señal con R1C1y polarización fija de V+ a través de R3. La polarización fija es positiva para la polaridad en sentido directo o de avance, pero la polarización de señal es negativa para una desviación o descompensación (offset) en sentido inverso. La polarización de señal es un requisito importante para la etapa limitadora de modo que la polarización pueda ajustarse automáticamente por si

misma al nivel de la señal. Cuando la amplitud de la señal aumenta, debido a la modulación ascendente por la interferencia, la polarización de señal también aumenta. LIn nivel reducido de señal con modulación descendente significa menor polarización. Como consecuencia, la polarización variable a la base mantiene las amplitudes pico positivas de señal fijando en el valor de la corriente de saturación del colector. Los picos negativos de señal están limitados por el corte. Entonces, la señal de salida del limitador tiene una amplitud relativamente constante. Las excursiones de frecuencia de la señal de MF, sin embargo, siguen siendo las mismas para la entrada y la salida.

Constante de tiempo del limitador

constante de tiempo de R1C1 determina el nivel de señal de polarización requerido para seguir los cambios en la amplitud de la señal. La constante debe ser al menos de 1 μs para ser más de 10 veces el periodo de la señal de 10.7 MHz. Sin embargo, no puede ser demasiado largo o la polarización no cambiará con las amplitudes de la interferencia de MA. Los valores típicos para la constante de tiempo RC son de 1 a 40 μs.

Señal de umbral para la limitación

El

umbral de señal para la limitación será el voltaje

Fig. 17-7. Circuito de una etapa limitadora con polarización de señal en el circuito de base.

450 Capítulo 17/Receptores de MF

La

mínimo que producirá saturación. Debe haber suficiente amplitud de seña) para mantener al limitador saturado, aun con la modulación hacia abajo con la interferencia de MA. Para señales débiles abajo del nivel de umbral no hay acción limitadora. Entonces el limitador actúa como un amplificador ordinario. Este es el por qué no se hace evidente la acción limitadora cuando la señal de entrada a la antena es muy débil o cuando hay ruido del receptor entre estaciones. Se necesita una señal portadora para cargar el limitador. Cuando se usan transistores, un valor típico para la señal de umbral al limitador es 1 V. Es así como la señal de polarización en la entrada puede disminuir o aumentar mientras mantiene todavía fijado el nivel de la señal de salida entre la saturación y el corte. Preguntas de repaso 17-4 (Respuestas en la p.473)

Responda verdadero o falso a. b.

La etapa limitadora es usualmente el primer amplificador de FI. La salida del limitador puede excitar un discriminador para el detector de MF.

c. En la figura 17-7, la constante de tiempo de

17-5 EL DISCRIMINADOR El circuito discriminador es el método básico para detectar una señal de MF. Como se muestra en la figura 17-8, sus características principales son: 1. Dos diodos rectificadores con un circuito equilibrado de salida. El objetivo del equilibrio es proporcionar salida cero a la frecuencia central cuando ambos diodos tienen señales iguales. 2. Transformador discriminador de entrada para los dos diodos. El transformador propor ciona la intensidad de señal de FI para los diodos de acuerdo con la desviación de fre cuencia arriba y abajo de la central. 3. La respuesta de frecuencia del discriminador por sí mismo, separado del amplificador de FI tiene la curva en forma de S mostrada en la figura 17-9. El circuito discriminador es un detector de MF porque puede distinguir entre diferentes frecuencias en la entrada para proporcionar diferentes voltajes en la salida.

Fig. 17 8. Discriminador sintonizado al centro para detectar una señal de MF a 10.7 MHz.


451

Fig. 17-9. Curva S de respuesta de un discriminador. (a) Respuestas individuales con salidas positiva y negativa para D1 y D2 de la figura 17-8. (b) Las respuestas combinadas forman la curva S. El equilibrio está en la frecuencia de cruce de 10.7 MHz. (c) La misma curva con polaridad opuesta.

El circuito discriminador mostrado en la figura 17-8 tiene varios nombres. Frecuentemente se llama discriminador Foster Seely por el nombre de los inventores. También se le llama discriminador de sintonizado central, porque tanto el primario como el secundario del transformador de entrada están sintonizados a la frecuencia central. Probablemente el mejor nombre es discriminador de corrimiento de fase, porque describe cómo el transformador de entrada proporciona el voltaje de señal de FI para los diodos. Detección de diodos equilibrados Cada diodo es un rectificador con su propia resistencia de carga. Cuando se aplica un voltaje de señal positivo a su ánodo, D1 conduce. El flujo de electrones es de cátodo a ánodo a través de la mitad superior de Ls a la toma central y retornando al cátodo a través de R3 y R 1. El capacitor de paso C1 a través de R1 es un filtro que elimina cualquier señal de FI de la salida de audio, como en el diodo detector usual de MA. Nótese que la polaridad del voltaje rectificado a través de Ri es positiva al lado del cátodo del diodo. La magnitud de salida rectificada de D1 depende de la intensidad de la señal de FI proporcionada por el circuito de entrada D1. Del mismo modo, la señal de FI aplicada a D2 produce una salida rectificada a través de R2. Este 452 Capítulo 17/Receptores de MF

voltaje es positivo al cátodo de D2. Sin embargo, este punto está a masa. Los voltajes V1 y V2 están en serie uno con el otro porque la salida se toma del punto A a tierra a través de R1 y R2. Estas dos polaridades de voltaje, sin embargo, son opuestas. La parte superior de R1 es positiva respecto a tierra y la parte superior de R2 es negativa. Cuando V1 y V2 son 4 V, por ejemplo, la salida neta en el punto A es igual a 0 V. Por tanto, podemos considerar que los dos diodos de un discriminador están en oposición en serie para la salida rectificada. El punto de equilibrio cero ocurre a la frecuencia central cuando ambos diodos tienen iguales intensidades de señal de entrada de FI. Voltaje de salida de audio Supóngase ahora que la magnitud de voltaje de señal de FI para los diodos varía. Cuando uno aumenta el otro disminuye. Por ejemplo, la señal para DI aumenta de 4 V a 5 V en tanto que la señal para D2 disminuye de 4 V a 3 V. Entonces DI producirá más voltaje de salida en tanto que D2 produce menos. Los voltajes de salida están ahora desequilibrados V1 aumenta a 5 V en tanto V2 cae a 3 V. La salida neta en el punto A es la diferencia entre V2 y V 1; entonces 5V-3V= 2V para el potencial en el punto A a tierra. Este voltaje es positivo porque el V1 positivo es mayor que el V2.

Cuando la señal de FI se aplica en sentido inverso a los dos diodos, D2 tiene más salida que D1. Para un cambio simétrico, V1 disminuye de 4 V a 3 V en tanto que V2 aumenta de 4 V a 5 V. El circuito está otra vez desequilibrado con una salida a A igual a 3 V-5 V = -2V. Esta vez la salida neta es negativa porque V2 es mayor que V1. La entrada de MF cambia continuamente en frecuencia; las proporciones de la señal de FI para los dos diodos sigue las variaciones de frecuencia. La salida resultante en el punto A es la señal de audio en la entrada FI de frecuencia modulada. Curva de respuesta del discriminador La curva de respuesta del discriminador en forma de S para la detección equilibrada o simétrica se muestra en la figura 17-9. La salida a la frecuencia central es cero. Este es el punto de equilibrio. Es también la frecuencia de cruce o de transición entre los voltajes positivo y negativo de salida. En la figura 17-9a la respuesta separada para el circuito con DI se muestra para la salida positiva y la respuesta para D2 con una salida negativa. Cuando las dos respuestas se combinan el resultado es la curva S de la figura 17-9b. La curva S de la figura 17 -9 c muestra parapolaridades opuestas. Cualquier respuesta es una curva típica S para el discriminador, dependiendo de la polaridad de la salida para frecuencias de entrada alrededor de la central. El cruce se realiza a 10.7 MHz para la frecuencia central de la señal de FI. El ancho de banda de la curva S es ± 0 . 1 MHz o ± 100 kHz, en la pendiente lineal de la respuesta. La curva S es lineal entre la mitad y dos tercios de la longitud de los picos positivo y negativo. Detección de audio La curva S realmente muestra cómo un discriminador detecta la señal de MF. A la frecuencia central la salida es 0. Cuando la excursión de la señal está arriba del centro el discriminador produce una polaridad de voltaje de salida. Un aumento en la desviación de la frecuencia resulta en mayor salida de voltaje. Por un semiciclo de la modulación de audio el discrimina-

dor produce una polaridad de voltaje proporcional a la desviación de la frecuencia. En el otro semiciclo de audio, cuando la excursión de la señal de MF está abajo de la frecuencia central, el discriminador produce la polaridad opuesta de voltaje de salida. Esta amplitud también sigue las desviaciones de frecuencia pero abajo de la frecuencia central. En resumen, entonces, los cambios del voltaje de ce a la salida del discriminador corresponden al voltaje de la modulación de audio que producen los cambios de frecuencia en la señal transmitida de MF. La razón de los cambios del voltaje es la misma que la razón de las excursiones de frecuencia, la cual es la modulación de la frecuencia de audio. No importa cual polaridad del voltaje de salida se produce por una desviación de frecuencia arriba o abajo del centro. El único requisito es que el discriminador produce polaridades opuestas en la salida y en la entrada. Nótese que los diodos del discriminador están equilibrados a la frecuencia central para cualquier intensidad de señal de entrada. Si, por ejemplo, ambos diodos tienen 7 V la salida sigue siendo cero. A frecuencias fuera del centro, no obstante, el discriminador no está equilibrado. Entonces los cambios de amplitud de interferencia en la señal de FI se reproducen como cambios en voltaje de audio. Por tanto, un circuito discriminador está usualmente precedido por una etapa limitadora. El limitador tiene la función de eliminar cualquier interferencia de MA en la señal de MF acoplada al discriminador. Preguntas de repaso 17-5 (Respuestas en la p.473)

Refiérase al circuito discriminador mostrado en la figura 17-8. a. ¿Cuál es la frecuencia de resonancia del transformador de acoplamiento T1? b. ¿Cuál diodo produce un voltaje positivo de salida? c. ¿Cuál capacitor es el de paso de FI para R2? Capítulo 17/Receptores de MF 453

d. Si V1 es 4.5 V y V2 es 3-5 V, ¿cuál es el voltaje de salida en el punto A?

no está conectado a los ánodos del diodo en paralelo en contrafase. Por tanto, el voltaje de señal de FI para cada diodo tiene dos componentes:

17-6 CUADRATURA DE FASE EN EL TRANSFORMADOR DISCRIMINADOR?

1. Voltajes en el secundario en contrafase para los extremos opuestos de Ls. Cada diodo tiene una mitad del voltaje del secundario inducido, de polaridad opuesta. 2. El voltaje en paralelo primario de la toma central en Ls. Ambos diodos tienen el mismo voltaje de primario.

Los dos diodos en un circuito discriminador son solamente rectificadores de media onda. No pueden discriminar entre diferentes frecuencias. El circuito de acoplamiento de la entrada proporciona la magnitud o valor del voltaje para los diodos de acuerdo con las frecuencias instantáneas de la señal de MF. El ángulo de fase del transformador sintonizado es 90° en la frecuencia central, pero varía con las frecuencias más altas o más bajas. Refiriéndose otra vez al discriminador mostrado en la figura 17-8, nótese que la señal de entrada de FI está acoplada en dos formas. Una por inducción a través del transformador de LP a Ls. La otra a través del acoplamiento capacitivo por Q del primario a la torrfa central en el secundario. Esta trayectoria usa R3 como resistor de carga para evitar poner en corto a la señal primaria a través del capacitor C 2 de paso de FI. El voltaje inducido a través de Ls se aplica a los ánodos del diodo en contrafase (simétricos, pushpull) debido a la toma central. El voltaje acoplado capacitivamente es la señal primaria; sin embargo,

La señal de entrada para los diodos es la resultante de esos dos voltajes. El valor del voltaje resultante depende del ángulo de fase entre ellos. Cuadratura de fase en la frecuencia central El voltaje del secundario v s está fuera de fase 90° con respecto al voltaje del primario vP a 10.7 MHz. Esta relación de fase resulta porque el transformador está en resonancia. Variaciones del ángulo de fase El ángulo de fase varía alrededor de 90° conforme la señal de MF va arriba y abajo de la frecuencia central. El cambio en el ángulo de fase entre vs y vP cambia la proporción de los voltajes de señal para el diodo. D1 o D2, entonces, tiene más entrada que el otro. Los diagramas de los fasores se muestran en la figura 17-10. Nótese que la

Fig. 17-10. Diagramas de ángulo de fase para el transformador discriminador de acoplamiento sintonizado al centro mostrado en ¡a figura 17-8. (a) Cuadratura de fase entre vs y vp para la resonancia a la frecuencia central. V1 y V2 son iguales en ambos diodos, (b) Arriba de la resonancia el ángulo de fase es de 70°; entonces V, es mayor que V 1. (c) Abajo de la resonancia el ángulo de fase es de 110°; entonces V 2 es mayor queV 1,


Circuito equivalente Como se muestra en la figura 17-11, el circuito detector de razón o de relación es casi parecido a un discriminador, pero tiene dos diodos en serie. Nótese que DI tiene la señal de FI aplicada a su cátodo y que D2 tiene la señal al ánodo. Más todavía, las terminales A-B de salida de audio están en la unión de los capacitores C1 y C2. Sin embargo, el detector de razón y el discriminador tienen la misma curva de respuesta tipo S que es la característica de un circuito detector equilibrado o simétrico de MF. Capítulo 17/Receptores de MF 455

En la figura 17-l1a, el transformador de entrada T1 ejecuta la misma función que el discriminador. Ambos circuitos sintonizados, el primario y el secundario, son resonantes a la frecuencia central de FI. El secundario tiene toma central para producir voltajes iguales de polaridad opuesta en D1 y D2, y el voltaje de señal del primario se aplique en paralelo en ambos diodos. T1 es el transformador de corrimiento o de desplazamiento de fase que proporciona la señal para los diodos de acuerdo con la frecuencia intantánea de la señal de MF, al igual que en el discriminador. El transformador se muestra como su forma equivalente con LM indicando la inducción mutua entre Ls y LP. En el detector de razón, un diodo está invertido de modo de que los dos rectificadores de media onda están en serie. Lo que se persigue es tener los diodos en serie a través del voltaje V3 estabilizador para el lado de salida. Otra diferencia entre el detector de razón o de relación y el discriminador es que la salida de audio del detector se toma del punto A en la unión de C1 y C2, la razón es que, debido al voltaje estabilizador no existe voltaje de audio a través de C1 y C2 en serie. La diferencia de potencial entre la terminal A y el punto B en la toma central del divisor de voltaje estabilizador provee la salida de audio.

Voltaje estabilizador El voltaje estabilizador V3 es igual a la suma de los voltajes de diodo V1 y V2. Para hacer que el detector de razón sea insensible a la interferencia de MA, el voltaje total V3 debe estabilizarse de modo que no pueda variar con la rapidez de la audio frecuencia. Entonces la salida de audio se produce en el punto A solamente cuando la razón V1 y V2 cambia. Esta es la razón por la cual al circuito se le llama un detector de razón o de relación. El voltaje total V3 permanece fijo por la fuente de voltaje estabilizadora. Aquí se muestra una batería para V3 solamente como el equivalente del voltaje estabilizado para un detector de razón. En realidad se usa un circuito RC con una constante de tiempo larga para el voltaje estabilizador.

Señal de salida de audio Conforme cada diodo conduce, produce el voltaje rectificado de salida V1 y V2 a través de C1 o C2. A la frecuencia central, el transformador de entrada proporciona el voltaje de señal de FI igualmente para los dos diodos, y el resultado es voltajes iguales a través de C1 y C2. El voltaje de salida en el punto de toma de audio A es cero, ya queV, y V2 son iguales. Nótese que estos dos voltajes tienen polaridad opuesta en el punto A con respecto a masa.

Fig. 17-11. Circuito básico detector de razón. T, acopla la señal de FI de entrada, D1 y D2 están en serie. El voltaje estabilizador está a través de ambos diodos. La salida de audio se toma a través de los puntos AB en la unión de C 1 y C 2 .


Cuando la entrada de señal de MF está arriba de la frecuencia central, sin embargo, puede suponerse que D1 tiene más entrada de señal de FI que D2. Entonces el voltaje rectificado de diodo V1 es mayor que V2. Esto hace al punto A más positivo y produce una salida de voltaje de audio de polaridad positiva. Abajo de la frecuencia central, D2 tiene más entrada de señal de FI y V2 es mayor que V1. El resultado es un voltaje de salida de audio de polaridad negativa en el punto A. La respuesta se ilustra por la curva S del detector de razón en la figura 1711b, la cual es básicamente la misma que la curva de respuesta del discriminador.

Voltajes de señal Una característica importante de la salida del circuito detector de razón o de relación puede ilustrarse con ejemplos numéricos. Supóngase que la desviación de frecuencia arriba de la frecuencia central aumenta V1 por 1 V. Esto hace al punto A más positivo. Al mismo tiempo, V2 disminuye por 1 V. Esto hace al punto A menos negativo por 1 V, lo que equivale a hacerlo 1 V

más positivo. Los dos voltajes rectificados de diodo, V1 y V2, producen entonces el mismo cambio de voltaje de 1 V en la dirección positiva en el punto A. Ya que la señal de audio se toma del punto A, la cantidad de salida es la misma como si un solo diodo estuviera suministrando el voltaje de audio correspondiente a las variaciones de frecuencia de la señal de MF. En consecuencia, la salida de voltaje de audio de un detector de razón es la mitad de la salida de un discriminador donde los voltajes de la señal de audio de los diodos están combinadas en serie entre sí en el punto de toma de audio. La salida en el detector de razón debe tomarse en la unión de las dos cargas de los diodos porque no hay voltaje de señal de audio a través de la fuente estabilizadora de voltaje.

Circuito típico Si se usara una batería para el voltaje estabilizador, los diodos operarían sólo con al menos una señal lo suficientemente grande para rebasar la polarización de batería en cada diodo. En su lugar se usa un capacitor grande, como C3 en

Fig. 17-12. Circuito detector de razón equilibrado típico. El C3 5- de μF produce el voltaje estabilizador requerido. La salida de audio se toma del punto A en la unión de C 1 y C 2-


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la figura 17-12. C3 se carga a través de los dos diodos en serie y automáticamente proporciona el valor deseado de voltaje estabilizador para el nivel de señal de FI. La capacitancia de 5 μ F de C3, generalmente se llama capacitor estabilizadores lo suficientemente grande para evitar que el voltaje estabilizador varíe con la rapidez de audio frecuencia. Se requiere una constante de tiempo de descarga de alrededor de ü.l s, por R1 y este se obtiene de R2 en serie con R2 a través de C 3. El tercer devanado Lt del transformador del detector de razón se usa para acoplar el voltaje de señal del primario en paralelo con los dos diodos. L1 está devanada directamente sobre el devanado del primario para tener un acoplamiento muy estrecho o fuerte, de modo que la fase del voltaje de señal del primario a través de Lp y Lt es prácticamente la misma. La construcción de un transformador para un detector de razón con el tercer devanado se muestra en la figura 17-13- El arreglo con el tercer devanado se usa comunmente con el circuito de detector de razón con el objeto de (acoplar) igualar la alta impedancia del primario y la relativamente

baja impedancia del secundario, el cual está cargado por conducción en los diodos. El resistor R3 en serie con L1 limita la corriente pico o de cresta del diodo. Debido a la diferencia de fase de 90° entre los voltajes a través del secundario y a través de L 1 en resonancia, el circuito proporciona la detección de la señal de MF de la misma manera que el discriminador de corrimiento de fase. Tanto el primario como el secundario del transformador del detector de razón están sintonizados a la frecuencia central de FL El voltaje de salida de audio del detector de razón se toma del punto de unión de los capacitores de carga de diodos C1 y C2 en serie con la red de desacentuación de audio, para suministrar la señal de audio deseada para el primer amplificador de audio. Debe notarse que la magnitud del voltaje estabilizador cambia con el nivel de la señal de entrada. Por tanto el voltaje estabilizador puede usarse como una fuente de polarización del CAV en el receptor.

Detector de razón de terminal única En

Fig. 17-13. Devanados de la bobina en un transformador detector de razón. Su altura es de 50.8 mm.


la figura 17-14, el circuito detector de razón se muestra con un circuito no equilibrado o simétrico de salida. El circuito de entrada, que se muestra en su forma equivalente, es el mismo que el circuito equilibrado. Sin embargo, se usa solamente un capacitor CA de carga de diodo en el circuito de salida de audio. Además, el voltaje estabilizador a través de Ri y Cs no tiene toma central. No es necesario conectar a tierra el punto central de la fuente de voltaje estabilizadora. El efecto solo de la conexión a tierra en la figura 17-14 es cambiar el nivel de ce de la señal de salida de audio a A con respecto a masa. Se obtienen las mismas variaciones de la señal de audio, pero alrededor de un eje de voltaje de ce igual a la mitad del voltaje estabilizador. Sin embargo, la saudade audio siempre tiene un nivel cero de ce con respecto al punto medio de la fuente estabilizadora. Sólo se requiere un capacitor CA de carga de diodo en el circuito de salida para obtener la señal de audio, porque sirve como la carga para ambos

Fig. 17-14. Detector de razón con un circuito de extremo único o de circuito de salida desequilibrado.

diodos. Cada diodo carga a CA proporcionalmente a la señal de entrada de FI para cada rectificador, pero con polaridad opuesta. Por tanto, el voltaje a través de CA es la misma señal de salida de audio que en el detector equilibrado o simétrico de razón. La capacitancia de CA es el doble en el circuito de terminal única porque sustituye a dos capacitores que efectivamente están en paralelo para el voltaje de la señal en el circuito simétrico o equilibrado. Red de desacentuación de audio Como se explica en el capítulo 12, la señal de MF se transmite con preacentuado para las frecuencias altas de audio con el objeto de mejorar la razón de señal a ruido. La constante de tiempo para la red de preacentuado es 75 μs. En el receptor se necesita igual desacentuado para recuperar o restituir las frecuencias de audio con sus amplitudes relativas originales. La red de desacentuación suele encontrarse en la salida del detector de MF. En la figura 17-12, R4 y C4 forman la red de desacentuación. Su constante de tiempo es de 78 μs. Este filtro de RC reduce las respuestas para la frecuencia de audio altas debido a la menor reactancia deC4. Preguntas de repaso 17-7 (Respuestas en la p.473) Refiérase al detector de razón mostrado en la figura 17-12.

a.

¿Cuál es el valor del capacitor estabilizador?

b.

¿La terminal A tiene una salida de audio o un voltaje estabilizador?

c.

¿Cuál bobina acopla la señal del primario con los dos diodos?

d.

¿D1 y D2 están en serie o en paralelo para cargar al capacitor C3 estabilizador?

