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Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill

Datos del Curso Titulo del Curso Objetivo del Curso Objetivo Especifico

Alcance Duración del Curso Método de Dictado Contenidos del Curso

• Código: 2/SCR • SCR Ross-Hill • Capacitar en el uso y funcionamiento de SCR ROSS HILL • Introducción a la Electrónica • Introducción al Magnetismo • • • • • • • • • • • • • • • • • • • • • • • • •

Introducción a los Transformadores Circuitos Rectificadores con Diodos Motores y Generadores Unidad de Generación (AC Module) Unidad de Continua (DC Module) Circuito de Límite de Potencia Unidad de Suministro de Campo Consola de Perforación Frenado Dinámico Supervisores y electricistas 40 Horas Clases Teóricas y Prácticas Objetivos Introducción a la Electrónica Introducción al Magnetismo Introducción a los Transformadores Circuitos Rectificadores con Diodos Motores y Generadores Unidad de Generación (AC Module) Unidad de Continua (DC Module) Circuito de Límite de Potencia Unidad de Suministro de Campo Consola de Perforación Frenado Dinámico Repaso General del Curso

Final del Curso •• Evaluación Auto evaluación del Curso • Entrega de Certificados

1


CONTENIDO BREVE 1. Introducción a la Electrónica 2. Introducción al Magnetismo 3. Introducción a los Transformadores 4. Circuitos Rectificadores con Diodos 5. Motores y Generadores 6. Unidad de Generación (AC Module) 7. Unidad de Continua (DC Module) 8. Circuito de Límite de Potencia 9. Unidad de Suministro de Campo (Field Suply Unit) 10. Consola de Perforación 11. Frenado Dinámico

5 34 37 43 58 68 78 87 91 94 95

2


CONTENIDO 1. Introducción a la Electrónica 1.1. Conceptos de Resistencias 1.1.1. Definición de Resistencia 1.1.2. Variación de la resistencia con la Temperatura 1.1.3. Ley de Ohm. Relación entre E, I, R 1.1.4. Potencia en Corriente Continua 1.1.5. Conexión Serie de Resistencias 1.1.6. Conexión Paralelo de Resistencias 1.1.7. Divisor de Tensión 1.1.8. Tolerancia, Tipos de Resistencias Fijas y Código de Colores 1.2. Conceptos de Capacitores Fijos 1.2.1. Definición de Capacitores 1.2.2. Carga y Descarga de un Capacitor 1.2.3. Conexión Serie de Capacitores 1.2.4. Conexión Paralelo de Capacitores 1.2.5. Tipos de Capacitores 1.3. Conceptos de Diodos 1.3.1. El Diodo Ideal y el Diodo Real 1.3.2. Diodos Zener 1.4. Conceptos de Transistores Bipolares 1.4.1. Definición y Símbolos 1.4.2. Relación de Corrientes 1.4.3. Ganancia de Corriente de un Transistor Bipolar 1.4.4. Curvas de Entrada-Salida de un Transistor Bipolar 1.5. Conceptos de Tiristores (SCR) 1.5.1. Definición y Símbolos 1.5.2. Formas de Disparo de un SCR

5 5 5 5 6 7 8 9 10 11 14 14 15 16 17 18 19 19 22 24 24 24 25 25 27 27 28 29

1.5.3. Característica de Salida del SCR

3

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill 1.6. Conceptos de Amplificadores Operacionales 1.6.1. Modelo y Símbolo del Amplificador Operacional 1.6.2. Amplificador Operacional Inversor 1.6.3. Amplificador Operacional No Inversor 1.6.4. Amplificador Operacional Sumador 1.6.5. Amplificador Operacional Integrador

2. Introducción al Magnetismo 2.1. Voltaje Inducido por un Campo Magnético Variable 2.2.Fuerza Inducida en un Conductor 2.3.Voltaje Inducido en un Conductor dentro de un Campo Magnético

3. Introducción a los Transformadores 3.1. El Transformador Ideal 3.2. El Autotransformador 3.3. Transformadores Trifásicos

4. Circuitos Rectificadores con Diodos

30 30 31 31 32 33 34 34 34 35 37 37 38 39

4.1. Rectificador Monofásico de Media Onda 4.2. Rectificador Monofásico de Onda Completa 4.3. Rectificador Trifásico de Media Onda

43 43 47 49

4.4. Rectificador Trifásico de Onda Completa 4.5. Rectificador Trifásico de Onda Completa Controlado

53 55

5. Motores y Generadores 5.1. Generadores de Corriente Alterna 5.3. Motor de Corriente Continua Shunt 5.4. Motor de Corriente Continua Serie

6. Unidad de Generación (AC Module) 6.1. Cargador de Baterías 6.2. Panel de Sincronismo 6.3. Regulador de Velocidad 6.4. Regulador de Tensión 6.5. Circuitos de Protección 7. Unidad de Continua 7.1. Puente Rectificador Trifásico 7.2. Circuito Supresor de Picos 7.3. Lógica de Control de los Contactores 7.4. Circuito Sprocket Slip 7.5. Módulo de Control de Continua

58 58 59 62 68 69 69 70 73 76 78 78 79 80 81 84

4

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill 7.5.1. Regulador de Continua 7.5.2. Circuitos de Disparo de los SCR

84 86

8. Circuito de Límite de Potencia

87

9. Unidad de Suministro de Campo

91

10. Consola de Perforación

94

11. Freno Dinámico

95 95 96

11.1. Motores Serie 11.2. Motores Shunt

5


CAPÍTULO 1 INTRODUCCIÓN A LA ELECTRÓNICA

1.1. Conceptos de Resistencias 1.1.1. Definición de Resistencia Es la propiedad que tienen los cuerpos de oponerse al paso de la corriente eléctrica. Constituye una condición propia de cada material. Se simboliza con la letra “R” y su unidad de medida es el “ohm”, simbolizado con la letra griega “omega” (Ω). Los múltiplos más usuales de ohm son: Kilohm (KΩ) = 1.10 3 Ω Megaohm (MΩ) = 1.10 6 Ω La resistencia es mínima en los materiales llamados conductores, que se caracterizan la relativa grande facilidad permiten el paso de la ycorriente eléctrica; es por relativamente en con los que llamados semiconductores es muy grande en los materiales llamados aislantes. Los conductores están constituidos principalmente por los metales, entre los cuales, el cobre y el aluminio son los mas utilizados para la fabricación de cables conductores. Los semiconductores son cuerpos cuya resistencia es mayor que la de los conductores, pero mucho menor que la de los aislantes. El silicio es el más utilizado en la actualidad. Los aislantes poseen una resistencia sumamente alta y se utilizan para impedir el paso de la corriente eléctrica. Entre los más conocidos se encuentran la Porcelana, la Mica, la Baquelita, el Cuarzo, casi todos los Plásticos, Papeles y Telas con tratamientos especiales.

1.1.2. Variación de la Resistencia con la Temperatura La resistencia de los cuerpos no solo depende de la clase de material que los compone sino también de la temperatura a la cual se encuentran. Los valores de la resistencia se establecen normalmente a la temperatura ambiente (20ºC). El aumento de temperatura provoca el aumento de resistencia de los conductores.

6

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill No sucede lo mismo con el carbón, los semiconductores y los aislantes, quienes la disminuyen. El numero que establece cuanto varia la resistencia de 1 ohm cuando la Temperatura varia 1ºC, se llama “Coeficiente de Temperatura” y se designa con la letra griega α (alfa). Al variar la temperatura en tºC, la resistencia se modifica en R.α.t (Ω) o sea que, después de la variación térmica se convierte en: Rf = R0 + R0.α.t = R0 . (1+ α.t) ohm O lo que es lo mismo: Rf = R0 . (1+ α.t) Ω Esta formula solo es valida hasta los 100ºC, en donde la variación de la resistencia con la temperatura deja de ser lineal.

1.1.3. Ley de Ohm. Relación entre E, I, R. La intensidad de la corriente es directamente pro propo porcional porcional a la tensión o f.e.m. e inversamente proporcional a la “

”

resistencia del circuito circuito . Expresiones matemáticas de la ley de ohm:

E I

E

E R

I

R

I

R

E = I ⋅ R (volts )

R = EI (ohms )

I= R E (amperes )

(1.1.3.1)

(1.1.3.2)

(1.1.3.3)

7


1.1.4. Potencia en Corriente Continua La potencia es la velocidad con la que se realiza el trabajo y se mide por la cantidad de energía que se convierte de una forma a otra forma en la unidad de tiempo. Se denomina con la letra P y se mide en Watts.

P = E ⋅ I (watts )

(1.1.4.1)

Donde: E = Tensión en Volts I = Corriente en Amperes P = Potencia en Watts De la ecuación (1.1.3.1) sabemos que:

E = I⋅R Reemplazando en la ecuación (1.1.4.1) nos queda:

P = R ⋅I⋅I O lo que es lo mismo:

P = R ⋅ I2

(1.1.4.2)

De la ecuación (1.1.3.3) sabemos que:

I=

E R

Reemplazando en la ecuación (1.1.4.1) nos queda:

P = E⋅

E R

O lo que es lo mismo:

P=

E2 R

(1.1.4.3)

8


1.1.5. Conexión Serie de Resistencias 1

R1

3

R2

5

R3

I E

6

En la conexión en serie, la corriente que circula por el circuito es igual a la corriente que circula por cada uno de los elementos del circuito. La primera ley de Kirchhoff establece que la sumatoria de las caídas de tensión en una “malla cerrada” es igual a la sumatoria de las fuentes de tensión de esa malla.

∑ E = ∑ (I ⋅ R ) Por lo tanto debe verificarse que:

E = (I ⋅ R)1( + I) ⋅(R 2 )+ I ⋅ R 3 Como I es común a todas las resistencias:

E = I ⋅ R1 + R 2 + R 2 E = I ⋅ Re Es decir que en un circuito conectado en serie, la resistencia equivalente del circuito es igual a la sumatoria de todas las resistencias que componen el mismo.

R e = R 1 + R 2 + ... + R n

(1.1.5.1)

Y el circuito se puede representar de la siguiente manera: 1

Re

I E

2

9


1.1.6. Conexión Paralelo de Resistencias I1 R1

I2

I 1

R2

2

I1 R3 E

En la conexión en paralelo, a la corriente suministrada por la fuente generadora G se le presentan varios caminos, constituidos por cada una de las ramas sobre las cuales están conectadas las resistencias R 1, R2 y R3. Cada uno de estos caminos constituye una rama del circuito y la corriente que circula por cada una de estas es una porción de la corriente total del circuito. De esta manera en un circuito conectado en paralelo, circularan tantas corrientes como ramas posea, y todos sus componentes están sometidos a la misma tensión, a diferencia de un circuito serie. Al que en la conexión en serie todas las resistencias se pueden reemplazar porigual una resistencia equivalente. Para calcularla hacemos uso de la segunda ley de Kirchhoff que establece que en cualquier nodo la suma de las corrientes que concurren es igual a la suma de las corrientes que salen de este.

∑I = 0 Por lo que debe verificarse que:

I = I1 + I 2 + I 3

(1.1.5.2)

De la ecuación (1.1.3.3) sabemos que:

I=

E R

Reemplazando en la ecuación (1.1.5.2) nos queda:

E E E E = + + Re R1 R 2 R 3 10

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Sacando factor común E en el segundo miembro nos queda:

1 1 E 1   = E ⋅  + + Re  R1 R2 R3  Simplificando E en ambos miembros:

1

Re

1

= 

+

 R1

1

+

R2

1 



R3 

Esto significa que a medida que se conectan resistencias en paralelo, disminuye la resistencia total del circuito.

1.1.7. Divisor de Tensión El divisor de tensión consiste en una resistencia variable conectada en paralelo sobre los bornes de salida de una fuente. Conectando la carga entre uno de los entremos de la resistencia variable (común al borne de la fuente) y el punto medio C (cursor), se puede obtener cualquier valor de tensión, entre 0 Volts y el valor máximo de la fuente, regulando la posición del cursor. 1

I1 R1

E

3

R 50%

R2 E1

2

La resistencia R puede interpretarse como dos resistencias R1 y R2 en serie

R = R1 + R2 Según la ecuación (1.1.3.3) sabemos que:

I=

E E = R (R 1 + R 2 )

(1.1.7.1)

Según la ecuación (1.1.3.1) sabemos que: 11


E1 = I ⋅ R 2

(1.1.7.2)

Reemplazando (1.1.7.1) en (1.1.7.2) nos queda

E1 =

E ⋅ R2 (R 1 + R 2 )

(1.1.7.3)

1.1.8. Tolerancia, Tipos de Resistencias Fijas y Código de Colores Tolerancia de una Resistencia: La tolerancia de una resistencia es un porcentaje que indica cuanto mayor o menor puede ser el valor real de la resistencia con respecto al valor nominal. Los valores típicos de tolerancia son 20, 10, 5 y 1 por ciento. Ejemplo: • El valor real de una resistencia de 100 Ω ±20% va a estar comprendido entre 80 y 120 Ω. • El valor real de una resistencia de 100 Ω ±10% va a estar comprendido entre 90 y 110 Ω. • El valor real de una resistencia de 100 Ω ±5% va a estar comprendido entre 95 y 105 Ω. • El valor real de una resistencia de 100 Ω ±1% va a estar comprendido entre 99 y 101 Ω.

Tipos de Resistencias Fijas: • Resistencias de Película de Carbón: están constituidas por un tubito cerámico sobre el cual se deposita una fina capa de carbono puro como material resistente. El depósito de la película de carbono se logra por la descomposición de un hidrocarburo (Bencina), que deposita el carbón en forma cristalina, a una temperatura entre 800 y 1000ºC en un horno. La capa que se obtiene es muy delgada, de color gris metálico y muy dura. Luego de logrado el deposito de la película en el tubito cerámico, se espirala la superficie de este para lograr el valor deseado, se les coloca los capuchones de los terminales y finalmente se les coloca un barniz o resina para protegerlas de la humedad y el desgaste mecánico.

12


Fig. (1.1.8.1)

• Resistencias de Película Metálica: Estas resistencias se obtienen depositando sobre una varilla de vidrio una película de cloruro de oro o platino, luego a esta capa metálica se le hace el espiralado para darle su valor final, se le colocan los capuchones de los terminales y se le coloca el barniz o la resina aislante. Este tipo de resistencias permite temperaturas de operación altas y ofrece buenas características de ruido, con coeficientes de temperatura mucho más bajos que las resistencias de película de carbón.

Fig. (1.1.8.2) • Resistencias de Alambre: Son resistencias de alta estabilidad que pueden disipar grandes potencias, entre 5 y 300 Watts. Esta resistencia esta constituida por dos elementos, un tubo de porcelana o cerámica sobre el cual se arrolla el alambre o resistor propiamente dicho. El diámetro del alambre depende de la resistencia que se quiera, como así también de la potencia a disipar. 13


Fig. (1.1.8.3) Código de Colores de Resistencias: Las resistencias llevan grabadas sobre sus cuerpos unas bandas de color que nos permiten identificar el valor ohmnico que poseen. Hay resistencias de 4, 5 y seis anillos. Para saber el valor tenemos que usar el método siguiente: el primer color indica las decenas, el segundo las unidades. Con estos dos valores formamos un número que tendremos que multiplicar por el valor que indique el color de la tercer banda y el resultado de esa multiplicación es el valor de la resistencia. La cuarta banda indica la tolerancia de la resistencia. Este método es para resistencias de cuatro bandas. Para resistencias de 5 bandas procedemos de la misma manera, con la diferencia que el numero lo formamos con las tres primeras bandas y lo multiplicamos por la cuarta banda, siendo la quinta banda la tolerancia de la resistencia. En la figura 1.1.8.4 vemos dos ejemplos de códigos de colores de cuatro y cinco bandas.

