Amplificadores de Potencia, Teoría y Problemas - D Valero

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AMPLIFICADORES DE POTENCIA Teoría y problemas


DIEGO VALERO SOLAS JUAN D. AGUILAR PEÑA

AMPLIFICADORES DE POTENCIA Teoría y problemas

1993 http://librosysolucionarios.net

© DIEGO VALERO SOLAS JUAN DOMINGO AGUILAR PEÑA

© EDITORIAL PARANINFO, S.A. Magallanes, 25 " .·28015 Madrid Teléfono: 4463350 - Fa~: 4456218 Diseño de cubierta: © Artica Reservados los derechos para todos los países. Ninguna parte de esta publicación, incluido el diseño de la cubierta, puede ser reproducida, almacenada o transmitida de ninguna forma, ni por ningún medio, sea éste electrónico, químico, mecánico, electro-óptico, grabación, fotocopia o cualquier otro, sin la previa autorización escrita por parte de la Editorial. Impreso en España Printed in Spain ISBN: 84-283-1983-9 Depósito Legal:M. 2.970-1993

Magallanes, 25 - 28015 MADRID . Gáficas ROGAR, Polígono Industrial Cobo Calleja - Fuenlabrada (Madrid)


(013/46/63)

INDICE DE MATERIAS PROLOGO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

11

1. CARACTERISTICAS GENERALES . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

13

l. l. Introducción a los amplificadores de potencia . . . . . . . . . . . . . 1.2. Clasificación de los amplificadores de potencia . . . . . . . . . . . l. 3. Distorsión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . l. 3. l. Distorsión de fase . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.3.2. Distorsión de frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . l. 3. 3. Distorsión de amplitud . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . l. 3. 3 .l. Distorsión armónica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.3.3.2. Distorsión por intermodulación . . . . . . . . . . .

15 15 18 18 19 20 21 22

1.4. Efectos térmicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.1. Limitaciones térmicas y de potencia . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.1.1. Propagación del calor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.1.2. Equivalencia eléctrica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.1.3. Cálculo del disipador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.1.4. Elección y dimensiones del disipador . . . . . . 1.4.1.5. Montaje y colocación del transistor y disipador 1.4.1.6. Casos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.2. Inestabilidades térmicas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.2.1. Fuga térmica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.2.2. Variación de la ganancia con la temperatura 1.4.2.3. Fenómenos de ruptura . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4.2.4. Area de funcionamiento seguro del transistor

22 23 23 24 26 32 32 36 47 48 49 50 53

1.5. La onda cuadrada como señal de prueba . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.5.1. Teorema de Fourier . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

54 55


6

INDICE DE MATERIAS

1.5.2. Relación entre los armónicos contenidos y la simetría de la onda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.5.3. Composición _de una onda cuadrada . . . . . . . . . . . . . . . 1.5.4. Efecto de la b1mda de paso de un amplificador sobre las ondas complejas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.5.5. Aplicación práctica de la onda cuadrada . . . . . . . . . . . BIBLIOGRAFIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

2. AMPLIFICADORES DE POTENCIA CON UN UNICO TRANSISTOR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

55 57 59 60 63

65

2 .l. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2. Amplificador de potencia Clase A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.1. Clase A con acoplo directo a la carga . . . . . . . . . . . . . 2.2.1.1. Diseño del amplificador . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.1.2. Casos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.2. Clase A con acoplo por transformador . . . . . . . . . . . . 2.2.2.1. Necesidad del transformador de salidá . . . . . 2.2.2.2. Diseño del amplificador . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.2.3. Casos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.3. Comparación entre acoplo directo y mediante transformador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.4. Distorsión en clase A . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.4.1. Causas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.4.2. Cálculo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.2.4.3. Casos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.3. Amplificador de potencia Clase B . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.4. Amplificadores de potencia Clase AB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2. 5. Amplificadores de potencia Clase C . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.5.1. Principio de funcionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.6. Amplificadores de potencia Clase D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.6.1. Principio de funcionamiento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2.6.2. Ventajas y comparación con los amplificadores lineales BIBLIOGRAFIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

67 67 68 69 72 75 76 77 80

3. AMPLIFICADORES DE POTENCIA EN CONTRAPASE . . . . . .

99

3. l . Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3. 1.1. Clasificación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.1.2. Características . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

1O1 1O1 102


83 83 83 85 87 90 91 92 92 94 94 95 97

INDICE DE MATERIAS

7

3.2. Circuitos inversores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.2.1. Inversor de fase por transformador . . . . . . . . . . . . . . . 3.2.2. Inversor en fase de transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3. 3. Amplificador de potencia Clase A en contrafase . . . . . . . . . . 3. 3 .l. Diseño del amplificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.3.2. Distorsión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.4. Amplificador de potencia Clase B en contrafase . . . . . . . . . . . 3.4.1. Diseño del amplificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.4.2. Distorsión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 .4.3. Casos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.5. Amplificador de potencia Clase AB en contrafase . . . . . . . . . 3.6. Amplificador de potencia con salida única (single ended) . . . 3.6 .1 . Amplificador de potencia con salida única y sin transformador de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3.6.2. Amplificador de potencia con salida única y sin transformadores (Montaje simétrico-complementario) . . . . . . . 3.6.2.1, Montaje totalmente complementario para potencias medias y dos fuentes de alimentación . . 3.6.2.2. Montaje totalmente complementario para potencias medias y una sola fuente de alimentación 3.6.2.3. Montaje casi-complementario de dos etapas para potencias de salida elevadas . . . . . . . . . . . 3.6.2.4. Montaje totalmente complementario de dos etapas para potencias de salida elevadas . . . . . . 3.6.3. Casos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . BIBLIOGRAFIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

102 102 103 104 106 109 109 110 114 116 121 122 123 124 125 126 127 127 129 137

4. ASPECTOS PRACTICOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

139

4.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2. Realimentación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2.1. Tipos de realimentación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2.2. Configuraciones posibles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.2.3. Ventajas de la realimentaCión negativa . . . . . . . . . . . . 4.2.4. Ventajas de la realimentación positiva . . . . . . . . . . . . . 4.2.5. Inconvenientes de la realimentación . . . . . . . . . . . . . . . 4.2.6. Caso práctico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4. 3. Estabilidad térmica y protecciones . .... .. .. ....... . . . . . , 4.4. Protecciones contra sobreintensidades . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.4.1. Limitación de corriente constante . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.4.2. Limitación de corriente regresiva (Foldback) . . . . . . . 4. 4.3. Casos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

141 141 143 144 147 150 150 151 151 154 155 156 159


8

INDICE DE MATERIAS

4.5. Etapas de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.5.1. Seguidor de emisor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.5.2. Push-pull . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.5.3. Totem-pole ... :. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.5.4. Booster . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.5.5. Darlington complementarios . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.5.6. MOSFET complementarios . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.6. Red de Zoobel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.7. Circuitos prácticos .. . . . . , . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.7.1. Circuito núm. 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.7.2 . Circuito núm . 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.7.3. Circuito núm. 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.7.4. Circuito núm . 4 . . . . . . . . . . . . . . ... . . . . . . . . . . . . . . . 4.7 .5. Circuito núm. 5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.7 .6. Circuito núm. 6 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4.8. Limitaciones prácticas de diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . BIBLIOGRAFIA . ....... . . ... ... ... ....... .. .... ... ... .·..

161 162 162 164 165 165 167 168 168 169 171 173 176 177 180 184 186

5. AMPLIFICADORES DE POTENCIA INTEGRADOS . . . . . . . . . .

187

5.1. Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2. Circuitos integrados monolíticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.1. Tipos de circuitos integrados monolíticos . . . . . . . . . . 5.2.2. Inconvenientes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.3. Circuitos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.3.1. Circuito núm. 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.3.2. Circuito núm. 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.3.3 . Circuito núm. 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2 .3.4. Circuito núm. 4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.2.3 .5. Circuito núm. 5 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3 . Circuitos integrados híbridos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.1. Tipos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

189 190 190 192 192 193 195 196 200 201 202 202

5.3.1.1. Circuitos híbridos de película gruesa (Thickfilm) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.1.2. Circuitos híbridos de película delgada (Thinfilm) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3. 2. Circuitos prácticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.2.1 . Circuito núm. 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.2.2. Circuito núm. 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.2.3. Circuito núm. 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5.3.2.4. Circuito núm. 4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . BIBLIOGRAFIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .


203 203 203 204 205 207 209 211

J-.;DJCE DE MATERIAS

CONCLUSIONES

9

...........................................

213

ANEXO l. Tipos de contenedores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

215

ANEXO 2. Tablas y perfiles de disipadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

221

ANEXO 3. Características de montaje y colocación del transistor y disipador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

233

ANEXO 4. Respuesta en frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

239

Curva de respuesta de frecuencia de un amplificador . . . . . . Trazado de la curva de respuesta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Puntos de potencia mitad expresada en dB . . . . . . . . . . . . . Ancho de banda . . . . . . . . . . ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

239 241 241 242

ANEXO 5. Circuito práctico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

243

Introducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . l. Descripción del circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2. Diseño del amplificador (Cálculos teóricos) . . . . . . . . . 3. Cálculo de los disipadores de los transistores finales . . 4. Cálculo de la red de Zoobel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5. Diseño de la red de protección contra sobre intensidades 6. Tensiones continuas de polarización. Intensidades de reposo y rendimiento real . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7. Sensibilidad del amplificador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8. Distorsión de cruce . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9. Respuesta de frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1O. Función de transferencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

243 244 245 251 252 253 255 256 257 258 260

ANEXO 6. Espejo de corriente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

263

ANEXO 7. Terminología y parámetros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

265

BIBLIOGRAFIA GENERAL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

269


PROLOGO Este libro está pensado como texto para el estudio de los fundamentos de los amplificadores de potencia, y aunque no ha sido concebido como manual de laboratorio, la mayoría de los circuitos que se exponen pueden ser abordados sin dificultad prácticamente. Para su elaboración, al construir el esquema general de la obra se han tenido en cuenta las exigencias del cuestionario de los alumnos de tercer curso de Ingeniería Técnica de Electrónica, a quienes va destinada esta obra; y serán ellos quienes con el tiempo juzguen si ha sido cumplido el objetivo principal de este texto. Se ha pretendido dar un carácter didáctico a los contenidos de los temas y apéndices que integran la obra, así como intentar eludir los largos y laboriosos desarrollos matemáticos, los cuales pueden ser abordados por el lector interesado recurriendo a la diversa bibliografía existente en cada tema. El texto está compuesto por cinco capítulos en los cuales se tratan los conceptos básicos de funcionamiento, diseño, cálculo, características generales, etc, de los amplificadores de potencia. Al mismo tiempo se incluye en cada capítulo una serie de problemas y casos prácticos resueltos totalmente, al objeto de completar adecuadamente los capítulos teóricos. También, en la mayoría de los casos, se han empleado valores, hojas de características y datos de dispositivos reales (existentes en el mercado) para intentar llevar al lector aún más a la realidad. Igualmente se ha introducido a lo largo del texto una serie de circuitos prácticos los cuales se incluyen en utensilios comunes; tales como receptores de radio y televisión, instrumentos musicales, aparatos de control industrial, etc. Para finalizar, pido disculpas por las posibles erratas que pueda haber en el texto: así como agradecer la colaboración a varios alumnos de la E.U.I.T .I. de JAEN. quienes con sus críticas y sugerencias me han llevado en ocasiones a sustanciosas modificaciones.


EL AUTOR

1

CARACTERISTICAS GENERALES

CONOCIMIENTOS PREVIOS • Funcionamiento del transistor. • Manejo de curvas características del transistor.

OBJETIVOS • Clasificación de los amplificadores de potencia. • Distinguir los diferentes tipos de distorsión. • Analizar los aspectos térmicos y de ruptura en los semiconductores de potencia. • Prestaciones de la onda cuadrada como señal de prueba.


1.1. INTRODUCCION A LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA Un sistema amplificador consta habitualmente de varias etapas en cascada. Las de entrada e .intermedias suelen manejar pequeñas señales y su misión es amplificar la pequeña excitación de entrada a un valor suficientemente grande para excitar la etapa final o etapa de salida. Esta etapa final suele atacar un transductor, un altavoz, servomotor, etc, y por lo tanto debe ser capaz de entregar una tensión o corriente variable grande o una cantidad apreciable de potencia. Esta etapa final es la que conocemos con el nombre de amplificador de potencia. Se entiende por amplificador de potencia, aquella etapa final de un amplificador, llamada usualmente "etapa de salida", cuyo objetivo primario y fundamental es el de entregar el máximo de potencia a la carga a la que está acoplado; todo ello con el mínimo de distorsión y con un rendimiento máximo. Dado que los valores instantáneos de las tensiones y las corrientes que se presentan en un amplificador de potencia alcanzan valores elevados, puede ocurrir que dichos valores se sitúen dentro de las zonas próximas a las especificadas como de disipación de potencia máxima; en consecuencia, habrá que prestar especial atención en lo que respecta a los fenómenos de ruptura y a los aspectos térmicos de los semiconductores utilizados. Simultáneamente, las grandes oscilaciones de corriente y tensión producirán una acusada falta de linealidad dando lugar al fenómeno de la distorsión. Así pues, en este tema vamos a tratar todos estos fenómenos y aspectos generales.

1.2. CLASIFICACION DE LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA Son muchas las clasificaciones que se pueden hacer de los amplificadores de potencia. Todas ellas dependen de los diferentes criterios tenidos en cuenta en suelaboración. Así, distinguimos:


1.1. INTRODUCCION A LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA Un sistema amplificador consta habitualmente de varias etapas en cascada. Las de entrada e .intermedias suelen manejar pequeñas señales y su misión es amplificar la pequeña excitación de entrada a un valor suficientemente grande para excitar la etapa final o etapa de salida. Esta etapa final suele atacar un transductor, un altavoz, servomotor, etc, y por lo tanto debe ser capaz de entregar una tensión o corriente variable grande o una cantidad apreciable de potencia. Esta etapa final es la que conocemos con el nombre de amplificador de potencia. Se entiende por amplificador de potencia, aquella etapa final de un amplificador, llamada usualmente "etapa de salida", cuyo objetivo primario y fundamental es el de entregar el máximo de potencia a la carga a la que está acoplado; todo ello con el mínimo de distorsión y con un rendimiento máximo. Dado que los valores instantáneos de las tensiones y las corrientes que se presentan en un amplificador de potencia alcanzan valores elevados, puede ocurrir que dichos valores se sitúen dentro de las zonas próximas a las especificadas como de disipación de potencia máxima; en consecuencia, habrá que prestar especial atención en lo que respecta a los fenómenos de ruptura y a los aspectos térmicos de los semiconductores utilizados. Simultáneamente, las grandes oscilaciones de corriente y tensión producirán una acusada falta de linealidad dando lugar al fenómeno de la distorsión. Así pues, en este tema vamos a tratar todos estos fenómenos y aspectos generales.

1.2. CLASIFICACION DE LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA Son muchas las clasificaciones que se pueden hacer de los amplificadores de potencia. Todas ellas dependen de los diferentes criterios tenidos en cuenta en suelaboración. Así, distinguimos:


CLASIFICACION DE LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA

17

En la figura 1.1. podemos ver gráficamente todo lo expresado. No obstante, a pesar del adelanto en el terreno del ahorro de la energía disipada, el rendimiento más alto de los anteriormente mencionados raramente llega al 75%, lo que significa que la cuarta parte de la energía tomada de la fuente de alimentación se pierde en forma de calor. Para el caso de la audiofrecuencia existen técnicas que permiten alcanzar rendimientos superiores a190%. Así, aparecen unas nuevas clases.

Figura 1.1. Clases de amplificación .

CLASE D: Son aquéllas donde se modula en anchura un tren de impulsos de frecuencia superior a los 20 KHz. Un filtro pasabajo a la salida permite que sólo pasen las señales de baja frecuencia. Como los transistores trabajan en conmutación. la disipación en ellos es mínima.


18


CLASE E: Ha sido rebautizada en Europa como Clase G aunque tan sólo a efectos de nomenclatura. Su característica principal es que emplean fuentes de alimentación que pueden suministrar dos tensiones distintas, de forma que se adapte dicha tensión al nivel que en cada instante sea necesario para reproducir adecuadamente la señal sin distorsión y con el mínimo de pérdida de energía. CLASE H: Su principio de funcionamiento es el mismo que para la CLASE E, pero se diferencia de ésta en que la tensión que se emplea en la fuente de alimentación es variable. Por el momento, el mercado está ocupado en un 85-90% por salidas de tipo B ó AB complementarios, pero de cualquier forma las clases últimamente comentadas están ahora comenzando a emplearse, y posiblemente en pocos años el mercado se vea inundado de equipos que empleen estas técnicas debido a sus ventajas en cuanto a ahorro energético, disminución del tamaño de los equipos, coste inferior, disipaciones de calor mucho menores, mayor fiabilidad y rendimiento de los mismos . Como hemos visto, son muchas las clasificaciones que se pueden hacer de amplificadores d.e potencia; sin embargo, el estudio que nosotros vamos a realizar de éstos se va a centrar en la audiofrecuencia, y más concretamente en las clases A, By AB, pues no en vano son, como dijimos en párrafos anteriores, los más empleados. No obstante, trataremos las características más notables de otros tipos, así como las soluciones que el !Jlercado ofrece a la amplificación de potencia.

1.3. DISTORSION Un amplificador ideal debería de funcionar igual de bien a todas las frecuencias. Los amplificadores de c. a. ideales deberían amplificar igualmente todas las frecuencias de una banda dada. En la práctica no es posible conseguir ninguna de estas condiciones. Como sabemos, la misión de un amplificador es aumentar el nivel de una señal con la mínima distorsión, entendiéndose por distorsión la deformación que experimenta la señal de salida con respecto a la señal de entrada. Un amplificador sin distorsión sería capaz de reproducir exactamente cualquier forma de señal aplicada a la entrada, pero en la práctica esto es imposible, ya que no suele amplificar todas las frecuencias en el mismo grado, ni admitir una amplitud de entrada ilimitada sin deformarla, y además los elementos semiconductores utilizados en los amplificadores de potencia no son lineales. Atendiendo a estos factores se distinguen diferentes tipos de distorsión.

1.3.1. Distorsión de fase No todas las componentes de una señal experimentan desplazamientos de fase idénticos a medida que progresan por el amplificador. Las diferencias de variación


19

CL-'SIACACION DE LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA

de fase entre las frecuencias componentes provocan variaciones de las amplitudes

resultantes de un instante a otro. Como la señal resultante es la suma de todas las amplitudes de las componentes, queda alterada la forma original de la onda. La distorsión provocada por la variación de fase se llama distorsión de fase o distorsión por retardo. Este efecto se puede ver en la figura 1.2. Este tipo de distorsión puede reducirse cambiando la disposición de los componentes e introduciendo componentes reactivos para anular los efectos de los componentes existentes.

Componente A

1

1

Componente

Entrada del amplificad or

Salida

B, desfas e 180°

del

ampl ificador

Figura 1.2. Distorsión de fase .

1.3.2. Distorsión de frecuencia Las formas de onda complejas están compuestas de la suma algebraica de muchas ondas sinusoidades simples de varias frecuencias y amplitudes. La ganancia de un amplificador no es la misma para todas las frecuencias. La respuesta en frecuencia del amplificador no es plana, por lo tanto, si una o un grupo de las frecuencias que componen la señal de entrada de un amplificador están amplificadas de distintas manera que el resto, como se indica en la figura l. 3., la señal de salida aparecerá distorsionada respecto a la original. A este fenómeno se le denomina distorsión de frecuencia.


20


+1 ---- -----

-2 --- ------- ------ ------ --

resultante

Antes de la amplificación

e Después de la amplificación

Figura 1.3. Distorsión de frecuencia.

Las causas que originan la distorsión de frecuencia suelen ser las misma que provocan la distorsión de fase y éstas son debidas a los elementos capacitivos e inductivos del amplificador, por lo que ambas distorsiones suelen presentarse simultáneamente.

1.3.3. Distorsión de amplitud Existe cuando la ganancia del amplificador no es igual para todas las amplitudes de la forma de onda de la señal de entrada. Entonces, se puede originar una amplificación o un recorte desproporcionado dependiendo del valor de los distintos puntos de la amplitud de una forma de onda. Sea la figura 1.4, si aplicamos una señal de entrada de 1 V. a un amplificador, y éste tiene una mayor ganancia para niveles bajos de señal que para los altos, la parte de onda cercana al eje horizontal será más amplificada que la parte cercana


21

CIASIFICACION DE LOS AMPLIFICADORES DE POTENCIA

a la punta de la onda, apareciendo así este tipo de distorsión. La distorsión de ampli-

tud es también llamada distorsión no lineal o alineal, puesto que la ganancia no es uniforme para todas las amplitudes debido a la falta de linealidad de los componentes activos que constituyen el amplificador. Este tipo de distorsión puede reducirse mediante una realimentación negativa, como más adelante veremos.

v 1/~ -- -

10

1

4

2

Onda de

1

+10

1

-o ::o

( 1

\

0..

1

o~

<(

0.2

0.6

0.4 Amplitud

de

0.8

1.0

1\

1

\

-10

)

1

\V

ent r ada

\

1\

E

\

\1

-lO

1

E

4:

1

\

<(

V

0..

1r\ V \

1/ \

/

QJ

1\

a. E

/_

6

-o ::>

+ 1.0

/

~

-o

~ 1-

--- - - --

8

"' -ro "'

1

1

\ 1\

\

1 )

Onda de salida

entrada

Figura 1.4. Distorsión de amplitud.

Dentro de la distorsión de amplitud o alinea} se diferencian dos tipos: distorsión armónica y distorsión por intermodulación.

1.3.3.1. Distorsión armónica Tiene lugar cuando en el amplificador se crean frecuencias múltiples o armónicas de la frecuencia correspondiente a la señal de entrada, las cuales se unen a la señal original modificando su forma de onda. Esto es debido a que el amplificador trabaja en una parte no lineal de su característica dinámica; así, toda variación de la señal de entrada producirá una variación de corriente a la salida, que no será directamente proporcional a la entrada, apareciendo esta distorsión. En los amplificadores de audiofrecuencia, la distorsión armónica es muy indeseable porque produce desagradables sonidos; no obstante, es un fenómeno casi inevitable y característico de los componentes activos, por el hecho de no ser absoluta-



22

mente lineales. Como en la práctica no existe ningún componente activo capaz de ofrecer una característica dinámica lineal total y absolutamente rectilínea, no habrá ningún amplificador exento de este tipo de distorsión. La distorsión armónica se valora como porcentaje de la amplitud de la frecuencia fundamental. La fórmula que expresa este tanto por ciento es: (A22 + A32 + ... + An2)1f2 ] 100 % de distorsión armónica= [ At en la que: = Amplitud de la frecuencia fundamental. A1 A2, A3, ... = Amplitudes relativas de los armónicos segundo, tercero, etc. Con la expresión anterior podemos conocer el tanto por ciento de distorsión armónica, y así la calidad de cualquier amplificador, lo cual será tanto mayor cuanto menor sea el porcentaje de distorsión armónica.

1.3.3.2. Distorsión por intermodulación Es un tipo especial de distorsión, puesto que tiene lugar cuando a la entrada de un amplificador se aplican simultáneamente dos frecuencias distintas y a la salida, además de estas dos frecuencias, aparecen otras que no están armónicamente relacionadas con ellas. Este tipo de distorsión es la más molesta, puesto que como ya hemos dicho, cuando aplicamos a la entrada de un amplificador simultáneamente dos señales con frecuencias distintas (ft, 6) aparecen a la salida de este señales parásitas iguales a la suma y diferencia de la fundamental y de uno o dos armónicos cualesquiera, o bien de d(.')s señales que no tienen una relación armónica (ft + f2, ft - f2 , 2ft - 2f2, etc). Normalmente, esta clase de distorsión se suele producir cada vez que los pasos amplificadores trabajan sobrecargados o que el circuito magnético del transformador de salida está saturado, y se evita haciendo que los transistores, y sobre todo el transformador de salida del amplificador, trabajen en la parte más lineal de su característica. En definitiva, al igual que la distorsión armónica, la distorsión por inten;nodulación se expresa normalmente en porcentaje y es debida a la alinealidad de los componentes activos que suelen constituir un amplificador.

1.4. Efectos térmicos En los últimos años ha sido espectacular la evolución experimentada por los semiconductores de potencia. Las intensidades y tensiones manejadas han alcanzado


23

EFECTOS TERMICOS

valores muy altos; la aparición de nuevos componentes ha permitido la realización de funciones cada vez más complejas en volúmenes más reducidos. Los problemas de control y protección de los semiconductores de potencia han desaparecido, pues estas funciones se integran en el mismo dispositivo. Sólo subsiste una limitación, la térmica. En este apartado vamos a analizar dos aspectos de la dependencia existente entre las características eléctricas de los transistores y la temperatura. Estos aspectos son: • Limitaciones térmicas y de potencia. • Inestabilidades térmicas.

1.4.1. Limitaciones térmicas y de potencia Siempre que un transistor conduce una corriente experimenta unas pérdidas que se transforman en calor y elevan su temperatura. Este calor rápidamente debe ser disipado a fin de evitar que la temperatura interna llegue al máximo límite permitido, más allá del cual tiene lugar inevitablemente la fusión de la unión y la consiguiente destrucción del semiconductor. Los transistores que trabajan con pequeñas corrientes generan poco calor, por lo cual éste se puede disipar mediante el contenedor (cápsula del dispositivo), no siendo necesario intervenir desde el exterior. Por el contrario, en transistores de potencia, sólo el cuerpo metálico del transistor no basta para disipar todo el calor generado y es necesario aplicar externamente algo que ayude a evacuar este calor y facilite la disipación, es decir, hay que aplicar una aleta de refrigeración de la dimensión adecuada a la potencia a disipar. A esta aleta le llamamos radiador de calor o refrigerador, del cual hallaremos la dimensión y superficie necesarias según la potencia que deba disipar el elemento semiconductor.

1.4.1.1. Propagación del calor El problema básico de refrigeración de los transistores de potencia se limita a la eliminación del calor generado internamente consiguiendo un buen camino de eva-

cuación desde la fuente de calor hasta un último receptor, el cual es normalmente el aire ambiente. Existen 3 métodos de transferencia de calor: conducción, convección y radiación. Estos aparecen del modo siguiente en los transistores de potencia. Inicialmente, tenemos el transistor aplicado al radiador y éste en contacto con el aire. Tanto el transistor como el radiador se encuentran a la misma temperatura del ambiente externo, es decir, el aire; por consiguiente, no existe intercambio alguno de calor.


24

CARACTERlSTICAS GENERALES

Durante su funcionamiento, el transistor disipa potencia y esto hace aumentar su temperatura respecto de la temperatura ambiente; por tanto, es obvio que tendremos un intercambio de calor por conducción desde la propia unión al contenedor y de éste al radiador, intercambio de calor que será tanto más elevado cuando mayor sea la diferencia de temperaturas entre los cuerpos en contacto. De este modo también la temperatura del radiador sufrirá un aumento respecto a la temperatura del aire exterior y en consecuencia aparece un intercambio de calor entre disipador y aire, que tendrá lugar fundamentalmente por convección y que será tanto más elevado cuanto mayor sea la diferencia de temperatura y cuanto mayor sea la superficie del disipador en contacto con el aire. La transferencia de calor por radiación no se tiene en cuenta puesto que a las temperaturas que se trabaja éste es despreciable.

1.4.1.2. Equivalencia eléctrica En la práctica, cuando se desea determinar la superficie de un disipador aparecen una serie de frenos, tales como la mayor o menor facilidad que presentan los cuerpos al paso del calor, la interposición de mica, etc. Estos frenos son considerados como resistencias térmicas que habrá que tener en cuenta al efectuar los cálculos. Las resistencias que nos interesan son tres y están representadas gráficamente en la figura 1.5 .

Tj

Rje

Te

ARAN DELA-

Red

DISIPADOR

1

Td

Rd

AMBIENTE 1

---

Ta

Tj -Ta ='Wa t 1Rje • Re d• Rd }

Figura 1.5. Resistencias térmicas y temp~raturas de un transistor.


25

IHCTOS TERMICOS

14: R..-c~

R.!

Resistencia unión-contenedor Resistencia contenedor-disipador Resistencia del disipador

Lógicamente, cuanto mayores sean estas resistencias, mayor será la dificultad dd calor para transferirse de la unión del transistor al radiador y de éste al aire exterior. Aprovechando la ley de OHM, y por el principio de analogía, realizamos la sipiente comparación eléctrica. Consideramos las temperaturas como tensiones, las R5istencias térmicas como resistencias óhmicas y el flujo de calor como una corriente déctrica (figura 1.6); así pues establecemos la expresión (1.1)

-------------Q- Tj Po t.

r------1 1

Fe. m.= Ll T = = TJ- Ta

1

1

ORca

L---------L-----0 -

Ta

Figura 1.6. Equivalencia eléctrica.

Tj - Ta = Wat (Rjc + Rcct + Rct)

( 1' 1)

de donde:

Rjc + Rcct + Rct

(1 ,2)

Para calcular la superficie exacta de un radiador será necesario conocer además Rct, el valor de otras incógnitas, tales como la temperatura máxima que puede alcanzar la unión del transistor, temperatura de la cápsula. etc. En el próximo apartado calculamos el valor de cada una de estas incógnitas.

de los valores de Rjc, Rcct y


26


1.4.1.3. Cálculo del disipador Antes de comenzar el cálculo del disipador o radiador damos los símbolos y conceptos que vamos a utilizar en el diseño de éste. Tjmáx Tj

Temperatura máxima que puede soportar la unión del transistor sin fundirse. = Temperatura alcanzada por la unión del transistor durante su

funcionamiento.

\

Rje

Resistencia unión-contenedor.

Red

= Resistencia contenedor-disipador

Rd

Resistencia disipador

Rja

Resistencia unión-ambiente .

Rea

Resistencia contenedor-ambiente.

Rdv

Wat Wat

= Resistencia térmica del disipador, con ventilador.

Potencia que queremos hacer disipar al transistor. = Potencia máxima que el transistor puede disipar con una temperatu-

ra del contenedor de 25°C. Te

Temperatura del contenedor

Td

Temperatura del disipador

Ta F

= Temperatura ambiente

Factor de corrección si se utiliza ventilador

K = Factor de corrección para f~ar el valor de la Tj conociendo la Tjmáx El origen de estos datos es muy diverso. Algunos nos vendrán dados en tablas y manuales; otros, deberemos establecerlos nosotros y otros, representan las incognitas de nuestro problema y deberán resultar de los cálculos efectuados. El conocimiento de todos y cada uno de estos datos nos llevará a la elección adecuada del disipador en cuestión. Pasemos ahora a verlos uno por uno, de forma que queden claros los términos del problema. TEMPERATURA DE UNION MAXIMA (Tjmáx): Generalmente, este dato nos lo proporcionan los manuales y tablas en correspondencia con cada tipo de transistor. En ocasiones, en lugar de la Tjmáx se nos da "operating temperature range = -65 + 200°C" lo que quiere decir que el transistor se ha fabricado para funcionar, de una temperatura mínima de -65 °C a una temperatura máxima de 200°C.


21

EFECTOS TERMICOS

En el caso de que no se nos suministre Tjmáx adoptaremos los siguientes valores: Tjmáx Tjmáx

= =

135°C para los transistores de silicio. 90°C para los transistores de germanio.

Seguramente, estos valores serán inferiores al valor real, pero por motivos de seguridad es conveniente considerarlos más bajos.

TEMPERATURA DE UNION (Tj): Esta es la temperatura efectiva que alcanzará la unión durante el funcionamiento. No se encuentra en tablas y manuales puesto que va a depender del modo en que refrigeremos el transistor y la potencia que le hagamos disipar. Esta temperatura se fijará a priori según la expresión (1.3): Tj = Tjmáx K

(1.3)

donde K es un factor multiplicativo que puede asumir los siguientes valores: 0,5 si deseamos que el transistor permanezca poco caliente.

K

=

k

= 0,6

K

=

si deseamos economizar en las dimensiones de radiador sin' preocuparnos de que el transistor se caliente.

O, 7 en los casos en que hay necesidad de tomar del transistor la máxima potencia, con la condición de que el radiador se coloque en el exterior en posición vertical donde exista libre circulación de aire.

No es aconsejable adoptar valores por K superiores a O, 7 porque en este caso, si la potencia es elevada y se efectúan mallos cálculos de las resistencias térmicas , o bien si se coloca el circuito en un ambiente a temperatura más elevada que la reflejada en los cálculos, se puede correr el riesgo de destruir la unión. Tampoco es aconsejable tomar valores de K inferiores a 0,5 ya que si la potencia a disipar es un poco alta, tendremos que colocar un radiador muy grande.

RESISTENCIA UNION-CONTENEDOR (Rjc): Este valor viene dado generalmente en manuales y tablas. Aun así, en el supuesto de que no consigamos conocerla, podemos aplicar la expresión (1.4) para obtenerla. Rjc =

(Tjmáx - 25 oq Watmáx

=

oc¡w (1.4)

En la tabla 1 se dan valores indicativos de la Rjc para cada tipo de contenedor, dejando expresamente un cierto margen de seguridad, de modo que del cálculo se obtenga un disipador más grande, nunca más pequeño. En el ANEXO 1 se pueden ver los tipos de contenedores que más se emplean. Jos cuales se corresponden con los tipos de la tabla 1; no obstante, si se nos presenta que tenemos un transistor cuyo contenedor no se encuentra entre los del ANEXO 1; será fácil encontrarlo en Jos diferentes libros de características de fabricante existentes en el mercado.


28


Tabla 1. Cortesía de Nueva Electrónica.

RESISTENCIA TERMICA UNION-CONTENEDOR Y UNION-AMBIENTE Tipo contenedor T0.5- T0 .39 T0.202 T0.126-SOT .32 T0.220 T0.66 plástico T0.3 plástico T0 .66 SOT.9 T0 . 59 TÓ.60 T0.3 TO . 117 SOT.48 SOE .2 DIAL.4L

R¡c (°C/Wl de 10 de 12 de 3 de 1,5 de 1,5 de 1 de 4 de 4 de 1,5 de 1,5 de 0,8 de 15 de 1,8 de 1,8 de 1,2

a a a a a a a a a a a a a a a

60 15 15 4,2 4,2 2 5 5 3 3 3 35 6 6 5,6

R¡a (o C/Wl sin aleta de 175 a 220 de 80 a 90 de 80 a 100 de 60 a 70 de 60 a 70 de 35 a 45 de 75 a 85 de 75 a 85 de 70 a 90 de 70 a 90 de 30 a 40 de 70 a 90 de 40 a 70 de 40 a 70 de 40 a 70

RESISTENCIA CONTENEDOR-DISIPADOR (Red): Esta es la resistencia que encuentra el calor al intentar propagarse desde el contenedor del transistor hasta el disipador. El valor de esta resistencia térmica influye notablemente en el cálculo de la superficie del disipador. Cuanto menor sea, menor será también la superficie del disipador que apliquemos al transistor. En la tabla 2 se indican los valores que toma esta resistencia dependiendo del tipo de contenedor, en las cuatro posible condiciones que se dan en la práctica: 1) Con el metal del contenedpr del transistor directamente apoyado en el disipa-

dor, sin interponer mica ni pasta de silicona. 2) Con el cuerpo del transistor apoyado en el disipador sin utilizar mica, pero sí pasta de silicona. 3) Con mica aislante y sin pasta de silicona. 4) Con mica aislante y con pasta de silicona. Hemos de tener en cuenta que en muchas aplicaciones el disipador va directamente conectado al chasis y éste a masa, y como normalmente el colector del transistor está conectado al contenedor, si no aislamos con mica el contenedor del disipador podemos provocar un cortocircuito en el transistor. Se observa que la pasta de silicona disminuye la resistencia térmica entre contenedor y disipador (Red).


29

EFECTOS TERMICOS

Tabla 2. Cortesía de Nueva Electrónica.

RESISTENCIA TERMICA CONTENEDOR-DISIPADOR Tipo de contenedor T0.5 T0.39 T0.126 T0.220 T0.202 T0.152 T0.90 T0.3 P. T0.59 TO. 117 SOT.48 DIA.4L T0.66 T0.3

Contacto directo sin mica

Contacto directo y silicona

Contacto con mica

Contacto con mica silicona

1 1 1,4 0,8 0,8 0,8 0,5 0,4 1,2 2 1,8 1 '1 1 '1 0,25

0,7 0,7 1 0,5 0,5 0,5 0,3 0,2 0,7 1 '7 1,5 0,7 0,65 O, 12

---

--

2 1,4 1,4 1,4 1,2 1 2,1

1,5 1,3 1,2 1,2 0,9 0,7 1,5

--

--

--

--

--

--

--

1,8 0,8

1,4 0,4

Igual que comentamos en el apartado anterior, todos estos tipos de contenedores se pueden ver en el ANEXO l. RESISTENCIA TERMICA DEL DISIPADOR (Rt): Esta es la incógnita principal para calcular el disipador, ya que en base a la Rct que obtengamos en los cálculos elegiremos luego el tipo de aleta a adoptar. La expresión (1 ,5) es la que nos permite determinar el valor de esta resistencia térmica.

Rct =

(Tj - Ta) Wat

- (Rjc + Rcct)

(1.5)

POTENCIA MAXIMA DISIPABLE POR EL TRANSISTOR (Watmáx): La potencia máxima que un transistor puede disipar depende de la construcción de éste. Esta potencia se ve limitada por la temperatura que puede soportar la unión colectorbase, la cual puede elevarse por efecto de la temperatura ambiente, o por autocalentamiento. Hemos de tener muy en cuenta que la disipación de potencia máxima habitualmente se especifica para una temperatura de 25°C de cápsula, dato este muy importante para los cálculos. También hemos de diferenciar la posibilidad de que el transistor lleve o no disipador; así pues, si éste no lleva disipador establecemos la expresión (1.6) y si lo lleva la expresión (l. 7). Tj - Ta = (Rjc + Rca) Wat


(L6t

30


(Rjc

+ Rcct +

(l. 7)

Rl) W at

en donde:

Rcct + Rct < < Rca

(1.8)

Las expresiones (l. 6) y (l. 7) particularizadas para Tjmáx y Watmáx pueden representarse gráficamente obteniéndose las denominadas curvas de degradación de potencia. Un ejemplo de estas curvas se muestra en la figura l. 7. Estos gráficos presentan una zona inicial plana, que en caso del transistor sin disipador suelen corresponder hasta temperaturas comprendidas entre los l0°C y 25°C , dependiendo del tipo de transistor. Obsérvese que en el caso del transistor con disipador puede obtenerse la potencia disipada máxima (dada en manuales). W (wa t.)

'' ''

''

\.12 . - - - - -' ~, - -- - - - - -

'' ''

/

',,

TJ-Ta= ( Rjc+Rca)\.13 \.13

Tjmáx- Ta = {Rjc + Rca )\.1 2

', '

1

- - - - - - - - - - - - - - -",;.

1

''

'

- + - -- --------..1.....__ ',~------~-~Ta ( 0 ( ) Ta

Tj

Tjmax.

Figura 1. 7. Curva de degradación de potencia.

La interpretación de la gráfica será la siguiente, fijada la temperatura ambiente Ta, entonces la potencia máxima permitida es W1 ó W2 dependiendo de que exista o no disipador (W 1 > W2) y en ambos casos la temperatura de la unión · basecolector es la máxima TjmáxEn el caso de que no exista disipador y la potencia W 3 sea inferior a la máxima y para la misma temperatura ambiente Ta, entonces la temperatura en la unión basecolector es Tj y tal que Tj < Tjmáx· Esta Tjmáx oscila entre 85 y l20°C en dispositivos de germanio y puede alcanzar hasta 300°C en dispositivos de silicio. Lógicamente, nunca deben sobrepasarse los límites Watmáx y Tjmáx ya que se destruirá el dispositivo.


31

EFECTOS TERMICOS

Un método práctico y eficaz a la hora de realizar los cálculos sin riesgos es multiplicar la Tjmáx por el factor corrector O, 7, que es el más alto de los tres que vimos anteriormente, evitando así la posible ruptura de la unión y por tanto la destrucción del transistor. En la gráfica siguiente se muestra una curva de degradación de potencia real.

10

"""

¡;; ~

8.0

<(

~

z

~ 6.0

"

~

<( Q..

¡¡¡ i5 cr 40 . w

3:

" ""

1'-.

.......

o Q..

~ 2.0

o o

160

120

80

40

'"

""" ~

200

Te. CASE TEMPERA TU RE (OC)

Gráfica de degradación de potencia del 2N6190 (Cortesía de MOTOROLA SEMICONDUCTOR).

TEMPERATURA DEL CONTENEDOR (Te): Este dato hemos de hallarlo ya que su valor depende de la potencia disipada y de la resistencia térmica del radiador, así como de la temperatura ambiente. La expresión (1.8) relaciona todos estos datos. Te

= Wat

(Red

+

R!)

+

Ta

~1.9)

TEMPERATURA DEL DISIPADOR (Td): Tampoco el valor de este dato se encuentra en los manuales. Evidentemente también va a depedender de la potencia disipada, la resistencia térmica del disipador así como de la temperatura ambiente. Con la expresión ( 1. 1O) hallamos su valor. Td

= (Wat Rl) +

Ta

(1.10)

Puede suceder que el valor de Td nos parezca demasiado elevado y toquemos el radiador y queme. En todo caso, habrá todavía un amplio margen para la temperatura de la unión; no obstante, si queremos disminuir la Td basta con calcular de nuevo la Rl pero poniendo esta vez 0,5 para el factor corrector K, necesario para dererminar la Tj.


32

CARACTERlSTICAS GENERALES

1.4.1.4. Elección y dimensiones del disipador Como ya dijimos en el cálculo del valor de la resistencia térmica del disipador, éste era un dato importantísimo a la hora de encontrar el disipador adecuado pues sus dimensiones dependerán del valor de esta resistencia térmica. El modo de encontrar las dimensiones del disipador es muy sencillo conociendo la RI, pues basta con aplicar la expresión (1.11) ó (1.12) según sea una aleta plana anodizada o una aleta plana blanca respectivamente. Cm=

Cm=

1

Rct 0,003

(1.11)

1

Rct 0,0025

(1.12)

No obstante, no aconsejamos seguir este método pues sólo es válido para aletas planas o en forma de U. Actualmente, y a causa de la gran variedad de formas y tipos de disipadores, para determinar las dimensiones de éstos se utilizan las tablas que se exponen en el ANEXO 2. Estas tablas reproducen los perfiles de los disipadores más usuales, dotados cada uno de un gráfico mediante el cual es posible obtener la resistencia térmica en °C/W en función de la longitud o viceversa. Utilizar las tablas es muy sencillo: basta obtener el valor de RI, lo cual ya sabemos hacer, y fijar una de las dos posibles variables, el perfil o la dimensión (normalmente se fija el perfil). Pues bien, bastará localizar en el eje vertical del gráfico reproducido bajo cada perfil el valor de RI y mirar el punto en que la línea horizontal que parte de ese valor corta a la curva. Correspondiéndose con ese punto, en el eje horizontal de gráfico, leeremos la longitud en mm. de que debe disponer el disipador para ese perfil elegido. (Ver casos prácticos).

1.4.1.5. Montaje y colocación del transistor y disipador U na vez elegido el tipo de disipador, hemos de prestar especial atención a su montaje y colocación con respecto al transistor. En el montaje de los transistores de potencia y disipadores hay que seguir al pie de la letra las instrucciones de los fabricantes. He aquí algunas de las características que resaltan sobre las demás: l) Especial cuidado hay que poner en el acabado de las superficies de contacto y en la fuerza de apriete, pues de estos dos aspectos depeñde conseguir la resistencia térmica cápsula-disipador (Rcct) indicada por el fabricante.


