MODULACIONES PARA TRANSMISIÓN POR FO

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MODULACIONES PARA TRANSMISIÓN POR FIBRA ÓPTICA 1. MODULACIÓN DIGITAL DE AMPLITUD AMPLITUD (ASK). Consiste en cambiar la amplitud de la sinusoide entre dos valores posibles; si uno de los valores es cero se le llama OOK (On-Off keying). La aplicación más popular de ASK son las transmisiones con fibra óptica ya que es muy fácil "prender" y "apagar" el haz de luz; además la fibra soporta las desventajas de los métodos de modulación de amplitud ya que posee poca atenuación. Otra aplicación es el cable transoceánico.

1.1 Modulación OOK (On-Off Keying). Este tipo de modulación consiste en suministrar al diodo láser una corriente, ION , superior a la corriente umbral del diodo láser para que tenga lugar la radiación, cuando se desea emitir el bit "1". En caso de transmitir el bit "0" la potencia óptica emitida por el láser debe ser nula, por lo que la corriente aplicada, IOFF , debe ser menor que el umbral. Emplear una corriente IOFF próxima a cero tiene como ventaja que la potencia residual asociada a los bits "0" debida a las emisiones espontáneas es mínima, incrementando el cociente de extinción y por tanto reduciendo la probabilidad de error. La siguiente figura presenta un ejemplo de modulación OOK. Al comienzo de cada pulso óptico aparecen unas oscilaciones amortiguadas (oscilaciones de relajación) cuyo origen está en el proceso por el cual los portadores y fotones tienden a sus valores de equilibrio.

Fig.1. : Modulación OOK. Como también se observa en la figura existe un retardo en cada conmutación ( retardo de encendido, tD ), debido a la lenta respuesta de los portadores de carga para que se inicie la oscilación del láser. Este retardo puede reducirse incrementando la cantidad de portadores existentes en el láser, lo cual supone emplear una corriente I OFF , cercana a la corriente umbral del diodo láser.


El valor concreto del retardo de encendido, tD , puede calcularse como:

donde τe es el tiempo de vida de las recombinaciones espontáneas.

Pulsación mediante conmutación de la ganancia Existen aplicaciones en las que el diodo láser debe genera unos pulsos ópticos muy estrechos, cuya duración sea menor que el intervalo entre pulsos consecutivos. En esta situación se aplica al láser un pulso de corriente que durante un breve intervalo de tiempo este por encima de la corriente umbral para la oscilación del láser. Si este pulso de corriente es lo suficientemente estrecho el pulso óptico emitido se corresponde con el primer pico de las oscilaciones de relajación vistas en la anterior figura. Este modo de operación se denomina conmutación de la ganancia.

1.1.1 On/Off keying sin retorno retorno a cero (non-return-to-zero On/Off keying, NRZ OOK) NRZ OOK, frecuentemente referida como OOK, ha sido el formato dominante durante un largo tiempo. Diferentes razones han favorecido históricamente el uso del formato NRZ OOK, convirtiéndolo en un formato de referencia. Entre estas razones están las siguientes: o

o

o

Ancho de banda relativamente bajo en comparación con el formato RZ RZ OOK. Inmunidad frente al ruido de fase, en contraposición a los formatos PSK. Transceptor mucho más simple que el necesario para otros formatos de modulación.

En los últimos años, conforme las comunicaciones ópticas avanzan hacia regímenes binarios superiores, sistemas DWDM y enlaces de muy larga distancia, el formato NRZ OOK ha perdido terreno frente a otros formatos más adecuados para enlaces de elevada capacidad. Sin embargo, debido a su dominio histórico, es una buena referencia a modo comparativo. Para regímenes binarios de 10 Gb/s y superiores, las señales NRZ OOK suelen generarse mediante DMLs y EAMs en el caso de enlaces de corto y medio alcance, mientras que se utilizan MZMs para enlaces de largo o muy largo alcance. Cuando se utilizan MZMs, el modulador es polarizado con la tensión correspondiente a la mitad de la potencia óptica de salida. A dicha tensión de polarización se le suma otra tensión cuyo valor pico a pico es V , lo que hace que el modulador oscile entre el punto de máxima extinción y el de máxima transmisión.


El valor concreto del retardo de encendido, tD , puede calcularse como:

donde τe es el tiempo de vida de las recombinaciones espontáneas.

Pulsación mediante conmutación de la ganancia Existen aplicaciones en las que el diodo láser debe genera unos pulsos ópticos muy estrechos, cuya duración sea menor que el intervalo entre pulsos consecutivos. En esta situación se aplica al láser un pulso de corriente que durante un breve intervalo de tiempo este por encima de la corriente umbral para la oscilación del láser. Si este pulso de corriente es lo suficientemente estrecho el pulso óptico emitido se corresponde con el primer pico de las oscilaciones de relajación vistas en la anterior figura. Este modo de operación se denomina conmutación de la ganancia.

1.1.1 On/Off keying sin retorno retorno a cero (non-return-to-zero On/Off keying, NRZ OOK) NRZ OOK, frecuentemente referida como OOK, ha sido el formato dominante durante un largo tiempo. Diferentes razones han favorecido históricamente el uso del formato NRZ OOK, convirtiéndolo en un formato de referencia. Entre estas razones están las siguientes: o

o

o

Ancho de banda relativamente bajo en comparación con el formato RZ RZ OOK. Inmunidad frente al ruido de fase, en contraposición a los formatos PSK. Transceptor mucho más simple que el necesario para otros formatos de modulación.

En los últimos años, conforme las comunicaciones ópticas avanzan hacia regímenes binarios superiores, sistemas DWDM y enlaces de muy larga distancia, el formato NRZ OOK ha perdido terreno frente a otros formatos más adecuados para enlaces de elevada capacidad. Sin embargo, debido a su dominio histórico, es una buena referencia a modo comparativo. Para regímenes binarios de 10 Gb/s y superiores, las señales NRZ OOK suelen generarse mediante DMLs y EAMs en el caso de enlaces de corto y medio alcance, mientras que se utilizan MZMs para enlaces de largo o muy largo alcance. Cuando se utilizan MZMs, el modulador es polarizado con la tensión correspondiente a la mitad de la potencia óptica de salida. A dicha tensión de polarización se le suma otra tensión cuyo valor pico a pico es V , lo que hace que el modulador oscile entre el punto de máxima extinción y el de máxima transmisión.


La Fig. 2 muestra el diagrama de bloques de un transmisor NRZ OOK. La señal eléctrica con un régimen binario Rb es convertida a una señal óptica del mismo régimen binario. En el caso de que se utilice un modulador externo, éste puede ser tanto de tipo MZM como de tipo EAM. En el receptor, los pulsos ópticos son convertidos en corriente eléctrica mediante un fotodiodo.

