Analog Es Digitalis Aramkorok 1993

1

U. Tietze - Ch. Schenk

ANALÓG ÉS DIGITÁLIS ÁRAMKÖRÖK 5., javított kiadás

Műszaki Könyvkiadó, Budapest

Az eredeti mű: Dr.-Ing. Ulrich T i e t z e - D r . - I n g . Christoph Schenk: Halbleiter - Schaltungstechnik 7., átdolgozott kiadás

Springer-Verlag, Berlin - Heidelberg, 1985

Lektorálta: Dr. Simon Gyula oki. villamosmérnök

) Hungárián translation Dr. Huszár Imre, 1973, 1974, 1981, 1990, 1993 © Hungárián edition Műszaki Könyvkiadó

ETO: 621.3.049.77 621.37.049.77 621.382.049.77 ISBN: 963 10 0438 4 (második kiadás) 963 16 0010 6 Kiadja a Műszaki Könyvkiadó Felelős kiadó: Szűcs Péter ügyvezető igazgató Felelős szerkesztő: Dr. Szálai Pálné oki. villamosmérnök A szedés a Műszaki Könyvkiadóban készült Kossuth Nyomda Rt, Budapest, 93 0343 Felelős vezető: Székely Károly vezérigazgató Műszaki vezető: Dornizs László Műszaki szerkesztő: Bán Ferenc A fedelet tervezte: Székely Edith A könyv formátuma: B5 ívterjedelem: 71,5 (A5) Azonossági szám: 10 191/80 Az 1990-ben megjelent kiadás javított utánnyomása

Tartalomjegyzék

Előszó

15 L RÉSZ.

Alapfogalmak

1. A jelölések magyarázata

19

2. Passzív RC és LRC hálózatok 2.1. Az aluláteresztő szűrő 2.1.1. Számítás a frekvenciatartományban 2.1.2. Számítás az időtartományban 2.1.3. Felfutási idő és határfrekvencia 2.2. A felüláteresztő szűrő 2.3. Kompenzált feszültségosztó 2.4. Sáváteresztő 2.5. Wien - Robinson-híd Í 6 . Kettős T szűrő 2.7. A rezgőkör

26 26 26 28 30 31 34 35 36 38 39

3. Diódák 3.1. A dióda karakterisztikája és jellemző adatai 3.2. Z-diódák 3.3. Kapacitásdiódák

•

•. •

•

41 41 • 44 45

4. Bipoláris tranzisztorok • 46 4.1. Karakterisztika és kisjelű paraméterek 47 4.2. Határadatok 51 4.3. Tranzisztorok földelt emitteres kapcsolása 55 4.3.1. Alapösszefüggések 56 4.3.2. Nemlineáris torzítások 60 4.3.3. Negatív áramvisszacsatolt földelt emitteres kapcsolás .. 61 4.3.4. Negatív feszültség-visszacsatolt földelt emitteres kapcsolás 63 4.3.5. Munkapont-beállítás 65 4.4. Tranzisztorok földelt bázisú kapcsolása 71 4.5. Tranzisztorok földelt koUektoros, emitterkövető kapcsolása .. 72 4.6. Tranzisztoros áramgenerátorok 75 4.6.1. Alapkapcsolás 75 4.6.2. Bipoláris áramgenerátor 77 4.6.3. Áramtükör 78

4.7. Darlington-kapcsolás 4.8. Differenciálerősítő 4.8.1. Alapkapcsolás 4.8.2. Nagyjelű tulajdonságok 4.8.3. Belső visszacsatolású differenciálerősítő 4.8.4. Ofszetfeszültség 4.9. Néhány tranzisztorparaméter mérése 4.10. Tranzisztorzaj

80 82 82 86 88 89 91 92

5. Térvezérlésű tranzisztorok 5.1. Osztályozás 5.2. Karakterisztikák és kisjelű paraméterek 5.3. Határadatok 5.4. Alapkapcsolások • 5.4.1. Földelt source-ú kapcsolás 5.4.2. Földelt gate-ű kapcsolás 5.4.3. Földelt drainű kapcsolás, source-követő 5.5. Térvezérlésű tranzisztoros áramgenerátor 5.6. Fet alkalmazása differenciálerősítőkben 5.7. Fet alkalmazása vezérelhető ellenállásként

97 97 98 102 102 102 106 106 107 109 111

6. Optoelektronikai alkatrészek 6.1. Fényméréstani alapfogalmak 6.2. Fotoellenállások 6.3. Fotodiódák 6.4. Fototranzisztorok 6.5. Fénydiódák 6.6. Fénycsatolók 6.7. Optikai kijelzők 6.7.1. Bináris kijelzők 6.7.2. Analóg kijelzők 6.7.3. Numerikus kijelzők 6.7.4. Alfanumerikus kijelzők

• •

114 115 117 H8 • 120 121 122 123 124 125 127 129

• • •. • .» • •

7. Műveleti erősítők 7.1. A műveleti erősítők tulajdonságai 7.2. Negatív visszacsatolás 7.3. Fázist nem fordító erősítő 7.4. Fázisfordító műveleti erősítő 7.5. A műveleti erősítők belső felépítése 7.6. Integrált általános célú műveleti erősítők 7.7. Műveleti erősítők frekvenciakompenzálása 7.7.1. Alapok 7.7.2. Univerzális frekvenciakompenzálás 7.7.3. Illesztett frekvenciakompenzálás 7.7.4. Jelváltozási sebesség 7.7.5. Műveleti erősítők a gyakorlatban 7.8. Műveleti erősítők néhány jellemzőjének mérése 7.9. Műveleti erősítők típusválasztéka 8. Billenő áramkörök 8.1. A tranzisztor mint kapcsoló 8.2. Telített logikájú billenőkörök 8.2.1. Bistabil billenőkör (flip-flop)

• • • • 133 134 139 142 145 147 149 152 152 154 158 158 161 164 165 •

169 169 173 174

8.2.2. Monostabil billenőkörök 8.2.3. Astabil multivibrátor 8.3. Billenőkapcsolások emittercsatolt tranzisztorokkal 8.3.1. Emittercsatolt Schmitt-trigger 8.3.2. Emittercsatolt multivibrátor 8.4. Kapukból felépített multivibrátorok 8.4.1. Bistabil billenőkör 8.4.2. Monostabil multivibrátor 8.4.3. Multivibrátor 8.5. Komparátoros kapcsolások 8.5.1. Komparátorok 8.5.2. Schmitt-trigger 8.5.3. Multivibrátorok 8.5.4. Monostabil multivibrátorok 9. Logikai alapkapcsolások 9.1. Logikai alapfüggvények 9.2. Logikai függvények előállítása 9.2.1. Karnaugh-diagram 9.3. Származtatott alapfüggvények 9.4. Logikai alapáramkörök kapcsolástechnikai megvalósítása 9.4.1. Ellenállás-tranzisztor logika (RTL) 9.4.2. Dióda-tranzisztor logika (DTL) 9.4.3 Lassú, zavarbiztos logika (LSL) 9.4.4. Tranzisztor-tranzisztor logika (TTL) 9.4.5. Emittercsatolt logika (ECL) 9.4.6. Komplementer MOS-logika (CMOS) 9.4.7. NMOS-logika 9.4.8. Áttekintés 9.5. Áramkörök összekötő vezetékei 9.6. Kombinációs logikai hálózatok 9.6.1. n-bö\ 1 dekódoló 9.6.2. Demultiplexerek 9.6.3. Multiplexerek 9.6.4. Prioritásdekódoló 9.7. Függvény-jelölésrendszer 10. Szekvenciális hálózatok 10.1. Integrált tárolók 10.1.1. Átlátszó tárolók 10.1.2. Közbenső tárolású tárolók 10.2. Bináris számlálók 10.2.1. Aszinkron bináris számlálók 10.2.2. Szinkron bináris számláló 10.2.3. Előre - hátra-számlálók (reverzíbiUs számlálók) 10.3. BCD számlálók 8421 kódban 10.3.1. Aszinkron BCD számláló 10.3.2. Szinkron BCD számláló 10.4. Programozható frekvenciaosztó 10.5. Léptetőregiszterek 10.5.1. A léptetőregiszter alapkapcsolása 10.5.2. Párhuzamos beírású léptetőregiszter 10.6. Aszinkron jelek feldolgozása 10.6.1. Mechanikus érintkezők pergésének megszüntetése 10.6.2. Elvezérelt RS tároló

176 177 179 179 179 181 181 182 183 184 184 186 190 192 195 195 198 200 202 204 206 207 207 207 212 215 219 220 222 224 225 226 227 228 229 232 232 232 235 240 241 241 244 248 248 249 250 251 252 252 253 254 254

10.6.3. Impulzusok szinkronizálása 10.6.4. Szinkron monostabil multivibrátor 10.6.5. Szinkron változásérzékelő 10.6.6. Szinkronizált órajelkapcsoló 10.7. Szekvenciális hálózatok rendszerezett tervezése 10.7.1. Állapotdiagram 10.7.2. Átkapcsolható számláló tervezési példája 10.7.3. A szükséges tárkapacitás lecsökkentése 11. Félvezető tárak 11.1. Permanens tárak (ROM-ok) 11.1.1. Maszkprogramozott permanens tár (ROM) 11.1.2. Programozható permanens tár (PROM) 11.1.3. EPROM (Erasable PROM) 11.1.4. EEPROM 11.1.5. PLA és PAL áramkörök 11.2. Véletlen hozzáférésű tárak (RAM) 11.2.1. Sztatikus RAM 11.2.2. Dinamikus RAM-ok 11.3. Duál-port tárak 11.4. RAM mint léptetőregiszter 11.5. Fifo tárak (First In First Out Memories) 11.5.1. Letapogatásos elven működő fifo áramkör 11.5.2. Duál-port táras fifo áramkör 11.5.3. Fifo áramkör egyszerű RAM-mal 11.6. HibafeHsmerés és hibajavítás 11.6.1. Paritásbit 11.6.2. Hamming-kód 11. RÉSZ.

255 256 257 258 258 258 261 263 267 268 268 268 270 271 271 275 275 279 283 285 286 287 288 289 290 290 291

Alkalmazások

12. Lineáris és nemlineáris analóg műveleti áramkörök 12.1. Összeadó áramkörök 12.2. Kivonó áramkörök 12.2.1. Visszavezetés összeadásra 12.2.2. Egy műveleti erősítős kivonó áramkör 12.3. Bipoláris szorzótényező megvalósítása 12.4. Integrátorok 12.4.1. Fázisfordító integrátor 12.4.2. Kezdeti feltételek 12.4.3. Összegező integrátor 12.4.4. Fázist nem fordító integrátor 12.5. Differenciáló áramkörök 12.5.1. Elvi kapcsolás 12.5.2. Gyakorlati kivitel 12.5.3. Nagy bemeneti ellenállású differenciáló kapcsolás 12.6. Differenciálegyenletek megoldása 12.7. Függvénygenerátorok 12.7.1. Logaritmáló 12.7.2. Exponenciáhs függvénygenerátor 12.7.3. Hatványfüggvény-generátor 12.7.4. Szinusz- és koszinuszfüggvény-generátor 12.7.5. Változtatható függvénygenerátor

297 297 298 298 299 302 302 303 306 307 308 308 308 309 311 311 313 314 317 319 320 326

12.8. Analóg szorzók 12.8.1. Szorzás logaritmikus függvénygenerátorral 12.8.2. Analóg szorzókapcsolások 12.8.3. Szorzó vezérelt feszültségosztókkal 12.8.4. A szorzó kapcsolások beállítása 12.8.5. Az egy- és kétsíknegyedes szorzók bővítése négysíknegyedes szorzóvá 12.8.6. Osztó és gyökvonó áramkörök szorzóval 12.9. Koordinátatranszformációk 12.9.1. Polár koordináták transzformálása descartes-i koordiná­ ta-rendszerbe 12.9.2. Descartes-i koordináták transzformálása polár koordi­ náta-rendszerbe

329 329 330 335 337

341

13. Vezérelt generátorok és impedanciakonverterek 13.1. Feszültségvezérelt feszültséggenerátor 13.2. Áramvezérelt feszültséggenerátor 13.3. Feszültségvezérelt áramgenerátor 13.3.1. Áramgenerátor földfüggetlen terheléshez 13.3.2. Áramgenerátor egyik végpontján földelt terheléshez . . . 13.3.3. Precíziós tranzisztoros áramgenerátor 13.3.4. Földfüggetlen terhelésű áramgenerátor 13.4. Áramvezérelt áramgenerátor 13.5. Negatív impedancia konverter (NIC) 13.6. A girátor 13.7. A cirkulátor

343 343 344 345 346 348 350 356 357 358 360 365

14. Aktív szűrők 14.1. Aluláteresztő szűrők elméleti alapjai 14.1.1. Butterworth típusú aluláteresztő szűrők 14.1.2. Csebisev típusú aluláteresztő szűrők 14.1.3. Bessel típusú aluláteresztő szűrők 14.1.4. Az elmélet összefoglalása 14.2. Aluláteresztő - felüláteresztő transzformáció 14.3. Elsőfokú alul- és felüláteresztő szűrők megvalósítása 14.4. Másodfokú alul- és felüláteresztő szűrők megvalósítása 14.4.1. LRC szűrő 14.4.2. Többszörös negatív visszacsatolású szűrő 14.4.3. Egyszeres pozitív visszacsatolású szűrő 14.4.4. Frekvenciafüggetlen negatív visszacsatolású aluláteresz­ tő szűrő 14.5. Nagyobb fokszámú alul- és felüláteresztő szűrő 14.6. Aluláteresztő - sáváteresztő transzformáció 14.6.1. Másodfokú sáváteresztő 14.6.2. Negyedfokú sáváteresztő 14.7. Másodfokú sáváteresztő szűrők megvalósítása 14.7.1. LRC szűrők 14.7.2. Többszörös negatív visszacsatolású sáváteresztő szűrő 14.7.3. Egyszeres pozitív visszacsatolású sáváteresztő szűrő 14.7.4. Sávszűrő ellenállásos visszacsatolással 14.8. Aluláteresztő — sávzáró transzformáció 14.9. Másodfokú sávzáró szűrők megvalósítása 14.9.1. LRC sávzáró szűrő 14.9.2. Aktív, kettős T sávzáró szűrő 14.9.3. Aktív, Wien-Robinson sávzáró szűrő

368 368 373 375 378 382 390 391 394 394 395 396

338 339 340 340

399 400 403 404 405 408 409 409 411 412 414 415 415 416 417

14.10. Mindentáteresztő kapcsolások 418 14.10.1. Alapok 418 14.10.2. Elsőfokú mindentáteresztő kapcsolások realizálása 421 14.10.3. Másodfokú mindentáteresztő kapcsolások realizálása 422 14.11. Hangolható univerzális szűrő 423 15. OszciUátorok 15.1. LC oszcillátorok 15.1.1. Általános berezgési feltétel 15.1.2. Transzformátoros csatolású áramkör 15.1.3. Hartley-oszcillátor (induktív hárompontkapcsolás) . . . 15.1.4. Colpitts-oszcillátor (kapacitív hárompontkapcsolás) .. 15.1.5. Emittercsatolt LC oszcillátor 15.1.6. Ellenütemű oszcillátorok 15.2. Kvarcoszcillátorok . 15.2.1. A rezgőkvarc elektromos tulajdonságai 15.2.2. Alapharmonikus oszcillátorok 15.2.3. Felharmonikus oszcillátorok 15.3. Wien-hidas oszcillátor ... 15.4. Harmonikus rezgés differenciálegyenletének megvalósítása 15.5. Függvénygenerátorok 15.5.1. Elvi elrendezés 15.5.2. Gyakorlati kivitel 15.5.3. Feszültségvezérelt függvénygener átorok 15.5.4. Kvadratúra (szinusz és koszinusz fázisú) jelek egyidejű előállítása

429 429 429 432 433 434 434 435 436 437 438 440 442 446 449 449 450 452

16. Szélessávú erősítők 16.1. Az áramerősítési tényező frekvenciafüggése 16.2. Tranzisztor- és szórt kapacitások 16.3. Kaszkód kapcsolás 16.4. Differenciálerősítő alkalmazása szélessávú fokozatként . . . . . . . 16.5. Szimmetrikus szélessávú erősítők 16.5.1. Kaszkód kapcsolású differenciálerősítő 16.5.2. Fázisfordító erősítős differenciálerősítő 16.5.3. Komplementer kaszkód kapcsolású differenciálerősítő 16.5.4. Ellenütemű differenciálerősítő 16.6. Szélessávú feszültségkövető 16.6.1. Ellenütemű feszültségkövető 16.7. Szélessávú műveleti erősítők

456 456 458 460 461 462 462 464 465 466 467 468 469

17. Teljesítményerősítők 17.1. Emitterkövető 17.2. Komplementer emitterkövető 17.2.1. B osztályú komplementer emitterkövető 17.2.2. AB osztályú komplementer emitterkövető 17.2.3. A munkaponti előfeszültség beállítása 17.3. Komplementer Darlington-kapcsolások 17.4. Komplementer source-követő 17.5. Elektronikus áramhatárolás . 17.6. Négy síknegyedes működés 17.7. Teljesítmény-végfokozat méretezési példa 17.8. Meghajtófokozatok feszültségerősítéssel 17.9. Integrált műveleti erősítők kimenő áramának növelése

472 472 474 474 477 479 480 482 483 486 487 489 492

454

18. Tápegységek 18.1. A hálózati transzformátorok tulajdonságai 18.2. Hálózati egyenirányítók 18.2.1. Egyutas egyenirányítók 18.2.2. Graetz-kapcsolás 18.2.3. Középleágazásos kapcsolás 18.3. Lineáris feszültségszabályozók (áteresztő stabilizátorok) 18.3.1. A legegyszerűbb kivitel 18.3.2. Fix kimeneti feszültségű stabilizátorok 18.3.3. Változtatható kimeneti feszültségű stabilizátorok 18.3.4. Kis feszültségkülönbségű feszültségstabilizátorok . 18.3.5. Negatív stabihzátorok 18.3.6. Földfüggetlen feszültségforrás feszültségének szimmet­ rikus megosztása 18.3.7. Négyhuzalos feszültségstabilizátor 18.3.8. Laboratóriumi tápegységek 18.3.9. Integrált feszültségstabilizátorok áttekintése 18.4. Referenciafeszültség előálHtása 18.4.1. Z-diódás megoldások 18.4.2. Tranzisztoros referenciafeszültség-források 18.4.3. Áttekintés 18.5. Kapcsoló üzemű tápegységek 18.6. Szekunder oldaü kapcsoló üzemű tápegységek 18.6.1. Feszültségcsökkentő átalakító 18.6.2. A kapcsolójel előállítása 18.6.3. Feszültségnövelő kapcsolás 18.6.4. Polaritásváltó kapcsolás 18.6.5. Tárolóinduktivitás nélküli polaritásváltó kapcsolás . . . 18.6.6. Típusválaszték 18.7. Primer oldali kapcsoló üzemű tápegységek 18.7.1. Együtemű átalakítók 18.7.2. Ellenütemű átalakítók 18.7.3. Nagyfrekvenciás transzformátorok 18.7.4. Teljesítménykapcsolók 18.7.5. Kapcsolójel előállítása 18.7.6. Veszteségszámítás 18.7.7. Integrált vezérlőkapcsolások

494 494 496 496 497 501 502 503 503 505 506 509

19. Digitális számítógépek áramkörei 19.1. Számábrázolás 19.1.1. Bináris kódú pozitív egész számok 19.1.2. BCD kódú pozitív egész számok 19.1.3. Tetszőleges előjelű bináris egész (integer) számok 19.1.4. Fixpontos bináris számok 19.1.5. Lebegőpontos bináris számok 19.2. Kódátalakítók (kódkonvekterek) 19.2.1. Bináris egész számok átalakítása BCD számokká 19.2.2. BCD kód átalakítása bináris kóddá 19.3. Aszinkron léptetőregiszter 19.4. Komparátorok 19.5. Összeadó áramkörök 19.5.1. Félösszeadók 19.5.2. Teljes összeadok 19.5.3. Párhuzamos átvitel 19.5.4. BCD számok összeadása

542 542 542 543 544 546 547 548 548 552 554 555 558 558 558 560 562

510 511 511 513 514 514 516 519 519 521 522 524 526 527 528 528 529 529 531 532 534 537 539 540

19.5.5. Kivonás 19.5.6. Kettes komplemens túlcsordulás 19.5.7. Lebegőpontos számok összeadása és kivonása 19.6. Szorzóáramkörök • 19.6.1. Fixpontos számok szorzása 19.6.2. Lebegőpontos számok szorzása 19.7. Digitális függvénygenerátorok 19.7.1. Szinuszfüggvény

563 563 564 565 565 568 569 569

20. Mikroszámítógépek 20.1. Mikroszámítógépek elrendezési vázlata 20.2. A mikroprocesszorok működése 20.2.1. Belső felépítés 20.2.2. Az utasítások felépítése 20.2.3. Az utasítások végrehajtása 20.3. Utasításkészlet 20.3.1. Adatmozgató utasítások 20.3.2. Aritmetikai és logikai műveletek 20.3.3. Ugró utasítások 20.4. Fejlesztő módszerek 20.4.1. Programozás hexa kódban 20.4.2. Programozás assemblerben 20.4.3. Emuláció 20.4.4. Egyszerű fejlesztőrendszerek háttértár nélkül 20.5. Mikroprocesszor-típusok áttekintése 20.6. Minimálrendszerek 20.6.1. Egy egyszerű mikroszámítógép felépítése 20.6.2. Egychipes mikroszámítógép

572 572 574 574 575 579 580 580 580 584 593 594 595 596 597 597 602 602 604

21. Mikroszámítógépek moduláris felépítése 21.1. Mikroprocesszor-kártya 21.1.1. Reset logika 21.1.2. Beálhtható restart címek 21.2. Tárkártya 21.2.1. Kvázi állandó tárak 21.2.2. EPROM kártya 21.2.3. Kibővítés 64 kbyte-ra 21.3. EPROM-ok égetése 21.4. Párhuzamos interfész 21.4.1. Egyirányú adatátvitel 21.4.2. Kétirányú párhuzamos interfész 21.5. Soros interfész 21.5.1. Soros átvitel 21.5.2. Az ACIA 21.5.3. Az ACIA kártya 21.5.4. Az ACIA programozása 21.5.5. Az ASCII kód 21.5.6. RS232C-, V.24 interfész 21.5.7. Áraminterfész 21.5.8. Az RS 449-es szabvány 21.6. lEC busz interfész 21.7. Programozható számlánc 21.8. Megszakításvezérlő 21.9. Közvetlen tárhozzáférés (DMA)

609 609 611 613 614 616 617 617 618 620 620 621 624 624 625 627 627 629 630 632 633 634 639 640 642

21.10. Aritmetikai processzor 21.11. Adatkiírás kijelzőre 21.12. Képernyős kijelzés 21.12.1. Tv-szabvány 21.12.2. Alfanumerikus kijelzés képernyőre 21.12.3. Grafikus videokijelzés 21.13. Analóg bemenetek és kimenetek 21.13.1. Analóg jelbemenetek 21.13.2. Analóg kimenetek 21.14. Különleges perifériák

645 649 652 652 654 658 659 659 661 662

.

22. DigitáHs szűrők 22.1. Mintavételi tétel 22.1.1. Elvi áttekintés 22.1.2. Gyakorlati szempontok 22.2. Digitális transzfer függvények 22.2.1. Leírás az időtartományban . . . . 22.2.2. Leírás a frekvenciatartományban 22.3. Bilineáris transzformáció 22.4. Digitális szűrők megvalósítása 22.4.1. Elsőfokú digitális szűrő felépítése 22.4.2. Másodfokú digitális szűrő felépítése 22.4.3. Gyakorlati szempontok 23. Analóg kapcsolók és mintavevő — tartó áramkörök 23.1. Kapcsolóelrendezések 23.2. Elektronikus kapcsolók 23.2.1. Fetes kapcsolók 23.2.2. Dióda mint kapcsoló 23.2.3. Bipoláris tranzisztorok kapcsoló üzemmódja 23.2.4. Differenciálerősítő kapcsoló üzemű alkalmazása 23.3. Aktív analóg kapcsolók 23.3.1. Nagyfeszültségű analóg kapcsolók 23.3.2. Átkapcsolható erősítésű erősítő 23.4. Mintavevő-tartó áramkörök 23.4.1. Alapok 23.4.2. Gyakorlati megoldások

665 665 665 668 669 669 670 672 675 676 677 679 686 686 687 688 690 692 . . 695 697 697 698 699 699 701

24. D/A és A/D átalakítók 24.1. D/A átalakítók alapelvei 24.2. CMOS technológiájú D/A átalakítók 24.2.1. Súlyozott áramok összegezése 24.2.2. D/A átalakító morzekapcsolóval 24.2.3. Ellenálláslétra 24.2.4. Inverz létrakapcsolás 24.2.5. Létrahálózat dekádok csatolásához 24.3. Bipoláris technológiájú D/A átalakítók 24.4. D/A átalakítók különleges célokra 24.4.1. Előjeles számok feldolgozása 24.4.2. Szorzó típusú D/A átalakítók 24.4.3. Osztó típusú D/A átalakítók 24.4.4. Függvénygenerátorként alkalmazott D/A átalakító . . . 24.5. D/A átalakítók pontossága 24.5.1. Statikus jellemzők

704 704 705 705 706 707 708 710 710 712 712 714 715 715 718 718

24.5.2. Dinamikus jellemzők 24.6. Az A/D átalakítás alapelvei 24.7. Az A/D átalakítók pontossága 24.7.1. Statikus hibák 24.7.2, Dinamikus hibák 24.8. Az A/D átalakítók megvalósítása 24.8.1. Közvetlen módszer 24.8.2. Kaszkád elrendezés 24.8.3. Szukcesszív approximáció 24.8.4. Számlálót alkalmazó megoldások 25. Mérőáramkörök 25.1. Feszültségmérés 25.1.1. Impedanciaváltó 25.1.2. Feszültségkülönbségek mérése 25.1.3. Elválasztó erősítő (isolation amplifier) 25.2. Árammérés 25.2.1. Kis feszültségesésű, földfüggetlen árammérő-kapcsolás 25.2.2. Árammérés nagy potenciálon 25.3. Egyenirányítók 25.3.1. Abszolút átlagérték mérése 25.3.2. Effektív érték mérése 25.3.3. Csúcsértékmérő egyenirányító 25.3.4. Szinkron egyenirányító

719 721 722 722 724 725 725 728 730 734 740 740 740 741 743 745 745 746 747 747 750 755 758

26. Elektronikus szabályozókörök 762 26.1. Alapok 762 26.2. Szabályozó típusok 763 26.2.1. P szabályozó 763 26.2.2. Pl szabályozó 765 26.2.3. PID szabályozó 768 26.2.4. Beállítható PID szabályozó 770 26.3. NemHneáris szakasz szabályozása 772 26.3.1. Statikus nemlinearitás 772 26.3.2. Dinamikus nemlinearitás 773 26.4. Fáziszárt hurok (PLL) 775 26.4.1. Mintavevő - tartó áramkör mint fázisdetektor 777 26.4.2. Szinkron egyenirányító mint fázisdetektor 780 26.4.3. Frekvencia- és fázisdetektor 782 26.4.4. Tetszőlegesen bővíthető fáziskarakterisztikájú fázisde­ tektor 784 26.4.5. PLL-ek frekvenciaszintézer alkalmazása 786 Irodalomjegyzék Tárgymutató

787 794

Előszó

Az elektronika a tudomány és a technika újabb és újabb területeit hódítja meg. Ismerete nemcsak a híradástechnikában és az adatfeldolgozásban nélkülözhetet­ len, hanem mindenütt, ahol mérni, vezérelni és szabályozni kell: például a berende­ zéseket csak akkor használhatjuk rendeltetésszerűen, ha működésükkel tisztában vagyunk. Ez a mű segíti a szakembereket a kész áramkörök működésének megérté­ sében, de ezen túlmenően ahhoz is útmutatást nyújt, hogy olvasói önállóan tervez­ hessenek félvezetőkből felépülő áramköröket. A könyv két fő részből áll. Az első rész a főiskolák és szakközépiskolák hallgatóit bevezeti a félvezetős áramkörtechnika alapjaiba, és tartalmazza az elekt­ ronika előadásainak két féléves anyagát. Az alkatrészek jellemző tulajdonságainak ismertetésével végződik, de mellőzi a félvezetőkben lejátszódó fizikai folyamatok ismertetését. Mi a számításokban elhanyagoltuk a másodlagos hatásokat, így az összefüg­ gésekjóval egyszerűbbek lettek anélkül, hogy a számszerű eredmények lényegesen megváltoztak volna. Ily módon a bonyolult áramkörök is viszonylag egyszerűen számíthatók. A mű második része inkább alkalmazásorientált. Ezek a fejezetek a gyakorlat­ ban tevékenykedő szakemberek és a főiskolai hallgatók számára részletes és beható betekintést nyújthatnak a sokrétű kapcsolástechnikába. A második részben alap­ vető az integrált áramkörök fejezet. A digitális áramkörök tervezését meg kell ismerni ahhoz, hogy a nagyintegráltságú alkatrészeket alkalmazhassuk. Ebből új optimaHzálási stratégia következik. Többé nem elég csak a logikai függvények számát minimalizálni, hanem meg kell találni a legcélszerűbb áramköri megoldást is. H a a szükséges műveleti sebesség nem nagyon nagy, akkor a legegyszerűbb és a legjobban kezelhető áramkört, a mikroprocesszort használjuk. Ilyenkor az áram­ körfejlesztés egyre jobban áthelyeződik a programozás területére. Az ilyen meg­ oldások nagy előnye, hogy ugyanaz az áramköri elrendezés több feladathoz is nagyon egyszerűen illeszthető. A hagyományos digitális technikából a mikropro­ cesszor-technikába való áttérés megkönnyítésére két fejezetben is hasonló részle­ tességgel tárgyaltuk a hardver és a szoftver megoldást.

A második rész fejezetei egymástól függetlenül, önállóan is megérthetők. így az olvasó az egyes részterületeket gyorsabban elsajátíthatja. A különböző áramkö­ ri megoldások gyakorlati kivitelezését jellemző megoldási példákon ismertetjük, amelyek működéséről laboratóriumi kísérleteink során meggyőződtünk. Nagyon örültünk, hogy a harmadik kiadás gyorsan elfogyott. Ez és az elektro­ nika gyors fejlődése arra ösztönöz, hogy egy új és átdolgozott kötetet készítsünk elő. Miután a digitáHs technika áramköri jelölésrendszerét nemzetközi egységesíté­ si egyezmény szabályozza, mi is átvettük ezt a jelölésrendszert. Az áttérés sokkal többet jelent, mint áttérést a kerek szimbólumokról a szögletesre. A függvényje­ lölés-rendszer bevezetésével teljesen új rendszerezettség alakult ki, amellyel az öszszetett alkatrészek is egyértelműen leírhatók. Ebben a részben kitüntetett figyelmet fordítottunk arra is, hogy az idősebb generáció is eligazodhasson az új adat­ lapokon. Az állandóan növekvő jelentőségű félvezetős táraknak külön fejezetet szentel­ tünk. Ezen belül foglalkoztunk különleges felhasználási esetekkel, mint például a fifo és a kétkapus tárak. A kis kapcsolási idejű teljesítménytranzisztorokkal, különösen a teljesítménymosfetekkel felépülő kapcsolóüzemű tápegységek minősége annyira megjavult, hogy a lineáris tápegységeket kiszorította. Emiatt a kapcsolóüzemű tápegységekkel sokkal részletesebben foglalkozunk, mint eddig. Igazodva a technika legújabb eredményeihez, minden fejezetet kibővítettük a legújabb áramköri típusokkal. A gyors tájékozódás megkönnyítésére az említett integrált áramkörök legfontosabb adatainak táblázatát is közöljük. Köszönetet mondunk az olvasók számos észrevételéért. Úgy gondoljuk, hogy ezek a visszajelzések az alapjai könyvünk állandó megújulásának. Erlangen és München, 1985. február

U. Tietze és Ch. Schenk

Szerkesztői megjegyzés: A magyar kiadáshoz felhasználtuk az eredeti mű ábráit, ezért a tekercsek rajz­ jele nem felel meg a Magyar Szabványnak.

I. RESZ

Alapfogalmak

1. A jelölések magyarázata

Feszültség, Az x és y pont közötti feszültséget C/^^rnal jelöljük. U^y feszültség pozitív előjelű, ha az x pont pozitív az y ponthoz viszonyítva. Az U^y feszültség negatív előjelű, ha az x pont negatív az y ponthoz képest. U^y = - Uy^ miatt tehát Í/BE=-5V,

vagy a -Í/BE =

5 V,

vagy az egyenletek az jelentik, hogy az E és B pont között 5 V feszültségkülönbség van, és az E pont pozitív feszültségű a B ponthoz viszonyítva. Az áramkörben többnyire elhagyjuk a kettős indexeket és az U^y-t U feszültségnyíllal helyettesítjük, amelyik az X áramköri pontból az j - b a mutat. Potenciál. A cp potenciál egy adott pont feszültsége valamely közös vonatkoz­ tatási ponthoz képest: Áramkörökben a vonatkoztatási pontot föld jelöléssel ábrázoljuk. Az jelölést gyakran cp^ értelemben alkalmazzuk. Ilyenkor egy adott pont feszültségének, pl. az anódfeszültségnek a megadása nem egyértelmű. Az x és y pont közötti feszült-

Aram. Az áramot / áramnyíllal jelöljük a vezető mellett. Megegyezés szerint / pozitív, ha az áram a nyíl irányába folyik, tehát / pozitív, ha az áramnyíl a fogyasztón a nagyobb potenciálú ponttól a kisebb potenciálú pont felé mutat. Az áramkörben mind az áram-, mind a feszültségnyilakat tetszőlegesen bejelölhetjük, ha 17 és / számértékét megfelelő előjellel látjuk el. Ha az áram- és feszültségnyíl iránya a fogyasztón azonos, akkor az Ohm-törvény a definíció szerint R = U/I, ha a nyilak ellentétes irányúak, akkor i? = - U/L Ezt szemlélteti az 1.1. ábra. Ellenállás. Ha az ellenállás feszültség- vagy áramfüggő, akkor vagy az i? = U/I statikus ellenállást, vagy az r = dU/dl ^ JU/JIdiíTerenciális ellenállást, adhatjuk

R

R

U

U

U ' = 1

R = ~1.1. ábra. Az Ohm-törvény

meg. A definíciók azonos irányú áram- és feszültségnyilak esetében érvényesek. Ha a két nyíl ellentétes irányú - mint az az 1.1. ábrán is látható - , akkor negatív előjelet kell használni. Feszültség- és áramgenerátor. A valós feszültséggenerátort az (1.1) egyenlettel írhatjuk le, ahol U^i a kapocsfeszültség és = —dU^Jdl^^ (1.2. ábra) a generátor belsőellenállása. Az 1.2. ábra a feszültséggenerátor helyettesítő képét szemlélteti. Az ideális feszültséggenerátort az R^= 0; azaz áramfüggetlen kimeneti feszültség jellemzi. Az (1.1) egyenlet átalakításával a valóságos feszültséggenerátor másik helyette­ sítő képét kapjuk: ki Ru

(1.2) Ru

ahol /g = UJR^ a rövidzárási áram. A kapcsolást az 1.3. ábra szemlélteti. Látható, hogy a kimenő áram annál kevésbé függ a kimeneti feszültségtől, minél nagyobb az R^. Az i?b = 0 0 határérték az ideális áramgenerátor jellemzője. A valós feszültséggenerátort ábrázolhatjuk mind az 1.2. ábrán feltüntetett ideális feszültséggenerátorral, mind az 1.3. ábrán látható ideális áramgenerátorral. Aszerint célszerű az egyik, vagy a másik, hogy a generátor R^ belsőellenállása az i?t terhelő-ellenálláshoz viszonyítva kicsi, vagy nagy. Csomóponti törvény. Sok áramkör számításakor célszerű a csomóponti tör­ vény alkalmazása. A törvény szerint a csomópontba befolyó áramok összege nulla. A csomópont felé mutató nyilakkal jelzett áramértékeket pozitív előjellel, a csomó­ pontból kifelé mutató nyilakkal jelzett áramértékeket pedig negatív előjellel veszszük számításba. A csomóponti törvény alkalmazását az 1.4. ábrán szemléltetjük. 4,

0

R,

T •

i 1.2. ábra. Valóságos feszültséggenerátor helyettesítő képe

i 1.3. ábra. Valóságos áramgenerátor helyettesítő képe

Számítsuk ki az a K pontra:

feszültséget! Kiszámításához írjuk fel a csomóponti törvényt

= / i + / 2 - / 3 = 0.

X/i

Az Ohm-törvény szerint: t/l-t/3

t/2-t/3 /2

=

1.4. ábra. Példa a csomóponti törvényre

Behelyettesítés után: t/l-1/3

—

t/2-173

- + —

- - - ^ = 0.

Rendezés után az eredmény: t/3

=

R1R2 +Ri +R3 +R2R3

Hurok törvény. További segítség az áramkörök számításához a huroktörvény. A zárt áramkörben a feszültségek összege 0. Azokat a feszültségeket, amelyek feszültségnyila a kiválasztott körüljárási iránnyal megegyezik, pozitív előjellel, az ezzel ellentéteseket negatív előjellel vesszük számításba. Az 1.5. ábrán látható kapcsolásra:

X t/j = u^+u^-u^-u^ = 0. i

Váltakozó áramú körök. Egy kapcsolás Uy.^ = /(U^^) egyenfeszültségű átviteli egyenlete alapján felírhatjuk az időben változó feszültségű átviteli egyenletet is, amíg a feszültségváltozás kvázistacionárius, azaz lassú: Uy,^{t) = f[U^M]Az egyenfeszültséget és a váltakozó feszültséget egységesen nagybetűvel írjuk: U=U(t).

1.5. ábra. Példa a huroktörvényre

Vannak olyan esetek, amikor az átviteli egyenlet csak az egyenösszetevö-mentes tiszta váltakozó feszültségekre érvényes. Ilyenkor az áram, vagy feszült­ ség pillanatértékeit kis i, ill. u betűvel jelöljük. Az egyik fontos aleset, amikor a váltakozó feszültség időben szinuszosan változik: u

= Űún {cot + (pJ.

(1.3)

Az (1.3)-ban szereplő Ü csúcsértéken kívül jellemzőként az U^^^ = í7/]/2 effektív ér­ téket és az C/cs-cs 2Í7 a csúcstól csúcsig mért feszültséget is használjuk. A szögfüggvényekkel meglehetősen nehézkes számolni, exponenciális függ­ vénnyel annál könnyebb. Az = cos a + j sin a (1.4) Euler-összefüggés lehetőséget biztosít arra, hogy a szinuszfüggvényt komplex ex­ ponenciális függvénnyel fejezzük ki: sin a = lm {e'""}.

Ennek alapján az (1.3) egyenletet u=

Ülm {e^-(«^+^«)} = lm {Űe^'^' • e^'"^} = lm { W ^ }

alakban is felírhatjuk. Ennek abszolút értéke |U| -

Ű\én

= Ö'[cos2^^ + s i n 2 > J =

Ü,

vagyis a csúcsértékkel egyezik meg. Hasonló megfontolásokat tehetünk az idő függvényében váltakozó áramokra is. A megfelelő jelölések ezekre: /, l(t),

i, l I.

A váltakozó feszültséget és áramot a kapcsolási rajzon nyilakkal jelöljük. A nyíl iránya természetesen itt már nem polaritást jelöl, hanem csak azt, hogy a számítások során milyen előjellel kell figyelembe venni az egyes jellemzőket. Erre az esetre pontosan ugyanaz a szabály vonatkozik, mint az egyenfeszültségre és -áramra, amit az 1.1. ábra szemléltet. Az impedanciát az egyenáramú körökhöz hasonlóan a következőképpen definiálhatjuk:

Z = - =

- ,

, = -^é^^-^P^ = | Z |

=

IZI

ahol (p az áram és a feszültség közötti fázisszög. Ha a feszültség siet az áram­ hoz képest, akkor pozitív. Ohmos ellenállásra Z = R, kapacitásra Z = = -jXc =

= — és induktivitásra Z = j X l = jcoL. A felsorolt komplex jcoC coC mennyiségekre az egyenáramú körök számításában alkalmazott törvények hasz­ nálhatók. A komplex erősítés definíciója: A

=

U be ahol (p a bemeneti és kimeneti feszültség közötti fáziseltérés. Ha a kimeneti feszült­ ség fázisa siet a bemeneti feszültséghez képest, akkor pozitív, ha késik, akkor negatív. Az erősítés abszolút értékét egyszerűen ^-val jelöljük: |A|

= A.

A logaritmikus feszültségviszony. Az elektrotechnikában az ^4* logaritmikus mennyiséget főként az ^ = U^JU^e feszültségviszony felírásakor alkalmazzuk. Az összefüggés: |A*| = 2 0 1 g — - 201g|A| dB. be

A következő táblázatban néhány gyakran előforduló értéket közlünk.

Lineáris feszültségviszony 1 A|

Logaritmikus feszültségviszony 1 A 1 *, dB

0,5

-6 -3

1

0 3

2 10 100 1000

6 20 40 60

1.6. ábra. Átszámítási táblázat

Logaritmus.

Dimenziós mennyiségek logaritmusát nem definiálhatjuk, ezért

pl. a l g / í r á s m ó d helyett lg —jelölést alkalmazunk. A logaritmusok különbségéHz' nek kifejezése: A\gA

= lg A2 — lg A^, amely

alakba írható át.

Algebrai jelek. Az idő szerinti differenciálást gyakran az alábbi, rövidebb jelöléssel fejezzük ki: du d^u A ^ jel arányosságot, a ^ (majdnem egyenlő), hozzávetőleges egyenlőséget jelent. A X jel a replusz műveletet jelenti, így pl. párhuzamos ellenállások eredőjének rövid jelölésére alkalmazzuk:

A legfontosabb jelölések összefoglalása Feszültség Váltakozó feszültség egyenáramú összetevő nélkül Szinuszos váltakozó feszültség amplitúdója Komplex feszültségamplitúdó Feszültség effektív értéke Egység a számításhoz Temperatúrafeszültség Tápfeszültség Pozitív tápfeszültséget a kapcsolási rajzon ( + ) jellel jelöljük Negatív tápfeszültséget a kapcsolási rajzon ( —) jellel jelöljük Áram Váltakozó áram Szinuszos váltakozó áram amplitúdója Komplex áramamplitúdó Áram effektív értéke Ohmos ellenállás Differenciális ellenállás Komplex ellenállás (impedancia) Idő Időállandó Periódusidő A műveleti erősítő nyílt hurkú erősítésének határfrekvenciája (3 dB-es pontja) Erősítés - sávszélesség szorzat Körfrekvencia Normált körfrekvencia Kisfrekvenciás kisjelű feszültségerősítés Komplex feszültségerősítés Átviteli tényező (erősítés) Visszacsatolási tényező

U u Ű

U f^eff E

Uj = kT/q

I

i 1

I /eff

R r

Z t T

T A / t

co = 2nf Q = co/coo A = dUJdU^ A O'co) = VJV, A{p) P

Erősítés mindenféle visszacsatolás nélkül, nyílthurkú erősítés (open loop gain) Erősítés negatív visszacsatolás esetén (closed loop gain)

Közös módusú erősítés (common mode gain) Közös módusú elnyomás (common mode rejection ratio) Differenciális erősítés Drifterősítés Áramerősítési tényező Kisjelű áramerősítési tényező Meredekség Frekvencia Komplex körfrekvencia Normált komplex körfrekvencia Határfrekvencia (3 dB-es pont), általában Felső határfrekvencia (3 dB-es pont) Alsó határfrekvencia (3 dB-es pont) Sávszélesség Logikai ÉS-függvény (konjunkció) Logikai VAGY-függvény (diszjunkció) Logikai NEM-függvény (negáció) Kizáró VAGY-függvény Időszerinti derivált Időszerinti második derivált a alapú logaritmus 10-es alapú logaritmus e alapú logaritmus 2-es alapú logaritmus Hőmérséklet °C-ban Abszolút hőmérséklet

A

H

Hurokerősítés (loop gain)

KME

= -

A^,A

B P

S f p=jcú co

P=jQ=jÁ ff Á y y

= ^1^2 = ^1^2 y =

y =

X

^1^2 X X

nogx Igx In X \dx 9 T

2. Passzív R C és L R C hálózatok

Az RC hálózatok alapvető jelentőségűek a kapcsolástechnikában. Működé­ sük minden áramkörben azonos, ezért szerepükkel ebben a fejezetben tüzetesen foglalkozunk.

2.1. Az aluláteresztő szűrő Az aluláteresztő szűrő olyan áramkör, amely a kisfrekvenciás jeleket változat­ lanul átengedi, nagyfrekvencián pedig csillapítása és fázisforgatása van. A 2.1. ábra a legegyszerűbb RC aluláteresztő szűrő kapcsolását mutatja.

2.1.1. Számítás a frekvenciatartományban A kapcsolás frekvenciafüggő működésének számításához a komplex feszült­ ségosztás képletét használjuk: 1 A(/-cű) = - 7 ^ = - ^ = — — . Ube ^ +J _ l+J(oRC jcoC

(2.1)

Az A = |A|

e""

szerint a jelátvitel abszolút értékének és fázisforgatásának frekvenciafüggése: R

o 1

1

o 1

2.1. ábra. Egyszerű aluláteresztö szflrö

i A * . dB

-90' 2.2. ábra. Aluláteresztő szűrő Bode-diagramja Felső görbe: az erősítés frekvenciamenete; Alsó görbe: a fázisforgatás frekvenciamenete

iA| =

1 (2.2)

(p = — arc tg co RC. A felső határfrekvencia kiszámításához helyettesítsünk a (2.2) egyenletbe: 1 |Ai = ^ = ]{2

1 ]/l+coiR^a'

ebből (2.3)

Ezen frekvencián a fázistolás a (2.2) egyenlet szerint: (p = - 4 5 ° . A 2.2. ábrán látható, hogy az |A| Űy^JŰ^^ amplitúdó frekvencia karakterisztika két aszimptotával egyszerűen közelíthető: 1 . / « / f kisfrekvencián |A| = 1-^0 dB; 2. / » / f nagyfrekvencián a (2.2) egyenlet szerint |A| ^ í/coRC, tehát az erősí­ tés fordítottan arányos a frekvenciával. Tízszeres frekvencián az erősítés tizedré­ szére csökken, azaz dekádonként 20 dB-lel, oktávonként pedig 6 dB-lel csökken; 3. / = /f-en I A| = l/]/2-^ - 3 dB.

2«1.2. S z á m í t á s az i d ő t a r t o m á n y b a n

Az aluláteresztő szíirő számításához az időtartományban adjunk a bemeneté­ re a 2.3. ábra szerinti feszültségugrást. A kimeneti feszültség kiszámítására írjuk fel a terheletlen kimenetre a csomóponti törvényt: -Ir

R Minthogy

=

0.

= CC/^i a következő differenciálegyenletet kapjuk: RCÚ,,+ U^,=

U,,=

Uq,

ha

/> 0

(a) eset

0,

ha

t>0

(b) eset.

(2.4)

A megoldások a következők: eset: U^^(t) = i7o

1 — exp

(2.5) eset: C/ki(0 = ^ o e x p ( ^ - ^ ^ . Ezeket az időfüggvényeket látjuk a 2.3. ábrán. Az U^- = Uq, ill. U^^ = 0 állandó­ sult állapotot csak aszimptotikusan közelíti meg a kimeneti feszültség. Ezért ar időállandót definiáljuk a beállási idő mérőszámaként. A T időállandó megadja, hogy mennyi ideig tart, amíg az eltérés az állandósult állapottól már csak ^-ed résznyi. A (2.5) egyenletből az időállandó: z = RC

(2.6)

Ennél kisebb eltérésekre a beállási idő ugyancsak a (2.5) egyenletből számítható. A 2.4. ábra összefoglalja a legfontosabb értékeket. Ha a bemenetre T periódusidejíí négyszögjelet adunk, akkor az exponenciáhs

(a)

^

2.3. ábra. Aluláteresztő szűrő válasza az egységugrásra

(b)

Beállási hiba Beállási i d ő

37 %

10 %

1 %

0,1 %

T

2,3 T

4,6 T

6,9 T

2.4. ábra. Aluláteresztő szűrő beállási időértékei

2.5. ábra. Aluláteresztő szűrő viselkedése különböző frekvenciájú négyszög alakú bemenő jelek esetén Felső görbe: / = 10 f,; Középső görbe: /=/f; Alsó görbe: /=/f/10

görbét T/2 idő után a következő ugrás megszakítja. Az amplitúdó attól függ, hogy T/2 a T időállandóhoz képest mekkora. Ezt a tulajdonságot jól szemlélteti a 2.5. ábrán látható oszcilloszkópfelvétel. Integráló aluláteresztő Az előző pontban láthattuk, hogy a kimeneti váltakozó feszültség kicsi a bemeneti feszültséghez képest, ha a jelfrekvencia nagyobb a határfrekvenciánál. Ekkor az aluláteresztő integrálóként működik. Ezt a jellemzőjét a (2.4) differenciál­ egyenletből közvetlenül kiolvashatjuk, mert az |í7kil « \ U^J feltétellel:

1 t/be(0^^+f/lci(0).

Átlagoló aluláteresztő szűrő Aszimmetrikus váltakozó feszültségre a z / » / f feltétel nem igaz. A Fourier-sor ugyanis egy konstanssal kezdődik, aminek értéke egyenlő a számtani középérték­ kel: r/» 1

0

Az egyenletben T a bemeneti feszültség periódusidejét jelöli. Ha a Fourier-sor összes többi tagját összegezzük, akkor olyan U^JJ) feszültséget kapunk, amely az eltolt bemeneti feszültség váltakozó részével megegyezik, számtani középértéke pedig nulla. A bemeneti feszültség tehát

alakban irható fel. Az U'^{f) feszültségre az / » / f feltétel érvényes lehet, tehát a kimeneti feszültség egy részét a magasabb rendű tagok integrálja adja, az egyenfe­ szültségű részt pedig lineárisan viszi át az áramkör. Tehát a kimeneti feszültség: T

t

1

1

RC

U'^dt.

(2.7)

maradék búgófeszültség

beO

Ha az RC időállandó elég nagy, akkor az időfüggő rész eltűnik és a kimeneti feszültség a bemeneti feszültség számtani középértékével egyenlő, beO

(2.8)

2.1.3. Felfutási idő és határfrekvencia Az aluláteresztő szűrők további jellemzője a Tf felfutási idő. A felfutási idő megadja, hogy a kimeneti feszültség amlitudója mennyi idő alatt éri el 10 %-os értékről indulva az állandósult állapot 90 %-át, ha a bemenetre négyszögimpulzus kerül. A kérdéses idő kiszámítható az aluláteresztő szűrőkre kapott (2.5) exponen­ ciális függvények segítségével. 90 9

T^o% = T (In 0 , 9 - I n 0,1) = T l n 9 ^ 2 , 2 t . 1 /f

=

lm

felhasználásával 1

(2.9)

értéket kapunk. Több különböző felfutási idejű szűrőt egymás után kapcsolva az eredő felfutási idő közelítőleg:

• fn

és a határfrekvencia: /f

(2.10)

n számú azonos határfrekvenciájú aluláteresztő szűrőnél:

(2.11)

2.2. A felüláteresztő szűrő A felüláteresztő szűrő olyan áramkör, amely a nagyfrekvenciás jeleket válto­ zatlanul átengedi, a kisfrekvenciás jeleket viszont fázisforgatás mellett csillapítja. A 2.6. ábrán az RC felüláteresztö szűrő legegyszerűbb kapcsolása látható. Az erősítés frekvenciamenetét és fázisforgatását ismét a komplex feszültségosztás kép­ letéből számíthatjuk ki: ... R 1 A m = (2.12) 1 1 be R + 1+ jcoRC jcoC C

R 1

1

2.6. ábra. Egyszerű felüláteresztö szűrő

Ebből: 1 1+

1 co^R^C^

(2.13)

es 1 (p = arc tg

(oRC

A két görbét a 2.7. ábrán láthatjuk. A határfrekvencia az aluláteresztő szűrőkhöz hasonlóan:

A határfrekvencián a fázistolás + 4 5 ° . Az aluláteresztő szűrőhöz hasonlóan az amplitúdó-frekvencia karakterisztika kettős logaritmikus koordináta-rendszerben ábrázolva az aszimptoták segítségével közelíthető: L . / » / A nagyfrekvencián |A| = 1

0 dB;

2 . / « / a kisfrekvencián a (2.13) egyenletből|A| ^ coRC, azaz az erősítés ará­ nyos a frekvenciával; 'i.f^fs, frekvencián |A| = Ijfl ~> - 3 dB, mint az aluláteresztő szűrőnél. A feszültségugrásra adott válasz kiszámításához a terheletlen kimenetre fehrt csomóponti törvényből induljunk ki: d

Uy,,

(2.15)

= 0-nál a differenciálegyenlet: i?CC/y+C/ki = 0

(2.16)

A megoldás: RC

(2.17)

Az időállandó értéke, mint az aluláteresztő szűrőnél : T = RC, Az Í7ki0 = t^kií^ 0) kezdeti feltétel a következő megfontolásból kapható meg: abban a pillanatban, amikor a bemeneti feszültség megváltozik, a kondenzá­ tor töltése változatlan marad, tehát a kondenzátort egy U = Q/C feszültségű feszültséggenerátornak tekinthetjük. Ezután a kimeneti feszültség a bemeneti fe­ szültséghez hasonlóan A U értékkel ugrik. H a a bemeneti feszültség nulláról Uq értékre ugrik, akkor a kimeneti feszültség is nulláról ugyanerre az Uq feszültségre változik, majd exponenciáhsan lecseng nullára a (2.17) egyenlet szerint (2.8a ábra).

2.7. ábra. Felüláteresztő szűrő Bode-diagramja Felső görbe: az erősítő frekvenciamenete; Alsó görbe: a fázisforgatás frekvenciamenete

2.8. ábra. Felüláteresztő szűrő válasza egységugrásra (átmeneti függvény)

Ha a bemeneti feszültség UQ-YÓI nullára ugrik, akkor a kimeneti feszültség nulláról - UQ-YB, változik {2M ábra), majd ismét lecseng. Noha a bemeneti feszült­ ség mindig pozitív, a kimeneti feszültség negatív értéket is felvehet. E tulajdonság miatt ezt az elrendezést a kapcsolástechnikában gyakran alkalmazzuk. RC csatolótag Ha a felüláteresztő szűrő bemenetére T « z periódusidejű négyszögimpulzus­ sorozatot adunk, akkor a kondenzátor egy félperiódus alatt alig veszít a töltéséből; a ki- és bemeneti feszültség csak egy állandó értékkel tér el egymástól. Mivel a kondenzátoron egyenáram nem folyhat, a kimeneti feszültség számtani középér­ téke nulla, tehát a bemeneti feszültség egyenfeszültségű összetevője nem juthat el a kimenetre. Ezen alapul a felüláteresztő szűrők RC csatolótagként való alkal­ mazása. Differenciáló tag Ha a felüláteresztő szűrő bemenetére / « frekvenciájú jelet adunk, akkor lUbel eset adódik. A (2.15) differenciálegyenletből

lUkil «

= RC-

be

dt

Tehát a kisfrekvenciájú bemeneti feszültséget az áramkör differenciálja. A felülát­ eresztő szűrő átviteli tulajdonságairól áttekintést nyerhetünk a 2.9. ábrán látható oszcilloszkópfelvételekről. Több kaszkádba kapcsolt felüláteresztő szűrő eredő határfrekvenciája közelí­ tőleg: (2.18)

/a i=

1

2.9. ábra. Felüláteresztő szűrő viselkedése különböző frekvenciájú bemeneti négyszögjelek esetén Felső görbe: f=lOf,; Középső görbe: f=f^; Alsó görbe: f^fJlO

n számú azonos határfrekvenciájú felüláteresztő szűrő határfrekvenciája közelí­ tőleg : (2.19)

2.3. Kompenzált feszültségosztó Gyakran előfordul, hogy ohmos feszültségosztó kapacitiv terhelést kap. Ek­ kor olyan aluláteresztő szűrővé válik, aminek határfrekvenciája annál nagyobb, minél kisebb a feszültségosztó ellenállása. A határfrekvencia növelésének határt szab az, hogy a feszültségosztó ellenállása nem csökkenthető minden határon túl. A határfrekvencia növelésének másik módja az, hogy az aluláteresztő szűrő működését felüláteresztő szűrővel kompenzáljuk. A 2.10. ábrán ezt a célt szolgálja a Cj, kondenzátor. Értékét úgy válasszuk ki, hogy a kapacitiv feszültségosztó ugyanolyan arányú feszültségosztást végezzen, mirit az ohmos osztó. Ekkor kisés nagyfrekvencián egyenlő osztásarány alakul ki. Tehát

I I

1

2.10. ábra. Kompenzált feszültségosztó

2.4. Sáváteresztő Sáváteresztőt (szokásos elnevezése még a sávszűrő is) kapunk, ha egy felül­ és egy aluláteresztő szűrőt sorbakapcsolunk. Az ilyen áramkör kimeneti feszültsége nagy- és kisfrekvencián 0. Egy egyszerű példát láthatunk a 2.11. ábrán. Feladatunk

R

C4=

1 R

I

1

2.11. ábra. Passzív RC sáváteresztő

a kimeneti feszültség abszolút értékének és a fázisforgatásnak a kiszámítása köze­ pes frekvenciákon. A terheletlen feszültségosztás komplex alakban a következő eredményt adja: 1

- U be ;

-+R +

JcoC

jcoRC - U , be

(JcoRCJcoRC

A számítás leegyszerűsítésére vezessük be az ft)i?C=í3 jelölést, akkor A

(jco) =

JÜ

U,i

-n2 • 1 + 3JQ-Ü

Tehát az átvitel abszolút értéke és a fázisforgatás: 1 l-Q^ A = -rz — (p = arc tg \2 /l Q +9 Q

(2.20)

(2.21)

A kimeneti feszültség Q = 1-nél maximáhs. A rezonanciafrekvencia: 1 2nRC

(2.22) 35

2 . 1 2 . ábra. Passzív RC sáváteresztő Bode-diagramja

Az először csak rövidítésként bevezetett Q mennyiség a normált frekvencia: (D

f

0^0

fo

A fázisforgatás rezonanciafrekvencián nulla, az átvitel abszolút értéke pedig Aq = 1/3. A és (p frekvenciamenetét a 2.12. ábra szemlélteti.

2.5. Wien - Robinson-híd A 2.13. ábrán látható Wien - Robinson-hidat a 2.11. ábra szerinti sávszűrő i?i és i?2 ellenállásokkal való kibővítésével nyerjük. Az ohmos ellenállásosztó frek­ venciafüggetlen, kimeneti feszültsége a földhöz képest: U^J3. Ezért a híd kimeneti

2/?i

f

=c \ I

.

]

2.13. ábra. Wien - Robinson-híd

2.14. ábra. A Wien - Robinson-híd Bode-diagramja

feszültsége rezonanciafrekvencián 0, szemben a sávszűrővel, amelynek erősítése re­ zonanciafrekvencián maximális. E tulajdonságát felhasználva a hídkapcsolás meg­ határozott frekvenciatartomány elnyomására alkalmas. A kimeneti feszültség ki­ számítására induljunk ki a (2.20) egyenletből: _ 1

_

jQ

Ebből 1 A(j«) = 3 l+

1-^2

3jü-Q^'

Az erősítés és fázisforgatás: |A| =

(p = arc tg

3ü

ha Q ^ l. Az átvitel abszolút értékét és a fázisforgatást a 2.14. ábra szemlélteti.

(2.23)

2.6. Kettős T szűrő A 2.15. ábrán levő kettős T tag frekvenciamenete nagyon hasonlít a W i e n Robinson-hídéhoz, tehát éppen úgy alkalmazható sávelnyomásra, mint az előbbi áramkör. A két kapcsolás közötti különbség részben a kimenetek földelésében van: a Wien - Robinson-híddal ellentétben a kettős T szűrő aszimmetrikus kimenetű. Nagy- és kisfrekvencián a ki- és bemeneti feszültség egyenlő. A frekvenciasáv felső tartományában a C kondenzátorok, az alsó sávban pedig az R ellenállások bizto­ sítják az átvitelt. / ? © ' / ?

2.15. ábra. Kettős T szűrőtag

A frekvenciamenet számításakor a csomóponti törvényt alkalmazhatjuk. Ter­ heletlen kimenetet feltételezve a 2.15. ábra 0, ( 2 ) és @ pontjára a következő egyenleteket kapjuk: Az (7) pontra: R

-+

R

V{ljtúC

= 0.

2.16. ábra. Kettős T szűrő Bode-diagramja

A (2) pontra:

Végül a (T) pontra: ( U 2 - U , i ) 7 c o C + ^ í i - ^ = 0. Ui és U2 kiejtése, valamint az Í3 = coRC normálás elvégzése után az _

l-Ü'

^ "

l+4jQ-Q^

(2.24)

eredményt kapjuk. Az erősítés abszolút értéke: A =

)/(l-í32)2 + i 6 í 3 2 '

a fázisforgatás pedig: 4Q (p = arc tg Az abszolút értéket és a fázisforgatást a 2.16. ábra mutatja.

2.7. A rezgőkör Ebben a szakaszban a veszteséges párhuzamos rezgőkör legfontosabb össze­ függéseit ismertetjük. A rezgőkör egyszerű helyettesítő képe a 2.17. ábrán látható. Az összefüggések levezetéséről lemondunk, mert ezzel az irodalom nagyon részlete­ sen foglalkozik. A rezgőkör impedanciája R^»R^ feltétel mellett: jcúL + i?s Z

=

L \+jco

(2.25) -co^LC

Ebből a következő összefüggések adódnak: Az ideális (veszteségmentes)

rezgőkör

rezonanciafrekvenciája: 1

Veszteséges rezgőkör

rezonanciafrekvenciája: COo = COo

AQ2 '

2.17. ábra. Veszteséges párhuzamos rezgőkör

Veszteségi tényező (többnyire százalékban adjuk meg) : D = L Jósági

i?s

tényező: 1

Sávszélesség:

Rezonancia-ellenállás:

C

3. Diódák

A félvezető diódák az áramot mindig egy irányban engedik átfolyni. Két kivezetésük van, amelyet A anódnak és K katódnak nevezünk. A 3.1. ábra a o

A

^1

K

o

3.1. ábra. Dióda áramköri jelölése

diódák rajzjelét szemlélteti. Ha a diódára C/^k > 0 pozitív feszültséget kapcsolunk, akkor áteresztő irányban működik. C/^k < 0 negatív feszültségnél a dióda lezár. A visszáram néhány nagyságrenddel kisebb, mint a nyitóirányú áram.

3.1. A dióda karakterisztikája és jellemző adatai A dióda statikus működési jellemzőit az / = /(C/ak) karakterisztika egyértel­ műen leírja, a 3.2. ábra jellegzetes karakterisztikát szemléltet. A nyitóirányú áram már kis pozitív C/^k feszültségnél is nagy. A nyitóirányú áram nem léphet túl egy meghatározott I^^^ értéket, mert a dióda tönkremegy. A karakterisztika egyik

•^max ~

max 1

3.2. ábra. Dióda karakterisztikája

jellemző pontja annál az nyitófeszültségnél van, ahol az áram 0,11^^^ nagyság­ rendű. Az C/p feszültség germániumdiódák esetén 0,2...0,4 V, szilíciumdiódáknál pedig 0,5...0,8 V tartományban van. A 3.2. ábrán látható, hogy a visszáram értéke | C/akI > t ^ m a x nagy zárófeszült­ ség esetén az áteresztő irányú áram nagyságrendjébe esik. Az általános célú diódák nem működhetnek ebben a tartományban, mert az erős felmelegedés tönkreteszi őket. A maximáhs zárófeszültség diódatípustól függően 10 V és 10 kV között van. A diódakarakterisztika a kis nyitóirányú áramok tartományában elméletben exponenciáhs függvénnyel közelíthető: I=k{T)

(exp^-1)

(3.1)

Itt 4 az elméleti visszáram. Az Uj temperatúrafeszültséget szobahőmérsékleten az alábbi összefüggésből számíthatjuk ki: kT _ 1,38- 1 0 - ^ ' J / K - 2 9 6 K V

~

1,6- 10-^^°C

= 25,5 mV

(3.2)

Az m korrekciós tényező 1 és 2 között van, az egyszerű Shockley-diódaelmélettől való eltérést képviseh. A (3.1) egyenlet csak az áteresztőtartományban írja le a diódakarakterisztikát elég jól, és még ezen belül is csak a nem túl nagy áramok tartományában. A valóságos visszáram nagyobb, mint /§ és a felületi hatások következtében a zárófeszültséggel változik. A 3.3. ábrán a (3.1) egyenlettel számított karakterisztikákat láthatjuk szilíci­ um- és germániumdiódákra az alábbi jellemző adatokkal: germániumdióda: /§ == 100 nA, szilíciumdióda: 4 = 10 pA,

mUj = 30 mV, mUj = 30 mV,

4,, = 100 mA, /^,, = 100 mA.

A karakterisztikákon 4iax/10 áramhoz 0,35 V, ill. 0,62 V feszültség tartozik. Az így kapott feszültségértékek nagyon jó összhangban vannak a gyakorlatban tapasztalt értékekkel. Az Uq feszültségértékkel általában a diódakarakterisztika töréspontjához tartozó nyitófeszültséget definiálják. A valóságban a nyitóirányú áram-feszültség karakterisztikának nincs töréspontja, amint az a féllogaritmikus ábrázolású 3.4. ábrán látható. Töréspont csupán az exponenciáhs függvény hneáris ábrázolása miatt van. Helye csak a lépték megválasztásától függ. A (3.1) egyenlet segítségével könnyen kiszámíthatjuk, hogy a nyitófeszültség mt/jlnlO = 60...120 mV értékkel növekszik, ha az áteresztő irányú áram megtízszereződik.

100-

Si

80604020-

0

0,2

0,6

(Vak. V

0,6

3.3. ábra. Diódakarakterisztikák lineáris léptékű ábrázolása

U^^, V

3.4. ábra. Diódakarakterisztikák féllogaritmikus léptékű ábrázolása

Mivel mind az feszültség, mind az IQ áram hőmérsékletfüggő, ezért a nyitófeszültség is hőmérsékletfüggő egy meghatározott áramnál. Közelítőleg 2mV

ö[/ak dT

/ - állandó

(3.3)

^

A nyitófeszültség lineáris csökkenése állandó áramnál azt jelenti, hogy a visszáram a hőmérséklet függvényében exponenciálisan nő, ha a feszültség állandó. 10 °C-os hőmérséklet-emelkedés hatására megkétszereződik, 100 °C-os hőmérséklet-növe­ kedés esetén pedig ezerszeresére nő. Dinamikus jellemzők Az átmenet a vezető állapotból a záró állapotba nem történik meg egyik pillanatról a másikra, mert először a pn-átmenetben tárolt töltéseknek el kell távozni. Ezt a folyamatot a 3.5. ábrán látható egyszerű egyenirányító elrendezésen szemléltetjük. Bemeneti feszültségként a 3.6. ábrán látható négyszögjelet használ­ juk. H a Í7be pozitív, akkor a dióda vezet, és a kimeneti feszültség egyenlő a nyitófeszültséggel. Ha U^^ negatív, akkor a dióda lezár, és Í7j,j = U^^. A 3.6. ábrán

t 1

0

3.5. ábra. A töltéstárolási késleltetési idő mérésének kapcsolása

3.6. ábra. A töltéstárolási hatás eredménye

látható, hogy ez az állapot csak a töltéstárolási késleltetési idő után jön létre. A töltéstárolási késleltetési idő annál nagyobb, minél nagyobb volt a nyitóirányú áram a pn-átmeneten. A kisteljesítményű diódák jellemző tárolási ideje 10. ..100 ns. Teljesítménydiódáknál ez a jellemző jus nagyságrendbe esik. A bemeneti feszültség periódusideje nagy kell, hogy legyen a töltéstárolási időhöz képest, mert ellenkező esetben az egyenirányító hatás leromhk. A

K

o

3.7. ábra. Schottky-dióda

Nagyon rövid kapcsolási időt lehet elérni a Schottky-diódákkal. Ezeknek a pn-átmenet helyett ugyancsak egyenirányító tulajdonságú fém - félvezető átmene­ tük van. Jellemzőjük még, hogy az átmenetben tárolt töltés rendkívül kicsi. Kap­ csolási idejük ezért 100 ps nagyságrendű. További jellemzője a szilíciumdiódákhoz képest kisebb, kb. 0,3 V nyitóirányú feszültség. A Schottky-diódák áramköri jelölése a 3.7. ábrán látható.

3.2. Z-diódák A maximáhs zárófeszültség túllépése után minden dióda visszárama merede­ ken megnő a Zener-, ill. a lavinaeffektus következtében. Azt a feszültséget, amely­ nél a visszáram meredeken emelkedni kezd Uz Z-letörési feszültségnek nevezzük. Ezeket a diódákat egyenfeszültség stabihzálásra használjuk. A 3.8. ábrán a Z-dióda áramköri jelölését, a 3.9. ábrán pedig a karakterisztikáját láthatjuk. A Z-diódák letörési feszültsége 3...200 V között változhat, nyitóirányú fe­ szültsége pedig kb. 0,6 V. Záróirányú ellenállásuk | [ / ^ k I < C^z kis feszültségnél amint a 3.9. ábrán láthatjuk - nagy. Az Z-feszültséget elérve a visszáram meredeken emelkedni kezd. StabiUzáló hatásuk abban rejUk, hogy nagy AI áramI

\ AI

A

3.8. ábra. Z-dióda áramköri jelölése

JAU

3.9. ábra. Z-dióda karakterisztika

változás kis A U feszültségváltozást okoz. A stabilizáló hatás annál jobb, minél meredekebb a zárótartományú karakterisztika, azaz minél kisebb az AU AI differenciális belsőellenállás. Legkisebb az C/^ = 8 V-os Z-diódák differenciális belsőellenállása; gyorsan nő, ha a Z-feszültség csökken, ezért a stabilizáló hatás kis feszültségnél nagyon rossz. 5,7 V alatti Z-feszültség esetén a Zener-hatás negatív hőmérsékleti együttható­ jú, ezen felül a lavinahatás pozitív együtthatója érvényesül. A hőmérsékleti együtt­ ható a ± 0 , 1 %/°C tartományba esik (18.4.1. pont).

3.3. Kapacitásdiódák A diódák záróréteg-kapacitása a zárófeszültség értékétől függ. Különösen a kapacitásdiódák változtatják széles határok között kapacitásukat. Áramköri jelö­ lésüket a 3.10 ábra szemlélteti, a 3.11. ábra pedig jellegzetes karakterisztikákat mutat be. A maximális kapacitás típustól függően: 5...300 p F . A legkisebb és legnagyobb kapacitás aránya legfeljebb 1 : 5. Kedvező jósági tényezőjük alapján az U H F tartományban is használhatók rezgőkörök feszültségvezérelt hangolására.

BB 1 1 3

3.10. ábra. Kapacitásdióda áramköri jelölése

3.11. ábra. A záróréteg-kapacitás feszültségfüggése

4. Bipoláris tranzisztorok

A tranzisztor háromkivezetéses, háromelektródás félvezető eszköz, amellyel elektromos jelek erősíthetők vagy kapcsolhatók. Vannak szilícium- és germániumtranzisztorok, amelyek npn és pnp típusúak lehetnek. A 4.1. és 4.2. ábra az áramköri jelölésüket szemlélteti. C o

C Q

C Q

c Q

Bo-

P

OB pZS

4.1. ábra. Az npn-tranzisztor diódás helyettesítő képe

4.2. ábra. A pnp-tranzisztor diódás helyettesítő képe

A tranzisztor két egymással szembekapcsolt diódaként fogható fel, amelynek a p, ill. az n rétege közös. A közös p, vagy n réteget B bázisnak nevezzük. A másik két elektródát E emitternek, ill. C kollektornak hívjuk. Az áramköri jelölés mellett a diódás helyettesítő kép is ezt a felépítést ábrázolja. A tranzisztor sajátos működé­ sét nem adja ugyan egyértelműen vissza, de a záró- és nyitóirányú feszültségek jól áttekinthetők rajta. Az emitter — bázis dióda normál (aktív) üzemben nyitóirány­ ban, a kollektor - bázis dióda záróirányban van előfeszítve. A tápfeszültségeket a 4.3. és 4.4. ábrán feltüntetett polaritással csatlakoztatjuk. A tranzisztor lényeges tulajdonsága, hogy az Iq kollektoráram többszöröse az /r>0

/r<0 /r<0

=) (7cE>0 4.3. ábra. Az npn-tranzisztor elöfeszültségeinek polaritása

^BE<0 4.4. ábra. A pnp-tranzisztor elöfeszültségeinek polaritása

4 bázisáramnak. A B = IJI^ hányadost áramerősítési tényezőnek nevezzük. A tranzisztor viselkedését karakterisztikáival ábrázolhatjuk pontosabban. A kö­ vetkező tranzisztoros áramkörök ismertetése npn-tranzisztorokra érvényes. A pnp-tranzisztoroknál minden feszültségpolaritást és áramirányt meg kell fordí­ tani.

4.1. Karakterisztika és kisjelű paraméterek A tranzisztor tulajdonságainak vizsgálatához állandó U^^ bázis - emitter fe­ szültség mellett mérjük a kollektoráramot az 11^^ kollektor - emitter feszültség függvényében. Az U^^ feszültség fokozatos változtatásával a 4.6. ábrán látható karakterisztikasereget kapjuk. A tranzisztorok jellemzője, hogy a kollektoráram egy meghatározott értéken felül Uq^-íöI csak kismértékben függ. A pentóda is ilyen tulajdonságú. A törés­ ponthoz tartozó feszültséget C/ce sat maradékfeszültségnek hívjuk. A tranzisztorok másik jellemzője, hogy már kis bemeneti feszültségváltozás viszonylag nagy kollektoráram-változást okoz. Ez a változás növekvő kollektor­ áramnál egyre nagyobb. A tranzisztorok e tulajdonságát teszi még világosabbá a 4.5 ábrán látható átviteli karakterisztika. Itt U^^ függvényében az kollektorára­ mot rajzoltuk fel, í/qe paraméter. Ez az átviteli karakterisztika a diódakarakterisz­ tikához hasonlóan exponenciális. A (3.1) egyenlettel szemben itt az m korrekciós tényező jó közelítéssel eggyel egyenlő. Tehát:

Ic=

IsÍTMce)

exp

BE

(4.1)

Ic » h feltétel mellett, ahol 1^ a kollektoráram, 4 pedig a záróáram. /c,

mA

/c,

30-

mA 30-

Ur

25-

U^^ = 7Ö0 mV

25^^CE

20--

20-

15

^15.-

10-

10-

5200

^00

1 600

— — - T —660

5- ^

——

^ ^BE-

4.5. ábra. Tranzisztor átviteli karakterisztikája

mV 0

!

1

I

U-

1—4

1

!

1

2 3 / ^ 5 6 7 8 9

SÜQ — R ? n mV !

U

10 ^CE- V

4.6. ábra. Tranzisztor kimeneti karakterisztikaserege

Tranzisztorokkal csak megközelítőleg lehet lineáris erősítőt készíteni, ehhez kijelölünk egy meghatározott munkapontot a kimeneti karakterisztikaseregen. A számításhoz a munkapont közelében a karakterisztikákat érintőikkel helyettesít­ jük. Az érintők meredekségét differenciális jellemzőknek, vagy kisjelű paraméte­ reknek nevezzük. A kollektoráram megváltozásának mértékét U^e függvényében az S meredek­ ség határozza meg: dic

S =

BE

Uqe = állandó

A (4.1) egyenlet differenciálásával Ic S=

exp

Uj

(4.2)

Uj

Tehát a meredekség arányos a kollektorárammal és független a tranzisztor egyedi jellemzőitől, ezért kiszámításához nem szükséges a tranzisztor adatlapja. A kollektoráram értéket a kollektor - emitter feszültség függvényében az CE rcE

=

dir

í/be ^ állandó

differenciáhs kimeneti ellenállás szabja meg. A 4.6. ábrán látható, hogy ennek értéke növekvő kollektoráramnál kisebb, mert a karakterisztika meredeksége nő. Az Tqe jó közelítéssel fordítottan arányos /c-vel, azaz (4.3) Az Uy arányossági tényezőt Early-feszültségnek nevezzük. Segítségével a kimeneti ellenállást tetszőleges kollektoráramnál kiszámíthatjuk. Uy jellemző értéke npntranzisztoroknál 80...200 V, pnp-tranzisztoroknál 40... 150 V. Is. HA 10080-6 0 -

AO-20-0 0

200

^00

600

LÍBE. V

4.7. ábra. Tranzisztor bemeneti karaiiterisztiliája

300" 200-100-0 lOjjL

1 0 0 l m

Iq, a

lOji

Ijx

100(1

lm

lOm

100m /c, A

4.9. ábra. Kisjelű tranzisztor statikus és dinamikus áramerősítési tényező karakterisztikája

4.8. ábra. Kisjelű tranzisztor jellemző kollektoráram - bázisáram karakterisztikája

Az elektroncsövektől eltérően a tranzisztor vezérléséhez áram kell. Ez a 4.7. ábrán feltüntetett bemeneti karakterisztikán is látható. A karakterisztika a (4.1) egyenlethez hasonlóan exponenciális. Az m korrekciós tényező azonban most nem egyenlő eggyel, ezért nem hanyagolható el. Képletben: 4=

/soexp——-.

Vezessük be a differenciáhs bemeneti ellenállás fogalmát annak kiszámítására, hogy a tranzisztor mennyire terheli a vezérlőgenerátort. '•BE =

ő/p

:/CE = állandó

Értékét a bemeneti karakterisztika differenciálásával kapjuk meg: mUTf-BE

= —r- •

Ez a számítás nem ad pontos eredményt, mert az m korrekciós tényező nem mindig ismert. A kollektoráram első közelítésben arányos a bázisárammal. Ezt szemlélteti a 4.8. ábra. Az Iq és aránya a statikus áramerősítési tényező: B = - .

(4.4)

Mivel a bemeneti karakterisztika m korrekciós tényezője nem egyenlő eggyel, ellentétben az átviteli karakterisztikával, ezért az áramerősítési tényező nem állan­ dó, hanem kollektoráram-függő. Jellemző menetét a 4.9. ábra szemlélteti. A munkaponti áramerősítési tényező kiszámítására a differenciális áramerő­ sítési tényezőt definiáljuk. Sic UcE ^ állandó

A kollektoráram értékétől való függését ugyancsak a 4.9. ábrán láthatjuk. A telje­ sítménytranzisztorok áramerősítési tényezőjének maximuma amper nagyságrendű áramoknál van, de értéke lényegesen kisebb, mint a kisteljesítményű tranzisztorok áramerősítési tényezője. P ismeretében az r^^ bemeneti ellenállás a meredekségből kiszámítható: _P__ ''BE -

S

dIc

(4.5)

Ic

P

A bemeneti karakterisztika pontosabb jellemzésére az C/^E feszültséggel para­ méterezett görbesereget kellett volna ábrázolni a 4.7. ábrán. A bemeneti karakte­ risztika függése C/cE^től olyan kicsi, hogy a görbék gyakorlatilag egymásra esnek. Kisjelű analízisnél az C/^E feszültség hatását a feszültség-visszahatási tényezővel, ill. az 5j- visszahatási meredekséggel jellemezhetjük: BE CE /fi = állandó

dl CE

C/be állandó

'BE

Kis kollektoráramnál a feszültség-visszahatási tényező pozitív, nagynál pedig negatív. A gyakorlatban értéke lO^'^-nél is kisebb, ezért a feszültség-visszahatás elhanyagolható. Nagyobb frekvencián azonban a visszahatás megnő. E körülmény hatását a kollektor-bázis kapacitás figyelembevételével számíthatjuk. Erre a 16. fejezetben a szélessávú erősítők tárgyalása során még visszatérünk. Az eddig bevezetett paraméterekkel általában minden bázis-, ill. kollektor­ áram változás számítható. E célból vezessük be az 4

=

4(C/BE,C/CE),

/ C = /C(C/BE,C/CE)

^

függvényeket. A teljes differenciálok: din dU^E

dIr =

_ .CE

^C^BE

?

CE

dIr

dIc dU^E + BE

dU,CE

+

dU,CE

dU,CE

'

A már definiált differenciálhányadosok behelyettesítésével és elhanyagolható = dlJdUc^ = 0) visszahatási meredekségnél a következő alapegyenleteket kapjuk:

(4.6)

''BE dic = SdUsj, + —

(4.7)

dUCE

rcE

Mátrix alakban a fenti egyenletrendszer a következő: - 1

dli

= _dlc_

0 ~

''BE

'dUj^i

'dU^i

JUcE_

_dUcE_

1

_S

rcB_

A kapott együtthatómátrixot a négypóluselméletben Fmátrixnak nevezzük. Ezen­ kívül használjuk még a H hibridmátrixot is:

-du^i

hl2e

dIc _ A két mátrixot összevetve

' dij,

'

_dUcE_

_dUcE_

1

dij,'

1 Jlle

'BE 'I2e Sr

=

Jl2e

=

-

*

0,

'lle

h2U

P 'BE

1 =

'•cE

J22e

^1,

{Kuh22e-h2uK2.)

~ ^220-

A négypólus-paraméterek e indexe azt jelenti, hogy a tranzisztor földelt emitteres kapcsolásban működik. Ilyenkor az emitter a bemenet és a kimenet közös pontja. A tranzisztorok működtetésének különböző változataival a következő fejezetek­ ben foglalkozunk.

4.2. Határadatok A gyártók a tranzisztorok adatlapjain különböző határadatokai adnak meg. melyeket nem szabad túllépni. A zárófeszültségek között rendszerint legkisebb a megengedhető legnagyobb Í/BEO bázis - emitter zárófeszültség. A sziliciumtran-

^CEO^CER^CES

^CBO

^CE

4.10. ábra. A kimeneti karakterisztika nagyfeszültségű tartománya

zisztorok megengedett bázis - emitter visszárama sokszor viszonylag nagy értékű is lehet. A követelmények hasonlóak a Z-diódákra előírtakhoz. A legnagyobb zárófeszültség az UQBO kollektor — bázis zárófeszültség. A maximáhsan megengedhető kollektor - emitter feszültség általában UQBO'^^^ kisebb, gyakran csak a fele. Nagyobb megengedhető maximális kollektor — emitter feszült­ séget érünk el, ha a bázist és az emittert összekötjük egy ellenállással. Ezt a feszültséget t/cER-rel jelöljük. A 4.10. ábra a tranzisztorok kimeneti karakteriszti­ káját szemlélteti nagy kollektor-emitter feszültség esetén [4.3]. A 4.10. ábrán látható, hogy UQ^R annál nagyobb, minél kisebb az R ellenállás. Az í / c E s maximáhs értéket (shorted base) akkor kapjuk, h a i ? = 0. Összehasonlítás céljából berajzoltuk a 4.10. ábrába az (4 = 0) kollektor - bázis zárókarakteriszti­ kát és az UQBO kollektor — bázis zárófeszültséget. Az ábrán látható, hogy ^CER

CES

^CBO •

A szaggatott görbe a másodfajú letörés határát jelöh [4.4]. A teljesítménytranzisztorok egyik legfontosabb adata a maximális veszteségi teljesítmény. A tranzisztor veszteségi teljesítményén a rajta hővé átalakult teljesít­ ményt értjük: Mivel a záróréteg hőmérséklete nem léphet túl egy meghatározott értéket, ezért a maximális megengedhető veszteségi (disszipációs) teljesítmény a hűtéstől függ. Az adatlapokon a gyártó cégek többnyire a 25 °C tokhőmérséklethez tartozó Pdmax veszteségi teljesítményt adják meg. Szobahőmérsékletet meghaladó környezeti hőmérsékleten a megengedett veszteségi teljesítmény a hőmérséklettől függő mér­ tékben kisebb a szobahőmérsékletre megadott maximáhs értéknél, mert egyébként /j megengedett értékét túllépnénk, leggyakrabban előforduló értéke germániumtranzisztorokra 90 °C, szilíciumtranzisztorokra 175 °C. Legyen a tranzisztor veszteségi (disszipációs) teljesítménye: P^. A teljesít­ mény felmelegíti a záróréteget a ház hőmérsékletéhez képest At^ = R^^á hőmér­ séklet-különbséggel. i ? h " V a l jelöltük a félvezető és a ház közötti hőellenállást. A ház is felmelegszik, mégpedig a környezetéhez viszonyítva At^ = R^P^ hőmérséklet-

különbség lép fel. A záróréteg a környezethez képest tehát At = (R^ + R^^P^ értékkel magasabb hőmérsékletű. R^ a tranzisztor és a környezet közötti hőellenállás, amit főként a ház hűtése határoz meg. Ha a tranzisztor szabadon, nyugvó levegőben működik, akkor R^ csupán a tranzisztorház alakjától függ. Erre az esetre megadják az R^^ = i?h + ^ k eredő hőellenállást. Azt a teljesítményt, amely­ nek hatására a hőmérsékletet éppen túllépnénk, a következő egyenletből számít­ juk ki: P

= J

^

dmax

ahol ík a környező levegő hőmérséklete. Mivel R^ « R^, P ^ m a x ugyancsak kizárólag a tokozás alakjától függ. A legfontosabb tokozási formákra —, amit a 4.11. áb­ rán szemléltetünk — szilíciumtranzisztorokra a 4.12. ábra ad meg tájékoztató ér­ tékeket. A jobb oldali oszlopban azokat a veszteségi teljesítményeket adtuk meg, amit akkor kapunk, ha a tranzisztorház hőmérséklete 25 °C. Ezt a különleges esetet a gyakorlatban rendkívül nehéz elérni. Ha a működéshez nagyobb veszteségi teljesít­ mény szükséges, mint ami a nyugvó levegőben szabadon működő tranzisztorra megengedett, akkor hűtőbordát kell alkalmaznunk. A hűtőborda jelentősen csök­ kenti a tok és a környezet közötti hőellenállást. R^, tehát a környezet és hűtőborda, valamint a hűtőborda és tranzisztorház között fellépő hőellenállásból tevődik össze. Mivel a teljesítménytranzisztorok kollektorai többnyire közvetlen galvani­ kus kapcsolatban vannak a tokkal, csillám vagy berillium-oxid lemezzel szigetehk

Felső sor: Alsó sor:

4.11. ábra. Gyakran használt tranzisztortokok balról jobbra TO - 18, TO - 5, TO - 66, TO - 3; hasonló teljesítményű műanyagtokos tranzisztorok T O - 9 2 , TO-126, TO-220, T 0 - 3 P

fém

műanyag

^dmax nyugvó, 25 °C hőmérsékletű levegőben szabadon működő tranzisztorra

TO-18 T0~ 5 TO-66 TO" 3

TO- 92 TO-126 TO"220 TO3P

300 mW 1W 2W 3W

Tokozási forma

Tájékoztató értékek 25°C-os tokhőmérséklet esetére

600 mW 5 W 25 W 100 w

4.12. ábra. Szilíciumtranzisztorok maximális veszteségi teljesítménye

A tokot a hütőbordától. A szigetelőlemez azonban járulékos hőellenállást okoz. d max értékét általánosan a következő összefüggésből számíthatjuk ki: dmax

(4.8)

Az egyenletben R a záróréteg és a környezet közötti hóellenállások összege. A 17.7. szakaszban ezzel kapcsolatban egy számpéldát is megoldunk. A tranzisztorok megengedhető működési tartományát — a kimeneti karakte­ risztikában ábrázolva - a 4.13. ábra szemlélteti. A karakterisztika használható tartományát az /CMAX MAXIMÁLIS kollektoráram, a P ^ m a x maximális veszteségi telje­ sítmény, a másodfajú letörés tartománya és"az UQ^O MAXIMÁLIS kollektor-emitter feszültség határolja. Az ismertetett tranzisztoradatokat a gyártók a tranzisztorok adatlapjain fog­ lalják össze. Példaként a 4.14. ábrán egy kisteljesítményű és egy teljesítménytran­ zisztor adatait foglaltuk össze. A határadatok főleg az áramértékben és a veszteségi teljesítményértékben térnek el. A jellemző adatoknál szembetűnő az áramerósítés nagy szórása. Ezért az áramköröket úgy kell méretezni, hogy az áramerósítés mértéke a kapcsolás műkö-

4.13. ábra. Tranzisztorok megengedett karakterisztikatartománya

Típus Gyártó

Tranzisztorfajta Komplementer típus

BC 237B Texas Instr. Motorola Siemens npn BC 307B

npn BD 250A

45

V 1000 mA 6 V 50 mA 300 mW

60 V 25 A 5V 5V 125 W

0,2 nA 3pF 8pF

0,5 mA 500 p F

0,1 A

BD 249A Texas Instr. Motorola

Határadatok Kollektor - emitter feszültség Kollektoráram Emitter - bázis feszültség Bázisáram Veszteségi teljesítmény

UcEO ^Cmax ^EBO •^Bmax

p

^ dmax

JeUemzők Kollektor-maradékáram Kollektor - bázis kapacitás Emitter - bázis kapacitás

^CEO

Jellemzők adott áramnál

ic

10

í/be

0,7 V 70 mV kb. 100

Qb ^EB

]iA

Bázis - emitter feszültség Maradékfeszültség Áramerősítési tényező

C/cEsat

0,5 V 100 mV kb. 150

JeUemzők adott áramnál

Ic

1 mA

1 A

Bázis - emitter feszültség Maradékfeszültség Áramerősítési tényező Tranzitfrekvencia

í/be Í^CEsat /t

0,6 V 60 mV 240...500 100 MHz

0,8 V 200 mV 40...180 3 MHz

JeUemzők adott áramnál

Ic

100 mA

10 A

Bázis - emitter feszültség Maradékfeszültség Áramerősítési tényező

í/be í/cEsat

0,8 V 200 mV kb. 200

1,3 V 700 mV kb. 40

fi

fi

4.14. ábra. Kisjelű és teljesítménytranzisztorok jeUemző adatai

dését ne befolyásolja számottevően. A teljesítménytranzisztorok nagy áramnál különleges tulajdonságokat mutatnak. A járulékos belsőellenállások miatt szokat­ lanul nagy bázis - emitter feszültség és nagy kollektor-emitter maradékfeszültség lép fel. Az áramerösítés is gyorsan csökken és a példa szerinti típusnál, 25 A-es maximális kollektoráramnál már csak 10.

4.3. Tranzisztorok földelt emitteres kapcsolása Az erősítőként működő tranzisztorok működésének három alapvető lehetősé­ gét különböztetjük meg. Aszerint, hogy a tranzisztor emittere, kollektora vagy bázisa állandó potenciálú, megkülönböztetünk földelt emitterű, földelt bázisú vagy

földelt kollektorú kapcsolást. A három alapkapcsolással részletesen foglalkozunk. A tárgyalásmód áttekinthetősége érdekében mindig npn-tranzisztorokat vizsgá­ lunk és csak ott alkalmazunk pnp-tranzisztort, ahol ez különlegesen indokolt. Az npn-tranzisztorok minden áramkörben helyettesíthetők pnp-tranzisztorral és for­ dítva, ha a telepfeszültség (és az elektrolitkondenzátorok) polaritását megfordít­ juk. Méretezéseink során szilíciumtranzisztorokat veszünk alapul, ez esetben előre megbecsülhetjük az U^^ munkaponti bázis — emitter feszültséget. A szilíciumtran­ zisztorok bázis — emitter feszültsége kb. 0,6 V.

4.3.1. Alapösszefüggések Vizsgáljuk meg a 4.15. ábrán látható földelt emitteres kapcsolást. Adjunk a bemenetére U^^ ^ 0,6 V feszültséget úgy, hogy kollektorán mA nagyságrendű áram folyjon. Ha a bemeneti feszültséget A U^^ kis értékkel megnöveljük, akkor az Iq kollektoráram is megnő. Mivel a kimeneti karakterisztikasereg majdnem víz­ szintes, ezért a továbbiakban azzal a közelítéssel számolunk, hogy az IQ kollektor­ áram csak 4-től függ, és UQ^-ÍÖI független, tehát AIc = SAU^^ = A kollektoráram átfolyik az is megváltozik

SAU^,.

kollektor-ellenálláson, tehát a kimeneti feszültség

AU^, = -AIcRc

^

-SRcAU^,

értékkel. Az áramkör feszültségerősítése ennek megfelelően: AU^, A = - ^ -

-SRc-

(4.9)

A feszültségerősítés pontosabb meghatározására hasznájuk a (4.7) alapegyenletet, és a 4.16. ábráról 4 i = 0 mellett leolvasható alábbi megfeleltetéseket:

UcE = U^i, dU^, =

- dIcRc-

Ezekkel Pc

^CE

A feszültségerősítést úgy kaphatjuk, hogy kifejezzük a dU^JdU^^ hányadost: ^ = : ^ = í/C/be Rc«f'cB

- S - ~ ^ = Rc + rcB

-5(i?cXrcE).

határértéke: A

=-SRc,

(4.10)

4.16. ábra. Földelt emitteres kapcsolás egyszerűsített ábrázolása

4.15. ábra. Földelt emitteres kapcsolás Feszültségerősítés:

A = —— = - S(i?c ^ ^ce)

Bemeneti ellenállás: r^e = ?'be \ Kimeneti ellenállás: r^^ = Rq^ ^ce

Összhangban a (4.9) egyenlettel. A (4.2) egyenlet összefüggését behelyettesítve (4.11)

Ur

Eszerint a feszültségerősítés arányos az R^ kollektor-ellenálláson fellépő feszültség­ eséssel. A fentiek gyakorlására végezzünk el egy számítási feladatot. Számítsuk ki a feszültségerősítést IQ = 1 mA és R^ = 5 kO-nál. A (4.2) egyenletből megkapjuk a meredekséget, ami 1 mA kollektoráramnál: S = l mA/26 mV = 38,5 mA/V. r^E jellemző értéke 1 mA-nál 100 kQ. Ezek után a (4.10) egyenletből a feszültség­ erősítés : A = - 38,5 mA/V (5 kO x 100 kQ) = - 183. Mivel az

Rc«rcE

feltétel teljesül, a (4.11) egyenletet is használhatjuk, ezért A ^

-

5V 26 mV

-

-192.

Vizsgáljuk meg az R^yyr^E másik határesetet is. Ezt az állapotot ohmos RQ kollektor-ellenállással csak nehezen lehet elérni, mert az R^ kollektor-ellenáláson mérhető feszültségesésnek a (4.3) egyenlet értelmében Uy = 100 V-nál nagyobb­ nak kellene lenni. Ilyen esetben kollektor-ellenállásként áramgenerátort kell hasz­ nálni. A 4.6. szakaszban még visszatérünk majd az áramgenerátorok tárgyalására, addig fogadjuk el, hogy alkalmazásukkal kis feszültségnél is nagy differenciális ellenállást lehet elérni. A maximáhs erősítés a (4.10) egyenletből Í ? C » ^ C E feltétel mellett: ju = lim \A\ = lim S (RQ x r^^) = Sr^ETehát a maximális erősítés kollektoráram-független, mert S egyenesen, TQE pedig fordítottan arányos /c-vel. A (4.2) és (4.3) egyenletből

Uy

M = SrcE =

Uj

IC

(4.12)

Uj

H jellemző értéke npn-tranzisztoroknál 3000.. .7500, pnp-tranzisztoroknál pedig 1500...5500. Bemeneti és kimeneti ellenállás A feszültségerősítés számításánál eddig elhanyagoltuk az generátor-ellen­ állás és R^ terhelő-ellenállás hatását. Ennek figyelembevételéhez az erősítő két további paraméterét, az r^^ bemeneti ellenállást és az r^; kimeneti elenállást kell meghatározni. A vizsgálatot a 4.17. ábra szerint végezzük. A bemeneti ellenállás definíciója: dU be be

Tehát szakadással lezárt, nyitott kimenetnél kell vizsgálni a bemeneti ellenállást. A 4.17. ábra szerint a terheletlen erősítő bemenetén ^be ^be+iíg

bemeneti feszültség van. H a az A feszültségerősítéssel megszorozzuk a bemeneti feszültséget, akkor a terheletlen erősítő kimeneti feszültségét kapjuk. kiszámításához a (4.6) alapegyenletet használjuk. dU^^ = dU^^ és dl^ = dl^Q helyettesítéssel az eredmény: ^be ~

^BE-

Ebből következik a (4.5) egyenlettel Tbe -

^BE -

^

-

(4.13)

Tehát a bemeneti ellenállás annál nagyobb, minél kisebb a kollektoráram és minél nagyobb a yS áramerósítés. Minthogy a feszültségerősítés egy meghatározott mun­ kapontban a (4.11) egyenlet szerint /^-től független, ezért a kollektoráramot általá­ ban úgy választjuk meg, hogy a bemeneti ellenállás az generátor-ellenállásnál lényegesen nagyobb legyen.

4.17. ábra. Helyettesítő kép a bemeneti és kimeneti ellenállás figyelembevételére

A feszültségerösítés kiszámításához terhelt működésnél szükséges a kapcsolás r^. kimeneti ellenállása is. Az r^^ kimeneti ellenállás szabja meg, hogy mennyire csökken a kimeneti feszültség, ha a kimenetet dl^^ árammal terheljük, miközben a bemeneti feszültség állandó marad. A feszültséggenerátor belsöellenállása definí­ ció szerint: '•ki =

ö4i

Ua = állandó

Az kimeneti ellenállás és az terhelő-ellenállás feszültségosztót képez, ezért a feszültségerősítés R^{r^^ + R^ arányban csökken. Ezt a csökkentett értéket üzemi erősítésnek hívjuk. Rt

= A

Ag a terhelt erősítő kimeneti feszültsége és a jelgenerátor terheletlen feszültségének hányadosa a következő egyenletből számítható ki: 4

=

'•be

£1

-A,, =

''be +

R„R^

Ri

.

''be + '^g

''ki + - ^ t

Az kimeneti ellenállást a 4.16. ábra szerinti földelt emitteres kapcsolás kimenetére felírt csomóponti törvény egyenletéből számíthatjuk ki. -dlc-dl^,

- = 0. '

Rc

A (4.7) alapegyenletbe való behelyettesítés után: -dI^~--^==

SdU^E+—dU^,.

Az elhanyagolható feszültség-visszahatás dU^E ^ 0. Az eredmény: dU^: ^.i -

"

miatt

a

dU^ = 0

következtében

RcTcv -

-

Rc +

i^cX^cE.

(4.14)

rcE

Ezek után könnyen kiszámíthatjuk az A^ üzemi erősítést. A (4.10) és (4.14) egyenle­ tekkel AR, RcrcvRt A - ^ T ^ - ~S~ l'^l \ = -SiR^xr^^xR^^ (4.15) Rt+r^i RcfcB^ R,Rc+R/cE Kisjelű méretezésnél tehát az R^, r^^ és R^ ellenállások párhuzamos eredőjével kell számolni. Ez az eredmény a 4.18. ábrán látható kisjelű helyettesítő képet szemléle­ tesen igazolja. A kapcsolás bekeretezett része a (4.6) és (4.7) egyenletet képviseU a megválasztott munkapontban. Mivel csak kis változások jöhetnek számításba a munkapont körül, ezért a feszültséggenerátort felfoghatjuk úgy, mint egy U=

'^g

/'be

4.18. ábra. Földelt emitteres tranzisztoros fokozat kisjelű helyettesítő képe

egyenfeszültség-generátor és egy a váltakozófeszültség-generátor soros kapcsolá­ sát. Utóbbi amplitúdója olyan kicsi kell hogy legyen, hogy közehtőleg dU differen­ ciáhs változásnak tekinthessük. Tehát C/g = í7go + Wg

és

dU^ = Wg.

Ehhez hasonlóan bonthatjuk fel a kapcsolásban folyó áramokat is egyenáramú részre és váltakozó áramú összetevőre. A kisjelű helyettesítő képen csak a váltako­ zó feszültségeket és a váltakozó áramokat jelöltük. A differenciáhs ellenállások ohmos ellenáUásoknak tekinthetők, és a hneáris hálózatokra érvényes számítási eljárások használhatók. A tápfeszültségforrást rövidzárnak vehetjük, mert a tápfe­ szültség váltakozó feszültségű összetevője 0. Összhangban a 4.15. ábrával az kollektor-ellenállás a kollektorpont és a föld között van. Tehát párhuzamosan kapcsolódik az r^E és R^ ellenállásokkal. A 4.18. ábra alapján Su^^ áram folyik a párhuzamosan kötött ellenállásokon. Tehát A^, A, A^, r^- és r^e levezetett összefüggései közvetlenül kiolvashatók. 4.3.2. Nemlineáris torzítások Az átviteh karakterisztika nemhnearitása miatt torzítás keletkezik, hacsak az bemeneti jel amplitúdója nem igen kicsiny. A torzítási tényező definíciója:

n=2

k Megadja a kimeneten fellépő felharmonikusok effektív értékének viszonyát az alapharmonikushoz képest, ha a bemenetre szinuszos feszültséget adunk, ami az i7beo munkaponti feszültség körül vezérel:

A (4.1) nagyjelű átviteh egyenletből megkapjuk a kollektoráramot: Í7be0

ÚBE

Sorbafejtés után 1+

ube sin 0) íH Uj

Ül (1 — cos2 co í) + . . . 4í7t

A sorbafejtéssel kapott kifejezés tartalmazza a kimeneten mérhető alapharmoni­ kust és az első felharmonikust. A torzítási tényező: ^C2

be

^Cl

A k torzítási tényező arányos a bemeneti feszültség ampUtúdójával, és függet­ len a munkapont helyétől. Ezek után már kiszámíthatjuk, hogy legfeljebb mekkora lehet a bemenő jel amplitúdója ahhoz, hogy a torzítási tényező ne lépje túl az 1 %-os értéket:

A = 200 feszültségerősítésnél 200 mV maximáhs kimeneti amphtúdót kapunk.

4.3.3. Negatív áramvisszacsatolt földelt emitteres kapcsolás A nemlineáris torzítás csökkentésére negatív visszacsatolást használunk. A negatív visszacsatolás során a kimenő jel egy részét visszavezetjük a bemenetre, hogy az a bemeneti jel ellen hasson. Emiatt az erősítés csökken ugyan, azonban értékét a negatív visszacsatolás miatt döntően a kapcsolás ohmos ellenállásainak aránya határozza meg, és a tranzisztor nemhneáris átviteli karakterisztikája csak kevéssé befolyásolja.

1 Rr —o

1

1

1 h Re

4.19. ábra. Negatív áramvisszacsatolt földelt emitteres kapcsolás Feszültségerősítés:

A =

dU^i _

Rc

_

SRc

Rc

S JU Bemeneti ellenállás: r^^ ^ r^^ + /]R^; Kimeneti ellenállás:

r^^« Rq

A 4.19. ábrán látható elrendezésnél a negatív visszacsatolást az R^ emitterellenállás okozza. H a növeljük az U^^ bemeneti feszültséget, akkor növekszik a kollektoráram, és az ^ IQ egyenlőség miatt az = IE^E emitterfeszültség is arányos mértékben nő. Az U^^ = U^^ - UE bázis - emitter feszültség megváltozása

csak tört része a AU^^ feszültségnek. Az emitterfeszültség változása csökkenti az erősítést, tehát negatív visszacsatolásként hat. Mivel a visszacsatolt feszültség a vezérlő feszültséggel sorosan jelentkezik, és a negatív visszacsatolást az emitteráram váltja ki, ezért pontosabban negatív soros áram-visszacsatolásnak hívjuk. Ha [/BE változását első közelítésben elhanyagoljuk, akkor

Mivel az RQ kollektor ellenálláson gyakorlatilag ugyanaz az áram folyik, mint az emitterellenálláson, ezért az R^ kollektor-ellenálláson eső feszültség az RJRE hányados arányában nagyobb, mint A11^- A negatív visszacsatolt feszültségerősítés közelítő értéke tehát: jjj . ji R^

A

=

—

^

-

azaz független az áramfüggő tranzisztorparaméterektöl. A feszültségerősítés pontosabb kiszámításához a 4.19. ábra alapján írjuk fel az alábbi összefüggéseket: = dU^,~dU^, =

-Rcdic,

=

dU^-dU^,

X

R^dlc

és helyettesítsük be a (4.7) alapegyenletbe. Mivel SrcB = y« » 1, SRc

dU^i

Rc S

rcE

ju

Képezzük a tört reciprokat a határértékek vizsgálatához 1

=

1

RE

+ — . .S(7?cxr„) Rc

(4.17)

Ha Rf: -> 0, akkor A^-* - S (Rc x TCE), tehát - mint vártuk - a visszacsatolás nélküli értékhez. Nagy negatív visszacsatolásnál, amikor RJRE « S {Rc x TCE) • (4.18)

A,. = V

RE

a fentieknek megfelelően. Az i?c « esetben a (4.16) egyenletből közelítőleg

1 + SRE

1

A redukált meredekség az előző egyenlet alapján származtatható:

(4.19)

A redukált meredekség az emitter-ellenállással negatív áramvisszacsatolt tran­ zisztor meredekségét határozza meg. Bevezetésével a feszültségerösítés legegy­ szerűbb képletét kapjuk: =

— SJQ^RQ .

A bemeneti ellenállás számítása Láttuk, hogy a negatív áram-visszacsatolás U^^ változását és ezzel a feszültségerősítést csökkenti. Mivel emiatt a dl^ bemenő áram is csökken, ezért ugyanennyiszeresére nő a bemeneti ellenállás. r^E » RQ közelítéssel (4.20) \S

J

A kimeneti ellenállásnál a negatív áram-visszacsatolás nő, de csak kismérték­ ben és erős negatív visszacsatolásnál i^c'hez tart.

4.3.4. Negatív feszültség-visszacsatolt földelt emitteres kapcsolás A negatív visszacsatolás másik lehetőségét a 4.20. ábrán feltüntetett elrendezés szemlélteti, ahol a kimeneti feszültség egy részét az R2 ellenálláson át vissza­ csatoljuk a bemenetre. Mivel a földelt emitteres kapcsolás fázisfordító erősítőt

1

Rr R, R„

R.

1 1 4.20. ábra. Negatív feszültségvisszacsatolt földelt emitteres kapcsolás Feszültségerösítés:

1 í/C/be —= A dlly-i

1 + ^1/(^85X^2)

S{Rc

X

X

Bemeneti ellenállás: r^^^j_; Kimeneti ellenállás:

RIÍ = —

1 ^BE 1 + R, + R,) + S-

R2)

Ri

Ri '

alkot, ezért ez az eljárás a bemeneti feszültséget is csökkenti (párhuzamos vissza­ csatolás). A kapcsolás működésének vizsgálatához növeljük meg a bemeneti feszültséget zlt/be értékkel Emiatt megnő Í7BE? és a kimeneti feszültség \AU^^\ » AU^E mérték­ ben lecsökken. H a feltételezzük, hogy az i?2 ellenállás nem túl nagy rgE-hez képest, akkor az áramváltozásokra AI^ « zl/2. Tehát: AI,

^

AI,,

.

Ha i ? i ellenállás akkora, hogy a A U,, « zl C/gE feltétel igaz, akkor

^/..»^. Ezek után a kimeneti feszültségváltozás:

A feszültségerösítés pontosabb kiszámítására írjuk fel a csomóponti törvényt a bázisra és a kollektorra. dl^-dh-dl^ = 0, dU.. dI,-dIc-~^

= 0.

dU^-dU^^ , es

dU^^-dU^, dL =

R, helyettesítéssel, valamint a (4.6) és (4.7) alapegyenletek felhasználásával a feszültségerősítés: l_^dU^^ A,

rji^xRz

dU^i

/

1 +

A,

-^2 '

1 \

(s~-J{RcXrc^xRd

i?2 » - közelítéssel: S J_ ^

Ri

_

R\ (?-BEX^2)

5(i?cXrcEXi?2)

_

^

(4.21)

^ 2 '

Ha /?! - • 0, akkor az erősítésre a negatív visszacsatolás nélküli

kifejezést kapjuk. Láthatjuk, hogy /?, nem lehet kicsi ií^-hez képest, mert akkor 64

negatív visszacsatolás nélkül is már kis feszültségerősítést kapnánk. Korábban azt is megállapítottuk, hogy I?2 nem lehet nagy rg^-hez viszonyítva, mert akkor negatív visszacsatoló hatás nem lépne fel. A méretezés szokásos kompromisszuma: R2 ^ Rc ^ ^BE- Nagy negatív visszacsatolásnál, amikor R^ nagyságrendje meg­ egyezik i?2"Vel, a feszültségerősítés: A=

-

R2

(4.22)

R,

A bemeneti ellenállást a következő gondolatmenettel könnyen kiszámíthat­ juk : a A C/BE feszültségváltozás AUy^^ == - S (R^ x r^E x R2) A f/gE kimeneti feszült­ ségváltozást okoz. Az áramváltozást R2 határozza meg, ezért BE

=

S (Rc R2

FCE

X

X

R2) .

R2

Az I?2 negatív visszacsatoló ellenállás a bemeneti ellenállás szempontjából R2 / [5 (RQ X FCE X I?2)] értékű, a bázis és a föld közé kötött elenállásként szerepel. Ezek után I?2 'be

=

R,+

TBEX

(4.23)

R,. 5(I?CXRCEXÍ?2)J

A kimeneti ellenállást a negatív feszültség-visszacsatolás ugyancsak csökkenti. Ez abból ered, hogy az R2 ellenálláson keresztül a bázisáram a kollektor-feszültségváltozás hatására megnő. Ezáltal a kimeneti feszültségváltozás nagyobb kollektor­ áram-változást okoz. Az eddigi feltételekkel 'R,

ö4i

állandó

L A

'BE

1+ V

[RcXrcExRi]' ^l

(4.24)

+ ^ g ^ .

4.3.5. Munkapont-beállítás Eddig a tranzisztorok kisjelű működésével foglalkoztunk egy megadott 1^ UcEo munkapontban. A munkapont beállításához a 4.21. ábrán látható módon a jelgenerátorral sorbakötünk egy egyenfeszültség-forrást, ami az U^EO feszültség­ értéket beállítja. Ennél a megoldásnál nehézséget okoz, hogy földfüggetlen feszült-

1 1

1 Rr

R: c:) 1

1 4.21. ábra. A munkapont-beállítás elve

cD

1

R./ Y Jí

X

Rr

1

4.22. ábra. Munkapont-beállítás bázisköri feszültségosztóval (bázisosztóval)

séggenerátorra lenne szükség. Ezért a 4.22. ábrán látható módon az tápfeszült­ ségből áUítjuk be a bázisfeszültséget, és az U,, váltakozó jelfeszültséget csatolókon­ denzátoron keresztül adjuk a tranzisztorra. A kimenet UQ^Q egyenfeszültségét is kondenzátorral választjuk el a következő fokozattól. A kapcsolásba így két felület­ áteresztő elemet építettünk be. A kondenzátorok által létrehozott alsó határ­ frekvenciát úgy kell beállítani, hogy a kapcsolás még a legkisebb frekvenciájú hasznos jelet is átvigye. C Q "1

r"

Valóságos tranzisztor - Driftmentes'tranzisztor

Bo2-7-z/r 6 E

4.23. ábra. A bázis - emitter feszültségdrift hatásának számításához

A 4.5. ábrán látható meredek átviteli karakterisztika miatt U^^o beállítására a tranzisztor nagyon érzékeny, mert kis feszültségváltozás nagy kollektoráramváltozást okoz. Az elkerülhetetlen gyártási szórás miatt a pontos U^^ feszültséget egyedileg csak az R2 trimmer-potenciométerrel állíthatjuk be. Ezenkívül az áram­ kör hőmérsékleti driftje is nagyon kedvezőtlen. Állandó kollektoráram mellett a bázis - emitter feszültség kb. 2 mV-tal csökken, ha a hőmérséklet 1 °C-kal nő. Ezt magyarázza a 4.23. ábra, ahol a bázisra kapcsolt képzeletbeli feszültséggenerátor feszültsége szobahőmérsékleten 0, és fokonként 2 mV-tal nő. A képzeletbeli feszült­ séggenerátor feszültsége összeadódik a jelgenerátor feszültségével, és az erősítő mindkettőt erősíti. Például ^ = 150 erősítésnél a munkaponti kollektorfeszültség driftje: dUc . 2 mV - 300 mV/K. = AK dT Például 20 °C feszültségnövekedésnél a munkaponti kollektorfeszültség kb. 6 V-tal csökken. A munkapont ilyen mértékű vándorlása megengedhetetlen. Munkapont-beállítás bázisárammal Í7BE hatását a munkaponti kollektorfeszültségre elkerülhetjük, ha a munka­ pontot állandó bázisárammal álhtjuk be. E célból a 4.24. ábrán látható módon csatlakoztassuk a tranzisztor bázisát egy nagyohmos ellenálláson keresztül a tápfe­ szültséghez. Az IQ munkaponti kollektoráramból kiszámíthatjuk a szükséges bázis­ áramot : BEz az áram csak az 66

ellenálláson folyhat keresztül, tehát

1

1

4.24. ábra. Munkapont-beállítás állandó bázisárammal

JTVI —

.

4

/B

Mivel C/t rendszerint nagy C/eEo'hoz képest, ezért í / g E o gyakorlatilag nem befolyá­ solja a bázisáramot. Ezzel a sok nehézséget okozó driftgenerátort kiküszöböltük. Hátramaradt még a B áramerősítési tényező hömérsékletfüggése. Abból indulha­ tunk ki közelítőleg, hogy B 1 %-kal nő a hőmérséklet 1 °C-os növekedésekor. Hátrány, hogy B gyártási szórása nagyon nagy, és tényleges értékének a kollektor­ áramra, valamint a munkaponti kollektorfeszültségre jelentős hatása van. Emiatt az áramkör az előzőhöz hasonlóan kevéssé használható. Munkapont-beállítás negatív áram-visszacsatolással A stabil munkapont-beállítás legjobb módszere az áramkör negatív visszacsa­ tolása kisfrekvencián. A 4.25. ábrán ezt a feladatot látja el az R^, Cp elemekből álló RC tag. A drifterősítést a negatív visszacsatolás RJRE értékre csökkenti. Kettős tápfeszültség-ellátásnál az elrendezést a 4.26. ábra szemlélteti. Itt a munka­ ponti bázisfeszültséget 0-ra álHtjuk, így a bemeneti feszültségosztót megtakaríthat­ juk. Ilyenkor a bázisáram a jelgenerátoron folyhat (ha alkalmas arra, hogy egyen­ áramú kör záródjon rajta).

1 1

1

Rr

o

1

1

1

1

4.25. ábra. Munkapont-stabilizálás egyenáramú visszacsatolással

1

o-

1

Re

4=

c,

1

4.26. ábra. Egyszerű munkapont­ stabilizálás, ha negatív tápfeszültség is van

Ha váltakozóáramú szempontból nem kell negatív visszacsatolás, akkor a CG kondenzátor R^-t váltakozó áramúlag az előírt frekvenciatartományban rövidre­ zárja. Az áramkör méretezését azzal kezdjük, hogy megvizsgáljuk Q hatását az

erősítő frekvenciamenetére. A (4.16) egyenletbe helyettesítsünk be az Z^-t, ahol 1 ZE =

R E X — ^

helyére

i?E =

,^ • '

•

(4.25)

/ i = IJIKR^CE frekvencia fölött az impedancia csökken, tehát az erősítés nő, mégpedig a 4.27. ábrán látható módon a frekvenciával arányosan, amíg eléri az SRQ értéket. Az erősítés az SRQ értéket az SR

1

/. =

= SR^A = ^

(4.26,

frekvencián éri el. H a az egyenáramú negatív visszacsatolásnál kisebb váltakozó áramú negatív visszacsatolást szeretnénk beállítani, akkor a kondenzátorral i?É < ellenállást kössünk sorba. A 4.25. ábrán látható erősítőfokozat méretezésének gyakorlására oldjunk meg egy példát. Legyen egy R^= 10 kQ belsőellenállású generátor. A tranzisztor áram­ erősítési tényezője: B = p = 250, a tápfeszültség: = + 1 5 V. Ne terheljük túl a jelgenerátort, ezért a kollektoráramot úgy válasszuk meg, hogy a váltakozó áramú bemeneti ellenállás legalább 20 kQ legyen. A terhelő ellenállást az i?25 párhuzamos eredője adja, mert a Cg kondenzátor a vizsgált frekvencia­ tartományban rövidzárat ad. Legyen 1^ = 200 iiA. A (4.13.) egyenletből TRE

=

PU^

/c

=

250 > 26 mV = 32,5 200 ^lA

kfl.

Ha i?2 feszültségosztó elemei nem nagyon kicsik, akkor az eredő bemeneti ellenállás követelménye teljesül. Határozzuk meg a munkaponti feszültséget. A munkapont stabihtása annál jobb, minél nagyobb az R^ emitter-ellenálláson eső feszültség, mert így az C/gE feszültség sokkal kisebb 1/^-^61 és konkrét értéke a kollektoráramot kevésbé befolyásolja. Ha U^-TQ 2 V-ot választunk, akkor a kollektor-áramváltozás: dIr dT ^

öí/p

dT _

2 mV K

2V

_

0,1 % K

Az UQQ munkaponti kollektorfeszültség meghatározásánál arról sem feledkezzünk meg, hogy a tranzisztor kollektor - emitter feszültsége az C/cEsat ^ 0,3 V maradék­ feszültséget nem érheti el, mert a 4.6. ábra alapján a ^, S' és r^E paraméterek nagyon lecsökkennek. Ezt a telítési állapotot lineáris erősítőknél el kell kerülni, mert nagy torzítást is okoz. Ne legyen a szükségesnél nagyobb a munkaponti kollektorfeszült­ ség sem, mert kicsi lesz az R ^ kollektor-ellenálláson eső feszültség, és ezzel együtt az erősítés is. Tekintsük azt az esetet, hogy a kimenet legnagyobb kivezérlése: A[/cmax = ± 2 V a munkaponti feszültség körül. Akkor

4.27. ábra. A Cp koDdeozátor hatása az erősítő frekveDciameiietére

CEmin

= 2 V + 1 V + 2 V = 5 V.

CmaxI + \u,

A biztonság érdekében inkább 7 V-ot válasszunk, nehogy U^^^ + sok toleranciái miatt 5 V alá csökkenjen a kollektorfeszültség. Most már kiszámíthatjuk az és ellenállásokat: 2 V 200 iiA + U,-UcA

= 10 k í l ,

15V-7V 200 |iA

Ic

és az ellenállá­

= 40 k Q .

A kollektor munkaponti feszültségének driftje: dUco dT

mV Rc = -2-rr-K 7?E ~ = - 8 mV/K.

A munkaponti bázisfeszültség beállítása következik, úgy, hogy az R^ emitterellenálláson az előírt 2 V feszültség essen. Kis kollektoráramnál Í7BE a (4.5) egyenlet szerint kb. 0,6 V. Ebből BEA

2,6 V .

A bázisáram: 200 nA 250

= 0,8 ^lA.

A bázisfeszültséget a bázisáram nem befolyásolhatja számottevően. Ezért olyan Rx, i?2 feszültségosztót használunk, amin kb. 10 áram folyik át. Ezzel 15 V - 2 , 6 V 8 nA + 0,8 nA R. =

2,6 V 8 |iA

= 1,4 M Q ,

= 330 k Q .

+ 15 V

+15 V

40 kfí

1,4 Míí

2,6 V

0

10 kO

360 nF

7V

7

2 V 100 nF

10 kfí

330 kfí

I

1

1

100 kfí

C E ^ I 00}iF

I

I

I

4.28. ábra. Példa kisfrekvenciás erősítőfokozat méretezésére

A 4.28. ábrán látható elrendezés már az alkatrészek számított értékeit is tartalmaz­ za. A váltakozó áramú bemeneti ellenáhás: ^be = — = ^ B E X Í ^ I X Í ^ 2 = 29 ^be

kO.

200 jLiA kollektoráramnál r^E = 500 kíí. Ebből a (4.10) egyenlet felhasználásával a terheletlen feszültségerősítés: ^

- 7 7 (Í^CXÍ^CE)= T^T

= — = ^be

-

285.

A kimeneti ellenállás: = RrX

RCE

= 40 kQ

X

500 kO = 37 kO .

i?t = 100 kQ terhelésnél a jelgenerátor üresjárási feszültségét eszerint az erősítő = -139 /?t=100kf2

^g"^^be

^t+^ki

-szerese erősíti. Ezt az erősítést kell megtartani az f^^^ = 20 Hz alsó határfrekven­ ciáig. Mivel az elrendezés három felüláteresztő szűrőt tartalmaz, ezért az egyes felül áteresztők határfrekvenciáját / m m - n á l kisebbre kell méretezni. Ha mindhá­ rom azonos, akkor a (2.19) közelítő egyenlet szerint /.in

20 Hz

/a

(Pontosabb számítással

= 11,5 H z .

= 10 Hz adódna.)

Ezzel 1

= 0,36 ^ F ,

= 100 nF, 100 n F .

4.4 Tranzisztorok földelt bázisú kapcsolása Ha összehasonlítjuk a tranzisztorok 4.29. ábrán látható földelt bázisú kapcso­ lását a földelt emitteres kapcsolással, akkor láthatjuk, hogy a jelgenerátor mindkét esetben ugyanazon két kivezetéshez csatlakozik. Ezért a földelt bázisú kapcsolás feszültségerösítése éppen akkora, mint a földelt emitterű kapcsolásé, a kimeneti feszültség fázisa azonban megegyezik az U^^ bemeneti feszültség fázisával, mert ebben az esetben a dU^^ = dU^^ helyett a dU^E = ~ dU^^ összefüggés érvényes. A két kapcsolás között az a lényeges különbség, hogy a tranzisztor bázisa itt a földre csatlakozik, ezért a jelgenerátort nem a bázisáram, hanem az emitteráram terheli. A földelt bázisú kapcsolás bemeneti ellenállása tehát jff-ad része a földelt emitteres kapcsolás bemeneti ellenállásának.

4.29. ábra. Földelt bázisú kapcsolás Feszül tség erősítés:

A = S{Rc x ^CE) ;

Bemeneti ellenállás:

r^e ~ — ;

Kimeneti ellenállás:

r^j RQ

Az áramkör bemeneti ellenállásának pontosabb kiszámításához induljunk ki a 4.29. ábra alapján fehrható egyenletekből. = -di^

=

dU^^= dUcE = dU^-dU^,

-di^-dic, -dU^,,

^ dU^, = -

dl^R^,

A (4.6) és (4.7) alapegyenletekkel X

Sr^ErcE +

Rc «

+ ^CE

\S

STCEJ

r BE

'

közelítéssel (4.27)

mely a fizikai képpel is összhangban van.

A kimeneti ellenállás :

Ha i?g 0, akkor r^^ = RQ^ VQ^' a földelt emitteres kapcsoláshoz hasonlóan. azért hat a kimeneti ellenáUásra, mert negatív áram-visszacsatolást okoz. A kis bemeneti ellenállás miatt a földelt bázisú kapcsolást a kisfrekvenciás tartományban általában nem használjuk. Nagyfrekvenciás alkalmazásoknál azon­ ban előnyei előtérbe kerülnek. Ezt a felhasználási területet a 16. fejezetben a szélessávú erősítőknél még részletesen tárgyaljuk.

4.5. Tranzisztorok földelt koUektoros, emitterkövető kapcsolása A földelt kollektoros kapcsolás működése a következő: ha 0,6 V-nál nagyobb feszültséget adunk a bemenetre, akkor megindul a kollektoráram, ami az R^ emitter-ellenálláson feszültségesést hoz létre. A kimeneti feszültség addig nő, amíg a bázis - emitter feszültség eléri a 0,6 V-ot, tehát:

Ha növeljük a bemeneti feszültséget, akor ezzel együtt nő a kollektoráram és az emitter-ellenálláson eső feszültség is. A bemeneti karakterisztika meredek jellege miatt a kollektoráram növekedésével az U^EO feszültség igen lassan változik, a kimeneti feszültség változása tehát majdnem megegyezik a bemeneti feszültségével, így a feszültségerősítés: A =

- ^ 1. ^t/be

Mivel az emitterfeszültség követi a bázisfeszültséget, a földelt kollektoros kapcso­ lást sokszor emitterkövetőnek is nevezzük. A feszültségerősítés pontosabb meghatározására induljunk ki a (4.7) egyenlet­ ből, tehát: dU^^

=

dU^-dUy,,, dU^i

Az eredmény _ í/C/^i _ ^"dÜ^"

72

1

~

l S(R^xrc^)

SR^

*

_

~ ^'^'^^'

(4.28)

Re

1 4.30. ábra. Emitterkövető kapcsolás SRj, Feszültségerősítés:

A «

Bemeneti ellenállás:

r^^ȤR^;

Kimeneti ellenállás:

r^, = /?EX (

w 1;

+ y

az i?E » 1/5 feltétellel ^ w 1 Az áramkör bemeneti ellenállása nem tér el a negatív áramvisszacsatolt földelt emitteres kapcsolás bemeneti ellenállásától. A (4.20) egyenletből az » IJS feltétellel az eredmény: (4.29) A kimeneti ellenállást = 0-nál könnyű meghatározni. ^11^= 0-nál az emitterkövető kimenete olyan, mint a földelt bázisú kapcsolás bemenete. Ebben az esetben r,i(i?, = 0) = ^ x i ? g ^ i . i?g hatását a kimeneti ellenállásra is kiszámíthatjuk. Ecélból induljunk ki a (4.6) és (4.7) alapegyenletekből:

(4.30)

Számpéldával is igazoljuk, hogy a kimeneti ellenállás milyen kicsi. Az 1^ = 2 mA, ^ = 300, i?E = 3 kQ és R^ = 40 k í l adatokkal / 2 6 mV r^I =

"

- — R

V2mA

40 k Q \ +

:R

x 3kQ = (13 Q + 133 Q) x 3 k O = 140 O .

300 /

^

^

Ugyanekkor a bemeneti ellenállás: = 300 (13 Q + 3 kO) = 904 kQ .

Tehát hatezerszerese az rj,j kimeneti ellenállásnak. E tulajdonsága miatt az emitterkövetőt impedanciaváltónak is nevezzük. A jelforrás forrásfeszültségét igen kis kimeneti ellenállással közvetíti a terhelésre. Beiktatása lehetővé teszi, hogy nagy kimeneti ellenállású jelforrás jelét feszültségveszteség nélkül kis bemeneti ellen­ állású terhelésre juttassunk. A munkapont beállítása a negatív áramvisszacsatolt földelt emitteres kapcso­ lásnál megismert módszerrel történik. A munkaponti emitterfeszültség megválasz­ tásánál azonban még több szabadságfok áll rendelkezésünkre, mert a kollektorfe­ szültség mindig egyenlő + C/^-vel és a kivezérléstől független. Tehát U^Q-ra na­ gyobb feszültséget választhatunk, mint a negatív áramvisszacsatolt földelt emitte­ res kapcsolásnál. Emiatt azt is megtehetjük, hogy az emitterkövetőt egyszerűen az előtte álló fokozat kimenetéhez galvanikusan csatlakoztatjuk, amint ezt a 4.31. ábrán feltüntettük. 2 mA kollektoráram beállításához = (7 V - 0 , 6 V) /2 mA = 3,2 kO emitter-ellenállás kell. Az emitterkövetők különleges tulajdonsága, hogy csak igen kis váltakozófe­ szültségű kivezérlésnél terhelhetők olyan kis ellenállással, mint amit a kimeneti ellenállás lehetővé tenne. Ez azért van így, mert az R^ terhelő-ellenállás váltakozó áramú szempontból az R^^ negatív visszacsatoló-ellenállással párhuzamosan kap­ csolódik. Ha i?E~hez viszonyítva kisohmos, akkor már kis A vezérlő feszültség­ nél is összemérhető lesz az áramváltozás a munkaponti árammal és torzítások keletkeznek. A következő feltételnek teljesülnie kell: Air =

- —

< Irn =

Ebből: (4.31) R. A számítási feladatunknál például a maximális megengedett R^ = = 140 O-nál 3,2 k ü x 140 Q JC/E < ~ 6,4 V = 268 mV . 3,2 kQ. M5V

1

í

amplitúdó

.15V

+15V

7V

c,

6/V R,

1

1

1

1

4.31. ábra. Példa az emitterkövető közvetlen csatolására

A (4.31) egyenletből kiolvasható, hogy

kivezérelhetőséghez a terhelő-ellenállásra R,>

RE

feltétel kell teljesüljön.

4.6. Tranzisztoros áramgenerátorok Az ideáhs áramgenerátor az R^ terhelő-ellenálláson állandó áramot hajt át függetlenül a rajta eső feszültségtől. Ilyen áramkört úgy is kialakíthatunk az 1.2. és 1.3. ábrán látható kapcsolásból, ha az feszültséggenerátorral nagyon nagy ohmos i^g ellenállást kötünk sorba. Az generátorfeszültség igen nagyra adódik akkor, ha a rövidzárási áram nem nagyon kicsi. Például 1 mA áramhoz és R^ = 10 M O generátor-ellenálláshoz = 10 kV feszültség tartozna. Ezt a szokatlan köve­ telményt könnyen megkerülhetjük, ha megelégszünk azzal, hogy csak egy megha­ tározott kimeneti feszültségtartományban követeljük meg a nagy belsőellenállást. Ekkor csupán az dki

dinamikus belsőellenállásnak kell nagynak lennie, viszont a statikus belsőellenállás kicsi maradhat. Ilyen tulajdonságú a tranzisztor kimeneti karakterisztikája. A UQEIIC hányados néhány kO nagyságrendben van, míg a 011^^1 dIc t^cEsat feszült­ ségénél nagyobb kollektor — emitter feszültségeknél néhányszor 100 kQ nagyság­ rendű. A dinamikus belsőellenállásnak ez az értéke negatív visszacsatolás segítsé­ gével több nagyságrenddel növelhető. A továbbiakban néhány egyszerű egytranzisztoros kapcsolást ismertettünk. A műveleti erősítős precíziós áramgenerátorral majd a 13. fejezetben foglalkozunk.

4.6.1. Alapkapcsolás A 4.32. ábrán látható, hogy az áramgenerátorok földelt emitteres kapcsolás­ ban, nagy áram-visszacsatolással működnek. Lényeges sajátossága az eddigiektől eltérően, hogy a fogyasztó itt a tranzisztorral sorba kapcsolódik. A kimenő áram mindaddig állandó marad, amíg nem vezéreljük túl az áramgenerátort, azaz amíg a tranzisztor feszültségére érvényes az UQ^ > t^cEsat egyenlőtlenség. A belsőellen­ állás számításához induljunk ki a következő egyenletekből: =

dUcE ^

dIc,

-dU,,,

dl^

=dlc

dU^E=

+

dl^,

-dlB{R,xR2)-dlERE-

A (4.6) és (4.7) egyenletek alapján: dU^ CE

dL,

1+

PRE

(4.32)

( i ? l X Í ? , ) + rBE +

i?Ej

x R2 « r^^-

Az egyenletből három határesetet képezhetünk, ha 1. Ha JRE = 0, akkor r^i = r^E • 2. Ha RE « r^E, akkor =

r c E (^1 + ^

Í?E) = ^CE (1 + SRE)

= r^E +I^RE •

Ebben a tartományban a kimeneti ellenáhás arányos i?E-vel. 3. Ha RE » r^E , akkor ^ki = r c E ( l + i 9 ) «i5^CE.

Ebben a tartományban már nem nő tovább a kimeneti eUenáUás a növekvő i?E-vel. Ez a legnagyobb kimeneti ellenáhás, amit bipoláris tranzisztorral el­ érhetünk. Az áramgenerátor méretezésénél először az R^-n eső feszültséget kell felvenni. Minél nagyobb az emitterfeszültség, annál nagyobb adott kimenő áramnál a kimeneti ellenállás is. Ezzel együtt csökken az R^ terhelés lehetséges maximáhs feszültségesése meghatározott tápfeszültségnél. Legyen UE = SV+C/^ = 15 V-nál. Ekkor 1 mA kimenő áramnál az emitter-ehenállás RE= kíí. A bázisosztó olyan

1 R.

^1

k

Un

R.

RB

I 4.32. ábra. Áramgenerátor feszültségosztóval Kimenő áram:

4.33. ábra. Áramgenerátor Z-diódával 4,= Rv. iR^>
kis értékű ellenállásokból álljon, hogy ne rontsa jelentősen a kapcsolás kimeneti ellenállását. P = 300 áramerősítési tényezőt feltételezve : i?i X

«

í-BE

= ^ = j S — = 300 • 26 = 7,8 kQ .

Ilyen beállításnál a bázisosztón viszonylag nagy IQ kimeneti ellenállása VQ^ = 100 kO-nál: r^, = 100 kO

1+

4i áram folyik. Az áramkör

300 • 5 kO 7,8 kO + 7,8 k O + 5 kO_

= 7,4 M O .

A bázísosztó ellenállását úgy is kis értéken tarthatjuk, hogy az i?2 ellenállást Z-díódával helyettesítjük. Ezt az áramkört a 4.33. ábrán látjuk. A bázisfeszültség ekkor független a tápfeszültség-ingadozástól.

4.6.2. Bipoláris áramgenerátor Nagyon sokszor olyan áramgenerátorra van szükségünk, amelyik az C/^e bemeneti feszültséggel arányos pozitív vagy negatív 4i kimenő áramot biztosít. Ehhez, mint a 4.34. ábrán látható, két egymással összekapcsolt komplementer tranzisztoros áramgenerátort alkalmazhatunk. Az áramkör működése a követke­ ző : ha az U^^ bemeneti feszültség 0, az I^ és I2 áram egyenlő, így az 4^ kimenő áram 0. Helyezzünk pozitív [/^e bemeneti feszültséget az áramkörre, akkor I2 megnő és 4 lecsökken, emiatt negatív előjelű kimenő áramot kapunk. Negatív bemeneti feszültséget adva az áramkörre, minden működési jellemző az ellenkezőjére válto­ zik, tehát az áramkör végeredményben pozitív előjelű kimenő áramot ad.

R-U, 4.34. ábra. Bipoláris áramgenerátor Kimenő áram: 4i =

-

2RE

A kimenő áram számításához először határozzuk meg az keket. A 4.34. ábra alapján fehrhatjuk, hogy

és I2 áramérté­

' ' ^ — — • h = Ebből 4i = / i - / 2 =

-

amit már korábban is megadtunk. Az áramkör kifogástalanul működik, ha nem vezéreljük túl. Ennek az a feltétele, hogy egyrészt a bemeneti feszültség abszolút értéke kisebb legyen, mint t/t-4Í/BE, mert egyébként az egyik tranzisztor lezár, másrészt a terhelő ellenállás olyan kicsi legyen, hogy a kimeneti feszültség abszolút értéke ne lépje túl az UJ2 értéket, mert akkor telítésbe kerülne az egyik tranzisztor.

4.6.3. Aramtükör A 4.32. ábra áramkörének emitterfeszültsége 2 mV-tal nő 1 °C hőmérsék­ let-növekedés hatására. A hőmérséklet hatását úgy kompenzálhatjuk, hogy az Uq bázisfeszültséget is ugyanennyivel növeljük. Ezt legegyszerűbben úgy oldhatjuk meg, ha i?2-vel egy diódát nyitóirányú polaritással sorba kapcsolunk (4.35. ábra). Tehát j

j ^

UBEO

^

4e^2+

^BEO

^2 ^

i\E

ÍVE

Az 4 g és 4i arányossága miatt az elrendezést áramtükörnek is nevezzük. Az [/D ^ Í7BEO feltétel pontosabban teljesül, ha a dióda helyett tranzisztort haszná­ lunk, amikor a 4.36. ábrán ábrázolt módon a kollektort és a bázist összekötjük. Az ilyen megoldásnál UQE = U^E ^ ^cEsav A T^ tranzisztor tehát telítésmentesen működik. T^ kollektorárama: 1,^ — 21^, Ha a két tranzisztor azonos, akkor T2-n ugyancsak 4i = 4e - 2 4 áram folyik. A B = IJI^ áramerősítési tényezőt figye­ lembe véve: B

Tehát az áramkör elvileg emitter-ellenállás nélkül is működik. A kimeneti ellenállás növelésére és az együttfutási hiba kompenzálása érdekében azonban általában nem hagyható el teljesen.

1

1 R,

R^

2/R

1

k T2

RE

I

I

4.35. ábra. Egyszerű áramtükör R Kimenő áram: 4^ = — 4^ RE

4.36. ábra. Díódakapcsolásü tranzisztorral felépített áramtükör Kimenő áram: 4i ^ 4e

A 4.37. ábrán látható Wilson-kapcsolás nagypontosságú, emitter-ellenállás nélküH, nagy kimeneti ellenállású elrendezés. A kapcsolás zárt szabályozóhurokkal működik, ugyanis a T2 bázis — emitter diódáján addig nő a feszültség, amíg a tranzisztoron 4^ - 4 kollektoráram folyik. Ekkor beáll az állandósult állapot és a 4.37. ábrán feltüntetett áramok folynak.

1 R,

2/„

7",

4.37. ábra. Javított (Wilson) áramtükör Kimenő áram: 4i = 4e

Az áramtükörrel előállíthatjuk a bemenő áram többszörösét, ill. törtrészét is úgy, hogy vagy T^-gyel, vagy T2-vel kötünk tranzisztorokat párhuzamosan. Az áramkör jó működésének feltétele, hogy jól együttfutó, közel egyforma tranzisztorokból épüljön fel, amit disztkrét elemekből nem lehet biztosítani. Ezért egy lapkára integrált tranzisztorokat (array-t) vagy különleges integrált áramtükröket célszerű használni erre a célra, utóbbira példa a Texas cég TL011...TL021 sorozata.

4.7. DarMngton-kapcsolás Sokszor előfordul, különösen emitterkövető áramkörökkel kapcsolatban, hogy egy tranzisztor áramerősítési tényezője túl kicsi. Ebben az esetben, mint a 4.38. ábrán is látható, egy emitterkövető elrendezésű tranzisztort kapcsolhatunk a fokozat elé. Az így kapott, ún. Darlington-áramkört egy E', B' és C kivezetések­ kel rendelkező tranzisztorként is felfoghatjuk. Számítsuk ki az így kapott tranzisz­ tor jellemző adatait. Mivel a T i tranzisztor emitterárama egyenlő bázísáramával, az áramerősítésre a (4.33)

ah

egyenletet kapjuk. Az áramkör bemeneti ellenáUása a (4.20) egyenlet alapján: ^B'E'

^BEl "*~^^BE2 •

A (4.4) egyenlet felhasználásával: ^C2

^BE2

"

(4.34)

BEI ?

^1

es Uj

(4.35)

Q B'o-

4.38. ábra. Darlington-kapcsolás

4.39. ábra. Áramköri jelölés

Egyenértékű jellemzők: Áramerösítés:

P'^fii'

fizl

Bemeneti ellenállás: r^.^, = Ir^E i = 2 fi'— ; Meredekség :

S' = I^,l2Uj\

Az áramkör

í/g'E' = állandó

CE'

kimeneti ellenállásának kiszámításához használjuk fel a (4.6) és (4.7) alapegyenletet és az alábbi kettőt:

dl^2

és T2 tranzisztorra felírt

= dici •

Az eredmény: ^

RCEL

(l

+ ^l^BE2)

2r CEl

_ CE2 '

(4.36)

^2

A (4.3) egyenlettel ^CEi

PINCEI -

Tehát ^CE'

~ ^CE2 X 2rCE2 ~ 2 ^CE2 •

(4.37)

T2 gyorsabb lezárása és T^ munkaponti áramának növelése érdekében T 2 bázis emitter kapcsai közé egy ellenállást kapcsolhatunk. Komplemeneter Darlington-kapcsolás Két komplementer tranzisztorból is kialakítható Darlington-kapcsolás a 4.40. ábrán látható módon. Itt a működést lényegében a T^ tranzisztor határozza meg, míg T2 csupán áramerősítést végez. Az egész elrendezés Tj miatt pnp-tranzisztorként működik, paraméterei egyébként a normál Darhngton-kapcsoláséhoz hason­ lóak. E' 0 Ti

L_.

4.40. ábra. Komplementer Darlington-kapcsolás Egyenértékű jellemzők: Áramerösítés:

fi'^^fii'

Bemeneti ellenállás:

fiil

r^>^> = ^be 1 ^

Meredekség: 1

— J ^c

A Ti tranzisztor kollektoráramának biztosítása érdekében C/B-E' = = ^BEi ^ - 0 , 6 V bemeneti feszültség szükséges. A kapcsolás bemeneti ellen­ állása : _ dU^'^' _ dU^^i _ %E' —

~

dlB'

Mivel Ti kollektorárama egyenlő

^BEl •

dl^^ bázisáramával, ezért

kollektorárama:

Tehát az áramerősítési tényező: P'-^

= f^A,

(4.38)

az előző kapcsoláséhoz hasonlóan. A kimeneti ellenállás: ^ ^;7c-E' ^

dUc'w

^

!cEi ^ 1

^4

4.8. DifFerenciálerősítő 4.8.1. Alapkapcsolás A differenciálerősítő kétbemenetű és kétkimenetü szimmetrikus egyenfeszült­ ség erősítő. Alapkapcsolását a 4.41. ábrán láthatjuk. A két összekötött emitter áramgenerátorhoz csatlakozik. Az áramgenerátor hatására az Iq = /EI + /E2 emitteráramok összege állandó. Vezérlés nélkül í/^ei ^hei 0- Ekkor az állan­ dó Iq áram a szimmetria miatt egyenlően oszhk el a két tranzisztor között. Tehát: _ 1 IEI

^ ^E2 ~ 2^0- ^

A bázisáram elhanyagolásával: 1 A fenti összefüggések akkor is érvényesek, ha a két tranzisztor egyforma vezérlést kap (közös módusú vezérlés). Mivel az ilyen működésmódnál a kollektoráramok áhandóak, ezért a kimeneti feszültség is állandó marad, azaz a közös módusú erősítés 0. Legyen azonban például U,,^ > [7^62^ akkor megváltozik a differenciálerősítő árameloszlása: I^ nő, 1^2 pedig csökken. A két áram összege azonban állandó és /o-lal egyenlő marad. Ebből következik, hogy AIc, =

-^Ic2

1

1

-o

O-

1 -o

o -

1 0 4

4.41. ábra. Differenciálerősítő alapkapcsolása Differenciális

erősítés:

AU^ ahol

Közös módusú

erősítés:

Közös módusú

elnyomás:

Differenciális bemeneti

ellenállás:

Közös módusú bemeneti ellenállás Kimeneti

2

^ AU^,, AU^,2 li?c , , Au = = = , ahol L/fc = AU^ AU^ 2i?E 2 KME = — ^ SR^ (i?E az áramgenerátor belsőellenállása);

A AU, ^ AJ ^ AJ ^ ^^BE; AU,

AU^

AU^

^ki = i ? c X ^ C E ;

ellenállás:

Bemenő munkaponti

AU^

C/,= C/,ei-C/be2;

áram:

A bemeneti feszültségkülönbség tehát, szemben a közös módusú vezérléssel, kime­ neti feszültségváltozást okoz. A bázis — emitter feszültség hőmérsékletfüggő megváltozása közös módusú vezérlésként hat, tehát ideáhs esetben hatástalan a kimeneti feszültség megváltozá­ sára. E tulajdonsága miatt a differenciálerősítő egyenfeszültség-erősítőként is hasz­ nálható. Kis feszültségdriftje következtében tehát akkor is jól használhatjuk, ha nem feszültségkülönbséget, hanem egyetlen bemeneti feszültséget kell erősíteni. Ekkor a két bemenet egyikét 0 feszültségre kötjük. Tehát Ujy = [7^^, ill. Ujy = — í / f e g aszerint, hogy melyik bemenetet használjuk. A feszültségerősítés pontosabb kiszámításához bontsuk mindkét bemeneti feszültséget két-két összetevőre, mégpedig közös módusú és differenciáhs feszültség-összetevőkre:

1

2

Ebből

1 U^ = - (C/bel + C/be2)

és

U,

=

U^,

-

U^,

.

A differenciális erősítés számításakor a tiszta differenciális vezérlésből induljunk ki, azaz

A szimmetria miatt az emitterfeszültség állandó, ezért 1

A két tranzisztor ezek szerint úgy működik, mintha földelt emitteres kapcsolásúak lennének, és feszültségerősitésük:

AU,

2JC/BE1

2

ill.

(4.40) • ^C/.i2 AU,

AU,,,

1 + --S(í?CX'-CE) = 2

=

2Z(í7BE2

- a , .

)

Tehát a tranzisztorok ellentétes előjelű koilektorfeszültség-változásainak abszolút értéke egyenlő, de csak feleakkorák, mint földelt emitteres kapcsolásban, mert a bemeneti feszültség a két tranzisztoron megoszlik. A közös módusú erősítés számításához az emitterekhez csatlakozó valóságos (véges kimeneti ellenállású) áramgenerátorból kell kiindulni. Az áramgenerátor belsőellenállását R^-vel jelöljük. H a mindkét bemenetre azonos Uy, feszültséget adunk, akkor az emitteráram változatlanul egyenlő arányban oszlik el a két tranzisztoron. Ilyenkor az áramkör két párhuzamosan kötött, gyakorlatilag terhe­ letlen i ? E közös emitter-ellenállású emitterkövető kapcsolásnak tekinthető. Ezért az emitterfeszültség megváltozása AUy., az emitteráramé pedig: AUy, AIo = A kollektoráram változása ennek csak a fele. A kimeneten fellépő feszültségválto­ zás: AU^,, = AU^,,=

-^^AU,,

mindkét kollektoron azonos fázisú. Ezután meghatározhatjuk a közös módusú erősítést: Jt/yi AU^i2 Rc A^ = — — = — ~ = (4.41) AUi,

AU^

2i?E

A differenciális erősítés nagyságrendje 100, a közös módusú erősítésé pedig 10"^.

f. Hz 4.42. ábra. Az A, differenciális erősítés és KME közös módusú elnyomás frekvenciamenete

Lineáris működésnél összetett különbségi és közös módusú vezérlés esetén a kimeneti feszültség:

AV^,2=

+ \s(RcX

TCE) U,-

Z

^

.

ZKE

A differenciálerősítők minőségi mutatója a differenciális és közös módusú erősítés hányadosa, amit közös módusú elnyomásnak (KME; Common Mode iíejection iíatio, C M R R ) nevezünk. A (4.40) és (4.41) egyenletek hányadosa: KME

= —

^SR^,

(4.42)

A 4.6.1. pontban kiszámított példában az 1 mA-es áramgenerátor belsöellenállása 7,4 M O volt. Ic = /o/2 = 0,5 mA figyelembevételével a meredekség: S = 0,5 mA/26 mV - 19 mA/V. A fentiekből a közös módusú elnyomás: KME = 140 000 ^ 103 dB. A gya­ korlatban azonban a (4.41) egyenlettel kiszámolhatónál kisebb értékek adódnak, és a kimeneti feszültségek sem azonos fázisúak. Ezeket a jelenségeket a tranzisztor­ paraméterek eltérése okozza. A közös módusú elnyomás felső határa a tranzisztor­ párok toleranciájától függ. Gondosan kiválogatott tranzisztorpárokkal 80... 100 dB-es közös módusú elnyomást érhetünk el. A kollektor — bázis szórt kapacitás miatt a frekvencia növekedésével nő a közös módusú erősítés abszolút értéke, és a közös módusú elnyomás ennek megfe­ lelően csökken. A közös módusú elnyomás határfrekvenciája sokkal kisebb lesz, mint a differenciáhs erősítésé, mert a frekvenciafüggés szempontjából érdekes ellenállás a nagy belsöellenáüású áramgenerátor ellenállása, míg a differenciáhs erősítésnél az ehhez képest sokkal kisebb értékű RQ kollektor-ellenállás. Az erősítés - frekvenciakarakterisztikák jellemző menetét 1 mA kollektoráramnál a 4.42. ábrán láthatjuk. Kisebb kollektoráramnál a határfrekvencia is kisebb.

Bemeneti ellenáüás A differenciálerősítő bemeneti jellemzői jól vizsgálhatók a 4.43. ábrán felraj­ zolt helyettesítő képpel. A bemenő áram 3 áram összege: az bemenő munkaponti áram. ami C/^j = C/f^, = 0 V-nál is folyik; az R^-n átfolyó áram, ami csak különbségi vezérlésnél folyik, és még egy összetevő látszik, ami az R^ ellenálláson át kerül a bemenetre. 4,

I 4.43. ábra. Differenciálerősítő bemenetének helyettesítő képe

A bemenő munkaponti áramot a tranzisztorok áramerősítési tényezőivel fejezhetjük ki: ^

B

2^

Az közös módusú bemeneti ellenállást csak közös módusú vezérlésnél mérjük. Ez az ellenállás a véges miatt véges értékű:

Aln

AUu

AUu

Ah

AL

A közös módusú bemeneti ellenállás gigaohm nagyságrendbe esik, mert az áramge­ nerátor i?E nagy belső ellenállását még 2/i-val kell megszorozni. Tisztán differenciális vezérlésnél az emitterfeszültség állandó, és a vezérlő feszültség egyenlő mértékben oszlik meg a két bázis - emitter átmeneten. A diffe­ renciális bemeneti ellenállás:

rá = - 7 1 - = 2 — — = 2rBE , Ah Ah tehát a földelt emitteres kapcsolás bemeneti ellenállásnak kétszerese.

4.8.2. Nagyjelű tulajdonságok A differenciálerősítők átviteli tulajdonságait eddig a hneáris tartományban vizsgáltuk. Foglalkozzunk a továbbiakban a nagyjelű átviteli jellemzők vizsgálatá­ val. A (4.1) egyenletből: ^^^^^

Ic2

= he

,

-5

-3

-2

-1

0

1

2

3

4.44. ábra. Nagyjelű átviteli karakterisztika

Az áramkörből még a következő egyenleteket írhatjuk fel: 4

=

-^Cl +

és

4:2

=

U-^El

~

^BE2 •

Ebből (4.43)

es /ci -

= 2

^

1+th

V

— 2Uj

( 4 . 4 4 )

Ezt az átviteli karakterisztikát láthatjuk a 4 . 4 4 . ábrán. Ha = 0, akkor mindkét kollektorkörben / Q / 2 áram folyik. A nullpont közelében az átvitel R ±Uj ^ ±25 mV kivezérlési tartományban közel lineáris. A ±4Uj ^ ± 100 mV különbségi feszültségnél az áram 98 %-a folyik az egyik és csak 2 %-a a másik tranzisztoron. Az átviteli karakterisztikából kiszámíthatjuk a torzítási tényezőt. Ehhez fejtsük sorba a th függvényt a harmadik tagig: 1+

2Ur

C/j =

Ü l

24Ul

+

sin cüt

helyettesítéssel Űx

Ű\

1 + - — sín ojt— -TT—; (3sín cot — sín3 co/) 96C/| 2Ur A harmadik harmonikus és az alapharmonikus amplitúdóinak hányadosával a torzítási tényező:

96C/| Ül

3 Ül

2Uj

96U^

(4.45)

48

A torzítási tényező négyzetével arányosan nő, azonban sokkal kisebb, mint földelt emitteres kapcsolásban. Tájékozódásul számítsuk ki L^^^, amplitúdóját 1 %-os torzítási tényezőnél: C^imax = 0,7 UJ *

18 mV.

Ha 80-szoros feszültségerősítésből indulunk ki, akkor a kimeneti feszültség ampli­ túdója 1,4 V, míg földelt emitteres kapcsolásnál csak 106 mV volt.

4.8.3. Belső visszacsatolása difFerenciálerősítő A földelt emitteres kapcsoláshoz hasonlóan a differenciálerősítőknél is gyak­ ran használunk negatív áram-visszacsatolást, hogy erősítésüket a kívánt értékre beállíthassuk. Ennek biztosítására - a 4.45. ábrán látható elrendezésben - mind­ két tranzisztor emitteréhez egy-egy ohmos ellenállást csatlakoztatunk, ami negatív áram-visszacsatolást okoz. Ha A C/^-vel megváltoztatjuk az = Í7bei ~ ^HEI diffe­ renciáhs bemeneti feszültséget, akkor a két emitterellenállás emitterekhez csatlako­ zó végei között is közelítőleg A U^-YQI változik meg a feszültségkülönbség. A kol­ lektoráram megváltozása tehát: zf/ci =

AU, -AI,C2

1

1

1

fíc

Rc

o—

1

7",

-o

uj

1 R,

Rc

o-

-o

1

1

o-

-o

7",

2R,

T,

1 -o

1

1

1

4/2(í)

4 °

(D4/2

4.45. és 4.46. ábra. Negatív áramvisszacsatolt differenciálerősítő Differenciális

erősítés:

Differenciális bemeneti ellenállás:

1 SRc 2 1+SRr, r^ = 2(r^E + ^ ^ E )

1

Rc

,

1

Ebből a feszültségerősítés: A =

-

2R,

A közös módusú erősítésre az ellenállás nincs hatással. Ha a 4.46. ábrán látható két áramgenerátort is magában foglaló elrendezést használjuk, akkor a negatív áram-visszacsatolást egyetlen ellenállással megvalósít­ hatjuk. Különbségi vezérlés nélküli állapotban a IR^ ellenálláson nem folyik áram, szemben a 4.45. ábrán látható kapcsolással. Ezért a IR^ ellenállással szabályozhat­ juk az erősítést a munkaponti feszültségek megváltoztatása nélkül.

4.8.4. Ofszetfeszültség Két egyenlő kollektoráramú tranzisztor C/BE bázis — emitter feszültsége soha­ sem egyenlő, ha kis mértékben is, de mindig eltérnek egymástól. Ezért a kimeneti feszültségkülönbség nem pontosan 0, ha = 0. Azt az feszültséget, amit a bemenetre kell adni ahhoz, hogy a két kimeneten egyenlő kimeneti feszültség

b-

-o 1000/?

o-

1

7",

Pi

T,

1

R .

I

4.47. ábra. Differenciálerősítő ofszetkiegyenlítéssel

jelenjen meg (C/^ii ^ U^n) ofszetfeszültségnek nevezzük. Ha monoht kettős tran­ zisztorhoz gondosan válogatott egyenlő értékű kollektor-ellenállásokat kapcso­ lunk, akkor az ofszetfeszültség általában néhány mV. Vannak olyan esetek, amikor a néhány mV sem engedhető meg. Ilyenkor a differenciálerősítő ofszetfeszültségét nullára egyenhtjük ki. A megoldást a 4.47. ábrán tüntettük fel. Ha csak egy bemenetet használunk, akkor a másikra egyenfeszültséget adha­ tunk, amivel a hibafeszültséget kompenzáljuk. Ezt a feladatot látja el a poten­ ciométer. A finomszabályzás megkönnyítésére az ofszetfeszültséget beálhtó poten­ ciométer csúszkája és a differenciálerősítő bemenete közé ellenállásosztót célszerű kötni. Ha mindkét bemenetet használjuk, akkor a két bázis — emitter feszültség

eltérését az emitter-ellenállásokkal egyenlíthetjük ki. Ezt a célt szolgálja a potenciométer. A P^ potenciométer egyben a 4.45. ábrán található negatív áramvisszacsatoló ellenállás feladatát is ellátja. Ha nincs szükség érdemi visszacsato­ lásra, akkor a potenciométer ellenállása 1/5-nél kisebb kell hogy legyen. A harmadik megoldás a bázis — emitter nyitófeszültség-különbség hatásának kiegyenlítésére — a kollektoráramok különböző értékei mellett — a kollektor­ ellenállások különböző értékre állítása. Ezt a feladatot látja el a P2 potenciométer. Állítsuk például a bal szélső állásba a potenciométer csúszkáját. A T 2 tranzisztor kollektor-ellenállása megnő, és a T^-hez tartozó lecsökken. A két kimeneti feszült­ ség egyenlő lesz, ha T 2 kollektorárama éppen annyival volt kisebb kollektorára­ mánál, amennyi a kimeneti feszültségkülönbség kiegyenlítéséhez szükséges. U^^i szükséges értéke tehát kisebb t/G^I'^^l és az ofszetfeszültség hatása megszűnik. Például t/o = 3 mV ofszetfeszültség hatására a (4.43) egyenlet szerint a munkapon­ ti áramok aránya: ^ - ^ e " - -

1,12,

Ic2

így a kollektor-ellenállások arányát is ekkorára kell beálhtani. P2 elönyösebben használható hibafeszültség-beállítóként, mint P^, mert kive­ zetésein állandó feszültség van, míg P^-en a teljes közös módusú bementi feszültség megjelenik. Ezért inkább a P2 potenciométert szabad az előlapon elhelyezni, és kapcsait vezetékkel a szabályozott áramkörhöz vezetni. Feszültségdrift A tranzisztorok állandó kollektoráramához tartozó bázis - emitter feszültség 2 mV-tal csökken 1 °C hőmérséklet-növekedés hatására. Differenciálerősítőkre ez a hatás ugyanolyan, mintha a 0 hőmérsékleti együtthatójú tranzisztorokra fokon­ ként 2 mV közös módusú feszültséget helyeznénk. Ez erősítéssel jelenik meg a kimeneten, mint kimeneti feszültségdrift. Minél nagyobb a közös módusú elnyo­ más, annál kisebb a kimeneti feszültségdrift. U^^ hőmérsékleti driftjét tehát lénye­ gesen kisebb mértékben erősíti az áramkör, mint a bemeneti feszültségkülönbséget. E tulajdonsága miatt a differenciálerősítő elrendezés egyenfeszültség-erősítök ki­ alakításában nagy jelentőségű. Két azonos típusú tranzisztor hőmérsékleti együtthatója egyenlő kollektor­ áram mellett sem egyezik meg pontosan, így a fokonkénti 2 mV közös módusú feszültségen kívül különbségi feszültség is keletkezik, ami azonban néhány nagy­ ságrenddel kisebb. Ezt a hasznos jellel együtt az áramkör A^ erősítéssel erősíti. A tranzisztorokat működtessük egyező hőmérsékleten, és válogassunk össze azonos hőmérsékleti együtthatójú példányokat, így le tudjuk csökkenteni a különbségi feszültségdriftet. A közös tokba épített kettős tranzisztorok ezeket a feltételeket maradéktalanul kielégítik. A nem válogatott tranzisztorokból felépített differen­ ciálerősítők különbségi driftje: 100 I I V / ° C , kettős tranzisztorokkal 0,1 . . . 5 I I V / ° C érhető el (pl. a National cég LM 394 típusjelzésű áramköre).

A bázis - emitter feszültség hőmérsékleti együtthatója kismértékben függ a kollektoráramtól. 200 jiV/°C értékkel csökken, ha az áram megtízszereződik, azaz f/gE 60 mV-tal megnő. A differenciálerősítő hibafeszültségdriftje eszerint 3,3 jiV/ °C-kal változik, ha a bázis - emitter feszültségkülönbség 1 mV-tal eltér. Emiatt a differenciálerősítő feszültségdriftje csökkenhet, ha a kollektorára­ mok kismértékben eltérnek. Azonban az is előfordulhat, hogy a bemeneti ofszetfe­ szültséget nem célszerű a kollektoráramok változtatásával kiegyenlíteni, mert a drift megnőne.

4.9. Néhány tranzisztorparaméter mérése A tranzisztorok kisjelű működésének jellemző adatait a karakterisztikákból határozhatjuk meg. Mivel ez a módszer túl körülményes vagy pontatlan, ismerte­ tünk néhány olyan kapcsolást, amelyeknek segítségével váltakozó feszültségek mérése útján a legfontosabb tranzisztoradatokat közvetlenül meghatározhatjuk.

4.48. ábra. Kapcsolás az áramerősítési tényező, a meredekség és a bemeneti ellenállás mérésére

^CE

Rí

-T

i

4.49. ábra. Kapcsolás a kimeneti ellenállás és a visszahatási meredekség mérésére

A 4.48. ábrán látható kapcsolásban a tranzisztorok P kisjelű áramerősítési tényező­ jét, bemeneti ellenállását és S meredekségét mérhetjük meg. A 4.3.5. pontban leírtak szerint az ellenállás segítségével negatív áramvisszacsatolással állíthatjuk be a kívánt IQQ munkaponti kollektoráramot, míg az emittert a kondenzátorral váltakozóáramúlag földeljük. Tehát AU^^ % E Az I'B és ÍQ váltakozó áramú összetevők mérésével közvetlenül kiadódnak a követ­ kező paraméterek:

s= VcEO

'•BE =

"BE — ÜCEO

Jc>0

/b<0

J

'CE

^BE<0

4.50. ábra. Kapcsolás az í/ebo emitter - bázis letörési feszültség mérésére

®

4.51. ábra. Kapcsolás az C/cer maximális kollektor - emitter feszültség mérésére

mérésénél a munkapont beállítására a fenti módszert használjuk, járulékos feltétellel:

= 0

^CE Ügyeljünk arra, hogy a bázisvezetékhez csatlakozó érzékeny árammérő műszer elég kis belsőellenáhású legyen, az U^^ ^ áüandó, vagyis az u^^ = 0 feltétel bizto­ sítása érdekében. A tranzisztorok letörési feszültségét egyszerűen úgy mérhetjük, hogy kis áramot engedünk át a tranzisztorokon, és a feszültségesést mérjük. U^BO mérését a 4.50. ábra szemlélteti. Csatlakoztassuk az áramgenerátorhoz a bázis - emitter diódát, amely meghatározott értékű záróirányú áramot szolgáltat, és az U^BO feszültséget a műszeren leolvashatjuk. Áramgenerátor helyett például olyan fe­ szültséggenerátort is használhatunk, amelynek feszültsége t/EBO"^ál nagyobb, és a tranzisztorhoz egy nagyértékű sorba kötött ellenáháson keresztül csatlakozik. A maximáhsan megegengedhető kohektor - emitter feszültség méréséhez csat­ lakoztassuk az áramgenerátort a 4.51. ábrán látható módon a tranzisztor kollekto­ ra és emittere közé. A 4.10. fejezetben leírtak szerint az áram nagyobb legyen, mint a záróirányú kollektoráram, azonban elég kicsi ahhoz, hogy ne következzen be a „másodfajú letörés" (second breakdown). R értékétől függően a következő feszült­ ségeket mérjük: i? = 0 ^ C/CES i? > 0 ^ C/CER R=

C/cEo

4.10. Tranzisztorzaj Az elektronok hőmozgása miatt minden ellenáháson keletkezik zajfeszültség, amelynek frekvenciasávja a legkisebb frekvenciától a legnagyobbig terjed. Fehér­ zajnak nevezzük azt a zajt, amelynek a dPJdf zajteljesítmény-sűrűsége frekvenciafüggetlenül állandó. Az ehenállászajra ez a feltétel első közelítésben teljesül. Az ellenállás zajteljesítmény-sűrűsége:

df

B

= AkT,

ahol k a Boltzmann-állandó, T az abszolút hőmérséklet. Szobahőmérsékleten: AkT=

1,6-10-^^ Ws.

Mivel a fehérzaj zajteljesítmény-sűrüsége frekvenciafüggetlen, a P^ zajteljesítmény a sávszélességgel arányos: P, = 4kTB, Az illesztett fogyasztó a zajteljesítménynek csak negyedrészét veheti fel. A zajtelje­ sítményből kiszámíthatjuk az üresjárási zajfeszültség effektív értékét: Í7,,ff =

]ÍP^ = 1/4 kTBR.

(4.46)

A tranzisztorok is zajosak. A tranzisztorzajt sokszor a jelgenerátor belső­ ellenállásával kapcsolatban vizsgáljuk. Ha a kimeneten fellépő zaj szempontjából minden zajforrást egyértelműen a generátor-ellenállással sorosan redukálva képze­ lünk, akkor ezen generátorok eredő zajteljesítménye nagyobb, mint az ellenállás értékéhez tartozó zajérték, hiszen a tranzisztorban keletkező zajt is képvisehk. Az zajszám megadja, hogy az R^ ellenállás zajteljesítményét milyen tényezővel kell szorozni ahhoz, hogy a zajmentesnek feltételezett tranzisztor kimenetén a ténylege­ sen fellépő zajteljesítményt megkapjuk. Az R^ ellenálláshoz rendelt teljesítmény tehát: zeff

=

4kT£F,

ebből az i? -vei soros üresjárási zajfeszültség: U:,,,=

]/4kTBFR^,

(4.47)

A 4.52. ábrán a tranzisztor bemeneti áramkörének helyettesítő képét látjuk. i?g most az Wg feszültséggenerátor zajmentesnek feltételezett belsőellenáhása. A tranzisztor bemenetére a következő feszültség kerül: ^BE zeff

(4.48)

Az F zajszámot gyakran F* = 10 I g f d B zajtényező formában adjuk meg. Az áramkörök jellemzéséhez az is fontos adat, hogy U^^ff hányszorosa

u.

gef 4.52. ábra. Tranzisztorzaj helyettesítő képe

í/^eff

értékének. A J / Z = t^geff/í^zeff hányadost jel - zaj viszonynak nevezzük. Az ennek megfelelő {JjZy = 20 dB lg (J/Z) logaritmikus mennyiséget j e l - z a j feszültség­ távolságnak hívjuk és dB-ben adjuk meg. Kis bemeneti feszültség esetén az erősítés növelése csak akkor célszerű, ha egy­ idejűleg csökkentjük az erősítő zaját, mert egyébként az erősítő bemenetre redukált zajfeszültségének hatása elnyomja a bemenő jelet. 0 dB-es jel - zaj távolság a beszéd érthetőségének határa. 40 dB jó minőségnek tekinthető, 60 dB-nél pedig a zaj gyakorlatilag többé nem észlelhető a jel mellett. Világítsuk meg egy példa segítségével, hogyan határozhatjuk meg egy erősítő megkövetelt zajtényezőjét. Adott egy = 200 O belsőellenáhású mikrofon, ami [/geff = 300 jiV üresjárási feszültséget ad. Az erősítő kimenetén 15 kHz sávszélesség esetén 60 dB jel — zaj távolság keh, hogy legyen. Az üresjárási zajfeszültség meghatározása: (J/Zr

= 60 dB

300 ^IV 20 lg — ( d B ) , ^zeff

ebből ?7;eff -

0,3

.

A (4.47) egyenletből F=

1,88,

ill.

F * = 2,74 d B ,

tehát az erősítő megengedhető zajtényezője legfeljebb kb. 3 dB lehet. A tranzisztor zajtényezője üzemi adataitól erősen függ, különösen a frekven­ ciatartománytól, a kollektoráramtól és a jelgenerátor R^ belsőellenállásától. A 4.53. ábra a zajtényezőt a frekvencia függvényében ábrázolja [4.6]. Kb. 1 kHz alatt a frekvenciával fordított arányban változik. Ezért ezt a hatást l/f zajnak (flicker- vagy villódzási zaj) nevezzük. A zajszám erősen függ a kollektoráramtól és a jelgenerátor R^ belsőehenáhásától. A kollektoráram függvényében minimuma van, ami R^ növelésével a kollektoráram kisebb értékei felé tolódik el (4.54. ábra). jRg-nek a zajfeszültségre való hatását a 4.54. ábrából közvetlenül nem tudjuk kiolvasni, mert a zajfeszültségre a (4.47) egyenlet szerinti FR^ szorzat mértékadó. Ha I?g 0, akkor OO, de úgy, hogy az FR^ szorzat véges határértékhez tart. A 4.55. ábra a zajfeszültség i?g-től való függését szemlélteti. Láthatjuk, hogy a generátor nagy R^ ellenállásához kis kollektoráram, kis generátor-ellenálláshoz pedig nagyobb kollektoráram a kedvező. F [LOG]

1 k 4.53. ábra. A zajtényező frekvenciafüggése

f[\og], Hz

P , dB. /?g =

/ 10-

/

1 0 0 kQ / 1 0 kO / / 1 kO

1 MA

V

1

10

1 100

—\——-|®^ 1K lOk/c, ^LA

4.54. ábra. A zajtényező a kollektoráram függvényében

1000 /?A, KO 4.55. ábra. A zajfeszültség eredő értéke 1 Hz sávszélességnél a jelgenerátor belsőellenállásának függvényében

Amint láttuk, a zajtényező egyrészt a jelgenerátor belsőellenállásától, másrészt a kollektoráramtól függ. R^ igen kicsi és nagyon nagy értékeire zajtényező egyáltalán nem adható meg, ezért sokkal célszerűbb az F helyett közvetlenül az C^zeff egyenértékű zajfeszültséget megadni, amint azt már a 4.55. ábrán is tettük. Elméletileg bebizonyítható, hogy í/^eff és R^ között explicit összefüggés van, amit a következő egyenlettel közelíthetünk [4.7]: zOeff

Az

^zOeff^g

(4.49)

és 7^0eff összctcvők csupán a kollektoráramtól függnek. Segítségükkel kiszámítható minden R^ értékre. Ennek egyszerűsége miatt a félvezetögyártók örvendetes módon arra térnek át, hogy az F zajszám helyett az /zOeff zaj áramot és az [/zOeff zajfeszültséget adják meg. Már általánosságban is kiszámíthatjuk, hogy mekkora a feszültség a zajmen­ tesnek feltételezett tranzisztor bemenetén (4.52. ábra). A (4.48) egyenlet alapján: [/^oeff

C/^eff

^BE BEeff

R.+

zOeff + ^zOeff^g

r BE

(4.50)

A 4.56. ábra a (4.50) egyenletnek megfelelő helyettesítő képet szemlélteti. Mivel az i?g-től való függést így explicit formában ismerjük, az 7?g 0 és R^ oo határeseteket is minden további nélkül megadhatjuk. Ha R 0, akkor: (4.51)

17.BEe

U.GEFF

X

4.56. ábra. A t/gBeff eredő bemeneti zajfeszültség meghatározása a bemenetre redukált C/zoeff zajfeszültségből és / z o e f f zajáramból

Rr

h-e

0

^CE RE

-T i 4.57. ábra. Kapcsolás a bemenetre redukált zajfeszültség és zajáram mérésére

Ha P g -> 0 0 , akkor BE eff ~" ^BE

Az i?g A mérési mérni Ebből /geff =

l/^geff

(4.52)

"^4oeff •

= 0 0 határeset akkor jön létre, ha » r^E. zaj áram és zajfeszültség mérésére a (4.51) és (4.52) egyenletből közvetlen módszer adódik. Csupán az R^ « r^E és R^ » határesetekben kell meg­ a tranzisztor kimeneti zajfeszültségét, és a feszültségerősítéssel osztani. két [/gEeff értéket kapunk. A (4.51) és (4.52) egyenletből [/g^ff = 0 és 0-val mindkét keresett mennyiséget megkaphatjuk: ^zOeff =

4oeff

=

í/BEeff,

^BEeff/'"BE

ha

.

Rg «

ha

i?g

TBE ,

»rBE •

5- Térvezérlési tranzisztorok

5.1. Osztályozás Hat különböző működésű térvezérlésű tranzisztort (rövidítve: fet) különböz­ tetünk meg. Áramköri jelölésüket a 5.1. ábrán foglaltuk össze. A G-vel jelölt kivezetést kapunak, gate-nek nevezzük. A gate-tel szabályozhatjuk a D drain és az S source közötti ellenállást. A vezérlő feszültséget UQ^-SQI jelöljük. Vannak szimmetrikus térvezérlésű tranzisztorok, amelyek tulajdonságai nem változnak, ha a source-ot és a draint felcseréljük. A záróréteges fet gate-jét egy pn; ill. np-átmenet választja el a DS csatornától. Az U^^ feszültség polaritása akkor helyes, ha lezárja ezt a diódát és szigeteli a gate-et. Fordított polaritás esetén a dióda vezetővé váhk. Mosfetekben egy vékony SÍO2 réteg szigeteh el a gate-et a csatornától, ezért a gate-en polaritásától függetlenül sohasem folyhat áram. A zá­ róréteges fetek gate-jén folyó áram 1 pA.. .1 nA nagyságrendű. Mosfet eszközökre ez az áram nagyságrendileg 10"^-szor kisebb. így alakul ki a fetek 10^^...10^^ O nagyságrendű bemeneti ellenállása. A bipoláris tranzisztorok közt megkülönböztetünk pnp és npn típusokat, ugyanúgy a térvezérlésű tranzisztorok közt is p és n csatornás fet kivitelt ismerünk. Az n csatornás fet csatornaárama annál kisebb, minél jobban csökkentjük a gate-feszültséget. A p csatornás fet eszközökre ez fordítva áll (5.1. ábra). A leírás­ mód áttekinthetősége érdekében a következőkben az n csatornás fetekkel foglalko­ zunk és a p csatornás kivitelt csak különösen indokolt esetben említjük. Az n csatornás fetet akkor helyettesíthetjük p csatornással egy áramkörön belül, ha a telepfeszültség polaritását megfordítjuk. Természetesen a kapcsolásban szereplő diódák és elektrohtkondenzátorok polaritását is meg kell változtatni. A záróréteges fet (vagy: rétegfet) árama akkor a legnagyobb, ha az UQ^ feszültség 0, e tulajdonsága miatt önvezetőnek is nevezzük. Ugyanilyen tulajdonsá­ gú a kiürítéses mosfet is. Ezzel szemben a növekményes mosfet eszközök UQ^ = 0 feszültségnél le vannak zárva, emiatt önzáró tranzisztoroknak is nevezzük őket. Az n csatornás növekményes mosfeten keresztül csak akkor folyik draináram, ha UQ^ meghatározott pozitív értéket túllép (5.1. ábra). A növekményes és kiürítéses módú mosfet eszközök között van egy átmeneti típus is, amelynél UQ^ = 0 feszültség esetén közepes draináram folyik. A mosfet eszközöknek gyakran negyedik kivezetése is van, ami a kristály-

Fet Mosfet

Záróréteges fet

Nóvekményes módú mosfet

Kiürítéses módú mosfet n csatornás

G

o-

p csatornás

n csatornás

p csatornás

J G

G

o-

n csatornás

p csatornás

D

o-

Is

G

oB

G

G

H*

C

o-

Is

Is

^DS Un

2Up Up

UGS

U,'GS

•DS Diszkrét erősítők

Diszkrét erősítők

Diszkrét Diszkrét nagyfrekvenciás nagyfrekvenciás erősítők erősítők

Diszkrét nagyfrekvenciás erősítők

Diszkrét teljesítmény erősítők

Analóg IC-k

Analóg IC-k

Digitális IC-k

Digitális IC-k

Digitális IC-k

Digitális IC-k

5.1. ábra. Fetek felosztása, áramköri jelölései, karakterisztikái és alkalmazása

alapot (szubsztrátot) vezeti ki. A szubsztrát az az alaplemez, amelyen a mosfet eszközt alakítjuk ki. Ennek az elektródának hasonló vezérlő hatása van, mint a G gate-nek. Ezt az elektródát csak záróréteg szigeteli el a csatornától. Vezérlő hatását általában nem használjuk ki, hanem a source-hoz csatlakoztatjuk. Ha két gate-re van szükség, akkor mosfet tetródát alkalmazunk, aminek két gate-je van. n csatornás fet source-át negatívabb feszültségre helyezzük, mint a draint; a polaritás megváltoztatásánál a source elektróda veszi át a drain funkcióját. Az n csatornás fet esetén tehát a csatorna elektródái közül a kisebb potenciálú működik source-ként.

5.2. Karakterisztikák és kisjelű paraméterek Az 5.2. ábra a karakterisztikák felvételére alkalmas áramkört mutatja. Kisjelű alkalmazásokra szánt záróréteges fet jellemző karakterisztikái az 5.3. és 5.4. ábrán láthatók. A karakterisztikák hasonlóak a bipoláris tranzisztorok karakterisztikái­ hoz, a drain a kollektornak, a source az emitternek, a gate pedig a bázisnak felel meg. Eltérően az npn-tranzisztoroktól a gate — source feszültségtartomány itt ne-

gatív. Azt a gate-feszültséget, amelynél az draináram 0 (eltekintve egy kis vissz­ áramtól) C/p elzáródási feszültségnek hívjuk (pinch-off voltage). Az UQS = Up feszültségen felül az

(5.1) egyenlet szerint változik a draináram [5.1]. /^s az a draináram, amely [/^s 0 feszültségnél folyik. Ez az áram a záróréteges fetnél gyakorlatilag az elérhető maximális draináram, mert a pozitív gate - source feszültséget nem használjuk, ugyanis ebben a tartományban megnő a gate-áram, és elveszítenénk a fetek egyik legfontosabb előnyét. Az (5.1) egyenlet szerint UQ^ = feszültségnél a draináramnak nullának kellene lenni. Ez azonban csak közelítőleg igaz. Ezért rendszerint az elzáródási feszültséget UQ^ olyan értékére határozzuk meg, amikor a draináram már elérte a |iA-es nagyságrendet. Az így meghatározott elzáródási feszültségérték azonban nem mindig alkalmas az (5.1) egyenlettel való számításra. Ezért jobb, ha ]ÍI^-t ábrázoljuk UQ^ függvényében és a keletkező egyenest 1^ = 0 áramértékhez extrapoláljuk. Az (5.1) egyenlet mosfetek számítására is alkalmas [5.2]. Az önvezető, vagyis kiürítéses és az önzáró, vagyis növekményes fetek számításánál UQ^ és feszültsé-

e^

01"os

5.2. ábra. Az n csatornás záróréteges fet , ID. m A

-10

/D,

mA

t/GS=OV

-0.5

P

-o -1,0

-6

- 4 4 - f -3

-2

-1

-U

-1,5

-2

_-2,0 _-2,5V

O-ÍVos. V O

5.3. ábra. Az n csatornás záróréteges fet átviteli karakterisztikája

5.4. ábra. Az n csatornás záróréteges fet kimeneti karakterisztikaserege

get előjelhelyesen kell behelyettesíteni. A kiürítéses típusoknál az UQS = 2í/p-hez tartozó draináram az 1^,^. Az 5.1. ábrán is láthatjuk ezt a különbséget. Mosfeteknél az C/GS feszültséget a gate-oxid letörési feszültségéig, adott típusnál akár 50 V-ig is növelhetjük, ezért az ilyen fetek / Q árama /os-nél lényegesen nagyobb is lehet. A fet eszközök meredekségét a transzfer karakterisztika meredekségével defi­ niáljuk: QJ^

s=

GS

C^DS " állandó

A meredekség az (5.1) egyenlet differenciálásával: 2/,

(5.2)

Különösen fontos az = 1^^ áramnál fellépő meredekség, amit i'^-mel jelölünk. Záróréteges fetnél ez az elérhető legnagyobb meredekség. Az (5.2) egyenletből 5M

27,DS =

(53)

Az (5.3) egyenlet alapján egyszerű módszer adódik az elzáródási feszültség megha­ tározására két könnyen mérhető paraméter, az Sy^ és az /^s megmérése útján. Az 5.4. ábrán látható kimeneti karakterisztikasereg a draináram és a drain — source feszültség között ad összefüggést UQ^ meghatározott értékeinél. Az önvezető és az önzáró fet eszközök karakterisztikája elvileg egyforma. Kis U^^-ntX /D közel arányos C/DS-SCI. Ebben a tartományban a fet ohmos ellenálláshoz hasonlóan viselkedik, amelynek értékét UQ^-SÚ vezérelhetjük. Az (5.4) könyökfeszültség alatt a kimeneti karakterisztikasereget az ^DS

(5.5)

egyenlettel írhatjuk le [5.2, 5.3]. A karakterisztikasereg könyökfeszültség alatti tartományát elzáródásmentes tartománynak hívjuk. A könyökfeszültség feletti karakterisztikatartományt elzáródásos tartomány­ nak nevezzük. Itt a draináramot az (5.1) egyenlet szerint kizárólag UQ^ határozza meg, í7Ds-től csak kevéssé függ. U^^-iöl való függését a differenciális kimeneti ellen­ állás határozza meg: ''DS

~ UQS ~ állandó

A bipoláris tranzisztorokhoz hasonlóan a differenciáhs kimeneti ellenállás növek­ vő draináramnál csökken, azonban nem /o-vel, hanem |//ö-vel fordítottan arányo^

H = Sr^s

(5.6)

Típus Gyártók Technológia Fajta

BF 245B Texas Instr. Siemens Záróréteges n csatornás, kiürítéses

I R F 530 Intem. Rectif. Siliconix MOS n csatornás, növekményes

30 V 25 mA -30 V 300 mW

100 V 10 A ±20 V 75 W

-1,5...-4,5 V 6...15mA 5 mA/V 200 O 5nA 10 nA 4pF 1,6 p F 1,1 p F 700 MHz

1,5...3,5 V 5 A 5 A/V 0,14 0 0,5 mA 1 mA 750 p F 300 p F 50 p F

Határadatok Drain - source feszültség Draináram G a t e - s o u r c e feszültség Disszipációs teljesítmény

^DSmax

^GSmax

P

Jellemzők Elzáródási feszültség Draináram Maximális meredekség Minimális ellenállás Maximális gate-záróáram Maximális drainzáróáram Bemeneti kapacitás Kimeneti kapacitás Visszaható kapacitás Meredekség határfrekvencia Bekapcsolási késleltetés Kikapcsolási késleltetés

^DS

^DSbe •^Gmax •^Dmax

Qs

/s

30 ns 50 ns

ki

5.5. ábra. A BF 245B kisjelű záróréteges fet és az IRF 530 teljesítmény-mosfet jeUemzői

maximális erősítés első közelítésben áramfüggetlen, mert a fetek meredeksége |/^-vel arányos. Ez az erősítés sokkal kisebb, mint a bipoláris tranzisztoroké, a II = 50...300 tartományba esik, mert a fetek meredeksége azonos kollektoráramnál lényegesen kisebb, mint a bipoláris tranzisztorok meredeksége. Ismert //-nél r^s áramfüggése: (5.7) Két gyakran használt fet adatait foglaltuk össze az 5.5. ábrán. Szembetűnő az elzáródási feszültség viszonylag nagy szórása, amit a felhasználóknak figyelem­ be kell venni az áramkörök tervezésénél. A fetek kisjelű tartományban nagyfrekvenciás erősítők készítésére nagyon alkalmasak nagy határfrekvenciájuk és kis kapacitásaik miatt. A teljesítménymosfetek kapcsolási ideje 10-ed része a nekik megfelelő bipoláris tranzisztorénak. Kiválóan megfelelnek gyorsműködésű kapcsolóáramkörök számára, azonban meghajtásuknál nagy bemeneti kapacitásukkal számolni kell.

A világon nagyon sok cég gyárt térvezérlésű tranzisztorokat (feteket). Nagy választékot kínál a záróréteges fetekből a Siliconix, Intersil, Teledyne-Cristalonix, Motorola és Texas Instruments cég. Kisjelű mosfeteket ajánl a General Instrument. A teljesítmény-mosfetek rendkívül széles választékát kínálja az International Rectiíier, Siliconix, Hitachi, Siemens, Intersil és a Motorola cég.

5.3. Határadatok A térvezérlésű tranzisztorok határadatai nagyon hasonhtanak a bipoláris tranzisztorok határadataihoz. A teljesítményfet előnye a bipoláris teljesítmény­ tranzisztorhoz viszonyítva, hogy nem fenyeget a másodfajú letörés (second break­ down) veszélye [5.4]. A mosfetnél tekintettel kell lenni arra, hogy a maximáhsan megengedett gate-feszültséget nem szabad túllépni, mert a gate és a csatorna közötti szigetelés átüt, és a tranzisztor maradandóan károsodik. A tranzisztor átütését okozó feszült­ ség igen könnyen felléphet a nagy bemeneti ellenállás miatt. Nagyon veszélyes a statikus töltés, ami a fetet már érintéskor is átütheti. Ezért a mosfetek beépítésekor földeljük le a munkaasztalt, a készüléket és a forrasztópákát. A mosfetek védelmé­ re a gate és a szubsztrát közé egyes esetekben Z-diódát építenek be.

5.4. Alapkapcsolások A hagyományos tranzisztoros kapcsolásokhoz hasonlóan a térvezérlésű tran­ zisztoros áramköröknél is megkülönböztetünk földelt source-ú, földelt drainű és földelt gate-ű kapcsolást aszerint, hogy melyik elektróda feszültsége áhandó.

5.4.1. Földelt source-ú kapcsolás Az 5.6. árán látható kapcsolás megfelel a hagyományos tranzisztorok földelt emitteres kapcsolásának, azzal a különbséggel, hogy a gate - csatorna dióda záró­ irányban működik, ezért bemenő áram gyakorlatilag nem folyik, és a bemeneti ehenállás is nagyon nagy. Az áramköranalízis során felhasználhatjuk azokat az eredményeket, amiket az előző fejezetben a bipoláris tranzisztorok vizsgálata során meghatároztunk. A karakterisztikamező és a kisjelű paraméterek összehasonlítása alapján a bipolá­ ris tranzisztoroknál levezetett egyenletekben az alábbi megfeleltetéseket vehetjük figyelembe:

o-

1

1 5.6. ábra. Földelt source-ú kapcsolás Feszül tség erősítés: A = - 5'(Í^D X r^s); Bemeneti ellenállás: r^^ = rQs ^ oo; Kimeneti ellenállás:

r^^ =

^ ^DS

h (5.8)

s '•BE ^

'•GS

rcE^

'•DS

~ co

y6 Az iménti helyettesítésekkel megkaphatjuk a fetek alapegyenleteit a (4.6) és (4.7) egyenletekből: 0

(5.9)

dlu =

(5.10) DS

A (4.10) egyenletbe helyettesítéssel a földelt source-ú kapcsolás feszültségerősítését kapjuk: A = -S(Rj,xrj,s)-

(5.11)

i?D » ^Ds határesetben a maximáhs erősítés: A = -Sr^js = -fi • A maximális erősítés a 0,1 /os <

/D < /]DS

tartományban a draináramtól majdnem független, és n csatornás fetnél 100...300 közötti. A p csatornás fet erősítése ennek kb. csak a fele. Hasonlítsuk össze a földelt source-ú kapcsolásban működő fet torzítási ténye­ zőjét a földelt emitteres bipoláris tranzisztoréval. Ehhez számítsuk ki a fetek

nagyjelű átviteli tulajdonságait. A tranzisztor U^^Q bemeneti munkaponti potenciál körüli szinuszos kivezérlésnél a bemeneti feszültség:

Ezzel és az (5.1) egyenlettel a draináram:

ÍD

= 4S +

~" ^DS

1 1

— T

sm

cot

-cos 2

Cút

A torzítási tényező: /D2

k = ^

'Dl

=

f^be

4(C/,,o-C/p)

//DS

4iC/„

^DO

A torzítási tényező tehát ismét arányos a bemeneti feszültség amplitúdójával, azonban a munkaponttól is függ. Fordítottan arányos viszont fl^-M. Válasszuk például egy térvezérlésű tranzisztor feszültségét — 3 V-ra, /^s legyen 10 mA és /DO = 3 mA. Ekkor a torzítási tényező: k = ŰJ6fi V . Ahhoz, hogy a torzítási tényező ne legyen nagyobb 1 %-nál, az Ű,, bemeneti feszültség csúcsértékét 66 mV alatt kell tartani. Például 20-szoros feszültségerősí­ téshez 1,3 V kimeneti maximális csúcsfeszültség tartozik. Ez jóval nagyobb annál, mint ami a bipoláris tranzisztorokkal elérhető. Zaj tekintetében a térvezérlésű és a bipoláris tranzisztorok különböznek. A zaj áram a feteknél sokkal kisebb. A záróréteges fetek és a bipoláris tranzisztorok zajfeszültsége viszont azonos nagyságrendbe esik. A 4.56. ábrán látható helyettesí­ tő kép szerint ezáltal nagy belsőellenállású jelgenerátornál sokkal kisebb zaj kelet­ kezik, míg kis belsőellenáhású jelgenerátornál hozzávetőleg azonos. Mosfeteknél a zaj már kb. 100 kHz alatt fordítva arányos a frekvenciával, ezért a mosfetek kisfrekvencián sokkal zajosabbak, mint a záróréteges fetek. A mosfetek zajszegény nagyfrekvenciás kapcsolások készítésére alkalmasak. Munkapont-beállítás A hagyományos tranzisztoroknál a munkapont-beáhítást negatív áramvisszacsatolással valósítottuk meg. Ezt a módszert feteknél is nagyon előnyösen használhatjuk. A kiürítéses típusoknál - az 5.7. ábrán láthatóan - a munkaponti gate-feszültség egyszerűen 0 is lehet. Az áramkör méretezése során vegyük fel előre a draináramot. A transzfer karakterisztika segítségével (5.3) ábra) meghatározhatjuk a hozzá tartozó UQ^ feszültséget. A draináramot úgy válasszuk meg, hogy UQ^ 0 és közé essen. UQ^ kiszámí­ tására az (5.1) egyenletet használjuk:

1 1

1 I

I

..

5.7. ábra. Munkapont-beállítás

(5.12) lm) Ebből a source-ellenállás: 1-

(5.13) lm)

Példaként vegyük fel a következő adatokat: / Q S = 10 mA, U = - 3 V és legyen /D = 3 mA. Ebből: / 3 mA = -1,36 V, Í7GS= -3 V( 110 mA és ezzel

= 1,36 V/3 mA = 452 Q .

Az

Í7DO munkaponti drainfeszültség akkora legyen, hogy JJ-^^ a legnagyobb kivezérlésnél se kerüljön az feszültség alá. Egyébként jelentős torzítás keletkezne, amit a karakterisztika elzáródásmentes tartománya okozna. Tehát a munkaponti drainfeszültség felvételének feltétele: A C'Dmax

DmaxI

± 2 V kivezérlésnél és 2 V biztonsági tartalékkal JJ^^ = 7 V. + 15 V tápfeszültség­ nél a munkaellenállás: 15 V - 7 V = 2,7 kO . 3 mA A munkaponti meredekség az (5.2) egyenlet szerint S =

1/10 mA • 3 mA = 3,7 mA/V .

Ezzel megkapjuk az alsó határfrekvencia fölötti feszültségerősítésí is: AK

-SR^K

-10.

Ha a 4.3.5. pontban kiszámított példa szerinti 20 Hz-es alsó határfrekvenciát irjuk elő és ugyancsak h á r o m = l í , 5 Hz alsó határfrekvenciájú felüláteresztő szűrőt 105

(pontosabb számolás szerint f^= (4.26) egyenlettel :

10 Hz lenne szükséges) használmik, akkor a

S

3,7 mA/V

' 2nf^ 27rll,5Hz i?g-t szabadon megválaszthatjuk. Felső határát a gate-visszáram okozta feszültség­ esés határozza meg, amelynek | UQ^\-'\IQZ viszonyítva elhanyagolhatónak kell lenni. Eszerint értéke M Q nagyságrendű lehet.

5.4.2. Földelt gate-ű kapcsolás A földelt gate-ű kapcsolást térvezérlésű tranzisztorokkal ritkán készítünk, mert a nagy gate - csatorna ellenállás nem használható ki.

5.4.3. Földelt drainű kapcsolás, source-követő Az áramkör bemeneti ellenállása nagyobb, mint a földelt source-ú kapcsolásé. Ez azonban itt kis jelentőségű, mert a bemeneti ellenállás már a földelt source-ú kapcsolásnál is nagy volt. A kapcsolás előnye, hogy a bemeneti kapacitása kisebb. Eltérés a hagyományos tranzisztorokból felépülő emitterkövetőhöz képest, hogy a source-követő kapcsolás kimeneti ellenállása a jelgenerátor ellenállásától nem függ. A source-követő kapcsolás jellemző feszültségerősítésének és kimeneti ellen­ állásának számítását egy számpélda segítségével gyakoroljuk. Legyen a sourceellenállás: R^ = 1 kQ, a meredekség: S = 5 mA/V, 5 A =

mA

1 kO

V

mA / + 5 — 1 kO

=

0,83 ,

o

5.8. ábra. Source-követő 1 Feszültség erősítés: A = 1+. 1 ^(i^sX^Ds)

Bemeneti ellenállás: r^^^ ^ co; Kimeneti ellenállás:

=

RsX-

SRs 1+

es mA

x l kO - 200 n x l kO - 167

V Látható, hogy a source-követő kimeneti ellenállása nagyobb, mint a bipoláris tranzisztoros emitterkövetőé. Ennek az az oka, hogy a fetek meredeksége kisebb, mint a bipoláris tranzisztoroké.

5.5. Térvezérlési tranzisztoros áramgenerátor Az 5.9. ábrán látható kapcsolás hasonlóan működik, mint a 4.32. ábrán ismertetett bipoláris tranzisztoros áramgenerátor. Az negatív visszacsatoló ellenállás kiszámításához határozzuk meg az előirt / áramhoz tartozó C/GS feszült­ séget a transzfer karakterisztikából, és az (5.2) egyenlet felhasználásával az ered­ mény :

^ Us+ \Uos\ ^ Us+ \U,\n-InlIns

^^^^^^

Az /^i belsőellenállás kiszámítását a bipoláris tranzisztorokra érvényes (4.32) egyenlet alapján végezzük, és vegyük figyelembe a fi.r^E ~^ ^ szélsőértéket:

=

^KI

rDs(L +

5'i?S)

= ROS + /II^S-

A kiürítéses feten akkor is folyik áram, ha az segédfeszültség nulla. Ez a tény nagyon fontos, mert az áramkör az 5.10. ábrán látható kétpólusként működik, és tetszőleges ohmos ellenállást helyettesíthet. Innen ered a kapcsolás fetdióda elneve­ zése is. A fetdiódák árama 0,1...5 mA, és a normál E 12 sorban kaphatók, pl. a Siliconix CR022...CR470, vagy a Teledyne TCR 5278...TCR 5315 sorozata. A segédfeszültség nélküli fetes áramgenerátor méretezését gyakoroljuk egy

1

R.

/?2

í

1

5.9. ábra. Áramgenerátor fettel

5.10. ábra. Segédfeszültség nélkül kialakított áramgenerátor

Belsöellenállás: r^j = R^SCL + SR^

számpéldán. Egy (C/p = - 3 V, /^s ^ 10 mA, // = 200) fettel 1 mA áramot kell elő­ állítani. A source-ellenállás: 3 V

1-

1 mA

^DS

1-

ll mA 10 mA

= 2,05 k O .

A kapcsolás kimeneti ellenállásának kiszámítására először a fet r^g ellenállását kell meghatározni = 1 A áramnál. Az (5.7) egyenletből : 200 • 3 V S

2

^

= 95 kO .

2 /lO mA • 1 mA

Ezután megkaphatjuk a kapcsolás kimeneti ellenállását az (5.14) egyenletből: ^ki =

^Ds

+ ^^^s = 95 kQ + 200 • 2,05 kQ = 505 kO .

Az eredmény sokkal kisebb, mint a bipoláris tranzisztoros áramgenerátor ellenáhása. Ha összevetjük az (5.14) és a (4.32) egyenleteket, akkor láthatjuk, hogy elvi eltérés van a kétfajta áramgenerátor között. Ha az és R^ ellenállás nagyon nagy, akkor a fetes áramgenerátor belsőehenállása a végtelen felé tart, míg a bipoláris tranzisztorok maximális értékét a jir^E hatás korlátozza. A belsőehenáhás menetét mindkét esetben az 5.11. ábra szemlélteti. Ebből is látható, hogy fetes áramgenerá­ torral és nagy negatív visszacsatoló ellenállással jobb eredményt érhetünk el. Ezért a negatív visszacsatoló ellenáhást is fetes áramgenerátorral helyettesítjük. Ha erre a célra bipoláris tranzisztoros áramgenerátort (5.12) használunk, amely 1 mA áram mellett ^ 7 M O negatív visszacsatoló ellenáhást képvisel, akkor a fetes áramge­ nerátor belsőellenáhása 1,1 G O lesz. Az 5.13. ábrán látható aramtükör megfelel a 4.36. ábra bipoláris tranziszto­ rokból felépülő áramgenerátorának. Ha a mosfetek egyformák, akkor mindkettőn azonos áram folyhat, mert egyforma gate—source feszültséggel működnek. A két áram azonban csak akkor egyenlő, ha a drain—source feszühség is egyenlő.

5.11. ábra. Fetes és bipoláris tranzisztoros áramgenerátorok belsöellenállásának összehasonlítása (1 mA áramú beállításban)

1 '7 /?1

/r, =

0

^1

R2

I

Re

I 5.13. ábra. Áramtükör

5.12. ábra. Áramgenerátorok kaszkód elrendezésben Kimenő áram: Belsöellenállás:

I={U^-U^^O)/^E; r^^ = S2r^sfcE(} + S^R^

«

^lí^iR^

Egyébként az 4 ^ kimenő áram eltér az 4 ^ bemenő áramtól T2 r^s kimeneti ellen­ állásától függően. Az 5.13. ábrán láthatóhoz hasonló áramtükörhöz növekményes fetek szüksé­ gesek, mert munkaponti beálhtására az U^^ = UQ^ feltétel érvényes. A feszültség­ esés nagyobb, mint bipoláris tranzisztoroknál, értéke és 2 közötti.

5.6. Fet alkalmazása differenciálerősítőkben Sokszor szükség van a nagy bemeneti ellenállású differenciálerősítőkre. Erre a célra jók a 4.41. ábrán látható Darhngton-kapcsolások is, de lényegesen jobb tulajdonságúak a fetekből felépülő differenciálerősítők, mind a bemenő áram, mind sávszélesség, mind zaj szempontjából. A fetekből felépülő differenciálerősítő alapkapcsolását az 5.14. ábra szemlélte­ ti. A kisjelű tulajdonságok számításához értelemszerűen átvehetjük a 4.8.1. pont­ ban leírt összefüggéseket. A méretezésnél legyünk tekintettel arra is, hogy 4 ^ 4 s konstans áramot kell választani, mert a gate-csatorna diódák nagyobb kivezérlés­ nél is lezárva kell, hogy maradjanak. Eltérés a bipoláris tranzisztoros differenciálerősítőktől, hogy a nagyjelű transzfer karakterisztika IQ-ÍÓI függ. A számításhoz használjuk az (5.1) egyenletet: ^GS2 ?

es ^D2 ~

IQ

/

//DI

1

v

V lo

^Di +

után az U,

1/ / o

IC/pl

/ / ' -'DS

(5.15)

1

1 Ro

—o 1 O

m~

I

Ube,

—o

—

7",

1

1

5.14. ábra. Fetes differenciálerősítő alapkapcsolása Differenciális

erősítés:

" ahol

2

C/D=t/BEL-í/be2; 1 ^

Közös módusú erősítés:

ahol Közös módusú

AU^

AU,

JC/K

AU^

Uy,=

C/BEL+t/be2 ^

elnyomás: A (R^ az áramgenerátor belsőellenállása);

Differenciális bemeneti Közös módusú bemeneti Kimeneti

~ 00;

ellenállás:

ellenállás:

Bemenő munkaponti

^ CO;

ellenállás: 'KI

X 'ds ;

áram:

Összefüggést kapjuk. Ezt rajzoltuk fel az 5.15. ábrára, ahol különböző /O//DS paraméterértékeknél láthatjuk /DI//O hányadost UJ\U^\ függvényében. Látható, hogy Iq = /os-nél = ±\U^\ különbségi feszültség szükséges ahhoz, hogy a dif­ ferenciálerősítőt teljesen kivezéreljük. Kisebb /g-nál kisebb feszültség is elég ehhez.

-0,5

0

0,5

5.15. ábra. Fet differenciálerősítő nagyjelű átviteli karakterisztikája

1,0

Hibafeszültségdrift A 4.8.4. pontban már foglalkoztunk a bipoláris tranzisztorok bázis - emitter ofszetfeszültségdriftjével, és megállapítottuk, hogy 2 mV/°C körül van, és növekvő áramnál csökken. A gate — source feszültség hőmérsékleti együtthatója is ilyen nagyságrendben van, azonban sokkal jobban áramfüggő. Az 5.16. ábrán látható, hogy kisebb áramnál negatív és nagyobb áramnál pozitív. Az /^z áramnál pedig 0. Ilyen /oz áramnál a differenciálerősítő jól működik, mert a drift nem függ annyira a fetpárok toleranciájától.

5.16. ábra. Fet átviteli karakterisztikájának hőmérsékletfüggése

Az [5.5] szerint az /^z áram az ^DS

^DZ

0,4 V ^ - ^ =

100...600 nA

(5.16)

összefüggésből számítható ki. Ebben a munkapontban monoht kettősfetek ofszetfeszültségdriftje 1...5 jiV/°C. A fetek meredekségét /^z áramnál közvetlenül megadhatjuk. Az (5.16) és (5.2) egyenletbe helyettesítéssel az eredmény:

5.7. Fet alkalmazása vezérelhető ellenállásként Amint az 5.2. ábrán látható karakterisztikasereg mutatja, a fetek kis drain — source feszültségnél közelítőleg ohmos ellenáUásként viselkednek, melynek értékét a gate - source feszültséggel széles határok között változtathatjuk. A még világo­ sabb szemléltetés érdekében a karakterisztikamezőt a nullpont közelében kinagyí­ tottuk az 5.17. ábrán. Az ellenállás kiszámításához értelmezzük az (5.5) egyenletet az elzáródásmentes tartományra, és C/QS « feltétellel: ^Ds -

DS

(5.18) 111

=0 V -0,5

5.17. ábra. Kimeneti karakterisztikasereg kis drain - source feszültségnél

Az (5.2) egyenletből következik, hogy (5.19)

^DS - ~ •

A legkisebb ehenállás-értéket UQ^ = 0-nál kapjuk: R DSmin

_ IC/pl _

1

(5.20)

21,DS

A kisjelű fetek minimális ellenállása 50.. .500 O nagyságrendbe esik. A vezérelhető ellenáhás, ih. kapcsoló céljára kifejlesztett típusok i?DSMM értéke 10 Q alatt is lehet. Az 5.19. ábra egy fetet szemléltet vezérelhető feszültségosztó kapcsolásban. A feszültségosztó Rr ^DS

IQ, mA 6-

^„=-4 V l 1 1,5

! 1 -1

1 1

/

1.5 ^os. V

.6-8-

5.18. ábra. Linearizált kimeneti karakterisztika.screg

arányban osztja le a feszültséget. A feszültségosztás az [7^8 vezérlő feszültséggel széles tartományban változtatható, ha » i?DSmin- Az 5.17. ábrán látható, hogy nagyobb kimeneti feszültségnél nem lineáris. Mégpedig a fet karakterisztikája úgy görbül, hogy nagyobb drain - source feszültségnél kisebb a draináram, mint egy megfelelő értékű ohmos eüenálláson lenne. A karakterisztikát úgy hnearizálhatjuk, hogy amint az 5.20. ábrán látható, a drain - source feszültség egy részét a gate-feszültséghez hozzáadjuk. Növekvő drain — source feszültségnél a gate — source feszültség is nő és a karakterisztikát linearizálja. H a Uj^^ negatív, akkor a kompenzáló kapcsolás által UQ^ is csökken, és T^^s kivezérlésfüggő csökkentését a harmadik síknegyedben is kompenzálja.

1^. i

1

L

1

5.19. ábra. Vezérelhető feszültségosztó

R,

R.

1

5.20. ábra. Nagyobb kimeneti szintre is alkalmas vezérelhető feszültségosztó

Az 5.18. ábra szemlélteti az i?2 ellenállásokkal végzett optimáhs beállítás­ nál a hnearizált karakterisztikamezőt. A hnearitáshiba ez esetben | U^^\ == 1 V-ig kisebb, mint 1%. Az optimáhs linearizálás általában R^ ~ Rj » R^^ feltétel mellett sikerül. Ekkor:

Ha ezt az értéket az (5.5) egyenletbe behelyettesítjük, akkor kiesik az L'^s négyzetes tag, és közelítés nélkül az eredmény: (5.21)

/l

2LDS 2

U,

6. Optoelektronikai alkatrészek

6.1. Fényméréstani alapfogalmak Az emberi szem a 400.. .700 nm hullámhosszúságú elektromágneses huhámokat képes érzékelni. A színérzetet a hullámhossz, a fényerösségérzetet a megvilágí­ tás erőssége határozza meg. A fény mennyiségi jellemzéséhez néhány fényméréstani mennyiséget definiálunk. A fényáram az időegység alatt valamely F felületen áthaladó fénykvantumok száma. Mértékegysége a lumen (lm). Egy fényforrás fényerősségét nem lehet a fényárammal jellemezni, mert ennek értéke általában a vizsgált F megfigyelési felülettől és a fényforrástól való r távolságtól is függ. Pontszerű, gömbszimmetrikus fényforrás fényárama arányos az Q térszöggel: gömbfelület (sugár)^ Ez a mennyiség mértékegység nélküh szám, általában szteradiánnak nevezzük, jele: sr. A teljes gömbfelület a középponttól r távolságban ezzel: ÜQ

Anr^ = — — sr =

471 sr

.

Egy ± (p nyílásszögű kúp Q = 2n {l — cos (p) sn.

(6.1)

térszöget fog át. A 32 ° nyílásszögű kúp kb. 1 sr térszöget határol. Kis térszögek esetén a kúpfelületet közehtő módon síkfelülettel helyettesíthetjük: Í3==^sr,

(6.2)

ahol r a síkfelület távolsága a középponttól. Mivel a pontszerű fényforrás fényárama arányos az Q térszöggel, a fényforrás fényességét az

~ dÜ

mennyiséggel, a fényerősséggel jellemezzük. A fényerősség egysége az 1 candela (cd). Az 1 cd = 1 Im/sr összefüggés alapján a fényforrás fényerőssége 1 cd, ha 1 sr térszögben 1 lm fényáramot hoz létre. Gömbszimmetrikus esetben a teljes kisugárzott fényáram: = /í3o = / cd • 471 sr = 471 lm . Definíció szerint az 1 cd az a fényerősség, amelyet 1/60 cm^ felületű, a platina dermedési hőmérsékletével (1769 °C-kal) azonos hőmérsékletű feketetest kisugá­ roz. Egy nagy gyertya lángjának fényerőssége kb. 1 cd. Izzólámpára vonatkozóan a következő közelítő összefüggést kapjuk: /=

cd l—P,

W

ahol P az izzólámpa névleges teljesítménye.

6.1. ábra. A fényerősség és a megvilágítás erősségének összefüggése

Nagyméretű fényforrásoknál általában a dl B =

dF^

fénysűrűséget adjuk meg. F^ a fényforrás felületének a megfigyelés irányára merő­ leges vetülete. Ha a felület normáhsa e szöget zár be a megfigyelés irányával, akkor a dF^ = dF cos e összefüggés érvényes. A fénysűrűség egysége a stílb (sb). 1 sb = 1 cd/cm^. Az d0

megvilágítás erőssége a szemlélő előtt megjelenő, megvilágított F felület világossá­ gárajellemző. Egysége a lux (Ix). 1 Ix = 1 Im/m^. A tehhold 0,2.. .0,2 Ix megvilágí­ tási erősséget biztosít. Az újság 0,5.. .2 Ix megvilágításnál még éppen olvasható. Az íráshoz, olvasáshoz legalább 500. ..1000 Ix-ra van szükség. A napfény megvilágítási erőssége elérheti az 50 000 Ix-ot. Számítsuk ki, hogy mekkora a pontszerű fényforrás által létrehozott megvilá­ gítás erőssége, ha adott a fényforrás fényerőssége és az r távolság (6.1. ábra). A számítás során induljunk ki abból, hogy a df felületelem r^-nél sokkal

kisebb, és merőleges az LM egyenesre. Az a dQ térszög, amely alatt az L pontból a dF felületelem látszik, (6.2) egyenlet szerint: dF dÜ = — sr. Az L fényforrás által kibocsátott fényáram a definíció szerint: d0 = IdQ

dF = /—sr .