Fig. (1.1.8.4) 14

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill 1.2.

Conceptos de Capacitores Fijos

1.2.1. Definición de Capacitores El capacitor es un dispositivo que tiene la capacidad de almacenar energía en forma de campo eléctrico. Esta formado por dos armaduras metálicas paralelas, separadas por un material dieléctrico. Cuando se aplica tensión entre sus caras, el capacitor después de un cierto tiempo se carga, dependiendo dicha carga del valor de tensión y del tiempo que duro. La capacidad de un capacitor se define matemáticamente como la relación de la carga adquirida, a la tensión aplicada y su formula esta dada por:

C=

Q E

(1.2.1.1)

Donde: C: Capacidad en faradios E: Tensión aplicada en voltios Q: Carga en amperes por segundo El capacitor tiene una serie de características tales como:

Capacidad: Se mide en Faradios, pero como esta unidad es tan grande se utilizan los submúltiplos de F , nF y pF para indicar su valor. Tensión de Trabajo: Es la máxima tensión con la que puede trabajar un capacitor y depende del tipo y grosor del dieléctrico con el que esta fabricado. Tolerancia: Al igual que en las resistencias, indica el error que puede haber entre el valor real de capacidad y el valor indicado en su cuerpo. Polaridad: Poseen un Terminal positivo y un Terminal negativo, por lo que se debe prestar atención a la hora de conectarlos para no destruirlos.

1.2.2. Carga y Descarga de un Capacitor Para analizar el comportamiento de un capacitor en el momento de su carga y en el momento de su descarga analicemos el circuito de la figura 1.2.3.1. Cuando la llave S se cierra sobre la posición 1, el capacitor comienza a cargarse con una constante de tiempo RC. En el instante inicial suponemos que el capacitor esta descargado, o sea que es un corto circuito, por lo que al momento de cerrar la llave, la corriente será máxima. A medida que pasa el tiempo el capacitor comienza a cargarse, el potencial en los bornes de este comienza a

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Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill aumentar y la corriente comienza a disminuir hasta hacerse cero. En el momento que la corriente se hace cero el capacitor queda cargado con su máxima tensión. Si ahora pasamos la llave a la posición 2, anulando la fuente E, el capacitor comienza a descargarse a través de la resistencia, con la misma constante de tiempo RC con la que se cargo. 1

2

6

Ic

S 4

R

E

Id

5

C

Vc

7

Fig. (1.2.3.1) Gráficamente las curvas de corriente y tensión de un capacitor durante su carga y su descarga se pueden expresar de la siguiente manera: Corriente A: Carga B: Descarga

A

t

B

Vc

A

B

t

Fig. (1.2.3.2)

16


1.2.3. Conexión Serie de Capacitores 3

E1 C1 1

E

E2 C2

2

E3 C3 4

Fig. (1.2.4.1) Analizando el circuito de la figura (1.2.4.1) vemos tres capacitores conectados en serie, de capacidades C1, C2, y C3, y cada uno de ellos adquiere una tensión E1, E2 y E3, siendo E la tensión total aplicada al circuito. En el momento de conectar la fuente al circuito, se mueve una carga Q a través de este y cada capacitor por estar conectados en serie adquiere una carga Q. Por lo tanto podemos plantear que:

Q = E1 ⋅ C1 + E 2 ⋅ C 2 + E 3 ⋅ C3

(1.2.4.1)

Si Ce es la capacidad equivalente del circuito se debe cumplir que:

E=

Q Ce

(1.2.4.2)

Por ley de Kirchhoff sabemos que:

E = E1 + E 2 + E 3

(1.2.4.3)

Despejando E de la ecuación (1.2.4.1) y reemplazando en (1.2.4.3) nos queda:

E=

 1 Q Q Q 1 1   + + = Q ⋅  + + C1 C2 C 3  C1 C2 C 3 

(1.2.4.4)

O lo que es lo mismo:

17


E = Q⋅

1 Ce

Por lo tanto:

1 1 1 1 = + + Ce C1 C 2 C 3 1.2.4. Conexión Paralelo de Capacitores 1

E

Q1

Q2

C1

C2 2

Fig. (1.2.5.1) Analizando el circuito de la figura (1.2.5.1) podemos ver la conexión en paralelo de dos capacitores C1 y C2 con respectivas cargas Q1 y Q2. Lo que debemos buscar es reemplazar por un solo condensador de capacidad Ce al paralelo de C1 y C2 de tal manera que la carga que produzca C e sea la misma que producen C1+C2, o sea Q1+Q2. De la ecuación (1.2.1.1) sabemos que:

C=

Q E

Por lo tanto podemos plantear que:

Q1 + Q2 = Ce ⋅ E Reemplazando a Q1 y Q2 nos queda:

E⋅C + E⋅C = C ⋅E 1

2

e

Por lo tanto podemos notar que la capacidad equivalente resultante de la conexión de dos capacitores en paralelo, es la suma de sus respectivas capacidades.

Ce = C1 + C2

(1.2.5.1)

18


1.2.5. Tipos de Capacitores Capacitores Electrolíticos: consisten en dos láminas de aluminio, soldadas una a cada Terminal, enrolladas entre dos capas de papel impregnadas en electrolito. Siempre tienen polaridad y su capacidad es mayor a 1µF.

Capacitores de Poliéster Metalizado: consisten en dos láminas de poli carbonato a las cuales se les deposita una fina capa de metal en una de sus superficies. A una lamina se le deja una tira en uno de sus lados sin metalizar y a la otra la misma tira pero en el lado opuesto. Estas dos láminas se ponen una sobre la otra y se arrollan juntas. Una vez enrolladas se sueldan los extremos y se le colocan los terminales. Suelen ser de capacidades inferiores a 1µF y tensiones superiores a 63V.

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Capacitores Cerámicos: El dieléctrico utilizado por estos condensadores es la cerámica. Estos materiales de cerámica son muy inestables por lo que en base al material se pueden diferenciar en dos grupos: Grupo1: caracterizado por una alta estabilidad y con un coeficiente de temperatura bien definido y muy estable.

Grupo2: su coeficiente de temperatura no esta prácticamente definido y su valor de capacidad varía considerablemente con la temperatura, la tensión y el tiempo de funcionamiento. Sus valores de capacidad están comprendidos entre 0.5 pF y 47 nF

1.3. Conceptos de Diodos 1.3.1. El Diodo Ideal y El Diodo Real Antes de comenzar el estudio de las características reales del diodo analicemos un diodo ideal para proporcionar una base comparativa. El Diodo Ideal es un dispositivo de dos terminales que tiene el símbolo y las características que se muestran en las figuras (1.3.1.1) y (1.3.1.2).

Vd

+

1

2

-

Id

Fig. (1.3.1.1)

20


Fig. (1.3.1.2) En forma ideal, un diodo conducirá corriente en la dirección definida por la flecha y actuara como un circuito abierto para cualquier intento de conducir corriente en la dirección opuesta. Si analizamos la figura (1.3.1.2), podemos notar con claridad este concepto. Cuando el diodo ideal esta polarizado en directa, no hay caída de tensión en sus bornes y circula toda la corriente a través de él (corto circuito), y cuando esta polarizado en inversa por mas que haya tensión aplicada a sus bornes, este no deja circular corriente a través de el (circuito abierto). Para ir acercándonos a lo que es un modelo sencillo de un diodo real, vamos a hacer una primera aproximación en la que el diodo ya no se enciende con tensión cero, sino que tiene que tener una cierta tensión a bornes para que entre en estado de conducción. Esta tensión va a depender del tipo de material que se utilice para la construcción del diodo. Los materiales mas utilizados son el Silicio y el Germanio, con una tensión de 0.7 y 0.3 voltios respectivamente. Por lo tanto el nuevo modelo de diodo queda de la siguiente manera: Vd

A

Vf 2

1

3

K

0.7 V

Id

Id

Vd

0.7 V

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Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Es decir que cuando la tensión aplicada a bornes del diodo alcance 0.7 voltios, este entra en estado de conducción y la tensión en sus bornes será de 0.7 V, para cualquier valor de corriente que circule en el circuito. Por otro lado cuando la tensión a bornes sea menos a 0.7V el diodo se apaga y no circula corriente. La ultima aproximación que debemos hacer para lograr un modelo real de un diodo, es considerar la resistencia interna R b de este. Por lo tanto una vez que el diodo conduce, la tensión comienza a subir linealmente con los incrementos de corriente. El modelo final del diodo queda de la siguiente manera: Vd

A

Vf 2

1

4

Rb

5

K

0.7 V

Id

Id

Vd

0.7 V

Cuando la tensión aplicada a bornes es mayor a 0.7V, el diodo conduce y la tensión total del circuito es igual a:

Vd = 0.7 + I d ⋅ R b La resistencia interna es menor a 1 ohm y puede despreciarse para analizar circuitos. Para comparar vamos a ver la curva real del diodo:

22


Notamos en la curva real del diodo, que cuando esta polarizado en directa, no hay una circulación de corriente apreciable a través de él hasta que la tensión a bornes del diodo sea de 0.7 V. Por otro lado cuando el diodo esta polarizado en inversa, casi no hay corriente inversa hasta que la tensión a bornes alcanza la tensión de ruptura y el diodo se destruye. La potencia que puede disipar un diodo se calcula de la misma manera que la de una resistencia, esto es:

Pd = Vd ⋅ I d 1.3.2. Diodo Zener Como vimos, los diodos rectificadores nunca se emplean intencionalmente en la zona de ruptura, ya que se destruyen. Un Diodo Zener es distinto, se trata de un diodo de silicio que ha sido diseñado para que funcione en la zona de ruptura. El diodo zener es esencial en los circuitos reguladores de tensión, que son circuitos que mantienen la tensión casi constante independientemente de las oscilaciones de la red y de la resistencia de carga. El símbolo y la curva de tensión-corriente se muestran en las figuras (1.3.2.1) y (1.3.2.2).

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Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill K 2

D1

Iz

Vz

1

A

Fig. (1.3.2.1)

Fig. (1.3.2.2) La característica de Tensión-Corriente en un diodo zener es igual a la de un diodo normal. Sin embargo, la característica inversa presenta una región en la cual la tensión es casi independiente de la corriente por el diodo. La tensión zener de cualquier diodo se controla en el proceso de fabricación. Los valores normales varían entre 2 y 200 Voltios, con potencias de hasta 100 Watts. En la mayoría de las aplicaciones, los diodos zener trabajan en la zona de polarización inversa. Una aplicación típica es el sencillo regulador de tensión de la figura (1.3.2.3), en donde la tensión en la resistencia de carga, permanece constante e igual a la tensión nominal del zener, incluso aunque varíen la tensión E y la resistencia de carga en un amplio margen de valores.

24

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Rs

2

1

Is E

VZ1

VRl

3

Fig. (1.3.2.3) Para que el diodo zener trabaje en la zona de zener, la tensión de la fuente, debe ser mayor que la tensión de ruptura Vz. La resistencia Rs, es una resistencia que se calcula para no sobrepasar la corriente inversa máxima que soporta el diodo zener, en caso contrario el diodo se quemaría. Este dato de corriente máxima viene dado en la hoja de características técnicas del componente. Para calcular esta resistencia, se define un valor de corriente de zener que este por debajo de la máxima admisible por el diodo y se aplica la ley, esto es:

Rs =

E − Vz

Is

1.4. Conceptos de Transistores Bipolares 1.4.1. Definición y Símbolos Conceptualmente, el transistor es un dispositivo que actúa como amplificador de corriente. 1

4

Ic

Ic

Ib

Ib NPN

3

PNP

6

Ie 2

Ie 5

Fig. 1.4.1.1 El transistor tiene dos uniones, una entre el Colector y la Base y otra entre la Base y el Colector. Por lo tanto un transistor es similar a dos diodos contrapuestos. El diodo inferior se denomina diodo emisor y el diodo superior se denomina diodo colector. En la figura 1.4.1 se pueden ver los símbolos de los transistores PNP y NPN.

25


1.4.2. Relación de Corrientes Si aplicamos la ley de corrientes de Kirchhoff, que establece que la suma de las corrientes que entran a un nodo es igual a la suma de las corrientes que salen de este, al transistor NPN de la figura (1.4.1.1), obtenemos la siguiente relación entre las tres corrientes:

I =I +I e

c

b

Como la corriente de base es mucho menor que la corriente de colector, se puede realizar la siguiente aproximación:

Ie ≈ Ic

1.4.3. Ganancia de Corriente de un Transistor Bipolar La ganancia de un transistor se define como la relación entre la corriente contínua del colector y la corriente contínua de la base y se expresa como:

β=

Ic I

(1.4.3.1)

b

La ganancia de un transistor se conoce también como la ganancia de corriente, porque una pequeña corriente de base produce una corriente mucho mayor en el colector. Para transistores de potencia inferiores a 1 Watt, la ganancia es típicamente de 100 a 300. Para transistores de potencia superiores a 1 Watt, la ganancia es típicamente de 20 a 100. De la ecuación (1.4.3.1) se pueden obtener dos ecuaciones equivalentes:

Ic = β ⋅ Ib Ib =

Ic β

26


1.4.4. Curvas de Entrada-Salida de un Transistor Bipolar La curva de entrada de un transistor bipolar es como la curva de un diodo normal, como se ve en la figura 1.4.4.1 Id

Vd

0.7 V

Fig. 1.4.4.1 Si aplicamos la Ley de Ohm a la resistencia de base de la figura 1.4.4.2 obtenemos la siguiente ecuación:

Ib =

V bb − V be Rb

Si se utiliza el diodo ideal entonces:

Vbe = 0 Si se utiliza el diodo real entonces:

Vbe = 0.7

Rc

4

3

NPN 2

Rb

1

Vc c Vbb

0 0

0

Fig. 1.4.4.2

27

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill La curva característica de salida de un transistor se obtiene variando las tensiones Vbb y Vcc de la figura 1.4.4.2, para establecer diferentes corrientes y tensiones en el transistor. Midiendo I c y Vce, se obtienen los datos para una curva de Ic en función de Vce. La curva característica de salida de un transistor bipolar se muestra en la figura 1.4.4.3:

Fig. 1.4.4.3 En la figura 1.4.4.3 se pueden observar cuatro zonas de trabajo del transistor bipolar: • Zona Activa: El transistor sólo amplifica en esta zona, y se comporta como una fuente de corriente constante controlada por la corriente de base • Zona de Saturación: En esta zona el transistor es utilizado para aplicaciones de conmutación (potencia, circuitos digitales, etc.), y lo podemos considerar como un cortocircuito entre el colector y el emisor. • Zona de Corte: el transistor es utilizado para aplicaciones de conmutación y podemos considerar que las corrientes que lo atraviesan son prácticamente nulas. • Zona de Ruptura: El transistor nunca debe ser utilizado en esta zona, ya que se destruye.