EFECTOS TERMICOS

33

2) La superficie de unión se debe proteger mediante una pasta conductora del calor y de la electricidad con dos fines. Uno, mejora la transmisión del calor rellenando posibles huecos; otro, impedir la corrosión del aluminio al verse atravesado por la circulación de una corriente eléctrica. 3) No es aconsejable aplicar mica entre transistor y disipador, ya que ésta lo que hace es aumentar la resistencia térmica contenedor-disipador (Red), o sea, frena el flujo de calor hacia el exterior; por tanto, se calienta un J>oco más el transistor. Aún peores consecuencias tendría emplear dos micas. (Se utilizará cuando no exista otra solución). 4) Cuando se desmonte el transistor, antes·de volverlo a montar se debe eliminar la antigua pasta de contacto que podría contener impurezas y después de limpiar a fondo las dos superficies, colocar una fina capa de pasta nueva. Todas estas características y otras muchas quedan ilustradas en el ANEXO 3. En él se pueden apreciar diferentes configuraciones y montajes según diversas aplicaciones. Con respecto a la colocación del radiador, también hemos de ser muy precisos, puesto que por una mala o inadecuada colocación del transistor y disipador se puede llegar a un calentamiento excesivo destruyendo el transistor. Cuando sea uno el número de transistores a distribuir sobre el radiador, irá colocado en centro geométrico de éste (Figura l. 8). Si son dos los transistores a colocar, tendríamos que utilizar un disipador de dobles dimensiones, donde los espacios resultarían equitativamente distribuidos de modo que el calor puede disiparse fácilmente sin que un transistor influya negativamente en el otro. Así pues, hay que subdividir la longitud del disipador en dos partes iguales y colocar los transistores en el centro de cada una de estas dos partes (figura 1.8). Si fuesen más de dos los transistores a colocar seguiríamos el mismo método. Algunas otras consideraciones comunes sobre la colocación del disipador son: 1) Colocar el disipador preferiblemente en el exterior de la caja contenedora, de modo que el aire pueda circular libremente sobre él eliminando el exceso de calor. Si esto no es posible y se coloca en el interior de la caja contenedora, ésta dispondrá de aberturas al menos en dos paredes contrapuestas, de manera que el aire pueda entrar por una parte y salir por la otra llevando consigo el calor. 2) El disipador se colocará en posición vertical puesto que si el aire circula de abajo a arriba eliminará una mayor cantidad de calor que si estuviese colocado horizontalmente. Cuando por necesidad optemos por el montaje horizontal, hemos de multiplicar el valor de la resistencia térmica de las gráficas del ANEXO 2 por un coeficiente corrector de valor 1,25. 3) Es mejor que la aleta sea nodizada negra, ya que permite disipar una cantidad de calor más elevada que una aleta de iguales dimensiones, pero de aluminio


34


blanco. También tendremos que multiplicar el valor de la resistencia obtenida en las gráficas del ANEXO 2 por un coeficiente corrector de valor 1, l. Todas las características anteriores intentan enfriar de alguna manera el transitor, pero hay ocasiones (montajes de elevada potencia) donde todo esto no basta para disipar el calor. Entonces nos vemos obligados a utilizar un ventilador enfrente del disipador, el cual, al mover el aire sobre la superficie del disipador, permite una mayor disipación del calor por convección, y por tanto mantiene al disipador más frío. En definitiva, lo que ventilador hace es reducir la resistencia térmica del disipador y en consecuencia el transistor podrá disipar una mayor potencia.

100%.------,

75%

10 o% ~-----.

50%

-·é·-

-·$ ·-

50%-----

25%

--$-

o% ' - - - - - - - J Figura 1.8. Colocación del transistor sobre el disipador

El valor en que reduce el ventilador la resistencia térmica viene dado en el tabla 3. Este valor depende de la cantidad de aire que sea capaz de desplazar el ventilador (m3 de aire en una hora o litros por segundo). En correspondencia con la cantidad de aire desplazado en la unidad de tiempo, existe un factor de corrección F. Bastará multiplicar la Rl (resistencia térmica del disipador) por ese factor de corrección F para hallar la nueva resistencia térmica con ventilador (R!v), expresión (1.13).

Rtv = RJ F http://librosysolucionarios.net

(1 . 13).

3S

EHCTOS TERMICOS

Tabla 3. Cortesía de Nueva Electrónica. FACTOR DE CORRECCION EN FUNCION DEL REGIMEN DEL VENTILADOR REGIMEN DE FUNCIONAMIENTO

FACTOR CORRECTOR

litros/seg .

m3/hora

F

8 11 14 17 19 22 25 28 30 33 36 39 42 44 47 50 53 56 58 61 64 67 70 72 75 78 81 84 86 89 92

30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150 160 170 180 190 200 210 220 230 240 250 260 270 280 290 300 310 320 330

0,79 0,72 0,66 0,60 0,55 0,51 0.49 0.47 0.45 0.43 0.41 0,39 0,37 0,36 0,35 0,34 0,33 0,32 0,31 0,31 0 ,29 0,28 0,27 0,26 0,25 0,24 0,23 0,22 0,22 0,21 0,21

Para sacar el máximo provecho al ventilador, hemos de colocarlo de manera que el aire por él provocado atraviese longitudinalmente el disipador. También es necesario que existan orificios en la pared situada detrás del ventilador, para permitirle tomar aire del exterior, así como orificios en la pared opuesta para permitir que salga el aire caliente y colocar la boca de salida del ventilador a escasa distancia del disipador, de modo que todo el flujo de aire generado converja sobre este último. Hemos visto todo el proceso de cálculo, selección, montaje y colocación de los disipadores. Bastará con seguir todo el proceso que hemos detallado para realizar un perfecto montaje. No obstante, queremos senalar la necesidad de aumentar algún centímetro la longitud del disipador si éste no es anodizado en negro o bien si se


36


coloca en posición horizontal o en interior del contenedor, ya que todos los cálculos efectuados se refieren a disipadores anodizados en negro, colocados en posición vertical y en el exterior de la caja contenedora. Con los transistores de potencia es aconsejable utilizar en todo momento la pasta de silicona, eliminar la mica siempre que sea posible y no hemos de preocuparnos si después de seguir todas estas indicaciones al pie de la letra vemos que el disipador se calienta, ya que debe calentarse para transmitir su calor al aire libre.

1.4.1.6. Casos prácticos· En este apartado vamos a realizar una serie de problemas donde analizaremos y estudiaremos cada uno de los conceptos vistos anteriormente. También dejaremos una serie de problemas propuestos para que el lector agudize su ingenio e intente resolverlos. 1°) En un circuito determinp.do, el BDJ 37 ha de disipar 3 W. Determinar el disipador adecuado si queremos que el transistor permanezca poco caliente.

En primer lugar, debemos encontrar las características del BD 137. En los manuales encontramos: Watmáx = 12 W.

(Para Te de 25°C)

Si queremos que el transistor permanezca poco caliente, el factor corrector a emplear es K = 0,5. No aplicamos 0,6 pues no deseamos que se caliente, no 0,7 porque tampoco hay necesidad de tomar del transistor la máxima potencia. Entonces, aplicando la expresión (1 _. 3) obtenemos la temperatura de la unión. Tj

=

Tjmáx K

=

150 0,5

=

75°C

Para hallar la resistencia unión-contenedor (Rje), en caso de no encontrarla en las características técnicas suministradas por el fabricante amplicamos la expresión (1.4). Su valor es: Tjmáx- Te Watmáx

=

150 - 25 12

=

10,41 °C/W

La resistencia contenedor-disipador también es desconocida. Su valor se halla eligiendo el tipo de contenedor y el tipo de contacto. El tipo de contenedor viene dado en los manuales y para este transistor corresponde el T0.126. Si elegimos el contacto directo sin mica, según la tabla 2 corresponde un valor a Red de 1,40°C/W.


37

EFECTOS TERMICOS

Hallar la resistencia térmica del disipador es muy fácil , sólo tenemos que despejar su valor de la expresión (l. 7).

R! = Rl =

75 - 25 3

'fj- Ta Wat

-

Rjc -

Red

- 10,41 - 1,4 = 4,85°C/W

Ahora nos fijamos en las tablas y perfiles expuestas en el ANEXO 2.

Rl

Si fijamos el perfil SA6 obtenemos una dimensión del disipador de 50 mm. para = 4,85°C/W 30

3

40

60

80

100

120

140

160 mm.

Perfil SA6.

Sin embargo, si hubiésemos elegido un factor corrector de K = 0,7 obtendríamos una resistencia térmica del disipador, Rl = 14,8°C/W, pudiéndose utilizar así un disipador en forma de U (ANEXO 2), lo que resultaría mucho más económico. Hemos de hacer notar que este tipo de perfiles (en forma de U) es muy usado cuando las potencias que ha de disipar el transistor son relativamente pequeñas, lo que sucede en este caso.


38


2°) Tenemos un transistor2Nl711 al cual le hemos aplicado una aleta con una = 45°C/W. Queremos calcular la potencia máxima que es posible hacer disipar a dicho transistor.

Rd

Mirando en un manual los datos relativos a un 2N 1711, encontramos los siguientes: Tjmáx Watmáx

= 200°C

3 W. (Para Te de 25°C) 58°C/W Contenedor = T0.5 Rjc

La Red, para un contenedor T0.5, con aleta aplicada directamente en el contenedor, sin pasta de silicona, es igual a 1°C/W, como se puede deducir fácilmente de la tabla 2. Por lo que respecta a la Tj, asumimos el factor corrector más alto, K= 0,7, por tanto, sustituyendo en la expresión (1 ,3) obtenemos: Tj = Tjmáx K = 200 0,7 = 140°C Ahora sustituyendo estos valores en la expresión ( 1 .7) TjTa _ Wat = ____.:: ___ Rje +Red+~

140 - 25 58 + 1 + 45

1,10 w.

Esta, obviamente, no es la potencia máxima que podremos hacer disipar al transistor, por cuanto hay que tener en cuenta el factor de corrección que hemos utilizado para la Tj. Aun así, es la potencia máxima que podremos hacerle disipar manteniendo el necesario margen de seguridad . Por ejemplo, se podría hacer disipar al transistor así refrigerado una potencia de 1,5 W . pero en ese caso la temperatura de la unión podría acercarse demasiado al límite superior y en esas condiciones cualquier aumento de temperatura sería suficiente para que se fundiese la unión. En efecto, suponiendo que el circuito se introduzca en el interior de una caja en que no circula el aire, la temperatura ambiente puede subir fácilmente a 50°C y en ese caso, haciendo disipar al transistor 1, 1 W . obtendríamos: Tj = Wat (Rje + Red +

~)

+ Ta

Tj = 1,1 (58 + 1 + 45) + 50 = 164°C, mientras que haciéndole disipar 1,5 W obtendríamos: Tj = 1,5 (58 + 1 + 45) + 50 = 206°C Es decir, en este último caso, la temperatura de la unión podría superar el límite má..'urno, que es de 200°C, con las obvias consecuencias.


EFECTOS TER~·11COS

39

3°) En un amplificador de potencia se hace trabajar a un transistor TIP 106. Calcular la resistencia térmica (Rd) del disipador adecuado sabiendo que ha de disipar 13 watios, las características del transistor, así como que el disipador calculado no puede superar 100 mm. de longitud por necesidades del montaje del circuito. Según las hojas de características del TIP 106, las cuales encontramos al final del problema, tenemos los siguientes valores: Watmáx = 80 W. (Para Te de 25°C) Tjmáx = 150°C Como no necesitamos un disipador muy grande, elegimos el factor de corrección K = 0,6, así economizamos en las dimensiones del disipador sin que el transistor se caliente excesivamente. Aplicando la expresión (1.3) obtenemos la temperatura de la unión. Tj = Tjmáx K = 150 0,6 = 90°C Seguidamente, encontramos la resistencia unión-contenedor (Rjc). Esta viene dada en las características técnicas del transistor.

La resistencia contenedor-disipador la desconocemos. Hallamos su valor encontrando el tipo de contenedor y el tipo de contacto. El tipo de contenedor viene dado en las características técnicas y para este transistor le corresponde el T0.220. Si elegimos el contacto directo más pasta de silicona, según la tabla 2 obtenemos un valor de Red de 0,50°C/W. Considerando que la temperatura ambiente estará próxima a 25 °C, y que se desea que el transistor disipe 13 W. , obtendremos el valor de Rd sustituyendo en la expresión (1.5). Rd

Rd

=

90-25 13

Tj- Ta

Wat

-

Rjc - Red

- 0,50- 1,56 = 2 ,74°C/W.

Ahora, nos fijamos en las tablas y perfiles del ANEXO 2 y sabiendo que el disipador tiene una longitud máxima de 100 mm., hemos de encontrar un perfil que cumpla estas especificaciones. Encontramos el perfil SA2, según el cual obtenemos un disipador de 75 mm .. cumpliendo así las dos especificaciones anteriormente expuestas.


40


33

Jlll

13

111 LI.

99

OC/W 4.0

3.5

1' 3.0

~

' 1'.

2.5

·"'

2 .0

,.,,

..

1.5

..

40

r-..

2

w

~

~

60

80

100

120

140

160mm.

PERFIL SA2.

Otros datos interesantes son la temperatura del contenedor y la del disipador, las cuales se hallan según las expresiones (l. 9) y (1.10) respectivamente. Sus valores son: Te

= Wat Td

+

Ta

= 13 (0,5 + 2,94) + 25 = 69,72°C

= Wat RI +

Ta

=

(Red

+

Ri)

13 2,94 + 95

= 63,22°C

Hemos de tener en cuenta el dato inicial de Watmáx que podía disipar el transistor, que es de 80 W. pero para una temperatura del contenedor (cápsula) de 25°C, mientras que en el caso que nos ocupa la temperatura del contenedor está próxima a los 70°C (Te = 69,72°C) Dejemos para el lector comprobar esa W atmáx que suministra el fabricante para esa condición (Te = 25 °C) A continuación mostramos las hojas de características técnicas del transistor TIP 106, las cuales son suministradas por el fabricante. Como hemos podido comprobar en ese ejemplo, son de muchísima importancia para el cálculo correcto y exacto del disipador puesto que son muchos los datos y características que hemos sacado de ellas. Igualmente, son muy importantes para realizar cualquier cálculo relacionado con el transistor en cuestión.


41

EFECTOS TERMlCOS

TYPES TIP105, TIP106, TIP107 P-N-P OARLINGTON·-CONNECTED SILICON POWER TRANSISTOR$ DESIGNED FOR COMPLEMENTARY USE WITH TIP100, TIP101, TIP102 •

80 W at 25°C Case Temperatura

•

8 A Rated Collector Current

•

Min hFE of200at4 V,8 A

• •

Max lcEO of 50 ¡;.A

device schematic

r--

1 BASE

Max VCE(satl of 2.5 V at le= 8 A Designed to Replace: 2N6042 Series SE 9402 Series MJE6042 Series RCA 82038 Series

•

COL LECTOR

C>-1~...-----t 1

------.1 1 1 1 1

1

1

1

~

~

1.4 kn

70

.n

1

L--------

mechanical data

1 __J

EMITTER

THE COL LECTOR ÍS IN ELECTRICAL CONTACT WITH THE MOUNTING TAB

MECHANICAL INTERCHANGEABILITv OF T0-220AB PLASTIC PACKAGE WITH T0-66 O_UTLINE THIS :R~~T~~NF~:SLHEA OS ~~,

&ASE-

---'-'----,-"'1'"1

COLLECTOR-

0.018

Q:012

'cc:_~oo:l~,

3 LEADS

~~·~_115 Cloi5

IT0-6& OIMENSIONSi

CASE TEMPERATURE MEASUREMENT POifH

0.161 'QTs'"l DIA _ o~

ALL DIMENSIONS ARE IN INCHES FALLS WITHIN JEDEC T0-220AB DIMENSIONS

lbsolute maximum ratings at 25oC case temperatura (unless otherwise noted) Collector-Base Voltage . . . . . . Collector-Emitter Voltage (See Note 1) Emitter-Base Voltage . . . . . Continuous Col lector Current Peak Col lector Current (See Note 2) Continuous Base Current . . . . Sale Operating Areas at (or below) 25°C Case Temperature Continuous Device Dissipation at (or below) 25°C Case Temperature (See Note 3) Continuous Device Dissipation at (or below) 25°C Free-A ir Temperature (See Note 4) ()perating Col lector Junction Temperature Range Storage Temperature Range . _ _ _ _ Lead Temperature 1/8 lnch from Case for 10 Seconds

.c-es

1

TIP105 TIP106 TIP107 -60 V -80V -lOO V -60V -lOO V -80V --5 V -5V -5V ---8A---15A--------lA -see Figures 7 and ----80W--2W --65"Cto 150"C -65°Cto 150°C -

s-

26o-'c - - - •

These vatues apply when the base emitter diode is open -circuited.

2. This value applies for tw .;,;· 0.3 ms, duty cycle "C 10%. 3

Derate linearly to 15o'·c case temperatl~re at the rate of 0.64 w/'Cor refer to Dissipation Oerating Curve, Figure 9.

4

Derate linearly to 150 C free air temperature at the rate of 16 mW/ C or refer to Dissipation Derating Curve, Figure 10

Hojas características del TIP 106. Cortesía de TEXAS INSTRUMENTS


42


TYPES TIP105, TIP106, TIP107 P-N-P DARLINGTON-CONNECTED SILICON POWER TRANSISTOR$ electrical characteristics at 25°C case temperature PARAMETER Collector-Emitter

·V (SRICEO

le· -JOmA,

Brea kdown Voltage

vce- -Jov. Collector Cutoff Current

•ceo

Collector Cutoff Current

•eso

--60

See Note 6

•s ·o. •s -o

-100

UNIT V

,.A

50 -50

~A

-50

-8

•e ·o

-8

-8

mA

1000 20 000 1000 20000 1000 20 000 •e 3AJ, . J See Notes 5 and 6 •e . -8 A 200 200 200

V ce -4 v. vce •-4v,

le

Vce(sall

Collector-Emitter Saturation Voltage

's- 6mA, ls ·-SOmA.

•e • JA . J See Notes 5 and 6 •e • -8 A

See Notes 5 and 6

NOTES :

MAX

50

Base-Emitter Voltage

Commutation Diode

MIN

-50

Transfer Ratio

VF

MAX

--60

Ves· -so v . •e ·o Ves --IOOV,Ie - 0 Ves - -s v. 4V, V ce

MIN

-50

V se

Forward Voltage of

MAX

Vce •-40v. ls - o Vce • 50 V, •s -o Ves· 60V, le - o

Emitter Cutoff Current Static Forward CurrEmt

•eso hFE

MIN

TIP107

TIP106

TIP105

TEST CONOITIONS

= -8

A, See Notes S and 6

-2.8

-2.8

-2.8

-2

-2

-2

-2. 5

- 2.5

-2.5

2.8

2.8

2.8

1.

IF • le • 10 A.ls • O,

V V V

5. These parameters must be measured using pulse techniques, tw = 300 JJS, dutv cycle ..;;;; 2% . 6 . These parameters are measured with voltage -sensing contacts separate from the cu rrent ·ca rrying contacts and located within 0.125 inch from the device body.

thermal characteristics PARAMETER

TYP

MAX UNIT 1.56 °C/W 62.5 OC/W

ReJC

Junction-to-Case Thermal Resistance

ReJA

Junction-to-Free-Air Thermal Resistance

ReCHS

Case-to-Heat-Sink Thermal Resistance (See Note 7)

0 .7

°C/W

Ce e

Thermal Capacitance of Case

0.9

Jt' C

NOTE 7:

This parameter must be measur~ using a 0.003-inch mica insulator with Dow-Cor'ning 11 compound on both sides of the insulator , a 6-32 mounting screw wit h bushing, anda mounting torque of 8 inch -pound.

switching characteristics at 25oC case temperature PARAMETER Id

TEST CONOITIONSt

TYP UNIT

Delay Time

O.Q35

)--------:-

Ir

Rise Time

•e • -8 A,

ls t¡

Storage Time

Vs e (off l

o

ls(l¡ • -BOmA 5 v.

RL

o

5n

ls(2) •80 mA See Figure 1

Fall T ime

~ ~· ~ 1.3

t Voltage and current va lues shown are nominal ; exact va lues var y slightly with transistor parameters.

functional tests at 25oC free-air temperature TEST Power !V ce · lcl

Reverse Pulse Energy

(~)

CONDITIONS vce•-40V,

•e

ICM

L-SOmH ,

o

-1.1 A ,

ttest == 0.5 s,

o

-2 A,

See Figure 2

LEVEL

ttest = 0.15 s t - 10Hz.

sow 30 mJ



43

HECTOS TERMICOS

TYPES TIP105, TIP106, TIP107 P-N-P DARLINGTON-CONNECTED SILICON POWER TRANSISTORS MAXIMUM SAFE OPERATING AREAS MAXIMUM COLLECTOR CURRENT

MAXIMUM COLLECTOR CURRENT vs COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE

VS

UNCLAMPED INDUCTIVE LOAD

-40,--r-rTTTITn-~,-,no~--~~

1---+-~NONREPE-frJ~

>

Lll j~~~SE_c:_pE~ATION lll

-20

1

-- -

~ ''

1 1111

1 1 ~l T

tw = 0.1 ms tw 1 ms tw 5 ms

-101~m'"'RE$

-i g

-7

~

1'\.

-4 f-- DC Operation

-40

~

-20

e

1--1-

5

u

s

-1o

"

-7

8

o

E-1§1~11§1 -{}.7

TIP 105 ' ' TIP 106

"' -{}.4

u

1--+~+++Hh-~~~~~--+-~

u>o

E

"E

-?;.<1"

-4

·x :;; "' 1

1'.

-2

u

> -{}.2 f---f--1-+-+'H-1+.

0.1

IÍIPT

lc-Collector Current-A

f',

10

See Note 7

1

-{} .1 L.__¡__L...Ll..Lllll___j__l_LLl..l.J..IL._ _.L_.LJ -1 -10 -4 -400 -40 -100

40 4 0.4 L-Unclamped lnductive Load-mH

100

FIGURE 8

FIGURE 7

~OTE

Vcc=20V R882 = 100 n Te<;; 25°C See Figure 2

<{

~

e ":' ~

111

r,Tc<;;25"C

7: Above thls point the safe operating area has not been defined.

THERMAL INFORMATION CASE TEMPERATURE DISSIPATION DERATING CURVE

FREE·AIR TEMPERATURE DISSIPATION DERATING CURVE

3: 100

S:

e: o

o

;

Q.

1

·~

.

80

~

60

~

50

:

e

~

70

e

>

-

8 § ~

2.5

e:

90

c.

"'

2.0

.,"

1.5

""'o e: " ..,

1.0

~

·;;;

~ ROJC <;; 1.56°C/W

o

~

40

·~

o.,

e:

"""'

ROJA<;; 62.5°C/W

~ ~

""

o

30

u

""" ~

20 10

:..

o

"

E ·;;¡

['..

X

i

E

25

50

75

100

Te-Case Temp~rature-°C

125

1

:;"'

1

o

0.5

""'

150

t-

o.

o o

25

50

75

""'

100

['.,

125

T A-Free·Air Temperature-°C

FIGURE 9

FIGURE 10



"""'

150

44


4°) Si tenemos el transistor 2N3055, cuya hoja de características técnicas se muestra seguidamente, ¿qué potencia máxima es capaz de disipar el transistor sin disipador?¿ Y con un disipador enorme con una Rd = 0,6°C/W y una temperatura ambiente de 30°C? De la hoja de características sacamos los siguientes datos: Tjmáx = 200°C Watmáx = 115 W. (Para una Te Rjc = 1,5 °CIW Contenedor = TO. 3

=

25°C)

Si nos fijamos en la tabla 1, para un tipo de contenedor T0__.:3, la resistencia térmica unión-ambiente sin aleta es Rja = 30 a 40°CIW. Para hallar el valor de la potencia que es capaz de disipar el transistor sin disipador hemos de aplicar la expresión: Wat

= (Tj -

Ta) 1 Rja

Tomando el valor más bajo de Rja y una temperatura ambiente también baja (Ta = 20°C) , podremos así obtener el valor máximo de la potencia sin disipador. Sustituyendo en la expresión anterior estos valores, nos queda lo siguiente: Watmáx

=

(200- 20) 1 30

=

6W.

Este valor es máximo, por lo que es muy arriesgado hacer disipar al transistor esa potencia, pues con un leve aumento de la temperatura ambiente (2°C), la temperatura de la unión también se elevará 2°C, superándose así los 200°C de Tjmáx y produciéndose la destrucción del transistor. Por lo tanto, recomendamos que el cálculo se realice multiplicando la Tjmáx (temperatura de la unión máxima) por un factor corrector, que será K = 0,7, el cual es el máximo de los vistos en apartados anteriores. Así, el valor que tomaría lapotencia, el cual recomendamos no superar sin disipador sería: Watmáx = (200 0,7 - 20) 1 30 = 4 W. Para hallar la potencia máxima con un disipador de Rl = 0,6°CIW. y una Ta 30°C sustituyo estos valores en la expresión siguiente: TjTa _ Wat = ____;;. ___ Rjc + Red + ~ Según la tabla 2 hallamos una Red = O,l2°CIW puesto que consideramos contacto directo y pasta de silicona para el tipo de contenedor de este transistor, que es el T0-3.


45

EFECTOS TERMICOS

Así pues, sustituyendo estos valores obtenemos la siguiente potencia: Watmáx

200- 30

=

1,5 + 0,12 + 0,6

= 76,5 w.

Al igual que en el apartado anterior, lo que hemos calculado es un valor máximo, del cual conviene mantenerse distante si no se quiere correr el riesgo de quemar la unión. Bastaría quese extendiese malla pasta, que no apretásemos perfectamente las tuercas de sujeción del disipador al transistor, que no situásemos correctamente el disipador o un posible aumento de la temperatura ambiente para que la temperatura de unión máxima (Tjmáx) se viese sobrepasada a esa potencia, con la lógica destrucción del transistor. Así pues, aconsejamos también multiplicar la Tjmáx por un factor corrector K = O, 7, resultando así una potencia disipable con disipador de: Tjmáx Watmáx

X

0,7 = 200 0,7 140 - 30 1,5 + 0,12 + 0,6

= 49,5 w.

Como ya hemos dicho, no es aconsejable sobrepasar este límite pues corremos el riesgo de hacer superar a la unión la temperatura límite de 200°C y consecuentemente destruirla.

Propuesto 5°) Tenemos tres disipadores: uno 4e 5 cm. de longitud; otro de JO cm. y otro de 15 cm., con un perfil idéntico al del perfil LEJOO del ANEXO 2. Si queremos aplicar uno de estos tres disipadores a un transistor final que trabaja a 12 V. y consume 0,8 A. ¿cuál de ellos aplicaríamos si queremos que el disipador sea el más pequeño posible, eliminando la mica y extendiendo pasta de silicona entre el transistor y el disipador? También conocemos por libros y hojas de características suministradas por los fabricantes los siguientes datos del transistor. Contenedor = T0.66 Tjmáx = 200°C Rjc = 5°C/W

Solución Realizando los cálculos adecuados, la resistencia térmica del disipador apropiada para ese transistor resulta ser Rl = 6,32°C/W; por consiguiente, los tres disipado-


2N 3055 ABSOLUTE MAXIMUM T ARINGS Collector - base voltage (lE = 0) Collector-emitter voltage (RaE = 100{}) Collector-emitter voltage Os = 0) Emitter-base voltage Oc = 0) Collector current Base current Total power dissipation at Tease ::;; 25°C Storage temperatura Junction temperatura

Vceo VcER Vcm VEeo le le Ptat T stg T¡

100 70 60 7 15 7 115 -65 to 200 200

V V V V A A

w

oc oc

THERMAL DATA Rth j-case

Thermal resistance junction-case

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (T case

oc;w

25°C unless otherwise specified) Test conditions

Parameter Collector cutoff current (V sE = -1. 5V)

VcE= 100 V VcE= 100 V

le m

Collector cutcff current (le = 0)

VcE = 30 V

IEBO

Emitter cutoff current Oc = 0)

VEa= 7 V

IcE V

1.5

max

Min. Typ. Max.

Tease = 150°C

Unit

5 30

mA mA

0.7

mA

5

mA

VcER lsusl* Collector - emitter sust. voltage (AsE = 100{})

le = 200 mA

70

V

VeEo lsusl * Collector-emitter sust. voltage Os = 0)

le = 200 mA

60

V

VcE (satl*

Collector-emitter saturation voltage

le = 4A le = 10 A

le = 400 mA le = 3 .3A

VeE*

Base - emitter voltage

le = 4A

VcE = 4 V

hFE*

DC current gain Group Group Group Group

4 5 6 7

hFE 1lhFE2 * Matched pair

le le le le le le

= = = = = =

0 .5 A 0.5 A 0 .5 A 0 .5 A 4A 10 A

V cE VeE V cE V cE V cE V cE

= = = = = =

4V 4V 4V 4V 4V 4V

le = 0 .5 A

VeE = 4V V cE = 4V

fr

Transition frequency

le = 1 A

ls b * *

Second breakdown collector current

VcE = 40 V

20 35 60 120 20 5

1 3

V V

1.5

V

50 75 145 250 70

-

1.6

-

0.8 2.87

Hoja característica del 2N3055 Cortesía de PHILIPS SEMICONDUCTOR


-

-

-

M Hz A

47

EFECTOS TERMICOS

res elegidos son válidos, ya que tienen una resistencia térmica (Rct) menor que la calculada, pero por la imposición del enunciado del problema escogemos el de 5 cm. de longitud, ya que sería el más pequeño.

Propuesto 6°) En la etapa de salida de un amplificador de potencia se utiliza un transistor con la siguientes características: Tjmáx = 200°C Watmáx = lOO W. Rjc = 1,75°C/W Contenedor = TO. 3 Red = 0,8°C/W (Ver tabla 2) Deseamos que sea capaz de disipar una potencia de 30 W., y para ello le colocamos un disipador con una resistencia térmica de 2 °C/W. Determinar si dicho disipador es suficiente para mantener la temperatura de la unión por debajo de los 200°C.

Solución Operando, resulta una resistencia térmica para el disipador de este transistor de 0.61 °C/W; por tanto, al ser bastante inferior la Rd calculada a la dada en el enunciado, el disipador suministrado es totalmente insuficiente para alcanzar el objetivo que nos habíamos propuesto.

1.4.2. Inestabilidades térmicas En ciertas condiciones de trabajo la temperatura de la unión y la potencia disipada por un transistor pueden resultar inestables en el sentido de que ambas aumentan sin límite aparente hasta que el transistor queda destruido. La inestabilidad térmica puede aparecer de la siguiente forma: supongamos que por efecto de una pequeña perturbación (fluctuación de la fuente de alimentación de c.c., etc) se produce un aumento de la corriente de colector le, entonces aumenta la potencia disipada, lo que origina un nuevo aumento en la corriente de colector, que a su vez aumenta más la potencia disipada y así sucesivamente, lo que origina la destrucción del transistor. Este fenómeno recibe el nombre de escape o fuga térmica y es un ejemplo típico de reaUmentación positiva o regenerativa inestable.


48


1.4.2.1. Fuga térmica Cuando el transistor se encuentra polarizado en la región activa, la mayor parte de la potencia se disipa en la unión base-colector (iVcEI == IV csi), por lo que podemos despreciar la potencia disipada en la unión base-emisor y podemos expresar la potencia disipada en la unión de colector según la expresión (1.14): PcE

= le

(1.14)

VcE :: Wat

En secciones anteriores hemos visto que la temperatura de la unión, en un transistor sin disipador, se corresponde con la expresión (1.15): Tj

= Ta + Rja PcE

(1.15)

Si consideramos, además, la temperatura ambiente Ta constante podemos expresar mediante un gráfico de flujo (figura 1.9) este fenómeno regenerativo, en el que un aumento de PcE implica un aumento de Tj y éste a su vez vuelve a aumentar le y por tanto PcE y así sucesivamente.

Ta

/

T· J

Figura 1.9 .

CONDICION GENERAL DE ESTABILIDAD TERMICA: La condición que ha de darse para evitar el escape térmico es que la velocidad a la que el calor es engendrado en la unión de colector debe ser menor a la que el calor puede ser evacuado, es decir, expresión ( 1. 16). (1.16) donde Pe es la potencia de colector máxima· permitida para un buen funcionamiento del transistor, y de acuerdo con la curva de degradación de la potencia tendrá un valor u otro dependiendo de la temperatura ambiente .


49

EFECTOS TERMICOS

Si derivamos con respecto a Tj la expresión (1 . 15) y sustituimos el resultado en la (1.16), se obtiene la (1 .17).

(1.17) Esta es la condición que debe satisfacerse para evitar el escape térmico. Obsérvese que si el transistor posee disipador Rja se hace mucho más pequeña con lo que el segundo término de la desigualdad (l. 17) aumenta considerablemente lo que implica un mayor margen de estabilidad. En cualquier caso, los transistores de potencia siempre se utilizan con disipadores en las etapas de amplificación de potencia, ya que deben manejar corrientes y tensiones elevadas.

1.4.2.2. Variación de la ganancia con la temperatura La ganancia de corriente hFE en un transistor de potencia varía considerablemente con la temperatura y con la corriente de colector. La figura 1. 1O presenta varias curvas de evolución de la hFE en función de la corriente de colector y la temperatura.

ve E = 4.0 v

180

.....e

QJ QJ

/

140

V ~"<-,(:)o<-.L ~/ -"""'"

o

LJ QJ

100

V

ro u

e ro e ro

60

1.9 I.J.J

V

V

!--"

....-

!--"

"'\<-.

so<-,1

..-

\(

1--

1\

"'\

[\

~ ~\

\<__'

,-ssoC

[\'\

~

\~

LL

..e

~'--r-..

V

L L

"O

~

20

1'\

o 0.001

0.01 Ie

0.1

Corriente de

1.0

5.0

Colector (A)

Figura 1.10. Ganancia de corriente en función de la corriente de colector.


50


Para corrientes elevadas, hFE es muy pequeña, lo cual es una dificultad para trabajar a potencias elevadas. En este caso, se suele utilizar la asociación de transistores en configuración Darlington (figura 1.11).

a, Uz

Figura 1 . 11. Configuración Darlington.

Este circuito aumenta la impedancia de entrada y la ganancia de corriente. Pero la resistencia equivalente de saturación es mayor, por lo que la potencia disipada también aumenta. h l¡ h

la

la

(1.19) (1.19)

1.4.2.3. Fenómenos de ruptura Uno de los principales problemas de los fallos en los transistores de potencia es la denominación ruptura secundaria. Este término incluye varios fenómenos físicos que son completamente diferentes. Estos dependen de la forma de conectar el transistor en el circuito, y tienen en común las inestabilidades térmicas y eléctricas inherentes a los propios transistores . El comportamiento de la conducción en una unión base-emisor y la ganancia de corriente de un transistor dependen significativamente de la temperatura, y aumentan en función de la misma. Las inestabilidades eléctrica y térmica pueden actuar simultáneamente dentro del dispositivo, dando Jugar a un aumento del mecanismo destructivo conocido como segunda ruptura. La comprensión de este mecanismo es de gran importancia para la aplicación óptima y segura de un transistor de potencia. Hay que hacer una distinción clara entre


SI

EFECTOS TERMICOS

la ruptura secundaria directa Osib), que se distingue por una polarización directa de la corriente de base, lB (entrante en el caso de un transistor NPN), y la ruptura secundaria inversa (Esib), en la cual lB tiene sentido contrario (saliente en el caso de un transistor NPN). RUPTURA SECUNDARIA DIRECTA (Isib): Este fenómeno da lugar a una reducción de la máxima potencia que el transistor puede disipar al aumentar la VcE. Ello es debido a que el funcionamiento del dispositivo no es homogéneo sobre toda el área del chip. Hay desigualdades en la densidad de la corriente emisor-base que pueden ser debidas a falta de uniformidad en la unión, a defectos en el cristal, y, principalmente, al fenómeno de concentración de corriente en la zona de emisor. Esto provoca la creación de zonas calientes, lo que da lugar a un incremento de la resistencia térmica que hace que disminuya la máxima potencia disipable por el transistor. Para limitar este fenómeno se suelen colocar resistencias de compensación en serie con la labse, el emisor, o ambos, que tienden a dar una realimentación negativa frente a la avalancha térmica, estabilizando por tanto el dispositivo. RUPTURA SECUNDARIA INVERSA (Es!b): Este fenómeno es también debido a las inestabilidades térmica y eléctrica del transistor. Como ya se ha indicado anteriormente, se distingue de la lslb por la presencia de una corriente lB inversa (esto es, de sentido opuesto a la dirección normal de funcionamiento en la zona activa del transistor) y con altos valores de VcE en el transistor. El dispositivo puede entrar en estas condiciones de trabajo durante el paso al corte con una carga inductiva, de tal forma que cuando se desconecta la carga inductiva, el transistor funciona con corriente negativa de base y un valor alto de le. A menudo debe alcanzar una zona de funcionamiento cercana a· la tensión de ruptura VcEo, permaneciendo en ella todo el tiempo necesario para que la inductancia se descargue. La figura 1.12. muestra el comportamiento de le, VcE, lB y la potencia disipada por el transistor durante la puesta en corte. La zona de la potencia disipada corresponda a la energía almacenada por la inductancia, (112 L P), que se descarga en el transistor, y que es denominada energía secundaria de ruptura (Esib) . De forma similar a ls/b, la caída de tensión, debida a la lB inversa, origina el fenómeno de concentración de corriente de emisor en la zona de emisor, provocándose una avalancha local de electrones con un crecimiento incontrolado de la corriente; de esta manera se forman los puntos calientes que provocan daños en el cristal. Para reducir el efecto Esib durante el paso al corte con cargas inductivas se puede colocar un diodo en bornes de la inductancia tal como se indica en la figura l. 13. Si algún lector desea mayor información sobre este tema, le remitimos al fascículo n° 100 de la revista ELEKTOR, donde encontrará un estudio muy completo y detallado, con largos y tediosos desarrollos matemáticos, comportamientos físicos, movimientos e ilustraciones de portadores, etc.


52


V

t

t Figura 1.12. Comportamiento le, VcE, ls y potencia disipada por el transistor durante la puesta al corte.

Vce

--~

Figura 1. 13. Reducción de Estb·


S3

EFECTOS TERMICOS

Como conclusión se puede asumir que la ruptura secundaria es función de la tecnología de los transistores, y no siempre puede ser mejorada sin detrimento de otros parámetros.

1.4.2.4. Area de funcionamiento seguro del transistor Es importante para el diseñador de circuitos de potencia conocer los puntos precisos de la curva le VcE que definen el paso entre operación estable e inestable de un transistor. Existe una determinada combinación de le y VCE que sitúa al transistor fuera de los márgenes de funcionamiento seguro. Es importante, pues, que, independientemente de que se cumplan los valores de lemáx y VcEmáx para el transistor elegido, también se cumpla que su producto, es decir, la potencia disipada no supere la máxima permitida. Estos puntos definen el área de funcionamiento seguro (fiable) del transistor, denominada, por su acrónimo inglés SOA (Saje Operating Area) . Esta es la zona de la curva log le - log VcE que puede ser usada sin ningún riesgo bajo condiciones de c.c. o con diferentes anchos de pulsos, a una determinada temperatura. Una curva típica de SOA es la mostrada en la figura 1.14. re

10 lCmáxPULSANTE 1Cmáx CONTINUA OP ERACION

L1mi te de d1s ipac icin

POR PULSOS

0.1 L1mite segunda avalan eha

Ve E

0.01 1

10

100

1000

Figura 1.14. Curva típica SOA.

Los límites de esta zona son los siguientes: 1) El primer tramo de la curva (tramo horizontal) representa el límite ~uperior de la corriente de colector que puede ser empleada. El funcionamiento del transistor a corrientes mayores puede dar lugar a la ruptura del mismo .



54

2) El siguiente tramo es la recta de pendiente- 1, esto es, la sección con disipación constante definida por: VCE lE = w atmáx = (Tjmáx - Ta) 1 Rja

(1.20).

Este tramo, por tanto, indica la potencia máxima disipable por el dispositivo. 3) La siguiente sección corresponde al fenómeno de segunda ruptura Ostb) , y limita la máxima potencia que el transistor puede disipar. 4) El último tramo es el límite debido a la tensión de ruptura del transistor en emisor común BV cEo, (esta es la tensión de ruptura más significativa del transistor por ser la conexión de emisor común la más empleada). Todos los fabricantes incluyen en sus libros y hojas de características el área de funcionamiento seguro del transistor (SOA) . En la gráfica siguiente se muestra una SOA real. MAXIMUM COL LECTOR CURRENT

vs COLLECTOR -EM!TIER V OL TAGE

-40

>

-20

"'

-10 -7

1

"'

~

o

>

~

E

-2

~

- 1 -0.7

o

u

1 U.J

u

-0.4

> -0.2 -0.1 -1

'+Tcqs· c

-"~~~~-O_P~~~~I0~ 1 : ,: --~¡ ' i · 1 :< l , ,, ~~ i

':

i

1'

:

~

' \"'

!

1

¡

:

í

1

j i

1

' i!

¡

:

l

=O . 1 msl 1 ms 5

lw tw

-4 -OC Operation ..

"!

s

~O N REPETITiv 1E 1

ms\ 1

:

"

":l~ 't,if

"\. 1

1 1

l\i

1

!

¡'

'

¡

'TIP 105 •'

'

l ¡¡ TIP 106 i 1 TIP 107

1

i -4

1 1

111

-10

1

'

:'

r-t NI 1

-40

¡~

-100

1 1

-400

lc-Collector Current-A

SOA del TIP 106. Cortesía de TEXAS INSTRUMENTS

1.5. LA ONDA CUADRADA COMO SEÑAL DE PRUEBA Es sabido que las señales eléctricas que representan fielmente a las ondas sonoras nunca tienen una forma senoidal. Así, para juzgar la calidad de un amplificador musical no es suficiente el estudio de su comportamiento al paso de una señal senoidal, sino que debe asimismo tenerse en cuenta que los sonidos que va a reproducir pre-


LA ONDA CUADRADA COMO SEÑAL DE PRUEBA

SS

sentarán formas de onda extremadamente variadas que no pueden sufrir alteraciones si han de conservar toda su característica tonal (fidelidad), apareciendo así la utilización de la onda cuadrada. U na onda cuadrada pasa de su valor máximo positivo a su valor máximo negativo y viceversa en el menor tiempo posible. Su tensión máxima en uno u otro sentido se mantiene constante desde el momento en que alcanza su amplitud hasta el instante de caída y se la considera formada por la suma algebraica de las amplitudes de una onda fundamental y de sus armónicos impares, cuyas amplitudes relativas se reducen en el mismo orden armónico. La apreciación de que una onda cuadrada contiene en sí un gran número de frecuencias armónicamente relacionadas es utilísima en la prueba de amplificadores, como se verá en este apartado. También importa el conocimiento de que otro tanto ocurre con todas las formas de onda periódicas y simétricas, como son los impulsos, los dientes de sierra, etc. y por ello conviene ver con claridad por qué se llega a esta conclusión.

1.5.1. Teorema de Fourier Al ser la onda cuadrada una señal periódica, su estudio se basa y fundamenta en el teorema de Fourier, el cual se enuncia de la siguiente manera: Cualquiera que sea la forma de onda de una señal periódica siempre puede descomponerse en un cierto número de ondas senoidales cuyas amplitudes sumadas algebraicamente dan como resultado la forma de onda de dicha señal periódica, con la particularidad de que la frecuencia de estas ondas senoidales componentes siguen un orden armónico, es decir, parten de una frecuencia fundamental a la que se añade la frecuencia doble (armónico 2), la frecuencia triple (armónico 3) y así sucesivamente. Cabe decir que hay formas de ondas periódicas que pueden descomponerse en un pequeño número de armónicos, mientras que hay otras muchas en las que hay que recurrir a un número muy elevado de. armónicos para reproducir fielmente la onda original, pero tanto para unas como para otras, analizar su comportamiento al pasar por un amplificador es el siguiente: se descompone la onde periódica en sus frecuencias armónicas senoidales y se estudia el comportamiento del amplificador en cada una de ellas para recomponer finalmente la señal original a la salida del amplificador.

1.5.2. Relación entre los armónicos contenidos y la simetría de la onda Sabemos que la simetría de una onda cuadrada está definida por la igualdad de los dos semiciclos que componen cada período.