A megvilágítás erőssége: d^ I E = -— = — sr. dF r-

(6.3)

A megvilágítás erőssége fordítva arányos a távolság négyzetével. Mivel minden fénykvantum hv energiájú, ezért a frekvencia ismeretében felír­ ható a P fényteljesítmény és a 0 fényáram közötti összefüggés. 5 5 5 nm hullám­ hossznál : 1,47 mW P = lm Ebből a megvilágítás erőssége: lm 1,47 mW 1 Ix = 1 — ^ - - — m^ m^ Az előzőekben megadott nagyságrendek alapján a 10 W-os izzólámpa kb. 10 cd fényerősségű. A teljes térszögbe #er = 47rsr- 10 cd = 126 lm fényáramot sugároz ki. Ez A = 5 5 5 nm huhámhossznál P = 0,185 W

Összefüggés

Fizikai mennyiségek Fényáram

l l m = 1 cd s r ^ 1,47 m W ( 1 = 555 nm)

0

Fényerősség ~ dQ Fénysűrűség

Megvilágítás erőssége

Egység

B=dI/dF,

d0

lm mW 1 cd = 1 — 4 1,47 sr sr cd 1 sb = 1

= n lambert = n • W apostilb = cm^ = 2919 footlambert lm l l x = 1 — = 0,0929 A 0,147 — m^ cm2

6.2. ábra. Fotometriai fogalmak táblázata

fényteljesítménynek felel meg. Az izzólámpa hatásfoka eszerint: P

p. ossz

A fényméréstan itt megadott egységein kívül, különösen az amerikai irodalomban további egységek is szokásosak, ezeket a 6.2. ábrán foglaltuk össze.

6.2. Fotoellenállások A fotoellenállás záróréteg nélküh félvezető, amelynek ellenállása a megvilágí­ tás erősségétől függ. Áramköri jelölését a 6.3. ábra, karakterisztikáját a 6.4. ábra szemlélteti.

10'-3

6.3. ábra. Áramköri jelölés

10-2

^0-^

10°

10^

10^

10^

10^

E.\x

6.4. ábra. Fotoellenállás karakterisztikája

A fotoellenállás ugyanúgy viselkedik, mint az ohmos ellenállás, azaz ellenállá­ sa független a ráadott feszültségtől és annak előjelétől. Közepes megvilágítási erősségnél érvényes az i? E'^ összefüggés, ahol y 0,5.. .1 közötti érték. Növekvő megvilágítással ellenállása meghatározott minimáhs értékhez tart. Kisebb megvilá­ gítás esetén y értéke nő. Ha a megvilágítást tovább csökkentjük, akkor az ellenállás a sötétellenállás-érték felé tart. A világos és a sötét ellenállás aránya 10^ is lehet. Az ellenállás a kis megvilágítás tartományában igen hőmérsékletfüggő (6.5. ábra). Fény hatására nem áll be azonnal az adott megvilágításhoz tartozó ellen­ állásérték, ehhez bizonyos beállási idő szükséges. Néhány ezer Ix megvilágítási erősség esetén ez ms nagyságrendű, 1 Ix-nál azonban már több s-ra van szükség. A beállt állandó ellenállásérték a megvilágítás erősségén kívül az eszköz fénytani „előéletétől" is függ. Nagy megvilágítási erősségű, hosszan tartó megvilágítás után nagyobb ellenállást kapunk, mint sötétben tárolt fotoellenállás esetén. A fotoellenállások általában kadmiumszulfidból készülnek. Ezekre érvénye­ sek a megadott értékek. A kadmiumszelenidből készült fotoellenállások rövidebb

fí(3=20°)

5 4—

^yE=OA

Ix

3 2— 1 „ _ ± _ _ _ _ J

-40

-20

^

0

^—1

20

^—_i

40

1

60

U —

80

100 ^, °C

6.5. ábra. Fotoellenállás hőmérsékletfüggése

beállási idejűek és világos - sötét ellenállásarányuk is nagyobb, hőmérsékleti együtthatójuk szintén nagyobb és érzékenyebbek a fénytani előéletre. A kadmium alapú fotoellenáhások a 400...800 nm hullámhossztartományra érzékenyek. Van­ nak olyan típusok, amelyek a teljes tartományban használhatók, és vannak olya­ nok is, amelyek színérzékenysége meghatározott jellegű. Az infravörös sugárzásra érzékeny fotoellenáhások ólomszulfidból vagy indiumantimonidból készülnek. Ezek 3...7 jim hullámhosszon használhatók, azonban érzékenységük sokkal ki­ sebb, mint a kadmium alapú fotoellenállásoké. A fotoellenállások érzékenysége összemérhető a fotosokszorozókéval. Ezért pl. kis megvilágítási erősség mérésére vagy vezérelhető ehenállásként is használha­ tók. A fotoellenállások egy része több watt teljesítménnyel is terhelhető, ezért erősítő nélkül közvetlenül jelfogót is vezérelhetünk velük. A Clairex cég típusválasztéka igen gazdag ilyen eszközökben.

6.3. Fotodiódák A megvilágítás hatására a diódák visszárama megnő. Ezt a jelenséget használ­ hatjuk ki a fényerősség mérésére. E célból a fotodiódákat üvegtokozással látják el. A 6.6. ábra áramköri jelölésüket, helyettesítő képüket a 6.7. ábra, a 6.8. ábra pedig a karakterisztikát szemlélteti. Jellegzetességük, hogy C/^K = 0-nál a rövidzá­ rási áram arányos a megvilágítás erősségével. Tehát szemben a fotoellenáhásokkal nem igényelnek külső feszültséggenerátort. Az érzékenység jellemző értéke 0,1 jiA/lx nagyságrendű. Ha záróirányú feszültséget adunk az eszközre, a fotóáram értéke számottevően nem változik meg. Ez a tulajdonsága f ő l e g akkor előnyös, ha kis feléledési idő szükséges, mivel növekvő zárófeszültségnél a záróréteg-kapacitás csökken. Növekvő megvilágítási erősségnél a szilícium-fotodiódák terheletlen kimeneti feszültsége kb. 0,5 V-ra nő. A 6.8. ábrából is látható, hogy a dióda feszültsége terhelten is csak keveset csökken mindaddig, a m í g a dióda árama kisebb, mint a fényerősség által meghatározott 1^ rövidzárási áram. A fotodiódák tehát nemcsak

-8

-6

-2

£ = 2 0 0 Ix 400

1 4 C D ¥

800

Ix -

6.7. ábra. Helyettesítő kép

6.6. ábra. Áramköri jelölés

-50

600

-100

6.8. ábra. Karakterisztikasereg

a fény mérésére alkalmasak, hanem elektromos energia előállítására is. Erre a célra nagyfelületű fotodiódákat gyártanak, ezeket napelemeknek nevezzük. A szilíciumból készült fotodiódák0,6...1 jim között, a germánium fotodiódák pedig 0,5...1,7 jam hullámhossztartományban használhatók. Relatív spektráhs érzékenységüket a 6.9. ábrán ábrázoltuk. A fotodiódák feléledési ideje lényegesen kisebb, mint a fotoellenállásoké. Határfrekvenciájuk kb. 10 MHz. Ebből a szempontból a pin-fotodiódák még jobbak, mert határfrekvenciájuk 1 GHz is lehet. Ilyen alkatrészeket gyárt például az AEG-Telefunken és a Hewlett — Packard cég. A fotodióda jelét kis fotoárama miatt rendszerint erősíteni kell. A lehetőség szerinti nagy sávszélesség elérése érdekében a fotodióda feszültségét állandó szin­ ten tartjuk, mivel ekkor záróréteg-kapacitásukat nem kell áttölteni. Jól használha­ tó műveleti erősítős kapcsolásokat láthatunk a 6.10., 6.11. ábrán. A kapcsolásokat áram — feszültség konverternek is tekinthetjük, amivel a 13.2. szakaszban még részletesen foglalkozunk. A 6.10. ábrán látható kapcsolásnál a fotodiódára nem jut feszültség (kivéve a műveleti erősítő kis ofszetfeszültségét). Emiatt a kapcsolás sötétárama rendkívül kicsi. A 6.11. ábra elrendezésében a fotodióda negatív elöfeszültséggel működik. Ezért záróréteg-kapacitása kicsi, és nagyobb sávszélességet érhetünk el. A műveleti erősítő bemenő árama mindig kicsi kell hogy legyen a

0

0,2

0/

0,6

0,8

1

1,2

1,4

1,6

1,8

2,0

6.9. ábra. Germánium- és szílíciumdiódák relatív érzékenysége

l

ixm

R2

0 V

1 6.11. ábra. Nagy sávszélességű áram - feszültség átalakító

6.10. ábra. Áram - feszültség átalakító különösen kis sötétáramhoz Kimeneti feszültség:

U^^ = R2I

fotoáramhoz viszonyítva. Az i?2 negatív visszacsatoló ellenállás kis kapacitású legyen, mert korlátozná a kapcsolás sávszélességét. Az i?2 1 G Q negatív visszacsatoló ellenállással párhuzamosan kötött C2 = 1 p F kondenzátor

határfrekvenciát eredményez. Ilyen esetekben ajánlatos belső árnyékolású speciáhs ellenállásokat használni, amelyek párhuzamos kapacitása kb. százszor kisebb.

6.4. Fototranzisztorok A fototranzisztor kollektor-bázis átmenete fotodiódaként működik. Áram­ köri jelölését a 6.12. ábra, helyettesítő képét a 6.13. ábra szemlélteti. A 6.13. ábrán látható helyettesítő kép alapján könnyen megérthetjük a foto­ tranzisztor működését. A fotodiódán átfolyó áram bázisáramot hoz létre, és ennek következtében felerősített kollektoráram keletkezik. Mindig az áramkörtől függ, hogy a bázis bekötése vagy üresen hagyása előnyösebb-e. Azokat a fototranzisztorokat, amelyeknek a bázisa nincs kivezetve, fotodiódáknak nevezzük.

Bo-

BoÓE

6.12. ábra. Fototranzisztor áramköri jelölése

oC

9C

9C

Bo-

ÓE 6.13. ábra. Fototranzisztor helyettesítő képe

6.14. ábra. Darlington-fototranzisztor helyettesítő képe

1

i

1

i

6.15. és 6.16. ábra. Egyszerű foíovevők

Nagy áramerősítéshez Darlington-fototranzisztorokat alkalmazunk. Helyet­ tesítő képét a 6.14. ábrán látjuk. A helyettesítő képek alapján arra következtethetünk, hogy a fototranzisztorok spektrumtartományát a fotodióda funkciójú pn-átmenet tulajdonságai hatá­ rozzák meg. A helyettesítő képből az is következik, hogy a fototranzisztorok határ­ frekvenciája lényegesen kisebb. Az egyszerű fototranzisztorok határfrekvenciája 300, a Darhngton-fototranzisztoroké pedig 30 kHz nagyságrendű. A 6.15. ábra szemlélteti egy fotovevőként működő fototranzisztor kapcsolá­ sát. Jelöljük a diódán átfolyó fotóáramot /p-fel. Ekkor a kimeneti feszültség:

Értelemszerűen a 6.16. ábra kapcsolásán U^i = BRJE

Nagy választékot kínál fototranzisztorokból Optron cég.

.

az AEG-Telefunken

és a TRW-

6.5. Fénydiódák A fénydiódák (ledek) az eddigi félvezetőktől eltérően nem szilíciumból, vagy germániumból készülnek, alapanyaguk galhum-arzenid-foszfid (III - V típusú kö­ tés). Ezek a diódák nyitóirányú áram hatására fényt bocsátanak ki. A kibocsátott

o

^

o

6.17. ábra. Fénydióda áramköri jelölése

fény spektrumtartománya jól definiálható. A spektrumtartomány az alapanyagtól függ. Áramköri jelölését a 6.17. ábra szemlélteti. A legfontosabb tulajdonságok áttekintését a 6.18. ábrán láthatjuk. Az infravörös fénydióda hatásfoka 1...5 %, a többi típusnál 0,05 % alatt van. Fénysűrűsége széles tartományban arányos a nyitóirányú árammal. Már néhány mA áram elég, hogy jól látható fényt bocsásson ki. E tulajdonságánál fogva

Maximális fény­ erősséghez tartozó hullámhossz, nm

Szín

Infravörös Vörös Világos piros Sárga Zöld Kék

900 655 635 583 565 490

v

Fényerősség 10 mA áramnál és 45°-os kúpszögnél, m cd

1,3...1,5 1,6...1,8 2,0...2,2 2,0...2,2 2,2...2,4 3...5

0,4... 1 2...4 1...3 0,5...3 0,5...2

Nyitó­ feszültség 10 m A áramnál,

Alapanyag

Gallium-arzenid Gallium-arzenid-foszfid Gallium-arzenid-foszfid Gallium-arzenid-foszfid Gallium-foszfid Gallium-nitrit

Fény­ teljesítmény 10 mA áramnál, ILW

100... 500 1...2 5...10 3...8 1,5...8 1,5...6

6.18. ábra. Fénydiódák legfontosabb adatainak áttekintése

félvezető kapcsolások kijelző elemeként igen elterjedt. Hétszegmenses vagy mátrix kivitelben is kapható. Fénydiódát a legtöbb félvezetögyártó előálht. Kiemelkedően nagy választékot nyújt a Hewlett - Packard, az AEG-Telefunken és a Siemens cég.

6.6. Fénycsatolók Egy fénydiódát fényvevövel, pl. fototranzisztorral összeépítve, tetszőleges potenciálkülönbségű pontok között működtethető áramcsatolót kapunk. Ilyenek integrált áramköri tokba építve is kaphatók. A jó hatásfok elérésére az áramcsatoló infravörös tartományban működik. A fénycsatolók legfőbb jellemzője az a = 4 i / / b e csatolási viszony, amit főként a fényvevö határoz meg. A legjellemzőbb értékeket a 6.19. ábrán foglaltuk össze. Látható, hogy Darhngton-fototranzisztorral érhetünk el nagy áramerősítést, azonban ennek a határfrekvenciája a leg­ kisebb. Csatolási ^ Vevő

viszony, %

Határfrekvencia, MHz

Fotodióda Fototranzisztor Darlington-fototranzisztor

kb. 0,1 10...300 100...1000

10 300 30

6.19. ábra. Fénycsatolók összehasonlítása

A fénycsatolók mind digitáhs, mind analóg jel átvitelére alkalmasak. A kap­ csolásokkal a 21.5.7. és a 25.1.3. pontokban foglalkozunk. A legfontosabb gyártó cégek: AEG-Telefunken, Clairex, Hewlett - Packard, Motorola, Siemens-Litronix és TRW-Optron.

6.7. Optikai kijelzők A digitális információk optikai kijelzésére sokféle módszer ismeretes, pl. izzólámpás, glimmlámpás, fénydiódás és folyadékkristályos. A legjelentősebbek a fénydiódás és folyadékkristályos kijelzők, mert kis árammal és feszültséggel mű­ ködnek. A felhasználók számára nagy segítséget jelent, és nagyon leegyszerűsíti a feladatok megoldását, hogy ezek a kijelzők sokféle integrált meghajtó áramkörrel együtt kaphatók. A folyadékkristályos kijelzők nem félvezető elemek. Eltérően a fénydiódáktól, nem keltenek fényt, hanem külső megvilágítással láthatók. Az optikai hatás alapja, hogy a folyadékkristályos elem ráadott feszültség nélkül átlátszó, ezért világosnak látszik, de feszültség hatására átlátszatlan lesz, és ezért sötét árnyalatot mutat [6.4]. A folyadékkristályos elemnek két elektródája van, amelyek között a feszültségérzé­ keny anyag helyezkedik el. A feszültségérzékeny anyag kristályokat tartalmaz, melyeknek elrendeződése elektromos térrel szabályozható. Az anyag állapota tehát az elektromos térerősségtől függ. Úgy viselkedik, mint egy kondenzátor. Kontraszt 100 7<

10 7 c

6.20. ábra. Kontraszt a váltakozó feszültség effektív értékének függvényében

A vezérléshez váltakozó feszültséget használunk, amelynek frekvenciája leg­ alább akkora, hogy ne keltsen villódzó hatást. Másrészt szükségtelenül nagy se legyen a frekvencia, hogy a kondenzátoron átfolyó áram kicsi maradjon. Általában a gyakorlatban 30. ..100 Hz frekvenciát használunk. A vezérlő feszültség tiszta váltakozó feszültség legyen, mert már 50 mV egyenfeszültség is elektrolízist indít el, ami az élettartamot jelentősen lecsökkenti. A kijelzés kontrasztja a vezérlő váltakozó feszültség effektív értékétől függ, ezt a karakterisztikát a 6.20. ábrán szemléltetjük. C/^i ^ 1,5 V alatti feszültségnél a kijelző gyakorlatilag láthatatlan; [7^2 ^ 2,5 V feletti feszültségnél maximáhs kont­ rasztot ad. A folyadékkristályos kijelzők kapacitása csak 1 nF/cm^, és a vezérléshez szükséges áram lényegesen IjiA alatt van. Ez az igen kis áramfogyasztás a folyadékkristályos kijelzők nagy előnye a fénydiódás típusokhoz viszonyítva.

6.7.1. Bináris kijelzők A fénydiódák 5 . . . 20 mA nyitóirányú áramot igényelnek ahhoz, hogy nappali fény mellett is láthatók legyenek. Ezek az áramok a legegyszerűbben a 6.21. és a 6.22. ábrán látható elrendezések szerint kapukkal áhíthatók elő. A 6.21. ábrán látható elrendezésben világít a fénydióda, ha a kimeneten H szint van, vagyis a bemenet L szintű. A 6.22. ábrán ez fordítva van. Az áramhatárolást a kapuba be­ épített belső áramhatároló ellenállás végzi. Csupán a 6.22. ábra szerinti TTL kapcsolásnál szükséges külső áramhatárolás. A fénydiódák viszonylag nagy terhelőárama miatt a kapuk kimeneteinek feszültségszintje bizonytalan, ezért a kimeneti logikai szintek további felhasználásra már alkalmatlanok. A kapcsolási rajzon x-szel jelöltük a kapuk azon kimeneti pontjait, melyeket nem szabad logikai szintűnek tekinteni. •.•5V 11^ 1 f>-x-c:>6.21. és 6.22. ábra. Fénydióda vezérlése logikai kapuval

{

4 m A 74LCl 20 mA 74C Vcsaládbeli kapunál 25 mA 74HC j

A fényerősség változtatásához a kaput egy második bemenettel is elláthatjuk, amire négyszögjelet kapcsolunk. A négyszögjel kitöltési tényezőjét változtatva az átlagos diódaáramot csaknem nulláig csökkenthetjük. A villódzás elkerülésére a frekvenciát leglább 100 Hz-re válasszuk. A folyadékkristályos kijelzők vezérlő feszültségének előállítása már bonyolul­ tabb, ha szokványos kapukkal kell 5 V egyenfeszültségből előálhtani. Olyan válta­ kozó feszültség szükséges, aminek effektív értéke elég nagy és középértéke nuha. Ezt a legegyszerűbben úgy oldhatjuk meg, ha a kijelzőt a 6.23. ábra szerint két kapcsoló közé kötjük, amelyek vagy azonos fázisban, vagy ellenfázisban a föld és az tápfeszültség között ide-oda kapcsolnak. Azonos fázis mellett = 0, ellenfá­ zisnál pedig C/peff = + U^, A működés idődiagramját a 6.25. ábra szemlélteti. A gyakorlati megoldást a 6.24. ábrán látjuk. Ha = 0, akkor = y2 ^il tehát a kijelző mindkét kapcsolója az X2 négyszögjel ütemében azonos fázisban

X2

=1

6.23. ábra. Alapelv

6.24. ábra. Gyakorlati kivitel

A folyadékkristályos kijelző egyenfeszültségmentes vezérlése egyetlen tápfeszültségről

t

1 1 1

I t

1

t 1 í t 6.25. ábra. Be-, ill. kikapcsolt folyadékkristályos kijelző feszültség - idő diagramja

kapcsol. Xi = 1-nél = és a kijelző ellenfázisú feszültséget kap. Erre a célra a CMOS kapuk a legalkalmasabbak, mert kimeneti szintjük tiszta kapacitív terhe­ lésnél csak néhány mV-tal tér el a pozitív tápfeszültségtől, ill. 0-tól. Ezenkívül csak CMOS kapuk alkalmazásával használható ki a folyadékkristályos kijelzők kis áramfelvétele. 6,7,2. Analóg kijelzők Kvázianalóg-kijelzőt kapunk, ha a kijelzőelemeket egymás mellé sorrendbe helyezzük. Fénypontjelzőről beszélünk, ha mindig csak azt a jelzőelemet kapcsol­ juk be, amelyiket a jelzett értékhez rendelünk hozzá. Fénysávkijelzőt kapunk, ha a jelzett értéknek megfelelő és minden alatta lévő kijelzőelemet bekapcsolunk. A 6.26. ábrán mindkét változat szerepel.

ÍO

6.26. ábra. Fénypont (fent) és fénysáv (lent)

A pontkijelző digitális vezérlése a 6.27. ábrán látható elrendezésben n-höl 1 dekódolóval lehetséges (9.6.1. pont). A kapcsolásban mindig az a fénydióda jelez, amelyik a kiválasztott kimenetre csatlakozik. Fénysávkijelzőt akkor kapunk, ha kapuhálózattal gondoskodunk arról, hogy a kiválasztott kimenet előtti összes fénydióda is világítson (6.28. ábra). A kijelzők analóg vezérléséhez célszerű párhuzamos működésű analóg — digitál átalakítót használni, mert a fénysávkíjelző működéséhez szükséges vezérlőjele­ ket így közvetlenül megkapjuk a kimeneteiről. A bemeneti feszültséget egy komparátorsor hasonlítja össze egy referenciafeszültség-sorozattal (6.29. ábra). A beme­ neti feszültséget összehasonlítva a referenciafeszültségekkel, azon komparátorok

^5V

2 7 0 Í2

A

B C

r4

D

0

74LSZ^2

6.27. ábra. Digitális fénypontkijelző vezérlése

6.28. ábra. Digitális fénysávkijelző vezérlése

adnak áramot, amelyek referenciafeszültsége kisebb a bemeneti feszültségnél. A fénypontkijelző működéséhez még egy kiegészítő kapuhálózat is szükséges a 6.30. ábra elrendezése szerint. Mind az analóg pontkijelzök, mind a sávkijelzök meghajtó áramkörei kapha­ tók integrált áramköri kivitelben. Néhány típust a 6.31. ábrán foglaltunk össze. A sávkijelzök néhány gyártónál modul kivitelben is kaphatók, pl. a Hewlett - Pac­ kard, vagy az AEG-Telefunken cégnél, ahol 5-től egészen 100 kijelzőelemig készítik.

6.29. ábra. Analóg áramkörös fénysávkijelző-vezérlés

6.30. ábra. Analóg áramkörös fénypontkijelző-vezérlés

TL 489 TL 490U 237 UAA 170 U A A 180 LM 3914 H E F 4754 V

Elemek száma

Gyártó

Típus

Texas Instr. Texas Instr. Telefunken Siemens Siemens National Valvo

Pontkijelző

5 . 10 5 16 12 10 18

Belső áramhatárolás

Vonalkijelző

X X X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

LCD

6.31. ábra. Analóg bemenetű fénypont- és fénysávkijelzők meghajtói

„, 6.7.3. Numerikus kijelzők A 0...9 számok kijelzésének legegyszerűbb módszere a 6.32. ábrán látható elrendezésnek megfelelően kialakított egyedi kijelzőkből álló ún. hét szegmenses kijelzőstruktúra. A a . . . g szegmensek közül egyeseket bekapcsolva, másokat eredeti állapotban hagyva, az egyes kombinációk segítségével valamennyi számjegyet olvashatóan kijelezhetjük. A hét szegmenses kijelző vezérléshez minden számot (többnyire BCD kódban) a szegmensekhez tartozó kombinációhoz kell rendelni. Ezeket a kapcsolásokat BCD hét szegmenses dekódolóknak nevezzük. Igazságtáblázatukat a 6.33. ábrán

!

n u 1

U

J

1

c

3

2

C D

1

D 4

"1 1

C O

5

6.32. ábra. Hétszegmenses kijelző

Számérték

Hétszegmenses kimenet

BCD bemenet

Z

23

22

21

20

a

b

c

d

e

/

9

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

1 0 1 1 0 1 1 1 1 1

1 1 1 1 1 0 0 1 1 1

1 1 0 1 1 1 1 1 1

1 0 1 1 0 1 1 0 1

1 0 1 0 0 0 1 0 1 0

1 0 0 0 1 1 1 0 1 1

0 0 1 1 1 1 1 0 1 1

6.33. ábra. Hétszegmenses-BCD dekódoló igazságtáblázata

O U

O

BCD/7 sz.

A B

a 1

2

b

C

r" =1 =1

4

D

=1

J 6.35. ábra. Hétszegmenses dekódoló és folyadékkristályos kijelző csatlakoztatása

6.34. ábra. Hétszegmenses dekódoló és led kijelző csatlakoztatása

láthatjuk. A fénydiódák, ill. a folyadékkristályos kijelzők csatlakoztatásához a 6.22., ih. 6.24. ábrán közölt elvet használjuk. így alakult ki a 6.34., ill. a 6.35. ábrán látható kapcsolás. A BCD hét szegmenses dekódolok integrált kivitelben is kaphatók. Erről áttekintést a 6.36. ábra ad. A fénydiódák vezérlésére való típusok egyrésze áramge­ nerátoros kimenetű; ekkor nincs szükség külső áramkorlátozó ellenállásra. A kö­ zös anódú kijelzők működtetésére szolgáló dekódoló típusok mellett készítenek dekódolókat közös katódú kijelzőkhöz is. A folyadékkristályos kijelzők dekódolói

Típus

Gyártó

Tech­ nológia

Belső adat­ tároló

Hexade­ cimális

Közös anód vagy katód

Maximális kimenő áram, mA

Belső áram­ határolás

24 24 20 40 15 5...50 5...50 25 25

nem nem igen nem igen igen igen igen nem

Fénydiódás kijelzőkhöz (ledekhez) 74 LS47 74 LS247 9368 9370 9374 N E 587 N E 589 CA 3161 4511

Texas Instr. Texas Instr. Fairchild Fairchild Fairchild Signetics Signetics RCA sokan

TTL TTL TTL TTL TTL TTL TTL TTL CMOS

nem nem igen igen igen igen igen igen igen

nem nem igen igen nem nem igen nem nem

anód anód fkatód anód anód anód katód anód katód

Folyadékkristályos kijelzőkhöz (LCD-khez) 4055 4056 4543 4544

sokan sokan sokan sokan

CMOS CMOS CMOS CMOS

nem igen igen igen

nem nem nem nem

6.36. ábra. Hétszegmenses dekódolok

már tartalmazzák a kizáró VAGY-kapukat is. Ezért már csak egy külső óragenerá­ tort kell csatlakoztatni hozzá. Néhány hét szegmenses kijelző lehetővé teszi a számok kijelzését 10. ..15-ig az A,. .i^nagybetűkkel. A 11 és 13 számokat Sibésd kisbetűk jelzik, mert nem lehetne megkülönböztetni a B betűt a 8-as számtól és a D betűt a 0-tól. Ezeket a dekódolókat hexadecimáhs dekódolóknak nevezzük. A több helyértékű kijelzők dekódolóit a 21.11. szakaszban ismertetjük.

6.7.4. Alfanumerikus kijelzők A hét szegmenses kijelzők kevés betű kiírására alkalmasak. Az egész abc kijelzésére már nagyobb felbontású kijelző keh. Erre valók a 16 szegmenses kijel­ zők, iU. a 35-ös pontmátrix. 1 6 szegmenses kijelzők A 16 szegmenses kijelzők elrendezését a 6.37. ábrán láthatjuk. Eltérően a 6.32. ábrán látható hét szegmenses kijelzőtől az a, d, és g betű szegmensei két részből állnak, és ezenkívül megjelennek a/2...m betűkkel jelölt szegmensek is. Ezzel a 6.38. ábrán látható jelkészletet kapjuk. A készlet általában 64 jelből áh, a nagybetűkből, számokból és a legfontosabb különleges jelekből.

02

d]

6.37. ábra. 16 szegmenses kijelző. A két további fénypontot itt nem ábrázoltuk

A 16 szegmenses kijelzők fénydiódás és folyadékkristályos típusokban kapha­ tók. Fénydiódás típusokat, a H e w l e t t - P a c k a r d , a Monsanto és a Siemens cég gyárt. A Siemens kijelzők beépített dekódolót is tartalmaznak. A többi típus számára megfelelő dekódoló például a Texas Instruments AC5947 típusa. A csat-

H5 3 V 5 E BS ElRJ E F G H K P f7 5 /

1

n u

1 1

-/-

1 1

1" L.

ri u

/ \ \ /

Ti JU T 1

T JL

1 1 í / i 1 \/ /\ LJ V

\/ 1

1

U

'7

r L

6.38. ábra. 16 szegmenses kijelző jelkészlete

—

/

/

/

?

/ /- —

-A

i i._

h ( n 1 V LJ

\

1

\

j

\

/\

„

lakoztatást hasonlóan kell végezni, mint ahogy a 6.34. ábrán a hét szegmenses dekódolót csatlakoztattuk a kijelzőhöz. A több helyértékű kijelzők dekódolóival a 21.11. szakaszban foglalkozunk. 35-ös pontmátrix kijelző A 16 szegmenses kijelzőknél jobb kijelzési felbontást nyújt az 5 x 7-es pont­ mátrix alkalmazása, melyet a 6.39. ábra mutat. Ezzel gyakorlatilag minden írásjel ábrázolható. A 6.41. ábra szerint mind a 96 ASCII jel és további 32 különleges jel is képezhető kereskedelmi forgalomban kapható karaktergenerátor segítségével. A vezérlő vezetékek számának csökkentésére nem csatlakoztatunk minden ponthoz külön vezetéket, hanem a mátrix kijelzőt elektromosan is mátrix vezérlés­ sel működtetjük. A megoldást a 6.40. ábrán tüntettük fel a fénydiódák példáján, így csak 12 külső csatlakozási pont szükséges. Emiatt viszont nem lehet minden pontot egyszerre bekapcsolni, hanem a kijelzés időmultiplex módon megy végbe, amikor sorról sorra haladva a kijelzőelemek megfelelő kombinációját bekapcsolva alakult ki a karakter. Ha a pontok léptetése elég gyors, akkor a szemlélőnek az a benyomása, hogy minden vezérelt pont egyszerre gyulladt ki, 100 Hz feletti frek­ vencián a kijelzés az emberi szem számára gyakorlatilag vihódzásmentes. A ledmátrix vezérlökapcsolásának blokksémája a 6.42. ábrán látható. Bináris számláló és 8-ból l-es dekódoló segítségével választható ki egy sor. A kívánt jelet az ASCII kódjával adjuk meg a karaktergenerátornak. Az ASCII kód meghatároz­ za, hogy melyik pontokat kell az egyes sorokban bekapcsolni. A jelgenerátor maszkprogramozott ROM-ként kapható, amely a 6.41. árán látható szimbólumo­ kat áhítja elő. Ha más jelkészletet kell tárolni, akkor célszerű egy EPROM-ot be-

I #

' °

\\\\:^ \\\\ X X \\ \\ \ \\ X X

\ j

,

H H

H

•

' '° "°

\\\ \.\ \.\

, x

,

x

,

x

ó ó ó ^3 ^4 ^2 6.40. ábra. Fénydiódák mátrix rendszerű bekötése ö

^0

6.39. ábra. Pontok elrendezése a 35-ös pontmátrixban, 7 sorban és 5 oszlopban

x

•G •U B a s n n a aaaaB G O a G G Ll a nanaa GBBBG U DÜ GB a s! G a a a U aGBD aGa B G G D B G G a n a aoüOD aauiiii a aa ü ü anaaaa naaüG a na B Ba n 0 s n n n s anuDU m^mmm aoüOü aaaaa a G a G Baa SBnniJB SMK Püüüa ÍJ G • • BB BnaoB aaaaa G r.i fl •o•n • aBGH •oncinE! ÍJ GB • • mnm Büana mommm ao@^s9 a«na eamum S G D G B a maoom aanua a a annciü D aa B a annna snnnH n a aa B Q • Ban B r i B G H aesDB anana Slüunrj BHHH aaaau a naa U GG Q nana tG JBBUG • nautj BU GB aG B BBG fJUlJ SatBMB a a B a[3@ • OBDD a B Kjuaa onnan B H o n a • a S B G G S i B B a G B G Baasa aaaaa G 11 n n • ü B B B B B saauB aaaaG Bnana •juoün a aBGGail •;naDrj [ : i rjnona • ••Oü BGOaU BB aaaaa BUaUH annon •HB BB G Linmaa aomaa G aBO Ga a a B • nnoü B a aaaaa BBaan ^nnüü •S ÜDU BBBBf] aaaaa m m c G • aamoa aamnü aaaaa mauaa ;: a a B •• •r]B® n• n• ^ an mBa a B nOBHarD BB BaiiBBa^a GS9aaG : - a B Bn HDODB •n Bnn •a B1) BDnnu na Bánna annaa unnuB BDDOB D aanaa ' i B f f l D B Bnnna annas! ÜGGB BBBB G 8snanB • B •B C B BB D ü BBBBB DQLG I a u aBB[JGona H s! H B naaaa a •annaa nuDB • a a aa ClDG aan a B BB1BBGn íimama auuüH naaan 1 GB aB • a BBBBn UBBBf t3 maaam a OBGaa H 0 DBG B ünno^ H • unuB BOGDB momnm aEiüüüG B B a G a a BBOBa anunm ünaan B a a a msmwD amsam aaaaa maoaa DOBBG • •••n B aBQUDU 1moaaa I D B S D [3 [T U• BQ •G • nnuu üGnn U D H ű U ü a maaoo l. jijBnü O BBD •asmmn IJGGGH B fl a Ü UUHGU 11G n B n • níinü H G n , }naan n a B a a H 1 iiijun Hnr:ii m BBin® a B 1G11 n H B aUKUB írujüij (íbbbb a annua BGGGB a 0 ari H Br] nBünü a n n G G G U G G O aBnnna a•nB a BDOaü UD BÜ SÜG B a G G Bn B a a aHBBBaa aaaa g B annn a • • • •a G a • aaaa O BG BaB G G C IS B aan annsü • aa a G B H B a íi aaüDQ n s ü ü ü a G Gaaan a aaaBa BDüaU nnaaa nnnüB BBB 6.41. ábra. Az M MBL II cég M M 6061 ill. a Motorola M C M 6674 típusú karaktergenerátorának SBSSB mmmmm m•••u aunna

maaom anoam

•aonDG

maaoa

• n @ • rj

nnaa mnnmm anuaa nas!an a n a a a nnmmn B B aGama a aaaanu aaaa® anaan n n a a n a a u maaau • GGÜB GGHGG mmnmm aaana a a s i a n n a n a n anaau naaan B B n BB n n a m GGGaa GGDaa Goaan nBnB G n U G G o n n a n n nannn nanaa GnaB aHaBM ainana • MaBB • • a a a a a aaaaii B G • G G ••®n• a s a n a n a a BBBBB GBBBG a n a n a nanan ana a n G11B B n • o B a G ü aaaam aaaaa nüBDü uaaam Güsnn asHau nnann u G BB n n u H a a a a a mummu aaaais nGGnn aaaaü aaaaa RBMüa nG mnmmm nanna G u num a a a n ü aaaau a GBG uaaBa G G GGGGG G nmmma naiiso aa aBa a a B mmmmm aaaan a a a a a MII G aaaaa aamaa mmmmm a^iiaii BfjnüB B a G • BanaoB a n s n a auGua B n n u B a B G Baaaam BGaBa a aBa a a a n a aaaau aaaam BnB annoB a oaom a a a a a B GGG ®G^ aanaa BuanB BGGGB a n a n a a aaaaa UBBBn ammmm a n a n n aaaaa • aaaa BK mmmmn BBBGK m BSinB B G G G SÜBÜB aOBGO a a n a a SGGG® BnHGM a a a a r.: a a a a a n a a a n GuaHa G n G BBI.IBUB BUBas a n a n a aoaam n nm annaa ünaau GGaau annna a n a [• a n • B G n n BBBGan naaan •GB u aana UBBBÜ B u B mmmmm n n a a a a U B u CJ B BnaGG G cjaaau UBBMU BBBBB anana B GoaBn (.1 nanao uB o o a a a tianon n u n u n u a u a n iinLiau a n a a n nuu nn G B n tJOBorj a GOBGGU BuG B n uaaun a n a n a Gnanci nanoa anauu u a n n n n n a n n G G G G o o n aaaaa G B a G Gaaaaa a n n a a aaaaG unacTn unnuu n n n n n a n a a n n B a G aaaaaa U B u a ü a n a a n • •••• uaaaa GGnG G a • n B (] oaoao naaaa a a a a a nBBBBB naaan n a n a u a n a n n a a n a a aaaaa amaaa • nann aaaa a a a a n GGGnn n ® a a a n a a a n nnBna aaaaa GGB•n nanan • a a n GHGGG a n a n a a u n u u a n n n u a^Boa a a a n a n a a a a G a a aaaaa G a a n a • DODO naaaa Gaaao iiummn a a a a mmmmm G • B B a BBBBB aUBHaa a n n o D nsHua a a n s u a n a a n GBnan GBBBrJ aaaaa G Ba•• aaaana saaa aaamm B B nU aaaam n aU a a a Gaaa a u a a u a a n n n n n c G • a a amaaa •aüoona • • • • maaom U G » a Ga n a n a anam n nooa • ooüa naaaa a n a a n BGuna aaana n n n a n nanun naaaa G G n s nn n n n a GDBaa BUGGB namaa i i n a a a a n n n a naauu n n n n u o n n a n a a a a a a n a n s nanan • BBBO ammma aaau aaaaa anaaa aaaa aanaa nnann HDDOa anauH aGa^aa an ua an aa aa ua an aunaaa • nnoG OGOGa mummm naGGoa ffl G n a amaaaa BOGGB unaoH Guaaa a a a a u a a a a n nn na nn nn an nG aasuuaaa nnnnn anüGG SaGGB anaasG a a a a a a s a a UBBBa B a a a a nnann ^mmmm na^BG n aaaaa naaa^ a n n a a nUnOBG a a a n uaana a n n n a a n!! u B naaan BGOUG ann Baaaa aaauu a a a a a anaGB uaaaau n a a n u Güana a n n a a BBnHa annna anana B • • HB G n • a aaGüG Bannn a n a n a nGnaaanna u n a n n a aa an na nn nu HGaaa anMua HGGOa a a a n s SaOK!B SaOBB SOGOD Ij B • ü B B aGB n u eBBana nG nna aaaau a a n a a B! UG a nna n u n a 8! ananu G• • •Güü aanna G n n B G G anana ® n n u n n a nnna a• •n a u G Ba [ n eanoGG a n n n a aaauffl aauu Cl n G aa a n n a aaaaa a n n a a OBBan u • naun® ammmm annuB B n 1! i 1 n naona a G a n a s Baaaa mmmmm nBBan OBSagB mmmmn BnaoB mmmmm BGÍ.JÜB H o n a B B á n n a a nanna D o n a L i n a n í 1 n n a a a a u @BB oa n ® n • anana aunna a aanm n a n u n ® n n G G n a G a n a n a n n n nn au nn O G n Bnnna a n a n a WÜOOS n aBG a annaa anans aanun a a n a a nanaa annna nnonn annns aOÜGB • aBaa BGGGB rj B n a • a n n a a n O B a a G a a u D G n a o a a a a a n a a a n a nn na an a n n n a n u D n n n n ü BfinCJG DüMÜG a^a^G aa n a n a G • • n n u a u G n a n a a n a a a n aaaau a u a a a a o n n a n n u u n n ü a ®G • Bn G B G nü BGaaa u a a a u a n n n n aaaau u a a a s nnuaa n n n n a n n n n n n • G ®n n a a a aooüü namaa moomn G• ün ansnn uanno BaODB aanaa GGMaa a a s a a ü B Gnanaa GBBBG BGOnB anGHü n a a ü ü GGGUG an anaan n aoBnu aaauH aanaa u a a a a n a n u u a a a a aaaaa aGOGG OBBBG G aaa anaaa u n n u u • a n u a Bnnnn Gno nG a G G nU U • G nanun B B n • B B Ga n a a a a G n a a a a a n a naanu u n a u a snnau B a n • G aaaan unuGu ® n ® nn osann UBBua a n a a n naaüu n a n a a ariBun ^anna anana aaGGB BODGa i! n BBBBB i! n n B urjaan n a u G B BBUDB Bn üG B n G n aaaB[j naaaa GGDUB a a n a a nuBna n ü n mB a H G G M B unaan n n [ 1BBUGGB B G u ü aa nn n oaau r n naGa n n BODDB n n a n n annna H nsaan u n a n n annua LIBBBU n a n a n a n n a a ijuann mamua ^UGua n H H rjUBBBG nnann BDaOB a s e a n • • nBn•m m G G ü ü Gu n n a u anBsan anaua n a n n n nanan aauü a o u D a aaaua n n a n n ] a a a G nanan • GGOG G n CJL naaaa B n nG G G n n a n n n n a a a a n a n a aanuB n n a n n nauHuu a• G G• n s í a n sam am ansnis nannn anana aaaaa aaaaa a G a u a a a u u anaau a n n a a nanan s n G a a a u mmmmn B G G GG n ua B a •• n B a n n a a G an n a a a n B n G a a D G u n n a n a n n n a n n a CT a n a BBGGB Bnnna Boana n n a a a n a n a a anauu Gosan nGnnnan nanan aanGG ann nn nG• G • nG ri s n a a anana n • G anana nanun G G G G uuaun anana nasan nn a n DG aucjüD onor 1® OGGBa GBSaB a a a a a a e a a a a n n a a UBBBU GOaGG UHunn a n a a n n a n a n aaanu nnaau

a nanao ÜOU • •

••B•

jelkészlete

1

1 2

7 8-ból 1 dekódoló

Bináris számláló

%

c'o

0] 02 ASCII

7 ^3 Karaktergenerátor 6.42. ábra. Kapcsolás 5 x 7-es fénydiódás pontmátrix vezérlésére

égetni. A 6.43. ábrán látunk arra példát, hogy a karaktergenerátor tartalmának ki­ olvasása mit jelent a K betű esetében. Integrált vezérlöelektronikával együtt kap­ ható pl. a D L R 7136 típusú Siemens gyártmányú mátrix kijelző. A folyadékkristályos multiplex kijelző valamivel bonyolultabb, mert itt nem

sor szama

i

ASCII-

/

1 2 3 4 5 6 7

R O M tartalom

R O M cím

A

1 1 1 1 1 1 1

as

Ű7

^6

0 0 0 0 0 0 0

0 0 0 0 0 0 0

1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 0 0 0

1 1 1 1 1 1 1

1 1 1 1 1

0 0 0 1 1 1 1

Oszlopkód

ŰL

(h

CO

CL

Cl

0 1 1 0 0 1 1

1 0 1 0 1 0 1

1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 1 0 0 0

0 0 1 0 1 0 0

0 1 0 0 0 1 0

1 0 0 0 0 0 1

6.43. ábra. A karaktergenerátor ROM-jának tartalma a K betű ábrázolásakor

lehet kiküszöbölni, hogy a vezérlés nélküh pontok váltakozó feszültséget ne kapja­ nak. Ilyen meggondolásból használjuk a vezérléshez a 3 szintű jelet, amikor a feszültségamplitúdó a nem vezérelt elemeken a sötétedést létrehozó szinthatár alatt marad (6.20. ábra). Az ilyen triplex dekódolok is kaphatók integrált kivitelben [6.5]. Néhány ilyen típust a 21.11. szakaszban ismertetünk.

7. Műveleti erősítők

Nincs alapvető különbség a hagyományos és a műveleti erősítő között. Mind­ kettő feszültség-, ill. teljesítményerősítésre való. Amíg a hagyományos erősítő tulajdonságait belső felépítése határozza meg, addig a műveleti erősítő működését túlnyomórészt a külső negatív visszacsatolás szabályozza. Ez utóbbi úgy lehetsé­ ges, hogy a műveleti erősítő nulla bemeneti és kimeneti munkapontú egyenfeszültség-erősítő. Feszültségerősítése és bemeneti ellenállása nagy, kimeneti ellenállása pedig kicsi. Korábban az ilyen különleges tulajdonságú erősítőket kizárólag mate­ matikai műveletek megoldására használták, mint pl. összeadásra, integrálásra. Innen származik a műveleti erősítő elnevezés. Ma a monolit integrált áramkörök széles választéka kapható, és árban, méret­ ben aüg térnek el a tranzisztoroktól. Sok tekintetben közel ideális tulajdonságuk miatt használatuk sokkal egyszerűbb, mint az egyes tranzisztoroké. Ezért szorítot­ ta ki sok területen a műveleti erősítő a tranzisztorokat a Hneáris kapcsolástechni­ kában. Azért, hogy megállapítsuk, hogy melyik műveleti erősítő típus megfelelő az adott feladatra, elég csupán néhány jellemző adatát ismerni. Néhány különleges esetben azonban a belső felépítésről is kell egyet-mást tudni. Ezzel a későbbiekben részletesen foglalkozunk majd a 7.5. szakaszban. A következő szakaszokban először azokkal a jellemző adatokkal foglalko­ zunk, amelyeket a valóságos műveleti erősítő leírásához használunk. Ezt követően a külső elemekkel történő beállítás alapelveivel foglalkozunk, és ezzel együtt megvizsgáljuk az ideáhs modellel számolt jellemzők érvényességének határait. A nyert tapasztalatokat a későbbi fejezetekben, a műveleti erősítők alkalmazása kapcsán, értelemszerűen felhasználjuk.

7.1. A műveleti erősítők tulajdonságai A műveleti erősítő áramköri jelölését a 7.1. ábra szemlélteti. Bemeneti fokoza­ ta differenciálerősítő, ezért a műveleti erősítőnek két bemenete van. Kisfrekvencián az U^- kimeneti feszültség a bemeneti feszültségkülönbséggel azonos fázisú:

A p bemenetet fázist nem fordító bemenetnek nevezzük, és az áramköri rajzokon + jellel jelöljük. Az n bemenet a fázisfordító bemenet, és - jellel jelöljük.

u„

e —

T

6

7.1. ábra. Műveleti erősítő áramköri jelölése

A bemenetek és a kimenetek feszültségének pozitív és negatív irányú változása úgy biztosítható, hogy a műveleti erősítőt pozitív és negatív tápfeszültséggel mű­ ködtetjük. Erre a célra a 7.1. ábrán látható elrendezésben két tápfeszültségforrásra van szükség, amit a műveleti erősítő két tápfeszültségkapcsához csatlakoztatunk. Az integrált műveleti erősítők legtöbbször ± 15 V tápfeszültségről működnek. Az elvi kapcsolási rajzokon többnyire a jobb áttekinthetőség kedvéért csak a be- és kimeneti kapcsokat tüntetjük fel. Ideáhs műveleti erősítő a gyakorlatban nincs. A valóságos műveleti erősítő csak megközelíti az ideáhst, ennek vizsgálatára meg kell adni néhány jehemzőt. Az A =

^ AU^

=

^ ^ i c i _ I zl UJA C/p, ^ ha A{U-UJ -AUJAU,, ha

1

- áhandó U^ = állandó

(7.1)

differenciáhs erősítés véges érték, ami 10"^... 10^ nagyságrendű. A differenciáhs erősítést nyílthurkú, azaz visszacsatolás nélküli erősítésnek (open loop gain) is nevezzük. A 7.2. ábra a kimeneti feszültség jellemző menetét szemlélteti, U^ függvényé­ ben. A kimeneti feszültség U^i^m ^ ^ C^kimax tartományban U^-töl hneárisan függ. Ezt a tartományt kimeneti kivezérelhetőségnek nevezzük. Ha elérjük a hatá­ rokat, akkor U^ további növelésekor az U^^ feszültség már nem nő tovább, mert az erősítőt túl vezérel tűk. Az U^^^^^ és C/ki^m kivezérléshatárok kb. 3 V-tal kisebbek, mint a tápfeszültségek. A ± 1 5 V tápfeszültséggel működő műveleti erősítők jellemző kimeneti kivezérelhetősége eszerint ± 12 V.

7.2. ábra. Kimeneti feszültség a bemeneti feszültségkülönbség függvényében. A szaggatott vonal az ofszetfeszültség kiegyenlítése nélküli esetnek felel meg

Ideális műveleti erősítők átviteli karakterisztikája az origóban metszi a koor­ dinátatengelyt. A valóságos műveleti erősítők átviteli karakterisztikája, amint a 7.2. ábrán látható szaggatott vonal mutatja, ettől eltér, tehát a bemenetre feszült­ ségkülönbséget kell adni, hogy a kimeneti feszültség 0 legyen. Ezt a feszültségkü­ lönbséget ofszetfeszültségnek (input offset voltage) nevezzük. Nagyságrendje néhány mV, amit sokszor elhanyagolhatunk. Egyes kiélezett esetekben nullázzuk, ahogy ezt a 4.8.4. pontban a differenciálerősítők kapcsán tárgyaltuk. A legtöbb integrált műveleti erősítőnek erre a célra alkalmas külön kivezetései vannak. A hibafeszültség kiegyenlítése után már csak a hőmérséklet, idő és tápfeszült­ ség függvényében létrejövő változást kell figyelembe venni: •A9

+

dUo dt

39

-At +

AU,,

Az egyenletben dUJdd a hőmérsékleti feszültségdrift, amelynek jellemző érté­ ke 3. ..10 fiV/K. dUJdt a hosszúidejű drift, amely néhány jiV/hónap nagyságrendű. A dUJdU, tápfeszültség-elnyomás a tápfeszültség-változásnak az ofszetre gyako­ rolt hatását jellemzi. Értéke: 10. ..100 |iV/V. A kis ofszetfeszültség-változás igénye azt is jelenti, hogy a tápfeszültség legfeljebb néhány mV-ot változhat. Feltételezzük a továbbiakban, hogy az ofszetfeszültség 0. Akkor a (7.1) egyen­ letből: U,, = AU,

=

A(U-UJ.

(7.2)

A kimeneti feszültség kisebb a kivezérelhetőségi határnál, tehát arányos a bemeneti feszültségkülönbséggel. Ha a p és n bemenetre ugyanazt az Uy. feszültséget adjuk, akkor = 0. A (7.2) egyenlet szerint az ilyen közös módusú vezérlésnél U^^ = 0-nak kellene teljesülni. Azonban a 4.8.1. pontban már láttuk, hogy valóságos műveleti erősítők­ nél ez nem teljesül, mert az A,

=

közös módusú erősítés nem pontosan 0. A 7.3. ábrán láthatjuk, hogy nagyobb közös módusú bemeneti feszültségnél meredeken nő. A kihasználható tartományt közös módusú kivezérelhetőségnek nevezzük. Ez a tartomány rendszerint 2 V-tal kisebb, mint a pozitív, iU. a negatív tápfeszühség. A közös módusú kivezérlés eltérését az ideáhstól jobban jellemzi a KME = AjAy., Közös Módusú £lnyomás (Common Mode i?ejection iíatio, C M R R ) . KME)Q\\Qmzö értéke 10^...10^. A differenciális erősítés definíció szerint mindig pozitív. Ez nem érvényes a közös módusú erősítésre. Z M E lehet pozitív és negatív is. Az adatlapokon azonban KME abszolút értékét adják meg. Az egyenletekbe pedig KME-t előjelhelyesen kell behelyettesíteni. Ha csak az eltérés abszolút értéke fontos, amit a véges KME okoz, akkor az előjel természetesen érdektelen. A fellépő közös módusú erősítés miatt a differenciális erősítés pontosabb definíciója szükséges; A-t a parciális differenciálhányadossal pontosabban definiál­ hatjuk : A

= = állandó

A kimeneti feszültség általános kifejezése ezután:

AU^i = AAU^ + A^AUy,.

(7.3)

A fenti egyenletekből levezethetjük a közös módusú elnyomás egy másik használ­ ható definícióját; ugyanis, ha AU^.^ = 0, akkor A KME

= —

A.

AU^ =

-

AU.

Uy-i = állandó

Eszerint tehát a közös módusú elnyomás úgy is megadható, hogy megnézzük, mekkora különbségi feszültséget kell adni a bemenetre ahhoz, hogy a közös módusú vezérlés hatását a kimeneten kiegyenlítse.

7.3. ábra. Kimeneti feszültség a közös módusú bemeneti feszültség függvényében

I AJ,dB 100 1 i 1 I 1 ! 1 1

80 60 /.O 20 0 " 1

1 10

^ ^ \ - 2 0

1-—44A

100

f 1k

dB/dekád

1 100 k

\

lOk

1M

fj

1 0 M f, Hz

7.4. ábra. A diflferenciális erősítés jellemző frekvenciamenete

Mivel a 7.2. és 7.3. ábrán megadott átviteli karakterisztika a kivezérelhetőségi tartományon belül közel Hneáris, ezért a (7.3) egyenlet helyett az ofszetfeszült­ ség figyelembevételével az

(7.4)

egyenleteket is írhatjuk. Ha sel azonos. U^-t kifejezve:

és Uy. -> 0, akkor ez az egyenlet a (7.1) összefüggés­ U,

A

KME

(7.5)

Ideális műveleti erősítőnél = 0, ^ = oo és KME = 0, G = 0. Ez azt jelenti, hogy U^ differenciálisán kis értéke elég minden véges U^^ kimeneti feszültség beállításához. A 7.5. szakaszban még foglalkozunk a műveleti erősítők stabiütási feltételei­ vel; láthatjuk, hogy a differenciáhs erősítés frekvenciamenetét stabihtási okokból úgy kell beállítani, hogy úgy viselkedjen, mint egy elsőfokú aluláteresztő szűrő, leg­ alább addig a frekvenciáig, amíg az |A| = 1 erősítést eléri. Az előző követelmény teljesítésére a műveleti erősítőnek nagyon kis határfrekvenciájú aluláteresztő szű­ rőt kell tartalmaznia. A 7.4. ábra szemlélteti egy ilyen frekvenciakompenzált műveleti erősítő differenciális erősítésének jellemző frekvenciamenetét. A differen­ ciáhs erősítés komplex alakja: A A = r-. (7.6) 1+i hA

Itt A az A erősítés kisfrekvenciás határértéke. Az/^A 3 dB-es határfrekvencia felett A abszolút értéke fordítottan arányos a frekvenciával.

Ebben a tartományban tehát: (7.7)

|A[/=^AA-/T.

Az/x ún. tranzitfrekvencián |A| = 1. A (7.7) egyenlet alapján ezt erősítés - sávszé­ lesség szorzatnak (gain bandwidth product) is nevezzük. Bemeneti ellenállás A valóságos műveleti erősítő véges bemeneti ellenállású. Differenciáhs és közös módusú bemeneti ellenáhást különböztetünk meg. Szerepüket már a diffe­ renciálerősítőknél és a 4.43. ábra segítségével tisztáztuk, most a 7.5. ábrán a bemeneti fokozat helyettesítő képével magyarázzuk. Bipoláris tranzisztoros beme-

.

^ y

1 IDEÁLIS

f L

í 7.5. ábra. A differenciális és közös módusü bemeneti ellenállás és a bemeneti munkaponti áram hatásának magyarázó ábrája

Kommersz erősítő Paraméterek

Differenciális erősítés Közös módusú elnyomás 3 dB-es sávszélesség Erősítés — sávszélesség szorzat Differenciális bemeneti ellenállás Közös módusú bemeneti ellenállás Bemenő munkaponti áram Ofszetfeszültség Ofszetfeszültségdrift Tápfeszültségdrift

Jelölés

KME fhA fr

h JUJ AT AUJAU,

Közös módusú feszültségtartomány Kimeneti kivezérelhetőség Maximális kimenő áram Kimeneti ellenállás Tápáramfelvétel

^kimax ^kimax ^•ki k

Speciális erősítő

JIA 741 (bipoláris)

TL 081 (fet)

105 3• W 10 Hz 1 MHz ^ LO^O w a 80 nA 1 MV 6 JIV/K 15 }IV/V

2-105 2- W 30 Hz 3 MHz 10^2 O 10^^ O 30 pA 5mV 10 }IV/K 50 ^iV/V

5-105 10^ 2 Hz 1 MHz 6-W a 2-10^^ O ± 0 , 7 nA LOJIV 0,2 fiV/K 3 |IV/V

105 2- W 7 Hz 700 kHz 10^3 O 10^^ o 0,05 pA 0,2 mV 5^V/K 25 JIV/V

±13 V

+14,5 V, -12 V ±13 V ± 2 0 mA LOOO 1,4 mA

±14 V

±12 V

±13 V ± 2 0 mA 60 O 2,5 mA

±12 V ± 1 0 mA 1,5 Q 1 MA

±13 V ± 2 0 mA 1 KO 1,7 mA

OP 07A (bipoláris)

3528CM (fet)

7.6. ábra. Integrált műveleti erősítők jellemző adatai külső elemek nélkül ± 15 V tápfeszültségnél

138

Fázisfordító ^

''Tem;TTF;IL>-4K-enet

bemenet^

Demenei \ | / p^^j^^ nem Fázist nem \ h fordító bemenet fordító bemenet ^ - - - ^ ^ - - - ^ -(7^^^ 1,1, ábra. Műveleti erősítők sok típusára érvényes bekötési vázlat (kerek fémtok és dual-in-line műanyag tok)

netű műveleti erősítők differenciális bemeneti ellenállása M O nagyságrendű, míg az i\ közös módusú bemeneti ellenállás G O körüli. Az ezeken folyó váltakozó áram csak nA nagyságrendű. Sokkal nagyobbak a bemenetek állandó áramai. Definiálhatjuk a bemenő munkaponti áramot (input bias current): 4 = ^ ( ^ + 4-), és a bemenő ofszetáramot: 4 = 14--4-1Bipoláris közönséges műveleti erősítők bemenő munkaponti árama 20.. .200 nA között van. Fet bemenetű műveleti erősítőknél ez az áram csak néhány pA. A valóságos műveleti erősítők legfontosabb jellemző adatainak áttekintését segíti a 7.6. ábrán látható táblázat. A jiA 741 típus az egyszerű bipoláris technoló­ giával készülő műveleti erősítőket képviseh. A TL 081 erősítő egy fet bemenetű gyakran használt műveleti erősítő. Különleges alkalmazásra vannak speciáhs műveleti erősítők, pl. ilyenek a rendkívül kis ofszetfeszültség-driftű, vagy a különlegesen kis bemenő munkaponti áramú típusok. Példaként megadtuk a Precision Monohthics OP07A és a Burr Brown 3528 CM típusainak jellemzőit. A műveleti erősítők kivezetéseinek sok típusra azonos elrendezését a 7.7. ábrán szemléltetjük. Különbségek csupán az ofszetkiegyenlítési pontoknál mutat­ koznak.

7.2. Negatív visszacsatolás A műveleti erősítő negatív visszacsatolásának elvi elrendezését a 7.8. ábrán láthatjuk. A kimeneti feszültség egy részét a visszacsatoló hálózaton keresztül visszavezetjük a bemenetre. Ha a visszacsatolt feszültség, amint a 7.8. ábrán is látható, kivonódik a bemeneti feszültségből, akkor negatív visszacsatolásról beszé­ lünk, ha pedig hozzáadódik, akkor pozitív a visszacsatolás. A továbbiakban a negatív visszacsatolással foglalkozunk. A 7.8. ábrán látható kapcsolás vizsgálatához adjunk a műveleti erősítő beme­ netére C/be pozitív feszilltséget. A kimeneten az első pillanatban 0 kimeneti fészült-

^—

Erősítő (A^

Visszacsatoló áramkör {fi) 7.8. ábra. Negatív visszacsatolt elrendezés

ség jelenik meg, és ekkor még a PU^.^ visszacsatolt feszültség is 0. Az erősítő bemenetén = t/^e különbségi feszültség van. Mivel az erősítő ezt a feszültséget nagy A erősítéssel erősíti, U^^ pozitív irányban gyorsan nő, és ezzel együtt /]Uy.^ is. Az, hogy a kimeneti feszültség megváltozása a vezérlő feszültséggel ellentétes irányban hat, a negatív visszacsatolás jellegzetessége. Ebből következik az is, hogy stabü végáhapot áll be akkor, ha a kimeneti feszültségre az U,, = AU,

=

A{U,,-^U,d

feltétel teljesül. [7^1 feszültséget kifejezve (7.8) ^A » 1 feltétellel a negatív visszacsatolt elrendezés erősítése: (7.9) Eszerint tehát az erősítést a külső negatív visszacsatoló hálózat határozza meg, és nem függ az erősítőtől. A legegyszerűbb visszacsatoló hálózat egy feszültségosztó­ ból áh. Ilyenkor a kapcsolás lineáris erősítőként működik, mert erősítését kizáró­ lag a feszültségosztó osztásaránya határozza meg. Ha a visszacsatoló áramkör RC hálózat, akkor aktív szűrőt kapunk. Végül nemlineáris alkatrészeket is használha­ tunk a visszacsatoló hálózatban, mint pl. diódát, tranzisztort, amehyel nemlineáris számítási műveleteket végezhetünk. Ezekkel a későbbi fejezetekben részletesen foglalkozunk. Ebben a fejezetben csak az ohmos negatív visszacsatoló hálózatokat tárgyaljuk. A (7.8) egyenlet arra is válaszol, mekkora az eltérés az ideáhstól, azaz l-hez képest mekkora a ^ H = pA^—, (7.10) tényező, amit hurokerősítésnek (loop gain) nevezünk. Ez a kifejezés a szabályozás­ technikából származik. A 26. fejezetben majd látjuk, hogy a 7.8. ábrán látható blokkséma nem más, mint a legegyszerűbb szabályozókör. Az erősítő kimeneti feszültsége úgy áh be, hogy a pU^^ ^ U^^ feltétel teljesüljön. A beállási pontosságot a H hurokerősítés szabja meg.

A hurokerősítés vizsgálatához szakítsuk meg a visszacsatolt hurkot pl. a visszacsatoló hálózat bemeneténél, és legyen C/^e = 0. Adjuk a visszacsatoló háló­ zatra az C/s vizsgálójelet, és mérjük meg mekkora jel jut a másik végére, a megszakí­ tás helyére. Ez a mi példánkban az erősítő C/j,j kimeneti feszültsége. A 7.8. ábrán is látható, hogy -U,,=

pAU,

=

HU,.

A vizsgálójel körbefut az egész szabályozóhurkon és azt H hurokerősítéssel erősíti. A hurokerősítést zárt hurokban is mérhetjük. E célból adjunk a bemenetre C/^e bemeneti feszültséget és mérjük meg a visszacsatoló áramkör PU^^ kimeneti feszült­ ségének és az erősítő U^ bemeneti feszültségének hányadosát. Ekkor

UJA

= PA = H.

Számítsuk ki, hogy a visszacsatolt áramkör A ^ erősítése mennyire tér el az.4j = 1 /y9 ideális értéktől. A relatív eltérés a (7.8) egyenlet felhasználásával: 1

~P \+PA l/P

A,

1

10

U 100

1k

lOk

1

1

l+H

H'

4

100k

(7.11)

ÍM

fj

10M

f.

Hz

7.9. ábra. A sávszélesség növelése negatív visszacsatolással

Az a tény, hogy az A^ erősítés a (7.8) egyenlet szerint .4-tói független, amíg H » l, kedvező a visszacsatolt elrendezés sávszélessége szempontjából. Az A erősítés frekvenciafüggő csökkenésekor az |A| K l/k addig igaz, amíg |A| » l/k. Ezzel magyarázható a 7.9. ábrán látható A^ erősítéskarakterisztika. Az eredő határfrek­ vencia kiszámítására helyettesítsük be A komplex alakját a (7.8) egyenletbe, és a (7.6) egyenlet felhasználásával: 1 A„ =

1+M

P J_ 1+7 PAA

(7.12)

Ebből az eredő határfrekvencia: A = Í^Af^^ = Hf^^. Itt

(7.13)

a H hurokerősítés kisfrekvenciás értéke. A (7.10) egyenlet felhasználásával

azaz

A^v = Á

(7.14)

A ^ = /T

Tehát a negatív visszacsatolt erősítő erősítés - sávszélesség szorzata egyenlő az erősítő fj tranzitfrekvenciájával.

7.3. Fázist nem fordító erősítő Ha negatív visszacsatoló hálózatként egyszerű feszültségosztót használunk, és a leosztott feszültségű pontot a fázisfordító bemenethez csatlakoztatjuk, akkor a 7.10. ábrán látható negatív visszacsatolt, fázist nem fordító műveleti erősítő alap­ kapcsolást kapjuk. A visszacsatolási tényező:

Ebből az ideális erősítő erősítése: 1 R, ''i = - = 1 + .

(7.15)

be

A^ értékét véges A differenciális erősítés esetére már a (7.8) egyenlettel meghatároz­ tuk. A valóságos műveleti erősítőknél azonban azt is figyelembe kell venni, hogy a különbségképzés nem ideális, azaz a KME közös módusú elnyomás csak véges értékű lehet. Az eredő pontosabb kiszámításához ezért térjünk vissza a (7.4) egyenlethez, és először az {/„ ofszet feszültség helyére írjunk O-t. 11^=11^^, és Ud = U^-pU^i feltételekkel

7.10. ábra. Fázist nem fordító műveleti erősítő

7.11. ábra. Feszültségkövető

7.12. ábra. Ofszet helyettesítő kép

A,,

1+

= l+pA

1

\

KMEJ

(7.16)

A KME » 1, és H ^ fíA » l feltételekkel a korábbi eredményt kapjuk. Fontos különleges eset jön létre a /?= 1, azaz i?2 0 és J^I oo esetben. Ezt az áramkört a 7.11. ábrán láthatjuk. Az elrendezés erősítését a (7.15) egyenletből kaphatjuk: = 1. Az ilyen feltételekkel működő műveleti erősítőket feszültségkövetőnek nevezzük. Hasonlóan az emitterkövetőkhöz, impedanciaváltóként használjuk őket. Fontos kedvező tulajdonságuk, hogy a be- és kimeneti feszültség közötti ofszethiba csak néhány mV. Az ofszet hatását a 7.12. ábrán látható helyettesítő kép segítségével könnyen vizsgálhatjuk. Látjuk, hogy a 7.10. és 7.11. ábrán feltüntetett kapcsolásoknál az ofszetfeszültség a bemeneti feszültséghez hozzáadódik, tehát az erősítő A^ erősítés­ sel erősíti. Bemeneti ellenállás Az eredő bemeneti ellenállás számításához a 7.5. ábra helyettesítő képét berajzoljuk a negatív visszacsatolt elrendezésbe, és így a 7.13. ábrán látható kap­ csolást kapjuk. A negatív visszacsatolás miatt az ellenálláson csak nagyon kis feszültség van: be

A Az ellenálláson folyó áram: U^JHr^. A differenciális bemeneti ellenállást a negatív visszacsatolás tehát //-szorosára növeli. A negatív visszacsatolásnak ezt a fajtáját ezért soros negatív visszacsatolásnak nevezzük. A (7.13) egyenlet felhasz­ nálásával az eredő bemeneti ellenállás: be

^be

^

ALbe

= Hr^xry

^ ry

(7.17)

Még a bipoláris tranzisztorokkal felépülő erősítők bemeneti ellenállása is nagyobb, mint 10^ Q. Nem szabad elfelejteni, hogy ez az adat csupán kisjelű jellemző; azaz a AI^^ áramváltozás ilyen kicsi, a nagyobb 4 bemenő munkaponti áram ehhez hozzáadódik.

1

1 R,

1

I

7.13. ábra. Bemeneti ellenállás hatásának helyettesítő képe

A nagyságrendeket egy számpélda segítségével érzékeltetjük. Legyen egy i?g = 1 M O belsöellenállású generátor. A bemeneti ellenállás okozta erősítéshiba nem lehet nagyobb 0,1 %-nál. Ebből a bemeneti ellenállás feltétele: ^be

A 7.6. ábra szerint ezt a feltételt már a 741-es típus is teljesíti. Az 4 bemenő munkaponti áram 200 nA, ami a jelgenerátor belsőellenállásán 200 mV feszültség­ esést okoz. Ezt a feszültségesést elvileg úgy kompenzálhatjuk, hogy belsőehenállású negatív visszacsatoló hálózatot használunk. Ekkor már csak a bemenő áramok különbsége (ofszetáram) hatása marad meg. A módszer azonban csak ritkán vezet eredményre, mert a generátor belsőehenáhása sokszor nem definiálha­ tó egyértelműen, ezért 50 kO feletti generátor-ellenállás esetén általában fet beme­ netű műveleti erősítőt használunk. Ez a zajok szempontjából is kedvező, mert a fet bemenetű műveleti erősítő kis bemenő zaj árama miatt nagy ohmos generátorok esetén előnyösebb. Kimeneti ellenállás A 7.6. ábrán látható táblázat is bizonyítja, hogy a valóságos műveleti erősítők kimeneti ehenállása az ideálistól messze van. A kimeneti feszültség terhelés okozta csökkenését a negatív visszacsatolás az i?2, Ri feszültségosztón keresztül visszave­ zeti az invertáló bemenetre. így előálló növekedése a kimeneti feszültségváltozás ellen hat. A visszacsatolás nélküli műveleti erősítő kimeneti ehenállásának definíciója:

81,,

í/d = állandó

A negatív visszacsatolt kapcsolás kimeneti ehenállása ezzel szemben a 7.10. ábra szerint: 'kiv

ő4i

t/be = állandó

negatív visszacsatolt működésnél a terhelés változásakor nem áhandó, hanem dU,=^

-dU,=

-JÍU,,

(7.18)

szerint változik. Az eredő kimeneti feszültségváltozás lineáris szuperpozíció alkal­ mazásával : (7.19) Itt a negatív visszacsatoló feszültségosztó áramát elhanyagoltuk. A (7.18) egyenlet behelyettesítése után az eredmény: (7.20)

A^ = 10 visszacsatolt és ^ = 10^ nyílthurkú erősítésnél a kimeneti ellenállás a negatív visszacsatolás miatt 1 kQ-ról 0,1 fi-ra csökken. Ez természetesen csak a műveleti erősítő határfrekvenciájáig igaz. Nagyobb frekvencián nő, mert a |H| hurokerősítés 20 dB/dekáddal csökken. Tehát induktív tulajdonságot mutat.

7.4. Fázisfordító műveleti erősítő A negatív visszacsatolás másik fontos módszere, amikor a műveleti erősítő nem invertáló bemenetét a 7.10. ábrán a földre kötjük, és a bemenő jelet az ellenállás föld felőh végére adjuk. így kapjuk a 7.14. ábrán látható kapcsolást.

1

1

1

7.14. ábra. Fázisfordító (invertáló) műveleti erősítő

A kapcsolás tulajdonságainak vizsgálatához adjunk a bemenetére 0-hoz képest U^^ pozitív feszültséget. Ekkor R2 + R1

be

értékre változik, mert az első pillanatban U^^ még 0. Az U^= feszültség tehát negatív. A kimeneti feszültség a nagy erősítés miatt gyorsan negatív értékre csökken. Emiatt 17^ is csökken. A kimeneti feszültség addig változik, amíg a bemeneti feszültség gyakorlatilag nulla nem lesz. ^ 0-nál alkalmazzuk a csomóponti A kimeneti feszültség kiszámítására törvényt az n bemenetre, és vegyük tekintetbe, hogy ideáhs műveleti erősítőnél bemeneti áram nem folyik: Ri

R2

Ebből az eredmény: ^2

(7.21)

A negatív visszacsatolás folyamatát a következőképpen foglalhatjuk össze: hneáris működési tartományán belül a műveleti erősítő gondoskodik arról, hogy olyan U,, kimeneti feszültség álljon be, aminél ;^ 0. Az n bemenet tehát úgy viselkedik, mintha földpont lenne, noha nincs összeköttetésben a földdel. E tulajdonsága miatt virtuális földnek vagy összegező pontnak nevezzük. A fázist nem fordító erősítőkkel szemben nem lép fel közös módusú vezérlés, és a kimeneti feszültség a bemeneti feszültséghez képest ellenfázisú. A negatív visszacsatolt elrendezés feszültségerősítésének pontosabb kiszámí­ tásához figyelembe kell venni az feszültséget is, ami nem egészen pontosan 0: U = ilyenkor (7.22)

1+J3A' ahol ^ = RJ(R, + R2). A H =

pA»l

feltétellel A = -

R2

(7.23)

Ri

(7.21)-gyel egyezően. Eltérést az ideáhs viszonyoktól a fázist nem fordító erősítő­ höz hasonlóan a, H = fiA hurokerősítés szabja meg. A kapcsolás bemeneti ellen­ állása lényegesen kisebb, mint magáé az erősítőé. A (7.14)-ből azonnal következtet­ hetünk erre, ha figyelembe vesszük, hogy ^ 0. Ebből: (7.24) Ha C/BE állandó, akkor a 7.14. és a 7.10. ábrán látható kapcsolás kisjelű viselkedés szempontjából azonos. Ezért a kimeneti ellenállás ugyanakkora, mint a fázist nem fordító erősítőnél.

7.5. A műveleti erősítők bdső felépítése Az előző szakaszokban a műveleti erősítővel szemben a következő követelmé­ nyeket szabtuk: 1. Egyencsatolás; 2. Nulla bemeneti és kimeneti munkaponti feszültség; 3. Jó nuUpontstabilitás; 4. Nagy bemeneti és kis kimeneti elenállás; 5. Nagy feszültségerősítés; 6. Meghatározott frekvenciamenet. Nagy feszültségerősítés elérése több erősítőfokozatot igényel. H a az erősítőfo­ kozatokat npn-tranzisztorokból építjük fel, akkor minden további fokozatnál egyre pozitívabb munkaponti feszültséget kapunk a galvanikus csatolás miatt. Mivel a kimenetet nulla munkaponti feszültségre kell beállítani, ezért az erősítőnek legalább egy pontján negatív irányú feszültségeltolást alkalmazunk. A feszültségel­ tolás négy legfontosabb módszerét a 7.15. ábrán foglaltuk össze.

^

1

4S

J

J (b)

(c) 7.15. ábra. Feszültségeltolási megoldások

J (d)

a) A feszültségosztó alkalmas ugyan a feszültségeltolásra, azonban mindig le­ osztja a hasznos jelet. b) A Z-dióda kis dinamikus belsőellenállása miatt gyakorlatilag nem osztja le a hasznos jelet. Elég nagy munkaponti áramra van azonban szükség, hogy a zajfeszültség ne zavarjon, emiatt a Z-dióda általában csak emitterkövető fokozat után köthető. c) Állandó áram egy ellenálláson állandó feszültségesést hoz létre. Ha az alsó ellenállást aj-ban áramgenerátorral helyettesítjük, akkor a hasznos jelet nem csil­ lapítja. d) A különböző feszültségek csatolására legegyszerűbb és legelegánsabb a komplementer tranzisztoros megoldás. A továbbiakban vizsgáljuk meg, hogy az egyes fokozatok nuUponthibája (ofszetje) mennyire járul hozzá a teljes kapcsolás eredő hibájához. E célból tekint­ sünk egy kétfokozatú erősítőt. Ha a két fokozat ofszetfeszültségét t/^i-gyel és f^o2-vel jelöljük, és U^^ = 0, akkor a kimeneti ofszetfeszültség:

Eszerint az eredő kimeneti ofszetben az első fokozat ofszetfeszültsége egyenfeszültség-erősitésének arányában nagyobb súllyal jelenik meg, mint a második fokozaté. A drift kis szinten tartására mindig differenciálerősítőt alkalmazunk bemeneti fokozatként. A kimeneten általában nincs szükség földszimmetrikus feszültségre, ezért a szimmetrikus bemenetű áramkört valamely fokozatnál alakítsuk át aszim­ metrikussá. A szimmetrikus fokozatok erősítése olyan nagy legyen, hogy a beme­ neti fokozat felerősített driftje mehett kis hibával hanyagolhassuk el az aszimmetri­ kus fokozatok driftjét. Ebben az esetben az aszimmetrikus erősitőfokozatok gya­ korlatilag nem növehk az eredő driftet. A legegyszerűbb kapcsolás Az előző szakaszokban megszabott követelményekből adódik, hogy a művele­ ti erősítő bemeneti fokozataként differenciálerősítőt, kimeneti fokozataként pedig emitterkövető kapcsolást kell használni. Ennek alapján a 7.16. ábrán látható a leg­ egyszerűbb műveleti erősítő kapcsolási rajza. Mivel a T2 tranzisztor már kis pozitív egyenfeszültségnél könnyen telítésbe kerül, ezért a túlvezérlés megakadályozására a munkaponti kohektorfeszültséget ne állítsuk túlságosan kis pozitív értékre, ez pl. UJl lehet. A kimeneti munkaponti feszültség azonban 0 keh, hogy legyen. A jel galvanikus csatolására és a 0 kimeneti feszültség előállítására Z-diódát használunk. A példában szereplő esetben C / t / 2 - 0 , 6 V feszültségű Z-diódára van szükség. Ha a közös módusú feszültség a bemeneten 0, akkor T2 kohektorfeszültsége 0, és + között változik. Ekkor a kimeneten ± UJ2 feszültséget kapunk. Pozitív bemeneti közös módusú feszültség­ nél azonban csökken a negatív irányú kivezérelhetőség a kimeneten. Az egyfokozatú feszültségerősítőből felépülő műveleti erősítő gyakorlatilag csak a 7 . 1 1 . ábrán látható elrendezés szerinti feszültségkövetőként használható, mert az = 1 visszacsatolt erősítés miatt ilyenkor is eléggé nagy hurokerősítésű. A 7.17. ábrán a kapcsolás még néhány speciális megoldással továbbfejlesztett változatát láthatjuk. A hurokerősítés és a kimeneti kivezérelhetőség növelése céljá­ ból az RQ és i?E ehenáhásokat áramgenerátorral helyettesítettük. A differenciálerősítő emitterfeszültsége [7^^ — 0,6 V. Mivel a visszacsatolás következtében U,, = C/^E? ezért T3 bázisfeszültsége U^^ + 0,6 V értékű. T I kollektor

1 Rr

Ur

1

1

7 J 6 . ábra. Egyszerű műveleti erősítő

1

I

J 7.17. ábra. Feszültségkövető

ÍV.

- emitter feszültsége tehát 0,6 V, T2 tranzisztoré pedig 1,2 V, a bemeneti feszültség­ től függetlenül. Az áramkör, mint már láttuk, ilyen beálhtás mellett kifogástalanul működik, ezért felesleges a kimeneti feszültség eltolására a 7.16. ábrán alkalmazott Z-dióda. T i minden elektródjának feszültsége a bemeneti feszültséget követi, ezért az áramkör bemeneti ellenállása nagyon nagy, és bemeneti kapacitása nagyon kicsi. Az ilyen elven működő feszültségkövető kapcsolás monoht integrált kivitel­ ben is kapható (pl. a National cég LM 310 típusa).

7.6. Integrált általános

célú műveleti erősítők

A műveleti erősítők sokoldalúan alkalmazhatók, mivel differenciáhs erősíté­ sük nagyobb az egyes erősítőfokozatokkal elérhetőnél. A sokszor használt áram­ 1 köri elrendezést, amellyel pl. a 74l-es típus is felépül, a 7.18. +ábra szemlélteti.

X

4=300

^=20nA(^

haQ)

\7

O

^ H h -

1

j

/c,

1

30 pF

I

la ^' 1 kQ

J

1 kQ

J

J

J

7.18. ábra. A 741 integrált műveleti erősítő elvi kapcsolási rajza

A bemeneti differenciálerősítőt a T i , T2 tranzisztor alkotja. T2 munkaellen­ állása a T 4 áramgenerátor, amelynek árama nem állandó, mert a T 3 tranzisztorral együtt T i kollektoráramától függő áramtükröt alkot. Ezért a bemeneti fokozat kimenő árama: 4il 4l ~ ^ C 2 • Ebből a különbségképzésből adódik a kollektoráramok egyirányú változásának elnyomása, ami a közös módusú elnyomási tényezőt megnőveh. A különbségképzés miatt a kollektoráramok közös módusú összetevője ki­ esik, tehát a közös módus elnyomás nő. Az ellenfázisú változások ezzel szemben összeadódnak és így megkétszereződik az kimenő áram változása az és az /c2 változásához képest. Ezért az áramtükör a legalkalmasabb áramköri megoldás a szimmetrikus bemeneti fokozat aszimmetrikus kimenetű kialakítására.

A T 3 és T 4 tranzisztor kivezetett emitterpontjai segítségével történhet az ofszetkiegyenlítés. Ez ugyanis lehetőséget ad a Tj és T2 tranzisztorokhoz csatlako­ zó áramgenerátorok kollektoráramainak külső potenciométerrel való ellentétes változtatására. A második feszültségerősítő fokozatot a T 5 Darlington-fokozat alkotja. Egye­ di tranzisztorai emitterkövető, ih. földelt emitterű kapcsolásban működnek, a kollektorköri munkaellenállás áramgenerátor. A frekvenciakompenzálást a Q kondenzátor végzi. A kompenzálás méretezését a következő szakaszokban részle­ tesebben tárgyaljuk. A kimeneti fokozatot a Tg, T7 tranzisztorok alkotják, amelyek kis munkapon­ ti áramú (ellenütemű AB osztályú) komplementer emitterkövetőként működnek. Ezt a működésmódot a teljesítményerősítők tárgyalásakor a 17. fejezetben részlete­ sen ismertetjük. Vizsgáljuk meg a kapcsolás differenciáhs erősítését. Kis bemenő áram eléré­ sére működtessük a bemeneti tranzisztorokat kis (10 |iA) munkaponti árammal. Ennél az áramnál az eszközök S meredeksége 0,4 mA/V. A differenciálerősítő meredeksége a 4.8.1. pont szerint ennek csak a fele. Mivel a bemeneti „tranziszto­ rok" ráadásul a tényleges megvalósításban két-két tranzisztorból áhnak, ezért a meredekség tovább feleződik. A T3, T4 tranzisztorokból álló aramtükör miatt azonban a meredekség duplájára nő. Mindent egybevetve a bemeneti fokozat eredő meredeksége: = 0,2 mA/V.

5E =

U1 = állandó

A bemeneti fokozat erősítésének számításához a 4.18. szakasz összefüggéseibe RQ helyére az eredő dinamikus munkaellenáhást kell helyettesíteni. Ez a 7.19. ábrán látható kisjelű helyettesítő képből adódik, az adott munkaponti áramoknál: ^eredő ^ 2 MO. Végül ís így a bemeneti fokozat erősítése 400. A Darlington-fokozat S' meredeksége I'Q = 300 pA munkapornti áramnál a 4.7. szakasz alapján 6 mA/V. A fokozat erősítésére R^ = 2 kO-os terheléssel és a 7.201 ábrán látható kisjelű helyettesítő kép figyelembevételével 450-et kapunk. Tehát a műveleti erősítő eredő erősítése: A, = 4 0 0 - 4 5 0 = 1 , 8 - 1 0 5 .

A valóságban azonban kisebb értéket mérhetünk. Az eltérést a végfokozat és a bemeneti fokozat közötti nem elhanyagolható termikus visszacsatolással magya­ rázhatjuk [7.1]. mA rcE2

^CE4

8

8

MO

DIFFERENCIÁLERŐSÍTŐ

MO

Aramtükör

4 MO DARLINGTONKAPCSOLÁS

7.19. ábra. A bemeneti fokozat kisjeift, kisfrekvenciás helyettesítő képe

1

r

2 2 0 kíí

X

Darlingtonkapcsolás

200 kíl

270 kQ

Áramgenerátor

Emitterkövető

í

7.20. ábra. A kimeneti fokozat kisjelű, kisfrekvenciás helyettesítő képe

1

Amit a 7.20. ábrán látható, a kimeneti emitterkövető fokozatot tápláló áram­ kör belsőellenáhása nagy, mert ezt a második erősítőfokozat kimeneti ellenáüása képezi. Ez a 7.20. ábra szerint 120 kO. Ha a kimeneti tranzisztorok áramerősítési tényezője 100, akkor a műveleti erősítő kimeneti ellenállása 1,2 kii. Fet bemenetű műveleti erősítők A térvezérlésű tranzisztorok alkalmazása a műveleti erősítők bemeneti foko­ zatában több szempontból is előnyös. A bemenő munkaponti áram lecsökken, mert a gate-áram kicsi. A draináramot a bipoláris tranzisztoroknál szokásos áramnál nagyságrendileg tízszeresére kell növelni, hogy azonos meredekséget ér­ jünk el. Ezáltal, amint ezt a következő pontban részletesen tárgyaljuk, tízszeres jelváltozási sebességet és nagyjelű sávszélességet érünk el. Ezen kívül a fetek határfrekvenciája is nagyobb, mint a monoht technológiával készült pnp-tranzisztoroké, ezért a kisjelű sávszélesség is sokkal nagyobb.

7.21. ábra. ICL 7610 sorozatú CMOS műveleti erősítő. Az n csatornás fetek hordozói a negatív, a p csatornás fetek hordozói a pozitív tápfeszültségre csatlakoznak

Három fajtája van a fet bemenetű műveleti erősítőknek: 1. Bifet technológiával készült záróréteges fet bemeneti fokozatú műveleti erősítők. Ilyen a TL 081 típus. 2. Bimos technológiával készült mosfet bemenetű műveleti erősítők. Ilyen pl. az RCA gyártmányú CA 3160 típus.

3. Kizárólag mosfetekből felépülő, CMOS technológiával készült műveleti erősítők. Ilyen pl. az Intersil ICL 7610 sorozat. A CMOS műveleti erősítők elterjedt kapcsolási megoldását láthatjuk a 7.21. ábrán. A bemeneti differenciálerősítőt a és T2 tranzisztorok alkotják. A jel a T3, T4 aramtükör tranzisztorokat is kihasználva jut a g végfokozatra. A negatív kimenő áramot a T^o tranzisztor adja, amely Tg-hoz képest ellentétes fázisban vezet. Tg vezérlőjelének fázisforgatását a T5, T^ tranzisztorok végzik, az erősítés — 1, mert T5 tranzisztort az l/S bemeneti ellenáhású Tg tranzisztor terheli. T7 vezérlése így ellentétes Tg-éhoz képest, és ezáltal a T9, T^o áramtükörpáré is. A kapcsolás tápfeszültségigénye nagyon kicsi. Az ICL 7610 sorozat specifikált tápfeszültsége ± 0 , 5 V. A kapcsolás hátránya, hogy a source-kapcsolásban működő kimeneti tran­ zisztor kimeneti ellenállása nagyon nagy. Ezért a nyílthurkú erősítés kis terhelő­ ellenállásnál viszonylag erősen lecsökken.

7.7. Műveleti erősítők frekvenciakompenzálása IJ.h

Alapok

A műveleti erősítők, a parazitakapacitások és a többfokozatú felépítés miatt, magasabb fokú aluláteresztő szűrőként működnek. A Q kompenzáló kapacitás nélkül az A differenciális erősítés jellemző frekvenciamenetét a 7.22. ábrán látjuk. / i frekvencia fölött a legkisebb határfrekvenciájú RC tag határozza meg a frekvenciamenetet. Az erősítés 20 dB/dekád meredekséggel csökken, ezáltal és

lOk

lOOk

ÍM

lOM

-270°-l7.22, ábra. Műveleti erősítő differenciális erősítésének jellemző Bode-diagramja

'

7.23. ábra. Fázisfordító műveleti erősítő visszacsatolási tényezője

7.24. ábra. Fázist nem fordító műveleti erősítő visszacsatolási tényezője

í/j^I között (p = - 9 0 ° fázisforgatás lép fel. A kimeneti feszültség tehát 90°-kal késik a bemeneti feszültséghez képest./2 frekvencia fölött újabb aluláteresztő szűrő kezdi éreztetni hatását, amelynek következtében az erősítés 40 dB/dekád meredekséggel csökken, és a fázisforgatás és U^^ között (Z? = - 180°. Ez azt jelenti, hogy a p és n bemenet szerepe felcserélődött. A negatív visszacsatolás, amely a kimeneti jellel arányos jelet mindig a fázisfordító bemenetre vezeti vissza, ebben a frekvenciatarto­ mányban pozitív visszacsatolássá váhk. Emiatt a negatív visszacsatolású erősítő begerjed. A 15.1.1. pontban majd bebizonyítjuk, hogy önfenntartó (autonóm) rezgés akkor keletkezik, ha van olyan frekvencia, amelynél a fázisforgatás 180°, és ugyanitt a hurokerősítés abszolút értéke |H| = IPA| ^ 1, ahol p a visszacsatoló hálózat feszültségátvitele. Ez fázisfordító és fázist nem fordító erősítőnél:

amely a 7.23. és a 7.24. ábrán látható kapcsolásra U^^ = 0 feltétellel beláthatóan egyaránt igaz. A (7.15) és (7.23) egyenlet szerint /? és közötti összefüggés: j- ^ í P^)^l—A^

fázist nem fordító műveleti erősítőnél, fázisfordító műveleti erősítőnél.

Itt A^ a negatív visszacsatolt eredő erősítés kisfrekvenciás értéke. A frekvenciakorrekció méretezéséhez a stabilitásfeltételeket pontosabban kell figyelembe venni. A gyakorlatban kevés csupán azt kikötni, hogy az áramkörben önfenntartó rezgés ne keletkezzen, ennél pontosabban kell meghatározni a stabili­ tási tulajdonságokat. E célból definiáljuk a f^^ kritikus frekvenciát, amelynél |H| = 1, és ellenőriz­ zük a hurokerősítés fázisforgatását is ugyanezen a frekvencián. Ha a fázisforgatás —180°, akkor éppen előáll az önfenntartó rezgés feltétele. Ha a fázisforgatás 180°-nál kisebb, akkor a rezgés csillapodik, mert az önfenntartó rezgés fázisfeltétele akkor csak/^r-nél nagyobb frekvencián áll fenn. Azonban f^^-nél nagyobb frekven­ cián |H| < 1 miatt csillapodó rezgés keletkezik. A csillapodás mértékére az a fázistartalék is jellemző, a az a szög, amely az f^, kritikus frekvencián a - 180° fázisforgatás eléréséhez még hiányzik: a=

180°- | ^ ( / J

(7.25)

A 7.25. ábra a kimeneti feszültség időfüggvényét mutatja különböző a értékek esetén, ha a bemenetre egységugrást adunk. a < 90°-nál aperiodikusan csihapított rezgést kapnak, a = 65°-nál a túhövés 4 %. Ennél a szögnél maximMis lapos karakterisztikájú lesz (Butterworth karak­ terisztika). Ezért a gyakorlatban sokszor ezt használjuk. Kisebb a értéknél a rezgés csillapodása is kisebb, és |A| frekvenciamenetének túhövése is nagyobb f,^ környe­ zetében, a = 0-nál áll elő a csillapítatlan rezgési folyamat.

t, iis 7.25. ábra. Különböző fázistartalékú negatív visszacsatolt műveleti erősítő válasza egységugrásra (a tényleges eset az LM 301-nek felel meg)

A nyílthurkú erősítő Bode-diagramjáról közvetlenül leolvashatjuk (7.22. áb­ ra), hogy y5 adott értékéhez milyen csihapodás tartozik. Példaként az ábrába rajzoltuk az 1/^ = 8000 esetet. Ennél /^^ = 100 kHz és a = 65°. Ilyen negatív visszacsatolásnál erősen csillapodó tranzienst kapunk. Nagyobb negatív visszacsa­ tolásnál a csökken, és 1/yff = 300-nál eléri a O-t.

7.7.2, Univerzális frekvenciakompenzálás A változó visszacsatolási körülmények között is helyesen működő műveleti erősítők fázisforgatása az |A| > 1 feltételnek megfelelő tartományban 120°-nál kisebb kell hogy legyen. Ekkor 0 ^ y5 ^ 1 visszacsatolási tényezőknél a fázistarta­ lék 60°-nál nagyobb. Ezt a feltételt pl. úgy teljesíthetjük, hogy az |A| > 1 tarto­ mányban elsőfokú aluláteresztő szűrőként működik az erősítő. A parazita elemek hatását, amelyek a 7.22. ábrán jelöltje, határfrekvenciákat okozzát^ ki keh küszöbölni. Ezt úgy oldhatjuk meg, hogy az első fokú aluláteresztő szűrő határ­ frekvenciáját egy járulékos kompenzáló kondenzátorral lecsökkentjük úgy, hogy A abszolút értéke már elérje az l-es értéket, mielőtt a második töréspont fázistolása hatásossá váhk.

-270° 4-

7.26. á b r a . Kompenzált és kompenzálatlan erősítésre vonatkozó Bode-diagram Ezt a megoldást a 7.26. ábra szemlélteti. Látható hogy a legkedvezőtlenebb esetben, p = 1 teljes negatív visszacsatolásnál még 65° fázistartalék marad, míg a kisebb negatív visszacsatolású tartományban majdnem végig 90° a fázistartalék. Látható ezenkívül, hogy a nyílthurkú sávszélesség a szükséges frekvenciakompen­ zálás következtében jelentősen csökken. A fázistolás már kis frekvencián 90°-ra nő a kompenzálás miatt, nagyobb frek­ vencián azonban ugyanennyi marad. Tehát a fázistolásban kompenzálás nem történik. Emiatt a gyakran használt fáziskompenzálás elnevezés - a frekvencia­ kompenzálás helyett - megtévesztő. Áramköri megoldás A frekvenciakompenzálás áramköri megoldását, a |iA 741 példája kapcsán (7.18. ábra) mutatjuk be. A kapcsolásnak két nagyohmos pontja van, a differenciálerősítő és a Darlington-fokozat kimenete. Induljunk ki abból, hogy kb. 10 pF-os parazita kapacitások terhelik ezeket a pontokat, amelyeknek másik vége a földhöz csatlakozik, A differenciálerősítő kimenete a 7.19. ábra helyettesítő képe szerint: 1 27r (8 M O X 8 M O X 4 MO) 10 p F határfrekvenciájú aluláteresztő szűrő. A Darhngton-fokozat kimeneti oldali alul­ áteresztő szűrőjére a 7.20. ábra helyettesítő képe szerint: 1 f2 =

2n (200 kQ x 270 kí2 x 200 kQ) 10 p F

= 210 kHz

határfrekvenciát kapunk. Az integráh pnp-tranzisztorok kis tranzitfrekvenciá­ jának következtében a harmadik határfrekvencia: =

/3

3 MHz .

Ezen felül még egy egész sor aluláteresztő szűrő hatása jelentkezik, de ezeket a továbbiakban figyelmen kívül hagyhatjuk. P=l teljes negatív visszacsatolásnál is még legalább 65° fázistartalék szüksé­ ges. Emiatt a műveleti erősítő tranzitfrekvenciáját válasszuk / t ^ ^/2-nek . A 7.26. ábrán ezt a beállítást láthatjuk. A tranzitfrekvencia beállítása érdekében az / i határfrekvenciát 8 kHz-ről 100 kHz

/ t

° i

= - T Ö T - =

'

értékűre kell csökkenteni. Emiatt a differenciálerősítő kimenete és a föld közé egy Ck = 80 n F értékű kondenzátort kellene csatlakoztatni. Ilyen nagy kapacitást azonban monolit technológiával nem lehet előálhtani. Jelentősen csökkenhet a kapacitás értéke, ha a kondenzátort nem a földre kötjük, hanem a 7.18. ábrán már látott módon, a következő erősítőfokozathoz. így ebben a fokozatban frekvenciafüggő feszültségvisszacsatolás keletkezik (Miller-integrá­ tor). Működésének megértéséhez tekintsük a 7.27. ábrán látható helyettesítő képet. A fázisfordító visszacsatoláson keresztül nagyobb frekvencián a Darlington-foko­ zat bemenete virtuális földdé válik, így a kimeneti feszültség: (7.26) Ebből A

(7.27)

= U,

jCOCy,

Az fj tranzitfrekvencián |A| definíció szerint egységnyi. Ebből:

f

o~ DIFFERENCIÁLERŐSÍTŐ

FREKVENCIAKOMPENZÁLT DARLINGTON-FOKOZAT

7.27. ábra. A belső negatív visszacsatolt frekvenciakompenzálás helyettesítő képe

Kompenzált | A |

Kompenzálatlan | A | \ \

10

100

lOk

lOOk

\

\

\

ÍM

^ 10M

^'

'^"Kompenzálatlan (p -90°--

""Kompenzált (p

-180° — -270°47.28. ábra. „Pólus-széttolással" frekvenciakompenzált erősítő Bode-diagramja

(7.28)

ITT 5E a bemeneti fokozat eredő meredeksége. Az előző szakaszban megadott adatokkal = 0 , 2 mA/V és A = 1 0 0 kHz, amiből Q = 3 2 0 p F , tehát 250-ed része a korábban kiszámított értéknek. A második fokozat negatív feszültség-visszacsatolása további előnyt jelent, ugyanis a fokozat kimeneti ellenállása csökken, ennek következtében a kimeneti oldali aluláteresztő szűrő/2 határfrekvenciája 200 kHz-ről 10 MHz-re megnő. A Q kompenzáló kapacitás tehát/i csökkentését és / 2 növelését eredményezi. A határ­ frekvenciák ilyen „széttolását" Pol-Sphtting-nek nevezzük. Az / 2 frekvencia /3-nál nagyobb értékre növekszik, emiatt az fj frekvencia közelébe kerülhet, fj = 1 MHz-hez a 7.28. ábrán feltüntetett frekvenciamenet tartozik. A nyílthurkú sávszélesség 10 Hz-re nő. Q kiszámítására a (7.28) egyenle­ tet használjuk: 0 , 2 mA/V

Ezt a kompenzáló kapacitást például a \iA 741-nél monolit technológiával készitik.

1.13.

Illesztett frekvenciakompenzálás

Az előző pontban ismertetett univerzális frekvenciakompenzálás minden oh­ mos negatív visszacsatolásra megfelelő fázistartalékot garantál. Hátránya, hogy a negatív visszacsatolt hálózat sávszélessége a (7.14) egyenlet szerint fordítottan arányos a beállított erősítéssel. Ezt a 7.29. ábráról is láthatjuk. Kisebb negatív visszacsatolásnál azonban a stabihzáláshoz az erősítés kisebb mértékű csökkentése is elég lenne, mert ebben az esetben a |H| = 1 értéket |A| = 1/yff > 1-nél érjük el. A 7.30. ábrán látható, hogy pl. XJP = 10-nél a 10 Hz-es nyílthurkú sávszélesség 100 Hz-re megnőhet, és a negatív visszacsatolt hálózatra 1 MHz eredő sávszélessé­ get kapunk szemben az univerzáhs kompenzálás 100 kHz-es sávszélességével. E célból a kompenzáló kapacitást 30 pF-ról 3 pF-ra csökkenthetjük.

\

10'+

\

C,= 3 0 p F \

\ ^ Q = 3 0 pF

\ C , = 3pF

10^\

10^-

\

10 1 00

1k

H

lük 1 0 0 k 1 M ^ 10M f. Hz

7.29. ábra. Univerzális kompenzálású erősítő sávszélessége a visszacsatolt erősítés függvényében

1

10

\

100 1k

\

V-

h—^ lük lOOk 1M^ ^10M f,

7.30. ábra. Illesztett kompenzálású erősítő sávszélessége az erősítő függvényében

A frekvenciakompenzálás ilyen megvalósításához olyan műveleti erősítőket is gyártanak, amelyekbe nincs beépítve a kompenzáló kapacitás, hanem fogadásá­ ra kivezetik a csatlakozópontokat (pl. a |iA748-nál, TL080-nál). Másik változatnál van ugyan belső kompenzálás valamilyen kisebb kapacitással, azonban ezeknél az erősítőknél a gyártók megadják, hogy mekkora az az A^,^ minimáhs erősítés, ami alá nem szabad az erősítést beállítani. Ha az erősítést 10 fölé áhítjuk, akkor egyes típusoknál az erősítés — sávszéles­ ség szorzatot nem lehet Q további növelésével csökkenteni, mert a pólusszéttolás jelensége már nem jelentkezik, és így csökken a fázistartalék.

7.7.4. Jelváltozási sebesség A szükséges frekvenciakompenzálás a sávszélesség csökkenése mellett még egy további hátrányt hordoz: a kimeneti feszültség jelváltozási sebessége (slew rate) lehetséges maximumát viszonylag kis értékre korlátozza. Ezt a határt a 7.27. ábrán látható helyettesítő kép alapján könnyen kiszámíthatjuk. Ha a 7.18. ábrán látható

1

10

100

1k

lOk

lOOk

ÍM

f. Hz

7.31. ábra. Kimeneti kivezérelhetőség a frekvencia függvényében L görbe: Jelváltozási sebesség: 0,6 V/JIS (|iA 741, \iA 748 Ck = 30 pF-dal); 2. görbe: Jelváltozási sebesség: 6 V/|is (\iA 748 C^ = 3 pF-dal, stabilitáshatár A^^^ = 10)

jiA 741 bemeneti differenciálerősítője kimenő áramának maximális értéke korláto­ zott: 4ilmax = 4 = 20 ^lA , akkor a maximális jelváltozási sebesség: 4 dt

max

lo

(7.29)

max

4 = 20 |iA-nál és Q = 30 pF-nál = 0,6

Y/\xs .

dt

A korlátozott jelváltozási sebesség gyors feszültségváltozásnál torzítást okoz, ami negatív visszacsatolással nem küszöbölhető ki. Ezt tranziens torzításnak (Transient /nterModulation, TIM) nevezzük. Számítsuk ki, mekkora lehet a szinuszos jel maximáhs frekvenciája ahhoz, hogy C/ki = 10 V teljes kivezérlésnél még éppen ne keletkezzen jelváltozási torzítás. A jelváltozási sebesség a nullátmenetnél a legnagyobb; dU,,

(7.30)

dt

0,6 V/|is jelváltozási sebességnél f^^^ = 10 kHz, amely jóval kisebb, mint a kisjelű sávszélesség nagy negatív visszacsatolásnál. A (7.30) egyenletből azt is kiolvas­ hatjuk, hogy mekkora lehet e kimeneti feszültség amplitúdója/^^x feletti frekvenci­ án. Ezt a karakterisztikát Q = 30 p F és Q = 3 p F értékekre a 7.31. ábrán láthatjuk. Egyértelműen látszik, hogy a jelváltozási sebesség szempontjából is nagyon előnyös, ha 1 feletti visszacsatolt erősítésnél illesztett frekvenciakompenzá­ lást használunk.

A jelváltozási sebesség növelése A jelváltozási sebesség javítási lehetőségei vizsgálatához először is meg keh áhapítani, hogy az erősítő milyen jehemzői határozzák meg értékét. Ehhez helyet­ tesítsük be a (7.28) egyenletet a (7.29) egyenletbe, így =

át

(7.31)

Infj

Adott tranzitfrekvenciánál a felfutási sebesség annál nagyobb, minél nagyobb az 4 áram egy adott meredekségnél. Bipoláris tranzisztoroknál az IJSy viszony állandó és az aramtükör miatt -'o

2/c

= 52 mV

= 2Uj

^1

értékű. A hányadost negatív áramvisszacsatolással növelhetjük. Ennek viszont az a hátránya, hogy a feszültségdrift jelentősen megnő, mert a visszacsatoló soros ehenáhásokat nem lehet elég pontosan párba válogatni. Sokkal kedvezőbb a helyzet, ha fet bemenetű műveleti erősítőnél kell elvégezni a jelváltozási sebesség növelését. Ebben az esetben előnyös a fetek kisebb meredek­ sége, ami nagyobb jelváltozási sebességet tesz lehetővé. A fetek kb. tízszeres áramot igényelnek a bipoláris tranzisztoroknál szokásos meredekség eléréséhez. A TL 081 bemeneti differenciálerősítőjének 4 közös emitterárama 200 |aA, meredeksége = 0,5 mA/V. Ebből IJS^ = 670 mV, tehát több, mint a bipoláris tranisztoroknál kiszámított érték tízszerese. Bipoláris műveleti erősítő ^lA 741

Stabilitáshatár erősítés - sávszélesség Nagyjelű sávszélesség Slew Rate

/ T

szorzat

1 1 MHz 10 kHz 0,6 V/^is

Fet bemeneti műveleti erősítő

^lA 748, C, = 3pF 10

10

MHz 100 kHz 6 V/^is

t

TL 081

1 3 MHz 200 kHz 13 V/^is

TL 080, C,= 3 pF 5 12 MHz 800 kHz 50 V/^is

7.32. ábra. Műveleti erősítők dinamikus jeUemzői

A fet bemenetű műveleti erősítők bemeneti p csatornás fetjének még további előnye is van: fj frekvenciája lényegesen nagyobb, mint a pnp-tranzisztoroké. A TL 081 erősítés — sávszélesség szorzata ezért l e h e t / j = 3 MHz. A (7.28) egyen­ letből megkapjuk a Q = 15 p F kompenzáló kondenzátor kapacitást, és a (7.29) egyenletből a jelváltozási sebességre 13 V/|as-ot kapunk. Ezek után a (7.30) egyen­ letből a nagyjelű sávszélességre 200 kHz jön ki, szemben a \xA 74l-re számolt 10 kHz-cel. A vizsgált műveleti erősítők dinamikus tulajdonságait a 7.32. ábrán táblázatban foglaltuk össze.

7.7.5. Műveleti erősítők a gyakorlatban Az univerzálisan frekvenciakompenzált műveleti erősítők is könnyen beger­ jedhetnek, aminek fő oka a tápforráson keresztül fellépő pozitív visszacsatolás, amely a végfokozatból a bemeneti fokozatra hat vissza. Általában tápforrás céljára kis belsőellenállású stabilizált tápegységet kell használni, és közvetlenül az áram­ körnél kell a tápáramvezetékeket nagyfrekvenciás rövidzárral ellátni, mert a táp­ áram vezetékei a MHz-es tartományban már jelentős induktív impedanciával rendelkeznek. A hidegítéshez 10 nF...220 n P értéktartományú kerámiakondenzá­ torokat használunk. Működés kapacitív terheléssel Ha a műveleti erősítő kimenetét kapacitással terheljük, akkor a kimeneti ellen­ állással együtt egy aluláteresztő szűrő jön létre, ami további fáziskésést okoz. A fázistartalék lecsökken, és az áramkör már kis terhelőkapacitásnál begerjed. R2 II

1—

C

-L

I

7.33. ábra. Lead kompenzálás kapacitív terhelésnél Megakadályozására a 7.33. ábrán láthatóan párhuzamosan köthetünk egy Q kondenzátort a negatív visszacsatoló ellenállásai. Hatására nagyobb frekvencián a negatív visszacsatolt feszültség fázisa siet, amellyel a C terhelőkapacitás okozta fáziskésést a kritikus frekvencia közelében kompenzálhatjuk. Ezt a módszert „lead kompenzálásnak" nevezzük. A Ck kondenzátor hatása akkor a legnagyobb, ha a 7.33. ábrán feltüntetett ellenállás 10... 100 Q nagyságrendű. Akkor a Q kondenzátoron át az U^i kimeneti feszültséghez viszonyított fázisban előbb járó feszültség csatolódik vissza a bemenetre. Részlegesen kompenzált erősítők bemeneti kompenzálása A műveleti erősítő jelváltozási sebessége és nagyjelű sávszélessége jelentősen megnőhet, ha részkompenzált, vagy megfelelő külső kompenzálással ellátott (pl. TL 080) erősítőt használunk. Ezt azonban csak akkor tehetjük meg, ha nem kerülünk az A^^^ stabilitáshatár alá. Nagyon kis erősítésnél további kompenzálás szükséges. Ezt megtehetjük a 7.34. ábrán látható módon is, hogy a műveleti erősítő bemenetére kötjük a kompenzáló elemeket. E módszer előnye, hogy megmarad az a jelváltozási sebesség és nagyjelű sávszélesség, amit a részkompenzált műveleti erősítőknél elértünk.

/?i = 10 kO

R,= 3,3

Ck2 =

/?M = 10 kO

kíl

1 nF;

TL 080

1

CKI = 3 pF

7.34. ábra. Bemeneti kompenzálás részlegesen kompenzált erősítő

A 7.34. ábrán látható ún. bemeneti kompenzálás kapcsolásnál az ellenállás i?i-gyel együtt ötödére osztja a visszacsatolt feszültséget, ezáltal az yijjjjjj — 5-tel egyenértékű feltételt betartjuk a negatív visszacsatoló hálózat csillapítása miatt, de a visszacsatolt erősítés - 1 lesz. A C^2 kondenzátor kisfrekvencián szakadás, így a kisfrekvenciás hurokerősítés és az ofszet szempontjából a bemeneti kompenzálás nem rontja a tulajdonságokat. Egytelepes táplálással való működés A műveleti erősítők általában kettős tápfeszültséggel működnek, ehhez pozi­ tív és negatív tápfeszültséget igényelnek. így kétirányú, bipoláris közös módusú és kimeneti kivezérelhetőséget kapunk. Főleg telepes készülékeknél és digitáhs áram­ köröknél egyetlen tápfeszültség van. Ilyen esetekben is használhatjuk a műveleti erősítőket, ha a kivezérlési tarto­ mányt egypolaritásúra korlátozzuk. Például a 7.35. ábrán egy pozitív feszültségű feszültségkövetőt látunk. A negatív tápfeszültségpontot földeltük. A negatív kivezérelhetőség hiánya sokszor nem okoz gondot. Az viszont sokszor kívánatos lenne, hogy a pozitív kivezérlési tartomány egészen O-ig terjed­ jen. A széleskörűen használt erősítőknél a közös módusú és kimeneti kivezérelhető­ ség a tápfeszültségeket csak néhány V-ra közelíti meg. A 7.35. ábrán látható egytelepes működésnél a be- és kimeneti jel legalább 2 V-tal kell hogy nagyobb legyen 0-nál, mert a negatív tápfeszültség értéke 0. Ez a korlátozás elesik, ha olyan műveleti erősítőt használunk, melynek közös módusú kivezérelhetősége a negatív tápfeszültségig terjed. A 7.40. ábrán látható , áttekintő táblázat tartalmaz néhány ilyen típust. Az LM 324 műveleti erősítőnek ezenkívül még az az előnye is megvan, hogy

7.35. ábra. Egytelepes táplálással működő műveleti erősítő

t4i=t/be,

ha

+

V

a kimeneti kivezérelhetőség a negatív tápfeszültségig lehetséges, ha a kimeneten nem folyik áram. Ezzel a típussal a 7.35. ábra szerint kialakított feszültségkövető kapcsolás a tartományban működik. Műveleti erisítök bemeneteinek védelme A műveleti erősítők bementi feszültsége nem haladhatja meg a tápfeszültséget, különben egy belső dióda kinyit és átég, ha az áramot nem korlátozzuk kb. 10 mA alá. CMOS műveleti erősítőknél ez a korlát még kisebb, kb. 1 mA, mert ebben az esetben egy parazita tirisztor begyújthat, ami a tápfeszültséget rövidre zárja.

- f

N_r

1

1 7.36. ábra. Műveleti erősítő bemenetének védelme

Szokványos működésnél az a veszély elenyésző, hogy a bemeneti feszültség túllépi a tápfeszültséget, mert általában a tápfeszültségnél nagyobb feszültség sehol sincs jelen. A tápfeszültség kikapcsolásakor azonban előfordulhat ez a jelenség, ha a 7.36. ábrán látható módon egy kondenzátor is csatlakozik a műveleti erősítő bemenetéhez. A legkedvezőtlenebb eset akkor fordulhat elő, ha a tápfeszültséget akkor kapcsoljuk ki, amikor a kondenzátor közel tápfeszültségre töltődött fel. Ebben az esetben a kondenzátor a műveleti erősítő egyik diódáján keresztül sül ki. A kisütés árama annál nagyobb, minél gyorsabban csökken a tápfeszültség, és minél na­ gyobb a kapacitás. Ezért 10 |iF feletti kondenzátornál a 7.36. ábrán látható módon egy i?s soros védőellenállást használjunk, ami a kisülési áramot veszélytelen értékre korlátozza: + U, 15 V i?s = - = = 1,5 kO . ' 10 mA

7 J« Műveleti erősítők néhány jellemzőjének mérése A műveleti erősítők kisjelű paramétereinek mérésénél ügyeljünk arra, hogy a műveleti erősítőt ne vezéreljük túl. A nagy feszültségerősítés miatt ezt a feltételt úgy teljesíthetjük, hogy a műveleti erősítőt negatív visszacsatolással látjuk el. Tehát a jehemző adatokat közvetett úton, negatív visszacsatolt elrendezésben mérjük [7.4]. R

R

R

_R__

T

7.37. ábra. Differenciális erősítést mérő áramkör

7.38. ábra. Differenciális erősítést mérő áramkör gyakorlati kapcsolása

Példaként a 7.37. ábrán az A differenciáhs erősítés mérésének elrendezését mutatjuk be. A bemeneti vezérlőjel amphtudóját úgy állítsuk be, hogy a kimenetet ne vezéreljük túl, ill. nagyobb frekvencián ne keletkezzen jelváltozási korlát miatt torzítás, és az A =

Un

hányadost mérjük. A nagy erősítés miatt igen kicsi az C/^ amplitúdó. Az emiatt keletkező mérési hiba kiküszöbölésére módosítsuk a mérési elrendezést a 7.38. ábra szerint. Az n bemenet feszültségosztója az feszültséget

100 -ra leosztja, így már a bemeneti feszültség sokkal pontosabban mérhető. A frek­ vencia változtatásával A frekvenciamenetét is meghatározhatjuk. A méréshez legcélszerűbb oszcilloszkópot használni, mert így minden mérésnél biztosan meggyőződhetünk arról, hogy nem keletkezett-e túlvezérlés. Egyidejűleg a fázisto­ lást is megmérhetjük egy fázismérő segítségével. A fázistolás frekvenciamenetéből minden erősítésértékhez leolvashatjuk a fázistartalékot. Az adott értékéhez tartozó fázistartalék becslése úgy is történ­ het, hogy a negatív visszacsatolt erősítő egységugrásra adott válaszát a 7.25. ábrával összehasonlítjuk.

A bemenő munkaponti áram mérése A bemenő munkaponti áramot elvileg árammérőműszerrel közvetlenül is megmérhetjük. A fet bemenetű műveleti erősítőknél különösen nagy érzékenységű, különleges műszer kellene, és az egész mérési elrendezést védeni kellene a külső zavarok ellen. A körülményes mérési eljárást elkerülhetjük, ha a vizsgált erősítőt a 7.39. ábrán látható módon impedanciaváltóként működtetjük. A mérés kezdetekor nyissuk a ^ k a p c s o l ó t ! A C kondenzátort a bemenő munkaponti áram feltölti, és időben hneáris feszültségmenetet kapunk:

At

c

A kimeneti feszültségváltozás kis kimeneti impedanciájú ponton mérhető az erősí­ tő kimenetén. A kondenzátor átlagolja a fellépő zavarok hatását. A kapacitás értékét az határozza meg, hogy a mérés szempontjából megfelelő időintervallum­ ban, feszültségének változása néhány száz mV legyen. Pl. 30 pA bemeneti munka­ ponti áramnál a C = 1,5 |iF-os kondenzátor feszültségváltozása 200 mV 10 má­ sodperc alatt. 4.

1

i

7.39. ábra. Bemenő munkaponti áram mérése

Ahhoz, hogy az átvezetési áram okozta hiba kicsi legyen, a kondenzátort ne engedjük nagy feszültségre töltődni. Ezenkívül nagy szigetelési ellenállású konden­ zátort használjunk. Pl. jóminőségű stiroflex kondenzátorok vagy üveg szigetelésű kondenzátorok alkalmasak. A rossz szigetelést arról ismerhetjük meg, hogy a feszültségváltozás időben nem hneáris, hanem véges értékhez közelít.

7.9. Műveleti erősítők típusválasztéka A piacon található műveleti erősítők száma nagyon nagy. A 7.40. ábrán összefoglaltuk a különböző alkalmazási esetek jellemző képviselőit. A széleskörűen használható típusok olcsók, és adataik a legtöbb alkalmazásra megfelelőek. A bifetek alig valamivel drágábbak a bipoláris típusoknál, és nagy jelváltozási sebessé­ gük, valamint kis bemenő munkaponti áramuk kedveltté teszik. A kis áramfelvételű műveleti erősítőknél a megadott adatok, még a több erősítőt tartalmazó tokoknál is, egy áramkörre vonatkoznak. Néhány típusnál a

jelváltozási sebesség nagyon kicsi, azonban nagyobb munkaponti áramnál növek­ szik. A jelváltozási sebesség elég széles tartományban arányos a munkaponti árammal. A kis bemenő áramú típusok bemeneti fokozata fetes differenciálerősítő. Ezeknél azt is vegyük tekintetbe, hogy a bemeneti áram 10 °C-onként megkétszere­ ződik. Ezért arra is kell ügyelni, hogy a műveleti erősítők működés közben hidegek maradjanak, és pl. nagy kimenő áram se melegítse őket. Nagyobb hőmérsékleten

Típus

Gyártó

Technológia

Bemeneti munka­ ponti áram

bipoláris bipoláris

80 nA 80 nA

bipoláris bipoláris bifet bifet

30 40 30 30

bifet bifet bimos bimos

30 pA 30 pA 5pA 5pA

13 12 10 10

40 30 30 1 1 1

0,6 Y/\is 3,5 Y/\is 3,5 Y/ixs 0,04 Y/iis 0,04 V/^is 0,016 Y/\xs

Jelváltozási sebesség

Megjegyzések

Univerzális típusok \xA 741 748

sokan sokan

LM 348 LM 324 TL 081 TL 080

sokan sokan Texas Instr. 1 Texas Instr.

TL 084 L F 356 CA 3160 CA 3260

Texas Instr. sokan RCA RCA

Kis

nA nA pA pA

0,6 Y/\is

0,6 V/^is 0,6 Y/iis 13 V/^s

Y/\xs Y/iis Y/ixs Yl\xs

Mint a ^A 741, azonban külső frekvenciakompenzálással 4 X JIA 741 Uy.^ - UT, négy műveleti erősítő Mint a TL 081, azonban külső frekvenciakompenzálással 4 x T L 081

2 x C A 3160

áramfelvételüek

LM 324 TL 061 TL 064 TLC 251 TLC 254 ICL 7611

sokan Texas Instr. Texas Instr. Texas Instr. Texas Instr. Intersil

bipoláris bifet bifet CMOS CMOS CMOS

ICL 7642

Intersil

CMOS

1 pA

hibrid hibrid

0,05 pA 0,05 pA

1 YMs 2,2 Y/[xs

bipoláris bipoláris bipoláris bipoláris CMOS

1 nA 10 nA 10 nA 10 nA 0,3 nA

0,25 Y/iis 2,8 V/^is 17 V/|is 2,8 Y/iis 1 Y/\is

nA pA pA pA pA pA

0,016 V / ^ s ,

/T = 175 FIA, négy műveleti erősítő 7^ = 200 ^A 4 x T L 061 /T= 10 ^LA, átkapcsolható 4 x T L C 251 /T=10 \iA, beállítható t/T=±0,5 V . . . ± 8 V 4 x I C L 7611

Kis bemenő áramúak A D 515 OPA 104 Kis

Analóg Dev. Burr Brown

ofszetfészültség-driftüek

liAlU OP 27 OP 37 OP 227 ICL 7600

Fairchild PMI PMI PMI Intersil

dUJdT=OaiiYIK dUJdT=0,2\iYIK ^C/JÍ^R=0,2 ^iV/K, A^^ = 5 2 x O P 27 dUJdT=Ofil ^iV/K, automatikus ofszetkiegyenlítés (szaggatóval)

7.40. ábra. Műveleti erősítők jeUemzö adatai

Típus

Nagy kimenő L 165 TCA 365 TCA 2365 1463 SH 3015 OPA 501 Nagy kimeneti LM 343 3583 1480

Gyártó

Bemeneti munka­ Technológia ponti áram

Jelváltozási sebesség

bipoláris bipoláris bipoláris hibrid hibrid hibrid

6 V/|is 5 V/^s 5 V/^is 80 Y/^is 0,5 Y/^is 2 V/^is

4^,, = 3A, t / , , _ = ± 1 3 V 4 , ^ ^ = 3 A , C/,,^,,= ± 1 3 V 2 X TCA 365 4,^,,= 1 A, t / , , ^ , , = ± 2 9 V

8 nA 20 pA 40 pS

2,5 V/^IS 30 V/NS 100 Y/HS

£/,i^^=±30 V

30 20 5 5 5 10 10 5

75 V/^is 120 V/^is 200 V/^is 400 V/^is 600 V/^s 1200 V/^is 1000 V/^s 8000 V/^is

Megjegyzések

áramúak SGS Siemens Siemens Philbrick Fairchild Burr Brown

20 100 100 100 80 40

nA nA nA pA nA nA

4imax=6 A, í / k i ^ ^ = ± 3 5 V 4^^=

10 A, C / , , _ = ± 2 9 V

feszüliségüek bipoláris National Burr Brown hibrid Philbrick hibrid

I7ki^,,= ±140 V, C/ki^ax = 75 mA L/,,^,,= ±140 V, t/,,^ax=100 mA

jVagí}' sávszélességűek L F 357 HA 5160 HA 5195 HA 2540 HA 2539 3554 1461 CLC 103

sokan Harris Harris Harris Harris Burr Brown Philbrick Complinear

bifet bifet bipoláris bipoláris bipoláris hibrid hibrid hibrid

pA pA A A A pA pA A

^min=5 ^min=10

^min=5 ^n.in=10 ^min = 5,4i^^ = 750 mA ^min = 5,4i^3, = 750 mA Felfutási idő = 2 ns

7.40. ábra folytatása

előnyösebbek a bipoláris technikával készült műveleti erősítők, mert a bemenő áramuk növekvő környezeti hőmérsékletnél a növekvő áramerösítés miatt csökken. A kis feszültségdriftű műveleti erősítők ofszetfeszültsége kiegyenlítés nélkül is csak néhány |iV. Ilyet használva még kritikus alkalmazásoknál is elkerülhető az ofszetkiegyenlítés. Az ICL 7600 típusnál automatikus ofszetkiegyenhtésről gon­ doskodtak a gyártók. Az integrált áramkör két műveleti erősítőt tartalmaz, ame­ lyek közül az egyik mindig a bemenő jelet erősíti, a másik ezalatt az automatikus ofszetkiegyenlítést végzi. A beépített multivibrátor kb. 5 kHz frekvenciával vezérli a két műveleti erősítő funkciójának sorozatos átkapcsolását. A nagy kimenő áramú műveleti erősítőknél a teljesítményfokozat is integrált kivitelű. Ezek ugyanolyan hatásos hűtést igényelnek, mint a teljesítménytranzisz­ torok. A nagy sávszélességű műveleti erősítőknek nincs univerzális belső kompenzá­ lásuk = 1 visszacsatolt erősítésig, mert a kapcsolás működése nagyon lelassul­ na. Ha a megengedett A ^ ^ ^ alá kell csökkenteni az erősítést, akkor egyes típusoknál a kompenzáló kapacitást növelhetjük, vagy bemeneti frekvenciakompenzálást

végzünk, utóbbi nem csökkenti a jelváltozási sebességet, amint ezt a 7.34. ábrán is láthattuk. Szélessávú áramköröknél sokszor tápvonalat használunk, amelyik hullám­ ellenállása általában 50. ..100 í l , és a tápvonalszakaszokat mindkét végükön il­ lesztve zárjuk le. Ilyenkor a 10...20 mA szokásos kimeneti áramterhelhetőség legtöbbször túl kicsi. Ezért a szélessávú áramkörökben nagyobb kimenő áramú típusokat használunk.

8. Billenő áramkörök

8.1. A tranzisztor mint kapcsoló Az eddigiekben lineáris üzemmódban a tranzisztorok munkaponti kollektor­ feszültségét úgy állítottuk be, hogy Í7, és [/<;•£sat között legyen, s ekkor az eszközt a munkapont körül vezérelhettük. A lineáris áramkörök vezérlése kicsi, hogy a kimeneti feszültség közelítőleg lineáris függvénye legyen a bemeneti feszültségnek. A kimeneti feszültség nem érheti el a pozitív, ill. negatív kivezérlési határt, mert akkor vágás keletkezne. Ezzel szemben a digitális áramkörök csak kétféle üzemi állapotban működnek. Csak azt kell eldöntenünk, hogy a feszültség nagyobb-e, mint egy előre megadott í/^^x feszültség, vagy kisebb-e egy előre megadott < C/^ax értéknél. Ha a feszültség U^^^-nál nagyobb, akkor azt mondjuk, hogy a feszültség H állapotú (high): ha Í7„i„-nél kisebb, akkor a feszültség L állapotú (low).

1

1 í

8.1. ábra. Tranzisztor, mint inverter Í7„ax és Í7„j„ értéke a kapcsolástól függ. A kimeneti szint egyértelmű elbírál­ hatósága érdekében és közötti feszültségértéket nem engedünk meg. Vizsgáljuk meg a 8.1. ábra inverterének példája alapján, hogy e kikötésünknek milyen áramkörtechnikai következményei lesznek. Az áramkörrel szemben tá­ masztott követelmények: ha

akkor

^ Í7„„,

és ha akkor C/,i ^ C/„i„. Ezeknek az összefüggéseknek még a legkedvezőtlenebb esetekben is teljesülniük kell, azaz, ha Í7be = U„,m, akkor C/y nem lehet L/„^„-nál kisebb, és ha Uy^ = U^^^,

akkor U,, nem lehet nagyobb, mint U^,^. Ezek a feltételek csak akkor teljesülhet­ nek, ha az Í7n,ax és U^,^ feszültségeket és az RQ és R^ ehenáhásokat megfelelően választjuk meg. A méretezést a következő számpélda segítségével ismertetjük. Ha a 8.1. ábrán látható tranzisztor lezár, akkor a kimeneti feszültsége terheletlen esetben egyenlő [/t-vel. Tételezzük fel, hogy a megengedett legkisebb terhelő-ellenállás R^ = ekkor U^,, = UJ2, ez a legkisebb H állapotú kimeneti feszültség. A biztonság kedvéért legyen: 2 5 V-os tápfeszültségnél pl. U^.^^ = 1,5 V értéket írunk elő. A megadott követelmé­ nyek szerint, ha U,, = U^^^, akkor a bemeneti feszültség L áhapotú. U^,^ az a legnagyobb bemeneti feszültség legyen, ami a tranzisztort még éppen biztosan lezárja. A 8.1. ábra szerinti kapcsolásban működő szilíciumtranzisztorra 0,4 V-ot vehetünk fel, ha a kapcsolás szobahőmérsékleten működik. Eszerint U^^^ és U^^ szintet meghatároztuk. Az áramkört úgy méretezzük, hogy ha U^^ = U^^^ = 1,5 V, akkor a kimeneti feszültség Uj^,^ = 0,4 V-nál is kisebb legyen. Az RQ kollektorehenáhást olyan kicsire válasszuk, hogy a kapcsolási idők megfelelően kicsik legyenek, másrészt viszont az áramfelvétel ne legyen szükségtelenül nagy. Legyen például i?c = 5 kQ. R ^ értékét úgy határozzuk meg, hogy U^^ = 1,5 V bemeneti feszültség esetén

El =

1 mA

kollektoráram folyjon. A választott tranzisztor legyen B = 100 áramerősítési té­ nyezőjű. A szükséges bázisáram: /Bmin =

=

10

HA

.

/ g = 100 |iA-t választunk, hogy a tranzisztor biztosan telítésbe kerüljön. Eszerint

^m,n

1

^max

4-

4-

2

3

^

5

8.2. ábra. Átviteli karakterisztika, ha R , = RQ Sj^i^: L szintű zavartávolság; Smax • ^ szintű zavartávolság

U V

1

1

1

fír R,

0-[

1

Rr

R.

o-C

R,

i

i

(a)

1

i

i

(b)

R. _^ 1

1

(c)

8.3. ábra. Az L szintű zavartávolság növelésének módszerei

1,5 V - 0 , 6 V 100 ^lA

= 9 kQ.

A 8.2. ábra szemlélteti a méretezéssel kapott beállításra a transzfer karakte­ risztikát. Ha Í7be = f^min = 0,4 V, akkor a kimeneti feszültség: [7^1 = 2,5 V, tehát 1 V-tal nagyobb, mint az előírt Í7,„,„ = 1,5 V minimális érték. A H szintre vonat­ koztatott zavartávolságnak az

feszültségértéket nevezzük. Ez a mi példánkban 1 V. Ugyanígy definiáljuk a zavartávolságot L szintre:

Ez a mi példánkban egyenlő az U^^^ és az C/cEsat maradékfeszültség közötti különbséggel. Tehát 5min = 0 , 4 V - 0 , 2 V =

^

0,2 V kollektor - emitter

0,2V.

A zavartávolság az áramkör működési biztonságának mértéke. A zavartávolság általános definíciója: ^max ~

f^ki^max ?

^min ~

f^min" ^^ki ?

a legrosszabb esetet feltételezve a bemeneten. Ha a minimáhs zavartávolságot javítani akarjuk, akkor i7niin~t kell növelnünk,

feszültség nem csökkenthető jelentősen. Erre a célra a 8.3a ábrán látható módon a bázis elé egy vagy több diódát kapcsolhatunk. Az i ? 2 ellenáUás a kollektor — bá­ zis visszáram körét zárja a tranzisztoron kívül, és így biztosítja, hogy a tranzisztor biztosan lezárjon. A S3b vagy a 8.3c ábra szerint - másik megoldásként - egyszerűen feszültségosztót alkalmazunk. Ha az áramkörben germániumtranzisztorok van­ nak, valamelyik módszert feltétlenül alkalmazni kell, mert a vezető tranzisztorok bázis - emitter feszültsége kisebb, mint i7cEsaf

A 8.1. ábrán látható inverter kimeneti terhelhetősége (fan out) nagyon kicsi. Legfeljebb két ugyanilyen bemeneti terhelést visel el az áramkör anélkül, hogy kimeneti feszültsége 2,5 V alá kerülne. Dinamikus jellemzők A tranzisztoros kapcsolóáramkörök legfontosabb jellemző adatai a kapcsolá­ si idők. Négyszögjelvezérlés esetén különböző időtartamokat különböztethetünk meg (8.4. ábra). Látható, hogy a töltéstárolási késleltetési idő jóval nagyobb, mint az átkapcsolási idők. A töltéstárolási idő akkor jön létre, ha a korábban telítésben lévő tranzisztor lezár. H a a vezető tranzisztor UQ^ feszültsége nagyobb, mint í7cEsat? akkor a töltéstárolási idő jelentősen csökken. Ha gyors kapcsolóra van szükség, akkor ezt a tényt vegyük figyelembe, és gátoljuk meg, hogy az í7cEsat feszültség létrejöhessen. A digitális áramköröket, amelyek ezen az elven működnek, telítetlen logikájúaknak nevezzük. Az áramköri megvalósításukkal a 9.4.5. pontban foglal­ kozunk. A digitáhs áramkörök billenési tulajdonságait röviden a kapuáramkör t,, működési idejével (propagation delay time) jellemezhetjük: A

min

A

max

ahol /jn^in a bemenő jel felfutó élének és a kimenő jel lefutó élének 50 %-os pontjai­ hoz tartozó időkülönbség, t,^^^ a kimenő jel felfutó éléhez tartozó időkülönbség. Az elmondottakat a 8.5. ábra szemlélteti. A 8.1. ábrán láttuk, hogy a maximáhs szint jóval a telepfeszültség alatt van és terhelésfüggő. Ennek elkerülésére csatlakoztassunk egy emitterkövető fokozatot az áramkör után, a 8.6. ábrán látható módon. Ha Ti lezár, akkor a kimenő áram a T2 emitterkövetőn folyik. Az kollek-

1

f

V1

8.4. ábra. Az inverter kapcsolási jellemzői tárolási idő (storage time); ífi felfutási idő (rise time); késleltetési idő (delay time); t{. lefutási idő (fali time)

f

1

1 '•imin

f.max

1—

1

-l-

507o f

8.5. ábra. Kapu működési idejének definíciója

1 i

R,

1^ D

1

I

1

1

8.6. ábra. Ellenütemű végfokozat digitális áramkörökhöz

tor-ellenállást a bázisáram csak kevéssé terheli. Ha kinyit, akkor kohektorfeszültsége kis értékre csökken. Ohmos terhelés hatására a kimeneti feszültség szint­ úgy lecsökken. Kapacitív terhelés esetén az áramkörnek fel kell vennie a kondenzá­ tor kisütőáramát. Mivel a T2 tranzisztor ebben az esetben lezár, a D dióda lép működésbe, amely kinyit és biztosítja a kisütőáram útját a tranzisztoron keresztül. A kimeneti feszültség L állapotban kb. 0,8 V-ra megnő.

8.2. Telített logikájú billenőkörök A bihenőkörök pozitívan visszacsatolt digitáhs áramkörök. Eltérés a pozitív visszacsatolt lineáris áramköröktől (oszcillátoroktól), hogy kimeneti feszültségük nem folytonosan változik, hanem két meghatározott érték között ugrál. Az átbillentési folyamatot különböző módon idézhetjük elő; a bistabil bihenőköröknél a kimenet állapota csak akkor változik, ha az átbillentési folyamatot egy bemeneti jel kiváltja. A tárolóknál elég erre a célra egy rövid impulzus is, a Schmitt-triggereknél folyamatos bemeneti jel szükséges.

1

1

Rc

8.7. ábra. Telített logikájú billenőkapcsolás elvi elrendezése Billenőkapcsolás Bistabil Monostabil Astabil

Megnevezés

flip-flop,

Schmitt-trigger monostabil multivibrátor multivibrátor

1. csatolótag

2. csatolótag

R R C

R C C

8.8. ábra. Különböző billenőkapcsolások csatolótagjai

A monostabil áramkörnek csak egy stabil állapota van. A másik állapota csak a méretezéssel meghatározott ideig marad fent, az idő eltelte után a kapcsolás magától ismét stabil helyzetébe billen vissza. Ezért időzítő kapcsolónak, egy stabil állapotú tárolónak is nevezzük. Az astabil multivibrátornak nincs stabil áhapota, hanem külső vezérlés nélkül változtatja kimeneti állapotát két kimeneti szint között. Ezért multivibrátornak is nevezzük. Mindhárom bülenőkapcsolást a 8.7. ábra szerinti elvi kapcsolási elrendezéssel valósíthatjuk meg. Eltérés a különböző fajták között a K csatolóelemek jellegében van, amelyről áttekintést a 8.8. ábra nyújt.

8,2,1, Bistabil billenőkor (flip-iop) A bistabil billenőkör áramköri megvalósítását a 8.9. ábrán látjuk, ahol a két fázisfordító fokozat soros kapcsolású és közvetlen (egyen-) csatolású. Látható, hogy a két fázisfordító fokozat működés szempontjából egyenértékű. Ezért leg­ inkább a szimmetrikus ábrázolási mód terjedt el (8.10. ábra). Működése a következő: ha az 5 bemenetre pozitív feszültséget adunk, akkor Ti kinyit, kollektorfeszültsége lecsökken. Emiatt T2 bázisárama csökken és kollek­ torfeszültsége nő. Ez a növekedés visszahat az ellenálláson keresztül bázisára és annak bázisáramát növeh. A kapcsolás az állandósult állapotot akkor éri el, ha Ti kollektorfeszültsége a telítési értékre csökkent. T2 ekkor lezár és T^-et az R^ ellenálláson át nyitva tartja. Ezért a billenési folyamat végén az S bemenet feszült­ sége akár újra 0 is lehet anélkül, hogy bármilyen további változást okozna az áramkör működésében. A bistabil billenőkapcsolás visszabillenése akkor követke­ zik be, ha az R bemenetre adunk pozitív impulzust. Ha mindkét bemenet feszültsé­ ge 0, akkor a tároló megtartja az előző állapotát. E tulajdonsága miatt információ­ tárolóként is használjuk. Ha mindkét bemenetre egyidejűleg H szintet adunk, akkor mindkét tranzisz­ tor kinyit. A bázisáramok ekkor kizárólag csak a vezérlőfeszültségektől függnek, és függetlenek a szomszédos tranzisztortól, mert mindkét kohektorfeszültség kicsi. Emiatt ez az állapot nem stabil. Ha mindkét vezérlő feszültség ismét 0 lesz, akkor

1

1

í

1

R

;

8.9. ábra. Pozitív visszacsatolása áramkör két inverterből

8.10. ábra. RS tároló (i?5'-flip-flop)

R

S

Q

0

H H L

H L H L

(L)

(L)

L

L H H L mint az előző állapotok

8.11. ábra. RS tároló szinttáblázata

a kollektorfeszültségek először azonos fázisban folyamatosan nőnek. A nem töké­ letes szimmetria miatt azonban az egyik kollektorfeszültség gyorsabban nő, mint a másik. A pozitív visszacsatolás ezt a különbséget még tovább erősíti addig, amíg ismét stabil állapotba kerül a kapcsolás, tehát az egyik tranzisztor lezár, és a másik kinyit. Azt azonban nem lehet előre tudni, hogy a kapcsolás melyik stabil áhapotba kerül. Ezért az R = S = H bemeneti áUapot nem engedhető meg. H a ezt a lehető­ séget kizárjuk, akkor a kimeneti áUapotok mindig ellentétesek. A 8.11. ábrán látható igazságtáblázat áttekintést nyújt a tároló különböző állapotairól. Schmitt-trigger Az előző pontban leírt RS tároló mindig akkor billent, amikor az éppen lezárt áüapotban levő tranzisztor bázisára pozitív impulzust adtunk, és az kinyitott. Másik lehetőség az, ha csák egy bemenetet használunk, és az átbiüenési folyamatot úgy váltjuk ki, hogy a bemenetre pozitív vagy negatív feszültséget adunk. Az így működő tárolót Schmitt-triggernek nevezzük. Legegyszerűbb kapcsolását a 8.12. ábrán látjuk. Ha a bemeneti feszültség túllépi az felső billenési küszöböt, akkor a kimeneti feszültség az U^i^^^ pozitív túlvezérlési határra ugrik, és csak akkor tér vissza ismét nuhára, ha a bemeneti feszültség az alsó billenési küszöb alá csökken. így használható a Schmitt-trigger, mint jelnégyszögesítő. A 8.14. ábrán azt látjuk, hogy a szinuszos feszültséget miként alakítja át négyszögjehé. A pozitív visszacsatolás miatt az átbillenési folyamat akkor is ugrásszerű, ha a bemeneti feszültség csak lassan változik.

^KI MAX

^KI MM

1 8.12. ábra. Schmitt-trigger

HISZTERÉZIS 8.13. ábra. Schmitt-trigger átviteli karakterisztikája

8.14. ábra. Schmitt-trigger, mint impulzusformáló

Az átviteli karakterisztikát a 8.13. ábra mutatja. A be- és kikapcsolási szint közötti feszültségkülönbséget hiszterézisfeszültségnek nevezzük. A hiszterézisfeszültség annál kisebb, minél kisebb az C/kimax és C/kimin közötti különbség, azaz minél nagyobb az i?2 feszültségosztó leosztása. Minden olyan változtatás, ami a hiszterézist csökkenti, rontja a Schmitt-trigger pozitív visszacsatolását, és végül odavezet, hogy a kapcsolás bistabil jellege is megszűnik. Ha -> oo, akkor a kapcsolás egy szokványos kétfokozatú erősítővé fajul.

8.2.2. Monostabil billenőkörök A monostabil multivibrátor áramköri megoldásánál kiindulhatunk az RS tárolóból, csupán a két visszacsatoló ehenállás egyikét helyettesítsük kondenzátor­ ral, amint a 8.15. ábrán láthatjuk. Mivel a kondenzátoron nem folyhat egyenáram, ezért állandósult áhapotban a T2 tranzisztor vezet, pedig lezár. A pozitív bemeneti impulzus T^-et kinyitja, ezáltal kollektorfeszültsége ről nullára csökken. Ezt a feszültségugrást az RC felüláteresztő szűrő átviszi a T2

t

\

í •

t

t

^ B 2 Í

t

8.15. ábra. Monostabil multivibrátor Időzítés: /be = ^ C In 2

8.16. ábra. Feszültség - idő ábra

bázisára, aminek feszültsége 0,6 V-ról — U, + 0,6 V » — t/^-ra változik és T 2 lezár. Az i ? i visszacsatoló ellenálláson keresztül nyitva marad akkor is, amikor a bemeneti pozitív impulzus már megszűnt. A + Í7t-re kötött R ellenálláson keresztül a C kondenzátor feltöltődik. T2 bázisfeszültsége a 2. fejezetben leírtak alapján [/B2(0^ + [ / , ( l - 2 e " ^ )

(8.1)

egyenlet szerint nő. A T 2 tranzisztor addig marad lezárva, amíg U^2 kb. 0,6 V-ra nem nő. Ezt az időt úgy számíthatjuk ki, hogy a (8.1) egyenletbe U^2 ^ O-t helyettesítünk. Ezzel a bekapcsolási idő (időzítés) i?C In 2

0,7 RC.

(8.2)

A /be idő elteltével a T 2 tranzisztor ismét kinyit, azaz a kapcsolás ismét a stabil állapotába tér vissza. A különböző pontok feszültségeinek időbeh menetét a 8.16. ábrán foglaltuk össze. A kimenet akkor is visszabillen a kiszámított bekapcsolási idő elteltével, ha a bemeneti impulzus hosszabb, mint t^e- Ebben az esetben a tranzisztor a bemeneti impulzus megszűnéséig nyitva marad, és a pozitív visszacsatolás hatásta­ lan. T 2 ekkor is csak U^2 felfutási sebességétől függően nyit ki újra. A kapcsolási folyamat végén kell a C kondenzátort RQ-TÍ keresztül feltölteni. Ha a kondenzátor a következő impulzusig nem töltődik fel teljesen, akkor a következő bekapcsolási idő lerövidül. Ahhoz, hogy ez a jelenség 1 %-nál kisebb hibát okozzon, T^-et legalább 5 RQC feléledési időre zárva kell tartani. A kapcsolás tápfeszültsége az 5 V-ot nem lépheti túl, mert különben fennáüna annak a veszélye, hogy T 2 emitter — bázis átmenetének letörési feszültségét megha­ ladná a fellépő záróirányú feszültség, amikor vezet. A kapcsolási idő ilyenkor a tápfeszültség értékétől függő mértékben lerövidülne.

8,2.3. Astabil multivibrátor Ha a monostabil multivibrátornál a második visszacsatoló ellenáhást is kon­ denzátorral helyettesítjük a 8.17. ábra szerint, akkor mindkét állapot csak korláto­ zott ideig marad stabil. A kapcsolás tehát folyamatosan a két állapot között billeg. Az időtartamok a (8.2) egyenlet szerint : h = RiCi

In 2

és ti = R2C2 In 2 .

A feszültségek időbeh lefolyását a 8.18. ábrán láthatjuk. Amint látható, az az idő, ami alatt T^; és ?2 az, ami alatt T 2 van lezárva. Az áramkör tehát mindig akkor billen át, amikor az addig lezárt tranzisztor kinyit. Az R^ és i?2 ellenállás méretezésénél kevés választási lehetőség marad. Egy-

részt jgi?c-hez mérve kisohmosnak kell lennie, hogy átfolyhasson rajta akkora áram, amely elég ahhoz, hogy a nyitott tranzisztort telítésbe vigye. Másrészt RQ-nél nagyobb keh, hogy legyen, hogy a kondenzátor tápfeszültségre töltődhessen. Ezek a feltételek : Rc « i ? i , i?2 «

^RQ

'

A monostabil multivibrátornál elmondottak itt is érvényesek, most sem lehet 5 V-nál nagyobb a tápfeszültség a bázis - emmitter letörési feszültség túllépésének elkerülése érdekében.

r

t2 t

n / A-

1 8.17. ábra. Multivibrátor Időtartamok:

1

-

A

.

/

V•

8.18. ábra. Jelalakok

t^ = R^C^ ln2; ^2 = ^ 2 ^ 2 ln2

Az is bekövetkezhet, hogy a 8.17. ábrán feltüntetett multivibrátor nem kezd el rezegni. Ha például az egyik kimenetet rövidre zárjuk, akkor mindkét tranzisztor telítésbe megy. Ez az állapot a rövidzár megszűnése után is megmarad. 100 Hz alatti frekvencián már előnytelenül nagy kondenzátorokra lenne szükség. 10 kHz feletti frekvencián a tranzisztorok saját késleltetése észrevehetően módosítja a működést. Ezért a 8.17. ábrán látható kapcsolás nem nagy gyakorlati jelentőségű. Kisfrekvencián kiváltják a 8.5.3. pontban ismertetendő komparátoros nagypontosságú kapcsolások, nagyfrekvencián pedig a 8.3.2. pontban tárgyalásra kerülő emittercsatolt multivibrátorok.

83«

Billeeőkapcsolások

emittercsatolt tranzisztorokkal 8 3 . 1 , Emittercsatolt Schmitt-trigger Fázist nem fordító erősítőt differenciálerősítővel is készíthetünk, ha a 8.19. ábrán látható módon ohmos feszültségosztóval pozitív visszacsatolást létesítünk, így emittercsatolt Schmitt-triggert kapunk. Ennél a kapcsolásnál mindkét triggerküszöbszint pozitív.

1

1

Rr

]fíc

^KI MAX (.

*

i Rf

R. R,

,

I

^M

8.19. ábra. Emittercsatolt Schmitt-trigger

^BE

8.20. ábra. Átviteli karakterisztika

A kapcsolás megfelelő méretezésével megoldható, hogy átbillenés alkalmával az /Q emitteráram egyik, majd másik tranzisztoron folyik anélkül, hogy elérnék a tehtéses tartományt. Ilyenkor átkapcsolás alkalmával elmarad a töltéstárolási késleltetési idő, és sokkal nagyobb működési frekvenciát érhetünk el. Az ilyen elven működő áramköröket tehtetlen logikájú áramköröknek nevezzük.

8.3.2. Emittercsatolt multivibrátor A töltéstárolási idő kiesése miatt az emittercsatolt multivibrátorok is sokkal nagyobb frekvencián működhetnek, mint a tehtett logikájú áramkörök. Ilyen kapcsolást szemléltet a 8.21. ábra. Az áramkör működésének tárgyalásához induljunk ki abból, hogy az áram­ kör bármely pontján fellépő váltakozó feszültség amplitúdója kicsi, kb. C/CS-CS ^ 0,5 V. H a T I lezár, akkor kollektorfeszültsége gyakorlatilag megegyezik a tápfeszültséggel. Ebből T 2 emitterfeszültsége: U,— 1,2 V, emitterárama: / 1 + / 2 . Ahhoz, hogy jR^-en kialakuljon a szükséges rezgési amplitúdó, teljesülnie kell az 0,5 V

1

1

^+-0.5 V-

/Í1

í-

!

-7-3 (

T2

i

1 U^-O.b V -

Un 4^

fi

R.2 v t y ^

I

1 8.22. ábra. Jelalakok

8.21. ábra. Emittercsatolt multivibrátor

feltételnek. Ebben a működési fázisban T4 emitterfeszültsége: U^— 1,1 V. Amíg le van zárva, addig a bal oldali áramgenerátor árama a C kondenzátor felé folyik, és Ti emitterfeszültsége At

C

sebességgel csökken. kinyit, ha emitterfeszültsége U^- 1,7 V-ra csökken. Hatá­ sára T2 bázisfeszültsége 0,5 V-tal csökken, és T2 lezár. Kohektorfeszültsége C/^-re nő. Ti bázisfeszültsége egyidejűleg a T 4 emitterkövető hatására nő. Emiatt emitterfeszültsége ugrásszerűen U^- 1,2 V-ra változik. Ezt a feszültségugrást a C kondenzátor átviszi T2 emitterére, és ezzel ott U^— 1,2 V-ról U^ — OJ V-ra változtatja a feszültséget. T2 lezárt állapotában /2 áram folyik a C kondenzátoron, és T2 emitterfeszült­ sége At

C

sebességgel csökken. A T2 tranzisztor addig marad lezárva, amíg emitterfeszültsége C/t-0,7 V-ról U^- 1,7 V-ra csökken. A folyamat időtartama: C ^2

- - 1 V,

vagy általánosan

^2 = 2 ( 1 + ^ ) i ? , C .

(8.3)

vagy általánosan

^i = 2 ( l + ^ ) i ^ , C .

(8.4)

Ehhez hasonlóan C = - 1 V, ^1

A kapcsolás feszültségeinek változását a 8.22. ábrán szemléltetjük. Látható, hogy C/cs-cs = 0,5 V kiinduló feltétel mellett egyik tranzisztor sem kerül tehtésbe. Ezzel a kapcsolással sokkal nagyobb működési frekvenciát érhetünk el, mint az

eddig ismertetett multivibrátorokkal. Különösebb nehézség nélkül 100 MHz-nél is nagyobb frekvenciájú jelet állithatunk elő. Az áramkör nagyon jól használható frekvenciamodulációra. Ekkor biztosít­ suk az / i = I2 = /feltételt, és az áramok értékét a moduláló frekvenciával vezérel­ jük. Kapcsoljunk mindkét i?i-gyel párhuzamosan egy-egy diódát a 8.21. ábrán szaggatottan berajzolt módon, hogy az R^-en a jel amphtudója állandó maradjon. A rezgés frekvenciája:

ahol í7F a dióda nyitóirányú feszültsége. Emittercsatolt multivibrátorokat monoht integrált áramköri kivitelben is készítenek. Ezek többnyire TTC, ill. ECL technikával készült végfokozatot is tartalmaznak. Integráltáramkör-típusok: TTL TTL ECL

/ ^ , , ^ 1 MHz (Exar) / ^ , , - 20 MHz (Texas Instr.) /MAX = 1 5 0 MHz (Motorola)

X R 2209 SN 74LS624...629 MC 1658

8.4. Kapukból felépített multivibrátorok Billenőkapcsolásokat nemcsak tranzisztorokkal készíthetünk, hanem integ­ rált logikai áramkörökkel (kapukkal) is, amivel a 9. fejezetben foglalkozunk majd. Az az olvasó, aki a logikai alapfüggvényeket még nem ismeri, ezt a szakaszt egyelőre ugorja át.

8.4.1. Bistabil billenőkor Tekintsük először a 8.10. ábrán már megismert bistabil áramkört. A T^ tranzisztor vezet, ha az R ^ vagy R2 ellenáüáson pozitív feszültség van. Tekintetbe véve azt is, hogy a tranzisztor invertál is, látható, hogy az R^, i ? 2 , T^ és RQ elemek N E M - VAGY- (NV, N O R ) -kaput alkotnak. Ez ugyanúgy érvényes a kapcsolás

8.23. ábra. Tároló NEM - VAGY-kapukból

R

s

0 0 1 1

0

1 0 1

Q

Q

Mint az előző állapotok 1 0 0 1 (0) (0)

8.24. ábra. Igazságtáblázat

másik felére is. Ha ezeket az elemcsoportokat a szokásos logikai szimbólummal jelöljük, akkor a 8.23. ábra kapcsolása keletkezik, amihez az igazságtáblázatot a 8.24. ábra tartalmazza.

8 . 4 2 . Monostabil multivibrátor Mindössze néhány kapukésleltetésnek megfelelő időtartamú, rövid impulzu­ sokat a legegyszerűbben a 8.25. ábrán látható módon állithatunk elő. Amíg az x bemeneti változó 0, addig az ÉS-kapu kimenete is 0 szintű. Ha x = 1, akkor a kimenet addig 1 szintű, amíg a jel végig nem fut az inverterláncon. Ha a bemeneti jel 0-ra vált, akkor az ÉS-függvény miatt a kimenet 0 szintű marad.

^1 8.25. ábra. Monostabil multivibrátor rövid időzítésre

8.26. ábra. A jelek az idő függvényében

Bekapcsolási idő: t^^ = m inverterek futási idejének összege

ti az ÉS-kapu késleltetése

Az elrendezés időábráját a 8.26. ábra szemlélteti. A kimeneti impulzus időtar­ tama megegyezik a lánc késleltetésével. Tehát a kapuk számával szabályozható. A kapuk száma csak páratlan lehet. Az ábra alapján az is belátható, hogy az indítójelet legalább a kimeneti impulzus végéig tartani kell. Nagyobb időtartam megvalósítására nagyon hosszú késleltető láncot kellene készíteni, ezért ilyenkor jobb, ha olyan monostabil multivibrátorokat használunk, amelyeknél az időzítést külső RC tag határozza meg. Integráltáramkör-típusok: CMOS TTL ECL

CD 4098 (RCA); 74 HC123 74 LS121...123, 422, 423 M C 10198

(Motorola) (Texas Instruments) ' (Motorola)

Ha a 8.25. ábrán az ÉS-kaput kizáró N E M - VAGY-kapuval helyettesítjük, akkor olyan monostabil multivibrátort kapunk, amelyik a bemeneti jel minden élénél kimeneti impulzust ad. A kapcsolást a 8.27. ábra, a hozzá tartozó időábrát =1 ^1

8.27. ábra. Pozitív és negatív éllel is indított monostabil multivibrátor Bekapcsolási idő:

t^^^'it^

8.28. ábra. J e l - i d ő ábra /i = kizáró VAGY-kapu késleltetése

a 8.28. ábra szemlélteti. Állandósult állapotban a kizáró N E M - VAGY-kapu bemenetei ellentétes szintűek, és a kimeneti jel nulla. H a megváltoztatjuk az x bemeneti változó állapotát, akkor a késleltetés miatt a kizáró N E M — VAGY-kapu bemenetei egy időre azonos állapotúak lesznek. Ezalatt a kimeneti jel is H szintű.

HA3.

Multivibrátor

A 8.29. ábrán látható két inverterből felépülő elrendezés a legegyszerűbb multivibrátor. Működésének megértéséhez induljunk abból, hogy az x változó H, akkor y L áUapotú. A C kondenzátor az eUenálláson keresztül addig töltődik, amíg feszültsége eléri a G^ kapu logikai küszöbszintjét. Ekkor x változó L állapot­ ba, y pedig H áhapotba vált át. A Fjei ezért a kimeneti jel változásával megegyező értékkel pozitív irányban változik. A C kondenzátor ezután kisül az R ellenálláson keresztül, amíg az C/j, küszöbszintet újra eléri. A feszültségek idődiagramját a 8.30. ábrán látjuk. Ha a küszöbszint a kimeneti szintek között középen van, akkor a periódusidő: T= 2RCln3 « 2,2i?C. Ez a feltétel a gyakorlatban csak közelítőleg teljesül. Eltérések adódnak abból is, hogy a G i kapu bemenete az RC tagot terheh. Kisfogyasztású Schottky (LS) áramköröknél az R ellenállás mindössze az 1 kO.. .3,9 kí2 tartományban változhat.

R

KI 8.29. ábra. Két inverterből felépülő multivibrátor

8.30. ábra. Jelalakok

Periódusidő: T= (2.. .3)RC

Billenési szint:.11^

CMOS-kapuk használatakor az R ellenállás nagy lehet, és ezzel viszonylag nagy periódusidőt is elérhetünk. Ekkor azonban a G^-kapu bemenetére előtét­ ellenállást kell kötni, hogy az RC tagot terhelő hatást csökkentsük, ami azért jelentkezik, mert a G^-kapu bemeneti védőáramköre kinyit, ha a bemenet feszült­ sége a tápfeszültséget;meghaladja, vagy a földpotenciál alá csökken. A 8.31. ábrán olyan kapcsolást látunk, amely mentes ezektől a problémáktól. Ennél a C kondenzátor a Schmitt-trigger felső billenési szintjéig töltődik az i ? ellenálláson át, és miután kimenete átbillent: csak az alsó billenési szintig sül ki. A 8.32. ábrán látható,.hogy a kondenzátor feszültsége a két triggerszint között változik. Kisfogyasztású Schottky (LS) TTL áramköröknél R olyan kicsi kell hogy legyen, hogy a bemenet a bemenő áram által okozott feszültségesés ellenére is az

R 1

r C=i=

V

y

....

JTo-

8.31. ábra. Multivibrátor Schmitt-triggerrel

8.32. ábra. J e l - i d ő ábra

Periódusidő: (TTL) R=(L,4...1,8)I?C; (5V-CM0S) r=(0,5...1)i?C

alsó billenési szint alá tudjon menni. Megfelelő, ha értéke 220.. .680 O között van. Hasonló megkötés CMOS Schmitt-triggereknél nincs. 50 M H z felett is működő áramkört kaphatunk, ha ECL-kapukat használunk. Ha egy vonah vevőt, például egy M C 10116 áramkört pozitív visszacsatolással látunk el, akkor olyan Schmitt-triggert kapunk, melyből a 8.31. ábrán látott elrendezésben multivibrátor áramkört alakíthatunk ki. Külső bekötését és belső felépítését a 8.33. és 8.34. ábrán látjuk. T Rc

R

J 8.33. ábra. Multivibrátor ECL vonalvevővel Periódusidő:

8.34. ábra. A vonalvevő-multivibrátor belső felépítése

T^3RC

8.5. Komparátoros kapcsolások 8.5.1. Komparátorok A 8.35. ábrán látható visszacsatolás nélküh műveleti erősítő komparátorként működik. Kimeneti feszültsége a következő : ^kimax? ^kimin?

ha ha

u,
Átviteh karakterisztikáját a 8.36. ábra szemlélteti. A műveleti erősítő nagy erősíté­ se miatt nagyon kis L\ — í./, bemeneti feszültségkülönbség hatására is határozott kimeneti szintet ad. E tulajdonsága miatt két feszültség nagypontosságú összeha­ sonlítására alkalmas.

^ki max

U2

8.35. ábra. Műveleti erősítő, mint komparátor

8.36. ábra. Komparátor átviteli karakterisztikája

1 0 8.37. ábra. Logikai kimeneti szintű komparátor y^\,

ha

8.38. ábra. Átviteli karakterisztika

C/i>C/2

A bemeneti feszültségkülönbség nullátmenetét követően a kimeneti feszültség nem ugrik azonnal az egyik szélső értékéről a másikra, mert a jelváltozási sebesség ezt korlátozza. Belső frekvenciakompenzálású műveleti erősítőknél a jelváltozási sebesség sokszor csak 1 V/jis nagyságrendű, ehhez a - 12 V-ról + 12 V-ra történő változás 24 |is ideje tartozik. A túlvezérlés utáni feléledési idő még további késlelte­ tést is okoz. Mivel itt az erősítő negatív visszacsatolás nélkül működik, frekvenciakompen­ zálás sem szükséges. Ha a negatív visszacsatolás és a frekvenciakompenzálás elmarad, akkor a jelváltozási sebesség és a feléledési idő értéke kb. 20-szoros arányban javulhat. Sokkal kisebb késleltetést kapunk speciáhs komparátorerősítőkkel. Ezek már eredetileg is negatív visszacsatolás nélküli működésre készültek, és nagyon kis fel-

Típus

LP 365 TLC 374 LM 339 LM 311 N E 521 Am 686 Am 685 Am 687 A D 9685 A D 9687

Gyártó

National Texas Instr. National sokan Signetics AMD AMD AMD Analóg Dev. Analóg Dev.

Áramkörök száma egy tokban 4 4 4

1 2

1 1 2

1 2

Kimenet

nyitott nyitott nyitott nyitott TTL TTL ECL ECL ECL ECL

kollektor drain kollektor kollektor

8.39. ábra. A leggyakrabban használt komparátorok

Késleltetési idő, ns

1000 900 600 200 8 8 5 8 2 3

éledési idejűek. Kétségtelen, hogy az erősítés és ezzel együtt az átkapcsolási küszöb pontossága is valamivel kisebb, mint a műveleti erősítőknél. Rendszerint az erősítő kimenete közvetlenül szintáttevőre dolgozik, melynek kimenete alkalmas arra, hogy közvetlenül vezéreljen valamilyen integrált digitális áramkört. Kialakítását és karakterisztikáját a 8.37. és 8.38. ábrán láthatjuk. Néhány gyakran használt komparátor áttekintő táblázatát a 8.39. ábrán gyűjtöttük össze. Ablakkomparátor Az ablakkomparátorral megállapíthatjuk, hogy vajon a bemeneti feszültség két meghatározott feszültségérték között van-e vagy azon kívül. Erre a célra két komparátort használunk a 8.40. ábrán látható elrendezéssel, amellyel meghatároz-

8.40. ábra. Ablakkomparátor y=h

ha

8.41. ábra. Ablakkomparátor működése

U,
hatjuk, hogy a bemeneti feszültség az alsó küszöbszint felett és a felső küszöbszint alatt van-e. A feltétel teljesülése esetén mindkét komparátor kimenetén logikai 1 jelenik meg. Az ÉS-kapu képezi a két komparátorkimenet felhasználásával a szükséges logikai függvényt. A kapcsolás működését a 8.41. ábra szemlélteti.

8.5.2. Schmitt-trigger A Schmitt-trigger olyan komparátor, amelynél a kétirányú változáshoz tarto­ zó küszöbszintek nem esnek egybe, hanem Uy, hiszterézisfeszültséggel különböz­ nek. Ilyen kapcsolással foglalkoztunk már az előző szakaszban, amikor a kéttranzisztoros Scmitt-triggert ismertettük. Ebben a pontban néhány Schmitt-triggerként alkalmazott komparátort tárgyalunk. Fázisfordító Schmitt-trigger A 8.42. ábrán látható Schmitt-triggernél úgy állítjuk elő a hiszterézist, hogy a komparátort pozitív visszacsatolással látjuk el az és i?2 feszültségosztóval. H a nagy negatív U^^ feszültséget adunk a bemenetre, akkor U,, = í/^imax feszültséget kapunk a kimeneten. A p bemeneten ekkor TT '-^pmax

= r>

I

^

TT D

kimax

^ki MAX —0

^

R2

1

1 ff,

^ki MM

1

8.42. ábra. Fázisfordító Schmitt-trigger Bekapcsolási szint:

Í7„ =

Kikapcsolási szint:

f/„ =-

Hiszterézis:

UH =

8.43. ábra. Átviteli karakterisztika

^kiminJ

(^kimax"" ^kimin)

feszültség jelenik meg. H a növeljük a bemeneti feszültséget, a kimeneti feszültség mindaddig nem változik, amíg U^^ el nem éri az U^^^^ feszültséget. Hatására a kimeneti feszültség csökkenni kezd, és ezzel együtt is csökken. Az Ui = U^ — feszültségkülönbség negatív lesz. A pozitív visszacsatolás miatt C/^i nagyon gyorsan átvált Í7kimin értékre. Az feszültség nagyon gyorsan TJ

~

'^pmin

t

0

_j_ D

TJ

kimin

értékre csökken. negatív, ez az állapot pedig stabil lesz. A kimeneti feszültség csak akkor változik ismét Í7kimax értékre, ha a bemeneti feszültség eléri az U^^^^ értéket. Az átviteli karakterisztikát a 8.43. ábrán láthatjuk. A kapcsolás csak addig bistabil, amíg a hurokerősítésre a AR. H=

— > R, + R2

1

feltétel fennáü. A 8.44. ábra a Schmitt-trigger működését szemlélteti szinuszos bemenő jelnél. U

8.44. ábra. Fázisfordító Schmitt-trigger áramkör jelalakjai

Fázist nem fordító Schmitt-trigger Ha a 8.42. ábrán látható Schmitt-triggerre a bemeneti jelet a pozitiv visszacsatoló hálózat talppontjára adjuk (az addigi leföldelés helyett), és a fázisfordító bemenetet földeljük, akkor a 8.45. ábrán látható fázist nem fordító Schmitt-triggert kapjuk.

8.45. ábra. Fázist nem fordító Schmitt-trigger áramkör Bekapcsolási szint:

= - -— t^kimin; Ri ^ 1

^kimax^

Kikapcsolási szint:

=

HiSZterézis:

= — (^kimax" ^kimJ

^ 1

Ri

^k.n

8.46. ábra. Fázist nem fordító Schmitt-trigger áramkör átviteli karakterisztikája

Adjunk a bemenetre nagy pozitív U^^ bemeneti feszültséget, ekkor = C/kimax jelenik meg a kimeneten. H a U^-t csökkentjük, akkor U,, nem változik mindaddig, amíg C/p a 0 feszültségszint alá csökken. Ez az [/ki

~

^

^kimax

Rl

bemeneti feszültségnél következik be. H a C/^e eléri ezt, vagy tovább csökken ennél az értéknél, akkor a kimeneti feszültség C/kimin értékre ugrik. A billenési folyamatot [/^e értéke indítja el, azonban a lefolyása csak az i?2-n át megvalósuló pozitív visszacsatolástól függ. Az új áhapot [/^e ^kimin

8.47. ábra. Fázist nem fordító Schmitt-trigger áramkör jelalakjai

értékéig stabil marad. A kimeneti feszültség időábráját a 8.47. ábra szemlélteti szinuszos bemeneti feszültségnél. Mivel az átkapcsolás pillanatában C/p = 0, a triggerszintekre vonatkozó képletek formálisan megegyeznek azokkal, amelyeket a lineáris működésű fázisforditó erősítőre kaptunk. Pontos Schmitt-trigger Az ismertetett Schmitt-triggereknél a bemeneti billenési szintek nem olyan pontosak, mint amilyet más műveleti erősítős kapcsolásoktól elvárunk. Ennek az az oka, hogy a triggerszintek a nem pontos U^^^^^ és Í7kimin kimeneti túlvezérelt feszültségértékektől függnek. Ez a hátrány megszűnik, ha a 8.48. ábrán látható két komparátort használjuk, amely a bemeneti jelet az előírt átkapcsolási szintekkel összehasonlítja. Átbillent egy RS tárolót, ha a bemeneti jel a felső triggerszintet túllépte, az alsó szintnél pedig visszabillenti. Működésének megértését a 8.49. ábra segíti.

01 -

—h U2

0-

14 0 8.48. ábra. Precíziós Schmitt-trigger Bekapcsolási szint: Kikapcsolási szint:

Uu-U^^ U^=Ui

Ube 8.49. ábra. A változók értéke a bemeneti feszültség függvényében

A pontos Schmitt-triggert nagyon egyszerű az N E 521 kettős komparátorral megépíteni, mert az már a két N E M - ÉS-kaput is tartalmazza. Kisfrekvencián jól használható az egy tokkal megvalósított, N E 555-öt felhasználó elrendezés, ezzel a következő pontban még foglalkozunk.

8.5.3. Multivibrátorok Ha a fázisfordító Schmitt-trigger kimeneti jelét késleltetve a bemenetre vissza­ vezetjük, akkor a 8.50. ábrán látható multivibrátort kapjuk. Ha a feszültség az n bemeneten túllépi a triggerszintet, akkor a kapcsolás átbillen, és a kimenet az ellentétes kivezérlési határra kerül. Ez a feszültségváltozás az n bemeneten ellenkező irányú változást indít el, mely addig tart, amíg el nem érjük a másik triggerszintet. Hatására a kimenet eredeti áhapotába vált vissza. Az egyes feszültségeket az idő függvényében a 8.51. ábrán látjuk. A 8.42. ábra szerinti triggerszintek az Uy,,^^^ = - Uy,,^,^ = C/^^x feltétellel: C/M

= - a C / _ és U

= aU„

ahol a = Az C/^-re vonatkozó differenciálegyenletet a kapcsolásból közvetlenül fehrhatjuk: ±C^max-C/n

dt A C/„

RC

= 0) = C/bebe = ~^U^ax peremfeltétellel a következő megoldást kapjuk: l - ( l + a) • RC

Az C/beki = oíC/^ax triggerszintet l + oí = RCXVL

( = RC\n\

1+

IR^ — -

V

1-a Ri idő után éri el a kapcsolás. A periódusidő eszerint 2i?A

r = 2/1 = 2i?C In 1 +

2 /

H a i ? I = 7?2' akkor a periódusidő: r=

2 i ? C l n 3 » 2,2i?C.

/?2

—o

c

i

R

8.50. ábra. Komparátoros multivibrátor Periódusidő: T=2RC\n

\ 1+

R2

-u, 8.51. ábra. Multivibrátor jelalakjai

(8.5)

Multivibrátor .pontos Schmitt-triggerrel A 8.50. ábrán látható multivibrátor frekvenciastabihtását megnövelhetjük, ha a 8.48. ábrán látható pontos Schmitt-triggert használjuk fel. így a 8.52. ábrán látható kapcsolást kapjuk. A bekeretezett részt az N E 555 integrált időzítő áram­ kör (timer) tartalmazza, amely kisfrekvencián a legegyszerűbb kapcsolást eredmé­ nyezi. A külső beáhító elemektől függően multivibrátorként (8.52. ábra), mono­ stabil multivibrátorként (8.54. ábra), és pontos Schmitt-triggerként (8.48. ábra) egyaránt használható.

8.52. ábra. Multivibrátor időzítő áramkörrel (timerral) Periódusidő:

T = (R, + IRjjC

In 2 ^ 0,7{R^ + 2i?2)C

A belső feszültségelosztó által beállított küszöbszintek: + UJ3, ill. +2UJ3, azonban az 5 jelű kivezetés segítségével adott határok között kívülről is szabályoz­ hatók. Ha a kondenzátor feszültsége meghaladja a felső átkapcsolási küszöbérté­ ket, akkor R = L szintű. A tároló kimeneti feszültsége L állapotú lesz és a T tran­ zisztor kinyit. A C kondenzátor kisül az R2 ellenálláson keresztül, amíg eléri az alsó + UJ3 küszöbszintet. Ez a folyamat t2 = i ? 2 C l n 2 ^ 0,693 Ü^C ideig tart. A küszöbszint alatt 5 = L és a tároló visszabillen eredeti áhapotába. A kimeneti feszültség H állapotú lesz és a T tranzisztor lezár. A kondenzátor újra töltődik az i?i és R2 ellenállások soros eredőjén keresztül, amíg eléri a felső küszöbszintet. Ehhez = ( i ? i + i?2) C i n 2 ^ 0,693 (R^ + R2) C idő kell. Ezzel a rezgési frekvencia: 1

1,44

tAÍ2

(i?i + 2i?2) C

8.53. ábra. Időzítő áramkörös multivibrátor jelalakjai

A feszültség-idő függvényt a 8.53. ábrán láthatjuk. A 4 jelű Reset kivezetésen át a rezgést leállíthatjuk. Ha az 5 jelű kivezetésre feszültséget adunk, akkor a triggerszintet eltolhatjuk. Ezzel a idő és a multivibrátor frekvenciája változtatható. Ha az = +2UJ3 feszültség A t/5-tel megváltozik, akkor a feszültségváltozás:

Nem túl nagy feszültséglökettel viszonylag jó linearitású frekvenciamodulációt kapunk. 8.5.4. Monostabil multivibrátorok Az NE 555-ös időzítő áramkört (timert) egyes impulzusok előállítására is jól használhatjuk. Különböző külső elemekkel néhány jis-tól néhány percig tartó időzítés előállítására is megfelelők. Az egyes impulzusok előálhtására alkalmas kapcsolást a 8.54. ábra szemlélteti. Ha a C kondenzátor feszültsége túllépi a felső küszöbszintet, akkor a tároló törlődik, azaz a kimeneti feszültség L állapotú lesz. A T tranzisztor kinyit, és a kondenzátor töltése csökken. Mivel az alsó komparátor nincs kapcsolatban a C kondenzátorral, addig marad meg ez az állapot, amíg a tároló 2 jelű triggerbemenetére L impulzus jut. A bekapcsolási idő egyenlő azzal az idővel, amíg a konden­ zátor feszültsége 0-ról a felső +2UJ3 feszültségre nő. Ehhez / i = i ? i C In 3 »

1,1

R,C

idő keh. Ha ezalatt új triggerimpulzus kerül a bemenetre, akkor a tároló bebillent állapotban marad és az impulzus nem vált ki újabb időzítési ciklust. A feszültség­ menetet a 8.55. ábrán látjuk. A kapcsolási idő eltelte után a kondenzátort nem lehet tetszőlegesen rövid idő alatt kisütni, mert a tranzisztor kohektorárama korlátozott.

8.54. ábra. Időzítő áramkörös monostabil multivibrátor Bekapcsolási időtartam: t^ = i^^CIn 3 ^ 1 , 1 R^C

A kisütési időt feléledési időnek nevezzük. Ha ezalatt az idő alatt újabb triggerimpulzus kerül a bemenetre, akkor a kapcsolási idő lerövidül. Tehát az időzítés nem lesz pontos. Ugyanez érvényes, ha a triggerimpulzus hosszabb, mint a kapcsolási idő. Vannak olyan esetek, amikor az időzítést az előző kapcsolástól eltérően nem az impulzussorozat első impulzusától kell megvalósítani, hanem az utolsótól. Az ilyen tulajdonságú monostabil multivibrátorokat újraindítható (retriggerelhető) monostabil multivibrátoroknak nevezzük. Az N E 555-ös időzítő áramkör ilyen kapcsolását a 8.56. ábra mutatja. Ha a C kondenzátor feszültsége túllépi a felső küszöbszintet, akkor a tároló törlődik, és a kimenet az L állapotba kerül. A C kondenzátor azonban nem sül ki, mert a T tranzisztor nincs bekötve. Emiatt a C kondenzátor feszültsége + í/^-ig nő.

8.55. ábra. Monostabil multivibrátor jelalakjai

. . - X -

R R

&

y

&

y

0

R o-C

1

r 8.56. ábra. Üjraindítható monostabil multivibrátor Bekapcsolási időtartam: t^ = RiCln3^\,\ R^C

Ez a nyugalmi állapot. Egy megfelelő hosszúságú bemeneti pozitív impulzus T' tranzisztor bázisán kisüti a kondenzátort. Az alsó komparátor erre bebillenti a tárolót, így a kimenet H áhapotba jut. Ha az időzítésen belül új impulzus kerül a bemenetre, akkor a kondenzátor újra kisül, és a kimenet H állapotú marad. Csak akkor billen újra vissza, ha legalább Ji =

i?iCln3

idő eltehk, amíg nem jut a bemenetre inipulzus. Emiatt ezt a kapcsolást „Missing Pulse Detectornak" is nevezzük. A több egymást követő bemeneti triggerimpulzus hatására keletkező feszültségeket az idő függvényében a 8.57. ábra mutatja.

8.57. ábra. Újraindítható monostabil multivibrátor feszültség - idő ábrája

9. Logikai alapkapcsolások

A digitális készülékek első pillanatban viszonylag bonyolultnak tűnnek, pedig néhány logikai alapkapcsolás többszöri alkalmazásával kialakíthatók. Az alap­ kapcsolásokból a feladat megoldásához szükséges rendszert tisztán formális mód­ szerekkel alakíthatjuk ki. Ehhez a Boole-algebra nyújt segítséget, amelyet kapcsolásalgebrának is nevezünk. A következő szakaszokban ezért először a kapcsolásalgebra alapjait ismertetjük.

9.1. Logikai alapfüggvények A hagyományos algebrával ellentétben, a logikai változók csak két diszkrét értéket vehetnek fel, amit általában L-nek vagy logikai 0-nak, ill. H-nak vagy logikai l-nek nevezünk. Ezek a logikai értékek a 0 és 1 számoktól egyértelműen megkülönböztethetők, az összefüggésekből mindig nyilvánvaló, hogy melyikről van szó. A logikai változók között három alapvető kapcsolat van, mégpedig a konjunkció, diszjunkció és a negáció. A számalgebrára támaszkodva a következő­ képpen definiáljuk őket: szorzás vagy konjunkció: y = A X2 = - X2 = X1X2 , összeadás vagy diszjunkció: j = v X2 = + X2 , tagadás vagy negáció: y = x . Ezekre a számítási műveletekre a következő tételek érvényesek [9.1]: Kommutatív szabály:

^^^^ ^ ^^^^ ^ X i H-X2

=

X2 + X 1 ,

(9j^) (9 Ab)

Asszociatív szabály:

X, +

Xi ( X 2 X 3 ) =

(X1X2) X3 ,

(X2 + X3) =

( x i + X 2 ) + X3 .

{92a)

{92b) 195

Disztributív szabály:

^^^^^^^ ^

x,X2

+x,x,,

(9.3a)

Abszorpciós szabály: (9.4a)

Xi(xi + X2) = X i ,

+

=

.

(9.4é)

Tautológia: XX = X ,

(9.5a)

x + x = X.

{9.5b)

Negáció: xx = x + x=

(9.6a) 1.

{9.6b)

Kettős negáció {x) = x.

(9.7)

X1X2 = X1 + X2 ,

(9.8a)

X1 + X2 = Xi X2 .

(9.8Z?)

De Morgan-szabályok:

Műveletek 1-gyel és 0-val: X • 1 = X,

(9.9a)

x + 0 = X,

{9.9b)

x-0 = 0,

(9.10a)

x+1 = 1.

(9.10é)

Ő = 1,

(9.11a)

T = 0.

.

(9.11Z?)

E szabályok közül már sokat ismertünk az algebrából, de a (9.3Z?) és (9.4a és b), {9.5a és 6), (9.10é) számokra nem igaz, és számokra a negáció fogalma sem értelmezett. Pl. a 2x és x^ kifejezések a tautológia következtében a kapcsolásalgeb­ rában nem fordulnak elő. Felcserélve az egyenletpárokat, látható a dualitás fontos szabálya, ugyanis ha valamelyik azonosságban a konjunkciót diszjunkcióval és egyidejűleg O-t 1-gyel cseréljük fel, akkor azonosságot kapunk. A (9.9)...(9.11) egyenletek segítségével lehetővé válik a konjunkció és a diszjunkció kiszámítása x^ és X2 változó minden lehetséges értékére. A következő táblázatokban (9.1. ábra és 9.2. ábra) a konjunkció és a diszjunkció igazságtábláza­ tát adjuk meg. A konjunkció igazságtáblázatából látható, hogy j csak akkor 1, ha x^ és X2 is 1.

0 0 1 1

^2

y

0 1 0 1

0 0 0 1

9.1. ábra. Konjunkció igazságtáblázata

0 0 1 1

X2

y

0 1 0 1

0 1 1 1

9.2. ábra. Diszjunkció igazságtáblázata

Ezen az alapon nevezzük a konjunkciót ÉS-függvénynek. A diszjunkció igazság­ táblázatában y akkor 1, ha vagy x^, vagy X2 értéke 1, ezért a diszjunkciót VAGYfüggvénynek nevezzük. Mindkét függvény kibővíthető tetszőleges számú válto­ zóra. A kérdés most az, hogy a logikai műveletek hogyan valósíthatók meg áramkö­ rökkel. Mivel a- logikai változóknak csak két diszkrét értéke van, csak olyan áramkörök jöhetnek számításba, amelyek két, jól megkülönböztethető üzemi áhapotot vehetnek fel. A logikai változók megvalósításának legegyszerűbb megoldása a 9.3. ábrán látható kapcsoló. Megegyezés alapján a nyitott kapcsolóhoz logikai O-t, a zárthoz pedig 1-et rendelünk. A K kapcsoló tehát az x változót úgy képviseh, hogy ha X = 1, akkor zárva van. Az x változó megvalósítására x = l mellett nyitva van. ^ 2 ^

9.3. ábra. Logikai változó megvalósítása kapcsolóval

9.4. ábra. ÉS-áramkör

Elsőként határozzuk meg, hogy milyen logikai függvények adódnak, ha az x^ és X2 kapcsolót a 9.4. ábrán látható módon sorbakötjük. Az y függő változó értékét azzal jellemezhetjük, hogy az eredő kapcsolóáhapot a végpontok között nyitott-e vagy zárt. Mint látható, áram csak akkor folyhat, ha x^ és X2 zárva van, ekkor logikai értéke: 1. Következésképpen a kapcsolók soros kapcsolása logikai ÉSfüggvényt állít elő. Ennek megfelelően logikai VAGY-függvényt kapunk a kapcso­ lók párhuzamos kapcsolásával. A kapcsolólogika segítségével szemléletesen eüenőrizhetjük az előbb megadott tételek érvényességét. Példaként ellenőrizzük a tautológia tételét. A 9.5. ábrán a (9.5a) egyenlet két oldalát ábrázoltuk kapcsolók segítségével. Látható, hogy a meg­ adott azonosság teljesül, ha a két soros kapcsolót egyidejűleg zárjuk vagy nyitjuk, vagyis hatásuk kívülről nézve ugyanolyan, mint egyetlen kapcsolóé. A logikai változók értékét elektromos feszültségek is képviselhetik. Ilyeneket már a 8.1. szakaszban megismertünk. Ott két szintet különböztetünk meg, mégpe­ dig a / / é s L szinteket, ezekhez most az 1 és a 0 logikai értékeket rendeljük hozzá.

—o 9.5. ábra. A tautológia szemléltetése xx = x

X2«

x,. -y=XiX2 . . . X n

9.6. ábra. ÉS-kapu rajzjele Xi.

X2.

X,X2

X2.

=1 "y=Xi+X2+...+Xn

9.7. ábra. VAGY-kapu rajzjele

-y=x

9.8. ábra. NEM-kapu rajzjele

x,. X2>

^j^y=x,+X2

•y=x, X2

9.9. ábra. ÉS-kapu régi rajzjele

9.10. ábra. VAGY-kapu régi

9.11. ábra. NEM-kapu régi

rajzjele

rajzjele

A pozitív logika a i / = 1 és az L = 0 megfeleltetést jelenti. Ezzel ellentétes hozzá­ rendelés is lehetséges, ezt negatív logikának nevezzük. A logikai alapfüggvények erre alkalmas elektronikus áramkörökkel valósítha­ tók meg. Az ilyen áramköröknek egy vagy több bemenetük és egy kimenetük van. Általános gyűjtőnevük kapu. A bemeneti feszültségszintek és a logikai függvény határozza meg a kimeneti szintet. Mivel nagyon sok elektronikus lehetőség adódik ugyanazon logikai függvény megvalósítására, ezért az egyszerűség kedvéért áram­ köri jelöléseket vezetünk be, amelyek a belső felépítéstől függetlenül csupán a logikai függvényt jelölik. Ezeket a jelöléseket a 9.6. ..9.8. ábrán foglaltuk össze. Magyarázó leírás például a [9.2] és [3.4] irodalmakban található. Mivel a digitáhs technikában a feszültség, mint fizikai mennyiség érdektelen, és csak az általa képviselt logikai áhapot lényeges, ezért a be- és kimeneteket nem Ul, U2'" stb-vel, hanem közvetlenül a logikai változóval jelöljük. (A korábban használt jelöléseket a 9.9. ..9.11. ábrákon foglaltuk össze.)

92. Logikai függvények előállítása A digitális technikában a feladatokat többnyire függvénytáblázat formájában adjuk meg, amelyet igazságtáblázatnak is nevezünk. Az első feladat az, hogy találjunk olyan logikai függvényeket, amelyek a függvénytáblázatnak eleget tesz­ nek. Ezután az áramkört a logikai alapkapcsolások megfelelő kombinációival megvalósítjuk. A logikai függvények fehrására sokszor a diszjunktív normálalakot használjuk. Felírásához a következőképpen járunk el: 1. A logikai függvény diszjunktív normálalakjának meghatározására először minden olyan sort megkeresünk a függvénytáblázatban, amelyben az y kimeneti változó logikai 1 értékű.

2. Minden ilyen sorban képezzük a bemeneti változók konjunkcióját, tehát Xft írunk, ha a függvénytáblázatban az illető változónál l-es áh, egyébként pedig Xj-at. Ilyen módon éppen annyi konjunkciót kapunk, mint ahány y = l eset van. 3. A keresett függvényt végül úgy kapjuk meg, hogy az összes konjunkció diszjunkcióját képezzük. Az eljárást a 9.12. ábrán látható igazságtáblázat segítsé­ gével mutatjuk be. A 3., 5. és 7. sorban y = l. Először képezzük e sorok bemeneti változóihoz tartozó konjunkciókat. Sorok 1 2 3 4 5 6 7 8

0 0 0 0 1 1 1 1

X2

^3

y

0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1

0 0 1 0 1 0 1 0

9.12. ábra. Példa egy igazságtáblázatra

3. sor:

= -^i-^a-^s ?

5. sor:

= -^i^a-^s ?

7. sor:

= X1X2X3 .

A keresett függvény a konjunkciók diszjunkciójaként adódik: y = K, + Ks + K,, y = X1X2X3 + X1X2X3 + X1X2X3 .

Ez a keresett logikai függvény diszjunktív normálalakja. Az egyszerűsítéshez alkal­ mazzuk először a (9.3a) egyenletet, akkor a következőt kapjuk: y = [X1X2 + X1 (X2 + X2)]X3 .

A (9.6b) és (9.9a) egyenletek további egyszerűsítést tesznek lehetővé: y = (XiX2 + Xi)X3 .

A (9.3Z?) egyenlet felhasználásával: y = (X1 + X2) (Xi + x i ) x 3 .

Végül a {9.6b) és (9.9a) összefüggés újabb alkalmazásával megkapjuk a vég­ eredményt: _ y = (Xi + X2)X3 .

Azokban az esetekben, amikor a sorok többségéhez y = l kimeneti változó érték tartozik, előnyösebb a konjunktív normálalak. Ekkor azokat a sorokat keressük

meg a függvénytáblázatban, amelyeknél y = 0. Minden ilyen sorra képezzük minden bemeneti változó diszjunkcióját úgy, hogyxj-t irunk, ha a függvénytáblá­ zatban az ihető változónál 0 áll, egyébként pedig x-at. Ilyen módon éppen annyi diszjunkciót képezünk, mint ahány sorban y = 0. Végül a keresett függvényt úgy kapjuk meg, hogy az összes diszjunkció konjunkcióját képezzük. Alkalmazzuk ezt a módszert az előbbi függvénytáblázat esetére. Először képezzük a sorok diszjunk­ cióját. Az 1., 2., 4., 6., és 8. sorban y = 0. 1. sor:

=

+

X2 + X 3 ,

2. sor:

D2

= x^ +

X2 + X 3 ,

4. sor:

1)4

= x^ +

X2 + X 3 ,

=

X1 + X2 + X 3 ,

8. sor: Dg =

X1 + X2 + X3.

6. sor:

A keresett logikai függvény konjunktív normálalakja a junkciójaként adódik: y =

Di...Dg

diszjunkció kon-

( x i + X2 + X3) ( x i + X2 + X3) ( x i + X2 + X3) ( x i + X2 + X3) ( x i + X2 + X 3 ) .

Látható, hogy az y kifejezés lényegesen bonyolultabb, mint a diszjunktív normál­ alak. Ez azért van így, mert a függvénytáblázatban y öt esetben 0, és csak három esetben 1. Ha a felírt összefüggést a (9.1). ..(9.11) tételek alkalmazásával leegysze­ rűsítjük, akkor a (9.12)-vei egyező végeredményt kapjuk: y = (XI + X2)X3 .

A logikai függvények egyszerűsítése során - felhasználva az előzőekben meg­ adott tételeket - könnyen megeshet, hogy nem veszünk észre egy lehetséges egyszerűsítést. Ennek oka főként az, hogy az egyik disztributív szabály (a (93b) egyenlet) gyakorlat híján nehezen ismerhető fel. Ilyen esetben előnyös, ha az egyszerűsítésre váró egyenlet negáltját képezzük. Bonyolultabb egyenletekre is minden nehézség nélkül alkalmazhatjuk a De Morgan-szabályt, ugyanis csupán a ( + ) művelet helyett ( • ) műveletet végzünk és viszont, ezenkívül a változókat és konstansokat negáljuk. Az így átalakított egyenlet többnyire könnyen tovább egyszerűsíthető. Úgy jutunk a végeredményhez, hogy az egész egyenletet még egyszer negáljuk. 9.2.1. Karnaugh-diagram A Karnaugh-diagram egy másik fontos segédeszköz, amellyel a lehető legegy­ szerűbb alakú logikai függvények állíthatók elő. Ez a diagram nem más, mint az eredeti függvénytáblázat más elrendezésben. A bemeneti változók értékeit ebben az esetben nem egyszerűen egymás alá írjuk, hanem a sakktáblaszerűen felosztott tábla vízszintes és függőleges szélein helyezzük el. Páros számú bemeneti változó esetén a változók felét az egyik oldalra, a másik felét pedig a háló másik szélére

írjuk. Páratlan számú változó esetén az egyik oldalra egyel több változó kerül, mint a másikra. A bemeneti függvényértékek különböző kombinációinak elrendezését úgy kell végrehajtani, hogy mindig csak egy változó értéke változzon, ha az egyik kockából a szomszéd kockába lépünk át. A táblázatba beírjuk még a táblázat szélein álló bemeneti változók értékeihez tartozó y kimeneti változóértékeket is. A 9.13. ábra az ÉS-függvény igazságtáblázatát két változóra, a 9.14. ábra pedig a hozzá tartozó igazságtáblázatot tartalmazza.

0 0 1 1

X2

y

0 1 0 1

0 0 0 1

9.13. ábra. ÉS-függvény igazságtáblázata

0

1

0

0

0

1

0

1

9.14. ábra. ÉS-függvény Karnaugh-diagramja

A Karnaugh-diagram tulajdonképpen az igazságtáblázat leegyszerűsített for­ májú ábrázolása, amelyből a hozzá tartozó logikai függvény diszjunktív normál­ alakja a már leírt módon megkapható. A módszer előnye az, hogy a lehetséges egyszerűsítések könnyen fehsmerhetők. Ezt a gyakorlatban a következő táblázat és a 9.15. ábra példájával szemléltetjük: Xi

X2

•^3

X4

y

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

1 1 1 1 1 0 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1

00

00

T] B

01

10

1)

01

10

ri7

9.15. ábra. Igazságtáblázat a hozzá tartozó Karnaugh-diagrammal

Állítsuk elő a diszjunktív normálalakot. Ehhez először a korábban leírtak szerint minden olyan mezőnek a bemeneti változókból álló konjunkcióját képez­ zük, ahol 1 áh. A bal felső mezőre a következő konjunkció adódik :

A tőle jobbra levő mező konjunkciója:

Ha végül az összes konjunkció diszjunkcióját képezzük, akkor többek között a következő kifejezés szerepel az eredményben: K-^ ~í~ K2 ~

X-^X2X2'^4-

•^l'^2'^3'^4 *

A kifejezés egyszerűsíthető: •K-^ ~1~ K2 ~

X 1X2^4.

X2) ~

'^l-^3'^4 •

Ebből látható a Karnaugh-diagram általános egyszerűsítési szabálya. Ha a Karna­ ugh-diagram szomszédos mezőiben l-esek állnak, akkor a diszjunktív normálalak előáhítása során csak azoknak a bemeneti változóknak a konjunkciója szerepel, amelyek a szomszédos mezők minden csoportjában közösek. Példánkban eszerint, a 9.15. ábra alapján, a B két elemes csoportra a ~

X 1X^X4.

egyszerűsített eredményt közvetlenül kapjuk, amely megegyezik az előzőekben megadott függvénnyel. Azok a mezők is belevonhatók egy ilyen csoportba, ame­ lyek a bal és jobb oldah szélen egy sorba vagy a felső és alsó szélen egy oszlop­ ba esnek. Például a 9.15. ábrán így kaptuk a negyedik oszlop alsó és felső mezejé­ ben található egyenesekből az A kettős csoportot. Erre a következő eredményt írhatjuk fel: ~

X1X2X4.

.

Ugyanilyen egyszerűsítési szabály érvényes egy csupa l-esből álló sorra vagy oszlopra, pl. a 9.15. ábrán látható D csoportra. Erre a Kjy

=

X1X2

összefüggést kapjuk. A harmadik fontos eset, amire az egyszerűsítő szabály alkal­ mazható, a 9.15. ábrán látható C négyes csoport, amelyre:

A diszjunktív normálalakra a következő leegyszerűsített végeredményt kapjuk:

y = X1X2X4 + X1X3X4 + X1X3 + X1X2 .

9 3 . Származtatott alapfüggvények A korábbi fejezetekben bebizonyítottuk, hogy tetszőleges logikai függvény a VAGY-, ÉS-, NEM-alapfüggvények megfelelő kombinációjával előáhítható. A származtatott alapfüggvények egyes tagjai a kapcsolástechnikában olyan gyak-

Bemeneti változók

y==Xi =

XI

^ 1

ES X2

=

&Ky!x2^

XI

NE

+

= XI K I Z V

X2

=

XI

X2==

>; = X I + =

A N T I V X 2

X2

=

= XI K I Z N V X 2 = XI

=

E K V I V X 2

^ 1

^X2-^

X2-

9.16. ábra. É S - ill. VAGY-függvéiiyekből származtatott alapfüggvények

ran fordulnak elő, hogy megkülönböztetésül külön nevet is kaptak. Igazságtáblá­ zatukat két bemeneti változó esetén és áramköri jelölésüket a 9.16. ábrán összefog­ laltuk. A N E M - VAGY - (NV) és N E M - ÉS - (NÉ)-függvényeket a VAGY- iü., ÉS-függvények negációjával kapjuk. (NEM - VAGY-not or; N E M - ÉS-not and): A táblázat alapján: (9.12)

X1NÉX2 = X1X2 =

+ X2 .

(9.13)

Az ekvivalenciafüggvény esetén y akkor 1, ha minden bemeneti változó egyenlő értékű. A diszjunktív normálalak képzésekor az igazságtáblázatból az

^ 3 = X1EKVIVX2 = X1X2 + X1X2 Összefüggést kapjuk. Az antivalenciafüggvény az ekvivalenciafüggvény negáltja, amelynél y csak akkor 1, ha a bemeneti változók különbözők. A diszjunktív normálalak: _ y^ = = XIANTIVX2 = X1X2 + X1X2 . Az antivalenciafüggvénynek még egy másik jelentése is adódik az igazságtáblázat­ ból : az hogy a VAGY-függvénnyel azonos, kivéve, ha minden bemeneti változó értéke: 1. Ezért kizáró VAGY-függvénynek is nevezzük. Ennek megfelelően az ekvivalenciafüggvény is kizáró N E M — VAGY-függvényként jelölhető. Ha integrált áramkörökkel építünk fel egy áramkört, gyakran elkerülhetetlen, hogy kizárólag N E M —ÉS- vagy N E M — VAGY-kaput használjunk. Ehhez a logikai függvényt úgy kell átalakítani, hogy csak a használható alapfüggvények szerepeljenek benne. Ezt a legegyszerűbb módon úgy tehetjük meg, hogy először felírjuk az összefüggéseket az alapfüggvényekkel. Az ÉS-függvényre:

•^1-^2

~~

X1X2 = X I X

XJ^X2

—

XJ^NÉx2

,

X1+X2 = X1NVX2 .

Kapufajta

Logikai függvény NEM-ÉS

NEM-VAGY

C &. ^ y = x

NEM

H:

& c

ÉS

>^y=x

& >—y=x,-X2 X

2

^

&

VAGY

&

>*y=x,+X2

^1

—

Sl

=1;

=1 : ^ y = x i

& 9.17. ábra. Alapfüggvények megvalósítása N E M - V A G Y - és NEM - ÉS-kapukkal

A VAGY-függvényre:

Ebből kapjuk a 9.17. ábrán feltüntetett megoldási lehetőségeket.

9 A . Logikai alapáramkörök kapcsolástechnikai megvalósítása Az előző szakaszokban már logikai áramköröket használtunk anélkül, hogy belső felépítésüket ismernénk. Ez a tárgyalási mód azért indokolt, mert napjaink­ ban a digitális áramkörtechnikában majdnem kizárólag integrált áramköröket használnak, amelyeknek tápfeszültség-csatlakozási pontokon kívül csak bemeneti és kimeneti kivezetései vannak. Egy-egy alapáramkör megvalósítására egész sor áramkörtechnikai megoldás létezik, amelyek teljesítményfelvételben, tápfeszültségigényben, H és L szintben, sebességben és kimeneti terhelhetőségben térnek el egymástól. Az áramkörtípusok helyes megválasztása érdekében, ismerjük meg nagy vonalakban belső fel­ építésüket is. A következő pontokban összefoglaljuk a legfontosabb áramkör­ családokat. Az integrált áramkörök összekapcsolása során gyakran több bemenetet kell egy kimenetre kapcsolni. Mivel csak azonos áramkörcsaládhoz tartozó integrált áramkörök jöhetnek számításba, ezért megadható, hogy egy kimenet maximáhsan hány bemenettel terhelhető. Ez a szám a kimeneti terhelhetőség (fan out). Előfor­ dulnak olyan bemenetek is, amelyek a kimenetet a szokásosnál jobban terhehk. Az

ilyen áramkörök bemeneti terhelése (fan in) nagyobb, mint 1 egységterhelés. A di­ gitális áramkörök összekapcsolása során valamely kimenetet terhelő bemeneti egységterhelések összege nem lehet nagyobb, mint amit az illető áramkör maximá­ hs kimeneti terhelhetősége megenged. A 10-es kimeneti terhelhetőség tehát azt jelenti, hogy a kimenet 10 egységterhelést visel el. H a a kimeneti terhelhetőség nem megfelelő, akkor az egyszerű kapu helyett egy teljesítményfokozatot (buffert) kell közbeiktatni. Egy kapu minden bemeneti állapotához meghatározott kimeneti állapot tarto­ zik. A 8. fejezetben leírtak szerint ezeket az állapotokat i7és L jellel különböztetjük meg attól függően, hogy a feszültség U^^^-néá nagyobb, vagy U^^^-nél kisebb. Valamely kapu működésének szinttáblázata a 9.18. ábrán látható. X2

U2 L L H H

L H L H 9.18. ábra. Példa a szinttáblázatra

H H H L

X2

y

y

0

0

1

1

1

0

0

1

1

1

0

0

1

0

1

0

1

0

1

1

0

0

0

1

9.19. ábra. Pozitív logikájú igazságtáblázat: NEM-ÉS-függvény

9.20. ábra. Negatív logikájú igazságtáblázat: NEM-VAGY-függvény

A kapu által megvalósított logikai függvény azonban nem egyértelmű, ha a szintállapot és a logikai állapot közötti kapcsolat nincs tisztázva. A hozzárendelés önkényes is lehet, de egy készüléken belül egységesnek és értelemszerűnek kell lennie. A H ^ l és L^O összerendelést pozitív logikának nevezzük. Példánkban a 9.19. ábrán látható igazságtáblázatot kapjuk, amely a N E M - VAGY-függvénnyel azonosítható. A H^O

és

L ^ l

összerendelést negatív logikának nevezzük. Negatív logika esetén példánkra a 9.20. ábrán látható igazságtáblázatot kapjuk, ami nem más, mint a NEM— VAGYfüggvény. Egy és ugyanazon áramkör a logika megválasztása szerint egyszer N E M VAGY-, másszor pedig N E M - ÉS-kapcsolásként működik. H a a megvalósítandó függvény adott, és eldöntöttük, hogy melyik áramkörcsaláddal valósítjuk meg, akkor azt a logikát alkalmazzuk, amelyikkel egyszerűbb a kapcsolás. H a negatív logikára térünk át, a függvényeket a következőképpen kell megcserélnünk : NV VAGY NEM

< = > < = > < = >

NÉ, ÉS, NEM.

9.4.1. EUenáUás-tranzisztor logika (RTL) Az RTL áramkörök képviselik az átmenetet pl. a 8.10. ábrán látott telített logikájú tranzisztoros billenőkapcsolásoktól az integrált technikával készült áram­ körök felé. H a a 9.21. ábrán legalább egy RTL-kapu bemenete H állapotú, akkor 3,6 V 1,5 kíí

i

R2

3,6 ka

I

1

9.21. ábra. MC 717 típusú RTL NEM - VAGY-kapu Teljesítményfelvétel: P, = 5 m W ; Kapukésleltetés: tf = 25 ns

a hozzá tartozó tranzisztor kinyit, és a kimenet L szintre kerül. Tehát pozitív logikában N E M - VAGY-függvény van. A viszonylag kisohmos soros bázisellenáhás miatt kis áramerősítési tényezőjű tranzisztorok is telítésbe kerülnek. Ebből azonban kis kimeneti terhelhetőség adódik. E szempontból az ezután következő megoldások lényegesen jobbak. Az R T L áramköröket ma már nem használjuk.

9,4,2. Dióda-tranzisztor logika (DTL) A 9.22. ábrán látható D T L kapcsolásban a kimeneti tranzisztor bázisárama az i ? i ellenáháson folyik, ha mind a D^, mind a bemeneti dióda le van zárva, azaz mindkét bemenet feszültsége H szintű. Ez esetben a T^ tranzisztor kinyit és kimenete L szintű lesz. Pozitív logikában eszerint N E M - ÉS-függvényt kapunk. +5V

+5V

1

Dl

1 2k£2

D3 /?2

5k£2

i i

9.22. ábra. MC 849 típusú DTL N E M - É S - k a p u Teljesítményfelvétel: P,= \5 m W ; Kapukésleltetés: tf = 25 ns

1

Ha kimenetére N E M — ÉS-kaput kötünk, akkor a kimenet //szintű lesz. A fokozat bemenetét viszont csak az előző fokozat terheli. H állapotban ezért a kimenet + C/, szintű. A D T L áramköröknek a telítéses működés miatt nagy kapukésleltetési idejük van, ezért nem használjuk őket.

9.4.3. Lassú, zavarbiztos logika (LSL) A nagy zavaróhatásnak kitett kapcsolásokban módosított D T L áramköröket használunk és a D3 kettősdiódát Z diódával helyettesítjük (9.23. ábra). így az átkapcsolási szint a bemeneten kb. 6 V-ra nő. 12 V-os tápfeszültségnél 5 V-os zavartávolságot kapunk. A LSL kapcsolás kimeneti terhelhetőségének növelésére

•.•12V

+12V

1

1

9,1 kii

Dl ^1

+12V

JL 390ÍÍ

D3 6,8 ka

I

D7

I

2,2kfi

9'23. ábra. FZH 101A típusú LSL NEM - ÉS-kapu Teljesítményfelvétel: = 180 mW; Kapukésleltetés: tf = 175 ns

a 8.6. ábrán megismert ellenütemű végfokozatot használjuk. Lassú tranzisztorok alkalmazásával a kapcsolási idő nagyon megnő, és még tovább növelhetjük, ha a bemenetre kívülről kondenzátort is kapcsolunk. így a rövid zavaró impulzusok még akkor is hatástalanok maradnak, ha amphtúdójuk nagyobb, mint a zavartá­ volság. 9.4.4. Tranzisztor - tranzisztor logika (TTL) A TTL kapuk elvileg úgy működnek, mint a D T L áramkörök. Eltérés csupán a diódás kapuk és a erősítő kivitelében van. A 9.24. ábrán látható közönséges integrált TTL kapuban a diódákat több emitterű (multiemitteres) tranzisztorral helyettesítettük. H a minden bemenet H állapotú, akkor az R^-en átfolyó áram a bemeneti tranzisztor kinyitott bázis — kollektor diódáján át folyik R2 bázisára és azt kinyitja. Ha akár csak egy bemenetre is alacsony feszültségszintet adunk, akkor a hozzá tartozó bázis — emitter dióda kinyit, és T2 bázisárama megszakad. To lezár és a kimenet H szintre kerül.

