[Ortiz] Eletrônica de Potência (2000)

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Apresentação

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Apresentação Este ministrada texto foi elaborado como disciplina Eletrônica de Potência no curso de referência graduaçãopara em a Engenharia Elétrica da Universidade Federal do Rio Grande do Norte. Foi empregada uma análise simples e concisa dos fundamentos da Eletrônica de Potência, observando também suas evoluções e novas tendências. Inicialmente, é feita uma introdução ao conteúdo, trazendo conceitos, definições, termos, dispositivos, esquemas, formulações e gráficos, que serão empregados no decorrer do assunto, sendo, também, considerados uma breve evolução histórica e aplicações práticas da Eletrônica de Potência, a fim de situá-la no seu contexto atual. Além disso, é realizado um estudo sucinto da Física envolvida nos dispositivos semicondutores de potência. Em seguida, são abordados os dispositivos semicondutores de potência mais comumente utilizados, observando suas camadas semicondutoras (dopagem), modelos equivalentes, curvas características, propriedades de disparo e chaveamento, tipos, ligações e aplicações. Posteriormente, são analisados os circuitos conversores empregados, em Eletrônica de Potência, para controlar ou condicionar a energia elétrica, através da conversão de potência elétrica. Dentre estes circuitos, são analisados os retificadores controlados e não-controlados, os choppers e os inversores, cada qual tratado em um capítulo, de forma a permitir uma análise mais simples e detalhada destes conversores. Por fim, tem-se os Apêndices, que visam permitir um maior aprofundamento do conteúdo, através de tópicos mais específicos e detalhados, os quais foram omitidos, durante o desenvolvimento dos capítulos, com o propósito de tornar o estudo mais claro e objetivo. As referências bibliográficas, tratadas ao final, oferecem condições de um maior desenvolvimento em assuntos de caráter específico, a cerca daqueles apresentados. Ainda, vale a pena salientar que este trabalho é uma coletânea de assuntos fundamentais relacionados à Eletrônica de Potência, sendo alguns desenvolvidos, acrescentados e aperfeiçoados, para fornecer melhor ênfase e didática ao conteúdo, e outros transcritos da bibliografia citada, para não perder em qualidade e não descaracterizar a escrita do autor. Além disso, este material deve sofrer freqüentes atualizações e possíveis correções, em virtude da constante evolução tecnológica observada no campo da Eletrônica de Potência e de eventuais erros cometidos no próprio texto, pelos quais, desde já, pedimos a colaboração de todos os leitores, informando sobre as falhas detectadas.

Eletrônica de Potência

Andrés Ortiz Salazar /Leonardo Wayland Torres Silva


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Índice

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Índice Capítulo 1 – Introdução à Eletrônica de Potência .....................................1

1.1. Introdução..............................................................................................................1 1.2. Evolução Histórica................................................................................................2 1.3. Física dos Semicondutores ..................................................................................3 1.4. Dispositivos Semicondutores de Potência ........................................................5 1.5. Efeitos da Conversão de Potência ....................................................................12 1.6. Tipos de Circuitos ............................................................................................... 13 1.7. Aplicações ............................................................................................................16 1.8. Projetos de Equipamentos ................................................................................. 17

Capítulo 2 – Dispositivos Semicondutores de Potência ......................18 2.1. Introdução............................................................................................................18 2.2. Diodos de Potência ............................................................................................. 18 2.2.1. Generalidades ....................................................................................................... 18 2.2.2. Aspectos Contrutivos ............................................................................................19 2.2.3. Características de Operação ................................................................................... 19 2.2.4. Tipos ....................................................................................................................25 2.2.5. Ligações ...............................................................................................................26

2.3. Tiristores...............................................................................................................28 2.4. Transistores..........................................................................................................34 2.4.1. Transistor de Junção Bipolar .................................................................................. 35 2.4.2. Mosfet de Potência ................................................................................................ 39

Capítulo 3 – Retificadores Não-Controlados ............................................43 3.1. Introdução............................................................................................................43 3.2. Circuitos Básicos ................................................................................................. 43 3.3. Análises de Retificadores................................................................................... 45 3.3.1. Retificador Monofásico de Meia-Onda com Carga Resistiva .....................................45 3.3.2. Retificador Monofásico de Meia-Onda com Carga RL ..............................................48 3.3.3. Retificador Monofásico com Carga RL e Força Eletromotriz .....................................53 3.3.4. Retificador Monofásico de Meia-Onda com Carga RC..............................................56 3.3.5. Retificador Monofásico de Meia-Onda com Carga LC ..............................................57 3.3.6. Circuito Inversor de Carga do Capacitor .................................................................57 3.3.7. Retificador Monofásico de Onda Completa Tipo Ponte ............................................58


Andrés Ortiz Salazar


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3.3.8. Retificador Multifásico ..........................................................................................59 3.3.7. Retificador Trifásico Tipo Ponte ............................................................................. 59

Capítulo 4 – Retificadores Controlados .......................................................61 4.1. Introdução............................................................................................................61 4.2. Princípio de Operação ........................................................................................61 4.3. Retificadores Controlados Monofásicos .......................................................... 63 4.3.1. Retificador Semicontrolado .................................................................................... 63 4.3.2. Retificador Totalmente Controlado ......................................................................... 64 4.3.3. Retificador Duplamente Controlado ....................................................................... 65 4.3.4. Retificadores Controlados Monofásicos em Série .....................................................66 4.4. Retificadores Controlados Monofásicos .......................................................... 69 4.4.1. Retificador Semicontrolado .................................................................................... 69 4.4.2. Retificador Totalmente Controlado ......................................................................... 70 4.4.3. Retificador Duplamente Controlado ....................................................................... 71 4.5. Considerações Sobre Projetos de Retificadores.............................................71

Capítulo 5 – Choppers ..........................................................................................73 5.1. Introdução............................................................................................................73 5.2. Princípio de Operação ........................................................................................73 5.3. Conversor Buck (Redutor de Tensão ou Step-Down) ................................... 74 5.4. Conversor Boost (Elevador de Tensão ou Step-Up) ...................................... 76 5.5. Conversor Buck-Boost (Fly-back) .....................................................................78 5.6. Conversor Cuk .................................................................................................... 80 5.7. Conversor Tipo Ponte ........................................................................................81

Capítulo 6 – Inversores ........................................................................................84 6.1. Introdução............................................................................................................84 6.2. Princípio de Operação ........................................................................................85 6.3. Inversor Monofásico em Ponte ......................................................................... 87 6.4. Inversor Trifásico ................................................................................................ 88 6.5. Inversor Trifásico em Ponte .............................................................................. 89 6.6. Inversor de Fonte de Corrente (IFC) ................................................................ 91 6.7. Controle de Tensão de Inversores Monofásicos.............................................93

CAPITULO 7 – APLICAÇÃO A FONTE DE ALIMENTAÇÃO...98 7.1. Introdução........................................................................................................... 98 7.2. Fontes Chaveadas vs Fontes Lineares............................................................. 99




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7.3. Conversor CC-CC com ISOLAMENTO ELETRICO..................................... 99 7.4. CONVERSOR FLYBACK..................................................................................99 7.5. CONVERSOR FORWARD (derivado do step-down)................................ 100 7.6. CONVERSORES CC-CC BIDIRECCIONAIS .............................................. 103 7.7. CONTROLE DE UMA FONTE CHAVEADA CC. 105 .........................................

7.8 FONTES DE ALIMENTAÇÃO C.A


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Capítulo 1 – Introdução à Eletrônica de Potência

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Capítulo 1 – Introdução à Eletrônica de Potência 1.1. Introdução A Eletrônica de Potência pode ser definida como a área da Técnica onde os dispositivos semicondutores são usados em: conversão, controle, chaveamento e processamento da energia elétrica. Desta maneira, a tarefa da Eletrônica de Potência é oferecer o tratamento adequado ao fluxo de potência elétrica, através da modelagem das fontes de energia elétrica e dos circuitos conversores, usando dispositivos semicondutores de potência. Basicamente, existem três áreas que interagem nas aplicações da Eletrônica de Potência, a saber: Equipamentos de potência, estáticos ou rotativos; Eletrônica, com dispositivos e/ou circuitos; Controle, analógico ou digital (Figura 1-1). Assim, o projeto de circuitos de Eletrônica de Potência requer o desenvolvimento dos circuitos de potência e de controle, sendo este último de vital importância, visto que, além de definir e monitorar a conversão, também reduz as tensões e correntes harmônicas geradas pelos conversores de energia.

Figura 1-1 – Áreas que interagem em aplicações da Eletrônica de Potência.

O potencial de aplicações da Eletrônica de Potência torna-se cada vez mais amplo, à medida que são desenvolvidas novas tecnologias, para dispositivos semicondutores de potência e circuitos integrados. Dispositivos de potência, para chaveamento rápido, são desenvolvidos com limites de tensão e corrente cada vez maiores. Tais dispositivos, juntamente com a aplicação de microprocessadores modernos, na sintetização da estratégia de controle, estão permitindo alcançar maiores especificações de conversão. Além disso, outro fator importante, para essa crescente evolução, é a disponibilidade comercial de um grande número destes dispositivos semicondutores de potência. Eletrônica de Potência



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1.2. Evolução Histórica Ocorreram grandes avanços nos dispositivos semicondutores de potência, desde o primeiro tiristor. Até 1970, os tiristores convencionais eram usados apenas no controle de potência de aplicações industriais. A partir daí, vários tipos de dispositivos semicondutores de potência foram desenvolvidos e disponibilizados comercialmente. Toda esta evolução histórica da Eletrônica de Potência (mostrada cronologicamente na Figura 1-2) teve início em 1900, com o retificador a arco de mercúrio e continuou, gradativamente, com a introdução de vários outros dispositivos, tais como: o retificador de tanque metálico, o retificador em tubo a vácuo de grade controlada, o ignitron e o tiratron.

Figura 1-2 – Evolução histórica da Eletrônica de Potência.

Com invenção do transistor de silício, em 1948, por Bardeen, Brattain e Schockley da Bell Telephone Laboratories, aconteceu a primeira revolução da Eletrônica. Fato este que deu origem à maioria das tecnologias da Eletrônica avançada de hoje. A evolução da Microeletrônica moderna se deu a partir da destes semicondutores de silício. Em 1956, foi realizada, também pela Bell Telephone Laboratories, a próxima grande descoberta, a invenção do transistor disparável PNPN, denominado tiristor ou retificador controlado de silício rectifierde (do inglês silicon-controlled – SCR). O desenvolvimento do tiristor comercial, em 1958, pela General Electric Company, deu início a segunda revolução da Eletrônica, o que originou diferentes tipos de dispositivos semicondutores de potência e técnicas de conversão, possibilitando a capacidade de determinar e controlar a forma de enormes quantidades de potência, de maneira eficaz, revolucionando a Eletrônica de Potência. Esta evolução permitiu, também, a revolução da Microinformática, através do desenvolvimento do processamento de informações, em grandes quantidades e velocidades.




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Neste contexto, houve uma união entre os ramos da Eletrônica de Potência e da Microeletrônica, fato que ampliou, de forma significativa, os seus potenciais de aplicações. Esta tendência deve continuar, de maneira que, nos próximos anos, a energia elétrica, em algum ponto de sua transmissão, estará sujeita à Eletrônica de Potência.

1.3. Física dos Semicondutores O fluxo de corrente elétrica, em um meio, depende da aplicação de um campo elétrico e da existência de portadores livres (usualmente, elétrons), neste meio. Nos metais, a densidade de portadores livres é alta (da ordem de 1023/cm3), enquanto, nos materiais isolantes, o valor é baixo (em torno de 103/cm3). Já, nos semicondutores, há densidades intermediárias (na faixa de 10 8 19

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a 10 /cm enquanto, ). Tais densidades, nos condutores e isolantes, são propriedades materiais, nos semicondutores, podem ser variadas pela adiçãodos de outros materiais (impurezas), ou, pela aplicação de campos elétricos. Isto ocorre pelo fato dos átomos (Carbono, Silício, Germânio etc.), ou moléculas de mesma propriedade, dos materiais semicondutores possuírem quatro elétrons na última camada, permitindo o estabelecimento de ligações muito estáveis, através do compartilhamento dos elétrons externos, por átomos vizinhos (ligação covalente), criando um arranjo com oito elétrons na camada de valência (Figura 1-3).

Figura 1-3 – Estrutura cristalina de um material semicondutor.

A ionização térmica destes materiais, isto é, a quebra de ligações, criando elétrons livres, ocorre em temperaturas acima do zero absoluto (–273 °C). O átomo que perde elétrons se torna positivo. Enquanto isso, eventualmente, elétrons também escapam de outras ligações e, atraídos pela carga positiva do átomo, preenchem a ligação covalente. Desta forma, há uma movimentação relativa da carga positiva, denominada de lacuna, devido ao deslocamento dos elétrons de suas ligações covalentes, para ocupar outras. Assim, a ionização térmica gera o mesmo número de elétrons e lacunas (Figura 1-4). Eletrônica de Potência



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Figura 1-4 – Movimentação de elétrons e lacunas no semicondutor.

Assim sendo, quando se faz a dopagem, ou seja, adição de átomos de materiais, que possuam três (Alumínio ou Boro) ou cinco (Fósforo) elétrons na camada de valência, à estrutura dos semicondutores, os átomos vizinhos a estas impurezas terão suas ligações covalentes com falta ou excesso de elétrons (Figura 1.5). Neste caso, não há mais equilíbrio, existindo excesso de elétrons livres, nos materiais dopados com elementos de cinco elétrons, na camada de valência (semicondutores tipo N), ou de lacunas, caso a dopagem seja com elementos de três elétrons (semicondutores tipo P). Contudo, o material permanece eletricamente neutro, já que a quantidade total de elétrons e prótons é a mesma.

Figura 1-5 – Dopagem de semicondutores.

A movimentação de lacunas, no material tipo P, ocorre quando uma destas captura um elétron livre, de modo que as lacunas são denominadas de portadores majoritários e os elétrons de portadores minoritários. Já, no material tipo N, a movimentação do elétron excedente ioniza o átomo e este, então, captura outro elétron livre, sendo os elétrons os portadores majoritários e as lacunas, os minoritários. A dopagem de impurezas (menor ou igual a 1019/cm3) é feita, tipicamente, em níveis muito menores que a densidade de átomos do material semicondutor (1023/cm3), de modo que as propriedades de ionização térmica não sejam afetadas. Além disso, a concentração de impurezas é muitas ordens de grandeza superior à densidade de portadores gerados por efeito térmico (1010/cm3, para o Si, à temperatura ambiente), tornando as densidades de lacunas e elétrons (embora diferentes entre si, neste caso) iguais, respectivamente, às densidades de impurezas aceitadoras e doadoras de elétrons. Eletrônica de Potência



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Quando um campo elétrico for aplicado a um material semicondutor, as lacunas se movimentarão no sentido do campo decrescente, enquanto os elétrons seguirão em sentido oposto. Esta corrente é função de um parâmetro denominado mobilidade, que depende do material, do tipo de portador e, em geral, diminui com o quadrado do aumento da temperatura. Outro fator determinante da movimentação de portadores é a difusão, que ocorre quando há regiões adjacentes com diferentes concentrações. O movimento aleatório dos portadores tende a equalizar essa dispersão no meio, através da migração de portadores das regiões mais concentradas, para as mais dispersas.

1.4. Dispositivos Semicondutores de Potência Os dispositivos semicondutores de potência têm sofrido grandes evoluções tecnológicas e se tornado cada vez mais comuns comercialmente. Durante a análise de circuitos, é comum considerar estes dispositivos como sendo ideais, isto é, atendendo as seguintes condições: a. b. c. d. e.

Têm uma queda de tensão nula, no estado de condução; Suportam tensões infinitas, no estado desligado; Admitem correntes diretas infinitas; Apresentam correntes reversas nulas; Possuem uma velocidade de chaveamento infinita;

A Figura 1-6 mostra a distribuição de valores de tensão de bloqueio, corrente de condução e freqüência de comutação, para alguns dispositivos semicondutores.

Figura 1-6 – Valores de operação de dispositivos semicondutores de potência.

Em geral, tais dispositivos podem ser divididos em seis tipos: diodos de potência; tiristores; transistores de junção bipolares (BJTs); MOSFETs de potência; transistores bipolares de porta isolada (IGBTs); e, transistores de indução estática (SITs). Os tiristores ainda podem ser subdivididos em tiristores de comutação natural (pela(SCR); rede) ou forçada.estática Os tipos(SITH); mais comuns de tiristores são: controlado de silício indução desligamento pelo Eletrônica de Potência



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gatilho (GTO); controlado por MOS (MCT); condução em ambos os sentidos (TRIAC); controlado de silício ativado por luz (LASCR); condução reversa (RCT); e, desligamento auxiliado pelo gatilho (GATT). O Quadro 1-1 mostra as curvas características e os símbolos de alguns destes dispositivos, os quais são tratados, de forma sucinta, a seguir, sendo feita uma análise mais profunda no Capitulo 2 (Dispositivos Semicondutores de Potência), deste trabalho. DISPOSITIVOS

SÍMBOLOS

CURVAS CARACTERÍSTICAS

Diodo SCR SITH GTO Tiristor

MCT TRIAC LASCR

BJT MOSFET

IGBT

SIT Quadro 1-1 – Características e símbolos de alguns dispositivos semicondutores de potência.