17-8 REQUISITOS DE LA DETECCIÓN DE MF Los dos factores principales en la operación de discriminador o detector de razón son: equilibrio o simetría en la frecuencia central y adecuada cuadratura de fase. El equilibrio con salida cero es útil porque cualquier cambio de amplitud en la entrada no tendrá efecto en la salida en la frecuencia central. La adecuada cuadratura de fase es importante porque el ángulo de fase varia alrededor de 90° conforme la excursión de la señal de MF alrededor de la frecuenCapítulo 17/Receptores de MF 459

cia central. Esta es la razón de por qué un detector sintonizado al centro puede discriminar entre dos frecuencias diferentes. El circuito discriminador simétrico o equilibrado también se usa para indicar un cambio en la frecuencia central de FI. Está disponible un voltaje de control de ce positivo o negativo, cuando la frecuencia central es demasiado alta o demasiado baja. Esto se usa para el control automático de frecuencia (CAF) en el oscilador local para el sintonizado de RF. Un circuito CAF con un varactor o diodo capacitivo se analiza en el capítulo 11. El voltaje de ce de control para el discriminador determina la capacitancia del varactor, el cual varía la frecuencia del oscilador. El principio de la cuadratura de fase también puede aplicarse en los circuitos detectores de MF para usar un amplificador ya sea de transistores o tubo al vacío. El detector de rejilla en cuadratura es un ejemplo. En este circuito, el último amplificador de FI usa circuitos resonantes 90° fuera de fase. Debe notarse que los circuitos del amplificador y detector de FI en un receptor de MF también se aplica a la sección de FI de un receptor de televisión para la señal de sonido de MF asociada. Sin embargo, hay dos diferencias: la frecuencia central de FI es de 4.5 MHz en lugar de 10.7 MHz; además, la máxima desviación de frecuencia es de 25 en lugar 75 kHz. Un problema particular con la señal de sonido de MF en los receptores de televisión es la interferencia con la imagen, aun cuando toda la señal de imagen es de MA. Cualquier receptor de MA puede detectar una señal de MF por mala sintonización. Esta es la razón por la cual una señal de interferencia de MF puede oírse en un radio de MA. Esto ocurre por la detección por pendiente, (flanco, de la curva de resonancia) en la cual la frecuencia de señal está en lado con pendiente en lugar del centro de la curva de respuesta de FI. Una respuesta en pendiente significa diferentes ganancias para frecuencias diferentes. Entonces las variaciones de frecuencia se convierten en variaciones de amplitud, las cuales pueden detectarse por un rectificador diodo. 460 Capítulo 17/Receptores de MF

Preguntas de repaso 17-8 (Respuestas en la p.473)

Responda verdadero o falso a. b.

Un tipo de cuadratura de un detector de MF está sintonizado a la frecuencia central. Una señal de MF puede interferir con un ra dio de MA debido a la detección por pen diente (flanco, de la curva de resonancia). 17-9 EQUILIBRIO DEL DISCRIMINADOR Y ALINEACIÓN DE LA FI

Los dos requisitos para equilibrar o hacer simétrico el discriminador y alinear la FI son: 1. Los transformadores de amplificador de FI de ben sintonizarse para la salida del mezclador a la entrada del limitador, para lograr la máxima señal en 10.7 MHz. 2. El transformador discriminador debe sintoni zarse para equilibrio cero en 10.7 MHz y una salida simétrica arriba y abajo de la frecuencia central. Esos circuitos incluyen todos los transformadores sintonizados a 10.7 MHz. Se deben alinear a la misma frecuencia para lograr una ganancia máxima y selectividad en el receptor.

Curva visual de respuesta En el método de alineación o alineamiento por frecuencia de barrido, en la pantalla del osciloscopio se produce una curva visual de respuesta para indicar la sintonía correcta. La respuesta del amplificador de FI debe verse como en la figura 17-4a con 10.7 MHz en el centro para el ancho de banda requerido. La respuesta del discriminador es una curva S como se muestra en la figura 17-9b o c. El cruce se encuentra en 10.7 MHz, y la curva tiene el ancho de banda requerido para los picos simétricos arriba y abajo de la frecuencia central.

Método de la frecuencia estacionaria Se usa un generador de señal de RF convencional para una salida en 10.7 MHz sin ninguna modulación. Para una sola frecuencia como la señal de entrada, la salida del rectificador es un voltaje estacionario de cc, no una señal de audio. Puede usarse un vóltmetro de cc para indicar la salida, y por tanto para mostrar la señal máxima o mínima. Los amplificadores de FI están sintonizados para una salida máxima a 10.7 MHz. No hay indicación de ancho de banda en el vóltmetro, sin embargo, el ancho de banda generalmente será normal cuando el transformador está sintonizado a la frecuencia correcta. El discriminador puede alinearse con un vóltmetro de cc porque las indicaciones son muy definidas. El vóltmetro usado debe tener una sensibilidad de por menos 20 000 Ω/V para evitar la sintonización del discriminador. El primario y el secundario están sintonizados a la frecuencia central.

Sintonización del discriminador Un generador de señal proporciona una señal en la fre-

salida de ce debe variar de cero al máximo con polaridades opuestas en ambos lados de la frecuencia central. La polaridad arriba y abajo del centro no importa. Sin embargo, la respuesta debe ser simétrica con voltajes iguales de salida para la misma magnitud de cambio de frecuencia. Los dos puntos de máximo voltaje de salida corresponden a los dos picos de la curva S del discriminador. Deben tener la separación de frecuencia requerida. Cuando la respuesta del discriminador no es igual en ambos lados de la frecuencia central, se intenta reajustando el primario del transformador. Este ajuste afecta la linealidad y la simetría. El ajuste en el secundario determina la frecuencia de cruce. Con una señal de MF de una estación radiodifusora como entrada, pueden hacerse ajustes determinados. Se usa la señal más débil posible. Se ajusta el secundario para lograr el mínimo ruido de fondo y la distorsión mínima. Se ajusta el primario para la máxima señal. Preguntas de repaso 17-9 (Respuestas en la p.473)

cuencia constante de 10.7 MHz. El vóltmetro de ce se conecta entre el punto de toma de audio y tierra para sintonizar el discriminador.

En el método de frecuencia estacionaria para sintonizar un discriminador en 10.7 MHz:

1. Sintonícese el secundario del transformador discriminador para máxima salida. 2. Sintonícese el secundario para una brusca caída a cero.

a. ¿Se ajusta al primario o al secundario para equilibrio cero? b. ¿Se ajusta para máxima salida el primario o el secundario? c. Si la salida es + 4 V a 10.8 MHz, ¿cuál sería la salida de 10.6 MHz?

El vóltmetro de ce está conectado al punto de toma de audio para ambos ajustes. Debe ser posible producir un voltaje de salida positivo o negativo cuando se sintonice el secundario. Por tanto, se sintoniza a indicación cero en el punto de equilibrio donde el medidor comienza a oscilar entre una polaridad y la otra. Una disminución gradual a cero es la indicación equivocada. Esta lectura significa que el circuito esta siendo desintonizado alejándose de la resonancia en la frecuencia central. Cuando la frecuencia del generador de señal se varía arriba y abajo de 10.7 MHz, el voltaje de

17-10 EQUILIBRIO DEL DEJECTOR DE RAZÓN Y ALINEACIÓN DE LA FI El procedimiento para equilibrar o hacer simétrico e! detector de razón difiere del alineamiento o alineación de un discriminador en dos formas: 1. La respuesta global de FI de la salida del mezclador a la salida del detector puede verifiCapítulo 17/Receptores de MF

461

carse en un paso. Las mediciones se hacen a través del capacitor estabilizador en la salida del detector de razón o de relación. 2. Para el ajuste de equilibrio cero del detector de razón, el indicador de salida debe moverse al punto de toma de audio. No se detecta voltaje de señal de audio a través del capacitor estabilizador. Este alineamiento de FI es probablemente más fácil debido a que todos los circuitos de FI, incluyendo al primario del transformador del detector de razón, están sintonizados en 10.7 MHZ para el máximo voltaje estabilizador. Para el método de barrido de frecuencia, no obstante, es importante notar que la curva de respuesta de FI, como se ve en el osciloscopio, puede obtenerse solamente con el capacitor estabilizador desconectado temporalmente. El capacitor es lo suficientemente grande para pasar los 60 Hz a la entrada del osciloscopio necesario para la curva de respuesta. Sin embargo, esta precaución no se aplica en el ajuste de equilibrio para el detector de razón, porque la curva S de respuesta se toma del punto de toma de audio. Para el método de frecuencia estacionaria con un vóltrnetro de ce el transformador de detector de razón se sintoniza a 10.7 MHz como sigue: 1. Sintonícese el primario para el voltaje máximo de cc a través del capacitor estabilizador. 2. Conéctese el vóltmetro de ce al punto de toma de audio. 3. Sintonícese el secundario para equilibrio o simetría, como en el circuito discriminador. Cuando son necesarios reajustes, el secundario determina la frecuencia de cruce para el equilibrio. El primario se ajusta para lograr linealidad y simetría. En el caso de un circuito detector de razón de terminal única como en la figura 17-14, el punto de equilibrio no es cero; es igual a la mitad del voltaje estabilizador. Por tanto, la práctica usual consiste en incluir resistores temporales de equilibrio, sólo para el alineamiento. Como se muestra en


Fig. 17-15. Conexiones temporales de un resistor para convert i r un detector de razón de extremo único en un circuito equilibrado para su alineamiento.

la figura 17-15, R2 y R3 convierten la salida en un circuito de salida equilibrada. El vóltmetro se conecta del punto de toma de audio en la unión de los dos resistores Es entonces cuando el secundario del transformador del detector de razón puede alinearse para equilibrio cero a la frecuencia central.

Preguntas de repaso 17-10 (Respuestas en la p.473) En el método de frecuencia estacionaria para linear un transformador de un detector de razón: a. ¿LP o Ls deben ajustarse con el vóltmetro de ce a través del capacitor estabilizador? b. ¿Lp o Ls deben ajustarse con el vóltmetro de cc en el punto de toma de audio? c ¿E1 equilibrio en la frecuencia central se fija sintonizando a LP o Ls ?

17-11 UN RECEPTOR DE MA-MF La figura 17-16 muestra el diagrama de bloques de los circuitos de RF y FI para un radio pequeño de MF-MA. No se muestran los circuitos de audio, pero incluyen el primer amplificador de audio, el excitador

Fig. 17-16. Diagrama de bloques típico de un receptor monofónico pequeño de MF-MA. Q1 y Q2 operan solamente en MF No se muestran los circuitos de audio.

y la etapa de potencia de salida en contrafase (pushpull). El receptor se utiliza para sonido monofónico. Los circuitos adicionales para recepción estéreo de MF se explican en las secciones 17-12 y 17-13. Considérese la operación para la señal de MF. La señal de antena está acoplada al amplificador Q1 de RF. La salida va a Q2 como el convertidor de frecuencia para la señal de MF. Estas dos etapas operan solamente en la posición de MF del conmutador selector SIA. También S1B conecta a la salida de Q2 para la entrada de Q3. La salida de FI de 10.7 MHz se amplifica en tres etapas: Q3, Q4 y Q5. El detector de razón con D1 y D2 convierte la señal de MF a la salida de audio que está conectada al control de volumen R1 a través de S 1C . Para una señal de MA un circuito de antena de varilla está conectado a Q3 a través de S1B. Q1 y Q2 están ahora fuera en la operación de MA. Además, Q3 opera como un convertidor de frecuencia de MA para producir una entrada de FI de 455 kHz. Q4 y Q5 están sintonizados en 455 kHz como amplificadores de FI para la señal de MA. El circuito de un amplificador de FI para 455 kHz o 10.7 MHz se muestra en la figura 17-17. Finalmente, la señal de MA de 455 kHz se rectifica mediante el diodo detector D1. Proporciona una

señal de audio para el control de volumen a través del conmutador S 1 C . Nótese que la salida del detector de razón se muestra también suministrando la polarización de CAV a las etapas de RF y FT para el control automático. La polarización de ce viene del voltaje estabilizador, el cual indica el nivel de señal.

Conmutador selector de MF-MA La fundón de las tres secciones del conmutador S1 pue den resumirse como sigue:

S 1 A Conecta al voltaje de alimentación de ce a Q1 y Q2 solamente en la MF. Estas dos etapas no pueden operar en la MA, porque carecen de voltaje de alimentación de ce cuando el interruptor está en la posición de MF. S1 B Conecta la señal de salida de MF de Q2 a Q3 en MF cuando Q1 y Q2 están operando. Sin embargo, esta trayectoria está desconectada de la MA y la antena de MA está conectada en su lugar a Q3Q3 sirve como el convertidor de la señal de MA. S 1 C Conecta la salida de audio del detector de razón al control de volumen para una señal de audio en la operación de MF Capítulo 17 / Receptores de MF 463

Para la operación de MA se usa la salida de audio del detector de MA. El control de volumen fija la intensidad de señal de audio acoplada al amplificador de audio.

RF. A 455 kHz, L4 tiene la señal de salida y L1 tiene reactancia baja.

Puede notarse que se usan más amplificadores en la MF que en la MA. La razón es que el intervalo de radiodifusión de 88 a 108 MHz de MF está en la banda de VHF de 30 a 300 MHz. A esas frecuencias la intensidad de señal es usualmente mucho menor que para la banda de radio de MA de 535 a 1 605 kHz. En la operación en MF los amplificadores son Q1, Q3, Q4 y Q5 y el convertidor Q2 que alimentan al detector de razón. En la operación en MA el convertidor Q3 y los amplificadores Q4 y Q5 alimentan al diodo detector D3.

a. En la figura 17-16, ¿cuál interruptor conecta las salidas de MF y de MA al control de volu men? b. En la figura 17-16, ¿cuáles son los transistores que no se usan en la MA? c. En la figura 17-17, ¿cuál transformador de FI se usa para la señal de MF?

Amplificador doble de Fl para 10.7 MHz o 455 kHz Los dos transformadores de acoplamiento de FI mostrados en la figura 17-17 se usan en el circuito colector de salida. Están en serie con Ti sintonizado a 10.7 MHz y T2 para 455 kHz. Cualquier señal de FI puede amplificarse. El circuito colector se regresa a la masa, con un voltaje negativo en el emisor. Lo que se busca es mantener el voltaje de alimentación de ce fuera de las bobinas sintonizadas del circuito colector. Cuando la señal de entrada es 10.7 MHz, T1 resuena y sirve como el transformador de acoplamiento entre etapas de FI. El lado bajo del circuito sintonizado efectivamente se deriva a masa a través de C2. El capacitor puede sintonizar a L2 a 455 kHz, pero a la frecuencia de 10.7 MHz mucho más alta, C2 tiene muy poca reactancia. Cuando la señal de entrada está a 455 kHz, T2 está en resonancia para servir como el transformador de acoplamiento entre etapas de FI. Entonces L1 para 10.7 MHz tiene muy poca reactancia a la frecuencia mucho más baja de 455 kHz. T1 y T2 son transformadores reductores para la salida del colector para el siguiente circuito de entrada de base. A 10.7 MHz, L1 tiene la señal de salida y L4 sirve efectivamente como un choque de 464 Capítulo 17/Receptores de MF


17-12 RADIODIFUSIÓN ESTÉREO DE MF El sistema de transmitir dos señales separadas de audio para sonido estereofónico fue aprobado por la Federal Communications Commission (FCC) en 1961. Ahora prácticamente todas las estaciones de radio en la banda de MF de 88 a 108 MHz tienen

Fig. 17-17. Transformadores de acoplamiento doble para el receptor de MF-MA usando un amplificador común para ambas señales de FI. No se muestran los circuitos de polariza-

emisión en estéreo. La técnica se basa en procesar con multiplex la señal subportadora de 38 kHz con la portadora principal de RF de la estación. (El proceso de multiplexión de señales múltiples en una portadora de RF se describe en el capítulo 12). La modulación de la subportadora de 38 kHz es la señal adicional de audio necesaria para estéreo. Los detalles del sistema de radiodifusión estéreo se ilustran en la figura 17-18 en términos de las señales moduladoras para la portadora principal de RF. Todas las señales producen modulación de frecuencia de la portadora transmitida de RF. En realidad, las bandas laterales superiores de la portadora de RF están representadas aquí, pero las bandas laterales inferiores también se transmiten. El punto principal acerca de este sistema es que la señal subportadora de 38 kHz se usa para el sonido estéreo. Por razones de compatibilidad, las señales izquierda y derecha de audio no se transmiten en su forma original; en su lugar se convierten en señales de audio de izquierda más derecha (I + D) y de izquierda menos derecha (I - D). La señal (I + D) significa que hay que combinar las señales de izquierda y derecha de audio cuando ambas estan en fase. Para la señal (I - D) la señal de izquierda de audio se combinaron la señal derecha de audio cuando ambas están fuera de fase por

180°. Los circuitos que combinan las señales se llaman redes matriciales. La razón de la conversión dada arriba es tener la señal de audio (I + D) la cual puede usarse en receptores monofónicos. La señal tiene toda la información de audio sin ningún efecto estereoscópico. Si las señales izquierda y derecha fueran transmitidas individualmente para estereofonía, un receptor monofónico tendría sólo una sin la otra. Un receptor estéreo usa la señal de (I — D) además de la (I + D). Estas dos señales pueden combinarse (combinación matricial) para proporcionar los canales originales izquierdo y derecho de la señal de audio. Las combinaciones pueden usarse mediante el uso del álgebra como sigue: (I + D) + (I - D) = 2L (I + D) - (I - D) = 2R La sustracción de la señal (I — D) significa solamente invertir la señal y ag;egarla. En un caso la señal se cancela para dejar solamente la señal izquierda. En el otro caso las señales izquierdas se cancelan para dejar solamente la señal derecha. El factor de 2 es solamente una amplitud relativa. Las señales de audio izquierda y derecha pueden usarse para reproducir el sonido estereofónico con dos canales separados de audio.

Fig. 17-18. Las señales moduladas usadas en el multiplexado de MF para estéreo. Para 100% de modulación la desviación de frecuencia de la portadora de RF es de 75 kHz.

Capítulo 17/Receptores de MF 465

La señal (I — D) para estéreo se transmite en una subportadora de 38 kHz. En esta forma puede usarse en los receptores estéreo. Los receptores separan la señal después de la detección de la señal portadora principal con circuitos resonantes sintonizados a 38 kHz. La subportadora de 38 kHz se modula por la señal (I - D). Se producen bandas laterales dobles, pero se suprime la portadora con ello se persigue minimizar la interferencia. Ya que la interferencia subportadora se suprime en la transmisión, el receptor estéreo debe reinsertar 38 kHz para la detección de la modulación (I — D). Por esta razón la estación emite una señal piloto de 19 kHz para los circuitos del receptor que detectan la seíjal estéreo multiplexada. La frecuencia de 19 kHz se duplica para proporcionar 38 kHz como la frecuencia subportadora reinsertada. No es posible usar una señal piloto de 38 kHz directamente porque sería muy difícil separar la frecuencia subportadora de las frecuencias de la banda lateral en la señal modulada (I — D). Los 19 kHz pueden duplicarse fácilmente a 38 kHz en el receptor para el desmodulador que detecta la señal de estéreo. Debe notarse que los 19 y 38 kHz están arriba del intervalo de 50 a 15 000 Hz de los circuitos de audio en la salida del detector de un receptor monofónico. Por tanto, la señal de estéreo no tiene efecto. En un receptor estéreo, sin embargo, los circuitos múltiplex después del detector de audio están sintonizados a las frecuencias necesarias para la señal estéreo. A la derecha en la figura 17-18 está la señal SCA; SCA es la abreviatura para Subsidiary Communications Authorization. Este servicio también se llama emisión comercial y permite la radiodifusión de música de fondo para uso comercial además de otros programas especiales. Para recuperar la señal de la SCA, son necesarios circuitos múltiplex para 67 kHz. El ancho de banda de la señal de la SCA es de 59.5 a 74.5 kHz. La señal piloto de 19 kHz también se usa en algunos receptores para activar a una lámpara indicadora que muestra que la estación está emitiendo en estéreo. En la radiodifusión monofónica, no 466 Capítulo 17/Receptores de MF

hay señal piloto de 19 kHz y la lámpara indicadora no enciende. Las funciones de todas las señales en la radiodifusión de estéreo de MF pueden resumirse como sigue: (I + D)

Señal de audio para receptores monofónico y estéreo. El intervalo de AF es de 50 a 15 000 Hz. (I — D) Señal de audio sólo para receptores estéreo. El intervalo de AF es de 50 a 15 000 Hz. Transmitidas como bandas laterales de MAde lasubportadora de 38 kHz. Estas bandas son de 23 a 38 kHz y de 38 a 53 kHz, o 38 ± 15 kHz. Subportadora de Tiene bandas laterales de 38 kHz modulación de la señal (I — D). La frecuencia de 38 kHz se suprime. Señal piloto de Transmitida a la mitad 19 kHz de la frecuencia de la subportadora de 38 kHz para ser duplicada en el receptor.


Obtenga las frecuencias de lo siguiente: a. Intervalo de AF de la señal (I + D) b. Subportadora de estéreo c. Bandas laterales (I — D) de la subportadora estéreo d. Señal piloto

17-13 RECEPTORES ESTÉREO DE MF El diagrama de bloques en la figura 17-19 ilustra cómo recupera el receptor las señales izquierda y derecha de audio para el sonido estereofónico. Nótese que el receptor está dividido en tres partes principales a lo largo de la parte superior del diagrama. La sección a la izquierda es la parte principal en la recepción de radio para la señal portadora de RF emitida por la estación de MF. Están incluidos los circuitos de RF y FI con un detector de MF. La salida del detector tiene las señales multiplexadas necesarias para estéreo. Se amplifican en la primera etapa de audio, no obstante, oara proporcionar un nivel más alto de señal para ! a operación de la sección múltiplex de estéreo. La entrada a la sección múltiplex se etiqueta como señal compuesta porque incluye las componentes necesarias para estéreo. En la parte múltiplex (MPX) del receptor se considera primero el circuito matriz en la salida. Necesita las señales de audio (I + D) y (I —D) para su entrada. Se combinan para proporcionar señales de audio izquierda y derecha para los cana-

les amplificadores separados de audio. La señal (I + D) está presente en la señal de audio en la sección múltiplex. Esta señal se acopla directamente a la matriz. Sin embargo, la señal (I — D) se transmite como las bandas laterales de modulación de la subportadora estéreo de 38 kHz. Las frecuencias del las bandas laterales para la señal (I — D) tiene el intervalo de frecuencia de 23 a 53 kHz. Estas frecuencias deben convertirse al intervalo de 50 a 15 000 Hz para (I — D) como una señal de audio. El desmodulador estéreo tiene la función de proporcionar la señal de audio (I — D) a la matriz. El desmodulador estéreo necesita dos entradas. Una es la modulación (I—D), y la otra es la subportadora reinsertada de 38 kHz. Recuérdese que la subportadora está suprimida en la señal transmitida. Sin embargo, la señal piloto de 19 kHz es una muestra de la subportadora a la mitad de la frecuencia requerida. Por tanto, la señal piloto se duplica a 38 kHz y se acopla al desmodulador de estéreo. Así la frecuencia de modulador de 23 a 5 3 kHz, genera un batido con la frecuencia subportadora de 38 kHz, recuperan la señal de audio de (I-D) de 50 a 15 000 Hz.