Fig. 2. Transmisor NRZ OOK. Estructura basada en a) láser de modulación directa y b) láser modulado externamente. La Fig. 3 muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal NRZ OOK ideal. El formato NRZ OOK presenta el espectro más compacto entre todos los formatos de modulación presentados en este capítulo. Sin embargo, esto no implica que dicho formato muestre mayor resistencia que el resto a la acción de la CD en un sistema de comunicaciones ópticas con amplificadores y compensación de dispersión, ya que existen otros formatos, tales como el duobinario o el formato AMI, que implementan técnicas de reducción de dispersión en el propio proceso de modulación.

Fig. 3. Formato NRZ OOK. a) Espectro óptico. b) Diagrama de de ojo.

1.1.2 On/Off keying con retorno a cero (return-to-zero On/Off keying, RZ OOK). Los términos con retorno a cero (Return-to-Zero, RZ) y sin retorno a cero (NoReturn-to-Zero, NRZ) hacen referencia a la duración del pulso óptico con

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respecto al periodo del mismo (T). Si el ciclo de trabajo del pulso óptico es el 100% o, dicho de otro modo, si la duración del pulso óptico es T, entonces se dice que el pulso es sin retorno a cero; en caso de que la duración del pulso óptico sea menor que T, el pulso será con retorno a cero. Los transmisores RZ OOK pueden ser implementados creando las señales RZ tanto de forma electrónica, con prioridad a la generación del pulso óptico, como mediante moduladores externos que recortan los pulsos ópticos una vez que éstos han sido generados. A lo largo de la presente memoria, al elemento cuya función es recortar los pulsos ópticos para generar la señal RZ a partir de la señal NRZ se le denominará modulador de pulsos. El método de generación de señales RZ de forma electrónica es factible hasta regímenes binarios de 10 Gb/s, mientras que para capacidades de 40 Gb/s o superiores se utilizan moduladores de pulsos. Generalmente, estos moduladores de pulsos son EAMs o MZMs excitados mediante señales sinusoidales, aunque para elevados regímenes binarios, se opta por MZMs frente a EAMs debido a la característica de absorción variable que presentan los EAMs y al chirp residual que introducen. La Fig. 4 muestra el diagrama de bloques de un transmisor RZ OOK que genera la señal RZ mediante un modulador externo.

Fig. 4. Transmisor RZ OOK. El funcionamiento del transmisor RZ OOK es parecido al del transmisor NRZ OOK. En primer lugar, se genera una señal NRZ OOK modulando la intensidad de la señal óptica; posteriormente, los pulsos de esta señal son recortados mediante un modulador de pulsos. Este modulador de pulsos es excitado mediante un tren de pulsos eléctricos cuya frecuencia coincide con el régimen binario de la señal eléctrica que porta los datos originales. La Fig. 5 muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal RZ OOK ideal con un ciclo del trabajo del 33%. En comparación con una señal NRZ OOK, la señal RZ OOK tiene un espectro óptico más ancho debido a la menor duración que tienen sus pulsos, lo que lleva a una menor eficiencia espectral. Por otra parte, la comparación entre señales RZ OOK con ciclos de trabajo del


33%, el 50% y el 66% muestra que, a medida que el ciclo de trabajo aumenta, la anchura del lóbulo principal del espectro óptico se hace menor, mientras que la potencia óptica de los lóbulos laterales también aumenta, lo que puede originar interferencias en los canales adyacentes en sistemas WDM si la separación entre canales no es suficiente. También es importante señalar que un incremento en el ciclo de trabajo se traduce en un decremento en la potencia de pico del pulso óptico, ya que la potencia media del pulso se mantiene constante mientras que la duración del mismo aumenta. Esta reducción en la potencia de pico reduce los efectos no-lineales que la señal óptica sufre conforme se propaga por el interior de la fibra.

Fig. 5. Formato RZ OOK. a) Espectro óptico. b) Diagrama de ojo.

1.2 Portadora suprimida con retorno a cero (Carrier suppressed return-tozero, CS RZ). La diferencia más significativa entre una señal CS RZ y una señal RZ OOK convencional es que la primera introduce un salto de  radianes en la fase entre bits adyacentes. La Fig. 6 muestra el diagrama de bloques de un transmisor CS RZ donde se puede apreciar que la alternancia de  radianes en la fase se introduce mediante un MZM polarizado en el punto de mínima transmisión y excitado mediante una señal sinusoidal cuya frecuencia es la mitad del régimen binario de los datos que se transmiten. Un MZM polarizado y excitado en estas condiciones dobla la frecuencia de la señal modulada y hace que su fase alterne entre 0 y  radianes. La inversión de fase entre bits adyacentes hace que, en promedio, el campo óptico de la mitad de los 1’s lógicos transmitidos tenga signo positivo (0 radianes) mientras que el campo óptico de la otra mitad de 1’s lógicos

transmitidos tenga signo negativo (  radianes), resultando un campo óptico de valor medio nulo. Como consecuencia, la portadora, que se debe al valor medio o valor de continua del campo óptico, desaparece.


Fig. 6. a) Transmisor típico CS RZ. b) Generación de la señal de fase alterna CS RZ mediante un MZM. La Fig. 7 muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal CS RZ ideal. Debido a que la fase óptica en una señal CS RZ es periódica a una frecuencia igual a la mitad del régimen binario de la señal transmitida, el espectro de estas señales exhibe tonos a ±R/2, siendo R el régimen binario de la señal transmitida.


Fig. 7. Formato CS RZ. a) Espectro óptico. b) Diagrama de ojo. Las señales CS RZ muestran mayor tolerancia a las no-linealidades de la fibra y a la CD residual que las señales OOK. Además, la supresión de la portadora atenúa la acción del fenómeno FWM en sistemas WDM.

1.3 Duobinario. La idea fundamental del formato de modulación duobinario es introducir interferencia intersimbólica (Inter-Symbol Interference, ISI) de forma controlada haciendo que bits adyacentes se solapen parcialmente, lo que permite reducir el ancho de banda necesario para la transmisión de los datos con respecto a los formatos OOK. Puesto que la ISI se introduce de forma controlada en el transmisor, una vez recibida la señal, es posible eliminar esta ISI y recuperar la señal original. Uno de los métodos aplicados para generar señales duobinarias se basa en el uso de un filtro de respuesta finita al impulso (Finite Impulse Response, FIR). Cuando la entrada del filtro es binaria, siendo los valores binarios -1 y +1, la salida puede tomar los valores -1, 0 y +1, por lo que la señal duobinaria es una señal de tres niveles. Una importante propiedad de la señal tri-nivel de salida del filtro FIR es que no todas las combinaciones posibles de los tres valores pueden ocurrir. Un valor +1 no puede ir a continuación de un valor -1, y viceversa, siempre debe haber un valor 0 entre ellos. Del mismo modo, las combinaciones {+1 0 +1} y {-1 0 -1} tampoco son posibles. Para recuperar la señal original, la ISI introducida en el trasmisor se elimina en el receptor mediante decodificación diferencial. Existe un problema fundamental con este esquema: en el caso de que ocurra un error de transmisión en algún bit de los datos, el error se extenderá a todos los bits siguientes, ocasionando una recepción pésima de los datos transmitidos. Para evitar este problema, se sustituye la decodificación diferencial en el receptor por la codificación diferencial en el transmisor. Los bits de datos, dk, son codificados como sigue:


  (   )

La Fig. 8 muestra dos implementaciones diferentes de la anterior expresión. La primera implementación requiere una puerta X-OR, realimentación de la salida y un elemento de retraso de un periodo de bit en el bucle de realimentación; la segunda implementación hace uso de una puerta AND y un contador.

