Enciclopedia Del Técnico en Electrónica – Tomo 4 – Ceac

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VIDEO Tecnología de los magnetoscopios del sistema VH S

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Francisco Ruiz Vassallo

edicionesceac

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VIDEO Tecnología de los magnetoscopios del sistema VHS

En este libro se tratan todos los circu ito s constituyentes de los magnetoscopios de vídeo del sistema VHS. Para el estudio del aparato se ha preferido la exposición desm enuzada de las etapas diseñadas con com ponentes discretos (transistores), ya que esto perm ite una m ejor com prensión de su funcionam iento, si bien en todos los capítulos se presentan ejemplos típicos de integrados. La obra está desarrollada expresamente para los profesionales reparadores que deseen conocer a fondo el fu n cio n a m ie n to de estos populares aparatos y para los estudiantes que se inician en esta apasionante especialidad.

VIDEO Tecnología de los magnetoscopios del sistema VHS

Francisco

Ruiz

Vassallo

edicionesCG aC

Es una publicación de:

grupo editorial ceac

D iseño de cubierta: A lós C o m u n ic a d o G ráfica. S.L. Ilustraciones: G rafio D iagonal © F rancisco R uiz Vassallo © G rupo Editorial C eac. S.A .. 2002 Paseo M anuel G irona, 7 1 bajos - 08034 B arcelona (España) Ediciones C eac e s m arca registrada por G rupo Editorial C cac, S.A. w w w .editorialceac.com c-m ail: info@ ceacedit.com Q ueda rig u ro sam en te p ro h ib id a sin la au to rizació n e sc rita de los titu lares del co p y rig h t, bajo las san cio n es e stab lec id as en las leyes, la rep ro d u cció n total o parcial de esta o b ra por c u a lq u ie r m edio o p rocedim iento, incluidos la rep ro g rafía y el tratam ien to inform ático, así com o la d istribución de eje m p la res m ed ian te alq u iler o p réstam o públicos.

Contenido

1

Sistem as de videograbación

7

2

C intas m agnéticas para VHS

15

3

Exploración y arrastre de la cinta

31

4

Partes constituyentes de un m agnetoscopio de vídeo VHS

51

5

S intonizador y m odulador de RF

61

6

Procesado de la señal de vídeo en grabación

83

7

Procesado de la señal de vídeo en reproducción

8

Servosistem as

9

C ontrol del sistem a

229

10

Técnicas de cám ara lenta e im agen parada

263

11

Etapas de audio

279

12

M ando a distancia

291

13

Fuente de alim entación

303

131 185

Abreviaturas

313

Indice

315

5

Capítulo 1

Sistemas de videograbación

INTRODUCCIÓN La palabra video (del latín video = veo) se utiliza para designar de forma abreviada un aparato electrónico cuya finalidad es la de registrar sobre un soporte magnético (cinta magnética) imáge­ nes y sonido mediante procedimientos magnetoeléctricos, para después, y mediante un procedi­ miento inverso llevado a cabo en el propio aparato, reproducir dichas imágenes y sonido en un re­ ceptor de televisión tantas veces como se desee. En su origen, la grabación y la reproducción de vídeo se llevaban a cabo sobre cintas magnéti­ cas de carrete abierto, razón por la cual al aparato que realizaba dicha función se lo conocía con el nombre inglés de video tape recorder (grabador de cinta de vídeo). En la actualidad, y gracias a una considerable reducción de su precio y a la utilización de cintas magnéticas en carrete cerrado (casete), el video se ha generalizado y es un aparato de uso corriente. A este tipo de aparato, de uso doméstico, se lo conoce con el nombre de video cassette recorder.

EVOLUCIÓN HISTÓRICA DEL VÍDEO La historia del vídeo se inicia en 1952, año en el que la compañía norteamericana Ampex C o rp o ra ­ tion fabrica su primer video tape recorder, lógicamente en grabación monocromática, es decir, en blanco y negro (figura 1.1). El grabador utilizaba cinta magnética de dos pulgadas (similar a la empleada en audio) y tanto su volumen como su precio resultaban prohibitivos para el uso doméstico, por lo que su aplica­ ción y venta se limitó a medios exclusivamente profesionales.

ÜSÍ

1.1 Primer equipo de grabación de señales de vídeo utilizado profesionalmente y fabricado por la firma norteamericana Ampex C orporation.

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VÍDEO

El primer grabador de vídeo salió al mercado con la denominación VR-1000, y las primeras imágenes obtenidas dejaban bastante que desear, tal y como puede ver el lector en las figuras 1.2 y 1.3, donde se reproducen una fotografía de la primera grabación (figura 1.2) y la primera grabación sin defectos (figura 1.3).

1.3 Primera grabación de vídeo sin defectos de Ampex C orporation.

El prim er grabador de señales de vídeo utilizaba un sistema de registro sobre cinta m ag­ nética en sentido longitudinal, igual que se hace en audio; sin embargo, pronto se apreció que una exploración de la cinta en sentido transversal permitía un mejor aprovecham iento de ésta, siendo éste el segundo procedim iento puesto en experim entación para pasar luego a la exploración helicoidal, que es la que actualm ente se lleva a cabo en todos los grabadores de vídeo. El sistema helicoidal consiste en un tambor giratorio con dos cabezas grabadoras que están situadas en puntos opuestos del tambor; dichas cabezas graban sobre la cinta magnética pistas en diagonal. En 1968 fue la propia A mpex la que puso a punto, para su explotación, el primer grabador de vídeo en color, igualmente sobre cinta magnética de carrete abierto.

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SISTEMAS DE VIDEOGRABACIÓN

El primer sistema de grabación de la señal de color fue el de recodificación , consistente en descomponer la señal de croma para obtener los tres colores fundamentales (rojo, verde y azul) y luego recodlficarlos para el proceso de grabación. En el proceso de reproducción, las tres seña­ les se descodificaban y sumaban para recomponer de nuevo la señal de croma. El paso del tiempo y una exhaustiva investigación de las principales marcas en su carrera, para obtener un primer aparato grabador-reproductor de señales de vídeo válido para ser ven­ dido de forma masiva al gran público, dio sus frutos pocos años después. Efectivamente, aparte del gran tamaño de los primeros grabadores de vídeo, se debía luchar por conseguir un registro sobre cinta más estrecha y una velocidad menor, lo que suponía una mayor cantidad de información en menor superficie de cinta, lo que trajo como consecuencia, en los primeros aparatos de uso doméstico, un empeoramiento de la calidad de imagen en com pa­ ración con las ya obtenidas con aparatos profesionales. El primer fabricante de un sistema de vídeo doméstico fue Philips que, entre 1970 y 1972, co­ mercializó un aparato de grabación y reproducción de vídeo cuyas principales características fue­ ron las de utilizar casetes de cinta magnética en lugar de carrete abierto, reducir el ancho de la cinta de dos a media pulgada (1,27 cm) y reducir la velocidad de arrastre de la cinta a 14,29 cm/s. El sistema ideado por P hilips fue bautizado con las siglas VCR (video cassette recorder) y el primer modelo salió al mercado en 1972 con la denominación N-1500. El VCR de Philips presentaba como novedad la incorporación, en el propio aparato, de un sin­ tonizador con el cual era posible grabar directamente de antena las emisiones de cualquier canal de televisión sin hacerlas pasar por un receptor de televisión. De igual forma, la señal de salida del grabador era por RF, en la banda V de UHF (Norma CCIR), lo cual permitía utilizar un receptor normal de televisión como monitor para el visionado de las imágenes grabadas, siendo suficiente para ello conectar la salida del VCR a la entrada de an­ tena del receptor de televisión. Como principales inconvenientes de este sistema cabe citar la falta de calidad de imagen en comparación con los magnetoscopios profesionales y la corta duración de las grabaciones, limi­ tada a una hora por la longitud y velocidad de la cinta. No conformándose con los resultados obtenidos, la propia P hilips investigó la forma de mejo­ rar el VCR, especialmente con miras a aumentar la duración de las grabaciones. Fruto de esta in­ vestigación, en 1977 apareció el VCR-LP (video cassette recorde r-longplay) , en el que se reducía la velocidad de la cinta a 6,69 cm/s, permitiendo con ello aumentar el tiempo de grabación a 3 ho­ ras. Lógicamente, ello supuso serios problemas técnicos debido al considerable aumento de la densidad de grabación. Este primer modelo VCR-LP se comercializó con las siglas N-1700. El ancho de la cinta conti­ nuó siendo de media pulgada, igual que su antecesor. Pero no sólo P hilips invertía grandes cantidades de dinero y horas de investigación en su idea de obtener un videograbador al alcance del gran público. Otras importantes firmas internaciona­ les también harían lo mismo, por lo que un año más tarde, en 1978, aparecieron simultáneamente tres nuevos sistemas, de los cuales uno de ellos ha sido el gran triunfador en la dura competencia por hacerse con el mercado internacional. Nos referimos a los sistemas Beta, VHS y SVR. El sistema Beta fue diseñado por S ony . En él, el ancho de la cinta es igualmente de media pul­ gada (al igual que en el sistema VCR de P hilips), pero la velocidad de arrastre se reduce a 1,873 cm/s, lo cual permite un tiempo de registro de 3 horas y 45 minutos. El sistema VHS (video hom e system = sistema doméstico de vídeo) fue desarrollado por la empresa japonesa JVC (Japan Víctor Company) y en él el ancho de la cinta es igualmente de me­ dia pulgada y su velocidad de 2,339 cm /s, permitiendo igualmente una duración de registro de 3 horas y 45 minutos. El tercero de los sistemas aparecidos en 1978 fue desarrollado por G rundig y bautizado con las siglas SVR (super video recording = super grabador de vídeo). En este sistema se utilizaba también cinta de media pulgada, con una duración de 4 horas, pero con una velocidad superior a la de los sistemas Beta y VHS, pues alcanzaba los 3,95 cm/s. De los tres sistemas citados, el SVR no tuvo éxito, pero los otros dos alcanzaron gran popula­ ridad ya que la calidad de reproducción de las imágenes superaba notablemente a las del sistema

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VÍDEO

VCR, llegando a ser comparables a la de los magnetoscopios profesionales, además de disminuir espectacularmente los precios de venta. Con ello, el sistema VCR de Philips quedaba despla­ zado del mercado y se suspendía su fabricación. P hilips , no obstante, no daba por perdida la batalla y siguió investigando. En 19791980, y en unión con G rundig , creó un nuevo sistem a al que denom inó V-2000, el cual per­ mitía la grabación en la m itad del ancho de la cinta m agnética de media pulgada, lo que ha­ cía posible, por lo tanto, que la casete fuese reversible, es decir, que pudiese grabarse a dos bandas. De esta forma se obtenía una duración total de registro de 8 horas (dos bandas de 4 horas cada una). En el V-2000 la velocidad de arrastre de la cinta es de 2,442 cm/s. Desde 1980 hasta ahora, los tres sistemas (Beta, VHS y V-2000) luchan entre sí por hacerse con el mercado, de forma que los tres son los únicos sistemas existentes y, además, incompati­ bles entre sí. De los tres, y desde el punto de vista técnico, cabe decir que quizás el V-2000 sea el mejor; sin embargo, intereses ajenos a la parte técnica, como la disponibilidad de cintas con amplia oferta de películas grabadas en los sistemas Beta y VHS, muy superior a la del V-2000, hacen que en la actualidad la competencia quede limitada al sistema VHS, hasta tal punto que las propias firmas Philips y G rundig se han inclinado por estos sistemas. Los avances tecnológicos en la fabricación de cabezas de vídeo y de cintas de grabación hi­ cieron posible el perfeccionamiento del sistema VHS por la firma japonesa JVC, que en enero de 1988 puso en el mercado el sistema S-VHS en su versión PAL. En este sistema, totalmente compatible con las grabaciones realizadas en formato VHS, se mejora notablemente la calidad de la imagen, ya que se aumenta la resolución horizontal hasta 400 líneas.

CARACTERÍSTICAS DIFERENCIALES ENTRE LOS SISTEMAS V-2000, BETA, VHS Y S-VHS Todos los sistemas de videograbación son similares en algunos aspectos, como la alta densidad de grabación, la exploración helicoidal, la separación de las componentes de crominancia y luminancia con transformación de esta última en una señal modulada en frecuencia y conversión de frecuencia de la señal de croma, el registro longitudinal de la señal de audio, etc. Sin embargo existe una serie de características que diferencian a un sistema de otro y que los hacen incompa­ tibles, y con ello no nos referimos sólo al formato de las cintas, sino a las características eléctricas y mecánicas de los sistemas. En lo que respecta a la señal de luminancia, en todos los sistemas de vídeo doméstico se transforma ésta, que está modulada en amplitud, en una señal modulada de frecuencia. En el sistema Beta, la excursión de la FM de luminancia abarca de 3,8 a 5,2 MHz; en el sis­ tema V-2000, entre 3,3 y 4,8 MHz; en el VHS, entre 3,8 y 4,8 MHz, y en el sistema S-VHS entre 5,4 y 7 MHz. Vemos pues que, aunque son frecuencias de valores próximos, el oscilador local que genera la portadora a modular en frecuencia posee una frecuencia de oscilación distinta para cada sistema y, por lo tanto, aun en el supuesto de utilizarse cintas de igual formato en los tres sistemas, una grabación hecha con un sistema no podría ser reproducida en otro, aunque en el caso del sistema S-VHS sí es posible la reproducción de cintas grabadas en formato VHS. En lo que respecta al valor de la frecuencia convertida de croma, en los sistemas VHS y S-VHS éste es de 626,953 kHz, en el sistema V-2000 de 625 kHz, pero en el sistema Beta se efectúa un proceso secuencial pista a pista, siendo de 685,546 kHz para una pista y de 689,453 kHz para la siguiente. La resolución también es distinta en los cuatro sistemas. En el Beta, la resolución es de 270 lí­ neas; en el V-2000 de 250 líneas; en el VHS de 240 líneas, y en el S-VHS de 400 líneas. En cuanto a las características mecánicas debemos decir que es aquí donde se notan más las diferencias, pues además de utilizar formatos de casete diferentes y enhebrados distintos, las dife­ rencias son apreciables en lo que respecta a las velocidades y las dimensiones de la parte mecánica.

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SISTEMAS DE VIDEOGRABACIÓN

La velocidad de la cinta es de 1,873 cm /s en el sistema Beta, 2,339 cm /s en los sistemas VHS y S-VHS y 2,442 cm /s en el V-2000; es decir, que es en el sistema Beta donde la velocidad de la cinta es menor. La velocidad de las cabezas, con 25 revoluciones por segundo (rps) del portacabezas, es de 5,88 m/s en el Beta; de 4,87 m/s en los sistemas VHS y S-VHS, y de 4,83 m/s en el V-2000, dando unas velocidades relativas de 5,86 m/s, 4,83 m/s y 5,08 m/s, respectivamente. Ello se debe a las distintas velocidades de la cinta y a las dimensiones, también distintas, de los portaca­ bezas. Así, el diámetro del portacabezas del sistema Beta es de 75 mm, el de los sistemas VHS de 62 mm y el del sistema V-2000 de 65 mm (figura 1.4). En todos, sin embargo, se utilizan dos cabezas de grabación y lectura de la señal de vídeo dispuestas en el portacabezas a 180°.

VHS

V-2000

1.4 Diámetro de los portacabezas en los sistemas Beta, VHSy V-2000.

Realizando un sencillo cálculo, puede averiguarse, a partir del diámetro del portacabezas, la velocidad de las cabezas a 25 rps. Efectivamente, en el portacabezas de los sistemas VHS y S-VHS, cuyo diámetro es de 62 mm, la longitud del perímetro del portacabezas es de: „

D

2n —

_ _ .. 62 mm ,n . = 2 x 3 ,1 4 x ----- ^-------= 194,78 mm

pero, como el portacabezas gira a 25 rps, la velocidad de cada una de las cabezas es de: v = 194,78 mm x

25 rpS = 4.869,47 mm/s - 4,87 m/s s

En todos los casos, el sistema de grabación es el helicoidal; sin embargo, la angulación es dis­ tinta, por lo que las pistas de vídeo poseen distinta inclinación y longitud en cada uno de los siste­ mas. Efectivamente, en el sistema Beta, la angulación de las pistas de vídeo es de 5o 0' 50” y su longitud de 116 mm; en los sistemas VHS y S-VHS, la angulación es de 5o 57' 50" y la longitud de 96,9 mm, y en el sistema V-2000 la angulación es de 2° 38' 50" y la longitud de 101,6 mm. En lo que respecta a la angulación acimutal del entrehierro de las cabezas, en el sistema Beta es de ± 7%, en los sistemas VHS y S-VHS de ± 6% y en el V-2000 de ± 15%. El ancho de las pistas de vídeo es también distinto: 33 pm para el Beta, 49 m para los siste­ mas VHS, y 22,5 pm para el V-2000. Lo mismo sucede con el ancho de la pista de audio, la cual es de 1,1 mm en el Beta, 1 mm en los sistemas VHS y 0,65 mm en el V-2000. Una de las dificultades con las que tuvieron que enfrentarse los fabricantes de vídeo, en lo que respecta a la lectura de las pistas de vídeo, fue que, una vez grabadas dichas pistas, era impres­ cindible que la lectura se llevara a cabo correctamente, es decir, que el entrehierro de las cabezas, al leer la cinta, pasara exactamente, sin desviación alguna, por cada pista, pues cualquier pe­ queño desvío causa una distorsión de la señal e, incluso, su desaparición completa. Para ello tuvo que recurrirse, en los sistemas Beta y VHS, a disponer una nueva pista, denominada de con­ trol, en la que se graban una serie de señales que ajustan la posición de las cabezas sobre cada

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pista, permitiendo con ello una lectura correcta. En el sistema Beta, el ancho de esta pista de control es de 0,6 mm y en el sistema VHS de 0,75 mm. En el sistema V-2000, no se utiliza esta pista, ya que en lugar de emplear cabezas de vídeo rígidas aplica un proceso electrónico, para di­ rigirlas con exactitud sobre las pistas, que se denomina DTF (dynamic track following). Éstas son, en esencia, las diferencias fundamentales entre los sistemas de vídeo vigentes, puesto que en todos los sistemas han de tratarse señales similares de luminancia, cromlnancia, sincronismo y audio procedentes de las emisiones normalizadas de televisión y, por lo tanto, en todos ellos el tratamiento de las señales es muy parecido.

DIFERENCIAS ENTRE LOS SISTEMAS VHS Y S-VHS Puede afirmarse que el sistema VHS es hoy en día el único que se utiliza en el mercado del vídeo do­ méstico, por lo que, a partir de esta realidad, este libro sólo estudiará este sistema de grabación. Aunque de calidad inferior a sus antiguos competidores Beta y V-2000, el sistema VHS cumple los re­ quisitos de flexibilidad, disponibilidad y fiabilidad suficientes para ganar la batalla. Desde su aparición ha mejorado incorporando nuevas características, como la grabación de larga duración (longplay), el sonido de alta fidelidad (Hi-Fi), realzado de imagen (HQ), mando a distancia, programación de grabación, etc. A todo ello cabe añadir la aparición del sistema S-VHS, con mejor calidad de imagen y que su­ pera no sólo al VHS, sino también a los sistemas Beta y V-2000. En el sistema VHS, las señales de luminancia (Y) y de croma (C) de la señal de vídeo se sepa­ ran mediante filtros paso banda antes de la grabación. La señal de luminancia (Y) no puede grabarse directamente en la cinta porque su espectro de frecuencias es demasiado amplio (de 20 a 5,5 MHz), ocupando 19 octavas, mientras que las cin­ tas sólo admiten hasta 10 octavas. Para solucionarlo se efectúa una compresión de la señal de luminancia, modulando en frecuencia una portadora de RF. Los límites de la desviación de fre­ cuencia determinan el ancho de banda en octavas. El sistema de grabación VHS especifica una frecuencia de 3,8 MHz, para la cresta de los im­ pulsos de sincronismo, y de 4,8 MHz para el nivel máximo de blanco, lo que supone una desvia­ ción de 1 MHz de la portadora de FM por la señal de luminancia (figura 1.5). De esta forma, las bandas laterales de la señal de luminancia se extienden desde 1,4 a 5,5 MHz, aproximadamente, consiguiéndose así una com presión inferior a dos octavas. La utilización de una señal de luminancia modulada en frecuencia asegura una excelente relación S/N, pues la cinta se lleva hasta la saturación para cualquier valor de la señal de luminancia sin nece­ sitar polarización para compensar la no linealidad de las características de transferencia de la cinta. Para recuperar la señal de luminancia de manera adecuada es necesario grabar también las

Subportadora de color convertida 626,953 kHz

Portadora de FM desviada p o r la señal Y 1 MHz

Banda superior F M '

Banda interior FM

l

l

3

5

Sinc.------

Señal de luminancia ■[ preprocesada

1.5 Espectro de frecuencias en una grabación con el sistema VHS.

Blanco máximo Nivel de recorte de negro

Nivel de recorte de blanco ,40 % , ^

100%

SISTEMAS DE VIDEOGRABACIÓN

bandas laterales significativas, es decir, todas las señales cuya amplitud supere en un 1,5 % a la de la portadora sin modular. En la figura 1.5 se observa que la frecuencia de la portadora de FM está próxima a la frecuen­ cia moduladora más alta. Por este motivo, la señal de luminancia (Y) se recorta mediante un filtro pasobajo a 3,5 MHz y con una atenuación de 20 dB. De esta forma se evita que los componentes presentes en la banda lateral inferior reaparezcan como banda doblada dentro del espectro de frecuencias útil, lo que daría lugar a un empañamiento de la imagen reproducida. Este sistema de grabación de banda estrecha empeora las características de ruido en com pa­ ración con una grabación de banda más ancha, puesto que la pérdida de información en la banda lateral superior reduce la relación S/N en HF y ésta debe compensarse aplicando un preénfasis a la señal de luminancia antes de excitar al modulador. Esto trae como consecuencia la necesidad de efectuar un desénfasis en la reproducción. No obstante, un exceso de incremento de la amplitud de las componentes de HF de la señal de luminancia durante el preénfasis de estas frecuencias produciría una sobredesviación de portadora de FM en el modulador. Para evitarlo se recurre a unos circuitos recortadores de negro y blanco, los cuales limitan la excursión de la señal excitadora al 40 y al 90 %, respectivamente (figura 1.5). La señal de croma de la entrada de vídeo compuesto se extrae con un filtro selectivo sintonizado en 4,43361875 MHz y se convierte a 626,953 kHz con un ancho de banda de ± 500 kHz antes de ser grabada en la cinta. Este sistema de grabación de la señal de croma supone menos de cuatro octavas y permite la grabación directa de la señal de croma en la cinta, pero precisa de polarización en alterna para compensar la no linealidad de las características de transferencia de la cinta. Se necesita un buen contacto de la cinta con la cabeza de grabación/reproducción para obte­ ner una razonable relación señal de croma/ruido durante la reproducción. En el sistema S-VHS, la excursión de la portadora de FM es mayor, con lo que se consigue un ancho de banda de la señal de luminancia (Y) más amplio. El resultado es un incremento de la re­ solución horizontal, que aquí alcanza las 400 líneas. En el sistema S-VHS, la frecuencia de la portadora de FM es de 5,4 MHz, que corresponde a la crista de la señal de sincronismo, y de 7,0 MHz para el nivel máximo de blanco (figura 1.6). Los niveles de recorte de blanco y de negro se extienden hasta 110 % para el primero, y 70 % para el segundo. En el sistema S-VHS también se cambia la caracteristica de preénfasis para reducir el efecto adverso que el mayor ancho de banda del espectro de frecuencias de grabación produce sobre la característica de ruido. La velocidad lineal de la cinta, la velocidad de grabación y el trazado de las pistas son iguales que en el sistema VHS con el fin de mantener la compatibilidad entre ambos sistemas, aunque en el S-VHS la densidad de grabación es mayor.

Desviación FM 1 MHz _

626,953 kHz

Señal de luminancia < preprocesada

Nivel de recorte de— negro

blanco 100%

_ J10%___

1.6 Espectro de frecuencias en una grabación con el sistema S-VHS.

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Cintas magnéticas para VHS

INTRODUCCION Las señales de vídeo, audio y sincronismo se graban en los aparatos de vídeos sobre una cinta m ag­ nética que, en el caso de los vídeos denominados domésticos, tiene un ancho de media pulgada. Sea cual sea el sistema de vídeo utilizado, en todos ellos la constitución de la cinta es igual y se le exige una serie de características técnicas que hagan que tanto la imagen como el sonido se graben y se reproduzcan con la máxima calidad y el mayor número de veces posible. En este capítulo se desarrolla el estudio de la estructura de las cintas magnéticas utilizadas en vídeo, así como sus características técnicas y la forma constructiva del casete del sistema VHS, que es actualmente el único utilizado. Otros tipos de casetes, como los empleados en las cáma­ ras de vídeo, se estudian en el tomo de esta Enciclopedia dedicado a dichos aparatos.

ESTRUCTURA DE UNA CINTA DE VIDEO En la figura 2.1 puede verse la estructura de una cinta magnética para la grabación en vídeo. Consta de cuatro capas distintas: la capa superior consiste en un recubrimiento protector que evita que las partículas de óxido magnético (que son las que llevan la información) se desprendan y se pierda con ello la información. Detrás del recubrimiento de protección se dispone una fina capa de óxido m agnético, por ejemplo, el dióxido de cromo. Sirviendo como soporte a esta capa de óxido magnético se dispone una cinta de poliéster y,detrás de ella, un respaldo antiestático de carbón. Todas estas capas tienen gran importancia para una correcta grabación, pero sobre todo el

RESPALDO ANTIESTÁTICO DE CARBÓN POLIÉSTER ÓXIDO MAGNÉTICO RECUBRIMIENTO SUPERIOR

i

Sí

I ¡ lí

2.1 Estructura de una cinta de vídeo.

15

VÍDEO

óxido magnético y el soporte, por lo que a continuación se exponen las características técnicas que debe presentar cada uno de ellos.

SOPORTE El soporte es el elemento que proporciona a la cinta sus propiedades mecánicas. Aunque son varios los materiales que pueden utilizarse como soporte, la mayoría de los fabrican­ tes de cintas magnéticas utilizan el poliéster tensilizado (tensilizedpolyester), ya que posee un límite de elasticidad muy elevado, alargamiento a la prerrotura grande, gran resistencia a los choques y al des­ garramiento, estabilidad máxima a los cambios de temperatura y excelente estabilidad dimensional. Téngase en cuenta que la cinta magnética soporta, durante su paso por delante de las cabe­ zas de grabación/reproducción, elevados esfuerzos de toda índole, así com o influencias externas (cambios de temperatura, humedad, etc.), por lo que es imprescindible que todos estos factores no influyan sobre sus dimensiones, ni en sentido longitudinal ni transversal, ya que de ser así las cabezas no leerían correctamente las pistas.

CUALIDADES QUE DEBE REUNIR UN SOPORTE PARA CINTA MAGNETICA En el parágrafo anterior se indica que el soporte es el elemento que proporciona las propiedades mecánicas a la cinta: son pues las propiedades mecánicas las que deben considerarse a la hora de valorar un soporte para cinta magnética. Las propiedades mecánicas que deben considerarse son las siguientes: • Resistencia mecánica. • Estabilidad frente a los cam bios de temperatura. • Resistencia al desgarre. • Estabilidad dimensional.

En las líneas que siguen se estudia por separado cada una de estas propiedades.

Resistencia mecánica Toda cinta magnética queda, en condiciones de utilización normal, sometida a tensiones mecáni­ cas que tienden a estirarla e, incluso, sí éstas son muy fuertes, a romperla (caso de avance y re­ troceso rápidos, arranques, paradas, etc.). Es pues necesario que la cinta de vídeo soporte sin di­ ficultad tales esfuerzos, por lo que las propiedades mecánicas deben cumplir unas exigencias determinadas. Las propiedades mecánicas que deben considerarse son: • Fuerza de ruptura. • Lím ite de elasticidad. • Resistencia a los choques.

Fuerza de ruptura La fuerza de ruptura es la fuerza que es necesaria aplicar a la cinta para romper su soporte. Como toda fuerza, se mide en neutones (N), siendo tanto mejor el soporte cuanto mayor sea el valor de dicha fuerza de ruptura. Así, un soporte de poliéster cuya fuerza de ruptura sea de 60 N es mucho más resistente que otro de 40 N. Límite de elasticidad El lím ite de elasticidad (o elongación) es la fuerza que se necesita aplicar a la cinta para que ésta experimente un alargamiento permanente. Al igual que en el caso anterior, esta fuerza se mide en neutones, siendo igualmente tanto me­ jor el soporte cuanto mayor sea su valor del limite de elasticidad.

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CINTAS MAGNÉTICAS PARA VHS

El límite de elasticidad es una fuerza cuyo valor está, naturalmente, por debajo del valor de la fuerza de ruptura. Así, por ejemplo, una cinta con soporte de poliéster posee un límite de elastici­ dad de 6 N y una resistencia a la ruptura de 11 N. Resistencia a los choques Es la fuerza que es necesario aplicar bruscamente al soporte para romperlo. En esta característica Interviene la fuerza de ruptura y el alargamiento que el material experi­ menta antes de la ruptura. Estabilidad frente a los cambios de temperatura Todo soporte para cinta magnética debe mantener sus características mecánicas lo más estables posible dentro de un amplio margen de temperaturas, es decir, los cambios de temperatura nor­ males no deben influir sobre las características mecánicas de la cinta ni sobre sus dimensiones. Resistencia al desgarre La resistencia al desgarre de un soporte para cinta magnética expresa la capacidad de dicho soporte para evitar la rotura por un esfuerzo pequeño. Es decir, la resistencia al desgarre es la fuerza, en neutones, que es necesaria aplicar a un soporte para que se propague una incisión ya existente en él. Estabilidad dimensional Todo soporte posee en mayor o menor grado propiedades higroscópicas; es decir, absorbe un cierto grado de humedad. Dicha absorción de humedad se traduce en un incremento de volumen y, por consiguiente, en un alargamiento de la cinta. La estabilidad dim ensional se mide por el coeficiente de dilatación lineal, es decir, un número por el que es preciso multiplicar la longitud de la cinta para obtener la magnitud de alargamiento que ésta experimenta cuando la humedad relativa aumenta un grado.

CAPA MAGNÉTICA La capa m agnética es el elemento más importante de toda cinta de vídeo, puesto que de ella de­ penden sus propiedades de grabación y reproducción. Aunque existen diversos materiales ferromagnéticos para la fabricación de la capa, el más uti­ lizado en las cintas de vídeo es el dióxido de crom o. El dióxido de cromo comenzó a utilizarse en la fabricación de cintas magnéticas en 1971, pre­ sentando una serie de ventajas sobre otros materiales magnéticos, como mejor respuesta en alta frecuencia, menor ruido de fondo, etc. La coercitividad o capacidad del dióxido de cromo para evitar la desmagnetización espontá­ nea es de unos 4 kA/m. La respuesta en alta frecuencia es mejor que la del dióxido de hierro, alcanzándose una ga­ nancia de 7 a 8 dB en este margen. Esto es muy importante, ya que en las cintas de vídeo han de grabarse señales de frecuencia muy elevada. Como desventajas de la cinta de dióxido de cromo cabe citar su reducida sensibilidad en fre­ cuencias medias-bajas y su elevado nivel abrasivo, que provoca un desgaste prematuro en las cabezas magnéticas de vídeo y audio. La principal razón por la que se elige el dióxido de cromo para la fabricación de las cintas de ví­ deo reside en el bajo ruido de fondo que ofrece este material magnético. Para comprender esto basta con observar, con un microscopio electrónico, la superficie de una cinta de dióxido de cromo (figura 2.2a) y compararla con la de una cinta de seudocromo (figura 2.2b). El aumento de las foto­ grafías de la figura 2.2 es de aproximadamente 15.000 veces, y en ellas pueden distinguirse las pe­ queñas partículas en forma de aguja que constituyen las partes magnéticas de una cinta de vídeo y de las que contiene una increíble cantidad. Miles de millones de estas partículas discurren en cada segundo por delante de las cabezas de grabación/lectura del aparato de vídeo. A pesar de su tamaño microscópico, el tamaño de las partículas tiene más importancia de lo

17

VÍDEO

a)

b)

2.2 Macrofotografía de las partículas magnéticas de una cinta de video, a) Dióxido de cromo, b) Seudocromo.

que pueda creerse. Así, las partículas de dióxido de cromo de la figura 2.2a son mucho más pe­ queñas que las de seudocromo (partículas de óxido de hierro dotadas de cobalto) que se mues­ tran en la figura 2.2 b, que por sus características magnéticas pueden ser incluidas dentro de la categoría de las de dióxido de cromo. Del tamaño de las partículas depende, entre otros factores, el ruido de fondo de la cinta. Cuanto más finas sean las partículas, tanto más reducido será el nivel de las perturbaciones, lo cual es de gran importancia en vídeo, ya que ello influye notablemente en la calidad de la imagen. Por término medio, las partículas de dióxido de cromo son la mitad de voluminosas que las de las cintas de óxido de hierro cobaltizado. Si las partículas de dióxido de cromo se colocasen unas detrás de otras, serían necesarias unas 3.000 partículas para que ocuparan una longitud de 1 mm, lo cual da idea de la extrema pequeñez de éstas. Su estructura es muy uniforme, lo que permite una ordenación muy condensada. Como con­ secuencia, las cintas de dióxido de cromo presentan una superficie muy lisa, permitiendo con ello un estrecho contacto con los cabezales.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LA CAPA MAGNÉTICA Al igual que el soporte, la capa magnética de una cinta de vídeo debe presentar una serie de cua­ lidades y características que, además, sirven para comparar la calidad de una cinta con otra que tomemos como referencia. Son tres las clases de propiedades que deben considerarse en la capa magnética de una cinta: • Propiedades m agnéticas. • Propiedades mecánicas. • Propiedades eléctricas.