Capítulo 17 / Receptores de MF 467

Como resultado de lo anterior, el circuito matriz tiene entrada de audio (I — D) del desmodulador de la señal estereofónica y entrada de audio (I + D) como una señal directa a la sección múltiplex. El circuito matriz debe adicionar estas dos señales para una sola salida y sustraerlas de la otra salida. Cuando se añaden (I + D) y (I — D), la D se cancela dejando solamente 2L. Esta salida constituye la señal izquierda de audio con amplitud doble de la entrada pero sin la señal derecha de audio. Cuando (I + D) e (I - D) se restan, la L se cancela pero la salida tiene 2R. Esa salida constituye la señal derecha de audio con el doble de amplitud de la entrada pero sin la señal izquierda de audio. Ahora las señales separadas de izquierda y derecha pueden acoplarse por dos amplificadores de audio separados. Los altavoces reproducen las señales de audio para el sonido estereofónico. Para resumir la operación, la sección del múltiplex tiene dos funciones: la desmodulación y el

matrizado. El desmodulador recupera el audio (I — D) de las bandas laterales de. modulación de la sub portadora de 38 kHz. La matriz combina las señales de audio (I — D) y (I + D) para proporcionar las señales izquierda y derecha de audio. Desacentuación En la radiodifusión de MF la señal de audio está acentuada previamente para aumentar la razón de señal a ruido para las altas frecuencias de audio. En el receptor la señal de audio debe desacentuarse. En los receptores estéreo, sin embargo, el desacentuado no puede estar en la salida del detector de MF. Si estuviera ahí la señal estéreo de 38 kHz se filtraría cancelándola. Se usan dos circuitos para desacentuado para los canales separados izquierdo y derecho de audio en la salida del circuito matriz. Filtros Con todas las frecuencias diferentes de la sección múltiplex, es necesario separar las señales para cada función sin interferencia entre ellas. Los filtros usan circuitos sintonizados de LC.

Fig. 17-20. CI para MF que contiene los circuitos de desmodulador múltiplex y matriz para estéreo (National Semiconductor Corp)

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Con referencia al diagrama en la figura 17-19, cada trayectoria para las tres señales en la sección múltiplex necesita un filtro. En la parte superior se inserta un filtro pasabajos para la señal de audio (I + D) para cortar a 15 kHz. Entonces esta trayectoria tiene la señal de audio (I + D) de 50 a 15 000 Hz sin ninguna de las altas frecuencias para estereofonía. En la trayectoria media se usa un filtro de banda de paso para 23 a 53 kHz para las frecuencias de modulación de (I—D). Entonces no hay interferencia de la señal de audio (I + D). En la trayectoria inferior debe usarse un circuito resonante sintonizado a 19 kHz para captar la señal piloto. Esta entrada se usa para el doblador de frecuencia, el cual tiene un circuito de salida sintonizado a 38 kHz. También puede usarse un filtro SCA para rechazar de 59.5 a 74.5 kHz. La señal de la SCA no se usa en los radiorreceptores estereofónicos.

Cl para los circuitos múltiplex de estereofonía El circuito integrado mostrado en la figura 17-20 es un encapsulado DIP de 14 espigas. Incluye las funciones para la regenaración de la subportadora, el desmodulador de estereofonía y los circuitos matriz. La regeneración significa producir la subportadora de 38 kHz para el desmodulador. La señal compuesta que se necesita para la entrada en la espiga número 3 incluye: 1. (I + D) audio desde 50 hasta 15 000 Hz. 2. (I — D) modulación estereofónica desde 23 hasta 53 kHz 3. Señal piloto de 19 kHz

Nótese que los circuitos sintonizados en 19 y 38 kHz para producir la subportadora suprimida necesaria para el desmodulador de estereofonía. Estos componentes LC están fuera del CI. La salida estereofónica incluye: 1. La señal de audio para el canal izquierdo de audio en la espiga 11. 2. La señal de audio para el canal derecho en la espiga 12. Se usan dos redes RC para la desacentuación de las salidas de audio. La constante de tiempo de cada una es de 78 μs, con 3 9 kΩ y 0.02 μF. La fuente de ce de 12 V está conectada a la espiga 6 a través del indicador de estéreo. La lámpara enciende cuando la corriente de carga de ce aumenta con una señal de estéreo. RA en la espiga 1 determina la sensibilidad de la lámpara. Preguntas de repaso 17-13 (Respuestas en la p.473) Refiérase a la figura 17-19 a. ¿Qué bloque contiene las señales de audio (I + D) y ( I - D) por entrada? b. ¿A cuál etapa está acoplada la modulación (I - D)? c. ¿A cuál etapa está acoplada la señal piloto de 19 kHz? d. ¿Cual etapa amplifica la salida de la señal este reofónica compuesta del detector de MF? e. ¿Cuál es la frecuencia de la salida del bloque etiquetado doblador de frecuencia?

RESUMEN 1. A semejanza de un radio de MA, un receptor de MF es un superheterodino; pero la sintonización de RF es de 88 a 108 MHz, el valor de la FI es de 10.7 MHz con un ancho de banda de 200 kHz para una desviación de ± 75 kHz, y se usa un detector de MF para recuperar la modulación de audio. Capítulo 17/Receptores de MF 469

2. La limitación de amplitud en la señal de FI elimina la interferencia de MA de la señal de MF. 3. El discriminador es básicamente un circuito detector de MF. Se usan dos diodos con un circuito de salida equilibrado. El transformador de entrada está sintonizado a la frecuencia central. 4. El detector de razón o de relación es un detector equilibrado o simétrico de MF, semejante al discriminador, pero los dos diodos están en serie. 5. El detector de razón es insensible a la interferencia de MA debido a que el voltaje estabilizador a través de la salida no puede variar con la frecuencia de audio. 6. Tanto el discriminador como el detector de razón tienen una curva S de respuesta. Muestra equilibrio cero en el cruce para la frecuencia central con salidas iguales y opuestas arriba y abajo de la frecuencia central. 7. Para la radiodifusión de señales estereofónicas de MF, las señales transmitidas por multiplexado en una onda portadora de RF son (I + D) de audio, (I — D) de bandas laterales de modulación de una subportadora de 38 kHz, y una señal piloto de 19 kHz. La codificación de las señales estereofónicas es necesaria para la compatibilidad con los receptores monofónicos. 8. Un receptor estereofónico tiene una sección múltiplex para descodificar la señal estereofónica compuesta fuera del detector de MF. Las funciones de la sección múltiplex son 1) regenerar la subportadora de 38 kHz de la señal piloto de 19 kHz, 2) desmodular las bandas laterales (I — D) de la subportadora de 38 kHz y 3) obtener la matriz de las señales de audio (I + D) y (I - D) para producir las señales izquierda y derecha de audio para los amplificadores de audio dobles.

AUTOEVALUACiON (Respuestas al final del libro) Responda verdadero o falso 1. El intervalo de sintonía de la sección de RF en un radio de MF es 88 a 108 MHz. 2. El valor de la FI para la frecuencia central en los radios de MF es 4.5 MHz. 3. La máxima desviación es de 75 kHz para 100% de modulación de las señales de MF en la banda de radio de MF. 4. Un limitador rechaza la interferencia de MA en la señal de MF. 5. Un discriminador es un circuito detector de MF equilibrado. 6. La cuadratura de fase significa 180°. 7. Un detector de razón o de relación es similar a un discriminador, pero usa solamente un diodo. 8. El voltaje estabilizador se usa para el detector de razón pero no para el discriminador. 9. La curva S de respuesta corresponde al detector de MF. 470 Capítulo 17/Receptores de MF

10. La parte de la señal estereofónica usada por los receptores monofónicos es audio (I - D). 11. La frecuencia subportadora de estéreo es 38 kHz. 12. La señal piloto para estereofonía se transmite a 38 kHz. 13. La salida del desmodulador de estereofonía es la señal de audio (I + D). 14. La salida de estereofónica en matriz incluye las señales izquierda y derecha de audio. 15. Una etapa amplificadora de FI puede usarse para 10.7 MHz o 455 kHz.

PREGUNTAS DE REPASO 1. Escriba dos diferencias entre los receptores de MA y de MF. 2. Describa las funciones de las etapas de amplificación de RF, mezclador y oscilador local en el sintonizador de RF para un radio de MF. Incluya frecuencias típicas para las entradas y salidas de cada etapa. 3. ¿Cuál es la función de la sección de FI en un radio de MF? 4. Encuentre la frecuencia central y la desviación máxima de la señal de FI en un radio de MF. 5. ¿Cuál es la función de la etapa limitadora? 6. ¿Cómo difiere un detector de MF de un detector de MA? 7. ¿Por qué no se usa voltaje de alimentación de ce para el discriminador o para el detector de razón? 8. ¿Por qué el discriminador sintonizado al centro es un detector de corrimiento de fase? 9- Dé dos diferencias entre los circuitos del discriminador y del detector de razón. 10. ¿Cuál es la función del transformador de entrada en los circuitos discriminador y detector dé* razón? 11. ¿Cuál es el objetivo del capacitor estabilizador en el detector de razón? Dé un valor típico para este capacitor. 12. Compare las curvas de respuestas para la sección RF, amplificador de FI y detector equilibrado de MF. Marque las frecuencias central y los límites de frecuencia de la banda de paso. 13. Cuáles son las dos características de la curva S de respuesta para el discriminador y el detector de razón? 14. ¿Cuáles son dos características de la curva de respuesta de FI? 15. Dibuje el diagrama de un circuito discriminador y describa la función de todos los componentes. 16. Dibuje el diagrama de un circuito detector de razón equilibrado y describa la función de todos los componentes. 17. Dibuje los diagramas de fasores para dos voltajes iguales con un ángulo de fase de a. 90° b. 60° c. 120° Muestre el fasor resultante de cada ejemplo. 18. a. ¿Por qué se usa desacentuado en los receptores de MF? b. ¿Cuál es la constante de tiempo requerida para la desacentuación? 19. ¿Qué significa la detección por pendiente (flanco)? 20. ¿Cuál es la función de un filtro de cerámica de FI? Capítulo 17/Receptores de MF 471

21. Describa brevemente cómo equilibrar el discriminador y el detector de razón. 22. Con referencia al diagrama de bloques de un receptor de MF-MA en la figura 17-16, dé las funciones de todas las etapas. 23. ¿Cómo puede usarse una etapa de FI para las frecuencias de 10.7 MHz y 455 kHz? 24. Dé los tres componentes de la señal estereofónica multiplexada. 25. ¿Por qué la señal piloto es de 19 kHz y no 38 kHz? 26. ¿Cuál señal de audio está multiplexada en la subportadora de 38 kHz, (I — D) o (I + D)? ¿Por qué una y no la otra? 27. Nombre dos señales que alimentan al desmodulador estereofónico y nombre la salida. 28. Dé dos señales que alimentan a la matriz de estéreo y nombre las dos salidas. 29. ¿Qué significa la señal SCA? 30. Con referencia al circuito sintonizador de RF en la figura 17-2, dé las funciones de R 4, R 7, C,,, y C, 6. 31. Con referencia al circuito amplificador de FI en la figura 17-3, dé las funciones de T,, T 2 ) T,, DI y D2. 32. Con referencia a la sección múltiplex de MF en la figura 17-20, explique lo que hace que la lámpara indicadora de estéreo encienda.

PROBLEMAS (Búsquense las respuestas a los problemas con número impar al final del libro) 1. Calcule el intervalo de frecuencias del oscilador local en un receptor de MF para 88 a 108 MHz generando batidos el oscilador arriba de las frecuencias de la señal de RF. 2. Calcule la razón de las frecuencias más alta a la más baja del oscilador en el problema 1.

6. ¿Qué valor de C se necesita para una constante de tiempo de 0.1 con R de 20 kΩ? 7. ¿Cuáles son las frecuencias de señal de salida para el desmodulador estéreo con un batido de 38 kHz contra las frecuencias de modulación (I — D) de 23 a 53 kHz?

PREGUNTAS ESPECIALES 1. ¿En qué formas la radio de MF es mejor que la de MA? 472 Capítulo 17/Receptores de MF

2. ¿En qué formas el radiorreceptor de MF estereofónico es mejor que el sonido monofónico? 3. ¿Por qué se usa MF para la señal de sonido en la televisión aunque se usa MA para la señal de imagen? 4. ¿Puede dar algunas aplicaciones de multiplexaje aparte de las emisiones estéreofónicas de MF? 5. ¿Por qué la limitación de amplitud es más importante en los receptores de MF , que en la radio de MA? 6. Muestre el diagrama para una red de tres resistores con dos señales de entradas separadas y una señal de salida agregada. RESPUESTAS A LAS PREGUNTAS DE REPASO

Capítulo 17 / Receptores de MF

473

Capítulo El osciloscopio Un osciloscopio es uno de los tipos más importantes de equipos de pruebas para verificar los circuitos electrónicos porque puede mostrar la forma de onda de un voltaje aplicado. La pantalla fluorescente en el tubo de rayos catódicos (CRT), muestra una gráfica de las variaciones de amplitud de voltaje con respecto al tiempo. El eje vertical representa el voltaje en tanto que el eje horizontal es una base lineal de tiempo para la señal vertical. Con una entrada de onda senoidal, el osciloscopio muestra las ondas senoidales en la pantalla. Con una entrada de ondas con forma cuadrada o con cualquier otra forma de onda, el patrón en la pantalla es una imagen de las variaciones. El número de ciclos presentados depende de la frecuencia de la señal de entrada y de una frecuencia horizontal de referencia. El osciloscopio no sólo puede medir voltaje, también puede usarse para medir la frecuencia de su señal de entrada. Osciloscopios típicos tienen un respuesta de frecuencia que va desde 0 Hz, para corriente continua, hasta 40 MHz. Pueden verificarse señales de AF y FI. Es posible hacer mediciones de amplitud de pico a pico (de cresta a cresta). El osciloscopio hace posible la verificación de la distorsión observando realmente las formas de ondas bajo prueba. Más detalles acerca del uso del osciloscopio se explican en los siguientes puntos: 18-1 18-2 18-3 18-4 18-5 18-6 18-7 18-8 18-9

Secciones principales del osciloscopio Tubo de rayos catódicos (TCR) Eje Y para voltaje y eje X para tiempo Digrama de bloques del osciloscopio Sondas exploradoras o puntas de prueba del osciloscopio Características especiales del osciloscopio Calibración vertical Figuras de Lissajous para comparaciones de fase y frecuencia Cómo ver una imagen de televisión en la pantalla del osciloscopio

18

18-1 SECCIONES PRINCIPALES DEL OSCILOSCOPIO El osciloscopio es un aparato complejo pero extremadamente versátil de equipo electrónico. El panel del frente de un osciloscopio típico se muestra en la figura 18-1, en la cual se destacan las tres secciones principales. En la parte superior, el TCR produce la imagen iluminada. Su rayo o haz de electrones produce un punto luminoso en la pantalla fluorescente. Los controles de brillantez y enfoque se ajustan para producir un punto bien definido y brillante. La posición del punto puede fijarse por el voltaje aplicado a las placas internas de desviación del TCR. Los controles vertical y horizontal proporcionan voltajes de ce para centrar la imagen. La sección vertical (V) amplifica la señal de entrada para controlar la desviación vertical. El voltaje de ca desvía al haz de electrones hacia arriba y hacia abajo. Al mismo tiempo, un generador interno de señal en diente de sierra proporciona voltaje para controlar la desviación horizon-

tal para que el haz barra la pantalla de izquierda a derecha. El resultado es que las variaciones verticales de los movimientos del punto se extienda horizontalmente para formar un patrón de trazo (Fig. 18-2). Nótese que la señal que se va a mostrar se aplica en la terminal de entrada del amplificador vertical. Un aumento en la señal de entrada aumenta la altura o amplitud en el patrón de trazo. En general, no se aplica la señal externa a la sección-horizontal. Esta sección tiene su propio oscilador interno de señal en diente de sierra que produce el voltaje para producir la desviación horizontal. El control de ganacia del amplificador vertical puede usarse para ajustar la altura del patrón de trazo en la pantalla del TCR. El control de ganacia del amplificador horizontal puede ajustar el ancho del trazo. El número de ciclos de la señal de entrada vertical mostrado en la pantalla puede ajustarse por el control de la frecuencia de barrido H. La razón es que esta frecuencia determina el periodo de cada barrido horizontal a través de la pantalla. Cuando el tiempo es más largo que el periodo de la señal de entrada vertical, se presenta más de un ciclo en

Fig. 18-1. Las tres secciones principales de un osciloscopio; el tubo de rayos catódicos (TCR), la sección de desviación vertical, y la sección de desviación horizontal.

Capítulo 18/E1 osciloscopio

475


En la figura 18-1, ¿cuál sección es capaz de a. Presentar un punto luminoso? b. Determinar la altura de la imagen presentada? c. Determinar cuántos ciclos se presentan en la imagen?

Fig. 18-2. Forma de onda de la señal en la pantalla del osciloscopio.

la pantalla. Usualmente el barrido horizontal se ajusta para dos ciclos en la pantalla. El método es conveniente porque la transición de un ciclo al siguiente puede verse y el tamaño permite que los detalles de la forma de onda sean claros. El control sincronización de H se ajusta para que la presentación de la imagen sea fija en una misma posición de la pantalla en lugar de tener deriva o desplazamiento de la imagen a través de la pantalla. La sincronización ocurre cuando la frecuencia de barrido H es un submúltiplo exacto de la frecuencia de la señal vertical. En la operación, la frecuencia H se ajusta para el número deseado de ciclos y entonces se gira el control de sincronía en el sentido de movimiento de las manecillas del reloj para obtener un patrón fijo. Se usa tan poca sincronía como sea posible para que la distorsión del patrón de la imagen sea mínima. El patrón se repite tan rápido que se observa como si la imagen no se desplazara. Abajo de 30 Hz, no obstante, la brillantez del trazo centellea. A frecuencias más bajas de barrido es posible ver que el punto se mueve. Básicamente, el osciloscopio es un vóltmetro de alta impedancia que muestra la forma de onda de la señal de ca. Las terminales para la entrada vertical están conectadas a través del voltaje que se desea verificar o medir. La impedancia de entrada es típicamente 1 M íl y con una capacitancia en derivación de 20 PF. 476


18-2 TUBO DE RAYOS CATÓDICOS (TCR)

Aunque los amplificadores de tubos al vacío se usan raramente, los tubos de rayos catódicos son más comunes ahora que nunca. En la figura 18-3 se muestran algunos ejemplos. El TCR se usa para formar imágenes de patrones de trazo en los osciloscopios, precisamente como el tubo de imagen que se usa en los receptores de televisión, y como se usa un monitor de video con las computadoras. Su principal ventaja es que el haz de electrones puede controlarse y desviarse a altas frecuencias. En los osciloscopios el TCR usualmente se monta con una cubierta de metal para blindar al haz de electrones de los campos de interferencia. La estructura interna de un TCR que se usa en el osciloscopio se muestra en la figura 18-4. Nótese que las principales secciones son el cañón de electrones que produce un haz de electrones, las placas de desviación que mueven o desplazan al

Fig. 18-3. Ejemplo del tubo de rayos catódicos (TCR). Nótese el cañón de electrones en el cuello estrecho de vidrio. La pantalla a la izquierda tiene 127 mm de diámetro (5 pulg.). El interior de la cara de vidrio está revestido con material fosforescente. (Dumont Electronics Corp.)

Fig. 18-4. Construcción de un TCR usando enfoque y desviación electrostáticos.

Fig. 18-5. Símbolo esquemático del TCR mostrado en la figura 18-4. Los voltajes de ce típicos se muestran para una fuente de poder invertida; el voltaje negativo más alto se aplica al cátodo.

haz vertical y horizontalmente y la pantalla fluorescente en la que se produce un punto luminoso donde incide el haz de electrones. Este TCR es adecuado para los osciloscopios porque usa desviación electrostática con voltaje variable aplicado en las placas de desviación. La pantalla del osciloscopio usualmente es verde pero también se usa el azul. La estructura entera es una ampolla de vidrie al vacío. Aunque los electrodos en el cañón están contruidos como cilindros, su función es esencialmente la misma que un tubo al vacío amplificador. El cátodo se calienta para emitir electrones. La re-

jilla G1, a continuación del cátodo, controla la carga espacial del cátodo. Tiene voltaje negativo, el cual puede variarse para controlar la intensidad de corriente del haz. Los electrones en el haz son atraídos por la pantalla por un voltaje acelerador que es positivo respecto al cátodo. Las rejillas G2 y G4 (Fig. 18-4) son los electrodos aceleradores. El diagrama esquemático base para el TCR se muestra en la figura 18-5. Cada rejilla es un cilindro de metal con una perforación para formar un haz de electrones estrecho. Además, el voltaje en G3 puede ajustarse para enfocar el haz. Las rejillasG2 y G4 están ligadas y conectadas internamente al revestimiento de la pared interior del tubo. La conexión puede considerarse como el ánodo final con el voltaje acelerador máy alto. El revestimiento interno es una película de grafito conductor llamado aquadag. Cuando los electrones inciden sobre el revestimiento fluorescente con alta velocidad, la energía eléctrica se convierte en luz. Los electrones no son atraídos al revestimiento de la pared porque el potencial es igual en todos los puntos en cualquier sección transversal de la trayectoria del haz. En otras palabras, el campo acelerador es simétrico alrededor del haz de electrones; además, la pantalla fluorescente se carga al potencial del ánodo por emisión secundaria. El resultado final es que el Capítulo 18/E1 osciloscopio 477

Fig. 18-6. Cilindro de metal usado como la rejilla de control de un TCR con el disco y el orificio de colimación. El orificio tiene diámetro de 1 mm. (0.04 pulg.).

haz de electrones se acelera hacia la pantalla para producir un punto luminoso. Cañón de electrones El cañón de efectrones es el conjunto entero de los cilindros de metal. Los electrodos están hechos de níquel o de una aleación y están montados en soportes aislantes de cerámica. Un ejemplo de rejilla de control se muestra en la figura 18-6. La pequeña abertura de 1 mm de diámetro (0.04 pulg) limita a que los electrones formen un haz delgado. Además, se usa el enfoque electrónico para producir un punto luminoso bien definido.

Enfoque El TCR en la figura 18-4 usa enfoque electrostático el voltaje aplicado a G3 en el cañón de electrones puede ajustarse para el menor tamaño posible del punto. Este voltaje de enfoque es un poco menor que el voltaje de Gz y G4. El principio general es hacer pasar al haz a través de un campo desacelerador que hace que los electrones experimenten una convergencia hacia el centro. Algunos tipos de TCR usan enfoque magnético. Una bobina externa alrededor del cuello del tubo produce un campo magnético que hace converger a los electrones en forma de haz. Sin embargo, generalmente se usa el enfoque electrostático porque es más conveniente. 478 Capítulo 18/E1 osciloscopio

Desviación El método mostrado en la figura 18-4 es la desviación electrostática. Usa dos pares de placa de desviación. El voltaje de desviación se aplica a las placas superior e inferior y hacen que el haz experimente desplazamiento en la dirección vertical. Por otro lado, el voltaje de desviación aplicado a las placas izquierda y derecha del haz producen movimiento horizontal. El voltaje requerido se especifica por el factor de desviación. Como un valor típico, 30 V entre las placas el haz experimenta un desplazamiento de 2.54 cm (1 pulg) con un voltaje acelerador de 1 kV. Este voltaje se utiliza para el mismo TCR. En un osciloscopio, puede aplicarse un voltaje menor al amplificador vertical, el cual proporciona la magnitud de voltaje para la desviación vertical requerida para el TCR. En la desviación magnética, un yugo que contiene dos pares de bobinas de desviación se desliza sobre el cuello del TCR hasta la amplia campana de la ampolla de vidrio. El campo magnético producido por la corriente en las bobinas externas desvía el haz de electrones dentro del cuello de vidrio. La desviación electrostática se usa generalmente para los TCR en osciloscopios. Sin embargo, los tubos de imagen para los receptores de televisión usan la desviación magnética. La razón es que los tubos de imagen tienen una pantalla de gran área y un voltaje de ánodo mucho más alto. La combinación requeriría alto voltaje de desviación para las placas de desviación.