1.5. Conceptos de Tiristores (SCR) 1.5.1. Definición y Símbolos Un Tiristor es un dispositivo electrónico semiconductor, cuya acción biestable depende de una realimentación regenerativa entre tres junturas tipo P (ver Fig. 1.5.1.1). Es un dispositivo unidireccional porque tiene la capacidad de conducir corriente en un solo sentido. 28

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill La característica de biestable del tiristor implica que el elemento tiene un estado de conducción caracterizado por una muy baja impedancia y un estado de apagado caracterizado por una alta impedancia. El momento en el cual puede hacerse entrar en estado de conducción a un tiristor es gobernado por una señal que se aplica a la compuerta y es de un valor de potencia muy pequeño comparado con la potencia que se maneja entre ánodo y cátodo.

1

A

G

P

SCR

3

N P N

K 2

Fig. 1.5.1.1 1.5.2. Formas de Disparo de un SCR • Por Inyección de Corriente en la Gate: Al inyectar corriente en la Compuerta o Gate del dispositivo, se genera internamente un proceso regenerativo en las uniones PN produciendo el encendido del tiristor. • Por Incremento de la Tensión Ánodo-Cátodo: Cuando la corriente de Gate es nula, el dispositivo esta apagado. Pero si la tensión entre ánodo y cátodo se eleva por encima del valor de la tensión directa de ruptura, el dispositivo se dispara. Esta forma de disparo es indeseable. • Por derivada de la tensión respecto del tiempo(

dvak ): Internamente el dt

tiristor tiene capacidades parásitas y como la corriente que circula por un capacitor tiene la forma

Ic = C ⋅

dvak dt

Existe una forma de disparo no deseada por variación brusca de la tensión entre el ánodo y el cátodo. Por lo tanto, si la dv/dt es muy grande, provoca un valor de corriente grande y el dispositivo se dispara. Para evitar este fenómeno se utilizan redes amortiguadoras RC en paralelo con el tiristor.

29

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill • Disparo por Incremento de Temperatura: En el tiristor circulan ciertas corrientes de perdida entre ánodo y cátodo. El dispositivo esta preparado para que a la temperatura de trabajo no se dispare por estas corrientes, pero si la temperatura se eleva demasiado por encima de la de trabajo el tiristor se dispara. Este disparo es un disparo no deseado. • Disparo por Luz: Hay un tipo de tiristor (LASCR), que posee una ventana por la cual inciden rayos de luz que provocan el disparo del dispositivo. Se utilizan en control de encendido por detección o no de luz.

1.5.3. Característica de Salida del SCR

V-VAK Ro

Fig. 1.5.3.1 La figura 1.5.3.1 muestra la curva característica de salida de un tiristor. En ella se ve reflejada la relación entre la corriente de ánodo y la tensión ánodo-cátodo, para una corriente de gate igual a cero (Ig=0). Podemos notar que para una tensión Vak de valor cero, no hay circulación de corriente a través del tiristor y este esta en estado de no conducción. A medida que comienza a aumentar la tensión V ak, comienza a circular una pequeña corriente como consecuencia de las perdidas del tiristor. Si la tensión Vak continua aumentando, la corriente también lo hace, hasta que llega un momento en que la tangente a la curva en ese punto se hace infinita y el dispositivo pasa bruscamente al estado de conducción. Para pasar del estado de noEsta conducción al inestable. estado de conducción, el tiristor seguirá el camino de puntos. es una zona En el Grafico además podemos ver la recta de carga, que son todas las combinaciones de valores de tensión y corriente de salida para una resistencia de carga fija. Vamos a analizar ahora que sucede cuando inyectamos una corriente en la gate del tiristor:

30


IH 1

Ig=0

Fig. 1.5.3.2 Si observamos la figura 1.5.3.2, notamos que al incrementar Ig, es como si estuviésemos corriendo la curva característica del tiristor. Así llegamos a un valor de Ig tal que la curva de este se hace tangente a la recta de carga y en consecuencia, el tiristor pasa al estado de conducción, que corresponde al punto 2. Si dejo aplicada la corriente de gate, una vez que el tiristor se disparo, este permanece en estado de conducción, o sea en el punto 2. Si saco la corriente, la curva vuelve al estado inicial (Ig=0), pero el tiristor permanece encendido. Para apagar este tiristor es necesario hacer caer a la corriente por debajo del valor de corriente de holding (mantenimiento). Cuando trabajamos con corrientes alternas, el tiristor se apaga solo. Esto se debe a que la tensión entre ánodo y cátodo es una tensión senoidal, crece desde cero a un valor máximo y luego comienza a disminuir su valor nuevamente, llega un momento en que disminuye tanto que la corriente que circula por el tiristor se hace menor a la corriente de holding y se apaga.

1.6. Conceptos de Amplificadores Operacionales 1.6.1 Modelo y Símbolo del Amplificador Operacional +Vcc Entrada no Inversora Sa

Entrada Inversora

a

-Vee

Fig. 1.6.1.1 31


Rout

V1 Rin

Vout

Av(V1-V2)

V2

Fig. 1.6.1.2 La figura 1.6.1.1 representa el símbolo eléctrico de un Amplificador Operacional. Tiene una entrada inversora, una entrada no inversora y una salida de un solo Terminal. Idealmente este símbolo significa que el amplificador tiene Ganancia de tensión infinita, impedancia de entrada infinita e impedancia de salida cero. El amplificador operacional ideal representa un amplificador de tensión perfecto y se lo denomina como fuente de tensión controlada por tensión y se lo representa como indica la figura 1.6.1.2, donde R in es infinita y Rout es cero.

1.6.2 Amplificador Operacional Inversor El amplificador inversor es el circuito amplificador operacional más básico. Utiliza realimentación negativa para estabilizar la ganancia de tensión total. La razón por la que se necesita estabilizar la ganancia de tensión total es porque Av es demasiado grande para ser utilizada. Por ejemplo la ganancia de amplificador LM741 es de 200.000 veces.

7

Vin

R1

V2 +

Vout

R2

Fig. 1.6.2.1 En la figura 1.6.2.1 se muestra un amplificador operacional inversor. Una tensión de entrada Vin excita entradainversora inversoraVa .través de la resistencia R 1, lo que produce una tensión de laentrada 2 Esta tensión de entrada es amplificada por la ganancia de tensión de lazo abierto A v para producir una tensión de salida invertida. La tensión de salida se realimenta hacia la entrada a través de la resistencia de realimentación R2, lo que produce una realimentación negativa porque la salida esta desfasada 180º con respecto a la entrada. En otras palabras, ante cualquier cambio en la tensión V2 producido por la tensión de entrada, se le opone un cambio debido a la señal de salida.

32

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill La ganancia de tensión de lazo cerrado esta dada por:

ALC = −

R2 R1

1.6.3 Amplificador Operacional No Inversor El amplificador no inversor es otro circuito básico de amplificador operacional. Utiliza realimentación negativa para estabilizar la ganancia total de tensión. V1 R1 Vin

V2

Vout R2

Fig. 1.6.3.1 La figura 1.6.3.1 representa el circuito equivalente de un amplificador no inversor. Una tensión Vin excita la entrada no inversora y es amplificada para producir la tensión de salida en fase. Parte de esta tensión de salida se realimenta hacia la entrada a través de un divisor de tensión. La tensión a bornes de R 1 es la tensión de realimentación que se aplica a la entrada inversora. La ganancia de tensión de lazo cerrado esta dada por:

ALC = 1 +

R2 R1

1.6.4 Amplificador Operacional Sumador V1

R1

Vout V2

R2 Rf

Fig. 1.6.4.1 La figura 1.6.4.1 muestra un amplificador operacional sumador de dos entradas, pero en realidad podemos tener tantas entradas como se necesiten.

33

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill El amplificador sumador amplifica cada señal de entrada. La ganancia para cada canal de entrada viene dada por el cociente entre la resistencia de realimentación y la resistencia de entrada de ese canal. Por ejemplo, las ganancias de tensión en lazo cerrado de la figura 1.6.4.1 son:

ALC1 = − ALC 2 = −

Rf R1 Rf R2

El circuito sumador combina todas las señales de entrada amplificadas en una sola salida, dada por:

Vout = ALC1 ⋅ V1 + ALC 2 ⋅ V2

1.6.5 Amplificador Operacional Integrador

Vi

R

Vout C

Fig. 1.6.5.1 La figura 1.6.5.1 muestra un amplificador integrador. Este circuito da una tensión de salida proporcional a la integral de la entrada. La tensión de salida tendrá la siguiente forma:

1

t

Vout = − RC ∫ Vi ⋅ dt

34


CAPÍTULO 2 INTRODUCCION AL MAGNETISMO

2.1. Voltaje Inducido por un Campo Magnético Variable Vamos a analizar como un campo magnético puede afectar sus alrededores. La Ley de Faraday establece que si un flujo atraviesa una espira de alambre conductor, se inducirá en ésta un voltaje directamente proporcional a la tasa de cambio de flujo con respecto al tiempo, lo cual se expresa con la siguiente ecuación:

eind =

dφ dt

(2.1.1)

Donde eind es el voltaje inducido en la espira y φ es el flujo que atraviesa la espira. Si la bobina tiene N espiras y el mismo flujo circula en todas ellas, el voltaje inducido estará dado por:

eind = N ⋅ Donde:

dφ dt

(2.1.2)

eind = voltaje inducido en la bobina N = numero de vueltas de alambre en la bobina φ = flujo que circula en la bobina

La ley de Faraday es la propiedad fundamental de los campos magnéticos que intervienen en la operación de los transformadores. También explica las perdidas debidas a las corrientes parasitas. Un flujo variable en el tiempo induce voltaje dentro de un núcleo ferromagnético, causando flujos de corriente que circulan por este, calentándolo.

2.2. Fuerza Inducida en un Conductor Un segundo efecto importante de un campo magnético sobre sus alrededores es que induce una fuerza sobre un alambre conductor que porta corriente y se encuentra dentro de un campo. El concepto se ilustra en la figura 2.2.1, que muestra un conductor dentro de un campo magnético uniforme de densidad de

35

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Flujo B, y que apunta hacia el interior de la hoja. El conductor mide L metros y porta una corriente de i amperes. La Fuerza inducida sobre el conductor estará dada por:

F = i ⋅ (LxB ) Donde

(2.2.1)

i = corriente que circula por el alambre L= alambre B = longitud vector dedel densidad de flujo magnético

La dirección de la fuerza esta dada por la regla de la mano derecha: si el dedo pulgar de la mano derecha apunta en la dirección del vector L y el dedo mayor apunta en dirección del vector B, entonces el dedo índice apuntará en dirección de la fuerza resultante sobre el alambre. La magnitud de esta fuerza esta dada por:

F = i ⋅ L ⋅ B ⋅ senθ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++

++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++

L

(2.2.2)

i

++ ++ ++ ++ ++ F++ ++ ++ ++ ++ ++ ++

++B ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++

Fig. 2.3.1 La Inducción de una fuerza en un alambre conductor que porta corriente en presencia de un campo magnético es la base de la acción motriz.

2.3. Voltaje Inducido en un Conductor dentro de un Campo Magnético Hay una tercera forma importante de interacción entre un campo magnético y su alrededor. Si un alambre conductor orientado de manera adecuada se desplaza a través de un campo magnético, se induce un voltaje en el. Esta idea se ilustra en la figura 2.3.1. El voltaje inducido en el alambre esta dado por:

36


eind = (vxB ) ⋅ L

Donde

(2.3.1)

v = velocidad del alambre B = vector de densidad de flujo L = longitud del conductor en el campo magnético ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++

++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++

+++ +++

Ind. -----

v

++ ++ xB ++ ++ ++ v ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++

++B ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++ ++

Fig. 2.3.1 La inducción de voltaje en un alambre conductor que se mueve dentro de un campo magnético es el fundamento de la operación de todo tipo de generador.

37


CAPÍTULO 3 INTRODUCCION A LOS TRANSFORMADORES

3.1. El Transformador Ideal Un transformador ideal es un dispositivo sin perdidas, con un devanado de entrada y un devanado de salida. Las relaciones entre el voltaje de entrada y el voltaje de salida y entre las corrientes de entrada y salida, están dadas por dos sencillas ecuaciones. La figura 3.1.1 muestra un transformador ideal.

is

ip Vp

Ns

Np

Vs

Fig. 3.1.1 El transformador mostrado en la figura 3.1.1 tiene Np vueltas de alambre en el primario y Ns vueltas en el secundario. La relación entre el voltaje V p aplicado al lado primario del transformador y el voltaje Vs producido en el lado secundario es:

Vp Vs

=

Np Ns

=a

(3.1.1)

Donde a es la relación de vueltas del transformador La relación entre la corriente ip que fluye en el primario y la corriente i s que sale por el secundario es:

N p ⋅ I p = Ns ⋅ Is

(3.1.2)

38


Ip Is

=

1

a

(3.1.3)

La potencia de salida de un transformador ideal es igual a su potencia de entrada y esta dada por:

Pout = V p ⋅ I p ⋅ cosθ

(3.1.4)

3.2. El Autotransformador En la figura 3.2.1 se muestra el esquema de un autotransformador elevador, donde se observa que el primer bobinado es conectado en serie con el segundo. Ahora, la relación entre el voltaje del primario y el voltaje del secundario esta dado por la relación de vueltas del transformador. Sin embargo, en la salida del transformador, el voltaje completo es la suma del voltaje en el primer bobinado y el voltaje en el segundo. El primer bobinado se denomina Bobinado Común debido a que su voltaje aparece en ambos lados del transformador. El bobinado mas pequeño se denomina Bobinado Serie porque esta conectado en serie con el bobinado común. La figura 3.2.2 muestra un autotransformador reductor. Aquí, el voltaje de entrada es la suma de los voltajes de los bobinados serie y común, mientras que el voltaje de salida es justamente el voltaje del bobinado común. Debido a que las bobinas de los auto transformadores están físicamente unidos, para el autotransformador se utiliza una terminología diferente a los demás transformadores. El voltaje del bobinado común se llama Voltaje Común Vc y la corriente en este bobinado se llama Corriente Común Ic. El voltaje del bobinado serie se llama Voltaje Serie Vse y la corriente se llama Corriente Serie Ise. El voltaje y la corriente del lado de bajo voltaje del autotransformador son llamados Vl e Il, mientras que las cantidades correspondientes al lado de alto voltaje del autotransformador son llamadas Vh e Ih. El lado primario del autotransformador puede ser el de alto o el de bajo voltaje dependiendo de si actúa como reductor o como elevador de tensión. De la figura 3.2.1 podemos ver que los voltajes y las corrientes de las bobinas se relacionan por las siguientes ecuaciones:

Vc N = c Vse N se N c ⋅ I c = N se ⋅ I se Los voltajes de los bobinados se relacionan con los voltajes de los terminales mediante la siguientes ecuaciones: 39


Vl = Vc Vh = Vc + Vse Y las corrientes de los bobinados se relacionan con las corrientes de los terminales mediante las siguientes ecuaciones:

I l = I c + I se I h = I se La relación de voltajes y corrientes entre los lados de alto y bajo voltaje del autotransformador esta dada por las siguientes ecuaciones:

Vl c = Vh N se + N c Il = Ih

+ Nc

se

(3.2.1)

c

IH IL

Vse

Ise Nc

VL

Nse

Nse VH

VH

Ise NcN

Nc

Vc

Ic

Fig. 3.2.1

VL Ic

Fig. 3.2.2

40


3.3. Transformadores Trifásicos La figura 3.3.1 muestra un transformador trifásico. Este está formado por tres conjuntos de bobinados enrollados sobre un núcleo común.

