Projeto Completo de um Conversor ±12Vcc e 10A com a Topologia Half-Bridge

=

UNIVERSIDADE ESTADUAL DE LONDRINA

CENTRO DE TECNOLOGIA E URBANISMO DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA PROGRAMA DE MESTRADO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

JOSÉ AUGUSTO COEVE FLORINO

Projeto Completo de um Conversor ±12Vcc e 10A com a Topologia Half-Bridge

Londrina 2010

III

UNIVERSIDADE ESTADUA ESTADUAL L DE LONDRINA LONDRINA

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JOSÉ AUGUSTO COEVE FLORINO

Projeto Completo de um Conversor ±12Vcc e 10A com a Topologia Half-Bridge

Trabalho apresentado ao curso de pós-graduação em nível de Mestrado na área de Engenharia Elétrica, da Universidade Estadual de Londrina, como requisito parcial para a aprovação da disciplina de Fontes Chaveadas (2ELE030). Prof. Dr. Carlos Henrique Treviso.

Londrina 2010


IV

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RESUMO

Em uma das etapas para a construção e calibração de um medidor de umidade baseado na espectrometria NIR houve à necessidade de transformar corrente alternada em continua para o seu funcionamento. A partir de um conversor half-bridge é gerada uma tensão de 24Vcc e com a possibilidade de ligação para ±12Vcc com 10A para o funcionamento do elemento peltier e componentes do sistema gerando assim uma potência de 240W. Para isso, é utilizado como fonte de energia elétrica, a rede elétrica convencional, podendo variar de 127Vca a 220Vca. Para que o circuito funcione adequadamente, foi acrescentado ao controle um limitador de corrente, um sensor de nível de tensão e de corrente. Palavras-chave: conversor,

controle, half-bridge, ponte-completa.


V

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INTRODUÇÃO

Este trabalho tem por meta servir de apoio ao ensino de graduação e pós-graduação, como material didático, podendo também ser utilizado de uma forma muito útil em equipamentos onde há a esta necessidade de tensão e corrente, como por exemplo, bancadas para testes e equipamentos de uso específicos. Usando a energia elétrica disponível pelas concessionárias locais, pode-se ligar um rádio amador, usar um equipamento elétrico para dar manutenção a outros equipamentos ou então ligar um sistema de comando eletrotécnico; ou seja, com o auxilio do conversor qualquer pessoa pode fazer uso de uma tensão de 24Vcc ou de 12Vcc com 10A em qualquer lugar, desde que tenha conexão com a rede elétrica. Para que isto venha a ser possível, será implementado um projeto que faça a conversão da tensão de 127Vac ou 220Vac para 24Vcc com a possibilidade de ±12Vcc, com potência de saída de 240W, fazendo uso de um conversor que fará, respectivamente, a redução. Na conversão será usado o modelo half-bridge (TREVISO, 2009) devido às necessidades de tensão e corrente do projeto, enquanto

que na retificação, será usado o modelo de ponte completa com dobrador de tensão (TREVISO, 2005; BARBI, 2007) para o controle do sinal de saída desejado, o CI SG3525 (TREVISO, 2009).


VI

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LISTA LISTA DE ILUSTRAÇÕES ILUS TRAÇÕES

Figura 1.1: Possibilidade de ligações AC ..................................................................................... ........................................ ............................................... 16 Figura 2.1: Retificação Retificação AC/DC ..................................................................................... ........................................ ............................................................. ................ 18 Figura 2.2: Retificação Retificação AC/AC ..................................................................................... ........................................ ............................................................. ................ 19 Figura 2.3: Entrada AC ................................................................................... ...................................... ............................................................................ ............................... 21 Figura 2.4: Topologia de Retificação de Controle da Fonte.......................................................... .......................................... ................ 22 Figura 3.17: Circuito para estabilizar a tensão do controle ........................................................... 26 Figura 2.5: Espectro de Tensão do Circuito Retificador do Controle ........................................... 27 Figura 2.6: Estágio de Entrada de uma Fonte Chaveada Típica ............................................. .................................................... ....... 29 Figura 2.7: Topologia do Estágio de Entrada da Fonte Chaveada como Retificador de Onda Completa.................................................................................. ..................................... .......................................................................................... ............................................... 31 Figura 2.8: Topologia do Estágio de Entrada da Fonte Chaveada como Dobrador de Tensão ..... 37 Figura 2.7: Circuito Equivalente do Dobrador de Tensão Operando em Vac mim .......................... 41 Figura 2.8: Espectro de Tensão do Circuito Dobrador de Tensão Operando em Vac mim .............. 42 Figura 2.8: Circuito Equivalente do Dobrador de Tensão Operando em Vac máx .......................... 43


VII

__________________________ ________________________________________ ____________________________ ___________________________ _____________ Figura 2.9: Espectro de Tensão do Circuito Dobrador de Tensão Operando em Vac máx .............. 43 Figura 3.1: Conversor half-bridge com dois enrolamentos enrolamentos no secundário secundário.................................... 46 Figura 3.2: Entrada do Conversor half-bridge ............................................................................... 48 Figura 3.3: Curva B-H para o caso do transformador.................................................................... ..................................... ............................... 53 Figura 3.4: Topologia do conversor half-bridge ............................................................................ 68 Figura 3.5: Espectro de tensões e correntes de saída do conversor half-bridge ............................ 69 Figura 5.1: Diagrama de blocos representando representando o controle para o conversor................................. 76 Figura 3.2: Esquema elétrico elétrico referente referente ao bloco A ................................................. .... ................................................................... ...................... 78 Figura 3.3: Circuito Circuito interno ao CI SG3525 .................................................................................. ..................................... ............................................... 79 Figura 3.4: Esquema elétrico referente ao bloco B........................................................................ ......................................... ............................... 82 Figura 3.5: Esquema elétrico referente ao bloco C........................................................................ ......................................... ............................... 84 Figura 3.6: Circuito referente referente ao bloco D ..................................................................................... ........................................ ............................................... 85


VIII

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LISTA DE TABELAS

Tabela 1: Condições para a operação do projeto ........................................................................... ...................................... ..................................... 17 Tabela 2: Dados do Transformador Transformador do Circuito de Controle ........................................................ 23 Tabela 3: Dados do Dobrador Dobrador de Tensão ...................................................................................... ...................................................................... ................ 30 Tabela 4: Resultados obtidos na simulação do dobrador de tensão........................................ ....... 44 Tabela 5: Condições para a operação operação do conversor conversor....................................................................... ........................................ ............................... 47 Tabela 2: Especificações Especificações para o transformador ............................................................................. ........................................ ..................................... 55 Tabela 3: Características do núcleo 30/15/14 ................................................................................ ........................................... ..................................... 56 Tabela 7: Valores específicos para o indutor................................................................................. ............................................ ..................................... 61 Tabela 8: Características do núcleo 20/10/5 ............................................. .................................................................................. ..................................... 62 Tabela 4: Resultados obtidos na simulação do conversor half-bridge .......................................... 69


IX

__________________________ ________________________________________ ____________________________ ___________________________ _____________

SUMÁRIO

1 INTRODUÇÃO.................................. INTRODUÇÃO.............................................................. ........................................................ ................................. ..... 15 2 CIRCUITO RETIFICADOR ................................................................... ............................................................................ ......... 18 2.1 INTRODUÇÃO ..................................................................................................... 18 2.2 RETIFICADOR DE ONDA COMPLETA COM FILTRO CAPACITIVO ................... 22 2.2.1 ESTABILIZADOR DE TENSÃO DO CONTROLE .............................................................. 25 2.2.2 Resultados obtidos ............................................................................................................. 27 2.2.3 Considerações finais .......................................................................................................... 28

2.3 RETIFICADOR DOBRADOR DE TENSÃO .......................................................... 28 2.3.1 Resultados obtidos ............................................................................................................. 40 2.3.2 Considerações finais .......................................................................................................... 44

3 CONVERSOR DC/DC .................................................. .............................................................................. ................................. ..... 45 3.1 HALF-BRIDGE: HALF-BRIDGE: DESCRIÇÃO TEÓRICA .............................................................. 45 3.2 EQUACIONAMENTO E PROCEDIMENTO DE PROJETO DO CONVERSOR HALF- BRIGDE 47 3.2.1 Transformador .................................................................................................................... 52 3.2.2 Corrente de saída ............................................................................................................... 60 3.2.3 Razão cíclica mínima .......................................................................................................... 60 3.2.4 Indutor ................................................................................................................................. 61 3.2.5 Capacitor de saída .............................................................................................................. 63


__________________________ ________________________________________ ____________________________ ___________________________ _____________ 3.2.6 Chaves ................................................................................................................................ 66 3.2.7 Diodos ................................................................................................................................. 67

3.3 Resultados Resultados obtidos ............................................................................................... 68 3.4 Considerações Considerações finais ............................................................................................ 70

4 Buck Equivalente ........................................................ .................................................................................... ................................. ..... 71 4.1 Introdução ............................................................................................................ 71 4.2 Procedimento Procedimento de projeto ...................................................................................... 72 4.3 Considerações Considerações finais ............................................................................................ 74

5 CONTROLE PARA O CONVERSOR aC/DC................................................. aC/DC................................................. 75 5.1 Introdução ............................................................................................................ 75 5.2 Método de controle para o conversor DC/DC ....................................................... 76 5.2.1 Bloco A – gerador dos pulsos PWM ................................................................................... 77 5.2.2 Bloco B – amplificador de corrente ..................................................................................... 81 5.2.3 Bloco C – comparação de corrente .................................................................................... 83 5.2.4 Bloco D – comparação de tensão ....................................................................................... 85

5.3 CONSIDERAÇÕES CONSIDERAÇÕES FINAIS SOBRE O CONTROLE ............................................ 87

6 Considerações finais ........................... ....................................................... ........................................................ ............................ 88

X

Centro de Tecnologia e Urbanismo Departamento de Engenharia Elétrica Programa de Mestrado em Engenharia Elétrica

1

INTRODUÇÃO

Devido à alta tecnologia contida nos aparelhos eletroeletrônicos as suas fontes utilizadas para a conversão AC/DC foram sendo cada vez mais solicitadas e de uma qualidade de fornecimento de tensão e corrente cada vez mais estabilizada. Começaram assim a serem desenvolvidas as fontes chaveadas que apresentam um alto rendimento e uma capacidade de compactação superior, substituindo assim as fontes reguladoras convencionais, mais conhecidas como lineares com seus volumosos transformadores, pesadas e dissipativas. (BARBI,2007). Alem disso, as fontes lineares são largamente empregadas como fonte de alimentação do circuito de controle para as fontes chaveadas por necessitarem de um circuito independente para usa operação. Diante da necessidade da construção e calibração de um medidor de umidade baseado na espectrometria NIR, que contem componentes eletrônicos para seu funcionamento a projeto em questão iniciou-se.