Os diodos de potência, mostrados na Figura 1-7, tal qual os diodos de circuitos eletrônicos de baixa potência, possuem dois terminais: um catodo e um anodo. Eles conduzem quando a tensão de anodo for maior que a de catodo, sendo a queda de tensão direta muito baixa (tipicamente de 0,5 a 1,2 V). Se a tensão de anodo for menor que a tensão de catodo, o diodo não conduz, ficando no denominado modo de bloqueio. Os diodos de potência são divididos em três tipos: Eletrônica de Potência



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a. Genéricos, fornecidos com faixas que podem ir até 5 kV, 5 kA e tempo de recuperação reversa variando entre 0,1 e 5 µs; b. Alta velocidade, com faixas chegando até 3 kV, 1 kA e tempo de recuperação reversa de 0,1 a 5 µs, sendo essenciais no chaveamento, em alta freqüência, dos conversores de potência; c. Schottky, com valores nominais limitados a 40 V, 60A e tempo de recuperação bastante pequeno, possuindo uma baixa queda de tensão, em sentido direto, e uma corrente de fuga que aumenta com a faixa de tensão.

Figura 1-7 – Configurações de diodos de potência.

Os tiristores têm três terminais: anodo, catodo e gatilho. Estes dispositivos conduzem quando o potencial do anodo é superior ao do catodo e uma pequena corrente passa do terminal do gatilho para o do catodo, apresentando uma a queda de tensão direta muito pequena (normalmente de 0,5 e 2 V). Uma vez no modo de condução, o circuito do gatilho não tem mais controle sobre o tiristor, o qual continua a conduzir. Para desligar o tiristor em condução, é necessário tornar o potencial do anodo igual ou inferior ao do catodo, sendo o tempo de desligamento definido como o intervalo entre o instante em que a corrente principal (de anodo para catodo) é diminuída a zero e o instante em que o tiristor é capaz de suportar uma tensão principal específica, sem ligar novamente. Os tiristores se dividem em dois tipos: a. Tiristores de comutação forçada: desligados por um circuito extra, chamado circuito de comutação; b. Tiristores de comutação natural (ou pela rede): desligados devido à natureza senoidal da tensão de entrada. Valores nominais fornecidos para os tiristores vão até 5 kV, 5 kA e o tempo de desligamento de tiristores de bloqueio reverso de alta velocidade chega a ser de 10 a 20 µs. A Figura 1-8 apresenta várias configurações de tiristores.




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Figura 1-8 – Configurações de tiristores.

Os SITHs e os GTOs são tiristores autodesligáveis, isto é, não necessitam de circuitos de comutação, mas não dependem, exclusivamente, da rede, para serem desligados. Estes componentes são comandados pela aplicação, ao gatilho, de curtos pulsos, positivos, para ligá-los, e negativos, para desligá-los. Os SITHs são fornecidos em até 4 kV, 2,2 kA, sendo usados em conversores de alta potência, com freqüências de dezenas de kHz e bem maiores que a faixa de freqüência dos GTOs, os quais possuem valores nominais de até 4,5 kV, 3 kA, também sendo atrativos para a comutação forçada de conversores. Os MCTs são ligados por um pequeno pulso de tensão negativa, em relação ao anodo, na porta MOS, e desligados por outro pulso, só que positivo. Possuem um alto ganho de desligamento e estão disponíveis em até 600 V, 60 A. Os TRIACs são amplamente utilizados em aplicações de corrente alternada de baixa potência, como o controle simples de aquecimento, iluminação, máquinas elétricas e chaves. As características dos TRIACs são semelhantes aquelas de dois tiristores conectados em antiparalelo, tendo apenas um terminal de gatilho, de maneira que a corrente, que flui através do TRIAC, pode ser controlada em ambos os sentidos. Para sistemas de potência em alta tensão, é apropriado o uso de tiristores ativados por luz (LASCRs), encontrados em até 6 kV, 1,5 kA, com velocidades de chaveamento de 200 a 400 µs. Além dos tipos de tiristores citados no Quadro 1-1, também merecem destaque os RCTs e os GATTs, por serem amplamente usados no chaveamento, em altas velocidades. Os RCTs são similares a um tiristor e um diodo ligados em antiparalelo, sendo oferecidos em até 2,5 kV, 1 kA, com uma velocidade de chaveamento de 40 µs. Os GATTs estão disponíveis em até 1,2 kV, 0,4 kA, com um tempo de chaveamento igual a 8 µs.




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Normalmente usados em conversores, com freqüências menores que 10 kHz, os transistores bipolares (BJTs) de alta potência, assim como nos circuitos eletrônicos de baixa potência, possuem três terminais: base, emissor e coletor; e sua faixa chega até 630 V, 50 A. Em geral, é encontrado operando como uma chave, na configuração emissor comum, onde o transistor NPN permanece ligado (em condução), enquanto a junção de coletor para emissor estiver adequadamente polarizada e a corrente de base (devido à base possuir um potencial maior que o do emissor) for suficiente para manter o transistor na região de saturação. Caso seja retirada a tensão de excitação da base, o transistor ficará desligado (não conduz). Em condução, um transistor apresenta uma queda de tensão direta da ordem de 0,5 a 1,5 V. Variadas configurações de transistores bipolares são mostradas na Figura 1-9.

Figura 1-9 – Configurações de transistores NPN.

Os MOSFETs de potência são empregados em conversores de potência de alta velocidade, com valores nominais relativamente baixos, em torno de 500 V, 50 A. Sua faixa de freqüência é da ordem de várias dezenas de kHz, sendo caracterizados por possuírem uma velocidade de chaveamento muito rápida. A Figura 1-10 mostra várias configurações de MOSFETs.

Figura 1-10 – Configurações de MOSFETs.




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Usados em tensões e correntes elevadas, com freqüências de até 20 kHz, os IGBTs são fornecidos em até 1,2 kV, 0,4 kA. Em geral, são transistores de potência controlados por tensão, com características de excitação e chaveamento bastante superiores aquelas dos BJTs comuns, porém menos velozes que os MOSFETs. Algumas configurações de IGBTs são apresentadas na Figura 1-11.

Figura 1-11 – Configurações de IGBTs.

Os SITs são dispositivos apropriados para aplicações de alta potência e alta freqüência (amplificadores de áudio, VHF/UHF e microondas); pois, as características de normalmente ligado e alta queda de tensão, em condução, limitam o seu uso, em geral. Semelhantes aos JFETs, são considerados a versão, em estado sólido, da válvula triodo a vácuo. Os SITs possuem valores nominais de até 1,2 kV, 0,3 kA e tempos de disparo e desligamento muito curtos. Apresentam pequenos valores de ruído e distorção. Tal qual para os SITs, alguns valores nominais, disponíveis comercialmente, dos dispositivos semicondutores de potência foram mostrados, anteriormente. Tais valores são tratados, de modo mais detalhado, na Tabela 1-1. Dispositivo Diodo

Tiristor

Transistor MOSFET IGBT SIT

Tipo Genéricos Alta Velocidade Schottky SCR SITH GTO MCT TRIAC LASCR RCT GATT Darlington Darlington Único Único Darlington

Especificação Tensão Corrente (V) (A) 5000 5000 3000 1000 40 60 5000 5000 4000 2200 4500 600 1200 6000 2500 1200 400 630 500 1200 1200

3000 60 300 1500 1000 4000 40 50 50 400 300

Freqüência Superior (kHz) 1 10 20 1 20

Tempo de Chaveamento (µs) 100 2-5 0,23 200 6,5

10 20 0,4 0,4 5 20 20 25 100 20 100

15 2,2 200-400 200-400 40 8 6 1,7 0,6 2,3 0,55

Tabela 1-1 – Valores nominais de dispositivos semicondutores de potência.




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Uma utilização comum dos dispositivos semicondutores de potência é a sua operação como chave, através da aplicação de sinais de controle aos terminais do gatilho (como nos tiristores) ou da base (como nos transistores). Com a variação do tempo de condução destas chaves, a saída desejada é obtida. A Figura 1-12 mostra as tensões de saída e de controle dos dispositivos de chaveamento de potência mais usados, onde a queda de tensão, em condução, foi considerada desprezível.

Figura 1-12 – Características de operação dos dispositivos de chaveamento de potência.

Tais dispositivos de chaveamento de potência podem ser classificados com relação a vários fatores, os quais são relacionados na Tabela 1-2. Fator

Classificação

Exemplos

Não-controlado Diodo Disparo Controlado

SCR, SITH, GTO, MCT, BJT, MOSFET, IGBT e SIT

Não-controlado Diodo e SCR Desligamento Controlado Sinal no gatilho

SITH, GTO, MCT, BJT, MOSFET, IGBT e SIT

Contínuo Pulso

BJT, MOSFET, IGBT e MCT SCR, GTO e MCT

Unipolar

GTO, BJT, MOSFET, IGBT e MCT

Tensão Bipolar Unidirecional

SCR e GTO Diodo, SCR, SITH, GTO, MCT, BJT, MOSFET, IGBT e SIT

Corrente Bidirecional

TRIAC e RCT

Tabela 1-2 – Fatores de classificação dos dispositivos de chaveamento de potência.




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Dependendo de sua tipologia, os conversores de potência podem exigir dois, quatro ou seis dispositivos, de maneira que os dispositivos de potência estão disponíveis comercialmente tanto na forma individual, quanto na forma de módulos. Estes módulos consistem em conjuntos de dispositivos, sendo os tipos mais comuns com dois (configurações meia-ponte ou dual), quatro (pontes completas), ou, seis (circuitos trifásicos) dispositivos. Tais módulos possuem as seguintes vantagens, em relação aos dispositivos convencionais: a) Menores perdas, em condução; b) Chaveamento de altas tensões; c) Corrente e velocidade maiores; d) Proteção contra transientes∗; e) Proteção ao circuito de excitação da porta ou gatilho∗. Algumas configurações de módulos são apresentadas na Figura 1-13.

Figura 1-13 – Configurações de módulos.

Também existem os chamados módulos inteligentes, cada vez mais usados em Eletrônica de Potência, que integram o módulo de potência a um circuito periférico, cabendo ao usuário apenas conectar a fonte de alimentação. Tal circuito periférico consiste em: a) Isolação entre entrada e saída; b) Circuito de excitação; c) Circuito de diagnóstico e proteção (contra excesso de tensão e corrente, curto-circuito, carga aberta e superaquecimento); d) Controle da fonte de alimentação; e) Controle por microcomputador.

1.5. Efeitos da Conversão de Potência A qualidade da energia entregue a cargas sensíveis, utilizando a Eletrônica de Potência na conversão, é um desafio a ser resolvido. Neste contexto, a qualidade de um conversor de potência pode ser julgada pelas suas formas de onda de tensão e corrente, na entrada e na saída. Expressando tais formas de onda através da série de Fourier, é possível encontrar seu conteúdo harmônico e, conseqüentemente, determinar os fatores, que medem a performance destes conversores, tais como: a) Distorção harmônica total, do inglês total harmonic distortion (THD); b) Fator de deslocamento, do inglês displacement factor (HF); c) Fator de potência na entrada, também do inglês input power factor (IPF). ∗

Disponível apenas em alguns modelos de módulos.




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Estes problemas, na qualidade da energia fornecida pelos conversores de potência, ocorrem, principalmente, pelo fato de sua operação se basear no chaveamento de dispositivos semicondutores de potência, o que resulta na introdução de correntes e tensões harmônicas no sistema de alimentação e na saída dos conversores (distorção da tensão de saída), além de poder causar interferência nos circuitos de comunicação e sinalização. Desta forma, é necessário reduzir o nível harmônico dos sistemas conversores a amplitudes aceitáveis, através, geralmente, da introdução de filtros na entrada e na saída dos conversores de potência. Na Figura 1-14, é mostrado o diagrama de blocos de um conversor de potência generalizado.

Figura 1-14 – Diagrama de blocos de um sistema conversor de potência generalizado.

Além disso, no diagrama de blocos da Figura 1-14, também é tratado o circuito de controle do chaveamento, componente básico da estratégia de controle empregada, a qual é fundamental na redução da geração de harmônicos e da distorção da forma de onda de saída. Tal circuito de controle pode sofrer interferência, em radiofreqüência, devido à radiação eletromagnética dos conversores de potência, gerando sinais de controle errôneos. Esta interferência é corrigida, através do uso de blindagens aterradas.

1.6. Tipos de Circuitos Os conversores estáticos realizam as funções de conversão de potência elétrica, necessárias ao controle da energia, através das características de chaveamento dos dispositivos semicondutores, sendo, assim, considerados matrizes de dispositivo chaveamento. Esta ação de chaveamento pode ser efetuada mais de um semicondutor, de maneira que sua escolha é função por das exigências de tensão, corrente e velocidade da aplicação. Os circuitos utilizados nos conversores de potência podem ser classificados em seis tipos, a saber: a. Retificadores Não-Controlados: Os retificadores não-controlados, ou retificadores com diodo, convertem tensões de corrente alternada (tensões CA), monofásicas ou trifásicas, na entrada, em tensões de corrente contínua (tensões CC) fixas, na saída, conforme mostrado no conversor da Figura 1-15. Pelo fato da tensão CC de saída não ser controlável, é que estes conversores são chamados de não-controlados. Eletrônica de Potência



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Figura 1-15 – Circuito retificador não-controlado monofásico.

b. Retificadores Controlados: Também conhecidos como conversores CA-CC, os retificadores controlados permitem, a partir de uma tensão de entrada monofásica ou trifásica, o controle do valor médio da tensão de saída, através da variação do tempo de condução dos dispositivos semicondutores de potência empregados. Na Figura 1-16, é ilustrado um exemplo de retificador controlado monofásico com dois tiristores, em comutação natural.

Figura 1-16 – Circuito retificador controlado monofásico.

c. Controladores de Tensão CA: Os controladores de tensão CA, também chamados de conversores CA-CA, são empregados na obtenção de uma tensão de saída CA variável, a partir de uma fonte CA fixa. Assim como nos conversores CA-CC, o controle do valor da tensão de saída é feito pelo tempo de condução do dispositivo semicondutor usado. Um controlador de tensão CA monofásico com TRIAC é mostrado na Figura 1-17.

Figura 1-17 – Circuito controlador de tensão CA monofásico.




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d. Choppers: Para uma tensão CC de entrada fixa, os choppers, ou conversores CC-CC, controlam a tensão CC média de saída, pela variação do tempo de condução do dispositivo semicondutor de potência em uso. A Figura 1-18 contem um chopper com transistor.

Figura 1-18 – Circuito chopper.

e. Inversores: Os inversores, ou conversores CC-CA, fornecem tensões CA, na saída, a partir de tensões CC, na entrada, por meio da comutação (chaveamento) adequada dos dispositivos semicondutores de potência utilizados. A Figura 1-19 mostra um inversor monofásico com MOSFETs.

Figura 1-19 – Circuito inversor monofásico.

f. Chaves Estáticas: Conforme citado anteriormente e observado em boa parte dos circuitos analisados, os dispositivos semicondutores de potência são comumente usados como chaves. Tais chaves estáticas CA ou CC têm muitas vantagens sobre as chaves e relés eletromecânicos convencionais, pois podem ser interfaceadas a sistemas digitais de controle ou mesmo a computadores. Uma chave CA monofásica é ilustrada na Figura 1-20.

Figura 1-20 – Circuito de uma chave CA monofásica.




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1.7. Aplicações Desde o antigo sistema Ward-Leonard, para obtenção de tensões CC variáveis, que elétricas, o controlenos da energia elétrica é uma necessidade, no acionamento de máquinas controles industriais e na conversão de potência elétrica, em geral. Esta necessidade é cada vez maior e, junto com ela, também cresce o desenvolvimento tecnológico na área da Eletrônica de Potência. Combinando potência, eletrônica e controle, a Eletrônica de Potência vem revolucionando e expandindo os conceitos e a gama de aplicações existentes, para a conversão de energia elétrica, conforme também foi citado na seção 1.1. Introdução, deste trabalho (ver Figura 1-1). A potência trata dos equipamentos estáticos e rotativos, empregados na geração, transmissão e distribuição da energia.oResponsável pelos e dispositivos de estado sólido, de a eletrônica realiza processamento decircuitos sinais, de modo a atingir os requisitos controle desejados. Por fim, o controle cuida das características dos regimes transitório e permanente dos sistemas, em malha fechada. Ocupando uma posição importante na tecnologia “de ponta”, a Eletrônica de Potência possui uma ampla faixa de aplicações. Algumas destas aplicações são mostradas a seguir, deixando claro como a Eletrônica de Potência é utilizada no dia-a-dia: – – – – – – – – – –

Aceleradores de partículas; Alarmes; Alta tensão CC (HVDC); Amplificadores de áudio; Bombas e compressores; Brinquedos; Caldeiras; Carregadores de bateria; Circuitos defletores de televisores; Compensação de potência reativa;

– – – – – – – – – –

Ferramentas manuais; Fontes de alimentação; Fornos; Fotocópias; Gravações magnéticas; Guindastes e elevadores de cargas; Ignição eletrônica; Jogos; Máquinas de lavar; Mineração;

– – – – – – – – – –

Computadores; Condicionadores de ar; Contatores de estado sólido; Controle de aquecimento; Controle de iluminação; Controle de máquinas elétricas; Controle de sinais de trânsito; Dimmers; Eletrodomésticos; Eletroímãs;

– – – – – – – – – –

Projetores de filmes; Refrigeradores; Reguladores de tensão; Relés estáticos; Secadores elétricos; Servomecanismos; Sistemas de segurança; Solda; Trens; Veículos;

–

Exaustores;

–

Ventiladores.