56

En este apartado vamos a ver de qué forma se relacionan las frecuencias armónicas contenidas en una señal con respecto a su simetría. Para ello, nos fijamos en la figura l. 15, en la que se representa la onda resultante obtenida por la suma algebraica de una onda fundamental y su frecuencia armónica de segundo orden. Tal resultado no presenta ningún carácter de simetría y lo mismo ocurre si a la fundamental se siguen sumando los armónicos cuarto, sexto o no importa que número de armónicos pares. Se llega, pues, a la conclusión de que la presencia de las frecuencias armónicas de orden par determina la ausencia de simetría de cualquier señal y esto resulta cierto, cualquiera que sea la relación de fase entre los armónicos componentes.

+

o ... _ '

Figura 1. 15. Onda resultante de la fundamental y 2 ° armónico.

Si la misma experiencia se lleva a cabo con el primer armónico impar (fundamental x 3) se llega a dos resultados distintos según se muestran en las figuras 1.16 y 1.17. Si las dos tensiones senoidales componentes se hallan en fase (figura 1.16) la resultante presenta una simetría total, siendo simétricos no sólo los semiciclos sino también los cuartos de ciclos en sí (los cuartos de onda) . Si existe un desfase de 30 entre las dos tensiones, tal y como muestra la figura 1. 17, la onda resultante sigue siendo simétrica en cuanto a los semiciclos pero ya no en cuanto a los cuartos de ciclo. Resulta en conclusión que: • U na forma de onda que presenta una simetría de media onda denota la ausencia de armónicos componentes de orden par. • Una forma de onda que presenta no sólo la simetría de media onda sino incluso la simetría de los cuartos de onda, no contiene ningún armónico de orden



51

par y Jos armónicos de orden impar que la integran se hallan todos ellos en fase, es decir, sus respectivas amplitudes pasan en el mismo instante por cero, como muestra la figura 1.16. Estas características definen a la onda cuadrada. +

-Fundamental

o

Figura 1.16. Onda resultante de la fundamental y armónico 3 o en fase.

+

o

Figura 1.17. Resultante de la fundamental y lo armónico 3 ° con un desfase de 30.

1.5.3. Composición de una onda cuadrada Siendo la onda cuadrada una forma de onda simétrica incluso en Jos cuartos de onda, se halla compuesta de una onda senoidal de frecuencia fundamental y de un número infinito de frecuencias armónicas de orden impar, pudiéndose considerar significativo hasta el armónico decimoquinto. Las amplitudes relativas de cada uno de


58


los armónicos van reduciéndose en el mismo orden armónico, es decir, que el quinto armónico tiene 1/5 de la amplitud de la fundamental y así sucesivamente, hallándose todos ellos en fase con la fundamental. La relación de armónicos y amplitudes contenidos en una onda cuadrada queda definida por la figura l. 18.

1 ¡--

-

nn

1-

1-

-

D L

11-

f-

-

--' Q_

L: <(

113

/5

17 pt9

5

3

7

9

n

hm 11

13

1/15

15

Figura 1.18. Composición armónica de una onda cuadrada.

El proceso formativo de tal onda cuadrada puede verse en la figura l. 19 a través de la cual tiene lugar la suma algebraica de una fundamental con sus armónicos de orden impar. Las tensiones que representan estas amplitudes están en fase, tal como indica el hecho de que cada onda cruce la línea de tensión cero en el mismo punto. Es fácil observar cómo a medida que vamos añadiendo mayor número de armónicos impares, mayor perfección va teniendo la onda cuadrada. Por regla general, es suficiente la presencia de los diez o quince primeros armónicos impares para la obtención de una onda cuadrada útil y suficientemente próxima a la ideal .

~ ~e

~--~ d\j

._ __..

...

'-.. /

"-.. ·

Figura 1.19. Proceso de formación de una onda cuadrada



59

Cabe también destacar que cuanto mayor número de frecuencias armónicas contiene o conserva una onda cuadrada, menores son sus tiempos de elevación y caída. Basta con fijamos en la figura 1.19 donde la resultante (trazo grueso) cada vez muestra una mayor verticalidad en su cruce con la línea de cero.

1.5.4. Efecto de la banda de paso de un amplificador sobre Jas ondas complejas Cuando se aplica una señal no senoidal a la entrada de un circuito amplificador, el número de frecuencias armónicas componentes de dicha señal que puede conservar la misma a la salida depende de la banda de paso del amplificador. Denominamos "banda de paso" o "ancho de banda" de un circuito a la gama de frecuencias que pueden atravesarlo sin sufrir atenuación, es decir, sin dejar de recibir igual amplificación. (Para mayor información sobre el tema remitimos al lector al ANEXO 4 de este libro). Así, si suponemos un circuito cuya banda de paso llegue hasta los 4KHz. Por el lado de las frecuencias altas y al que se le inyecta una señal de onda cuadrada cuya frecuencia fundamental es de 1000 Hz., ocurrirá que no pudiendo pasar las frecuencias superiores a 4000Hz., solamente la fundamental y el armónico de orden 3 podrán estar presentes a la salida y que los demás armónicos quedarán muy amortiguados o se habrán perdido totalmente. Bajo estas condiciones, si una tensión con forma de onda cuadrada se aplica a la entrada, la señal de salida presentará una onda deformada semejante a la de la figura 1.20.

Figura 1.20. Efecto del ancho de banda.

Si aumentamos la banda de paso del amplificador hasta alcanzar frecuencias muy elevadas, el efecto práctico de tal aumento sería el de permitir que un mayor número de frecuencias armónicas impares pudiera atravesar el amplificador y con ello la forma de la onda de salida se iría aproximando cada vez más a la forma original de onda cuadrada aplicada a la entrada del amplificador. Lógicamente una reproducción perfecta de la señal de entrada exigiría una banda de paso ilimitada lo cual no es posible en la práctica.


60


Pero como ya se vio que el orden armónico superior a 10 ó 15 no es muy significativo con respecto a la forma de onda cuadrada final, resulta que aun cuando no pueda lograrse una reproducción perfecta, si podrá ser suficiente el que la onda conserve al menos un número determinado de armónicos de la fundamental a la salida de un amplificador.

1.5.5. Aplicación práctica de la onda cuadrada Todas las explicaciones anteriores conducen al punto fundamental para la aplicación práctica de una onda cuadrada en la prueba y tratamiento de los amplificadores de baja frecuencia. En principio, puede deducirse lógicamente que si una onda cuadrada contiene una señal fundamental senoidal y una serie de frecuencias armónicas ascendentes también senoidales, una sola aplicación de esta forma de onda a un amplificador bajo prueba equivaldrá al sometimiento del mismo amplificador a todo un amplio espectro de frecuencias senoidales, cáda una de las cuales requeriría una prueba individual, actuando con tal forma de onda de salida del generador. Prácticamente, si se desea comprobar el comportamiento de un amplificador en una banda de frecuencias comprendida entre 1000 y 10000 Hz., basta aplicar al mismo una onda cuadrada de 1000Hz., en lugar de realizar diez pruebas con frecuencias senoidades de 1000, 2000, 3000 Hz., etc . Esta es la ventaja principal de la onda cuadrada. Así, conviene resaltar que la aplicación de una señal de prueba en onda cuadrada a un amplificador, muestra el comportamiento o la respuesta del mismo en toda la gama de frecuencias comprendidas entre la frecuencia de dicha onda cuadrada (fundamental) y una frecuencia al menos diez veces mayor, no siendo confiable aceptar frecuencias superiores a ésta. De todo lo dicho se deduce la técnica interpretativa a seguir en la aplicación práctica de la onda cuadrada. Así, por ejemplo, si un amplificador deja pasar la frecuencia fundamental y las frecuencias de los primeros armónicos impares de que está constituida la onda cuadrada, pero impide el paso o corta la frecuencias de los armónicos de orden superior, la onda cuadrada resultante a la salida sería la reflejada en la figura 1.21, es decir, con sus ángulos redondeados, sin agudeza.

Figura 1.21. Corte de armónicos superiores.



61

Si por el contrario, el amplificador reduce la amplitud de la onda fundamental y armónicos de frecuencias bajas, reproduciendo fielmente los armónicos de orden más elevado, los ángulos de la onda cuadrada resultarán perfectamente agudos, pero en cambio los trazos horizontales se arquearán hacia la línea de cero, tal como muestra la figura 1.22.

Figura 1.22. Atenuación de graves.

Todavía puede darse el caso de que el amplificador bajo prueba presenta una amplificación excesiva en las bajas frecuencias. La onda cuadrada a la salida del amplificador adquirirá entonces la forma mostrada en la figura 1.23, con un arqueo de las partes horizontales en sentido cotrario al hallado anteriormente para el corte de las frecuencias bajas. Ambas curvas constituirán indicaciones básicas de amplificadores anormales o defectuosos, al mismo tiempo que darán idea de qué partes convendrá revisar o modificar.

Figura 1.23. Sobreamplificación de graves.

Así podríamos seguir comentando infinitas formas de onda. No obstante, para finalizar en las figuras siguientes, se muestra una serie de reproducciones de oscilogramas obtenidos a través de un amplificador cuyo circuito fue modificado de acuerdo con lo indicado en cada figura, para poder así familiarizarnos con la respectivas formas de distorsión de la onda cuadrada como prueba. El conocimiento fundamental para identificar su origen y la causa de la anomalía que las produce se adquiere muy rápidamente a través de un poco de práctica.

Figura 1.24. Reproducción ideal.


62


Figura 1 .25. Falta de frecuencias bajas.

Figura 1.26. Respuesta pobre en agudos.

Figura 1.27. Respuesta pobre en graves y agudos.

Figura 1.28. Muy ma la respuesta en graves.

Figura 1.29. Respuesta muy buena en agudos y aceptable en graves.

Figura 1.30. Respuesta muy pobre en agudos y graves.


BIBLIOGRAFIA DE AMPLIACION

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Ruiz Vassallo, F. Manual de amplificadores de baja frecuencia transistorizados. CEAC. Barcelona, 1.985.

-

-

The Power Semiconductor. Texas Instruments. Italia, 1.985.

Towers, T .D. Tablas universales TOWERS para selección de transistores. Marcombo. Barcelona, 1.986.


2

A.P. CON UN UNICO TRANSISTOR

CONOCIMIENTOS PREVIOS • Recta de carga en c. c. • Recta de carga en c. a. • Funcionamiento del transformador.

OBJETIVOS • Diseño del amplificador en clase A con acoplo directo a la carga. • Diseño de amplificador en clase A con acoplo por transformador. • Cálculo de la distorsión. • Conocer los amplificadores en clase C y D.


2.1. INTRODUCCION En el tema anterior vimos la clasificación de los amplificadores de potencia atendiendo a las características estáticas de funcionamiento, es decir, el llamado punto Q, según la cual se dividen en clase A, AB, C, etc. Teniendo en cuenta esta clasificación y los tipos de circuitos utilizados en los amplificadores de potencia, distinguimos dos configuraciones: • Amplificadores de potencia con un único transistor. • Amplificadores de potencia con dos transistores en contrafase o montaje push-pull. En este tema vamos a analizar los amplificadores con un único transistor, dejando para el tema siguiente los amplificadores en contrafase, los cuales son hasta el momento los más empleados. No obstante, también haremos mención a la clase C y D, pues aun saliéndose de la gama de frecuencia comprendidas por la audiofrecuencia (20 Hz a 20 KHz) tienen ciertas características dignas de ser mencionadas .

2.2. AMPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A Los amplificadores de potencia clase A son aquéllos en los que circula corriente en la salida durante todo el periodo de la señal de entrada e incluso en ausencia de ésta. Los amplificadores clase A son básicamente idénticos a sus equivalentes de señal débil con la excepción de que ahora los transistores serán del tipo de potencia y por lo tanto capaces de disipar la potencia generada, aunque hemos de tener en cuenta que trabajamos próximos a la zona no lineal de la característica V-1 y cobra bastante importancia el parámetro distorsión. El punto estático de funcionamiento está situado en el centro de la parte recta de la característica de transferencia dinámica. Esta condición impone la recepción de señales pequeñas para que no se extienda a la zona no lineal. Consecuentemente. la zona de salida apenas contiene distorsión. Gráficamente se ve en la figura 2.1.


68


/

/

/

B/ /

/

~-

/

/ /

/

/ /

/ / /

V CE min.

V CEQ

V V CEmax CC

Figura 2. 1. Amplificación en clase A.

Trabajando en amplificación clase A el rendimiento máximo obtenible es del 50%, si bien en la práctica sólo se encuentran valores comprendidos entre el 20% y 35%. Dentro de la clase A distinguimos dos tipos, según si el acoplamiento a la carga se realiza directamente o mediante un transformador. Seguidamente analizamos cada uno de ellos.

2.2.1. Clase A con acoplo directo a la carga El circuito básico en su configuración de emisor común es el representado en la figura 2.2.

~

..__.,__--{

ENTRADA

Figura 2.2. A.P. clase A con carga acoplada directamente.

Como vemos, se ha eliminado la resistencia de emisor, pues en un principio supone una pérdida de potencia.


69

-\\{PLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A

2.2.1.1. Diseño del amplificador En el proceso de diseño del amplificador caben dos posibilidades: 1a) Conocido un transistor y sus características inherentes, tales como la potencia de disipación máxima PcEmáx y la corriente que puede circular por el colector lcmáx, se trata de determinar la resistencia de carga RL y la tensión de alimentación Vcc, que permitan obtener la máxima potencia de salida. 2 a) Conocida la potencia de salida deseada PL, así como la resistencia de carga RL, determinar la tensión de alimentación y las características mínimas del trasistor. El proceso de diseño en el primer caso sigue los siguientes pasos: Conocidos, a partir de las características proporcionadas por los fabricantes, los valores máximos de tensión e intensidad así como la hiérbola de disipación máxima, se representan estos datos en unos ejes de coordenadas le/ VcE según se indica en la figura 2. 3.

Ic Ic máx.

Ve Emáx. Figura 2.3. Valores máximos de un transistor.

Seguidamente se unen mediante una recta los puntos (VcEmáx, O) con (0, Icmáx) pudiendo presentarse tres casos. a) Dicha recta no corta a la hipérbola de disipación máxima. (Figura 2.4.)

1Cmáx.

VcEmáx. Figura 2.4. Transistor sobredimensionado.


70


Este caso representa que el transitar está sobredimensionado y que por lo tanto no existirá ningún peligro de funcionamiento, aunque también puede ser sustituido por otro de características más ajustadas. b) La recta citada corta en dos puntos a la curva de disipación máxima. (Fig. 2.5.)

re

Figura 2.5. Transistor inadecuado, se destruiría.

Este caso tiene que ser desechado porque se puede destruir el transistor por exceso de calentamiento. e) La recta inicial es tangente a la hipérbola de máxima disipación. (Fig. 2.6).

lmax

+---------~----------~----VcE

VCEQ

VcE (máxl=Vcc

Figura 2.6. Transistor trabajando en el límite de seguridad.

Este caso corresponde a la posibilidad de que el transitar trabaje en el límite de seguridad por lo que puede ser aceptada dicha recta inicial. El punto de polarización estará en el centro de la recta, para que la excursión de la corriente de salida sea máxima, coincidiendo con el punto de tangencia de disipación máxima, y sus coordenadas serán:


71

."-."f.PLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A

VcEQ

lcQ

VcEmáx

=

(2.1)

2

lcmáx

=

(2.2)

2

El valor de la resistencia de carga (RL) y de la intensidad máxima (Imáx) serán: RL

VcEmáx

=

(2.3)

lcmáx Imáx

=

lcmáx

(2.4)

2

La potencia de salida proporcionada a la carga (PL) viene dada por sustituir en su expresión las halladas anteriormente. T? Imáx lcmáx PL = I-erRL = ( - - )2 RL = ( - : - )2 RL = .J2 2 .J2

Fcmáx 8

V2cc RL = - R2L

RL

V2cc

8

8 RL

-- =

(2.5) La potencia máxima disipada por el transistor (PcEmáx = Po) es: V ce Po = VCEQ lcQ = - 2

lcmáx

=

Vce

Vce

4

RL

2

V2ce

= --

4 RL

(2.6)

Relacionando las expresiones (2.5) y (2.6) se deduce que: La potencia proporcionada por la fuente de alimentación (Pcc) es: lcmáx Pcc = Vcc lcQ = Vcc - - = 2

Vce 2

Vce

V 2cc

= -~.*RL

RL

(2.8)

El rendimiento de la conversión de potencia continua a alterna (máximo) es: V 2cc 1 8 RL 2

V ce 1 2 RL

=o , 25

¡.t

=

25%

(2.9)

El segundo procedimiento de diseño se deduce a partir de las expresiones halladas mediante el primer procedimiento, con la diferencia de que ahora las incógnitas son la tensión de alimentación y las características del transistor, siendo los datos la potencia de salida y la resistencia de carga.


72


2.2.1.2. Casos prácticos En este apartado vemos dos problemas típicos donde analizamos las dos posibilidades de diseño de un amplificador en clase A: • Dadas las características del transistor calcular PL, RL, Vcc, etc. • Dadas RL y PL calcular las características del transistor a emplear.

1°) De las hojas características de un transistor hemos sacado los siguientes datos: Potencia de disipación máxima (Pomáx) = 3 W. Tensión colector-emisor máxima (VcEmáx) = 12 V. Si trabaja en clase A con acoplo directo, (se considera que la recta de carga se apoyará en el punto de VcEmáx = 12 V.), determinar: • La resistencia de carga. • La tensión de alimentación. • Las coordenadas del punto Q. • La potencia de salida. • La potencia suministrada por la fuente de alimentación. • El rendimiento. Por trabajar en clase A, el punto Q estará en la mitad de la recta de carga, de forma que la excursión de la corriente de salida sea máxima, y asimismo, que exista para todo el período de la señal de entrada. El punto Q será el punto de tangencia de la curva de máxima disipación de potencia del transistor y la recta de carga. Esta situación queda reflejada como ya hemos visto en la figura 2.6. Observando dicha figura y sabiendo que la recta de carga se apoya en el punto VcEmáx = 12 V. obtendremos el siguiente valor de Vcc: VcEmáx = Vcc = 12 V. Despejando RL de la expresión (2. 6) y sustituyendo datos obtenemós su valor.

= -- =

12

n


73

,,_,fPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A

Las coordenadas del punto Q se hallan de la siguiente forma. Sustituyendo en la expresión (2 .1) hallamos el valor de V CEO·

=

VcEo

VcEmáx

12

2

2

=

6 V.

Según la expresión (2.3) hallamos lemáx: Icmáx

=

12

VcEmáx

1 A.

y así, sustituyendo en la expresión (2.2) obtenemos el valor de leo.

leo

lemáx

1

2

2

= -- = -

= 0,5

A.

La potencia de salida (PL) viene dada por la expresión (2.5)

= 1,5 w. mientras que la potencia suministrada por la fuente atiende a la expresión (2.8). Pcc

=

=

2 RL

6W.

2 12

El rendimiento viene dado por la expresión (2.9); sustituyendo los valores obtenidos anteriormente resulta el siguiente: J.t

= PLIPcc = 1,5/6 = 0,25

~

J.t

= 25%

Se ve prácticamente cómo este tipo de amplificación exige un sobredimensionamiento de la fuente de alimentación y del transistor con relación a la potencia de salida que se ofrece.

2 °) Sea un amplificador de potencia clase A con acoplo directa a la carga.


74


Si deseamos que nos proporcione una potencia de salida (PL) de 1 vatio sobre una carga (RL) de 5 ohmios , calcular: • La tensión de alimentación (V ce necesaria) . • Las características del transistor adecuado (V cEmáx, Icmáx y Po) . En este caso, hemos invertido los datos con respecto al caso anterior, no obtante, su resolución también es muy simple. Despejando de la expresión (2 .5) obtenemos la tensión de alimentación (Vcc) . Y 2cc

=

8 RL PL

Vcc

--+

= 6,32

V.

Según la expresión (2 .6) hallamos la potencia que disipará el transistor.

40

=--= 2 4 5

Po=

w.

La tensión colector-emisor máxima del transistor (V CEmáx) es igual a la de alimentación (recordar fig . 2.6) , así queda: YcEmáx

=

Vcc

= 6,32

V.

mientras que lcmáx viene dada por la expresión (2.3). Sustituyendo en esta expresión obtenemos su valor. lcmáx

VcEmáx

6,32

RL

5

Po 2:: VcEmáx 2:: lcmáx 2::

=

1,26 A.

2 w. 6,32 V. 1,26 A.

Estos tres datos (Po, V CEmáx, Icmáx) son valores mínimos y son los usuales a la hora de escoger un transistor, lo cual haremos mediante las tablas y características técnicas que nos suministran los fabricantes. Hemos de tener en cuenta que se han tomado condiciones ideales, y por tanto, no se han considerado las pérdidas que se producen.

Propuesto 3°) En el circuito de la figura siguiente se representa un amplificador en clase A con acoplo directo. Sabiendo que la resistencia de carga (RL) es de 8 ohmios , y que la potencia de salida (PL) es de 1O vatios, calcular:


75

.UIPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A

a) Características del transistor a emplear. b) Valores del punto Q. e) Valores de R1 y R2.

Solución a)

Po~

VcEmáx lcmáx b)

lcQ VcEQ

~ ~

20 W. 25,3 V. 3,16 A.

= 1,58 A. = 12,65 V.

e) Suponer que la intensidad que circula por R1 y R2 es 10 veces mayor que la que se deriva por la (de manera que IRI ::::: IR2). R1 ,., 24,6 n R2 ,., o,7 n

2.2.2. Clase A con acoplo por transformador En el caso de la carga acoplada directamente, se ha visto que el rendimiento ideal máximo es bajo y, lo que es importante, ante una carga y transistor dados, no siempre es posible obtener la máxima potencia de salida para ese transistor. En otras palabras, nuestro punto de trabajo Q puede no ser el óptimo al no estar sobre la hipérbola de máxima disipación o no asegurar máximas excursiones de salida de tensión y de corriente simétricas con respecto a dicho punto Q. Sin embargo, del análisis anterior se desprende que, para un transistor dado, es fácil encontrar la carga que permita la máxima potencia de salida. Basta situar el punto de trabajo sobre la hipérbola Po, asegurarnos que no sobrepasamos los límites lcmáx y VCEmáx del transistor y tener una excursión simétrica máxima. ·


76


Todos estos objetivos y algunos otros que seguidamente enumeramos pueden conseguirse si acoplamos la carga al transistor mediante un transformador. La figura 2. 7. representa el circuito de un amplificador de potencia clase A con acoplo por transformador.

Ve e

Entrada

Figura 2. 7. A . P. clase A con acoplo por transformador.

2.2.2.1. Necesidad del transformador de salida En este tipo de amplificadores, lo más usual es que la carga sea un altavoz y normalmente la impedancia de la bobina móvil de los altavoces es pequeña (4, 8, 16 O), mientras que la impedancia de salida de un montaje emisor común es de unos 30 Kf!. La máxima amplificación de energía se logra cuando existe una buena adaptación entre la impedancia de salida y la de carga (Teorema de máxima transferencia de potencia). Por esto se tiene que recurrir al transformador como adaptador de impedancias. Si se denomina ''a'' a la relación de espiras del primario al secundario (a= N,/Nz), v, e 1, la tensión y corriente del primario y V2 e b las del secundario (fig. 2.8), y teniendo en cuenta que en un tninsforrn"ador la potencia que absorbe el primero es igual a la que da el secundario, se tendrá que:

p, = Pz =

a=

v,

l¡ = Vz h

N,

V¡

Nz

v2

b l¡


(2.10)

77

.UIPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A

Figura 2.8. Transformador de salida.

La impedancia real vista en el primario del transformador R'L será: VI R'L = - - ; VI II R' L

v2

h

¡21

v2

h

II

v2

¡22

v2

h

¡21

h

a2

Como V2/h es la impedancia de la carga en el secundario del transformador, quedará: (2 . 11)

Se demuestra, pues, que el medio de equilibrar las impedancias consiste en variar la relación de espiras del transformador.

2.2.2.2. Diseño del amplificador En el circuito de la figura 2.7 representamos un amplificador de este tipo, en el que hemos supuesto ideal el transformador. Al realizar dicho supuesto, la resistencia de los arrollamientos para corriente contínua será nula, por lo que resultará que la recta de carga estática será una recta vertical, tal como muestra la figura 2. 9. Para un transistor determinado, con una potencia máxima de disipación Po, el punto estático de funcionamiento, punto Q, queda determinado por la intersección de la recta estática de carga con la hipérbola de máxima disipación Po. Para obtener una oscilación máxima simétrica en torno al punto Q debemos trazar una recta de carga dinámica tal que cumple que VcEmáx = Vce x 2, lo cual se consigue trazando por el punto Q la tangente a la hipébola de máxima disipación. Además, al ser inductiva la carga del colector, se producen en dicha inductancia aumentos de tensión ocasionados por disminuciones bruscas de corriente, por lo que la tensión que tendría que soportar el transistor sería la suma de la alimentación. más la originada en el primario del transformador. O sea:


78


de carga estática ( R =O l

re u

Figura 2.9. Rectas de carga de un A.P. con acoplo por transformador.

Vcc =V¡

+ VcE

VcE = Vcc- V¡

pero cuando deja de circular intensidad la bobina cambia de polaridad oponiéndose a ese cambio. Por tanto quedaría: VCE = Vce - (- V 1) = Vce

+ V1

Debido a esto, para proteger al transistor contra sobretensiones, es aconsejable que la tensión de alimentación sea como hemos dicho aproximadamente, la mitad de la tensión máxima de colector que indica el fabricante . La intersección de la recta de carga dinámica con los ejes de coordenadas proporciona los valores de lcmáx y VcEmáx, los cuales deben ser igual o menores que los que suministre el fabricante. Si esto no fuese así, corremos el riesgo de destruir el transistor por exceso de calentamiento. Una vez conocidas las coordenadas del punto Q, es necesario calcular la adecuada red de polarización para obtener la intensidad de base adecuada. La corriente estática de colector viene dada por: Po

Po

=--=-http://librosysolucionarios.net VcEQ Vcc

(2.12)

79

.-\..'IPLIACADOR DE POTENCIA CLASE A

Y por consiguiente: lcmáx

=

2 lcQ

=

(2.13)

2 Po/Vce

La impedancia de carga dinámica que debe ver el transistor para la máxima potencia de salida será: VcEmáx

2 VcEQ

Vce

lcmáx

2 lcQ

Po/Vcc

(2.14) Po

Para la máxima transferencia es necesario que se cumpla que R' L sea igual a RL referida al primario. Para ello, ya hemos demostrado que: (2.15) Así pues, la potencia disipada por el transistor Po es: (2.16)

Po = lcQ VcEQ = V2cc/R'L La potencia de salida PL será: 1 -

PL = 12 efR'L = (~)2 R'L

.J2

(2.17)

Relacionando las expresiones (2. 16) y (2 .17) resulta: PL

= 0,5 Po

(2.18)

La potencia proporcionada por la fuente de alimentación (Pcc) es: _ V lcmáx Pcc = Vcc lcQ ce-2

2 Vcc

Vce

2

R'L

=

V2 cc

(2.19)

R'L

Se ve que Po = Pcc' El rendimiento de la conversión es: PL

V2cc/2 R' L

Pcc

V2ccfR'L

11 = - -

= 0,50

-+

11 = 50%


(2.20)

80


2.2.2.3. Casos prácticos 1°) El amplificador en clase A con acoplo por transformador de la figura es capaz de entregar 1 W. a una carga de 5 n utilizando una tensión de alimentación de 1O V. Calcular: a) Características del transistor necesario. b) Rendimiento. e) Valor de la R¡ y R2.

Ve e

Entrada

a) Recordando la teoría (figura 2.9) consideramos una resistencia R'L en el primario del transformador cuyo valor debe ser tal que se produzca la máxima transferencia de potencia a la carga. Así, basta despejar R' L de la expresión (2 .17) para hallar su valor.

102 =-- =

500

La relación de transformación viene dada por la expresión (2 . 15). a = 3,16

Como vemos, necesitamos un transformador con una impedancia en el primario de 50 n. y una relación de transformación de 3,16. Las características del transistor son Po, V cEmáx e lcmáx, y su cálculo es inmediato. Potencia de disipación del transistor (Po). Po

~

R'L

50

=

2 W.


81

AMPLIFICADOR DE POTENClA CLASE A

Tensión colector-emisor máxima (V cEmáx). VCEmáx <::: 2 V ce = 2 10 = 20 V.

Intensidad de colector máxima (lcmáx). lcmáx <:::

VcEmáx

20

R'L

50

0,4 A.

=

Como vemos, estos valores son mínimos, o sea, el transistor elegido deberá de tener "como mínimo" los valores calculados por estas características. b) El rendimiento viene dado por la expresión (2.20), para ello calculamos Pcc según la expresión (2. 19). =--=2W

Pcc R'L

50

y sustituyendo en (2.20),

2

Pcc

= 0,50

/l

= 50%

Como vemos, el rendimiento coincide con el estudiado en la teoría, pero para un caso real hemos de tener en cuenta la existencia de pérdidas que en los cálculos teóricos no se han tenido. Así, se considera que la potencia suministrada por la fuente es un 20% superior, o sea, que: Pcc(práctica) = Pcc(teórica)

+ 20 % Pcc(teórica)

Para este caso concreto, la potencia real o práctica suministrada por la fuente será: Pcc(práctica)

= 2 + 0,4 = 2,4 W.

quedando como rendimiento práctico el siguiente: 1

/l = - - =

0,416

/l =

2,4

41 ,6 %

e) Suponiendo que el transistor que escogemos es de silicio y tenga una tensión base-emisor (VsE) de 0,7 V. obtenemos los siguientes valores de Rt y R2. Vs

= 0,7 V.


82


Si suponemos una {3 = 20 (típica en transistores de potencia) para el transistor hallado, la lsQ será: lsQ

=

lcQ 1 {3

= 0,2 1 20 =

lO mA.

Haciendo pasar por el divisor de tensión Rt - R2 una intensidad (1) diez veces mayor que la que se deriva por la base del transistor, obtenemos : 1

= lO lsQ = 100 mA.

Así, el cálculo de R1 y R2 es inmediato. Basta con mirar en la figura y plantear las siguientes expresiones: 0,7

-- =

7!2

0,1

Ycc- Vs

lO- 0,7

O, 1

= 93 n

Propuesto 2 °) El circuito de la figura 2. 7 es un amplificador de potencia clase A con acoplo por transformador. Sabiendo que a la carga se le entrega una potencia de 2 W. , que la ganancia de corriente es 20 y que la tensión de alimentación es 20 V. . calcular:

a) Potencia suministrada por la fuente. b) Corriente de polarización del transistor. e) Corriente de pico en el colector. d) Características del transistor a elegir. e) Si RL = 6,25 ü calcular la relación de transformación. j) Calcular R,, R2 y RE

Solución a) Pe,·

= 4 W.

b) lcQ

=

0,2 A.

e) Lnüx

=

lcQ =

lcmáx

12

0,2 A.


AMPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A

83

d) Po 2: 4 W.

VcEmáx lcmáx

2:

2:

40 V.

0,4 A.

e) a = 4

f) RE= 1 Q

R2 =911 R¡ = 19,1

Q

2.2.3. Comparación entre acoplo directo y mediante transformador Una vez analizados los amplificadores en clase A en sus dos versiones de acoplo de la carga, pueden deducirse las siguientes ventajas e inconvenientes de cada uno de dichos montajes: El acoplamiento directo presenta las ventajas de que no usa transformador, por lo que es mucho menos voluminoso, más ligero y más económico, produciendo además una mejor respuesta en frecuencia. El acoplamiento por transformador, en cambio, presenta las siguientes ventajas: la componente continua no circula por la carga por lo que tiene un mejor rendimiento (50% en lugar del 25% del acoplamiento directo). Además, presenta la ventaja de permitir la adaptación de impedancias.

2.2.4. Distorsión en clase A Todos los resultados hallados en los apartados anteriores se han obtenido considerando que la señal de salida es perfectamente senoidal y que por lo tanto el amplificador no introduce ninguna distorsión, pero esto en la práctica no es posible, de ahí que el rendimiento real sea siempre inferior al calculado teóricamente. Esta distorsión, generalmente, viene provocada por la no linealidad de las características del transistor, las cuales enumeramos en el apartado siguiente.

2.2.4.1. Causas • U na causa de distorsión se origina por colocar la recta de carga dinámica demasiado próxima a la zona de ruptura por avalancha, la cual hace que, debido a los


84


altos valores de las tensiones entre colector y emisor, la recta de carga penetre en la zona en la que las características de colector se curvan, de forma que la corriente de colector depende de VcE de un modo indeseado, tal como se indica en la figura 2.10.

Ie

Zona distorsionante

Figura 2 .10. Zona distorsionan-te al aumentar la tensión colector-emisor.

• Otra causa de distorsión es debida a la disminución de la ganancia de corriente (hFE) , con el aumento de le. Si la base es alimentada por una fuente de corriente senoidal, la corriente de colector sufre una distorsión como muestra la figura 2.11.

Ie

Figura 2.11. Distorsión por efecto de la disminución de hFE·

• Otra causa de distorsión se produce en la característica de entrada debido a que su respuesta es del tipo diodo, por lo .que alimentándola por una fuente de tensión senoidal se obtiene una respuesta de ls de la forma indicada en la figura 2.12, en la que se observa que se obtiene un alto valor positivo de 18 . En resumen, algo de distorsión siempre se producirá dando lugar a una señal de salida distorsionada en la que es necesario aplicar el análisis de Fourier para hallar el grado de distorsión producido.


SS

A\IPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A

Is

Figura 2.12. Distorsión por efecto de la característica de entrada.

2.2.4.2. Cálculo En_ la práctica, la distorsión de salida es el parámetro más importante para varios niveles de potencia de salida. Tal media se suele hacer experimentalmente; sin embargo; vamos a realizar un método para el cálculo de la distorsión basado en las características del transistor. Supuesta una excitación cosenoidal, la respuesta distorsionada tendrá un desarrollo de Fourier del siguiente tipo: ic(t)

=

lcQ

+ Bo + B¡ cos wt + B2 cos 2wt + .. .

(2 .21)

donde lcQ es la corriente estática de funcionamiento, Bo es el término independiente, B, cos wt es el primer armónico conocido con el nombre de fundamental ya que su frecuencia coincide con la de la señal de entrada, B2 cos 2wt es el segundo armónico y así sucesivamente. Seguidamente, se considera un número finito de términos del desarrollo anterior y se iguala el desarrollo resultante con un número idéntico de valores de la onda de salida, elegidos normalmente a intervalos iguales de tiempo. Así pues, en el caso en que se desee analizar la respuesta hasta el segundo armónico, el desarrollo será el siguiente. ic(t)

=

lcQ

+ Bo + B¡ cos wt + B2 cos 2wt

calculando los valores de ic para wt = O, wt = 1rl2, wt = ·desprende los siguientes resultados: para wt = O para wt = 1r /2 para wt = 1r

ic =

lcmáx

le

lcQ

ic

1r

= lcmín http://librosysolucionarios.net

de la figura 2.13 se

86


I

.

Cmax.

wt

1co

Figura 2.13.

Verificándose, además :

Icmáx = leo + Bo + B1 + B2 leo = leo + Bo + O - B2 Icmín = leo + Bo- B1 + B2 de donde:

BJ

=

lemáx - lcmín 2

lemáx + lemín - 2 leo 4

Resultando que la distorsión del segundo armónico valdrá: (2 .22)

Por igual procedimiento podrían calcularse más términos del desarrollo.


87


Así, la distorsión producida por cada armónico se define como: (2.23)

donde Ds (s = 2, 3, 4, ... ) representa la distorsión del armónico "s". Una consecuencia de la aparición de la distorsión es que la potencia total de salida será mayor que la debida solo al fundamental, o sea si la distorsión no es despreciable, la potencia entregada por el armónico fundamental es: Pt = I2er

R'L

(2.24) Sin embargo, la potencia de salida total es: PL PL =

(B2 ¡ +

B2 2

+

B2 3

= Fer R'L = 0,5 12máx

+ ... ) R'Li2 =

(1

+

R'L

D 22

+

D 23

+

D 24

+ ... ) P¡

o bien (2.25)

donde la distorsión total, o factor de distorsión se define como: (2.26) Así, por ejemplo, si la distorsión total es del lO% la potencia total en la carga será:

Como vemos, la potencia de salida total es sólo un 1% superior a la del fundamental cuando la distorsión es del 10%. Por tanto, se comete muy poco error utilizando solamente el término fundamental (P¡) para calcular la potencia de salida. También debemos destacar que todas las relaciones de potencia y distorsión vistas hasta anteriormente, no son una propiedad intrínseca de los circuitos, sino que dependen de la forma de la onda de entrada, que es senoidal en nuestro caso, y para la que tiene validez todo el análisis anterior.

2.2.4.3. Casos prácticos En esta ocasión vamos a realizar un problema donde intentaremos analizar el concepto de distorsión en los amplificadores en clase A con acoplo por transformador.


88


Veremos prácticamente cómo se puede considerar como potencia de salida la debida sólo al armónico fundamental, puesto que los demás introducen un error que no es considerable para estos casos.

1°) Tenemos un transistor cuyas características de entrada y salida se reflejan en las siguientes figuras.

14L~-1v- ~ ];: _:~- - ~-=- ~=~=-=---=-~~--_-----+~ -Q- ---+:---o ----r==--=--+-~ --~----+--+----1 ...

1_------ ----- §.:- .?~3_1-_-__-_+;;'('-7"9-------'1---+--+----+---+--+---+--1 ~

~ -0,2

..0

1/

i 1

1

i1

e

:~ -0,1

1 1

Ul

¡¡¡

OL---~--~--J-__J -__- L___ L_ __ L_ _~_ __ J_ _~

~

o

-6,5-10

-15

-20

-30

-40

Corriente de base i 8 , mA

Características de entrada. Cortesía de MINIWATT.

1

-2.00

-

¡..- ¡.--

i

-

V ¡..- ¡..-

1 1 1 1

-30

¡..-

V

-1.50

¿ f¡....

":::, k-

~2~m1A

,_- ko

-r-

_,

-

~

~

B u

-r-

Q)

ou -1,00

-

¡-...:: t-

;;;

.......

·E

-

f.- f.-

1'-'-

1 1 1 1

8-0,50

1--

¡o-

1-

1'--

1

t-

¡¿- -

0

:

Q)

"O Q)

Q

1'--

20!!

1 1

1'--

5

' 1 11 ~-

- rín,ea de carga estática 1 1 1 ;-,

o

o

- 5

Ve

1 1 1

r- f-R~=IO!l

-10

Tensión de colector

1 1 1 - 15

/ 8

=0

- 20

u cE• V

Características de salida. Cortesía de MINIWATT.


- 50

89


Si aplicamos este transistor a un amplificador de potencia en clase A con acoplo por transformador, el cual tiene una R 'L = JO Q . Calcular:

• La distorsión del 2 ° armónico.

• Comparar la potencia de salida debida solo al armónico fundamental y la potencia de salida total. Según la teoría, sabemos que el valor de la corriente de colector con señal será: ic(t) = leo + Bo + B1 cos wt + Bz cos 2wt Si consideramos las mismas fases de excitación que para la figura 2.13 obtenemos los siguientes resultados: para wt =O

Icmáx

para wt

7r/2

ic = leo

para wt =

1r

le

lemín

Introduciendo estos valores en la ecuación inicial resultan tres ecuaciones con tres incognitas: lemáx

=

leo + Bo + B1 + Bz

leo

=

leo + Bo + O - Bz

lemín

=

leo + Bo - B1 + Bz

Resolviendo estas ecuaciones se obtiene: Bo

= Bz

lemáx - lemín 2

Bz =

lemáx + lemín - 2 leo 4

De las características de entrada deducimos: Ismáx = - 30 rnA. Iso

=

lsmín

=-

- 15 mA.

6,5 mA.


90


llevándonos estos datos a la característica de salida obtenemos: lcmáx lcQ

= - 1,77 mA. = - 1,1 mA.

lcmín = -

0,53 mA.

Sustituyendo estos datos en las ecuaciones anteriores hallamos los valores Bo, B1 y Bz. B¡

= - 0,62 mA.

Bz

= -

0,025 mA.

Bo = - 0,025 mA. El coeficiente de distorsión del segundo armónico viene dado por la expresión (2.22). Sustituyendo obtenemos su valor.

La potencia de salida debida sólo al fundamental viene dada por la expresión (2.24). Sustituyendo resulta:

= 1,922 w. La potencia total viene dada por la expresión (2.25). Para calcular hemos de hallar antes el factor de distorsión total, cuyo valor nos lo da la expresión (2 .26) . D = (D 2z + D23 + ... ) 1h = 0.04

~

4%

Así, la potencia total es: PL

=

(1

+ D2)

P¡

=

(1

+ 0,042 ) 1,922 = 1,925 W.

Como podemos ver, no se comete prácticamente ningún error al considerar como potencia de salida la debida sólo al armónico fundamental.

2.3. AMPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE B Este tipo de amplificadores, igual que las clases AB y C, aunque son de interés en el caso de amplificadores de baja señal no presentan interés en el caso de amplificadores de .potencia con un solo transistor, ya que, si bien su rendimiento es muy


91

."'-\fPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE AB

elevado, el grado de distorsión que introducen no los hace aceptables. Sin embargo, tanto la configuración B como AB son muy utilizados cuando se utiliza el montaje en contrafase, concepto que veremos en el tema siguiente: Los amplificadores clase B son aquéllos en los que la corriente de salida sólo circula durante medio ciclo, es decir, que la corriente de colector sólo circula 180° ante una entrada senoidal de 360°. Para obtener tal funcionamiento, el transistor se polariza en el límite del corte, de forma que en ausencia de señal de entrada la corriente de colector es nula. (lcQ = O) La amplificación en clase B admite señales de entrada de mayor amplitud que en caso de la amplificación en clase A, pero el recorte de semiondas introduce una distorsión en la salida que no se presenta en el caso de la amplificación clase A. El rendimiento teórico máximo es del 78,5% obteniéndose prácticamente valores comprendidos entre 50% y 65%. Debido a su buen rendimiento, son muy utilizados en audiofrecuencia, pero para ello es necesario utilizar un montaje de contrafase, de forma que cada transistor amplifique medio ciclo de la señal, resitituyéndose a la salida la señal completa con muy poca distorsión, a excepción de la distorsión por cruce (crossover) de la que hablaremos en el tema siguiente. Gráficamente, se representa como se indica en la figura 2.14.

re

VcEmin

Figura 2.14. Amplificación clase B.

2.4. AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE AB En este tipo de amplificadores la corriente de salida, circula durante más de medio ciclo y menos de un ciclo completo, es decir, la corriente de colector circula más de 180° y menos de 360°. En consecuencia, es un caso intermedio entre la clase A y la clase B.


92


Con señales de pequeño nivel reúne características de linealidad similares a las de la clase A pero con mayor distorsión. Con señales de alto nivel es parecido a la clase B pero con menor rendimiento ya que ep estado de reposo circula una pequeña corriente estática. Al igual que en la clase B, su configuración suele ser el montaje en contrafase, con la diferencia de que la clase AB no presenta la distorsión de cruce que citamos en el apartado anterior. En la figura 2.15 se representa gráficamente.

Figura 2.15. Amplificación clase AB.

2.5. AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE C Son aquéllos en los que la corriente de colector circula durante menos de 180° para una excitación senoidal completa de entrada. El funcionamiento en clase C presenta el mejor rendimiento de los tipos citados anteriormente y que puede aproximarse al 100%, pero sin embargo presenta el inconveniente de ser el que mayor distorsión produce. No se utilizan en sistemas de audio debido a que, incluso con un circuito en contrafase, la onda de salida circularía durante menos de 360°.

2.5.1. Principio de funcionamiento Para que un transistor trabaje en clase C es necesario que la unión base-emisor esté polarizada inversamente en ausencia de señal de entrada, con lo cual sólo hay corriente durante el tiempo en que la señal de entrada sobrepasa dicha polarización.


93

AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE C

Gráficamente, el comportamiento de la clase e viene representado en la figura 2.16.

/

Figura 2.16. Amplificación clase C.