Alto voltaje para el ánodo Para el TCR del osciloscopio con un tamaño de pantalla de 7.6 a 12.7 cm (3 a 5 pulg) el alto voltaje es generalmente de 1 a 5 kV, pero 1 400 V es un valor común. El voltaje acelerador se aplica usualmente negativo al cátodo del osciloscopio. El cátodo tiene el voltaje negativo más alto, y el voltaje acelerador se reduce progresivamente a valores menos negativos. El ánodo final está cercano al potencial de tierra, la cual es el más alto potencial positivo respecto al cátodo. Lo que con ello se persigue es mantener las placas de desviación y al ánodo cercanas al mismo potencial.

Para los TCR con un tamaño de pantalla de 25.4 a 635 cm (10 a 25 pulg) el alto voltaje en el ánodo es generalmente de 10 a 30 kV. La conexión al ánodo es usualmente un botón hundido en una hoquedad en la amplia campana de vidrio. Números tipo del TCR Los primeros dígitos dan el tamaño de la pantalla en pulgadas, e indican la longitud de la diagonal. Por ejemplo el 5BP1 es un TCR de 12.7 cm (5 pulg) para el osciloscopio. Si el tubo del osciloscopio es rectangular el tamaño de la pantalla puede darse en centímetros. El tamaño de 8 X 10 cm es ligeramente más grande que un tubo de 12.7 cm (5 pulg) en la diagonal. Las letras en la designación se usan para diferentes tipos de tubo. Sin embargo, la letra P al final especifica el revestimiento fluorescente de la pantalla. Los números tipo del TCR no especifican el voltaje del filamento calefactor que usualmente es de 6.3 V.

Fósforos de pantalla Los tipos comunes de fósforos de pantalla (materiales fosforescentes en particular aquí son sustancias fluorescentes) se resumen en la tabla 18-8. Pl es el fósforo estándar verde usado en los tubos de los osciloscopios. P31

Tabla 18-1 Fósforos comunes para pantalla Fósforo

Color

Persistencia

Uso

Número Pl

Verde

Media

Osciloscopios

P4

amarillento Blanco

Media

P22

Verde, azul

Media

Tubos de imagen monocromáticos Tubos de imagen

P31

y rojo Verde

P33

Naranja

Media corta Muy larga

de color Osciloscopios Radar

es un fósforo azul con menor tiempo de persistencia que se usa en aplicaciones de alta frecuencia. La persistencia de pantalla es el tiempo tomado por la luz emitida para disminuir al 1% de su valor máximo. La persistencia larga produce más salida de luz en la pantalla, pero se necesita un tiempo más corto de bajada cuando hay cambios rápidos de la imagen visual. Un tiempo de persistencia medio generalmente es de 5 a 50 ms. Para hacer el fósforo Pl verde generalmente se usa una forma de silicato de zinc llamada willemita. Una pantalla verde es popular para los osciloscopios porque es eficiente y el ojo es sensible a la luz verde. Preguntas de repaso 18-2 (Respuestas en la p. 497) a. En la figura 18-3, ¿cuál es la rejilla de enfo que? b. ¿El TCR para osciloscopio generalmente usa desviación magnética o electrostática? c. ¿Una pantalla verde usa fósforo Pl, P4 o P22? d. ¿El alto voltaje típico para un TCR de oscilos copio es de 1 500 o 15 000 V?

18-3 EJE Y PARA VOLTAJE Y EJE X PARA TIEMPO Con la desviación vertical el punto luminoso se mueve hacia arriba y hacia abajo a lo largo del eje Y en la pantalla del TCR. La desviación horizontal se realiza a lo largo del eje X. Ambos ejes se muestran en la figura 18-7 con referencia al ajuste del osciloscopio para mostrar formas de onda de la señal. Una onda senoidal se conecta a las terminales de entrada vertical. Los requisitos son los siguientes: 1. Encienda el interruptor principal. Cuando se caliente el TCR aparecerá un punto luminoso en la pantalla. No hay desviación V μ H. Enfoque de modo que se obtenga un punto bien de-

Capítulo 18/El osciloscopio

479

Fig. 18-8. Patrón en el osciloscopio de una señal de video de un receptor de televisión. Se muestran dos ciclos.

Fig. 18-7. Imágenes del osciloscopio. (a) Punto luminoso en el centro de la pantalla sin desviación H y V. (b) Línea horizontal con desviación H pero sin desviación V. (c) Linea vertical con desviación V pero sin desviación H. (d) Señal de entrada vertical de onda senoidal con desviaciones V y H.

finido y ajuste la brillantez. Se centra el punto como se muestra en la figura 18-7a. Si el punto está fuera de la pantalla, se ajustan los controles de centrado. El barrido interno horizontal está apagado. 2. Se enciende el barrido interno horizontal sin ninguna desviación vertical. El punto se mo verá horizontalmente a través de la pantalla. Aparece una línea horizontal como en la figura 18-7 porque el punto repite su recorrido una y otra vez sobre la misma área de la pantalla. Esta línea ilustra el eje X. 3. Se aplica desviación vertical. Si la desviación horizontal interna está apagada el resultado será una línea vertical como se muestra en la fi gura 18-7c, ilustrando el eje Y. 4. Con ambas desviaciones, vertical y horizontal, se ve la forma de onda de la señal de entrada vertical como en la figura 18-7d. En realidad, es mejor encender el osciloscopio con el barrido interno encendido. Entonces puede empezarse con una línea horizontal. Con un solo punto, manténgase la brillantez baja para evitar quemar la pantalla. 480


En la figura 18-8 se muestra un ejemplo de formas de onda en un osciloscopio de una señal de video en un receptor de televisión. Esta aplicación es un uso común del osciloscopio.

Valores del voltaje en el eje Y La amplitud vertical del trazo de cualquier forma de onda de señal indica el voltaje de pico a pico (o de cresta a cresta). La pantalla usualmente tiene una retícula (o cuadriculado) de plástico superpuesta, marcada en divisiones de centímetros como se muestra en la figura 18-9. En la figura 18-9a, la amplitud vertical se muestra sin desviación horizontal. La línea vertical se obtiene si se apaga el barrido horizontal. La forma de onda en la figura 18-9b se produce con la desviación horizontal. De cualquier modo, la amplitud mostrada es de 40 V p-p. Cada cuadro se toma como 10 V en la dirección vertical. La altura de la línea vertical o el trazo completo es de 4 cuadros. Por tanto, su

Fig. 18-9. Una retícula usada para medir el voltaje, (a) Los valores del voltaje están a escala en el eje Y. (b) La amplitud de la forma de onda es de 40 V de pico a pico.

Fig. 18-10. Valores de tiempo y frecuencia en el eje X. (a) El periodo Tdel tiempo de barrido horizontal es de 4 ms. (b) La señal de entrada vertical tiene un periodo T de 2 ms.

amplitud es 4 X 10 = 40 V. La medida es p-p fde pico a pico) porque se realiza entre dos amplitudes extremas.

Valores de tiempo y frecuencia en el eje X Como un ejemplo de valores de tiempo y frecuencia en el eje X, la frecuencia interna de barrido de la figura 18-10 se establece para un tiempo horizontal de trazo de 4 ms. Cada cuadro es entonces 1 ms. Un ciclo de la forma de onda mostrada toma dos cuadros, horizontalmente, iguales a 2 ms. Esta frecuencia vertical de señal es de 500 Hz. Si se aumenta a 1 000 Hz el patrón mostrará cuatro ciclos para el mismo tiempo de barrido horizontal. Debe notarse que la retícula del osciloscopio usualmente tiene 10 cuadros horizontalmente para simplificar los cálculos con respecto al tiempo. Base lineal de tiempo en el eje X Se usa un voltaje en diente de sierra para la desviación horizontal para proporcionar una base lineal de tiempo. La idea se ilustra en la figura 18-11. La elevación lineal se llama voltaje de rampa. Tiene un cambio uniforme de 0 a 100 V. Esta parte de la onda es el trazo que se usa para mover el haz de electrones del extremo izquierdo de la pantalla al derecho. La caída rápida de 100 a 0 V es el retraso o retroceso. Así es como el haz tiene un rápido retorno al extremo izquierdo donde se ini-

cia el siguiente ciclo. Un ciclo del voltaje en diente de sierra incluye el trazo y el retraso. Se usa un voltaje de ca para mover el haz alrededor del centro. Puede considerarse que los cambios se inician desde cero en el extremo izquierdo, con objeto de observar el barrido horizontal entero. Para el ejemplo de la figura 18-11 el periodo de trazo es de 4 ms. La rampa se divide en 4 partes con aumentos iguales de 25 V. Cada cambio de 25 V en el voltaje de desviación se muestra moviendo al haz horizontalmente por 2.54 cm (1 pulg) en la pantalla del TCR. Debido al cambio lineal en el voltaje de desviación, el haz se mueve con una rapidez uniforme a través de la pantalla. Por tanto, las distancias iguales en el eje X corresponden a intervalos iguales de tiempo. El resultado es una base lineal de tiempo para mostrar la forma de onda de una señal vertical de entrada. Las formas de onda en el osciloscopio en realidad representan una gráfica de las variaciones de

Fig 18-11. Forma en la que el voltaje en diente de sierra del barrido horizontal proporciona una base lineal de tiempo en el eje X.


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amplitud en el eje Y con respecto al tiempo en el eje X. Preguntas de repaso 18-3 (Respuestas en la p.497) a. En la figura 18-9 la desviación vertical abarca 3 cuadros. ¿Cuál es el voltaje de pico a pico? b. En la figura 18-10 el trazo muestra 4 ciclos. ¿Cuál es la frecuencia de la señal de entrada vertical? c. ¿Qué periodo de tiempo está representado por la distancia de 50.8 mm en el eje X en la fi gura 18-11?

18-4 DIAGRAMA DE BLOQUES DEL OSCILOSCOPIO El diagrama de bloques de un osciloscopio típico se muestra en la figura 18-12. El TCR en sí mismo necesita voltajes de ce de operación. El control de brillantez o intensidad R1 varía la polarización negativa de d, la cual es la rejilla de control. Para el enfoque electrostático, R2 varía el voltaje de G3. R3 y R4 son los controles de centrado V y H o de posición. La diferencia de potencial de ce para cada par de placas de desviación determina la posición promedio del punto. Entonces, el voltaje de ca desvía al haz alrededor del punto de inicio. La placa más positiva atrae al haz de electrones. Fuentes de poder Todos los voltajes de ce vienen de la fuente de poder mostrada en la parte inferior izquierda de la figura 18-12. En realidad tiene 2 secciones. La fuente de bajo voltaje produce 140 V para los amplificadores y el cañón de electrones del TCR. La fuente de alto voltaje produce el potencial acelerador necesario para el voltaje de ánodo del TCR. La salida es - 1 300 V con una fuente de poder invertida para aplicar un voltaje negativo al cátodo del cañón de electrones. 482 Capítulo 18/E1 osciloscopio

El interruptor general del osciloscopio está usualmente montado en el eje del control de brillantez, pero eléctricamente el interruptor está conectado a la línea de entrada de ca como se muestra para S 1.

Amplificador de desviación vertical

La

forma de onda de la señal que se va a observar se conecta al enchufe o conjuntor (jack) de entrada V en la parte superior izquierda en la figura 1812. Generalmente se usa cable blindado para la señal de entrada vertical para hacer mínima la captación de cualquier interferencia. Se necesitan amplificadores de desviación vertical para proporcionar suficiente voltaje de señal para las placas de desviación. Típicamente, el osciloscopio tiene una sensibilidad de 0.02 V/pulg para la señal de entrada vertical. Las placas desviadoras verticales necesitan un potencial de 200 V; la ganancia de voltaje es entonces 200/0.2 = 1 000. Se usan dos o más etapas amplificadoras. El amplificador final tiene una salida simétrica (equilibrada) para proporcionar voltaje en contrafase para el par de placas de desviación. La ganancia del amplificador de desviación vertical se ajusta para proporcionar un trazo que abarque la mayor parte de la pantalla de arriba a abajo. Sin suficiente ganancia, la altura del trazo sería demasiado pequeña. Demasiada señal, sin embargo, puede desviar los picos del trazó fuera de la pantalla. En el diagrama de la figura 18-11 el atenuador vertical S2 es un divisor de voltaje y así reducir la señal de entrada vertical. La división usualmente se realiza en múltiplos de un quinto o de un décimo. Después de que se calibra el atenuador se ajusta el control vertical de ganancia R9 para la altura deseada del patrón de trazo. La R total del atenuador es usualmente de 1 M Ω, la cual proporciona la resistencia vertical de entrada del osciloscopio. C1 es un capacitor de acoplamiento que bloquea al voltaje de ce. Entonces la desviación de ca en el patrón de trazo está arriba y abajo del eje cental. Aunque no se muestra aquí, el divisor de voltaje para el atenuador vertical usualmente está com-

pensado por la frecuencia con capacitores en derivación. Lo que se busca es proporcionar la misma división de voltaje para altas y bajas frecuencias. La señal máxima de entrada vertical usualmente es alrededor de 600 V, valor pico, incluyendo voltajes de ce y de ca. Un voltaje más alto puede causar arcos en los componentes del circuito de entrada vertical. Conmutador selector horizontal La sección horizontal es más complicada que la vertical debido a que el amplificador de desviación H

puede tener cualquiera de las tres señales diferentes para las placas desviadoras H. En la figura 18-12 el conmutador selector S3 de H permite conectar a: 1. Señal H externa. El voltaje debe aplicarse a las terminales de entrada H. La conexión está usualmente en la esquina interior derecha del panel del frente del osciloscopio. Esta posición no se usa en la figura 18-12 2. Entrada de línea de ca. Se usa una muestra de voltaje de la línea de alimentación de ca para obtener una onda senoidal con una frecuencia Capítulo 18/E1 osciloscopio 483

exacta de 60 Hz. Esta conexión se proporciona internamente. Esta posición tampoco se usa en la figura 18-12. 3. Interna. Este es el generador de voltaje en diente de sierra que proporciona el voltaje interno horizontal de barrido. El conmutador selector está en esta posición porque generalmente se usa el osciloscopio en esta forma. En este caso no debe conectarse una señal externa en la entrada de desviación horizontal. Amplificador de desviación horizontal Para la señal de entrada H de cualquiera de las tres fuentes seleccionadas por S3, el amplificador proporciona suficiente salida para las placas desviadoras H. Se usa un circuito simétrico (o equilibrado) de salida para el voltaje en contrafase. El control de ganancia H varía el ancho del patrón de trazo. La sensibilidad del amplificador H no necesita ser tan buena como la del amplificador V porque generalmente no hay problema de señal débil para la entrada H. Frecuencia del barrido horizontal Con un generador de señal en diente de sierra para suministrar el barrido horizontal interno, su frecuencia depende de la constante de tiempo de la red RC que conforma al voltaje de diente de sierra. En la figura 18-12, S4 es el control grueso (o burdo) de frecuencia. Selecciona un capacitor diferente para cada intervalo de frecuencias. Los valores grandes de C producen bajas frecuencias. Dentro de cada intervalo, R 1 1 es variable para el ajuste fino de frecuencia. Algunas veces se le llama control vernier. Con el conmutador S 1 se selecciona el intervalo de frecuencias y entonces R11 se varía para obtener dos ciclos en el patrón de trazo. Si no pueden obtenerse los dos ciclos con el control fino de frecuencia, se cambia el ajuste grueso de frecuencia y se reajusta el fino.

Selector de sincronía El conmutador selector de sincronía S5 en la figura 18-12, corresponde a la entrada al generador de barrido H, no al amplificador horizontal. La función de sincro484 Capítulo 18/E1 osciloscopio

nización es hacer que el patrón permanezca estacionario en la pantalla. El sincronizador no tiene objeto, no obstante, a menos que el generador de diente de sierra esté encendido para el barrido interno horizontal. Otra vez, hay tres posibilidades: 1. Sincronía externa. En esta posición de S5 puede aplicarse una señal externa sincronizadora para el generador interno de barrido. El voltaje de sincronía debe aplicarse a la terminal en el panel del frente del osciloscopio el cual está conectado a S5. Sin embargo, la sincronía externa no se usa en la figura 18-12. 2. Sincronía de línea. Esta posición de S5 proporciona una muestra del voltaje de la línea de ca de 60 Hz para sincronizar al generador interno de barrido. La sincronía de línea puede ser útil cuando la frecuencia de la señal de entrada vertical es de 60 Hz o un múltiplo exacto de ella. En la figura 18-12, no obstante, no se usa la sincronía de línea. 3. Sincronía interna. S5 está en la posición mostrada en la figura 18-12 porque el oscilos copio generalmente se usa con esta sincronía. Nótese que una muestra de la señal de entrada se toma del amplificador vertical para sincroni zar al generador de barrido horizontal. En esta forma el oscilador en diente de sierra puede sincronizarse para cualquier frecuencia de la señal vertical. Las posiciones del conmutador S3 selector horizontal y del conmutador S5 selector de sincronía tienen nombres similares pero las funciones son enteramente diferentes. Un voltaje de desviación horizontal de cualquier tipo hace que el haz del TCR se mueva a través de la pantalla. El tipo de desviación se selecciona con S3. Sin embargo, el voltaje de sincronía no produce desviación del haz. La sincronía sólo dispara al oscilador diente de sierra para conseguir que su frecuencia esté exactamente relacionada con la señal de entrada vertical. Pueden usarse diferentes tipos de sincronía para un mejor disparo. El tipo de sincronía se selecciona con S5. Sin embargo, el sincronizador no tiene uso a menos que el generador interno de diente de sie-

rra esté encendido. En otras palabras, S3 debe seleccionarse para conectar el barrido interno para usar los diferentes tipos de sincronía con S5. Preguntas de repaso 18-4 (Respuestas en la p. 497)

Refiérase a la figura 18-12 a. ¿Cuál control establece la altura del trazo, R9 o R10? b. ¿Cuál conmutador enciende el generador in terno de barrido, S3 o S5 ? c. ;Cuál control se varía para conseguir dos ciclos en el trazo, R10 o R 1 1? 18-5 SONDAS EXPLORADORAS O PUNTAS DE PRUEBA DEL OSCILOSCOPIO

Fig. 18-13- Sonda o punta de prueba de baja capacitancia (LCP) para osciloscopios. (a) Circuito, (b) Punta de prueba típica. La longitud de la terminal sola es de 10 cm (4 pulg.)

(RCA).

Las puntas de prueba del osciloscopio son las líneas conductoras usadas para conectar la señal vertical de entrada al osciloscopio. Hay tres posibilidades: una sonda directa o no atenuada, una punta de prueba de baja capacitancia (LCP), o una sonda exploradora desmoduladora. La figura 18-13 muestra una LCP típica, la cual es la punta de prueba o sonda exploradora usada generalmente para mediciones con el osciloscopio. Nótese la resistencia aisladora R1 de 9 M Ω en la punta de prueba.

osciloscopio tiene una capacitancia de entrada de 20 pF. La C total es entonces 110 pF. Por tanto, puede usarse una sonda o punta de prueba directa solamente cuando la capacitancia agregada tenga poco efecto en el circuito que se va a probar. Generalmente se usa para la línea de alimentación de 60 Hz o para mediciones de señales de onda senoidal de audio en un circuito con relativamente baja resistencia de varios kiloohms o menos.

Sonda exploradora o punta de prueba La punta de prueba directa es simplemente una línea conductora blindada sin ninguna resistencia de aislación. El blindaje se necesita para evitar la captación de señales de interferencia, especialmente con la alta resistencia de entrada de 1 M Ω. El voltaje de zumbido de 60 Hz y señales parásitas (dispersas) de RF son ejemplos comunes de interferencia. La terminal blindada tiene relativamente alta capacitancia. Un valor típico es de 90 pF para 0.9 m (3 pies) de cable coaxial de 50íl. También el

Sonda o punta de prueba de baja capacitancia (LCP) La punta de prueba de baja capacitancia (Fig. 18-13) tiene una resistencia interna en serie de 9 M íl para aislar la capacitancia del cable y del osciloscopio del circuito que se conecta con la punta de prueba. La capacitancia de entrada con la punta de prueba es de alrededor de 10 pF. La función de C1 es compensar a la punta de prueba para altas frecuencias. La constante de tiempo de R, debe igualar la constante de tiempo RC del circuito de entrada del amplificador vertical. C1 se Capítulo 18/El osciloscopio 485

ajusta para la inclinación mínima en una señal de onda cuadrada. La sonda exploradora o punta de prueba de baja capacitancia debe usarse para mediciones cuando: 1. La frecuencia de la señal es alta, esto es, arriba de las frecuencias de audio. 2. La resistencia del circuito es alta, más de 100 ka. 3. La forma de onda es no senoidal, especial mente con impulsos bruscos. Sin la LCP la forma de onda observada puede distorsionarse. La razón es que demasiada C cambia o afecta al circuito mientras se está realizando la medición o prueba. Sin embargo, es importante recordar que la R en serie de la punta de prueba de baja capacitancia reduce la amplitud de la señal que está siendo alimentada al amplificador vertical del osciloscopio. Esta división de voltaje es generalmente 1:10, como se muestra en la figura 18-14. Con 9 M a en serie con 1 M Ω, el voltaje a través de Rs que se aplica al osciloscopio es un décimo del voltaje de la señal aplicada. En resumen, es preferible usar la punta de prueba de baja capacitancia para casi todas las mediciones con el osciloscopio excepto en aquellas en las que intervienen la línea de alimentación de ca de 60 Hz. Recuérdese, cuando se usa la LCP, multiplicar por 10 para obtener la amplitud real de la señal. Por ejemplo, cuando el patrón de trazo

en la pantalla indica 2.4 V la señal de entrada en la sonda o punta de prueba es de 24 V. La LCP generalmente se llama punta de prueba "por 10".

Punta de prueba desmoduladora La sonda o punta de prueba desmoduladora tiene un diodo interno para detectar la entrada de señal a la sonda o punta de prueba. Su salida es la envolvente de una señal de RF de modulada en amplitud en la entrada. La polaridad de la salida rectificada de ce suele ser negativa. La punta de prueba puede usarse para el rastreo de la señal en los circuitos de FI y RF de un receptor observando la salida de cada etapa amplificadora. Esto casi siempre es un problema, con señales de amplitudes muy bajas.