Fig. 8. Codificadores diferenciales. a) Estructura basada en una puerta X-OR y un elemento de retardo de un período de bit. b) Estructura basada en una puerta AND y un contador de módulo 2. En el caso del esquema mostrado en la Fig. 8 b), cuando el dato es un 1 lógico, el contador cambia su estado (0 lógico ó 1 lógico), lo que equivale a añadir un 1 en un sumador binario de módulo 2; cuando el dato es un 0 lógico, el estado del contador se mantiene, lo que equivale a añadir un 0 en un sumador binario de módulo 2. Una vez que los datos a transmitir han sido correctamente codificados, se añade ISI solapando bits adyacentes. Este proceso se lleva a cabo añadiendo a la cadena de bits una copia de ella misma retrasada un periodo de bit. Con prioridad a la introducción de ISI, la cadena de bits tiene que ser mapeada según se indica a continuación : 1  1 0  -1 La secuencia de bits obtenida tras el proceso de mapeo se pasa a través de un filtro FIR para obtener una nueva secuencia de tres niveles (duobinaria). A esta secuencia duobinaria se le hace un filtrado paso-baja (Low Pass, LP), obteniéndose la señal analógica que será transmitida. La Fig. 3.11 [25] muestra el codificador duobinario, formado por los filtros FIR y paso-baja. El codificador duobinario mostrado en la Fig. 9 puede sustituirse por cualquier otro tipo de filtro con un factor de roll-off apropiado y un ancho de banda de 3 dB de, aproximadamente, el 25% del régimen binario de la señal a transmitir. Las estructuras de retraso-y-suma (delay-and-add) suelen presentar una mejor respuesta back-to-back, mientras que el uso de filtros LP adecuados aportan una mayor tolerancia a la CD a expensas de cierta pérdida de sensibilidad


back-to-back.

Fig. 9. Codificador duobinario. El paso final es modular la luz proveniente de la fuente láser con los tres niveles dados por la señal duobinaria, lo que implica la generación de una señal óptica de tres niveles. Este objetivo se alcanza mediante el uso de un MZM polarizado en el punto de transmisión nula. Cuando la entrada es un 0 lógico, no se transmite luz alguna; por el contrario, cuando la entrada es un 1 lógico, se emite un pulso óptico cuyo campo eléctrico es +E ó –E. La señal óptica generada es una señal cuyo campo eléctrico puede tomar tres niveles diferentes, pero cuya potencia óptica toma únicamente dos valores distintos. El modo en que la señal duobinaria se mapea en el campo eléctrico ayuda a reducir el efecto de la CD en la fibra. A medida que el pulso óptico se propaga en el interior de la fibra, se ensancha debido a la acción de la CD. Cuando el formato de modulación aplicado es NRZ OOK, la secuencia de datos {1 0 1} se mapea en el dominio eléctrico como {+E 0 +E}. Por otra parte, en la secuencia duobinaria, la cadena {1 0 1} no puede ocurrir, ocurriendo la cadena {1 0 -1} en su lugar, la cual se mapea como {+E 0 -E} en el dominio eléctrico. El efecto de la CD en los dos casos mencionados se muestra en la Fig. 10, donde se puede comprobar que este efecto es mucho menos dañino para señales duobinarias que para señales NRZ OOK.

Fig. 10. Efecto de la dispersión cromática. a) Datos originales. Efecto de la dispersión tras una distancia de propagación determinada en b) pulsos NRZ OOK y c) pulsos duobinarios. La Fig. 11 muestra un diagrama de bloques del transmisor duobinario.


Se ha introducido un inversor precediendo al codificador diferencial; sin él, los datos recibidos estarían invertidos con respecto a los transmitidos.

Fig. 11. Transmisor duobinario típico. Es importante remarcar que, en sistemas ópticos limitados por ruido generado por emisión espontánea amplificada (Amplified Spontaneous Emision, ASE), las señales NRZ duobinarias muestran un mejor rendimiento que las señales RZ duobinarias. De hecho, el rendimiento óptimo de las señales RZ duobinarias se obtiene cuando se aplica un filtro óptico de ancho de banda ultra-estrecho en el receptor, lo que convierte a la señal RZ duobinaria en una señal NRZ duobinaria. Sin embargo, aún haciendo la conversión de señal RZ duobinaria a señal NRZ duobinaria mediante la aplicación de un filtrado óptico ultra-estrecho en el receptor, la penalización por dispersión que sufre la señal NRZ duobinaria obtenida tras la conversión es mayor que la que sufriría una señal NRZ duobinaria original. La Fig. 12 muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal duobinaria ideal.


Fig. 12. Formato duobinario. a) Espectro óptico. b) Diagrama de ojo.

1.4 Alternate-mark Inversion (AMI). La Fig. 13 muestra el diagrama de bloques de un transmisor AMI.

Fig. 13. Transmisor AMI típico. La única diferencia entre los formatos duobinario y AMI radica en la forma en la que se lleva a cabo el proceso de codificación. El circuito de retraso-y-suma propio de los transmisores duobinarios (ver Fig. 9) es sustituido por un circuito retraso-y-diferencia (delay-and-substract) en el caso de los transmisores AMI. Esto hace que la secuencia de datos codificada que genera un transmisor AMI difiera significativamente de aquella generada por un transmisor duobinario. El codificador AMI mapea cada 1 lógico de la secuencia original de datos como un ±1, mientras que los 0 lógicos de la secuencia original de datos se mapean


como un 0. Un codificador AMI da lugar a que los campos eléctricos de dos pulsos ópticos consecutivos tengan signo opuesto sin importar el número de 0’s que haya entre los citados dos p ulsos. A diferencia del caso duobinario, no es necesario introducir un inversor ni en el transmisor ni en el receptor AMI. Del mismo modo que ocurre en las señales duobinarias, los pulsos ópticos adyacentes tienen campos eléctricos de signo opuesto. Por tanto, la aparición de pulsos fantasma debidos a la superposición de pulsos adyacentes por efecto de la CD se suprime y la FWM inter-canal (IFWM) se reduce. Este hecho minimiza la ISI en los slots correspondientes a los bits 0 causada por la superposición de los pulsos que rodean a dichos slots (ver Fig. 10). En comunicaciones ópticas, las señales AMI son normalmente implementadas en formato RZ (RZ AMI). La Fig. 14 muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal AMI ideal.