Tal como vemos en dicha figura, la corriente de colector circula mucho menos de 180°, por lo que aparecen una serie de pulsos estrechos. Estos pulsos de colector son los encargados de excitar un circuito resonante, el cual al sintonizar a la frecuencia fundamental de los pulsos de la corriente de colector, se logra una onda seno casi perfecta de voltaje en los extremos del circuito resonante. Un circuito típico de la clase e es el mostrado en la figura 2.17.

f Imáx

0~-

1-r--l Figura 2.17 . Circuito típico clase C.


94


Vemos como, para amplificar una onda senoidal, el amplificador debe estar sintonizado a la frecuencia de la señal. Por esta razón, el amplificador sintonizado de clase e se considera un circuito de banda estrecha, pues puede amplificar solamente la frecuencia de resonancia y las próximas a ésta. Para no tener que emplear inductancias y capacitares muy grandes en el circuito resonante, los amplificadores clase e deben operar a frecuencias comprendidas en la radiofrecuencia; por lo tanto, al salirse de la audiofrecuencia, no profundizaremos más en su estudio .

2.6. AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE D En la actualidad, la técnica de modulación de impulsos es bien conocida utilizándose en la fabricación y diseño de inversores destinados a control de motores, diseño de amplificadores, etc. No obstante, aunque los principios físicos están bien asentados, los amplificadores en clase D presentan graves problemas y limitaciones, especialmente en cuanto al ancho de banda y calidad de la señal generada. Esto es debido a que hasta hace muy poco, encontrar dispositivos de potencia.de altas velocidades de conmutación no era viable. La introducción reciente en el mercado de nuevos dispositivos MOSFET de potencia ha abierto muchas posibilidades para el diseño de amplificadores de audiofrecuencia. No obstante, aún no están muy desarrollados, pero posiblemente en un futuro muy inmediato sean la solución a las clases vistas anteriormente . En este apartado vamos a ver sus características principales, así como sus grandes ventajas.

2.6.1. Principio de funcionamiento Los amplificadores en clase D se comportan desde el punto de vista externo de igual forma que los amplificadores convencionales ideales; sin embargo, su funcionamiento interno y sus prestaciones son muy distintas. En los amplificadores conmutados un tres de impulsos queda modulado en anchura por una señal analógica, la cual se pretende amplificar. Generalmente, lamodulación se produce al comparar la señal de entrada con una triangular o diente de sierra de frecuencia superior, tal como indica la figura 2.18. Los impulsos obtenidos (generalmente en niveles TTL o eMOS), tienen un valor medio proporcional a la señal original , y después de pasar por una etapa de acondicionamiento lógico, son enviados convenientemente a las puertas de los transistores MOSFET de potencia. En los drenadores de dichos transistores se obtiene una señal igual al citado tren de impulsos, pero de una amplitud muy elevada (o::: 200V). Un filtro para bajo Le de concepción muy simple, es suficiente para reproducir la señal original moduladora, si bien en la salida, ésta ha sido amplificada . (fig. 2.19) .


9S

AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE D

u Señal a amplificar

1

-Diente de sierra

___.Pulsos modulados en anchura +UB

-UB

Figura 2.18.

Para mejorar la calidad se recurre a un lazo de realimentación, tomándose una fracción de la salida y realimentando a la etapa analógica de entrada en el punto anterior a la modulación. Si el amplificador ha de responder en la banda de audio (20 Hz a 20 KHz) hay que tener en cuenta los siguientes factores: • Es necesario que el tren de impulsos obtenido sea de una frecuencia muy elevada ( 160 a 200 kHz). De esta forma se asegura que la componente de entrada de máxima frecuencia (20 KHz) es muestreada al menos de 8 a 10 veces por ciclo. • Los elementos de conmutación de la etapa de potencia han de ser muy rápidos, (del orden de 200 ns de tiempo de conmutación). Esto hace que los dispositivos idóneos para tal función sean los FET de potencia. • La atenuación del filtro ha de ser como mínimo de 40 dB para la frecuencia fundamental del tren de impulsos y menor de 4 dB para la componente más elevada en frecuencia a amplificar. • La calidad de la señal reproducida ha de ser aceptable. En la práctica, y gracias a la realimentación, se pueden obtener distorsiones menores o iguales al 1 %.

2.6.2. Ventajas y comparación con los amplificadores lineales Los amplificadores en clase D poseen importantes ventajas respecto a los amplificadores convencionales. A continuación se enumeran las más interesantes.


o

Entrada

4r


Oscilador de 150KHZ

,,1

L

1

1

1 1

1

1

1

1 1

1

Conformación de señales de puertas

Optoaislamiento

r-

Contormacion de señales de puertas

Figura 2.19. Diagrama de bloques de un A.P. eri clase D.

Lógica de control

Red de realimentación •80v

J

PWM

~C

~

- 80v

9

sobre~arga

Canal NI Detector de

Fi 1tro

1

JUl r n - - - - 1 a r g a

L

~ Canal p

L .

o

::<:!

o

~

(/)

~ z

....,

> :-o (j o z e z e: z ñ

~

97

BIBLIOGRAFIA BASICA

a) Excelente rendimiento energético: El rendimiento de un amplificador en clase D puede superar el 85% . Esto contrasta con el conocido rendimiento de los amplificadores convencionales en clase B (50-65%). Esta mejora del rendimiento se debe a varios factores. • En los amplificadores lineales, los transistores de potencia tienen una (3 muy baja (típica 20) por lo que existen importantes pérdidas en conceptos de intensidades de excitación. Con dos transistores MOSFET el gobierno de puertas es electrostático (por tensión) y no se consume apenas corriente, por lo que no existen pérdidas apreciables de excitación. • Los amplificadores lineales disipan gran cantidad de energía en los transistores finales en concepto de tensión colector-emisor e intensidad de colector, mientras que los transistores MOSFET en clase D trabajan en conmutación, pasando del corte a la saturación continuamente. En ambos estados, la disipación es mínima. Asimismo, las pérdidas en conmutación son escasas merced a la rapidez de los dispositivos empleados (100-200 ns de tiempo de conmutación). b) La consecuencia del gran rendimiento energético es la disminución del volumen, peso y costo del transformador de salida, (para una potencia dada), y de etapas de rectificación y filtrado. Asimismo, el espacio ocupado en radiadores de disipación es mucho menor (del orden de la tercera parte o más). Este punto también beneficia al equipo, especialmente a elevadas potencias, en las que se pueden sacar un conjunto menos caro y aparatoso, a la vez que se eliminan ventiladores de refrigeración forzada, necesarios hoy día para amplificadores de potencias lineales. de más de 200 W. e) Facilidad de conseguir diseños de elevadas potencias. Esto es debido a que los MOSFET admiten montajes en paralelo con gran facilidad, pues su coeficiente de temperatura es positivo. Esto contrasta con los transistores bipolares en los que son necesarias resistencias de compensación en los montajes en paralelo, motivo éste que empeora el rendimiento y hace el equipo más aparatoso y menos fiable.


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98


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3

A.P. EN CONTRAFASE

CONOCIMIENTOS PREVIOS • Funcionamiento del transformador. • Conocer las características y funcionamiento del transistor.

OBJETIVOS • Describir los diferentes tipos de inversores de fase e interpretar el proceso de desfase. • Diseño del A. P. en contrafase trabajando en clase A, By AB. • Analizar la configuración simétrico-complementaria (casi y totalmente complementaria).


3.1. INTRODUCCION Cuando la potencia necesaria a la salida de un amplificador es superior a la que puede entregar un sólo transistor, puede optarse por la solución de montar dos o más transistores en paralelo, pero al ser alta la distorsión introducida por efecto de la falta de linealidad de las características dinámicas, no es muy aconsejable este montaje. Una solución mejor la constituye el montaje simétrico conocido con el nombre de montaje en contrafase o push-pull. En este tema vamos a tratar de clases A, B y AB pero montadas según esta nueva configuración.

3 .1.1. Clasificación Dentro del grupo de los amplificadores en contrafase existen a su vez dos tipos de circuitos básicos: a) Los amplificadores en contrafase con salida de tres bornes, caracterizados por la utilizacióh de dos transformadores, uno de excitación o inversión de fase y otro de acoplo a la carga. b) los amplificadores en contrafase con salida única (single-ended), los cuales se caracterizan por eliminar uno o los dos transformadores necesarios en el montaje en contrafase normal. Dentro de este tipo existen dos modalidades: • Sin transformador de salida. • Sin transformador de entrada ni de salida (montaje simétrico-complementario) que a su vez se subdivide en otros dos tipos según sea: -

montaje totalmente complementario. montaje casi-complementario.

A lo largo del tema analizaremos cada uno de los montajes anteriormente citados.


A.P. EN CONTRAFASE

102

3.1.2. Características He aquí algunas de las características más sobresalientes del montaje en contrafase: • Emplean dos transistores en lugar de uno, de forma que las señales de excitación de estos dos transistores, son iguales, sólo que están desfasadas entre sí 180°. • Se eliminan los armónicos pares, dando lugar por lo tanto a una reducción de la distorsión. • El primario del transformador de salida está recorrido por corrientes iguales pero opuestas, por lo que en ausencia de señal alterna, el flujo resultante a través del transformador es nulo . • La fuente de alimentación no precisa de un filtrado tan riguroso como en el caso de un amplificador de un solo transistor, puesto que se producen señales opuestas en las dos mitades del primario del transformador y en consecuencia no se induce ninguna señal en el secundario. • Permite obtener una potencia de salida mucho mayor que en el caso de un amplificador con un solo transistor, así como operar en clase A, By AB, y especialmente en esta última, donde se obtienen los mejores resultados al eliminarse la distorsión de cruce.

3.2. Circuitos inversores Ya sabemos que un amplificador en contrafase está formado por dos transistores cuyas entradas deben ser excitadas por señales de igual amplitud pero desfasadas 180° entre sí. Para poder obtener estas señales, necesitamos de otros dispositivos llamados inversores de fase, los cuales se encargan de realizar est;t misión, o sea consiguen dos señales idénticas en módulo pero de polaridad opuesta con respecto al sistema comparador (desfasadas 180 °). Distinguimos dos tipos.

3.2.1. Inversor de fase por transformador Consiste en la utilización de un transformador con toma central en el secundario, tal como indica la figura 3. l.


103

CIRCUITOS INVERSORES

.~

o---_._-~

Figura 3.1. Inversor de fase por transformador.

Al tener el punto central del secundario unido a masa, las señales entre cada extremo y masa del secundario serán de fase opuesta y de la misma amplitud (Consideramos los devanados del secundario iguales). Tiene la ventaja de proporcionar señales simétricas y equilibradas) siempre que se trabaje en la banda de audiofrecuencia. Como inconvenientes se pueden citar su volumen, la posibilidad de zumbidos y distorsión, así como el elevado precio.

3.2.2. Inversor en fase de transistor En la figura 3.2. se nos muestra un montaje muy sencillo de este tipo de circuitos.

ce

•V

Figura 3.2. Inversor de fase por transistor.

En dicho circuito, si las resistencias RL y RE son iguales, se tendrá que las variaciones de tensión sobre dichas resistencias serán sensiblemente iguales ya que le


104

A.P. EN CONTRAPASE

es prácticamente igual a lE pero con la diferencia de que ambas tensiones estarán desfasadas 180° entre sí. ya que la salida S¡ corresponde a un montaje seguidor de emisor, mientras que la salida S2 corresponde a un montaje emisor común. El problema que presenta este montaje estriba en la adaptación de impedancias, ya que mientras la impedancia de salida de un circuito en montaje emisor común es del tipo medio (30 KQ), la impedancia de salida de un montaje seguidor es bajo (IOOQ), siendo necesario equilibrar ambas salidas mediante una red RC, tal como indica la figura 3. 3. +Vce

1----u---.....o Sz

Figura 3.3. Inversor de fase por transistor con equilibrio de impedancias.

3.3. AMPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE A EN CONTRAF ASE El circuito básico de un amplificador de potencia en contrafase clase A es el indicado en las figuras 3.4 y 3.5, cuya única diferencia consiste en que en la figura 3.5 la tensión de polarización producida por la batería VBB ha sido sustituida por el divisor de tensión formador por las resistencias R¡ y R2.

Figura 3.4. A.P. clase A en contratase.


A.\fPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE A EN CONTRAFASE

105

El circuito inversor de fase lo constituye el transformador de fase Te cuyo secundario va provisto de una toma intermedia, de tal manera que cuando aumenta el potencial de la base de un transistor, en la base del otro se experimenta una disminución de potencial de la misma cuantía. En el estado de reposo, la tensión baseemisor V sE es igual en ambos transistores y viene determinada por la expresión Vss. La carga va acoplada mediante un transformador Ts cuyo primario también tiene una toma intermedia unida a la fuente de alimentación V ce, lo cual permite adicionar las señales amplificadas por cada transistor.

---Figura 3.5. A .P. clase A en contratase.

Al trabajar el amplificador en clase A, la polarización de los transistores será

tal que permitirá la circulación de corriente en ambos transistores durante todo el periodo de la señal de entrada y aún en ausencia de señal. Para explicar el funcionamiento de tal montaje consideremos solamente el secundario del transformador de entrada, el primario del transformador de salida así como los transistores correspondientes y las tensiones de alimentación y polarización, tal como se indica en la figura 3.6. Supongamos que en el secundario del transformador de entrada se induce una señal senoidal. En los bornes A y B aparecerá una tensión tal que V A y V B estarán desfasadas 180° lo cual dará lugar a que cuando una de las bases se haga más positiva. la base del otro se haga menos positiva. Si tomamos por separado cada una de las dos mitades, superior e inferior, del circuito anterior resultará que al circular por la mitad superior del primario del transformador de salida la corriente variable Cic;), se engendrará umi fuerza electromotriz que, según la ley de Lenz, tenderá a oponerse a esta cor~iente apareciendo una tensión entre los bornes C y D . Por otro lado, al circular al mismo tiempo una corriente (icz) por la mitad inferior del pri-


106

A.P. EN CONTRAFASE

---------------------------------------------------------------

Figura 3.6. Esquema de funcionamiento.

maria del transformador de salida, aparecerá por la misma razón anterior una diferencia de potencial entre los puntos E y D que tenderá a oponerse a la disminución de (ic2). Considerando el punto D como punto neutro, el potencial que existirá entre los puntos C y D será la diferencia entre las tensiones Ve y VE y al estar estas en oposición de fase se verificará: V CE

=

V e - (- V E)

=

Ve

+

VE

(3.1)

siendo en este caso la tensión VCE la tensión total entre bornes del primario del transformador de salida. La tensión VcE se refleja en el secundario del transformador de salida, según la relación de transformación elegida, dando lugar a la corriente que circulará por la carga.

3.3.1. Diseño del amplificador Para el diseño de un amplificador en contrafase en clase A, el proceso a seguir es idéntico al empleado para el caso de un amplificador clase A con un solo transistor anteriormente estudiado. Es decir, dado un transistor determinado con unas características propias de potencia máxima de disipación, tensión máxima entre colector y emisor, e intensidad máxima de colector, se traza una tangente a la hipérbola de máxima disipación con la condición de que la intersección con los ejes de coordenadas (V.rE, le) estén dentro de los límites impuestos por los valores máximos. La vertical por dicho punto de tangencia determina la recta de carga estática así como


107

AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE A EN CONTRAPASE

la tensión colector-emisor en régimen estático VCEQ la cual será igual a la --.a Dicha tangente determina la recta de carga dinámica deduciéndose seguidamente la resistencia de carga referida al primario R' L = V ccllcmáx, así como la relación de transformación necesaria en función de la resistencia de carga RL, (expresiones 2.10 y 2.11), es decir:

.-a tensión de alimentación necesaria Vcc-

(3.2)

donde N, es el número de espiras correspondiente a la mitad del devanado primario y N2 el número de espiras correspondientes al devanado secundario. Dado que el estudio en contrafase es simétrico, el estudio realizado en un transistor sirve igualmente para el otro, pudiendo deducirse igualmente la carga dinámica compuesta mediante el procedimiento gráfico indicado en la figura 3. 7. Inicialmente se dibuja la recta de carga dinámica de un transistor sobre Jos ejes (V cE, le) y Juego tomando como centro Qe coordenadas el punto (2Vcc, O) se dibujan, en forma invertida, unos nuevos ejes de coordenadas y respecto a ellos la recta de carga dinámica correspondiente al segundo transistor.

Recta de carga dinámica compuesta

Figura 3. 7. Recta de carga compuesta en un amplificador en contratase clase A.

A continuación analizamos la figura 3. 7 y así resultan las siguientes expresiones referidas a las potencias. R' L

Impedancia del devanado primario que ve un sólo transistor.

R"L

= Impedancia del devanado primario vista por los dos tmasistores.


108

A.P. EN CONTRAFASE

-------------------------------------------------------------2 Vcc

2

R'L

R,

L

=

Vcc

= --

R'L

lcmáx

(3.3)

lcmáx

2

2

Vcc

=---

lcmáx

(3.4)

lcmáx

Relacionando las expresiones (3.3) y (3.4) se obtiene: (3.5)

La potencia de salida máxima será:

(3.6) 2

La potencia disipada por cada transistor será: Po

(i

TRT)

=

VCEQ leo

=

V ce -lcmáx --

2

2

Vcc

2 R'L

Vce

(3.7)

mientras que la potencia disipada por los dos transistores viene dada por la expresión (3.8) . Po (2 TRT)

V 2cc

= ---

(3.8)

R" L

La potencia suministrada por la fuente es: Pcc = 2 Po (i TRT)

(3 .9)

=

y sustituyendo esta expresión en la (3.5) obtenemos: Pcc

2 V 2cc

= ---

(3.10)

2 R"L

que como vemos coincide con la potencia disipada por los dos transistores Po (2 TRT)· El rendimiento será: /1=--=

50%

(3 .11)

Si bien este rendimiento es el doble del que se podía obtener con un montaje simple, todavía es inferior al que es posible obtener con los montajes en contrafase clase By AB.


109

AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE B EN CONTRAFASE

3.3.2. Distorsión Para realizar el análisis de este parámetro suponemos una excitación cosenoidal, o sea, ibi = Is cos wt (corriente de base en el transistor T,); así pues la corriente de colector correspondiente tomará el siguiente valor; ici

= leo + Bo + B, cos wt + Bz cos 2wt + ...

(3 .12)

de igual forma, si la señal aplicada a la base del transistor Tz toma el valor ib2 = - ibi = Is cos (wt + 1r) la corriente de colector correspondiente tomará el siguiente valor: ~e~

= leo + Bo + B, cos (wt +

1r)

+ Bz cos 2 (wt +

1r)

+ B3 cos 3 (wt +

1r)

+ (3 .13)

Como ici e ic2 circulan por el primario del transformador de salida en sentidos opuestos, la corriente total de salida será proporcional a la diferencia entre las corrientes de colector. Es decir: iL

= K (ici - ic2) = 2k (BI cos wt + B3 1 cos3Nt + Bsl coSSwt + ... ) (3.14)

Esta expresión indica que el circuito amplificador en contrafase clase A elimina los armónicos pares en la salida, quedando el tercer armónico como la fuente principal de distorsión. Este resultado sól_ó'es cierto si los dos transistores utilizados son exactamente idénticos, ya que si no lo son, aparecerán armónicos pares. Otra ventaja importante de este montaje es eliminar la tendencia a la saturación del núcleo magnético del transformador de salida, ya que ahora las componentes continuas (!coi) e Clco2) producidas por la polarización, son de igual módulo pero de sentido contrario, por lo que se anulan mutuamente. Igualmente se eliminan o reducen las componentes del rizado de la fuente de alimentación ya que al circular dichas perturbaciones en sentidos opuestos por los devanados del primario quedan contrarrestadas, no apareciendo en la carga, por lo que el filtrado de la fuente de alimentación no tiene por qué ser tan bueno.

3.4. AMPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE B EN CONTRAFASE Este tipo de amplificadores trabaja con una polarización al corte, lo cual supone que en ausencia de señal de entrada, la corriente estática de colector en los transistores es nula, por lo que también es nula la corriente en la carga. Además, la potencia de salida que es capaz de entregar es superior a la de su equivalente en clase A, así como el rendimiento, ya que puede alcanzar el 78.5% También la pérdida de potencia sin señal es prácticamente despreciable .


A.P. EN CONTRAFASE

110

Por el contrario, el funcionamiento en contrafase clase B tiende a producir un nivel de distorsión más alto que el producido en clase A.

3.4.1. Diseño del amplificador Su diseño es idéntico al de clase A si exceptuamos que al trabajar en clase B no necesita batería de polarización de base, tal como se indica en la figura 3.8.

Nz

Figura 3.8. A .P. en contratase clase B.

Suponemos que se ataca con una señal senoidal el primario del transformador de entrada, al tener éste una toma central en el secundario se atacará la base de cada transistor con dos tensiones iguales pero desfasados 180° lo que porvocará la polari~ zación directa de un transistor y la polarización inversa en el otro, con lo cual un transistor amplificará los semiperiodos positivos y el otro los semiperiodos negativos de la señal de entrada. Al circular por el primario del transformador de salida, las corrientes ici e ici en sentido contrario y cada una en un semiperiodo diferente, se inducirá en el secundario una tensión en la que se conjugan los dos semiciclos de forma que se recompone una tensión senoidal completa. Para calcular el rendimiento del amplificador suponemos inicialmente que las características del transistor están idealizadas; por tanto, la curva de transferencia dinámica es una línea recta. También suponemos que la corriente mínima es cero. En la figura 3. 9 se indica la contrucción gráfica de la cual se determinan las formas de onda de la corriente y tensión de salida para un sólo transistor trabajando en clase B. Obsérvese que, para una excitación senoidal, la salida es senoidal durante un semiperiodo y cero durante el segundo semiciclo. La resistencia de carga efectiva es R'L = (N¡/N2) 2 RL. Como vemos, esta relación coincide con la expresión (3.2).


111

A.\1PLIFICADORES DE POTENCIA CLASE B EN CONTRAFASE

RECTA EN

GANANCIA

DE

CARGA

CONTINUA~

DE

TRANSFERENCIA DINAMICA

O

1'--~::.:_.::.::..:.:..:::.___--->1.

o

Vmínim.il

Punto

___

VCE

Vcc

de/

po l arizac i ó n

EXCITACION

w\ wl

Figura 3.9.

Las formas de onda de la figura 3.9 son para un solo transistor Q¡. Naturalmente, la salida de Qz es una serie de impulsos senoidales desfasados 180° con respec-

to a los de Q¡. Dado que el circuito en contrafase es simétrico, el estudio realizado en un transistor sirve igualmente para el otro, pudiendo deducirse la recta de carga dinámica compuesta mediante el procedimiento gráfico indicado en la figura 3.10. La corriente de carga, que es proporcional a la diferencia de las dos corrientes de colector, es, por tanto, una onda senoidal perfecta para las condiciones ideales supuestas. (Fig. 3.10) La potencia de salida es : PL

=

Vef lef

=

Imáx Vmáx

VZcc

2

2 R'L

Vmáx

Imáx

V'2

=

Supuesta Vmáx


""'

Vce

(3.15)

A.P. EN CONTRAPASE

112

Recta de earga compuesta

2Vcc

Figura 3.1 O.

La potencia suministrada por la fuente es: Pcc

=

(3.16)

2 lec Ycc

y como la corriente continua de colector en cada transistor (lec) con carga es el valor medio del semiciclo de la figura 3. 9. o sea: lec

(3 .17)

= lmáx/1!"

la potencia suministrada por la fuente quedará según la expresión siguiente: Pcc

=

2 lmáx Ycc

(3.18)

1l"

El factor 2 en esta expresión procede de que son dos los transistores utilizados en el sistema en contrafase. El rendimiento viene dado por: ¡.¡,=--

Pcc

lmáx Ymáx/2

2 lmáx Ycc/1!"

7r

=--

78,5%

(3 .19)

4

Como vemos, el rendimiento es bastante mayor que el que se obtiene en los amplificadores en clase A. Este valor grande de rendimiento resulta del hecho de que en un sistema en clase B no ha corriente si no hay excitación, mientras que en clase A la fuente de alimentación entrega corriente incluso si la señal es cero.


113


También cabe decir que en un amplificador clase B, la potencia disipada en el colector es cero en reposo y aumenta con la excitación, mientras que el calentamiento de los colectores en clase A es máximo en reposo y disminuye conforme aumenta la señal. Puesto que en un amplificador en clase B la corriente continua aumenta con la señal, la fuente de alimentación debe tener una buena regulación. La potencia disipada en ambos transistores es la diferencia entre la potencia suministrada y la potencia entregada a la carga (suponiendo que no existan pérdidas en el circuito) y como Imáx = V máx/R' L nos quedaría la siguiente expresión Po

=

Pcc - PL

2

= --

Ycc Ymáx

(3.20)

y supuesta V máx ::::: V ce dicha expresión se transforma en la siguiente:

Y2cc Po=--

(4 -

7r)

(3 .21)

Esta sería la potencia que disiparían los dos transistores cuando la potencia en la carga es máxima. Ahora, planteamos la expresión (3.21) para hallar el valor de V máx que hace máxima la potencia disipada en los transistores. dPo

2

Yce

2 Ymáx

dYmáx

7r

R'L

2 R'L

Ymáx

2 Ycc

=o

= 0,636 Ycc

(3.22)

7r

Como vemos, la potencia disipada es cero sin señal (V máx = 0), crece conforme aumenta V máx, y encuentra su valor máximo cuando V máx = 2 V ce/ 1r En estas condiciones, el valor máximo de Pomáx se halla sustituyendo el valor

de la expresión (3.22) en la expresión (3.20), o sea: (3.23)

Pomáx =

La potencia máxima que puede entregarse a la carga se obtiene cuando Vcc-

Vmá.\ =


114

A.P. EN CONTRAFASE

La expresión (3.24) relaciona este concepto, es decir: (3.24)

PLmáx

Así, relacionando las expresiones (3.23) y (3.24) obtenemos la potencia de disipación máxima para los dos transistores Pomáx (2 TRT): 4

Pomáx (2 TRT)

= - - PLmáx

::::::

0,4

(3.25)

PLmáx

7f2

La potencia de disipación máxima para un sólo transistor da por la expresión (3.26). Pomáx (1 TRT) ::::::

0,2

Pomáx (1 TRT)

PLmáx

viene da(3.26)

Así, por ejemplo, y tomando un caso práctico, si deseamos entregar 10 W. con un amplificador en contrafase clase B, la potencia máxima a disipar será 4 W. (Pomá., = 4 W), es decir, debemos elegir transistores que sean capaces de disipar cada uno 2 W. aproximadamente . En otros términos, podemos obtener una salida de cinco veces la disipación de potencia especificada para un solo transistor, mientras que si queremos obtener los 10 W. de potencia en clase A, con un solo transistor, éste debería de disipar 20 W, mientras que si dispusiese de dos transistores en paralelo serían 10 W. a disipar por cada uno de los transistores. Igualmente, sin excitación, habría una pérdida de 1O W en cada transistor, mientras que en clase B la disipación sin señal sería cero. Este ejemplo muestra la superioridad de la clase B en contrafase frente a la clase A. Las relaciones de potencia descritas anteriormente se pueden representar gráficamente como indica la figura 3.11.

3.4.2. Distorsión Como vimos en el apartado 3.3.2. un sistema en contrafase elimina los armónicos pares en la salida, quedando como fuente principal de distorsión el armónico tercero; para ello basta recordar la expresión (3.14). Recordamos también el factor de distorsión creado por el tercer armónico viene dado por la expresión:

siendo éste el único que influye "algo" en la potencia de salida.


115

AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE B EN CONTRAPASE

\j"t.

P ( wotios)

R'

L

0.1 v 2 cc

R'

L R'L

1 maJt.

0.636 lm V ce lm=-

R'

L

Figura 3.11. Relaciones de potencias.

La expresión (3.27) representa el valor que tomará la potencia de salida teniendo en cuenta la distorsión creada por este armónico. (3.27) 2

Sin embargo, el factor (1 + D23) es siempre prácticamente 1, de ahí que no cometamos error alguno al considerar como potencia de salida la debida sólo al armónico fundamental, o sea:

Pu 2

o expresándola según (3.15):


116

A.P. EN CONTRAFASE

Además de la distorsión que provoca el tercer armónico (que, volvemos a repetir, no se considera por no influir en la potepcia de salida), hay otra fuente de distorsión mucho más importante que afecta a un montaje en contrafase clase B, la debida a la no linealidad de las características de entrada de los transistores. Como sabemos, no circula corriente de base apreciable hasta que la unión de emisor se polariza directamente con una tensión mayor que la de umbral VT, que es de 0,5 V. a O, 7 V. para el silicio. Por ello, una excitación mediante una tensión de base senoidal no dará una corriente de salida senoidal. En la figura 3.12 se indica la distorsión provocada por las características de entrada no lineales del transistor. Se dibuja la curva is - vs para cada transistor y se muestra la construcción utilizada para obtener la corriente de salida (supuesta proporcional a la corriente de base). En la región de corrientes pequeñas (para vs < V 7) la salida es mucho más pequeña de lo que sería si la característica fuese lineal. A este efecto se le conoce con el nombre de distorsión de cruce o crossover. Esta distorsión no se produciría si la excitación fuese mediante un generador de corriente, en otras palabras, si la corriente de base (en lugar de tensión de base) fuese senoidal. Este problema se puede solucionar polarizando los dos transistores ligeramente en su modo activo, con lo cual la clase de funcionamiento es ABen lugar de B, circulando una pequeña corriente continua con excitación nula. Cuando trabajamos en clase AB la distorsión de cruce prácticamente desaparece (siempre y cuando la polarización sea la adecuada), pero el precio que ha de pagarse por esta mejora es un rendimiento menor y un consumo de potencia continua.

3.4.3. Casos prácticos En este apartado realizamos un estudio práctico para complementar y similar mejor los conceptos teóricos anteriormente vistos. Aconsejamos al lector que no aprenda de memoria las fórmulas empleadas, sino que, empleando el gráfico de funcionamiento sea capaz de deducirlas en cada caso.

1 °) Se' desea diseñar un amplificador en contrafase clase B capaz de suministrar una potencia de 2 W. a una resistencia de 4 n. Siendo la alimentación de 12 V. , calcular la resistencia de carga del primario R 'L, la relación del transformador, así como la potencia máxima que deberá disipar cada transistor. ¿Cuál debe ser el valor de Vmáx para que la disipación de cada transistor sea máxima? ¿Cuál debe ser la potencia a suministrar por la fuente? ¿Y el rendimiento? Recordando el apartado teórico 3.4.1. la resolución del problema es muy simple.


117

AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE B EN CONTRAPASE

UJ

o

:z o

Vi

cr::

1

V1

1

o ,_

5

1

1 1

1 1 Q)

1

u

1

u

2 Q)

1

"O

e :Q

1

1 1

1

1

1

+"
o

1

1 1

~

o

1

1 1 1

:'

1

1

1

1

N

.....

M

~

1

,::-1

1

1

------r------1 1 1

1 1 o

1

m. .------------L-~~----------+---_v_ 1

1

"''

1--1

1 1 1


--

118

A.P. EN CONTRAFASE

De la expresión (3.15) despejamos R'L

=

F.-'L

Y2cc

obteniendo así su valor: 12 2

= - - = 36 n

2 PL

22

Según la expresión (3.2) obtenemos la relación de transformación. a

=

(R ' L 1 RL)

1/2

= (36 1 4) Vz = 3

En cuanto a la disipación de cada transistor basta con sustituir en la expresión (3.26). Pomáx (1

TRT) ""'

0,2 PL

= 0,2·2 = 0,4

W.

Para que sea máxima , sabemos que se ha de cumplir que: Vmáx Con lo que

= 0,636 Vcc

Vmáx

= 7,63 V.

En cuanto a la potencia suministrada por la fuente, ésta es: Pcc

= 2,55 w.

= 1r

R'L

7r

36

Con todo esto también podríamos determinar el rendimiento: ¡..t

= PLIPcc = 2/2,55 = 0,785

-+

¡..t

= 78,5%

Como vemos , coincide con el calculado teóricamente .

2°) Se desea diseñar un amplificador de potencia en contrafase clase B capaz de entregar 50 W. a un altavoz de 4 ü. Si se alimenta con 20 V., calcular: a) La relación de transformación necesaria, suponiendo despreciable V CE(SAT). b) Para máxima señal, la potencia que disiparían los transistores, así como la corriente media que ha de entregar la fuente de alimentación. e) Las características de los transistores Pomáx, Icmáx y V CEmáx. d) Rendimiento real y teórico. a) De la expresión (3 . 15) despejamos R' L· Obteniendo su valor lo sustituimos en la expresión (3.2) para así hallar la relación de transformación. Así pues:

2 PL

2 50

=4ü


119


b) Para máxima señal, la potencia que disiparían los transistores (Po) viene dada por la expresión (3. 21). Sustituyendo resulta: Po

V 2cc (4 - 7r)

- - - - - = 13,66 w .

Para calcular la corriente media que ha de entregar la fuente, calculamos antes la potencia que ha de suministrar ésta. Al imponer como condición que sea para máxima señal, utilizaremos la expresión (3 .20) . Po = Pcc - PLmáx de donde despejando p ce obtenemos: Pcc = PLmáx + Po = 50 + 13,66 = 63,66 W. Despejando y sustituyendo en la expresión (3 . 16) obtenemos el valor de Ice· Pcc 63,66 Ice = - - = - - - = 1,59 A. 2 20 2 Vcc e) Las características del transistor son:

VcEmáx = Ycc = 20 V. lcEmáx se halla despejando Imáx de la expresión (3.15) , puesto que lcEmáx = Imáx· lcmáx = Imáx = 2 PL/Vmáx = 2 50/20 = 5 A. También podría haberse hecho despejándola de la expresión (3 . 17), es decir: Ice = Imáx f

~

7f

Imáx = 1,59

'*

7f

= 5 A.

Para calcular Pomáx sustituimos en la expresión (3.26) : Pomáx (1

TRT) ::::::

0,2 PL = 0,2 50 = 10 W.

d) El rendimiento teórico viene dado por la expresión (3. 19). Sustituyendo -obtenemos el porcentaje. PL

50

Pcc

63 ,66

ll = - - = - - - = 0,785

~

ll = 78,5%


120

A.P. EN CONTRAPASE

Para el rendimiento real hemos de considerar la existencia de pérdidas, las cuales no hemos tenido en cuenta en los cálculos teóricos. Las consideramos próximas al 20% de la potencia suministrada por la fuente de alimentación. Así, la potencia real que debería de suministrar la fuente sería: Pcc(real)= Pcc(teórica) + 20% Pcc(teórica) = 63,66 + 12,73 = 76,4 W. Así, el rendimiento real viene dado por la siguiente relación: PL

50

Pcc(real)

76,4

- - - = - - = 0,654

--+

p.=

65,4%

Propuesto 3 °) Sea un amplificador en contra/ase clase B. Si queremos suministrar 1O W a una carga de JO Q. utilizando dos transistores que tengan una tensión colector emisor máxima (VCEmáx) de 40 V. Determinar: a) La disipación máxima para cada transistor. b) La tensión de alimentación. e) La relación de transformación para una máxima transferencia de potencia a la carga. d) Potencia que ha de suministrar la fuente. e) Rendimiento teórico y real. f) Potencia que disiparían los transistores cuando la potencia en la carga es

máxima. g) ¿Cuál será el valor de V máx cuando la disipación en cada transistor es máxima? h) Intensidad de colector máxima.

Solución a) Pomáx = 2 W.

b) Vcc = 40 V.

e) R'L = 80

na

2,82

d) Pcc = 12,73 W.


AMPLIFICADORES DE POTENCIA CLASE ABEN CONTRAFASE

e) ~teórico = 78,5 %

~real

121

= 65,4 %

t) Po = 2,73 W. g) Vmáx = 25,44 V.

h) lcmáx = 0,5 A .

3.5. AMPLIFICADOR DE POTENCIA CLASE AB EN CONTRAFASE La distorsión de cruce originada en los amplificadores en contrafase clase B, puede ser eliminada dando a ambos transistores una ligera polarización directa previa, de modo que la señal de entrada oscile en realidad en torno a un nivel de polarización distinto de cero, en cuyo caso la amplificación recibe el nombre de AB. Como vemos, esta clase está comprendida entre la clase A y la clase B, pues la corriente de salida circula durante más de medio ciclo y menos de un ciclo completo de la señal de entrada. La característica de transferencia (le - VBE) pasa de la forma indicada de la figura 3. 13 a la de la figura 3.14 al polarizar ligeramente los trans!stores. Así se elimina la zona muerta situada alrededor del origen, eliminándose la distorsión de cruce.

lc 1

Figura 3.13. (le - VsEl polarizada clase AB

Figura 3.14. (le - VsEl polarizada previamente.. Clase AB eliminando la zona muerta aldedor del origen .


A.P. EN CONTRAFASE

122

El nivel óptimo de polarización para que la distorsión sea mínima se determina generalmente de un modo experimental. La figura 3. 15 muestra una red de polarización formada por las resistencias R1 y R2.

T1

Figura 3.15. A. P. en contratase clase AB.

A veces, en lugar de R2 se coloca un diodo polarizado directamente cuya explicación se verá más adelante. Para la estabilidad térmica del punto de trabajo se suele utilizar aparte del diodo anteriormente nombrado, resistencias de emisor, las cuales además de estabilizar térmicamente mediante la realimentación negativa que introducen, también producen una limitación de la corriente de colector, por lo que se producirá una pérdida de ganancia y de rendimiento. En resumen, evitar la distorsión de cruce repercute en una disminución en el rendimiento y un pequeño consumo de potencia en ausencia de señal.

3.6. AMPLIFICADOR DE POTENCIA CON SALIDA UNICA (SINGLE-ENDED) Los circuitos en contrafase clase A, B ó AB con salida de tres terminales utilizan dos transformadores: el de excitación o inversor de fase y el de salida o de acoplamiento a la carga, una banda de paso limitada, introducen considerable distorsión (sobre todo a potencias elevadas) y poseen un volumen y un peso relativamente grandes. Por todo ello, para potencias elevadas y para sistemas de alta fidelidad , es interesante realizar un circuito en el que no se empleen transformadores. Para conseguir dicho objetivo es muy útil el montaje en contrafase con salida única (single-ended) ya que permite eliminar el transformador de salida o bien ambos transformadores (montaje simétrico complementario).


AMPLIFICADORES DE POTENCIA CON SALIDA UNICA (SINGLE-ENDED)

123

3.6.1. Amplificador de potencia con salida única y sin transformador de salida Este es el primero de los casos del apartado anterior. Con este montaje se elimina el transformador de salida y dentro de éste existen dos posibilidades; utilizar una o dos fuentes de alimentación. En el caso en que se empleen dos fuentes de alimentación, el circuito correspondiente es el indicado en la figura 3.16. +Vce

Entrada

Figura 3.16. A. P. en contratase con salida única, sin transformador de salida y dos fuentes.

En dicho circuito R1 y R2 producen la polarización necesaria para que el amplificador trabaje en clase AB y se elimine la distorsión de cruce. R3 estabiliza térmicamente introduciendo una realimentación negativa. Al mismo tiempo, limita la corriente de salida en caso de cortocircuito. Hay que observar que los transistores son del mismo tipo y que están ambos conectados en serie. En el caso en que se desee utilizar una sola fuente de alimentación, se tiene el circuito de la figura 3. 17 en el que ha sido necesario introducir un condensador C en serie con la carga RL.


A.P. EN CONTRAFASE

124

+Vce

T1

E

e

Entrada R1

Figura 3.17. A. P. en contratase con salida única, sin transformador de salida y una sóla fuente.

Inicialmente, el punto E está a la tensión Vcc/2. Durante el semiciclo positivo el transistor T 1 conducirá produciéndose un pico de valor Vcc/2 en la carga para la máxima excitación. Durante el semiciclo negativo, el condensador se descarga a través de T2 sirviendo de batería. En el semiciclo positivo, C recupera la carga. Se ha de tener en cuenta que la constante de descarga del condensador a través de T2 debe ser mucho más grande que la duración de un semiciclo. En resumen, este tipo de montaje presenta la característica de eliminar el transformador de salida, que suele ser el que introduce mayor distorsión, utilizando en cambio un transformador de entrada que debe poseer dos secundarios.

3.6.2. Amplificador de potencia con salida única y sin transformadores (Montaje simétrico complementario) Los amplificadores en contrafase de salida única y sin transformadores ni en la entrada ni en la salida, reciben el nombre de amplificadores simétricos complementarios. En dicho montaje, los transistores utilizados son del tipo complementario, es decir, tienen características idénticas pero uno es PNP y el otro NPN. Los circuitos simétrico-complementarios adoptan diversas configuraciones según se trate de amplificadores para potencias medias o grandes, o bien si se utilizan



125

una o dos fuentes de alimentación, según el tipo de realimentación empleada y según las técnicas de estabilización térmica utilizadas. Cada uno de dichos casos se estudian seguidamente.

3.6.2.1. Montaje totalmente complementario para potencias medias y dos fuentes de alimentación En este caso, el circuito adopta la forma básica de la figura 3.18.

R1

¡

R4

Figura 3.18. Montaje simétrico-complementario.

Los divisores de tensión R1, R2, R3 y~ que polarizan las bases de T¡ y T2 se ajustan para el funcionamiento en clase AB. En el semiciclo positivo, T¡ se polariza directamente por lo que estará en conducción mientras que el transistor T2 estará en corte, circulando por lo tanto una corriente iei- Cuando se presente el semiciclo negativo ocurrirá el proceso contrario circulando la corriente ie2 que dará lugar a una caída de tensión sobre RL contraria a la producida por la iei. En régimen estático, como las corrientes iei e ie2 son iguales pero de sentido contrario, darán lugar a que la corriente estática de carga sea nula. Como la carga se alimenta de dos seguidores de emisor que tienen una impedancia de.salida bastante baja, es posible aplicar como carga la bobina de un altavoz sin necesidad de un transformador adaptador de impedancias. Un circuito práctico más real es el indicado en la figura 3.19. En este circuito se utiliza un paso excitador que trabaja en clase A. Los diodos D1 y D2 polarizan directamente los transistores T2 y T3 para que trabajen en clase AB. Además, su pequeña resistencia dinámica y su coeficiente negativo de tempera-


126

A.P. EN CONTRAPASE

tura aseguran una estabilidad térmica frente a las variaciones de temperatura. Para ajustar con precisión el punto de trabajo puede conectarse en serie o en paralelo con D1 y Dz una pequeña resistencia ajustable . También se puede utilizar un transistor en sustitución de la red formada por P1, D¡ y Dz tal y como muestra la figura 3.20. +Vce

T2 R1 T3

RL

o--; Entrada

¡

R2

-Vce Figura 3.19. A.P . totalmente complementario con dos fuentes de tensión.

A

T4

B Figura 3.20. Polarización para trabajar en clase AB.

3.6.2.2. Montaje totalmente complementario para potencias medias y una sola fuente de alimentación En este caso se ha señalado un condensador C en serie con la carga resultando el circuito indicado en la figura 3.21.



127

+Vce

Figura 3.21. A.P. totalmente complementario con una sola fuente de alimentación

Gracias al condensador C, nos hemos ahorrado una fuente de alimentación.

3.6.2.3. Montaje casi-complementario de dos etapas para potencias de salida elevadas Para salidas superiores a algunos vatios, los montajes totalmente complementarios de una etapa presentan la dificultad de obtener transistores complementarios de la potencia adecuada. Por ello, los amplificadores de potencia que trabajan en clase AB se diseñan muchas veces mediante la técnica casi-complementaria de dos etapas . Estos amplificadores constan de dos etapas: la primera, para la entrada, emplea transistores complementarios de baja potencia con las bases en paralelo. La segunda etapa, la de salida, emplea transistores de potencia iguales y conectados en serie. El esquema básico de dicho montaje es el indicado en la figura 3.22, mientras que en la figura 3.23 se muestra un montaje práctico mejorado.

3.6.2.4. Montaje totalmente complementario de dos etapas para potencias de salida elevadas Este montaje se diferencia del anterior en que las dos etapas son complementarias.