5V

• 5V

+ 5V

f

1

1 130Í2

1,6 kSJ

5ZD

1

«3

IkQ

1

1

9.24. ábra. 7400 típusú TTL N E M - É S - k a p u Teljesítményfelvétel: P,= 10 m W ; Kapukésleltetés: tf = 10 ns

A TTL áramkörök erősítői a T2 meghajtótranzisztorból és az ellenütemű (totem pole) végfokozatból állnak. Ha T2 kinyit, akkor T 3 is vezet, és T 4 lezár. A kimenet L szintű lesz, és a T 3 tranzisztor nagy áramot képes felvenni, mely pl. a kimenetre csatlakoztatott kapubemenetből származik (L állapotban a bemene­ tekből folyik ki áram!). Ha T2 lezár, akkor lezár T 3 is. A T 4 tranzisztor kinyit, és a kimeneten H szint jelenik meg. Az emitterkövetőként működő tranzisztor ebben az esetben nagy kimenő áramot képes leadni, és a terhelő kapacitások így gyorsan feltöltődhetnek. A 9.24. ábrán látható elrendezést az integrált TTL kapcsolásokban ma már egyre kevésbé használják a tranzisztorok tehtéses működése miatt fellépő nagy kapukés­ leltetési idők miatt. A telítéses működés megakadályozására az egyik módszer az, hogy a 9.25. ábra szerint Schottky-diódát kötünk a kollektor — bázis átmenettel párhuzamosan. A dióda negatív visszacsatolást hoz létre, ha kinyit, és így meggátolja, hogy a nyitott tranzisztor kohektor - emitter feszültsége 0,3 V alá csökkenjen. Az így elő­ állított „Schottky-tranzisztor"-okból álló TTL kaput látunk a 9.26. ábrán. Ez tulajdonképpen egy kisfogyasztású, Schottky (LS)' TTL kapu kapcsolási rajza. A 9.24. ábrán látható hagyományos TTL kapuhoz viszonyítva a Schottky-áramkör ellenállásainak értéke kb. ötszörös. Teljesítményfelvétele ezért ötödrésze az előzőnek, csak 2 mW. Ennek ellenére működése nem lassúbb, kapukésleltetése C Q

Bo-

C o Bo-

6 E

ó E

9.25. ábra. Schottky telítésgátló diódás tranzisztor, valamint jelölése

l

+5V 20 kii

i

+5V

+5V

i

120£i

Dl

1

3ka

1

I

1

9.26. ábra. 74 LSOO típusú kisfogyasztású Schottky (LS) TTL kapu Teljesítményfelvétel: F^ = 2 m W ; Kapukésleltetés: tf = 10 ns

csak 10 ns. A bemeneti diódák a D T L kapcsoláshoz hasonlóan egymástól elszigetelt diódák. A végfokozatban szükséges potenciáleltolást végző diódát a T3 Darlington-tranzisztor helyettesíti. Kis teljesítményfelvételű, vagyis kisfogyasztású Schottky (LS) TTL inverter átviteli karakterisztikáját a 9.27. ábrán látjuk. Látható, hogy a küszöbszint kb. 1,1 V4,8 4,0 3.2 2,4

>: 1,6 0,8 0

0,4

0,8

1;6

2,0

2,4

2,8

9.27. ábra. Kisfogyasztású Schottky-TTL inverter átviteli karakterisztikája A vonalkázott rész: toleranciahatárok

nál van. A specifikált határokat jelentősen túlteljesítjük: a bemeneten megenged­ hető legnagyobb L szintnél, 0,8 V-nál a kimeneten legalább 2,4 V; — másrészt a legkisebb bemeneti H szintnél, 2 V-nál a kimeneti L szint maximálisan 0,4 V kell hogy legyen. Nyitott koUektoros (open coUector) kimenetek Minduntalan találkozunk olyan feladattal, hogy nagyon sok kapukimenet jelét kellene eredő logikai kimeneti jel kialakításához összekapuzni. így pl. 20 kimenetnél 20 bemenetű kapu kellene, és ehhez 20 külön vezetéket kellene odave­ zetni. Ezt a problémát áthidalhatjuk, ha nyitott koUektoros kimenetű kapukat

Rr

Pl 1 9.28. ábra. Nyitott kollektoros kimenetű kapuk huzalozott logikai összekapcsolása

(open collector) használunk. Az ilyen kapuk kimenetén csupán egyetlen tranzisztor van, amelynek emittere a földre van kötve (9.28. ábra). Ezek a kimenetek, szemben az ellenütemű végfokozatokkal, párhuzamosíthatok és közös kollektor-ellenállás­ sal működhetnek. A kimeneti feszültség csak akkor lesz H szintű, ha minden kimenet H áhapotú. Ez ÉS-függvény a pozitív logikában. Az L szint akkor áll elő a kimeneten, ha leg­ alább egy vagy több kimenet L áhapotú. Negatív logikában tehát VAGY-függvényt kapunk. Mivel a függvény huzalozással valósul meg, ezért huzalozott logiká­ jú ÉS-, ih. huzalozott logikájú VAGY-kapcsolásról beszélünk. Mivel a kimenetek csak L állapotban kisohmosak, active-low kimeneteknek is nevezzük ezeket. A hu­ zalozott logikájú ÉS - (wired and) függvények logikai szimbólumát a 9.29. ábrán ábrázoltuk. Nyitott kollektoros kimenettel logikai VAGY-függvényt is készíthetünk, ami­ kor a huzalozott logikájú ÉS-függvény bemeneti és kimeneti változóinak negáltjaival dolgozunk. A De Morgan-szabály szerint:

A kapcsolást a 9.30. ábra mutatja. A nyitott kollektoros kimenetek hátránya, hogy a kimeneti feszültség felfutási sebessége kisebb, mint az ehenütemű végfokozatoké, mert a parazita kapacitások itt csak az RQ ellenálláson keresztül töltődhetnek át. Etekintetben a nyitott kohektoros TTL kapuk hátránya megegyezik a 9.2L ábrán látott RTL kapuk hátrányá­ val. A logikai függvényt R T L kapuknál is értelmezhetjük huzalozott ÉS-függvényként. ^5V

1 &

y2 Cl

G2

G„

9.29. ábra. Huzalozott ÉS-függvény ábrázolása logikai jelekkel. A kapun belüli £2. szimbólum jelenti a nyitott kollektoros kimenetet

+5V

i

Rc &

J y2 9.30. ábra. Nyitott koUektoros kimenetekkel kialakított VAGY-függvény

Háromállapotú (tristate) kimenetek Más fontos alkalmazási területen is lényeges egyszerűsítés érhető el a kapuk kimeneteinek párhuzamosításával akkor, ha egy vezetékre fűzött több kapu közül mindig az egyik logikai állapota kell meghatározza a kimeneti áhapotot. Ilyenkor buszrendszerről beszélünk. A feladatot ugyancsak a 9.29. ábra szerinti nyitott koUektoros kapukkal lehet megoldani, amikor legfeljebb egy kivételével, minden kimenet nagyohmos H álla­ potú. A nagy felfutási idő okozta elvi hátrány ebben a speciális esetben megszűnik, ha nyitott kohektoros kapu kimenet helyett háromállapotú kimenetet használnak. Ez a kimenet valódi ellenütemű kimenet azzal a járulékos tulajdonsággal, hogy egyfajta külön vezérlőjelre nagyohmos áhapotba kerülhet. Ezt az áhapotot Z álla­ potnak vagy harmadik állapotnak is nevezzük. t5V EN^

. r-C

X^

<

&

&

^2

EN

L

X*

9.31. ábra. Három állapotú inverter

1V

9.32. ábra. Háromállapotú inverter áramköri jelölése

A kapcsolástechikai áramköri elvet a 9.31. ábrán látjuk. Ha az enable, engedé­ lyező jel EN -= 1, akkor a kapcsolás hagyományos fázisfordítóként működik: ha X = \, akkor = 0 és Z2 = 1, vagyis ekkor zár és T 2 nyit. Ha x = 0, akkor Ti nyit ki és T2 lezár. Ha EN = 0, akkor = Z2 = 0 és mindkét kimenet lezár. Ez a nagyohmos Z áhapot. A kis teljesítményfelvételű Schottky - TTL áramkörök kedvező elektromos tulajdonságai, nagy típusválasztéka, olcsó ára miatt a leggyakrabban alkalmazott áramkörök. A különböző Schottky - TTL áramkörcsaládok összehasonhtó táblázatát a 9.46. ábra tartalmazza.

Emittercsatolt logika (ECL) A 4.44. ábrán már láttuk, hogy kb. 100 mV bemeneti feszültségkülönbséggel vezérelt differenciálerősítő IQ árama hol az egyik, hol a másik tranzisztoron folyik a vezérléstől függően. Két jól meghatározott állapot lehetséges, ugyanis IQ = = / Q , vagy 4 = 0. E tulajdonságánál fogva áramkapcsolónak is nevezzük. Ha megfelelő­ en kis ellenállások alkalmazásával biztosítjuk, hogy a kollektor-ellenállásokon kis feszültségváltozások jöjjenek létre, akkor meggátolhatjuk azt, hogy a vezető tran­ zisztor kapcsolóüzemben telítésbe menjen. A 9.33. ábra szemléltet egy jellegzetes ECL kaput. A T 2 és T 3 tranzisztorok differenciálerősítőt alkotnak. T 3 bázisára a feszültségosztó állandó U,^f állandó feszültséget ad. Ha minden bemeneti feszültség L állapotú, akkor a és T2 tranzisztorok zártak. Ebben az esetben az emitteráram a T 3 tranzisztoron folyik és i?2"^ feszültségesést hoz létre. Az [7^11 kimeneti feszültség L, az U,,2 pedig H áhapotú. Ha legalább egy bemeneti feszültség H szintű, akkor a kimenetek logikai áhapota felcserélődik. így pozitív logikában C/kü-re vonatkoztatva VAGYfüggvény, C/ki2-re pedig N E M — VAGY-függvény adódik. Vizsgáljuk meg a kapcsolás feszültségviszonyait! Nézzük azt az esetet, amikor pl. T 3 zár, akkor i?2-n csak kis, kb. 0,2 V feszültség esik, amit T 5 bázisárama okoz. T 5 emitterfeszültsége ebben az esetben — 0,9 V. Ezzel — 0,9 V-os kimeneti H szint adódik. Ha ezt a feszültséget pl. a T 2 bázisára adjuk, akkor a tranzisztor emitterfe­ szültsége : C/E = - 0 , 9 V - 0 , 7 V = - 1 , 6 V .

'

510

-5,2 V

-5.2 V

-5.2 V

1

-5.2 V

9.33. ábra. MC 10102 típusú ECL N V - V A G Y kapu. Az és R^ eUenáUásokat kívülről kell csatlakoztatni az áramkörhöz A kapu veszteségi teljesítménye: — mW; Rs, ill. RQ ellenállás veszteségi teljesítménye: Kapukésleltetés:

F^^ = 30 m W ; t^ = 2 ns

9.34. ábra. ECL kapu átviteli karakterisztikája az M C 10000 sorozatból A vonalkázott terület: toleranciahatár

Ahhoz, hogy T2 ne kerüljön tehtésbe, kollektor - emitter feszültsége nem kerülhet 0,6 V alá. Ebből következik, hogy a minimáhs kollektorfeszültség: Uc = - 1 , 6 V +0,6 V = - 1 , 0 V , amivel a kimeneti L szint - 1,7 V-ra adódik. A T3 tranzisztor bázisfeszültségét úgy kell megválasztani, hogy U^^^ = —0,9 V bemeneti feszültség hatására a bemeneti tranzisztorok biztosan kinyissanak, és U^^^, = - 1,7 V hatására biztosan lezárja­ nak. Ez a feltétel úgy teljesíthető a legjobban, hogy U^^-at U^^^ és U^-^j, számtani közepére állítjuk be, tehát kb. - 1,3 V-ra. A teljes átviteli karakterisztikát a 9.34. ábra szemlélteti. Látható, hogy a küszöbszint - 1,3 V-nál van. A legnagyobb meg­ engedhető L szint, - 1 , 5 V mellett a N E M - VAGY kimeneten legalább - 1 , 0 V H szint szükséges. A legkisebb bemeneti H szintnél, —1,1 V-nál az L szint a kimeneten maximum - 1,65 V lehet. Eltérően az eddigi logikai áramköröktől, a bemeneti feszültséget H állapotban a fentiek alapján nagyon szűk korlátok között kell tartani. A —0,8 V-ot nem haladhatja meg, mert az illető bemeneti tranzisztor telítésbe kerül. A N E M VAGY-kapu átviteli karakterisztikáján a kimeneti feszültségnek - 0,4 V bemeneti feszültségnél töréspontja van. A további feszültségnövekedés növeli az UQ kollek­ torfeszültséget az emitterfeszültséggel együtt a tranzisztor telítéses működése miatt, és ezzel együtt az U^^ kimeneti feszültség is nő. A 9.34. ábrán látható, hogy a logikai szint sokkal közelebb van a nullfeszültséghez, mint a negatív tápfeszültséghez. Ezenkívül a tápfeszültség értéke nem egyezik meg a H szinttel, mert a H szintet csak az emitterkövető bázis - emitter feszültsége határozza meg. Ha a tápfeszültség negatív ágát a nullfeszültséghez kötöttük volna, és ezt tekintenénk vonatkoztatási pontnak, akkor minden szint eltolódna. A kis küszöbszintek miatt megbízhatatlan lenne a működés. Valamennyi logikai áramkörcsalád közül az ECL kapcsolások kapukéslelteté­ si ideje a legkisebb. Még a Schottky — TTL-kapcsolásoknál is gyorsabbak, amelyek

ugyancsak telítésmentesen működnek. Azért van ez a különbség, mert a nyitott tranzisztor kollektor — emitter feszültsége ECL-nél nagyobb, sohasem kerül 0,6 V alá. Ezáltal egyrészt nagyobb a telítési feszültségtől való eltérés, másrészt a kollek­ tor — bázis záróréteg-kapacitás is kisebb. Az ECL kapcsolások gyors működésének másik oka a kis, 0,8 V-os szintválto­ zás, amely átkapcsolásnál lép fel. Ezáltal az elkerülhetetlen parazita kapacitások gyorsan áttöltődnek. Az emitterkövető kis kimeneti ehenáhása is kedvezően hat a kapcsolási időre. A kimeneti ellenáhás a (4.30) egyenlet szerint 1

f/T

5

1^ ~ 7,7

26 mV mA

- 3,4 O .

Az ECL áramkörök nagy sebessége nagy tápteljesítménnyel jár. Az M C 10 000 sorozatú kapu tápteljesítménye 25 mW. Ehhez járul még az emitter-ellenáhások vesztesége. Közepes, - 1 , 3 V-os kimeneti feszültségnél az 510 O-os emitter-ellenálláson 30 mW veszteségi teljesítmény keletkezik, tehát nagyobb, mint az egész kapun. Ezért emitter-ellenállást csak a használt kimenetekhez csatlakoz­ tassunk. Az emitter-ehenállások veszteségi teljesítményét 10 mW-ra csökkenthet­ jük, ha a — 5,2 V-ra kötött 510 O-os ehenáhások helyett 50 O-ost használunk, amit U = —2 V-os, erre a célra használt póttápfeszültséghez kötünk. A többletköltség azonban csak sok ECL áramkör használatánál fizetődik ki. Az is fontos ezenkívül, hogy a —2 V-os tápfeszültséget jó hatásfokkal áhítsuk elő, mert egyébként a táp­ egység veszteségi teljesítménye lesz nagy. Emiatt nem célszerű a —2 V-ot a - 5,2 V-os tápfeszültségből áteresztő tranzisztorral létrehozni. Huzalozott VAGY-logika ECL kimenetek párhuzamos kapcsolásával - mint a nyitott kollektorú kime­ neteknél — összetett logikai függvényt valósíthatunk meg. Ezt a megoldást a 9.35. ábra szemlélteti. Mivel az emitterkövetők párhuzamos kapcsolásánál a H szint a meghatározó, ezért pozitív logikában VAGY kapcsolat keletkezik. Az ECL áram­ köröknél használt huzalozott VAGY-logika előnye, hogy a sebesség nem csökken. Nemcsak a kaput, hanem a hozzá tartozó kapukésleltetést is megtakarítjuk. Foglaljuk össze még egyszer az ECL kapukra .vonatkozó legfontosabb szem­ pontokat, amelyek a gyors logikai kapcsolásokban történő alkalmazásokkal kap­ csolatban lényegesek: ^1 ^ 1 -

^ 1 ^

T

-5,2V

_

510£i

T -5,2V 9.35. ábra. Huzalozott VAGY-kapcsolás ECL áramkörökkel. A kapun belüli ^ jel a nyitott emitterű kimenetet jelöli

1. Kapukésleltetési idejük kicsi. 2. Áramfelvételük a kapcsoló állapotától független. Átkapcsolásnál nem ke­ letkeznek áramimpulzusok. A tápáramkört ezért csak kismértékben szórják be nagyfrekvenciás zavarokkal. 3. A szimmetrikus kimenetek zavarbiztos átvitelt tesznek lehetővé nagyobb távolságra is (9.5. szakasz). 9,4,6, Komplementer M O S - l o g i k a ( C M O S ) A CMOS kapcsolások különösen kis teljesítményfelvételükkel tűnnek ki. A fázisfordító kapcsolást (invertert) a 9.36. ábrán láthatjuk. Az áramkör kizárólag növekményes mosfetekből áll, ahol az n csatornás fet source elektródja a földhöz és a p csatornás fet source elektródja az tápfeszültséghez csatlakozik. Tehát mindkét fet földelt source-ú kapcsolásban működik, és a bemeneti feszültséget invertálva erősíti. Mindig az egyik tranzisztor a másik munkaellenáhása.

Hagyományos Típus Teljesítményfelvétel Kapukésleltetési idő

^1

1

I

74 C 0 4 0,3 |iW/kHz 90 ns

Nagy sebességű 74 H C 0 4 0,5 |iW/kHz 10 ns

1 9.36. á b r a . CMOS inverter

Mindkét mosfet elzáródási feszültsége abszolút értékben kb. 1,5 V. 5 V tápfe­ szültségnél ezért legalább az egyik mosfet vezet. H a U^^ = 0, akkor a T2 p csator­ nás fet vezet és az n csatornás fet lezár. A kimeneti feszültség egyenlő U^-yel. H a ^ b e ^ í^t? akkor T2 lezár és vezet. A kimeneti feszültség ekkor 0. Látható, hogy állandósult áhapotban a kapcsoláson nem folyik áram. Csupán az átkapcsolás ideje alatt folyik áram, amíg a bemeneti feszültség az |í7p| < U^^ < U,-\U^\ tartományban van. Az áramfelvétel és az átvitel karakterisztikáját a 9.37. ábrán látható diagramok szemléltetik. A logikai szintek a tápfeszültségtől függnek. CMOS áramköröknél a meg­ engedhető tápfeszültségtartomány nagyon nagy. Szilíciumgate-ű áramköröknél ez 3.. .6 V között, fém gate-ű áramköröknél pedig 3. ..15 V között van. Szimmetria­ okokból a küszöbszint mindig a tápfeszültség felénél van, ezért 5 V-os tápfeszült­ ségnél a H szint 3,5 V felett kell hogy legyen, amint ez a 9.37. ábrán is látható. A CMOS kapu TTL kimenettel történő vezérléséhez felhúzó (puli up) eUenáUás szükséges. A H C T kapcsolások teljesen TTL kompatíbihsek, mert a bemenetükön speciális szintillesztő áramkör van. A CMOS kapuk ár amfel vét elét három összetevő adja. H a a bemeneti feszült­ ség 0 vagy C/t, akkor csak kis, néhány |iA nagyságrendű záróáram folyik. Ha a bemeneti jel állapotot vált, akkor időlegesen a két tranzisztoron keresztül áram

0

1

2 3 4 ^b.V 9.37. ábra. 5 V tápfeszültségű C M O S kapu átviteli karakterisztikája A vonalkázott terület: toleranciahatár; A szaggatott görbe: áramfelvétel

5

folyik. Ezenkívül a rétegkapacitásokat is fel kell tölteni, amikor a kimeneti H szint­ re vált. Az L-H-L folyamat során átvitt töltést a C^^ fiktív veszteségi kapacitás figyelembevételével adhatjuk meg :

f működési frekvenciánál I = Qf átlagáram folyik. Ezzel a veszteségi teljesítmény:

Eszerint a veszteségi teljesítmény - a kis záróáram okozta veszteségtől eltekintve - a működési frekvenciával arányos. A szabadon hagyott bemeneteknél a CMOS kapu kimeneti feszültsége határo­ zatlan. Ezért azt vagy földre, vagy feszültségre kell kötni. Ezt az éppen használa­ ton kívüli kapuknál is ajánlatos megtenni, mert olyan bemeneti feszültség is előáhhat, amelynél kisebb-nagyobb áram jön létre a soros két tranzisztoron keresztül, és váratlanul nagy veszteségi teljesítmény lép fel. Óvintézkedések C M O S áramkörök használatánál A mosfetek gate elektródái nagyon érzékenyek a statikus feltökődésekre. A károsodások megakadályozására az integrált mos kapcsolások bemeneteit a 9.38. ábrán látható módon diódák védik. Ettől függetlenül ajánlatos elővigyázato­ san bánni a bemenetekkel. A védődiódák azonban más további hátrányt okoznak, amire a CMOS kapcsolások használatánál figyelemmel kell lenni [9.5]. A és T 2 mosfetek záróréteg szigetelése miatt parazita tirisztor keletkezik a tápfeszültségcsatlakozók között, amint a 9.39. ábrán látható. Normáhs körülmények között, amikor a T3 és T4 tranzisztorok zárnak, ezek a tirisztorok nem zavarnak. Záróáramukat az R2 és i?3 ellenállások elvezetik. Ha azonban a védődiódák nyitóirányban működnek, a CMOS áramkör szubsztrátját nagyobb áramnál töltéshordozók árasztják el.

u,

D3$

1

I

D^íl

1

1

9.39. ábra. Parazita tirisztor, amelyik a mosfet záróréteg szigetelése miatt keletkezik

9.38. ábra. C M O S kapu bemeneti védökapcsolása

Ez a T3, T4 tirisztor bázisáramát hozza létre, ami a tirisztort begyújthatja. Hatására mindkét tranzisztor kinyit és a tápfeszültségforrást rövidrezárja. A nagy rövidzárási áram az integrált áramkört tönktreteszi. Az ilyen reteszelődési (latch up) jelenség elkerülése érdekében a bemeneti feszültség nem lehet kisebb a földpo­ tenciálnál, és nem lehet nagyobb a tápfeszültségnél. Ha ezek az esetek nem zárha­ tók ki, akkor a védődiódán átfolyó áramot kell 1 mA alá korlátozni. Erre a célra legtöbbször egy egyszerű előtét-ellenállás is megfelel. C M O S kapuk A 9.40 ábra CMOS N E M - VAGY-kaput szemléltet, ami ugyanolyan elven működik, mint a már ismertetett inverter. Azért, hogy a vezérelt munkaehenállás akkor is nagyohmos legyen, amikor az egyik bemeneti feszültség H állapotú, a bemenetek számának megfelelő számú p csatornás fetet kell sorbakötni. A N E M - VAGY-kapu párhuzamos és soros eszközeinek összekapcsolását felcse­ rélve a 9.41. ábrán látható N E M —ÉS-kaput kapjuk.

1"

t;

1 U2\ l_J

1

. i

1 9.40. ábra. C M O S N E M - VAGY-kapu

9.41. ábra. C M O S N E M - É S - k a p u

Transzmissziós kapu A 9.1. szakaszban láttuk, hogy a logikai függvények kapcsolókkal is realizál­ hatók. Ezt a megoldást a CMOS technikában is használjuk, mert sokszor lényege­ sen egyszerűbb kapcsoláshoz jutunk. A hagyományos kapuk mellett bevezetett elrendezést transzmissziós kapunak nevezzük. Kapcsolása és helyettesítő képe a 9.42. ábrán látható. Az a szerepük, hogy a bemenetük és kimenetük közt vagy közel szakadást, vagy kis ellenállású összeköttetést biztosítsanak. A transzmissziós kapu két vége egyenrangú. így jelet mindkét irányban kis késleltetési idővel átvezethetünk. A hagyományos kapuk működésétől eltérően itt jelregenerálás nincs. A zavar­ távolság több transzmissziós kapu sorbakapcsolásával egyre romhk. Ezért csak a hagyományos kapukhoz kapcsolódva használjuk őket.

1

1

1 y

1

T

1 u\ 1

1

9.42. ábra. Transzmissziós kapu működése és jelölése

I

Ur.

u.\ 1

\u, 1

Uc. 9.43. ábra. Transzmissziós kapu belső felépítése

CMOS technikában az áramkörtechnikai megoldást a 9.43. ábra szemlélteti. A tulajdonképpeni kapcsolót a és T2 komplementer mosfetek alkotják. A ve­ zérlést inverter segítségével előállított ellenfázisú gate-feszültségek végzik. Ha C/^ez = akkor UQ^ = 0 és UQP = U^. Mindkét mosfet zár, ha az U^ és U2 jelfeszültségek a 0 és C/^ közti tartományban vannak. Legyen C/^^z = , akkor UQN ^ í^t és UQP = 0. Ebben az esetben a teljes megengedett feszültségtartomá­ nyon belül a két mosfet közül legalább az egyik állandóan vezet. A 23. fejezetben látjuk majd, hogy ez az elrendezés analóg kapcsolóként is használható. Az eltérés a transzmissziós kapuktól csupán annyi, hogy és T2 gate elektródái nem logikailag komplemens, hanem ellentétes polaritású vezérlést kap­ nak. Ezáltal pozitív és negatív jelfeszültséget is kapcsolhatnak. A CMOS áramkörök kis áramfelvételük és nagy üzemi tápfeszültségtartomá­ nyuk miatt telepes működésű készülékek céljára nagyon alkalmasak. A különböző CMOS családokról nyújt áttekintést a 9.46. ábra.

9.4.7. N M O S 4 o g i k a Az N M O S integrált kapcsolások sajátossága, hogy kizárólag n csatornás mosfetekből épülnek fel. E speciáhs jellemzőjüknél fogva nagyon egyszerűen gyárt­ hatók, és főleg a nagy integráltsági fokú áramköröknél használjuk. A 9.44. ábrán látható N M O S N E M — VAGY-kapuk szoros rokonságot mu­ tatnak a 9.21. ábrán ismertett R T L N E M — VAGY-kapukkal. Technológiai okok­ ból az ohmos munkaellenáhás helyett ugyancsak mosfetet használunk, amely a bemeneti fethez hasonlóan ugyancsak növekményes típusú. Kinyitáshoz nagy UQQ gate-feszültséget kell adni a vezérlő kapcsaira. Ahhoz, hogy H áhapotban a kime­ neti feszültség értékű legyen, az UQQ vezérlő feszültség az U, feszültségnél leg­ alább az elzáródási feszültség értékével nagyobb kell hogy legyen. Emellett gyak­ ran negatív U^^ szubsztrátelőfeszítést is alkalmazunk, hogy a bemeneti fetek biztosan lezárjanak és a záróréteg-kapacitásokat is csökkentsük. A 9.44. ábrán látható, hogy UQQ bemeneti feszültségű source-követőként működik. Az belső­ ellenállás emiatt l/S értékű. A szükséges nagyohmos érték elérésére ezt a tranzisz­ tort sokkal kisebb meredekségűre készítjük, mint a bemeneti feteket. Nincs szükség az UQQ segédfeszültségre, ha T3 helyén kiürítéses mosfetet használunk. Ezt a megoldást szemlélteti a 9.45. ábra, amelyben T3 áramgenerátor­ ként működik az 5.10. árán látható módon. A bemeneti fet azonban mindig növekményes kell legyen, mert egyébként negatív vezérlőfeszültség kellene, de a kimeneti feszültség mindig pozitív. Az ilyen kapukat tehát nem lehetne közvetlenül csatolni az áramkörökben.

1

J

j I2

1

•

1 -U,= -b\l

9.44. ábra. NMOS NEM - VAGY-kapu

T,

1

1

1

9.45. ábra. NMOS NEM - VAGY-kapu kiürítéses terheléssel (depletion load)

Kiürítéses és növekményes mosfetek ionimplantáció segítségével készíthetők egy lapkán. A negatív segédfeszültség elhagyható az elzáródási feszültség megfelelő megválasztásával, vagy a pozitív tápfeszültségből feszültségváltó (transzverter) se­ gítségével való előálhtásával, ami ugyancsak integrálható részáramkör. A N M O S technológiát csak nagybonyolultságú integrált áramkörök készíté­ sére hasznájuk, egyszerű áramkörök, mint pl. kapuk készítésére nem.

Áttekintés A 9.46. ábra áttekintést nyújt a használt logikai családokról, ahol a felsorolt adatok mindig egyetlen egyszerű kapura vonatkoznak. Látható, hogy minden kapcsolástechnikai megoldás különböző kivitelben is kapható, amelyek veszteségi teljesítménye és kapukésleltetése eltérő. Az áramkörcsaládok minőségének ismer­ tetőjegye a kapukésleltetés - teljesítményfelvétel szorzat, amely megadja, hogy a kapu kis teljesítményfelvétele ellenére kis kapukésleltetésű. Látható, hogy a 74 AS, 74 ALS, 74 F, 10 H 100 és 100 100 jelű új családok kapukésleltetés - teljesítmény­ felvétel szorzata nagyon kicsi. Ez azért lehetséges, mert dielektromos szigetelést

Áramkör­ család

TTL standard LP Schottk^j Schottky LP advanced fast S advanced

Táp­ feszültség

Elöl álló betűjelzés

Típus

SN,

7400 74 LSOO 74 SOO 74 ALSOO 74 FOO 74 ASOO

MC, D M , LJ SN, MC, D M , L_j SN, D M , LJ SN, MC, D M F, MC, LJ SN

10.100 10.200 1.600 10 HlOO 100.100

M C , F, H D , MC MC MC F, H D , L_j

5 5 5 5 5 5

V V

V V V V

Teljesítmény­ felvétel,

10 mW 2mW 19 mW 1 mW 4mW 10 mW

Kapukéslel­ tetési idő, tf

Késleltetésteljesítmény­ felvétel szorzat.

10 ns 10 ns 3 ns 4 ns 3 ns 1,5 ns

100 pJ 20 pJ 57 pJ 4pJ 12 pJ 15 pJ

ECL standard high speed

-5,2 -5,2 -5,2 -5,2 -5,2

LJ

V V V V V

35 35 70 35 50

mW* mW* mW* mW* mW*

2 ns 1,5 ns 1 ns 1 ns 0,75 ns

70 53 70 35 38

pJ pJ pJ pJ pJ

CMOS standard

4.000 14.000

high speed

CD, TC ^ MC

74 COO

MM

74 HCOO 74 HCTOO

í 1

^ <

>

MC, M M , SP SN, TC, PC

5V

10

v

1^ 15 V

1 j

5 V

0 , 3 ^ kHz kHz kHz

90 ns

0,03

pJ — kHz

50 ns

0,05

pJ — kHz

30 ns

0,09

pJ — kHz

10 ns

0,005

pJ — kHz

W 0,5

kHz

* - 2 V-ra kötött 50 ü.-os emitter-ellenállást is beleértve.

9.46. ábra. A leggyakrabban használt TTL-, ECL-, és C M O S technikával előáUított logikai áramkörcsaládok áttekintése LP „low pov^er"-t, kis teljesítményfelvételt jelent

Am F HD MC PC M

AMD Fairchild Hitachi Motorola Valvo SGS

DM, MM CD L_J SN SP TC

National RCA Signetics Texas Instr. SPI Toshiba

9.47. ábra. A típusok betűjele gyártók szerint

alkalmaznak a régebbi családok záróréteg-szigetelése helyett, és így az áramköri kapacitások kisebbek. Ugyanilyen nagy technológiai javulást jelentenek a szilícium gates-es CMOS áramkörök is [9.6]. Ezek többi paramétereikben azonos tulajdonságok mellett 10-szer gyorsabbak, mint a fémgates-es típusok. Legtöbb áramkörcsaládot sok cég is gyártja, a megfelelő azonos típusok jelzése csak a típusjelzés első néhány karakterében tér el egymástól. A 9.47 ábra ad összefoglalást ezekről. A logikai áramkörfajták teljesítményfelvétele nagyon eltérő. A 9.48. ábrán látható, hogy a CMOS áramkörök kisfrekvencián nagyon jól működnek. 1 M H z fölött azonban a Low - Power - Schottky és CMOS áramkörök teljesítményfelvé­ tele közel egyforma. Érdekes, hogy ebben a frekvenciatartományban a TTL kap­ csolások teljesítményfelvétele is nő. Oka, hogy az ellenütemű (totem pole) végfok tranzisztorain keresztül minden egyes átkapcsoláskor a tápforrásból áram záródik, amely nagyfrekvencián megnöveh az átlagos teljesítményfelvételt. Az ECL áram­ köröknél ez a hátrány nem jelentkezik. Ezért ECL áramkörök (eltekintve attól, hogy drágábbak) csak 30 MHz fölött előnyösek. A digitáhs integrált áramkörök problémamentes alkalmazásának egyik feltélOOm

ECL 10.100

lOm t t l 7 / ; l s ( DO

lm

lOOp,

CMOS 74 hi C O O / ^

lOfi

1M 100

1k

10 k

100 k

ÍM

10M

/, Hz 9.48. ábra. A teljesítményfelvétel a működési frekvencia függvényében

100M

tele a jól átgondolt tápfeszültséghálózat kialakítása. Ugyanis minden logikai áram­ kör átkapcsolása során nagyfrekvenciás áramtüskéket (glitch) hoz létre a tápveze­ tékeken. Mivel minden jelet a földpotenciálra vonatkoztatunk, ezért fontos minden integrált kapcsolás számára a kisohmos és induktivitásszegény földelőhálózat elkészítése. Nyomtatott lapon ezt a követelményt legjobban a földvezeték hálós ki­ alakításával érjük el. 50 M H z feletti frekvencián célszerű a nyomtatott lap egyik oldalán összefüggő földfelületet kialakítani. Ahhoz, hogy az átváltáskor keletkező tüskék hatása a tápfeszültségen ne jelenjen meg, az integrált áramkörök tápfeszült­ ségellátását kisohmosan és induktivitásmentesen kell megoldani. A tápfeszültség­ vezetékeken keletkező zavarokat simító kondenzátorokkal is csökkenthetjük, ha megfelelő földhálózat is van. Erre a célra 10. ..100 n F értékű keramikus kondenzá­ torokat is használunk. Az elektroht kondenzátorok rossz nagyfrekvenciás viselke­ désük miatt nem jók erre a célra. Az igényeknek megfelelően 2...5 integrált áramkörhöz rendelünk egy kondenzátort.

9.5. Áramkörök összekötő vezetékei Az eddigiek során feltételeztük, hogy a digitális jelek az egyik integrált áram­ körtől a másikig torzítatlanul jutnak el. Az összekötő vezetékek hatása a meredek impulzusélekre azonban nem hanyagolható el. Gyakorlati szabály, hogy a hagyo­ mányos huzalozás már nem megfelelő, ha a huzalozás késleltetési ideje az áramkör­ rejellemző felfutási idővel összemérhető nagyságrendű. Ebből adódik az összekötő vezetékek maximáhs hossza, ha figyelembe vesszük, hogy a késleltetési idő 10 centiméterenként kb. 1 ns. Ha a vezeték túl hosszú, akkor a hagyományos huzalo­ zás hatása az impulzusalakot károsan torzítja, reflexió és jobban vagy kevésbé csillapított lengések, rezgések léphetnek fel. Ez a hiba meghatározott hullámellen­ állású vezetékek (koaxiáhs kábelek, szalagvezetők) alkalmazásával elkerülhető, amiket mindkét végükön hullámellenállásukkal zárunk le. A kábelek hullámellen­ állása többnyire 50...300 Q közötti. Szalagtápvonalak például úgy valósíthatók meg, hogy az elektromos huzalo­ zást a nyomtatott lap alsó oldalán képezzük ki, és a szerelési oldalon a földelt összefüggő vezetőréteget csak az alkatrészek csatlakozóvezetékeinél szakítjuk meg. Ezáltal az alsó oldalon levő összekötővezeték szalagtápvonalként viselkedik (microstrip line). Ha a nyomtatott lap szigetelőanyagának permittivitása = 5, vas­ tagsága : d = 1,2 mm, és az összekötő vezeték szélessége 1 mm, akkor a hullám­ ellenállás 75 O [9.2], ^5V

4-5V

JI 110ÍÍ

X 9.49. ábra. Adatátvitel az aszimmetrikusan vezérelt sodrott vezetékpáron

Am26LS31

Am26LS32

9.50. ábra. Adatátvitel a szimmetrikusan vezérelt sodrott vezetékpáron

Két nyomtatott áramköri lap összekötésére koaxiális vezetéket használha­ tunk. A koaxiáhs vezetékek hátránya, hogy kártyacsatlakozókra csak hátrányos tulajdonságok megjelenése árán csatlakoztathatók. Sokkal egyszerűbb, ha ehelyett a jelet két összecsavart szigetelt vezetéken vezetjük, amelynek végződéseit két forrcsúcshoz forraszthatjuk. H a az összecsa­ vart ún. sodrott érpár (twisted pair line) menetszáma méterenként kb. 100, akkor a vezeték huhámehenáhása kb. 100 O [9.2]. Az adatátvitel legegyszerűbb módja sodrott érpáron a 9.49. ábrán látható megoldás. A szükséges kisohmos ihesztett lezáró ellenáhások miatt a jeladónak nagy kimenő áramot kell adni. Ilyen nagyteljesítményű meghajtó áramkörök (buffer) integrált kivitelben kaphatók. Vevőként célszerű Schmitt-triggert használ­ ni, hogy az impulzusokat regeneráljuk, az élek meredekek legyenek. JL 1

^

llOfí

T -5,2V MC 10101

510í^

-5,2V MC10115

-5,2V

9.51. ábra. Adatátvitel ECL rendszerben szimmetrikusan vezérelt sodrott vezetékpáron

A 9.49. ábrán látható aszimmetrikus jelátvitel viszonylag érzékeny a külső zavaróimpulzusokra, mint például a földvezetéken keletkező feszültségimpulzu­ sokra. Ezért nagyobb rendszerekben a 9.50. ábrán látható szimmetrikus jelátvitel sokkal kedvezőbb. Itt a sodrott érpár két vezetékére ellenfázisú vezérlést adunk, és vevőként komparátort használunk. E működési módnál a különbségi feszültség polaritása tartalmazza az átvitt információt, és nem a feszültségszint abszolút értéke. A zavarjel csupán közös módusú vezérlést jelent, ami a komparátor különb­ ségképzése miatt hatástalan. Az ehenfázisú jelek képzésénél gondoskodjunk arról, hogy időben a két jel egymáshoz képest ne tolódjon el. Ezért TTL áramkörös rendszerben egyszerű inverter helyett komplementer kimenetű speciáhs áramkör használata ajánlatos (pl. ilyen az Advanced Micro Devices cég Am 26LS31 típusa). Ilyen ehenfázisú, komplementer kimenetek ECL kapuknál eleve rendelkezésre állnak. Ezért különösen alkalmasak szimmetrikus jelátvitelre. Nagy működési sebességük hasznosítására ECL kompatibilis kimenetű egyszerű differenciál-

erősítőt használunk komparátorként. Ilyen áramkörök a kereskedelemben vonah vevő (line receiver) néven kaphatók. Az áramköri elrendezést a 9.51. ábra szem­ lélteti.

9.6. Kombinációs logikai hálózatok Kombinációs hálózatnak nevezünk minden állapottárolót nem tartalmazó digitáhs áramköri elrendezést. A kimeneti változók értékeit egyértelműen megha­ tározzák a bemeneti változók értékei. Ez a különbség a szekvenciáhs hálózatokkal szemben, amelyeknél a kimeneti állapotot az előző áhapotok is befolyásolják. A kimeneti változók hozzárendelését a bemeneti változókhoz az igazságtáblá­ zat vagy Boole-függvények segítségével írhatjuk le. Áramköri reahzálásuk, pl. ROM-mal (csak olvasható tár, i?ead Only Memory) valósulhat meg, amelyek az igazságtáblázatot tárolják. Ezeknél a bemeneti változók mint címek szerepelnek. A másik lehetőség kapuk alkalmazása vagy programozott kapuelrendezés (PAL) használata, amelyeket a Boole-függvények szerint alakítunk ki. A továbbiakban néhány egyszerű kapcsolást ismertetünk. Azokkal az áramkörökkel, amelyeket digitális számítási feladatok elvégzésre alakítanak ki, a 19. fejezetben foglalko­ zunk. A kombinációs hálózatokat főleg a számokkal végzett aritmetikai műveletek elvégzésére és számok átkódolására használjuk. Ahhoz, hogy a számokat logikai változók segítségével ábrázolhassuk, a kétértékű (bináris) információk sorozatát kell felírni. A bináris szám egysége a bit. A bit tehát egy bináris helyértékhez rendelt szám. Egy speciális bináris számábrázolás a bináris kód, amelynél növekvő hely­ értékekhez kettő növekvő hatványait rendeljük. Az l-es számmal a logikai 1-et jelöljük, a 0-val pedig a logikai O-t. A logikai változókat, amelyekkel az egyes hely­ értékeket jehemezzük, kisbetűvel jelöljük. Az n helyértékű szám ábrázolása bináris kódban a következő:

Természetesen mindig egyértelműen meg kell különböztetni, hogy adott műveletet számokkal, vagy logikai változókkal kell-e elvégezni. A különbséget példával tesszük érthetőbbé. Számítsuk ki az 1 + 1 kifejezést. Ha feltételezzük, hogy a ( + ) műveleti jel decimális számrendszerben összeadási utasítást jelöl, akkor az 1+

1-2

eredményt kapjuk. Ezzel szemben a kettes számrendszerben az eredmény: 1 + 1 = 10 (olvasd: egy, nulla). Ha feltételezzük, hogy a ( + ) műveleti jel a logikai változók diszjunkcióját jelenti, akkor ez adódik: 1+ 1 = 1

9 . 6 . 1 .

^-ből

1

dekódoló

Az /1-ből 1 dekódoló olyan áramkör, amelynek n kimenete és Id n bemenete van. Az kimenetet 0-tól {n - l)-ig számozzuk. Egy meghatározott kimenet akkor lesz logikai 1 értékű, ha a bemenetre adott A bináris szám értéke egyenlő az illető kimenet / sorszámával, egyébként logikai 0 értékű. A 4-ből 1 kód igazságtáblázatát a 9.52. ábra szemlélteti. Az és bemeneti változók az A szám bináris kódját ábrázolják. Ebből közvetlenül kiolvashatjuk a dekódoló függvény diszjunktív normál alakját. Az áramköri megoldást a 9.53. ábra szemlélteti. A

öl

«0

73

yi

yi

7o

0 1 2 3

0 0 1 1

0 1 0 1

0 0 0

0 0 1 0

0 1 0 0

1 0 0 0

1

9.52. ábra. 4-ből 1 dekódoló igazságtáblázata

a,.

& —^yi -y2

&

•y-i

9.53. ábra. 4-ből 1 dekódoló kapcsolás

Monolit integrált áramkörös realizálásnál az ÉS kapuk helyett gyakran NEM - VAGY-kapukat használunk. A kimeneti változók emiatt negativ logikájúak. IC típusok 10 kimenetű,

TTL 74 LS42

CMOS 4028

További integráltáramkör-tipusokat a következő, demultiplexerekröl szóló pontban találhatunk.

9,6,2, Demultíplexerek Demultiplexerrel a bemeneti információ különböző kimenetekre juttatható. Ez a kapcsolás az n-höl 1 kód kibővített változata. A megcímzett kimenet nem logikai l-re változik, hanem a d bemeneti változó értékét veszi fel. Elvi működését a 9.54. ábra szemléheti, a 9.55. ábra pedig a kapukkal megvalósított kapcsolástech­ nikai megoldást mutatja.

4-től 1 dekódoló

&

-/3

-/3 9.54. ábra. 4-ből 1 demiiltiplexer elvi működése

9.55. ábra. Demultiplexer kapcsolása y o = y i

Kimenetek száma 16 8 8 2x4 2x4

TTL 74 LSI54 74 LS138 74 ALS538* 74 LSI39 74 ALS539*

ECL

10162 10172

= mA

yi=mA

ys

= mA

CMOS 4514 74 HC138 40 H138 74 HC139 4555

* Kimeneti polaritás átkapcsolható. 9.56. ábra. Integrált demultiplexer áramkörök

Amennyiben d = állandó = 1, akkor a demultiplexer n-höl 1 dekódolóként működik. A leggyakrabban használt demultiplexereket a 9.56. ábrán foglaltuk "össze.

9.63.

Multiplexerek

A demultiplexer fordítottját multiplexernek nevezzük, A 9.54. ábrán látható elvi kapcsolásból kiindulva úgy valósítható meg, hogy a kimeneteket és a bemene­ teket felcseréljük. így jutunk a 9.57. ábrán feltüntetett elvi kapcsoláshoz. Működé­ se az ábra alapján nagyon egyszerűen megérthető. Az n-höl 1 dekódoló az n bemenet közül mindig azt választja ki, amelynek indexe megegyezik a dekódoló bemenetre adott számmal, és ezt a bemenetet összeköti a kimenettel. Az ennek megfelelő áramköri megoldást a 9.58. ábrán látjuk. A CMOS-technikában a multiplexerek mind kapukkal, mind analóg kapcso­ lókkal (transmission gate) kivitelezhetők. Analóg kapcsolók alkalmazásakor a jel­ átvitel kétirányú lehet. Ezért ebben az esetben a multiplexer elvileg megegyezik a demultiplexerrel, ami a 9.54. és 9.57. ábra összehasonhtásából is látható. A kap­ csolást ebben az esetben analóg multiplexernek (demultiplexernek) is nevezzük.

a,. 4-ből 1 dekódoló

& 9.57. ábra. Multiplexer eM működése

4-ből 1 dekódoló

9.58. ábra. Multiplexer kapcsolása

a,'

4-b6l 1 dekódoló

EN I V

c/o" & &

EN

EN I V EN

C/3« 9.59. ábra. Nyitott kollektoros kapus multiplexer

IV

IV

9.60. ábra. Háromállapotú kimenetű kapus multiplexer

Bemenetek száma 16 2x8 8 4x4 2x4 8x2 4x2

TTL

74 74 74 74 74 74 74

LSI50 LS451* LS151 LS453* LS153 LS604 LSI57

ECL

CMOS digitális

CMOS analóg

4515 10164

4512

4067 4097 4051

10174

4539

4052

10159

4519

4066

* M M I típus. 9.61. ábra. Integrált multiplexer áramkörök

A multiplexerek VAGY-függvényeit huzalozott VAGY-logikával is kivitelez­ hetjük. Ezt a megoldást nyitott kohektorú kimenetekre a 9.59. ábra mutatja. Mivel itt pozitív logikában ÉS-függvény adódik, ezért - hasonlóan a 9.30. ábrához a jelet invertálva kell továbbvezetni. Ha szeretnénk elkerülni a nyitott kollektorú kimenetek miatt fellépő hátrányt, ami a nagyobb felfutási időben jelentkezik, akkor kapcsoljunk párhuzamosan tristate-kimeneteket, amelyekből mindig csak egy aktív. Ezt a megoldást a 9.60. ábrán láthatjuk. A 9.59. és 9.60. ábrán feltüntetett lehetőségeket VAGY-függvények megvaló­ sítására az integrált multiplexerekben nem használjuk. Jelentőségük mégis nagy akkor, ha a multiplexer bemenetére dolgozó jelforrások geometriailag távol van­ nak egymástól. Ilyen elrendezések buszrendszerekkel kapcsolatban alakulnak ki, ezekkel a 21. fejezetben foglalkozunk majd. A leggyakrabban használt multiplexereket a 9.61. ábrán foglaltuk össze.

9.6.4. Prioritásdekódoló Az n-bö\ 1 kód bináris kóddá való átalakításához prioritásdekódolót haszná­ lunk. Kimenetén az a bináris szám jelenik meg, amelyik megfelel a legnagyobb logikai 1 értékű bemenet sorszámának. Az ennél kisebb sorszámú bemeneti válto­ zók értéke érdektelen. A dekódoló nevét is innen kapta. E tulajdonsága miatt a kapcsolás nemcsak n-bö\ 1 kód átalakítására alkalmas, hanem összegkód átala­ kítására is, amelynél nemcsak egyetlen helyen van l-es, hanem az összes ennél kisebb sorszámú helyen is. A prioritás dekóderoló igazságtáblázatát a 9.62. ábra szemlélteti. Integráltáramkör-típusok: 10-ből 1 kód: SN 74147 (TTL); 8-ból 1 kód bővíthető kivitelben: SN 74148 (TTL); MC14532 (CMOS).

M C 10165 (ECL);

J

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9

^9

^8

0 0 0 0 0 0 0 0 0 1

0 0 0 0 0 0 0 0 1 X

0 0 0 0 0 0 0 1

^6

Xs

^4

^3

^2

0 0 0 0 0 0 1

0 0 0 0 0 1

0 0 0 0 1

0 0 0 1

0 0 1

X

X

X

X

X

X

X X

X

J 3

yi

yi

yo

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

0 1 X X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

9.62. ábra. Prioritásdekódoló igazságtáblázata, x jelentése: tetszőleges

9.7. Függvény-jelölésrendszer A digitális áramkörök szimbólumainak új jelölésrendszere nemcsak arra kor­ látozódik, hogy az eddigi kör alakú jelölések négyszögletesre változtak, hanem jelentős lépés történt azáltal, hogy az új szimbólumrendszer keretein belül új, ún. függvény-jelölésrendszert vezettek be, amivel bonyolult kapcsolásokat is áttekint­ hetően jellemezhetünk [9.3, 9.4, 9.5]. Az új jelölésrendszer alapgondolata, hogy a kapuk áramköri jelöléseinek pontosan meghatározott leírási szabályaival azt is megadjuk, hogy az egyes válto­ zók mint befolyásolnak más változókat. Vezérlő és vezérelt csatlakozókat külön­ böztetünk meg. Arra is van lehetőség, hogy egy vezérelt csatlakozó más tekintetben vezérlő csatlakozóként működjön.

Jelölés G V N Z

c s R EN M L T A CT

Jelentés ÉS VAGY kizáró VAGY (vezérelhető negáció) változatlan átvitel órajel set reset enable üzemmód terhelés (LOAD) váltókapcsoló cím tartalom (pl. számláló állapota)

9.63. ábra. Függvény-jelölésrendszer szimbólumai (jelölései)

Az új jelölésrendszerben a függőségeknek tizenegy különböző változatát kü­ lönböztetjük meg. Ezeket a 9.63. ábra szerinti betűkkel jelöljük. Ezeket a betűket a követelményeknek megfelelően a szimbólumon belül a vezérlő csatlakozó mel­ lé írjuk. A betű után az azonosító számot írjuk. Ezt a számot minden olyan csat­ lakozó mellé odaírjuk, amelynek logikai szerepe ugyanaz, mint a betűjelzéssel is ellátotté. A 9.64. ábra példaként egy meghajtó kapu kibővítését mutatja ÉS-kapuvá az új jelzésrendszer segítségével. Ennek megfelelően a 9.65. és 9.66. ábra VAGY-, ih. kizáró VAGY-kapuvá bővítését mutatja. Egy csatlakozó egyszerre több más csatlakozót is vezérelhet. Ebben az esetben az azonosítási számokat, amint a 9.67. ábrán is látjuk, vesszővel választjuk el egymástól. A műveleteket egymás után balról jobbra haladva végzi el az áramkör. A 9.68. ábra arra mutat példát, hogy egy vezérlő bemenet több más csatlako­ zóval is kapcsolatba kerül. Az azonosító számon lévő felülvonás, negációs jel azt jelenti, hogy az illető változó a vezérlő változó invertáltjától függ. Amint a 9.69. ábrán is látható, több csatlakozó egyetlen vezérlő változóvá is egyesíthető. Azonosítási számként olyan bináris szám szerepel, amely a kapocsje­ len belül látható értékű. A lehetséges tartomány a kapocsjel mögött található. A 0/3 azt jelenti, hogy a szám a 0...3 tartományban bármi lehet. Például az XQ bemenet csak akkor működik, ha az ÜQ és vezérlőbemeneteken bináris 0 van. Az eddig bemutatott példákon láttuk, hogy a vezérlő bemeneteket csak az azonosítási számok jelölhetik. Vannak olyan esetek, amikor a csatlakozókat egyéb okokból a működésbeh szerepükre utaló betűjelzéssel látjuk el, pl. az adatoknál D. Ilyen esetben az azonosító számot vesszővel választjuk el a betűtől, pl.: 1, D. A 9.70. ábra a különböző működési módok (M; mode) használatára mutat példát, valamint a tartalom (coníent, CT) módosítását és egyben vezérlő hatását ^2

X2

V] 1

9.64. ábra. ÉS-függvény

G1

h T G1 ^2

1,2 9.67. ábra. Bemenet többszörös vezérlése

Í3

1

T 1

r ^1

^1

9.68. ábra. Több bemenet együttes vezérlése a duál kettőből egy multiplexer példáján szemléltetve

0

1

y-X]

9.66. ábra. Kizáró VAGY-függvény

9.65. ábra. VAGY-függvény

^1

A/1

^1

^1

H

0' 1. ^0 4 0 1 2 f3 3

h

r

sí

y=ao Gixo-*

9.69. ábra. Több vezérlő változójú vezérlő blokk, a négyből egy multiplexer példáján szemléltetve

LOAD" UP/DOWN* ENABLE^

CLK^ a*

,.0 1.

ENL

2,i^C7'=15/0,4C7'=0

>2At/0,/. -/C5 1,5 D 15D 1,5 D 1,5D

9.70. ábra. Több működésmód leírása, a példa egy szinkron beíróbemenetű előre-hátraszámláló

szemlélteti. Egy párhuzamos beíróbemenetű előre-, hátraszámláló látható. Műkö­ dési módtól függően a CLK órajel más-más hatású. Az órajelbemenet 2,4+ jelzése azt jelenti, hogy a számláló állása növekszik, ha a működési mód 2 (LOAD = 0 , U P = 1) és ENABLE = L Ennek megfelelően 0 működési módban visszafelé számol. Ez utóbbi működési feltétel: 0 , 4 - . Az egyes csatlakozók működési módjait / (per) jellel választjuk el és egymás mellé írjuk. A harmadik működési mód a párhuzamos adatbeírás. Az 1,5 D jelölés azt jelenti, hogy 1 működési módban az órajellel szinkron párhuzamos beírás folyik. Ezzel szemben az 1 D jel aszinkron működést jelentene. A CO átvitel kimenetet a számláló tartalma vezérh. A kimeneten 1 lesz, ha előreszámlálásnál a tartalom 15(2,4 CT = 15), vagy akkor, ha hátraszámlálásnál a tartalom 0(0,4 CT = 0).

10. Szekvenciális hálózatok

Szekvenciális hálózatokon olyan elrendezéseket értünk, amelyek - logikai függvények szerinti működés megvalósítása mellett — egyes változók értékeinek megfelelő áhapotokat is képesek tárolni. Az kimeneti változók nemcsak az bemeneti változóktól függnek, mint a kombinációs hálózatoknál, hanem az előz­ ményektől is, amelyeket tárolók áhapota őriz és képvisel. A következőkben először az integrált tárolók felépítésével és működésével foglalkozunk.

10.1. Integrált tárolók A 8.2.1. pontban már foglalkoztunk a tranzisztorokból felépülő egyszerű tárolókkal. A továbbiakban a logikai kapukból felépülő tárolók működését tár­ gyaljuk. Ezáltal elvi működésüket áramkörtechnikai megvalósításuktól függetle­ nül is megérthetjük. 10.1.1. Átlátszó tárolók Ha két N E M - VAGY-kaput a 10.1. ábrán látható elrendezéssel összekötünk, akkor olyan tárolót kapunk, amelynek két, egymáshoz képest ellenfázisú Q és Q kimenete van. Két bemenetének elnevezése S (Set: beálhtás), ih. R (Reset; törlés). /?.

^1

sí

'Q

-Q

10.1. ábra. N E M - VAGY-kapukkal felépített RS tároló

s

R

e

e

0 0 1 1

0 1 0 1

2-1

0 1

Q-i 1 0

(0)

(0)

10.2. ábra. RS tároló igazságtáblázata

&o

s

R

e

e

0 0 1 1

0 1 0 1

(1) 1 0 Ö-i

(1) 0 1 2 - 1

10.4. ábra. N E M - ÉS-kapukkal felépített RS tároló igazságtáblázata

10.3. ábra. N E M - ÉS-kapukkal felépített RS tároló

Adjunk a bemenetre S= 1 és i? = 0 ellentétes logikai állapotot, akkor: Q = S+Q=

1+0 = 0

es

Q = R +Q = 0+ 0 = 1 ,

Tehát a két kimenet valóban ellentétes állapotot vesz fel. Ehhez képest fordított kimeneti állapotot kapunk, ha R= 1 és S=0. Ha R = 0 és 5 = 0 , akkor az eredeti kimeneti áhapot marad meg. Ez az alapja az RS flip-flopok tárolóként való felhasználásának. Ha R = S= 1, akkor mindkét kimenet egyidejűleg 0. A kimeneti áhapot azonban nem marad egyértelmű, ha i? és 5* egyidejűleg 0 értékűre változik, ezért az R = S= 1 bemeneti állapot rendszerint nem megengedett. A 10.2. ábrán látható igazságtáblázat áttekintést nyújt a logikai állapotokról. Ezt már a 8.10. ábrán — tranzisztoros megvalósítás kapcsán — megismertük. A 9.2. szakaszban említettük, hogy a logikai függvény nem változik, ha minden változót invertálunk, és a ( + ) és ( • ) műveleteket felcseréljük. Ha ezeket, a szabályokat alkalmazzuk, akkor eljutunk a N E M - ÉS-kapukból felépülő RS tárolóhoz, amit a 10.3. ábra szemléltet. Igazságtáblázata megegyezik az előbbi táblázattal, de vegyük tekintetbe, hogy most Rés S bemeneti változók szerepelnek. Mivel a továbbiak során még gyakran alkalmazzuk a N E M - ÉS-kapukból fel­ épülő RS tárolókat, ezért megadjuk az R S bemeneti változókhoz tartozó igazság­ táblázatot is (10.4. ábra). Órajelállapottal vezérelt RS tároló Az áramköri igények gyakran olyan RS tárolót követelnek, amelyek csak egy meghatározott időtartam alatt veszik figyelembe a bemeneti változók állapotát. Ezeket az időtartamokat a járulékos C órajelváltozó határozza meg. A 10.5. ábra egy ilyen sztatikusan vezérelt RS tárolót szemléltet. Ha C = 0 , akkor R = S= 1. Ebben az esetben az eredeti állapotot tárolja.

&P

ho-^—-Q

& >

G2 10.5. ábra. Órajelállapottal sztatikusan vezérelt RS tároló

Ha C = l , akkor R = R

és

S = S \

Ilyenkor közönséges RS tárolóként működik. Órajelállapottal

vezérelt

D

tároló

A továbbiakban megvizsgáljuk, hogy a 10.5. ábrán látható tárolóval hogyan tárolható egy D logikai változó értéke. Láttuk, hogy ha C = 1 mellett invertált bemenő jeleket adunk a tárolóra, Q = S lesz. Ahhoz, hogy a D változó értékét tárolhassuk, csupán S=D és R = D egyenlőséget kell biztosítani. Erre való a 10.6. ábrán látható G 5 inverter. Az így kialakított tárolócella (data latch) addig tartja aQ = D áhapotot, amíg C = 1. Ezt láthatjuk a 10. 7. ábrán felírt igazságtáblá­ zaton is. E tulajdonsága miatt az órajeláhapot által vezérelt tárolócehát átlátszó (transzparens) D tárolónak is nevezzük. Ha C = 0 , akor az éppen beállt kimeneti állapot tárolódik. 5

D

D

0 0 1 1

0 1 0 1

fi fi-1 fi-1

0 1

10.7. ábra. Átlátszó D tároló

10.6. ábra. Átlátszó D tároló

10.8. ábra. Átlátszó D tároló gyakorlati kivitele

c

e-

Cl

•Q

D'

1D

•Q

10.9. ábra. Átlátszó D tároló áramköri jelölése

Látható, hogy a G 4 N E M - ÉS-kapu (10.6. ábra) C= 1 esetén a D bemenetre kerülő jelet invertálja. A G 5 inverter emiatt elmaradhat, és a 10. 8. ábrán látható a D tároló gyakorlatban használt elrendezése. Az áramköri jelölést a 10.9. ábrán láthatjuk. Integráltáramkör-tipusok: 74 LS75 (TTL); 10133 (ECL); 4042 (CMOS)

10.1.2. Közbenső tárolású tárolók Sok esetben, mint pl. számlálóknál, léptető-(shift-) regisztereknél az átlátszó tárolók nem használhatók. Ilyen esetekben olyan tárolók kellenek, amelyek elő­ ször tárolják a bemeneti állapotokat, és csak akkor adják ki a kimenetre, ha a bemenetek már reteszelődtek (nem tudnak értékükben változni). Ezért két tároló­ ból épülnek fel: a bemeneti mester tárolóból és a kimeneti szolga tárolóból (master - slave flip-flop). Két éllel vezérelt tároló A 10.10. ábra egy olyan mester—szolga tárolót szemléltet, amely két, a 10.5. ábrán bemutatott sztatikus órajelű RS tárolóból épül fel. A C órajel a két tárolót felváltva reteszeh. Az órajel invertálását a G15 kapu végzi. Amíg C = 1, a bemeneti információ a mester tárolóba íródik be. A kimeneti állapot ezalatt még változatlan marad, mert a szolga tároló éppen reteszelt állapotú. Ha C = 0, akkor a mester tároló retesszel és megtartja azt az állapotát, amely­ ben közvetlenül a negatív órajeléi előft volt. Ugyanebben az időpihanatban a szolga tároló reteszelése megszűnik, és a mester tároló állapota átíródik, eljut a kimenetre. Az adatátvitel tehát a negatív órajeléi hatására megy végbe, és nincs olyan órajeláhapot, aminél a bemeneti adatok közvetlenül a kimenetre juthatná­ nak, mint az átlátszó tárolóknál. Az R = S=Í bemeneti kombináció nem megengedett, mert ellenőrizhetetlen működést okoz, mivel a mester tároló S^, R^ bemenetei 00-ról egyszerre váltaná­ nak 11-re, amikor C értéke 0 lesz. E bemeneti kombináció értelmes hasznosítására vezessük vissza az ellenfázisú kimenetek jeleit a bemeneti kapukra. Ezt a kiegészí­ tést mutatják a 10.11. ábra vastag vonahal jelölt visszacsatoló vezetékei. A kiveze­ tett bemeneteket J és K betűkkel jelöljük. A 10.12. ábrán az igazságtáblázatból látható, hogy a kimenet J=K= 1-nél minden szinkronjelre átvált. A 10.13. ábráról látható, hogy a kapcsolás a bemeneti frekvenciát felezi. E tulajdonságuknál fogva a m e s t e r - s z o l g a tárolókkal egyszerű számlálók kialakíthatók. A visszacsatolás miatt a JK tárolók működése során tekintetbe kell venni egy nagyon fontos korlátozó tényezőt. A 10.12. ábra igazságtáblázata csak akkor ^13

Gii &

G23 —I

-

G21

R2

^ o

-

C. ^15

S2

& o

& o

& >

G12 Mester

J22

^24

Szolga

10.10. ábra. RS mester-szolga tároló

-Q

10.11. ábra. / i ^ mester - szolga tároló

/

K

0

0

0 1

1 0

1

1

Ö 2 - 1 (változatlan)

c 2 - 1 (invertált)

10.12. ábra. JK mester - szolga tároló kimeneti állapotai 010 órajelváltozások után

Cl

Q 10.13. ábra. JK mester - szolga tároló, mint frekvenciaosztó

érvényes, ha a JK bemenetek áhapota addig nem váhozik, amíg C= 1. Szemben a 10.10. ábrán látható RS mester - szolga tárolóval itt a mester tároló csak átbil­ lenhet, de vissza már nem, mert a két bemeneti ÉS-kapu egyikét a visszacsatolás mindig reteszeli. E korlátozás figyelmen kívül hagyása a digitális áramkörök egyik hibaforrása! A JK mester — szolga tárolóknak van olyan különleges típusa, amely mentes ezektől a korlátozó tényezőktől. E bemenetén reteszelt (data lockout) tárolóknál mindig az az állapot íródik be, amely az órajel pozitív éle idején van a bemeneten. Közvetlenül az órajel élének felfutása után mindkét bemenet reteszelődik, és a bemenet állapotváltozásait az áramkör többé nem érzékeli [10.1]. Ezt a működést magyarázza a 10.14. ábra. Amíg a közönséges JK tárolóknál az órajel C= 1 tartama alatt a / és AT bemenetek állapotai nem változhatnak, addig a bemeneti reteszeléssel ehátott JK tárolóknál csak a pozitív impulzuséi felfutása alatt kell a bemeneteken levő jeleknek állandó értékűeknek maradniok. Mindkét tárolófajtára egyaránt érvényes, hogy a pozitív élnél beolvasott információ csak az órajel negatív élénél jelenik meg a kimeneten. E késleltetés miatt rajzoltuk be a 10.15. ábrán látható áramköri jelölést szemléltető ábrába a kimenetekhez a késleltetést szimbohzáló jeleket. Vannak több / és több K bemenetű JK tárolók is, amelyek bemenetei az áramkörön belül egy ÉS-kapuhoz csatlakoznak. A belső J és K változók csak akkor lesznek 1 értékűek, ha valamennyi / , ill. K bemenet 1 értékű.

Közönséges JK Reteszelt JK

^

Q 10.15. ábra. JK mester - szolga tároló áramköri jelölése

10.14. ábra. JK mester - szolga tároló be- és kimenő jelének időábrája

A JíT tárolóknak a / és bemeneteken kívül legtöbbször vannak beíró és törlő bemenetei is, amelyek független működésűek az órajeltől, tehát aszinkron működé­ sűek. Ezzel a mester és szolga tárolóba beírhatunk, ill. törölhetünk. Az RS bemene­ teknek elsőbbsége van a JK bemenetekkel szemben. Az órajelvezérelt működés feltétele, hogy R = S = 0, ill R = S=l legyen. Integrált áramkör-típusok: Általános Reteszelt

TTL

ECL

7476 74 LSI11

10135

CMOS 4027

Egy éllel vezérelt tárolók Közbenső tárolású tárolót úgy is realizálhatunk, hogy két átlátszó a (10.18. ábrán látható) D tárolót sorba kötünk és ellenfázisú órajellel vezér lünk. így a 10.16. ábrán látható kapcsolást kapjuk. Amíg C = 0 , addig a bemeneti jel beíródik a mester tárolóba és a = D egyenlőség igaz. Ezalatt a szolga tároló az eredeti állapotot őrzi. Ha az órajel C = l-re vált, akkor ebben a pillanatban a mester tároló tartalma átíródik a szolga tárolóba és ezzel együtt a Q kimenetre jut. Pozitív órajel­ élnél a D bemeneten levő információ tehát azonnal a Q kimenetre jut. Egyébként a D bemenet állapota hatástalan. Ezt szemlélteti a 10.17. ábra. Szemben a reteszelt

10.16. ábra. Egy éllel vezérelt D tároló

S — o5 C " D R,—0 10.17. ábra. Elvezérelt D tároló be- és kimenő jelének időábrája

>C1 - 1D

—

Q

R

10.18. ábra. Elvezérelt D tároló áramköri jelölése

bemenetű JK tárolókkal a beolvasott információ nemcsak a negatív szinkronjel­ élnél jelenik meg a kimeneten, hanem azonnal. Emiatt a 10.18. ábrán felrajzolt áramköri jelölésről hiányzik a késleltetést jelző szimbólum. Ez azért is előnyös, mert az új D jel képzéséhez az egész órajel-időtartam rendelkezésre áll. Ha JK tárolót használunk, akkor ennek a folyamatnak addig le kell zajlani, amíg az órajel 0, tehát szimmetrikus órajelnél fél periódusidő alatt. Integráltáramkör-típusok: 74 LS74 (TTL);

10131 (ECL);

4013 (CMOS).

Az egy éllel billentett D tároló váltó tárolóként (toggle flip-flop) is működhet. Ecélból a 10.19. ábrán látható módon legyen D = Q. Ekkor a Q kimenet minden pozitiv órajelélnél átvált. A 10.20. ábra ezt szemlélteti. Átlátszó D tárolóval frekvenciaosztás helyett folytonos rezgési folyamat lépne fel, amíg C = 1, mert a reteszeletlen bemenetről a késleltetési időnek megfelelő időközökben mindig egy újabb invertált jel haladna át az áramkörön. Az invertálást függővé is tehetjük egy kapuzó vezérlőváltozótól, amikor a Q vagy Q kimenetek közül valamelyiket - egy multiplexer segítségével kiválasztva - csatoljuk vissza a D bemenetre. A multiplexert a r bemenetről vezéreljük (10.21. Cl

>C1

•Q

1D

C

Q Q

10.19. ábra. Elvezérelt D tároló, mint frekvenciaosztó

T

I

C,

sí

10.20. ábra. Frekvenciaosztó idöábrája

ÍJ---

10 >C1

-Q

>C1

Q

10.21. és 10.22. ábra. T tároló

ha r= 1

G1

n r ( 1 ^1 1

T» Dm

r-|>C1 m

1

r= Toggle (váltás);

10.23. és 10.24. ábra. Sokoldalú tároló C = Clock (órajel); L = Load (beírás);

i,2r L2 D.

],2D

c.

>C1

-Ű

10.25a á b r a . Sokoldalú tároló áramköri jelölése

D = Dates (adatok)

L

T

e

0 0 1 1

0 1 0 1

Ö-i Ö-i D D

10.25^ ábra. Sokoldalú tároló működési táblázata

ábra). Az összekötött J és K bemenetű JK tároló (10.22. ábra) működése ugyan­ ilyen. Még sokoldalúbban használható tároló keletkezik, ha megteremtjük a szink­ ron adatbevitel lehetőségét. E célból a D bemenet elé kötött multiplexert további bemenettel egészítjük ki, amelyik a 10.23. ábrán láthatóan az L beíró (Load) bemenetről vezérelhető. Ha L = l , akkor y = D és ezzel a következő ütem után Q = D. Ha L = 0, akkor a kapcsolás úgy működik, mint a 10.21. ábrán ismertetett kapcsolás. A sok üzemmódú tároló működését a 10.25. ábrán foglaltuk össze. Ugyanilyen működésű a 10.24. ábrán látható / ^ t á r o l ó b ó l kialakított kapcso­ lás is. Ha L= 1, akkor J=D, ill K=D. A következő ütem után tehát Q = D. Ha L = 0, akkor J=K=T; ekkor a kapcsolás úgy működik, mint a 10.22. ábrán látható áramkör. JK tárolónál tekintetbe kell venni, hogy az adatokat már a pozitív órajeléi előtt a bemenetre kell adni, de csak a negatív él után kerülnek a kimenetre. Egyszerű JK tárolónál (a 10.11. ábra szerintinél) ezen kívül arra is ügyeljünk, hogy a / és Kbemenetek ne változzanak, amíg C = 1. Ezért ez idő alatt az L, T és D bemenetek sem változhatnak, A 10.23. és 10.24. ábrán látható sokoldalú tároló, széles körű alkalmazhatósá­ ga miatt, a számláló kapcsolások alapáramköre.

10.2. Bináris számlálók A szekvenciális hálózatok fontos csoportja a számlálók. Számláló lehet min­ den olyan áramkör, amelynél bizonyos korlátokon belül a beérkezett impulzusok száma és a kimeneti változók állapota között egyértelmű kapcsolat van. Mivel minden kimeneti változó csak két értéket vehet fel, ezért n kimenet esetén 2" kombináció fordulhat elő. Gyakran a lehetséges kombinációknak csak egy részét használjuk ki. Voltaképpen mindegy, hogy melyik számnak milyen kombináció felel meg, mégis célszerű, ha a számláló számábrázolása a további feldolgozást megkönnyiti. A legegyszerűbb kapcsolásokat bináris számábrázolás esetén kapjuk. A 10.26. ábra egy táblázatot szemléltet a beérkezett impulzusok Z száma és a Zj- kimeneti változók értékének összrendelésére, 4 bites számláló esetére. Ha a táblázatot felülről lefelé olvassuk, két törvényszerűséget ismerhetünk fel. 1. kisebb 2. kisebb

Egy Zi kimeneti változó akkor változtatja meg az értékét, ha az előtte álló helyértékű változó ( z ^ - i ) 1-ről 0-ra vált. Egy kimeneti változó mindig akkor változtatja meg értékét, ha minden helyértékű változó ( z ^ _ i . . . Z o ) 1 értékű, és egy újabb impulzus érkezik.

Ezek a törvényszerűségek a 10.27. ábrán látható idődiagramból is kiolvas­ hatók. Az első az aszinkron számláló realizálására, a második a szinkron számláló megvalósítására használható fel. Adott esetben olyan számláló is kell, amelynél a számláló állását minden egyes

z

0 i 2

3 4 5

6 7 8

9 10 11 12 13 14 15 16

^3

^2

23

22

21

20

0 0 0 0 0 0 0 0

0 0 0 0

0 0

0

1 1

0

1 1 1 1

0 0

0

1 1

0

1 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1

0 0

0

1 1

0

0 0

0

1 1

0

0

0

0

0

1 1 1

10.26. ábra. Bináris számláló állapotdiagramja

1

2

3

4

5

6

7

8

9 10 11 12 13 U

15 16

1 I

1

I I

0—'

1

I

1 1

I! I, I

z, 0-

1 1

Z2

0-

Z3

0

1

1

10.27. ábra. Bináris számláló kimeneti állapotainak időábrája

számlálandó impulzus 1-gyel csökkenti. Egy ilyen visszaszámláló törvényszerű­ ségei a 10.27. ábra táblázatából kiolvashatók, ha a sorokat alulról felfelé tekint­ jük át. Az alábbiak olvashatók ki: la) Egy Zi kimeneti változó visszaszámlálásánál mindig akkor változik meg, ha a következő kisebb helyértékű változó 0-ról l-re vált. 2a) Lefelé számlálónál a kimeneti változó mindig akkor változtatja értékét, ha az összes kisebb helyértékű (z^_i...Zo) változó 0 értékű, és egy új impulzus érkezik. 10.2.1. Aszinkron bináris számláló Aszinkron bináris számlálót kapunk, ha a 10.28. ábrán látható módon több tárolót sorbakötünk, és ezek T bemenetét mindig az előző tároló Q kimenetéhez csatlakoztatjuk. Az előreszámlálás elérésére a tároló kimeneti állapotát akkor kell változtatni, amikor a C órajel 1-ről 0-ra vált. Tehát elvezérelt tároló szükséges, pl.: JK mester — szolgatároló a J=K= 1 feltétellel. A számláló tetszés szerint tovább bővíthető. 10 tárolóval már 1023-ig számolhatunk. ^0

CLK

u -

>C1

t

1

1

1J>C1

Q

t>C1

1J-

Q

RCO

j>C1

Fi 10.28. ábra. Aszinkron bináris számláló RCO = Ripple Carry Output (átvitelkimenet) CLA:= Clock (órajel);

Olyan tárolót is használhatunk, amelyik pozitív élre bihen, tehát pl. elvezérelt D tárolót. Ha a 10.28. ábra szerinti kapcsolásban használjuk, akkor visszaszámlálót kapunk. Az előreszámláláshoz az órajelet invertálni keh. Ehhez egyszerűen minden előző fokozat Q kimenetét kell felhasználni. Minden számláló egyben frekvenciaosztó is. Az FQ flip-flop kimenetén a frekvencia a beérkező órajel-frekvencia fele. kimenetén a beérkező frekvencia negyedrésze jelenik meg, F2 kimenetén pedig a nyolcada stb. Ez a tulajdonság a 10.27. ábrán is jól látható.

10.2.2. Szinkron bináris számláló Az aszinkron számláló jehegzetes tulajdonsága, hogy a számlálandó impulzu­ sok csak az első tároló órajel bemenetére kerülnek. Ennek következtében a bemenő jel hatása csak akkor érkezik meg az utolsó tárolóra, ha minden előző tároló már állapotot váltott. A Qo-Qn kimeneti áhapotok közül egy nagyobb indexű, tehát

mindig egy tároló késleltetési idejével késleltetve jelenik meg az előzőhöz képest. Hosszú láncok és nagy frekvencia esetén emiatt áhapota annyira késleltetve áll be, hogy közben már újabb impulzusok érkezhettek. Ezért az utolsó impulzus be­ érkezte után ki kell várni a teljes lánc eredő késleltetési idejét, hogy az eredmény kiértékelhető legyen. Ha az eredményeket a számlálás közben is folyamatosan ki kell értékelni, akkor az impulzusok periódusideje nem lehet kisebb, mint a szám­ lánc késleltetési ideje. A szinkron számlálóknak nincs ilyen hátrányuk, mert a bemenő impulzusok egyidejűleg minden C óra jelbemenetre rákerülnek. Mégsem változik minden órajel hatására az összes tároló áhapota, mert a folyamatot a 10.21. és 10.22. ábra szerinti kapuzott tároló is vezérh, amelyik csak akkor billen, ha a T vezérlőváltozó értéke l-es. A billenés feltétele a 10.26. ábra szerint: a bináris számláló tárolója csak akkor billenhet, ha minden kisebb helyértékű flip-flop kimenet logikai szintje 1. Áramköri megoldásához legyen TQ= 1, T^^ZQ, T2 = z^z és = Z 0 Z 1 Z 2 . A felépí­ téshez szükséges ÉS-kapukat a 10.29. ábra tartalmazza.

^0

Qo

h

^3

17" r->C1

>C1

CLK

^2

^1

r->Cl

0

10.29. ábra. Szinkron bináris számláló

Az integrált szinkron számlálóknak még további be- és kimenetei vannak, amelyek szerepét és alkalmazását a 10.30. ábra kapcsán megérthetjük. A CL (clear) törlő bemenet alkalmas az egész számlánc nullázására. A LOAD beíró bemeneten keresztül vezérelve a számlálóba tetszőleges Z = D szám írható be. Amíg a törlő bemenet, mint minden törlés, aszinkron működik, addig a beírás mind aszinkron, mind szinkron lehet. Többhelyértékű számlálót pl. több 4 bites számláló kaszkád kapcsolásával alakíthatunk ki. A fokozatokat az RCO (iíipple Carry Output) kimenetek és az ENTiT engedélyező, £'A^able T) bemenetek összekötésével kapcsoljuk egymáshoz, amellyel az összes számláló fokozat és az átviteli kimenetek működése letiltható. Az átviteh kimenetnek akkor kell l-nek lennie, ha a számláló állása eléri az 1111-et, és minden kisebb helyértékű egység ugyancsak átvitelt ad. Ehhez minden egység­ ben teljesülnie kell az RCO

=

ENTzoZiZ2Z^

feltételnek. A megfelelő kimeneti kapukat feltüntettük a 10.30. ábrán.

^1

^2

ENT /?C0

&

1,27"

CLR CLK LOAD

\,2T

[AQ

1,27" |_IQ 1,20

l-JO

1,2D

1,2D

L2

/.2

L2

>C1

>C1

|>C1

R Fc 0

R

1,27' 1,20

M Q

L2 t>C1

^3

do

c/I

c/2

c/3

10.30. ábra. Integrált szinkron számláló gyakorlati kivitele ENT= Enable T ( 7 engedélyező); C L i ? = Clear (törlés); £'A^P= Enable P (P engedélyező); C L i ^ = Clock (órajel); i ? C O = Ripple Carry Output (átvitelkimenet)

A számláló fokozatok kaszkád kapcsolásához csupán a fokozat ^A^r bemene­ tét a következő kisebb helyértékű fokozat RCO kimenetéhez csatlakoztatjuk. A sorbakapcsolt ÉS-kapuk késleltetési ideje összegeződik. Emiatt a többhelyértékű számlálóknál csökkenne a maximáhs számlálási frekvencia. Ezért jobb, ha a szük­ séges ÉS-függvénykapcsolatokat minden egyes számláló fokozatban párhuzamo­ san alakítjuk ki. E célból hagyjuk ki a legkisebb helyértékű számláló fokozatot a soros RCO - ENT láncból és engedélyezzük párhuzamosan a nagyobb helyértékű számláló fokozatokat az ENP bemeneteken. Ilyen módon a 10.31. ábrán látható elrendezéssel a párhuzamos ÉS-függvényeket külső kapuk nélkül reahzálhatjuk.

, ENP ,ENT

ENP

G2 G1 ]CT^]S

,ENT RCO

ENP

G2 G1

\Ch\b

RCO

G2 G1

ICr^LB

E/VT" RCO

r - > C U 4

>C],2^ [ 1 ] [ 2 ]

[41 C8 ]

ENT

^Z3

C 2] C4] [8J

G2

G1 1C7-::15

RCO

>C1,2f

^4

[4] ^7

í

[ 1 ] [23

N

- ^ 1 2

[ 2 ]

^ZIO

[8]

[4]

-^13

[8]

-^15

CLK 10.31. ábra. Szinkron számláló fokozatok kaszkád kapcsolása CT= Content (tartalom, számlálóállás)

Integráltáramkör-típusok: Kapacitás 4 bit 4 bit 8 bit

Törlés aszinkron szinkron szinkron

TTL 74 LS161A 74 LS163A 74 LS590

ECL

CMOS 4161 4163

10136

10.2.3. Előre - hátra-számlálók (reverzibilis számlálók) Az előre - hátra számlálóknál két típust különböztetünk meg. Az egyiknél két bemenet van, az óra jelbemenet és a másik, amely meghatározza a számlálás irányát. A másik fajtánál két órajelbemenet van, az egyikre adott jel növeh, a másik pedig csökkenti a számláló által képviselt értéket. Átkapcsolható számlálási irányú számláló A hátraszámlálás billenési feltétélére a 10.26. ábra szerint azt mondhatjuk, hogy minden egyes flip-flopnak csak akkor keh állapotot változtatnia, ha minden kisebb helyértékü helyen 0 van. Ennek a feltételnek a dekódolása a 10.30. ábrán látható kapcsolásnál úgy történhet, hogy kapuzásra a Q kimenetek helyett a Q kimeneteket használjuk. A 10.32. ábrán látható átkapcsolható számlálási irányú áramkörnél az átkapcsolás az UjD előre - hátra vezérlőjel segítségével történik, mely vagy a kapcsolás felső részének (előreszámlálás) vagy az alsó részének (hátra­ számlálás) kapuhálózatát aktiválja. Átvitelre a következő fokozat felé két esetben van szükség: ha a számláló ^0

Z2

&

U/D

Q ENT

Q

Q

Q

^1 17" >C1

>n Q

>C1

Q

>C1

Q

>CÍ

CLK

10.32. ábra. Átkapcsolható számlálási irányú bináris számláló UID= UP/DOWN

-I

RCO

állása: 1111 {UjD = 1, előreszámlálásnál), vagy akkor, ha a számláló állása: 0000 (hátraszámlálásnál). Az átviteli változóra a következő függvény adódik: RCO

= [zoZ^Z2Z^U/D

+

ZoZ^Z2Z^U/D]ENT.

Ezek a változók a 10.31. ábrán láthatóan a következő fokozat ENT engedélyező bemenetére kerülnek. Az átvitel mindig előjelhelyesen történik, mert a számlálási irány természetesen minden fokozat számára együtt kerül átkapcsolásra. Integráltáramkör-típusok: Bitszám

TTL

ECL

CMOS

4 bites 8 bites 10 bites

74LS191 74 AS867 74 LS491 (MMI)

10136

4516

Két számláló bemenetű reverzibilis számlálók A 10.33. ábra egy két bemenetű számlálót szemléltet, amely előre- és hátra­ számlálásra alkalmas. Az előző kapcsolásokban az órajelek minden flip-flopra eljutottak. Azok a tárolók, amelyek kimeneti áhapota nem változhatott meg, T bemenetükön keresztül voltak letiltva. A 10.33. ábrán látható kapcsolásban az órajelek az állapotot nem változtató flip-flopra el sem jutnak. A CUF előreszámlá­ ló órajelek csak olyan tároló órajelbemenetére jutnak el, amelyek előtt 1 állapotú tároló áll. Ennek megfelelően a CDN hátraszámláló órajelek csak olyan tárolók órajelbemenetére jutnak el, amelyek előtt 0 áhapotú tároló áh.

10.33. ábra. Külön előre- és hátraszámláló bemenetekkel rendelkező bináris számláló. Ttípusú tárolók C C/P = Clock Up (előreszámláló órabemenet); CO = Carry Output (átvitelkimenet); CDN= Clock Down (hátraszámláló órabemenet); BO = Borrow Output (alulcsordulási átvitelkimenet)

Azok a tárolók, amelyek állapota megváltozik, gyakorlatilag egyszerre kapják az órajelet, tehát a nagy helyértéket képviselő tárolók egyitt bihennek át a kis hely­ értéket képviselő tárolókkal. Ezért az áramkör szinkron számlálóként működik. A kimeneti ÉS-kapu meghatározza az előre-, ih. visszaszámlálás átvitelét. Ehhez hasonló számlálót csatlakoztathatunk, amely önmagában ugyancsak szinkron működésű. Az első számlálóhoz képest azonban késleltetése van, tehát aszinkron. Ezt az üzemmódot félszinkronnak nevezzük. Integráltáramkör-típusok: Bitszám 4 bites

TTL 74 LSI93 (TTL)

Koincídenciaelnyomás Két impulzus időkülönbsége és időtartama nem lehet kisebb, mint a számláló beállási ideje, mert a számláló különben a második impulzus feldolgozását hibásan végezné. Egy bemenetű számlálóknál ez a feltétel megszabja az f^^^ = 1 /2t^ maximális számlálási frekvenciát. A 10.33. ábrán látható kapcsolásnál a helyzet rosszabb. Még ha az órajelfrekvencia az előre- és hátraszámláló bemeneten különkülön lényegesen kisebb is /^^^-nál, akkor is előfordulhat olyan eset aszinkron

CUP

1 ^

1 ^

4>

Q

YüP

^3 M4

CUP' G2

Ma

M2 CDN

Q

CDN'

M_n_ ^ fi

10.34. ábra. Antikoincidencia-áramkör

rendszereknél, hogy az időkülönbség egy előre- és. egy hátraszámláló impulzus között /g-nél kisebb. Az ennyire szorosan egymás mellé kerülő (koincidáló) impul­ zusok határozatlan számlálóállapotot okoznak. Ezen úgy segíthetünk, hogy nem engedjük az egymáshoz túlságosan közeli impulzusokat a számlálóra. Ilyenkor változatlan marad a számláló áhapota, ami az előre- és visszaszámlálandó impul­ zus figyelembevételével egyébként is szükséges lenne. A feladatra alkalmas antikoincidencia-áramkört a 10.34. ábra szemlélteti. [10.2]. Az M l és M 2 monostabil multivibrátorok először a CUP és C D N impulzu­ sokból a definiált időtartamú x^p és X^N jeleket állítják elő. Az M 4 és M 5 mono­ stabil multivibrátorok a bemeneti jelük 1 0 átmenetének hatására indulnak. A Gi kapu segítségével döntjük el, hogy az x^p és az: Xp^ uniformizált bemenő impulzusok között van-e átfedés. Átfedés esetén a kimenetén 0 1 él jelenik meg.

amely az M3 multivibrátort indítja. Hatására a G 2 és G3 kapu ^2 ideig letilt, és egyáltalán nem jelenik meg impulzus a kimeneten, ahogy ez koincidencia esetén szükséges. A biztos elnyomás érdekében a h

>

^1 + ^3

feltétel kell, hogy teljesüljön. A időzítés a kimenő impulzus időtartamát szabja meg. A legrövidebb időtartam akkor keletkezik, ha még éppen nem lép fel koinci­ dencia. Értéke At = t^ — t^. A számláló biztos működéséhez még a következő feltételeket kell teljesíteni: t^> t^

es

h > K

A legrövidebb megengedett időzítések: 't^ = t^, t^ = 2t^ és ^2 órafrekvencia a koincidencia-kapcsoláábbemenetén:

3/^. A maximális

Ezt az antikoincidencia-kapcsolás tehát 1,5-szeresen csökkenti. A . leírt elven működik az „Anti-^Ráce-Clock-Generator" a 40110 CMOS számlálóban.^ Kivonó módszer Sokkal elegánsabb módszert szemléltet a 10.35. ábra, ahol az eredményt növelő és csökkentá infpulzusokat két külön számlálóval dolgozzuk fel és VÉGÍIPI képezzük a különbséget. Itt az impulzusok koincidenciája nem okoz problámát. További előnye^,: hogy az előreszámláló logika egyszerű, így eleve gyorsabb műkö­ dés érhető el. CUP

3 [13

01

SUB

[0

[13 [23

[2]

[^3 [83

3

^

0'

3

[83

c/3 c/2 C/i ŐQ

li^SSr ábra. Koincidenciaérzéketlen kétirányú bináris számiáló

A kivonó átvitele nem használható előjelkijelzésre, mert egyébként a pozitív különbséget a számláló tévesen negatívként jeleníti meg, ha az egyik számláló túlcsordul és a másik még nem. Előjelhelyes különbséget kapunk, ha 4 bites kettes komplemens kódban értelmezzük a végeredményt. A bit ekkor helyesen adja meg az előjelet addig, amíg a különbség nem lépi túl a megengedett —8...+ 7 tartományt.

10.3. BCD számlálók 8421 kódban 10.3.1. Aszinkron B C D számláló A 10.26. ábrán található táblázat szerint a három helyértékű bináris számláló 7-ig számolhat, a négy helyértékű számláló pedig 15-ig. BCD számlálóban tehát minden decimális számjegyhez négy bináris helyérték szükséges, amelyet dekadi­ kus számlálónak nevezünk. A dekadikus számláló csupán abban különbözik a bináris számlálótól, hogy a tizedik impulzus hatására nullázódik és átvitelt képez. Ez az átvitel a következő, eggyel nagyobb helyértékű decimális számlálóegységet vezérh. BCD számlálóval sokkal egyszerűbb a decimális számok kijelzése, mint biná­ ris számlálóval, mert minden dekád külön dekódolható, és a megfelelő decimális számjegy kijelezhető. Mivel a természetes BCD ábrázolású decimáhs számjegyeket négy helyértékű bináris szám képviseh, ahol a jegyek súlya 2^, 2^, 2 \ 2^, a BCD ábrázolást 8421 kódnak is nevezzük. A 8421 kód egy dekádjának igazságtáblázatát a 10.36. ábra mutatja. Definíció szerint a 9. számjegyig meg kell egyeznie a 10.26. ábra szerinti, bináris számlálókra vonatkozó táblázattal, a 10 számot azonban ismét 0000 képvi­ seh. A kimeneti logikai változók időbeh menetét a 10.37. ábrán láthatjuk. Ahhoz, hogy a számlálót a tizedik bemenő impulzus kezdeti áhapotába juttas­ sa vissza, járulékos logika is szükséges. Kapukat takaríthatunk meg, ha több / és K bemenetű JK tárolót alkalmazunk (10.38. ábra). A 10.28. ábrán látható eredeti bináris számlálóval ellentétben az előbbi táblázat szerint a következő eltérések szükségesek: Az tárolónak nem szabad átbillennie a tizedik impulzus hatására.

a/
^2

^1

23

22

21

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 0

"

^0

7

zo 01 0 1

2 3 4 5 6 7 8 9 10

0 1 0 1 0 0 0 1 0 1 0

í I

z,

0-

Z2

01

0 10.36. ábra. 8421 kód állapottáblázata

I I r I I I I I I

I I I r ^I I I I I I I I ' I I I

!

I

f—

i

10.37. ábra. 8421 kódban számláló kapcsolás kimeneti állapotainak időábrája

1 - ÍJ CLK

RCO

^

>C1 1 — \K

10.38. ábra. Aszinkron BCD számláló

noha ZQ 1-ről 0-ra változik. Ennek a feltételét az előbbi táblázat segítségével könnyen meghatározhatjuk: z^ maradjon 0 akkor, ha z^ előzőleg már 1 szintű lett. Ennek biztosítására kössük össze az tároló / bemenetét Z3-mal. Az a feltétel, hogy Z2 a tizedik impulzusnál nulla maradjon, ezzel automatikusan teljesül. A másik eltérés a bináris számlálótól az, hogy 23-nak a tizedik impulzus hatására 1-ről 0-ra keh átváltania. Látjuk, hogy ez milyen nehéz feladat. Ha F3 órabemenete a bináris számlálókhoz hasonlóan 22-re lenne kapcsolva, akkor Z3 a nyolcadik impulzus után nem változhatna meg, mert az F^ tároló a visszacsatolá­ son keresztül letiltódna. F^, tároló J bemenetét ezért annak a tárolónak a kimeneté­ re kell kötni, amelyet a visszacsatolás nem tilt le, tehát a mi esetünkben az FQ tároló ZQ kimenetére. Ekkor viszont a / bemenetek segítségével meg kell gátolni, hogy az F3 tároló túl korán visszaváltson. A táblázatból látható, hogy Z3 csak akkor lehet 1, ha z^ és Z2 is az órajel előtt már 1 szintű. Ahhoz, hogy ezt megvalósítsuk, csatlakoztassuk F3 / bemenetét z^-hez, ül. Z2-höz. Ekkor a nyolcadik impulzusnál Z3 = 1 lesz. Mivel ezután z^ = Z2 = 0 lesz, Z3 az első adandó alkalommal ismét Z3 = 0 áhapotba billen vissza. Ez a 10.36. ábra szerint éppen a szükséges időpont. Integráltáramkör-típusok: Bitszám 4 bites 2 x 4 bites

TTL

ECL

74 LS90 74 LS390

10138

10.3.2. Szinkron B C D számláló A 10.39. ábrán látható szinkron dekádszámláló kapcsolása megfelel a 10.30. ábrán bemutatott szinkron bináris számlálóénak. Mint az aszinkron dekádszámlá­ lónál, itt is két kiegészítés szükséges, amely a 9 = 10012-ről 0 = 00002-re átmenetnél megakadályozza, hogy F^ átváltson. Erről az F3 tároló gondoskodik. F^ letiltását F3 Q kimenetéről megvalósított visszacsatolás végzi. F3 visszaállítását a Tbemene­ tén keresztül a 9 dekódolása segítségével oldjuk meg.

2^3

RCO ENT

&

& ^1

17"

CLK

ir

Q

\T

Q

Q

17"

>C1

>C1

>C1

p >C1

^0

^1

^2

^3

Q

Q

10.39. ábra. Szinkron BCD számláló

Szinkron BCD számláló Átkapcsolható számlálási irányú Oda-visszaszámláló bemenetű

TTL

ECL

CMOS

74 LSI60 74 LSI90 74 LSI92

10137

4160 4510

10.4. Programozható

fr^enciaosztó

A programozható frekvenciaosztók olyan áramkörök, amelyek akkor adnak kimenő jelet, ha a bemenő impulzusok száma azonos egy előre kiválasztott M számmal. A kimenő jel különféle folyamatokat vezérelhet. Egyúttal beavat­ kozunk magába a számlálási folyamatba is, tehát a számlálót leáhítjuk vagy nullázzuk. Ha a nullázás után hagyjuk, hogy a számláló tovább működjön, akkor olyan moduló m számlálót kapunk, amelynek a számlálási ciklusát az előre kiválasztott szám határozza meg. A programozható számláló legegyszerűbb megvalósítását a 10.40. ábrán lát­ hatjuk, ahol a számláló Z áhását összehasonhtjuk a kiválasztott M számmal. CLK CLR

1C7"=0

H

[1 ] [2] U]

[8]

r 01

COMP ro

^1

•Z Mm3

Z=M

10.40. ábra. Modulo ( M + 1) számláló komparátorral

Ehhez ekvivalencia komparátort használunk, amiről a 19.4. szakaszban még lesz szó. Ha az M órajelciklus után Z = M lesz, akkor j = 1 miatt a számláló törlődik ( Z = 0 ) . Az y ekvivalenciajel a törlés folyamata alatt jelenik meg. Aszinkron CLR bemenetnél ez az idő néhány kapukésleltetésnyi. Ezért célszerűbb szinkron számlá­ lót használni, ekkor az ekvivalenciajel pontosan egy órajel periódusidejéig áll fenn. A 10.40. ábrán látható számláló ( M + 1) órajel-periódus után ismét nuházódik. Tehát nem más, mint egy moduló ( M + 1) számláló. A 10.40. ábra kapcsolásában levő komparátor elmaradhat, ha a szinkron számlálóknál általában rendelkezésre álló párhuzamos beírómeneteket használjuk (10.30. ábra). Ezeket a lehetőségeket használtuk ki a 10.41. és a 10.42. ábrákon.

L2

CLK Po Pl P2 P3

>2*/C\

RCO

1,2D

r [ 1 ]

1,2D

[ 2]

\,2Ü

[L ]

1,2D

[ 8 J

LOAD MZ.2

CLK mo

m-i

10.41. ábra. P=Z^^x" ^ párhuzamos beíró bemenetű moduló (M+ 1) számláló Z=15-nél

2-/Cl

CT=0

],2D

[ 1 ]

\2D

[ 2]

\,2D

C ü ] C 8]

1,20

RCO

10.42. ábra. M értéket párhuzamosan beíró moduló ( M + 1) számláló Z = 0-nál hátraszámláló alkalmazásával

A 10.41. ábrán látható számlálót inicializáljuk a P = Z^^^-M számmal. M órajel­ periódus után elérjük a maximáhs számlálóáhást, amelynek hatására az átvitel (túlcsordulás) RCD = 1 lesz. Ha a LOAD bemenetet rákötjük erre a kimenetre, akkor az ( M + 1) ütem ismét P kezdeti értékre áhítja be a számlálót. Tehát így is moduló ( M + 1 ) számlálót kapunk. A beírandó P szám bináris számlálóknál könnyen kiszámítható: ez egyenlő az M szám egyes komplemensével (1. a 19.1.3. pontot). A 10.42. ábrán látható számlálóba magát az M számot írjuk be. Ezután a számláló visszafelé számlál. Nullázásnál a RCO kimeneten logikai 1 jelenik meg (10.32. ábra), amit arra használhatunk, hogy a számlálót újra inicializáljuk.

10.5.

A netére lépjen. jelenik

Léptetőregiszterek

léptetőregiszter flip-flopok olyan lánca, amely lehetővé teszi, hogy a beme­ adott információ minden egyes órajel hatására egy flip-floppal tovább A bemeneti jel áthaladva a láncon késleltetve, de egyébként változatlanul meg a kimeneten.

10.5.1. A léptetőregiszter alapkapcsolása A léptetőregiszter működési elvét a 10.43. ábra mutatja. Az órajel első ütemé­ ben a bemenetre adott információt az tároló beolvassa. A második ütemben a beolvasott információt átadja az F2 tárolónak és egyidejűleg beolvassa a információt. A 10.44. ábra a 4 bit hosszúságú léptetőregiszter működését mutatja.

Dl

10

W

W

r->C1

:->C1

r->C1

F,

CLK

DO

FL

10.43. ábra. 4 bites léptetőregiszter legegyszerűbb kivitele Dl = Data Input (adatbemenet); CLK= Clock (órajel); DO = D a t a Output (adatkimenet)

Látható, hogy a negyedik órajel után a léptetöregiszter megtelik a sorosan beírt információval. A négy tároló ö i - • - 0 4 kimenetén párhuzamosan megjelenik a négy beirt információ, vagy a további órajelek hatására sorosan férhető hozzá a kimeneten. Tárolóként a közbenső tárolású típusok alkalmasak. Átlátszó tároló erre a célra nem megfelelő, mert a bemenetre adott információ azonnal végigfutna egészen a kimenetig - már az első logikai 1 értékű órajel hatására. CLK 1 2 3 4 5 6 7

Öl

Ö2

03

_

_

öl

-

^1 D4 Ds D,

D3

Ö4

-

^3

Dl D2

^5

D3 D4

10.44. ábra. 4 bites léptetőregiszter működési táblázata

10.5.2. Párhuzamos beírású léptetőregiszter Ha a 10.45. ábrán látható módon minden bemenet elé egy multiplexert kap­ csolunk, akkor a LOAD bemenet segítségével párhuzamos beírásra kapcsolhatunk át. A következő órajel hatására a J^.. .d^ adatok egyszerre íródnak be az áramkör­ be, és ezek jelennek meg a Ö i - Ö 4 kimeneteken. így nemcsak soros - párhuzamos átalakítás, hanem párhuzamos - soros átalakítás is lehetséges.

Ű2

LOAD -G1

Dl

1 -1

l~G1

G1

W

r- 1

10

10

>C1

>C\

G1 r- 1

1D

DO

>C1

r-l>C1 F3

CLK c/i

d2

03

dl,

10.45. ábra. Párhuzamos beírása léptetőregiszter

A párhuzamos beíró bemenetű léptetöregiszter előre-hátra léptető regiszter­ ként is működhet. Ilyenkor a párhuzamos beíróbemeneteket mindig a jobb oldali szomszédos kimenethez csatlakoztassuk. A LOAD = 1 esetben j o b b r ó l - b a l r a irányú adattovábbítás adódik. Integráltáramkör-tipusok: Bitszám 4 bites 8 bites 16 bites 2 X 64 bites

TTL 74 LSI94A 74 LSI64, 229 74 LS673 T D C 1005J (TRW)

ECL 10141

CMOS 40194 4014 4006 4517

10.6. Aszinkron jelek feldolgozása A digitális áramköröket mind aszinkron, mind szinkron működésűre készít­ hetjük. Az aszinkron áramkörök általában egyszerűbbek, azonban sok nehézséget okoznak, mert mindig gondoskodni kell arról, hogy olyan rövid idejű átmeneti állapotot ne dekódoljon, amely csak a késleltetési idők különbségéből keletkezik (hazárdok). Szinkron rendszereknél a viszonyok ilyen szempontból egyszerűbbek. Ha a rendszerben valahol állapotváltozás lép fel, akkor az csak egy órajelélnél léphet fel. Az órajel alapján tudhatjuk azt is, hogy a rendszer mikor van áhandósult áhapotban. Célszerű gondoskodni arról, hogy a rendszernek minden változása az órajel 1 0 vagy 0 ^ 1 átmeneténél következzen be. Ha a rendszer pl. az 1 ^ 0 átmenet hatására változtatja meg állapotát, akkor az órajel 1 állapotában a rend­ szer biztosan állandósult állapotban van. A rendszerbe kívülről betáplált jelek általában nincsenek szinkronizálva az órajellel. A szinkron feldolgozhatóság céljából a jeleket elő kell készíteni. A követ­ kező pontokban néhány olyan kapcsolással foglalkozunk, amelyek a fenti felada­ tot látják el.

10.6.1. Mechanikus érintkezők pergésének megszüntetése Mechanikus érintkezők zárásakor vagy nyitásakor a mechanikus rezgés miatt mindig keletkezik egy impulzussorozat. A számláló egyetlen impulzus helyett bizonytalan számú impulzusból álló sorozatot érzékel. Segítséget jelent, ha higanyérintkezős kapcsolót alkalmazunk, ez a megoldás azonban viszonylag drága.

—

_

1

&

R

R

+

01 0-

10.46. ábra. Kapcsoló pergésének megszüntetése

10.47. ábra. Időábra

Egyszerű megoldást szemléltet a 10.46. ábra, amelynél a pergés megszüntetésére RS tárolót használunk. Nyugalmi áhapotban i? = 0, és S= 1, tehát x = 0. Ha működtetjük a kapcsolót, akkor a nyugalmi érintkező nyitásakor impulzussorozat jut az R bemenetre. Mivel R = S= 1 a tartási feltétel, a kimeneti x érték nem változik. A nyugalmi érintkező teljes kinyitása után impulzussorozat kerül a záró érintkezőre. Az első érintkezésnél R= 1 és 5^=0. Erre a tároló áhapota átvált és x= 1 lesz. Ez az áhapot megmarad a további pergés alatt is. A tároló csak akkor billen vissza, ha az érintkező ismét a nyugalmi érintkezőhöz ér. Az impulzusok időábráját a 10.47. ábra szemlélteti.

1 0 . 6 . 2 .

E l v e z é r e l t RS

tároló

Az RS tárolóba S= 1-gyel beírhatunk, R= 1-gyel pedig nullázhatjuk. Meg keh viszont akadályozni, hogy mindkét bemenet 1 értékű lehessen, mert akkor a tároló végáhapota bizonytalan. Ez utóbbi eset előfordulásának kisebb a valószínűsége, ha rövid R, ih. S impulzusokat használunk. A 10.48. ábra ennél egyszerűbb meg­ oldást szemléltet. Itt a bemenő jelet pozitív éllel vezérelt D tároló bemeneteire adjuk. Ezáltal elérjük, hogy csak a felfutó él alatti bemenő jelszintekre érzékeny a kapu, máskor hatástalan a bemeneten levő jel. H a pozitív él kerül az S bemenetre, akkor ö i ^ Ö 2 lesz. Kizáró VAGY-függvény az eredmény: 7 - 0 1 + 0 2 = 02 + 0 2 = 1 . Ha az R bemenetre érkezik pozitív él, akkor 0 2 = 0 1 ^ következmény. Ekkor az 7 = 0 lesz. Az y kimenet tehát úgy működik, mint az RS tároló Q kimenete.

10.48. ábra. Elvezérelt RS tároló

A bemenő jel időábrája azonban itt sem lehet tetszőleges: a bemeneti pozitív élek nem kerülhetnek egyszerre a bemenetekre. Ezeknek legalább a „Propagation Delay Time" és a „Data Setup Time" idők összegének megfelelő időkülönbséggel szabad csak megjelenni a bemeneteken. Ez az idő a 74 LS sorozatú TTL kapcsolá­ soknál kb. 50 ns. Egyidejű bemenő jelnél a kimenő jel invertáltjára változik.

10.6.3. Impulzusok szinkronizálása Impulzusokat a legegyszerűbben D tárolóval szinkronizálhatunk. A külső x jelet, a 10.49. ábrán látható módon a tároló D bemenetéhez csatlakoztatjuk, a

10

Q ^

>C1 10.49. ábra. Szinkronizáló kapcsolás

10.50. ábra. Időábra

A 10.50. ábra szemléltet egy példát a 0 -> 1 átmenettel vezérelt megoldás idő­ diagramjára. Az olyan rövid impulzust, amelyik két 0 -> 1 átmenet között zajhk le, a rendszer nem érzékel. Ez az eset is látható a 10.50. ábrán. Az ilyen rövid impulzusok elvesztésének elkerülésére közbülső tárolást kell használni. Ezt a fel­ adatot látja el a 10.51. árán az D tároló. Az S bemeneten keresztül aszinkron beírás történik, ha x = 1. A következő pozitív órajelélnél y= 1 jelenik meg. H a ebben az időpontban x már ismét 0, az F^ tároló tartalmát ugyanez az él törh. Azonban ekkor is egy rövid x impulzust a következő élig meghosszabbít, így az impulzus nem vész el. Ezt a működést szemlélteti a 10.52. ábra.

c

ID

0 - ID >C1 0 - R

>C1 F^

0'

^2

10.51. ábra. Rövid impulzusok érzékelése

10.52. ábra. Időábra

10.6.4. Szinkron monostabil multivibrátor A 10.53. ábrán szemléltetett kapcsolással olyan szinkronizált kimenő jelet lehet előálhtani, amelynek időtartama egy órajel-periódus hosszúságú, az x indító­ jel hosszától függetlenül. Ha X 0-ról l-re vált át, akkor a következő pozitív órajelélnél Qi = l lesz. így y értéke is 1 lesz. A következő élnél ismét Q2 = 0, és y = 0 lesz. Ez az állapot addig megmarad, amíg x legalább egy órajel idejéig 0 állapotú, és azután újra 1 lesz. Azok a rövid impulzusok, amelyek tartama alatt nincs pozitív órajeléi, a szinkronizálókapcsoláshoz hasonlóan (10.49. ábra) elvesznek. Ha ezt is szeretnénk megtartani, akkor a 10.51. ábra szerinti elrendezéshez hasonlóan kiegészítő tárolót kell be­ építeni, ami az impulzust az éhg meghosszabbítja. A 10.54. ábra az időábrákat szemlélteti. A több, mint egy órajelnyi időzítésű szinkron monostabil multivibrátor a leg­ egyszerűbben - a 10.55. ábra szerint - szinkron számlálóval valósítható meg. Ha az X változó értéke 1, akkor a számlálóba a következő órajel hatására párhuzamo­ san beíródik (loadolódik) a bemenetek áhapota. A következő órajeleket a maximá­ hs z^ax számlálóállásig számolja. Ha elérte ezt a számot, akkor RCO = 1 átviteh kimenet áhapot jön létre. Ebben a helyzetben a számláló az ENP (count enable) bemeneten át letiltódik, az y kimeneti változó y = 0-ra vált. A normál ENT (enable) bemenetet erre a célra nem használhatjuk, mert az nemcsak a tárolóra, hanem az RCO-ra is hatásos lenne. Emiatt nemkívánatos rezgés keletkezne. ^ i

j T j i _ n j - L r L J ~ L r L

^ 0

>C1 01

p - > C 1 >-íQ2

Fi 10.53. ábra. Egyszeres lefutású szinkron impulzus előállítása

ö 1

Q2r

y

0 1 10.54. ábra. Időábra

Az új ciklust a párhuzamos beíráson keresztül lehet indítani. A beírás (feltöl­ tés) után közvetlenül RCO = 0 és )• = 1. RCO visszacsatolása az N E M — ÉS-kapun át az X bemenetre meggátolja egy újabb beírási folyamat elindítását, mielőtt a számláló elérné a z^^^ értéket. Legkésőbb eddig az időpontig x-nek vissza kell térnie 0 szintre, különben azonnal új párhuzamos beírás történne, vagyis ekkor az elrendezés moduló- (M + 1) számlálóként működne, mint a 10.41. ábrán látható.

ENP

1 >

CT

ENT G3

1

LOAD

15

8

9

10

11

12

13

RCO

CLK >C1/2,3/H MM

Po-

\2D [ 1 ]

Pl • P2' P3.

1,20

15

15

ITL

3CT=15

L2

U

1

1

LOAD

[2]

1,20 c/;] 1,20 C8]

10.55. ábra. Szinkron monostabil multivibrátor

10.56. ábra. Időábra CT= Content (tartalom)

Hét Órajel időzítésű monostabil multivibrátor időábráját láthatjuk a 10.56. ábrán. H a 4 bites bináris számlálót használunk, akkor P = 8 értéket kell beírni. Az első órajelet a beíráshoz használjuk, a maradék 6-ot a 15-ig való számoláshoz. 10.6.5. Szinkron változásérzékelő A szinkron változásérzékelőnek órajellel szinkronizált kimenő impulzust kell kibocsátani, ha az x bementi változó értéke megváltozik. A kapcsolás megvalósítá­ sához induljunk ki a 10.53. ábrán látható monostabil multivibrátorból. Ez kimene­ ti impulzust generál, ha x átvált 0-ról l-re. Ahhoz, hogy 1 -> 0 átmenetnél is

=1 1D

1D 02

r->C1

r->C1

0. 10.57. ábra. Változásérzékelő

10.58. ábra. Időábra

kapjunk kimeneti impulzust, helyettesítsük az ÉS-kaput egy kizáró VAGY-kapuval, és eredményül a 10.57. ábrán látható kapcsolást kapjuk. Működését a 10.58. ábrán látható idődiagram teszi szemléletesebbé.

10.6.6. Szinkronizált órajelkapcsoló Az órajelet gyakran ki vagy be kell kapcsolni anélkül, hogy az órajel-generátor leállna. Erre a feladatra elvileg ÉS-kapu kellene. Ha a bekapcsolást engedélyező jel nincs szinkronban az órajehel, akkor a be- és kikapcsolásnál egy-egy bizonyta­ lan hosszúságú impulzus keletkezik. E káros hatás elkerülésére a 10.59. ábrán látható elvezérelt D tárolót használhatjuk szinkronizálásra. Ha EN= 1, akkor a következő 0 -> 1 átmenetnél 2 = 1 és ezzel 0' is 1 lesz. Az élvezérlés miatt a bekapcsolt 0' ütem első impulzusa is mindig teljes hosszúságú. 0.

-^0 0 ^

5 >C1

EN

Q

\D R 10.60. ábra. Időábra

0' 0

10.59. ábra. Szinkron órajelkapcsoló

A kikapcsoláshoz aO -> 1 átmenetet nem használhatjuk, mert az átmenet után közvetlenül Q = 0 lenne. Emiatt nagyon rövid kimenő impulzus keletkezne. Ezért a tárolót a törlőbemeneten keresztül kell aszinkron módon törölni, ha EN és 0 is 0. Erre szolgál az K bemenet előtti N E M - VAGY-kapu. Amint a 10.60. ábrán látjuk, csak teljes órajel-impulzusok jutnak át az ÉS-kapun.

iíMJ.

Szikwficiális hálózatok rendszerezett tervezése 10.7.1. Állapotdiagram

A szekvenciális hálózatok tervezéséhez a feladatot először is lehetőleg áttekirithetően rögzítsük. Ehhez induljunk ki a 10.61. ábrán látható blokksémá­ ból. A kombinációs hálózatokkal szemben az kimeneti változó nemcsak az bemeneti változóktól függ, hanem a rendszer előző állapotaitól is. A rendszer minden logikai változóját, amely a bemeneti változók mellett befolyásolja a rend­ szer következő állapotát, z„ állapotváltozónak nevezzük. Ahhoz, hogy az állapot­ változók a következő órajelfázisban kifejthessék hatásukat, az állapotváltozókat egy^órajelnyi ideig tároljuk.

Kombinációs hálózat

n

n

\

Áílapotváltozótároió

10.61. á i r a . Szekvenciális hálózat elvi elrenáezése Bemeneti vektor: X, Kimeneti vektor: F, Állapotvektor: Z, Órajel: (p

Az A',- bemeneti változók összességét bemeneti vektornak nevezzük: X

=

{X|,A:2...XR} .

Az j'j kimeneti változók összességét kimeneti vektornak nevezzük: Y=

{yi.y2'"ym]'

A z„ állapotváltozók összességét állapotvektornak nevezzük :

Azokat a különböző állapotokat, amelyeket a szekvenciális hálózat felvesz, S^-vel jelöljül:. Az írásmód leegyszerűsítésére az állapotvektort bináris számként értel­ mezhetjük, és indexként a bináris szón belüli helyértéket jelző decimális számot Írjuk. Az új S +1) állapotot egyrészt az előző S (/^) áhapot, másrészt az Xi bemeneÉ változók értékei határozzák meg. A rendszer állapotainak sorrendjét az X beme­ neti változók segítségével lehet módosítani. Az állapotváltozók hozzárendelését is a kombinációs hálózat végzi: ha bemenetére a Z (r^) előző állapotvektort adjuk, akkor kimenetéia az új Z(t^ + J állapotvektor jelenik meg. A rendszer áhapota mindig a következő órajehg marad meg. A Z (r^^. i) állapotvektornak eszerint csak a következő órajélfázisban szabad a tárolók kimenetére kerülnie. Emiatt elvezérelt itárolókat kell használjunk. A szekvenciális hálózatoknak van néhány fontos különleges esete: az egyik az, hogy az állapotváltozók egyben a kimenetek is. A másik elfajult esetben az egymás után következő állapotok sorrendje ugyanaz. Ekkor bemeneti változókra nincs is s:zükség. Ezeket a speciális tulajdonságokat már a számlálóknál is hasznáhuk. Az általános leírásra állapotdiagramot használunk, amit a 10.62. ábra szem­ léltet. A írendszer minden .állapotát egy-egy körrel jelöltük. Az átmenetet egyik állapotból a másikba egy nyil jelzi. A nyilak mellé írt jelek és a nyíl iránya megadják, hogy az átmenet milyen feltétel mellett jön létre.

pon

> X2

10.62. ábra. Példa egy állapotdiagramra 0. állapot: kezdeti állapot; 1. állapot: elágazási állapot; 2. állapot: várakozó állapot; 3. állapot: átmeneti állapot

-19^ - 1 í

Nem

Igen 52

-19\

Nem

Igen

10.63. ábra. Ekvivalens folyamatábra

A 10.62. ábrán feltüntetett példában az S {t^ = állapotot az S (tk+i) = S2 állapot akkor követi, ha x^ = 1. X i = 0-nál S(kk + i) = SQ . A jelzés nélküli nyíl feltétlen átmenetet képvisel. Szinkron hálózatnál még azt a feltételt is figyelembe kell venni, hogy egy változás nem jön létre közvetlenül az adott változás feltételének teljesülése után, hanem csak a következő órajel hatására. Mivel ez a megkötés a rendszer minden állapotváltozására érvényes, ezért rendszerint az állapotdiagramban nem is tüntet­ jük fel, hanem a szöveges leírásnál említjük meg. A továbbiakban csak szinkron hálózatokkal foglalkozunk, mert ezek tervezése problémamentes. Ha a rendszer Sz állapotban van és egyik állapotátmeneti feltétel sem áh fenn, ami ebből kimozdítaná, akkor a rendszer állapotban marad. Ezt a magától értetődő tényt még külön kiemelve úgy is nyomatékosíthatjuk, hogy Sz-höl .S^-be visszahurkoló nyilat rajzolunk be a diagramba (várakozó állapot). A 10.62. ábrán már felrajzoltunk erre egy példát 5'2-re vonatkozóan. A tápfeszültség bekapcsolása után a szekvenciális hálózatnak meghatározott kezdeti állapotba kell kerülnie. Erre szolgál a „pon" (power on; tápfeszültség bekapcsolás) feltétel. Külön bekap­ csolási logika segítségével a tápfeszültség bekapcsolása után értéke rövid ideig 1 és utána ismét 0 lesz. A szekvenciális hálózat működését állapotdiagram helyett folyamatábrával is ábrázolhatjuk, amint a 10.63. ábrán is láthajuk. Ez az ábrázolás vezet a szekvenci­ ális hálózat megvalósítási lehetőségeihez mikroszámítógép segítségével. Ezzel a 20. fejezetben foglalkozunk.

10.7.2. Átkapcsolható számláló tervezési példája Tervezzünk például egy olyan számlálót, amelynek a számlálási ciklusai 0, 1, 2, 3, vagy 0, 1, 2, aszerint, hogy az x bemeneti változó értéke 1 vagy 0. Az ennek megfelelő állapotdiagramot a 10.64. ábra szemlélteti. Mivel a rendszernek 4 állapo­ ta lehet, a Z állapotvektor ZQ és változóinak tárolására két tároló szükséges. Mivel ezek a változók a számlálóállást is közvetlenül megadják, ezért egyben kimeneti változók is. Emellett még az y átvitel is szükséges, ha x = 1 esetén Z= 3, vagy x = 0 esetén Z = 2 . pon

10.64. ábra. Átkapcsolható számlálási ciklusú számláló állapotdiagramja Számlálási

ciklus

í 4,3,

ha ha

x=0 x=l

Ezzel a 10.65. ábrán látható kapcsolást kapjuk, amelynek igazságtáblázatát a 10.66. ábra szemlélteti. A táblázat bal oldah oszlopába felírtunk minden érték­ kombinációt, amit a bemeneti változó és az állapotváltozók felvehetnek. A 10.64. ábrán látható állapotdiagramból minden kombinációhoz kiolvashatjuk, hogy a következő rendszerállapot mi lesz. Ezt a táblázat jobb oldah oszlopai adják meg. Itt találhatók y értékei is. Ha a szekvenciális hálózatot csak olvasható tár (ROM) segítségével valósítjuk meg, akkor a 10.66. ábra táblázatát közvetlenül programtáblaként is használhat­ juk. Ennél az állapot- és bemeneti változók címváltozóként szerepelnek. Adott címen az új Z ' állapotvektor értékeit és az y kimeneti változót tároljuk. A példa megvalósításához eszerint 8 szavas (8 című) 3 bit szóhosszúságú R O M szükséges.

•y

co

"o -CD C

^0

'n E o

1D

CD N

Q

r->C1

-CD -C

4

10

Q

>C1

10.65. ábra. Szekvenciális hálózat az átkapcsolható számláló megvalósítására

X

2l

0

0

0

0

0

1

D

1

z'o

y

0

1

0

1

0

0

0

§

0

1

1

1

®

0

0

l

0)

0

0

1

0

I

0

1

1

0

0

1

1

0

1

1

1

1

1

0

0

§ r

2'l

ROM Á M A ROM tartalom M M . ábra. A 10.64. ábra állapotdiagramjának igazságtáblázata A legkisebb R O M 32 szavas, 8 bites. Tehát tárolókapacitásának csak tizedrészét használjuk ki. A 10.66. ábra igazságtáblázatából a következő függvényeket írhatjuk fel: =

=

ZQZ]Í + XZQZI

XZQZI

;

+ XZQZI

.

Ennek alapján a kapuhálózat segítségével kialakított változat a 10.67. ábra

£1

Sí

4

1 >

10

Q

>C1 0

10.67. ábra. Kapukkal realizált kombinációs hálózatrészt tartalmazó átkapcsolható számláló

szerinti. Látható, hogy az integráh áramköri tokok száma sokszorosaaa R O M áramkörhöz szükségesnek. A ROM-mal kialakított hálózatnak kis hardverigénye mellett jelentős előnye a sokoldalú használhatósága is, mert csupán a R O M tartalmát kell más beégetéssel megváltoztatni, és az új ROM-mal minden más változtatás nélkül is teljesen új hálózatot kapunk. A szekvenciális hálózatok realizálása kapukkal eszerint csak egyes különleges esetekben ajánlott, pl. az előző szakaszokban megismert közönséges számlálóknál. Bonyolult, kombinációs hálózatok R O M áramkörökkel való megvalósításá­ nál is hamar elérünk egy olyan határt, amelynél a szükséges tárkapacitás rohamo­ san emelkedik. A következő pontban bemutatunk néhány megoldást, amellyel ez a nehézség megszüntethető. 10.7.3. A szükséges tárkapacitás lecsökkentése Amint a 10.61. ábra alapkapcsolásán láttuk, a szekvenciáhs hálózaton belüli kombinációs hálózat n + l bemenetű és n-^m kimenetű. Itt n az állapotváltozók száma, i? az x bemeneti változók (qualifiers) száma, és m az j kimeneti változók száma. R O M áramkörrel való megvalósításnál eszerint a szükséges tárkapacitás: 2^" + ^^ szó, (n + m) bittel = (n + m) 2^" + ^^ b i t . Fennáll annak a lehetősége, hogy az állapotváltozók és a bemeneti változók minden kombinációjához más-más Y kimeneti vektort rendeljünk hozzá. A gya­ korlatban azonban az történik, hogy a kimeneti változók nagy részét az állapotvál­ tozók teljesen meghatározzák, és csak kevés függ néhány bemeneti változó értéké­ től is. Emiatt célszerű a ROM-ot a 10.68. ábrán látható módon két ROM-ra osztani. Az első a „program-ROM". Ez csak a rendszerállapotok sorrendjét tartal­ mazza, a kimeneti állapotokat nem. Utóbbiakat a „kimeneti R O M " képezi az áhapotváltozókból és néhány bemeneti változóból. Emiatt legtöbbször « 1. Olyan eset is előfordul, amelynél egy bemeneti változó csak a kimeneti dekódolást változtatja és az állapotsorrendre hatástalan. Az ilyen bemeneti változót a 10.68. ábra szerint közvetlenül a kimeneti ROM-ra vezetjük és a program ROM-ra rá sem kerül. Ezért < 1 is előfordulhat.

Program ROM

Állapot­ változótároló

Kimeneti

m

ROM

10.68. ábra. Az összes szükséges tárkapacitás csökkentése egy nagy ROM helyett két kicsi használatával

Mivel mindkét ROM-ra csak azokat a bemeneti változókat kapcsoljuk, ame­ lyek az állapotok, ill a kimeneti vezérléséhez ténylegesen szükségesek, ezért a tárigény jelentősen lecsökken. A legkedvezőtlenebb esetben mindkét ROM-nak min­ den / bemeneti változóra szüksége van. Ekkor lesz a két R O M szükséges tárkapaci­ tása együttesen akkora, mint a 10.61. ábrán látható kapcsolásé. Tárkapacitás tekintetében tehát ekkor semmiféle megtakarítás nem keletke­ zik. Ennek ellenére előnyös a R O M áramkör 10.68. ábra szerinti megosztása. így a rendszert sokkal könnyebben üleszthetjük különböző peremfeltételekhez. Sok olyan eset van, amikor az állapotsorrend azonos, és csak a kimenő jelek képzése változik. Ilyenkor csak a kimeneti ROM-ot cseréljük ki, míg a program-ROM változatlan marad. Bemeneti multiplexer A szekvenciális hálózatoknak lehet^ olyan más különleges tulajdonságuk is, melyet kihasználva a tárigény csökkenthető. A bemeneti változók / száma gyakran olyan nagy, hogy egy R O M cimbitjeinek számát jóval túllépik. Másrészt a 2^ kombinációs lehetőségből csak viszonylag kevés — adott esetben pl. csak / számú - kerül dekódolásra. Ezért magától adódik, hogy a bemeneti változókat ne használjuk közvetlenül címváltozóként, hanem multiplexerrel minden állapotban csak az érdekes változók értékét kérdezzük le. Ezzel a 10.69. ábrán látható blokksé­ mát kapjuk. Az állapotváltozók mellett csak a multiplexer x kimenetét csatlakoztatjuk a R O M címbemeneteire. A multiplexert a R O M néhány járulékos kimenetének segítségével Q bináris szám vezérh. Az így kiválasztott változót Xq-val jeHa egy lépéshez több bemeneti változót kell lekérdezni, akkor a lekérdezés csak sorosan történhet, mert egyszerre csak egy változót lehet kiválasztani. E célból a vizsgált állapotot több alállapotra bontjuk, amelyek mindegyikéhez külön-külön mindig csak egy R O M bemeneti változó értéke szükséges. Emiatt a rendszerálla­ potok száma megnő, és ennek ábrázolásához további állapotváltozók is szüksége­ sek. Ez a többletráfordítás azonban még mindig kisebb, mint a multiplexer segítsé­ gével elérhető tárkapacitás-megtakarítás. , Q

7 — ^

Multi­ plexer

n

ROM

10.69. ábra. A szükséges tárkapacitás csökkentése egy bemeneti multiplexerrel

10.70. ábra. Példa az állapotdiagramra

Ezt a tényt elemezzük egy jellemző számpéldával. Valósítsuk meg a 10.70, ábrán levő álapotdiagrammal megadott hálózatot. A hálózatnak négy áhapota és hat bemeneti változója van. A 10.61. ábrának megfelelő alapkapcsolás szerint 9 címbitű R O M áramkör kellene. Tárkapacitás igénye 2^ = 256 szó. Feltételezzük, hogy két kimeneti változó szükséges. A két állapotváltozó feltétele mellett 4 bit szóhossz adódik, teljes tárkapacitás 1024 bit. Nézzük meg a megoldási lehetőséget bemeneti multiplexerrel. Bontsuk fel először az A és C áhapotokat három aláhapotra, amikor a 10.70. ábrán látható kapcsolás változói közül mindig csak egyetlen egy bemeneti változót kérdezünk le. Ezzel egy módosított állapotdiagramot kapunk, amit a 10.71. ábrán láthatunk. Amint látjuk, összesen nyolc áhapot jön létre, amit Sq. . .Sj-td jdöltünk. Könnyen ellenőrizhetjük, hogy az átmenet A makroállapotból B makroállapotba akkor jön létre, ha Xq és x^ értéke 1, összhangban a 10.70. ábrán feltüntetett eredeti állapotdi­ agrammal. A VAGY-függvénynek megfelelő felbontást látjuk a C makróálla­ potnál.

10.71. ábra. Módosított állapotdiagram minden állapotban csak egy lekérdezéssel

Tartalom

Címek X

Ö

Z{tú

0 0

0 1

1 4

3 3

0 0

0 0

0 0

0 1

0 1

0 0

1 0

0 0

1 1

1 1

1 1

0 1

0 2

0 0

0 0

0 0

1 1

0 1

0 0

0 1

0 0

0 0

0 0

0 0

2 2

0 1

0 3

1 1

0 0

1 1

0 0

0 1

0 0

0 1

0 1

0 0

0 0

1 1

3 3

0 1

3 4

2 2

0 0

1 1

1 1

0 1

0

1 0

1 0

0 0

1 1

0 0

4 4

0 1

5 7

0 0

1

0 0

0 0

0 1

1

0 1

1 1

0 0

0 0

0 0

5 5

0 1

6 7

4 4

0 0

1 1

0 1

1

1 1

0 1

1 1

0 0

0 0

6 6

0 1

4 7

5 5

1

1 1

0 0

0 1

1

0 1

0 1

1 1

0 0

1 1

7 7

0 1

0 0

tetszőleges tetszőleges

.1

1 1

1 1

0 1

0 0

0 0

0 0

0 0

0 0

0 0

10.72. ábra. Állapottáblázat

1 1 1 1

1 1 1 1

10.73. ábra. PROM programtáblázat

Nyolc állapot ábrázolásához három állapotváltozó szükséges. A 10.69. ábrán látható ROM-nak ezenkívül három kimenete kell hogy legyen a 8 bemenetű multiplexer vezérlésére, valamint két y kimenet is szükséges. Ezzel 8 bites szóhossz adódik. A három állapotváltozó mellett a multiplexer kimenete is fellép mint címváltozó. Ezzel tehát 2^8 bites szó = 128 bit tárkapacitásigény adódik. Ez a kapacitás csak kb. tizedrésze a hagyományos meg­ oldásénak. Az igazságtáblázat felírása nem nehéz. A 10.71. ábra állapotdiagramjából közvetlenül kapjuk az állapottáblázatot, amit a 10.72. ábra szemléltet. Ez utóbbi megadja, hogy melyik Z{tj^ + J állapotvektor követi a Z ( / J állapotvektort, aszerint, hogy A' értéke 1 vagy 0. A g bináris szám az S^^^^^ állapotban kiválasztott XQ változóértéket határozza meg. A 10.73. programtáblázatot közvetlenül megkap­ juk, ha a hasznáh Z ( / J , Z{tj, + ^), és Q változókat bináris számokként írjuk fel. A tartalomnak csak a 6 vezérléshez szükséges bitjét írtuk fel. Több kimeneti változó létrehozására a bitszám szükség szerint növelhető.

11. Félvezető tárak

A félvezető tárakon belül két fő csoportot különböztetünk meg: a változtatha­ tó tartalmú és a permanens tárakat. A 11.1. ábra áttekintést nyújt a leggyakrabban használt tárfajtákról. Félvezető tárak

RAM

Statikus

Dinamikus Maszkprogramozott ROM PLA 11.1. ábra. Félvezetős tárak

PROM EPROM PAL FPLA áttekintése

EEPROM

A R O M az angol i?ead Only Memory kifejezés rövidítése, azaz a permanens (csak olvasható) táraké. Ezzel azokat az integrált áramkörös tárakat jelöljük, amelyek információtartalmukat akkor is megőrzik, ha nem kapnak tápfeszültsé­ get, tehát segédtelep nélkül is működhetnek. Normál működésnél tehát csak ki­ olvashatók, beírásra nem alkalmasak. Az adatok beírására, az égetésre különleges berendezés szükséges. Az információ beírásának folyamatát programozásnak ne­ vezzük. A 11.1. ábrán feltüntetett alcsoportok a programQzás módjában térnek el. Ezt a következő szakaszokban még részletesebben megtárgyaljuk. A R A M a véletlen hozzáférésű, vátoztatható tartalmú, író-olvasó tár elneve­ zése. Normál működés során a tárba információ írható és onnan kiolvasható. A R A M rövidítés az angol iíandom Access Memory kíQezés rövidítése, azaz a véletlen hozzáférésű táré. Ez azt jelenti, hogy minden egyes adatszó bármikor kiol­ vasható, szemben a léptetőregiszterekkel, amelyeknél az adatok csak sorosan, ugyanolyan sorrendben olvashatók ki, amilyenben beírtuk őket. A léptetőregiszte­ rek ma már elvesztették jelentőségüket. Emiatt a R A M kifejezés ma már az író-olvasó tárak általánosan használt rövidítése. Kissé zavaró, hogy a ROM-ok tartalma ugyancsak véletlen hozzáféréssel érhető el.

11.1. Permanens tárak (ROM-ok) 1 1 , 1 . 1 .

M a s z k p r o g r a m o z o t t permanens t á r ( R O M )

A R O M elnevezésnek kétféle jelentése van: egyrészt általános gyűjtőfogalma a permanens táraknak, másrészt használják maszkprogramozott permanens tár értelemben is. A maszkprogramozott permanens tárak információtartalmát a félvezető gyártása során a fémezési maszk megfelelő kialakításával rögzítik a gyártók, amit később már nem lehet megváltoztatni. Az ilyen tártípusokat általá­ ban maszk - ROM-oknak nevezzük. A maszk - ROM-okat meghatározott szabványos feladatokra készítik a gyár­ tók, pl. karaktergenerátorok, kódátalakítók, zsebszámológépek számára készül­ nek tárak ilyen eljárással. Nagyobb darabszámú igény esetén a gyártó a vásárló kívánsága szerint programozza az áramköröket.

11.1.2. P r o g r a m o z h a t ó permanens t á r ( P R O M ) A P R O M fogalom (programmable ROM), azaz programozható, beégethető R O M vagy gyűjtőfogalma a vásárló által beégethető ROM-oknak, vagy szűkebb értelemben a nem reverzíbihs (nem törölhető) programozott ROM-ok megnevezé­ se. A nem törölhető programozható tárat másképpen fusible PROM-nak vagy Olvasóvezetékek

3

• O,^

o T3 CD

•a o

00

yz

^1

+1 X2

0

02_

03

lj

3

7

^3

2

Oszlopdekódoló 11.2. ábra. PROM belső felépítése. A példa 16 bit tárkapacitású

r-EN

1V

D CS

Bemenetek

Kimenetek

ds 0

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

1

0

0

0

0

1

1

1

1

1

1

0

1

1

1

1

1

d.

ds

d.

d.

do

11.3. ábra. 32 szó kapacitású P R O M programtáblázata, minden szó 8 bites

biztosíték - PROM-nak is nevezzük, mert egy cella programozásánál a fémötvö­ zetből, vagy polikristályos szilíciumból levő biztosítékot kiégetjük. Ez a folyamat többé nem fordítható vissza. A PROM-ok vázlatos belső felépítését a 11.2. ábra szemlélteti. Technológiai okokból az egyes cellák nincsenek egymás mellett egy sorban, hanem négyzetes mátrixba rendezve helyezkednek el. Adott tárcella címzése úgy történik, hogy a megfelelő oszlop- és sorvezetékre egy-egy logikai 1-et adunk. E célból a kívülről beadott A = (aQ...aJ címvektort dekódolni keh. E célt szolgálják az oszlop- és sordekódolók. Ezek n-höl 1 dekódolóként működnek. A kiszemelt tárcellát a kiválasztott sorhoz és oszlophoz tartozó keresztpont­ ban lévő ÉS-kapun keresztül aktivizálhatjuk. A tárcellák kimeneteinek VAGYfüggvénye adja a D kimenő jelet. Azért, hogy ne legyen 2"" bemenetű kapura szükség, huzalozott VAGY-kialakítást használunk. Ezt nyitott kollektoros (open collector) kimenetekkel a negált jelek huzalozott ÉS-kapcsolásával valósítják meg. A módszert a 9.30. ábrán már megismertük. Minden megcímzett tárcella eredeti állapotban D = 1 kimenő jelet ad. Nulla beírásához a kiszemelt cella kimenetén található biztosítékot kiégetjük. Ehhez kiválasztjuk a megfelelő cella címét és ezzel együtt a N E M — ÉS-kapu kimeneti tranzisztorát kinyitjuk. Ezután a kiolvasó vezetékre akkora áramlökést adunk, hogy a N E M - ÉS-kapu kimenetén található biztosíték kiégjen. A gyártó által megadott előírásokat a beégetés folyamán pontosan be kell tartani. A beégetéshez emiatt erre a célra készült programozó készüléket használjunk, amit a típusnak megfelelő égetési utasítás szerint kell beállítani. A PROM-ok egy cím alatt rendszerint nem 1 bitet tárolnak, hanem egy teljes 4 vagy 8 bites szót. Ezért ennek megfelelő számú adatkimenetük van. Az 1 ^ x 8 bit tárkapacitás azt jelenti, hogy a tárlapka 1024 8 bites szót tartalmaz. Az

Típus

Tárkapacitás

Gyártó

Hozzáférési idő, ns

Teljesítmény­ félvétel, mW

Kivezetések száma

TTL:(t/cc = 5V) 32x8 32x8 32x8 512x8 512x8 2kx8 2kx8 2kx8 8kx8 8kx8 8kx8

63 S081 D M 74S288 TBP 18S30 63 S481 D M 74S472 63 S1681 TBP 28S166 Am 27S191 H M 76641 Am 27S49 93 Z565

MMI National Texas Instr. MMI National MMI Texas Instr. AMD Harris AMD Fairchild

15 35 40 35 60 50 75 50 85 55 55

625 550 500 775 775 925 800 925 950 900

16 16 16 20 20 24 24 24 24 24 24

200 200

50 100

24 24

20

780

16

CMOS: ( í / o D = 5 V , / = l MHz) 512x8 2kx8

H M 6641 H M 6616

E C L : ( C / e e = - 5,2

256x4

Harris Harris

V) Fairchild

F 10416

11.4. ábra. PROM-ok és gyártói. A megadott jellemzők garantált értékek

információtartalmat programtábla formájában adjuk meg. A 11.3. ábra szemlélteti a 3 2 x 8 bites P R O M programtábláját. Látható, hogy ez az elrendezés nem különbözik attól a 8 kimeneti változós igazságtáblázattól, amelyben a címváltozók a bemeneti változókat képvisehk. Tehát a P R O M mint egy közönséges kapu használható logikai kapcsolásokban, azonban működése tetszőlegesen programozható. A 11.4. ábrán néhány gyakran használt, különböző technológiával készült PROM-ot foglaltunk táblázatba.

1 L L 3 .

E P R O M

(Erasable

P R O M )

EPROM-nak nevezzük a törölhető, újraprogramozható permanens tárakat. Ezeket a tárakat MOS technológiával gyártják. A ipiogramozás elektromos tölté­ sek injektálásával történik. Ez a folyamat visszafordítható; a tárat kb. 20 percen keresztül ultraibolya fénnyel megvilágítjuk, és ennek hatására információtartalmát elveszti. Törlés után vagy csak logikai 0, vagy csak logikai 1 marad a tárbam. A legfontosabb típusok áttekintését a 11.5. ábra tartalmazza.

Tár­ kapacitás

Típus

NMOS:

V)

2kx8 8kx8 32kx8 64kx8 CMOS: 2kx8 8kx8 32kx8

(í7DD = 5

2716-30 2764-30 27256-30 27512-30 (Í7DD

=

Gyártó

többen sokan többen többen

Üzemi Nyugalmi Programozó teljesítmény­ teljesítmény­ feszültség, felvétel, felvétel, V mW mW

25 21 12,5 12,5

500 500 500 625

25 21 21

125 40 40

125 200 200 200

Hozzá­ férési idő, ns

Kiveze­ tések száma

300 300 300 300

24 28 28 28

450 300 300

24 28 28

5 V , / = 1 MHz)

27 C 1 6 - 4 5 27 C 6 4 - 3 0 27 C 2 5 6 - 3 0

National Fujitsu* Fujitsu*

0,5 0,5 0,5

* További gyártók pl. Toshiba; Mitachi; Seeg; Intel. 11.5. ábra. EPROM-ok és gyártói. A megadott jellemzők garantált értékek

1LL4. E E P R O M E E P R O M (Electrically Erasable PROM) alatt olyan P R O M kapcsolást ér­ tünk, amely a EPROM-mal szemben elektromosan is törölhető. Rendszerint az is lehetővé váhk, hogy egyszerre vagy az egész információs tartalmat, vagy csak egyes szavakat töröljünk. A RAM-októl abban térnek el, hogy mind a beírás (programo­ zás), mind a törlés körülményes folyamatot igényel és sokkal tovább tart, mint az olvasás. A beírás és a törlés jellemző időtartama 10...50 ms. A lehetséges törlőfo­ lyamatok száma 10^...10^ közötti értékre korlátozódik [11.1, 11.2, 11.3, 11.4]. Ennélfogva a gyártók néhány EEPROM-ot RAM-okkal együtt egy lapkán készíte­ nek. Ezeknél a típusoknál a tár tartalmát csak a tápfeszültség kimaradásánál mentik át az EEPROM-ba. így normál működésnél rövid a beírási idő, ez az üzemmód az élettartamot nem csökkenti. Néhány E E P R O M jellemző adatát a 11.6. ábrán foglaltuk össze.

11,1,5, P L A és P A L á r a m k ö r ö k A R O M áramkör programozásánál az előírt igazságtáblázatból indulunk ki és az Xi...Xj^ bemeneti változók áhapotát mint címet értelmezzük. A bementi változók minden áhapotkombinációjához az igazságtáblázat szerint azy kimeneti változó egy áhapota tartozik. Ezt a tár a megfelelő cím alatt tárolja. Mivel a k bemeneti változó 2^ különböző áhapotú lehet, ezért 2^ szókapacitású tár szükséges. Ha az igazságtáblázatn számú y^.. kimeneti változót tartalmaz, akkor egy cím alatt egy n bites szót kell tárolni, így a teljes kapacitás n2^ bit.

Tár­ kapacitás *

Típus

Gyártó*

Progra­ mozó feszültség, V

Címes adat­ tároló

Progra­ mozási időalap

Hozzá­ férési idő, ns

Kiveze­ tések száma

250 250 250 250 250 200 300

24 24 24 24 24 28 28

650 650 250 250

24 24 28 28

300 250

24 28

N M O S : (C/DD = 5 V ) 512x8 2kx8 2kx8 2kx8 2kx8 8kx8 8kx8

2804 A 2816 2816 A 2817 2817 A 52B33 2864 A

I, S, N , G I, S, N , G, X I, S, N I, S, N , X S, R, Hi X

5 21 5 21 5 5 5

Hu Hu Hu N,S

17 17 5 5

X

X

-

-

X

X

X

X

X

-

X

X

C M O S : (C/DD = 5 V ) 512x8 lkx8 8kx8 8kx8

3004 3108 3164 98 C64

52001 2004

5 5

Nc I, Nc, X, G

-

X X

tartalom védelme

RAM-ok EEPROM-os biztonsági háttértárral N M O S (C/DD == 5 V ) 128x8 512x8

-

X

automatikus visszatöltés

X

X

X

X

* G = General Instrument, Hi = Hitachi; H u = Hughes; I = Intel; N = National; R = Rockwell; S = Seeq; X = Xicor; Nc = N C R

11.6. ábra. EEPROM-ok és gyártói. A típusjelzés gyártónként más lehet Gyakran előfordul, hogy az igazságtáblázatban viszonylag csak kevés helyen áll logikai 1, egyébként 0 - k vannak. Ilyenkor sokkal gazdaságosabb, ha nem az egész igazságtáblázatot tároljuk, hanem a logikai függvényeket képezzük. Ez a módszer akkor is előnyös, ha az igazságtáblázat meghatározott szabályszerűsége­ ket mutat. A 9.2. szakaszban már megismertünk egy módszert adott igazságtáblázat realizálására a hozzátartozó logikai függvények segítségével. A fő alkotóelem nem tároló volt, hanem logikai kapukra épült. Ha a diszjunktív normálalakból indu­ lunk ki, akkor a kimeneti változók pl. J^Q

— Xj^Xg

XQX2X3

XQX2

XQX-J^

(11.1) ~

X0X1X2X3

+ XoX^X2X3 +

XQX^

alakúak. A keresett függvény úgy is realizálható, hogy először az ÉS-függvényeket állítjuk elő, és ezekből képezünk VAGY-függvényeket. Ez a feladat nagyon könynyen megoldható, ha olyan mátrixot alakítunk ki, amelyben a bemeneti változók és ezek negáltjai között szükséges ÉS-függvényeket egyszerűen kereszteződő veze­ tékek összekötésével valósítjuk meg. Egy másik mátrixban aztán kialakíthatjuk az ÉS-kapuk kimeneteit felhasználva a szükséges VAGY-függvényeket, amelyhez

a b c d •a^b^d

a b c d -a+b-i-d

0d^

T

^1

^a^b+d

1 1 . 7 . ábra. Az ÉS- és VAGY-függvények egyszerűsített ábrázolása A keresztek jelzik, hogy melyik bemenet hatásos. A be nem kötött változó hatástalan, mert hatásában ÉS-függvénynél 1-ként, VAGY-függvénynél pedig 0-ként szerepel

kimeneti változónként csak egy-egy VAGY-kapu szükséges. Ezt programozott logikai mátrixelrendezésnek (Programmed Logic v4rray, PLA) nevezzük. A két mátrix szemléletes ábrázolására használjuk a 11.7. ábrán látható egysze­ rűsített jelöléseket az ÉS-, ih. VAGY-kapukra. A (11.1) egyenletekben szereplő függvények realizálását PLA-val példaként a 11.8. ábrán látjuk. Mint a PROM-oknál, a PLA-knál is megkülönböztetünk maszkprogramozott és a felhasználó által programozható típusokat. A felhasználó által programozható típusokat FPLA-val (Lield Programmable Logic v4rray) jelöljük. A programozás úgy történik, mint a programozható ROM-oknál, de a programozáshoz bonyolult és drága készülék szükséges. A hátrány kiküszöbölésére olyan egyszerűbb FPLA áramköröket fejlesztettek ki, amelyeknél csak az ÉS mátrix programozható. A VAGY mátrixot már a gyártás során rögzítették. Az ilyen FPLA áramköröket PAL- (Programmable Arrny Logic) kapcsolásoknak nevezzük. Ezek az áramkörök kereskedelemben kapható égető készülékkel programozhatók [11.5]. ÉS-mátrix \ )

>

\ ^ /\

\ ? \ f } \

u

/

; N/ ) K

)

\

X3. ?

VAGYmátrix

£1 £1

1 1 . 8 . ábra. PLA elvi elrendezése A kereszttel jelzett pontok a ( 1 1 . 1 ) egyenletnek megfelelő példára vonatkoznak

ÉS-MÁTRIX k

^^

0

X2»

D

)k

D

•

^

7

\(

S( / <

/

S{ \

\( /

K

sf }

c

^ C—

c

(

:Í (. / Nc

,

/

I /

SV \

)

c

^—

\

X3S.

^

f

(

1

1

1

sí

1

11.9. ábra. PAL elvi elrendezése A kereszttel jelzett pontok a (11.1) egyenletnek megfelelő példára vonatkoznak Az előre programozott VAGY mátrix nem okoz semmilyen korlátozást, mert nagyon sokféle típus kapható, amelyek VAGY mátrixa különböző. A 11.9. ábra egyszerű példát szemléltet a két kimeneti függvényű, négy szorzattermű PALkapcsolásra. Mivel minden ÉS-kapu VAGY-kapuhoz csatlakozik, ezért a haszná­ laton kívüli ÉS-kapukat a szorzattermek megfelelő programozásával kizárjuk a működésből. Ecélból egy vagy több változót és annak negáltját összeszorozzuk, például: XQXQ ' . . . • Xi = 0 .

Speciális kimenetű P A L kapcsolások A szekvenciális hálózatok kivitelezésére a PAL kapcsolásokat előnyösen hasz­ nálhatjuk. Nagyon jól használhatók azok a kapcsolások, amelyek minden kimene­ tére a 11.10. ábrán is látható módon D tárolók csatlakoznak még az integrált ÉS-mátrix

ID •f>C1

11.10. ábra. PAL áramköri részlete regiszterrel

ÉS-mátrix

^1

H£77 I V -

11.11. ábra. PAL áramkör részlete kétirányú kimenettel

áramköri lapkán belül. Kimenetüket is visszacsatolták a bemenetre még az integrált kapcsoláson belül. így a 10.61. ábrán látható szekvenciális hálózatot egyetlen integrált áramkörrel is megvalósíthatjuk. Az M M I cég 74 LS38, 74 LS461, 74 LS491 és 74 LS498 szekvenciális hálózata ilyen PAL kapcsolás, amit számlálónak vagy léptetöregiszternek programoztak. A 11.11. ábrán látható kapcsolás főleg programozható beírást és kiolvasást lehetővé tevő áramkörnek alkalmas. Kimenete tristate kapuként működik, amely tetszőlegesen megválasztott szorzatterm hatására harmadik állapotba kerülhet. Ugyanez a pont közönséges szorzatterm-bemenetként is be van kötve.

11.2. Véletlen hozzáférésű

tárak

( R A M )

11.2.1. Sztatikus R A M A RAM olyan tár, amelynél az adatok egy előre megadott címen tárolhatók, és erről a címről a beírt adatok utólag kiolvashatók. Technológiai okokból a ROM-okhoz hasonlóan a tárolócellákat nem egymás mellett alakítjuk ki, hanem négyzetes mátrixba rendezzük. A megcímzett tárolócella kiválasztása itt is úgy történik, hogy az A címet az oszlop-, ill. a sordekódolóval dekódoljuk (11.13. ábra). A ROM-okhoz képest a lényegi eltérés a tárcellák belső felépítésének különbözőségében van. A címbemeneteken kívül a RAM-nak még az alábbi bemenetei vannak: D^^ adatbemenete, D^^^ adatkimenet, R/W (Read/Write) írás - olvasás engedélyező, CS IC kiválasztó (Chip-S'elect) csatlakozó és CE tárengedélyező (Chip Lnable) csatlakozó. Ezek a csatlakozók több tárlapka multiplex működését teszik lehetővé, amikor közös adatvezetékre (buszrendszerben) dolgoznak. Ha CS = 0, akkor a D^^t adatkimenet nagyohmos lesz és a BUS vezetéket nem terheli. Az átkapcsolhatóság megvalósítására az adatkimenetet vagy nyitott kollektoros vagy háromálla­ potú kapuval valósítják meg.

Típus

Gyártó

:

Be­ menetek

Ki­ menetek

Szorzat­ termék száma

Teljesítmény­ felvétel, mW

Kapu­ késleltetési idő, ns

Kiveze­ tések száma

PL A : TTL(£/cc = 5 V) PLA 839 828100

Texas Instr. Signetics

14 16

6 8

32 48

900 850

20 50

24 28

16

8

24

2800

4

28

16 16 16 64

2 8 8 32

16 64 64 256

450 950 900 3200

35 35 35 50

20 20 20 88

16

8

64

90

20

PLA: E C L ( C / E E = - 5 , 2 V)

Fairchild

10459

PAL: l l L ( C / c c = 5 V) 16H2 16L81 16R82 64R32^-^

M , N, T, A, R M , N, T, A, R M, N, T, A, R M

PAL: C M O S (C/OD = 5 V) 16RC81

Harris

503

^ Kétirányú adatforgalmú kivezetések, 2 Regiszterrel, ^ MHz-enként. A = A M D ; M = M M I ; N = National; R = Raytheon; T = Texas Instrument 11.12. ábra. Példák PLA és PAL áramkörökre. A megadott jellemzők garantált értékek

Beírásnál {R/W = 0) a kimeneti kaput járulékos logikai vezérléssel ugyancsak nagyohmos állapotúra állítjuk. Ezzel az is lehetővé válik, hogy a D^^ bemenetet összekössük a D^^^ kimenettel és így a kétirányú adatforgalmat ugyanazon a kivezetésen keresztül valósítsuk meg (Bidirectional BUS System). Másik logikai függvénnyel meggátolhatjuk, hogy beírási állapotba kapcsoljon az áramkör, amikor CS= 0. így a téves beírást meggátolhatjuk, ha az illető tárolót nem választottuk ki. A 11.13. ábrán feltüntettük az említett logikai vezérléseket. Minden tárolócel­ lához csatlakoznak a í/^ut és we (write enable) vezetékek, ezt a 11.14. ábrán is jeleztük. A tárcellába akkor szabad beírni, ha az Xi = yj = 1 címfeltétel teljesül, és ezen kívül a we = 1 is fennáll. Ezt a függvényt a kapu képzi. A tárcella tartalma csak akkor juthat a kimenetre, ha meg van címezve, vagyis a címfeltétel teljesül. Ezt a G 2 nyitott kollektoros kapu ellenőrzi. Ha a cella nincs megcímezve, akkor a kimeneti tranzisztor lezár. Minden cellakimenet egy-egy belső huzalozott ÉSkapcsoláson keresztül van összekötve a többivel és a 11.13. ábrán is láthatóan háromállapotú kapun át csatlakozik a D^ut tárkimenetre. Ha az áramkör tápfeszültségellátása folyamatos, akkor a tárak mindaddig megőrzik előző tartalmukat, amíg egy másik beíró utasítás azt meg nem változtat­ ja. Az ilyen tárakat sztatikus táraknak hívjuk. Ezzel szemben a dinamikus tárak tartalmát időnként fel kell frissíteni, különben elveszne a tartalmuk.

•^00

ő u

^01

^03

^22

^23

^32

^33

7

-g o

^2

^20

2l

^21

^30

-^3

^2

^0

^3

•^02

/

:}4

2

Oszlopdekódoló -íouí

we

+

Du CS

E/V 1Vfc>

11.13. ábra. RAM belső felépítése. A példában 16 bit tárolókapacitású RAM látható Din = Data input (adatbemenet); CS = Chip Select (IC kiválasztás); we = write enable (írásengedélyezés); i)out_ = Data output (adatkimenet); i ? / ^ = Read/Write

we

C1

DIN

10

11.14. ábra. Tárolócella felépítésének

:

& o

logikai helyettesítő képe

:?out

'out

Időzítési feltételek A tárak megfelelő működtetéséhez néhány időzítési feltételt be kell tartani. A 11.15. ábra a beírási folyamat idődiagramját szemlélteti. Nehogy az adatok hibásan egy másik cellába kerüljenek, meghatározott várakozási időt kell beiktatni a címzés és a beíró utasítás közé. Ezt a minimális beírási késleltetési időt /^s ^ddress 5'etup Time-nak nevezzük. A beíró impulzus nem lehet rövidebb, mint a %p (H^rite Pulse Width) előírt minimális értéke. Az adatok beolvasása a beíró impulzus végén kezdődik. Az adatoknak ezt megelőzően meghatározott ideig érvényesnek, azaz állandónak kell maradniuk. Ezt a beírást megelőző minimális az időt a (Data Valid to End of Ivrité) adja meg. Sok tár helyes működése megköveteli, hogy az adatok, ill. a címek még egy meghatározott tartási ideig (//old time) a beíró impulzuséi után is állandóak maradjanak. A 11.15. ábrán látható, hogy a beírási folyamat . _ . ideig tart. Ezt az időt beírási ciklusidőnek (Write Cycle Time) nevezzük. A kiolvasási folyamat diagramja a 11.16. ábrán látható. A címinformáció érvényes értékének beérkezése után Í ^ A ideig kell még várni, amíg az érvényes Érvényes a cím

1 Érvényes az adat H

JN

DW"

11.15. ábra. Beírási ciklus időábrája / A S = Address Setup Time í^p = Write Pulse Width ÍDW = Data Valid to End of Write Time T H = Hold Time

11.16. ábra. Olvasási ciklus időábrája ^AA = Address Access Time

,

Tár­ kapacitás

Típus

Gyártó

Üzemi teljesítmény­ felvétel

Nyugalmi teljesítmény­ felvétel

Hozzá­ férési idő

Kivezetések száma

TTL:(£/cc = 5 V) 32x8 256x4 lkx4 4kx 1

74 LS218 93422 93475 93471

Texas Instr. Fairchild Fairchild Fairchild

230 475 700 650

mW* mW* mW* mW*

230 475 700 650

mW* mW* mW* mW*

30 40 45 45

ns* ns ns ns

20 22 18 18

10 10 10 15 15

ns ns ns ns ns

16 24 24 28 20

25 45 150 35 35

ns ns ns ns ns

16 18 24 20 20

120 150 55 35 100 55 55 45

ns ns ns ns ns ns ns ns

24 24 24 20 28 22 22 22

E C L : ( £ / E E = - 5 , 2 V) 256x1 256x4 lkx4 4kx4 16kx 1

10414-10 10422-10 10474-10 1 0 4 8 4 - 15 1 0 4 8 0 - 15

Hit., Fair. Hit., Fair. Hit., Fair. Hitachi Hitachi

900 1000 1200 1200 1200

mW mW mW mW mW

900 1000 1200 1200 1200

mW mW mW mW mW

Intel Intel Toshiba Inmos AMD

625 750 500 550 600

mW mW mW mW mW

625 750 75 150 100

mW mW mW mW* mW

Hitachi Mostek Harris Hitachi Hitachi IDT Hitachi Inmos

350 400 350 500 500 225 300 400

mW mW mW mW mW mW mW* mW

N M O S : (£/DD = 5 V) Ikx 1 lkx4 2kx8 4kx4 16kx 1

2125H2 2148H2 T M M 2016 IMS 1423 Am 2 1 6 7 - 3 5

C M O S : ( C / D D = 5 V) 2kx8 2kx8 2kx8 16kx 1 8kx8 16kx4 64kx 1 64kx 1

HM MK HM HM HM IDT HM IMS

6116LP-2 48Z02-15 65161-5 6267-35 6264LP-10 7188 6287LP 1600-45

5mW 5 40 5 10 10 45

^iW* |iW* |iW* |iW* jiW* mW

* Jellemző adatok. ** Lítiumcellát tartalmaz; adatmegőrzési időtartam 10 év. 11.17. ábra. Statikus RAM-ok és gyártói. A feltüntetett jellemzők garantált értékek

adatok a kimeneten megjelennek. Ezt az időt hozzáférési időnek (^ddress Access Time) nevezzük. A 11.17. ábra áttekintést nyújt a legkedveltebb bipoláris és MOS technológiá­ val készült sztatikus RAM-okról. 11.2.2. D i n a m i k u s R A M - o k Mivel egy tárban lehetőség szerint sok cellát szeretnénk elhelyezni, ezért fontos, hogy áramkörtechnikailag a lehető legegyszerűbben valósítsuk meg őket. A cellák rendszerint csak kevés tranzisztorból készülnek [11.5]. A legegyszerűbb

RAS Tároló mátrix

"Ö O O

^

ŰC CD

MAc

<

CD O CO

256 15.

C4S

ColumnAddress-Latch

Oszlopdekódoló

11.18. ábra. Címdekódoló egy dinamikus 64 kbit kapacitású tárolóban RAS: Row Address Strobe (egyidejűleg Chip Enable) CAS: Column Address Strobe

esetben a tárolót is elhagyhatjuk és egy kondenzátorral helyettesítjük. Az ilyen dinamikus cellában az információ csak meghatározott ideig tárolható. Ezért infor­ mációtartalmát időről időre fel kell frissíteni (Refresh). Általában 2 ms-on belül minden sorhoz tartozó vezetéket egyszer aktiválni kell. E hátránnyal szemben több előnyt sorolhatunk fel. Azonos lapkafelületen,

Tár­ kapacitás

Típus

Gyártó

Üzemi teljesítmény­ felvétel, mW

Nyugalmi teljesítmény­ felvétel, mW

Hozzá­ férési idő, ns

Kivezetések száma

150 150 150 250 150 150 150 70

16 16 18 28 16 18 28 18

NMOS: (C/DD = 5 V ) 16kx 1 64kx 1 16kx4 8kx8 256kxl 64kx4 32kx8 IMx 1 CMOS: 64kxf 1 256k X 1 32kx8

4116-151

4164-15 TMS 4 4 1 6 - 1 5 2187 A - 2 5 ^ 41256-15 TMS 4 4 6 4 - 1 5 MK 4856-15

(C/DD=5

sokan^ sokan^ Texas Instr. Intel sokan^ Texas Instr. Mostek Toshiba

440 550 275 270

Intel Intel Hitachi

185 185 300

460 200 300 350

,

1

20 30 30 100 20 . 30 30 15

.

V )

51 C 6 4 - 1 0 51 0256-^ 10 H M 6 5 2 5 6 - 15^

0,3 0,3 7

1 További szükséges tápfeszültségek: + 12 V és - 5 V. ^ Pl.: NEC, Fujitsu, Hitachi, Mitsubishi, Toshiba, Texas Instr. M Részben kaphatók 120, ill. 100 jis-os változatok is. ^ Pszeudosztatikus, azaz frissítés vezérlője is integrálva van. 11.19. ábra. Dinamikus RAM-ok és gyártói. A feltüntetett jellemzők garantált értékek

100 100 150

16 16 28

azonos áramfelvétel mellett, ugyanazon árért dinamikus tárral hozzávetőlegesen négyszeres tárolókapacitást érhetünk el. A kivezetések számának csökkentésére a dinamikus tárak címzése két lépés­ ben történik, és közbülső tárolót használunk. Az elrendezés blokksémáját a 11.18. ábrán látjuk. Első lépésben az ÜQ.. MJ címbiteket a RAS jel segítségével a sorcímtá­ rolókba (i?OW v4ddress Latch) írjuk be. A második lépésben pedig az AQ..M^5 címbiteket a CAS jel hatására a oszlopcímtárolókba (Column ^ddress Latch) írjuk be. így válik lehetővé 16 kivezetésű tokban 256 kbit információ tárolása. A 11.19. ábra áttekintést nyújt az integráltáramkör-típusokról. Dinamikus R A M kiszolgáló áramkörei A dinamikus RAM-ok működése segédáramköröket igényel. A tárolócella címzéséhez a szokásos hozzáférési eljárásnál a címet két egymást követő ciklusban kell bevinni a RAM-ba. Az adatok megőrzéséhez szükséges minden sor címéhez (általában) 2 ms-onként legalább egyszer fordulni. Ha a cellák tárolt információját nem ciklikusan olvassuk ki, akkor olyan kiegészítő áramkör kell, amely a cikhkus címzést a tárhoz történő üzemszerű hozzáférési műveletek között is folyamatosan ismétli. Ezt az áramkört dinamikus R A M kiszolgáló áramkörnek (vezérlőnek) nevezzük. Ilyen kapcsolások integrált áramköri kivitelben is kaphatók: pl. az Intel cég 8203 típusa vagy a Texas Instruments TMS 4500 A áramköre. Ilyen áramkör blokksémáját látjuk a 11.20. ábrán. ao.-.ay

RowAddress-Latch

ÁS

CoiumnAddress-Latch

-V-

Frissítés számláló

-7^

8

Multi­

MA

8

RAS

Arbiter Frissítési időalap

8

plexer

Vezéri őiegység

CLK WAIT 11.20. ábra. Dinamikus RAM vezérlő felépítése AS = Address Strobe (címzésengedélyezés) MA = Memory Address RAS=Row Address Strobe 5 = Column Address Strobe

CAS

Külső kezdeményezésű tárhozzáférésnél az áramkör a beírt címet a i?ow, ill. a Column address Latch címregiszter-áramkörben tárolja, ha az AS (address Strobe) címengedélyező jel logikai értéke 1, mert ez azt jelzi, hogy a címzés érvényes. Ezzel együtt a vezérlő áramkörben kivált egy tárműveleti ciklust. Ez alatt először az aQ...a^ sorcímek kerülnek a multiplexeren keresztül a tárba. Amikor a sorcím-engedélyező jel (i^ow ,v4ddress Strobe) logikai 1 értékű, akkor végbemegy az átvitel a tárba. Ezután az a^...a^^ oszlopcímek is átkerülnek a tárolóba, ha az oszlopcím-engedélyező jel (Column address Strobe) l-es lesz. A folyamat időbeli lefolyását a 11.21. ábra szemlélteti. A cím beolvasása után a címengedélyező jelnek (v4ddress Strobe) addig logikai l-nek kell maradnia, amíg az adatátvitel befejező­ dik. A következő hasonló folyamat nem kezdődhet rögtön, hanem csak az előtölté­ si idő (Precharge Time) eltelte után, ennek értéke a hozzáférési idő nagyságrendjé­ ben van. AS

RAS I

CAS

^—y

z MA

Sor X Oszlop 11.21. ábra. Dinamikus RAM címzésének időábrája

A frissítés elvégzése érdekében 2 ms-onként legalább egyszer az alsó 128 címhez kell fordulni. 300 ns frissítési ciklusidőnél összesen kb. 40 jis-ra van szükség. Emiatt a tároló kihasználhatósága mindössze 2 %-kal csökken. A frissítés időbeli lefolyása alapján három különböző módszert ismerünk: 1. Összevont frissítés (J^urst iíefresh). Ez esetben a működés 2 ms-onként megszakad, és a frissítés minden tárolócellán megtörténik. Sok esetben zavaró lehet, hogy a tár 40 jis ideig le van tiltva. 2. Elosztott frissítés (Cycle Stealing). A tár egybefüggő időzítésű letiltásával kapcsolatos hátrány elkerülésére a frissítési folyamatot a 2 ms időtartamra egyenle­ tesen elosztjuk. Ha a frissítést vezérlő számláló állása 15 jis-onként 1-gyel nő, akkor 128 x 15 jis ^ 2ms elteltével minden sorcímet egyszer meghívott. A ciklikus felfrissítésnél a processzort 15 |is-onként egy ciklus idejére leállítjuk, és ezalatt végbemegy egy frissítési lépés. A ciklikus frissítés vezérlését a 11.20. ábrán látható blokkvázlatban a frissítő órajel végzi, amely a CLK órajelből olyan frekvenciaosz­ tással jön létre, hogy a vezérlő minden 15 jis-ban ad ki egy frissítési utasítást. A frissítésszámláló állását egy frissítési ciklusban a multiplexeren keresztül a tárra adjuk, és a RAS jelet átmenetileg logikai l-re állítjuk. Ezután a számlálót eggyel léptetjük. A frissítési ciklus alatt a tár le van tiltva, és a működési folyamat Waitjel segítségével 15 jis-onként 0,3 |is-ra a felhasználó számára megszakad, tehát a működés ugyancsak 2 %-kal lassul.

3. Transzparens frissítés (//idden i^efresh). Ennél az eljárásnál szintén 15 jis-onként történik egy frissítési ciklus. A frissítés vezérlőjét úgy szinkronizáljuk, hogy a tár üzemszerű működését ne korlátozza, hanem mindig olyan időben történjen meg a frissítés, amikor nem fordul a felhasználó a tárhoz. így az idővesz­ teség 0. Ha nem kerülhető el átfedés a külső tárhoz fordulás és a frissítés folyamata között, akkor prioritásdekódolóval (arbiterrel) bővítjük ki a kapcsolást (11.20. ábra). Az arbiter nyugtázza a külső igényt egy Wait jellel, amíg a frissítés megtörté­ nik, és csak ezután adja ki a jelet a csatlakozóra. Integráltáramkör-típusok: Texas Instruments TMS 4500A TMS 4501

Intel 8203 8207

AMD Am 2964B Am 2968

11.3. Duál-port tárak A duál-port tár a RAM-ok olyan speciáhs változata, amely két egymástól független folyamat számára közös adatbázishoz történő hozzáférést tesz lehetővé. Ezáltal lehetőség nyíhk a két független működési folyamat közötti adatcserére is [11.7]. A, Az Duál-port tár

D^

A/Wi Dl

Tor 2 Tori 11.22. ábra. Duál-port tár külső csatlakozói

READi

WRITEs

cim dekódoló

tárolómátrix

cim dekódoló

Dl 1. port

2. port

11.23. ábra. Elválasztott címbemenetű Read-Write tár felépítése

A 11.22. ábrán látható duál-port tárnak két független cím-, adat- és vezérlő csatlakozósora kell hogy legyen. Ez az elv csak korlátozásokkal valósitható meg, mert elvileg lehetetlen, hogy egyidőben mindkét portról ugyanabba a tárolócellába beírjunk.

Arbiter

WAIT,

WAIh

G1

n T Az

G]

r A

RAM

D

1

1

T R/Wz

T Dl

R/W

1 11.24. ábra. Duál-port tár kialakítása egyszerű RAM-mal

Ezt a megkötést a rugalmas (i?ead Miile fí^rite) tárak úgy oldják fel, hogy egyidőben a két port egyikét csak beírásra, a másikat csak olvasásra használják. A 11.23. ábrán látható, hogy ennek a tárnak két külön címdekódolója van, amelyek lehetővé teszik egyidejűleg egy címre a beírást és egy másikról az olvasást. A kettőzött címlogika és a bonyolult tárolócellák miatt az i%en tárak természete­ sen csak kisebb kapacitásúak. Integráltáramkör-típusok: Kapacitás Típus 4x4 4x4 16x8 256 X 8 dkx8 2kx8

bit bit bit bit bit bit

74 LS670 74 HCT670 74AS870 M C M 68HC34 SY2130 TDT7132

Gyártó Texas Instruments SPI Texas Instruments Motorola Sjynertek TDT

Ha a duál-port tár mindkét portjáról ugyanazt a folyamatot kellene végezni, tehát beírást vagy olvasást, akkor a hozzáférési ütközést általában csak úgy kerülhetjük el, hogy kizárjuk az egyidejű tafhozzáferést. Erre a célra a 11.24. áfena szerint közönséges RAM-ot használhatunk fel, amelynek dsm-, adat- és vezMö bementét multiplexeren keresztül az éppen aktív pont számára tesszük hoz^záférhetővé. Sok esetben a két folyamatot úgy szinkronizáljuk, hogy az egyidejű tárhoz fordulás teljességgel kizárt legyen. Ha ez nem lehetséges, akkor prioritásdekéáolót használhatunk, amelyik állapolódásnál a két folyamat egyikét ^ y Wait jellel átmenetileg felfüggeszti. A rnormál R A M alka!tmazásának előnye, hogy ezdk na­ gyobb tárkapacitással készülnek. Még dinamikus RAM-okat is használhatunk. Ilyenkor különösen előnyös az Intel cég 8207 típusú dinamikus R A M vezérlő áramköre, mert ez a dinamikus R A M -duál-port tár üzemmódját támogatja.

11.4. RAM mint léptetőregiszter A R A M léptetőregiszterként is működhet, ha a címeket folyamatosan végig­ léptetjük. Ezt a feladatot látja el a 11.25. ábrán látható számláló. A tárolt informá­ ciót minden címnél először kiolvassa a kapcsolás és ezután az új adatokat beírja. Az áramkör működésének időábráját a 11.26. ábra szemlélteti. Az órajel pozitív élénél a számláló állása eggyel nő. Ha a CLK órajelet egyben RjW jelként is használjuk, akkor az a tároló információtartalmát kiolvassa és az órajel negatív élének hatására a kimeneti tárba írja be. Mialatt CLK=0, addig az éppen ki­ olvasott tárcellába az új D^^ adatok íródnak be. A minimális órajel-periódusidő kisebb lehet, mint az író - olvasó ciklusidők összege, mert a cím ugyanaz marad. Ennek az időnek az angol elnevezése i?ead Modify Wúíq Cycle Time.

11.25.

ábra. RAM mint léptetöregiszter

read

Y~

Cím = 1

")(

Cím = 2

11.26. ábra. R A M léptetőregiszter időábrája

Az eltérés a szokásos léptetőregiszterektől (10.5. szakasz) az, hogy itt nem az információ lép tovább, hanem a címek változnak. A módszer előnye, hogy közön­ séges RAM-ok használhatók és ezek kapacitása sokkal nagyobb, mint a hagyomá­ nyos léptetöregisztereké. Ha az órajel frekvenciája nagyobb 64 kHz-nél, akkor frissítés nélküli dinamikus RAM-ot is használhatunk, mert ennél a műveleti sebes­ ségnél már a tárolócehák 2 ms-on belüli folyamatos frissítése automatikusan megtörténik. Nagy léptetöfrekvenciánál is olcsó RAM-okat használhatunk, ha párhuzamo­ san több adatbitet dolgozunk fel, és a bemenethez s o r o s - párhuzamos átalakítót, ill. a kimenethez párhuzamos - soros átalakítót kapcsolunk, hogy a szükséges léptető frekvenciát elérjük.

11.5. Fifo tárak (First In First Out Memories) A fifo áramkör a léptetőregiszter különleges változata. Közös ismertető je­ gyük, hogy az információ ugyanabban a sorrendben jelenik meg a kimeneten, mint amilyenben betápláltuk, tehát az először beírt (First In) szó jelenik meg elsőként a kimeneten (First Out). Fifo áramköröknél — eltérően a léptetőregiszterektől — a bevitel és a kivitel teljesen aszinkron lehet, azaz az olvasás órajele független lehet a beírás órajelétől. Ezért a fifo áramkörök aszinkron rendszerek közötti információcserére használhatók. Működésük a sorbanálláshoz hasonlítható: az információk nem egyenletes ütemben haladnak a bemenettől a kimenet felé, hanem addig várakoznak, míg az összes előző adatok el nem jutottak a kimenetre. Az elvi működés megértését a 11.27. ábrán látható működési vázlat segíti. Látható, hogy a beadott információ rögtön a legalacsonyabb szintű szabad tárolócellába jut, és a kiolvasás ütemében halad a kimenet felé. Akkor a legkisebb a késleltetési idő, ha a tár a bevitel előtt üres volt. Az ilyenkor előálló futási időt áthaladási időnek nevezzük (Data TTirough-Fut r í m e , Fall-Jhrough r í m e ) . Din Szabad

1111 111i f1

Dout

Betöltött

11.27. ábra. Fifo áramkör beírásának és olvasásának egyszerűsített ábrázolása

A fifo áramkörök túlcsordulásmentes működtetését általában három vezérlő­ jel segíti: 1. tár tele van; 2. tár üres; 3. tár félig van tele. Ha a tár üres, akkor több információt nem lehet kivinni, ha tele van, akkor nem lehet többet bevinni. Ha a tár félig van tele, akkor az adatmozgatás órajelei időben módosíthatók annak érdekében, hogy a tár ne csorduljon túl és ki se ürüljön. A túlcsordulás vagy kiürülés akkor kerülhető el, ha a bevitel és kivitel átlagos sebessége egyforma. Ilyenkor a fifo rövid idejű ingadozást elvisel, ha tárolókapaci­ tása megfelelően nagy. A fifo áramkörök kivitelezésére különböző megoldások ismeretesek, amelyek a következő pontokban még részletes tárgyalást érdemelnek.

11.5.1. Letapogatásos elven működő fifo áramkör Egy fifo áramkör-megvalósítást szemléltet a 11.28. ábra. Az áramkör módosí­ tott vezérlésű léptetőregiszterből áll. Legdöntőbb eltérés a szokásos léptetőregisz­ tertől az, hogy a regiszter fokozatainak órajele nem közös, hanem minden egyes regiszterfokozat külön-külön kapja az órajelet. Minden regiszteregységhez tartozik egy vezérlőtároló, ami Q= 1-gyel jelzi, ha a regiszterben információ van. Induljunk ki abból, hogy a fifo teljesen üres, azaz minden vezérlőtárolónál 2 = 0. Az tárbemeneteken információ van, és a C-,^ beviteh órajel logikai l-re vált. Tehát Q = 1 lesz, és az információ beíródik az regiszteregységbe. A Q = 1 miatt az tároló is betöltődik. emiatt 0-ra vált, C ^ - i pedig l-re, és az információ az L^_^ regiszterbe jut. Ezalatt az F ^ - i tároló is betöltődik, és az F^ tartalom törlődik. Ilyen módon a bemenetre adott információ az regiszterig „esik". A folyamat végén Qi = l és Ö2---öiv = 0. Ha a bemenetre további információt, adatszót adunk, akkor az csak az L2 regiszterig esik, mert = 0 marad a = 0 miatt. Ha a fifo teljesen megtelt, akkor az F^ tároló egy beviteli órajel után nem törlődik, mert C^_i = 0 marad. Tehát a bemenet kész jel (/nput iíeady Signal) is IR = 0 marad és jelzi, hogy több információ nem vihető be. Ilyen állapotban a beíró órajel hatástalan. Kivitelnél a folyamatok fordított irányúak. A kiviteli órajel az F^ tárolót visszabillenti. Ezáltal órajelimpulzus keletkezik, ami a következő adatszót L2-ből Lj-be írja át; az F^ tároló ismét 1-be vált és jelzi ezáltal, hogy a kimenet számára újabb érvényes adatszó áll rendelkezésre. így minden regiszter tartalma

N-1

Dini

•Dout

1 T

Cin ^2 S

Q

S Q

s Q

S

R

a

R Q

R Q

R Q

Q

•OR

-'OUt

IR11.28. ábra. Aszinkron működő fifo áramkör realizálása IR = Input Ready Oi? = Output Ready

Tár­ kapacitás

Típus

Gyártó

Technológia

Teljesítmény­ felvétel, mW

Maximáhs üzemi frekvencia, MHz

Kivezetések száma

16x4 16x5 64x4 64x4 64x5 64x9 64x9

CD 40105 74 S225 67401 74 F413 67413A 67417 TDC 1030

RCA Texas Instr. MMI Fairchild MMI MMI TRW

CMOS TTL TTL TTL TTL TTL TTL

10 600 800 700 1200 1750 1750

1,5 10 10 12 35 10 20

16 20 16 16 20 24 28

11.29. ábra. Példák fifo áramkörökre

eggyel tovább lép. Qi = 0 miatt Q _ i = 0 marad, és így hamis információ nem kerülhet az információsorozatba. A folyamatsorozat tehát leáll, ha az első üres tárolót elérte. A letapogatásos elven működő fifo típusokat a 11.29. ábrán foglal­ tuk össze. 11.5.2. Duál-port táras fifo áramkör Fifo áramkört úgy is megvalósíthatunk, hogy nem az információt toljuk, hanem csak azt a két pointert, amelyek a R A M be- és kiíró címeit mutatják. Működésmódja hasonlít a 11.4. szakaszban ismertetett R A M léptetőregiszterhez. Az áramköri megvalósításra a 11.23. ábrán megismert elválasztott címbemenetű duál-port tár kiválóan alkalmas, mert a beírás és olvasás aszinkron történhet. A 11.30. ábrán láthatóan fifo működéshez csupán két címszámláló szükséges, amely cikhkusan működik. A beviteli számláló az első szabad A^^ címre, a kiviteli számláló pedig az utolsó foglalt A^^^ regiszter címre mutat. Ha ^out^'^iní akkor a fifo üres; ha A^^-A^^^ = A^^^, akkor a fifo megtelt. A tár megtelt, üres és felerészben betöltött állapotjelzéseket a legegyszerűbben kivonóáramkörrel és komparátorral álhthatjuk elő. Dm Dm >C+

Read-WhJleWrite-tár ^out

Beviteli számláló

Kivonó komparátor

Tele

Félig tele

Üres

11.30. ábra. Fifo realizálása duál-port tárral

Az információ közvetlenül a beolvasás után rendelkezésre áll a kimenet szá­ mára a megfelelő tárolócellában. A késleltetési idő ezért nagyságrendekkel kisebb a letapogatásos fifoknál szokásos késleltetési időknél. Jellemző nagyságrendje 50 ns, szemben a letapogatásos eset több [is értékű késleltetésével. Integráltáramkör-típusok, amelyek duál-port tárat tartalmaznak : Kapacitás 16x4 bit 5 1 2 x 9 bit 1 0 2 4 x 9 bit

Maximális frekvencia 20 MHz 7 MHz 15 MHz

Típus

Technológia

Gyártó

74 LS222...228 M K 4501 IDT 7202

TTL CMOS CMOS

Texas Instr. National IDT

11-5.3. Fifo áramkör egyszerű RAM-mal Nagy fifo áramkörök realizálására célszerű közönséges RAM-okat használni, mert így érhető el a legnagyobb integrációs fok. A 11.30. ábrán látható duál-port tárat egyszerű RAM-mal kialakított duál-port tárral (11.24. ábra) helyettesítjük. Az új kapcsolást a 11.31. ábrán látjuk.

R/W

R/W

Cm

Beviteli számláló

I

Cím multiplexer

A

Dm. RAM

Vezérlő logika Cout

I

Kiviteli számláló Fifo-RAM-kontroller

Kivonó komparátor

'out

Tele

Félig üres tele 11.31. ábra. Fifo realizálása egyszerű RAM-mal

Mivel az egyszerű R A M információtartalma egyszerre nem tölthető és vihető ki, a kétféle folyamatot sorosan kell végezni. Ha beviteli igény jelentkezik, mialaitt éppen kivitel folyik, először meg kell várni az olvasás befejeződését. A szabály fordítva is érvényes. Tehát mindig azt a folyamatot kell először befejezni, aminek az igénye előbb jelentkezett. Ha a bevitel és kivitel órajele egybeesik^ akkor a fifo vezérlőáramköre véletlenszerű döntést hoz. A hozzáférési időt az emiatt fellépő várakozási idő a legrosszabb^ esetben megkétszerezi. A RAM-okat fifoként működtető vezériőlogika, az ún. fifo RAM-vezérlőiintegrált áramkörként is kapható:

Kapacitás 64...4096 szó 256...16384 szó

Maximális frekvencia

Technológia

8 MHz 60 MHz

TTL ECL

Típus

Gyártó

Valvo 8x60 HXA 241-141 Signetics

11«6« Hibafelismerés és hibajavítás Az információ RAM-ban történő tárolása során fellépő hibák kétfélék lehet­ nek: állandó és véletlen hibák. Állandó hibákat (hard errors) okozhat maga a tár integrált áramköre vagy a működésben szerepet játszó vezérlő logika meghibáso­ dása. Véletlen hibák (soft errors) csak időnként lépnek fel és ezért nem reprodukál­ hatók. Ilyen hibákat főleg a kozmikus sugárzás a részecskéi okoznak. Áttölthetik a dinamikus RAM-ok tárolókondenzátorait, azonban a sztatikus R A M tárolóját is átbillenthetik. Véletlen hiba keletkezhet az áramkörön belüli zavarimpulzusok hatására is [11.8.]. Tárhibák fellépése nagyon komoly következményekkel járhat. Nemcsak hibás eredményhez vezethet egy számítógépnél a tár ilyen hibája, hanem a programot is tönkreteheti (végleges „elszállás"). Ezért olyan eljárásokat fejlesztettek ki, amelyek a hibák fellépését jelzik. E célból az információs biteket egy vagy több redundáns ellenőrző bittel egészítik ki. Minél több ellenőrző bitet használnak, annál több hiba ismerhető fel, sőt javítás is lehetségessé válhat.

11.6.1. P a r i t á s b i t A hibafehsmerés legegyszerűbb eljárása egy p paritásbit átvitele. Páros vagy páratlan paritást írhatunk elő. Páros paritás esetén a paritásbit 0, ha az adatszóban előforduló egyesek száma páros. 1-et írunk be, ha az l-esek száma páratlan. Ezáltal az átvitt l-esek száma a paritásbittel együtt mindig páros. Páratlan paritásnál az összes l-esek száma páratlan. A páros paritásbit az adatbitek számjegyeiből képzett (modulo-2) összegként is értelmezhető. Ezt a számjegyösszeget kizáró VAGY-függvénnyel számíthatjuk ki az adatbitekből. =1 =1 d3^

=1 =1

-p=dQ®d^®,,,®dj

=1 d,-

c/7»

=1

11.32. ábra. 8 bemenetű paritásgenerátor páros paritásra

R/W

d3 du

EN

Paritás•generátor

IV

ds

P"/p

ds

p'/p

dl

=1 11.33. ábra. Memória paritásvizsgálattal (8 bit szóhosszra)

A paritásképzö egység megvalósítását páros paritásra a 11.32. ábra szemlélte­ ti. A kizáró VAGY-kapuk elhelyezkedési sorrendje tetszőleges. Lehetőleg úgy alakítsuk ki az áramkört, hogy az eredő kapukésleltetésekből adódó késleltetés a lehető legkisebb legyen. Hibafelismerés céljából a paritásbitet az adatbitekkel együtt tároljuk. Adatol­ vasásnál a 11.33. ábrának megfelelően ismét paritást képzünk és ennek végeredmé­ nyét kizáró VAGY-kapuval összehasonlítjuk a tárolt paritásbittel. Ha ezek külön­ böznek, akkor hiba lépett fel, és a hibakimenet / = 1 lesz. Ily módon valamennyi egyszeres hiba felismerhető. Hibajavítás azonban mégsem végezhető, mert nem ismert a hiba helye. Ha több hibás bit is van, akkor csak a páratlan hibaszám ismerhető fel, a páros nem. Integráltáramkör-típusok: 8 bit 9 bit 12 bit

SN 74180 SN 749280 M C 10160 M C 14531

(TTL) (TTL) (ECL) (CMOS)

11.6.2. Hamming-kód Hamming-kódnál a több ellenőrző bit használata lehetővé teszi a hibafelisme­ rés finomítását oly annyira, hogy egyszeres hibáknál nemcsak a hibajelzés, hanem a helymeghatározás is megtörténhet. Ha bináris kódnál a hibás bit helye ismert, ekkor ez invertálással javítható. A kérdés ezután a szükséges ellenőrző bitek száma, amely egyszerűen megvá­ laszolható. A k számú ellenőrző bittel 2^ különböző bitszám adható meg, m adatbitnél m + k együttes szóhossz adódik. Egy további ellenőrzőbit-kombináció szükséges annak kijelzésre, hogy a vett adatszó helyes.

Ebből a 2k >

m^k+l

feltétel adódik. A gyakorlatilag fontos eseteket a 11.34. ábrán foglaltuk össze. Látható, hogy az ellenőrző bitek aránya a hasznos szóhosszhoz képest annál kisebb, minél nagyobb a szóhossz. Adatbitek száma

m

1...4

5...11

Ellenőrző bitek (vezérlőbitek) száma

k

3

4

12...26 27...57 5

58... 120

121...247

7

8

6

11.34. ábra. A szükséges ellenőrző bitek száma egyetlen hiba felismerésére és kijavítására a szóhossz fuggv^yébea

Az ellenőrző bitek meghatározását példaként egy 16 bites számra végezzük el. 16 bit biztonságos átviteléhez a 11.34. ábra szerint 5 vizsgálóbit szükséges, így a teljes szóhossz 21 bit lesz. Hamming szerint az ellenőrző biteket az adatszó különböző részeire vonatkoztatott paritásbitek formájában kell kialakítani. Pél­ dánkban tehát 5 paritásképző áramkör szükséges. Ezeket úgy osztjuk el az adatbi­ tekre, hogy minden egyes bit az 5 paritásképző közül legalább kettőben szerepeljen. Ha az adatbit olvasásánál hiba keletkezik, akkor azoknál a paritásbiteknél lép fel hiba, amelyeket az adott bit értéke befolyásolt. Az/parításhiba-jelzés helyett ennél az eljárásnál tehát 5 bites hibaszót, ún. szindrómaszót kapunk, ami 32 különböző értéket vehet fel és utal a hibás bitre. Látható, hogy egyetlen hiba jelzésénél az utalás akkor egyértelmű, ha minden adatbit számára más kombinációt választot­ tunk. Ha csak egy paritásbitnél kapunk eltérést, akkor csak az illető paritásbit lehet hibás, mert hibás adatbitnél legalább két paritásbit jelezne hibát. Ha miínden adat és paritásbit átvitele helyes, akkor a vevő paritásbitjei az adóéval azonosak, és a szindrómaszó F = 0 . Az öt paritásbit és az adatbitek összerendelésére mutat példát a 11.35. ábra. Például a 4) adatbithez ^ ésp^ paritásbit tartozik, a J^-hez p e d i g é s p^ stb. Látható, hogy minden adatbit az ellenőrző bitek más-más kombinációjával kapcsolatban szerepel. A kapcsolás leegyszerűsítésére a kombinációkat úgy állítot­ tuk össze, hogy minden paritásképző áramkör 8 bemenetű legyen.

Adatbitek Paritásbitek 0 X

Po Pl Pl Ps

1 X

2

3

X

X

X

X

4

5

6

X

X

X

X X

P4

X

X X

X

X

7

8

X

X X

9

11

12

X

X

X

X

X

X

XI X

X

10

X

X

13

14

15

X X X

X

X

X

X

X

X

11.35. ábra. Példa paritásbit képzésére Hamming-eljárás szerint (16 bit szóhosszra)

X

R/W D

D 16

16

16

RAM

16

16 VI

Hibajavító —r— 16 15

Ellenőrző bit generátor

15

Szindróma szódekódoló

F

Szindrómaszó

-/5

5.

5. P'/P

16 Hibafajta

1V

Szindróma szó­ generátor

_J

11.36. ábra. Adattár hibajavítással 16 bit szóhosszra

Olvasásnál {RjW = 1) a szindrómagenerátor összehasonlítja a F tárolt pari­ tásszót a D' információból kiszámított F' paritásszóval (11.36. ábra). Hibánál a szindrómaszó F = P' + F' 7^0. A szindrómaszó dekódoló megadja, hogy melyik adatbitet kell javítani és gondoskodik arról, hogy a hibás adatbitet az adatkorrektor áramkör invertálja. A szindrómaszó dekódoló működését a 11.37. ábra kapcsán érthetjük meg. A z / 0 . . . / 4 hibaszó függvényében háromfajta hibát különböztetünk meg: J q - ' - ^ i s adathibát, ^ 0 - • •PA. ellenőrző bit hibát és többszörös hibát. Utóbbiak az alkalmazott minimális méretű Hamming-mátrix miatt csak korlátozottan detektálhatok és egyáltalán nem javíthatók [11.9, 11.10]. A hibajavítással ellátott tárak előnye, hogy segítségükkel nemcsak a tár hibái válnak felfedhetővé, de a hibajavítás következtében a hibamentes működés is biztosítható. Ahhoz, hogy az eljárás előnyeit kihasználhassuk, néhány szempontot vegyünk figyelembe: a nem javítható többszörös hibák keletkezésének valószínűségét kis

Ellenőrző bit hiba

Adathiba Szindróma- Nincs hiba szó

/o /l /2 /3

/.

0 0 0 0 0

do

d.

d,

...

1 1 0 0 0

1 0 1 0 0

1 0 0 1 1

...

Po

1 0 1 1 0

0 0 1 1 1

1 0 0 0 0

Többszörös hiba \

f

Pl

0 1 0 0 0

Pl

0 0 1 0 0

P2

Pa

0 0 0 1 0

0 0 0 0 1

11.37. ábra. Hibaszavak összefoglalása és jelentésük

f

0 1 1 0 0

1 0 0 1 0

...

0 1 1 1 1

1 1 1 1 1

Típus

74 LS636 74 LS630 74 F416 8206 Am 2960 Am 29360 74 F418 74 ALS634

Gyártó

Szóhossz, bit

Ellenőrző bitek száma

Texas Instr. Texas Instr. Fairchild Intel AMD AMD Fairchild Texas Instr.

8 16 16 16 16 32 32 32

5 6 6 6 6 7 7 7

Hibajavítás időtartama, ns

Teljesítmény­ felvétel, mW

Kivezetések száma

55

900

20 28

65 65

1350 2000

52 48

60 60

1250

48 48

11.38. ábra. Integrált hibajavító áramkörök. A megadott jellemzők garantált értékek

értéken kell tartanunk. E célból minden egyes adat- és ellenőrző bithez külön táráramkört használjunk, mert különben egyetlen táráramkör teljes meghibásodása egyszerre több adatbit elvesztését is okozná. Továbbá minden felfedett hibát gyorsan ki kell javítani. Számítógépnél ezért megszakítjuk a futó programot, ha hiba keletkezik és a javítóprogramot indítjuk. A javítás során először meg kell határozni, hogy dinamikus hibakeletkezésről van-e szó, mert akkor a hiba a kijavított adatszó újbóH beírásával elhárítható. Ha a hiba továbbra is fennáll, akkor állandó hiba keletkezett. Ekkor kiolvassuk a szindrómaszót, mert ebből a hibás integrált tár behatárolható, és beírjuk egy táblázatba az integrált áramkör pozíciószámát a hibagyakorisággal együtt. így megnő a hibajelzéssel és -javítással, EDC-vel {ErroY i)etection and Correction) rendelkező tár megbízhatósága [11.11]. A 11.38. ábrán néhány integrált EDC-vezérlőt foglaltunk össze. Minden típus még egy további ellenőrző bitet is használ, így valamennyi kettős hibát is képes felfedni; javítani azonban csak az egyszeres hibákat tudják [11.12].

II. RÉSZ

Alkalmazások

12. Lineáris és nemlineáris analóg műveleti áramkörök

A digitális számítástechnikában ma már megvannak azok az eszközök, ame­ lyekkel matematikai műveleteket nagy pontossággal elvégezhetünk. A feldolgo­ zandó értékek azonban gyakran folytonos jelek, mértékük szerint pl. analóg feszültségek. Ebben az esetben a digitális feldolgozó áramkörön kívül szükséges analóg-digitál és d i g i t á l - a n a l ó g átalakító is. Ez a bonyolult eljárás csak akkor kifizetődő, ha a pontossági követelményeket az analóg műveletvégző áramkörök nem elégítik ki. A pontossági határ 0,1 % nagyságrendben van. A továbbiakban a legfontosabb analóg műveletvégző kapcsolásokkal foglal­ kozunk : a négy alapművelettel, a differenciálási és integrálási műveletekkel, vala­ mint a transzcendens és tetszőleges függvények előáhításával. A tárgyalás célja főleg az elvek tisztázása. Ezért mindig az alkalmazott műveleti erősítők ideális modelljéből indulunk ki. A reális műveleti erősítők alkalmazása során felmerülő korlátozó tényezők hatását már a 7. fejezetben részletesen megtárgyaltuk. Azok a megkötések értelemszerűen a következő kapcsolásokra is igazak. Itt csak azokkal a másodlagos hatásokkal foglalkozunk, amelyek az egyes kapcsolások jellemzőire döntő hatással vannak.

12.1. Összeadó áramkörök Több feszültség összeadására fázisfordító műveleti erősítőt használunk. A be­ meneti feszültségeket a 12.1. ábrán látható módon soros ellenáhásokon keresztül csatlakoztatjuk a műveleti erősítő fázisfordító bemenetére. Mivel ez a pont virtuá­ lis földnek tekinthető, a kimeneti feszültség kiszámítására a csomóponti törvényt alkalmazzuk: ^be 1

^be2

^ben

^2

A fázisfordító összeadót nagy nullponteltolási tartományú erősítőként is használhatjuk, ha a jelfeszültséghez egyenfeszültséget adunk.

R be/7

Ho^o—{ZZ)

1

12.1. ábra. Műveleti erősítős fázisfordító összegező kapcsolása Kimeneti feszültség:

- U^^ =

Ri

^be 1

Ri

Rl

^be -í/be2 + . - . + ^ í / b e n 2

^hfn

12.2. Kivonó áramkör 12.2.1. Visszavezetés összeadásra A kivonás visszavezethető összeadásra, ha a kivonandó jel fázisát megfordít­ juk. A kapcsolást a 12.2. ábra szemlélteti. Az A^ műveleti erősítő in vertálja az U2 bemeneti feszültséget. Ezzel a kimeneti feszültség: (12.1) |—o-*-o—

12.2. ábra. Különbségképző kapcsolás összegező áramkörrel Kimeneti feszültség: Együtthatófeltétel:

i

í/ki = ^ d( ^2"~ ^1) í A^ = Ap = A^

Az ideális különbségképzés az U^-^ = A^{U2 — U^) szerint akkor adódik, ha az és A^ erősítés egyaránt akkora, mint a szükséges A^ differenciális erősítés. Az eltérést az ideális különbségképzéstől a KME=AJAy. közös módusú elnyomás véges értéke jellemzi. Kiszámítására helyettesítsük be az U2 =

U^+\Ué

és

U, =

U^-^-U^

(12.2)

egyenleteket a (12.1) összefüggésbe: t/,, = ( ^ , - ^ „ ) C / , + - ( ^ p + ^ ) t / , .

A,

A,

(12.3)

Uy. közös módusú és a differenciális bemeneti vezérlő feszültség. A (12.3) egyenletből a közös módusú elnyomás KME=^

= \ ^ ^ . 2 A^ A^

(12.4)

Tételezzük fel, hogy az együtthatók közel egyformák. Tehát fehrhatjuk az A^ = A^ =

A-^^AA, A-^^-AA

egyenleteket. Ezt helyettesítve a (12.4) egyenletbe, az eredmény: A KME = — . AA

(12.5)

A közös módusú elnyomás tehát a két erősítés együttfutására vonatkozó relatív hiba reciproka. 12.2.2. Egy műveleti erősítős kivonó áramkör A 12.3. ábrán látható kivonó kimeneti feszültségének kiszámítására alkalmaz­ zuk a szuperpozíciótételt. Eszerint C/ki = ^lí/bel+^2C/be2. Ha akkor a kapcsolás fázisfordító erősítőként működik, és U^Í = OÍ^U^. Ebből ki = - a n t / i = 0-nál a kapcsolás ellenállás-feszültségosztóból és fázist nem fordító alapkapcsolású elrendezésből áll. Az

feszültséget (1 + aJ-szeresre erősíti, tehát

Ha a két ellenállásarány egyenlő, azaz

= ap = a, akkor:

és ezzel k2 = oí. A kimeneti feszültség általános esetben:

Ha az ellenállások aránya a p és n bemeneten nem pontosan oc, akkor a kapcsolás nem a bemeneti feszültségek különbségét képzi, hanem az

l+

a„

l+Oíp

egyenlet szerint alakul a kimeneti feszültség. A közös módusú elnyomás számítására ismét a (12.2) egyenletet használjuk: 2(l + a > p - ( l + ap)a/

A,

Ha az együtthatók egyenlőségére vonatkozó feltétel közelítőleg teljesül, azaz 1 , 1 a„ = a zla, és ap = a + - Ja, akkor a magasabbrendű kifejezéseket elhanya­ 2' golva a ^ Í:MÍS (1 + a) — . (12.6) A közös módus elnyomás állandó a esetén eszerint fordítva arányos az ellenállás­ arányok toleranciájával. Ha mindkét ellenállásarány egyenlő, akkor KME= oo, ami azonban csak ideális műveleti erősítőkre vonatkozóan igaz. Különösen nagy közös módus elnyomás eléréséhez pl. kismértékű változtatásával akkora Aa-i állítsunk be, hogy a valóságos műveleti erősítő véges közös módus elnyomásának hatását kompenzáljuk. A fentiek gyakorlására oldjunk meg egy számpéldát: két kb. 10 V-os feszültsé­ get akarunk egymástól kivonni. Különbségük maximum 100 mV lehet. Ennek a feszültségnek a kimeneten kb. 5 V-ra felerősítve kell megjelenni 1 % pontossági követelmény mellett. Tehát a differenciáhs erősítés A^=5(). A kimeneti abszolút hiba 5 V X 1 % = 50 mV lehet. Induljunk ki abból a kedvező elvi esetből, amelyben a véges közös módusú erősítés az egyetlen hibaforrás. Ekkor az 50 mV követelmény adódik, azaz 50 KME > - = 10^ ^ 80 dB. ~5-10-^ A (12.6) egyenlet szerint ez a követelmény a 12.3. ábrán látható kivonónál Aoí/(x = 0,5 % együttfutási toleranciával teljesülhet. A 12.2. ábra kapcsolásánál ezzel szemben a (12.5) egyenlet szerint 0,01 % együttfutási tolerancia szükséges! A 12.4. ábrán tetszőlegesen sok összeadó és kivonó bemenettel kibővített kivonót láthatunk. A megfelelő működés feltétele, hogy az együtthatókra feltünte­ tett feltételek teljesüljenek. Ha az együtthatófeltétel nem teljesül, akkor - a még hiányzó együtthatónak megfelelő súlyozással - 0 feszültséget adjunk hozzá, vagy vonjunk ki. A megadott összefüggés kiszámítására alkalmazzuk a csomóponti törvényt az n bemenetre: i=l

300

ÍRÁ

\oíJ

Rl

I-0-.-0—CZD |—0-*-0

h

12.4. ábra. Súlyozó kivonó több jelre n m

12.3. ábra. Kivonó egy műveleíi erősítővel Kimeneti feszültség: Együtthatófeltétel:

1

1

U^i = CÍ{U^^ 2 ~ ^BE I ) Í a^ = a^ = oí

Kimeneti feszültség:

U^i =

^

OÍ-C/J^g,--

Í=i

Együtthatófeltétel:

^

^ a,-C/BEIJ I=i

a', = ^ aj

Ebből + i=

1

= 0

.1=1

következik. Teljesen hasonlóan a p bemenetre:

Z ^'iUi-u^ Az (y„ =

t/p,

= 0.

z .1=1

i=l

és a z i=í

= z

<

(12.7)

i=í

kiegészítő feltétellel a két egyenlet különbségét képezve: n m U,^= <^Uli«lí^be.--

Z

i=l

Z

i=í

Ha n = m = 1, akkor a többszörös kivonó a 12.3. ábrán látható alapkapcsolás szerinti lesz. A műveletvégző kapcsolások bemenetei terhehk a jelgenerátorokat. Ahhoz, hogy emiatt járulékos hiba ne keletkezzen, a kimeneti ellenállásoknak elég kicsinek kell lennie. Ha a generátorok maguk is negatív visszacsatolt műveleti erősítős kapcsolások, akkor ez a feltétel általábanjól teljesül. Más jelgenerátorok kimenetét általában fázist nem fordító impedanciaváltó fokozat közbeiktatásával kell csatla­ koztatni a bemenetre. Az ilyen kivonót nagy bemeneti impedanciájú különbségképzőnek (instrumentation amplifier) nevezzük és főleg a méréstechnikában hasz­ náljuk. Ezeket a 25. fejezetben még részletesen tárgyaljuk.

1 2 3 . Bipoláris szorzótényező megvalósítása A 12.5. ábrán látható kapcsolás a bemeneti feszültség szorzását teszi lehetővé egy meghatározott állandóval, amely az i?2 potenciométerrel ±n érték között állítható. Ha a potenciométer csúszkája a jobb oldali szélső helyzetében van, akkor cj = 0 és a kapcsolás A^=-n erősítésű fázisfordító erősítőként működik. Az RJ{n- 1) ellenállás ebben az esetben hatástalan, mert nem esik rajta feszültség.

12.5. ábra. Bipoláris szorzótényezőjű kapcsolás Kimeneti feszültség:

U^^=^ n{2q - 1) C/be

Ha 1, akkor a teljes U^^ bemeneti feszültség rákerül a p bemenetre, ekkor az RJn ellenálláson keletkező feszültségesés 0, és a kapcsolás fázist nem fordító műveleti erősítőként működik. A=l

+

A Rl

= n

n-l erősítéssel. Közbülső állásnál az erősítés: A^ =

n{2q-l).

Értéke tehát q-tó\ függ, így egy hiteles skálájú potenciométer segítségével is beállít­ ható. Az n értéke meghatározza az együttható-tartományt. A legkisebb érték n = 1; ebben az esetben az RJin- 1) ellenállás elmarad.

12.4. Integrátorok A műveleti erősítőknek nagyon fontos alkalmazási területe az analóg számí­ tástechnikában az integrátor. Az integrátorok általában az

kifejezést valósítják meg. 302

12.4.1. Fázisfordító integrátor A 12.6. ábrán látható fázisfordító integrátor abban különbözik a fázisfordító erősítőtől, hogy az R2 negatív visszacsatoló ellenállást a C kondenzátor helyettesíti. A kimeneti feszültség: Q

1

c

c

\ic{i)dt^Qo

Qq az a töltés, amely az integrálás kezdetén a kondenzátoron volt. Ir

=

-

R

figyelembevételével RCi Az C/kio állandó a kezdeti feltételt képviseli: t^ki 0 ^ ^ki(^ = 0) = 2o/C- A kezdeti feltétel meghatározott értékéről külön kell gondoskodni. Erről a következő pont­ ban még lesz szó. Vizsgáljunk meg két különleges esetet: ha az [/^e bemeneti feszültség időben állandó, akkor a kimeneti feszültség:

tehát az idővel arányosan nő. E tulajdonsága miatt a kapcsolás háromszög-, vagy fűrészjel előáhítására alkalmas. Ha a bemeneti feszültség időben koszinuszfüggvény szerint változó váltakozó feszültség: Wbe= ^ b e COS cot,

akkor a kimeneti feszültség: 1

be

sin

C/kio •

A kimeneti feszültség amph TUDÓJA tehát fordítottan arányos a frekvenciával, co-val.

12.6. ábra. Integrátor

Kimeneti feszültség:

w^j =

-

u^Mdt+U^io

12.7. ábra. A H hurokerösítés frekvenciamenete

Ha az átvitel frekvenciamenetét (amplitúdókarakterisztika) kétszer logaritmikus koordináta-rendszerben ábrázoljuk, akkor —6 dB/oktáv meredekségű egyenest kapunk. Ez a tulajdonság egyszerű feltétel annak ellenőrzésére, hogy egy áramkör valóban integrátor-e. Az integrátor működését a frekvenciatartományban a komplex erősités meg­ határozásával vizsgálhatjuk: 1

A =

R

jcoRC

(12.8)

Az amplitúdók aránya: = be

IAI

=

coRC'

ahogy már előbb is megállapítottuk. A stabilitás vizsgálatához azt is figyelembe keh venni, hogy a negatív vissza­ csatoló hálózat az eddig tárgyalt kapcsolásoktól eltérően, itt fázistolást is okoz, azaz a visszacsatolási tényező komplex: jcoRG

p =

Ube = 0 = Uki

1 + jcűRC

(12.9)

Nagyfrekvencián p 1 és a fázistolás 0. Ebben a frekvenciatartományban tehát ugyanazon viszonyok állnak elő, mint a teljesen (követőnek) visszacsatolt erősítő­ nél (7. fejezet). Ezért az ilyenkor szükséges frekvenciakompenzálást is el kell végezni. A belső kompenzálású műveleti erősítők integrátornak is használhatók. A 12.7. ábrán az integrálásra használható frekvenciatartomány jellemző pél­ dáját rajzoltuk fel. Időállandóként T = RC= 100 \xs-ot választottunk. Látható, hogy ez már meghatározza a maximális hurokerősítést: | H | = | PA | 600, azaz

a számolási pontosság 1/ | H | ^ 0,2 %. Eltérően a fázisfordító műveleti erősítők­ től a számolási pontosság nemcsak nagy-, hanem kisfrekvencián is csökken. Az 4e bemeneti munkaponti áram és C/^ ofszetfeszültség valóságos műveleti erősítőknél nagyon zavaró lehet, mert hatásuk időben halmozódik. Ha az C/^e bemeneti feszültséget nullázzuk, a kondenzátorba akkor is folyik áram, melynek értéke: be-

R Ez dt

cl

(12.10)

be

i?

meredekségű kimeneti feszültségváitozást okoz. 1 jiA áram tehát 1 V/s kimeneti feszültségváltozást okoz, ha C = 1 A (12.10) egyenlet alapján látható, hogy rögzített időállandónál a bemenő munkaponti áram hatása annál kisebb, minél nagyobb C értéke, mialatt az ofszetfeszültség hozzájárulása állandó marad. Mivel C nem lehet tetszőlegesen nagy, ezért legalább azt biztosítsuk, hogy hatása ne legyen nagyobb, mint az ofszetfeszültségé. Ez akkor áll fenn, ha 4e<

R

Ha 1 |iF-os kondenzátorral r = 1 s időáhandót szeretnénk elérni, akkor az 1 mV-os ofszetfeszültségű műveleti erősitő munkaponti bemenő árama ne legyen nagyobb, mint l^iF • 1 mV = 1 nA. 4e = 1S Bipoláris tranzisztoros bemeneti fokozatot tartalmazó műveleti erősítő mun­ kaponti bemenő árama ahgha ilyen kicsi. A zavaró hatást a 12.8. ábrán látható módon úgy csökkenthetjük, hogy a fázist nem fordító bemenetet nem közvetlenül a földre kötjük, hanem egy R értékű ehenáháson keresztül. Akkor mindkét ellen­ álláson 4ei? feszültség esik, és a kondenzátoron átfolyó hibaáram 0. A megmaradó hibaforrás ebben az esetben csupán a bemenő munkaponti áramok különbsége, tehát az ofszetáram, amely azonban a munkaponti bemenő áramhoz képest kicsi.

C

ir

R

1 ±

R

I

.

1

12.8. ábra. Integrátor munkaponti bemenő áramának kompenzálása. A Cl kondenzátor a nem invertáló bemeneten megakadályozza zajvezérlés fellépését

Fet bemenetű műveleti erősítőknél a bemenő munkaponti áram általában elhanyagolható. Ezért ezekkel nagy integrálási időállandót lehet megvalósítani, bár ofszetfeszültségük lényegesen nagyobb, mint a bipoláris tranzisztoros műveleti erősítőké. További hibaforrást jelent a kondenzátor vezetési árama. Mivel az elektrolit­ kondenzátorok átvezetési árama jiA nagyságrendű, ezért integráló kondenzátor­ nak nem jók. Csak fóliaszigetelésű kondenzátorok használhatók, figyelembe kell azonban venni, hogy 10 jiF-nál nagyobb kapacitású, ilyen kivitelű kondenzátorok nem állíthatók elő megfelelően kis méretben.

12.4.2.

Kezdeti feltételek

Az integrátor sok alkalmazásban csak akkor használható, ha az U]^i{t = 0) kimeneti feszültség u^^-töl függetlenül beállítható. A 12.9. ábrán látható áramk lehetővé teszi az integrálás leáUítását és a kezdeti feltételek beállítását.

12.9. ábra. Az integrátor három üzemmódja: integrálás, tartás, kezdeti feltétel beállítása Kezdeti feltétel:

U^i(t = 0) = - — U^,2

Rl

Ha a kapcsolók közül zárva és K2 nyitva van, akkor az áramkör úgy működik, mint a 12.6. ábrán látható kapcsolás. Nyissuk most K^-QÍ. A Z ideális integrátor bemenő árama 0, és a kimeneti feszültség akkora marad, mint amekkora az átkapcsolás pillanatában volt. Ez arra használható, hogy a folyamatot megsza­ kítsuk, és így a kimeneti feszültséget nyugodtan leolvashatjuk. A kezdeti feltételek beállítására nyissuk a kapcsolót és zárjuk a K2-Í. Ekkor az integrátor fázisfor­ dító erősítőként működik, amelynek kimeneti feszültsége:

^3

Ez az érték csak egy meghatározott idő után áll be, amit az R2C időállandó hatá­ roz meg. A 12.10. ábra egy elektronikusan vezérelhető kapcsolót mutat. A T^ és T2 fet a 12.9. ábra és K2 kapcsolóit helyettesíti. A fetek kinyitnak, ha a vezérlő feszültség nagyobb, mint 0. Elég nagy negatív feszültségnél pedig lezárnak. A fetes

12.10. ábra. Elektronikusan vezérelt integrátor Kezdeti feltétel:

Uy,i(t = 0) = - ^

U^ci

kapcsoló és a D^...DQ dióda pontos működésével a 23. fejezetben még részletesen foglalkozunk. Az A" feszültségkövetö i?DSmin C értékre csökkenti az R2C késleltetési idő­ állandót a kezdeti feltételek beállításánál.

