UNIVERSITATEA POLITEHNICA DIN BUCURESTI FACULTATEA DE TRANSPORTURI SPECIALIZAREA: TET
CIRCUITE INTEGRATE ANALOGICE
PROIECT AMPLIFICATORUL DE RADIOFRECVENTA
Îndrumător: Dr.ing. Stan Valentin
Student: Muntean Radu Gr. 8313
CUPRINS
1. Alinierea şi originea erorilor de aliniere 2. Amplificarea în tensiune 2.1. Calculul elementelor reflectate 3. Caract Caracteri eristic stica a de selec selectiv tivita itate te (sau (sau de frec frecven venţă) 4. Stabilitatea amplificatoarelor acordate 4.1. Condiţiile de stabilitate stabilitate 4.2. Necesit Necesitatea atea cupl cuplării la prize prize pe circuite circuitele le acordate acordate 4.3. Neutrodinarea 5. ARF ARF cu cu reac reacţie redus redusă 6. Descrierea Amplificatorului. Schema bloc 7. Schema de principiu 8. Lista de componente 9. Prepararea placilor 10. Circuit integrat SA5209 11. Comentarii finale
CUPRINS
1. Alinierea şi originea erorilor de aliniere 2. Amplificarea în tensiune 2.1. Calculul elementelor reflectate 3. Caract Caracteri eristic stica a de selec selectiv tivita itate te (sau (sau de frec frecven venţă) 4. Stabilitatea amplificatoarelor acordate 4.1. Condiţiile de stabilitate stabilitate 4.2. Necesit Necesitatea atea cupl cuplării la prize prize pe circuite circuitele le acordate acordate 4.3. Neutrodinarea 5. ARF ARF cu cu reac reacţie redus redusă 6. Descrierea Amplificatorului. Schema bloc 7. Schema de principiu 8. Lista de componente 9. Prepararea placilor 10. Circuit integrat SA5209 11. Comentarii finale
Ampli Amplifi fica cato toru rull de de ra radi diof ofrec recve ven nţă (ARF (ARF))
Amplif Amplifica icator torul ul de radiofr radiofrec ecven venţă (ARF) (ARF) amplif amplific ică sem semnalu nalull furni furnizat zat de circuitul circuitul de intrare intrare pe pe frecven frecvenţa sa. ARF-ul ARF-ul împreun împreună cu circuitu circuitull de intrare intrare formeaz formează blocul blocul de radi radiof ofre recv cven enţă din din rece recept ptor or.. În receptoare receptoarele le simple, simple, ARF-ul ARF-ul poate lipsi, semnalul semnalul de la circuitul circuitul de intrare aplicându-se direct mixerului. Principalul Principalul avantaj avantaj al utiliz utilizării unui ARF ARF într-un într-un receptor receptor este este obţinerea inerea unui factor de zgomot zgomot mai redus, rezultând rezultând o sensibilitate sensibilitate limit limitat ată de zgom zgomot ot (SLZ ) mai mai bună deoarece deoarece acelaşi acelaşi tranzis tranzistor tor are un factor de zgomo zgomott mai mic atunci atunci când când lucrează liniar ca amplific amplificator ator decât când când lucreaz lucrează neliniar, neliniar, ca mixer. mixer. Aceast Aceasta a deoarece deoarece transconducta transconductan nţa este mai mare mare decât panta panta de conversie conversie şi pentru că la mixer intervin şi surse suplimentare de zgomot, de exemplu zgomotul oscilatorului local. ARF-ul -ul îmbu îmbun nătăţeşte şte izol izolar are ea ante antene neii faţă de osc scil ilat ato orul rul loc local al (OL), (OL), sc scăzând zând câmp câmpul ul radia radiatt de de ante anten nă pe frecve frecven nţa osci oscilato latorul rului ui loc local. al. Un alt alt avant avantaj aj al utiliz utilizării ARF ARF-ulu -uluii es este te dat dat de faptul faptul că i se poat poate e aplica reglajul automat automat al amplificării (RAA), (RAA), limitând limitând astfel semnalul semnalul aplicat aplicat mixerulu mixeruluii la rec recep epţia uno unorr semnale foarte puternice. Princ Princip ipale alele le cer cerin inţe pe care care trebu trebuie ie să le înd îndep epli line neasc ască ARFARF-ul ul sunt: 1. amplificare amplificarea a să fie suficient suficient de mare (în (în jur de 10) 10) şi pe cât cât posibil posibil cons consta tant ntă cu fre freccven venţa; 2. să aibă o bună stabilitate în toată gama de frecvenţă; 3. să nu intro introduc ducă distors distorsiun iunii la sem semnale nale mari mari (de (de obice obiceii sub 1%); 1%); 4. să prezin prezinte te disto distorsiu rsiuni ni de de inte intermo rmodula dulaţie şi de modula modulaţie încr încruci ucişat şată cât mai mici; 5. să contribuie contribuie la atenuarea atenuarea semnale semnalelor lor perturbato perturbatoare, are, f i i şi f imag imag. De reg regul ulă, ARFARF-ul ul are are sarc sarcin ina a acord acordat ată pe fre frecv cven enţa se semn mnal alul ului ui (obţinându inându-se -se astfel astfel o imag), dar îmbunătăţire a rejec rejecţiei f i i şi f imag dar uneori uneori se se utiliz utilizeaz ează, pentru pentru simplitate sau pentru asig as igur urar are ea st stabil abilit ităţii, ii, şi şi ARF ARF cu sar sarccină ape aperio riodic dică. Ac Aceas asttă so solu luţie este ste frecv frecven enttă la circ circuit uitel ele e integrate.