Fig. 14. Formato AMI. a) Espectro óptico. b) Diagrama de ojo.

1.5 Modulación de pequeña señal. Este esquema de modulación se emplea en sistemas analógicos. Consiste en aplicar al láser pequeñas variaciones de corriente alrededor de un valor de polarización de forma que se produzca la emisión de una potencia óptica que varía de la misma forma que la corriente aplicada, como muestra la siguiente figura.


Fig.15. Modulación de pequeña señal de un láser. Para saber en qué rango de frecuencias y bajo qué condiciones es posible realizar esta modulación sin que se produzcan distorsiones se requiere conocer la respuesta en frecuencia del diodo láser. Ésta se define como el cociente entre la amplitud de las variaciones de la densidad de fotones y la amplitud de las variaciones de la corriente: donde la densidad de fotones es,

Donde, G es el factor de confinamiento, IU es la corriente umbral del láser, τe es el tiempo de vida de las recombinaciones espontáneas, q es la carga del electrón y V el volumen de la cavidad del láser. Suponiendo que la corriente de modulación, expresada en forma fasorial, consiste en un solo armónico de frecuencia ω,

donde IO es la corriente de polarización. Luego la densidad de portadores, N(t), y la densidad de fotones, S(t), en la cavidad del láser varían con la misma frecuencia ω ,

donde, NU es la población umbral de electrones,


y SO es la densidad de fotones asociada a la corriente de polarización IO . Por lo que se obtiene la siguiente expresión para la respuesta infrecuencia del láser:

Se observa un pico debido a las oscilaciones de relajación. La frecuencia en la que se sitúa este pico se considera como la máxima frecuencia de modulación, que se obtiene derivando e igualando a cero el módulo de H( ), obteniendo así:

Esta expresión puede ser aproximada por,

2. MODULACIÓN DIGITAL DE FASE (PSK). La modulación PSK se basa en modificar la fase de la portadora óptica en función de la cadena de bits a transmitir, mientras que la amplitud de dicha portadora se mantiene constante. El hecho de mantener la amplitud constante con independencia de la cadena de bits que se trasmita representa una gran ventaja para los formatos de modulación en fase con respecto a los formatos de modulación en amplitud, ya que todos los efectos no-lineales producidos como consecuencia de cambios en la amplitud de la señal son eliminados. Sin embargo, existe un problema fundamental en la recepción de señales PSK: se hace necesario un detector coherente. Un detector convencional es sensible únicamente a cambios en la intensidad de la onda recibida, pero la intensidad óptica de una señal PSK es constante, por lo que, para su detección, se requiere un dispositivo sensible a cambios en la fase. Estos dispositivos, conocidos como detectores coherentes, hacen uso de una portadora de referencia con la que comparan la señal recibida. En el caso de las comunicaciones ópticas, la portadora de referencia, llamada comúnmente oscilador local, es una fuente láser. Dependiendo de la diferencia entre la fase del oscilador local y la fase de la señal recibida, el receptor generará un 1 lógico o un 0 lógico. Desafortunadamente, la inclusión de un oscilador local añade complejidad al sistema y eleva su coste, por lo que se evita hacer uso de él en la medida de lo posible; no obstante, en casos determinados, como, por ejemplo, en la recepción de señales PSK cuyo régimen binario es igual o superior a 100 Gb/s, el uso de osciladores locales mejora el rendimiento del


sistema. Por otra parte, la demodulación de señales PSK exige una elevada estabilidad en la fase de la portadora óptica. Cuando se considera la transmisión sobre vanos de varios cientos de kilómetros, un pequeño cambio en el índice de refracción de la fibra óptica puede modificar la fase de la portadora  radianes, haciendo que el receptor genere una cadena de bits inversa a la que el transmisor introdujo en la fibra. Mantener la estabilidad de la fase de la portadora óptica es complejo debido a su reducida longitud de onda (1550 nm, en tercera ventana de comunicación). Otro inconveniente mostrado por el formato PSK está relacionado con la polarización de la portadora óptica. Para que el detector coherente funcione correctamente, tanto la portadora óptica como el oscilador local tienen que tener el mismo estado de polarización. Sin embargo, el estado de polarización de la portadora óptica tras haberse ésta propagado por tramos de varios cientos de kilómetros es completamente desconocido. Tanto los requisitos que conciernen a la fase de la portadora como los que conciernen a su estado de polarización pueden ser suavizados mediante el post-procesado de la señal en el receptor, pero, de nuevo, esta solución añade coste y complejidad al sistema, por lo que se prefiere evitar siempre que sea posible. Todas las limitaciones expuestas llevan a abandonar PSK en favor de variaciones de este formato, entre las cuales la más extendida actualmente es su versión diferencial (Differential PSK, DPSK).

2.1 Moduladores Ópticos DPSK. Ahora estudiaremos algunas arquitecturas de moduladores ópticos DPSK, propuestos recientemente como alternativa a los tradicionales moduladores de intensidad en sistemas de comunicaciones ópticas de larga distancia. Recientemente han aparecido nuevos formatos de modulación avanzados en el marco de los sistemas de comunicaciones ópticas. En concreto, se ha demostrado que el uso del formato de modulación DPSK (differential phase shift keying) mejora las prestaciones de los enlaces de comunicaciones ópticas de larga distancia. Cuando se compara con el formato tradicional de modulación de intensidad OOK (on-off keying), DPSK proporciona una mejora de 3 dB en la sensibilidad del receptor, a la vez que resulta más tolerante a los efectos no lineales, especialmente la modulación cruzada de fase en sistemas DWDM. Si bien el formato de modulación de intensidad NRZ (non-return to zero) constituye una opción de bajo coste, las mayores distancias de transmisión y mejores eficiencias espectrales que se consiguen con los nuevos formatos de


modulación posibilitan un aumento de la rentabilidad del sistema en el futuro. En especial, conviene destacar que la modulación DPSK supone el principio básico para duplicar la capacidad de transmisión sin incurrir en una penalización de potencia por efecto de la dispersión cromática o de la dispersión modal de polarización (PMD).

Arquitecturas de moduladores y demoduladores DPSK. La señal DPSK, que transporta la información por medio de la diferencia de fase entre símbolos adyacentes, puede generarse empleando diferentes métodos.

Fig. 16. Diagrama esquemático de un modulador DQPSK.

Fig. 17. Diagrama de ojos de una señal RZ-DQPSK.