128

A.P. EN CONTRAPASE

Entrada

Figura 3.22. Montaje básico de un A.P. casi-complementario de dos etapas.

o-tl----1'

Entrada

Figura 3.23. Montaje práctico de un A.P. casi-complementario de dos etapas.

Los resultados obtenidos con este montaje son superiores a los del anterior puesto que el circuito posee una mejor simetría y además se le puede aplicar el concepto de realimentación, reduciéndose así notablemente la distorsión. Sin embargo, como se dijo anteriormente, resulta difícil producir económicamente transistores complementarios para potencias elevadas de salida. En consecuencia, casi siempre se utiliza el montaje casi-complementario.



129

El circuito correspondiente al montaje totalmente complementario de dos etapas es el correspondiente al de la figura 3.24.

r-----~-------r---o+Ycc

~

Entrada

Figura 3.24. Montaje totalmente complementario de dos etapas.

3.6.3. Casos prácticos Seguidamente vamos a realizar una serie de problemas donde llevamos a la práctica y analizamos los conceptos anteriormente vistos. Aconsejamos de nuevo al lector que no intente aprenderse ninguna expresión de memoria, sino que, con la ayuda de las gráficas, intente deducirlas, pues le aseguramos que aunque al principio sea más lento y laborioso el cálculo, después le resultará mucho más fácil y sencillo.

1°) Sea el circuito de la figura 3. 25; sabiendo los siguientes datos, Vcc = 50 V. Rt = R2 = 2 Kfl. RL = JO fl. calcular: a) La potencia de salida. b) Máxima potencia disipada por los transistores. e) Punto de polarización. d) Potencia suministrada por la fuente. e) Rendimiento teórico y real.


130

A.P. EN CONTRAFASE

ENTRADA

e

o----1

Figura 3.25.

a) El circuito es un montaje en contrafase con transistores complementarios trabajando en clase AB. El empleo del condensador sabemos que se justifica para no emplear dos fuentes de alimentación. Durante el semiciclo positivo T¡ conduce y Tz está al corte. El condensador se carga hasta Vcc/2, de forma que la tensión en el punto E sea en ese momento de Vcc/2. En el semiciclo negativo de la tensión de entrada, el condensador se descarga, sirviendo de alimentación para el transistor complementario. (Tz) La capacidad de C es muy grande, de forma que su reactancia sea despreciable a nuestras frecuencias de trabajo. Los diodos D¡ y Dz proporcionan una pequeña polarización a las bases de transistores, para evitar la distorsión de cruce.

~os

La potencia de salida viene dada por la expresión (3.15).

T 1 se alimenta entre 50 y 25 V. y T2 entre 25 y O. V. La tensión de alimentación de cada uno será por tanto 25 V., y éste será el valor de Vce que tendremos que sustituir en la potencia de salida, pues en cada semiperiodo trabaja solamente un transistor y es el que da toda la potencia en ese semiperiodo.



131

Por tanto sustituyendo obtenemos: 25 2 PL = - - = 31,25 W. 210 b) Para hallar la máxima potencia disipada por los transistores (PDmáx), bastará con aplicar la expresión (3.26) y sustituir. PDmáx (1 TRT)

::::::

0,2 PL = 0,2 31,25 = 6,25 W .

e) El punto de polarización lo hallamos del siguiente modo: V CEQ

V ce

= -- =

25 V.

2

lcQ =

Vcc/2- VsE

=

R¡

25-0,7 2 103

=

12 mA

Como se puede apreciar, para el cálculo de lcQ nos hemos ayudado del concepto de "espejo de corriente". (IR! :::::: le) Si el lector desconoce este concepto, le aconsejamos repase el ANEXO 6 de este libro. · d) La potencia suministrada por la fuente viene dada por la siguiente expresión: Pcc = Vcc lec

Ice

=

lcmáx

Vcc/2 25 lcmáx = - - - = - - = 2,5 A. RL 10 Pcc

50t2,5

= - - - = 39,7 W .

e) El rendimiento teórico viene dado por la expresión (3. 19). Sustituyendo obtenemos el porcentaje. p. = PLIPcc = 31,25/39,7 = 0,785

-+

p. = 78,5%


132

A.P. EN CONTRAPASE

Para el rendimiento real hemos de considerar la existencia de pérdidas, las cuales no hemos tenido en cuenta en los cálculos teóricos. Las consideramos del 20%. Así, la potencia real que debería de suministrar la fuente sería: Pcc(real) = Pcc(teórica) + 20% Pcc(teórica) = 47,64 W. Así, el rendimiento real viene dado por la siguiente relación: Jl

=

PL

Pcc(real)

=

31,25 47,64

= 0,655

--+

Jl

= 65,5%

2°) En el circuito de la figura 3.26 T2 y TJ son transistores complementarios de silicio con h¡e : : : : hFE = 1OO. T¡ tiene una hFE = 50. Sabiendo también que Vcc = 20 V. R¡ = 39 kü. R2 = 11 Kfl. R4 = 120 fl. Ro = 8,4 fl a) Explicar el funcionamiento del circuito.

b) Calcular las corrientes del resposo en todas las resistencias y determinar el valor de R3 para que se cumpla: 1VCE21 = 1VcEJI

e) Calcular la potencia máxima que se puede entregar a un altavoz de 8 fl. Tener en cuenta la impedancia de salida del amplificador (Ro = 8,4 fl) y suponer VcEsat

= O.

Figura 3.36.


133


El circuito consta de una etapa en clase A, formada por T t, y otra formada por los transistores complementarios T2 y T3, ligeramente polarizados a través de & para trabajar en clase AB (si R4 = O, trabajarán en clase B). Si Vg es senoidal, el ciclo positivo de ésta es amplificado e invertido por T t, poniendo al corte a T 2 y actuando T 3 como seguidor de emisor. En el semiciclo negativo de la señal de entrada, T3 va al corte y T2 actúa como seguidor, completándose el ciclo del voltaje en la carga. b) En ausencia de señal y suponiendo VBE = 0,6 V. para todos los transistores tenemos las siguientes tensiones: VD= 10 V. VB = 10 + 0,6 = 10,6 V.

Ve = 10- 0,6

=

9,4 V.

VA= 0,6 V.

Así pues: 10,6- 0,6

h

VA

=--

0,6 - - = 54,5p,A. 1h103

lct = (3 1st = (3 (lt - h) = 50 201,5

b=

Vs- Ve

= 256 p,A.

10,6- 9,4

10,07 mA.

10 mA.

120

ls2 = ls3 = lct - b = 10,07 - 10 = 70 p,A. l4 = lt

+

lsz

+ b = 0,256 + 0,070 + 10 = 10,33 mA.

En las condiciones en que se han realizado los cálculos, la tensión en el punto Des Vcc/2, y las tensiones colector-emisor de ambos transistores son iguales, o sea: IVeE21 = IVeE3I

Así, el valor de R3 que verifica esto, es: Vcc- VB

20- 10,6 = 910 10,33


o

134

A.P. EN CONTRAFASE

e) La potencia máxima de salida, considerando la impedancia de salida del amplificador, será:

RL

10

= (--

. .J2

1 8,4

+8

)2 8

1,47

w.

3°) El circuito de la figura 3.27 es un amplificador de potencia en montaje simétrico-complementario.

Figura 3.27.

Diseñarlo de forma que obtengamos sobre una carga de 20 O una potencia de 5 W. (También sabemos que los transistores son de silicio con {3 > 100, salvo los de potencia, para lo que {3 > 20). Deseamos una potencia en la carga (PL) de 5 W. Despejando y sustituyendo de la expresión (3 .15) obtenemos el valor de V máx. PL

=

Ver lef

V máx = (5 v2 ;20)

1/2


14,14 V.

135


Al ser un montaje simétrico complementario, sabemos que la tensión teórica (Vce) de alimentación será dos veces la· máxima, o sea:

=

Vcc

=

2 Vmáx

=

2x14,14

28,28 V.

Esta sería la tensión teórica máxima, pero como ya sabemos, en la práctica hemos de añadir un 20% por efecto de las pérdidas, es decir: Vcc(reai)

= Vcc(teórica) +

20% Vcc(teórica)

= 34

V.

La intensidad máxima también la podemos hallar despejando de la expresión (3.15) . Imáx

2 PL

= ( - - ) V2 =

707 mA.

RL

R5 y R6 son resistencias de estabilización térmica, cuyo valor debe ser inferior o próximo a 1 O. Las elegimos de 0,47 O. La corriente máxima en la base de los transistores de potencia (T 4 y T 5) es: Ismáx

=

lcmáx

707

= --

20

{3

=

35,3 mA.

El transistor T 2 actúa como amplificador para excitar la etapa de potencia propiamente dicha. Es lo que conocemos como "DRIVER". Este debe suministrar la corriente de polarización adecuada a las bases de los transistores de salida. Fijando 50 mA. para la corriente del DRIVER aseguramos esta polarización. El conjunto T3 y P tiene por objeto fijarla tensión existente entre las dos bases de los transistores finales, con objeto de mantener la polarización adecuada para evitar la distorsión de cruce. Elegimos P de forma que la tensión entre las bases T 4 y T 5 pueda variarse desde 0,7 V. (cursor de P ·en el extremo superior) hasta 2,5 V. (cursor de P en el extremo inferior). En esta última posición toda la corriente del DRIVER circulará por P, y en consecuencia:

2,5

P=50

=5o n

La tensión de base de T5 deberá estar 0,7 V. por debajo de Vcc/2. Así, queda: - 0,7

Vs5 2

=

16,3 V.


136

A.P. EN CONTRAFASE

Para calcular R!, hallamos la intensidad que circula por ella. Esta será prácticamente igual a la corriente del DRIVER, ya que despreciamos la que toma la base del transistor Ts. Así obtenemos: Vss 14= - - = 16 ' 3

n

= 326

50

El cálculo del valor de R3 y R también es muy sencillo. Sabemos que la corriente de colector de T¡ será igual a la de base de T 2 , o sea:

lc1

lcz

50

{3

100

= Isz = - - = - - =

0,5 mA.

También sabemos que la tensión del emisor debe ser muy baja. La suponemos de 0,6 V. Por otra parte, la corriente que se deriva por la resistencia de realimentación R, debe ser muy inferior a la que circula por el circuito de salida. Si la elegimos 200 veces inferior, nos resulta una corriente de un valor aproximado a 3,5 mA. Con esto, y sabiendo que lc1 es de 0,5 mA. obtendremos la corriente que pasa por R3. Esta es: IR3 = 3,5

+ 0,5 = 4 mA.

El valor de R3 es: VEI 0,6 R3 = - - = - IR3 4

150

n

El valor de R viene dado por: R

=

17 - 0 ' 6

=

4K70

3,5 Para el cálculo de R¡ y Rz suponemos que la corriente por este divisor (R 1 R2) es superior a la de base de T ¡. Si la elegimos 20 veces superior su valor será: ls¡

lc¡

= --

{3

0,5

- - = 5¡.¿A.

100

IRI-R2 = ls¡ 20 = 0 ,1 mA.


137

BIBLIOGRAFIA BASICA

La tensión en la base de T¡ es la suma de la tensión base-emisor (supuesta 0,7 por ser de silicio el transistor) y la tensión de emisor (VE¡), supuesta 0,6 V . anteriormente. Así, resulta: Vs¡ = VsE

+

VEI = 0,7

+

0,6 = 1,3 V.

El valor de R1 es: 1,3 IRI -R2

13 KO

0,1

El valor de R2 es: Vcc- Va¡ IRI-R2

34 - 1' 3 0,1

=

327 KO

El condensador C¡ tiene la misión de aislar la c .c. del amplificador de la c.a. de la entrada. Se toma de un valor próximo a 20 ¡.¡,F. El condensador C2 es ya conocido. Recordamos que su misión es que para los semiperiodos positivos de la señal de entrada, (T4 conduce y Ts al corte) , éste se carga hasta Ycc/2; al llegar al semiperiodo negativo el condensador se descarga, sirviendo como fuente de alimentación constante para el transistor complementario Ts; de ahí que deba tener una gran capacidad. Lo elegimos de 2.500 ¡.¡,F. Como vemos, el amplificador ha quedado diseñado. Para finalizar digamos que está realimentado en continua y alterna a través de R y R3, pero dejamos para el capítulo próximo el tema de la realimentación.


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4

ASPECTOS PRACTICOS

CONOCIMIENTOS PREVIOS • Funcionamiento del transistor y sus curvas características. • Capítulos JO, 2° y 3°.

OBJETIVOS • Conocer el concepto de realimentación (ventajas , inconvenientes , etc.) • Identificar y conocer algunos tipos de protecciones. • Analizar diferentes tipos de amplificadores de potencia.


4.1. INTRODUCCION Los circuitos básicos de amplificadores de potencia han quedado expuestos en los temas anteriores; sin embargo, hay varias consideraciones prácticas que suelen ser las más creativas para el diseñador. En primer lugar está la introducción de uno o más lazos de realimentación que minimicen la distorsión y mejoren la linealidad. Por otra parte, está la elección de la red de polarización que introduzca una buena estabilidad térmica, sin deterioro notable de la etapa. También cabe destacar la inclusión de elementos de protección de los transistores de salida frente a posibles cortocircuitos, los diferentes tipos de etapas de salida, etc. Quizás son estos los factores más importantes y personales en el diseño de los amplificadores de potencia, pero toda esta serie de factores mencionados anteriormente no se pueden indicar, ni atienden a reglas generales, sino que será el diseñador con su ingenio y experiencia, quien resuelva y estime la solución apropiada para un problema dado. La misión de este tema es dar a conocer todos y cada uno de estos aspectos, (modos de empleo, consecuencias, ventajas de su utilización, inconvenientes, etc) así como analizar varios circuitos prácticos donde se tratará la inclusión de estos factores tan importantes a la hora del diseño para que así el diseñador tenga conocimiento de todos ellos y sea capaz de encontrar la solución adecuada a su problema.

4.2. REALIMENTACION La realimentación es uno de los aspectos más importantes a la hora del diseño de un amplificador de potencia. Se dice que existe realimentación cuando intencionadamente o no, se introduce parte de la variable de salida (tensión o corriente) en la variable de entrada.


142

ASPECTOS PRACTICOS

Para explicar mejor el fenómeno de la realimentación, conviene hacer uso del diagrama de bloques de la figura 4.1 que representa un amplificador genérico al que se han aplicado las técnicas de realimentación, donde: Xe

Señal presente a la entrada del amplificador realimentado.

Xs

Señal de salida del amplificador realimentado .

Xr

Porción de la señal de salida del amplificador (Xs) que se vuelve a introducir a su entrada.

Xe

+

Xe!Xr -

AMPLIFICADOR (A)

Xs

Xr REALIMENTACION (rl)

Figura 4.1. Amplificador realimentado.

Seguidamente analizamos cada uno de los bloques del amplificador realimentado de la figura 4. 1, los cuales suponenos son unidireccionales, o sea la transmisión de la señal se realiza únicamente en el sentido de las flechas de flujo. a) Amplificador (A): Es un amplificador sin realimentar. Su ganancia es: A Xe- Xr

(4.1)

b) Red de realimentación ({3): Es la red a través de la cual parte de la señal de salida se introduce en la entrada. Suele ser una red pasiva, aunque no siempre. Su ganancia es la siguiente: (4.2)

e) Comparador: Es el camino por donde la señal realimentada Xr se reintroduce a la entrada del amplificador.


143

REALIMENTACION

La ganancia total de un amplificador realimentado genérico vendrá dada por la expresión (4.3) la cual se obtiene del modo siguiente: A

Xe - Xr

Xe - f3Xs A Xe = Xs (1 + A{3)

A Xe - A {3 Xs = Xs

Donde Ar (ganancia total del amplificador realimentado) es: Ar

Xs

A

Xe

+ A{3

= -- - = - - -

(4.3)

En esta última expresión, el denominador 1 + A{3 recibe el nombre de diferencia de retorno, mientras que A{3 se denomina ganancia de lazo. Habitualmente, la cantidad de realimentación introducida por el amplificador se expresa en decibelios según la expresión: N

=

decibelios de realimentación

=

Ar 20 log 1- · 1 = 20 log 1 A

1

(4.4)

1 +A{3

4.2.1. Tipos de realimentación Si la porción de señal de salida que se introduce a la entrada a través de la red de realimentación se suma con la propia señal de entrada, reforzándola, la realimentación se dice positiva y si se resta, entonces se dice negativa. El hecho de que la realimentación sea positiva o negativa depende de las funciones de transferencia A y {3 . En cualquier caso, la realimentación será: • POSITIVA si 11 + A{31 < 1, con lo cual aumentará la ganancia del amplificador realimentado con relación a la del amplificador sin realimentar. • NEGATIVA si 11 + A{31 > 1, con lo cual disminuirá la ganancia del amplificador realimentado con relación a la del amplificador sin realimentar. • Si 11 + A{31 = O entonces A{3 = -1 y Ar = oo . Se trata de un caso indeseado pues el amplificador comenzaría a oscilar. Esta distinción entre realimentación positiva y negativa es básica puesto que de ella depende el funcionamiento y características concretas de los circuitos realimentados.


144

ASPECTOS PRACTICOS

Las ventajas e inconvenientes de uno y otro tipo hacen que para nuestro caso, en la mayoría de las veces sólo utilicemos realimentación negativa, dejando la realimentación positiva para los osciladores, circuitos que generan una salida sin que exista una entrada externa.

4.2.2. Configuraciones posibles En este apartado vamos a ver las cuatro configuraciones posibles que resultan según conectemos de una u otra forma el amplificador y la red dl"'alimentación. Las figuras 4.2.a, 4.3.a, 4.4 .a y 4.5.a nos muestran el diagrama de esa configuración, mientras que las figuras 4.2.b, 4.3.b, 4.4.b, y 4.5.b nos muestran un caso práctico donde se ve cómo se produce la realimentación para ese caso específico. Las cuatro configuraciones dan lugar a cuatro clases de realimentación:

a) Realimentación del tipo tensión-tensión o serie-paralelo. Es el caso de la configuración de la figura 4.2.a en la cual la tensión de salida (Vs se realimenta a través de la red {3 también en forma de tensión (Vr) a la entrada

del amplificador A.

fVe

V¡

1

A

fVs

Vr

f

n

fvs

Vs

1O

1

Figura 4.2.a. Realimentación serie-paralelo.

La figura 4.2.b muestra un ejemplo de amplificador realimentado con la configuracipon tensión-tensión. En este caso, la tensión de salida Vs es realimentada a la entrada a través de la resistencia de realimentación Rf.

b) Realimentación del tipo de tensión corriente o serie-serie Es el caso de la configuración de la figura 4.3.a en la cual la corriente de salida (is) se realimenta a través de la red {3 en forma de tensión (V r) a la entrada del am-

plificador A. La figura 4.3.b. muestra un ejemplo de amplificador realimentado que usa la configuración tensión-corriente. Esta vez, se trata de un sencillo montaje en emisor común en el que la resistencia de emisor, que hace el papel de resistencia de reali-


145

REALIMENTACION

Rr Figura 4.2.b. Realimentación tensión-tensión.

is

lve

V¡ 1

is

A

.~

1

l

~

[l

Vrf

Figura 4 .3.a. Realimentación serie-serie .

.-----.------<> Ycc

R2

Rl.

1

jr,

r

R3

'

R6

Figura 4.3.b. Realimentación tensión-corriente .


146

ASPECTOS PRACTICOS

mentación, no se ha desacoplado. En efecto, la tensión en la resistencia R6 es proporcional a la corriente de salida is e introduce una realimentación de tensión a la entrada. e) Realimentación del tipo corriente-tensión o paralelo-paralelo. Es el caso de la configuración de la figura 4.4 .a. en la que la tensión de salida (Vs) se realimenta a través de la red {3 en forma de corriente (ir) a la entrada del amplificador A.

ie

A

fvs

1

Vs f

1

O

J

L n

tVs

Figura 4.4.a. Realimentación paralelo-paralelo.

En la figura 4.4.b. se muestra un ejemplo de amplificador realimentado con la configuración corriente-tensión. La tensión de salida (Vs) es la variable que se realimenta a través de la resistencia Rt.

¡ Vs Vg 1

Figura 4.4.b. Realimentación corriente-tensión.


147

REALIMENTACION

d) Realimentación del tipo corriente-corriente o paralelo-serie. Finalmente, en la configuración de la figura 4.5.a la corriente de salida (is) se realimenta a través de la red {3 en forma de corriente (ir) a la entrada del amplificador A.

-

ie

-

-

i¡

-

is

is

~

A

-L

~

1

f1

Figura 4.5.a. Realimentación paralelo-serie.

La figura 4.5.b muestra un ejemplo de amplificador realimentado con la configuración corriente-corriente. En este caso, la corriente que circula a través de la resistencia de realimentación Rr es proporcional a la corriente de salida (is).

Rr

Figura 4.5.b. Realimentación corriente-corriente.

4.2.3. Ventajas de la realimentación negativa El uso de las técnicas de realimentación en amplificadores de potencia, como en cualquier tipo de amplificadores, proporciona una serie de ventajas que hacen que sean utilizadas en la mayoría los diseños.


148

ASPECTOS PRACTICOS

Las principales ventajas que proporciona la realimentación negativa son: a) MEJORA DE LA DISTORSION INTRODUCIDA POR EL AMPLIFICADOR

La ganancia de un amplificador depende de sus elementos activos que son no lineales. Las funciones de transferencia entrada/salida de los amplificadores reales, son pues no lineales, lo cual implica que éstos siempre añaden distorsión a la señal que se desee amplificar. El problema se agudiza en los amplificadores de potencia al incrementarse los efectos de las alinealidades de los elementos activos al trabajar con gran señal. En un amplificador realimentado, si se cumple la condición: A¡3 > > 1

(4.5)

entonces la ganancia puede aproximarse por: Ar

A

=---1

+ ¡3A

1 ¡3

(4.6)

La red ¡3 puede estar formada por resistencias y condensadores, elementos que son más estables y lineales que los elementos activos, con lo cual se pueden obtener funciones de transferencia casi lineales incluso para gran ' señal. b) MEJORA DE LA SENSIBILIDAD DE LA GANANCIA

La ganancia de un amplificador depende siempre en mayor o menor medida, de los parámetros de los dispositivos activos que configuran. Estos parámetros, a su vez, dependen fuertemente de factores como la temperatura, el componente elegido o incluso el envejecimiento de éste (derivas). Dado que si se cumple la expresión 4.5 la ganancia del amplificador realimentado depende en mayor medida de la red ¡3 de realimentación y en menor medida de los dispositivos activos utilizados, la realimentación mejora en este sentido la sensibilidad de la ganancia del amplificador frente a todos estos factores. La realimentación negativa mejora la sensibilidad de la ganancia en un factor 1 + A¡3. Cuanto mayor sea el factor 1 + A¡3 mayor será la "insensibilidad" del amplificador. e) IMPEDANCIAS TERMINALES

Para un amplificador realimentado se puede demostrar que la impedancia de entrada aumenta si se utilizan las configuraciones serie-serie y serie-paralelo y disminuye si se utilizan las configuraciones paralelo-paralelo y paralelo-serie.


149

REALIMENT ACION

Mientras tanto, la impedancia de salida aumenta para las configuraciones serieserie y paralelo-serie y disminuye para las serie-paralelo y paralelo-paralelo. La posibilidad de modificar las impedancias terminales de un amplificador es muy interesante en ciertos diseños; por ejemplo, en amplificadores de audio interesa que la etapa de salida tenga la impedancia de salida muy baja con el fin de amortiguar los cambios de la impedancia de carga que se producen en los altavoces. d) RESPUESTA EN FRECUENCIA

La realimentación también modifica la respuesta en frecuencia de los amplificadores. Si el amplificador posee un sólo polo, o un polo dominante en altas frecuencias, entonces la frecuencia de corte superior aumenta en un factor 1 + A(3 . Si también existe un polo dominante a frecuencias bajas, la frecuencia de corte inferior disminuye en un factor (1 11 + A(3) . Por otra parte si, como es habitual en amplificadores de audio, la frecuencia de corte inferior es mucho menor que la frecuencia de corte superior, entonces el ancho de banda aumenta aproximadamente en el factor ( 1 + A(3) y se mantiene constante el producto "ganancia por ancho de banda" (GWB).

Si el lector tiene cualquier duda sobre la respuesta en frecuencia de un amplificador le sugerimos vea el ANEXO 4 de este libro. En la figura 4.6 mostramos cómo se mejora el ancho de banda de un amplificador de audio con la realimentación negativa.

Avo 0.707 Avo

Avor 0.707 Avor

----~------------------------~---1 1 1

1

f Figura 4.6. Efecto de la realimentación sobre el ancho de banda de un amplificador.

e) RUIDO

La realimentación negativa también mejora el ruido interno producido por el amplificador, que disminuye en un factor 1 + A(3.


150

ASPECTOS PRACTICOS

4.2.4. Ventajas de la realimentación positiva En los amplificadores, la realimentación positiva se utiliza normalmente para aumentar la ganancia ya que si, como corresponde a una realimentación positiva. 1

+

A{3

< 1

(4.7)

la ganancia del amplificador realimentado queda, en módulo:

IArl =

IAI ll + A{31

> IAI

(4.8)

Si se utiliza realimentación positiva para aumentar la ganancia de una determinada etapa, deberá existir un lazo exterior de realimentación negativa que asegure que el conjunto esté realimentado negativamente para poder obtener todas las ventajas inherentes a esta clase de realimentación, así como impedir que este comience a oscilar.

4.2.5. Inconvenientes de la realimentación a) DISMINUC/ON DE LA GANANCIA CUANDO LA REALIMENTACIONES

.

~~n~

Si la realimentación es negativa, la ganancia del conjunto dis~inuye. En efecto, si 1+A{3>1

(4.9)

entonces:

IAI IArl = _......;_......;__ < IAI 11 + A{31

(4.10)

A pesar de este inconveniente, 1<1 realimentación negativa se utiliza en la mayoría de los diseños. Si es necesario más ganancia, se puede simplemente aumentar el número de etapas amplificadoras. b) ESTABILIDAD

Es el mayor de los problemas y más grave inconveniente de la realimentación, ya sea positiva o negativa. De la expresión general de la ganancia de un amplificador realimentado dada en la expresión (4.3) se desprende que, si a alguna frecuencia se cumpliese: A{3

=-

1


(4.11)

lSl

ESTABILIDAD TERMICA Y PROTECCIONES

o sea:

IAJ31 =

1

entonces la ganancia de éste se haría en teoría infinita a esa frecuencia. El resultado práctico de este hecho es que el amplificador puede ponerse a oscilar. Esta situación no tiene por qué darse en todos los amplificadores realimentados, aun sin tomar ningún tipo de precauciones especiales, y que en todo caso el que se produzcan o no depende de la cantidad de realimentación aplicada.

4.2.6. Caso práctico Las etapas de potencia trabajan siempre con gran señal, porque su misión es desarrollar elevadas potencias sobre la carga del amplificador.. Ya sabemos que al trabajar con gran señal, los elementos activos que componen el amplificador dejan de ser totalmente lineales. Esta falta de linealidad, si no se remedia, se traduce en una fuerte distorsión sobre la señal de salida del amplificador. Para evitar estos problemas, los amplificadores de potencia se linealizan mediante uno o más lazos de realimentación. En efecto, si la realimentación es tal que cumple la expresión (4.5), entonces se puede realizar la aproximación (4.6) tanto para pequeña señal como para gran señal, y la ganancia se puede linealizar considerablemente. Un ejemplo práctico de esta técnica es el de la figura 4. 7. En ella distinguimos dos lazos de realimentación. • Un lazo interior de realimentación positiva, cuya red de realimentación está formada por C12, Rzo y Rz1. Su cometido es aumentar la ganancia de la etapa complementaria (T7 y Ts). • Un lazo exterior de realimentación negativa, cuya red de realimentación está constituida por C 11 y R1s. Gracias al lazo de realimentación positiva interior, la ganancia del conjunto es elevada y se cumple la expresión (4.5). El lazo de realimentación exterior proporciona realimentación negativa para el conjunto y, por tanto, la ganancia y la respuesta en frecuencia quedan fijadas por el lazo de realimentación negativa.

4.3. ESTABILIDAD TERMICA Y PROTECCIONES Este es un problema muy importante en los amplificadores de potencia, pues la fuga térmica es muy susceptible a los altos niveles de corriente y éstos a la temperatura.


152

ASPECTOS PRACTICOS

R19

(10¡_+

1¡ V¡

+

o---1 f - L r - - - - - t

R16

ALT

R22

Figura 4 . 7. Amplificador realimentado.

En este apartado vamos a comentar varias protecciones con las que trataremos de estabilizar y proteger térmicamente al amplificador. Si la conducción emisor-base varía en un amplio intervalo debido a los efectos de la temperatura, la corriente de polarización (y el punto de trabajo) podría variar a lo largo del tiempo. Normalmente, para evitar esto se conecta una resistencia R2, llamada "resistencia de estabilización" de la polarización, en bomas de la unión 'base-emisor, tal y como se indica en la figura 4.8. •Vce

r-------------,----o

SEÑA L

Figura 4.8. Estabilización de la polarización de un transistor.


ESTABILIDAD TERMICA Y PROTECCIONES

153

Típicamente, la corriente a través de la resistencia de estabilización Rz es diez veces mayor que la corriente de base. Ambas corrientes, la debas(( y la de la resistencia de estabilización, han de pasar por la resistencia de polarizAción R1. Como la corriente de base es mucho menor que la corriente total a través de R1 las pequeñas variaciones de la corriente de base provocan escasa variación de caída de tensión a través de R1. Suponiendo el circuito de la figura 4.8 y si la corriente de reposo de la base fuera de 10 p,A la corriente total a través de R1 sería entonces la suma de la corriente de base (10 p,A) y la corriente a través de Rz (100 p,A) o sea 110 p,A. Cuando se emplean transistores de germanio, el problema se acentúa, pues como sabemos el germanio es más sensible a la temperatura que el silicio. Para evitar y proteger al transistor contra una posible avalancha térmica se conecta una tercera resistencia, R3 en el emisor, como se muestra en la figura 4.9.

Figura 4.9. Protección térmica mediante R3.

R3 introduce una realimentación negativa como ya se vio en la figura 4.2.b. Si aumenta le aumenta VR3 y por tanto aumenta VE disminuyendo VsE, haciendo disminuir le. En la práctica, los valores de Rz y R3 se calculan de forma que para un punto de trabajo dado, VsE es suficiente para vencer el potencial de la barrera de la unión PN base-emisor. Para el germanio, el potencial de la barrera es 0,3 V. mientras que si utilizamos silicio es 0,6-0,7 V. aproximadamente. El valor típico de la resistencia de emisor (R3) es de 1 ohmio, para así no influir sobre la ganancia del amplificador. (A grandes potencias se toma de 0,47 ó 0,33 ü) Otra forma de compensar la variación que experimenta VsE con la temperatura se representa en la figura 4.10.


154

ASPECTOS PRACTICOS

Figura 4.10. Protección térmica mediante un diodo.

Suponemos el transistor Tt montado en un radiador. El diodo Dt también estará cerca o sobre el mismo radiador, de forma que capte las variaciones de temperatura del radiador. Supongamos que la temperatura ambiente aumenta. Un amento de temperatura provocará una mayor corriente de fuga de colector, que aparecerá como una derivada del punto de trabajo del transistor. Pero el diodo Dt (cuya caída de tensión suministra la polarización de base del transistor) capta también el incremento de temperatura. Su caída de tensión disminuye, la polarización se reduce y como resultado, la corriente de reposo del colector se reduce a un valor cercano al normal. Resumiendo, al colocar un diodo sensible a la temperatura, el aumento de la corriente de fuga del colector debida al aumento de la temperatura está compensado por una disminución similar de la corriente de colector debida a la caída de tensión de polarización, y así, la corriente de reposo de nuevo permanece casi normal. Como vemos, son muchos los métodos para estabilizar y proteger térmicamente el amplificador. En el apartado dedicado a circuitos prácticos veremos algunos otros.

4.4. PROTECCIONES CONTRA SOBREINTENSIDADES Otra consideración práctica suele ser la inclusión de elementos de protección de los transistores de salida frente a posibles cortocircuitos. Los circuitos vistos anteriormente no disponen de ningún sistema de limitación de la corriente, y a menos que se tomen precauciones especiales, un cortocircuito accidental en los terminales de salida destruiría el transistor y algunos de sus componentes asociados.


155

PROTECCIONES CONTRA SOBREINTENSIDADES

La posible solución de colocar fusibles no es buena, ya que son demasiado lentos para proporcionar una protección segura, (recordemos que un transistor puede destruirse en microsegundos). Para evitar esta posibilidad, existen una serie de circuitos capaces de limitar la corriente.

4.4.1. Limitación de corriente constante Este método es el más simple, y es especialmente utilizado con niveles bajos de corriente. La figura 4.11. muestra la configuración básica de este circuito. Su funcionamiento es el siguiente: Si se produce un cortocircuito accidentalmente (RL = O), y si está conduciendo T4, la caída de tensión en la resistencia de emisor (RE aumentará llegando a superar la tensión de umbral del transistor limitador T3. En estas condiciones, T3 comienza a conducir, absorbiendo parte de la corriente de base del transistor de salida T 4. Esta disminución de la corriente de base provoca una disminución de la tensión de salida, y por lo tanto, una limitación de la corriente total suministrada a la carga. Para proteger Ts se emplea el transistor T 1 en conexión con T2. La característica tensión-corriente de salida se muestra en la figura 4.12.

T4

TS

,IT1 1

1 1 1 1

L - _ .... _______._ _ __-_ -i----'--<>-

ve e

Figura 4. 11. Limitación de corriente constante .

Figura 4.12. Característica tensión -corriente.


156

ASPECTOS PRACTICOS

El cálculo de la resistencia de emisor (RE) viene dado por la expresión (4.12) (4.12)

Isc siendo lsc la corriente de cortocircuito. Con este método siempre se dispone de corriente de carga, pero su valor queda limitado y la eliminación de la causa del cortocircuito vuelve a producir el funcionamiento normal del circuito. La principal desventaja de este circuito es que en caso de cortocircuito, la potencia disipada por el transistor de salida T 4 es muy grande al estar aplicada toda la tensión de entrada y circular la corriente máxima de cortocircuito. Su valor viene dado por la expresión (4.13). Po = (Vcc - VsE) Isc

(4.13)

En la elección del transistor de salida deberemos tener en cuenta este valor para evitar superar las limitaciones de la curva SOA.

4.4.2. Limitación de corriente regresiva (FOLDBACK) Para eliminar los inconvenientes del método anterior, el sistema de corriente regresiva (joldkack) reduce la corriente de cortocircuito a un valor inferior al de la corriente máxima permitida. En la figura 4.13 se representa el esquema básico de este método. El funcionamiento del circuito es similar al de limitación de corriente constante. Los transistores !imitadores Tz y T3 están normalmente bloqueados; si se produce un cortocircuito, pasa a través de los terminales de salida del amplificador una elevada corriente de pico, que hace aumentar la tensión base-emisor de Tz y T3 hasta un valor umbral fijado por el potenciómetro R3, a partir de lo cual los transistores limitadores entrarán en conducción, restando así corriente a la etapa de salida T4-T5 . Para hallar la corriente máxima (Imáx) tenemos las siguientes expresiones:

+

VR3 = Ysal

VR3

= R3

V¡ = Vsal

VsE

v.

----

Rz + R3

+

Imáx RE


157


Imáx

~-:1

T3

1

1 1

01

Dz

1

1

1

1

RL

1 1

r3

-

1

1 1 1

L_

Figura 4.13. Limitación de corriente regresiva.

Sabiendo también que denominamos a "M" como el factor de realimentación del divisor de tensión formado por R2 - R3, y cuyo valor viene dado por la expresión (4.14).

R3

M=----

R3

Así, relacionando todas estas expresiones obtenemos el valor de Imáx

(4.14)

+ R2

-M) Vsal = lsc + _...;.(1__ __;___


Imáx ·

(4.15)

158

ASPECTOS PRACTICOS

La fórmula (4. 15) teniendo en cuenta que cuando se produce un cortocircuito la corriente toma el siguiente valor: (4 .16)

Isc donde lsc es la corriente de cortocircuito.

La resitencia de emisor se halla sustituyendo la expresión (4.16) en la (4 .15). Resulta: Vsaiiisc (1

(4.17)

Vsal

Imáx

VsE

lsc

+ --)- - -

La potencia disipada en los transistores de salida, cuando aparece el cortocircuito es menor que en el caso anterior. Este valor viene dado por la expresión (4.18). Po = (Vcc- Vsal- V¡) Isc

(4.18)

siendo V 1 igual a:

RE

V¡--Isc En el diagrama de la figura 4.14 se muestra la característica de salida en la que se observa que el valor de la corriente de cortocircuito es menor que la máxima que proporciona el circuito. En la figura 4.15 se muestra en diagrama de los puntos de funcionamiento cuando se utiliza este método de limitación.

Figura 4.14. Característica tensión-corriente.


159


Como la potencia máxima se disipa durante la condición de cortocircuito , y en este caso es menor que la que puede entregar la fuente, el aprovechamiento del área de funcionamiento seguro (SOA) es mucho mayor, permitiendo el uso de transistores de salida más pequeños .

Icmáx UMITAC!O N

0::

o

1-u

----r----

Ik

UJ ...J

o

u

1 1

UJ

o

1-u

~

UJ

::r 0::

l:J

u

...J

o

UMITACION

~

UJ

DE CORR IENTE

DE CORRIE NTE CO NSTANTE

1

1

RE GRESIVA

o

Isc

TE NSION COLECTOR- EMISOR LOG VCEIT4l

Figura 4.15. Requerimientos del SOA con el método de limitación regresiva . (FOLDBAKC)

4.4.3. Casos prácticos Para aclarar aún más el concepto de la limitación de corriente regresiva, vamos a realizar un problema donde analizamos todos los factores que intervienen en el diseño adecuado del circuito de protección del transistor de salida. 1°) Sea el amplificador de la figura 4.16. Si sabemos que la tensión de alimentación es 24 V. , la intensidad de cortocircuito deseada es de 1,2 A y que la intensidad máxima es de 2,5 A. Calcular por el método de limitación de corriente regresiva:

a) El valor de la resistencia de emisor. b) El valor de R¡ y R2. e) La potencia que disiparán los transistores de salida en caso de cortocircuito.

Recordemos que el circuito de protección que debemos de introducir es el de la zona enmarcada de la figura 4. 13.


160

ASPECTOS PRACTICOS

Figura 4.16.

a) Para calcular RE basta con sustituir en la expresión (4.17). Para ello, hallamos antes el valor de VsaJ. Vsal = Vcc/2 = 12 V. VsaJilsc

RE= (1

+

= 0,63

Vsal

Imáx

VBE

Isc

n

-)--

b) Calculamos el valor de la constante "M". Para ello despejamos y sustituimos en la expresión (4.16) . VBE

0,7

M = - - = _ __;__ = 0,92

1,2 0,63 Para calcular el valor de las resistencias del divisor de tensión R2-R3 debemos conocer la corriente de base del transistor limitador T3, y tomar como valor de la corriente por el divisor diez veces dicho valor. Así, si suponemos que la corriente de base de T3 (transistor del circuito de protección) es de 1 mA, por el divisor tomaremos (IRI - R2) 10 mA. También sabemos que:

V¡

IR2 - R3 = - - - R2 + R3


161

ETAPAS DE SALIDA

y como durante el cortocircuito el valor de V 1 es: V¡ = lsc RE = 1,2 0,63 = 0,76 V.

Sustituyendo este valor en la expresión anterior: R2

+ R3

V¡

0,76

IRJ-R2

0,01

= --- = - - =

76 O

Sustituyendo en la expresión (4.14): R3

M = - - - = 0,92

+

R2

R3

0,92 = - 76 R2

+ R3

=

76

-+

R2 = 6 O

e) La potencia disipada en cortocircuito por el transistor de la etapa de salida viene dada por la expresión (4.18), y ésta es:

Po = (Vcc- Vsal- V1) Isc = (24- 12- 0,52) 1,2 = 13,77 W. siendo V 1 igual a: RE 0,63 VI = - - = - - = 0,53 V.

lsc

1,2

Como podemos deducir, este aspecto práctico depende mucho del circuito donde se emplee, de ahí que no hablemos de ningún caso más, sino que sea en los propios circuitos prácticos donde podamos ver algún otro tipo más.

4.5. ETAPAS DE SALIDA Este es otro aspecto práctico que ha evolucionado mucho a raíz de las nuevas técnicas empleadas y con la incorporación de los amplificadores htbridos. Como este tipo especial de amplificadores serán tratados en el próximo tema, vamos a considerar en este apartado seis configuraciones de salida típica en amplificadores de potencia.


162

ASPECTOS PRACTICOS

4.5.1. Seguidor de emisor La configuración seguidor de emisor o colector común se muestra en la figura 4. 17.

Figura 4 . 17. Seguidor de emisor.

Como vemos, es un amplificador típico clase A presentado ya en el tema 2° donde se vieron con detalle cada una de sus características; por tanto, remitimos al lectora este tema,para mayor información sobre esta etapa de salida. Aun así, le recordamos que se caracteriza por su elevada ganancia de corriente, elevada impedancia de entrada, baja impedancia de salida y ganancia de tensión próxima a la unidad.

4.5.2. Push-pull También ha sido ya tratada esta configuración en el tema 3°, pero igual que hicimos con la etapa de salida anterior, recordaremos sus características más interesantes. La figura 4 .18 muestra de forma simplificada, una etapa push-pull con transistores de simetría complementaria llamada de esta forma porque los transistores T 1 (NPN) y T2 NPN son complementarios (de características idénticas). Es una.etapa amplificadora típica en clase B, ~on los transistores Tt y T2 polarizados en la zona de corte y por lo tanto, en ausencia de señal de excitación, la potencia que entrega la fuente de alimentación es cero, a diferencia de lo que ocurría con la etapa en clase A. El funcionamiento es el siguiente: Ante valores positivos de la excitación de entrada el transistor T2 permanece al corte mientras que T 1 funciona en zona activa como seguidor de emisor (figura 4.19.a). Ante valores negativos el transistor Tt permanecerá al corte mientras que T2 funciona como seguidor de emisor (Figura 4.19.b).


163

ETAPAS DE SALIDA

•Vce

Figura 4.18. Push-Pull.

Ve

o-----c

Figura 4.19.a.

Figura 4. 19.b.

En la figura 4.20 se muestra la recta de carga del circuito sobre las características de salida de los transistores T¡ y T2. Para una excitación del tipo senoidal, el transistor T 1 amplifica el ciclo positivo mientras que el transistor T 2 amplifica el ciclo negativo, reconstruyéndose en la carga la forma de onda completa.


164

ASPECTOS PRACTICOS

RECT A

OE

CARGA

EN

CO NTINUA

Figura 4.20. Recta de carga compuesta.

4.5.3. Totem-pole La etapa de salida totem-pole de la figura 4.21 fue muy empleada en etapas de potencia cuando no era posible la fabricación de transistores NPN y PNP complementarios con buenas características. En la actualidad, su uso en amplificadores analógicos ha quedado bastante restringido por introducir más distorsión y tener menor rendimiento que las configuraciones de simetría complementaria. Sin embargo, en circuitos integrados digitales es una configuración muy utilizada al constituir la etapa de salida de la popularísima familia TTL. Es una etapa en clase AB en la que T 2 y T 3 se encuentran polarizados en el umbral de conducción gracias a la tensión VcE de T 1. Su funcionamiento es el siguiente: a) Cuando la señal de entrada (V 1) toma valores positivos la tensión en el colector de T1 disminuye y Tz queda cortado. T3 funciona entonces como emisor común.


165

ETAPAS DE SALIDA

b) Cuando la señ.al de entrada toma valores negativos, la tensión en el colector de T1 aumenta, disminuyendo su corriente de emisor. T3 pasa al corte y T2 funciona como seguidor de emisor.

TZ Vo

V¡

RL T3

-

Figura 4.21. Totem-pole.