12.4.3. Összegező integrátor Az integrátor ugyanúgy bővíthető összegező integrátorrá, ahogyan az egysze­ rű invertáló erősítőt bővítettük ki összeadó fázisfordító műveleti erősítővé. A ki­ meneti feszültségre megadott összefüggés most is közvetlenül levezethető az összegezöpontra felírt csomóponti törvény segítségével.

—il—1 «1

o

h

1 12.11. ábra. Összegező integrátor

+ ...+

dt+U^,o

12.4.4. Fázist nem fordító integrátor Fázist nem fordító integrálás céljára egy integrátort fázisfordító erősítővel egészítünk ki. A 12.12, ábra más lehetőséget szemléltet. A kapcsolás elvileg egy akiláteresztő szűrőből mint integráló tagból és a kimenetével párhuzamosan kötött - R belsőellenállású NIC-ből áll, amely impedanciaváltóként is működik (13. fejezet). H :

12.12. ábra. Fázist nem fordító integrátor 2

Kimeneti feszültség:

w^i = RC

u^Mdt^U^io

A kimeneti feszültség kiszámítására a csomóponti törvényt alkalmazzuk a íazist nem fordító bemenetre: -CR

R

p

dt

-_ 0.

u = n^ = u^-J2 figyelembevételével az eredmény 2 ' Í ^ b e ( 0 dt. RCi Gondoskodjunk arról, hogy a bemeneti feszültséggenerátor belső ellenállása kicsi legyen, hogy a NIC stabilitási feltétele teljesüljön. A NIC segítségével történő veszteségkompenzálásnál nagy értékek kis (elvileg 0) különbségét képezzük. Ezért ez a fajta integrátor messze nem olyan pontos működésű, mint a 12.6. ábra szerinti alapkapcsolás.

%i

^

^

1 2 . 5 . Differenciáló áramkörök 12.5.1. Elvi kapcsolás Ha felcseréljük a 12.6. ábrán látható ábrán az ellenállást és a kondenzátort, akkor a 12.13. ábrán látható differenciáló kapcsolást kapjuk. A kimeneti feszültséget most az összegező pontra felírt csomóponti törvény felírásával határozzuk meg:

12.13. ábra. Differenciáló áramkör Kimeneti feszültség:

w^i = -^2^1

i

dt

%I=-Í?2CAeAz

(12.11)

= í7be sin (Dt szinuszos bemeneti feszültség hatására C0R2C1 Ü^Q COS CLJÍ

%I ^

kimeneti feszültséget kapunk. Ezzel az erősítés: LAJ = ^

= coR2C,.

(12.12)

^be

Ha az erősítés frekvenciamenetét kettős logaritmikus koordináta-rendszerben áb­ rázoljuk, akkor + 6 dB/oktáv meredekségű egyenest kapunk. Azt az áramkört, amely frekvenciamenetének meredeksége egy meghatározott frekvenciatartomány­ ban 6 dB/oktáv, differenciáló kapcsolásnak nevezzük. A frekvenciatartományban az erősítést a komplex tartományban végzett számítással határozhatjuk meg: ^v = 7 r = ^

-7^i?2Q.

(12.13)

Ebből I

A,

I

=

amely a (12.12) egyenlettel azonos.

12.5.2. Gyakorlati kivitel A 12.13. ábrán látható differenciáló kapcsolás gyakorlati kivitelezése nehézsé­ gekkel jár, mert az áramkör gerjedésre hajlamos. Az áramkör gerjedékenysége abból ered, hogy a visszacsatoló hálózat nagyfrekvencián 90° határértékű fázisfor­ gatást okoz: ^ P = . (12.14) Ez a fázisforgatás hozzáadódik a műveleti erősítő fázisforgatásához, amely még 309

R,

o-

1

1

12.14. ábra. Differenciáló kapcsolás gyakorlati kivitele Kimeneti feszültség:

w^i = ~ RiC dt

ha

/ «

27ci?iC

a legkedvezőbb esetben is ugyancsak 90°. A fázistartalék így 0°, tehát a kapcsolás instabil. Az instabihtást úgy kerülhetjük el, hogy a negatív visszacsatoló hálózat fázistolását csökkentjük a 12.14. ábrán látható ellenállással, amit a Q konden­ zátorral sorbakötünk. Hatására nem kell feltétlenül csökkenjen a kihasználható frekvenciatartomány, mert a kapcsolás nagyobb frekvencián a csökkenő hurok­ erősítés miatt úgysem lenne használható differenciálóként.

(optimálisan kompenzált) /Ad (egységnyi erősítésre kompenzált)

10\

/, Hz

12.15. ábra. Példa a hurokerősítés frekvenciamenetére /i = l/A-,

lux'

ahol

T=^RC

Az i ? i C i tag / i határfrekvenciájára azt az értéket választjuk, ahol a hurokerő­ sítés abszolút értéke 1. Induljunk ki az egységnyi visszacsatolási tényezőre kom­ penzált erősítőből, amelynek amplitúdómenetét a 12.15. ábrán látható példán szaggatott vonallal jelöltük. Ennél / i frekvencián a fázistartalék kb. 45°. Mivel az erősítő visszacsatolási tényezője/i közelében 1-nél kisebb, ezért a Q kompenzáló kapacitás csökkentésé­ vel nő a fázistartalék, amíg eléri az aperiodikus határesetet. A kompenzáló kapacitás optimáhs kísérleti beállításához adjunk a differen­ ciáló kapcsolásra háromszögfeszültséget, és addig csökkentsük a Q-t, amíg a ki­ meneti négyszögjel tranzienseinek csillapítása optimáhs lesz.

12.5.3. N a g y bemeneti ellenállású differenciáló kapcsolás A differenciáló kapcsolások kapacitív bemeneti impedanciája egyes esetekben nehézségeket okozhat. Például, ha vezérlő áramkörként műveleti erősítős kapcso­ lást használunk, akkor a kapacitív terhelés instabilitáshoz vezethet. E tekintetben a 12.16. ábrán látható kapcsolás jobb. Bemeneti impedanciája nagyfrekvencián sem csökken R2 értéke alá. C

uJ?

/?2

r^=^

II

1

-o

i C

R,

R

12.16. ábra. Nagy bemeneti ellenállású differenciáló kapcsolás Kimeneti feszültség:

w^i = RiC

; dt

Bemeneti impedancia:

| Z^e | ^ R2

A kapcsolás működését az alábbi eszmefuttatással magyarázhatjuk: a kisfrek­ venciás váltakozó feszültséget a bemeneti RC tag differenciálja. A műveleti erősítő ebben a frekvenciatartományban A^= 1 erősítésű fázist nem fordító erősítőként működik. A nagyfrekvenciás váltakozó feszültséget a bemeneti RC tag teljes egészében átviszi, és a negatív visszacsatolású erősitő differenciálja. Ha a két idő­ állandó megegyezik, akkor a kis- és nagyfrekvenciás differenciálás észrevétlenül megy át egymásba. A gerjedési hajlamra az előző kapcsolásnál érvényes szempontok érvényesek. Az i ? i stabilizáló ellenállást szaggatott vonallal jelöltük a 12.16. ábrán.

12.6. Differenciálegyenletek megoldása Nagyon sok olyan feladattal találkozunk, amelyek legegyszerűbben differen­ ciálegyenletekkel írhatók le. A differenciálegyenletek megoldását úgy kapjuk meg, hogy az egyenleteket analóg műveletvégző kapcsolásokkal megvalósítjuk, szimu­ láljuk és a kimeneti változónak megfelelő feszültséget mérjük. A stabihtás javításá­ ra úgy alakítjuk át a differenciálegyenletet, hogy kizárólag integrátorokat kelljen használni (integrálegyenlet). Az eljárást bemutatjuk egy másodrendű lineáris differenciálegyenlet példáján: f + k,y + Ky=f{x).

(12.15)

Az első lépésben helyettesítsük az x független változót a i-ra normalizált t idővel: X =

- . T

A láncszabályt alkalmazva a deriválásnál: dy dt y' =

~ •^j

és

y" — T^y.

dt dx Helyettesítsünk be a (12.15) egyenletbe:

(12.16) T^y + k,Ty + Ky=f{tlx). A második lépésben fejezzük ki az egyenletből a differenciálást nem tartalmazó változókat: koy-AtlT)= -x^y-k^xy. ( A harmadik lépésben szorozzuk meg az egyenletet - \ \ \Ky-fm\

1\ -val és integráljuk:

dt = xy + k^y.

(12.17)

A bal oldalon olyan kifejezést kaptunk, amelyik összegező integrátorral előállítha­ tó. Az integrátor kimeneti feszültségét állapotváltozóval jelöljük, ahol n a differenciálegyenlet rendszáma, tehát példánkban kettő. Tehát 1

^2 = -

-\\Ky-mx)\dt.

(12.18)

y-\. először ismertnek tekintjük. A (12.18) egyenlet (12.17)-be helyettesítésével: ^2 = ry^k^y.

(12.19)

Ezt a differenciálegyenletet ugyanúgy rendezzük át, mint a (12.16) egyenletet: z^-k^y -

= xy.

^-\[z2-k^y]dt

-y.

(12.20)

^-\[z^-k^y]dt.

(12.21)

=

Az egyenlet bal oldala a r, állapotváltozót jelöli: z,=

-

12.17. ábra. Jelfolyamgráf a differenciálegyenlet megoldására

T^y + k^T y + Ky=f

9.

^2

í

^

^1

^

12.18. ábra. Analóg számítógépes kapcsolás

Ezt a kifejezést egy másik összegező integrátorral képezzük. A (12.20) egyenletbe történő helyettesítés a kimeneti jelre vonatkozó összefüggést adja: (12.22) Mivel több derivált változó nincs, a feladatot megoldottuk. Az utolsó (12.22) egyenlet a hiányzó összefüggést adja az előzőekben ismertnek feltételezett y értékére. A differenciálegyenlet megoldásához szükséges (12.18), (12.21), (12.22) egyen­ letekkel leírt számítási müveletek menetét jól áttekinthető jelfolyamgráf segítségé­ vel a 12.17. ábra szemlélteti. A megoldás műveleti erősítős áramköri realizálását a 12.18. ábrán látjuk. Megtakaríthatjuk a (12.21) egyenletben levő - k^y kifejezés előállítását végző fázisfordító erősítőt, ha figyelembe vesszük, hogy a (12.22) egyenlet értelmében z^ = - y áll fenn.

12.7. Függvénygenerátorok Gyakran találkozunk olyan feladattal, hogy egy feszültséghez egy másik U2=f{Ui) feszültséget keh rendelni, a h o l / a n a h t i k u s függvény, pl.: U2 =

U^lg

vagy Un =

Ua

sin

A függvényeket diagram vagy értéktáblázat segítségével is megadhatjuk. Az ilyen összerendelések realizálására három lehetőség van. Vagy kihaszná­ lunk egy olyan fizikai jelenséget, amely a szükséges függvény szerinti, vagy a függvényt töréspontos közehtéssel valósítjuk meg, vagy hatványsoros közelítést alkalmazunk. A továbbiakban ezekre a módszerekre bemutatunk néhány példát.

12.7.1. Logaritmáló A logaritmáló áramkör kimeneti feszültsége arányos a bemeneti feszültség logaritmusával. Idézzük fel a diódakarakterisztikát: / =

exp

mUj

- 1

(12.23)

J

Itt az elméleti visszáram, ÍTp a temperatúrafeszültség, amely a /rJ/f összefüggés­ ből számítható ki, és m a korrekciós együttható, értéke 1...2 közé esik. Áteresztő tartományban / » J^, és a (12.23) egyenlet leegyszerűsödik. Jó közelítéssel /

=

/s

exp

U,AK

(12.24)

Ebből: (12.25) tehát logaritmus függvény. A legegyszerűbb logaritmáló áramkör a 12.19. ábrán látható, diódával visszacsatolt műveleti erősítő. A műveleti erősítős kapcsolás az íy^e bemeneti feszültséget / = U^/RÍ árammá alakítja, a kimeneten U^^ = - Í 4 K : feszültség jelenik meg. A kimeneti feszültséggenerátor kis kimeneti ellenállású. Tehát C/fci = -mUjln

—

= - m í 7 x In 10 lg

C/fci = - ( 1 . . . 2 ) 6 0 m V l g

(12.26)

be

szobahőmérsékleten. A használható tartományt két tényező korlátozza. Az egyik a dióda soros ohmos ellenállása. Nagy áramnál ezen számottevő feszültség esik és rontja a logaritmálást. A másik az áramfüggő m együttható. Ezért kielégítő pontosság csak egy-két dekádon belül érhető el. Az m együttható kedvezőtlen hatása elhanyagolható, ha a D dióda helyett egy T tranzisztort használunk a (12.20) ábrán látható módon. A kollektoráram a (4.1) egyenlet szerint, ha /^s » IQ *

12.19. ábra. Diódás logaritmáló kapcsolás Uf, =

-mUjln

ha

L''s,>0

12.20. ábra. Tranzisztoros logaritmáló kapcsolás ha

!7s.>0

Ic = les exp

BE

(12.27)

UJ

tehát (12.28) /cs' A tranzisztoros logaritmáló kimeneti feszültsége: Un =

- Í / B E =

-

Ujln

be

Az m korrekciós tényező hatásának kiküszöbölése mellett [12.1] a 12.20. ábrán látható kapcsolásnak még két előnye van: a kollektor—bázis visszáram nem módosítja a karakterisztikát, mert UCB = 0. Ezenkívül az áramerősítési tényező sem jelenik meg az eredményben, mert a bázisáram a föld felé folyik. Megfelelő — pA...mA áramtartományban működő - tranzisztor esetén kilenc dekád áll ren­ delkezésre. A teljes tartomány kihasználásához kis bemenő áramú műveleti erősítő is szükséges. A T tranzisztor a visszacsatolt rendszer hurokerősítését saját feszültségerősíté­ sének arányában növeli meg, ezért az áramkör könnyen begerjedhet. A tranzisztor feszültségerősítését egyszerűen lecsökkenthetjük, ha a 12.21. ábra szerint sorbakö­ lünk vele egy emitter-ellenállást. A tranzisztor feszültségerősítését a keletkezett negatív áram-visszacsatolás Ri/R^ értékre korlátozza. R^ természetesen csak akko­ ra lehet, hogy a műveleti erősítő kimenete nagyobb kimenő áram felléptekor se vezérlődjön túl. A C kondenzátor az áramkör stabihtását differenciáló visszacsato­ lással tovább javítja. Azt azonban számításba kell venni, hogy a felső határfrekven­ cia a tranzisztorkarakterisztika nemhnearitása miatt az árammal közel fordított arányban változik. Kedvezőbb körülmények adódnak, ha a logaritmáló tranzisztort egy nagy belsőellenállású áramgenerátorral hajtjuk meg. Ekkor a hurokerősítés: SR^, amelynél S a vezérlőkapcsolás meredeksége. Mivel a meredekség független a kollektoráramtól, a frekvenciakompenzálás az egész áramtartományra optimali­ zálható. Áramkimenetű, ún. meredekség erősítő (feszültségvezérelt áramgenerá-

12.21. ábra. Logaritmáló kapcsolási rajza ha ^CS^l

C/,e>0

12.22. ábra. Hőmérséklet-kompenzált logaritmáló áramkör ha £/be, C/ref>0

^In-

tor) integrált kivitelben Transconductance Amplifier néven kapható, mint pl. az RCA cég CA 3060 és CA 3080 típusú áramköre. Hátrányuk a viszonylag nagy bemenő áram. A D dióda a 12.21. ábrán meggátolja a műveleti erősítő túlvezérlését negatív bemeneti feszültségnél. Ezenkívül a T tranzisztor záróirányú emitter — bázis fe­ szültsége sem nőhet meg annyira, hogy a tranzisztort károsítsa, és a kapcsolás fel­ éledési ideje is lerövidül. Az ismertetett logaritmáló nagyon nagy hátránya, hogy működése nagyon hőmérsékletfüggő, mert és /^s értéke erősen változik a hőmérséklettel. 30 °C-os hőmérséklet-változás hatására Uj 10 %-kal nő, a telítési áram pedig megtízszerező­ dik. A telítési áram változásának hatása kiesik, ha két logaritmus különbségét képezzük. Ezt használjuk ki a 12.22. ábrán látható áramkörben. A Tj, T2 differen­ ciálerősítő végzi a logaritmálást. Az áramkör működésének megértésére határoz­ zuk meg a differenciálerősítő árameloszlását. A huroktörvény értelmében

Az egyformának feltételezett tranzisztorok transzfer karakterisztikái a követ­ kezők: /ci = AIQ

exp -

BEI

Ic2

= ÁI^ exp

— = exp — •'C2

BE 2

(12.29)

<-'T

A 12.22. ábra alapján az r

= —^

T

=

ref

TI

=

összefüggéseket is felírhatjuk, ha /?, nem túl nagy ellenállás. Behelyettesítve ezeket az összefüggéseket, a kimeneti feszültség: ^ki = - C / T —

In

(12.30)

i?4 értéke nem szerepel az eredményben. Értékét akkorára válasszuk, hogy a rajta keletkező feszültségesés kisebb legyen, mint az A " műveleti erősítő kimeneti ki­ vezérelhetősége. Gyakran szükség van 1 V/dekád kimeneti feszültségű logaritmálóra. i?2 és ellenállások kiszámításához alakítsuk át a (12.30) egyenletet:

R3 R2

Ebből Uj=26

mV-tal:

lg Ige

+ R2

Ube

be

= - 1 V lg

í/ref

U,ref 1

1 V Ige

16,7. R2 Ha i ? 2 = 1 kO, akkor R^= 15,7 kO. A frekvenciakompenzálás tekintetében mindkét erősítőre ugyanazok a szem­ pontok érvényesek, amelyek az előző kapcsolásra is vonatkoztak. Q és C2 konden­ zátorok járulékos kompenzáló kapacitások. UJ hőmérsékletfüggése kompenzálható, ha i?2 0,3 %/K pozitív hőmérsékleti együtthatójú ehenáhás. Másik lehetőség a differenciálerősítő áhandó hőmérsékle­ ten tartása. Erre alkalmas például a Fairchild cég |iA 726 típusú differenciálerősítő­ je, mert beépített hőmérséklet-szabályozója van. A hőmérséklet mérését az állandó áramú referenciatranzisztor bázis - emitter feszültsége végzi. A 12.22. ábrán látha­ tó teljes logaritmálót ICL 8048 jelzéssel készíti az Intersil cég.

12.7.2. Exponenciális függvénygenerátor A 12.23. ábra az e-függvénygenerátor kapcsolását mutatja, amely teljesen hasonló felépítésű a 12.20. ábrán látható logaritmáló kapcsoláshoz. Ha a bemenet­ re negatív feszültséget adunk, akkor a (12.27) egyenlet szerint a tranzisztoron U,BE

Ic = /cs exp -—- = les exp

"

UJ

UA

UjJ

áram folyik és a kimeneti feszültség: = IcRi = Ics^i exp

-

HA Uj)

12.23. ábra. Egyszerű exponenciális függvénygenerátor Uu = IcsRie

, ha U^.<0

la

'C2

i

ül

I — T2

— H h - 1

/?2

I-

/?3

/?4

1

\7

i 12.24. ábra. Hőmérsékletkompenzált exponenciális függvénygenerátor

Jobb hőmérsékleti stabilitási! áramkört mutat a 12.24. ábra. A 12.22. ábrán látható áramkörhöz hasonlóan itt is differenciálerősítőt használunk. A (12.29) egyenlet szerint Ici U, A 12.24. ábra szerint a következő összefüggéseket írhatjuk fel: /C2

Rl

=

Rl

i?3 + i?2

Behelyettesítések után a kimeneti feszültségre a következő összefüggést kapjuk: _ U,,,Ri '-'ki "~

(

R2

[/,e

exp

(12.31)

Látható, hogy ha a tranzisztorokat jól párba válogattuk, akkor /^s nem szerepel a végeredményben. Az ellenállás a Tj és T, tranzisztorokon átfolyó áramot korlátozza. Értéke addig nem módosítja a működést, amíg az A^^ műveleti erősítőt nem vezéreljük túl. A kapcsolás sokszor használt esete, amikor 1 V bemeneti feszültségnövekedés hatására a kimeneti feszültség egy dekáddal (10-szeresére) hő. Ennek feltételét a (12.31) egyenletből vezethetjük le: í/,i = f / „ , e x p f — ^ ^ I g e ^ R3 + R2 Uj

= Í7,,f 1 0 ^ .

Ebből C/x = 26 mV-tal: R, + R,

I V Ige

R.

Ur

16,7,

tehát megegyezik a logaritmáló (12.22. ábra) kapcsolás méretezésének eredmé­ nyével.

Az Intersil ICL 8049 kapcsolása belső hőmérsékletkompenzált e-függvénygenerátor. Az ismertetett áramkörök alakú műveletre alkalmasak. Minthogy igaz a = [exp (In é)]^^ = exp

(ax

In

b)

azonosság, tetszőleges alapú, y = b'''' alakú kifejezés értékét is kiszámolhatjuk úgy, hogy az áramkör az x bemenő jelet In Z?-szeresen felerősítjük és ezt adjuk az e-függvénygenerátor bemenetére.

12.7.3. Hatványfüggvény-generátor Az y = x''

hatványfüggvény számítása az x > 0 tartományban logaritmikus és exponenciális függvénygenerátorral elvégezhető. Erre az x"" = [exp(ln x)Y

= Qxp{a

In x)

azonosságot használjuk. A kapcsolás elvi elrendezését a 12.25. ábra mutatja. A fel­ írt egyenletek érvényesek a 12.22. ábrán látható logaritmálóra és a 12.24. ábrán látható exponenciáhs függvénygenerátorra, ha i ? 2 = oo és R^ = 0. E feltételekkel a kimeneti feszültség: aUj In ref

=u

ref

UJ

u, ^" U,ref/

A logaritmus és az exponenciális függvény egyetlen integrált kapcsolással képezhe­ tő, ha az ún. többfunkciós átalakítókat használjuk, mint pl. az LH 0094 típusú National áramkört.

-Ujln

U^. U,.

^ref exp

*(-a)

u.

1". 1

12.25. ábra. Általános hatványfüggvény Vv, -

ha

Í7,,>0

Hatványművelet logaritmálás segítségével alapvetően csak pozitív bemeneti feszültségre értelmezhető. Egész kitevőnél tisztán matematikai alapon bipoláris bemenő jel is megengedhető. Ez utóbbi eset szorzó kapcsolással valósítható meg, ezzel a 12.8. szakaszban még részletesen foglalkozunk.

12.7.4. Szinusz- és koszinuszfüggvény-generátor A szinuszfüggvény-generátor az (12.32) jelalakot közelíti a tartományban. Kis bemenő jelnél 2 Célszerűbb (/tj-t úgy választani, hogy a nullpont közelében

=

2

legyen. Ekkor (12.33)

71

Eszerint kis bemeneti feszültségnél a szinuszfüggvény-generátor erősítése 1 kell hogy legyen, ennél nagyobb feszültségeknél pedig csökkennie kell. A 12.26. ábra olyan kapcsolást szemléltet, amely ezt teljesíti. Működésének alapja a töréspontos vagy törtvonalas függvényközeHtés. Kis bemeneti feszültségnél minden dióda lezár, és mint említettük, U^Í = U^Q. +15 V +15 V

i

^70

10 kQ 2,7 kQ

12.26. ábra. Szinusz 2/2 = 6 töréspontú függvénygenerátor 2

.

^ki ~ - C^be sin n

ha

Uu=5

V

Ha nagyobb, mint U^, akkor a D j dióda kinyit, w^i lassabban nő, mint w^e^ mert i?g és i?i feszültségosztót alkot. H a w^e f^2"nél is nagyobb, akkor a kimenetet i?2 is terheli, és a kimeneti feszültség növekedése tovább lassul. A D 3 dióda végül meghatározza a szinuszjel maximumát. Hasonlóképpen működik a D^.. .D3 dióda is a negatív félhullámoknál. H a figyelembe vesszük, hogy a diódák nem hirtelen nyitnak, hanem exponenciáhs karakterisztikájúak, és hogy az U^, U2 feszültség terhelés hatására változik, akkor már néhány diódával is kis torzítási tényezőt érhetünk el. A hálózat méretezése során először meg kell határozni a közelítő karakterisz­ tika töréspontját. Bizonyítható, hogy az első n páratlan felharmonikus eltűnik, ha 2n számú töréspontot veszünk fel a bemeneti feszültség következő értékeinél (12.2): 2k 2n+l

be 5

(12.34)

0
Az ezekhez tartozó kimeneti feszültségek a (12.32) és (12.33) egyenletek szerint: nk be '

0
(12.35)

A A:-adik töréspont felett a karakterisztika iránytangense: ^ki(k+l)"

run =

^

Uhe (k + l)

-

kik ^befe

2n+l n

njk+l) sm

2/2+1

nk ' sm 2/1+1

(12.36)

Ha k = n, tehát az utolsó töréspontnál m = 0, ami már a vázlatos tárgyalás során is követelmény volt. Az MQ meredekséget l-re kell választanunk. A szimmetria miatt minden páros felharmonikus is kiesik. A megmaradó páratlan felharmonikusok eredő effektív értékéből 2n = 6 töréspontos közelítésnél elvileg 1,8 % torzítási tényező adódik, 2n= 12-nél pedig 0,8 %. A valóságos dióda­ karakterisztika folyamatos átmenetének lekerekítő hatása miatt a tényleges helyzet azonban sokkal jobb, amit a következő méretezési példával bizonyítunk. Ű = 5 V csúcsértékű háromszögfeszültséget alakítsunk át szinuszos feszültség­ gé. A (12.33) egyenlet szerint a kimenő jel amph TUDÓJA 3,18 V, a meredekség a nullaátmenetnél 1. 2n = 6 töréspontos közehtést használunk. A (12.35) egyenlet szerint a töréspontok a kimeneti feszültség ± 1,4, ± 2 , 5 és ± 3,1 V-os értékeinél lesznek. Induljunk ki abból, hogy valóságos diódáknál érdemleges áram csak 0,5 V nyitófeszültség felett folyik. Abszolút értékben ennyivel csökkenteni kell a diódák előfeszültségét. Tehát = 0,9 V, Í72 = 2,0 V és U^ = 2,6 V. A 12.26. ábrán erre az értékre méreteztük az R^, i?2, R^ feszültségosztó láncot. A T j és emitter­ követők C/3 kisimpedanciás előáhítását végzik és egyben a diódák nyitófeszültség­ változását is kompenzálják a hőmérséklet függvényében. A három szektor meredekségét a (12.36) egyenletből számíthatjuk ki: /;?! =0,78, /??2 = 0,43 és m^ = 0. Válasszunk R^ = 2,2 kQ-ot. Az osztólánc belsőellenállását elhanyagolva: R, R, + R,

12.27. ábra. Szinuszfüggvény-generátor kimeneti feszültsége és hibafeszültsége (utóbbi ötvenszeres nyújtással) a bemeneti feszültség függvényében Vízszintesen: 2 V/osztás; függőlegesen: 1 V/osztás

R^ = 7S kO. A második meredekségre igaz : i?5 X

Ebből i?5 = 2,l kíl. A hálózat finombeállítására az alapharmonikusra hangolt lyukszűrőt (sávzá­ rót) használunk (14.9. szakasz) és a megmaradó hibafeszültséget oszcilloszkópon ellenőrizzük. A beállítás akkor optimáhs, ha a hibafeszültség csúcsértékei egyfor­ mák, amint a 12.27. ábrán látjuk. Ilyen beállításnál 0,42 % torzítási tényezőt kapunk, ami sokkal kisebb, mint az ideális diódával számított elvi érték. Hatványsor A szinuszfüggvény közelítésének másik módszere a függvény hatványsorát használja, mint matematikai alapot. A szinuszfüggvény hatványsora: x^

sinx =

x - - + - + . . . .

Egyszerűsítési meggondolásból a hatványsort csak a második tagig vegyük figye­ lembe. Ha az értékkészletet 71

- -
2 -

n -

- 2

tartományra korlátozzuk, akkor a hibát minimaUzálhatjuk — az együtthatókat kismértékben megváltoztatva [12.3]. Legyen sinx^y

= 0,9825x-0,1402x^

(12.37)

akkor a hiba x = 0, ± 0,96 és ± n/2-nél 0. Eközben az abszolút hiba abszolút értéke az amplitúdó 0,57 %-ánál kisebb. A torzítási tényező 0,6 %, ami még tovább csökkenthető 0,25 %-ra az együtthatók további kismértékű megváltoztatásával, és így végül kisebb hibát érünk el, mint a 2 x 3 töréspontú töréspontos közelítéssel. A töréspontok eltűnése különösen akkor hasznos, ha a jelet differenciáljuk.

1,543 ^be

U2 E

-0.543^72

1 12.28. ábra. Szinuszfüggvény közelítése hatványsorral

^ki ^ í^be sin

ha

?7H=£

2 Í/H.

Az áramköri realizáláshoz induljunk ki az n ube

X = -

—

es

2 abe

egyenletekből. Legyen 0^.^ = C7be és a (12.37) egyenletből Uu = l , 5 4 3 « b e - 0 , 5 4 3 ^

« í/be sin ( -

be

2 [/,be

be

Az áramköri blokksémát a 12.28. ábrán láthatjuk. Az Ü^^ bemeneti feszültség amphtúdóját választjuk a szorzó E egységének. A megvalósításhoz szükséges analóg szorzókról majd a következő szakaszban lesz szó. Differenciálerősítős megoldás A szinuszfüggvény közelítésének egy másik módszere azt a tényt használja ki, hogy a t h x függvény kis x értékeknél hasonló menetű. A th függvényt a 12.29. ábrán láthatóan differenciálerősítővel egyszerűen megvalósíthatjuk. A 12.7.1. pontban szereplő (12.29) egyenlet szerint differenciálerősítőkre igaz, hogy = exp-y^és/ci + / c 2 ^ / o ^C2

Ebből exp ^Cl

^be

"1 •/o = / o t h

^C2

exp—+1

^be

2Uj

(12.38)

A műveleti erősítő képzi a két kollektoráram különbségét ^be

t/ki = loRi th

2C/T'

Ez a függvény a - -

- tartományban szinuszfüggvényt közelít: n Wbe = C/ví sin I - -pr1

U-i be/

(12.39)

12.29. ábra. Szinuszfüggvény előállítása differenciálerősítővel I

71

\ ,

ha

í/be = 2,8 I / T ^ ^ S

mV

A közelítés jósága az Ű^^ csúcsértéktől függ. Ha Ű^^ = 2,Wj'^13 mV, akkor minimális hibát kapunk, és Ű^,^ = 0,861/oi?2. Az abszolút hiba abszolút értéke ekkor kisebb, mint 3 % a teljes kivezérlésre vonatkoztatva. A legnagyobb hiba a csúcsér­ téknél adódik. Ha a differenciálerősítő tranzisztorait kb. R^^XjS értékű járulékos soros emitter ellenállással egészítjük ki, akkor a torzítási tényező 0,4 %-ra csökken [12.3, 12.4]. Differenciálerősítő céljára pl. a National cég LM394 kettős tranziszto­ ra alkalmas. Koszinuszfüggvény Koszinuszfüggvényt a már ismertetett szinuszfüggvényt előállító hálózattal a O^x^n értéktartományban úgy realizálhatunk, hogy az t/^e bemeneti feszültség­ ből, amely 0 és C/bemax közötti lehet, először az be

(12.40)

segédfeszültséget álhtjuk elő. Amint a 12.30. ábrán látható, első közehtésben máris koszinuszfüggvényt kapunk. A maximum és minimum közötti tartományban

12.30. ábra. Segédfeszültség menete a szaggatott vonallal jelölt koszinuszfüggvény előállításához

R/1

1

TI

U-.

sin 2U, be m a x x

R

-O

i 12.31. ábra. KoszinuszfQggvény előállítása szinuszosítóval

) , ha Oá C/,,á C/,,„

Mu= C/y COS ( n

szükséges a görbe lekerekítése, ehhez adjuk az Ui feszühséget a szinuszfüggvény­ generátor bemenetére. A 12.31. ábrán látható, hogy járulékos áramkörként csupán egy egyszerű összeadófokozatra van szükség. Szinusz- és koszinuszfüggvény egyidejű előállítása a —n^x^n tartományban Az eddigi áramkörök a szinusz- és koszinuszfüggvény félperiódusát áhították elő. Ha az értéktartomány egy egész periódus vagy annál nagyobb, akkor első közelítésként háromszögjeleket állítunk elő és ezután szinuszosító áramkört hasz­ nálunk a pontosabb közelítés, a sarkok lekerekítése érdekében. A háromszögjele­ ket a 12.32. ábra mutatja.

12.32. ábra. Segédfeszültség a szinusz- és koszinuszfüggvény előállításához a - T T ^ x ^ T T tartományban

Az Wi feszültség a koszinuszfüggvényt közelíti. Ha w^e^O^ akkor azonos az feszültséggel a 12.30. ábrán. Ha Wbe^O, akkor az y tengelyre szimmetrikusan halad. Tehát használhatjuk a (12.40) egyenletet, csak u^^-i | u^^ | -vei helyettesítjük: ^bemax

2 | W^e

(12.41)

Szinuszfüggvénynél egy kicsivel bonyolultabb a megoldás. Itt három tartományt kell megkülönböztetni:

- 2 ( M b e + C^bemax),

2Wbe, -2Ke-

C/bemax).

ha

" C/bemax ^ "be ^

ha

- -2 C/,be max

ha

" ?7beniax ^ ^be ^

"

= ^be =

(12.42a)

^

^he max?

^^bemax-

(12.42Z?) (12.42c)

Ilyen függvényeket általában a legjobban olyan precíziós függvénygenerátorokkal lehet realizálni, amilyenekkel a következő pontban foglalkozunk.

12.7.5. V á l t o z t a t h a t ó függvénygenerátor A 12.26. ábrán megismertünk egy diódás hálózatot, amely a függvényt töréspontosan közelítette meg. Számítását csak közelítőleg lehetett megadni, mert a diódák nyitófeszültségét és a kölcsönös terhelési hatásokat is figyelembe kellene venni. Ezenkívül az egyes szakaszok meredekségváltozásainak irányát is a hálózat jellege szabta meg. Ezek a hálózatok tehát nem beállíthatóságra, hanem meghatá­ rozott feladat ellátására készültek. A 12.33. ábrán olyan elrendezést láthatunk, amellyel az egyes karakterisztika­ szakaszok töréspontját és meredekségét hitelesített skálájú potenciométerekkel külön-külön tetszés szerint beállíthatjuk. Az A^ és A" műveleti erősítők pozitív

^1

R

^5

fí

12.33. ábra. Változtatható

R

függvénygenerátor

bemeneti feszültségnél, az és A^^ műveleti erősítők pedig negatív bemeneti feszültségnél adnak egy-egy beállítható paraméterekkel rendelkező rész-szegmenst. Az A^^ műveleti erősítő a nullátmenet meredekségét szabja meg. A kimeneten a rész-szegmensek eredője érvényesül. További részkapcsolások beillesztésével tet­ szőlegesen sok szegmensből álló kapcsolást készíthetünk. Az A", A^^, A^^ erősítők a 12.5. ábrán is látható n = 1 jellemzőjű bipoláris együttható tagok. Erősítésük a hozzárendelt potenciométerekkel - 1 ^ /c ^ + 1 között állitható be. Kimeneti feszültségüket az A"^ erősítő összegezi. A P3 poten­ ciométerrel még egyenfeszültséget is adhatunk az eredményhez. A nullátmenet közelében csak az A^^ erősítő ad

értékű feszültséget a kimenetre. Az és feszültség most 0, mert a és D 4 dió­ dák zárnak és az A^ és A^ erősítő a nyitott D 2 és D 3 nyitott diódán keresztül negatív visszacsatolást kap. Ha a bemeneti feszültség U^^-né\ nagyobb, akkor a dióda kinyit, és

Az A^ erősítő tehát pozitív U^^ előfeszühségű egyutas egyenirányítóként működik. Ennek megfelelően működik az A^ erősítő is negatív bemeneti feszültségnél: ha Az t/^i kimeneti feszültség meredekségére ebből az alábbi általános összefüggést kapjuk: > 0. ha "be > (> ha u,. 0 . ("be > (12.43) ha = 10 (m = U^2 " b
ko + k, ..kJ, +. ko + k,), ko). ko + k2), ko + k2..k„). +.

12.34. ábra. Feszültségösszetevők a 12.32. ábra

<

<

feszültségének előállításához

12.35. ábra. Egyszerűbb változtatható függvénygenerátor

Példaként nézzük meg az U2 feszültségmenet kialakulását a 12.32. ábrán. u^^ = =-(l/2)[/ben,ax-nál pozitív töréspont, 1/^2 = ( " 1/2)C/bemax-nál negatív töréspont van. A nullátmenet meredeksége a (12.42/?) egyenlet szerint m = + 2 . Ebből k^^ = - 0 , 2 . A pozitív töréspont felett szükséges meredekség: - 2 . A (12.43) egyenlet­ ből erre a tartományra m = 10( —^0 + ^1)? ezzel k^^^ —0,4. Hasonlóan k2— —0,4 adódik. A feszültség-összetevőket a 12.34. ábra tartalmazza. A karakterisztika nem hitelesített potenciométerrel is egyszerűen beállítható. Az eljárás a következő: először nulla bemeneti feszültségnél maximumra álhtjuk valamennyi törésponti feszültséget és meredekséget. Ezzel biztosan teljesül az i z/be I < ! í/k I / egyenlőtlenség bármely i indexre, tehát csak a P3 nullapont-beállító potenciométer hatásos. P3-mal beállítjuk az u^^iO) kimeneti feszültséget az előírt értékre. Adjunk a bemenetre w^e"^ í/ki feszültséget és P4-gyel állítsuk be az u^i{U^i) szükséges feszültséget a kimeneten. Ezzel k^-i megvalósítottuk. Ezután Pi potenciométert addig változtassuk, amíg a kimeneti feszültség éppen változni kezd. Ezzel Pj-et í/ki-re állítottuk. Ezután adjuk a bemenetre a következő törésponthoz tarto­ zó feszültséget és P2-t addig állítsuk, hogy w^i névleges értékű legyen. Ezzel ^^-et is kiegyenlítettük. Hasonlóan történik a többi törésponti feszültség és meredekség beállítása. Egyszerűsíthetjük az áramkört, ha a meredekség-beállító potenciométer sem kell hogy hiteles legyen. Ilyenkor egyszerű potenciométerekkel helyettesíthetjük a bipoláris tagokat és ezek végpontjait a 12.35. ábrán látható módon több-bemenetű áram-különbségképzőre csatlakoztatjuk. Az áram-különbségképző két műveleti erősítőből (A" és A"^) áll és a 12.2. ábra kapcsolásának elvén működik.

12

Analóg szorzók

Az eddigiekben foglalkoztunk az összeadó, kivonó, differenciáló és integráló áramkörökkel. Az áramkörök eddig csak állandó tényezővel való szorzásra voltak alkalmasak. A továbbiakban két változó mennyiség szorzására és osztására alkal­ mas áramkörök legfőbb tulajdonságaival foglalkozunk.

12.8.1. Szorzás logaritmikus függvénygenerátorral A szorzás és az osztás visszavezethető logaritmusok összeadására és kivonásá­ ra. Például xy — = exp (In X + In y — In z ) . z Ez a függvény három logaritmálóval, egy exponenciális függvénygenerátorral és egy összeadó — kivonó kapcsolással előállítható. Az összeadó - kivonó kapcsolást elhagyhatjuk, ha a 12.24. ábrán már megismert differenciálerősítő bemenetű expo­ nenciáhs függvénygenerátort használjuk, és a referenciabemenetet is jelbemenetnek használjuk.

12.36. ábra. Szorzás logaritmálás segítségével

^ki =

, ha

W2>0

A 12.36. ábrán látható logaritmáló az Wi =

-IJj

In

összefüggések szerint működik.

ih.

=

-

Í7T

In -

Az exponenciális függvénygenerátor az U 2 - U 1

Wki

=

exp

_

U^Uy

UJ

kimeneti feszültséget adja. Látható, hogy nemcsak az visszárammal lehet egysze­ rűsíteni, hanem az Uj temperatúrafeszültség is kiesik. Ezért nem kell hőmérséklet­ kompenzálás. Természetesen feltétel, hogy a négy tranzisztor egyforma legyen, és hogy azonos hőmérsékleten működjenek. Ezért legjobbak a monoht integrált technológiával készített kapcsolások. Az eljárás elvi hátránya, hogy minden bemeneti feszültségnek pozitívnak kell lennie, és egyik sem lehet 0 értékű. A 12.36. ábrán látható szorzókapcsolás multifunkcíós konverterrel is megva­ lósítható, ilyen például a National LH 0094 áramköre. Erre a célra gyártott teljesen integrált változat is létezik, pl. a Raytheon cég RC 4200 típusjelzésű áramköre [12.5]. 12.8.2. Analóg szorzókapcsolások Már a 4. fejezetben láttuk, hogy a bipoláris tranzisztor S =

dic dmBE

4o

meredeksége arányos a kollektorárammal. A kollektoráram megváltozása eszerint arányos a bemeneti feszültségváltozás és a munkaponti kollektoráram szorzatával. Ezt a tulajdonságot a 12.37. ábrán látható differenciálerősítőnél szorzásra használjuk. A műveleti erősítő kimeneti feszültsége arányos a kollektoráramok különbsé­ gével : u^^ = RÁic2~ic,r (12.44) Ha i/x = 0 mellett negatív feszültséget adunk az áramkörre, akkor mindkét

i IC2

la o-

Ti

h

1 12.37. ábra. Meredekségszorzó elve

tranzisztoron egyenlő értékű áram folyik, és a kimeneti feszültség 0 marad. Ha pozitív, akkor kollektorárama nő, és T2-é csökken, és a kimeneti feszültség negatív. Ennek megfelelően negatív w^-hez pozitív %i tartozik. A kollektoráramok különbsége annál nagyobb, minél nagyobb az emitteráram, azaz minél nagyobb //y abszolút értéke. Tehát feltételezhetjük, hogy u^^ legalábbis közelítőleg u^u^-nsá arányos. A pontosabb számításhoz határozzuk meg a differenciálerősítő áramviszonyait. A 12.7.4. pont szerint és a (12.38) egyenlet alapján 'ci-icz

=

(12.45)

^th

Sorbafejtés után csak a négynél kisebb kitevőjű tagokat adtuk meg:

Ebből: ki-ici^h Ha I i/y I »

—

.

ha

\u^\«Uj.

(12.47)

Í/BEO? akkor

Ez utóbbi egyenletet behelyettesítve a (12.47) egyenletbe és felhasználva a (12.44) e2;yenletet az eredmény:

Ha a követelmények csak maximáhsan 1 % hibát engednek meg, akkor az í / / J < 0,35 Uj^9 mV feltételnek teljesülni kell. A kis feszültség miatt a T^ és T2 tranzisztorokat gondosan válogassuk párba, hogy az ofszetfeszültség és ennek driftje ne zavarjon. A kapcsolás helyes működése miatt feltétel, hogy mindig negatív legyen, miközben pozitív és negatív is lehet. Az ilyen szorzót két síknegyedes szorzónak nevezzük. A 12.37. ábrán látható kapcsolás néhány paramétere javítható. A (12.48) egyenlet levezetése során közelítéssel számoltunk, feltételeztük, hogy I z/y I » C/gEo ^ 0 , 6 V. Ez a feltétel nem korlátoz, ha az ellenállást áramgenerátor­ ral helyettesítjük, amelyre vonatkozóan lo^Uy. A 12.37. ábrán szemléltetett kapcsolás hátránya még az is, hogy feszültséget kis szinten kell tartanunk ahhoz, hogy a hnearitáshiba kicsi legyen. Ezt a hátrányt úgy küszöbölhetjük ki, hogy w^-et nem közvetlenül adjuk a bemenetre, hanem először logaritmáljuk. Az áramkört négysíknegyedes szorzóvá úgy bővíthetjük ki, hogy még egy differenciálerősítőt kapcsolunk párhuzamosan, amelynek emitteráramát w^-nal ellentétesen vezéreljük. Ezzel mindkét feszültség tetszőleges előjelű lehet. A 12.38. ábra azt az áramkört szemlélteti, amelynél minden felsorolt szempon­ tot figyelembe vettünk. A 12.37. ábrán szereplő differenciálerősítőt kiegészítettük

k + U,

t

+ Í7, R2

-<)Í7,

D2

Un

1 f

I

'4

/3

'4

^1 1

i

R. ^ 7

-u,

-u, 12.38. ábra. Négysíknegyedes analóg szorzó

a T'i, T', differenciálerősítővel. A T5, Tg is differenciálerősítő negatív áram-vissza­ csatolással. Kollektorai a két áramgenerátor kimenetei, amelyek M^-nal vezérelve ellentétes irányú változásokat eredményeznek:

(12.49) Í6

= 4-

A kollektoráramok különbsége a T,, T, és T\, kapcsoláshoz hasonlóan; =

/ 5 t h ^

differenciálerősítőknél az előző

= (/«+ ^ I t h

(12.50)

(12.51) A műveleti erősítő az alábbi különbségi áramot képzi:

Ai = 0 2 - / ; ) - ( / 2 + í i ) = o " i - ' 2 ) - 0 " i - y .

(12.52)

A (12.51) és (12.50) egyenletek különbségéből: 2M Ai=

-

,

^ t h

Ml

(12.53)

Itt is bármilyen előjelű lehet. Mint az előző áramkörnél, itt is sorbafejtéssel igazolható, hogy az elrendezés szorzásra alkalmas.

Vizsgáljuk meg és Uy kapcsolatát. A két diódaként kötött Dj és Dj tranzisz­ tor a bemeneti jel logaritmálását végzi: Wi = «D2 - "Dl = Ujln j - Ujln j . Ebből: / - ^

Ml = Í / T In - = UJ In

-.

(12.54)

Behelyettesítve a (12.53) egyenletbe a különbségi áram: 2w^w^

Az áramkivonóként működő műveleti erősítő kimeneti feszültsége: = AiR, =

u^u-

^

.

(12.56)

Ahol a szorzóállandó R^R^I^jlR^, amit általában 10 V-ra választunk. Mivel Uj kiesik, jó hőmérséklet-stabihtás adódik. Sorbafejtésre nincs szükség a (12.56) és (12.55) egyenlet kiszámításához, ezért lényegesen nagyobb lehet. A kivezérlésha­ tárt akkor érjük el, ha a vezérelt áramgenerátorok közül valamelyik lezár. Ebből \u^\<

RJ,

és

\Uy\<

ií/s.

Ha az áram értékét egy további bemeneti feszültséggel vezéreljük, akkor egyide­ jűleg szorzásra és osztásra is alkalmas lesz a kapcsolás. szabályzási tartománya azonban korlátozott, mert változásával a szorzó minden munkapontja és kivezérlési tartománya is megváltozik. Egyszerűbb a hányadosképzés, ha megszakítjuk az és pontok között a vezetéket és az w^i kimenetet összekötjük az bemenettel. A fellépő negatív visszacsatolás a kimeneti feszültséget úgy szabályozza, hogy Ai^uJR^ legyen. A (12.55) egyenlettel ebből: 2UM^ ^

Ai =

^ RQR^I^

= ^ . i?t

Ezzel az új kimeneti feszültség: %i = ^y = - r ^ - = ^ - . 2R,

(12.57)

Csak akkor marad stabil a kapcsolás, ha az feszültség negatív, mert egyébként a negatív visszacsatolás pozitívvá váhk. előjele ezzel szemben tetszőleges. Tehát a kapcsolás kétsíknegyedes osztóként működik. Az előjel megkötése a nevezőre nemcsak erre, hanem valamennyi osztókapcsolásra egyaránt érvényes. A 12.38. ábrán bemutatott elven működő szorzókapcsolások monolit integ­ rált kivitelben kaphatók. Az elérhető pontosság 0,25 %, amely 10 V szorzóállandó-

nál 25 mV. Az egyszerűbb típusok négy beállító szervvel érik el ezt a pontosságot. A drágább áramköröket a gyártók belső beállítás (trimmelés) utáni állapotban árusítják [12.5]. Ezeknél általában külső beállításra már nincs szükség. A 3 dB-es sávszélesség rendszerint kb. 1 MHz körüli érték. Ezen a frekvencián a szorzat hibája már 30 %. Ekkora pontatlanság a legtöbb esetben nem engedhető meg. Többet mond ezért az a határfrekvencia, amelynél a kimeneti feszültség 1 %-kal csökken. Pontosság, % Integráltáramköri típusok

ICL 8013 MPY 100 A D 533 A D 534 A D 539

Gyártó

kiegyen­ lítés nélkül

Intersil Burr Brown Analóg Dev. Analóg Dev. Analóg Dev.

0,5 0,25

Sávszélesség 1%

kiegyen­ lítéssel 0,5 0,35 0,5 0,1 0,5

3 dB

hibához kHz

MHz

75 70 75 50

1 0,5 1 1 60

Nagyobb pontosságú analóg osztó Eddig két módszert ismertünk meg osztó megvalósítására: az egyik a 12.36. ábrán látható logaritmáló - szorzó kapcsolás, a másik a fent ismertetett analóg szorzó. A hányadosképzőknél a nullpont közelében elvi probléma keletkezik: a kimeneti feszültséget lényegében a nullpontbeállítás hibája határozza meg. Ez a hiba az analóg szorzóknál fokozottan jelentkezik, mert ott a bemeneti logaritmálónál egy pozitív állandó áramérték [a (12.54) egyenletben 1^] a bemenő jelhez hozzá­ adódik, ami az argumentum előjelváltását meggátolja. A 12.36. ábra kapcsolásánál a logaritmusok segítségével megvalósított osztásánál kedvezőbb a helyzet, habár csak egy síknegyedben működik a kapcsolás. Mindkét módszer előnyeit (ti. két síknegyedes osztást jó nullpont körüli pontossággal) úgy egyesíthetjük, hogy a nevezőhöz nem állandó értéket adunk a logaritmust képező áramkör bemenő jelének előjelváltását kiküszöbölendő, hanem a számláló értékével arányos értéket [12.7]. Az osztónak az

kifejezést keh előállítania. Az u^>Q és \ u^ \ <

feltételekkel két segédfeszültség:

u, = (12.58)

állítható elő, amelyek mindig pozitívak. A segédfeszültségeket a 12.39. blokkvázla-

U,

\Y—

1 u^-u, 2Uj U,+ UJ2

u,.

1

-Ujln

O-

1

12.39. ábra. Kétsíknegyedes osztó uu = —

,

ha

U,>QQS\U^\SU,

ton láthatóan egy-egy egyszerű áramkörrel (12.20. ábra) logaritmáljuk. Az és //4 kimeneti feszültségek különbségének th értékét képezzük a 12.37. ábrán látható difterenciálerösítővel: U2

Ur In — 2Uj

A (12.58) egyenlettel

2

Ezzel az eljárással 1 : 1000 dinamikatartományban 0,1 % pontosság érhető el (ilyen kapcsolás pl. az Analóg Devices 436 típusú áramköre).

12.8.3. Szorzó vezérelt feszültségosztókkal Feszültség szorzása állandóval legegyszerűbben egy feszültségosztóval lehet­ séges. Ha az állandó egy másik bemeneti feszültséggel arányos, akkor analóg szorzót kapunk. A 12.40. ábrán szemléltetett áramkör két azonos és vezérelt feszültség­ osztót tartalmaz. Ezek olyan áramkörök, amelyek a bemeneti feszültséggel arányos kimeneti feszültséget szolgáltatnak. A k arányossági tényező az feszültséggel vezérelhető. Az erősítő kimeneti feszültsége a K^-n keresztül létrehozott negatív visszacsatolás következtében ügy áll be, hogy teljesüljön a ku-u^ = 0 egyenlőség. Ez k = Uy/u^ meUett áU fenn. Ha a második feszültségosztó bemenetére feszült­ séget adunk, akkor kimeneti feszültsége: Wki

Az

= ku^ =

feszültség csak pozitív lehet, hogy a negatív visszacsatolás ne váljon pozitiv

12.40. ábra. Elvi kapcsolás u^i =

~

ha w,>0

,

visszacsatolássá, I/Y előjele a feszültségosztó megvalósításától függ. Ha pozitív és negatív együtthatók egyaránt beállíthatók, akkor Uy pozitív és negatív is lehet. Az feszültség bármilyen előjelű lehet. További előny, hogy nem megy át a kiegyenlítést vezérlő műveleti erősítőn. Emiatt sávszélessége nagyon nagy lehet. Ha vezérelhető ellenállásként fetet használunk, akkor a 12.41. ábrán látható elrendezésű szorzót kapjuk. Az A^ műveleti erősítő erősítésének változtatásával állíthatjuk be az együtthatót. Kimeneti feszültsége úgy állítja be az R^^ ellenállást, hogy Y =_ 0 + R DS R. legyen. Ebből következik, hogy

^

Az A" műveleti erősítő kimeneti feszültsége: R3 R u= DS

^ 3 WXWY Ra

12.41. ábra. Fettel mint vezérelt ellenállással működő szorzó

A fet csak akkor működik ohmos ehenáhásként, ha a rajta fehépő feszühségesés 0,5 V alatt marad. Az R^, R2 feszültségosztó végzi a feszültség szükséges leosztását. A fetek ellenállásának linearizálását az R^ ellenállások végzik, amelynek elvét az 5.7. szakaszban ismertettük. A T3 és T4 source-követők meggátolják, hogy az vezérlő feszültség az és bemeneti jelre visszahasson. Gate — source feszültségük értéke érdektelen, mert az A^ műveleti erősítő úgyis megfelelően beállítja őket. Csak az a fontos, hogy pontosan együttfussanak. Ezért lehetőleg kettősfeteket használjunk erre a célra. A szabályozókör negatív visszacsatolása miatt csak pozitív lehet. A 12.41. ábrán látható kapcsolás csak pozitív együtthatókkal álhtható be [12.8]. Ezért UY csak negatív lehet, hogy a kiegyenlítés elvégezhető legyen. Az feszültség előjele tetszőleges lehet. Az áramkör pontossága jelentősen nő, ha Tj és T2 fetek nagy ellenállás-tarto­ mányban egyforma jellemzőket mutatnak. Ezeket a követelményeket monolitikus kettősfetek teljesítik, pl. az Intersil cég V C R l l N típusa. 12.8.4. A szorzó kapcsolások beállítása A szorzó áramkörök a következő kifejezést képezik:

ahol E feszültségdimenziójú konstans, például 10 V. A gyakorlatban minden feszültségre szuperponálódik egy kis hibafeszültség, tehát általános esetben

Ebből „

-

^ - ^ y 4-

^y^xO + ^ x ^ y O + ^ x O ^ y O

_

. . .

Az u^UY szorzatnak 0-nak kell lennie, ha vagy 0. Ez csak akkor teljesül, ha t/^o, UYQ és l7kio külön-külön elhanyagolhatóan kicsi, tehát az ofszetfeszültség kiegyen­ lítésére elvileg három nullpontállítóra van szükség. A kiegyenlítést a következő­ képpen végezzük: legyen először U^ = 0. Ekkor a (12,59) egyenlet szerint ^y^xO +

^xO^yO

Ezután változtassuk az feszültséget. Az U^U^Q szorzat miatt változik a kimeneti feszültség is. nullpont-kiegyenlítőjét úgy állítsuk be, hogy változtatása ellenére áhandó kimeneti feszültséget kapjunk. Akkor U^Q = 0. A második lépésben legyen 0 és w^-et változtassuk, hogy nullpontját ugyanígy beáhíthassuk. A harmadik lépésben UY = 0 feltétel mellett egyenlítsük ki nullára az w^io kimeneti hibafeszültséget. Legtöbbször egy negyedik beálhtásra is szükség van, amely során az E konstanst álhtjuk be az előírt értékre.

12.8.5. Az egy- és kétsíknegyedes szorzók bővítése négysíknegyedes szorzóvá Időnként előnyös lenne az egy- és kétsíknegyedes szorzókat tetszőleges előjelű bemeneti feszültséggel működtetni. A legkézenfekvőbb megoldás az lenne, ha a bemenethez és a kimenethez olyan fázisfordító kapcsolást illesztenénk, amely a tiltott előjelű jelek polaritását megfordítaná, de ez az eljárás áramkörtechnikai szempontból nagyon költséges és nehézkes. Sokkal egyszerűbb az és Uy feszültsé­ get olyan állandó C/^k és C/yj, feszültségre sznperponálni, amely mindig a megenge­ dett tartományban tartja a bemeneti feszültségeket. Ebben az esetben a kimeneti feszültség: {U^+U.,)(U^+Uy,) "ki ^

J-,

A keresett szorzat eredménye: xk

yk

_

^xk ^yk

"ki"

Eszerint a szorzó kimenő jeléből egy állandó feszültséget és két, az egyik, ill. másik bemeneti feszültséggel arányos feszültséget kell kivonnunk. Az erre alkalmas kap­ csolásokat már a 12.1. és 12.2. szakaszban megismertük. U,>0

0.5 ^ H

-1

.0,5

£0—

E

0,5 ^

-1

1

^

U2>0 12.42. ábra. Egysíknegyedes szorzó továbbfejlesztése négysíknegyedes szorzóvá

Az elrendezés blokksémáját a 12.42. ábra szemlélteti. Az állandó feszültségeket és az együtthatókat úgy állítjuk be, hogy a kivezérelhetőséget teljesen kihasz­ náljuk. Ha az bemeneti feszültség -E^u^S + E tartományú, = 0,5u^+0,5Ere a O ^ W i ^ J ? tartomány adódik. A kimeneti feszültség: 1 1 -(u^ + E)-(u^ + E) Mki =

4-

-u^~u^-E

12.8.6. Osztó és gyökvonó áramkörök szorzóval A 12.43. ábrán olyan kapcsolást látunk, amellyel egy osztóbemenet nélküli szorzó osztóként használható. A műveleti erősítő kimeneti feszültsége a negatív visszacsatolás hatására úgy áll be, hogy:

A kapcsolás az E-

Wki =

hányadost képzi. Csak addig működik helyesen, amíg > 0, mert negatív nevező­ nél a negatív visszacsatolás pozitív visszacsatolásra változik.

i 1 12.43. ábra. Szorzó osztóként való alkalmazása u^i = E — ,

ha

u^>0

1^. 1 1 12.44. ábra. Szorzóáramkör gyökvonó kapcsolása Wki = lAfi'Wbe ,

ha

Wbe > 0

A szorzó gyökvonóként is működhet, ha négyzetreemelőként használjuk, és a 12.44. ábra szerint a műveleti erősítő negatív visszacsatoló ágába helyezzük a négyzetreemelőt. Ekkor I

Wki —

=

és

!/£%e-

A kapcsolás csak pozitív be- és kimeneti feszültségnél működik helyesen. Hibás működést okoz, ha a kimeneti feszültség pl. bekapcsolásnál akár csak rövid időre is negatívvá váhk. Negatív kimenő jelnél ugyanis a négyzetreemelő a visszacsatoló

ágban fázist fordít, és pozitív visszacsatolás keletkezik, a kimeneti feszültség egyre negatívabb lesz. Ez a folyamat addig tart, amíg eléri a negatív irányú kivezérelhető­ ségi határt. A kapcsolás reteszelődik (kiakadás, latch up) és működésképtelenné váhk. Ezért olyan kapcsolástechnikai megoldást kell használni, ami megakadá­ lyozza, hogy a kimeneti feszültség negatív lehessen.

12.9. Koordinátatranszformációk A descartes-i merőleges koordináták mellett a természettudományban és a műszaki életben nagy szerepet játszanak a polár koordináták is. Ezért az alábbiak­ ban koordinátatranszformációt végző kapcsolásokkal foglalkozunk.

12.9.1. Polár koordináták transzformálása descartes-i koordináta-rendszerbe Az X = y

r cos (p,

= r sin ^

transzformációs előírásokat akkor tudjuk analóg műveleti áramkörökkel megvaló­ sítani, ha a koordináta-változókat feszültségekkel jellemezzük. így pl. (12.60) Ezzel a szögtartományt ±n határok között rögzítettük. A többi koordinátákra érvényes:

_^ . E'

_ 5: . ^

E'

^

E'

£ s i n {nUJE)

U2U,

i

E cos n UJE

12.45. ábra. Polár koordináták transzformálása descartes-i koordinátákba u^^Uj. cos

Uy =

sin

Ezzel a (12.60) egyenletet = w,- cos

V

u Uy = u^sml TCE—

e )

(12.61)

J

alakban írhatjuk. A fenti kifejezések kiszámítására használhatjuk a 12.7.4. pontban ismertetett áramkört a szinusz- és koszinuszfüggvény előállítására a ±n értéktartományban és két szorzót. A blokkséma a 12.45. ábrán látható. 12.9.2. Descartes-i koordináták transzformálása polár koordináta-rendszerbe A (12.60) transzformációs egyenletekből átrendezés után: ih.

(12.63)

^ - arc tg — .

ih.

(p = arc tg - ,

(12.62)

u, = ^ul + u^,

X

UJ

Ul E

u.

]

H u. (

ÍEÜ,

i

w. 12.46. ábra. Vektor abszolút értékének számítása

Az //,. sugár, vagyis vektorhossz kiszámításához a 12.46. ábrán látható blokkséma szerint két négyzetreemelő és egy gyökvonó áramkör szükséges. Néhány átalakítás segítségével nagyobb dinamikatartományú és egyszerűbb kapcsolást kaphatunk.

(U,-Uy)

(U^+Uy)

=

—— U,+ Uy

+Uy.

ul

Ebből

Ez az u^ szempontjából implicit egyenlet, amint a 12.47. ábrán is látható, egy osztó bemenettel is rendelkező szorzóval megvalósítható. Az összeadó az u^ = u^ + u kifejezést képezi.

12.47. ábra. Vektorok abszolút értékének gyakorlati számítása o-

-f-

L

o— 12.48. ábra. Analóg szorzók alkalmazása vektor abszolút értékének számítására, a 12.47. ábrán látható módszer szerint

Ezzel UJ

=

//, kiszámításához ih-^iöz már csak az bemeneti feszültséget kell hozzáadni az S2 összegző segítségével. Az Uy feszültség mindig pozitív kell legyen. Ennek okát az = 0 speciális esetre könnyen beláthatjuk. Ekkor ugyanis 1/2 = 0 miatt u^= Uy, ami csak pozitív Uy feszült­ ségnél adja a helyes eredményt. Ezenkívül egy osztó áramkör a nevező előjelváltá­ sát nem tudja feldolgozni. Ezért pozitív és negatív Uy értéknél abszolút értéket kell képezni, pl. a 25.12. ábrán látható kapcsolással. Ezzel a vektorális számítást nem korlátozzuk, mert az Uy részeredmény amúgy is mindig pozitív. A vektormérö legegyszerűbb megoldása, ha a szorzást és osztást logaritmáló áramkörös változattal valósítjuk meg, mert a két művelet egy áramkörrel végezhe­ tő el, mint ez a 12.36. ábrán látható. Azonban u^ abszolút értékét is elő kell ilyenkor állítani. Az analóg szorzós változatnál ez nem szükséges, mert ezek általában négysíknegyedesek, azonban külön áramkör kell a szorzáshoz és az osztáshoz. Célszerű a 12.48. ábrán látható módon először az osztást, aztán a szorzást elvégezni, mert különben a dinamikatartomány u^ közbülső eredményként szükséges kiszámítása miatt kisebb lenne.

13. Vezérelt generátorok és impedanciakonverterek

A lineáris hálózatszintézis a passziv alkatrészek mellett vezérelt áram- és feszültséggenerátorokat is használ, mint ideáhsnak tekintett aktív alkatrészeket. Ehhez járulnak még az ideáhs NIC-, girátor- és cirkulátorkapcsolások. A további­ akban a fenti áramkörök legfontosabb áramköri megoldásaival foglalkozunk.

Feszültségvezérelt feszültséggenerátor A feszültségvezérelt feszültséggenerátor jehemzője, hogy az U2 kimeneti fe­ szültsége arányos az Ui bemeneti feszültséggel, tehát tulajdonképpen feszültségerő­ sítő. Az ideahzált modellről feltételezzük, hogy kimeneti feszültsége független a kimenő áramtól, és a bemenő árama 0. A négypólusegyenletek a következők : il = 0 - í/i + 0 - 4 = 0, U2 = A' U, + 0'l2

= A

' U,.

U2 f

-o 13.1. ábra. Feszültségvezérelt feszültséggenerátor kisfrekvenciás helyettesítő képe

A valóságban az ideáhs vezérelt generátor csak közelítőleg reahzálható. Figye­ lembe véve a többnyire jól teljesíthető visszahatás-mentességet, egy tényleges gene­ rátorra a 13.1. ábrán látható helyettesítő képet kapjuk. A tényleges generátor négypólusegyenletei: I^ = —U, + 0'l2. ^be

U2-A'U.-r^rh^

(13.1)

13.2. ábra. Fázisfordító erősítő mint feszültségvezérelt feszültséggenerátor Ideális műveleti erősítő kimeneti feszültsége R fázisfordító

kapcsolásban:

Bemeneti

impedancia:

Kimeneti

impedancia:

U2 =

Rl t/i;

13.3. ábra. Fázist nem fordító műveleti erősítő mint feszültségvezérelt feszültséggenerátor Ideális műveleti erősítő kimeneti feszültsége fázist / v nem fordító kapcsolásban:

U2 = \ l+ ^

\ U-^;

2u=Ri; Bemeneti

impedancia:

Kimeneti

impedancia:

jcúC '

H

ff

A helyettesítő kép belső feszültséggenerátora tehát már ideáhs. r^e a bemeneti ellenállás, r^j pedig a kimeneti ehenállás. Feszültségvezérelt feszültséggenerátor kis kimeneti ellenállású és beállítható erősítésű megoldásait már a 7. fejezetben megismertük a fázisfordító és fázist nem fordító alapkapcsolások tanulmányozása kapcsán. A 13.2. és 13.3. ábrán fő jellem­ zőiket még egyszer összefoglaljuk. Könnyen elérhetünk 1 O-nál sokkal kisebb kimeneti ellenállást, és ezzel az ideáhs viszonyokat jól megközehthetjük. Figyelem­ mel kell lenni azonban arra, hogy — a 7. fejezet frekvenciafüggés vizsgálatával bizonyíthatóan - nagyobb frekvenciákon a kimeneti impedancia induktív jellegű, tehát a frekvencia növelésével a kimeneti impedancia is nő. A fázist nem fordító műveleti erősítős kapcsolások bemeneti ellenállása na­ gyon nagy. Kisfrekvencián könnyen elérhetjük a G O nagyságrendű értéket is, tehát gyakorlatilag az ideáhs viszonyokat. A nagy bemeneti ellenállás azonban nem biztosítja, hogy a konstans / g munkaponti áram miatt járulékos ofszethiba ne keletkezzen, ha a jelgenerátor belsőellenállása nagy. Ha szükséges, fet bemenetű műveleti erősítőt kell használni. Kisohmos generátornál a 13.2. ábrán látható kapcsolást használhatjuk. Ennek R^^ bemeneti ellenállása (kb. R^) kicsi, de az az előnye, hogy a közös módusú vezérlésből adódó hibák nem lépnek fel.

13.2. Áramvezérelt feszültséggenerátor A 13.4. ábrán bemutatott áramvezérelt feszültséggenerátor helyettesítő képe azonos a 13.1. ábrán látható feszültségvezérelt feszültséggenerátoréval. A különb­ ség csak annyi, hogy itt a bemenő áram a vezérlő jellemző. Törekedni kell arra, hogy a vezérlő áramot a kapcsolás többi eleme lehetőleg ne befolyásolja. Ideáhs esetben ez r^e = 0 feltételt jelent.

A négypólusegyenletek: UR = fbe/i + O - / , , (13.2) U2 = Rh, (ideális, rb, = rkj = 0).

(reális)

t

o-

X

t 13.5. ábra. Áramvezérelt feszültséggenerátor

13.4. ábra. Áramvezérelt feszültséggenerátor kisfrekvenciás helyettesítő képe

Ideális átviteli egyenlet:

=-

Rh;

Bemeneti impedancia:

R Z^g = — ; A

Kimeneti impedancia:

Z^i = —

A 13.5. ábra szerinti kapcsolás realizálásánál azt a tényt használjuk ki, hogy a fázisfordító műveleti erősítős kapcsolás összegző, fázisfordító bemenete látszóla­ gos (virtuális) földpont. Ebből adódik a szükséges kis bemeneti ellenállás. A kime­ neti feszültség: C/2= — ha az erősitő munkaponti bemenő áramát elhanyagol­ hatjuk /l-hez képest. Az I^ bemenő vezérlőáram csökkentésére fet bemenetű műve­ leti erősítőt használhatunk. Járulékos hiba az ofszetfeszültség miatt keletkezhet. A hiba annál nagyobb, minél kisebb a jelgenerátor belsőellenállása, mert a bemeneti ofszetfeszültségre az erősítés (1 +R/R^). A kimeneti impedanciára ugyanaz adódik, mint az előző kapcsolásnál, A H hurokerősítés a generátor belsőellenállásától függ és nagysága: H = fiA =

R. -A. R + R.

13.3. Feszültségvezérelt áramgenerátor A feszültségvezérelt áramgenerátornak a terhelés számára az U2 kimeneti feszültségtől függetlenül olyan 4 kimenő áramot kell biztosítania, amely csak az Ul bemeneti feszültségtől függ. Tehát: (13.3) I2 = SUi + 0'

U2.

t

X

X

o -

13.6. ábra. Feszültségvezérelt áramgenerátor kisfrekvenciás helyettesítő képe

Ez a követelmény a gyakorlatban csak közelítőleg teljesíthető. Figyelemmel a jól teljesíthető visszahatás-mentességre a 13.6. ábrán feltüntetett helyettesítő képű reáhs áramgenerátor négypólusegyenletei: 1 h = — [/i + O- C/2, (13.4) I2 = SUi

U2.

Ha Tbe-^oo és rj,i-^oo, akkor ideáhs áramgenerátort kapunk. Az S paramétert meredekségnek vagy transzfer admittanciának nevezzük.

13.3.1. Áramgenerátor földfüggetlen terheléshez A fázisfordító és fázist nem fordító műveleti erősítők visszacsatoló ellenállá­ sán UJRi áram folyik. Ez tehát a visszacsatoló ellenálláson eső feszültségtől független. Eszerint mindkét kapcsolás használható áramgenerátorként, ahol az fogyasztót a visszacsatoló ellenállás helyére kapcsolhatjuk, amint a 13.7. és 13.8. ábrán láthatjuk.

13.7. ábra. Fázisfordító erősítő mint feszültségvezérelt' áramgenerátor Ideális átviteli egyenlet:

El

13.8. ábra. Fázist nem fordító erősítő mint feszültségvezérelt áramgenerátor Ideális átviteli egyenlet:

I2 =

El Rl'

Bemeneti

impedancia:

Kimeneti

impedancia:

ARj^cűi,

Bemeneti

impedancia:

Kimeneti

impedancia:

1

Z^i = ARfX

ARiCo^

A bemeneti impedanciára ugyanazt az összefüggést kapjuk, amit a 13.2. és 13.3. ábrán szemléltetett feszültségvezérelt feszültséggenerátoroknál. A műveleti erősítő véges A differenciális erősítése miatt a kimeneti ellenállásra is véges értéket kapunk, mert az = feszültségkülönbség nem marad pontosan nulla. A kimeneti ellenállás számításánál induljunk ki a 13.7. ábra összefüggéseiből:

A Ebből:

A kimeneti ellenállás: '•ki = -

= AR„

(13.5)

léhát arányos a műveleti erősítő nyilthurkú differenciális erősítésével. A frekven­ ciakompenzált műveleti erősitő erősítésének határfrekvenciája igen kicsi (pl. a 741-es műveleti erősítőnél / h ~ 1 0 Hz), ezért már kis frekvencián figyelembe kell venni, hogy A komplex szám. Komplex írásmódban a (13.5) egyenlet: Z^, = \R,

= ^ — R , . co 1+j —

(13.6)

Ez a kimeneti impedancia egy R^.^ ohmos ellenállás és egy mos kapcsolásának felel meg: _

1 1

^

ARi ahol:

= AR,

és

Qi =

_ jco

kapacitás párhuza­

1 -

jcoCu'

(13.7)

AR^o\ 1 ,„ AR^cü^

Egy .4 = 10' erősítésű és /j, = 10 Hz határfrekvenciájú műveleti erősítőnél /?,= 1 kQ feltételezésével: i?ki=100MÜ

és

Cki=159pF

A kimeneti impedancia 10 kHz frekvencián 100 kQ-ra csökken. A 13.8. ábrán látható kapcsolás kimeneti impedanciájára is a fenti összefüggést kapjuk. A 13.7. és 13.8. ábrán látható áramgenerátorok jellemzőik alapján sok alkal­ mazási feladatra megfelelőek lennének. Nagy kapcsolástechnikai hátrányuk azon-

ban, hogy az terhelő-ellenállás egyik vége sem köthető föld- vagy teleppontra, mert különben vagy az erősítő kimenetét vagy a fázisfordító bemenetet zárnánk rövidre. Ez a hátrány a következő kapcsolásoknál nem fordul elő.

13.3.2. Áramgenerátor egyik végpontján földelt terheléshez A 13.9. ábrán látható áramgenerátor működésének alapelve az, hogy az R^ ellenálláson létrejövő feszültségesés határozza meg a kimenő áramot. A műveleti erősítő kimenő árama úgy áll be, hogy ez a feszültségesés azonos legyen a bemeneti feszültséggel. A kimenő áram meghatározásában alkalmazzuk a csomóponti tör­ vényt SiZ n és p bemenetre és kimenetre.

13.9. ábra. Feszültségvezérelt áramgenerátor földelt fogyasztóhoz 2

Kimenő áram: 4i = I2 =

,

ha

i?3

R1XR2

=

R1 + R2

Az elrendezésre az R2

Rs

' p

R.

Rl

összefüggéseket kapjuk. Í7„ = I2 =

(

1

+

R2

=_ 0,

' - h = 0

figyelembevételével

i?2+-^3\

a kimenő áramra az

ÍR2+R3

2R^R^

\

összefüggést kapjuk. Rj, különleges megválasztásával elérhető, hogy a kimenő áram a kimeneti feszültségtől független legyen. A második zárójelben szereplő kifejezést nullával egyenlővé téve az R^ =

Rl R, + R,

összefüggést kapjuk. Ezután a kimenő áram: Ul RiXR^

A gyakorlatban R^ olyan kicsi, hogy a rajta eső feszültség nagyságrendileg legfel­ jebb néhány volt. Az R2 ellenállást i?i-hez képest olyan nagyra válasszuk meg, hogy a műveleti erősítőt és az feszühséggenerátort ne terhelje szükségtelenül. i ? 2 » ^ i feltétellel az R^^R2

es az

l2^

Ul — Ri

közelítő összefüggésekhez jutunk. R^, finombeáhításával az áramkör belsőehenállá­ sa valóságos műveleti erősítőknél is kiegyenlíthető végtelenre. Hátránya, hogy az Ui vezérlő feszültséggenerátor belsőellenállása a beálhtásban szerepet játszik, mivel az R2 előtét ellenállással soros kapcsolású. Hátránya továbbá, hogy a vezérlő feszültséggenerátort terhelő áram a terhelő ellenállástól is függ. Ezért állandó utánáhítást igényelne, ha (mint pl. a Z-diódáknál) terhelés­ függő lenne. Ebben a tekintetben a 13.10. ábrán szereplő elrendezés kedvezőbb, mert itt az R2 soros ellenállás virtuáhs földre csatlakozik. A kapcsolás másik előnye, hogy közös módusú vezérlés nem keletkezik. A kapcsolás kimenő áramának kiszámításához induljunk ki a következő összefüggésből:

A csomóponti törvény alkalmazásával a kimenetre:

^1

R3

04-et kiejtve: l2 = —+

—

- - - U2.

13.10. ábra. Közös módusú vezérlés nélküli feszültségvezérelt áramgenerátor Kimenő áram: 4i = I2 =

Ri

,

ha

R^^R2 — Ri

A kimenő áram akkor lesz független a kimeneti feszültségtől, ha az

kiegyenlítési feltétel teljesül.

1 3 3 . 3 , Precíziós tranzisztoros áramgenerátor A 4. és 5. fejezetekben már megismerkedtünk bipoláris és térvezérlésű tran­ zisztorokból felépülő áramgenerátorokkal, amelyek egy fogyasztót táplálhatnak olyan esetben is, ha a fogyasztó másik végpontja állandó potenciálú pontra csatla­ kozik. Ezeknek az áramköröknek az volt a hátránya, hogy kimenő áramuk nem volt pontos, mert annak értéke U^^-töl, ih. UQS'ÍÖI is függött. Műveleti erősítők alkalmazásával ezt a függést könnyen megszüntethetjük. A 13.11. ábra erre két

1

?

J I

ó

uA 1 Ft,

I

(b) 13.11a ábra. Bipoláris tranzisztoros áramgenerátor Kimenő

Kimenő

•4

áram: ha

Kimeneti ellenállás:

13.1 Iá ábra. Fetes áramgenerátor áram:

4 = El ^, R.

ha Kimeneti ellenállás:

í/i>0;

í/i>0;

r^^ — juAR^

r^i=pr^^

megoldást szemléltet, egyet bipoláris tranzisztorral, egyet pedig térvezérlésű tran­ zisztorral. A műveleti erősítő kimeneti feszültsége úgy áll be, hogy az R^ ellenállá­ son fellépő feszültség legyen. (Ez természetesen csak pozitív polaritású feszült­ ségre igaz, mert a tranzisztorok egyébként lezárnak.) Az i?i-en átfolyó áram: Ui/Ri. A kimenő áram bipoláris tranzisztornál:

R,\

B)

térvezérlésű tranzisztornál: El A különbséget az okozza, hogy a bipoláris tranzisztornál az emitteráram egy része ( / B ) a bázison folyik át. Mivel B áramerősítési tényező UQ^ függvénye, ezért 4 is változik az U2 kimeneti feszültséggel. Az 5.5. szakasz alapján ez a hatás a kimeneti ellenállást ^VQ^ maximális értékre korlátozza akkor is, ha a műveleti erősítőt ideálisnak tekintjük. A véges áramerősítési tényező hatása csökken, ha a bipoláris tranzisztort Darhngton-fokozattal helyettesítjük. Gyakorlatilag teljesen kiküszöbölhetjük ezt a zavaró tényezőt térvezérlésű tranzisztor használatával, mert a gate-áram rendkí­ vül kicsi. Végül is a kapcsolás belsőellenállását csupán a műveleti erősítő véges erősítése fogja korlátozni. Kiszámításához a következő összefüggéseket írjuk fel. Ha Ul = állandó: dU^^^-dU^. dUos = dUo ~ dUs = - AR^dl^

= Ridl^

^ -

AR^dl^.

Az (5.10) alapegyenlettel 1 dl2 = SdUos+

^DS

~~dUj,s.

és a kimeneti ellenállás: dU2

= - - 7 7 = ros(l+^^i?i)^/i^Í?i.

(13.8)

dl2

Ez tehát JU = .Sr^s^ 150-szer nagyobb, mint a 13.8. ábrán feltüntetett fet nélküli műveleti erősítős áramgenerátor kimeneti ellenállása. Az ott megadott példa ada­ taival itt a kimeneti ellenállásra nagyon nagy, 15 G O értéket kapunk. Az A differenciális erősítés frekvenciafüggése miatt ez az érték azonban csak a műveleti erősítő határfrekvenciája alatt érvényes. Nagyobb frekvencián a differenciális erősítést komplex mennyiségként kell kezelni, és a kimeneti impedanciára A

Zki = AjuRi =

fiRi

co 1+7-

(13.9)

értéket kapunk. Az előzőek alapján könnyen beláthatjuk, hogy ezt az impedanciát egy R^- = i,iARi ellenállás és egy j juARiCO^

kapacitás párhuzamos kapcsolásával helyettesíthetjük. Az említett számpéldánál C\i = 1 pF. Ezzel párhuzamosan fellép még néhány pF-os fetkapacitás is. Ha nagyobb kimenő áram szükséges, akkor teljesítményfetet használunk, amint a 13.12. ábrán láthatjuk. Mivel a gate-körben most sem folyik áram, a kapcsolás jellemző adatai nem romlanak.

1

1

I 13.12. ábra. Nagy kimenő áramú áramgenerátor

13.13. ábra. Fetes fázisfordító áramgenerátor

Kimenő

Kimenő

áram:

Kimeneti ellenállás:

l2 = —,

t/i>0;

ha

áram:

Kimeneti ellenállás:

r^i = fiAR^

l2 =

ha

U,<0;

r^^ = jiAR^

A 13.116 ábra kapcsolását úgy is módosíthatjuk, hogy a bemeneti feszültséget közvetlenül i^^-re adjuk és ehelyett a fázist nem fordító bemenetet földeljük. Ezt az elrendezést mutatja a 13.13. ábra. A térvezérlésű tranzisztor nem zárhat le, ezért t/be negatív kell hogy legyen. Eltérően a 13.11/? ábrától, a vezérlőgenerátort ^ terheli. A 13.116 ábra áramgenerátorának kimenő áramához viszonyítva fordított irányú áramot kapunk, ha az n csatornás fetet p csatornás fettel helyettesítjük (13.14. ábra). Ha p csatornás fet nem áll rendelkezésre, akkor a 13.15. ábra

I

o-

1\u.

UA

1

fí,

6 13.14. ábra. Áramgenerátor p csatornás fettel Kimenő áram: Kimeneti ellenállás:

Ux l2 = ^ ,

ha

í/i<0;

13.15. ábra. Áramgenerátor kvázi p csatornás fettel Kimenő

áram: Rl

r^^ = /AAR^ Kimeneti ellenállás:

r^-, = AR^

kapcsolását is használhatjuk. Az eddigi kapcsolásoktól eltérően itt a source a kimenet. A kimenő áram mégsem változik, mivel ezt az előző kapcsolásokhoz hasonlóan feszültségesése határozza meg. A negatív visszacsatolás itt a követke­ zőképpen működik: ha a kimenő áram csökken, akkor nő. Emiatt a gatefeszültség erősítésszeresen nő és U q s csökken. Ez az áram csökkenése ellen hat. A kimeneti ellenállás ilyen elrendezésnél általában sokkal kisebb, mint az előző kapcsolásoknál. Ha túlvezérlés miatt a gate - csatorna dióda kinyit, akkor a műveleti erősítő kimeneti feszültsége közvetlenül a fázist nem fordító bemenetre jut. Tehát pozitív visszacsatolás keletkezik, és a kimeneti feszültség a pozitív kivezérelhetőségnek megfelelő értékű lesz. Ennek a latch up, reteszelődött állapotnak a megakadályozá­ sát szolgálja a 13.15. ábrán a D-dióda. Kétirányú kimenő á r a m ú tranzisztoros á r a m g e n e r á t o r Az eddig tárgyalt áramgenerátorok hátránya, hogy csak egyirányú kimenő áram leadására képesek. A 13.11. és 13.14. ábrán látható kapcsolások kombinálá­ sával olyan áramgenerátort kapunk, amely kétirányú (bipoláris) kimenő áram biztosítására is alkalmas (13.16. ábra). Nyugalmi helyzetben U^i = 3U^/4 és U^2 = ^U~/4. Ebben az esetben: 4 - / 0 1 - / 0 2 - 4 ^

+

— = 0,

ha

13.16. ábra. Bipoláris fet-áramgenerátor Kimenő áram: L = -

u

-

=

-

u

'

13.17. ábra. Nagy kimenő áramú bipoláris fetes áramgenerátor Kimenő áram: L =

Pozitív c/be bemeneti feszültségnél 7^2 csökken, /^i megnő, tehát pozitív kimenő áram folyik. A kivezérlési határ a fet lezárásánál van, tehát U^^ = ± értéknél. A fet lezárási lehetőségének biztosítására azért a gate-feszültségnek abszolút érték­ ben az elzáródási értékkel nagyobbnak kell lennie, mint a tápfeszültség. Emiatt az A^ A" műveleti erősítőknél nagyobb tápfeszültségre van szükségük. Ezeket a feszültségeket a 13.16. ábrán U^^, ill. U~~ jeUel jelöljük. A kapcsolás nullpontstabihtása nagyon rossz, mert a kimenő áram nagy áramok különbségéből keletkezik, amin még a tápfeszültség hatása is érezhető. E tekintetben a 13.17. ábrán látható kapcsolás sokkal jobb. Az eltérés az előző kapcsolástól a vezérlés módjában rejhk [13.1]. A két kimenő áramot az ^ és 4 szabályozza, amelyek az A^ műveleti erősítő tápfeszültségvezetékein folynak. A draináramokra érvényesek az T ^Dl

=

± = —A

R, r.

T

R, ^ 3 ?

r.

(13.10) _R2

összefüggések. A kimeneti fokozatok áramtükörként működnek. így a kimenő áram: /2 = / D l - / D 2 =

^a3-/4)^1

(13.11)

Az A^ műveleti erősitő feszültségkövetőként működik. Az bemeneti feszültség jut. A^ kimenő árama tehát: /3 = - i .

ellenállásra az [/^e

(13.12)

^3

A kimenő jel kiszámításakor azt a módszert követjük, hogy a műveleti erősítőt csomópontnak tekintjük. A csomóponti törvény szerint a csomópontba be- és kifolyó áramok összege nulla. Mivel a bemenő áramok elhanyagolhatók, jó közelí­ téssel fehrhatjuk a következő kifejezést: Is = h-h-

(13.13)

Behelyettesítés után a kimenő áram: 4 = ^ ^ !

= ^ ,

ha

i ? , = i?3.

Nyugalmi állapotban 1^ = 0 és = = /R. / r az a munkaponti áram, amely az A^ műveleti erősítő tápfeszültségvezetékein folyik. Ez az áram jóval kisebb, mint az erősítő maximáhs kimenő árama. Pozitív bemeneti feszültségkülönbségnél Az 4i kimenő áramot ekkor gyakorlatilag teljesen a felső kimeneti fokozat szolgáltatja, és az alsó lezár. Negatív bemeneti feszültségkülönbségnél a működés fordított. A működést ellenütemű AB osztályúnak is tekinthetjük. Mivel a végfokozat 4 i o = 42o =

munkaponti árama kicsi a maximális kimenő áramhoz viszonyítva, nyugalmi helyzetben a kimenő áram csak kis mennyiségek különbségétől függ. Emiatt jó nullpontstabilitást lehet elérni. A kapcsolás további előnye a jó hatásfok, amely főleg akkor fontos, ha az áramgenerátornak nagy kimenő áramot kell szolgáltat­ nia. Ilyen meggondolásból használjuk az A^ műveleti erősítő helyén a kis / R munkaponti áramú LF441 típusú áramkört. A 13.17. ábra kapcsolásában nagyon előnyös lehet teljesítmény mosfet alkal­ mazása. Mivel ezek növekményes működésűek, a szükséges gate-feszültség a tápfe­ szültség-tartományon belül van. Emiatt az A" és A"^ műveleti erősítő működéséhez járulékos pozitív és negatív tápfeszültség nem szükséges. Olyan erősítőt keh viszont használni, amelynek közös módusú kivezérelhetősége a pozitív és negatív tápfe­ szültséghatárig terjed. A megadott típusok teljesítik a fenti feltételeket. Ha az i?3 ehenállást a 13.17. ábrán nem földre, hanem egy második feszültség­ követő kimenetére kötjük, akkor a kimenő áramot a bemeneti feszültségkülönbség határozza meg [13.2].

13.3.4. Földfüggetlen terhelésű áramgenerátor Az előző pontokban az áramgenerátorok két típusát ismertük meg. A 13.7. és 13.8. ábrán látható kapcsolások terhelésének egyik kapcsát sem szabad állandó potenciálú pontra kötni. Az ilyen terhelést lebegőnek, ill. föld- vagy potenciálfüg­ getlennek nevezzük. Ezt a tulajdonságot a 13.180 ábra szemlélteti. Terhelésként ennél a működésmódnál többnyire csak passzív elem jöhet számításba, mert az aktív áramkörök tápegységének egyik pontja általában földelt.

4^ R, I

4> (b)

(a)

13.18. ábra. a) Áramgenerátor földfUggetlen (lebegő) terheléshez b) Áramgenerátor egyoldalon földelt terheléshez c) Földfüggetlen (lebegő) áramgenerátor tetszőleges terheléshez

R,

I

/

13.19. ábra. Két földelt áramgenerátorral kialakított földfüggetlen áramgenerátor

Ilyen földelt terhelés áramgenerátoros meghajtására a 13.186 ábrán szem­ léltetett elvi elrendezés alkalmas, melynek realizálását a 13.9...13.17. ábrák mu­ tatják be. Ha a terhelés egyik vagy másik pontját tetszőleges potenciálra szeretnénk helyezni anélkül, hogy az áram megváltozna, akkor föld- és potenciálfüggetlen áramgenerátorra van szükség. Ez megoldható a 13.19. ábra szerinti elvi elrendezés­ sel, vagyis két olyan földfüggetlen áramgenerátorral, amelyek egyenlő abszolút értékű, de ellentétes irányú áramot szolgáltatnak.

13«4. Áramvezérelt áramgenerátor Az áramvezérelt áramgenerátorok helyettesítő kapcsolása elvileg megegyezik a 13.6. ábrán látható feszültségvezérelt áramgenerátoréval. A különbség csupán annyi, hogy most a bemenő áramot tekintjük vezérlő jellemzőnek. A bemenő áramra a kapcsolás a lehető legkisebb hatással kell, hogy legyen! Az ideáhs eset az r^e = 0 lenne. Elhanyagolható visszahatás mellett a négypólusegyenletek a kö­ vetkezők : t/i =

0, (13.15)

(reális)

(ideális, rbe = 0, r^^= aj).

A 13.7. és 13.13. ábrák alapján ismerünk már két véges bemeneti ellenállású feszültségvezérelt áramgenerátort. Ezek az áramkörök majdnem ideális jellemzők mellett áramvezérelt áramgenerátorként is működhetnek, ha az i?, ellenállás 0. Ebben az esetben /j = /,. 0

I 13.20. ábra. Aramtükör Kimenő áram: 4 =

I

—/i

Különösen fontosak az előjelváltó áramvezérelt áramgenerátorok. Ezeket áramtükröknek nevezzük. Egy megoldási változatot szemléltet a 13.20. ábra. A kapcsolás alapja a 13.11/? ábrán látható feszültségvezérelt áramgenerátor. Az áram—feszültség átalakítás az eUenáUáson jön létre. A bemeneti ellenállás nyilvánvalóan nem ideáhs. Az áramkör-méretezésben a legnagyobb variációs lehetőség akkor adódik, ha a 13.2. szakasz áram — feszültség átalakítóinak egyike elé a 12.3. szakaszban ismer­ tetett feszültségvezérelt áramgenerátorok közül kapcsolunk egyet.

13.5. Negatív impeáancia konverter (NIC) Az áramkörökben sokszor lenne szükség negatív ellenállásra, ill. negatív belsőellenállású feszültséggenerátorra. Az ellenállás definíciója: R = +

U

ha az áram- és feszültségnyíl mérőiránya egyező. Ha egy kétpólus esetében a külső U feszültség és az általa létrehozott / áram ellentétes előjelű, akkor a hányados: U/I< 0. Az ilyen kétpólust negatív ellenállásnak nevezzük. A negatív ellenállásokat elvi okokból csak aktív áramkörökkel valósíthatjuk meg. Ennek egy megvalósítási lehetősége a NIC. Két típust különböztetünk meg: az egyik az U N I C , amelyik a feszültség polaritását fordítja meg változatlan áramnál, a másik az INIC, amelyik az áramirányt fordítja meg változatlan feszültségnél. Áramkörtechnikailag az INIC na­ gyon egyszerűen megvalósítható. Ideáhs esetben a négypólusegyenletei: (13.16)

X 0

/ L = - / 2

U2=U,{^

U2

13.21. ábra. INIC kapcsolása vezérelt generátorokkal

U,

1

1

13.22. ábra. INIC műveleti erősítővel

Ezek az egyenletek egy feszültségvezérelt feszültséggenerátorral és egy áramvezéreU áramgenerátorral valósíthatók meg (13.21. ábra). Mindkét feltétel egyetlen műveleti erősítővel is kielégíthető. A kapcsolást a 13.22. ábrán látjuk. Ideális műveleti erősítőnél U^ = U^, tehát az = U2 feltétel teljesül. A műve­ leti erősítő kimeneti feszültsége:

Ezért az 1 jelű kapocspáron a szükséges

értékű áram folyik. A levezetés során hallgatólagosan feltételeztük, hogy az áramkör stabil. Mivel

a pozitív és negatív visszacsatolást egyidejűleg alkalmazzuk, külön vizsgáljuk meg, vajon teljesül-e a stabilitás feltétele. Ehhez számítsuk ki, hogy a kimeneti feszültség hányadrésze kerül vissza a ill. n bemenetre. A 13.23. ábra mutatja a INIC általános áramkörét, ahol és R2 a lezáró áramkörök belsöehenáhásai. A pozitív visszacsatolás hatására a bemenetre visszajutó feszültség:

a negatív visszacsatolás következtében visszajutó pedig: R2 R2

+R

Az áramkör stabil, ha a pozitív visszacsatolt feszültséghányad kisebb, mint a negatív, tehát ha i?i
13.23. ábra. INIC lezáró-eUenáUásokkal

13.24. ábra. Negatív ellenállás megvalósítása Negatív ellenállás: — = — R2 h

A továbbiakban az INIC alkalmazási lehetőségeivel foglalkozunk. A 13.24. ábra olyan áramkört szemléltet, amellyel negatív ellenállást állithatunk elő. H a az 1 jelű kapocspárra pozitív feszültséget adunk, akkor (13.16) szerint 1 / 2 = is pozitív és I 2 ugyancsak pozitív lesz. A (13.16) összefüggés szerint: h =

-

l

2

=

-

Az l-es bemenetre negatív áram folyik be, noha a ráadott feszültség pozitív. Az 1 -es kapocspár tehát negatív ellenállásként viselkedik, melynek értéke: EL

(13.17)

A kapcsolás addig stabil, míg az l-es kapocspárra csatlakozó áramkör R^ belsőellenállása R 2 - n é \ kisebb. Ilyen negatív ellenállást rövidzárstabilnak neve­ zünk. Szakadásstabil negatív ehenállást is megvalósíthatunk, ha az INIC műveleti erősítőjének bemeneteit (azaz az INIC bemenetét és kimenetét) felcseréljük, azaz R2-Í az l-es kapcsokra kötjük.

13.25. ábra. Negatív belsőellenállású feszültséggenerátor Kimeneti feszültség:

C/2 = í/q + hRi;

Kimeneti ellenállás:

r^j =

-

dU2 dl.

A (13.16) egyenlet váltakozó áramra is érvényes, ezért az R2 ellenállást komp­ lex Z 2 ellenállással helyettesíthetjük, így tetszőleges negatív impedanciát nyerhe­ tünk. Az INIC negatív kimeneti ellenállású feszültséggenerátorként is működhet. Az UQ üresjárási és }\^ kimeneti ellenállású feszültséggenerátor terhelés hatására U = UQ- IÍ\- kimeneti kapocsfeszültséget szolgáltat. A hagyományos feszültség­ generátor }\- kimeneti ellenállása pozitív. Ezért terhelés hatására U csökken. Nega­ tiv kimeneti ellenáUású feszültséggenerátor kimeneti feszültsége terhelés hatására nő. Ilyen a 13.25. ábrán látható kapcsolás, ugyanis U2=U,

=

U,-I,R,.

/ i = - 1 2 helyettesítéssel: U2 =

C/o + / 2 Í ? i .

A negatív ellenállásokra is érvényes a soros és párhuzamos kapcsolás szabá­ lya. Negatív kimeneti ellenállású feszültséggenerátort például hosszabb vezeték ellenállásának kompenzálására használhatunk, így a vezeték végén eredőben 0 lehet a kimeneti ellenállás értéke.

13.6. A girátor A girátor impedanciatranszformátor kapcsolás, mely tetszőleges impedanciát a duáljába transzformál, így például kapacitást induktivitássá. Áramköri jelölésü­ ket a 13.26. ábra szemlélteti. Az ideális átviteli egyenletek:

K

(13.18) /2 = - C / : + 0-C/.. Tehát az egyik oldalon mérhető áram a másik oldal feszültségével arányos.

o

13.26. ábra. Girátor áramköri jelölése

13.27. ábra. Girátor megvalósítása két feszültségvezérelt áramgenerátorral

Eszerint látható, hogy a girátor két nagy bemeneti és kimeneti ellenállású vezérelt áramgenerátorral megvalósítható, amint a 13.27. ábrán vázlatosan ábrázoltuk. A 13.28. ábrán bemutatott megvalósítási lehetőség két INIC kombinációjából készült [13.3.]. Az átviteh egyenleteket a csomóponti törvény alkalmazásával szá­ míthatjuk ki a két műveleti erősítő fázisfordító n. ill. fázist nem fordító p bemene­ teire felírva. A Pl csomópontra: —

- -

—

R

+/i

=

0,

R

az n, csomópontra: U3-U,

—

- + —

R

u^-u, - = 0. R

A p , csomópontra: R

- h = 0,

R

az n, csomópontra: U2

U,-U2

R

R

i\ A' i T

/+

n

0

-\ 1

= 0.

L R

R

R R

/-f-

- \

1 I2'

R

1 1

iu

^ 2 !

1 13.28. ábra. Girátor megvalósítása két INIC-cel

R

és

kiejtésével az ii = — ^ R

es

= '

— R

átviteli összefüggéseket kapjuk, amelyek megfelelnek a (13.18) egyenleteinek. Vizsgáljuk meg a girátor néhány alkalmazási lehetőségét. Ehhez zárjuk le jobb oldali kapocspárját R^ ellenállással. Mivel ^ és U2 mérőiránya azonos, az Ohm­ törvény értelmében: Uo

Helyettesítsük be ezt az átviteli összefüggésekbe, akkor az

Rt ill. az R összefüggéseket kapjuk. Az 1 jelű kapocspár tehát ohmos ellenállásként viselkedik, amelynek értéke: ^1 = — = —-

(13.19)

Rt

h

A transzformációs összefüggés komplex impedanciákra is érvényes, és ilyen­ kor a (13.19) egyenlet szerint: Zi = — •

(13.20)

Ez az egyenlet tulajdonképpen a girátor egyik fontos alkalmazására utal. Ha ugyanis a girátor egyik oldalát C2 kapacitású kondenzátorral zárjuk le, akkor a másik oldalon Zi =

RycoC2

impedanciát mérünk. Ez nem más, mint egy Li = R^C2

(13.21)

értékű induktivitás impedanciája. A girátor jelentősége tehát az, hogy segítségével nagy értékű és kisveszteségű induktivitásokat áUíthatunk elő. Az áramkör elvi rajzát a 13.29. ábra szemlélteti. A girátor szabad kapocspárja a (13.21) egyenlet szerint úgy viselkedik, mintha egy = R^C2 induktivitást kapcsoltunk volna közé. Ll = 100 H induktivitást kapunk, ha 1 }iF és i ? = 10 kQ. Ha az Lj induktivitással egy Q értékű kapacitást kötünk párhuzamosan, akkor párhuzamos rezgőkör jön létre. Ily módon nagy jósági tényezőjű „L"-C szűrők valósíthatók meg. A valóságos girátor eltérését az ideálistól a Q girátor jósági tényezővel jelle­ mezzük. A valóságos girátorok veszteségét a kapocspárokra párhuzamosan kötött

L =

=

R^C

U,

)

C

13.29. ábra. Induktivitás szimulálása

i?^ veszteségi ellenállásokkal helyettesíthetjük. A 13.27. ábrán látható áramgenerá­ toros kapcsolásnál R^-i az egyik vezérelt áramgenerátor bemeneti ellenáhásának és a másik vezérelt áramgenerátor kimeneti ellenállásának párhuzamos eredője adja ki. A 13.28. ábra szerinti INIC kapcsolásánál az ehenáhások együttfutásának, egyformaságának toleranciájától függ a jósági tényező. A 13.30a ábra szemlélteti a veszteséges, girátorral megvalósított párhuzamos rezgőkör helyettesítő képét. Ha a jobb oldal lezárására alkalmazzuk a (13.20) transzformációs egyenletet, akkor a 13.306 ábrán látható helyettesítő képet kapjuk. Ebből a 2.7. szakasz szerint a girátoros rezgőkör jósági tényezője Cj = C2 feltétellel: Q =

2R'

Ez az egyenlet természetesen csak kisfrekvencián igaz, mert a jósági tényező nagyon érzékeny a fázistolásra. [13.4] szerint az elsőrendű modeh alapján szá­ molva : Qi
.

+ ^ 1 + ^2

Itt Qo a jósági tényező kisfrekvenciás határértéke, g)^ és ^2 az és U2, valamint I2 és Ul közötti fázistolás a rezgőkör rezonanciafrekvenciáján. Fáziskésésnél nő a rezgőkör jósági tényezője. I ^1 + ^2 I ^ ^ nál a kapcsolás instabil, és a rezgőkör rezonanciafrekvenciáján rezeg. Fázissietésnél növekvő rezonanciafrekvenciánál a jósági tényező egyre ki­ sebb lesz. Girátorral nemcsak kétpólusok, hanem négypólusok is transzformáihatók a 13.31. ábrán látható módon, ahol két egyenlő ellenáhás-jellemzőjű girátort csatlaJ cD

, --C,

0

ó

t—1 Rv

— í — 1 )

,

<

±

R .

c I

]

= c,

4= 0

1

f]R, 1

(a) 13.30. ábra. a ) Rezgőkör szimulálása veszteséges girátorokkal b ) Helyettesítő kép veszteséges rezgőkörökkel

I

R, L =

R^C

fí

o

)C

[A]

13.31. ábra. Négypólus duális transzformációja

koztattunk a négypólus két kapocspárjára. A két külső kapocspár között értelmez­ hető négypólus az eredeti duálja. Az eredő négypólusparaméterek meghatározásá­ ra írjuk fel a láncmátrixok szorzatát. Az (A) négypólus láncmátrixa: [A] =

^11

^12

^21

^22

A (13.18) egyenletből:

h

=

0 1 _^

R (13.22)

0

h

Az eredő négypólusra: [5] = Mr]MMr]

^22

^21^^ ^11

A,2R'

(13.23)

Ez az eredeti négypólus duálisan transzformált paramétereiből álló mátrix. /2

U^

)c

)c

Uy ^ f

- O

^2

^1

i t

1

13.32. ábra. Példa duális transzformációra Transzformációs egyenletek: L, = /?^C,;

Í3 = i?^Q A 13.32. ábra példája azt szemlélteti, hogy három induktivitásból álló hálóza­ tot duális transzformáció segítségével három kondenzátorral is megvalósíthatunk. Ha Li-gyel és L2-vel egy-egy kondenzátort kötünk párhuzamosan, akkor kétkörös induktívan csatolt sávszűrőt kapunk, ami kizárólag kondenzátorokból épül fel. Ha a Q és Cb kapacitásokat rövidrezárjuk, akkor földfüggetlen induktivitást kapunk.

13.7. A cirkulátor A cirkulátor olyan áramkör, melynek három vagy több kapocspárja van. Áramköri jelét a 13.33. ábra mutatja. Az jellemzi, hogy az egyik kapocspárra adott jelet a nyíl által feltüntetett irányban továbbvezeti. A jelet nyitott kapocspár esetén változatlanul, rövidrezárt kapocspárnál pedig ellenkező előjellel vezeti tovább. Ha az egyik kapcsot R = RQ ellenáháson át földeljük, akkor ezen az ellenálláson megkapjuk a jelfeszültséget. Ebben az esetben azonban a cirkulátor a jelet nem vezeti tovább a következő kapocspárra.

Us\ 1

1

1

13.33. ábra. Cirkulátor jelölése

A 13.34. ábrán egy — a fent leírt tulajdonságokkal rendelkező — áramkört láthatunk [13.5]. Nyilvánvaló, hogy az áramkör három egyforma fokozatból áh, amiből a 13.35. ábrán mutatunk be egyet. Vizsgáljuk meg először egyetlen fokozat működését. Ehhez különböző eseteket kell megnézni. Ha szakadással zárjuk le az 1 jelű kapocspárt, akkor = 0. Ebben az esetben C/p = C/^e = C/n- Eszerint a visszacsatoló ellenáháson nem folyik áram, ezért Ha rövidrezárjuk az 1 kapocspárt, akkor Ui = 0. Az áramkör — l-es erősítésű fázisfordító erősítőként működik. Ebben az esetben C/^i ~ ^be ^ kimeneti fe­ szültség. Ha az 1 jelű kapocspárt R^ = RQ ellenállással zárjuk le, a kapcsolás két egyfor­ ma C/be értékű feszültséggel vezérelt különbségképzőként működik, ezért C/^i 0 értékű lesz. Ha C/be 0, és az 1 kapcsok közé Ui feszültséget adunk, akkor az áramkör A = 2 erősítésű fázist nem fordító erősítőként működik, tehát a kimeneti feszültség: Uu = 2U,.

Uí, I

U,\ L

U,\ I

13.34. ábra. Cirkulátor megvalósítása

13.35. ábra. Cirkulátor egy fokozatának kapcsolása

Az áramkör működésének eddig felsorolt esetei alapján a 13.34. ábra kapcso­ lásának működését könnyen megérthetjük. Induljunk ki abból, hogy az 1 kapocs­ párra Ui feszültséget adunk, a 2 melegpontját földeljük egy RQ ellenállással, a 3 kapcsot pedig nyitva hagyjuk. Egy fokozat működésének vizsgálata alapján tud­ juk, hogy ebben az esetben az A" erősítő kimeneti feszültsége nuUa. Az A"^ áramkörének erősítése a 3-as kapocspár szakadással való lezárása miatt + 1 , kimeneti feszültsége szintén 0. A^ tehát fázist nem fordító erősítőként működik, erősítése: 2, kimeneti feszültsége ezért: 2Ui. Az RQ-Y^I lezárt kapcson ennek a feszültségnek a fele lép fel, tehát éppen C/i. Más egyedi működési eseteket ehhez teljesen hasonló módon vizsgálhatunk meg. A cirkulátor általános esetnek megfelelő alkalmazásához szükséges átviteh egyenleteinek és tulajdonságainak pontos ismerete. Az átviteli egyenleteket a p és n bemenetekre felírt csomóponti törvények alapján számíthatjuk ki. Az n bemenetekre: TI - TJ.

TI - TI

+

Ro

= 0, Ro

+ Ro

= 0, Ro

+

= 0. Rn

Ro

A p bemenetekre: + /i =

0,

Ro

+ 1, = 0, Ro

+ / , = 0. Ro

A feszültségeket U^-iöi U^-ig kiejtve az alábbi átviteli egyenleteket kapjuk: 1 Rn

I2

=

^

i

-

U

,

+

U , l

.

(13.24)

Ro A (13.24) egyenlet alapján látható, hogy a cirkulátor három differenciál bemenetű feszültségvezérelt áramgenerátorból felépíthető, amint a 13.36. ábrán látható. Ilyen áramgenerátor-kapcsolást már a 13.17. ábrán megismertünk.

/i

1

= ^ { U 2 - U , )

í z = ^ i U , - U , )

k = - ( U , - U , )

i 13.36. ábra. Cirkulátor megvalósítása feszültségvezérelt áramgenerátorokkal Vonal — o

-x

R. JT

13.37. ábra. Cirkulátor alkalmazása telefon hibridként

A cirkulátor alkalmazási példájaként a 13.37. ábrán egy aktív telefontechnikai hibridkapcsolást látunk. Ez az áramkör három kapocspárú cirkulátorból áll, melynek minden kapocspárját RQ ellenáhás terhel. A mikrofonból érkező jel ki­ megy a vonalra és nem jut a hallgatóba, a vonalról érkező jel csak a hahgatóba jut és nem kerül a mikrofonra. A jel csillapítása az RQ lezáróellenállások együttfutá­ si toleranciájától függ.

14. Aktív szűrők

14.1. Aluláteresztő szűrők elméleti alapjai A 2.1. és 2.2. szakaszokban már megismertünk egyszerű felül- és aluláteresztő szűrőket. A legegyszerűbb passziv aluláteresztő szűrőkapcsolást a 14.1. ábrán újra látjuk. A (2.1) összefüggéssel fejeztük ki a kimeneti és bemeneti feszültség arányát a frekvencia függvényében: 1

Uki

^^•"^ = Í Í : = I T ^ ^ Helyettesítsük Jco-t p = jco + a komplex változóval. Az átviteli függvény: A(p) = ^{U^t)}

l+pRC'

Itt a Laplace-transzformáció operátora. A(p) tehát megadja a kimeneti és bemeneti feszültségek Laplace-transzformáltjainak hányadosát tetszőleges, időtől függő jelekre. Megfordítva, szinuszos bemenő jelekre cr = 0 helyettesítéssel áttérhe­ tünk az A{p) átviteli függvényből az A(jco) frekvenciatartományba. o

o

1 R

1

1

1

14.1. ábra. A legegyszerűbb aluláteresztő szűrő

Az általános tárgyalásmód érdekében célszerű a p=jco változót normálni: P =

P

Ha a = 0, akkor jco

P =

f ~=J~r=jQ.

komplex frekvencia­

A 14.1. ábrán látható áramkör határfrekvenciája f^=l/2nRC, adódik, és ^(P) = Y^-

amivel

P=pRC

(14.1)

Ebből az erősítés abszolút értékére vonatkozóan az 1 Am

12 =

egyenletet kapjuk. H a O » 1, azaz, h a / » / h , akkor | A | = l/O, ami 20 dB/dekád erősítéscsökkenésnek felel meg. Ha az igények meredekebb erősítéscsökkenést kívánnak, akkor n aluláteresztő szűrőt kapcsolunk sorba. Az erősítés frekvencia­ menetét ekkor az 1 ^ " (l + a i P ) ( l + a2P)...(l + a „ P )

alakú egyenletből számíthatjuk ki, ahol a j , Í3 » 1, akkor

^^"^'^^

a3... pozitív valós együtthatók. Ha

tehát az erősítés n • 20 dB/dekád meredekséggel csökken. Az erősítésnek « negatív valós pólusa van, ez az n fokszámú passzív RC aluláteresztő szűrők jellegzetessége. Ha azonos határfrekvenciájú független aluláteresztő szűrőket kapcsolunk sorba, akkor a. = a. =

= a =

'2-h

ami a kritikus csillapítás esete. Az egyes aluláteresztő szűrők határfrekvenciája egyenként az egész szűrőlánc határfrekvenciájának 1/a-szorosa. Az aluláteresztő szűrő frekvenciamenete általánosan a következő alakú: A =

-

-

,

(14.3)

ahol Cl, ..., c„ pozitív valós együtthatók. A szűrő fokszáma megegyezik P legnagyobb hatványkitevőjével. A szűrő realizálásához célszerű, ha a nevezőben levő polinomot tényezőire bontjuk. Ha komplex pólusok is vannak, akkor a (14.2) egyenlet szerint nem lehet elsőfokú tényezőkre bontani, másodfokú tagok is szere­ pelnek a tényezők között: A(P) =

(1 +

(1 +

(14 4) ^^p2), ^ /

ahol üi és bi pozitiv valós együtthatók. Páratlan fokszámnál a bi együtthatók egyike 0. A frekvenciamenet különböző elméleti szempontok szerint optimahzálható.

A különböző optimalizálási eljárásokhoz minden a-nek és b^mk meghatározott értékei tartoznak. A későbbiekben majd bebizonyítjuk, hogy ilyenkor konjugált komplex pólusok szükségesek, melyek passzív RC hálózatokkal nem valósíthatók meg, mint ezt a (14.2) összefüggéssel történő összehasonhtás bizonyítja. A konju­ gált komplex pólusok egyfajta megvalósítási lehetősége Li?C hálózatok alkalmazá­ sa. A szükséges induktivitások megvalósítása nagyfrekvencián többnyire nem okoz nehézséget. Kisfrekvencián azonban nagy induktivitásokra van szükség, amelyek nehezen kezelhetők és elektromos tulajdonságaik is rosszak. Az induktivitások alkalmazását kisfrekvencián elkerülhetjük, ha az RC hálózatokban aktív alkatré­ szeket (műveleti erősítőket) alkalmazunk. Az ilyen áramköröket aktív szűrőknek nevezzük. Először hasonlítsuk össze egymással a fontosabb optimalizálási eljárásokkal kapott frekvenciameneteket. Az áramköri megoldásokat a következő szakaszok­ ban ismertetjük. 10 0 -10 -20 T3

ó

<

\\ \

-30

-ÁO -50 -60 10

a

0 -10

\\

-20 CŰ T3

ö

-30 -^0

\

-50 -60

b 0,01

O03

0,1

0,3

1

\ \

\

W W n

10

30

a .

14.2. ábra. A különböző szűrőtípusok erősítés - frekvencia karakterisztikája a ) negyedfokú szűrök; b ) tizedfokú szűrők 1 . görbe: kritikus csillapítású aluláteresztő szűrő; 2. görbe: Bessel típusú aluláteresztő szűrő; 3. görbe: Butterworth típusú aluláteresztő szűrő; 4 . görbe: 3 dB hullámosságú Csebisev-szűrő

14.3. ábra. Negyedfokú aluláteresztő szűrők egységugrásra adott válasza (átmeneti függvénye) 1. görbe: kritikus csillapítású aluláteresztő szűrő; 2. görbe: Bessel típusú aluláteresztő szűrő; 3. görbe: Butterworth típusú aluláteresztő szűrő; 4. görbe: 0,5 dB hullámosságú Csebisev típusú aluláteresztő szűrő; 3 dB hullámosságú Csebisev típusú aluláteresztő szűrő

A Butterworth típusú (maximáhs laposságú átvitelű) aluláteresztő szűrők frekvenciamenete csak röviddel a határfrekvencia előtt kezd erősen csökkeni. Az egységugrásra adott válaszuk jelentős túllövést mutat, ami növekvő fokszámmal egyre nagyobb. A Csebisev típusú (egyenletes közehtésű) aluláteresztő szűrő erősítése a határ­ frekvencia fölött meredeken csökken. Áteresztőtartományban a frekvenciamenet nem egyenletes, hanem állandó amplitúdójú ingadozást mutat. Adott fokszámnál a határfrekvencia feletti levágási meredekség annál nagyobb, minél nagyobb a megengedett huhámosság. Az egységugrásra adott válasz túhövése még a Butterworth-szűrőkénél is nagyobb. A Bessel típusú aluláteresztő szűrő négyszögjelátvitele optimális. Ennek felté­ tele, hogy a csoportfutási idő lehetőleg széles frekvenciatartományban állandó legyen, azaz a fázistolás ebben a tartományban arányos legyen a frekvenciával. A Bessel típusú aluláteresztő szűrők levágása nem olyan meredek, mint a Butter­ worth- vagy Csebisev-szűrőké. A 14.2. ábra a négyfajta ismertetett típusú negyed- és tizedfokú aluláteresztő szűrők frekvenciamenetét mutatja. Látható, hogy a Csebisev-szűrő megy át legme­ redekebben az áteresztőtartományból a zárótartományba, ezért az áteresztőtarto­ mány hullámosságával fizetünk. Ha csökken a hullámosság, akkor a Csebisevszűrő határesetben Butterworth-szűrővé váhk [14.1]. Mindkét szűrőnek az egység­ ugrásra adott válasza figyelemre méltó túllövést mutat, ezt szemlélteti a 14.3. ábra.

Fokszám 2

4

6

8

10

0,344 0,172 0

0,342 0,254 0

0,341 0,316 0

0,341 0,367 0

0,340 0,412 0

0,344 0,195 0,43

0,352 0,329 0,84

0,350 0,428 0,64

0,347 0,505 0,34

0,345 0,574 0,06

0,342 0,228 4,3

0,387 0,449 10,8

0,427 0,663 14,3

0,460 0,874 16,3

0,485 1,084 17,8

0,338 0,251 10,7

0,421 0,556 18,1

0,487 0,875 21,2

0,540 1,196 22,9

0,584 1,518 24,1

0,334 0,260 14,6

0,421 0,572 21,6

0,486 0,893 24,9

0,537 1,215 26,6

0,582 1,540 27,8

0,326 0,267 21,2

0,414 0,584 28,9

0,491 0,912 32,0

0,529 1,231 33,5

0,570 1,555 34,7

0,318 0,271 27,2

0,407 0,590 35,7

0,470 0,912 38,7

0,519 1,235 40,6

0,692 1,557 41,6

Kritikus csillapítású szűrő Normált felfutási idő, {t^jT^) Normált késleltetési idő, {tJT^) Túllövés, % Bessel'szürő Normált felfutási idő, {t^jT^ Normált késleltetési idő, ( í j j ; ) Túllövés, % Butterworth-szűrő Normált felfutási idő, {t^jT^ Normált késleltetési idő, {tJT^ Túllövés, % Csebisev-szűrő, 0,5 dB ingadozású Normált felfutási idő, {t^jT^) Normált késleltetési idő, (rjj;) Túllövés, % Csebisev-szűrő, 1 dB ingadozású Normált felfutási idő, {tfjT^ Normált késleltetési idő, ( Í J T ; ) Túllövés, % Csebisev-szűrő, 2 dB ingadozású Normált felfutási idő, {t^jT^ Normált késleltetési idő, {tJT^ Túllövés, % Csebisev-szűrő, 3 dB ingadozású Normált felfutási idő, (íf/Jh) Normált késleltetési idő, (tJTi,) Túllövés, %

14.4. ábra. Aluláteresztő szűrők összehasonlítása A felfutási és késleltetési időt a határfrekvencia reciprokára (

= — ) normáltuk

Ezzel szemben a Bessel-szűrők túllövése egészen minimális. Kedvezőtlen frekven­ ciamenetük ellenére mindig ilyet alkalmazunk, h a j ó négyszögjelátvitelt igénylünk. A passzív aluláteresztő szűrő mentes a túllövéstől. A Bessel-szűrőkhöz képest elér-

hető csekély impulzusátviteli javulás ára az, hogy a frekvenciamenet lényegesen romhk. A felfutási időről és a túllövésről a 14.4. ábra nyújt áttekintést, amelyben a 2. ..10 fokszámú szűrők adatai szerepelnek. A felfutási időn azt az időt értjük, amely alatt a kimenőjel állandósult értékének 10 %-áról 90 %-ára nő. A késleltetési idő egyenlő azzal az idővel, amely alatt a kimenő jel 0-ról áhandósult kimeneti értékének 50 %-ára nő. Látható, hogy a felfutási idő a szűrő típusától és a fokszámtól kevésbé függ, és nagyjából a 2.1.3. pontban megadott 1/3/f értékű. Ezzel szemben a késleltetési idő és a túllövés növekvő fokszámmal nő, amely alól csak a Bessel-szűrő kivétel. Négynél nagyobb fokszámú Bessel-szűrő túllövése a fokszám növelésével csökken. Később látjuk majd, hogy egy és ugyanazon elrendezéssel mind a négyfajta szűrőkarakterisztikát megvalósíthatjuk. Az ehenáhás- és kapacitásértékek hatá­ rozzák meg a szűrő típusát. Az áramkörök méretezéséhez ismernünk kell a külön­ böző típusú, különböző fokszámú szűrők frekvenciamenetét, ezért ezeket a követ­ kező pontokban behatóan tanulmányozzuk.

14.1.1. Butterworth típusú aluláteresztő szűrők A (14.3) egyenlet alapján az /7-edfokú aluláteresztő szűrő erősítésének abszo­ lút értéke általános alakban:

' ^ ' ' ^ 1 + AÍ3^ + A Í 3 ' + . . . + ^ 2 . ^ ^ " •

^^^'^^

ü páratlan kitevőjű hatványai hiányoznak, mert az abszolút érték négyzete páros függvény. Butterworth típusú aluláteresztő szűrőknél az | A | ^ függvénynek a határfrekvencia alatt lehetőleg vízszintesnek keh lennie. Mivel ebben a tartomány­ ban Í3 < 1, ezért a kívánt feltétel akkor teljesül a legjobban, ha | A | ^ csak ü legmagasabb hatványától függ. ü < 1 frekvencián ugyanis a nevezőt főként ki­ sebb kitevőjű hatványai növelik meg, s ezzel jelentősen hozzájárulnának az erősítés csökkenéséhez. Eszerint Al I

A|2 =

Az A2n együtthatót abból a feltételből kapjuk meg, hogy az átvitel ü = 3 dB-lel csökken. Ebből J2

1-nél

Al

tehát

A 2 „ =

1.

Ezzel az /7-edfokú Butterworth típusú aluláteresztő szűrő frekvenciamenete abszohit értékének négyzetére az 1 A 1 ^ = _ ^

(14.6)

összefüggés adódik. Mivel ebben az esetben csupán Ü legnagyobb kitevőjű hatvá­ nya szerepel, ezért hatvány-aluláteresztő szűrőnek is nevezzük. Butterworth típusú aluláteresztő szűrők megvalósítására olyan áramkör szük­ séges, amelynek erősítése a megadott összefüggéssel formailag megegyezik. Az áramkör-analízissel azonban nem az | A | ^-et, azaz az erősítés négyzetének abszo­ lút értékét kapjuk, hanem az A komplex erősítést. Az áramkör méretezéséhez határozzuk meg a (14.6) képlethez tartozó komplex erősítést! Ehhez képezzük a (14.3) abszolút értékét, és hasonlítsuk össze az együtthatókat a (14.6)-tal! így megkapjuk a keresett C1C2, c*„ együtthatókat. A (14.3) egyenlet így kapott nevezőjét Butterworth-polinomnak nevezzük, amelyből az első négyet a 14.5. ábra táblázatában foglaltuk össze.

1

l+ P

2

I + |/2P+P2

3

l + 2 P + 2 P 2 + p3 = (| + p)(| + p+p2)

4

1 + 2,613P + 3,414P2 + 2,613P^ + P* = (1 + 1,848P+P^) (1 + 0,765P +

n

14.5. ábra. Butterworth-polinomok

[14.2] alapján a komplex erősítés pólusait zárt formában is megadhatjuk. Ebből a konjugált komplex póluspárok összevonásával közvetlenül megkapjuk a (14.4)-ben szereplő másodfokú kifejezések ÜÍ és bi együtthatóit: páros n fokszámra: a^^lQos— b,=

( 2 / - l)n 2n

,

ha

n /=1,...,-

2

1.

páratlan n fokszámra: % = 1, &i = 0 es ül = 2 cos

,

na

z = 2,

b^ = 1.

A Butterworth-pohnom együtthatóit 10. fokszámig a 14.14. ábrán foglaltuk össze. Az elsőfokú Butterworth típusú aluláteresztő szűrő, amelynek frekvencia­ menetét a (14.1) egyenlet írja le, passzív aluláteresztő szűrő. A magasabb fokszámú Butterworth-polinomok gyökei konjugált komplex párok. A (14.2) egyenlet neve­ zőjének polinomja passzív RC áramkörökkel nem valósítható meg, mert az RC áramkörök gyökei valósak. A konjugált komplex gyökök realizálhatók az ismert

10 0

-10 -20

5 m

-30

-

C u

7 O U

-50

60 0.01

i n

1u

0.03

0.1

\

\

V

9— ^

,\ \ \

^

\

\ \

\ \ \ \\, \ \ \ \ \ \ \ \

\ 10

0.3

30

i2. 14.6. ábra. Butterworth típusú aluláteresztő szűrők átvitelének frekvenciamenete hátrányos tulajdonságú LRC áramkörökkel vagy aktív RC hálózatokkal. A kü­ lönböző fokszámú Butterworth-szürők frekvenciamenetét a 14.6. ábrán tüntet­ tük fel. 14.1.2. Csebisev típusú aluláteresztő szűrők A Csebisev típusú aluláteresztő szűrők frekvenciamenete kisfrekvencián AQ értékű, a frekvencia növekedtével a határfrekvencia alatt meghatározott, előzete­ sen rögzített csihapításingadozása van. Azokat a pohnomokat, amelyek meghatá­ rozott tartományban állandó ingadozásúak, Csebisev-pohnomoknak nevezzük. Ezek (cosín arc cos x ) , h á 0 < x < 1 Ux) = l ~ ~ lch{n ar ch x ) , ha x > 1 alakban adhatók meg. A 14.7. ábra táblázatában adjuk meg az első négy Csebisev-pohnomot: I T(x) I a 0 ^ X ^ 1 tartományban 0 és között ingadozik; ha x > 1, akkor T{x) monoton nő. írjuk fel a Csebisev-pohnomok segítségével a megfelelő alulát­ eresztő szűrő karakterisztikáját: l + s^Tl(x)-

(14.7)

A k állandót úgy határozzuk meg, hogy ha x = 0 , akkor az erősítés négyzete: \A\^

= Al

légyen,.

azaz ^ = 1, ha n páratlan ésk = 1 + F/, ha n páros. Az s szorzótényező az ingadozás mértékét adja meg:

Csillapításingadozás

1 2

r,(x)=x r2(x) = 2 x 2 - 1

3

T^ix) =

4

r4(x) = 8 x ^ - 8 x 2 + 1

4x^-3x

14.7. ábra. Csebisev-polinomok

0,5 dB

1 dB

2 dB

3 dB

1,059 1,122 0,349

1,122 1,259 0,509

1,259 1,585 0,765

1,413 1,995 0,998

14.8. ábra. Néhány Csebisev-paraméter összehasonlítása

es ^max ^ ^ 0 l/l+e ^min ^max

~

páros fokszámnál,

^0 ^0

páratlan fokszámnál.

A 14.8. ábrán az ennek megfelelő értékeket különböző hullámosságú szűrőkre adtuk meg. Elvileg az erősítés abszolút értékéből a komplex erősítést és ebből a tényezőkre bontott kifejezés együtthatóit is kiszámíthatnánk. Azonban [14.3] alap­ ján a komplex erősítés pólusait a Butterwofth-szűrő pólusaiból közvetlenül is meghatározhatjuk. Ebből adódnak a konjugált komplex póluspárok összevonásá­ val a (14.4) egyenlet és együtthatói: páros n fokszámra: 1 ch- y — cos

2(2/-

a'i = 2b'i sh y cos

1)71

2n {2i-

ha

/ = 1,

l)n

In

páratlan n fokszámra: = 0,

a

=

sh y '

1 ch- y — cos

/2+1

n a\ = Ib'i sh y cos 1 1 ahol 7 = - ar sh - . n 8

n

^

ha

/ = 2,

Ha az így kapott a- és Z?- együtthatókat behelyettesítjük a^- és bi helyére a (14.4) egyenletben, akkor Csebisev-szürőt kapunk, amelynél P nem a 3 dB-es co^ határ­ frekvenciára normált, hanem arra az co^ frekvenciára, ahol az erősítés utoljára csőkken A^-^ értékre. A különféle szürőtípusok jobb összehasonlítására kedvezőbb, ha P-t a 3 dB-es határfrekvenciára normáljuk. Ehhez P-t aP-vel kell helyettesítenünk, és úgy kell meghatározzuk az a normalizáló állandót, hogy az átvitel P= j-nél l/)/2-re csök­ kenjen. A négyzetes kifejezés a komplex erősítés nevezőjében az alábbi lesz: il + a[aP + b[a^P^).

A (14.4) egyenlettel való együttható-összehasonlítás után ebből a következő adódik: ai=aa[

és

b^=cf?b[.

Az üi és bi együtthatókat a 0,5, 1, 2 és 3 dB csillapításingadozásra a 14.14. ábra 10 0 -10

2--lí\V\ 3—

-20 GQ

^

U—

5— 6 7—

-30

8-1

a -50

9— 10-n

\

\

N \

\

14.9. ábra. Csebisev típusú aluláteresztő szűrők frekvenciakarakterisztikái a) 0,5 dB ingadozású; 3 dB ingadozású

\

10 0 -10 -20 CO T3

<

?—

-30

3-

-AO

\

'í—

5—

-50 -60

0,01

Q03^

OJ

0.3

1

10

30

14.10. ábra. Negyedfokú Csebisev típusú aluláteresztő szűrők összehasonlítása I. görbe: 3 dB ingadozású; 2. görbe: 2 dB ingadozású; 5. görbe: 1 dB ingadozású; 4. görbe: 0,5 dB ingadozású; 5, görbe: 4. fokú maximális lapos aluláteresztő szűrő

tartalmazza. A frekvenciamenetet 0,5 és 3 dB ingadozásra a 14.9. ábrán tüntettük fel. A 14.10. ábra mutatja összehasonlításul a különböző csillapításingadozású negyedfokú .Csebisev-szűrőket. Látható, hogy zárótartományban a frekvenciame­ net különbsége nagyon kicsi. A fokszám növekedtével ez a különbség egyre csök­ ken. Látható továbbá, hogy már a kis, 0,5 dB ingadozású Csebisev-szűrő meredek­ sége is nagyobb a zárótartományban, mint a Butterworth-szűrőé. Az átmeneti meredekségét áteresztőtartományból zárótartományba tovább növelhetjük, ha a határfrekvencia fölött is elhelyezünk nuUa átvitelű helyeket (átviteli zérusokat) az amphtúdókarakterisztikába. Ilyen eljárásnál az az optimáhs, ha az amphtúdókarakterisztika hullámossága azonos mind a záró-, mind az át­ eresztőtartományban. Ezeket a szűrőket Cauer-szűröknek nevezzük. A Cauerszűrők.átviteli függvényében eltérően az eddigiektől AQ helyett is polinom van a számlálóban. Ezért az;ilyen szűrőfc.nem valósíthatók meg a 14.4. szakasz egyszerű kapcsolásaival. A 14.11. szakaszban ismertetünk majd egy sokoldalúan használha­ tó szűrőt, amellyel tetszőleges pohnomokat lehet realizálni. A Cauer-polinomok együtthatói a [14J4] irodalóm táblázataiban megtalálhatók.

14ill3í Bessel típusú aliiláteresztckiszűrők A Butterworth és Csebisev típusú aluláteresztő szűrők egységugrásra adott válaszfüggvényecj#entős túllövést mutat. Az áteresztő tartomány ban i frekvencia­ független futási idejű, azaz a frekivenciával arányos fázistolású szűrők négyszögjel­ átvitele optimáhs. A Bessel-szűrők — amelyeket Thomson-szűrőknek is nevezünk - közelítik meg legjobban ezt a tulajdonságot. A jó közelítést az együtthatók megválasztásával érjük eLúgy, hogy a csoportfutási idő az fi = 1 határfrekvencia

alatt Q függvényében minél kevésbé változzon. Határozzuk ezért meg a csoportfu­ tási idő maximális lapos, vagyis Butterworth-approximációját. A másodfokú aluláteresztő szűrő frekvenciakarakterisztikája a (14.4) egyenlet szerint: A = Ebből a fázistolás: cp=-^xcig-~—.

(14.8) 1—biU^

A csoportfutási idő definíciója: dg) dco A további számítások leegyszerűsítésére vezessük be a normált csoportfutási időt:

Itt Th a határfrekvencia reciproka. Ezzel

7-..= - f ^ ^ = - f ^ . 2n dco

(14.9»)

2n dQ

és a (14.8) egyenlet behelyettesítésével:

"

2iil + {a\-2h)Q^

+ blQ^'

^

A csoportfutási idő maximális lapos közelítésére használjuk ki, hogy ha Q « 1, akkor 27r 1 + (a\

-

2bj)ü^

Ez a kifejezés akkor független í2-tól, ha Q- együtthatói a számlálóban és nevezőben megegyeznek. Tehát: br = aj-2b„

ill.

b, = j

.

(14.10)

A második feltételt az | A | ^ = 1/2, ha Í3= 1 normálási feltételből kapjuk:

l_ _

1

2~

+ aj-

{l-b.y

A (14.10) egyenletet is felhasználva: 01=1,3617, ^-1 = 0,6180.

A számítás nagyobb fokszámnál nehezebb, mert nemlineáris egyenletrendszert kapunk. A [14.5] alapján azonban lehetőség van a (14.3) egyenlet C; együtthatóinak előállítására, mert más kiindulással rekurziós összefüggést kapunk: c'i = 1,

,

2(n-i+l)

,

A (14.3) egyenlet így kapott nevezői Bessel-polinomok, ezeket a 4. fokszámig a 14.11. ábrán látható táblázatban adjuk meg. Itt P nem a 3 dB-es pontra van normáivá, hanem az Í3 = 0 frekvencián adódó csoportfutási idő reciprok értékére.

1

l+ P

2

1 + P+

-p2 3

3

1+P+

-p2-f —p3 5 3

15 2

1

1 + P + - P 2 + —p3-f

4

7

21

p4 105

14.11. ábra. Bessel-polinomok

Ez a normálás azonban aluláteresztő szűrőknél nem sokat ér. Ezért a Ci együttható­ kat az előző fejezethez hasonlóan átszámítjuk a 3 dB-es határfrekvenciára, és a nevezőt másodfokú kifejezések szorzatára bontjuk. A (14.4) egyenlet így kapott ai és hi együtthatóit a 14.14. ábra táblázatában foglaltuk össze. A frekvenciamenetet a 14.12. ábrán rajzoltuk fel. Másféle approximációknak megfelelő szűrők fázistorzításának a Besselszürőkéhez képest nagy értékeit a 14.13. ábrán érzékelhetjük, ahol a fázistolás és 10 0

n

-10 -20

ŰŰ

<

ü - —

s

-30

6——^ 7-— 8 q— 10'—

-£,0 -50 -60

0,01

003

0.3

-\

\

\ ^

-|A\

\

\

\

\ \

10

S2

14.12. ábra. Bessel típusú aluláteresztö szűrők frekvenciakarakterisztikái

\

\

--

1Á

l \

1.0 -0,5-,

12 5 3 4 1 1 1 1 1

. —

1

\

\VV i

1 —

30

Í2

14.13. ábra. Negyedfokú szűrök csoportfutási idejének és fázistolásának frekvenciamenete 1. görbe: kritikus csillapítású aluláteresztő szűrő; 2. görbe: Bessel típusú aluláteresztő szűrő; 3. görbe: Butterworth típusú aluláteresztő szűrő; 4. görbe: 0,5 dB ingadozású Csebisev típusú aluláteresztő szűrő; 5. görbe: 3 dB ingadozású Csebisev típusú aluláteresztő szűrő

a csoportfutási idő frekvenciamenetét tüntettük fel negyedfokú szűrők esetén. Számítását a (14.4) egyenletnek megfelelő tényezőire bontott átviteli függvénnyel végezhetjük el a legjobban úgy, hogy összegezzük az egyes másodfokú tagok fázistolását és csoportfutási idejét. A (14.8) és (14.9) egyenlet szerint tetszőleges fokszámú szűrőre az alábbi egyenleteket kapjuk: (D = —}

es

arc tg

,

14.1.4. Az

elmélet összefoglalása

Láttuk, hogy minden aluláteresztő szűrő frekvenciamenetét A =

alakú átviteli függvény írja le. A szűrő n fokszámát megadja P legnagyobb kitevője a (14.11) egyenletben, ha a nevezőben elvégezzük a szorzást. A szűrő fokszáma meghatározza az erősítés frekvenciamenetének aszimptotikus meredekségét, ami -n- 20 dB/dekád értékű. Az adott fokszámú szűrő többi átviteli tulajdonságát a szűrő típusa határozza meg. A legfontosabb típusok a Butterworth-, Csebisev- és Bessel-szűrők, amelyek a^- és bi együtthatóikban különböznek egymástól [1. a (14.11) egyenletet]. Az együtthatók értékeit a 14.14. ábra táblázatában fokszám szerint rendezve foglaltuk össze tízes fokszámig. Ezen kívül megadtuk minden alaptag 3 dB-es határfrekvenciáját is az eredő sávhatárra normáivá vagyis az /sdB/Á hányadost. Ez ugyan a méretezéshez nem szükséges, azonban jól használha­ tó az egyes alaptagok ellenőrzésére. Megadtuk még az egyes másodfokú alaptagok jósági tényezőjét is. Ezek a 14.6.1. pontban tárgyalt sávszűrők jósági tényezőjéhez hasonlóan definiálhatók a Qi = ]fbjai hányadossal. Minél nagyobb egy szűrő jósági tényezője, annál hajla­ mosabb gerjedésre. A valós pólusú másodfokú alaptaghoz Q ^ 0,5 jósági tényező rendelhető hozzá. A szorzótényezőire bontott átviteli függvény és b^ együtthatóival az erősítés, fázistolás és csoportfutási idő frekvenciamenete kiszámítható: Al

|AP==

(p

T

=

Yl[l +

=

— y

ri

iaf-2bdÜ'^bfQ^]'

arc tg

+ {at-2bi)Q^

,

+

btQ'

n

i

/sds/Á

Qi

Kritikus csillapítású szűrő 1

1

1,0000

0,0000

1,000

-

2

1

1,2872

0,4142

1,000

0,50

3

1 2

0,5098 1,0197

0,0000 0,2599

1,961 1,262

0,50

4

1 2

0,8700 0,8700

0,1892 0,1892

1,480 1,480

0,50 0,50

5

1 2 3

0,3856 0,7712 0,7712

0,0000 0,1487 0,1487

2,593 1,669 1,669

0,50 0,50

6

1 2 3

0,6999 0,6999 0,6999

0,1225 0,1225 .0,1225

1,839 1,839 1,839

0,50 0,50 0,50

7

1 2 3 4

0,3226 0,6453 0,6453 0,6453

0,0000 0,1041 0,1041 0,1041

3,100 1,995 1,995 1,995

0,50 0,50 0,50

8

1 2 3 4

0,6017 0,6017 0,6017 0,6017

0,0905 0,0905 0,0905 0,0905

2,139 2,139 2,139 2,139

0,50 0,50 0,50 0,50

9

1 2 3 4 5

0,2829 0,5659 0,5659 0,5659 0,5659

0,0000 0,0801 0,0801 0,0801 0,0801

3,534 2,275 2,275 2,275 2,275

0,50 0,50 0,50 0,50

1 2 3 4 5

0,5358 0,5358 0,5358 0,5358 0,5358

0,0718 0,0718 0,0718 0,0718 0,0718

2,402 2,402 2,402 2,402 2,402

0,50 0,50 0,50 0,50 0,50

10

14.14. ábra. Különböző szűrök együtthatói

—

—

—

—

n

/

Qi

Bessel-szürö 1

1

1,0000

0,0000

1,000

-

2

1

1,3617

0,6180

1,000

0,58

3

1 2

0,7560 0,9996

0,0000 0,4772

1,323 1,414

—

0,69

4

1 2

1,3397 0,7743

0,4889 0,3890

0,978 1,797

0,52 0,81

5

1 2 3

0,6656 1,1402 0,62i6

0,0000 0,4128 0,3245

1,502 1,184 2,138

—

0,56 0,92

6

1 2 3

1,2ÍÍ7 0,9686 0,5131

0,3887 0,3505 0,2756

1,063 1,431 2,447

0,51 0,61 1,02

7

1 2 3 4

0,5937 1,0944 0,8304 0,4332

0,0000 0,3395 0,3011 0,2381

1,684 1,207 1,695 2,731

0,53 0,66 1,13

8

1 2 3 4

1,1112 0,9754 0,7202 0,3728

0,3162 0,2979 0,2621 0,2087

1,164 1,381 1,963 2,992

0,51 0,56 0,71 1,23

9

1 2 3 4 5

0,5386 1,0244 0,8710 0,6320 0,3257

0,0000 0,2834 0,2636 0,2311 0,1854

1,857 1,277 1,574 2,226 3,237

0,52 0,59 0,76 1,32

1 2 3 4 5

1,0215 0,9393 0,7815 0,5604 0,2883

0,2650 0,2549 0,2351 0,2059 0,1665

' 1,264 1,412 1,780 2,479 3,466

0,50 0,54 0,62 0,81 1,42

10

14.14. ábra folytatása

—

—

S8£

OZ'í OVl

88t 00'l

99'0 Í9'0

-

/.^g'i iie'i 000'l 9^iL'0 559'0

0000'l 0000'l 0000'l 0000'l 0000'l

IZ9'1

0000'l 0000'l 0000'l 0000'l oooo'o

ZLtl A16'0 eoA'o 000'l

ZK'l

6iie'o 0806'0

znVi 018/.'l KA6'l

p í z l

01

t^6A8'l 0000'l

p í z l

6

306£'0 llll'l 6199'l 9l96'l

p í z l

8

eAi^e'o 0000'l

IZÍ9'\

06'0 09'0 l^'O

9ori 638'0 199'0

0000'l 0000'l 0000'l 0000'l

Slt 08'0 —

6617'l All'l gtz.'o 000'l

0000'l 0000'l 0000'l oooo'o

u'o ^g'o

6/.^'l 000'l 9A9'0

0000'l 0000'l 0000'l

ZfWl

%Wl

-

6^8'0 000'l

K'O

p mti

£

6l08'l 0000'l

z l

L

9Z.ig'0 6l£6'l

í z l

9

0000'l 0000'l oooo'o

0819'0 08l9'l 0000'l

í z l

9

06£'l 6U'0

0000'l 0000'l

K9Z.'0

z

-

000'l

0000'l oooo'o

u'o

000'l

-

000'l

Z9'l Z9'0

00'l

l

p

0000'l 0000'l

z l

í

0000'l

znVi

l

z

oooo'o

0000'l

l

l

omzs-iiuoMuaung

^9

?Z7

/

u

n

1

0,5 dB ingadozású

bi

fsdilfh

Qi

Csebisev-szűrő 0,0000

1,000

-

1

1

1,0000

2

1

1,3614

1,3827

1,000

0,86

3

1 2

1,8636 0,6402

0,0000 1,1931

0,537 1,335

1,71

4

1 2

2,6282 0,3648

3,4341 1,1509

0,538 1,419

0,71 2,94

5

1 2 3

2,9235 1,3025 0,2290

0,0000 2,3534 1,0833

0,342 0,881 1,480

1,18 4,54

6

1 2 3

3,8645 0,7528 0,1589

6,9797 1,8573 1,0711

0,366 1,078 1,495

0,68 1,81 6,51

7

1 2 '3 4

4,0211 1,8729 0,4861 0,1156

0,0000 4,1795 1,5676 1,0443

0,249 0,645 1,208 1,517

1,09 2,58 8,84

8

1 2 3 4

5,1117 1,0639 0,3439 0,0885

11,9607 2,9365 1,4206 1,0407

0,276 0,844 1,284 1,521

^0,68 1,61 3,47 11,53

9

1 2 3 4 5

5,1318 2,4283 0,6839 0,2559 0,0695

0,0000 6,6307 2,2908 1,3133 1,0272

0,195 0,506 0,989 1,344 1,532

1,06 2,21 4,48 14,58

1 2 3 4 5

6,3648 1,3582 0,4822 0,1994 0,0563

18,3695 4,3453 1,9440 . 1,2520 1,'0263

' 0,222 )0,6«9 1,091 1,381 1,533

0,67 1,53 2,89 5,61 17,99

10

.

14.14. ábra folytatása

-

-

—

—

n

i

Qi

1 dB ingadozású

Csebisev-szűrő 1,0000

0,0000

1,000

-

1,3022

1,5515

1,000

0,96

1 '2

2,2156 0,5442

0,0000 1,2057

0,451 1,353

2,02

4

1 2

2,5904 0,3039

4,1301 1,1697

0,540 1,417

0,78 3,56

5

1 2 3

3,5711 1,1280 0,1872

0,0000 2,4896 1,0814

0,280 0,894 1,486

1,40 5,56

6

1 2 3

3,8437 0,6292 0,1296

8,5529 1,9124 1,0766

0,366 1,082 1,493

0,76 2,20 8,00

7

1 2 3 4

4,9520 1,6338 0,3987 0,0937

0,0000 4,4899 1,5834 1,0423

0,202 0,655 1,213 1,520

1,30 3,16 10,90

8

1 2 3 4

5,f019 0,8916 0,2806 0,0717

14,7608 3,0426 1,4334 1,0432

0,276 0,849 1,285 1,520

9

1 2 3 4 5

6,3415 2,1252 0,5624 0,2076 0,0562

0,0000 7,1711 2,3278 1,3166 1,0258

0,158 0,514 0,994 1,346 1,533

1,26 2,71 5,53 18,03

1 2 3 4 5

6,3634 1,1399 0,3939 0,1616 0,0455

22,?468 4,5í'67 1,9665 1,2569 1,0277

0,221 0,694 1,093 1,381 1,532

0,75 1,86 3,56 6,94 22,26

1

1

2

1

3

10

:

14.14 ábra folytatása

-

-

-

;

0,75 1,96 4,27 14,24 —

ai

n 2 dB ingadozású

bi

Qi

Csebisev-szűrő

1

1

1,0000

0,0000

1,000

-

2

1

1,1813

1,7775

1,000

1,13

3

1 2

2,7994 0,4300

0,0000 1,2036

0,357 1,378

2,55

4

1 2

2,4025 0,2374

4,9862 1,1896

0,550 1,413

0,93 4,59

5

1 2 3

4,6345 0,9090 0,1434

0,0000 2,6036 1,0750

0,216 0,908 1,493

1,78 7,23

6

1 2 3

3,5880 0,4925 0,0995

10,4648 1,9622 1,0826

0,373 1,085 1,491

0,90 2,84 10,46

7

1 2 3 4

6,4760 1,3258 0,3067 0,0714

0,0000 4,7649 1,5927 1,0384

0,154 0,665 1,218 1,523

1,65 4,12 14,28

8

1 2 3 4

4,7743 0,6991 0,2153 0,0547

18,1510 3,1353 1,4449 1,0461

0,282 0,853 1,285 1,518

0,89 2,53 5,58 18,69

9

1 2 3 4 5

8,3198 1,7299 0,4337 0,1583 0,0427

0,0000 7,6580 2,3549 1,3174 1,0232

0,120 0,522 0,998 1,349 1,536

_ 1,60 3,54 7,25 23,68

1 2 3 4 5

5,9618 0,8947 0,3023 0,1233 0,0347

28,0376 4,6644 1,9858 1,2614 1,0294

- 0,226 0,697 1,094 1,380 1,531

0,89 2,41 4,66 9,11 29,27

10

14.14. ábra folytatása

-

-

-

n

/

3 dB ingadozású

ai

Qi

Csebisev-szűrő

1

1

1,0000

0,0000

1,000

-

2

1

1,0650

1,9305

1,000

1,30

3

1 2

3,3496 0,3559

0,0000 1,1923

0,299 1,396

3,07

4

1 2

2,1853 0,1964

5,5339 1,2009

0,557 1,410

1,08 5,58

5

1 2 3

5,6334 0,7620 0,1172

0,0000 2,6530 1,0686

0,178 0,917 1,500

2,14 8,82

6

1 2 3

3,2721 0,4077 0,0815

11,6773 1,9873 1,0861

0,379 1,086 1,489

1,04 3,46 12,78

7

1 2 3 4

7,9064 1,1159 0,2515 0,0582

0,0000 4,8963 1,5944 1,0348

0,126 0,670 1,222 1,527

1,98 5,02 17,46

8

1 2 3 4

4,3583 0,5791 0,1765 0,0448

20,2948 3,1808 1,4507 1,0478

0,286 0,855 1,285 1,517

1,03 3,08 6,83 22,87

9

1 2 3 4 5

10,1759 1,4585 0,3561 0,1294 0,0348

0,0000 7,8971 2,3651 1,3165 1,0210

0,098 0,526 1,001 1,351 1,537

1,93 4,32 8,87 29,00

1 2 3 4 5

5,4449 0,7414 0,2479 0,1008 0,0283

31,3788 4,7363 1,9952 1,2638 1,0304

0,230 0,699 1,084 1,380 1,530

1,03 2,94 5,70 11,15 35,85

10

14.14. ábra folytatása

—

—

—

—

14.2. Aluláteresztő - felüláteresztő transzformáció Ha a logaritmikus koordináta-rendszerben ábrázolt aluláteresztő szűrő frek­ venciamenetét a határfrekvencia k ö r t l tükrözzük, akkor az analóg felüláteresztő szűrő karakterisztikáját kapjuk. A tükrözés során Ü helyett l/í3-t, P helyett pedig l/P-t helyettesítünk. A határfrekvencia helyben marad, az Aq erősítés pedig A^-hQ megy át. A (14.11) egyenlet megfelelője az A = n

a, 1 + -P +

(14.12)

,

P2

/

összefüggés.

3

ü

5

_L

14.15. ábra. Negyedfokú felüláteresztő szűrők egységugrásra adott válasza (átmeneti függvények) i. görbe: kritikus csillapítású felüláteresztő szűrő; 2. görbe: Bessel típusú felüláteresztő szűrő; 3. görbe: Butterworth típusú (maximális lapos) felüláteresztő szűrő; 4. görbe: 0,5 dB ingadozású Csebisev típusú felüláteresztő szűrő; 5. görbe: 3 dB ingadozású Csebisev típusú felüláteresztő szűrő

A szűrő viselkedése időtartományban más, mint az aluláteresztő szűrőé, mert az egységugrásra adott válasz elvileg más jellegű. Mint a 14.15. ábrán is látható, még kritikus csillapítású szűrőnél is lengés jelentkezik az aszimptotikus végérték körül. Hasonlóságot mutat az aluláteresztő szűrőkkel az a tulajdonság, hogy a tranziens folyamat annál lassabban cseng le, minél nagyobb a szűrő jósági té­ nyezője.

1 4 3 , Elsőfokú alul- és feliiláteresztő szűrők megvalósítása Az elsőfokú aluláteresztő szűrő átviteli egyenlete (14.11) egyenlet szerint általános alakban: (14.13)

A(P) =

Az elsőfokú aluláteresztö szűrő a 14.1. ábra szerinti egyszerű RC taggal megvaló­ sítható. A 14.1. szakasz szerint az áramkör átvitele: AiP) =

1

1

l+pRC

l + cOt,RCP

Az egyenfeszültségű erősités Aq = 1 értékű. Az a, paraméter szabadon megválaszt­ ható. Együttható-összehasonlítás alapján kapjuk az RC = 2nA

méretezési egyenletet. A 14.14. ábra együttható-táblázatából az elsőfokú szűrők egyformák, valamennyinél ai=l. Nagyobb fokszámú szűrő realizálásánál a kisebb fokszámú szűrők soros kapcsolásánál olyan elsőfokú tagok is felléphetnek, ame­ lyeknél öl 7 ^ 1. Ennek az az oka, hogy a szűrő alaptagok határfrekvenciája rendsze­ rint más, mint a teljes szűrőé, méghozzá A i = fj^iA 14.1. ábrán látható egyszerű RC szűrő hátránya, hogy jellemzői terhelés hatására megváltoznak. Ezért általában impedanciaillesztő áramkört kell a kime­ netükhöz csatlakoztatni. H a az impedanciaillesztő erősítése Aq, akkor lehetőség nyíhk az egyenfeszültségű erősítés szabad megválasztására. Ilyen kapcsolást látunk a 14.16. ábrán. Hasonlóan kapjuk az analóg felüláteresztő szűrőt is, ha a (14.13) egyenletbe P helyére l/P-t helyettesítünk. Az áramkörben ezt egészen egyszerűen úgy valósít­ juk meg, hogy R^-QÍ és Q-et felcseréljük (G -> C transzformáció). Valamivel egyszerűbb elsőfokú alul- és felüláteresztő szűrőt kapunk, ha a szűrőelemeket a műveleti erősítő visszacsatoló hálózatával összevonjuk. Ilyen

X

1

1^.

1

I 14.16. ábra. Elsőfokú aluláteresztő szűrő impedanciatranszformátorral Egyenfeszültségű

erősítés: Aq = H Í^3

ir-

oo-

1

1

14.17. ábra. Elsőfokú aluláteresztő szűrő fázisfordító erősítővel

1

14.18. ábra. Elsőfokú felüláteresztö szűrő fázisfordító erősítővel

aluláteresztő szűrőt szemléltet a 14.17. ábra. Az erősítés frekvenciamenete a követ­ kező: R2

A(P) =

1 + PcOi^RiC^

A méretezéshez vegyük fel a határfrekvenciát, az egyenfeszültségű erősítést és a Cl kapacitást. A (14.13) egyenlettel való együttható-összehasonlítással az adó­ dik, hogy R. és i?i = R. = 2nfi,Ci A 14.18. ábra az analóg felüláteresztő szűrőt mutatja, amelynek frekvenciamenete: _R2 AiP)^

1+

1

1

A (14.12) egyenlettel való együttható-összehasonHtással: 1 Rx =

R2=-RiA^.

és

Az előző kapcsolásnál megadott átviteli függvény csak abban a frekvenciatar­ tományban érvényes, amiben a műveleti erősítő differenciális erősítésének abszolút

R,

HH

o-

1

Rs

I

1

fí.

14.19. ábra. Elsőfokú aluláteresztö szűrő frekvenciafiiggetlen negatív visszacsatolással

értéke nagy A abszolút értékéhez képest. Ez a követelmény nagyfrekvencián csak nehezen teljesíthető, mert a differenciális erősítés a szükséges frekvenciakompenzá­ lás miatt 6 dB/oktávval csökken, ami miatt az általánosan használt erősítőknél az erősítés 10 kHz-en már csak kb. 100. Másrészről az aluláteresztő szűrők realizálásánál éppen ezt a tulajdonságot használhatjuk ki nagyfrekvencián, amikor frekvenciafüggetlen negatív visszacsato­ lást használunk [14.6]. Az erősítés frekvenciamenetét az erősítő aluláteresztő szűrő tulajdonságai szabják meg. A 14.19. ábrán látunk olyan erősítő kapcsolást, amely elég tág határok között méretezhető aluláteresztő szűrőnek. A véges A^ differenciá­ hs erősítés figyelembevételével f-Ube.

Uki = a

(14.14)

A frekvenciakompenzált műveleti erősítő differenciális erősítésének frekvenciame­ nete elsőfokú aluláteresztőnek felel meg: A = -^<^

co

(14.15)

'hA

A fenti egyenletet helyettesítsük be a (14.14) egyenletbe a fiA^ » 1 közelítés figye­ lembevételével. A frekvenciakarakterisztika:

A = JCO

1+

PA^co^t,

Felismerhető a képletben a műveleti erősítő tranzitfrekvenciája, Jío = /) = ci\P helyettesítéssel az átviteli függvény:

A{P) =

/ T = ^d/hA-

(14.16) 1+

—P

Az együtthatókat összevetve a (14.13) egyenlettel: P =

é

s

(x = Aol3.

A kapcsolás méretezése során néhány peremfeltételt szem előtt kell tartani: a jS és oc tényezők értéke a kapcsolás jellege miatt ^ 1. A kimeneti kivezérelhetőség nagyobb frekvencián csökken a véges jelváltozási sebesség (slewing rate) miatt, és a tranzitfrekvencián már nagyon kicsi. Ezért a kapcsolás f^^ = fja^ határfrekven­ ciáját legfeljebb kb. 0,1 /p-re célszerű méretezni. Ebből adódik a jS < 0,1 feltétel. 393

Másrészt p nem csökkenthető minden határon túl, mert ha ^ nagyon kicsi lenne, akkor kisfrekvencián kis H=jSA^ hurokerősítést kapunk, és ezzel együtt egy na­ gyon rosszul meghatározott egyenfeszültség-erősítést. A két követelményből fi ^ 0,1 előírás adódik. A határfrekvencia szabad megválasztására/j-nek változtathatónak kell lenni. Ehhez külsőleg frekvenciakompenzálható erősítő kell, mint pl. a |iA748 típus vagy az LM301. Erre a két típusra közelítőleg fennáll az _ 1 M H z • 30 p F /T -

^

összefüggés, ahol Q a kompenzáló kondenzátor értéke. Ez stabilitási okokból nagyobb kell legyen, mint /] • 30 p F . A mi esetünkben tehát legalább 3 p F szüksé­ ges, így az elérhető maximális határfrekvencia: Aimax =

=

^ 0,1 • 10 MHz

=

1

MHz.

14.4. Másodfokú alul- és felüláteresztő szűrők megvalósítása A (14.11) egyenlet szerint a másodfokú aluláteresztő szűrő átviteli egyenlete:

A 14.14. ábra táblázatából kiolvasható, hogy az optimalizált másodfokú és maga­ sabbfokú átviteli függvények konjugált komplex pólusokat tartalmaznak. A 14.1. szakaszban láttuk, hogy az ilyen átviteli függvények passzív RC áramkörökkel nem reahzálhatók. Egyfajta megoldást az induktivitások alkalmazására a következő példa mutat be. 14.4.1. LRC szűrő A 14.20. ábrán látható kapcsolás átviteli függvénye: AiP) =

L

1 l+co^RCP+colLCP^ R

o

-o

i

1

14.20. ábra. Másodfokú passzív aluláteresztő szűrő

A 14.17. egyenlettel történt együttható-összehasonlítás eredményeképpen: R =

L =

es

A másodfokú Butterworth-féle aluláteresztö szűrő együtthatóit megtaláljuk a 14.14. ábra táblázatában, tehát a, = 1,414 és = 1,000. Ha az ^ határfrekvencia 10 Hz és a C kapacitás 10 ^iF, akkor i? = 2,25 kQ és L = 25,3 H. Nyilvánvaló, hogy ilyen szűrő a nagy induktivitás miatt rendkívül nehezen valósítható meg. A nagy induktivitás tényleges megvalósítása helyett egyenértékű, aktív RC hálózattal helyettesíthetjük. Egy végpontján földelt induktivitás előállítására alkalmas a 13.39. ábrán látható girátoros kapcsolás. A megvalósítás azonban áramkörtechni­ kai szempontból viszonylag bonyolult. Megfelelő RC elemekkel visszacsatolt műveleti erősítős elrendezések lehetővé teszik az optimális frekvenciamenet közvetlen megvalósítását, így nincs szükség közbülső lépésként induktivitások szimulálására.

14.4.2. Többszörös negatív visszacsatolású szűrő A 14.21. ábrán látható aktív aluláteresztő szűrő átviteli függvénye ideális műveleti erősítő feltételezésével: R, AiP) = 1 + PcühCi R2 + R3 +

R^

Az áramkör méretezési egyenleteit ismét a 14.17. összefüggéssel való együttha­ tó-összehasonlítás alapján kaphatjuk meg: -R, An =

b, =

(olC^C^R^R^.

Rz

h

1

1

14.21. ábra. Többszörös negatív visszacsatolású másodfokú aktív aluláteresztő szűrő

A számítás során például az és az i?2 ellenállások értékét előre felvehetjük, utána az i?2, a Cl és a C2 értékeit kiszámíthatjuk. Látható, hogy és minden pozitív értékére lehetséges a méretezés. Tehát bármely típusú szűrő realizálható. Az Aq egyenfeszültségű erősítés negatív. A szűrő kisfrekvencián eszerint fázisfordítóként működik. Az előírt frekvenciamenet elérésére az alkatrészeknek szűk toleranciájúaknak kell lenniük. Ez a követelmény az ellenállásokra könnyen teljesíthető, mert az E96 értéksor szerinti 1 % tűrésű ellenállásokat általában raktárból szálhtják a megren­ delőnek. Más viszont a helyzet a kondenzátorokkal. Ezek általában 10 % toleranciájúak, vagy még ennél is pontatlanabbak, és általában az E6 normál sorozat értékei kaphatók. Ezért célszerű a méretezéskor a kondenzátorok értékét adottnak venni, és ehhez kiszámítani az ellenállások értékét. Az ellenállások értékére kifeje­ zett méretezési összefüggések: a,C2-]/alCl-4C,CMlR2

Aq)

=

Rl -

R2

r ' -A

.

^3

h ^TzYlC.C^R2

i?2-re megvalósítható, vagyis pozitív értéket kapunk, ha teljesül a

feltétel. Jó méretezésnél C2/C1 nem sokkal nagyobb, mint az egyenlőtlenség jobb oldala. Az így kapott szűrő paraméterei meglehetősen érzéketlenek az alkatrészek értékszórására. Emiatt a kapcsolás igen alkalmas nagy jósági tényezőjű szűrők megvalósítására.

14.4.3. Egyszeres pozitív visszacsatolású szűrő Az aktív szűrők pozitív visszacsatolású erősítőkkel is realizálhatók. Az erősí­ tést belső negatív visszacsatolással pontosan meghatározott értékre álhtjuk be (vezérelt generátor; controlled source). Az i?3 és (a - 1) R^ ellenállásokból áüó feszültségosztó (14.22. ábra) negatív visszacsatolást végez, és a belső erősítést a értékre áUítja be. A pozitív visszacsatolás a C2 kondenzátoron keresztüljön létre. Az áramkör erősítése: A(P) =

1 + Pco^[R,C^ + i?2Ci + (1 - a)i?iC2] +

P^cúlR^R2C^C2'

A méretezés lényegesen egyszerűbb, ha a korábbi áramkörökhöz hasonlóan néhány különleges feltételt kikötünk. Az egyszerűsítés egyik lehetősége az a = 1 belső erősítés felvétele. Ekkor (a — l)i?3 = 0, és mind a két, invertáló bemenetre

>

1

y

1

' '

r

-

O

1 (a-1)^3

1

\U,

1

I 14.22. ábra. Egyszeres pozitív visszacsatolású másodfokú aktív aluláteresztő szűrő

kapcsolódó ellenállás elhagyható. Az ilyen teljes negatív visszacsatolt műveleti erősítő feszültségkövető integrált kivitelben is kapható (pl. LM310). Sokszor megfelel egyszerű impedanciaváltó is, pl. Darhngton-kapcsolás. Az a = 1 választás mehett az erősítés : 1 A{P) = . Ha Cl és C2 értékét előre felvesszük, a (14.17) egyenlettel való együttható-összeha­ sonlítás után

a^C^ RU2

±

=

]/alCl-4biCiC2 47rAQQ

Valós értéket kapunk, ha teljesül a £

2

^

4 b ,

feltétel. A többszörös visszacsatolású szűrőkhöz hasonlóan a jó méretezés feltétele, hogy C2/C1 ne legyen sokkal nagyobb a fenti egyenlőtlenség jobb oldalánál. Az áramkör más irányú egyszerűsítésekor nemcsak egyforma ellenállásokat, hanem azonos kondenzátorokat is alkalmazunk, tehát az i?i = i?2==i? és Cl = C2 = C feltételekkel építjük fel a kapcsolást. A különböző átviteli jehemzőjű szűrőket az a belső erősítés változtatásával valósíthatjuk meg. Ekkor az erősítés: A{P) =

1 + Pca^RC(3 - a) + P^ca^R^C^ '

A (14.17) egyenlet együtthatóival való összehasonlítás után: RC =

=

3-

Látható, hogy az oc erősítés csak űj-től és y^-től, vagyis a körjóságtól függ, és/j, 397

Kritikus

Bessel

Butterworth

3 dB ingadozású Csebisev-szűrő

Csillapítatlan

1,000

1,268

1,586

2,234

3,000

14.23. ábra. a értékei egyszeres pozitív visszacsatolásnál

nem befolyásolja, a értéke meghatározza a szürőkarakterísztíka jellegét. Ha a 14.14. ábra táblázatából a másodfokú szűrő együtthatóit behelyettesítjük, akkor a értékeire a 14.23. ábrán megadott értékeket kapjuk. Ha a = 3, akkor begerjed az áramkör és ^

InRC

frekvencián rezeg. A belső erősités beállítása annál nehezebb, minél közelebb vagyunk az Dt = 3 értékhez, ezért különösen a Csebisev-szürőknél fontos az erősítés pontos beállítása. Ez ugyan bizonyos mértékig hátrányos a korábbi szűrőkhöz képest, az áramkör lényeges előnye azonban, hogy a szűrő típusa R-ioi és C-től független, kizárólag a határozza meg. Az itt ismertetett szűrőtípus határfrekvenciá­ ja is nagyon egyszerűen változtatható, pl. egy kettős potenciométerrel, amelyet a 14.22. ábrán szereplő egyező értékű R^ és /J, helyére kötünk be.

(a-1)/?3

1

1

I I

14.24. ábra.

Egyszeres pozitív visszacsatolású másodfokú aktív felüláteresztö szűrő

A leírt aluláteresztő szűrő felüláteresztő szűrővé alakítható, ha az ellenálláso­ kat és a kondenzátorokat felcseréljük. A 14.24. ábrán látható kapcsolás átvitele: A{P)

^ ^ 1 R,{C, + C,) + R,C,{\-a) R^R^C^C^co^

^ 1

1 R,R,C,C,cüi

Az a = 1 és C, = C2 = C egyszerűsítő feltételek ismét megkönnyítik az áramkör méretezését. A (14.12) egyenlettel történő együttható-összehasonlítás útján: ^00 =

1,

R2 =

egyenleteket kapjuk.

Í4AA.

Anf^Cb,

Frekvenciafüggetlen negatív visszacsatolású aluláteresztő szűrő

A 14.3. szakaszban megismertünk egy elsőfokú nagyfrekvenciás aluláteresztő szűrőt, amely a műveleti erősítő aluláteresztő tulajdonságát hasznosítja, és az erősítő frekvenciafüggetlen negatív visszacsatolással működik. Ezzel a módszerrel másodfokú konjugált komplex pólusú párt megvalósító aktív aluláteresztő szűrőt is készíthetünk. A kapcsolást a 14.25. ábrán látjuk, ahol a két műveleti erősítő közös negatív visszacsatoló hurokban szerepel. A két erősítő fj tranzitfrekvenciáját egyformának tételezzük fel. A (14.15) egyenlet segítségével az átviteli függvény: Rs

AiP)

=

Ri

1+

^'^^ p+ r

(14.18)

1 R.iRi +

L

^1^2

RiT

_ a/l

Együttható-összehasonlítás után a (14.17) egyenlettel:

a, =

R3Á ^Rifi'

1+

RziRx + Rz)' •2 •

R,R,

Ebből a méretezéshez szükséges egyenletek:

ha

a =

Mo < 0,

(14.19)

bi-üi ^2 -

^

i?3 = -AoRi.

Ru

(r4.20a) (14.206)

399

14.25. ábra. Frekvenciafüggetlen negatív visszacsatolású másodfokú aktív aluláteresztő szűrő a = RSKRA. + Rs). Az Ui kimenetig sáváteresztő jellegű az átvitel. Erről a 14.7.4. pontban lesz szó

A méretezés során az fjfj ^ 0,1 feltételből indultunk ki, hogy megfelelően nagy nagyjelű sávszélességet (teljesítmény-sávszélességet) kapjunk. A tervezett határ­ frekvenciához fj't a két Q kondenzátorral állítjuk be a 14.3. szakaszban leírt módszerrel. Ezután kiszámíthatjuk a-t a (14.19) egyenlettel, a a 0,01...0,1 tarto­ mányba essen. Ha a értéke kiesik ebből a tartományból, akkor vagy azfJfj arányt, vagy AQ értékét meg kell változtatni. R^ felvétele után kiszámíthatjuk i ? 2 - t és i ? 3 - a t a (14.20a) és (14.20Z?) egyenletből. Ismételjük át a méretezést egy példa megoldásával. Méretezzünk egy Butter­ worth típusú aluláteresztő szűrőt, amelynek határfrekvenciája: 100 kHz és egyenfeszükségű erősítése: AQ = - 2 . Legyen (4//x) = 0,1, tehátfj = 1 MHz. A 14.14. ábra táblázatából Í / J - 1,4142 és b^ = l. Tehát a (14.19) egyenletből a = 0,035. R^ legyen 1 k í l , így i?2 = 4,04 k í l és i ? 3 - 2 k í l a (14.20(2) és (14.20Z?) egyenlet alapján.

14.5. Nagyobb fokszámú alul- és felüláteresztő szűrők A szűrőkarakterisztika meredekségét nagyobb fokszámú szűrővel növelhet­ jük, ennek megvalósítására kapcsoljunk sorba első- és másodfokú szűrőket. A szű­ rök soros kapcsolása esetén az egyes tagok frekvenciamenete összeszorzódik, pl. két másodfokú Butterworth-szűrőt sorosan kapcsolva nem egy negyedfokú Buttervvorth-szűrő karakterisztikáját kapjuk, hanem egy egészen más határfrekvenciájú és karakterisztikájú szűrőhöz jutunk. Az egyes szűrőtagok együtthatóit úgy áhítsuk be, hogy az alaptagok karakterisztikáinak szorzata az előírt karakterisztikájú szűrőt adja. Az egyes szűrők méretezésének megkönnyítésére másodfokú tényezőkre bon­ tottuk fel a különböző szűrőtípusok polinomjait. Az egyes alaptagok a^, együtt­ hatóit a 14.14. táblázatban megadtuk. Minden é^/O jellemzőjű alaptag realizálha­ tó a leírt másodfokú szűrőkapcsolások egyikével. Csupán az a^, b^ együtthatókat kell c/,-, bfVá helyettesítenünk. Az áramkör méretezéséhez helyettesítsük be a meg­ adott egyenletekbe az eredő szűrő előírt határfrekvenciáját! Az egyes alaptagok rendszerint más határfrekvenciájúak, mint ez a 14.14. ábra táblázatából is kiderül.

A páratlan fokszámú szűrök tartalmaznak egy bi = 0 együtthatójú tényezőt is. Ezt az alaptagot a már megismert elsőfokú szűrők valamelyikével realizálhatjuk, ahol íi^'Qi c/-vel helyettesítjük. Természetesen ennél a szűrőnél is figyelembe kell venni a szűrölánc előírt eredő határfrekvenciáját. A szűrőfokozatok megfelelő értékei révén a 14.14. ábrán megadott f^i egyedi határfrekvenciái automatikusan helyes értékűek lesznek. Elvileg teljesen mindegy az alaptagok sorrendje, mert az eredő frekvenciame­ net mindig ugyanaz marad. A gyakorlatban azonban különböző meggondolások alapján döntjük el a szűrőelemek sorrendjét, ilyen pl. a kivezérelhetőség. Az aluláteresztö alaptagokat például határfrekvenciáik szerint rendezhetjük sorba. A gyakorlatban kedvező a legkisebb határfrekvenciájú alaptagot a bemenetre helyezni. Egyébként az első szűrő már akkor is túlvezérlödne, ha a második kimenetén még a teljes kivezérlés sem lép fel. Bonyolítja a helyzetet, hogy a nagyobb határfrekvenciájú szűrök jósági tényezője általában nagyobb, és ezek a határfrekvencia közelében kiemelnek. Ezt szemlélteti a 14.26. ábra, ahol egy tized­ fokú, 0,5 dB ingadozású Csebisev típusú aluláteresztő szűrő erősítését és öt alap­ tagjának frekvenciamenetét tüntettük fel. Belátható, hogy a szűrő kivezérelhetősé­ ge akkor a legnagyobb, ha a szűrölánc elejére a legkisebb határfrekvenciájú alapta­ got kapcsoljuk. A szűrőlánc alaptagjainak sorrendjére vonatkozó másik szempont a zaj kérdé­ se. Ebben a tekintetben éppen a fordított sorrend kedvező, mert a szűrőlánc végére helyezett legkisebb határfrekvenciájú alaptag a bemeneti fokozat zaját jelentősen csillapítja. A továbbiakban példaképpen egy harmadfokú Bessel típusú aluláteresztő szűrő méretezését ismertetjük. Az áramkör realizálható a 14.16. ábrán látható elsőfokú aluláteresztő szűrövei és a 14.22. ábrán látható másodfokú aluláteresztő

14.26. ábra. Tizedfokú 0,5 dB ingadozású Csebisev-szűrő átvitelének frekvenciamenete, valamint az öt alaptag karakterisztikája

4^C22=100 nF

= 12,03 kü

/?2i =11,51 kfí

/?22-22,33kil -CZZl-

-o

Cii=100nF==

4"

1

14.27. ábra. Harmadfokú Bessel típusú aluláteresztő szűrő,/h= 100 H z határfrekvenciával

szűrövei. Vezessük be a 14.4.3. pontban leírt a= 1 egyszerűsítő feltételt! A teljes szűrő egyenfeszültségű erősítését egységnyire vegyük fel! E célból az elsőfokú alaptag erősítése is egységnyi legyen! A teljes kapcsolást a 14.27. ábrán szemlél­ tetjük. Az előírt határfrekvencia / h = 100 Hz. Az első fokozat méretezésénél előre vegyük fel a C^i = 100 n F kapacitást. A 14.3. szakasz alapján a 14.14. táblázatból vett együtthatókkal: 0,7560 2nf^C^,

Inim

Hz 100 n F

= 12,03 kO.

A második fokozat méretezésénél előre vegyük fel a C 2 2 = 100 n F kapacitást és a 14.4.3. pont alapján (0,9996)^

C21

= 100 n F ^ c22 4 • 0,4772' 4Z>,

C21 ^ 52,3 n F .

Vegyük fel a legközelebbi szabványos Cji = 47 n F értéket, ezzel ^21,22

-

ű,C22 ± ^ a l C L - 4 6 , C 2 i C22 4^/hC2lC22

/?2i = 11,51 kíl,

i?22 = 22,33 kíl. Harmadfokú szűrő alaptag alkalmazásával megtakaríthatjuk az első műveleti erősítőt, ha a másodfokú szűrő elé a 14.1. ábrán látható egyszerű aluláteresztő

=i='!.7nF

16J7 ka

1 14.28. ábra.

100 nF4=

25,00 kii

76,5^

kí2

10nF4=

= 100 H z határfrekvenciájú harmadfokú egyszerűsített kapcsolású Bessel típusú aluláteresztő szűrő

szűrőt kapcsoljuk. A szűrők kölcsönös terhelése miatt más méretezési eljárásra van szükség, amely sokkal bonyolultabb, mit az egymásrahatás nélküli eset. A 14.28. ábra ilyen kapcsolást mutat, amelynek jellemzői megegyeznek az előzőével.

14.6. Aluláteresztő - sáváteresztő transzformáció A 14.2. szakaszban már végeztünk frekvenciaváltozó transzformációt, amikor aluláteresztő szűrőből transzformációval felüláteresztő szűrőt terveztünk. Hasonló transzformációval sáváteresztőt is tervezhetünk, amikor az aluláteresztő átviteli függvényének P változóját (14.21) AQ\

P

kifejezéssel helyettesítjük. A transzformációval 0 ^ Í3 ^ 1 tartományú alulát­ eresztő szűrő amplitúdókarakterisztikáját egy Í3= 1 sávközép-frekvenciájú és Q^^^ felső határfrekvenciájú sáváteresztő áteresztőtartományába képezzük le. A karak­ terisztika Q = 1 alatt logaritmikus léptékben ábrázolva az Í3 = 1 tengelyre szimmet­ rikusan tükröződve folytatódik, így az alsó határfrekvencia Q^tim^ V^max [14.7]. A 14.29. ábra szemlélteti az elmondottakat. 1 A l/Ao. d B

1 A l/Ao, d B i

,

-^

•

^ 0

\ _ /

1

-íSdog)

,

\

fí(log)

14.29. ábra. Aluláteresztő - sáváteresztő transzformáció szemléltetése

A AQ = í ^ m a x ^ - ^ m i n Hormált sávszélesség szabadon megválasztható. A transzformáció sajátosságaiból adódik, hogy a sávszűrő csillapítása az Q^^lx és Í3^in határfrekvenciákon egyenlő a kiindulási (referens) aluláteresztő szűrő csihapításával Q= 1-nél. Ha az aluláteresztő szűrőt, amint a 14.14. ábra táblázatában is tettük, 3 dB-es határértékre normáltuk, akkor AQ a sávszűrő 3 dB-es normált (relatív) sávszélessége. AQ

=

Q^,^-Q^^

es

feltételekkel a normált 3 dB-es határfrekvenciák: 1

14.6.1. Másodfokú sáváteresztő A legegyszerűbb sáváteresztőt az elsőfokú aluláteresztő szűrő transzformálá­ sával kapjuk a (14.21) kifejezés alkalmazásával az A{P) =

l+ P

átviteli függvényre. A sáváteresztöre az AoAQP

A{P) = 1+

1

P+

P

l + AQP + P^

(14.22)

átviteli függvényt kapjuk. A sáváteresztő két fontos jellemzője a rezonanciafrek­ venciához tartozó A^ = Ao erősítés értéke és a ö jósági tényező. Az erősítés rezonan0 -10 \q=io ^

-20

CŰ •D

^

-30

< 90' Q= l o \

L,

0" -A 5° -90'

01

14.30. ábra. Q=\

0,2

0,5

és Q^\0 jósági tényezőjű másodfokú sáváteresztő erősítésének és fázistolásának frekvenciafüggése

ciafrekvencián kiszámítható, ha Q= 1, azaz P=J helyettesítést végzünk a (14.22) egyenletben. Mivel valós, a fázisforgatás rezonanciafrekvencián nuha. A rezgőkörhöz hasonlóan definiáljuk a Q jósági tényezőt mint a z / , rezonan­ ciafrekvencia és a j8 sávszélesség hányadosát. Tehát B

1

1

fr La.-fmin

^ma.~

(14.23)

^min

Behelyettesítés után a (14.22) egyenletbe az átviteli függvény:

Q

A(P) =

(14.24)

1

1+

-p+p^ Q

Az egyenletből a másodfokú sávszűrő minden fontosabb adata közvetlenül kiol­ vasható. A (14.24) egyenletből P-jQ helyettesitéssel az amplitúdó és fázistolás frek­ venciamenete meghatározható: A

IAI =

^ 1 + Í22i

(p = arctg

, 1

-2\

(14.24a)

+ Q^

Q

(14.246)

Mindkét függvényt láthatjuk a 14.30. ábrán g = 1 és 10 paraméterekkel.

14.6.2. Negyedfokú sáváteresztő A másodfokú sáváteresztő amplitúdó - frekvencia karakterisztikája annál meredekebb, minél nagyobb a g jósági tényező. Előfordulnak olyan esetek, amikor a rezonanciafrekvencia környezetében viszonylag lapos karakterisztika szükséges és meredek átmenet a zárótartományba. Ezt a feladatot nagyobb fokszámú alul­ áteresztő szűrő transzformálásával oldhatjuk meg. A AQ sávszélesség beállításán kívül a megfelelő szűrőtípus kiválasztására is megvan a lehetőség. Gyakorlati jelentőségű a másodfokú aluláteresztö szűrők transzformálása, amiből negyedfokú sáváteresztő szűrőt kapunk. Vizsgáljuk meg részletesebben az eljárást. Helyettesítsük a (14.21) transzformációs kifejezést a másodfokú alul­ áteresztő szűrő (14.17) egyenletébe. A sávszűrő átviteli függvénye:

A{P)

(14.25)

= 1+

2+

-^AQP+

P 2 + -AQP^

+ P^

bi Látható, hogy az amphtúdómenet kis- és nagyfrekvencián megközelíti a ± 12 dB/oktáv aszimptotikus meredekséget. Q= 1 sávközép-frekvencián az erősí­ tés valós, és A,„ = Aq értékű. 10

r

-10 CO T3 -20 <

X

-30 -AO 180'

7>^ 90' 0' 8-

-~ -90' -180' o;

0.2

0,5

10

Í2. AQ — 1 lel^th sávszélességű sáváteresitő. erősítésének és fázistolásénak frekvenciafüggése 1. görbe: negyedfokú maximális lapos sáváteresztő; 2. görbe: negyedfokú 0,5 dB ingadozású Csebisev-sáváteresztő; 3. görbe: másodfokú sáváteresztő az összehasonlítás kedvéért

14.3L

áíra.

A 14.31. ábrán az amplitúdó — frekvencia és fázis —frekvencia karakteriszti­ kát látjuk Butterworth és 0,5 dB ingadozású Csebisev típusú sáváteresztő szűrőre, AQ= 1 sávszélesség mellett. Az azonos sávszélességű másodfokú sáváteresztő szűrő karakterisztikáját összehasonlításul rajzoltuk fel. Az átviteli egyenlet megvalósításának egyszerűsítéséhez először az aluláteresz­ tő szűrőknél megismert eljáráshoz hasonlóan a nevezőt másodfokú tagokra bont­ juk. Tehát

P^A, AiP) = -

aP 1+ — Q

1+

+(aP)2

P\ ^

1

/P^

(14.26)

A szorzás után együttható-összehasonlítással a (14.25) egyenlettel a-ra a következő egyenletet kapjuk: aAQüi

2

0(2 +

L*i(l+a^)J

1

+ -

(/(Í2)2

- 2 - ^

^ = 0.

(14.27)

Gyakorlati alkalmazásra zsebszámológép segítségével numerikusan megoldhatjuk az egyenletet, a kiszámítása után a szűrő alaptagok Qi jósági tényezője: (14.28>

aAQűi

A számláló felbontására két különböző megoldási lehetőség kínálkozik: a felosztás konstansra és P^-et tartalmazó tagra eredményül egy felüláteresztő és egy aluláteresztö szűrő soros kapcsolását adja. Ez a megoldás nagy AQ sávszélesség­ igénynél előnyös. AQ ^ 1 kisebb sávszélességnél két másodfokú sáváteresztő alaptag soros kapcsolása kedvezőbb. A két sáváteresztő hangolási frekvenciáját, rezonanciafrek­ venciáját kissé eltoljuk egymástól. Az eljárást széthangolt megoldásnak (staggered tuning) nevezzük. A sáváteresztők méretezéséhez felbontjuk a (14.26) egyenlet számlálóját két F-t tartalmazó tényezőre: A r

AiP) =

— aP Qi P

(14.29)

1 P

1+ — +(aP)2 1+

+

Együttható-összehasonlítás után a (14.26) és (14.24) egyenlettel a szűrőtagok jellemzői: Q

1. szürötag

fo a

Q,

A,

1 b.

(14.30) 2. szürötag

<

ÍZ h

Itt /o a sáváteresztő eredő sávközép-frekvenciája, és A ^ az erősítés ezen a sávközép­ frekvencián, a-t és Qi-t a (14.27) és (14.28) egyenletből számíthatjuk ki.

A szűrők méretezését gyakoroljuk egy feladat megoldásával! Legyen a Butter­ worth sáváteresztő szűrő sávközép-frekvenciája 1 kHz és sávszélessége 100 Hz. Az erősités közepes frekvencián: ,•!„,= 1. Először irjuk ki a 14.14. ábra táblázatából a másodfokú Butterworth aluláteresztő szűrő együtthatóit: ÍÍI = 1,4142 és 1. AQ = 0,l miatt a (14.27) egyenletből a = 1,0360. A (14.28) egyenletből Qi= 14,15. A (14.30) táblázatból A,= 1 , 4 1 5 , = 965 Hz é s / , 2 = 1,036 kHz adódik.

14.7. Másodfokú sáváteresztő szűrők megvalósítása Ha sorbakötünk egy-egy elsőfokú felül- és aluláteresztő szűrőt a 14.32. ábrán látható módon, akkor az alábbi átviteh egyenletű sáváteresztőt kapjuk: _ 1 1 _ apRC 1+

í

JRC

1+^^

~

l + a^

1+

pRC+(pRCy

•

CO, = 1 IRC rezonanciafrekvenciával a normált alak: aP

A{P) = 1+

P + P2

1

1

1

14.32. ábra. Sáváteresztő elsőfokú alul- és felüláteresztő szűrőből

A Q jósági tényező a (14.24) egyenlet együtthatóival való összehasonlítás után:

e - l + a^' a = 1-nél a g-nak maximuma van, ö m a x " ^ 1/2. Tehát ez lehet a legnagyobb jósági tényező, ami elsőfokú szűrők soros kapcsolásánál előfordulhat. Nagyobb jósági tényezőnél a (14.24) egyenlet nevezőjének komplex gyökei vannak. Ilyen nullahe­ lyeket tartalmazó átviteli függvény csak RLC kapcsolásokkal, vagy aktív RC kapcsolásokkal valósítható meg, amivel a továbbiakban foglalkozunk.

14.7.1. LRC

szűrők

Sáváteresztők hagyományos módon rezgőkörökkel valósíthatók A 14.33. ábra olyan kapcsolást szemléltet, amelynek átviteli függvénye: A{p) =

meg.

pRC l+pRC+p^LC

(Oq = 1 /][LC rezonanciafrekvencia bevezetésévei, és P=pjco^ normálással: R A{P) = \+R

C L

A (14.24) egyenlettel végzett együttható-összehasonlitás után: 1 IL ^ = -R —,

A=l.

es

Nagyfrekvenciás tartományban az áramköri induktivitásokat könnyen, kis veszte­ ségi tényezővel realizálhatjuk, kisfrekvenciás tartományban azonban az induktivi­ tások mérete aránytalanul nagy és elektromos paraméterei rosszak. Ha a 14.33. ábrán látható áramkörrel / q = 10 Hz rezonanciafrekvenciájú szűrőt kell építeni, akkor 10 |iF kapacitásnál L = 25,3 H induktivitás szükséges. C

R

1

i

1

14.33. ábra. LRC sáváteresztő

A 14.4.1. pontban szereplő aluláteresztő és felüláteresztő megoldásokhoz hasonlóan a szűrőinduktivitásokat például girátorok segítségével is szimulálhat­ juk. Ez az út a sávszűrőknél is járható, de a költséges és bonyolult áramkörtechni­ kai megoldás miatt szintén előnytelen. Kedvezőbb, ha a (14.24) által előírt frekven­ ciamenetet közvetlenül, RC visszacsatoló hálózat és műveleti erősítő alkalmazásá­ val valósítjuk meg.

14.7.2. Többszörös negatív visszacsatolású sáváteresztő szűrő A többszörös negatív visszacsatolás elvét sáváteresztőnél is használhatjuk. A kapcsolást a 14.34. ábrán látjuk. Átviteli függvénye:

P 2 P 3

Cco^P

AiP) =

2R]Rrt R-iRjR^ — Ca,oP + R1 + R3 R1 + R3 A (14.24) egyenlettel való összehasonlítás alapján P^ együtthatója szükségszerűen: 1. Ebből a rezonancíafrekvencía: 1+

1

IR, + Rz

2nC

R 1 P 2 R 3

(14.31)

c4= ff,

c

fí.

1

14.34. ábra. Többszörös negatív visszacsatolású sáváteresztő Rezonanciafrekvencia:

1 InRC ' f/

/o

R1R2R3

'

p

Erősítés / o frekvencián: Jósági

-A^

=

tényező:

1 B •• KR.C

Sávszélesség:

Ha ezt az összefüggést behelyettesítjük a frekvenciamenet egyenletébe, akkor a (14.24) összefüggés együtthatóival való összehasonlítás után a következő eredmé­ nyeket kapjuk: (14.32) 1 /R^iR. + Rs)

Ö=

2

R,R,

=

nR.Cfo.

(14.33)

Látható, hogy az erősítés, a jósági tényező és a rezonancíafrekvencía ismét függet­ lenül választható meg. A szűrő sávszélessége a (14.33) egyenletből: B =

fo

1

A sávszélesség i?i-től és i?3-tól független, másrészt.a (14í32) egyenlet s z e r i n t e , 410

i?3-tól nem függ. Ezért i?3-mal változtathatjuk a rezonanciafrekvenciát a sávszéles­ ség és az erősítés megváltoztatása nélkül. Ha elhagyjuk az ellenáhást, akkor a szűrő működőképes marad, azonban jósága ^^-től függ, ugyanis a (14.33) egyenlet­ ből, ha i?3 - > 0 0 , akkor -A=2Q\ Ahhoz, hogy a kapcsolás hurokerősítése egynél sokkal nagyobb legyen, a műveleti erősítő nyílthurkú erősítésének lényegesen nagyobbnak kell lennie 2Q^-né\. R^ ellenállást alkalmazva kis erősítés esetén is lehet nagy a jósági tényező. A 14.34. ábra alapján belátható, hogy az erősítés azért csökken, mert a bemenőjelet az RiR^ feszültségosztó leosztja, ezért ebben az esetben is olyan műveleti erősítőre van szükség, amelynek nyílt hurkú erősítése 2Q^-né\ lényegesen nagyobb. Ez a követel­ mény azért szigorú, mert a rezonanciafrekvencián is teljesülnie kell. A műveleti erősítő kiválasztásánál ezt különösen nagyfrekvencián vegyük tekintetbe. Az áramkör méretezését ismételjük át egy számpélda segítségével. A sávszűrő /o rezonanciafrekvenciája: 10 Hz, Q jósági tényezője pedig: 100. A sávhatár-frek­ venciák : 9,95 Hz és 10,05 Hz. Az A^ erősítés rezonanciafrekvencián legyen 10. Az egyik áramköri elem értékét szabadon megválaszthatjuk, legyen pl. C= 1 jiiF. A (14.33) egyenletből: i?2 =

= 3,18 M O .

Ezzel a (14.32) összefüggésből: R R, = — — = 159 kO. -2A, Az i?3 ellenállást a (14.31) egyenletből kapjuk meg: -A,Ri

i?3

'

=

— = 79,5 O. 20^-^ A,

A műveleti erősítő nyílthurkú erősítése rezonanciafrekvencián 2Q^ = 20 000-nél nagyobb kell hogy legyen. Az áramkör előnyös tulajdonsága az, hogy kissé pontatlan méretezés esetén sem hajlamos gerjedésre a rezonanciafrekvencián. A műveleti erősítőt természete­ sen megfelelő frekvenciakompenzálással is el kell látni, mert egyébként nagyfrek­ venciás gerjedés lép fel.

14.7.3. Egyszeres pozitív visszacsatolású sáváteresztő szűrő A sáváteresztő realizálásának harmadik lehetősége a 14.35. ábra szerinti egyszeres pozitiv visszacsatolt elrendezés. Az áramkör erősítése a pozitív bemenet­ től a kimenetig /c, amit az R, és (k- l)i?i ellenáhásokkal létrehozott visszacsatolás valósit meg.

14.35. ábra. Egyszeres pozitív visszacsatolású sáváteresztő 1 Rezonanciafrekvencia: f^ = 2nRC' Erősítés / o frekvencián: Jósági tényező:

A, =

k

3-k 1 Q = 3-k

'

A szűrő erősítése: AiF) =

kRCcOoF 1 + RC(Doi3 - k)P + R^CWoP^ '

A (14.24) egyenlettel való együttható-összehasonlítás után a méretezési egyenlete­ ket kapjuk: 2nRC' A =

k

1

3 ^ Az áramkör hátránya, hogy Q és nem vehető fel egymástól függetlenül. Előnye, hogy a jósági tényező k változtatásával a rezonanciafrekvenciától függetle­ nül változtatható. Ha A' = 3, akkor az erősítés végtelen nagy, azaz gerjedés lép fel. A belső k erősítés beállításának pontosságára annál érzékenyebb az áramkör, minél közelebb van k értéke a 3-hoz.

14.1 A . Sávszűrő ellenállásos visszacsatolással A 14.4.4. pontban láttuk, hogy nagyfrekvenciás alkalmazásokban magát a műveleti erősítőt is felhasználhatjuk frekvenciameghatározó elemként. Ezzel a módszerrel nem csak aluláteresztő, hanem sávszűrő is kialakítható. Ehhez a 14.25.

ábra aluláteresztö kapcsolásán szereplő Í7i-et használhatjuk fel kimeneti feszült­ ségnek. A sávszűrő átviteh karakterisztika meghatározásához a kapcsolás (14.18) egyenlettel megadott, aluláteresztő átviteli karakterisztikájából indulhatunk ki úgy, hogy figyelembe vesszük az Uy^-^ és az C/i közötti kapcsolatot. A (14.15) szerint a. A A 1+7Ezt a (14.18) egyenletbe helyettesítve, az Í7i-re vonatkoztatott átviteh függ­ vényre az alábbit kapjuk:

aRJj

A{P) = 1 + ^^^^

p+

r

1

R,{R^+R,y\ R,R,

_

A (14.24) egyenlettel való együttható-összehasonlítás alapján: (14.34)

Q =

1+

oRJr

(14.35)

RsÁ '

R,iR^ + R , ) i n Ri + Rz

(14.36)

= 1.

Ja/?

A kapcsolás méretezésére a 14.4.4. pontban ismertetett szempontok érvényesek, vagyis az fjfj arányok kb. 0,1...0,2-nek és a értékének kb. 0,01...0,1 között célszerű lennie. Először R^ értékét vesszük fel, és a (14.34) egyenletből kiszámoljuk R^-t. Ezután az fjfj értékét vesszük fel. Ekkor már kiszámolhatjuk a (14.35) és (14.36) egyenletek felhasználásával az a és R^ értéket: es

a =

i?3

=

e/h

JT

Ha a-ra nem kapunk elfogadható értéket, akkor vagy az fJfj arányt, vagy az erősítés értékét kell megfelelő irányban megváltoztatnunk. A méretezést egy számpéldával szemléltethetjük: olyan sávszűrőre van szüksé­ günk, amelynek adatai: f^ = 100 kHz; Q = 3 és A^= - 5 . i?i-re 1,5 kíl-ot felvéve i?2 = 7,5 kO adódik. Tételezzük fel, h o g y / J / x = 0,2, vagyis A =500 kHz. Ebből a = 0,067 és i?3 = 8 3 3 O adódik.

Aluláteresztő — sávzáró transzformáció A sávzáráshoz olyan szűrő kell, amelynek erősítése rezonanciafrekvencián 0, ennél nagyobb és kisebb frekvencián pedig egy állandó értékhez tart. Az ilyen szűrőt sávzáró szűrőnek nevezzük. A szelektivitás jellemzésére a Q= fJB zárási jósági tényezőt használjuk, ahol 5 a 3 dB-es zárási sávszélesség. Minél nagyobb a szűrő jósága, annál meredekebb az erősítés változásának meredeksége az /q rezonanciafrekvencia közelében. A sáváteresztő szűrőkhöz hasonlóan a sávzáró szűrőknél is egy aluláteresztő szűrő karakterisztikájának transzformálásával állítjuk elő a frekvenciatartománybeU amplitúdókarakterisztikát. A transzformáció a P változó helyébe a AQ -

(14.37)

kifejezés helyettesítésével történik, ahol AQ= l/Q a normált 3 dB-es sávszélesség. A transzformációval az aluláteresztő szűrő amplitúdókarakterisztikáját a 0 ^ Í3 ^ 1 sávból a sávzáró szűrő 0 S ^ ú ^hi áteresztő tartományába képez­ zük le. Ezenkívül megjelenik logaritmikus léptékben a rezonanciafrekvenciára 0

R

-5

/q=i OQ

-10

/

-15

< -20 90° ^5°

Vq=io"^

0°

-90° 0,1

0,2

0,5

1

2

5

Ü 14.36. ábra. Másodfokú sávzáró szűrő erősítésének és fázisforgatásának frekvenciamenete Zárási jósági tényező: Q=-\ és Q= 10

tükrözött tartomány is. Az Q=l rezonanciafrekvencián az átviteli függvénynek nullhelye van. A sáváteresztőkhöz hasonlóan a transzformálás következtében itt is megduplázódik a szűrő fokszáma. A gyakorlatban nagyon fontos az elsőfokú aluláteresztő szűrő transzformálása. A transzformálás után másodfokú sávzáró szűrőt kapunk, amelynek átviteli függvénye:

l + AQP + P^

(14.38)

1 1+

-P+P^ Q

Ebből számithatjuk ki az amplitúdó- és a fáziskarakterisztikát: Ao \ AI

l-Q^\

=

( 1

-2 Q

(p = arctg

A 14.36. ábrán a két karakterisztikát látjuk 1 és 10 zárási jósági tényezőkre. A (14.38) egyenlet nevezője azonos a (14.24) sávszűrő egyenlet nevezőjével. Már akkor bebizonyítottuk, hogy passzív RC áramkörök maximális jósági ténye­ zője Q = 1/2 lehet. Nagyobb jósági tényező eléréséhez RLC hálózatok, vagy külön­ leges aktív RC kapcsolások kellenek.

14.9. Másodfokú sávzáró szűrők megvalósítása 14.9.1. LRC

sávzáró szűrő

A sávzáró szűrők realizálásának régóta ismert módszere a 14.37. ábrán látha­ tó szívókörök alkalmazása. Rezonanciafrekvencián az ideális soros rezgőkör rövidzárt képez, és a kimeneti feszültség 0 lesz. A kapcsolás átviteli függvénye: Aip)^

Ebből megkapjuk az CÜQ =

1

l+p^LC l+pRC+p^LC

rezonanciatVekvenciát, és a normálást elvégezve:

f l c

1+P2

A(P) = l+R

c ' - P + P 2

R

!

L

f Q

14.37. ábra. LRC sávzáró szűrő

A csillapítási jósági tényezőt a (14.24) egyenlettel való együttható-összehasonlítás­ sal kapjuk meg:

ami csak akkor igaz, ha a tekercs veszteségmentes. Egyébként a kimeneti feszültség nem 0. Az induktivitások alkalmazására ugyanazok a szempontok érvényesek, mint a sávszűrőknél.

14.9.2. Aktív, kettős T sávzáró szűrő A 2.6. szakaszban már láttuk, hogy a kettős T tag sávzáró karakterisztikájú. Az alapelrendezés zárási jósági tényezője Q = 0,25, ami megnövelhető, ha a kettős T szűrőt az erősítő visszacsatoló ágába helyezzük. Egy megoldást szemléltet erre a 14.38. ábra. Nagy- és kisfrekvencián a kettős T szűrő változatlanul átviszi a bemenő jelet. Az impedanciaváltó kimeneti feszültsége ilyenkor kU^e. Rezonanciafrekvencián a kimeneti feszültség 0. Ekkor a kettős T szűrő úgy működik, mintha az R/2

c II II

i> '

R

R

1

C 1!

^2C

14.38. ábra. Aktív kettős T sávzáró szűrő 1 Rezonanciafrekvencia: /Q = InRC' Erősítés: AQ-= k; 1 Zárási Jósági tényező: Q = 2(2-k)

1

ellenállást a földre kötöttük volna. Ezért változatlan az / o = IjlnRC frekvencia. A szűrő átvitele eredőben: A{P) =

\ + 2{2-k)P

rezonancia­

+ P^

Ebből a szűrőadatokat közvetlenül kiolvashatjuk. Ha a feszültségkövető erősítése 1, akkor 0 = 0,5. Ha a erősítés 2-höz tart, akkor Q a végtelen felé közelít. A kapcsolás jó működésének feltétele a kettős T szűrő rezonanciafrekvenciá­ jának és erősítésének optimáhs behangolása. Nagyobb jósági tényezőnél ez nehéz, mert az ellenállások megváltozása mindig mind a két paraméterre hatással van. Ebben a tekintetben az aktív Wien - Robinson-sávzáró kedvezőbb.

14.9.3. Aktív, Wien - Robinson sávzáró szűrő A 2.5. szakaszban már láttuk, hogy a Wien - Robinson-híd is sávzáró szűrő. Jósági tényezője ugyan nem sokkal nagyobb a kettős T szűrőénél, azonban erősítő visszacsatoló körébe helyezett szűrővel ez tetszőlegesen megnövelhető. A kapcso­ lást a 14.39. ábrán láthatjuk.

C4=

2R.

Ro

I 14.39. ábra. Aktív Wien - Robinson sávzáró szűrő 1 Rezonanciafrekvencia: fo = InR^C ' Erősítés: Zárási jósági tényező:

Q =

1+a

Az áramkör erősítése U,

figyelembevételével:

1

l+a A{P)

=

-

(l+P^)

3

1+ l+a Ebből a szűrő jellemzői kiadódnak. A kapcsolás méretezéséhez vegyük fel /o, AQ, 0 és C értékét, ezekkel az alábbi eredményeket kapjuk: 1 IU/QC a = 3Q-1

és

/] =

-3AQQ.

A szűrő rezonanciafrekvenciájának hangolásakor mindkét R2 ellenállást együttfutóan, folyamatosan változtatjuk, és a C kondenzátorokat sávonként át­ kapcsoljuk. Az együttfutási hiba hatásának kiküszöbölésére, amikor a rezonancia­ frekvenciát a szűrő nem szűrné ki teljesen, kismértékben változtathatjuk a IR^ ellenállást.

14.10. Mioáeiitáteresztő kapcsolások 14.10,1. Alapok Az eddig ismertetett kapcsolások erősítése és fázisforgatása a frekvencia függvényében változott. Ebben a fejezetben olyan kapcsolásokat ismertetünk, amelyek erősítése állandó annak ellenére, hogy fázisforgatásuk frekvenciafüggő. Ezeket az áramköröket mindentáteresztő kapcsolásoknak nevezzük és fáziskorrek­ torként, valamint késleltetőként használjuk. ' Először azt ismertetjük, hogy miként jutunk el egy aluláteresztő szűrő frek­ venciamenetétől a késleltető kapcsolás frekvenciamenetéig. E célból helyettesítsük a (14.11) egyenlet számlálójában levő AQ állandót, a nevező konjugált komplex kifejezésével, ekkor egységnyi erősítést és kétszeres fázistolást kapunk:

A(P) =

-

=

ll(l-a,P +

tí^^

i

n'" ,iiy^b^i^f

= +

^Ö^'

i

= ' 1 exp( - 2ja) = expiM,

(14.39)

ahol


- 2 X arc tg

""f

(14.40)

A mindentáteresztő kapcsolás jelentősége különösen a jelek késleltetése terén számottevő. A torzítatlan jelátvitel egyik feltétele az állandó erősítés, ez mindent-

áteresztőkre eleve teljesül, a másik, hogy a csoportfutási idő minden frekvencián áhandó legyen. Azt :a szűrőtípust, amelyiknél ez a feltétel a legjobban teljesül, a Bessel- aluláteresztő -szűrőknél már megismertük, ahol a csoportfutási időt Butterworth-approximációval közelítettük. „Butterworth mindentáteresztő" kapcsolás­ hoz tehát csak a Bessel-együtthatókat kell behelyettesíteni a (14.39) egyenletbe. Az így kapott frekvenciamenetet célszerű átnormálni, mert az aluláteresztő 1

üi

bi

/I//H

Qi

^GRO

1

1

0,6436

0,0000

1,554

-

0,2049

2

1

1,6278

0,8832

1,064

0,58

0,5181

3

1 2

1,1415 1,5092

0,0000 1,0877

0,876 0,959

_

0,8437

0,69

4

1 2

2,3370 1,3506

1,4878 1,1837

0,820 0,919

0,52 0,81

1,1738

5

1 2 3

1,2974 2,2224 1,2116

0,0000 1,5685 1,2330

0,771 0,798 0,901

_

1,5060

0,56 0,92

6

1 2 3

2,6117 2,0706 1,0967

1,7763 1,6015 1,2596

0,750 0,790 0,891

0,51 0,61 1,02

1,8395

7

1 2 3 4

1,3735 2,5320 1,9211 1,0023

0,0000 1,8169 1,6116 1,2743

0,728 0,742 0,788 0,886

_

2,1737

0,53 0,66 1,13

8

1 2 3 4

2,7541 2,4174 1,7850 0,9239

1,9420 1,8300 1,6101 1,2822

0,718 0,739 0,788 0,883

0,51 0,56 0,71 1,23

2,5084

9

1 2 3 4 5

1,4186 2;6979 2,2940 1,6644 0,8579

0,0000 1,9659 1,8282 A,6027 1,2862

0,705 0,713 0,740 0,790 0,882

_

2,8434

0,52 0,59 0,76 1,32

1 2 3 4 5

2,8406 2,6120 2,1733 1,5583 0,8018

2,0490 1,9714 1,8184 1,5923 1,2877

0,699 0,712 0,742 0,792 0,881

0,50 0,54 0,62 0,81 1,42

n

10

; •

3,1786

14.40. ábra. Mindentáteresztő együtthatók futási időben maximáMs lapos karakterisztikához

3.5 3,02.5 2,0 41.5 1.0 + 0.5 0 0,01

0,03

0,1

0,3

14.41. ábra. 1...10 fokszámú mindentáteresztök csoportfutási idejének frekvenciamenete

szűrő 3 dB-es határfrekvenciája itt elveszti jelentőségét. Ezért az és együttható­ kat úgy számítjuk át, hogy a csoportfutási idő Í2= 1-nél a kisfrekvencián kapott csoportfutási időhöz viszonyítva l/)/2-ed részére csökken. Ezeket az együtthatókat a 14.40. ábra táblázata tartalmazza egészen a 10. fokszámig. A csoportfutási idő az az idő, amellyel a mindentáteresztő kapcsolás a jelet késlelteti. A (14.%) definíció szerint a (14.40) egyenletből: T

= — = t f = "

—= - V

^-^ - ~ T i t l + (^?-2Z?,)í2^ + Z??í3^*

271^0

41) ^ • ^

n4

Kisfrekvencián a csoportfutási idő ebből: ^csO =

"Z

n amit minden fokszámra megad a 14.40. ábra táblázata. A táblázatban a

pólusjóság is szerepel. Mivel ennek értéke az átnormálás során nem változott, ezért megegyezik a Bessel-szűrőknél megadottakkal. A szűrőtagok ellenőrzésére megad­ tuk a z é r t é k e i t is, a h o l / | az a frekvencia, ahol a másodfokú alaptag fázisforga­ tása - 180°, és az elsőfokú alaptag fázisforgatása - 9 0 ° . Ezt a frekvenciát sokkal egyszerűbb megmérni, mint a csoportfutási idő határfrekvenciáját. Az 1...10 fok­ számú késleltető kapcsolások csoportfutási időinek frekvenciamenetét a 14.41. ábrán szemléltetjük. A mindentáteresztő kapcsolások méretezésének sorrendjét a következő szám­ példával gyakorolhatjuk. Egy 0...1 kHz frekvenciatartományú jelet ? c s o ^ 2 ms

idővel kell késleltetni. A jelentősebb fázistorzítás elkerülésére a késleltető kapcsolás határfrekvenciája 1 kHz-nél lehetőleg nagyobb legyen, vagy legfeljebb 1 kHz-cel lehet egyenlő. A (14.9a) egyenlet szerint a megadott értékekkel r,so ^

2 ms • 1 kHz = 2,00.

A 14.40. ábra táblázatából kikereshetjük, hogy ehhez legalább hetedfokú szűrő keh. Ennél 7^^ = 2,1737. Mivel pontosan 2 ms csoportfutási idő szükséges, ezért a határfrekvencia 2,1737 -csO = 1,087 kHz 2 ms ^csO kell hogy legyen.

14.10.2. Elsőfokú mindentáteresztő kapcsolások realizálása Azonnal látható, hogy a 14.42. ábra kapcsolásának erősítése kisfrekvencián pozitív és egységnyi, és nagyfrekvencián - 1. Tehát a fázisforgatás 0°-ról - 180°-ra változik. Az áramkör akkor nevezhető mindentáteresztő kapcsolásnak, ha erősíté­ se közepes frekvencián is egységnyi. Ellenőrzésére számítsuk ki az átviteli függ­ vényt : l-pRC l-RCco^P A{P) = l+pRC l + RC(D^P' Az erősítés abszolút értéke tehát valóban állandó és egységnyi. A (14.39) egyenlet­ tel való együttható-összehasonlítás után RC =

^1

2< A csoportfutási idő kisfrekvenciás határértéke a (14.41) egyenlet alapján: tcso =

2RC,

A 14.42. ábrán feltüntetett elsőfokú késleltetőkapcsolás mint nagyátfogású fázistoló működik. Az R ellenállás változtatásával a fázisforgatás 0...180° között beállítható az amplitúdó változása nélkül. A fázisforgatás: (p = - 2 a r c t g ( 2 7 r / i ? C ) .

R C 14.42. ábra. Elsőfokú mindentáteresztő

14.10.3. Másodfokú mindentáteresztő kapcsolások realizálása Egy másodfokú mindentáteresztő kapcsolást például úgy realizálhatunk, hogy a sávszűrő bemeneti feszültségéből kivonjuk a kimeneti feszültségét. Ekkor az elrendezés erősítése: A,

l-A,

— F

P' +

1+

Ö

A(F) ^

=

Q

-

1

^

-

=

-

1

1+

-

.