Como se trata de um equipamento amplamente utilizado desde pequenas indústrias de beneficiamento de grãos e em até escala industrial as possibilidades de tensões encontradas são inúmeras e o projeto atende as mais comuns, como mostra a Figura 1.1.

Figura 1.1: Possibilidade de ligações AC

As partes dimensionadas são apresentadas na Figura 1.2 e serão detalhadas nos próximos capítulos.

Figura 1.2: Diagrama de Blocos do Projeto


Para o projeto, utilizam-se as seguintes considerações de informações contidas na tabela 1: Tabela 1: Condições para a operação do projeto Especificação de projeto

Valor

Tensão máxima de entrada ( V E ( MÁX ) )

220Vac ±10%

Tensão mínima de entrada ( V E ( MIN ) )

127Vac ±10%

Tensão de saída ( V S )

24Vdc ou ±12Vdc

Queda de tensão sobre os diodos ( V DIODO )

1,0V

Tensão entre o coletor e o emissor dos transistores na saturação ( V CE ( SAT ) )

1,00V

Freqüência de operação ( f S )

100 kHz

Potência de saída ( PS )

240W

Razão cíclica máxima ( D MÁX )

0,45

Densidade de campo magnético máxima ( B MÁX )

0,25T

Corrente mínima de operação

10% Io

Corrente de saída ( I o )

10A

Tensão máxima de entrada no conversor half-bridge ( half-bridge ( Vimax )

380Vcc

Tensão mínima de entrada no conversor half-bridge ( half-bridge ( Vimin )

260Vcc

Rendimento total ( η )

0,8

Corrente INRUSH

20%


2

CIRCUITO RETIFICADOR RETIFIC ADOR

2.1 INTRODUÇÃO

Os conversores estáticos de energia elétrica, assim chamados porem mais usualmente de circuitos retificadores, possui duas situações básicas básicas de conversão, conforme as Figuras 2.1 e 2.2.

Figura 2.1: Retificação AC/DC


Figura 2.2: Retificação AC/AC

A conversão da corrente alternada (AC) em corrente alternada (AC) é feita por meio de transformadores. Essa conversão é útil quando se deseja aumentar ou reduzir a tensão da rede de alimentação. A conversão da corrente alternada (AC) em corrente contínua (DC) pode ser realizada por meio de um ou mais diodos retificadores. Os circuitos retificadores constituem a primeira etapa de uma fonte de alimentação. São compostos basicamente por diodos retificadores, que geralmente são alimentados por um transformador. (CHOUERI,2008).


O retificador AC para DC é usado para a obtenção de uma tensão DC constante a partir de uma fonte de tensão alternada, onde a tensão média na entrada depende do tempo em que a saída permanece ligada à entrada. Para efetivar tal retificação, são utilizados capacitores e diodos. Entre os retificadores AC/DC, existem mais dois modelos fundamentais dos quais derivam outros: o de onda completa, que produz uma tensão de saída menor ou igual ao valor de entrada ( V E ), o com filtro capacitivo, que ajuda a filtrar o sinal e manter por um período de tempo em função do seu capacitor e carga e o dobrador de tensão que fornece uma tensão de saída maior ou igual ao valor de tensão de entrada. Para estes retificadores, utilizam-se as técnicas de Analise de Circuitos (AHMED, 2000). Entre todos os modelos de retificadores AC/DC o que mais se aplica ao uso neste projeto, como foi dito anteriormente, é o dobrador aliado a topologia half-bridge que terá seu funcionamento detalhado, apresentando suas principais formas de onda, além de todo o equacionamento envolvido com o conversor e com seus principais componentes (filtro de saída e transformador) e finalizando o capítulo com os procedimentos de projeto para trazer à prática o half-bridge, dentro da realidade do projeto. Será utilizada no projeto em questão a topologia de retificação AC/DC do tipo onda completa com filtro capacitivo para o circuito de controle da fonte e a topologia de dobrador de tensão para o conversor half-bridge. A entrada AC é mostrada na Figura 2.3 com as derivações de entrada para o retificador de onda completa dobrador de tensão e o retificador de onda completa com filtro capacitivo.


Figura 2.3: Entrada AC

O componente J1–CON2 é um conector onde é ligada a tensão em corrente alternada o componente F1–FUSEHOLDER é responsável pela proteção do circuito da fonte enquanto o componente F2–FUSEHOLDER faz a proteção do circuito do controle. As chaves SW5 e SW6 são responsáveis pela ligação e desligamento de todo o sistema atuando de modo a interromper os dois condutores que levam tensão e corrente para todo o sistema, na pratica devera ser uma chave de duplo contato fazendo essa comutação de modo simultâneo tanto no momento de ligar quanto no de desligar.


2.2 RETIFICADOR DE ONDA COMPLETA COM FILTRO CAPACITIVO

Considere o circuito retificador de onda completa com carga resistiva e capacitor de filtro mostrados na Figura 2.4.

Figura 2.4: Topologia de Retificação de Controle da Fonte

O projeto da fonte de alimentação do circuito de controle foi projetado seguindo os passos de CHOUERI,2008.

Centro de Tecnologia e Urbanismo Departamento de Engenharia Elétrica Programa de Mestrado em Engenharia Elétrica Tabela 2: Dados do Transformador do Circuito de Controle Especificação do Transformador

Valor


220Vac


127Vac


15Vdc

Corrente de saída ( I o )

1A

A tensão de ripple pico a pico vale: Vrpp V L V rpp 15 = = ⇒ Vrpp = 3V ⇒ 2 10 2 10 Devido a alta tensão de ripple, a inconstância da rede elétrica que alimenta o núcleo primário do transformador e a importância do circuito de controle, optou-se em utilizar um CI retificador 7012. A tensão máxima na carga é:

V =LV

Vrpp ⇒V 2

m−áx

V rpp ⇒V 2

m= áxV +L

3 15 + ⇒ V 2

m= áx

16, 5V

m= áx

Para o retificador de onda completa em ponte, em que f=120Hz, torna-se necessário um capacitor cujo valor é:

Vrpp =

I I Lmáx 1 Lmáx C= ⇒ ⇒C = ⇒ C = 2777 µ F f⋅ C f ⋅ Vrpp 120 ⋅ 3


A tensão de isolação do capacitor adotado deve ser maior do que 16,5V. Portanto foi adotado um capacitor com valor nominal C=3300µF (valor comercial facilmente encontrado) com tensão de isolação de, no mínimo, 25V. Adotando este valor de capacitor sensivelmente maior do que o calculado, o ripple é menor que ±10%, melhorando a performance da fonte.

O transformador deve ter uma tensão de secundário dada por:

Vs =

V máx 16,5 ⇒ Vs = ⇒ Vs = 11,66V 2 2

Para que o retificador de onda completa em ponte, a potência do transformador deve ser 1,23 vezes a potencia na carga devido o fator de transformação. O fator de transformação dos circuitos retificadores é a relação entre a potência do transformador (Ptr) e a potência média na carga (Pdc). Esse fator é útil para o dimensionamento do transformador no projeto de fontes de alimentação.

Ptr = 1, 23 ⋅ Pdc = 1, 23 ⋅ V L⋅ I

Lmáx=

1, 23 ⋅15 ⋅1 ⇒ Ptr = 18, 45W

Adotaremos uma resistência de enrolamento do secundário r tr=0,3Ω.

I Lmáx ⇒ FmáIx > 500 mA 2 V Rmá>x V má⇒ x V Rmá> x 16,5V I >

Fmáx

Da mesma forma, adotaremos o diodo 1N4002, cujas especificações são:

V

100V ; I

R= máx

10 A;V

F= máx

1,1V ; I

F= máx

50 A

F=SM


Para calcular a corrente de surto máxima desse circuito ( I Smáx ), primeiramente deve-se determinar a resistência direta do diodo:

V Fmáx − 0,6 0, 6 1,1 − 0, 6 Ω ⇒ rd = ⇒ rd = 0,05 I Fmáx 10 V máx 16,5 I I = = ⇒ ⇒ SmIáx = 41,25 A Smáx Smáx 2 ⋅ rd + r tr 2 ⋅ 0, 05 + 0, 3

rd =

O diodo escolhido é adequado, pois I FSM > I Smáx .

2.2.1

ESTABILIZA ESTABILIZADOR DOR DE TENSÃO DO CONTROLE

Para que o circuito de controle funcione corretamente, é exigida uma tensão de alimentação estável para o circuito de 12 Vdc; sem isso, o controle pode não operar de forma apropriada, o que pode resultar em defeitos no conversor. Desta forma, foi usado o integrado SD 7812, que, a partir de uma tensão aplicada em seu pino 3 (esta tensão deve ser maior que 15 Vdc), gera, de forma automática, uma tensão de 12 Vdc estável em seu pino 1, desde que seu pino 2 esteja aterrado (DATASHEET 7812, Motorola, 1996). Para alimentar o pino 3 do 7812, o circuito retificador em ponte completa esta fornecendo a tensão necessária. O esquema utilizado para fornecer uma tensão de alimentação estável é mostrado na figura 3.17:


Figura 3.17: Circuito para estabilizar a tensão do controle

Pelo circuito também se pode notar que, se a chave geral estiver desligada, a tensão estabilizada não alcançará o controle e, portanto, o este permanecerá desligado (por conseguinte, o conversor/inversor também estará desligado). O circuito somente passará a funcionar na situação em que a chave geral por ligada. Para a verificação visual da tensão no controle foi projetado um led que acenderá quando estiver o circuito ligado. Também foi colocado um resistor para a dissipação da corrente de pico quando ligado o sistema.