Dentro de las primeras hay que tener en cuenta las siguientes propiedades: -

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Petentividad máxima. Coercitividad. Sensibilidad de salida.

Drop-out. Ruido de fondo. Efecto de copia. Desm agnetización p o r reproducción.

CINTAS MAGNÉTICAS PARA VHS

Las propiedades mecánicas que deben considerarse son las siguientes: - Superficie uniforme. -

Nivel abrasivo. Pérdida en la capa magnética. Flexibilidad. Inm unidad a la form ación de cargas estáticas.

Finalmente, desde el punto de vista eléctrico, hay que considerar los siguientes aspectos: - Respuesta de frecuencia. - Nivel m áxim o de salida. - Relación señal/ruido. - Distorsión.

A continuación se analiza por separado cada uno de estos parámetros.

Propiedades magnéticas Retentividad La retentividad de un material magnético es una propiedad del material que se mide por la densi­ dad del flujo residual correspondiente a la Inducción de saturación del material. Las cintas magnéticas de vídeo son tanto mejores cuanto mayor sea este parámetro, ya que más elevada será la sensibilidad de la cinta y, por lo tanto, se incrementará la tensión inducida en las cabezas de reproducción. El valor de la retentividad se Indica en mlliteslas (mT) o en gauss (G), pudiéndose comparar una cinta con otra mediante valores absolutos o mediante curvas de hlstéresls dadas por el fabri­ cante. Coercitividad Esta magnitud expresa la capacidad de una cinta para evitar la desmagnetización espontánea, la cual alcanza su valor máximo en las frecuencias altas. Se expresa en kiloamperios/metro (kA/m) o en oersteds (Oe), siendo tanto mejor la cinta cuanto mayor sea el valor de su coercitividad. Sensibilidad de salida La sensibilidad de salida debe ser uniforme, es decir, que no se produzcan subidas o bajadas de nivel en la reproducción de la cinta. Para lograrlo es preciso que el grosor de la capa magnética de la cinta sea uniforme, por lo que es un parámetro vinculado al de superficie uniforme, dentro de las propiedades mecánicas. Cuanto más gruesa es la capa magnética de la cinta, más sensible es ésta. La sensibilidad se mide en dB y la variación máxima permitida en una cinta de calidad es de 1 dB. Drop-out El drop-out consiste en una caída instantánea del nivel de salida causada por una concentración insuficiente de las partículas magnéticas en la superficie de la cinta, por la falta completa de ellas en un punto de ésta o por la Introducción de una partícula de polvo en el aglutinante durante el proceso de fabricación. El dro p -o u t se manifiesta en pérdida de imagen en determinados sectores de la grabación, manifestándose en forma de rayas y puntos blancos que resultan muy molestos para el observa­ dor si son abundantes. Otras causas de d ro p -o u t son las de desprendimiento de las partículas magnéticas y el des­ gaste de la cinta por un uso excesivo (lo cual origina la pérdida de material magnético) o por la su­ ciedad de las cabezas de vídeo del magnetoscopio.

19

VÍDEO

a)

2.3 Imágenes obtenidas en un osciloscopio rie/drop-out de una cinta, a) Sin drop-out. b) Con pérdida de señal superior a 35 dB (señal de video con drop-out).

La uniformidad de la capa magnética no es nunca constante a lo largo de toda la cinta, por lo que siempre existirá un cierto grado de drop-out, pero en una cinta nueva o de calidad ello no influye en la imagen. El problema se presenta cuando la pérdida de la señal es superior a los 35 dB (figura 2.3). Ruido de fondo El ruido de fondo se produce cuando las partículas magnéticas están dispuestas sobre la cinta de forma irregular y sin homogeneidad. Para reducir este factor es preciso que los cristales de la capa magnética sean muy pequeños, tal y como se ha indicado en un parágrafo anterior. El ruido de fondo se expresa en dB, y una cinta de vídeo es tanto mejor cuanto mayor sea el valor absoluto del ruido de fondo. Así, una cinta con un ruido de fondo de -6 0 dB es mejor que otra cuyo ruido de fondo sea de -5 0 dB. Efecto de copia El efecto de copia (print-through) es el fenómeno por el cual las señales grabadas en un determi­ nado punto de una cinta magnetizan la espira más próxima del carrete a través del soporte. Este fenómeno se debe a soportes de mala calidad y se traduce en la aparición de un eco de imagen y sonido durante la reproducción que puede llegar a ser bastante molesto. El efecto de copia se mide en dB y marca la relación entre la señal grabada en un punto de la cinta y la copia producida en otro punto. Una cinta es tanto mejor cuanto mayor sea el valor en decibelios del efecto de copia. Como orientación cabe indicar que la tecnología actual ha logrado reducir el efecto de copia a valores que oscilan entre 50 y 59 dB. Desmagnetización por reproducción Las cintas de vídeo trabajan bajo condiciones severas, ya que las cabezas de vídeo (rotativas) pa­ san a gran velocidad sobre su superficie, provocando un desgaste de la emulsión. Esto se agrava si se considera que, en la reproducción de imágenes fijas, las cabezas pasan un gran número de veces sobre la misma superficie de la cinta, provocando un considerable des­ gaste en dicha zona de ¡a superficie. A pesar de todo ello, una cinta de vídeo ha de ser capaz de soportar, por lo menos, 50 grabaciones y entre 1.000 y 1.500 reproducciones sin que se aprecien alteraciones ni en la imagen ni en el sonido. Los fabricantes de cintas para vídeo proporcionan en sus catálogos curvas características de la desmagnetización sufrida por la cinta en función del número de veces que es leída por las ca­ bezas. Así, en la figura 2.4 se ha dibujado la curva de desmagnetización por reproducción (playback desm agnetization) de una cinta de vídeo. Se observa que a las 50 veces de ser leída, la desmagnetización es de 1 dB, y que dicha desmagnetización aumenta progresivamente con el número de veces que es leída la cinta.

20

CINTAS MAGNÉTICAS PARA VHS

§3 £2.D 5o 8 o0

so

1

§ s p£

NÚMERO DE VECES REPRODUCIDA

2.4 Desmagnetización de una cinta de vídeo en función del número de veces que es leída por las cabezas.

En otras ocasiones, los fabricantes indican el valor máximo de desmagnetización por repro­ ducción que alcanzan sus cintas, por ejemplo, 3 dB máximo.

Propiedades mecánicas Superficie uniforme Es imprescindible que la capa magnética de la cinta de vídeo presente una superficie uniforme, ya que con ello se obtiene un ruido de fondo reducido y se evitan variaciones de distancia entre la capa magnética y la cinta. Nivel abrasivo El que una capa magnética sea más o menos abrasiva afecta a la vida de las cabezas y guías del magnetoscopio. Esto es importante en vídeo, ya que el hecho de que la cinta roce a gran veloci­ dad con el tam bor portacabezas hace que las cabezas se desgasten con facilidad, provocando el prematuro cambio de éstas. Para alargar al máximo la vida de las cabezas, la capa magnética de la cinta debe ser lo me­ nos abrasiva posible. Pérdidas de la capa magnética La capa magnética debe estar sólidamente fija a su soporte. Una cinta que pierde con facilidad las partículas magnéticas reduce su vida útil y, además, ensucia las cabezas. Flexibilidad La flexibilidad de una cinta de vídeo está determinada por los materiales utilizados como soporte y como capa magnética. Es imprescindible que ésta sea elevada para que la cinta tenga un buen contacto con las cabezas y favorezca el bobinado y rebobinado rápidos. Inmunidad a la formación de cargas estáticas El continuo roce de la cinta con las cabezas y guías del magnetoscopio da origen a la producción de cargas eléctricas estáticas y, por lo tanto, de ruidos tanto en la imagen como en el sonido. Para evitar la producción de estas cargas estáticas se procede a disponer, detrás del soporte de poliéster, una fina capa de carbón (figura 2.1), buena conductora de electricidad, y a conectar a masa todos los órganos del aparato en contacto con la cinta.

Propiedades eléctricas Respuesta de frecuencia Un cuadro de televisión está formado por una enorme cantidad de puntos, los cuales son explo­ rados por el haz de electrones a una velocidad de 50 cuadros por segundo. 21

VÍDEO

Como una imagen com pleta está form ada por dos cuadros alternados con 312,5 líneas cada uno (625 líneas), el número total de líneas que se reproduce en la pantalla de un televisor cada segundo es de 15.625 (producto del número de líneas por el número de imágenes por segundo). A su vez, cada línea está formada por 352 puntos, lo que significa que en una emisión de tele­ visión el ancho de banda es de casi 5,5 MHz. En lo que respecta ai sonido, éste abarca una gama de frecuencias comprendidas entre 20 Hz y 20 kHz. Sin embargo, en una cinta de vídeo no se registran señales de frecuencias tan elevadas por los siguientes motivos: a) En lo que respecta a las señales de luminancia y croma de las señales de vídeo, éstas son

tratadas en el aparato grabador para reducirlas a unas frecuencias más bajas. b) En lo que respecta a la señal de audio, las emisiones de televisión no cubren todas las fre­ cuencias audibles, por lo que también quedan limitadas (a 10 kHz, aproximadamente). De todas formas, tanto las frecuencias de audio como las de vídeo son muy elevadas y se pre­ sentan problemas en la banda de frecuencias más altas, ya que las partículas magnéticas de la cinta deberán variar su posición, en un corto espacio, miles de veces por segundo. De acuerdo con lo expuesto, se denomina respuesta de frecuencia de una cinta la capacidad de ésta para grabar un amplio margen de frecuencias. Cuando las frecuencias son bajas, no existe problema alguno en la grabación; pero, si éstas aumentan, el problema se hace evidente, llegando un momento en que no se graba señal alguna. En la figura 2.5 se ha dibujado la curva de respuesta a las señales de audio de una cinta de ví­ deo. Estas señales son grabadas por un cabezal fijo, pasando la cinta por delante de él a una ve­ locidad que viene dada exclusivamente por la velocidad de la cinta (2,339 cm /s en el sistema VHS). Así, suponiendo que se graba una frecuencia de audio de 1 kHz en un magnetoscopio del sis­ tema VHS, por cada centímetro de longitud de la cinta las partículas magnéticas quedan magne­ tizadas con una frecuencia de 427,53 Hz, de lo que se deduce que cuanto mayor sea la velocidad de paso de la cinta por delante del cabezal de audio menor será la densidad de grabación y más fácil será la grabación de las altas frecuencias. En el caso de las señales de vídeo, además de aumentarse la velocidad gracias al tambor ro­ tativo, se graba helicoidalmente, de forma que las pistas queden grabadas formando un cierto ángulo con respecto al sentido longitudinal de la cinta. Esto permite disminuir la densidad de gra­ bación a valores adecuados a las posibilidades de la cinta. La curva de respuesta de frecuencia de la figura 2.5 indica pues la variación de la ganancia, o pérdida de la amplitud de la señal grabada en la cinta, en función de la frecuencia.

2.5 Curva de respuesta a las señales de audiofrecuencia de una cinta de vídeo. A partir de 10 kHz, el nivel de la señal baja considerablemente.

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FRECUENCIA (kHz)

CINTAS MAGNÉTICAS PARA VHS

Dado que la respuesta de frecuencia es una relación entre dos magnitudes, su valor suele darse en dB. La calidad de una cinta magnética se enjuicia por el ancho de su respuesta de frecuencias. Dicho ancho recibe el nombre de banda pasante , y dentro de ella se encuentran todas las fre­ cuencias en las que la curva no cae más de 3 dB por debajo de la zona plana. En la curva de la figura 2.5, el ancho de banda abarca de 100 Hz a 10 kHz. Por encima de los 10 kHz, la respuesta de frecuencia es mala y la señal baja más de 3 dB. Otro dato importante que ha de tenerse en cuenta es que la curva no presenta picos ni caídas dentro de su ancho de banda, es decir, que debe ser lo más plana posible (sin desviaciones con respecto al valor de referencia mayores de 3 dB). Algunos fabricantes indican en sus catálogos el valor en declbelios para distintas frecuencias en vez de proporcionar la curva de respuesta. Por ejemplo: 7,5 10 12,5 15

k H z ................................................ + 1,5 k H z .................................................+ 2,0 k H z .................................................+ 2,5 kH z + 3,0

dB dB dB dB

Esto sirve como orientación, pero nunca asegura que la curva no presente picos o caídas por encima de 3 dB en zonas intermedias, por lo que es preferible recurrir siempre que sea posible a la observación de la curva de respuesta de frecuencia. Una cinta es tanto mejor cuanto más ancha sea su banda pasante y cuanto más recta y hori­ zontal sea su curva de respuesta de frecuencia. Nivel máximo de salida El nivel m áxim o de salida de una cinta magnética depende de la frecuencia y de la corriente de polarización. Existen varias formas de indicar esta característica: la primera consiste en el gráfico de la curva del nivel de salida en función de la frecuencia (figura 2.6); en este caso se indica el porcentaje de dis­ torsión introducido en la grabación. Así, el nivel máximo de salida o MOL (máximum output level) de la cinta de la figura 2.6 es de, aproximadamente, unos 12 dB a 500 Hz, 10 dB a 1 kHz, etc. Una segunda forma de dar este dato por parte de los fabricantes es Indicar los niveles máximos de salida a diferentes frecuencias. Por ejemplo: 315 Hz: +7,5 dB 10 kHz: -1 ,5 dB

FRECUENCIA (kHz)

2.6 Curva característica del nivel máximo de salida en función de la frecuencia de una cinta magnética y con una distorsión del 5 %.

23

VÍDEO

La tercera, y más completa, consiste en unas curvas características en las que se indica el MOL en función de la corriente de polarización y de las frecuencias (figura 2.7) para una señal de grabación constante. Una cuarta forma de indicar este parámetro por los fabricantes de cintas para vídeo consiste en compararla con una cinta de referencia, dando la diferencia entre una y otra en decibelios para las señales de vídeo y croma. Así, una cinta de vídeo puede proporcionar un nivel de salida máximo de la señal de vídeo de -1 dB en comparación con otra de referencia, y de ± 2 dB de la señal de croma igualmente en comparación con la tomada como referencia.

2.7 Curvas características dei nivel máximo de salida en función de la corriente de polarización y de la frecuencia.

C O R R IE N T E D E P O L A R IZ A C IÓ N

Distorsión En toda cinta magnética aparece una distorsión arm ónica debida a la no linealidad de ésta. Para medir el porcentaje de distorsión armónica se graba en la cinta una señal de frecuen­ cia determ inada y se mide la amplitud de las nuevas frecuencias aparecidas en la reproduc­ ción de la cinta a frecuencias múltiplos de la fundamental grabada (armónicos). Así, por ejem­ plo, si la señal de entrada es de 1 kHz y tiene una am plitud de 40 mV y la am plitud del segundo armónico (2 kHz) en la reproducción es de 0,2 mV, la distorsión del segundo arm ó­ nico es igual a: 0,2 mV Distorsión segundo arm ónico = ---------------- 100 = 5 % 4 mV Los armónicos que mayor influencia ejercen son los impares (3, 5, 7, etc.), ya que, en el caso de la grabación de la señal de audio, son los que suenan peor. En particular debe prestarse espe­ cial atención al tercer armónico, puesto que las amplitudes de los armónicos 5, 7, etc., pueden considerarse despreciables. Hasta aquí se ha considerado el porcentaje de distorsión introducido por un solo armónico. En

24

CINTAS MAGNÉTICAS PARA VHS

la práctica, los fabricantes de cintas magnéticas indican la distorsión armónica total THD (total harmonio distortion), que es el resultado obtenido de la siguiente expresión:

TH D =

/—

:

100

a f + a %t

...

donde anes la amplitud del armónico del orden indicado por el subíndice, en la reproducción de la cinta. Considerando que la amplitud del segundo, tercer, etc., armónico es mucho menor que la amplitud de la onda fundamental, suelen eliminarse dichos valores del denominador de la ecua­ ción, quedando entonces: a? + a f + a f +...

THD =----/ — ----- ----------------100 a? En la práctica, y por los mismos motivos, se desprecian los armónicos superiores al de tercer orden, por lo que la fórmula final resulta:

a| + af TH D =

/

— 100 af

Veamos un ejemplo de cálculo. Para ello supóngase que la amplitud de la onda fundamental es de 5 mV, la del segundo armónico de 0,1 mV y la del tercer armónico de 0,04 mV. En este su­ puesto, la distorsión armónica total valdrá: a¡ + a f TH D =

/ (0,1 mV)2 + (0,04 mV)2 100= / --------------------------------- x 100 = 2,15 % Y (5 mV);!

I

a?

Otra forma de obtener la distorsión armónica total consiste en considerar las distorsiones par­ ciales de cada armónico, utilizando la siguiente fórmula:

THD = y

dl +dl

Así, siguiendo el mismo ejemplo anterior, se obtiene una distorsión del segundo armónico de: 0,1 mV do = ----------------- 100 = 2 % 5 mV Y del tercer armónico: 0,04 mV

do

= ---------------- 100 = 0,8 % 5 mV

La distorsión armónica total es igual a: THD = ¡ d ¡ + d 'i =

J

2 2 + 0,82 = v/ 4,64 = 2,15 %

25

VÍDEO

Dado que las distorsiones son relaciones entre tensiones, aquéllas se obtienen del distorsímetro en decibelios. Para pasar del valor en decibelios a relaciones absolutas se utiliza la expresión siguiente: d n = 10_Dn/2° x 100

donde d n es el porcentaje de distorsión del armónico n, y Dn el nivel de distorsión del armónico n en decibelios dado por el distorsímetro. Así, supóngase que un distorsímetro marca una distorsión del segundo armónico de 45 dB y para el tercero de 35 dB. A partir de estos datos se obtienen los valores porcentuales de cada una de las distorsiones: d 2 = 10-46'20 x 100 = 0,562 % d 3 = 10’ 35'20 x 100 = 1,778 %

luego:

THD = y' d ¡ + d ¡

= V 0,5622 + 1 ,7 7 8 a = J 3,478 = 2,15 %

Una cinta magnética es tanto mejor cuanto menor sea la distorsión armónica total que de ella se obtenga. Relación señal/ruido Toda cinta magnética presenta un cierto ruido debido, principalmente, al tamaño de las partículas magnéticas. Cuanto más pequeñas sean dichas partículas, menor será el ruido de fondo (figura 2.8). Efectivamente, una cinta de dióxido de cromo, cuyas partículas tienen un volumen compren­ dido entre 2 y 4,25 x 10-4 ¡um3, dan un ruido de fondo mucho menor (entre +2 y -1 dB) que otra de sustituto de cromo, cuyas partículas tienen un volumen comprendido entre 3,75 y 8 x 10‘4 jum3, con un ruido de fondo comprendido (para estos valores) entre 0 y -4 dB.

tim3 2.8 Ruido de fondo de una cinta magnética en función del volumen medio de las partículas.

-~i I

I DIÓXIDO DE CROMO

l

I SUSTITUTO DE CROMO

El ruido de fondo de una cinta no es igual para toda la gama de frecuencias, sino que crece al aumentar éstas (figura 2.9). Esto es especialmente importante en las grabaciones de señales de vídeo, en donde las frecuencias que deben grabarse alcanzan valores elevados.

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CINTAS MAGNÉTICAS PARA VHS

C Q TD O Q £ LU Q O Q £

2.9 Curva característica del ruido de fondo en función de la frecuencia grabada en una cinta magnética.

El ruido de fondo marca pues el límite inferior del nivel de señal que es posible grabar en una cinta magnética. Así, supóngase que la señal de vídeo o de sonido que hay que grabar posee un nivel muy bajo: en este caso, las variaciones posibles de la señal estarían por debajo del nivel de ruido y, por lo tanto, no se grabaría señal alguna. En la pantalla del televisor aparecen, en las zo­ nas correspondientes al nivel bajo, unas rayas o puntos muy molestos, mientras que en el sonido se oiría un ruido de fondo característico. Sólo las señales cuyo nivel estén por encima del nivel de ruido son grabadas correctamente, tanto mejor cuanto mayor sea la distancia entre el nivel de la señal útil y el nivel de ruido (figu­ ra 2.10). Sin embargo, no es posible aplicar a una cinta un nivel de señal cualquiera, pues tam ­ bién poseen un límite superior de nivel de grabación.

2.10 Cuanto mayor sea el nivel de la señal útil con respecto al nivel de ruido propio de la cinta, mejor será la grabación.

Como consecuencia de todo ello, la cinta idónea es aquella que admite el máximo nivel de grabación posible y con el más bajo nivel de ruido de fondo. La separación entre el nivel más alto de señal que pueda grabarse y el nivel de ruido de fondo de la cinta recibe el nombre de dinám ica. Una cinta es tanto mejor cuanto mayor sea su dinámica (figura 2.11). Los fabricantes de cintas magnéticas indican en sus catálogos la relación señal/ruido (S/R o S/N = signa l/no ise ), el cual es un parámetro com parativo entre el nivel de señal y el ruido de

2.11 La dinámica de una cinta magnética es el margen de grabación entre el nivel de la señal grabada y el ruido de fondo.

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VÍDEO

la cinta, tom ando com o nivel de ruido aquel que produce ia cinta cuando sobre ella sólo actúa la señal de polarización estando la entrada del m agnetoscopio cortocircuitada. Ambos valo­ res se expresan en voltios eficaces, y la relación señal/ruido se obtiene mediante la fórmula si­ guiente: ^ R M S (señal)

S/N = 20 log - 7 7 -----------------V r m S (ruido)

El resultado viene dado en decibelios, siendo tanto mejor una cinta cuanto mayor sea éste. Dado que en el vídeo son tres las señales principales que deben grabarse y que contienen la infor­ mación audiovisual, es decir, las señales de luminancia, croma y audio, los fabricantes de casetes de vídeo indican en sus catálogos tres relaciones señal/ruido, una para cada una de las señales citadas. En el caso de la relación señal/ruido de la señal de luminancia (o señal de vídeo) cabe decir que un excesivo nivel de ruido puede causar serios deterioros en la precisión de la reproducción de los colores. Cintas con alta relación señal de vídeo/ruido mejoran el brillo y la calidad del color. En el caso de la relación señal de crom a/ruido, ésta determina la precisión de la matriz de co­ lor y la saturación. Si esta relación es baja, un rojo tomate es reproducido con un color gris par­ dusco, por ejemplo. Es importante que la relación señal de crom a/ruido sea lo más elevada posible para que los colores se reproduzcan con la máxima naturalidad.

CARACTERÍSTICAS MECÁNICAS DE LAS CASETES DEL SISTEMA VHS Las cintas de vídeo para el sistema VHS se presentan en el mercado en casetes herméticamente cerradas (figura 2.12). Las dimensiones de estas casetes se indican, en milímetros, en la figura 2.13. La protección o soporte consta de dos piezas que se unen mediante seis tornillos del tipo Phillips (ranurados en cruz). La parte superior de la casete dispone de dos ventanas de material plástico transparente, que permiten al usuario un control visual del estado de enhebrado de la cinta, así como la com proba­ ción del giro de los carretes. Los núcleos o carretes que soportan los bobinados de cinta magnética están dentados en sus bordes y sobre ellos se apoyan, automáticamente, dos dispositivos de bloqueo que evitan la for­ mación de lazos. Al mismo tiempo queda bloqueada la tapa protectora que se encuentra en la parte frontal. Posee un seguro de grabación, situado en el lateral posterior del cartucho.

VH S 2.12 Casetes 2.13de Dimensiones, vídeo para elen sistema mm, de VH las S. casetes para el sistema de vídeo VHS.

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CINTAS MAGNÉTICAS PARA VHS

iP ll l M ü

2.14 Para evitar el borrado accidental de la cinta, en el sistema VHS, basta con romper la pestaña situada en el lateral posterior del cartucho.

2.15 Para volver a grabar la misma cinta debe taparse la ventanilla con cinta adhesiva resistente.

Para evitar un borrado accidental de la cinta basta con romper la pestaña en cuestión (figura 2.14), con lo que el correspondiente mando de grabación del magnetoscopio no podrá activarse. Si se desea volver a grabar en esa misma cinta, bastará con tapar la ventanilla con cinta adhe­ siva resistente (figura 2.15). La cinta consta de una capa soporte de myral, o poliéster, con un grosor de 15 pm y un ancho de 12,65 mm (0,5"). Se fabrican casetes con cintas de diferentes longitudes según la duración de la grabación. Para diferenciar los tiempos de grabación de las casetes del sistema VHS, se indica la dura­ ción de la grabación detrás de la letra E. En la tabla 2.1 se relacionan las duraciones y longitudes de cinta de las diferentes casetes del sistema VHS.

Modelo

Longitud de cinta (en m)

Tiempo de grabación (en min)

E-30

45

30

E-60

88

60

E-90

125

90

E-120

173

120

E-180

258

180

E-240

343

240

E-300

429

300

Tabla 2.1

Longitudes de cinta y duración de la grabación en las casetes del sistema VHS.

Las casetes del sistema VHS no son reversibles, por lo que sólo admiten una única posición para ser introducidas en el magnetoscopio, con lo cual no puede haber error posible: el lateral por el que quedará la cinta al descubierto (y que se halla protegido por una tapa abatible cuando no está en funcionamiento) se dirige hacia el magnetoscopio, manteniendo la cara en la que se encuentra la ventana transparente, que permite ver el bobinado de la cinta, hacia arriba (figu­ ra 2.16). Las casetes para el sistema S-VHS se fabrican con las mismas longitudes de cinta y, por lo tanto de tiempo, que para el sistema VHS. No obstante, y debido a que sus características técni­ cas son superiores, se identifican con las letras SE seguidas de un número que coincide con el tiempo de grabación en minutos, por ejemplo, SE-120, SE-180, SE-240.

29

VÍDEO

2.16 Modo correcto de introducir una casete del sistema VHSen el magnetoscopio.

CONSERVACIÓN DE LAS CINTAS DE VÍDEO Las casetes de vídeo son elementos de precisión que han de manipularse y conservarse con mu­ cho cuidado, ya que de eiio depende la calidad de las grabaciones y reproducciones. Para obtener un total rendimiento de este tipo de cintas, tanto por lo que se refiere a la imagen y al sonido como al comportamiento mecánico de éstas, es necesario observar las siguientes precauciones: • Las cintas deben conservarse en un estuche, no manipulando, salvo fuerza mayor, el inte­ rior de las casetes. • Las casetes deberán archivarse en posición vertical, con el fin de evitar posibles deterioros en la cinta debidos a esfuerzos excesivos. • El polvo es uno de los grandes enemigos de las cintas, ya que las partículas depositadas sobre éstas arañan su emulsión e, incluso, los cabezales del magnetoscopio. Las casetes deben guardarse, pues, en lugares libres de polvo. • El calor excesivo puede deformar la casete, por lo que debe evitarse la incidencia sobre ellas de ios rayos del sol y la proximidad de calefactores. • Nunca debe tocarse una cinta con los dedos, ya que la grasa de la piel puede depositar en la cinta gran cantidad de polvo. • La humedad afecta también a la estabilidad de la cinta. Lo ideal es conservar las casetes en ambientes con una humedad relativa del 40 %, aproximadamente. • Las bajas temperaturas también afectan a las casetes de vídeo. La temperatura ideal es la comprendida entre 20 y 25 °C. Si la casete se hubiera mantenido a temperaturas muy ba­ jas, es conveniente dejarla a una temperatura ambiente de 20 °C durante 24 horas antes de utilizarla. • Han de evitarse la proximidad de campos magnéticos intensos, como los procedentes de alta­ voces, transformadores, motores, etc., ya que podría dar lugar a un borrado parcial de la cinta. • Se evitará todo tipo de golpes, pues las cintas quedarían descentradas. • No es conveniente dejar la casete en el magnetoscopio después de su uso. • Es importante no abusar de la posición de «pausa» en el magnetoscopio, ya que el repetido roce de los cabezales sobre un punto de la cinta acaba por desprender la emulsión de la cinta. • Evitar paros y arranques continuados durante la utilización de la cinta, ya que podría da­ ñarse el soporte y provocar un alargamiento indeseado de éste. • Debe evitarse el enrollado irregular de la cinta debido a las paradas efectuadas, por lo que es aconsejable rebobinarlas totalmente sin detenciones una vez utilizadas y nunca llevar a cabo esta operación manualmente. • Es conveniente iniciar las grabaciones pasados unos segundos del inicio de la cinta, ya que esta zona de la emulsión es la más propensa a tener defectos de fábrica o deformaciones.

30

¡¡Capítulo 3

Exploración y arrastre de la cinta

INTRODUCCION La primera idea en la grabación de señales de vídeo fue realizarla en sentido longitudinal sobre una cinta magnética, igual que se hace en un magnetófono con las señales de audio. Sin em­ bargo, este sistema tuvo que ser pronto rechazado debido a las altas frecuencias que intervienen en una señal de vídeo. Efectivamente, aunque el origen de un magnetoscopio de vídeo puede establecerse en los de audio, las altas frecuencias de vídeo utilizadas normalmente en televisión hacen que el registro de estas señales sobre una cinta magnética presente una serie de problemas que tienen que ser re­ sueltos. Así, una señal de audio tiene un ancho de banda que, com o máximo, abarca desde 20 Hz a 20 kHz (muchos magnetófonos no alcanzan frecuencias tan elevadas), mientras que las señales de vídeo cubren un margen de frecuencias que puede alcanzar de 4 a 5 MHz. Para grabar frecuencias tan elevadas en sentido longitudinal sobre una cinta magnética es preciso reducir considerablemente el entrehierro del cabezal y aumentar la velocidad de arrastre de la cinta a 8 m/s, aproximadamente. Una velocidad de arrastre de estas características no es, precisamente, una virtud ya que para grabar un programa de, por ejemplo, 30 minutos, se preci­ saría una cinta con una longitud de unos 14,4 km, con el consiguiente encarecimiento de ésta, y lo que aún resulta más nefasto, unos carretes de diámetros exagerados, y aun así el problema no quedaría resuelto en lo que respecta a la respuesta de frecuencia. Como consecuencia de todo ello, y de otros problemas que se irán viendo y resolviendo a lo largo de esta obra, se pusieron en práctica otros sistemas de registro, que hacen que los magne­ toscopios de vídeo sean aparatos bastante más complejos que los magnetófonos de audio, tanto desde el punto de vista electrónico como electromecánico. La primera solución consistió en efectuar un registro transversal de la cinta, mediante unas ca­ bezas de vídeo dispuestas en un tambor que gira accionado por un motor eléctrico (figura 3.1).

TAM BOR

PISTAS G R A B A D A S A V A N C E D E LA CINTA

C IN T A

ú m m lw

mm á

M O TO R D E A C C IO N A M IE N T O DEL TAM BO R

C A B E ZA LE S D E G R A B A C IÓ N

3.1 Principio de funcionamiento de una grabación transversal de señales de vídeo sobre cinta magnética.

En la grabación transversal, el tambor está dotado de cuatro cabezas de grabación/lectura situadas en ángulos de 90°. Las pistas se graban sobre la cinta ligeramente inclinadas debido al avance de ésta. En cada pista se graban unas 16 líneas de televisión. Este sistema proporciona un gran ancho de banda, ya que es capaz de grabar señales de fre­ cuencia superiores a los 15 MHz. Sin embargo, la velocidad de la cinta con respecto a las cabezas sigue siendo elevada, por lo que después de varios estudios y pruebas con más o menos éxito se ideó el sistema actualmente vigente, consistente en una exploración helicoidal de la cinta y la grabación en FM. Pero, además, en la cinta deben grabarse las señales de audio (sin complejidad alguna debido a su reducido espectro de frecuencias) y unas señales de control para que los cabezales exploren cada pista. Tanto una como otra señal no necesitan exploración helicoidal, por lo que en estos casos se recurre a los típicos cabezales fijos que exploran la cinta en sentido longitudinal. Antes de entrar en el estudio de la distribución de las pistas en una cinta de vídeo, conviene recordar cómo está formada una señal de televisión, ya que en las cintas deberá grabarse toda la información que dichas señales contienen para poder después, durante la reproducción, recuperarlas de nuevo.