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A Figura 1-21 apresenta uma relação entre as aplicações e a faixa de freqüência dos dispositivos semicondutores de potência.

Figura 1-21 – Aplicações e faixas de freqüência dos dispositivos semicondutores de potência.

1.8. Projetos de Equipamentos Conforme citado anteriormente, na seção 1.4. Dispositivos Semicondutores de Potência, estes dispositivos, geralmente, são considerados ideais, para efeito de Alémdesprezando disso, o comportamento de fontes, cabos, conectores também éanálise. idealizado, os efeitos destas impedâncias adicionaisetc., ao circuito. Desta forma, estes procedimentos serão adotados nas análises realizadas, em capítulos subseqüentes, deste trabalho, a menos que seja informado o contrário. No estágio inicial dos projetos, esta análise simplificada é bastante útil, permitindo a compreensão dos circuitos e o desenvolvimento de uma estratégia de controle. Entretanto, na prática, os dispositivos e circuitos diferem dessas condições ideais, de modo que os projetos também deverão sofrer diferenças, em suas análises finais. De um modo geral, os projetos de equipamentos, usados na Eletrônica de Potência, podem ser divididos nas seguintes etapas: 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10.

Elaborar o projeto dos circuitos de potência; Determinar a proteção dos dispositivos semicondutores de potência; Criar uma estratégia de controle; Desenvolver o projeto da lógica e dos circuitos de controle; Investigar os efeitos dos parâmetros do circuito e dos dispositivos; Construir um protótipo; Realizar baterias de testes; Estimar, mais precisamente, os parâmetros do circuito e dos dispositivos; Verificar a validade do projeto; Modificar o projeto, caso necessário.




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Capítulo 2 – Dispositivos Semicondutores de Potência

Capítulo 2

Dispositivos Semicondutores de Potência 2.1. Introdução Os dispositivos semicondutores de potência têm passado por constantes evoluções tecnológicas e se tornado cada vez mais comuns comercialmente, de maneira que é extremamente importante entender o comportamento de suas camadas semicondutoras (dopagem), modelos, tipos, características de disparo e chaveamento, circuitos equivalentes, cargas e ligações. Na Figura 1-5 do Capítulo pode sera observada distribuição de valoresdepráticos paradea tensão de1,bloqueio, corrente deuma condução e a freqüência comutação alguns dispositivos semicondutores de potência. Em geral, tais dispositivos são divididos em seis tipos: diodos de potência; tiristores; transistores de junção bipolares (BJTs); MOSFETs de potência; transistores bipolares de porta isolada (IGBTs); transistores de indução estática (SITs). Os tiristores ainda podem ser subdivididos em vários tipos, tais como: controlado de silício (SCR); indução estática (SITH); desligamento pelo gatilho (GTO); controlado por MOS (MCT); condução em ambos os sentidos (TRIAC); controlado deauxiliado silício ativado por(GATT); luz (LASCR); condução (RCT); desligamento pelo gatilho controlados por FETreversa (FET-CTHs).

2.2. Diodos de Potência 2.2.1. Generalidades

Os diodos semicondutores de potência (Ver Figura 1-6) atuam como chaves, nas aplicações da Eletrônica de Potência, desenvolvendo vários tipos de funções, tais como: a. retificadores; b. Chaveamento Comutação emnos reguladores chaveados (Free-Wheeling); c. Inversão de carga de capacitores; d. Isolação de tensões; e. Transferência de energia entre componentes do circuito; f. Recuperação de energia da carga para a fonte. Apesar de considerados como chaves ideais, na maioria destas aplicações, os diodos de potência reais têm certas características diferentes das ideais, possuindo limitações práticas. Com relação aos diodos de sinais, os diodos de potência guardam algumas semelhanças. Contudo, possuem maiores capacidades de potência e velocidades de chaveamento bem menores. Eletrônica de Potência



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2.2.2. Aspectos Construtivos

Os diodos semicondutores de potência são dispositivos de dois terminais com uma junção pn, formada, comumente, por fusão, difusão e crescimento epitaxial, que, dentro de seus limites de tensão e corrente, permitem a passagem de corrente elétrica em um único sentido de condução. Em geral, detalhes de funcionamento desprezados para os diodos de sinal, podem ser significativos nos diodos de potência. A Figura 2-1 mostra um modelo simplificado da estrutura interna e o símbolo de um diodo de potência.

Figura 2-1 – Estrutura interna e símbolo de um diodo de potência.

Devido à maior concentração de portadores, a resistência da região de transição (junção) do semicondutor é bem maior que a do restante do dispositivo. Desta maneira, ao aplicar uma tensão entre as regiões P e N, a diferença de potencial aparecerá através da junção. Na verdade, a estrutura interna de um diodo de potência é um pouco diferente da apresentada, existindo uma região N intermediária de baixa dopagem, cuja função é permitir tensões mais elevadas, através do alargamento da região de junção, que mantém o equilíbrio da carga, diminuindo o campo elétrico. Já, as camadas dos contatos externos dos diodos de potência são altamente dopadas, tornando os contatos com características ôhmicas e não semicondutoras. Há também um contorno arredondado, entre as regiões de anodo e catodo, com a função de eliminar o efeito de pontas, criando campos elétricos mais suaves. 2.2.3. Características de Operação

Quando o potencial do catodo é positivo, em relação ao do anodo, diz-se que o diodo está reversamente polarizado condições, mais portadores positivos (lacunas) migram para o lado N e,e nestas vice-versa, aumentando a largura da junção. Por difusão ou efeito térmico, uma dada quantidade de portadores minoritários penetra na junção, sendo acelerados, pelo campo elétrico, até a outra região do componente. Esta pequena corrente reversa, também chamada de corrente de fuga, aumenta com a temperatura e com a amplitude da tensão reversa, até atingir a tensão Zener ou de avalanche. Nesta tensão, há um campo elétrico muito intenso, fazendo os portadores em atingir grandes velocidades, de modo que, ao se chocarem com átomos da estrutura, estes portadores produzirão outros, que, também acelerados, darão origem ao chamado efeito avalanche . Com isso,um a corrente reduçãoo significativa junção, produzindo pico de aumenta potência sem que destrói dispositivo. da tensão na




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O diodo está diretamente polarizado, quando o potencial do anodo é positivo, em relação ao do catodo. Nesta situação, ocorre um estreitamento da região de transição e, se a tensão aplicada superar o valor natural para a condução, chamado de barreira de potencial ou tensão de limiar (Vγ γ) , os portadores negativos do lado N serão atraídos pelo potencial positivo do anodo e vice-versa, levando o componente à condução. Conduzindo, o diodo possui uma queda de tensão (Vγ γ) , no sentido direto, relativamente pequena, cuja amplitude, em torno de 1V, depende da fabricação e da temperatura da junção. O diodo pode ser modelado por diversos circuitos equivalentes, sendo, o mais comum, aquele que o representa pela associação em série de um diodo ideal, uma fonte de tensão (Vγ γ) e um resistor (RD). A Figura 2-2 apresenta este modelo e as curvas características v-i, ideal e real, para um diodo de potência.

Figura 2-2 – Modelos e curvas características v-i, ideais e reais, de um diodo de potência.

No modelo equivalente do diodo, a fonte é responsável pela barreira de potencial à condução e pela queda de tensão direta, quando já conduzindo, e o resistor representa a resistência ôhmica do dispositivo, dissipando calor, por efeito joule. Já, o diodo ideal funciona apenas como chave, dando o sentido de condução da corrente elétrica. A curva real ou prática do diodo, mostrada na Figura 2-2 pode ser expressa pela equação do diodo Schockley, apresentada na Equação 2-1, onde: ID e VD são a corrente e a tensão no diodo, Is é a corrente de fuga, n é o coeficiente de emissão e VT é a tensão térmica, sendo k a constante de Boltzmann, T a temperatura absoluta e q a carga do elétron. ID

= I s ⋅ e VD /n⋅VT − 1 , VT = k ⋅ T

[2-1]

q

É comum dividir a curva real do diodo em três regiões, a saber:

− Região de polarização direta: Nesta região, a tensão sobre o diodo ( VD) é positiva. Caso VD seja menor que Vγ γ, a corrente no diodo (ID) será muito pequena. O diodo só conduzirá plenamente se VD for maior que Vγ γ. − Região de polarização reversa: Aqui, VD é negativa. Para VD negativo e com módulo bem maior que VT, ID será constante, no sentido reverso e igual a Is. Eletrônica de Potência



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− Região de ruptura reversa: Nesta região, a tensão reversa é muito alta, excedendo uma tensão específica, denominada tensão de ruptura reversa (VBR). Com isso, a corrente reversa aumenta rapidamente, para pequenas variações na tensão reversa. A operação na região de ruptura reversa não será destrutiva, se a potência dissipada for limitada, pelo controle da corrente reversa, dentro dos níveis especificados nas folhas de dados dos fabricantes. No caso real, no estado de bloqueio, a junção do diodo pode ser analisada como um capacitor, cuja carga é aquela presente na própria a região da junção. Já, no estado de condução, não existe tal carga. Todavia, devido à alta dopagem da camada P, existe uma penetração de lacunas na região N por difusão. Além disso, à medida que cresce a corrente, mais lacunas são injetadas na região N intermediária, que possui baixa densidade, atraindo elétrons da extremidade da região N de maior concentração, para manter a neutralidade da carga. Desta forma, cria-se uma carga espacial no catodo, que terá de ser removida, por recombinação, para permitir a passagem para o estado de bloqueio. Na realidade, o comportamento dinâmico de um diodo de potência é bem diferente daquele de uma chave ideal, conforme se pode observar na Figura 2-3, onde uma tensão degrau de entrada (vi) é aplicada a uma carga resistiva, através de um diodo (outros tipos de cargas podem alterar as formas de onda).

Figura 2-3 – Curvas características de chaveamento de um diodo de potência.




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A corrente, na região da junção diretamente polarizada, é devida aos portadores majoritários e minoritários. Durante o intervalo de tempo t1, remove-se a carga acumulada na junção. Neste momento, ainda não houve injeção significativa de portadores, de maneira que a resistência da parte intermediária da região N é elevada, produzindo um pico de tensão direta (Vpd). Indutâncias parasitas do componente e das conexões também colaboram com esta sobretensão. Durante t2, tem-se a chegada dos portadores e a tensão reduz bastante, para cerca de 1V (Von). Uma vez que o diodo esteja em condução e sua corrente seja reduzida a zero, em função de um comportamento do próprio circuito ou pela aplicação de uma tensão reversa, o diodo continuará conduzindo, devido aos portadores minoritários, que permanecem armazenados nos semicondutores e na junção. A redução de Von se deve à diminuição da queda ôhmica. O bloqueio do diodo é iniciado quando a corrente reversa atinge seu pico negativo ( Irr), causado pela retirada do excesso de portadores. A taxa de variação da corrente, associada às indutâncias do circuito, provoca uma sobretensão negativa (Vpr). Desta forma, no desligamento, antes de reiniciar a formação da barreira de potencial da junção, a carga espacial presente deve ser removida, pela neutralização dos portadores minoritários, através da sua recombinação com as cargas opostas. Este processo requer um certo tempo, denominado tempo de recuperação reversa (trr), medido a partir do cruzamento inicial da corrente do diodo com o zero (modo de condução para modo de bloqueio), até 25% da corrente reversa máxima e é dependente da temperatura da junção, da taxa de decaimento da corrente direta e do valor desta corrente, antes do chaveamento. O trr é formado por dois componentes, a saber: t4 é o tempo entre o cruzamento com o zero e o Irr, sendo originado pelo armazenamento de cargas na região da junção; t5 é o tempo corrido de Irr a 0,25⋅Irr, causado pelo armazenamento de cargas no material semicondutor. A soma, que representa o trr, é dada por:

= t4 + t5 A relação entre t5 e t4 é conhecida como fator de suavidade, a saber: t rr

S=

t4 t5

[2-2]

[2-3]

Observando a taxa de variação da corrente reversa, na Figura 2-3, tem-se: I rr


d = t a ⋅ dt i r

[2-4]



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Das Equações 2-2, 2-3 e 2-4, observa-se:

 t  d =  rr  [2-5]  ⋅ i r S + 1 dt     A carga de recuperação reversa armazenada (Qrr) é a quantidade de portadores de cargas que fluem pelo diodo, no sentido reverso, devido à mudança do modo de condução para o modo de bloqueio, sendo dada pela área abrangida pela corrente de recuperação (região cinza na Figura 2-3): I rr

Q rr

≅

t rr ⋅ I rr 2

[2-6]

Substituindo a Equação 2-5 na Equação 2-6, obtém-se: Q rr

  t 2rr    ⋅ d i r =    dt   2 ⋅ (S + 1)  

[2-7]

Na prática, é necessário conhecer as expressões de trr e Irr, de modo que, usando as Equações 2-5 e 2-7, tem-se: t rr

=

2 ⋅ Q rr ⋅ (1 + S) d i dt r

[2-8]

 d i   ⋅   r    dt   S+1

2 ⋅ Q rr I rr

=

[2-9]

A partir das Equações 2-8 e 2-9, nota-se que o tempo de recuperação reversa (trr) e o pico de corrente de recuperação reversa ( trr) dependem da carga armazenada (Qrr) e da taxa de variação da corrente reversa (dir /dt). Já a carga armazenada depende da temperatura da junção e da corrente direta do diodo (Id), antes do chaveamento (mais especificamente, da taxa de decaimento da corrente direta (did /dt) e do valor desta corrente). Parâmetros como Irr, Qrr e S são de grande importância nos projetos, sendo, normalmente, incluídos nas folhas de dados dos diodos. Além disso, deve-se notar que, se um diodo estiver no modo reverso, a aplicação de uma tensão direta forçaria uma corrente no sentido direto. Todavia, é preciso um certo tempo, denominado tempo de recuperação direta (trf) ou tempo limite de religamento, antes que os portadores majoritários, distribuídos na junção, possam contribuir no fluxo de corrente. Caso a taxa de crescimento desta corrente direta seja elevada, o diodo pode falhar. Assim, o tempo de recuperação direta limita a velocidade de chaveamento dos diodos. Eletrônica de Potência



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Os tempos de recuperação reversa e direta são extremamente importantes, visto que determinam o comportamento dos diodos de potência e, conseqüentemente, os circuitos e aplicações, em que são empregados. Um exemplo claro da influência destes tempos, sobre o funcionamento dos circuitos com diodos, é mostrado na Figura 2-4, a qual destaca as formas de onda observadas, durante a operação de liga/desliga da chave ( CH), considerando, ou não, o uso do indutor de limitação (LS).

Figura 2-4 – Efeitos dos tempos de recuperação, nos circuitos com diodos.

Inicialmente (t = 0), a chave é ligada, por um tempo suficiente, para estabelecer um regime permanente, no circuito. Com isso, a corrente nominal (IN = VS / R) flui, através da carga, e o diodo de comutação ou Free-Wheeling (Dm) é reversamente polarizado. Em seguida (t = t1), chave é desligada e Dm conduzirá IN; pois, devido ao comportamento indutivo da carga e aos intervalos de tempo considerados serem muito curtos, a corrente da carga pode ser considerada constante (fonte de corrente). Por fim (t = t2), a chave é novamente ligada e Dm, que estava em condução, se comporta como um curto-circuito. Caso LS não seja utilizado, as taxas de crescimento, para D1, e decaimento, m para Dde , acordo da corrente seriam elevadas,reversa tendendo aoDinfinito Assim, com adireta Equação 2-9, obastante pico da corrente ( Irr) de m seria. muito alto, podendo danificar os dois diodos. Este problema pode ser resolvido usando LS. Na prática, também deve ser considerado o tempo de recuperação direta dos diodos, controlando a taxa de variação da corrente direta.