2.2.2

Resultados obtidos

A Figura 2.5 nos mostra os resultados obtidos para o retificador de onda completa com filtro capacitivo e o CI 7812 para regular o sinal.

Figura 2.5: Espectro de Tensão do Circuito Retificador do Controle


2.2.3

Considerações finais

A topologia escolha da topologia levou em consideração a qualidade da tensão de saída (menor ripple) e ao custo, pois o capacitor de filtro é de menos valor e o transformador é de menor potência, sendo assim mais vantajoso. Para garantir que a tensão não sofra alterações com relação a entrada está sendo utilizado um CI regulador de tensão 7812 e um led para indicar seu funcionamento.

2.3 RETIFICADOR DOBRADOR DE TENSÃO

A estrutura do estágio de entrada de uma fonte chaveada está apresentada na Figura 2.6. Os diodos constituem um retificador monofásico de onda completa já os capacitores constituem o filtro de entrada. Uma chave entre a ponte e os capacitores deve ser fechada pra que possa operar em 220Vac. (BARBI,2007).


E D E R

R15

D13

3

DIODE D12 DIODE

D14 DIODE

C11 C

SW4

D15

A D

1

M E V

DIODE

2 SW KEY-SPST

C12 C

Figura 2.6: Estágio de Entrada de uma Fonte Chaveada Típica

O retificador analisado, apesar de operar com elevada distorção harmônica de corrente de rede possui baixo fator de potência, é muito empregado por ser de baixo custo. (BARBI,2007). Nos primeiros instantes em que ponte retificadora é inserida na rede elétrica o capacitor é visto pela fonte primária de entrada causando um curto-circuito aparecendo picos de correntes capazes de provocar a destruição da ponte retificadora de entrada. Para eliminar o pico de corrente de partida ( INRUSH). Segundo TREVISO em 2009 existem 3 modos simples para a limitação do pico de corrente de partida. Está sendo utilizado um resistor na entrada da ponte no valor de 10Ω, considerando a baixa potência do conversor e um sistema de d e TRIAC para sua descarga.


O projeto do retificador dobrador de tensão foi projetado seguindo os passos de TREVISO,2009. Tabela 3: Dados do Dobrador de Tensão Especificação de projeto

Valor


220Vac ±10%


127Vac ±10%

Queda de tensão sobre os diodos ( V DIODO )

1,0V


1,00V

Freqüência de operação ( f S )

100 kHz

Potência de saída ( PS )

240W

Tensão máxima de entrada no conversor half-bridge ( half-bridge ( Vimax )

380Vcc

Tensão mínima de entrada no conversor half-bridge ( half-bridge ( Vimin )

260Vcc

Rendimento total ( η )

0,8

Corrente INRUSH

20%

Como a especificação do projeto adota uma valor de ±10% para a tensão de entrada temos os valores: Para a tensão de entrada em 220Vac 2 20Vac Tensão máxima +10%: 242Vac Tensão mínima -10%: 198Vac


Para a tensão de entrada em 127Vac 1 27Vac Tensão máxima +10%: 139,7Vac Tensão mínima -10%: 114,3Vac

Analisaremos inicialmente o funcionamento com a chave S aberta (na posição de operação em 220Vac) na Figura 2.7 podemos ver sua topologia e em uma breve analise podemos observar que se trata de um circuito retificador de onda completa com filtro capacitivo.

Figura 2.7: Topologia do Estágio de Entrada da Fonte Chaveada como Retificador de Onda Completa


Para esta situação consideraremos a tensão de entrada mínima sendo Vmin = 198Vac e a tensão de pico, portanto será de V = pk2 ⋅ Vmin ⇒ V = pk2 ⋅ 198 ⇒ V = 2p8k 0, 0 1Vac porem consideraremos as quedas de tensões nos diodos e nos demais componentes e adotaremos V pk = 276Vac . A capacitância equivalente é dada pela equação:

C =

C1⋅ C 2 C1 + C 2

A energia acumulada em cada semi-ciclo pode ser dada por:

W in 1 = ⋅ C ⋅ (V pico 2 − V min 2 ) 2 5 Onde:

W in é a energia acumulada em C a cada meio período da rede. 2

Sabe-se que:

Win =

Pin 300 = 5 J ⇒ Win = f 60

O tempo de intervalo de condução dos diodos ou tempo de carga do capacitor pode ser dado pela equação:

 V min  −1  260   cos     V pk  ⇒ tc =  276  ⇒ tc = 0,907 ms 2 ⋅ π ⋅ f 2 ⋅ 3,1415 ⋅ 60

cos−1  tc =


A carga que o capacitor absorve e cede a cada meio ciclo de funcionamento da rede é calculada pela equação: ∆Q = ichg ⋅ tc = C ⋅ ∆V

E a corrente pode ser estipulada por:

ichg =

C ⋅ ∆V C ⋅ (V pk − V min ) = tc tc

Onde ichg é o pico da corrente durante o intervalo de condução. Igualando a energia acumulada no núcleo com a energia acumulada em C temos:

C ⋅ (V pk 2 − V min 2 ) =

Pin f

Portanto a capacitância é expressa pela formula:

C=

Pin f ⋅ ( V pk 2 − Vmin 2 )

Logo C1 = C 2 = 2C = 1166 µ F

⇒C =

300 ⇒ C = 583µ F 60 ⋅ ( 276 2 − 260 2 )

Voltando ao ichg para seu calculo:

C ⋅ (V pk − V min ) 583 ⋅10 1 0 −6 ⋅ ( 276 − 260 ) ⇒ ichg = ⇒ ichg = 10,28 A ichg = tc 0,907 ,907 ⋅10 −3


Vamos considerar:

Ichg - Valor eficaz da componente alternada da corrente i; IDC - Valor médio de i; IET - Valor eficaz da corrente total de carga do capacitor. Então:

IET2 = IDC2 + Ichg2 IET2 + IDC2

Ichg= Mas:

2 ⋅ tc T 2 ⋅ tc IE IET= ichg⋅ T ID IDC= ichg ichg⋅

Portanto:

Ich=g

2 ⋅ tc ic ichg⋅ − T 2

4 ⋅ tc 2 ichg⋅ 2 T 2

2

Ichg= ic ichg⋅ 2 ⋅ tc⋅ f− ( 2 ⋅ tc⋅ f)

2

0, 907 ⋅10 10 −3 ⋅60 − (2 ⋅0, 0, 907 ⋅10 10 −3 ⋅60 ) ⇒ = 10, 28Ic⋅hg2 ⋅ 0,

= 3, 20 Ichg

A


No capacitor circula a componente alternada da corrente i, que produz perdas em sua resistência série equivalente (RSE), provocando aquecimento. Essas perdas devem ser calculadas. A corrente que o capacitor fornece ao estágio seguinte possui uma componente alternada de alta freqüência que também provoca perdas. Sendo D a razão cíclica (duty cycle), temos:

i pk =

Pin V ⋅D

Para D valendo Dmáx e V sendo V min temos:

i =

300 ⇒ i = 2,56 pk A 260 ⋅ 0,45 ,4 5 pk

Se considerar que nesta situação o conversor irá operar na razão cíclica mínima terá:

i =

300 ⇒ i = 3,74 pk A 260 260 ⋅ 0,307 ,3078 pk

Para o calculo de Icef AF iremos levar em consideração o pior caso da corrente de pico e a sua razão cíclica mínima.

IcefA=F IcefA=F

⋅ipk ⋅ipk

D ⇒ ⇒ D

IcefA=F 3 , 74 ⋅ 0, 3078 ⇒ 1,15 IcefA=F 2 , 56 ⋅ 0, 45 ⇒ 1, 71

A A


Porem o valor aqui encontrado se comparado com o valor da razão cíclica máxima é menor e conseqüentemente adotaremos o pior caso. O valor da corrente eficaz total nos capacitores é dado pela equação:

Ic=ef

I AF ce2f +

Ic2hg⇒

Ic=ef 1, 712 + 3, 202 ⇒

Ic=ef3, 63

A

As correntes média e eficaz total no diodo são as equações:

tc i⋅chg ⇒ T P IDm=ed in ⇒ 2 ⋅V min ID = ef

10−3 ⋅ 60 ⇒ ID = 1ef0, 28 ⋅ 0, 907 ⋅ 10 300 IDm=ed ⇒ 2 ⋅ 276

IDm=e0,54 d

ID = e2f, 39

A

A

A tensão de pico reversa em cada diodo e a tensão máxima é igual à V pk máx , portanto será igual a V

mápxk

= 2 ⋅V ⇒ pk V

pxk mápk

= 2 ⋅ 276 ⇒ 390, 32Vac

Após a analise da posição da chave aberta, o estágio de entrada da fonte chaveada que estava na se comportando como um circuito retificador de onda completa agora, com a chave fechada podendo operar na posição 127Vac, se torna um dobrador de tensão conforme mostra a Figura 2.8.


Figura 2.8: Topologia do Estágio de Entrada da Fonte Chaveada como Dobrador de Tensão

Admitindo estas duas situações, conforme especificações do projeto analisaremos os dois casos para dimensionar os componentes baseados na pior situação. Portanto a tensão mínima de cada capacitor será de:

VC1 = pk 2 ⋅Vac

= pk 2 ⋅114, 3 ⇒ VC1 = 1pk61, 64Vac ⇒ mimVC1

Portanto a tensão de pico em cada capacitor para o pior caso considerando as quedas de tensão nos diodos e nas resistências parasitas tem-se:


VC1 pk = 157, 64Vac Já a tensão de pico em cada capacitor será de:

VC1min =

2 ⋅VCmim − VC1 pk 2 ⋅ 260 − 157, 64 64 ⇒ VC1min = ⇒ VC1min = 120, 78Vac 3 3

A potência total leva em consideração o rendimento.

Pin =

Pout η

⇒ Pin =

Vout ⋅ I o η

⇒ Pin =

24 ⋅10 ⇒ Pin = 300W 0,8

Com os valores das tensões de pico em cada capacitor encontramos a capacitância para o pior caso de fornecimento de tensão:

C1 = C 2 =

Pin f⋅ ( VC1

2 pk

− VC1min

2

)

⇒ C1 = C 2 =

300 ⇒ C1 = C 2 = 487 µ F 60 ⋅ (157, 64 2 −120, 78 2 )

Conseqüentemente a capacitância equivalente é:

C = 243,5 µ F Como demonstrado, o pior caso para os capacitores conseguirem manter a tensão é em 220Vac, portanto adotaremos os capacitores de entrada no valor comercial acima que vale C = 1000 µ F . O intervalo de condução dos diodos ou tempo de carga dos capacitores ( tc ) leva em consideração a energia acumulada no capacitor a cada meio período da rede.