Entre los más básicos se encuentran el uso de un modulador de fase polarizado a Vp, un modulador Mach-Zehnder de doble brazo en una configuración push-pull con sendos amplificadores, o bien un único modulador Mach-Zehnder sin chirp polarizado a 2Vp para conseguir una excursión de fase completa. La principal desventaja de las técnicas de modulación de fase directa es que introducen chirp. Otros esquemas de transmisores DPSK hacen uso de una arquitectura con dos moduladores Mach-Zehnder en paralelo. En la Fig. 16 se muestra el diagrama esquemático de un modulador DQPSK (differential quadrature phase shift keying). Los datos se codifican sobre la portadora óptica mediante cuatro estados de fase distintos. Dado que cada símbolo transmitido incluye dos bits de información, la tasa de símbolo se reduce en un factor 2, lo que permite una alta eficiencia espectral. El SHF 46213A es un modulador paralelo que convierte dos secuencias de datos eléctricas (I y Q) de hasta 22 Gbit/s en una secuencia de datos óptica de hasta 44 Gbit/s (22 GBaud). Ambas señales eléctricas de datos modulan la portadora óptica con una diferencia de fase de p/2 por medio de sendos moduladores Mach-Zehnder sin chirp.

Fig. 18. Modulador (D)QPSK basado en dos interferómetros Mach-Zehnder. Como paso previo a la recombinación de las dos secuencias ópticas, la componente Q sufre un desfase adicional de p/2 para conseguir los cuatro estados de fase diferentes de la señal transmitida. Los canales de datos I y Q pueden activarse o desactivarse de forma independiente, permitiendo la generación de señales DPSK o DQPSK. Por último, el tercer modulador MachZehnder se encarga de conformar los pulsos ópticos de salida, con el fin de escoger entre señales NRZ o RZ. A modo de ejemplo, el diagrama de ojos de una señal RZ-DQPSK de 21,4 Gbit/s capturada con un receptor DPSK (SHF 47211A) se muestra en la Fig. 17. La misma empresa también dispone de otra versión de transmisor óptico DQPSK (SHF 46214A) que puede alcanzar velocidades de hasta 100 Gbit/s, aunque en este caso NRZ. Otro ejemplo de modulador es el de la empresa COVEGA. Se trata de un modulador (D)QPSK


basado en dos interferómetros Mach-Zehnder, el cual permite además la generación de señales en banda lateral única y portadora suprimida (SSB-SC). El aspecto que presenta dicho dispositivo se puede ver en la Fig. 18.

Fig. 19. Cambio de fase a lo largo de la zona central del perfil. Por otra parte, recientemente se ha propuesto el uso de estructuras basadas en micro-anillos resonantes para la implementación de moduladores y demoduladores DPSK. Hasta el momento, dichos dispositivos se habían utilizado para la construcción de moduladores de intensidad, conmutando la potencia óptica de salida entre los estados “on” y “off” mediante un

desplazamiento del pico de resonancia de la cavidad. Este desplazamiento puede realizarse variando la densidad de portadores y, por lo tanto, el índice de refracción del anillo, aplicando una cierta tensión eléctrica o inyectando portadores. El radio del anillo suele ser del orden de micras, y el factor de calidad de la cavidad en torno a 10000. A continuación explicaremos el principio básico de funcionamiento. Cuando se desplaza el pico de resonancia, la señal óptica de onda continua puede experimentar un cambio de fase de hasta p radianes a lo largo de la zona central del perfil de fase, tal y como se muestra en la Fig. 19.


Fig. 20. Demodulación de una señal DPSK La única precaución a tener en cuenta es que ambos estados de fase proporcionen la misma potencia de salida en toda la duración del bit, obteniéndose de este modo una modulación NRZ-DPSK. En todo caso, en las transiciones entre bits se producirán nulos de potencia como consecuencia de la respuesta resonante de la cavidad, además de chirp de frecuencia por las rápidas variaciones de fase. Afortunadamente, dado que ambos efectos ocurren de forma simultánea se minimiza el problema. Ahora bien, si lo que se desea es demodular una señal DPSK, entonces puede utilizarse una estructura muy similar a la anterior y que se muestra en la Fig. 20, donde la principal diferencia radica en la presencia de una nueva guía situada de forma simétrica a la anterior. En este caso, la estructura resonante actúa como un filtro paso-banda que obtiene dos tipos de señales en sendos puertos del dispositivo: DB (duobinary) y AMI (alternate-mark inversion). Ambas señales, DB y AMI, se fotodetectan entonces de forma individualizada y se combinan electrónicamente para obtener un detector balanceado de señales DPSK. Los demoduladores DPSK disponibles comercialmente funcionan de forma similar, aunque en ese caso el demodulador suele utilizar un interferómetro basado en línea de retardo. Finalmente, conviene destacar que la empresa Kylia ha sacado al mercado recientemente una nueva línea de demoduladores DPSK ultra rápidos, cuyo actuador piezoeléctrico asegura una constante de tiempo de 0,1 s para la compensación de variaciones muy rápidas de la frecuencia de señal, en comparación con los 5 s que ofrece la competencia.

Conversores de formato.


Fig. 21. Conversor en línea OOK/DPSK. En el futuro, el uso creciente de la modulación DPSK en las redes ópticas obligará a la coexistencia de diferentes formatos de modulación, por lo que será habitual la necesidad de convertir señales entre distintos formatos. Pero evidentemente, conforme aumenta la tasa de bit de las señales, existe un interés por realizar estos cambios de formato en el dominio óptico, evitando cualquier tipo de conversión optoelectrónica o proceso de demodulación. En los últimos años se viene investigando en este campo, y se han propuesto diversas arquitecturas de conversores de formato de modulación. A continuación veremos un ejemplo de uno de ellos. En concreto, se trata de un conversor en línea OOK/DPSK todo óptico que puede manejar señales de alta velocidad. La arquitectura de dicho conversor se muestra en la Fig. 21 (C. Schmidt et al, ECOC’06). El elemento clave es una fibra altamente no lineal

(HNLF) de 630 m de longitud, cuyo funcionamiento es simple. Los pulsos de datos OOK que llegan al conversor inducen cambios de fase sobre un tren de pulsos generado localmente (LPT) a distinta longitud de onda y que se obtiene a partir de la señal de reloj recuperada. Un “1” lógico en la señal OOK produce

un cambio de fase de po no lineal de XPM. A la salida, un filtro óptico elimina la longitud de onda de entrada. Conviene indicar que este funcionamiento del conversor invierte la lógica de la señal, por lo que en recepción será necesario un decodificador. El conversor se ha demostrado con éxito en los laboratorios de HHI empleando señales RZ-OOK de 160 Gbit/s y sobre enlaces de fibra de hasta 320 km, lo que permite augurar un futuro prometedor para este tipo de arquitecturas.