Considerando que a taxa de crescimento da corrente de D1 é igual à de decaimento de Dm, observando a malha fechada VS-CH-D1-Dm, tem-se: VS

= LS ⋅

d dt


i Dm

= LS ⋅

d dt

i D1 ∴

VS LS

=

d

i Dm

[2-10]

dt



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Como trr é o tempo de recuperação reversa do diodo Dm e observando a Equação 2-10, tem-se que sua corrente de pico reversa (Irr) é: I rr

=

t rr

d ⋅ dt i Dm

=

t rr ⋅ VS LS

[2-11]

A corrente de pico (IP), através do indutor de limitação (LS), é: IP

= I N + I rr ∴ I P = I N +

t rr ⋅ VS LS

[2-12]

Considerando uma recuperação abrupta de Dm, ele é desligado subitamente, ao ser atingido o valor de pico ( IP) da corrente i1, interrompendo o fluxo corrente. No entanto, a corrente de carga não muda instantaneamente de IN de para IP, devido ao caráter indutivo da carga empregada. Com isso, ocorre um excesso de energia armazenada em LS, que induz uma elevada tensão reversa em Dm, a qual pode danificá-lo. Esta energia excedente é dada por: W R

= ⋅ L S ⋅ [(I N + I rr )2 − I N2 ] 1 2

[2-13]

Este excesso de energia pode ser drenado pelo ramo do circuito disposto paralelamente a Dm, que contém um capacitor ( CS) em série com um resistor (RS). A função de RS é amortecer eventuais oscilações transitórias. Sendo Vadm a tensão reversa admissível do diodo e desconsiderando os efeitos de LS e RS, nos períodos transitórios, o valor de CS pode ser obtido, aproximadamente, por: W R

1 2

2 = ⋅ C S ⋅ Vadm ∴CS =

2 ⋅ W R 2 Vadm

[2-14]

2.2.4. Tipos

Em muitas a forma de recuperação e as técnicas fabricação dos diodos de aplicações, potência determinam se diodos mais baratosdepodem ser utilizados. Assim, de acordo com as características de operação e as limitações práticas, os diodos de potência podem ser classificados em três tipos, a saber: a. Genéricos: Estes diodos são, geralmente, fabricados por difusão, sendo

fornecidos com faixas que podem ir de menos de 1 A até 5 kA e de 50 V a 5 kA, além de um tempo de recuperação reversa elevado, da ordem de 100 µs. Sendo assim, são utilizados em aplicações de baixa velocidade, onde o tempo de chaveamento não é crítico, tais como: retificadores e conversores com freqüência de entrada de até 1 kHz e conversores comutados pela rede. Eletrônica de Potência



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µs, sendo, por isso, chamados, também, de diodos de recuperação rápida. Possuem faixas de menos de 1 A até 1 kA e de 50 V a 3 kV. São essenciais no chaveamento de conversores CC-CC e CC-CA. Em especificações acima de 400 V, estes dispositivos são feitos por difusão. Já, abaixo de 400 V, são fabricados diodos epitaxiais, com velocidades de chaveamento bem superiores.

b. Alta velocidade: Seu tempo de recuperação é baixo, 0,1 a 5

c. Schottky: Nestes componentes, o problema do armazenamento de carga na

junção PN é eliminado simulando o comportamento da junção por uma barreira de potencial, criada pelo contato de uma camada metálica (anodo) depositada em uma fina camada epitaxial de silício tipo N (catodo). A retificação depende apenas dos portadores majoritários, não havendo recombinação do excesso de minoritários. Assim, a carga recuperada é bem menor, pois a recuperação é devida, somente, à capacitância própria da junção semicondutora, sendo independente da taxa de corrente reversa. Os valores nominais são limitados a 100 V, 60A, o tempo de recuperação é bastante pequeno e há uma baixa queda de tensão, em sentido direto, sendo que a corrente de fuga aumenta com a faixa de tensão e vice-versa. São comuns em fontes CC de altas correntes e baixas tensões. 2.2.5. Ligações

De acordo com as aplicações, pode ser necessário aumentar a capacidade de operação dos diodos de potência, tanto com relação à tensão, quanto no que se referedeàligações, corrente.série Estaoumaior capacidade de operaçãonodos diodos é obtida paralelo através , destes componentes, circuito. Em aplicações de alta tensão, como HVDC, diodos comerciais podem não atender as especificações de tensão de bloqueio reverso, sendo preciso conectálos em série, de modo a dividir sobre eles a tensão reversa aplicada. Todavia, esta ligação não pode ser efetuada somente pela conexão de diodos, como na Figura 2-5, pois, na prática, mesmo que os diodos sejam de um só tipo, as suas curvas v-i (Figura 2-5) serão diferentes, em virtude das tolerâncias de fabricação. Assim, polarizados diretamente, os diodos conduzem a mesma corrente e possuem uma queda de tensão direta, praticamente, idêntica; já, reversamente polarizados, como têm de conduzir a mesma corrente de fuga (IS), apresentam tensões reversas (VD1 e VD2) bastante distintas.

Figura 2-5 – Diodos ligados em série e suas curvas características v-i.




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Uma forma simples de solucionar esse problema é inserir uma rede de resistores, ao circuito da Figura 2-5, de maneira que haja uma mesma tensão (VD1 = VD2 = VS / 2 ), sobre os diodos, o que dá origem a diferentes correntes de fuga (Figura 2-6). A corrente de fuga total ( IST) é dividida por um diodo e seu resistor. Devido a eventuais desconformidades, nas curvas v-i dos diodos empregados, a tensões sobre os mesmos podem ser um pouco diferentes. Observando a lei de Ohm para a corrente de cada resistor ( IRX = VDX / RX) e considerando valores iguais para os resistores ( R1 = R2 = R), tais tensões sobre os diodos são encontradas a partir do sistema de equações abaixo:

+ VD2 = VS

[2-15]

− VD2 = R ⋅ (I S2 − I S1 )

[2-16]

VD1 VD1

É importante que apenas o a redepela resistiva, ao circuito dos diodos em série, éobservar responsável divisãoinserida de tensão em regime permanente. Sob condições dinâmicas, como em chaveamento de cargas, além dos resistores da rede, é necessário conectar, também em paralelo com os diodos, uma associação série de um capacitor ( CS) com um resistor (RS), conforme indica a parte tracejada do circuito da Figura 2-6.

Figura 2-6 – Diodos ligados em série com rede de divisão de tensão.

Em alta potência, os diodos necessitam de uma maior capacidade de condução de corrente, de modo que são conectados em paralelo. Com isso, a corrente se divide de acordo com a queda de tensão direta ( Vγ γ) sobre cada diodo, sendo comum empregar diodos de mesmo tipo ou que possuam um mesmo Vγ γe/ou . Pararesistores, obter umaconectados divisão de em corrente também são utilizados indutores série uniforme, com os diodos. Os resistores não são muito aconselháveis, devido às perdas de potência que introduzem. Assim como no caso dos diodos ligados em série, o uso de resistores só é responsável pelo regime permanente. Sob condições transitórias, são utilizados indutores acoplados, dispostos em série com os resistores e diodos de cada ramo (Figura 2-7). Aumentando a corrente sobre D1, a tensão sobre L1 (L1⋅di/dt) também aumenta, induzindo outra tensão, mas de polaridade oposta, em L2. Isto acarreta uma baixa impedância no ramo de D2, deslocando a corrente para este ramo. O grande problema deste tipo de arranjo é o fato dos indutores gerarem picos de tensão, que os tornam grandes e caros. Eletrônica de Potência



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Figura 2-7 – Diodos ligados em paralelo com rede de divisão de corrente.

2.3. Tiristores Usado em baixas freqüências (< 1khz) e alta potência (> 10MVA). Características do tiristor:

Figura 2-8 – Estrutura do tiristor

Figura 2-9 – Curva de resposta estática do tiristor.




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Modelo do tiristor com dois transistores:

Figura 2-10 – Modelo do tiristor com dois transistores

i

Ganho de corrente do transistores: ; = Ico é a corrente de fuga, gerada termicamente. α 1 α

C 1 i E 1

i α 2 α

= i EC 22

Corrente que passa pelo SCR: iA = iC1 + iC2 + ICO = αiE1+ αiE2 +ICO Mas: iA = iE1 = iE2

∴ iA = ( α1 + α2)iA + ICO ⇒ i A =

I CO 1 − (α α 1 + α α 2 )

Existem várias formas de fazer com que α1 + α2 → 1, a saber: 2.3.1 Formas de disparo do tiristor:

1. Disparo devido à tensão VAK:

Figura 2-11 – Curva de resposta do DIAC.




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2. Disparo devido à taxa de variação de tensão (dV/dt):

Figura 2-12 – Efeito de disparo do capacitor interno do tiristor

Se a tensão Anodo-Catodo variar → a corrente no capacitor será: iC

dV AK

= C

dt

A capacidade da junção J2 é função da tensão aplicada, isto é: iC = C dV AK dt

+ V AC dC dt

Para que VAC aumente, dC/dt tem de ser negativo. Mas, se dVAK/dt for muito grande, pode ser que se produza uma corrente tal que α1 + α2 → 1. Proteção contra disparo por dV/dt: a) RC entre “gate-catodo”; b) Circuito Snubber - RC entre Anodo-catodo. 3. Disparo por temperatura: O aumento muito acentuado da temperatura faz crescer ICO, e muda o ponto de operação, como também se faz α1 + α2 ≈ 1. Deve-se usar proteção utilizando os dissipadores térmicos. 4. Disparo por injeção de corrente de base (“Gate”): É o método mais eficaz de disparo. A injeção de corrente no “gate” força o α1 + α2 ≈ 1. Eletrônica de Potência



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Figura 2-13 – Família de curvas do tiristor para diferentes correntes de gate.

Onde: IH = corrente mínima, em que o tiristor mantém o estado de condução. Características de TURN-ON:

Figura 2-14 – Resposta dinâmica do disparo do tiristor.

Considerações no projeto do circuito do Gate: − O sinal do gate deve ser removido depois que o ton; − Enquanto VAK < 0, iG = 0, pois, se iG ≠ 0, a corrente de fuga aumenta; − A largura do pulso do gate t G > ton. 5. Disparo por luz ou laser: LAS (Light Activated Switch) LASCR ( Light Activated Controller Rectifier)

Figura 2-15 – Disparo do tiristor por efeito luminoso.




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2.3.2 Limitação de di/dt:

Figura 2-16 – Efeito de limitações de di/dt.

2.3.4 Proteção contra dV/dt:

Figura 2-17 – Efeito de dv/dt por maniobra.

− dV/dt devido à tensão aplicada. Ex.: v =

2 sen wt

→

dV dt

=

2Vw

MAX

− dV/dt devido à manobra. Existem duas formas de proteção contra dV/dt: a) Sem a utilização do SNUBBER:

Figura 2-18 – Formas de proteção contra dv/dt.




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b) Com a utilização do SNUBBER:

Figura 2-19 – Exemplo de disparo por maniobra.

Resolvendo o circuito: V AK

   

=

dV AK dt

2V  1 − e

=

R AK L

dV AK dt

= MAX

− t

τ τ

2Ve

R AK L

     , onde:  

−

τ τ

t τ τ

, sendo:

=

L R AK

dV AK dt

, em t = 0, igual a: MAX

2V

Para os valores dados: Com o aumento de L:

dV AK dt dV dt

−3

= 30 ⋅ 10− 6 ⋅ 400 = 2,4 ⋅ 106V / µ µ s 5 ⋅ 10 MAX = 300V / µ µ s ⇒ L = 40 mH

típi cos

Outra possibilidade é diminuir RAK, no transitório, colocando um capacitor no circuito SNUBBER:

Figura 2-20 – Circuito de proteção “Snubber”.




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2.3.5 Circuito de disparo do tiristor:

Figura 2-21 – Família de curvas para diferentes temperaturas

Figura 2-22 – Circuito de disparo de gate.

Circuito de acoplamento:

Figura 2-23 – Diferentes alternativas de disparo de tiristores.

2.4. Transistores

Os transistores em geral podem ser classificados em:

− Transistor de Junção Bipolar; − Transistor de Efeito de Campo; − IGBT.




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2.4.1. Transistor de Junção Bipolar

Transistor PNP.

Transistor NPN.

Figura 2-24 – Circuito de Polarização.

Figura 2-25 - Regioes de trabalho do transistor bipolar

Das Figuras acima, temos: IE = IC + IB

β = hFE = IC /IB IC = βIB + ICEO IE = IB (1 + β) + ICEO, onde: ICEO → 0 IE ≈ (1 + β)⋅IB




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IE

  1   β+1  = I C ≈ I C  1 +   β   β   = IC

αI E

Modelo do transistor NPN, para grandes sinais em operação CC:

Figura 2-26 - Modelo do transistor NPN

Usando o circuito em emissor comum: IB

VC

=

VB

− VBE RB

= VCE = VCC − I C R C = VCC − β

RC (VB RB

− VBE )

Com o transistor es na região ativa, tem-se: VCE

≥ VBE

Quando VCB = 0 e VBE = VCE, a máxima corrente de coletor acontece: I CM

=

VCC − VCE RC I BM

IB

=

VCC − VBE RC

= I CM β

>> I BM → VBE ↑ ; I C ↑ ; VCE ↓ ; VCE < VBE

O transistor satura quando VCE = 0,4 a 0,5 V, então: I CS


=

VCC

− VCE(sat) RC



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IBS = ICS / β

O fator de saturação (FS) é dado por: FS = IB / IBS

A potência de perda do transistor (PT): PT = VBE⋅IB + VCE⋅IC

Características de chaveamento:

Figura 2-27 – Modelo dinâmico do transistor

Figura 2-28 – Diagrama de tempos da resposta de um transistor a um pulso.

− − − −

Dos gráficos acima, tem-se: td: Tempo de retardo ou de carga do capacitor de junção BE; tr: Tempo de subida ou necessário para ic em atingir ICS; ts: Tempo de estocagem ou necessário para IB retirar as cargas da junção BE; tf: Tempo de queda ou decorrido até I C cair de ICS para zero. ton = td+tr toff = ts+tf




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O controle da corrente de base pode ser feito aumentando a velocidade de chaveamento (diminuindo o ton e toff):

Figura 2-29 – Alternativa de melhorar a resposta do transistor.

I B1

=

V1

− VBE

R1

⇒ I BS = τ2

V1 − VBE R1 + R2

⇒ τ1 =

R 1R 2 C 1 R1 + R2

⇒ t 1 ≥ 5τ 1

= R 2 C 2 ⇒ t 2 ≥ 5τ 2

A freqüência máxima de chaveamento é: fs

=1= T

1 t1

+ t2

=

0.2 τ1 + τ2

Controle de anti-saturação:

Figura 2-30 – Forma de evitar a saturação do transistor.

IB

= I1 =

VB

− VD1 − VBE RB

⇒ IC = IL = β ⋅ IB

Assim que D2 passa ao estado on, tem-se: VCE = VBE - VD1 - VD2 IL

=

VCC − VCE RC

=

VCC

− VBE − VD1 + VD2 RC

IC = βIB = β(I1 - IC + IL) IC

=

β

(I 1 + I L )

1+β




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2.4.2. Mosfet de Potência

É um dispositivo controlado por tensão, com baixo tempo de comutação (da ordem de nanossegundos) e utilizado em aplicações de baixa potência e altas freqüências. Mosfet tipo depleção (Canal N):

Mosfet tipo Enhancement (Canal N):

Figura 2-31 – Tipos de transistores Mosfets

Características de estado estático:

Figura 2-32 – Características de estado estático

As regiões de operação, mostradas na figura anterior, são:

− Corte: Vgs < Vt; − Ativa: Vds ≥ Vgs – Vt; Eletrônica de Potência



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− Saturação ou Ôhmica: VDS ≤ VGS – VT. Modelo do mosfet:

Figura 2-33 –Modelo estático do transistor mosfet.

Considerando VDS constante:

=

g m

∆I

∆VGS

O valor de ro é: ro

=

∆VDS ∆I D

Onde:

− ro → MΩ na região de corte; − ro → mΩ na região de saturação. Características de chaveamento:

Figura 2-34 – Modelo dinâmico do mosfets.




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Figura 2-35 – Resposta dinâmica do transistor ao chavemento

Projeto do circuito atuador de gate do transistor mosfet:

Figura 2-36 – Circuito acionamento com comparador

− É um circuito atuador para baixas freqüências (velocidades de chaveamento); − R1 e projetado para limitar a corrente do coletor do LM311; − A resposta da chave depende de R1 (R1 grande, resposta lenta). Atuador de gate com saída na configuração TOTEM POLE:

Figura 2-36 – Atuador de gate com saída na configuração TOTEM POLE

Circuito de gate com isolamento elétrico:




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Figura 2-37 Circuito de gate com isolamento elétrico:

Isolamento usando um simples transformador (para 0
Figura 2-38 Isolamento usando um simples transformador

Para ciclo de trabalho D arbitrário:

Figura 2-39 Para ciclo de trabalho D arbitrário:




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High voltage bridge driver (ir2110): Características:

− − − − −

Trabalha até 500v; 2 A de pico de saída por canal; 25 ns de tempo de chaveamento; Freqüência máxima de 1 Mhz; Entrada de controle CMOS e comparadores Schmitt Triggres; − Fonte de polarização 10-20 V; − Consumo de 15 mA para 15 V.

Figura 2-40 Driver de 500V para dois transistores




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Capítulo 3 – Retificadores Não-Controlados

3. Retificadores Não-Controlados 3.1. Introdução

Fig.3.1 Definição de retificador

3.2. Circuitos Básicos Os retificadores não-controlados envolvem, necessariamente, o uso de diodos de potência. Assim, a seguir, estão mostrados os principais tipos de circuitos envolvendo diodos e suas respectivas formas de onda. Estes circuitos serão mais bem estudados nas seções seguintes, sendo muito importantes em análises futuras.