1. Alinierea şi originea erorilor de aliniere
În receptoare receptoarele le superhet superheterodin erodină frecven frecvenţa intermedi intermediar ară este fixă, iar selectivitatea blocului de FI este mult mai mare decât a circuitelor de RF. De aceea, a ceea, indiferent de acordul circ circuit uitel elor or de RF, RF, fre frecv cven enţa rece recep pţionat ionată es este te:: f s=f h−f i i (f h = frec frecve ven nţa OL, OL, f i i = fre frecv cven enţa int inte ermed rmedia iarră).
Pentru ca rece Pentru recepto ptorul rul să lucrez lucreze e corec corect, t, cu sensi sensibil bilitat itate em maxi axim mă şi fără distorsiuni, ar trebui trebui ca frecven frecvenţa de acord a circuitelo circuitelorr de RF (f s0) să fie fie e ega gallă cu fre freccven venţa se semnalu nalulu luii (f s). Acea Aceast stă cond condiiţie ar pute putea a fi fi înd îndep epli linit nită regl reglân ând d sep separa aratt f h (acordul OL) şi f s0 (acordul circuitelor de RF) la valorile necesare. O astfel de manip anipul ular are e ar fi îns însă inco incomo mod dă. În practica practica curent curentă acordul acordul circuitelo circuitelorr de RF şi OL se efectueaz efectuează simultan, condensatoarele variabile respective având rotoarele montate pe acelaşi ax. Respectiv, în cazul acordului inductiv, miezurile bobinelor variometrulu variometruluii se deplaseaz deplasează solidar. solidar. În felul acesta acesta pentru pentru acordarea acordarea recep recepto torul rului ui pe pe fre frecv cven enţa dorit dorită se acţione ioneaz ază asupra asupra unui unui sing singur ur buto buton. n. Acest mod de acordare este numit monoreglaj. Reali Re aliza zare rea a mon monor oreg egla laju julu luii este este înso însoţită de dific dificul ulttăţi de de ordi ordin n tehnic, tehnic, diferen diferenţa între frecven frecvenţele de de acord acord ale circuitului circuitului OL (f h) şi a celor de RF (f s0) nep neput utân ând d fi fi men menţinut inută const constant antă, cu cu pre preci cizi zie e oric oricât ât de mare, mare, în toat toată gama gama de rece recep pţie. Apare Apare o eroare eroare de alinier aliniere: e: Δf a1=f s−f s0=f h−(f s0 +f i i) Prin alinierea alinierea circuitulu circuituluii OL cu circuitele circuitele de RF se înţelege (la (la proiectare) determinarea determinarea element elementelor elor L şi C ale circuitelo circuitelorr astfel încât diferen diferenţa între frec frecve ven nţele ele llor or de de a aco cord rd să fie fie cât cât mai mai apr aprop opia iattă de frec frecve ven nţa interme intermediar diară, în toat toată gama gama de recep recepţie; res respec pectiv tiv,, erori erorile le de de alin alinier iere e să fie cât mai mici. Din punct punct de vedere vedere practic practic prin prin aliniere aliniere se înţelege operaţia prin care, cu ajutorul elemente elementelor lor ajustabile ajustabile din circuite circuitele le de RF, se anuleaz anulează eroarea eroarea de alini ali nier ere e la una, una, dou două sau mai mai mult multe e frec frecve ven nţe din din gam gamă. Cu aju ajuto torul rul elemente elementelor lor ajustabil ajustabile e din din circuitul circuitul OL se asigură încadrarea încadrarea frecve frecven nţei recep recepţionate ionate în lim limite itele le dorit dorite e (fre (frecve cven nţele de cap capăt ale ale game gamei). i).
Importanţa alinierii este dependentă de raportul între banda de trecere a circuitelor de RF şi a celor de FI. Dacă banda circuitelor de RF este apropiată de cea a filtrului FI, eroarea de aliniere are ca efect scăderea amplificării globale şi, ceea ce este mai supărător, deformarea caracteristicii globale de selectivitate. Ca rezultat al caracteristicii asimetrice de selectivitate, benzile laterale ale unui semnal MA vor fi amplificate diferit şi apar distorsiuni la recepţie. Acest caz se întâlneşte în gama UL. Dacă banda circuitelor de RF este mult mai mare decât a filtrului FI, efectul erorii de aliniere se rezumă la micşorarea amplificării; caracteristica globală de selectivitate nu este afectată. Acest caz se întâlneşte în gamele US, unde cu un factor de calitate de ordinul lui 100 (cât se poate realiza curent practic), rezultă o bandă pentru circuitul de intrare mult mai mare decât banda AFI. De exemplu, la f s = 10 MHz, rezultă BRF = f s/Q = 100 kHz, în timp ce banda filtrului FI este de 6 - 8 kHz. Limita admisă pentru erorile de aliniere este corelată cu banda circuitelor de RF: ( ) Δf a1< 0, 2÷0,5BRF 2. Amplificarea în tensiune
Intrarea şi ieşirea tranzistoarelor din ARF, nu se cuplează , de regulă , direct în paralel pe circuitele acordate, ci la prize sau mutual, cu coeficient de cuplaj în tensiune subunitar. Acest lucru este impus de limitarea dezacordului şi a amortizării circuitelor acordate de către rezistenţele de intrare şi ieşire ale tranzistoarelor, şi, după cum se va vedea, pentru asigurarea stabilităţii. Topologia circuitului acordat ce constituie sarcina ARF-ului trebuie să fie identică sau cât mai apropiată cu putinţă de topologia circuitului de intrare, astfel încât frecvenţele de acord ale celor două circuite să fie egale în toată gama de acord. Cele două elemente variabile din circuitul de intrare şi ARF trebuie să fie identice, ele reglându-se în tandem (monoreglaj). Deoarece la studiul circuitelor de intrare, transferul în tensiune s-a definit de la antenă până la intrarea în dispozitiv, vom defini amplificarea ARF între intrarea sa şi intrarea dispozitivului următor din lanţul de amplificare (intrarea în mixer).