SEÑAL DE VÍDEO COMPUESTA Las señales de vídeo están normalizadas internacionalmente y han de responder a una serie de características que dependen de las Normas. En este capítulo nos vamos a ceñir a describir, de forma resumida, la Norma CCIR europea y la americana. Toda imagen de televisión está formada por líneas. En la Norma CCIR, el número de líneas es de 625 y en la americana de 525. Cada segundo se emiten 25 imágenes completas en el sistema CCIR y 30 en el americano. Cada imagen de televisión se divide en dos cuadros, por lo que el número total de cuadros por segundo es de 50 en la Norma CCIR y de 60 en la americana. Estos cuadros se exploran de forma alternada por las líneas pares e impares, es decir, que, considerando la norma CCIR, primero se emite un cuadro formado por 312,5 líneas impares y luego el siguiente cuadro formado por las 312,5 líneas pares. La suma de los dos cuadros forma una imagen y ésta se repite 25 veces por segundo. Dado que es preciso un sincronismo perfecto entre la exploración del tubo de la cámara de la emisora y el tubo de rayos catódicos del receptor de televisión, al inicio de cada línea se emite un impulso de sincronismo, denominado im pulso de sincronism o horizontal, cuya duración es muy pequeña en comparación con la de la línea de exploración que lleva la información. Los impulsos de sincronismo poseen un nivel por encima del 75 % del nivel máximo de la se­ ñal, correspondiendo dicho 75 % al negro de la imagen transmitida; de esta forma, no existe posi­ bilidad alguna de que aparezcan en pantalla (figura 3.2).

100

100

50

3.2 En los intervalos de retroceso de línea (zona tramada) se disponen los impulsos de sincronismo de línea Z.

V ,= 10

EXPLORACIÓN Y ARRASTRE DE LA CINTA

También es necesaria, una perfecta sincronización de los cuadros, es decir, que cuando en la cámara se inicie la exploración por la parte superior izquierda de la imagen, también lo haga el haz de electrones, en el mismo punto, en el tubo de imagen del receptor. Esto se consigue con un tren de impulsos de sincronismo denominados im pulsos de sincronism o vertical (figura 3.3).

z

_____________________/V

n n 3.3 Tren de impulsos al final del primer y segundo cuadros; los impulsos que determinan la sincronización se han dibujado con linea más gruesa (Z= impulsos de línea; YP= impulsos precursores de ecualización; Y= impulsos de imagen, Ys = impulsos sucesores de ecualización).

El hecho de la diferencia entre el número y la posición de los impulsos ecualizados del prim ery segundo cuadro se debe a que debe efectuarse un entrelazado de los dos cuadros, de forma que las lineas impares queden situadas entre las líneas pares y no encima de éstas. Todo esto hace referencia a una señal de vídeo monocromática, es decir, que las líneas que­ bradas que se aprecian en las figuras 3.2 y 3.3 corresponden a diferentes niveles de negro (cuanto más bajo esté el nivel de esta línea, más blanco será el punto obtenido en la pantalla). Así, considerando una imagen en pantalla como la de la figura 3.4a, formada por ocho barras de igual ancho, que van desde el negro puro al blanco puro, la señal de vídeo de una línea (p. ej., la línea central de la figura 3.4) está formada por una escalera descendente, tal y como se aprecia en la figura 3.4b.

Os a)

52 ms b)

3.4 a) Imagen en pantalla de un receptor de televisión, formada por ocho barras monocromáticas desde el negro puro al blanco puro, b) Forma de onda de la tensión de una línea de imagen Vs de la figura a que es escalonada desde el límite de negro Z2al límite del blanco V,.

33

v Id e o

La duración de una línea es, com o puede com probar el lector en las figuras 3.2, 3.3 y 3.4, de 64 ns, incluyendo en este tiempo las duraciones correspondientes a la señal de video (52 ps) y al impulso de sincronismo horizontal (12 fis). A este tiem po, por su relación con la explora­ ción horizontal, se lo denomina H, para diferenciarlo del tiempo total de exploración de una Imagen, cuyo valor es de 20.000 |ís en la Norma CCIR y que se designa por V (V = 1/50 = 0,02 s = 20.000 |ís ). Cuando la señal es en color, esta cuestión se com plica algo más, ya que además de toda la información citada debe incorporarse la de crom a y una señal salva de c o lo r o burst, que hará que en el televisor se reproduzcan los colores adecuados. Veamos esto refiriéndonos a la emi­ sión de una imagen formada por las ocho barras de color normalizadas de televisión en color (figura 3.5).

3.5 Barras de color normalizadas.

Estas ocho barras dan niveles de brillo decreciente de izquierda a derecha, es decir, que estas barras reproducidas en un receptor de televisión monocromático dan lugar a unas barras de gri­ ses com o las de la figura 3.4 pero al revés, lo cual establece la compatibilidad entre la televisión en blanco y negro y la de color. Dado que la exploración de una imagen en color se lleva a cabo con tres tubos de imagen, do­ tados de filtros de color, de forma que cada uno de ellos vea sólo un color fundamental (rojo, verde o azul), se obtiene que toda imagen de televisión en color puede considerarse formada por una señal de lum inancia, que da el nivel de brillo, y tres señales de co lo r (rojo, verde y azul) que adecuadamente mezcladas dan lugar a todos los colores del espectro visible debido a un efecto óptico. Efectivamente, la mezcla adecuada de estos tres colores da lugar a las ocho barras de color de la figura 3.5, según las siguientes combinaciones: 1 2.a 3.a 4.a 5.a 6.a 7.a 8.a

34

Barra (blanco) = rojo + verde + azul. Barra (amarillo) = rojo + verde. Barra (clan) = verde + azul. Barra (verde) = verde. Barra (magenta) = rojo + azul. Barra (rojo) = rojo. Barra (azul) = azul. Barra (negra) = ausencia de color.

EXPLORACIÓN Y ARRASTRE DE LA CINTA

Estas mezclas tienen su origen en los tres tubos de la cámara, dando lugar a unas formas de onda simultáneas, como las que se han dibujado en la figura 3.6. En esta figura, el nivel alto co­ rresponde a la presencia de color y el nivel bajo a la ausencia de éste.

R

3.6 Señales roja, verde y azul, obtenidas en la salida de los tres tubos de una cámara de televisión en color para obtener la imagen de la figura 3.5.

Existe, sin embargo, un problema debido a que el ojo humano no presenta igual sensibilidad a todos los colores del espectro visible, por lo que los niveles altos de los colores fundamentales se modifican según esta sensibilidad, de forma que la señal de luminancia correspondiente al blanco puro queda establecida por los siguientes porcentajes de las señales R, V y A: Y - 0,30 R + 0,59 V + 0,11 A

Las tres señales de color se aplican a tres divisores de tensión, ajustados con estos por­ centajes, y a continuación se aplican a un circuito sum ador donde se obtiene una señal de lu­ minancia Y, cuyo valor depende de los valores individuales de las señales rojo, verde y azul (figura 3.7).

35

VlDEO

Y = 0 ,3 0 R + 0.59 V +0,11 A

i

0,59

4i

+

1 L

1

I 0,30 f í 0,11 A

3.7 Las tres señales rojo, verde y azul se aplican a sendos divisores de tensión para ajustarlas a la sensibilidad del ojo humano, y de éstos a un sumador donde se obtiene la señal de luminancia Y.

De acuerdo con esto último, las barras de color de la figura 3.5 quedan constituidas por los si­ guientes porcentajes, dando al mismo tiempo una señal de luminancia que va desde 1 (blanco) a 0 (negro) pasando por seis tonos intermedios de grises:

Barra

Tabla 2.2

Blanca Amarilla Cian Verde Magenta Rojo Azul Negra

Luminancia Y 1 0,89 0,70 0,59 0,41 0,30 0,11 0

Constituida por 0.30R + 0,59V + 0,11A 0.30R + 0,59V 0,59V + 0,11A 0,59V 0,30R + 0,11A 0,30R 0,11A -------

La forma de onda obtenida en la salida del sumador de la figura 3.7, al transmitir las ocho ba­ rras de color, es la dibujada en la figura 3.8. En el proceso de la obtención de las señales de diferencia de color es necesario que la señal de luminancia Y esté Invertida 180° con respecto a la obtenida en el esquema de la figura 3.7.

36

EXPLORACIÓN Y ARRASTRE DE LA CINTA

1 0 .8 9

0 .7 0 0 ,5 9

0,41 0 ,3 0

0,11

0

3.8 Escalera de luminancia de una señal de vídeo correspondiente a las ocho barras de color

Esto se realiza colocando un amplificador inversor, de ganancia unidad, en serie con cada una de las señales fl, V y A> de forma que a la matriz de color queden aplicadas las señales - R , - V y -A (figura 3.9).

A M P L IF IC A D O R E S IN V E R S O R E S

R

- Y = ( - 0,30 R) + ( - 0,59 V) + ( - 0 ,1 1 A)

-0 ,5 9 V

I

I

i -0 ,3 0 f í -0 ,1 1 A

3.9 Forma de obtener la señal de luminancia-Y.

Las señales de diferencia de color A - Y y R - Y constituyen, por lo tanto, la diferencia entre las señales que entrega la cámara, a las cuales se les adiciona la componente - Y y dicha com po­ nente. La señal de verde no es tratada como señal de color, y se recupera en el receptor de televisión mediante un proceso de matrizado.

37

VÍDEO

Las ilustraciones 3.10 y 3.11 sirven para aclarar todo lo expuesto, haciendo referencia a las ocho barras de color normalizadas. La figura 3.10 corresponde a la forma de obtener la señal de diferencia de color A - Y. En a de esta figura se han dibujado las ocho barras de color, y en b los niveles de señal de azul en la salida de la cámara. Una vez invertida esta señal, junto con la de rojo y azul, y pasadas por la matriz de color y aplicadas al circuito sumador, se obtiene en la salida de éste la señal de luminancia inver­ tida - Y (figura 3.10c), que es idéntica a la de la figura 3.8 pero con signo negativo. Sumando punto a punto los valores de la señal A con la de luminancia se obtiene una forma de onda como la de la figura 3.10d, que corresponde a la señal diferenciada de color A - Y . Efectivamente, los valores resultantes de la figura 3.10d son, para cada una de las barras de color, los siguientes: Blanco: (valor 0); A = 1, Y = -1 A + (-Y) = 1 - 1 = 0 Am arillo: (valor -0,89); A = 0 , Y = -0,8 9

/ U (-Y) = 0 - 0,89 = -0,89 Clan: (valor +0,3); A = 1, / = -0 ,7 A + [-Y) = 1 - 0 ,7 = 0,3 Verde: (valor -0,59); A = 0 , Y = -0,5 9

/A + (-Y) = 0 - 0,59 = -0,59 M agenta: (valor + 0,59); A = 1, / = -0,41 A + (-Y) = 1 -0 ,4 1 =0,59

0 ,8 9

3.10 Forma de obtener la señal diferencia de color A -Y. a) Barras de color, b) Señal de azul a la salida de la cámara. c) Señal de luminancia invertida-Ya la salida del circuito de la figura 3.9. d) Señal resultante A-Y.

38

EXPLORACIÓN Y ARRASTRE DE LA CINTA

Rojo: (valor-0,30); A = 0 , Y = -0,3 0 A + (-Y) = 0 - 0,30 = -0,3 0 Azul: (valor +0,89); .4 = 1, Y = -0,11 A + (-Y) = 1 -0 ,1 1 = 0,89 Negro: (valor 0); A = 0, / = 0 A + (—V) = 0 - 0 = 0

En la figura 3.11 se ha ¡lustrado el mismo proceso, pero haciendo referencia a la señal de rojo. Los valores obtenidos en la señal resultante R - Y de la figura 3.11b se obtienen de Igual forma que la expuesta para el azul, es decir: Blanco: (valor 0); R = 1, Y = -1 R + (-Y) = 1 - 1 = 0 Amarillo: (valor +0,11); R = 1, /= - 0 ,8 9

ñ + (-V) = 1 -0 ,8 9 = 0,11 Clan: (valor -0,7); R = 0 , Y = - 0 , 7

f l + (-V) = 0 - 0 ,7 = -0 ,7 Verde: (valor -0,59); R = 0 , Y = -0,59 R + (-Y} = 0 -0 ,5 9 = -0,5 9 Magenta: (valor +0,59); R = 1, Y = -0,41 R + (-Y) = 1 -0 ,4 1 = 0,59

a)

0,7

3.11 Forma de obtener la señal diferencia de color R-Y.a) Barras de color, b) Señal de rojo a la salida de la cámara. c) Señal de luminancia Invertida -Y a la salida del circuito de la figura 3.9. d) Señal resultante R-Y.

39

VÍDEO

Rojo: (valor +0,7); R = 1, Y = -0 ,3 0

fí + (-V) = 1 -0 ,3 0 = 0,7 Azul: (valor-0,11); fí = 0, Y = -0 ,1 1 R + (-V) = 0 -0 ,1 1 =-0,11 Negro: (valor 0); R = 0, Y = 0

fí + (-Y) = 0 - 0 = 0 Se tiene, por lo tanto, que las señales de diferencia de color (A - Y) y {R - Y) presentan valores positivos cuando A y R están presentes, y negativos cuando no lo están. Esto se hace así para asegurar el corte de haz de electrones en el tubo de rayos catódicos del receptor. Efectivamente, supóngase que se recibe el color azul. En este caso, el valor de diferencia de color (A - Y) es positivo (+0,89), mientras que la señal de diferencia de color (R - Y) es negativa (-0,11), asegurándose el corte del cañón correspondiente al rojo. Si existe una mezcla de los colores rojo y azul, por ejemplo el magenta, ambas señales de dife­ rencia de color son positivas y en la misma proporción (+0,59 para R - Y, y +0,59 para el A - Y). Si el color está formado sólo por el rojo y el verde, o el azul y el verde, habrá señal de diferencia de color negativa para el tercer color ausente. Así, en el caso del amarillo, en cuyo valor interviene sólo el rojo y el verde, con ausencia del azul, el valor de R - Yes positivo y el de A - Y negativo (-0,89). El ojo humano es menos sensible a las diferencias de colores que a las de luminancia, por lo que es necesario que las señales de color abarquen todo el espectro de vídeo (de 0 a 5 MHz), siendo suficiente que las señales de diferencia de color abarquen hasta 1,3 MHz, que correspon­ den a los detalles bastos de la imagen. Las señales de diferencia de color (A - Y) y {R - Y) modulan una subportadora de color, que las desplaza a la parte alta de las videofrecuencias. Esto se hace así para evitar cualquier interferen­ cia entre las señales de diferencia de color y las frecuencias más bajas del contenido de vídeo (lu­ minancia). En la figura 3.12 se ha dibujado el espectro de frecuencias de las señales de luminancia y de diferencia de color sin subportadora (figura 3.12a) y con subportadora (figura 3.12t>). La subportadora de color ha de tener un valor de 4.433.6018,75 Hz. Este valor tan exacto viene dado por el producto de multiplicar la frecuencia de la línea por 283,75, y por sumarle al producto la frecuencia de imagen (25). Efectivamente, una imagen de televisión, según la Norma CCIR, está formada por 625 líneas y cada imagen se reproduce 25 veces por segundo, lo que da una frecuencia de línea de fH= 625 líneas x 25 Hz = 15.625 Hz

A -Y

3.12 Ancho de banda de una señal de video de color, a) Sin subportadora para las señales de diferencia de color. b) Con subportadora para las señales de diferencia de color.

40

R -Y

EXPLORACIÓN V ARRASTRE DE LA CINTA

Si este resultado se multiplica por 283,75 y se le añade 25, se obtiene la frecuencia de la subportadora de color: 15.625 Hz X 283,75 + 25 Hz = 4.433.618,75 Hz El valor tan especial de esta frecuencia se debe a la necesidad de evitar cualquier tipo de inter­ ferencia de ésta en los receptores de televisión en blanco y negro, ya que la subportadora se en­ contrará así entre dos paquetes de energía de la señal de luminancia en la parte más alta del es­ pectro. A partir de ahora, redondearemos este valor y, al hacer referencia a la subportadora de color, diremos que es de 4,43 MHz, aunque el lector siempre ha de tener en cuenta que su valor exacto es el que hemos dicho y calculado en las líneas anteriores. El ancho de banda de la información de color es, en el sistema PAL, de +570 kHz y -1.300 kHz con respecto a la subportadora (figura 3.12 b). Para la modulación de subportadora de 4,43 MHz por las señales de diferencia de color se procede de forma distinta según el sistema de televisión en color (NTSC, PAL o SECAM).'No­ sotros, con el fin de no alargar demasiado estos conceptos, nos limitaremos al sistema PAL, que es el utilizado en España. En el sistema PAL se dispone de un oscilador de 4,43 MHz (valor éste redondeado, como ya se ha advertido, pero que debe ser exacto en la práctica), cuya forma de onda es perfectamente senoidal. Esta señal de 4,43 MHz se aplica a un m odulador A - Y con un desfase de 90° exactos con respecto a la señal generada por el oscilador; es decir, que entre el oscilador de 4,43 MHz y el modulador A - Y se dispone un circuito defasador en cuadratura (figura 3.13).

Z O N A O CUPADA P O R L A S S E Ñ A LE S D IFE R E N C IA D E C O LO R S IN SU B PO R TAD O R A ííI í I i(

ii

i

5 MHz

3)

ZO N A O CUPADA PO R LA S S E Ñ A LE S D E C O LO R

i

SU B PO R TAD O R A (4433618,75)

b)

3.13 Esquema de bloques del proceso de modulación de las señales de diferencia de color enelsistema PAL

41

VÍDEO

Por otra parte, la misma señal de 4,43 MHz del oscilador de subportadora se aplica a un cir­ cuito perm utador , el cual gira la fase de esta frecuencia 180° línea a línea, es decir, cada 64 |is. Esto significa que, en una línea, la salida del permutador está en fase con la señal del oscilador de 4,43 MHz, y en la línea siguiente 180° en desfase. Esta señal es la que se aplica al modulador R - Y (figura 3.13). Como consecuencia de todo ello, sea cual sea la línea considerada, las dos subportadoras están siempre desfasadas 90° una de la otra, con la única diferencia de que en una línea la sub­ portadora de A - Y está adelantada 90° con respecto a la de R - Y y en la línea siguiente está atra­ sada 90° con respecto a la de R - Y (figura 3.14).

[

•

]

lí n e a 2

linea

-0 °

FASE INICIAL DEL OSCILADOR DE 4,43 MHz

9 (f i

oc

—

- Ct

FASE INICIAL DEL OSCILADOR DE 4,43 MHz

FASE INICIAL DEL OSCILADOR DE 4,43 MHz

9Cf k

DESFASE DE 90 PARA EL MODULADOR A -Y

180'

LÍNEA 3

•

90'

DESFASE DE 90c PARA EL MODULADOR A -Y

DESFASE DE 90 PARA EL MODULADOR

A -Y

180'

•

—

DESFASE DE 180"

F

F r n i f j r i n F h n -F r n f J , .

PARA EL MODULADOR

0 £ f o ^ /L A D O fl DE 4 43 MHz Pa r a

el m o d u la d o r r

-

• DESFASE DE I8 0 ('

y

PARA EL MODULADOR R

y

3.14 Fase inicial y aplicada a cada uno de los moduladores A-Y y R-Y en el sistema PAL.

Las dos señales moduladas están siempre desfasadas 90°, por lo que al unirlas se obtiene una sola señal, denominada de crom a, cuyo valor es igual a la suma geométrica de ambas seña­ les (puesto que están desfasadas), es decir, la señal de croma C posee un valor en cada instante igual a:

C = y] Vn_y + V A-y donde es la tensión de la subportadora modulada por la señal de diferencia de color R - Y, y IV y la tensión de la subportadora de color m odulada por la señal de diferencia de color A - Y.

Esta señal de croma tiene, pues, una fase y una amplitud que dependen, en todo instante, de la linea exploradora y de las amplitudes de las señales A - Y y R - Y , y cuya frecuencia es de 4.43 MHz, variando hasta 1,3 MHz hacia abajo o hasta 0,570 MHz hacia arriba, según los valores instantáneos de A - Y y R - Y . El valor central de 4,43 MHz, es decir, la subportadora de color, se elimina en la emisión, ya que no es necesaria y, además, resulta perjudicial en la recepción en blanco y negro. Efectivamente, el detector de vídeo de un receptor de televisión en blanco y negro realiza un batido con las señales de Fl de vídeo a 38,9 MHz y las de Fl de audio a 33,5 MHz, dando como resultado una segunda señal de receptor de Fl de sonido de 5,5 MHz. Pues bien, la señal de croma de Fl de un receptor de televisión en color es de 34,47 MHz, la cual, una vez detectada, a 4.43 MHz, que se utiliza como información cromática, se batirá con la de 5,5 MHz de audio, 42

EXPLORACIÓN Y ARRASTRE DE LA CINTA

dando como resultado una nueva frecuencia de 1,070 MHz que está dentro de la respuesta del amplificador de luminancia, produciendo en la pantalla una interferencia muy molesta. De todo ello se deduce que la mejor forma de evitarlo es suprimir la subportadora de 4,43 MHz en la emisión, utilizando unos moduladores anulares. Así pues, en la emisión de una señal de televisión en color sólo se emiten las bandas laterales de la subportadora de 4,43 MHz, que contienen la información de croma y que no tienen en nin­ gún momento la amplitud de dicha subportadora. Todo lo expuesto acarrea un nuevo problema: en el receptor es necesaria la subportadora de color para efectuar la demodulación de la señal de croma. Esto, no obstante, es sencillo, pues basta con disponer un oscilador local de 4,43 MHz, que se aplica a los demoduladores junto con la señal de croma. Sin embargo, y debido a que las señales de diferencia de color A - Y y R - Y han modulado a dos subportadoras desfasadas 90° (figuras 3.13 y 3.14), es preciso que a cada demodulador se le aplique la subportadora con la fase correcta, es decir, al demodulador A - Y con 90° en adelanto con respecto a la fase del oscilador local de 4,43 MHz, y al demodulador R - Y con fases alternas (de 0 y 180°) con respecto a la fase del oscilador local. Es pues imprescindible que la fase del oscilador local coincida exactamente con la de la subportadora de 4,43 MHz del emisor, la cual ha sido eliminada. Ello se lleva a cabo mediante una señal de sincronización, emitida por el centro emisor, y que recibe el nombre de salva o burst. La señal de burst o de sincronism o de co lo r se dispone en el pórtico posterior de los impulsos de sincronismo horizontal y está form ada por 12 ciclos de subportadora de 4,43 MHz (figu­ ra 3.15). Esta señal, debido a su disposición en el pórtico posterior de los impulsos de sincronis­ mo de línea, no provoca interferencia alguna en la pantalla, ya que está en el nivel de negro y en zona de retroceso de línea. Asi pues, una vez explorada una línea de televisión, la señal de vídeo sube hasta el nivel de ne­ gro (tramo 1 de figura 3.15). Alcanzado este nivel se mantiene en dicho valor durante brevísimos instantes (tramo 2 de figura 3.15). A continuación sube hasta un valor más negro que el negro (tramo 3 de figura 3.15), produciéndose un corto impulso (tramo 4 de figura 3.15) que es utilizado como señal de sincronismo de línea. Finalizado este impulso, la señal baja de nuevo hasta el nivel de negro (tramo 5 de figura 3.15), permaneciendo en él (pórtico posterior) un tiempo superior al del pórtico anterior (tramo 7 de figura 3.15). Es en este corto período de tiempo cuando se aña­ den los 12 ciclos de la subportadora de 4,43 MHz (tramo 6 de figura 3.15) que permiten, una vez tratada en el receptor, un perfecto sincronismo de la frecuencia y fase del oscilador local con la del oscilador de subportadora del centro emisor. Después de emitirse la señal de burst, el nivel de negro continúa, por un corto período de tiempo y, a continuación, se inicia la exploración de una nueva línea. Todo este proceso se lleva a cabo en un tiempo de 12 ¡rs.

8

3.15 Forma de onda de la señal de sincronismo de línea en las emisiones de televisión en color. 1, línea de ataque del impulso de bloqueo; 2, pórtico anterior; 3, línea de a^nue del impulso de sincronismo; 5, línea de fuga del impulso de sincronismo; 6, señal de sincronismo de color de 12 ciclos; 7, pórtico posterior; 8, línea de fuga del impulso de bloqueo.

43

En el sistema PAL perfeccionado, la señal de burst se envía conmutada ± 45° de su fase nominal línea a línea, con lo que su presencia da lugar a las siguientes órdenes en el circuito receptor: 1 Su presencia indica emisión en color. 2.° Sincroniza en frecuencia y fase el oscilador local de la subportadora de 4,43 MHz. 3.° Con su conmutación ± 45° genera en el receptor una tensión de identificación de co­ rriente alterna, con una frecuencia igual a la de la mitad de la línea. En resumen, una señal de vídeo compuesta está formada por las siguientes señales (figura 3.16): • Im pulsos de sincronism o horizontal. Un impulso de sincronismo negativo, de 0,3 V, repetido cada 64 ^s. El tiempo entre impulso e impulso corresponde a una línea horizontal, con infor­ mación de luminancia y croma. • Señal de vídeo. Con un nivel máximo de 1 V, que corresponde al blanco en pantalla, y un ni­ vel mínimo de 0,3 V, que corresponde al negro (aunque por razones de claridad de exposi­ ción se ha indicado en páginas anteriores como nivel cero, en la práctica el nivel de negro es de 0,3 V). • Salva de co lo r (burst). Se trata de 12 o 14 impulsos de la frecuencia de la subportadora de color de 4,43 MHz dispuestos en el pórtico posterior de los impulsos de sincronismo hori­ zontal y con nivel de 0,3 V. • M odulación de color. El color se añade a la imagen mediante la modulación de la señal en una subportadora de 4,43 MHz. El nivel de esta portadora determina la saturación de color y su fase, comparada con la del oscilador, determina el color. Finalmente, y con respecto a la señal de luminancia, cabe añadir que una imagen de televisión formada por puntos blancos y negros alternados estaría formada por aproximadamente 400.000 puntos, lo que traducido en oscilaciones representa una frecuencia de 200 kHz por imagen. Como en cada segundo se producen 25 imágenes, la frecuencia de imagen vale: 200.000 puntos x 25 imágenes = 5 MHz Debido a que no puede haber puntos de imagen más pequeños, ésta es la mayor frecuen­ cia de imagen que puede aparecer en una pantalla, y con ello viene dado también el mayor an-

1

2

3

3.16 Señal compuesta de vídeo. 1, impulsos de sincronismo de línea; 2, burst; 3, niveles de luminancia y modulación de color para las ocho barras normalizadas.

EXPLORACIÓN Y ARRASTRE ÜE LA CINTA

cho de banda lateral, el cual es excesivo para ser grabado en una cinta de vídeo, por lo que debe recurrirse a ciertos circuitos que hagan disminuir, sin pérdida apreciable de información, esta frecuencia. La señal de vídeo se emite modulada en amplitud. En cuanto a la señal de audio, ésta se emite modulada en frecuencia con una portadora si­ tuada 5,5 MHz por encima de la portadora de vídeo para evitar interferencias. Esta portadora está modulada en frecuencia con una variación de frecuencia de ± 50 kHz (figura 3.17).

/PORTADORA D E IMAGEN 5 MHz PORTADORA DE

3.17 Espectro de frecuencias de una emisión de televisión en color.

Toda la información transmitida por una emisión de televisión en color debe ser registrada en una cinta de vídeo, por lo que, una vez conocidas estas señales, aunque sea de forma muy resu­ mida, puede estudiarse cómo se distribuyen a lo largo de la cinta magnética en el sistema VHS, dejando para un capítulo posterior cómo se efectúa este registro.

Distribución de pistas en el sistema VHS La distribución de las pistas de audio, vídeo y control en el sistema VHS es la indicada en la figu­ ra 3.18. En el borde superior de la cinta se encuentra la pista de audio, grabada en sentido longitudinal y con una anchura de 1 mm. A continuación le siguen las pistas de vídeo, cada una de las cuales tiene una anchura de 49 nm. Con el fin de evitar intermodulación cruzada de FM entre pistas adyacentes, los entrehierros de las cabezas de grabación de vídeo están desplazados ± 6o. De esta forma es posible aprove-

^ MOVIMIENTO DE LA CINTA

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E DIRECCIÓN DE LOS CABEZALES

mm

l PISTA DE CONTROL

3.18 Distribución de las pistas en el sistema VHS.

45

VÍDEO

char al máximo la superficie de la cinta y situar las pistas juntas unas con otras (separación entre pistas de 0 pm). La inclinación de las pistas de vídeo, debido a la inclinación del tam bor portacabezas, es de 5o 57’ 50,3” en funcionamiento y de 5o 56' 74” en paro o imagen fija. En cada pista de vídeo se graba una semiimagen con toda la información de vídeo e impulsos de sincronismo de línea y cuadro. De acuerdo con esto, la longitud de una pista de vídeo en el sis­ tema VHS es de: 10,07 mm Longitud de pista = ---------------------------------------------- = -------------------- = 9 6 ,9 m m sen 5 o 5 7 ’ 50,3" 0,1039 mm ancho de la banda de vídeo

En este cálculo se utiliza el ancho de las pistas de vídeo, no el de la banda, el cual es de 10,6 mm, ya que existen unas bandas de seguridad de 0,15 mm entre las pistas de vídeo y las de sonido y control. Finalmente, en la zona del borde inferior de la cinta (figura 3.18) se dispone, en grabación lon­ gitudinal, una pista de sincronismo, de 0,75 mm, necesaria durante la reproducción para una per­ fecta estabilidad de la imagen.

ARRASTRE DE LA CINTA EN EL SISTEMA VHS Para grabar toda la información de vídeo y audio es preciso que la cinta se desplace por delante de los diferentes cabezales del magnetoscopio, con la particularidad de que ha de tomar una cierta inclinación con respecto al tambor portacabezas de vídeo, ya que es la única forma posible de que las pistas de vídeo queden grabadas con la inclinación citada. Para lograr esta inclinación de las pistas de vídeo se recurre a la exploración helicoidal, consis­ tente en hacer avanzar la cinta hacia la derecha (figura 3.19), apoyándose en sendas guías latera­ les, y rodeando la mitad del tambor portacabezas. El tambor gira en el mismo sentido que el de avance de la cinta, pero con una velocidad mayor y con el ángulo de inclinación adecuado al sistema VHS. De esta forma se obtiene un recorrido atravesado de cada cabeza de vídeo sobre un pequeño tramo de la cinta (figura 3.19).

DEL TAM BOR

3.19 El ángulo de indinación del tambor portacabezas hace que las pistas de video queden grabadas en diagonal (línea a trazos).

AVANCE D E LA CINTA

CABEZAL G RABAD O R D E VÍDEO

El sistema de arrastre de cinta es más complejo en los magnetoscopios de vídeo que en los de audio, ya que la cinta ha de «salir» del cartucho y efectuar un recorrido bastante complejo por delante de los diferentes cabezales, pues las zonas de grabación son distintas para cada una de las tres señales (audio, vídeo y control), así como la forma de grabarse cada una de estas señales. En la figura 3.20 se ha dibujado todo el recorrido de la cinta durante la grabación o la lectura en el sistema VHS.

46

EXPLORACIÓN Y ARRASTRE DE LA CINTA

3.20 Enhebrado en un magnetoscopio del sistema VHS.

Se trata de un enhebrado en M . denominado así por su forma especial, formando la cinta una «M» desde que sale de la casete hasta que entra en ella. El tambor portacabezas dispone, en su parte inferior (fija), una ranura para guiar la cinta que circula paralela a la parte plana del chasis. Existen dos formas de llevar a cabo el enhebrado de la cinta. Una de ellas es la que se recoge en la figura 3.21 y que fue diseñada por el propio inventor del sistema VHS, es decir, por JVC. Consiste en dos pivotes que entran en la casete y tiran de la cinta magnética hasta llevarla a la po­ sición que indica la propia figura 3.21.