4.5.4. Booster Las etapas booster buscan siempre un aumento adicional de ganancia de tensión (Booster de tensión) o de corriente (Booster de corriente) para un amplificador, con el propósito de que éste pueda atacar cargas que no podrían ser conectadas directamente por su elevado consumo (relés, altavoces, etc.) Un caso típico de Booster de corriente es el circuito de la figura 4.22 donde se ha hecho uso de una etapa complementaria para aumentar la corriente de salida. Normalmente, el fabricante indica en sus catálogos la forma más idónea de conectar el Booster.

4.5.5. Darlington complementarios La configuración darlington complementaria es posiblemente la etapa de salida más usual en equipos de elevada potencia.


166

ASPECTOS PRACTICOS

T2

J Ice• IQ

-

2Io

I2___

~Ice-lo RL

T4

Figura 4.22. Booster de corriente.

El darlington, como indica la figura 4.23, contiene en su interior un transistor final, más un transistor excitador dotado de las correspondientes resistencias de polarización.

e

E Figura 4.23. Darlington.

La principal característica, y por la cual destaca, es que es capaz de amplificar la corriente que se envía a su base unas 5.000 veces; es decir, son capaces de proporcionar una amplificación en corriente notablemente superior a cualquier otro tipo de transistor bipolar. (Hoy día, hay en el mercado Darlington que alcanzan a tener


167

ETAPAS DE SALIDA

una ganancia de corriente de 30.000). Esto se explica porque su ganancia de corriente es igual al producto de los dos transistores que lo integran, o sea:

(hFEtotal)

hFEtotal """ hFEI hFE2

Su funcionamiento en las etapas de salida es similar a cualquier otro transistor bipolar (salvando la característica de ganancia en corriente), o sea se colocan dos d~lington (uno PNP y otro NPN) en montaje simétrico-complementario para que cada uno amplifique un semiciclo de la señal de entrada aplicada a sus bases, y aparezca asíuna onda completa totalmente en la salida. Además de que proporcionan una ganancia en corriente elevadísima, evitan al diseñador la laboriosa tarea de buscar un transistor excitador que se adapte perfectamente al final, ofreciendo por tanto mayores garantías de un correcto funcionamiento del circuito donde se empleen. Otra característica que hacía que este montaje se emplease mucho, era la elevada impedancia de entrada, si bien actualmente esta característica queda mejorada por los transistores MOSFET, los cuales vemos seguidamente.

4.5.6. MOSFET complementarios Esta nuev.a tecnología está desplazando a las etapas vistas anteriormente; no obstante, aún la mayoría de los equipos de potencia utilizan las configuraciones anteriores. La principal característica de los MOSFET de potencia es que la amplificación la realizan en tensión y no en corriente, (como lo hacían los transistores bipolares). Esto es posible gracias a la altísima velocidad de conmutación que tienen, y a su elevado factor de amortiguación. Otra característica muy importante que los distingue es que tienen un coeficiente de temperatura positivo; es decir, que cuanto más se recalienta, más se incrementa de forma automática, su resistencia interna, reduciendo así la corriente de reposo; mientras que los transistores bipolares, en cambio, tienen el coeficiente de temperatura negativo, es decir, que cuanto más se recalientan más se reduce su resistencia interna, y en consecuencia, aumenta la corriente de reposo, fenómeno que si no se controla, llega a destruir al transistor. La etapa de potencia la suelen constituir dos MOSFET complementarios trabajando en clase AB, así cada uno amplifica un semiciclo. Para ser más exactos, el MOS de canal N amplifica el serniciclo positivo, mientras que el MOS de canal P amplifica el semiciclo negativo, para que así en la salida se sumen las dos semiondas, obteniéndose una onda completa. Un inconveniente que tienen estos dispositivos es la pérdida del rendimiento que se produce a causa del incremento de la tensión de salida máxima que hay que reali-


168

ASPECTOS PRACTICOS

zar para polarizar estos transistores. Dicho de otro modo, se pierden algunos voltios en polarizar los MOSFET, lo que no mejora el rendimiento del circuito.

4.6. RED DE ZOOBEL Este es otro aspecto práctico que consideramos digno de mención, pues la mayoría de amplificadores de potencia tienen como elemento de carga un altavoz, y debido a que éste no es una carga puramente resistiva, hemos de usar la red de Zoobel. Como hemos dicho, el altavoz no es una carga puramente resistiva (RL), sino que tiene una parte inductiva (L) que puede ser motivo de oscilaciones no deseadas. Para compensar este término inductivo, de forma que el altavoz aparezca como una carga resistiva pura RL, se coloca en paralelo con el altavoz una resistencia Rz en serie con un condensador Cz. Se debe cumplir: (4.19) (4.20)

En la figura 4.24 se ve cómo quedaría acoplada la red de Zoobel a la salida de un amplificador al que considerásemos oportuno aplicarla.

-- - - - - -""T"---------.

Figura 4.24. Red de Zoobel.

4. 7. CIRCUITOS PRACTICOS Seguidamente vamos a tratar una serie de circuitos prácticos donde podremos comprobar todos los aspectos y circunstancias, vistas en los apartados anteriores.


169

CIRCUITOS PRACTICOS

Analizamos cada uno de estos circuitos intentando resaltar la clase a la que pertenecen, y analizaremos las diversas protecciones que existan, los lazos de realimentación, las protecciones térmicas, elementos que se empleen en las etapas de salida, etc, así como cualquier circunstancia que sea digna de mención en cada uno de los casos. Para tener idea de una mayor realización práctica, remitimos al lector al ANEXO 5, donde se ha diseñádo y realizado un amplificador de potencia analizando sus características, formas de onda, tensiones y corrientes en reposo, respuesta en frecuencia, respuesta con señal, etc .

4. 7 .1. Circuito núm. 1 En la figura 4.25 se representa el esquema eléctrico del amplificador objeto de estudio. R4

.J e

11

Figura 4.25. Circuito eléctrico.

La señal de entrada se transfiere, a través del condensador electrolítico C2 , a la base de T 1, el cual trabaja en clase A y por lo tanto circulará corriente por él durante el ciclo completo de la señal de entrada. Este transistor, junto con sus elementos de polarización, constituye la primera etapa del amplificador, en la que C3 sirve para cortocircuitar a masa las señales in-


170

ASPECTOS PRACTICOS

deseadas de alta frecuencia y C4 se utiliza como bloqueo para la corriente continua. A su vez, el potenciómetro Rz se emplea para variar convenientemente la polarización de T 1, consiguiéndose así el valor deseado de tensión continua en el punto comun R13, R14 y Rs es decir, el punto donde se toma la salida para la carga. A través del colector de T¡ llega la señal a la base de Tz, donde comienza la segunda etapa del amplificador. Este transistor, Tz, amplifica la señal en tensión y ésta se transfiere por el selector a las bases de los dos Darlington (ICI e lcz) que componen la tercera etapa o etapa de potencia. Tz como ya sabemos recibe el nombre de DRIVER. El transistor T3 proporciona una corriente constante al colector de Tz al estar su base polarizada a una tensión constante por los diodos D1 y Dz. La misión de T 4 es la de mantener constante en el tiempo la diferencia de potencia existente entre las bases de los dos finales (ICI - Icz), la cual puede variarse mediante el potenciómetro Rw que forma parte del bloque de polarización de la base de T 4 y de esta manera se consigue la polarización adecuada para que los dos finales trabajen en clase AB, y así evitar la distorsión de cruce. La etapa de potencia la conforman le! e Icz; que son dos darlington (NPN y PNP) en configuración simétrico complementaria. (Recordar la figura 4.23 para ver cómo está constituido el darlington).

El semiciclo positivo de la señal procedente del colector de Tz entra por la base de lc1 y es amplificado por éste, mientras Icz amplifica el semiciclo negativo, obteniendo en el punto medio de las resistencias de estabilización térmica, Rn y R14, la señal de salida deseada, que se transfiere directamente al altavoz mediante el condensador de desacoplo C9. Desde este mismo punto, una porción de la señal de salida es realimentada a la entrada de T¡ mediante la red de realimentación Rs, R6 y C4, obteniéndose así una limitación automática de la ganancia. Por último, nos queda hablar de la red de Zoobel que forma R¡s junto a Cw. La misión de esta red es la de neutralizar la inductancia que presenta el altavoz, (dibida al bobinado de éste), para que la carga sea puramente resistiva. Hemos realizado un análisis teórico de todo el circuito. Ahora vamos a realizar algunos cálculos prácticos dentro de éste. Así, por ejemplo, supuesta una potencia de 15 W. sobre una carga de 8 n, vamos a calcular la tensión de alimentación, potencia que ha de suministrar la fuente y características de los darlington. Teniendo en cuenta el circuito eléctrico de este amplificador, así como los conceptos teóricos estudiados anteriormente, obtenemos: VZmáx


171

CIRCUITOS PRACTICOS

Despejando y sustituyendo, obtenemos: Vmáx = 15,49 V. La tensión teórica de alimentación será: Vcc(teórica) = 2 Vmáx = 31 V. En la práctica, para compensar las posibles pérdidas se suele tomar un 20% más de la tensión teórica. Por tanto, la tensión de alimentación real para este amplificador será: Vcc

=2

Vmáx + 20% (2 Vmáx}

=

38 V.

Las características de los darlington son: Imáx

=

VmáxiRL

Imáx : : : : lcmáx

=

1,9 A.

= 1,9 A.

Vmáx : : : : VcEmáx = 15,49 V. Pomáx : : : : 0,2 PL = 3 W. Recordemos que estos valores son mínimos La potencia real que de suministrar la fuente será: Imáx Pcc = Vcc - - = 23 W. 7r

4. 7 .2. Circuito núm. 2 El siguiente circuito es otro amplificador de potencia muy usual. Como vemos en la figura 4.26 es muy parecido al anterior, de ahí que no entremos a realizar un análisis teórico del mismo, ya que nos valen las apreciaciones hechas anteriormente. No obstante, sí vamos a realizar una serie de cálculos prácticos, basándonos en el propio circuito y en la teoría vista hasta el momento para intentar verificar las tablas que nos suministra el fabricante. En esta primera tabla se muestra la potencia correspondiente a la etapa de salida, así como la impedancia, tensiones e intensidades que corresponden a esa potencia de salida.


172

ASPECTOS PRACTICOS

-,--------.-----,-------.-----------.----------,-----,--vcc R4

R6

RB

o 22 n e7

·T:~ • 33~F 40v

R11

Figura 4.26. Circuito eléctrico. Cortesía de Texas lnstruments.

Tabla 1. Cortesía de Texas lnstruments. Pot

w

Imp. Sal.

n

Tens. (RMSI

Tens. (pico)

lnt. (p-p)

lnt. (pico) A

Tens. aliment.

V

lnt. (RMSI A

V

V

V

10

8

8,9

12,61

25,22

1 '12

1,58

32

10

15

12,25

17,31

34,62

0,82

1' 15

64

15

8

10,95

15,50

31,00

1,37

1,94

36

15

15

15,00

21,20

42,40

1,00

1,41

50

20

8

12,64

17,88

35,78

1,58

2,24

42

30

8

15,60

22,05

44,10

1,95

2,76

50

En la segunda tabla se muestran los valores de los componentes que se pueden variar dependiendo de la potencia de salid(\ que queremos obtener. Seguidamente realizamos los cálculos oportunos para verificar algunos de estos datos. Así, por ejemplo, suponiendo que tenemos sobre una carga de 8 ü, una potencia de 10 W. podríamos calcular las tensiones máxima y eficaz, así como las corrientes máxima y eficaz.


CIRCUITOS PRACUCOS

173

Tabla 2. Cortesía de Texas lnstruments.

R4

Rs

Rs

Ra

Rg

R,

8

12K

3K3

12K

56 K

1K2

3K9

2000 TIP 32

TIP 31

10

15

15K

3K9

15K

120K

820

10K

1000 TIP32A

TIP31A

15

8

15K

3K9

15K

82K

1K

5K6

2000 TIP 42

TIP 41

15

15

15K

4K7

15K

82K

680

8K2

1000 TIP32A

TIP31A

20

8

15K

3K9

15K

82K

820

5K6

2000 TIP42A

TIP41A

30

8

15K

4K7

15K

82K

860

4K7

2000 TIP34A

TIP33A

Ps

AL

10

C7

T7

Ta

Obtenemos los siguientes valores de tensión:

Despejando y sustituyendo: Vmáx

= 12,6 V.

Ver = Vmáx 1 ..J2 = 8,9 V.

=

Vp-p

2 Vmáx

=

25,22 V.

El cálculo de las intensidades viene dado según: Imáx lef

= Vmáx

1 RL

= 1,58 A.

= Imáx 1 .J2 = 1,12 A.

También podríamos calcular la tensión de alimentación Vcc (considerando las pérdidas). Vcc(real)

= 2 Vmáx + 20% (2 Vmáx) = 31,6 :::::: 32 V.

Como vemos, los valores calculados coinciden con los representados en las tablas .

4. 7 .3. Circuito núm. 3 En este circuito hemos utilizado como finales MOS de potencia, en lugar de transistores bipolares. El esquema eléctrico del amplificador se representa en la figura 4. 27.


174

ASPECTOS PRACTICOS

Analizando el esquema eléctrico vemos que la señal procedente de la entrada se aplica a un filtro pasobanda pasivo, formado por C¡, R¡ C2 y R2. Este filtro permite limitar la banda pasante desde 15 a 20.000 Hz. RS

F1

R3

Figura 4.27. Esquema eléctrico. Amplificador de 40 W. con MOS-POWER.

La señal que sale del filtro llega a la base de T 1, quien junto a T 2 forma un amplificador diferencial, es decir, es capaz de amplificar la diferencia de tensión existente entre sus dos entradas, en este caso entre la base de T¡ y la base de T2. Así pues, como en la base T¡ está aplicada la señal de entrada mientras que en la base de T2 llega la señal amplificada procedente directamente de la salida, la ganancia se elevará consideramente, Esto es debido a la gran diferencia que existe entre las señales amplificadas en ambas entradas. La ganancia global del amplificador se puede modificar aumentando o disminuyendo el valor de la resistencia Rs. Al incrementar el valor de esta resistencia, disminuye la sensibilidad de entrada, es decir, que se precisa una señal en la entrada de menor: amplitud para conseguir la máxima potencia en la salida, y a la inversa, o sea, al disminuir Rs se necesita una señal en la entrada de mayor amplitud.


175

CIRCUITOS PRACTICOS

Siguiendo el esquema eléctrico, la señal amplificada presente en el colector de. T 1 se aplica después a la base del transistor T4, que se encarga de gobernar los dos finales (HFTI Y HFT2), que operan en clase AB complementaria. Esto significa que cada final amplifica un semiciclo; el HFTI que es un canal N amplifica los semiciclos positivos, mientras que el HFT2 que es de canal P amplifica los semiciclos negativos; así, en la salida se suman las dos semiondas, y de esta forma se obtiene una onda completa. El transistor T4, además de gobernar los dos MOS con la señal amplificada procedente de T 1, se encarga también de otra misión muy importante: hacer que en los dos MOS circule siempre un mínimo de corriente (corriente de reposo), necesaria para eliminar la conocida distorsión de· cruce. La corriente de reposo se regula girando el potenciómetro R13, a cuyo cursor está conectada la base de T 3. Si montamos este transmisor sobre el disipador de los MOS garantizamos que la corriente de reposo se mantiene constante, incluso cuando varía la temperatura de los transistores finales. De hecho, ya apuntamos en el apartado dedicado a etapas de salida, que los MOS al calentarse tienden a aumentar la resistencia existente entre ordenador y fuente (drain y source), y en consecuencia, tiende a disminuir la corriente absorbida. El transistor T3, calentado por el calor existente en el disipador de los MOS, tiende, por el contrario, a reducir su resistencia interna y, de esta forma, mantiene estable la corriente de reposo de los dos MOS, con la ventaja de garantizar siempre una distorsión reducida, incluso en potencias elevadas. Para proteger HFTI contra posibles picos, que pudieran dañarlo, hay aplicado un diodo Ds1, conectado entre la puerta (gate) y el positivo de la alimentación. La misma misión realiza T 4 para HFT2. Para completar la descripción del circuito queda comentar la función realizada por R16 y C7 (red de Zoobel), que como sabemos compensa la carga del altavoz, la cual es fuertemente inductiva. También podemos señalar que el fusible F, sirve para proteger al altavoz en caso de que uno de los dos finales se cortocircuitara. Seguidamente damos la relación de componentes que utiliza este amplificador. R, Rz R3 ~

Rs R6r

= 4.700 ohm. 0,25 W. = 47.000 ohm. 0,25 W.

560 15.000 = 1.200 = 470

ohm. ohm. ohm. ohm.

0,25 0,25 0,25 0,25

W. W. W. W.

e, Cz c3 c4 Cs C6

= 470,.000 pF. Poliester = 220 pF. Disco = 47 mF. Electrol. 63 V. = 47 mF. Electrol. 50 V. = 47 mF. Electrol. 63 V. = 47 mF. Electrol. 63 V.


ASPECTOS PRACTICOS

176

R1

Rs R9 R10 Rtt R12 Rl3 Rt4 Rts Rt6

= = = = = = = = =

4.700 47.000 2.700 2.700 680 10.000 1.000 830 680 10

ohm. ohm. ohm. ohm. ohm. ohm . ohm. ohm. ohm . ohm.

0,25 W. 0,25 W. 0,25 W. 0,25 W. 0,25 W. 0,25 W. Potenc. 0,25 W. 0,5 W. 1 W.

C1

Cs DSt Tt T2 T3 T4 HFT1 HFT2 Ft

= = = = = = = =

100.000 pF. Disco. 47 mF. Electrol. 63 V. 1N.4150 PNP 2N.3963 PNP 2N.3963 NPN BC .237 NPN 2N. 2484 hexfet IRF . 522 hexfet IRF. 9532 3 A.

4. 7 .4. Circuito núm. 4 En este caso vamos a analizar un amplificador de potencia para servocontroles con montaje en contrafase y salida complementaria. El circuito es el representado en la figura 4.28. Consta de cuatro pasos de amplificación acomplados en continua que permiten activar una carga de 1 A. entregando una potencia de 28 W. , - - - - - , - - - - - - - - - - , - - - - - - - - - - - , , - - - o .J5v R3

20K

R4 20K T4

250J\

300J\ R1 1

1K

02 MZ2360 R13 6K8

T9 1N 3714

-35v

Figura 4.28. Esquema eléctrico.

La primera etapa es un amplificador diferencial formado por los transistores T t y T2 . Una de las entradas de esta etapa, la correspondiente a la base Tt, coincide

con la entrada del amplificador, mientras que la otra entrada se toma de la salida del amplificador. Las resistencias Rt y R2 se usan para dar la misma impedancia de entrada a Tt mientras que R1 y Rs son válidas para T2. Los emisores se conectan a la alimentación negativa mediante un generador de corriente formado por T3,


177

CIRCUITOS PRACTICOS

Dt, Rs y R6 permitiendo obtener una corriente constante. La tensión diferencial de salida de la primera etapa se aplica a la segunda compuesta por T 4 y T s que es un amplificador diferencial de salida única.

El circuito serie formado por C¡ y Rw, situado entre los colectores de T4 y Ts, se usa para aumentar el margen de estabilidad de la etapa a costa de disminuir la ganancia. La señal para la etapa de gobierno (T6 y T1) se obtiene del circuito colector de Ts; esta conexión presenta una alta impedancia de salida hacia T6 y T1. El diodo D2 permite polarizar en clase AB los transistores T6 y T7 . Las transistores T6 y T1 están en montaje complementario y se acoplan directamente al par de transistores de salida Ts y T9 que también están en montaje complementario. El uso de una realimentación doble, positiva y negativa, fija la tensión de reposo a la salida muy próxima a los cero voltios. La realimentación negativa se obtiene a través de Rs viniendo fijada la ganancia del amplificador por R1 y Rs y siendo su valor aproximado: Ar

R1 + Rs =-----

Si Rs > > R1 entonces quedaría según: Rs

Ar = - -

R7

4. 7 .5. Circuito núm. 5 La figura 4.29 nos muestra el esquema eléctrico. Como vemos, es prácticamente el mismo montaje que estudiamos en los primeros casos, si bien es mucho más versátil que aquéllos, ya que según podemos comprobar en las tablas que nos suministra el fabricante es capaz de entregar a una carga de 8 Q. una potencia que oscila de 15 a 60 W. lo que constituye un gran margen de utilidad. Como podemos observar, la etapa de entrada, configuración de salida, driver, red de realimentación, etc. han sido ya comentados en otros circuitos y por tanto, no hacemos mayor hincapié en ellas; sin embargo, sí nos vamos a ocupar de los cálculos del amplificador. En las siguientes tablas podemos ver cómo varía la potencia de salida dependiendo de la impedancia de la carga, así como de la tensión de alimentación, y al mismo tiempo, como varían los componentes del amplificador dependiendo de estos valores.


178

ASPECTOS PRACTICOS

..---.-------.--------------.-----.-----<> ·Vc c 680

-Vce Figura 4.29. Esquema eléctrico. Cortesía de MINIWATT.

Tomando el caso donde la potencia de salida sobre una carga de 8 Q: es de 60 W. vamos a determinar la tensión de alimentación necesaria, la potencia que deberá suministrar la fuente, las características de los darlington, así como el rendimiento teórico y real. La tensión de alimentación sin considerar las posibles pérdidas será; Vcc(teórica)

= Vmáx = (2 RL PL)

V2

= 30,9 V.

Al considerar las pérdidas toma el siguiente valor: Vce( real) = Vce(teórica)

+ 20% (Vce(teórica)) = 37,1 V.

Obtenemos por tanto una tensión de alimentación de ± 37 V. que como podemos comprobar en la tabla 2 (suministrada por el fabricante) coincide con la dada para el amplificador en las condiciones anteriores. A continuación calculamos la potencia que deberá de suministrar la fuente teórica y realmente, y para ello calculamos antes ImáxImáx

=

Vmáx

= 3,87 A.


179

CIRCUITOS PRACTICOS

y sustítuyendo en la siguiente expresión: Pcc

= 2 Ycc Imáx 2 31 3,87

Pce(teórica)

1 7r

= 76,37 w.

7r

2 37 3,87

=

Pcc(real)

= 91,15 w.

Así, el cálculo del rendimiento es inmediato: 60

Jl(teórico) =

jl(real) =

= O, 785

76,37 60

= 0,658

91,15

Jt

--+

--+

= 78,5% = 65,8%

Jt

Las características de los darlington son: VcEmáx = Ymáx ;::: 31 V. lcmáx Pomáx

= Imáx ;::: 3,87 A.

= 0,2 PLmáx ;::: 12 W.

Tabla 1. Cortesía de MINIWATT.

15

Pot. (Watl

20

25

Imp. Carga

4

8

4

8

4

8

Vcc (V)

± 16

± 19

± 18

± 23

± 19

± 24

R4

(O)

1,5 K

2,2 K

2,0 K

3,3 K

2,2 K

3,3 K

R5

(íl)

1,2 K

820

1,0 K

750

1,0 K

680

R7

(íl)

15K

18K

18K

22K

18K

22K

MD 8001

MD 8001

MD 8001

MD 8001

MD 8001

MD 8001

T3

MPS A55

MPS A55

MPS A55

MPS A55

MPS A55

MPS A55

T4

MPS A13

MPS A13

MPS A13

MPS A13

MPS A13

MPS A13

T5

MPS A05

MPS A05

MPS A05

MPS A05

MPS A05

MPS A05

T6

MJE1100

MJE1100

MJE1100

MJE1100

MJE1100

MJE1100

T7

MJE1090

MJE1090

MJE1090

MJE1090

MJE1090

MJE1090

r, -

Rd

T2

9,5 • C/W

7,0 • C/W


5,0 • C/W

180

ASPECTOS PRACTICOS

Tabla 2. Cortesía de MINIWATT.

Pot. (Watl

35

50

60

Imp. Carga

4

8

4

8

4

8

Vcc (V)

± 22

± 28

± 25

± 33

± 28

± 36

R4

(O)

3,0 K

3,9 K

3,6 K

5,6 K

3,9 K

6,2 K

R5

(O)

820

560

680

470

620

430

R7

(O)

22K

27K

22K

33K

27K

33K

T1 - T2

MD 8001

MD 8001

MD 8001

MD 8001

MD 8001

MD 8001

T3

MPS A55

MPS A55

MPS A55

MPS A55

MPS A55

MPS A55

T4

MPS A13

MPS A13

MPS A13

MPS A13

MPS A13

MPS A13

T5

MPS A05

MPS A05

MPS A05

MPS A05

MPS A05

MPS A05

T6

MJE3000

MJE1001

MJE3000

MJE3001

MJE3001

MJE3001

T7

MJE2500

MJE 901

MJE2500

MJE2501

MJE2501

MJE2501

Rd

5,5 • C/W

4,0 • C/W

3,0 • C/W

Aconsejamos al lector comprobar para diferentes valores de la tensión de alimentación la potencia obtenida en la carga mediante el cálculo anterior, teniendo siempre en cuenta que hay que considerar entre un 15-20% de pérdidas, así como calcular el valor de algunos otros componentes.

4. 7 .6. Circuito núm. 6 El siguiente circuito es un amplificador de elevada potencia ya que es capaz de suministrar 200 W. sobre una carga de 4 ü. cuando está alimentado a ± 50 V. Su esquema eléctrico es el indicado por la figura 4.30. Su funcionamiento y descripción se realiza seguidamente. El paso de entrada está consituido por un amplificador diferencial (T 1), cuyo funcionamiento ya hemos comentado en otros montajes. Así, la señal de entrada después de haber sido amplificada por el diferencial llega a la base de Tz. Desde el colector de Tz la señal amplificada ya en tensión, pero aún de potencia relativamente baja respecto a los 200 W . que queremos obtener en el altavoz, se aplicará simultáneamente a la base de Ts y Ts (mediante R11, R12 y R13), que desarrollan la funcipon de "excitador" para los dos transistores finales de potencia T9 y Tw.



1

r

ENTRADA

(2

(1

Figura 4.30. Esquema eléctrico. Cortesía de NUEVA ELECTRONICA.

ALT

(')

:;; e =i oen

.... oc ....

en

ñ o

...,(')

~

"tl

(')

182

ASPECTOS PRACTICOS

Dado que T5 es un NPN y Ts es un PNP, es obvio que la pareja de transistores T5-T9 amplificará solamente la semionda positiva de la señal, mientras que lapareja Ts-T 10 lo hará con la semionda negativa. No obstante, estas dos semiondas se suman, como ya sabemos, en el punto de unión entre las resistencias R2o y R21, (resistencias de estabilización térmica) de manera que en el altavoz, que toma la tensión de este punto común, hallaremos una senoide completa y en absoluto distorsionada. El transistor T4 se utiliza como "generador de corriente constante" para mejorar la simetría y la estabilidad en reposo de todo el circuito. Tengamos en cuenta el hecho de que la base de dicho transistor esté conectada a la masa mediante la resistencia R7, ya que el emisor está conectado a los -50 V., es decir, a una tensión más baja. Por tanto, el transistor está siempre en conducción y dado que la polarización de base es mantenida constante por los diodos D1 y D2, también la corriente entregada será constante en el tiempo. En cambio, el transistor T3, que deberemos aplicar sobre el disipador de uno de los dos transistores finales a fin de que resulte afectado por las mismas variaciones de temperatura que este último, sirve para mantener constante la corriente de reposo de T5, T9, Ts y T 10 al aumentar la temperatura para así evitar la destrucción del transistor. Como vemos, es la misma protección que comentamos en el apartado 4.3 pero en este caso se utiliza un transistor en vez de un diodo. T6 y T1 sirve para evitar que la corriente entregada por los dos finales. supere los límites máximos permitidos, es decir, que se exceda en potencia. (Esta es la protección contra sobreintensidades que denominamos como limitación de corriente constante). En efecto, cuando la corriente entregada por T9 o T10 supera un cierto límite, determinado por los valores de R15, R16 y R2o en la rama positiva y de R1s, R11 y R21 en la rama negativa, en los extremos de las resistencias R16 y R11 se obtiene una diferencia de potencial suficiente para poner en conducción al transistor T 6 o bien al transistor T1 y en consecuencia estos dos transistores, tomando corriente de las bases de T5 y Ts respectivamente, limitan la corriente entregada por los transistores finales . Por consiguiente, en la práctica, mientras que T3limita la corriente de reposo de los ttansistores finales, T6 y T1limitan en cambio la corriente a la máxima potencia. Los diodos D3 y D4, que se encuentran aplicados en serie con el colector de T6 y T1 respectivamente, sirven para evitar que estos transistores puedan ser atravesados por corrientes inversas; es decir, realizan una función protectora de tales transistores y una función análoga desempeñan D5 y D6 protegen a los transistores finales contra sobretensiones inversas (VcE), ya que no hemos de olvidar que disponemos de una inductancia en la carga. También podemos señalar que la señal existente en e1 punto común a las resistencias R2o y R21 no se aplica directamente, sino que se la hace atravesar una red cons-


183

CIRCUITOS PRACTICOS

tituida por R22, Ct3, R2s y Lt (red de Zoobel) que como ya sabemos sirve para compensar las variaciones de impedancia del altavoz al variar la frecuencia. Finalmente, la red de realimentación constituida por Rs, Cs y Rt; es la que determina en la práctica la ganancia en tensión del amplificador. El diodo zener Dzt, que se encuentra aplicado entre la masa y el punto común a las resistencias R. y Rs , sirve para mejorar las prestaciones del paso diferencial de entrada, mientras que R3 nos permitirá fijar exactamente en O V . la tensión de reposo en el punto común a las dos resistencias R2o y R21, es decir, en la carga. Estos son los valores de todos los componentes que integran el amplificador. Rt R2 R3

= 33.000 ohm. 0,5 W.

R4

= =

Rs R6

R1 Rs R9

Rw Rtt R12

= = = = = =

Rt3 Rt4

Rts Rt6

= =

Rn Rts Rt9

R2o-2t

Rzz

=

R23 R 24

Rzs Dzt

= = =

1.800 ohm. 100 ohm. 1.800 ohm. 5.600 ohm. 1.000 ohm. 27.000 ohm. 33.000 ohm. 22 ohm. 15 ohm. 180 ohm. 1.000 ohm. 1.800 ohm. 1.000 ohm. 470 ohm. 180 ohm. 180 ohm. 470 ohm. 1.000 ohm. 0,22 ohm. 8,2 ohm. 18.000 ohm. 1.000 ohm. 10 ohm. Zener 10 V.

0,5 W. Potenc. 0,5 W. 0,5 W. 0,5 W . 0,5 W. 0,5 W. 0,5 W. 0,5 W. 0,5 W. Potenc.

0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 50

5 0,5 0,5 3 1

W. W. W. W. W. W. W. W. W. W. W. W. W.

e, Cz

c3 c4 Cs c6 C1 Cs

c9

= 10 mF. Electrol. 63 V. = 47 mF. Electrol. 63 V. = 100.000 pF. Poliester = 18 pF. Disco 250 V.

= = =

Cw

c11

= = Ctz = = Ct4 Dt-D7 = = Tt

c13

Tz T3

T4 Ts

T6

= = = =

T1 Ts

T9

Tw

= =

470 mF. Electrol. 25 V. 18 pF. Disco 250 V . 18 pF. Disco 250 V. 18 pF. Disco 250 V. 120 pF. Disco 250 V. 120 pF. Disco 250 V . 47 mF. Electrol. 63 V. 100.000 pF. Poliester 100.000 pF. Poliester 47 mF. Electrol. 63 V. IN 4007 ó EM 513 MD 8003 BD 602 BD 109 BD 601 BD 601 BC 182 B BC 212 B BD 602 2N6031 2N5631

Como dijimos al principio del estudio teórico del amplificador, éste es capaz de suministrar 200 W. sobre una carga de 4 n. cuando se alimenta a ± 50 V. Esto es fácilmente demostrable. Sabemos que V ce == ± 50 V. (Habiendo considerado unas pérdidas próximas al 25%). Entonces la tensión máxima será: Vmáx

= 40 V.


184

ASPECTOS PRACTICOS

Y la potencia en la carga PL será: 402

PL

200 w .

= -- =

24

Como se puede apreciar, este valor de potencia es eficaz, pudiendo el amplificador alcanzar una potencia máxima de pico de: PLef

=

Yef lef

Vmáx Imáx

=

Y como sabemos que la potencia de pico es:

=

PL(pico)

V máx Imáx

relacionando ambas expresiones obtenemos: PL(pico)

= 2 PLef = 2 200 = 400 W.

La potencia que deberá de suministrar la fuente será: Imáx

=

VmáxiRL

= 40/4 =

lOA.

10

Pcc(teórica)

= 2 40 - - = 254,4 W. 7r

10

Pcc(real)

= 2 50 - - =

318,3 W.

7r

Variando así el rendimiento un 78,5% (teórico) a un 62,8% (real). Por último, vamos a calcular las características que deberán tener los transistores finales. VcEmáx = Vmáx ;;:::: 40 V. lcmáx Pomáx =

=

Imáx ;;:::: 10 A .

0,2

PLmáx ;;::::

40 W.

4.8. LIMITACIONES PRACTICAS DE DISEÑO A lo largo de estos cuatro temas hemos analizado la forma de diseñar un amplificador de potencia, pero hay muchas limitaciones a la hora de realizar un diseño prácticamente.


185

BffiLIOGRAFIA BASICA

Estas limitaciones son muchas y no acabaríamos de enumerarlas ya que cada diseño tiene las suyas propias, y lo que para un caso puede ser limitación para otro no lo es; así, por ejemplo, las limitaciones, coste, etc, pueden ser muy importantes en un diseño, mientras que en otro no lo son tanto. No obstante, vamos a intentar que el lector conozca algunas de ellas para que así las pueda tener en cuenta a la hora de realizar sus diseños. Seguramente, la principal limitación práctica hoy día sea el propio mercado, ya que muchas veces realizamos cálculos de componentes (resistencias, condensadores, etc) obteniendo valores que no se encuentran en el mercado, debiendo de realizar un reajuste de todo el diseño con los valores más próximos que nos suministran los fabricantes. También muy importantes a la hora de realizar un diseño es el precio de los elementos que componen ese diseño, así como en muchos casos lo son el espacio, peso, condiciones de trabajo, temperatura, etc. Centrándonos en los amplificadores de potencia hemos de tener en cuenta los siguientes factores: • En el caso de un amplificador en clase B, la tensión de la batería debe aumentarse para compensar la caída de tensión VBE y conmutar los transistores de ataque y potencia a plena conducción. El aumento será como mínimo del orden de 2 a 3 voltios. • La regulación de la potencia de suministro constituye por sí un factor significativo al provocar una caída de tensión durante las puntas de salida máximas. Un amplificador alimentado por línea, normalmente dispone de un condensador de entrada con filtro y un transformador reductor, que en la práctica se hace lo más pequeño posible. Un transformador pequeño minimiza el coste inicial y el espacio requerido. Normalmente, tendrá una caída de tensión del 10% en sus devanados para la plena carga, y los rectificadores tendrán aproximadamente 1 V. de caída. • Otro factor a considerar en el diseño de fuentes de alimentación de potencia es el consumo de intensidad de las etapas de ataque, transistores, circuitos integrados, relés, etc. Dicha carga, junto con la de la polarización, puede ser en conjunto el 25% de la necesaria a plena carga. • En los circuitos que se emplee un seguidor de emisor como ataque, la tensión de emisor es como mínimo 1 V. inferior a la tensión máxima de base. Estas consideraciones y otras muchas serán las que el diseñador habrá de tener en cuenta a la hora de realizar un diseño; no obstante, será su experiencia e ingenio quienes irán progresivamente superando y anticipándose a todas y cada una de estas limitaciones.


186

ASPECTOS PRACTICOS


Amplificación con componentes discretos (W). Revista ELEKTOR. Febrero, 1989.

-

Amplificación con componentes discretos (V). Reyista ELEKTOR. Marzo, 1989.

-

Amplificador BOOSTER para automóvil. Revista ELEKTOR. Abril, 1990.

-

Amplificador de potencia de 200 W Revista Nueva Electrónica. Número 16. Septiembre, 1984.

-

Amplificadores de potencia B.F. Revista ELEKTOR. Febrero, 1988.

-

Amplificadores MOSFET. Clase A y AB. Revista ELEKTOR. Julio-Agosto, 1990.

-

Amplificador final con MOS-POWER. Revista Nueva Electrónica. Número 76. Febrero, 1990.

-

Cede, E. y Espy. Diseño de circuitos electrónicos. Marcombo. Barcelona, 1983.

-

Millman, J. y Halkias, C. Dispositivos y circuitos electrónicos. Ediciones Pirámide, S.A. Madrid , 1988.


Cowles, J .B. Proyecto de circuitos con semiconductores. Gustavo Gili. Barcelona, 1988.

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Discrete Power Device. SGS-ATES, Italia, 1986.

-

Electronics Applications Sourcebook. Volumen 1 y 11. MaGraw-Hill. U.S.A., 1986.

-

Gray, P.E. Principios de electrónica. Ediciones Reverte. Barcelona, 1981.

-

Malvino, A.P. Principios de electrónica. Me Graw-Hill. (Segunda edición). México, 1986.

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-

Muñoz Merino, E. Circuitos Electrónicos. Tomo 11. Departamento de publicaciones de E.T.S .I. Telecomunicación. Madrid, 1981.

-

Tecnología 2-1. Electrónica Industrial. Ediciones Don Bosco. Barcelona, 1977.

-

Ruehs, R. G. Applications Engineering. Motorola Semiconductor Products Inc. Suiza, 1989.


5

AMPLIFICADORES DE POTENCIA INTEGRADOS

CONOCIMIENTOS PREVIOS • Manejo de curvas características de dispositivos de potencia integrados. • Conocimiento de los capítulos 1°, 2°, 3° y 4°.

OBJETIVOS • Identificar los diferentes tipos de amplificadores de potencia integrados. • Analizar las ventajas de los circuitos integrados híbridos (thin-film) . • Analizar diferentes tipos de amplificadores de potencia integrados.


5.1. INTRODUCCION La integración de los distintos dispositivos que componen cualquier circuito han sido y son un gran problema. No lo es menos la integración de amplificadores de potencia, ya que, debido a sus peculiares características, como la elevada disipación de los mismos, la necesidad de prever ajustes para minimizar la distorsión ante una excitación y carga determinada, etc, hacen que se acentúen aún más estos problemas. No obstante, con el tiempo las técnicas han ido evolucionando y muchos de estos problemas están ya resueltos. Así, hoy día, no es difícil encontrar pequeños dispositivos que sean capaces de suministrar varias decenas de vatios a la salida. Estos pequeños dispositivos son conocidos con el nombre de circuitos integrados. En general, un circuito integrado consiste en un pequeño sustrato (silicio, cerámico, etc) de tamaño muy reducido que contiene elementos activos y pasivos con sus respectivas interconexiones. Las principales ventajas de estos dispositivos respecto a los componentes discretos interconectados por las técnicas convencionales que ya conocemos son: • Su pequeño tamaño así como su poco peso. • Reducen el número total de componentes. • La fiabilidad y calidad de funcionamiento. • Su garantía de uniformidad para posibles sustituciones. • Su bajo coste proveniente de la fabricación en grandes series. • Su amplio intervalo de temperaturas nominales. • La posibilidad de trabajar con frecuencias más elevadas al eliminar conductores, etc. Dependiendo de las distintas técnicas y tecnologías empleadas para la fabricación de estos circuitos se distinguen 2 tipos fundamentales: • Circuitos integrados monolíticos. • Circuitos integrados híbridos.


190


En este último tema vamos a conocer cómo se integran los amplificadores de potencia según las dos técnicas anteriormente mencionadas . Conoceremos las características de cada uno de ellos, así como varios casos prácticos donde utilizaremos diversos circuitos integrados de cada uno de estos dos tipos.

5.2. CIRCUITOS INTEGRADOS MONOLITICOS La palabra monolítico procede del griego "monos" que significa "único", y "lithos" que significa "piedra". Es decir, un circuito monolítico se construye sobre un bloque único, o sea un pequeño sustrato. Este tipo de circuitos se construye sobre una plaquita de silicio (sustrato) generalmente de tipo P. Se configura como una unidad inseparable, que forma una estructura única, cuyos componentes van formándose simultáneamente y que no puede ser dividida sin destruir de forma irreversible su función eléctrica. El proceso de fabricación está basado en la técnica planar (la misma que se emplea para la fabricación de diodos y transistores). Todos los componentes y las interconexiones del circuito están formados en un proceso por lotes en el que se fabrican muchos centenares de circuitos integrados casi idénticos en el mismo sustrato.

5.2.1. Tipos de circuitos integrados monolíticos Dentro de los circuitos integrados monolíticos distinguimos dos clases bien diferenciadas, atendiendo a la potencia de salida que son capaces de suministrar a la carga. • Amplificadores de nivel medio: Son aquéllos que suministran potencias de salida comprendidas entre 50 y 500 mW.

Son muy útiles en sistemas de audio, ya que son empleados frecuentemente para excitar los pasos de salida de amplificadores de gran potencia. La figura 5.1 es un ejemplo de este tipo de circuito donde vemos como el operacional MC1553 excita una pareja de transistores complementarios que a su vez excitan a los transistores complementarios de salida. También existen circuitos integrados monolíticos con una potencia de salida inferior a 50 mW. los cuales se suelen utilizar en los circuitos de audio como preamplificadores ya que están especialmente diseñados para esta misión. • Amplificadores de nivel alto: Son aquéllos capaces de suministrar potencias de salida superiores a 500 mW.

Hasta la fecha, el empleo de circuitos integrados monolíticos de este tipo se había limitado a unidades de potencia muy reducidas, sin embargo, la tecnología ha


191

CIRCUITOS INTEGRADOS MONOLITICOS

ido superando paso a paso las dificultades que presentaba la integración de este tipo de circuitos. Hoy, es fácil encontrar dispositivos monolíticos capaces de entregar a la carga potencias relativamente elevadas (20 W.) +

15 v

100 K 0.1 ~F 40pF

201\

2N3791

Ve Vs

2N3715

Rt 41\

-15 V


Un ejemplo de este tipo es el LM380 que es capaz de entregar 5 W. de potencia de salida. En la figura 5.2 se muestra un diagrama esquemático simplificado de este circuito, el cual es muy utilizado en amplificadores fonográficos, intercomunicadores, radioreceptores de AM-FM, etc. ,------------------,..--.-o~ Vce

-ENT

~-~~-~---~----L-~---------~-~--~~-VEE

Figura 5.2. Circuito interno del LM380. Cortesía de NATIONAL SEMICONDUCTOR.


192


5.2.2. Inconvenientes Los inconvenientes que presentan estos tipos de circuitos integrados se extienden a tres campos: el primero, a la hora de realizar el proyecto del circuito; el segundo, a la hora de fabricarlo y el tercero, al someterlo a las necesidades prácticas. He aquí algunos de estos inconvenientes. • A la hora de realizar el proyecto ha de elaborarse con mucha minuciosidad, experimentalmente, y además los componentes se han de fabricar específicamente para el circuito integrado determinado, encareciendo por todo esto mucho el coste del proyecto. • En cuanto a la hora de fabricarlos encuentran gran dificultad al intentar integrar dispositivos tan dispares como los son condensadores, diodos zeners, transistores complementarios, etc. • Y sometiéndolo a las necesidades prácticas, encuentra muchas dificultades a la hora de disipar la potencia en forma de calor, ya que la pastilla de silicio es tan pequela, que el calentamiento interno que se produce a temperaturas relativamente bajas acaban destruyéndola. Asimismo, tienen otro inconveniente, como es la escasa rigidez dieléctrica (tensión de alimentación) que son capaces de aguantar; como sabemos, esta característica está estrechamente relacionada con la potencia de salida. Recordemos, por ejemplo, que para un amplificador Clase A con acoplo directo a la carga la potencia de salida es PL = V2cc/8 RL. Como vemos, no se pueden obtener potencias de salida elevadas sin grandes valores de rigidez dieléctrica, Por todo esto, la técnica ha creado una nueva tecnología orientada también a la miniaturización de los circuitos convencionales, pero con unas reglas bastantes diferenciadas. El producto obtenido de esta tecnología es el circuito híbrido, que combina la integración de una serie de componentes pasivos (resistencias y condensadores) con otros componentes discretos, aunque el pequeño tamaño, que se encuentran también microencapsulados. Así, los circuitos híbridos ofrecen mayor flexibilidad de proyecto con relación a poder escoger los componentes más adecuados al circuito y un mejor funcionamiento de los dispositivos. De estos circuitos hablaremos próximamente en este mismo tema.