Np1

Np2

Np3

Ns1

Ns2

Ns3

Fig. 3.3.1 Conexiones de los Transformadores Trifásicos:

Conexión Y-Y: Esta conexión se muestra en la figura 3.3.2 y puede notarse que el voltaje primario de cada fase del transformador esta dado por:

Vφp =

VLP 3

El voltaje de fase primario esta relacionado con el voltaje de fase secundario por la relación de vueltas del transformador. El voltaje de fase en el secundario esta relacionado con el voltaje de línea en el secundario por:

VLS = 3 ⋅ Vφs Entonces la relación del transformador es:

3 ⋅ Vφp VLP = =a VLS 3 ⋅ Vφs

(3.3.1)

41


Fig. 3.3.2 Conexión Y-∆: En esta conexión, el voltaje primario de línea esta relacionado con el voltaje primario de fase por:

VLP = 3 ⋅ Vφp Mientras que el voltaje secundario de línea es igual al voltaje secundario de fase

VLS = Vφs La relación de voltajes de cada fase es:

Vφp = a Vφs La relación total entre el voltaje de línea primario y el voltaje de línea secundario esta dada por:

VLP = 3⋅a VLS

(3.3.2)

Fig. 3.3.3

42


Conexión ∆-Y: En esta conexión, el voltaje primario de línea es igual al voltaje primario de fase

VLP = Vφp Los voltajes secundarios están relacionados por:

VLS = 3 ⋅ Vφs La relación de voltajes línea a línea es:

Vφp VLP = VLS 3 ⋅ Vφs VLP a = VLS 3

(3.3.3)

Fig. 3.3.4 Conexión ∆-∆: En esta conexión VLP = Vφp VLS = Vφs La relación entre los voltajes de línea primario y secundario es:

VLP Vφp = =a VLS Vφs

(3.3.4)

43


Fig. 3.3.5

44


CAPÍTULO 4 CIRCUITOS RECTIFICADORES CON DIODOS

4.1. Rectificador Monofásico de Media Onda D1 1

2

Io Vs

24 V 60 Hz 0Deg

Ro

Vo

0

Fig. 4.1.1

Vp

Vo

Fig. 4.1.2 La figura 4.1.2 superior muestra la forma de onda de la tensión instantánea de entrada vs, con un valor eficaz Vs y un valor pico Vp. La figura 4.1.2 valor medio Vo.inferior muestra la forma de onda de la tensión de salida con un Analicemos ahora el circuito de la figura 4.1.1. Para esto vamos a suponer que los diodos son ideales, es decir que tienen resistencia dinámica cero y tensión umbral cero. En el semiciclo positivo de la tensión de entrada v s, el diodo D1 esta polarizado en directa, por lo tanto entra en estado de conducción y la tensión de entrada v s aparece aplicada a los bornes de la resistencia de carga R o.

45

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill En el semiciclo negativo el diodo D 1 esta polarizado en inversa, esto provoca que se apague y aparezca tensión cero a bornes de la resistencia de carga. Este proceso se ve reflejado en la figura 4.1.2. inferior. Podemos ver entonces que la corriente en la carga circula en un sentido y solo en el semiciclo positivo. Si observamos la forma de onda de entrada v s podemos notar que no posee valor medio de tensión. Esto se debe a que el valor medio de una forma de onda es la suma de las áreas encerradas por esta en un periodo, dividida por la cantidad de áreas en ese mismo periodo y como la señal de entrada posee un área positiva y una área exactamente igual pero de signo opuesto, se anulan entre si. Si observamos la forma de onda de salida V o podemos notar que esta si tiene valor medio de tensión, o tensión continua, debido a que no tiene el semiciclo negativo, por lo tanto tendríamos que calcular el valor del área encerrada debajo de la curva y así poder conocer el valor medio de tensión en la resistencia de carga Ro. Como el cálculo de la ecuación integral para conocer el valor medio de la forma de onda de la tensión de salida V o escapa a los fines de este curso solo vamos a colocar la expresión inicial y la formula final de esta. La tensión de entrada vs es una tensión senoidal y los valores instantáneos de esta tienen la siguiente expresión matemática: (4.1.1)

vs = Vp ⋅ sen (ωt )

El valor medio de tensión en la carga estará dado por la resolución de la siguiente integral: π

Vo =

1T

1

2

∫ vs dθ = 2π ∫ V p ⋅ cosθ ⋅ dθ T 0

−

π

2

θ = ωt T = Periodo Resolviendo esta integral llegamos a: Donde:

Vo = 1 ⋅ VP ≈ 0.318 ⋅ Vp π

(4.1.2)

Para saber cuanto vale el valor pico Vp debemos conocer el valor eficaz de la señal de entrada y para esto hay que calcular la siguiente integral:

46

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill π

Vs =

1

T

1

2

2 2 v s dθ = V p ⋅ cos 2 θ ⋅ dθ ∫ ∫ T 2π 0

−

π

2

Resolviendo esta integral llegamos a:

Vp = 2 ⋅ Vs

(4.1.3)

Reemplazando (4.1.3) en (4.1.2) nos queda:

Vo = 0,45 ⋅ Vs

(4.1.4)

La corriente de continua Io en la carga estará dada por:

Io =

Vo Ro

(4.1.5)

El valor pico de tensión inversa (PIV=Peak Inverse Voltage) que tiene que soportar el diodo D1 debe ser menor que la tensión de ruptura de este, de otro modo el diodo se destruiría. En el caso del rectificador monofásico de media onda será de:

PIV = Vp Observando la forma de onda de la tensión de salida V o, en la figura 4.1.2 inferior, podemos notar que está compuesta por un valor de Continua V o y un valor de Alterna (la parte fluctuante). Esta condición no es aceptable ya que al rectificar una señal de alterna lo que se esta buscando es un valor de tensión continua lo mas pura posible, es decir, sin contenido de alterna. Para solucionar este problema se utilizan filtros y el más utilizado para las fuentes de alimentación en la actualidad es el capacitivo. Si al circuito de la figura 4.1.1 le agregamos un capacitor a la salida nos queda: D1 1

2

Io Vs

24 V 60 Hz 0Deg

C1

Ro

Vo

0

Fig. 4.1.3 47


Fig. 4.1.4 El filtro capacitivo genera una tensión de salida continua igual al valor pico de la tensión de entrada. Para poder entender el funcionamiento de este filtro debemos analizar que sucede durante el primer cuarto de ciclo. Para esto vamos a suponer que el capacitor se encuentra inicialmente descargado, que los diodos son ideales y que la constante de tiempo RoC es mucho mayor al periodo de la señal de entrada. Si observamos la figura 4.1.4, durante el primer cuarto de ciclo el diodo esta polarizado en directa, por lo tanto conduce, el capacitor comienza a cargarse y su tensión se iguala a la tensión de la fuente en cada instante del primer cuarto de ciclo. La carga del capacitor continúa hasta que el valor de la tensión de entrada alcanza su valor pico Vp. En este punto la tensión del capacitor es igual al Vp. Luego que la tensión de entrada alcanza su valor pico, comienza a decrecer. Tan pronto como la tensión de entrada sea menor a V p, el diodo se apaga y continúa en ese estado hasta que la tensión de entrada vuelve a ser mayor que la tensión del capacitor. Para resumir podemos decir que entre picos el diodo esta apagado y el capacitor se descarga a través de la resistencia de carga, en otras palabras, el capacitor suministra la corriente a la carga. Como el capacitor se descarga ligeramente entre picos, el rizado pico a pico que queda superpuesto a la tensión de continua es pequeño. En el próximo ciclo el diodo conduce brevemente y recarga al capacitor al valor pico de la tensión de entrada. Para calcular el rizado o riple se utiliza la siguiente formula:

Vr =

Io f ⋅C

48

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Donde:

Vr = Tensión de riple pico a pico Io = Corriente continua en la carga f = Frecuencia de riple C = Capacidad

Cuando se trabaja con un filtro capacitivo en un rectificador de media onda hay que tener en cuenta que la tensión pico inversa que debe soportar el diodo es el doble que sin el filtro. Esto es debido que en el semiciclo negativo la tensión del capacitor se suma a la de la señal de entrada.

4.2. Rectificador Monofásico de Onda Completa 3

Io D1 1

24 V 60 Hz 0Deg

Vs

D2 2

D3

Ro Vo

D4 0

Fig. 4.2.1 3

3

Io

Io

1

1

D1

Vs

D2

24 V 60 Hz 0Deg

Ro

2

D4

Fig. 4.2.2

0

Vo Vs

24 V 60 Hz 0Deg

Ro Vo

2

D3

0

Fig. 4.2.3

49


Vs

Vo

Fig. 4.2.4 La figura 4.2.4 superior muestra la forma de onda de la tensión instantánea de entrada vs, con un valor eficaz Vs y un valor pico V p. La figura 4.2.4 inferior muestra la forma de onda de la tensión de salida con un valor medio Vo. Analicemos ahora el circuito de la figura 4.2.1. Para esto vamos a suponer que los diodos son ideales, es decir que tienen resistencia dinámica cero y tensión umbral cero. En el semiciclo Positivo de la tensión de entrada Vs, los diodos D1 y D4 están polarizados en directa, por lo tanto, entran en estado de conducción y la tensión de entrada Vs aparece aplicada a bornes de la resistencia de carga Ro. En el semiciclo Negativo, los diodos D2 y D3 están polarizados en directa, por lo tanto, entran en estado de conducción y la tensión de entrada Vs aparece aplicada a los bornes de la resistencia de carga Ro. Este proceso se ve reflejado en la Fig. 4.2.4 inferior. En las figuras 4.2.2 y 4.2.3 puede notarse que la corriente por la carga circula siempre en el mismo sentido, independientemente del par de diodos que conduzca. Esta es la razón por la cual el voltaje en la carga es una señal rectificada de la señal de entrada. Si observamos la forma de onda de salida V o, podemos notar que tiene valor medio de tensión o tensión continua. Por lo tanto para calcularla debemos resolver la siguiente integral:

Vo =

π

1T

1

T

π

∫ vs dθ = 0

2

∫ V p ⋅ cosθ ⋅ dθ −

π 2

Vo =

2V p

π

= 0.636V p

(4.2.1)

50

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Sabemos que:

Vp = 2 ⋅ Vs

(4.2.2)


Vo = 0.636 ⋅ 2 ⋅ Vs Vo = 0.9 ⋅ Vs La corriente continua en la carga estará dada por:

Io =

Vo Ro

La corriente por diodo estará dada por:

Id =

Io 2

La Tensión pico inversa que deben soportar los diodos esta dada por:

VPI = V p La frecuencia de la tensión V o estará dada por:

f = 2 f in 4.3. Rectificador Trifásico de Media Onda Id1

0

V1

vs1

3PH

vs2 vs3

120 V 60 Hz

Io

D1 1

Id2

4

D2 2

Id3

Ro D3

3

Vo

0

Fig. 4.3.1

51


ωto ωt1 ωt2

Fig. 4.3.2 Para realizar el análisis de este circuito vamos a suponer que los diodos son ideales y que el transformador de alimentación también es ideal. Las tensiones instantáneas de las tensiones de entrada son:

vs1 = 2 ⋅ Vs ⋅ senθ



vs 2 = 2 ⋅ Vs ⋅ senθ −

2π 



3   2π   vs 3 = 2 ⋅ Vs ⋅ senθ +  3   Para el ángulo ωto , la tensión más positiva de todas es v s1, por lo tanto, el único diodo que esta en condiciones de conducir es el diodo D1. Este entra en estado de conducción y todos los demás diodos quedan inversamente polarizados, es decir, apagados. Esta condición permanece hasta el ángulo ωt1, donde la tensión más positiva pasa a ser v s2, por lo tanto, el diodo D1 se apaga y comienza a conducir el diodo D2. El diodo D3 permanece inversamente polarizado. En el ángulo ωt2, la tensión más positiva pasa a ser v s3, por lo tanto el diodo D2 se apaga y comienza a conducir el diodo D3. El diodo D1 permanece inversamente polarizado. Del análisis anterior podemos notar que cada diodo conduce un ángulo determinado y para saber cual es ese ángulo de conducción de cada diodo planteamos:

θ c = ωt1 −

t0

52

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Para hallar ωt0 observamos la fig. 4.3.2 superior y notamos que para un tiempo ωt0 se cumple que:

Vs1 = Vs 3 2 ⋅ Vs ⋅ senωto =

 

2 ⋅ Vs ⋅ sen ωto +

2π   3 

senωto = sen ωto + 2π  3   senωto = senωto ⋅ cos

2π 3

+ sen

2π 3

⋅ cos ωto

1 3 senωto = − senωto + cos ωto 2 2 3 2

senωto = 3

3

3 2

cos ωto

= tgωto

ωto = 30 0 Para un tiempo ωt1 se cumple que:

Vs1 = Vs 2 2 ⋅ Vs ⋅ senωt1 =

 

senωt1 = sen ωt1 − =

⋅

 

2 ⋅ Vs ⋅ sen ωt1 − 2π   3  2π

−

2π   3 

2π

⋅ senωt1 cos 3 sen 3 cos ωt1 1 3 senωt1 = − senωt1 − cos ωt1 2 2 3 3 senωt1 = − cos ωt1 2 2 3 − = tgωt1 3

senωt1

53


ωt1 = 1500 Por lo tanto el ángulo de conducción de cada diodo será:

θ c = 120 o Generalizando:

θc =

2π

m

Donde: m = numero de fases . Para calcular el valor medio de tensión en la carga tenemos que calcular el área debajo de la curva de la figura 4.3.2 inferior. Para esto debemos resolver la siguiente integral: π

Vo =

1

T

1

3

3

3

∫ vs dθ = 2π ∫ T0 −π

Resolviendo se llega a:

2 ⋅ Vs ⋅ cosθ ⋅ dθ

Vo = 1.17 ⋅ Vs El valor medio de corriente en la carga esta dado por:

Io =

Vo Ro

La corriente por diodo esta dada por:

Id = Io 3 La tensión pico inversa que tienen que soportar los diodos esta dada por:

V pin = 2.09 ⋅ Vo

54


4.4. Rectificador Trifásico de Onda Completa Io 4

D1 vs

vs1

3PH

vs2 vs3

D2

D3

1 2 3

Ro

Vo

120 V 60 Hz D4

D5

D6 0

Fig. 4.4.1

90º 150º

30º

Fig. 4.4.2 En este circuito rectificador, para que haya conducción de corriente sobre la carga es necesario que haya dos diodos conduciendo simultáneamente. Para entender este circuito vamos a empezar nuestro análisis en el momento en que la tensión v s1 tiene una fase de 30º. En ese punto la tensión mas positiva de 55