3.21 Enhebrado de una cinta de vídeo en el sistema VHS, utilizando dos pivotes sobre brazos móviles.

El otro sistem a fue diseñado por National y consiste en dos pivotes de enhebrado que se des­ lizan sobre dos guías, extrayendo la cinta de la casete hasta llevarla a los cabezales, tal y com o se muestra en la figura 3.22

47

VÍDEO

PIVOTES DE ENHEBRADO

TAMBOR DE CABEZALES DE VÍDEO

RODILLO TENSOR DE CINTA

CABEZAL DE BORRADO DE SONIDO RODILLO TENSOR DE CINTA

CABEZAL DE BORRADO-

CABEZAL DE SONIDO/SINCRONISMO

RODILLO PRESOR

CINTA DE VÍDEO CABRESTANTE GUÍAS— — CASETE VHS

BOBINA DE SUMINISTRO -

- BOBINA RECEPTORA DELA CINTA

3.22 Enhebrado de una cinta de vídeo en el sistema VHS, utilizando dos pivotes que se desplazan sobre unas guías.

En la figura 3.23 puede verse todo el proceso de enhebrado de una cinta de vídeo en un mag­ netoscopio del sistema VHS: dos brazos móviles se encargan de conducir la cinta hasta el tam ­ bor de grabación, por lo cual los dos pivotes entran en la casete y tiran de la cinta, extrayéndola de la casete. Los pivotes van a parar a sendos alojamientos en V, a ambos lados del tambor portacabezas. Una vez en el interior de estos alojamientos, los pivotes hacen las funciones de rodi­ llos-guía en el camino de la cinta (figura 3.23 inferior). La torsión que sufre la cinta mientras permanece en funcionamiento es de 54°, lo cual significa que su desgaste por tensión es bastante alto. Por esta razón, los magnetoscopios del sistema

3.23 Fases de actuación del mecanismo de conducción de la cinta hacia el tambor de grabación.

48

EXPLORACIÓN Y ARRASTRE DE LA CINTA

VHS dan óptimos resultados cuando se mantienen en imagen fija, es decir, con el magnetoscopio en función de pausa. En el sistema VHS, la cinta se mantiene enhebrada durante las operaciones de grabación y re­ producción, pero en avance rápido, rebobinado, etc., es necesario que se proceda a su desenhe­ brado. Esto se realiza automáticamente al pulsar la tecla stop, lo cual supone que el paso de una función a otra es considerablemente lento, ya que los brazos precisan de un tiempo para arrastrar la cinta desde el tambor a la casete y de ésta de nuevo al tambor. El sistema de arrastre y lectura/grabación de la cinta precisa de tres motores: uno para el tam ­ bor portacabezas que gira a 1.500 revoluciones por minuto (rpm), con el fin de grabar 50 cuadros o semümágenes por segundo; otro pasa al cabrestante de arrastre de la cinta, y un tercero para el carrete receptor de cinta. El carrete de alimentación está en el lado izquierdo y, una vez enhebrada la cinta, ésta pasa al carrete derecho gracias a la rotación del motor de accionamiento de este carrete. Durante el recorrido, la cinta pasa primero por una cabeza de borrado de pista completa, des­ pués por un rodillo tensor de cinta que la estabiliza antes de que el conjunto tambor entre a través de una guía de entrada. La guía de entrada tiene la función de dirigir la cinta hacia abajo para asentarla en el borde de la guía que hay alrededor del tambor portacabezas que se ha citado antes. A la salida del tambor existe una segunda guía, que también dirige a la cinta hacia el borde de guía, asegurando con ello un perfecto contacto con el tambor. A la salida de la segunda guía, la cinta pasa por un segundo rodillo de tensión antes de hacer contacto con los cabezales de audio/control. Este rodillo es necesario para eliminar cualquier ri­ zado de la cinta, que daría lugar a fluctuaciones del nivel sonoro. A continuación, la cinta pasa entre el cabrestante de arrastre de la cinta y el rodillo que la pre­ siona sobre él. Con este mecanismo cabrestante-rodillo de presión, la cinta es arrastrada con una velocidad constante de 2,339 cm /s y es recogida en el carrete receptor bajo tensión. Es importante destacar que en el sistema VHS se dispone, a cada lado del compartimento de la casete, dos sensores de cinta. El de la izquierda detecta el final de la cinta y, por lo tanto, es el detector final. El de la derecha es el sensor de principio, que detecta el principio de la cinta al final del rebobinado. La detección de final de cinta es óptica y consiste en una bombilla, o LED, montada en una posición central entre los dos carretes. La luz proporcionada por esta bombilla es proyectada al interior de la casete, alineada con los sensores a través de ranuras en su caja. En cada extremo de las cintas del sistema VHS se dispone una parte transparente, de forma que la luz pase a tra­ vés de ella, incida sobre los sensores y éstos hagan detener la cinta.

49

Partes constituyentes de un magnetoscopio de vídeo VHS

INTRODUCCIÓN En este capítulo se estudian las partes constituyentes de un magnetoscopio de vídeo del sistema VHS, de forma que el lector adquiera una idea general sobre su funcionamiento. Se analizan, de forma general, los circuitos electrónicos que han de intervenir para que, a par­ tir de la señal de RF obtenida de una antena o de una cámara de vídeo, se obtenga una señal útil en las cabezas grabadoras que permita su registro sobre la cinta y, en sentido opuesto, a partir del registro sobre la cinta, obtener una señal de RF aplicable a la entrada de antena de un televi­ sor para su visualización en éste. Para llevar a cabo este estudio, nada mejor que una exposición general mediante dos esque­ mas de bloques, uno referente a las etapas de RF y otro referente a las etapas de grabación y re­ producción, con explicación de la función que ha de cumplir cada una de estas partes del apa­ rato, para después, con esta visión general, estudiar con más detalle cada una de dichas etapas en los capítulos siguientes. Las etapas de audio y de los servosistemas no son tratadas en este capítulo, ya que aquí sólo nos interesa preparar al lector para el estudio de las etapas de graba­ ción de las señales de vídeo.

ETAPAS DE RF EN LOS MAGNETOSCOPIOS VHS En la figura 4.1 se ha dibujado el esquema de bloques completo de las etapas de RF de un apa­ rato de vídeo del sistema VHS. Obsérvese en el diagrama citado el recorrido de la señal desde antena hasta cada una de las salidas. En primer lugar, la señal procedente de antena se aplica a un am plificador de radiofrecuencia de banda ancha, de una o varias etapas, donde es amplificada hasta obtener una amplitud adecuada. En el camino de la señal hacia la entrada de antena del receptor de televisión, ésta se amplifica de una a tres veces antes de aplicarla al televisor, con lo cual el amplificador de RF de banda an­ cha hace las veces de amplificador de antena. Entre la segunda y la tercera etapa amplificadora de RF se efectúa una derivación hacia un amplificador de RF, cuya finalidad es aumentar el nivel de la señal para el aparato de vídeo. La sa­ lida de este amplificador está conectada por un lado a un am plificador de RF para U H F y, por otro, a un am plificador de R Fpara VFIF. Ambos amplificadores (el de UHF y el de VHF) son controlados en ganancia de forma automá­ tica por un circuito de CAG. Con este circuito se consigue que todas las señales aparezcan en la salida de los amplificadores con igual nivel, a menos que, por una distancia excesiva de la emi­ sora, o porque ésta emita con muy poca potencia, resulte imposible obtener imágenes de calidad. En el diagrama de bloques de la figura 4.1 se observa la presencia de dos osciladores locales, uno para UHF y el otro para VHF. La función de estos osciladores en el circuito es la de generar una frecuencia que, mezclada con la del canal sintonizado, dé lugar a una nueva gama de fre-

52

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VÍDEO

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4.1 4.1 Diagrama Diagrama de de bloques bloques de de las las etapas etapas de de RF RF de de un un magnetoscopio magnetoscopio VHS. VHS.

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PARTES CONSTITUYENTES DE UN MAGNETOSCOPIO DE VÍDEO VHS

cuencias, de valor más bajo y, por lo tanto, más fáciles de ser tratadas en las etapas siguientes y que, sin embargo, siguen conteniendo toda la información de audio y vídeo Se trata de una conversión de frecuencia, que da lugar a una Fl cuyo valor es de 38,9 MHz para vídeo y 33,4 MHz para audio en la Norma europea CCIR, o de 45,75 MHz para vídeo y 41,25 MHz para audio en el caso de trabajar con Norma norteamericana. Para obtener esta Fl se precisa una etapa m ezcladora (figura 4.1). A la salida del mezclador se tiene una frecuencia de valor fijo, sea cual sea la frecuencia del canal sintonizado, ya que al cambiar de canal se modifica con él la frecuencia de los osciladores locales. Todo este proceso recibe el nombre de heterodinaje y tiene por finalidad la de poder trabajar posterionnente con señales de frecuencia más baja que las emitidas por las emisoras y, además, con una frecuencia portadora (la de Fl) siempre igual, lo que permite simplificar enormemente los circuitos que siguen, ya que quedan sintonizados a la Fl y no precisan de circuitos de sintonía variable. La Fl obtenida del m ezclador no tiene, sin embargo, am plitud suficiente, por lo que el si­ guiente paso es iniciar una serie de amplificaciones de la Fl. Esto se lleva a cabo en unas eta­ pas (normalmente tres) am plificadoras de R F selectivas, es decir, sintonizadas para amplificar una única frecuencia (la de Fl), y que por esta razón reciben el nombre de am plificadores de Fl (figura 4.1). A la salida de los amplificadores de Fl se dispone un filtro de onda superficial. Actualmente, todos los sintonizadores se diseñan con diodos de capacidad variable, es de­ cir, que el cambio de frecuencia de sintonía, y con él el del canal de televisión que se desea sin­ tonizar, se lleva a cabo aplicando una tensión continua inversa a unos diodos de capacidad variable que forman parte tanto de los amplificadores de RF de UHF y VHF como de los oscila­ dores locales. Para cambiar de canal, dentro de una misma banda de frecuencias, es preciso disponer de unos potenciómetros de sintonía, los cuales son accionados por el usuario mediante un control a distancia. Al accionar estos potenciómetros se varía la tensión continua inversa aplicada a los diodos de capacidad variable, con lo que éstos varían su capacidad y, de esta forma, se modifica la frecuencia de resonancia del circuito am plificador de RF y del oscilador local en la misma mag­ nitud, pasando así a sintonizar un nuevo canal, pero sin cambiar el valor de la Fl de salida del mezclador. No obstante, en la actualidad, la sintonización de los diversos canales de televisión se lleva a cabo mediante memorización, pudiéndose memorizar todos los canales. Esto, no obstante, no lo consideramos aquí como parte integrante del sintonizador. La tensión aplicada a los diodos de capacidad variable debe ser lo más estable posible, ya que si no fuera así se producirían desviaciones de la frecuencia sintonizada y, como consecuen­ cia, pérdida de señal. Esto es particularmente importante en la recepción de emisiones de televisión en color, ya que cualquier desviación de frecuencia da origen a una mala recepción de la señal de croma y, por lo tanto, una mala visualización de los colores en la pantalla, hasta tal punto que pueden de­ saparecer. Por los mismos motivos es preciso llevar a cabo un control automático de frecuencia (figura 4.1) que modifique automáticamente el valor de la tensión continua aplicada a los diodos de ca­ pacidad variable cuando se produce una desviación de la frecuencia sintonizada debida, por ejemplo, al propio calentamiento de los circuitos durante el funcionamiento. Dado que en televisión se trabaja con varias bandas (bandas I y III de VHF y bandas IV y V de UHF), se dispone de un conm utador de bandas (figura 4.1). El conmutador de bandas trabaja aplicando una tensión continua estabilizada a los amplifica­ dores de RF, de forma que sólo una de las bandas entre en funcionamiento y las otras queden fuera de servicio. Todo lo expuesto corresponde al funcionamiento de las etapas de RF durante la recepción de un canal de televisión que, o bien se quiere grabaren cinta (camino hacia la obtención de la Fl), o bien se quiere aplicar a la entrada de antena del receptor de televisión (visualización directa sin grabación).

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En el caso de la reproducción de un programa grabado en cinta, las etapas que entran en fun­ cionamiento son las que se indican en la propia figura 4.1 y que todavía no se han citado. Estas etapas son las siguientes: • Restaurador. • • • • •

M odulador y m ezclador de vídeo. G enerador de portadora. A m plificador de audio. O scilador de 5,5 M H z y m odulador de audio. C ontrol de polarización.

En la figura 4.1 se aprecia que las señales de vídeo y audio proceden por separado de los cabezales de vídeo y audio, respectivamente. Estas señales son tratadas en estos circuitos de manera que se obtenga una señal de RF, modulada de forma adecuada por las señales de ví­ deo y audio, cuyas características sean en todo iguales a las que se reciben por antena de una emisora de televisión, es decir, que en estos circuitos se lleva a cabo un proceso igual al que se realiza en una emisora de televisión, con la diferencia de que, en el aparato de vídeo, la salida posee un nivel muy bajo, ya que no existen amplificadores de potencia de RF y no se aplica a ninguna antena emisora, sino directamente a la entrada de antena del televisor mediante cable coaxial de 75 £1. Veamos ahora el funcionamiento de estos circuitos. En primer lugar, en la figura 4.1 se puede ver que la señal de vídeo se aplica a un circuito res­ taurador de com ponente continua cuyo objetivo es proporcionar a la señal de vídeo el nivel de continua determinante de brillo que ha perdido en etapas anteriores. La señal de vídeo, una vez restaurada, está en condiciones de modular en amplitud a una se­ ñal de RF. Para ello se aplica a un circuito m odulador de vídeo , al que también se le aplica una señal de RF procedente de un oscilador local o generador de portadora. El oscilador local genera una frecuencia fija, que normalmente corresponde a la portadora del canal 36 de UHF, aunque puede modificarse, mediante un ajuste previo, para generar otra porta­ dora de la banda de UHF. Esto es importante cuando en el canal 36 ya existe una emisión comer­ cial de televisión, pues así se evitan interferencias entre emisora y programa grabado. El canal 36 pertenece a la banda IV de UHF y posee un ancho de banda que abarca desde 590 hasta 598 MHz en la Norma CCIR europea. La señal de vídeo compuesta, es decir, con la información de luminancia, croma y sincronis­ mos, modula a la portadora de vídeo, cuya frecuencia es 591,25 MHz, siendo la modulación en amplitud, tal y como está establecido por las normas. Por otro lado se tiene la señal de audio, la cual se amplifica antes de aplicarla al modulador. En el diagrama de bloques de la figura 4.1 se observa que la señal de audio queda aplicada a un m odulador, el cual recibe también una frecuencia de 5,5 MHz procedente de un oscilador lo­ cal. Esta frecuencia de 5,5 MHz es la subportadora de audio, la cual es modulada en frecuencia por la señal de BF de audio en el circuito modulador. A la salida del modulador se tiene una subportadora de 5,5 MHz cuya frecuencia varía de acuerdo con las variaciones de amplitud de la señal de audio, como corresponde a toda modula­ ción de frecuencia. La subportadora de 5,5 MHz, modulada en frecuencia por la señal de audio, se aplica luego al circuito m ezclador, donde se mezcla con la portadora de vídeo. Como la portadora de vídeo es de 591,25 MHz, la mezcla de esta frecuencia con la subporta­ dora de audio da lugar a una nueva frecuencia, cuyo valor es igual a la suma de ambas, es decir, 596,75 MHz, siendo éste el valor de la portadora de audio, tal y como establece la Norma. Para evitar desviaciones indeseables de las portadoras es preciso que la tensión de polariza­ ción sea estable, para lo cual se dispone un circuito controlador de polarización que mantenga constante la tensión de polarización de todas estas etapas. Una vez obtenida la señal de RF modulada en amplitud por la señal de vídeo y en frecuencia por la de audio, ya puede aplicarse a la entrada de antena del receptor de televisión (figura 4.1).

PARTES CONSTITUYENTES DE UN MAGNFTOSCOPIO DE VÍDEO VHS

Para visionar las imágenes procedentes del magnetoscopio, el sintonizador del televisor debe estar preparado para la recepción del canal 36 de UHF, que es, como se ha dicho, el utilizado por el aparato de vídeo.

ETAPAS DE GRABACION Y REPRODUCCION DE l_A SEÑAL DE VIDEO EN LOS MAGNETOSCOPIOS VHS En la figura 4.2 se presenta el diagrama de bloques de los circuitos de grabación/reproducción de la señal de luminancia en un aparato de vídeo del sistema VHS. La señal de vídeo que se aplica a la entrada procede de un de te cto r de vídeo, habiendo sido tratado en el sintonizador. Así pues, la señal de vídeo es la que se aplica a la entrada del circuito déla figura 4.2. Conviene decir que a dicha entrada también pueden aplicarse señales de vídeo procedentes de una cámara o de otro aparato de vídeo cuando se desee hacer una copia de cinta. La señal de vídeo que se aplica a la entrada del circuito ha de tener polaridad positiva, con un valor de pico a pico de 1 a 1,5 V. Estas condiciones están normalizadas internacionalmente, con el fin de que no se compliquen excesivamente los circuitos de los grabadores de vídeo, ya que si no estuviesen normalizadas deberían añadirse preamplificadores para aumentar el nivel de señal cuando ésta es baja, atenuadores para reducir el nivel de señal si es elevada, inversores si la señal de entrada es de signo negativo, etc. La solución de la fuente de señal se realiza mediante un conmutador de tres posiciones, accionable por el usuario. En la figura 4.2, este conmutador está en la posición de «sintonizador», es decir, que la señal de vídeo se obtiene del sintonizador del que está dotado el magnetoscopio. La entrada «auxiliar» corresponde a la entrada de señal procedente de otro magnetoscopio y la entrada «cámara» recibe las señales procedentes de una cámara de vídeo, lógicamente del sistema VHS. La señal de vídeo se aplica primero a un circuito de control autom ático de ganancia (CAG), cuya finalidad es compensar las posibles diferencias que pudieran existir entre las fuentes de señal. A la salida del CAG, la señal tiene un nivel idéntico, sea cual sea la fuente de señal original (tuner, cámara o auxiliar). Advertimos que este CAG no tiene nada que ver con los que regulan la ga­ nancia de un amplificador de Fl. A continuación, la señal se aplica a un filtro pasa bajos, cuya finalidad es reducir el ancho de banda de vídeo de 5,5 a 3 MHz. Esta reducción del ancho de banda de la señal de vídeo facilita los procesos de grabación de cinta y, sin embargo, no supone una pérdida apreciable de la definición de la imagen en pantalla. Una vez reducido el ancho de banda de la señal de vídeo por el filtro pasa bajos, la señal se aplica a un circuito de preénfasis. Este circuito es necesario para mejorar la relación señal/ruido de la grabación. Efectivamente, dado que la señal de vídeo no puede ser grabada en videofrecuencia sobre una cinta, debido entre otros factores a la poca velocidad de la cinta y al tamaño del entrehierro de los cabezales, es preciso transformar estas señales en otras moduladas en frecuencia y, como se sabe, la técnica de preénfasis mejora notablemente la relación señal/ruido cuando se manipu­ lan señales de FM. A continuación, la señal se aplica a un circuito restaurador de com ponente continua (en inglés, clamp), cuya finalidad es proporcionar a la señal el nivel de continua que determina el brillo y que se ha perdido en etapas anteriores por emplearse, en algunas de ellas, un acoplamiento capacitivo. Aunque por motivos de sencillez de exposición en el diagrama de bloques de la figura 4.2 sólo se ha dibujado un único circuito restaurador de componente continua, en la práctica puede haber más de uno. A continuación, la señal se aplica a un circu ito re co rta d o r de blancos y oscuros. Este cir­ cuito consiste en un limitadondoble de umbral variable, ajustables independientemente uno del otro, mediante los cuales se recortan los picos de señal hasta los niveles de blanco y negro, res­ pectivamente.

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4.2 Diagrama de bloques de las etapas de grabación y reproducción de la señal de luminancia en un vídeo del sistema VHS.

VÍDEO

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PARTES CONSTITUYENTES DE UN MAGNETOSCOPIO DE VlDEO VHS

El motivo de la presencia del recortador de blancos y oscuros se debe a que, durante el pro­ ceso de preénfasis antes citado, se producen unos picos de vídeo muy por encima de los niveles de blanco y negro (figura 4.3). El porqué se producen estos picos se expone a continuación.

\ 4.3 Picos por encima de los niveles de blanco y negro al ser tratada la señal de vídeo en un circuito de preénfasis.

Durante el proceso de preénfasis se amplifican más las señales de alta frecuencia que las de baja frecuencia. Dado que en la señal de vídeo se disponen unos impulsos de sincronismo, cuya forma de onda es cuadrada, así como en ocasiones se tienen señales de vídeo cuadradas, y que toda onda cuadrada está formada por una onda senoidal fundamental y la suma de todas las frecuencias armó­ nicas impares de dicha onda senoidal fundamental, resulta evidente que dichos armónicos se obtie­ nen con mayor amplitud que la debida a la salida del circuito de preénfasis, por ser de alta frecuencia y, como consecuencia, se producen picos cada vez que la señal pasa bruscamente de un nivel a otro, como sucede con los escalones de la señal de vídeo, los de bloqueo y los de sincronismo. Si estas señales no se eliminan y prosiguen su recorrido hasta los cabezales y se graban en la cinta, el resultado en la reproducción es la presencia en pantalla de unos molestos puntos blan­ cos y negros. Efectivamente, supóngase que la señal de vídeo pasa bruscamente de un nivel de gris a otro de gris. En esta circunstancia, la brusquedad del paso de un nivel a otro equivaldría a la genera­ ción de unos armónicos impares que serían amplificados más de la cuenta en el circuito de preén­ fasis, y la señal sobrepasaría el nivel de gris y entraría en zona de punto blanco o punto negro se­ gún sea el pase de gris a más claro o a más oscuro, respectivamente. Una vez recortados los picos de blanco y negro, la señal ya está en condiciones de ser apli­ cada a un circuito m odulador de FM (figura 4.2). En el modulador de FM se genera una señal de 3,8 MHz que hace de portadora y que es m o­ dulada por las señales de vídeo procedentes del circuito recortador y que, como se ha dicho, tiene un ancho de banda comprendido entre 0 y 3 MHz por haber sido estrechado en el filtro de paso bajos. Como consecuencia de la m odulación, la portadora de 3,8 MHz se desviará entre 3,8 y 4,8 MHz, correspondiendo el valor de 3,8 MHz al nivel de sincronismos (más negro que el negro) y el de 4,8 MHz al nivel de blanco. De esta forma, la señal de vídeo de 0 a 3 MHz es convertida en una señal de FM que oscila en­ tre 3,8 y 4,8 MHz según sea el nivel de la señal, correspondiendo lógicamente los niveles de gri­ ses a valores intermedios entre 3,8 y 4,8 MHz. La desviación de frecuencia sólo se produce en un sentido, es decir, por encima de la porta­ dora de 3,8 MHz, lo cual es debido a que la señal de vídeo no es una corriente alterna, sino una corriente continua pulsante que varía su valor de acuerdo con los niveles de luminancia.

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VÍDEO

¿Qué ventaja tiene transformar una señal de vídeo modulada en amplitud en otra modulada en frecuencia? La respuesta a esta pregunta se justifica como sigue: al grabarse una señal mediante cabezales magnéticos se produce una pérdida en éstos, tanto mayor cuanto mayor sea la fre­ cuencia, ya que ios cabezales están formados por unas bobinas que oponen tanta más reactan­ cia al paso de la corriente cuanto mayor sea la frecuencia. Estas pérdidas son del orden de 6 dB por octava. Recordemos que una octava supone doblar el valor de la frecuencia, por lo que, como una se­ ñal de vídeo modulada en amplitud tiene un ancho total de 18 octavas, las pérdidas a las frecuen­ cias más altas alcanzan casi los 100 dB, es decir, que se producen unas diferencias de nivel entre las altas y las bajas frecuencias de la señal de vídeo del orden de 100.000 veces. Es por eso por lo que antes se ha dispuesto un circuito de preénfasis que aumente el nivel de las señales de alta frecuencia y, ahora, se transforma la señal de vídeo de AM en una de FM. Al modular en frecuencia la señal de vídeo, la frecuencia a la salida del modulador varía entre 3,8 y 4,8 MHz, es decir, que ni tan siquiera se dobla, por lo que no existe octava entre la frecuen­ cia menor y la mayor y las pérdidas entre frecuencias extremas ni tan siquiera alcanzan los 6 dB. Siguiendo con el estudio del circuito de la figura 4.2, a la salida del modulador de FM se tiene un filtro paso a lto , cuya misión en el circuito es rechazar cualquier frecuencia que esté por debajo de la portadora de 3,8 MHz. La señal de vídeo a la salida del filtro paso alto contiene sólo la información de luminancia. La información de croma debe añadirse en este punto. Dichas señales proceden de un circuito proce sador de crom a, el cual no se describe aquí para no complicar en exceso esta exposición. Basta con saber que la señal de croma llega a este punto con una frecuencia de 626,9 kHz (también se ha reducido su valor de frecuencia). Ambas señales (la de luminancia y la de croma) se suman y se aplican al am plificador de gra­ bación para darles el nivel adecuado y poder así activar correctamente los cabezales de vídeo del tambor. En la figura 4.2 se puede ver que entre el amplificador de grabación y los cabezales se dispone un conm utador selector de grabación, el cual lleva alternativamente (cuadro sí, cuadro no) la se­ ñal de vídeo a los cabezales, de forma que, cuando un cabezal recibe señal y la graba, el otro está desactivado. Veamos ahora cómo funciona el aparato durante la reproducción. En este caso, el punto de partida son las señales grabadas en la cinta, las cuales son leídas por los cabezales de vídeo al pasar la cinta por delante de ellos y son transformadas en señales eléctricas de valor muy pequeño, por lo que primero se efectúa una amplificación de éstas. Para ello se dispone, a la salida de los cabezales, de sendos pream plificadores (figura 4.2). Estos preamplificadores están controlados por los im pulsos de conm utación de cabezales, de forma que durante la reproducción se eviten solapaciones de las señales. Téngase en cuenta, con respecto a esto último que acabamos de exponer, que la cinta está en contacto con el tam ­ bor en un ángulo algo superior a 180°, por lo que existe una zona en la que los dos cabezales es­ tán leyendo al mismo tiempo y, por lo tanto, se produce una solapación de señales. Controlando alternativamente la actuación de los preamplificadores, mediante unos impulsos de conmutación, se evita que encontremos al mismo tiempo dos señales de vídeo procedentes de los dos preamplificadores. A continuación, las dos señales, correspondientes a los dos cabezales, se unen en un m ezcla­ dor, dando lugar a una única señal que contiene la información de luminancia y la de crominancia, y que recibe el nombre de envolvente. Esta señal envolvente se aplica luego a un circuito ecualizador y de él a un control autom ático de ganancia, cuya finalidad es amortiguar las posibles fluctuaciones que sufra la señal debidas a variaciones de contacto entre cinta y cabezales. Le sigue un circuito com pensador de drop-outs (DDC), muy importante para compensar la ausencia de señal cuando la cinta presenta pérdidas de partículas magnéticas. Recuérdese que cuando una cinta presenta en su emulsión ausencia o pérdida de partículas magnéticas resulta imposible grabar señal alguna sobre dicha superficie, lo cual se traduce en unas líneas blancas horizontales en pantalla, muy molestas para el observador. Este defecto se elimina de forma muy

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PARTES CONSTITUYENTES DE UN MAGNETOSCOPIO DE VÍDEO VHS

4.4 Diagrama de bloques del circuito detector de drop-outs.

ingeniosa mediante e! circuito compensador de drop -o u ts que, en líneas resumidas, funciona de la siguiente forma (figura 4.4). A la salida del mezclador, la señal se bifurca hacia un circuito de retardo de línea de 64 p.s. Es decir, que a la salida del circuito de retardo siempre se tiene una señal cuya información corres­ ponde a la de la línea anterior que en ese momento se está tratando. Esta señal se aplica a un cir­ cuito puerta que es gobernado por las señales que le proporciona el detector de drop-outs. Cuando la cinta de vídeo está en perfecto estado y, por lo tanto, existe información correcta de vídeo, la línea de imagen que aparece en la salida del circuito de retardo queda bloqueada en el circuito puerta y, por lo tanto, no es utilizada. Cuando la cinta presenta una ausencia de emulsión magnética, este hecho es detectado por el circuito de drop-outs, el cual genera un impulso que es aplicado al circuito puerta. Este último circuito se activa y deja pasar la señal procedente del circuito de retardo de 64 jj,s hacia el mezcla­ dor, con lo que éste recibe la información de la línea anterior. Como consecuencia de lo expuesto, en la salida del mezclador vuelve a aparecer la línea ante­ rior, sustituyendo a la que contiene un dro p -o u t y, por lo tanto, no aparece en pantalla ninguna lí­ nea blanca, sino la línea anterior, la cual no es percibida por el observador; es decir, en pantalla se reproducen dos líneas consecutivas iguales. Este circuito es capaz de eliminar hasta un total de cinco o seis drop-outs por segundo, por lo que superado este número el usuario aprecia el defecto de la cinta. A la salida del mezclador, la señal se aplica a sendos filtros, uno paso bajo y otro paso alto, co­ nectados en derivación (figura 4.4), cuya finalidad es separar las altas frecuencias, comprendidas entre 4,3 y 4,8 MHz, de las bajas frecuencias, comprendidas entre 3,8 y 4,3 MHz. Las bajas frecuencias a la salida del filtro paso bajo pasan a un amplificador para aumentar su nivel y las altas frecuencias obtenidas a la salida del filtro paso alto se aplican a un limitador de amplitud. Una vez amplificadas las bajas frecuencias y limitadas en amplitud las altas, vuelven a unirse ambas señales en un mezclador. Todo este proceso, que no hemos dibujado en la figura 4.2 para hacer más sencillo el es­ quema, tiene por finalidad compensar las diferencias de amplitudes entre las frecuencias altas y bajas, ya que la entrada de ambas al circuito se realizó a través de un filtro paso alto, dispuesto entre mezclador y ecualizador y no dibujado en la figura 4.2, que deja pasar mejor las altas fre­ cuencias que las bajas.

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Aunque en todo este proceso se intente igualar los niveles de las altas y las bajas frecuencias, siempre existen diferencias debidas a las tolerancias de los circuitos, por lo que es necesario ha­ cer pasar la señal por un circuito limitador doble antes de aplicarlas al dem odulador de FM. Re­ cordemos que este tipo de circuito siempre es necesario antes de efectuar una demodulación de señales de FM. La señal a la entrada del demodulador está aún modulada en frecuencia. Es aquí donde se transforma en una señal modulada en amplitud válida para ser tratada en todas las etapas poste­ riores, como una señal de vídeo normal, hasta su salida del magnetoscopio. El demodulador de FM de un magnetoscopio de vídeo no está constituido por un circuito tí­ pico como los utilizados en radio (discriminador, detector de relación o detector en cuadratura), sino que es un circuito de diseño totalmente distinto que se basa en una puerta lógica del tipo ex­ clusive OFt.

Se trata de un circuito demodulador digital que responde a la ausencia o presencia de señal y, por lo tanto, la señal a la salida no será analógica, sino con niveles fijos (alto o bajo) aunque, eso sí, con tiempos variables (figura 4.5).

4.5 En la salida del demodulador de FM, la forma de onda es digital con tiempos variables.

Es pues necesario transformar esta señal digital en analógica, de forma que contenga la infor­ mación de vídeo, para lo cual se procede como sigue. En primer lugar, la señal obtenida a la salida del demodulador se aplica a un filtro paso bajo (fi­ gura 4.2), el cual integra en parte la señal. A la salida del filtro paso bajo, la señal presenta cierta semejanza con la señal de vídeo, pero con una gran cantidad de ruido que hace inútil su utilización. Para eliminar este ruido se dispone de un circuito de desénfasis precedido de un amplificador para compensar pérdidas. El circuito de desénfasis atenúa las altas frecuencias de ruido, con lo cual se reduce el nivel de éste. El paso siguiente consiste en aplicar la señal a un inversor de ruidos. Este circuito está for­ mado por un filtro paso alto y un amplificador en montaje emisor común. A la salida del amplificador se obtienen las señales de alta frecuencia de ruido, amplificadas y giradas 180°. Esta señal se aplica luego a un limitador de ruido, el cual la devuelve a su nivel origi­ nal pero manteniendo el desfase de 180° con respecto a la original. El siguiente paso consiste en aplicar a un circuito mezclador la señal de ruido girada 180° y la señal original con el ruido. La mezcla de ambas señales, por ser de igual frecuencia y amplitud, pero de fases opuestas, da lugar a una eliminación del ruido, obteniéndose en la salida del mez­ clador la señal de vídeo con ausencia de ruido total, es decir, totalmente limpia. A la señal de vídeo así obtenida se le suma después la señal de croma, la cual es recuperada en los circuitos correspondientes. De esta forma se obtiene la señal de vídeo compuesta, la cual, sin embargo, no es posible aplicar a la entrada de antena de un receptor de televisión ya que le falta la correspondiente portadora de RF con la señal de vídeo compuesta. Flasta aquí se ha expuesto, de forma muy generalizada, el funcionamiento de un aparato de vídeo para el sistema VHS. En los capítulos que siguen se estudia cada uno de sus circuitos de forma individualizada y con más detalle.