1

1+

+ F^

—F

Q

—F

+ F^

Q

Látható, hogy az eredő A^ = 2-nél mindentáteresztő kapcsolás átviteli egyenletét adja, ami azonban nem a mindentáteresztő határfrekvenciájára, hanem a sávszűrő rezonanciafrekvenciájára van normáivá. A megfelelő átnormálást végezzük el, ehhez helyettesítsük az CŰ^ = PCŰQ

kifejezést, ekkor

P = fiP— = pP. — COo co^

F = Ezzel az erősítés:

-P + p^P^

1 -

Q

A(P)

^ . 1 + -P + B^F^ Q A (14.39) egyenlettel való együttható összehasonlítás után «i

fi = -

és

bi = ^ .

Ezután a sávszűrőre a következőt kapjuk: A,= 2,

Wx Q = —

=Q.

A realizálást például a 14.34. ábrán látható sávszürőkapcsolással végezzük. Mivel a jósági tényezője viszonylag kicsi, az /?, ellenállást elhagyhatjuk, és ehelyett az erősítést az Rja ellenállással állíthatjuk be. A kapcsolás átviteli egyenlete ^ 1+ ^ '

- aR,)Cco^P + l + 2R,Cco^,P +

R,R,CW^P^

R,R2acolP2

R

R

1

1 14.43. ábra. Másodfokú mindentáteresztő

A (14.25) egyenlettel való együttható-összehasonlitás után R2 = 1 b.

Q\'

A 14.43. ábrán látható elrendezés más célra is használható, ha ugyanis IRi-aR^

= 0,

akkor sávzárót kapunk.

14.11. Hangolható univerzális szűrő Az eddigiek alapján a másodfokú általános szűrőtag átviteli egyenletének általános alakja do + diP + d2P^ ^(P^= \ p2' (14.42) Az eddig megismert szűrőtípusoknál a (14.42) egyenlet számlálója a következőkép­ pen alakul: Aluláteresztő szűrőnél Felüláteresztő szűrőnél Sáváteresztőnél Sávzárónál Mindentáteresztőnél

d, = d2 = 0, do = d, = 0, do = d2 = 0, di = 0, dQ = d2, do = Co, d, =

-c,,

d2 = C2.

A számláló együtthatói tetszőleges előjelűek lehetnek, míg a nevező együtthatói stabilitási okokból mindig pozitívak kell legyenek. A jósági tényezőt a nevező együtthatói határozzák meg: Q

(14.43)

Beállítható együtthatójú szűrő Eddig minden szüröfajtát lehetőleg egyszerű kapcsolással valósítottunk meg. Előfordul azonban, hogy egyetlen áramkörrel kell mindenfajta szűrőt realizálni a (14.42) egyenlet alapján, amely számlálójának együtthatói ráadásul tetszőlegesek lehetnek. Ezt a feladatot a 14.44. ábrán látható kapcsolással teljesíthetjük. A kap­ csolás előnye, hogy minden együtthatót egymástól függetlenül változtathatunk, mert minden együttható csak egyetlen elem értékétől függ. A kapcsolás átviteli függvénye: A{P) =

/0 + / i 6 0 i T P + / 2 6 0 g T 2 i > 2

(14.44)

ahol COo a normálási frekvencia és z = RC a két integrátor időállandója. A k^ és együtthatók ellenállásarányok és mindig pozitívak. Ha a számláló együtthatóinak előjelét akarjuk megváltoztatni, akkor a szűrő bemeneti feszültségét egy további műveleti erősítővel invertáljuk, és a megfelelő ellenállást oda csatlakoztatjuk.

14.44. ábra. Másodfokú tetszőlegesen beállítható együtthatójú univerzális szűrő

A nagyobb fokszámú szűrők reahzálásához az integrátorok számát növeljük. Sokszor egyszerűbb a teljes szűrőt másodfokú alaptagok kaszkád kapcsolásával megvalósítani. Az áramkör méretezését gyakoroljuk egy feladat megoldásával. Méretezzünk egy másodfokú mindentáteresztő kapcsolást, amelynek csoportfutási ideje maximáHsan lapos közelítésű és kisfrekvencián 1 ms. A 14.40. ábrán látható táblázatból 0 1 = 1,6278, 0,8832 és 7^,0 = 0.5181. A (14.9Ö) egyenlettel a határfrekvencia: r,,o

Á = ~^= csO

0,5181 1

ms

= 518,1

Hz.

Legyen T = 1 ms és együttható-összehasonlítás után a (14.44) és (14.39) egyenlettel, ha COo = 27r/h = 3,26

kr/s. ^0 ~ ^0 ~ 1?

= 0,5,

= 0,0833. (cooTy

I2 együttható kis értéke nehezen oldható meg. Ha r-t csökkentjük, ^ nő. Legyen ezért T = 0,3 ms, akkor ^0 ~~ ^0 ~

^?

11 =

1,67

=

és

12 = k2 = 0,926. Szűrő beállítható paraméterekkel Gyakran követelmény sáváteresztőknél, hogy a rezonanciafrekvencia, jósági tényező és a rezonanciafrekvencián értelmezett erősítés egymástól függetlenül változtatható legyen. A (14.44) és (14.24) egyenlet összehasonhtásából látjuk, hogy a jósági tényező beállításához az erősítés megváltozása nélkül az és k, együttha­ tót kellene egyszerre változtatni. A 14.45. ábra szemlélteti, hogyan lehet két elem egyidejű változtatását elkerülni. A kapcsolás érdekessége, hogy a kimenet megválasztásától függően egyszerre sáváteresztőként, sávzáró szűrőként, alul-, ill. felüláteresztő szűrőként is használ­ ható. A szűrő számításánál a következő összefüggésekből induljunk ki: Ukii = - a U b e - U k i 3 ,

pRC'

pRC' A négy kimeneti feszültségből hármat mindig kiejtve az egyes kimenetekre az alábbi átviteh kifejezéseket kapjuk:

\+pRC(o^P

+ R^CWoP^

oipR^acolP^

u

be

ki 3

u.

be

UH4

u

be

\+pRCco^P+R^C^colP^ afiRCcOoP \+pRCcOoP + P^CWoP^

(sávzáró szűrő),

(másodfokú felüláteresztő szűrő),

(sáváteresztő),

gyg

\+pRC(Oi,P + R^C^colP^

(másodfokú aluláteresztő szűrő).

A (14.38), (14.12), (14.24) és (14.11) egyenletek együtthatóival való összehasonlítás után a szűrő jellemzői:

Sávzáró

ö

Felüláteresztő

ö

Sáváteresztő v

Aluláteresztő

^

ó

1

14.45. ábra. Másodfokú univerzális szűrő beállítható paraméterekkel /o=l/27ri?C,

Sáváteresztő: Sávzáró szűrő:

e=i/)6. Aluláteresztő f^ = \[b,llnRC,

Felüláteresztő f^=l/2nRC][bi,

Látható, hogy a sávszűrőként vagy sávzáróként való alkalmazásnál a rezonancia­ frekvencia, az erősítés és a jósági tényező egymástól függetlenül változtatható. Ez azért lehetséges, mert a rezonanciafrekvenciát kizárólag az RC szorzat határozza meg. Mivel i? és C az ^4 és g egyenletében nem fordul elő, ezért a frekvenciát A és Q változtatása nélkül állíthatjuk be. A két utóbbi jellemző egymástól függetlenül állítható be az R^/OÍ és R2IP potenciométerekkel. Az alul- és felüláteresztő szűrők méretezési egyenleteiből látható, hogy fi meghatározza a szűrőtípust, az RC szorzat a határfrekvenciát és a az erősítést. Adott szűrőtípusnál (fi = állandó) a határfrekvenciát és az erősítést egymástól függetlenül beállíthatjuk. A fi együttható egyenlő a Qi jósági tényező reciprokával, amit a 11.14. ábra táblázatában megtalálhatunk, és a sáváteresztő Q jósági tényezőjének felel meg. A formálisan bevezetett Qi=fbilai pólusjóság tehát láthatóan az azonos nevezőpolinomú sáváteresztő jósági tényezőjének felel meg. Beállítható paraméterű szűrők széles választékban kaphatók integrált kivitel­ ben, pl.: AF100..,AF151 National U A F 1 1 . . .U AF41 Burr-Brown

Szűrőparaméterek elektronikus vezérlése Kisfrekvencián az R ellenállásokra nagyon nagy értékek adódnak. Ilyenkor előnyös lehet, ha az ellenállások elé feszültségosztót kapcsolunk. A feszültségosztó kisohmos potenciométerrel működhet. Ez az eljárás az R, és i?2 jelű ellenállásoknál is bevezethető. Ha a szűrőparamétert feszültséggel akarjuk vezérelni, akkor a feszültségosztót analóg szorzóval helyettesítjük, amelynek másik bemenetére vezérlőjelet adunk, amint a 14.46. ábrán látható. A hatásos ellenállás: E be 2

ahol Í7be 2 ^ vezérlő feszültség. Ha a frekvenciameghatározó R ehenáhások helyett ilyen kapcsolást használunk, akkor a sávszűrő rezonanciafrekvenciája: r -

1 ITÍRQC

^be2

E

tehát a vezérlő feszültséggel arányos.

14.46. ábra. Szorzó az ellenállások vezérléséhez

A szűrőparaméterek digitális vezérléséhez az analóg szorzó helyett szorzó típusú digitál — analóg átalakítót használunk, amely a referenciafeszültség és a Z digitáhs számérték szorzatával arányos feszültséget ad:

Előnyös az olyan típus beépítése a szűrőbe, amelynél a referenciafeszültség tetsző­ legesen pozitív és negatív is lehet. Ilyen megfontolásból nagyon kedvezőek a CMOS D/A átalakítók, amelyekkel a 24.2. szakaszban fogunk foglalkozni. Mivel azonban az ellenállásszint-toleranciájuk jelentős, ezért a 14.15. ábra kapcsolásában nem lehet egyszerűen előtét-ellenállásként használni. Az ellenállás abszolút értéké­ nek hatása kiküszöbölhető, ha olyan műveleti erősítőt kapcsolunk utána, amelyik a D/A átalakító egyik ellenállásán át kap negatív visszacsatolást. A digitáhs frekvenciabeállítás eredő kapcsolását a 14.47. ábrán látjuk. Mindkét integrátor elé egy-egy D/A átalakítót kötöttük. Ilyenkor az integrátor egyenértékű ellenállására az alábbit kapjuk:

Felül­ áteresztö (j^

Sáváteresztő

6

1

Aluláteresztő

1

14.47. ábra. Digitálisan vezérelhető hangolási frekvenciájú univerzális szűrő

és a rezonanciafrekvencia 2nRCZ^^^+\ Ha a Z szám maximális, tehát minden bitje egyes, akkor gyakorlatilag ugyanazt a rezonanciafrekvenciát kapjuk, amit a 14.45. ábrán látható kapcsolásnál. A 14.45. ábrához viszonyítva a negatív visszacsatoló hurkokat némileg módo­ sítottuk, mert a D/A átalakító az őt követő műveleti erősítővel együtt előjelváltást okoz. A D/A átalakító kimenetének nagy dinamikatartományúnak kell lenni, ha a frekvenciát széles határok között változtatjuk. Az egyenfeszültségű hiba csökken­ tésére kis ofszetfeszültségű műveleti erősítőket használjunk. Megfelelő típus példá­ ul, amely ezen felül még nagy tranzitfrekvenciájú is, az OP —27 a PMI cégtől. D/A átalakító céljára megfelel az A D 7528 típus az Analóg Devices-től, mert két D/A átalakítót tartalmaz egy közös számítógép-illesztővel együtt.

1

15. Oszcillátorok

Ebben a fejezetben olyan kapcsolásokat ismertetünk, amelyek szinuszos rez­ géseket állítanak elő. Az LC oszcillátor frekvenciáját egy rezgőkör, a kvarcoszcillá­ torét a kvarc, a Wien-hidas és az analóg számítógépes oszcillátorokét pedig RC tagok határozzák meg. A függvénygenerátorok első lépésben háromszögjeleket adnak, amit szinuszos jellé alakítunk át.

15.1. L C oszcillátorok A szinusz alakú jel előáhításának legegyszerűbb módja az LC elemekből álló rezgőkör csillapításának kompenzálása egy erősítővel. A következő fejezetben néhány általános szempontot részletesen is megtárgyalunk.

15.1.1. Általános berezgési feltétel A 15.1. ábra az oszcillátorok elvi elrendezését mutatja. Az erősítő a bemeneti feszültséget A-szorosára erősíti. Az U2 és Ui feszültség között járulékos fázisforga­ tás keletkezik. A kimenetet az R^ terhelő-ellenállás és a frekvenciafüggő visszacsa­ toló kör terheli, ami például egy rezgőkör is lehet. Tehát a visszacsatolt feszültség: U3 = U 3 és U 2 között a fázistolást (p-vú jelöljük. Visszacsatoló hurkot záró vezeték

A, erősítő

i

visszacsatoló hálózat

I 15.1. ábra. Oszcillátor elvi felépítése

,

l

1

1

Az oszcillátor berezgési feltételének vizsgálatához szakítsuk meg a visszacsa­ toló vezetéket és zárjuk le az R^^ értékű ellenállással, amely megegyezik az erősítő bemeneti ellenállásával. Adjunk a bemenetre váltakozó feszültséget és vizsgál­ juk U3-at. Az oszcillátor rezgésének feltétele, hogy a kimeneti feszültség egyenlő legyen a bemeneti feszültséggel. Ezzel a berezgési feltétel*: Ui = U3 = #AUi. Tehát a hurokerősítés H = #A=1

(15.1)

kell hogy legyen. Ebből adódik a következő két feltétel: |H| =

I AI = 1,

(15.2)

és a + g) = 0 ±2nn, (15.3) ahol n egész szám. Az (15.2) egyenletet ampUtúdófeltételnek nevezzük. Kimondhatjuk, hogy az oszcillátor csak akkor rezeghet, ha az erősítő kompenzálja a visszacsatoló áramkör csillapítását. A fázisfeltétel alapján megállapítható, hogy rezgés csak akkor kelet­ kezik, ha a kimeneti és bemeneti feszültség azonos fázisban van. Ha a visszacsatoló hálózatot részletesebben ismerjük, meghatározhatjuk az oszcillátor rezgésének frekvenciáját és jelalakját. Példaként vizsgáljuk meg a 15.2. ábrán látható LC oszcillátort.

U2

Jff,

C--

J

I 15.2. ábra. LC oszcillátor elve

A fázist nem fordító erősítő ^^-szeresen erősíti az feszültséget. Mivel az erősítő kimenete kisimpedanciás, az LC rezgőkört az R ellenállás terheh. A feszült­ séget az 1 pontra felírt csomóponti törvény segítségével számítjuk ki: 1 u-y — u '--Cü,--\u,dt K

= 0.

L U2 = A^UI

helyettesítéssel: \-A^ ül +

RC

ül

'

H

1 LC

Ui

= 0.

(15.4)

* A hurokerősítést itt a 7.2. szakaszban bevezetettnek (—l)-szereseként definiáljuk (a lektor).

A (15.4) a csillapított rezgés differenciálegyenlete. Bevezetve a y

^ 2RC

es

coo =

"

LC

jelöléseket, a differenciálegyenletet egyszerűbb alakban írhatjuk fel: w\2ywi + cOoWi = 0.

A differenciálegyenlet megoldása: wi(0 = C/o exp (-yt)

sin (j/co^-fO.

(15.5)

Három különböző esetet különböztethetünk meg: 1. Ha 7 > 0,

ill.

A, < 1,

akkor a kimeneti feszültség amplitúdója exponenciálisan csökken, a rezgés csilla­ podik. 2. Ha 7 = 0, akkor COQ =

ill.

A,=

l,

frekvenciájú és állandó amplitúdójú szinuszos rezgés keletkezik. 3.

Ha 7 < 0,

ih.

A, > 1,

akkor a kimeneti váltakozó feszültség amplitúdója exponenciálisan nő. A (15.2) egyenlet megadja a rezgés fellépéséhez szükséges feltételt. Ezt az eredményt pontosítva megállapíthatjuk, hogy h a ^ ^ = 1, akkor a szinuszos kimene­ ti feszültség anjplitúdója állandó és frekvenciája: 1 1/lc' Gyengébb visszacsatolásnál a rezgés amplitúdója exponenciálisan csökken, na­ gyobb visszacsatolásnál pedig nő. Ahhoz, hogy az oszcillátor a tápfeszültség bekapcsolásakor rezegni kezdjen, először teljesülnie kell SLH = ^A > 1 feltételnek. Ekkor a rezgés amplitúdója exponenciálisan addig nő, amíg az erősítő túlvezérlő­ dik. A túlvezérlés addig csökkenti H-t, amíg ^A=l egyensúly beáll, ekkor azonban a kimeneti feszültség huhámformája már nem szinuszos. Szinuszos kime­ neti feszültség biztosítására úgy áhítsuk be a /]A szintfüggő hurokerősítést, hogy a ^ ^ = 1 feltétel előbb teljesüljön, minthogy az erősítő túlvezérlődne. A nagy jósági tényezőjű rezgőkörök a nagyfrekvenciás technikában könnyen megvalósíthatók. Ebben az esetben a rezgőkör feszültsége az erősítő túlvezérlése esetén is szinuszos, ezért ebben a frekvenciatartományban általában külön megvalósított amplitúdó­ szabályozás nem szükséges, és a rezgőkör feszültségét alkalmazzuk kimeneti fe­ szültségként.

15.1.2. Transzformátoros csatolása áramkör A transzformátoros csatolású (Meissner) oszcillátor ismertetőjele az, hogy a visszacsatolás transzformátor segítségével történik, és a frekvenciameghatározó elem a primer tekerccsel párhuzamosan kötött kondenzátorral kialakított rezgő­ kör. A 15.3...15.5. ábrákon három hangolt kollektorkörös oszcillátorkapcsolást ábrázoltunk, amelyeknek tranzisztorai földelt emitteres kapcsolásban működnek.

1 25

ff, I 15.3. ábra. Munkapont-beállítás állandó bázisárammal

4=Ci

1

15.4. ábra. Munkapont-beállítás negatív áram-visszacsatolással

15.5. ábra. Negatív áram-visszacsatolás negatív tápfeszültségnél

A felerősített bemeneti feszültség a tranzisztor kollektorán 1 VLC rezonanciafrekvencián lép fel maximáhs amplitúdóval és 180°-os fázisforgatással. A váltakozó feszültség egy részét a szekunder tekercs visszacsatolja. A fázisfeltétel teljesüléséhez újabb 180°-os fázisforgatás szükséges. Ha a primer és szekunder tekercseket azonos irányban tekercseltük, akkor a szekunder tekercs kollektor oldah végét kell a váltakozó feszültség szempontjából földelnünk. Fordított teker­ cselési irányok esetén a másik végét földeljük. A tekercsek végén látható pontok az azonos polaritású tekercsvégződéseket jelzik. Az áttételt akkorára válasszuk, hogy fiA egynél biztosan nagyobb legyen. Ekkor a rezgés a tápfeszültség bekapcsolása után biztosan megindul, és amphtúdója exponenciáhsan nő, amíg a tranzisztor túlvezérlődik. A túlvezérlés miatt a tranzisztor átlagos erősítése addig csökken, míg a. fiA=l egyenlőség teljesül, és a rezgés amphtúdója állandó marad. Két túlvezérlési hatást különböztetünk meg, mégpedig a kimeneti és a bemeneti oldah túlvezérlést. A kimeneti oldah túlvezérlés úgy keletkezik, hogy a kollektor — bázis dióda kinyit. Ez a jelenség a 15.3. ..15.5. ábrán látható áramkörben akkor lép fel, ha a kollektorfeszültség pillanatértékben a bázishoz képest negatív. A rezgés maximáhs amphtúdója tehát: 11^ = U^, és a kollektorfeszültség maximális értéke: C/CE max 2 U^, amit a tranzisztor kiválasztása-

kor figyelembe kell venni. A 15.4. ábrán látható áramkörben a rezgés maximáhs amph tudója a Z-dióda feszültségével kisebb U^-nél Ha a bázisra jutó váltakozó feszültség amphtúdója összemérhető a temperatú­ rafeszültséggel, C/y-vel, akkor a bemenőjelet az emitter - bázis dióda egyenirányitja, ezáltal a Q kondenzátor feltöltődik, és a tranzisztor csak a bemeneti váhakozó feszültség pozitív csúcsértékeinél vezet. A 15.3. ábrán látható áramkörben a Q kondenzátor már kisebb amphtúdójú oszcihációnál is akkora negatív feszültségre töltődik, hogy a rezgés leszakad. Csak akkor jön létre újra rezgés, ha a viszonylag nagy i ^ i Q időállandóval változó bázisfeszültség ismét + 0 , 6 V-ra emelkedik. Cj-en ezért fürészfeszültség lép fel. Az így működő oszcillátor az önzáró oszcillátor. Régebben főként fűrészfeszültség előállítására alkalmazták. Az oszcillátor önzáró működésének megakadályozására megfelelő áttétel megválasztásával tartsuk kis értéken a bemeneti túlvezérlést, valamint biztosítsuk, hogy egyenáram szempontjából a báziskör kisohmos legyen [15.1]. A 15.3. ábra áramkörében ez nehezen valósítható meg, mert akkor túlságosan nagy bázisáram folyna, ezért kedvezőbb a 15.4. és 15.5. ábrán szemléltetett áram-visszacsatolással való munkapont-beállítás. 15.1.3. Hartley-oszcillátor (induktív hárompontkapcsolás) A Hartley-oszcillátor hasonlít az előző transzformátoros csatolású oszcillátor­ ra, csupán annyi a különbség, hogy a transzformátort egy megcsapolt tekercs helyettesíti. A tekercs induktivitása a párhuzamosan kötött kondenzátorral együtt meghatározza a rezonanciafrekvenciát. A földelt emitteres kapcsolásban működő Hartley-oszcillátort a 15.6. ábra mutatja. A C2 kondenzátoron keresztül olyan váltakozó feszültség jut a bázisra, amelynek fázisa 180°-kal tér el a kollektorfeszültségtöl, ezáltal pozitív visszacsato­ lás lép fel. Az így visszacsatolt feszültség amphtúdója a megcsapolás helyes megvá­ lasztásával a szükséges értékre állítható be. A munkaponti kollektoráramot az ellenáhás segítségével áram-visszacsatolással a 15.5. ábrán feltüntetett oszcillátor­ hoz hasonlóan áhítsuk be.

7r^ j

i

15.6. ábra. Földelt emitteres Hartley-oszcillátor

15.7. ábra. Földelt bázisú Hartley-oszcillátor

A 15.7. ábrán látható Hartley-oszcillátor tranzisztora földelt bázisú kapcso­ lásban működik. A Q kondenzátoron keresztül az L tekercsre a kollektorfeszült­ séggel azonos fázisú feszültség kerül. 15.1.4. Colpitts-oszcillátor (kapacitív hárompontkapcsolás) A Colpitts-oszcillátor jellegzetessége az a kapacitív feszültségosztó, amely a pozitív visszacsatolás áttételét meghatározza. A sorba kötött kondenzátorok ere­ dője a rezgőköri hangolókapacitás, ennek értéke: C -

a^b

C2

I

r í " * ' CK4=

I

I ff,

-T

> H

Jffi

J

i

15.8. ábra. Földelt emitteres Colpitts-oszcillátor

15.9. ábra. Földelt bázisú Colpitts-oszcillátor

A 15.8. ábrán látható földelt emitteres áramkör a 15.6. ábrán látható kapcsolásnak felel meg, de ez az áramkör a pozitív tápfeszültség csatlakoztatására járulékos ^ 3 kollektor-ellenállást igényel. A földelt bázisú kapcsolás sokkal egyszerűbb, mint a 15.8. ábra szerinti (15.9. ábra). A kapcsolás a 15.7. ábrán látható Hartley-oszcillátornak felel meg.

15.1.5. Emittercsatolt LC oszcillátor Oszcillátort a legegyszerűbben a 15.10. ábrán látható differenciálerősítős elrendezéssel készíthetünk. Mivel Tj bázisfeszültsége T2 kollektorfeszültségével azonos fázisú, ezért a pozitív visszacsatolást közvetlen összekötéssel állíthatjuk elő. A hurokerősítés arányos a tranzisztorok meredekségével, ami az áramgenerátor áramának változtatásával széles határok között állítható. Mivel UQ^ = 0, ezért a kimeneti feszültség amplitúdója kb. 0,5 V-nál nem lehet nagyobb. Az emittercsatolt oszcillátor végfokozattal és amplitúdószabályozóval együtt az MC 1648 típusszámú Motorola integrált áramkör alakjában is kapható. A kap­ csolás 200 MHz frekvenciáig működőképes.

II'

T 4 = C

15. M. ábra. Emittercsatolt oszcilátor

15.1.6. Elienütemű oszcillátorok A teljesítményerősítőkhöz hasonlóan oszcillátorokban is alkalmazhatunk elienütemű elrendezéseket, ezekkel nagyobb teljesítményt és jobb hatásfokot érünk el. A 15.11. ábrán szemléltetett kapcsolás tulajdonképpen két hangolt kollektor­ körös oszcillátorból áh. A és T2 tranzisztor felváltva vezet. Mivel az egyik tranzisztor bázisfeszültsége a másik kollektorfeszültségével azonos fázisban válto­ zik, megtakaríthatjuk a fázisfordító szekunder tekercset (15.12. ábra). A pozitív visszacsatolás a Q , C2 kapacitív feszültségosztón keresztül jön létre. A párhuza­ mosan kapcsolt ohmos ellenállások a munkaponti bázisfeszültség beállítását vég­ zik. Az alaprezgésen kívül mindkét ellenütemű oszcihátor általában kisebb szintű felharmonikusokat termel, mint a nem ellenütemben működő oszcihátorok. Úgy is realizálhatunk egyszerű módon ellenütemű oszcihátort, hogy a rezgő­ kört a 15.13. ábrán látható módon a 4.34. ábrán már megismert bipoláris áramge­ nerátorral vezéreljük. A rezgőkör feszültsége T 3 emitterkövetőre kerül, és ennek kimenetét az áramgenerátorra csatoljuk vissza. Mivel a rezgőkör járulékos csillapí­ tása ebben az elrendezésben nagyon kicsi, ezért a felharmonikustartalom is nagyon kicsi lesz. Az ellenállás feszültséghatárolást végez, és túlvezérlésnél csökkenti a torzítást. C

11 L

1

C

" R^

/?1

R->

Rj

i 15.11. ábra. Transzformátoros vísszacsatolásií elienütemű oszcillátor

l

l

i

l

l

15.12. ábra. Kapacitív visszacsatolású ellenütemű oszcillátor

15.13. ábra. Vezérelt áramgenerátorokkal kialakított ellenütemű oszcillátor

A túlvezérléshatárt és ezzel együtt a váltakozó feszültség amplitúdóját az R^, /?5 feszültségosztó szabja meg. Az áramgenerátor nyugalmi áramát az R2 ellenál­ lással állíthatjuk be. Ha fontos a kis felharmonikustartalom, akkor a munkaponti áramot akkorára válasszuk, hogy a Tj és T2 tranzisztor A osztályban működjön. Az R[ jelű ellenállások a pozitív visszacsatolás mértékét határozzák meg. Az R^ ellenállással a szimmetriát állítjuk be. A kapcsolás negatív ellenállással helyettesíthető, amely a rezgőkör párhuza­ mos veszteségi ellenállását kompenzálja. Kiszámításánál induljunk ki egy Au^ pozitív feszültségváltozásból. Au^ T2 kollektoráramát AuJR^-gyd csökkenti, ugyanakkor Tj kollektoráramát ugyanennyivel növeh. Ezzel lAuJR^-gyd csök­ ken. A rezgőkörhöz tehát Aui 1 R = —

Aii

=

-

-

2

Rl

ellenállás csatlakozik párhuzamosan. A berezgési feltétel teljesüléséhez a rezgőkör rezonancia-ellenállása - iíj-nél nagyobb kell hogy legyen.

152. Kvarcoszcillátorok Az eddig ismertetett LC oszcillátorok frekvenciastabilitása sok esetben nem kielégítő. A frekvenciastabilitás függ a rezgőköri kapacitás és induktivitás hőmér­ sékleti tényezőjétől. Rezgőkvarccal lényegesen jobb stabilitás érhető el. Ezek válto­ zó elektromos térrel mechanikai rezgésbe hozhatók. A fegyverzetekkel ellátott kvarckristály elektromos szempontból úgy viselkedik, mint egy nagy jósági ténye­ zőjű rezgőkör. Rezonanciafrekvenciájának hőmérsékleti tényezője nagyon kicsi. A kvarcoszcillátorokkal elérhető frekvenciastabilitás: Y

= 10-^..10-^^.

15.2.1. A rezgőkvarc elektromos tulajdonságai A rezgőkvarc elektromos tulajdonságai a 15.14. ábrán látható helyettesítő képpel nagyon jól leírhatók. Két elem: a C kondenzátor és az L induktivitás a kvarc mechanikai jellemzőiből származtathatók. Az R kis soros ellenállás a csilla­ pítást, veszteségeket képviseh. Q az elektródák és a kivezetések kapacitásaiból adódik.

15.14. ábra. Rezgőkvarc helyettesítő képe

4 MHz-es kvarc jellemző adatai: L = 1 0 0 mH C = 0,015 p F

i?=100Q Co = 5 p F

Ebből a jósági tényező: 1

- = 26 000.

A rezonanciafrekvencia meghatározására írjuk fel először a rezgőkvarc komp­ lex Z impedanciáját, és hanyagoljuk el az R ellenállást. A 15.14. ábra alapján co^LC- 1 (o

Co+C-co^LCCo

(15.6)

Látható, hogy van egy olyan frekvencia, amelynél Z = 0, és egy másik frekvencián Z = 0 0 , tehát, a rezgőkvarcnak soros és párhuzamos rezonanciája is van. Az yj soros rezonanciafrekvencia számítására a (15.6) egyenlet alapján az 1

(15.7)

2n][LC összefüggést kapjuk. A párhuzamos rezonancia /p frekvenciáját a nevező 0 helyénél kapjuk: 1 (15.8) 1+ 2n]fLC Amint látjuk, a soros rezonanciafrekvencia csak a jól definiált LC szorzattól függ, amig a párhuzamos rezonanciafrekvenciát a bizonytalan értékű Q jelentősen befolyásolja. Ahhoz, hogy a kvarcoszcillátor frekvenciáját a szükséges értékre pontosan beállíthassuk, a frekvenciának kis tartományban szabályozhatónak kell lennie.

Erre a célra a kvarccal kondenzátort köthetünk sorba, amelynek kapacitása C-hez képest nagy. A 15.15. ábra szemlélteti a soros rezonancia módosítására alkalmas elrendezést. Cs Q 15.15. ábra. Kvarc eredő soros rezonanciafrekvenciájának beállítása

Számítsuk ki a soros rezonanciafrekvencia megváltozását. Ehhez induljunk ki a (15.6) egyenletből és határozzuk meg a Q és Z soros eredőjét: =

1

C + Q + Q - CD^LC{CQ

- - ^ Co +

jcoC,

Q)

— — - . C-co^LCCo

(15.9)

A számláló 0 helyénél kapjuk a soros rezonancia frekvenciájának új értékét: 1 1 - ^ .

2n]/LC

(.5..0)

Sorba fejtve a (15.10) egyenletet és figyelembe véve a C « Q + C\ feltételt : 1+

C 2(Co + Q .

egyenletet kapjuk, tehát a relatív frekvencianövekedés: Af_

C

7~2(Co + Q)' A párhuzamos rezonanciafrekvenciát Q nem változtatja meg, hiszen a (15.9) egyenlet nevezőjében Q nem szerepel. (15.10) és (15.8) összehasonlítása azt mutat­ ja, hogy Cg -> 0 határátmenet mellett a soros rezonanciafrekvencia legfeljebb a párhuzamos rezonanciafrekvencia közelébe növelhető.

15.2.2. Alapharmoiiikes o s z d l l á t # r e k A 15.16. ábrán látható Pierce-oszcillátornál a kvarc a Q és Q kondenzátorral soros rezgőkört alkot, amelynek eredő soros kapacitása: ^ ^ser

- — + ^ ^1

A rezgőkör a tranzisztor kollektorköréből kap táplálást. Ha feltételezzük, hogy a rezgőkör körárama nagy a veszteségeket pótló tápáramhoz képest, akkor Q-en és Q - n ellenfázisú jel van. így áll elő a pozitív visszacsatolás. Erősítőként ma már többnyire CMOS invertert használunk. Ezt a kapcsolást a 15.17. ábrán láthatjuk. Nemcsak kevesebb alkatrészből épül fel, hanem

1

1

Q

I

l

i

15.16. ábra. Pierce-oszcillátor földelt emitteres alapkapcsolásban

15.17. ábra. Pierce-oszcillátor CMOS inverterből kialakított erősítővel

nagy bemeneti ellenállása miatt a kvarcot is kevésbé terheli. Az ellenállás C/be ^ C/ki ^ 2

értékre áhítja be a munkapontot, ami nagyon nagyohmos lehet,

mert gyakorlatilag nem folyik bemenő áram. A 15.18. ábrán látható kvarcoszcillátor úgy működik, mint a 8.21. ábrán látható emittercsatolt multivibrátor [15.2]. A pozitív visszacsatolás mértéke a tranzisztorok meredekségével, az emitter-ellenáhások segítségével álhtható be. Akkora ellenállást használjunk, hogy a kapcsolás biztosan berezegjen, azonban ne kerüljön nagyon túlvezérelt üzemmódba. Ekkor a kimeneti feszültségek különbsé­ ge és a kvarcon átfolyó áram is közelítőleg szinuszos. Az M C 12061 típusú áramkör ennek megfelelő automatikus erősítésszabályozású.

1

1 Rr

Uy.

1

1 Q

1

15.18. ábra. Emittercsatolt kvarc multivibrátor

A 15.19. ábrán egyik oldalán földelt kvarccal működő precíziós kvarcoszcillá­ tort látunk. Kis belsőellenállással kell tápláljuk a kvarcot, hogy a soros rezonanci­ án működő kvarc jósági tényezőjét ne rontsuk le. Erre való a Tj emitterkövető. A kvarcon átfolyó zl/áramot az áram - feszültség átalakítóként működő T2 tran­ zisztor AU2 = AIR2 feszültséggé alakítja. A pozitív visszacsatolás a T4 emitterköve­ tőn átjut Ti bázisára. A kvarc soros rezonanciáján eredő meredeksége és ezzel együtt a kapcsolás hurokerősítése maximális. Az és RQ csíhapítót úgy kell

Rn

1

1

1

1

Uc + UJ2

+ UJ2 T2

AI

Q

T3

1

T-

ff.

fffi/

I 15.19. ábra. Precíziós kvarcoszcillátor

Típus

Gyártó

74 LS320 74 LS624 ICM 7209 M C 12061 SL 680C

Texas Instr. Texas Instr. Intersil Motorola Plessey

Kimenet

TTL TTL CMOS TTL, ECL Analóg

Maximális frekvencia, MHz 20 20 10 20

15.20. ábra. Külső kvarccal működtethető integrált oszcillátoráramkörök

beállítani, hogy a kvarcra jutó váltakozó feszültség néhányszor 10 mV legyen. Ilyenkor a kvarc veszteségi teljesítménye olyan kicsi, hogy a frekvenciastabilitást nem rontja. A legjobb az elektronikusan szabályozható feszültségosztó, pl. analóg szorzó, ami egy amplitúdószabályozó kapcsolással vezérelve a szükséges értékre áll be. Ilyenkor a berezgés biztosan létrejön, és a kimeneti feszültség jó közelítéssel szinuszos lesz. így működik a Plessey cég SL 680C típusa. A 15.20. ábrán néhány integrált kapcsolás összefoglalását látjuk.

15.2.3. Felharmonikus oszcillátorok A 30 MHz felett működő kvarcok nehezen gyárthatók. Ha ilyen frekvenciákra kvarcstabil oszcillátor szükséges, akkor vagy PLL körös LC oszcillátort haszná­ lunk (26.4.5. pont), amelynek frekvenciáját kisfrekvencián rezgő kvarchoz stabihzáljuk, vagy a kvarcot megfelelő felharmonikusán rezgetjük be. Ha a kvarc reaktanciájának a 15.21. ábrán látható menetét tekintjük, akkor láthatjuk, hogy a páratlan számú felharmonikusokon ugyancsak rezonanciajelen­ ségek mutatkoznak. Az eddig ismertetett kapcsolások nem használhatók felharmonikus-kvarcosz-

Im{Z)

15.21. ábra. Kvarc reaktanciájának jellegzetes frekvenciafüggése

cillátorok kialakítására. A kvarc felharmonikuson való működtetéséhez olyan erősítő keh, amelynek erősítése a szükséges rezgési frekvencia környezetében maxi­ máhs. A szelektív erősítést járulékos LC rezgőkör segítségével valósíthatjuk meg. A 15.22. ábrán láthatjuk a 15.7. ábrán bemutatott Hartley-oszcihátornak azt a változatát, amelynél a pozitív visszacsatolókört egy kvarcon át zártuk. Ha az LC rezgőkört a kívánt felharmonikusra hangoljuk, akkor ezen a frekvencián maximá­ lis erősítést kapunk, és a kvarc ezen a felharmonikuson fog rezegni. A 15.9. ábrán bemutatott Colpitts-oszcihátort így módosítva a 15.23. ábrán látjuk.

4=CQ

1^

J

J 15.23. ábra. Colpitts-kvarcoszcillátor

15.22. ábra. Hartley-kvarcoszcillátor

I

II'

1

1

J

J

15.24. ábra. Kvarcstabilizált emittercsatolt oszcillátor. 10.116 típusú ECL vonali vevővel 100 MHz feletti frekvencia is elérhető

Felharmonikus oszcillátor a 15.10. ábrán ismertetett emittercsatolt oszcillá­ torból is előállítható. E célból zárjuk a pozitív visszacsatoló hurkot egy kvarcon át, ahogy a 15.24. ábrán látható. Az LC rezgőkör rezonanciafrekvenciájának környékén jön létre a kvarc felharmonikus-frekvenciáján a szükséges pozitív viszszacsatolás. A nagyfrekvenciás erősítőt legegyszerűbben ^CL-kapuval valósíthat­ juk meg. Különösen megfelelők a vonah vevők. H a a 15.24. ábrán látható módon rezgőkörrel egészítjük ki a kapcsolást, akkor az erősítő optimális munkapontban működik. A Q kondenzátor csak az C/gB feszültség nagyfrekvenciás hidegítését végzi. A kimeneti feszültség első közelítésben szinuszos. Ha még egy vonali vevőt kapcsolunk az oszcillátor kimenetére, akkor ECL szintű négyszögjelet kaphatunk annak kimenetén [15.3].

153.

Wien-Mdas

O S Z C I L L Á T O R

Kisfrekvenciás tartományban az LC oszcillátorok nem előnyösek, mert a szükséges induktivitások és kapacitások nagyon nagyok, ezért ebben a frekvencia­ tartományban olyan oszcillátorokat alkalmazunk, amelyekben RC hálózatok ha­ tározzák meg a rezgési frekvenciát. RC oszcillátort elvileg úgy realizálhatunk, hogy a 15.2. ábrán látható rezgő­ kört passzív RC sávszűrővel helyettesítjük. Az elérhető maximáhs jósági tényező 112 értékre korlátozódna, amit a 14.1. szakaszban már megtárgyaltunk. A keletke­ ző szinuszrezgés frekvenciastabilitása azonban ilyenkor rossz. Ez látható a 15.25. ábrán feltüntetett fázistolás frekvenciamenetén. Q= 1/3 jósági tényezőjű passzív aluláteresztő szűrőnél a fázistolás a rezonanciafrekvencia felénél 27°. Ha az erősítő erősítésének fázistolása például — 27°, akkor a fázisfeltétel miatt az oszcillátor a rezonanciafrekvencia felén rezeg, mert itt lesz az eredő fázistolás értéke 0. A jó frekvenciastabilitás biztosítására tehát olyan visszacsatoló hálózat szükséges, amelynek fáziskarakterisztikája a frekvencia függvényében a nullátmenetnél a

n 180°-R

1

1

90^ 1

0,3

--180°--

15.25. ábra. Fázistolás frekvenciamenete 1. görbe: Wien - Robinson-híd, lia 8 = 0,01; 2. görbe: Q= 10 jósági tényezőjű rezgőkör; 3. görbe: Q = 1/3 jósági tényezőjű passzív RC sáváteresztő

10

ü

I I I

2+e

15.26. ábra. Elhangolt Wien—Robinson-híd

lehető legmeredekebb. Ilyenek a nagy jósági tényezőjű rezgőkörök és a Wien — Robinson-hidak. A Wien — Robinson-hid kimeneti feszültsége rezonanciafrekvencián 0, ezért közvetlenül nem használható visszacsatoló hálózatként. Az oszcillátorok­ ban való alkalmazásra a Wien — Robinson-hidat kismértékben kiegyenlítetlenné tesszük, amint az a 15.26. ábrán látható, ahol s egynél kisebb pozitív szám. Az így módosított kiegyenlítetlen Wien — Robinson-híd fázisforgatásának menetét minőségileg könnyen meghatározhatjuk. Nagy- és kisfrekvencián U i = 0. Itt Ud ^ — U b e / 3 , a fázistolás ezért: ± 180°. Rezonanciafrekvencián = IJ^J3 és /l

1 \ 3+ 5/

s Ube

Ube,

tehát rezonanciafrekvencián XJ, fázisban van V^^-vd. A 15.25. ábra 1 jelű görbéjé­ nek jellegét vizsgálva induljunk ki az átviteli egyenletből: Ud

1

(1 + P 2 ) _ g p 1

p+p2 3+£

/; magasabb kitevőjű hatványainak elhanyagolásával (p

=

arc tg

3 í 2 ( í 2 2 - l ) ( 3 + 2fi)

A fázismenetet £ = 0,01 esetén a 15.21. ábra mutatja. Látható, hogy a nagyon kis mértékben kiegyenlítetlen Wien — Robinson-híd fázisforgatása igen kis frekvenciatartományban ± 90°-kal változik. A frekvenciatartomány annál kisebb, minél kisebb s. Ebből a szempontból a Wien — Robinson-híd egy nagyon jó rezgőkörrel egyenértékű. Előnye, hogy a fázisforgatás nemcsak ± 90°-kal változik, hanem ± 180°-kal is, ezáltal a felharmonikusok erősen csihapodnak. A Wien — Robinsonhíd hátránya, hogy a csillapítás rezonanciafrekvencián annál nagyobb, minél kisebb 8. A csihapítás értéke rezonanciafrekvencián általánosan:

a mi példánkban: 1/900. A berezgési amplitúdófeltétel teljesüléséhez a leosztott jelet az erösitőnek ismét az eredeti értékre kell felerősitenie; a 15.27. ábra ilyen oszcillátort szemléltet. Ha a differenciális erősítés értéke A, akkor aPA = l amplitú­ dófeltétel miatt szükséges s kiegyenlitetlenség: 9 e = 9;ff = - . A Ha 8 értéke ennél valamivel nagyobb, akkor a rezgési amphtúdó az erősítő túlvezérlésének eléréséig nő. Ha 8 értéke a szükségesnél kisebb, sőt esetleg negatív, akkor nem jöhet létre oszciháció. Gyakorlatilag viszont lehetetlen és RJ(2 + 8) pontos arányának beállítása, ezért az szükséges, hogy a két ellenállás közül vala-

4=^2

Ur

I

$D2

_.

15.27. ábra. Egyszerű Wien - Robinson-hidas oszcillátor 1 Rezonanciafrekvencia: f = 2nRC

melyiknek az értéke a rezgési amplitúdó függvényében automatikusan változzon. A 15.27. ábra kapcsolási elrendezésében ezt a T térvezérlésű tranzisztor segítségével valósítjuk meg. Az 5.7. szakaszban leírtak szerint az Rj^^ csatorna-ellenállás [/^g megfelelően kicsi értékeinél csak az UQ^ előfeszültségtől függ. A fetre kerülő váltakozó feszültség kellően kis értékének biztosítására a fázisfordító bemenetre visszacsatolt feszültség egy része az R 2 ellenálláson esik. R 2 és i^^s soros eredőjének szükséges értéke RJ(2 + s), i J ^ s lehetséges legkisebb értékét jelöljük iJ^s^—mai. R 2 feltétlenül kisebb kell legyen, mint 1 -

i?l

-

i?DSmin-

A tápfeszültség bekapcsolásakor UQ kezdeti értéke 0, így i ^ o s ' ^ ^ D S m i n - Ha a fenti méretezési megkötést figyelembe vettük, akkor i?2 és Rj^^ soros eredője - i?i-nél kisebb, ezért a Wien-osztó rezonanciafrekvenciáján viszonylag nagy Ui differenciális vezérlő feszültség lép fel. Ennek következtében a rendszer rezegni kezd és az amphtúdó növekszik. A kimeneti feszültséget a és D 2 segítségével ki­ alakított feszültségkétszerező egyenirányító kapcsolás egyenirányítja. A véges Uy-^ miatt a gate-feszültség ezért negatív lesz, és R^^ értéke megnő. A kimeneti feszült­ ség amplitúdója addig nő, míg az 2+

e

2+

9 A

feltétel nem teljesül. A torzítási tényező lényegében a fet kimeneti karakterisztikájának linearitásától függ. A 5.7. szakaszban szó volt arról, hogy a nemlinearitás jelentősen csök­ kenthető, ha az 5.21. ábra szerinti módon a drain — source feszültség egy részét a

gate-feszültséghez hozzáadjuk. Ezt az és R^ ehenáhások segítségével biztosíthat­ juk. A C 3 kondenzátor arról gondoskodik, hogy az egyenfeszültség ne vezérelhesse az erősitő fázisforditó bemenetét, mert ez kimeneti ofszetet okozna. Általában az i?3 ^ i?4 választás ad jó eredményt. R^ finom változtatásával minimáhs torzí­ tási tényezőt áhíthatunk be, s így kb. 0,1 % nagyságrendű torzítási tényezőt ér­ hetünk el. Ha a két R együtt változtatható, akkor a frekvencia folyamatosan beáhítható. Minél rosszabb a két ellenáhás együttfutása, annál hatásosabbnak kell lennie az amplitúdószabályozásnak. R maximáhs értékének akkorának kell lennie, hogy a műveleti erősítő munkaponti bemenő árama ne okozzon lényeges feszültségesést. Másrészről R ne legyen túlságosan kicsi, mert akkor a kimenetet nagyon terheli. Az 1 : 10 arányú frekvenciaátfogás biztosítására kapcsoljunk sorba i ? / 1 0 értékű ehenáhásokat az R potenciométerekkel. Ha a C kondenzátorok átkapcsolhatok, akkor az áramkör pl. a 10 Hz... 1 MHz frekvenciatartományban működhet. Annak érdekében, hogy az amphtúdószabályozás kisfrekvencián se okozzon torzítást, az RsCi és i ^ ö Q töltési, ih. kisütési időáhandók legalább egy nagyságrenddel nagyob­ bak legyenek, mint az oszcillátor legnagyobb periódusideje. A kimeneti jel amphtúdója a T térvezérlésű tranzisztor adataitól függ. A ki­ meneti amplitúdó stabihtása nem nagyon jó, mert a kimeneti amplitúdó meghatá­ rozott változására van szükség ahhoz, hogy a T térvezérlésű tranzisztor ellenállása adott értékekkel megváltozzon. Ezt a hátrányt csökkenthetjük, ha a gate-et erősí­ tőn keresztül vezéreljük. Ilyen áramkört szemléltet a 15.28. ábra. Az átlagérték-egyenirányító a kimeneti váltakozó feszültség abszolút középér­ tékét képezi. A" műveleti erősítő a 26.7. ábrán látható Pl (arányos és integráló) szabályozóként működik. A T térvezérlésű tranzisztor vezérlőelektródájának fe­ szültségét úgy állítja be, hogy saját bemeneti feszültségének átlaga 0 legyen. Ez akkor jön létre, ha 111^11 egyenösszetevője U^^^-M egyenlő. A szabályozás időállan­ dója a rezgés periódusidejénél nagyobb kell hogy legyen, mert egyébként az erősítés már egy rezgési periódus alatt is megváltozna, ami jelentős torzításhoz vezetne. Ez ,

0

i

R

^

R

I

A

Egyen­ irányító

1

Ro

t

C3

R-

32:

RL

Urei

15.28. ábra. Jó amplitúdóstabilitású Wien-hidas oszcillátor Amplitúdó :Ű^i = ~ U^,

az oka annak, hogy nem alkalmazhatunk hagyományos Pl szabályozót (1. a 24. fejezetet), hanem R^-tal párhuzamosan kell kötnünk egy kondenzátort, ami R^-on a váltakozó feszültséget a legkisebb rezgési frekvencián is rövidrezárja. A P jelleg csak e frekvencia alatt hatásos.

15.4 Harmonikus rezgés differenciálegyenletének megvalósítása Kisfrekvenciás rezgéseket úgy is előállíthatunk, hogy a harmonikus rezgés differenciálegyenletét műveleti erősítőkkel megvalósítjuk. A 15.1. szakasz szerint: = 0,

(15.11)

%i = Ü^ie-^' sin it]Jcol-y').

(15.12)

Wki

+ 27tiki +

cogwici

amelynek megoldása:

Mivel a műveleti erősítők integrálásra alkalmasabbak, mint differenciálásra, ala­ kítsuk át e differenciálegyenletet kétszeres integrálással. Eredményül az

egyenletet kapjuk. Ez a differenciálegyenlet két integrátor és egy fázisfordító erősítő segítségével leutánozható. Erre egész sor különböző lehetőség van. Oszcil­ látor megvalósítására kiválóan alkalmas elrendezést mutat a 15.29. ábra. Ennél a kapcsolásnál a csillapítás y= — a/lORC és a rezonanciafrekvencia/o = 1 jlnRC. így a (15.12) egyenlet alapján kimeneti feszültsége: / Wki(0

i^ki exp

a 1

\20RC

\ • f] sin ) V

t 400 RC

(15.13)

Látható, hogy a segítségével a rezgés csillapodása beálhtható. Ha a P potenciométert ütközésig jobbra tekerjük, akkor a=l lesz. Ha bal szélső állásba tekerjük, akkor a= - 1. Középállásban a==0. A csillapítás tehát pozitív és negatív értékek tartományában változtatható. Az a = 1 esetben a rezgési amplitúdó 20 periódus

15.29. ábra. Harmonikus rezgés differenciálegyenletének áramköri megvalósítása Rezonanciafrekvencia:

fo = InRC

15.30. ábra. Analóg számítógépes precíziós szintszabályzásií oszcillátor Frekvencia: Amplitúdó:

/o =

;

Űl^ = EU,^^

Után

e-szeresre nő, a = — 1-nél e-ed részére csökken. Az a = 0 esetben csillapítatlan rezgést kapunk. A gyakorlatban a = 0 mellett többnyire kissé csillapodó rezgés lép fel. Hogy ebben az esetben állandó amplitúdójú rezgést kapjunk, a-t egy kis pozitiv értékre kell beállítanunk. Ez a beállítás annyira kritikus, hogy az amplitúdó hosszabb ideig soha nem tartható állandó értéken. Automatikus amplitúdósza­ bályzásra van szükség ahhoz, hogy ezt mégis elérhessük. Ehhez a 15.28. ábrán a Wien — Robinson oszcihátorhoz hasonlóan egyenirányító segítségével mérhetjük a kimeneti jel amphtúdóját és értékét egy referenciafeszültségtől való eltérés függ­ vényében szabályozhatjuk. Ahogy láttuk, a szabályozókör időáhandóját a rezgés periódusidejéhez képest nagyra kell választanunk, hogy az amphtúdószabályzás ne okozzon torzítást. 10 Hz alatti frekvenciákon ez a feltétel mindig nehezen telje­ síthető. A nehézségek oka az, hogy egy rezgést ki kell várni ahhoz, hogy az amplitúdó­ ját megmérhessük. Megszüntethető a probléma, ha a rezgés minden pillanatában mérhetővé válik az amplitúdó. Ez a 15.29. ábra kapcsolásánál lehetséges. A csillapítatlan rezgés esetére érvényes ugyanis, hogy ^ki ^ t^ki sin

(Dqí

és

- ^Jwki(/M/ = Í7kicosc0o/.

Az amplitúdót most minden időpillanatban meghatározhatjuk, ha az ul^ + uf = Ül; (sin^ cOot +cos^ coot) = Ül,

(15.14)

kifejezést képezzük. Látható, hogy az ul- + uj kifejezés értéke csak a rezgés amphtúdójától függ és a fázisától nem. így tiszta egyenfeszültséget kapunk, melyet szűrni sem kell, közvetlenül összehasonlítható a referenciafeszültséggel. Az és M2 analóg szorzók négyzetre emehk az és w^i feszültségeket. Az A^"^ műveleti erősítő összegző pontján ehhez a két összetevőhöz még hozzáadjuk az U^^f referenciafe­ szültséget is. Kimeneti feszültsége, úgy áll be, hogy teljesüljön az _J- + ER2

^ = 0 ER2

i?2

feltétel. A (15.14) egyenlet felhasználásával

Az A^^ műveleti erősítő időállandóját az R^C^ RC tag határozza meg. A méretezést a 26. fejezetben ismertetjük. Az M 3 szorzó kimenetén u^^uJE kimeneti feszültség jelenik meg. A műveleti erősítőt a 15.29. ábrán levő P potenciométer helyett használtuk és csatlakoztattuk a \0R ellenálláshoz. Ekkor a = u^/E. Ha a jel nő, akkor Űl^ > EU^^f. Emiatt és a is negatív. Tehát a rezgés csillapodik. Ha a jel amphtúdója a szükséges alá csökken, akkor pozitív lesz, és a jelszint növekszik. A harmonikus rezgés differenciálegyenletének az amphtúdóstabilizálás elő­ nyös módszerén kívül másik előnye is van: csaknem ideális frekvenciamodulációra is jó módszert nyújt. LC oszcillátoroknál ennek elérésére vagy az induktivitás, vagy a kapacitás értékét változtatjuk. Ezalatt változik a rezgőkörben tárolt energia, és emiatt az oszcillátor kimeneti feszültsége is. Parametrikus erősítési hatások lépnek fel. A harmonikus rezgés differenciálegyenlete szerint programozott áramköri megvalósításánál a rezonanciafrekvenciát a két R ellenállás változtatásával is állíthatjuk anélkül, hogy az energiatartalom megváltozna. Mivel mindkét ellenállás a virtuáhs földhöz csatlakozik, ezért a frekvenciamo­ dulációhoz analóg szorzót használhatunk, amelyeket az ellenállások elé kapcso­ lunk. Kimeneti feszültségük:

ill. ^vez

Az R ellenállások hatása egyenértékben az E/u^^^ tényezővel szorzódik és a rezo­ nanciafrekvencia: 2nRC

E '

Tehát a rezonanciafrekvencia arányos a vezérlő feszültség értékével. A frekvenciát digitálisan is vezérelhetjük, ha az analóg szorzó helyett digi-

t á l - a n a l ó g átalakítót használunk, amit az integrátor elé kapcsolunk. Ekkor ugyanazt az elrendezést kapjuk, mint a 14.47. ábrán látható digitálisan hangolható szűrőnél. Ezzel 1 : 100 hangolási tartományú, nagypontosságú oszcillátort ka­ punk. Az oszcillátor csillapításának állandó értéken tartásához célszerű az A"^ műveleti erősítőhöz tartozó ellenállással egy kis kapacitást párhuzamosan kötni. A kondenzátor kompenzálja a műveleti erősítők által okozott járulékos fáziskésést, és az ennek következtében egyébként fehépő csillapításcsökkenést nagyfrekvencián. 15.5. Függvénygenerátorok Láttuk, hogy az amplitúdószabályozás kisfrekvenciás szinuszos rezgések elő­ állításakor csak bonyolult áramkörrel valósítható meg. Sokkal egyszerűbb Schmitt-triggerrel és integrátorral háromszögfeszültséget, és a következő lépésben a háromszögjelből szinuszjelet előállítani — pl. a 12.7.4. pontban leírt szinuszos függvénygenerátorok egyikét utána kapcsolva. Mivel ennél a módszernél három­ szög-, négyszög- és szinuszjelet is kapunk, ezért ezeket a kapcsolásokat függvény­ generátoroknak nevezzük. Blokksémáját a 15.31. ábrán látjuk.

Analóg kapcsoló

Integrátor

Schmitttrigger

—o

1

—o Szinuszosító árannkör

1 —o

15.31. á b r a . Függvénygenerátor elvi felépítése

1

Elvi működésének az az alapja, hogy az integrátorra vagy pozitív, vagy negatív feszültséget adunk attól függően, hogy az integrátor kimeneti feszültségé­ nek milyen irányban kell változnia. Ha az integrátor kimeneti feszültsége eléri az utána kapcsolt Schmitt-trigger be-, ill. kikapcsolási szintjét, akkor az integrátor bemenetén megváltozik a feszültség előjele. így keletkezik a kimeneten háromszög­ feszültség, amely a billenési szintek között változik.

15.5.1. Elvi elrendezés Az integrátorok megvalósításának két különböző módszerét különböztetjük meg. A 15.32. ábrán látható áramkörnél a kapcsoló áhásától függően + [7^^, ül. - C/be kerül az integrátorra. A 15.33. ábrán látható kapcsolásnál a kapcsolón keresztül + 4^, ih. — 4^ áram tölti a C kondenzátort. így időben lineárisan növeke-

15.32. ábra. Függvénygenerátor integrátorral

9/

Schmitttrigger

Impedancia váltó ó

1

1 15.33. ábra. Függvénygenerátor áramgenerátorokkal

dő vagy csökkenő feszültség keletkezik. Az impedanciaváltó meggátolja, hogy a kondenzátor háromszög alakú feszültségét a terhelés torzítsa. A módszer előnye, hogy mind az impedanciaváltó, mind a kapcsoló nagyfrekvencián is könnyen megvalósítható [15.4].

153,2, Gyakorlati kivitel A legegyszerűbb megoldás, ha a 15.32. ábrán ismertetett elvből indulunk ki és a Schmitt-trigger kimeneti feszültségét közvetlenül az integrátor bemeneti fe­ szültségeként használjuk. Az áramkör kapcsolási rajzát a 15.34. ábrán láthatjuk. A Schmitt-trigger állandó kimeneti feszültséget ad, amit az integrátor integrál. Ha a kimeneti feszültség eléri a Schmitt-trigger billenési szintjét, akkor megváltozik az integrálandó feszültség előjele, ezáltal az integrátor kimeneti feszültsége fordí­ tott irányban kezd változni, amíg a másik billenési szintet el nem éri. Ahhoz, hogy

15.34. ábra. Egyszerű függvénygenerátor Frekvencia: f =

M.

1

4i?i RC '

M. Amplitúdó:

Űi = R^~

3kPu

2 k a

3k2

-5V

-5V

-5V

15.35. ábra. Gyors függvénygenerátor áramkapcsolóval és precíziós komparátorral Frekvencia: f =

/

0>

AŰ^C

Amplitúdó:

RC'

C/h = 1 V

a pozitív és negatív amplitúdó egyenlő nagy legyen, a komparátornak szimmetri­ kus db Í/Nmax kimeneti feszültséget kell szolgáltatnia. így a 8.5.2. pont szerint a háromszögfeszültség amphtúdója: H ~

^Nmax-

A periódusidő egyenlő az integrátor számára szükséges idő négyszeresével, ami addig telik el, amíg az integrátor kimeneti feszültsége 0-tól f/n-ig nő. Tehát

R2

Az áramkapcsolós elv 15.33. ábra blokksémája szerinti megvalósítását láthat­ juk a 15.35. ábrán. A vezérelt áramkapcsolót a T^, T2 és T3 tranzisztor valósítja meg. Amíg a vezérlőjel x = L szintű, addig a C kondenzátort a tranzisztoron át J áram tölti. Ha a háromszögfeszültség - 1 V-nál kisebb értékre csökken, akkor a 8.48. ábra szerint realizált precíziós Schmitt-trigger átbillen és x = H szintű lesz. Ezáltal T3 lezár és a T2 áramgenerátor bekapcsol és 21 áramot ad. így a C kondenzátort eredőben / áram tölti anélkül, hogy Tj-et ki kellene kapcsolni. Ha a háromszögfeszültség a felső, + 1 V-os billenési szintet meghaladja, akkor visszabillen a Schmitt-trigger az x = L állapotba, és a kondenzátor ismét kezd kisülni. A precíziós Schmitt-trigger realizálására a Signetics cég N E 521 kettős komparátora nagyon alkalmas, mert a két kaput is tartalmazza. Ezenkívül késleltetési ideje kb. csak 8 ns, ami több MHz-es működési frekvenciát tesz lehetővé. A 15.33.

ábrán jelölt impedanciaváltó csak akkor szükséges, ha a háromszögfeszültséget kis terhelő-eUenállással akarjuk terhelni. A felhasznált komparátorok ugyanis gyakor­ latilag nem terhelik a háromszögfeszültséget.

15.5.3. Feszültségvezérelt függvénygenerátorok A 15.32. ábrán látható megoldással a frekvenciát az U^^ és a ~ U^^ feszültség változtatásával vezéreljük. Ezen az elven működő függvénygenerátort szemléltet a 1 5 . 3 6 . ábra. Az A^ és A" műveleti erősítők kis kimeneti ellenállású kimenetein + [/be és — C/be feszültségek jelennek meg. A feszültségek közül valamelyik a Schmitt-trigger állapotától függően a T j , ill. T2 tranzisztoron át az integrátor bemenetére jut. Ha a komparátor kimeneti feszültsége nagyobb, mint ± U^, akkor az éppen bekapcsolt túlvezérelt emitterkövetőn csak néhány mV feszültség esik ( 2 3 . 2 . 3 . pont). A háromszögfeszültség amplitúdóját most is a Schmitt-trigger határozza meg. Tehát ^ i
A háromszögfeszültség változási meredeksége:

At

RC

A periódusidő a négyszerese azon időnek, amíg 0-ról C/n-ra változik az integrátor kimeneti feszültsége. Ennek megfelelően a háromszögjel frekvenciája: be

be 4RCÜ^

4Ri

RC

Í7R„

15.36. ábra. Feszültségvezérelt frekvenciájú fíiggvénygenerátor R1 + R2

Frekvencia: f =

4Ri

1

C/be RCU^,

-

;

Amplitúdó:Un

Rl R,- +C R^/ ^ n

Tehát a frekvencia az [/^e bemeneti feszüUséggel arányos. Ezért a kapcsolás fe­ szültségvezérelt oszcillátor (VCO), ih. feszültség - frekvencia átalakító (VFC) is egyben. Ha akkor lineáris frekvenciamoduláció jön létre. Ha fontos az amplitúdó stabilitása és a frekvencia pontossága, akkor az ^Rmax-tól való függést mcg kell szüntetni. A feladat megoldható a 15.35. ábrán látható precíziós Schmitt-trigger alkalmazásával. Ezenkívül kell még egy műveleti erősítő, amely előálhtja a T^ és T2 tranzisztorok vezérléséhez szükséges bipoláris jelet. Ebben az esetben előnyös a tranzisztorokat a vezérlő áramkört is tartalmazó integrált CMOS analóg kapcsolókkal helyettesíteni, amit pl. a Silconix cég készít DG301 típusszámmal jelölve. Változtatható kitöltési tényező Változtatható kitöltési tényezőjű jelalakot úgy állíthatunk elő, hogy a három­ szögfeszültséget egyenfeszültséggel hasonhtjuk össze egy komparátor segítségével. Bonyolultabb a helyzet, ha nemcsak a négyszögfeszültség, hanem a háromszögfe­ szültség is aszimmetrikus kell legyen (mint pl. a 15.37. ábrán).

15.37. ábra. tJT= 20 % kitöltési tényezőjű jel feszültségmenete

A 15.36. ábrán látható kapcsolás megoldást nyújt akkor, ha az Ui és U2 feszültség abszolút értékét különbözőre állítjuk be. A háromszögfeszültség pozitív és negatív irányú szakaszainak ± U^^^^ közötti időtartamai: ^1 =

I

I

Ha csak a szimmetria változhat, és a frekvenciának állandónak kell maradnia, akkor az egyik feszültség abszolút értékének növelése mellett a másikat csökkente­ ni kell úgy, hogy 1 1 \ + T= t, + t2 = 2RCU,Rmax (15.15) állandó maradjon. Ez utóbbi feltétel teljesül, ha a 15.38. ábrán látható vezérlő kapcsolást használjuk [15.5]. Kimeneti feszültsége:

U.e>0

1

oU2=-

R. Rs+aR.

15.38. ábra. Kiegészítő áramkör változtatható kitöltési tényező előállításához

1

[i?3 + (1 - a)i?4 + R3 + ai?J =

— +

[2R3

+ R,].

A kifejezés értéke független az a kitöltési tényezőtől. A (15.15) egyenletbe való helyettesítés után R. be

/ =

2i?C[2i?3 + i?4]C/Rn.a.

A / l / T , ill. ?2/T kitöltési tényező az

potenciométerrel állítható es

között. R^=3R^

meUett a kitöltési tényező 20 % és 80 % között változtatható.

Háromszög-, négyszög- és szinuszfeszültséget adó függvénygenerátor integrált kivitelben is kapható: Típus Gyártó Maximáhs frekvencia ICL 8038 Intersil 300 kHz XR-205 Exar 4 MHz XR-2206 Exar 1 MHz A felsorolt áramkörökkel a legegyszerűbb függvénygenerátorokat álhthatjuk elő, azonban a jelek minősége és a kihasználható frekvenciatartomány szerény. 15.5,4, K v a d r a t á r a (szinusz és koszinusz fázisa) jelek egyidejű előállítása A függvénygenerátorok egyszerű amplitúdóstabihzálása szinusz és koszinusz jelek egyidejű előállítására is kihasználható. Induljunk ki egy tetszőleges függvénygene­ rátor háromszögjeléből. A feszültség előjelváltozása komparátorral meghatároz­ ható, és ez a saját négyszögjeléhez képest 90°-kal eltér. Egy második integrátorral a kapott négyszögjel háromszögjellé alakítható át, ami az eredeti háromszögjelhez viszonyítva ugyancsak 90° fáziskülönbségű.

15.39. ábra. 90" fáziskülönbségű háromszög és négyszögjelet előállító függvénygenerátor (kétfázisú függvénygenerátor) Frekvencia:

/ = ^ ^ ; R

Amplitúdó:

U^^^^ Rl

Az elv legegyszerűbb megoldását a 15.39. ábrán látjuk. Az A^ műveleti erősitő és a K l komparátor a 15.34. ábrán látható függvénygenerátort alkotja. A K2 komparátor az eltolt fázisú négyszögjelet, a hozzá tartozó A" integrátor pedig a hozzá tartozó háromszögjelet állítja elő. A kapcsolás az R^, ellenálláson keletkező visszacsatolás nélkül nem működne. Az A" integrátor az elkerülhetetlen szimmetria- és ofszethiba miatt az egyik kivezérléshatárra kiülne. Ezt gátolja meg az R^, ellenáhás. Hatására az [/osm feszültség pozitiv, ih. negatív irányba tolódik, és ezzel az [/R^os kitöltési tényezője is változik. Az i ? 3 - e n létrejövő negatív visszacsatolás következtében az C/dcos kime­ neten fellépő egyenfeszültség gyakorlatilag 0 érték közelében stabilizálódik. U

/

sin

sin

^

U

^Ncos

1 cos

15.40. ábra. 90*-kal eltolt háromszög és négyszögjel időábrája

Nem nyilvánvaló, hogy az [/D^^s kimenetről i^3-on keresztül visszacsatolt háromszögjel a K l és az y4^ függvénygenerátor működését nem befolyásolja. A 15.40. ábra alapján érthető ez meg. Látható, hogy az t/ocos háromszögfeszültség Í7P5I„ szélsőértékénél 0, ezért a K l Schmitt-trigger átkapcsolásának időzítését nem befolyásolja. Ez csak járulékos egyenfeszültség hatására módosulna. A 15.39. ábrán látható kapcsolást úgy is kiegészíthetjük, hogy a jel fázishelyze­ te 0 és 180° között változtatható legyen [15.6, 15.7].

16. Szélessávú erősítők

A 100 kHz feletti határfrekvenciájú erősítők tervezésekor figyelembe kell venni néhány szempontot, amellyel az alábbiakban foglalkozunk. A felső határ­ frekvenciát két tényező befolyásolja döntően: 1. Az áramerősítési tényező frekvenciafüggése, amit a tranzisztor belső felépí­ tése szab meg; 2. A parazita kapacitások, amelyek a külső ellenállásokkal aluláteresztő szűrőt alkotnak.

16.1. Az áramerősítési tényező frekvenciafüggése A bipoláris tranzisztor p= I ^ / I B áramerősítési tényezőjének frekvenciamenetét jó közehtéssel leírhatjuk egy elsőfokú aluláteresztő szűrő egyenletével: P = ^ ^

'

(16.1)

h Az egyenletben fi a kisfrekvenciás áramerősítési tényező, és/^ a 3 dB-es határfrek­ vencia. A z 3 dB-es határfrekvencia helyett általában a z / j tranzitfrekvenciát adják meg./x az a frekvencia, ahol | ^ | = 1. A (16.1) egyenletből fi » 1 feltétellel: (16.2) Az/x tranzitfrekvenciát erősítés - sávszélesség szorzatnak is nevezzük. A Giacoletto-féle helyettesítő kép segítségével érthetjük meg, hogy miként hat az áramerősíté­ si tényező frekvenciamenete egy kapcsolás feszültségerősítésének frekvenciamene­ tére (16.1. ábra). Az ábrán az áramerősítési tényező frekvenciafüggőségét a nyitó­ irányban előfeszített bázis - emitter dióda diffúziós kapacitása képviseh. A C C B

záróréteg-kapacitás hatását először elhanyagoljuk. szerint: Ic

és f j kapcsolata [16.1]

P

Első közelítésben a tranzitfrekvencia független a munkaponti koiiektoráramtói, ha ez nem túl kicsi és nem túl nagy. Ezért a (16.3) egyenlet szerint /c-vel arányos.

e'

'b

Bo

r "b'eÍ

E

-J—^—OC

'be

5íUb'e(D

^ce

o16.1. ábra. Földelt emitteres kapcsolás Giacoletto (hibrid-7r) helyettesítő képe A paraméterek összefüggése a kisfrekvenciás y paraméterekkel: Belső bázis — emitter ellenállás:

rg.g ^ r^^;

Belső bázisellenállás:

rgg' ~ ^be/ 10;

meredekség: Belső kollektor - bázis ellenállás:

S^^S;

Belső kollektor - emitter ellenállás:

r'cE ~ ^ce

Ha a földelt emitteres kapcsolásban működő tranzisztort nagy belsőellenállá­ sújelgenerátorról vezéreljük, tehát bázisáramot táplálunk be, akkor a határfrek­ venciát az és C D elemekből álló aluláteresztő szűrő határozza meg: B'E

(16.4)

1 +Jcorj,-j:Co "

, _L • / /T/A

Ha a földelt emitteres kapcsolásban működő tranzisztort kis belsöellenállású feszültséggenerátorról vezéreljük, akkor a kapcsolás határfrekvenciáját a

időállandó határozza meg (tehát a meredekség határfrekvenciája). így a meredek­ ség frekvenciamenete: S =

Ir

S

S

UBE

l+jcor^B-CD

Itt S a meredekség kisfrekvenciás értéke, és 1 BB'^D

(16.5) /'

a meredekség határfrekvenciája:

ami kb. tízszerese (r^E/^BB ^ 10) a yf határfrekvenciájának. Ha a földelt bázisú kapcsolásban működő tranzisztort feszültséggel vezéreljük, akkor a fentiekkel megegyező eredményt kapunk, mert a vezérlés ugyanazon kivezetések között jelentkezik. Másként alakul a működés, ha a vezérlésre az emitteráramot tápláljuk be. Mivel a kollektoráram gyakorlatilag egyenlő az emitterárammal, amíg i p | » 1, ezért az erősítés csak a tranzitfrekvencia közelében kezd csökkenni. A kollektorés emitteráram összefüggése az == + és egyenletekből:

i^ = iclfi

fi

^ _ ^ c _

k

l^fi'

Komplex alakban a (16.1) egyenletet felhasználva: P a

l

a

+P

1+J

fifs

Tehát az a határfrekvenciája:

Emitterkövetőnél a feszültségerősítés határfrekvenciája a terhelőellenállás nagysá­ gától függ, / s és /x közé esik. Összefoglalva az alábbi sorrend adódik: /p « fs « f,

^ / T

16.2. Tranzisztor- és szórt kapacitások A kapcsolások mindenképpen tartalmaznak tranzisztor- és szórt kapacitáso­ kat, amelyek az áramkör ellenállásaival együtt aluláteresztő szűrőt alkotnak (16.2. ábra). Látható, hogy az áramkör két aluláteresztő tagot tartalmaz. A C 3 és C 4 kondenzátor a párhuzamosan kapcsolódó RQ ellenállással kimeneti oldali alulát­ eresztő szűrőt képez. A dinamikus impedanciát a kapacitások nagyobb frekvenci­ án csökkentik, és ezzel a feszültségerősítés is csökken. A bemeneti oldalon a Q , Cj és C 3 kondenzátorok az R^ ehenállással együtt ugyancsak aluláteresztő szűrőt hoznak létre. Az áramkör egyenértékű bemeneti kapacitása: =

C1

+

C 2 +

I 1-AI

C3

^

+

I A|

C3,

ahol A a tranzisztoros fokozat feszültségerősítése. A kollektor — bázis kapacitás kb. /4-szorosa kapcsolódik párhuzamosan a bemenettel, amit Miller-effektusnak

1 I I I

1

T

.1. C2-T

16.2. ábra. Tranzisztor kapacitásainak hatása földelt emitteres kapcsolásban Q : a kivezetés szórtkapacitása; C2: emitter - bázis kapacitás; C3: kollektor - bázis kapacitás; C4: kollektor-emitter kapacitás

nevezünk. Ennek az az oka, hogy a C 3 kondenzátoron a bemeneti feszühség ( I 1 - A I )-szorosa lép fel. Ha | A | » 1, akkor közelítőleg érvényes a ^be

A I C

^

egyenlet. Földelt emitteres kapcsolásban a bemeneti oldali aluláteresztő szűrő miatt viszonylag kis határfrekvencia adódik. C4 "1 I I

r" ]

f-

I

-t-

\

Ug

I

II C'z

ih

^

it ' C3

1

16.3. ábra. Tranzisztor kapacitásainak hatása földelt bázisú kapcsolásban

Földelt bázisú kapcsolásban kedvezőbb helyzet alakul ki. A 16.3. ábrán is látható, hogy ennél a működési módnál a hatásos bemeneti kapacitás: ahol

^ > 0.

A kapacitás megnövekedése helyett itt bizonyos mértékű kompenzálás keletkezik. A kis bemeneti ellenállás viszont hátrányos.

1 6 3 . Kaszkód kapcsolás A 16.4. ábrán látható kaszkód kapcsolás mentes a földelt bázisú kapcsolás kis bemeneti ellenállásától. A tranzisztor földelt emitteres kapcsolásban, a T2 kimeneti tranzisztor pedig áramvezérelt földelt bázisú kapcsolásban működik.

1 Un

u,,

1 u,A

1

16.4. ábra. Kaszkód elrendezés Feszül tségerösítés: A = - SR^; Bemeneti ellenállás: r^e = /"be \ Kimeneti ellenállás: r^i^Rc

Mivel a T2 tranzisztor az emittere felől tekintve 1/5* kis bemeneti ellenállású, ezért a bemeneti fokozat feszültségerősítése:

Tehát a Miller-effektus csaknem teljesen elmarad. Mivel a két tranzisztoron gya­ korlatilag azonos kollektoráram folyik, ezért az egész elrendezés feszültségerő­ sítése: A=-SRc, mint a hagyományos földelt emitteres kapcsolásé. A kapcsolás meredekség-határ­ frekvenciáját a T2 tranzisztor nem korlátozza, mert a földelt bázisú kapcsolás áram vezérlése miatt az ^ fj » határfrekvencia a mértékadó. A T2 tranzisztor U^2 bázisfeszültsége határozza meg T^ kollektorfeszültségét, ami célszerűen akkora, hogy T^ és T2 kollektor - emitter feszültsége néhány voltnál ne legyen kisebb, így a feszültségfüggő kollektor - bázis kapacitás viszonylag kicsi marad.

16.4. Differenciálerősítő alkalmazása szélessávú fokozatként A földelt bázisú kapcsolás bemeneti ellenállása növelésének másik módszere a bemenet elé kötött emitterkövető. így keletkezik a 16.5. ábrán látható aszimmet­ rikus kimenetű differenciálerősítő. Mivel a tranzisztor kollektorfeszültsége állandó, ezért Miller-effektus nincs. A földelt bázisú tranzisztor kis belsőellen­ állásról vezérelve működik; a fokozat határfrekvenciája körülbelül a z m e r e d e k ­ ség- h a t á r fi'ek venci a lesz. Mivel az emitterkövető határfrekvenciája ennél nagyobb,

1 Rr

1 RE

1 16.5. ábra. Differenciálerősítő Feszültségerősítés:

A = ^ SRq ;

Bemeneti ellenállás: r^^ = Ir^^;

ezért az egész elrendezés határfrekvenciáját /§ határozza meg. Tehát ugyanazt az eredményt kaptuk, mint a kaszkód kapcsolásnál. Az eredő meredekség értéke azonban eltérő. Számításához induljunk ki abból, hogy a emitterkövető kimene­ ti ellenállása kis generátor-ellenállás mellett r^ii = l / 5 i , és a földelt bázisú kapcso­ lás bemeneti ellenállása r^e2="l/S2. Mindkét tranzisztor egyforma munkaponti kollektorárammal működik és ezért egyforma S meredekségűek. Tehát ^ be2-

^kil~

T2 emitterére a bemeneti váltakozó feszültség fele jut, az eredő meredekség: I•C2 -2U BE 2

be

1

és a feszültségerősítés: A

=

-

Si?r

Tehát feleakkora, mint a kaszkód kapcsolásé. A differenciálerősítős kapcsolás előnye a kaszkód kapcsoláshoz képest az, hogy a két tranzisztor munkaponti bázis — emitter feszültsége kompenzálódik.

A differenciálerősítő jó nagyfrekvenciás tulajdonságait csak akkor használ­ hatjuk ki, ha a 16.5. ábrán is láthatóan a bemeneti tranzisztor kollektorát és a kimeneti tranzisztor bázisát állandó potenciálra kötjük. Szimmetrikus szélessávú differenciálerősítővé is lehet bővíteni, ezzel a következő szakaszban foglalkozunk.

16.5. Szimmetrikus szélessávú erősítők 16.5.1. Kaszkód kapcsolású differenciálerősítő A 16.6. ábrán szimmetrikus bemenetű és kimenetű szélessávú differenciálerő­ sítőt láthatunk. A Miller-effektus hatástalanítására a differenciálerősítő mindkét tranzisztorát egy-egy kaszkód fokozattal helyettesítettük. A szélessávú erősítőknél általában stabihtási okokból több fokozatra kiterje­ dő negatív visszacsatolást nem alkalmazunk. Jól meghatározott erősítés beálhtásá­ ra az egyes erősítőfokozatokat külön-külön negatív visszacsatolással látjuk el. Ezt a feladatot végzik el az ellenállások, amelyek negatív áram visszacsatolást okoznak. Az ellenállások csökkentik a bemeneti tranzisztorok S meredekségét

értékre (4.3.3 pont). Látható, hogy az eredő meredekséget annál inkább a negatív visszacsatoló ellenállás értéke határozza meg, minél nagyobb R^ | 1/5' | -hez viszo­ nyítva. Ezenkívül a meredekség határfrekvenciája is megnő. A (16.5) és a (16.6) egyenletekbe behelyettesítve kapjuk a redukált, eredő meredekség frekvencia­ menetét : S.ed =

(16.7) 1 + / — - —

fáSIS,J A meredekség határfrekvenciája tehát /sred=/s(l+5i?E) = / s / -

(16.8)

^red

értékre nő. A kapcsolás méretezését gyakoroljuk egy példa megoldásával. Méretezzünk egy B = 100 M H z sávszélességű erősítőt! Célszerűen válasszuk a kimeneti kör határfrekvenciáját, /^-t és az /s^ed meredekség ha tárfrekvenciáj át körülbelül egyfor­ mára, n számú egyforma, egyenként/f határfrekvenciájú aluláteresztő szűrő eredő határfrekvenciája közehtőleg: ^ /fn ~ 7=/f

(16.9)

W

Esetünkben ebből az /sred ~ / c ~ 100 MHz

/ 2 « 150 MHz

1

1

Rr

iU„2

i

1 R^

1

R^

i

r

16.6. ábra. Kaszkód kapcsolású differenciálerősítő Differenciális erősítés: Redukált meredekség:

= -

^S,^^Rc\

S,^^ =

előírás adódik. A tranzisztor- és szórt kapacitások értéke legyen együttesen 6 p F . Ebből a kollektor-ellenállás: 1 Rc = ^ 180 O. InfcCs Ahhoz, hogy a kis kollektor-ellenállás ellenére még elég nagy feszültségerősítést kapjunk, nagy meredekség keh, azaz nagy kollektoráram. A tranzisztor veszteségi teljesítményének felső határa és a nagy kollektorárammal csökkenő tranzitfrek­ vencia korlátozza a munkaponti áram növelését. Legyen 7 ^ = 10 mA, akkor l/S= UJ/IQ^3 Q. a hatásos negatív visszacsatolás elérésére legyen R^»í/S. i ? E = 15 Q-mal: 1 1 mA ^red=

30+150

-TT^-56-

180

V

és a kisfrekvenciás feszültségerősítés: Uu: 1

A =

1

--S,,,Rc= Wbel-Wbe2

-5.

2

Látható, hogy egy negatív visszacsatolt szélessávú erősítőfokozattal csak viszony­ lag kis feszültségerősítést érhetünk el. Ezenkívül az is látszik, hogy a feszültségerő­ sítésre fetek nem használhatók, mert meredekségük túl kicsi. Ha követelmény a nagy bemeneti ellenállás, akkor a bemeneti tranzisztor elé kapcsolhatunk sourcekövető kapcsolásban működő fetet. A (16.8) egyenlettel meghatározhatjuk a bemeneti tranzisztorok szükséges meredekség-határfrekvenciáját:

fs

150 MHz = 25 MHz.

o /sred

Tehát a tranzitfrekvenciának 250 MHz felett kell lennie. Ekkora értéket már kisfrekvenciás tranzisztorral is elérhetünk. Ilyenek azonban nagy kapacitásaik miatt erre a feladatra alkalmatlanok. Vannak módszerek a sávszélesség megnövelésére felüláteresztő szűrővel. Pél­ dául a negatív áramvisszacsatolás nagyfrekvencián hatástalanná tehető, ha a T^ és T2 emittereit egy kondenzátorral összekötjük. A mi példánkban 100 MHz alsó határfrekvenciához 53 p F szükséges. Egy másik módszer szerint a kohektor-ellenállások impedanciáját növeljük meg a határfrekvencia közelében úgy, hogy az ellenállással sorbakötünk egy induktivitást. A mi példánkban kb. 0,3 [iR induktivitásra van szükség.

16.5.2. Fázisfordító erősítős differenciálerősítő A 16.7. ábrán a fent leírt áramkörhöz hasonlóan működő szélessávú differen­ ciálerősítőt láthatunk. A kapcsolás bemeneti fokozata változatlan. A nagy sávszé­ lesség elérésére a bemeneti tranzisztorok kollektorfeszültségét itt is állandó értéken kell tartani. E célból a következő differenciálerősítő T3 és T4 tranzisztorait az RQ ellenállásokkal visszacsatoltuk. Emiatt bázisaik összegzőpontok, így ezeken a feszültségváltozás kicsi marad [16.2]. A kimeneti váltakozó feszültség: _ 1 Ukil -

^clci - 2 ^red^c(Ube 1 " ^ b e 2)-

1

1 Rx

1

T,

T3

Rl RE

1

J

RE

1

16.7. ábra. Fázisfordító erősítős differenciálerősítő Differenciális erősítés: .4, = ^ S„^R^

Tehát ennél a kapcsolásnál az visszacsatoló ehenáhások határozzák meg a feszültségerősítést. A munkaponti kohektorfeszültségeket az R^ ellenállások hatá­ rozzák meg. Nagyságrendjük egyezzen meg az RQ ehenáhásokéval, így '

U^,,

=

+ C / , - ( / c i + /c3)i^i.

Mindkét kapcsolás nagyon alkalmas szélessávú oszcilloszkópok egyenfeszültségű erősítőiként. Több GHz tranzitfrekvenciájú tranzisztorokkal és kis impedanciájú méretezéssel 500 MHz feletti sávszélességet is elérhetünk [16.3].

16.5.3. Komplementer kaszkód kapcsolású differenciálerősítő Láttuk, hogy egy szélessávú erösítöfokozattal 10-nél nagyobb erősítést aligha érhetünk el. Ezért több erősítőfokozatot kell egymás után kötni nagyobb eredő erősítés elérésére. Egyenfeszültség erősítőknél korlátozó tényezőként jelentkezik, hogy az erösítöfokozat munkaponti kimeneti feszültsége mindig nagyobb a mun­ kaponti bemeneti feszültségénél. Tehát a munkaponti feszültség fokozatról foko­ zatra nő, emiatt a fokozatok száma nem lehet tetszőleges. Ez a korlátozó tényező megszűnik, ha a 16.6. ábra kaszkód differenciálerősítő­ jénél a bemeneti fokozatban pnp-tranzisztorokat használunk, amint a 16.8. ábrán látható. A megoldás megengedi, hogy a bemeneti és a kimeneti munkaponti feszültség is 0 legyen.

1

1

^1

^1

T3 3-^

i

^be2 ^kil

R2

Rr

Ti

í=

R2

1 1 1 J

1 1 1 R,c »

16.8. ábra. Komplementer kaszkód kapcsolású differenciálerősítő Differenciális erősítés:

=

— - S^^J^RQ x R2)

A 16.5.1. pontban megmutattuk, hogy a kapcsolás határfrekvenciáját a nega­ tív visszacsatolt bemeneti tranzisztorok /sred meredekség-határfrekvenciája hatá­ rozza meg, mert a kimeneti fokozatokX ^ fj határfrekvenciája sokkal nagyobb. Ezért nem zavaró a 16.8. ábránál, hogy a pnp-tranzisztorok tranzitfrekvenciája rendszerint kisebb, mint az npn-tranzisztoroké (ez egyébként korszerű típusoknál éppen fordítva igaz).

A bemeneti differenciálerősítő kollektorfeszültségét az f/g bázisfeszültség ha­ tározza meg az 11^ = U^ + OJ V egyenlet szerint. Tehát az ellenállásokon r - r /-/ci + / c 3 -

+

^ci _ -

+t/t-^B-QJV

állandó áram folyik. Ha nő az kollektoráram, akkor az 7^3 áram ugyanannyival csökken. Tehát a kollektor váltakozó áramokra érvényes: Ic3

"~Ici-

Az ellenállás akkora legyen, hogy olyan kollektoráram folyjon, amelynél a kimeneti munkaponti feszültség 0. Általában nagyobb értéket kapunk annál, mint ami a sávszélesség szempontjából optimális lenne. Ezért az RQ ellenállások is szükségesek, melyek egyébként tetszőlegesek lehetnének, mert egyenfeszültség nem esik rajtuk. A feszültségerősítésre a 16.6. ábra áramköréhez hasonlóan a következő összefüggést kapjuk: Ukil A =

=

1 - -S,ea (i^cxi^2)-

16.5.4. Ellenütemű differenciálerősítő Az eddig ismertetett differenciálerősítőknél a nagyjelű működés során a kime­ neti jel pozitív és negatív irányú változásának maximális meredeksége eltérő. Ennek a jelenségnek az az oka, hogy a tranzisztorok áramnövekedése általában gyorsabb lehet, mint az áram csökkenése. Egyenlő meredekségű működés elvileg ellenütemü fokozatokkal valósítható meg, amelyeknél az erősítőfokozat ellen­ ütemben vezérelt tranzisztorokból épül fel, ahol mind a pozitív, mind a negatív irányú vezérlésnél a kapcsolás egyik felének mindig nő, a másik felének mindig csökken az árama. Áramköri megvalósítása úgy történhet, hogy a 16.8. ábra tranzisztorait komp­ lementer tranzisztorokkal helyettesítjük, amint az a 16.9. ábrán látható. Nyugalmi állapotban a T3 é» T3 tranzisztoron egyforma áram folyik. Tehát a kimeneti munkaponti feszültség 0. Ha a bemenetre pozitív = C/bei ~" f^bei differenciális feszültséget adunk, akkor a T3 tranzisztor kollektorárama U^S^^^ értékkel nő és IQ^ ugyanennyivel csökken. A két áram különbsége az RQ ellenállá­ son folyik át. Tehát a feszültségerősítés:

_ Ai - —

_ - S^ed^C-

Az RQ ellenálláson a korábbi kapcsoláshoz hasonlóan nem esik egyenfeszült­ ség. Tehát dinamikus szempontok figyelembevételével szabadon méretezhető. C/ki-hez képest ellenfázisú további szimmetrikus kimenet megvalósításához még egy kimeneti fokozatot csatlakoztathatunk a T^ és T^ tranzisztorokhoz.

R^

0

Re

T3

-

Un T

/C3

1— Rc

t i

1

i

0

Re

L

Re

T3'

-UB

J

16.9. ábra. Elienütemű differenciálerősítő Differenciális erősítés: AÍ = S,^ÍRC

16.6. Szélessávú feszültségkövető Szélessávú feszültségkövetőként elvileg nagyon jól megfelel a 16.10. ábrán látható emitterkövető, mert határfrekvenciája a meredekség határfrekvenciája felett van. Hátránya, hogy kimeneti feszültsége 0,6 V-tal eltolódik a bemeneti feszültséghez viszonyitva. Ezenkívül a nagy, 2 mV/K-nyi ofszetfeszültsége miatt működése nagyon hőmérsékletfüggő. Ezeket a hátrányokat szünteti meg a 16.11. ábrán látható kiürítéses fetekkel felépített kapcsolás. A T2 fet áramgenerátor a

i

1 1

Rf

16.10. ábra. Emitterkövető

i7„«í/,,-0,6V

R

1

u,, 1

16.11. ábra. Source-követő

i

source-ellenállás szerepét tölti be. Két egyforma tranzisztornál UQ^ = — C/r, mert mindkettőn ugyanakkora áram folyik, így U^i = U^^. Azonos paraméterek miatt legalkalmasabbak a közös hordozón kialakított fetpárok. A munkaponti áramot az R eUenáUások határozzák meg. Ha i? = 0, akkor maximáhs /^ss áram folyik. Ebben az esetben azonban a terhelőáram csak kicsi lehet, mert gate - csatorna diódája kinyithat és a meghajtó generátort terheh. A két kapcsolás sávszélessége annál nagyobb, minél nagyobb a munkaponti áram. Nagy jeleknél azonban nagyon aszimmetrikus átviteli jellemzők keletkez­ nek. Oka, hogy a parazita kapacitás az IjS kimeneti ellenáUású Tj nyitott tranzisztoron gyorsan feltöltődik, a kisülés azonban csak az emitterárammal megy végbe, mert a Tj tranzisztor negatív él hatására lezár. Ezt a hátrányt is ellenütemü kapcsolással szüntethetjük meg.

16.6.1. Ellenütemű feszültségkövető Rétegfetekkel ellenütemü kapcsolást nagyon egyszerűen készíthetünk, mert munkapontjuk beálhtásához nem kell segédfeszültség. A 16.12. ábrán látható kapcsolásnál a munkaponti áramot az R^ és i?2 negatív áram visszacsatoló ellenál­ lások áhítják be. Az / ^ q munkaponti áramot előírjuk a méretezéshez. Az R^ ellenálláson | UQ^I/IJ^Q | feszültségnek kell esnie, hogy a kimeneti feszültség 0 legyen. A négyzetes átviteli karakterisztikából [(5.1) egyenletből]:

Ebből R, =

1-

'DSl

1 Rx

1

R,

Rx

1 Rx

J 16.12. ábra. Ellenütemű source-követő

16.13. ábra. EUenütemű emitterkövető

J 16.14. ábra. Ellenütemű source-követővel vezérelt ellenütemű emitterkövető

Típus

Gyártó

LT 1010 BUF 03 H A 5033 LH 0033 3553 LH 0063

Lin. Techn. PMI Harris National Burr Brown National

Technológia

monolit monolit hibrid hibrid hibrid hibrid

Maximális jelváltozási sebesség, Y/lis

Maximális kimenő áram, mA

100 300 1000 1400 2000 6000

150 70 100 100 200 250

16.15. ábra. Néhány integrált szélessávú feszültségkövető áramkör

es ^DS2

10 mA-nál nagyobb kimenő áramnál bipoláris tranzisztorokat kell használni. Erre az esetre mutat példát a 16.13. ábra. A T3 és T 4 tranzisztor munkaponti áramának beálhtásához bázisaik közé kb. 1,4 V feszültséget kell adni. Ezt a feszültséget áhítja elő az eléjük kapcsolt és T2 jelű emitterkövető kapcsolású tranzisztor, amelyek egyben impedanciatranszformálást is végeznek. A munka­ ponti áramot az R 2 ellenáhásokon keletkező negatív áramvisszacsatolás stabilizál­ ja. Ezek általában 3 és 30 Q közötti értékűek. Az i?i ehenáhások gondoskodnak a meghajtófokozat emitteráramáról, és egyben a végfokozat bázisáramát is adják. Az i?j ehenáhásoknak olyan kicsiknek kell lenniük, hogy maximáhs bemenő jelnél is akkora áram folyjon rajtuk, ami nagyobb a megfelelő végtranzisztor szükséges bázisáramánál. Nagyobb kivezérlés­ nél áramgenerátorokkal helyettesítsük az ellenállásokat. Az emitterkövető hajlamos parazita nagyfrekvenciás gerjedésre. A káros rezgések kialakulásának csillapítására kapcsoljunk ehenáhásokat a bázisokkal sorba. Ezek a soros ehenáhások lehetőleg minél kisebbek legyenek, hogy a kimene­ ti ehenáhást és a határfrekvenciát ne rontsák le. Értékük általában 20...200 Q. A 16.12. ábrán látható komplementer source-követőt is használhatjuk a komplementer emitterkövető előfeszültségének előálhtására. A D^és SL D 2 diódák a 16.14. ábrán 1,4 V-ra korlátozzák a bázisfeszültségek különbségét. A nullpontbeálhtáshoz a és T2 source-követőt beállítható áramú áramgenerátorral is terhel­ hetjük. Nagyrészt ezen az elven működnek a 16.15. ábrán összefoglalt integrált szélessávú feszültségkövetők.

16.7. Szélessávú műveleti erősítők A 16.9. ábrán olyan differenciálerősítőt ismertünk meg, melynek nagyjelű átviteli tulajdonságai jók, és kimeneti munkaponti feszültsége 0. Műveleti erősítő­ ként csak úgy működtethetjük, ha feszültségerősítése nagy és kimeneti ehenáhása kicsi.

Nagy feszültségerősítést úgy érünk el vele, ha elhagyjuk az RQ munkaellenállást. Ekkor a feszültségerősítést a kapcsolás ezen pontján értelmezhető nagy i\ belsőellenáhása határozza meg. A sávszélesség ugyanannyíszorosan csökken, mint amennyiszeresre nőtt az erősítés. A műveleti erősítőknél fontos erősítés — sávszéles­ ség szorzat azonban állandó marad. A kis kimeneti ehenállás elérésére a kapcsolást egy impedanciaváltóval kell ki­ egészíteni. Erre a célra megfelelő például a 16.13. ábrán látható ellenütemű emitter­ követő, és így jutunk a 16.16. ábrán látható kapcsoláshoz. A gyártás során monolit technológiát feltételezve a pnp-tranzisztorokat nem lehet egyszerűen előáUítani. Ehhez ún. dielektrikus szigetelést alkalmazó bonyolult technológiai eljárást kell alkalmazni. A Harris cég ezzel a technológiával készíti pl. a HA 2539 és a HA5160 típusú gyors műveleti erősítőit. A műveleti erősítők külső negatív visszacsatolási lehetőségeihez megfelelően nagy fázistartalék kell, azaz a hurokerősítés abszolút értékének egynél kisebbnek kell lenni, mielőtt eléri a - 180°-os fázistolást. Emiatt T3 és T3 kollektorára elvileg RC tagot csatlakoztathatunk. Ezzel a megoldással azonban a kimeneti feszültség jelváltozási sebessége (slew rate) viszonylag kis értékűre csökkenne. Sokkal jobb, ha az R ^ negatív áramvisszacsatoló ellenállások változtatásával álhtjuk be a szük­ séges tranziens viselkedést. Az áramkör kisfrekvenciás tulajdonságai természetesen lényegesen rosszab­ bak, mint amit az integrált műveleti erősítőknél általában megszoktunk. A stabili­ záláshoz szükséges R ^ negatív áramvisszacsatoló ellenáhás kis egyfeszültségű erősí­ tést és nagy ofszetfeszültséget okoz. Minthogy a bemeneti tranzisztorok az előírt nagy sávszélesség miatt viszonylag nagy kollektorárammal működnek, ezért nagy bemeneti munkaponti áram is kell.

16.16. ábra. Szélessávú műveleti erősítő

16.17. ábra. Egyenfeszültség-stabilizált szélessávú erősítő

Ezt a hátrányt kiküszöbölhetjük, ha az A" szélessávú erősítőt a 16.17. ábrán látható módon az A^ egyenfeszültség erősítővel kombináljuk. Ekkor a nagyfrek­ venciás tulajdonságokat a szélessávú erősítő, a kisfrekvenciás működést pedig az egyenfeszültség erősitő határozza meg. Egyetlen hátrányként az marad meg, hogy a kapcsolásnak csak fázisfordító bemenete van. A kapcsolás erősítése kisfrekvencián: A=

-A.A^.

Mivel A" bemenetére a már -szeresen felerősített bemeneti feszültség jut. A" ofszetfeszültsége hatástalan. Az A" szélessávú erősítő bemeneti munkaponti árama az i?2 ellenálláson át záródik és nem kerül a bemenetre. Ezért a kapcsolás bemeneti munkaponti árama az egyenfeszültség-erősítőjének megfelelő kis érték. Az A^ kimeneti feszültsége nagyfrekvencián 0, Az eredő erősítés tehát ilyenkor: A =

-A2.

Az RiC^ ahiláteresztő szűrőtag arra való, hogy nagyfrekvencián az egyenfeszültség-erösítöre ne jusson vezérlőjel, és így az ezzel járó kézbentarthatatlan jelenségek fellépését meggátolja. Az egyes erősítők és az eredő erősítés frekvenciakarakterisztikájának alakulá­ sát példaként, a 16.18. ábrán látjuk.

10

1k

lük

100 k

ÍM

10 M

16.18. ábra. Az erősítés frekvenciamenete

1 G f, Hz

17. Teljesítményerősítők

A teljesítményerősítők olyan áramkörök, amelyekben alapvető követelmény a nagy kimenő teljesítmény, a feszültségerösítés viszont kevésbé jelentős szempont. A teljesítményerősítő fokozatok feszültségerősítése rendszerint 1 nagyságrendjé­ ben van, az előerősítő fokozatoknak tehát az előírt kimeneti feszültség nagyság­ rendjébe eső meghajtó feszültséget kell adniuk. A teljesítményerősítők tehát tulaj­ donképpen áramerősítők. A kimeneti feszültség és a kimenő áram mind pozitív, mind negatív lehet. Azok a teljesítményerősítők, amelyeknek kimenő árama csak egyirányú lehet, azok a tápegységek. Ezekkel a 18. fejezetben foglalkozunk.

17.1. Emitterkövető Az emitterkövető működési elvét a 4.4. szakaszban megismertük. A további­ akban kiszámítunk néhány jellemző adatot, amelyek teljesítményerősítő alkalma­ zása esetén különösen fontosak. Először határozzuk meg azt a terhelőellenállást, amelyre az áramkör a lehető legnagyobb teljesítményt túlvezérlés, vagyis vágás nélkül leadhat. Ha a kimenetet negatív irányba vezéreljük, akkor az R^-n átfolyó áram egy részét R^ szolgáltatja. Az áramkör akkor éri el a kivezérlés határát, amikor a tranzisztoron átfolyó áram 0. A kivezérlési határhoz tartozó kimeneti feszültség: rr

=

-Rt ^

—

TI

A kimenet 0 V körüli szinuszos kivezérlése esetén a kimeneti feszültség maximáhs amplitúdója tehát U,R, ^'^"^^ ~ R^ + R,

lehet. Az R^ fogyasztó-ellenállásra jutó teljesítmény ebben az esetben:

fí,

T

1

17.1. ábra. Emitterkövető kapcsolás A^l; Feszül tség erősítés : Áramerósítés maximális kimenő teljesítmény esetén: A maximális kimenő teljesítményhez tartozó optimális terhelő-ellenállás: Kimenő teljesítmény optimális beállításnál és teljes, szinuszos kivezérlésnél: Maximális

Pímax

hatásfok:

A tranzisztor maximális teljesítménye:

disszipációs

= 6,25

_ t/f ^

1 fj2

^ ^ ki max

R,

2{RE + Rd'

A dPf/dRf = 0 egyenletből következik, hogy 7?,= /í^-nél kapjuk a terhelőellenállás­ ra jutó teljesítmény maximumát:

Ez az eredmény meglepő. Azt vártuk volna, hogy a kimenő teljesítmény akkor maximális, ha a terhelöellenállás egyenlő a feszültséggenerátor belsöellenállásával. Ez csak lineáris meghajtógenerátor esetén lenne igaz, az adott esetben azonban az aktív eszköz véges kivezérlési tartományú, vagyis nemlineáris generátornak felel meg. Számítsuk ki az áramkör teljesítményviszonyait tetszőleges amphtúdójú kime­ neti feszültség és terhelőellenállás esetén. Az terhelőellenállásra jutó teljesítmény szinuszos feszültség esetén: 1 2R/ A tranzisztoron fellépő átlagos veszteségi teljesítmény: T

dt. RB

)

Ha i^ki ^ t^ki sin (Dt, vagyis feltételezzük, hogy az R^n a munkaponti egyenfeszült­ ség értéke 0: l /l \\

tehát a tranzisztoron fellépő veszteségi teljesítmény akkor éri el maximumát, ha nincs bemenő jel. Az R ^ ellenálláson fellépő teljesítményt hasonlóan kapjuk:

RE

2

RE

Az áramkör összes teljesítményfelvétele a telepből:

R. Az eredmény érdekessége, hogy az áramkör P^ teljesítményfelvétele független a kivezérlés mértékétől és még változó terhelés esetén is állandó, amíg a kapcsolást nem vezéreljük túl. Az áramkör hatásfokát a maximálisan elérhető kimenő teljesít­ mény és a teljes kivezérléskor felvett teljesítmény viszonyával definiáljuk. A maxi­ máhs hatásfok P^^^^ és P^ egyenleteiből:

, = ^ = 6,25 %. Az áramkört két fő tulajdonság jellemzi: — a tranzisztoron átfolyó áram sohasem 0, - a kapcsolás összes teljesítményfelvétele állandó és a kivezérléstől független. Ezek a tulajdonságok az A osztályú beállítás jellemzői.

1 7 2 . Komplementer emitterkövető A 17.1. ábrán látható emitterkövető kapcsolás kimeneti teljesítményét az korlátozza, hogy az R^ ellenálláson csak korlátozott áram folyhat. Lényegesen nagyobb kimenő teljesítmény és jobb hatásfok érhető el, ha R^-t egy másik emitterkövetővel helyettesítjük (17.2. ábra).

17.2.1. B osztályú komplementer emitterkövető Pozitív bemeneti feszültség esetén a tranzisztor emitterkövetőként műkö­ dik, és T2 lezár, negatív bemeneti feszültségnél ez fordítva van. A tranzisztorok félperiódusonként felváltva vezetnek. Az ilyen működési módot ellenütemű B osz­ tályú üzemnek nevezzük. Ha U^^ = 0, akkor mindkét tranzisztor lezár, ezért az áramkör nem vesz fel munkaponti áramot. A pozitív, ill. negatív tápfeszültségfor474

J

+ u, T,

1

17.2. ábra. B osztályú komplementer emitterkövető Feszültségerösítés: A^\; A ramerősítés: A-^ = P \ Kimenő teljesítmény teljes, szinuszos kivezérlés esetén: Hatásfok teljes, szinuszos kivezérlés esetén: rj = — = 78,5 %; Pt Maximális átlagos veszteségi teljesítmény jji o 1 t/^ egy tranzisztorban: P^i = Pái = " T " = ~ ' = 0,2Pf

rásból felvett áram egyenlő a kimenő árammal. Ennek alapján sejthetjük, hogy az áramkör hatásfoka sokkal jobb, mint az egyszerű emitterkövető kapcsolásé. A ki­ vezérelhetőségben más különbség is van. A kimenet minden terhelés esetén ± között kivezérelhető, mert a tranzisztorok nem korlátozzák a kimenő áramot. A bemeneti és kimeneti feszültség közötti különbség a vezető tranzisztor bázis — emitter feszültségével egyenlő. A terhelés hatására a bázis — emitter feszültség csak kevéssé változik, ezért u^- ^ w^e a terheléstől függetlenül. A kimenő teljesítmény fordítva arányos ií^-vel és nincs szélsőértéke, ebben az áramkörben tehát nincs szükség teljesitményillesztésre. A maximális kimenő teljesítményt inkább a megengedett csúcsáram és a tranzisztor maximáhs veszteségi teljesítménye korlátozza. Maximáhs szinuszos kivezérlés esetében:

Számítsuk ki a T i tranzisztoron fellépő P^i veszteségi teljesítményt, ih. ennek átlagát (T2 veszteségi teljesítménye az áramkör szimmetriája miatt ugyanekkora): T/2

1 ^dl

Ha

= C/^i sin cot, akkor

r

Uu: {U-u,dfdL

Most már meghatározhatjuk az áramkör hatásfokát:

P,

2P,, + P,

0,785

4 U,

Tehát arányos a kimeneti feszültség ampUtúdójával és teljes kivezérlésnél {ÜÍ,Í = U^) eléri az r] = 78,5 % értéket. A tranzisztor maximális veszteségi teljesítménye nem teljes kivezérlésnél van, hanem 0,64C/, 71

feszühségnél. Ez az érték közvetlenül megkapható a

dp,.

= 0

összefüggésből. Ebben az esetben a tranzisztoronként! veszteségi teljesítmény: J_C^ dmax

0,1

A 17.3. ábra a kimenő teljesítményt, a veszteségi teljesítményt és a telepből felvett összteljesítményt mutatja a kivezérlés függvényében. Látható, hogy a felvett telepteljesitmény: P, = 2P,,

+ P,=

-~^U,,^0M-^U,,

arányos a kimeneti amplitúdóval. Ez a B osztályú működés jellemzője. Már korábban említettük, hogy mindig csak egy tranzisztor vezet. Ez azonban csak az alkalmazott tranzisztor tranzitfrekvenciájánál jóval kisebb frekvenciákon

0

0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0

17.3. ábra. Komplementer emitterkövető teljesítményviszonyai a kimeneti amplitúdó függvényében

igaz teljes mértékben. A tranzisztornak meghatározott időre van szüksége, hogy vezető állapotból lezárt állapotba kerüljön. Ha a bemeneti feszültség periódusideje kisebb ennél az időnél, akkor mindkét tranzisztor egyidejűleg nyitva lehet, emiatt a + í/t és — í/^ teleppontok között nagyon nagy áram folyhat a két tranzisztoron keresztül, ami egy pillanat alatt tönkreteheti őket. Kritikus frekvenciatartományba eső gerjedés léphet fel visszacsatolt erősítőnél, vagy visszacsatolás nélkül is gerjedés jelentkezhet, ha az emitterkövető kapacitív terhelésű. A tranzisztorok védelmében áramkorlátozásra van szükség.

17.2.2. A B osztályú komplementer emitterkövető A 17.4. ábra szemlélteti az előző ellenütemű B osztályú áramkör u^- = u^i{u^J átviteli karakterisztikáját. A nullpont közelében a vezető tranzisztor árama is nagyon kicsi, és kimeneti ehenállása nagyon nagy, ezért terhelés esetén a kimeneti feszültség ebben a tartományban a bemeneti feszültséghez képest keveset változik. Ez az oka a töréspontos karakterisztikának a nullpont közelében (holtzóna).

17.4. ábra. Ellenütemű B osztályú üzem átváltási torzítása

17.5. ábra. Ellenütemű AB osztályú üzem átváltási torzítása

A kimeneti feszültségnek azt a torzulását, amit a karakterisztika törése okoz, átváltási torzításnak nevezzük. Ha mindkét tranzisztoron egy kis munkaponti áram folyik, akkor a nullpont közelében kimeneti ellenállásuk lecsökken, és a 17.5. ábrán látható átviteli karakterisztikát kapjuk. Az átviteli karakterisztikából kitű­ nik, hogy az átváltási torzítás most lényegesen kisebb. A szaggatott vonal az egyes emitterkövetők karakterisztikáját szemlélteti. Ha a munkaponti áram akkora, mint a maximális kimenő csúcsáram, akkor az ilyen üzemmódot a 17.1. szakaszban leírtak alapján ellenütemű A osztályú működésnek nevezhetjük. Az átváltási torzí­ tásjelentősen csökken, ha csak akkora munkaponti áram folyik, amely a maximá­ lis kimenő áram tört része. Az ilyen működési módot ellenütemű AB osztályú üzemnek nevezzük. Az átváltási torzítást ellenütemű AB osztályú üzemben olyan

kicsire csökkenthetjük, hogy negatív visszacsatolás hatására már teljesen elenyé­ szővé válhat. Egyéb torzítások ís keletkezhetnek, ha a pozitív és negatív feszültségeket nem egyformán erősítik a tranzisztorok. Ez akkor lép fel, ha a komplementer emitterkövetőt nagy belső ellenállású generátorral vezéreljük, és a két tranzisztor áramerősí­ tési tényezője különböző. Kis negatív hurokerősítésü visszacsatolásnál egyforma áramerősítési tényezőjű tranzisztorokat keh használni a torzítás csökkentésére. A 17.6. ábrán látható kapcsolás az AB osztályú működést valósítja meg. Kis munkaponti áram beállításához kb. 1,4 V munkaponti feszültséget biztosítsunk a Ti és T2 tranzisztor bázisa között. Ha az és U2 feszültség egyenlő, akkor a bemeneti munkaponti feszültség jó közelítéssel egyenlő a kimeneti munkaponti feszühséggel. Az előfeszühség a 17.7. ábrán látható módon egyetlen U 3 = U i + U 2 feszühséggenerátorral is beálhtható. Ebben az esetben a bemenet és kimenet között kb. 0,7 V feszültségkülönbség jön létre. Az AB osztályú üzem fő problémája az előírt munkaponti áram állandó értéken tartása széles hőmérséklettartományban. Ha a tranzisztorok melegednek, akkor nő a munkaponti áram. A tranzisztorok ezáltal tovább melegedhetnek, és a folyamat tönkremenetelhez vezethet. A pozitív termikus visszacsatolás hatására létrejövő folyamatot termikus megfutásnak nevezzük. A munkaponti áram növe­ kedését meggátolhatjuk, ha az Uy és U2 feszültséget fokonként 2 mV-tal csökkent­ jük. Erre a gyakorlatban diódákat vagy hőmérsékletfüggő ellenállásokat használ­ hatunk, melyet a teljesítménytranzisztorok hűtőbordájára szerelünk.

4

^40 1

^40

17.6. ábra. AB osztályú beállítás két segédfeszültséggel

R,

1 17.7. ábra. AB osztályú beállítás egy segédfeszültséggel

A hőmérsékletkompenzálás a szükséges pontossággal igen nehezen valósítha­ tó meg, mert a hőmérsékletérzékelő elemek hőmérséklete mindig alacsonyabb, mint a teljesítménytranzisztorok záróréteg-hőmérséklete. További stabihzálási le­ hetőség az, hogy a és T2 tranzisztorok emitterkörébe ellenállást kötünk. Itt az ellenállások hatására létrejövő áram-visszacsatolást hasznosítjuk. Az ellenáhások annál hatásosabbak, minél nagyobb az értékük. Az ellenáhások azonban sorba kapcsolódnak a hasznos terhelőimpedanciával, és csökkentik az elérhető kimenő teljesítményt.

Ezért a terhelő-ellenálláshoz képest lehetőleg kicsik kell legyenek. Darhngtonkapcsolásnál ez a korlátozó feltétel kiküszöbölhető, erre a 17.3. szakaszban térünk majd vissza. 17.2.3. A munkaponti előfeszültség beállítása A 17.8. ábra a munkapont beáhítására mutat példát. = U2 ^ 0,7 V feszültség esik. Ennél a feszültségnél a munkaponti áram folyik. A nagyobb bemeneti ellenállás emitterkövetőkkel is helyettesíthetjük, és így a 17.9. ábrán kapjuk.

A és D 2 diódákon és T2 tranzisztoron kis érdekében a diódákat feltüntetett kapcsolást

1

^4

R2

^ ^ 2

1

i

17.8. ábra. Munkapont-beállítás diódákkal

17.9. ábra. Munkapont-beállítás tranzisztorokkal

A 17.10. ábrán olyan kapcsolást láthatunk, amelynél az előfeszültség és ennek hőmérsékleti együtthatója széles határok között változtatható. A T3 tranzisztor az 7^5 és RQ ellenállásokon keresztül megvalósuló negatív visszacsatolással működik. Kollektor — emitter feszültsége elhanyagolható bázisáramnál: UcE =

U,BE

Az i?5 ellenállás hőmérsékleti együtthatója célszerűen negatív, amit a teljesítmény­ tranzisztorral közös hűtőlemezre szerelt N T C ellenállás segítségével valósíthatunk meg. így elérhetjük, hogy a munkaponti áram széles hőmérsékleti határok között hőmérséklet-független, noha a végtranzisztor tokhőmérséklete mindig kisebb, mint a záróréteg-hőmérséklete. A tárgyalt munkapont-beállító kapcsolásoknál nem folyhat áram a bemenet felől a kimeneti tranzisztorok bázisára. A kimeneti tranzisztorok bázisáramát tehát az áramgenerátoroknak kell adni. Az áramnak ezért nagyobbnak keh lenni, mint T i és T2 maximáhs bázisárama, hogy a és D 2 diódák, ill., a T3 és T4 tranziszto­ rok ne zárjanak le, mielőtt a teljes kivezérlést elérnénk. E tekintetben előnytelen

4' Rx R; Ro R,

1

e

i

u,,

-'iw

17.10. ábra. Munkapont-beállítás szabadon megválasztható hőmérsékleti együtthatóval

17.11. ábra. Munkapont-beállítás fetekkel

lenne az áramgenerátorokat ellenállással helyettesíteni, mert az ellenállás nagyobb kivezérlésnél kisebb bázisáramot adna. Olyan meghajtókapcsolás lenne a legjobb, amely nagyobb kivezérlésnél na­ gyobb bázisáram biztosítására képes. Ilyen kapcsolást látunk a 17.11. ábrán. A T3 és T4 fet source-követőként működik. A két source feszültségkülönbsége a negatív áram-visszacsatolással kb. 1,4 V-ra áll be. A nagy I^^ draináramú fetek jók erre a célra.

17.3. Komplementer Darlington-kapcsolások Az eddig leírt áramkörökkel maximum néhányszor 100 mA áramot érhetünk el. Amennyiben nagyobb kimenő áram szükséges, akkor nagyobb áramerősítésű tranzisztorok kellenek. Ilyen egyenértékű tranzisztorokat két vagy több egyedi tranzisztor összekapcsolásával is létrehozhatunk, amelyekben a tranzisztorok vagy Darhngton-kapcsolásban, vagy komplementer Darhngton-kapcsolásban működ­ nek. Ezeket a kapcsolásokat egyenértékű jellemzőikkel együtt már a 4.6. szakasz­ ban megismertük. A 17.12. ábra a Darlington-teljesítményerősítő alapkapcsolását szemlélteti. A Darhngton-pár a és T'^, valamint a T2 és T 2 tranzisztorok­ ból áh. A munkaponti áram beállítása ellenütemű AB osztályú működésnél ne­ hézségekbe ütközik, mert itt már négy hőmérsékletfüggő bázis - emitter nyitó­ feszültséget kell kompenzálni. A nehézségek csökkennek, ha a munkaponti ára­ mot csak a és T2 meghajtótranzisztorokon engedjük átfolyni, a végtranzisz­ torok pedig csak nagyobb kimenő áramnál nyitnak ki. Az előfeszühség akkora kell hogy legyen, hogy az és R2 ellenálláson kb. 0,4 V feszültség essen, tehát Ui ^ 2(0,4 + 0,7 V) = 2,2 V. Ebben az esetben a kimeneti tranzisztorok nagyobb réteghőmérsékletnél is lezárva maradnak vezérlés nélküh áhapotban.

Nagyobb kimenő áramnál a végtranzisztorok bázis--emitter feszültsége kb. 0,8 V-ra megnő. Ry és i?, ellenállásokon átfolyó áram a munkaponti áram kétszere­ sére áll be. A meghajtó tranzisztorok emitteráramának nagyobbik része a kimeneti tranzisztorok bázisáramaként folyik. Az i?i és /?, ellenállások egyben a kimeneti tranzisztorok bázisában tárolt töltések kisülését is elvégzik. Minél kisebb ellenállásúak, annál gyorsabban lezár­ nak a kimeneti tranzisztorok. Azért fontos a gyors működés, mert egyébként a bemeneti feszültség előjelváltásánál az egyik tranzisztor kinyit, mielőtt a másik le­ zár, és a végfokozaton nagy zárlati áram folyhat, ami azonnali tönkremenetelt okozna. Ez a jelenség korlátozza az elérhető teljesítmény-sávszélességet.

0

1

1

1 Rl

17.12. ábra. Komplementer Darlington-kapcsolás

17.13. ábra. Kvázikomplementer Darlington-kapcsolás

Célszerű a végfokozatban egyforma teljesítménytranzisztorokat használni. Emiatt T2, T 2 Darhngton-kapcsolást a 17.12. ábrán a 4.6. szakaszban leirtak szerint komplementer Darhngton-kapcsolással helyettesítjük. Az így keletkezett kapcsolást kvázi-komplementer teljesítményerősítőnek nevezzük, és a 17.13. ábrán láthatjuk. Az előző áramkörhöz hasonló munkaponti áram beáhítására az ellenálláson ismét 0,4 V feszültségnek kell esni. Ehhez C/i ^ 0,4 V + 2 • 0,7 V - 1,8 V feszültség keh. A munkaponti áram átfolyik a T2 tranzisztoron és az R 2 ehenáhá­ son a negatív tápfeszültségpont felé. Legyen i?2 = i^i, és T2-re ugyancsak 0,4 V nyitóirányú előfeszültségét kapunk. Az R^ és R 2 ellenáhásokon keresztül az előző kapcsoláshoz hasonlóan eltávoznak a bázisban tárolt töltések. Az egész elrendezés monoht integrált kivitelben kapható. Az SGS cég TDA 1420 típusa 3 A maximáhs kimenő áramot ad. Megengedhető veszteségi teljesítmé­ nye 30 W 60 °C tokhőmérsékletnél. Az L 149 típus már olyan védőkapcsolást is tartalmaz, amely gondoskodik arról, hogy az áramkör csak a biztonságos működé­ si tartományon belül (Safe Operating ^ r e a ; SOA) maradva működjék.

17.4. Komplementer source-követő A teljesítmény-mosfetek nagy előnye a bipoláris tranzisztorokkal szemben a gyors be- és kikapcsolás lehetősége. A bipoláris teljesítménytranzisztorok késlelte­ tési ideje 100 ns és 1 |is között van, a teljesítmény-mosfeteké pedig 10 ns...lOO ns. E tulajdonságuknál fogva a teljesítmény mosfetekkel 100 kHz... 1 MHz frekvencia­ tartományban működő végfokozatokat is készíthetünk. A teljesítmény-mosfetek nagy drain - gate és gate - source kapacitásúak, ezek néhányszor 100 pF-ot is elérhetnek. Ezért célszerű a telj esitmény-mosfeteket sour­ ce-követő kapcsolásban működtetni. Ekkor a drain — gate kapacitást a Mihereffektus dinamikusan nem növeh, és a gate - source kapacitás hatását az utánhúzási (bootstrap) hatás erősen csökkenti. A komplementer source-követő alapkapcsolást a 17.14. ábra szemlélteti. Az U i és U2 feszültségek a munkaponti áramok beálhtására valók. Ha Ui=U2 = C/p, akkor éppen nem folyik munkaponti áram: B osztályú működés adódik. Az áram­ átvételi torzítás elkerülésére U i = U2 > feltétel mehetti munkaponti áram folyhat, amit az R2 ehenáhásokon keletkező negatív áram-visszacsatolás stabi­ lizál. U i értékét a mosfet transzfer karakterisztikájából számíthatjuk ki: U ,

=

I j , R , +

U^

1+ 'DS

Sokkal nagyobb feszültséget kapunk, mint a bipoláris tranzisztoroknál, mert a teljesítmény-mosfetek elzáródási feszültsége 1...4 V között van. A szükséges előfeszültséget egyszerűen előálhthatjuk, ha a 17.9. ábrán a T3, T4 emitterkövetőket + U,2

T, Rx

^4©

+ U„

—o R2

i T2

1

R2

1

T2 1

-Un

17.14. ábra. Komplementer source-követő elve

^

U,,

1

I2 -U,2

17.15. ábra. Munkapont-beállítás komplementer source-követő számára International Rectifier tranzisztortípusok, példák: Ti I R F 531; T2 I R F 9531; T 3 I R F D 112; I R F D 9122

source-követőkkel helyettesítjük. Az új kapcsolást a 17.15. ábra szemlélteti. T3 segítségével / p3

'

1+ ^DS3,

előfeszültség áll elő. Ha a T3, T4 kisteljesítményű mosfetet ugyanabban a gyártási folyamatban állítjuk elő, mint a T^, T2 teljesítmény-mosfetet és ezért elzáródási feszültségük egyenlő a teljesítmény-mosfetekével, akkor R^ = R2 = 0-nál a maximá­ hs munkaponti áram: ^DS3

Il az Rl, J?2 ellenállásokkal csökkenthető. Az 4 , 4 áramok akkorák legyenek, hogy a Ti, T2 source-követők bemeneti kapacitásainak áttöhődése a maximális működé­ si frekvencián is biztosítva legyen. A meghajtófokozat működtetéséhez általában legalább 10 V-tal nagyobb tápfeszültség szükséges, mint a végfokozat tápfeszültsége. Egyébként az elérhető maximális kimeneti feszültség a tápfeszültségnél 10 V-tal kisebb lenne és rossz hatásfok adódna.

17.5. Elektronikus áramhatárolás A teljesítményerősítők kis kimeneti ellenállásuk miatt könnyen túlterhelőd­ hetnek és így tönkremehetnek. Ezért célszerű a kimenő áramot egy szabályozó­ áramkörrel meghatározott maximáhs értékűre korlátozni. A különböző lehetősé­ geket a 17.8. ábrán látható egyszerű komplementer emitterkövető példáján mutat­ juk be. Nagyon egyszerű kapcsolást látunk a 17.16. ábrán. Ha a D3, ih. D 4 diódasorok kinyitnak, akkor az 7?i, ih. R2 ellenállásokon nem nőhet tovább a feszültség, tehát határolás keletkezik. Ezzel a maximális kimenő áram:

Kl

4imax

Kl

jj

r.

Rl

Rl

Itt /?3, ill. /?4 a D3, ih. D 4 diódasorok sorba kötött diódáinak száma. A 17.17. ábra az áramhatárolás másik lehetőségét szemlélteti. Ha az Ri, ih. R2 ellenálláson keletkező feszültségesés túllépi a kb. 0,7 V-ot, akkor a T3, ih. T 4 tranzisztorok kinyitnak. Hatásukra a T^, ih. T2 bázisáramának további növekedé­ se megszűnik. A kimenő áram maximális értékére az 4i max

0,7 V jy ' Kl

.„ ^11-

_ 0,7 V 4imax - jy K2

483

+

.1 1

r +•

Di3Z \7

• 2 $

\7D

4 R7

1

1

Rx

/?7

D2V

ff/.

1

r 4^

17.16. ábra. Diódás áramkorlátozó kapcsolás ± 1,4 V/i?i,2

17.17. ábra. Áramkorlátozás tranzisztorokkal •

/kimax= ± 0 , 7 YlRi,2

egyenleteket kapjuk. Előnyös, hogy a szabályozásban nem játszik szerepet a telje­ sítménytranzisztor nagyon változó bázis —emitter feszültsége, hanem csak a hatá­ roló tranzisztor bázis - emitter feszültsége. Az és R^ ellenállások a határoló tranzisztorok bázisait védik az áramimpulzusoktól. Kimeneti rövidzárnál 4^^^^ áram folyik egy-egy félperiódusig a T i , ih. T2 tranzisztorokon, mialatt a kimeneti feszültség 0. Tehát a végtranzisztorokon disszipálódó átlagos teljesítmény:

Összehasonlítva a 17.2. szakasszal látható, hogy a veszteségi teljesítmény ötszöröse az üzemszerű működés veszteségi teljesítményének. Ezért úgy kell méretezni a teljesítménytranzisztorokat és hűtőbordákat, hogy a 17.6. és 17.7. ábrán látható kapcsolások rövidzár esetén se károsodjanak. Amplitúdófüggő á r a m k o r l á t o z á s

A rövidzárvédelem miatt nem kell túlméretezni a végfokozatot, ha csak meghatározott R^ értékű ohmos terhelést engedünk meg. Ekkor kiindulhatunk abból, hogy kis kimeneti feszültségnél csak kis kimenő áram folyik. Ekkor az áramkorlátozást nem az = U^^^^JR^ maximális áramra álhtjuk be, hanem 4 i U ^ \ / R t értékre korlátozhatjuk, tehát a kimeneti feszültségtől függő értékre. Az ( L ^ k i 0 ) rövidzárnál a megengedett maximális áramot a fentiek értelmében megfe­ lelő kis értékűre választhatjuk. Adjunk a 17.18. ábrán feltüntetett kapcsolás T3 és T 4 tranzisztorára olyan elöfeszültséget, amely növekvő kimeneti feszültséggel nő, hogy a kimeneti feszült­ ségtől függő áramkorlátozást kapjunk. Az R^ és R^ ellenállások, amelyek 7^3-hoz és i?4-hez képest nagyok, ezt a feladatot látják el. Kis kimeneti feszültségnél a

17.17. ábrán megismert áramkorlátozással találkozunk. Nagyobb pozitív kimeneti feszültségnél ellenálláson U^-RJR^ járulékos feszültségesés keletkezik. Ezáltal az áramkorlátozás O J V ^ R,U^, 1+ R,

-^kimax

RsR,

értéknél jön létre. A D 5 dióda meggátolja, hogy negatív kimeneti feszültségnél a T3 tranzisztor pozitív előfeszültségét kapjon és kinyisson. A D 3 dióda pedig meg­ akadályozza, hogy T3 kollektor —bázis diódája kinyisson, ha negatív kimeneti feszültségnél R2 ellenálláson nagyobb feszültségesés van, mert a meghajtó fokoza­ tot terhelné. Ugyanilyen megfontolások érvényesek T4 segítségével megvalósított negatív áramhatárolására is.

•^1 v V D3V T3. DA7

R5

4i max /

/

D5

De

R,

«6

1

1 /

-4i max

J

17.18. ábra. Feszültségfüggő áramkorlátozás 0,7 V i?3 4 í/j^j

17.19. ábra. Áramkorlátok és a kimenő áram valós terhelésnél

I4in

^ 1 , 2

^ 5 , 6 ^ 1 , 2

A 17.19. ábrán az áramkorlátozási karakterisztikát grafikusan ábrázoltuk. A feszültségfüggő áramhatárolással a teljesítménytranzisztorok biztonságos mű­ ködési tartományát teljesen kihasználhatjuk. A módszert SOA (Safe Operating Area) áramkorlátozásnak nevezzük. Ilyen túláramvédelmet alkalmazó integrált meghajtó áramkör pl. az Intersil cég ICL 8063 és a National LM 391 típusa.

17.6. Négy síknegyedes működés

A teljesítmény-végfokozatok legszigorúbb feltétele, ha tetszőleges pozitív és negatív kimeneti feszültségre áhandó /^max és I^max áramkorlátot írunk elő. Ilye követelmény szükséges, ha a terhelés nem ohmos, hanem reaktív jellegű, így a végfokozatra energiát táplálhat vissza. Ilyen terhelést képviselnek pl. a kapacitív, induktív terhelések és elektromotorok. Ilyen esetben a 17.16. és 17.17. ábrán megis­ mert módszerekhez kell visszatérni. A T2 negatív feszültségű végtranzisztor kriti­ kus működési áhapota akkor jön létre, ha a terhelés U^^ = C/ki^ax ^ kimeneti feszültségnél /ki^ax áramhatárolással korlátozva táplál vissza energiát az áramkör­ be. Ekkor a T2 tranzisztoron UCEI ^ 2C/t"^ feszültségnél lümax áram folyik. T2Pd2 = ^U^^^imax veszteségi teljesítmény lép fel. 2U^ feszültségnél a legtöbb bipo ris tranzisztor másodfajú letörés (Secondary Breakdown) miatt a termikusan egyéb­ ként megengedhető teljesítmény tört részével terhelhető. Ezért több teljesítmény­ tranzisztort kell párhuzamosan kapcsolni, vagy még jobb teljesítmény-mosfetet használni, amelynél nincs másodfajú letörési karakterisztikatartomány. A 17.20. ábra a végtranzisztorokon fellépő feszühség felezésére szemléltet példát. Az alapgondolat az, hogy és T2 kollektorfeszühségét a bemeneti feszült­ séggel vezéreljük. Pozitív bemeneti feszültségnél: Ui =

C/be +

0,7

V

+ 3 V-0,7 V-0,7

V =

U^, + 2,3

V.

A Ti tranzisztor tehát biztosan a telítéses tartományon kívül működik. Negatív bemeneti feszültségnél a D 3 diódán folyik a kimenő áram és 11^=- 0,7 V. Ha a

u

\u..

1 ^'^^ 3V,

A

0 D,

17.20. ábra. Négysíknegyedes működésű ellenütemű végfokozat

17.21. ábra. Kimeneti feszültség és az C/^, segédfeszültségek

bemeneti feszültség lecsökken C/^e = ^bemin ^ ^ t " értékre, akkor T^-en csak C / c E i m a x ^ C^t" fsszültség csik. T3 tranzisztoron sem nagyobb a maximális feszült­ ség. Ha C/be = 0, akkor C / C E S ^ + C/t"^. Ezért a T^-en és T3-on disszipálódó maximá­ lis veszteségi teljesítmény P^^^ = U^I^irnax- Tehát nemcsak a maximáhs kollek­ t o r - e m i t t e r feszültség feleződik, hanem a veszteségi teljesítmény is. Szimmetria miatt a negatív ágon T2-ön és T4-en is ugyanilyen körülmények adódnak. Ui és U2 menetét a 17.21. ábrán látjuk.

Teljesítmény-végfokozat méretezési példa A teljesítményerősítők méretezésének részletesebb ismertetésére nézzünk egy számpéldát, amelynek során egy 50 W-os kisfrekvenciás teljesítményerősítőt mére­ tezünk. A teljes kapcsolási rajz a 17.22. ábrán látható. Az áramkör alapja a 17.12. ábrán látható teljesítményerősítő.

c,

^3

68a

^5 10k£2

^1

13 £2 /?2

1

13£2 lOkft 100 íl

^4 68" J

Ti

1

_}_

i70pFL_.

J

17.22. ábra. 50 W szinuszos kimenő teljesítményű végfokozat

Az erősítő R^= 5 O-os terhelésre 50 W szinuszos teljesítményt ad le. A kimeneti feszültség csúcsértéke: C/^j = 22,4 V, a kimenő áram csúcsértéke pedig: 4i = 4,48 A. A tápfeszültség felvételéhez határozzuk meg T^, T'i, T3 és elemeken fellépő feszültségesés minimáhs értékét. 4iax áramnál és T[ bázis — emitter nyitófeszült­ ségeinek összegére 2 V-ot veszünk fel. Az i?3-on létrejövő nyitóirányú diódafeszültségnyi feszültségesés hozzávetőlegesen: 0,7 V. A T3 kollektor - emitter feszültsége teljes kivezérlés esetén 0,9 V alá nem csökkenhet. A végfokozat stabilizálatlan tápfeszültséggel üzemelhet, melynek feszültsége teljes terhelés esetén mintegy 3 V-tal csökkenhet. Ezzel a terheletlen tápfeszültség:

U, = 22,4 V + 2 V + 0,7 V + 0,5 V + 3 V ;^ 29 V. Az áramkör szimmetriája miatt ugyanekkora negatív tápfeszültség szükséges. Ezek után kiadódnak a és T2 tranzisztorok szükséges határadatai. A maximális kollektoráram: 4,48 A . A biztonság érdekében / c m a x ^ 10 A áramra tervezzünk. A teljes kivezérléskor fellépő maximális kollektor - emitter feszültség : C/ki ^ 51,4 V nagyságú. Í7CER = 60 V-ot vegyünk figyelembe. A 17.2.1. pont­ ban megadott ^2

egyenlet alapján Pjy = Pjr = 17 W . A 4.2. szakasz alapján a következőt írhatjuk fel a veszteségi teljesítményre:

p -

'rk

^ dmax

A szilícium tranzisztorok maximális tj záróréteg-hőmérséklete általában 175 °C. A készülék belső terének hőmérséklete feltételezéseink szerint nem lépi túl az 5 5 °C hőmérsékletet. A hűtőborda hőellenállását válasszuk

W értékűre. Ezzel meghatározhatjuk a félvezető réteg és tranzisztorház közötti hőellenállás szükséges értékét: 175°C-55°C ' 4-C, W

' ^ ^ ^

•

3 , r c "

w

Az adatlapok sokszor a teljesítménytranzisztorok 2 5 °C házhőmérséklet mellett megengedhető P , 5 veszteségi teljesítményét adják meg. Ez a teljesítmény 7?^ és tj ismeretében kiszámítható: t.-25°C 250 °C P25 = = = 48 W. R, 3,1 °C W Tételezzük fel, hogy az így kiválasztott tranzisztor áramerősítési tényezője maxi­ mális kimenő áram esetén 30. Az eddigi eredmények ismeretében meghatározhat­ juk a Ti és T2 meghajtó tranzisztorok szükséges adatait. Maximális kollektoráraniuk; 4,48 A = 149 mA 30 Ez az érték azonban csak kisfrekvencián igaz. % 2 0 kHz frekvencia felett a kisfrekvenciás teljesitménytranzisztorok áramerősítési tényezője már gyorsan

csökken. Ezért meredek jelfelfutásnál a kimenő áram jelentős részét rövid időre a meghajtó tranzisztorok adják. Nagy sávszélesség elérésére legyen / c m a x " " 1 A. Az ilyen nagyságrendű adatokkal működő, kb. 5 0 MHz tranzitfrekvenciájú tranzisz­ torok még olcsón beszerezhetők. A 17.3. szakaszban említettük, hogy kedvező, ha a munkaponti áramot csak a meghajtó tranzisztorokon engedjük át és az R^, R2 ellenálláson kb. 4 0 0 mV feszültségesést állítunk be. Ezt a feladatot látja el a három tagból álló D 3 szilícium diódasor, amelyen kb. 2,1 V feszültség esik. Legyen a nyugalmi munkaponti áram kb. 3 0 mA, hogy a torzítások megfelelően kicsik legyenek. Ezzel R, =

R2 =

'

400 mV =

13

Q.

30 mA

A meghajtó tranzisztorok munkaponti disszipációs teljesítménye 3 0 mA • • 29 V ^ 0,9 W, teljes kivezérlésnél 0 , 7 5 W. Látható, hogy TO-5 tokos, hűtőcsillag­ gal ellátott kisteljesítményű tranzisztor megfelel erre a célra. A tranzisztorok áram­ erősítési tényezőjére 100-as értéket tételezzünk fel. Ezzel a maximális bázisáramuk:

4max =

1 /4,48A

~

0,8 V \

+

2 mA.

V

100 30 13 0 ; A T3, T 4 áramgenerátorokon átfolyó áram ehhez képest nagy kell hogy legyen, legalább 1 0 mA. Az emitterkövetők hajlamosak parazita oszcillációra a kimeneti tranzisztorok tranzitfrekvenciájának közelében [ 1 7 . 1 ] . A káros rezgések csillapítására még egy soros RC taggal (például 1 Q; 0 , 2 2 |LIF) terhelhetjük a kimenetet. Nagyobb frekven­ cián azonban ezzel csökken a hatásfok. Másik vagy kiegészítő módszer szerint használhatunk a gerjedés megakadályozására a meghajtó tranzisztorok bázisával soros ellenállást is a kollektor - bázis kapacitások külső elemmel való megnövelé­ sével együtt. Legyen a 1 7 . 2 2 . ábrának megfelelően R^ = R8= 1 0 0 Q, akkor a rajta létrejövő feszültségesés 0 , 2 V alatt marad. A kivezérelhetőséget ez a módszer csak jelentéktelenül csökkenti.

17.8. Meghajtó fokozatok feszültségerősítéssel Az ismertetett teljesítményerősítőknél a nullátmenet közelében kisebbnagyobb torzítások lépnek fel. Ezek negatív visszacsatolással csökkenthetők lenné­ nek. E célból a végfokozat elé előerősítőt kapcsolunk, és mindkét fokozatot átfogó negatív visszacsatolással látjuk el. Egy egyszerű megoldást szemléltet a 1 7 . 2 3 . ábra. A végfokozat vezérlése a T3 áramgenerátoron át történik, amelyik a T7 tranzisztor­ ral együtt áramtükröt alkot Ice áramra vonatkozóan. A T5, differenciálerősítő végzi a szükséges feszültségerősítést. T3 terhelő-ellenállása viszonylag nagy; a T3 és T4 áramgenerátorok belsőellenállásának párhuzamos eredője és a Tj, T2 emitter­ követők bemeneti ehenáhása terheli.

1 /C6

^C6

^8 De

i

T Re

\7

R->

Rl

1

J

] 17.23. ábra. Egyszerű meghajtókapcsolás feszültségerősítéssel

Az egész kapcsolás negatív visszacsatolását az i?^, A visszacsatolt feszültségerösítés:

feszültségosztó végzi.

Az erősítés ne legyen túl nagy, hogy elég nagy hurokerősítést kapjunk. Gyakor­ lati értéke 5 és 30 között van. Ha csak váltakozó feszültséget kell erősíteni, akkor a kapcsolás ofszet szem­ pontjából javítható, ha RnAQ\ kondenzátort kötünk sorba. Ezáltal az egyenáramú erősítés l-re csökken. Ilyen elven működik a legtöbb integrált teljesítményerősítő, pl. az SGS cég TDA 2002 típusú integrált kapcsolása is.

Szélessávú meghajtókapcsolás Nagyobb sávszélességű meghajtókapcsolást kapunk, ha a T3 és T4 áramgene­ rátort ellenfázisban vezéreljük és földelt bázisú kapcsolásban működtetjük. így jutunk a 17.24. ábrán látható kapcsoláshoz, amit szélessávú műveleti erősítővel (16.16. ábra) vezérlünk. Mivel a teljesítményerősítőhöz differenciáhs bemenet nem kell, ezért az ellenütemű differenciálerősítő egyik felét elhagyjuk, és műveleti erősítő ellenütemü végfokozatával helyettesítjük. Ez a nyugalmi munkaponti fe­ szültséget stabilizálja a 16.17. ábrán látható kapcsolás elvén. A teljes kapcsolás úgy működik, mint egy fázisfordító műveleti erősítős elrendezés, amelynek az R^^ és ellenállások alkotják a negatív visszacsatoló hálózatát. Erősítése tehát: A^= Az elrendezés méretezése során a

-R1JR15.

T3...T6

tranzisztorok kollektoráramaiból indul-

junk ki, ami legyen 10 mA. Ekkor az és R^ ellenállásokon 20 mA áramnak kell folynia. Az R^ és R^ ellenállásokon 1,4 V feszültség esik. Ebből: 1,4

V

20 mA A műveleti erősítő kimeneti munkaponti feszültségét a végfokozat ofszetje szabja meg, ami közel 0. Ezért nyugalmi helyzetben az R^^ és R12 ehenáháson gyakorlatüag nem folyik áram. T5 és kohektoráramainak tehát az Rg és R^^ ehenáhásokon keh átfolynia. d= 15 V tápfeszültségnél: 15 Rg -

i?iO

V

ka.

10 mA = 1,5

A T3 és T4 áramgenerátor maximális áramkivezérlése érdekében a T5 és kohektoráramait 0 és 20 mA között kell váhoztatni. Ezt az értéket a műveleti erősítő teljes kivezérlése mellett keh elérni. Ebből az R^^ és i?i2 ehenáhás: 10 ^11

=

R

12

V

10 mA

= 1 kO.

A műveleti erősítő bemeneti R^^, C4 aluláteresztő szűrőjének felső határfrekvenciá­ ja kb. 10 kHz. Ezzel a műveleti erősítő nagyfrekvenciás tulajdonságai nem befolyá­ solják a működést. A nagyfrekvenciás ág C3, R^^ felüláteresztő szűrőjének alsó határfrekvenciáját ehhez képest alacsonyabbra, pl. kb. 1 kHz-re válasszuk. Az áramkör teljes erősítését az R^^ és R^^ ellenáhásokkal 1 és 10 közé

1 Nagyfrekvenciás út

1

^15

I

Ru

Q=r

1

R.

Rn

Kisfrekvenciás út

I

l-t

R'.

T Rv.

R,10

1

R,

i

17.24. ábra. Szélessávú teljesítményerősítő

állíthatjuk be. Nagyobb erősítés beállítása nem ajánlatos, mert a nagyfrekvenciás ág hurokerősítése túlságosan kicsi lesz. A nagyfrekvenciás ág nyílthurkú erősítése az és az R^ ellenáhásokkal változtatható. Úgy áhítsuk be, hogy a kapcsolás a kívánt tranziens tulajdonságokkal rendelkezzen. A műveleti erősítő számára elég a belső kompenzálás. A V H F tartományú gerjedés megakadályozására az egyes tranzisztorokat soros bázisellenállásokkal lássuk el [17.1].

17.9. Integrált műveleti erősítők kimenő áramának növelése Az integrált műveleti erősítők kimenő árama általában max. 20 mA értékűre korlátozott. Sok esetben ennek kb. tízszeresére lenne szükség, és ezt egyszerű áramköri kiegészítéssel szeretnénk megoldani. Az előzőekben ismertetett valame­ lyik végfokozatot természetesen felhasználhatjuk erre a célra. Kisfrekvencián a megoldás egyszerűsödik, ha B osztályban működő ellenütemű emitterkövetőt használunk. A műveleti erősítő véges jelváltozási sebessége (slewing rate) miatt azonban még negatív visszacsatolás mellett is jelentős áramátváltási torzítás lép fel. Ez lényegesen csökkenthető, ha a 17.25. ábra szerint az R^ ellenállást használjuk, amely 0 feszültség körül az emitterkövetőket söntöh. Ebben az esetben az erősítő szükséges jelváltozási sebessége véges értékre csökken. Ez az érték a kimeneti feszültség szükséges változási sebességének (1 + i^i/i^J-szerese. R^= 5 Q terhelő-ehenállásnál közönséges, pl. |iA 741-es típusú műveleti erősí­ tővel kb. 1 kHz-es teljesítmény-sávszélességet is elérhetünk. A fetbemenetű művele­ ti erősítők jelváltozási sebessége rendszerint lényegesen nagyobb, az LF 356 típus­ nál pl. 12 V/|is. Ezzel az erősítővel a leírt módon 20 kHz nagyjelű sávszélességet érhetünk el. A 17.26. ábrán látható kapcsolás hasonló tulajdonságú, mint az előző áram­ kör. A végfokozat tranzisztorait azonban itt a tápfeszültség-vezetékekről vezérel-

Rx

T, 9 nO-

1

-*

I

T2

Y

i J

17.25. ábra. Áramerösítés komplementer emitterkövetővel

17.26. ábra. Áramerösítés komplementer földelt emitteres fokozatokkal

jük. Ilyen módon a műveleti erősítő kimeneti tranzisztoraival együtt két komple­ menter Darlington-fokozatot kapunk. Kis kimenő áramnál a és T2 végtranzisztorok lezárnak. Ekkor a kimenő áramot teljes egészében a műveleti erősítő szolgáltatja. Nagyobb kimenő áramnál Ti vagy T2 kinyit és a kimenő áram nagyobb részét adja. A műveleti erősítő árama hozzávetőlegesen 0,7 V/Ri értéken marad. Az előző kapcsolással szemben bizonyos mértékig előnyös, hogy a műveleti erősítő munkaponti árama a végfokozat tranzisztorainak bázis - emitter előfe­ szültségét is beáhítja. Az ellenállást úgy méretezzük, hogy a munkaponti előfe­ szültség kb. 400 mV legyen. Ezáltal az áramátváltási tartomány erősen lecsökken anélkül, hogy a végtranzisztorokon nyugalmi áram folyna, aminek stabilizálását is meg kellene oldani.

18. Tápegységek

Minden elektronikus készüléknek tápáramellátásra van szüksége. A berende­ zések általában egy vagy több egyenfeszültséget igényelnek. Nagyobb teljesítmény­ igénynél az elemek használata gazdaságtalan, ilyenkor az egyenfeszültséget hálóza­ ti transzformátorral és egyenirányítóval álhtjuk elő. Az így nyert egyenfeszültség rendszerint a hálózatból származóan búgófeszültséget is tartalmaz, ráadásul értéke terhelésváltozás, valamint hálózati feszültségingadozás hatására változik. Ezért többnyire feszültségstabilizátort is kell használni, ami az egyenfeszültség nagy változásait kiegyenlíti. A következő két szakaszban a stabilizálatlan egyenfeszült­ ség előállításával, ezt követően a stabilizátor-áramkörökkel foglalkozunk.

18.1. A hálózati transzformátorok tulajdonságai Az egyenirányítók méretezésekor nagy szerepet játszik a hálózati transzfor­ mátorok RQ belsőeUenállása. A belsőeUenáUás a szekunder tekercs névleges 4 adataiból és az rj^ reciprok veszteségi tényezőből kiszámítható. A reciprok vesztesé­ gi tényező az üresjárási és a névleges szekunder feszültség hányadosa: 7v =

^ .

(18.1)

Ebből a belsőellenáhás: RG = ^

^

=

:

•

(18.2)

Definiáljuk az R^ névleges terhelést: R^ = UJI^ és a (18.2) egyenletből: RG = Rniri.-iy

(18.3)

A 18.1. ábra összefoglalja a legtöbbet használt M vasra készült transzformátorok jehemző adatait. A 18.2. ábrán pedig a toroid transzformátorok adatait találjuk. A toroid transzformátorokat nehezebben lehet tekercselni, emiatt drágábbak

Vasmagtípus (oldalhossz), mm

M M M M M M M M

42 55 65 74 85a 85b 102a 102b

Névleges teljesítmény w

4 15 33 55 80 105 135 195

Reciprok veszteségi tényező (^v)

Primer menetszám (^i)

1,31 1,20 1,14 1,11 1,09 1,06 1,07 1,05

4716 2671 1677 1235 978 655 763 513

Primer tekercs huzalátmérő mm

Normált szekunder menetszám (^2/^/2), 1/V

0,09 0,18 0,26 0,34 0,42 0,48 0,56 0,69

28,00 14,62 8,68 6,24 4,83 3,17 3,72 2,45

Normált szekunder huzalátmérő (dilfi). mm/]/A 0,61 0,62 0,64 0,65 0,66 0,67 0,69 0,71

18.1. ábra. M vasra készült transzformátorok jeUemző adatai t/l eff = 220 V 50 Hz primerfeszültségnél

Külső átmérő (Dl mm

60 61 70 80 94 95 100 115 120

Névleges teljesítmény

Reciprok veszteségi tényező

W

(^v)

10 20 30 50 75 100 150 200 300

1,18 1,18 1,16 1,15 1,12 1,11 1,09 1,08 1,07

Primer menetszám (%)

3500 2720 2300 2140 1765 1410 1100 820 715

Primer huzalátmérő (d,l mm

Normált szekunder menetszám

0,15 0,18 0,22 0,30 0,36 0,40 0,56 0,60 0,71

Normált szekunder huzalátmérő (djfil

1/V

mm/j/X

19,83 14,83 12,33 11,25 9,08 7,08 5,42 4,00 3,42

0,49 0,54 0,55 0,56 0,58 0,60 0,61 0,62 0,63

18.2. ábra. Toroidtranszformátorok jeUemző adatai t/l eff = 2 2 0 V, 50 Hz primerfeszültségnél

főleg a kisteljesítményű transzformátorok. Ezzel szemben néhány fontos, előnyös tulajdonsága van, pl. a szórt mágneses tere sokkal kisebb; amivel együtt jár a kisebb szükséges mágnesező áram és a kisebb veszteségi teljesítmény is. További jellemzőket ismerhetünk meg a [18.1] és [18.2] irodalmakból.

18.2. Hálózati egyenirányítók 18.2.1. Egyutas egyenirányítók A 1 8 . 3 . ábra a váltakozó feszültség egyenirányításának legegyszerűbb módsze­ rét szemlélteti, ahol egy diódán keresztül töltjük fel a kondenzátort. Terheletlen kimenet esetén az egyenirányító egy pozitív félperiódus alatt feltölti a C p pufferkondenzátort az

feszültségre, ahol a dióda nyitófeszültsége. A maximális zárófeszültség akkor lép fel, ha a transzformátorfeszültség eléri negatív csúcsértékét. Ekkor 2]]2 [/^eff zárófeszültség lép fel.

lE D

4,

^

18.3. ábra. Egyutas egyenirányító áramkör Üresjárási kimeneti

feszültség.

Terhelt kimeneti feszültség : Maximális zárófeszültség : Közepes nyitóirányú áram : Periodikus csúcsáram :

T

Búgófeszültség:

u

-

Minimális kimeneti feszültség:

U^^^^^^U^^ - - U^^^_^^

1-

Terhelés esetén a C p pufferkondenzátor töltése az R^ fogyasztón átfolyó áram miatt állandóan csökken, mialatt a dióda lezárt állapotban van. A kondenzátor csak akkor töltődik, amikor a bemeneti feszültség nagyobb a kimeneti feszültség­ nél. Ez a határ a váltakozó feszültségű generátor belsöellenállásától függ. A kime­ neti feszültség időbeli menetét állandósult állapotban a 18.4. ábra szemlélteti. A töltésutánpótlás és kisülés időtartamainak kedvezőtlen aránya miatt a kimeneti feszültség már kis terhelésnél is csökken. Ezért a kapcsolás csak kis terhelőáramok­ ra használható. A megadott végképletek levezetését a következő fejezetben a Graetz-egyenirányítóknál találjuk.

18.4. ábra. Egyutas egyenirányító áramkör feszültségének időábrája

18.2.2. Graetz-kapcsolás Az utántöltés és kisülés viszonya jelentősen megjavul, ha a kondenzátort a pozitív és negatív félperiódus alatt is töltjük. Ezt a 18.5. ábrán látható Graetzkapcsolással valósíthatjuk meg. A töltési idő alatt a diódák a transzformátor negatív feszültségű végét a földponttal, a pozitív feszültségű végét a kimenettel kötik össze. A fellépő maximá­ lis zárófeszültség egyenlő a terheletlen kimeneti feszültséggel: (18.4) Tehát az egyutas egyenirányító zárófeszültségének itt csak a fele lép fel. A terhelés hatására keletkező feszültségesés kiszámításánál végtelen nagy pufferkondenzátort feltételezünk. A kimeneti feszültség ekkor váltakozó kompo­ nenst nem tartalmazó tiszta egyenfeszültség, amit {/,,j3,-nel jelölünk. Minél jobban csökken a növekvő terhelés hatására a kimeneti feszültség, annál nagyobb lesz az utántöltési idő. Az egyensúly akkor alakul ki, amikor a kondenzátorba betáplált töltés egyenlő a leadott töltéssel. Ebből a töltésegyensúlyi feltételből iRc

(18.5)

ahol R^ = C/kioc/4i- Az összefüggést bonyolult közelítő számítással vezethetjük le, amikor is a szinuszjelet parabolaív-darabokkal közelítjük. A levezetést itt elhagy­ tuk. A 18.3. ábrán látható egyutas egyenirányítótól eltérően, a kétutas egyenirányí­ tónál a transzformátor belsőellenállásának csak a felét kell számításba venni a terhelés hatására keletkezett feszültségesés meghatározásánál.

RA

1

18.5. ábra. Graetz-kapcsolás Üresjárási kimeneti feszültség:

Uy^^^ = ]J2 U^^^- 2 Uj^; Rr

Terhel t kimeneti feszül tség : Maximális

2Rj'

zárófeszültség:

Közepes nyitóáram : Periodikus csúcsáram : pRaRt'

Búgófeszültség :

Bcs-cs

Minimális kimeneti

feszültség:

2Cpf

U,ki min

Transzformátor névleges teljesítménye:

1 -

2R,

Bcs-cs'

P^ = (1,2...2) C/j^j^ /j^j

Az egyenirányító helyes méretezéséhez meg kell határozni a fellépő áramokat. A tökésegyensúly következtében az átlagos nyítóírányú áram a Graetz-kapcsolás egy-egy diódaágában a kimenő áram felével egyenlő. Mivel a diódák nyitófeszült­ sége majdnem áramfüggetlen, ezért egy-egy dióda veszteségi teljesítménye: Pd

=

\ U^H.

A töltési fázisban periodikusan 4 i csúcsáram lép fel, amely a kimenő áram többszöröse lehet: _Ű,-2U^-U,,^ -'M ~

t/kio-t^kioo

Rr

R.

A (18.5) egyenlet felhasználásával kiO

Látható, hogy a váltakozó feszültségű generátor RQ belsőellenállása döntően hat az / M csúcsáramra. H a az RQ belsőellenállás nagyon kicsi, akkor egy soros ellenál­ lással lehet növelni a generátor belsőellenáhását a csúcsáram maximumának csök-

kentésére, hogy a diódák ne károsodhassanak. Különösen a hálózati feszültség közvetlen egyenirányításakor kell ezt a módszert használni. A kétutas egyenirányí­ tás e tekintetben is kedvezőbb, mint az egyutas, mert itt a csúcsáram l/|/2-ször kisebb. A töltőáram lekerekített impulzussorozatának effektív értéke nagyobb, mint a számtani középértéke. Ezért az egyenáramú teljesítmény mindig kisebb, mint a transzformátor névleges teljesítménye lenne ohmos terhelésnél, ha a transzformá­ torra megengedett teljesítményt nem akarjuk túllépni. Az egyenáramú teljesít­ ményt az 4ií7ki szorzatból és az egyenirányító veszteségi teljesítményéből számít­ hatjuk ki, ami: 2[/D4Í- így a transzformátor névleges teljesítménye: Pn = a4,(l7,,^ + 2[/o) « a4it/ki.

(18.6)

Ahol a a formatényező, amellyel az áram átlagértékéhez képest nagyobb effektív értékét vesszük figyelembe. Ez kétutas egyenirányítónál kb. 1,2, értékét célszerű a ténylegesnél nagyobbra felvenni, és így a transzformátort túlméretezni, nehogy a (18.6) egyenlet alkalmazásánál a termikus igénybevétel határára jussunk. így nagyobb méretű transzformátort kapunk ugyan a feltétlen szükségesnél, de nő a hatásfok, és csökken az üresjárási veszteségi teljesítmény. A méretek korlátok között tartására toroidtranszformátort célszerű használni. Véges értékű pufferkondenzátornál a kimeneti egyenfeszültséghez búgófe­ szültség, az ún. brummfeszültség is adódik. A búgófeszültséget abból a töltésből számíthatjuk ki, amit a kondenzátor a 4 kisülési idő alatt elveszít: TJ

^ Bcs - cs

=

^

^

'

A (18.5) egyenletből közelítőleg: 2R,j Itt T=l/f

T.

a hálózati váltakozó feszültség periódusideje. Ebből

2C/

'

^/^^

(18.7)

Döntően fontos a kimeneti feszültség legkisebb pillanatértéke. Közelítőleg t^kimin

^

t^kioo- ^ t ^ B c s - o s -

(18-8)

A hálózati tápegység méretezésének gyakorlására oldjunk meg egy feladatot [18.3]. Legyen előírt a tápegységünk minimális kimeneti feszültsége Í4i„j„ = 30 V, 4i= 1 A kimenő áram mellett. A búgófeszültség maximálisan Í / B C S - C S = V lehet. A (18.8) egyenletből t^k,oo= t ^ k i n > i n + ^ t ^ B c s - c s =

32V.

A (18.6) egyenlettel és a = 1,5 felvételével a transzformátor névleges teljesítménye: Pn = UU,>^ + 2U^) =

1,5 A(32 v + 2 V) = 51 W.

A 18.2. ábrán kikereshetjük ehhez a J 8 0 mm átmérőjű toroidvasat, amelynek reciprok veszteségi tényezője: r}^= 1,15. A további számításhoz szükséges a transz­ formátor belsőellenáhása. Ehhez azonban először meg kellene határozni a névleges feszültséget. Kiszámítására oldjuk meg a (18.3)...(18.5) nemlineáris egyenletrend­ szert. A legegyszerűbben iterációval oldhatjuk meg, legyen a kezdeti érték: neff

A (18.3) egyenlettel ^neff

=

^„(7v-l)

=

(30

=

^ ( ' / v - l )

V)2

^ 5T1T l W ^f

(1,15-1) = 2,65 a

Ebből a (18.4) és (18.5) egyenlettel ?^k,co =

(I^C/neff'/v-SC/D)^!-^)

/ 1

=

(^

" 30 V ' 1 , 1 5 -

2

V)

2,65 Í2 \ - « 37,3 V.

2-32V/1A/

Tehát a feszültség kb. 5 V-tal nagyobb, mint amit korábban feltételeztünk. A kö­ vetkező iterációs lépésben csökkentsük a transzformátor névleges feszültségét a különbségnek megfelelően. így eljutunk az i?G=l,84 Q

es

C/ki„ = 32,l V

értékekhez, ami a specifikációnak megfelel. Tehát a transzformátor adatai: *

25

V;

= ^

*

2

A.

A 1 8 . 2 . ábra táblázatából kikereshetjük a 2 2 0 V primer feszültséghez tartozó menetszámot:

í/i = 0,30 mm.

«i = 2140, 1 = 11,25--25 V = 281,

mm rd2 = 0 , 5 6 ~ ^ p . A = 0,79 mm.

A puff*erkondenzátor kapacitását a (18.7) egyenletből számíthatjuk ki: 4

c =

(l-

IR, 2R.

A • 3 V • 50 Hz 1

2

1 -

/2,65 Q 32 Q

1500 i^F.

A terheletlen kimeneti feszültség 39 V. A kondenzátornak legalább ilyen feszültsé­ gűnek kell lenni. A több szekundertekercsű transzformátorok számitása a fentiekhez hasonló-

an történik. Az eredő teljesítményt a szekunder tekercsek egyenkénti teljesítmé­ nyeinek összege adja. A vasmag kiválasztását és rj^ meghatározását is eszerint kell elvégeznünk. 18.2.3. Középleágazásos kapcsolás Kétutas egyenirányítót úgy ís készíthetünk, hogy a transzformátor két ellenté­ tes fázisú feszültségét egyutasan egyenirányítjuk. A kapcsolás elvét a 18.6. ábrán látjuk. A működést leíró egyenletek bizonyítják, hogy a Graetz-kapcsolás előnyeit a kapcsolás megőrizte. 4, 4,

u., 18.6. ábra. Középleágazásos kapcsolás

18.7. ábra. Középleágazásos kapcsolás földszímmetríkus kimeneti feszültséghez

Üresjárási kimeneti feszültség:

í/j^-q = j/lC/gf^-- C/^;

Terhelt kimeneti feszültség:

U^^ioo ^ ^kio í ^

Maximális

^Rmax

zárófeszültség:

Közepes nyitóáram :

4 =

Periodikus csúcsáram :

•^DS

Búgófeszültség:

Minimális kimeneti feszültség:

2R,

^j/^^üeff'

2 4 Í ;

4i

2C/ !7y^i„ « Í7y„

-

-

[^BCS-CS

Az is előnyös, hogy az áram mindig csak egy diódán folyik át és nem kettőn, mint a Graetz-kapcsolásnál. Ezért a diódákon keletkező feszültségesés is csak fele a korábbi kapcsolásénak. A transzformátor belsőellenállása viszont megkétszere­ ződik, ezért a tekercseket csak félteljesítményre kell méreteznünk. Emiatt viszont a feszültségesés megnő. A kimeneti íeszültség és a diódák nyitófeszültségének arányától függ. hogy melyik a döntő hatás. Kis kimeneti feszültségnél kedvezőbb a középleágazású kapcsolás, nagy kimeneti feszültségnél pedig a Graetz-kapcsolás jobb.

Kettős középleágazású kapcsolás A 18.6. ábrán látható kapcsolás a negatív félhullámokat nem használja ki. Ezen egy második középleágazású kapcsolással segíthetünk, amelyben az eredeti­ hez viszonyítva ellentétes polaritású diódák negatív egyenfeszültséget áhítanak elő. A kétpolaritású, földszimmetrikus tápigény kielégítésére alkalmas elrendezést a 18.7. ábrán látjuk. A négy dióda szerepére integrált hídáramkör is alkalmas. A transzformátor névleges teljesítménye itt is l,2...2-szerese az egyenáramú telje­ sítménynek.

18.3. Lineáris feszültségszabályozók (áteresztő stabilizátorok) Az elektronikus áramkörök működtetéséhez általában 5...10 % pontosságú egyenfeszültség kell. Ezt a pontosságot meg kell tartani a tápegységnek a hálózati feszültség, terhelőáram és hőmérséklet-ingadozás következtében fellépő hatások ellenére is. A búgófeszültség legfeljebb néhány mV lehet. Az eddig leírt egyenirányí­ tók kimeneti feszültsége ezeket a követelményeket közvetlenül nem teljesítik, to­ vábbi stabilizálásra van szükség. A feszültségszabályozók legfontosabb műszaki paraméterei az alábbiak: 1. A kimeneti feszültség és tűrése. 2. A maximális kimenő áram és a rövidzárási áram. 3. A kimeneti feszültség állandó értéken tartásához szükséges minimális fe­ szültségkülönbség az áteresztő stabilizátoron. Ezt a feszültséget az adatlapokon „Dropout-Voltage"-nak nevezik és a továbbiakban röviden csak feszültségesésnek nevezzük. 4. A bemeneti feszültségingadozás elnyomása (Line Regulation). 5. A terhelöáram okozta feszültségingadozás kiszabályozása (Load Rejection).

18.3.1. A legegyszerűbb kivitel A legegyszerűbb soros áteresztő szabályozó az emitterkövető kapcsolás, amelynek bázisát referenciafeszültség-forráshoz csatlakoztatjuk. A referenciafe­ szültséget pl. a 18.8. ábra szerint Z-dióda is szolgáltathatja, amit a stabilizálatlan /7t,e bemeneti feszültségről működtetünk. Más megoldásokkal majd a 18.4. sza­ kaszban foglalkozunk. A negatív áramvisszacsatolás hatására a kimeneti feszültség

értékű lesz. A kimeneti feszültségnek a terhelésingadozás okozta változását a kimeneti ellenállás értékével jellemezzük: _ ^

_ 1 _

^

+ 0-

T

-o +

X

1

4

1

1

18.8. ábra. Feszültségstabilizálás emitterkövetövel Kimeneti feszültség: U^^ = í/^ef - Í / B E

18.9. ábra. Potenciométer a kimeneti feszültség beállításához

L/j ^ 26 mV figyelembevételével 4^= 100 mA áramnál r^i ^ 0,3 O. A bemeneti feszültség változását a Z-dióda kis dinamikus belsöellenállása a referenciaponton lecsökkenti. A kimeneti feszültség változása: •AU,be A bemeneti feszültség változásának 1...10 %-a. Ha szabályozható kimeneti feszültség szükséges, akkor a referenciafeszültsé­ get potenciométerrel leoszthatjuk. Ezt a megoldást szemlélteti a 18.9. ábra. Ha r^^ mellett a potenciométer ellenállása kicsi, akkor az áramkör kimeneti ellenállása nem növekszik meg lényegesen.

18.3.2. Fix kimeneti feszültségű stabilizátorok A 18.8. és a 18.9. ábrán látható kapcsolások a feszültségszabályozókkal szemben támasztott követelményeket túlnyomórészt nem vagy nem jól teljesítik. Ezért az integrált feszültségszabályozókban a szabályozóerősítő és a referenciafe­ szültség-generátor mellett további áramköri egységeket találunk, amelyek a telje­ sítménytranzisztor védelmét látják el [18.4]. Ezeket a 18.10. ábrán jelöltük. Az áramkorlátozó kapcsolás figyeli az R ellenálláson keletkező feszültségesést. A teljesítménytranzisztor biztonságos működési tartományán belüli működését

1

1 Referencia

Feszültség

\7 Hőmér­ séklet

SOA

18.10. ábra. Integrált feszültségszabályzó blokksémája

Áram R

1

(Save Operating Area; SOA) egy másik részáramkör ellenőrzi. Ha a teljesítmény­ tranzisztoron megnő a feszültségesés, akkor ez az áramhatárt csökkenti. A termikus védelem figyeli a hordozólap hőmérsékletét, és túlmelegedéskor csökkenti a kimenő áramot. A diódák segítségével a kimeneti feszültséget a négy szabályozóhatás közül mindig a leginkább korlátozó határozza meg. Amíg egyik határértéket sem lépte túl a kapcsolás, addig a feszültségszabályozó a kimeneti feszültséget névleges értéken tartja. A 18.11. ábra a 7800 sorozatú integrált feszültségszabályozó gyakorlati meg­ oldását mutatja. A szabályozóerősítő követelményei nem túl szigorúak, mert már maga az emitterkövető is egészen jól használható feszültségszabályozó lenne. Ezért elegendő az egyszerű T 3 , T 4 differenciálerősítő, ami a Darlington-kapcsolással teljesítmény műveleti erősítőként működik. Az R2 ellenállások segítségével megvalósított negatív visszacsatolás fázist nem fordító jellegű erősítőt eredményez, így R 2

U.: =

U,J 1 +

A T 2 tranzisztor végzi az áramhatárolást. Ha i?3-on a feszültségesés eléri a 0,6 V-ot, akkor T2 kinyit, és lecsökkenti a kimeneti feszültséget. A létrejött negatív visszacsatolás miatt a kimeneti feszültség stabilizálja az R^ ellenálláson a 0,6 V-os feszültségesést. Ilyenkor a kimenő áram is állandó lesz: 0,6 V ^ki max

A kimeneti feszültséget ennél a működésnél az

terhelő-ellenállás határozza meg.

szermt. + 0

1 1

1

ff. T2.

R^

Rn

-0 +

Rn

1^.

Rx

18.11. ábra. 7800 sorozatú integrált stabilizátor-áramkör elvi kapcsolása C/.i =

I

I +

J ) U„ú

4imax ~

0,6 V

18.12. á b r a . Visszahajló határolási karakterisztika

A maximális kimenő áramnál a ménye :

kimeneti tranzisztor disszipációs teljesít­

A veszteségi teljesítmény rövidzár esetén sokkal nagyobb, mint normális működésnél, mert a kimeneti feszültség ekkor a szabályozott névleges érték alá, egészen nulláig csökken. A veszteségi teljesítmény növekedésének megakadályozá­ sára csökkenő kimeneti feszültség esetén az áramkorlátot csökkentjük. Ily módon visszahajló áramszabályozási karakterisztika keletkezik, amit a 18.12. ábra szem­ léltet. A veszteségi teljesítmény akkor is jelentősen megnőhet, ha az U^^ bemeneti feszültséget növeljük, mert ekkor az U^^ — U^^ feszültségkülönbség is lényegesen nő. A T i kimeneti tranzisztornak akkor biztosítunk optimális védelmet, ha az /^imax áramhatár az U^^ — Uy.^ feszültségkülönbségtől függ. Erre a célra szolgál az ellenállás és a Z-dióda, amit a 18.11. ábrán szaggatott vonal jelöl. Ha az t/be - U^i feszültségkülönbség kisebb a D i dióda Z-feszültségénél, akkor az Rs'ön nem folyik áram. Emiatt az áramhatár változatlan, 0,6 Y/R3 értékű marad. Ha a feszültségkülönbség túllépi az értéket, akkor az R^, R^ feszültség­ osztón pozitív bázis - emitter előfeszültség keletkezik a T2 tranzisztor számára. A T2 tranzisztor ezért az R^ ellenálláson fellépő megfelelően kisebb feszültségesés hatására is kinyit. A C K kondenzátor a szükséges frekvenciakompenzálást végzi. További stabili­ zálás céljából a bemenetre és kimenetre is csatlakoztassunk a föld felé egy-egy kb. 100 nF-os kondenzátort.

18.3.3. Változtatható kimeneti feszültségű stabilizátorok A fix kimeneti feszültségű feszültségszabályozók mellett kapható pl. a 78G sorozatú beállítható feszültségszabályozó is. Ezeknél elhagyták az R^; R 2 feszült­ ségosztót és a szabályozóerősítő invertáló bemenetét a 18.13. ábrán láthatóan kivezették. Ezeknek az áramköröknek tehát négy kivezetésük van. A kívülről csatlakoztatott R^, R 2 feszültségosztóval tetszőleges kimeneti feszültség állítható be U,,r ^ 5 V ^

C/ki <

C / b e - 3 között.

18.13. ábra. Négy kivezetésű beállítható feszültségstabilizátor (78 G sorozat) i^„f = 5 V

18.14. ábra. Három kivezetésű beállítható feszültségstabilizátor (317 sorozat) 1 . ^ R

t/.ef = 1,25 V

7 Három kivezetésű változtatható feszültségszabályozót úgy realizálhatunk, hogy a földcsatlakozót elhagyjuk, és a szabályozóerősítő áramát a kimeneten keresztül zárjuk. A különbség megvilágítására a 18.13. ábrán egy 78G sorozatú négy kivezetésű beállítható feszültségszabályozó látható, mellette a 18.14. ábrán egy 317 sorozatú háromkivezetésű beállítható feszültségszabályozó. A referencia­ feszültség generátor itt nem a földre, hanem a szabályozóerősítő fázisfordító bemenetére csatlakozik. Ezért a kimeneti feszültség addig nő, amíg i?2-n is [/^ef feszültség lép fel. Ekkor lesz a műveleti erősítő bemeneti feszültségkülönbsége éppen 0. A 18.14. ábrán látható feszültségszabályozó kimenete nem maradhat terhelet­ len, mert egyébként a szabályozóerősítő árama nem záródna. Ezért előnyös az i?2 feszültségosztót kisohmosra méretezni. Ha i?2 = 240 O, akkor az 1,25 V referen­ ciafeszültséget figyelembe véve 5 mA üresjárási áram folyik. A referenciafeszültség generátorból folyó 100 j í A áram ilyenkor az R^-Qn keletkezett feszültségesést jelentősen nem befolyásolja.

18.3.4. Kis feszültségkülönbségű feszültségstabilizátorok Amint a 18.11. ábrán látható, a feszültségszabályozó bemenete és kimenete közötti minimális feszültségkülönbség az R^ árammérő ellenálláson eső 0,6 V-ból, a Darhngton-fokozat 1,6 V-os bázis - emitter feszültségből és az áramgenerátoron minimálisan szükséges kb. 0,3 V-os feszültségeséséből tevődik össze. Tehát a minimális feszültségkülönbség 2,5 V. Ez a feszültségérték különösen kis kimeneti feszültség stabilizálásánál igen hátrányos. 5 V-os stabilizátornál a kimenő teljesít­ ménynek legalább a fele veszteségi teljesítménnyé, hővé alakul. Mivel ezenkívül még a hálózat és a terhelés változásainak kiegyenlítésére is feszültségtartalék szükséges, ezért még ennél is nagyobb veszteségi teljesítmény keletkezik, ami együttesen már kb. a kimenő teljesítménnyel egyezik meg.

A keletkezett höteljesítmény elvezetése sokszor nehézséget okoz. Az integrált feszültségszabályozók ugyan termikusan védettek, emiatt nem megfelelő hűtésnél a maximáhs kimenő áram korlátozódik. Ezért nagyon fontos a feszültségkülönb­ ség csökkentése, amennyire csak lehet. A 18.11. ábra áramkörénél ez úgy lehetsé­ ges, ha az / i áramgenerátort segédfeszültségről működtetjük, ami néhány volttal nagyobb, mint a bemeneti feszültség. így működik az LM396 - 5 típusú feszültségstabilizátor. A 18.15. ábrán ennél egyszerűbb megoldást látunk, melynél pnp-teljesítményIranzisztort használunk. A feszültségstabilizátor minimáhs feszültségkülönbsége a Ti teljesítménytranzisztor maradékfeszültségével egyezik meg. Elég nagy bázis­ áram biztosításával ez a feszültség 0,5 V alatt lehet. bázisáramát itt nem Darlington-fokozattal áhítjuk be, hanem a T2 tranzisztor földelt emitteres kapcso­ lásban működik, mert Darlingtonnál a minimáhs feszültségesés egy bázis - emitter feszültségértékkel megnőne. A negatív áramvisszacsatolás (i?4-gyel) korlátozza a maximális kimenő áramot, és egyidejűleg csökkenti a szabályozóhurok gerjedékenységét. Az ilyen elven működő integrált kapcsolások viszonylag kis kimenő áramokra készülnek (pl. LM 2940), mert pnp-teljesítménytranzisztorok monoht áramkörökben nehezen gyárthatók.

X 1 I2

R^

/?1

X

1

18.15. ábra. Kis feszűltségkülönbségű feszültségstabilizátor

\

J<1

Nagyobb kimenő áramra diszkrét pnp-teljesítménytranzísztorokat haszná­ lunk. A meghajtó áramkör lehet kereskedelmi forgalomban hozzáférhető közönsé­ ges műveleti erősítő. Nagyon egyszerű elrendezés adódik, ha az Unitrode cég UC 3834 típusú feszültségstabilizátorát használjuk, amit ilyen alkalmazási esetek­ re fejlesztettek ki. Az áramkör belső felépítését és külső elemekkel teljessé tett kapcsolását a 18.16. ábrán látjuk. Az integrált áramkör az A^ feszültségstabilizátort, az A" áramszabályozót, referenciafeszültség-forrást és egy itt nem ábrázolt ellenőrző logikát tartalmaz. A feszültségszabályozó kör a 18.15. ábrán látható kapcsolásnak felel meg. A^ kimeneti feszültsége akkora lesz, hogy az R^, R2 ellenáhásokkal leosztott feszültség megegyezzen a referenciafeszültséggel. A kapcsolási rajzon megadott alkatrészek-

= 5V

18.16. ábra. Kis feszültségkülönbségű feszültségszabályzó kapcsolási rajza Kimeneti feszül tség:

t/ki = 5 V;

Maximális

4imax = 10

kimenő áram:

Rövidzárási áram:

A;

4ir = 2 A;

Minimális bemeneti feszültség:

C/bemin ==5,5 V;

Minimális feszültségkülönbség:

A U^^^ = 0 , 5 V

kel 5 V kimeneti feszültség adódik. A kimenő áramot az R g ellenállással figyeli a kapcsolás. Ha az R^ ellenálláson fellépő feszültségesés egyenlő az U2 feszültségge­ nerátor által meghatározott értékkel, akkor A " a kimenő áramot a továbbiakban 4, = U2/RS értékre korlátozza. Ha C/2 = konstans, akkor derékszögű kimeneti ka­ rakterisztika adódik. Ez pl. akkor fordul elő, ha a feszültségvezérelt feszültséggene­ rátor 4. vezérlőbemenetét a referenciafeszültségre kötjük. Ekkor C/2 = 150 mV. A kapcsolás tartalmazza a 18.12. ábrán látható visszahajló karakterisztikájú rövidzárvédelem lehetőségét is azáltal, hogy növekvő kimeneti feszültségnél C/j-et csök­ kenthetjük. Ezt a feladatot látja el az R^, R^ és R^ elemekből áhó áramkör. 5 V névleges feszültségnél C/j = 1 V. Ebből a maximális kimenő áram: 4i.ax

=

UJR,

= ^

UJRs = 100 mV/10 mO = 10 A.

Rövidzárnál { L \ - = 0 V) lecsökken = 200 mV-ra, ezért a rövidzárási áram 2 A. A C l és C2 kondenzátorok az áram- és feszültségszabályozó körök frekvencia­ kompenzálását végzik. C l a kimeneti impedancia növekedését is kompenzálja, ami nagyfrekvencián a feszültségszabályozó-kör hurokerősítésének csökkenése miatt jelentkezne.

18.3.5. Negatív stabilizátorok Az eddig ismertetett feszültségszabályozókkal csak pozitív kimeneti feszültsé­ get stabilizáltunk. Ugyanilyen feszültségstabilizátorokkal negatív kimeneti feszült­ séget is szabályozhatunk, ha földfüggetlen bemeneti feszültség áll rendelkezésre. Az áramkört a 18.17. ábra szemlélteti. Látható, hogy a kapcsolás nem működik, ha a stabilizálatlan feszültséggenerátor egyik vagy másik pontját földeljük, mert akkor vagy a stabilizátort, vagy a kimeneti feszültséget rövidre zárnánk. Ez a nehézség jelentkezik, ha a 18.7. ábrán bemutatott egyszerűsített megoldást szeret­ nénk pozitív és negatív stabilizált feszültség egyidejű előállítására felhasználni. Pozitív stabilizátor

t Negatív stabilizátor o18.17. ábra. Negatív tápfeszültség stabilizálása

18.18. ábra. Két földszimmetrikus feszültség stabilizálása

A közös pontot ennél ugyanis földeljük. Ezért a negatív feszültség stabilizálása nem lehetséges a 18.17. ábrán látható kapcsolással. Erre a célra a 18.18. ábrán látható negatív kimeneti feszültség előáhítására készített feszültségstabilizátor szükséges. A 7800, ill. 317 sorozat komplementer típusainál a teljesítménytranzisztor földelt emitteres kapcsolásban működik, mert így könnyen gyártható npn-tranzisztorok kellenek. A 18.19. és a 18.20. ábrán látható kapcsolások működése megfelel a 18.5.


e h

- o 18.19. ábra. A 7900-as család

t/. = - 1 1

+

18.20. ábra. A 337-es család

^

18.19. és 18.20. ábra. Negatív feszültségszabályözó elve

ábra kis feszültségkülönbségű feszültségstabilizátoráénak. Emiatt az integrált ne­ gatív kimeneti feszültségű feszültségstabilizátorok minimális feszültségkülönbsége sokkal kisebb, mint a pozitív kimeneti feszültségű megfelelő típusoké. 18,3,6. Földfüggetlen feszültségforrás feszültségének szimmetrikus megosztása Főleg telepes készülékeknél fordul elő, hogy földfüggetlen, stabilizálatlan feszültségből két földszimmetrikus, stabilizált feszültséget kell előállítani. Először a két feszültség összegét stabihzáljuk a kívánt értékre, majd egy másik kapcsolással megosztjuk a feszültséget az előírt arányban. Elvileg az utóbbi feladatra egy feszültségosztót is használhatnánk, amelynek közös pontját földelnénk. A megosz­ tott feszültségek annál stabilabbak, minél kisebb ellenállású a feszültségosztó. Ezzel együtt jár a feszültségosztón fellépő növekvő veszteségi teljesítmény. Jobb, ha a feszültségosztót két tranzisztorral helyettesítjük, amelyek közül mindig azon az oldalon levő nyit ki, amelyik oldalon kisebb a terhelés. A kapcsolást a 18.21. ábra szemlélteti.

-UJ2

18.21. ábra. Földfüggetlen feszültség szimmetrizálása

A két Rl ellenállásból álló feszültségosztó felezi az feszültséget. Ez az osztó nagy ellenállású lehet, mert csupán a műveleti erősítő bemeneti árama terheli. Az C/j feszültséget a kívánt 1 : 1 arányban osztja az áramkör pozitív és negatív kimene­ ti feszültségre, ha a feszültségosztó közepe nuhpotenciálon van. A műveleti erősítő összehasonlítja a nullfeszültséggel az osztó feszültségét és úgy szabályozza a kime­ netét, hogy a kettő különbsége 0 legyen. A negatív visszacsatolás az alábbiak szerint fejti ki hatását: ha pl. a pozitív kimeneti feszültséget terheljük jobban, akkor a pozitív kimeneti feszültség lecsökken. Emiatt csökken a fázist nem fordító bemenet feszültsége is. A kimeneti feszültség erősítésszeresen csökkenne, így le­ zár, és T2 vezetni kezd. Ez a pozitív kimenet feszültségcsökkenése ellen hat. Állandósult állapotban a T2-n átfolyó áram éppen akkora, hogy mindkét kimeneti feszültség terhelése egyenlő legyen. A és T2 tranzisztorok eszerint söntszabályo­ zóként működnek, amelyek közül mindig csak egyik vezet. A terhelés kisebb aszimmetriája esetén a és T2 tranzisztorok helyett közvet­ lenül a műveleti erősítő végfokozatát is használhatjuk. Ilyenkor a műveleti erősítő kimenetét közvetlenül földeljük.

18.3.7. Négyhuzalos feszültségstabilizátor A stabilizált tápegységet és a hasznos terhelést összekötő vezeték ellenállá­ sa, melybe beleérthetjük valamelyik csatlakozási pont rossz kontaktusát is, nagyon elronthatja a feszültségstabihzátor kis kimeneti ellenáhását. Ilyen tényezők kikü­ szöbölésére vonjuk be a negatív visszacsatoló körbe az átmeneti ehenáhásokat,

18.22. ábra. Feszültségstabilizálás a terhelésen

azaz a kimeneti feszültséget közvetlenül a fogyasztón mérjük. Erre a célra szolgál­ nak az S"^ és S~ érzékelőcsatlakozók a 18.22. ábrán. Az érzékelővezetékek ellenál­ lásai nem okoznak hibát, mert rajtuk kis áram folyik. A négyhuzalos stabihzálási módszer integrált stabihzátorral is megoldható, ha a föld-, ih. az érzékelőpont kívülről hozzáférhető. Ilyen áramkör pl. a 78G, a 79G vagy az L200 típus.

18.3.8. Laboratóriumi tápegységek Az eddig leírt feszültségstabilizátorok kimeneti feszültsége csak egy meghatá­ rozott C/ki ^ C/j-ef tartományban állítható. Az áramkorlátozás csupán a feszültségstabilizátor védelmét szolgálja, és ezért egy meghatározott I^^^ áramértékre állít­ juk be. A laboratóriumi tápegységeknél követelmény, hogy a kimeneti feszültség és az áramkorlát 0 és egy maximáhs érték között lineárisan beállítható legyen. Erre a célra megfelelő kapcsolást ábrázol a 18.23. ábra. A feszültségszabályozást az A^ műveleti erősítővel végezzük, amely fázisfordító kapcsolásban működik. Kimeneti feszültsége: ^ ref 1-

Tehát arányos az i?2 szabályozó-potenciométer beállított értékével. Az [/^efi fe­ szültség változtatásával is feszültségszabályozás érhető el. A kimenő áram a földfüggetlen, stabilizálatlan nagyteljesítményű feszültséggenerátorból kiindulva a T i Darhngton-fokozaton, a terhelésen és az R^ árammérő-ellenáháson folyik át a feszültséggenerátorhoz.

18.23. ábra. Beállítható kimeneti feszültségű és áramhatárolású laboratóriumi tápegység TJ -

^ki ~

-^TJ

T

•

„ ^refl,

=

TJ

^ ki max

„ „

^ref2

Az árammérő-ellenálláson eső feszültség tehát arányos az 4 i kimenő árammal. Ezt az A" fázisfordító kapcsolású műveleti erősítő összehasonhtja a második U^^^2 referenciafeszültséggel. Amíg az 4i^m ^

^ref2

R,

R.

feltétel érvényes, addig U^2 > 0. A" erősítő kimeneti feszültsége a pozitív kivezérel­ hetőségi határnak megfelelő értékű, és a D-dióda zárva marad. A feszültségstabihzálást tehát ebben a működési tartományban nem befolyásolja. Ha a kimenő áram eléri az ^ 4 ^ ki max

R^R.

ref

2

határértéket, akkor az U^2 = 0. Az A" kimeneti feszültsége csökken és a D 2 dióda kinyit. A Darhngton-fokozat bázisfeszültsége is csökken, áramszabályozás lép fel. Az A^ erősítő megkísérli a kimeneti feszültség csökkenését megakadályozni, kime­ neti feszültsége a maximálisra nő. A D^ dióda lezár, és az áramszabályozást nem befolyásolja. A 0 kimeneti feszültségig szabályozható tápegységekben nagy veszteségi telje­ sítmény keletkezhet. A maximáhs C/kimax feszültség elérése céljából a stabilizálatlan C/g feszültségnek nagyobbnak keh lennie C/kimax értékénél. A tranzisztorban akkor lép fel maximáhs veszteségi teljesítmény, ha kis kimeneti feszültségnél maxi­ máhs / k i m a x kimenő áram folyik. A veszteségi teljesítmény ekkor körülbelül

t/kimax • 4 i m a x ? tchát poütosaii akkora, mint a maximális kimenő teljesítmény. Emiatt célszerű nagyobb teljesítménynél a végfokozat kapcsoló üzemű kialakítása, hogy a veszteségi teljesítmény nagyobb feszültségkülönbségnél is kicsi maradjon.

18.3.9. Integrált feszültségstabilizátorok áttekintése Néhány speciáhs célú feszültségstabihzátor mellett két fő csoportot különböz­ tetünk meg, a 7800-as és a 317-es családot. A 18.24. ábra áttekintést nyújt a feszültségstabilizátorokról. Mindkét családban vannak negatív feszültségszabályo­ zók is. Amíg a 7800-as sorozatnál ritkák a változtatható kimeneti feszültségű típusok, addig a 317-es sorozat minden tagja szabályozható, és csak három kiveze­ tésük van. Látható, hogy majdnem minden típus minimáhs feszültségkülönbsége 2 V,

Kimeneti feszültség

Kimenő áram (^kimax)

Feszültség­ veszteség 4imax-nál

sokan Fairchild Fairchild Fairchild sokan Fairchild

5...24 V *5...30 V 5V 5 V -5...-24 V *-2,2...-24 V

1 A 1 A 10 A 1 A 1 A

2 V 2,5 Y 2V 2,2 Y 1,1 Y 1,1 Y

3 4 3 3 3 4

csatlakozó csatlakozó csatlakozó csatlakozó csatlakozó csatlakozó

sokan National National National National sokan National

*1,2...37 V *1,2...57 V *1,2...32 V *1,2...32 V *1,2...15 V *-l,2...-37 V *-l,2...-47 V

1,5 A 1,5 A 3 A 5 A 10 A 1,5 A 1,5 A

2,3 2,3 2,3 2,7 2,1 2,3 2,3

3 3 3 3 3 3 3

csatlakozó csatlakozó csatlakozó csatlakozó csatlakozó csatlakozó csatlakozó

Típus

Gyártó

Megjegyzések

7800-as család 7800 78G 78 H 0 5 78 P05 7900 79G

5 A

317-es csalá d 317 317HV 350 338 396 337 337HV

Y Y Y Y Y Y Y

Különleges típusok LM 2930 LM 293IC LM 2940 L 4700 L 200 TL 783 ICL 7663 ICL 7664

National 5 V National *3...24 V National 5 Y 5...10 V SGS *2,9...36 V SGS *1,3...125 V Texas Instr. Intersil *1,3...15 V Intersil *-l,3...-15 V

0,15 A 0,15 A 1 A 0,5 A *0...1,5 A 0,5 A 20 mA 20 mA

0,4 Y 0,4 Y 0,5 Y 0,6 Y 2 Y 10 Y 0,8 Y 0,7 Y

AU kicsi AU kicsi AU kicsi AU kicsi 4imax beállítható Uu nagy munkaponti áram 4 \iA munkaponti áram 4 JÍA

A kimeneti feszültség külső feszültségosztóval a megadott tartományon belül állítható. 18.24. ábra. Integrált feszültségszabályozók jellemző adatai

vagy annál nagyobb. Ez a feszültségkülönbség főleg a nagyáramú 5 V-os stabilizátoroknál zavaró, mert a feszültségstabilizátor veszteségi teljesítménye a kimenő teljesítménynek több, mint 40 %-a. Ezért általában a tápáramellátás hatásfoka csak 25 % körüh, azaz a leadott teljesítmény háromszorosa hővé alakul. Ezt csak a kis feszültségkülönbségű stabihzátor típusok alkalmazásával kerülhetjük el. Ilyenek azonban nagyobb áramokra nem kaphatók integrált kivitelben. Például a 18.16. ábrán látható diszkrét alkatrészekből készült kapcsolásnál gondos mérete­ zéssel 50 % feletti hatásfokot is elérhetünk 5 V-os hálózati tápegységre. A veszteségi teljesítmény csökkentésének másik módszerét a 18.5. szakaszban ismertetjük majd, ahol a kapcsoló üzemű stabihzátorokról lesz szó.

18.4. Referenciafeszültség előállítása Minden feszültségszabályozóhoz szükség van referenciafeszültségre, így lehet­ séges a kimeneti feszültséggel való összehasonhtás. A kimeneti feszültség stabihtása nem lehet jobb, mint a referenciáé, ezért a következő pontokban a referenciafe­ szültség előáhításával foglalkozunk.

18.4.1. Z-diódás megoldások A referenciafeszültség előáhításának legegyszerűbb módszere a 18.25. ábrán látható elrendezés, ahol a stabihzálatlan bemeneti feszültséget soros ehenálláson keresztül vezetjük a Z-diódára. A stabihzálás jóságát a bemeneti feszültségváltozás elnyomási tényezőjével (hne regulation) jehemezhetjük: s =

be

ref

amit többnyire dB-ben adunk meg. A 18.25. ábrán látható kapcsolásra: ^ = 1+ _ ^ rz ^z

(kb. 10...100).

Az összefüggésben a Z-dióda differenciáhs ellenállása a beáhított munkapont­ ban, amely első közelítésben fordítottan arányos az átfolyó árammal. Tehát adott bemeneti feszültségnél az R soros ehenáhás növelésével az elnyomási tényező nem I

R

18.25. ábra. Feszültségstabilizálás Z-diődával

+o-

•0 +

1

1

18.26. ábra. Feszültségstabilizálás Z-diódával és áramgenerátorral

+

0

18,27. ábra. Z-dióda működtetése a stabiHzált feszültségről

\

nő. A diódaáram megválasztásának fontos szempontja a zaj, ami csökkenő áram­ nál nő. Az i ? ellenállás értékét úgy válasszuk meg, hogy minimáhs bemeneti feszültségnél és maximális kimenő áramnál még megfelelő legyen a diódaáram! Az elnyomási tényező jelentősen javul, ha az R ehenáhást a 18.26. ábra szerint áramgenerátorral helyettesítjük. Kapcsolástechnikailag legegyszerűbb az 5.10. áb­ ra szerinti fetes áramgenerátor alkalmazása, mert csak két kivezetése van. Ezzel kb. 10 000-ig terjedő elnyomási tényezőt érhetünk el. A Z-dióda állandó árammal való működtetésének másik módszere szerint nem a stabilizálatlan bemeneti feszültséghez csatlakoztatjuk, hanem a stabilizált kimeneti feszültséghez. Ezt az eljárást szemlélteti a 18.27. ábra, ahol

ami nagyobb mint az C/^ Z-feszültség. Ekkor az R^ ellenálláson át /z = áram folyik. Ebben az esetben a bemeneti feszültségingadozás elnyomását főleg a műveleti erősítő AU, tápfeszültség-elnyomási tényezője határozza már meg. A 18.27. ábrából az alábbi összefüggéseket írhatjuk fel:

r, + R AU„ =

R,

AU,,

Ha AU,= AU^,,

akkor be

s =

Rl =

D

\r, + R

Ri + R:

D

D

R1 + R2

Az elérhető érték kb. 10 000. Ha a bemeneti feszültség változása 10 V alatt marad, akkor a kimeneti feszültség ingadozása eszerint 1 mV-nál kisebb lehet. Sokkal jelentősebb változást okozhat a hőmérsékletváltozás. A Z-dióda hő­ mérsékleti együtthatója kb. ± 1 • 10~^/K között van. Kis Z-feszültségnél negatív, nagyobb feszültségnél pozitív. Jellemző értékeit a 18.28. ábra mutatja. Látható, hogy 6 V körüli Z-feszültségnél a legkisebb. Nagyobb Z-feszültségeknél úgy csök­ kenthető, hogy egy nyitóirányú diódát sorbakapcsolunk. Ilyen alkatrészek referen­ ciadióda elnevezéssel kaphatók.

100

18.28. á b r a . A Z feszültség

=

AU2

UzAT

u , , y

hőmérsékleti együtthatójának jelleggörbéje

Általában a 18.27. ábrán látható integrált referenciafeszültségforrást haszná­ lunk, mely referenciadiódát tartalmaz. A 18.31. ábra összeállítása áttekintést ad néhány típusról, amelyek között van olyan is, melynek hőmérsékleti együtthatója 1 0 " ^ / K = 1 ppm értékű.

18.4.2. Tranzisztoros referenciafeszültség-források Elvileg dióda nyitófeszültségét vagy tranzisztor bázis - emitter feszültségét is használhatnánk referenciafeszültség-forrásnak. A - 2 mV/K hőmérsékleti együtt­ ható a 0,6 V-hoz képest viszonylag nagy. Ez úgy kompenzálható, hogy + 2 mV/K hőmérsékleti együtthatójú feszültséggel összegezzük. A 18.29. ábra különleges azért, mert ezt a kompenzáló feszültséget egy másik tranzisztorral állítjuk elő. A Ti és T2 tranzisztor különböző 7^2 > Ici kollektorárammal működik, i^^-en a transz­ fer karakterisztikából számítva C2

feszültségesés keletkezik. Tehát C/j-vel arányos és az Uj = kT/q miatt az abszolút

18.29. ábra. Referenciafeszültség-forrás t/ref = Í ^ B G * 1,205 V

hőmérséklettel is. Az 7?, ellenálláson ennél nagyobb feszültségesés keletkezik, mert rajta nemcsak az = A U^^jR^ áram, hanem az Iqi is átfolyik. A műveleti erősitő kimeneti feszültsége az Iq2 = «-^ci feltétel kielégítése mellett áll be egy értékre. Tehát AU,BE

{\ + n)=

R-,

U^~{\+n)\nn

= AU^.

Tetszőleges A erősités beállítása az n arány vagy az 7?,//?, hányados megválasztásá­ val lehetséges. Az t/xemp feszültségre + 2 mV/K hőmérsékleti együttható adódik, ha ^ 23, mert ^ =

A

~ = AdT

= A — = 23

300 K

= +2

mV

A bipoláris tranzisztor nyitófeszültségének elméleti hőmérsékleti együtthatója [18.5] szerint: dU BE uBE uBG - 2 - mV Itt í/gG = EJq = 1,205 V a tiltott sáv (band-gap) feszültségben kifejezett szélessége szilíciumra. Az U„f = L^emp + Í''BE2 kimeneti feszültség hőmérsékleti együtthatója 0, ha U,,,=

AU^+U^^

= C/BG = 1,205 V

Az egyenlet pontosabb és ezzel együtt egyszerűbb kiegyenlítési feltételt ad, mint az A erősités beállítása [18.6]. A 18.29. ábrán látható kapcsolás diszkrét elemű megvalósításának méretezé­ sénél kedvező, ha 1^2 = 10 I q i - Ilyenkor Ry =s i?,. Az együttfutás érdekében az a legjobb, ha T, és T, helyén tranzísztorpárt használunk, pl. az LM 394-et.

A band-gap referencia elkészítése diszkrét elemekkel csak különleges esetek­ ben indokolt, mert az integrált kapcsolások széles választéka kapható (18.31. ábra). Ezek egy részénél a és T2 tranzisztor egyforma kollektorárammal műkö­ dik. Eltérő áramsűrűséget úgy érünk el mégis, hogy Ti helyén több egyforma tranzisztort kapcsolunk párhuzamosan. A két módszert együttesen, keverten is alkalmazzák [18.7]. A band-gap referencia nagy előnye a referenciadiódákkal szemben, hogy kisebb feszültséggel működhetnek, ami határesetben még az U^Q = 1,2 V band-gap feszültség is lehet. A referenciadiódák ezzel szemben legalább 6,4 V-ot, vagy még annál is nagyobbat igényelnek. Másik nagy előnye, hogy tetszőleges referenciafe­ szültség állítható be, ha a 18.30. ábrán látható kapcsoláshoz hasonlóan a műveleti erősítő kimeneti feszültségének csak egy leosztott részét csatlakoztatjuk a bázisra. Ebben az esetben a T^, T2 tényleges referenciafeszültség-generátor a stabilizált kimeneti feszültségről működik. így a 18.27. ábrához hasonlóan a bemeneti fe­ szültségváltozás hatása is jóval kisebb lesz.

T /?3

^BG

R2 18.30. ábra. Referenciatranzisztorok működtetése a stabilizált feszültségről

\

Néhány integrált band-gap referenciafeszültség-forrásnál megengedett a ki­ menet és a tápfeszültség összekötése, vagy ezeket már gyárilag összekötik. Az áramkörnek ilyenkor csak két kivezetése van, mint a Z-diódának. Mivel az C/Temp feszültség arányos az abszolút hőmérséklettel, hőmérsékletmé­ résre is használható. Néhány kapcsolásnál ezért az Uj^^Jl feszültségű pontot is kivezetik, melynek hőmérsékleti együtthatója 1 mV/K. Emellett a referenciafe­ szültség 273 mV-os leosztott részét gyakran 0 °C-os referenciafeszültség céljára is előállítják (pl. ICL 8073 Intersil).

1 8 . 4 3 . Áttekintés A 18.31. ábrán néhány gyakoribb referenciafeszühség-generátort soroltunk fel. Külön csoportosítottuk a szűk tűrésű és kis hőmérsékleti együtthatójú áramkö­ röket. Ezeknél az ehenállásértékek beállítását lézertechnikával végzik. A megadott pontossági adatok csak tájékoztató jehegűek, mert minden áramkör típus külön­ böző pontossági osztályokba soroh változatokban kapható. Típus

Gyártó

Referencia­ feszültség

Pontosság

Hőmérsékleti együttható

Kimenő áram

Referenciafeszültség-források ICL 8069 A D 589 LM 3854.2 LM 385-2.5 A D 580 A D 584 M C 1400U2 M C 1400U5 A D 584 R E F 05 M C 1400U10 A D 584 R E F 10 Z-diódás A D 2720 LH-0070 LH-0071

Intersil Analóg Dev. National National Analóg Dev. Analóg Dev. Motorola Motorola Analóg Dev. PMI Motorola Analóg Dev. PMI

*1,230 *1,235 *1,235 *2,500 2,500 2,500 2,500 5,000 5,000 5,000 10,000 10,000 10,000

V V V V V V V V V V V V V

2 % 3% 1% 2% 1% 0,2 % 0,05 % 0,05 % 0,2 % 0,5 % 0,05 % 0,2 % 0,5 %

Analóg Dev. National National

10,000 V 10,000 V 10,240 V

0,01 % 0,05 % 0,05 %

10 10 20 20 25 10 10 10 10 10 10 10 10

ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K ppm/K

50 50 10 20

| i A - 5 mA | i A - 5 mA | i A - 2 0 mA | i A - 2 0 mA 0-lOmA 0-lOmA ± 1 0 mA ± 1 0 mA 0-lOmA 0-lOmA ± 10 mA O-lOmA 0-lOmA

referenciák 1 ppm/K 5 ppm/K 5 ppm/K

± 1 0 mA ± 10 mA ± 10 mA

* A csillag kétpólust jelöl. 18.31. ábra. Referenciafeszültség-generátorok jellemző adatai

A csillaggal jelölt típusok kétpólusok. Ezeket Z-diódákhoz hasonlóan alkal­ mazhatjuk. A rajtuk átfolyó áram ezért nem lehet 0. Néhány típus kimenetén egyszerű emitterkövető van. Ezek áramforrások, vagyis csak egyirányú áramot adhatnak le, áramnyelőként nem működnek. Más típusok kimenetén ellenütemű emitterkövető van, ezek áramnyelőként is működőképesek. Ez a típus Z-dióda üzemben is működhet, ha a tápfeszültség- és a referenciafeszültség-kivezetést össze-

18.5. Kapcsoló üzemű tápegységek Az eddig ismertetett lineáris soros szabályozású tápegységek vesztesége három fő tényezőből tevődik össze, a hálózati transzformátor, az egyenirányító és az áteresztő tranzisztor veszteségéből. Az rj = Aeadott/^feivett hatásfok többnyire csak

25 % és 50 % közötti. Eszerint a veszteségi teljesítmény háromszorosa a leadott hasznos teljesítménynek. Ez nemcsak a nagy energiapazarlás miatt hátrányos, ha­ nem hőelvezetési nehézségek is fellépnek. Az áteresztő tranzisztor vesztesége jelentősen csökken, ha a folyamatosan szabályozott tranzisztort kapcsolóval helyettesítjük, ahogy a 18.32. ábrán látjuk. Az előírt kimeneti egyenfeszültség előállítására járulékos aluláteresztő szűrő is kell, ami a kimeneti feszültség időbeh középértékét képezi. A kimeneti feszültséget a kapcsoló működésének zárt állapotára vonatkozó kitöltési tényezője szabja meg. Ha aluláteresztő szűrőnek LC szűrőt használunk, a szabályozórendszerben rend­ szeres veszteségforrás már egyáltalán nem marad. Az eddigiekben leírt működésű kapcsolóüzemű stabihzátoráramkör a hálózati transzformátor szekunder oldalán található, ezért ezt az elrendezést szekunder oldah kapcsoló üzemű stabilizált táp­ egységnek nevezzük. o -

Hálózati transzformátor

Teljesítmény kapcsoló

Egyenirányító'

Szúró

\u.. i Szabályozó

18.32. ábra. Szekunder oldali kapcsoló üzemű tápegység

A hálózati transzformátor veszteségét természetesen a kapcsoló üzemű műkö­ dés nem csökkenti. Csak akkor csökkenthető, ha a hálózati feszültség helyett nagy­ frekvenciás váltakozó feszültséget transzformálunk. E célból a hálózati feszültséget közvetlenül egyenirányítjuk a 18.33. ábra szerint, és kapcsoló üzemű szabályozóval nagyfrekvenciás feszültséget állítunk elő, amelynek frekvenciája 20...200 kHz között van. Mivel a hálózati transzformátor szükséges menetszámai fordítva arányosak a frekvenciával, ezért a rézveszteség jelentősen csökkenthető. A transzformátor szekunder feszültségét egyenirányítjuk, szűrjük és a fogyasztóra vezetjük. Az egyenfeszültséget a transzformátor primer oldalán a kapcsoló jelének kitöltési tényezőjével szabályozzuk. Ezeket a stabilizátorokat primer oldah kapcsoló üzemű tápegységeknek ne­ vezzük. Hatásfokuk 60...80 %. További előnye a nagyfrekvenciás transzformátor kis mérete és súlya. A 18.32. és a 18.33. ábrán bemutatott elvek összehasonlítása mutatja, hogy Nagyfrek­ Egyen­

Teljesítmény­

venciás

Egyen­

irányító

kapcsoló

transzfor­

irányító

mátor Potenciál­ leválasztó

Szú rő

-o

1 Szabályozó

18.33. ábra. Primer oldali kapcsoló üzemű tápegység

mindkettőnél először váltakozó feszültséget állítunk elő egy kapcsolóval, a kapcso­ ló jelének kitöltési tényezője határozza meg a kimeneti feszültség értékét. Amíg a hálózat leválasztását szekunder oldah kapcsoló üzemű tápegységnél 50 Hz-es hagyományos hálózati transzformátor végzi, addig a primer oldah kapcsoló üzemű stabilizátornál ezt nagyfrekvenciás transzformátorral valósítjuk meg. A kapcsoló hálózati feszültségen működik, ezért megengedett feszültsége legalább akkora legyen, mint a hálózati feszültség csúcsértéke. Ebben az esetben a szabályozó két részből áll: az első hálózati potenciálon működik és egy kapcsolót vezérel, a másik a kimenet potenciálján működik, és a kimeneti feszültséget méri. A két részt galvanikusan el kell választani egymástól. E probléma és az ezzel együttjáró bonyolult kapcsolási elrendezések ellenére a primer oldah kapcsoló üzemű tápegységek nagy hatásfokuk miatt előnyösek. A szekunder oldali kapcsoló üzemű tápegységek főleg D C / D C átalakítók (transz­ verterek) céljára kis teljesítményigénynél előnyösek.

18.6. Szekunder oldali kapcsoló üzemű tápegységek A 18.34. ..36. ábrán a D C / D C átalakítók három alapvető elrendezését hason­ lítottuk össze, amelyek három építőelemből állnak: a K teljesítménykapcsolóból, az L energiatároló tekercsből és a C simítókondenzátorból. Mindhárom kapcsolás más-más kimeneti feszültséget ad. A 18.34. ábra kapcsolásánál a kapcsoló olyan váltakozó feszültséget ad, amelynek középértéke a kitöltési tényezőtől függően 0, és a bemeneti feszültség között változik. K

^1 o

18.34. ábra. Feszültségcsökkentő elrendezés, 0 ^ C/ki ^ C/be

o

o

C •

18.35. ábra. Feszültségnövelő elrendezés, ^ t/be

9

!

C

a,

18.36. ábra. Polaritásváltó elrendezés, < 0

A 18.35. ábra kapcsolásánál U^^ = C/^e, ha a kapcsoló folyamatosan felső állásban van. H a a kapcsoló alsó állásra vált, akkor a tekercsben energia halmozó­ dik fel, ami szintén a kimenetre kerül, ha a kapcsoló ismét felső helyzetbe vált. Ezért a kimeneti feszültség nagyobb, mint a bemeneti feszültség. A 18.36. ábra kapcsolásánál a tekercs energiát vesz fel, amíg a kapcsoló bal oldah állásban áh. H a a kapcsoló átvált, akkor a tekercs árama, megtartva eredeti irányát, negatív feszültségre tölti a kondenzátort (pozitív bemeneti feszültségnél). A 18.34. ábra kapcsolásánál a pufferkondenzátor folyamatosan töltődik. Ezért ezt a kapcsolást gerjesztőváltónak nevezzük. A 18.35. és a 18.36. ábránál a kondenzátor addig nem kap töltést, amíg az energia a tekercsben tárolódik. Ezért ezt a kapcsolást záróváltónak nevezzük.