Pentru tranzistor se va utiliza un circuit echivalent cu parametrii de cuadripol Y, aşa cum se ilustrează în schema simplificată din Fig. 6.1.
Pentru schema echivalentă simplificată a tranzistorului bipolar din Fig. 6.1, se poate scrie:
În Fig. 6.2 se prezintă o schemă de ARF. Rezistoarele Rb1, Rb2, Re se utilizează pentru polarizare, condensatoarele C1,C2, Ce sunt scurcircuit pentru semnal, iar Rf , Cf formează un filtru pe alimentare.
Pornind de la această schemă se obţin schemele echivalente din Fig. 6.3.
2.1. Calculul elementelor reflectate
În urma eliminării prizei pe inductanţa L din secundarul transformatorului X2, conductanţa de intrare în tranzistorul Q2, Gin, din Fig. 6.2, se transformă într-o conductanţă echivalentă notată Grs în schema echivalentă din Fig. 6.3.c). Din considerente energetice, impunându-se ca puterea pe această conductanţă să nu se modifice în urma eliminării prizei inductive, se poate scrie:
unde Ps reprezintă coeficientul de cuplaj în tensiune dintre inductanţele din secundar cu numerele de spire n1 şi n2, de forma:
Considerând că factorul de calitate al reactorului disipativ paralel format din inductanţa din secundar cu numă rul de spire n2 şi conductanţa Gin, ilustrate în schema echivalentă din Fig. 6.3.b) este foarte mare, atunci în urma eliminării prizei inductive din Fig. 6.3.b), valoarea inductanţ ei L nu se modifică. Coeficientul de cuplaj în tensiune între inductanţele din primar (L1) şi secundar (L) din schema echivalentă din Fig. 6.3.c), se scrie:
unde n reprezintă numărul de spire al bobinei de inductanţă L din primar. În Fig. 6.3.d) se prezintă schema echivalentă cu primarul raportat la secundar. Astfel, admitanţa Y 1 din primar se reflectă în secundar cu valoarea notată Y r2 , prin următoarea relaţie matematică:
În urma reflectării primarului în secundar, generatorul de curent Ig, din considerente energetice, devine:
Pentru a avea o imagine asupra variaţiei lui AU0 cu frecvenţa de acord trebuie să se ţină seama şi de variaţia lui Q. Conform cu relaţia (6.19), în ipoteza Q0 = constant, rezultă pentru Q o scădere cu frecvenţa în cazul acordului capacitiv:
În deducerea relaţiilor (6.26) şi (6.27) s-au utilizat expresiile (6.16) pentru conductanţa G0 din relaţia (6.16). În ambele cazuri variaţia lui Q compensează parţial variaţia lui AU0 cu frecvenţa, ce rezultă direct din relaţiile (6.24) şi (6.25). Global, amplificarea creşte cu frecvenţa în cazul acordului capacitiv şi scade pentru cel inductiv (Fig. 6.4). Alura variaţiei AU0(f 0) trebuie corelată cu alura variaţiei coeficientului de 0) să transfer al circuitului de intrare (T 0), astfel ca produsul T 0(f 0) A ⋅ U0(f prezinte o variaţie cât mai redusă. Menţinerea constantă a produsului T 0 AU0 se poate realiza alegând adecvat cuplajele în circuitul de intrare şi ARF. Spre exemplu, cuplând tranzistorul următor capacitiv interior, ca în Fig. 6.5.a),
( ) P ≈C / s
( C+C ) scade cu frecvenţa de acord şi se poate obţine, în cazul p
acordului capacitiv, chiar o caracteristică căzătoare AU0(f 0). Combinând două tipuri de cuplaj (ca în Fig. 6.5.b)) se poate obţ ine o amplificare aproape constantă cu frecvenţa.
3. Caracteristica de selectivitate (sau de frecvenţă)
În practică, pentru asigurarea benzii de trecere, este necesară , de regulă, amortizarea circuitului acordat ce constituie sarcina ARF-ului, amortizare ce se realizează de preferinţă cu o rezistenţă serie.