Sintonizador y modulador de RF

INTRODUCCION En este capítulo se estudian las etapas de RF de un magnetoscopio de vídeo. En las etapas de RF se efectúa el tratamiento de las señales de televisión procedentes de an­ tena, de una cámara de vídeo o de otro magnetoscopio. Estas etapas son las siguientes: • Etapa reforzadora de la señal de RF o booster. • Sintonizador. • Amplificador de Fl y de 5,5 MHz. • Modulador. La mayoría de estas etapas son idénticas a las de cualquier receptor de televisión, pues han de cumplir las mismas funciones. Como etapas comunes se tienen la de refuerzo de la señal de RF, la de sintonización de los canales de televisión y la amplificadora de Fl y 5,5 MHz. Como etapa nueva, en comparación siempre con un televisor, se encuentra el modulador. El m odulador es un generador de RF que proporciona la portadora que ha de ser modulada en amplitud por la señal de vídeo y en frecuencia por la de audio, de forma que se obtenga una señal de iguales características que las que emiten las emisoras de televisión. De esta forma, di­ chas señales pueden ser aplicadas a la entrada de antena de un receptor de televisión y ser trata­ das por éste como si de una señal procedente de antena se tratara. En el capítulo precedente de esta obra se estudian las etapas de RF desde un punto de vista general, por lo que resulta de interés para el lector el estudio de dicho capítulo antes de entrar en la lectura del presente.

ETAPA AMPLIFICADORA DE RF (BOOSTER) En la instalación de un magnetoscopio de vídeo, la antena receptora de televisión se conecta al magnetoscopio, no al televisor, y la salida del magnetoscopio se conecta a la entrada de antena del receptor de televisión. Ello se hace así con el fin de evitar continuos enchufados y desenchufa­ dos de la antena al magnetoscopio y al televisor según se desee visionar programas grabados o programas procedentes de una emisora de televisión. De acuerdo con esto, la señal procedente de antena ha de tener dos posibles caminos: uno hacia el magnetoscopio y el otro hacia el televisor (figura 5.1). De esta forma son posibles cuatro formas de funcionamiento: • • • •

Grabar un programa de televisión estando el receptor de televisión desconectado. Ver un programa de televisión estando el aparato de vídeo desconectado. Ver un programa de televisión mientras el aparato de vídeo graba otro. Ver en el televisor un programa grabado en el aparato de vídeo.

Todo esto es posible llevarlo a cabo gracias a las etapas amplificadoras de RF o booster.

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5.1 Diagrama de bloques de las etapas de amplificadoras de RFde un magnetoscopio de video para ZHS.

La principal finalidad del am plificador de RF es evitar que la recepción normal de televisión no resulte afectada por la presencia del m agnetoscopio de vídeo, para lo cual se dispone de un bucle que las señales desvía hacia uno y otro. Este am plificador ha de estar, por lo tanto, permanentemente alimentado, aunque el m agnetoscopio esté fuera de uso en un momento dado. La ganancia del amplificador de RF es muy pequeña, pues sólo tiene que compensar las pér­ didas producidas en los conectores, zócalos y por dispersión interna de RF de la señal dentro del magnetoscopio. A continuación se estudian algunos circuitos clásicos de amplificadores de RF utilizados en magnetoscopios. El primero de ellos se muestra en la figura 5.2 y consta de un único transistor bipolar de RF tipo NPN. El circuito consta de dos entradas y otras tantas salidas. Su funcionamiento es como sigue: cuando se desea recibir un canal de televisión, sin grabar el programa en el aparato de vídeo, es decir, cuando lo único que se desea es ver un programa por televisión, la señal procedente de antena se aplica a la entrada de antena del magnetoscopio y pasa por una serie de filtros paso alto y de paso de banda que limitan el ancho de banda de las frecuencias que han de amplificarse a los límites comprendidos entre el inicio de la banda I de VHF y el final de la banda V de UHF, con lo cual sólo pasan hacia la base del transistor amplifica­ dor de RF las frecuencias comprendidas entre 47 y 862 MHz, eliminándose cualquier otra fre­ cuencia por encima y por debajo de las citadas. A continuación, la señal se aplica entre base y em isor del transistor am plificador de RF, m ontado en circuito em isor común, el cual dispone de un lazo de realimentación que hace que pueda trabajar con un margen tan am plio de frecuencias, sacrificándose con ello su ga­ nancia. De todas formas, en este caso, lo que se busca no es obtener una ganancia elevada, sino que el transistor pueda amplificar cualquier señal que llegue a él dentro de la gama de frecuencias de VHF y UHF. En colector de T1 se obtienen las señales de todos los canales de televisión que en un m o­ mento dado estén siendo captados por antena. En este punto, la señal puede tomar dos caminos: por un lado se dirige a través de Ca, L r y Ft(, hacia la salida para antena del sintonizador del magnetoscopio y, por otro, a través de C9, Lr, R 5 y C,o hacia la salida que se conectará a la entrada de antena del televisor. Cuando sólo se desea utilizar el televisor y no el magnetoscopio, las señales pasan sin dificul­ tad por los diodos D2 a D4 hacia la entrada de antena del receptor de televisión, en el cual es sin­ tonizado el canal que se desea recibir.

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5.2 Esquema de un amplificador de RF para magnetoscopio de video.

SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

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VÍDEO

Por otro lado, en la figura 5.2 se observa que los diodos D5 y D 6 están conectados en sentido de bloqueo para estas señales, evitando que éstas puedan quedar aplicadas al modulador del magnetoscopio, que es la salida de señal cuando éste trabaja en reproducción. Si lo que se desea es grabar en el magnetoscopio un programa de televisión, son tres las posi­ bilidades que pueden llevarse a cabo con este circuito. La primera consiste en grabar un programa estando el televisor desconectado. En este caso, las señales de todos los canales de televisión, que, como ya se ha dicho, aparecen en colector de 77, pasan hacia el circuito del m agnetoscopio a través de la resistencia fí6 y hacia la entrada de antena del televisor. Sin embargo, y como este último está fuera de funcionamiento, sólo pasa hacia el aparato de vídeo para su grabación. La sintonización del canal deseado se lleva a cabo en el sintonizador del magnetoscopio. Esta forma de funcionamiento es la utilizada cuando se desea grabar un programa estando el usuario ausente, mediante la puesta en marcha por un programador. La segunda posibilidad consiste en grabar el mismo programa de televisión que se está visionando en el televisor. En este caso, las señales de RF pasan tanto al magnetoscopio como al tele­ visor, estando los sintonizadores de ambos aparatos sintonizados en el mismo canal. La tercera posibilidad consiste en grabar un programa de televisión en el magnetoscopio mientras se visiona otro en el receptor de televisión. Esto es posible gracias a que en colector de 77 están presentes todas las señales captadas por antena, por lo que mediante el sintonizador del magnetoscopio puede sintonizarse el canal a grabar y mediante el sintonizador del televisor se sintoniza el canal que se desea visionar. En reproducción, la señal de RF obtenida en el modulador del magnetoscopio (la cual con­ tiene toda la información de vídeo, audio y sincronismos, como cualquier señal de televisión cap­ tada por antena) se aplica, a través del condensador C 15y los diodos D5 y D6, a la entrada de an­ tena del receptor de televisión. En este caso, la señal de RF aparece en UHF, canal 36 o próximo a él, por lo que el sintonizador del televisor debe estar sintonizado en este canal cuando se desee visionar un programa grabado en cinta. Se observa que, en este caso, los diodos D2 a D4 se encuentran en sentido de bloqueo para la señal de RF procedente del modulador del aparato de vídeo, evitando que pase hacia la antena e interfiera a otros receptores. El transistor 77 queda polarizado en corriente continua desde los puntos 67 y 62. Esta dispo­ sición de la alimentación se hace así con fines de conmutación, ya que de esta forma pasan al es­ tado de conducción o de bloqueo unos u otros diodos según el transistor esté recibiendo señal de antena o del modulador. En el caso de entrar en funcionamiento la grabación, la tensión de alimentación es de +12 V, mientras que en el caso de reproducción la tensión de alimentación pasa a ser de +9 V. Las bobinas L 7 a L 10, junto con las capacidades C11( C13 y C 14, forman filtros paso bajos que evitan que las señales de RF pasen hacia la fuente de alimentación. En la figura 5.3 se ha dibujado el esquema de un segundo amplificador de RF para magnetos­ copio de vídeo. Este circuito es muy similar al anteriormente descrito, pues al igual que aquél uti­ liza un único transistor bipolar NPN como amplificador de RF de banda ancha y bajo nivel de am­ plificación. En el esquema de la figura 5.3 se observa la presencia, entre entrada de antena y base de 77, de los filtros pasa banda. En colector del transistor aparecen las señales de todos los canales de televisión captados por antena, las cuales se aplican por un lado al circuito del magnetoscopio para su posible graba­ ción y, por otra, a la entrada de antena del receptor de televisión. Al igual que en el circuito de la figura 5.2, se tiene una entrada para las señales procedentes del modulador del magnetoscopio, las cuales no pueden pasar hacia el circuito de entrada del magnetoscopio ni hacia la antena por encontrarse en su camino con los diodos D2 a D4 dispues­ tos en oposición para estas señales. El funcionamiento es pues muy similar al descrito anteriormente, por lo que creemos innece­ saria cualquier otra explicación.

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TENSIONES DE AUMENTACIÓN CONMUTABLES

SAUDA HACIA LA ANTENA DEL TELEVISOR

TENSIONES D E A U M E N T A C IÓ N CO N M U TABLES

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5.3 Esquema de otro amplificador de RF para magnetoscopio de vídeo.

SALIDA PARA LA ANTENA DEL SINTONIZADOR DEL VC R

SINTONIZADOR V MODULADOR DE RF

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VÍDEO

SINTONIZADOR DE UHF Y VHF En este apartado se expone cómo la señal de RF es amplificada por el bo oster antes de pasar a los circuitos propios del magnetoscopio. En la entrada de éste se hallan todas las señales capta­ das por antena, por lo que es preciso iniciar el tratamiento de éstas. El primer circuito propio del magnetoscopio de vídeo es el sintonizador, cuyo diagrama de blo­ ques se ha dibujado en la figura 5.4, y que consta de un am plificador de RF, un oscilador de RF, un m ezclador y un am plificador de Fl. Todos estos circuitos están integrados en un único chip, que suele ser doble, para el trata­ miento de las señales de VHF y de UHF, precisándose de muy pocos componentes externos para su funcionamiento, que luego se verá. En primer lugar, las señales son amplificadas para obtener de ellas un nivel adecuado, pero esta vez son amplificadas separando las frecuencias correspondientes a las bandas I y III de VHF de las bandas IV y V de UHF. Esto se hace así ya que para poder amplificar señales de frecuencias tan elevadas no es posible utilizar un único amplificador, ya que éste no podría responder por igual a tan amplia gama de frecuencias. Recuérdese que en los amplificadores de RF, estudiados en el parágrafo anterior, se sacrifica la ganancia de la etapa en vías de obtener un mayor ancho de banda. De todas formas, la determinación de la ganancia debe hacerse con sumo cuidado, ya que lo más Importante es que el amplificador sea lo más lineal posible, es decir, que amplifique por igual todas las frecuencias de las bandas a él aplicadas. Si no se realizara así, las imágenes obtenidas serían de pésima calidad. Como se ha dicho, en la actualidad todos los sintonizadores de magnetoscopios de vídeo son del tipo integrados, entendiéndose como tal el que se encuentren encerrados ambos sintoniza­ dores (el de VHF y el UHF) en una misma cápsula. El sintonizador integrado tiene la ventaja de no necesitar acoplamiento entre las etapas de VHF y UHF y de que los transistores empleados sirven para ambas bandas de frecuencias.

ENTRADA VH F

ENTRADA U H F

5.4 Diagrama de bloques de un sintonizador para magnetoscopio de vídeo.

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SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

Por el interés que este circuito tiene, aunque, repetimos, se fabrican integrados y no es posible ni la reparación ni la manipulación de sus componentes internos, en la figura 5.5 (véase desplegable) se ha dibujado el esquema completo de un sintonizador integrado para magnetoscopio, en el que se puede comprobar que no difiere en su constitución de los utilizados en los receptores de televisión. El sintonizador de la figura 5.5 consta de siete transistores, dos de ellos FET y el resto bipolares. El transistor T1 es un transistor MOS de doble puerta, cuya finalidad es amplificar las señales de las bandas IV y V de UFIF. La misma función lleva a cabo el transistor T101, pero esta vez para las bandas I y III de VHF. El transistor 72 es el mezclador de UHF y el T3 el oscilador local de UFIF. El mezclador de VHF es el transistor T 102, siendo el oscilador local de estas bandas el transis­ tor T I 04. A la salida del mezclador, sea cual sea éste, se obtiene una señal de Fl que es aplicada al tran­ sistor T103, montado en circuito base común, que realiza las funciones de amplificador de Fl. Veamos, con algo más de detalle, el funcionamiento de este sintonizador iniciando el estudio por la parte de VHF. La señal, procedente del circuito bo oster o, lo que es lo mismo, de antena, pasa en primer lu­ gar por unos filtros de banda ancha que cubren todos los canales de las bandas I y III de VHF, de forma que se obtengan atenuaciones apreciables para todas las frecuencias que no sean las co­ rrespondientes a estas bandas. Estas señales se aplican a una de las puertas del transistor T I01, el cual las amplifica. A la otra puerta de este transistor se aplica una tensión continua procedente del control auto­ mático de ganancia (AGC), de forma que amplifique con ganancia distinta señales que lleguen a él de distinta intensidad, bien sea porque la emisora es de pequeña potencia o porque esté lejos. Para ello, el transistor amplifica menos de lo que es capaz las señales de gran intensidad. La utilización de transistores MOS como amplificadores de RF hace que se obtengan muy buenos niveles de amplificación y bajo factor de ruido, ya que responden a variaciones de tensión y no a variaciones de corriente, como es el caso de los transistores bipolares. La señal aparece amplificada en el terminal de drenador del transistor T I 01 y se aplica a la base del transistor m ezclador T102. Por otra parte, el transistor T I 04, junto con el circuito oscilante a él conectado, forman un o s­ cilador que genera una frecuencia 38,9 MHz más alta que la de la portadora de vídeo del canal sintonizado. Esta señal, que aparece en colector de T I04, se aplica igualmente a la base del tran­ sistor T102 a través de C )33 (figura 5.5), con lo cual se obtiene en colector de este transistor una Fl de vídeo cuyo valor es 38,9 MHz y una Fl de audio de 33,4 MHz. Efectivamente, supóngase que la señal sintonizada sea la correspondiente al canal 4 de VHF, que según la Norma CCIR emite con un ancho de banda comprendido entre 61 y 68 MHz (es de­ cir, 7 MHz), situándose la portadora de vídeo en 62,25 MHz y la de audio en 67,75 MHz (5,5 MHz de separación entre ambas, según establece la misma Norma). Si, en esta circunstancia, el oscilador local genera una frecuencia de 101,15 MHz, la mezcla de esta frecuencia con las sintonizadas da lugar a unas Fl de: Fl«deo = 101,15 MHz - 62,25 MHz = 38,9 MHz Fiaud,o =101,15 MHz - 67,75 MHz - 33,4 MHz

De todo este proceso destacan los siguientes puntos de interés: 1.° El ancho de banda de la Fl sigue siendo de 7 MHz, ya que si se restan de la frecuencia ge­ nerada por el oscilador local las frecuencias más baja y más alta del canal sintonizado (en nuestro ejemplo el 4), se tiene: 101.15 MHz - 61 MHz = 40,15 MHz 101.15 M H z- 6 8 MHz = 33,15 MHz

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VÍDEO

y restando una de otra se tiene: 40.15 MHz - 33,15 MHz = 7 MHz 2 ° La separación entre la portadora de vídeo y audio sigue siendo de 5,5 MHz, lo cual se de­

muestra restando a la Fl de vídeo la Fl de audio: 38,9 MHz - 33,4 MHz = 5,5 MHz 3.° Las nuevas portadoras de vídeo y audio modifican su posición en el espectro de frecuen­ cias. Efectivamente, mientras en la señal sintonizada la portadora de vídeo está 5,5 MHz por debajo de la portadora de audio, en la Fl la portadora de vídeo está 5,5 MHz por en­ cima de la portadora de audio. Todo esto no influye en absoluto en el contenido de la información, por lo que puede afirmarse que dentro del ancho de banda de la Fl se encuentra toda la información transmitida por una emi­ sora de televisión, pero con la gran ventaja de trabajar con frecuencias más bajas y que, en las eta­ pas que siguen, se trabaje siempre con unos mismos valores de frecuencia, sea cual sea el canal sintonizado, puesto que siempre el oscilador local genera una frecuencia 38,9 MHz más alta que la de la portadora del canal sintonizado y, por lo tanto, la mezcla siempre da valores iguales para la Fl. En lo que respecta a las bandas IV y V de UHF, la señal de antena queda aplicada a una de las puertas del FET 7 1 por medio de una línea resonante Ay4, cuya frecuencia de sintonía está modifi­ cada por la capacidad del diodo de capacidad variable D 1 (figura 5.5). La otra puerta del transistor amplificador de RF para UHF recibe una tensión continua proce­ dente del AGC, de forma que en drenador se obtengan niveles de señal iguales aunque los nive­ les de las señales sintonizadas de los distintos canales de televisión en UHF sean diferentes. La señal amplificada en 77 se aplica luego, a través de unos circuitos resonantes, al transistor mezclador 72, donde se mezcla con la frecuencia del oscilador local formado por 73 y el circuito oscilante a él asociado (figura 5.5). Al igual que en el caso de la sintonización de las bandas de VHF, en el caso de las bandas de UHF el oscilador local genera una frecuencia cuyo valor es 38,9 MHz más elevada que la frecuen­ cia de la portadora de vídeo del canal sintonizado. Efectivamente, supóngase que se sintoniza el canal 48 de la banda V de UHF, el cual emite con un ancho de banda comprendido entre 686 y 694 MHz (8 MHz), estando la portadora de ví­ deo situada a 687,25 MHz y la de audio a 692,75 MHz (5,5 MHz por encima de la de vídeo). En esta circunstancia, el oscilador local de UHF genera una frecuencia de 726,15 MHz, la cual, al mezclarse con las frecuencias del canal sintonizado, da lugar a una Fl cuyo ancho de banda está comprendido entre: 726.15 MHz - 686 MHz = 40,15 MHz

y 726.15 MHz - 694 MHz = 32,15 MHz es decir, que el ancho de banda en Fl sigue siendo de 8 MHz, al igual que el del canal sintonizado: 40.15 MHz - 32,15 MHz = 8 MHz En lo que respecta a la portadora de vídeo en Fl, ésta tendrá una frecuencia de: 726.15 MHz - 687,25 MHz = 38,9 MHz y la portadora de audio en Fl: 726.15 MHz - 692,75 MHz = 33,4 MHz

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SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

es decir, continúan estando 5,5 MHz separadas entre sí, pero con la diferencia de que, mientras que en el caso de la emisión la portadora de vídeo está por debajo de la de audio, en el caso de la Fl la portadora de vídeo está por encima de la de audio. Las características de la Fl cuando se sintoniza un canal de UHF son las mismas (excepto en lo referente al ancho de banda) que las que tiene la Fl cuando se sintoniza un canal de VHF, es de­ cir, que tanto en la salida del transistor mezclador de UHF como en la salida del transistor mezcla­ dor de VHF se obtienen unas señales con todo el contenido de audio y vídeo de la señal del ca­ nal sintonizado, pero con la particularidad de que la portadora de vídeo es siempre de valor fijo (38,9 MHz), así como la portadora de audio (33,4 MHz), facilitándose con ello el tratamiento de la señal en las etapas siguientes. Como consecuencia de todo lo expuesto, y debido a que sea cual sea la banda y canal sinto­ nizado la Fl siempre posee los mismos valores, a partir de este punto todas las señales son trata­ das por los mismos circuitos. La primera operación consiste en amplificar el nivel de la señal de Fl, ya que a la salida de los mezcladores esta señal tiene un nivel de amplitud muy bajo para poder aplicarla a un circuito de­ modulador. Esto se lleva a cabo en un amplificador de Fl, formado por el transistor bipolar T I 03 montado en circuito base común. En la figura 5.5 se aprecia que, cuando el sintonizador trabaja en las bandas de VHF, la señal en colector del transistor mezclador T I 02 se aplica entre emisor y base del transistor T103 (am­ plificador de Fl), obteniéndose la señal, amplificada en tensión, entre colector y base de este mismo transistor. Cuando el sintonizador trabaja en UHF, la señal obtenida en colector del transistor mezcla­ dor T2 se aplica primero a la base del transistor T I02, que ahora pasa a trabajar com o am plifi­ cador de Fl en montaje emisor común (recuérdese que en VHF este transistor trabaja como mezclador), obteniéndose en su colector una amplificación tanto en corriente com o en tensión de la Fl. De colector de T I02, la señal pasa al emisor de T3, donde es igualmente amplificada, pero esta vez sólo en tensión por estar montado en circuito base común. A continuación se hacen algunas observaciones, sobre este mismo circuito, que son de gran interés. En primer lugar cabe indicar todas las entradas y salidas que se aprecian en la figura 5.5, las cuales cumplen las siguientes funciones: • VH F/U H FIN 75 ü Ésta es la entrada de la señal de RF, procedente del circuito bo oster estudiado en un apartado anterior. A esta entrada se le aplican tanto las señales de VHF como las de UHF, estando su impedancia de entrada normalizada a 75 í l. • BU

Este terminal corresponde a la alimentación de todas las etapas de UHF. Se observa en el esquema de la figura 5.5 que, a través de la línea a él conectada, se alimen­ tan en continua los transistores que entran en funcionamiento cuando se sintoniza un canal de cualquiera de las dos bandas de UHF. Ai aplicar esta tensión continua queda también alimentado el transistor mezclador de VHF, el cual pasa a trabajar como amplificador de Fl. • TUN A este terminal se le aplica la tensión continua de sintonización de los canales de televisión, sea cual sea la banda sintonizada. Siguiendo la línea conectada a este terminal se aprecia que se aplica una tensión conti­ nua inversa a los diodos de capacidad variable que forman parte de los circuitos oscilantes de los am plificadores de RF y de los osciladores locales, tanto trabajando en VHF com o en UHF.

69

VÍDEO

Esta tensión de sintonía se obtiene de unos potenciómetros (no dibujados en el esquema, ya que no forman parte del sintonizador, sino que están situados en el mueble del magnetoscopio, fácilmente accesibles por el usuario). La tensión continua suministrada a la entrada TUN ha de estar estabilizada, ya que en caso contrario se producen desviaciones de la frecuencia sintonizada, perdiéndose el color e incluso la sintonía del canal. Al aplicar una tensión continua variable, en sentido inverso, a los diodos de capacidad varia­ ble, éstos modifican su capacidad y, con ella, varía la frecuencia de resonancia de los circuitos os­ cilantes a los que pertenecen, es decir, tanto la frecuencia de resonancia de los circuitos de sinto­ nía como la de los osciladores locales, de forma que siempre se mantengan los 38,9 MHz de diferencia entre ellos. • AG C A este terminal se aplica la tensión continua obtenida del circuito de control automático de ga­ nancia. Cuando la señal sintonizada es muy fuerte, el CAG proporciona una tensión continua a las puertas de los transistores amplificadores de RF (77 y T I01) que hace disminuir la ganancia de éstos. Si el nivel de la señal sintonizada es bajo, entonces disminuye la tensión aplicada a dichos electrodos y los transistores MOS amplifican más. • BH A este terminal se aplica la tensión de conmutación para que el circuito trabaje en las bandas altas, pasando a estar bloqueado en las bajas. • FF En este terminal se obtiene la salida de la Fl procedente del amplificador de Fl (colector de T103 montado en circuito base común). • B A este terminal se aplica la tensión continua de alimentación del sintonizador. No debe confundirse este terminal de alimentación con los indicados con BU, B H y B L , ya que estos últimos se utilizan para la conmutación de bandas. • AFT A este terminal se aplica una tensión continua de corrección de frecuencia. Cuando se produce, por cualquier motivo, una desviación de la frecuencia de sintonía, esta desviación es detectada por un circuito de CAF (control automático de frecuencia) y aplicada a este terminal, modificándose la tensión continua inversa aplicada a los diodos de capacidad va­ riable y, con ella, regresando los circuitos resonantes de sintonía y de los osciladores locales al va­ lor de frecuencia de resonancia adecuado de forma automática, sin que el usuario tenga que mo­ dificar ésta con los potenciómetros de sintonía. • BL A este terminal se le aplica la tensión continua de conmutación para la banda I de VHF. A través de él se alimenta el circuito, de forma que entren en funcionamiento todos ios ele­ mentos correspondientes al funcionamiento en la banda I de VHF, quedando fuera del circuito los correspondientes a las bandas III de VHF y IV y V de UHF. Una última observación sobre el circuito de la figura 5.5 es la presencia, en colector del tran­ sistor oscilador 7704 y en colector del transistor amplificador de Fl T103, de unos puntos de in­ yección de Fl marcados con TP101 y TP102, respectivamente, cuya finalidad es la de facilitar el ajuste del conjunto sintonizador-amplificador de Fl, ya que a dichos puntos puede aplicarse una señal de Fl exterior.

70

SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

En cuanto a las tensiones de alimentación, éstas suelen ser de +12 V con respecto a masa para los transistores y diodos de conmutación de bandas; de +0,3 a +28 V para los diodos de ca­ pacidad variable que modifican la frecuencia de resonancia de los circuitos de sintonía y oscilado­ res locales, y de +2,4 a +7,5 V para el CAG, Todos los sintonizadores VHF/UHF que se fabrican en la actualidad son del tipo integrado, es decir, formando una única unidad encerrada en una cápsula con todos los circuitos correspon­ dientes a las etapas de VHF y de UHF, tal y como se estudia en las líneas anteriores. Asimismo, todos los sintonizadores se fabrican con diodos varicap para la sintonización de los canales y modificación de la frecuencia de los osciladores locales. Las diferencias entre un modelo y otro de sintonizador no difieren en demasía, ya que todos basan su funcionamiento en los mismos principios. Como ejemplo de sintonizador integrado para magnetoscopio de vídeo citaremos el TDA5332T de Philips, que se presenta en minicápsulas de plástico S 020 y SOT-163-1 de 20 ter­ minales. En la figura 5.6 se han dibujado las tres vistas de esta cápsula, con acotado de sus dimensio­ nes máximas, y en las que se aprecia la pequeñez de ésta, pues sólo ocupa un volumen de 13 mm de largo, 7,6 mm de ancho y 2,45 mm de alto.

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5.6 Cápsula S0T163-1 del circuito integrado TDA5332T, correspondiente al sintonizador para VHF/UHFde P h ilip s .

En la figura 5.7 se ha dibujado el diagrama de bloques del Cl TDA5332T, el cual trata por sepa­ rado las bandas de VFIF y UHF, con sus correspondientes preampiificador, mezclador y oscilador local para cada una de estas bandas de frecuencia, un amplificador de Fl común para todas las señales, puesto que una vez que se han obtenido en los mezcladores, éstas poseen las mismas frecuencias, un conmutador de bandas y un circuito estabilizador de c.c. que mantiene estable las tensiones de alimentación de los circuitos de este integrado, de forma que no quede afectado el valor de la Fl por este motivo. El TDA5332T se alimenta con una tensión continua nominal (Vp) de 12 V, la cual se aplica al ter­ minal 15 del integrado, que es la entrada del estabilizador de c.c. Admite, no obstante, una ten­ sión de alimentación de hasta 14 V.

71

Philips

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72

(doble sintonizador VHF/UHFpara receptores de televisión y magnetoscopios).

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5.7 Diagrama de bloques del Cl TDA5332T de

V(DEO

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5

SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

Los mezcladores son del tipo balanceado, con entrada por emisor común para la banda de VHF y base común para la de UHF. El fabricante denomina a las entradas de VHF y UHF entradas de banda A y B, respectiva­ mente, ya que de hecho, como luego se verá, los amplificadores de RF de estas entradas amplifi­ can un ancho de banda superior a las entradas propias de las bandas de VHF y UHF. Efectivamente, el amplificador de la banda A (correspondiente a VHF) cubre un ancho de banda comprendido entre 45 y 470 MHz, mientras que las bandas I a III de televisión (bandas de VHF) abarcan desde 47 a 230 MHz. El amplificador de las banda B posee un ancho de banda comprendido entre 160 y 860 MHz, siendo el ancho de banda total de las emisiones en las ban­ das IV y IV de UHF el comprendido entre 470 y 862 MHz. Según datos facilitados por el fabricante, el factor de ruido típico para la banda A, trabajando a 50 MHz, es de 7,5 dB, alcanzando un máximo de 11 dB cuando se trabaja a la frecuencia má­ xima de 470 MHz. Para la banda B, el factor de ruido está comprendido entre 9 y 11 dB para todo el ancho de banda. Para el correcto funcionamiento de este sintonizador, la tensión de la señal de VHF, entre el terminal 18 y masa, debe ser de 100 dBpV, mientras que para la banda B, entre los terminales 17 y 18, ha de ser de -21 dBm. El am plificador de la banda A proporciona una ganancia de 25 dB, y el de la banda B de 36 dB. Para conmutar el funcionamiento del integrado de una a otra banda se aplica al terminal 8 una tensión positiva de hasta 14 V para que trabaje en la banda B, o de 0 V si se desea que entren en funcionamiento los circuitos de la banda A. Para finalizar, en la figura 5.8 se ha dibujado el esquema completo de conexiones de este sin­ tonizador. En ella cabe hacer las siguientes observaciones de interés. Los amplificadores de VHF y UHF amplifican todas las frecuencias de estas bandas, es decir, no disponen de circuito resonante de sintonía que permita seleccionar un canal. La selección del canal se realiza modificando, mediante un diodo de capacidad variable, la fre­ cuencia de resonancia de cada uno de los osciladores locales, de forma que al variar dicha fre­ cuencia de resonancia y al mezclarse ésta con todas las frecuencias de las bandas de VHF o de UHF, se obtenga en el mezclador, por diferencia, la Fl correspondiente a un solo canal de televi­ sión, el correspondiente a aquel que se desea sintonizar. El diodo de capacidad variable que permite la sintonización de los canales de las bandas I y III de VHF es el D 1 (BB911). Obsérvese, en el esquema de la figura 5.8, que al cátodo de este diodo se le aplica una ten­ sión continua positiva V, que polariza en sentido inverso al diodo. Variando el valor de esta ten­ sión se modifica, por lo tanto, la frecuencia de resonancia del circuito oscilante formado por el diodo D I , el condensador C2, y las inductanclas L r L2, con lo cual cambia la Fl de salida del mez­ clador de VHF. El mismo resultado se obtiene con el diodo D3, del tipo BB405B, a cuyo cátodo se aplica tam ­ bién la tensión continua positiva t/h modificándose la frecuencia de resonancia del circuito osci­ lante del oscilador de las bandas de UHF. Dado que los circuitos de las bandas de VHF y UHF no deben funcionar simultáneamente, el TDA5332T dispone de un conmutador de bandas que se acciona aplicando una tensión positiva al terminal 8 para que entren en funcionamiento las etapas de UHF, o una tensión nula cuando se desea que entren en funcionamiento las etapas de VHF. Obsérvese en el esquema de la figura 5.8 que la tensión para alimentar las etapas de UHF es de 5 V, que quedan aplicados a la entrada 8 del integrado mediante un conm utador de dos posiciones. La otra posición no está conecta­ da a tensión alguna, para conmutar a VHF. El mismo conmutador de bandas sirve para conmutar los correspondientes circuitos pream­ plificadores de RF. La alimentación del integrado, por el terminal 15, se realiza a 12 V, haciendo pasar la corriente de alimentación por un filtro formado por la bobina L8 y el condensador Cs, que filtran dicha co­ rriente y evitan, al mismo tiempo, la circulación de señales de Fl hacia la alimentación.