18.6.1, Feszültségcsökkentő átalakító

Leegyszerűsödik a morsekapcsoló, ha az egyik kontaktust egy egyszerű meg­ szakítóval, a másikat pedig egy diódával helyettesítjük. így kapjuk a 18.37. ábrán látható feszültségváltót. Amíg a kapcsoló zárt, addig = U^^. Ha kinyitjuk, akkor a tekercs árama megtartja eredeti irányát, és addig csökken, amíg a dióda vezet, tehát kb. a 0 feszültségig. Ezt a feszültség - idő görbén látjuk a 18.38. ábrán.

4,

4,

1

0

1

1

+

JML

—

1

MAX

i !

^

-Q

18.37. ábra. Feszültségcsökkentő elrendezés egyszerű kapcsolóval t/H

=

yt/BE,

ha

18.38. ábra. Feszültségcsökkentő kapcsolás áramai és feszültségei

4i^4tata

A tekercs áramának idöfüggvényét az indukciós törvényből kapjuk: U^ = L

(18.9)

dt

A bekapcsolási idő alatt a tekercsen Í / l = í/^e feszültség van. A r^; kikapcsolási idő alatt pedig = — Í4i feszültség jelenik meg. A (18.9) egyenletből az áramváltozás: 1 1 (18.10) Ebből a kimeneti feszültség:

(18.11)

ahol T = t^ + t^, = l / / a periódusidő, és p = t^^/T a kitöltési tényező. Látható, hogy a várakozásnak megfelelően í/\ középértéke a kimeneti feszültség. A kapcsolás egészen másként működik, ha az 4, kimenő áram kisebb, mint 1 4imm = Z ^-^L = 2L

(18.12) be

A tekercsáram a kapcsoló zárási ideje alatt O-ig csökken, a dióda lezár, és a tekercs 522

Valóságos ^

^

^

-

L

1 Ideális

//

// // 1/

1

i 18.39. ábra. 4.„,„ =

- t / . ^ l - - ^

áramnál

kisebb kimenő áramú feszültségcsökkentő átalakító áramai és feszültségei

18.40. ábra. A /? = /be/^ kitöltési tényező függése az 4i kimenő áramtól állandó U^, kimeneti feszültségnél

feszültsége 0 lesz. Ezt az esetet a 18.39. ábrán látjuk. A kimeneti feszültség kiszámí­ tásához induljunk ki abból, hogy a kapcsolás veszteségmentesen működik. Ekkor az átlagos felvett teljesítmény egyenlő a kimenő teljesítménnyel: (18.13)

t/be/be=t/ki4i.

A tekercsen átfolyó áram a /^e bekapcsolási idő alatt 0-ról 4 = lJ^t^\L értékre nő. A bemenő áram átlagértéke ezért:

4

(18.14)

Behelyettesítve a (18.13) egyenletbe a kimeneti feszültség, ill. a kitöltési tényező:

2L

(18.15)

P = P't le kell csökkenteni, hogy a kimeneti feszültség (4j

< / k i m i n ) kis áramnál ne nőjön. Ezt a 18.40. magyarázó ábrán látjuk. Látható, hogy ebben a tartományban kis bekapcsolási időt kell megvalósítani. I^^^^^-nél nagyobb áramnál a (18.11) egyenlet szerint a kitöltési tényező állandó. Ez csak veszteségmentes kapcsolásnál lenne igaz. Egyébként p-t is növelni kell I^^^^^-nél nagyobb kimenő áramnál, hogy a kimeneti feszültség állandó maradjon.

Méretezés A tekercs induktivitása akkora legyen, hogy a kimenő áram. A (18.12) egyenletből

értéknél ne legyen kisebb

í L =

T

1-

. 11

be/

(18.16)

ki min

523

A tekercsen, a kapcsolón és a diódán átfolyó maximális áram:

Szabad paraméterként marad a rezgés T= Ijf periódusideje. A kisebb szükséges induktivitás érdekében a frekvenciát válasszuk akkorára, amekkorára csak lehet. Ennek azonban ellentmond, hogy a nagyfrekvenciás kapcsolótranzisztor drágább, és a vezérlőáramkör is bonyolultabb ilyenkor. Ezen kívül a dinamikus kap­ csolóveszteség arányosan nő a frekvenciával. Emiatt a működési frekvenciát 20 kHz...200 kHz közé méretezzük. A Cp pufferkondenzátor meghatározza a kimeneti feszültség búgófeszültségösszetevőjét. A töltőáram: = 4 " 4i- Egy periódus alatt a betáplált és elvezetett töltés egyenlő, amit a 18.38. ábra bevonalkázott területei képviselnek. Ezzel a búgófeszültségre a AQ, l l (l l \ l T 8C összefüggést kapjuk. A (18.10) és (18.16) egyenletből a pufferkondenzátor kapaci­ tása

c=

1-

UJ^LAU,,,

4AU^,

(18.17)

A pufferkondenzátor kiválasztásánál arra ügyeljünk, hogy kis soros ellenállású és kis soros induktivitású legyen. Legjobb, ha több elektrohtkondenzátort és kerami­ kus kondenzátort kapcsolunk párhuzamosan.

18.6.2. A kapcsolójel előállítása A kapcsolójel előálhtását két modullal végezzük: az impulzusszélesség-modulátorral és a referenciafeszültséggel is ehátott szabályozóval. Az áramkörök részle­ tesebb elrendezési vázlatát a 18.41 ábrán látjuk. Az impulzusszélesség-modulátor fűrészgenerátorból és komparátorból áll. A komparátor bekapcsolja a kapcsolót, amíg Usz nagyobb, mint a hibajel felhasz­ nálásával kialakított C/R feszültség. Az ennek megfelelő U^^^ vezérlő feszültséget a 18.42. ábrán arra az esetre ábrázoltuk, amikor az alsó határolási értéktől a felsőig változik. A kitöltési tényező: sz tehát í/sz-szel arányos.

FÚ részgenerátor

Konnparátor

Szabályozó­ erősítő

Különbség­ képző

18.41. ábra. Vezérlőegység blokksémája

Referenciafeszültség­ forrás

18.42. ábra. Impulzusszélesség-modulátor működése

A referenciafeszültség és a súlyozott kimeneti feszültség U^^^—kU^^ különbsé­ gét a kivonó képezi. A Pl szabályozóerősítő C/^z-t addig növeli, amíg ez a különb­ ség 0 lesz. A kimeneti feszültség akkor U^^ = U,Jk. A kapcsoló üzemű tápegység méretezését még egy számpélda megoldásával is bemutatjuk. A feladat 5 V-os, maximum 4 A áramú tápegység készítése. Legyen a minimális kimenő áram 0,5 A, a bemeneti feszültség pedig kb. 20 V. Erre a célra megfelelő kapcsoló üzemű stabilizátor pl. az SGS cég L296 típusjelzésű áramköre. U «20V

L -o751-lH

+

2 5 0 M^F

18.43. ábra. L 296 kapcsolóüzemű stabilizátorral működő feszültségcsökkentő átalakító

A kapcsolás elrendezését a 18.43. ábrán látjuk [18.8]. Látható, hogy csak az LC szűrő, néhány ellenállás és kondenzátor kell az integrált áramkörön kívül a műkö­ déshez. A kapcsoló üzemű stabilizátor 50 kHz frekvencián működik, és így a periódusidő 20 |is. A (18.11) egyenletből a bekapcsolt állapot ideje: ^be

=

Um

5V = 20 ^is:;;^^ = 5 ^is.

A tekercs induktivitása a (18.16) egyenletből: L = T .

1-

5V

C^be/24i„,i„

= 20 US

" V

1 -

5

V = 75

nH.

20 Vy 2 - 0 , 5 A

Ha a kimeneti búgófeszültség 10 mV nagyságrendű, a pufferkondenzátor: C =

=

20 HS

0,5 A 4 • 10

mV

= 2 5 0 HF.

A kimeneti feszültség visszavezetésénél nem kell feszültségosztó, mert a belső referenciafeszültség 5 V-os. A kimeneti feszültség akkor is állandó marad, ha a kimenő áram kisebb, mint a méretezésnél feltételezett 4imin = 0,5 A. Ebben az esetben a szabályozóerősítő csökkenti a komparátor segítségével a kitöltési ténye­ zőt a 18.40. ábra szerint. Probléma csak akkor keletkezik, ha a szükséges bekapcso­ lási idő kisebb, mint a T tranzisztor legkisebb megvalósítható bekapcsolási időtar­ tama. Ebben az esetben a kimeneti feszültség egy bekapcsolási idő alatt annyira megnő, hogy a tranzisztor ezután több periódusig zárva marad. Ez nagyon bizony­ talan üzemmód. Az RyCi taggal álhtjuk be a műveleti erősítő nagy kimeneti ellenáhású kimene­ tén a szükséges szabályozókör karakterisztikát tekintetbe véve azt is, hogy kapcso­ ló üzemű tápegységek feszültség-szabályozóköre könnyen válhat instabihá. Az instabihtásnak két oka lehet: az egyik az, hogy olyan mintavételes rendszerről van szó, melynek átlagos holtideje a periódusidő fele, a másik, hogy a másodfokú alul­ áteresztő szűrő fáziskésése 180°-ig terjedő értékű lehet. Emiatt célszerű, ha a szabályozóerősítő nagyfrekvencián nem okoz fáziskésést. Ezt a célt szolgálja a 18.43. ábrán az ellenáhás. A kapcsolás statikus vesztesége túlnyomórészt a telj esitményáramkör feszült­ ségeséseiből adódik. A tekercset könnyű úgy túlméretezni, hogy vesztesége kicsi legyen. Az ezután megmaradó fő veszteségforrás a teljesítménykapcsoló feszültség­ esése, ez a kapcsoló a T tranzisztorból és a D diódából áll. A /be idő alatt a kimenő áram a T tranzisztoron, /^i alatt pedig a D diódán folyik. Az L 296-nál 4 A áramnál a feszültségesés 1,5 V. Ebből adódik maximáhs kimenő áramnál a 6 W veszteségi teljesítmény. Ezért a hatásfok legfeljebb

i^felvett

20W+6W

18.6.3. Feszültségnövelő kapcsolás

A 18.44. ábrán a feszültségnövelő kapcsolás gyakorlati elrendezését látjuk a 18.35. ábrának megfelelő működéssel. A 18.45. ábrán a kapcsolás feszültség-, ih. áramjelalakjait rajzoltuk fel. Az áramkör méretezéséhez szükséges összefüggéseket itt is a K kapcsoló két áhapotához tartozó 4 tekercsáram csökkenésből, ih. növekedésből vezetjük le. Az összefüggéseket az ábra alatt adtuk meg. Uy.^ = U^^ a legkisebb kimeneti feszültség, ami akkor jelenik meg a kimeneten, ha a K kapcso­ ló folyamatosan nyitva van, és az áramkör veszteségmentes. A feltüntetett kimeneti feszültség itt is feltételezi, hogy a tekercsáram nem 0. Amint ez a 18.40. ábrán látható, az I^^^^^^ minimáhs kimenő áram alá csökkenésnél a bekapcsolási időnek csökkennie kell, hogy a kimeneti feszültség ne nőjön. A 18.45. ábrán szaggatott vonal jelzi ezt az esetet. A kapcsolójelet itt ugyanúgy állítjuk elő, mint a feszültségcsökkentő megoldásnál.

D +

L o+

0

^1 t

U,

%C

r

i 1

--!— I

L_

1

1

- !

18.44. ábra. Feszültségnövelő átalakító

t^ki = -£^be,

ha

" 1 1

1

L

1

!

4i>4io,i„;

Ul

T

18.45. ábra. Feszültségnövelő átalakító feszültségei és áramai Szaggatott vonallal viszonyait jelöltük

C;

18.6.4. Polaritásváltó kapcsolás A polaritásváltó elrendezést és a hozzá tartozó jelalakokat a 18.46. és 18.47. ábrán látjuk. Látható, hogy a kondenzátor a zárási idő alatt negatív feszültségre töltődik a diódán át. A megadott egyenleteket itt is a be- és kikapcsolási állapothoz tartozó tekercsáram-megváltozások egyenleteiből vezettük le. u

o-

+ o-

c4=

- 0

!

0 +

18.46. ábra. Polaritásváltó átalakító \UrA

'fu,,,

=

ha

^

f j

j

!

1

1 1

1 _L 1 ' I

1 ir

1 1 ! »

1 1

u

1 1 I

4í>/h„í„;

'ki

L = C

18.47. ábra. A polaritásváltó átalakító feszültségei és áramai Szaggatott vonallal az 4 , < /kimin esetet jelöltük

Ha a kimenő áram kisebb, mint I^mm^ akkor a tekercsáram időnként 0-ra csökken. A bekapcsolási időt itt is csökkenteni kell a 18.40. ábra szerint, hogy a kimeneti feszültség állandó legyen. A 18.47. ábrán szaggatott vonal jelzi ezt az állapotot.

18.6.5. Tárolóinduktivitás nélküli polaritásváltó kapcsolás

Kis áramigényre megfelel a 18,48. ábrán látható egyszerű polaritásváltó kap­ csolás. A Ki kapcsolóval a bemeneti egyenfeszültséget váltakozó feszültséggé alakítjuk át. A váltakozó feszültséget a Q kondenzátor földfüggetlenné teszi, és ezután ismét egyenirányítjuk, amiről a K2 kapcsoló gondoskodik. A feltüntetett kapcsolóállásban Q a bemeneti feszültségre töltődik és Ui = U^^. Ezután mindkét kapcsoló átkapcsol. A — U-^ feszültség C2-rejut, és több átkapcsolási folyamat után Um = -Ui=-

[/be-re töltődik.

C,

+ 0

o -

1

-1

1

1

1

+

18.48. ábra. Töltéstárolás elvén működő feszültséginverter elve

D,

+ o-

ou

-1

'

W-D

1 1 r

18.49. ábra. Diódás egyenirányító

A kimeneti feszültség egyenirányítását a 18.49. ábrán feltüntetett kapcsolás szerint két diódával is elvégezhetjük. Attól függően, hogy az egyenirányítót milyen polaritású ponthoz csatlakoztatjuk, és hogyan kötjük be a diódákat, az t/^e feszült­ séget tetszőleges polaritással hozzáadhatjuk vagy levonhatjuk az egyenirányított feszültséghez. A diódás megoldások hátránya az, hogy a kimeneti feszültséget két nyitófeszültséggel csökkentik. Ezért integrált feszültséginvertereknél, pl. az ICL7660 (Intersil) áramkörben CMOS kapcsolót használnak egyenirányítás céljá­ ra. 20 mA terhelőáramig a feszültségesések összege a négy kapcsolón 1 V alatt marad [18.9]. A kondenzátorok áttöltése miatt további veszteségek lépnek fel, ezek viszont csak az áttöltési folyamatban érintett potenciálok különbségétől függnek. Megfele­ lően nagy kapacitásokat használva áhandósult áhapotban, a veszteség nehézség nélkül kis szinten tartható. 18.6.6. Típusválaszték A 18.50. ábrán néhány integrált DC-DC átalakító kapcsolást soroltunk fel. Erre a feladatra általában még a 18.74. ábrán összefoglalt primer oldah kapcsoló üzemű stabilizátorok impulzusszélesség-modulátorai is használhatók.

Gyártó

Típus

L 296 78S40 RC 41931 RC 4 1 9 P ICL 7660^ SI 766 P

SGS Fairchild Raytheon Raytheon Intersil Siliconix

Kimenő áram 4 1 100 60 20 20

A A mA mA mA mA

Kimeneti feszültség

Referenciafeszültség

5,1...40 V 1,3...40 V 2,5...24 V 0...-20 V -2...-10 V -4,5...-20 V

5,1 V 1,3 V 1,3 V 1,3 V

Jellegzetes üzemi frekvencia

-

—

50 10 20 20 10 10

kHz kHz kHz kHz kHz kHz

1 Feszültségnövelő átalakító 2 Polaritásváltó átalakító ^ Töltéspumpálási elven működő induktivitásmentes polaritásyáltó átalakító 18.50. ábra. Szekunder oldali kapcsoló üzemű tápegységek integrált áramkörei

18.7. Primer oldali kapcsoló üzemű tápegységek A primer oldali kapcsoló üzemű tápegységeket két fő csoportra osztjuk; az együtemű és az ellenütemű átalakítókra. Az együtemű átalakítók rendszerint csak egy teljesítménykapcsolót tartalmaznak, ezért kevés alkatrészből állnak. Használ­ hatósági körük kis teljesítményekre korlátozódik. 100 W teljesítményigény felett csak ellenütemű átalakítók használata célszerű, noha két teljesítménykapcsolót keh használni. 18.7.1. Együtemű átalakítók A 18.51. ábra a legegyszerűbb primer oldah kapcsoló üzemű tápegységet szemlélteti. A kapcsolás a 18.46. ábrán látható záróváhó továbbfejlesztett változa­ ta, ahol a tekercset transzformátor helyettesíti. Amíg a K kapcsoló zárva van, addig az energiát a transzformátor tárolja. Ha a kapcsoló nyit, akkor az energia a C pufferkondenzátorba jut. Ezért ugyanazok az összefüggések érvényesek most is, amelyeket a 18.46. ábra kapcsolásánál megadtunk. Csupán az a különbség, hogy a kimeneti feszültség a transzformátor n áttételével arányosan kisebb lesz. A kapcsolón fehépő feszühségjelalakot a 18.52. ábra szemlélteti. Ha a kapcso­ ló nyitva van, akkor nő a feszültség mindaddig, amíg a dióda kinyit, tehát ^Kmax C/be + '^^ki fcszültségíg. A bckapcsolásí idő legyen /^e ^ 0,5r, hogy a K kapcsolón fellépő feszültség ne legyen túl nagy, ekkor íy^max ^ 2?7be- 220 V-os hálózati feszültség egyenirányításánál C/be =

220 V ^ - 310 V

egyenfeszültség keletkezik, és a kapcsolón max ""620 V feszültség lép fel. Az elkerülhetetlen szórtinduktivitások miatt a fehépő tényleges feszültség még na­ gyobb.

'11 /7:

1

I2

D -0 +

c4í

UA/K

18.51. ábra. Egyutas záró átalakító

18.52. ábra. Feszültség és áram ábrája, ha Ki ^ 4:imin

A kapcsolás áramviszonyait is ezen az ábrán látjuk. Amíg a kapcsoló zárva van, az áram AI= U^J^JL értékkel változik. H a a kapcsoló nyit, akkor a dióda is kinyit, és a primer oldalon az áram AI^nU^^t^^jL értékkel csökken. Ebből adódik a megadott kimeneti feszültség. Itt is feltételeztük, hogy a transzformátor induktivitása akkora, hogy a zárási időtartam alatt az áram nem csökken 0-ra. A kapcsolás hátránya, hogy a transzformátor nemcsak a hálózat leválasztását és a szükséges feszültségátalakítást végzi, hanem emellett még az energiatároló feladatát is ehátja. Az egyenáramú előmágnesezés miatt nagyon túl kell méretezni. Kedvezőbb, ha a transzformátoron nem folyik egyenáram, és az energia tárolását egy külön tekercs végzi. Ilyen elven működik minden további kapcsolás. A 18.53. ábrán látható együtemű átalakító primer és szekunder tekercseinek bekötése olyan, hogy azonos fázisú feszültségek lépnek fel. D 2 dióda ezért mindad­ dig juttat energiát a kimenetre, amíg a kapcsoló zárva van. Ezért a kapcsolást gerjesztő átalakítónak nevezzük. Feszültségjelalakjait a 18.54. ábrán látjuk. Amíg a kapcsoló zárva van, addig a primer tekercsre az C/^e bemeneti feszültség jut, és a szekunder tekercsen U2 = U^Jn feszültség van. Ha kinyitjuk a K kapcsolót, akkor D 2 lezár és az L tekercs áramköre a D 3 diódán át záródik. A szekunder oldalon a 18.37. ábrán megismert gerjesztőváltó kapcsolással azonos működésű áramkör alakul ki. Ezért itt a kimeneti feszültségre ugyanazok az összefüggések érvényesek

18.53. ábra. Egyutas gerjesztő átalakító T

n

18.54. ábra. Egyutas gerjesztő átalakító feszültségviszonyai

(kivétel az n áttétel), és a tekercset, valamint a pufferkondenzátort az előzőekkel azonos szempontok szerint méretezzük. A kapcsoló zárásának pillanatában a D2 dióda is lezár. Ekkor a transzformá­ torban tárolt energia nagy amplitúdójú feszültséglökést állít elő. Megakadályozá­ sára kisebb átmérőjű huzallal a primertekerccsel azonos menetszámú harmadik tekercset készítünk a transzformátorra. A megadott polaritással a dióda akkor nyit ki, ha az indukált feszültség egyenlő a bemeneti feszültséggel. így a kapcsolón í7Kmax = 2 í 7 b e Icguagyobb feszültség léphet fel. Kikapcsolt helyzetben akkora ener­ giát táplál vissza a bemeneti feszültséggenerátorra, mint amekkorát bekapcsolt állásban a transzformátor tárol. így a transzformátor egyenáramú előmágnesezés nélkül működik.

18.7.2. EUenütemű á t a l a k í t ó k Ellenütemű átalakítóknál a bemeneti egyenfeszültséget legalább két teljesít­ ménykapcsoló működtetésével váltakozó feszültséggé alakítjuk, amit nagyfrekven­ ciás transzf0rmátorral letranszformálunk és egyenirányítunk. ^^K max

^

1

1^

^ •

^2 be n 18.55. ábra. Párhuzamos táplálású elienütemű átalakító Uu =

4 . C/h< 2^ , T n

ha

—

T

^

18.56. ábra. Az előző kapcsolás időábrája

— <0,5; T

A 18.55. ábrán látható kapcsolásnál a T idejű periódust négy fázisra osztjuk. Először a kapcsoló zár, a dióda kinyit, és az L tárolóinduktivitásra = U^Jn feszültség jut. Ezután kinyit a kapcsoló, és a transzformátor tekercsein a feszült­ ség lecsökken 0-ra. A és D2 diódán a fél-fél tekercsáram záródik. A következő fázisban a kapcsoló nyitva marad, és a K2 zár. D 2 kinyit, és az előző = U^Jn feszültség alakul ki. Ha K2 ismét lezár, akkor a második fázishoz hasonlóan a transzformátor feszültsége ismét 0 lesz. A 18.56. ábrán a négy fázishoz tartozó feszültségjelalakokat ábrázoltuk. A kapcsolás szekunder oldah része elvileg úgy működik, mint a 18.37. ábrán látható gerjesztő átalakító. Itt azonban a kétutas egyenirányítás miatt T i d ő alatt a tekercs kétszer kap energiapótlást. Ezért a gerjesztő átalakító egyenletében T/2-t kell beírnunk T helyébe.

t

A szimmetrikus működés miatt a transzformátor előmágnesezés, egyenáramú gerjesztés nélkül működik. Természetesen ez csak akkor igaz, ha a kapcsolók bekapcsolási időtartama pontosan egyenlő, tehát /ibe = ^2be = ^be- Ez a feltétel be­ tartható a kapcsoló vezérlésével. Egyébként a transzformátor telítésbe megy, nagy áramok keletkeznek, és a kapcsolók tönkremennek. Emiatt azt is kerüljük el, hogy a kapcsolók egyike valamelyik ciklus során ne kapcsoljon be. Az integrált ellenüte­ mű kapcsoló üzemű tápegységeket vezérlő áramkörök ezt a feltételt többnyire teljesítik. A teljesítménykapcsolók vezérlését egyszerűsíti, hogy mindkettő negatív kapcsa azonos potenciálon van. A 18.57. ábrán látható ellenütemű átalakítónál úgy áhítjuk elő a váltakozó feszültséget, hogy a primer tekercs egyik végét váltakozva a bemeneti feszültség pozitív, ih., negatív polaritású pontjára kapcsoljuk, mialatt a másik vége U^Jl feszültségen van. A teljesítménykapcsolókat tehát felváltva kell bekapcsolni. A fe­ szültségjelalakokat a 18.58. ábrán látjuk, ez megegyezik az előző kapcsoláséval. Csak az a különbség, hogy a feszültség amplitúdója az előző fele. A kisebb feszültség különösen a kapcsoló megválasztását könnyíti meg. I

o?2be

U be UJ2 I

T

T

-o

18.57. ábra. Ellenütemű kapcsolás félhíd elrendezéssel -rr

^be ^be

. ha

^

18.58. ábra. Az előző kapcsolás időábrája

^be ^ ^ ^ -<0,5;

^K.ax=^be

Az elrendezés további nagy előnye az, hogy a kapacitív csatolás miatt a transzformátoron nem folyik egyenáram. Ez még akkor is így van, ha a kapcsolók bekapcsolási ideje különböző, ilyenkor csupán a Q és C2 kondenzátorokon toló­ dik el egy kissé az egyenfeszültség az U^Jl értéktől. A kapcsolás egyetlen hátránya, hogy a kapcsolók negatív pontja eltérő feszültségen van, ezért a vezérlés bonyolul­ tabb. 18.7.3. Nagyfrekvenciás transzformátorok Az energiatároló tekercsek kereskedelmi kínálata bőséges. A kapható teker­ csek induktivitása 10 |iH...10 mH-ig, megengedett áramuk 0,1 A...60 A-ig terjed. Ezért a felhasználókat nem terheli a tekercsek készítése. Más a helyzet a nagyfrek­ venciás transzformátoroknál. Itt csak véletlen lehet, ha egy kész transzformátor

t

adatai megfelelnek a felhasználó igényének. Ezért a transzformátorokat sajnos általában az alkalmazónak kell megterveznie, sőt kis darabszámú igény esetén neki kell elkészítenie is. A transzformátorban indukált feszültség az indukciós törvény szerint: U=né = nAÉ,

(18.18)

ahol 0 a mágneses fluxus, B a mágneses indukció és ^ a vaskeresztmetszet. A (18.18) egyenletből az primer menetszám: C/i C/i át n. = —7 = . AB A AB A minimális menetszámot a mágneses indukció megengedett AB = B csúcsértéké­ ből és Af — f

^ *•

*be max

= n

T =PB^ — — Pmax ^ y

maximumából kapjuk. Ebből rii = — ^ . ' lABf

(18.19) ^ ^

Látható, hogy a menetszám fordítva arányos a frekvenciával. Ezért az átvitt teljesítmény is a frekvenciával arányos, mert adott vasmagnál, adott tekercstérfo­ gatnál kisebb menetszám esetén vastagabb huzal fér el. A szekunder tekercs menetszáma az U2 rii ^2 = ^ 1 7 7 = - , Ul n

(18.20)

függ az n feszültségáttételtől. A mágnesezési és rézveszteség olyan kicsi lehet, hogy elhanyagolhatjuk. A huzalátmérőt a tekercsekben folyó áramerősségből számíthatjuk ki. A veze­ ték melegedéséből adódóan az áramsűrűségre legfeljebb s^=5.,.7 A/mm^ engedhe­ tő meg. Kisebb rézveszteséghez természetesen kisebb áramsűrűség tartozik. A hu­ zalátmérőt a d=2

egyenletből számíthatjuk ki. Nagyfrekvencián az áram az ún. skinhatás miatt nem egyenletes a huzal keresztmetszetében, hanem a felületen nagyobb az áramsűrűség. Az árambehatolási mélységre (ahol a felületi sűrűséghez képest ^-szeres a csökke­ nés) a ö = 2,2 mm/|//7kHz (18.22) összefüggés érvényes [18.10]. A 18.59. ábrán látható, hogy növekvő frekvenciával hogyan csökken a behatolási mélység. A skinhatás miatt értelmetlen lenne a behatolási mélység kétszeresénél nagyobb huzalátmérőt választani. A tekercs elké-

ő, mm 0.5 0/ 0,3 0,2 0,1 0

20

iO

60

80

100 120 U O

f. kHz

18.59. ábra. Skin-effektus Behatolási mélység a frekvencia függvényében

Átvihető Vasmagtípus teljesítmény (oldalhossz), 20 kHz-en, mm

EC 35 EC41 EC 52 EC 70

50 80 130 350

Mágneses kereszt­ metszet (A), mm^ 71 106 141 211

Induktivitási tényező jiH/menet^

2,1 2,7 3,4 3,9

18.60. ábra. Ferroxcube ferrítmagok nagyfrekvenaiás transzfomiátoroMioz Ajánlott maximális indukció: B=200 mT = 2 k G ; Induktivitás: L = ^ l , n^

szítéséhez litze huzalt is használhatunk a szükséges rézkeresztmetszet elérésére. Előnyös a lapos kábel, vagy megfelelően vékony rézfóha használata is. A 18.60. ábrán néhány ferroxcube EC ferritmag legfontosabb adatát foglaltuk össze. Az átvihető teljesítményre csak durva irányadatokat adtunk meg. Ha a rézveszteség csökkentésére a huzalátmérőt túlméretezzük, akkor előfordulhat, hogy a következő nagyobb méretű vasat kell használnunk, hogy a tekercselési keresztmetszet elegendő legyen. 18.7.4. Teljesítménykapcsolók Minden kapcsoló üzemű stabihzátor teljesítménykapcsolójára azonos szem­ pontok érvényesek, ezekről lesz szó a továbbiakban. Bipoláris tranzisztorok és teljesítmény-mosfetek jöhetnek alkatrészként tekintetbe. Tirisztorok alkalmazása csak a kW nagyságrendű nagy teljesítményeknél lehet érdekes, ezért most ezzel nem foglalkozunk. Ha megnézzük a teljesítménytranzisztorok megengedett műkö-

dési tartományát (.Safe Operating ^rea, SOA), kiderül, hogy gyakorlatüag nincs olyan teljesítménytranzisztor, mely nagy feszültségeknél 100 W-tal terhelhető. Gyors kapcsoló alkalmazásnál mégis van kiút, ez a 18.61. ábráról is kiderül. Látszik, hogy rövid időtartamra mind a disszipációs korlátot, mind a másodfajú letörés határát túhéphetjük. Szélsőséges esetben (néhány ps időre) még az is megen­ gedhető, hogy C / c E m a x Icmax határértékek egyidejűleg fellépjenek. így lehetséges, hogy több kW-ot egy tranzisztorral kapcsoljunk. Ezt kapcsoló üzemű tápegységek­ ben való alkalmazásra ki is használjuk. Más oka is van annak, hogy a tranzisztorokat gyorsan bekapcsoljuk és kikapcsoljuk. A kapcsolón csak akkor nem disszipálódik teljesítmény, ha késlelte­ tés nélkül vált át a lezártból vezető áhapotba és vissza. Különben a bekapcsolás és kikapcsolás alatt úgynevezett átkapcsolási veszte­ ség lép fel. Ez annál nagyobb, minél lassabban zajlik le az átkapcsolási folyamat. Minthogy ilyen minden átkapcsolás alatt újra és újra fellép, a veszteség a kapcsolgatási frekvenciával arányos. A legtöbb kapcsoló üzemű stabihzátornál ezenkívül az is kívánatos, hogy kis íi,e bekapcsolt időtartamokat is meg lehessen valósítani, így 4^ < /kimin kis terhelőáramnál is lehetséges megfelelő működés. Ehhez az is szükséges, hogy gyorsan ki is tudjuk kapcsolni a tranzisztort. Ennek érdekében ki kell küszöbölni a bipoláris tranzisztorok kellemetlen töltéstárolási késleltetését úgy, hogy a vezető fázisban meggátoljuk a tehtést (C/CE ^ ^ ^ c E s a t ) - Mindkét esetet feltüntettük a 18.62. ábrán. Látható, hogy számolni kell azzal, hogy a vezető tranzisztoron fellépő feszültség­ esés kissé megnő, ennek fejében azonban a töltéstárolást kiküszöböltük. /c. A

5

1

-

\\\\v ^ n , a \ \

\

\

\

\

\

V

\ >^BOOjjLS / 5ms

MásodfajúX \ \ letörés \ \ ^50ms

10m

1

1

1

\

10

100

500

UcE,

18.61. ábra. Kapcsolóüzemben működtetett bipoláris tranzisztor biztonságos működési tartománya Egyenáramú teljesítmény: UQE = 50 Y-ig, 50 V/; C/cE = 500 Y-on, 5 W ; Rövid idejű impulzusteljesítmény :5 jis-ig: C/cE=500 Y-on, 2500 W

V 18.62. ábra. Telített és telítetlen működésű/ bipoláris tranzisztor kapcsolási késleltetései t{. lefutási idő; tf-: felfutási idő; t^: töltéstárolási idő

Bipoláris tranzisztor teljesítménykapcsoló üzemmódjának elvi elrendezését a 18.63. ábra mutatja. A tranzisztor bekapcsolására a K kapcsolót felső állásba kapcsolva az ellenálláson keresztül nagy bázisáram folyik. Ezért a kollektor­ áram gyorsan nő, és rövid lefutási késleltetés lesz az eredmény. Amikor a kollektor­ feszültség a bázisfeszültség alá süllyed, kinyit a Schottky-dióda és megakadályozza, hogy a tranzisztor telítésbe kerüljön. Az i?i-en keresztül folyó áram nagyrésze ilyenkor a diódán keresztül a kohektor felé záródik, és a megmaradó bázisáram éppen akkora értékre áll be, melyre a tranzisztornak ebben a munkapontban szüksége van. A tranzisztor kikapcsolásához nem elegendő a bázisáramot kikap­ csolni, hanem irányát is meg kell fordítani, hogy a bázisrétegben tárolt tértöltést el lehessen vezetni. Hogy ez gyorsan történjen, ehhez nagy negatív bázisáramra van szükség. Ennek értékét R2 határozza meg. A megvalósításra egy lehetőség a 18.64. ábra szerinti. A T2, T 3 komplementer emitterkövető biztosítja a szükséges bázisáramokat. Az R^ ellenállás korlátozza a bázisáramot. A Di telítésgátló dióda biztosítja, hogy a kollektorpotenciál pozití­ vabb marad a bázispotenciálnál. Ilyen elven működő integrált meghajtók pl. a Thomson cég U A A 4002 típusú áramkörei, melyek ± 1 , 5 A-ig terjedő értékű bázisáramokat képesek leadni. Ha nagy áramokat kell a teljesítménykapcsolóval kapcsolni, akkor a szüksé­ ges bázisáramok kellemetlenül nagyok. Ebben az esetben a 18.65. ábra szerinti Darhngton-elrendezést használhatjuk. Mindenesetre ezáltal a maradékfeszültség C/BEI értékével megnő. A gyors lezárás fontos előfeltétele, hogy a Darlington-áramkör a berajzolt töltéskiürítő diódát is tartalmazza, mert különben a T^ tranzisztor nem zárható le aktív jelleggel. Teljesítmény-mosfetek teljesítmény-kapcsolóként történő alkalmazása na­ gyon előnyös: nincs másodfajú letörés, nincs töltéstárolási idő, és legalább 10-szer gyorsabban ki- és bekapcsolhatók, mint az azonos kategóriájú bipoláris tranziszto­ rok. Ezért magas áruk ellenére 50... 100 kHz feletti frekvenciákon előtérbe kerül alkalmazásuk. Mosfetek alkalmazásánál nem szabad abba a tévhitbe ringatni magunkat, hogy teljesítménymentesen vezérelhetők. Ezt a 18.66. ábra kapcsán érthetjük meg. A Q és C2 kondenzátorok a teljesítmény-mosfet parazita kapacitá-

1
t;

oK Dl

R2

18.63. ábra. Gyors kapcsolásra alkalmas bázisvezérlés

18.64. ábra. Bázisvezérlés gyakorlati megoldása

18.65. ábra. Darlington-kapcsolás kisütő diódával

+ 310V

+ 310V

i

+ 10V

T2

+ 10V

+10V

t R,

t C,Í50pF

C,4=50pF

R^

I

C2=^500pF

^ I

í,

i

1 18.66. á b r a . Teljesítmény-mosfet vezérlés komplementer emitterkövetövel

i

1

18.67. ábra. Teljesítmény-mosfet vezérlése totem-pole kimenetű kapcsolással

sai. Ha most a gate-feszültséget 0 V-ról 10 V-ra növeljük, a tranzisztor vezetni fog és drain feszültsége 310 V-ról kb. 0 V-ra csökken. A két kondenzátoron eredőben fellépő töltésmegváltozás közben: AQ = 500 p F - 10 V + 50 p F • 310 V = 21 nC.

Hogy a gate-feszültség változása 100 ns alatt megtörténjen, ehhez 7 = 2 1 nC/100 ns = 210 mA értékű áram szükséges. A gate-áram tehát nagyságrendileg akkora, mint a bipoláris tranzisztorok bázisárama. A különbség mindössze az, hogy a gate-áram csak az átkapcsolási időtartam alatt folyik. A teljesítmény-mosfetek gyors be- és kikapcsolásához ezért kis kimeneti ellenállású meghajtóáramkörök szükségesek. A 18.66. ábrán komplementer emitterkövető szerepel és a 18.67. ábrán totempole végfok; olyan, mely TTL kapuknál szokásos. Ezt monoht kivitelben egysze­ rűbb megvalósítani, és ezért integrált meghajtókban előnyben részesítik, pl. a Silicon General cég SG 3525. ..27 áramköreiben. Teljesítmény-mosfetek meghajtá­ sánál előnyös, hogy negatív segédtápfeszültség-forrásra nincs szükség, eltérően a bipoláris tranzisztoroktól.

18.7.5. Kapcsolójel előállítása Az együtemű átalakító kapcsolójelét impulzusszélesség-modulátorral álhtjuk elő, amit már a 18.6.2. pontban említettünk. Az ellenütemű átalakítók működteté­ séhez két impulzusszélesség-modulátor kimenet keh, amelyek felváltva működnek. A jel előállítására kibővítjük a 18.41. ábrával kapcsolatban korábban említett impulzusszélesség-modulátort egy tárolóval, és a 18.68. ábrán látható kapcsolást kapjuk. Az áramkör a fűrészfeszültség minden negatív élénél átbihen, és hol az egyik, hol a másik ÉS-kapu váhk szabaddá. A jelalakokat a 18.69. ábrán látjuk. Látható, hogy a fűrészfeszültség két periódusa kell a kimenet egy teljes periódusá­ hoz. A fűrészfeszültség frekvenciája ezért kétszerese kell legyen a nagyfrekvenciás

Q &

Q D

&

18.68. ábra. Két kimenetű impulzusszélesség-modulátor

18.69. ábra. Jelalakok

transzformátor működési frekvenciájának. A bekapcsolási idő maximuma nem lépheti túl a kimeneti periódusidő 50 %-át. Ezzel gondoskodhatunk arról, hogy a két kapcsoló egyidejűleg ne lehessen nyitva. A primer oldah kapcsoló üzemű tápegységek szabályozásának egyik problé­ mája a hálózat leválasztása a vezérlőkapcsolásban. Ezt a 18,33. ábrán is feltüntet­ tük. A vezérlőkapcsolás egyrészt figyeli a kimeneti feszültséget/másrészt kapcsoló­ jelet ad a kapcsoló működtetéséhez, amely hálózati potenciálon van. Ezért a vezérlőkapcsolást galvanikusan le keh választani. Ezt a 18.68. ábra elrendezésénél vagy a szabályozó kimenő jelénél, vagy a Ki, K2 kapcsoló vezérlőjeleknél célszerű megtenni. A szabályozó feszültség leválasztására a Ű8.70. ábrán látható optocsatolós elrendezés kínálkozik. A szabályozó az optocsatoló nemlinearitásait is kiegyen­ líti [18.11]. Impulzus­ szélességmodulátor

Szabályozó és referenciaforrás

í Földpotenciál

Hálózati potenciál 18.70. ábra. Hálózat leválasztása optocsatolóval

A kapcsolójel galvanikus elválasztása különösen akkor elkerülhetetlen, ha mindkét teljesítménykapcsoló, mint a 18.57. ábrán látható kapcsolásnál, különbö­ ző potenciálon működik, és emiatt közvetlen kapcsolatba nem kerülhet az impulzusszélesség-modulátorral. A potenciálleválasztást az optocsatolók mellett impul­ zustranszformátorokkal is megoldhatjuk. Az optocsatoló hátránya, hogy a szüksé­ ges vezérlőteljesítményt nem tudja továbbítani a kapcsolóra. Ezért segédtápegység szükséges a teljesítmény kapcsoló potenciálján [18.12]. Az impulzustranszformáto­ rok ezzel szemben továbbítják a szükséges vezérlőteljesítményt. Teljesítménymosfetnél különösen egyszerűvé váhk a kapcsolás. Az impulzus transzformátort a 18.71. ábrán látható módon egyszerűen a meghajtó kapcsolás és a mosfet közé kapcsoljuk [18.13]. A csatolókondenzátor feladata a transzformátor egyenáramú

elválasztása. Figyelemre méltó, hogy a gate-feszültség amplitúdója a bekapcsolási időtől függ, mert U2 középértékének 0-nak kell lenni. Ezt a jelenséget a 18.72. ábra szemlélteti. Emiatt 50 %-nál hosszabb bekapcsolási időt nem valósithatunk meg; azonban ritkán is lenne rá szükség. Bipoláris teljesítménytranzisztoros kapcsolók impulzus transzformátoros ve­ zérlésénél a meghajtó áramkör egy részét tranzisztorpotenciálon kell működtetni. A bekapcsolási és kikapcsolási áramot kell szabályozni, valamint meg kell gátolni a tehtéses működést. Ezt a legegyszerűbben „Floating Switch Drivers" alkalmazá­ sával oldhatjuk meg, pl. a Sihcon General SG 3629 áramkörével.

C

R

Meghajtó f Földpotenciál

I i

Hálózati potenciál

18.71. ábra. Hálózat leválasztása impulzustranszformátorral

I

I

!

18.72. ábra. Az impulzusampUtúdó a bekapcsolási időtől

18.7.6. Veszteségszámítás A kapcsoló üzemű tápegységek hatásfokát három veszteségfajta határozza meg. A statikus veszteség a vezérlő kapcsolás és impulzusszélesség-modulátor áramfelvételéből, a teljesítménykapcsoló bekapcsolt áhapotbeh és a kimeneti egyenirányító disszipációjából tevődik össze. Ezek a jellemzők függetlenek a mű­ ködési frekvenciától. A dinamikus veszteség a teljesítménytranzisztor átkapcsolási veszteségéből, a nagyfrekvenciás transzformátor és az energiatároló tekercs mág­ nesveszteségéből adódik. Ezek közel arányosak a működési frekvenciával. A nagy­ frekvenciás transzformátor és energiatároló tekercs rézvesztesége a feltekercselt huzal ohmos ellenállásából adódik. Mivel a (18.19) egyenlet szerint növekvő frekvenciával csökken a menetszám, ezért ezek a veszteségek fordítottan arányosak a frekvenciával. A 18.73. ábrán a háromfajta veszteségforrást ábrázoltuk a frekvencia függvé­ nyében. A gyakorlatban érdekes működési tartomány a 20 kHz.. .200 kHz közötti. Nagyfrekvencián a mágneses alkatrészek könnyebbek és kisebbek, a dinamikus veszteség azonban ebben a tartományban annyira meghatározó, hogy az eredő veszteség is nő a frekvenciával. További nehézséget jelent a teljesítménykapcsoló áramkör túllövése kikapcso­ láskor. Ez a jelenség a nagyfrekvenciás transzformátor szórt induktivitásán és az összekötő huzalozáson keletkező feszültségesés miatt jön létre. Csökkentésére az összekötő huzalokat kell rövidíteni. Ennek ellenére gyors kapcsolásnál még kis értékű szórt induktivitások is jelentős túllövést okozhatnak. A túllövés mértéke egy számpéldával illusztrálva:

t

Veszteségi teljesítmény Eredő Dinamikus veszteség Statikus veszteség , Rézveszteség 0

20

^0

60

80

100

120

UO

-160

180

200

kHz

18.73. ábra. Kapcsoló üzemű tápegységek veszteségeinek frekvenciafüggése Statikus veszteségek: vezérlőkapcsolás áramfelvétele; a vezető kapcsoló disszipációja; a vezető dióda disszipációja. Dinamikus veszteségek: kapcsoló átkapcsolási vesztesége; mágnesezési veszteség; túllövések csillapítása. Rézveszteségek: nagyfrekvenciás transzformátoré, tekercsé.

AU=

AI 1A L...., — = 100 nH —— - 100 V. 100 ns At

Ilyen nagy túllövésnél már feltétlenül túlterheléstől védő kapcsolást (snubber network) kell használni, hogy a kapcsolót megóvjuk, azonban ezzel többlet dinami­ kus veszteség is fellép [18.14], [18.15].

18.7.7. Integrált vezérlőkapcsolások A 18.74. ábrán összefoglaltunk néhány gyakran használt integrált vezérlőkap­ csolást. Az U A A 4006 típus kivételével minden áramkör ellenütemű kimenetű, és ezért ehenütemű átalakítók vezérlésére is alkalmas. Használhatók együtemű átala­ kítókhoz is, ha az egyik kimenetüket nem használjuk. Ha zavaró az 50 %-ra korlátozott bekapcsolási idő, a kimenetekhez VAGY-kaput csatlakoztathatunk. Néhány típusnak olyan ellenütemű kimenetei vannak, melyeket közvetlenül rá­ köthetünk a kapcsolóra. Az U A A 4006 bipoláris tranzisztorokhoz, az SG 3525/26 és a P W M 25 teljesítmény-mosfetekhez kapcsolható. Más típusokhoz külön meg­ hajtó áramkör is keh, ezeket a 18.75. ábrán foglaltuk össze. Az U C 3842/46 kapcsoló üzemű stabilizátornál az impulzusszélesség-szabályozásához szükséges fűrészfeszültséget a kapcsolón keresztül folyó áramból állít­ juk elő. Ezáltal gyorsan szabályoz a kapcsolás a terhelés változására, és automati­ kusan kiegyenlíti az ellenütemű kapcsolások aszimmetriáit is. Minden impulzusszélesség-modulátornak van „soft-start" áramköri egysége,

Típus

3524 SG 3525 PWM 25 SG 3526 TL 494 TDA 4700 U A A 4006 U C 3842 UC 3846

Gyártó

Kimene­ tek száma

Viele Silicon Gen. Siliconix Silicon Gen. Texas Instr. Siemens Thomson Unitrode Unitrode

2 2 2 2 2 2 1 1 2

Ellen­ ütemű kimene­ tek

Softstart

Áram­ mérés

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

KettősDinamikus Zavaróimpulzusáram­ impulzus­ tiltó korlátozás elnyomás áramkör

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

18.74. ábra. Integrált impulzusszélesség-modulátorok

Típus

U A A 4002 SG 3629 SG 3627 U C 3706 DS 0026 D469 MPQ 6002*

Gyártó

Meghajtók száma

Áram, A

Thomson Silicon Gen. Silicon Gen. Unitrode National Siliconix Motorola

1 1 2 2 2 4 2

+ 0,5 A - 1 , 5 + 1 A-2 ±0,5 ±1,5 ±1,5 ±0,5 ±0,5

Kapcsolási késleltetés, ns

100 100 40 20 30 30

Alkalmazható teljesítmény­ kapcsoló bipoláris bipoláris bip./MOS bip./MOS MOS MOS MOS/bip.

* Tranzisztor-array, 2 db 2N 2219 npn- és 2 db 2N 2905 pnp-tranzisztorból áll. 18.75. ábra. Integrált teljesítménymeghajtók

amelyik a tápfeszültséget folyamatosan növelve adja rá a kapcsolásra. Ezzel elke­ rülhetjük a kapcsoló túlterhelését. Minden típusnak áramfigyelője is van. Néhány típus áramszabályozóval is kiegészült, amely azért készült, hogy a kapcsoló üzemű tápegység kimenő áramát figyelje. Az áramszabályozó párhuzamosan működik a feszültségszabályozóval, és a bekapcsolási tranziens alatt csökkenti a kimeneti feszültséget, ha a kimenő áram a megengedett fölé nő. Egyes típusokat dinamikus áramhatárolóval láttak el, amelyek meggátolják a kapcsolón átfolyó áram pillanatnyi túllépését, mert ha ez bekövetkezik, akkor az éppen folyó bekapcsolt ciklust letiltja. A zavaróimpulzus-elnyomás, ami néhány típusnál ugyancsak megtalálható, meggátolja egy perióduson belül a kapcsoló többszöri bekapcsolását. Ez p l akkor is megtörténhet, ha a teljesítménykapcsoló kikapcsolásakor fellépő viszonylag nagy impulzus hatása az impulzusszélesség-komparátorra átszóródik. A kettősimpulzus tiltóáramkör arról gondoskodik, hogy egymás után két bekapcsoló impulzus ne juthasson ugyanarra a kimenetre. Ez a zavaró impulzusok hatására vonatkozóan is fennáh.

19. Digitális számítógépek áramkörei

A számítási feladatokat digitális úton lényegében három fő módszerrel old­ hatjuk meg: 1. mikroszámítógép-programmal, 2. aritmetikai processzorral, 3. párhuzamos működésű célhardver áramköri megvalósítással. Legolcsóbb az első módszer, azonban a leglassabb is, mert a program szerint lépésről lépésre egymás után végre kell hajtani az utasításokat. A második módszernél a mikroszámítógép speciáhs aritmetikai processzor áramkörrel működik együtt (number cruncher). Ezek a processzorok is szekvenciáhsan működnek, de a számítási feladatok végrehajtása szempontjából optimáhs a kialakításuk. így számítási sebességük az előzőnek kb. százszorosa. Leggyorsabb a harmadik módszer. Ennél a számítási műveleteket kombináci­ ós logikai áramkörök hajtják végre. Hátrányuk, hogy bonyolultságuk a műveleti szóhosszal meredeken nő. Műveletvégrehajtási idejük 50...200 ns.

19.1. Számábrázolás A digitáhs áramkörök csak bináris, azaz kétértékű információt képesek feldol­ gozni. Ezért a decimáhs számokat bináris számokká kell átalakítani. Erre különbö­ ző módszerek ismertek, amelyeket a következő pontokban ismertetjük. 19.1.1. Bináris kódú pozitív egész számok A bináris számokat legegyszerűbben bináris kódban írhatjuk fel. Bináris kódban az egyes helyértékekhez kettő növekvő hatványai tartoznak. Az n helyérté­ kű, vagyis n jegyű bináris kódú számot a következőképpen írhatjuk: x„ = x„_,2«-^ + x „ _ 2 2 « - ^ + . . . + x,2^ + Xo2^.

A decimális ábrázolással összhangban az x „ _ i . . . X o számsort egyszerűen felírjuk, és a szorzást 2 hatványaival, valamint az összeadást hozzáképzeljük: Például: 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 0 1

15253,,, =

20

bináris

Oktálkód Látható, hogy a bináris szám nehezen olvasható. Ezért inkább rövidített írásmódot használunk, amikor három helyértéket egyetlen számmá foglalunk össze, és az így kapott egyenként háromhelyértékű bináris s i ^ m o k a t decimális számjegyekkel jelöljük. Mivel az így keletkezett számok 2^ = 8 hatványai szerint rendezettek, oktálkódnak nevezzük. Például:

15253,,,=

3

5

6

2

5

011

101

110

010

101

2^

23

2^

helyérték,

82

81

8^

vagyis súly

2^2 8^

8^

oktál bináris

Hexadecimális ábrázolás A másik elterjedt módszer a bináris számok egyszerűbb fehrására négy bináris helyértéket egyesít egyetlen számjeggyé. Mivel a 2^= 16 hatványait rendeljük egy számjegyhez, ezért hexadecimális kódról beszélünk. Minden számjegy 0...15 érté­ ket képviselhet. Mivel nincs ennyi decimális számjegy, ezért tíztől-tizenötig az A...F betűket használjuk. Például:

15253dec =

3

B

9

5

0011

1011

1001

0101

2«

2^

2^2 16^

16^

20 160

hexadecimáHs bináris helyérték, vagyis súly

19.1.2. B C D kódú pozitív egész számok A számok beírására és kiolvasására a bináris számok alkalmatlanok, mert hozzászoktunk ahhoz, hogy tízes számrendszerben számolunk. Ezért bevezették a binárisan kódolt decimális számokat. Ezeknél minden egyes decimális számjegyet külön-külön bináris számcsoporttal ábrázolunk, pl. bináris súlyú számjegyekkel.

így pL:

1

5

2

5

3

0001

0101

0010

0101

0011

10^

10^

w

101

100

decimáhs BCD

Az így kódolt decimális számot 8 4 2 1 kódú BCD számnak, vagy természetes BCD számnak nevezzük. Az egyes decimális számok még más négy vagy több helyértékű bináris kombinációval is felirhatók. Mivel a 8 4 2 1 BCD kód a legelterjedtebb, ezért ezt gyakran csak egyszerűen BCD kódnak nevezik. Ezt a szokást mi is átvesszük, és más kód esetén az eltérést mindig külön feltüntetjük. Négy helyértékű bináris számmal 0 . . . 1 5 közötti decimális számjegyek ábrá­ zolhatók. BCD kódnál ebből csak 1 0 kombinációt használnak. Emiatt a BCD számábrázoláshoz több bit szükséges, mint a binárishoz. 19.1.3. Tetszőleges előjelű bináris egész (integer) számok A negatív számokat legegyszerűbben úgy ábrázolhatjuk, hogy a legnagyobb helyértékü számjegy elé egy s előjelbitet írunk. 0 a pozitív számot, 1 a negatív számot jelöli. Csak akkor egyértelmű a szám megadása, ha a szóhossz rögzített. Példa a 8 bites szóhosszra: + 118aec

=

0

1

1

1

0

1

1

-118dec

=

T

1

1

1

0

1

1

0,

i-iy

2^

2=

2"

23

22

21

20

Kettes komplemens ábrázolás (two's complement) Az abszolút érték és előjel segítségével történő ábrázolás hátránya, hogy pozitív és negatív számok nem adhatók egyszerűen össze. Az összeadás negatív elő­ jel feltűnésekor kivonásra vált át. Kettes komplemens ábrázolásnál erre nincs szükség. Kettes komplemens ábrázolásnál a legnagyobb helyértékű bithez negatív súlyt rendelünk. A szám többi helyértékű részét normál bináris számként írjuk le. Itt is meghatározott szóhosszúságú számokkal kell számolni, hogy a legnagyobb helyér­ tékű bit egyértelmű legyen. Pozitív számnál a legnagyobb helyértékű bit 0 , negatív számnál pedig 1 , mert ez a helyérték negatív súlyú. 8 bit teljes szóhossznál + 118dec

=

1

-118dac

=

0

1

1

0

1

1

^

0

^ 0

0

-

~

1 —

0

1

0

y

X

— 27

2^

2^

2^

2^

2^

2^

2^

Az átváltás pozitív számról ugyanakkora abszolút értékű negatív számra itt nehezebb, mint az érték és előjel szerinti számábrázolásnál. Induljunk ki az előjel­ bit nélkül N helyértékű bináris számból. Az előjelbit súlya ekkor - 2 ^ . A eszerint

alakú. Tehát a pozitív maradék:

Ezt a kifejezést 5 ^ kettes komplemensének nevezzük, ami jS^-ből egyszerűen kiszámítható. E célból tekintsük az N helyértékű legnagyobb bináris számot. Értéke: 1111... ^ 2 ^ - 1 . Ha kivonunk ebből a számból egy tetszőleges B ^ bináris számot, akkor nyilvánva­ lóan bináris számot kapunk, amely minden helyérték negálásával adódik. Ezt a számot Bj^ egyes komplemensének B^^^ nevezzük. Tehát 1,

es (19.1)

Vagyis a bináris szám kettes komplemense minden helyérték negálásával és 1 hozzáadásával képezhető. Könnyen bebizonyítható, hogy az előjelbit helyét nem kell külön kezelni, hanem az előjelváltáshoz egyszerűen az előjelbittel együtt kell a szám kettes komplemensét képezni. Tehát a kettes komplemens ábrázolású bináris számokra érvé­ nyes a (19.2)

összefüggés arra az esetre, amikor az eredmény ugyancsak TV jegyű, és a túlcsordu­ lás t figyelmen kívül hagyjuk. 8 helyértékű bináris szám kettes komplemens ábrá­ zolása : 118dec

01110110

=

Egyes komplemens:

10001001 +

Kettes komplemens:

1 10001010 =

-USdec

Visszaalakítás: Egyes komplemens:

01110101 +

Kettes komplemens:

1

01110110 -

+118 dec

Előjelfeltöltés (sign extension) H a a pozitív számot nagyobb szóhosszra bővítjük, akkor egyszerűen annyi O-t írunk elé, amennyi szükséges. Kettes komplemens ábrázolásban más szabály érvé­ nyes : az előjelbit sorozatát kell írnunk a szám elé.

Például: bit

8

16

bit

118dec =

01110110 =

0000000001110110

-118dec =

10001010 =

1111111110001010

előjelbit-sorozat A bizonyítás egyszerű. N helyértékü negatív szám előjelbitje értékű. Ha kibővítjük 1 bittel a szóhosszt, akkor az elöl álló l-est kell megkettőzni. Az új előjel súlya - 2^. Az eredeti előjelhelyértékhez tartozó szám - 2^~ -^-ről + 2^"^-re válto­ zik. A két helyértékhez tartozó eredőérték: -2^ +

2^-1

= -2

=

+2

-2

tehát változatlan. Ofszet bináris ábrázolás Vannak olyan áramkörök, amelyek csak pozitív számok feldolgozására alkal­ masak. A legnagyobb helyértéket tehát a pozitív szám bitjeként értelmezik. Ilyen esetben a számtartomány közepét jelöljük ki 0-nak (eltolt vagyis ofszet ábrázolás). 8 bites számmal a 0...255 tartomány fogható át, kettes komplemens ábrázo­ lásban pedig - 128... + 127 tartomány írható fel 8 bites ábrázolással. Az ofszet bináris számábrázolásra való áttéréshez összeadással eltoljuk a számtartományt 128 hozzáadásával a 0-tól 255-ig terjedő tartományba. A 128 feletti számok eszerint a pozitívak, a 128 alatti számok pedig negatívak. A 128-as szám képezi a tartomány közepét, tehát a O-t. 128 hozzáadását egészen egyszerűen a kettes komplemens formában felírt szám előjelbitjének negálásával végezzük el. A 19.1. ábra áttekintést nyújt néhány számról. Kettes komplemens

Ofszet bináris

• Decimális

127 1 0 -1 -127 -128

bn

K

bs

b.

b^

0 0 0 1 1 1

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

^1

bo

bn

b.

bs

b.

b^

b2

b.

bo

1 0 0 1 0 0

1 1 0 1 1 0

1 1 1 0 0 0

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

1 0 0 1 0 0

1 1 0 1 1 0

19.1. ábra. Kettes komplemens és ofszet bináris számábrázolás kapcsolata

19.1.4. Fixpontos bináris számok A tizedestörtekhez hasonlóan kettes alapú törteket is definiálunk úgy, hogy a vessző utáni helyértékekhez 2 negatív hatványainak megfelelő súlyokat rende­ lünk.

Például: 225,8125^,,=

1

1

27

2^

1 0 0 0 0 J} 2^ 2^ 2^

2^

1, 2^

1 2~^

1 0 2~'^ 2~^

1 2~^

Rendszerint a vessző utáni helyértékek száma meghatározott. Innen ered a fixpon­ tos bináris szám elnevezés. A negatív fixpontos bináris számokat előjellel és abszo­ lút értékkel adjuk meg. Rögzített helyértékszámnál a legkisebb 2-es kitevőjű hatvány reciprok értéké­ vel való szorzással egész számokat kapunk. Ezeket az egész számokkal kapcsolat­ ban ismertetett kódok valamelyikében feldolgozhatjuk. A végeredmény helyes értékéhez úgy jutunk, hogy a legkisebb 2-es kitevőjű eredeti hatványnak megfelelő számmal szorzunk.

19.1.5. Lebegőpontos bináris számok A lebegőpontos x == M - 10^ decimális számnak megfelelően definiáljuk a z = M2^ lebegőpontos bináris számot. Itt M a mantissza és E az exponens (kitevő). Például: 225,8125 = 2,258125 E2 11100001,1101 = 1,11000011101 EOÍ11

decimáhs, fixpontos; decimáhs, lebegőpontos; bináris, fixpontos; bináris, lebegőpontos.

A jelfeldolgozásban általában 22 bites lebegőpontos formátumot használunk, amit pl. a T R Q cég T D C 1022 típusú Floating Point Arithmetic Unit (lebegőpon­ tos aritmetikai egység) áramköre is támogat: 1^0

A mantissza és a kitevő kettes komplemens számok. A kitevő a - 3 2 ^ £ ^ 31 tartományba esik. Ebből több, mint 10^^ dinamikatartomány adódik. A mantissza abszolút értéke - ha normált - 0,5 és 1 közé esik. A 16 helyértékű felbontás 100 dB j e l - z a v a r távolságot ad (24.7. szakasz). Ez az érték nagyobb, mint az ana­ lóg jelgenerátoroknál megszokott értók. A numerikus matematikában nagyobb pontosságú lebegőpontos számábrá­ zolást használunk. Ezt az I E E E - P 7 5 4 számú lebegőpontos nemzetközi szabvány ^(Floating Point Standard) határozza meg. Két számítási pontosság között választ­ hatunk : a 32 bites Single Precision Formát (egyszeres pontosságú) és a 64 bites Double Precision Formát (dupla pontosságú) formátum között. A belső számítási pontosság ilyenkor 80 bit. A három módszert a 19.2. ábrán foglaltuk össze. A mantisszát fixpontos bináris számmal M abszolút értékkel és S előjellel adjuk meg. A vessző az MQ bit után áll, mely normált esetben mindig 1 értékű. Tehát M== 1, mi, m 2 . . . . A mantissza abszolút értéke eszerint 1 ^ M ^ 2. Az IEEE szabvány szerint a kitevőt ofszet bináris számként kell megadni.

Kitevő tartománya

Pontosság

A mantissza hossza, bit

Bitsorszám, legnagyobb bit legkisebb bit

1

Egyszeres

10±38

Dupla

10±308

Belső

10±4932

32

S

^7 ^0'"l

53

S

^10 ^0

64

S

64

80

'"2 3

^0

'"o

19.2. ábra. Lebegőpontos ábrázolás az I E E E szabvány alapján Ofszet: 2^-1 egyszeres pontosságnál; 2 ^ ° - 1 dupla pontosságnál; 2^"^- 1 belső számításokra Érték: X = ( - l f M - 2 ^ - ° ^ ^ " ^

19«2« Kódátalakítók (kódkonverterek) 19.2.1. Bináris egész számok átalakítása B C D számokká A bináris - BCD átalakítás egyszerű módszere, amikor a bináris és decimális számlálót párhuzamosan működtetjük. Ha mindkét számlálót 0-ról indítjuk, és a decimális számláló akkor lép, amikor a bináris szám eléri a következő decimális számértéket, akkor a decimális számláló kimenetén az aktuális decimáhs kód jelenik meg. A módszer hátránya, hogy az N helyértékű bináris kód átalakításához 2^ számlálólépés tartozik. Az alábbiakban ismertetett módszerhez csak N lépés szükséges. BCD kódban végzett műveleteknél 10...15 közötti decimáhs számok is kelet­ kezhetnek. Az ilyen számokat pszeudotetrádoknak nevezzük. Eltüntetésük érdeké­ ben levonunk lO^ec^ 10102-t, és a következő helyértéket eggyel növeljük. Ugyanazt az eredményt kapjuk, mintha a pszeudotetrádhoz 6 = 01102-t adnánk. Ez a követ­ kező példán látható: Tízesek

Egyesek

0000

1101

0000

1101

0000

1010

+ 6: 0000

0110

+ 10dec:

0001

0000

Eredmény: 13:

0001

0011

Pszeudo 13:

Tízesek

0001

Egyesek

0011

Bináris kód átalakítása BCD kóddá Az előző példa kapcsán már megismertük egy 4 bites bináris szám átalakítását BCD számmá: A számok 9-ig változatlanok maradnak. A 9 feletti számokat pszeudotetrád korrekciónak kell alávetni. A 4 bitnél nagyobb bináris számokat ennek megfelelő­ en kezelhetjük. E célból toljuk a bináris számokat egy BCD keretbe a legnagyobb helyértékű (MSB) bittel kezdve jobbról balra, amint a 19.3. ábrán is látható. H a az egyesek és tízesek csoportja közötti határt egy l-es átlépi, akkor hiba keletkezik. BCD keretek Százasok

Tízesek

Egyesek 11011010

Eltolás

1011010

1 1 0 1 0 0 1 0 0 1 1 1 0

0 1 1 1

1 0

1 0 1 0 0 1 0 0

1 0

1 0 0 0

0 1 0 0

0 0 0 0

1 0 0 1

0 0 0 0

1 1 0 0

0 0 0

1 0 0 0

1

Eltolás 011010 Eltolás 1 1010

+3 1 1010

Eltolási 1010

Eltolás 010 +3

010

Eltolás 10

+ 30 10 Eltolás 0 +3 0 Eltolás

1 19.3. ábra. Bináris-BCD átalakítás A 218-as szám példája

A bináris számnál a szám értéke 8-ról 16-ra nő, ha a helyértéket átlépjük, míg ugyanez BCD kódnál csak 8-ról 10-re való növekedést okoz. A BCD szám ezután a lépés után 6-tal kisebb lenne. Korrekció céljából tehát mindig 6-ot hozzá kell adni, ha egy l-es átlépte a határt. Ennek megfelelően a 10-esekhez ugyancsak 6-ot kell adni, ha egy l-es átlépte a 100-as határt, és így tovább. A keletkező BCD szám már megfelelő értékű, azonban még mindig tartalmazhat pszeudotetrádokat. Elke­ rülésére korrigáljuk a keletkező pszeudotetrádokat 6 hozzáadásával a megfelelő dekádban, közvetlenül minden lépés után, ekkor l-es átvitel is fellép a következő dekádba. Mindkét korrekció ugyanazt a műveletet igényh, pontosan 6 hozzáadá­ sát. Az eltolás után 6 hozzáadása éppen olyan jó, mint az eltolás előtti 3-mal való növelés. Hogy a korrekcióra szükség van-e, az már az eltolás előtt eldönthető. Ha

a tetrád értéke kisebb vagy egyenlő, mint 4 = 01002, akkor a következő eltolásnál biztos, hogy l-es nem lépi át a határt, de pszeudotetrád sem keletkezik. Az ilyen tetrádokat tehát változatlanul balra tolhatjuk. Ha a tetrád értéke eltolás előtt 5, 6 és 7, akkor sem keletkezik határátlépés, mert a legnagyobb súlyú bit értéke 0 volt. Azonban tíz, tizenkettő, tizennégy, ill. tizenegy, tizenhárom, tizenöt értékű pszeu­ dotetrád keletkezik, aszerint, hogy 0 vagy l-es lép-e be. Ekkor a pszeudotetrád korrekció eltolás előtt 3 hozzáadásával korrigálható. Ha a tetrád értéke eltolás előtt 8 vagy 9 volt, akkor az l-es határátlépését kell korrigálni. Az eltolás és korrekció után hat, ih. hét, vagy nyolc, ih. kilenc értékű reguláris tetrád keletkezik. Az állandóan elvégzett pszeudotetrád korrekció miatt kilencnél nagyobb szám sohasem fordulhat elő. Ezzel minden lehetséges esetet áttekintettünk és a 19.4. ábrán látható korrekciós táblázatot kapjuk.

/

X4

X3

X2

X-|

I í1 I' Bináris-^BCD

YA

/3

/2

/1

Kimenet

Bemenet

Decimális

^3

X2

^1

yz

Függvény

yi

yi

Y

0

0

0

0

0

0

0

0

0

X

1

0

0

0

1

0

0

0

1

X

2

0

0

1

0

0

0

1

0

X

3

0

0

1

1

0

0

1

X

4

0

1

0

0

0

0

5

0

1

0

1

1

1 0

1 0

0

0

Z+3

6

0

1

1

0

1

0

0

1

Z+3

X

7

0

1

1

1

1

0

1

0

X+3

8

1

0

0

0

1

0

1

1

Z+3

9

1

0

0

1

1

1

0

0

Z+3

19.4. ábra. Korrekciós áramkör bináris-BCD átalakításhoz

Áramkörtechnikailag a bináris szám átalakítása megfelelő BCD számmá úgy történik, hogy a BCD ábrázoláshoz hasonlóan 4 bites csoportokra felosztott bináris számot egy léptetőregiszterben jobbról balra eltoljuk. Minden dekádhoz csatlakoztatunk egy korrekciós hálózatot, a m e l y i k a regiszter tartalmát a 18.9. ábrán látható igazságtáblázat szerint minden lépés előtt megváltoztatja. Az ilyen szekvenciáhs hálózat helyett kombinációs hálózatot is használha­ tunk, amelyben az eltolási műveletek elvégzése helyett a korrekciókat megfelelő logikai függvények kialakításával biztosíthatjuk. Ilyen elrendezést szemléltet a 19.5. ábra. Itt a számok jobbról balra tolása helyett a BCD keretet toljuk balról jobbra, és minden tetrádot a 19.4. ábra szerint korrigálunk. Ahhoz, hogy a keret eltolási logikájának kapcsolása egységes lehessen, dekádonként és lépésenként egy-egy korrekciós hálózat szükséges. Az eljárás leegyszerűsödik, és a korrekciós hálózat elhagyható, ha a bemenetre 3 bitnél rövidebb szám kerül, mert akkor biztos, hogy nem lesz szükség korrekcióra. A 19.5. ábrán egy 8 bites bináris szám átalakítására alkalmas kombinációs hálózatot látunk. A módszer könnyen fehsmerhető és 'tetszés szerint bővíthető is. A 8 bit átalakításához nem szükséges

l' ::::-í4 I

1 1 0 0 1

0 1 0 0 0

1 I II

0 0

1 1

0

1

1

0

0 ^1 1 0

0 0

1 0

0 0

0 0

0 0

0

0 0

0 0 0 ()

0 0

1 0 0 1 1 0

1 0

1

0 0

f

f

1 0

2 1 Százasok Tízesek

1 0

8 Egyesek

19.5. ábra. Bináris-BCD átalakítás korrekciós hálózattal A beírt értékek a 218-as szám átalakítására érvényesek

hálózatot az ábrán szaggatott vonallal jelöltük. A 19.3. ábrából kölcsönöztük az átalakított számértéket. A korrekciós hálózat programozott 32 byte-os ROM-ot tartalmazó integrált áramköri kivitelben is kapható (SN 74185). Ebben három egység van összekötve, amint az a 19.6. ábrán látható. Mivel a 19.5. ábra szerint a legkisebb helyérték nem csatlakozik az integrált áramkörhöz, ezért egy egységgel 6 bites bináris szám alakítható át, és egy 8 bites átalakító így három integrált áramkörrel reahzálható.

^5

X3

X2

Xi

r" X

Bináris-BCD

Bináris-BCD

Bináris-^BCD J

Ke

Ks

t

t

f

Va

Ys

K2

Ki

19.6. ábra. Az SN 74185 bináris-BCD integrált áramkör működése

19.2.2. B C D kód á t a l a k í t á s a Meáris k ó d d á BCD kód sokszor egyszerű eszközökkel közvetlenül előállítható, pl. BCD számlálóval. Majd meglátjuk, hogy sok számítási művelet is elvégezhető BCD kódban. Ennek ellenére sokszor szükséges az átalakítás bináris kódba. Ez végre­ hajtható 2-vel való sorozatos osztás segítségével. E célból osszuk el a decimáhs számot 2-vel. Ha a szám páratlan, akkor a maradék: 1, azaz 2° helyértéken 1 áh. Ezután osszuk az eredményt ismét 2-vel. Ha a maradék: 0, akkor a 2^ helyen 0 áll. Ha a maradék: 1, akkor a 2^ helyen 1-et kapunk. Hasonlóan kapjuk meg a bináris szám nagyobb helyértékű számjegyeit is. Bemenet

Decimális /

X4

X3

X2

X-i

' I'

BCD->Bináris

V2

X2

y4

yi

yi

0

0

0

0

0

0

0

0

1

0

0

0

1

0

0

0

1

2

0

0

0

0

1

0

0

1 1

0

3

1

0

1

0 1

4 5

0

0

6

0

7

0

1 1 1 1

0

0

8

1 1 1 1 1 1 1

10

Ki

X3

0

9

K4 K3

X4

Függvény

Kimenet

11

12 13 14 15

Y X X X X X X X X

0

0

0

0 1

0

1

0

1

0

1

1 1

0

0

1

1

1

0

1

1

0 1

0

0

0

0

1

0

1

X-3

0

0

1

0

1

1

0

X-3

0

1 1

0

0 1

1

1

1

X-3

1

0

0

0

X-3

1 0

X-3

0

1 1 1 1

0

0

1

0

0

0

1

1

0

1

1 1

0

1

0 1

1

1

X-3

0

0

X-3

1

X-3

19.7. ábra. BCD - bináris átalakítás korrekciós áramköre

A BCD szám kettővel való osztását egészen egyszerűen, a szám egy helyérték­ kel jobbra tolásával elvégezhetjük, mert az egyes számjegyek bináris kódban vannak fehrva. A BCD keretből jobbra kitolt bit már a keresett maradék. Ha a jobbra tolásnál egy l-es átlépi a dekádhatárt, akkor hiba keletkezik. A tízesből az egyesbe való átmenetnél az egyes helyértéket tízről ötre kellene felezni. Bináris számoknál ez az érték azonban nyolc. A korrekcióhoz tehát hármat ki kell vonni. Ezzel a következő korrekcióelőírás adódik: ha egy dekád legnagyobb bitje az eltolás után egy, akkor az ihető dekádból hármat ki kell vonni. Ebből közvetlenül kapjuk a korrekciós hálózat igazságtáblázatát (19.7. ábra). Az átalakítás akkor ér véget, ha a BCD szám a keretből kikerült. A 19.8. ábrán kombinációs hálózatot találunk 2 1/2 dekádos BCD szám átalakítására. A 19.5. ábrához hasonlóan a BCD keret eltolása azonos kapcsolású részegységek azonos jellegű összekapcsolásával valósítható meg. Az átalakítás

Egyesek

Százasok Tízesek 2 1

1 0 0 0 0 1 1 0 0 0

UMim 0

0 0

0 0

0 0

0 0

1 1 0 1 0 0

0 1

0 0

0

0 0

1 0 1 0

1 0

(

I I I I

0 1

0 0 0

1

0 0

I

I I 1

r~

1 r

L

j L

1 r

1 0

i I

0 0 0

I I I '

0 0

0 0

1 1 1 1

0 1

^! Oj 1 1 1 1

I I I I

0 0 1 1 0

1 1 0

10

19.8. á b r a . B C D - b i n á r i s átalakítás korrekciós hálózattal A feltüntetett értékek a 218-as szám átalakítására érvényesek X5

X/, X3

X2

T 4 BCD-^bináris

BCD-^bináris

L. t / 5 Yu 73 yi y\ 19.9. ábra. Az SN 74184 BCD-bináris átalakító integrált áramkör működése

törvényszerűségeinek felismerése céljából minden lépésre mind a három korrekciós hálózatot felrajzoltuk. Ha a legnagyobb helyértékű bitet nem használjuk, akkor a 19.7. ábra szerint nincs szükség korrekcióra, és a korrekciós hálózat elmaradhat. Ezeket a 19.8. ábrán szaggatott vonahal jelöltük. A korrekciós hálózat két egységét tartalmazó áramkör a gyártó által progra­ mozott 32 byte-os ROM-áramkör formájában (19.9. ábra) készen is kapható. Az SN 74184 típusú áramkörnek 5 bemenete és 5 kimenete van.

193.

Aszinkron léptetőregiszter

Sok aritmetikai műveletnél egy bitsorozatot egy vagy több hellyel el kell tolni. Ezt a műveletet szokásos módon léptetőregiszterekkel (shiftregiszterekkel) oldhat­ juk meg, amint ezt a 10.5. szakaszban már láttuk. Itt az egy hellyel való eltolás egy órajel hatására megy végbe. A módszer hátránya, hogy a működéshez logikai vezérlés szükséges, amely gondoskodik először a léptetőregiszter feltöltéséről, és ezt követően az előírt lépésszámmal való eltolásról. X2

X3

0 a11

Xo X_i

1 2 3 Multiplexer

M

0

Ks

0 1 2 3 ~ 1 2 3 Multiplexer _J Multiplexer _

K2

X_2

X-3

0 1 2 3 Multiplexer

Yo

y

19.10. ábra. Aszinkron léptetőregiszterek multiplexerekkel

Ez a művelet órajellel működtetett vezérlés nélkül is megoldható, ha a 19.10 ábra szerint multiplexerekből megfelelő kombinációs hálózatot készítünk. Emiatt a szinkronizálatlan léptetőregisztert kombinációs vagy aszinkron léptetőregiszter­ nek is nevezzük. H a a 19.10. ábrán slz A = 0 címzést használjuk, akkor = X3, ^ 2 = ^ 2 ? stb. H a ^ = 1 címzést adunk, akkor a kiválasztás miatt ^ 3 = X 2 , y2 = ^u yi = Xo és yo = X-i lesz. Az x bitsorozat tehát egy hellyel balra eltolva jelenik meg a kimeneten. A legnagyobb súlyú bit elvész éppúgy, mint a léptetőregisztereknél. Ha Nbemenetű multiplexert használunk akkor 0, 1, 2, . . . ( # - 1) hellyel történhet az eltolás. A 19.10. ábrán látható példánál N= 4. Az igazságtáblázat a 19.11. ábrán látható. Ha meg akarjuk őrizni a legnagyobb helyértékű bitet, akkor a regisztert a 19.12. ábrán látható módon hasonló áramkörök összekapcsolásával kell meghoszszabbítanunk. A kiválasztott példában, ahol N=4 volt, egy 5 bites x számot maximálisan 3 hellyel tolhatunk el balra információveszteség nélkül. A szám ekkor az J 3 . . . J 7 tartományban jelenik meg. ao

0 0 1 1

0 1 0 1

ys

yi

yi

yo

X2

Xi

Xo

X2

Xi

Xo

X-1

Xi

Xo

X-1

X_2

Xo

X-1

X-2

^-3

19.11. ábra. Aszinkron léptetöregiszter igazságtáblázata

X3

I 3o

a,

I

r

X2

3 2 1 0 -1 -2 -3 Aszinkron léptetöregiszter 3 2 1 0

3 2 1 0 - 1 - 2 - 3 Aszinkron léptetőregiszter 3 2 1 0

f

f Vi

Ve

Va

Vb

V3

K2

KO

19.12. ábra. Aszinkron léptetöregiszter bővítése X3

X2

3

2

Xi

Xo

1

0

-1

-2

-3

Aszinkron léptetöregiszter

<9i

KA

K2

KI

KO

19.13. ábra. Aszinkron gyűrűs léptetöregiszter

A 19.10. ábrán látható kapcsolás gyűrűs (ring) léptetőregiszterként is működ­ het, amikor az x _ i . . . x _ 3 bővítőbemeneteket a 19.13. ábrán látható módon össze­ kötjük az X 1 . . . X 3 bemenetekkel. Integráltáramkör-típusok: 4 bites 8 bites 16 bites

Am 25S10 74 F350 N 8243 Am 29130

gyártó: gyártó: gyártó: gyártó:

Advanced Micro Devices (AMD), Fairchild, Signetics, AMD.

19.4. Komparátorok A komparátorok olyan áramkörök, amelyek két számot hasonlítanak össze. A három legfontosabb összehasonlítási feltétel: A = B, A > B és A < B, Először azokkal a komparátorokkal foglalkozunk, amelyek két bináris szám egyenlőségét vizsgálják. Két szám azonosságának az a feltétele, hogy minden bitjük megegyez­ zen. A komparátornak akkor kell a kimenetén logikai 1-et adnia, ha a két szám egymással egyenlő, ellenkező esetben O-t. A legegyszerűbb esetben az összehasonlí­ tásra kerülő számok csak egy bitből állnak, és ekkor komparátorként ekvivalencia-

= o,»—

9o 9\

& ^/A^B

19.14. ábra. Ekvivalencia-vizsgáló két N bites számra

áramkört (kizáró N E M - VAGY-kaput) használhatunk. Két N helyértékű számot bitről bitre összehasonlíthatunk egy-egy ekvivalenciaáramkörrel és ezek kimeneteit ÉS-kapukhoz csatlakoztatjuk, amint az a 19.14. ábrán látható. Integráltáramkör-típusok 2 x 8 bemenetű SN 74LS688 (TTL) gyártó: Texas, Am 25LS2521 (TTL) gyártó: A M D , 2 x 9 bemenetű Am 29809 (TTL) gyártó: A M D . Sokoldalúan használhatók azok a komparátorok, amelyek két szám egyenlő­ ségének kijelzésén kívül azt is eldöntik, hogy ha nem egyenlők, a kettő közül melyik a nagyobb. Az ilyen áramköröket amphtúdókomparátoroknak nevezzük. Az amphtúdó-összehasonlításhoz azt is kell tudni, hogy a számok milyen kódban vannak. A továbbiakban feltételezzük, hogy a számok binárisak, vagyis A = a ^ _ i 2 ^ - ^ + a^_22^-^ + ... + ai2^ + ao2^ A legegyszerűbb feladat ismét az, ha két, egy helyértékű kettes számrendszerbeli számot hasonlítunk össze. A logikai függvény felírásakor vegyük figyelembe a 19.15. ábrán látható igazságtáblázatot. Ebből közvetlenül megkapjuk a 19.16. ábrán látható kapcsolást. Több helyértékű kettes számrendszerbeli számokat úgy hasonhtunk össze, hogy először összevetjük a két legnagyobb súlyú bitet. Ha ezek egymástól eltérők, akkor viszonyuk megadja az eredményt. Ha egyenlők, akkor a következő kisebb helyértékű biteket hasonlítjuk össze, és így tovább. Ha az z-edik hely ekvivalencia-

-yQ=b

a

b

ya>b

ya=b

ya
0 0 1 1

0 1 0 1

0 0 1 0

1 0 0 1

0 1 0 0

19.15. ábra. Ertékösszehasonlítást is végző 1 bites komparátor igazságtáblázata

1 >

1 o

& —•ya>b

&

-/Q
19.16. ábra. Értékösszehasonlítást is végző 1 bites komparátor

^6^6

^5^5

^3^3

^4^4

^3^3

^0%

^2^2

^3^3

^2^2

^ 1 ^ 1

^2<^2

^ 0 ^ 0

^1 ^1

^0^0

Ki k o m p a r á t o r

K, k o m p a r á t o r

44>e

A
A^B

A>B

t y^
y^--B

y^>B

19.17. ábra. Értékösszehasonlító komparátorok soros bővítése

változója Qi, akkor az n bites szám összehasonlítására az alábbi általános képletet kapjuk: A>

B== % - i 5 ' ^ - i + ö f ^ ^ - l % - 2 ^ i V - 2 + ' - - + Ö'iV-lÖ'iV-2---Ö'l^o5o-

Integráltáramkör-típusok: 4, ih. 5 helyértékű összehasonlításra SN 7485 (TTL), M C 10166 (ECL), M C 14585 (CMOS). 8 helyértékű összehasonlításra SN 74LS682...687 (TTL). Az áramkörök sorosan és párhuzamosan is bővíthetők. A 19.17. ábrán látha­ tó példa a soros módszert szemlélteti. Ha a legnagyobb 3 bit egyenlő, akkor az eredményt a komparátor határozza meg, mert két kimenetét a K 2 komparátor LSB bemeneteire kötöttük. Nagyon sok bitből álló számok összehasonlítására a 19.18. ábra szerinti párhuzamos kapcsolás a kedvezőbb, mert kisebb eredő késleltetési időt kapunk.

C?15

b^ci

^13

by,

^3^3^2^2 ^ 1 ^ 1

^12

b.j

^]]

1

^9

^ 1 0

I

^0^0

A
A
1 11 be

Ö7

163036202 6,

K3 k o m p a r á t o r K4 k o m p a r á t o r

a.

Oc

^8

A>B

a,

óoOo

K2 k o m p a r á t o r

4
A>B

62

60

I

I

6303 6202 /^lOl 60 ŰQ K, k o m p a r á t o r

A
A>B

1

5303/5202 öl Q]

bQOc)

K5 k o m p a r á t o r

i I I ^B

19.18. ábra. Értékösszehasonlító komparátorok párhuzamos kibővítése

A>B

19.5. Összeadó áramkörök 19.5.1. Félösszeadók Az összeadok olyan áramkörök, amelyek két szám összegét képzik. A továb­ biak során először a kettes számrendszerbeli (bináris) számok összeadásával foglal­ kozunk. A legegyszerűbb feladat két, egy helyértékű szám összeadása. A logikai kapcsolás kialakításához először minden lehetséges esetet meg kell vizsgálni, ebből összeállíthatunk egy logikai függvénytáblázatot. Két, egy helyértékű A és B szám összeadása során a következő esetek fordulhatnak elő: 0+0 0-f 1 1+0 1+1

= = = =

0, 1, 1, 10.

ao

bo

0 0 1 1

0 1 0 1

Cl

0 1 1 0

0 0 0 1

19.19. ábra. Félösszeadó igazságtáblázata

19.20. ábra. Félösszeadó kapcsolása

Ra A és B egyenlő 1-gyel, akkor az összegből átvitel keletkezik, amelyet az 1-gyel nagyobb helyértékű helyen kell figyelembe venni, ezért az összeadó-kapcsoláshoz két kimenet szükséges: az egyik kimenet az összeadandókkal azonos helyér­ tékü eredményrész, a másik kimenet pedig az átvitel következő, 1-gyel nagyobb helyértékre. A 19.19. ábra szerinti igazságtáblázatot megkapjuk, ha az A és B számokat az üq és logikai változókkal helyettesítjük. Az összeget Ci, az átvitelt Sq változóval jelöljük. A diszjunktív normálalak felírásával a következő Boolealgebrai logikai függvényeket kapjuk: es

'o = áobo + aobo = ao + bo

tehát az átvitelt ÉS-függvény adja, az Sq összeget pedig antivalencia- vagyis kizáró VAGY-függvény. Azt az áramkört, amely ezt a két függvényt megvalósítja, félösszeadónak nevezzük. Egy ilyen lehetséges megoldást mutat a 19.20. ábra.

19.5.2. Teljes összeadok Két, egyenként több helyértékü bináris szám összeadására a félösszeadót csak a legkisebb helyértéknél alkalmazhatjuk, mivel az összes többi helyen nem kettő, hanem három bitet keh összeadni, hiszen a kisebb helyértékű számok összeadása558

" n :

=1

PI

;

51

•CM

19.21. ábra. Teljes összeadó Si = Oi + bj + Ci; Ci+í = aibi+afi

Bemenet

Belső

ai

bi

Ci

Pi

9i

0 0 1 1 0

0 1 0 1 0 1 0 1

0 0 0 0 1 1 1 1

0 1 1 0 0 1 1 0

0 0 0 1 0 1 0 1

EO

1 1

+ bfi

Kimenet

Decimális

E

Si 0 0 0 0 0 1 1 0

0 1 1 0 1 0 0 1

0 1 1 2 1 2 2 3

0 0 0 1 0 1 1 1

19.22. ábra. Teljes összeadó igazságtáblázata

kor keletkező átvitelt is figyelembe kell venni. Általában minden bitre a^, b^, hárombemenetű és s^, c^+i^ kétkimenetü logikai áramkör szükséges. Az ilyen áram­ kört teljes összeadónak nevezzük. A 19.21. ábra szerint ez két félösszeadóval megvalósítható. Igazságtáblázatát a 19.22. ábrán tüntettük fel. Ahhoz, hogy két, több helyértékű számot adjunk össze, minden helyértékhez teljes összeadó szükséges, csak a legkisebb súlyú (LSB) helyen elég a félösszeadó. A 19.23. ábrán látható kapcsolás két négybites AésB szám összeadására alkalmas. Ilyen áramköröket integrált kivitelben is ^kaphatunk. Ezek az áramkörök a legki­ sebb helyértékű helyen is legtöbbször teljes összeadót használnak, hogy az áram­ kör tetszőlegesen tovább bővíthető legyea (SN 74LS83). ^3

02

T

TÖ

C3

TÖ

S2

C2

TÖ

Cl

Si

19.23. ábra. Soros átvitelű 4 bites összeadó

TÖ

So

« CQ

19.5.3. Párhuzamos átvitel A 19.23. ábrán látható kapcsolás műveleti ideje sokkal nagyobb, mint egyetlen fokozaté, mert például a eredményt csak azután kapjuk meg, hogy felvette végső értékét. Ugyanez érvényes az ezt megelőző fokozatokra is (ripple carry). A kettes számrendszerbeli számok összeadásához szükséges műveleti idő lerövidí­ tésére párhuzamos logikát (carry look-ahead) használhatunk. Ennél a módszernél minden átvitelt közvetlenül a bemeneti változók vezérelnek. A 19.22. ábrán feltün­ tetett igazságtáblázatból az /-edik fokozatban keletkező átvitelre a következő általános összefüggés adódik: i = aM-^ia^-^bdCi. 9i

(19.3)

Pi

A rövidítés érdekében bevezetett QÍ, Pi változók a 19.21. ábrán látható teljes összeadónál mint közbülső részeredmények fordulnak elő. Kiszámításuk tehát nem jelent többletmunkát. Jelentésüket egészen szemléletessé tehetjük: értéke megadja, hogy vajon a fokozatban az a^, bemeneti kombináció előáh-e. Ezt a mennyiséget keletkező (generate) változónak nevezzük. A mennyiség megadja, hogy vajon a legközelebbi kisebb helyértékről érkező átvitel továbbgyűrűzik-e vagy elnyelődik. Ezt a mennyiséget ezért továbbviteh (propagate) változónak hívjuk. A (19.3) egyenletből egymás után kapjuk az egyes átviteleket:

^2 = Qi-^PiCi

= Qi-^ PiQo-^

PiPoCo.

^3 = 92-^ P 2^2 = 92-^ P2Ql'^ PTPIQO-^ g^-^Pfz

P2PŰ>0C0^ (19.4)

g3-^P392-^P3P29l-^P3P2Pl90-^P3P2Pd>0C0'

Látható, hogy a kifejezések egyre bonyolultabbak, azonban két kapukésleltetés után a segédváltozókból az eredmény megkapható. A 19.24. ábra szemlélteti egy 4 bites összeadó blokksémáját, amely párhuzamos átviteli logikával épül fel. ^3

02

^3

02

^0 T

A TÖ

9

TÖ

53

P

9

C2

P

.

TÖ

9

^3

TÖ

Cl

P

9

92 P2

C2

9\ P l

50 Cl

pcL

C4

G

CO

P

T

52

5^3 P3

^0 T

P

19.24. ábra. Párhuzamos átviteli logikájú 4 bites összeadó

Po CO

-CO

^12...15 '^12...15

T

^8...11 <^8...11

^4...7 ^4...7

--4

Öo...3 -4

'4

4 bites összeadó G P

Cl2

4 bites összeadó G P

C8

^0...3

4 bites összeadó h*1 G P

4 bites összeadó G P

T

512...15

^8 ..11 93 P 3

G

92 P2

^2 -PCL

91 Pl

Cl

90 Po Cq

P

19.25. ábra. Kétsíkú párhuzamos átviteli logikájú 16 bites összeadó

A PCL átviteli egység a (19.4) egyenlet alapján készül. A teljes áramkör monolit integrált kivitelben is kapható. Integráltáramkör-típusok: S N 7 4 1 8 1 (TTL); MC

10181

(ECL);

MC

14581

(CMOS).

TTL változatok: SN 74LS181; S N 74S281; S N 74LS381; S N 74LS382; S N 74LS681.

A négynél több helyértékű összeadó-áramkörök több 4 bites blokk összekap­ csolásával nyerhetők. A átvitel ekkor a következő áramkör CQ bemeneti változó­ ja. Az eljárás azonban következetlen, mert áramkörönként az átvitel képzése párhuzamos, azonban a részegységek között soros működésű. A működési idő lerövidítésére a részegységek közötti átvitelt is párhuzamosan kell megvalósítani. A megoldás szemléltetésére elevenítsük fel még egyszer összefüggését a (19.4) egyenletből: G

F (19.5)

A leegyszerűsítés érdekében vezessük be a G részegységgeneráló változót és a P részegységátviteli változót, akkor: = G + Pco. Ez az egyenlet formálisan megegyezik a (19.3) összefüggéssel. Az egyes 4 bites összeadóegységekben tehát csak a G és P járulékos segédváltozókat kell képez­ nünk, és ekkor ugyanazzal az algoritmussal számolhatunk a részegységek között átvitel értékének meghatározására, mint amit a (19.4) egyenlet megadott az egysé­ gen belüli helyértékek közötti esetekre. Ennek megfelelően kaphatjuk a 19.25. ábrán feltüntetett 16 bites párhuzamos átviteli logikájú összeadó blokksémáját. A PCL átviteli egység megegyezik a 19.24. ábrán megadott átviteli egységgel. Ez

mint önálló integrált áramkör kapható. TTL áramkörökkel egy 16 bites összeadás ideje 36 ns, Schottky-TTL-áramkörök esetén pedig 19 ns. Integráltáramkör-típusok: 4 helyértékre: SN 74182 (TTL), M C 10179 (ECL), M C 14582 (CMOS), 8 helyértékre: SN 74LS882 (TTL), 67S583...585 (TTL), az utóbbi sorozatot az M M I gyártja. 19.5.4. B C D számok összeadása Két BCD szám összeadásához minden helyértékre egy-egy 4 bites bináris összeadót használunk. Az összeadás után még olyan módosítást hajtunk végre, amit már a bináris - BCD átalakításnál is használtunk. Ha egy dekádban átvitel képződik, akkor 6-ot hozzáadunk, hogy a helyértéksúlyozások különbségét ki­ egyenlítsük. Ezzel helyes súlyozású BCD számot kapunk, az eredmény azonban

—

6 3 —

BO^

•C4 63

^4

1-63

-7-62

61

'^0 Bináris összeadó

03 0 2 * — 02 0,.

03"—

Bináris összeadó

53 S2

02

-53

-52

Ol

O o * —

19.26. ábra. BCD összeadó bináris összeadókkal

még tartalmazhat pszeudotetrádot. Ezért meg kell vizsgálni, hogy vajon egy dekád­ ban 9-nél nagyobb szám keletkezett-e. Ha ez előfordul, akkor a pszeudotetrád kiejtésére adjunk a számhoz ismét 6-ot. Az igy keletkezett átvitel rendes átvitelként kerül a következő nagyobb dekádba. Az ismertetett művelet a legegyszerűbben a 19.26. ábrán láthatóan, dekádonként két összeadó segítségével végezhető el. Az egész kapcsolás kapható monolit kivitelben. Integrált áramkör-típusok:

N 82S82 (TTL)] . eN82S83(TTL)|sy^'-'«^^'S'^^^'^^' 74F582 | , c . .... 74 F583 \^y^^^^'-

Fairchild.

19.5.5. Kivonás Két szám ki vonása összeadásra vezethető vissza. Ugyanis érvényes a D = A-B

= A + {-B)

(19.6)

azonosság. Ha a számábrázolás kettes komplemens kódú, akkor meghatározott szóhossznál a (19.2) egyenlet szerint: Tehát a különbség: D^ = A^ + B^i\ A különbség kiszámítására tehát B^ kettes komplemensét képezzük és ^^-hez hozzáadjuk. A (19.1) egyenlet szerint B^ minden helyén negálást kell végrehajtani és 1-et hozzáadni. A^ és 1 hozzáadása ugyanazzal az összeadóval történhet, ha a túlcsordulás-bemenetet is kihasználjuk. Tehát 4 bitre a 19.27. ábrán látható kap­ csolást kapjuk. A^ és B^ számok kettes komplemensét kell beírni, hogy a Z)^ különbség is helyesen képződjön ebben a formában, azaz pozitív számoknál a legnagyobb helyértékü bitnek 0-nak keh lennie. O3

O2

Oq

O]

Előjel

hl

^3

Előjel

bo

T 1

R

T

T

7

4 bites összeadó J

Előjel ^3

dl

dQ

19.27. ábra. Kettes komplemens kódú számok kivonása, D =

A-B

A 19.5.3. pontban felsorolt 181-es családhoz tartozó integrált összeadóknak vezérlő bemenetük is van, amelyekkel a beírt számok komplemensét képezhetjük. Eszerint ezek az áramkörök kivonóként is használhatók. Más vezérlőbemenetek segítségével a bemeneti változók logikai függvényeinek képzését is megvalósíthat­ juk. Ezért ezeket az áramköröket általánosságban aritmetikai — logikai egységek­ nek (arithmetic Logic C/nit, ALU) nevezzük.

19.5.6. Kettes komplemens túlcsordulás Ha két pozitív N jegyű bináris számot adunk össze, akkor összegként N+ 1 jegyű szám keletkezhet. A túlcsordulást arról ismerhetjük fel, hogy a legnagyobb helyértékű helyen átvitel (carry) keletkezik.

Kettes komplemens ábrázolásnál a legnagyobb helyértékű helyen az előjelbit található. Két negatív szám összeadásakor a túlcsordulás helyén átvitel keletkezik, mert az előjelbiten mindkét szám l-est tartalmaz. Tetszőleges előjelű kettes komp­ lemens számok összeadásánál a túlcsordulás helyén fellépő átvitel nem szükségsze­ rűen jelenti azt, hogy tényleg túlcsordulás van. A túlcsordulást a következőképpen ismerhetjük fel: ha két pozitív számot adunk össze, akkor az összeg is pozitív. Ha az összeg túllépi a számábrázolási tartományt, akkor az átvitel az előjelbit helyére kerül, tehát az eredmény negatív lesz. Erről ismerjük fel a pozitív túlcsordulást. Két negatív szám összeadásakor, ha túlcsordulás keletkezik, akkor pozitív eredményt kapunk. Pozitív és negatív szám összeadásakor nem keletkezhet túlcsordulás, mert a különbség abszolút értéke mindig kisebb, mint a műveletben résztvevő számoké. Előjel

Qu-]

TÖ

0^-2

-N-1

TÖ

-

TÖ

TÖ

-^1

^0

iCo

=1

•^N-2

19.28. ábra. Kettes komplemens túlcsordulásképzése

Kettes komplemens ábrázolásnál a túlcsordulást úgy ismerhetjük fel, hogy az előjel helyére belépő c^y-i átvitelt összehasonlítjuk a Cj^ előjel helyén keletkező átvitellel, amint a 19.28. ábrán látjuk. Túlcsordulás akkor van, ha ezek az átvite­ lek eltérőek. Ezt az esetet kizáró VAGY-függvénnyel érzékelhetjük. Ezt az SN 74LS382 típusú 4 bites áramkör túlcsordulás kimenete jelzi.

19.5.7. Lebegőpontos számok összeadása és kivonása Lebegőpontos számokkal végzett műveleteknél a mantisszát és a kitevőt egymástól elkülönítve kezeljük. Összeadásnál először a kitevőket egyenh'tjük ki. A kitevők különbségét képezzük, és a kisebb kitevőhöz tartozó mantisszát módosítjuk úgy, hogy a mantissza jegyeit megfelelő számú bitértékkel jobbra toljuk. Ezáltal mindkét szám kitevője egyenlő, és az eredetileg nagyobbnak megfe­ lelő lesz. A 19.29. ábrán feltüntetett multiplexeren keresztül ez az exponens jelenik meg a kimeneten. Ezután már csak a mantisszákat kell összeadni vagy kivonni. Rendszerint nem normált eredményt kapunk, mert a legnagyobb súlyú (vezető) l-es általában nem kerül az előírt helyre. Az eredmény normálásához az alap legnagyobb helyértékű egyesének helyét prioritásdekódolóval meg kell keresni (9.6.4. pont). A mantisszát megfelelő számú bittel balra kell tolni, és a kitevő ennek megfelelően csökken [19.1].

Integrált­ áramkörtípusok

Gyártó

TRW AMD Analóg Dev. Weitek Weitek

TDC 1022 Am 29325 ADSP 3220 WTL 1033 WTL 1065

Szóhossz, bit 22 32 32 32 64

IEEE

Technológia

Működési frekvencia, MHz

_

bipoláris bipoláris CMOS NMOS NMOS

10 10 10 5 16

X X X X

A, /

Multiplexer

Kivonó

A, B,

Kivonó Prioritás Eltolás jobbra

Eltolás jobbra

Denormáló

összeadó, kivonó

Eltolás balra

Összeadó, kivonó

Normáló

5„

19.29. ábra. Lebegőpontos ^ és 5 számok összeadása, ill. kivonása

19.6. Szorzóáramkörök 19.6.1. Fixpontos számok szorzása A kettes számrendszerű számok szorzására először egy példát mutatunk be. Számítsuk ki a 13 • 11 = 143 szorzatot! 1101 • 1011 1101 + 1101 + 0000 + 1101 10001111 A szorzás azért, nagyon egyszerű, mert a részszorzatoknál szorzóként mindig 0 vagy 1 szerepel. A szorzatot úgy kapjuk meg, hogy a szorzandót mindig eltoljuk

egy helyértékkel balra és hozzáadjuk vagy nem adjuk hozzá az előzőkhöz, aszerint, hogy a szorzó megfelelő helyértékén 0 vagy 1 áll. A szorzó egyes számjegyeit egyenként vesszük elő, ezért ezt a módszert soros eljárásnak nevezzük. A kapcsolást léptetőregiszter és összeadó segítségével építhetjük fel. A számí­ tás ilyen megvalósításához természetesen vezérlőlogika is szükséges. A biná­ ris - BCD átalakítóknál már láttuk, hogy a léptetőregiszter helyett kombinációs hálózat is alkalmazható, amelyikben összeadót megfelelően összekapcsolunk. Itt ugyan sok összeadóra van szükség, azonban a léptetőregisztert és a vezérlőlogikát megtakarítottuk. Fő előnye a lényegesen rövidebb működési idő, mert órajel nem szükséges, és csak a kapuk késleltetési ideje szabja meg a végeredmény képződését. A 4 X 4 bites, kombinációs hálózatos szorzóra a 19.30. ábra szemléltet egy alkalmas elrendezést. Összeadásra előnyösen használhatjuk az SN 74LS38 típusú áramkört, amelynek összeadó működése a vezérlőbemenetek segítségével be- és kikapcsolható. A szorzandót párhuzamosan kötjük rá a bo...b^ négy összeadóbemenetre, a szorzót bitről bitre az m vezérlőbemenetekre adjuk. Az eredmény a következő:

0

1 ^0-

>^2

0 0^02

b^ÖQ

0^02

O^Qq

Vezérelhető összeadó ^2

11

0 1 0 1

0^02

b^ÖQ

O3

02

^1

50

1 0 O^Oq

Vezérelhető összeadó m SjSi

11 0 1 10 ^3^2

^1^0

•ri

SQ

0 1 O^Oq

Vezérelhető összeadó ^ ^4^3

i|i|

Q|I|

O|I|

^3^2

b^bQ

O2O2

^2^1

^0

O|O o^Oq

Vezérelhető összeadó m C^S3

S2ST

0 00 ' 1 P?

Ps

P5t Pi,

'>'3

SQ

1 P3

P2

Pl

19.30. ábra. Szorzó két 4 bites számra A felírt példa 13 • 11 = 143. Az eredmény: P=XY+K

Po

Szorzat, bit

Típus

Gyártó

8x8 8x8 8x8 8x8 16x 16 16x 16 16x 16 16x16 16x 16 16x 16 16x 16 16x16 16x 16 16x 16 24x24 24x24 32x32

T D C 1008 T M C 2008 ADSP 1008 M C 10901 M P Y O 16K T D C 1043 T M C 2010 WTL 10.0 WTL 2044 74 ALS1616 T H C T 9510 ADSP 1010 Am 29516 IDP7216 MFY 1024 WTI 1024 Am 29323

TRW TRW Analog.Dev. Motorola TRW TRW TRW Weitek Weitek Texas Instr. Texas Instr. Analóg Dev. AMD IDT TRW Weitek AMD

Technológia

Akkumulátor

Bipoláris CMOS CMOS Bipoláris Bipoláris Bipoláris CMOS NMOS CMOS Bipoláris CMOS CMOS Bipoláris CMOS Bipoláris NMOS Bipoláris

X X X

X X X X

X X

X

Műveleti idő, ns

Teljesítmény­ felvétel, mW

100* 100* 105* 24* 40* 100* 160* 120* 50 55 105 165* 65* 65* 220 180 80*

1800 100 75* 3500 4000 1200 200 1600 200 1500 150 150* 3000 200 4200 1500

* Garantált érték. 19.31. ábra. Párhuzamos szorzók jellemzői

í J +

ha

m = 0,

| J - h B ,

ha

m=l.

Először induljunk ki abból, hogy a AT állapotszám értéke 0. Ekkor az első áramkör kimenetén az

So = X-y, kifejezés jelenik meg. Ez a tag megfelel a fent levezetett szorzási séma első sorának. Sq LSB-je a P szorzat LSB-jét adja meg, amit közvetlenül kivezetünk a kimenetre. Sq következő bitjét a második áramkör adja hozzá a z X • kifejezéshez. Ez az összeg a szorzási séma első és második sorának részösszegét adja. LSB-jé P második legkisebb helyértékét adja, tehát a pi helyre kerül. Hasonló az eljárás a következő magasabb helyértékű részeredményeknél. A jobb érthetőség céljából a 19.30. ábrán az említett szorzási példa számértékeit is feltüntettük. A k Q . ^ . k ^ kiegészítő bemeneteken keresztül még egy 4 bites K számot is a szorzathoz adhatunk. Ezzel a szorzó összefüggése:

P = XY+K. A bővítés több bites számokra egyszerűen elvégezhető. Az Y szorzó minden további bitje egy-egy újabb áramkör bekapcsolását igényli a kapcsolás alján. Az Xszorzandó kibővítéséhez a szóhossz növelése szükséges, amelyhez egy-egy helyér­ tékhez tartozó áramkörök számát kell növelni. A leírt szorzási eljárásnál minden új szorzat - részeredményként - az előző

összeget növeli. Ez az eljárás a legegyszerűbb és áttekinthető, bővíthető kapcsolási elrendezést biztosít. A működési késleltetés azonban lerövidül, ha a lehető legtöbb összeadást végezzük el egyidejűleg, és a részösszegeket végülis egy gyors összeadóra vezetjük. Erre különféle eljárások vannak, amelyek csupán az összeadás sorrendjé­ ben térnek el egymástól (Wallace Tree), [19.2]. A számítási idő lerövidítésének másik módszere a Booth-algoritmus használa­ ta [19.3]. Ennél a szorzó bitjeit páronként összevonjuk, és így a szükséges össze­ adok száma feleződik, amelynek következtében lerövidül a számítás ideje. Ilyen elven működnek a 19.31. ábrán felsorolt áramkörök. Ezek az áramkörök csak technológiájukban térnek el. A bipoláris technológiával készült típusok áramfelvé­ tele nagyobb. Az N M O S kapcsolások áramfelvétele csak fele, a CMOS áramkörö­ ké pedig csak tizede a bipoláris áramkörök áramfelvételének. A számítási idők egyenlő nagyságrendűek. A legtöbb típusnak van egy olyan bemenete, amellyel megadhatjuk, hogy milyen kódban számoljon a kapcsolás, mégpedig abszolút értékes vagy kettes komplemens formában. Néhány kapcsolásnak van még egy akkumulátora is, a m i lehetővé teszi, hogy a szorzathoz még egy összeadandót is hozzáadjunk. így egyszerűen állíthatjuk elő szorzatok összegét is.

19.6.2. Lebegőpontos számok szorzása A lebegőpontos számok szorzásánál a mantisszákat összeszorozzuk, és expo­ nenseiket összeadjuk, amint a 19.32. ábrán látható. A mantisszák összeszorzásakor túlcsordulás keletkezhet. A szorzatot ilyenkor normáljuk, amikor is a mantisszát egy helyértékkel jobbra toljuk, és a kitevőt eggyel megnöveljük. A 19.29. ábra szerint lebegőpontos összeadás esetében szükséges denormálás itt nem szükséges, ebben rejhk a lebegőpontos szorzás egyszerűsége [19.1]. Monolit lebegőpontos szorzók a WTL 1032 és 1064 típus (Weitek gyártmányúak), az Am 29325 (AMD) és az Analóg Devices cég ADSP 3210 gyártmánya, valamint a T R W T D C 1042 típusa. A, Összeadó

Összeadó +1

Túlcsordulás A

A, - h

Szorzó

Eltolás 1 -gyei jobbra

Szorzó

Normáló

19.32. ábra. Lebegőpontos számok szorzása

- F -

19.7. Digitális fuggvénygenerátorok Egy y = f(x) függvény ROM-áramkör segítségével közvetlen módon tábláza­ tos formában realizálható. Nagyobb felbontáshoz nagyobb bitszám és ezért na­ gyobb tárolókapacitás szükséges. Ezt lényegesen lecsökkenthetjük, ha csak a táblázat egy részét tároljuk, és a többi függvényértéket egyszerű számolási művelet­ tel ebből vezetjük le. Sokszor előnyösen kihasználhatjuk a függvény különleges egyedi tulajdonságait is [19.4].

19.7.1. Szinuszfüggvény n

A szinuszfüggvény előnye, hogy periodikus. Tehát csak a 0 ^ 0 ^ - tarto­ mányban előforduló függvényértékeket kell tárolni. Bemeneti mennyiségként a 0 ^ X S l kettes számrendszerbeli törtértékeket használjuk a következők szerint: X = X l 2 - ^ + X22-2 + ... + X;v2"^

és a

helyettesítést hajtjuk végre. Maximum 9 bites (0,2 %) bemeneti szóhossznál és maximum 8 bites kimeneti szóhossznál a National M M 5232 típusú, AEI maszkkal maszkprogramozott ROM-áramkörét használhatjuk. 16 bites kimeneti szóhosszra való bővítéshez egy második, AEJ maszkú M M 5232 áramkört használhatunk. Az Am 29526...29 A M D ROM-ok, bemeneti szóhossza 10 bit, és kimeneti szóhossza 16 bit. Ha nagyobb bemeneti szóhossz szükséges, akkor a tárigény nagyon gyorsan nő használhatatlanul nagy értékre. 16 bemeneti és kimeneti bit már 1 Mbit tárka­ pacitást igényel. A tárigényt úgy csökkenthetjük, hogy az X bemeneti mennyiséget M durva és L finom részre osztjuk, és a szögfüggvények összegezés! tételét használjuk. X=M+L

,

helyettesítéssel /tt

sm & = sm

= sm - M 2

\

ín

\

cos - L 1 + cos

ín _ _\

2

M

.

sin

In

\2

-L ^ (19.7)

A finom részt olyan kicsire válasszuk meg, hogy a szükséges kimeneti pontossággal cos(^LJ teljesüljön.

= l

^

(19.8)

Akkor a

n -L]=-L 2

sm

n 2

(19.9)

is érvényes, és a (19.7) egyéniéi egyszerűsödik: sin © = sin

n \ n -M] + -Lcos 2 2

n \2

-M

(19.10)

^ — — V —

K A kifejezés kiszámításához a szinusz- és koszinuszfüggvény is szükséges, de kisebb bemeneti szóhosszal. Az eljárás megértését elősegítjük még egy számpéldával. Számítsuk ki a szi­ nuszfüggvényt 16 bites bemeneti és kimeneti felbontással. Először határozzuk meg az L szóhosszt. A (19.8) egyenlet hibája akkor lesz a legnagyobb, ha L maximális értékű. ( J s i n é ^ L , , < 0 , 5 - 2 - i ^ = 2-^^ pontossági követelménnyel a (19.8) egyenletből: fn < 2R-17 1 - cos azaz -9

Ahhoz, hogy ezt az értéket ne lépjük túl, L-re legfeljebb az utolsó 7 bitet vehetjük, amelyek a 2"^^...2"^^ kettes számrendszerű helyértékek. M k Q ezek szerint 9 bit marad, a 2 " ^ . . 2 " ^ helyértékek. Ezt a felosztást a 19.33. ábrában feltüntettük. Eszerint a durva értékekre 2^ 16 bites szót tároló szinusz - ROM-áramkör szük­ séges. M 2-10

ROM 512

X

ROM 512

16 bit

sin^M 2 - ^ . . 2 - ^ -16 Összeadó, 16 + 8 bites

X

9 bit

20...2-Ö. ^9 ^

/ 8

1 Szorzó. 9 x 7 bites

sin^(M*/.) 19.33. ábraa SrinnszjeLlé bit p®iitossápi.előálMtása •

2-''6,

M

6 ROM

2-^o..2-^2j ROM

MM 5232AE!, AEJ

IM 5232 AEK

sin^M

^LcQsM

Összeadó, 16 + 8 bites 16

19.34. ábra. A színuszfuggyény egyszerűsített előállítása 12 bites bemeneti szóhosszal, és 14 bit kimeneti pontossággal

A K interpolációs érték kiszámításához egy szorzót hívunk segítségül. Kime­ netén nem szükséges megjelenni a 16 bites teljes szóhossznak. A 2"^...2~^^-ig terjedő felső 8 bit elég, mert a legnagyobb fellépő interpolációs érték:

fT

-"•max

n

=— T 2 max C O S (

^•0

3 , 1 - 1 0 - ^ < 21 - 8

Koszinusz - ROM-nál elég a 9 bites felbontás, hogy a szorzat hibáját 2"^'^ alatt tartsuk. Ezzel a teljes tárkapacitás 13 kbit, tehát csak 1 %-a a közvetlen megoldás­ nak. A jelentősebb többlet a 9 x 7 bites szorzó. Kis felbontásnál ezt is megtakarít­ hatjuk, amikor a szorzatot tároljuk a koszinusz — ROM-ban. 12 bites bemeneti és 14 bites kimeneti felbontásra maszkprogramozott interpolációs ROM-áramkör kapható, amelynek típusszáma: AEK maszkú M M 5232. A 19.34. ábrán a már említett szinusz — ROM-áramkörökkel együtt szerepel. A kimeneti felbontás az előbbiekhez hasonlóan ugyan 16 bit, a pontosság azonban 0,7 • 10" ^"^-re csökken, mert az interpolációs ROM-áramkörre csak M legnagyobb helyértékű 6 bitje jut.

20. Mikroszámítógépek

A mikroszámítógépek közös tulajdonsága, hogy a számítógép valamennyi lényeges alkatrészcsoportját egyetlen vagy legfeljebb néhány nagy integráltsági fokú áramkör tartalmazza. Ilyen áramkörök a teljesítőképesség széles skáláját adják az egyszerű szekvenciáhs hálózatoktól az összetett számítógépekig. Ezért a mikroszámítógépeket micro mainframe-nek is nevezzük.

20«L Mikroszámítógépek elrendezési vázlata A mikroszámítógépek a 20.1. ábrán látható blokkséma szerint négy alapvető funkcionális egységből állnak: 1. A legfontosabb a mikroprocesszor, amely a központi vezérlő és aritmeti­ kai egységet valósítja meg, ezért szokásos elnevezése a Central Processing C/nit, CPU is. 2. A programtár tartalmazza az utasítások sorozatát, tehát a programot. Rendszerint egy EPROM-ból áll, amely a programot tápfeszültség-kieséskor is megőrzi. Gyakran változó program tárolásáfa RAM-okat használunk, amit többnyire külső háttértárból (pl. lemezről, floppy diszkről vagy magnetofonról) töltünk fel. 3. Az adattárban változók találhatók, ezért erre a célra mindig RAM-ot használunk. 4. A perifériaillesztő áramkörökön keresztül folyik a kétirányú adatcsere a perifériákkal, mint pl. a billentyűzettel, az adatmegjelenítő eszközökkel, háttér­ tárral stb. A négy alapvető egységen kívül komplex rendszerekben még speciális áramkö­ rök is vannak. Ezekkel a 21. fejezetben még részletesen foglalkozunk. A központi egységgel három buszrendszeren (sínrendszeren) át folyik az információcsere a 20.1. ábra szerint. A címbuszon közli a mikroprocesszor a

megfelelő tárcímet. A vezérlöbusz megadja, hogy olvasás vagy írás következik-e. Az adatbuszon át folyik az adatcsere. A 20.1. ábra még nem mond semmit a központi vezérlőegység teljesítőképessé­ géről és a tár kapacitásáról. Ez egyben bármely számítógép blokksémájának is megfelel. Nagyon durván a tárkapacitás szerint a következőképpen csoportosíthat­ juk a számítógépeket: Nagyszámítógépek 256 000 szó felett, 24...64 bit szóhossz. Kisszámítógépek (folyamatirányító): 8000. ..512 000 szó, 12. ..16 bit szóhossz. Mikroszámítógépek: 500...256 000 szó, 4...16 bit szóhossz. A mikroszámítógépek elterjedését a monolit mikroprocesszorok bevezetése tette lehetővé. A gyorsan csökkenő ár következtében az egyszerű és sokoldalúan használható számológépekben való alkalmazás mellett a berendezések fejlesztésé­ nél is számításba jött, ahol rögzített programmal összetett számítási és vezérlési feladatok ellátására is alkalmas. Az előbbiek miatt sok esetben az univerzális kialakítású hardver (kapcsolási elrendezés) használható, és a fejlesztési munka egyre inkább a szoftverfejlesztés (programírás) irányába tolódik el. CPU mikroproceszor

Programtár

Adattár

Interfész

Periféria

Címbusz Adatbusz Vezérlőbusz 20.1. ábra. Mikroszámítógép blokksémája

Ezt a tendenciát az egy lapkán kialakított mikroszámítógépek megjelenése tovább erősítette. Az ilyen nagy integráltsági fokú áramkörök a processzor mellett még tartalmaznak kétirányú perifériaillesztő egységet, valamint egy kis RAM-ot és egy ROM-ot is. Egy ilyen mikroszámítógép tehát külső áramkörök nélkül is működőképes.

20.2. A mikroprocesszorok működése 20.2.L

Belső felépítés

Ebben a szakaszban a mikroprocesszorok működésmódjával és az utasítások rendszerével részletesebben foglalkozunk. A mikroprocesszor blokksémáját a 20.2. ábrán szemléltetjük. A rajzon három fő működési részegységet láthatunk: a központi (végrehajtó) egységet, a vezérlő­ egységet (kontrohert) és a buszillesztő (interfész-) egységet. A központi egység hajtja végre az aritmetikai és a logikai utasításokat. A műveletvégzések operandusai vagy az adat-, ih. címregiszterekben találhatók, vagy a belső buszon át jutnak a központi egységbe. A vezérlőegység az utasításdekódolóból és az utasításszámlá­ lóból áll. Az utasításszámláló egymás után behívja a program utasításait. Az utasításde­ kódoló ehndítja az utasítás elvégzéséhez szükséges műveleteket. A vezérlőegység feladatát egy szekvenciális hálózat látja el (10.7. szakasz) amelynek igazságtábláza­ tát az új mikroprocesszorokban R O M tárolja. Az ilyen ROM-ok tartalmát mikroprogramnak is nevezzük. A külső utasítások ebben az esetben meghatározzák a mikroprogramba való belépés címét. A program indításakor az utasításszámlálót a kezdő címre kell állítani. Ez a cím a címbuszon át a tárba jut. Ha a vezérlőbuszon olvasási utasítás érkezik, a címnek megfelelő tároló tartalma megjelenik az adatbuszon, és ez az utasításdekódolóban tárolódik. Az utasításdekódoló ehndítja az utasítás elvégzéséhez szüksé­ ges műveleteket. Ehhez, amint majd később meglátjuk, különböző számú gépi ciklus szükséges. Az utasításdekódoló az utasítás végrehajtása után az utasítás­ számlálót a következő utasításcímre állítja. Központi egység Adatregiszler Cimregiszter

Vezérlő Utasításdekódoló

Aritmetic Logic Unit ALU

Utasításszámláló

Belső busz

Adatbusz meghajtó

Vezérlőbusz meghajtó

Címbusz meghajtó

Buszinterfész Adat- busz

Vezérlőbusz 20.2. ábra. Mikroprocesszor

Címbusz blokksémája

'

Flagregiszter

8 bit

A akkumulátor

8 bit

B akkumulátor

8 bit

Indexregiszter

16 bit

Veremmutató

16 bit

Utasításszámláló

16 bit

20.3. ábra. Külsőleg hozzáférhető (munka-) regiszterek az M C 6800 mikroprocesszorban

A konkrét tárgyalás érdekében a továbbiakban egy tényleges 8 bites mikro­ processzorral foglalkozunk. A „8 bites" meghatározás az adatbusz szóhosszára vonatkozik. Kiindulásnak a 6800-as család mint alaptípus nagyon megfelelő, mert felépítése egyszerű, áttekinthető elrendezésű, és mégis nagy teljesítményekre képes. Az évek során a Motorola cég és más gyártók az alaptípust továbbfejlesztették, amelyek sokkal nagyobb teljesítőképességűek, azonban a sokrétű lehetőségek miatt áttekintésük nehézkes. Áttekintő értékelésüket a 20.5. szakaszban találhat­ juk majd meg. A 20.3. ábra szemlélteti az M C 6800-as mikroprocesszornak a programozó számára hozzáférhető munkaregisztereit. Az aritmetikai műveleteket többnyire az A és B akkumulátorok segítségével végzi el. Az indexregiszter a gyakran használt címeket tárolja, a veremmutató regiszter (stack pointer register) pedig a szubruti­ nok végrehajtását szervezi. A flagregiszter (condition code register) tartalma az utolsó végrehajtott utasítás eredményével kapcsolatos egyes jellemzőket tartalmaz.

20.2.2. Az utasítások felépítése Már említettük, hogy az M C 6800-as mikroprocesszor címszóhossza 16 bit ( = 2 byte) és adatszóhossza 8 bit ( = 1 byte). Az ilyen hosszú bitkombináció a programozó számára nagyon nehezen tekinthető át. Ezért rövidített írásmódot használunk. Ehhez 4 bitet egy számmá foglalunk össze. Egy ilyen számjegy 16 értéket vehet fel, azért nevezték el a keletkezett kódot hexadecimális vagy röviden hexa kódnak. 0-tól 9-ig a számok jelölésére az ismert decimális számokat használ­ juk. 10-től 15-ig nagybetűket használunk A-tól F-ig. így a 20.4. ábrán látható táblázatot kapjuk. Mivel 16 kettő egész kitevőjű hatványa, ezért két lehetőség is van a hexadeci­ málisról 10-es alapú decimális számra való konverzióra. Egyrészt átszámíthatjuk a Z,,,

z ^ _ , • 16^-^ + z ^ _ 2 l 6 ^ - 2 + . . . + Z 1 I 6 + Z0

összefüggéssel. A másik lehetőség szerint minden számjegyet bináris számnégyessé

Bináris

Hexadecimális

Decimális

Bináris

Hexadecimális

Decimális

0000 0001 0010 0011 0100 0101 0110 0111

0 1 2 3 4 5 6 7

0 1 2 3 4 5 6 7

2000 1001 1010 1011 1100 1101 1110 1111

8 9 A B C D E F

8 9 10 11 12 13 14 15

20,4. ábra. Bináris, hexadecimális és decimális számábrázolás összehasonlítása

írunk vissza és ezeket egymás után írjuk. így bináris szám keletkezik, amit az ismert eljárással feldolgozhatunk. A következő példa ezt magyarázza: ^148^,, =

10- 16^+1

^1485,,, =

• 16^ + 4 ' 16 + 8 =

1010 0001 0100 1000,

=

4 1 2 8 °8d,e c 9

41288dec

A 16 bites bináris címszó tehát rövidebben írható 4 számjegyű hexadecimális számként, míg a 8 bites adatszó 2 számjeggyel írható le. A különböző utasításokat, amit a mikroprocesszor végre tud hajtani, gépi kódban (op code) 8 bites szó, azaz 2 helyértékű hexadecimális szám adja meg. Emellett szimbólumokat is használhatunk, amit a megjegyzést elősegítő betűcso­ portokkal, mnemonikus kóddal jelölünk (mnemonics). A „beírás az A akkumulá­ torba" utasítás jelölése „LDA A". Ezt az utasításkódot a mikroprocesszor nem tudja értelmezni, ezért először gépi nyelvre kell lefordítani. Erre a célra táblázatot vagy alkalmas fordítóprogramot (assembler) használunk. Az LDA A utasítás még hiányos. A mikroprocesszorral közölni kell azt is, hogy az akkumulátorba mit kell behozni, azaz az utasítás végrehajtásához melyik operandust kell használni. Erre különböző lehetőségeket ismerünk. 1. Direkt teljes címzés (extended) Az utasítást követő két byte-tal a tárnak mind a 16 címbitjét meg kell adni. Ennek tartalma kerül majd az A akkumulátorba. A következő struktúrát kapjuk: Pl. Utasításkód

B6

Felső címbyte

Al

Alsó címbyte

48

A gépi kód az LDA A (ext) utasításra az M C 6800-nál a következő: B 6 = 1011 OIIO2. A fenti példánál a cím: ^ 1 4 8 ^ , ^ = 1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 0 0 IOOO2.

2 . Direkt címzés

(direct)

A programban csak egybyte-os címet adunk meg. A felső byte-ot a mikropro­ cesszor automatikusan 0-nak veszi. A gépi kód az L D A A (dir) utasításra: 96. Ezzel a címzésmóddal az alábbi tartományban adhatjuk meg egyszerűbben a címet: 0 0 0 0 . . . O O F F h e x = 0 . , . 2 5 5 d e c ( b a s e page). Ebben a tartományban célszerű tehát a legtöbbet használt változókat és állandókat tárolni. Ezzel a következő struktúrát kapjuk: Pl. Utasításkód96 Címbytel? Példánkban a torba.

H^ex = 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 O I I I 2

3, Indexelt címzés

tárcímű szó kerül az A akkumulá­

(indexed)

Ennél a címzésfajtánál az aktuális cím az indexregiszterben van. Arra is van lehetőség, hogy 8 bites számmal ehhez képest növekményt adjunk meg (ofszet). így egy tetszőlegesen kiválasztott 16 bites indexcímnél nagyobb számértékű címek egyszerűbben megadhatók. Ezzel a következő struktúrát kapjuk: Pl. UtasításkódA6 OfszetbyteO? Az L D A A (inx) utasításnak gépi kódban A6^^^= 1 0 1 0 01IO2 felel meg. Tételezzük fel, hogy az indexregiszter tartalma ^ 1 4 8 h e x volt. Akkor a fenti példánál az ^ 1 4 8 h e x + 0 0 7 h e x = ^ 1 4 i ^ i , e x című tárrekesz tartalma kerül az A akkumulátorre­ giszterbe. Az ofszetet a mikroprocesszor 8 bites pozitív számként értelmezi. Negatív ofszet nem lehetséges. A lehetséges legnagyobb ofszet eszerint: llllllll2 = FF,e,=

255,ee.

A 2 0 . 3 . 3 . pontban (ugró utasítások) majd megismerünk egy további ofszetmeg­ adást. Ezt a relatív ugrás megadásához használjuk. Ekkor azonban az ofszetet 8 bites kettes komplemens kódú számként értelmezzük. 4. Közvetlen címzés

(immediate)

Erre az utasításra a következő byte kerül beolvasásra. Pl. Utasításkód

86

Adatbyte

3F

Az L D A A (imm) gépi kódja 86hex. A példánkban 3 F h e x = 0 0 1 1 1 1 1 1 kerül az A akkumulátorba. A példától eltérően az indexregiszterbe és az utasításszámlá­ lóba történő közvetlen beíráshoz két byte szükséges, mert szóhosszuk 1 6 bit.

5. Implicit címzés

(inherent)

Ennél a címzési módnál az operandust nem specifikáljuk, mert az már az utasításból egyértelműen adódik. Pl. Utasítás

4F

A 4i^hex = CLR A azt jelenti, hogy töröld az A akkumulátor tartalmát. Látható, hogy ez az utasítás minden további nélkül egyértelmű. Mnemonikus írásmód (mnemonic code) A szimbohkus kódú program készítésekor néhány konvenció érvényes, amely minden assemblernél nagyon hasonló, amíg maguk a mnemonikus rövidítések különbözhetnek egymástól a processzorcsaládtól függően. Mnemonikus írásmódnál a következő általános szabályok érvényesek: az operandust az utasítás után írjuk. Itt a hexadecimáhs számokat $ jellel jelöljük. A $ jel nélküh számok decimáhsak. Ezek assembláláskor hexadecimáhs számmá ala­ kulnak át. Idézőjellel az ASCII kódot jelöljük. Assemblálásnál ezek helyébe a 21.25. ábra szerint a megfelelő bitkombinációk kerülnek. Egyes esetekben az operandusokat teljes bináris alakban adjuk meg. Megkülönböztetésükre az & jelet használjuk. Az operandusok másik ábrázolási lehetősége címke (label) használata. Ezeket érték-hozzárendelő utasítással definiáljuk pl. Ml

EQUAL

$

AOOO.

Ezen hozzárendelés alapján az assembler valamennyi helyen, ahol Ml szerepel a programban, az AOOO hexadecimális értéket helyettesíti. Az assembler EQUAL jelölése csak a fordítás közben játszik szerepet, és a gépi kódú programban nem is jelenik meg. Az ilyen jelölést assembler direktívának nevezzük. Nagyon gyakran használunk címkéket adott címre ugrás megadására. Ekkor Címzési mód

Értelmezés

Direkt teljes

hexadecimális cím

Direkt

hexadecimális cím

Indexelt

hexadecimális ofszet decimális ofszet

Közvetlen

hexadecimális adat decimális adat bináris adat ASCII kódú adat

Implicit

implicit adat 20.5. ábra. Címzési módok és jelölésük szimbolikus írásmódban

Cím

Hexa kód

1000 1003 1005 1007 1009

B6 A l 48 96 17 A6 07 86 3F 4F

Címke

Mnemonik

Operandus

Megjegyzés

LDA LDA LDA LDA CLR

$ A148 $ 17 $07, X * $ 3F

extended direct indexed immediate inherent

A A A A A

j

Programozó

Assembler

20.6. ábra. Assemblerben írt programpélda

az értékadás nem explicit megy végbe az EQUAL direktívával, hanem implicit úgy, hogy a címkét a mnemonikus utasítás elé írjuk a megfelelő címnél. Az utasítás címzési módját nem explicit adjuk meg, hanem az operandus meg­ adásának formájából közvetve adódik a 20.5. ábra szerint. Az operandusokat címkékkel is helyettesíthetjük. Általában a címke első karakterének betűnek kell lennie. Különleges karakter elöl nem állhat. A különleges karakter nélküli operandusok tehát vagy decimális számok, vagy címkék. Ezek között a megkülönböztetés feltétele az, hogy az első karakter betű-e. Ha az assembler fehsmer egy címkét, akkor a hozzá tartozó operandust a címketáblázatból veszi, és ezt követően a címzés módját a 20.5. ábra szerint határozza meg. A 20.6. ábra programpéldát mutat szimbolikus írásmódban. A bal oldalon áll az utasítás gépi kódba lefordított alakban (op code) és a hozzá tartozó cím. Az utasításhoz tartozó összes operandust gépi kódban egy sorba is írhatjuk. A máso­ dik operandus címét a következő, eggyel nagyobb szám jelzi. A 20.6. ábrán látható példában az 1008 címen áll a 3F operandus.

20.2.3. Az utasítások végrehajtása Egy utasítás végrehajtásához általában több gépi ciklus szükséges. Az LDA A (ext) = 5 6 h e x példa kapcsán megvizsgáljuk az egyes lépéseket, amit a mikropro­ cesszor egymás után elvégez. Ha az utasításszámláló az M címet hívja, amely ezt az utasítást tárolja, akkor a tár az adatvezetékre kiadja az utasításkódot, tehát a mi esetünkben M^ex-et. A mikroprocesszor dekódolja az utasítást és megállapítja, Ciklus 1 2 3 4

Címbusz az utasítás M címe ( M + l)-es cím {M+ 2)-es cím operandus címe

Adatbusz utasításkód operanduscím felső byte-ja operanduscím alsó byte-ja operandus

20.7. ábra. A cím- és adatbusz működése az LDA A (ext) utasítás végrehajtásakor

hogy a programtárból szükséges a következő két byte tartalma, hogy az operandus címét megkapja. Ezért az M+ 1 címet adja az adatbuszra, és beírja a hozzá tartozó byte-ot egy közbülső tárába. A következő ciklusban az M + 2 címet adja ki és beírja a hozzá tartozó byte-ot a második közbülső tárba. A negyedik ciklusban a mikro­ processzor a két tárolt byte-ot (tehát az operandus 16 bites címét) egymás mellé helyezi a megfelelő címvezetékre, és beolvassa az A akkumulátorba az adatbuszon megjelenő byte-ot. Az utasítás végrehajtására tehát négy gépi ciklus szükséges. Ezeket a 20.7. ábrán foglaltuk össze. Belátható, hogy az L D A A (dir) utasítás végrehajtásához három ciklus, az LDA A (imm) utasításhoz két ciklus szükséges. A ciklusok számával a műveleti idő egyenesen arányos. M C 6800-nál a ciklus­ idő megegyezik az órajel periódusidejével. 1 MHz-es órajelnél 1 |is ciklusidő adódik, azaz az LDA A (ext) utasítás végrehajtása 4 |is ideig tart.

20.3. Utasításkészlet Ebben a szakaszban áttekintést adunk az M C 6800 mikroprocesszor utasítá­ sairól. 72 különféle műveletet hajthat végre, amelyekhez sokszor különböző ope­ randusokat is használhat. A négyféle címzési mód figyelembevételével összesen 197 utasításból áhó teljes készlet adódik.

20.3.1. Adatmozgató utasítások A 20.8. ábrán összefoglaltuk azokat a műveleteket, amelyekkel a különféle regiszterek közötti adatcserék hajthatók végre. A rövidítések jelentése: A: A akkumulátor tartalma; B: B akkumulátor tartalma; [M]: M című tár tartalma; X: indexregiszter tartalma; indexregiszter-tartalom felső byte-ja; Xj^: indexregiszter-tartalom alsó byte-ja; C: túlcsordulásbit a flagregiszterben.

20.3.2. Aritmetikai és logikai műveletek A 20.9. ábrán összefoglaltuk az aritmetikai és logikai műveletek utasításait. A logikai műveleteket az adatszavak minden egyes bitjére külön elvégzik az áram­ körök, majd kiírják az eredmény megfelelő helyére. Az ÉS-függvényre példa a következő:

Címzési módok Müvelet

Mnemonik

Rövid leírás ext.

Akkumulátorba írás

dir.

ins.

imm.

LDA A LDA B

B6

96

A6

86

F6

D6

E6

C6

Akkumulátortartalom tárolása

STA A STA B

B7 F7

97 D7

A7 E7

Egyik akkumulátor tartalmának másolása

TAB TBA

Törlés

CLR CLR A CLR B

7F

Indexregiszterbe írás

LDX

FE

DE

EE

Indexregiszter tartalmának tárolása

STX

FF

DF

EF

inher. [M] -> A [M] B A

M

B

M

16

A

-^B

17

B

A

00

M

4F

00

A

5F

00 -> B

6F

CE

m

[M+

XL

XH, 1] -> XL

M + 1

20.8. ábra. Az MC 6800 mikroprocesszor adatmozgató utasításai

A B A'B

1001 1101 0110 1011 0000 1001

Az aritmetikai műveletekre vonatkozó utasításkészlet a legtöbb mikropro­ cesszornál nagyon korlátozott. A kettes komplemens képzése mellett csak össze­ adásra és kivonásra korlátozódik. Az összeadást a D A A (Decimai ^djust) utasítás segítségével BCD számokra is elvégezhetjük. Ilyenkor az összeadás után azokat a korrekciókat is elvégzi a mikroprocesszor, amivel a 19.5.4. pontban már megismer­ kedtünk. Az összetettebb aritmetikai műveleteket a program készítése során az alapműveletekből kell összeállítani. A legújabb mikroprocesszorok között vannak már olyanok, amelyeknek szorzó- és osztóutasítása is van. Az utasításkészlet használatának bemutatására példaként készítsünk progra­ mot két 16 bites szám összeadására. Az első összeadandó legyen a 0001 és 0002 regiszterben tárolva; a felső byte a 0001 regiszterben, az alsó byte a 0002 regiszter­ ben. A második összeadandó a 0003 és 0004 regiszterben legyen elhelyezve. Az eredmény kerüljön a 0005 és 0006 regiszterekbe. Az első lépés a két bináris alsó byte összeadása, tehát a 0002 és 0004 regiszter tartalmának összegezése. Mivel korábbi átvitelt nem kell beszámítani, az A D D A utasítást használjuk. Az eredményt a 0006 regiszter tárolja. Második lépésként a két felső byte összegezése következik az A D C A utasítással. Ennél már figyelem­ be kell venni az előző összeadás átvitelét. Ehhez az ALU-ból a flagregiszter megfelelő bitjének tartalmát is felhasználja. Az eredményt a 0005 regiszter tárolja. A 20.10. ábra tünteti fel a részletes programot.

KM OO

Címzési módok Művelet

Rövid leírás

Mnemonik ext.

dir.

inx.

imm.

ADD A ADD B ABA

BB FB

9B DB

AB EB

8B CB

Összeadás átvitellel

ADC A ADC B

B9 F9

BCD korrekció

DAA

Kivonás

SUB A SUB B SBA

összeadás

inher.

IB

BO FO

Kivonás átvitellel

SBC A SBC B

B2 F2

Kettes komplemens képzés

NEG NEG A NEG B

70

99 D9

90 DO 92 D2

A9 E9

AO EO A2 E2

INC INC A INC B INX

7C

Csökkentés 1-gyel (dekrementálás)

DEC DEC A DEC B DEX

7A

A plusz [M] plusz C B plusz [M] plusz C

89 C9 19

A korrigált

10

A mínusz [M] B mínusz [M] A mínusz B

80 CO 82 C2

A B A

M

40 50

^<2>

4C 5C 08

A plusz 1 A B plusz 1 - B X plusz 1 X

4A 5A 09

[M] mínusz A mínusz 1 B mínusz 1 X mínusz 1

A

[M] plusz 1

6C

6A

20,9. ábra. Az MC 6800 mikroprocesszor aritmetikai és logikai utasításkészlete

A B

A

A mínusz [M] mínusz C B mínusz [M\ mínusz C

60

'

Növelés 1-gyel (inkrementálás)

A plusz [M] A B plusz [Af] B A plusz B A

M

1 M -> A -> B -> X

A B

Müvelet

Egyes komplemens képzés

ÉS

VAGY Kizáró VAGY Forgatás (rotáció) balra

Eltolás balra

Forgatás (rotáció) jobbra

Aritmetikai eltolás jobbra

Logikai eltolás jobbra

^ oo

Üres utasítás

Címzési módok

RÖV

Mnemonik ext.

dir.

inx.

imm.

63 ^<^>

M A

5

B

COM COM A COM B

73

AND A AND B

B4 F4

94 D4

A4 E4

84 C4

A-IM]-^

A

ORA A ORA B

BA

FA

9A DA

AA EA

8A CA

A + [M] B + [M]

B

EOR A EORB

B8 FS

98 D8

A8 E8

88 C8

A®[M] B@[M]

A B

ROL ROL A ROL B

79

ASL ASL A ASL B

78

ROR ROR A ROR B

76

ASR ASR A ASR B

77

LSR LSR A LSR B

74

43 53

69

68 48 58

^B íi m] A B

\ J

M I I

I I

c

b,

c

b7

-

MII

I

• -IMI

M

-

H

bo

TTTin-o bo

[M]

]

46 56

^

\ J

47 57

A B

[M]

]

44 54

A B

\

01

A programszámláló tartalmának növelése 1-gyel

66

67

64

20.9. ábra folytatása

A

[M] ] 49 59

NOP

lí^írác

inher.

B

m

1 \

c J,

,

M 1 1M M

i

J

M

1 1M M

K

bo

1 1 bo

0 -1

I

-

11b„

• C

• C

Cím 1000 1002 1004 1005 1007 1009 lOOB lOOC 'OOE

Hexa kód 96 02 9B 04 01 97 06 96 01 99 03 01 97 05 39

Mnemonik

Címke A D 16

Operandus

LDA A ADD A NOP STA A LDA A ADC A NOP STA A RTS

Megjegyzés (comment)

$02

$ 04

a két alsó byte összeadása

$06 $ 01 $ 03

a két felső byte összeadása

$05

20.10. ábra. Két 16 bites szám összeadásának programja

Ugyanezzel a programmal két, négy helyértékű BCD számot is összead­ hatunk. Ehhez csak a két N O P pszeudoutasítást kell kicserélnünk D A A utasításra, amely elvégzi a BCD korrekciót.

20.3.3. Ugró utasítások A

flagregiszter

Nagy előnye a mikroprocesszoroknak, hogy sokféle logikai elágazás végrehaj­ tására alkalmasak. Ehhez különböző flagek kérdezhetpk le a flagregiszterből (con­ dition code regiszter). A flagregiszter 8 bites, két felső bitje (a 6. és a 7. bit) állandóan 1. Az egyes flagek a következő rendszer szerint helyezkednek el: 1

1

7. bit

H I N

Z

V c 0.

bit

Az egyes betűk jelentése: C átvitelflag (carry); V túlcsordulásflag kettes komplemens ábrázolásnál (overflow); nullaflag (zero); mínusz flag kettes komplemens ábrázolásnál; N interrupt flag; /: közbülső átvitel a 3. bittől (half carry).

z

Az egyes flagértékek minden tárolási és aritmetikai műveletnél beírásra, ill. törlésre kerülnek. Ha például az akkumulátorba betöltött szám 7. bitje 1 volt, akkor a iVflag l-re áll be, mert a szám kettes komplemens ábrázolásban negatív. Ha összeadásnál vagy kivonásnál, a 19.5.6. pontban leírt 2-es komplemens ábrázo­ lás túlcsordulási feltételei létrejönnek, akkor a V túlcsordulásflag helyre 1 kerül. A 0-flag akkor lesz 1, ha a 0 . . .7. bit mindegyike 0. Sok olyan művelet van, amelynél az eredmény csak flagállapotok formájában jön létre. Ha pl. szeretnénk megtudni, hogy az A regiszter vagy a B regiszter által

tárolt szám nagyobb-e, akkor az SBA utasítással azA-Bkülönbség képződik, és az N előjelflag alapján az eredményt kiértékelhetjük. Ha az N értéke 1 lesz, akkor A < B volt. A különbség értékét most az A regiszter tárolja. H a a különbségre nincs szükségünk, akkor az SBA utasítás helyett a CBA meghatározásra kerül az A-B különbség, és az eredmény előjelét a flagregiszter jelzi. A különbség értéke azonban most nem tárolódik, tehát az eredeti operandusok az A és B regiszterek­ ben változatlanul megmaradnak. Címzési módok Művelet

Rövid leírás

Mnemonik ext.

dir.

inx.

imm.

CMPB CBA CPX

Bl Fl

91 Dl

Al El

Cl

BC

9C

AC

8C

Bitvizsgálat

BIT A BIT B

B5 F5

95 D5

A5 ES

85 C5

Tártartalom-vizsgálat

TST TST A TST B

7D

Összehasonlítás

CMP

A

inher.

81

11

A mínusz [M] B mínusz [M] A mínusz B XH mínusz [ M ] , X l mínusz [ M + 1] A'[M]

B-im

6D

00

[M] -

4D 5D

A

-

00

B

-

00

Átvitelflag beállítása Átvitelflag törlése

SEC CLC

OD OC

1

C

0

c

Túlcsordulásíiag beállítása

SEV

OB

1

V

Túlcsordulásflag törlése

CLV

OA

0

V

Megszakításmaszk beállítása

SEI

OF

1

í

Megszakításmaszk törlése

CLI

OE

0

/

2 0 . 1 1 . ábra. Az M C 6800 mikroprocesszor azon utasításai, amelyek csak a flagregiszterre hatnak

További olyan utasításokat foglaltunk össze a 20.11. ábrán, amelyek csak a flag egyes bitjeit módosítják. Feltétel nélküli ugrások A feltétel nélküli ugrás a flagregiszter lekérdezése nélkül jön létre. Megkülön­ böztethetünk abszolút és relatív címzést. Abszolút címzésnél (jump) azt a címet adjuk meg, amelyre az utasításszámlálót be kell állítani. Ezen belül két módszert ismerünk, a direkt címzést és az indexelt címzést. Az utasítás címének megadása vagy hexadecimáhs számmal, vagy címkével lehetséges. így a következő program­ példákat adjuk meg a 20.12. ábra táblázatának megfelelően:

a) Direkt teljes címzés Cím

Hexa kód

1107

7E 11 8F

^ . Operandus

JMP

S118F

Következő végrehajtandó utasítás

118F

b) Indexelt

Mnemonikus

címzés

Cím

Hexa kód

Mnemonikus j^^^

^ . Operandus

1107

6E l A

JMP

$ 1A,X

Következő végrehajtandó utasítás

X+IA

Relatív címzésű ugrásoknál (elágazás, branch) nem a következő utasítás abszolút címét adjuk meg, hanem azt az ofszetet, amellyel az utasításszámláló állását módosítani kell. Ennek az az előnye, hogy a programot nem kell megváltoz­ tatni, ha másik kezdő címet használunk. Az ofszetet 9 bites számmal adjuk meg kettes komplemens formában. Az ugrások lehetséges értéke a — 128...+ 127 prog­ ramlépésre korlátozódik. Ezzel pl. a következő programrészlet adódik: Cím

Hexa kód

Mnemonikus kód

^ , Operandus

1107

20 OE

BRA

$ OE

1109 + OE

, _ , . ^, Következő végrehajtandó utasítás

Az ofszetet az elágazási utasítást követő utasítástól számolja. A 00 ofszet eszerint ugrás nélküli, normál programfutásnak felel meg.

Címzési módok Müvelet

Mnemonik rel.

ext.

inx.

7E

6E

BD

AD

inher.

Ugrási feltétel rövid leírása

Feltétel nélküli ugrások Ugrás mindig Elágazás mindig

JMP BRA

Szubrutinnal kapcsolatos

20

ugrások

Elágazás a szubrutinra Szubrutinra ugrás Visszatérés a szubrutinból

BSR JSR RTS

8D

BNE BEQ BCC BLS BHI BCS BVC BVS BGE BLE BOT BLT BPL BMI

26 27 24 23 22 25 28 29 2C 2F 2E 2D 2A 2B

39

Feltételes ugrások Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás, Elágazás,

ha ha ha ha ha ha ha ha ha ha ha ha ha ha

Megszakítással

^ 0 = 0 ^ 0 ^ ^ 0 ^^ Feltétel > 0 í abszolútértékes < 0 J aritmetikáknál F= 0 ^ K= 1 ^ 0 ^ Feltétel kettes komplemens ^ 0 aritmetikáknál > 0 < 0 . Z?7 = 0 67 = 1 kapcsolatos

Z=0 Z=l

C=0 C+Z=l C4-Z=0 C=l K=0

v=\ Nev = 0 Z+{N®V) = 1 Z+{N®V) = 0 iV®F = 1 ÍV=0

ugrások

Szoftver-megszakítás Visszatérés a megszakításeljárásról Várakozás megszakításra

SWI RTI WAI

3F 3B 3E

20.12. ábra. Az MC 6800 mikroprocesszor ugró utasításai

Feltételes ugrások Feltételes ugrás csak akkor jön létre, ha a flagregiszter megfelelő bitje l-es. Ez kizárólag relatív címzéssel kapcsolatban használható. Ha a lekérdezési feltétel nem teljesül, akkor a program ugrás nélkül tovább fut az elágazási utasítást követő utasítással. A 20.12. ábrán összefoglaltuk a legfontosabb elágazási utasításokat. A 2-es komplemens aritmetikára vonatkozó utasításoknál jól értelmezi az előjelet, mert a túlcsordulásflaget is figyeh. Mindig a jobb oszlopban álló logikai feltételek alapján dönt. Azt is megadtuk, hogy az egyes számábrázolásoknál hogyan lehet az ugrás logikai feltételét a flagek segítségével meghatározni. A feltételes ugró utasítás alkalmazására bemutatunk egy példát. A 0, 1, 2, 3, ... számsort egy tár 0200-tól M- l-ig terjedő címtartományába be kell töltenünk. Az M cím felső byte-ját tárolja a 0000 regiszter, az alsó byte-ot a 0001 regiszter. A 20.13. ábrán megadott programnál először betöltjük az indexregiszterbe a

Cím 1000 1003 1004 1006 1007 1008 100 A lOOC

Hexa kód CE 02 00 4F A 7 00 4C 08 9 C 00 26 F8 39

Címke

LOOP

Mnemonik

Operandus

LDX CLR A STA A . INC A INX CPX BNE RTS

# $ 0200

Megjegyzés (comment)

0, X

a ciklus kezdete

$00 LOOP

visszatérés a LOOP-ra, ha

X
20.13. ábra. Program a tárnak a 0200 címtől kezdődő feltöltésére a 0, 1, 2 számsorral

16 bites 0 2 0 0 h e x számot és az A akkumulátort töröljük. A ciklus kezdetekor az A akkumulátor tartalmát indexeken tároljuk. Ezután az A akkumulátor és az indexregiszter tartalmát inkrementáljuk, azaz 1-gyel növeljük. Ha ekkor a cím M-nél kisebb, akkor az utasításszámláló a cikluskezdet címére visszaugrik. így a következő szám a következő regiszterbe lesz betöltve stb. Ha X= M, akkor nincs visszaugrás, és a program megáll a W A I utasításnál. Szubrutinok A szubrutinra ugrás (BSR, JSR) olyan különleges feltétlen ugrás, melynél a főprogram következő utasításának címe, mint visszatérési cím egy különleges regiszterben marad meg. Ezáltal lehetőség van a főprogram különböző helyeiről való elérésekre. Az RTS utasítással (iíemrn from Subroutine) az utasítás­ számláló a tárolt visszatérési címre ugrik vissza. Lehetőség van szubrutinból további szubrutinra való ugrásra is. Ha az előző visszatérés még nem történt meg, akkor a második címet is tárolni kell a visszaté­ réshez stb. Az első visszatérés a legutolsó tárolt címre történik, a második az utolsó előttire stb, A futás szervezését egy 16 bites regiszter, a veremmutató (stack pointer) végzi a CPU-ban. A visszatérési címek tárolásához egy RAM-tartományt definiálunk. Ezt a mezőt veremnek (stack) nevezzük, másra nem használható. Méretét a tervezett egymásba skatulyázások száma szerint szabadon meghatározhatjuk. A mikroprcesszor bekapcsolása után betöltjük a tartomány legnagyobb címét a 20.14. ábrán bemutatott LDS utasítással a CPU vermébe. Ha a BSR vagy JSR utasítással a végrehajtunk egy ugrást a szubrutinra, akkor a visszatérés címe (alsó byte) automatikusan abba a regiszterbe kerül, amelynek címét a veremmutató mutatja. A veremmutatóban tárolt érték automatikusan eggyel csökken, és így a visszatérési cím felső byte-ja 1-gyel kisebb című regiszterbe kerül. Ezután a veremmutató tartalma ismét 1-gyel csökken, tehát a legközelebbi kisebb szabad R A M címét mutatja. Ha újabb ugrás történik a szubrutin alatt egy további szubrutinra, akkor a hozzá tartozó visszatérés címe ennek megfelelően a következő két szabad tárcímen

Címzési módok Müvelet

Mnemonik

Címzési módok ext.

Akkumulátortartalom verembe vitele

Visszaírás az akkumulátorba

dir.

inx.

imm.

inher.

PSH A

36

PSH B

37

PUL A

32

PUL B

33

Beírás a veremmutatóba

LDS

BE

9E

AE

Olvasás a veremmutatóból

STS

BF

9F

AF

1 Mgp, SP mínusz 1 B Msp. SP mínusz 1

SP SP

SP plusz 1 SP, [Msp] A SP plusz 1 SP, [Msp] - B [Aí] - SPH. [M+1] SPL

8E

.SPL

M + 1

Veremmutató inkrementálása

INS

31

SP plusz 1

Veremmutató dekrementálása

DES

34

SP mínusz 1

Veremmutató indexregiszter

TSX

30

SP plusz 1 -> X

Indexregiszter veremmutató

TXS

35

X mínusz 1

SP SP

SP

20.14. ábra. Az MC 6800 mikroprocesszor közbülső tárolási műveletei

tárolódik stb. A felhasznált verem tehát annál tovább nő lefelé, minél több egymás­ ba ágyazott szubrutin szint van a programban. Az RTS utasításnál az utoljára tárolt visszatérési cím íródik át az utasítás­ számlálóba, és a veremmutató tartalma ezután kettővel nő. A visszatérés címei az előfordulás sorrendjéhez képest fordított sorrendben következnek (Last In First Out, hfo). A 20.15. ábra szemlélteti azt a programfutási esetet, amikor a program egy szubrutint kétszer hív meg. A 20.16. ábra arra az esetre vonatkozik, amikor egy szubrutinon belül egy másik szubrutinhoz fordulunk. A veremmutatót használhatjuk valamelyik akkumulátor tartalmának egysze­ rű közbülső tárolására is. Erre szolgálnak a PSH A, ih. PSH B utasítások. Ennél a tartalmat az a regiszter tárolja, amit a veremmutató kijelöl. Az állapotjelző tartalma ezután csak 1-gyel csökken, mert az adatszóhossz a címhosszal ellentét­ ben csak 8 bites. Az adatok P U L A, ih. P U L B utasítással ismét visszahozhatok. Világos, hogy azok az adatok, amelyeket ilyen módon közbülső tárolásnak vetettünk alá, csak ugyanarra a szubrutinsíkra kerülhetnek ismét vissza, mert különben a visszatérések címei és az adatok felcserélődnének.

Főprogram

Szubrutin

1100

101B 101E

1109

10 13 Veremtartalom

10 1E

Az 1. ugrás A 2. ugrás után

után

20.15. ábra. Szubrutin kétszeri meghívása Főprogram

1. szubrutin

2. szubrutin

1110

111F

^— Verem tartalom

10 1 3 . G I —

Az 1. ugrás után

101 3 110 5 A 2. ugrás után

20.16. ábra. Szubrutin szubrutinja

Megszakítás (interrupt) A megszakításeljarás a szubrutin speciális formája. A szokásos szubrutintól annyiban tér el, hogy a programból való kilépést nem ugró utasítás váltja ki, ami a program meghatározott helyén van, hanem külső vezérlőjel. Ezt a jelet a CPU IRQ megszakítás (interrupt) bemenetére kell adni (/nterrupt iíe^uest, IRQ). A megszakításeljárás kezdő címét a programon kívül egy külön helyen tárol­ juk. Erre a célra M C 6800-nál a F F F 8 cím (felső byte) és az F F F 9 cím (alsó byte) szolgál. Mivel a kilépés a program tetszőleges helyén létrejöhet, ezért gondoskodni kell arról, hogy a visszatérés után a program zavartalanul folytatódjék. Ehhez az eredeti adatoknak ismét a CPU munkaregiszterben kell lenniük. E célból megsza­ kításkor az A és B akkumulátor, az indexregiszter és a flagregiszter tartalmát

Cím

Veremmuíaíó

Verem

(alsó byte) (felső byte)

07FF 07FE

a visszatérés címe a visszatérés címe

07FD 07FC

A akkumulátor B akkumulátor

07FB 07FA

a visszatérés címe a visszatérés címe

(alsó byte) (felső byte)

07F9 07F8 07F7 07F6 07F5 07F4 07F3 07F2

a visszatérés címe a visszatérés címe indexregiszter indexregiszter A akkumulátor B akkumulátor flagregiszter

(alsó byte) (felső byte) (alsó byte) (felső byte)

1. szubrutin PSH A PSH B 2. szubrutin

>

Megszakítás

20.17. ábra. Példa a veremtár tartalmára

automatikusan a veremben közbülső jelleggel tároljuk. RTI utasításkor (i?emrn from /nterrupt) ezek ismét visszakerülnek a CPU-ba. Példaképpen a 20.17. ábrán felírtuk a veremtár tartalmát egy megszakítás után. A példánál feltételeztük, hogy a program a megszakítás előtt éppen a máso­ dik szubrutinsíkon volt, és az első, még le nem zárt szubrutinfutás alatt az A és B akkumulátor tartalmát az állapotregiszterben tároltuk. A megszakításprogram befejeztével visszatérés következik a második szubru­ tinba és onnan az első szubrutinba. Ezen a síkon kell mindkét PSH utasítással tárolt adatot a megfelelő P U L utasítással visszahozni. Ekkor szabad csak visszatér­ ni a főprogramba. Ebben az állapotban a veremmutató ismét a legnagyobb címét mutatja (a példában 07FF). Megszakításmaszkolás A I flagregiszter megszakításflagjének segítségével letilthatjuk az IRQ megsza­ kításbemenetet. A megszakításeljárasra csak akkor hajtható végre az ugrás, ha az IRQ jel a CPU-ban megvan, és az I flaget töröltük. Ezért ez a flag „megszakítás­ maszk" néven is szerepel. A 20.11. ábrán megadott SEI és CLI utasítással írjuk be, ill. töröljük. A megszakításkezelésnél automatikusan beíródik, hogy ugyanaz az eljárás újból ne legyen hívható, amíg be nem fejeződött. Összefoglalva, megszakí­ tásnál a 20.18. ábrán megadott programfutást kapjuk. A N M I nem maszkolható megszakításvezérlő kivezetéssel (Non Maskable /nterrupt) lehetőség van egy második megszakításeljárásra, amelynek kezdő címét az F F F C (felső byte) és F F F D (alsó byte) tárolja. Ennél a megszakításfajtánál a

Nem

Munkaregiszter tartalma Visszatérés címe

Következő utasítás

' CPU ^veremmutató

/ = 1 beállítása

Utasításszámláló [FFF8] [FFF9]-re állítása

RTL?

Nem

Következő utasítás

Igen 7=0 beállítása

A verem munkaregiszterének tartalma-^CPU Utasításszámláló visszatérési címre állítása

20.18. ábra. Folyamatábra az IRQ megszakítás és RTI visszatérési utasítások feldolgozására

megszakításmaszkflag nincs lekérdezve, ezért a két megszakításeljárás egymásba is ágyazódhat. Egy harmadik megszakításeljárás kiváltása az SWI utasítással (.Software /nterrupt) lehetséges. Kezdő címe szintén nincs a programban, hanem az F F F 8 és F F F 9 regiszterekben van tárolva. Előnye a szokásos ugró utasítással szemben, hogy a munkaregiszterek tartalmát külön utasítás nélkül is tárolja a verem. A viszszatérés az RTI utasítással történik.

Üjraindítás (restart) Lehetőség van a programfutásba vezérlőjehel beavatkozni úgy is, hogy a CPU reset csatlakozóját használjuk. Ezt a bemenetet a futás indítására használhatjuk. Ha a CPU fehsmeri a „reset" vezérlőjelet, akkor az utasításszámlálóba az újraindí­ tás címe kerül. Ezt az F F F E és az F F F F regiszternek keh stabilan tárolnia (pl. egy ROM-mal, kapcsolókkal vagy huzalozottan bekötve). Cím

Tártartalom

Ugrási feltétel

Aktivizálás

FFFF FFFE

startcím startcím

alsó byte-ja felső byte-ja

1

resta'rt

Reset-hQmmQt

FFFD FFFC

startcím startcím

alsó byte-ja felső byte-ja

1 (

nem maszkolható megszakítás

iVM/-bemenet

FFFB FFFA

startcím startcím

alsó byte-ja felső byte-ja

1 j

szoftvermegszakítás

SWI utasítás

FFF9 FFF8

startcím startcím

alsó byte-ja felső byte-ja

1 j

megszakításkérés

/i?g-bemenet

20.19. ábra. Megszakításeljárasok startcímei számára tárcímek kiosztása

A tápfeszültség bekapcsolása után a véletlen címre mutat. Ezért a program elején az LDS utasítás segítségével rögzített címet kell beírni a veremmutatóba, ha a továbbiakban egyszer is használni szeretnénk olyan utasítást, amely felhasználja a vermet.

20.4. Fejlesztő módszerek A mikroszámítógépeket rendszerint nem szabadon programozható számító­ gépként használják, hanem rögzített programú vezérlési és számítási feladatok elvégzésére. Programját ilyenkor a P R O M tárolja. Az előző szakaszokban már láttuk, hogy program táblázat segítségével hogyan állíthatunk össze egy programot közvetlenül hexa kódban. A kész programot égető berendezés segítségével PROM-ba írhatnánk, és ezt a 20.1. ábra szerinti mikroszá­ mítógép elrendezésbe helyezhetnénk. Azonban többször előfordul, hogy a prog­ ram nem működik, mert még valahol hibás. Mivel ennél az elrendezésnél nincs mód kísérletképpen egyes utasítások megváltoztatására, ezért a hibakeresés na­ gyon nehéz és időrabló. Ebben a szakaszban a programfejlesztés és programtesztelés néhány olyan eljárását tárgyaljuk, amelyeket a P R O M égetése előtt célszerű alkalmazni.

20.4.1. Programozás hexa kódban A programot a fejlesztési fázisban P R O M helyett RAM-ban tárolhatjuk, ha még módosítani akarjuk, és így teszteljük. A legegyszerűbb esetben erre a célra a 20.1. ábrán látható szokásos felépítésű mikroszámítógépet használhatunk, amely­ nek PROM-jába monitorprogramot írunk be. Ilyeneket sok gyár kínálatában találhatunk az egy nyákon kialakított mikroszámítógépekkel kapcsolatosan. A monitorprogram lényeges részei a perifériakezelő eljárások (beírás és kivitel). Beíróeljárások: Egy hexadecimális klaviatúramező lekérdezése és az ennek megfelelő bitkom­ bináció beírása az akkumulátorba. Kiviteli

eljárások:

Az akkumulátor tartalmának kiírása hexadecimális kijelzőre. Ebből a két szubrutinból épül fel a tényleges kezelői program, ami speciális billentyűkkel hívható. Tárolvasás és -írás: Az M regisztercímet négy helyértékű hexa szám alakjában beadjuk, és a kijelzőn a tárolt információt két helyértékű hexa szám alakjában kapjuk meg, az alábbi példa formátumában. A kijelzett információ új szám beírásával megváltoz­ tatható. F C 0 0 A szóban forgó tárcímre az utolsó kijelzett információ kerül beírásra. Ezzel együtt automatikusan lekérdezi a következő magasabb című regisztert. A kezelői program ezen két utasításával a felhasználói program a kívánt RAM-tartományban tárolható. Előfeltétele persze, hogy a programot korábban programtáblázat segítségével kézi módszerrel átírtuk hexa, azaz gépi kódba („Dó­ it- yourself-Assembler"). Ez az eljárás ezért csupán az első próbálkozások céljaira használható. A program beírása után a kezelői program kezdő címe helyébe a felhasználói program kezdő címét juttatjuk, és reset jellel indítunk. A kezdő cím gyakran fixen a monitorprogram elején áll. A felhasználói program indításához ilyenkor különle­ ges startrutin (GO) szükséges, amellyel a startcím a klaviatúra billentyűzetéről olvasható ki, és innen tölthető be az utasításszámlálóba. A legtöbb monitorprogram D U M P , ill. LOAD utasítást is tartalmaz, ame­ lyekkel a program magnetofonszalagra kivihető és onnan újra beolvasható. A kis programok tárolásának másik kényelmes módja a burn (égetési) parancs segítségé­ vel EPROM-ba való beírás. Nagyon sok kis mikroszámítógép van kereskedelmi forgalomban, amelyeknek ilyen lehetőségei vannak.

20.4.2. Programozás assemblerben Hosszabb programok készítése hexa kódban szóba sem jöhet. Ilyenkor célsze­ rűbb a programot szimbohkus kódban editor segítségével megírni, ez szövegmódo­ sítást tesz lehetővé. Ilyenkor a programlépések nem tartalmazzák a címeket. Az elágazási címeket csupán címkékkel tesszük egyértelművé. A megjegyzéseket a programlépésekkel együtt adjuk meg. Az így keletkezett szöveget forrásprogramnak nevezzük (source hsting). A forrásprogram természetesen sokkal hosszabb, mint a hozzá tartozó gépi prog­ ram. Az arány 20 : 1 körüh. Tárolására háttértár: mágnesszalag vagy mágnesle­ mez szükséges. A forrásprogramot assemblerprogram segítségével fordítjuk le hexa kódba. Célszerű több részre osztani a nagyméretű programot, és ezeket külön-külön lefordítani. így a hibakeresés leegyszerűsödik, mert az egyes részek külön tesztelhe­ tők. Minden részprogram (modul) a 0000 címnél kezdődik. A következő lépésben megadjuk, miként követik egymást a részprogramok, és hogy hogyan áll össze a teljes program. Ha a programkönyvtárban szereplő eljárások nevei szerepelnek, akkor ezek automatikusan kimásolódnak a könyvtár­ ból, és a programhoz való hozzáfűzésük is megtörténik. Ezt a feladatot a „linkerprogram" végzi el. Eredményül egy 0000-val kezdődő sorszámozott összefüggő programot kapunk. Harmadik és utolsó lépésként megadjuk a programnak azt a kezdő címét, ami a tényleges felhasználás számítógépén érvényes lesz. A „loaderprogram" minden programlépést ennek megfelelően sorszámoz, és a hexa kódot egy adatmezőben tárolja. Ott szimulációs célokra vagy EPROM-égető számára hozzáférhető. Bevitel szövegszerkesztővel Forrásprogram Assembler

X

Relatív tárgyprogrammodulok

X összefűző

Programkönyvtár

Relatív tárgyprogram

X Loader

X

Abszolút tárgyprogram N=gépi kódú program 20.20. ábra. Egy fejlesztőrendszerrel készített program folyamatábrája

^—^

Billentyűzet éskijelző

Mágneslemezes tároló

Számítógép Sornyomtató

EPROM égető 20.21. ábra. Egy fejlesztőrendszer hardver felépítése

A 20.20 ábrán a leírt eljárás folyamatábráját látjuk. Azt a berendezést, amelylyel a leírt lépések sora elvégezhető, fejlesztőrendszernek hívjuk. A hardver össze­ állítást a 20.21. ábrán látjuk. Mivel az egész fordítási munka a szövegfeldolgozás tisztán formális folyamata, ezért a fejlesztőrendszer CPU-jának nem kell azonos­ nak lenni a végső felhasználás számítógépének CPU-jával. Ezért különféle fejlesz­ tőrendszerek vanak, amelyek a szoftver egyszerű cseréjével a programok assemblálását különböző mikroprocesszortípusokra is lehetővé teszik. A programkészítés másik módja az, hogy az assemblert, a linkért és a loadert egy számítógépen futtatjuk. Ilyenkor ezeket a programokat természetesen a számí­ tógép által érthető nyelven kell megírni (általában F O R T R A N nyelven). Ezeket általában cross-szoftvernek nevezzük.

20,43. Emuláció Az assembler fordításkor megvizsgálja a programot, hogy van-e benne szin­ taktikai hiba. Ilyenkor a logikai (szemantikai) hibák nem ismerhetők fel. Ezért a programokat a fejlesztés fázisa után ki kell próbálni. A próbát a fejlesztőrendszer­ ben általában nem lehet elvégezni, mert a célszámítógép perifériáit is ellenőrizni kell. Ezért a programot magában a célszámítógépben ellenőrizzük, amikor össze­ kötjük a fejlesztőrendszert „köldökzsinór-szerűén" a számítógép központi vezérlő­ egységével, és lépésről lépésre hívjuk át a fejlesztőrendszerből a programot. Ez az eljárás a valós idejű működés leutánzására az emuláció; a felhasznált interfészt a hozzá tartozó szoftvercsomaggal együtt emulátornak nevezzük. Az emulátor lehetővé teszi, hogy minden lépés után megállapítsuk a program­ futást, és a regiszterek tartalmát kinyomtassuk. A program meghatározott címkéit „breakpoint"-ként definiálhatjuk. A program futása leáll, ha ilyen címkére fut rá. A 6800-as család 8 bites processzorainak gazdaságos fejlesztőrendszere a Motorola Exorset 100. ..165 típusa. Ez tartalmaz egy 6809 típusú CPU-t, 64 kbyte RAM-ot, kettős mágneslemez-meghajtót (floppy disk drive) és egy monitort. Sokkal bonyolultabbak az univerzális fejlesztőrendszerek, mint pl. a Hew­ lett - Packard 6400A típusa; ezek különböző mikroprocesszorokhoz használha­ tók. Más típusú mikroprocesszorra való átálláshoz új assembler és emulátor szükséges. Minden fejlesztőrendszer alkalmas magasabb szintű programnyelven való programozásra is, pl. PLM, Pascal, BASIC, F O R T R A N nyelven. Ehhez csupán az assemblert kell megfelelő compilerrel helyettesíteni.

20.4.4. Egyszerű fejlesztőrendszerek háttértár nélkül Az eddig leírt fejlesztőrendszerek azért drágák, mert a felhasználói programot szimbolikus formában kell tárolniuk és feldolgozniuk. Ezért szükség van nagyka­ pacitású háttértárakra a működtetésükhöz szükséges kiegészítésekkel együtt. Ezt a tárat elhagyhatjuk, ha olyan assemblert használunk, ami minden utasí­ tást rögtön a beírás után lefordít, és csak a gépi kódú programot tárolja. Természe­ tesen megszűnik a megjegyzések (kommentek) tárolásának lehetősége is. Szükséges egy olyan program is, amelyik a hexa kódot szimbohkus kódba fordítja vissza, hogy később ne hexa kódban kelljen dolgozni az esetleges változta­ tásoknál. Az ilyen programot nevezzük disassemblernek. A közhiedelemben elter­ jedt nézet ellenére, ilyenkor is használhatunk címkéket, ehhez a „sorról-sorra" assembleren kívül egy címketáblázatot is kell készíteni, amit a programmal együtt tárolunk, és a visszafordításkor a disassembler rendelkezésre áll. Az assembler - disassembler fordítás a monitorral együtt csak mintegy 8 kbyte tárkapacitást foglal el. Ezért közvetlenül a célszámítógépben is elhelyezhető. Azt az előnyt is kihasználhatjuk, hogy a programot közvetlenül a beírás után emulátor nélkül kipróbálhatjuk. A programváltoztatás a 20.20. ábra szerinti időt rabló fordítási folyamat elvégezése nélkül lehetséges. Az ilyen fejlesztőrendszerek különösen rövid programok (kb. 10 kbyte terjede­ lemig) készítésére alkalmasak, mert gyorsan változtathatók és a kommentek hiá­ nya sem nagyon nehezíti a munkát.

20.5. Mikroprocesszor-típusok áttekintése A sok különböző mikroprocesszor közül két nagy családot emelünk ki. Az egyik a Motorola 6800-as típusára épül, a másik az Intel 8080-as áramkörére. A 20.22. ábrán a 6800-as család típusait foglaltuk össze. A 6802 típus a 6800-as továbbfejlesztése. A 6802-es utasításkészlete azonos, ezért a programok változtatás nélkül csereszabatosak. A 6802-es típust a gyártók óragenerátorral és 128 byte RAM-mal egészítették ki. A 6502-es típus hasonló felépítésű és teljesítőképessége is hasonló. A 6500-as család érdekessége, hogy a vezérlőbusz vezérlőjelei megfelelnek a 6800-as családé­ nak. Ezért lehetővé válik a két család perifériaillesztő áramköreinek cseréje és ki­ egészítése. A 6809-esnek két címregisztere van. Utasításkészlete különösen indexelt cím­ zésnél jelentősen kibővül. A relatív ugrástartomány kibővülése révén ± 32768-ra, a relokatív programok tetszőleges méretűek lehetnek. Ekvivalense a 6500-as soro­ zatban a GTE cég 65 SC816 típusa, amelynek utasításkészlete bővebb és alkalmas a 6502 emulálására is. A 68000-es típusok teljesen új generációhoz tartoznak. Minden programsíkon azonos utasításkészletük van, ami a 68010 és 68020 típusoknál csupán néhány ki­ egészítéssel bővül. A 68000-es típusok belül 32 bites mikroprocesszorként épülnek

Típus

Tipikus teljesítményfelvétel, mW

Adatbuszszóhossz, bit

Címtartomány, byte

Adatregiszter, bit

Címregiszter, bit

Címzési módok száma

Utasítások száma

7

56

A 6500-as család, és a gyártók: Rockwell, Commodore, Synertek, GTE 6502

500

65SC816

8

64 k

1x8

8

16 M

1 X 16

1x16 3x8 2 x 16 3x24

12

A 6800-as család, és a gyártók Motorola, Hitachi, Fairchild, AMI, csak 68000 : Mostek, Thomson, 6800 6802 6809 68000 68008 68010 68020

600 600 650 1200 1200 1500 1500

8 8 8 16 8 16 32

64 k 64 k 64 k 16 M 1 M 16 m 4G

2x8 2x8 2x8 8x32 8x32 8x32 8x32

3 x 16 3 x 16 5x16 10x32 10x32 11x32 11x32

5 5 9 14 14 14 18

72 72 59 56 56c 58 92

20.22. ábra. A 6800-as

Típus

Tipikus teljesítményfelvétel, mW

Adatbuszszóhossz, bit

Címtartomány, byte

Adatregiszter, bit

Címregiszter, bit

Címzési módok száma

Utasítások száma

A 8080-as család, és a gyártók: Intel, Siemens, A M D , N E C 8080

780

8

64k

8x8

8085

650

8

64k

8x8

8086 8088 80186 80188 80286 80386

1200 1200 1500 1500 2000

16 8 16 8 16 32

IM IM IM IM 16M 4G

4x16 4 x 16 4 x 16 4 x 16 4 x 16 4x32

6x8 2 x 16 6x8 2 x 16 9x16 9 x 16 9 x 16 9 x 16 9 x 16 9x32

5

78

5

80

10 10 10 10 10

104 104 114 114 129

7 9 8 8 9

102 133 116 125 117

A Z - 8 0 - a s család, és a gyártók: Zilog, Mostek, N E C , SGS, A M D Z80 Z800 Z8001 Z8003 Z80000 Adattípusok:

598

650 1200 1500

8 8 16 16 32

64k 16M 8M 8M 4G

8x8 8x8 8x16 8 x 16 8x32

4 x 16 5x16 lOx 16 lOx 16 11 x 3 2

T = bit; B = byte; W = szó (16 bit); L = dupla szó (32 bit); Q-négyszeres szó (64 bit); D = decimális (BCD); A = ASCII; S = string

20.23. ábra. A 8080-as mikroprocesszor-család áttekintése

Adattípusok

B, D

Relatív ugrástartomány

Szorzás

Óra­ generátor

órajel frekvenciája, MHz

±127

_

X

1...3

-

Különleges tulajdonságok

CP

Rockwell, Signetics B, B, B, B, B, B, B,

D D D, D, D, D, D,

W W, W, W, W,

L, L, L, L,

T T T T, Q

±127 ±127 ±32 k ±32 k ±32 k ±32 k ±2G

-

-

8x8 16x 16 1 6 X 16 16x 16

X

X

—

1...2 Í...2 1...2 6...12 6...12 6...12 12...16

128 byte R A M SY SY SY, VM SY, VM, CP, CA

mikroprocesszor-család áttekintése

Relatív ugrás­ tartomány

Adattípusok

Szorzás

Óra­ generátor

órajel frekven­ ciája, MHz

B, D

—

_

_

2...3

B, D

-

-

X

3...5

B, B, B, B, B, B,

D, D, D, D, D, D,

W W W, W, W, W,

B, B, B, B, B,

D, D, D, D, D,

T W, W\ W; W,

A, A, A, A,

L, L, L, L,

S S S S, Q

±32k ±32k ±32k ±32k ±32k ±2G

S, S, S, S,

±127 ±32k ±4k ±4k ±2G

Különlegességek:

T T T T, Q

16x16 16x 16 16x 16 16x 16 16x 16 32x32

—

X X

_

16x16 32x32 32x32 32x32

X

—

5...10 5...8 8...10 8...10 8... 10 16

2,5...6 12...24 4...10 4r..l0

Különleges tulajdonságok

CP CP CP, CP, CP, CP,

TIM, D M A , IRC TIM, D M A , IRC SY, M M U , VM SY, M M U , VM

TIM, D M A , M M U , SY, CA CP CP, SY, VM CP, M M U , SY, VM, CA

CP = koprocesszor-interfész; TIM = időzítő (timer); D M A = közvetlen tárhozzáférés (Direct Memory Access); IRC = megszakításvezérlő (Interrupt Controller); M M U = tárkezelő egység (Memory Management Unit); SY = rendszer vagy felügye­ leti üzemmód (System Supervisory Mode); VM = virtuális tár (Virtual Memory); CA = cache

fel A 68000 és 68010 külső adatbusz 16 bit széles. A 68008-nál a „bus interface" 8 bites adatbuszhoz illeszt. Ezért számottevő hardver változtatás nélkül 8 bites rendszerben is működhet. A 68000 és 68010, 24 bit hosszú címbuszával 2^^ byte= 16 Mbyte cím címezhető. Ezzel már nagyobb folyamatirányító számítógép teljesítőképességének nagyságrendjét érjük el. Utasításkészletének különleges jel­ lemzője a viszonylag kevés utasítás kombinációja sok címzésmóddal. Tehát na­ gyon egyszerű és mégis hatékony programozásra alkalmas. A 68000-es sorozat minden típusa beállítható „User", System", vagy „Supervisor" üzemmódba. User állapotban néhány utasítás végrehajtása nem lehetséges, ezek az operációs rendszer számára vannak fenntartva. A 68010 és 68020 típusok virtuális táras üzemmódban is működtethetők (Kirtual Memory, VM). Ebben az üzemben a felhasználó úgy fordulhat a háttértár adataihoz (pl. floppy diszkről), mintha azok közvetenül a RAM-ban lennének tárolva. A háttértár kezelését az operációs rendszer teljesen automatikusan végzi. A program futása közben előfordulhat, hogy olyan operandus kell, amelyik nem a RAM-ban, hanem külső háttértárban van. Ebben az esetben az utasítás végrehaj­ tása félbeszakad, az operációs rendszer azt az adatszegmenst, melyben az operan­ dus van, áttölti a háttértárból a RAM-ba, és ezután a megszakított utasítás végrehajtása is befejeződik. A 68020-as típus 32 bit szóhosszú belső adatbusza kívülről is hozzáférhető. Ez kétszeres adatátviteli sebességet tesz lehetővé a 16 bit szóhosszal működő típusokhoz képest olyan esetekben, amikor az utasítások és operandusok szó­ hossza nagyobb 16 bitnél. A 68020 típus ezen kívül „Coprocessor Interface"-szel is rendelkezik, mellyel speciális számítógépekkel párhuzamosan képes működni, ilyen pl. a 68881 aritmetikai processzor (numeric data processor). A két processzor az utasításkód alapján felismeri, hogy melyiknek kell az utasítást végrehajtani. A 8080 családról a 20.23. ábra ad áttekintést. A 8080A alaptípus még egy régebbi technológiával készült, melynél az áramkör még három tápfeszültséget igényelt. Ezt a típust teljesen kiszorította utódja, a 8085-ös típus, amely azonos utasításkészlettel és azonos gépi kóddal működik. Legjobban a 6802 mikropro­ cesszorhoz hasonlít. Utasításkészletében azonban van néhány jelentős különbség. A relatív ugró utasítások hiánya miatt nem lehet relokatív gépi programot írni; azaz a program ugró utasításait meg kell változtatni, ha egy másik címtartomány­ ban akarjuk futtatni a programot. További hátrány a kettes komplemens aritmeti­ kai utasítások, mint pl. az „arithmetic shift right", vagy a „branch if overflow" hiánya. Emiatt egyszerű aritmetikai programok is bonyolultakká válnak. A 6802-hez képest hiányzó utasítások a Z 80-ban már megvannak. A 8086 típus adatbusza és aritmetikája 16 bites. Az utóbbi a szorzást és osztást is tartalmazza. A 8088 utasításkészlete azonos, azonban adatbusza 8 bites. A 80186-nál a 8086-hoz néhány vezérlő funkciót is integráltak, amit különben nagyobb rendszerekben a felhasználónak kellene csatlakoztatni. Tartalmaz továb­ bá egy időzítőt (timer), egy DMA-vezérlőt, közvetlen tárhozzáférés-vezérlőt a gyors adatátvitelhez és egy megszakításvezérlőt több megszakítás (interrupt) fel­ dolgozásához.

A 80286 a 8086 továbbfejlesztett változata. Hasonlóan a 68000-es családhoz különleges operációs rendszerutasításokkal működhet. Ezenkívül a 80286-ot ellát­ ták tárkezelőegységgel (memory management unit), és a 68020-hoz hasonlóan virtuális tárkezelésre is alkalmas. A 8086 család minden típusa koprocesszorral is működhet együtt, mint pl. a 8087 aritmetikai vagy a 8099 I/O processzorral. A 80386-nál a cím- és adatbusz szóhossza 32 bit, amely a 80286 továbbfejlesz­ tése. Ez megfelel a 68020-nak és majdnem eléri a hatékonyságát is. A Z 80-as család felépítésében megfelel a 8080-as családnak. Regiszterstruktú­ rájuk nagyon hasonló; a Z 80-ra írt programot a 8085 változtatás nélkül fel tudja dolgozni. Többletutasításai révén a 8085 továbbfejlesztett változatának is tekint­ hető. A Z 800 ugyanúgy, mint a Z 80, 8 bites processzor. Jelentősen kibővített utasításkészlete ellenére a Z 80-nal felülről kompatibihs. A felhasználói utasítások mellett különleges rendszerutasítások végrehajtására is alkalmas. Tárkezelőegység­ gel is felszerelték. A Z 8000 típus 16 bites mikroprocesszor, amely kapacitásával a 8086-os típust jelentősen túlszárnyalja, és majdnem eléri a 68000 sorozatét. Hátránya, hogy fel­ építése és utasításstruktúrája nem olyan áttekinthető, mint a 68000-es mikropro­ cesszoroké. A Z 8003 virtuális tárkezeléssel és a Z 8015 tárkezelőegységgel műkö­ dik. A Z 8000 sorozat lehetővé teszi a Z 8070 lebegőpontos processzorral (floating point processor) való koprocesszor együttműködést. A Z 80000 belső regiszterei, cím- és adatbuszai 32 bites szóhosszal működnek. Ezért a 68020 és 80386-nak felel meg. Látható a 20.22. és 20.23. ábrán, hogy a korszerű mikroprocesszorok teljesít­ ményfelvétele nagyságrendekkel kisebb, mint a korábbi TTL technikával épült processzoroké. Ennek ellenére telepes működés számára mégis túl nagy a teljesít­ ményfelvétel. Ezért nagyon fontos, hogy a legtöbb egyszerű mikroprocesszor hardver- és szoftverkompatibihs CMOS változatban is készül, amelyekből a 20.24. ábrán foglaltunk össze néhányat. A CMOS technológiával készült processzoroknak belső statikus tárjuk van. Ezért megengedett, hogy az órajel frekvenciáját tetszőlegesen csökkentsük. Mivel az áramfelvétel arányos a frekvenciával, ezért kisebb frekvenciájú órajellel áramot

NMOS típusok

CMOS típusok

6502 6802 6809

R 65C02 M D 68SC02 H D 6309

8085A Z80 8086/88

MSM 80C85 LH 5080 H D 80C86/88

Teljesítmény­ felvétel, mW 50 75 50 50 150

Az órajel frekvenciája, MHz

Gyártók

4 5

Rockwell, Commodore, GTE Mitel Hitachi

3 2,5 8

Oki Sharp Harris

20.24. ábra. A 6800-as és a 8080-as család C M O S mikroprocesszorai

.

takaríthatunk meg. Az órajel frekvenciája akkora legyen, hogy a működési sebes­ ség még éppen kielégítse a követelményeket. Kis telepes készülékekhez a 20.29. és 20.30. ábrán felsorolt egychipes mikroszámítógépek közül valamelyik még jobb. Hátrányuk, hogy a programfejlesztéshez rendszerint speciáhs hardver és szoftver szükséges.

20.6« MMmálrendszerek Az a mikroszámítógép, amelynek 2 kbyte-os programtára, 128 byte-os R A M ja, valamint kétirányú portja van, már hatékony elrendezésnek tekinthető, amely sok különböző célhardverrel megvalósított rendszer kiváltására alkalmas. Speciá­ hs feladatok megoldására a moduláris bővíthetőség lehetőségének feladása árán a hardverigény jelentősen csökkenthető. Ezt a kérdést vizsgáljuk a továbbiakban.

20.6.1. Egy egyszerű mikroszámítógép felépítése Ha előre tudjuk, hogy a reahzálandó mikroszámítógép csak kevés integrált áramkörből áll, akkor első egyszerűsítésként elhagyhatjuk a buszmeghajtókat. A második egyszerűsítés a címdekódolókra vonatkozik, mert ha a lehetséges címtartománynak csak kis része van tárral lefedve, akkor nem kell teljesen (vala­ mennyi biten) dekódolni a címeket. A részleges dekódolás lehetőségét egy példával illusztráljuk. Feltételezzük, hogy programtárként 2 kbyte-os EPROM-ot, adattár­ ként pedig 128 byte-os RAM-ot használunk. Ezenkívül szükség van még egy PIA áramkörre a párhuzamos bevitelhez és kiolvasáshoz. Együttesen tehát: 2048H-128 + 4 = Tártípus

Hexa cím F F F F F8 0 0

2180

EPROM

2 kbyte

Bináris cím 1111 1111

111 0 0 0

1111 0 0 0 0

1111 0 0 0 0

—y

0 4 0.3 0 4 0 0

PIA

4 byte

0 0 0 0 0 0 0 0

1 0 0 1 0 0 t

0 0 7 F 0 0 0 0

RAM

128 byte

0 0 0 0 0 0 0 0

0 0 0 0 0 0 0 0

0 0 1 1 0 0 0 0

0 111 0 0 0 0

1111 0 0 0 0

t

0 0 0 0 0 0

Nem használt Elődekódolás 20.25. ábra. Minimálrendszer címkiosztása és címdekódolása M L , M 2 , M3 különbözteti meg az aktuális táron belüli rekeszeket Az egyes tárak legkisebb és legnagyobb címeit jelöltük

f5V VCCl ,VCC2 XtQl

—r

A

/M

EXtQl r=27pF=r MR RE

dQ...dy

NMI HLT IRQ +

VMA

lOkíií]

2\

A,7k£líl 1 >

Reset-v* gomb^

• lOOÍl T+ J^7|iF

LSOO

E R/W

RES

GND CPU:MC5802

EPROM: 2715 20.26. ábra. Egyszerű mikroszámítógép

tárhelyet használunk. Megkülönböztetésükhöz 12 címbit szükséges, amit a 20.25. ábra szerint dekódolunk. Az M3-mal jelzett aQ...aiQ címbitek közvetlenül az EPROM-hoz csatlakoznak. Az bit a programtár tartományt jelöh ki, és az E P R O M chip-select bemenetére kötjük. A kétirányú port tartományt a 01 kombinációval a z a ^ ésa^o címbitre adjuk. A PIA belső regisztereit és címbittel különböztetjük meg. A R A M tartományt a 00 kombinációval választjuk ki az és a^^ címbiten. A 128 regiszter az aQ..M^ címbitekkel különböztethető meg ( M J . Az a-j..Mg bitek járulékos dekódolásával a R A M tartomány az elődekódolás megváltoztatása nélkül 1 kbyte-ra bővíthető. Mivel az alkalmazott részleges dekódolásnál az ai2'-'(^í5 címbiteket nem kérdezzük le, ezért minden regiszter 16 különböző 16 bites címen hívható. A négy helyértékű hexadecimális szám legnagyobb számjegye tehát önkényesen választha­ tó meg. Mégis ajánlatos a programban úgy címezni, mintha a címek teljesen dekódoltak lennének. Ezzel biztosítható, hogy a fejlesztőrendszerben is teljes címdekódolással fut a program. A 20.26. ábra szemlélteti az előző címfelosztás áramköri megvalósítását. Központi egységként az M C 6802-t választottuk, amely a 128 bytes RAM-ot eleve tartalmazza.

20.6.2. Egychipes mikroszámítógép A nagyfokú integráció fejlődése lehetővé tette, hogy nemcsak a RAM-ot integrálják a mikroprocesszor hordozójára, hanem a ROM-ot és különféle perifé­ ria illesztő áramköröket is. így haladt a fejlődés az egychipes mikroprocesszoroktól az egychipes mikroszámítógépek irányába. A 20.27. ábrán az M C 68HC11A8 tömbvázlatát látjuk. CPU-ja a 6800-assal szemben jelentősen bővült. Van egy második indexregisztere, és az A és B akkumulátort egy 16 bites regiszterré egyesítették. A sok új utasítás mehett 8 x 8 bites szorzója is van. A tár: 8 kbyte R O M a címtartomány tetején és a nulladik lapon 256 byte R A M (20.28. ábra). Van még egy olyan EEPROM-ja, ami külön égetőfeszültség nélkül a programfutás során tárolható és törölhető. Ebben tárolhatók olyan adatok, mint pl. a hitelesítési értékek, amelyek egyrészt eleve nem ismertek, de tápfeszültség kimaradás esetén sem veszhetnek- el. Az EEPROM-ban program is tárolható, pl. rövid főprogram, amit a ROM-ban tárolt programkönyvtár használ. Az írás és olvasás öt perifériaiüesztőn keresztül lehetséges az MC 68HCllA8-nál. A két párhuzamos interfészen át (B és C port) férhető hozzá kívülről az adat- és címbusz. így váhk lehetővé, hogy a program fejlesztése alatt külső RAM-ot kapcsoljunk programtárként a mikroszámítógéphez. A soros interfész terminál csatlakoztatására kialakított aszinkron és sorosan vezérelt kijelző vagy D/A átala­ kító illesztésére alkalmas szinkron interfészből áh. A programozható számláló nemcsak események számlálására, hanem frek­ vencia- és időmérésre, valamint a tényleges időt mutató óra kialakítására is hasz­ nálható. Ezenkívül van egy figyelő áramkör (watchdog) ís, amely figyeli a program

óragenerátor

6800^^ CPU

Figyelő (watchdog)

Port A

1 6 bites számlánc

Párhuzamos interfész

Port B

512 byte EEPROM

Párhuzamos interfész

Port C

256 byte RAM

Soros interfész

Port D

8 kbyte

ROM

8 bit A/D átal.

Port E S

^

20.27. ábra. Az M C 68HC11A8 egychipes mikroszámítógép belső felépítése FFFF

8 kbyte

ROM

EOOO B800 B600

Szabad 512 byte EEPROM Szabad

UOO //O 1000 0100 0000

Szabad 256 byte RAM

20.28. ábra. Az M C 68HC11A8 címkiosztása

megfelelő működését és újraindítást (restart) eredményez, ha nem megfelelő a működés. így érhető el, hogy a mikroszámítógép automatikusan a szükséges helyen folytatja a működést azt követően, hogy programhiba vagy zavarimpulzus miatt a programból kiugrott. Az analóg jelek feldolgozására való a 8 bit pontosságú A/D átalakító. Az előtte elhelyezett multiplexer segítségével 8 különböző jelforrás kérdezhető le.

Típus Gyártó

Technológia

Utasításkészlet

R O M változat

E P R O M változat

R 6500/1 R 6500/11

R 6500/1 EB R 6500/1 lEB

Rockwell Rockwell

NMOS NMOS

6500 6500

MC 6801U4 H D 6801V0 H D 6301V1

M C 68701U4 H D 68P01M0* H D 63P01M1*

Motorola Hitachi Hitachi

NMOS NMOS CMOS

6800 + 6800 + 6800 +

Motorola

CMOS

6800++

MC 68HC11A8 M C 6804P2 MC 68HC04P3

M C 68704P2 M C 68HC704P3

Motorola Motorola

NMOS CMOS

6800-6800--

MC MC MC MC HD MC HD HD

MC MC MC MC HD MC HD HD

Motorola Motorola Motorola Motorola Hitachi Motorola Hitachi Hitachi

NMOS CMOS NMOS NMOS NMOS NMOS NMOS CMOS

68006800680068006800680068006800-

Mostek

NMOS

68000-

6805P6 146805G2 6805K3 6805U3 6805V1 6805R3 6805W1 6305Y0

68705P3 1468705G2 68705K3 68705U3 68P05V07* 68705R3 68P05W0* 63P05Y0*

M K 68200

* E P R O M csatlakozása a mikroszámítógép tetején (piggy-back) 20.29. ábra. A 6800-as család

Típus R O M változat 8048 80 C48 8049 80 C49 8051 80 C51

8748 8749 8751

8396 Z 8601 Z8611

Gyártó

Technológia

Utasításkészlet

Intel Intel Intel Intel Intel Intel

NMOS CMOS NMOS CMOS NMOS CMOS

80808080808080808080 + 8080 +

Intel

NMOS

8086-

Zilog Zilog

NMOS NMOS

Z80Z80-

E P R O M változat

Z8603* Z8613*

* E P R O M csatlakozása a mikroszámítógép tetején (piggy-back) 20.30. ábra. A 8080-as család

Párhuzamos

Számlánc, bit

Soros, I/O

ADC, csatorna x bit

1x16 2x16

_

192 128 128

-

32 32 29 29 29

1x16 i x 16 1x16

8k

256

512

30

1x16

aszinkron aszinkron aszinkron aszinkron. szinkron

8x8

Ik 2k

32 124

-

20 20

1x8 1x8

-

-

—

—

2k 2k 3k 4k 4k 4k 4k 8k

64 112 96 112 96 112 96 256

-

20 32 32 32 32 24 24 52

1x8 1x8 2x8 1x8 1x8 1x8 1x8 1x8

-

-

-

-

4x8 4x8

ROM, byte

RAM, byte

2k 4k

64 192

4k 4k 4k

4k

EEPROM, byte

_

128

-

256

i/o,

bit

^

-

szinkron

-

szinkron

-

-

3x16

aszinkron, szinkron

Számlánc, bit

Soros, I/O

24 24 24 24 32 32

1x8 1x8 1x8 1x8 2x16 2x16

—

—

-

Async. Async.

-

40

4 x 16

Async.

32 32

2x8 2x8

Async. Async.

32

egychipes mikroszámítógépei

EEPROM, byte

ROM, byte

RAM, byte

Ik Ik 2k 2k 4k 4k

64 64 128 128 128 128

-

8k

232

-

2k 4k

128 128

—

—

-

egychipes mikroszámítógépei

Párhuzamos i/o,

bit

ADC, csatorna x bit

-

—

8 x 10

-

Kis áramfelvételt lehet elérni a CMOS technológiájú 68 H C l l áramkörrel További teljesítményt takaríthatunk meg, ha csak akkorára választjuk az órajel frekvenciáját, amire a feldolgozási sebesség miatt még éppen szükség van. Ha vannak olyan időszakok, amikor semmi aktivitásra nincs szükség, akkor leáhíthatjuk egy stop utasítással az óragenerátor működését is (sleep). A 20.29. és 20.30. ábra áttekintést nyújt további egychipes mikroszámítógé­ pekről. A 6500-as sorozatú mikroszámítógépek utasításkészlete és gépi kódja azonos a megfelelő mikroprocesszorokéval. Ez az előny a többi mikroszámítógép­ nél nincs meg. A 6801 típusok utasításkészlete bővebb a 6800-as típusénál. A 6804 és 6805 sorozatok CPU-ja egyszerűbb. Csak egyetlen akkumulátoruk van, ezért minden olyan utasítás hiányzik, amely a második akkumulátorra vonatkozna. Vannak viszont egyetlen bitre vonatkozó utasítások is. így pl. egyetlen utasítással beírhatunk egy bitet, törölhetjük vagy elágazás (ugrás) feltétele is lehet egyetlen bit logikai szintje. Sok mikroszámítógépnek van kompatibihs E P R O M változata is. A Motorolánál a R O M helyén E P R O M van a chipen, míg a Hitachinál közönséges, kereske­ delemben kapható EPROM-ot kell a mikroszámítógép tetejére csatlakoztatni („Piggy back", kb. „gólya viszi a fiát"). A vezérléshez szükséges cím- és adatvezeté­ kek felül vannak kivezetve. Mindkét változatnak közös előnye, hogy a portvezeté­ kek száma nem csökken. Hátrányos viszont, hogy az E P R O M változat ára a ROM-változat sokszorosa. Ezért csak prototípusok vagy kis sorozatú gyártmá­ nyok programozásánál indokolható az alkalmazásuk. Egyébként maszkprogra­ mozott mikroszámítógépek 10 000 feletti darabszámnál rendelhetők, ilyen esetben viszont nagyon olcsók. A 68200-as típus 16 bites mikroszámítógép. 8 adat- és 8 címregisztere van, 16 bit szóhosszal működik, és utasításkészlete nagyon hasordít a 68000-es sorozathoz. A 8080 család egychipes mikroszámítógépeiről a 20.30. ábra nyújt áttekintést. Három fő csoport van: az MCS 48-sorozat, amelyhez a 8048 és a 8049 típus tartozik, az MCS 51 és az MCS 96 sorozat. Minden típus belső programtár nélkül is készül. Helyette a cím- és adatbuszt két 8 bites porton keresztül csatlakoztathat­ juk. Az MCS 48 és az MCS51 sorozat CMOS és E P R O M váhozata is kapható. Az egychipes Z 80 sorozatot a Z8 típusok képvisehk. Ezek is különböző kiviteli formában kaphatók.

21. Mikroszámítógépek moduláris felépítése

Az előző fejezetben a mikroszámítógépek programozása állt a tárgyalás előte­ rében. A következőkben áramkörtechnikájukkal foglalkozunk. A mikroszámító­ gépek moduláris felépítésűek, azaz minden működési egység külön kártyára épül. A kártyák összekapcsolását a mikroszámítógép buszrendszere valósítja meg, amely a kártyák megfelelő kapcsait párhuzamosan köti.

21.1. Mikroprocesszor-kártya Az M C 6802 mikroprocesszor kivezetéseit a 21.1. ábra szemlélteti. Minden beés kimenete TTL kompatíbihs. A legtöbb kivezetés szerepét az előző fejezetben ismertettük. Ezt a 21.2. ábrán foglaltuk össze. RE 5 EXtal VnRAM 1 Xtal E RE 1 R/W n

n

n

n

n

n

n

n

n

d2 n

39

38

37

36

35

3A

33

32

31 30 MC

•

u1

±

2

3

u

u

u

d5 n

d, n

dl n

^15 ^14 ^13 0^2 1

n

n

n

n

n

29

28

27

25

25

2Z. 23

22

21

n

6802

5

6

7

8

9

10 11

12

13

K

15

16

17

18

19

20

U

u

u

u

u

u

Ü

u

u

u

u

u

u

ü

u

MR 1 VMA 1 BA HLT IRQ NMI i

d^ n

u

^3

^6

^8 G^9

^11

21.1. ábra. Az M C 6802-es mikroprocesszor bekötése

Már a 20.1. ábrán láttuk, hogy a mikroszámítógépben a CPU, a tárak és a perifériák adatvezetékei párhuzamosan vannak kötve. Az ilyen elrendezést busz­ nak nevezzük. Világos, hogy adott időben csak egyetlen egység adhat ki adatokat a buszra. Az aktuáhs egység kiválasztására való a címbusz. A vezérlöbuszon keresztül járulékos vezérlőjelek segítségével jelöljük ki az adatforgalom irányát, és a szinkronizáció is ennek segítségével jön létre.

Irány

Jel

Szerep

Tristate kimenet

Címek

Bemenet, kimenet, tristate

Adatok

R/W

Tristate kimenet

RQdiálWniQ. írás - olvasás átkapcsolás.

VMA

Kimenet

Falid Memory address. A H szint jelzi, hogy érvényes cím kerül kiadásra.

BA

Kimenet

5us ^vailable. Processzor H A L T állapotban, a tristate kimenetek nagyimpedanciájúak.

E

Kimenet

j&nable (régebben 02)- Rendszerórajel kimenet.

EXtal

Bemenet

Külső órajel bemenet. A beadott frekvencia negyede E rendszeróra­ jelként jelenik meg.

Xtal

Kimenet

Kvarc kimenet. A belső óragenerátor számára a kvarc csatlakozó­ pontjaként szolgál az EXtal-lal együtt.

HLT

Bemenet

Halt. Low szintje letiltja a processzor működését. Minden tristate kimenet ilyenkor nagyimpedanciás. Egyben BA=\ QS VMA = 0 szintű.

MR

Bemenet

Memory i?eady. A processzor E= 1 állapotban vár, amíg MR = 0. Maximális időtartama 10 {is lehet.

IRQ

Bemenet

/nterrupt i^eguest. Normál megszakításbemenet.

NMI

Bemenet

A^on Maskable /nterrupt. Nem maszkolható.

RES

Bemenet

Reset-bemenet.

RE

Bemenet

RAM-EnMe.

ÚÍ0...ÚÍ15

A R A M nincs engedélyezve, ha ez L szintű.

21.2. ábra. Az M C 6802-es mikroprocesszor bemenő és kimenő jelei

A mikroprocesszor kimenetre legfeljebb 10 MOS vagy 5 LS (Low Power Schottky) bemenetet csatlakoztathatunk. Ezért szükséges a nagyobb rendszerek­ ben minden kimenetre erősítőt (buffert) kapcsolni. A 21.3. ábra mutatja, hogyan kell rákötni őket a mikroprocesszorra. Kétirányú adatbuszhoz kétirányú bufferek szükségesek. Ezek két antiparallel kapcsolt tristate (háromállapotú) kimenetű bufferből állnak, és a D I R iránykapcsolőval ellenütemben aktivizálhatok. Az átkapcsolásra a mikroprocesszor R/WíqIq szolgál. A buffer E N (enable, engedélye­ zés) csatlakozóját a mikroprocesszor BA kimenetére kapcsoljuk. így nagyimpedanciájú áhapotba kerül, amennyiben a mikroprocesszor működését megszakít­ juk. Ez a működési mód a közvetlen tárhozzáféréshez (DMA) szükséges. Ugyan­ ilyen okokból használunk a címbuszon és az R/W kimeneten tristate kimenetű buffert. A következő LS-TTL tristate bufferek mikroprocesszoros alkalmazásokra nagyon jók: Egyenirányú 8 bites: 74 LS541

Kétirányú 8 bites: 74 LS245

+ 5V 6802

2''7/,LS5/i1

8,35 38

4MHz 39

25

9 26

V

dl

7A LS'2/.5 -ÍT

O 1 V

V 2 0 32

MR

33

HLT

-D"

IRQ

3/,

JT

NMI

7

Resetgenerátor Resetkapcsoló

16 A -/—-

o EN

10

== 27pF=

>

JT

37

1^

JT

G3 3EN1 3EN2

oEN

0

V

R/W

1 D> 1

BA

0

AO ^1 [> <^ 1,21,36

21.3. ábra. Az M C 6802-es mlkroíwocesszor csatlakoztatása a meghajtókon keresztül a címés adatbuszra

21,1.1, Reset logika Követelmény, hogy a mikroszámítógép bekapcsolás után magától a végrehaj­ tandó programra álljon be. Ezért bekapcsolás után a RES reset bemenetet egy ideig alacsony (L) szinten kell tartani. Ez az idő 6802-nél csak 8 |is attól kezdve, hogy a tápfeszültség elérte a 4,75 V-os alsó határt. A 21.4. ábra erre egyszerű kapcsolást szemléltet. A kondenzátoron sokkal lassabban nő a feszültség, mint a tápfeszültség. Ha a kondenzátor feszültsége a TTL-kapu logikai küszöbszintjét, a kb. 1,4 V-ot meghaladja, csak akkor lesz RES= 1. A reset jel időábráját a 21.5. ábra szemlélteti. Látható, hogy a megadott méretezésnél a reset állapot csak akkor szűnik meg, ha már elértük a 4,75 V-os tápfeszültséget. Bekapcsolás után a reset jel először a tápfeszültséggel együtt nő, mert a kapuk a túl kis tápfeszültség miatt nem működnek helyesen. A gyors növekedés különö­ sen akkor lehet zavaró, ha a rendszer CMOS — RAM-okat tartalmaz, amelyek telepes tartalék standby tápellátással kvázi állandó tárként működnek. Amíg a tápfeszültség 4,75 V alatt van, addig a mikroprocesszor és a buszmeghajtó műkö-

+ U. V

1

lOkíi

t> Reset- ^ kapcsoló

1

l>t>

RES

ma I

21.4. ábra. Egyszerű „Power On Reset" kapcsolás

100

125

t, ms

21.5. ábra. RES reset jel a tápfeszültség bekapcsolásakor

dése hibás. Ezért ezalatt felléphet téves beírás, ami a tár tartalmát használhatatlan­ ná teheti. Ezért kell egy olyan reset jel, ami a tápfeszültség növekedése alatt a tárat letiltja. Ilyen reset jel csak egy jelfogó nyugalmi kontaktusával adható, mert az elektronikus áramkörök feszültség nélkül nem működnek. Ennek megfelelő reset kapcsolást a 21.6. ábra szemléltet. Amíg a jelfogó nyugalmi állapotú, addig a reset vezeték a földhöz kapcsolódik. Ha a jelfogó meghúz, akkor RES= 1 lesz. A G^, G2 RS tároló a jelfogó kontaktusának pergését hatástalanítja (10.46. ábra). A jelfogó vezérlésére ebben a példában az integrált TL 7705 típusú power on reset (reset tápfeszültség-bekapcsoláskor) generátort használjuk. A megfelelően le­ osztott tápfeszültséget a komparátor segítségével a 2,5 V-os referenciafeszült­ séggel hasonlítjuk össze. Ha a tápfeszühség túllépte a 4,75 V-ot, csak akkor vált a komparátor kimenet l-re, a kapu kimenete 0-ra, és így a tirisztor lezár. Ekkor a Q kondenzátort áhandó áram kezdi tölteni. Ha feszültsége eléri a 2,5 V-ot, akkor K2 kimenete 0-ra vált, a tranzisztor lezár, és a jelfogó meghúz a G3 inverteren át. A Ct kondezátorral tetszőleges késleltetést állíthatunk be. Ha kikapcsolásnál a tápfeszültség 4,75 V alá csökken, a komparátor 0

9kí2[j

0.1|jLF=r= Reset-\

kapcsolóV 21.6. ábra. Be- és kikapcsoláskor is hatásos, hibamentes reset generátor

állapotú, G 4 kimenete l-es szintű lesz, és a tirisztor begyújt. A Q kondenzátor kisül, a jelfogó elenged, és a reset jel ismét 0 lesz. A TL 7705 resetgenerátor jelfogó nélkül is használható, azonban ekkor a 21.4. és 21.5. ábrákon szemléltetett egyszerű kapcsolásokra bemutatott bekapcsolási és kikapcsolási zavarjelenségek lépnek fel.