5. 2. 3. Circuitos prácticos En este apartado vamos a ver una serie de circuitos prácticos donde intervienen los circuitos integrados monolíticos. En algunos funcionarán como excitadores de las etapas de salida de los amplificadores de potencia, mientras que en otros casos serán los mismos integrados monolíticos los que compongan el amplificador de potencia, salvo algunos elementos externos de polarización. No obstante, cabe destacar que su empleo se reduce a equipos con una potencia de salida no muy alta, o


193


sea equipos que no superen varias decenas de varios, ya que para potencias superiores los más indicados son los circuitos integrados híbridos.

5.2.3.1. Circuito núm. 1 En este primer circuito vamos a describir el LM 386, que es un amplificador de potencia especialmente diseñado para aplicaciones de audio en baja tensión. En la figura 5.3 podemos ver su estructura interna. 6

r------------------------r----~------o~ By pass

7

5

1------t-----'""'-:....----<> Vout

Figura 5.3. Estructura interna del LM 386. Cortesía de NATIONAL SEMICONDUCTOR.

Las entrada están referenciadas a masa y la salida está ajustada automáticamente a la mitad de la tensión de alimentación. Para conseguir una mayor versatilidad, en el diseño del LM 386 se han incluido dos terminales con la misión de controlar la ganancia. Con estos terminales (1 y 8) desconectados, la resitencia interna de 1,35 Kü. asegura una ganancia de 20 (26 dB). Añadiendo un condensador entre estos terminales, la ganancia aumenta a 200 (46 db), y con una serie de resistencia-condensador, la ganancia puede ajustarse entre los dos valores extremos (20 y 200). En la figura 5 .4 puede verse un circuito de aplicación donde la ganancia ha sido ajustada a 50 (34 dB). Las características del LM 386 vienen dadas en la siguiente tabla, si bien haremos notar que cuando este amplificador se utilice con una ganancia alta, será necesario polarizar la entrada libre preveniendo una degradación de la ganancia y posibles inestabilidades. Esto se consigue con un condensador de 100 nF o cortocircuitando la entrada a masa.


194


Figura 5.4. Amplificador con ganancia de 50.

Características eléctricas del LM 386. Cortesía de NATIONAL SEMICONDUCTOR. CARACTERISTICAS ELECTRICAS VALORES PARAMETROS

UNIDADES

CONDICIONES Mín.

Tensión de funcionamiento V5

4 Vs = 6 V V¡n = O V

Corriente de reposo lo Potencia de salida Paut

Ti p.

Vs Vs

= 6 V, RL = 80 = 9 V, RL = 160

4 250

Ganancia de tensión Av

V5

15

V

8

mA

325 mW

= 0,4

Tensión de entrada V¡n

Máx.

= 6 V, f = 1 kHz

+ 0,4

V

26

1O¡¡F entre 1 y 8

46

dB

V5 = 6 V 1 y 8 abiertos

300

kHz

0,2

%

50

dB

Resistencia de entrada Rin

50

KO

Corriente de entrada l¡n

250

nA

Ancho de Banda BW Distorsión armónica máxima

V5 = 6 V F = 1 kHz

Rechazo del rizado de alimentación

Temperatura de funcionam iento

o


70

•e

195


En la figura 5.5. podemos apreciar el tipo de encapsulado de este amplificador.

GANANCIA -ENTRADA +ENTRADA MASA

GANANCIA

2 3 4

BYPASS

Ys Your

Figura 5.5. Encapsulado Dual-in-line.

Las aplicaciones del LM 386 son muchas, y destamos las siguientes: Amplificador de radio AM-FM, amplificador de ultrasonido, amplificador para magnetófonos portátiles, sistema de sonido para TV.

5.2.3.2. Circuito núm. 2 Se trata de un amplificador de 15 W. En la figura 5.6 se ha representado su esquema eléctrico. Como hemos dicho, este circuito es capaz de suministrar 15 W. a una carga \de 40, bajo una tensión de alimentación de 24 V. Está equipado con el circuito integrado monolítico T AA621 , el cual está especialmente diseñado para etapas de audio, con un mínimo de componentes externos adicionales, lo que permite una gran reducción de volumen y coste. Vemos cómo el TAA621 está directamente acoplado a los transistores finales T 1 y T2. El umbral de conducción de T 1 y T 2 se obtiene mediante la caída de tensión en R6 y R7. En serie con R7 se ha colocado D1 para estabilizar la corriente de

polarización. A través de R6 circula toda la corriente absorbida en reposo del circuito integrado, y en R7 circula solamente la corriente de polarización de los transistores finales del circuito monolítico T AA621. La tensión Ve es controlada y estabilizada por el T AA621 y toma un valor aproximado a Vcc/2. La ganancia en tensión viene dada por Av = R3 + R9/R3, limitando así la distorsión a valores verdaderamente despreciables y estabilizando la sensibilidad del amplificador.


196


p.

220 Jl

Figura 5.6. Esquema eléctrico. Cortesía de FAIRCHILD.

R4 y C6 constituyen la red Zoobel, quien junto a C3 y C4 garantizan una óptima estabilidad, bien sea con una carga puramente óhmica o con carga óhmica-inductiva.

Para un mejor funcionamiento del conjunto del amplificador aconsejamos montarTt y Tz sobre un disipador de 3°C/W, así como no superar 27,5 V. de tensión de alimentación pues se podría dañar el circuito monolítico. En la figura 5. 7 se representa el circuit_o · interno del monolítico T AA621.

5.2.3.3. Circuito núm. 3 Se trata de un amplificador de potencia clase B capaz de suministrar 8 W. a la salida con 14 V. de tensión de alimentación. El circuito integrado que constituye el amplificador es el TOA 2002, el cual sobresale de otros muchos por sus notables características, como ofrecer un alto grado de rendimiento gracias a su encapsulado tipo Pentawatt, (fig. 5.8), estar protegido


197


térmicamente, tener una protección contra sobreintensidades, contra la inversión de polaridad, contra una tierra flotante, así como contra transitorios de la línea de alimentación.

14

r--------------------------------------

1 1

1

1

1 1B 1 1

1

1

1

1

1

1

L

'- J

12

5

3

Figura 5.7. Circuito interno del TAA 621. Cortesía de FAIRCHILD.

o TOA 2004 1

2

3

4

5

Figura 5.8. Encapsulado tipo PENTAWAT.


198


El patillaje es el siguiente: (1) Entrada no inversora.

(2) Entrada inversora. (3) Masa. (4) Salida. (5) Tensión de alimentación. Todas estas características le hacen ideal para aplicaciones en autorradios donde las exigencias como reducción de espacio, facilidad de adaptación, bajo coste, flexibil~dad de montaje, etc, representan factores muy importantes. En la figura 5. 9 mostramos su circuito.


Es de notar que el número de componentes externos utilizados es excepcionalmente pequeño. Dos resistencias R1 y Rz determinan la ganancia en lazo cerrado (Av = Rz + R ¡/Rz), así como la red Cs y R3 evita las posibles oscilaciones en alta frecuencia cuando la impedancia del altavoz presenta una componente inductiva. En la siguiente tabla podemos observar las características elétricas y térmicas del TOA 2002.


CARACTERISTICAS ELECTRICAS V 5 = 14,4 V Tamb = 25°C salvo especificación en contra Parameter

Test conditions

Min.

Vs

Supply voltage

8

Vo

Ouiescent putput voltage (pin 4)

6.4

Id

Quiescent drain current (pin 5)

Po

Output power

d= 10% f = 1 kHz

Typ.

Max. Unit. 18

V

7.2

8

V

45

80

mA

Gv = 100 4.8 7

RL = 4 O RL = 2 O

w w w w

5.2 8

Vs = 16 V 6.5 10

RL = 4 O RL = 2 O V¡ (RMSIInput saturation voltage V¡

600

Input sensivity

B

Gv = Po= Po= Po= Po=

Frequency response (-3 dBl

100 0.5 W 0.5 W 5.2 W 8 W

RL = O Rx = 39 O

d

f= RL RL RL RL

1 = = = =

kHz 4O 2O 40 2O

15 11 55 50

mV mV mV mV

40 to 15,000

Hz

0.2 0.2

% %

Cx = 39 nF

f = 1 kHz Gv = 100 Po = 0.05 to 3.5W RL = 4 O P0 = 0.05 to 5W RL = 2 O

R¡

Input resistance (pin 1)

f = 1 kHz

Gv

Voltage gain (open loop)

RL = 4 O

mV

70 f = 1 kHz

150

kO

80

dB

DATOS TERMICOS Rth j ~ case Therminal resistance junction - case Valores máximos absolutos Vs Vs Vs lo lo Ptot Tstg, Tj

max TOA 2002

Tensión de pico de aliment. (50 ms) Tensión continua de alimentación Tensión de trabajo Corriente de salida de pico (repetitiva) Corriente de salida de pico (no repetitiva) Disipación de potencia a Tcápsula = 90 ° Temp. de almacenamiento y en la unión

TOA 2002A

40 V 28 V 18 V 3.5 A 4.5 A 15 w -40 a 150°C

Referencias numéricas TOA TOA TDA TOA

2002H 2002V 2002A H 2002A V

4

Con protección contra variaciones en la carga Sin protección contra variaciones en la carga

Características de( TOA 2002. Cortesía de SGS/ATES.


°C/W

200


5.2.3.4. Circuito núm. 4 En este caso, la figura 5. 1O nos muestra otro amplificador de potencia integrado monolítico.

100 11F

2

+

(10

CB 100 nF (3

R3

100pF

4.7 Il.

es

1.8nF

Figura 5.1 O. Esquema eléctrico. Cortesía de PHILIPS.

El circuito integrado TDA 1011 es un amplificador de potencia integrado clase B. Este dispositivo está alojado en un encapsulado SIL POWER de 9 patillas. Su principal característica es el margen de potencias que puede presentar a salida, ya que puede oscilar desde 1 a 6,5 W. dependiendo de la tensión de alimentación que le suministremos. La tabla siguiente nos muestra esta característica. Para el caso específico de la figura 5.10, se trata de un amplificador de 4 W. de potencia de salida. Vcc (V)

RL ({})

PIWI

16

4

6,5

12

4

4,2

9

4

2,3

6

4

1 ,O

Sus aplicaciones son muchas y variadas, pero principalmente se utiliza en amplificadores de baja tensión (autorradios, magnetófonos portátiles, etc.).


201


5.2.3.5. Circuito núm. 5 En este caso vamos a tratar un amplificador integrado de mucha más potencia que los anteriores, ya que son 40 W. los que puede suministrar sobre una carga de 8 n. Su circuito es el representado en la figura 5. 11 . Su principal elemento es el circuito TOA 1514, el cual se caracteriza por su robustez y potencia de salida, su encapsulado que es del tipo SIL POWER de 9 patillas y las protecciones contra sobrecarga térmica y frente a cortocircuitos de salida. El esquema eléctrico muestra que son necesarios muy pocos componentes exteriores para fabricar este amplificador de elevadas prestaciones. La fuente de alimentación necesaria para este integrado debe ser capaz de entregar una intensidad de al menos 3 A. La corriente de reposo del circuito amplificador, tal y como aparece en la figura, es de unos 60 mA, mientras que la tensión de alimentación no debe ser superior a ± 27,5 V. +Vce

.--.r-------r-----------------.---~

6 IC 1 (1

[>

o-!-1 1¡J 16v

(7

(6

5

2201-1 100 V

+

2201J 47v

TOA 1514 4

8

9 R3

R1 22K

(2 220p 22 n

(3

+

-

Figura 5.11. Circuito eléctrico. Cortesía de PHILIPS.


• e8 47fl 100v

202


Las resistencias Rz y R3 son las que determinan la ganancia de tensión en lazo cerrado del amplificador, que tiene un rango de 20 a 46 dB. Tanto para este circuito como para los anteriormente vistos, así como para los que veamos del tipo híbrido, recomendamos al lector que maneje las hojas y libros de características de estos dispositivos, ya que así dispondrá de toda la información disponible referente a cada uno de ellos, y de esta forma, operar como crea conveniente.

5.3. CIRCUITOS INTEGRADOS HIBRIDOS Los circuitos híbridos vienen a cubrir todos aquellos casos en que resulta imposible utilizar un circuito integrado, por las características propias de la aplicación. También permiten otra serie de posibilidades de integración bajo el diseño del cliente, que no ofrece el circuito integrado monolítico. Esta interesante alternativa hace que, en la práctica, el mayor número de modelos que se fabrican de circuitos híbridos correponda a diseños orientados hacia aplicaciones específicas de clientes y no de tipos estandarizados. Los híbridos son circuitos de dimensiones muy reducidas, donde se combina una integración de componentes pasivos con otros de tipo discreto, generalmente de pequeño tamaño, sobre una base común, sin que se pierda la identidad de cada uno de ellos. Son, por tanto, microcircuitos en los que los componentes pasivos están formados sobre un sustrato aislante, mientras que los activos (que pueden ser circuitos integrados monolíticos, transistores, diodos, etc), están conectados al circuito metalizado mediante hilos, y el circuito entero puede sellarse con una empaquetadura de plástico. La interconexión y ensamblaje de muchos componentes encarecen el circuito híbrido y resulta menos fiable que un circuito monolítico; sin embargo, pueden quedar equipados con mejores componentes que los conseguidos con estos últimos, y per· miten un mejor control de los valores precisos de los componentes. A la vez, son más versátiles puesto que pueden adecuarse para aplicaciones específicas y pueden fabricarse en cantidades más pequeñas que los circuitos monolíticos (manteniendo cierta rentabilidad) . Su principal y gran ventaja es que pueden trabajar con potencias y frecuencias a niveles no alcanzables con los circuitos integrados monolíticos.

5.3.1. Tipos Atendiendo a las técnicas mediante las cuales se obtienen los circuitos integrados híbridos, se distinguen dos tipos bien diferenciados:


CIRCUITOS INTEGRADOS HffiRIDOS

203

5.3.1.1. Circuitos híbridos de película gruesa (thick-film) Es la tecnología de integración que dio lugar a la aparición de los circuitos híbridos y consiste en la metalización de superficies cerámicas por métodos de serigrafía, seguidos de posteriores tratamientos con elevadas temperaturas. Presentan una serie de ventajas frente al circuito convencional o al integrado monolítico, tales como: precisión, calidad, elevado rendimiento y, sobre todo, que pueden acomodarse a cualquier diseño particular obteniendo los valores de componentes pasivos que se requieran, sin tener que limitarse a la gama de componentes discretos que existen en el mercado, cuyos valores y tolerancias se encuentran previamente establecidos. La utilización de este tipo de circuito es variadísima y va desde aplicaciones domésticas hasta equipos de comunicaciones y ordenadores.

5.3.1.2. Circuitos híbridos de película delgada (thin-film) Es otra tecnología diferente, que también se utiliza actualmente. En este caso, la disposición de los componentes pasivos sobre el sustrato se realiza mediante un proceso de vacío, en el que se evapora una fina capa del material conductor o resistivo sobre la superficie de dicho sustrato. El trazado de las pistas o vías necesarias se realiza empleando una máscara que protege las zonas que deben quedar sin cubrir, o mediante un sistema de eliminación de estas áreas, después de que el sustrato se haya recubierto por completo. Esta tecnología se emplea fundamentalmente en circuitería analógica, dada la gran precisión con la que se pueden obtener los elementos pasivos. (Para las resistencias, las tolerancias son inferiores al ± O, 1%)

5.3.2. Circuitos prácticos Igual que realizamos c~m los circuitos monolíticos, vamos a ver una serie decircuitos prácticos donde el componente principal lo constituye el circuito integrado híbrido. Como ya sabemos, su principal función es entregar a la salida potencias bastante elevadas, y son muchos los fabricantes y casas comerciales que los realizan; de ahí que hallamos intentado en los siguientes circuitos prácticos tratar diferentes tipos según los distintos fabricantes que los realizan. No obtantes, tanto para los circuitos híbridos como para los monolíticos, recomendamos de nuevo al lector que utilice los muchos libros de características técnicas y equivalencias publicados por las casas comerciales que fabrican estos tipos de


204


circuitos (Philips, Miniwatt, Burr-Brown, STK, etc.) porque así tendrá un mayor conocimiento de todos ellos y podrán escoger el tipo más adecuado para una aplicación específica.

5.3.2.1. Circuito núm. 1 Este es el primer montaje de un amplificador de potencia empleando circuitos integrados híbridos. Este circuito es del tipo SI-1025E, el cual es capaz de suministrar una potencia de salida de 25W. sobre de 8 {}. En la figura 5.12 se representa el esquema interno del amplificador híbrido SI-1025E formado por seis transistores y varias redes de compensación.

Figura 5. 12. Circuito interno. Cortesía de SANKEN ELECTRIC.

El significado de los terminales es el siguiente: (1) Tensión positiva (+Vce)

(2) Salida hacia el condensador de acoplo. (3) Realimentación. (4) Masa para salida. (5) Masa para entrada.


205

CIRCUITOS INTEGRADOS HffiRIDOS

(6) Entrada de señal. (7) Sin conectar. Todos los componentes, discretos e integrados, se hallan encapsulados en un mismo módulo de reducidas dimensiones (63 x 46 x 20 mm) y los únicos componentes exteriores necesarios son el condensador de acoplo y una red supresora de parásitos. De las hojas características del SI-1025E hemos sacado como más importantes las siguientes: • Máxima potencia eficaz de 25 W. • Carga de salida de 8 Q. • Tensión de alimentación de 48 V. • Máxima tensión de alimentación de 55 V. • Respuesta de frecuencia de 20Hz a 100KHz. • Distorsión armónica a plena carga de 0,5 %. • Ganancia en tensión de 30 dB. • Impedancia de entrada de 70 KQ. • Impedancia de salida de 0,2 O. • Capacidad del condensador de acoplamiento de salida de 2.200 p,F/50 V. en c.c. • Corriente de reposo de 30 mA. • Temperatura de trabajo de - 10 a

+ 70°C.

En la figura 5 .13 se ha representado el circuito eléctrico de un amplificador estereo fónico de 25 W. por canal, que utiliza dos módulos SI-1025E. Los condensadores y resistencias que se hallan intercaladas entre los terminales 2-3 y 2-4 se utilizan para reducir las oscilaciones parásitas. Para obtener los 25 W. es necesario aplicar a la entrada una tensión de 500 mV. Este amplificador puede ser utilizado en diversos equipos de audio como amplificador de alta fidelidad, para instrumentos musicales, sonorización de locales, etc.

5.3.2.2. Circuito núm. 2 El siguiente circuito describe un amplificador de audio de gran potencia, el cual emplea un amplificador del tipo LM 12, capaz de gobernar potencias de pico de hasta 500 W.


206


2200~

2200 ~ +

>---<>--.....---1

10

-

10

Figura 5.13. Circuito eléctrico. Cortesía de SANKEN ELECTRIC.

Como características dignas de mención del LM12 destacamos su alta capacidad de corriente de salida (situada alrededor de 10 A), así como su encapsulado en forma de T0-3 con cuatro terminales (figura 5.14). También dispone de unos circuitos de protección internos muy importantes, capaces de prevenir cualquier daño por exceso de carga o de tensión.

Figura 5.14. Encapsulado del LM 12.

La etapa de potencia de salida no está conectada al correspondiente terminal del circuito hasta que la tensión de alimentación no supera 14 V. ( ± 7V) . La desconexión de la etapa de salida es automática cuando la temperatura del circuito sobrepasa aproximadamente los 150°C. Asimismo, se pueden conectar dos LM 12 en paralelo o en configuración de puente en aquellas aplicaciones donde se necesitan grandes potencias (reguladores de tensión, excitadores de motores, motores paso a paso o controladores de .servos de potencia, etc).


207

CIRCUITOS INTEGRADOS HIBRIDOS

El circuito de la figura 5.15 es un amplificador para audio de 150 W. sobre una carga de 2U. C2

,....----t

6p8

220K

01,02 = BY229 IC1=LM12 Figura 5.15. Esquema eléctrico. Cortesía de NATIONAL SEMICONDUCTOR.

La etapa de salida incorpora dos diodos de protección. Estos dos diodos (DI y 0 2) previenen que la tensión de salida exceda la tensión de alimentación, cuando la etapa push-pull presente en la etapa de salida del circuito integrado se sobresature, y la carga del amplificador sea principalmente inductiva. Los diodos también protegen al circuito integrado cuando se cortocircuita la salida a la línea de alimentación positiva o negativa. El modelo LM12CL o el LM12C se pueden emplear con tensiones de alimentación de hasta ± 30 V. o ± 40 V. respectivamente. La corriente en reposo del amplificador se sitúa entre los 65 y 100 mA. La bobina L1 se realizará devanando 40 vueltas de hilo de cobre esmaltado de 1 mm. ae diámetro sobre la resistencia de potencia R4. Esta bobina sirve principalmente para asegurar una correcta operación de la rama de realimentación del amplificador con cargas capacitívas, tales como pantallas de alta constante inductiva o altavoces con filtros de cruce. Finalmente, el circuito integrado deberá alojarse en un radiador dimensionado adecuadamente, dependiendo de la aplicación y de la potencia de salida en cada caso.

5.3.2.3. Circuito núm. 3 El circuito de la figura 5. 16 es un amplificador de audio capaz de suministrar a la salida 35 W. de potencia sobre una carga de 8 U.


208


La ganancia de tensión en lazo cerrado viene dada por R1 y R2 según: Av

=

R1

+ R2/R2, limitando así la distorsión a valores casi despreciables y estabilizando la sensibilidad del amplificador. La red formada por Cs y R3 es la red de Zoobel, compensado así las posibles oscilaciones que se produzcan cuando la carga no es puramente resistiva.

1001\.

+Vce

C2

1K

o

1¡.Jf

=!=- 10 fJF

8 7

STK 082

es 3

47pF

-Vce 470 pf 100!1.

RZ 2.7K 47f!F

R1

R3 47K

RL

56 K

(4 10f!F

Figura 5.16. Circuito eléctrico. Cortesía de STK .

La tensión de alimentación que hemos de suministrar para obtener los 35 W. de potencia es ± 30 V., si bien no es aconsejable pasar de ± 43 V. puesto que acabaríamos por dañar el STK082. También hemos de colocar al STK082 un disipador para cuando lo empleemos a la máxima potencia de salida. Este disipador tendrá una resistencia térmica de 2,0°C/W. El circuito interno del STK082 es el representado por la figura 5.17. De las hojas características del STK082 hemos sacado como más importantes las siguientes: ' • _Máxima potencia eficaz de 35 W. • Carga de salida de 8

n:


209

CIRCUITOS INTEGRADOS HIBRIDOS

• Tensión de alimentación de ± 30 V. • Máxima tensión de alimentación de ± 43 V. • Respuesta en frecuencia (para - 1 dB) de 20 Hz a 100 KHz. • Tiempo de cortocircuito permisible en la carga 2 seg. • Distorsión armónica a plena carga de 0,2 %. • Ganancia en tensión de 26,4 dB. • Impedancia de entrada de 52 KQ. • Corriente de reposo de 100 mA. • Temperatura de trabajo de - 30 a

+ 100°C.

Figura 5.17. Estructura interna. Cortesía de STK.

5.3.2.4. Circuito núm. 4 El circuito de la figura 5. 18 es prácticamente igual al de la figura 5.16. Se trata de otro amplificador de audio, pero en éste se ha elevado la potencia de salida al doble, o sea a 70 W. sobre una misma' carga de 8 O.


210


El circuito híbrido que compone el amplificador de potencia en esta ocasión es el STK086, cuyo circuito interno no representamos, por ser prácticamente igual al del circuito híbrido anterior (STK082).

es 47pF

Figura 5. 18. Esquema eléctrico. Cortesía de STK.

Las redes de compensación, condensadores de acoplo, redes de realimentación, etc, son iguales que para el circuito anterior. La única diferencia digna de mención con dicho circuito está en los valores de los pocos componentes externos que lleva, así como la tensión de alimentación, la cual es para el STK086 de ± 42 V., no siendo aconsejable superar los ± 55 V. pues dañarían este circuito integrado. También sería gravemente dañado el circuito si no colocásemos un disipador con una resistencia térmica _de 1,4 °C/W para cuando pretendamos de él la máxima potencia. De las hojas características del STK086 hemos sacado como más importantes las siguientes: • Máxima potencia eficaz de 70 W. • Carga de salida de 8 O. • Tensión de alimentación de ± 42 V. • Máxima tensión de alimentación de ± 55 V. • Respuesta en frecuencia (para - 1 dB) de 20 Hz a 100 KHz.


211

BIBLIOGRAFIA DE AMPLIACION

• Tiempo de cortocircuito permisible en la carga 2 seg. • Distorsión armónica a plena carga de 0,05%. • Ganancia en tensión de 33,4 dB. • Impedancia de entrada de 52 KO. • Corriente de reposo de 100 mA. • Temperatura de trabajo de - 30 a

+ 100°C.


Amplificadores de potencia integrados. Revista ELEKTOR. Números 98-99. Julio-agosto, 1988.

-

Amplificadores de potencia integrados. Revista ELEKTOR. Números 110-111. Julio-agosto, 1989. Circuitos híbridos. Revista ELEKTOR. Número 117. Febrero, 1990. Guía de los circuitos integrados. Ediciones INGELEK. Madrid, 1985.

-

Integrados de audio. Revista ELEKTOR. Abril, 1990.

-

Jaquete, E. Moderna tecnología en amplificadores de audio. Revista Mundo Electrónico, 1988.

-

Low-Frequency Power Transistor and Hibrid /.C. Power Modules. PHILIPS Components. Holanda, 1989.

-


-


-

STK. Circuitos integrados híbridos de película gruesa. U.S.A., 1989.



-

Electronics Applications Sourcebook. Volumen 1 y 11. McGraw-Hill. U.S.A., 1986.


212


-

Cowles, J .B. Proyec:to de circuitos con semiconductores. Gustavo Gili. Barcelona, 1988.

-

Integrated circuits. DATA BOOKS. Borr-Brown. U.S.A., 1989.

-

Linear Integrated circuits. R.C.A . U.S.A, 1988.

-

Malvino, A.P. Principios de electrónica. Me Graw-Hill. (Segunda edición). México, 1986. PHILIPS. lntegrated circuits. Book ICOI. 1986. Semiconductors and integrated circuits. MINIWATT . Marzo, 1985. TECNOLOG/A 2-2. Electrónica Industrial. Ediciones Don Bosco. Barcelona, 1978.


CONCLUSIONES El diseño de un amplificador que cumpla ciertas especificaciones se realiza, normalmente, mediante aproximaciones sucesivas. Inicialmente se divide mentalmente en una etapa de entrada, unas etapas intermedias en cascada las cuales terminan en un paso excitador que gobierna la etapa de salida. La etapa de salida es lo que se diseña primero, basándose para ello en los métodos gráficos. La primera decisión es escoger la clase considerando para ello la potencia de salida, los elementos activos disponibles, el rendimiento deseado, la distorsión deseable, etc. Decidida la clase de funcionamiento, se diseña el amplificador con los transistores adecuados, la red de polarización y el tipo de acoplamiento a la carga. Se evalúan las necesidades de potencia de entrada a la etapa de salida y entonces se diseña el paso excitador. Las partes creativas del diseñador son, sin embargo, los elementos de estabilidad térmica, la realimentación a introducir, las posibles protecciones, etc. Una vez dicho esto, serán la audacia y experiencia del diseñador quienes resuelvan los posibles problemas que se le puedan plantear a la hora de realizar cualquier diseño.


Anexo

1

TIPOS DE CONTENEDORES

En este anexo se muestran algunos de los tipos de contenedores más usados en amplificadores de potencia, los cuales usamos en las tablas 1 y 2 del tema 1°.


216

ANEXO l . TIPOS DE CONTENEDORES

Case 1-G3 (TOc3 lype)

rL~·=t . .

... ...

MILUMETERS MAX

~

E SEATING PLAN E

STYLE 1: PIN l. BASE 2. EMITTER CASE-COLLECTOR

INCHES MIN MAX 0.85 0.450 0.250 0.038 0.043 D.IJS

-

22.23

1

e o

6.JS 0.97

'

11 .43

f

29.90

1.09 3.43 30.40

G H

10.67

11.18

1.117 0.420

1.191 0.440

5.21

5.12

0.205

0.225

f-t-..

16.64

17.15

0.655

0.675

••

-

0.1

7.92

3.84

4.09 13.34

-

-

T

0.161

0.151

-

4.78

0.525 0.188

All JEOEC d mleu~ions ;md nuln ~pply

Case 1-04 T0-204AA (T0-3 type)

J~E' •e

t.

IIATM'LAIII

•

D

•U-TEfll •• -

IIAlC

A

•

•

•.lJ

.......,

IIICttEI

.1

1.1

.11

' u

1 "111

1

1.1

STYLEI: Pllll. GATE 2. 10URCE

CASl DRAtl

NOTES: l. OIMENSIONS 0 ANO V ARE DATUIIIS.

Case 1-05 T0-204AA (T0-3 type)

2. [jJ IS SEATING PLANE ANO DATUII. 3. POSITIONAi. TOLERANtE FOR MOUNTING HOLE 0:

1 +11.1310.0051@ 1T lv®l FOR LEADS:

1 • II.13(0.0051@T 1V@ lo@l 4. DIMENSIDNS ANO TOLERANtES PEA ANSI Y14.S, ttn.

DIM

MtlLIMETERS MIN MAX 39.37

J5

21.1JI 7.62

0.97

1.09

30.15 10.921SC 5.4& BSC

1s.n a e

11.1 3.1!11 R U V


12.19 C.l9 7

U3

U3

3.11

C.tl

217

ANEXO l. TIPOS DE CONTENEDORES

Case 11.01 T0·204AA (T0-3 type)

Ln~AB

e

f;

.

K

SEATINt. PlANE

O ----STY.,.-l_E..._ 1: P11t 1. IASE 2. E.IIITTER CASE' COllECTOR

o

MllLIIIETliiS 111N IIAX

0111

-

"e

-

39.37 21.01

-

1

INCHE$ . Mili IIAX

1.550 0.830

1Jil. O.M ..ILJOIL 1.09 .0.039 O.IWJ

Lil~

D

0.99 E F !9.90 G 110.67 H ~J;I J 16.64 K 11.18 Q 3.14

3.43

Jll.40 11.18

5.\19 11.15 12.19 4.09 26.67

R

1.117 0.420 10 0.655 0.440 0.151

o.

-

0.135 1.197 ~ 0.2ZO 0.67~

0.480

o. m

1.050

IIOTE ' 1. OIM ''O'' IS OlA

Case 31.03 (T0-5) mLEI:

......

PHII. EJIInU 3. COLllCTOII

"'u I. LIA01'0$1HOIIIALTDLUIAIIII.. lt !loJI !I.Ql4! A!AitAIIQi l . ' ..... SliiAlllf MUO lllWHII l MIIUS P OlM. O OlA. ~All API'lY llJWUIII atiiUS l 0111 UAOOIMitfUISfllliTCONT"IIOUEOWITMIII P lEIIGTIIIIOIIIEYONDKOIMUISIOM l . :::o:-::-OTOLEIIAIIC1115KII 4. COITIIOLli"'DIIIIEitSIONUtCII

Case n-o4 T0-126 DIM A

1

e

o

2.9

2.31

"

1. 0.31 15.11

Q

R 1

u V

.

.1 2.46 o. 1 0.1191 2.41 0.14 .1 .Dl5 16.14 0.655 y 3 TYI' 4.01 0.1 3.7 .1 1.14 1.40 o. .os

F J K


•

G

M

STYlE g, PIN 1. GATE 2. ORAIN J. SOURCE

MllliMETERS IN CHES MIN MAX MIN MAX 1 .80 11.05 7.49 us 0.295 0.305 2.41 2.61 0.1195 0.105 0.51 .66 0.020 0.026

U4

3.68 1.02

-

.14 O.IM

0.155

-

218

ANEXO J. TIPOS DE CONTENEDORES

Case 79-02

T0-39 MllLIMETEftS

DIM MIN 8.89 8.00 8 e 6.10 D 0.406 E 0.229 0.406 G 4.83

•

MAX 9.40 8.Sl

INCHES MIN MAX 0.350 0.370 U.315 0.335 0.240 0.260 0.016 0.021 0.009 0.125 0.016 0.019

6.60 0.533 3.18 0.483 0.190 0.210 5.33 0.711 0.864 O.U28 0.034 J 0.737 1.02 0.029 0.040 K 12.10 0.500 l 6.35 - 0.250 M 45 NOM 45 NOM 1.27 0.050 9íiONOM o NOM 0.100 A 2.54

"

-

,

All JEDEC dimensions 1nd nolts 1pply. STYlE 6.

PIN l. SOURCE 2. GATE

l. OfWN (CASE_!

Case 8CHI2

T0-66 .... 1 TERS INCíiU Dlll IIAX ltiT IIH 1 11.94 12.70 U70 .500 &'JS 1.64 ro:Hif [lM D 0.71 Q.ll& 0.021 o.OJO 1.27 f.Jj ITMif .075 203 u f 0.151 0.962 e UJ 0.1 H .41 2.17 .105 J 14.41 14.!19 0.570 I.HO K t.14 O.Jal 1.}f T - l[liSif a .61 J. .14 .1 S l. - 1.3511 J.ll - 0.145 u - 1.7 All JEOEC Oimentions•nd 1nd Not• ,.,.,.

••

STYLE lo PIN l. IASE 2. EIIITTER CASE o COl lECTOR

o

1 H

'

Case 90-05

T0-127 IIILL IMII

• 1

D f

e

H

J

STYLE 1o

K

11

PIN 1. CATHOOE l.ANOOE J. GATE

STYLE 4o PINI.IITI 2. 11T2 J. GATE liT • IIAIN TERMINAl

o R

u .OTII l. DI. "O" UICOIITIOUID lllOMI ''M'' l . DIM .•, .• DIA TMIU J. MI.AT llll 'OITACT AlU 110n0111 4 LUDIWITNII 1.- · · AAO 01 TIUI POIITIOII"t AT MAIIMUM MTUIAt COIIOITIOI.


V

••

11. 1]

TERS A

ll.l l

11.57 11.11 1 Ul 1.01 1.24 3.51 1.71 U21SC .9 f.ll

11CHEI

••

UlS 0.4!15 0.1 5 O.tMl 0.131 0.1 0.105

IIAX

0645

0505 0.1 0.009 0.148 0.115

DTIJl D.R4 'll3f ¡:a,.-

"·" , 4.70 1.91 l. 2

fif

11.31

Ul5 U41

4.15 .1 1.48

TYP 0.115 0.115 .015 0.011 . 45 0.25

-

~

-

219

ANEXO l. TIPOS DE CONTENEDORES

Case 152

F

MILLIMETERS MIN MAX

IN CHES MIN MAX

9.14 9.S3 6.60 7.24 5.41 5.66 0.31 Q.53 .11 3.33 2.54 ase 194 4.1t 41 12.07 12.70 25.02 25.53 5. ,39 !.11 1.14 1.40

0.360 0.315 G.260 0.215 0.213 0.223 0.01 0.021 0.125 0.1 1 0.1DOBSC 0.155 0.165 014 16 0.475 0.5DO 0.115 1.005

DIM

A 1

e

D

F

6

" K L

D

-·Cl

STYLE 1: N

..-ll-J

R

0.094 0.045

se

0.106 0.065

PIN 1. EMITTER

2. BASE 3. COLLECTOR

Case 197.01 T0-204AA (T0-3 type)

....

•

IM T A$

1

31.31 11.30

o

1.

1.111 43

DIM A

(

f

8

" l

MI

31.37 21.

..

-

111

11.1

...

o.

0.017

-

1.177

0.013

a.ur

a.

11.11

12.11 0.440

24.

21

Q

R

....

INCHES

••

U10 1.510 0.710 0.130

o.m

0.110

400 0.161 1.1150

STYU 1: PIN 1. IASE

2. EMmER CASE. COLLECTOR

Case 221.02 T0-220AB

o• A 1

e

D f

8

" ~

l L

•a

STYLE 1: I'IN l. IASE

2. COLLECTOR 3. EMITTER 4. COLLECTOR


R S T

u

lv

-

.LLETERS IW[

15.11 1.15 4.01 0.&4 3.61 2.41 2.7t 0.31 12.10 1.14 4.13 2.54 2.D4 1.14 5.!17 1.11 1.14

IS.7S 10.21 4.12

o.a

3.13 U7 3.30 0.56 14.27 1.27 5.33 3.D4 2.7t 1.31 1.41 1.27

INCHES MIN MAX 0.620 0.405 0.160 0.190 0.025 0.035 0.142 0.147 0.0!15 0.105 0.110 .1 0.014 0.022 D.500 0.562 O.D45 0.1150 . 0.1111 0.210 0.100 0.120 0.010 0.110 0.045 o.os 0.235 0.255 O.DJO 0.050 O.D45

o.sss o.

220

ANEXO J. TIPOS DE CONTENEDORES

Case 306-04

T0-202AC

o

--

...

·LL-TEIIS MAX 21.14 22.35 1 Ul 10.41 e 4.38 us D O.H 0.74 F 3.$1 4.0& 2.41 2.&7 G UD l. A

" •a

J K

G

L~c J

R

í

12.11 1 1.91 3.!i6 1 7.17

1•CIIES MAX

D.IIO 0.110 0.390 0.410 0.173 0.113 0.023 0.02!1_ 0.140 0.110 0.015 D.I05 0&7 D 1 . .DI UIO O.SIO • O.D&S o. 0.390 0.400 0.1 O. ISO D. D.31

o

1 r.IS 10.11 3.11 9.14

J

STYLE 2 PIN l . EMITTER 2. COLLECTOR

1BASE

4. COLLECTOR

Case 340-01

T0-218 IIILLIMETERS DIM A

•e

D

'

E 6 H J

K

- ....l

K

GJ_jl-o 1. 2. 3. 4.

L

•o

ANDDE 1 CATHODE!SI ANODE2 CATHODEISI

Case 346-01

M0-040AA

¡ ;,

-~:..-~:;:~'!.TOFfll~ ·-·

t;l11~21 Xi

PIN 1. 2. 3. 4. 5.

GATE SOURCE SOURCE ORAIN ORAIN

OJI 12.70 15.81 12.19 4.04

IN CHES Mili MAX 21111 OJOO 0.830 11.10 U lO 0.621 5.01 0.165 0.200 IJ5 D.G40 O.o&5 1.&5 j)JI53 D.o&5 5.72 0205 0.225 3.20 O.OS5 0.126 0.64 0.015 0.025 15.49 0.500 0.610 16.51 0.625 0.650 12.70 0.410 0.500 4.22 0.158 0.188

MAX

...• ....... ........ ... ... •• -. ... •• ,., • ... MILLIMETEf'S

IN CHES

2.1190

1

UICJI

. ~· J~

mt,_~J

STYLE2:

Mili 20J2 15.41 4.11 1.02 1.)5 52f 2.41

.

NOTES: 1. OIIIIENSION A ANO 1 ARE DATUM$. l . IT)IS SEATING f'l.ANE. 3. P'OSITIONAL TOLEftANCE FOR

oo~NO~=~~~r!:l ti =-el ael 4. WMEN$10NING ANO TOLERANCING H.R ANSI YIU, 1973.


55J7

1

-

0. 40

6.10

7.11

0.11

J

1257 1.52

••

1011 11.92 23.57 5.01

V

6.76 14.73 5JJ 6.40 7.37

12.12

9.75 10.41 19.11 23.93 5.21 3.71

•' '-" ,_,. • ....

• X

O.

o.

0.11 0.021 0.032 43.l18SC 1.1058SC

F

l

2.120

56.lt 2.180 2.220

15.24 6.65 7.17

0.495

o.... 0.374 0.402 0.745 0.932 0.200 O.ll9 0.266 0.580 0.210 0.25

o.

o.

O-"'

0.314

D.412 0.755 0.942

.2 0.149 0.2116 0.600 O.llO 0.310

Anexo

2

TABLAS Y PERFILES DE DISIPADORES

En este anexo se muestran las tablas y perfiles de los disipadores más usados con transistores de potencia. (Cortesía de Semikron).


ANEXO 2. TABLAS Y PERFILES DE DISIPADORES

222

·cm

U20X 15

13 11

tl-f

U!~ 15

U25X25 ~

25



223

•ctw

LE100

¡;;

3 .5

¡

3 .0 25

35

100

ii

!,;;;

'f

1 >e

í! !Ni'''

.¡ w

2.0

r

14

;¡

~¡....,

-1

1.5 1.0

1 40

60

80

100

·ctw

LE122

120

160mm

¡-:-:- . ;:;:;;-¡¡

re¡;

3.5 '

140

>

3.0

:--.

l !t

¡-...,

2.5

,...., !""

2.0

3 w

50

1.5

11111

I•.•

11111··

,,,

~

1.0

,¡:,,

9

60

80

100

120

140

160

180mm.

122

M1

'CIW

...

.., ro..

29

IIJ

liH·

} .s 64

~

¡.... ¡-...

""

w

2

fO'¡;;; i-.l~ -;

1

1

¡, 40

60

80

IDO

120

140

160 mm

'CIW

M2

i\

¡ ,.

re

35

¡-...,

i''l'

!..:..

iiil'í'

¡;,

Gw

~

}.s

1. ~

M

100


M

100

1~

140

16Qn1m


224

'CM/

M3

2.6 2.2 34

1.8

11~ [·

100

1.4 1.0 0.6 40

60

80

100

120

140

160mm

'CM/ 3.0

PES

2.5

36

2.0 1.5

ls 40

1.0 0 .5 40

PE6

60

80

10b

120

140

16Qmm.

•CM/

2.5

38,5

2.0

15,2

5 8 ,5

1.5

1 1.0

40

107,9

PE7

60

80

100

120

140

80

100

120

140

160mm.

•CM/ 1.5

114,2

1.3 1.1

80

0 .9 0.7 0.5 40

106


160mm.


225

PE13

"'CIW 1.6 41,5 1 .4

1.2

15,4

1.0

1'

59,7

1

s••

0 .8 0 .6

'""'

-

165,5

SA2

"'CIW,-,--"T"""T"""T"""T--.-,........-..,........,...--r-r--r-11 4.0

1-+++-t-t"-+--1-++-+-t-t--+-i

33

J111

13

111 L1 25

40

60

80

100

120

140

160mm.

40

60

80

100

120

140

160!mm

100

120

99

SA4

"'CIW 3 .0 2.5 2 .0

uuu

41

1.5

¡..

111UH.

1.0 0 .5

130

LE10

80


140

160

180

200mm.


226

MA1

'CNY 2.0 1.75

1.5 82 1.25

1.0

40

60

80

100

120

140

160mm.

40

60

80

100

120

140

160 mm

40

60

80

100

120

140

160 mm.

120

140

160mm.

71,8

·cm

MA3

MAS

~I~ 31,5

PE11

'CNY 1.2

1.0

08

0 .6

0.4

0.2

142



K3

227

"CIW

4.5 4.0 3.5

~·

1\

30

40

...

2.5

2¡o/) ¡.¡

iiii

2.0 40

K5

60

80

100

120

140

160 mm.

•Ctw

1'

20 •

""' ¡ ~· 40

SA3

60

80

100

¡¡

1~

.·

¡ ~,

120

140

160mm.

"CIW

3 .5

·· ~

3.0

,.

¡...,

2.5

¡.., 39

? .0

....

'

1.5

¡;

·,,

' ,'

J.r

w ¡e;¡

1'""""'¡......_ '"!•"' '

1.0

1.. 60

~

80

100

1~

140

1Wmm

140

160mm.

"CIW

SA5

1.2

lOo..

1.0

1'

08

70

¡...,

"

0 .6

"""

....

0 .4 0 .2 40

60


80

100

120

228

ANEXO 2 . TABLAS Y PERFILES DE DISIPADORES

M702

119

60

80

100

120

140

160

180mm.