4. Stabilitatea amplificatoarelor acordate 4.1. Condiţiile de stabilitate
Considerăm un amplificator echipat cu un dispozitiv activ oarecare (TB, TEC, etc.) având conectate la intrare şi la ieşire circuite LC acordate. De asemenea, considerăm pentru început, că intrarea şi ieşirea dispozitivului sunt conectate în paralel pe circuitele acordate. Dispozitivul activ primeşte semnal de la circuitul LC de intrare, îl amplifică şi îl transmite circuitului de ieşire. Dispozitivele active prezintă întotdeauna o anumită reacţie internă, datorită căreia semnalul de la ieşire este adus la intrare. Din acest motiv rezultă necesitatea de verificare a stabilităţii amplificatorului. Vom studia stabilitatea analizând admitanţa prezentată de dispozitiv la intrare. Aceasta fiind conectată în paralel cu circuitul acordat de la intrare, pericolul autooscilaţiei apare atunci când admitanţa echivalentă are partea reală (conductanţa) negativă.
Al doilea efect nedorit al reacţiei interne a dispozitivului constă în reflectarea unei capacităţi (Cref ) în paralel cu circuitul de intrare. Această capacitate variază puternic cu frecvenţa, prezentând un maxim la frecvenţa de rezonanţă ω02: Observaţie: Dacă L2 sau C2 se schimbă (de exemplu la reglaj), prin intermediul variaţiei lui ω02 se schimbă Cref . Deci circuitul de la
intrare se va dezacorda. Fenomenul are loc şi în sens invers: când se modifică L1 sau C1, se dezacordează circuitul de ieşire. Această interacţiune între acordul celor două circuite face dificilă (uneori chiar imposibilă) alinierea acordului circuitelor (acordul le aceeaşi frecvenţă). Efectul reacţiei interne asupra caracteristicii de frecvenţă este ilustrat în Fig. 6.9. Pornind de la o caracteristică de frecvenţă simetrică sub formă de clopot pentru Cr =0 şi ambele circuite acordate pe aceeaşi frecvenţă, pe măsura creşterii lui Cr , caracteristica de frecvenţă se deformează mult la frecvenţe sub cea de rezonanţă. Apare un maxim ascuţit, cu atât mai pronunţ at cu cât Cr este mai mare; la o anumită valoare a lui Cr amplificatorul autooscilează. De notat că la valori mari ale lui Cr circuitele nu mai pot fi acordate prin metodele obişnuite (reglaj pe maxim sau cu semnal vobulat). Pentru evitarea deformării caracteristicii de frecvenţă şi pentru a se putea realiza acordul circuitelor, se impune o condiţie mult mai severă decât (6.49).
4.2. Necesitatea cuplării la prize pe circuitele acordate
În practică, circuitele acordate rezultă cu capacitate foarte mare şi inductanţă foarte mică. Este foarte greu de realizat practic circuite cu raport C/L mare şi cu factor de calitate corespunzător. Rezolvarea acestei probleme se realizează prin conectarea tranzistorului la prize pe circuitele acordate (Fig. 6.10).
În schema echivalentă din Fig. 6.10.b), G/ p2 este conductanţa echivalentă la priză, C/ p2 este capacitatea echivalentă la priză, iar p2L este inductanţa echivalentă la priză. Rezultă că pentru circuitul echivalent conectat la priză raportul C/L creşte de 1/ p4 ori faţă de circuitul fizic. Condiţia de stabilitate pentru circuitul din Fig. 6.10 se scrie (din (6.49)):
Alegând coeficienţii de priză de valori convenabile (subunitare) se poate asigura stabilitatea cu valori uzuale pentru componentele circuitelor. Stabilitatea ARF-ului poate fi îmbunăt ăţită suplimentar prin înscrierea unei rezistenţe R ≅ 50÷300 Ω între terminalul de ieşire al dispozitivului activ şi circuitul acordat. Această rezistenţă amortizează şi circuitul LC parazit ce se formează la ieşire. Stabilitatea amplificatoarelor cu un singur circuit acordat , conectat fie la intrarea fie la ieşirea dispozitivului, este mult mai uşor de realizat. De exemplu în cazul când nu avem circuit acordat la sarcină (amplificator aperiodic), singurul pericol de instabilitate îl constituie circuitele LC parazite de la intrare şi ieşire.
Reacţii externe: Pe lângă reacţia inversă din tranzistor, în ARF mai pot să apară reacţii inductive şi capacitive între componente şi traseele de conexiuni, o reacţie prin circuitele comune de alimentare, etc. Toate acestea constituie reacţii
externe. Acestea trebuie reduse cât mai mult posibil prin ecranare, prin dispunerea raţ ională a componentelor, proiectarea minuţioasă a cablajelor, utilizarea filtrelor de decuplare pe circuitele de alimentare, prin tratarea corectă a punctelor de masă .
4.3. Neutrodinarea
La tranzistoare, y 12 este echivalent cu un grup paralel Cr , Gr , conectat între intrare şi ieşire. Unilateralizarea ar cere, conform relaţiei (6.56) o capacitate negativă. În schimb, dacă în montaj este disponibilă o tensiune în antifază cu tensiunea de ieşire, se poate face neutralizarea cu o reţea analogă celei ce modelează pe y 12. Procedeul este numit neutralizare sau neutrodinare.