Pruebas de transmisión con señales DPSK Este apartado muestra los resultados obtenidos en dos bancos de prueba: uno, basado en una señal DPSK a 10 Gb/s y, el otro, en una señal DPSK a 40 Gb/s. Banco de pruebas basado en señal DPSK a 10 Gb/s En el caso ideal, en un sistema lineal con amplificadores ópticos, la mejora de 3 dB en el OSNR que ofrece la modulación DPSK frente a la modulación OOK haría que la máxima distancia alcanzable por la señal DPSK fuera doble de la


máxima distancia alcanzable por la señal OOK, ya que la señal DPSK permitiría acumular el doble de ruido ASE que la señal OOK. Del mismo modo que en los sistemas OOK, en el caso de los sistemas DPSK se puede hacer uso de métodos de gestión de la CD para reducir el efecto del fenómeno FWM entre los diferentes canales WDM. Por tanto, el efecto intercanal de este fenómeno no suele suponer un problema. En el caso del fenómeno SPM, la variación de la intensidad de la señal óptica da lugar a la modulación de la fase de la propia señal a través de las nolinealidades del índice de refracción de la fibra óptica. Como resultado, el espectro de la señal se expande. Esta expansión del espectro, combinada con la CD de la fibra, da lugar a la expansión temporal de los pulsos recibidos. De acuerdo con esto, cambios en la intensidad de la señal producidos por el ruido generan cambios en la fase de la señal debido a las no-linealidades del medio de transmisión, causando una importante degradación de la calidad de la señal recibida, ya que las señales DPSK portan la información en la fase. En el caso del fenómeno XPM, la variación de la intensidad de la señal óptica que se transmite en un canal WDM da lugar a la modulación de la fase de la señal óptica que se transmite en otro canal WDM. En sistemas OOK, las colisiones entre señales WDM dan lugar a variaciones en la fase de las señales. Estas variaciones de fase, combinadas con la CD, originan jitter en las cadenas de bits recibidas, dependiendo la intensidad de este jitter de los patrones de bits contenidos en dichas cadenas. Cuando los pulsos ópticos que colisionan tienen una duración igual al periodo de bit de la señal (colisiones completas), los daños ocasionados en las señales por efecto del fenómeno XPM son inferiores a los ocasionados cuando los pulsos ópticos que colisionan tienen una duración inferior al periodo de bit de la señal (colisiones parciales). Esto se debe a que las variaciones de fase producidas como consecuencia de la colisión de las señales durante la primera mitad del periodo de bit son compensadas con las variaciones de fase producidas como consecuencia de la colisión de dichas señales durante la segunda mitad del periodo de bit. Conforme los canales WDM se localizan más próximos entre sí, los pulsos de los distintos canales se solapan durante periodos de tiempo mayores y las colisiones parciales incrementan los daños causados por efecto del fenómeno XPM. En señales DPSK, por el contrario, los pulsos ópticos siempre ocupan la totalidad del periodo de bit, por lo que todos los pulsos experimentan colisiones similares, mitigando así el efecto del fenómeno XPM. En términos generales, puede afirmarse que los enlaces ópticos de largo alcance y canal simple que trabajan con señales OOK a 10 Gb/s tienen mejor rendimiento que los enlaces ópticos de las mismas características que trabajan con señales DPSK a 10 Gb/s. Sin embargo, es importante señalar que el rendimiento de un sistema de canal simple es altamente dependiente de las


características del propio sistema, por lo que puede haber casos en los que las señales DPSK ofrezcan mejores prestaciones que las señales OOK. Por otra parte, en sistemas WDM, tanto las medidas experimentales como las simulaciones numéricas muestran un rendimiento muy parecido entre señales OOK y señales DPSK cuando la eficiencia espectral es 0,2 b/s/Hz. Cuando la eficiencia espectral es 0,4 b/s/Hz o superior, el rendimiento de las señales DPSK es mejor que el de las señales OOK. Esto se debe al mejor comportamiento de las señales DPSK frente a los efectos del fenómeno XPM. Banco de pruebas basado en señal DPSK a 40 Gb/s A 40 Gb/s, la acción del fenómeno IFWM hace que la energía se transfiera de unos bits a otros conforme los pulsos se dispersan y se mezclan entre ellos por efecto de las no-linealidades de la fibra óptica. Como consecuencia, en señales OOK se producen fluctuaciones de amplitud en los bits correspondientes a 1’s lógicos, mientras que aparecen pulsos fantasmas en los bits correspondientes a 0’s-lógicos. Por el contrario, en señales DPSK, estas fluctuaciones de amplitud no son tan importantes como las fluctuaciones de fase, ya que la información se porta en la fase de la señal, no en su amplitud. Por lo tanto, los efectos del fenómeno IFWM son más nocivos en sistemas OOK que en sistemas DPSK. En el caso del fenómeno XPM inter-canal (Inter-channel XPM, IXPM), las fluctuaciones de intensidad causadas por el solapamiento de pulsos que se han ensanchado por acción de la dispersión dan lugar a fluctuaciones de fase. El efecto en señales OOK es la introducción de jitter. En señales DPSK, el efecto es más serio, ya que el jitter y las fluctuaciones de fase tienen una importante influencia en la calidad de la señal recibida. Por otra parte, en el hecho de que, para una potencia media dada, las señales DPSK libres de distorsión tengan una potencia de pico 3 dB inferior a la potencia de pico que tienen las señales OOK libres de distorsión ayuda a reducir la penalización de calidad debida a las no-linealidades de la fibra que sufren las señales DPSK. Los resultados experimentales ponen de manifiesto un mejor comportamiento de las señales DPSK a 40 Gb/s frente a las señales OOK a la misma tasa binaria tanto en sistemas de canal simple como en sistemas WDM. La Fig. 22 muestra un experimento típico de transmisión en bucle cerrado a 40 Gb/s que utiliza un esquema híbrido de amplificación EDFA/Raman. En enlaces de 400 Km a 2400 Km, haciendo uso de vanos de 100 Km de NZDSF, el OSNR mostrado por señales DPSK con detección balanceada supera en 3 dB, aproximadamente, al mostrado por señales OOK, tanto en sistemas de canal simple como en sistemas WDM.


En el caso de que se emplee filtrado de banda estrecha, el rendimiento de las señales RZ-DPSK también es superior al de las señales RZ-OOK.

Fig. 22. Montaje típico en bucle re-circulante utilizado como banco de pruebas. Concretamente, se observan los siguientes comportamientos: 





Las señales DPSK con detección balanceada muestran una mayor tolerancia al filtrado con anchos de banda inferiores al ancho de banda óptimo que las señales DPSK con detección simple y que las señales OOK. Las señales RZ OOK tienen, aproximadamente, la misma sensibilidad que las señales RZ DPSK con detección simple para anchos de banda mayores que 2R, siendo R el régimen binario de la señal. Para anchos de banda inferiores, la apertura del diagrama de ojo en señales OOK puede disminuir drásticamente debido a distorsiones causadas por el filtro. En el caso de señales DPSK, estas distorsiones debidas al filtrado son mitigadas por el MZI. Cuando la demodulación de la señal DPSK se realiza a través de un filtro de banda estrecha, la calidad de la señal obtenida es mucho peor que en el caso de que la demodulación se realice a través de un MZI.