73

VÍDEO

5.8 Esquema de conexiones del Cl TDA5332T.

Entre los terminales 13 y 14 del integrado se obtiene la Fl del canal sintonizado, tanto si es de VHF como de UFIF. Entre los terminales 13 y 14 se dispone un circuito resonante a la Fl, formado por la bobina L 5 y condensadores a ella asociados, de forma que se evite el paso hacia el amplificador de Fl de cual­ quier señal que no corresponda al ancho de banda de la Fl. Una vez amplificada la Fl por el correspondiente amplificador, ésta se aplica a un nuevo filtro de Fl, dispuesto entre los terminales 9 y 10 del integrado, y en secundario del transformador de Fl (de­ vanado L 7) se obtiene la señal de Fl para ser aplicada a las siguientes etapas del magnetoscopio. Dado el interés que este circuito puede tener para el lector, a continuación se relacionan los valores de todos sus componentes, según datos facilitados por Philips. Resistencias:

ñ , = 47 k íí F?5 = 100 £2 Rg = 22 k£2

74

fí2 = 18 £2

R3 = 1,2 k£2

fí6 = 22 k£2 R w = 15 £2

f í 7=1k£2 R „ = 47k£2

fí4 = 4,7k£2 f ia = 2,2k£2

SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

Condensadores:

C, = 1 nF C5 = 1 nF Cs = 15 pF C )3 = 0,68 pF C ,7= 1 0 0 pF C2/ = 82 pF C¡5 = 1 nF

C 2 = 1 nF

Ce = 1 nF C w —1 nF C m = 1 pF C ,8 = 5,6 pF C ¿2 = 1 nF C26- = 1 pF (40 V)

C 3 = 1 nF C 7 = 1 nF

C 4 = 1 nF C 8 = 15 pF

Cn = C J5 = Cí9 = C 33 =

C, 2= 1 nF C !6. = 0,68 pF = 1 pF Cví = 1 nF Cm= 18 pF

1 nF 1 pF 1 pF 1 nF C2y = 1 nF

Bobinas: L 1 = 2,5 vueltas (3 mm de diámetro) L 3 = 1,5 vueltas (3 mm de diámetro) Ls = 2 x 5 vueltas

L¿ = 8,5 vueltas (3 mm de diámetro) L 4 = 1,5 vueltas (3 mm de diámetro) Ls = p H (bobina de choque)

Transform adores:

L« = 12 vueltas

L-¡ = 2 vueltas

Diodos: D i= BB911

D 2 = BA482

D3 = BB405B

Alimentación de los diodos de capacidad variable del sintonizador Actualmente, dado el gran número de emisoras de televisión, interesa disponer de un sistema mediante el cual se pueda memorizar la frecuencia de resonancia de cada una de ellas. Para ello se utilizan microcontroladores, cuyo estudio no corresponde al temario de este capítulo. No obstante, existen circuitos memorizadores sencillos, cuyo estudio se desarrolla a continua­ ción. Se ha dicho, en líneas anteriores, que los diodos de capacidad variable de los dos osciladores del sintonizador son los que seleccionan el canal que se desea sintonizar, variando la tensión in­ versa aplicada a éstos, es decir, modificando el valor de la tensión de tuner (l/,) en el esquema de la figura 5.8. Esto se puede conseguir, en su versión más sencilla, mediante un simple potenciómetro lineal, el cual, al ser accionado por el usuario, aplica una tensión inversa, variable entre dos límites, a los diodos de capacidad variable. Esto exige, no obstante, la manipulación por parte del usuario del citado potenciómetro, con las molestias que ello ocasiona. Una mejora a este sistema de selección de canales puede consistir en la conexión en paralelo de varias resistencias ajustables, las cuales aplican tensiones diferentes a los diodos de capaci­ dad variable a través de unos interruptores (figura 5.9). En el esquema de la figura 5.10, los potenciómetros lineales son de 50 Q cada uno, y sus ter­ minales de cursor quedan conectados al terminal 1/, del sintonizador a través de 5 interruptores (S I a S5). Esta disposición permite sintonizar previamente cinco canales diferentes de televisión y seleccionarlos mediante un teclado o unos sensores, es decir, se trata de una sencilla memoria de canales con la que se evita la búsqueda de canales con los potenciómetros. En el esquema de la figura 5.9, sólo se han dispuesto cinco potenciómetros y cinco interrupto­ res, pero el número de ellos puede ser inferior o superior, bastando conectar tantos potencióme­ tros e interruptores en paralelo como canales de televisión se desee tener memoriz dos. La tensión de sintonía debe ser, como ya se ha dicho en un apartado anterior, lo más estable posible, ya que en caso contrario se producen desintonizaciones molestas. Con este fin se dis­ pone un circuito estabilizador de tensión, como el TAA550 o similar, con el cual se obtiene una tensión continua estabilizada de 28 V.

75

VÍDEO

A LOS DIODOS DE CAPACIDAD VARIABLE DEL SINTONIZADOR

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47

I 5.9 Esquema de un sencillo circuito memorizador de cinco canales de televisión, mediante cinco potenciómetros lineales y otros tantos interruptores.

Para la presintonización de cada canal se procede como sigue: se acciona el conmutador de bandas a la banda deseada y se cierra el primer interruptor S I . A continuación se ajusta el poten­ ciómetro fí, hasta que la imagen y el sonido aparezcan con toda nitidez y claridad, en cuyo caso se deja de actuar sobre el cursor de este potenciómetro. A continuación se abre el interruptor S I y se cierra el S2, bien sea cambiando de banda o dejando la misma, según el canal que se desea memorizar en segundo lugar. Se acciona el cursor del potenciómetro R2 hasta obtener imágenes y sonido con calidad, con lo cual ya se tiene el segundo canal memorizado. Se prosigue de esta forma con los demás interruptores y potenciómetros, hasta que queden sintonizados y memorizados todos los canales posibles. Una vez hechas estas operaciones basta con pulsar uno de los Interruptores y tener el conmutador de bandas en la posición adecuada a dicho canal, para que éste quede sintonizado. Una vez sintonizados todos los canales, y a menos que se produzca un desajuste o un de­ seo por parte del usuario de m odificar el orden de sintonización de canales, los conmutadores de banda y los potenciómetros de sintonía no han de volver a ser accionados, el conjunto se dispone en un pequeño nicho con tapa abatible que los proteja del polvo, de form a que no se produzca ningún desajuste accidental, por ejemplo, al limpiar el polvo depositado sobre el magnetoscopio.

Modulador de RF Todos los circuitos estudiados en las líneas anteriores form an parte del tratam iento de la se­ ñal de RF que entra por antena para llevar a cabo el registro de estas señales en el magne­ toscopio. Cuando se trata de reproducir el proceso es muy diferente, ya que en este caso se tienen dos señales separadas (una de vídeo y otra de audio), que no pueden aplicarse a la entrada de antena de un receptor de televisión, ya que carecen de portadoras de RF. Para solventar este problema se somete una portadora de RF a una modulación por las seña­ les de vídeo y audio antes citadas. Esto es Iq que se lleva a cabo en el m odulador de radiofre­ cuencia.

En la figura 5.10 se ha dibujado el diagrama de bloques de un modulador de RF utilizado en un magnetoscopio típico. La señal de vídeo, procedente de los circuitos de tratamiento de esta señal en los circuitos precedentes del magnetoscopio, se aplica primero a un am plificador de vídeo , el cual tiene por fi­ nalidad proporcionarle el nivel adecuado para el proceso de modulación. Por los mismos moti­ vos, también la señal de audio se aplica a un am plificador de audio.

76

SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

Dado que, como las normas de televisión establecen que la señal de audio debe modular en frecuencia a una portadora de RF situada 5,5 MHz por encima de la portadora de vídeo, a la sa­ lida del amplificador de audio se dispone un oscilador de 5,5 MHz, el cual es modulado en fre­ cuencia por la señal de audio. La señal de vídeo y la subportadora de 5,5 MHz modulada por la señal de audio se aplican luego a un circuito sum ador, de donde salen conjuntamente hacia el m odulador de RF. En la figura 5.10 se observa la presencia de un oscilador de RF que genera una señal de 591,25 MHz (dentro de la banda de UHF). Esta señal es la portadora que ha de ser modulada por las señales de audio y vídeo obtenidas en el circuito sumador. Este oscilador de RF debe funcionar dentro de las normas de televisión, por eso se elige la fre­ cuencia de 591,25 MHz, correspondiente al canal 36 de la banda IV de UHF, aunque puede ajus­ tarse en ± 4 canales con el fin de impedir cualquier efecto de batido con otras señales de televi­ sión que estén próximas en frecuencia.

FIJACION DEL CANAL SALIDA DE -o UHF MODULADA

OSCILADOR D E UHF 591.25 MHz

ENTRADA DE VÍDEO

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ENTRADA DE AUDIO

o

AMPLIFICADOR DE AUDIO

OSCILADOR DE FM 5,5 MHz

5.10 Diagrama de bloques de un modulador de RFde UHFpara magnetoscopio.

La portadora de RF se aplica a un m odulador de diodo donde será modulada por las señales procedentes del sumador. Dado que la señal de audio modula en frecuencia una subportadora de 5,5 MHz, a la salida del modulador de diodo se tiene una señal idéntica a la de cualquier emisora de televisión, es de­ cir, una portadora de 591,25 MHz modulada en amplitud por la señal de vídeo y una portadora de audio situada 5,5 MHz por encima de la anterior (596,75 MHz) modulada en frecuencia. Esto per­ mite que la señal a la salida del modulador a diodo pueda aplicarse sin ninguna dificultad a la en­ trada de antena de un receptor de televisión. Para reproducir en la pantalla del televisor las imágenes grabadas en el magnetoscopio es im ­ prescindible que el sintonizador del receptor de televisión esté sintonizado al mismo canal que el dado por el magnetoscopio, es decir, en el canal 36 de UHF (o canal próximo a éste, si se ha m o­ dificado la frecuencia de oscilación del oscilador de UHF del magnetoscopio). Las características del modulador están pues conformes con las Normas del sistema de televisión de cada país y, además, el nivel de señal a la salida del magnetoscopio se fija entre 1 y 3 mV, ya que éstos son valores óptimos para ser aplicados a la entrada de antena de un receptor de televisión. Una vez estudiado el funcionamiento general del modulador de RF, a continuación se pasa al estudio de algunos circuitos que llevan a cabo esta función y que pertenecen a magnetoscopios de vídeo doméstico.

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SALIDA DE RF MODULADA

SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

En la figura 5.11 se puede ver el esquema de uno de ellos, el cual, aunque no se usa actual­ mente, ya que está realizado totalmente transistorizado y lo normal hoy en día es que se diseñen con circuitos integrados, sí permite comprender mejor el funcionamiento de estos circuitos. Consta de un total de 6 transistores NPN, cuya función en el circuito es como sigue: el transis­ tor T1 es el amplificador de la señal de vídeo. Esta señal se aplica a la base de T 1 mediante el con­ densador C ,. La señal amplificada se obtiene del emisor de este transistor, es decir, que éste trabaja como seguidor de emisor para adaptar su impedancia a la del modulador de diodo. El transistor T3 es el amplificador de la señal de audio, la cual queda aplicada a su base y su emisor. La salida se obtiene en colector de T3 y se aplica al circuito oscilador de 5,5 MHz formado por los transistores T4 y T5, modulando la señal en frecuencia y apareciendo en el transformador TR2. De éste pasa al modulador de diodo a través de unos filtros LC. La señal de vídeo y la subportadora modulada en frecuencia por la señal de audio se aplican a la resistencia f l6, en donde se suman, y de ella al modulador de diodo. En el esquema de la figura 5.11 se puede ver la presencia de un oscilador de RF formado por el transistor T6 y el circuito oscilante asociado. Este circuito es el que genera la portadora de RF que ha de ser modulada por las señales de audio y vídeo. La portadora de RF que se obtiene en los terminales de una línea resonante se aplica al prima­ rio del transformador TR1 y aparece en el secundario. A los diodos del modulador se le aplica por un lado las señales de vídeo y audio y, por otro, la procedente del generador de la portadora de RF (figura 5.11). Si el puente está equilibrado, la señal de RF circula por los diodos con mayor o menor ampli­ tud, según la amplitud de las señales de vídeo y audio. Es decir, que en ellos se lleva a cabo un proceso de modulación en amplitud de la portadora de RF por las señales de vídeo. Dado que la subportadora de audio posee siempre la misma amplitud, por estar modulada en frecuencia, no modula en amplitud a la portadora, sino que se suma a ésta, dando lugar a la por­ tadora de audio de 596,75 MHz modulada en frecuencia por la señal de audio. De acuerdo con todo ello, en el punto de unión de F?6 con los diodos D2 y D3 aparece la señal de televisión válida para ser aplicada a la entrada de antena de un receptor de televisión. El transistor T2 tiene por finalidad efectuar un control de la polarización del circuito, la cual se ajusta mediante el potenciómetro P 1 . Si se desea variar la frecuencia del oscilador de la portadora de RF a un canal distinto del 36, basta con ajustar el condensador variable VC1 que forma parte del circuito oscilante del tran­ sistor T6 . En la figura 5.12 se muestra el esquema de otro m odulador de RF utilizado en m agnetosco­ pios de vídeo, de diseño más moderno ya que sólo utiliza un transistor en la etapa osciladora de RF y un circuito integrado en el que se lleva a cabo la amplificación de las señales de vídeo y audio, generación de la subportadora de 5,5 MHz y modulación de esta frecuencia por la señal de audio. El proceso de modulación de la portadora de RF es idéntico al del esquema de la figura ante­ rior, por lo que no creemos necesario entrar de nuevo en el tema. Lo más interesante del esquema de la figura 5.12 es la presencia de un circuito generador de señal de prueba formado por el circuito integrado BA7004 y componentes a él asociados. Este circuito es muy útil para ajustar el sintonizador del receptor de televisión a la frecuencia proporcionada por el modulador del magnetoscopio. Efectivamente, al alimentar el circuito integrado BA7004 a través de su terminal 1 con una tensión positiva, éste genera una señal de vídeo en forma de onda cuadrada entre límites de blanco y negro, la cual se aplica al circuito integrado BA7003 para ser tratada com o una señal de vídeo cualquiera. Como consecuencia de todo ello, a la salida del modulador se tiene la portadora de RF modu­ lada en amplitud por una onda cuadrada. Esta señal, aplicada al receptor de televisión, da origen a una o dos líneas blancas verticales en pantalla (o, en otros casos, a media pantalla en blanco y media en negro). El usuario ajustará el sintonizador del receptor de televisión hasta que aparezca con toda nitidez dicha imagen, mo-

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5.12 5.12 Circuito Circuito modulador modulador de de RF RF con con circuito circuito integrado integrado y generador generador de de la la señal señal de de prueba.

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SINTONIZADOR Y MODULADOR DE RF

mentó en el cual puede considerarse ajustado el receptor y pasar así al visionado del programa grabado. Lógicamente, la señal de prueba debe ser activada cuando el magnetoscopio no está en la función de reproducción, para lo cual se dispone en la línea de entrada al IC BA7003 un conmuta­ dor de dos posiciones, una para la entrada de la señal de vídeo y la otra para la entrada de la se­ ñal de prueba. Con el fin de que el lector vea la interconexión entre el modulador de RF y el circuito booster, en la figura 5.13 (véase desplegable) se ha dibujado el esquema completo del conjunto. En ella se observa que el modulador es, igualmente a diodo, el generador de portadora transistorizado, el amplificador de vídeo, audio y modulador de audio integrado. La señal de salida se aplica a los diodos del circuito booster, de forma que no interfiera ni sea interferida por la señal de antena, y de allí pasa a la entrada de antena del televisor. No creemos necesario explicar el funcionamiento de este circuito, ya que ello se ha llevado a cabo en las páginas anteriores, por lo que sólo sugerimos al lector el estudio de este esquema y su comparación con los anteriores. También en el esquema de la figura 5.13 se muestra un generador de señal de prueba (IC2).

EJEMPLO DE CIRCUITO DE RF DE UN MAGNETOSCOPIO Para finalizar con el estudio de las etapas de RF de un magnetoscopio, en la figura 5.14 (véase desplegable) se ha dibujado el esquema completo de estas etapas. En el esquema se puede ver la interconexión entre el conjunto conmutador de canales, con­ mutador de banda, botonera, sintonizador y amplificadores de Fl de imagen y sonido.

81

Procesado de la señal de vídeo en grabación

INTRODUCCIÓN En el capítulo anterior se estudia el proceso que se lleva a cabo con las señales de RF que, capta­ das por antena, son aplicadas a un magnetoscopio para obtener una señal de Fl. En líneas generales se efectúa, en primer lugar, una sintonización del canal de televisión y, a continuación, se lleva a cabo un heterodinaje de dicha señal mezclándola con la de un oscilador local, dando lugar a una Fl de valor bastante inferior a la del canal sintonizado y cuya principal par­ ticularidad, en comparación con la señal captada por antena, es la de «invertir», en el espectro de frecuencias, las portadoras de croma y audio, las cuales pasan ahora a poseer un valor de fre­ cuencia inferior a la portadora de vídeo. La señal de Fl posee, sin embargo, toda la información contenida en la señal de RF transmitida por la emisora de televisión que se esté sintonizando, por lo que a partir de los amplificadores de Fl el proceso consiste en extraer dicha información para que pueda ser grabada en la cinta me­ diante los cabezales de vídeo, audio y control. La primera etapa que interviene a la salida del amplificador de Fl es el d e te cto r de vídeo, así como la separación de las señales de audio y croma de la de luminancia para ser tratadas en otras etapas distintas a la de luminancia.

DEMODULADOR En la figura 6.1 se ha dibujado el esquema completo de un demodulador transistorizado de la se­ ñal de vídeo, el cual no difiere de los utilizados en receptores de televisión en color, razón por la cual sólo le dedicaremos unas pocas líneas, aconsejando al lector interesado en su estudio la lec­ tura del tomo de esta Enciclopedia dedicado a la televisión. En el circuito de la figura 6.1, la señal de Fl, después de pasar por diferentes etapas amplifica­ doras (cuyas funciones son las de proporcionarle un nivel adecuado para la demodulación y ha­ cer pasar sólo el ancho de banda de la Fl), se aplica al diodo detector D 1 , en el cual se extrae la información de lum inancia Y por simple rectificado de la Fl. Esto se hace así ya que la señal de lu­ minancia modula en amplitud a la portadora de Fl, por lo que su detección debe ser efectuada por un típico diodo detector de AM. A la salida del diodo detector D I se disponen unos choques de RF (CH] y CH2), los cuales su­ primen cualquier frecuencia indeseable de RF que aparezca en la salida del detector. Por otro lado se extrae la Fl de audio, mediante un batido en D 2 de las frecuencias 33,4 y 38,9 MHz, obteniéndose la diferencia de 5,5 MFIz correspondiente a la Fl de audio, la cual está modulada en frecuencia. Esta señal se aplica posteriormente a las etapas de Fl de audio y al de­ m odulador de audio.

Para la información de croma se dispone de un am plificador separador de dos etapas, for­ mado por los transistores T3 y T4 (figura 6.1). Los filtros dispuestos en colector de estos transistores proporcionan una curva de respuesta como la que se muestra en la figura 6.2, en la que se observan los picos de 34,47 y 38,9 MHz ob­ tenidos.

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6. 6.11 Esquema Esquema de de las las etapas etapas demoduladora demoduladora de de la la señal señal de de luminancia luminancia y de de extracción extracción de de la la FI Fl de de audio audio y de de la la subportadora subportadora de de la la señal señal de de croma.

CROMA

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

6.2 Curva de respuesta del circuito demodulador de la figura 6. 1.

38 ,9

Estas dos frecuencias se aplican al diodo D3, el cual, debido a su característica no lineal, las mezcla y da origen a una frecuencia diferencia de 4,43 MHz de la subportadora de croma. Debido a que la mezcla de estas dos señales da también lugar a la creación de unas frecuen­ cias de orden superior (suma de 34,47 y 38,9 MHz), a la salida del diodo D3 se dispone una serie de choques de RF que las eliminan, obteniéndose a la salida de éstos sólo la señal de croma.

CONCEPTOS GENERALES SOBRE EL PROCESO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN En el apartado anterior se explica cómo en la salida del detector de vídeo se obtiene la señal de lum inancia y cómo se extraen de la Fl las señales de crom a y de audio. De todas estas señales, la de audio es tratada en otro capítulo de esta obra, por ser su recorrido muy distinto al de las otras señales. En lo que respecta a las señales de luminancia y crominancia, éstas se someten a unas trans­ formaciones muy distintas a las que se llevan a cabo en un receptor de televisión en color, ya que existe una serie de problemas técnicos que hacen imposible su grabación directa en cinta, debi­ dos, principalmente, a los cabezales de vídeo y a la composición de la señal de color. En la figura 6.3 se ha dibujado, muy simplificadamente, el diagrama de bloques de un sistema básico de grabación de señales de vídeo sobre soporte magnético.

L 6.3 Diagrama de bloques básico de las etapas de grabación de un magnetoscopio.

85

La señal de luminancia Y se transforma en una señal modulada en frecuencia y la señal de croma se rebaja en frecuencia en un mezclador. A continuación, las dos señales vuelven a unirse en un circuito sumador antes de aplicarse a los cabezales de vídeo. La condición para grabar ambas señales y aplicarlas a los cabezales de vídeo es que su tiempo de tránsito sea el mismo. En la práctica, sin embargo, estos tiempos son distintos, por lo que es preciso intercalaren el circuito de menor tiempo (el de luminancia) una etapa retardadora (figura 6.3). Antes de entrar en el estudio de las etapas de luminancia y crominancia, y con el fin de compren­ der el porqué de este complejo proceso, vamos a analizar el motivo por el cual las señales normales de luminancia y crominancia no pueden ser aplicadas directamente a los cabezales de vídeo.

LÍMITE DE RESPUESTA DE LOS CABEZALES DE GRABACIÓN/REPRODUCCIÓN DE LA SEÑAL DE VÍDEO Existen varios motivos por los cuales un cabezal de vídeo no puede grabar directamente una se­ ñal completa de vídeo normalizada. Para comprender esto a continuación se expone cómo está constituido un cabezal de vídeo y cómo responde a las señales a él aplicadas. Un cabezal de vídeo no es más que un electroimán; es decir, está formado por un núcleo de material ferromagnético, con entrehierro, y una bobina que lo envuelve (figura 6.4).

6.4 Constitución de un cabezal magnético de grabación/reproducción.

El funcionamiento de estos cabezales es idéntico al de los de grabación/reproducción utiliza­ dos en los magnetófonos de audio, es decir, a la bobina se le aplica la señal eléctrica que se de­ sea grabar, la cual se transforma en variaciones de flujo magnético que modifican la posición de las partículas magnéticas de la cinta. Durante la reproducción, el flujo m agnético remanente de las partículas depositadas en la cinta, a su paso por delante del entrehierro del cabezal de vídeo, genera en las bobinas corrientes eléctricas cuya frecuencia y am plitud dependen de las variaciones del campo m agnético. Se tiene, pues, un electroimán con dos polos magnéticos norte y sur, enfrentados y separa­ dos por un entrehierro cuyo ancho viene limitado por la tecnología de fabricación. Cuando se trata de grabar una señal de audio, cuya frecuencia no supera los 20 kHz, no se presenta problema alguno, pues tanto las frecuencias como las longitudes de onda de estas fre­ cuencias pueden aplicarse sin dificultad al cabezal grabador/reproductor, respondiendo éste per­ fectamente a estas señales. En vídeo, este proceso se complica extraordinariamente, ya que deben grabarse señales que alcanzan valores de 5 MHz (muy por encima de los valores más altos de una señal de audio).

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

Frecuencias de valores tan altos presentan los siguientes dos graves inconvenientes: 1 ° Al aplicarse a la bobina del cabezal, éste presenta una reactancia inductiva de valor cre­ ciente con la frecuencia. Recordemos que la reactancia de una bobina es directamente proporcional a la frecuencia de la corriente eléctrica que por ella circula, según la expresión: XL = 2nfL 2.° La longitud de onda de una frecuencia de 5 MHz es muy pequeña y el cabezal no res­ ponde bien a ella. Veamos todo esto con algo más de detalle. En la figrira 6.5 se han dibujado las curvas características, teórica y real, de la señal de salida en función de la frecuencia aplicada a un cabezal magnético. En ella se observa cómo, al aumen­ tar la frecuencia, la tensión inducida en el cabezal durante la reproducción aumenta al principio en una progresión de 6 dB por octava, es decir, que la tensión inducida dobla su valor cada vez que la frecuencia se dobla. Recuérdese que una octava es igual al doble de la frecuencia que se toma como referencia, y que - 6 dB es igual a: - 6 dB = 20 log — — = 20 log — V2

2

A partir de un determinado valor de frecuencia, la tensión de salida facilitada por el cabezal ex­ perimenta una atenuación bastante importante (figura 6.5). R E S P U E S T A T E Ó R IC A

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6.5 Curvas de respuesta teórica y real de un cabezal de video.

Este comportamiento de los cabezales es debido a las pérdidas de m agnetización en alta fre­ cuencia y al efecto entrehierro. El efecto entrehierro es un fenómeno que se produce cuando la longitud de onda X de la señal grabada coincide exactamente con el ancho del entrehierro. En la figura 6.6 se aprecia con claridad el efecto entrehierro. En la figura se supone que se apli­ can tres señales (A, B y C) a un cabezal magnético de vídeo. Estas señales son todas de igual am­ plitud, pero de distinta frecuencia (distinta longitud de onda X).

87

VÍDEO

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6.6 Influencia del ancho del entrehierro con respecto a la frecuencia de la señal aplicada a! cabezal de vídeo.

Si en esta circunstancia se considera que la velocidad de avance de la cinta es la misma para las tres señales, es decir, que la lectura de la cinta por el cabezal magnético se lleva a cabo con la misma velocidad y que el ancho del entrehierro (d en figura 6.6) es, lógicamente, invariable, los re­ sultados obtenidos para cada una de las tres señales son los siguientes: 1.° Cuando la longitud de onda Xc, correspondiente a la señal C de la figura 6.6, coincide exactamente con el ancho efectivo del entrehierro del cabezal magnético d. el flujo mag­ nético remanente queda neutralizado en el pequeño espacio de separación entre los po­ los y, por lo tanto, no se proyecta por dispersión hacia el exterior. Esto trae como conse­ cuencia la ausencia total de inducción en el bobinado del cabezal y, con ella, la ausencia de señal de salida (tensión nula). 2.° Si la longitud de onda de la señal grabada en la cinta es doble que la del caso anterior (longitud de onda A.B en figura 6.6) y, por lo tanto, es doble que el ancho del entrehierro d, los picos positivos y negativos de la semionda dan lugar a la máxima intensidad de flujo magnético y, en consecuencia, en la bobina del cabezal aparece la tensión máxima inducida. 3.° Cualquier otra longitud de onda, comprendida entre los dos casos extremos expuestos, o por encima o por debajo de éstos, dará lugar a una tensión inducida cuyo valor depende de los valores instantáneos de los semiperíodos positivo y negativo de la señal grabada en la cinta. Así, la longitud de onda de la figura 6.6 da lugar a una tensión inducida cuyo valor es in­ ferior al obtenido con la longitud de onda Xg, puesto que, como puede comprobar el lec­ tor, enfrentado a cada uno de los polos del cabezal se tiene un valor instantáneo negativo diferente (uno mayor que el otro), dando lugar a una tensión inducida cuyo valor depende de la diferencia entre ambos valores instantáneos. De lo expuesto se deduce que, para obtener el mejor rendimiento del sistema, el cabezal debe tener un entrehierro de ancho doble que la menor longitud de onda grabada (de la máxima fre­ cuencia de grabación), es decir, el correspondiente al de la señal B de la figura 6.6. Éste es el motivo por el cual los cabezales m agnéticos utilizados en los grabadores de ví­ deo se fabrican con un entrehierro cuyo ancho d es igual a A.mln/2 . Con esta condición, un ca­ bezal cuyo entrehierro sea de 0,3 m puede grabar y leer señales cuya longitud de onda sea de 0,6 pm.

88

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

Es importante destacar que la longitud de onda más pequeña que puede ser grabada en la cinta depende de la velocidad de grabación v y, como es evidente, de la máxima frecuencia exis­ tente en la información, según la fórmula:

/ v mín

,

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Así, supóngase que se desea grabar una señal de vídeo cuya frecuencia máxima es, com o se sabe, del orden de los 5 MHz, en una cinta magnética que pasa por delante de un cabezal cuyo entrehierro es de 0,3 ¡am. En estas condiciones de funcionamiento, la velocidad de graba­ ción es: v = 2Á. m!n/máx = 0,6 pin x 5 MHz = 3 m/s

Una velocidad tan elevada sólo puede conseguirse utilizando una grabación helicoidal sobre cinta con tambor de dos cabezales de grabación/lectura que gire a 1.500 rpm. Obtener entrehierros tan pequeños resulta un problema que entra dentro del terreno de lo prácticamente imposible, pues, en el estado actual de la técnica, superar los 0,3 pm es toda una proeza. En los grabadores de vídeo domésticos, lo más usual es que no se superen los 0,6 pm. Para incrementar al máximo el margen de frecuencias que puedan ser grabadas en un mag­ netoscopio se recurre a una solución electrónica, consistente en transformar la señal de vídeo modulada en amplitud en una señal de vídeo modulada en frecuencia, ya que ello permite mejorar considerablemente las condiciones de grabación.

SEÑAL DE VÍDEO MODULADA EN FRECUENCIA En el apartado anterior se ha visto cómo la tensión de salida de cualquier cabezal lector varía en amplitud al cambiar la frecuencia (figura 6.5). Si el ancho de banda de las frecuencias grabadas fuese pequeño (como ocurre con las seña­ les de audio), estas variaciones de amplitud pueden ser ignoradas, pues apenas si se nota este fenómeno. En el caso de las señales de vídeo, el problema se complica debido al gran ancho de banda de éstas, que puede alcanzar los 5 MHz, es decir, unas 250 veces más anchas que las señales de audio, por lo que aquí sí se notan las diferencias de amplitud. Si se graba en una cinta magnética una señal de vídeo modulada en amplitud, al reproducirse las señales quedan distorsionadas debido a las diferencias de amplitud con respecto a la señal original que se desea grabar. Una señal de FM no presenta variaciones de amplitud y, si por cualquier circunstancia éstas se produjeran, resulta muy sencillo eliminarlas, bien sea mediante limitadores o mediante amplifica­ dores trabajando en saturación. Como consecuencia de las ventajas que una modulación en frecuencia ofrece, es por lo que en los grabadores de vídeo se transforma la señal de luminancia modulada en amplitud en otra modulada en frecuencia, la cual sigue conteniendo toda la información original. Así pues, la señal de vídeo queda grabada en la cinta modulada en frecuencia. Durante la reproducción, las señales de FM leídas por los cabezales lectores de vídeo pasan a través de amplificadores y limitadores, quedando con ello totalmente eliminada cualquier varia­ ción de amplitud que pueda contener la señal como consecuencia de las variaciones (en este caso menores) de la frecuencia de la señal leída. En la práctica, los niveles más bajos de la señal leída se amplifican más allá del límite de satura­ ción exigida, de forma que todas las amplitudes quedan igualadas. A partir de aquí resulta sencilla la demodulación de la señal y su conversión de nuevo en una señal de AM, válida para ser aplicada a la entrada de antena de un receptor de televisión previa modulación de una portadora de UHF.

89

La modulación en frecuencia de la señal de vídeo se lleva a cabo mediante un desplazamiento de su frecuencia fundamental proporcional al nivel de la señal de luminancia. Con este sistema, el espectro completo de la señal de luminancia modulada en frecuencia es, como máximo, de dos octavas; muy inferior a las 18 octavas de la misma señal modulada en amplitud, con lo que tam­ bién las amplitudes del espectro de frecuencias quedan menos afectadas. En el sistema VHS, la señal de vídeo modula en frecuencia una portadora de acuerdo con la fi­ gura 6.7.

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6.7 Características de modulación en frecuencia de una señal de vídeo modulada en amplitud.

En la figura 6.7 se observa que: • Cuando se produce un impulso de sincronismo, cuya amplitud es de 0 mV (nivel m ás negro que el negro), la frecuencia de salida del modulador es de 3,8 MHz. • Cuando se tiene el nivel de negro (300 mV), la frecuencia de salida del m odulador es de 4,1 MHz. • Al alcanzarse el nivel de blanco (1.000 mV), la frecuencia del m odulador alcanza ios 4.8 MHz. • Entre 300 y 1.000 mV de amplitud de la señal de vídeo, correspondiente a los grises que pueda contener la información de vídeo, la frecuencia del m odulador oscila entre 4,1 y 4.8 MHz, correspondiéndole al nivel de gris medio (650 mV) la frecuencia de 4,45 MHz. Observando las desviaciones de frecuencia de la señal a la salida del modulador, se aprecia que éstas oscilan entre 3,8 y 4,8 MHz, es decir, la desviación de frecuencia entre el negro de sin­ cronismos y el blanco de pico es de: A f=

4,8 MHz - 3,8 MHz = 1 MHz

y, con un ancho de la banda de vídeo fM restringida a unos 3 MHz, el índice de modulación vale, aproximadamente: m ,=

Af

1 MHz

M

3 MHz

= 0,3

En la figura 6.8 se ha dibujado el espectro de frecuencias resultante de una señal grabada en cinta por este procedimiento, con una banda lateral inferior completa, una banda superior resi-

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

ZONA DE BANDA LATERAL INFERIOR COMPLETA

MARGEN DE DESVIACIÓN DEL MODULADOR

6.8 Espectro de frecuencias de la señal de vídeo de luminancia en la cinta.

dual (limitada por la respuesta del sistema) y un Intervalo vacío entre 0 y 1 MHz en el que se dis­ pone la señal de crominancia reducida en frecuencia.