 VC 1min  −1  120,78   cos   157,64   VC 1 pk  ⇒ tc =   ⇒ tc = 1,85ms 2 ⋅ π ⋅ f 2 ⋅ 3,1415 ⋅ 60

cos−1  tc =

No capacitor circula apenas a componente alternada da corrente, que produz perdas em sua resistência série equivalente (RSE), provocando aquecimento, por isso suas perdas devem ser calculadas. A corrente eficaz da componente alternada ( Ichg ) de alta freqüência também deve ser calculada, pois provoca perdas levando em consideração a corrente no estágio de entrada.

C1⋅ ( VC VC1 pk − VC1 min ) 330 ⋅10 −6 ⋅ (157, 64 −120, 7788 ) ⇒ ichg1 = ⇒ ichg1 = 6, 57 A ichg1 = tc 1,85 ,85 ⋅10 −3 tc ⋅ f = 1, 85 ⋅10 −3 ⋅ 60 = 0.111 Ie=f ich1g⋅ t⋅c −f t2c⋅ 2f ⇒ Ie=f 6, 57 ⋅ 0.111 − 0.1112 ⇒ Ie=f 2, 06 A P 300 =Ipk in =Ipk =Ip2,56 ⇒ ⇒ k A Vmin ⋅ Dmáx 260 ⋅ 0,45 Ic AF ef = ikp⋅ Dmáx ⇒ Icef AF = 2, 56 ⋅ 0, 45 ⇒ Icef AF = 1, 71A

1IeC f =

I2e+f

IAcFe2f ⇒

2 2 1IC IeC f = 2, 06 + 1, 71 ⇒

1IeC f =2 , 67

A

A tensão máxima e corrente média no diodo para seu dimensionamento:

VDmáx = 2 ⋅ Vacmáx ⇒ VDmáx = 2 ⋅ 242 ⇒ VDmáx = 342, 23Vdc Pin 300 A ⇒ meIdD= ⇒ meIdD= 1,31 meIdD= 2 ⋅Vcmin 2 ⋅114, 3


Corrente de INRUSH

100 ⋅ 4, 7 µ F / 350V 7,05 RSE = = 0,0705Ω 100 311 IN = RUSH = 4411,34 0,0705

A

O diodo escolhido foi o diodo TO200AB, pois possui as características necessárias para atender o projeto. O mesmo se encontra nas referencias.

2.3.1

Resultados obtidos

A figura 2.7 mostra o circuito equivalente em que foram simulados e posteriormente anotados os resultados. Já na figura 2.8 mostra os espectros das tensões de entrada com o valor de 161,64Vac Eficaz e saindo do dobrador em 321,99Vac.


Figura 2.7: Circuito Equivalente do Dobrador de Tensão Operando em Vac mim


Figura 2.8: Espectro de Tensão do Circuito Dobrador de Tensão Operando em Vac mim

A figura 2.9 mostra o circuito equivalente em que foram simulados e posteriormente anotados os resultados. A figura 2.10 mostra os espectros das tensões de entrada com o valor de 311Vac e saindo do dobrador em 310Vac.


Figura 2.8: Circuito Equivalente do Dobrador de Tensão Operando em Vac máx

Figura 2.9: Espectro de Tensão do Circuito Dobrador de Tensão Operando em Vac máx


Foram simuladas as possíveis situações e os resultados estão dispostos na tabel a abaixo: Tabela 4: Resultados obtidos na simulação do dobrador de tensão Tensão de entrada

Tensão de entrada

Tensão de saída

Vi (Vca)

EFICAZ

114,3

161,64

321,99

Sim

127

179,60

357,99

Sim

139,7

197,56

393,99

Sim

139,7

197,56

196,99

Não*

198

280,01

559,99

Sim*

198

280,01

279,99

Não

220

311,12

310,99

Não

242

342,23

341,99

Não

Vout (Vdc)

Conexão com os capacitores

* Situação de experiência, não sendo usual.

2.3.2

Considerações finais

Os resultados obtidos satisfazem os parâmetros de projetos, pois apresentam uma tensão condizente com o desejado. Operando em uma situação onde a rede elétrica não sofra alterações em seu espectro de fases o retificador conduzirá bem a sua função. Como pode observar na tabela 4, os resultados obtidos para a tensão de variação na proporção de 10% superior em 127Vac e 10% inferior em 220Vac mesmo com a chave seletora seccionada para ambos os lados não deve ser repetida na pratica, pois ocasionará danos ao sistema ou até mesmo o mal funcionamento do sistema.


3

CONVERSOR DC/DC

3.1 HALF-BRIDGE: DESCRIÇÃO TEÓRICA

O conversor meia ponte ou half-bridge tem uma alteração no circuito que permite contornar inconvenientes do conversor push-pull e leva ao conversor com topologia em meia ponte. Neste caso cria-se um ponto médio na alimentação, por meio de um divisor capacitivo, o que faz com que os transistores tenham que suportar 50% da tensão do caso anterior, embora a corrente seja o dobro. O uso de um capacitor de desacoplamento garante uma tensão média nula no primário do transformador. Este capacitor deve ser escolhido de modo a evitar ressonância com o indutor de saída e, ainda, para que sobre ele não recaia uma tensão maior que alguns por cento da tensão de alimentação (durante a condução de cada transistor).


Observa-se a semelhança na parte de retificação e filtragem (Diodos e Capacitores) com o circuito push-pull . A tensão máxima dos transistores é o que permite a utilização de transistores com baixa tensão. Quando um transistor satura, o outro estará cortado, nunca existindo condução simultânea dos dois transistores. Assim, o ângulo de condução máxima será de 50% (como o push-pull ). ). D16

L1 SAÍDA +12v INDUCTOR

Q1

DIODE

C13 C QbreakN 2

T2

C15 C

D17 DIODE 6 7 9

4

SAÍDA 0v

10 TRAN_ISDN_10

D18 DIODE

Q2 C14 C QbreakN

D19

L2

C16 C SAÍDA -12v

DIODE

INDUCTOR

Figura 3.1: Conversor half-bridge com half-bridge com dois enrolamentos no secundário

O conversor half-bridge será o responsável pela elevação da tensão da rede elétrica (127Vac ou 220Vac), que será a tensão de entrada do conversor, para no mínimo 260Vdc ou 380Vdc estabilizado, que por sua vez é aplicado aos componentes de sua topologia convertendo assim para a saída 24Vdc ou ±12Vdc.


3.2 EQUACIONAMENTO EQUACIONAMENTO E PROCEDIMENTO DE PROJETO DO CONVERSOR HALF-BRIGDE

O equacionamento do conversor half-bridge (TREVISO, 2009) será realizado com base na versão do conversor presente na figura 3.1: Para o projeto do conversor, devem-se levar em consideração as informações contidas na tabela 5: Tabela 5: Condições para a operação do conversor Especificação de projeto

Valor


380Vdc


260Vdc


24Vdc ou ±12Vdc

Tensão sobre os diodos ( V DIODO )

1,0V


1,0V

Freqüência de operação ( f S ) Potência de saída ( PS )

100 kHz 240W

Razão cíclica máxima ( D MÁX )

0,45

Densidade de campo magnético máxima ( B MÁX )

0,25T


Dados os parâmetros de projeto para a variação máxima da tensão nos capacitores de entrada, conforme a Figura 3.2, de 10% da tensão

Vi e levando-se em consideração a largura de pulso 2

máxima de 0,45 tem-se:

Q4 C27 C QbreakN

V1 Vdc

Q5 C28 C QbreakN

Figura 3.2: Entrada do Conversor half-bridge

∆Vc ∆t

Ip= C⋅ Ip =

Sendo:

Io N


∆t =

1 2. fs

∆Vc = 10%de

Supondo que C 2 = C 3 =

Vi Vi = 2 20

C , têm-se: 2

20 ⋅ Io 10 ⋅ Io ⋅ I∆p t ⇒C = ⇒ C1 = C 2 = N ⋅ Vi ⋅ f N ⋅ Vi ⋅ f ∆V 10 ⋅ 10 ∴ C1 = C 2 = N ⋅ 260 ⋅100 ⋅ 103 C=

O valor do capacitor C equivalente não deve ser tal que o circuito LC do filtro de saída ressoe na freqüência de chaveamento.

A corrente RMS no capacitor é dada por:

Icap RMS =

I⋅o 2 ⋅ D máx N

A tensão de saída pode ser calculada pelo valor médio da tensão de entrada que é dada por:

2⋅ Vo =

máx

 Vimin ⋅D − 2⋅   2

N

Vce

sat

 − VD ⋅ 2 ⋅ D

máx

Assim sendo transcrevendo os parâmetros de projetos encontramos o valor de N e conseqüentemente os valores dos capacitores de entrada.


260  − 2 ⋅1   2  − 1⋅ 2 ⋅ 0, 45 ⇒ N = 8, 93 N

2 ⋅ 0, 45 ⋅  12 =

20 ⋅ Io 10 ⋅ Io ⋅ I∆p t ⇒C = ⇒ C1 = C 2 = N ⋅ Vi ⋅ f N ⋅ Vi ⋅ f ∆V 10 ⋅10 10 ⋅10 = = C1 = C 2 = ⇒ C C 1 2 N ⋅ 260 ⋅ 10 100 ⋅ 10 103 8, 93 ⋅ 26 2 60 ⋅10 100 ⋅10 10 3 ∴ C1 = C 2 = 4, 3 µ F C=

Devido seus efeitos e valores comerciais de capacitores, adotaremos o valor para cada capacitor de 2,2µF/250V. A tensão nos capacitores de entrada é a metade da tensão de entrada, pois o valor médio da tensão gerada pelos transistores nos capacitores (através do primário do transformador) será

Vi , se o 2

período de condução dos transistores for igual. Pelos capacitores de entrada passará a corrente do primário e, por isso, a escolha do tipo de capacitor, capaz de suportar essa corrente, será necessária usar capacitores em paralelo. O valor do capacitor deve ser igual tal que, não ocasione perda de tensão devido a descarga do capacitor pela corrente máxima no primário. Definindo a relação de espiras N por:

N = A corrente máxima no primário será:

N 1 N 2


10 = 1,11 8,93

Is Io ⇒ N N

=Ip =

=Ip

A

A tensão de entrada poderá variar pelo valor de: ∆Vc =

Vi 260 ⇒ ∆Vc = ⇒ ∆Vc = ± 13,0V 20 20

Os capacitores de entrada terão que suportar as oscilações de tensão, agora verificará se o capacitor escolhido atende a este requisito.