2.2 Partial differential phase shift keying (Partial DPSK). Como se ha expuesto antes, el demodulador DPSK está normalmente basado en un MZI cuyo retraso relativo entre sus dos brazos está fijado a un periodo de bit de la señal recibida. La idea del formato de modulación Partial DPSK es reducir el retraso relativo entre los dos brazos del MZI a un valor inferior al


periodo de bit de la señal recibida y así contrarrestar la degradación que ha sufrido la señal al atravesar el enlace óptico, mejorando la sensibilidad del receptor DPSK. Por lo tanto, más que un formato de modulación, Partial DPSK es un método de demodulación. Cuando el retraso relativo entre los dos brazos del MZI es inferior a un periodo de bit de la señal recibida, un bit determinado interfiere parcialmente consigo mismo y parcialmente con el bit adyacente. Aunque en un canal cuya CD neta fuera nula esto causaría una penalización en la calidad de la señal recibida, cuando la CD neta presente en el canal es no nula, es posible optimizar el receptor para obtener una señal de mejor calidad. De hecho, el ajuste del ancho de banda del filtro de recepción y del retraso relativo entre los brazos del MZI lleva a un aumento notable de la tolerancia de la señal a la dispersión cromática, sin pérdida de OSNR [33]. Más aún, la degradación que sufre la señal debida a imperfecciones del canal es mitigada mediante la reducción del retraso relativo entre los brazos del MZI por debajo del periodo de bit de la señal recibida. Cuando un bit interfiere parcialmente consigo mismo y parcialmente con el bit adyacente, como es el caso del formato Partial DPSK, la parte del bit que interfiere consigo misma produce una interferencia constructiva en cada periodo de bit. Esta interferencia constructiva aporta un buffer entre bits tras la demodulación que minimiza el ISI causado por la parte del bit que interfiere con el bit adyacente. La tolerancia al ISI proporcionada por la interferencia constructiva citada es menos eficiente en presencia del fenómeno PMD. Este fenómeno origina un retraso relativo entre los dos estados de polarización de la luz que se propaga por la fibra, haciendo que la localización temporal de la interferencia constructiva varíe en el tiempo y que el ISI sea más intenso. La Fig. 23 muestra, para diferentes valores de la CD, la penalización en el OSNR para una BER de 10-3 en función de la diferencia entre el retraso relativo entre los brazos del MZI y el periodo de bit de la señal transmitida, expresada esta diferencia en tanto por ciento. Dicha señal transmitida tiene un régimen binario igual a 40 Gb/s y un formato RZ-DPSK. En la citada figura, se puede apreciar que, a medida que aumenta la CD, la curva se desplaza hacia la izquierda del punto central, donde la diferencia entre el retraso relativo entre los brazos del MZI y el periodo de bit de la señal transmitida es nula, lo que significa que, para una recepción óptima de la señal, el retraso relativo entre los brazos del MZI es menor cuanto mayor sea la CD neta del sistema.


Fig. 23. Penalización en el OSNR debida a un ajuste no óptimo en el retraso relativo entre los brazos del MZI. Por otra parte, de la Fig. 24 se puede deducir que la tolerancia a la CD puede ser más que duplicada mediante la optimización del retraso relativo entre los brazos del MZI y del ancho de banda del filtro de recepción. Se puede ver en esta figura que dispersiones superiores a 50 ps/nm causan una penalización importante en sistemas DPSK; sin embargo, en el caso de Partial DPSK, la máxima dispersión tolerada crece notablemente, ya que el deterioro del factor de calidad con el aumento de la CD es muy suave. El hecho de que la señal Partial DPSK muestre una mayor tolerancia a la CD que la señal DPSK común puede entenderse si se tiene en cuenta que, conforme se reduce el retraso relativo entre los dos brazos del MZI, la señal DPSK es parcialmente convertida en una señal duobinaria. Esta señal duobinaria, al tener un ancho de banda inferior a la señal DPSK para un régimen binario específico, soporta un filtrado de ancho de banda más estrecho que el que precisa la señal DPSK, ofreciendo, por tanto, una mayor tolerancia a la CD. Esta mejora en la tolerancia a la CD se obtiene a expensas de cierta degradación en el OSRN, ya que, a medida que la señal DPSK se convierte en una señal duobinaria, la potencia en uno de los puertos del MZI aumenta con respecto a la potencia en el otro puerto del interferómetro, dejando de producirse, por tanto, una detección perfectamente balanceada de la señal. En el terreno de los sistemas WDM, se ha demostrado experimentalmente que, en el caso de que las señales multiplexadas sean Partial DPSK, es posible fijar el espaciado inter-canal a 50 GHz sin que se produzca interferencia importante entre los distintos canales.


Otro beneficio que ofrece el formato Partial DPSK es que permite la coexistencia de señales a 10.7 Gb/s y a 43 Gb/s en un mismo sistema WDM (sistema híbrido), satisfaciendo, de este modo, los crecientes requisitos de tráfico y permitiendo, al mismo tiempo, el uso de infraestructuras ya existentes. Sobre estos sistemas híbridos han sido detectados numerosos problemas cuando las señales a 10.7 Gb/s están moduladas en amplitud e interaccionan con señales a 43 Gb/s que están moduladas en fase. Experimentalmente se ha demostrado que utilizado Partial DPSK como formato de modulación para las señales a 43 Gb/s, el impacto producido por las señales OOK a 10.7 Gb/s se reduce. Esta robustez frente al formato de modulación de las señales que se transmiten en canales adyacentes hace que, cuando se utiliza el formato Partial DPSK para las señales moduladas en fase, no sea necesario introducir bandas de guarda entre los canales adyacentes, lo que permite cubrir futuras demandas de tráfico [35].

Fig. 24. Factor de calidad frente a la dispersión neta en un receptor óptimo (Sistema trabajando a 42.7 Gb/s). Las líneas punteadas corresponden a un filtro de ancho de banda 50 GHz y a un retraso relatico entre los brazos del MZI igual al período de la señal recibida. Las líneas sólidas corresponden a un filtro de ancho de banda óptimo y a un retraso entre los brazos del MZI también óptimo. El % se refiere al ciclo de trabajo de la señal RZ.

2.3 Modulación de fase para cristal LiTaO3. Los moduladores de fase son dispositivos ópticos que tienen la propiedad de modificar su índice de refracción, esto se logra aplicando un campo eléctrico a una celda Pockels, estas se caracterizan precisamente por una variación lineal y de pequeña magnitud.


Figura 25. Modulador de fase. El campo eléctrico se genera a partir de una diferencia de potencial  que existe entre dos placas cargadas y separadas una distancia . El campo  eléctrico se expresa como:   

Figura 26. Modulación en fase a partir de un potencial V. La diferencia de fase varía de manera lineal como se aprecia en la siguiente figura. El voltaje al cual la diferencia de fase es  se conoce como voltaje de media onda. Los conceptos y términos recién mencionados se explican con más detalle en la siguiente parte.