Din condiţia ca cei doi curenţi de reacţie (Ir , In) să se neutralizeze, se poate dimensiona condensatorul de neutrodinare Cn. Pentru schema din Fig. 6.11.a) avem: Ir +In= 0 , de unde rezultă:
Prin neutrodinare se poate obţ ine, în practică , o scădere a capacităţii de reacţie cu un rdin de mărime. 6.5. ARF cu reacţie redusă
Parametrul y 12 este foarte mic în conexiunile BC pentru TB şi GC pentru TEC. Conductanţa de intrare (g11) la aceste conexiuni este mare, astfel încât stabilitatea lor este uşor de asigurat. În schimb, faptul că rezistenţ a de intrare este mică (≅100ohmi) creează dificultăţi de adaptare la frecvenţe mici. La frecvenţe peste 30 MHz acest fapt nu mai constituie dezavantaj deoarece intrările şi ieşirile se fac pe impedanţă de mică (75 Ω). La frecvenţe sub 30 MHz se utilizează ARF de tip cascodă ce are la intrare un etaj cu impedanţă mare (EC) care este urmat de un etaj cu reacţie internă redusă (BC) (Fig. 6.12). Rezistoarele R1÷R4 stabilesc punctele statice ale tranzistoarelor. Pe semnal Q 1, este în conexiune EC, iar Q2 în BC. Se poate arăta că cele două tranzistoare (a căror circuit echivalent de semnal mic este prezentat în Fig. 6.14 sunt echivalente cu diportul din Fig. 6.15. Cascoda prezintă atât avantajul rezistenţei de intrare mari al conexiunii EC, cât şi
avantajul reacţiei inverse reduse al conexiunii BC. Amplificarea realizată de cascodă este aproape egală cu a unui tranzistor în conexiune EC. Conexiunea cascodă este mai des folosită în circuitele integrate. Rezistenţa de ieşire pentru configuraţia EC se calculează cu ajutorul schemei de test in Fig. 6.13 şi este de forma:
Din Fig. 6.14 rezultă direct că rezistenţa de intrare este dată chiar π a de rezistenţa r tranzistorului Q1 ( Ri = r π 1 ). Deoarece câştigul în curent din emitorul tranzistorului Q2 spre colectorul său este aproape egal cu unitatea, transconductanţa circuitului de la intrare la ieşire este aproximativ egală cu transconductanţa tranzistorului Q1 (Gm=gm1=gm). Rezistenţa de ieşire se calculează prin scurtcircuitarea intrării la masă şi aplicarea apoi a unui semnal de test la ieşire. Se observă că v 1 = 0 , deci generatorul gm1v 1 este inactiv. Ca urmare circuitul este identic cu acela pentru tranzistorul bipolar în EC cu degenerare în emitor. Pentru acesta, conform cu (6.59), rezistenţa de ieşire este de forma:
Cascodele cu TEC pot fi realizate cu scheme echivalente ca cea din Fig. 6.12. Se utilizează mai rar pentru ARF (mai des la oscilatoare). Mai uzual sunt schemele în care primul tranzistor este TEC (în conexiune SC), iar cel deal doilea este TB (în conexiune BC).
6. Descrierea amplificatorului Schema bloc
Conceptul acestui amplificator stă la baza unor experienţe obişnuite de constructor. Au fost preluate idei atât prin consultarea manualului publicat de ARRL şi Societatea Engleză de Radio (RSGB), cât şi din articolele apărute în QST şi alte reviste rezultând miezul proiectului. Amplificatorul necesită componente uşor de procurat. Multe dintre proiectele anterioare au fost elaborate folosind tranzistoare RF tip MRF făcute de Motorola, producţia cărora ori s-a sistat, ori au un preţ prohibitiv de ridicat. Montajul este aşezat într-o cutie de aluminiu de 20X15X6 cm. Ansamblul constă din două plăci aşezate în paralel: amplificatorul RF şi filtrul trece jos. Amplificatorul complet este reprezentat în fig. 1. Fig. 2. prezintă schema ansamblului RF împreună cu lista pieselor componente ale filtrului trece jos, iar fig. 3. reprezintă schema filtrului propriu-zis. Excitarea la intrare a amplificatorul poate fi de la 2 la 5 W RF, pentru a se asigura astfel nivelul adecvat al etajului de amplificare necesar punctului de lucru în clasa AB (tranzistoarele 2SC2312C sunt legate paralel, fiind necesară alegerea unui atenuator potrivit constând din rezistenţele R1,R2 şi R3) menţionate în fig. 2). Acest tranzistor se poate înlocui cu modelul TIP 41 sau cu BD243C [n.trad.].
T1 este confecţionat pe un miez binoclu şi are un raport de 4:1, aşa cum e menţionat şi în schemă. Secundarul transformatorului, de mică impedanţă constă dintr-o singură spiră cu priză la mijloc. Acesta transmite tensiunea de pretensionare la tranzistoarele finale. Tensiunea este obţinută de la regulatorul LM317T care operează ca sursă de curent în comutaţie. LM 317 funcţionează când PTT-ul intern este activat. Tensiunea de pretensionare trece prin dioda FES8J care este în contact termic direct cu tranzistoarele finale. Transformatorul de ieşire T2 este deasemenea confecţionat cu un raport de 4:1. El are o singură spiră spre înainte. Spira de întoarcere asigură un nivel negativ de întoarcere cu scopul de a reduce câştigul şi de a stabiliza impedanţa de intrare peste ecartul de frecvenţă HF. Circuitul RC de la intrare asigură câştigul în ansamblu. Rezistorii înseriaţi de 6.8 Ω determină câştigul până la 14 MHz, iar condensatorii de 4.7 nF sunt efective peste 14 MHz. Fig. 4 arat ă raportul între putere RF şi frecvenţa de lucru a amplificatorului, incluzând reacţiile produse de armonicile a 2-a şi a 3-a.