2, 2 µ F / 250V RSE = 0,18Ω Ip ∆Vc = R⋅SR S E ⇒ ∆ Vc N E

=

1,11 RSE ⋅ 0 ,18 ⇒ 0, 022V 8,93

O capacitor de entrada escolhido atende a variação de tensão. Conforme visto anteriormente a corrente RMS no capacitor é dada por:

Ic=ap

I⋅o 2 ⋅ D máx ⇒ RMS N

10 ⋅ 2 ⋅ 0, 45 ⇒ Ic=ap RMS 8,93

Para o funcionamento do modo contínuo, tem-se a equação:

Iomin ≥

D min ⋅ (1 − D min ) ⋅ Vmiáx 4 ⋅ N⋅ L1⋅ ( 2 ⋅ fs)

Confirmando a tensão de entrada mínima, temos: te mos:

Ic=a1,06 p RMS

A


D ⋅ ( Vmini − 2 ⋅ Vcsaet ) − VD ⋅ 2 ⋅ Dmáx N 0, 45 ⋅ ( 260 − 2 ⋅1) Vo = 0,, 45 ⇒ Vo = 12,10Vdc − 1⋅ 2 ⋅ 0 8,93 Vo =

3.2.1

máx

Transformador

No circuito meia ponte, o transformador também utiliza o 1º e o 3º quadrantes da figura BH e que permite melhor dimensionamento do núcleo. No half-bridge, o transformador é magnetizado durante o T ON de uma das chaves e, quando a outra chave conduz, uma corrente de desmagnetização flui por ela até que se torne nula, para que, em seguida, o núcleo seja magnetizado. Entretanto, deve-se atentar para o fato de que a corrente de magnetização do núcleo depende da largura de pulso dos transistores, ou seja, do seu T ON (TREVISO, 2005). Se um transistor possuir um T ON maior do que o outro, sua corrente de magnetização também será maior do que do outro, podendo provocar uma saturação no núcleo devido à falta de simetria existente na excursão do campo magnético no mesmo. Para contornar esta dificuldade, o circuito de controle deve ser usado no modo de corrente (TREVISO, 2005) para que a corrente de coletor das chaves seja amostrada para comparação com um valor de referência, possibilitando, desta forma, um equilíbrio entre as correntes de magnetização. Para a escolha no núcleo do transformador, deve-se observar que, pela excursão do campo magnético na curva B-H (figura 3.3), há melhora no aproveitamento do volume efetivo do núcleo.


Figura 3.3: Curva B-H para o caso do transformador

Pode ser mostrado, que o produto das áreas pode ser dado aproximadamente por:

 2, 22 ⋅ Ps ⋅10 4  Ap =    Kj ⋅ B ⋅ fs 

z

Sendo: Ps – Potência de saída; fs – Freqüência de chaveamento; B – Excursão total do campo magnético no 1º e 3º quadrantes (Tesla); Kj e z – Conforme tabela do anexo


A partir de Ap fica fácil escolher o núcleo e a escolha dos fios deve levar em conta a corrente RMS em cada enrolamento. A corrente no primário é dada pela equação:

I⋅o 2 ⋅ D máx Icap= RMS Ip= RMS ⇒ N

10 ⋅ 2 ⋅ 0, 45 Ip= RMS ⇒ 4,6626

Ip= 2,03 RMS

A corrente em cada secundário é:

Is =RMS I⋅o

D ⇒ Is =RM6S, 7 A máx Is = RM1S0 ⋅ 0, 45 ⇒

O número de espiras do primário pode ser calculado por:

Np ≥

Vimin ⋅ Dmáx 2 ⋅ Ae⋅ ∆ B⋅ fs fs

A

Centro de Tecnologia e Urbanismo Departamento de Engenharia Elétrica Programa de Mestrado em Engenharia Elétrica Tabela 2: Especificações para o transformador Especificações para o transformador

Valor

Rendimento ( η )

0,8

K

4

K P

2

K U

0,4

K S

1

Para a escolha do núcleo é necessário, primeiramente, calcular a potência aparente no transformador:

Pout =

Pin η

⇒ Pout =

Io ⋅Vo η

⇒ Pout =

1 0 ⋅ 24 ⇒ Pout = 300 w 0,8 0, 8

Desta forma, o núcleo pode ser escolhido a partir do valor de AP , entretanto, antes se deve encontrar o valor de B fornecido pela equação:

B=

260 Vimin ⋅ Bmáx ⇒ B= ⋅ 0, 3 ⇒ B= 0, 2052 380 Vimáx

Voltando para a formula do produto das áreas encontraremos o valor de Ap para a escolha do núcleo.

Centro de Tecnologia e Urbanismo Departamento de Engenharia Elétrica Programa de Mestrado em Engenharia Elétrica 1,136

z

 2, 22 ⋅ Ps ⋅10 4  =  Ap  ⇒ ⋅ ⋅ Kj B fs   Ap = 0,79

  2, 22 ⋅ 300 ⋅10 4 =  Ap ,5503 ⋅ 0, 2052 ⋅100 ⋅10 3   397,550

Pelo anexo B, escolhe-se o núcleo mais apropriado para o caso: 30/15/14, onde suas principais informações constam na tabela 6: Tabela 3: Características do núcleo 30/15/14 Característica

Valor especificado

AP

1,43 cm4

LE

6,69 cm = 6,69.10 -2 m

AE

1,20 cm 2 = 1,20.10-4 m2

Com a ajuda da tabela 6 e das equações, pode-se definir o número de espiras tanto para o primário quanto para o secundário do transformador:

Vi ⋅ D ≥ Npmin máx ⇒ fs 2 ⋅ Ae⋅ ∆ B⋅ fs Np ≥ 16,25

260 ⋅ 0,45 ≥ Np 2 ⋅1, 82 ⋅10 −4 ⋅ 0, 3 ⋅100 ⋅10 3

Portanto, o valor escolhido para o primário é de seis espiras. Este valor, ao ser aplicado à equação, fornece o número de espiras do secundário:

Np ⇒ N

≥Ns

16,25 ⇒ 8,93

≥Ns

s ≥N1,819


Portanto, o valor escolhido para o secundário é de duas espiras. Utilizando as equações encontramos, respectivamente J e Is RMS : A densidade de corrente no transformador será de: 2 J= K⋅j A−p x ⇒ J= 397, 5503 ⋅1, 1, 43 −0,12 ⇒ J= 380, 84 A/ cm

Is =RMS I⋅ o 2 ⋅

D ⇒máx Is =R1M0S ⋅ 2 ⋅ 0, 45 ⇒

Is =RM9S, 48 A

e aplicando estes dados à equação, temos te mos a área do cobre no secundário do transformador:

Is RMS A c u ⇒ = sec J

9,48 A c u ⇒ = sec 380,84

,489 ⋅10−2 A=cu2,489

sec

2

cm

Para saber quantos fios em paralelos são necessários nece ssários para preencher esta área:

Acusec 2,489 ,489 ⋅10−2 = 0,95 FiosParalelo = ⇒ 0,026243 Acu13 AWG Neste caso, poder-se-ia usar o fio #13 AWG.

Para o cálculo da área do primário, o procedimento matemático é um pouco diferente, necessitando da corrente RMS do primário (que nada mais é do que a corrente RMS do secundário relacionada ao primário pelo fator de espiras N).


A corrente que flui pelo primário do transformador é dada por:

Is Ip= RM RMS ⇒ 2 S⋅ N

9,48 Ip= RMS ⇒ 2 ⋅ 8, 93

Ip= R0,53 MS

A

Desta forma, a área do cobre no primário é fornecida pela equação:

Is A=cu RMS ⇒ pri J

0,53 A=cu pri ⇒ 380,94

−3 A=cu1,39 pri ⋅10

2

cm


Acu pri 1,39 ⋅10−3 FiosParalelo = ⇒ = 1,08 Acu26 AWG 0,001287

Para o fio do primário, pelo anexo B escolhe-se o fio # 26 AWG ou fita de cobre com área equivalente. Para o calculo da indutância dos núcleos do transformador necessitamos de dados obtidos diretamente com o fabricante em catálogos, usamos a equação:

LP = N2 ⋅ Al⇒ LP = 8, 932 ⋅ 3500 ⋅10 10 −9 ⇒ LP = 279,1 µ H


Corrente de magnetização no primário mgIPrimario =

Dmáx ⋅ Vmiáx ⇒ L p ⋅ fs

mgPIrimario =

0,45 ,45 ⋅ 380 ⇒ 279,1 ⋅10 −6 ⋅100 ⋅10 3

I

mgPrimario

= 6,12

A

A corrente de magnetização é igual a corrente de desmagnetização, ou seja:

I mg = I dmg A corrente, no enrolamento no momento da desmagnetização pode ser calculada pela equação:

I

dmg

=

I R⋅MS

dm d mg

Dmáx ⇒ 3

I

dmg

= 19, 2R0MS⋅

0,45 ⇒ 7, 43 A 3

As correntes RMS e média no secundário podem ser calculadas pelas equações:

sIec R=MS I⋅o D ⇒ máx sIec R= MS10 ⋅ 0, 45 ⇒ 6, 70 A sIecmédia = I⋅o mDáx ⇒ sIecmédia = 10 ⋅ 0, 45 ⇒ 4, 5 A Da mesma forma, as correntes RMS e média no primário do transformador podem ser calculadas.