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill todas es justamente vs1, y la tensión mas negativa de todas es la v s2. El diodo D1 al tener en su ánodo la tensión mas positiva entrara en estado de conducción, esto provoca que sobre los cátodos de D2 y D3 aparezca la tensión v s1 y queden polarizados en inversa, o sea apagados. La corriente hasta ahora circula de la fuente vs a través del diodo D1, pasa por la resistencia de carga y retorna a la fuente a través del diodo D5 que es el que tiene en su cátodo la tensión mas negativa de todas. Cuando la tensión v s1 tenga una fase de 90º, la tensión mas positiva seguirá siendo vs1, pero ahora la tensión mas negativa pasa a ser la v s3, por lo que hay una cambio en el diodo de retorno. Ahora la corriente circula por el diodo D1, pasa por la resistencia de carga y retorna por el diodo D6. Cuando la tensión vs1 tenga una fase de 150º deja de ser la mas positiva de todas, la tensión vs2 pasa a ser la mas positiva y hay una conmutación en los diodos positivos. Ahora la corriente circulara a través del diodo D2 y retornara por el diodo D6. Este proceso se repite permanentemente, el puente de diodos va conmutando el diodo de ida y el diodo de retorno en función de cual sea la tensión más positiva y cual la más negativa. Para calcular el valor medio de tensión en la carga planteamos la siguiente integral: π

T

Vo = 1 ∫ 3 ⋅ vs ⋅ dθ = 1 π T0 3

6

∫

−π 6

3 ⋅ 2 ⋅ Vs ⋅ cosθ ⋅ dθ

Resolviendo se llega a:

Vo = 2.34 ⋅ Vs El valor medio de corriente en la carga esta dado por:

Io =

Vo Ro

La corriente por diodo esta dada por:

Id =

Io 3

La tensión pico inversa que tienen que soportar los diodos esta dada por:

V pin = 1.05 ⋅Vo 56


4.5. Rectificador Trifásico de Onda Completa Controlado Io

SCR1

SCR2

SCR3

V1 3PH

Ro Vo

120 V 60 Hz SCR4

SCR5

SCR6

Fig. 4.5.1 En la figura 4.5.1 se muestra un rectificador trifásico de onda completa controlado con tiristores. En esencia este circuito trabaja de la misma manera que el circuito rectificador trifásico de onda completa con diodos. Se dice que es controlado porque controlando el ángulo de disparo de cada tiristor puede controlarse el valor de tensión a la salida del puente. En este circuito rectificador la relación entre las corrientes esta dada por las siguientes ecuaciones:

I DC = 1.22 ⋅ I AC I AC = 0.817 ⋅ I DC Si cada tiristor es disparado en el instante en que las polaridades de conducción son las adecuadas, como en el caso del puente con diodos, la tensión a la salida del puente será máxima, el ángulo de disparo será cero y las formas de onda de salida del puente serán como las que muestra la figura 4.5.2. A medida que vamos aumentando el ángulo de disparo, o el retardo en disparar, el valor de continua en la salida del puente rectificador ira disminuyendo. En la figura 4.5.3 podemos ver la forma de onda de salida del puente para un ángulo de disparo de 60º. En la figura 4.5.4 podemos ver la forma de onda de salida del puente para un ángulo de disparo de 90º.

57


Fig. 4.5.2

58


Fig. 4.5.3

59


Fig. 4.5.4

60


CAPÍTULO 5 MOTORES Y GENERADORES

5.1. Generadores de Corriente Alterna Los generadores sincrónicos son por definición sincrónicos, lo cual significa que la frecuencia eléctrica producida esta entrelazada o sincronizada con la tasa mecánica de rotación del generador. En un generador sincrónico se aplica una corriente continua al bobinado del rotor, la cual produce un campo magnético. De esta manera cuando al rotor del generador se lo hace girar mediante un motor primario, produce un campo magnético rotacional dentro de la maquina. Este campo magnético rotacional induce un grupo trifásico de voltajes en los bobinados del estator del generador. En esencia, el rotor de un generador sincrónico es un gran electro imán. En generadores grandes, como el de la figura 5.1.1, para suministrar la corriente de continua al campo del rotor se utilizan excitatrices. Una excitatriz es un generador alterna pequeño circuito deelcampo montado en el estator yde sucorriente circuito de armadura esta cuyo montado sobre eje delesta rotor. La salida trifásica del generador excitador es rectificada a corriente continua a través de un puente rectificador trifásico montado en el eje del generador. De esta manera controlando la corriente de campo de la excitatriz, e posible ajustar la corriente de campo de la maquina principal. La relación entre la tasa de giro de los campos magnéticos de la maquina y la frecuencia eléctrica del estator se expresa mediante la ecuación:

fe = Donde

nm ⋅ P 120

(5.1.1)

f e = frecuencia eléctrica en Hz nm = velocidad del rotor P = numero de polos

61


Fig. 5.1.1 5.2. Motor de Corriente Continua Shunt En la figura 5.3.1 se muestra el circuito equivalente de un motor de corriente continua. En esta figura, el circuito del inducido esta representado por una fuente ideal de voltaje Ea y una resistencia R a. Las bobinas de campo que producen el flujo magnético en el motor están representadas por la inductancia Lf y la resistencia Rf. El voltaje interno generado en esta maquina esta dado por la siguiente ecuación:

Ea = K ⋅ φ ⋅

(5.3.1)

Y el par inducido desarrollado por la maquina esta dado por:

τ ind = K ⋅ ⋅ I a

(5.3.2)

Estas dos ecuaciones son las herramientas que vamos a utilizar para analizar el comportamiento y el funcionamiento de los motores Shunt y Serie. F1

Ra

Ia

RF A

F2

A1

Ea

LF

A2

Fig. 5.3.1 En la figura 5.3.2 se muestra el circuito equivalente de un motor de corriente continua Shunt. En un motor Shunt, el circuito de campo es alimentado por una fuente de potencia separada de voltaje constante. 62

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill F1 IF

Ia

RF

VF

A

F2

A1

Ra

Ea

LF

VT A2

Fig. 5.3.2 Las características de salida de un motor son el par al eje y la velocidad, por lo tanto, el grafico de salida de un motor será como el de la figura 5.3.3. ω

τind

Fig. 5.3.3 Vamos a analizar ahora como responde el motor Shunt a una carga. Supongamos que aumenta la carga en el eje del motor, entonces el par de la carga τcarga excederá al par inducido τind en la maquina, y el motor comenzara a perder velocidad. Cuando el motor se frena, su voltaje interno generado Ea disminuye:

(Ea = K ⋅ φ ⋅ ω ↓ ) y la corriente del inducido del motor Ia aumenta:

 VT − Ea ↓   Ra  

I a = 

Cuando la corriente del inducido aumenta, aumenta el par inducido τind:

(τ ind = K ⋅ φ ⋅ I a ↑ ) y finalmente, el par inducido igualara al par de la carga a una velocidad mecánica de rotación ω mas baja. 63

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill La característica de salida de un motor Shunt se puede deducir de las siguientes ecuaciones:

VT = Ea + I a ⋅ Ra Reemplazando a Ea nos queda:

VT

=

⋅ ⋅ + ⋅ K φ w I a Ra

(5.3.3)

Despejando Ia de (5.3.2) nos queda:

Ia =

τ ind K ⋅φ

(5.3.4)


VT = K ⋅ φ ⋅ w +

τ ind ⋅ Ra K ⋅φ

Despejando la velocidad nos queda:

ω=

VT Ra − ⋅ τ ind K ⋅ φ (K ⋅ φ )2

Para controlar la velocidad de un motor Shunt, regulamos el valor de voltaje aplicado a los terminales del inducido sin cambiar el voltaje aplicado al campo. De esta manera, si suponemos que el voltaje de la armadura V T aumenta, la corriente del inducido del motor Ia aumenta:

 VT ↑ − Ea    Ra 

I a = 

Como Ia aumenta, el par inducido aumenta:

(τ ind = K ⋅ φ ⋅ I a ↑ ) De modo que el par inducido es mayor al par de la carga y la velocidad ω del motor aumenta. Como la velocidad ω aumenta, el voltaje interno generado Ea aumenta: 64


(Ea = K ⋅ φ ⋅ w ↑ ) Este aumento causa una disminución en la corriente del inducido, reduciendo el par inducido τind, que iguala al par de la carga a una velocidad de rotación mecánica ω mayor. En la figura 5.3.4 se muestra el efecto de un aumento de V T.

ω VT2 VT1

VT2>VT1

Fig. 5.3.4

τind

El Problema que presenta este tipo de motor es que si por alguna razón el circuito de campo se abre cuando el motor esta girando, el flujo de la maquina caería bruscamente al valor del flujo residual, y por lo tanto Ea también disminuiría. Esto causaría un aumento enorme en la corriente del inducido, el par inducido resultante será bastante mayor que el par de la carga, por lo tanto, la velocidad del motor comenzara a aumentar y continuara incrementándose provocando la rotura del motor por sobre velocidad. Es por esto que en los circuitos de campo se coloca un relé de perdida de campo para desconectar al motor de la línea de alimentación si se produce la perdida de corriente de campo.

5.3. Motor de Corriente Continua Serie Un motor de corriente continua serie es motor cuyo bobinado de campo consta de unas pocas vueltas conectadas en serie con el bobinado del inducido. El circuito equivalente de un motor de corriente continua serie se muestra en la figura 5.4.1

65

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Ra

Rs

Ls

A1

Ia A

VT

Ea

A2

Fig. 5.4.1 En un motor serie, la corriente del inducido y la corriente de campo son iguales. La ecuación correspondiente al voltaje de este motor es:

VT = Ea + I a ⋅ (Ra + Rs ) La característica de salida de un motor serie es muy diferente a la de un motor shunt. El comportamiento básico de un motor serie se debe al hecho que el flujo es directamente proporcional a la corriente del inducido. Cuando se incrementa la carga del motor, también se incrementa su flujo. Un aumento de flujo en el motor ocasiona una disminución en su velocidad, el resultado es una caída drástica en la característica par-velocidad del motor serie. El par inducido en esta maquina esta dado por la siguiente ecuación:

τ ind = K ⋅ φ ⋅ I a En esta maquina, el flujo es directamente proporcional a la corriente del inducido y esta dado por:

φ = c ⋅ Ia

(5.4.1)

Donde c es una constante de proporcionalidad. El par inducido entonces estará dado por:

τ ind = K ⋅ c ⋅ I a

2

(5.4.2)

En otras palabras el par del motor serie es proporcional al cuadrado de la corriente del inducido. Como resultado de esta ecuación, no es difícil notar que el motor serie produce más par por amper que cualquier otro motor de continua. La característica de salida de un motor serie se puede deducir de las siguientes ecuaciones: (5.4.3) VT = Ea + I a ⋅ (Ra + Rs ) De la ecuación (5.4.1), la corriente del inducido puede expresarse como: 66


τ ind ⋅c

(5.4.4)

Ea = K ⋅ φ ⋅

(5.4.5)

Ia = También sabemos que:

Sustituyendo (5.4.4) y (5.4.5) en la ecuación (5.4.3) nos queda:

VT = K ⋅ φ ⋅ ω +

τ ind ⋅ (Ra + Rs ) K ⋅c

(5.4.6)

A la ecuación (5.4.1) la podemos expresar como:

Ia =

φ c

(5.4.7)

Reemplazando (5.4.7) en la ecuación (5.4.2) nos queda:

τ ind = K ⋅ φ 2 c Despejando el flujo de la ecuación anterior nos queda:

φ=

c

⋅ τ ind

(5.4.8)

Reemplazando (5.4.8) en la ecuación (5.4.6) y despejando ω nos queda:

ω=

VT 1 ( R + Rs ) ⋅ − a K ⋅c K ⋅ c τ ind

Podemos notar que la velocidad del motor varia con el inverso de la raíz cuadrada del par y esta característica se muestra en la figura 5.4.2. De la ecuación de velocidad podemos notar una desventaja de los motores serie. Cuando el par de este motor tiende a cero, su velocidad tiende a infinito. En la práctica el par nunca puede llegar a cero debido a que es necesario contrarrestar las perdidas mecánicas del motor. Sin embargo, si no se conecta otra carga al motor, este puede girar con demasiada rapidez y producir un daño severo al mismo. 67


ω

ωf1

τf1

τind

Fig. 5.4.2

68


CAPÍTULO 6 UNIDAD DE GENE GENERACION RACION La unidad generadora controla el conjunto Moto-Generador para desarrollar una tensión de 600 Vac constantes. La salida de todos los generadores se conectan a una barra de distribución común a través de interruptores magnéticos. Estos interruptores están interconectados con los circuitos de protección, que sacan de servicio al generador en caso de fallas tales como, falta de pick-up, sobre tensión, sobre frecuencia, baja frecuencia y potencia inversa, para esto utilizan la bobina de retención que poseen internamente. Además posee un panel de sincronismo para colocar los distintos generadores en paralelo. Cada modulo de control de alterna tiene un regulador de velocidad, un regulador de tensión, un circuito de protección y un circuito Maestro-Esclavo.

69


6.1. Cargador de Baterías Este circuito consiste en un cargador de baterías conectado a dos baterías de 12 voltios. Las fases A y B de la barra de distribución son reducidas a través del transformador T4 y aplicadas a un puente rectificador para obtener la corriente de carga de las baterías. Las baterías son la fuente de energía para la electrónica del circuito de pick up y de actuador en el arranque del motor.

6.2. Panel de Sincronismo Este circuito permite comparar la frecuencia y la tensión de salida del generador que se quiere colocar en línea con la frecuencia y la tensión de la barra de de distribución. Las fases A del generador y de la barra de distribución se conectan al relé de sincronismo (Very Sinc). El Very Sinc Relé energiza una bobina interna cerrando un contacto normal abierto, que esta conectado en serie con la bobina de disparo de la llave termo magnética del generador, cada vez que las tensiones están en fase. De esta manera solo permite que la llave magnética del generador sea cerrada cuando las tensiones del generador y la barra de distribución estén en fase. El problema que tiene este circuito es que cuando se quiere colocar el primer generador en línea no hay tensión de barra, por lo tanto el relé de sincronismo nunca se energiza y no deja que se dispare el interruptor principal del generador. Para solucionar este problema se utiliza el relé de Barra Muerta. De este se utiliza un contacto normal cerrado colocado en paralelo con el contacto normal abierto del Very Sinc relé. Este relé de barra muerta, cuando hay tensión en la barra de distribución, se energiza y abre su contacto normal cerrado permitiendo que el Very Sinc relé realice el control de sincronismo.