Fig. 1--Amplificatorul construit.
Comutatorul de banda are si roul de comutare a filtrelor trece-jos la iesire Măsurătorile au fost făcute cu un receptor al serviciilor de comunicaţii IFR1600S. În toate cazurile, armonicile au fost mai mari de 40 dB în sens negativ referitor la frecvenţa fundamentală (-40 dBc), iar amplificatorul îndeplineşte condiţiile FCC referitoare la puritatea
spectrală (vezi Federal Communications Commission, Sec. 97.315.) Reţineţi că începând cu 21 MHz câştigul începe să scadă, micşorându-se de la puterea nominală de 30 W la 20 W pe 29 MHz. Aceasta înseamnă că pe 10 metri mai putem vorbi de un câştig de 10 dB, o putere remarcabilă, totuşi.
7. Fig. 2--Schema de principiu
8. Lista de componente
Placa amplificatorului RF C1-10 - 0.01 µF capacitor C11 - 0.1 µF capacitor C12 - 3.3 µF capacitor C13 - 82 pF capacitor C14 - 150 pF capacitor C15 - 200 pF capacitor C16, 17 - 4700 pF capacitor C18-20 - 0.001 µF capacitor D1-D4 - 1N914 diode D5, D7, D8 - 1N4004 diode D6 - FES8JT diode D9 - LED, verde, cu suport D10 - LED, roşu, cu suport K1 - Releu, 12 V CC, DPDT Q1, Q2 - Tranzistor de comutaţie, 2N2222A Q3, Q4 - Tranzistor 2SC2312C/TIP 41/BD243C R1 - 300, 1 W R2, R3 - 18, 1 W R4, R5 - 6.8 Ω, 1 W R6, R7 - 18 Ω, 1 W R8, R9 - 120 Ω, 1 W R10 - 1.2 K, 1 W R11 - 10 K, 1 W R12-14--3.3 K, 1 W R15--1 K, potenţiometru R16--27Ω, 1 W R17--4.7 K, 1 W RFC1 - şoc RF, VK-200 T1 - Miez trafo, (A) BN-43-303. T2 - Miez trafo, T-3/4. U1 - IC, LM317T Miscelanee
2 - TO-220 kit de montare 2 - TO-220 izolatoare mic ă Circuitul imprimat, amplificator RF FARA Circuitul imprimat al filtrului trece jos (vezi fig. 3 pentru implantarea pieselor) 2 - 100 pF capacitor,500V 3 - 180 pF capacitor 3 - 330 pF capacitor 2 - 430 pF capacitor 1 - 560 pF capacitor 3 - 820 pF capacitor 3 - 1500 pF capacitor Piesele Filtrului 1 - 2700 pF capacitor, 500 V 12 - 0.01 µF capacitor, 12 - Releu, 12 V dc, DPDT, 1 - Comutator, 1 circuit, 6 poziţii, Yaxley 8 - T-50-2 4 - T-50-6 Fir Cu de 0.8 mm Circuitul imprimat, FARA LP Filter Piesele carcasei Cutia şasiu Capacul şasiului Radiator mare 4 - 2,5 mm diam. distanţiere hexagonale 9 - 2,5 mm şurub 4 - 2,5 mm şurub 6 - 2,5 mm izolator 9 - 2,5 mm şaib ă 2 - 2,5 mm piuliţe 2 - 2,5 mm şurub 2 - 3 mm izolator 2 - suport BNC cu filet Mufă mamă RCA, cu filet Comutator basculant, SPDT Mufă tată tip Jones, cu filet 2 pini, polarizat
Curentul continuu de la tranzistoarele finale este decuplat de filtrul PI reprezentat prin primarul transformatorului de ieşire T2. Bobina poartă un curent substanţial, de aceea trebuie înfăşurată cu sârmă groasă de 18 swg (1 mm) de preferat cu izolaţie de teflon. Orice interferenţă internă duce la degradarea serioasă a performanţ ei amplificatorului. Comutarea în emisie este realizată cu ajutorul releului K1. Secţiunea PTT poate fi acţionată manual (legând-o la pământ), ori comandând-o printrun circuit RF de cuplare, eliminându-se astfel situaţia de a comanda din exterior. Valoarea lui C12 (3.3uF) determină în SSB constanta de timp a comutatorului acţionat prin RF. Modulul filtrului trece jos utilizează perechi de relee pentru a selecta filtrul potrivit frecvenţei de lucru alocate. S-au ales relee tocmai de a simplifica comutarea semnalului RF şi de a reduce costurile de construcţie. Cele şase filtre acoperă cele nouă benzi de amatori de la 1.8 la 30 MHz, gamele de frecvenţă şi constantele circuitelor sunt menţionate în diagrama schemei filtrului trece jos. Inelele pentru inductivităţi şi conductorii necesari pot fi achiziţionate de la Amidon. Valorile LC sunt identice cu cele recomandate de WA2EBY pentru amplificatorul RF MOSFET publicat în manualul ARRL (The 2003 ARRL Handbook, pp 17. 91-17.97) Filtrele nu sunt folosite dacă amplificatorul este în repaus ori dacă funcţia de PTT nu este activată, ceea ce permite o recepţie HF multibandă şi VHF moderată în cazul unui transceiver cu o plajă largă de frecvenţe, cum e Yaesu FT-817. Nu există posibilitatea de a urmări ALC, de aceea se recomandă precauţie pentru ca amplificatorul să nu fie suprasolicitat.