I sec Ip=ri RMS RMS ⇒ N I sec média I p r i ⇒ = média N

6,7 6, 7 Ip=ri RMS ⇒ 8,93 4,5 4, 5 i ⇒ médIip a r= 8,93

Ip=ri0,7502 RMS

A

Ipr=i 0,503

A

média


O enrolamento de desmagnetização deve ter o melhor acoplamento possível, em relação ao enrolamento primário, para que a indutância de dispersão entre esses enrolamentos não cause transitórios de tensão no transistor.

3.2.2

Corrente de saída

As equações abaixo definem, respectivamente, as correntes máxima e mínima de saída do conversor half-bridge:

I=o

Ps ⇒ Vo

I=o

240 ⇒ 24

I=o10 A

e, como já foi esclarecido, a corrente mínima de saída é considerada como a décima parte da corrente máxima:

Io =

min

3.2.3

Io ⇒ 10

Io =

min

10 ⇒ 10

Io = 1 A

min

Razão cíclica mínima

Com o valor da razão cíclica máxima definida em 0,45 para evitar que as chaves, por algum transiente ou ruído conduzam juntas, podemos definir a razão cíclica mínima pela equação:

Centro de Tecnologia e Urbanismo Departamento de Engenharia Elétrica Programa de Mestrado em Engenharia Elétrica miD n =

3.2.4

Dmáx ⋅ Vmin i ⇒ Vimáx

D=

min

0,45 ,45 ⋅ 260 ⇒ 380

D= 0,3078

min

Indutor

O dimensionamento do indutor leva em consideração os dados fornecidos pela tabela 7: Tabela 7: Valores específicos para o indutor Especificações para o indutor

Valor

K S

4

K U

0,4

A indutância é fornecida pela equação:

D i min ⋅ (1 − D min ) ⋅ Vmáx 4 ⋅ N⋅ Iomin ⋅ ( 2 ⋅ f)s 0, 3078 ⋅ (1 − 0, 3078 ) ⋅ 380 1 ≥L ⇒ 1 ≥L11, 33 µ 4 ⋅ 8, 93 ⋅1 ⋅ ( 2 ⋅100 ⋅10 3 )

L1 ≥

H

E escolha do núcleo deve ser feita, levando-se em conta a energia máxima que esse deve armazenar que é expressa pela equação:

1 1 2 2 E = ⋅ L1. ( Io + Iomin ) ⇒ E = ⋅11, 33.10−6 ⋅ (10 + 1) ⇒ E = 685, 4 µ J 2 2


Para poder especificar o menor núcleo de ferrite que pode ser utilizado neste indutor, devese calcular o produto das áreas Ap dado pela equação: z

 2 ⋅ E ⋅104  =  Ap  ⇒ Ku Kj B ⋅ ⋅ máx   A = p0,2425 4cm

1,136

 2 ⋅ 685, 4 ⋅ 10−6 ⋅ 104  =  Ap ,5503 ⋅ 0,3   0,4 ⋅ 397,55

Pelo anexo B nota-se que o núcleo mais apropriado para o caso é o 20/10/5, cujas principais características estão na tabela 8: Tabela 8: Características do núcleo 20/10/5 Característica

Valor especificado

AP

0,48 cm 4

LE

4,28 cm = 4,20.10 -2 m

AE

0,310 cm 2 = 0,312.10-4 m2

Com o auxilio da tabela 8 e das equações pode-se definir o número de espiras do indutor:

L ⇒ N = Al

11,33 11,33 ⋅10−6 ⇒ N = 4,20 ⋅10−9

N = 51,93

Finalmente, a área do cobre e o fio a ser utilizado no indutor podem ser definidos através das equações:


Densidade de corrente: 2 J= K⋅j A−p0,12 ⇒ J= 397, 5503 ⋅ 0, 48 −0,12 ⇒ J= 434,15 A/ cm

Área do cobre:

( Io 2 + Iomin 2 )

I =Acu RMS ⇒ J

(102 + 12 )

=Acu

434,15

=Acu

⇒

J cu =A0,02314

2

cm


FiosParalelo =

Acu pri 0,02314 = 0,92 ⇒ Acu13 AWG 0,026243

E, portanto o fio do indutor, pelo anexo B escolhe-se o fio # 13 AWG ou fita de cobre com área equivalente.

3.2.5

Capacitor de saída

Para o caso deste projeto, é permissível uma variação de tensão na saída de, no máximo, 0,12Vdc ou 0,24Vdc. Para isso, deve ser utilizado um capacitor que, tanto para a corrente máxima quanto para a corrente mínima de saída, mantenha a variação de tensão dentro deste limite. O valor desta


capacitância na condição de corrente máxima é fornecido pela equação, repetida para a condição de menor corrente:

L1⋅ Io2 11, 33 ⋅10 −6 ⋅10 2 C1 = C 2 ≥ ⇒ C1 = C 2 ≥ ⇒ 786, 8 µ F 12 ⋅ 0,12 Vo ⋅ ∆Vo

Já o valor da variação de tensão com o uso do capacitor é fornecido pela equação:

(1 − Dmáx ) ⋅ L⋅ ∆ Io2 ∆Vo = Dmáx ⋅ C⋅ Vo

Como o valor a ser escolhido deve ser o maior. Contudo, devemos considerar o efeito da resistência série-equivalente do capacitor, e, para isso, deve escolher um valor bem acima daquele que foi calculado. Um valor comercial que satisfaça estes requisitos é o capacitor de 1000 µ F / 35V . Para garantir que este capacitor manterá a variação de tensão na saída dentro do especificado, calcula-se ∆V S a partir do valor do capacitor, nas equações. Para a situação de corrente máxima de saída, a variação de tensão será de:

(1 − Dmáx ) ⋅ L⋅ ∆ Io2 ∆Vo = Dmáx ⋅ C⋅ Vo (1 − 0, 45 ) ⋅11, 33 ⋅10 −6 ⋅10 2 ∆Vo = ⇒ ∆Vo = 0,115Vdc 0, 4455 ⋅1000 ⋅10 −6 ⋅12


enquanto que para a situação de corrente mínima, tem-se:

L⋅ ∆ Io2 ∆Vs = C ⋅ Vo 11, 33 ⋅10 −6 ⋅10 2 ∆Vso = ⇒ ∆Vo = 0,094Vdc 1000 ⋅10 −6 ⋅12

Garantindo, assim, que a variação de tensão permaneça menor do que a variação estipulado pelo projeto. Em condições reais de operação devemos consultar o datasheet do capacitor para conhecermos a RSE (resistência serie equivalente).

Em regime permanente apresenta a seguinte equação: ∆Vo RSE = ( Io + Iomin ) ⋅ RSE

Nessa condição, o capacitor deverá suprir toda a corrente inicialmente, portanto a queda devido a SER será dada por:


∆Vo RSE = ( Io + Iomin ) ⋅ RSE ∆Vo

3.2.6

= (10 +R1SE) ⋅ 0,12 ⇒ ∆Vo

= 1, 32 RSE

Chaves

Com o circuito half-bridge conseguimos obter tensão máxima nos transistores equivalentes a tensão de entrada. No entanto a corrente sobre cada chave é o dobro da corrente total circulante, contudo a tensão sobre cada uma delas é a metade da tensão máxima de entrada no primário (conseqüência dos capacitores em série com o primário do transformador). O conversor ponte completa permite obter tanto baixa tensão no transistor (como no circuito meia ponte), quanto baixa corrente do coletor (como no push). pull ). Com relação à corrente que flui em cada chave, seu valor eficaz é fornecido pela equação:

I Tpico =

Io+ Io Iomin ⋅ Img N

Enquanto que a corrente média é dada pela equação 1.25:

I =

Tmed

Io⋅ Dmáx 10 ⋅ 0, 45 45 ⇒ TmIed = ⇒ TmIed = 0,5089 A 8,93 N


Já a tensão é fornecida por:

VT = Vimáx − Vcesat ⇒ VT = 380 − 1 ⇒ VT = 379Vdc A escolha dos MOSFET’s para funcionarem como chave no conversor deve considerar a corrente e a tensão sobre a mesma; assim, foram escolhidos os MOSFET’s 2SK3757, cujo datasheet encontrase presente nas referências bibliográficas deste trabalho, pois são capazes de suportar tanto o valor de corrente quanto o valor de tensão requisitado pelo projeto.

3.2.7

Diodos

Para a escolha do diodo mais apropriado para o conversor, deve-se levar em consideração as correntes e a tensão sobre os diodos. As correntes de pico, média e eficaz sobre os diodos podem ser calculadas, respectivamente, pelas equações: IPdICO = I+o Imin o ⇒ IPdICO = 10 + 1 ⇒ IPdICO = 11 A Imdédio = Io I+o mDáx ⇒ Imdédio = 10.0, 45 ⇒ Imdédio = 4, 5 A

eficaI z d=

I.o 2. Dmáx ⇒ 2

eficaI z d=

10. 2.0,45 ⇒ 2

Id= 4,74

eficaz

A

Para encontrar o melhor diodo a ser utilizado no projeto, também devemos saber qual a tensão estará sobre ele. Esta tensão é encontrada aplicando-se a equação:


VDmáx =

Vimáx 380 − VD ⇒ − 1, 0 ⇒ VDmáx = 21, 27V 2 ⋅ N 2 ⋅ 8, 93

No projeto foi utilizado o diodo TO247AC (DATASHEET TO247AC, Vishay Semicondutor, 2008), pois pode suportar as especificações do projeto.

3.3 Resultados obtidos

Está e a topologia na qual foi submetida à simulação com o auxílio do software PSIM e os resultados estão descritos abaixo.

Figura 3.4: Topologia do conversor half-bridge


Figura 3.5: Espectro de tensões e correntes de saída do conversor half-bridge Tabela 4: Resultados obtidos na simulação do conversor half-bridge Tensão de entrada

Tensão de saída

Tensão de saída

Tensão de saída

Razão cíclica

Vout (Vdc)

Vo + (Vdc)

Vo − (Vdc)

D

260

24,58

12,29

-12,29

0,45

380

4,16

2,08

-2,98

0.3078

Vi (Vdc)


3.4 Considerações finais

Com a base teórica apresentada neste capítulo, somada ao equacionamento e projeto de conversor half-bridge, é possível implementar, na prática, um conversor DC/DC de 240W com entrada de 260Vdc até 380Vdc e saída de 24Vdc, constante e estável. Os valores simulados para 380Vdc apresentaram uma discrepância devido a ligação do circuito simulado em questão estar em malha aberta, ou seja, sem o circuito de controle. Na pratica com o circuito de controle será possível comprovar seu funcionamento e eficiência. Um conversor como este pode ser usado em várias aplicações industriais, nas quais há uma fonte constante; as aplicações típicas incluem controle de motores DC para a tração elétrica, chaveamento de alimentadores de potência, fontes de alimentação de potência, fontes de alimentação de funcionamento contínuo e equipamentos operados por bateria (AHMED, 2000).