Retificador monofásico de meiaonda com carga resistiva.

Retificador monofásico de meia-onda com carga RL.




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Retificador monofásico de meia-onda com carga RL e força eletromotriz.

Retificador monofásico de meia-onda com carga RC.

Retificador monofásico de meia-onda com carga LC, ou, circuito duplicador de tensão.

Circuito inversor de carga do capacitor.

Retificador monofásico de onda completa tipo ponte, com filtro capacitivo.




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Circuito equivalente do retificador monofásico de onda completa, com filtro capacitivo.

Formas de onda do retificador monofásico de onda completa, com filtro capacitivo.

Figura 3.2 Diferentes tipos de retificadores

3.3. Análises de Retificadores 3.3.1. Retificador Monofásico de Meia-Onda com Carga Resistiva

Figura 3.3 Retificador monofásico com carga resistiva.

Ângulo de início da condução do diodo: α = 0.

Ângulo de parada da condução do diodo: β = π. Ângulo de condução do diodo: γ = β – α = π. Eletrônica de Potência



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Corrente do circuito:

− i = vo / R, para 0 < ωt < π; − i = 0, para π < ωt < 2π; Considerando um caso geral e utilizando a teoria de Fourier, temos: ∞

∞

n =1

n=1

v0 = V0 + ∑ an sennwt + ∑ bn cosnwt Onde o valor contínuo (Vo) e os coeficientes (an e bn), que compõem o “ripple”, são dados pelas expressões abaixo: 1

1

2π

β

V0 = 2π ∫∫ 0 v0 dwt = 2π ∫ ∫α v0 dwt 1

π

1

β

1

π

1

β

an = π ∫∫ 0 v0 sen(nwt )dwt = π ∫ ∫α v0 sen(nwt)dwt bn = π ∫∫ 0 v0 cos(nwt )dwt = π ∫ ∫α v0 cos(nwt )dwt O valor eficaz do enésimo harmônico da tensão é dado por: VnR

=

1 2

[a

2 n

1 2 2 n

+b

]

O valor eficaz ou rms da tensão de saída é: 1

1

 1 β v 2 dwt  2 = [v + 2 VR =  2π ∫ ∫α 0  0 ∑ vnR]2 A tensão de “ripple” vale: 1

1  ∞ 2 2 2 2 2 VR1 =  ∑ VnR  = [VR − V0 ] n =1 

O “fator de Ripple” é definido por: v

K Eletrônica de Potência

= VR1

V0 Andrés Ortiz Salazar


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A série de Fourier da corrente ( i) pode ser escrita como: i = I0 +

∞

∑

(

∞

)+ ∑ dn cos(nwt − φn ) n

cn sen nwt − φ

n=1

n =1

Onde: !

!

!

!

!

I0 = VR0 ; cn = Zann ; bn dn = Zn ; −1 nwL φ = tan , se a carga for RL; R Zn = Impedância da carga para a freqüência nw.

O valor rms do enésimo harmônico da corrente é: 1

InR =

2

2 n

[c

+d

1 2 2 n

]

O valor rms do ripple da corrente: 1

1  ∞ 2 2 2 2 2 IR1 =  ∑ InR = [IR − I0 ] n= 1 

O fator do ripple da corrente:

Ki =

IR1 I0

Assim, teremos o seguinte, para o circuito retificador de meia onda:

− Tensão contínua:


1

π

V0 = 2π ∫ ∫0

2 Vsenwtdwt =

2V π



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1

1 π 2  2 = v = π v0 2 − Valor rms de v0:  ∫ 2v sen wtdwt  2  2π ∫0 2

− Contribuição de harmônicos: VRI = [VR2 − − O fator ripple da tensão: K v =

VR1 V0

1 2 2 V0

]

1 2

π  = V0  − 1 = 1.211V0  4  2

= 1.211

3.3.2. Retificador Monofásico de Meia-Onda com Carga RL

Figura 3.3 Retificador monofásico com carga indutiva

Do circuito, temos: v L + v R = v o = v ∴ L Solução forçada: i F =

2 Vsen(wt − φ )

[R 2 + Solução natural: i N

1 2 2 (wL)

di dt

+ Ri = 2 Vsenwt

e φ = tg − 1

]

wL

R

 R   ⋅ t −  L = Ae       R  

Solução geral: i = i F + i N =

−  ⋅ t 2V 2 sen(wt − φ) + Ae   L   , onde: Z = R Z

[

1

+ (wL)2 ]2

Para t = 0, temos: i = 0. Para o intervalo de 0 < wt < β, temos: Eletrônica de Potência



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

  R  



−   t 2V 2V  senφ ; i = sen(wt − φ ) + e   L   senφ  Z Z 

A=

 Por fim, i = 0, no intervalo de β < wt < 2π.



O valor de β pode ser calculado para i = 0, em β = wt, ou seja:  Rβ   −    wL     senφ = 0 sen(β − φ ) + e

Cálculo da corrente média: V−L

di dt

− Ri = 0 ∴ i = V − L di = 2 V ⋅ senwt − wL di R

R dt

R

R dwt

Integrando a equação anterior: I0

= 1

I

= 2 V (1 − cosβ ) 0

2π

β

∫∫ 0

idwt =

1 2π

 2V wL di  − senwt   dwt ∫ ∫0  R R dwt  β

π r 2π

Assim, a tensão média de saída é: V0

= R ⋅ I 0 = 2 V (1 − cosβ ) V 2π

Obtenção de dados do ckt utilizando curvas normalizadas de corrente: Z

= 2V i Obtenção das correntes contínua e eficaz: iN

1

− Eficaz: I RN

2  2   R   t   −   1 β  =  ∫ sen(wt − φ ) − e   L   senφ d(wt ) ∫   2π 0     




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 R   t     −  1 β  L      − Contínua: I N =  ∫ sen(wt − φ) − e senφ d(wt ) ∫  2π 0     

Se R << wL ⇒ i =

2V (1 − coswt ) wL

Figura 3.4 Retificador monofásico com carga indutiva muito grande.

O valor médio de i será:

=

I0

2V wL

A corrente harmônica eficaz: I 1R

=

I V = 0 wL 2

A corrente harmônica: IR

=[ + I 02

1 2 2 I 1R

]

= 1.225 ⋅ I

A tensão sobre a carga é: V L = v, e o valor médio é: Vo = 0. KV


=

V1R V0

→ ∞ ; Ki =

I 1R I0

= 0.707



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Carga RL com diodo free-wheeling:

Figura 3.5 Retificador monofásico com carga indutiva e diodo de retorno.

No primeiro ciclo (0 < wt < π):

 − t V  2 sen(wt − φ ) + e L senφ Z  R

i0

=





No segundo ciclo (π < wt < 2π ou 0 < wt’ < π): i 0 = i D = I 0π e I 0π

R L

− t′

, onde: wt’ = wt - π

= i wt = π = i wt'= 0

No final, temos wt’ = 2π, então: I 02π

= I 0π e

R  π  −      L     w  

Depois de vários períodos, I0π e I02π se estabilizarão. A solução de i0, para o 2o ciclo, é: i0

=i=

− (R )t′′ 2V (senwt ′′ − φ ) + Ae L Z

Solução inicial: Eletrônica de Potência



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i0t’’= 0 = I’02π

Substituindo a solução inicial na equação anterior: i0

=

  2V (senwt ′′ − φ ) +  I ′02π Z  

  R  

+

  −  L    t′′ 2V  e senφ   Z 

+

  − (R L )w 2V  e senφ   Z 

Para wt” = π , D2 conduz: i 0 t′′= π

= I ′0π =

w

  2V senφ +  I ′02π Z  

π

(*)

No semiciclo seguinte, vo = 0 e iD circula: i0 = iD = I’0πe - (R/L)(t”- π /w)

Em wt”= 2π: i0 = I’0πe - (R/L)(π /w) = I’02π

(**)

Das equações (*) e (**), obtemos outra, com duas incógnitas:



  R   π



−   (w ) 2V senφ  1 + e   L      Z

I ′ 02π = e

(R L )(π w )

I ′oπ

= I ′02π e



−e

− (R L )(π w )

(R L )(π w )



Este problema pode ser analisado usando-se análise de Fourier. A expansão de Vo, em série de Fourier, é a seguinte: V0

=

2 2 1 V π 2

π 4

1 3

+ senwt − cos2wt +

1 1  cos4wt − cos6wt − K 15 35 

O valor da tensão média vale: V0

= 2V π

O valor rms de Vo vale: Eletrônica de Potência



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1

 1 π [ 2 Vsenwt]2 dwt 2 = V VR =   ∫0  2π ∫ 2 A tensão de “ripple”:

 V 2 2V 2  VRI =  − 2  π   2

1

2

= 0.545V

O fator de “ripple” de tensão: KV

=

VR1 V0

=

0.545π 2

= 1.21

A corrente io é dada por:  2 2  1 π 1 1 i0 = V + sen(wt − φ 1 ) − cos(2wt − φ 2 ) − cos(4wt − φ 4 ) − K π 3Z 2 15Z 4  2R 4Z 1  Onde: 1

− Z n = [R 2 + (nwL)2 ] 2 ; − 1 nwL

− φ n = tan − I0 =

V0 R

R ;

= 2V . πR

3.3.3. Retificador Monofásico com Carga RL e Força Eletromotriz

Figura 3.6 Retificador monofásico com carga R-L-E.

A componente de i, devido a v, é: Eletrônica de Potência



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i SF

[

Z = R2

2V sen(wt − φ ) Z

=

1 + (wL)2 ] 2 ; φ = tan − 1 wL

R

A componente devido a vc = Vc: i CF

=−

Vc R

A solução natural: iN

= Ae

− (R L )t

A corrente total: i=

V 2V sen(wt − φ) − c Z R

+ Ae

− (R L )t

, α < wt < (γ γ + α = β)

Vc m = 2V

= senα

Em wt = α e i = 0:  Vc

A=

R

−

 (R )(α ) 2V sen (α − φ ) e L w Z 

R = Zcosφ

Aplicando-se as três últimas equações na da corrente total tem-se: Z 2V

 m − (R )t  − Be L  , α < wt < γ γ + α  cosφ 

i = sen(wt − φ ) − 

Onde:

 m  (R )(α ) − sen(α − φ ) e L w  cosφ 

B= 




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Para determinar γ , basta fazer i = 0, para wt = γ + α. Das duas últimas equações:

   m  − sen(α + γ − φ )    γ  tg φ  −      φ cos      =e    m   − sen(α − φ )   cosφ   Tensão na indutância: VL

2π

λ dt

= d , onde: λ = ∫ ∫0

wv

L dt

= 0

Tensão no resistor: VRES

=

1 2π

α+ γ ∫ ∫0 [ 2Vsenwt − V0 ]dwt =

I0 IN

= Z I0 = 2V

=

1 2ππcos

2V  1 − m 2 (1 − cosγ ) − m(γ − senγ )    2π

VRES R

=

VRES Zcosφ

 1 − m 2 (1 − cosγ ) − m(γ − senγ )  

V0 = RI0 + Vc 1   1  α + γ 2π + α 2 2 2  VR =   ∫∫ ( 2 Vsenwt ) dwt + ∫ V dwt c ∫α + γ    2π  α 

A tensão de ripple é: 1

VRI

= [VR2 − V02 ] 2 KV

= VVR1 0 1

I RN

 1 α+ γ  Z  2  2 =  ∫ i dwt   2π ∫α  2 V   IR

=

2V I RN Z I RI

Ki


=

I0



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3.3.4. Retificador Monofásico de Meia-Onda com Carga RC

Figura 3.7 Retificador monofásico com carga R-C.

Quando o diodo D conduz: vc

+ v R = v o = v ∴ 1 ∫ ∫0 idt + v c (0 ) + Ri = 2Vsenwt t

C

A solução forçada é: iF

=

2V −1 1 sen(wt + φ φ ) ; φ φ = tan Z wCR 1

 1 2 Z = R 2 +  (wC)2   A solução natural é: iN

= Ae

−

t RC

t

i=

− 2V sen(wt + φ φ ) + Ae RC Z

Assumindo t = 0, vc = 0 e i = 0 temos: −  2 V  sen(wt + φ φ ) − e RC senφ φ   Z  t

i=





O ângulo β pode ser determinado fazendo-se i = 0, wt = β e resolvendo: sen(β + φ φ ) − e

−

β wRC senφ φ

= 0

3.3.5. Retificador Monofásico de Meia-Onda com Carga LC




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Este tipo de circuito também é chamado de duplicador de tensão:

Figura 3.7 Retificador monofásico com carga LC.

Analisando o circuito, durante a condução, temos: VS

=L

di dt

+

1 idt + VC C

∫ ∫

(t = 0)

Observando as condições iniciais: i (t = 0) = 0 e VC (t = 0) = 0, temos: i(t ) = VS

C 1 senwt e VC (t ) = L C

t

∫ ∫0 idt = VS (1 − coswt), onde: w =

1 LC

O circuito se estabiliza no tempo t1, de modo que: t1

= π π LC ∴ VC = 2VS

3.3.6. Circuito Inversor de Carga do Capacitor

Figura 3.7 Retificador monofásico com carga LC sem fonte CC.

Analisando o circuito, durante a condução, temos: L

di dt

+

1 idt + Vc (t = 0 ) = 0 C

∫ ∫

Observando as condições iniciais: i (t = 0) = 0 e VC (t = 0) = – V0, temos:




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i(t ) = V0

VC (t )

C senwt L

1 = C idt − V0

∫ ∫

= − V0 coswt

3.3.7. Retificador Monofásico de Onda Completa Tipo Ponte

O retificador monofásico de onda completa tipo ponte, com filtro capacitivo, é mostrado a seguir.

Figura 3.7 Retificador monofásico tipo ponte completa.

Este retificador pode ser representado pelo circuito equivalente abaixo, que é bastante similar ao circuito de um retificador de meia-onda, com exceção ao fato dos dois semiciclos da tensão de alimentação terem a mesma polaridade, o que modifica um pouco as expressões já analisadas, para o caso de meia-onda.

Figura 3.8 Modelo do Retificador monofásico tipo ponte completa.

As formas de onda são apresentadas abaixo.

Figura 3.9 Formas de onda do retificador monofásico tipo ponte completa.




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3.3.8. Retificador Multifásico

É usado em potências maiores que 15 W, diminuindo o nível de harmônicas e o tamanho do filtro. Sua freqüência fundamental é f1 = q⋅f e o tempo de condução de cada diodo é igual a 2π/q.

Figurasão 3.10dadas Retificador trifásico de media onda. As formas de onda a seguir:

Figura 3.11 Tensão de saída de um retificador trifásico de media onda.

Os valores médio e eficaz da tensão e o valor eficaz da corrente são: Vdc

Vrms

=

2 2π q

πq

∫ ∫0

Vm coswtd (wt ) = Vm

 2 πq 2 2  = Vm cos wtd(wt ) ∫ ∫  2π q 0 

 2 π q I 2 cos 2 wtd(wt ) Is =  ∫ ∫0 m   2π 

1

1

2

q π sen π q 1

 q   π 1   2 2π   = Vm   + sen    π 2 q 2 q       1

2

 1   π 1   2 2π   = I m   + sen    q   2π   q 2  

3.3.9. Retificador Trifásico Tipo Ponte

O circuito do retificador trifásico tipo ponte é mostrado abaixo.

Figura 3.12 Retificador trifásico ponte completa.




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A sua forma de onda é dada a seguir.

Figura 3.13 Formas de onda de um retificador trifásico ponte completa.

A tensão de saída é: Vo Vrms

=

2 2π 6

π6

∫ ∫0

3 Vm coswtdwt =

 1 π6  = 3Vm cos 2 wtdwt  ∫ ∫ 0 π 6 

1

2

3 3 Vm π

= 1.6542Vm

1

  3 9 3   2   Vm = 1.6554Vm =  +  2 4π    

Corrente no diodo: 1 1 2  1   2 4 π6 2 2π  π 1     2 Id =  ∫0 I m cos wtdwt = I m  π   6 + 2 sen 6     = 0.5518Vm  2π ∫ O valor rms da corrente do secundário: Is

8 π6 2  =  ∫ I m cos 2 wtdwt  ∫ 0  2π 

12

= Im

2   π π   6

1 2

+ sen

12

2π    6  

= 0.78Vm

O efeito de fontes e cargas indutivas é mostrado em seguida.

Figura 3.14 Retificador trifásico ponte completa com efeito da indutância de linha Ls.




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Capítulo 4 – Retificadores Controlados

4 Retificadores Controlados 4.1. Introdução É uma aplicação típica dos tiristores, onde o tiristor conduz somente após a aplicação de um pulso no gatilho e pára de conduzir por comutação natural ou de linha. Se a carga for muito indutiva o tiristor precisará de comutação forçada. Estes retificadores são simples e têm uma eficiência de 95%. Os mesmos também podem ser chamados de conversores CA-CC, sendo usados para controlar a velocidade em máquinas CC de poucos HP até MW. Tanto no caso monofásico quanto no trifásico, estes conversores podem ser do tipo semicontrolado, totalmente controlado ou duplamente controlado.