70


6.3. Regulador de Velocidad El circuito regulador de velocidad controla la velocidad del motor (Frecuencia) y la potencia (KW) entregada. La salida de este circuito se conecta al actuador que controla la cantidad de combustible que se entrega al motor. El actuador abre la válvula de pasaje de gas oil al motor en una proporción directa a la cantidad de corriente suministrada a sus bobinas. Esta corriente se puede medir en los terminales 533 (+) y 545 (-) del módulo de alterna. En la figura 6.3.1 puede verse que el circuito de control de velocidad emplea dos lazos de realimentación. Un lazo de realimentación externo, que iguala la frecuencia de salida del generador con la referencia de velocidad seteada por el operario mediante el potenciómetro de velocidad y otro lazo de realimentación interno que iguala la potencia de salida de todos los motores en línea. La señal de referencia de velocidad es una tensión variable de 0 a +11 V dc, correspondiente a una frecuencia de 54 Hz para 0 Vdc y 64 Hz para +11 Vdc, pudiendo medirse en el Terminal 547 del módulo de alterna. En la figura 6.3.2 se puede ver el lazo de control de velocidad. En este, el amplificador operacional Z8 emite una señal de velocidad que es proporcional a la diferencia entre la referencia de velocidad de ese motor y la retroalimentación de velocidad de este. Esta señal se envía a la lógica de

71

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Maestro-Esclavo. El diagrama de bloque del circuito Maestro-Esclavo puede verse en la figura 6.3.3. La tensión correspondiente a la realimentación de velocidad puede medirse en el TP 19 del módulo de alterna, donde para una frecuencia de 60 Hz el valor de tensión será de -2.5 Vdc y de +5 Vdc para una frecuencia de 40 Hz, correspondiente a la frecuencia de IDLE. Esta tensión de realimentación proviene de dos posibles circuitos independientes uno del otro. Un circuito de Pick Up y un circuito Demodulador de Frecuencia. En el primero, para obtener una tensión de referencia de velocidad se utiliza un pick up magnético colocado cerca de la corona dentada del motor, este genera una tensión alterna con una frecuencia que depende del número de dientes de la corona y de la velocidad del motor. Esta señal es conectada al módulo de alterna a través de los pines 526 y 527 y debe ser superior a los 5 V ac. En el segundo, se utiliza un demodulador de frecuencia, donde las tensiones de línea del generador son procesadas a través de un circuito demodulador dando a su salida una tensión continua negativa como realimentación de velocidad. Además el módulo de alterna tiene un circuito que conmuta de la señal de referencia de pick up a la señal de referencia del demodulador cuando la tensión del generador es mayor a 200 Vac. La lógica de Maestro-Esclavo será la encargada de decidir que señal de velocidad se enviara al amplificador operacional Z9. Si el módulo de alterna es el maestro, la señal que recibirá Z9 será la salida de del amplificador Z8 de ese mismo módulo. Sin embargo si el módulo de alterna es esclavo la señal que recibirá el amplificador Z9 será la salida del amplificador Z8 del módulo Maestro. El operacional Z9 emite una señal de corriente de actuador que es proporcional al error entre la señal de velocidad que sale de la lógica de Maestro-Esclavo y la realimentación local de corriente real Ireal (KW). La salida de Z9 es amplificada a través del transistor Q4 y luego es aplicada a la bobina del actuador. La señal de realimentación de corriente es un valor de tensión continua proporcional a la potencia que esta entregando el generador (KW). Los voltajes de fase que salen del transformador T10 y las corrientes de línea que salen de los transformadores de corriente CT1, CT2 y CT3 son procesados en el módulo de alterna a través de un demodulador de corriente para producir la señal de I real.

72


Frecuencia Pick-Up

Fig. 6.3.1

Fig. 6.3.2

Fig. 6.3.3

73


EN LINEA

EN LINEA

EN LINEA

Generador Numero 1 MAESTRO 544 = -16 Vdc

Generador Numero 2 ESCLAVO 544 = -16 Vdc 542 = -16 Vdc

Generador Numero 3 ESCLAVO 544 = -16 Vdc 542 = -16 Vdc

Generador Numero 2 MAESTRO 544 = -16 Vdc

Generador Numero 3 ESCLAVO 544 = -16 Vdc 541 = -16 Vdc Generador Numero 3 MAESTRO 544 = -16 Vdc

6.4. Regulador de Tensión Este circuito controla la corriente de excitación del generador a través de la placa reguladora de tensión PC11, de esta manera regula la tensión de salida del generador. En la figura 6.4.1 puede verse que el circuito regulador de tensión emplea dos lazos de realimentación de control. Un lazo de realimentación externo, que iguala la tensión de salida del generador con la tensión de referencia seteada por el operario mediante el potenciómetro de tensión y otro lazo de realimentación interno que regula la corriente de salida de la excitatriz.

Fig. 6.4.1 En la figura 6.4.2 puede verse que el amplificador operacional Z1 emite una señal de corriente de excitación que es proporcional a la diferencia entre la tensión de referencia seteada por el operario y las señales de retroalimentación de baja frecuencia, tensión y corriente reactiva I reactiva del generador. La señal de referencia de tensión es una tensión variable de 0 a +11 Vdc, donde +11 Vdc corresponde al valor máximo de tensión, pudiendo medirse en el terminal 551 del módulo de alterna. 74

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill La retroalimentación de voltaje es un valor analógico de corriente continua proporcional a la tensión de salida del generador. Para producir este valor de tensión de realimentación se utiliza el transformador hexafásico de control T10 (600/115). Este transformador tiene una configuración triangulo-estrella donde las seis tensiones de fase del secundario son rectificadas y reducidas a un valor bajo de tensión continua. La señal de realimentación de corriente es un valor de tensión continua proporcional a la corriente reactiva que esta entregando el generador (Ireactiva). Los voltajes de fase que salen del transformador T10 y las corrientes de línea que salen de los transformadores de corriente CT1, CT2 y CT3 son procesados en el módulo de alterna a través de un demodulador de corriente para producir la señal de Ireact. Esta señal, en el arranque del generador, es insignificante ya que la llave magnética esta abierta. Por lo tanto la única señal efectiva es la de referencia y esta puede ser ajustada hasta obtener la tensión deseada a la salida del generador. Cuando este generador es colocado en línea con otros generadores se debe ajustar la tensión para igualar las señales de corriente reactiva a todos los módulos y de esta manera lograr que todos entreguen la misma cantidad de KVAR. La señal de retroalimentación de baja frecuencia hace que baje el voltaje de salida del generador cuando la frecuencia de salida cae por debajo de 56 Hz. Para una velocidad igual a IDLE, la frecuencia esta alrededor de 42 Hz y el voltaje del generador se reduce a un valor comprendido entre 300 y 400 V ac. En el lazo de realimentación de corriente puede verse que el amplificador operacional Z2 recibe una señal de realimentación positiva, este es un valor de tensión positiva proporcional a la corriente que circula por la excitatriz. Este valor es de 0.33 Vdc por cada ampere de corriente. El amplificador Z2 controla el ángulo de disparo de los tiristores, de esta manera se varia la tensión de excitación y con ello la corriente de excitación.

Circuito de Disparo

Fig. 6.4.2 En la figura 6.4.3 puede verse el circuito de la placa reguladora de tensión PC11. La alimentación de esta placa se obtiene a través del transformador monofásico T8 (600/110). Durante el arranque, la tensión remante del generador es rectificada a través de un puente rectificador monofásico de onda completa compuesto por los rectificadores DB1 (+) y DB2 (-) y es aplicada directamente a 75

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill la excitatriz, esto causa que la tensión del generador aumente, aumentando la tensión de entrada al puente. Este aumento de tensión en la entrada del puente causa que aumente también la tensión aplicada a la excitatriz, aumentando aun más la salida del generador. Este proceso regenerativo continua hasta que la tensión de salida del puente rectificador es suficiente para energizar el relé K1. Al energizarse K1, sus contactos auxiliares se abren y la tensión de excitación ya no es controlada por DB1, sino que es controlada por el módulo de alterna a través del puente rectificador monofásico semi controlado, compuesto por los tiristores SCR1 y SCR2 y los rectificadores DB2. Para controlar la tensión aplicada a la excitatriz, el módulo de alterna controla el ángulo de disparo de los tiristores variando de esta manera el valor medio de tensión. La salida del regulador de tensión puede medirse en los terminales 1 (+) y 10 (-) de la placa PC11. Esta tensión debe ser mayor a 10 Vdc en IDLE y menor a 50 o 100 Vdc en RUN, dependiendo del conexionado de la excitatriz. Si la excitatriz esta conectada en serie, la placa de excitación deberá estar alimentada con una tensión de 220 Vac a través del transformador T8. Si la excitatriz esta conectada en paralelo, la placa de excitación deberá estar alimentada con una tensión de 115 Vac. también debe observarse la conexión de las resistencias R1 y R2. Si la alimentación es de 110 Vac, deberá estar conectada solo la resistencia R1 y si la tensión de alimentación es 220 Vac, las resistencias deberán estar conectadas en serie.

Fig. 6.4.3

76


6.5. Circuitos de Protección La figura 6.5.1 muestra un diagrama en bloques del circuito de protección. Este circuito compara los valores actuales del generador con los valores límites preseteados. Consiste en un switch electrónico controlado por la potencia inversa, baja o alta frecuencia y sobre tensión. El switch electrónico esta compuesto por el transistor Q3 y el relé K2, este switch lo que hace es desenergizar la bobina de baja tensión (UV) de la llave magnética del generador provocando la apertura de la misma. • Detector de Potencia Inversa: Cuando un motor esta funcionando normalmente, suministra potencia a las barras, entonces el medidor de KW del panel de instrumentos indicara un valor positivo. Sin embargo cuando el suministro de combustible al motor se interrumpe debido a sobre temperaturas, baja presión de aceite o filtros de combustible tapados, el medidor de Kw indicara una lectura negativa. Esto se debe a que fluye corriente desde las barras hacia el generador defectuoso y el generador funciona como un motor sincrónico lo cual mantiene al motor defectuoso funcionando. • Detector de Sobre Frecuencia: El comparador Z14 activa el switch electrónico si la retroalimentación de frecuencia indica que la frecuencia es de 67 Hz.

• Baja Frecuencia: El comparador Z6 activa el switch electrónico si la retroalimentación de frecuencia indica que la frecuencia es inferior a 56 Hz. Z6 además manda una señal de reducción de baja frecuencia al circuito regulador de tensión para reducir la tensión del generador. • Detector de Sobre tensión: Un divisor resistivo conformado por R90 y R96, esta alimentado por una tensión que depende de la tensión de la barra, la salida del divisor resistivo se aplica al transistor Q6 produciendo la conducción del mismo si la tensión de la línea excede 1.3 veces la tensión normal de barra. • Detector de Falta de Pick Up: La ausencia de pulsos de pick up cambiara la tensión aplicada al cátodo del diodo D169 de +16 V cc a -16 Vcc, activando el switch electrónico.

77


Fig. 6.5.1

78


CAPÍTULO 7 UNIDAD DE CONTINUA La unidad de continua, o de SCR, rectifica las tres fases de alterna de la barra de distribución para proporcionar la potencia de continua a los motores de las bombas, cuadro y mesa rotary. El puente rectificador esta aislado de la barra de distribución a través de una llave magnética. La salida del puente rectificador es asignada a uno de los motores de continua a través de contactores de asignación. Estos contactores son cerrados de a pares, uno para la salida positiva y otro para la salida negativa. La lógica de los contactores y el valor de voltaje del puente son controlados por el maquinista a través de la consola de perforación. Todas las unidades de SCR son iguales, por lo tanto, si una unidad no funciona puede seleccionarse otra para suministrar potencia a los motores de continua. De igual manera los módulos electrónicos de continua y las celdas de tiristores de los puentes rectificadores son intercambiables. Los circuitos de una unidad de SCR están compuestos por:

• • • • •

Puente Rectificador Trifásico Circuito Supresor de Picos (Surge Supresor) Lógica de Control de los Contactores Circuito Sprocket Slip Módulo de Control de Continua (DC Module)

7.1. Puente Rectificador Trifásico Las tres fases de la barra de distribución son aplicadas al puente rectificador a través de una llave magnética. Cada fase de alterna se conecta a un par de tiristores. Uno de estos tiristores alimentara la barra Positiva de Continua y el otro alimentara la barra Negativa de Continua. Las barras positivas y negativas de continua se conectan a los motores a través de contactores de asignación. Para variar la tensión de salida del puente, los tiristores se prenden y apagan aplicando los pulsos de disparo adecuados a los terminales Gate y Cátodo de cada uno de los tiristores. Los pulsos de disparo se generan en el Módulo de Continua.

79

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill La llave magnética tiene en su interior una bobina alimentada con un voltaje de 28 V dc. Esta bobina hace que la llave se abra automáticamente si se queda sin el voltaje de alimentación. El terminal positivo de la bobina está conectado permanentemente a +14 Vdc y el terminal negativo está conectado a -14 Vdc a través de varios contactos normal cerrados que indican las siguientes condiciones peligrosas:

• Sobre temperatura del Puente rectificador: Montados sobre cada columna de disipadores (positiva y negativa), hay conectados dos sensores que se abren cuando la temperatura del disipador es superior a 91ºC. • Fusible Quemado: Los fusibles tienen unos switches indicadores que se abren cuando el fusible se quema. • Parada de Emergencia: La bobina de bajo voltaje también esta conectada en serie con un contacto normal cerrado del pulsador de pare de emergencia de la consola de perforación. Para sensar la cantidad de corriente que esta circulando por el puente rectificador se utilizan transformadores de corriente (CT1, CT2 y CT3). En la placa PC1, las señales de los transformadores de corriente son rectificadas en un puente trifásico y su valor medio de salida es dividido en dos por un circuito de resistencias. Una de estas señales es utilizada para alimentar el Amperímetro de Continua en el panel frontal y la otra señal se envía al Módulo de Control de Continua para ser utilizada como realimentación de corriente. Esta señal de realimentación de corriente es de 2.66 V dc por cada 1000 Amp. en el puente rectificador controlado. Al módulo además se envía una realimentación del valor de tensión de salida del puente rectificador controlado. Para esto las salidas +Vdc y –Vdc son reducidas en una relación de 16:1, a través de resistencias en la placa PC2, y divididas en dos. Una de estas señales se utiliza para alimentar el Voltímetro de Continua en el panel frontal y la otra señal se envía al Módulo de Control de Continua como realimentación de tensión. Esta señal de realimentación de tensión es de 46.8 V dc para una tensión en el puente rectificador controlado de 750 Vdc. En la placa PC1 se generan los +60 Vdc y los -14 Vdc necesarios para alimentar a los contactores de asignación de los motores de continua.

7.2. Circuito Supresor de Picos El Circuito Supresor de Picos puede verse en la figura 7.2.1 Este es una red Resistiva y Capacitiva (RC) que filtra los picos transitorios de tensión en la barra de distribución. La desconexión de este circuito no saca de servicio al sistema, pero la ausencia de este aumenta las probabilidades de daño a los tiristores. 80

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Las tres fases de la barra de distribución son rectificadas a través de un puente trifásico con diodos, protegidos por tres fusibles F1, F2 y F3. La tensión continua de salida de este puente carga un banco de capacitores con 1000 V dc, estando limitada la corriente de carga por una resistencia R1 de 25Ω/225W a tan solo 35 amp. Aproximadamente a los 30 mS (mili segundos) de aplicada la tensión a la barra de distribución, el relé K1 se energiza, cierra sus contactos NA y cortocircuita a la resistencia R1. Por lo tanto el exceso de carga provocado por una sobre tensión es absorbido por el banco de resistencias formado por R15, R16 y R17. Estas resistencias además proporcionan el camino de la corriente para la descarga de los capacitores una vez que se saca la tensión de la barra de distribución. En el panel frontal hay una luz que esta permanentemente encendida y se apaga si alguno de los fusibles de su circuito por algún motivo se abre.