4

BUCK EQUIVALENTE EQUIVALENTE

4.1 Introdução

O circuito de controle compreende a saída da fonte como um conversor Buck chamando então de Buck Equivalente . Este modelo serve para a analise de estabilidade da fonte por realimentação por amostragem de tensão de saída. Toda fonte que funcione sobre o princípio de controle de malha fechada deve possuir um circuito de controle, seja ele de forma analógica ou digital, e conseqüentemente o Buck Equivalente.


4.2 Procedimento de projeto

DmaxBuck:= 2⋅ Dmax

"Razão Ciclica - Conversor Buck"

f sBuck := 2⋅ f s

"Freqüência de Chaveamento - Conversor Buck"

 Vimax − 2⋅ Vcesat   − VD N rel  

VimaxBuck:= 

ViminBuck :=

 Vimin − 2⋅ Vcesat  

Nrel



− VD

"Tensão Máxima de Entrada do Buck"

"Tensão Mínima de Entrada do Buck"

RCBuck := Rse

"Resistência Série do Capacitor"

RLBuck := Rind

"Resistência Série do Indutor"

N=

N p 16,23 ⇒ N= ⇒ N= 8,93 1,819 N s

A tensão máxima de saída para o Buck equivalente será de:

Vimáx

=

Vimáx ⇒ Vimáx BUCK N

=

380 ⇒ Vimáx BUCK 8,93

Vdc = 42,55 BUCK

Já a tensão mínima de saída para o Buck equivalente será de:

Vimin

=

Vimin ⇒ Vimin BUCK N

=

260 ⇒ Vimin BUCK 8,93

= 29,11 Vdc BUCK

Centro de Tecnologia e Urbanismo Departamento de Engenharia Elétrica Programa de Mestrado em Engenharia Elétrica Vo Ro := Io max

"Resistência da Carga"

L1 Rx := ( 50⋅ 10− 3) + RCBuck + RLBuck + CT⋅ Ro 1 WR := L1⋅ CT ξ :=

CT⋅ Rx⋅ WR

"Valor de Rx"

"Fator de Amortecimento, < 0,5 ainda não causa variação abrupta de fase"

2

f s f c := 2⋅ π⋅ DmaxBuck

"Frequência de Corte"

f c40% := f c ⋅ 0.6 α :=

5 Vo

C2R2 :=

Kc := 1

Vcm := 2.5

R3 := ( 1⋅ 10) 6

R6 := 1000

α ⋅ Kc⋅ VimaxBuck

2⋅ π⋅ Vcm⋅ f c40%

C1R1 := CT⋅ RCBuck C2R3 := L1⋅ CT CT C2 := R2 := C1 :=

C2R3 1⋅ 106 C1R1 C2 C2R3 − C1R1 330 330⋅ 103

C1R1 C1 R1⋅ R2 R4A := R1 + R2 R1 :=

R4 := R5 :=

R4A R4A ⋅ R3 R4A + R3 R6 − α α

Rf := 2400 Cf :=

1.15 Rf⋅ f s

"Valor Adotado para o Resistor" "Frequência de Oscilação"


4.3 Considerações finais

Com a implementação deste conversor no projeto, é possível tornar os valores desejados em seus parâmetros. Esta habilidade de transformar um sinal DC em outro DC abre um leque enorme de possibilidades de uso, que variam de no-breaks até fontes de alimentação para aeronaves (AHMED, 2000), passando por motores, televisores e computadores, entre outros, além de possuir um controle de fácil construção, como será visto no próximo capítulo.


5

CONTROLE CONTROL E PARA O CONVERSOR CONVERSO R AC/DC

5.1 Introdução

Até este momento foi visto a importância dos conversores DC/DC e AC/DC e suas formas de operação. Contudo, sem um controle apropriado o conversor ele não possuirá utilidade alguma. É deste controle que virá a geração dos sinais de comando das chaves do conversor a partir das amostras de corrente e tensão retiradas do conversor buch equivalente. Primeiramente, será abordado o controle para o conversor DC/DC e, em seguida, as proteções do sistema.


5.2 Método de controle para o conversor DC/DC

Para que o controle de um conversor seja implementado, muitos fatores devem ser considerados, tais como: limites de corrente e temperatura que o conversor poderá suportar, qual o valor da tensão de entrada para que o conversor possa funcionar sem danificar-se, entre outros. O controle deve captar estes fatores e, através do gerador de PWM, modificar o sinal que entra nas chaves do half-bridge para que a situação-limite se altere e retorne à normalidade, ou, se for o caso, travar o pulso de PWM em uma determinada largura de pulso ou até desativá-lo. Para uma melhor compreensão do controle empregado no conversor, ele será representado por um diagrama de blocos, sendo que cada bloco será analisado separadamente. Este diagrama, de uma forma simplificada, é apresentado a seguir:

Figura 5.1: Diagrama de blocos representando o controle para o conversor


Como pode ser observado no diagrama acima, o bloco do conversor DC/DC é a origem de todos os sinais que servirão de referência para o controle (tensão e corrente na saída e temperatura), que possibilitarão ao controle tomar decisões com relação ao funcionamento do próprio conversor; o bloco A é responsável pela geração dos pulsos PWM, os blocos B e C têm o papel de limitar os pulsos PWM em situações-limite enquanto que o bloco D altera a largura do pulso PWM para manter a tensão de saída estável. A análise de cada bloco será discutida a seguir:

5.2.1

Bloco A – gerador dos pulsos PWM

Para que a implementação dos pulsos de PWM pudesse ser realizada, foi empregado o integrado SG 3525, como pode ser visto no circuito que representa o bloco A:


Figura 3.2: Esquema elétrico referente ao bloco A

É este bloco que vai centralizar as funções de controle, ou seja, os outros blocos do controle têm por função alterar (ou até mesmo cancelar) a geração dos pulsos PWM a partir dos sinais do conversor. Os pulsos PWM nada mais são do que uma largura de pulso T ON variável em relação a um período T fixo; é justamente este PWM que definirá a quantidade de energia que será fornecida à carga. Assim sendo, nota-se a extrema importância do componente SG 3525 (DATASHEET SG3525, Motorola, 1996)


no controle do conversor, já que todos os outros blocos do circuito de controle comunicam-se com o bloco A através de conexões com o SG 3525. A figura 3.3 revela o esquema elétrico interno ao CI em questão:

Figura 3.3: Circuito interno ao CI SG3525

Com uma freqüência ajustável entre 100 Hz e 400 kHz, dependendo dos valores de resistência e de capacitância nos pinos 5 e 6, respectivamente. Este CI possui duas saídas iguais, entretanto, o

defasados em 180 (pinos 11 e 14), o que se encaixa perfeitamente as necessidades do conversor half-bridge, onde, como já mencionado, as suas chaves não podem conduzir ao mesmo tempo.


O pino 7 do CI, como visto em seu esquema elétrico, é o responsável pela descarga do capacitor de ajuste de freqüência, de forma a se manter constante os pulsos do componente. Para o ajuste do soft-start (TREVISO, 2005), imprescindível no funcionamento do conversor, ao pino 8 do CI é conectado um capacitor ligado ao terra; depois de carregado, torna-se um circuito aberto. A interação existente entre o bloco de geração da PWM com os demais blocos de controle dá-se através dos pinos 1, 2 e 9, que possuem a função de controlar ou modificar a largura do pulso de saída do CI que controlam as chaves do conversor. Os pinos 1 e 2 referem-se, respectivamente, às entradas negativa e positiva de um amplificador operacional que, através da diferença entre suas entradas, irá gerar uma tensão de erro, ou seja, a diferença de tensão exercida pelo bloco de controle de tensão (bloco D) irá reger os pulsos PWM. O sinal no pino 9 possui a função de comandar a razão cíclica das chaves (através do bloco A). Contudo, é essencial para uma atuação instantânea na limitação do sinal de PWM, através da ação do bloco C (comparador de corrente), conectado ao pino 9, sendo possível a ação do limitador de corrente trave o PWM, impedindo, assim, alterações provocadas pelos pinos 1 e 2 (amplificador de erro). Desta forma, ao agir o limitador, este irá sobrepor-se ao bloco limitador de tensão, que não exercerá influência no controle e geração dos pulsos de PWM. No diagrama de blocos do controle este fato é representado por um diodo entre os blocos C e D (comparador de tensão). A proteção do sistema contará com um botão que será conectado ao bloco A (PWM) através do pino 10 do CI 3525 ( shutdown ), diante de um nível lógico alto, seta o latch do PWM interno ao


componente e desliga as saídas do CI, interrompendo o funcionamento do conversor. Desta forma, caso a proteção acione o shutdown , o conversor é desligado; no caso de ser a proteção de sub-tensão que venha a acionar o shutdown , então o conversor somente poderá retornar ao funcionamento se a chave geral for desligada e religada, como será visto com mais detalhes na descrição da configuração de controle empregada no projeto. Por fim, no pino de terra existe um diodo para evitar retorno de corrente, enquanto que o pino 16 do SG 3525 fornece a tensão de referência para os blocos de limitação de corrente (B e C) e de tensão (D), de forma que estes valores de tensão sejam estáveis, cooperando para um funcionamento efetivo do controle.

5.2.2

Bloco B – amplificador de corrente

O circuito que amplifica o sinal coletado na liga de constantan ( RS ) para o controle da corrente é mostrado na figura 3.4:


Figura 3.4: Esquema elétrico referente ao bloco B

Este bloco possui o papel fundamental de coletar a tensão sobre a liga de constantan, um material com resistência muito baixa, onde esta tensão (também de valor muito baixo) é proporcional à corrente que passa pela liga; desta forma, é possível amostrar a corrente de saída do conversor. Isso é muito importante, para o controle da corrente de saída (bloco D). Por exemplo, se a carga, por algum problema, aproximar-se de um curto-circuito, a corrente exigida na saída tenderá ao infinito e para evitar esta situação, o bloco C, formado por um operacional que realizará a subtração do valor proveniente do bloco B com um valor de referência para a corrente, irá limitar o PWM de forma instantânea, através do pino 9 do 3525 no bloco A, como já explanado.