4.2. Princípio de Operação

Figura 4.1 Retificador monofásico de media onda. Este retificador não é muito utilizado industrialmente, pois contém muitas harmônicas. Sua tensão média de saída é: V V 1 π VDC = ∫ ∫α Vm senwtd(wt ) = m [− coswt]απ = m (1 + cosα )

2π

2π

A tensão eficaz de saída é dada por: VRMS

1 π 2  =  ∫ Vm sen 2 wtd(wt ) ∫  2π α  VRMS


=

Vm  1  

1 2

2π

 Vm2 =  4π

 π − α + 2  π  

1

2 π − ( 1 cos2wt ) dwt  ∫ ∫α  1

sen2α    2 2

      Andrés Ortiz Salazar


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O circuito de disparo é sincronizado na freqüência de linha, conforme mostrado na figura 4.2:

Figura 4.2 Alternativa de sincronismo para o retificador monofásico de onda completa. A seguir, é mostrado o caso do retificador trifásico de meia onda controlado:

Figura 4.3 Retificador trifásico de media onda.

Os valores médio, médio normalizado e eficaz da tensão de saída são mostrados abaixo: VDC

=

3 2π

5π 6 + α

∫ ∫ + π

α

Vm senwtdwt =

3 3 Vm cosα 2π

6




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VN

= cosα 1

1 2

  1  2 3  3  5π 6+ α 2  2   ( ) VRMS =  2π  π 6 +α Vm sen wtd(wt )  = 3 Vm   6 + 8π cos2α   ∫ ∫

4.3. Retificadores Controlados Monofásicos 4.3.1. Retificador Semicontrolado

Figura 4.4 Retificador monofásico hibrido.

A tensão média de saída é dada por: VDC

=

2 2π

π

∫ ∫ Vm senwtdwt = α

2Vm [− coswt]απ 2π

=

Vm

(1 + cosα )

π

O valor normalizado da tensão média é: VN

=

VDC VDCmax

= 0.5(1 + cosα )

O valor da tensão eficaz de saída é:




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VRMS

1 2

2 π 2  = 2 =  ∫ V sen wtdwt  m   2π ∫α  2π VRMS

=

2 Vm



π

∫ ∫ (1 − cos2wt)dwt α

1 2

Vm  1  

 21 sen2α       π − α + 2  2  π     

4.3.2. Retificador Totalmente Controlado

É aplicado para potências de até 15 kW, sendo os tiristores comutados pela tensão da linha de forma natural.

Figura 4.4 Retificador monofásico ponte completa totalmente controlado.

Do gráfico, temos:

− Modo Retificador: Intervalo [α, π]; v, i > 0; potência > 0; Fonte → Carga. − Modo Inversor: Intervalo [π, π + α]; v < 0; i > 0; potência < 0; Carga → Fonte. A tensão média de saída é dada por: VDC

=

2 2π

+

π α

∫ ∫ α

Vm senwtdwt =

2Vm [− coswt]απ+ α 2π

=

2Vm

cosα

π

O valor normalizado da tensão média é:




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VDCmax

=

2Vm π

⇒ VN = cos(α )

O valor da tensão eficaz de saída é: 1 2

 2 π +α V 2 sen 2 wtdwt =  Vm2 VRMS =   ∫α m   2π ∫  2π VRMS

=

Vm 2

1

2 π +α ( − ) 1 cos2wt dwt  ∫ ∫α 

4.3.3. Retificador Duplamente Controlado

Figura 4.5 Retificador monofásico duplamente controlado.

VDC1

=

2VM π

cosα 1 e VDC2

=

2VM π

cosα 2

= − VDC2 ∴ cosα 2 = -cosα 1 = cos(π π - α 1 )∴α α 2 = π π − α α 1 O indutor L r serve para limitar a corrente que circula pela fonte. VDC1




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ir

ir

=

Vm wL r

= 1

wt

wL r ∫∫ −

α1

v r dwt =

1 wt (v o1 wL r −α 1

∫ ∫

− v o2 )dwt

wt  wt  2Vm α  ∫∫ − α 1 − senwtdwt − ∫ ∫− α1 senwtdwt  = wL r (coswt − cos 1 )

4.3.4. Retificadores Controlados Monofásicos em Série

Usados em aplicações de alta tensão e melhoramento do fator de potência.

Figura 4.6 Retificador monofásico ligados em serie.

A tensão média de saída é dada por: VDC1

VDC


=

Vm π

(1 + cosα 1 ) e VDC2 =

= VDC1 + VDC2 =

Vm π

Vm π

(1 + cosα 2 )

(2 + cosα 1 + cosα 2 )



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O valor máximo da tensão média, VDCmax, é obtido em α1 = α2 = 0, sendo igual a 4Vm/π. O valor normalizado da tensão média é dado por intervalos abaixo:

− Para 0 ≤ α1 ≤ π e α2 = π: VDC

= VDC1 + VDC2 =

VDCN

=

VDC VDCmax

Vm π

(1 + cosα 1 )

= 0.25(1 + cosα 1 )

− Para α1 = 0 e 0 ≤ α2 ≤ π: VDC

= VDC1 + VDC2 =

VDCN

=

VDC VDCmax

Vm π

(3 + cosα 2 )

= 0.25(3 + cosα 2 )

Outro exemplo de retificador ligado em série é mostrado a seguir:

Figura 4.6 Retificadores totalmente controlados monofásico ligados em serie.




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Figura 4.6 Retificadores totalmente controlados monofásico ligados em serie.Exemplo-2.

4.4. Retificadores Controlados Trifásicos




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Retificador Semicontrolado

Figura 4.7 Retificador trifásico híbrido controlado

v an

= Vm senwt

v bn

 wt − 2π   = Vm sen    3    

v cn

 wt + 2π   = Vm sen  3    

v ac v ba

 wt − π  = v an − v cn = 3Vm sen    6    

 wt − 5π   = v bn − v an = 3Vm sen    6    

v cb

 wt + π   = v cn − v bn = 3Vm sen  2    

Para α ≥ π/3, os valores médio e eficaz da tensão de saída são: VDC

= 3

2π

7 π 6

∫∫ 6+ π

α

v ac dwt =

3 2π

7 π 6

∫ ∫ 6+ π

α

   

3 Vm sen wt −

3 3 Vm  dwt (1 + cosα )   = 6  2π 

π

1

1

 3 7 π 6 π    dwt  2 = 3V  3   π − α + 1 sen2α    2 2 VRMS =  3Vm sen 2  wt −     m   ∫ ∫ 6  2          2π π 6 + α  4π 




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4.4.1. Retificador Totalmente Controlado

Figura 4.8 Retificadores totalmente controlados monofásico ligados em serie.

v an

= Vm senwt

v ab

 wt + π   = v an − v bn = 3Vm sen  6    

v bn

 wt − 2π   = Vm sen  3    

v bc

 wt − π   = v bn − v cn = 3Vm sen  2    

v cn

 wt + 2π   = Vm sen  3    

v ca

 wt + 5π   = v cn − v an = 3Vm sen  6    

Os valores médio, médio normalizado e eficaz da tensão de saída são: VDC

=

3 π

π

2+α

∫∫ 6+ π

α

Vab dwt =

3 π

π

2+α

∫ ∫ 6+ π

α

VN

   

3Vm sen wt +

3 3 Vm  dwt cosα   = 6  π 

π

= cosα 1

1

 1 3 3  2  3 π 2+α 2 π    dwt  2 = 6V   +  α  VRMS =  ∫ 3Vm sen 2  wt +  cos2  m  ∫  4 8π   6       π π 6 +α    




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4.4.2. Retificador Duplamente controlado

Figura 4.9 Retificador Dual.

4.5. Considerações Sobre Projetos de Retificadores Os tiristores e diodos devem ser especificados, para uso nos retificadores controlados, devem sempre considerar o pior caso ( α = 0). Deve-se determinar o IDC, IRMS, IP, Vpico reverso. Eis alguns parâmetros de comportamento dos retificadores:

− Tensão média de saída: VDC; − Corrente média de saída: IDC; − Potência média de saída: PDC = VDC·IDC; − Tensão eficaz de saída: VRMS; − Corrente eficaz de saída: IRMS; − Potência de saída AC: PAC = VRMS⋅IRMS (contínua + harmônicos); Eletrônica de Potência



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− Eficiência ou taxa de retificação: η =

PDC ; PAC

2 2 − O valor RMS efetivo: VAC = VRMS − VDC ;

− Fator de forma: FF =

VRMS ; VDC

− Fator de Ripple: FR =

VAC VDC

2

   V   − 1 = FF 2 − 1 ; =  RMS     VDC  

− Fator de utilização do transformador: TUF =

PDC , sendo VS e IS valores VS I S

eficazes da tensão e corrente no secundário do transformador;

− Ângulo de deslocamento: φ (Ângulo entre a tensão de entrada e a harmônica fundamental da corrente de entrada); − Fator de deslocamento: FD = cos φ; 1

1

2 2   I S2 − I 21   2   I S        − Fator harmônico da corrente de entrada: FH =  2  =   − 1 ,   I   I  1     1    onde I1 é o valor eficaz da componente fundamental e IS é o valor eficaz da corrente do secundário do transformador;

− Fator de potência: FP =


VS I 1 cosφ VS I S

=

I1 cosφ . IS



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Capítulo 5 – Choppers

5 Choppers 5.1. Introdução Para uma tensão CC de entrada fixa, os choppers, ou conversores CC-CC, controlam a tensão CC média de saída, pela variação do tempo de condução do dispositivo semicondutor de potência em uso. É aplicado na regulação de tensão de fontes chaveadas e no controle de máquinas.

Figura 5.1 Representação de Chopper a nível de bloco.

A figura-1 mostra um chopper com transistor, onde, para fins de análise, considera-se ideais a fonte de entrada e as chaves, além do circuito em regime permanente.

Figura 5.2 Representação de Chopper redutor a transistor.

5.2. Princípio de Operação O controle de um conversor CC-CC é feito pelo valor médio e/ou pela freqüência do sinal aplicado, ao gatilho, da chave de operação do circuito conversor. O mais comum é controlar o valor médio, deste sinal, através da variação do tempo de condução (t on) e do tempo de desligamento (toff) da chave, para um período de chaveamento (Ts = ton + toff) fixo. Assim, este controle, conhecido como PWM (Pulse-Width Modulation), controla o ciclo de trabalho (D) da chave, definido por: D = t on /Ts.




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Figura 5.3 tecnica PWM para chopper. O diagrama de blocos do circuito de controle e suas principais formas de onda são mostrados na figura a seguir, onde: D = V control / Vst.

Figura 5.4 Diagrama de bloco de um CI PWM

5.3. Conversor Buck (Redutor de Tensão ou Step-Down)

Figura 5.5 Chopper redutor ou step down Os circuitos equivalentes, para ton e toff, e as formas de onda são mostrados a seguir, para o modo de condução contínuo, onde a corrente do indutor nunca é menor que zero (iL(t) ≥ 0).




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Figura 5.6 Tensão sobre o indutor de um choopper redutor.

Pela conservação de energia, sabe-se que as áreas A e B são iguais, assim: t on

∫ ∫ 0

VL dt +

Ts

∫ ∫ V dt = t on

L

0

∴ (Vd − Vo ) ⋅ t on − Vo ⋅ (Ts − t on ) = 0 ∴

Vo Vd

=

t on Ts

=D

Considerando que as perdas no chopper sejam nulas, tem-se: Pin

= Pout ∴ Vd ⋅ I d = Vo ⋅ I o ∴

Id Io

=

Vo Vd

= D

O ripple da tensão de saída de um conversor Buck pode ser observado nas formas de onda da figura abaixo:

Figura 5.7 Ripple na saída de um choopper redutor.




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Considerando a expressão física, que relaciona tensão e corrente no indutor, e que o indutor possui tensão (VL), somente em toff, tem-se: dI L v = L ⋅ dt L

∆I L

∆I L

∴ V = L ⋅ ∆t ∴ V = L ⋅ t off ∴ ∆I = L

o

L

Vo off L L ⋅ t ∴ ∆I

Vo s L ⋅ (1 − D )⋅ T

=

Matematicamente, o triângulo, cuja área é ∆Q, possui uma altura igual a ∆IL/2 e uma base igual a Ts/2, de modo que: V =

Q ∴ ∆Vo C

=

∆Q

C

1 1 Ts C 2 2

∴ ∆Vo = ⋅ ⋅

⋅

∆I L

2

Ts ⋅ ∆I L 8⋅C

∴ ∆Vo =

(1 − D)⋅ Ts2  Vo  ∆ Vo = 8 ⋅ C ⋅  L ⋅ (1 − D )⋅ Ts  ∴ Vo = 8 ⋅ L ⋅ C ⋅ Vo Ts

∆

Sabendo que fc (= 1/2π√(LC)) é a freqüência natural e fs (= 1/Ts) é a freqüência de chaveamento, tem-se que o ripple percentual é: ∆Vo

Vo

=

(1 − D )⋅ Ts2 8⋅L⋅C

∴

∆Vo

Vo

2

 ( − )⋅ π 2  fc  = 1 D ⋅     2

  fs  

5.4. Conversor Boost (Elevador de Tensão ou Step-Up)

Figura 5.8 Chopper elevador de tensão. on e t off, e as formas de onda do conversor equivalentes, paraa tcomparação BoostOs sãocircuitos mostrados a seguir, com entre os ganhos (Vo/Vd) ideal (tende ao infinito) e real (satura por efeito de elementos parasitas) do conversor.

Figura 5.9 Modos de trabalho em um chopper elevador.




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Figura 5.10 Tensão no indutor e função de transferencia do conversor.


∫ ∫ 0

Vd ⋅ Ts

VL dt +

Ts

∫ ∫ V dt = t on

L

0

∴ Vd ⋅ t on + (Vd − Vo ) ⋅ (Ts − t on ) = 0

+ Vo ⋅ t on − Vo ⋅ Ts = 0 ∴

Vd Vo

=

Ts

− t on Ts

= 1 − D∴

Vo Vd

=

1 1−D


Vo = 1 = Pout ∴ Vd ⋅ I d = Vo ⋅ I o ∴ II d = V 1-D o d

O ripple da tensão de saída de um conversor Boost pode ser observado nas formas de onda da figura abaixo:

Figura 5.101Corrente no capacitor e tensão de saída. Como a carga líquida do capacitor, num período (Ts), é igual a zero, tem-se

azul vermelha

que as áreas Eletrônica de Potência

e

, na figura acima, são iguais, sendo dadas por: Andrés Ortiz Salazar


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∆Q

= I o ⋅ (D ⋅ Ts )∴ ∆Q =

Vo ⋅ (D ⋅ Ts ) R

Sabendo que τ (= RC) é constante de tempo do circuito e utilizando a expressão da carga do capacitor, tem-se que o ripple percentual é: V =

Q ∴ ∆Vo C

=

∆Q

C

=

I o ⋅ (D ⋅ Ts ) ∴ ∆Vo C

=

Vo (D ⋅ Ts ) ∆Vo ⋅ ∴ R C Vo

=

D ⋅ Ts τ

5.5. Conversor Buck-Boost (Fly-Back)

Figura 5.11 Chopper Flyback. As formas de onda do conversor Buck-Boost são mostradas a seguir, incluindo a comparação entre os ganhos (Vo/Vd) ideal (tende ao infinito) e real (satura em 1, devido ao efeito de elementos parasitas) do conversor.

Figura 5.11 Tensão sobre o indutor e função de transferencia.


∫ ∫ 0

VL dt +

Ts

∫ ∫ V dt = 0 ∴ V t on

Vd ⋅ D ⋅ Ts

L

d

⋅ t on − Vo ⋅ t off = 0

= Vo ⋅ (1 − D) ⋅ Ts ∴

Vo d

V


=

D

1−D



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Id Io

=

Vo Vd

=

D 1-D

O ripple da tensão de saída de um conversor Buck-Boost pode ser observado nas formas de onda da figura abaixo:

Figura 5.12 Corrente sobre o copacitor e ripple de saída.

Como a carga líquida do capacitor, num período (Ts), é igual a zero, tem-se que as áreas azul e vermelha, na figura acima, são iguais, sendo dadas por: ∆

Vo R ⋅ (D ⋅ Ts )

∆

Q=I

⋅ (D ⋅ T )∴ Q = Sabendo que τ (= RC) é constante de tempo do circuito e utilizando a expressão da carga do capacitor, tem-se que o ripple percentual é: V =

Q ∴ ∆Vo C

=

∆Q

C

=

o

s

I o ⋅ (D ⋅ Ts ) ∴ ∆Vo C

=

Vo (D ⋅ Ts ) ∆Vo ⋅ ∴ R C Vo

=

D ⋅ Ts τ

Uma maneira empregada para isolar a entrada da saída do conversor é utilizar um transformador, desempenhando o papel do indutor:

Figura 5.12 Circuito Fly Back com acoplamento de transformador




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5.6. Conversor Cuk

Figura 5.13 Chopper tipo Cuk.

Os circuitos equivalentes, para ton e t off, e as formas de onda do conversor Cuk são mostrados abaixo.

Figura 5.14 Modos de trabalho e formas de onda sobre os indutores.