K1 K1 K1 C

R1 D1

D2

D3

25ohm/225W

R8 100kΩ

C3

R9 100kΩ

R15 309Ω

R10 100kΩ

C4

R11 100kΩ

R16 309Ω

R12 100kΩ

C5

R13 100kΩ

R17 309Ω

F1

Fase A F2

C1 10uF

Fase B

C2 10uF

F3

Fase C D4

D5

D6

Fig. 7.2.1 7.3. Lógica de Control de los Contactores La lógica de asignación de los contactores se selecciona en la consola de perforación a través de la llave de asignación S1. Para motores de un solo sentido de giro se utilizan contactores de un solo polo. Para motores de doble sentido de giro se coloca, en serie con los contactores de un solo polo, un contactor de doble polaridad que invierte la conexión de los cables conectados a la armadura del motor. De esta manera se invierte el sentido de giro del motor. Las bobinas de los contactores de asignación necesitan para energizarse una tensión continua de 74 Vdc. Para lograr esta tensión en la bobina del contactor, al terminal positivo se lo conecta permanentemente a una tensión de +60 V dc y al terminal negativo se lo conecta a -14 V dc atravesando toda una lógica de contactos auxiliares NC y NA conectados en serie. Estos contactos NA y NC aseguran que todas las condiciones sean las adecuadas para aplicar la tensión de salida del puente rectificador a los motores de continua asignados. 81

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Si por alguna razón alguno de los contactos auxiliares de la lógica de asignación se abre, los contactores de asignación se desenergizan y el motor de continua se queda sin alimentación.

7.4. Circuito Sprocket Slip Este circuito proporciona una protección de sobre velocidad para dos motores serie que están conectados en paralelo desde un mismo SCR. Si alguno de los dos motores excede el límite preestablecido de velocidad, debido a un mal funcionamiento en la cadena o en la correa, el circuito deja sin alimentación a los dos motores desactivando los contactos de asignación y prendiendo la luz de Sprocket Slip. La protección para motores Shunt se realiza a través de un relé de perdida de campo. Este relé monitorea permanentemente la corriente de campo de ambos motores y desactiva los contactores de asignación si esta corriente es menor al 50% del valor normal de funcionamiento. La protección de sobre velocidad para motores serie la realiza normalmente el Módulo de Control de Continua a través de un circuito interno de sobre velocidad que calcula la velocidad como el cociente entre la tensión aplicada a la armadura del motor y la corriente de esta. Matemáticamente esto es:

N= Donde:

V I

(7.4.1)

N = velocidad

Este circuito trabaja con todas las configuraciones de motores serie excepto cuando dos motores son alimentados en paralelo desde un mismo SCR. Esto puede explicarse observando la figura 7.4.1 Supongamos que la cadena de MP1A se rompe, esto causaría una sobre velocidad del motor A, debido a que tiene una tensión alta y muy poca corriente. Por otro lado, la fuerza que estaba haciendo el motor A, hasta el momento de romperse la cadena, la tendrá que hacer el motor B, o lo que es lo mismo, la corriente que estaba consumiendo el motor A la tendrá que absorber el motor B, quedando la corriente total del puente en la misma cantidad que antes de romperse la cadena. Como el circuito de sobre velocidad utiliza para el cálculo de la velocidad la realimentación de corriente total del puente, no detectaría nunca la falla en el motor A.

82


Fig. 7.4.1 Para solucionar este problema es que se utiliza el circuito Sprocket Slip. Este circuito mide la corriente de cada motor utilizando dos sensores de efecto Hall (HED), y las compara con la tensión del puente para detectar una sobre velocidad. Los HED se colocan como se muestra en la figura 7.4.2.

Fig. 7.4.2 La figura 7.4.3 muestra el circuito electrónico de la placa de Sprocket Slip.

83


Fig. 7.4.3 Las tensiones provenientes del HED1 y el HED2 se aplican a las entradas de los amplificadores operacionales Z1 y Z2. Las salidas de estos amplificadores operacionales se conectan a los cátodos de los diodos D1 y D10. Los ánodos de estos diodos se unen para formar un switch que compara las tensiones de salida de Z1 y Z2 y deja pasar a la menor de estas a la siguiente etapa. Interesa dejar pasar a la menor tensión porque esta representa a la menor corriente y si recordamos velocidad dellamotor puede estimarse según el la ecuación (7.4.1), como losque dos la motores tienen misma tensión de armadura, que tenga la menor corriente será el que tenga la mayor velocidad. En la siguiente etapa, a la menor de las dos tensiones se le suma una tensión proporcional a la tensión de armadura y a esta suma se la amplifica con el amplificador operacional Z4. La salida del amplificador Z4 dependerá de la polaridad de la suma. Si la suma da como resultado un valor positivo, entonces la salida de Z4 será negativa, el

84

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill transistor Q1 estará encendido y el relé K1 estará activado por lo que no hay condición de Sprocket Slip. Si en cambio la polaridad es negativa, la salida de Z4 será positiva, el transistor Q1 se apaga, entonces el relé K1 se desenergiza dando una condición de Sprocket Slip. Como los contactos auxiliares normales abiertos del relé K1 están conectados en serie con la lógica de asignación de los contactores, ante una condición de Sprocket Slip, las bobinas de los contactores de asignación se quedan sin alimentación. Esto causa la apertura de los contactores, dejando sin tensión de alimentación a los motores de continua. El contacto normal cerrado de K1 se cierra y se enciende la luz indicadora de Sprocket Slip. Presionando el botón de reset la luz se apaga y se vuelve a energizar K1.

7.5. Módulo de Control de Continua El módulo de control de continua contiene los circuitos electrónicos para controlar a la Unidad de SCR. Los circuitos internos del módulo pueden dividirse en tres grupos: 1. Regulador de Continua 2. Circuitos de Disparo de los SCR 3. Control del Freno Dinámico; (Este se explica en detalle en Cap.11)

7.5.1 Regulador de Continua: En la figura 7.5.1.1 puede verse el diagrama esquemático del regulador de continua. Este circuito es un circuito realimentado que iguala automáticamente la velocidad y el torque del motor, con la señal de control proveniente del acelerador de la consola de perforación. La salida del regulador de continua es la llamada Tensión de Referencia de Disparo (TP7) y se envía a los circuitos de disparo para controlar el ángulo de disparo de los tiristores. Las entradas a este circuito regulador son principalmente la Referencia de Velocidad, la Realimentación de Velocidad y la Realimentación de . El regulador estáVoltaje constituido dos lazos de realimentación, uno Corriente externo llamado , quepor regula la velocidad y uno interno Lazo de llamado Lazo de Corriente, que regula el torque del motor. En la figura 7.5.1.1 puede verse que la señal de referencia de velocidad proveniente de la consola de perforación solo entra al circuito de control si el switch de habilitación esta activado. Esto se logra colocando una tensión de -14 Vdc en las líneas DW Cont., RT Cont., MP1 Cont. y Mp2 Cont., dependiendo de la función que se le asigne al SCR.

85

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Una vez activado el switch, la tensión de referencia de velocidad se suma con la realimentación de velocidad (.5V/100Rpm), dando una señal de comando de corriente. Esta señal de comando de corriente es comparada con los límites de corriente preseteados para cada función. Si la referencia de corriente es menor a este límite, pasa a la siguiente etapa, de lo contrario, si es mayor al límite, la señal que pasa a la siguiente etapa es la correspondiente al límite de corriente preseteado. Esta señal, luego de ser comparada, es amplificada en el Operacional Z7 y se la suma con el valor de realimentación de corriente (2.66V/1000A). Esta suma es amplificada en el Operacional Z8 para dar en TP7, la tensión de referencia de disparo que utilizaran los circuitos de disparo para calcular el ángulo con que se deben disparar los tiristores.

Fig. 7.5.1.1 En la figura 7.5.1.2 podemos notar que el valor de la señal de realimentación de velocidad varia dependiendo si el motor es Shunt o Serie. En el caso de los motores Shunt, la referencia de velocidad es simplemente la señal de realimentación de tensión. Esto se debe a que la velocidad de estos motores es directamente proporcional a la tensión aplicada en su armadura. Para calcular la velocidad de los motores Serie, recordando la formula 7.1, debemos realizar el cociente entre la tensión y la corriente de armadura. Para realizar esta operación se utiliza el amplificador Z703. A este se ingresan la realimentación de corriente y la realimentación de tensión y da a su salida un valor proporcional a la velocidad del motor.

Fig. 7.5.1.2 86


7.5.2 Circuitos de Disparo de los SCR Estos circuitos generan los pulsos de disparo de los tiristores del puente rectificador trifásico. Hay seis circuitos de disparo idénticos, uno para cada tiristor del puente. La forma de onda del pulso de disparo esta compuesta por dos pulsos negativos, un pulso maestro seguido de un pulso de respaldo. El pulso de respaldo es necesario para re disparar a los tiristores cuando se trabaja con tensiones de salida del puente bajas. En estas condiciones la conducción de los tiristores es discontinua. La diferencia de tiempo entre el pulso maestro y el pulso de respaldo es constante. El pulso maestro se sincroniza con una de las tensiones de salida del transformador hexafásico T4 y la señal de referencia de disparo. Este transformador hexafásico esta conectado a la barra de distribución y tiene una relación de 600:12. El pulso de respaldo se sincroniza con uno de los pulsos maestros de los restantes circuitos.

87


CAPÍTULO 8 CIRCUITO DE LÍMITE DE POTENCIA El circuito esquemático de límite de potencia puede verse en la figura 8.1. Este circuito protege a los grupos Moto-Generadores en línea para que no entreguen potencia a la carga mas allá de su capacidad. El circuito monitorea la corriente real (I real = Kw) y la corriente total (Itotal = Kva) de todos los generadores para evitar que los SCR que se encuentran en línea demanden una cantidad de kilovatios ó kilovares mayor a la capacidad de los grupos moto-generadores. Los límites de potencia normalmente se setean al 80% de la capacidad de kilovatios del motor y al 100% de la capacidad del generador. En la figura 8.2 puede verse que las señales de Ireal, que se generan en cada módulo de control de alterna, se unen y se conectan en la placa de límite de potencia en el terminal 11 y las señales de Itotal se unen y conectan al terminal 10. Esta conexión permite que la placa de límite de potencia solo vea la señal de Ireal e Itotal con el mayor valor positivo de tensión, esto equivale a decir que solo ve la señal del motor con mayor carga. La salida de la placa de límite de potencia es a través del pin 12 y es una señal analógica de corriente continua negativa que se hace positiva a medida que se incrementa la carga del grupo moto-generador. Esta salida se conecta en todos los módulos de control de continua. Las señales Ireal e I total, una vez que ingresan a la placa de límite de potencia, son comparadas con los límites preseteados a través de los amplificadores Z3 y Z5. Si alguna de las dos señales de entrada supera a este límite, la salida de la placa (Pin 12) pasa de negativo a positivo y produce que todos los SCR conectados en línea retrasen su ángulo de disparo, disminuyendo su demanda de potencia en el mismo porcentaje. Debido a que los SCR están trabajando con distintas corrientes los efectos en cada uno no son iguales, el retraso del ángulo de disparo afectara en mayor proporción a aquel SCR que tenga la mayor carga. Generalmente afecta mas a los SCR conectados a las bombas de lodo. El circuito de límite de potencia cuenta además con una rampa de potencia. Esta rampa manda al sistema a límite de potencia cuando la carga crece rápidamente a un valor aproximado del 75% del límite de potencia. Cuando el amplificador operacional Z1 detecta que la potencia creció rápidamente y alcanzo el 75% de la potencia del sistema, manda la señal de límite de potencia a los SCR y activa una rampa de retardo para liberar al sistema nuevamente al cabo de unos segundos. La rampa se realiza a través del amplificador operacional Z2.

88

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Esta situación se da cuando el maquinista aplica señal de aceleración máxima a los motores para subir el aparejo al piso de enganche. La rampa lo que hace es congelar la carga al 75% del límite de potencia por unos segundos de manera de darle tiempo a los turbos para responder a la demanda. En esta condición de límite de potencia prematuro, la luz de límite de potencia se encenderá. Esta condición no indica que estemos en límite de potencia. La luz de límite de potencia no indica límite de potencia, solo sirve para indicar que nos estamos acercando a este. El maquinista puede identificar rápidamente si estamos en el límite de potencia cuando aumenta los aceleradores y no se produce un aumento de las emboladas de las bombas o en las vueltas de la mesa. En otras palabras, un aumento en los aceleradores no causará un aumento en la potencia entregada por el grupo Moto-Generador. Por lo tanto si la luz de límite de potencia esta encendida y las condiciones de perforación son satisfactorias, no es necesario colocar otro generador. Es mejor hacer trabajar los motores cerca de su máxima potencia en todo momento. Que la luz de límite de potencia esté encendida no es perjudicial para los motores. Si estando con la luz encendida y el maquinista necesita mas potencia, entonces sí tendremos que colocar otro generador en línea. Otra ventaja de trabajar los motores a máxima potencia es que de esa manera se logra el menor consumo de gas oil.

89


Fig. 8.1

90


Fig. 8.2

91


CAPÍTULO 9 UNIDAD DE SUMINISTRO DE CAMPO La unidad de suministro de campo se utiliza para proporcionar la corriente de campo a los motores de continua tipo shunt. Esto se logra transformando la tensión de dos de las fases de la barra de distribución a un valor seguro para luego aplicarla a un puente rectificador de onda completa, obteniendo una tensión de continua de 100 V ac y 50 Amp. La unidad de suministro de campo se interrelaciona con la lógica de asignación de los motores a través del relé de perdida de campo. Este relé no permite que se asigne potencia a un motor si este no tiene la corriente de campo aplicada. En la figura 9.1 se puede ver el diagrama esquemático para el suministro de campo de la bomba numero 1. En este podemos observar que estando alimentado el primario de T1 y la llave selectora S1 en la posición de manual, el contactor MS1 se energiza. Al energizarse MS1 se cierran sus contactos auxiliares, alimentando el primario del transformador de suministro de campo. El secundario de este se conecta a un puente rectificador de onda completa. En la salida de continua de este puente se conecta el bobinado de campo del motor de continua de la bomba MP1. La corriente de campo suministrada al motor es permanentemente monitoreada por el transformador de corriente CT1, con una relación de 50:1. De esta manera, cuando circule corriente a través del CT1, se generara una tensión a bornes de la resistencia de carga R1 que hará que se energice el relé RL1 llamado relé de perdida de campo. Al energizarse RL1, cierra el contacto auxiliar que esta conectado en serie con el relé RL2, energizándolo. Un contacto auxiliar de RL2 se conecta en serie con la lógica de asignación de la bomba, de esta manera si el relé RL1 se desenergiza, los contactores de asignación también lo harán evitando que se rompa el motor por sobre velocidad. Si en vez de colocar el S1 en posición manual se lo coloca en automático el proceso descrito es el mismo, con la diferencia que el contactor MS1 no se energizara hasta que el blower de la bomba MP1 no se encienda. En la figura 9.2 se puede ver el diagrama esquemático para el suministro de campo de los motores del cuadro de maniobras DWA y DWB. El funcionamiento de este circuito es similar al de la bomba anteriormente descrito. La diferencia esta en que el bobinado del campo de los dos motores está conectado en serie al puente rectificador.