Mediciones de corriente Si bien, el osciloscopio es un vóltmetro de ca, también puede usarse en la medición de corrientes. La técnica consiste en insertar una R baja en serie con la corriente que se va a medir. El osciloscopio se usa para medir el voltaje a través de R. Entonces I = V/R. La R insertada debe ser más baja que la resistencia del circuito para evitar cualquier cambio apreciable en la I real. Preguntas de repaso 18-5 (Respuestas en la p. 497) a. El valor de C en una punta de prueba directa blindada, ¿es alrededor de 10 pF o 100 pF? b. El patrón de trazo mide 1.8 V con una punta de prueba de baja capacitancia. ¿Cuál es la amplitud real de la señal? c. La punta de prueba desmoduladora tiene un diodo interno detector. ¿Verdadero o falso?

18-6 CARACTERÍSTICAS ESPECIALES DEL OSCILOSCOPIO Fig. 18-14. Razón de división de voltaje de 1:10 con una punta de prueba de baja capacitancia.

486 Capítulo 18/E1 osciloscopio

Aunque el diagrama de bloques en la figura 18-12 ilustra los elementos básicos, la mayor parte de los

osciloscopios tiene funciones adicionales que convienen a aplicaciones especiales. Sin embargo, un osciloscopio relativamente simple usualmente es adecuado para la mayor parte de servicio de radio y televisión. Es deseable un ancho de banda de 10 MHz para el amplificador de desviación vertical de televisión. El ancho de banda de la señal de video es de 4 MHz, el cual incluye la señal de color de 3-58 MHz. Más todavía, se necesita ancho de banda adicional para los flancos o aristas pronunciadas de las formas de onda de impulsos. Las dos frecuencias importantes para el osciloscopio son los valores de AF de 60 y 15 750 Hz. La frecuencia de 60 Hz es la de la línea de alimentación de ca. Incidentalmente, en la mayor parte de las áreas la línea de alimentación de voltaje puede usarse como una frecuencia de referencia de 60 Hz. 60 Hz también es la frecuencia de exploración o barrido del campo vertical de una imagen de televisión. La frecuencia de exploración o de barrido de la línea horizontal para televisión es de 15 750 Hz. Posiciones de TV en el barrido interno En el selector de escala de frecuencia para el generador interno de diente de sierra, los osciloscopios frecuentemente tienen dos posiciones marcadas, V y H, para televisión. En la posición V el barrido horizontal está a 30 Hz, de modo que pueden observarse dos ciclos de la señal de 60 Hz. En la posición H el barrido horizontal es de 7 875 Hz, de modo que pueden observarse dos ciclos de la señal de 15 750 Hz. Un ejemplo es el patrón en la figura 18-8, el cual muestra una señal de video para dos líneas de barrido o exploración horizontales en un receptor de televisión. No se confunda la abreviatura V para la desviación vertical en televisión con V para la señal de entrada vertical en un osciloscopio. La V de televisión es de 60 Hz; la señal de entrada vertical del osciloscopio puede tener cualquier frecuencia. Las posiciones de V y H se usan solamente en osciloscopios para el servicio de TV.

Eje Z para la modulación de intensidad Los ejes FyXse usan en la desviación de un haz

de electrones en un TCR. Además de eso, la intensidad del haz puede variarse cambiando el voltaje de control de rejilla. Este método de controlar la salida de luz de la pantalla es la modulación de intensidad del haz de electrones. El control de intensidad también se considera como modulación en el eje Z, ya que el efecto no es vertical u horizontal. En los osciloscopios puede proporcionarse una terminal separada para el eje Z para una conexión a la rejilla de control del TCR. Sin embargo, no se usa para la gráfica normal X- Y de la señal vertical de entrada. Un intervalo de valores pico a pico de alrededor de 15 V en la terminal Z puede variar la intensidad del haz entre el máximo y cero. Si no hay salida de luz se considera como nivel negro o nivel de extinción (supresión o borrado) del haz. Polaridad de la señal de entrada vertical Los osciloscopios generalmente se hacen para mostrar la polaridad positiva en la dirección hacia arriba en la pantalla del TCR. En algunos osciloscopios se incluye un interruptor inversor de polaridad, esto invierte a la imagen mostrada por 180°. Conexiones directas a las placas de desviación Las conexiones directas a las placas desviadoras se usan para evitar las limitaciones de frecuencia de los amplificadores de desviación vertical y horizontal. Sin embargo, se necesita un voltaje apreciable de desviación para las conexiones directas a las placas. Típicamente 30 V produce 25 mm (1 pulg) de desviación. Polaridad de la sincronía interna Usualmente están disponibles las polaridades positiva'y negativa con el conmutador selector de sincronía. Una puede ser mejor que la otra para fijar el trazo. Se prefiere la polaridad que requiere menos voltaje de sincronía. Conmutador de ca-cc para la señal de entrada V El conmutador de ca-cc para la seCapítulo 18/E1 osciloscopio

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nal de entrada V elimina, poniéndolo en corto, al capacitor de acoplamiento de entrada si se desea acoplamientode de ce. El patrón en la pantalla se desplaza del eje central. La magnitud del desplazamiento es una medida del nivel de ce en la señal de entrada vertical. Un problema con el acoplamiento de cc, no obstante, es que el patrón se desplaza fácilmente fuera de la pantalla. Sin embargo, la posición de ce es útil para mediciones de voltaje de cc. Expansión del trazo El circuito de expan-ción del trazo aumenta la desviación horizontal para hacer el trazo mayor que el tamaño de la pantalla. Esto permite observar más detalles en el trazo que está en la pantalla.

oscilador interno de barrido no produce desviación horizontal a menos se dispare en conducción por un voltaje sincronizador. Las ventajas son mejor sincronización y control más exacto del tiempo del barrido horizontal.

Ejemplo de osciloscopio En la figura 18-15 se muestra un osciloscopio de doble trazo de 127 mm (5 pulg) con barrido de disparo. A la izquierda hay dos amplificadores verticales para las señales de entrada Y1 y Y2. Nótense las siguientes características:

Osciloscopio de doble trazo El osálosco-pio de doble trazo puede mostrar dos trazos al mismo tiempo, uno arriba del otro, para dos señales verticales de entrada. Hay dos amplificadores verticales pero solamente un haz de electrones. Un conmutador electrónico interno cambia las señales a las placas desviadoras verticales alternadamente para cada amplificador. La rapidez de conmutación es suficientemente rápida para hacer invisibles los cambios. La ventaja de un doble trazo es que permite observar dos señales simultáneas en la pantalla al mismo tiempo. En esta forma pueden verse directamente comparaciones de tiempo y amplitud.

Osciloscopio de doble haz El osciloscopio de doble haz también muestra dos trazos, pero se usa un TCR especial con dos haces. Esto elimina la necesidad de conmutación electrónica. Barrido de disparo En un osciloscopio convencional el barrido horizontal interno se produce por un oscilador de diente de sierra de funcionamiento libre o autónomo. El dispositivo oscila para producir la desviación con o sin sincronía. El método de funcionamiento libre se llama barrido recurrente. Con el barrido en disparo el 488 Capítulo 18/El osciloscopio

La sección de barrido interno horizontal en el lado derecho del osciloscopio en la figura 18-15 proporciona una base de tiempo de 0.2 s/cm a 200 ns/cm. Estos valores significan 2 s a 2 000 ns como el periodo total de rampa para barrer las 10 divisiones a través de la pantalla. Con el barrido horizontal la amplitud horizontal automáticamente se ajusta para una desviación de 10 cm. Las frecuencias correspondientes para el voltaje en diente de sierra son de 0.5 Hz en el extremo bajo y 500 kHz en el extremo alto, aproximadamente. El tiempo de barrido se varía en pasos de 1-2-5 con variaciones continuas para cada posición. Un valor útil que debería memorizarse para el tiempo en el eje X es que 3 ciclos de 60 Hz del voltaje de línea de ca toman exactamente 50 ms. El amplificador de desviación horizontal tiene una sensibilidad de 0.1 V/cm y una impedancia

Fig. 18-15. Un osciloscopio de doble trazo de 127 mm (5 pulg.), con barrido de disparo. Su longitud es de 48.9 cm (19.25 pulg.), con peso de 10 kg (22 Ib). (Heath Co.)

de entrada de 100 k Ω. Su respuesta de frecuencia es hasta 1 MHz. Ambas entradas, la V y H, tienen un conector hembra tipo BNC para el cable coaxial blindado. Preguntas de repaso 18-6 (Respuestas en la p. 497)

a. ¿Cuál terminal del osciloscopio está conectada a la rejilla de control del TCR? b. ¿Una polaridad positiva de la señal vertical de entrada desplaza al haz del TCR hacia arriba o hacia abajo? c. ¿Un oscilador de diente de sierra en funciona miento libre o autónomo proporciona un ba rrido recurrente o de disparo?

d. Con un tiempo de barrido de 1 ms a través de la pantalla, ¿cuál es la frecuencia horizontal aproximada de la onda diente de sierra?

18-7 CALIBRACIÓN VERTICAL Cuando el osciloscopio tiene un atenuador vertical calibrado, sus valores usualrnente están en volts por centímetro. Cada cuadro en la retícula de la pantalla es un cuadrado de 1 cm, como se muestra en la figura 18-15. Por ejemplo, con el atenuador en la posición 2 V y una altura de 3 cm para el trazo, la entrada de seña! del osciloscopio es 3 X 2 V = 6 Vpp. Con la sonda exploradora o punta de Capítulo 18/El osciloscopio 489

prueba de baja capacitancia la señal vertical de entrada es 10 X 6 V = 60 V. El control de ganancia vertical debe estar en una posición preestablecida con el objeto de usar los valores calibrados en el atenuador. Además, frecuentemente se proporciona un voltaje de calibración en el osciloscopio. Generalmente es una onda cuadrada de 1 Vpp. Para usarlo se conecta a la entrada V como un valor de referencia para ver la altura del trazo que corresponde al voltaje especificado. Si no se proporciona voltaje de calibración, puede usarse un voltaje bajo obtenido de la línea de alimentación de ca. El voltaje, alrededor de 5 a 10 V, se mide entonces con exactitud con un vóltmetro de ca para obtener su valor eficaz (rms). Puede usarse en la misma forma que el voltaje interno de calibración. Su valor pp es 2.8 veces el valor eficaz (rms) para una onda senoidal.


a. El atenuador vertical calibrado está en su posición de 10 mV y la altura del trazo es 6 cm. ¿Cuál es la amplitud del trazo? b. Una entrada calibrada de 5 V rms produce una desviación vertical de 4 cm. ¿Cuál es el voltaje vertical por centímetro?

18-8 FIGURAS DE LISSAJOUS PARA COMPARACIONES DE FASE Y FRECUENCIA Los ejemplos de las figuras o patrones de Lissajous se muestran en la figura 18-16 y 18-17. Estas figuras o patrones de trazo en la pantalla de osciloscopio se usan para determinar el ángulo de fase entre dos voltajes con forma de onda senoidal de la misma frecuencia o para comparar ondas senoidales de diferentes frecuen'cias. El objetivo de la comparación de frecuencias es medir una frecuencia desconocida contra un valor de referencia. Las figuras corresponden solamente a señales de ondas senoidales. Una se aplica a la entrada vertical del osciloscopio y la otra a la entrada horizontal. El barrido interno horizontal no se usa. Las figuras de Lissajous se nombran después del hombre que primero las usó. Ambas señales, la de desviación vertical y horizontal, deben tener amplitudes iguales. Esto puede verificarse mediante el ajuste de la ganancia hasta que la misma altura y ancho se obtengan para cada señal sola.

Comparaciones de fase-ángulo Supóngase que dos ondas senoidales tienen la misma frecuencia. El trazo combinado se parece a uno de los patrones de la figura 18-16. Considérese la línea diagonal para 0o. Las ondas senoidales están en

Fig. 18-16. Figuras de Lissajous en la pantalla de un osciloscopio. Estas figuras comparan las relaciones entre dos voltajes de ondas senoidales de la misma frecuencia.

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Fig. 18-17. Figuras de Lissajous en la pantalla de un osciloscopio. Estas figuras comparan dos ondas senoidales de frecuencias diferentes. Fv es la frecuencia de la señal vertical FH es la frecuencia de la señal horizontal. Los lazos cerrados indican la razón de frecuencia».

fase. Al inicio el punto está en el centro sin ninguna desviación. Cuando se aumenta la señal V en una dirección positiva para desviar al punto hacia arriba, la señal H también es positiva y mueve al punto la misma magnitud hacia la derecha. A la mitad del voltaje de pico, el punto está a la mitad de la parte superior, como se muestra por un punto en la figura. Al valor pico para ambas señales, V y H, el punto está en posición superior a la extrema derecha mostrando el extremo de la línea diagonal. Esta acción ocurre durante el primer cuarto de ciclo para ambas señales. En el siguiente cuarto de ciclo, el punto repite las mismas posiciones en su camino de regreso al centro. Del mismo modo, durante el semiciclo negativo el punto se mueve diagonalmente hasta la parte inferior izquierda. El punto se repite sobre esta trayectoria produciendo una línea diagonal. Cuando las dos ondas están 180° fuera de fase, la línea se inclina (pendiente de la línea) en la dirección opuesta. Considérese el círculo producido por dos ondas 90° fuera de fase. Una señal está al máximo cuando la otra está en cero. Cuando la señal vertical mueve"al punto a las posiciones extrema superior o inferior, el punto está horizontalmente en el centro. Además, cuando la señal horizontal está al máximo para las posiciones extremas derecha e iz-

quierda, el punto está verticalmente en el centro. Entonces el trazo del punto genera un círculo para todos los valores V y H 90° fuera de fase. Para la figura de una elipse, el ángulo de fase 0 puede determinarse calculando la razón de las dos longitudes, B y A, mostrados a la derecha en la figura 18-16. Por ejemplo, cuando B interseca a los siete décimos de A, la razón es 0.7. Ya que el seno 0 es igual a 0.707 para 45°, el ángulo de fase es de 45°. Recuérdese que estas figuras de ángulo y fase se aplican solamente a ondas senoidales.

Comparaciones de frecuencia En términos prácticos las figuras en la figura 18-16 muestran que la frecuencia es la misma para las señales de entrada horizontal y vertical. La figura puede derivar o experimentar un desplazamiento entre una línea diagonal y el círculo conforme la fase cambia lentamente. Aún así, la figura indica una razón de frecuencia de 1:1. Cuando la señal de entrada vertical tiene una frecuencia más alta que la señal de entrada horizontal, se producen los patrones de la figura 1817. Para determinar la razón de frecuencia, se cuentan los lazos ya sean en la parte superior o inCapítulo 18/E1 osciloscopio 491

ferior del trazo para Fv. Solamente se cuentan las curvas cerradas; un lazo abierto, como un medio lazo, no se cuenta. Similarmente, se cuentan los lazos cerrados a cualquier lado para FH. La razón de frecuencia es entonces igual a FV/FH. Por ejemplo, se hace que la entrada horizontal sea un voltaje de ca de 60 Hz de la línea de alimentación como una frecuencia de referencia. La señal de entrada vertical es de un generador de señal de audio. Su calibración de frecuencia puede verificarse en la posición del dial de 60 Hz. Con un patrón de círculo o línea, la frecuencia es de 60 Hz para el generador de señal. A continuación se cambia el dial a la frecuencia de 120 Hz. Cuando el generador produce el patrón en la figura 18-17a, la frecuencia es exactamente 2 X 60 = 120 Hz. El patrón de 3:1 en la figura 18-17b muestra que la frecuencia del generador es de 180 Hz. Las frecuencias que no son múltiplos exactos pueden compararse como en la figura 18-17c. La razón de 3:2 muestra que la frecuencia del generador es de 3/2 X 60 = 90 Hz. En esta forma la frecuencia del generador puede verificarse para patrones arriba y abajo de 10 lazos, el cual representaría 600 Hz. Después de que se ha calibrado el generador, puede usarse como referencia para verificar una frecuencia desconocida. Üsese el generador para la señal de entrada horizontal y conéctese la otra a la entrada vertical del osciloscopio. La frecuencia desconocida puede determinarse observando cuántos lazos se producen en comparación con la frecuencia del generador.

18-9 CÓMO VER UNA IMAGEN DE TELEVISIÓN EN LA PANTALLA DEL OSCILOSCOPIO Un TCR de osciloscopio usa desviación electrostática y una pantalla verde, pero su función es la misma que la de un tubo de imagen de televisión para mostrar información visual. Para usar el osciloscopio para ver la imagen de un receptor de televisión se deben cumplir estos tres requisitos: (véase la Fig. 18-18) 1. Voltaje de desviación en diente de sierra de 60 Hz que se conecta a la terminal de entrada V del osciloscopio. Este voltaje puede tomarse del oscilador de desviasión vertical en el receptor de TV. 2. Voltaje de desviación en diente de sierra a 15 750 Hz que se usa para el barrido horizon tal del osciloscopio. Esta frecuencia es la rapi dez o frecuencia con la cual se producen líneas horizontales en la imagen de televisión. Puede usarse ya sea el barrido interno del osciloscopio o el voltaje puede tomarse del oscilador de des viación horizontal de un receptor de TV.

Preguntas de repaso 18-8 (Respuestas en la p.497) a. ¿Un patrón de círculo muestra el ángulo de fase de 0 o ,'90°, o 180 o ? b. ¿Un patrón de línea diagonal muestra una ra zón de frecuencia de 1:1 o 3:1? c. La frecuencia de referencia H es de 60 Hz. ¿Cuál es la frecuencia vertical que produce 5 lazos? 492


Fig. 18-18. Conexiones para reproducir una imagen de televisión en la pantalla de un osciloscopio.

Los 60 Hz representan la frecuencia con la cual se mueven hacia abajo las líneas de exploración o barrido horizontal en la imagen de televisión. Con las desviaciones vertical y horizontal en diente de sierra, el patrón en la pantalla es un rectángulo lleno con líneas horizontales desde la parte superior a la inferior. El patrón se llama trama o entramado. Se ajustan las ganancias vertical y horizontal para el ancho y altura deseados. El último requisito es una señal de video del receptor acoplada a la entrada del eje Z del TCR de televisión para la modulación de intensidad. Esta es la señal de video que cambia el voltaje para la información de imagen. Si se cumplen estas condiciones, una imagen verde de video aparecerá en la pantalla del os-ciloscopio. La imagen puede parecer como un negativo, dependiendo de la polaridad de la señal de video. Se necesitan alrededor de 25 V p-p de señal.

Todas las conexiones al receptor deben tener un resistor de desacoplamiento de 5 a 50 k Ω para evitar desintonizar los circuitos. Cuando la imagen sufre un corrimiento vertical, ajústese la frecuencia del barrido (exploración) vertical. Cuando la imagen aparece como segmentos diagonales, ajústese la frecuencia del barrido (exploración) horizontal. Preguntas de repaso 18-9 (Respuestas en la p. 497)

Para obtener una imagen de televisión en la pantalla del osciloscopio: a. ¿Está conectada la señal de video a la entrada V o Z? b. ¿Cuál es la forma de onda de la desviación vertical? c. ¿Cuál es la frecuencia de la desviación horizon tal?

RESUMEN 1. El osciloscopio es un vóltmetro de ca de alta impedancia que muestra la forma de onda del voltaje de la señal que se mide. 2. Se usa un tubo de rayos catódicos (TCR) para mostrar visualmente la forma de onda. El TCR consta de un cañón de electrones para producir un haz de electrones, placas de desviación horizontal y vertical para desplazar al haz y una pantalla fluorescente para producir la salidk de luz. 3. Las secciones principales de un osciloscopio incluyen un amplificador vertical para la señal de entrada aplicada a las placas desviadoras verticales, un amplificador horizontal para las placas de desviación horizontal, y un generador de diente de sierra para proporcionar una base lineal de tiempo para la desviación horizontal. 4. Para ver la forma de onda de un voltaje de señal, el voltaje se aplica a la terminal de entrada vertical con barrido interno de diente de sierra para desviación horizontal. Se ajusta la frecuencia de barrido horizontal para dos ciclos de la señal vertical en el patrón de trazo. Entonces se ajusta escasamente para lograr una buena sincronía y así el patrón se mantenga fijo. Capítulo 18/E1 osciloscopio 493

5. El barrido recurrente significa que el generador interno de diente de sierra opera con o sin sincronía. 6. Con barrido disparado, cada ciclo del generador de diente de sierra se produce sólo cuando hay señal en la entrada de sincronía. 7. Una sonda o punta de prueba de baja capacitancia (LCP) tiene una resistencia aisladora en serie que divide la señal de entrada entre diez. 8. Debe introducirse una señal en el eje Z a través de la rejilla de control del (TCR) para la modulación de la intensidad del haz de electrones. 9. La calibración vertical mide la magnitud o valor del voltaje de señal de entrada en términos de la altura del trazo. 10. Las figuras o patrones de Lissajous se usan para comparar la relación de fase entre dos ondas senoidales. También se usan para determinar la frecuencia de una onda senoidal desconocida comparándola con un estándar conocido. Los patrones de Lissajous se obtienen aplicando una onda senoidal a la entrada vertical y la otra onda senoidal a la entrada horizontal. El barrido interno no se usa.

AUTOEVALUACION (Búsquense las respuestas al final del libro) Escoja entre (a), (b), (c) o (d). 1. ¿En cuál terminal se conecta la señal que se va a ver en la pantalla del osciloscopio? a) V; b) H; c) Z; d) sincronía externa. 2. ¿Cuál es la operación típica de la sección horizontal? a) barrido horizontal y sincronía apagada; b) barrido interno con sincronía interna; c) sincronía interna pero con barrido externo; d) sincronía externa pero barrido interno fuera. 3. El voltaje típico del ánodo para el TCR del osciloscopio es a) 1 a 5 kV, negativo al ánodo; b) 2 kV negativo al cátodo; c) 30 kV positivo al ánodo; d) 200 V negativo a G34. La retícula de la pantalla está calibrada para 5 V/cm. La altura del trazo es de 6 era. El trazo vertical entonces es a) 5 Vpp; b) 15 Vpp; c) 30 V rms; d) 30 Vpp. 5. La frecuencia del barrido horizontal interno es de 30 Hz con la entrada vertical a 60 Hz. ¿Cuántos ciclos aparecerán en la pantalla? a) un medio; b) uno; c) 2; d) 60. 6. La frecuencia del barrido horizontal interno es de 1 000 Hz. El trazo tiene dos ciclos. ¿Cuál es la frecuencia de la señal vertical de entrada? a) 500 Hz; b) 1 000 Hz; c) 2 000 Hz; d) 5 000 Hz. 494 Capítulo 18/E1 osciloscopio

7. El patrón de trazo mide 4 V con la punta de prueba de baja capacitancia usada para la señal vertical de entrada. La señal real en la punta de prueba es de a) 0.4 V; b) 4 V; c) 8 V; d) 40 V. 8. ¿Cuál terminal se conecta a la rejilla de control del TCR? a) Y; b) X; c) Z; d) sincronía externa. 9. Para un osciloscopio con barrido disparado, la base de tiempo horizontal se ajusta para 5 ms/cm. El ancho total de 10 cm representa entonces un tiempo de a) 0.5 ms; b) 1 ms; c) 5 ms, d) 50 ms. 10. El círculo para un patrón Lissajous muestra la a) razón de frecuencia 2:1; b) razón de frecuencia de 1:1; c) fase 0 o ; d) fase 180°.