Em regime, tem-se que: VL1


= 0 e VL2 = 0 ∴ Vd + Vo = VC1



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Pela conservação de energia, tem-se:

− L1: t on

∫ ∫ 0

VL1 dt +

Ts

∫ ∫ V

L1

t on

dt = 0 ∴ (Vd

− VC1 ) ⋅ t off + Vd ⋅ t on = 0

(Vd − VC1 ) ⋅ (1 − D ) ⋅ Ts + Vd ⋅ D ⋅ Ts = 0 ∴ VC1 =

Vd 1−D

− L2: t on

∫ ∫ 0

VL2 dt +

Ts

∫ ∫ V t on

L2

dt = 0 ∴ − Vo ⋅ t off

+ (VC1 − Vo ) ⋅ t on = 0

− Vo ⋅ (1 − D ) ⋅ Ts + (VC1 − Vo )⋅ D ⋅ Ts = 0 ∴ VC1 =

Vo D

Igualando as expressões obtidas, para VC1, tem-se: VC1

=

Vd V = o 1−D D

∴

Vo Vd

=

D 1−D



Id Io

=

Vo Vd

=

D 1-D

5.7. Conversor Tipo Ponte

Figura 5.15 Chopper tipo ponte

A tensão e a corrente de carga são tanto positivas quanto negativas, sendo chamado, também, de chopper classe E ou chopper de quatro quadrantes. Suas formas de onda são mostradas na Figura abaixo. Eletrônica de Potência



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Figura 5.15 Formas de onda para uma ponte tipo ponte.

As chaves e TB– ficam no estado “on”, enquanto as chaves TA– e TB+ ficam no estado “off” e vice-versa. As expressões do sinal de controle (Vcont) escolhido e do tempo de condução (ton), determinado pelo sinal de controle, estão abaixo: TA+

v cont

=

t1 ts 4

ˆ V tri e t on

= 2t 1 +

Ts 2

Utilizando estas expressões, é possível expressar o ciclo de trabalho, com a chave ativa (D1), em função das tensões de controle (Vcont) e de pico da onda ˆ ): triangular ( V tri D1

=

t on Ts

 v  1   =  1 + cont    ˆ 2  V tri   

Da forma de onda de VAN – VBN e sabendo que D2 é o ciclo de trabalho, para a chave está desativada (D2 = toff/Ts = 1 – D1), tem-se que: Vo

=

1 ⋅ (t on ⋅ Vd Ts

− t off ⋅ Vd ) = D 1 ⋅ Vd − D 2 ⋅ Vd ∴ Vo = (2 ⋅ D 1 − 1) ⋅ Vd

ˆ , tem-se que o valor Usando a relação entre D1 e as tensões Vcont e V tri médio (Vo) de VAN – VBN é dado por:

Vo

=

Vd ˆ

⋅ Vcont

Vtri




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Outra forma de obter o mesmo valor médio da tensão de saída (V o), porém, sendo esta tensão unipolar, é mostrada nas formas de onda abaixo, onde a corrente de saída (io) passa a ser bipolar.

Figura 5.16 Formas de onda para uma ponte tipo ponte com modulação unipolar.




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Capítulo 6 – Inversores

6 Inversores

6.1. Introdução Os inversores, ou conversores CC-CA, fornecem tensões CA, na saída, a partir de tensões CC, na entrada, por meio da comutação (chaveamento) adequada dos dispositivos semicondutores de potência utilizados. Possuem dois tipos, monofásico e trifásico. Suas entradas podem ser baterias, células solares etc. e suas saídas típicas dependem do tipo, isto é:

− Monofásicas: 220 V, 50Hz; 120 V, 60Hz; 115 V, 400Hz. − Trifásicas: 220/380 V, 50Hz; 120/208 V, 60Hz; 115/200 V, 400Hz.

Figura 6.1 Definição de inversor.

É aplicado em fontes de potência ininterruptas ou de emergência, atuadores de máquinas CA, fornos de indução etc.. A figura abaixo mostra um inversor monofásico com MOSFETs.

Figura 6.2 Inversor monofásico tipo ponte.

Além da classificação em monofásico e trifásico, os inversores também são divididos de acordo com:

− Técnica de comutação utilizada: Eletrônica de Potência



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! ! ! !

Inversor com modulação de largura de pulso; Inversor ressonante; Inversor com comutação auxiliar; Inversor com comutação complementar.

− Tipo de fonte de entrada: ! !

Inversor de Fonte de Tensão, do inglês Voltage Source Inverter (VSI); Inversor de Fonte de Corrente, do inglês Current Source Inverter (CSI).

6.2. Princípio de Operação O princípio de operação do inversor pode ser entendido, através da figura abaixo, que consiste em um inversor de meia-ponte, formado por dois devendo notadodaque a tensão sobre um transistor, no estado “off”, échoppers, igual a duas vezesser a tensão fonte.

Figura 6.3 Inversor monofásico de media ponte

Somente o transistor Q1 conduz, durante To /2, sendo a tensão instantânea, sobre a carga, igual à tensão de uma das fontes CC (v o = Vss). Para uma carga indutiva, a corrente não muda imediatamente, com a tensão de saída, isto é, quando Q1 é cortado, em t = To /2, a corrente da carga continua fluindo, através de D2, da carga e da fonte superior, até cair a zero. Um processo semelhante ocorre para Q2 e D1, no intervalo de tempo t = To /2 até t = To, sendo a tensão instantânea, na carga, igual à tensão da fonte, porém, negativa (vo = – Vss). Quando os diodos conduzem, a energia está sendo devolvida à fonte CC. A figura acima também mostra as formas de onda da tensão e da corrente, numa carga puramente indutiva, onde cada transistor conduz somente 90o; contudo, dependendo do fator de potência da carga, este período de condução pode variar desde 90 até 180o. A tensão de saída é dada por:

− Instantânea:




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vo

=

2 ⋅ (2Vss ) ⋅ sen(n ⋅ ωt ) n⋅π n = 1,3,5,... ∞

∑

− RMS: 1/2

  1 T 2     ∴ Vo = Vss ⋅ ∫ Vo =  V dt ss ∫  0 T    o  o

As estruturas básicas do atuador de controle e do circuito de potência do inversor são mostradas na figura a seguir, sabendo que o circuito lógico é projetado de maneira que Q1 e Q2 não conduzam simultaneamente.

Figura 6.4 Inversor com realimentação de corrente.

Os parâmetros de performance dos inversores são citados a seguir, onde Vn é o valor eficaz (RMS) do enésimo harmônico:

− Fator Harmônico: FH =

Vn

1

V

− Distorção Harmônica Total: DHT =

1 V1

1/2

     ⋅  ∑ Vn2     n = 2,3,...  

− Fator de Distorção:




1/2

2   Vn    2 FD = V1 ⋅  n = 2,3,...  ∑  n    

1



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− Fator de Distorção Individual: FD n

Vn

=

2

V

1

⋅n

6.3. Inversor Monofásico em Ponte

Figura 6.5 Inversor monofásico tipo ponte.

Após explicar o princípio de funcionamento dos inversores, através de um inversor monofásico meia-ponte, a figura acima mostra o inversor monofásico tipo ponte e suas formas de onda. Pode-se dizer que este tipo de inversor é formado por quatro choppers, onde os semicondutores conduzem aos pares (D1–D2, Q1–Q2, D3–D4, Q3–Q4). A tensão de saída é dada por:

− Instantânea: vo

=

∞

4Vs ⋅ sen(n ⋅ ωt ) n = 1,3,5,... n ⋅ π

∑

− Componente fundamental (n = 1): V 1

=

4Vs 2⋅π

∴ V = 0,9V 1

s

− RMS: 1/2

  2 T /2 2     ⋅ ∫ Vo =  V dt s ∫  ∴ Vo = Vs 0 T    o  o

6.4. Inversor Trifásico




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Figura 6.5 Inversor trifásico com três ponte monofásicas. Geralmente, os inversores trifásicos são utilizados em aplicações de potência elevada. Na figura acima, três inversores monofásicos de meia-ponte ou ponte completa são conectados em paralelo, para formar a configuração de

um inversor trifásico. Paraque queosassinais tensões sejam equilibradas, é necessário de trifásicas comandofundamentais dos inversoresobtidas monofásicos sejam adiantados ou atrasados de 120o, um em relação ao outro. Os enrolamentos primários dos transformadores devem ser isolados, uns dos outros, já os secundários podem ser conectados em estrela ou em triângulo, sendo mais empregada a ligação em estrela, por eliminar os harmônicos triplos (n = 3, 6, 9, ...) das tensões de saída. Se as tensões de saída dos inversores monofásicos não forem perfeitamente equilibradas, em amplitude e fase, as tensões de saída trifásicas serão desequilibradas.




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6.5. Inversor Trifásico em Ponte

Figura 6.6 Inversor trifásico.

Uma saída trifásica também pode ser obtida por uma configuração com seis transistores e seis diodos, como na figura acima, onde podem ser empregados dois tipos de sinais de controle, nos transistores, um de 180o de o

condução de e outro trabalho, somente serácada tratado o controle por condução 180o, de na 120 qual,. Neste conforme sugere seu nome, transistor conduz o por 180 , de maneira que três transistores permanecem conduzindo em qualquer instante de tempo. Os sinais de comando são mostrados na figura acima, onde estão defasados 60o uns dos outros, para que as tensões trifásicas fundamentais de saída sejam equilibradas. Desta forma, quando Q1 conduz, o terminal a é conectado ao positivo da fonte CC. Ao entrar Q4, o terminal a é levado ao negativo da fonte CC. Assim, existem seis modos de operação de 60o, em cada ciclo. Os transistores são numerados de acordo com sua seqüência de comando, por exemplo: 123, 234, 345, 456, 561 e 612. Eletrônica de Potência



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A carga pode ser ligada em triângulo, onde as correntes podem ser diretamente determinadas das tensões de linha, ou estrela, onde as tensões entre fase e neutro têm de ser encontradas, a fim de determinar as correntes. Este procedimento pode ser feito considerando que, em cada semiciclo, existem três modos de condução, mostrados na figura abaixo (carga em estrela), onde também pode ser observada a forma de onda, entre a fase a e o neutro, com os valores da tensão já calculados, para cada modo citado.

Figura 6.7 Modos de trabalho do inversor trifásico.

Tensão de linha de saída é dada por:

− Instantânea: v ab

=

v bc

=

v ca

=

4Vs  n ⋅ π   ⋅ sen  ωt + π   ⋅ cos   6     6     n = 1,5,7,... n ⋅ π ∞

∑ ∞

4Vs  n ⋅ π   ⋅ sen  ωt − π   ⋅ cos       2     6     n = 1,5,7,... n ⋅ π

∑

4Vs  n ⋅ π   ⋅ sen  ωt − 7 ⋅ π   ⋅ cos   6     6     n = 1,5,7,... n ⋅ π ∞

∑

− Componente de linha fundamental (n = 1): VL1

=

4Vs ⋅ cos30° 2 ⋅π

∴ V1 = 0,7797 ⋅ Vs

− RMS: 1/2

  2 ⋅ 2 / V 2 d(ωt )  ∴ V = 2 V VL =    s o s ∫ ∫ 3    2 ⋅ π 0  A tensão eficaz de saída, entre fase e neutro, é dada por: ππ




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VF

=

VL 3

=

2 ⋅ Vs 3

∴ VF = 0,4714 ⋅ Vs

Com cargas resistivas, os diodos em paralelo com os transistores não têm função. Caso a carga fosse indutiva, a corrente, em cada ramo do inversor, seria atrasada, em relação a sua tensão. Assim, quando o transistor Q4 cortar, o único caminho para a corrente negativa de linha seria através de D1. Com isso, o terminal a da carga seria conectado à fonte CC, através do diodo D1, até a corrente inverter sua polaridade. Durante este período de tampo, Q1 não conduz. Como o tempo de condução varia com o fator de potência da carga, os transistores têm de ser continuamente excitados.

6.6. Inversor de Fonte de Corrente (IFC)

Figura 6.8 Inversor de corrente monofásico.

Nos casos anteriores, os inversores são alimentados por uma fonte de tensão e a corrente de carga é forçada a variar entre o positivo e o negativo e vice-versa; sendo empregados chaves de potência, com diodos de comutação, no caso de cargas indutivas. Já no inversor de fonte de corrente (IFC), a entrada comporta-se como uma fonte de corrente, enquanto a corrente de saída é mantida constante, independentemente da carga, e a tensão de saída é forçada a variar. O diagrama do IFC monofásico transistorizado e a forma de onda da corrente de saída são mostrados na figura acima. Como a fonte exige um fluxo contínuo de corrente, duas chaves sempre conduzirão, uma na parte superior e outra na inferior, sendo a seqüência de operação dada por: 12, 23, 34 e 41. Os diodos em série bloqueiam tensões reversas nos transistores.




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Figura 6.9 Inversor de corrente a tiristores. Conforme mostra a figura acima, no IFC tiristorizado, a comutação é feita apenas utilizando capacitores. A figura abaixo ilustra a operação do circuito,

durante um semiciclo, como suas formas de onda. Para fins de análise, considera-se que T1 e assim T2 estão conduzindo e os capacitores C1 e C2 estão carregados com a polaridade mostrada. Então, o disparo de T3 e T4 polariza reversamente T1 e T2, que são desligados, através de comutação por impulso. Agora, a corrente circula através de T3-C1-D1, carga e D2-C2-T4. Assim, os capacitores C1 e C2 são descarregados e recarregados, em uma taxa constante, determinada pela corrente de carga. Quando C1 e C2 são carregados, para a tensão de carga, e suas correntes caem a zero, a corrente de carga é transferida de D1 para D3 e de D2 para D4. D1 e D2 são desligados quando a corrente de carga for completamente invertida. Neste momento, os capacitores estão prontos para desligar T3 e T4, se T1 e T2 forem disparados no próximo semiciclo. O tempo de comutação depende da amplitude da corrente e da tensão da carga. As expressões das formas de onda são mostradas a seguir.

Figura 6.10 Forma de trabalho do inversor de corrente a tiristores.

ic

= i o + i d = i o + (I L − i c )∴ i c =

IL

+ io

2

∴ i c = I L e − t 2R C o




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ic

∫ ∫ C dt + R

i

L o

= 0∴

IL

+ io 2C

+ Ro

di o dt

= 0∴

di o dt

=−

IL + io 2R L C

∴ i o = 2I L e − t 2R C − I L o

A figura abaixo ilustra um inversor trifásico corrente-tensão, com carga indutiva, assim como, os períodos de condução de cada semicondutor, as tensões de fase e a corrente da fase “A”.

Figura 6.11 Inversor de corrente a tiristores.

6.7. Controle de Tensão de Inversores Monofásicos Há várias técnicas de controle do ganho e, conseqüentemente, da tensão de saída, de um inversor, sendo o controle por modulação da largura de pulso (PWM) o mais eficiente. Os objetivos do controle de tensão, nos inversores em geral, são:

− Manter a tensão de saída independente de variações na tensão de entrada; − Manter a tensão de saída independente da carga (regulação); − Manter constante a relação entre a tensão e a freqüência de saída. As técnicas mais comumente utilizadas são tratadas a seguir:

− Modulação por Largura de Pulso Único: Existe somente um pulso por semiciclo e a sua largura é variada, para controlar a tensão de saída do inversor. A figura abaixo mostra os sinais de comando e a tensão de saída do inversor monofásico em ponte completa. Os sinais de comando são gerados por comparação, entre um sinal de referência retangular de amplitude Ar e uma Eletrônica de Potência



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onda portadora triangular de amplitude Ac. A freqüência do sinal de referência determina a freqüência fundamental da tensão de saída. Pela variação de Ar, desde 0 até Ac, a largura do pulso (δ) pode ser variada de 0 até 180o. A relação entre Ar e Ac é a variável controlada, sendo definida como índice de modulação: (M). A figura abaixo também mostra o perfil de harmônicos com a variação de M, onde o harmônico dominante é o terceiro e fator de distorção aumenta bastante, para baixas tensões de saída. As expressões do índice de modulação (M), da tensão eficaz de saída (Vo), da série de Fourier da tensão de saída (vo) e da largura de pulso (δ) são mostradas abaixo.

Figura 6.11 Técnica de modulação por largura de pulso.

M = Ar Ac 12

 2 ( + )2 2  Vo =  Vs d(wt ) = Vs ∫ ∫ 2  2π ( − )  π δ

π δ

vo (t ) =

π

∞

4Vs nδ sen sen(nwt ) 2 n = 1,3,5,K nπ

∑

δ


δ

= π⋅M



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− Modulação por Largura de Pulsos Múltiplos: O uso de muitos pulsos, em cada semiciclo da tensão de saída, pode reduzir o conteúdo harmônico. A figura abaixo mostra a geração dos sinais de comando dos transistores e a tensão de saída, para inversores monofásicos. Esta geração permite ligar e desligar os transistores, sendo feita por comparação por comparação de um sinal de referência com uma portadora triangular. A freqüência do sinal de referência estabelece a freqüência de saída (fo) e a freqüência da portadora (f c) determina o número de pulsos, por semiciclo (p). O índice de modulação (M) controla a tensão de saída e sua variação de 0 até 1 varia largura de pulso de 0 até π /p e a tensão de saída de 0 até Vs. A figura a seguir também possui o perfil de harmônicos pela variação de modulação, para cinco pulsos por semiciclo, onde o fator de distorção é bem menor que aquele da modulação por pulso único; porém, devido ao maior número de processos de chaveamento dos transistores, aumenta as perdas. As expressões do número de pulsos por semiciclo (p), da tensão eficaz de saída (Vo), da série de Fourier da tensão de saída (vo, onde o valor de Bn pode ser encontrado por um par de pulsos, com duração de δ, sendo que o positivo começa em ωt = α, enquanto o negativo começa em ωt = π+α) e da largura de pulso ( δ) são mostradas abaixo.