Contudo, o valor amostrado da liga de constantan é baixo demais para servir de comparação, o que resulta na existência deste bloco de amplificação de corrente, que, através de um amplificador operacional e de um resistor de 100k Ω em sua realimentação negativa, consegue amplificar suficientemente o sinal amostrado (cem vezes) para servir de comparação. Este sinal que sai do amplificador operacional, por sua vez, aumenta se a tensão sobre a liga diminui e diminui se a tensão sobre a liga aumenta. Como a tensão é diretamente proporcional a corrente, se a corrente de saída aumenta, o sinal que sai do bloco B para subtração no bloco C diminui, devido à própria implementação do amplificador de corrente visto no esquema elétrico do bloco B. No próximo bloco ficará evidente a necessidade desta lógica de controle.

5.2.3

Bloco C – comparação de corrente

O circuito que realizará a subtração da amostra de corrente da saída do conversor já amplificada, com uma corrente de referência, de forma a manter o circuito protegido contra elevações de corrente é mostrado na figura 3.5:


Figura 3.5: Esquema elétrico referente ao bloco C

Neste bloco, um amplificador operacional fará a subtração entre o sinal de tensão proporcional à corrente de saída amplificada com o sinal de tensão proporcional à corrente de referência, ajustada através de um potenciômetro, onde a amostra é conectada à entrada positiva e a referência à entrada negativa do operacional. Esta lógica, somada à lógica implementada no bloco B, são necessárias devido ao fato de que o pino 9 do SG 3525 no bloco A limita o PWM quando recebe nível lógico baixo. Desta forma, se a corrente de saída aumenta, o sinal que sai do bloco B diminui; se diminuir a um valor abaixo do valor de referência, o operacional do bloco C irá saturar-se negativamente enviando um nível baixo ao pino 9 do SG 3525 limitando o PWM.


5.2.4

Bloco D – comparação de tensão

É este bloco que irá vigiar o valor de tensão que sai do conversor e que trabalha para mantêlo com o mesmo valor. Seu circuito elétrico é mostrado na figura 3.6:

Figura 3.6: Circuito referente ao bloco D

A tensão de saída é amostrada do pino F B , proveniente de um potenciômetro na saída do conversor, que possui por função ajustar o valor de tensão de saída do conversor no valor de 180VDC. Esta tensão é subtraída, através de um amplificador operacional, com uma tensão de referência de +5V, que vem do pino 16 do SG 3525 (bloco A). Caso a tensão F B diminua a ponto de ser menor que a tensão de referência, o operacional sinalizará com um nível lógico baixo (pois F B está conectado à entrada negativa do


operacional), via pino 2 do SG 3525, ao amplificador de erro interno ao CI, que, ao identificar que houve uma queda no valor de tensão (comparando com um valor de tensão referente ao bloco B, que, por sua vez, está conectado à entrada positiva do amplificador de erro) imediatamente aumentará a razão cíclica dos pulsos que governam o conversor, forçando um aumento de corrente na saída do mesmo, o que implica em um aumento de tensão, que resulta, também, em um aumento no valor de F B . Assim, a razão cíclica aumenta até o ponto em que F B volta a possuir um valor maior que a tensão de referência, que faz com que a razão cíclica diminua e se normalize. A desvantagem encontrada neste método é o fato de que, se a carga diminuir, ou até mesmo tornar-se um curto, a corrente que a razão cíclica irá impor poderá, dependendo do caso, tender a infinito. Para contornar este problema, os blocos B e C, já discutidos, limitam a corrente de saída do conversor. O capacitor na saída do conversor evita pequenas flutuações no valor de tensão de saída que poderia prejudicar o funcionamento do bloco de comparação de tensão, alterando indevidamente, o valor de F B .


5.3 CONSIDERAÇÕES CONSIDERAÇÕES FINAIS SOBRE O CONTROLE

O controle tem suma importância para qualquer projeto na área de eletrônica de potência. Sem ele, nenhum modelo de conversor ou de inversor pode funcionar; a dependência destes circuitos com o controle é total, tanto na geração dos sinais que controlam o funcionamento das chaves, quanto na manutenção do valor de tensão de saída, considerando também outros fatores, como limitadores de corrente e de temperatura. Em vista desta importância, em qualquer projeto deve-se atentar cuidadosamente para o controle, no sentido em que este cubra todos os fatores envolvidos no conversor e/ou no inversor projetado.


6

CONSIDERAÇÕES CONSIDE RAÇÕES FINAIS

Em testes com carga resistiva, o conversor obteve valores de tensão e corrente coerentes com o projeto do mesmo; sua tensão foi calibrada em 24Vdc, e sua freqüência ajustada através do potenciômetro o mais próximo possível de 60Hz, como pode ser observado na tabela 4 do capitulo 3. Com relação ao controle do conversor DC/DC, tanto o sensor de tensão quanto o limitador de corrente funcionaram com eximia precisão, realizando as funções para as quais foram projetados. Para a proteção implementada o resultado também esteve dentro do esperado: Nas condições de limite, tanto de elevada temperatura quanto de sub-tensão, a proteção cancelou de forma imediata a geração dos pulsos de PWM. Para o controle do conversor foi utilizado um sistema em malha fechada e componente discretos; contudo, poder-se-ia implementar um controle para o conversor que seja microcontrolado em malha fechada, melhorando, desta forma, a questão do espaço ocupado pelo conversor e tornando desnecessário qualquer ajuste de freqüência e de razão cíclica, como os que foram requisitados neste projeto.


Referências bibliográficas

AHMED, A., Eletrônica de Potência; tradução Bazán Tecnologia Tecnologia e Lingüística; revisão técnica João Antonio Martino. São Paulo: Prentice Hall, 2000. BARBI, I., Projetos de Fontes Chaveadas: Chaveadas: 2ª ed. Florianópolis: Edição do d o Autor, Autor, 2007. CHOUERI Jr, Jr, S., CRUZ, E.C.A., E .C.A., Eletrônica Aplicada: 2ª ed. São Paulo: Érica, 2008. SEDRA, A., S., SMITH, K.C., Microeletrônica. 4 ed. São Paulo: Pearson Education do Brasil, Brasil, 2000 TREVISO, C.H., Eletrônica de Potência; Londrina: Universidade Universidade Estadual de Londrina, 2005. ___________,Fontes Chaveadas; Londrina: Universidade Universidade Estadual de Londrina, 2009. DATASHEET LM 324. Disponível DAT D isponível em: < http://pdf1.alldatasheet.com/datasheethttp://pdf1.alldatasheet.com/datasheetpdf/view/11666 pdf/view/11666/ONSEMI/LM324.html>. /ONSEMI/LM324.html>. Acesso em: 17 jan. 2010. DATASHEET SG 3525. Disponível DAT Di sponível em: < http://pdf1.alldatasheet.c http://pdf1.all datasheet.com/datasheet om/datasheet-pdf/view/5632 pdf/view/5632/MOT /MOTOROLA/SG3525.html>. OROLA/SG3525.html>. Acesso em: 17 jan. 2010. DATASHEET 7812. Disponível em: < http://pdf1.alldatasheet.com/datasheetDAT http://pdf1.alldatasheet.com/datasheetpdf/view/4486 pdf/view/4486/MOT /MOTOROLA/LM340A.html>. OROLA/LM340A.html>. Acesso em: 17 jan. 2010. DATASHEET diodo TO247AC, Vishay DAT Vi shay Semicondutor, Semicondutor, 2008. Disponivel em: . Acesso em: 21 jan. 2010.


DATASHEET MOSFET 2SK3757, Toshiba, DAT Toshiba, 2009. 2009 . Disponível em: . Acesso em: 21 jan. 2010. DATASHEET diodo, TO200AB, Philips, 2004. Disponível em: < DAT http://www.nxp.com/documents/data_sh http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BYT28_SER.pdf>. eet/BYT28_SER.pdf>. Acesso em: 21 jan. 2010.

ANEXO A - CIRCUITO COMPLETO

ANEXO B – CATÁLOGO SIMPLIFICADO DE NÚCLEOS DE FERRITE DO TIPO EE

Designação

Ap (cm4)

Le (cm)

Ae (cm2)

23/10/5

0,48

4,28

0,312

30/15/7

0,71

6,69

0,597

30/15/14

1,43

6,69

1,20

42/21/15

4,66

9,7

1,82

42/21/20

6,14

9,7

2,40

55/28/21

14,91

12,3

3,54

35/33/26

36,28

14,7

5,25

ANEXO C – CATÁLOGO SIMPLIFICADO DE FIOS DE COBRE

AWG 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

Diâmetro (cm) 0,735 0,654 0,583 0,519 0,462 0,411 0,366 0,326 0,290 0,259 0,230 0,205 0,183 0,162 0,145

Área (cm2)

AWG

0,423 0,336000 0,266000 0,212000 0,168000 0,133000 0,105000 0,083500 0,066500 0,052700 0,041500 0,033000 0,026300 0,020900 0,016500

16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30

Diâmetro Área (cm2) (cm) 0,129 0,130000 0,115 0,010400 0,102 0,008180 0,091 0,006500 0,081 0,005176 0,072 0,004105 0,064 0,003255 0,057 0,002582 0,051 0,002047 0,045 0,001624 0,040 0,001287 0,036 0,001021 0,032 0,000810 0,029 0,000642 0,025 0,000509

ANEXO D – VALORES DE KJ E X PARA ALGUNS TIPOS TIP OS DE NÚCLEO

NÚCLEO

K J

X

Temperatura entre 20 e 60oC POTE

74,78 . ∆T0,54

+0,17

EE

63,35 . ∆T0,54

+0,12

X

56,72 . ∆T0,54

+0,14

RM

71,7 . ∆T0,54

+0,13

EC

71,7 . ∆T0,54

+0,13

PQ

71,7 . ∆T0,54

+0,13

Projeto Completo de um Conversor ±12Vcc e 10A com a Topologia Half-Bridge

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