SISTEMA BÁSICO DE GRABACIÓN DE LA SEÑAL DE LUMINANCIA En la figura 6.9 se ha dibujado el diagrama de bloques de las etapas que intervienen en el proceso de grabación de una señal de luminancia. Estas etapas son: • CAG. • • • • • • •

Filtro paso bajo. C ircuito de preénfasis. R ecortador del nivel de blanco y negro. M odulador FM. Filtro paso alto. A m plificador de grabación. C onm utador selector grabación/reproducción.

Todos estos circuitos se encuentran integrados en un chip, resultando sumamente sencilla su conexión en el aparato. No obstante, en las páginas que siguen se estudia individualmente cada una de estos circui­ tos, como si estuviesen diseñados con componentes discretos, con lo que se facilita la com pren­ sión del funcionamiento de cada uno de ellos y de su finalidad. Al finalizar el capítulo se hace refe­ rencia a un moderno IC con indicación de algunas de sus características.

CAG

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FILTRO PASO BAJO

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R EC O R TAD O R N IV E L D E B LA N C O

M O D U LA D O R FM

FILTRO PASO ALTO

------- ►

A M P LIF IC A D O R DE G R A B A C IÓ N

C O N M U TA D O R G R A B A C IÓ N R E P R O D U C C IÓ N 4

6.9 Diagrama de bloques de las etapas de grabación de la señal de luminancia.

91

VÍDEO

Circuito de CAG El CAG tiene como finalidad mantener la señal en un nivel constante para no saturar los circuitos posteriores ante un aumento del nivel de la señal de entrada procedente de las etapas de RF. El circuito está basado en la comparación de la señal de salida con una referencia, de igual forma que se utiliza en televisión. Como se ha dicho antes, en la actualidad este circuito forma parte de un IC que lleva a cabo diferentes funciones, con lo cual se simplifica enormemente la circuitería del magnetoscopio. En la figura 6.10 se ha dibujado el diagrama de bloques de las partes constituyentes de un CAG.

6.10 Etapas que forman parte de un CAG.

La señal de vídeo completa, es decir, con toda la información de luminancia, croma y sincro­ nismo, se aplica a la entrada del CAG. La señal obtenida en la salida del CAG pasa a un amplificador de vídeo, donde se amplifica. Lina vez amplificada la señal de vídeo se deriva por una parte hacia las etapas siguientes del proceso de grabación y, por otra, hacia un d e te cto r de CAG. Es de destacar que entre la salida del amplificador y la entrada del detector de CAG se dis­ pone un filtro RCL para bloquear el paso de la componente de croma. El detector de CAG consiste en un rectificador que proporciona una señal continua cuyo valor depende del nivel de la señal de vídeo. Cuanto mayor sea dicho nivel, mayor será el de la tensión continua proporcionada por el detector de CAG. Esta tensión continua se aplica como tensión de polarización del circuito de CAG. El CAG tra­ baja como am plificador diferencial, a una de cuyas entradas se aplica la señal de vídeo y a la otra la señal de tensión continua del detector (figura 6.10). Si el nivel de la señal de vídeo es elevado, el CAG amplifica menos, y si es pequeño la amplifica más, con lo cual se produce un control automático de la ganancia de la etapa y, de esta forma, se obtiene un nivel de señal constante en la salida del amplificador de vídeo, sea cual sea el nivel de la señal de entrada. En el diagrama de bloques de la figura 6.10, la señal de salida del amplificador se deriva hacia los circuitos de croma y la salida EE. La salida EE se utiliza para conectar directamente la salida del circuito de grabación a la entrada del circuito de reproducción, de forma que la señal de vídeo que se graba pueda ser monitorizada en la pantalla de un televisor. Esta salida EE se conecta, ló­ gicamente, al modulador de UHF del magnetoscopio.

92

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

Filtro paso bajo Efectuado el CAG de la señal de vídeo, ésta se hace pasar por unos filtros paso bajo, cuya finali­ dad es restringir el ancho de banda de la señal de video a grabar a 3 MHz. Una reducción de este tipo supone una merma en la definición de las imágenes a grabar; sin embargo, ello apenas se aprecia en los resultados finales y tiene la ventaja de facilitar el tratamiento de las señales en las etapas siguientes, con un considerable ahorro, tanto desde el punto de vista económico como en cuanto a la complejidad de diseño. Recuérdese, a este respecto, las grandes dificultades que se presentan al grabar el ancho de banda completo de una señal de vídeo. En la figura 6.11 se puede ver el esquema de un típico filtro paso bajo y su curva de transfe­ rencia.

i

l,

o-------- r w ENTRADA

fe

f

6.11 Esquema de un filtro paso bajo y su curva de transferencia.

La frecuencia de corte de este filtro es de 3 MHz y se obtiene a partir de la expresión:

c

jc JLC

donde: ^

¿-1

+ ¿-2 2

A la frecuencia de corte de 3 MHz, el nivel de la señal a la salida del filtro es 3 dB inferior al nivel de entrada, es decir, la señal a la salida del filtro posee una amplitud igual al 70,7 % de la amplitud del nivel de la señal de entrada.

Circuito de preénfasis El ruido es el principal enemigo de cualquier sistema de grabación, por lo que es necesario dis­ poner de circuitos capaces de eliminarlo y obtener con ello una gran calidad de imagen. En los magnetoscopios de vídeo, y debido a que la señal de luminancia se modula en fre­ cuencia antes de su grabación en cinta, el mejor sistema para reducir el ruido es disponer, antes del demodulador de FM, una etapa d epreénfasis.

93

VÍDEO

El circuito de preénfasis consiste en aumentar la ganancia de una etapa amplificadora cuando ésta trabaja con frecuencias altas, que es la parte de la banda de vídeo que posee menor nivel. En la figura 6.12 se ha dibujado el esquema de principio de un am plificador con control de preénfasis.

~o+

i—

r a

f l,

►

ENTRADA O

S A LID A

O

6.12 Circuito amplificador con preénfasis de las altas frecuencias.

I

1

Consiste, simplemente, en un paso amplificador de banda ancha en cuyo circuito de emisor se dispone un elemento compensador capacitivo C que reacciona con las altas frecuencias y, como consecuencia, hace variar el parámetro hie del transistor. El tratam iento está m ontado en circuito em isor com ún con un condensador de pequeña capacidad en su circuito de emisor. Cuando la frecuencia de la señal aplicada entre base y em isor es baja, la reactancia capacitiva del condensador pasa a ser alta, por lo que también es alto el valor del conjunto f í AC del circuito de emisor. Con ello, el transistor am plifica poco las bajas frecuencias, ya que el potencial de em isor se acerca al de la base y la ganancia es pequeña. Cuando, por el contrario, a la entrada se aplican señales de alta frecuencia, la reactancia ca­ pacitiva del condensador disminuye de valor, acercándose al valor de RA. Como consecuencia, el emisor se acerca al potencial de masa, aumentando con ello la ganancia del transistor. En la figura 6.13 se puede ver la curva de respuesta típica de un circuito de preénfasis como el descrito. En ella se observa que, a medida que aumenta el valor de la frecuencia de la señal de ví­ deo, aumenta también la ganancia, alcanzándose niveles de 10 dB por encima del nivel obtenido cuando se trabaja con bajas frecuencias. Naturalmente, el circuito de preénfasis forma también parte de los circuitos integrados de tra­ tamiento de la señal de vídeo en los magnetoscopios.

+10 dB

I 1 “

6.13 Curva de respuesta del circuito de preénfasis de un magnetoscopio de vídeo.

94

_10 dB FM . M H z

/(MHz)

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

En la figura 6.14 se ha dibujado el diagrama de bloques de la parte de un IC que hace las fun­ ciones de etapa de preénfasis. La señal de vídeo procedente de los filtros paso bajos se ajusta con un potenciómetro externo P1 (desviación) y se aplica al terminal del IC correspondiente a la entrada del circuito de preénfasis.

D ELO S FILTROS PASO BA JO

P1 ■SALIDA

6.14 Conexiones de un circuito de preénfasis integrado.

Circuito recortador del nivel de blanco y negro El proceso de preénfasis descrito en las líneas anteriores mejora la relación señal de vídeo/ruido; sin embargo, a su salida se tiene un nuevo problema, consistente en la aparición de unos picos excesivos de los niveles de blanco. Efectivamente, si se considera una señal que en un instante cualquiera puede pasar brusca­ mente de un nivel a otro, como sucede con una onda cuadrada o con el paso brusco del nivel de blanco al de negro, o viceversa, nos encontramos ante una componente fundamental más una sucesiva adición de armónicos de la fundamental que alcanza hasta el décimo. Esto significa que los armónicos serán tanto más amplificados en el circuito de preénfasis cuanto mayor sea el valor absoluto de éstos, por lo que en la salida del circuito de preénfasis la señal de vídeo ya no es un fiel reflejo de la de entrada, sino que presenta unos picos de amplitud muy elevados cada vez que se pasa bruscamente de un nivel a otro, bien sea de un negro a un blanco, o viceversa. Como consecuencia de todo ello, y si no se toman las medidas oportunas, al reproducir una imagen grabada se obtiene en pantalla una serie de puntos blancos y negros muy molestos. Para solucionar este problema se dispone, entre el circuito de preénfasis y el modulador de FM, un circuito re cortad or de blancos y negros, cuyo estudio se desarrolla a continuación. En la figura 6.15 se ha dibujado el esquema de un circuito recortador de blanco y negro. El recorte lo proporcionan los diodos D I y D2 de la siguiente forma: supóngase que la señal de entrada presenta unos picos elevados, como consecuencia del preénfasis al que ha sido some-

6.15 Circuito recortador de nivel de blanco y oscuro mediante diodos.

95

VÍDEO

tida. Supóngase también que el nivel del impulso de sincronismo normal, es decir, sin pico de preénfasis, sea de + 1 V y que el blanco de pico alcanza los + 3 V (ambos valores obtenidos en emi­ sor del transistor TI). Si en estas condiciones de funcionamiento se ajusta P1 de forma que en el ánodo del diodo D I se obtenga + 1 V (ignorando la caída de tensión de dicho diodo), D1 conduce con cualquier nivel de la señal de luminancia inferior a 1 V, puesto que en dichas condiciones siempre el ánodo es positivo con respecto al cátodo. Con ello, la señal pasa a masa a través del condensador C^ y, por lo tanto, todo nivel superior al fijado no pasa hacia la base de 72. De igual forma, ajustando P2 de forma que en cátodo de D2 aparezcan + 4 V, toda señal de ví­ deo que supere este valor polariza en sentido directo al diodo D2, haciendo que éste pase a con­ ducir y derivándose la señal a masa a través de C2. De todo lo expuesto se deduce que el diodo D I , junto con el potenciómetro P1 y el condensa­ dor C ,, forman el circuito recortador de ne g ro , mientras que el diodo D2, junto con P2 y C2, for­ man el circuito recortador de blanco. Para que el circuito funcione correctamente deben definirse con gran exactitud los niveles de tensión correspondientes al negro y al blanco. En la práctica, sin embargo, se admiten unos pe­ queños valores por encima y por debajo de la excursión de la señal antes de entrar en acción los recortadores. Algunos aparatos sólo poseen recortador de blanco. A la base del transistor T2 del circuito de la figura 6.15 queda por lo tanto aplicada sólo la señal de vídeo entre los dos niveles de tensión fijados, por lo que en su emisor la señal vuelve a poseer su forma original (sin los picos producidos en el circuito de preénfasis). En la figura 6.16 se ha dibujado un circuito recortador de blanco y negro más completo que el anterior. La mayor complejidad de este circuito carece sin embargo de importancia, ya que se trata de un circuito que forma parte de un Cl y, por lo tanto, de fácil conexión. Para el recorte del nivel de negro se ajusta el potenciómetro P1, de forma que en ánodo de D I aparezca un potencial positivo de valor adecuado. Cuando el nivel de negro de la señal de vídeo está por debajo de este valor positivo, D I se hace conductor y la señal circula por él. Si el nivel de negro está por encima, el diodo D I queda polarizado en sentido inverso y, como consecuencia, queda bloqueado, pasando la señal hacia la base de T9. De igual forma, mediante el potenciómetro P2 se ajusta el nivel de blanco, de forma que al conjunto de diodos D2 y D3 queda aplicada una tensión positiva a sus cátodos. Si el nivel de blanco que aparece en el circuito de emisor de T9 supera al valor positivo aplicado a los cátodos de D2 y D3, éstos se hacen conductores y la señal queda cortocircuitada a masa. En colector d e T 1 0 aparece, pues, la señal de vídeo sin los picos de preénfasis que poseía a la entrada. Para la fijación de los niveles de blanco y negro se aplica a las bases de T2 y T3 unos impulsos de fijación, cuya misión es fijar el nivel de continua determinante de brillo que se ha perdido en etapas anteriores por haberse utilizado acoplamientos capacitivos. Esta señal, cuya forma de onda es cuadrada, se obtiene de los sincronismos de la señal de vídeo.

Modulador de FM Se ha estudiado, en líneas anteriores, todo el proceso de tratamiento de una señal de vídeo antes de proceder a su transformación en una señal modulada en frecuencia que contenga toda la in­ formación de vídeo. Se ha visto también que la señal se limita a un ancho de banda de 3 MHz (su­ ficiente para proporcionar una calidad de imagen aceptable), se preacentúa para mejorar la rela­ ción señal/ruido y, finalmente, se recorta en sus niveles de blanco y negro con el fin de evitar los molestos puntos blancos y oscuros que se producirían en pantalla al reproducir una señal preacentuada. La señal a la salida del recortador de blanco y negro está en condiciones de ser aplicada a un modulador para su transformación en una señal de FM, válida para aplicar a los cabezales de gra­ bación.

96

6.16 Circuito recortador de impulsos, perteneciente a un IC.

PICO DE OSCURO

A

PICO DE BLANCO

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

ss

97

VÍDEO

El m odulador de FM es, posiblemente, la etapa más crítica de un magnetoscopio de vídeo, ya que debe cumplir diversos condicionantes, como los que se citan a continuación: a) Su salida debe tener una relación marca-espacio igual, independientemente de la desvia­ b) c) d) e)

ción de la frecuencia. La desviación ha de ser lineal con respecto a la tensión moduladora de la señal de vídeo. La salida debe estar por completo ausente de armónicos que puedan generar bandas late­ rales molestas. Debe poseer una estabilidad de frecuencia elevada. El nivel de salida ha de ser constante en todo el margen de desviación de frecuencia.

Aunque en la actualidad, y como resulta obvio, el circuito modulador se diseña con circuitos integrados, creemos que lo más didáctico consiste en exponer su funcionamiento con circuitos transistorizados, por lo que así haremos en las líneas que siguen. En la figura 6.17 se ha dibujado la curva característica de transferencia de un modulador de FM para magnetoscopio de vídeo. En ella se puede observar que la señal de vídeo modulada en amplitud, y que oscila entre 0 V (nivel de negro) y 1 V (nivel de blanco), provoca unas desviaciones de frecuencia en el modulador entre 3,8 y 4,8 MHz (1 MHz de ancho de banda). Es importante destacar la utilización de la parte lineal de la curva de transferencia, ya que en caso contrario no se cumple la condición b) expuesta en las líneas anteriores.

4 .8

c o o 3 O 03 0

3.8

3 1

íá 5

6.17 Curva característica de transferencia de un modulador de FMpara magnetoscopio de vídeo.

N IV E L D E S E Ñ A L

En la figura 6.18 se presenta el esquema de un sencillo modulador de FM en el que se emplea un oscilador astable para la obtención de la portadora que debe ser modulada por la señal de vídeo. Se trata de un circuito que proporciona una señal de salida cuya forma de onda es cuadrada, debido a la conducción alternada de los transistores T1 y T2. El periodo de conducción de cada transistor viene determinado por las constantes de tiempos RC dispuestas en los circuitos de base. Así pues, el conjunto /?,(?, determina el tiempo de con­ ducción de T 1 y el conjunto R2C 2 el de T2 , estando un transistor bloqueado mientras conduce el otro.

98

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

SALIDA D E FM

II TR

6.18 Circuito modulador de FM utilizando un multivibrador astable.

En la práctica, las constantes de tiempo fí,C , y R¿C2 han de ser iguales, ya que de esta forma se obtienen dos semiciclos iguales y con ello la relación marca-espacio de la señal de salida es iguala 1:1. Si en el punto x de la figura 6.18 se aplica una tensión de valor constante, los tiempos de con­ ducción de cada transistor serán también constantes, proporcionando así una señal de frecuen­ cia fija que será la portadora de FM. Si, por el contrario, al punto x se le aplica una tensión variable en amplitud, también será varia­ ble la tensión aplicada a los condensadores C , y C2, por lo que éstos se cargan a tensiones varia­ bles y modifican con ello los tiempos de conducción y bloqueo de 71 y 72. El ritmo de carga de los condensadores determina, pues, la frecuencia de salida, es decir, la frecuencia de salida queda modificada según el valor de tensión aplicada al punto x. Al punto X se le aplica la señal de vídeo que, com o está m odulada en am plitud, m odifica los tiem pos de conducción y bloqueo de 71 y 72 y, com o consecuencia, la frecuencia de salida. Así, cuando la señal de vídeo alcanza un valor de blanco (1 V), disminuyen los tiempos de blo­ queo y conducción de 71 y 72, con lo que aumenta la frecuencia de salida. Cuando la señal de ví­ deo alcanza el nivel de negro (0 V), el multivibrador astable proporciona la frecuencia de 3,8 MHz dada por las constantes de tiempo RC. En el esquema de la figura 6.18 se tiene que la tensión de vídeo queda aplicada al divisor de tensión formado por R3/R A. Con este divisor de tensión se consigue limitar la tensión aplicada a las constantes RC al valor adecuado para que la frecuencia quede en los 3,8 MHz establecidos como límite. Para ello, y aunque en la figura 6.18 no se ha dibujado esta circunstancia, el divisor de tensión R JRAdebe ser ajustable. El circuito de la figura 6.18 presenta un grave problema: la gran cantidad de armónicos que genera debido a que la forma de onda obtenida es cuadrada. 99

VÍDEO

Para eliminar estos armónicos basta con disponer a la salida un transformador con secunda­ rio sintonizado. Igualmente, y debido a la utilización de un transformador sintonizado, la forma de onda en la salida es senoidal. Dado que la desviación de frecuencia es proporcional a la tensión aplicada, la frecuencia y la desviación de la portadora se fijan ajustando el nivel de c.c. de vídeo y la ganancia de los circuitos. El ajuste de la portadora de 3,8 MHz (correspondiente al nivel de negro) se efectúa mediante un potencióm etro de fijación de vídeo (formando parte del divisor de tensión R-JR.Í), y la máxima desviación de frecuencia (hasta los 4,8 MHz correspondientes al nivel de blanco) mediante el ajuste del punto de trabajo o ganancia del amplificador de CAG. La frecuencia proporcionada por este circuito para cada nivel de la señal de vídeo se puede determinar mediante la fórmula:

2RC In M + -^2. donde: f= frecuencia de oscilación, en Hz. RC = constante de tiempo de un grupo RC. E0 = tensión continua de funcionamiento (normalmente 12 V).

Ev = tensión de vídeo aplicada al punto x. De acuerdo con esta fórmula resulta sencillo deducir que el valor de la portadora de FM y su desviación m áxim a es fácilm ente m odlficable para cualquiera de las m agnitudes RC, Eb y Ev, por lo que actuando sobre ellas se puede ajustar entre los límites de 3,8 y 4,8 MHz esta­ blecidos. En la figura 6.19 se ha dibujado el esquema de otro multivibrador astable utíllzable como mo­ dulador de FM de la señal de luminancia, y en el que se ha añadido el circuito de inyección de la señal de luminancia.

6.19 Modulador de FM con el circuito asociado de inyección de la señal moduladora.

1 00

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VIDEO EN GRABACION

En el esquema de esta figura, las resistencias fí, y R2, que forman junto con C, y C 2 la cons­ tante de tiempo del multivibrador, están conectadas a un circuito seguidor de emisor (transistor T I) que es el que suministra la señal de luminancia modulada en amplitud. La constante de tiempo del circuito queda constituida por las resistencias 7?, y R2 y la resistencia r, del transistor 7 1. De acuerdo con esto, la frecuencia de oscilación del circuito viene determinada por la expre­ sión: f=

----------0,68 (r¡ + fí.C J

y como:

n~

A/c

se tiene que r¡ será variable según la amplitud de la señal aplicada a la base de dicho transistor, por lo que la frecuencia de oscilación de multivibrador variará proporclonalmente a las variaciones de r¡, es decir, proporcionalmente a las variaciones de amplitud de la señal aplicada. Para que el lector tenga una visión completa de la disposición de los circuitos tratados hasta aquí en este capítulo, en la figura 6.20 se ha dibujado el esquema completo de las etapas de fil­ trado, preénfasis, recortadora de blanco y moduladora de un magnetoscopio de vídeo utilizando componentes discretos, así como la forma de onda en cada una de las entradas y salidas de éste. En el esquema de esta figura, la señal de luminancia circula primero por un filtro paso bajo que limita el ancho de banda de ésta a 3 MHz, eliminando con ello el contenido de croma. A continuación se aplica a la base del transistor 72, trabajando como seguidor de emisor. Esto se hace así para adaptar la impedancia a la entrada de T3, que es de bajo valor. La base del transistor T3 está polarizada con una tensión continua cuyo valor se ajusta con el control de fijación de portadora y se compensa contra deslizamientos producidos por variaciones de temperatura. El transistor T3 trabaja como amplificador de preénfasis gracias a la presencia del condensa­ dor de emisor, que se puede ver en la figura 6.20, por lo que la señal obtenida en su colector pre­ senta una forma de onda como la que se ha señalado con el número 3 en dicha figura. Desde el colector de T3 hasta el modulador, la señal se acopla en corriente continua, por lo que la tensión en base de T3 es la que fija la frecuencia propia de oscilación del multivibrador del modulador de FM. Como consecuencia, cualquier cambio de valor en los componentes asocia­ dos a T3 produce un cambio de la frecuencia del modulador. El transistor T4 tiene la misión de recortar el nivel de blanco, el cual presenta niveles puntiagu­ dos debidos al preénfasis llevado a cabo en T3. Para ello, el emisor de T4 se mantiene a una ten­ sión continua fija, ajustada por el potenciómetro de recorte de blanco dispuesto en su emisor (fi­ gura 6.20). Como consecuencia de todo esto, el emisor de T4 no puede alcanzar un potencial demasiado positivo con respecto a la tensión fijada, y los sobreimpulsos de blanco aplicados a su base (que son más positivos que la tensión fija de emisor) hacen que T4 trabaje al corte y limite así el valor de pico del blanco. En el esquema de la figura 6.20, no figura ningún circuito para limitar el nivel de negro, ya que el margen de funcionamiento del modulador puede tolerarlo. El límite de tensión variable que aparece en emisor de 74, correspondiente a las variaciones de nivel de la señal de luminancia, provoca variaciones en los tiempos de conducción y bloqueo del multivibrador astable formado por 75 y 78, dando lugar a variaciones de frecuencia proporciona­ les a las variaciones de la señal de luminancia. Para finalizar con el estudio de los moduladores de FM, a continuación se analiza uno Inte­ grado (figura 6.21).

101

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1

C\J

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6.20 Esquema completo de las etapas de filtrado, preénfasis, recortadora de blancos y moduladora de FM de un magnetoscopio.

VÍDEO

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

6.21 Circuito modulador de FM integrado para magnetoscopio de vídeo.

El circuito de la figura 6.21 genera una portadora de 3,8 MHz en estado de reposo, es decir, cuando no se aplica señal alguna de vídeo. La señal de luminancia, de 0 a 3 MHz, se aplica a la base de 75, en cuyo colector aparece y modifica la frecuencia del multivibrador entre 3,8 y 4,8 MHz. La desviación de frecuencia se produce sólo en un sentido, lo cual es lógico ya que la señal de luminancia no es una señal alterna, sino una señal continua cuyo nivel varía con el contenido de información. La salida del circuito es un filtro paso alto, cuya función es rechazar cualquier frecuencia que pueda estar por debajo de los 3,8 MHz de la portadora.

ETAPA LIMITADORA Aunque desde el punto de vista teórico la señal a la salida del modulador de FM debe presentar una amplitud constante, ello no quiere decir que, en la práctica, pueda producirse una cierta m o­ dulación de la amplitud de la señal de FM, la cual es importante eliminar antes de aplicar la señal a los cabezales de grabación.

103

v Id e o

Para eliminar cualquier posible modulación de amplitud de la señal de FM se emplean circui­ tos lim itadores de nivel constante consistentes en dos diodos conectados en oposición y en deri­ vación con la señal procedente del modulador (figura 6.22).

NIVEL D E RECORTE

ENTRADAO----------------

O SALIDA

6.22 Sencillo circuito recortador de amplitud de la señal de FM, con diodos.

El principio de funcionamiento de este circuito es muy sencillo, ya que se basa en el hecho de que los diodos sólo pasan a conducir cuando entre cátodo y ánodo se les aplican una tensión en sentido directo que supere a la barrera de potencial existente entre sus cristales, y que suele ser de unos 0,7 V para los de germanio y 1,3 V para los de silicio. Si la señal procedente del modulador no supera estos valores, aparece integramente en la unión PN de los diodos, pero si debido a una modulación de amplitud indeseable se supera el valor fijado por los diodos, éstos pasan al estado de conducción y entre ánodo y cátodo de éstos sólo aparece la señal con un límite de amplitud de 1,2 a 1,3 V, debido a la caída de tensión en la unión. Con esto se da por finalizado el estudio de las etapas de tratamiento de la señal de luminancia durante la grabación, ya que el siguiente paso, antes de aplicarla a los cabezales de video, consiste en añadirle la señal de croma, que, como ya se ha dicho al inicio de este capítulo, es tratada de forma diferente. Así pues, y antes de estudiar la etapa sumadora de las señales de luminancia y crominancia. vamos a estudiar todas las etapas de tratamiento de la señal de croma en el sistema VHS.

SISTEMA BÁSICO DE GRABACIÓN DE LA SEÑAL DE CROMA Sea cual sea el sistema de vídeo, en todos se utiliza un tratamiento de la señal de croma consis­ tente en rebajar su frecuencia por debajo de la de FM de luminancia. El hecho de rebajar la frecuencia de la señal de croma se debe, principalmente, a la alta esta­ bilidad y exactitud que debe tener la señal recuperada y la limitación de frecuencias que pueden aplicarse a los cabezales. El sistema consiste en rebajar la subportadora de color a una frecuencia inferior a 1 MHz, con la única condición de que sea un múltiplo entero de la frecuencia de línea para, después, sumarla a la señal de luminancia y aplicarlas conjuntamente a los cabezales de grabación de vídeo. En los magnetoscopios del sistema VHS, la frecuencia rebajada de la subportadora de color es de 626,9 kHz. En la figura 6.23 se ha dibujado un diagrama de señales del proceso de grabación por señales de luminancia y crominancia separadas del sistema VHS. Se aprecia en dicha figura cómo la señal en el sistema PAL-CCIR está formada por un es­ pectro de señales de luminancia y una subportadora de color cuyo valor está normalizado en 4,43 MHz. Ambas informaciones (la de luminancia y la de crominancia) se separan, tal y como se estudió en páginas anteriores.

104

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

SEÑAL DE LUMINANCIA

SEÑAL DE

SEÑAL FM

SUBPORTADORA CROMINANCIA

6.23 Diagrama de señales del proceso de grabación por señales de luminancia y crominancia separadas.

La señal de luminancia (dibujada en la parte superior de figura 6.23), se transform a en una señal m odulada en frecuencia que abarca un ancho de banda com prendido entre 3,8 y 4,8 MHz. Como consecuencia de ello, la subportadora de color de 4,43 MHz entra plena­ mente dentro del espectro de frecuencias de la señal de luminancia, por lo que se rebaja su frecuencia a unos 627 kHz, quedando con ello situada en la parte inferior del espectro (figura 6.23). En la figura 6.24 se muestra el diagrama de bloques completo de todas las etapas de cromi­ nancia que intervienen tanto en la grabación como en la reproducción. En ella, y tomando sólo los circuitos que intervienen en la grabación, la señal de vídeo com ­ pleta, procedente de las etapas de Fl, se aplica en primer lugar a un filtro paso banda sintonizado a la frecuencia de la subportadora de color de 4,43 MHz. dejando pasar las bandas laterales que acompañan a dicha frecuencia. Desde este filtro, la señal de croma pasa a un circuito de control autom ático de co lo r (CAC), cuya función es la misma que la del circuito del mismo nombre utilizado en los receptores de tele­ visión en color, es decir, hace variar la ganancia del amplificador de croma en función inversa al ni­ vel de la salva de color (burst) que se esté recibiendo. Con ello se obtiene una compensación de niveles entre las señales de luminancia y de croma que puedan producirse por una incorrecta sintonización del canal por parte del usuario. La señal a la salida del CAC se bifurca en dos direcciones: una hacia la puerta de burst y de ella hacia el de te cto r de CAC (figura 6.24), y la otra hacia un circuito m ezclador e n el cual se pro­ duce un heterodinaje con una frecuencia de 5,06 MHz procedente de un circuito adicionador de 4,43 y 625 kHz. La mezcla de las señales de 4,43 y 5,06 MHz da origen, en la salida del mezclador, a las seña­ les suma y diferencia, es decir, a unas frecuencias de 627 kHz y 9,49 MHz, aproximadamente, así como a las frecuencias de 4,43 y 5,06 MHz y los armónicos de todas ellas. Antes de proseguir con el estudio de estos circuitos-debemos advertir que todos los valores citados son aproxim ados, ya que los valores exactos (normalizados) difieren algo. Los valo­ res exactos se indican en la propia figura 6.24. De todas las frecuencias que se obtienen en el mezclador, sólo la de 627 kHz es útil para nuestros fines, la cual recibe el nombre de crom a reducida, y en ella, como en todo proceso de heterodinaje, se encuentra toda la información de croma. Así pues, y con el fin de eliminar toda frecuencia por encima de la citada, a la salida del mez­ clador se dispone un filtro paso bajo. La señal de croma reducida no posee suficiente nivel para activar un cabezal de grabación, ra­ zón por la cual a continuación se dispone una etapa amplificadora.

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66.24 . 24 Diagrama Diagrama de de bloques bloques de de las las etapas etapas de de grabación/reproducción grabación/reproducción de de las las señales señales de de crominancia.

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VÍDEO

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACION

En el diagrama de bloques de la figura 6.24 se tiene, a la salida del amplificador de croma re­ ducida, un circuito de Killer. Este circuito es necesario en los grabadores de vídeo, a pesar de que en éstos no hay pantalla reproductora, ya que la señal de color debe ser interrumpida cuando se reproducen señales en blanco y negro o, de lo contrario, durante la reproducción aparecería en la pantalla un confeti muy molesto. El circuito de Killer no es más que un interruptor electrónico en serie con el recorrido de la se­ ñal de croma, y cuyo cierre o apertura depende del nivel de la señal de croma. Si la señal de croma posee un nivel adecuado, el circuito de Killer la deja pasar hacia los cabe­ zales de grabación; pero, si no existe por ser una emisión en blanco y negro, o porque llega con muy bajo nivel, el circuito de Killer la bloquea y sólo se graba la señal de luminancia. Si a la salida del circuito de Killer se dispone de señal de croma, a ésta se le suma la de luminancia, recorriendo juntas el resto del camino hacia los cabezales de grabación de vídeo. Veamos ahora otras etapas del diagrama de bloques de la figura 6.24 que no se han citado para no complicar en exceso la exposición. Concretamente hacemos referencia a la señal de 5,06 MHz, que se mezcla con la subportadora de color de 4,43 MHz. La señal de 5,06 MHz no procede, como cabría suponer, de ningún oscilador, sino de un c ir­ cuito subconvertidor. Este circuito es, en realidad, un circuito sumador de dos señales que, en este caso, si proceden de sendos circuitos osciladores. Uno de los osciladores genera una señal cuya frecuencia es de 625 kHz, con una caracterís­ tica rotacional o de giro de fase. El otro es un oscilador controlado por cristal de cuarzo, el cual genera una señal cuya frecuen­ cia es exactamente de 4,435572 MHz. Este valor corresponde a la suma de la subportadora de croma normalizada (4.433619 MHz) más 1/8 de la frecuencia de línea, es decir: 4,433619 MHz + 15'6^ 5 H:?. = 4i4 3 316g MHz + 1.953 Hz = 4,435572 MHz 8 La suma de la frecuencia de 4,435572 MHz con la del otro oscilador de 625 kHz da lugar a la frecuencia de 5,060572 MHz que, mezclada con la subportadora de color normalizada proce­ dente de las etapas de Fl, da lugar a la señal diferencia o subportadora de croma reducida de: 5,060572 M H z-4 ,4 3 3 6 1 9 MHz = 626,953 kHz La señal de 4,435572 MHz, que procedente del adicionador se aplica al mezclador principal, se hace pasar por un filtro paso banda (figura 6.24), de forma que los armónicos y las frecuencias más bajas (como la de, p. ej., 1.953 Hz) no puedan efectuar el funcionamiento del mezclador principal. Esto es, en líneas generales, el funcionamiento de las etapas de tratamiento de la señal de croma durante la grabación. Existen otras etapas, pero creemos más conveniente dejar de momento su estudio, ya que éste no proporciona aclaración alguna sobre el fLjncionamiento general del circuito, por lo que son tratadas en páginas posteriores y desde un punto de vista de etapas individualizadas.