99,2

~·Ve$ 0.2

PE2

1•·

tJ.C

04

1·/ .

f•' ..

,.

li'c

100

70

90

110

140

180

220

. ---~~-"~-

py r:f ª-·{.

160

180

2QCmm.

130

150

170

190mm.

260

300

340

380mm

120 • 140

80

m

~ ~.

•CfW

1.2 1.0 0.8 06 90 04 0 .2

'C/W


229


-cm

PE4

1.2

A'

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·!ii

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f

1.0

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0 .8

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0.6

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0.4

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0.2

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14~Vj

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28~ V. 1~

80

100

120

160 mm.

140

150

-cm

PE12

1.3

~

1'' ¡ · ';'e -

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100

120

140

160Jmm.

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1''' 40

60

80

100

120

140

160 mm

80

-cm

SA13

1.

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1·''

JI• ;•i

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120

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¡;;,¡

40 100

so


ea

'lfi l 100

120

140

1somm.

ANEXO 2 . TABLAS Y PERFILES DE DISIPADORES

230

LE105

1.5 1.3

, 0.9

lo

07 05 80

100

120

140

160

180

200 mm

40

60

80

100

120

140

160mm

40

60

80

100

120

140

160mm

80

100

105

•ctw

M516

0.55

165

0.45

37

!~·

0.35 0.25

o 15 0.05

55

·ctw

PEB

0.6 0.5 0.4 78

03 0 .2

o1

•Ctw

PE9

0 .65

0 .45 0.35 0.25

63 0 .1 5

005 40 47


60

120

140

160mm

231

ANE:XO 2. TABLAS Y PERFILES DE DISIPADORES

•CNV 0.22

5A17

1FirH par la

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•''""

0.18

.....

"

0.14

1"'1

1'''

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0.1 0

!""'""""' 143 w r- ....

0.06

57 0.02

1~ 80

120

160

200

240

i+

-

Wl •"-

320 mm

280

"CNV 0.3

570 N

1'1\,.

0.25

210

~

'"

0.2

1~·

0.5

"

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'*:;

- OI!!JV1

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•CNV 0.28

100

140

"

180

"'(• 220

0 .24

260

300 mm .

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F Hpa

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200

3CIO\I

~

1'-..

0.1 0.05

....

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60

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~

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3CI)Vj 0.2 0 ,16

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...

l

86,2

0.12

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0,08 60

100

140

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180

l' '!

4CP\'<

.... 220

260

1M 300mm

•CNV 0.058

P16

i.''·

'

0 .054

206 0.050

0.046

["

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.... [;!

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0 .042

...

!'1 25

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'"

4

rt•

4

¡:•¡;;:

.; jo

0 .038

160

170


180

190

'0

200

210

220mm

232


PE14

llllllllllllllllllllllllllllll

25 40

60

80

100

120

140

160mm

40

60

80

100

120

140

160 mm.

220

260

200

PE15

34

1111111

1111111!

20

150

PE16

•crw .,......,.,~"""'"' 1 . \ ¡.....,.¡¡.:..j~.:;¡..._

0.9 0.7

,,,,,,,,,, ,, ,,,,,,,,~ 60

100

140

180

300mm.

200

SA16

'CIW , ........,...,.,.,....,.,......,...-,..,._,.,....,.,.,....,......... 0.65~~~~

0.55 0.45 0.35 0.25 0.15

80


120

160

200

240

280

320 mm.

Anexo

3

CARACTERISTICAS DE MONTAJE Y COLOCACION DEL TRANSISTOR Y DISIPADOR

En este anexo se pueden apreciar las características de montaje y colocación de algunos tipos de transistores y disipadores cuando se emplean en montajes de potencia.

T0-3 TORNILLOS (SCREWS)

~ ARANDELA DE MICA (MICA WASHER)

_; r

@/r

CASQUILLO AISLANTE (INSULA TING BUSHES) ARANDELAS (WASHERS)

@~ARANDELAS DE APRIETE ILOCK WASHERS) @ / T U E R C A S HEXAGONALES (HEXAGON NUTS)

1

~~CONECTORISOLDERLUG)

L--@ http://librosysolucionarios.net

234

ANEXO 3. CARACTERISTICAS DE MONTAJE

TP-220 TORNILLOS (SCREWSJ ARANDELA RECTANGULAR (RECTANGULAR WASHERJ ARANDELA DE MICA (MICA WASHER)

a:-0~

o~

<((/) ~~

!Q~

O:z: O ex: en a

00(1) <(-

:e(/) u(/)

g T0-218 i--SCREW. 4·40

OF~47A

MICA INSU~ATOR HO~E DIA. • 0.098·0.093 IN. ¡2.24·2.38 mm) HEAT SINK iCHASSIS)

DF548A INSU~ATING SHOU~DER

e - - 1 . 0. • 0.118 IN. 13.00 mm)

META~ WASHER ~OCK WASHER HEXNUT

@) @

~.~~OU~~~ ~~~~MAX

@

SO~OER~UG ~ HEXNUT

@


WASHER

ANEXO 3. CARACTERISTICAS DE MONTAJE Y COLOCACION

235

T0-1 26 (ST0-32)

TORNILLOS (SCREWJ ARANDELA CASQUILLO AISLANTE (INSULA TING BUSHESJ ARANDELAS (WASHERSJ ARANDELAS DE APRIETE (LOCK WASHERSJ TUERCAS HEXAGONALES (HEXAGON NUTSJ

a::---

olo:: e~

~(/)

t-. ü5<~: C..

-~.~.~ CJ: O ex:

(/)Q

ü5CI) ~ ::r:CI) u(/)

~

~

T0-202AB HIXNUT~

LOCK WAIHER ~ fi.ATWAIHER 0.1•H•.IU'-)

Df:MIA

O~HOU

~ 6~

MICA INIUL.\TOR fLATWAIHEA ICREW.-

~

~


236

ANEXO 3. CARACTERISTICAS DE MONTAJE Y COLOCACION

POWER HIBRID CIRCUIT PACKAGE

- - - - - - 2 Screwa, 6-32

DF293A Socket

~"'"''"

@ - - M e t a l washer

~

Lock waaher

@---- Hex. nut Note: Maxlmum torque applled lo mountlng llange ls 24 In-lb (0.3 kgl-m). OF293A la a aocket lo enable simple connectlon ol lhls module.

T0-208/T0-48

M,.im~o~rn tCNqul:

50 ifl.·lb tO.!t81o.tl·ft'll

"0rtiJ htrcl•"' ,.....,.,. . lo. lto'-Wcf.II\ICII ,..Cil;lft


237

ANEXO 3. CARACTERJSTICAS DE MONTAJE Y COLOCACION

T0-66 TORNILLOS (SCREWS)

~ )

0

/

@//

@/ @

ARANDELAS DE MICA (MICA WASHER) CASQUILLO AISLANTE (INSULA TING BUSHES)

ARANDELAS (WASHERS) ARANDELAS DE APRIETE (LOCK WASHERS!

~ TUERCAS

@

HEXAGONALES (HEXAGON NUTSJ

~ CONECTOR (SOLDER LUG)

¿97 -®

T0-204

NOTE: MAXIMUM fOROUE Af'Pl iE O TO MOIJNTI-.(i FlANGf 1$8 in.·lbi. 10.08 kgl ,..1.


Anexo

4

RESPUESTA EN FRECUENCIA

CURVA DE RESPUESTA DE FRECUENCIA DE UN AMPLIFICADOR Idealmente, un amplificador debería funcionar igual de bien en todas las frecuencias y amplificar igualmente todas las frecuencias de una banda dada, pero en la práctica ninguna de estas condiciones tan deseable se consigue. El funcionamiento de un amplificador sobre una banda de frecuencias queda especificado en la curva de respuesta en frecuencia . Una curva de respuesta en frecuencia es un gráfico que representa la ganancia de la amplificación respecto a la frecuencia de la señal. La ganancia puede expresarse como relación entre la señal de salida y la señal de entrada o en decibelios (dB). En las medidas de amplificación de audio, un decibelio (dB) es la variación más pequeña del nivel de salida discernible por el oído humano. Resulta inconveniente calcular la ganancia de potencia en las medidas de respuesta de un amplificador. La ganancia de la tensión es más fácil de medir, porque casi todos los instrumentos usuales, tales como osciloscopios, voltímetros, etc, responden con prontitud a la amplitud de la tensión. La amplitud de la corriente puede medirse también, pero normalmente implica abrir el circuito para conectar el dispositivo sensible a la corriente, mientras que la medida de tensión se hace por simple contacto en un punto dado del circuito. La ganancia de tensión se expresa mediante la fórmula: dB

=

lO log

Psal

cuando se conoce la potencia

Pent

dB

= 20 Iog

Y sal

cuando sólo se conoce la tensión.

Yent


240

ANEXO 4. RESPUESTA EN FRECUENCIA

dB

20 log

lsal Ient

cuando sólo se conoce la corriente.

Hablando estrictamente, las expresiones segunda y tercera en función de la tensión y corriente sólo son verdaderas si las resistencias de entrada y de carga son iguales. En los circuitos amplificadores, raramente se da este caso. Por ejemplo, en un tocadiscos, la cápsula del fonocaptor actúa sobre una resistencia de miles de ohmios mientras que la carga puede ser un altavoz de 4 O. Por pura conveniencia, el valor de los dB se calcula sin tener en cuenta las resistencias de entrada y de carga, pero no es necesariamente la verdadera ganancia de potencia. Es una cifra empleada sólo para referirse a ganancia de tensión o de corriente en un amplificador, y resulta especialmente útil para comparar ganancias a distintas frecuenc.ias. Al realizar las medidas de respuesta a la frecuencia, es muy conveniente emplear un oscilador de amplitud constante como fuente de señal. La tensión de salida se mide en bornes de una resistencia de carga, para asegurar que la respuesta de lacarga es igual a todas las frecuencias. En la figura siguiente se muestran la interconexión de aparatos para realizar un ensayo de respuesta a la frecuencia. ALIMENTACION ~p

OSCILADOR DE ENSAYO

db

AMPLIFICADOR

a., o"

OSCI LOSCOPIO

r- --

...,,

..J>

,1>

"''

1 ,.. - - , 1 L-4

,..J

1..--.J

CARGA

Ensayo de respuesta en frecuencia.

La señal de entrada se ajusta a un nivel convenientemente bajo para evitar la sobreexcitación (saturación) de cualquiera de las etapas del amplificador. Una sobreexcitación sobrecarga una o más etapas y el resultado puede ser una onda recortada. El recorte de la onda se detecta fácilmente con el osciloscipio, y por ello es conveniente emplear este aparato para medir la salida. La tensión que se lee en bornes de la resistencia de carga es una indicación de la potencia de salida. La ganancia en dB del amplificador puede calcularse con la expresión: dB

= 20 log

Ysal Y ent


241


TRAZADO DE LA CURVA DE RESPUESTA En la siguiente figura se ha trazado la curva de respuesta en papel semilogarítmico.

40 1

30

------ ---

aJ LJ

"'e u

20

'/

ro e ro

LJ

10

V

¡::;:

V-

3 db -- ---

- ------ --

------ 1 --- -

-

-

- -

o

1 1

1

1 1

1

1

o

'' '

1

:

\

1

~

o 1

o o

'o

1

o o

o o o

o o o o lf)

Frecuen cia , Hz

Curva de respuesta en frecuencia.

En papel semilogarítmico en uno de los ejes, a iguales magnitudes corresponden iguales distancias . En el otro eje, las distancias representan el logaritmo de las magnitudes, no las propias magnitudes. La distancia desde 10 a 1 tiene la relación 1011, igual que la distancia desde 100 a 10 o bien desde 1000 a 100, etc . Este eje es el que se emplea para la escala de frecuencias. Las ganancias se toman en el eje lineal. Un amplificador que tenga una ganancia constante sobre su ancho de banda nominal se denomina de respuesta "plana". En algunos amplificadores, esta característica es deseable, por ejemplo en un amplificador de audio de alta fidelidad. En otras aplicaciones, las curvas de respuesta se hacen deliberadamente con crestas y valles, a veces para compensar la debilidad de la fuente de la señal para las frecuencias correspondientes.

PUNTOS DE POTENCIA MITAD EXPRESADA EN dB Como ya sabemos, todo amplificador es proyectado para amplificar una banda de frecuencias. La frecuencia central en esta banda se llama frecuencia media y las frecuencias superior e inferior se llaman frecuencia de corte inferior y frecuencia de corte superior.


242


En relación a la salida de potencia del amplificador, la frecuencia de corte bajo se llama punto de potencia mitad. Es la frecuencia a la que la potencia de la señal es la mitad de la que corresponda a la frecuencia media. Una caída de tensión desde la plena señal al valor 0,707 (70,7%) da lugar a una caída de potencia a la mitad (50%). La razón es que la potencia es el producto de la tensión por la intensidad. Si 1.ma tensión dada V cae al valor de O, 707 V, según la ley de Ohm, la corriente I también descenderá a O, 707 l. La potencia neta en el circuito varía entonces desde VI watios a (0,707I) x (0,707V) = (0,7072) V.I o lo que es lo mismo 0,5 VI watios. En la curva de respuesta de la figura anterior quedan manifestadas las frecuencias de corte superior e inferior. Corresponden a los puntos de potencia mitad. Aunque la ganancia absoluta en potencia no puede ser calculada a partir de mediciones de ganancia de tensión, a menos que sean iguales las resistencias de entrada y salida, los cambios de potencia relativos sí se pueden. Cuando la tensión de salida cae en una cierta relación porcentual, la corriente de salida cae proporcionalmente porque se supone que la resistencia de carga permanece la misma. Por ejemplo, si hay una caída de 3 dB indicada por una caída de tensión, también hay 3 dB de caída de potencia de salida. Expresada en dB, una caída de 3 dB es equivalente a una caída de la potencia mitad . Esto puede comprobarse fácilmente sustituyendo valores numéricos en la expresión que da los decibelios (dB = 10 log [PsaiiPentD · En la fórmula, Psal y Pent (potencias de salida y entrada respectivamente) son dos niveles de potencia y el resultado de la diferencia en los niveles de dB. Supongamos que un nivel es la mitad que el otro o lo que es lo mismo, que Pem = 0,5 Psai· Sustituyendo en la fórmula general tenemos : dB = 10 log

~ Pent

Psal

10 l o g - - -

0,5 Psal 10 log 2

= 3 dB

ANCHO DE BANDA Se denomina ancho de banda del amplificador (AB) al margen de frecuencias comprendido entre la frecuencia de corte inferior (fei) y la frecuencia de corte superior (fc2). Podemos anticipar que, en general, una señal cuyas componentes de Fourier de amplitud apreciable estén dentro del margen de frecuencias fe 1 y fez pasará a través del amplificador sin excesiva distorsión.


Anexo

5

CIRCUITO PRACTICO

INTRODUCCION Como complemento a la teoría de los amplificadores de potencia, expuesta en los diversos temas que componen este libro, vamos a realizar el estudio tanto teórico como práctico de un amplificador típico que nos permita conocer el mecanismo para el diseño completo de este tipo de amplificadores. En la siguiente figura se representa el esquema eléctrico del amplificador objeto de estudio, del cual se desean obtener 5 W. sobre una carga de 8 n. con una sensibilidad de 0,5 V.

R4

Esquema eléctrico.


ANEXO 5. CIRCUITO PRACTICO

244

El orden que seguiremos es el siguiente: 1) Descripción del circuito. 2) Diseño teórico del amplificador.

3) Cálculo de los disipadores de los transistores finales. 4) Cálculo de la red Zoobel.

5) Diseño de la red de protección contra sobreintensidades. (Método FOLDBACK) 6) Tensiones continuas de polarización, intensidades de reposo y rendimiento real. (Medidas efectuadas sobre el circuito) 7) Sensibilidad del amplificador. 8) Distorsión de cruce. 9) Respuesta en frecuencia.

1O) Función de transferencia.

l. DESCRIPCION DEL CIRCUITO Este amplificador consta de tres etapas, las cuales describimos a continuación: • 1 a ETAPA: Está constituida por el transistor T 1 y sus componentes de polarización. Este transistor trabaja en clase A, por lo tanto circulará corriente por él durante el ciclo completo de la señal de entrada, y aun en ausencia de ésta. Esto conlleva un bajo rendimiento, teóricamente el 50%, mientras que prácticamente sólo se consigue un 25 ó 30%. Este inconveniente se ve compensado con una baja distorsión. La salida de esta etapa está acoplada en continua por emisor por lo qúe además sirve como adaptador de imp~dancias. • 2a ETAPA.' Constituida por el transistor T2 y sus elementos de polarización . Este transistor tiene dos misiones: una, servir de excitador a los elementos de potencia (transistores T3 y T4), y otra como fuente de corriente junto con o,, D2, R, y R2, para que así circule por ellos una intensiddd que asegure la polarizaci9n de los transistores de potencia. Esta etapa recibe como ya sabemos el nombre de ''DRIVER''. • 3a ETAPA: Esta etapa es la que nos proporciona la potencia del amplificador, · y está constituida por los transistores T3 y T4 montados en configuración simétrico complementaria. Como ya se ha explicado, en esta configuración T4 (NPN) amplifica los semiperiodos positivos de la señal, mientras que T3 (PNP) amplifica los semiperiodos negativos. T3 y T4 están polarizados en clase AB, circulando así corriente por la salida durante más de 180° y menos de 360° de la señal de entrada . Esta pala-


245


rización se consigue por medio de porcionando una VsE de 0,6 V.

o, y Dz que polarizan ligeramente las bases, pro-

El rendimiento de la clase AB es superior al de la clase A, e inferior al de la clase B. Este está situado entre un 50 y 80% .

2. DISEÑO DEL AMPLIFICADOR. (CALCULOS TEORICOS) Para realizar los cálculos de este amplificador, lo primero que debemos de conocer es la potencia que este ha de suministrar y el valor de la carga a la cual se la suministra. En nuestro caso pretendemos obtener una potencia de 5 W. con una carga de 8 n. Así pues, se desea PL = 5 W. y como: PL y como Imáx

= Ver lef =

Vmáx Imáx

V máxiRL nos queda:

Sustituyendo obtenemos el siguiente valor: 8,95 V. La tensión teórica de alimentación es: Vcc(teórica) = 2 Vmáx

= 17,9 V.

En la práctica, para compensar las posibles pérdidas, se suele tomar un 20% más de la tensión teórica; por lo tanto, la tensión de alimentación (V-.:) para este amplificador será: Vcc

= 2 Vmáx + 20% (2Vmáx) = 21,46 V. ::::: 22 V.

La intensidad máxima de la señal de salida viene dada por: Imáx =

Vmáx

8,25

= 1.12 A


246


De acuerdo con lo estudiado en la teoría, la potencia transistores de salida T 3 y T 4 vale: Pomáx(3-4)

= 0,2

PL

=\0,~ =

(Po)

que han de disipar los

1 W.

También sabemos que para los transistores de potencia Vmáx :::::: VCEmáx y que Imá... Así pues, necesitamos unos transistores de salida que cumplan las siguientes características. :::::: lcmáx·

V CEmáx(3-4) ~ 9 V. lcmáx(3-4) ~

1,12 A.

Pomáx(3-4) ~

1 W.

Con estos datos y con la ayuda de un libro de características escogemos los siguientes transistores. VcEmáx

BD-230 BD-231

Po

lcmáx

hfe

100 V

1,5 A.

10 W. 40 .. 160

100 V.

1,5 A.

10 W. 40 .. 160

El rendimiento (¡.¡,) del amplificador se calcula a partir de la potencia entregada por la fuente (Pcc) y la potencia máxima del amplificador (PL). A su vez, la potencia suministrada por la fuente atiende a la expresión: Pcc

Imáx

= Vcc - - = 7,84 W. 7r

Luego el rendimiento será: ¡.¡,=--

Pcc

5

7,84

= 0,633 ..... 63,3%

Como vemos, este valor contrasta con el rendimiento hallado en la teoría(¡.¡, = 78,5%). Esto es debido a que con este último no teníamos en cuenta las pérdidas. Las resistencias Rs y R9 son de estabilidad térmica y su valor ha de ser lo suficientemente pequeño para que no se produzcan en ellas pérdidas de potencia. Su nlor lo calcularemos más adelante; no obstante, las elegimos de: Rs = R9 = 0,5

n.


247


Estas deberían de disipar una potencia máxima (PRs-R9) del siguiente valor: (Hemos supuesto Imáx para las condiciones más desfavorables). PR8'R9 = V 1 = 12máx R = 0,5 1,122 = 0,64 W.

"='

1 W.

Para calcular el valor de R1 y R2, calculamos la intensidad que va a circular por ellas, la cual debe ser aproximadamente el doble de la intensidad de base de los finales T3 y T4. Así pues: lcmáx

la4máx

1'12 40

- - = 28 mA.

{3

IRI Va4

= 2 IB4máx = 54

mA.

V ce

= - - + 0,7 = 11,7

V.

2

= 200

Q

Si consideramos que R1 = R2, entonces cada una será de 100 n. En estas condiciones, estas resistencias tendrán que disipar una potencia (PRI-R2) de: PRI-R2 = R¡ 12RI = 100 0,054 = 0,3

w. ;::: 0,5 w.

La intensidad que circula por el "DRIVER" (T2) será Ic2. IRI

"='

Ic2

= 54

mA.

La tensión colector-emisor (V CE2) del T 2 será: V ce

VcE2 = Va3 = - - - 0,7 = 10,3 V. 2 La potencia P02 que ha de disipar será la siguiente: Po3 = VcE2 lc2 = 10,3 0,054 = 0,55 W. Por tanto, hemos de escoger un transistor que sea capaz de cumplir las siguientes características:

VCE2 ;;:: 10,3 V. lc2 ;;:: 0,054 A. P02 ;;:: 0,55 W.


248


Así pues, y con la ayuda de los diferentes libros de características existentes en el mercado, escogemos el BD-135, el cual tiene las siguientes características.

BD-135

Poz

VcE2

lc2

45 V.

0,5 A.

hfe

6W.

40 .. 250

Realizamos los cálculos siguientes para una ganancia intermedia. ({3 = 100) IB2

lcz

54

(3

lOO

= - - = - - = 540

p.A.

La intensidad que circula por R3 será más pequeña que la que circule por la base de Tz, (para que no se produzcan pérdidas), por ello la tomamos 10 veces menor. Así queda: IR3

R3

ls2

= 54 p.A.

"" 10

O,T

VB2

=--

13 KO "" 15 KO.

54

IR3

La intensidad que circula por el emisor de T 1 es prácticamente igual a la base de T2, por tanto: IE1 :::::: IB2

=

540 p.A.

lc1 "" IE1

=

540 p.A.

Igualmente sabemos que:

Como T1 está trabajando en clase A, para que el punto de polarización estecentrado tenemos que: VcEQ1

Vce

= --

11 V.

2

La potencia que T 1 disipará es P01, y esta es: P01

=

VcEQ1 lc1

= 5,9 mW.

Entonces, con los siguientes datos y los libros de características hemos de encontrar uno de los transistores apropiados. VcEI ;;::: 11 V.


249


ICI

~

540 p.A.

Pot

~

5,9 mW.

Tomamos el BC-107, cuyas características son:

BC-107

VcEt

Ict

45 V.

100 mA.

Pot

hfe

300 mW.

110

Ahora realizamos el cálculo de R4. Para ello sabemos: Vct = VEt

+

VcEt = 11

+ 0,7

= 11,7 V.

VR4-.:Vcc- Ve.¡ = 22- 11,7 = 10.3 V.

10 ' 3

= 19

KO :::::: 22 KO.

540

Para el cálculo de Rs y R6 nos basamos en el siguiente concepto: La ganancia en tensión del amplificador es: Av = - - =

Vcc/2

Para una sensibilidad de 0,5 V. la ganancia será: Av = - - = 22 1 2 Ve

=

22

0,5

Esta ganancia viene determinada por la red de realimentación del amplificador, o sea: R6

A v = - - = 22

Rs Si fijamos Rs = 2K20 (valor aleatorio, pues no nos interesa que se pierda intensidad, aunque va a influir también en la impedancia de ~trada del amplificador y nos interesa que sea alta), basta con despejar R6 para hallar su valor.

R6

= 22

Rs

= 50 KO

R7 se toma de un valor aleatorio, teniendo en cuenta que actúa como resistencia de entrada del amplificador y cuya misión es adaptar impedancias. Por eso, su valor debe ser alto. Elegimos el siguiente:


250


El condensador C3 se utiliza como capacidad Miller que crea un polo para estabilizar la ganancia con respecto a la frecuencia. Este condensador crea un polo a: fp

= ----2

1r

R1 {3¡ ¡\

Si fijamos : R7 {3¡

= 1 KU = 110

fp =20KHz .

Despejando obtenemos el valor de C3

c3

1

= ----= fp 2

1r

R7 {3¡

n

pF

C4 crea un cero, se toma de un valor lo suficientemente pequeño de manera que ' su reactancia no influya en el paralelo con R6. 500 KU

c4 tendrá el

=

Xc

para f = 20KHz.

siguiente valor: 15 pF

c2 actúa como filtro para que la tensión ve 1 sea lo suficientemente continua, ya que éste trabaja en clase A. Lo fijamos aleatoriamente: c2 =

25o ¡¡,F.

Cs se utiliza para desacoplar el punto medio de la resistencia Rt y R2 al ajuste medio. Debe tener una reactancia lo suficientemente baja como para que no influya en R2 , tomamos un valor de: Cs

= 150 ¡¡,F .

C6 se utiliza como protección contra los ruidos que pueden deteriorar la etapa de salida, ya que suelen ser unos picos bastante elevados. Tomamos el siguiente valor: C6

= 100 nF.


251


C7 debe tener una capacidad tal que para los periodos negativos de la señal, este sea para T3 como una fuente constante de tensión. Adoptamos el siguiente valor: C7

=

1.000 p,F.

3. CALCULO DE LOS DISIPADORES DE LOS TRANSISTORES FINALES En principio, comprobamos si es necesario disipador para los transistores T3 y T4. Sabemos que la potencia que los transistores son capaces de disipar sin disipador viene dada por: Po= Wat =

Tjmáx- Ta Rja

De las hojas· características del transistor obtenemos: • Tjmáx = 125 °C • Rja = 82,5°C

y suponiendo una temperatura ambiente de 25°C, obtenemos: Po=

125 - 25

82,5

= 1,2 W.

Contrastando este valor con la potencia máxima que en teoría disiparán los transistores finales T3 y T4 (Pomáx = 1 W) vemos, que aunque no es necesario usar disipador si es aconsejable, puesto que estos dos valores están muy próximos, y un pequeño aumento de la temperatura ambiente, etc, puede hacer que se supere este límite con la consiguiente destrucción del transistor. La resistencia térmica del disipador a emplear viene dada por la siguiente expresión:

Rl=

Tj- Ta

- Rjc- Rcct

Wat

Tj viene dada por la expresión Tj = K Tjmáx, donde eligiendo un factor de 0,6 resulta:


252


Rjc viene dada por la expresión: Rjc

=

Tjmáx- Te

125 - 25

Watmáx

10

Rcct la podemos encontrar. en la tabla 2 del tema 1°. Eligiendo contacto directo más pasta de silicona obtenemos un valor de:

=

Rcct

1°C/W

Sustituyendo todos estos valores obtenemos la resistencia térmica del disipador. Rct

Rct

=

=

Ta

Tj-

Wat

75-25

- Rjc - Rcct

- 10- 1 = 39°C/W.

4. CALCULO DE LA RED DE ZOOBEL La red de Zoobel (C z y Rz) se calcula teniendo en cuenta la inductancia L que presenta el altavoz, que tendrá que medirse en cada caso. Para el nuestro es: L Rz

= =

10 p.H. RL

= 8n

L Cz = - = 0,15 p.r R2 z

Así pues, damos a continuación la relación de los componentes que conforman el amplificador.

R1 = 100 n 1 w. R2 = 100 n 1 w. R3 = 15 Kü 1/2 W. R4 = 22 Kü 112 W. Rs = 2K2 ü 1/2 W. R6 = 50 Kü ajustable. R1 = 1 Kü 1/2 W . Rs = 0,5 ü 1 W. R9 = o,s n 1 w. Rz = 1 Kü 112 W . RL = 8 n 10 w . D1 = D2 = BY-133

c1 c2 C3

c4 Cs

C6 C1 Cz TI T3 T4 T2

= = = = = = = =

8 ¡tF. 250 ¡.tF. 72 1rF. 15 1rF. 150 1rF. 100 nF 1.000 ¡.tF.

0,2 ¡.tF.

= BC-107 = BD-231 = BD-230 = BD-136


253


5. DISEÑO DE LA RED DE PROTECCION CONTRA SOBREINTENSIDADES Utilizando el método de corriente regresiva tendremos el siguiente circuito de protección.

Circuito de protección. (FOLDBACK\.

Fijando el valor de la corriente de cortocircuito y como sabemt."lS el valor de la tensión de salida así como el valor de la intensidad máxima. ba5urá .:-en aplicar las fórmulas del apartado (4.4.3) para obtener el valor de los e~ del circuito de protección. Operando resulta: lsc

= 1 A.

(Corriente de cortocircuito)

Imáx = 1.12 A. (Corriente máxima) Vs = 11 V . (Tensión de salida)

La resistencia de emisor (RE guiente expresión: RE

=

Rs = R9) para los finales \ieue dada por la si-

Vs/Isc___ = O. 75 0 = Rs = R9 =---__;;;_..:::..:: Vs Im (1 + - ) - VsE

lsc


254


Como vemos, prácticamente coincide el valor que hemos calculado de RE con el que supusimos en el diseño del amplificador. Ahora calculamos el valor de Rz y R3 del circuito de protección. Para ello recordamos las siguientes expresiones: V sE

M=

= 0,95

lsc RE donde M es el factor de realimentación del divisor de tensión compuesto por R2 y R3, o sea: R3

---= R2 + R3

M

0,95

Para calcular el valor de R2 y R3 debemos de conocer la corriente de base del transistor }imitador, y tomar como valor de la corriente por el divisor R2 - R3 diez veces dicho valor. Así, si suponemos que la corriente de base del transistor !imitador (transistor del circuito de protección) es de 1 mA., para 1RZ-R3 tomaremos 10 mA. Observando el circuito sabemos que: V¡ - - = R3

+

R2

IR3-R2 y como durante el cortocircuito: V¡

= Isc RE = 1 0,7 = 0,7 V. 0,7

- - = Rz +

R3

IR3-R2 y como durante el cortocircuito: V¡

=

Isc RE

0,7

-10-.3 - =

R2

1•0,7 = 0,7 V.

+

R3 = 70 O

y esta última expresión relacionada con la del factor de realimentación nos da los valores de Rz y R3.

R2

=4n


255


6. TENSIONES CONTINUAS DE POLARIZACION. INTENSIDADES DE REPOSO Y RENDIMIENTO REAL. (MEDIDAS EFECTUADAS SOBRE EL PROPIO CIRCUITO) Las tensiones de polarización están indicadas en la siguiente figura. 15.8v

'

11.8v-~-+--~

C4

. . es

C3

Tensiones de polarización.

Las intensidades de reposo son las siguientes: • Intensidad de colector Tt = 412 JJ-A. • Intensidad de colector T2 (red de polarización Rt, R2, Ot y 02) = 70 mA. • Intensidad de colector T4 = 150 mA. Como podemos observar, esta intensidad (lc4) es muy elevada para régimen de reposo dado que los transistores finales disipan potencia en ausencia de señal. U na forma de reducir esta intensidad es disminuyendo la polarización de T 3 y T4, es decir, eliminando un diodo de polarización (Ot o 02), pero a costa de esto,

aumentará un poco la distorsión de cruce, como veremos en el apartado correspondiente. En estas circunstancias, la intensidad de colector en reposo por T 4 se reduce a 50 mA.


256


El rendimiento real del circuito viene dado por la potencia real en la salida y la potencia real que suministra la fuente de alimentación. Sus valores medidos en el circuito son:

=

PL(real)

V ef lef

Vmáx 8 Ver = - - = - - = 5,65 V.

-../2

-../2

Ier = 0,82 A. PL(real)

= 5,65 0,82

Pcc(real) = Vcc lec =

=

4,64 W.

22 0,38 = 8,36 W.

Por tanto el rendimiento real del amplificador, será: J.treal

=

4,64

PL(real)

0,57

= -- =

8,36

Pcc(real)

~

J.treal =

57%.

Como vemos, su valor está muy próximo al hallado teóricamente (¡.t

=

63%)

7. SENSIBILIDAD DEL AMPLIFICADOR La sensibilidad del amplificador es la tensión que hay que introducir a la entrada para obtener la máxima señal de salida sin recorte. Estas tensiones están representadas en el oscilograma n ° l.

•-

1

ri ~

p;¡it1

l tt

1

,.

111~

•

1 /l 1 \ 11

;;~

ti

1 1

1

1

a

!21

511 12

1 \

~ . 1

1

l

~

B'

OSCILOGRAMA N a 1


257

ANEXO 5 .. CIRCUITO PRACTICO

La tensión de entrada es de:

= 0,5

Vpp

Vmáx

V.

Vpp

= - - = 0,25

V.

2

mientras que la tensión máxima teórica era de 0,5 V.

8. DISTORSION DE CRUCE En los siguientes oscilogramas está representada este tipo de distorsión. • OSCILOGRAMA N° 2: En este caso tenemos puestos los dos diodos de polarización (DI y Dz) entre las bases de los transistores finales T3 y T4, no apreciándose así el efecto de distorsión de cruce. De este modo, la intensidad en reposo de los finales es muy elevada, por lo que nos veremos obligados a quitar uno de los diodos de polarización para reducir dicha intensidad, apareciendo así un poco de distorsión de cruce.

OSCILOGRAMA N o 2

• OSCILOGRAMA N° 3: Para este caso, hemos quitado un diodo de polarización, dejando otro entre las bases de los transistores T3 y T~. De es1e modo reducimos la intensidad en reposo de los finales.


258


OSCILOGRAMA N o 3

• OSCILOGRAMA N° 4: En este caso hemos quitado los dos diodos de polarización (D, y D2), apreciándose así muy bien la distorsión de cruce.

OSCILOGRAMA N o 4

9. RESPUESTA EN FRECUENCIA Para obtener el trazado de la curva de respuesta en frecuencia realizamos la tabla siguiente, en la cual, para una señal de entrada de 0,5 Vpp obtenemos diferentes valores de la tensión de salida. La tabla es la siguiente:


259


Vspp (VI

F (Hz)

Av (dBI

4,25 4,59 5,16 5,63 5,74 6.15 6,58 7,06 7,49 8 8 8 8 8 8 7,92 7,22 6,66 6,29 6,15 5,97 5,61 5,45 5,23 4,88 4,31

10 12 14 16 18 '20 25 30 40 60 100 1 K 5K 10K 15K 20K 30K 40K 45K 50 K 55 K 60K 66K 70K 80K 100K

18,61 19,57 20,28 21,04 21,20 21,82 22,39 23,00 23,52 24,08 24,08 24,08 24,08 24,08 24,08 23,90 23,21 22,50 22,01 21,81 21,55 21,00 20,50 20, 29 19,81 18,72

Con esta tabla construimos la respuesta en frecuencia .

<

:. _, .•., : ,•

o·•

:.

;-: _¡

"

:

l•.

.i

• :1

¡>

1:

. > ¡: ·. :... 1'

1:~·

:

j_J' . .

f ~~co·

~

: • ol : ~=' ' t•:;• · l~~·

JO.

.. liS' ' .

Ri'C.:l .ET r':" 1101

fc1

.

.

. • •:

··~

•

a

.,

=.;: - : .:~

I.:S'--"'"

l--:7~.~

102


.

.

.: .

:•

260


De la gráfica se deducen las siguientes frecuencias de corte: (Recordamos que las frecuencias de corte son aquéllas en las que la ganancia cae 3 dB. por debajo del nivel a frecuencias medias) . • Frecuencia de corte inferior FCI = 16 Hz • Frecuencia de corte superior Fc2

=

60 KHz.

El ancho de banda (AB) de este amplificador es por tanto el comprendido entre ambas frecuencias de corte, es decir: AB

=

16 Hz - 60 KHz.

10. FUNCION DE TRANSFERENCIA La función de transferencia del amplificador se observa en los siguientes · oscilogramas. • OSCILOGRAMA N° 5: Representa la función de transferencia del amplificador saturado y polarizando las bases de los transistores finales T 3 y T4 mediante los dos diodos 0 1 y D2. También podemos apreciar en este oscilograma cómo no aparece distorsión de cruce. puesto que ha sido eliminada mediante o , y D2.

OSCILOGRAMA N o 5

• OSCILOGRAMA N° 6: En este otro caso, también representamos la función de transferencia del amplificador con saturación, pero a diferencia del anterior hemos eliminado los diodos D 1 y D2 cortocircuitando así las bandas de los transistores finales. Por tanto, podemos apreciar cómo sí presenta distorsión de cruce el amplificador.


261


OSCILOGRAMA N o 6

• OSCILOGRAMA N° 7: En este oscilograma también representamos la función de transferencia del amplificador cortocircuitando las bases de los finales, (de ahí que aparezca distorsión de cruce), pero a diferencia del anterior, en este caso el amplificador no trabaja saturado.

OSCILOGRAMA N o 7


Anexo

6

ESPEJO DE CORRIENTE

Tenemos la siguiente figura. Ve e

¡

11

¡

1e

R¡

1b ~

A

i

¡2

¡le

En este circuito l1 circula hacia abajo por R1 y se divide en 1: e ls. b circula por el diodo de compensación mientras que ls entra por la base del transistor. (Recordamos que la característica de transferencia de un transistor es una gráfica de le en función de VBE).


ANEXO 6. ESPEJO DE

264

CORRIE~"TE

Suponiendo que la característica tensión-corriente (V-I) del diodo de compensación es idéntica a la característica de transferencia del transistor, entonces la corriente del diodo es igual a la corriente del colector, o sea, que:

Esta suposición es cierta, ya que VsE está aplicada tanto al diodo de compensación como al diodo de emisor del transistor. Analizando el circuito obtenemos que: I1 = h + Is

y sustituyendo en la suposición anterior (h : : : : le) resulta: I1

= le + Is

y como la corriente de base es mucho menor que la corriente de colector (ls < <
Esto es lo que se llama "ESPEJO DE CORRIENTE", que viene a decirnos que la corriente que entra en el nudo A (ver figura), se refleja en el colector del transistor, estableciéndose una corriente del mismo valor.


Anexo

7

TERMINOLOGIA Y PARAMETROS

a

Relación de transformación.

A

Ganancia del amplificador sin realimentar.

AB

Ancho de banda.

Ar

Ganancia del amplificador realimentado.

B¡

Amplitud de la frecuencia fundamental.

B2, B3

Amplitudes relativas de los armónicos segundo, tercero, etc.

D

Factor de distorsión total.

02, 03

Distorsiones relativas a los armónicos segundo, tercero, etc.

Estb

Ruptura secundaria inversa.

F

Factor de corrección si se utiliza ventilador.

fcl

Frecuencia de corte inferior.

fc2

Frecuencia de corte superior.

hFE

Ganancia de corriente. ({3)

Is

Corriente continua de base.

le

Corriente continua de colector.

Icmáx

Corriente de colector máxima.

leo

Corriente de colector de polarización.

lE

Corriente continua de emisor.

Ier

Corriente eficaz.


266

ANEXO 7. TERMINOLOGIA Y PARAMETROS

lmáx

Corriente de pico o máxima.

lsib

Ruptura secundaria directa.

lsc

Corriente de cortocircuito.

l¡

Corriente por el primario del transformador.

h

Corriente por el secundario del transformador.

K

Factor de corrección para fijar el valor de la Tj conociendo la Tjmáx·

M

Factor de realimentación en el método de limitación de corriente progresiva.

N¡

Número de espiras del primario del transformador.

Nz

Número de espiras del secundario del transformador.

Pcc

Potencia suministrada por la fuente de alimentación.

Po

Potencia disipada por el transistor.

PL

Potencia que consume la carga.

P¡

Potencia de salida relativa al armónico fundamental.

Rea

Resistencia contenedor-ambiente.

Rcct

Resistencia contenedor-disipador.

Rct

Resistencia del disipardor.

Rctv

Resistencia térmica del disipador, con ventilador.

Rja

Resistencia unión-ambiente.

Rjc

Resistencia unión-contenedor.

RL

Resistencia en la carga.

R'L

Resistencia de carga en el primario del transformador. (Para un sólo transistor).

R'\

Resistencia de carga en el primario del transformador (Para dos transistores).

RMS

Referente a valores eficaces.

Ta

Temperatura ambiente.

Te

Temperatura del contenedor.

Tct

Temperatura del disipador.


ANEXO 7. TERMINO LOGIA Y PARAMETROS

267

TJ

Temperatura alcanzada por la unión del transistor durante su funcionamiento.

Tjmáx

Temperatura máxima que puede soportar la unión del transistor sin fundirse.

T.H.D.

Distorsión armónica total.

Tstg

Rango de temperaturas límite (mínima y máxima).

Vs

Tensión en la base.

V sE

Tensión base-emisor. Tensión de alimentación.

V cE

Tensión continua colector-emisor.

VcEmáx

Tensión colector-emisor máxima.

V cEo

Tensión de ruptura del transistor.

VcEQ

Tensión colector-emisor de polarización.

VE

Tensión en el emisor.

Ver

Tensión eficaz.

Vmáx

Tensión máxima.

V¡

Tensión del primario del transformador.

Vz

Tensión del secundario del transformador. Tensión de umbral.

Wat

Potencia que queremos hacer disipar al transistor.

Watmáx

Potencia máxima que el transistor puede disipar con una temperatura del contenedor de 25 °C. Rendimiento.


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Towers, T.D. Tablas universales TOWERS para selección de transistores. Marcombo. Barcelona, 1986.


CIRCUITOS INTEGRADOS. Cómo utilizarlos. Warring. 136 páginas. Contiene un total de 84 circuitos prácticos diferentes. Pretende explicar y "clasificar" circuitos integrados de un modo sencillo. Incluye relación de circuitos prácticos y un interesante capítulo dedicado al estudio de los órganos electrónicos. Estudia igualmente los amplificadores operacionales y de audio y los circuitos digitales.

CIRCUITOS INTEGRADOS LINEALES. Sus aplicaciones. Torres Portero. 280 páginas. Se analizan las fuentes de alimentación que emplean reguladores de tensión integrados . La mayor parte de los capítulos se refieren a las aplicaciones básicas de los circuitos integrados lineales. Proporciona al técnico una visión clara y muy completa de las posibilidades del componente en cuestión. M Torn

PortPto

'..'"'""'"''!!

circuitos integrados lineales

IC. CIRCUITOS INTEGRADOS LINEALES. EQUIVALENCIAS (con designación de patillas). Muiderkring. 260 páginas. De gran utilidad para los profesionales y técnicos de servicio y mantenimiento. Tablas de equivalencias que recopilan los distintos tipos de circuitos con sus equivalencias totales o las más próximas, para realizar la sustitución.

COMO DEBEN EMPLEARSE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS. Oehmichen. 620 páginas. De interés especial para profesionales de la electrónica y la informática, técnicos de servicio, estudiantes de escuelas técnicas o F.P. Incluye un estudio de la evolución probable y el porvenir de los circuitos integrados .


OTRAS OBRAS SOBRE ELECTRONICA Y CIRCUITOS

PUBLICADAS POR

6@~~

AMPLIFICADORES OPERACIONALES EN AUDIO. Jung. 232 páginas. Describe una serie de métodos para conseguir el pleno potencial de los amplificadores de audio. El lector, ya familiarizado con la teoría básica de los amplificadores operacionales, encontrará distintas aplicaciones, tanto teóricas como prácticas.

AMPLIFICADORES OPERACIONALES. Teoría y montajes prácticos. García y Gutiérrez. 164 páginas. Describe el funcionamiento de los amplificadores operacionales, enfocados desde el lado práctico de su empleo. Proporciona ejemplos concretos y comprobados de su utilización en diversos campos de la electrónica, bien de medición, control o simple amplificación de señales variables con el tiempo. Libro útil, tanto para el ingeniero que empieza, como a los técnicos y aficionados.

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