Figura 27. Variación lineal de fase al aplicar un voltaje El LiTaO3 (Tantalato de Litio) es un cristal con propiedades combinadas electro-ópticas, acústicas, piezoeléctricas, piroeléctricas y efectos no lineales; esto lo convierte en un material único para dispositivos electro-ópticos y no lineales, transductores acústicos de alta temperatura, filtros en receptores de televisión, grabadoras y codificadoras de video, entre otros.


En las comunicaciones ópticas es utilizado como dispositivo modulador de fase debido a sus propiedades anisotrópicas. Sus índices de refracción varían en función de la dirección de vibración, es decir, la polarización de las ondas luminosas.

Figura 28. Cristal LiTaO3 Al hacer la simulación de una modulación en fase usando el principio del efecto electro-óptico utilizando una longitud de onda del láser de 1550 nm y una longitud de onda del campo modulador  de 6200 nm con un voltaje pico de 10 Kv, con el fin de que un periodo de  contenga 4 ciclos de la señal, y así observar con mayor claridad el efecto que hace el campo vías a la señal moduladora de entrada. 1 0.8 0.6 ] a d a z i l a m r o n [

0.4 0.2 0

d u t i l -0.2 p m A

-0.4 -0.6 -0.8 -1

0

0.5

1

1.5 tiempo [s]

2

2.5 x 10

-14

Figura 29. Desfase a un voltaje pico de 10 K v. En donde la senoidal roja corresponde a la señal de entrada a la fibra en z = 0, la azul corresponde a la señal modulada en fase y la negra al campo vías. Se observa claramente que el desfase entre ambas señales no es constante, ya que el punto de máxima amplitud del campo vías representa el mayor desfase posible, mientras que la menor amplitud el menor desfase, resultado esperado si se hace un análisis de signos en (15), en donde los voltajes positivos del


campo vías hacen que la diferencia de fase sea mayor al caso en que los voltajes son negativos.

3. MODULACIÓN EXTERNA. La modulación externa consiste en un diodo láser emitiendo una potencia óptica continua seguido por un dispositivo externo que realiza la modulación deseada. Esto permite evitar los efectos que provoca el chirp de frecuencia generado al modular la amplitud de la potencia óptica generada por el láser, cuyo origen se encuentra en la dependencia existente entre el índice de refracción del material semiconductor y la densidad de electrones. Otra aplicación es generar señales RZ. A partir de una secuencia de pulsos periódicos generados por un láser, por la aplicación una corriente pulsada, el modulador no dejar pasar los pulsos ópticos que se corresponden con el bit "0".

2.1

Los moduladores electro-absorbentes.

Un material electro-absorbente tiene la capacidad de absorber radicación, y por tanto permite controlar la cantidad de potencia que éste deja pasar por medio de la tensión existente entre sus extremos. En los materiales semiconductores esta propiedad de controlar la radiación absorbida se conoce como el efecto Franz-Keldysh o efecto Stark . Según este fenómeno las longitudes de onda que pueden ser absorbidas varían con el campo eléctrico aplicado. Los moduladores fabricados con este tipo de materiales semiconductores tiene la ventaja de su fácil integración junto al con el diodo láser, reduciéndose las perdidas de acoplamiento entre ambos. Cuando la caída de tensión en la unión p-n es nula, la banda prohibida es lo suficientemente ancha como para ser transparente a la longitud de onda del láser. Sin embargo, cuando se aplica una tensión inversa adecuada sobre la unión p-n, la anchura de la banda prohibida se reduce hasta el punto en el que la región activa comienza a absorber la luz proveniente de la fuente láser, convirtiéndose, por tanto, en un cuerpo opaco. La relación entre la potencia óptica de salida, P out, y la caída de tensión en la unión p-n, Vm, en un EAM se muestra en la función de transmisión de la Fig. 30.


Fig. 30. Función de transmisión de un EAM. La tensión necesaria para hacer conmutar al modulador de estado ON al estado OFF, o tensión de conmutación (V SW), está, típicamente, en el rango de 1.5 V a 4 V, mientras que la relación de extinción dinámica (dynamic Extintion Ratio, ER) no suele exceder los 10 dB. Debido a que el campo eléctrico aplicado en la región activa no modula únicamente la capacidad de absorción del modulador, sino también su índice de refracción, el EAM introduce cierto chirp en la señal. Sin embargo, la magnitud del chirp introducido por este tipo de moduladores es, en la mayoría de los casos, mucho menor que el introducido por los lásers de modulación directa. Existen EAMs comerciales disponibles para modulaciones hasta 40 Gb/s [21], habiéndose realizado con éxito pruebas de laboratorio que han alcanzado los 100 Gb/s.

2.1

Los moduladores basados en interferómetros de Mach-Zehnder (MZI) y en materiales electroópticos.

El MZI es un dispositivo formado por un divisor, dos brazos de fibra óptica y un combinador, cuyo funcionamiento se basa en el fenómeno de interferencia entre ondas. La señal óptica de entrada se divide en dos parte iguales cada uno de las cuales recorre un camino óptico distinto para combinarse después. Esta combinación puede producir una interferencia constructiva si la diferencia de fase de las señales es nula, es decir si se produce una interferencia constructiva, recuperándose así la señal de entrada (generación de un bit "1"). Si la diferencia de fase de las señales combinadas es igual a p , estas señales


interfieren de forma destructiva y a la salida no se obtiene señal óptica (generación de un bit "0"). Mediante el empleo en uno de los brazos del MZI de un material electroóptico (como el niobatio de litio), que tiene la propiedad de poder variar su índice de refracción según varía la tensión eléctrica que se le aplica, se controla el desfase entre las señales que son combinadas, controlándose así la modulación. Los MZMs son apropiados para aplicaciones metropolitanas, de largo alcance y de muy largo alcance. Su funcionamiento se basa en el principio de interferencia, la cual es controlada mediante la modulación de la fase de la señal óptica. La Fig. 31 muestra la estructura del modulador y su función de transmisión. La luz incidente se separa en dos caminos ópticos mediante un acoplador. De los dos caminos ópticos presentes a la salida del acoplador citado, al menos uno de ellos se equipa con un modulador de fase (PM), lo que permite introducir una diferencia de fase relativa entre los dos caminos ópticos. Los moduladores de fase están controlados por las tensiones V1 y V2. Por último, las señales que se propagan por los dos caminos ópticos se hacen interferir mediante un segundo acoplador. Dependiendo de la tensión aplicada, la interferencia que se produce a la salida del segundo acoplador será constructiva o destructiva, teniendo lugar así la modulación de la intensidad de la fuente láser.

Fig. 31. Modulador Mach-Zehnder (MZM). (a) Estructura. (b) Función de

transmisión. El parámetro V mostrado en la Fig. 31. (b) se conoce como tensión de conmutación y es la tensión necesaria para cambiar la fase en uno de los brazos del modulador un valor de  radianes, haciendo, por tanto, que el MZM conmute del estado de máxima transmisión (full transmission) al de máxima extinción (full extintion), y viceversa.

MODULACIONES PARA TRANSMISIÓN POR FO

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