Fig. 4--Raportul între puterea RF şi frecvenţa de lucru
Există un anumit număr de găuri care trebuiesc date prin masă şi cele două suprafeţe lipite între ele. Acestea sunt menţionate pe schemă. Se vor introduce prin găuri fire de cupru şi turtite în formă de Z, apoi lipite de masă pe ambele părţi şi tăiate. Cele patru găuri de prindere să fie potrivite la dimensiunile şuruburilor şi distanţierelor. Piesele să fie lipite de placă în aer", iar capacităţile cât mai aproape de statul de cupru. Insulele dreptunghiulare să fie dimensionate astfel încât să poată fi prinse tranzistoarele şi dioda de pretensionare. Placa amplificatorului RF Imaginea amplificatorului complet este reprezentată prin fig. 6. Se impune listarea unor sugestii referitoare la acesta. Bobina secundarului T 2 să fie făcută şi lipită prima. Emitoarele celor două 2SC2312C trebuie montate la masă printr-un orificiu dreptunghiular. Se recomandă îndoirea unei bucăţi de cupru în formă de U şi lipită de ambele părţi ale masei.
9. Prepararea placilor Idei de construcţie
Nu se vor da aici instrucţii de tip pas cu pas, doar câteva idei de a înlesni procesul de asamblare. Plăcile imprimate sunt cele obişnuite, ele nu sunt placate cu zinc. Deşi circuitele de la FAR Circuits sunt placate, masa nu este legată între cele două părţi, aşa că aceste legături trebuie făcute şi cositorite. Desene detaliate ale plăcilor imprimate, schema de implantare a pieselor şi confecţionarea bobinelor, a cutiei pot fi gă site pe site-ul www.arrl.org/files/qst-binaries/fara-amp.zip. Saul K1BI, webmasterul FARA a realizat chiar şi o pagină separată pentru acest proiect. Ea se poate găsi la adresa www.falara.org/tektalk/tektalkfs.html. (în data de 11.10.2005 nu era accesibilă) Circuitele neasamblate sunt prezentate în fig.5. Prepararea plăcilor Date fiind suprafeţele mari de cositorit acestea trebuie să fie curate, altfel veţi avea dificultăţi la lipirea pieselor componente. Cele mai bune sunt plăcile zincate, acestea pot fi mai uşor lipite. Placarea cu soluţie de colofoniu necoroziv ne poate fi de ajutor. Nu folosiţ i pastă de lipit pentru că aceasta este corozivă. Controlaţi toate conectările să eliminaţi lipirile reci. Calitatea acestor legături este crucială pentru performanţele amplificatorului. Pe parcursul construcţ iei soluţia de colofoniu trebuie îndepărtat cu un diluant. Există un anumit număr de găuri care trebuiesc date prin masă şi cele două suprafeţe lipite între ele. Acestea sunt menţionate pe schemă. Se vor introduce prin găuri fire de cupru şi turtite în formă de Z, apoi lipite de masă pe ambele părţi şi tăiate. Cele patru găuri de prindere să fie potrivite la dimensiunile şuruburilor şi distanţierelor. Piesele să fie lipite de placă în aer", iar capacităţile cât mai aproape de statul de
cupru. Insulele dreptunghiulare să fie dimensionate astfel încât să poată fi prinse tranzistoarele şi dioda de pretensionare. Placa amplificatorului RF Imaginea amplificatorului complet este reprezentată prin fig. 6. Se impune listarea unor sugestii referitoare la acesta. Bobina secundarului T 2 să fie făcută şi lipită prima. Emitoarele celor două 2SC2312C trebuie montate la masă printr-un orificiu dreptunghiular. Se recomandă îndoirea unei bucăţi de cupru în formă de U şi lipită de ambele părţi ale masei.
Fig. 6
Acest artificiu reduce impedanţa spre masă. După aceea se vor monta piesele de dimensiuni mai mici: rezistenţele, şi condensatoarele.
După acestea urmează diodele, iar releul rămâne ultima. Nu montaţi D6, Q3 şi Q4 până placa nu este fixată definitiv în carcasă şi orientată provizoriu spre radiator. Placa filtrului trece jos Aceasta este dublu foliată, partea de sus este masa, găurile pieselor sunt lărgite. Filtrul este reprezentat în fig. 7. Este posibil ca picioarele condensatoarelor să necesite ajustări uşor pentru a se potrivi cu rasterul de pe placă. Se vor monta mai întâi piesele filtrului, după care se vor implanta condensatoarele legate paralel şi firele de legătură. Vezi în schemă valoarea pieselor aparţinând fiecărei game de undă . Releele se vor monta ultimele. Nu încălziţi prea mult terminalele releelor la lipire.