PREGUNTAS DE REPASO 1. Liste las tres secciones principales de un TCR y las funciones de cada una para producir una indicación visual. 2. Nombre los electrodos de un cañón de electrones. 3. Dé las funciones de los siguientes controles: intensidad, enfoque, control de posición de V y H. 4. Compare dos tipos de materiales fosforescentes para pantalla. 5. Muestre cómo se aplica un voltaje en diente de sierra a un par de placas desviadoras. 6. Muestre cómo se aplica alto voltaje al ánodo con una fuente negativa. 7. Defina el factor de desviación, en el eje Y, eje X y eje Z. 8. Compare el barrido disparado con el barrido recurrente. 9. Compare las sincronías interna y externa. ¿Por qué generalmente se usa sincronía interna? 10. ¿Qué significa sincronía de línea? 11. ¿Cuál es la función del atenuador vertical? 12. Cuál es la función del generador interno horizontal de diente de sierra? 13. Explique brevemente cómo se usa el osciloscopio para ver dos ciclos de voltaje de señal de ca. 14. a. ¿Cuándo se usa la punta de prueba de baja capacitancia (LCP)? b. ¿Por qué la LCP divide la entrada de señal entre diez? 15. Compare una punta de prueba directa, una LCP y una punta de prueba desmoduladora. 16. Nombre cinco características especiales de osciloscopios que se incluyen para propósitos especiales y explique el objetivo de cada una. 17. Muestre las figuras o patrones de Lissajous para dos ondas senoidales con una razón de frecuencia de 1:1 y 90° fuera de fase. Capítulo 18/E1 osciloscopio 495

18. Muestre las figuras o patrones de Lissajous para ondas senoidales con razones de frecuencia de 2:1 y 1:2. 19. a. ¿Por qué se apaga el barrido interno horizontal para un patrón Lissajous? b. Muestre el patrón de trazo para una razón de frecuencia de 2:1, con el barrido interno encendido. 20. Muestre las conexiones del osciloscopio necesarias para reproducir una imagen de televisión en la pantalla del osciloscopio. 21. Dé dos diferencias entre un tubo de imagen de TV y el TCR del osciloscopio.

Problemas (Las respuestas a los problemas con número impar se encuentran al final del libro) 1. Para una desviación de 10 V/cm, ¿cuál es el voltaje en diente de sierra de pico a pico necesario para una desviación de 10 cm? 2. En un TCR el cátodo está a — 1 280 V y G, está a — 1 300 V. ¿Cuál es la polarización de la rejilla de control? 3. Calcule las frecuencias aproximadas de barrido horizontal para los siguientes periodos de tiempo: a. 0.0333 s; b. 0.0166 s; c. 0.1269 ms; d. 50 ms. 4. Un voltaje en diente de sierra tiene una rampa lineal de 50 V/ms. a. ¿Cuál es el trazo pico de voltaje después de 10 ms?. b. Calcule la frecuencia aproximada del voltaje en diente de sierra, sin contar el tiempo de retraso. 5. La desviación vertical está calibrada para 1 V/cm en la retícula de la pantalla, a. ¿Cuál es la señal de pico a pico para una altura de trazo de 6 cm? b. ¿Cuál será la altura del trazo cuando el atenuador se cambie a 2 V/cm?

PREGUNTAS ESPECIALES 1. Encuentre el costo aproximado de los siguientes osciloscopios de 127 mm: a. ancho de banda de 4 MHz, barrido recurrente; b. ancho de banda de 10 MHz, barrido disparado, atenuador vertical calibrado; c. ancho de banda de 20 MHz, doble trazo, barrido disparado y atenuador vertical calibrado. ¿Cuál esco gería para su propio trabajo? 2. ¿Por qué se considera un osciloscopio más útil para verificar un receptor de TV que para un radio de MF? 3. Compare estos dos métodos para localizar fallas en una etapa defectuosa: a. inyección de señal con un generador de señales y b. rastreo de señal con un osciloscopio. 4. Después de que se ha localizado la falla en una etapa, ¿por qué es generalmente necesario usar un voltóhmetro para encontrar al componente defectuoso? 496 Capítulo 18/E1 osciloscopio



497

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498

Apéndice A Espectro de frecuencias electrónicas Tabla A-1 Intervalos de frecuencias y aplicaciones

* La frecuencia y la longitud de onda son inversamente proporcionales una con otra. Mientras más alta es la frecuencia, más corta es la longitud de onda y viceversa. Las ondas de AF y RF se consideran generalmente en términos de la frecuencia porque la longitud de onda es más grande. La excepción son las microondas, las cuales se designan frecuentemente por su lon-

gitud de onda porque sus frecuencias son muy altas. Los rayos de luz, rayos X y rayos gamma también se consideran generalmente por su longitud de onda porque sus frecuencias son muy altas. La unidad de longitud de onda en el micrometro, igual a 1 0 -6 m; el nanómetro, igual a 10 -9 m; y el angstrom, A, igual a 10 -10 m.

499

Tabla A-l (Continuación) Intervalos de frecuencias y aplicaciones Frecuencia o Longitud de onda *

Nombre

Las cuatro categorías principales de radiación electromagnética y sus frecuencias se resumen como sigue: 1. Ondas de radiofrecuencia de 30 kHz a 300 000 kHz. 2. Ondas de calor o rayos infrarrojos de 1 X 10l3a 2.5 X 10 l4 Hz. Infrarrojo significa abajo de la frecuen cia de la luz roja visible. 3. Frecuencias de la luz visible de 2.5 X 10 l l Hz para el rojo hasta 8 X 1014 Hz para el azul y el violeta. 4. Radiación ionizante como los rayos ultravioleta, rayos X, rayos gamma, y rayos cósmicos desde 8 X 10 l4 Hz para la luz ultravioleta hasta arriba de 5 X 1020 Hz para los rayos cósmicos. Ultravioleta significa arriba de la frecuencia de la luz violeta visi ble. Nótese que las ondas de radio tienen las frecuencias más bajas y por tanto las longitudes de onda más largas que cualquier forma de radiación electromagnética.

500

Apéndice A/Espectro de frecuencias electrónicas

Aplicaciones

Las radiofrecuencias desde 30 kHz a 300 000 MHz pueden subdividirse como sigue: 1. Frecuencias muy bajas, o banda VLF: abajo de 30 kHz 2. Bajas frecuencias, o banda LF: 30 a 300 kHz 3. Medias frecuencias, o banda MF: 300 a 3 000 kHz 4. Altas frecuencias, o banda HF: 3 a 30 MHz 5. Muy altas frecuencias, o banda VHF: 30 a 300 MHz 6. Ultra altas frecuencias, o banda UHF: 300 a 3 000 MHz 7. Super altas frecuencias, o banda SHF: 3 a 30 GHz 8. Extra altas frecuencias, o banda EHF: 30 a 300 GHz Nótese que cada banda tiene una gama de 10:1 de frecuencias. Además, cada banda es 10 veces más alta que la banda precedente más baja. Las bandas SHF y EHF se listan en gigahertz (1 GHz = 1 X 10 9 Hz, o 1 000 MHz). Generalmente se considera que las microondas están en la región de 0.3 GHz y más altas para longitudes de 1 m o menos.

Apéndice B Asignación de frecuencia de la FCC Los usos principales de la gama o región de frecuencias de 30 kHz a 300 000 MHz se listan en la tabla B1. La radiodifusión de MA de 535 a 1 605 kHz está en la banda de frecuencias medias (MF). La emisión de radio de MF de 88 a 108 MHz está en la banda de VHF.La emisión de televisión está en las bandas de VHF y UHF. Canales de televisión Véase la tabla B-2. Cada canal tiene un ancho de 6 MHz para la señal de audio de MF y la señal portadora de imagen de MA, incluyendo la señal de color multiplexada a 3.58 MHz. Los canales del 2 al 6 y del 7 al 13 están en la banda de VHF. Los canales del 14 al 83 están en la banda de UHF.

Canales de radio de banda civil (CB)

En la

tabla B-3 se listan las frecuencias portadoras para los canales del 1 al 40 para el servicio clase D. Radio de onda corta Las bandas listadas en la tabla B-4 se usan para radiocomunicaciones internacionales.

Bandas de radio de aficionados Las bandas de radio de aficionados, junto con los tipos permitidos de emisión pueden encontrarse en el manual ARRL (ARRL Handbook). Satélites Las asignaciones de frecuencia para satélites incluyen las siguientes bandas en gigahertz: 3-7 a 4.2, 5.9 a 6.4, 10.7 a 13.2, 17.7 a 21.2, 30 a 31 y 36 a 41. Estas bandas se usan para comunicaciones, meteorología y navegación.

501

Tabla B-l Asignaciones de 30 kHz a 300 000 MHz Asignación

banda

Notas

30—535 kHz

Incluye comunicaciones marítimas y de navegación, radionavegación, aeronáuticas

Radiofrecuencias medias y bajas

535—1605 kHz

Banda estándar de radiodifusión

Radiodifusión de MA

1605 kHz— 30 MHz

Incluye radioaficionados, radio de CB, lorán, radio del gobierno, radiodifusión internacional de onda corta, comunicaciones fijas y móviles, radionavegación, radio industrial, científico y médico

Banda de aficionados 3-5 —4.0 MHz y 28— 29.7 MHz; banda industrial, científica y médica 26.95-27.54 MHz; banda CB clase D para voz es de 26.965-27.045 MHz

30- 50 MHz

Gobierno y particular, fijo y móvil

Incluye policía, contra incendio, forestal, carretera y servicios de ferrocarril; la banda VHF principia a 30 MHz

50- 54 MHz

Aficionados

Banda de 6 m

54- 72 MHz

Radiodifusión de televisión canales 2 y 4

También servicios fijos y móviles

72-76 MHz

Servicios gubernamentales y no guberna mentales.

Radiofaros aeronáuticos en 75 MHz

76- 88 MHz

Radiodifusión de televisión canales 5 y 6

También servicios fijos y móviles

88- 108 MHz

Difusión de MF

También disponible para emisión de facsímil; 88 — 92 MHz emisión educacional de MF

108-122 MHz

Navegación aérea

Localizadores, alcance de radio y control de aeropuertos

122— 174 MHz

Gobierno y no gobierno fijo y móvil, radiodifusión de aficionados

144—148 MHz banda de aficionados

174-216 MHz

Radiodifusión de TV canales 7 a 13

También servicios fijo y móvil

216—470 MHz

Aficionados, gobierno y no gobierno, fijo y móvil, navegación aérea, banda civil

Radio altímetro, trayectoria de planeo y equipo meteorológico; banda civil de 462.5—465 MHz; aviación civil 225-400 MHz; la banda de UHF principia a 300 MHz

470-890 MHz

Radiodifusión de TV

Canales 14 a 83 de difusión de televisión de UHF

502

Apéndice B/Asignación de frecuencias de la FCC

Tabla B-l (Continuación) Asignaciones de 30 kHz a 300 000 MHz


503

Tabla B-2 Asignaciones para los canales de televisión Canal número 1* 2 3 4 5 6

7 8 9 10 1112 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41

Banda de frecuencia MHz —

54-60 60-66 66-72 76-82 82-88 174_180 180-186 186-192 192-198 198-204 204-210 210-216 470-476 476-482 482-488 488-494 494- 500 500- 506 506-512 512-5.18 518-524 524-530 530-536 536-542 542-548 548-554 554-560 560-566 566-572 572-578 578-584 584-590 590-596 596-602 602-608 608-614 614-620 620-626 626-632 632-638

Canal número 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56

57

58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69

70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83

* La banda de 44 a 50 MHz era para el canal 1 de televisión pero ahora está asignada a otros servicios

504


Banda de frecuencia MHz

638-644 644-650 650-656 656-662 662-668 668-674 674-680 680-686 686-692 692-698 698- 704 704-710 710-716 716-722 722-728 728-734 734-740 740-746 746-752 752-758 758-764 764-770 770-776 776-782 782-788 788- 794 794-800 800- 806 806-812 812-818 818-824 824-830 830-836 836-842 842-848 848-854 854-860 860- 866 866-872 872-878 878-884 884-890

Tabla B-3 Canales de radio para banda civil (CB) Portadora de RF Canal

MHz

1 2 3 4 5 6

26.965 26.975 26.985 27.005 27.015 27.025 27.035 27.055 27.065 27.075 27.085 27.105 27.115 27.125 27.135 27.155 27.165 27.175 27.185 27.205 27.215 27.225 27.255

7

8 9* 10 Ll† 12 13 14 15 16 17 18 19† 20 21 22 23

Canal 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40

Portadora de RF MHz 27.235 27.245 27.265 27.275 27.285 27.295 27.305 27.315 27.325 27.335 27.345 27.355 27.365 27.375 27.385 27.395 27.405

* El canal 9 corresponde a las comunicaciones de emergencia. tLos canales 11 y 19 corresponden al monitoreo del tránsito automotriz. + Los canales 1 y 23 eran los canales CB originales. Los canales del 24 al 40 se agregaron en 1976.


505

Tabla B-4 Asignaciones internacionales para radio de onda corta

Bandas menores, MHz

Bandas mayores, MHz

3.200-3.400 4.750-5.060 5.950-6.200 7.100-7.300

9.500-9.775 11.700-11.975 15.100-15.450 17.700-17.900 21.450-21.750 25.600-26.100

506 Apéndice B/Asignación de frecuencias de la FCC

Apéndice C Abreviaturas estándar

Abreviaturas de términos técnicos AF AFC AFT AGC ALC AM APC AVC

Frecuencia de audio Control automático de frecuencia (CAF) Sintonización fina automática Control automático de ganancia (CAG) Control limitador automático Modulación de amplitud (MA) Control automático de fase Control automático de volumen (CAV) Transistor de juntura bipolar BJT CB Banda civil DA Digital a analógico DBS Difusión directa vía satélite DIP Encapsulado en línea doble DSB Dobles bandas laterales DTL Lógica de diodo transistor EBS Sistemas de difusiones de emergencia ECO Oscilador con acoplamiento electrónico FET Transistor de efecto de campo (TEC) FF Flip-flop FM Modulación de frecuencia (MF) FSK Manipulación por desplazamiento de frecuencia IC Circuito integrado (CI) IF Frecuencia intermedia (FI) LCD Indicador visual digital de cristal líquido LED Diodo emisor de luz LNA Amplificador de bajo ruido LS Altavoz MOS Semiconductor de metal-óxido MPX Múltiplex MV Multivibrador OPAMP Amplificador operacional (amp op) PA Sistema de audiodifusión, amplificador de potencia PAM Modulación por amplitud de impulsos PCM Modulación por codificación de impulsos PLL Bucle de enganche de fase PM Modulación de impulsos

PWM RAM RF ROM SCR S/N SSB SWR TE TM TTL o T2L TWT UHT UJT VCO VHF VFO VR

Modulación por duración de impulsos Memoria de acceso arbitrario Radiofrecuencia Memoria de sólo leer Rectificador controlado de silicio Razón de señal a ruido Banda lateral única Razón de onda estacionaria Campo transversal eléctrico Campo transversal magnético Lógica de transistor-transistor Tubo de onda viajera Ultra alta frecuencia Transistor de unij untura o monoj untura Oscilador controlado por voltaje Muy alta frecuencia Oscilador de frecuencia variable Regulador de voltaje

Abreviaturas de organizaciones electrónicas oficiales Las abreviaturas se dan aquí en orden alfabético. Las organizaciones incluyen grupos profesionales, agencias del gobierno de reglamentación y asociaciones de la industria que promueven los estándares.

ANSI

ARRL ASEE

American National Standards Institute, 1430 Broadway, New York, NY 10018. Publica estándares para símbolos gráficos en electricidad y electrónica. American Radio Relay League, Newington, CT 06111. Para operadores radioaficionados. American Society for Engineering Education, One Dupont Circle, Washington, DC 20036. Grupo profesional para ingeniería y educadores tecnológicos. 507

EIA

EIAJ

IEEE

ISCET

508

Electronic Industries Association, 2001 Eye Street, NW, Washington, DC 20015. El grupo industrial principal para estándares en receptores, dispositivos semiconductores y tubos. Electronic Industries Association of Japan. FCC Federal Communication Commis-sion, Washington, DC 20554. La agencia del gobierno de Estados Unidos que reglamenta para transmisores, radiodifusiones y radio de banda civil (CB). Institute of Electrical and Electronics En-gineers, 345 East 47 Street, New York. NY 10017. El grupo profesional que proporciona estándares para mediciones, definiciones y símbolos gráficos para diagramas en los campos eléctrico y electrónico. International Society of Certified Electronics Technicians, 1715 ExpoLane, India-napolis, IN 46224. Grupo profesional para el servicio de radio y televisión.

Apéndice C/Abreviaturas estándar

JEDEC Joint Electronic Devices Engineering Council. Grupo profesional para estándares en dispositivos electrónicos. NAB National Association of Broadcasters, 1771 N Street, NW, Washington, DC 20036. NEMA National Electrical Manufacturers Association, 155 East 44 Street, New York, NY 10017. NESDA National Electronic Service Dealers Association, 1715 Expo Lañe, Indianapolis, IN 46224. Grupo comercial. NFPA National Fire Protection Association, 470 Atlantic Avenue, Boston, MA 02210. Issues National Electrical Code (NEC). SMPTE Society of Motion Picture and Televisión Engineers, 862 Scarsdale Ave., Scarsdale, NY 10583- Grupo profesional. WARC World Allocations Resources Committee, Ginebra, Suiza. Grupo internacional de gobierno para la asignación de frecuencias en el espectro de radio.

Apéndice D Logaritmos

Un logaritmo es un exponente. Cuando un número se expresa como una potencia de 10, su exponente es el logaritmo del número con base 10. Los logaritmos base 10 también se llaman logaritmos comunes. Los logaritmos son un método útil abreviado para multiplicar y dividir, encontrar raíces y potencias, y simplificar relaciones gráficas. Algunas fórmulas electrónicas se expresan con logaritmos. El papel de las gráficas, en el cual el eje de las ordenadas (eje Y) es lineal y la abcisa (eje X) es logarítmica, se usa para mostrar la ganancia contra la frecuencia. Ya que la gama de frecuencias que se usa es comunmente muy ancha, una escala lineal de frecuencia sería demasiado larga o las unidades serían muy pequeñas. Mediante el uso de los valores logarítmicos en la escala de frecuencia, la gama completa puede mostrarse en un espacio muy limitado.

Característica y mantisa. Ya que un logaritmo es un exponente de 10 el logaritmo de 10 es 1. Esto es, 10 1 = 10. El logaritmo de 100 es 2 (10 2 = 100). Otros logaritmos se muestran abajo: 1 000 = 10 000 = 100 000 = 1 000 000 =

10 3 o 3 es el log de 1 000 10 4 o 4 es el log de 10 000 10 5 o 5 es el log de 100 000 10 6 o 6 es el log de 1 000 000

(Nótese que log es simplemente una expresión abreviada de la palabra logaritmo). En cada uno de los casos anteriores el logaritmo resultó un número entero ya que los exponentes fueron números enteros o potencias exactas de 10. Sin em-

bargo, todos los números positivos tienen logaritmo en tanto que puedan expresarse como alguna potencia de 10. El número 32 está entre 101 y 102, por tanto su logaritmo está en alguna parte entre 1 y 2. De hecho el logaritmo de 2 es alrededor de 1.5 (1015 32). El logaritmo de otro número que no sea una potencia de número entero de 10 es un número decimal. Al número de la izquierda del punto decimal se llama característica en tanto que el número a la derecha del punto decimal se llama mantisa. Para encontrar el logaritmo de un número: 1. Se encuentra su característica. Un punto decimal sigue a la característica. 2. Se encuentra la mantisa y se escribe a la derecha del punto decimal. La característica puede encontrarse contando el número de dígitos a la izquierda del punto decimal del número dado y restándole uno. Por ejemplo la característica de 32 es 1; la característica de 320 es 2, la característica de 3.2 es 0. Un buen modo de visualizar las características es escribir el número en la notación científica estándar como una potencia de 10 con un coeficiente entre 1 y 10. Entonces el exponente de 10 es la característica. Como ejemplos véase la tabla abajo. La mantisa se encuentra usualmente en tablas impresas llamadas tablas log. En estas tablas; solamente se dan las mantisas; la característica se encuentra por el método que se dio arriba. Las tablas log pueden frecuentemente encontrarse en los libros de Matemáticas y los manuales.

509

Sin embargo, con el advenimiento de las calculadoras electrónicas científicas la necesidad de estas tablas ha disminuido. Una calculadora electrónica con funciones científicas mostrará el logaritmo entero, su característica y su mantisa cuando el número se introduce en la calculadora y se usa la función log. Sin embargo, sigue siendo necesario entender el significado de los logaritmos porque los logaritmos se usan en muchas fórmulas electrónicas.

Antilogaritmos Algunas veces puede ser necesario encontrar el número cuyo logaritmo se conoce. Por ejemplo, para multiplicar dos números, primero se encuentra el logaritmo (característica y mantisa) de cada número. Después se añaden los dos logaritmos. Él número cuyo logaritmo es igual a esta suma, es el producto de los dos números originales. El número desconocido cuyo logaritmo se conoce se llama antilogaritmo o simplemente antilog. Por ejemplo, 100 es el antilog de 2; 1 es el antilog de 0 (recuérdese que 10° = 1). Para determinar el antilog de un número: 1. Use una tabla de logaritmos para determinar el número asociado con la mantisa. 2. Coloque el punto decimal de modo que su posición sea igual al número de cifras de la característica del logaritmo más uno. Supóngase que se requiere el antilogaritmo de 2.5172. La característica es 2 y la mantisa es 5172. De una tabla log, el número cuya mantisa es 5172 es 329 sin punto decimal. Como la característica es 2 el antilog debe tener 3 lugares o cifras; el antilog es 329. Si el log original hubiera sido 3.5172, el antilog sería 3 290. Si el log original hubiera sido 0.5172 el antilog sería 3-29. La notación científica puede ser también útil para los antilogaritmos. Se escriben los dígitos correspondientes a la mantisa, pero se pone el número en notación científica con una potencia de 10 igual a la característica. Para el mismo ejemplo del antilog de 2.5172, el número es 3.29 X 10 2 , el cual es igual a 329. Otra vez la calculadora electrónica científica producirá el antilogaritmo completo. Entonces se introduce

510

Apéndice D/Logaritmos

todo el logaritmo en la calculadora y se oprime la tecla antilog (frecuentemente denominada como y el antilog completo aparecerá en el indicador visual digital.

Logaritmos de los números menores que 1 Es posible encontrar los logaritmos menores que 1 recordando la definición de un logaritmo

Si N es menor de 1, la expresión debe ser una fracción. Esto sería verdad si x fuera un número negativo, ya que Otra vez, la notación científica aclara esto.

En forma similar

Sin embargo, cuando se agrega la mantisa a la característica el resultado es un número negativo que es la diferencia entre la característica y la mantisa. Característica

Mantisa

Frecuentemente los logaritmos de los números menores que 1 se escriben en la forma A. M. — 10 donde A — 10 es la característica y M es la mantisa dada en las tablas log. Así que el logaritmo de 0.32 = 9.5051 — 10. Esto, naturalmente es lo mismo que —0.4949 como se dijo arriba.