21.1.2. Beállítható restart címek A 20.19. ábrán láttuk, hogy az F F F 8 . . . F F F F tárolótartományban kell a megszakítás (interrupt) rutinok kezdőcímeit tárolni. Ha ebben a tartományban R A M van, akkor a címeket pl. monitorprogrammal lehet ide betölteni. A monitor­ program indításához szükséges kezdőcímek viszont állandó jelleggel kell az F F F E / F F F F restart helyen rendelkezésre álljanak. A 21.7. ábra szemléltet egy le­ hetőséget, hogy ezt a két tárrekeszt a RAM-tartományból hogyan lehet kivenni és kapcsolóval helyettesíteni. R/W VMA

8

Felső byte

I , Alsó byte

1

j ,

LJ

plOkíi

D

<:EN

1

[> V o

2'-7-iLS5Z»0

21.7. ábra. Beállítható című restart kapcsolás

Ha a mikroprocesszor F F F E vagy F F F F címet és read (olvasás) jelet ad ki, akkor a VMA vezetéket a G2 nyitott kollektoros kapun keresztül 0-ra viszi. A 21.3. ábrán látható módon ehhez a CPU kártyán a VMA vezeték meghajtására ugyan­ csak nyitott kollektoros kaput kell használni, hogy ezt a lehetőséget biztosítsuk. A VMA = 0 miatt egy tároló sincs megcímezve, tehát azok sem, amelyek az F F F E vagy az F F F F címet tartalmazzák. Ezek helyett a kapcsolók állapota a tristate bufferen keresztül az adatbuszra kerül, éspedig F F E (ÜQ = 0) címen a felső byte, F F F (üQ = 1) címen az alsó byte. Ha binárisan kódolt kódtárcsákat használunk, akkor a restart címet közvetlenül hexa kódban áüíthatjuk be.

2 1 2 . Tárkártya Ha a modulárisan bővíthető mikroszámítógéphez tárakat csatlakoztatunk, akkor néhány olyan szempontot be keh tartanunk, amit a 21.8. ábra kapcsán beszélünk meg. Az ábrán 16 kbyte kapacitású tárat látunk. Az integrált tárolóáramkörök csatlakoztatására, a mikroprocesszor kártyá­ hoz hasonlóan minden buszvezetékre egy meghajtót kapcsolunk. Az adatmeghaj­ tónak itt is kétirányúnak kell lennie. Az irányváltás vezérlése azonban az előző esethez képest invertált: R/W= 1-nél (olvasás) az adatmeghajtót a busz felé törté­ nő adatkiadás irányába kell kapcsolni. A 21.8. ábrán látható kapcsolás 2 kbyte kapacitású tárakat tartalmaz. Egy táron belül a címeket az ao...a^Q címbitekkel adjuk meg. Az a^^...a^2 címbitek 8-ból 1 dekódoló segítségével a 8 tár valamelyikét választják ki. A legfelső két címbit dekódolását egy komparátor végzi, amelyik ezeket a biteket 0 és 3 között kézzel beálhtható Z számmal hasonhtja össze, ami közvetlenül a kártya sorszáma­ ként értelmezhető. így a teljes tárolótartomány négy, egyenként 16 kbyte kapacitá­ sú blokkra oszhk fel: Z=0; Z=l; Z=2; Z=3;

A A A A

= = = =

0000...3FFF, 4000...7FFF, 8000...BFFF, COOO...FFFF.

A komparátor csak akkor ad BS = 1 egyezést mutató jelet (board select), ha a rá­ adott cím a beáhított tartományba esik. Arról is meg kell győződni, hogy az aktuáhsan megjelent cím érvényes-e. Ez együtt akkor áll fenn, ha VMA • E = 1. Ezen logikai függvény képzésére a 21.8. ábrán látható módon a komparátor két szabad bitjét használhatjuk, ha az ezekhez hozzárendelt szomszédos bemenetekre l-es logikai szintet adunk. Az adatmeghajtó harmadik áhapotú, nagyohmos, ha nem a kiválasztott kártyán van. Ezenkívül egy chip sem lesz kiválasztva (CS^ = 1), és az írási utasítás sem lesz elismert {WE; = 1). Minden kimenet letiltott lesz {OÉ=l). Olvasásnál a tároló kimenetei engedélyezettek: OE=0; beírásnál írási utasítás lesz érvényes (WE=0). Az olvasó, ih. író utasítás természetesen csak a kiválasztott tárra (CS^ = 0) lesz hatásos. Kapcsoló segítségével az írás-olvasás átkapcsolás lehetősége megszüntethető úgy, hogy mindig „olvasás" helyzet maradjon (WE= 1) azért, hogy a nem szándé­ kos beírási folyamatokat elkerülhessük. Ehhez vagy egyetlen kapcsolót haszná­ lunk, amehyel az egész kártyát védjük, vagy minden RAM-hoz külön kapcsolót használunk, ami minden 2 kbyte tartományt egyenként véd meg, (Kq...K'j). Az író-olvasó folyamat időábráját a 21.9. ábrán látjuk. A folyamatot az rendszer órajel vezérli. A mikroprocesszor ciklus az Ejd negatív élénél kezdődik. A (Address Delay Time) elteltével a címek, a ?DD (Data Delay Time) után pedig az adatok válnak érvényessé. Beolvasásnál a mikroprocesszor a ciklus végén olvassa be az adatokat, tehát E negatív élénél. A biztos beolvasáshoz az adatnak legalább a Data Setup Time-nak megfelelő idővel előbb már érvényesnek kell

VMA

P3

<73

Pl Q] Po^=0 ^ 0 J

RES

Kártyacím

7ALS85

1 2

O5.

3

22 21

'ItEO

5

20

"OE

6

19

"Oio

7

18

«CSO

—

.+8 0^

c £-/V

& 3

06'

07 .

iOka

CS0...CS7

0]3 0\2

—

0\\

LS

156 11

23

8

17

9

16

10

15

11

02'

12

h

JT

2A .0

^

.c/3

13

e«

Oo...0,o [>

-r

RAM:HM6115

7Z. LS 541

E P R O M : 2716 LLOKA RAM

iyE0...14/E7

85

,1 LOKA

OE

3EN] <\3EN2 1 > D

1

0 5 ^

3

2

cG3

V

8

1 0

JT

7/,LS2^5 H5V

0 7 —

lOkíll

-='lOjj.F

ICL 7653

6

A,OV „ 1,3V

20 —*0E 19 18

Oqí— 8

17

C/o — 9

16

—

10

15

11

1A

1 - 11

1,5AMÍÍ

-^0,0

13 —

NCAkku

t 0

22

7

o'i

1,3V

23

—6

02

BAT/,8

1,2,3

"7"

21 -^WE7 03^— 5 Oi»—

Dl

24

^,5 681kíl

21.8. ábra. 16 kbyte-os tárkártya 2716-tal kompatíbilis RAM-ok és E P R O M - o k számára

c/3

/ CS

"

K

WE

'X

/

\

1000ns Olvasási ciklus

lOOOns írási ciklus

21.9. ábra. Az M C 6802-es mikroprocesszor olvasó- és írófolyamatának időábrája 1 MHz-es órajelnél A „Worst Case" (legrosszabb eset) időket adtuk meg. Í A D * Address Delay Time; tj^j)'. Data Delay Time; / D S U - Data Setup Time; tn'. Hold Time; Address Access Time; ? C S A ' Chip-Select Access Time; t^^^: Write Time; / D W • Data Valid Time Í A D A -

lennie. Ebből adódik a tárra megengedett maximális hozzáférési idő. Legfeljebb 630 ns-mal a cím beérkezése után és legfeljebb 400 ns-mal a CS aktívvá válása után már érvényes adatokat kell szolgáltatnia. Az író utasítás tartama (WritQ Time, 500 ns az íróciklusban. Érvényes adatok csak a ciklus vége előtt 275 ns-mal állnak rendelkezésre. A tényleges szükséges hozzáférési idő ennél valamivel kisebb, mert a buszmeghajtó késleltetését elhanyagoltuk. A hozzáférési idők azonban még lassú táraknál is kisebbek, mint a szükségesek. 21.2.1. Kvázi állandó t á r a k A CMOS RAM-ok jellemző tulajdonsága, hogy nyugalmi állapotban, azaz áhandó bemeneti jelek mellett áramfelvételük jiA nagyságrendű, ezért ilyen áhapotukban egy telepről is hosszú ideig működhetnek, és így gyakorlatilag áhandó (permanens) tárként használhatók. Ezek a tárak az EPROM-októl eltérően külön­ leges eljárás nélkül programozhatók és törölhetők. A CMOS-RAM-ok e különleges előnyének kihasználására néhány áramköri kiegészítést kell tenni, amit már a 21.8. ábrán is jeleztünk. A hálózati és telepes működés közötti átkapcsolás a és D 2 Schottky-diódák segítségével valósul meg. Ha a tápfeszültség 4 V alá csökken, akkor lezár, és átveszi az akkumulátor a

RAM-ok táplálását. Az akkumulátor feszültsége kb. 2 V-ig csökkenhet anélkül, hogy a CMOS — R A M elvesztené tárolt információit. Az ICL 7663 — feszültségszabályozóként — az akkumulátor töltését szabá­ lyozza. 20 mA árammal gyorsan feltölti az akkumulátort, ha feszültsége 4 V-nál kisebb. Másrészt az akkumulátor túltöltését meggátolja, mert a töltőáramot gyor­ san csökkenti, ha a feszültség eléri a beállított értéket. A tápfeszültség kikapcsolá­ sakor a feszültségszabályzó csak néhány pA-rel terheli az akkumulátort. Néhány további intézkedést kell tenni az adatok biztonsága érdekében. Ha a tápfeszültség áthalad a 0...4,5 V-os tartományon, akkor a buszmeghajtó és a mikroprocesszor ellenőrizhetetlenül működik. Ilyenkor hamis adatok íródhatná­ nak be a CMOS — RAM-ba. Megakadályozására célszerű a 21.6. ábrán látható CPU kártyán is használt RES-jdot használni. A jel 0 lesz, ha a tápfeszültség a 4,75 V alá csökken, tehát még mielőtt a definiálatlan állapot fellépne. A 21.8. ábra áramkörében a 74LS156 8-ból 1 dekódolót tiltja le ez a jel; minden kimeneti tranzisztor lezár függetlenül attól, hogy 0 és 4,75 V között milyen feszültségérték fordul elő. Ezzel az is teljesül, hogy minden CS vezeték + B feszültségre kerül, tehát egyik R A M sem kerül kijelölésre. A pull-up ellenállások nem terhelik a + B feszültséget a lezárt kimeneti tranzisztorok miatt, ha a tápfeszültség megszűnt. Az adat és címvezetékekre kötött ellenállások biztosítják, hogy minden R A M bemenet definiált feszültségen legyen, ha a tápfeszültség megszűnt, mert a CMOS - RAM-oknál csak akkor lép be a kis áramfelvételű készenléti (standby) működés. 21.2.2. E P R O M kártya A 21.8. ábrán látható kapcsolás EPROM-okkal is működőképes, mert a H M 6116 C M O S - R A M - o k pinkompatíbiHsek a 2716 EPROM-okkal. Az írásenge­ délyező WE (write enable) helyére kerül a VPP égetőfeszültség-bemenet. Normál működésnél 5 V feszültségűnek kell lennie. Ezt úgy érhetjük el, hogy EPROM alkalmazásakor a K 0 . . . K 7 írásvédő kapcsolókat R O M állásba kapcsoljuk.

21.2.3. Kibővítés 64 kbyte-ra A 21.8. ábrán látható kapcsolás tárkapacitását 64 kbyte-ra is bővíthetjük, ha 8 kbyte kapacitású RAM-okat, ill. EPROM-okat használunk. PinkompatíbiHs típusok pl. a H M 6264 C M O S - R A M és a 2764 EPROM. Ebben az esetben az és címbiteket a tárra, az a^^-'-^^is címbiteket pedig a 8-ból 1 dekódolóra vezetjük. Címkomparátor nem kell ilyenkor, mert a 6802 címtartományát egyetlen tárkártya kitölti. Az interfész áramkörökhöz szükséges címeket - mint a 21.7. ábrán a restarttal kapcsolatban - a VMA vezeték segítségével tudjuk biztosítani.

213. EPMOM^ok égetése Az EPROM-ok égetése nagyon hasonlít a RAM-okba való beíráshoz. Először a (VPP = 25 V 2716-nál) programozó (égető) feszültséget kell a kiválasztott áram­ körre (CE/PGM= 0) kapcsolni. Ezután adhatjuk rá a címet és az adatokat. Végül a CE/PGM bemenetre adunk egy 50 ms-os programozó impulzust. Ezután adhat­ juk rá a következő címet és a hozzá tartozó adatokat, majd ismét egy impulzus következik. A programozó feszültséget közben nem kapcsolhatjuk ki. Arra viszont van lehetőség, hogy a tár tartalmát minden impulzus után kiolvassuk, és ellenőriz­ zük a beírás eredményességét. A címek és adatok áhandó értéken való tartására az 50 ms hosszú programo­ zási idő alatt a legegyszerűbb módszer a mikroprocesszor beíróciklusának megfele­ lő meghosszabbítása lenne a memory ready vezetéken keresztül. Ez azonban csak 10 |is ideig megengedett, mert egyébként a regiszterek elvesztik tartalmukat. Ez alól kivételt képeznek a CMOS áramkörök (20.24. ábra). A H A L T vezetéken keresztül viszont minden típus működésének felfüggesztése tetszőlegesen meghosszabbítha­ tó. Az éppen megkezdett utasítást befejezi és ezután minden cím- és adatmeghajtót VMA

%

r

H*

Ps Pi

Po EN

BS

1 >

P--Q

BS

7Z»LS688

HLT

^

HLT

O 1

Cl < r R/W

\D

[>

\D

0

11 -7^

Oo...O|0

R/W

7/,ALS57/, C3 <

OE

£1

EN2

2716

EN\ VI D

3D

0

-ir 2V

[

_

.0

0

Ik LS652 21.10. ábra. EPROM égető kártya példánkban 2 kbyte-os EPROM-ra

-min 2,5ja;S 21.11. ábra. Égetés idődiagramja

kikapcsol. Ezért a címeket és adatokat a programkártyán átmeneti tárban kell tárolni. Ez nem jelent jelentős többletköltséget, ha a tárral együtt kialakított címés adatbuszmeghajtókat használunk. A 21.10. ábrán erre mutatunk példát. Az égetés végrehajtásának időbeh lefolyását a 21.11. ábrán látjuk. A kártya kiválasztó (Boavd 5'elect, BS) jel pozitív élének hatására az abban a pillanatban érvényes címet és i ? / ) ^ jelet elmenti. Negatív élnél a hozzá tartozó adatot tárolja. A programfolyamat vezérléséhez időzítés is kell, ennek kialakulását az R/W és a 55* jel váltja ki, és a 21.11. ábrán feltüntetett HLT és PGM fellépését eredmé­ nyezi. A HLT jel a mikroprocesszort HALT állapotba küldi. Mivel ez a kiváltó store utasítás végrehajtása alatt álhtható csak elő, nem gátolja meg, hogy a mikro­ processzor a következő utasítást még végre ne hajtsa. Ez akkor nem okoz semmi problémát, ha a következő utasítás NOP. A HLT jd segítségével letiltjuk a címkomparátort is. így az égetés ideje alatt a kártya nem választható ki. A P G M égetési parancs előtt és után a címeket és adatokat legalább 2 ps ideig változatlanul kell hagyni, ezért ez égetőimpulzust legkorábban 2,5 ps múlva szabad indítani a HLT jel után. Nem szükséges azonban a HLT jelet az égetés után meghosszabbítani, mert a címek és adatok a mikroprocesszor következő tár­ hozzáféréséig a tárkártyán tárolva maradnak. A legkorábbi hozzáférés azonban biztosan több, mint 2 ps-mal a HLT jd megszűnése után következik be. A két időzítő jel előállításának különböző módjai lehetségesek. A legjobb egy számláló megfelelő dekódolásával előálhtani, amely az 1 MHz-es órajelet osztja le. Olvasáskor (R/W= 1) az égetést nem szabad indítani. Ekkor a 21.10. ábrán látható kapcsolás gyakorlatilag úgy működik, mint a normál tárkártya. Ebben az esetben nem szabad az adatokat az adatbuszmeghajtóban tárolni, mert túl későn érkeznének a mikroprocesszorba. Ezért az adatbuszmeghajtót úgy kell kapcsolni, hogy a kártya irányába tároljon, a mikroprocesszor irányába — azaz kifelé — ne.

21.4. Párhuzamos interfész 21,4,1, Egyirányú adatátvitel A párhuzamos adatbevitel legegyszerűbb módszere a 21.12. ábrán látható. A tristate kimenetű erősítőket az adatbuszra csatlakoztatjuk, amelyek a címdekódolóval aktivizálhatók. A beállított cím meghívásánál megjelennek az adatbuszon a külső adatok, és a mikroprocesszor beolvassa őket. Ez a folyamat megegyezik egy tár meghívásával. Tehát a beíró művelet egy tárművelettől csak a megfelelő cím kiválasztásában különbözik. A cím meghívásával 8 bites adatbusznál 8 külső csatlakozót párhuzamosan kérdezhetünk le.

E

E

16

A

16

A p

p

q

R/W

q

R/W

—^ +

EN^ D

V

<]

-ir

'0

i\

D ID

(>

s. 02

'3

O3

K

O4

IS

O5

'6

06

'7

O7

74ALS57^

21.12. ábra. 8 bites párhuzamos beírás

21.13. ábra. 8 bites párhuzamos kivitel

A kimeneti regiszter ehhez teljesen hasonlóan reahzálható. Azért, hogy az adatok érvényesek maradjanak az új értékek kiadásáig, közbülső tárakat haszná­ lunk, amint a 21.13. ábrán látható. Ha a címdekódolóban beállított cím érvényes, és írás van folyamatban, azaz R/lV = 0, akkor C=0 lesz. Enegatív élének hatására ismét BS= 1, és emiatt C=l lesz. Ekkor a tárolók bemenetén érvényes adatok vannak már. C pozitív élének hatására a kimenetre jutnak, és a következő adatkivi­ telig ott is maradnak.

21.4.2. Kétirányú párhuzamos interfész A váltakozó irányú adatmozgatást a 21.12. és 21.13. ábrán látható kapcsolá­ sok kombinációja végezheti el. Ilyen feladatok elvégzésére azonban egyszerűbb monohtikusan integrált kétirányú interfészt használni, pl. 6821 PIA (Peripheral /nterface adapter,) áramkört, amelynek blokksémáját a 21.14. ábrán látjuk. A kapcsolásnak két 8 bites kétirányú csatornája van. A kivitelre váró adatokat egy-egy kiviteli regiszter tárolja. Ezekhez külön egy-egy irányregiszter van hozzá­ rendelve, amely minden egyes vezetékre meghatározza, hogy bemenetként vagy kimenetként működik-e. Ezenkívül van még egy vezérlő regiszter, amelynek továb­ bi kivezetései vannak a megszakításkérések kezdeményezésére és nyugtázására. A PIA összesen hat 8 bites regisztert tartalmaz. A két hozzáférhető címbeme­ nettel azonban csak négy regiszter választható ki. Ezért az adatregiszter és a hozzárendelt irányregiszter közös címet kap. A megfelelő vezérlőregiszter egy bitje IRQ

CRA vezérlóregiszter

2 /

^

Ir^terrupt CA\,CA2

DDRA irár^yregiszter

Kimerheti regiszterBemerheti meghajtó Regiszter­

R5 0

kiválasztás

RS ] CS E

Adatok PA0...PA1

fim.

PRA adatregiszter

3 /

I r á s - olvasás

R/W

vezérlése

PRB adatregiszter

RES Bemeneti meghajtó Kimeneti regiszter

D

DDRB irányregiszter CRB

IRQ

Adatok PBQ...PB1

vezérlőregiszter

2 Interrupt CB].CB2 Perifériák

Mikroszámítógép 21.14. ábra. A 6821-es típusú PIA belső felépítése

Cím

0

0

0

1

1

0

1

1

Kiválasztó bit u

í«A

=

0

WA = tetszőleges

Regiszterek

D D R A A irányregiszter PRA A adatregiszter C R A A vezérlőregiszter D D R B B irányregiszter PRB B adatregiszter

WB = tetszőleges

CRB B vezérlőregiszter

21.15. ábra. PIA hat regiszterének címzése

végzi a megkülönböztetést. A címek összerendelését a 21.15. ábra foglalja össze. [21.2]. A 21.16. ábra szemlélteti a PIA csatlakoztatását a mikroszámítógép-buszhoz, ami elvileg úgy működik, mint egy R A M , azzal az eltéréssel, hogy az E (enable) jelet nem a címdekódolóra, hanem a PIA speciáhs bemenetére adjuk. Ez azért szükséges, mert a megszakításbemenetek csak E (engedélyezés) élnél kerülnek

Mikroszámítógép

PIA 6821

21.16. ábra. PIA csatlakozása a mikroszámítógép-buszra

Perifériák

Cím

Hexa kód

Mnemonik

Érintett regiszter

Operandus

Megjegyzés

1000 1003 1005

6F

CE FO 00 00 86 OF

LDX CLR LDA A

* $ FOOO 00, X # & 0000 1111

CRA

1007 1009

A7 00 86 04

STA A LDA A

00, X # & 0000 0100

DDRA

lOOB lOOD lOOF

A7 01 86 OD A7 00

STA A LDA A STA A

01, X # & 0000 1101 00, X

CRA

u= 1 (PRA hozzáférés)

PRA

1101 kiírás PA3...0-ra

1011 1013

E6

LDA B RTS

00, X

PRA

PA 7...4 beolvasása

00

39

PIA kezdőcíme u = 0 ( D D R A hozzáférés)

1 PA 7...4 beírásra 1 PA 3...0 kivitelre

21.17. ábra. PIA programozási példa

lekérdezésre, másrészt megszakításkérés akkor is lehetséges kell, hogy legyen, ha a PIA nincs megcímezve. A kiegészítő reset bemenettel minden regiszter törölhető. A PIA programozására bemutatunk egy példát. Az A oldalra a PA3...PA0 csatlakozókon át az 1101 bitkombinációt kell kiadni. Ezután a PA7.. .PA4 pontok­ ra adott információt a B akkumulátorba kell tölteni. A programot a 21.17. ábrán listáztuk ki. A PIA alapcímeként az FOOOhex-et választottuk. A vezérlőszóban csak a hátulról harmadik helyhez rendelt u átkapcsoló bitet használjuk, a többit nulláz­ zuk, így minden megszakítás-működésmód le van tiltva. Ha a program lefutott, akkor a B akkumulátorban a következő információ található PA7

PA6

PA5

PA4

1

1

0

1

A 6800-as család legfontosabb párhuzamos interfész áramköreiről a 21.18. ábra nyújt áttekintést. Látható, hogy harmadik 8 bites porttal és beépített időzítővel (timerrel) kiegészített típusok is vannak. A legtöbb típusnak van megfelelő CMOS változata is. Típus 6821 68 SC21 6522 65 SC22 6823 146823 6525 6526

Gyártó

Technológia

Motorola Mitel Rockwell Mitel Motorola Motorola Commodore Commodore

NMOS CMOS NMOS CMOS NMOS CMOS NMOS NMOS

1. port 8+ 8+ 8+ 8+ 8 8 8 8

2 2 2 2

2. port 8+ 8+ 8+ 8+ 8 8 8 8

2 2 2 2

3. port

soros soros 8 8 8 soros

Időzítő (timer)

16 bit 16 bit

2 x 16 bit 24 órás óra

21.18. ábra. A 6800-as család 8 bites adatbusza párhuzamos interfész áramkörei

2 1 . 5 . Soros interfész A soros adatátvitelhez — a párhuzamostól eltérően — csak kevés összekötő vezeték keh. Nagy távolságú összeköttetéseknél ez az előny különösen fontos. Azonban kis távolságú összeköttetéseknél is többnyire soros adatátvitelt haszná­ lunk, ha előre tudjuk, hogy a kisebb adatátviteh sebesség nem zavaró. Emiatt a monitor és a nyomtató rendszerint soros interfésszel működik.

21.5.1. Soros átvitel A párhuzamos interfész áramkörökkel bitsoros információátvitelt is megvaló­ síthatunk, ha mindig csak egy kimenetet használunk. E célból a kiírandó informá­ ciót minden kiírási lépésnél szoftver úton egy lépéssel eltoljuk. Beírásnál pedig az információt lépésenkénti eltolással és összeadással álhtjuk össze. Látható, hogy a soros beírás - kiírás egy univerzáhs adatcsere-áramkörön át bonyolult programot és hosszú műveleti időt igényel. Ezért jobb, ha a párhuzamos - soros átalakítást, ill. a soros - párhuzamos át­ alakítást speciális áramkörrel hardver szinten végezzük el. Egy ilyen áramkör magja egy párhuzamos beírású léptetőregiszter, amelyet a 10.5.2. pontban ismer­ tünk meg. A folyamat vezérlésére most is szükség van, ezzel biztosítható a 8 bit egymás után, előírt sebességgel (bit-rate) való továbbítása. A soros adatátvitel fő problémája az adó és vevő szinkronizálása. E célból a soros bitfolyamot elkülönülő blokkokra (átviteli keretekre) osztjuk. Szinkron átvitelnél a szinkronizálás céljára olyan meghatározott bitsorozatot (szinkronszót) illesztünk az információhoz, ami egyébként nem léphet fel. így a vevő fehsmeri az adatblokk kezdetét. H a nincsenek adatok, akkor csak a szinkronszót továbbítjuk, így a vevő órajel-generátorát mindig a beérkezett jelre szinkronizáljuk. Aszinkron átvitelnél nem szinkronizáljuk az adó és a vevő órajel-generátorát, hanem csak kb. ±3 % pontosságon belül egyformára álhtjuk a két frekvenciát. Emiatt csak rövid adatblokkokat továbbíthatunk két szinkronjel között. Ezeket általában ASCII kódban viszik át, ami 7 adatbitet tartalmaz. Ehhez még paritásbi­ tet adunk és start-, valamint stopbittel egészítjük ki. A 21.19. ábrán látjuk az így előáhó átviteli keretet. H a nincs adat, akkor az aszinkron átvitelnél szünet van. Átviteli keret

10

bo b] bl bz bl, bs bs. Startbit

1 adatbit Paritás- Stop(„S", mint ASCII jel) bit bit

21.19. ábra. „ S " ASCII karakter aszinkron átvitele * A következő startbit lehető legkorábbi időpontja

Következő startbit

25,5.2, Az ACIA Látható, hogy a soros információátvitelhez a leírt eljárásnál nagyon bonyo­ lult áramkör szükséges. Ezért jobb, ha speciális integrált áramköröket használunk, pl. az M C 6850 típusú ACIA (^synchronous Communications /nterface adapter) áramkört, amelynek blokksémáját a 21.20. ábrán szemléltetjük. Ez a kapcsolás négy regisztert tartalmaz, amit az RS címbemenettel és az írás - olvasás vezérlőjel­ lel választunk ki az alábbiak szerint: RS

R/W

1 1 0 0

0 1 0 1

Adóregiszter párhuzamos — soros átalakításhoz. Vevőregiszter soros - párhuzamos átalakításhoz. Vezérlőregiszter a működésmód meghatározására. Állapotregiszter a működési állapot kijelzésére.

A négy regiszter ilyen kiválasztása azért lehetséges, mert a vevő- és az állapot­ regiszter csak olvasóregiszter, és az adó-, ill. vezérlőregiszter csak íróregiszter.

1 4 x bit

Órajelleosztó

Adó­

szinkron

szinkronizáló

regiszter

^

R5^e>

Regiszter­

3 ^

/ ^

^

^

^

^

kiválasztás

^

^

Állapot-

Adás­

regiszter

vezérlő

Z^D Transmit Data

GTS

Irásvezérlése

Clear-to-Send

PCD

olvasás

IRQ'

Léptető­ regiszter

Data Carner Detected

Vezérlő­ regiszter

vezérlő

Vevő­ regiszter

Léptető­ regiszter

Vétel-

ükroszámítógép

RTS

Request-toSend

£/£Receive * ^ Data

Periféria

21.20. ábra. Az M C 6850 ACIA belső felépítése

A 8 bites vezérlőregiszterrel az átviteh keret és a paritásfeltétel kiválasztható. Emellett még meghatározható, hogy milyen feltétellel váltható ki megszakítás. Ezenkívül programozhatjuk az átviteli sebességhez a frekvenciaosztást {n=l, 16, 64). n= 16, és ^ = 64 beáUításakor a vevő automatikusan szinkronizál a startbitre. A tápfeszültség bekapcsolása után az ACIA-t „master-reset" jellel készenléti állapotba kell állítani. Mivel nincs hardver-reset kivezetése, ezért ezt a műveletet

Gyártó

Típus

6850 6852 6854 6551 65 C51

Motorola Motorola Motorola Synertek Rockwell

Technológia

Szinkron

Aszinkron

Belső baudrate-generátor

NMOS NMOS NMOS NMOS CMOS

X

—

—

-

X

-

X

-

X

X X

X

21.21. ábra. A 6800-as család 8 bites adatbuszú soros interfész áramkörei

szoftver úton kell megvalósítani úgy, hogy meghatározott bitkombinációt írunk be a vezérlőregiszterbe. A többi soros interfész áramkörről a 21.21. ábra nyújt áttekintést.

Mikroszámítógép

COM8U6

ACIA 6850

V. 24 intertész

21.22. ábra. ACIA csatlakozása a mikroszámítógéphez és egy V.24 interfészhez A V.24 kivezetésekhez írt számok a 25 pólusú Cannon-csatlakozó érintkezőinek sorszámait adják. A v.24 jeleinek értelmezését és szerepét a 21.5.6. pontban ismertetjük

2 L 5 3 . Az A C I A k á r t y a A 21.22. ábra szemlélteti az ACIA csatlakoztatását a mikroszámítógép busz­ ra. A címdekódoló és az adatbuszmeghajtó ugyanúgy működik, mint a párhuza­ mos interfésznél a 21.16. ábrán. 50 75 110 135

150 300 600 1200

l,8k 2,0k 2,4k 3,6k

4,8k 7,2k 9,6k 19,2k

21.23. ábra. A szabványos bitfrekvenciák (Baud-rates) táblázata Vastagon nyomtatva a leginkább használt értékek. Egység: 1 bit/s = 1 Baud

A bitsebességet egyszerűen a Standard Microsystems által gyártott COM 8146 bitsebesség-generátorral (Baud-rate generátor) álhtjuk elő. Az áramkör 5,0688 MHz-es kvarccal működik. Négy kapcsolóval a 21.23. ábrán összefoglalt 16 szab­ ványos bitsebességet állíthatunk be. A periféria oldalra berajzolt meghajtók a V.24 szintekre való illesztésről gondoskodnak. Működésükkel a 21.5.6. pontban még foglalkozunk majd. 21.5.4. Az ACIA programozása Az ACIA alkalmazását a 21.24. ábrán látható példán keresztül mutatjuk be. A PO programmal a master resetet biztosítjuk, és az átviteh keretet állítjuk be. A 09hex vezérlőszó jelentése: 1 startbit, 7 adatbit, páros paritásbit, 1 stopbit, valamint 16-szoros leosztás a bitsebesség beállítására és a megszakításkérések kiik­ tatása. Az ACIA kezdőcímeként az FOlO^ex címet vesszük fel. Adatszó kiadása előtt le kell kérdezni az adóregisztert, hogy üres-e. Erre szolgál a lekérdező programrész a P l adatkiadási programban, ami az első bitet vizsgálja a státusregiszterben. Ha ez a bit egy szintű, akkor szabad a következő adatszót az adóregiszterbe beírni. A P2 beíróprogramnak addig várnia kell, amíg adatszó lesz a vevőregiszter­ ben. Ehhez kell a státusregiszter 0 . bitjét megvizsgálni. Ha ez l-es, akkor ez érvényes adatok meglétét mutatja, melyek betölthetők az akkumulátorba. A vezérlőregiszter egyik bitje segítségével a megszakításrendszer is bekapcsol­ ható az ACIA-ban. Hatására mindig új megszakítás jön létre, ha a vevőregiszter­ ben új adatok vannak. Ezzel azt is elérhetjük, hogy a számítógép csak akkor hajt végre olvasási ciklust, ha már új adatok állnak rendelkezésre. A fennmaradó idő más programok feldolgozásaira váhk szabaddá. A további státusbitek megadják, hogy teljesül-e a paritásfeltétel, vagy nem veszett-e el egy szónyi információ azért, mert az előző szót nem időben hívta le a rendszer.

Cím

Hexa kód

Címke

1000 3 5 7 9 B

CE C6 E7 C6 E7 39

FO 10 03 00 09 00

PO

1010 3 5 7 9 B

CE E6 C5 27 A7 39

FO 10 00 02 FA 01

Pl Ml

1020 3 5 6

CE E6 56 24 A6 39

FO 10 00

P2 M2

8

A

FB 01

Érintett regiszter

Mnemonik

Operandus

LDX LDA B STA B LDA B STA B RTS

#$ #$ 00, #$ 00,

LDX LDA B BIT B BEQ STA A RTS

# $ FOlO 00, X #$02 Ml 01, X

Transmit

LDX LDA B ROR B BCC LDA A RTS

# $ FOlO 00, X

Status

Megjegyzés

Inicializálás

FOlO 03 X 09 X

Control

Master Reset

Control

órajel, keret kivitel

Status Üres-e az adóregiszter? byte kiadása

bevitel Megtelt-e a vevőregiszter?

M2 01, X

Receive

byte beolvasása

21.24. ábra. ACIA programozási példa

Hexa ekvivalens b^b^b^

Hexa ekvi­ valens 0 1 2 3 4 5 6 7 8

9 A B C D E F

0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 10 0 0 11 0 10 0 0 10 1 0 110 0 111 10 0 0 10 0 1 10 10 10 11 110 0 110 1 1110 1111

0

1

2

3

4

5

6

7

000

001

010

011

100

101

110

111

NUL SOH STX ETX EOT ENQ ACK BEL BS HT LF VT FF CR SO SI

DLE DCl DC2 DC3 DC4 NAK SYN ETB CAN EM SUB ESC FS GS RS US

SP !

0 1 2 3 4 5 6 7

@ § A B C D E F G H I J K L M N 0

P

# $ %

& '

( ) *

+

8

9 *

<

>

/

7

21.25. ábra. ASCII jelkészlet

P

Q R S T U V

a b c d e f

q r s t u

w

g h i

w x

X Y Z [ \ ] í

Á ö ü

j k 1 m n 0

V

y z { 1

á ö

} ~

ü B

DEL

21.5.5. Az A S C I I kód Soros adatátvitelnél a betűket és számokat általában ASCII kódban visszük át. így történik az lEC buszon való adatátvitelnél a (21.6. szakasz) és az adatok kijelzésénél is. Az ASCII kód (American .Standard Code for /nformation /nterchange) az alfanumerikus jelek és bináris ábrázolásuk közötti összerendelés szab­ ványos kódja. A kódjeleket a hexadecimális megfelelőjükkel együtt a 21.25. ábrán foglaltuk össze [21.3]. 96 alfanumerikus jel van. A szabvány a 0...9 számjegyeket a 30...39 hexa számokhoz rendeh. Az ASCII számhoz tartozó bináris számot tehát egyszerűen 30hex kivonásával határozhatjuk meg. Hexa kód 00 01 02 03 04 05 06 07 08 09 OA OB OC OD OE OF 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 lA IB IC ID lE IF 20 7F

ASCII jelek NUL SOH STX ETX EOT ENQ ACK BEL BS HT LF VT FF CR SO SI DLE DCl DC2 DC3 DC4 NAK SYN ETB CAN EM SUB ESC FS GS RS US SP DEL

Megnevezés (meaning)

Null Start of Heading Start of Text End of Text End of Transmission Enquiry Acknowledge Bell Backspace Horizontal Tabualtion Line Feed Yertical Tabulation Form Feed Carriage Return Shift Out Shift In Data Link Espace Device Control 1 Device Control 2 Device Control 3 Device Control 4 Negative Acknowledge Synchronous Idle End of Transmission Block Cancel End of Médium Substitute Escape File Separator Group Separator Record Separator Unit Separator Space Delete

Jelentés

kitöltő karakter fejrészkezdés szövegkezdés szöveg vége adás vége lekérdezés nyugtázás figyelmeztetés visszaléptetés vízszintes tabulálás soremelés függőleges tabulálás új lap; lapváltás kocsi vissza kódváltás kódvisszaváltás adatátvitel átkapcsolás 1. berendezésvezérlő karakter 2. berendezésvezérlő karakter 3. berendezésvezérlő karakter 4. berendezésvezérlő karakter nemleges válasz szinkronizálás; szinkronkarakter adatátviteli blokk vége érvénytelenítés adathordozó vége helyettesítés átkapcsolás állományelválasztás csoportelválasztás rekordelválasztás elemelválasztás szóköz törlés

21.26. ábra. ASCII kód különleges jeleinek értelmezése

A 21.25. ábra első két oszlopában a nem ábrázolható jeleket találjuk, amelyek jelentését a 21.26. ábrán foglaltuk össze. A legfontosabbak a CR (kocsi vissza) és LF (soremelés) kódok, amelyek képernyős kijelzésnél külön billentyűkkel hívha­ tók. A többit a billentyű vezérlő (CTRL) segítségével a 4. és az 5. oszlopban található jelekkel választhatjuk ki. így a BEL (csengetés) ^ 01^^^ jelzés a CTRL és a G billentyűk egyidejű lenyomásával lehetséges. A másik fontos billentyű az SP (Space) ^ 20i,ex.

21,5.6. R S 232C, V.24 interfész Az RS 232 szabvány szerint (DIN 66020, 66022, CCITT V.24) a H szint + 3... + 15 V, az L szint — 3... — 15 V közé eshet. Az adatokat negatív logikában, a vezérlőjeleket pozitív logikában továbbítjuk. TTL jelek V.24 jelekké integrált szintillesztőkkel alakíthatók át a legegyszerűbben. Az M C 1488 ihesztő TTL jelekből V.24 jeleket, az M C 1489 pedig V.24-ből TTL jeleket állít elő. Mindkét típus négy független illesztőt tartalmaz. A negatív szint miatt az 1488 nem 5 V-ról működik, hanem ± 1 2 V-os tápfeszültséget igényel. Kimenete rövidzárvédett: a kimenő áram ± 1 0 mA-ra korlátozott. MCU89

MCU^

TXD

RXD

1 , 1 ' RXD

c

<]

MCU89

TXD

MCU88

Számítógép

Terminál

21.27. ábra. V.24 interfész adatjeleinek szintáttevő elrendezése

A 21.27. ábra V.24 összeköttetést szemléltet a szükséges szintillesztőkkel együtt, A szabványos Baud-rate (információátviteh sebesség) értékeket a 21.23. ábrán foglaltuk össze. A vezetékek hossza maximáhsan 15 m lehet, mert az átvitel efelett a földhurkok miatt zavarérzékeny lesz. A V.24 interfészekben a két jelvezeték mellett öt vezérlővezeték is értelmezett, amelyek az adatcserét vezérlik. Eredetileg modemmel együtt adatátvitel céljára fejlesztették ki. Az adatokat ilyenkor frekvenciabillentyűzött formában vitték át a hangfrekvenciás tartományban telefonvonalon. Ezt a felhasználási területet manapság a számítógépek és a monitor, hl. a sornyomtató terminálok közötti közvetlen átvitel háttérbe szorította. A V.24 jelek megnevezését és ezek értelem szerinti fordítását a 21.28. ábrán foglaltuk össze. A T X D és R X D adatjelek mellett van két további jel is, az RST és a CTS, amellyel a számítógép, ih. a terminál megadhatja, hogy kész-e az adatok fogadásá­ ra. Ezt a vezérlési lehetőséget legtöbbször a nyomtatóknál használjuk, amelyek

Rövidítés

Név

TXD RXD RTS CTS DSR DTR DCD

Értelemszerű fordítás

Transmit Data Receive Data Request To Send Clear To Send Data Set Ready Data Terminal Ready Data Carrier Detected

adat adása adat vétele adásengedélyezés a vevőtől adásengedélyezés az adótól működőképes számítógép működőképes terminál átviteli csatorna rendben

21.28. ábra. A V.24 interfész jeleinek elnevezése és gyakorlati értelmezése

nagyobb adatátviteli sebességet tesznek lehetővé, mint a nyomtatás lehetséges sebessége. Mielőtt a puffertárolójuk túlcsordulna, az RTS jelet megszüntetik. A DSR és a DTi? jelek jelzik az ellenállomásnak, hogy a készülék bekapcsolt állapotú. A DSR jel (a 21.22. ábrán) l-es szintű, ha a meghajtó és ezzel együtt a számítógép is bekapcsolt. A DCD bemenet megadja, hogy az átviteli út rendben van-e. Passzív kábeles összeköttetésnél ez a feltétel azt jelenti, hogy a csatlakozók mindkét végállomáson a helyükön vannak. Ezért ezt a jelet az ellenállomás DTR, ill. DSR-]é[éhö\ képezhetjük. A 21.29. ábra szemlélteti két V.24 interfész vezérlési funkciókat kihasználó összekötési lehetőségeit. A TXD, RXD és a TRS, CTS'jeleket keresztbe kell kötni. A keresztbekötést a 21.29a ábra szerint a kábelben is megtehetjük. Ekkor a csatla­ kozópontok bekötése egyforma. Használhatunk párhuzamos vezetékekből álló kábelt is, de ekkor a csatlakozópontok elnevezéseit kell módosítani, még ha a jelek rendben vannak is (21.29Z? ábra). Tehát soros összeköttetés létesítése előtt feltétle­ nül szükséges tisztázni a csatlakozó sorszámainak és a jelneveknek a kapcsolatát. Egyébként előfordulhat, hogy a bemenetet bemenettel és a kimenetet kimenettel kötjük össze. PGND 1 ^ 2o-

TXD.

RXD RTS CTS DSR

30-

DCD

Transmit Receive Request

4

5 o6 o-

SGND 7

Power Ground

Clear

Data

X X

Data To Send To Send

Data Set Ready Signal Ground

^

8 9

DTR 20<í>-

Data Carrier Detected Data Terminal Ready

-o 1 PGND -o

2

TXD

- o 3 RXD -04

RTS

-o 5 CTS -06

DSR

-o 7 SGND 9 8

DCD

«*-^20Dm

Számítógép Terminál 21.29a ábra. Két V.24 berendezés közvetlen, modem nélküli összekötése A megadott számok a 25 pólusú Cannon-csatlakozókivezetések sorszámával egyeznek

RXD 2 o-

2 TXD

TXD 3 o~

-o 3

RXD

Ol,

RTS

RTS

Uo

CTS

5 o-

-<^b CTS

DSR

6 o-

-05

5GND 7 o — DCD 8

DSR

-o 7 5GND

^

-08

DCD

H02ODW

Dm20o-^

Számítógép

Terminál

21.291? ábra. Két V.24 interfészű berendezés összekötése vezérlővezetékek alkalmazása nélkül, párhuzamos érvezetésű kábellel

Ha nem használjuk a vezérlővezetékeket, akkor sem szabad a bemeneteket egyik oldalon sem egyszerűen üresen hagyni. Ugyanis a nyitott bemenet legtöbb­ ször 0-át jelent, és a számítógépet, valamint a terminált letiltja. Ezért helyi vissza­ csatolást kell létesíteni, amikor a számítógép DSR kimenetét, ih. a terminál DTR kimenetét használjuk fel arra, hogy az üres bemeneteken l-es szint legyen. Ilyenkor csak a 21.29Z? ábrán látható háromeres összekötő-vezeték keh.

21.5.7. Áraminterfész A nagyobb távolságú adatátvitelhez feltétlenül szükséges a potenciáheválasztás, hogy a zavarjelek hatását elnyomjuk, amelyek a földvezetéken folyó kiegyen­ lítőáramok miatt keletkeznek. Ilyen tulajdonságú a 21.30. ábrán látható áram­ interfész rendszer. Az áraminterfész, mely áramhurok-, current-loop-, 20 mA- vagy TTY-interfész néven is ismert, szabványosított. A D I N 66258 1. részében, „Schnittstehen und Steuerungverfahren für die Datenübermittlung für den khnisch-chemischen Bereich" cím alatt található a részletes leírása. Két készülék csatolásánál az adó- és a vevőoldalon zárjuk a hurkot. A hu­ rokba 20 mA áramot táplálunk be. Erre gyakran csak egyszerűen egy + 1 2 V-ra kötött ehenáhást használunk. Az áramot akár a vevő, akár az adó oldalon beadhatjuk. Az áramgenerátort tartalmazó oldalt aktívnak nevezzük, a másik oldalt passzívnak. Az áramgenerá­ tornak nem kell földfüggetlennek lennie, mert elég, ha csak az egyik oldalon választjuk le a potenciált. A logikai 1 megfelel az áramnak, a logikai 0 pedig az árammentes esetnek. Az átviteli sebesség a 21.23. ábrán megadott értékeket veheti fel 9,6 kBaud értékig. A vezeték hossza maximálisan 1000 m lehet.

20 mA

t

20 m A 2/.

V

r

10 Aktív oldal

1

Passzív oldal

21.30. ábra. Áram - interfész A számok a 25 pólusú Cannon-csatlakozó érintkezőinek sorszámát jelölik

21.5.8. Az R S 449-es szabvány Az RS 232C interfész szabvány már régi és főleg kis adatsebességű alkalmazá­ sok céljára alakult ki. Az új RS 449 szabvány nagyobb adatátviteli sebességre és nagyobb távolságok áthidalására alkalmas. Elektromos kialakítás szerint két kü­ lönböző változatot különböztetünk meg: az aszimmetrikus interfész (RS 423A, CCITT V.IO) maximáhsan 300 kbit/s sebességre, a szimmetrikus interfész pedig (RS 422A, CCITT V . l l ) maximáhsan 2 Mbit/s sebességre használható [21.4]. Interfész aszimmetrikus átvitelhez (RS 423A) A 21.31. ábra szemlélteti az aszimmetrikus vezetéken való (single-ended, unbalanced) adatátvitel elrendezését. A feszültségszintek jellemző értéke ± 3,6 V. A kábelt hullámellenállásával kell lezárni. A maximáhs adatátviteh sebesség 300 kbit/s 30 m vezetékhossznál és 600 m hosszú vezetéknél 15 kbit/s-ra csökken. A m 25L5 29

Am26LS32

A m 26LS32

9Am26LS29

21.31. ábra. Az RS 423-as interfész elrendezése

Szimmetrikus interfész ( R S 422A) A legnagyobb adatátviteli sebességet és a legnagyobb vezetékhosszt szimmet­ rikus vezetékkel érhetjük el a 21.32. ábra szerinti elrendezésben. 60 m vezetékhoszszig maximáhsan 2 Mbit/s adatátviteli sebességet érhetünk el. Nagyobb vezeték­ hosszaknál csökken az adatátviteli sebesség. 1200 m-nél 100 kbit/s-ra csökken az adatátviteli sebesség. A 21.33. ábrán áttekintjük a négy ismertetett soros interfész legfontosabb elektromos adatait [21.5]. Am26LS31

Am26LS32

j - j - | j x A m 26LS32

X

Am26LS31

21.32. ábra. Az RS 422-es interfész elrendezése

RS 232C (V.24)

Jellemzők

Átvitel Kábel típusa Kábelhossz Adatsebesség, maximum Meghajtó kimeneti szint (terheletlen maximum) Meghajtó kimeneti szint (terheléssel) Minimális vételi szint Adó IC Vevő IC Gyártó

Áraminterfész

RS 423 (V.IO)

•

RS 422 (V.ll)

aszimmetrikus sodrott érpár 15 m

szimmetrikus sodrott érpár 300 m

aszimmetrikus koaxiális 600 m

szimmetrikus sodrott érpár 1200 m

20 kbit/s

10 kbit/s

300 kbit/s

2Mbit/s

±25 V

20 mA

±6 V

± 6 Vdiíf.

±0,5...±15 V ±3 V M C 1488 M C 1489 Motorola

20 mA 10 mA optocsatoló optocsatoló sokan

±3,6 V ±0,2 V Am 26LS29 Am 26LS32 AMD

± 2 Vdiíf. ± 0 , 2 Vdiíf. Am 26LS31 A M 26LS32 AMD

21.33. ábra. Soros interfészek tulajdonságainak összehasonlítása

21.6. lEC-busz interfész A 21.1. szakaszban már láttuk, hogy a buszelv alkalmazásával sok részegység egyszerű rendszerben összeköthető egymással. Ugyanez az elv a különböző készü­ lékek közötti adatcserére is előnyösen használható. A különböző gyártók különbö-

ző készülékeinek tetszőleges kombinációját összeköthetjük, ha a nemzetközileg elfogadott interfész szabványnak megfelelnek; mely a 488-1978 számú IEEE szab­ vány Amerikában és a 66.22 számú lEC szabvány Európában; ezeket egységesen szabványos lEC busznak hívjuk. A csatlakozópontok bekötését is beleértve azonos a két szabvány. Az M C 68488 General Purpose /nterface y4dapter (GPIA) olyan nagyintegráltságú áramkör, amellyel a mikroszámítógép busz és az lEC busz összekötése igen egyszerű. Működésmódjának megértése érdekében foglalkozzunk előbb az lEC busszal. Blokksémáját a 21.34. ábrán látjuk. Az lEC busz 8 adat- és 8 vezérlővezetékből áll. Eltérően a mikroszámítógé­ pektől a beszélő készülékek címeit az adatvezetékeken továbbítjuk. Fehsmerése az Attention (ATN) vezérlőjel segítségével lehetséges. Másik eltérés a mikroszámító­ géphez képest az, hogy az adatátvitel szinkronizálása nem órajellel, hanem aszink­ ron jellegű nyugtázó eljárással történik. Erre szolgálnak a Ready For Data (RFD), a Data Valid (DAV) és a Data Accepted (DAC) vezérlőjelek. A „háromhuzalos handshake" (kézfogásos) üzemmód segítségével az adatokat a beszélőtől a tetszőle­ ges számú hallgatóhoz továbbíthatjuk anélkül, hogy bármilyen előírást kellene tegyünk az átviteli sebességre. Az adatok érvényesek maradnak mindaddig, amíg a leglassabb haUgató is bevételezte. A 21.35. ábra szemlélteti a háromhuzalos handshake-es átvitel időbeni folya­ matát. H a a beszélő új byte-ot bocsát ki, akkor ez a jel az adatbuszra kerül, és megvizsgálja az RFDjÚQt A nyitott kollektoros kimenetek segítségével huzalozott ÉS-függvény miatt az RFD csak akkor lesz logikai 1 értékű, ha minden rákapcsolt készülék kész az adatok fogadására. Ha ez fennáll, akkor a beszélő nyugtázza az További készülékek

1. készülék

Vezérlő készülék

DJ0 1... DI0 8

Data

DAV

Data Valid

DAC

Data Accepted

RFD

Ready for Data

EOI

End or Identífy

ATN

Attention

REN

Remete Enable

IFC

Interface Clear

SRQ

Service Request

é—

Adatok

Handshake

Általános vezérlő vezetékek

21.34. ábra. Készülékek lEC-buszra kötése A buszvezetékek neveit a szabványtól eltérően a könnyebb érthetőség miatt a pozitív logikának megfelelően adtuk meg

adatok érvényességét azáltal, hogy DAV= 1-et áhít be. A hahgatók RFD = 0-val reagálnak erre, amely jelzi, hogy átmenetileg nem képesek további adatokat fogad­ ni, és bemeneti tarjaikba bevételezik az aktuáhs byte-ot. A huzalozott ÉS-függvény a DAC= 1 jel kibocsátásával jelzi, ha az összes megcímzett hallgató bevételezte a jeleket. Ezután a beszélő DA V= O-t állít be. A hallgatók erről ismerik fel, hogy a D ^ C jelek megérkeztek és visszaálhtják azokat 0 szintűre. Ebben a pihanatban kezdődik az adatok feldolgozása. A feldolgozás végét a Ready for Data vezérlőjel jelzi. Ha minden készülék szabaddá válik, akkor RFD = 1 lesz. Ez jelzi a beszélőnek, hogy új byte-ot küldhet. A megértés elősegítésé­ re a 21.35. ábrán felrajzoltunk két folyamatábrát, amin a beszélő és egy hallgató handshake üzemmódon belüli aktivitását ábrázoltuk.

Beszélő

Hallgató

Beszélő - handshake

Adatok->busz

>>

<^F 1

Hallgató- handshake

DAV?

RFD = 0 Adatok beolvasása

DAV=^ DAC=\
DAV=0

0 DAC = ^ Adatok feldolgozása

RFD=^

21.35. ábra. 3 huzalos handshake működés idődiagramja és folyamatábrája

DMA Grant

T Mikroszámítógép

18...2A 18...25)

X

GPIA 68^88

lEC-busz

21.36. ábra. GPIA rákötése mikroszámítógépre és l E C buszra Az lEC busz vezetékeinek számozása a 24 pólusú Amphenol-csatlakozó érintkezőinek számával egyezik. Zárójelben a 25 pólusú Cannon-csatlakozóérintkező számai állnak

Látható, hogy a beszélőtől a haügatókig történő adatátvitelhez nem kell a vezérlőegység részvétele. A vezérlő csak akkor lép működésbe, ha új beszélő, vagy hallgató címzése szükséges. A vezérlés ATN= 1 jele után az adatvezetéken átküldi az új címeket, ezek átvitele a szokványos handshake üzemmódban történik. A biz­ tonságos működés érdekében a szabvány előírja, hogy minden készülék az ATN= 1 feüépése után legkésőbb 200 ns múlva a hallgató handshake működést kell elkezdenie teljesen függetlenül a pillanatnyi aktivitásától. A készülékek címeit a szabvány szerint ASCII kódban kell megadnunk. A hallgatók megengedett címei a 21.25. ábra 2. és 3. oszlopában szereplő jelek. A beszélők számára a 4. és az 5. oszlop jelei használhatók. A hallgatók és beszélők

címei nem választhatók egymástól függetlenül, hanem az utolsó 5 bitnek egyezni keh. Eszerint a „T" beszélő címhez a „4" hahgató cím tartozik. A „?" jel (Unhsten) valamennyi hallgatót kikapcsol. A hozzá tartozó „<-" beszélőcím az aktuális beszélők kikapcsolására való. Általában ez a cím nélkülözhető, mert a beszélő automatikusan kikapcsol, mihelyt másik beszélőcím jelenik meg a buszon. 31 beszélő- és 31 hahgatócím szabadon választható. A többi ASCII jelet speciáhs utasításként definiáljuk; pl. a DC4 a Device Clear készüléktörlés-utasítás. A 21.36. ábra szemlélteti a GPIA csatlakoztatását a mikroszámítógép-busz­ hoz. Az alsó három címbittel 7 író- és 8 olvasóregiszterhez férhetünk hozzá. Az adatok a 7. regiszteren át áramlanak mindkét irányba. A többi regiszter meghatározza a működési módot, és jelzi a pihanatnyi üzemáhapotot. A készülé­ kek címeit a 4. regiszter tárolja. Betöltésükről szoftver úton kell gondoskodni. Sokszor előnyös lenne kézi beállítás biztosítása. Ezt teszi lehetővé a címkapcsoló, mert ha a GPIA 4. regiszterét kiolvassuk, akkor az adatkimenetek nagyimpedan-

Cím

Címke Mnemonik Operandus

Hexa kód

1000 3 5 7 9 B D F

CE E6 E7 6F 6F C6 E7 39

FO 20 04 04 03 00 80 02

1010 2 3 5 7 A C

E6 56 24 A6 BD 20 39

00

1020 2 4 6 9 B C

E6 C5 27 BD A7 20 39

1030 2 4 6

8D 8D 8D 20

PO

í

Pl

07 07 X X X

X

F4 Ml P2

00 40 06 X

X X

X

07 M2 CE DC EA FA

P3 M3

LDX LDA B STA B CLR CLR LDA B STA B RTS

*$ 04, 04, 03, 00, *$ 02,

LDA B ROR B BCC LDA A JSR BRA RTS

00, X

F020 X X X X 80 X

Ml 07, X VI Pl

LDA B BIT B BEQ JSR STA A BRA RTS

00, X * $ 40 M2 V2 07, X P2

BSR BSR BSR BSR

PO Pl P2 M3

Érintett regiszter

Megjegyzés

Address Address Command Interrupt

Inicializálás címkapcsoló-olvasás készülékcím tárolása reset-bit törlése megszakítás-kikapcsolás

Addr. Mode

normál címzési mód

Status

Beírás

Input

A jel megérkezett-e? jelbevitel a jel feldolgozása

Status

Kivitel

Output

Kimeneti regiszter üres? jelelőkészítés jelkivitel

21.37. ábra. GPIA programozási példa

Főprogram inicializálás beírás kivitel ismétlés

ciájúak maradnának. Ehelyett az ASE jellel a tristate meghajtókat aktivizáljuk. A beállított cím így megjelenik az adatbuszon, és a CPU beolvashatja. A kapcsoló­ val az ASCII cím alsó 5 bitjét álhthatjuk be. A felső 3 bittel a „Talk Only", ill. „Listen Only" különleges működésmódok választhatók ki. A GPIA működése viszonylag egyszerű, mert a buszparancsokra adott válasz és a handshake kialakulása automatikus. Az lEC buszmeghajtó átviteh irányának átkapcsolása ugyancsak automatikusan történik, attól függően, hogy az interfész egység hallgatóként vagy beszélőként címzett. A 2 1 . 3 7 . ábrán programpéldát látunk. A GPIA kezdőcíme legyen F O 2 0 h e x Inicializáló eljárásunkhoz a legegyszerűbb üzemmódot választottuk. Ez sok alkal­ mazáshoz megfelel. A betöltő eljárásban megvizsgáljuk, hogy az lEC buszról egy jel beolvasása megtörtént-e. H a igen, akkor a jel betöltődik az A akkumulátorba. A kiválasztott működésmódnál az olvasás hatására automatikusan RFD = 1 áll be, és így a handshake üzemmód befejeződik. Másik működésmód választásával az RFD jelet is 0-ra áüíthatjuk, és így az l E C busz addig lesz letiltva, míg a jel teljes feldolgozása meg nem történik. Ebben az esetben az RFD jelet külön utasítással a kívánt időpontban egyre keU állítani. A jel feldolgozása után a betöltőeljárás kezdetére történik visszaugrás. Ha időközben nem érkezik újabb jel, akkor a betöltőeljárásból kilépünk. A kiviteli eljárás először megvizsgálja, hogy szabad-e a kivitehregiszter. H a igen, akkor a jel kódját az A akkumulátorból a kiviteli regiszterbe tölti, és onnan automatikusan handshake vezérléssel az lEC buszra adja. A handshake vezérlés vége arról ismerhető fel, hogy a kiviteh regiszter ismét szabad jelzést ad. A követke­ ző jelek ezután írhatók ki. További kiviteli igény hiányában kilépünk a kiviteli eljárásból. A főprogram a két eljárást felváltva hívja meg. Ezzel érjük el, hogy a készülék bármikor hallgatóként vagy beszélőként is rendelkezésre áll az lEC busz számára.

21.7. Programozható számlánc A 10.2. szakaszban láttuk, hogy a párhuzamos beírású számlánc nagyon sokrétűen használható. A számítógéphez kapcsolt alkalmazásához elvileg a PIA áramkörön át csatlakoztathatjuk a mikroszámítógép buszára. Sok hardvert és szoftvert takaríthatunk meg, ha eleve speciáhs buszkompatibilis számlálót haszná­ lunk, mint amilyen pl. az MC6840 típus Programmable Timer Modulé. Blokksé­ máját a 21.38. ábrán látjuk. A tok három független, egyenként 16 bit szóhosszúsá­ gú független bináris hátraszámláló áramkört tartalmaz. Minden számlálóhoz egy 16 bites regiszter is tartozik, ami a párhuzamosan beírandó szám tárolására szolgál, és egy vezérlőregiszter is, ami a működési módot határozza meg. „Folya­ matos" működésmódban a számlálóba beíródik a tárolt s^ám, ha a számláló állapota eléri a 0-át. Órajelként egyaránt használhatunk a C bemenetre vezetve

3-szor

R5 0

Regiszterkiválasztás

RS\

1 6 bites számlánc

C 0

16

R5 2

1 6 bites regiszter

C5 E R/W IRQ

D

í r á s - olvasás­ vezérlés

8 bites vezérlőregiszter

8 bites állapotregiszter

21.38. ábra. A 6840-es programozható számlánc belső felépítése C = Clock, külső órajel; O = Output, számlánckimenet; G = Gate, letiltás

külső őrajelet vagy a belső E rendszer őrajelet. Az O kimeneti jel állapota minden esetben megváltozik, ha a számláló eléri a O-t. Szimmetrikus négyszögjelet kapunk a kimeneten, aminek frekvenciája a beírt számtól függően 2...2^^-ed része az órajelnek. „Monostabü multivibrátor" üzemmódban a G bemenet segítségével olyan egyszeri impulzust indíthatunk, amelynek időtartama T és (2^^— 1) T között be­ állítható. Az áramkör reverzíbihs számláncként is működhet, ha az előre- és hátraszám­ láló impulzusokat két külön számlálóra adjuk. A számláló áhását ilyenkor a két számláló értékeinek különbsége adja, mint pl. a 10.35. ábra kapcsolásán láttuk. Ezt itt néhány szoftver utasítással megoldhatjuk. A 6840 CMOS kivitelben is kapható a Mitel cégnél. Emehett a párhuzamos interfésszel is kombinált 6522, ill. 6526 típusú áramköröket is használhatjuk szám­ lálóként, ezeket már a 21.18. ábrán is feltüntettük. A Motorola 146818 típusa speciális CMOS számláló, ami óraként és naptárként programozott. A következő adatok áhnak rendelkezésre: másodperc, perc, óra, a hét napja, a hónap, mégpedig 100 évre előre programozva. A hónapok hosszát szökőévekben is helyesen veszi figyelembe.

21.8. Megszakításvezérlő Eddig azt áhítottuk, hogy minden periféria megszakítás-kimenete huzalozott VAGY-függvényen keresztül érvényesülve a mikroprocesszor IRQ bemenetére hat. Megszakítás kérésnél először meg kell határozni, hogy melyik I/O egység kért megszakítást. E célból a megszakítás program elejére olyan eljárást írunk, amely

az I/O egység státusszavait egymás után beolvassa, és a megszakításbitet lekérdezi. A soros lekérdezés ezen eljárását „Serial Polling"-nak nevezzük. H a ily módon kiderül, hogy honnan érkezett a megszakításkérés, akkor elágazik a program a megfelelő feldolgozási eljárásra. Ha egyszerre több megszakítás jelentkezik, akkor előre meghatározott priori­ tási sorrendet vesz figyelembe a rendszer. A 21.39. ábra nyolc prioritássík esetének folyamatábráját szemlélteti. Mindig a nagyobb szám jelenti a nagyobb prioritást.

Igen

Interrupt-Service Routine 7

-^RTI

Interrupt- Service

RTI

Routine 6

Interrupt-Service Routine 0

•RT!

21.39. ábra. Megszakítás-kiértékelés soros lekérdezéssel

Látható, hogy a reakcióidő annál hosszabb, minél kisebb a prioritás. Ezt a hátrányt a megszakításvezérlő alkalmazása szünteti meg. Ez a lekérdezési folyamat nélkül a megfelelő eljárásra ugrik. Az M C 6828 megszakításvezérlőnek 8 (INO.. .IN7) megszakításbemenete van. Ezeket minden E élnél lekérdezi. Attól függően, hogy melyik megszakítás jelentke­ zik be, más-más belépési címet kell, hogy átadjon a megszakításvezérlö a mikro­ processzornak a megszakításeljáráson belül, ha a processzor az F F F 8 / F F F 9 cím­ hez fordul. Ezért a megszakításvezérlőt egy EPROM-mal együtt alkalmazzuk (21.40. ábra), ami a címtartomány felső végén van. A 0...7 megszakításeljárások kezdő címei az FFE8/9...FFF6/7 címeken vannak tárolva. Az a^...a^ címbitek nem a címbuszra vannak kötve, hanem a megszakításvezérlő kimenetére. A vezérlő eze­ ket mindannyiszor módosítja, ahányszor a CPU olvasást végez az FFF8/9 címről, így jut megszakítás után az E P R O M tartalma az adatbuszra az F F E 8 . . . F F F 7 tartományból. Ha egyik megszakításbemenet sem kap vezérlést, akkor a címek változatlanul kerülnek az EPROM-ba. Tehát az FFF8/9 regiszterek tartalma jelenik meg az FFF8/9 címen. Ezáltal olyan I/O egységek megszakításait is kezelhetjük, amelyek a megszakítást közvetlenül az I R Q vezetékre adják. Az ilyen egységek prioritása -1.

EPROM 2kbyte CS 0,1

A

16

OlO

MC6828 C

^5

04

4

ól CS

Oo

05

D

R/W

E

INl

ÍNl

IRQ INO

INO EN o-

V <] 21.40. ábra. Megszakításvezérlö csatlakoztatása a mikroszámítógép-buszra

213. Közvetlen tárhozzáférés (DMA) Minden byte tárba való beírásához és onnan való kiolvasásához több utasítást kell végrehajtani. A 21.41. ábrán látható példa olyan programra vonatkozik, amelyben egy párhuzamos interfész szerepel, és amely kiviteli regiszterének az FOOO címen kell lennie. írassuk ki egy tartomány tartalmát, amelynek kezdőcíme

Cím

1000 3 5 8 9 C E 1010 2

Hexa kód

FE A6 B7 08 BC 26

10 00 00 FO 00 10 02 F5

Címke

LOOP

Mnemonik

Operandus

LDX LDA A STA A INX CPX BNE

# $ 1010 00, X FOOO

39

RTS

00 00 02 00

WORD WORD

Ciklusok száma

5 5 4 5 4

$ 1012 LOOP •

$0000 $0200

Megjegyzés

startcím a jel behozatala a jel kivitele következő cím utolsó cím ismétlés

23 startcím utolsó cím

21.41. ábra. Tártartomány kivitelének programja párhuzamos interfész segítségével

1010 és befejző címe 1012. E célból az érintett tárterület minden byte-ját egymás után az akkumulátorba töltjük, és ezután továbbíthatjuk az interfész felé. Majd eggyel növeljük az indexregiszter tartalmát és lekérdezzük, hogy befejeződött-e a program. Amíg nem ér véget a program, addig a programciklus mindig újra végrehajtódik, és az olvasás byte-onként halad előre. A 21.41. ábráról leolvasható, hogy egy byte kiírásához a cikluson belül 5 utasítást kell végrehajtani, ami összesen 23 órajelperiódust igényel. 1 ps-os órajelnél egy byte kiírása ezek szerint 23 ps ideig tart. Tehát a program futtatásával maximáhsan 43 kbyte/s sebességet érhet el a gép. Sokkal nagyobb sebesség érhető el, ha címgenerátorként a mikroprocesszor helyett számlálót használunk. Ilyen áramkör a 6844 típusú D M A vezérlő. Négy egyforma felépítésű csatornát tartalmaz, amiből egyet a 21.42. ábrán látunk. Iniciahzáláshoz a címregisztert feltöltjük a kezdőcímmel, és a „byte-count-register"-t az átvitelre váró byte-ok számával. A vezérlőregiszter meghatározza, hogy a címeket növelni vagy csökkenteni keh-e, és hogy a tárba írni vagy onnan olvasni kell-e. Ha D M A vezérlő a perifériáról kap egy TxRQ (Transfer Request) jelet, akkor a mikroprocesszort a DMA-Request segítségével H A L T állapotba küldi. Ha a mikroprocesszor befejezte az éppen futó utasítás végrehajtását, akkor szabaddá teszi a mikroszámítógép-buszt, és erről a D M A - Grant segítségével értesíti a D M A vezérlőt, amely rögtön átveszi a cím és R/W jehk vezérlését. A 21.43. ábra a D M A vezérlő csatlakoztatását szemlélteti a mikroszámítógép4-szer -7^

Regiszter

Cím

kiválasztása

regiszter

;00

TxRQ

01^

D 10 ' 02 Byte-számláló

R/W IRQ RES

03' regiszter

Buszinterfész Priority

E CS

15

Interrupt

DMARQU DMAGRT

16

Data-Chain

21.42. ábra. A 6844 DMA vezérlő belső felépítése A megadott számok a 0-ás csatorna regisztercímeit tüntetik fel

TxSTB

D

D

TxRQ

16 A Cím­ dekódoló CS R/W IRQ RES

R/W TxSTB IRQ RES E

H LI­ BA 6

DMARQU DMAGRT Am25LS2520

21.43. ábra. DMA vezérlő csatlakoztatása a mikroszámítógép-buszra és a kimeneti interfészre

hez és egy olvasó interfészhez. Az iniciahzáláshoz a D M A vezérlőt, mint minden más perifériát a mikroszámítógép-buszhoz kell csatlakoztatni. D M A átvitelnél a D M A vezérlő generálja a cím és i ? / ) ^ jeleket. Ezért itt ezekhez a jelekhez is kétirá­ nyú buszmeghajtókat kell használni. A buszmeghajtókat a BA Bus - Available jellel álhthatjuk a busz felé irányuló jelkiadás irányába. A kiviteli interfész vezérléséhez a D M A vezérlő a TxSTB Transfer Strobe jelet állítja elő, ami megfelel a mikroprocesszor VMA jelének, és megadja, hogy mikor ad ki a D M A vezérlő érvényes címet. Ez választja ki az interfészáramkört. Ha egy átviteli ciklus végén a tárból származó érvényes adatok vannak jelen, ezek E nega­ tív élének hatására az interfész áramkör tárjába íródnak be. Bonyolultabb feladat olyan interfész áramkör (pl. a 6821-es PIA) alkalmazá­ sa, amely több regisztert tartalmaz, és iniciahzálás is szükséges. Ebben az esetben a D M A interfész mellett normál buszinterfész is keh, amelyen keresztül a mikro­ processzor közvetlenül az interfész áramkör regisztereihez hozzáférhet. Ezenkívül kell még egy regiszterválasztó tár is, ami a D M A működésnél az adatregiszter címeit az I/O áramkörben megőrzi. Különböző lehetőségek vannak a D M A átvitel megoldására. A leggyorsabb a blokkátvitel. Ennél a mikroprocesszor működése addig van felfüggesztve, amíg az egész adatblokk átfut. Az ilyen működésnél minden E órajel-periódus alatt 1 byte átvitele történik. A programvezérelt adattovábbításhoz képest az átviteli sebesség tehát 23-szoros. Ez csak addig igaz, amíg a D M A átvitelhez szükséges inicializálás ideje elhanyagolható. Ezért nem célszerű D M A segítségével csak kevés byte átvitelét lebonyolítani.

Létezik olyan D M A vezérlő, amelyik D M A átvitelt tárból tárba is lehetővé tesz. Ilyenkor két D M A csatornát kapcsolunk össze. Az egyik a kiindulási tarto­ mányra mutat, a másik pedig a céltartományra. Az átvitel során minden byte az első ciklusban kiolvasódik a kiindulási tartományból, és a D M A yezérlőben átme­ netileg tárolódik. Csak a második ciklusban kerülnek tovább a céltartományba. A tárak közötti adatátvitelhez tehát két órajelciklus kell, ezért fele olyan gyors, mint az I/O — tárátvitel. Az viszont előnyös lehet, hogy a D M A vezérlőt nem kell rögzítetten egy I/O áramkörhöz hozzárendelni, hanem tetszőleges adatátvitelnél D M A kártya működésmódigényének kielégítésére - így pl. adatmezők eltolására — használhatjuk.

21.10. Aritmetikai processzor Ha hosszabb számítási műveleteket kell a mikroprocesszorral végeztetni, akkor általában nem kell erre egyedi programokat írni, mert a szokásos matemati­ kai eljárásokra kész szoftver csomagok állnak rendelkezésre, melyeket szubrutin­ ként illeszthetünk be a programba (pl. ilyen az M C 68A39 lebegőpontos R O M , ami a 6809 processzorhoz illeszthető). A műveletvégzési idők ilyenkor is meglehe­ tősen nagyok, a négy alapművelethez 32 bites IEEE lebegőpontos alakban 2.. .6 ms tartozik. A legrövidebb műveletvégzési időt párhuzamos működésű hard­ ver megoldásokkal kapjuk, ilyenekről a 19. fejezetben volt szó. Ezek az áramkörök viszont elég bonyolultak. Sok esetben optimális kompromisszum az aritmetikai processzor alkalmazá­ sa. Ez is úgy, mint a többi periféria, a mikroszámítógép buszrendszeréhez csatla­ koztatható. Műveleti ideje 100 ps körüli, a négy alapművelet elvégzésekor, 32 bites IEEE lebegőpontos alakban. Jelenleg az A M D cég Am9511-es és Am9512-es általános célú típusai a legjobban használhatók. A 9511-es típus háromféle adattí­ pus feldolgozására alkalmas: 16 és 32 bites fixpontos, valamint a 32 bites lebegő­ pontos esetre. A négy alapművelet mellett alkalmas gyökvonásra, szögfüggvények, logaritmus és exponenciális függvény számítására. A 9512-es típus előnye, hogy IEEE formátumú 32 és 64 bites operandusokat képes feldolgozni. Hátránya vi­ szont, hogy csak a négy alapművelet elvégzésére alkalmas. Mindkét típus bekötése azonos. A mikroszámítógép-buszra történő csatlakoztatást a 21.44. ábra szemlélte­ ti. A címdekódoló és az adatmeghajtó ugyanúgy működik, mint minden I/O kár­ tyánál. Különlegessége, hogy az aritmetikai processzornak külön író, ill, olvasó bemenetei vannak, ezek aktívvá csak akkor válhatnak, ha a chipet kiválasztják {CS = 0). A vezérlésnek ez a módja a 8080-as családnál szokásos. Ezzel a 21.14. sza­ kaszban még részletesebben foglalkozunk. A helyes időbeh sorrend biztosítására a CS bemenet közvetlenül a címek beérkezése után aktívvá lesz, de az RD és a WR bemenet csak arra az időre, míg E = 1 fennáll. Az adatok be-, ill. kiírására a 9511/12-ben van egy belső veremtár. A számítási művelet elvégzése előtt minden operandus byte-ról byte-ra a veremtárba kerül.

VMA

15

/

PO

+5V

VCC CS

^70

P--Q

A

% LS 688

/

+12V

t t

10 k a

JT

VDD

C/D

WR R/W

_IR

RD

EACK

3E/V1 3EA/2

Am 9511A

1 3—cG3

SVACK

VI

<\I

jrl>

2V

74LS2Í5

RES

1

D RES

loka

í> <] 1 -

órajelgenerátor 2 MHz-es

PAUSE

CLK

GND

21.44. ábra. Aritmetikai processzor csatlakoztatása a mikroszámítógép-buszra

Legnagyobb byte TOS 32 bitnél

TOS 16 bitnél

l NOS

1 16 bitnél

NOS 32 bitnél

21.45. ábra. Operandusok elrendezése az aritmetikai processzor veremtárában A 16 byte felső 8 byte-ját ábrázoltuk. TOS^ Top of Stack; ArO.S = Next of Stack

Mnemonik

Hexa kód

Ciklusok (max*)

Művelet leírása

Eredmény képződési helye

Verem­ művelet

S jelű 26 bites fixpontos müveletek SADD SSUB SMAL SMUU SDIV FIXS CHSS PTOS POPS XCHS

18 32 94 98 95 214 24 16 10 18

6C 6D 6E 76 6F IF 74 77 78 79

NOS+TOS NOS-TOS NOS*TOS NOS*TOS NOS:TOS F->S

+

0 -

NOS->TOS Rotate Stack N O S Q TOS

NOS NOS NOS NOS NOS . TOS TOS

PULL PULL PULL PULL PULL

-

PUSH PULL

TOS TOS

-

D jelű 32 bites fixpontos müveletek DADD DSUB DMUL DMUU DDIV FIXD CHSD PTOD POPD XCHD

22 40 210 218 210 336 28 20 12 26

2C 2D 2E 36 2F lE 34 37 38 39

NOS+TOS NOS-TOS NOS*TOS NOS*TOS NOS TOS F-^D NOS-^TOS Rotate Stack NOS

Q TOS

NOS NOS NOS NOS NOS TOS TOS

PULL PULL PULL PULL PULL

-

PUSH PULL

TOS TOS

-

F jelű 32 bites f ^xpontos müveletek FADD FSUB FMUL FDIV SQRT SIN COS TAN ASIN ACOS ATAN LOG LN EXP PWR FLTS FLTD CHSF PTOF POPF XCHF PUPI NOP

10 11 12 13 01 02 03 04 05 06 07 08 09 OA OB ID ID 15 17 18 19 lA 00

368 370 168 184 870 4 808 4 878 5 886 7 938 8 284 6 536 7 132 6 956 4 878 12 032 156 342 20 20 12 26 16 4

NOS+TOS NOS-TOS NOS*TOS NOSiTOS SQRT(TOS) SIN(TOS) COS(TOS) TAN(TOS) ARCSIN(TOS) ARCCOS(TOS) ARCTAN(TOS) LOG(TOS) LN(TOS) EXP(TOS) NOSfTOS S->F D->F NOS-TOS Rotate Stack

NOS NOS NOS NOS TOS TOS TOS TOS TOS TOS TOS TOS TOS TOS NOS TOS TOS TOS

-

TT-^TOS

TOS TOS TOS

N o Operation

—

NOS

O TOS

* Ciklusidő: 0,5 \xs 2 MHz-es órajel esetén 21.46. ábra. Az Am9511A aritmetikai processzor utasításai

PULL PULL PULL PULL

PULL

PUSH PULL

PUSH —

A művelet elindításához a megfelelő parancsot az utasításregiszterbe írjuk. Az eredmény a veremtárba kerül, és onnan íródik ki. Az eredményt kiegészítő infor­ mációk (pl. túlcsordulás) a státusregiszterből hívhatók le. A regiszter kiválasztása a CjD Command/Data átkapcsoló segítségével történik az címbit alkalmazásá­ vá a következőképpen: CjD {a,) 0 0 1 1

Kiválasztott regiszter Adatok (írás) Adatok (olvasás) Parancs (írás) Státus (olvasás)

R/W

0 1 0 1

A CPU és az aritmetikai processzor szinkronizálása többféleképpen történhet. A státusszó legnagyobb bitje jelzi, hogy foglalt-e az aritmetikai processzor (BUSY). Ha ez a bit 0, akkor lehetséges írás vagy olvasás. A másik lehetőség a PAUSE jelet a CPU M R (Memory i^eady) bemenetére kapcsolni. Ekkor a BUSY jel lekérdezésétől eltekinthetünk. Ha a CPU olyan időpontban fordul az aritmetikai processzorhoz, amikor az foglah, akkor a kérést addig fenntartja, amíg az aritmetikai processzor ismét szabaddá váhk. A 21.45. ábra szemlélteti a veremtár szervezését. A beírás a legfelső regiszterbe

Cím

1000 3 5 7 9 B

D F 11 3 5 7 9 B

D F 21 3 5 7 9 102B

Hexa kód CE FO 00 96 01 Al 00 96 00 A7 00 96 03 A7 00 96 02 A7 00 86 6D A7 01 96 05 A7 00 96 04 A7 00 86 6F A7 01 A6 00 97 06 A600 97 07 39

Címke ARI STO 1

SUB 1 STO 2

DIVl REC 1

Mnemonik LDX LDA A STA A LDA A STA A LDA A STA A LDA A STA A LDA A STA A LDA A STA A LDA A STA A LDA A STA A LDA A STA A LDA A STA A RTS

Operandus # $ F030 $ 01 0, X $ 00 0, X $ 03 0, X $02 0, X #$ 6 D 1,

x,

$ 05 0, X $ 04 0, X #$ 6 F 1, X 0, X $06 0, X $07

Megjegyzés 951 l-es áramkör kezdőcíme.

TOS = K

T O S - L ; NOS = i^ Az SSUB utasítás kódja. TOS : = N O S - T O S

TOS = M, NOS = i^-L Az SDIV utasítás kódja. TOS: = NOS:TOS

7-<0006|0007>

21.47. ábra. Az Am9511A aritmetikai processzor programozási példája az Y=(K-L)/M kiszámítására, 16 bites fixpontos számokra

kifejezés

történik (TOP of Stack, TOS). A következő beírásnál a veremtár automatikusan egy byte-tal lefelé lép. Kiírásnál fordított a működés. A 21.46. ábrán összefoglaltuk az Am 9511A utasításkészletét. A szóhossztól függően a TOS és a NOS 2 vagy 4 byte-ból áll. Be- és kiírásnál az operandus minden byte-ját feltétlen továbbítani kell, mert különben a belső veremmutató működése hibás lenne. Az aritmetikai processzor alkalmazására megoldunk egy példát. Induljunk ki abból, hogy a szinkronizálást a 21.44. ábrán látható kapcsolás szerint a PAUSE jel felhasználásával oldjuk meg. Számítsuk ki az Y= {K- L)/M kifejezést fixpontos 16 bites számokkal. Az operandusok legyenek a következő regiszterekben tárolva: 0000/0001 0002/0003 0004/0005 0006/0007

K L M Y

(high/low) (high/low) (high/low) (high/low)

Az aritmetikai processzor legyen az FO30 címen. A 21.47. ábrán kilistázott prog­ ram adódik. Látható, hogy a zsebszámológépekhez hasonlóan, inverz lengyel jellegűen, előnyösen felhasználható a veremtár a közbülső eredmények tárolására.

21.11. Adatkiírás kijelzőre Az adatok vizuális megjelenítésére a 6.7. szakaszban ismertetett ledes vagy folyadékkristályos kijelzőket használjuk. Az ott ismertetett kapcsolások egy mik­ roprocesszor párhuzamos interfészével vezérelhetők. A meghajtók és vezetékek számának csökkentésére a több helyértékű kijelzőknél célszerű mátrix kapcsolás szerinti kialakításuk és időmultiplex működtetésük. A 21.48. ábrán látható példán 8 helyértékű 7 szegmens kijelzőt látunk. Minden kijelző megfelelő szegmensei párhuzamosan kapcsoltak. Azért, hogy valamennyi helyen lévő minden szegmens ne világítson egyszerre, a 8-ból 1 dekódolón keresztül mindig csak egyetlen szám­ jegy van engedélyezve. Tehát a 8 helyértékű 7 szegmens kijelző működtetéséhez csak 15 vezeték keh. A mikroprocesszor interfészeként elég egyetlen 8 bites párhuzamos interfész. A 8-ból 1 dekódoló és a 7 szegmens dekódoló közvetlenül a mikroprocesszorbuszra csatlakoztatható, ha belső tárjuk van. Néhány 7 szegmens dekódolót a 6.36. ábrán foglaltunk össze. Az anód-, ill. katódmeghajtók hstáját a 21.49. ábrán láthatjuk. A multiplex működést a mikroprocesszor segítségével megfelelő programmal biztosíthatjuk. Négy bittel a helyet és a másik négy bittel a kijelzendő jelet BCD kódban adjuk meg. Ezt a kiírást megismételjük a következő helyre. A vihódzás­ mentes kijelzés érdekében a teljes kijelzési folyamatot másodpercenként legalább 100-szor meg kell ismételni. Nagyon sok alkalmazásnál - különösen egyszerűbb készülékekben — a kijelzésvezérlésre elegendő processzoridő áll rendelkezésre. Zavaró azonban a villódzás, ha a mikroprocesszornak hosszabb ideig más irányú elfoglaltsága van.

Ha a 21.48. ábrán látható kijelző áramkör nem mikroprocesszor támogatású, akkor még egy kijelző tár és egy belső multiplexer áramkör is szükséges. Az így adódó áramkört a 21.52. ábra szemlélteti. A mikroprocesszor kijelzésre kerülő 0 8-ból 1 dekódoló

8 bites párhuzamos

Anódmeghajtók

interfész

7 szeg­

o U

B

menses dekódoló

B

Katódmeghajtók

21.48. ábra. 8 számjegyű hétszegmenses kijelző csatlakoztatása párhuzamos kimeneti interfészre (pl. a 21.13. ábra szerint)

Típus

Gyártó

Számjegyek száma

Max. áram

Különleges tulajdonságok

Anódmeghajtók SN 75491 U L N 2033 CA 3082 U L N 2981 DS 8867 DS 8654

Texas Instr. Sprague RCA Sprague National National

4 7 7 8 8 8

50 80 100 500 14 50

mA mA mA mA mA mÁ

Texas Instr. National Texas Instr. Sprague SGS RCA Sprague SGS Signetics Texas Instr.

6 6 7 7 7 7 8 8 8 9

250 40 125 500 500 100 500 500 250 125

mA mA mA mA mA mA mA mA mA mA

konstans áramú

Katódmeghajtók SN 75492 DS 8859 SN 75497 U L N 2003 L 203 CA 3081 U L N 2803 L603 N E 590 SN 75497

'

konstans áramú

8-ból 1 dekódolóval együtt

21.49. ábra. Teljesítménymeghajtók led kijelzők meghajtására

Q

t 4 -

7 szeg­ menses b dekódoló

Kétportos tár

e e

t> t> •

D'

í 4 -

g

o o

-X-

Katódmeghajtók 21.50. ábra. Önálló működésű multiplex kijelző adattárral

Típus

Gyártó

Karakterenkénti szegmensek száma

Karakterek száma

Összekötött elektródák

Adatbemenet

LED meghajtók ICM 7212 M M 74C911 M C 14499 M M 74C912 ICM 7218 ICM 7243

Intersil National Motorola National Intersil Intersil

7 7 7 7 7 16

4 4 4 6 8 8

16 35 35

4 1 4

A K K K A/K K

párhuzamos párhuzamos soros párhuzamos párhuzamos párhuzamos

LED beépített meghajtóval D L 3416 D L R 7136 HDSP 2000

Siemens Siemens Hewlett-Pack.

triplex/párhuzamos

LCD kijelzők nleghajtói D F 412 CD 22104 M C 144117 ICM 7211 ICM 7231 ICM 7232 ICM 7233 ICM 7234 H L C D 0550

Silionix RCA Motorola Intersil Intersil Intersil Intersil Intersil Huges

párhuzamos párhuzamos soros

7 7 7 7 7 7 16 16 35

4 4 4 4 8 10 4 5 5

párhuzamos párhuzamos triplex párhuzamos triplex triplex triplex triplex triplex

21.51. ábra. Integrált kijelző interfész áramkörök adattárral

párhuzamos párhuzamos soros párhuzamos párhuzamos soros párhuzamos soros párhuzamos

adatait egy kétkapus tárba írja be (11.3. szakasz), amely normál RAM-ként a mikroszámítógép-buszra csatlakozik. Ettől függetlenül a kijelzendő információ ki­ olvasása megtörténik a kétkapus tárból. A bináris számláló ciklikusan előállítja a címeket, és a 8-ból 1 dekódoló által vezérelve a megfelelő helyek aktiválása is megtörténik. Nagyon sokféle ilyen elven működő kijelzőmeghajtó kapható teljesen integrált kivitelben. Néhány típust a 21.51. ábrán foglaltunk össze. A párhuzamos adatbe­ menetű típusok mellett vannak olyanok is, amelyek a kijelzett adatokat léptetőre­ giszterben tárolják. Ezek vezérléséhez csak egyetlen soros adatvezeték szükséges minden cím nélkül. Mindkét változat bővíthető. A R A M típusoknál n-ből 1 dekódolóval választható ki az éppen aktuáhs egység, a léptetőregiszteres típusok­ nál a kijelzendő adatokat sorosan több sorba kapcsolt áramkörön keresztül léptet­ hetjük. Néhány ledes kijelzőben már a multiplex meghajtó áramkör benne van. A 21.51. ábrán ilyen „intelhgens kijelző" típusok is találhatók. A folyadékkristályos kijelzők meghatározott amphtúdójú váltakozó feszültsé­ get igényelnek. A 6.24. ábra áramkörénél ismertetett ellenütemű módszert csak kis szegmensszámú meghajtóknál használjuk. Nagyobb szegmensszámnál a folyadék­ kristályos kijelzőket is mátrixokba szervezzük, hogy az összekötő vezetékek szá­ mát csökkentsük. A folyadékkristályos mátrixok vezérléséhez három feszültség kell (a földön kívül), hogy a kiválasztott szegmensek elég nagy, és a többi elég kicsi váltakozó feszültséget kapjon. A multiplex technika ilyen speciális módját triplex eljárásnak nevezzük [21.6].

21.12. Képernyős kijelzés Hosszabb szövegek kiírására vagy grafikus ábrázolásra videomonitorokat használunk jó felbontásuk és olcsó áruk miatt. Különösen azok a monitorok olcsók, amelyek tv-szabvány szerint működnek, mert azokból az olcsó alkatrészek­ ből épülnek fel, amiből a tv-készülékek. Hobby, körökben normál tv-készüléket használnak képernyős kijelzésre. Minden esetben a feltétel az, hogy a képtartalmat szabványos videojellé alakítsuk át. 21.12.1. Tv-szabvány A televíziótechnikában a képet úgy áhítjuk elő, hogy a képernyőt soronként pásztázzuk végig, és a képpontok intenzitását (adott esetben a színét) úgy vezérel­ jük, hogy a kívánt képtartalom adódjon. A tv-rasztert a 21.52a ábrán jellegre felrajzoltuk. A CCIR (Comité Consultatif /nternational des iíadiocommunications) szabvány szerint a képet 625 sorral írják tele 40 ms-onként. Ez 25 Hz képfrek­ venciát ad. (Ilyen a Magyarországon használt OIRT szabvány is.) A sorfrekvencia ennek a 625-szöröse, tehát fH= 15,625 kHz; egy soridő ennélfogva tH = 64 jis.

\ - - " ^ r - - - — - 2 "

—K

_

\

— — ^ 3

:=

Zi:^:-—3

--^^

A

\ — — - - '

Teljes kép

/

.

/

— ^ =

^

/ 2 ^ 623 -V 624 ^625

_ _ . ^ 6 2 3 ^ ^ - - - - ^ ^ o — 6 2 5 1. félkép

21.52. ábra. Képernyő raszternek megfelelő lefedése

622 \ ^624

---^^^ 2. félkép

21.53. ábra. A teljes kép két félképre bontása a váltott soros letapogatásnak megfelelően

A képernyőnek mindig csak az a pontja ábrázolódik, amely az elektronsugár pillanatnyi helyzetének megfelel. Ez az utánvilágító foszforbevonat, és a szem tehetetlensége miatt mégis olyan érzetet kelt, mintha teljes lenne a kép. A 21.52. ábra szerinti rendszernél azonban még vibrálna a kép, mert a képernyő felső felén már csiüapodna az utánvilágítás, miközben az alsó felének kirajzolása folyna. A 21.53. ábrán látható váltottsoros letapogatási megoldás ezt a hátrányos tulaj­ donságot jelentősen csökkenti. Ennél a teljes képet két félképre bontjuk úgy, hogy az elektronsugár először a páratlan, aztán a páros sorokat tapogatja le. így a félkép időtartama 20 ms, a függőleges eltérítés frekvenciája 50 Hz. Ahhoz, hogy létrejöjjön a kép, arról kell gondoskodni, hogy a fénypont mindig a szükséges helyre kerüljön. A vízszintes és függőleges szinkronjelek ezt hivatottak biztosítani, amelyek a monitor eltérítő generátorait szinkronizálják. Ezt a két jelet összetett szinkronjeüé egyesítjük, az eredőt leegyszerűsítve a 21.54. ábrán látjuk. A sorszinkronjelek 64 ps-onként, a képszinkronjelek pedig 20 ms-onként követik egymást. A képszinkronizáció alatt a sorszinkron kétszeres frekvenciával működik, hogy a vízszintes eltérítés szinkronizálva maradjon. A 21.54. ábra azt is mutatja, hogy a képszinkron jelek félképről-félképre egy fél sorral eltolódva köve­ tik egymást [21.7, 21.8].

Függőleges szinkronjel

-

Vízszintes

•160jjLs '

'

-20ms

'

'^szinkronimpulzus

"1—^

1. félkép

4

2. félkép

21.54. ábra. Vízszintes és függőleges összetevőkből álló, ún. összetett szinkronjel (leegyszerűsítve)

A szinkronjeleket a képtartalomhoz keverik. Az eredő összetett videojelet lépcsős szürke csíkábra esetére a 21.55. ábrán látjuk. A fekete jelhez tartozó szinthez képest a szinkronszint normál videojelnél 0,3 V-tal alacsonyabb, a fehér­ szint pedig 0,7 V-tal nagyobb. A jelátvitelhez 75 O-os hunámeüenállású koaxiáhs kábelt használunk. Ezért az illesztett lezárás érdekében a jelgenerátor kimeneti ellenállása 75 O, és a terhelés is 75 O. Ezzel érhetjük el a szükséges sávszélességet és a reflexiómentességet.

Fehér

0,7 V

Fekete p 0,3V

*-5,8|xs

1 _ 64|xs

—

21.55. ábra. Egy sor videojele szürke lépcső felrajzolásakor A feszültségértékek 75 Q-os kábellezárásnál érvényesek

A képábrázolásra nem fordítható a teljes rendelkezésre áhó idő, mert a függőleges és vízszintes visszafutáshoz véges idő szükséges. Ahhoz, hogy a visszafutás láthatatlan legyen, erre az időre a képet ún. kioltójehel sötétre vezéreljük. A vízszintes visszafutás ideje 12 jis, ezért egy sor hasznos (látható) idejére csak 52 jis marad. A függőleges kioltás ideje kb. 25 sornyi idejű, tehát csak 600 hasznos sor marad. A kép szélei úgy válnak láthatatlanná, hogy a képet a látható mezőn túl kioltjuk. Ha pl. számítógép kijelzőjeként működtetjük a tv-készüléket, akkor csak 512 sort használunk ki 42 jis ideig, így biztosan nem vész el a kijelzendő információból semmi. A tv-készülékek videojelének sávszélessége 5 MHz. Ebből ered a 100 ns-os minimáhs pontidőtartam. Tehát a vízszintes irányú felbontás 420 pontos. Videomonitorok sávszélessége többnyire ennél sokkal nagyobb. Amikor a képernyőre kijelzünk, általában elhagyjuk a váltottsoros letapoga­ tást, és mindig ugyanazt a félképet rajzoljuk fel 50 Hz frekvenciával. Emiatt feleződik ugyan a sorszám 256-ra, viszont elkerüljük a csak egyik félképen látható világos vonalak vibrálását, mert ezek csak 25 Hz-cel frissítődnének.

21.12.2. Alfanumerikus kijelzés képernyőre A programozónak az áttekinthető szövegkijelzés azt jelenti, hogy egy R A M tartomány tartalmát lehet ábrázolni a képernyőn. A 21.56. ábra ehhez szükséges elrendezést szemléltet. A R A M a szokásos buszinterfészen keresztül kapcsolódik a mikroszámítógép-buszra, így a mikroprocesszorba beírhat és onnan kiolvashat információt. A másik oldalon a videó interfész a RAM-ból áhandóan kiolvas. Az időzítést és az összetett szinkronjelek előáhítását egy a videó timing controller (időzítésve­ zérlő) áramkörre bízhatjuk, ilyen pl. a Motorola M C 6845, vagy a Synertek SY 6545 áramköre. Ezek az áramkörök adják mindig a RAM-nak az éppen ábrázolásra kerülő képpont (pixel) címét. Minden képpont a bal felső saroktól a jobb alsó sarokig sorszámot kap, és az ennek megfelelő RAM-címek tartalma egymás után kerül kiolvasásra. Egy-egy karakter ábrázolásához a képernyőn több vonal kell. A 21.57. ábra két példát szemléltet egy-egy karakter kialakítására. Először a legfelső sor minden

összetett szinkronjel Karaktercím

•Karak­

Kioltójel

ter-

Á

Képpont­

órajel

Időzítés­

órajel

osztó

vezérlő

Kétportos

Frekvencia­

tár R/W Párhuzamos Sorcímek

beírás

Karakter­

Léptető

generátor

D 8

Léptetés

-A

regiszter

Videó

BAS

Képjel

generátor

Display-vezérlő

Monitor

Mikroszámítógép 21.56. ábra. Alfanumerikus videó interfész kétportos tárral

képpontját jelenítjük meg. Ehhez a karaktergenerátor megkapja a RAM-ból az aktuális karakterek ASCII kódját, és az időzítésvezérlőből a legfelső képsor sorszámát. H a a szövegsor első képsora már kiírásra került, akkor az időzítésvezér­ lő megnöveli eggyel a képsor sorszámát, és az ehhez tartozó pixelsorhoz tartozó kódokat olvassa ki a RAM-ból. Hatására a karaktergenerátor kiadja a szövegsor második képsorához tartozó képintenzitás-jeleket. Ez a folyamat addig ismétlődik, amíg a karaktersor valamennyi képsorának megjelenítése befejeződött. Csak ez­ után kerül sor a következő szövegsor kiírására. 1 2 34 5 6 2 3

12 3 2 3

/>

5 6 7 8 1 9 1101

/!,

5 6 7 8 9 10 _

5 6 7 8 9 lü 11 12

__

1131

l_i_l_i_l_i_i "i

I I I I I

r

1161

Képpont-órajel

6 MHz

12MHz

Karakter-órajel

1 MHz

2 MHz

6MHz

12MHz

0,6 MHz

1,2MHz

25

50

Soronkénti karakterszám 40

80

Képenkénti sorszám

25

16

16

2000

400

800

25

Képenkénti karakterszám 1000

21.57. ábra. 5 x 7, iU, 7 x 12 raszterű karakterábrázolás, 42 ps hasznos soridő és képenként 256 kihasználható sor esetén

Az intenzitásinformációt egy karakter egy képsorára vonatkozóan a karakter­ generátor párhuzamosan szolgáhatja. Léptetőregiszter segítségével biztosítható a képernyőn történő kiíráshoz szükséges soros ábrázoláshoz a párhuzamos — soros átalakítás. Ehhez a léptetőregiszterbe párhuzamosan írunk be a karakterfrekvencia ütemében, és a képpont frekvenciával történik a soros kiolvasás. A pont- és karak­ terfrekvencia arányának egyenlőnek kell lennie egy karakter vízszintes irányú képpontjainak számával. Karaktergenerátorként általában maszkprogramozott ROM-ot használunk, mint pl. az 5 x 7 pontmátrixú M C M 6674 vagy a 7 x 1 2 pontmátrixú M C M 66710...66790 áramkört. Más karaktergenerátor áramkörök beépített lép­ tetőregisztert is tartalmaznak. Ezek elnevezése videó display controller. A legnép­ szerűbb a Standard Microsystems Corp. cég (SMC) CRT 8002 típusa, ami néhány járulékos szolgáltatásra (attribute), mint pl. képinvertálásra, villogtatásra, ih. alá­ húzásra is képes. Ezek a szolgáltatások a karakterkóddal együtt tárolhatók R A M ban. Egy járulékos bit eleve rendelkezésre áll, mert az ASCII kódhoz csak 7 bit szükséges. A BAS (videojel összetett szinkronjehel) generátor elvileg 2 bites D/A átala­ kító. A kis felbontásigény miatt egyszerűen úgy reahzálható, hogy a két TTL jelet egy-egy ehenálláson súlyozva összeadjuk, és impedanciaillesztő emitterkövetőre vezetjük. A 21.58. ábrán ezt az elvet látjuk.

1 ' 2,2kíl Szinkronjelek

2,7kí^

75a Kioltó jel

jvideo

Videojel

i ]00Ü

I 21.58. ábra. Összetett videojel kialakítása videojelből, kioltó jelből és összetett szinkronjelből 75 O-on 1 V^^ szintű jel előállítására

Ha olyan kommersz televíziókészüléket használunk, amelynek nincs videobemenete, akkor a BAS jelből elő kell álhtani az amphtúdómodulált nagyfrekvenciás bemeneti jelet, hogy az antennabemenetre csatlakozhassunk. Erre a feladatra nagyon alkalmas a Motorola MC1374 integrált V H F modulátor áramköre. Mikroszámítógép-busz interfész Az MC 6845, ill. SY 6546 videó timing controller (időzítésvezérlő) áramkörök mikroszámítógép perifériák, amelyek szerint a párhuzamos vagy soros interfészek kapcsolhatók a mikroszámítógép-buszra. 17, ih. 19 regiszterük van, amelyekbe a kép formátumát meghatározó valamennyi paramétert az iniciahzáláskor kell beírni [21.9].

A RAM-ot is egy közönséges buszinterfészen keresztül csatlakoztatjuk a mikroszámítógép-buszhoz. Célszerű külön címbeállítási lehetőséget biztosítani, hogy címét az időzítésvezérlőtől függetlenül megválaszthassuk. Jellegzetessége, hogy a RAM-nak kétkapus tárként kell működnie. Takaré­ kosságból általában közönséges RAM-ot használunk, azonban ilyenkor multi­ plexer is kell a R A M cím-, adat és vezetékeihez. A 21.59. ábrán szemléltetjük, hogy a buszinterfész és a videointerfész között hogyan kell átkapcsolni a R A M megfelelő pontjait. Alapesetben a R A M a videointerfésszel van összekötve. Csak ha a mikroprocesszor a RAM-hoz fordul, akkor lesz a címdekódoló aktív, és ekkor köti össze a RAM-ot a mikroszámítógép-busszal. R/W D Á

Cím dekódoló D'

A

D

R/W

Szövegtár

21.59. ábra. Kétportos tár megvalósítása

Ez kismértékben zavarja a monitor képét, melyek alig láthatóak, mert csak egy félképen, egy sorban jelentkezik, 1-2 karakter ideig. A zavarok teljes kizárásá­ hoz meg kell akadályozni, hogy az aktív képtartam ideje alatt a mikroszámítógép a RAM-hoz forduljon. 64 ps-ból 42 ps-os sorkihasználás és a 625 sorból 512 sor hasznosítás esetén az időnek több mint a felét kell kizárnunk. Ha a tárhozzáférést a képvisszafutás idejére szeretnénk korlátozni, ehhez csupán a függőlegesvisszafutás-bitet kell lekérdeznünk az időzítés vezérlő egyik regiszteréből. A képzavarok kizárásának másik lehetősége anélkül, hogy a mikroprocesszor­ nak a hozzáférésre várakoznia kellene, a multiplexernek a karakterfrekvencia ütemében történő oda-vissza kapcsolgatása a videointerfész és a buszinterfész között. Ha az E mikroprocesszor órajelfrekvenciája egyenlő a karakter órajelével, akkor a mikroprocesszor hozzáférhet a RAM-hoz, amíg E= 1, a videointerfész pedig addig, amíg E=0, mert ezalatt a mikroprocesszornak biztosan nem kell a R A M . A 6800 pl. olyan mikroprocesszor, melynek E órajele megegyezhet a karak­ terfrekvenciával. A megoldás bizonyos hátránya, hogy a mikroprocesszor órajele nem választható szabadon, hanem a karakterfrekvenciával egyezőnek kell lennie. Ez egyes esetekben szükségessé teszi, hogy a gyorsabb A vagy B változatot hasz­ náljuk.

21.12.3. Grafikus videokijelzés A grafikus ábrázolás alfanumerikus videointerfész segítségével igen korláto­ zott. A karaktergenerátor a 96 ASCII jel mellett még 160 grafikus szimbólumot is képes tárolni, ha a nyolcadik bitet is felhasználjuk. Ilyen módon azonban tetszőleges pontgrafika nem ábrázolható. Ez csak akkor lehetséges, ha minden egyes képpont intenzitását tároljuk. A 256 x 256 pontos felbontáshoz 2^ • 2^ bit = = 2^^ bit = 8 kbyte kapacitás kehene. Még ekkor is képpontonként (Picture Element, pixel) csak egy bit tárolható. Ha pl. pontonként 4 bitet keh tárolni, ami megfelel 16 szürke árnyalatnak vagy színnek, akkor 32 kbyte tárkapacitás szüksé­ ges. Teljes 512x512 képpontos felbontásnál ez az igény már 128 kbyte. Ilyen nagy tárkapacitás lehetősége sokszor már a mikroprocesszor címtartománya miatt sem áll fenn. Ehhez járul, hogy a grafikus elemeket, így pl. a vektorokat nem célszerű program segítségével pontról pontra bevinni a képbe, mert ez túl sok időt venne igénybe. Ezért általában Grafic Display Processzort (GDP) kapcsolunk a mikro­ számítógép és a képtároló közé. Ilyen áramkör a 6800-as családból a Thomson Efcis cég EF9367 típusa. Alkalmazását a 21.60. ábra ábrázolja sematikusan. Csatlakoztatása a mikroszámítógép-buszhoz, minden más perifériához hasonlóan a cím-, adat- és vezérlőbuszon át történik. A képtárolót a G D P tölti fel. Dinamikus RAM-ot használjunk a hely, teljesítmény és a költség csökkentésére. A szükséges frissítés (refresh) járulékos ráfordítás nélkül magától megvalósul a videointerfész felé történő cikhkus olvasás miatt. Az ehhez szükséges címzést, valamint a CAS és RAS vezérlőjeleket a szabványos tv-raszterrel együtt, a G D P áhítja elő, ezenkí­ vül még a kioltásról és az összetett szinkronjelről is gondoskodik. Nagyobb hozzáférési idejű, olcsóbb R A M alkalmazására nemcsak a képpon­ tot olvassuk ki, hanem mint a 21.60. ábra példáján is látható, párhuzamosan egyszerre 4 képpontot, sőt soronként 512 pontos nagyfelbontású grafikánál egy­ szerre 8 pontot. Ehhez csupán 1,5 MHz-es jelfrekvencia szükséges. Ez a legna­ gyobb frekvencia, ami a GDP-ben és a RAM-ban fellép. A soros videojelet itt is léptetőregiszterrel áhítjuk elő, mely a párhuzamos — soros átalakításhoz szükséges. A G D P programozása 12 regiszterén át történik. Vektorok felrajzolásához megadjuk egy X és egy Y regiszterben a vektor kezdőcímét. Két további regiszter­ ben a vektor AX és AY hosszát adjuk meg. frásutasítás hatására a vektor a képtárolóba kerül. A belső vektorgenerátor kiválasztja ilyenkor azokat a raszter­ pontokat, amelyek a legjobban megközelítik a vektort [21.10]. Egy parancs végre­ hajtása után az X és az Y regiszter a vektor a végpontjára mutat, így a további rajzolás rögtön innen folytatható. Egy másik regiszterben megadhatjuk, hogy a vektor folytonos, vagy szaggatott vonal, pontsor, ih. p o n t - v o n a l sorozat legyen. A G D P a vektorgenerátor mellett karaktergenerátort is tartalmaz, amelyik önáhóan alfanumerikus jeleket rajzoltathat a képernyőre. Emiatt nem szükséges a betűket vagy számokat pontsorozatból vagy vektorokból program segítségével összerakni. Egy karakter ábrázolásához a koordinátáit az X és az Y regiszterbe írjuk, ASCII kódjukat pedig a parancsregiszterbe. Egy karakter ábrázolása után

4\ RAS

R/W

Grafikus displayprocesszor

Képtartalom tár

CAS

EF 9367 Mikroprocesszor

^

R/W 4 dinamikus 16 kbit-es RAM

1.5 MHz-es karakter Órajel­ generátor órajel

D

D'ouX

Léptetőregiszter

1

B

BAS generátor

Videó

Kioltás, szinkron

6 MHz-es képpont órajel Monitor

21.60. ábra. Videó interfész alfanumerikus és grafikus ábrázolásra A feltüntetett adatok 256 x 256 képpont felbontáshoz tartoznak

az X regiszter automatikusan egy karakterméretnyit továbblép, így a következő karakter azonnal kivihető az ernyőre. Az E F 9367, 256 különböző parancsot képes végrehajtani: 16 általános utasí­ tást, 16 normál vektort, 128 rövid vektort és 96 ASCII jelet. A 11 további regiszter tartalma paraméterként szolgál [21.11]. Szövegkiírásnál látszólag nagy a hasonlóság az alfanumerikus és a grafikus interfész között. A jelek tárolásánál azonban van egy döntő eltérés: alfanumerikus interfésznél a karaktereket ASCII kódban tároljuk, és címük határozza meg helyü­ ket a képernyőn. Grafikus interfésznél a karakterekhez tartozó fényerőt meghatá­ rozó bitsorozat a képtárolóban azokon a címeken van tárolva, ahol annak a kép­ ernyőn meg kell jelennie.

21.13. Analóg bemenetek és kimenetek A mikroszámítógépet sokszor analóg jelek digitális jelfeldolgozására használ­ juk. Ilyenkor speciális interfészáramkörök kellenek: a bevitelhez analóg — digitál átalakító, a kivitelhez pedig digitál - analóg átalakító. Az A/D és D/A átalakítók­ kal a 24. fejezetben még részletesen foglalkozunk majd. Itt csak a mikroszámítógé­ pekhez történő csatlakoztatásukat tárgyaljuk.

21.13.1. Analóg jelbemenetek Az analóg jelek bevitelére alkalmas kártya elvi elrendezését a 21.61. ábra szemlélteti. Az analóg jel mintáit átalakítás előtt mintavevő - tartó áramkörben tároljuk, és csak ezután kapja meg az A D U analóg — digitál átalakító (ADC) a

c>

1 TL

>—c >

Ti=lO|is

1 -TL

T2:^Q,5p.5

21.61, ábra. Analóg bemenetű kártya 12 bites A/D átalakító alkalmazásával

Típus

Felbontás

Gyártó

Csatorna­ szám

Konver­ ziós idő

Feszültség­ igény + 5 Y-on kívül

Belső refe­ rencia

-

igen

A D 670

Analóg Div.

8 bit

1

10 |is

A D 7581

Analóg Div.

8 bit

8

80 |is

A D 574A

Analóg Div. 12 bit

1

25 [IS

A D 7582

Analóg Div. 12 bit

4

100 [IS

ADC ADC ADC ADC ADC

National National National National National

bit bit bit bit bit

1 4 8 16 1

100 |is 40 |is 100 |is 100 [IS 1 [iS

1 1

1 \is 3 |is

1 1 11 1 1

9 [IS 20 |is 12 ^s 40 ms 400 ms

-5 V -5 V

4 8

20 \is 30 |is

±15 V ±15 V

0801 0844 0808 0816 0820

8 8 8 8 8

Am 6108 Am 6112

AMD AMD

8 bit 12 bit

ZN 448 M C 6891 TLC 540 ICL 7109 TSC 800

Ferranti Motorola Texas Instr. Intersil Teledyne

8 8 8 12 15

HS 9460* HS 9410

Hybrid Sys. Hybrid Sys.

8 bit 12 bit

* 4DAC is van benne.

bit bit bit bit + S bit + S

-15 V ±12... ±15 V + 15, - 5 V -

-5 V -5 V

Technológia

bipoláris

-

CMOS

10 V

hibrid

-

CMOS

-

CMOS CMOS CMOS CMOS CMOS

2,5 V 2,5 V

bipoláris bipoláris

2,5 V 2,5 V

bipoláris bipoláris CMOS CMOS CMOS

igen

igen

hibrid hibrid

S: járulékos előjelbit

21.62. ábra. Mikroszámítógép-kompatíbilis A/D átalakítók Tápfeszültségek: + 5 V és a táblázatban feltüntetettek. A megadott referenciafeszültségek kívülről is hozzáférhetők

start jelet. Erre szolgál a két monostabil multivibrátor, amelyek a beolvasó folya­ mat során a kiindulás + 2 címnél indulnak. Ha a bemeneti jel csak lassan változik (az átalakítás, konverzió ideje alatt kevesebb, mint 1 LSB-vel), akkor a mintave­ vő - tartó áramkör és a két monostabil multivibrátor is elhanyagolható. Az átalakítás alatt az A D C foglaltságjelző Busy bitjét vizsgálhatjuk, és ezzel meghatározhatjuk, vajon az átalakítás befejeződött-e. Ehhez beolvassuk a kiindu­ lás + 0 címet, és megvizsgáljuk, hogy a 7. bit beíródott-e. Ha az átalakítás megtör­ tént, akkor a digitáhs érték a kiindulás + 0 és + 1 címről olvasható ki. A 21.62. ábrán összefoglaltunk néhány olyan A/D átalakítót, amelyek a mikroprocesszoros alkalmazáshoz különösen jók. A többi típus, amely megfelelő kiegészítéssel ugyancsak csatlakoztatható a mikroszámítógép buszrendszeréhez, a 24. fejezetben található. A 21.62. ábrán felsorolt típusok közül azok, amelyek konverziós ideje ps nagyságrendű, fokozatos megközelítés (szukcesszív approxi­ máció) elven működnek. A lassabb A/D átalakítók ps nagyságrendű konverziós időkkel számlálót tartalmaznak (pl. dual slope). Ezek különösen lassan változó jelek mérésére alkalmasak, és zavarelnyomó-képességük jó. A többcsatornás A/D átalakítók bemenetén analóg multiplexer van, amellyel több bemeneti feszültséggenerátor jele közül választhat egyet. A multiplexert a mikroprocesszor vezérli. így több bemeneti feszültséggenerátor egymás után lekér­ dezhető. 21.13.2. Analóg kimenetek A21.63. ábrán 12 bit felbontású analóg kimenetű interfész kártya példáját lát­ hatjuk. A kapcsolás úgy működik, mint a 21.13. ábra szerinti párhuzamos kiviteli interfész. A felső 4 bitet a kiindulás + 0 címen tárolja, az alsó 8 bitet pedig a ki­ indulás + 1 címen. Csak ebben a pillanatban szabad a felső 4 bitet a DAC-ra adni. VMA E R/W

Pi


tí'í

P=0 D/A átalakító

7/^ALS57Z^ 21.63. ábra. Analóg kimenő kártya 12 bites D/A átalakítóval

Ezért a felső biteket kétszeresen kell tárolni. További tároló használata nélkül legalábbis időlegesen - az új felső 4 bitet az alsó régi 8 bittel együtt értelmezve feszültségként kiadná. Az elvezérelt D tárolók helyett nem használhatunk D-latch áramköröket (transzparens, átlátszó tárolókat), mert ezek használatakor a mikro­ processzorból az adatok ezalatt a teljes idő alatt, míg az E= 1 feltétel fennállna, az átalakítóra kerülnének. Érvényes adatok azonban csak röviddel ciklus vége előtt jelennek meg, ahogy a 21.9. ábrán látható. A fentiek miatt nagy amphtúdójú zavarjelek jelennének meg az analóg kimeneten.

Gyártó

Típus

Felbontás, bit

Csatorna­ szám

Beállási idő,

Feszültség­ igény + 5 V-on kívül,

v

Belső referen­ cia,

Technológia

v

Div. Div. Div. Div. Div.

8 8 12 12 16

1 4 1 4 1

1 5 4 8 6

—

igen

+ 12...+ 15 ±12...±15 ±15 ±12

10 10

-

bipoláris CMOS bipoláris hibrid CMOS

DAC 811 DAC 709

Burr Brown Burr Brown

12 16

1 1

2 4

±12...±15 ±15

6,3 igen

bipoláris hibrid

ZN 558 HS 9460* Am 6082

Ferranti Hybrid Sys. AMD

8 8 12

1 4 1

1 25 0,5

-

2,5

±15 ±15

-

bipoláris hibrid bipoláris

AD AD AD AD AD

558 7226 667 390 569

Analóg Analóg Analóg Analóg Analóg

2,5

* 4 csatornás A / D átalakítót is tartalmaz. 21.64. ábra. Mikroszámítógép-kompatíbilis D/A átalakítók bemeneti regiszterrel és feszültségkimenettel Tápfeszültségek: + 5 V és a táblázatban feltüntetettek. A megadott referenciafeszültségek kívülről is hozzáférhetők

Néhány mikroprocesszor kompatibihs D/A átalakítót sorolunk fel a 21.64. ábrán. Ezeknek belső adattáruk is van, a 8 bitnél hosszabb változatok általában „duplán tároltak". Néhány típusnak belső műveleti erősítője is van, amely a kimeneti feszültséget kis kimeneti impedanciával képes biztosítani [21.12].

16 - f -

CS

Címdekódoló

BS

WR

&>

VMA

RD

R/W

6800

8080

21.65. ábra. Vezérlőjelek előállítása a 8080-as család periféria-áramköreihez a 6800-as busz jeleiből -4 (6800)

'
R/wmoo) £•(6800)

CS (8080) ^(8080)

CS (6800) 21.66. ábra. Olvasás vezérlőjeleinek idődiagramja

21.14. Különleges perifériák A perifériaválaszték jelentősen bővül, ha más családokhoz tartozó áramkörök is számításba jöhetnek. Az áramkörök gyakran olyan vezérlőjeleket igényelnek, amik a 8080-as családon belül szokásosak. Az R\W í r ó - o l v a s ó vezérlőjel helyett két vezérlőbemenetük van, egy az olvasáshoz {RD), és egy az íráshoz {WK). Az írást vagy olvasást a 6800-tól eltérően nem a chipselect jel megjelenése vezeti be, hanem a folyamat csak akkor indul el, ha egyidejűleg a WR vagy az RD is aktív. A 21.44. ábrán már megadtunk egy példát a szükséges buszinterfészre az aritmeti­ kai processzorral kapcsolatban. A 21.65. ábrán még egyszer felrajzoltuk az általá­ nos elvnek megfelelő elrendezést. A 21.66. ábra idődiagramja mutatja, hogy a CS (8080) jel rögtön létrejön, ha a beállított cím megjelenik, míg a WR, ill. RD]d csak akkor lesz aktív, ha £ = 1. Az ebben a fejezetben eddig ismertetett alkalmazási területeken kívül a perifériaihesztő (interfész) áramköröknek még számos más alkalmazási területe is van. A 21.67. ábrán néhány példát sorolunk fel ezekre.

Rendeltetés

Típus

Gyártó

lEC-Bus-Interface lEC-Bus-Controller Ethernet-Controller Data Encryption Unit

8291 8292 82586 8294 M C 6859

Intel Intel Intel Intel Motorola

Magnetic-Tape Controller Floppy-Disc Controller

CCC 3500 M C 6843 RC 6565 F D 1793 W D 1010 W D 1050 Am 9520

SMC Motorola Rockwell Western Digital Western Digital Western Digital AMD

Matrix-Printer Controller

R C 6592 8295

Rockwell Intel

Keyboard-/Display-Controller Alphanumeric Video-Controller Grafic Video-Controller

8278 CRT 9007 |iPD 7220

Intel SMC NEC

Signal-Processor Fast-Fourier-Transform-Proc.

|iPD 7720 S 28214

NEC AMI

Memory-Management Unit

M C 6829 SN 74LS610

Motorola Texas Instr.

DMA-Controller

Am 9517A

AMD

Winchester Controller Hard Disc Controller Burst-Error Processor

21.67. ábra. 8 bites mikroszámítógépekhez használható különleges perifériaáramkörtípusok

22. Digitális szűrők

A 13. fejezetben már megismertünk néhány eljárást a különböző átviteh függvények megvalósítására aktív szűrők segítségével. A feldolgozott jelek folyto­ nos feszültség - időfüggvények voltak, és az áramkörök erősítőkből, kondenzáto­ rokból és ellenállásokból épültek fel. Újabban a jelfeldolgozás módszerei az analóg megoldásoktól egyre inkább digitáhs irányba tolódnak el. Előnyük a nagyobb pontosság, az egyszerű reprodu­ kálhatóság és a kis zavarérzékenység. Hátrányuk a kapcsolások bonyolultabb volta, azonban a digitális áramkörök egyre nagyobb integráltsági foka miatt ez egyre kevésbé döntő szempont. A folytonos jelek helyett diszkrét számsorokat dolgoznak fel. A felhasznált alkatelemek tárak és számítástechnikai áramkörök. Az analóg szűrőkről digitáhs szűrőkre való áttérés kapcsán két kérdés merül fel: 1. Hogyan lehet az analóg bemeneti feszültségből diszkrét számsorozatot nyerni anélkül, hogy információ veszne el? 2. Hogyan kell feldolgozni ezt a számsorozatot, hogy a kívánt átviteli függ­ vényt kapjuk?

22.1. Mintavételi tétel 22.1.1. Elvi áttekintés Az analóg bemeneti feszültség diszkrét jelek sorozatává alakítható, ha = fiT^ egyenlő időközönként mintát veszünk a bemeneti jelből egy mintavevő tartó áramkörrel. A mintavétel frekvenciája = l/T^- A 22.1. ábrán látható, hogy a kapott lépcsős függvény annál pontosabban megközelíti a folytonos bemeneti jelet, minél kisebb a mintavételi periódusidő. Eszerint az előírt pontosságtól függően megfelelően nagy mintavételi frekvenciát kellene választani. Ez a követel­ mény áramkörtechnikailag általában nem teljesíthető.

A mintavételi tétel választ ad arra, hogy miként lehet a bemeneti feszültséget viszonylag kis frekvenciával mintavételezni, és megfelelő szűréssel mégis biztosítani az eredeti jel visszaállítását. Ehhez feltételezzük, hogy az U^(t) bemeneti jel sávha­ tárolt, tehát az \F^(jf)\ spektrum f^^^ frekvencia felett nem tartalmaz érdemleges összetevőket. H a ez a feltétel nem teljesül, akkor a jelet aluláteresztő szűrővel sokszor sikeresen sávhatárolhatjuk úgy, hogy ne torzuljon megengedhetetlen mér­ tékben. ^i(Of

u,{t)

22.1. ábra. Az

bemenő jel és az U^it^) mintái

22.2. ábra. Bemenő jel ábrázolása impulzussorozattal

A 22.1. ábrán látható lépcsős függvény matematikai leírásra nem alkalmas, ezért a 22.2. ábrán látható Dirac-impulzussorozattal helyettesítjük: (22.1) Az í / i {t^ impulzus nagyságát (területét) szimbohkusan a hozzá tartozó nyíl hosszával jellemezzük. A nyilak hosszát nem szabad összetéveszteni a feszültség­ minta értékével, mert a Dirac-impulzus - definíció szerint - végtelen nagy, és időtartama végtelenül kicsi, de az impulzus alatti terület véges értékű, amit impulzuserősségnek nevezünk. Ezt szemlélteti a 22.3. ábra, ahol a Dirac-impulzust közelítőleg négyszögimpulzussal helyettesítjük. A határátmenet: UAt,)TJ{t-t,)

= limC/,(grX/-g.

(22.2)

Vizsgáljuk meg a (22.1) egyenlet által megadott impulzussorozat információ­ tartalmát spektruma segítségével. Alkalmazva a Fourier-transzformáció összefüg­ géseit a (22.1) egyenletre: —H£^m

22.3. ábra. Dirac-impulzus közelítése véges feszűltségimpulzussal

0

4

22.4. ábra. Bemeneti feszültség spektruma mintavétel előtt (fent) és mintavétel után (lent)

(22.3)

Látható, hogy a spektrum periodikus, periodicitása az mintavéteh frekvencia szerinti. Ezen periodikus függvény Fourier-sorfejtése után látható, hogy az(jf) spektrum a - / ^ a x ^ / ^ /max tartományban megegyezik az eredeti függvény 1^1 (Jf)\ spektrumával [ 2 2 . 1 ] . Tehát minden információt tartalmaz, noha véges számú függvényérték mintavételezésével keletkezett. Csupán egyetlen feltételt keh teljesíteni, ami a 2 2 . 4 . ábra kapcsán látható: az eredeti spektrum csak akkor jelenik meg változatlanul, ha a mintavételi frekvencia legalább akkora, hogy a periodikusan megjelenő spektrális összetevők nem kerül­ nek átfedésbe, tehát ún. átlapolódást nem engedünk meg, vagyis: /m ^

2f^

(22.4)

Ez a feltétel a mintavételi tétel. Az analóg jel visszaállítása A 2 2 . 4 . ábrából kiolvashatjuk az analóg jel visszaáüításának előírásait: csu­ pán az f^^^ feletti frekvenciájú összetevőket kell kiszűrnünk egy aluláteresztő szűrővel. Az aluláteresztö szűrő csillapítása f^^^ frekvencián még 0 , de (f^ - / m a x ) frekvencián már végtelennek kell lennie. Összefoglalva a következő feltételt kapjuk: egy analóg sávhatárolt jel mintái­ ból az eredeti függvényt torzításmentesen visszaálhthatjuk, ha az = 2f^^^ feltétel teljesül. Ehhez a mintákból megfelelő Dirac-impulzusok sorozatát kell képeznünk, és ezeket = f^^^ határfrekvenciájú aluláteresztő szűrön kell átengednünk. Ha a mintavételezés frekvenciája kisebb, mint amit a mintavéteh tétel megkö­ vetel, akkor -f < f^^^ különbségi frekvenciás spektrumösszetevők is keletkez­ nek, amit az aluláteresztő szűrő nem szűr ki, és ez a kimeneten torzítást okoz (átlapolódás, ahasing).

22.1.2. Gyakorlati szempontok A gyakorlati megoldásnál nehézséget okoz, hogy valóságos áramkörökkel Dirac-impulzusokat nem lehet előálhtani. Tehát a 22.3. ábra szerint az impulzust véges amphtúdójú és időtartamú jellel kell helyettesíteni, azaz a (22.2) egyenlet határátmenetét fel keh adnunk. A (22.2) egyenlet behelyettesítésével a (22.1) egyen­ letbe véges £-ra az (22.5)

M=0

közelítő impulzussorozatot kapjuk. Az eredő spektrum Fourier-transzformációval:

(22.6) m

Ez a Dirac-impulzusokra kapott spektrummal csaknem azonos, de olyan mó­ dosító függvénnyel van szorozva, amely növekvő frekvenciákon egyre nagyobb járulékos csillapítást okoz. Gyakorlati szempontból érdekes a lépcsős függvény esete. Itt az impulzusszélesség egyenlő a mintavételezési periódusidővel. A spektrum:

{11.1)

A 22.5. ábrán a Dirac-impulzusok spektrumával együtt jelöltük a módosító függ­ vényt is. A mintavéteh frekvencia felénél 0,64-szeres, 0,2 /m-nél pedig 0,94-szeres a korrekció. A spektrum torzulása az f^^^ sávhatárig eszerint elhanyagolható, ha

Súlyozó függvény

22.5. ábra. Átmenet a Dirac-impulzusok spektrumából a lépcsős sin nf függvény spektrumába a

• súlyozó függvénnyel nf Á

* Ha figyelembe vesszük a 22.1. ábra szerint azt a tényt, hogy a tartás csak a mintavételezés után lehetséges, az sTJ2 késleltetésnek megfelelően a (22.6) egyenletben még egy exp {-jnsT^f) szorzóté­ nyező is fellép (a lektor megjegyzése).

Az eredeti jel visszaállításához, amint említettük, aluláteresztő szűrő kell, amely az f^^^ feletti összetevőket kiszűri. A valóságos szűrő meredeksége az át­ eresztő és zárósáv között (átmeneti tartomány) véges. Ezért a zavaró összetevők biztonságos kiszűrése érdekében általában az / „ > 2 f^^^ feltételt teljesítjük. Ez­ által elérhetjük, hogy az - / m a x legkisebb zavaró frekvencián is elég nagy legyen a csihapítás. Ebből a szempontból előnyös, ha a Dirac-impulzussorozat helyett lépcsőfüggvényt használunk, mert a korrekciós függvény maga is aluláteresztő jellegű. A spektrum áteresztőtartománybeh torzulását megszüntethetjük, ha az alulát­ eresztő szűrő átvitelét a sávhatár széle felé növeljük. Az f^^^ frekvencia felett meredek levágást kapunk, ha az / ^ - / m a x frekvenciára egy átviteli zérust helye­ zünk el.

22.2. Digitális transzfer függvények A 14. fejezetben láttuk, hogy az analóg szűrők integrátorokból és súlyozott összegző áramkörökből építhetők fel.* Az áttérés digitáhs szűrőre úgy történik, hogy az integrátort késleltető taggal helyettesítjük. A késleltető tagot pl. léptetőre­ giszterrel reahzálhatjuk, amit a bemenő függvény mintavéteh frekvenciájának ütemében léptetünk. A legegyszerűbb esetben a késleltetés egyetlen időinterval­ lum. Az elsőfokú digitáhs szűrő példáját a 22.6. ábrán látjuk. Működését először az időtartományban vizsgáljuk. {x(Ü}

{y{Q}

22.6. ábra. Elsőfokú digitális szűrő példája

22.2.1. Leírás az időtartományban Legyen a bemenő jel egy [x {t^ } számsorozat (szekvencia), amelyik a 22.6. ábra áramkörének bemenő jelét képviseh. Kérdéses az [y {t^ } kimeneti sorozat. A időpiUanatban a tároló bemenetén X {t^ — C^y (t^) számérték van. Ez az érték egységnyi késleltetés után a tároló kimenetén jelenik meg. Tehát a kimeneti sorozatra az yit,.ú

= xit^)~CoyiO

(22.8)

összefüggést kapjuk. Ez a differenciaegyenlet megfelel a folytonos rendszerek differenciálegyenletének. A kimeneti sorozat meghatározására rekurziós összefüg­ gésként is felhasználhatjuk, ha az y (íq) kezdőértéket megadjuk. Példaként legyen

u3

4-

21 -

+

0

10

12

U

16

18

20

1^

22,1, á b r a . Digitális szűrő egységugrásra adott válasza A 22.6. ábrán látható kapcsolásnál Co = - 0 , 7 5 , a gerjesztőjel 0-ról l-re való ugrása

y (to) = 0, és számítsuk kí Q = - 0,75 mellett az ugrásfüggvényhez tartozó kimeneti függvényt (átmeneti függvény). Az eredményt a 22.7. ábrán látjuk. Látható, hogy a kapcsolás aluláteresztő szűrőként működik.

22.2.2. Leírás a frekvenciatartományban A frekvenciamenet vizsgálatára adjunk a bemenetre x {t^ = XQ sin cot^ szi­ nuszjel mintáinak megfelelő jelet. Lineáris rendszernél a kimeneten is szinuszjel mintái jelennek meg. Az amphtúdók hányadosa - hasonlóan az analóg szűrőkhöz - az átviteli függvény abszolút értékével egyenlő, h a ; ? = jco helyettesítést végzünk. A digitális szűrő linearitását a differenciaegyenlet hneáris volta biztosítja. A (22.8) egyenlet szerint a 22.6. ábrán látható szűrő hneáris. Az átviteli függvényt, mint az analóg szűrőknél, a kapcsolás komplex átvitelé­ nek meghatározásával kiszámíthatjuk. Ehhez a késleltető tag frekvenciamenete szükséges. Az

harmonikus szekvenciához y{t^

=

XQC

^

= x^e

^e ^""^^

harmonikus kimeneti szekvencia tartozik, és az átviteli függvény p = yco-val: A{p)

= 1 • e-P^- .

(22.9)

A fenti függvény

2n co^ = —

=

Mm

^m

körfrekvenciájú periodikus függvény, ahol

a léptetés frekvenciája. Vezessük be a

(22.10) rövid jelölést, és ezzel a (22.9) egyenletből az átviteli függvény: — ^-1 A{z) = z

(22.11)

A 13. fejezet szerint az A (p) átviteli függvény kapcsolatot létesít a kimenő jel és a tetszőleges időtől függő bemenőjel Laplace-transzformáltjai között, a következő összefüggéssel: L{y(t)} = A(p)L{x(t)} • (22.12) Ez az egyenlet digitális rendszerekre is érvényes. A (22.11) egyenlettel megadott át­ alakított átviteli függvény segítségével a szekvenciákra felírt összefüggés egysze­ rűbb alakba írható: Z{y(0} = A(z)Z{x(t^)} . (22.13) Ebben a Z { x ( g } = x(z) = X

(22.14)

x(tx

a bemeneti szekvencia Z-transzformáltja. A kimeneti szekvenciát megfelelő inverz transzformációval kapjuk [22.2]. E tulajdonsága miatt A (z)-t digitális átviteli függvénynek is nevezzük. Az egységnyi késleltető (22.11)-gyel leírható digitális átviteli függvényének ismeretében kiszámíthatjuk a (22.6) ábrán látható digitális szűrő átviteli függvé­ nyét is. Az Y{z) = {X{z)-C^Y{z)]z-' egyenletből 1 (22.15) A{z) = Co + z Az A (/co) frekvenciamenet kiszámításához helyettesítsük a r = e^^^^-et és így Aijoj) =

0

n

1

1

Co + e''"^"

(22.16)

Co + cos co r„ +7 sin co

2n

3n

/.n

22.8. ábra. Digitális szűrő frekvenciamenete a 22.6. ábra esetére, ahol Co= - 0 , 7 5

mT„

2nf^ körfrekvenciával periodikus függvényt kaptunk. Ez minden digitális szűrő közös tulajdonsága. Az abszolút értékre az

!A ijco) \ = egyenletet kapjuk, amit a 22.8. ábrán tüntettünk fel. Látható, hogy az amphtúdó­ karakterisztika a 0 ^ coT^ ^ 71, azaz 0 ^ / ^ fjl tartományban aluláteresztö jellegű, amit a 22.7. ábra átmeneti függvénye alapján vártunk is. A diszkrét késleltető rendszernél a mintavéteh tétel szerint mintavéteh frekvencia mellett az {x{t^] szinuszjel frekvenciája nem lehet nagyobb, mint fJ2. Tehát az amphtúdókarakterisztikát az / > fjl tartományban nem hasznosít­ hatjuk.

22.3. Bilineáris transzformáció A digitáhs szűrők tervezéséhez előnyös lenne, ha a 14. fejezetben az analóg szűrőknél ismertetett optimált átviteli függvényeket itt is leutánozhatnánk. Azon­ ban az előző fejezetben láttuk, hogy ez nem olyan egyszerű, mert a digitáhs szűrők az analóg szűrőkkel ellentétben a 0 ^ / ^ oo frekvenciatartományban periodikus átviteli függvényűek. Mivel a kihasználható frekvenciatartomány 0 ^ / ^ fJ2 tartományra korlátozódik, ezért a feladat kitűzésének feltételei is módosulnak annyiban, hogy a leképzést csak az / ^ fjl tartományban valósítjuk meg, míg az / > fjl érdektelen tartományra a periodikus kiterjesztés lesz érvényes. Az analóg szűrők amphtúdókarakterisztikájának aluláteresztő - sáváteresztő transzformációjához hasonlóan a frekvenciatengelyt transzformációval módosít­ hatjuk úgy, hogy a 0 ^ / ^ oo tartományt 0 ^ / ^ fjl tartományra képezzük le és a karakterisztika nagyobb frekvenciákon periodikusan ismétlődik. Ehhez he­ lyettesítjük az ^ ^, /-^-tg|-

(22.17)

kifejezést. H a / - > oo, a k k o r / -> fjl. H a / « a k k o r f ^ f. A frekvenciaten­ gely torzulása okozta hiba annál kisebb, minél nagyobb az f^ mintavételi frekven­ cia az átvitel szempontjából érdekes frekvenciatartományhoz képest. Az optimált átviteli függvényt a 13. fejezetben mindig az = ///q normált frekvenciatengelyen ábrázoltuk. Itt /o a szűrő határfrekvenciája, ih. rezonanciája volt. A normált ábrázolás céljára itt is vezessük be a normált mintavéteh frekven­ ciát : ^ Q^ = f^

(22.18)

/o

Ezzel a (22.17) egyenlet: fí = - ^ t g — .

(22.19)

1

1,5 2 0,5 í l ,

3

U

4,5 5 1,5 í l ,

6 2 0,

22.9. ábra. Periodikus amplitúdó - frekvenciamenet kialakulása Másodfokú 3 dB hullámosságú Csebisev-karakterisztika szerepel a példában. Normált mintavételi frekvencia Q=^. Az ábrázolás lineáris

A 22.9. ábrán a frekvenciatengely transzformációjára példaként másodfokú Csebi­ sev típusú aluláteresztő szűrő frekvenciamenetét rajzoltuk fel. Látható, hogy az át­ eresztő karakterisztika jellege megmaradt. A határfrekvencia azonban eltolódott. A torzulás megszüntetésére (logaritmikus ábrázolásnál), a transzformáció előtt toljuk el annyira a frekvenciakarakterisztikát, hogy a határfrekvencia a transzfor­ máció után ugyanaz maradjon. így a (22.19) egyenletből (22.20)

Q = /tg ahol l = ctg

n

Öl

(22.21)

10

n

22.10. ábra. A határfrekvencia illesztése Másodfokú 3 dB hullámosságú Csebisev-szűrő karakterisztikája szerepel a példánkban. A normált mintavételi frekvencia Q^=5. Az ábrázolás logaritmikus

Ekkor Í 3 ' = l , ha ü=l. A 22.10. ábrán az ennek megfelelően transzformált frekvenciamenetet ábrázoltuk. A formáhsan bevezetett Q' mennyiséget új Q frekvenciaváltozőnak tekinthetjük, és a transzformált frekvenciamenetet A' (/í3)-nak nevezzük. Láthatő, hogy ezzel az analőg szűrőnek is jő közehtését kapjuk. Az A' (jQ) transzformált frekvenciamenet olyan alakú, hogy digitális szűrővel is reahzálhatő. Az Á (z) digitális átviteli függvény számításához a P komplex változőjú egyenlet transzformáltja szükséges. A (22.20) egyenletből P=jQ-v^l P=

1

/tg—= / Í2„

2 TÍP'/Q = p'

p =

z-1 / — , z+1

ésí^''" = - figyelembevételével az eredmény

71

ha

/ = ctg

Í3„

(22.22)

Ezt az összefüggést nevezzük bilineáris transzformáciőnak. Összefoglalva: analőg szűrő karakterisztikáját úgy transzformálhatjuk digitá­ hs szűrőévé, hogy az A{P) átviteli függvényben helyettesítjük a normált P komplex frekvenciaváltozőt / ( z - 1) / (z+ l)-gyel és így olyan A{z) átviteli függvényt kapunk, amely digitáhs szűrővel reahzálhatő. A digitális szűrő frekvenciamenete nagyon hasonht az analőg szűrőéhez. A karakterisztika eközben í3-irányban annyira összenyomott lesz, hogy az |A (/oo)| eredeti értéket már QJ2 frekvencián elérjük. Az ennek következtében jelentkező torzulások annál kisebbek, minél nagyobb értéke az érdekes 0 < O < O^^ax tartományhoz képest. A fáziskarakterisztika lényegesen megváltozik. Ezért az erre vonatkozó tulaj­ donságok átörökítése az analógból a digitális tartományba nem mehet minden nehézség nélkül. Például nincs értelme a Bessel-szűrő amphtúdókarakterisztikájára alapozott approximációinak, mert a fáziskarakterisztika nem lesz hneáris. Ilyen approximációs feladatokat célszerű közvetlenül a z tartományban végezni [22.2]. A digitáhs szűrők legegyszerűbb realizálását az analóg szűrős megoldáshoz hasonlóan első- és másodfokú alaptagok kaszkádba kapcsolásával oldhatjuk meg. Ezért fejezzük ki zárt alakban a szűrőegyütthatókat erre az esetre! Az dQ + A{P)

=

d^P+d^P^

CoCiP+C2P^

(22.23)

analóg átviteli függvényből bilineáris transzformációval az A(z)

(22.24)

= C0 +

C1Z+C2Z2

digitális átviteli függvényt kapjuk. Az elsőfokú esetre együttható-összehasonlítás­ sal:

C c + C i l

=

^ 1

Ci =

l;

€2 =

0 .

'

(22.25)

A másodfokú esetre (c2 # 0) hasonló módszerrel: Cn Cp +

=

C0+CJ+C2F'

C j + C ^ f

2(co + c , n _ Udo +

C,

dp-dj+d^f

(22.26)

=

Cl

d^l^

=

I.

Az átviteh függvény abszolút értéke a (22.24) egyenletből adódik a (22.10) egyenlet figyelembevételével: 2nQ [)() + .Dl cos

|A' (JQ\

4nQ

h Z>2 cos

= 27rí2

cos

Co + C l

47rí2 + Co

cos

+ n2

Dl

sin

^ .

r +

h 1)2 sin

Cl

sin

27r.Q Í2™

+

C2

sin

(22.27)

47rí2 iO™

A fázisforgatás Dl

sin

2nQ

arc tg Do + D l

cos

hDo 271.0

sin

471Ü

+ Do cos

4nÜ

Cl sin

27rí2

— arc tg Co + C l

cos

471.0

+ Co sin

271.0

+

C2

cos

47rí2'

Látható, hogy mindkét függvény Ü^-m periodikus. Ha az A(z) digitáhs átviteh függvényt az analóg átviteli függvényből álhtottuk elő, akkor az abszolút értéket és a fázist természetesen sokkal egyszerűbben számíthatjuk ki közvetlenül a (22.23) egyenletből is, amennyiben az Ü tengelyt a (22.20) egyenlet szerint transzformál­ juk, torzítjuk, ahogy ezt a 22.10. ábrán bemutattuk.

22.4. Digitális szűrők megvalósítása Az előző fejezet szerint az A{z) átviteli függvényű digitáhs szűrövei az {x(t^)} bemeneti szekvenciát {y(í^) } kimeneti szekvenciává alakíthatjuk át. Ha a bemenő jel folytonos, akkor először az {x{í^)} szekvenciát kell elöálhtanunk. Végül a 22.11. 675

Alul­ áteresztő szúró

Mintavevő­ tartó áramkör

A/D átalakító

{X}

1

Digitális szúró

{y}

D/A átalakító

t

Aluláteresztó szúró

-o

1

22.11. ábra. Folytonos jel szűrése digitális szűrővel

ábrán látható elrendezést kapjuk. A mintavételi tétel követelményének teljesítésére analóg sávkorlátozó aluláteresztő szűrőt használunk. A mintavevő - tartó áram­ körrel a sávhatárolt jelből T^ = l/f^ időnként mintát veszünk. A mintákat ana­ lóg - digitál átalakítóval szekvenciává alakítjuk és a digitáhs szűrő bemene­ tére adjuk. Az {y{tjj} kimenő digitáhs jelet digitál - analóg átalakítóval és alulát­ eresztő szűrővel folytonos kimenő jehé alakítjuk a 22.1. szakaszban leírt szempon­ tok figyelembevételével.

22.4.1. Elsőfokú digitális szűrő felépítése A 14.44. ábrán látható másodfokú szűrő általános átviteli függvényének együtthatói beállíthatók; ezek az együtthatók a (14.42), ih. (22.23) egyenletben szerepelnek. Mivel az A{z) digitáhs átviteh függvény formailag ugyanolyan ((22.24) egyenlet), ezért azonos elrendezéssel reahzálható, ha az integrátorokat késleltető tagokkal helyettesítjük. Az elsőfokú szűrőhöz csak egy késlehető tag keh. így a 22.12. ábrán látható elrendezést kapjuk. Az A(z) átviteli függvénye a 22.2.2. pontban leírt eljárással felírható. A késleltetőre vonatkozó (22.11) egyenlet segítségével az F(z) = D,Xiz) + z-'[DoX{z)

-CoYiz)]

Z-transzformált kimeneti szekvenciát kapjuk. Ebből a digitáhs átviteli függvény: Aiz) = Y{z) X{z)

Do + D,z C^ + z

(22.28)

Ha >?(z)-t speciális analóg átviteli függvényekből khndulva határozzuk meg, akkor az együtthatóknak néhány különleges tulajdonságából - az analóg szűrőkhöz hasonlóan — a szűrőfajtát közvetlenül fehsmerjük. A (22.25) egyenlet felhasználá­ sával a következő szabályszerűségeket kapjuk:

•M

22.12. ábra. Elsőfokú digitális szűrő

Aluláteresztö

szűrő 1

A(P) = Felüláteresztő

szűrő

+z

(22.29)

A{z) = i)o

d^P

1-z

(22.30)

Tehát az aluláteresztő szűrő jellemzője: Z>i = D q , a felüláteresztőé Di = - D q . Most válik világossá, hogy a 22.6. ábrán látható kapcsolás miért nem valódi aluláteresz­ tö szűrő, csak aluláteresztöre emlékeztető tulajdonságú. A (22.28) egyenletben a együttható nem egyenlő Z)o-lal. Ez azt jelenti, hogy a megfelelő analóg szűrő í/i együtthatója nem 0. Ezért a csillapítás nagyfrekvencián véges marad.

22.4.2. Másodfokú digitális szűrő felépítése Ha a 22.12. ábrán látható kapcsolást kiegészítjük még egy késleltető taggal, akkor másodfokú szűrőt alakithatunk ki, amit a 22.13. ábrán ábrázoltunk. Emel­ lett léteznek még más megoldási lehetőségek is [22.2], ezekkel itt nem foglalkozunk részletesebben. Nagyobb fokszámú szűrőket úgy kapunk, ha további késleltető tagokat iktatunk be. Áttekinthetőbb azonban az első- és másodfokú alaptagok kaszkád kapcsolása. Az átviteli függvény szorzótényezős alakjához a 14.14. ábra együtthatóiból a (22.26) egyenlet felhasználásával juthatunk.



22.13. ábra. Másodfokú digitális szűrő

A 22.13. ábra szűrőelrendezésének A{z) átviteli függvényét az elsőfokú szűrő­ nél használt módszerhez hasonlóan kapjuk meg. A 22.13. ábrából közvetlenül kiol­ vashatjuk, hogy: Y - D^X^ z-1 [D^X-

Q 7 + z " ^ {D^X-

Q Y)] .

Ebből Y{z) D, + D,z + B,z' ^ ^ " n ^r^ ^ 2 ' X{z) C o + Q z + z^

(22.31)

Látható, hogy ezzel a kapcsolással tetszőleges másodfokú átviteh függvény valósít­ ható meg. Határozzunk meg az együtthatókból néhány speciáhs esetet az elsőfokú szű­ rőkhöz hasonlóan. A (22.26) átszámítási egyenlettel a különböző szűrőfajtákra a következő törvényszerűségek adódnak.

Aluláteresztő AiP) =

~

do

- - -

=> A{z) = Do

\+2z + z^

°Co + C,z + z^ - .

Co + C^P+C2P^

^(22.32)'

Felüláteresztő ~ l-2z => A{z) = Do

d.P^

A(P) =

-

-

-

C0 + C 1 P + C 2 P 2

^'

+ z^

r.

°Co + C,z + z^

(22.33) ^

'

Sáváteresztő d^P

A{P) =

-

-

^ => A{z) = Do

r

\-T?

r.

(22.34)

A kapcsolás méretezését gyakoroljuk egy számpéldával. Tervezzünk másodfo­ kú Csebisev típusú aluláteresztő szűrőt, amelynek áteresztötartománybeli csillapí­ tásingadozása 0,5 dB, és 3 dB-es határfrekvenciája 7^=100 Hz. Az analóg jel sávszélessége legyen 3,4 kHz, és a mintavételi frekvencia legyen f^ = 10 kHz. Ebből a normált mintavételi frekvencia 10 kHz

/m

Í2„ = — =

= 100. 100 Hz A (22.21) egyenlettel megkapjuk a normálási tényezőt: /h

/=

c t g 3 1 , 8 2 .

A 14.14. ábrából kapjuk a folytonos referenciaszűrő átviteli függvényét: A{P) =

1 1 + 1,3614P+13827P2 '

Együttható-összehasonlítás után a (22.23) egyenlettel: d^=\,

^1-^2^0,

Co=l,

Ci

= l,3614,

^2 =

1,3827.

A (22.26) egyenlettel ebből i)o== 6,923 • 1 0 - ^

Co=-0,9400,

- 1,937.

A (22.32) egyenlettel a digitális átviteli függvény: A{z) = 6,923 • 10

-

4

.

l + 2z +

z2

0,9400-l,937z + z ^ '

ami a 22.13. ábrán látható kapcsolással realizálható. A mintavételi frekvencia aránya a határfrekvenciához az előbbi méretezés szerint 100 volt. Tehát a határfrekvencia arányos a mintavéteh frekvenciával. A legegyszerűbben a mintavételi frekvenciával szabályozható a határfrekvencia. Ez minden digitális szűrőre igaz. Példaként tervezzünk egy sáváteresztő szűrőt is. A mintavételi frekvencia legyen az előbbi 10 kHz, a rezonanciafrekvencia:

/j.= 1 kHz. Ezzel

r

10-es jósági tényezőnél a folytonos átviteli függvény a (14.24) egyenlettel: OJP l + OJP+P^' / = ctg — = 3,078-cal a (22.26) egyenlet alkalmazásával a digitális átviteli függvény

l(z) -

1-z^

-2,930-10-3

r. 0,9941-l,613z + z^

Ehhez hasonlóan kapjuk 100-as jósági tényezőnél: A{z) = - 2 , 9 3 0 - 1 0

l-z^

-3 .

0,9941-l,613z + z^*

Számítsuk még ki a ö = 10 és 13^^ = 100 esetét is:

Aiz) = - 3 , 1 3 • 10"

1-z^ 0,9937-l,990z + z^.2 "

Látható, hogy ha a jósági tényező és a normált mintavételi frekvencia nő, akkor a Do együttható csökken, míg Cq - > 1 és -> — 2. Ilyen esetben a szűrökarakterisztikát ezen együtthatók 1-töl, ih. - 2-töl való kis eltérésének mértéke jellemzi. Ez az együtthatókkal szemben nagyobb pontossági követelményt támaszt, ennek megfelelően a szűrőben nagyobb szóhosszú feldolgozás szükséges. A szűrő bonyo­ lultságát feleslegesen növelnénk, ha nagyobb mintavéteh frekvenciát használnánk annál, ami feltétlenül szükséges.

22.4.3. Gyakorlati szempontok A digitáhs szűrök hardverigénye zömmel a szorzások megvalósításával kap­ csolatos. A szűrő belső szóhosszát az együtthatók számjegyeinek megfelelő érték­ kel nagyobbra kell választani a bemenő, ill. kimenő jelek szóhosszánál, hogy szorzásnál ne vesszen el érdemi információ. Különben a szűrökarakterisztika amphtúdófüggö lenne, ami torzítást okozna. A szorzó pontossági követelménye annál szigorúbb, minél jobban megközehti Co az 1-et és a - 2 - t . Ilyenkor átalakítással egyszerűsítést hajthatunk végre a következőképpen:

Coy = ii-Co)y

=

y-Coy^

Ahol Cq = 1 - Cq, tehát az 1-töl való eltérés, melynek sokkal kevesebb szignifikáns bitje van, mint az eredeti együtthatónak. így elsőfokú szűrőnél általában 4, másod­ fokúnál 8 bites felbontás is elegendő. A kivonó miatt szükséges áramköri többlet-

ráfordítás bőségesen megtérül azáltal, hogy a szorzó sokkalta egyszerűbb lesz. A Cl együttható ennek megfelelően alakul: C,y = (-2 + Cdy=

-2y+C[y,

ahol C; = 2 + C i . Egyszerű példa a digitális szűrő hardver megvalósítására Elsőfokú felületáteresztő szűrő realizálását mutatjuk be példaképpen. Határ­ frekvenciája legyen 100 Hz, a bemenő jel sávszélessége 3,4 kHz. Legyen a mintavé­ teli frekvencia 10 kHz, tehát Í2„= 100. P A(P) = l + P -bői a (22.25) egyenlet segítségével A(z) = - 0 , 9 6 9 5

1-z ^ ^ = -0,9695 -0,9391+z ( - 1 + 0,0609)+z' C'o

A bináris számításhoz alakítsuk át Q - t bináris számmá: (0,0609)deo = (0,000011111001 . . . ) 2 . Ez a szám 2 " * = 0,0625 közelébe esik. A számítás sokkal egyszerűbb, ha C'^y szorzat kettő egész számú hatványával egyenlő, a mi esetünkben pl. 2'* lenne. Ekkor a szorzást visszavezethetnénk y eltolására négy helyértékkel. A (22.25) egyenletből látható, hogy ez elérhető az / normáló tényező kismérté­ kű megváltoztatásával, azaz módosításával. CQ = - 1 + 2~*-ből / = ^ ^ ^ = 3 1 ,

azaz

Í2„ = 97,423.

Ennek következtében a határfrekvencia 10 kHz mintavételi frekvenciánál 100 Hz-ről 102,6 Hz-re nő. Ezzel a módosítással további egyszerűsítés adódik, ugyanis a DQ együttható is kerek értéket vesz fel: Do = - 1 + 2"^ = - 0 , 9 6 8 7 . . . . {X}

Do=-1 P

22.14. ábra. Elsőfokú digitális felüláteresztő szűrő Határfrekvencia:

=

fm

fm

Í2„

97,42 '

Átvitel: A „ = 1 + 7 = 1,032

0a' r-x IC1 >C1 r 10

Q

10

Q

10

IC2

IC 9 i-CJ

a

°

Q

[21

^1

yo 10

>C1 h

Cl

Pl

^"2

7/,LS175

° [21 b f

Pl

° ni

Po

s>0

°

Q

[1]

^0

b f 7Z,LS382

7ALS382 A-B Cl

IC5

IC3

B-A

r

10

Q

10

Q

10

Q

X

Cl h a

m

ÖV r

IC6

^

= 1

a N-i

b a b a

10

Q

b

m ^ [1]

f 7Z»LS382

7/^LS175

= 1

yo

7ALS86

Hy} -Cl

COH

y-i rí

P-i

r2

P-2

f

r.3

P-3

f

^-4

P-Z,

y-2
y-3

:•'>, a b

y-4

a ^

"1 IC8

10

Q

^-1

= 1

10

Q

^-2

= 1

10

Q

^-3

:: 1

10

Q

y-1

y-3 y-A

IC/.

22.15. ábra. 8 bit belső, ill. 4 bit külső szóhosszúságú digitális felüláteresztő szűrő kapcsolása

lC7~

Ez a tényező csak az eredő erősítést befolyásolja, ezért további egyszerűsítésként - 1-gyel helyettesítsük, azaz az erősítés nagyfrekvencián (1 + /) / / = 1,0323 érték­ hez tart. Tehát a 22.14. ábrán látható elvi elrendezési rajz digitáhs átviteh függ­ vénye : l(z) =

( - 1 + 2-^) + z '

Az áramköri kivitelt a 22.15. ábrán láthatjuk 4 bit bemeneti szóhosszra. A pozitív és negatív számok ábrázolási lehetőségét a 19.13. szakaszban megismert kettes komplemens ábrázolás biztosítja. Tehát a legnagyobb súlyú bit az előjelbit. Mivel a szorzást egyszerűen sorozatos helyérték eltolással végezhetjük el, ezért csak összeadó áramkörök szükségesek. Erre a célra a 4 bites SN 74 LS 382 áramkört használjuk. Ez a kapcsolás a vezérlő bemenetei segítségével kivonásra is használha­ tó, így a kettes komplemens képzését a Do = - 1 és a - Q = 1-2""^ együttha­ tóknál az összeadóval végezhetjük. Az IC8 és IC9 áramkörökkel az

kifejezést képezzük, y-t 2"'^-gyel úgy szorozzuk meg, hogy y-i négy helyértékkel eltolva vezetjük a kivonóra. Emiatt a szóhossz 4 bitről 8 bitre nő. A előjelbitet minden szabadon maradó helyre be kell kötni, hogy y szorzása 2~'^-gyel mind pozitív, mind negatív számokra helyes eredményt adjon (sign extension). Az IC2 a 22.14. ábrán az első összeadó, az IC5 a második. Az egy mintavételi időnyi késleltetést az IC3 és IC4 áramkörök végzik, melyek négy-négy elvezérelt D tárolót tartalmaznak. A bemenő jel szinkronizálásáról az ICI flip-flopjai gon­ doskodnak. Az IC6 és IC7 kizáró VAGY-kapuk feladata a túlvezérlésvédelem. Egyébként a 19.1.3. pont szerint pozitív irányú túlcsordulásnál létrejönne a + 127 ^ - 1 2 8 ugrás, mert a legnagyobb bitet előjelbitnek értelmezné. A nemkívánatos előjelvál­ tás a szűrőt instabillá is teheti, és bizonyos körülmények közt vissza sem lenne képes térni a normáhs működési áhapotba. Ez a jelenség megfelelő az analóg áramköröknél a reteszelődés (latch up) néven megismert esetnek. Az instabil áhapotot pl. úgy is kizárhatjuk, ha az összeadott pozitív túlvezérlésnél + 127-re F

Yi

A^B

(a)

(b)

22.16a, b ábra. Tálvezérlés-karakterisztika; a) határoló logika nélkül; b) határoló logikával

22.17. ábra. 22.15. ábrán látható digitális szűrő válasza egységugrásra, teljes kivezérlésnél

állítjuk, negatív túlvezérlésnél pedig — 128-ra. Ehhez a pozitív és negatív túlcsordu­ lást külön kellene dekódolni. Nincs szükség a két eset megkülönböztetésére, ha a kimeneteket túlcsorduláskor negáljuk. Ekkor a 22.16. ábrán látható karakterisztikát kapjuk. Áramkörileg a 22.15. ábrán látható kizáró VAGY-kapukat minden olyan f- kimenet után kötjük, ahol túlvezérlés előfordulhat. így módon invertálás jön létre, ha a túlcsor­ dulást jelző bit, az O F l-es szintű lesz. A 74 LS 382 áramköröknél az OFtúlcsordulásjelző rendelkezésre áh, ez előnyös a 74 LS 181 típushoz képest, melynél ezt a jelzőt külsőleg kell előállítani. Digitáhs szűrők működését a 22.17. ábrán látható átmeneti függvényt ábrázo­ ló oszcilloszkópábra igen jól szemlélteti. Soros jelfeldolgozás A 22.15. ábra alapján belátható, hogy a megtervezett kapcsolás nem olcsó, noha példánk nagyon egyszerű volt, és minden lehetséges egyszerűsítést végrehaj­ tottunk. Felmerül a kérdés, hogy az olcsó analóg kapcsolásokkal szemben mikor érdemes a bonyolult hardverű digitáhs szűrőket használni. Az egyik példa a nagyon kis jelfrekvenciák feldolgozása. A digitáhs jelfeldolgozás nagyon kis frek­ vencián nem okoz nehézséget, amikor is megfelelően kis mintavételi frekvenciát választunk. Analóg rendszerekben ezzel szemben nagy időállandók lennének szük­ ségesek, ezeket egyes esetekben meg sem lehet valósítani. Kis mintavételi frekvenciával működő digitális szűrők lényegesen egyszerűb­ bek lehetnek, ha csak egyetlen egységet használunk és a szükséges műveleteket ennek segítségével egymás után végezzük el. A közbenső eredményeket a követke­ ző órajehg közbenső tárolók őrzik meg. Ilyen műveletek elvégzésére a mikroszámí­ tógépek nagyon megfelelők. Példaképpen a 22.14. ábrán közölt blokksémának megfelelő folyamatábrát látunk a 22.18. ábrán. Minthogy a következő x érték be­ olvasása előtt a soros feldolgozási eljárás valamennyi lépését végre kell hajtani, a szűrő mintavételi periódusidejének nagyobbnak kell lenni a feldolgozás idejé­ nél. Pl. a 6800-zal kb. 100 ps-ot lehet elérni elsőfokú szűrő és 8 bites szóhossz mellett. Ebben az esetben a maximáhs mintavéteh frekvencia 10 kHz lehet. Na­ gyobb szóhossznál és nagyobb fokszámú szűrőnél természetesen megfelelően ki-

Start

J

X, y kezdeti feltételeinek.beállítása

p : DoX—CoV

kiszámítása

Nem Igen Következő x érték bevételezése

kiszámítása

/ értékének kiadása

22.18. ábra. Elsőfokú digitális szűrő programozásának folyamatábrája mikroszámítógépen

sebb mintavételi frekvencia lehetséges. Ezért a digitáhs szűrőkhöz lehetőleg olyan 16 bites mikroprocesszorokat használunk, amelyeknek egy gépi ciklus alatt lefutő gyors szorzási utasítása is van. Nagyobb teljesítőképességűek a 22.19. ábrán összefoglalt speciáhs jelpro­ cesszorok. Ezek speciális felépítése a digitális jelfeldolgozás szempontjából optimá­ hs. Az új típusok már integrált párhuzamos szorzóval készültek, amelyek a szor­ zást egyetlen gépi ciklusban elvégzik.

Típus

Gyártó

2921 28211 7720 TMS 320

Intel AMI NEC Texas Instr. AMD

29500

Programtár, szó

Együttható­ tár, szó

_

192 512 512

128 512

1536 tetszőleges

-

tetszőleges

Szorzási művelet ideje, ns

Adattár, szó

Belső szóhossz, bit

40 256 128

25 16 16

300 250

77 P 20

144 tetszőleges

16 8

200 100

külső külső

22.19. ábra. Integrált jelprocesszorok

EPROM változat

2920

-

A 292l-es típus 9 bit pontosságú A/D és D/A átalakítót is tartalmaz. A többi típusnál az adatbevitel és -kiolvasás digitális formában történhet. A programfej­ lesztéshez részben E P R O M változatok is vannak. A TMS 320-hoz külső program­ tár csatlakoztatható. Nagyon rugalmas felhasználási lehetőséget nyújt az AMD-cég 29500-as csa­ ládja. Bipoláris technológiájú mikroprogramozható bitszelet-áramkörkészletről van szó. Legfontosabb áramköre az Am29561 típusú Data Processor. Belső szó­ hossza 8 bit, 16 bites pontossága két áramkör párhuzamos üzemével érhető el.

23. Analóg kapcsolók és mintavevő - tartó áramkörök

Az analóg kapcsoló a folytonos bemenő jelet be- és kikapcsolja. Ha bekap­ csoljuk a kapcsolót, akkor a kimeneti feszültség minél jobban meg kell közelítse a bemeneti feszültséget; ha kikapcsoljuk, akkor a kimeneti feszültségnek 0-nak kell lennie. Az analóg kapcsolók legfontosabb tulajdonságait a következő paraméte­ rekkel jehemezzük: áteresztőcsillapítás (bekapcsolt ellenállás); zárócsillapítás (záróirányú áram); analóg feszültségtartomány; késleltetési idők.

23.1. Kapcsolóelrendezések Különféle kapcsoló elrendezések vannak, amelyekkel az előírt feladatokat meg tudjuk oldani. A 23.1. ábrán ezek mechanikus megfelelőit soroltuk fel. A 23.1a ábra soros kapcsolót szemléltet. Amíg a kapcsoló érintkezői zárva vannak, addig Uy.^ = C/be- Ha a kapcsolót nyitjuk, akkor a kimeneti feszültség 0. Természetesen ez csak terheletlen esetben igaz. Kapacitív terhelésnél a kimeneti feszültség a véges ry.^ = R kimeneti ellenállás miatt csak fokozatosan csökken 0-ra. Ezt a hátrányt a párhuzamos kapcsoló megszünteti, amit a 23.1b ábrán látunk. A zárt kontaktus a kikapcsolt helyzetnek felel meg. Bekapcsolt helyzetben, tehát nyitott kontaktusnál viszont véges r^j = R kimeneti ellenállást mutat.

R

(a)

1^.

1 1

1

1 (b)

T

1

1 (c)

23.1. ábra. a) Soros kapcsoló; b) Párhuzamos kapcsoló; c) Soros-párhuzamos kapcsoló

1

A 23.1c ábrán soros - párhuzamos kapcsolót látunk, amely a két korábbi elrendezés előnyeit egyesiti. Ez mindkét állapotában kis kimeneti ellenállást mutat. Beiktatási csillapítása kicsi, zárócsillapítása pedig nagy. A rövidrezárt kimenet a kikapcsolt helyzetben azonban zavaró lehet. A zavaró hatás például akkor léphet fel, ha a kimeneti feszültséget kondenzátorban tároljuk, mint majd a 23.4. szakasz­ ban ismertetett mintavevő — tartó áramkörnél. Ilyenkor a 23.2. ábrán látható elrendezésben a K j kapcsolót alkalmazzuk. H a a kapcsoló nyitva van, akkor a K,-en kapacitív jelleggel csatolt bemeneti jelet K , rövid rézárja. A kimenet azon­ ban K 3 miatt nagyimpedanciás marad. Ez az elrendezés kívülről tekintve úgy viselkedik, mint a 21.1a ábrán látható soros kapcsoló, azonban nagyfrekvencián sokkal nagyobb zárócsillapítású.

U,.

1 I 23.2. ábra. Nagyobb zárócsillapítású kapcsoló

23.3. ábra. Analóg multiplexer, demultiplexer

A több bemenetre kibővített változatot a 23.3. ábrán látjuk. A négy kapcsoló közül mindig csak egy lehet zárva, így a kimeneti feszültség egyenlő a zárt kapcso­ lóhoz tartozó bemeneti feszültséggel. Ezt az elrendezést analóg multiplexernek nevezzük. Ha megfordítjuk az elrendezést, akkor egy bemeneti feszültség több kimenetre osztható szét. Ezt az elrendezést analóg demultiplexernek nevezzük. A digitáhs jelekhez használt multiplexerekkel és demultiplexerekkel a 9.6. szakaszban már megismerkedtünk.

23.2. Elektronikus kapcsolók A kapcsolók reahzálására térvezérlésű tranzisztorokat, diódákat és bipoláris tranzisztorokat használhatunk. Ezek az alkatrészek teljesen eltérő tulajdonságúak. A 23.4. ábrán látható elvi elrendezés azonban mindegyikre érvényes. Általában TTL kompatíbihs vezérlés szükséges. A vezérlőjelet bufferkapun keresztül vezet­ jük. Majd szintátalakító következik, amelyik olyan feszültséget áhít elő, ami a kapcsoló nyitásához, ill. zárásához szükséges. +5V

4-15V

T

T

Meghajtó

Szintáttevó

(

-15V

23.4. ábra. Kapcsoló vezérlése

j

c

Kapcsoló V K

c

23.2.1. Fetes kapcsolók Az 5.7. szakaszban láttuk, hogy a fet kis d r a i n - s o u r c e feszültségnél úgy viselkedik, mint egy ellenállás, amelyik az UQ^ gate - source feszültségtől függően több nagyságrenddel változhat. A fetek e tulajdonságuknál fogva kapcsolóként is jól használhatók. A 23.5. ábra soros kapcsolót ábrázol. Ha az U^^^ vezérlő feszült­ ség legalább az elzáródási feszültség értékével negatívabb, mint a legnegatívabb bemeneti feszültség, akkor a fet lezár, és a kimeneti feszültség 0. A fet nyitásához 0 C/QS feszültség célszerű. Ezt a feltételt nem könnyű teljesíte­ ni, mert a source-feszültség nem állandó értékű. A 23.6. ábra egy megoldást szemléltet. Ha az U^^^ vezérlő feszültség pozitívabb, mint a legnagyobb bemeneti feszültség, akkor a D dióda lezár, és UQ^ = 0 lesz. Megfelelően negatív vezérlő feszültség hatására a D dióda kinyit, és a fet lezár. Ebben az áhapotban az ellenálláson át a bemeneten levő feszültségforrásból áram folyik a vezérlő áramkörbe. Ez általában nem zavaró, mert a kimeneti feszühség 0. Zavaró hatás csak akkor keletkezik, ha a bemeneti feszültséget kapacitívan csatoljuk, mert a csatolókondenzátor záráskor negatív feszültségre töltődik. o-

BET

1

— R

fí

R U.,, T

^

1

1

23.5. ábra. Soros fetes kapcsoló

be min -

1

1

1

u„

1

23.6. ábra. Egyszerűbb vezérlés ^vez.zár

^vez,zár ~ ^be' vez,nyit

D

a,

^bemax'

'-^vez.nyit ~ ^bemin ~ '

I

Ez a probléma mosfeteknél nem jelentkezik. Ezek vezetővé tehetők úgy, hogy a legpozitívabb bemeneti feszühségnél is pozitívabb vezérlő feszültséget adunk anélkül, hogy a gate és a csatorna között áram folyna. Tehát a D dióda és az R^ ellenáhás elmaradhat. A nagyobb bemeneti feszültségtartomány elérésére egyetlen mosfet helyett CMOS-kapcsolót használhatunk, amely két komplementer mosfetből áh, ezek a 23.7. ábra szerint párhuzamosan kapcsoltak. A kapcsoló kinyitására adjunk a T^ n csatornás mosfet gate elektródájára + C/t feszültséget és a T2 p csatornás mosfet gate-jére földet. Közepes C/^e bemeneti feszühségnél mindkét mosfet vezet. Ha a bemeneti feszültség nő, akkor C/GSI csökken. Ezáltal T^ nagyimpedanciájú lesz, ami nem okoz gondot, mert ezzel együtt C/GS2 abszolút értéke is nagyobb, és így T2 egyre kisebb ellenállású lesz. Kis bemeneti feszültségnél ez fordítva van. A 23.8. ábrán ezt ábrázoltuk. Látható, hogy a bemeneti feszültség 0 és + C/ között minden értéket felvehet. A közönséges CMOS kapcsolóknál sem a vezérlő feszültség, sem az analóg jel nem lehet ezen a tartományon kívül, mert a kapcsoló a reteszelődési (latch up) jelenség miatt meghibásodhat. Ugyanis ilyenkor a csatorna - szubsztrát dióda

23.7. ábra. Soros C M O S kapcsoló

23.8. ábra. Fetek ellenállása az í^vez= ^vez,zár = + ^^t = + 5 V esetén, a bemeneti feszültség függvényében

C^vez,nyit=OV

Gyártó

Típus

Analóg

Kapcsoló­ szám

Bekapcsolt ellenállás, O

Feszültség­ tartomány, V

Szint­ áttevő

Reteszelődésmentesség

300 80 80

0...15 0...15 0...15

nem nem nem

nem nem nem

kapcsolók

4016 4066 4053

sokan sokan sokan

4 X záró 4 X záró 3 X morze

D G 300A D G 308A D G 2211

Siliconix Siliconix Siliconix

2 X záró 4 X záró 4 X záró

30 70 70

±15 ±15 ±15

igen igen igen

igen igen igen

A D 75901 A D 75921

Analóg Dev. Analóg Dev.

4 X záró 2 X morze

75 75

±15 ±15

igen igen

igen igen

H l 5041 H l 5043

Harris Harris

2 X záró 2 X morze

30 30

±15 ±15

igen igen

igen igen

D G M 181 IH 534P

Intersil Intersil

2 X záró 2 X záró

50 75

±15 ±15

igen igen

igen igen

Analóg

multiplexerek

4051 4052 4067

sokan sokan sokan

1x8 2x4 1 X 16

125 125 125

±7,5 ±7,5 ±7,5

igen igen igen

nem nem nem

D G 508A D G 528A1 D G 506A

Siliconix Siliconix Siliconix

1x8 1x8 1 X 16

250 250 250

±15 ±15 ±15

igen igen igen

igen igen igen

Hl

H l 508A

Harris Harris

1x4 1x8

700 1 kO

±15 ±15

igen igen

igen igen

AD 7501 IH 6108

Analóg Dev. Intersil

1x8 1x8

170 300

±15 ±15

igen igen

igen igen

5242

1 Beépített adattár. ^ Nagy zárócsillapítású kapcsoló a 23.2. ábra szerint 23.9. ábra. C M O S kapcsolók és multiplexerek jellemző adatai 15 V-os tápfeszültségnél

kinyit, és a szubsztrát töltéshordozókban gazdag lesz. Ez begyújthatja a 9.39. ábrán látható parazita tirisztort, ami rövidrezárja a tápfeszültséget. Ha nem garan­ tálható a biztonságos bemeneti feszültségtartományon belüh működés, akkor előtét-ellenáhást kell használni, amely az áramot 1 mA alatti értékre korlátozza. Ez az áram általában a tirisztor szükséges gyújtóáramánál kisebb [23.1]. A legtöbb CMOS kapcsolót e probléma miatt dielektrikum szigetelési techno­ lógiával [23.2] készítik. Tehát a szigetelést nem pn átmenet, hanem oxidréteg biztosítja. Az így készült CMOS áramköröket nem veszélyezteti a reteszelődés lehetősége. Természetesen ez a megoldás jelentősen költségesebb technológiát igényel. A 23.9. ábrán összefoglaltunk néhány gyakrabban használt CMOS kapcsolót és multiplexert. A 4000-es típusok olcsó, közönséges CMOS kapuk. Ezeknél fenn­ áll a reteszelődés veszélye, és csak kis feszültségtartományra alkalmasak. A többi típus dielektrikus szigeteléssel készül, ezért használatuk problémamentes. A felso­ rolt cégek ezenkívül még számos más típust is készítenek, ezek közül azonban csak néhány példát emeltünk ki. A kapcsolók jellemző záróárama szobahőmérsékleten 0,1. ..1 nA közé esik. A záróáram 10 "C-onként megkétszereződik, és így elérheti a 100 nA-t is. Késleltetési idejük 100...300 ns közötti, ezért a CMOS kapcsolók nem hasz­ nálhatók gyors kapcsolónak.

23.2.2. Dióda mint kapcsoló A diódák nagy záró- és kis nyitóirányú ellenáhásuk következtében ugyancsak alkalmasak kapcsolónak. Ha a 23.10. ábrán látható áramkörre pozitív vezérlőfe­ szültséget adunk, akkor a D 5 és D 5 dióda lezár. A D^, D 4 és D 2 , D 3 ágakon át folyik az állandó / áram az egyik áramgenerátortól a másikhoz. Az és az U2 feszültségek U,= U^+U^,

értékűek lesznek. A kimeneti feszültség:

o-

23.10. ábra. Soros diódás kapcsoló

1

i

í

T

2lJ

1 7

.

L \-\

+3V

l

T

I

l

•<-2V

T,

T

,

-5,2V

23.11. ábra. Gyors vezérlésű diódás kapcsoló

ha a diódák nyitófeszüksége egyforma. EUenkező esetben ofszetfeszültség kelet­ kezik. Ha a vezérlő feszültség negatív, akkor a D5 és diódák kinyitnak, és a diódanégyes lezár. Ennek következtében a kimenet kétszeresen is elválasztódik a bemenettől, és a diódahíd kimeneti pontja áhandó feszültségű lesz. így tehát a 23.2. ábra elrendezésének megfelelő, nagy zárócsillapítású analóg kapcsoló valósítható meg. Ezzel a módszerrel 1 ns-nál rövidebb késleltetési idejű kapcsolók készíthetők, ha gyors kapcsolódiódákat használunk [23.2]. Jól megfelel pl. az R C A cég CA 3019 típusú dióda-array áramköre vagy a HP cég 5082 - 2356 típusú Schottky-diódanégyese. A gyors kapcsolás természetesen feltételezi a megfelelően gyors vezérlést is. Gyors vezérlőkapcsolást szemléltet a 23.11. ábra. A kapcsolás a T 1 . . . T 4 négy áramgenerátor hídkapcsolásából áh. A T-^ és T 2 áramgenerátort a vezérlő feszült­ ség ellenfázisban kapcsolja. Ha T-^ vezet, akkor / áram folyik a diódanégyesen, és kinyitja őket. Ha T2 vezet, akkor lezárja a diódanégyest. A T2 és T3 áramgeneráto­ rok nem kerülnek tehtésbe, mert a T5 és tranzisztorok korlátozzák a zárófe­ szültséget. Egyidejűleg arról is gondoskodnak, hogy a diódanégyest a lezárt álla­ potba kisimpedanciás vezérlőkör vigye, és így növekedjen a kapcsoló zárócsillapí­ tása. Az analóg jel amplitúdójának kisebbnek kell lennie, mint a diódanégyes maximális vezérlő feszültsége. Ezt a méretezési példánkban a T5 és tranziszto-

rokkal ± 2 , 7 V-ra korlátozzuk. Ennél nagyobb feszültséget gyors kapcsolókkal nem lehet feldolgozni, mert a nagyobb zárófeszültségű típusok lényegesen rosszabb nagyfrekvenciás tulajdonságúak.

23.2.3. Bipoláris tranzisztorok kapcsoló üzemmódja Vizsgáljuk meg a bipoláris tranzisztorok karakterisztikaseregét a nullpont közelében, hogy tanulmányozhassuk kapcsolókénti működésüket. A 23.12. ábrán kis pozitív és negatív kohektor — emitter feszültségekre tüntettük fel a karakterisz­ tikát. Ic mA

4, mA ,

0,2 mA

-20

-50 -1.0 -20.

(mA)

/B>Ovt

23.12. ábra. Földelt emitteres tranzisztoros kapcsolás teljes kimeneti karakterisztikája és mérési elrendezése

23.13. ábra. Felcserélt kollektorral és emitterrel működő tranzisztoros kapcsolás teljes kimeneti karakterisztikája és mérési elrendezése

Az első síknegyedben a 4.6. ábrán már megismert kimeneti karakterisztikase­ reget láthatjuk. Ha I/QE negatív, de a bázisáram változatlan, a harmadik síknegyed­ ben látható karakterisztikát kapjuk. Ennél a fordított polaritású működésnél a tranzisztorok áramerősítési tényezője lényegesen kisebb, értéke kb. yg/30. Fordított polaritásnál a maximáhsan megengedhető kollektor — emitter feszültség egyenlő a maximális záróirányú C/EBO bázis - emitter feszültséggel, mert a bázis - kollektor dióda vezet és a bázis - emitter dióda előfeszítése záróirányú. Ezt a működést inverz üzemmódnak, az ekkor érvényes áramerősítési tényezőt fi^ inverz áramerősí­ tési tényezőnek nevezzük. A kollektoráram nullátmenete kb. 10. ..50 mV kollek-

tor — emitter feszültséghez tartozik. Ha a bázisáram néhány mA-nál nagyobb, akkor ez az ofszetfeszültség meredeken nő. Kis bázisáramnál széles tartományban állandó marad. Jelentősen csökkenthetjük az ofszetfeszültséget, ha gondoskodunk arról, hogy a tranzisztor a kimenő áram nullátmeneténél inverz működési állapotban legyen. Fel kell cserélni a kohektort és az emittert, hogy ezt elérjük. A 23.13. ábrán láthatjuk az így keletkező kimeneti karakterisztikát. Ha UQ^-Í előjelhelyesen mér­ jük a tranzisztoron, akkor nagyobb kimeneti áramnál gyakorlatilag ugyanazt a karakterisztikát kapjuk, mint amit normál működésnél kaptunk a 23.12. ábrán. Ez azért van így, mert a kimenő emitteráram majdnem egyenlő a kollektoráram­ mal. A nullpont közelében lényeges különbség van, aminek az az oka, hogy ebben a tartományban a bázisáramot a kimenő áramhoz képest nem hanyagolhatjuk el. Ha normál működésnél a kimenő áram 0, akkor az emitteráram egyenlő a bázis­ árammal, tehát nem 0, és a kimeneten 10. ..50 mV ofszetfeszültség lép fel. Ha felcserélt kollektor és emitter mehett 0 a kimenő áram, akkor viszont a kohektoráram egyenlő a bázisárammal. Ilyenkor tehát a kollektor —bázis dióda kinyit (inverz üzemmód). A most fellépő ofszetfeszültség kb. tizedrésze a normál műkö­ désnél fellépő értéknek, előjele azonban változatlanul pozitív, mert a 23.13. ábra kapcsolásánál U^i = — UQ^. Jellemző értéke 1...5 mV közé esik. Emiatt célszerű a tranzisztoros kapcsolót felcserélt kollektorral és emitterrel működtetni. Kis emitteráramnál a tranzisztor gyakorlatilag csak inverz üzemmódban dolgozik. Párhuzamos kapcsolóelrendezés Párhuzamos rövidzárként működő tranzisztoros kapcsolót szemléltet a 23.14. ábra és a 23.15. ábra. A 23.14. ábrán látható kapcsolásban a tranzisztor normál működésű, a 23.15. ábrán pedig inverz működésű. A bázisáramnak mA nagyság­ rendűnek kell lenni, hogy a tranzisztor megfelelően kis ellenállású legyen. A kol­ lektor-, ill. emitteráram sem lehet lényegesen nagyobb, hogy az ofszetfeszültség kicsi maradjon. R o-

1

i

o-

I

1

23.14. ábra. Bipoláris tranzisztor mint párhuzamos kapcsoló

1

1

23.15. ábra. Inverz üzemű párhuzamos kapcsoló

Soros kapcsolóelrendezés A 23.16. ábra szemlélteti a bipoláris tranzisztort mint soros kapcsolót. A tran­ zisztort negatív vezérlőfeszültséggel zárhatjuk le. A záráshoz tartozó vezérlőfe­ szültségnek negatívabbnak keh lennie a legnegatívabb bemeneti feszültségnél.

o-

1

o

a, R

I

Lezárt

1 1

23.16. ábra. Túlvezérelt emitterkövető soros kapcsolóként

Emitterkövető

Túlvezérelt emitterkövető

23.17. ábra. Transzfer karakterisztika pozitív bemeneti feszültségekre

A bemeneti feszültségtartományt korlátozza, hogy a vezérlőfeszültség nem lehet negatívabb, mint - Í/EBO ^ " 6 V. A tranzisztor kinyitásához a bemeneti feszültségnél AU = I^R^-vd pozitívabb vezérlőfeszültséget kell biztosítanunk. Erre a kollektor - bázis dióda kinyit, és a tranzisztor inverz üzemű kapcsolóként bekapcsol. A kapcsolás hátránya, hogy a bázisáram a bemeneti feszültséggenerátor felé folyik. Akkor nem lép fel nagy hiba emiatt, ha a generátor kis belsőellenáhású. A kapcsolás különösen jól működik pozitív bemeneti feszültség kapcsolására, ha a fenti feltételek teljesülnek. Bekapcsolt helyzetben üyenkor az emitteráram pozitív, és így csökken az ofszetfeszültség. A 23.13. ábrán látható, hogy meghatá­ rozott emitteráramnál metszi a 0 tengelyt. A kapcsolás ilyen működésmódját túlvezérelt emitterkövetőnek nevezzük. 0 és U^^ közötti vezérlő feszültségnél a kapcsolás U^^^-YQ vonatkozóan emitterkövetőként működik. Ezt a működést a 23.17. ábra transzfer karakterisztikájának pozitív U^^^ értékekhez tartozó szakasza szemlélteti. Soros — párhuzamos kapcsolóelrendezés Soros — párhuzamos elrendezést kapunk, ha kombináljuk a 23.15. és a 23.16. ábrán látható kapcsolásokat. Az eredmény az, hogy mindkét működési állapotban kicsi lesz az ofszetfeszültség. Hátrány, hogy ellenfázisú vezérlőjelet keh használni. Egyszerűvé váhk a vezérlés, ha a 23.18. ábrán látható komplementer emitterköve­ tőt használjuk, amit mindkét irányban túlvezérlünk. Ezért legyen í/yezmax ^ U^e és í^vezmin < 0. A kís kímcncti ellenáhás miatt a kimenet 0 és közötti átkapcsolása gyors. A túlvezérelt emitterkövető analóg kapcsolóként való gyakorlati alkalmazá­ sát már a függvénygenerátoroknál megismertük a 15.36. ábra kapcsán.

1 o

—o

1

a,

1

^

1

23.18. ábra. Soros-párhuzamos kapcsoló

23.2.4. Differenciálerősítő kapcsoló üzemű alkalmazása A differenciálerősítő erősítése arányos a meredekséggel, a meredekség pedig a kollektorárammal. A differenciális erősítés eszerint 0, ha az emitteráramot kikap­ csoljuk. A 23.19. ábra mutatja az ilyen elven működő analóg kapcsolót. H a a vezérlő feszültség negatív, akkor a D dióda lezár, és a differenciálerősítőn TE = I emitteráram folyik. H a a kimeneti feszültséget a kimenetek között értelmez­ zük, akkor

1

2Ur H a a vezérlő feszültség pozitiv, akkor a D diódán folyik át az / áram, és a tranzisztorok lezárnak, mert /Q = 0. Emiatt a két kollektorfeszültség + lesz, a feltüntetett t/^.; kimeneti feszültségkülönbség tehát 0-ra csökken.

1 fír

-O

o

i

D

o-

1 23.19. ábra. Differenciálerősítő elvű kapcsoló üzemmódja ^

ÍO, [ SRcU,,,

ha ha

= 1 V; = - 1V

A 23.20. ábra szemlélteti, hogy kisfrekvencián miként lehet ezt az elvet reahzálni. Amíg U^ = 0 feszültség kerül a bemenetre, addig a vezérlő áram a differenciálerősítő két tranzisztorán egyenlően oszlik el, és minden áramtükörtranzisztoron / áram folyik. A kimenő áram most 0. H a pozitív bemeneti feszültsé­ get adunk a kapcsolásra, akkor T 2 kollektorárama

-vei megnő, és Tj kollektorárama ugyanennyivel csökken. Tehát a kimenő áram:

Ha a vezérlő áram (áramgenerátor-áram) 0, akkor minden tranzisztor lezár és a kimenő áram is 0.

2A7

CX

23.20. ábra. Meredekségerősítő mint kapcsoló

4i =

ha

0,

= 0;

A 23.20. ábra elvén működő erősítőt „transconductance amplifier"-nek nevez­ zük (meredekségerösítö). Ezek integrált kivitelben is kaphatók, pl. az RCA cég gyártja a CA 3060, ill. CA 3080 típusokat vagy a P M I cég a GAPOl típust. Ezek állandó vezérlő árammal műveleti erősítőként is használhatók. Ha a vezérlő áram arányos a két bemeneti feszültség egyikévei, akkor analóg szorzóként is használha­ tó [23.3].

JL U,

U^

1

1

1

Rr

RE

R^

t-

3H

CH: ^vez

23.21. ábra. Szélessávú multiplexer _ _

~

_ í^([/i-í/2),

^''2

I A(U,-Ud,

ha

ha

í/,,, = I V ;

-IV;

R.

A 23.19. ábra elvén működő nagyfrekvenciás kapcsoló látható a 23.21. ábrán. Itt a T i , T 2 , ih. T 3 , T 4 differenciálerősítő közös RQ kollektor-ellenállással működik. A kettő közül azonban mindig csak az egyik működik. Pozitív vezérlő feszültségnél a bal oldalán / áram folyik, egyébként a jobb oldali működik. így a 23.19. ábra kapcsolásával szemben olyan előnyhöz jutunk, hogy a kimeneti munkaponti fe­ szültség a kapcsolásnál állandó marad. Tehát a kapcsolóval az egyik U^^^ = - U2 bemeneti feszültségről a másik C/be2 C/3 - C/4 feszültségre kapcsolhatunk át. Az C/3 = C/2 és C/4= C/^ bemenetek összekötésével U^q2^ ~ C/bei- így polaritás-átkapcsolót kaptunk. A kapcsolás a 16.8. ábrán látható komplementer kaszkód differenciálerősí­ tő-elrendezésnek felel meg, így szélessávú erősítőként is méretezhetjük. Erre szol­ gálnak az i?E negatív áram-visszacsatoló ellenállások és a T7, Tg kaszkód fokoza­ tok. Jó méretezéssel 100 MHz sávszélességet vagy annál nagyobbat is elérhetünk. Ezért a kapcsolás pl. a híradástechnikában modulátorként vagy demodulátorként, ill. fázisdetektorként működhet, valamint csatornaátkapcsolóként a szélessávú oszcilloszkópokban. Ilyen elven működnek pl. a Motorola M C 1445 szélessávú, ih. az A D 630 típusú nagypontosságú Analóg Devices áramkörök.

23.3. Aktív analóg kapcsolók Különleges tulajdonságú analóg kapcsolót nyerünk, ha az analóg kapcsolót műveleti erősítővel együtt működtetjük. A továbbiakban a kapcsolót csak szimbo­ likusanjelöljük. Gyakorlati megvalósításhoz a 23.9. ábrán megadott CMOS típu­ sok a legmegfelelőbbek. 23.3.1. Nagyfeszültségű analóg kapcsolók A 23.22. ábrán látható kapcsolás műveleti erősítője fázisfordító erősítőként működik. H a a kapcsoló nyitva van, akkor a rajta eső feszültséget a D^ és D 2 dióda dz 0,7 V-ra korlátozza. Ha a kapcsoló zárva van, akkor mindkét pontja földpotenK

i

23.22. ábra. Nagyfeszültség kapcsolása kis kapcsolófeszültséggel 0,

^1

23.23. ábra. Nagyfeszültség kapcsolása nagy pontossággal 0

+

^DSiT

ciálra kerül, minthogy az összegzőpontra vannak kapcsolva. A kapcsolás ebben az esetben fázisfordítő erősítőként működik. A diődák nem korlátozzák ezt a működést, mert gyakorlatilag nincs rajtuk feszültség. Az erősítést úgy áhítsuk be az i ? i és i ? 2 ehenáhásokkal, hogy a műveleti erősítő a legnagyobb bemeneti feszültségnél se vezérlődjön túl. A nagyfeszültség kapcsolásának másik lehetőségét a 23.23. ábra szemlélteti. A feltüntetett kapcsolőáhásban itt is fázisfordítő erősítőként működik a kapcsolás. Előnyös, hogy a kapcsolő a negatív visszacsatoló hurkon belül van. Ezáltal saját bekapcsolási ehenállása az erősítésre nincs hatással. Kétségkívül most olyan kap­ csoló szükséges, amelynek analóg feszültségtartománya a műveleti erősítő kimene­ ti kivezérelhetőségével egyenlő. Ha átkapcsoljuk a kapcsolót, akkor a kimenet az R2 ellenálláson keresztül a virtuáhs földpontra kapcsolódik, tehát a kimeneti feszültség értéke 0 lesz.

23.3.2. Átkapcsolható erősítésű erősítő A 23.24. ábrán látható elrendezésben a fázist nem fordító erősítő erősítését analóg multiplexer segítségével átkapcsolhatjuk. Aszerint, hogy a multiplexer melyik kapcsolóját zárjuk, a feszültségosztó méretezésétől függően tetszőleges A \ erősítést állíthatunk be. A kapcsolás érdekessége, hogy az analóg multiple­ xer kapcsolói árammentesek. Emiatt a bekapcsolt ellenállásuk nem szól bele a kimeneti feszültség értékébe.

i 23.24. ábra. Átkapcsolható erősítésű, fázist nem fordító erősítő

1^. i

23.25. ábra. Átkapcsolható fázisfordító, fázist nem fordító erősítő t/be - t/be

K felső állásában K alsó állásában

A 23.25. ábrán látható kapcsolás erősítésének előjelét a K kapcsolóval átkap­ csolhatjuk. Ha a kapcsoló alsó állásban áh, akkor a kapcsolás fázisfordító erősítő­ ként működik, erősítése: A = — 1. A kapcsoló felső áhásában = U^^. A kimeneti feszültség akkora lesz, hogy R^-Qn ne essen feszültség. Ez az U^--= U^^ esete. Az erősítő tehát fázist nem fordító erősítőként működik. A kapcsolás nagyon hasonht a 12.5. ábrán látható áramkörhöz.

23.4. Mintavevő - tartó áramkörök 23.4.1. Alapok A mintavevő — tartó (sample and hold) áramkör kimeneti feszültsége bekap­ csolt áhapotában a bemeneti feszültséget követi. Tehát ebben a működésmódban analóg kapcsolóként viselkedik. A bemeneti feszültséget kikapcsolva azonban, a kimeneti feszültségnek nem 0 értékűnek keh lennie, hanem meg kell őriznie a bemeneti feszültség mintáját. E tulajdonságánál fogva a mintavevő — tartó áram­ kört „track and hold" kapcsolásnak is nevezzük.

K •o

C

23.26. ábra. Mintavevő - tartó elrendezése

r~~

1

A mintavevő — tartó kapcsolás elvi elrendezését a 23.26. ábrán szemléltetjük. Legfontosabb alkatrésze a C kondenzátor, amelyik a tárolófunkciót ehátja. Ha zárjuk a K kapcsolót, akkor a kondenzátor a bemeneti feszültségre töltődik. Impedanciaillesztőt használunk, hogy ne a bemeneti feszültséggenerátort terhel­ jük. Ez a 23.26. ábrán az A^ követőnek kapcsolt műveleti erősítő. Az A^ műveleti erősítőnek nagy kimenő áramot kell tudnia adni, hogy a tárolókondenzátort gyorsan áttölthesse. Ha a K kapcsoló nyitva van, akkor a C kondenzátornak minél tovább kell változatlanul megtartania feszültségét. Ezért a kondenzátor után feszültségkövetőt kapcsolunk, amely a terhelést leválasztja a kondenzátorról. Fontos az is, hogy a kapcsoló és a kondenzátor nagy átvezetési ellenállású legyen. A mintavevő - tartó áramkör legfontosabb „nemideáhs" tulajdonságait a 23.27. ábrán foglaltuk össze. H a a K kapcsolót mintavételre kapcsoltuk, akkor a kimeneti feszültség nem nő azonnal a bemeneti feszültség értékére, hanem egy meghatározott jelváltozási sebességgel éri azt el (slew rate). A jelváltozási sebessé­ get a bemeneti impedanciaváltó maximális árama határozza meg. Ezután egy beál­ lási folyamat következik, amelynek idejét az impedanciaváltó csihapítása és a kapcsoló bekapcsolt áhapotához tartozó ehenáhása határozza meg. A beáhási idő (acquisition time) az az időtartam, amely alatt a kimeneti feszültség egy meghatározott hibán belül felveszi a bemeneti feszültség értékét. Ha a kondenzátor feltöltését kizárólag a kapcsoló R K bemeneti ehenállása határozza meg, akkor a beáhási időt az RC tag áttöltődésének időfüggvénye és a megkövetelt beáhási pontosság határozza meg: 1^4,6 1 % pontosságnál, I 6,9 0,1 % pontosságnál. Értéke tehát annál kisebb, minél kisebb C értéke.

Hold-Step

Feedthrough

lOmV^NSOdB

1

Droop 30 mV/s

4=^

Settling time 0,6 [IS Tartás

23.27. ábra. Mintavevő - tartó áramkör paramétereinek definíciója Az L F 398 jellemző adatait ábrázoltuk 1 nF-os kondenzátornál. A követő üzemmódnak legalább az Acquisition time értékének megfelelő ideig kell tartania

Ha a tartó állapotba szeretnénk átkapcsolni, a kapcsoló nyitása a apertúraidővel (aperture delay) késleltetett. Ez az idő általában nem állandó, hanem a bemeneti feszültség értékétől is függ. Az apertúraidő emiatti változását apertúrabizonytalanságnak (jitternek) nevezzük, és zfí^-val jelöljük. A kimeneti feszültség nem marad a tárolt értéken, hanem A Uy.^ feszültségugrás keletkezik (hold step), amit egy tranziens folyamat követ. A feszültségugrást a kapcsoló CK kapacitásán keresztül a kapcsolójelből kikapcsoláskor a C kondenzá­ torra kerülő töltés okozza. A kapcsolójel-átjutásnak nevezett feszültségugrás: zlC/,i = ^ z l C / , ,

ahol Z1C/K a kapcsolót vezérlő jel amphtúdója. Minél nagyobb C , annál kisebb a feszültségugrás. További zavaró jelenség az áthahás (feedthrough), amit a nyitott kapcsoló ellenére a bemeneti feszültség okoz a kimeneten. Ezt a jelenséget elsősorban a nyitott kapcsoló kapacitása és a C kondenzátor által képzett kapacitív feszültség­ osztó okozza. Tartási állapotban a legjellemzőbb adat a tartási drift (droop). Ezt elsősorban a kimeneti impedanciaillesztő bemenő árama és a K kapcsoló záróárama határozza meg /L értékű szivárgási áramnál

At

C

A kis szivárgási áram érdekében az A" helyén fet bemenetű műveleti erősítőt használjunk.

Látható, hogy tartási áhapotban annál jobbak a működési jellemzők, minél nagyobb C, míg követő működésnél a kis C érték kedvező. Ezért az alkalmazástól függően kompromisszum szükséges. Eddig feltételeztük az ideáhs C kondenzátort. Valóban vannak olyan konden­ zátorok, amelyek átvezetési árama gyakorlatilag elhanyagolhatóan kicsi. Ennek ellenére a dielektrikum töltéstárolása miatt, tartási áhapotban feszültségváltozás léphet fel. A jelenséget a 23.28. ábrán felrajzolt kondenzátor helyettesítő képe

23.28. ábra. Kondenzátor helyettesítő képe A példában mylar dielektrikumú 1 |iF-os kondenzátor adatait tüntettük fel [23.4]

alapján érthetjük meg. A kondenzátor képviseh a dielektrikumban tárolt töl­ tést. Feszültségugrásnál a töltés először változatlan, és csak viszonylag hosszú idő alatt rendeződnek át a töltések. Ha a mintavéteh idő rövid, akkor a szükséges töltést a tartó fázis alatt a C kondenzátorból veszi ki. U feszültségugrás esetén ezért később AU = Cl C

u

feszültségváltozás keletkezik. A 23.28. ábra példájánál ez 0,6 %. A feszültségválto­ zás mértéke a dielektrikumtól függ. Ilyen tekintetben jó szigetelő a teflon, a pohsztirol és a polipropilén; a pohkarbonát, a mylar, valamint a legtöbb kerámia di­ elektrikuma viszont rossz [23.4].

23.4.2. Gyakorlati megoldások ^ A leggyorsabb működésű mintavevő—tartó áramkör a 23.26. ábrán látható elven készíthető, ha kapcsolóként a 23.11 ábra szerinti diódanégyest használjuk, és a feszültségkövetőnek a 16.6.1. pontban ismertetett kapcsolást alkalmazzuk. Ilyen elv szerint működik az Analóg Devices HTSOOIO mintavevő — tartó áram­ köre. Nagyobb pontosságot a 23.29. ábrán látható mindent átfogó negatív vissza-

23.29. ábra. Mindent átfogó negatív visszacsatolású mintavevő - tartó áramkör

csatolással érhetünk el. Ha zárjuk a kapcsolót, akkor az műveleti erősítő kimeneti feszültsége U^^ = U^^ lesz. Az A" műveleti erősítő és a kapcsoló okozta ofszethiba hatása tehát kiküszöbölődik. A D2 és D 3 dióda lezárt állapotú, mert csak kis Ul - U^^ feszültség esik rajtuk, ami éppen egyenlő az említett ofszetfeszült­ séggel. Ha kinyitjuk a kapcsolót, akkor a kimeneti feszühség állandó marad. Az R 2 ellenáhás és a D 2 , D 3 dióda meggátolja, hogy az A^ erősítő ebben a működési állapotban túlvezérlődjön. Ez azért fontos, mert a túlvezérlés nagy holtidőt ered­ ményezne, és ez a beállási időt növelné. Ilyen elven működik az LF398 típusú áramkör, amely olcsó ára miatt a legnépszerűbb mintavevő ~ tartó áramkörré vált. Integrátoros mintavevő - tartó Földelt kondenzátor helyett integrátort is használhatunk analóg tárolóként. Ezt a megoldást szemlélteti a 23.30. ábra. A soros kapcsoló ~ mint ez a 23.30 ábrán látható ~ az összegzőpontra kapcsolódik, és így vezérlése egyszerű.

1

^3

23.30. ábra. Integrátoros tárolóval működő mintavevő - tartó kapcsolás

Ha a kapcsoló zár, akkor a kimeneti feszültség: R2 be

értékre áll be. Az A^ erősítő lerövidíti az előző kapcsolásokhoz hasonlóan a beáhási időt, és kiküszöböh az A " fet bemenetű műveleti erősítő ofszetfeszültségének hatását. Ha a kapcsoló nyit, akkor a tárolókondenzátoron átfolyó áram 0 lesz, és a kimeneti feszültség áhandó marad. Ilyenkor a mindent átfogó negatív visszacsato­ lás hatástalan, ellenben a D 1 . . . D 4 diódák lesznek hatásosak, és ± 1,2 V közé korlátozzák az A^ műveleti erősítő kimeneti feszültségét, ami a túlvezérlést meggá­ tolja. Gyors mintavevő — tartó áramköröknél az A^ műveleti erősítőt általában elhagyjuk. Az így keletkező kapcsolás megfelel a 12.9. ábrán látható integrátornak. Ilyen elven működik az Analóg Devices THC0300 mintavevő - tartó áramköre.

összefoglalás A 23.31. ábra felsorol néhány mintavevő - tartó áramkört. A monoht típu­ soknál a tárolókondenzátorokat kívülről csatlakoztatjuk. Ezzel lehetővé váhk, hogy - legalábbis meghatározott határok között - az alkalmazási feladathoz illesszük az áramkört. Hibridáramkörre csak akkor gondoljunk, ha a működési sebesség feltétlenül megköveteli, mert ezek nagyon drágák.

Típus

LF 398 LF 398 HA 2425 SMP 10 A D 585 Am 6420 HTC 0300 HTS 0010

Gyártó

sokan sokan Harris PMI Analóg Dev. AMD Analóg Dev. Analóg Dev.

Tároló konden­ zátor 10 1 1 5 100 50 25 10

nF nF nF nF pF pF pF pF

Maximális Beállási Pontos­ jelváltozási ság idő sebesség 20 ^s 4 \is 5 jis 5^8 3 jis 500 ns 170 ns 10 ns

0,1 % 0,1 % 0,01 % 0,01 % 0,01 % 0,01 % 0,1 % 1 %

0,5 Y/ixs

5

V/^is 5Y/^s

10 Y/ixs

10 Y/ns 50 Y/ixs

250 V/ns 300 Y/ixs

Tartási drift

3 mV/s 30 mV/s 20 mV/s 10 mV/s 200 mV/s 20 Y/s 5 V/s 50 V/s

23.31. ábra. Mintavevő — tartó áramkörök jellemző adatai

Technológia

monol. monol. monol. monol. monol. monol. hibrid hibrid

24. D/A és A/D átalakítók

Ha folytonos analóg jelet digitálisan kell feldolgozni, akkor az analóg bemenő jelet megfelelő számokká kell alakítani. A feladatot analóg — digitál átalakítóval (A/D átalakító, A/D konverter, ADC) lehet megoldani. A Z számnak általában arányosnak kell lennie a bemeneti feszültséggel:

^LSB

ahol C/LSB ^ legkisebb súlyú bithez tartozó feszültségegység (Least ^'ignificant Bit, LSB), tehát a Z = l-hez tartozó feszültség. A számok visszaalakítása ezzel arányos feszültséggé vagy árammá digitál — analóg átalakítóval (D/A átalakító, D/A konverter, DAC) lehetséges. Kimeneti feszültségük arányos a bemenetre adott számmal:

2 4 . 1 . D/A átalakítók alapelvei A D/A átalakítók egy számot vele arányos feszültséggé alakítanak. Három, elvileg eltérő megoldást különböztetünk meg: 1. a párhuzamos (direkt) eljárást, 2. a súlyozásos eljárást, 3. a számláncot alkalmazó eljárást. A három eljárás elvét a 24.1. ábrán foglaltuk össze. A 24 A a ábrán a párhuza­ mos eljárásnál a feszültségosztóval minden lehetséges kimeneti feszültséget előállí­ tunk, n-höl 1 dekódoló azt a kapcsolót zárja, amihez a megfelelő kimeneti feszült­ ség tartozik. A súlyozásos eljárásnál a 24Ab ábrán minden helyértékhez egy kapcsoló tartozik, és a súlyozó ellenállásokon át a szükséges kimeneti feszültség összegeződéssel jön létre.

A 24.1c ábrán vázlatosan ábrázolt számláncos eljárás csak egy kapcsolót igényel. A kapcsolót periodikusan nyitjuk és zárjuk. A kitöltési tényezőt egy párhuzamos beírású számlálóval úgy állítjuk be, hogy a kimeneti feszültség szám­ tani középértéke az előírt értékre álljon be. Az összehasonlításból látható, hogy a párhuzamos eljárás Z^^x számú kapcso­ lót igényel, a súlyozásos megoldást Id számút, a számláncot alkalmazó átala­ kító pedig egyetlen kapcsolóval működik. A párhuzamos megoldást a nagyszámú kapcsoló miatt ritkán használjuk. Ugyancsak ritka a számláncos eljárás alkalma­ zása is, melynek az a hátránya, hogy a feltétlenül szükséges aluláteresztő szűrő miatt a kimeneti feszültség csak lassan változhat. Ezt a módszert leginkább csak frekvenciaszámlálókban használjuk.

K

R

1 24.1a ábra. Párhuzamos eljárás

24.1i> ábra. Súlyozásos közelítés

24.1 c ábra. Számláncot alkalmazó eljárás

24.1. ábra. D/A átalakítók megoldási módszerei

Nagy lehetőségűek a súlyozással működő D/A átalakító megoldások. Sokféle megvalósítási lehetőségéről lesz szó a továbbiakban. A kapcsolók áramköri meg­ valósítására két megoldás terjedt el. CMOS áramkörökben a 23.7. ábrán látható transzmissziós kaput (transmission gate) használjuk. Bipoláris áramkörökben áhandó áramokat állítunk elő, és a 23.19. ábrához hasonló elrendezésben diódák­ kal vagy differenciálerősítőkkel kapcsolunk.

24.2. CMOS technológiájú D/A átalakítók 24.2.1. Súlyozott áramok összegezése A 24.2. ábrán látható egyszerű áramkör bináris számok velük arányos feszült­ séggé való átalakítását végzi. Az ellenállásokat úgy határozzuk meg, hogy zárt kapcsolóáhásnál olyan áram folyjon rajtuk keresztül, amely megfelel az adott hely-

/.ff

2R

\&R

1

1

20

22

24.2. ábra. Egy D/A átalakítási elv Z

C/,ef Z

érték súlyának. A kapcsolókat akkor zárjuk, ha az adott helyértéken logikai 1 van. A műveleti erősítő i ? 2 ehenálláson létrejövő negatív visszacsatolása miatt az öszszegzőponton mindig 0 feszültség marad. A részáramok tehát nem befolyásolják egymást. Ha a Zo-val vezérelt kapcsoló van zárva, akkor a kimeneti feszültség: ^ki ~

^LSB ~

i?2 _ ^ref T 7 ~ ^ 16 K

_

1 7 7 ^ref •

16

Ha minden kapcsoló zárva van, akkor ref

15i?2

15

'l6R

16

ref •

Általános esetben ^ref

(24.1)

24.2,2. D / A átalakító morzekapcsolóval

Az előző D/A átalakító hátránya, hogy a kapcsolón nagy feszültségváltozások lépnek fel. A nyitott kapcsolón U^^^ feszültségkülönbség van, záráskor a feszültség­ különbség 0 lesz. Ezért minden átkapcsolás során át kell tölteni a kapcsoló parazi­ takapacitásait. Ezt a hátrányt kiküszöbölhetjük, ha a 24.3. ábra szerint morzekapcsolót használunk, amely az összegző- és a földpont között kapcsol át. Ezáltal minden ellenálláson állandó marad az áram. Ebből más előny is adódik: a referen­ ciafeszültség-forrás terhelése áhandó marad. A referenciafeszültség-forrás belső­ ellenállásának az előző kapcsolással szemben nem kell 0-nak lennie. Az ellenállás­ hálózat bemeneti ellenállása, amely egyben a referenciaforrás terhelő-ellenállása is példánkban: 16 R^, = 2Rx4Rxd>Rxl6R = R.

24.3. ábra. D/A átalakító morze kapcsolókkal í/„fZ„.-z

24.2.3. EUenáUáslétra Az integrált D/A átalakítók gyártásánál általában a nagy értékszórású, pon­ tos ellenállások megvalósítása okozza a legnagyobb nehézségeket. Ezért a súlyo­ zást a helyértékek szerint gyakran ellenállás-létrahálózattal valósítjuk meg, amint az a 24.4. ábrán látható. Egy ilyen létrahálózat alapeleme a 24.5. ábra szerinti terhelt feszültségosztó, amely a következő tulajdonságú: ha terhelő-ellenállással terheljük, akkor R^,^ bemeneti ellenállásának i?,-nek kell lennie. Az a = Uj/U^ feszültségátvitelnek ennél a terhelésnél egyenlőnek kell lennie egy előre megadott értékkel. Ezzel a két feltétellel megkapjuk a méretezési egyenleteket:

R, =

(l-«)^i?g

a (24.2)

es (l-a)

R,.

a 2

R

R

R,^R

= 3 — r

10

2fí

IR

IR

R„=2R

/?,= 2/?

/?2

24.4. ábra. D/A átalakító létrahálózattal

Z í/ki= - í ^ ^ r e f : ^ - ^

=R

!-

1 707

24.5. ábra. Létrahálózat egy fokozatának felépítése

A bináris kódnál a = 0,5. Ha feltételezzük, hogy R^=2R, Ri = R

és

akkor

Rt=2R,

(24.3)

összhangban a 24.4. ábrával. A referenciafeszültség-forrást az i?be = 2Rx2R

=R

ellenállás terheh. Az összegzőerősítő kimeneti feszültsége: i?2 lói?