Figura 6.12 Técnica de modulação por mutipulso

p=

fc 2 ⋅ fo

=


mf , onde mf = fc /fo é a razão da freqüência de modulação. 2



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 2P ( P + ) 2V 2 d(wt ) Vo =  ∫( P− ) 2 s   2π ∫ π

π

δ

δ

vo (t ) =

∞

∑B

n

12

= Vs

P⋅δ π

⋅ sen(nwt )

n = 1,3,5,K

δ

= π M P

− Modulação por Largura de Pulsos Senoidal: A largura de cada pulso é variada, em proporção à amplitude de uma onda senoidal, analisada no centro do mesmo pulso. O fator de distorção e os harmônicos de mais baixa ordem são reduzidos de maneira significativa. A figura abaixo mostra a tensão instantânea de saída (considerando que dois transistores do mesmo ramo não podem conduzir ao mesmo tempo). Além disso, a figura também mostra os sinais de comando, os quais são gerados através da comparação de um sinal de referência senoidal com uma portadora triangular de freqüência fc. A freqüência do sinal de referência (fr) determina a freqüência de saída do inversor (fo) e sua amplitude máxima (Ar) controla o índice de modulação (M), que, por sua vez, controla a tensão eficaz de saída (Vo). O número de pulsos por semiciclo depende da freqüência da portadora. Na figura a seguir, também pode ser observado que os mesmos sinais de comando podem ser gerados via uma onda portadora triangular unidirecional. Além disso, a figura mostra o perfil de harmônicos da modulação senoidal, para cinco pulsos por semiciclo, sendo o fator de distorção bastante reduzido, quando comparado àquele da modulação por pulsos múltiplos. As expressões da tensão eficaz de saída (Vo, estendida da expressão do valor médio, para modulação por pulsos múltiplos), e da série de Fourier da tensão de saída (vo, semelhante ao caso anterior).

Figura 6.13 Técnica de modulação modulação senoidal




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12

  P δ   Vo = Vs  ∑ m      n = 1 π   vo (t ) =

∞

∑B

n = 1,3,5,K

n

⋅ sen(nwt )

Outros tipos de técnicas de controle de tensão bastante difundidas são a Modulação por Largura de Pulsos Senoidal Modificada




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Capítulo 7 –Aplicações em fontes de alimentação

7 - APLICAÇÕES A FONTES DE ALIMENTAÇÃO ======================================================== 7.1 Introdução

Figura 7.1 Esquema de uma fonte de alimentação CC chaveada ( 70% < η < 60%)

Figura 7.2 Fonte de Alimentação CC Linear ( 30% < η < 60%) recomendável para potências < 25W ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

Prof. Andrés Ortiz Salazar


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7.2 Fontes Chaveadas vs Fontes Lineares

• Fonte chaveada é altamente eficiente de 70 a 90 % e peso das fontes são menores devido a trabalhar a freqüências altas. •• Tamanho Fontes chaveadas são mas complexas e geram interferências electromagnéticas.

7.3 Conversor CC-CC com ISOLAMENTO ELETRICO Classificação:

• UNIDIRECIONAL • FLYBACK • BUCK ou Strep Down

• BIDIRECIONAL • Push-Pull • Half-Brige(media ponte) • Full-Brige(ponte completa) 7.4 CONVERSOR FLYBACK

CHAVE “ON” ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

CHAVE “OFF” Prof. Andrés Ortiz Salazar


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Figura 7.3 Chopper tipo Flyback

(a) Com

dois Transistores

(b) Conversor paralelo a Flyback

Figura 7.4 Outras configurações fly back

7.5 CONVERSOR FORWARD (derivado do step-down)

Figura 7.5 Chopper Forward

v

=

L

N 2

N 1

v

ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

v

= −v

L

−v

d

o

o

(0 < t < t on) V o (t

 N V = N 2 D 1  < t < T )  d

on

s



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101


Fig.7.6 CONVERSOR FORDWARD PRATICO




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OUTRAS TOPOLOGIAS

(a) COM DUAS CHAVES

(b) CONFIGURAÇÃO PARALELA

Fig.7.7 Outras configurações




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7.6 CONVERSORES CC-CC BIDIRECCIONAIS CONVERSOR PUSH PULL

Fig.7.8 Conversor Push Pull v

=

L

N 2 N 1

v

v

= −v

L

−v

d

o

o

(0 < t < t on) (t on< t < T )s

V = 2 N 2 D(0 < D < 0 ,5) V N 1  o

d

v

=

L

N 2

v V

v

N 1

= −v

L

−v

d

o

o

(0 < t < t on) (t on< t < T )s

N

V = N 21 D(0 < D < 0 ,5) o

d




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CONVERSOR TIPO PONTE

Fig.7.9 Conversor tipo Ponte N 2

=

v

L

v

−v

d

o

(0 < t < t on)

N 1

= −v (t < t < ∆ )  T  t + ∆ =   2   V N 2  t V = 2 N D; onde.... D= T  1  v

L

o

on

s

on

o

on

d

s

Comparando fontes de media ponte e ponte completa, com tensões de entrada e saída, e potências similares obtém-se:

 N 2   N    = 2 2   N 1  1 / 2  N 1  ( I )1 / 2 = 2(I P

CHAVE


P

P

CHAVE

)P



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7.7 CONTROLE DE UMA FONTE CHAVEADA CC A variação de Vo < ±

Fig.7.10 Diagrama de blocos do sistema de controle 7.8 FONTES DE ALIMENTAÇÃO C.A UPS (Uninterruptiple Power Supplies) Usado para alimentar cargas criticas como: • Computadores controlando processos importantes • Equipamentos médicos Características de tensão de sadia:

•• freqüência de saída devera ser de 60 Hz. Puramente senoidal distorção menor de 1% • Para um sistema 3φ as três sinais deveram ter a mesma amplitude e estar desfasadas 120°.

PROBLEMAS TÍPICOS:

• • • •

SOBRE TENSÃO SUB TENSÃO SAIDA DO SISTEMA PICOS TRANSITORIOS DE TENSÃO (SPIKES)

• FORMAS DE TENSÃO RECORTADA ELETRÔNICA DE POTÊNCIA



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• HARMONICOS

•

EMI

Fig.7.11 TIPICA TOLERANCIA DE TENSÃO DE SISTEMAS COMPUTARIZADOS ( STD.446) RECOMENDAÇÃO PRATICA PARA SISTEMAS DE POTENCIA DE EMERGENCIA PARA APLICAÇÕES INDUSTRIAES E COMENCIAES.




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7.9 NO-BREAKS - PARA QUE SERVEM? Em alguns setores da população os apagões provocaram mudanças no día a día. Para quêm não sabe fazem já 20 anos que os no-breaks (aparelhos que armazenam energia elétrica em baterias). E que hoje a causa de todos estes problemas, adquiriram seu verdadeiro valor perante este problema. Por estasem horas nem fabricantes conseguem do setor informatizado indústrias, hospitáis,nem lojas,lojistas escolas, etc...etc...dar conta dos pedidos Estes equipamentos ajudam a continuar os trabalhos em desenvolvimento e protegem o hardware do sistema quando a rede elétrica fica instável ou diretamente quando a energía falta. Existem no-breaks para uso doméstico , e outros para uso corporativo. Os primeiros de 400 a 600 VA (Volt-Ampère) e os segundos de até160 kVA (kiloVolt-Ampère). Porém existem alguns fabricantes que podem fornecer no-breaks de até 1.000 kVA". A autonomía destes equipamentos é de 15 a 20 minutos, o que permitiría encerrar os trabalhos que estão sendo e ainda possúem circuitosestiver inteligentes que, fazem com a máquina guardefeitos, o trabalho emalguns disco deles e o feche se o usuário longe no momento do que apagão. Tambem podem incorporar-se módulos externos de bateria ao no-break se éste for expansivel e obviamente no caso de aqueles usuários que necessitem mais tempo de autonomía. Para se ter uma idéia de preços, um no-break de 650 VA (suficientes para o micro, monitor, impressora e scanner), custa R$ 280 para uma autonomia de 30 minutos e aceita bateria externa para 370 minutos (por R$ 250). Clientes corporativos vão gastar um pouco mais: é possível manter o no-break no ar por até 24 horas, mas isso encarece o equipamento. "Um no-break de 3 kVA, que suporta 15 micros por 15 minutos, custa em torno de RS 6 mil. Se o cliente quiser uma autonomia de 2 horas, vai gastar mais R$ 8 mil em baterias". Para garantir que a atividade profissional seja mantida em caso de blecautes (e agora também durante o racionamento), muitas empresas usam geradores. Eles demoram alguns minutos para entrar em funcionamento. O ideal é que um no-break faça a transição. Além dos equipamentos de informática, os outros eletrodomésticos também precisam de proteção. Filtros de linha e estabilizadores ajudam nessa tarefa. Mesmo sem blecaute, a rede elétrica é instável. Na volta de um eventual apagão, a energia produz um pico que pode danificar tevês, rádios, geladeiras.... De uma forma geral, os sistemas ininterruptos de energia, conhecidos popularmente no Brasil como No-Breaks, possuem como função principal fornecer à carga crítica energia condicionada (estabilizada e filtrada) e sem interrupção, mesmo durante uma falha da rede comercial. Ao receber a energia elétrica da concessionária, o No-Break transforma esta energia não condicionada, isto é; abundante em flutuações, transitórios de tensão e de freqüência, em energia condicionada, onde as características de tensão e freqüência são rigorosamente controladas. Desta forma oferece parâmetros ideais, o que é fundamental para o bom desempenho das cargas críticas (sensíveis).

Figura 9.12 - Sistema No-Break alimentando carga crítica ELETRÔNICA DE POTÊNCIA



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Transitórios e deformações da forma de onda de tensão, variações de freqüência e miniinterrupções (duração de até 0,1 segundo) dependem de uma série de fatores, tais como: proximidades de cargas reativas ou não lineares (retificadores controlados), comutação de cargas na rede, descargas atmosféricas, ruídos, etc. Estes fenômenos perturbam a operação e comprometem a confiabilidade dos sistemas computacionais. De acordo com sua magnitude podem afetar até o hardware pela danificação de semicondutores, discos rígidos, cabeças de gravação, entre outros.

Composição do Sistema Um sistema No-Break é composto por circuito retificador/carregador de baterias, banco de baterias, circuito inversor de tensão e chave estática ou bypass automático (item opcional). Circuito Retificador/Carregador- converte tensão alternada em contínua, mantendo o banco de baterias carregado e alimentando o inversor (ver No-Break On-Line); Banco de Baterias- armazena energia para alimentar a carga durante falhas da rede elétrica e atua como filtro (ver No-Break On-Line); Circuito Inversorconverte tensão contínua (proveniente do banco de baterias) em tensão alternada para alimentar a carga; Chave Estática- transfere a carga para a rede em caso de falha no sistema.

Topologias Principais: Em função da disposição dos circuitos, são geradas diferentes arquiteturas (topologias) com características bem distintas. Os sistemas No-Breaks podem ser divididos em ON-LINE e OFFLINE. No-Break Off-Line Na figura 9.13 é mostrado o diagrama em blocos da topologia off-line. Nesta topologia existem duas condições de operação, definidas pela situação da rede de alimentação: Rede Presente- a chave CH é mantida fechada. A carga é alimentada pela rede elétrica (em alguns casos passando por um circuito estabilizador de tensão). Falha na Rede- a chave CH é aberta. A carga passa a ser alimentada pelo banco de baterias através do inversor.

Figura 9.13 - Diagrama em blocos do No-Break Off-Line Nos equipamentos onde há um circuito carregador do banco de baterias específico o inversor permanece inoperante (estado passivo) enquanto a rede estiver presente, passando a alimentar a carga somente em uma falha da rede. Estes equipamentos são tipicamente denominados como No-Breaks Stand-By. ELETRÔNICA DE POTÊNCIA



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Nesta mesma linha se encontram os Short-Breaks, diferenciando-se dos No-Breaks Off-Line, basicamente, por: maior tempo de interrupção nas transferências, inexistência de circuito estabilizador (via rede), inversor alimenta a carga com onda quadrada não estabilizada, etc. Existem equipamentos, denominados como Bidirecionais ou Tri-Port, onde o inversor atua também como carregador do banco de baterias. Nesta configuração (Off-Line) existem, portanto, duas fontes de alimentação da carga; rede e inversor, existindo desta forma transferência da carga de uma fonte para outra em função da situação da rede. Estas transferências são pontos muito críticos, submetendo a carga a transitórios de sub ou sobretensão e, em alguns casos, interrupções no fornecimento de energia. Neste caso, principalmente, o seu computador pode ter desde perda de dados até danificações no hardware. O circuito retificador nesta topologia limita-se exclusivamente a carregar o banco de baterias. Normalmente possuem pequena capacidade de corrente de carga e, portanto, não são recomendados para as aplicações que necessitam de longo tempo de autonomia (acima de uma hora).

No-Break On-Line O diagrama em blocos desta configuração é apresentado na figura 9.14. Nos equipamentos desta topologia sempre existe dupla conversão de energia: no primeiro estágio o retificador opera como conversor de tensão alternada (rede) em contínua (banco de baterias) e no segundo estágio o inversor converte tensão contínua (baterias) em alternada (saída).

Figura 9.14 - Diagrama em blocos do No-Break On-Line Na figura 9.15 é mostrado o fluxo de potência com rede presente. O circuito retificador alimenta inversor e carrega o banco de baterias. A carga é continuamente alimentada pelo inversor, não dependendo da situação da rede. Além de manter a rede comercial eletricamente isolada da carga, a principal vantagem dos sistemas On-Line em relação aos sistemas Off-Line é que não há tempo de transferência e/ou transitórios da tensão de saída nos eventos de falha ou retorno da rede comercial.

Figura 9.15 - Diagrama em blocos do No-Break On-Line/Rede presente Devido à dupla conversão de energia, os sistemas On-Line, normalmente, apresentam maior custo de fabricação e possuem rendimento global inferior aos sistemas Off-Line. Em outros ELETRÔNICA DE POTÊNCIA



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itens como: regulação estática, regulação dinâmica (variação da carga e/ou da tensão da rede comercial), estabilidade da frequência e taxa de distorção harmônica da tensão de saída os sistemas On-Line apresentam melhor desempenho. Durante uma falha na rede comercial, a energia armazenada no banco de baterias é utilizada pelo inversor para alimentar a carga. Este modo de operação está representado na figura 9.16.

Figura 9.16 - Diagrama em blocos do No-Break On-Line/Rede presente Os sistemas On-Line operam com tensão mais elevada no barramento de tensão contínua (utilizam maior deOn-Line. baterias). Este fator faz com que o rendimento do circuito inversor seja superior nosnúmero sistemas Na figura 9.17 é mostrado o diagrama em blocos do No-Break On-Line com chave estática. Esta configuração apresenta extrema confiabilidade, operando normalmente pelo inversor e em caso de falha do inversor, sobrecarga ou outro evento que prejudique o fornecimento, a chave estática transfere a carga para a rede. Após a normalização da situação a chave estática retorna a carga para o inversor. Por esta razão a maior parte dos fabricantes de No-Breaks, nacionais e internacionais, nas potências acima de 10kVA, tipicamente, utilizam esta topologia.

Figura 9.17 - No-Break On-Line com chave estática




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Os problemas de alimentação eléctrica,depodem provocar perda da éinformação circula numa rede de dados ou simplesmente um PC. O risco aque corre tanto maiorque quanto mais importante for a informação com que trabalha no seu PC. A Back-UPS PRO da APC, alimenta, em caso de emergência, o seu computador através da bateria permitindo-lhe trabalhar durante breves falhas de energia ou desligar o seu sistema no caso de uma falha de rede prolongada. A Back-UPS Pro da APC, utiliza o PowerChute® plus (software de gestão) com WorkSafe® para guardar ficheiros e para desligar o seu computador de forma segura e ordeira em caso de falha de rede. O seu elevado desempenho contra problemas de sobretensão, protege o seu computador dos danos provocados pelo ruído eléctrico, picos de tensão e descargas atmosféricas. Para informações complementares consulte a tabela de autonomias da Back-UPS Pro.

Site para pesquisa: http://www.instrutec.com.br/represen/MCM/nobreakbstec.html http://www.adi-sa.com.ar/upsetII.htm http://www.qrs.pt/index.html?target=UPSziUnidzode_Energia_Inetzozj.html http://www.emersonenergy.com.br/ups.htm




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[Ortiz] Eletrônica de Potência (2000)

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