Apéndice E Códigos de colores

Los códigos de colores han sido estandarizados por la Electronic Industries Association (ElA). Los códigos incluidos corresponden a conexiones de alambrados en chasis y los valores para los resistores de carbón y los capacitores de mica y de cerámica. Alambrado del chasis El color del alambre indica la función. Puede usarse un color sólido o una línea helicoidal en el aislamiento blanco. Rojo Azul Verde Amarillo Naranja Pardo Negro Blanco

V + de la fuente de poder de ce Placa (tubo amplificador), colector (transistor), o fuente de un TEC (FET) Rejilla de control (tubo), base (transistor), o fuente de un TEC (FET) Cátodo (tubo amplificador), emisor (transistor), o fuente de un TEC (FET) Rejilla pantalla (tubo al vacío) Calefactor (tubo al vacío) Masa Retorno a la línea de polarización de CAV o CAG.

Además, se usa alambre azul para el lado alto de las conexiones de entrada de antena. Transformadores de Fl Se usan para el acoplamiento entre etapas en los amplificadores de FI. Las terminales pueden estar codificadas por color como sigue: Azul Lado de alto potencial del primario (polo "vivo" o de fase) a la placa del amplificador, colector, o electrodo de dren Rojo Lado bajo (muerto o polo a tierra) del primario retornando a V"1" Verde Lado de alto potencial del secundario (polo vivo o de fase) para la señal de salida Blanco Lado bajo (muerto o polo a tierra)

Violeta

Puede usarse para una salida adicional del secundario

Transformadores de AF Los transformadores de AF usados para el acoplamiento entre etapas y salida de potencia en los amplificadores de audio frecuentemente tienen terminales codificadas en color como sigue: Azul Primario a la placa del amplificador, colector, o electrodo de dren. Indica el extremo de un devanado Rojo Conexión a V + Toma central de un devanado en contrafase Pardo Terminal opuesta a la terminal azul para uso en contrafase. Inicio de un devanado del primario Verde Lado de alto potencial del secundario (polo vivo o de fase) para la señal de salida. El extremo del devanado del secundario Negro Retorno a tierra Amarillo Toma central en el secundario Canales de audio estereofónico El alambrado de los canales de audio estereofónico está codificado en color como sigue: Canal derecho Rojo: Lado de alto Blanco: Lado de altopotencial (vivo o fase) potencial (vivo o fase) Azul: Verde: Lado bajo Lado bajo (muerto o polo a (muerto o polo a tierra) tierra)

Canal izquierdo

Transformadores de potencia Las terminales de los transformadores de potencia están codificadas en color como sigue: 511

Fig. E-l. Códigos de color para resistores, a) Bandas de color sobre R con terminales axiales, b) Colores en los puntos extremo del cuerpo en R con terminales radiales Terminales de inicio y fin del primario, sin tomas o derivaciones, es negro para ambas terminales. Primario con toma Común: negro Toma o derivación: negro y amarillo Fin: negro y rojo Secundario de alto voltaje es rojo para el inicio y el fin del devanado Toma central es rojo y amarillo . Secundario de bajo voltaje es verde y café Resistores de carbón Para disipaciones nominales de 2 W o menos, los resistores de carbón se codifi-

can en color ya sea con bandas o con el sistema de punto en los extremos del cuerpo (estándar en desuso); véase la figura E-l y la tabla E-l. Los colores se listan en la tabla E-2 Se aplican a los valores de los resistores en ohms y para los capacitores en picofarads. Los valores preferentes en la tabla E-3 también se : aplican a los resistores y a los capacitores. Solamente se lista el valor básico, pero están disponibles múltiplos. Por ejemplo, los valores para resistores son de 47, 470, 4 700 y 47 000 íl. Hay más valores intermedios de resistencias con tolerancias menores. Por ejemplo, el valor más alto siguiente arriba de 47 puede ser 68, 56 o 51, dependiendo de la tolerancia.

Tabla E-l Códigos de color para resistores de carbón

Terminales axiales B B B B

y y y y

A B C D

Color Primera cifra significativa Segunda cifra significativa Multiplicador decimal Tolerancia

Terminales radiales Cuerpo A Extremo B Punto C Extremo D

Notas: La banda A es de doble ancho para resistores con devanado de alambre con terminales axiales. El sistema de punto en el extremo del cuerpo es un estándar en desuso, pero puede encontrarse todavía en algunos resistores viejos. Cuando los resistores tienen bandas de color y terminales axiales, no se usa el color del cuerpo para los valores del código de color. Los resistores de película tienen cinco bandas; la cuarta banda es el multiplicador y la quinta es la tolerancia.

512

Apéndice E/Códigos de colores

Tabla E-2 Valores de color en los códigos para resistores y capacitores Color

Cifra

Multiplicador

significativa

decimal

%

1

20

Negro

0

Pardo Rojo Naranja Amarillo Verde Azul Violeta Gris Blanco Oro Plata Sin color

1 2 3 4 5 6 7 8 9

Tolerancia,*

10 102 103 104 105 106 107 108 109 0.1 0.01

1 2 3 4 5 6 7 8 9 5 10 20

*Los colores de tolerancia que no sean oro y plata corresponden solamente para capacitores

Tabla E-3 Valores preferentes para resistores y capacitores* Tolerancia 20 % 10

Tolerancia 40 % 10 12

15

15 18

22

22 27

33

33 39

47

47 56

68

68 82

100

100

Tolerancia 5 % 10 11 12 13 15 16 18 20 22 24 27 30 33 36 39 43 47 51 56 62 68 75 82 91 100

*Números y múltiplos para ohms o pF.


513

la E de fuga y coeficientes de temperatura. El valor nominal máximo de voltaje de trabajo de ce es generalmente de 500 V. Si se usa color en el primer punto el capacitor está marcado con el código viejo de la IEA. Use ese punto y los dos puntos siguientes como cifras significativas y el cuarto punto como un multiplicador decimal.

Capacitores de cerámica Los capacitores de cerámica tienen bandas o puntos con tres o cinco coloFig. E-2. Código EIA de seis puntos de color para capacitores de mica.

Capacitores de mica Véase la figura E-2 para el código de colores de los capacitores de mica. El primer punto en un capacitor de mica es blanco para indicar el código EIA de seis puntos. Puede ser también negro para un código militar. En cualquier caso, se lee la capacitancia en picofarads en los siguientes tres puntos de color. La tabla E-2 lista los colores de tolerancia para el quinto punto. El sexto punto indica las clases de la A a

res. La construcción puede ser tubular con terminales axiales o en disco con terminales radiales (Fig. E3). Cuando hay cinco colores, el primero y el último indican el coeficiente de temperatura y la tolerancia, como se lista en la tabla E-4. Los tres de en medio dan el valor en picofarads. Los capacitores de cerámica con forma de disco frecuentemente tienen los valores impresos en ellos. Un valor mayor que 1 se da en picofarads, como 47 pF. Un valor menor que 1, por ejemplo, 0.002, está en microfarads. La letra R puede usarse para indicar un punto decimal; por ejemplo, 2R2 = 2.2.

Fig. E-3. Código de colores para capacitores de cerámica, a) Tubular con terminales axiales, b) Disco con terminales radiales

514


Tabla E-4 Código de color para capacitores de cerámica Tolerancia Color Negro Pardo Rojo Naranja Amarillo Verde Azul Violeta Gris Blanco

Multiplicador decimal

Arriba 10 pF, de %

1

20

10 100 1000

1 2

0.01 0.1

Coeficiente

Abajo de 10 pF, en pF

de temperatura ppm por °C

2.0

0

5

0.5

10

0.25 1.0

-30 -80 -150 -220 -330 -470 -750 30 500


515

Apéndice F Símbolos esquemáticos Los símbolos esquemáticos están organizados en tablas separadas generalmente de acuerdo con los tipos de dispositivos. Tabla F-l Símbolos generales F-5 Diodos semiconductores F-2 Tubos al vacío o válvulas F-6 Tipos de tiristores F-3 Transistores bipolares de juntura F-7 Dispositivos de protección para semiconductores F-4 Transistores de efecto de campo, TEC (FET) Tabla F-l Símbolos generales

516

Tabla F-l Símbolos generales

Apéndice F/Símbolos esquemátivos

517

Tabla F-2 Tubos al vacío o válvulas

518

Apéndice F/Símbolos esquemáticos

Tabla F-3 Transmisores bipolares de juntura*

*Los números para transistores bipolares de juntura empiezan con 2N, como en 2N1482, para dos junturas de semiconductores en el sistema EIA. Los tipos de transistores japoneses se marcan 25A para señal débil pequeña PNP, 2SB para los de potencia PNP. 2SC para señal débil o pequeña NPN y 2SD para los de potencia NPN.


519

Tabla F-4 Transistores de efecto de campo, TEC* (FET)

520


Tabla F-5 Diodos semiconductores*

*Los números para diodos principian con 1N, para un semiconductor de juntura. Un ejemplo es 1N2864.


521

Tabla F-6 Tipos de tiristores

522


Tabla F-7 Dispositivos de protección para semiconductores


523

Apéndice G Símbolos de lógica digital

524

Respuestas a las autoevaluaciones

CAPÍTULO 9

CAPÍTULO 1 1. (h) 2. (a) 3. (b) 4. (d) 7. (a) 8. (a) 9. (d) 10. (c)

5. (a)

6. (b)

CAPÍTULO 2

1. Lineal 2. Transistor 3. Más: 4. Dióxido de silicio 5. CMOS 6. TTL 7. Aestable 8. T2L 9. 10 10. NPN 11. IGFET 12. ALTO 13. SSI 14. BAJO 15. Transistores bipolares 16. Osciloscopio 17. Aluminio 18. CMOS 19. MOSFET 20. C CAPÍTULO 10 1. (b) 2. (b) 3. ( c ) 4. (b) 5. (d) 6. (a) 7. (d) 8. (c) 9. (b) 10. (d)

CAPÍTULO 3 1. (d) 2. (b) 3. (a) 4. (c) 5. (c) 6. (c) 7. (b) 8. (d) 9. (b) 10. (a) 11. (b) 12. (a) CAPÍTULO 4 1. (d) 2. ( a ) 3. (b) 4. (a) 5. (b) 6. ( a ) 7. (b) 8. (b) 9. (c) 10. (c) 11. (c) 12. (c) CAPÍTULO 5 1. 3 2. 10 3. 13 4. 6 5. 20 6. -3 8. 12 9. 2 10. 2 1 1. 18 12. 26

CAPÍTULO 11 1. (b) 2. (d) 3. ( a ) 4. (c) 5. (a) 6. ( c ) 7. (d) 8. (a) 9. (c) 10. (d) 1 1 . (b) 12. (c) 13. (d) 14. (a) 15. (c) 16. (d) CAPÍTULO 12 1. ( a ) 2. ( c ) 3. ( b ) 4. ( c ) 5. ( c ) 6. (c) 7. (c) 8. (c) 9. (c) 10. (a) 1 1 . (b) 12. (c)

7. -20

CAPÍTULO 6 1. (c) 2. (f) 3. (j) 4. (i) 5. (b) 6. (a) 7. (d) 8. (h) 9. (g) 10. (e)

CAPÍTULO 13 1. (k) 2. (h) 3. ( j ) 4. (p) 5. (o) 7. (c) 8. (a) 9. (b) 10. (m) 1 1 . (d) 13. (f) 14. (s) 15. (i) 16. (1) 17. (e)

6. (r) 12. (q) 18. (n)

CAPÍTULO 14

CAPÍTULO 7 1. V 2. V 3. F 4. F 5. V 6. F 7. F 8. V 9. V 10. F 1 1 . F 12. V 13. V 14. V 15. F 16. V

CAPÍTULO 8 6. NOY 7. xo 8. Reloj 9. Flip-flop 10. ALTO 11. Aestable 12. Cuatro 13. RAM 14. Multiplexor 15. Convertidores 16. LED 17. 8 18. CMOS

1. ( c ) 2. ( d ) 3. (a) 4. (b) 5. ( d ) 6. ( d ) 7. (c) 8. (b) 9. (d) 10. (c) 1 1 . (b) 12. (b) CAPÍTULO 15 1. (d) 2. ( f ) 3. ( i ) 4. ( j ) 5. ( h ) 6. ( a ) 7. (b) 8. (c) 9. (g) 10. (1) 1 1 . (k) 12. (e) 13. (n) 14- (o) 15. (m) CAPÍTULO 16

tivo. 6. En serie 7. D2 10. Disminuye

8. Negativo 9. Bajo

525

CAPÍTULO 17 1. V 2. F 3. V 4. V 5. V 6. F 7. F 8. V 9. V 10. F 11. V 12. F 13. F 14. V 15. V

526

Respuestas a las autoevaluaciones

CAPÍTULO 18 1. (a) 2. (b) 3. (b) 4. (d) 7. (d) 8. (c) 9. (d) 10. (b)

5. ( c )

6. ( c )

Respuestas a los problemas impares

527

ÍNDICE ANALÍTICO

Absorción, trampa de (véase Trampa de absorción) Acoplamiento: crítico, 244, 276 RC, 6-8 Adición binaria, reglas de, 193 Adicionadores electrónicos, 193-195 Aficionados, bandas de radio para, 321 Aguja reproductora, 89-90 Alimentación: en derivación, alimentación en serie, 266 en paralelo para la polarización del CAV, 432-433 en serie, 266, 432-433 Altavoces, 79-84 alambre de, 81-82 controles de nivel de, 83-84 dinámicos, 79 electromagnéticos, 79 Amortiguamiento, 240 Amplificación, 1, 62-63 Amplificadores: con acoplamiento directo, 24-25 con acoplamiento RC, 6 de audiofrecuencia (AF), 6 de banda ancha, de video, 22-24 de ce, 274-275 clases de, 20-21 en configuración, 4 en contrafase, 21, 56-58 de desviación horizontal, 484 de desviación vertical, 482-483 diferencial, 61-63 de doble sintonía o doble resonancia, 10-11

impedancia de carga de los tipos de, 2 de inversión, 65 de no inversión, 65 operacionales (amp op), 63-67, 185, 277-278 de potencia intermedia (API), 297 de RF, 231-254, 392, 445-446 alineamiento de, 402-404, 447 circuitos de, 402-404 sintonizado de los, 298, 445-447 sintonizados a una frecuencia, 9 sintonización de, 461 sumadores, 65-66 de video de banda ancha, 22-24 voltajes de ce en, 31 (véanse también Amplificadores, análisis de; Circuitos del amplificador; Amplificadores, combinaciones de) Amplificadores, análisis de, 30-46 análisis gráfico de la línea de carga en los, 38-40 cálculos de potencia de los, 43-44 características beta y alfa en los, 3638 curvas características de colectores en los, 35-36 formas de onda de una señal de ca en los. 31-35 resumen de los, 46 verificación de voltajes de ce en los electrodos de los, 44-45 Amplificadores, combinaciones de, 5070 con acoplamiento directo, 24-25 con acoplamiento RC, 6 y el amplificador diferencial, 61-63

amplificador operacional (amp op), 63-67 en cascada, 51-53, 67-69 en contrafase, 56-58 de etapas en serie, 54-55 con filtro RC de desacoplamiento, 67-69 con filtro RC de desacoplamiento, 67-69 en para Darlington, 53-54 resumen de, 69-70 de simetría complementaria, 60-61 Amplitudes P-P, 42 Análisis gráfico por medio de la línea de carga, 38-40 Analizador de espectros, 300 Ancho de banda, 238-239, 302 Ángulo: de conducción, 18 de fase, 454-455, 490-491 Antenas, 328-363 Adcock, 349 de alambre largo, 347-348 alimentación y acoplamiento de impedancias de, 359-361 armónicas, 339-340 de bocina para microondas, 373 características de las, 333-336 con conductor parásito, 343-345 de contrapeso, 341 con y sin conexión a tierra, 334 de cuadro, 348-349 de cuarto de onda y tierra, 340-342 dipolo de media onda, 337-340 eficacia direccional, 343 ganancia de, 343 indicadora de sentido o rumbo, 348349

patrones direccionales de, 341 plano de tierra, 341-342 producción de señal por las, 336 red o arreglos de, 343, 345-347 red de elementos excitados, 345-347 resonantes, 335 resumen de, 362-363 romboidales, 348 tipo V, 347-348 tipo yagi, 344 V dipolar, 340 (véase también Líneas de transmisión) Arreglo en columna (totempole) 55 Atenuadores de guía de ondas, 373 Audífonos, 80-81 Autopolarización, generación de, 15-17 Banda civil de radio (CB), 275, 321 Basculadores (Véase flip-flops) Batido cero o nulo, 395 Bloquecillos (chips) de CI: lineales, 221 producción de, 217-219 Bobina: de carga, 342 con derivación, 241-242, 266 de pico en derivación, 23 Bocina: del altavoz, 80 antena para microondas, 373 Brillo, control de, 83 Cable coaxial, 357 CAG, ajuste de nivel del, 435-436 Caja acústica del altavoz, 81 Calculadora, pantalla o unidad de indicación visual de una, 202-203 Cambiadiscos, 89 Canal, 320 Cañón de electrones, 478 Capacitancia distribuida, 334 Capacitor: abierto, conexión en paralelo, 420 de compensación en paralelo

(trimmer), 401-402 de compensación en serie '(padder), 401-402 filtro del, 139, 149-150 neutralizador, 248-249 en paralelo (de paso), 68-69 Cápsula fonocaptora de cerámica para estereofonía, 88 Características: alfa, 36.38 beta. 36,38

Carga en serie, 203 Cargabilidad de la salida (fan-out), 222 Cascada, amplificadores en, 51-53, 6769 CAV: amplificado, 434 retardado, 433-434 Cavidades resonantes, 373-375 cc de carga, 134-135 Chasis o bastidor, retornos de tierra o masa al, 6 CI compuertas lógicas, clasificación de, 191-192 Cinta magnética: grabación en, 90-94 polarización de ca de una, 91-92 Circuito: amplificador de emisor común, 101, 187 amortiguado limitador, 169 de base común (BC), 5 cascodo, 55-56 de colector común (CC), 5 de control de ca con SRC, 158 convertidor de frecuencia, 393, 396397 doble superheterodino, 408 emisor, verificación del, 45 de emisor común (EC), 4, 5 de entrada, 60 integrado (CI), encapsulado, 215216 para circuitos múltiplex de estéreo, 469 lógico, 61, 191-192 lógico de efecto complementario, 61 de media malla, 251 MV por acoplamiento de emisor, 280-281 MV biestable (füp-flop), 195-199, 281 de potencia, Iocalización de fallas, 419 RC de compensación, 66 reductor de agudos, 102-103 reductor de ruido de fondo, 436-437 de refuerzo para los tonos bajos, 103 seguidor de emisor, 5 en serie de los filamentos calefactores, 144, 150 silenciador, 436-437 sintonizado LC, 237-239 sintonizador de RF, 445-447 tanque, 261 trampa, 246-247 Circuito de amplificadores, 1-26

acoplamiento de impedancia en los, 8-9 acoplamiento RC en los, 8-9 acoplamiento con transformador en los, 9-10 cálculos de la ganancia en los, 42-43 carga resistiva en los, 6-7 configuración de transistores en los, 4-6 en contrafase (push-pull), 56-58 divisor de voltaje en los, 13-14 etapa de salida de potencia de los, 51 polarización de CAV, 431-432 requisitos básicos de los, 3-4 respuesta de resonancia de los, 9-11 resumen de los, 25-26 símbolos de los transistores, 41-42 de sintonía para una frecuencia específica, 9 Circuito de audio, 73-107 alimentación en serie y paralelo para el 432-433 altavoces y, 79-84 circuito silenciador o supresor de ruidos, 436-437 detección en el, 453 distorsión en, tipos de, 98-100 entrada en el 105-106 etapas controladas por el, 428 grabación en cinta magnética y el, 90-94 para micrófonos, 84-86 rectificador del, 427 red de desacentuación de audio en el, 459 resumen del, 439-440 sección de amplificación de audio, 414 sección detectora en el, 412 señal de audio y, 77-79, 430, 434 simples, 427-428 tipos de, 433-436 trayectoria de retorno para la base en el, 431 variaciones del, 431 CMOS, circuito integrado, 192, 217 Codificación, 181 y descodificación de números binarios, 181-184 Código de colores utilizados en un transformador, 11 Codificadores y descodificadores, 181184 Coeficiente de acoplamiento, 242-244 Colector(es):

Índice analítico

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carga, circuito equivalente, 235-236 circuito, bobina con derivación en el, 241-242 circuito MV con acoplamiento entre, 280 corriente de, 40-45 curvas características de, 35-36 modulación en el circuito del, 295 voltaje de realimentación negativa del, 101-102 Colpitts, circuito oscilador, 267-268 Comunicación de radio, fonógrafo y reproductora de cintas, 417 Comparador, 274 Compensación (igualación), 106-107 Complementación, 186 Compuerta(s): electrodo del tiristor, 155-156 lógicas, 184-191, 195, 222-223 binarias, 184-189 combinaciones de, 189-191 NO excluyeme (NO-O), 188 NO-O, 187 NO-Y, 187, 222-223 O, 186, 223 O excluyente, 188 función NO, 186-187 memoria y, 196 voltaje y corriente, SCR de, 157 Comunicaciones vía satélite, 382-385 Conducción, ángulo de, 168 Condensadores (véase Capacitor) Conexión en paralelo de un capacitor a través de otro abierto, 420 Configuración de salida en serie, 59-60 Conmutación: estática en tiristores, 159-160 en el punto-cero (voltaje cero), 172173 Contadores digitales, 199-202, 271 Control: de corriente de la compuerta, 161 de la fase con tiristores, 167-169 de motor por FEM, 169-171 de motores con devanado en serie, 170-171 Controles: manuales de volumen, 410-412 de tono, 102-104 de volumen: automático (véase Control automático de volumen, polarización del CAV) con compensación de tonos, 103 interruptor de ENCENDIDO y APAGADO principal mon-

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tado en el, 411-412 manual, 410-412 del tono compensado, 103 Conversión: binaria a decimal, 183 decimal a binaria, 182-183 Convertidor pentarrejilla, 397 Convertidores: analógico-digitales (A/D), 205-206 digital-analógicos (D/A), 205-206 Cordón de lámpara (zip cord), 82 Corriente: de base, valores de la señal para, 3940 de carga, 134-135 distribución de, en antenas, 337-338 divisor de, 411 de enganche (sujeción), 161 escalón. 172 ganancia de, 42, 52 medición de, en osciloscopios, 486 razones de, unidades en decibeles y, 115 de reposo de polarización, 31 de retención, 161 COS/MOS, 192 Cristal de cuarzo en osciladores, 269272 Cuadratura, fase de, en el transformador discriminador, 454-455 Curvas de respuesta visual, 460 Darlington, amplificador en par de, 5354 Decibel (dB), unidades, 112-127 adición, 122 cero, 117-118 conversión de, 119-123 negativo, 117-118 niveles de intensidad del sonido y, 122-125 razones de potencia y el, 113-114 razones de voltaje y el, 114-115 resumen de, 125-126 sustracción, 122 tablas de, 121-122, 123 valores comunes de, 118-119 voltaje y el. 117, 120-121 Deénfasis (véase Desacentuación) Degeneración (véase Realimentación negativa) Delta, acoplamiento de impedancias en, 360-361 Desacentuación, 310, 468 Desacoplamiento, definición de, 67-68 Descodificación, 181