Fig. 7--Filtrul trece jos cu piesele plantate
Nu montaţi ansamblul LPF înainte de acordarea acesteia. Se recomandă legarea acesteia de selectorul de bandă. Acesta se va monta între cele două module după ce acestea au fost fixate definitiv în şasiu, dar va fi destul de dificil. Şasiul, faţada şi radiatorul Modelele acestor părţi componente le găsiţi la pagina web menţionată ceva mai sus. Faceţi o listare a acelor documente şi
decupaţi-le, apoi lipiţi-le pe cutia amplificatorului şi pe radiator. Este important ca găurile să fie marcate exact, făcute cu un burghiu mic, apoi măriţi orificiile la dimensiunile necesare. Inscripţionaţi faţada cu litere de transfer existente la magazinele de specialitate. Aplicaţi mai multe straturi subţiri de lac transparent pentru a proteja inscripţ ia. Montaţi radiatorul şi părţile componente ale faţadei, in afară de comutatorul de benzi. Montaţi amplificatorul folosind 4 şaibe de diam. 3 mm în cele 4 colţuri drept distanţiere între şasiu şi placa cu piese. Montaţi distanţierele care fixează montajul. Montaţi D6 Q3 şi Q4 folosind foiţele de mică de tip TO-220 şi scule necesare pentru a izola galvanic tranzistorul de şasiu. D6 nu trebuie izolată. Folosiţ i bucăţ i scurte de RG 174 pentru legăturile RF în interiorul montajului. Acordarea şi verificarea Pentru că acest montaj este de tip bandă largă nu necesită acordare, numai tensiunea de pretensionare trebuie fixată . În prima fază de acord este nevoie de o sursă stabilizată de tensiune între 12-14 V. Se va folosi sarcină artificială în locul unei antene reale. Legaţi bornele F in şi F out de pe placa RF. Acordaţ i R15 (1 K) la minimul valorii sale. Aplicaţi 12 V CC şi legaţi firul PTT la pământ (releu ar trebui sa se aclanşeze). Aplicaţi scurt 1 W RF pe 14 MHz la intrare şi notaţi puterea la ieşire. Rotiţi uşor trimerul R15 şi măriţi curentulpână puterea de emisie creşte cu cca 15%. Măriţi puterea de intrare la 2 W apoi notaţi valoarea puterii de ieşire (cca 25 W), apoi măriţi tensiunea de lucru la 14.7 V CC, va trebui să măsuraţi cca 35 W putere emisă. Deconectaţi tensiunea, indepărtaţi firele de legătură improvizate, montaţi comutatorul de game, conectaţi şi activaţi placa filtrului trece jos. Verificaţi dacă puterea emisă se încadrează în limitele prevăzute de 1.8 - 29 MHz. O vedere de sus în interiorul carcasei amplificatorului permite observarea plăcii cu filtrul RF este reprezentată în fig. 8.
10. Circuit integrat SA5209
11. Comentarii finale
FCC a impus restricţii clare prvind amplificatoarele sub 30 MHz. Înainte de a construi acest amplificator vă rog să consultaţi din nou reglementările FCC aferente. Kiturile oferite spre vânzare, chiar şi parţial finalizate care necesită mici completări ulterioare sunt interzise de reglementările FCC. Durata de construcţie al acestui amplificator, dacă toate părţile componente sunt la îndemână şi corect preparate este de cca 4 ore. Lucrul în SSB rezultă că radiatorul se va încă lzi destul de puternic, iar răcirea în condiţii de emisie este mai mult ca adecvată. Un asemenea proiect aduce mai multe satisfacţii dacă la el participă şi alţii. Harry, W2RKB a asigurat îndemnarea necesară pornirii. Astfel, el a realizat circuitele imprimate şi a calculat filtrele pentru prototipurile amplificatorului. David Hosom a asistat fotografiind. Mulţumiri cordiale le sunt prezentate. Acordă amplificatorului FARA o posibilitate de încercare, este un proiect practic oferind multe satisfacţii.
Placile pot fi facute atat prin metoda POSITIV 20 (spray fotosensibil) si folie transparenta, cu expunere la soare (metoda neanderthaliana), ori cu o lampa cu aburi de mercur, al carei glob protector a fost indepartat. expunerea este de cca 8 minute de la 30 cm distanta. Sau daca nu se doreste aceasta varianta, se poate transpune imaginea doc cu imprimanta laser pe o hartie de tipografie, gen glossy, multistrat, cu folie de plastic. Sa fie o listare perfecta, nu se admite economisirea de toner. Dupa aceea iaginea se pune cu fata in jos, se calca cu fierul incins pe placa preparata corespunzator. Cuvantul cheie este rabdarea, pentru ca fierul trebuie umblat cu grija pe toata suprafata placii, sa se lipeasca bine tonerul pe placa. Cam 4-5 minute se fac miscari de rotatie, rectilinii pe hartie, dupa care se lasa sa se raceasca placa, se pune in apa cu Pur sa se desprinda hartia. Se mai ajuta cu degetele. Cu altceva nu se admite pentru ca vopseaua toner transpusa este rigida si se desprinde. Se pune placa in solutie de clorura ferica sau acid clorhidric ori hiperoxid. Hartia foto nu este buna deoarece tonerul intra in textura hartiei si atunci nu se poate transpune cu fierul de calcat. Hartia press and peel este scumpa. Secretul consta in faptul ca hartia cea buna are pe ambele fete un strat subtire de plastic care nu
permite penetrarea tonerului in textura. Deci eu folosesc aceasta metoda cu succes pentru diverse cablaje cu trasee mai groase, desigur, folosind hartie de tip "mûnyomó papír" care costa cca 1,5 lei coala A4 in Ungaria, de unde o cumpar ocazional din papetarie.
BIBLIOGRAFIE