92


M S 1

M S 1

L E D

U S P P L Y C U B IC L E

T 1 R T

6 0 0 :9 5 R 1

6 0 0 :1 5 1

F IE L

M S 1

D I B U J :Ó O . H U B E R

D E C S R IP T IO N

L O C K O U T

H S 1 R E

IV S I O N S

F

F 2

F 1

T 1 F 4

F 3

M O ic r S o 6 L S w tic h

C T 1

R L 1

N .o

F

M P 1

S 1

S 1

M R P L 1 1 H S 2

F 5

H S 1

RBM ELP L O1 AW YE R

0 5 2 0 0 6 D A T E

M C C

B Y

E X P R E S S L Y A U T H O R IZ E D IN W R IT IN G B Y R O S S H IL L C O N T R O L S C O R P .

D U C T IO N O R U S E O F T H IS D E S IG N B Y O T H E R S IS P E R M IS IB L E O N L Y IF

S C A L E :

D R A W IN G N o .

T H IS IS A P R O P IE T A R Y D IS IG N O F R O S S H IL L C O N T R O L S C O R P . R E P R O .

C O N T R O L S

3 0 0 1 R E D H IL L A V E 6 / 1 0 2

C O S T A M E S A C A L IF . 9 2 6 2 6

D R A W N B Y :

D A T E :

A C P H P K V D D . .: :

R E V .

J O B N o .

1 5 3 0 W E S T B E L T N O R T H

H O U S T O N T E X A S 7 7 0 4 3

R O CS OS R H P IL OL R C AO T IO N T NR O L S

M P 1 F IE L D S U P P L Y S C H E M A T IC

F I E L D +

F I E L D -

F 2

M P 1 F IE L D

F 1

R L 2

1 1 5 V A C

D R I L L E R ´S C O N S O L E

93

MCC

S3

S8

T1 F5

F1

F3

F6

F2

F4

DWB

DWA

LOCKOUT

LOCKOUT

OL 600:115

MS3

RL1

ll i -H s s o R R C S e d o s r u C

DRILLER´S CONSOLE

DW BLOWER RELAY

S3

Micro Switch

7 1 -

7 2 -

7 3 -

7 4 -

7-5

7-6

RL1

FIELD +

FIEL SUPPLY CUBICLE HS1

F1

DWA FIELD MS3

OL

MS3

OL

T3

F2

F1

CT1

DWB FIELD F5

600:190

F2

FIELD HS2

R1

RL1

HS1

LED

REVISIONS No.

DESCRIPTION

ROSS HILL CONTROLS CORPORATION

DATE BY

DW/RT FIELD SUPPLY SCHEMATIC

CON T ROLS

1530 WEST BELT NORTH 3001 RED HILL AVE 6 /102

HOUSTON TEXAS 77043 COSTA MESA CALIF. 92626

DRAWN BY:

DATE:

SCALE:

DRAWING No.

CHKD.:

JOB No.

APPVD.:

THIS IS A PRO PIETARY DISIGN O F RO SS HIL L CO NTRO L S CO RP. REPRO . DUCTIO N O R USE O F THIS DESIGN B Y O THERS IS PERMISIB L E O NL Y IF

DIBUJÓ: O. HUBER

05 - 2006

EXPRESSL Y AUTHO RIZED IN WRITING B Y RO SS HIL L CO NTRO L S CO RP.

REV.


CAPÍTULO 10 CONSOLA DE PERFORACION La consola de perforación es la unidad de control primaria para todas las funciones de continua del equipo de perforación. Esta instalada en el piso de perforación junto al cuadro de maniobras y tiene en su panel frontal un switch de asignación. Este switch tiene varias posiciones, esto permite disponer de distintas combinaciones de conexión entre los motores y los SCR. Además en el panel frontal se encuentran los aceleradores de mano y los switchs de encendido para las distintas funciones del equipo. Las luces en el panel frontal indican el estado de encendido de los motores, las unidades de SCR y los auxiliares de alterna tales como blowers, lubricadoras de cadena, etc. Las posiciones del Switch de asignación están ordenadas como las horas de un reloj, siendo la posición vertical (12 horas), la posición de apagado. En cada posición del switch de asignación, el número de cada cuadrito indica la unidad de SCR, debajo de este número se describe la función a la que es asignado dicho SCR. En condiciones de perforación, los motores del cuadro DWA y DWB se conectan en serie a un solo SCR, esto proporciona máximo torque pero solo la mitad de la velocidad posible. En condiciones de maniobra los motores se conectan a distintos SCR, proporcionando máxima velocidad. La consola de perforación dispone de un acelerador de pie para facilitar la tarea del maquinista en las maniobras. El acelerador de pie no funciona hasta que el acelerador de mano es girado en sentido horario y activa un micro switch unido al eje de este. El amperímetro que se encuentra colocado en el panel frontal es un indicador del consumo de corriente del motor que acciona la mesa rotary. Este es un indicador del torque desarrollado por el motor. Para regular el máximo torque que puede realizar el motor se utiliza un potenciómetro ubicado en el panel frontal de la consola. Girando este potenciómetro en sentido horario se incrementa el límite de torque del motor. El indicador de límite de potencia nos da una idea de que porcentaje, de la potencia total disponible en la barra de distribución, esta siendo utilizado. Cuando este porcentaje de límite de potencia alcanza aproximadamente un 90%, se enciende la luz indicadora de límite de potencia. Para casos de emergencia la consola dispone de un pulsador de pare de emergencia que desconecta la potencia de continua a todos los motores.

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CAPÍTULO 11 FRENADO DINAMICO

El freno dinámico, después que se libera el acelerador de pie, disminuye la velocidad de los motores del cuadro de maniobras a la velocidad seteada por el maquinista en el acelerador de mano. El frenado se produce automáticamente 3 segundos después que el maquinista suelta el acelerador de pie. Típicamente los motores tardan 40 segundos en pasar de máxima velocidad a la velocidad del acelerador de mano, pero con el freno dinámico solo tara 15 segundos. El principio de funcionamiento del frenado dinámico consiste en hacer trabajar al motor de continua como un generador y disipar la energía generada en un banco de resistencias. Este proceso de hacer trabajar al motor de continua como un generador depende si se trabaja con motores serie o con motores shunt. A continuación vamos a analizar los dos casos.

11.1. Motores Serie Los motores serie solo pueden trabajar como generadores si se le aplica una corriente de excitación a su bobinado de campo. Para analizar como trabaja el freno dinámico con motores serie observemos el circuito electrónico de la figura 11.1.1 Del circuito podemos notar que el banco de resistencias estará conectado a los terminales de la armadura del motor solo cuando ambos contactores de potencia K1 y K2 estén cerrados. Estos contactores de potencia son exclusivos del freno dinámico y no deben confundirse con los contactores de asignación. Mientras el switch de temperatura de las resistencias (OT1) permanezca cerrado, los 120 voltios de salida del transformador T1, mantendrán energizado al contactor K2. El contactor MS1 se energizara cuando RL5, que es un contacto auxiliar del contactor del blower del cuadro, se cierre. Esto indica que se ha seleccionado el cuadro de maniobras. Al cerrarse MS1, cierra sus contactos NA y permite la alimentación del primario del transformador T2 con 600 Vac. La tensión aplicada a las bobinas de campo es de aproximadamente 0.7 V dc debido a las resistencias conectadas en paralelo entre ellas y en serie con el primario de T2. Cuando el cuadro de maniobras es asignado al SCR1, se energizaran los contactores de asignación K4 y K3. Cuando el cuadro sea asignado al SCR2 se energizaran los contactores de asignación K1 y K6.

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Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill EL contactor MS2 se energizara cuando el cuadro este asignado a alguno de los SCR y el contacto auxiliar del relé K1, interno del módulo de continua que este asignado al cuadro, se cierre. El relé K1 y el relé K2, que también es interno del módulo, se energizan solo cuando las siguientes condiciones se cumplen por completo:

• En el terminal 116 (DW CONT) del módulo de continua hay -14 Vdc, esto indica que el cuadro fue asignado en la consola de perforación. • La tensión en el terminal 114 (DW FT TH) cae a cero voltios, indicando que el acelerador de pie fue liberado. • El valor de tensión de referencia de disparo (TP7) es de -5Vdc, indicando que no hay tensión aplicada al puente de continua. Además en el circuito se agrega un retardo de 3 segundos para asegurarse que el maquinista ha dejado de usar el acelerador de pie. El relé K2 se energiza en el mismo momento que K1, e indica que el valor de referencia de disparo es de -5 Vdc. La referencia de disparo se mantiene en este valor hasta que termina el proceso de frenado para evitar que se aplique tensión al puente de continua con las resistencias colocadas en paralelo a la armadura. Cuando se energiza MS2, cierra sus contactos NA y cortocircuita a las resistencias R1, R2 y R3 conectadas en el primario del transformador T2, permitiendo que la corriente en el bobinado de campo suba hasta 200 amperes. El contactor K1 y el relé RL6 se energizaran cuando el contacto auxiliar del relé interno del módulo K2 en el módulo asignado se cierre. Al energizarse K1 y RL6, el banco de resistencias de frenado se conecta a los terminales de la armadura del motor. Los relés K1 y K2 internos del módulo de continua se desenergizarán si alguna de las tres condiciones no se cumplen. Normalmente el voltaje de referencia de disparo se incrementa cuando la velocidad del motor cae por debajo de la velocidad seteada en el acelerador de mano del cuadro.

11.2. Motores Shunt A diferencia de los motores serie, los motores shunt tienen separados el campo y la armadura. En este caso, cuando el maquinista desencastra el cuadro de maniobras, el motor queda girando sin carga a máxima velocidad y el motor se comporta como un generador enviando potencia de vuelta a las barras. A este fenómeno se lo llama regenerativo. En estas condiciones el motor puede ser frenado disipando esta energía regenerativa en un banco de resistencias. Para analizar como trabaja el freno dinámico con motores shunt observemos el circuito electrónico de la figura 11.2.1. 97

Curso Ross--Hill Curso de SCR Ross -Hill Para que los relés K1 y K2 del módulo de continua se energicen, se deben cumplir las mismas condiciones que para el caso de motores serie. Del circuito podemos notar que el banco de resistencias estará conectado a los terminales de la armadura del motor solo cuando ambos contactores de potencia K3 y K4 estén cerrados. Mientras el switch de temperatura de las resistencias (OT1) permanezca cerrado, los 120 voltios de salida del transformador T1, mantendrán energizado al contactor K4 a través del contacto NC de K3. Si el contactor K4 esta energizado, el cuadro de maniobras esta asignado a un SCR y los relés internos K1 y K2 del módulo de continua se energizan, entonces el contactor K3 y el relé RL1 se energizaran. Al energizarse K3, el banco de resistencias queda conectado a los terminales de la armadura del motor y se produce el frenado del mismo.

98


B F 2 3

6 0 0 V A C

F 2 4

M S 1

M S 2

6 0 0 :6

R R 1 2

S C R 1

R 1 R 3 : R 2 3 k 2 2 5 W

F IE L D +

1 3 5

D C M O D K U 2 L 1 E 5 3

D U C T IO N O R U S E O F T H IS D E S IG N B Y O T H E R S IS P E R M IS IB L E O N L Y IF

E

K 1 1 2 7

S C R 3

D I B U J Ó : O . H U B E R

D C M O D U L E

D W A /R T

C O N T R O L S

T H IS IS A P R O P IE T A R Y D IS IG N O F R O S S H IL L C O N T R O L S C O R P . R E P R O .

D R A W IN G N o .

3 0 0 1 R E D H IL L A V E 6 / 1 0 2

1 5 3 0 W E S T B E L T N O R T H

C O S T A M E S A C A L IF . 9 2 6 2 6

H O U S T O N T E X A S 7 7 0 4 3

R O CS OS R H P I OL L R C AO T N I O T NR O L S

D R A W W O R K S D Y N A M IC B R A K E S C H E M A T IC

K 2

RD EW SD IS B T O R S D W

K 1

K 2

R L 6

1 K U V P2 D C

S C R 1

D C M K O 1 D U L E

1 3 5

1 7 2

D W A K /R 3 T

D W K A 3 / R T

S C R 2

-

K 4

1 3 8

R L 5

M O T O R C O N T R O L

O .T .1

B A + R C 1 1 A + C 2 - K + 1 1 D 2 5 W V B D D C

O V E R T E M P . S W IT C H

C E N T E R

1 2 V DR CL 6 K U P

S C R 1

M S 2

F IG .: 1 1 1 1

R E V .

D W A K /R 6 T

D D W K W A 1 A K /R 6 /R T T

D W K B 6

E X P R E S S L Y A U T H O R IZ E D IN W R IT IN G B Y R O S S H IL L C O N T R O L S C O R P .

T

K 2

+ B U S

F IE L D -

CT P1

F 2 5

S C R 2

0 5 2 0 0 6

F 2 3

1 2 0 V

T 2

B U S

F 2 3

6 0 0 V

M S 1

S C R 2

A

D WK D1 B

M S 1

S C R 1

B A R C 2 1

- A C 2 - K+ 2 1 D 2 W 5 V B D D C

+ +

99

OVER TEMP. SWITCH H1

A

F23

B

F24

DWDB

F25

600V

+

K3

O.T.1

X1

+

AC1

RL1

120V

+ K4 −

BR2 10-3

H2

X2

AC2

10-4

− K4

−

DWDB GND. BUS

ll i SCR3

-H s s o R R C S e d o s r u C

SCR3

SCR3

+

+ + DWDB K3 - 125 VDC

AC1 K6

SCR3 DC MODULE 135

4-16

X4-16

DWB K6 SCR2

138

K4 SCR1

4-18

BR1

X4-18

135

K2

4-16

X4-16

K1 SCR2

SCR2 DC MODULE

DWA/RT K3 SCR1

SCR1 DC MODULE 138

KUP

4-18

12 VDC RL1

AC2 X4-18

-

135

-

K2

K4

SCR3

DWDB RESISTORS

K3

57

1 3

1 2

AA

F

2K5

REV

FWD 24

68

DWA A FF

1 2

ROSS HILL CONTROLS CORPORATION

REVI S I ONS No. A

DESCRIPTION

DATE BY C O NT RO L S

ADD CONTACTORAUX. CONTACT DESIGNATIONS

1530 WEST BELT NO RTH 9 - 81

HO USTO N TEXAS77043

FLS TS 3001 RED HILL AVE 6/102

DIBUJÓ: O. HUBER 05 - 2006

C O STAMESA C ALIF. 92626

DRAWWORKS DYNAMIC BRAKE SCHEMATIC

FIG.: 11 - 2 - 1 DRAWN BY:

DATE:

SCALE:

DRAWINGNo.

DUC TI ON ORUS E OF THI S DES I G NB Y OTHERS I S PERMI S I B LE ONLY I F EXPRES S LY AUTHORI Z ED I N W RI TI NG B Y ROS S HI LLC ONTROLS C ORP.

CHKD. APPVD.

THI S I S A PROPI ET ARY DI S I G N OF ROS S HI LLC ONTROLS C ORP.REPRO.


101

Carpeta Curso Ross Hill

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