Desviación: magnética, 478 electrostática, 478 Detector, 393, 408-410, 430 por escape de rejilla o en audión, 410 de fase, 274 de impedancia infinita, 410 Desmultiplexor, 205 Diac, 163164 Diferencial, definición de, 61-62 Difusión del tiempo y frecuencia estándar, 321 Diodo(s): circuito detector y, 409 de contacto puntual, 379-380 de detección simétrica o equilibrada, 452 de disparo bidireccional, 163 emisores de luz (LED), indicador o exhibidor digital de, 206 Gunn, 380-381 PIN (Positivo-Intrínseco-Negátivo), 381 rectificador, 130-132 Schottky, 380 semiconductores para microondas, 379-381 de silicio, 130-131 sobrecarga, 434-435 de tubo de gas, 131 túnel, 380-381 voltajes en los, 455 zener, 148 Dipolo, 344 con elemento director, 344 Discos: compensador de frecuencias, 106 estereofónicos, 88-89, 104-105 de fonógrafo y cápsulas fonocaptoras, 87-90 Discriminador, 451-455, 460-461 Disparador Schmitt, 281 Dispositivo de indicación visual o exhibidor (dhplay), 202-203, 206-207 Distancias: equipo para medición de (EMD), 369 de salto, 351-352 Distorsión. 21,58,98-100 de la amplitud, 98 modulación en amplitud (MA), 292-295 armónica. 99 por sobrecarga, 98 Distribuidor (desmultiplexor), 205 Divisores: de frecuencia, 201

de voltaje: cálculos para, 14 fuentes de alimentación para, 14 polarización y, 13-15 en la salida del detector, 411 Doblador en cascada, 142-144 Dolby, sistema de reducción de ruido, 94 Duplicadores de voltaje, 142-144 EC, circuitos en cascada de, 52 Eccles-Jordan, circuito MV, 281 Ecuaciones booleanas, 186 Efecto: Miller, 236-237 piezoeléctrico, 269-270 volante, 261 Electrónica digital, 179-211 flip-flops en, 195-199, 223-224, 281 razones de corriente y, 115 Emisión: MF, 321 tipos de, 321-322 Empuje lateral en fonocaptores, 90 Encapsulados: de CI digitales, 215, 221-224 de CI de un circuito múltiplex estereofónico, 469 de CI lineales, 215 en linea doble (DIP). 216 Enfoque, 478 electrostático, 478 magnético, 478 Entrada-salida, características de transferencia directa de, 38 Equipo de audio estereofónico, 104105 Espigas o terminales de conexión, encapsuladas de los CI y sus, 216 Etapa excitadora, 51, 96 del mezclado o mezcladora, 446 Factor de calidad, 237-238 de regulación de carga, 147-148 de utilización o de trabajo, 313 Fase: circuito de sincronización de (PLL), 275 divisor de, 57 modulación de, 307-308 FCC, asignación de frecuencia de la, 320-321 Fibras ópticas. 369 Figuras de Lissajous, 490-492 Fijación de nivel, 19

Filamentos calefactores: circuitos en paralelo, 144 circuitos en serie, 150 para tubos al vacío, 142 Filtros, 249-252 de banda lateral, 305 de cerámica de FI, 449 CAV, 432 de desacoplamiento con amplificadores en cascada, 67-69 para fuentes de poder o de alimentación, 145-147 función de, 145 limitador (choke), problema con el, 150 de pasabajas, 275 separador de frecuencias, 82-83 voltaje de salida de ce sin, 140-141 Flip-flops, 195-199, 223-224, 281 de retardo, 198 Fluido nemático, 207 Fono, unidad de sonoridad o intensidad acústica, 124 Fonocaptor estereofónico, 87-88 magnético para estereofonía, 87-88 Formas de onda: oscilador, 262 osciloscopio, 226 de señal de ca, 31-35 de señal diente de sierra, 262 Formatos de cintas estereofónicas, 94 Frecuencia(s): armónicas, 75 asignación por la FCC, 320-321 de la banda lateral, 300-303, 309, 399-400 de barrido horizontal, 484 de batido, 394-395 circuitos convertidores de, 393, 396397 circuitos multiplicadores de, 271272, 312-313 de corte, cálculo de, 23-24 crítica, 351 desviación de, 307, 310, 312 distorsión de, 99-100 divisores de, 201 excursión de, 307 figuras o patrones de Lissajous para comparación de, 490-492 gráfica del dominio de la, 300 intermedia (FI): alineamiento, 407, 460-462 en circuitos amplificadores, 405407, 447-449, 464 curva de respuesta de, 406-407,

448-449 detector de relación, 461-462 estándar, 407-408 filtro de cerámica y, 449 generación de, 395 localización de fallas, 418-421 modulación de (MF), 63, 310 niveles de señal de, 444 ' radiorreceptor de MA y, 412 radiorreceptor de MF y, 448-449 selectividad de, 407 simetría del discriminador y, 461 de ondas sonoras, 74 portadoras de RF, 288-289 señal de AF, 78 síntesis de, oscilador, 275-277 tolerancia de, 290-291 Fuente común, amplif., de (CS), 4- 5 Fuentes de poder, 129-153 aisladas de la línea de alimentación, 133 bipolar simétricas, 138 de ca-cc, 133 circuitos rectificadores, 134-136 conectadas a la línea de alimentación, 133 conectadas a la línea de alimentación de media onda, 138-139 diodos rectificadores, 134-136 divisor de voltaje y, 14-15 duplicadores de voltaje y, 142-144 fallas en las, 150 para los filamentos calefactores de tubos al vacío, 144 filtros y, 145-147 funciones básicas, 130 invertidas, 138 y osciloscopio, 482 polarización y, 14-15 puente rectificador de onda completa, 141-142 en radiorreceptores de MA, 412 en un receptor, 393 rectificador de onda completa con derivación central, 139-141 reguladores de voltaje, 147-149 transformador de potencia, 132-134 Fuerza vertical mínima de seguimiento, 90 Función de inversión, 186-187 de transferencia directa de entradasalida, 38 Ganancia, 5, 42-43 de conversión, 397 en lazo o bucle, 64, 100-101

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de voltaje, 42-43, 52 de voltaje en lazo abierto, 64 Generador: de barrido, 282 de formas de onda, 282 de funciones, 282 de señales, 281-283 de señal MF de RF, 282 de señales de RF, 282-283 Grabación en cinta magnética, 90-94 Grabadoras: de carrete abierto. 92 de cassette, 93 de ocho pistas, 93-94 Gráficas: en el dominio de frecuencia, 300 en el dominio del tiempo, 300 Guía: de ondas de cinta, 375-376 rectangular de ondas, 370-371 de onda, 370-373 Hartley, circuito oscilador, 264-267 Heterodinaje, 393-396, 399-400 y señal modulada, 399-400 IGFET (transistor efecto de campo, de compuerta aislada de), 191, 218219 Igualación, 106-107 Impedancias, 355-357 acoplamiento de, 8, 9 acoplamiento para un transformador, 241

de altavoz, 79-80 características, 355-356 de entrada y salida, 66-67 Impulso de voltaje, 167 Indicadores: de rayos de electrones, 439 de T , 419 índice de modulación, 309 Inducción, campos de, 333 Inductancia distribuida, 334 Intensidad acústica (sonoridad), 74 de sonidos comunes, 122-124 unidad decibel de, 123-125 (véase también Decibel (dB), unidades) Interferencia: ondas de radio, 333 radiofrecuencia (RFI), 172 Interruptor para la línea de alimentación, 411-412 Inversión de fase, 34, 52-53, 265-266 Inversor tipo hexa, 223

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Ionosfera, 350 Juntas de, 372-373 Ostrón, 377-378 Láser, 369 Lazo o malla de realimentación, 100 Limitadores, 449-451 de ruido, 418 Línea: de alambre descubierto o hilo desnudo, 356-357 de alimentación, 359-361, 432-433 de alimentación resonante, 360 de carga de ce, 40 de carga estática, 40 de carga dinámica, 40 Lecher, 359 Líneas de transmisión, 328, 348-361 alimentación y acoplamiento de impedancias con la antena, 359-361 guía de de ondas de banda, 375-376 impedancia característica de, 356357 línea infinita, 356 secciones resonantes de línea de, 357-359 Lógica: por acoplamiento de emisor (ECL), 191 de modo de corriente (CML), 191 Longitudes de ondas sonoras, 74 MA: banda de frecuencia de transmisión, 320 detectores de, 408-410 detectores de emisión, 321 emisión de detectores (véase detectores de emisión, antes) radiorreceptor de, 105, 311, 412414 radioteléfono transmisor de, 292 RF, generador de señal de, 281 señal de, 301-302 transmisores de, 297-299 Magnetrón, 376-377 Manipulación por desplazamiento (corrimiento) de frecuencia, 317-318 Medición de voltajes de ce, 420 Medidor S, 438-439 Memoria, 196,204 de acceso arbitrario (RAM), 204 de lectura solamente (ROM), 204 leer-escribir. 204

semiconductora, 204 Métodos: de frecuencia estacionaria, 461 de manipulación o modulación, 315318 Mezclador-oscilador, circuito combinado, 397-399 Micrófonos, 84-86, 105 de capacitor, 85 de carbón, 85 de cerámica, 84 de cristal, 84 inalámbricos, 86 magnéticos, 84 Microonda(s), 367-386 aplicación de las, 368-369 bandas de las, 368-369 cavidades resonantes, 373-375 en comunicaciones vía satélite, 382 designación de letras para, 368 diodos semiconductores y, 379-381 guías de onda para acoplamiento de, 370-373 línea de transmisión guía de ondas de cinta, 375-376 tubos al vacío y, 376-379 Microprocesador, 224 Microvolts por metro, 335-336 Mini DIP (encapsulado miniatura en línea doble), 216 Modo: común, razón de rechazo de, 67 común, rechazo de, 63 de escribir, 204 de lectura, 204 Modulación, 288 de frecuencia de banda lateral, 301 de frecuencia MF, 63, 306-310 Heising. 296 de impulsos. 292, 313-315 de codificación de impulsos, 314 por la placa, 293 modulador simétrico o equilibrado, 304-305 nivel alto y bajo, 295-296 porcentaje de, 294-310 principios de, 291-292 (véase también Transmisores) Módulo 16, contador de transporte ondulante. 201 MOS metal-óxido-semiconductor, 217, 224 MOSFET (transistor de efecto de campo metal-óxido-semiconductor, 191. 218. 219 Motores:

de ca, rotación direccional de, 170 universales, 170-171 Multiplexaje, 310-311 Multiplexión por división del tiempo, 314-315 Multiplexor, 205 Multiplicación de la desviación en una señal de MF, 312 Multiplicadores de voltaje, 52, 142144 Multivibradores, 208, 279-281 Negación, 186 Niveles: de una señal, 444 de señal de RF, 444 NPN, transistores de juntura, 4, 12-13, 15-16, 19 Número módulo, 200 Octava, 75-77 Óhmetro, 133, 420-421 Oído, sensibilidad del, 122-125 Ondas: aéreas o de cielo, 341, 349 cortas de radio, 320 cuadradas, 180, 262 electromagnéticas de radio, 330-331 portadoras, 289-290 de radio. 330-336, 349-352 electromagnéticas, 330-331 en el espacio, 333 interferencia de, 333 longitud de onda de las, 331 microvolts por metro, 335-336 polarización de las, 335 propagación de las, 349-352 refracción de las, 350-351 reflexión de las, 350-35 1 velocidad de las, 330-331 sonoras, 74, 77 de superficie, 349 de tierra, 341-349 Oscilación de un circuito LC, 260-261 Oscilaciones parásitas, 318-319 Oscilador(es), 259-283 de acoplamiento electrónico, 266267 aplicación al generador de señales, 281-283 bucle de enganche de fase (PLL), 274-275 circuito de sincronización de fase (PLL). 274-275 Colpitts, 267-268 común, 259

controlados por voltaje, 272 de cristal, 269-272 formas de onda de los, 262 frecuencia de los, 167, 261 de frecuencia variable, 263 Hartley, 264-267 local, 446-447 mezcladores, circuito combinado, 397-399 de monojuntura o unijuntura, 166167 multivibradores, 208, 261, 279-281 nombres de los, 263 placa sintonizada rejilla sintonizada (TPTG), 268-269 rastreo (seguimiento), 400 realimentación RC, 277 realimentación de reacción, 262-264 realimentación RC en, 277 de relajación, 261 requisitos de los, 260-262 resumen de, 283 salida de, 263-264 síntesis de frecuencia en los, 275-277 sintonización de los, 400-402 tipo de puente Wien, 277-279 ultra-audión, 268 de uniunión (véase de monojuntura, antes) usos de los, 259 Osciloscopio, 476-494 calibración vertical del, 489-490 características especiales del, 486489 diagrama de bloques, 482-485 de doble trazo, 488 formas de onda de una señal en el, 476 figuras o patrones de Lissajous y el, 490-492 de haz doble, 488 imagen de televisión en la pantalla del, 492-493 en medición de corriente, 486 patrones de modulación de, 294-295 resumen del, 493-494 secciones principales del, 475-476 terminales de pruebas del, 485-486 tubos de rayos catódicos (TRC), 476-479 Palabra en electrónica digital, 205 Pantalla, materiales fluorescentes de la, 479 Patrón de direccionalidad polar, 338339

Placa: detectora, 410 sintonizada-rejilla sintonizada (TPTG), 268-269 PNP, transistores de juntura, 4, 12-13, 15, 19 Persistencia en la pantalla, 479 Polaridad, inversiones de, 52-53 Polaridades del voltaje de ce de salida, 137-138 Polarización, 11-19 autopolarización, generación de la, 15-17 del cátodo en tubos, 16 CAV, 426-440 circuitos de, tipos de, 13 del emisor, 15-16 fija, 13-14 de la fuente de un TEC, 16 métodos de, 11-13 de ondas de radio, 335 polaridad de la, 13 por resistencia de escape de rejilla, 17-18 de señal, generación de, 17 en sentido directo o de avance, 45 de volumen CAV, 426-440 Potencia: cálculos de, 43-44 circuito de control de, 168-169 disipación de, en un transistor, 43-44 nominal de un altavoz, 79-80 de la onda portadora, supresión de la, 303-304 transformador de, 132-134 unidades decibel y razones de, 113114, 117, 119-121 Preacentuación, 310 Preamplificador, 51, 94-95 Presencia, control de, 83 Probador lógico, 226 Producto ganancia-ancho de banda, 66, 235 Propagación, 349-352 dispersa, 352 Prueba de chasquido del óhmetro, 420 Prueba, terminales de, osciloscopio, 485-486 Punta o sonda de prueba de baja capacitancia (LCP), 485-486 Punto de repaso o de polarización (Q),' 39-40 Q, punto de reposo o de polarización, 39-40

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Radar, sistemas de, 368-369 Radiación, 241, 331-333 resistencia de, 338 Radio explorador, 417 Radiodifusión: estereofónica de MF, 464-466 del tiempo estándar, 321 Radiofrecuencias, 135-136 Radios, 105-106, 320-321, 416-417 (véase también Receptores) Radiorreceptor de MF, 307-310, 320 (véase también Receptores de MF) Radioteléfono, 392-393 Radiotelégrafo, comunicaciones por, 315-318 Rapidez de respuesta, 67 Razón de resistencias del canal (transistores monojuntura), 165 Razón de ondas estacionarias (SWR), 338 Realimentación: de etapas múltiples, 102 interna, 248 inversa (véase negativa, abajo) negativa, 100-104 en osciladores, 277 positiva, 100, 262-263 Receptores, 392-422 alineamiento de, 414-416 circuitos amplificadores de FI en, 405-407 circuitos amplificadores de RF en los, 402-404 circuitos convertidores de frecuencia en, 396-397 control manual de volumen en, 410412 estereofónicos. 444, 445, 467-469 estereofónicos de MF, 467-469 frecuencia imagen en 404 generación de la señal de antena para, 336 heterodinaje, 393-396 localización de fallas en los, 416-421 de MF, 443-470 circuitos de, 444-445 detección en, 459-460 detector de razón o de relación en, 455-459 discriminador en, 451-455 estereofónicos, 467-469 limitadores en, 449-451 sección de FI en, 447-449 de MF-MA, 462-464 modulación de la señal en los, 399400

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monofónicos, 444-445 multibanda, 416-417 radio de MA, 412-414 resumen de, 421-422 ruido en los, 417-418 sección audio de radio, 105-107 sección de FI en, 393 sintonización del oscilador en los, 400-402 superheterodino. 392-393 Record Industry Association of America (RIAA), 107 Rectificadores, 130-132, 134-136, 149-150 Red: de antena con conductor parásito, 343-344 en celosía, red mallada, 25 1 de radiodifusión de emergencia, 321 Reductor de ruido de fondo, circuito del, 436-437 Reflector, dipolo con, 344 Reflejo, klistrón, 377, 378 Reflexión de ondas de radio, 350-351 Refracción de ondas de radio, 350-351 Regeneración (realimentación positiva), 100, 262-263 Régimen nominal dv/dt en tiristores, 169 Registros de corrimiento, 202-204 Regulación en las fuentes de poder, 147-149 Reguladores: por conmutación, 149 en derivación, 148-149 de realimentación, 148-149 en serie, 148-149 de voltaje, 147-149 Reloj, 197 cronizador o temporizador CI, 209 Resistencia: amortiguadora (de carga), 240 en derivación, 239-240 Resistor: de amortiguamiento, 239-240 amortiguador en derivación, 239240 Respuesta: espuria, 404 resonante, 9, 11, 236 Retención condicionada (latching), 155-156, 197 Retorno a tierra, 7 Retraso de fase, para V c , 169 Rizo u ondulaciones residuales, 145 R en serie para aislamiento, 68

Ruido: aleatorio o blanco, 253, 418 en un receptor, 418 rosa (aleatorio), 253, 418 Salida: asimétrica o desequilibrada, 62 configuración en serie de la, 59 Schottky, método TTL, 191-192 Sección RF de un receptor de MA, 412419 Secciones resonantes de línea, 357-359 Selector. 463-464. 483-484, 484-485 de datos (multiplexor), 205 de sincronía, 484-485 Selenio, rectificador de disco de, 131 Semiconductor, óxido de metal (MOS), 217-218, 224 transistor de efecto de campo (MOSFET), 191, 217-218 Señales: de AF. región del espectro de, 78 amplificadas del CAV, 434 antena receptora y, 336 de banda de base, 291 de ca, excursión de, 40 de ca, formas de onda de, 32-35 modulada y heterodinaje, 399-400 razón de, a ruido (S/N), 253 técnicas de inyección, 283 voltajes de. 457 Silencio, zona de, 351 Silicio: bloquecillo (chip), de circuito integrado, 217 diodos de, 131 rectificador controlado de (RSC), 154, 156-159, 161-162, 171 Simetría: complementaria, 60-61, 96 cuasicomplementaria, 60-61. 96 Sintonía única, respuesta de circuito, 237-239 Sintonización: con acoplamiento mecánico, 400401, 447 escalonada, 244-245 de mando único, 400-401, 447 sincronizada. 244 Sobremodulación, 294 Sonido(s): 122-125 cuadrafónico, 78 estereofónico, 78, 311 Sumadores electrónicos, 193-195 Tablas de verdad, 185

Teletipo, 317-318 Televisión: de color, 311 estaciones transmisoras, 320 en la pantalla del osciloscopio, 487 sintonización de la, 273 Teorema de máxima transferencia de potencia, 241 Tiristores. 154-175 circuito equivalente de un transistor, 156 conmutación estática de, 159-160 conmutación punto cero y, 172-173 construcción de cuatro capas de los, 155-156 control de fase con, 167-169 control de motores mediante, 169171 diac, 163-164 de electrodo de compuerta, 155-156 interferencia de radiofrecuencia y, 172 oscilador de monojuntura y, 166167 prueba de, 173-174 rectificador controlado de silicio y, 172 resumen de, 174-175 sintonización con, 274 tipos de, 1 54 transistor de monojuntura y, 164166 triac, 154, 158-159, 162 Trampa: de obsorción, 247 de onda, 246-247 de onda por resonancia en paralelo, 246 de resonancia en serie, 247 Transconductancia de conversión, 397 Transductores electromecánicos, 77-78, 250 Transferencia, curva característica de, 38 Transformadores: acoplamiento de, 9-10, 241-242 aislamiento, 133

coeficiente de acoplamiento de, 242244 código de colores de, 11 discriminador, 454-455 de doble sintonía, 242-244 igualación de impedancia de, 241 interetapa, 10 de potencia, 132-134 de potencia reguladora de voltaje, 147 salida de audio y, 96-97 de una sintonía, 241-242 Transistor(es): arreglo de, 185 capacitancias en los, 236 configuraciones de circuitos con, 4-5 disipación de potencia en los, 43-44 de efecto de campo (IGFET) de compuerta aislada, 191, 217, 218 de efecto de campo TEC (FET), 4, 16 de juntura, 4, 12-13, 15-16, 20 para microondas, 381-382 de monojuntura, 164-166 en paralelo, 54-55 y la polarización del CAV, 428-429 de RF, 235 en serie, 55 símbolos de los, 41-42 transistor, lógica (TTL'o T2 L), 191 de uniunión (véase de monojuntura, antes) Transmisión, 303-306, 352-353 Transmisores, 288-324 asignación de frecuencias por la FCC, 320-321 características de los, 288 frecuencias de la banda lateral de los, 300-303 de MA, 297-299 métodos de manipulación y, 315318 multiplexado, 310-311 multiplicadores de frecuencia de la FCC, 320-321

(véase

también

Modulación;

Transmisión) Triac, 154, 158-159, 162-163 Troposfera, 352 Tubo: de onda viajera, 378-379 de rayos catódicos (TRC), 476-479 al vacío: circuitos de alimentación de los filamentos calefactores, 141-142 para microondas, 376-379 UHF dipolo con reflector de esquina, 344-345 Unidad: reguladora CI, 149 de volumen fUV), 117 V + .configuración en serie de la salida, 96 Valores de reposo o polarización, 31 Varactor, 272 Varicap. 272 Velocidad, regulación de la, en un fonógrafo, 89-90 Voltaje(s): de cc en el amplificador, 31 de cc de electrodos, problemas en los, 44-45 diente de sierra, 166-167 diferencial de salida sin entrada, 63 distribución de, antena. 337-338 estabilizado de, 456 de fondo, 63 oscilador controlado por (VCO), 272-273 de pico inverso (VPI), 13! razones de unidades decibel y, 114115 de realimentación, 101-102 de trabajo, 161 de transición conductiva, 161 unidades decibel y, 118-121 Wien, oscilador de puente de, 277-279 Zener, diodo, 147-148 Zumbido, 145-150

Índice analítico

535

Circuitos Electrónicos y Sus Aplicaciones Bernard Grob

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