.

-

-

(8z3 + 4z2 + 2z, + Zo)= - t/,ef

Ro

Z.

(24.4)

A 24.4. ábrán látható D/A átalakító csak R értékű ellenállásokat tartalmaz. A 2R ellenállást két R értékű ellenállás sorba kapcsolásával helyettesítjük. Ezért nagyon jól gyártható az áramkör monolit technológiával. A szükséges együttfutási pontosság így egyszerűen biztosítható. Az ellenáhások értéke érdektelen, az eltéré­ sek nem okoznak hibát, csupán a relatív hibát kell minél kisebbre csökkenteni. Még ± 50 %-os eltérések is szokásosak. Természetesen emiatt az 4 és TJ, áramok is széles határok között változnak. A pontos kimeneti feszültség biztosítása céljá­ ból az i ? 2 visszacsatoló-ellenállást is ugyanazon a monolit chipen kell megvalósíta­ ni, így a (24.4) egyenletben R abszolút értékével egyszerűsíthetünk; ez nem szól bele a kimeneti feszühség értékébe. Ezért az áram - feszültség átalakítására mindig belső visszacsatoló-ehenállást kell használni és sohasem külső ellenállást.

24.2.4. Inverz létrakapcsolás A létrahálózat a 24.6. ábrán feltüntetett módon felcserélt bemenettel és kime­ nettel is előnyösen működhet, mert az összegzéshez ilyenkor erősítő sem szükséges. Számításba kell venni a már említett hátrányokat, vagyis azt, hogy a kapcsolók nagy feszültségkülönbségű pontok közt kapcsolnak, és a referenciafeszültség­ forrás terhelése is változik. A kimeneti feszültség számításához szükségünk van az Ui feszültségek és a hozzátartozó [/• csomóponti feszültségek közötti összefüggésekre. A szuperpozí­ ció-tételt használjuk, azaz minden bemeneti feszültségforrás feszültségét 0-nak vesszük, kivéve az Ui vizsgált feszültséget, és összeadjuk az így kapott egyes kimeneti részfeszültségeket. Ha lezárjuk a hálózatot jobbról és balról R^ = R^ = 2R~

U'o

R,= R

U\

U'2

R

2R

R, = 2R

U3

R

2R

2R

. U,

U

U,„ 1 =

U,.

XU:

"

1 ^

R.

IT

24.6. ábra. Inverz létrakapcsolás

rel, akkor feltételezés szerint minden csomóponttól jobbra és balra R^ = 2R eredő terhelés adódik. Ebből következnek az egyes feszültségek:

A megfelelően súlyozott részfeszültségek összegzésével a kimeneti feszültség: 1

+ — 4

2

+

3

16

(24.5)

Mivel az áramkör belsőellenállása független a beállított számtól és állandó értékű: i?b = i?,x i?g = (1 - a ) i?^ = i?

(24.6)

értékű, ezért a súlyozási arány akkor is megmarad, ha az R^ terhelő-ellenállás nem a feltételezett R^ = 2R értékű. A 24.7. ábrán látható helyettesítő képből a (24.7) egyenletből közvetlenül megkaphatjuk az üresjárási feszültséget és a rövidzárási áramot: 16 (24.7) r

_

^ref

16i?

u.

é

„

_

^ref

^

R

z_+i

R,=2R

U„

24.7. ábra. Az üresjárási kimeneti feszültség és a rövidzárási áram számítására alkalmas helyettesítő kép

24.2.5. Létrahálózat dekádok csatolásához A 24.4. ábrán szemléltetett létrahálózat több helyértékű bináris számok átala­ kítására is alkalmas. BCD számok átalakításához módosítjuk az eljárást a 24.8. ábra szerint. Itt minden decimális helyre egy négy helyértékű D/A átalakító egysé­ get használunk a 24.3. vagy a 24.4. ábra szerint, és összekötjük ezeket egy olyan

Uref

Urel 100

10 8,1 R,.

Ezresek

1000 fí^ = 8.1

8.1 fí,.

z, Tízesek

Százasok

fí.

fí,=

9R,

Zo Egyesek

fí2

1

±

24.8. ábra. Létrahálózat dekádok csatolásához

,

±

létrahálózattal, amely súlya egységről egységre OÍ = 1/10 arányban csökken. A 24.2. egyenletben R^-t a D/A átalakító egység R^^ bemeneti ellenállásával kell helyettesí­ teni és a csatoló-ellenáhások Rl

= 8,li?be

értékűek, a lezáró-ellenállás : R,

=

9i?,e,

mint a 24.8. ábrán látható. így a D/A átalakító egységeinek bemeneti feszültségará­ nyai 10 hatványainak felelnek meg. Négy dekádra pl. az alábbi kimeneti feszültsé­ get kapjuk: 16

10"^ (lO^Za + lO^Z^ + lOZi + Z o ) ,

ha minden dekádban a 24.4. ábra szerinti létrahálózatot használjuk.

24.3. Bipoláris technológiájú D/A átalakítók A bipoláris technológiájú D/A átalakítók egyszerűen áramgenerátorokkal realizálhatók, amelyek az eredő kimenő áram összetevőit alkotják. Az elvet a 24.9. ábrán láthatjuk. Az áramok helyértékük szerinti súlyozásúak. Aszerint, hogy az ihető bináris helyértéken 1 vagy 0 van, a helyértéknek megfelelő áram a kimenetre jut, vagy a föld felé folyik. Az 4 áram összegző sínjének nem keh feltétlenül 0 feszültségen lenni, mert az áramgenerátor árama feszültségfüggetlen. Természete-

i

-jé

1-

24.9. ábra. Kapcsolt áramgenerátoros D/A átalakító

=/LSB(Z^ax-2:)

4

sen ez az áramgenerátor kivezérlési tartományán belül érvényes csak (compliance voltage). Az áramok összegzésére tehát megfelel egy terhelő ehenáhás is, és nem feltétlen szükséges a 24.4. ábra szerinti virtuáhs föld. Az áhandó áramokat a 4.33. ábrán megismert egyszerű tranzisztoros áramge­ nerátorokkal áhítjuk elő. Ha a bázisfeszültségek egyenlőek, és minden emitterellenáhást a - Í7t pontra csatlakoztatunk, akkor az ehenáhásoknak a helyérték súlyával fordított arányban kell változniuk. Ez a bipoláris technikában is toleran­ ciaproblémákat okoz. Emiatt az áram elosztását itt is létrahálózattal oldjuk meg. Az elvet a 24.10. ábrán szemléltetjük. A .. .T^ tranzisztorok bázisfeszültsége egyenlő. A bázisfeszültséget a műveleti erősítő úgy áhítja be, hogy a referencia tranzisztoron /^ef = t^ref/^ref áram folyjon. Ekkor U^^^ = IRI^^f. Ha a többi tran­ zisztor emitter — bázis feszültsége egyenlő T^-ével, akor az emitter-ellenállásokon az ábrán bejelölt feszültségesések jelentkeznek, tehát megfelelően súlyozott ára­ mok keletkeznek. Nem adódnak teljesen egyenlő bázis - emitter feszültségek még akkor sem, ha a tranzisztorok egyformák, mert különböző áramok folynak át rajtuk. A (4.1) transzfer karakterisztikából ^ ^co Ennek alapján a kohektoráram megkétszereződéséhez tartozóan 18 mV-tal nő a bázis — emitter feszültség. Ha minden tranzisztor kollektorárama egyforma lenne, akkor ilyen hiba nem keletkezne. E célból kapcsoljunk párhuzamosan annyi /^ref /ref 8 / LSE

8/,LSB r

2R

ír

\

\

2 / l SB

A/,LSB J

U, •

"

R

T

^U, ^

2R

2R TT

LSB

'LSB

\

1—1 ^ R

24.10. ábra. Súlyozott áramok előállítása

R

1

1

2ff

tranzisztort, hogy mindegyiken csak IQ áram folyjon. Integrált áramkörökben egyszerűen az árammal arányosan kell növelnünk csak a tranzisztorfelületet. A 24.10. ábra létrahálózatának 2R lezáró-ellenállását nem szabad a földhöz csatlakoztatni, hanem erre a célra emitterpotenciálú pontot kell keresni. Erre való az egyébként nem használt tranzisztor. A tranzisztor emitterét T^-ÍQI párhu­ zamosan köthetjük, és a két emittereilenállást egyetlen R ellenáhássá egyesíthetjük.

2R R

2R R — f = T — T

r

h +4

?

1 1

I

R. ' L

í

24.11. ábra. Inverz-létrahálózatú D/A átalakító Rövidzárási áram: Kimeneti feszültség:

= - I ^ S B ^ = / L S B ' Z; 8 1/^^ = I^i, {2R x R^)

A D/A átalakítók másik kapcsolt áramgenerátoros megoldása a 24.11. ábrán látható kapcsolás. Ennél a kapcsolásnál egyenlő áramokat állítunk elő, amelyek hatása egy hálózaton keresztül súlyozva jelenik meg a kimeneten. Az elrendezés megfelel a 24.6. ábrán látható inverz létrahálózatnak. A 2R ellenállásokat, amelyek a láncon belül leosztanak, a földhöz kell csatlakoztatni. Az áramgenerátorokkal sorba kötve hatástalanok lennének. Másrészről a láncon belüli csihapítást egy áramgenerátor bekapcsolása nem változtatja meg, mert — legalábbis elvileg — végtelen a kimeneti ellenállása.

24.4. D/A átalakítók különleges célokra 24.4.1. Előjeles számok feldolgozása A D/A átalakítók ismertetésénél eddig feltételeztük, hogy a digitáhs bemenő információ pozitív szám, melyet pozitív (esetenként negatív) feszültséggé kell alakítsunk. Vizsgáljuk ezért meg, hogy az eddig ismertetett megoldások hogyan tehetők alkalmassá bipoláris D/A átalakításra. A tetszőleges előjelű bináris szá­ mok megszokott ábrázolási formája a kettes komplemens alak (19.13. szakasz). 8 bittel - 128 és + 127 közötti tartományban írhatjuk fel a számokat. Ezt a 24.12. ábrán még egyszer megadjuk.

Kettes komplemens

Ofszet bináris

Analóg

Decimális Ze

127 126 1 0 -1 -127 -128

Z5

Z4

Z3

Z2

0 1 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0

Zi

Zo Z7

1 0 1 0 1 1 0

0 0 0 0

1 1 1 1 0 0 0

Z5

Z4

Z3

Z2

Zl

1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0

-255 -254 -129 -128 -127 -1 0

127 126 1 0 -1 -127 -128

24.12. ábra. Negatív számok feldolgozása D/A átalakítóval

A D/A átalakítóba való beírásnál 128 hozzáadásával eltoljuk a számsort 0 és 255 közé. A 128-nál nagyobb számokat pozitívként értékeljük, a 128-nál kisebbe­ ket negatívként. A tartomány közepét, esetünkben O-t, a 128 jelenti. Az előjeles számoknak ezt a felírásmódját, amikor csak pozitív számokat használunk, ofszet bináris ábrázolásnak hívjuk (offset binary). 128 hozzáadása egészen egyszerűen elvégezhető az előjelbit negálásával, amint a 24.12. ábrán látható. Ahhoz, hogy a kimeneti feszültséget előjelhelyesen megkapjuk, ki kell vonjuk a 128 Í7LSB= U^J2 ofszetet. Erre szolgál az A " kivonó a 24.13. ábrán. Kimeneti feszültsége: 1 Z+127 1 Z (24.8) ref ref 256' 256 Értékeit az feszültséggel együtt a 24.12. ábrán foglaltuk össze. A 24.13. ábrán látható kapcsolás nullpontstabilitása megjavul, ha az ofszet kivonásához nem a referenciafeszültséget használjuk, hanem az komplementer kimenő áramot. A kettes komplemens alakú 0-nál, ami 128 ofszet bináris számnak felel meg 4 = 1277,LSB4 = 1287,LSB es

^6

^5

^3

^2

^1

^0

24.13. ábra. Bipoláris kimenetű D/A átalakító Uu = U,,<^

ha

- 1 2 8 á Z á 127

R, = R

Urr

e 1

DA

átalakító

^ ^6

^5

^4

^3

^2

k

k

^1

^0

24.14. á b r a . J o b b nullponísíabilltású bipoláris D/A á t a l a k í t ó £/ki= ^ r e f ^ ,

- 1 2 8 ^ Z ^ 127

ha

Tehát, ha /^-höz egy /LSB"^ hozzáadunk és 4-ból kivonjuk, akkor a nullpontot kapjuk. Ezt a módszert szemléltetjük a 24.14. ábrán. Az A^ műveleti erősítő az előzőekhez hasonlóan az 4 áramot alakítja kimeneti feszültséggé. Az i?2 ellenállás az integrált áramkör részeként negatív visszacsatolást végez, így az együttfutási hiba kiküszöbölhető. Az A " műveleti erősítő 4-t invertálja, és ezt az áramot A^ összegzőpontjára adjuk. Az ellenáhások abszolút értéke tetszőleges, de egyfor­ ma keh legyen. Az R ^ ehenáháson át adjuk hozzá az 4SB áramot. Ha 4SB=' U^J (256RI akkor ref

=

256i?.

^LSB

A kimeneti feszültség számításához A^ összegzőpontjának áramait írjuk fel:

u^i = R'u,,, z+m ~Y 256

Í7,ef 2 5 5 -

R

(Z+128)

256

ref

128

(24.9)

2 4 4 . 2 . Szorzó típusú D / A átalakítók Láttuk, hogy a D/A átalakítók kimeneti feszültsége arányos a bemenetére adott Z számmal és az C/^ef referenciafeszültséggel. Tehát a Z C/^ef szorzatot áhítják elő. Azokat a D/A átalakítókat, amelyeknél a referenciafeszültség változtatása lehetséges, szorzó D/A átalakítóknak nevezzük. A bipoláris technológiával készült átalakítók csak pozitív referenciafeszült­ séggel működhetnek, mert ellenkező esetben a 24.10. ábra áramgenerátorai lezár­ nának. A CMOS technológiával készült D/A átalakítóknál mind pozitív, mind negatív referenciafeszültség megengedett. H a ilyeneket használunk a 24.13. és a 24.14. ábra szerinti D/A átalakítókban, amelyek pozitív és negatív számok konver­ tálására is alkalmasak, akkor az elrendezést négysíknegyedes szorzó típusú D/A átalakítónak nevezzük.

24.4.3. Osztó típusú D / A átalakítók A D/A átalakítót úgy is működtethetjük, hogy az átalakítandó számmal osztás jöjjön létre. így működik a 24.15. ábrán látható kapcsolás, ahol a műveleti erősítő visszacsatoló ágába helyeztük a szorzó D/A áramkört. A referenciafeszült­ ség akkora lesz, hogy teljesüljön az 4 = - U^JR2 feltétel. Az 4 =

ref

R

Z_+l

átalakító egyenletből a kimeneti feszültség: be

. (24.10)

"be

R.

Szorzó típusú DA átalakító

^1

1

i

24.15. ábra. Osztó típusú D/A átalakító

24.4.4. Fűggvénygenerátorként alkalmazott D / A átalakító A szokásos D/A átalakítók kimeneti feszültsége arányos az átalakítóra adott Z számmal: Í7ki = ^2'. Ha ehelyett egy tetszőleges U^^=f{Z) összefüggést kell realizálnunk, akkor először egy függvénygenerátorral ki kell alakítani az X=f{Z) függvényt (19.7. szakasz), és az X számot keh a D/A átalakítóra adni. Kisebb felbontási igénynél azonban erre van egy sokkal egyszerűbb módszer is. A Z bináris számmal egy analóg multiplexert vezérelünk. Ennek bemeneteire adjuk azokat az analóg jeleket, amelyeket a különböző bináris számokhoz kívá­ nunk rendelni. Tehát minden analóg értékhez egy kapcsoló szükséges. Ez a meg­ oldás csak kb. 16 lépésig célszerű. A 24.16. ábra egy megoldási lehetőséget ábrázol. Az K g . . . K 7 kapcsolókból - a szokásos D/A átalakítókkal szemben - mindig csak egyet zárunk. Ezzel a kimeneti feszültség függvényértéke: ha Z = 0 . . . 3 ,

^ref

R2 ref R r

ha Z = 4 . . . 7 .

R^

K1

Ro

AT,

KJ

KJ

1

I R.

X 24.16. ábra. D/A átalakító tetszőleges súlyokkal

Az elvet főleg szinuszos feszültségek digitális előállításánál használjuk (pl. modemekben). Frekvenciaosztók segítségével egyszerűen lehet olyan különböző frekvenciájú jeleket előáhítani, amelyek közös időalapból származnak. Analóg rendszerekben való felhasználás szempontjából azonban nagy hátrányuk, hogy a kimenő jelek négyszögjelek. Ezekből előálhthatunk szinuszjeleket úgy, hogy az alapharmonikust egy aluláteresztő szűrővel vagy sáváteresztő szűrővel kiválaszt­ juk. Ezt a szűrőt azonban mindig a megfelelő frekvenciára kell hangolni. Ezzel szemben a fenti megvalósítású D/A átalakítóval előállíthatók frekven­ ciafüggetlenül szinuszjelek. Digitáhs bemenő jelként azonos időintervallumonként 24.17. ábra egyenletesen növekvő és csökkenő digitáhs számsorra van szükség. Ez felel meg a szinuszjelek függvénygenerátoros megvalósítására a 12.7.4. pontban megismert áramkör háromszögjelének. Ha a számábrázolás abszolút érték és előjel szerinti, akkor a kívánt számsort legegyszerűbben cikhkusan működő bináris számlálóval realizálhatjuk [24.1]. A legnagyobb helyértékű bit az előjel. A második legnagyobb helyértékű bittel kapcsoljuk át a kisebb helyértékű bitek számlálási irányát, amikor a megfelelő sin

cp

0,5 + +0/

_2K,-Z _ 6 . 5 I—V-

4 /

^

/

4

/

44 44 44 ^ ^-0

j4 -3

1 1 1 4

4

4

1

1

1

4

4

4

--1,0

24.17. ábra. Szinuszfüggvény közelítése 16 lépcsővel

9

^

^

n/2

U5V

Gr r—II—1

> +

[1]

^1

I 4051^u nn KA

[2]

0

[3]

•^7

Analóg pl. CD

I

multiplexer,

[8]

o

1

CN

24.18. ábra. Folyamatos szinuszjel előállítása t/ki = 2 V sin 2 7 1 ^ t 16

kimeneteket kizáró VAGY-kapukkal negáljuk. Ezek a bitek adják az abszolút értéket. H a 4 bites bináris számlálót használunk, akkor a 24.18. ábrán feltüntetett megoldást kapjuk. A keletkezett számsort a 24.19. ábrán írtuk fel. Az analóg multiplexer bemenetére adott 3 bites számmal a szinuszfüggvény megvalósításához szükséges + 0 , 1, 2, 3 négy pozitív számhoz és a - 0, - 1, - 2 és - 3 négy negatív számhoz rendelt értékeket választhatjuk ki. Ha a 24.17. ábra szerinti lépéseket választjuk, akkor a 24.19. ábrán fehrt függvényértékeket kapjuk, és ebből az ellen-

z ^3

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

Multiplexer bemenetek

Számláló­ kimenet

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1

' Bekapcsolt kapcsoló

^1

^0

22

21

20

0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1

0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0

0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 ^ 0

A lépcső sorszáma

Ko K, K2 K3 K3 K. Kl Ko K4 K5 Ka K, K,

+ + + + +

0 1 2 3 3

+ 2

+1 +0 -0 -1 -2 -3 -3

Ka

-2

K5 K,

-1 -0

24.19. ábra. Összetartozó bináris számok és feszültségek

Kimeneti feszültség,

0,20 0,56 0,83 0,98 0,98 0,83 0,56 0,20 -0,20 -0,56 -0,83 -0,98 -0,98 -0,83 -0,56 -0,20

állásértékek is kiadódnak. A választott durva kvantálás miatt teljesen megfelelő, ha a legközelebbi szabványos értékeket használjuk. Mivel egy teljes szinuszjel periódusa minden szintet kétszer tartalmaz, ezért egy periódusra összesen 16 lépés adódik. Ennek megfelelően a számláló f^^ bemene­ ti frekvenciáját a kívánt szinuszjel frekvenciájának 16-szorosára kell választani.

2 4 5 . D/A átalakítók pontossága 24.5.1. Statikus jeUemzők A D/A átalakító nullponthibáját a nyitott kapcsolókon folyó záróáram hatá­ rozza meg. A maximáhs érték hibáját egyrészt a kapcsolók soros (bekapcsolt) ehenáhása, másrészt az i ? 2 negatív visszacsatoló-ellenállás pontossága határozza meg. Mind­ két hibaforrás hatását beállítással nagymértékben csökkenthetjük. Ezzel szemben a hnearitáshiba nem egyenlíthető ki. A hnearitáshiba megadja, hogy egy lépés legkedvezőtlenebb esetben mennyivel nagyobb vagy kisebb, mint 1 LSB. A 24.20. ábrán a ± LSB/2 hnearitáshibát ábrázoltuk. A kritikus eset a tartomány közepén jelentkezik. H a csak az MSB bit 1, akkor csak egyetlen kapcsolón át folyik áram. H a a számot 1-gyel csökkentjük, akkor az összes kisebb súlynak megfelelő kapcsolón keresztül kell az eredőben egy /LSB-VCI kisebb áram­ nak folyni. Ha a hnearitáshiba nagyobb, mint 1 LSB, akkor a szintek monotonicitása is megszűnhet. A kimeneti feszültség a kritikus helyen csökkenhet akkor, ha a számot 1-gyel növeljük. Az ilyen hibát monotonicitási hibának nevezzük. A 24.21. ábra U LSB

LSB

I

z 24.20. ábra. ± ^ LSB linearításhibájú D/A átalakító

z 24.21. ábra.

± ^ LSB linearitáshibájú D/A

átalakító és az emiatt fellépő monotonicitási hiba

erre mutat példát. A legtöbb D / A átalakítót úgy készítik, hogy a linearitás hibája ne lépje túl a ±LSB/2-t, mert egyébként a legkisebb bit kiértékelése értelmetlenné válna. 24.5.2. Dinamikus jellemzők A beáhási idő megadja, hogy egy olyan átkapcsolás után, amikor a Z szám 0-ról Zjnax-ra változik, mennyi ideig tart a kimeneti feszültség az áhandósult áhapothoz tartozó értékének LSB/2 hibán belüh elérése. Ekkor biztosítható csak a D/A átalakító felbontásával megadott pontosságú analóg jel. Az LSB/2 hibaelő­ írás következtében természetesen azonos időállandójú, de nagyobb felbontású D/A átalakító beállási ideje nagyobb. Sok D/A átalakítónál először egy áramot állítunk elő, amit szükség esetén egy következő műveleti erősítővel feszültséggé alakíthatunk át. Ekkor még a műveleti erősítő beállási ideje is korlátozza a sebességet, mely beáhási idő rendszerint sokkal nagyobb, mint magáé a D/A átalakítóé. Rövidebb beállási idő elérésére olyan meg­ oldást kellene választani, amelyik műveleti erősítő nélkül működik. Ezért CMOS típusoknál csak a 24.6. ábra szerinti inverz létrahálózatok jöhetnek számításba. A bipoláris technológiájú áramkörök általában ohmos terhelő-ellenálláson is elő­ állíthatnak feszültséget. Nagy kimenő áramú típusok szükségesek ahhoz, hogy 50, ill, 75 O-os terhelő-ellenálláson is megfelelően nagy kimeneti feszültség keletkez­ zen, így kaphatunk a MHz-es tartományban is működő (ún. videó) átalakítókat. U LSB

24.22. ábra. A lassan nyitó kapcsolók miatt fellépő pozitív glitch-ek

Nagyon kellemetlen tüskék (ghtchs) jelentkeznek, ha az egyik bemeneti szám helyett másik kerül a bemenetre. Oka kisebb részben a kapcsolójelből a kimenetre a kapcsolókapacitásokon keresztül átjutó összetevő, de főképpen a D/A átalakító kapcsolóinak nem egyidejű átkapcsolása. A kritikus hely ismét a tartomány köze­ pe. H a a legnagyobb bit (MSB) 1, akkor csak egyetlen kapcsolón át folyik áram. Ha a számot 1-gyel csökkentjük, akkor nyit az MSB kapcsoló, és minden más kapcsoló zár. Ha az MSB kapcsoló előbb kinyit, mielőtt a többi zárna, akkor egy rövid időre 0 lesz a kimeneti feszültség. Ha az MSB kapcsoló később nyit, miután a többi kapcsoló már lezárt, akkor egy rövid időre a kimeneti feszültség maximáhs lesz. Tehát a fél kivezérlési tartománynak megfelelő zavarjelek keletkezhetnek. A 24.22. ábrán az említett jelenségeket arra az esetre ábrázoltuk, mikor a kapcso­ lók zárási késleltetése kisebb, mint a nyitási.

Gyártó

Típus

AD AD AD AD

7524 9768 7541 566A

DAC DAC DAC DAC

Analóg Analóg Analóg Analóg

Dev. Dev. Dev. Dev.

8001 Burr Brown 800V Burr Brown Burr Brown 812 Burr Brown 701

Felbontás

Beállási idő

Kimenet

összegező 20 mA* összegező 2niA

Belső refe­ rencia

Technológia

— CMOS - 1 , 2 8 V bipoláris CMOS 10 V bipoláris

Ábra száma

24.4. 24.9. 24.4. 24.9.

8 8 12 12

bit bit bit bit

200 ns 5 ns l^is 250 ns

12 12 12 16

bit bit bit bit

300 ns 3 [IS 55 ns 4 [IS

2mA 10 V 10 mA 10 V

6,3 V 6,3 V igen 6,3 V

bipoláris bipoláris hibrid bipoláris

24.9. 24.9. 24.11. 24.9.

2,5 V

bipoláris bipoláris bipoláris

24.9. 24.9. 24.9.

CMOS CMOS bipoláris

24.4. 24.4. 24.9.

bipoláris bipoláris bipoláris

24.9. 24.9. 24.9.

CMOS hibrid hibrid

24.4. 24.4. 24.4.

bipoláris bipoláris bipoláris bipoláris CMOS CMOS

24.9. 24.9. 24.11. 24.9. 24.4. 24.4.

bipoláris

24.11.

M C 6890 M C 10318 M C 3412

Motorola Motorola Motorola

8 bit 8 bit 12 bit

200 ns 10 ns 200 ns

2mA 50 mA 2mA

D A C 830 D A C 1210 D A C 1265

National National National

8 bit 12 bit 12 bit

1 [IS 1 [IS 400 ns

összegező összegező 2mA

D A C 888 D A C 208 D A C 312

PMI PMI PMI

8 bit 8 bit + S 12 bit

100 ns 750 ns 250 ns

2mA ±10 V 4mA

HS 3160 D A C 9331 DAC 9377

Hybrid Sys. Hybrid Sys. Hybrid Sys.

16 bit 16 bit 16 bit

2 jis 2 [IS , 20 [LS

összegező összegező ±10 V

Am 6080 Am 6022 HI 5618 HI 5690V DAC 608 DAC 612

AMD AMD Harris Harris Datel Datel

8 12 8 12 8 12

bit bit bit bit bit bit

160 ns 75 ns 45 ns : 1 ^iS 1 [IS 1 [IS

2mA 4mA 5 mA 10 V összegező összegező

TDC 1016

TRW

10 bit

20 ns

12 mA*

10 V

-

, 10 V

7,6 V

-

igen

-

6,3 V

-

* A tüskeenergia tipikusan 100 pVs 75 O-os terhelő-ellenállásos üzemnél, S: előjelbit. 24.23. ábra. Gyakran használt D/A átalakítók jellemző adatai Az ábra száma megadja a működés elvét. További típusok a 21.64. ábrán találhatók

Mivel ezek a glitchek rövid idejű impulzusok, tüskék, ezért aluláteresztö szűrővel csökkenthetők, azonban így hatásuk időtartama is megnő. A feszült­ ség - idő terület, vagyis a tüske energiája változatlan marad. Teljesen úgy szüntethetjük meg a jelenséget, ha egy mintavevő - tartő áram­ kört a kapcsolás után kapcsolunk. A mintavevő — tartő áramkört úgy kell időzíte­ ni, hogy a tüskék alatt tartő üzemmódban legyen, így a tüskék hatásai nem jelentkeznek. Azokat a mintavevő - tartő áramköröket, melyeket kifejezetten erre a célra terveztek, deghtcher áramköröknek nevezzük. Egyszerűbb azonban kis tüskéjű D/A átalakító típusok alkalmazása. Ezek rendszerint belső, elvezérelt tárat tartalmaznak a Z számra annak érdekében, hogy

a vezérlés minden kapcsolóra egy időben jusson. Ezenkívül a legkritikusabb, leg­ nagyobb súlyú bitekre a párhuzamos átalakítási elvet alkalmazhatjuk, amely tüskehatásoktól eleve mentes. A 24.23. ábra áttekintést nyújt a legfontosabb D/A átalakítókról.

24.6. Az A/D átalakítás alapelvei Az A/D átalakító (A/D konverter, ADC) feladata a bemeneti feszültséget ezzel arányos számmá alakítani. Három, elvileg eltérő megoldást különböztetünk meg: - a közvetlen (direkt) módszert (word at a time), - a szukcesszív approximációs (fokozatos megközelítéses) módszert (digit at a time) és végül - a számlálót alkalmazó módszert (levél at time). Lépések száma

Módszer

Referenciafeszültségek száma

Közvetlen

1

n

Szukcesszív approximációs

lén

lén

Számlálót alkalmazó

n

1

Különleges tulajdonságok drága, gyors olcsó, lassú

24.24. ábra. Különböző A/D átalakítási módszerek összehasonlítása

A közvetlen eljárás során a bemeneti feszültséget összehasonhtjuk n számú referenciafeszültséggel, és megáhapítjuk, hogy melyik kettő közé esik. így a számot egy lépésben kapjuk meg. Az áramkör nagyon bonyolult, mert minden lehetséges számhoz egy komparátor szükséges. 0...100 méréstartományban l-es felbontáshoz n = 100 komparátor szükséges. A szukcesszív approximációnál az eredményt nem egyetlen lépésben kapjuk meg, hanem mindig csak a bináris szám egy helyértékéhez tartozó értéket határoz­ zuk meg. Az átalakítás a legnagyobb helyértéken kezdődik, azt vizsgáljuk, hogy a bemeneti feszültség nagyobb-e vagy kisebb-e, mint a legnagyobb helyértékhez tartozó referenciafeszültség. A maradékot összehasonlítjuk a következő hely­ értékkel stb. Tehát az összehasonlítási lépések száma megegyezik a helyértékek számával, és ugyanennyi referenciafeszültség szükséges. A legegyszerűbbek a számlálót alkalmazó megoldások. Ennél azt számoljuk le, hányszor kell a legkisebb helyértékű referenciafeszültséget összeadni, hogy a bemeneti feszültséget megkapjuk. A lépések száma adja az eredményt. A legna­ gyobb n számhoz tehát n lépés szükséges, hogy az eredményt megkapjuk. A 24.24. ábrán az egyes módszerek legfőbb tulajdonságait hasonhtottuk össze. A 24.25. ábrán a lehetséges pontosság és működési frekvencia tartományait ábrázoltuk.

20 18 16 1/. \ c 10

(duai slope)

)

Szukce sszív\ approxi mációs \

\

o Cb

K

ö

)

zlU V

Közvet len

6 4 2 0

10

100

1k /,

10k lOOk H z — ^

1M

10M

lOOM

24.25. ábra. A/D átalakítók csoportosítása, felbontás és működési frekvencia szerint

24.7. Az A/D átalakítók pontossága 24.7.1. Statikus hibák Analóg jelek véges számú bitet tartalmazó számmá való átalakításakor a korlátozott felbontás következtében szisztematikus hiba keletkezik, amit kvantálá­ si hibának nevezünk. Ennek értéke a 24.26. ábra alapján ± LSB/2, azaz akkora, mint a bemeneti feszültségváltozás fele, ami ahhoz szükséges, hogy a számot a legkisebb helyértéken megváltoztassuk. Ha a létrejövő számsorozatot D/A átalakítóval ismét feszültséggé alakítjuk vissza, a kvantálási hiba járulékos zajként jelentkezik. Ennek effektív értéke [24.3] szerint: C^zeff = Yff

(24.11)

N bites átalakítónál teljes szinuszos kivezérlésnél a jelfeszültség effektív értéke;

Ebből a jel - zaj viszony: SNR

= 20 dB • I g ^ ^ = N • 6 d B + 1,8 dB.

(24.12)

^zeff

A rendszeres kvantálási hiba mellett kisebb vagy nagyobb kapcsolástechniká­ ból adódó hibák is jelentkeznek. Ha a 24.26. ábrán megadott ideális átviteli

karakterisztikánál a lépcsők középpontjait összekötjük, a szaggatott vonallal jelölt egyenest kapjuk, amely az origón átmenő 1 meredekségű egyenes. Valóságos A/D átalakítónál ez az egyenes nem megy át az origón (ofszethiba), és meredeksége 1-től eltér (erősítéshiba). Az erősítéshiba a kivezérlési tartományon belül a kimenő jelnek a névleges értéktől való eltérésében áhandó relatív hibát okoz. Az ofszethiba ezzel szemben állandó abszolút hibát hoz létre. Ez a két hiba rendszerint ofszetki­ egyenlítéssel és a végkitérés beálhtásával kiküszöbölhető. Ekkor már csak a drift és a nemlinearitások miatti hibák maradnak meg. A szisztematikus kvantálási hibákon felül nemhnearitási hiba akkor lép fel, ha a lépcsők nem egyformák. A hnearitási hiba meghatározására először kiegyen­ lítjük az ofszetet és beáihtjuk az erősítést, és ezután meghatározzuk a bemeneti feszültség maximális eltérését az ideáhs egyenestől. Ebből levonva az I7LSB/2 rend­ szeres kvantálási hibát, megkapjuk a teljes nemhnearitást. Ezt rendszerint az LSB egységhez viszonyítva adják meg. A 24.27. ábrán felrajzolt példánál ± I7LSB/2 értékű. A hnearitáshiba másik jellemzője a differenciáhs nemhnearitás. Ez megadja, hogy mennyire térnek el az egyes lépcsők abszolút értékben az C/LSB névleges értékétől. H a ez a hiba í/Lse-nél nagyobb, akkor egyes számok hiányozhatnak (missing codes). Még nagyobb eltérésnél a Z szám a bemeneti feszültség növelése­ kor csökkenhet (monotonicitáshiba). U,(Z)

A nemlinearí\tás (pozitív)

Ur.

u,,

Uu U,(Z)-U,,

1

\

\

\ \

2^

LSB \, \ \

\

\

24.26. ábra. Kvantálási zaj keletkezése Az Uy,i (Z) feszültség azon Z szám D/A átalakított értékének felel meg, ami az A/D átalakító kimenetén lép fel

\

^LSB

24.27. ábra. Linearitáshibás A/D átalakító karakterisztikája

24.7.2. Dinamikus hibák Az A/D átalakítók alkalmazásánál két területet különböztetünk meg, a digitá­ lis feszültségmérés és a jelfeldolgozás területeit. Digitális voltmérő esetén abból indulunk ki, hogy a bemeneti feszültség az átalakítási idő alatt állandó. Ezzel szemben jelfeldolgozásnál a bemeneti feszültség változhat. Digitáhs feldolgozáshoz a változó feszültségből azonos időközönként mintát veszünk mintavevő - tartó áramkör segítségével. Ezeket a mintákat digitalizálja az A/D átalakító. A keletkező {Z} számsor csak akkor helyettesíti a bemenő jelet információveszteség nélkül, ha a mintavéteh tétel feltétele teljesül. Az mintavételi frekvenciának legalább az f^^^ legnagyobb jelfrekvencia kétszeresének kell lennie. Ebből adódik az a követel­ mény, hogy a D/A átalakító konverziós (átalakítási) ideje és a mintavevő - tartó beáhási idejének együtt kisebb keh lennie, mint 1/(2^^^^.

24.28. ábra. Az apertúradzsitter hatása

A pontosság vizsgálatához figyelembe keh venni az A/D átalakító és a minta­ vevő — tartó áramkör tulajdonságait is. Pl. nincs semmi értelme egy 12 bites A/D átalakítót mintavevő - tartó áramkörrel együtt működtetni, ha az a rendelkezésre álló időn belül nem áll be a végkitérés 1/4096 ^ 0,025 %-ának megfelelő pontos­ sággal. További dinamikus hibát okoz az apertúradzsitter, vagyis a mintavételi idő­ pont bizonytalansága. A mintavevő — tartó áramkör apertúraideje miatt a mért mintavéteh érték késleltetett lesz. Ha az apertúraidő állandó, akkor valamennyi mért érték ugyanannyival lesz késleltetett. Ezáltal az időben egyenközű mintavéte­ lezés feltétele továbbra is teljesülne. Ha azonban az apertúraidő a 24.28. ábrán láthatóhoz hasonlóan Atj^ apertúradzsitter bizonytalanságú, akkora mérési hiba lép fel, mely éppen ezen időkülönbség alatti A U feszültségkülönbséggel egyezik meg. A maximális A U hiba számításához tételezzünk fel f^^^ maximálisan lehetsé­ ges frekvenciás szinuszos bemenőjelet. A legnagyobb jelváltozási sebesség a nullát­ meneteknél lép fel: dU dt

t=0

Ebből kiszámíthatjuk az amphtúdóhibát:

Ahhoz, hogy az amphtúdóhiba kisebb legyen, mint az A / D átalakító C/LSB kvantá­ lási lépcsője, teljesülnie kell az apertúradzsitterre az alábbi feltételnek: .

^ ^

^LSB

_

^ . a x ~ l , ,

^LSB '

(24.13)

Nagyfrekvencián ez a követelmény nagyon nehezen teljesül, amit a következő példa bizonyít: 8 bites átalakítónál C^LSB/f^iax ^ 1/255 • 10 M H z maximáhs jelfrek­ venciához a (24.13) egyenlet szerint az apertúradzsitternek 125 ps-nál kisebbnek keh lennie.

24.8. Az A/D átalakítók megvalósítása 24.8.1. Közvetlen módszer Közvetlen átalakító megvalósítását 3 bites számra a 24.29. ábra szemlélteti. 3 bittel 8 különböző szám álhtható elő a 0-val együtt, tehát 7 komparátor szüksé­ ges. A szükséges egyenlő időközű referenciafeszültség-sorozatot feszültségosztó segítségével álhtjuk elő. Ha a bemenetre pl. 5/2 C/LSB és 7/2 Í7LSB közti bemeneti feszültséget adunk, akkor az 1...3 komparátor kimeneti állapota l-es, a 4...7 komparátoré 0 szintű lesz. Olyan logikai áramkörre van szükség, amely a komparátorok ilyen állapota alapján a 3-as számértéket adja. A 24.30. ábrán táblázatba foglaltuk az összetarto­ zó komparátoráhapotokat és a bináris kódú eredményeket. Összehasonhtva a 9.62. ábrával, a szükséges átalakítást prioritásdekódolóra bízhatjuk, amit a 9.6.4. pontban ismertünk meg. A prioritásdekódolót nem lehet közvetlenül a komparátorok kimenetére csat­ lakoztatni, mert ha a bemeneti feszültség nem áhandó, akkor időlegesen teljesen hamis eredményt is kaphatunk. Példaként tekintsük a 3-ról 4-re való átváltást, amely bináris kódban 011-ből 100-ba való átmenetet jelent. H a a legnagyobb hely­ értékű helyen a változás kisebb késleltetése miatt gyorsabban megvalósul, mint a többin, akkor egy átmeneti időre 111 jelenik meg, amely 7-nek felel meg. Ez a fél végkitérésnek megfelelő mérési hibát jelent. Az analóg - digitál átalakítás eredmé­ nyét rendszerint tárba írjuk át, tehát meghatározott valószínűséggel a hibás érték továbbítódik. Ha a mérés időtartamára a bemeneti feszültséget áhandó értéken tartjuk, pl. egy mintavevő — tartó áramkörrel, akkor a hibát kiküszöbölhetjük. Az eljárás azonban korlátozza az átalakítható bemeneti feszültség frekvenciáját, mert a mintavevő - tartó áramkör beállási ideje véges. Ezzel azonban még.mindig nem biztosítottuk, hogy a komparátorok kimeneti állapota ne változzék, mert a gyors mintavevő - tartó áramkörök driftje jelentős.

7ULSB

1^ 0

\D

^

Q

\D

^6

>C1 R

0

ID

"Z2

>C1 R ID

Q

h

Q

^3

0

^2

0

^1

>C1

R ID

I^LSB

-^0 o

KEI ID

Y^LSBJ

24.29. ábra. Közvetlen A/D átalakító = 7-

Z =

Bemeneti feszültség

0 1 2 3 4 5 6 7

Komparátorállapotok k,

K

k,

K

0 0 0 0 0 0 0 1

0 0 0 0 0 0 1 1

0 0 0 0 0 1 1 1

0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 0 1 1 1 1

k,

k.

0 0 1 1 1 1 1

0 1 1 1 1 1 1

Bináris szám

Decimális megfelelő

^1

Z

0 0 0 0 1 1 1 1

0 0 1 1 0 0 1 1

0 1 0 1 0 1 0 1

0 1 2 3 4 5 6 7

24.30. ábra. A közvetlen A/D átalakító állapotai a bemeneti feszültség függvényében

A probléma megoldására a komparátorok bemenetén való analóg tárolás helyett a komparátorok kimenetén digitális tárolást használhatunk. A 24.29. ábrán ezt a célt szolgálják a minden komparátorkimenetre kapcsolt elvezérelt D tárolók, így biztosítható, hogy a prioritásdekódolóra egy teljes órajel-periódus alatt állan­ dó bemeneti jel kerüljön. A következő triggerjel beérkezése előtt így a prioritásde­ kódoló kimenetén az áhandósult áhapotnak megfelelő adatok állnak rendelkezés­ re. A közvetlen átalakítási megoldás különleges előnye éppen a digitáhs mintave­ vő - tartó áramkör alkalmazásának lehetősége. Ez a nagysebességű A/D átalakítás előfeltétele. Analóg mintavevő - tartó áramkörök néhány M H z feletti frekvenciák­ ra nagy hardver ráfordítással sem valósíthatók meg a szükséges pontossági igények kielégítésére.

1

Kompará tor

\K

La tch

24.31. ábra. Komparátorbemenet bistabil tárolóval

A mintavéteh időpontot az órajel éle határozza meg. Ez a komparátorok bemenetén a komparátorkésleltetéssel korábbi áhapotnak felel meg. Ezért a késlel­ tetési idők különbsége határozza meg az apertúrabizonytalanságot. Hogy az előző pontban emhtett kis értékeket elérhessük, lehetőleg kicsi kell legyen a késleltetés a komparátorok analóg bemeneteitől a tárolókig. Ezért a legtöbb megoldásnál a tárolót a komparátor tartalmazza, és így lehetséges, hogy a tároló közvetlenül az analóg bemenetek után legyen megvalósítva. Ilyen komparátorkialakítás eredmé­ nyeképpen jutunk a 24.31. ábra szerinti bemenetelrendezéshez [24.4]. A K kapcsoló bal oldah állásában a és T2 tranzisztor komparátorként működik. H a átkapcsoljuk jobb oldali áhásba a K kapcsolót, akkor a komparátor kikapcsol, és a T 3 , T4 tároló kezd működni. A tároló a komparátor kimeneti állapotát tárolja. A helyes működéshez még az sem szükséges, hogy a komparátor teljesen felbillent áhapotában legyen, mert már néhány mV feszültségkülönbség hatására is az ugyancsak differenciálerősítő elrendezésű flip-flop egyértelműen az egyik vagy másik stabil áhapotába billen. Az apertúradzsitter ily módon 10 ps-ra is csökkenthető. A 24.32. ábrán közvetlen eljárással működő A/D átalakító áramkörök szere-

Felbontás, bit

Mintavételi frekvencia max., MHz

Apertúra­ dzsitter, ps

TRW TRW TRW TRW

6 8 8 9

50* 20* 50* 15*

30* 60* 40* 100*

ECL TTL ECL TTL

1500* 1000* 3000* 4000*

F 74F500 AM 6606 AD 9000 CX 20116

Fairchild AMD Anal. Dev. Sony

6 6 6 6

50 100* 100 100*

25 25 30

TTL ECL ECL ECL

700 1200 800 1200

CA 3300 T M 1070 CA 3308 MP 7684 E F 8308

RCA Telmos RCA Micro Power Thomson

6 7 8 8 8

15* 10 15* 20 20

Gyártó

Típus

TDC TDC TDC TDC

1029 1048 1025 1019

Logika

CMOS CMOS CMOS CMOS NMOS

Teljesítmény­ felvétel, mW

100 100 150 250 400

* Garantált értékek. 24.32. ábra. Közvetlen eljárással működő A/D átalakítók jellemzői

pelnek. Látható, hogy a T R W cég kínálja az A/D átalakítók legszélesebb választé­ kát 4...9 bit felbontással és 20...100 MHz mintavételi frekvenciára. A CMOS technológiájú típusok kis teljesítményfelvételük miatt érdekesek, azonban más paramétereikben rosszabbak, mint a bipoláris típusok. Az A/D átalakítók linearitáshibája kis jelfrekvenciákra ± LSB/2, sőt néha zbLSB/4. Nagyobb frekvenciájú jeleknél nő a nemlinearitás mértéke. így a legki­ sebb, sőt még a második legkisebb bit is használhatatlanná válhat. Ennek megfele­ lően a (24.12) egyenlet szerint, a kvantálási zaj 6, ih. 12 dB-lel nő [24.5], [24.6].

24.8.2. Kaszkád elrendezés A közvetlen átalakítók hátránya, hogy a komparátorok száma a szóhosszal exponenciálisan nő. Egy 10 bites átalakítóhoz 1023 komparátor szükséges. Ezt az igényt jelentősen csökkenthetjük, ha az átalakítás sebességére engedményt teszünk. Ennek érdekében kombinálhatjuk a közvetlen és a szukcesszív approximációs módszert. 10 bites átalakítót úgy készíthetünk a bővített közvetlen eljárással, hogy az első lépésben közvetlen módon meghatározzuk a felső 5 bitet, amint ez a 24.33. ábrán látható. Az eredmény a bemeneti feszültség durván kvantált értéke. D/A át­ alakítóval képezzük a hozzátartozó analóg feszültséget, és ezt kivonjuk a bemeneti feszültségből. A maradékot másik 5 bites A/D átalakítóval digitahzáljuk. Ha a durva érték és a bemeneti feszültség közötti különbséget 32-szeresére erősítjük, akkor mindkét A / D átalakítót ugyanabban a bemeneti feszültségtarto-

Mintavevő­ tartó áramkör

5 bites közvet­ len ADC

5 bites DAC

5 bites közvet­ len ADC

32

X ZgZsZyZgZs 24.33. ábra. Kaszkád átalakítók elve Z =

Z^

mányban működtetjük. A két átalakító között csak a pontossági követelményben van eltérés. Az első 5 bites A/D átalakítónak 10 bitesnek megfelelő pontosságúnak kell lennie, mert különben a különbségképzés után maradó rész információtarta­ lom nélkülivé válna. Ilyen nagy linearitású közvetlen A/D átalakítók azonban nem kaphatók, és nagy jelfrekvenciára nem is készíthetők. Ez azt eredményezi, hogy a második A/D átalakítót túlvezérli a különbségi jel, és a kimenő jelben durva hibák (pl. Missing Codes; egyes kódszavak hiánya) jelentkeznek. A hibát megszüntethetjük, ha a második A/D átalakító bemeneti feszültség­ tartományát megkétszerezzük, és ezáltal felbontását 1 bittel megnöveljük. A 24.34. ábrán látható kapcsolásnál a bit mind a durva, mind a pontos átalakításnál képződik. Ha az első átalakító linearitáshibája miatt a jel kilép a második tarto­ mányból, akkor z'^ durva átalakítóval képződött értékét 1-gyel növeljük vagy csökkentjük. így a közehtő átalakító hnearitáshibáját ± LSB/2 határig korrigál-

Mintavevőtartó áramkör

5 bites közvetlen ADC

5 bites DAC

6 bites közvet­ len ADC

1

X ^5

^9

Digitális hibakorrektor MSB

t

1 11 11 I

24.34. ábra. Digitális hibakorrekciójú kaszkád átalakító

LSB

Gyártó

Típus

A D C 0820 M P 7683 CX 20200 CX 20204 CAV 1040* CAV 1210*

National Micro Power Sony Sony Analóg Dev. Analóg Dev.

Felbontás, bit

Mintavételi frekvencia, max., MHz

8 8 10 10 10 12

1 10 20 50 40 10

Technológia

Teljesítmény­ felvétel, W

CMOS CMOS ECL ECL Modul Modul

0,035 0,075 0,360 1,100 21 18

* Mintavevő - tartó áramkört is tartalmaz. 24.35. ábra. Kaszkád eljárással működő A/D átalakítók jellemző adatai

juk. A linearitás a 24.34. ábra kapcsolásánál az előzőektől eltérően nem kell, hogy a felbontásánál jobb legyen. Csupán a D/A átalakítónak kell garantáltan 10 bit pontosságúnak lenni [24.7]. A durva és a pontos értéket természetesen mindig ugyanazzal az U^^ (íj) bemeneti feszültséggel képezzük. Az első fokozaton levő véges idejű áthaladás miatt azonban időbeli késés keletkezik. Ezért a bemeneti feszültséget ennél az eljárásnál analóg mintavevő — tartó áramkörrel állandó értéken kell tartani, amíg az egész szám képzése be nem fejeződött. Ez a fő hátránya a tisztán közvetlen eljárással szemben. A kapható kaszkád A/D átalakító típusokról a 24.35. ábra ad áttekintést.

24.8.3. Szukcesszív approximáció A 24.36. ábra olyan A / D átalakítót szemléltet, amely szukcesszív approximá­ cióval működik. A komparátor összehasonhtja a tárolt mérési részeredményt a D/A átalakító kimeneti feszültségével. A mérés kezdetén a Z számot a kapcsolás nullázza. Ezután a legnagyobb súlyú bit (MSB) 1 értékű lesz, és a kapcsolás megvizsgálja, hogy a bemeneti feszültség nagyobb-e, mint C/(Z). Ha igen, akkor az l-es megmarad, egyébként visszaáll 0-ra. így az MSB „mérlegelése" már létre­ jött. Ez az összehasonlítás alapján való mérlegelés sorban valamennyi bitre megva­ lósul, míg végül a legkisebb súlyú bit (LSB) értéke is meghatározásra került. Ekkor egy olyan szám van a regiszterben, mely a D/A átalakítás után olyan feszültséget hoz létre, amely Í7LSB felbontási lépésen belül értékével egyezik meg, így jó közelítéssel:

es Z = ( Z ^ , , +

1)

be

ref

(24.14)

Szukcesszív approximációs regiszter

24.36. ábra. Szukcesszív approximációs A/D átalakító Z = ( Z ^ , , + l)

Ha a bemeneti feszültség az átalakítási idő alatt megváltozik, akkor mintavevő tartó áramkör szükséges a függvény mintaértékének közbülső tárolására, hogy minden helyérték képzésekor ugyanazt az U^^ {t) bemeneti feszültséget vegye figyelembe. Mintavevő - tartó áramkör nélkül akkora hiba keletkezhet, amekkora a bemeneti feszültség változása a konverziós idő alatt. Az első három összehasonhtó lépés folyamatábráját a 24.37. ábra szemlélteti. Látható, hogy minden lépésben azt kell eldönteni, hogy a vizsgált bit értéke 1 vagy 0. Az előzőleg már meghatározott bitek változatlanok maradnak. A szukcesszív approximáció időábráját az U{Z) feszültségre a 24.38. ábra szemlélteti. A 24.39. ábrán a folyamatot a Z számra vonatkozóan tüntettük fel. Minden bitet próbaképpen l-es szintűre álhtunk. H a a bemeneti feszültséget ezáltal túhépjük, akkor visszaálhtjuk 0-ra. A 8. ilyen lépés után az átalakítás befejeződött. Az átalakítás folyamatát a SAR (.Successive ^pproximation i?egister) vezérh. Elvi működését a 24.40. ábrán látható kapcsolás magyarázza. A mérés kezdetén az R törlő (reset) jel minden tárolót nuház. AzF'^,..F^ léptetőregiszterben minden órajel hatására egy-egy hellyel jobbra léptetődik egy l-es. A Z ^ . . . Z Q bitek így egymás után próbaképpen l-es értéket vesznek fel. Az összehasonlítások eredmé( Start )

24.37. ábra. A szukcesszív approximáció folyamatábrája'

U{Z)

D

^5

^7

Zk

^0

^1

^3

1

1 0

z%

0 0

^5

1

^4

-0

^3

=0

^2

^0

-0

=0

1 1

^3 ^5

0

1 0

^2

1 2

3 ^

5

6

7

8

Lépés

0 1

^1

1

1 0

^0

24.38. ábra. U{Z) idődiagramja

24.39. ábra. Z idődiagramja 24.38. és 24.39. ábra. Szukcesszív approximációs átalakítás időábrái

nyei az F^...FQ latch-ekbe íródnak, amelyek mindegyike az éppen aktuális D komparátorállapotot olvassa be. Mindig csak abba a tárolóba történik beírás, amelyet C bemenete segítségével engedélyeztünk. Ha a legkisebb ZQ bitet is meghatározta a kapcsolás, akkor a léptetőregiszter az utolsó F tárolójába jut az l-es. Ez jelzi, hogy az átalakítás befejeződött (Conversion Complete, CC). A D bemenet előtti VAGY-kapu miatt megmarad ez az állapot a további órajelek beérkezésekor is. Csak a következő konverzió kezdete­ kor nuházzuk, ugyanakkor, amikor az előző eredményt. A SAR igazságtáblázatát a 24.41. ábra szemlélteti. Látható, hogy minden kimenet a reset jehel nullázódik. Kivételt csupán a z^ bit képez, amelyik már az Zo

gl D Fn

HÍD

HÍD

Q

Q Cl

Cl

Cl

r-R

r-R

R

u

Fs ID

R

Q

0

-55-

ID ^>C1

R

0

Q >C1 ff

-ÍS24.40. ábra. Példa a SAR (szuiicesszív approximációs regiszter) megvalósítására

első lépésben 1 értékű lesz. Minden T lépésben a komparátor D döntési állapota íródik a megfelelő helyre, és ezzel együtt a következő alacsonyabb bit vizsgálata folyik. Az igazságtáblázatból látható, hogy mi a léptetőregiszter szerepe. A 8. lépés után a CC (Conversion Complete) kimenetre érkezik az l-es, és az átalakítás befejeződik. Ekkor a Z eredmény párhuzamosan áll rendelkezésre. A komparátor kimenetéről azonban sorosan is kivehetjük. SAR áramkörök integrált kivitelben is kaphatók : 8 bitre: 12 bitre:

Am 2502, Am 2504,

T

R

D

0 1 2 3 4 5 6

1 0 0 0 0 0 0 0 0

Dn

1

Dn

D,

7

8

z,

F 74 LS502 (TTL), F 74 LS504 (TTL), ^6

^5

^4

^3

0 1

0 0 0 1

De

Dn

De

0 0 1

Ds

Dn

De

D,

Dn

De

Ds

D,

0 0 0 0 1

D,

Dn

De

Ds

D,

D,

D2 D,

Dn

De

Ds

D,

Ds

Dn

De

Ds

D,

Do

Dn

De

Ds

D,

Ds D,

,

SP 74HCT502 (CMOS) SP 74HCT504 (CMOS) ^2

21

Zo

0 0 0 0 0 1

0 0 0 0 0 0 1

D2 D2

D,

0 0 0 0 0 0 0 1

D2

D,

Do

CC 0 0 0 0 0 0 0 0 1

24.41. ábra. Szukcesszív approximációs regiszter igazságtáblázata

Típus

Gyártó

Fel­ bontás, bit

Konver­ ziós idő, fis

Segédfeszült­ ségek,

v

Teljesítmény­ felvétel, mW

Belső frek­ vencia,

Technológia

v

Am 6108 Am 6112

AMD AMD

8 12

1 3

-5 -5

A D 7574 A D 578

Analóg Dev. Analóg Dev.

8 12

15 3

±15

30 775

10

CMOS hibrid

A D C 84 A D C 803 A D C 76

Burr Brown Burr Brown Burr Brown

12 12 16

10 1,5, 15 '

±15 ±15 ±15

1500 2000 1500

6,3 igen igen

hibrid hibrid hibrid

A D C 847 A D C 5210 A D C 810

Datel Datel Datel

8 12 12

9 12 2

±15 ±15

125 700 2000

2,6 -6,4 6,3

bipoláris hibrid hibrid

TDC 1001 F 74F505 HS 9516

TRW Fairchild Hybrid Sys.

8 8 16

0,4

-5

400

o,i

-

-

bipoláris bipoláris hibrid

100

-

-

±15

600 500

900

2,5 2,5

-

10

bipoláris bipoláris

24.42. ábra. Szukcesszív approximációs A/D átalakítók jellemző adatai További típusok a 21.62. ábrán találhatók. Tápfeszültségigény: + 5 V és a táblázatban szereplő segédfeszültségek

Csak különleges esetben ésszerű szukcesszív approximációs A/D átalakítót egyedi­ leg készíteni, mert integrált kivitelben nagy választékban kapható. Néhányat a 24.42. ábrán emeltünk ki.

24.8.4. Számlálót alkalmazó megoldások A számlálós eljárással működő A/D átalakítók olcsó áramkörök. Konverziós idejük sokkal nagyobb, mint más átalakítóké, rendszerint 1 m s . . . 1 s közé esik. Ez azonban elég lassan változó jeleknél, melyek pl. hőmérsékletmérésnél lépnek fel. Digitáhs voltmérők számára is elég ez a sebesség, mert úgysem olvasható le gyorsabban az eredmény. Több megoldás is létezik a számlálási elv megvalósításá­ ra, amit a továbbiakban ismertetünk. Legfontosabb a „dual slope" eljárás, mert ezzel olcsón nagy pontosságot érhetünk el. Kompenzációs eljárás A 24.43. ábrán látható kompenzációs A/D átalakító nagyon hasonlít a 24.36. ábrán szemléltetett szukcesszív approximációs megoldáshoz. A legnagyobb eltérés, hogy itt az SA regiszter helyett reverzíbihs számláncot használunk. A komparátor összehasonlítja az bemeneti feszültséget az U{Z) kompen­ záló feszültséggel. H a a különbség pozitív, akkor a számláncot előre, egyébként visszafelé számoltatja. Ezáltal a kompenzáló feszültség addig változik, míg eléri a bemeneti feszültséget; annak változásait is követni igyekszik. Ezért követő A/D át­ alakítónak is nevezzük (Tracking ADC). U/D

Reverzibilis számlánc

i DA átalakító

24.43. ábra. Kompenzációs A/D átalakító Z=(Z_+1)

A 24.43. ábrán látható kapcsolás szépséghibája, hogy soha nem áll meg, hanem a bemeneti feszültség körül 1 LSB-vel váltakoztatja értékét, mert az órajel sohasem áll le. Ha ez zavaró, akkor a közönséges komparátor helyett ablakkomparátort használhatunk, amely letiltja az órajelet, amennyiben az bemeneti feszültséget ± í/LSB/2-re megközehti az U{Z) kompenzáló feszültség. A vezérlőlogika elmaradásáért - a szukcesszív eljáráshoz képest - az átala­ kítási sebesség lényeges csökkenésével fizetünk, mert most a kompenzáló feszültség

csak Í7LSB lépésenként változik. Ha a bemeneti feszültség csak lassan változik, akkor mégis gyors lesz a konverzió, mert a követés folyamatosan valósul meg, és nem kezdődik mindig elölről, mint a szukcesszív approximációs eljárásnál. Követő elven működő monolit integrált kapcsolás a Datel cég A D C 856 típusú áramköre. Felbontása 10 bit, és konverziós ideje 1 ps/LSB. Fűrészfeszültség-eljárás (single slope) A 24.44. ábrán feltüntetett fűrészjeles A/D átalakító D/A átalakítót nem tartalmaz. Azon az elven működik, hogy a bemeneti feszültséget először értékével arányosan idővé alakítjuk. Erre szolgál a K l és K2 komparátorból és a kapuból kialakított ablakkomparátor, amely a fűrészjel-generátor kimenetére kapcsolódik.

1

Számlánc G2 Z Fűrész generátor

Kvarc­ oszcillátor

24.44. ábra. Fűrészfeszültséggel működő A/D átalakító

A fűrészfeszültség negatívtól pozitív értékek irányában változik, az

egyenlet szerint. A G j kizáró VAGY-kapu kimenetén csak addig van l-es, amig a fűrészfeszültség a 0 és határok közötti értékű. Ez az idő: At =

beref

Ezt a kvarcoszcillátor periódusainak számlálásával mérjük. Ha a számlálót a mérés megkezdésekor nullázzuk, akkor a felső komparálási szint átlépése után a At

Tf

(24.15)

számlálóáhást kapjuk. Ha negatív feszültség kerül a bemenetre, akkor az feszültség először a mérendő feszültséget éri el, majd a 0 feszültséget lépi át. Ebből a sorrendből adódik a mért feszültség előjele. A mérés időtartama nem függ a vizsgált feszültség előjelé-

tői, csak az abszolút értékétől. Minden mérés után nulláznunk kell a számlálőt, és a fűrészgenerátort is vissza kell állítanunk negatív feszültségű kezdeti állapotába. A szemléletes, villódzás nélküli kijelzés biztosítására addig szoktuk megőrizni az előző mérési eredményt, amíg az új nem jön létre. Amint a (24.15) összefüggés mutatja, a T időállandó toleranciája teljes mérték­ ben befolyásolja a mérési eredmény pontosságát. Az időállandót egy RC tag határozza meg, amit viszont a kondenzátor hőmérsékletfüggése és hosszú idejű stabihtása is befolyásol. Ezért 0,1 %-nál nagyobb pontosság csak nehezen ér­ hető el. Kettős integrálási eljárás (dual slope) Egy másik mérési eljárást, amelynél nemcsak a referenciafeszültséget, hanem a bemeneti feszültséget is integráljuk, a 24.45. ábra szemléltet. Nyugalmi állapot­ ban a K i és K2 kapcsoló nyitott, a K3 zárva van. Az integrátor kimeneti feszültsége ezért 0. A mérés kezdetén a számláncot töröljük, a K3 kapcsolót nyitjuk, és K^-et zárjuk. Ezáltal a bemeneti feszültséget integráljuk. Ha a mérendő jel pozitív, az integrátor kimenete negatív lesz, és a komparátor engedélyezi az óragenerátor jelét. Ezen mérési időtartam akkor ér véget, amikor a számláló Z^^^ + 1 periódus után túlcsordul, és ezáltal a számláló által mutatott érték ismét 0 lesz. Ezen integrálási szakasz végén az integrátor kimeneti feszültsége: 1 r

(24.16)

7 j 0

Ezt követően a referenciafeszültség integrálására kapcsol át az elrendezés. A referenciafeszültség előjelét ehhez a bemeneti feszültségéhez képest ellentétesre álhtjuk. így a kimeneti feszültség abszolút értéke csökkenni kezd, amint ez a 24.46. ábrán látható. A komparátor és az eredményszámláló segítségével határozható meg, hogy milyen hosszú az az időtartam, amíg ismét elérünk a nullátmenethez:

Kapcsolóvezérlő logika

i RCO

24.45. ábra. Dual slope eljárással működő A/D átalakító

24.46. ábra. Az integrátor kimeneti feszültségének idöábrája, különböző bemeneti feszültségeknél

Í2

= ZT =

(24.17) ref

Az eredmény a (24.16)

figyelembevételével: Z =

17.be

(24.18)

17,ref

Az egyenlet szerint a kettős integrálási eljárás szembeötlő jellegzetessége, hogy sem a T = RC^ időáhandó, sem az l/T órafrekvencia nem szerepel a végeredmény­ ben. Csak az szükséges, hogy az órajel frekvenciája a + ^2 időtartam alatt áhandó legyen. A szükséges rövid idejű stabihtás azonban viszonylag egyszerű órajel-gene­ rátorral is biztosítható. Emiatt ezzel az eljárással 0,01 % = 100 ppm pontosságot is elérhetünk [24.8]. A levezetés során láttuk, hogy a feszültségnek nem pihanatértéke, hanem a mérési idő alatti átlaga szerepel a végeredményben. Ezért váltakozó feszültségre az elnyomás annál nagyobb, minél nagyobb a frekvenciája. Azokat a váltakozó feszültségeket, amelyeknek frekvenciája l//i-nek egész számú többszörösei, a kap­ csolás teljesen elnyomja. Ezért az órajel frekvenciáját úgy állítsuk be, hogy a hálózati váltakozó feszültség periódusidejével vagy annak egész számú többszörö­ sével legyen egyenlő. Ekkor a búgófeszültség hatását teljesen kiküszöbölhetjük. Mivel a kettős integrálási eljárás olcsó és pontos, zavarelnyomása is nagy, ezért főleg digitális feszültségmérőkben használjuk. Ezeknél a viszonylag nagy konverziós idő nem zavar. A 24.45. ábrán látható számlálónak nem kell feltétlenül bináris számlálónak lennie, a működés elve változatlan, ha pl. BCD számlálót alkalmazunk. Ezt a lehetőséget ki is használhatjuk a digitális voltmérőkben, mert ekkor nem kell bináris - decimáhs átalakítót használni.

Automatikus nullpont-kiegyenlítés A kettős integrálási eljárásnál láttuk, hogy a T = Í ? C I időállandó és a z / = l/T órajel-frekvencia az eredményben nem szerepel. A pontosságot tehát lényegében a referenciafeszültség toleranciája, az integrátor és a komparátor nuUponthibája határozza meg. A nuUponthibát automatikus nuUpont-kiegyenlítéssel megszüntet­ hetjük. E célból helyettesítjük a 24.45. ábrán szereplő K3 rővidzárkapcsolót egy 24.47. ábra szerinti szabályozó áramkörrel, amellyel az integrátor megfelelő kezde­ ti feltételét álhthatjuk elő: Nyugalmi áhapotban a K3 kapcsoló zárva van. Ekkor az integrátor a kompa­ rátor előerősítőjével egy feszültségkövetőt alkot. Uy. kimeneti feszültsége a C^ULL jelű kondenzátort feltölti. A nuUpont-kiegyenlítéshez az integrátor bemenetét eközben a K4 kapcsoló zárásával 0 feszültségre (földpontra) kapcsoljuk. így az Uy. = UQI"I^R korrekciós érték áll be, ahol í7oi integrátor ofszetfeszültsége, és 4 a bemeneti munkaponti árama. Áhandósult áhapotban a kompenzálás miatt a Q-n átfolyó áram 0 lesz, mintha az integrátor ideáhs lenne. Integrátor

Erősítő

Komparátor

"t/

Vezérlő logikára

24.47. ábra. Dual slope eljárás automatikus nullpont-kiegyenlítéssel

A bemeneti feszültség integrálásához a K3 és K4 kapcsolót nyitjuk, a K^-et zárjuk. Mivel az U^ feszültség ez idő alatt a C^ULL kondenzátoron tárolva megma­ rad, ezért a nullpont is az integrálási fázis alatt kiegyenhtett marad. A nuUpontdriftet ekkor csak a rövid idejű stabilitás határozza meg. A komparátor ofszethibájának hatását ez az eljárás csaknem kiküszöböh. Nyugalmi állapotban ugyanis az integrátor C/j kimeneti feszültsége nem 0, mint az előző kapcsolásnál, hanem a komparátor előerősítőjének ofszetfeszültségére áll be, tehát éppen az elrendezés billenési küszöbfeszültségének értékére. Mivel a kompenzálókörben két erősítő van sorba kötve, ezért könnyen lengé­ sek jöhetnek létre a szabályzókörben. A stabilizáláshoz a C^ULL kondenzátorral sorba köthetünk egy ellenáhást. Ezenkívül célszerű a komparátor előerősítőjének erősítését 100-nál kisebbre választani. Ezáltal egyszerűbben elérhető kis késleltetési idő is, ami lényeges komparátor üzemmódban, vagyis az integrálási időtartamok alatt. Kettős integrálású A/D átalakítók monoht CMOS integrált áramköri kivitel­ ben is kaphatók. Két fő csoportot különböztethetünk meg. Az egyikhez tartozó

Típus

A D C EK 8 B A D C EK12 B A D C EK12 D M C 14433 A D C 3511 A D C 3711 S 190* ICL 7135

Gyártó

Fel­ bontás

Párhuzamos/ multiplex

Datel Datel Datel Motorola National National Siemens Intersil

8 bit 12 bit H digit 3i digit 3 J digit 3 i digit 3 i digit 4 i digit

párhuzamos párhuzamos párhuzamos multiplex multiplex multiplex multiplex multiplex

7 szegmenses kijelzőkhöz ICL 7106 ICL 7107 ICL 7136 ICL 7137 A D D 3501 A D D 3701 ICL 7129

Intersil Intersil Intersil Intersil National National Intersil

Bináris BCD

bináris bináris BCD BCD BCD BCD BCD BCD

Táp­ feszültség, V

Teljesítmény­ felvétel, mW

±5 ±5 ±5 ±5 5 5 12 ±5

20 20 20 8 2,5 2,5 40 10

9 ±5 9 4-5 5 5 9

10 10 0,5 0,5 2,5 2,5 10

LED/LCD 3i 3i 3i 3i 3J 3i 4i

digit digit digit digit digit digit digit

párhuzamos párhuzamos párhuzamos párhuzamos multiplex multiplex multiplex

LCD LED LCD LED LED LED LCD

* Automatikus méréshatár-átkapcsolás támogatással. 24.48. ábra. Monolit integrált A/D átalakítók, amelyek dual slope eljárással működnek

típusokat általános alkalmazásra szánták. (Különösen mikroszámítógéphez törté­ nő illesztésre.) A másik csoport tagjait speciáhsan kijelzők meghajtására tervezték. Míg az előbbiek kimenete általában bináris, ih. BCD kódú, addig az utóbbiak többnyire 7 szegmens kimenetűek. Néhány példát a 24.48. ábrán foglaltunk össze.

25. Mérőáramkörök

Az előző fejezetekben megismertük az analóg és digitális jelfeldolgozás né­ hány módszerét. Az elektromos jeleket azonban sokszor át kell alakítani, mielőtt az analóg feldolgozás áramkörére vagy A / D átalakítóra vezethetnénk. Erre a célra használjuk a mérőkapcsolásokat, amelyek kimenete kis kimeneti ellenállású aszim­ metrikus feszültségforrás.

25.1. Feszültségmérés 25.1.1.

Impedlaiidaváltó

A nagy belsőimpedanciájú jelforrás feszültségének terheletlen mérésére a 12.3. ábra szerinti fázist nem fordító műveleti erősítős elrendezést használhatjuk impe­ danciaváltóként. Tekintetbe keh azonban venni, hogy a nagyimpedanciás bemene­ ti vezeték kapacitív csatolású zavarokra nagyon érzékeny, tehát általában árnyé­ kolni keh. Az árnyékolt vezeték miatt a generátor kapacitív terhelése a föld felé jelentős lesz, ez kb. 30. ..100 pF/m. Például, ha az 1 G O belsőehenáhású generátort 10 p F vezetékkapacitás terheli, akkor 1,6 Hz-es felső határfrekvencia adódik. További problémát jelent a vezeték kapacitásának időbeh változása, amit pl. mechanikai mozgása is okozhat. Emiatt nagyon nagy zajfeszültség is keletkezik.

25.1. ábra. Az árnyékolás kapacitása és zaja csökkenthető, ha az árnyékolást a mérendő potenciálnak megfelelő potenciálra kötjük az ábra szerint

Ha a vezeték pl. 10 V-ra töltődött fel, akkor 1 % kapacitásváltozás hatására 100 mV feszültségugrás keletkezik! Ezeket a káros jelenségeket úgy kerülhetjük el, hogy az árnyékolt vezeték belső ere és árnyékolása között csökkentjük a feszültséget. A 25.1. ábra megoldása szerint az árnyékolást nem a földre, hanem a műveleti erősítő kimenetére kötjük, így a vezeték kapacitása a műveleti erősítő differenciáhs erősítésének arányában látszólagosan csökken. Mivel csak a műveleti erősítő ofszetfeszültsége lép fel a vezetékkapacitáson, a vezeték zaja is csaknem kiküszöbölődik. A feszültségkivezérelhetőség növelése A legtöbb integrált műveleti erősítő megengedhető maximáhs tápfeszültsége ± 18 V. A kimeneti kivezérelhetőség ezért kb. ± 15 V-ra korlátozódik. Ez a korlát megszűnik, ha a műveleti erősítő tápfeszültségeit a bemeneti feszültséggel vezérelt

1

1

25.2. ábra. Feszültségkövető nagy bemeneti feszültségre

utánhúzókapcsolás (bootstrap circuit) segítségével lebegtetjük. Ezt a feladatot látja el a 25.2. ábrán a két emitterkövető. Segítségükkel az — U^^ és Uy.^ — U2 feszült­ ségkülönbségek - 0,7 V-ra stabihzálódnak. A kivezérelhetőséget ezek után nem a műveleti erősítő, hanem az emitterkövetőkre és az áramgenerátorokra megenge­ dett feszültségek korlátozzák.

25.1.2. Feszültségkülönbségek mérése Feszültségkülönbségeket elvileg a 12.3. ábrán látható kivonóval mérhetünk. A 12.2.2. pontban láttuk, hogy a közös módusú elnyomást főleg az és az ap ellenáhásarányok együttfutásának toleranciája határozza meg. Ezekbe az arányokba a jelgenerátorok belsőellenállásai is beleszólnak. A számítástechnikai áramkörök­ ben a jelgenerátorok általában negatív visszacsatolt kis kimeneti ellenállású műve­ leti erősítők. Ilyenkor a jelgenerátor belsőellenállásának hatása elhanyagolható.

fí.

^1.

1

fí.

fí.

fí.

fí. u;

1 fí.

U2\

1

25.3. ábra. Fázist nem fordító bemenetű különbségképző (Instnimentation Amplifier)

A méréstechnikában az előírtan kicsi forrásellenállást feszültségkövetők segít­ ségével valósíthatjuk meg. így jutunk el a 25.3. ábrán látható széleskörűen használ­ ható kivonó kapcsoláshoz. H a i?i = oo, akkor az A' és A " műveleti erősítő feszült­ ségkövetőként működik. A kapcsolás további előnye, hogy egyetlen ellenállás változtatásával a diffe­ renciális erősítést szabályozhatjuk. Az ellenálláson C/j ~ feszültségkülönbség lép fel. Tehát

Ezt a különbséget az A"^ kivonóval az aszimmetrikus kimenetre vezetjük. Tisztán közös módusú vezérlésnél (Í7i = U2 = U^) U[ =1/2= * A^ és A" közös módusú erősítése tehát a beáhított differenciális erősítéstől függetlenül 1. A (12.6) egyenlettel a közös módus elnyomás:

Gyártó

Típus LM 363 LH 0038 LH 0084 A D 624 A D 625 INA 101 PAG 200 A M P 01

National National National Analóg Devices Analóg Devices Burr Brown Burr Brown PMI

Technológia bipoláris hibrid hibrid bipoláris bipoláris bipoláris hibrid bipoláris

Különleges tulajdonságok olcsó pontos erősítés digitálisan beállítható pontos pontos pontos erősítés digitálisan beállítható nagy kimenő áram

25.4. ábra. Néhány gyakrabban használt fázist nem fordító bemenetű különbségképző áramkör (Instrumentatíon Amplifier) típus

KME

2R,\ ==

2a

1 +

Itt AoLJoL az i?3 ellenállások arányainak relatív toleranciája. A fázist nem fordító bemeneti fokozatokkal működő kivonok integrált formá­ ban is kaphatók. Néhány típust a 25.4. ábrán foglaltunk össze.

25.1,3. Elválasztó erősítő (isolation amplifier) Az előző szakaszban ismertetett különbségképző közös módusú feszültségtar­ tományát a tápfeszültségek korlátozzák. A 25.2. ábrán megadott eljárással ezt az értéket kb. ± 100 V-ig növelhetjük. Vannak olyan esetek, amikor a mért feszültségre sokkal nagyobb közös módusú feszültség szuperponálódik, ami sokszor néhány kV is lehet. Ilyen nagy feszültségkülönbség felléptekor a mérőkapcsolást, amint az a 25.5. ábrán látható, két, egymástól galvanikusan leválasztott részre osztjuk. A galvanikus leválasztást biztonsági okok is megkövetelhetik, pl. ez a helyzet az orvosi elektronika készülé­ keinél. Az adórész a mérési potenciálon működik, a vevőrész pedig 0 potenciálon. Szigetelt jelcsatolás Vevő

Adó

^1?

Lebegő föld (floating ground)

'

Földfüggetlen tápegység

T

Oszcillátor I

'

1

1

Földelt tápegység

Rendszerföld (system ground)

I Szórt kapacitás

25.5. ábra. Földfüggetlen feszültség mérési elve galvanikusan leválasztott erősítővel

A működés megvalósításához az adórészt földfüggetlen tápfeszültséggel kell ellát­ ni, amelynek földpontja (floating ground, lebegő föld) a két differenciális bemenet egyike is egyben. Nem szabad figyelmen kívül hagyni, hogy habár ez a pont a 0 potenciálhoz (system ground, rendszerföld) képest galvanikusan leválasztott, ka­ pacitív csatolás van még közöttük. A csatolás nagyrésze a tápegység transzformá­ torának Cg kapacitásán keresztül jön létre, amint az a 25.5. ábrából is látható. Hogy a kapacitás kicsi legyen, kb. 100 kHz-en működő nagyfrekvenciás transzfor­ mátort használhatunk a hálózati transzformátor helyett, melyet szinuszos oszcillá­ tor jelével működtetünk. Ha mindkét mérőpont nagy impedanciájú, akkor még ez a csökkentett kapaci­ tív zavaróáram is jelentős feszültséghibát okozhat a floating ground csatlakozón.

Ilyen esetekben kedvezőbb a i floating ground pontot egy harmadik áramköri pontra csatlakoztatni, és a két mérőpont közötti feszültséget a 25.3. ábra szerinti fázist nem fordító erősítős bemenetű különbségképző segítségével meghatározni, így mindkét bemenet árammentessé váhk. A különbségképzőt földfüggetlen tápfe­ szültséggel működtetjük. így a megmaradó közös módusú vezérlés a floating ground-hoz képest általában 10 V alatt tartható, ha azt a mért áramkörnek egy megfelelő pontjára kötjük. A feladat ezek után az, hogy a mért feszültséget elektromosan leválasztva kell a vevőbe továbbítani. A megoldásra két módszer kínálkozik: transzformátoros és optikai csatolás. Transzformátoros átvitelnél a mért jelet megfelelően nagyfrekven­ ciás vivő modulálásával visszük át. Optocsatolóval ezzel szemben az egyenfeszült­ ség közvetlenül is átvihető. Nagy pontossági követelmény kielégítésére az analóg jelet a lebegő táplálású oldalon digitáhssá alakíthatjuk, és ezt a digitáhs jelet vihetjük át optocsatoló segítségével a vevő oldalra. Ilyenkor az optocsatoló nemli­ neáris tulajdonságai nem játszanak szerepet. A 25.6. ábra optikai analóg átvitel egyfajta lehetőségét mutatja. Az optocsato­ ló linearitáshibájának kompenzálására az A' műveleti erősítő segítségével úgy szabályozzuk a ledeken átfolyó áramot, hogy a T^ referenciavevő fotoárama egyenlő legyen a névleges értékkel. A negatív visszacsatoló hurok a referenciacsa­ tolón át záródik, és így /FI =

Mivel a fotóáram iránya nem változhat, ezért a hasznos jelet egy Í7f/i?2 értékű áhandó áramra ültetjük rá, hogy bipoláris bemenő jelet is feldolgozhassunk. Ha a két optocsatoló együttfutása megfelelő, akkor a vevő oldalon 1^2 = /pi lesz, és a kimeneti feszültség

U^=U,-U2

25.6. ábra. Analóg jel optikai átvitele

Típus

Gyártó

ISO 100 3650 3456

Burr Brown Burr Brown Burr Brown

A D 294

Analóg Dev.

Csatolás

optikai optikai kitöltésitényező­ moduláció kitöltésitényező­ moduláció

Feszültség­ váltó

Szigetelési feszültség 750 2 2

Különleges tulajdonságok

V kV kV

külső külső belső

olcsó bipoláris bemenő áram fázist nem fordító bemeneti kivonó

3,5 kV

belső

3 kapu szigetelésű

-

25.7. ábra. Példák leválasztóerősítő-típusokra

ha Transzformátoros vagy optocsatolású elválasztó erősítők kész modulként is kap­ hatók. A primer oldalon fázisfordító, fázist nem fordító elrendezés, valamint fázist nem fordító bemenetű különbségképző a szokásos. Az adó oldalon a földfüggetlen tápfeszültségek biztosítására szükséges D C / D C átalakítók is általában beépítettek, így kívülről csak a szokásos földelt tápfeszültségeket keh csatlakoztatni. Az adóés a vevő oldal között megengedhető potenciálkülönbség rendszerint néhány kV. A 25.7. ábrán néhány gyakrabban előforduló modul adatait foglaltuk össze [25.1, 25.2].

25.2. Árammérés 25.2.1. Kis feszültségesésű, földfűggetlen árammérő-kapcsolás A 13.2. szakaszban megismertünk egy áram — feszültség-konvertert, amely különlegesen kis bemeneti ehenáhása miatt árammérésre nagyon alkalmas. A kap­ csolás valójában csak olyan áram mérésére jó, amely közvetlenül a föld felé záródik, mert az invertáló bemenet virtuáhs földpont. A földfüggetlen árammérő a 25.3. ábra szerinti nagy bemeneti ehenállású különbségképzővel realizálható, amelynek bemenetei közé árammérő-ellenáhást csatlakoztatunk. Ekkor azonban elvész a kis bemeneti ehenáhás előnye. H a azon­ ban az árammérő-ellenáhásokat a 25.8. ábrán láthatóan a bemeneti erősítők visszacsatolására használjuk, akkor kis bemeneti ellenáhású földfüggetlen áram­ mérőt kapunk. Az i ? 2 és i ? 2 ellenállásokon keresztül létrejövő negatív visszacsatolás miatt mindkét feszültség U^^ értékű lesz. Az 1. és 2. bemenet közötti feszültségkülönb­ ség tehát 0 lesz. Induljunk ki abból, hogy az 1 bemenetbe befolyik az áram, akkor az A" műveleti erősítő kimeneti feszültsége a negatív visszacsatoláson át

'A'

l

fí.

fí.

fí.

fí.

fí. fí'-,

25.8. ábra. Földfttggetlen, feszültségeséstöl mentes árammérő U^i = 2RI, ha JR^ = R'2--R2 = R'2 = R

(25.1) lesz.

U„ =

?7be

miatt 1+

(25.2) Ró

Ró2/

A 2. bemenetből kifelé folyó áram: R1R2

be

I.

(25.3)

Ha a két bemenet földfüggetlen áramkörhöz tartozó bemenetként működik, akkor az / ' = / egyenlőségnek kell teljesülnie. Egyébként AI = / ' - / különbségi áram folyna a föld felé a műveleti erősítők kimenetéről. Ebből az Rl

R'i

R[

R,

(25.4)

kiegyenlítési feltétel adódik. Az A'" különbségképző az — U2 különbséget állítja elő. Kimeneti feszültsége a (25.1) és a (25.2) egyenletek alapján: 1+

Ro\

(25.5)

tehát az / árammal arányos.

25.2.2. Árammérés nagy potenciálon Az előző kapcsolás közös módusú kivezérlési tartománya a tápfeszültségeken belüli értékekre korlátozódik. A 13.5. ábra szerinti egyszerű kapcsolás nagy poten­ ciálon való árammérésre is alkalmas, ha a 0 potenciál helyett egy elválasztott erősítő lebegő földpontjára kötjük. Kimeneti feszültségét az elválasztó erősítő segítségével a 0 potenciálú ponthoz képest kapjuk.

A kapcsolás árát jelentősen lecsökkenthetjük, ha 1 - 2 V feszültségesést meg­ engedünk az árammérés során (pl. a nagyfeszültségű cső anódvezetékén). Ilyenkor a mérendő áramot egy optocsatoló ledjén keresztül vezetjük. Az átviteli karakte­ risztika hnearizálása érdekében a 25.9. ábra szerint a szekunder oldalon referencia optocsatolót használhatunk. A referenciacsatoló I2 bemenő árama a műveleti erősítő segítségével úgy áll be, hogy a referencia- és a mérőcsatoló fotoárama kölcsönösen kiegyenlítsék egymást. Ha a két csatoló karakterisztikáinak együttfu­ tása jó, akkor / 2 = / áh be. Ez az áram az általa okozott feszültségesés segítségével mérhető a földelt R ehenáháson. I

Hl

1

1- + "1 \7 Mérócsatoló

Referencia csatoló

!

R

1

I

25.9. ábra. Egyszerű leválasztóerősítő áramméréshez

25.3. Egyenirányítók A váltakozó feszültség szintjét különböző jehemző értékekkel adhatjuk meg: az abszolút átlagértékkel, az effektív értékkel, valamint a pozitív és negatív csúcs­ értékkel. 25.3.1. Abszolút átlagérték mérése A váltakozó feszültség átlagértékének mérésére olyan kapcsolás szükséges, amely erősítésének előjelét a bemeneti feszültség polaritása függvényében átkap­ csolja. Átviteh karakterisztikájának tehát a 25.10. ábrán láthatónak kell lennie. Az ilyen kétutas egyenirányítás diódák hídkapcsolásával elvégezhető. A dió­ dák nyitófeszültsége azonban korlátozza az elérhető pontosságot. A hiba megszű­ nik, ha a diódanégyest vezérelt áramgenerátorról hajtjuk meg. Egyszerű kapcsolást láthatunk erre a 25.11. ábrán. A műveleti erősítő a 13.8. ábra szerinti feszültségve­ zérelt áramgenerátor elrendezésben működik. A diódák nyitófeszültségétől függet­ lenül 4i =

bel

R

25.10. ábra. Egy- és kétutas egyenirányító

25.11. ábra. Kétutas egyenirányító földfüggetlen műszerhez 4 i = I t/be 1 IR

Az áram középértékének kijelzésére pl. egy forgótekercses (Deprez) árammérőt használhatunk. A módszer ezért gyakran előfordul analóg multiméterekben. A kimeneti feszültség -lU^ < U^i < 21/^ tartományában az erősítő nincs visszacsatolva, mert az összes dióda lezár. Az alatt az idő alatt, amíg az u^^ kimeneti feszültség 2{7F értékről —2UJ,-TQ csökken, az U2 feszültség nem változik. Ez a szabályozókör holtideje. A holtidő azonban frekvenciától függő fázistolást okoz, ami a műveleti erősítők stabihtását veszélyezteti. Nagy jelváltozási sebességű mű­ veleti erősítő és kis nyitófeszültségü diódák alkalmazása csökkenti a holtidőt. A kompenzálótagokat a hneáris visszacsatoláshoz képest túl kell méreteznünk. Földelt (aszimmetrikus) kimenetű kétutas egyenirányító Az eddigi egyenirányító-kapcsolásoknál mindig csak földfüggetlen terhelésen (műszeren) hoztunk létre feszültséget. Ha a jel további feldolgozásra kerül (pl. digitális jellé alakítjuk), akkor feltétlenül földelt (aszimmetrikus) kimeneti feszült­ ség szükséges. Ilyen kimeneti feszültség előálhtható földfüggetlen feszültség áram-konverterrel az 4^ áramból is. Egyszerűbb megoldást mutat a 25.12. ábra. Vizsgálatunkat kezdjük A^ szerepének tisztázásával. Pozitív bemeneti feszült­ ség esetén A^ fázisfordító erősítőként működik, U2 ugyanis ekkor negatív. dióda vezet, D 2 pedig zárva van, tehát = -u^^. Negatív feszültség esetén U2 > 0. ekkor lezár, D 2 kinyit, és az erősítőt visszacsatolja. Megakadályozza, hogy az A^ erősítő túlvezérlődjön, ezért az összegzőpontja 0 feszültségen marad. Mivel

25.12. ábra. Földelt kimenetű kétutas egyenirányító (abszolút érték képző)

lezárt állapotban van, Mj egyenlő az összegzőpont feszültségével, tehát 0. Mj-et eszerint a következőképpen írhatjuk le: _

j

-Mfee,

ha

0,

ha

Mfce^O,

^ 0.

(25.6)

Leszögezhetjük, hogy A' invertáló egyutas egyenirányítóként működik. Vizsgáljuk meg ezután az A " műveleti erősítő szerepét a kétutas egyenirányí­ tóvá való kiegészítésben. Az A " az (25,7) kimeneti feszültséget állítja elő. J

értékeinek behelyettesítése után Mbe,

be?

ha ha

Mbe ^

0.

^

0.

(25.8)

Ez pontosan az ideáhs kétutas egyenirányító egyenlete. Keletkezését a 25.13. ábra szemlélteti.

U

•0.

25,13, ábra. Feszültségek szinuszos bemenő jelnél

A C kondenzátor az A" műveleti erősítőhöz kapcsolva elsőfokú aluláteresztő szűrővé alakítja át a fokozatot. H a a szűrő időáhandója periódusidejéhez képest nagy, akkor

kimeneti tiszta egyenfeszültség lép fel. Az A^ erősítő jelváltozási sebessége az előző megoldásoknál igényelthez ha­ sonlóan nagy kell legyen, hogy az egyik diódáról a másik nyitására való átkapcso­ lásnál jelentkező holtidő a lehető legkisebb legyen.

Szélessávú kétutas egyenirányító A differenciálerősítőnek fázisfordító és fázist nem fordító kimenete is van. így gyors kétutas egyenirányítóban jól használható. A T3 és a T4 párhuzamos bemene­ tű és kimenetű emitterkövető mindig a pozitívabb kollektorfeszültséget vezeti a kimenetre (25.14. ábra). A Z diódával a munkaponti kohektorfeszültségét kom­ penzáljuk úgy, hogy a kimeneti munkaponti feszültség 0 legyen. Ezzel a módszerrel a váltakozó feszültség kb. 100 MHz-ig jó hnearitással egyenirányítható. Az áramkör méretezésére érvényesek a 16.5. szakaszban leírt szélessávú erősítők szempontjai. + U,

i

1

2fí

2fí

be

1

1 t 25.14. ábra. Szélessávú kétutas egyenirányító

25.3.2. Effektív érték mérése Eltérően az _

1

(25.9)

\U\dt

abszolút átlagértéktől (average absolute value, mean modulus) az effektív érték négyzetes középérték (root mean square value): U^dt.

(25.10)

Itt T a mérés időtartama, amelynek nagyobbnak keh lennie, mint a jel legkisebb frekvenciás összetevőjéhez tartozó periódusidő, hogy a mérési időtől független eredményt kapjunk. Tisztán periodikus függvénynek elég egyetlen periódusára elvégezni a mérést a pontos eredményhez. Szinuszos váltakozó feszültségnél érvényes az

Összefüggés. Szinuszos feszültségnél az effektív érték mérését csúcsértékmérésre lehet visszavezetni. Más jelalaknál ilyen módszerrel nagy hibák adódnak, különösen nagy csúcs­ érték/effektív érték aránnyal (erest factor) rendelkező jeleknél. Kisebb hibát kapunk, ha az effektív érték mérését kétutas átlagérték mérésére vezetjük vissza. Szinusz jelalaknál _

U I

C/eff =

sm cot\ dt =

2

n

.

-U.

(25.11)

U/ /2-vel.

2]/2

\U\ « 1,11 \U\ .

(25.12)

Az arányokat a 25.15. ábra szemlélteti. Az 1,11 formatényezőt már a legtöbb gyári átlagértékmérő skálája figyelembe veszi. Tehát szinusz jelalaknál az effektív értéket (7

25.15. ábra. Szinuszos feszültség csúcsértékének, effektív értékének és abszolút átlagértékének arányai

mutatják, noha valójában az abszolút átlagértéket mérik. Más jelalakoknál kisebbnagyobb az effektív érték hibája az elvileg helytelen mérési módszer miatt. így pl. háromszögfeszültségnél:

fehérzajnál: '71 —

Egyenfeszültségnél f/eff

=\U\.

A jelalaitól függően az alábbi eltérések adódnak [25.3]: egyenáram, négyszögjel es-eténi 11 %-kal többet mutat, háromszögjel esetén: 4 %-kal kevesebbet mutat, fehérzajnál: 1 %-kal kevesebbet mutat. Valódi effektív érték mérése A jelalaktól független effektív érték mérését vagy a (25.10) definíciós egyenlet szerint, vagy a teljesítménymérésre visszavezetve végezhetjük el. A 25.16. ábrán látható kapcsolás a (25.10) egyenlet szerint működik. A négy­ zetes bemeneti feszültség átlagértékét elsőfokú aluláteresztő szűrő képezi, amely­ nek határfrekvenciája kicsi még a legkisebb jelfrekvenciához képest is. A kapcsolás hátránya kis dinamikatartománya: ha pl. a bemeneti feszültség 10 mV, akkor 10 V-os egységnél a négyzetreemelő kimenetén 10 |iV-ot kapunk. Ez a jel már elvész a zajban. A 25.17. ábrán látható kapcsolás ebből a szempontból már jobb. Ennél a kimeneti gyökvonást osztás helyettesíti a bemeneten. Az aluláteresztő szűrő kime­ neti feszültsége:

Ulbe

(25.13)

Állandósult állapotban U^i = állandó. Ebből

tehát eff •

A módszer előnye, hogy az í/^e bemeneti feszültséget nem U^JE tényezővel szoroz­ za, amely kis bemeneti feszültségnél l-hez képest kicsi, hanem az U^^JU^i hányados­ sal, amely közel 1. így sokkal nagyobb dinamikatartomány adódik. Természetesen feltételezzük, hogy az U^JUy,^ osztás kis jeleknél is nagypontosságú. Erre a célra

•

25.16. ábra. Effektív érték mérése analóg számítógép áramkörökkel

25.17. ábra. Megnövelt dinamikatartományú effektívérték-mérő

UL In-

^nUL 2 In

u,.

exp

)

Átlagoló

In

25.18. ábra. Effektív érték meghatározása logaritmikus átalakítók segítségével C R R

R

R/1

R

A ^A

1

U, U,

A

V

R

i

25.19. ábra. Effektív érték meghatározásának gyakorlati kapcsolása Kimeneti feszültség: U^i =

= í/be eff

leginkább olyan osztók alkalmasak, amelyek a műveleteket logaritmusképzés segítségével végzik el (12.8.1. pont). A (25.13) egyenlet implicit megoldása a 25.18. ábrán szemléltetett elv szerint következik [25.4]. A logaritmálás előtt a bemeneti feszültség abszolút értékét kell képezni. A négyzetreemelés a logaritmus kétszerezésével történik. Az osztás C/kj-vel a logaritmált kimeneti feszültség kivonásával egyenértékű. Az elv gyakorlati kivitelezését a 25.19. ábrán láthatjuk. A " összegző bemene­ tén a kétutasan egyenirányított bemeneti jellel arányos áram jelenik meg. A" logaritmál. A négyzetreemeléshez szükséges feszültségkétszerezést a és T2 sorba kötött tranzisztorokkal valósítjuk meg:

U U2 =

fu \ 2

- 2 l 7 T l n/si? — =

-

Ujln

A^^ logaritmálja a kimeneti feszültséget: U^=

-

[ / T

In -

hR'

Az exponenciáhs függvény képzéséhez az U^ - U2 feszültség Tg-at vezérli, tehát a kimeneti feszültség: TT

Í7ki =

r

— U2

r»

IsR

exp —

UIq

=

— .

(25.14)

Gyártó

Típus

A D 637 4340 LH 0091

Analóg Devices Burr Brown National

Technológia

bipoláris hibrid hibrid

Pontosság, %

Sávszélesség, kHz

0,1 0,2 0,2

80 80 80

25.20. ábra. Effektív értéket logaritmikus átalakítással mérő integrált áramkör típusok

Az átlagolásnál a C kondenzátort beiktatva tehát a (25.13) egyenlet szerinti lesz a kimeneti feszültség. A T1...T4 tranzisztoroknak monolitikusán integráltaknak kell lenni, mert — mint a számításnál ezt fel is tételeztük — egyforma tranzisztorokra van szükség. A 25.20. ábrán felsorolt kapcsolások tanulsága szerint az ellenáhások és a műveleti erősítők is monohtikusan integrálhatok. Termikus átalakítás Az effektívérték-mérés teljesítménymérésre termoátalakítóval vezethető viszsza. Az ellenállás melegedését termoelemmel mérjük. A nagyon kis termofeszültség mérése nem egyszerű feladat.

25.21. ábra. Effektívérték-mérő termikus átalakítóval

A másik lehetőség az (25.21. ábra), hogy az U^^ bemeneti feszültséggel felfu­ t u n k egy ellenáhást, és a hőmérséklet-növekedést a tranzisztor U^^ nyitófeszültsé­ gének megváltozásával érzékeljük. A környezeti hőmérséklet és a dióda tulajdonsá­ gainak kiejtésére alkalmazzuk a második i ? 2 , T2 mérőegységet, amelynek minél jobban meg kell közelítenie az első paramétereit. Az i?2 ellenállást a pozitív í/^i egyenfeszültség fűti, amit a műveleti erősítő ad. A termikus csatolás miatt a T 2 tranzisztor is felmelegszik, és kollektorárama megnő. Ez a növekedés U^.^ csökkené-

sét okozza. A kapcsolás tehát termikusan negatívan visszacsatolt. A kimeneti feszültség úgy áll be, hogy az Ici = Ici .

vagyis

C/BE2 =

U^EI

egyenlőségek teljesüljenek. Ilyenkor a két felfűtött ellenállás hőmérséklete és ezzel együtt fűtőteljesítményeik is egyformák, tehát

A két mérőpárt termikusan jól el kell választani, hogy ne legyenek hatással egymás­ ra, vagyis i ? i ne melegítse T2-t, és i?2 ne melegítse T^-et. Az erősítő kimenetére kapcsolt dióda meggátolja, hogy az i ? 2 ellenállást negatív feszültség is fűthesse, mert ez esetben termikus pozitív visszacsatolás keletkezne. A Cl és a C2 kondenzátorok járulékos frekvenciakompenzálást végeznek, hogy a szabályozókapcsolást a termikus időáhandóhoz illesszék. Az erősítő ebben a kapcsolásban integrálja az IQ^ és az kollektoráramok különbségét. Tehát integráló szabályozóként működik, 1. a 26. fejezetet. Mivel a fűtőteljesítmény Uy.-^ négyzetével arányos, ezért Ul^-tú arányos hurok­ erősítés adódik. Ez ugrásfüggvény-gerjesztésnél jellegzetes nemlineáris válaszfügg­ vényt eredményez: a kikapcsolás utáni időállandó lényegesen nagyobb, mint a bekapcsolás utáni. Négyzetes karakterisztikájú, járulékos negatív feszültség-vissza­ csatolás jelentős javulást hozhat [25.5]. A leírt eljárással működik a Burr — Brown 4130 típusú effektív érték mérője. Pontossága 100 kHz-ig 0,05% és 10 MHz-ig 2%.

25.3,3. Csúcsértékmérő egyenirányító Csúcs-egyenirányító egyszerűen úgy készíthető, hogy egy diódán át feltöltünk egy kondenzátort. A dióda nyitófeszültségének hatását úgy küszöbölhetjük ki, hogy a feszültségkövető negatív visszacsatoló ágába kötjük azt, a 25.22. ábra szerint. Amíg a bemeneti feszültség í/^-nél kisebb, addig a D dióda zárva van. Ha Uhe ^ Uc, akkor a dióda vezet, és a negatív visszacsatolás következtében Uc = U^e áll be. A C kondenzátor a bemeneti feszültség csúcsértékére töltődik. A kimeneti feszültségkövető csak kicsit terheli a kondenzátort, emiatt hosszabb ideig képes tárolni a csúcsértéket. A K kapcsolóval a kondenzátort kisütve az áramkör új feszültség mérésére válik alkalmassá. A kapacitív terhelés miatt az A^ erősítő gerjedékeny. Ezt a hatást az védő-

25.22. ábra. Csúcsmérő kapcsolás

ellenállással küszöbölhetjük ki. Ezáltal azonban megnő a beállási idő, mivel a kondenzátor feszültsége csak aszimptotikusan tart az áhandősult értékhez. A kap­ csolás további hátránya, hogy A^ u^^ < esetén túlvezérlődik. Az emiatt fehépő feléledési idő miatt a kapcsolás csak kisfrekvenciás alkalmazásokhoz jő. Mindkét hiba kiküszöbölhető a 25.23. ábra szerinti csúcsmérővel. A^ most invertálő erősítőként működik. Ha u^^ — U^-nél nagyobb lesz, akkor Ui negatív lesz és a dióda vezet. A két erősítőn keresztül hatásos visszacsatolás következté­ ben úgy áll be, hogy Uy.^ = — w^e legyen. A dióda nyitófeszültségén kívül még az A" impedanciaillesztő ofszetfeszültségének hatását is kiküszöböltük. Ha a bemeneti feszültség csökken, akkor U^ nő. így a dióda lezár és az i?2-n keresztül eddig hatásos visszacsatoló hurok megszakad. U^ csak addig nő, amíg a D 2 dióda ki nem nyit és vissza nem csatolja az A^ műveleti erősítőt. így a túlvezérlés elkerülhető.

\í Ur

K\

4= C

r- -

25.23. ábra. Javított csúcsmérő

Az invertált pozitív csúcsértéke a C kondenzátoron tárolva marad, mert sem Di-en keresztül, sem az A" feszültségkövető felé nem sülhet ki. A mérés befejeztével a C kondenzátort a K kapcsolóval süthetjük ki. A negatív csúcsérték mérésére a diódák polaritását kell megfordítani. Csúcsmérő valamennyi alkatrészét - két elektronikus vezérlésű kapcsolót is beleértve — tartalmazó integrált áramkör a PMI cég PKDOl típusa. A pillanatnyi csúcsérték mérése A folyamatos csúcsérték méréséhez a K kapcsolót nagy ellenállással helyette­ síthetjük. Az ehenállás akkora legyen, hogy két feszültségmaximum között a kondenzátor számottevően ne süljön ki. A módszer hátránya, hogy amplitúdó­ csökkenés csak nagyon lassan észlelhető. Előfordul olyan eset, főleg a szabályozástechnikában, hogy az amphtúdó változását kis megengedett késleltetéssel kell érzékelni. A leírt módszernél a mérés legalább a bemenő jel egy periódusának idejéig tart. Szinuszjel amplitúdóját bár­ mely időpihanatban az Ü = ^Ü^sin^cot+Ű^cos^cot

(25.15)

trigonometrikus egyenletből határozhatjuk meg. Ezt az összefüggést már az oszcil­ látorok amphtúdószabályozása kapcsán (15.30. ábra) használtuk. Akkor egyszerű volt a helyzet, mert mind a sin cot, mind a cos cot függvény rendelkezésre állt.

Ismeretlen szinuszjel mérésénél a cos cot függvényt a bemenő jelből kell képez­ ni. Erre differenciáló kapcsolást használunk. Kimenetén dUx,^ (t) C/i (0 = - R C — dt =

^ ~ U^,RC

d

sin cot

dt

= - U^,coRCcos cot. (25.16)

Ismert frekvencián az coRC együttható egységnyi értékét beáhíthatjuk. Ezzel a keresett tagot a (25.15) egyenlet szerinti további számítás céljára előáhítottuk. [/be(0 és U^{t) négyzetreemelése és összegzése után folyamatos amplitúdó kijelzést kapunk, amelyhez szűrés sem szükséges. Változó frekvenciánál a kapcsolást a 25.24 ábra szerint integrátorral kell kibővíteni, hogy frekvenciafüggetlen amplitúdójú cos^ö}í-es összetevőt kapjunk. Az integrátor kimeneti feszültsége: UM = -4^lUUt)dt RC^

= - -^lŰ^Mo^tdt

- -^coscoí. coRC

(25.17)

Az integrálási állandót az R^ ellenállással állandósult (stacionárius) állapotban nullára állítjuk. U^ és U2 összeszorzásával megkapjuk a keresett kifejezést, ^be 2 . -cos^ cot. Az U^ — U2 különbség képzésével és gyökvonással adódik az U^^ = U^^ kimeneti feszültség. Tehát Í7ki minden pillanatban egyenlő a bemeneti feszültség csúcsértékével. Gyors amphtúdóváltozásnál átmenetileg szintingadozás léphet fel, amíg az integrá­ tor ismét 0 átlagértékre áll be. A kimeneti feszültség változása azonnal megfelelő irányú úgy, hogy pl. a kimenetre kapcsolt szabályozóerősítő kis késleltetéssel értesül a változás jehegéről.

U, = ^

sin^cor

U, = U,,

U3 = -j. /

U,=

- UcűRC

--~rCOS^(út

cos Cút

25.24. ábra. Szinuszos feszültség pillanatnyi csúcsértékét mérő kapcsolás

25.3.4. Szinkron egyenirányító A szinkron egyenirányítók erősítésének előjelét nem a bemeneti feszültség polaritása kapcsolja át, hanem külső (t) vezérlőjel. Kapcsolóként a 23.2.4. és 23.3.2. pontokban megismert elrendezéseket alkalmazhatjuk. A 25.25. ábra szerinti mérési elrendezésű szinkron egyenirányítóval meghatá­ rozhatjuk a nagyon zajos jelből olyan, a vezérlőjellel egyenlő frekvenciájú jelössze­ tevő amphtúdóját, melynek (p fázisa a vezérlőjelhez képest áhandó. Az f^^ = és (p = 0 különleges esetet a 25.26. ábrán látjuk. Látható, hogy itt a szinkron egyenirá­ nyító ilyenkor úgy működik, mint egy kétutas egyenirányító. Ha ^ # 0 vagy /be ^ /v? akkor a pozitív területek mellett negatívok is fellépnek. A kimeneti feszült­ ség átlagértéke tehát ebben az esetben mindig kisebb, mint az ábra szerinti esetben. Számítsuk ki a kimeneti feszültséget a frekvencia és a fázishelyzet függvényé­ ben! Az bemeneti feszültséget az vezérlő frekvencia ütemében + 1-gyel, ih. - 1-gyel szorozzuk. Matematikaüag a következőképpen fejezhetjük ezt ki: (25.18) ahol az S(t) kapcsolófüggvény:

-h

ha ha

C/.> 0, < 0.

Fourier-sorbafejtéssel:

71 „ = o

(25.19)

2n+ 1

Bemeneti feszültségként f^^ = mf^ frekvenciájú és a bemeneti feszültséghez viszonyí­ tott (p^ fázisú szinuszos váltakozó feszültséget tételezünk fel. A (25.18) és (25.19) egyenlettel a kimeneti feszültség 1 4 ^ C^kiCO = U^e sin (mcoj + O ' " E ^ 7 — 7 sin (2^+1) coj .

(25.20)

Az aluláteresztő szűrő után a feszültség számtani középértékét képezzük. Az Mérő feszültségforrás

Mérendő áramkör A(i CO)

0

Szinkron egyenirányító

*-Aluláteresztő

Zavarfeszültség-! forrás Négyszögesítő 25.25. ábra. Szinkron egyenirányító zajos jelek méréséhez

u

•""•~\n \i i\

i_V .

y

/• _j

t

25.26. ábra. Szinkron egyenirányító működése

1 sin {mojJ+(p^

r

dt==0

integrálösszefüggés és az T

0,

1 sin (mcúj + (

J

smlcojdt

= ]

m ^ 1 m = 1

ha ha

1^

2

ortogonalitási összefüggés alapján a (25.20) egyenletből a végeredmény: 2 Í —

.

ha

[/K. COS

t^be COS (p^,

nm -0, Itt

ha

m =

2/1+

1,

(25.21)

m ^ 2 7 í + l .

0, 1, 2, 3 . . . . Ha a bemeneti feszültség tetszőleges frekvenciájú összetevőket tartalmaz, akkor a kimeneti feszültség értékéhez azok az összetevők járulnak hozzá, amelyek frekvenciája egyenlő vagy páratlan többszöröse a vezérlőjel frekvenciájának. E tu­ lajdonságánál fogva alkalmas a szinkron egyenirányító szelektív amplitúdómérés­ re. Mivel a kimeneti feszültség középértéke ezenkívül a bemeneti feszültség kivá­ lasztott összetevőjének és a vezérlő feszültség fáziskülönbségétől is függ, ezért a szinkron egyenirányítót fázisérzékeny egyenirányítónak is nevezzük. (p = 90°-nál C/^i niég akkor is 0 lesz, ha frekvenciafeltétel teljesül. Példánkban a 25.26. ábrán m = 1 és = 0 volt. Ebben az esetben a (25.21) egyenletből /I =

2 n Ez éppen a kétutasan egyenirányított szinuszos feszültség számtani középértéke. Ezt az eredményt a 25.26. ábráról közvetlenül is leolvashattuk volna. A (25.21) egyenlet szerint a kimeneti feszültséghez csak azok az összetevők járulnak hozzá, amelyek frekvenciája egyenlő a vezérlőjellel vagy annak páratlan számú többszörösével. Ez csak akkor igaz, ha az alul áteresztő szűrő időáhandója

végtelenül nagy. A gyakorlatban az ilyen aluláteresztő szürö kivitelezhetetlen és nem is kívánatos, mert felső határfrekvenciája akkor 0 lenne; tehát a kimeneti feszültség időben egyáltalán nem változhatna. Ha /j, > 0, akkor a szinkron egyen­ irányító nem egyes meghatározott frekvenciákat szűr ki a bemeneti feszültségből, hanem egyes frekvenciasávokat. Ezen frekvenciasávok 2/^ sávszélességűek. A 25.27. ábra ezt a szűrőkarakterisztikát szemlélteti.

0,3--

0,2-0,1-

1

2

1

3

^

5

6

7

4e

25.27. ábra. Szinkron egyenirányító szűrőkarakterisztikája

A páratlan felharmonikusok káros összetevőit kiszűrhetjük, ha a kapcsolő helyett analőg szorzőt használunk, mint szinkron egyenirányítőt. Ekkor a bemene­ ti feszültséget S{t) kapcsolő négyszögjel helyett U^= • sin cot szinuszjellel szo­ rozzuk. Mivel ez a szinuszjel nem tartalmaz felharmonikusokat, ezért az (25.21) egyenlet csak n = 0-ra áll fenn. Ha a vezérlő feszültség amplitúdőja egyenlő a szorző E egységével, akkor a (25.21) egyenlet helyett az eredmény:

(25.22) A (25.20) egyenlet szerint a szinkron egyenirányító nem az Ú^,^ amplitúdót adja közvetlenül, hanem az komplex amplitúdó cos (p valós részét. lUbel = í/be abszolút értékének meghatározásához a vezérlő feszültség fázisát be­ állítható fázistolóval addig változtatjuk, amíg a szinkron egyenirányító kimeneti feszültsége maximumot ér el. Ekkor az U^,^ (t) és (t) fázisa egyenlő lesz. és a kimeneti feszültség a (25.22) egyenletből 1 .

1 /be

/v

Ha a vezérlő feszültség fázistolásához kahbrált fázistolőt használunk, akkor a mért egység fázistolását is meghatározhatjuk. Sokszor a bemeneti feszültség keresett összetevőjének amphtúdőja érdekes csak és fázishelyzete érdektelen. Ebben az esetben a vezérlő feszültség szinkronizáciőjára nincs szükség, ha a 25.28. ábrán láthatő szinkron egyenirányítőt használ-

Alul­ áteresztő

u. f sin w^t

Vektor­ voltmérő

Oszcillátor E cos cü„r

1

U,. U,

Alul­ áteresztő

1

U,

25.28. ábra. Fázisfűggetlen szinkron egyenirányító ha

/,=Ae

juk, amelyek két C/i(0 = E sin (o^t,

ill.

U2(t) = E cos coj

egymástól 90°-kal eltolt (ún. kvadratúra) vezérlő feszültséggel működnek, itt E a szinkron egyenirányítóként használt szorzó egysége. Két ilyen vezérlő feszültség előállítására különösen alkalmas oszcillátort a 15.30. ábrán láthatunk. A két szinkron egyenirányító kimeneti feszültségéhez csak a bemeneti feszült­ ség frekvenciájú összetevője járul hozzá. Fázisát U^-hQz viszonyítva jelöljük ^-vel, így t^be = Ü^, sin {coJ+(p), A (25.22) egyenlet szerint a felső szinkron egyenirányító kimeneti feszültsége 1 .

(25.23)

Ennek megfelelően az alsó egyenirányítóé 1 = - C^be sin ^.

(25.24)

Négyzetre emelés és összeadás után a fázishelyzettől függetlenül a kimeneti feszült­ ség: U^, = ^

/ s i n V + cos^^ = ^ Ű^,,

(25.25)

E szerint a kapcsolás hangolható szelektív feszültségmérőnek is alkalmas. Sávszé­ lessége közben mindig az aluláteresztő szűrő határfrekvenciájának kétszerese ma­ rad. A szűrő elérhető jósági tényezője sokkal nagyobb, mint a szokásos aktív szűrőké. Minden további nélkül elérhető 1 Hz-es sávszélesség 1 M H z jelnél. Ez Q = 10^ jósági tényezőnek felel meg. Ha a vezérlő frekvenciát folyamatosan hangoljuk, akkor a kapcsolás Fourieranalizátorként működik.

26. Elekíronikws szabályozókörök

26.1, Alapok A szabályozó feladata az, hogy egy meghatározott fizikai mennyiséget (X szabályozott mennyiséget) megadott értékre (W alapjelre) állítson be és ott tartsa. Ehhez a szabályzónak megfelelő módon ki kell küszöbölnie a zavarok hatását [26.1], [26.2].

A 2 6 . 1 . ábra egyszerű szabályozókör elvi elrendezését szemlélteti. A szabályo­ zó úgy vezérli az Y beavatkozó jellel az X szabályozott jelet, hogy a W—X különbség (hibajel) lehetőleg kicsi legyen. A szabályozott szakaszra jutó zavarokat formáhsan a Z zavarójehel helyettesítjük, amelyik a beavatkozójelhez adódik. A továbbiakban abból indulunk ki, hogy a beavatkozójelet elektromos feszültség képviseh, és így az átviteli szakaszt elektromosan vezéreljük. Ekkor elektronikus szabályozót alkalmazhatunk. Z

Szabályzott szakasz A

Zavarójel o -

Szabályzott jel X

Beavatkozójel

Szabályozó A,

w-x hibajel

o

alapjel

26.1. ábra. Szabályozókör blokksémája

Egy ilyen szabályozó a legegyszerűbb esetben egy erősítő, amelyik a W— X hibajelet erősíti. Ha az X szabály ózott jel a alapjel fölé nő, akkor WT-Z negatív. Emiatt az 7 beavatkozójel csökken. Ez a csökkenés a szabályozott jel növekedése ellen hat, tehát negatív visszacsatolás lép fel. Állandósult állapotban a megmaradó hiba annál kisebb, minél nagyobb a szabályozó erősítése. A 2 6 . 1 . ábra szerint lineáris rendszereknél: Y=A^{W-X)

es

X=

A,(Y+Z),

W+

-Z. l+A^As

(26.1)

Ebből az X szabályozott jel: X =

A.A R^S í+A^As

(26.2)

Látható, hogy a dXjd W szabályozási jehemző annál jobban megközelíti 1-et, minél nagyobb a

hurokerősítés. A dXjdZ zavarelnyomás annál közelebb lesz 0-hoz, minél nagyobb a hibajelerősítő erősítése. Fellép azonban az a nehézség, hogy a H hurokerősités nem lehet tetszés szerinti nagyságú, mert az elkerülhetetlen fázistolások a szabályozókör begerjedéséhez vezethetnek. Ezt a tényt már megismertük a műveleti erősítők frekvenciakom­ penzálásánál. A szabályozástechnika feladata tehát az, hogy ezen korlátozás figye­ lembevételével is minél kisebb hibajelet, és jó tranziens viselkedést érjen el. E célból csatlakoztassunk egy integrátort a lineáris erősítőhöz, esetleg még egy differenciáló áramkört is, és így P arányos szabályozó helyett PI, ih. PID szabályozót kapunk. A következők során ilyen szabályozók elektronikus megvalósítását tárgyaljuk.

26.2. Szabályozó típusok 26.2.1. P szabályozó A P (arányos) szabályozó olyan lineáris erősítő, amelynek fázistolása elhanya­ golhatóan kicsi abban a frekvenciatartományban, ahol a szabályozókör H hurok­ erősítése 1-nél nagyobb. Egy ilyen P szabályozó lehet az ohmosán visszacsatolt műveleti erősítő. A lehetséges legnagyobb arányos erősítés meghatározásához tekintsük a szabályozott szakasz jellegzetes Bode-diagramját. Ezt a 26.2. ábrán tüntettük fel. / = 3,3 kHz frekvencián a fázistolás 180°. Az eredetileg negatív visszacsatolás tehát ezen a frekvencián pozitív visszacsatolássá váhk. Vagy másképpen kifejezve: az oszcillátorok berezgésének fázisfeltétele teljesül, 1. (18.3) egyenlet. Hogy egyidejű­ leg teljesül-e a (18.2) egyenlet szerinti amplitúdófeltétel is, az az A^ lineáris erősítés értékétől függ. Példánkban a 26.2. ábrán a szabályozott szakasz ^§1 erősítése 3,3 kHz-en kb. 0 , 0 1 ^ - 4 0 dB. Ha A^=^ 100-at ^ + 4 0 dB-t választanánk, akkor a \H\ = \Ag\ • Ap hurokerősítés ezen a frekvencián 1 lenne, azaz az oszcilláció ampli­ túdófeltétele ugyancsak teljesülne, és / = 3,3 kHz-es rezgés keletkezne. Ha A^ > 100-at választunk, akkor exponenciálisan növekedő amplitúdójú rezgés ke­ letkezik. Ap < 100-nál csillapított rezgést kapunk. Az a kérdés, hogy A^-i mennyire kell csökkenteni, hogy optimáhs tranziens viselkedést kapjunk. A tranziensek csillapodásának mértékét hozzávetőlegesen megbecsülhetjük közvetlenül a Bode-diagramból is az oc fázistartalék alapján. Ez az a fázistartalék, ami az kritikus frekvencián még hiányzik a 180° eléréséhez. A kritikus frekvencia az, amelyen \H\ = 1, vagyis egységnyi a hurokerősítés abszo­ lút értéke. Ennek figyelembevételével a fázistartalék: a = 1 8 0 ° - I (p^ (A) I = 1 8 0 ° - I cp, (A) +

(/k) I .

(26.4)

A. dB szabályzó

20 0 -20

1

\'

io'o\^s

10

Szabályzott szakasz

—

10k NJ

\ \.

^, Hz

| < ^ + szabályzó \ l

-/.O

100k

1 Szabályzott szakasz

-60

\

(hurokerósítés

H )

1 \ \ 1

0° -90° -180° -270°+

\

Szabályzott szakasz és szabályzott szakasz + szabályzó

Fázistartalék a = 60'

26.2. ábra. Példa a P szabályozós szabályozott szakasz Bode-diagramjára

P szabályozónál (p^ (f^) = 0 és a=

180°-

(A)

(26.5)

értéket kapjuk. a = 0 fázistartaléknál csillapítatlan rezgést kapunk, mert itt a berezgésnek mind az amplitúdó-, mind a fázisfeltétele teljesül, a = 90° az aperiodi­ kus határ, a ^ 60°-nál a zárt hurok egységugrásra adott válaszában kb. 4 % túllövés lép fel. Az áhandósult áhapot minimális idő alatt beáh. Ezért ez a fázistartalék a legtöbb esetben optimáhs. A 26.3. ábra a különféle tranziens időfüggvényeket hasonlítja össze. Az optimáhs erősítés meghatározásához keressük meg a Bode-diagramban azt a frekvenciát, amelyen a szabályozott szakasz fázisforgatása 120°. A 26.2. ábrán

26.3. ábra. Ugrás gerjesztésre adott válaszfüggvény a fázistartalék függvényében á l l a n d ó / k kritikus frekvencia mellett Fentről lefelé: a = 90°; a = 65°; a = 45°

látható példában ez a frekvencia 700 Hz. Ez a frekvencia akkor lesz a kritikus frekvencia, ha gondoskodunk arról, hogy itt |H| egységnyi legyen. A (26.3) egyen­ letből j j = — =

=7, 0,14

ill. A*

= -Al

^

- ( - 1 7 dB) = 17 dB.

Ezt az esetet jelöltük a 26.2. ábrán. A hurokerősítés kisfrekvenciás határértéke eszerint H=AsA^^Í-7 = l. Ha a szabályozó erősítését megnöveljük, hogy kisebb sztatikus hibát kapjunk, akkor rosszabb lesz a beállási tranziens. Tetszőlegesen nagy, arányos erősítés csak olyan szabályozott szakaszoknál állítható be, amelyek elsőrendű aluláteresztő szűrőként viselkednek, mert ezeknél a fázistartalék minden frekvencián nagyobb, mint 90°. 26.2.2. P I szabályozó Az előző pontban láttuk, hogy egy arányos szabályozó erősítését stabihtási okokból rendszerint nem lehet tetszőlegesen növelni. A beáhási pontosság javításá­ ra egy módszer látható a 26.4. ábrán, melynél növeltük a kisfrekvenciás hurok­ erősítést. Látható, hogy a hurokerősítés frekvenciamenete ebben az esetben az kritikus frekvencia környezetében nem változik meg. A tranziens viselkedés ezért ugyancsak változatlan marad. A statikus hiba azonban most 0, mert lim /-»o

=

00 .

Az ilyen frekvenciamenet megvalósítására kapcsoljunk párhuzamosan a P szabályozóval egy integrátort (26.5. ábra). Az így kapott PI szabályozó Bodediagramját a 26.6. ábra szemlélteti. Látható, hogy a PI szabályozó kisfrekvencián integrátorként, nagyfrekvencián arányos erősítőként működik. Az átmenetet a PI szabályozó f határfrekvenciájával jellemezhetjük. Ezen a frekvencián a fázistolás — 45° és az |AR| eredő szabályzó erősítése 3 dB-lel nagyobb ^pUál. Az fi határfrekvencia számításához írjuk fel a 26.5. ábra alapján a komplex szabályozóerősítést: 1 / 1 \ JCÚZ^

JCÚT^AJ

\

Ebből AR = ^ P (

1+ JCO

ahol co,= lnf, = ^ .

(26.6)

-270° + 26.4. ábra. Példa egy szabályozott szakasz Bode-diagramjára Pl szabályozóval

Arányos erősítő

11 r[\og]

1

- 0°

Integrátor

26.5. ábra. Pl szabályozó blokksémája

1 ^ — '

26.6. ábra. Pl szabályozó Bode-diagramja

Egy Pl szabályozó realizálható egyetlen műveleti erősitővel is. A kapcsolást a 26.7. ábra szemlélteti. Komplex erősítése: 1 jcoQ Ar =

-

Rl

1+

1

(26.7)

i?i V JojQRi

Együttható-összehasonlítással a (26.6) egyenlettel a szabályzó jellemzőire az 766

26.7. ábra. PI szabályozó

= -

1 i?i

es

27rCii?2

(26.8)

értékeket kapjuk. A PI szabályozó méretezése egyszerű, ha figyelembe vesszük, hogy az I rész nem változtatja meg a fázistartalékot. Tehát csak a P részt kell méretezni. Példánk­ ban t e h á t / k = 700 Hz és Ap = l.

Az / i törésponti frekvenciát kicsire kell választani /^-hoz képest ahhoz, hogy a fázistartalékot/,,-nál ne csökkentse. Másrészt azonban nem érdemes szükségtele­ nül kicsire sem beállítani, mert akkor sokáig tart, amíg az integrátor a hibajelet 0-ra szabályozza./i felső határa kb. 0,1 /k-nál van. Ekkor az I rész a fázistartalékot 6 °-nál kevesebbel csökkenti. Ezt a frekvenciát a 26.4. ábrán feltüntettük. A tranzi­ ens alatti hibajelviszonyokat mutatja a 26.8. ábrán látható oszcilloszkópfelvétel. Látható az alsó görbe mentén, hogy a PI szabályozó ennél az optimális méretezés­ nél ugyanannyi idő alatt állítja be 0-ra a hibajelet, mint amennyi idő alatt a P szabályozó 1 1 = - = 12,5 % l +H 8 eltérésre szabályoz. Nem egészen optimális (pi frekvenciabeállítást mutat a 26.9. ábrán látható felvétel. A felső görbénél/^-et túl kicsire választottuk. A beállási idő meghosszab­ bodik. Az alsó görbénél /^-et túl nagyra választottuk, a fázistartalék csökken.

26.8. ábra. Hibajel Lent:

Fent: P szabályozó; PI szabályozó/j optimális beállitásánál

26.9. ábra. PI szabályozó hibajele Fent: fi túl kicsi; Lent: fi túl nagy

26,23, P I D szabályozó A Pl szabályozóval párhuzamosan kötve egy differenciáló kapcsolást, a 26.10. ábra szerinti PID szabályozót kapjuk. Ez a kapcsolás a z d i f f e r e n c i á l á s i frekven­ cia fölött differenciálóként működik. A fázistolás + 90°-ig nő, amint a 26.11. ábra Bode-diagramján látható. Ezt a fázissietést nagyfrekvencián arra használhatjuk, hogy a szabályozott szakasz fáziskésését az frekvencia környezetében részben kompenzáljuk. Ezáltal nagyobb arányos erősítést állíthatunk be és nagyobb / j , kritikus frekvenciát kapunk. így a tranziensek gyorsabban csillapodnak.

26.10. ábra. PID szabályozó blokksémája

26.11. ábra. PID szabályozó Bode-diagramja

Méretezését ismét régi példánk segítségével magyarázzuk. Először annyira megnöveljük az hneáris erősítést, amíg a fázistartalék kb. 15°-ra csökken. A 26.12. ábrából erre az esetre A^ = 50 ^ 34 dB és A ^ 2,2 kHz, a Pl szabályozó 700 Hz-ével szemben. Ha a z 4 differenciálási törésponti frekvenciát választ­ juk, akkor a szabályozó fázistolása frekvencián kb. +45°, azaz a fázistartalék 15°-ról 60°-ra nő, és a kívánt szabályozási viszonyokat kapjuk. Az/i integrálási határfrekvencia méretezésére ugyanazok a szempontok érvé­ nyesek, mint a Pl szabályozóknál, tehát/i A/lO. Ezzel a hurokerősítéssel a 26.12. ábrán feltüntetett frekvenciamenetet kapjuk. . A beáhási idő csökkenése a Pl szabályozókéhoz viszonyítva a 26.13. ábra osz­ cilloszkópábráinak összevetéséből világosan látható. A PID szabályozó áramkörtechnikai megvalósításához induljunk ki a 26.10. ábra blokksémájából. A komplex erősítés: 1

(26.9)

1+J

CO/J

ahol f

1 es

(26.10)

A (26.9) egyenlet szerinti frekvenciamenetű kapcsolás a 26.14. ábra szerint egyetlen műveleti erősítővel is megvalósítható.

Komplex erősítése:

10k I 'x;^Szabályzón szakasz

-270° + 26.12. ábra. Példa egy szabályozott szakasz Bode-diagramjára PID szabályozóval

26.13. ábra. Tranziens viselkedés összehasonlítása FI szabályozójú szabályozott^ szakaszra (fent)iés P I D szabályozójú szabályozott szakaszra'(lent)-

26.14. ábra. PID szabályozó 1

akkor A r =

1+7

-

íoC^R^-

(26.11) cúCiRj/ j

A (26.9) egyenlettel való együttható-összehasonlítással: 1 27rCDÍ?i

R,'

1 , fi =

2nQR1^2

(26.12)

26.2.4. BeáUítható P I D szabályozó A különböző szabályozók méretezésénél feltételeztük, hogy a szabályozott szakasz jellemzői ismertek. Ezek a jellemzők azonban főleg lassú átviteli szakaszo­ kon nehezen mérhetők. Ezért rendszerint hamarabb célt érünk, ha a szabályozó optimális beállítását kísérletileg határozzuk meg. Ehhez olyan áramkör szükséges, amelynél az A^, /j és szabályozóparaméterek egymástól függetlenül állíthatók. A (26.12) és a (26.10) egyenletből látható, hogy ez a feltétel sem a 26.14. ábrán látható kapcsolásnál, sem a 26.10. ábra áramkörénél nem teljesül, mert megvál­ tozásával az fl és / D határfrekvencia is változik. A 26.15. ábra kapcsolásánál azonban a paraméterek egymástól függetlenül beállíthatók. Komplex erősítése:

5

1+7

coCoRj,-

1

(26.13)

coCiRj_

A (26.9) egyenlettel való együttható-összehasonlítás után: i?„

_ /D =

1 InCjjRy)

.

1 InC^Ri

(26.14)

A szabályozó kiegyenlítését most is a példánkban szereplő vonalszakaszon vizsgáljuk. Először zárjuk a K kapcsolót, hogy az integrátort kikapcsolja. Az R^ potenciométert állítsuk 0 állásba. Ekkor a differenciáló tag is hatástalan, és az áramkör P szabályozóként működik.

1

^—.

®

II

f

I

1

fí,

h 26.15. ábra. PID szabályozó függetlenül beáUítható tagokkal 1

1

InCoRj,

26.16. ábra. Az arányos és differenciáló tagok kísérleti beállítása

Adjunk négyszögjelet a vezérlőbemenetre, és figyeljük az X szabályozott jel tranzienseit. Növeljük értékét 0-ról addig, amíg a 26.16. ábrán felül látható lassan csiUapodó tranzienseket el nem érjük. Ez megfelel a 26.12. ábrán alapul vett 15°-os fázistartaléknak, a differenciáló rész nélkül. Második lépésként csökkentsük az differenciáló határfrekvenciát végtelen­ ről i ? D növelésével addig, amíg a kívánt csillapítást elérjük (1. a 26.16. ábra alsó görbéjét). Harmadik lépésként figyeljük a W-X hibajel beállítását. A K kapcsoló nyitása után az integrálási határfrekvenciát addig növeljük, amíg a beállási idő minimális lesz. Az ehhez tartozó oszcilloszkópábrákat a 26.8. és 26.9. ábrán már bemutattuk. A kiegyenlítéses eljárás nagy előnye, hogy a 26.12. ábrán ábrázolt optimáhs szabályozóbeállítás közvetlenül, iteráció nélkül lehetséges. Az így nyert szabályo-

zójellemzőkkel a 26,14. ábrán látható egyszerű PID szabályozókapcsolás elemei már méretezhetők. Rezgési kísérletből is minden, a PID szabályozók méretezéséhez szükséges értéket -meghatározhatunk: a rezgés frekvenciája a kritikus frekvencia: / s = = l / r s = / k . A rezgések beállásához tartozó erősítésérték adja meg a P erősítést: Ap = A^S' A differenciálás határfrekvenciáját a rezgési frekvenciával egyenlőnek választjuk (/D=/S), az integrálás határfrekvenciája a rezgés frekvenciájának tized­ része kell legyen, vagyis Fj = /s/10. Összefoglalva a következő méretezési egyenlete­ ket kapjuk a PID szabályozókra:

26.3. Nemlineáris szakasz szabályozása 26.3.1. Statikus nemlinearitás Eddig feltételeztük, hogy a szabályozott szakasz egyenlete:

tehát a szabályozott szakasz hneáris. Ez a feltétel azonban sok szabályozott szakasznál nem teljesük Tehát általában: X =

fiY).

Kis kivezérlésnél egy XQ munkapontban azonban minden szabályozott sza­ kasz karakterisztikája lineárisnak tekinthető, ha karakterisztikája a munkapont környezetében folytonos és differenciálható. Ebben az esetben az dX '

dY

differenciálhányadost használjuk. Kisjelű működésnél eszerint érvényes az

összefüggés, ahol x = (X-XQ) és y = (Y- YQ). Adott munkapontban, a leírtak szerint a szabályozót optimálhatjuk. Ha azonban megengedjük az alapjel nagyobb változásait, akkor nehézségek keletkeznek: mivel az differenciális erősítés a munkaponttól függ, ezért a szabályozókör tranziens viselkedése W függvényében változik. Ezt a nehézséget úgy kerülhetjük el, hogy a szabályozott szakasz hnearitását egy, a 11.7.5. pontban megismert függvénygenerátor elé kapcsolásával biztosítjuk. A kapcsolás blokksémáját a 26.17. ábra szemlélteti. Ha a függvénygenerátorral az

Linearizált szabályzott szakasz Linearizálás Y=f-\Y')

Nemlineáris szabályzott Beavat szakasz X - f ( / ) kozó jel

szabályzó

W-X

Szabályzott jel

w

-o alapjel

linearizált hibajel beavatk"ozó jel 26.17. ábra. Statikusan nemlineáris szabályozott szakasz linearizálása

y=f~^ ( F ) függvényt állítjuk elő, akkor a várt lineáris szabályozott szakasz egyen­ letet kapjuk:

x=f{Y')

= / r ' ( n ] = Y'-

Ha az átviteli szakasz például exponenciális karakterisztikájú, akkor függvénygenerátorként egy logaritmáló kapcsolás kell, amely az y, függvényt állítja elő.

26.3.2. Dinamikus nemlinearitás A szabályozott szakasz nemlinearitásának egy másik fajtájánál a jelváltozási sebesség maximális értéke korlátozott, és így a beavatkozó jel növelésével sem nőhet a sebesség. Ezt a jelenséget már a műveleti erősítőknél is megismertük a jelváltozási sebességkorlát formájában. Esetünkben az integráló részt is tartalmazó szabályzók alkalmazásánál ez a jelenség nagy bemeneti ugrás hatására nagy túllö­ vést okoz, ami csak lassan cseng le. A túllövés a következőképpen keletkezik. Az optimáhsan beállított integrátor pontosan abban a pihanatban éri el állandó kimeneti feszültségét egy kis feszültség­ ugrás után, amikor a beavatkozó jel 0. H a megkettőzzük a feszültségugrás nagysá­ gát, akkor lineáris esetben megkettőződik mind a szabályozott szakasz jelváltozási sebessége, mind az integrátoré. A nagyobb stacionárius értéket tehát ugyanannyi idő alatt éri el. Ha azonban a szabályozott szakasz jelváltozási sebessége korlátozott, akkor csak az integrátor sebessége kétszereződik, a szabályozott szakaszé nem. Ezért a szabályozott szakasz csak később éri el a stacionárius értéket, és az integrátor a stacionárius értéken átfut. Emiatt lendül túl a szabályozott jel a stacionárius értéken. A csihapodás annál tovább tart, minél jobban átlendült az integrátor a stacionárius értéken. A csihapodás mértéke, és így a beállási idő, ennél a nemlineá­ ris működésnél tehát az ugrás nagyságával együtt nő.

26.18. ábra. Szabályozott jel beállási viszonyai korlátozott jelyáltozási sebességű szabályozott szakasznál Felső görbe: kisjelű viselkedés; középső görbe: nagyjelű viselkedés; alsó görbe: nagyjelű viselkedés korlátozott jelváltozási sebességű alapjelnél

A túllövés csökkentésére az integrálási időállandót addig növelhetjük (tehát / i - e t csökkentjük), amíg nagyobb ugrásnál is csak kis túllövés keletkezik. Emiatt azonban kisjelű működésnél sokkal nagyobb tranziens beállási időt kapunk (1. a 26.9. ábrán az alsó görbét). Sokkal jobb védekezés a túllövés ehen az alapjel változási sebességét a szabá­ lyozott szakasz maximáhs jelváltozási sebességére korlátozni. Ezáltal hneáris mű­ ködési tartományban maradunk, és a túhövés jelenségét biztosan kizárjuk. A nagyjelű beállási idő ezáltal nem nő, mert a szabályozott jel úgysem változhat gyorsabban. Ezt a jelenséget a 26.18. ábra oszcihoszkópfelvételén nagyon jól láthatjuk. A jelváltozási sebesség csökkentésére elvileg aluláteresztő szűrőt is alkalmaz­ hatnánk. Ezáltal azonban a kisjelű sávszélesség is csökkenne. Jobb megoldást mutat a 26.19. ábra. H a feszültségugrást adunk a bemenetre, akkor az műveleti erősítő az U^^^ kivezérlési határra kerül. Emiatt az A" kimeneti feszültsége a

dt

RC

26.19. ábra. Kapcsolás az alapjel jelváltozási sebességének korlátozására Az R2 és i?3 ellenállások korlátozzák erősítését és a kapcsolás frekvenciakompenzálását végzik Állandósult kimeneti feszültség: Uy.^ = - U^^ Maximális jelváltozási

sebesség:

dt

RC

sebességgel nő, amíg az eredő negatív visszacsatolás által meghatározott — U^^ értéket eléri. A négyszögfeszültség tehát a kívánt trapézfeszültséggé alakul át. Ha a bemeneti feszültség jelváltozási sebessége kisebb, mint a beálhtott határérték, akkor a jelet változatlanul viszi át. Tehát a kisjelű sávszélességet - az aluláteresztő szűrővel ellentétben — nem befolyásolja.

26.4. Fáziszárt hurok (PLL) A híradástechnikában a szabályozástechnikai elvek nagyon fontos alkalmazá­ si esete a fáziszárt hurok (Phase Locked Loop, PLL). Feladata egy oszcillátor / 2 frekvenciával úgy beállítani, hogy egy másik referenciaoszcihátorfrekvenciájá­ val megegyezzen, mégpedig annyira pontosan, hogy fázishelyzetük is meghatáro­ zott legyen. Az elvi elrendezést a 26.20. ábra szemlélteti. Fázisdetektor -

Feszültségvezérelt oszcillátor K Beavatkozó jel szabályzó

f^ /7

a-a.

o

szabályzott jel - O U„

hibajel

Referencia frekvencia

Alap­ jel

26.20. ábra. Fáziszárt hurok (PLL) elvi elrendezése

A feszültségvezérelt oszcillátor frekvenciája az

vezérlő feszültséggel az (26.15)

összefüggés szerint változtatható. Ilyen feszültségvezérelt oszcillátorokat (Foltage Controlled Oscillatof, VCO) már a 15. fejezetben megismertünk. Kisfrekvenciára a 15.4. szakasz szerinti harmonikus rezgés differenciálegyenletét leutánzó vagy a 15.5. szakasz szerinti függvénygenerátorokat használhatjuk; nagyobb frekvencián használható az emittercsatolt multivibrátor (16.18. ábra), vagy bármely olyan LC oszcihátor is, amelynél a rezgőkörrel egy kapacitásdiódát kapcsolunk párhuzamo­ san. Ebben az esetben a (26.15) hneáris egyenlet viszont csak a munkaponttól való kis eltérésekre igaz, azaz a A:f = df2/dUf differenciáhs érzékenység munkapont­ függő. A fázisdetektor kimeneti feszültségét az U 2 szinkronizált váltakozó feszültség és az Ul referencia-váltakozófeszültség közötti (p fáziskülönbség határozza meg:

A szabályozott szakasz integráló tulajdonsága különleges, mert az az oka, hogy ha az / 2 frekvencia eltér az referenciafrekvenciától, akkor a fáziskülönbség az idővel arányosan minden határon túl nő („kiegyenhtetlen szabályozott szakasz"). Ezáltal a hibajel is nő a zárt hurokban - még véges szabályozóerősítésnél is -

mindaddig, amíg a két frekvencia meg nem egyezik. A frekvenciaeltéréshez tartozó hibajel stacionárius esetben tehát 0. A fáziseltéréshez tartozó hibajel azonban általában nem 0 . A 26.20. ábra szerint érvényes az =

U-U

egyenlet, amiből: a — g) =

Á-fo

(26.16)

ahol /o a VCO szabadon futó frekvenciája, ha 1/^ = 0. Ha az szükséges, hogy a fázistolás ne csak állandó legyen, hanem egy előre megadott a értéket kell felvennie, akkor Pl szabályozót kell használnunk. Sok esetben áhandó a fázistolásra szabá­ lyozunk, azaz az vezérlőbemenet elmarad. Ilyenkor képviseh a hibajelet. A szabályozó méretezéséhez szükséges még a szabályozott szakasz frekvencia­ menete. Már említettük, hogy a PLL fázisdetektora integráló tulajdonságú. A fá­ zistolásra érvényes: Cü2dt

—

cú^dt =

Acodt.

(26.17)

A szabályozott szakasz frekvenciamenetének meghatározásához moduláljuk az frekvenciát szinuszos oj^ modulálófrekvenciával cd^ középérték körül. Ezzel Aa){t)

=

Aoj

cos

(D^t.

Aco Behelyettesítve a (26.17) egyenletbe: (p{t) = — s i n co^t. 90°-os fázissietés figyelembevételével komplex alakban kapjuk: 1

9

tehát egy integrátor egyenletét. A komplex erősítést:

és

(26.18)

állandókkal együtt ebből megkapjuk a

u A

—

(26.19)

—

Jfm

A későbbiekben foglalkozunk azzal, hogy a fázistolás csak hosszabb vagy rövidebb késleltetéssel mérhető. Ezáltal komplex lesz, tehát a szabályozott szakasz fokszá­ ma megnő. A fáziszárt hurok tulajdonságai lényegesen függnek az alkalmazott fázisdetek­ tortól. A következőkben sorra vesszük a fontosabb típusokat.

26.4.1. Mintavevő - tartó áramkör mint fázisdetektor Az Ul és U2 feszültség közötti (p fázistolást pl. úgy is meghatározhatjuk, hogy egy mintavevő - tartó áramkörrel Ui pihanatértékét U2 minden pozitív nullátmene­ ténél megvizsgáljuk. E célból ti2"vel a 26.21. ábra szerint egy elvezérelt billenésű monostabil multivibrátort vezérlünk, ami a mintavevő impulzusokat állítja elő a mintavevő - tartó áramkör számára. A 26.22. ábrán látható, hogy a mintavevő tartó áramkör kimeneti feszültsége: 17, = Űi sin (p,

(26.20)

A (p = 0 munkapont közelében a detektorkarakterisztika közelítőleg hneáris: U, ^ Űi(p, Ebből kapjuk a fázisdetektor állandóját: = Űi.

uA

1

(26.21)

==C •>C

Q

1

1

26.21. ábra. Mintavevő - tartó áramkör mint fázisdetektor

U.

"H 0

i

tr 26.22. ábra. Fázisdetektor feszültségmenete Az mintavételezése közben fellépő zavarok csaknem megszűnnek, ha t^-t nagyságrendileg akkorára választjuk, mint a mintavevő - tartó áramkör időállandója

Amint a 26.23. ábrán látható, egy másik lehetséges munkapont (p = 7i hely. Itt = —Űi. Az, hogy a két munkapont melyike áll be, a szabályozott szakasz erősítésének előjelétől függ. További stabil munkapontok vannak 2n egész több­ szöröseivel eltolva. Ez azt jelenti, hogy a fázisdetektor teljes rezgésekkel való eltolást nem tud érzékelni.

26.23. ábra. Mintavevő - tartó fázisdetektor transzfer karakterisztikája

Ha a szinuszos feszültség helyett háromszögjelet használunk, akkor há­ romszög alakú detektorkarakterisztika adódik. Négyszögfeszültséggel a kapcsolás nem használható. Dinamikus viselkedés A leírt fázisdetektor periódusonként csak egyszer vizsgálja meg a fázishelyze­ tet. Tehát úgy viselkedik, mint egy holtidős tag. Aszerint, hogy melyik pihanatban következik be fázisváltozás, a késleltetés 0 és 72 = I//2 között van. A közepes késleltetés tehát T2/2. Ahhoz, hogy ezt a körülményt figyelembe tudjuk venni, a fázisdetektor érzékenységét nagyobb fázismoduláló frekvencián komplex alak­ ban keh felírni: (26.22)

K = Ke

A (26.19) egyenlettel összevetve eszerint a teljes szabályozott szakasz komplex erősítése: i4

Jfr.^"'-"^

'

tehát

es 71

2

(26.23)

A szabályozókör méretezése Szabályozóként differenciáló rész nélküli kapcsolást célszerű használnunk, mert a mintavevő — tartó áramkör kimeneti feszültsége csak ugrásszerűen változik. A (26.23) egyenlet szerint a (p^ fázistolás és Uf között = y',/4 frekvencián - 1 3 5 ° értékű, tehát 45° fázistartalékot kapunk, ha az arányos erősítést úgy állítjuk be, hogy a kritikus frekvencia = / 2 / 4 l e g y e n . / „ = / j . frekvencián érvé­ nyesnek kell lennie defmiciója szerint a

|H| = lAsI • IARI = 1 összefüggésnek. AR = A^ és a (26.23) egyenlet figyelembevételével ebből az

egyenletet kapjuk. Jellemző példa a z / 2 = 10 kHz, A:f = 5 kHz/V és JJ^^ 10 V. Ebből ^p = 0,05. A szabályozó ebben az esetben passzív feszültségosztóként való­ sítható meg. A megmaradó fázishiba csökkentésére az erősítést kisfrekvencián egy integ­ ráló taggal megnövelhetjük (f^ = fJ 10 =f2/40). Azonban az erősítés kisfrekvenciás értékét is végesre {A^ célszerű választani, mert különben az integrátor a hurok szinkronizálatlan áhapotában az ofszet hatására kiül. Ezáltal a VCO annyira elhangolódhat, hogy a fázishurok nem tud szinkronizálódni, behúzni. A passzív feszültségosztót korlátozott Ai erősítésű PI szabályozóvá kibővít­ hetjük a 26.24. ábrán látható módon, ahol egy kondenzátort kötöttünk sorba az i?2 ellenáhással. Mintavevőtartó áramkör

1

szabályzó

Ua,

1

Cl

U,

Feszültség­ vezérelt oszcillátor

1

1

Monostabil multivibrátor 26.24. ábra. P L L mintavevő - tartó fázisdetektorral

A szabályozó jellemzői: A

1 27ri?2Ci'

^ , = 1. Behúzási folyamat Bekapcsolás után rendszerint Af = — / Q frekvenciakülönbség áh fenn. Emi­ att a fázistolás az idővel arányosan nő. A 26.22. ábra szerint a fázisdetektor kimenetén Af frekvenciájú és Ű^ = amphtúdójú váltakozó feszültség lép fel. A feszültségvezérelt oszcillátor ezért Í7f = ApŰi sin Acút

feszültséggel lesz frekvenciában modulálva. Tehát valamely pillanatban a frekven­ cia a szükségessel megegyezik, és a szabályozókör behúz. Ennek az a feltétele, hogy a 4 / = / i —/o frekvenciahiba a maximális 4/2 frekvencialöketnél kisebb legyen: (26.24)

A maximálisan megengedhető frekvenciaeltérést behúzási vagy befogási tarto­ mánynak (capture rangé) nevezzük. A mi példánkban ez ± 2 , 5 kHz, tehát az / q frekvencia ± 2 5 %-a.

26.4.2. Szinkron egyenirányító mint fázisdetektor A 25.3.4. pontban láttuk, hogy az analóg szorzó fázisérzékeny egyenirányító céljára is használható. Ha a bemenő jelként két közelítőleg azonos frekvenciájú és E amplitúdójú szinuszjelet használunk, akkor E

E

Í7j,i = — cos (p cos (0)2 -COI) t+ — cos [(cüi + co2)

9?]

(26.25)

időfüggvényü kimeneti feszültséget kapunk. Ha CÚI = CÚ2, akkor az átlagérték: U,=

U^, = -ooscp,

(26.26)

a (25.22) egyenlettel összhangban. A függvény menetét a 26.25. ábrán rajzoltuk fel. Rögtön látható, hogy ezt a feszültséget ^ = 0 környezetében nem használhatjuk beavatkozó jelként, mert itt a hiba előjele nem állapítható meg. Alkalmasak viszont a ± nj! munkapontok, mert ott az feszültségnek nullátmenete van. Hogy a két munkapont melyike áll be, az a szabályozóerősítés előjelétől függ. További stabil munkapontok vannak Invei eltolva. Ez azt jelenti, hogy ez a fázisdetektor sem ismer fel teljes rezgési periódusokkal való eltolást. A cp^ stabil munkapont kb. ± 7r/4-es környezetében a fázisdetektor karakterisztikája közehtőleg lineáris, és (p = (PQ + 3 jelöléssel E

E

E

= - c o s i(Po + ^) = ± - s i n í » ± - • 5 ' •

(26.27)

Az érzékenység tehát: U,

E

K = -f=±~._ (26.28) Ha a két szinuszos bemeneti jel helyett két ± E csúcsértékű négyszögjelet használunk, akkor a 26.25. ábrán szaggatott vonahal berajzolt, háromszög alakú detektorkarakterisztikát kapjuk. A stabil munkapontok értéke ebben az esetben: (PQ = ±^±n'ln.

Az érzékenység pedig: k^=

2E ±—. n

(26.29)

Négyszög alakú bemenő jelnél természetesen nem szükséges hnearizált analóg szorzó. Lényegesen nagyobb működési frekvenciát érhetünk el ebben az esetben a 23.21. ábra szerinti szélessávú modulátorral. Ha búgófeszültségének megfelelően kicsinek kell lennie, akkor a szorzó

/

/ /

\

/

\

f

/

/

//

7 1

\

k

0

2 /

/

1

A

/

\

\\

/ /

I ^2TÍ 2

1

2 Ti

/

/

V

26.25. ábra. Szorzó kimeneti feszültségének átlagértéke, E amplitúdójú szinuszos bemeneti feszültségnél A szaggatott vonallal rajzolt karakterisztika a ±E csúcsértékű négyszögjelek esetére vonatkozik

egy aluláteresztő szűrőt kell kapcsolni, amelynek határfrekvenciája a (26.25) egyenlet szerint 2/i-hez képest kicsi. Ez döntő hátrány az előző kapcsolá­ sokhoz képest, mert a szabályozó hneáris erősítését itt olyan kicsire keh megválasz­ tani, hogy az fy. ^ teljesüljön. Ezen a frekvencián a szabályozott szakasz és az aluláteresztő szűrő együttes fázistolása már — 1 3 5 ° . ^ fh «fi mellett azonban gyakorlatilag használhatatlanul lassú szabályozókört kapunk. Elvileg egy differenciálótag alkalmazásával a szabályozókört gyorsítani lehetne. Ez azonban az alulát­ eresztő szűrő hatását csökkentené, azaz a búgófeszültség nőne. A szabályozó sávszélességének növelése U búgófeszültségének növekedése árán egyszerűen úgy történhet, hogy P szabályozót használunk és az aluláteresztő szűrőt elhagyjuk. Ekkor minden arányos erősítőnél 90° fázistartalék van, azaz a kör aperiodikusan csillapodik. búgófeszültség-összetevőjének hatására a feszültségvezérelt oszcihátor két­ szeres jelfrekvenciás modulálójelet is kap. Ez megmutatkozik a kimeneti szinuszjel torzításában. Négyszögjelnél változik a kitöltési tényező. Ahhoz, hogy a torzítást tűrhető határon belül tartsuk, az arányos erősítést nem szabad nagyra választani. Irányértékként a z / k ^ / i / 3 feltétel mértékadó. A kialakult elrendezést a 26.26. ábra szemlélteti. Ez integrált PLL áramkör Után

Feszültségvezérelt oszcillátor P szabályzó

o—

Aluláteresztő szűrő

1 26.26. ábra. PLL szorzó fázisdetektorral FM demoduláláshoz

alakban kapható. Ennél a szorzó egyszerűbb kapcsolóüzemű szorzó is lehet (23.21. ábra szerint). Példaként megemlíthetjük a Signetics N E 560...566 és az RCA CD 4046 típusát. A kapcsolás ennél a működésmódnál aluláteresztő szűrő nélkül olyan esetek­ ben használható, amelyeknél csak az a feladat, hogy az frekvencia értékre legyen behúzva, de a jelalak és a pontos fázis nem fontos. Ilyen eset pl. az F M demoduláció. Ennél referenciafrekvenciás jelként használjuk a bemeneti jelet. Ha a VCO frekvenciája Í7f-től hneárisan függ, akkor ez a feszültség arányos a 4/i frekvenciaváltozással. A szuperponált búgófeszültséget a szabályozóhurkon kívüh meredek levágású aluláteresztő szűrővel kiszűrhetjük.

26.4.3. Frekvencia- és fázisdetektor Az ismertetett fázisdetektorok hátránya, hogy csak korlátozott behúzási tar­ tományuk van, azaz soha sem fognak be, ha a kezdeti frekvenciaeltérés meghatáro­ zott értéknél nagyobb. Ez amiatt van, hogy a fázishibajel frekvenciaeltérésnél 0-ára szimmetrikus váltakozó feszültség. Az Uf vezérlő feszültség a feszültségvezérelt oszcihátoron csak periodikus frekvenciamodulációt okoz, de szisztematikus han­ golás a helyes irányba ezáltal még nem jön létre. Q

•Cl 1D R

®) +

G

-c R

'

ID

Aluláteresztő szűrő

Q

Ua

1

y2

>C1

c

y

26.27. ábra. Frekvencia- és fázisdetektor

^1 1 yi •

N

±1

\—L__J

N

TL

u V

U—7

N

u T D>0

N

I

w<0

26.28. ábra. A frekvencia- és fázisdetektor be- és kimenő jelei

26.29. ábra. A frekvencia- és fázisdetektor állapotdiagramja

U(p

u2rt

0

Uzt

fp

26.30. ábra. A frekvencia- és fázisdetektor kimeneti feszültség - fázis karakterisztikája

Ettől eltérően a 26.27. ábrán látható detektor tetszőleges frekvenciahibánál előjelhelyes kimenő jelet ad. Ez lényegében két elvezérelt D tárolóból áh. A vezér­ léshez előáhítunk mindkét U-Sf) és Í72(0 bemeneti feszültségből limiter segítségével egy-egy (x^ és XJ) négyszögjelet [26.3]. Feltételezzük, hogy mindkét tároló törölve van. Ha az feszültség ?7i-hez képest siet {(p > 0), akkor először egy X2 impulzus pozitív él érkezik. Ekkor az F2 tároló átbillen. Ez ebben az állapotban marad, amíg a következő x^ impulzus pozitív él az Fi tárolót billenti át. Azonban az az állapot, hogy mindkét tároló kimenete l-es szintű legyen, csak egy késleltetési idő tartamáig létezik, mert a G kapun keresztül törlődnek. Amint a 26.28. ábrán látható, a kivonó kimenetén pozitív impulzusok sorozatát kapjuk. Ennek megfelelően egy sorozat negatív impulzust kapunk, ha az X2 impulzusélek az x^ után következnek, azaz ^ < 0. Ezt a működést összefoglaltuk állapotdiagram formájában a 26.29. ábrán. A kimenő impulzus hossza egyenlő az Ui(t) és 1/2(0 negatív nullátmenetei közötti időkülönbséggel. Ezzel a kimeneti feszültség középértékére az U,

=

U—

=

U—

(26.30)

kifejezés adódik. Mivel az időkülönbség abszolút értéke ^-vel arányosan nő, amíg eléri a ± 360°-ot, ezért ± 360° tartományban hneáris fáziskarakterisztika adódik. A 360° átlépésnél a kimeneti feszültség ismét nullára vált, és az eredeti előjellel ismét folyamatosan nő. így kapjuk a 26.30. ábra szerinti fűrész alakú karakterisz­ tikát. Ez a karakterisztika eltér az eddig ismertetettektől abban, hogy (p> 0-nál mindig pozitív, és(p < 0-nál mindig negatív. Ebből ered a detektor frekvenciaérzé­ kenysége. Ha pl. / 2 nagyobb, mint f^, akkor a fázistolás arányos az idővel, és mindig nagyobb pozitiv értékű. A 26.30. ábra alapján emiatt pozitív átlagértékű

fűrészfeszültséget kapunk. Ha ezt a detektort egy fáziszárt hurokba iktatjuk, akkor a szabályozóerősítő fázissietést jelez. Integráló részt tartalmazó szabályozó­ nál emiatt az / 2 frekvencia addig csökken, amíg /^-nek megfelel. A behúzási tartomány ezért elvileg végtelen nagy, és a gyakorlatban is csak a VCO hangolási tartománya korlátozza. A 26.4.2. pontban már foglalkoztunk azzal, hogy aluláteresztő szűrő alkalma­ zása az átlagolásra nagyon kellemetlen tulajdonságú a szabályozókör méretezése szempontjából. Ennél a kapcsolásnál rendszerint ezt is elhagyjuk. Ha integrálótaggal ^ = 0 stacionárius értéket állítunk be, akkor fázistorzítás nem lép fel, mert ebben az esetben szűrés nélkül is Uf= 0. Ekkor ugyanis egyik tároló sem ad kimenő impulzust. A kapcsolás bizonyosfokú hátránya, hogy nagyon kis fázisingadozást nem érzékel. Ebben az esetben ugyanis a tárolóknak nagyon rövid kimenő impulzust kehene kiadni. Ezek a véges késleltetési idő miatt elvesznek. Emiatt valamivel nagyobb fáziszaj keletkezik, mint a mintavevő - tartó detektornál [26.4]. Ha nagyobb behúzási tartományú és kisebb fáziszajú PLL szükséges, akkor ezt a kapcsolást megfelelően kombinálhatjuk a mintavevő — tartó detektorral, amikor behúzás után az áramkör a másik detektorra kapcsol át. Típus

MC 4044 11 C 4 4 MC 12040 M M 74C932

Gyártó

Motorola Fairchild Motorola National

Technológia

TTL TTL ECL CMOS

Maximális frekvencia, MHz 20 20 80

1

26.31. ábra. Integrált frekvencia- és fázisdetektor-típusok

A leírt fázisdetektor monolit integrált áramkör formájában is kapható. Ezek kiszűrik a 26.28. ábrán jelzett nuházódás előtti zavaró impulzusokat. Néhány típust a 26.31. ábrán foglaltunk össze.

26.4.4. Tetszőlegeséé bővíthető fáziskarakterisztikájá fázisdetektor Az eddig ismertetett fázisdetektorokkal nem lehet egynél több perióduscsú­ szást kiszabályozni, mert a fázisdetektor hasznos fázistartománya 27r-nél kisebb. Vannak olyan esetek, amikor több perióduselcsúszást is vissza keh ? szabályozni: Erre alkalmas a 26.32. ábrán látható fázisdetektor. A kapcsolat elve a koincidenci­ ára érzéketlen előre-hátra számlálókon nyugszik (10.35. ábra). Az origó közelében ez a detektor pontosan úgy viselkedik, mint az előző. Ha X2 siet Xi-hez képest, akkor Í7LSB amplitúdójú pozitív impulzusok keletkeznek, amelyek hossza megegyezik két nullátmenet időkülönbségével. Fáziskésésnél nega­ tív impulzusok keletkeznek. Az impulzusok középértéke: .

-> +

D = A- S

c CLR

r

[1]

0, 02 03

[2] RES [8]

Kettes komple­ mens DA konverter

dl

i-c CLR

Cl]

Ud Aluláteresztő szűrő

i

[2] [1,1

Ö3

[8]

26.32. ábra. Tetszőlegesen kibővíthető karakterisztikatartományú fázisdetektor Mérési tartomány példánknál: + 7 , - 8 periódus

_ — _ —

Í^D

~

At ^LSB ~ ^

(p ~

^LSB ^

•

Ha a fáziskülönbség eléri 3, ±2n értéket, akkor a At idő T értékről 0-ra vált. Eltérően az előző áramkörtől a kimeneti feszültség mégsem 0, hanem C/LSB marad, mert a D különbség ezzel egyidejűleg 1-gyel nő. A kimeneti feszültség általános esetben At

T

^

í^sB

(p r~ • 27r

A jD + zJ//r kifejezés megadja, hogy mennyivel van eltolva a két jel egymástól. Az eredő detektorkarakterisztikát a 26.33. ábrán 4 bitre ábrázoltuk. A tartomány a bitszám bővítésével tetszés szerinti módon bővíthető.

u^. 'JU^SQ-2rt

\ 1 \i

1

i——p'

\ 7-2rt

-8ÜL5B26.33. ábra. Fázisdetektor karakterisztikája

9

26.4.5. PLL-ek frekvenciaszintézer alkalmazása Nagyon fontos alkalmazási területe a PLL-áramköröknek a frekvenciaszinté­ zis. Erre a célra 26.34. ábrán látható frekvenciaosztókat kapcsoljuk a fázisdetektor bemenetei elé. Ekkor a feszültségvezérelt oszcillátor frekvenciája a következőkép­ pen áll be:

A feszültségvezérelt oszcillátor frekvenciája:

Az (2 frekvencia az f\ referenciafrekvencia és tetszőleges racionális tört szorzatá­ nak megfelelő értékre beállitható. Számláló

Fázis detektor

Számláló

1

1 Szabályzó

Feszültség­ vezérelt oszcillátor

26.34. ábra. Frekvenciaszintézer PLL-Iel

Mivel a fázisdetektor ebben az esetben mint az oszcihátor, ezért gondoskodni kell búgófeszültsége kicsi legyen. Egyébként a helyett ilyenkor káros frekvenciamoduláció

sokkal kisebb frekvencián működik, arról, hogy az vezérlő feszültség 26.4.2. pontban leírt jelalaktorzulás keletkezne.

Irodalomjegyzék

[1.1] Weyh, U.- Benzinger, H.: Die Grundlagen der Wechselstromlehre. München u. Wien: R. Oldenbourg 1967. [1.2] Brophy, J. / . ; Basic Electronics for Scientists. New York: McGraw-Hill 1977. [2.1] Unbehauen, R.: Elektrische Netzwerke. Eine Einführung in die Analyse. BerHn, Heidelberg, New York: Springer 1981. [2.2] Schüfiler, H. W.: Elektrische Netzwerke und Systeme I. Mannheim: BibHographisches Institut 1981. [3.1] Müller, R.: Grundlagen der Halbleiter-Elektronik. Halbleiter-Elektronik, Bd. 1. Hrsg. V. W. Heywang u. R. Müller, BerHn, Heidelberg, New York: Springer 1979. [3.2] Unger, H,-G. — Schulz, W.: Elektronische Bauelemente und Netzwerke I. Braunschweig: Vieweg 1979. [4.1] Sheingold, D. H. (Editor): Nonlinear Circuits Handbook. Analóg Devices, Inc., Norwood, Mass., 1974. 165. oldaltól. [4.2] Hart, B. L.-Barker. R. W. J.: Early-Intercept Voltage: A Paraméter of VoltageDriven B. J. T. s. Electronics Letters 12 (1976) H. 7. 174- 175. old. [4.3] Turner, C. R . : Interpretation of Voltage Ratings for Transistors. Druckschrift SMA-2 der Firma RCA, Harrison [4.4] Wanka, H.: Gefahr durch den zweiten Durchbruch. Markt & Technik (1981) H. 9. 6 - 8 . old. [4.5] Pippenger, D.: Current-mirror ICs Aid in Current Handling. EDN 26 (1981) H. 13. 109-112. old. [4.6] Cooke, H. F.: Causes of Nőise. Druckschrift M-l der Firma Texas Instruments, Dallas; München [4.7] Mantena, N. R.: Sources of Nőise in Transistors. Hewlett-Packard-Journal 21 (1969) Nr. 8 - 1 1 . old. [4.8] Müller, R . : Bauelemente der Halbleiter-Elektronik. Halbleiter-Elektronik, Bd. 2. Hrsg. v. W. Heywang u. R. Müller. BerHn, Heidelberg, New York: Springer 1979. [5.1] Wüstehube, / . ; Feldefifekt-Transistoren. Valvo, Hamburg, 1968. [5.2] Tiefert, K. H.-Tsang, D. W.-Myers, R. L. - Li, V.: The Verticai Power Mosfet for High-Speed Power Control. Hewlett-Packard-Journal 32 (1981) H. 8. 18-23. old. [5.3] Beneking, H.: Feldefifekttransistoren. Halbleiter-Elektronik, Bd. 7. Hrsg. v. W. Heywang u. R. Müller. BerHn, Heidelberg, New York: Springer 1973.

[5.4] Schaeffer, L.: VMOS, a Breakthrough in Power Mosfet Technology. Druckschrift AN 76-3 der Firma SiHconix, Bernhausen [5.5] Graeme, J. D. — Gene, E. T. — Huelsman, L. P.: Operational Amplifiers. New York : McGraw-HiU 1973, 61. old. [6.1] Hártel, V.: Das Opto-Kochbuch. Freising: Texas Instruments 1975. [6.2] Optoelectronics Designer's Catalog. Datenbuch der Firma Hewlett-Packard, Palo Alto; Frankfurt [6.3] Photoconductive Cell Application Design Handbook. A Clairex cég katalógusa, Mount Vernon, N. Y. [6.4] Camatini, E.: Progress in Electro-Optics. New York, London: Plénum Press 1975. [6.5] Walter, K. H.: Ein universeller Ansteuerbaustein für Flüssigkristallanzeigen. Siemens Components 19 (1981) H. 5. 160-165. old. [7.1] Solomon, J. E.: The Monolithic Op Amp: A Tutorial Study. IEEE Journal of Solid-State Circuits 9 (1974) H. 6. 314-332. old. [7.2] Kasch, R.: Building QuaHty Analóg Circuits with CMOS Logic Arrays. Electronics 54 (1981) H. 16. 109-112. old. [7.3] Wofford, L.: SiHcon Gates Spur Linear CMOS to Bipolar Speeds, Hold Oífsets Stable. Electronics 55 (1982) H. 6. 137-140. old. [7.4] Sheehan, G. - Johnson, J. - Wilhelm, T.: Software-Configured Family Boards Speed Testing. Analóg Dialogue 14 (1980)H. 3. 8 - 1 3 . old. [8.1] Shah, A.: Pellandini, F.; Birolini, A.: Grundschaltungen mit Transistoren. Zürich: Verlag des Akademischen Maschinen- und Elektro-Ingenieur-Vereins und der ETH 1972. [9.1] Whitesitt, J. E.: Boolesche Algebra und ihre Anwendungen. Braunschweig: Vieweg 1964. [9.2] Blood, W. R.: MECL-System Design Handbook. Handbuch der Firma Motorola [9.3] Schaltzeichen, Digitale Informationsverarbeitung, DIN 40900 Teil 12. Berlin: Beuth [9.4] Bürgel, E.: Neue Normen und Schaltzeichen der digitalen Informationsverarbeitung. München: Franzis 1978. [9.5] Mann, F. A.: Explanation of new Logic Symbols. Dallas: Texas Instruments [9.6] Twaddell W,: The 80s Belong to CMOS. EDN 26 (1981) H. 13. 89-100. old. [9.7] Karakotsios, K. - Wakeman, L.: CMOS Support Logic Helps Build Unified, HighSpeed Systems. Electronics 54 (1981) H. 25. 137- 140. old. [9.8] Giloi, W. — Liebig, H.: Logischer Entwurf digitaler Systeme. Berlin, Heidelberg, New York: Springer 1980. [10.1] Kraft, G. D. - Toy, W. N.: Mini/Microcomputer Hardware Design. Englewood Cliffs: Frentice-HaU 1979, 8 7 - 9 1 . old. [10.2] Schaltbeispiele. Handbuch der Firma Intermetall, Freiburg 1967, 40. old. [10.3] Wendt, S.: Entwurf komplexer Schaltwerke. Berlin, Heidelberg, New York: Springer 1974. [10.4] Clare, C. R.: Designing Logic Systems Using State Machines. New York: McGrawHih 1973. [11.1] Johnson, W. S. - Renninger, A. L. - Perlegos, G.: 16 k-EEPROM Relies on Tunneling for Byte-Erasable Program Storage. Electronics 53 (1980) H. 5. 113-117. old. [11.2] Landers, G.: 5-Volt-Only EEPROM Mimics Static-RAM Timing. Electronics 55 (1982) H. 13. 127- 130. old. [11.3] Shelton, E. K.: Low-Power EEPROM can be Programmed Fast. Electronics 53 (1980) H. 17. 89-92. old.

[11.4] Gupta, A.-Chiu, T.- Yound, S.: 5 V-only EEPROM-Springboard for Autoprogrammable Systems. Electronics 55 (1982) H. 3. 121-125. old. [11.5] Rappaport, A.: Field-Programmable Logic Arrays Bridge the Standard-IC/GateArray Gap. EDN 28 (1983) H. 1. 59-74. old. [11.6] Bernstein, H.: Schreib-Lese-Speicher. Elektronikpraxis 16 (1981) H. 1. 10-21. old. [11.7] Iversen, W. R: Dual-Port RAM Transfers Data More Efficiently. Electronics 55 (1982) H. 20. 4 7 - 4 8 . old. [11.8] Evans, M.: Nelson-Mátrix Can Pin Down 2 Errors per Word. Electronics 55 (1982) H. 11. 158- 162. old. [11.9] Peterson, W. W.- Weldon, E. / . ; Error-Correction Codes. Cambridge, Mass.: The MIT-Press 1972. [11.10] Berlekamp, E. R.: Algebraié Coding Theory. New York: McGraw-Hill 1968. [11.11] Toschi, E.A.- Watanabe, T.: An All-Semiconductor Memory with Fault Detection, Correction, and Logging. Hewlett-Packard-Journal 27 (1976) H. 12. 8 - 1 3 . old. [11.12] Twaddell, W.: Error-Checking and -Correcting ICs See Wider Use as Memory Size Grows. EDN 26 (1981) H. 5. 31-40. old. [11.13] Seitzer, D.: Arbeitsspeicher für Digitalrechner. Berlin, Heidelberg, New York: Springer 1975. [12.1] Páterson, W. L,: Multiplication and Logarithmic Conversion by OperationalAmplifier-Transistor Circuits. The Review of Scientific Instruments 34 (1963) 1311 bis 1316. [12.2] Roberge, J. K.: Operational Amplifiers. New York, London, Sydney, Toronto: J. Wiley 1975. [12.3] Hentschel, C.-Leitner, A.-Traub, S. - Schweikardt, H.-Eberle, V.: Designing Bipolar Integrated Circuits for a Pulse/Function Generátor Family. HewlettPackard-Journal 34 (1983), H. 6. 33-38. old. [12.4] Williams, J.: A few Proven Techniques Ease Sine-Wave-Generator Design. EDN 25 (1980) H. 23. 143- 151. old. [12.5] Arnold, W. F.: Analóg Multiplier Compensates Itself Electronics 50 (1977) H. 25. 130. old. [12.6] Wagner, R.: Laser-Trimming on the Wafer. Analóg Dialogue 9 (1975) H. 3. 3 — 5. old. [12.7] Sheingold, D. H. (Editor): Nonlinear Circuits Handbook. Analóg Devices. Inc., Norwood, Mass. 1974, 289-294. old. [12.8] Tietze, U.: Analogmultiplizierer mit isolierenden Kopplern. Elektronik 17 (1968) H. 8. 233-238. old. [12.9] Graeme, J. G.: Applications of Operational Amplifiers. New York: McGraw-Hill 1973. [13.1] Schenk, Ch.: Ein neues Schaltungskonzept für eine bipolare, spannungsgesteuerte Prázisions-Stromquelle. Nachrichtentechn. Z. 27 (1974) 102-104. old. [13.2] Tietze, U. - Schenk, Ch.: Bipolar steuerbare Leistungsstromquelle mit PowerMOSFETs. Elektronikpraxis 16 (1981) H. 10. 142- 144. old. [13.3] Antoniou, A.: 3-Terminal Gyrator Circuits Using Operational Amplifiers. Electronics Letters 4 (1968) 591. [13.4] Schenk, Ch.: Neue Schaltungen spannungsgesteuerter Stromquellen und ihre Anwendung in elektronischen F-Gyratoren. Dissertation Universitát Erlangen-Nürnberg, 1976. [13.5] Rollett, J. M. — Greenaway, P. E.: Direct Coupled Active Circulators. Electronics Letters 4 (1968) 579.

[14.1] Ghausi, M. S,: Principles^and Design of Linear Active Circuits. New York: McGraw-Hill 1965, 84. old. [14.2] Weinberg, L . : Network Analysis and Synthesis. New York: McGraw-Hill 1962,494. old. [14.3] Stejfen, P.: Die Pole auf der Ellipse. Elektronikpraxis 17 (1982) H. 4. 16, 17. old. [14.4] Saal, R.: Handbuch zum Filterentwurf. Berlin: Elitera 1979. [14.5] Storch, L.: Synthesis of Constant-Delay Ladder-Networks Using Bessel Polynomials. Proc. IRE 42 (1954) 1666. [14.6] Schaumann, R.: A Low-Sensitivity, High-Frequency, Tunable Active Filter without External Capacitors. Proc. IEEE Int. Symp. on Circuits and Systems 1974, 438. old. [14.7] Unbehauen, R.: Synthese elektrischer Netzwerke. München, Wien: R. Oldenbourg 1972. [14.8] Heinlein, W. E.-Homes, W. H,: Active Filters for Integrated Circuits. München, Wien: R. Oldenbourg 1974. [15.1] Boyd, H.: Destroy your Microwave Transistors. Electronic Design 15 (1967) H. 20. 98. old. [15.2] Luckau, H. - Sellar, D.-Weil G.: Integrierter Quarzoszillator Q052. Bauteile Report der Firma Siemens: 14 (1976) H. 5. 162- 166. old. [15.3] Blood, W. R.: MECL-System Design Handbook. Handbuch der Firma Motorola. 3. Aufl. (1980). 216-224. old. [15.4] Riedel, R. - Vyduna, J. - Crume, B.: Function Generátor Lets User Build Waveforms of Varying Shape. Electronics 55 (1982) H. 9. 143-147. old. [15.5] Riedel R. J. - Danielson, D. D.: The Dual Function Generátor: A Source of a Wide Variety of Test Signals. Hewlett-Packard Journal 26 (1975) Nr. 7. 18-24. old. [15.6] Clayton, G. B.: Voltage-Controlled Amplifier Phase-Adjusts Wave Generátor. Electronics 52 (1979) H . 3. 118. old. [15.7] Smith, J. L: Modern Operational Circuit Design. New York: Wiley — Interscience 1971. [16.1] Müller, R.: Bauelemente der Halbleiter-Elektronik. Halbleiter-Elektronik, Bd. 2. Hrsg. v. W. Heywang u. R. Müller. Berlin, Heidelberg, New York: Springer 1973. [16.2] Cherry, E. M.-Hooper, D. E.: The Design of Wide-Band Transistor Feedback Amplifiers. Proc. I.E.E. 110 (1963) 375-389. old. [16.3] De Vilbiss, A. J.: A Wideband Oscilloscope Amplifier. Hewlett-Packard Journal 21 (1970) H . 5. 11-14. old. [17.1] Chessman, M. - Sokai, N.: Prevent Emitter-Follower Oscillation. Electronic Design 24 (1976) H. 13. 110-113. old. [18.1] Kühn, R.: Der Kleintransformator. Prien: C. F. Winter 1964. [18.2] Hanncke, W.: Kleintransformatoren und Eisenkerndrosseln. Würzburg: Vogel 1970. [18.3] Koellner, R.: Netzteilberechnung in Basic. Funkschau 53 (1981) H. 6. 93-95. old. [18.4] Koch, E.: Integrierter Leistungs-Spannungsregler ist einstellbar und kurzschluBfest. Elektronik 26 (1977) H. 11. 7 1 - 7 3 . old. [18.5] Widlar, R. J.: New Developments in IC Voltage Regulators. IEEE Journal of Solid-State Circuits 6 (1971) H. 1. 2 - 7 . old. [18.6] Nelson, C. T.: Supermatched bipolar Transistors Improve DC and AC Designs. EDN 25 (1980) H. 1. 115-120. old. [18.7] McDermott, J,: Ultraprecision IC Voltage References Sérve Varied Circuit Needs. E D N 26 (1981) H . 8. 61 ~ 74. old.

[18.8]

Cini, C; Cotta, B.-Diazzi, C: High Power Switchmode Regulator. Druckschrift der Firma SGS. [18.9] Bingham, D.: CMOS Makes Voltage Converter a Paragon of Efficiency. Electronics 53 (1980) H. 20. 141-146. old [18.10] Kohlrausch, F.: Praktische Physik, Bd. 2. Stuttgart: Teubner 1968. [18.11] Schaltnetzteile mit Sipmos-Leistungstransistoren. Auszug aus den „Schaltbeispielen 1982/83" der Firma Siemens [18.12] Power Mosfet Gate Drive Ideas. Application Bulletin 32 (1980) der Firma HewlettPackard [18.13] A 300 Watt, 100 kHz, Off-line Switch Mode Power Supply. Application Note 977 (1980) der Firma Hewlett-Packard [18.14] Rischmüller, K.: Hochvolttransistoren als Chopper. Technische Information Nr. 40 der Firma Thomson [18.15] Shaughnessy, W. J.: LC-Snubber Networks Cut Switcher Power Losses. EDN 25 (1980) H. 23. 175-180. old. [18.16] Wüstehube, J.: Schaltnetzteile. Grafenau: Expert 1982. [19.1] Ware, F,-McAllister, W.: CMOS Chip Set Streamlines Floating Point Processing. Electronics 55 (1982) H. 3. 149-152. old. [19.2] Spaniol, O.: Arithmetik in Rechenanlagen. Stuttgart: Teubner 1976. [19.3] Bucklen, W. -Eldon, J. - Schirm, L. - Williams, F.: Single-Chip Digital MultipHers Form Basic DSP Building Blocks. EDN 26 (1981) H. 7. 1 5 3 - 163. old. [19.4] Schmid, H.: Decimai Computation. New York, London, Sydney, Toronto: J. Wiley 1981. [19.5] Flores, 1.: The Logic of Computer Arithmetic. Englewood Cliífs, N. J.: Prentice-Hall 1963. [19.6] Peatman, J. B.: The Design of Digital Systems. Tokió: McGraw-Hill Kogakusha 1972. [19.7] Barna, A,-Porát, D. L: Integrated Circuits in Digital Electronics. New York, London, Sydney, Toronto: J. Wiley 1973. [19.8] Hwang, K.: Computer Arithmetik. New York, London, Sydney, Toronto: J. Wiley 1979. [20.1] Klein, M,: Software-Entwurfstechniken. Elektronikpraxis 15 (1980) H. 1. 8 - 1 1 . old. [20.2] Datlon, W. F.: Design Mikrocomputer Software Like Other Systems-Systematically. Electronics 51 (1978) H. 2. 97-101. old. [20.3] Zschocke, J.: Mikrocomputer-Aufbau und Anwendungen. Braunschweig, Wiesbaden: Vieweg 1982. [20.4] Bonzon, M. - Queyssac, D.- Schneider, K: Mikroprozessoren: Aufbau und Arbeitsweise. Handbuch der Firma Motorola [20.5] M 6800-Mikroprozessor Programmierhandbuch. Handbuch der Firma Motorola [20.6] M 6800-Mikroprozessor Applications Manuál. Handbuch der Firma Motorola [20.7] Leventhal, L. A.: 6800-Programmieren in Assembler. München: te-wi Verlag 1978. [21.1] Cushman, R. H.: Byte-Wide-Memory Standard Gains Adherents as Designers Discover its Advantages. EDN 27 (1982), H. 15. 53-58. old. [21.2] Hutcheson, R.: Understanding PIA Operation Increases Your Design Options. EDN 25 (1980) H. 18. 175- 184. old. [21.3] Deutsche Normen: Informationsverarbeitung: 7-Bit-Code. DIN66003. Berlin, Köln: Beuth

[21.4] Weissberger, A, / . .• Upgrade Data Communications with an RS-449 Interface. EDN 27 (1982) H . 4. 167-176. old. [21.5] Laws, D. A.-Levy, RjJ.: Use of the Quad Driver/Receiver Family in EIA RS-422 and 423 Applications. AppHcation-Note der Firma AMD [21.6] Walter, K. H.: Ein universeller Ansteuerbaustein für Flüssigkristallanzeigen. Siemens Components 19 (1981) H. 5. 160- 165. old. [21.7] Technisches Pflichtenheft: Richtlinien für die Messung der Pflichtenheftsbedingungen an Videogeráten. Nr. 8/1.1. München: Institut für Rundfunktechnik 1981. [21.8] Schönfelder, H.: Fernsehtechnik. Darmstadt: Justus von Liebig [21.9] CRTC Design and Applications Manuál. Application Note AN8 der Firma Synertek [21.10] Bresenham, J. E.: Algorithm for Computer Control of a Digital Plotter. IBM Systems Journal 4 (1965) Nr. 1. 25-30. old. [21.11] Lambinet, P,: Basic Routines for Graphic Display Processors. AppHcation Note NA-028 A der Firma Thomson-Efcis [21.12] Amazeen, B. - Holloway, P. - Mercer, D.: Monolithic DA Converter Operates on a Single Supply. Electronics 53 (1980) Nr. 5. 125-131. old. [21.13] M 6800-Mikroprozessor Applications Manuál. Handbuch der Firma Motorola [22.1] Unbehauen, R.: Systemtheorie. München, Wien: R. Oldenbourg 1983. [22.2] Schüfiler, H. W.: Digitale Systeme zur Signalverarbeitung. Berlin, Heidelberg, New York: Springer 1973, 19-29. old. [22.3] Daniels, R. W.: Approximation Methods for Electronic Filter Design. New York: McGraw-Hill 1974. [22.4] Lüke, H. D.: Signalübertragung. Berlin, Heidelberg, New York: Springer 1979. [22.5] Bucklen, W. — Eldon, J. — Schirm, L. — Williams, F.: Digital Processing Facilitates Signal Analysis. E D N 26 (1981) H . 8. 133-146. old. [22.6] Rabiner, R. — Gold, B.: Theory and Application of Digital Signal Processing. Englewood Cliffs: Prentice-Hall 1975. [23.1] Frenzel, D.: CMOS-Schalter und -Multiplexer ohne Latch up-Effekt. Elektronik 27 (1978) H . 1. 57-60. old. [23.2] Muto, A. S. - Peetz, B. E. - Rehner, R. C. .• Designing a Ten-Bit, Twenty-Megasamples-per-Second Analog-to-Digital Converter System. Hewlett-Packard-Journal 33 (1982) H. 11. 9 - 2 0 . old. [23.3] Gillooly, D. L. - Henneuse, P.: Multifunction Chip Plays Many Parts in Analóg Design. Electronics 54 (1981) H. 7. 121 - 129. old. [23.4] Pease, R. A.: Understand Capacitor Soakage to Optimize Analóg Systems. EDN 27 (1982) H . 20. 125-129. old. [24.1] McGuire, P. L.: Digital Pulses Synthesize Audio Sine Waves. Electronics 4N (1975) H . 20. 104, 105. old. [24.2] Yuen, M.: DA Converter's Low-Glitch Design Lowers Parts Count in Graphic Displays. Electronics 52 (1979) H . 16. 131 -135. old. [24.3] Seitzer, D. - Pretzl, G. - Hamdy, N.: Electronic Analog-to-Digital Converters. Chichester, New York, Brisbane, Toronto, Singapore: J. Wiley 1983. [24.4] Lammert, M. - Olsen, R.: 1 \xm Process Shrinks and Speeds up Flash Converter. Electronics 55 (1982) H . 9. 135-137. old. [24.5] Kester, W.: Test Videó AD Converters Under Dynamic Conditions. EDN 27 (1982) H . 16. 103-112. old. [24.6] Neil, M. - Muto, A.: Test Unearth AD Converters Real-World Performance. Electronics 55 (1982) H . 4. 127- 132. old

[24.7] Pratt, W. J.: High Linearity and Videó Speed Come Together in AD Converters. Electronics 53 (1980) H . 22. 167- 170. old. [24.8] Jones, L. T. - James, /. R. - Clark, C A.: Precision DVM has Wide Dynamic Rangé and High System Speed. Hewlett-Packard-Journal 32 (1981) H. 4. 2 3 - 3 1 . old. [24.9] Hmatek, E. R.: A User's Handbook of D/A and A/D Converters. New York, London, Sydney, Toronto: J. Wiley 1976. [24.10] Loriferne, B.: Analog-Digital and Digital-Analog Conversion. London, Philadel­ phia, Rheine: Heyden 1982. [24.11] Zander, H.: Analog-Digital-Wandler in der Praxis. Haar: Markt und Technik 1983. [25.1] Grandi, P.: Was ist ein Trennverstárker. Elektronikpraxis 17 (1982) H. 2. 29 - 34. [25.2] Morong, B.: Isolator Stretches the Bandwidth of Two-Transformer Design. Electro­ nics 5 3 ( 1 9 8 0 ) H . 1 5 . 1 5 1 - 1 5 8 . old. [25.3] Counts, E - Kitchin, Ch. - Jung, W.: Low-Cost RMS/DC ICs Upgrade AC Measurements. EDN 2 7 ( 1 9 8 2 ) H . 2 . 1 0 1 - 1 1 2 . old. [25.4] Buchana, R. M.: Match True-RMS Detection to Accuracy, Cost Requirements. EDN 27 (1982) H. 1. 139-142. old. [25.5] Ott, W. E.: A New Technique of Thermal RMS Measurement. IEEE Journal of Solid-State Circuits 9 (1974) H. 6. 374-380. old. [26.1] Oppelt, W.: Kleines Handbuch technischer Regeivorgánge. Weinheim/BergstraBe: Verlag Chemie 1972. [26.2] Schlitt, H.: Regelungstechnik in Verfahrenstechnik und Chemie. Würzburg: Vogel 1978.

[26.3] Warnkross, V.: Schneller Phasen- und Frequenzdetektor. Elektronik 28 (1979) H. 2 1 . 8 5 , 8 6 . old. [26.4] Breeze, E. G.: High Frequency Digital PLL Synthesizer. Druckschrift der Firma Fairchild [26.5] Best, R . : Theorie und Anwendung des Phase-locked Loops. Stuttgart: AT-Fachverlag 1 9 8 2 . [26.6] Gardner, F. M.: Phaselock Techniques. New York, London, Sydney: J. Wiley 1966. M a g y a r nyelven megjelent művek jegyzéke Bishop, G. D.: Analóg áramkörök és rendszerek. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1978. Geschwinde, H.: Bevezetés a PLL technikába. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1983. Házmán I.: Elektronikai erősítők. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1979. Házmán I.: Elektronikai berendezések tervezése. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1987. Herpy M.: Analóg integrált áramkörök. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1974. Herpy M. - Berka J. C: Aktív RC szűrők. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1981. Magyari B. — Glofák P. — Theisz P.: DigitáHs IC-atlasz, 2. átd. bőv. kiadás. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1981. Morris, M. M.: Digitális áramkörök és rendszerek. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1977. Shepherd, I. E.: Műveleti erősítők. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1985. Simonyi E.: DigitáHs szűrők. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1984. Texas munkaközösség: Bevezetés a mikroprocesszor-technikába. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1982. Texas munkaközösség: Optoelektronikai receptek. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1979. Texas munkaközösség: TTL receptek. Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1978.

Tárgymutató

AB osztály 477 abszolút átlagértékmérő 747 abszorpciós osztály 196 ACIA 625 — programozása 627 adatátvitel 222 adattár 572 adatbusz 573 adatkiírás kijelzőre 649 A / D átalakító 704, 721 , kaszkád 728 , kettős integrálású 735 , kompenzációs 733 , közvetlen 721, 725 pontossága 722 , számlálós 721, 733 , szukcesszív approximációs 721, 730 akkumulátor 575 aktív szűrő 368 , egyszeres pozitív visszacsatolt 396, 411 , nagy fokszámú 400 , többszörös visszacsatolású 395, 409 alapjel 762 alfanumerikus kijelző 129 ALU 563, 574 aluláteresztő szűrő, aktív 392 , aktív elsőfokú 392 , frekvenciafüggetlen visszacsatolt 399, 412 karakterisztikák 370 , LRC 394 , passzív 26, 368 aluláteresztő—felüláteresztő transzformáció 390 aluláteresztő—sáváteresztő transzformáció 403 aluláteresztő—sávzáró transzformáció 414 amplitúdófeltétel 430 amplitúdószabályozás 444 analóg interfész mikrogéphez 659

analóg jel visszaállítása 667 analóg kapcsoló 686 , aktív 697 analóg kijelző 125 analóg számítógép 313, 447 analóg szorzó 329 antikoincidencia-áramkör 246 antivalencia 203 apertúraidő 700 apertúradzsitter 700, 724 aritmetikai műveletek 580 — processzor 645 ASCII kód 628 assembler 576 — programozás 595 astabil multivibrátor 173, 177 , emittercsatolt 179 aszinkron BCD számláló 248 aszinkron fifo tár 287 aszinkron jelek 253 aszinkron léptetőregiszter 554 aszinkron számláló 241 asszociatív szabály 195 automatikus nullpont-kiegyenlítés 167, 737

állandó hiba 290 állapotdiagram 258, 783 állapotvektor 259 áramerősítési tényező 49, 456 áramgenerátor, bipoláris 77, 353 - , feles 107, 350 földelt terheléshez 348 - , földfüggetlen 346, 356 — precíziós 350 —, tranzisztorral 75 áramhatárolás 483 áramhurok 632 áraminterfész 632 árammérés 745

— elválasztóval 746 aramtükör 78, 109, 357 —Javított 79 áramvezérelt áramgenerátor 357 áramvezérelt feszültséggenerátor 344 áteresztőcsillapítás 686 áteresztő stabilizátor 502 áthallás 700 átlagérték egyenirányító 445 átmeneti függvény 683 átváltási torzítás 477 átviteli karakterisztika 47 , nagyjelű 87 B band-gap referencia 517 Baud-rate 627, 630 bázisosztó 65 BCD-bináris átalakító 552 BCD kód 543 BCD összeadó 562 BCD számláló 248 beállítható PID szabályzó 770 beavatkozójel 762 behúzás 779 behúzási tartomány 780 beírás 278 bemeneti ellenállás 50, 58, 63, 65 71, 73, 138, 143 — kompenzálás 161 — terhelés 205 — védelem 163 bemenetre redukált zaj 95 bemenő áram 139 mérése 165 — ofszet áram 139 berezgési feltétel 429 Bessel polinomok 380 — szűrő 378 beszélő handshake 636 bifet műveleti erősítő 151 bilineáris transzformáció 673 billenő áramkörök 169 bimos műveleti erősítő 151 bináris-BCD átalakítás 548 bináris kód 542 — számláló 240 bipoláris szorzóegyüttható 302 — tranzisztor 46 határadatai 51 karakterisztikája 47 munkapontbeállítása 65 — tranzisztoros alapkapcsolások 55 bistabil multivibrátor 174, 181 Boole-algebra 195 B osztály 474 busz 275 Butterworth polinomok 374 — szűrő 373

capture rangé 780 carry look-ahead 560 CAS 280 chip enable 275 chip select 275 címbusz 572 Collpits-kvarcoszcillátor 439 Collpits oszcillátor 434 címdekódoló 280, 283 címke 578 cirkulátor 365 CMOS erősítő 152 — logika 215 CMRR 65, 136 CPU 572 erest factor 751 CS Csebisev-polinomok 376 Csebisev szűrő 375 csomóponti törvény 20 csoportfutási idő 379 csúcsegyenirányító 755 csúcsmérő 755

D D / A átalakító 704 , bipoláris 712 , inverz létrával 708, 712 , kapcsolt áramgenerátoros 710 , létrával 707 , morzekapcsolós 706 pontossága 718 , súlyozott áramú 705 , szorzó 714 Darlington-kapcsolás 80, 150 decibel 23 deglitcher 720 dekódoló 225 demultiplexer 226 De Morgan szabályok 196 descartes-i koordináták 340 differenciálegyenletek 311 differenciálerősítő 82, 461 —, ellenütemű 466 — kapcsolóként 695 — nagyjelű karakterisztika 87, 110 —, szélessávú 462 —, visszacsatolt 88 differenciális erősítés 83, 85, 135 mérése 164 differenciális vezérlés 84 differenciáló 308 digitális szűrő 665 , elsőfokú 676, 680 , másodfokú 677

digitális szűrő, soros feldolgozású 683 digitális transzfer függvény 669 dinamikus RAM 267, 279 dinamikus nemlinearitás 773 dióda 41 Dirac-impulzus 666 direkt címzés 577 — teljes címzés 576 diszjunkció 197 diszjunktív normálalak 198 disszipációs teljesítmény 52 DMA 642 drift 66, 90, 111, 135 - , tartási 700 D-tároló 234 DTL 206 duális transzformáció 364 duál-port tár 283, 288 dual-slope konverter 735 E, É ECL 212, 223 EEPROM 267, 271 effektív értékmérő 750 egész számok 542 egychipes mikroszámítógép 604 egyenirányító 496, 747 egytelepes táplálás 162 egyutas egyenirányító 496 ekvivalencia 203 elektronikus kapcsoló 687 , diódás 690 , fetes 688 , tranzisztoros 692 ellenálláslétra 707 ellenőrző bitek 292 ellenütemű oszcillátor 435 elválasztó erősítő 743 elzáródási feszültség 99 elzáródásos tartomány 100 elzáródásmentes tartomány 100 emittercsatolt kavarcoszcillátor 441 — logika 212 — oszcillátor 434, 439 emitterkondenzátor 67 emitterkövető 72, 467, 472 emuláció 596 EPROM 267, 270 — égetése 618 — kártya 617 exponenciális függvénygenerátor 317, 753 exponens 547 ÉS függvény 197, 230

fan in 205 fan out 204 fázisdetektor 775 —, bővíthető fáziskarakterisztikájú 784 fázisfeltétel 430 fázisfordító kapcsolás 145 — integrátor 303 fázistartalék 153, 763 fázist nem fordító kapcsolás 142 fáziszárt hurok 775 fejlesztő módszerek 593 fejlesztőrendszer 596 felfutási idő 30, 172 felharmonikus kvarcoszcillátor 440 félösszeadó 558 feltételes ugrás 587 feltétel nélküli ugrás 585 felüláteresztő szűrő, aktív 390 , passzív 31 fényáram 114 fénycsatoló 122 fénydióda 121 fényesség 114 fényméréstan 114 fénysűrűség 115 feszültségcsökkentő stabilizátor 521 feszültségeltolás 147 feszültségkövető 142, 148, 741 feszültségkülönbség mérése 741 feszültségmérés 740 feszültségnövelő stabilizátor 521, 526 feszültségvezérelt feszültséggenerátor 343 — oszcillátor 452, 775 fet 97 . — alapkapcsolások 102 — áramgenerátorként 107 — differenciálerősító'ben 109 — vezérelhető ellenállásként 111 fifo tár 286 RAM-mal 289 fixpontos szám 546 flagregiszter 575, 584 flip-flop 174, 251 floating ground 743 folyadékkristályos kijelző 123 folyamatábra 260 fordítóprogram 576 formatényező 751 forrásprogram 595 fotodióda 118 fotoellenállás 117 fototranzisztor 120 Fourier-analizátor 761 földelt bázisú kapcsolás 71 — drain-ű kapcsolás 106 — emitteres kapcsolás 55 , áramvisszacsatolt 61

földelt bázisú kapcsolás, feszültségvisszacsatolt 63 — gate-ű kapcsolás 106 — kollektoros kapcsolás 72 — source-ú kapcsolás 106 földfüggetlen tápegység 743 FPLA 267 frekvencia- és fázisdetektor 782 frekvenciakompenzálás 152 frekvenciakompenzáló áramkörök 155 frekvenciaosztó, programozható 250 frekvenciaszintézer 786 frekvenciatartomány 26, 670 frissítés 280 függvénygenerátor, analóg 313, 449 —, analóg változtatható 326 - , digitális 569, 715 függvény-jelölésrendszer 229

időmultiplex működés 649 időtartomány 28, 371, 669 lEC busz 634 igazságtáblázat 196 impedancia 22 impulzusszélesség-modulátor 525, 538 impulzustranszformátor 539 indexelt címzés 577 indexregiszter 575 INIC 358, 361 input offset voltage 135 integer szám 544 integrátor 302 interfész 573 interrupt 590 invertáló erősítő 145 inverter, tranzisztoros 169 isolation amplifier 743

G, GY Giacoletto helyettesítő kép 457 girátor 360 glitch 719 GPIA 635 Graetz-kapcsolás 497 grafikus megjelenítés 658 gyökvonó 339, 752

jelfolyamgráf 312 jelprocesszor 684 jelváltozási sebesség 158, 774 jel/zaj viszony 94 jitter 700 jósági tényező 404 JK tároló 236

H hallgató handshake 636 hálózati transzformátor 494 Hamming-kód 291 handshake 635 hangolható aktív szűrő 423 harmonikus rezgés 446 háromállapotú kapu 211 Hartley-kvarcoszcillátor 441 Hartley-oszcillátor 433 hatásfok 475 hatványfüggvény-generátor 319 hétszegmenses kijelző 127 hexadecimális kód 543 hexa kódú programozás 594 hibafelismerés 290 hibajavítás 290 hibaszó 293 hibrid 367 hibrid-TC helyettesítő kép 457 hiszterézisfeszültség 176 h-mátrix 51 hőellenállás 52 hurokerősítés 140, 304, 310 huroktörvény 22 huzalozott ÉS 209

K kapacitásdióda 45 kapacitív terhelés 161 kapcsolásalgebra 195 kapcsolóelrendezések 686 kapcsoló üzemű tápegység 519 , primer oldaH 529 , szekunder oldali 521 karaktergenerátor 131 karakterkijelzés képernyőre 654 Karnaugh-diagram 200 kaszkád számláló 243 kaszkód kapcsolás 460 — áramgenerátor 109 képernyős kijelzés 652 képpont 654^ késleltetési idő 172, 686 kétirányú busz 276 kettes komplemens 544, 682 kettős T szűrő 38, 416 kezdeti feltétel, integrátoré 306 kimeneti ellenállás 58, 65, 72, 73, 144 kimeneti terhelhetőség 204 kitöltési tényező 453 kiürítéses fet 97 kivezérelhetőség, frekvenciafüggő 159

kivonó, analóg 298 —, digitális 563 kizáró VAGY függvény 230 koincidenciaelnyomás 246 kombinációs hálózatok kommutatív szabály 195 komparátor, analóg 185, 727 —, digitális 555 kompenzált feszültségosztó 34 komplementer Darlington 81, 480 — emitterkövető 474 — source-követő 482 konjunktív normálalak 199 kontraszt 123 koordinátatranszformáció 340 középleágazásos kapcsolás 501 közös módusú elnyomás 85, 136, 299 vezérlés 82 erősítés 84, 135 közvetlen címzés 577 — csatolás 74 — tárhozzáférés 642 kritikus csillapítás 369 — frekvencia 153, 763 különbségképző 298 kvadratúra jelek 454, 761 kvantálási zaj 723 kvarcoszcillátor 436 kvázi állandó tárak 616 kvázikomplementer Darlington 481

Laplace-transzformáció 368 latch 727 LC oszcillátor 430 lead kompenzálás 161 lebegő föld 743 lebegőpontos szám 547 IEEE szabványa 548 led 121 lefutási idő 172 léptetőregiszter 251 Hnearitáshiba 723 linearizált fet 113 logaritmáló 314, 319, 753 logaritmikus szorzó 329 logikai függvények 199 — műveletek 580 LSB 718, 722 LSL 207 LSTTL 208 M mantissza 547 maradékfeszültség 47 másodfajú letörés 52

másodfokú szűrő 394 maximális erősítés 100 maszkprogramozott tár 267 meghajtó fokozat 489 megszakítás 590 megszakításmaszkolás 591 megszakításvezérlő 640 megvilágítás erőssége 115 Meissner oszcillátor 432 meredekség 48, 100, 460 meredekségszorzó 330 mérőáramkörök 740 mikroprogram 574 mikroprocesszor működés 574 — felépítése 574 — kártya 609 — típusok 597 mikroszámítógép 572 —, egyszerű 602 — modulok 609 Miller-effektus 458 mindentáteresztő szűrő 418 , aktív 421 minimálrendszer 602 mintavételi tétel 665 mintavevő-tartó 699, 720 —, fázisdetektorként 777 —, integrátoros 702 mnemonikus írásmód 576 modulo M számláló 250 monitorprogram 594 monostabil multivibrátor 176, 182, 192 , szinkron 256 , újraindítható 194 monotonicitáshiba 723 MSB 718 működési idő 172 multiplexer 227, 230, 264 multivibrátor 173, 256 munkapontbeállítás 65 — áramvisszacsatolással 67 — bázisárammal 66 műveleti erősítő 133 felépítése 147 , szélessávú 469 típusok 165 N, NY n-csatornás fet 97 negáció 195 negatív ellenállás 359 — impedancia konverter 358 — logika 205 — stabilizátor 509 — visszacsatolás 139 négyhuzalos stabilizátor 511 nemlineáris szabályzás 772

nemlineáris torzítás 60 NMOS-logika 359 növekményes fet 97 npn tranzisztor 46 numerikus kijelző 127 nyitott kollektoros kapu 209 O ofszet 577 ofszet bináris kód 546, 713 ofszetfeszültség 89, 135, 143 ofszetkiegyenlítés 89 oktálkód 543 Ohm-törvény 20 olvasás 278 open collector 209 optikai kijelző 123 optocsatoló 538, 744, 747 órajelkapcsoló, szinkron 258 oszcillátor 429 oszlopdekódoló 268 osztó 339, 752 Ö összeadás, logikai 195 összeadó, analóg 297 —, digitális 558 összegző integrátor 307 összetett szinkronjel 653

PAL 224, 267, 271 párhuzamos D / A átalakító 704 párhuzamos interfész 620 , kétirányú 621 párhuzamos rezgőkör 39 , szimulált 363 — rezonancia 437 paritás 290 pergés 254 PIA 621 PID szabályzó 768 Pierce-oszcillátor 438 pillanatnyi csúcsmérő 756 pin-fotodióda 119 pinch-off voltage 99 PI szabályzó 765 pixel 654 PLA 267, 271 PLL 775 pnp tranzisztor 46 polaritásváltó stabilizátor 521, 527 polár koordináták 340 pontmátrix kijelző 130 pozitív logika 205

primer oldali kapcsoló tápegység 529 prioritás 641 prioritásdekódoló 28, 725 PROM 266 propagation delay time 172 P szabályzó 763

R RAM 267 RAS 280 redukált meredekség 63 referenciafeszültség-forrás 516 reset logika 611 restart 593 reverzibilis számláló 244 rezgés differenciálegyenlete 431 rezgőkvarc 437 ripple carry 560 ROM 224, 262, 267 root mean square value 750 RS interfész szabványok 630 RS tároló 174, 234, 254 RTL 206 rugalmas tár 284

SAR 731 sáváteresztő 35, 404 —, aktív 408 - , LRC 409 —, passzív 35 sávzáró 414 —, aktív 416 - , LRC 415 Schottky-dióda 44 Schmitt-trigger 173, 186 —, emittercsatolt 179 single slope konverter 734 slew rate 158 sodrott vezetékpár 223 sordekódoló 268 soros interfész 621 soros lekérdezés 641 soros rezonancia 437 source-követő 106, 467 statikus nemlinearitás 772 statikus RAM 267, 275 súlyozásos D / A átalakító 704 súlyozó kivonó 301 system ground 743 SZ szabályozó 762 szabályzókörök 762 szabályzott szakasz 762

szalagtápvonal 222 számláló 231, 261 számláncos D / A átalakító 704 számlánc, programozható 639 szekvenciális hálózat 239, 259 szélessávú erősítő 456 szimmetrikus stabilizátor 410 szimulált induktivitás 363 szindrómaszó 292 szinkron BCD számláló 249 — egyenirányító 758 , fázisdetektorként 780 - számláló 241, 249 — változásérzékelő 257 szinusz-generátor 320 szorzás, logikai 195 szorzó, analóg 329, 752 —, digitális 565 - beállítás 337 szubrutin 588 szűrőtáblázatok 382

tápegység 494 tár, félvezetős 267 tároló 173, 232 —, átlátszó 232 - D 234, 237 - , J K 237 —, órajelvezérelt 233 —, RS mester-szolga 235 - T 238 tárolócella 277 tárolómátrix 283 tárolási idő 172 tátkártya 614 tautológia 196 teíevíziószabvány 652 telítetlen logika 172 tehtett logika 173 teljes összeadó 558 teljesítményerősítő 472 teljesítménykapcsoló 534 temperatúrafeszültség 42 termikus effektív érték mérő 754 timer 191 tirisztor 612 tizenhatszegmenses kijelző 129 torzítási tényező 60, 87, 103 töltéstárolás 43, 172 transzformátor, hálózati 494 —, nagyfrekvenciás 534 transzmissziós kapu 218, 705 tranziens torzítás 159 tranzisztorkapacitások 458

tranzisztorzaj 92 tranzitfrekvencia 55, 138, 142, 156, 456 tristate kimenet 211 T tároló 238 TTL 207, 223 túlcsordulás 563, 682 túllövés 371 U ugró utasítás 584 újraindítás 593 univerzális aktív szűrő 423 utasításkészlet 580 utasítások felépítése 575 utasításszámláló 575 utasításvégrehajtás 579 V VAGY függvény 197, 230 váltott soros letapogatás 653 VCO 452, 775 véletlen hiba 290 veremmutató 573 veszteségi teljesítmény 52, 475 vezérelt generátor 343 vezérlól>usz 573 videó controller 656 visszacsatolás, negatív 139 visszacsatolási tényező 153 visszacsatolt erősítés 140 — sávszélesség 141 V.24 interfész 630 W Wien-hidas oszcillátor 442 Wien-Robinson híd 36, 417, 442 Wilson áramtükör 79 write enable 276 Y y-mátrix 51

zajszám 93 zajtényező 93 zárócsillapítás 686 zárófeszültség 51 zavarójel 762 zavartávolság 170 Z-dióda 44, 514

1190

Ft

(ÁFA-v

letze — bcne n a i ó g

é s

d i g i t á l i s

á r a m k ö r ö

A magyar Olvasó jól ismeri a kitűnő német szerzőpár könyvét. Elő­ ször 1969-ben jelent meg németül. Azóta az elektronika fejlődését követve, újra és újra átdolgozva eljutottak a 7. kiadáshoz, amely az előzőkhöz képest mind formai, mind tartalmi szempontból nagy vál­ tozást mutat. Megtartotta viszont azt a jó tulajdonságát, hogy közért­ hető magyarázattal és a gyakorlati felhasználásra készen adja meg a kapcsolásokat a méretezéshez szükséges képletekkel együtt. Két jól elkülönülő részből áll a könyv. Az első rész a félvezetőtechnika alapjaival ismerteti meg az Olvasót, a második pedig az alkalmazás­ technika részterületeit foglalja össze. Főleg ezt a részt korszerűsítet­ ték, kiemelve a mikroprocesszoros kapcsolások hardver- és szoft­ verproblémáit. A két rész között a számos utalás létesít kapcsolatot. Ajánljuk a könyvet elsősorban azoknak, akik a régi kiadást ismerik, mert a mostani jóval többet nyújt. A főiskolák és a műszaki egyete­ mek hallgatói egyes szakokon eddig is tankönyvként használták. Közérthetősége azonban lehetővé teszi, hogy a középfokú szakis­ merettel rendelkezők is elsajátítsák belőle a korszerű áramkörtech­ nika alapjait