DETECTOR DE CROMA La primera etapa en el tratamiento de la señal de croma debe ser, sin duda, la de detectar o extraer di­ cha señal de vídeo completa presente en la salida de las etapas de Fl. Esto se lleva a cabo de forma muy sencilla mediante un filtro paso banda y un amplificador de la señal de croma (figura 6.25).

6.25 Diagrama simplificado de las etapas detectoras de la señal de croma.

107

VÍDEO

El funcionamiento del circuito es muy simple y no presenta dificultad alguna en su interpreta­ ción. Consiste en un filtro paso banda sintonizado a la frecuencia de la subportadora de color, el cual recibe la señal de vídeo procedente de la etapa de CAG. Con este filtro se elimina cualquier componente residual de la señal de luminancia, de forma que sólo deje pasar la subportadora de color de 4,43 MHz y el ancho de banda de color. La atenuación de este filtro es de 20 dB a las frecuencias de 3 y 6 MHz, tal y como se ha dibu­ jado en la figura 6.26.

6.26 Ancho de banda del filtro paso banda de la señal de croma.

CONTROL AUTOMÁTICO DE COLOR El CAC mantiene constante el nivel de la señal de croma de 4,43 MHz procedente del seguidor de emisor. En la figura 6.27 se ha dibujado el esquema sim plificado de un CAC. El funcionam iento del circuito es com o sigue: la señal de croma de 4,43 MHz se aplica a la entrada de un am plifica­ dor cuya ganancia es controlada por el nivel de señal de b u rs t obtenida en el d e te c to r de CAC. Así pues, según el nivel de burst, el am plificador de CAC amplifica más o menos la señal de 4,43 MHz.

IM P U LS O D E PUERTA D E BURST

6.27 Diagrama de bloques de los circuitos de CACy del modulador balanceado de un magnetoscopio.

108

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

Desde la salida del CAC, la señal de croma se deriva por un lado hacia un m odulador balan­ ceado, donde se mezcla con la señal de 5,06 MHz para obtener la señal de croma reducida, y por otro hacia el conm utador electrónico SW2. Este conmutador está abierto en reproducción y ce­ rrado en grabación, para lo cual basta con aplicarle una tensión continua de 12 V, de forma auto­ mática, al entrar el aparato en proceso de grabación. Cuando el magnetoscopio se encuentra en estado de grabación, la señal de croma pasa por el conmutador electrónico SW2 y de él a la puerta de burst a través del condensador C3. La señal de burst, o señal de salva de color, consiste en 12 o 14 impulsos dispuestos en el ni­ vel de 0,3 V (nivel de negro) del pórtico posterior de la señal de vídeo. Por otro lado, a la puerta de burst se aplican los impulsos de puerta de burst procedentes del separador de sincronismo, de forma que cada vez que se reciba un impulso la señal de burst pase hacia el d e te cto r de CAC. En el detector de CAC se produce una rectificación de la señal de burst, proporcionando con ello una tensión continua cuyo valor depende del nivel alcanzado por la señal de burst. Cuanto mayor sea el valor de dicha señal, mayor será la tensión continua proporcionada por el detector de CAC y mayor será la tensión de polarización proporcionada por éste al amplificador de CAC, reduciendo éste su ganancia. Si la señal de burst es pobre, la tensión a la salida del detector de CAC será pequeña y el am­ plificador de CAC aumentará su ganancia, de forma que en su salida se mantenga constante el nivel de la señal de croma, sea cual sea el nivel que ésta posea en su entrada. Esta forma de actuación es automática y continua, es decir, que el CAC actúa permanente­ mente sobre el nivel de la señal de croma, estabilizando su valor continuamente. El conmutador SW1 es electrónico, es decir, un transistor que conduce o bloquea según el ni­ vel de 12 o 0 V aplicado a éste. En estado de grabación, este transistor conduce, con lo cual el condensador C, queda conectado a masa en derivación con C2. Estos dos condensadores for­ man la constante de tiempo necesaria para el CAC en grabación (figura 6.27). En reproducción, el transistor del conmutador electrónico SW1 se encuentra en estado de bloqueo, por lo que sólo entra en circuito el condensador C2, el cual proporciona la constante de tiempo del CAC en reproducción.

MEZCLADOR PRINCIPAL En la salida del CAC se tiene una señal de croma de 4,43 MHz cuyo nivel es constante gracias a la actuación de este circuito (figura 6.27). Esta señal ya es adecuada para ser reducida en frecuen­ cia, lo cual se lleva a cabo por la mezcla de la señal de croma con la proporcionada por un circuito sumador que da una frecuencia de 5,06 MHz, tal y como se ha estudiado en líneas anteriores. La reducción en frecuencia se lleva a cabo en un mezclador que recibe el nombre de m odula­ d o r balanceado y que, al igual que el resto de los circuitos del diagrama de bloques de la figura 6.27, forma parte de un IC. El modulador balanceado dispone de dos entradas. A una de ellas se le aplica la subportadora de croma de 4,43 MHz procedente del CAC. A la otra se le aplica la frecuencia de 5,06 MHz pro­ cedente del adicionador. Ambas señales se mezclan en el modulador balanceado, dando lugar a la presencia de dos frecuencias de valores: 5.06 MHz + 4,43 MHz = 9,49 MHz

y 5.06 MHz - 4,43 MHz = 626,9 kHz resultado de la suma y diferencia de las dos señales aplicadas. Estas señales varían en ±500 kHz debido al ancho de banda de la señal de croma de 4,43 MHz. Además de estas frecuencias, en la salida del modulador balanceado aparece toda una serie de armónicos de las frecuencias aplicadas.

109

FILTRO PASO BAJO De todas las frecuencias obtenidas a la salida del modulador balanceado, sólo interesa la de 626,9 kHz y el ancho de banda que la acompaña que, como se ha dicho, es de ± 500 kHz. Toda frecuencia por encima del nivel superior del espectro de frecuencias de la señal de croma reducida debe ser eliminada, lo cual se lleva a cabo mediante un filtro paso bajo dispuesto a la salida del modulador balanceado. Este filtro paso bajo atenúa en 20 dB toda señal por encima de unos 1,5 MHz, es decir, que sólo las frecuencias com prendidas entre 0 y 1,5 MHz estarán presentes a la salida del filtro. Estas señales son las que se aplican posteriormente a los cabezales de grabación, junto con las de luminancia.

AMPLIFICADOR DE LA SEÑAL DE CROMA REDUCIDA Dado que la señal de croma reducida posee un nivel insuficiente para activar los cabezales mag­ néticos de grabación de vídeo, se hace necesario disponer de un amplificador cuya descripción carece de interés, debido a las bajas frecuencias con las que trabaja.

MODULACIÓN CRUZADA En los magnetoscopios, las pistas de vídeo son grabadas en la cinta juntas unas a otras, es decir, no existe separación alguna entre ellas. Esto se hace así para aprovechar al máximo la superficie de las cintas. Sin embargo, el hecho de que las pistas estén juntas da lugar a una m odulación cruzada , es decir, a una influencia de unas pistas sobre otras. Para evitar la modulación cruzada, en el caso de las señales de luminancia, se recurre a un desplazamiento del acimut entre los dos entrehierros de los cabezales de vídeo. De esta forma, las señales grabadas por una cabeza en una pista no pueden ser leídas por el otro cabezal cuando lea la pista adyacente, por estar su entrehierro desplazado un cierto ángulo. Este sistema de grabación es efectivo en el caso de las señales de luminancia, las cuales son de alta frecuencia, pero deja de serlo totalmente en el caso de la grabación y lectura de las seña­ les de croma, las cuales están reducidas en frecuencia. Para solucionar este problema se recurre a una anulación de la modulación cruzada de croma con sistemas electrónicos que suprimen la señal indeseada. Para empezar diremos que, si las pistas de vídeo grabadas en la cinta se dispusieran igual que se transmiten en las normas de televisión, es decir, con un desplazamiento de media línea entre los puntos de inicio de los campos pares e Impares, habría un espacio de media línea en cada lí­ nea de la señal de televisión grabada. Sin embargo, y debido a que las pistas de vídeo se graban con una cierta inclinación, y a que la cinta se desplaza horizontalmente por delante del tambor portacabezales, se produce una modulación cruzada que ha de ser eliminada (figura 6.28). Como consecuencia de lo expuesto, y en el caso de la señal de croma, aunque los entrehie­ rros de los cabezales posean un cierto ángulo de acimut entre ellos, se produce una modulación cruzada, ya que la señal interferente de la pista contigua a la que se está leyendo procede de la misma línea que el campo al que pertenece y posee la misma temporización dentro de aquella lí­ nea, al igual que la señal de la pista que se desea leer. Veamos todo esto con algo más de detalle, suponiendo que se esté grabando una señal codi­ ficada según el sistema PAL de televisión en color, el cual transmite la señal de croma con fase al­ ternada. De acuerdo con esto, las fases de la salva de la señal PAL quedan grabadas en la cinta tal y como se ilustra en la figura 6.29. Así, durante la grabación del canal 1, la línea n de televisión tendrá una salva con fase de 135°, la línea n + 1 de 225°, la línea n + 2 de 135°, y así sucesivamente, es decir, alternando el ángulo de fase, tal y como corresponde al sistema PAL. La señal correspondiente al canal 2 se atrasa 9CP en cada línea de televisión sucesiva (figura 6.29).

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

BARRIDO DEL CABEZALB

DE CAMPO

BARRIDO DEL CABEZAL A

IMPULSOS DE SINCRONISMO DE LÍNEA

FINAL DE LÍNEA DE TV

SEÑALES DE LUMINANCIA INDIVIDUALES EN LAS LINEAS DE TV

PRINCIPIO DE LÍNEA DE TV

6.28 Las pistas de vídeo en la cinta quedan dispuestas unas junto a las otras, quedando adyacentes las líneas individuales de la señal de televisión.

ROTACIÓN D E FASE

n

n+1

n+2

n+3

n+4

n+5

n+6

n+7

0

900

1800

270°

(f

90°

180 0

270°

0

°

90°

180°

PISTA CANAL 1

PISTA CANAL 2

6.29 Diagrama de los ángulos de fases de la señal de salva de color, tal y como se graba en dos pistas adyacentes de la cinta en el sistema VHS.

Así, la línea n del canal 2 tendrá una fase de 135°, la n + 1 de 135°, la n + 2 de 270°, la n + 3 de 270°, la n + 5 de 135°, y así sucesivamente. Es decir, que la fase de la salva en el canal 2 es de 135° o de 270°, de dos en dos líneas. Por lo tanto, la línea n será normal, la n + 1 tendrá un desplazamiento en sentido horario de 90°, la n + 2 está desplazada 180° y la línea n + 3 de 270°, para volver a la línea n + 4 en fase normal. Veamos ahora qué sucede con esta disposición durante la lectura de las pistas. Para ello su­ póngase que uno de los cabezales está leyendo la pista correspondiente al canal 1. En este caso capta la señal de su propia pista y una pequeña señal de las pistas adyacentes (modulación cruzada) grabadas por el otro cabezal y cuyas fases de salva se indican en la figura 6.30 mediante vectores más pequeños. Así, si en un instante dado se está leyendo la línea n por el cabezal que lee el canal 1, el ca­ bezal capta una señal de salva de color del canal 1 cuya fase es de 135° y otra, más pequeña, del canal 2 cuya fase será igualmente de 135°. Como las señales de salva de color se han desplazado 90° en retardo durante la grabación, es preciso avanzar de nuevo esos 90° durante la reproducción, tal y como se muestra en la parte in­ ferior de la figura 6.30, en la que se observa, comparándola con la figura 6.29, cóm o mientras el

111

VÍDEO

LINEA

R EP R O D U C C IÓ N CANAL 1

n

M O D ULAC IÓ N CRUZADA CANAL 1

n+2

rt+3

n+4

n+5

n+6

n+7

X\ x \ x \ x

\

\

M O D U LAC IÓ N CRUZADA CANAL 2

R EPRO DU C C IÓ N CANAL 2 (CORREGIDA)

n+1

\

\

\

\

\ \

\

\

x\ x \ x\ x \ \ \

\

\

\

\

6.30 Durante la reproducción se corrige la fase del canal 2.

canal 1 permanece inalterable (ya que es una señal «normal») el canal 2 se ha corregido despla­ zando la fase 90° en adelante por cada línea de televisión y, sin embargo, las fases grabadas en la cinta siguen en su posición de grabación original, es decir, que la corrección no se lleva a cabo en la cinta, sino fuera de ella. En la figura 6.30 se puede apreciar que, si se compara cualquier línea de televisión en repro­ ducción con su inmediata vecina, los vectores de señal principales están en fase y, por lo tanto, se suman, mientras que los vectores correspondientes a la modulación cruzada están en oposición de fase y, por lo tanto, se anulan. Efectivamente,obsérvese el canal 1, en el que, por ejemplo, las líneas n + 1 y n + 3 tienen la misma fase, mientras que la modulación cruzada está en oposición de fase. De igual forma, en las líneas n + 1 y n + 3 del canal 2 están en fase sus señales principales y en oposición de fase las co­ rrespondientes a la modulación cruzada. Esto se cumple en líneas alternadas de cada canal. Para eliminar la modulación cruzada es por lo tanto suficiente sumar, a cada línea de televisión, la presente dos líneas después, es decir, la línea que se producirá 128 ps más tarde (recuérdese que una línea de televisión se produce cada 64 ps). Para ello se utilizan circuitos de retardo de 2 líneas.

SISTEMA DE COLOR VHS En la figura 6.31 se ilustra, mediante un diagrama de bloques, el sistema utilizado para eliminar la modulación cruzada de croma en un magnetoscopio VHS. Consiste en aplicar la señal de croma a un circuito de retardo de cristal, como los utilizados en el sistema PAL de televisión en color, pero en lugar de proporcionar una línea de retardo (64 ps) son dos las líneas de retardo (128 ps), por lo que el cristal tiene doble longitud. La señal a la salida del circuito de retardo es, pues, la misma que la que se introdujo 128 ps an­ tes a la entrada de éste, es decir, existe un desfase de dos líneas entre la salida y la entrada del circuito de retardo. Esta señal se aplica luego a un circuito sum ador , conjuntamente con la señal procedente di ­ rectamente de la entrada de croma y que está en tiempo real. Veamos todo esto con algo más de detalle con un ejemplo: supóngase que en un instante dado se aplica a la entrada de croma la línea n + 3. Esta línea no sale inmediatamente del circuito de retardo, sino 128 ps después, exactamente cuando se está aplicando a la entrada la línea n + 5. La línea n + 5 se aplica a la entrada del circuito de retardo para que 128 ps más tarde anule su modulación cruzada de croma con la línea n + 7 y, al mismo tiempo, directamente a una de las en­ tradas del circuito sumador.

112

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

Dado que, según se aprecia en la figura 6.31, la línea n + 3 posee una fase principal de 225° (al igual que la línea n + 5), pero con una fase de modulación cruzada de croma de 315° (opuesta en 180° a la de la línea n + 5, que es de 135°), se tiene que en el circuito sumador las dos señales principales se suman (por ser del mismo sentido) y las dos señales de la modulación cruzada se anulan (por estar en oposición de fase).

E N TR A D A D E CROMA

RETARDO D E 128

SUM ADOR

S

SA LID A D E CR O M A

6.31 Diagrama de bloques del circuito de retardo de dos línea para la eliminación de la modulación cruzada.

Dado que la señal de croma se define en amplitud y fase de forma codificada, según la fase de la salva de color, el sistema es válido para eliminar la modulación cruzada de las señales de croma de pistas adyacentes, actuando por simple anulación de la modulación cruzada de la señal de salva de color. Para llevar a cabo todo este proceso, en el sistema VHS se recortan los parámetros utilizados en este sistema, y que son los siguientes: • Frecuencia de la señal de croma: 4,433619 MHz. • Frecuencia continua generada localmente: 5,060571 MHz. • Frecuencia reducida de croma: 626,952 kHz. De todas estas frecuencias, la única sobre la que se puede actuar para obtener el desplaza­ miento de fase adecuado es la de 5,060571 MHz, ya que es esta frecuencia la que se genera en el aparato, pues la de 4,433619 MHz está normalizada por la transmisión de televisión y la de 626,952 kHz es la consecuencia de mezclar las dos anteriores. En la figura 6.32 se ha dibujado el diagrama de bloques de las etapas del circuito generador de la frecuencia de 626,952 kHz con característica rotacional. En el diagrama de bloques de esta figura, la frecuencia base es de 625 kHz, que no es la fre­ cuencia reducida de croma de 626,952 kHz, produciéndose el desfase en el modulador equili­ brado de 4,435571 MHz. Dado que el circuito precisa de un elevado grado de precisión, se parte de generar una frecuencia superior a la que realmente se necesita, ya que así cualquier deriva de la frecuen­ cia generada por el oscilador es fácilm ente rectificable mediante divisiones, ya que una divi­ sión de frecuencia produce también una división de las tolerancias o desviaciones de fre­ cuencia. El divisor de frecuencia, por lo tanto, proporciona al circuito gran precisión y estabilidad. La frecuencia que se toma como origen es igual a 2,5 MHz, correspondiente a 160 veces la frecuencia de línea, es decir, a: 16 0x15 .6 25 Hz = 2,5 MHz La señal de 2,5 MHz generada por el oscilador controlado p o r tensión (VCO) se aplica a un di­ visor de frecuencia p o r 4. dando lugar a una frecuencia de 625 kHz que es sometida a una nueva

113

VÍDEO

ENTRADA DE VÍDEO

división, pero esta vez por 40, por lo que esta doble división (por 4 y por 40) da lugar a una división total por 160 y con ello en la salida del segundo divisor se tiene una frecuencia Igual a la frecuen­ cia de línea de 15.625 Hz. Esta frecuencia de 15.625 Hz se aplica a un com parador de fase , en donde se compara con las señales de sincronismo de línea procedentes del separador de sincronismos. Cualquier desviación entre las fases y/o las frecuencias procedentes del divisor por 40 y del sepa­ rador de sincronismos da lugar en la salida del comparador de fase a una tensión continua de error que se aplica al VCO de 2,5 MHz, rectificándose automáticamene la frecuencia de oscilación de éste hasta que «enganche» exactamente en fase y frecuencia con la frecuencia de línea (figura 6.32). Se trata, por consiguiente, de un lazo de fase enganchado (oscilador PLL). En todo el proceso descrito se tiene un punto (el divisor por 4) en el cual aparece una frecuencia de 625 kHz. Esta frecuencia es la que se utiliza como frecuencia base para mezclar con la de un oscilador de cristal de 4,435571 MHz para obtener la de 5,060571 MHz. Ahora bien, la frecuencia de 625 kHz debe seleccionarse en fase, de forma que se obtenga la característica rotacional exigida. Para ello, el divisor por 4 dispone de cuatro salidas que se apli­ can a un selector de fase. Cada una de estas salidas corresponde a fases distintas de la señal de 625 kHz, concretamente a las de 0o, 90°, 180° y 270°. Veamos cómo el selector de fase deja pasar hacia el modulador la señal de 625 kHz con fase adecuada. Para ello se aplica al selector de fase una frecuencia de 25 Hz procedente del servo del tambor portacabezales. Se trata de una señal rectangular con dos niveles (alto y bajo) que, como se ha dicho, se produce con una frecuencia de 25 Hz. La señal es alta cuando el cabezal de vídeo del canal 1 explora la cinta, y baja cuando es el ca­ bezal de vídeo del canal 2 el que la explora. El selector de fase gira y genera secuencialmente 625 kHz en cada una de las cuatro fases, por lo que en su salida se dispone de la señal de 625 kHz pero con fase distinta según el cabezal de vídeo que esté grabando. La salida se aplica a un m odulador equilibrado donde se suma a la frecuencia de 4,433571 MHz generada por un oscilador de cristal, dando lugar a la frecuencia de 5,06 MHz que, aplicada al mo­ dulador principal a través de un filtro paso banda, da origen a la frecuencia reducida de croma.

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

Cuando se graba con el canal 2, y debido al desplazamiento de fase de la frecuencia de 625 kHz, la frecuencia es de 5,056664 MHz, y cuando se graba el canal 1 de 5,060571 MHz, es decir, 3,906 kHz más alta. Sin duda, el punto de mayor interés de este circuito es el correspondiente al selector de fase, razón por la cual a continuación se describe uno en el que se utilizan técnicas digitales. En la parte superior de la figura 6.33 se ha dibujado el diagrama de bloques del circuito, y en la parte inferior el circuito digital que produce la característica rotacional de la fase. Las salidas del oscilador son cuatro, numeradas como A B, C y D. Cada una de estas salidas proporciona una señal de 625 kHz, pero con la característica de que entre todas ellas hay un desfase de 90° acumulativos de una salida con respecto a su inme­ diata anterior, tal y como se ha dibujado en las formas de onda que acompañan a la figura 6.33. Así, cuando la señal A adquiere el valor 1 (alto) en el Instante tol la B lo hace un cuarto de perío­ do más tarde (90° en atraso), la C medio período después que la A (90° en atraso con respecto a la B) y la D 3/4 de período más tarde con respecto a la A (90° de atraso con respecto a la C). El oscilador de 625 kHz posee una quinta salida adicional que se conecta a un divisor de fre­ cuencia por 40, con lo que a la salida de este divisor se obtine una frecuencia de 15.625 Hz, que es la que se compara con la de sincronismo de línea para obtener la tensión continua de error que gobierna al oscilador de 2,5 MHz y, por otro lado, se aplica a un divisor por 4 que posee cuatro salidas numeradas 1, 2, 3 y 4, obteniéndose con ello una frecuencia de 3.906,25 Hz. Las cuatro salidas del divisor por 4 son todas de 3.906,25 Hz, con un período de 256 ps, es decir, cuatro veces el tiempo de barrido de una línea, que como sabe es de 64 ps. En la figura 6.33 se puede ver también la form a de onda en estas cuatro salidas. Se trata de una onda rectangular cuyo nivel alto dura sólo el 25 % del tiempo total del período, y desfasadas una con respecto a la otra 90°. Ello quiere decir que, por ejemplo, la salida 1 está en nivel alto 64 ps y en nivel bajo el resto del tiempo (192 ps); la salida 2 en nivel alto un cuarto de período después y permanece en él durante 64 ps; la salida 3 pasa a nivel alto medio período después que la primera y permanece en él 64 ps, y la salida 4 pasa a nivel alto 3/4 de período después que la 1 y perma­ nece igualmente en él durante 64 ps. En la parte inferior de la figura 6.33 se ha dibujado el esquema de cuatro puertas lógicas A N D , de dos entradas cada una. A cada puerta se aplica la señal procedente del oscilador de 625 kHz y del divisor por cuatro. Recordemos que en toda puerta AN D la señal en su salida posee nivel alto cuando a todas sus entradas se aplican señales de nivel alto, y su salida tiene nivel bajo cuando a una o varias de sus entradas se aplica una señal de nivel bajo. De acuerdo con este principio, las puertas AN D tendrán una salida de nivel alto cuando a sus dos entradas simultáneamente, y sólo en este caso, se apliquen señales de nivel alto. Comparando las formas de onda obtenidas en el circuito superior de la figura 6.33, que son las que se aplican a cada una de las puertas lógicas AND, se tiene que durante los primeros 64 ps sólo pasa la frecuencia de 625 kHz correspondiente a la salida A ■del oscilador a través de la puerta lógica A N D ! , puesto que es la única que recibe niveles de señal altos en sus dos entradas. Las puertas AND2, AN D 3 y AND4 poseen un nivel bajo en sus respectivas entradas 2 ,3 y 4. Transcurridos los primeros 64 ps, es la puerta AN D 2 la que pasa a dar señal de nivel alto en su salida durante los 64 ps siguientes, estando las restantes puertas lógicas con salida a nivel bajo. Todo lo expuesto se repite igualmente para las puertas AN D 3 y AND4, tal y como puede com ­ probar el lector estudiando las formas de onda aplicadas a sus entradas. Como consecuencia de todo lo expuesto, se tienen cuatro paquetes de señal de 625 kHz cuya característica es la de estar defasados 90° unos con respecto a sus precedentes, tal y como se ha dibujado en la parte inferior de la figura 6.33. Estas cuatro líneas de señal se aplican a una puerta OR de cinco entradas. Recordemos que una puerta OR presenta nivel alto en su salida cuando a una sola o a varias de sus entradas se aplica señal de nivel alto, y la salida es de nivel bajo cuando a todas sus entra­ das se aplica una señal de nivel bajo. A la quinta entrada de la puerta lógica OR se le aplican los impulsos de conmutación de cabe­ zales, cuya forma de onda es cuadrada y de una frecuencia de 25 Hz. Como consecuencia,

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6.33 Diagrama de bloques del circuito generador de 625 kHz con indicación de las formas de onda presentes en él.

VÍDEO

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

cuando a la quinta entrada se le aplique un nivel alto, la salida de la puerta OR queda fijada a nivel alto y no sigue la característica rotacional. Si a la quinta entrada se le aplica un nivel bajo, éste no influye para nada en la salida, la cual depende de las variables A l , B2, C 3 y D4. De todo lo expuesto se deduce que la característica rotacional se cumple alternativamente campo sí, campo no. Es decir, que cuando graba el cabezal del canal 1 no existe carcaterísitica rotacional, y cuando graba el cabezal del canal 2 sí la hay.

ETAPAS EXCITADORAS DE LOS CABEZALES Hasta aquí se ha podido comprobar cómo en los magnestocopios de vídeo del sistema VHS las señales de luminancia y de croma se tratan de forma diferente. En el caso de la señal de luminan­ cia, ésta se transforma en una señal de FM; y, en el caso de la señal de croma, ésta se reduce en frecuencia y se somete a diferentes procesos para eliminar la modulación cruzada de la señal de croma, que se produce debido a su bajo valor de frecuencia y al estar las pistas unas junto a otras. Llega pues el momento en el que ambas señales deben unirse de nuevo para activar los cabe­ zales de vídeo, que grabarán o leerán alternativamente las pistas en la cinta. Para llevar a cabo la unión de las señales de luminancia y crominancia se recurre a un amplifi­ cador que ha de cumplir una doble función: en primer lugar proporciona una amplificación sufi­ ciente a las señales de luminancia y de croma para que puedan excitar los cabezales de graba­ ción y, por otra, proporciona una ecualización de las señales. La ecualización de las señales es necesaria ya que éstas son de frecuencia muy distinta y, por lo tanto, los bobinados de los cabezales ofrecen una reactancia distinta al paso de éstas, por lo que, de no efectuarse la ecualización, no se grabarían por igual todas las señales. La ecualización compensa la decreciente respuesta de los cabezales de vídeo, ya que, cuanto mayor sea el valor de frecuencia de la señal a ellas aplicada, más reactancia inductiva ofrecen y, como consecuencia, menor será la intensidad de corriente que por ellos circule afectando, en consecuencia, al campo magnético del entrehierro. En la figura 6.34 se ha dibujado el esquema de un amplificador-excitador transistorizado de los cabezales de vídeo.

ENTRADA DE FM DESDE ■ EL LIMITADOR

6.34 Circuito amplificador-excitador de los cabezales de grabación.

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VlDEO

En este esquema, el transistor 7 1 realiza la función de am plificador ecualizador, para lo cual dispone en su circuito de emisor de un condensador C4 que hace aumentar la ganancia de la etapa cuando aumenta la frecuencia de la señal aplicada entre base y emisor. El transistor 72, que trabaja como seguidor de emisor, actúa como elemento adaptador de impedanclas entre 17 y el par de salida complementario formado por los transistores 73 y 74. El amplificador final es, como se ha dicho, del tipo complementario, con un transistor T3 del tipo PNP y otro T4 del tipo NPN. Esta etapa funciona exactamente igual a las etapas finales de audio, pero a frecuencias mucho más elevadas. La señal de FM aplicada a los cabezales de grabación posee un nivel crítico y debe fijarse al ni­ vel óptimo para cada tipo de cinta empleada. La portadora de la señal de luminancia, cuyo nivel es constante, actúa como señal de polari­ zación de los cabezales para la señal de croma que la acompaña. La corriente de grabación de la señal de luminancia se fija con el potenciómetro P1, para pola­ rizar el nivel de grabación en el centro de los flancos lineales de la característica de transferencia del transistor. En la figura 6.35 se tiene el esquema de otro amplificador-excitador de los cabezales de gra­ bación. En este esquema se puede ver la presencia de los diodos D7 y D2, que trabajan como li­ mitadores de amplitud de las señales de luminancia, ya que esta señal, de FM, presenta diferen­ cias de amplitud indeseables debidas, entre otras causas, a la impedancla del transformador de acoplamiento. Los diodos D1 y D2 recortan los niveles superior e inferior de la señal de FM, obteniéndose así una señal de nivel constante. A continuación, la señal se aplica a un potenciómetro, con el cual se ajusta la corriente de gra­ bación de la señal de luminancia, tal y como se ha explicado en el esquema anterior. En el siguiente paso, la señal de luminancia se aplica a una etapa amplificadora, seguidor de emisor, que adapta la impedancia con las etapas siguientes. A diferencia de lo estudiado anteriormente, en este circuito la ecualización de las señales de luminancia y croma se efectúa por separado, mediante sendos filtros paso alto. En el caso de la señal de luminancia, este filtro está dispuesto entre el transistor seguidor de emisor T2 y el transistor excitador de la etapa final T3. La señal de croma queda aplicada, en primer lugar, a un potenciómetro con el cual se ajusta la corriente de grabación de croma. En el paso siguiente se efectúa un preénfasis de las señales de alta frecuencia de croma, me­ diante el correspondiente filtro paso alto, que favorece el paso de esta señal cuanto mayor sea el valor de su frecuencia, compensando así las pérdidas que posteriormente sufren estas frecuen­ cias al pasar por los cabezales de grabación. Las señales de luminancia y de croma, una vez atravesados los filtros paso alto, se unen en la base del transistor 73, donde son amplificadas conjuntamente. La señal obtenida en colector de 73 se aplica luego al amplificador excitador de los cabezales, formado por un par de transistores complementarios 74 y 75 (figura 6.35). El transformador de grabación es giratorio, ya que no es posible utilizar escobillas en el tambor portacabezales puesto que producirían falsos contactos y, por lo tanto, ruido. El punto T p l es de prueba, y con él se mide la corriente de grabación, ya que ésta aparece en los terminales de la resistencia de prueba de, aproximadamente, 1 i l . El nivel de color en este punto es de unos 2 mV y el de luminancia de 25 mV. Para medir el nivel de color es preciso cortocircuitar a masa la señal de luminancia, lo cual se lleva a cabo disponiendo un puente entre los puntos marcados con la palabra «Test» en la figu­ ra 6.35.

Transformador giratorio En el esquema de la figura 6.35 se observa que los cabezales de grabación están conectados al secundario de un transform ador giratorio. Este transformador consiste en un devanado secunda­ rio que gira físicamente con respecto a otro primario, con lo cual el acoplamiento entre la etapa de excitación de los cabezales y éstos se realiza de forma magnética, sin ningún elemento mecánico

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

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6.36 Detalle de la constitución de un tambor portacabezales de vídeo, en el que se observa la disposición del transformador giratorio.

(como escobillas) que dé lugar a falsos contactos, suciedad y perturbaciones eléctricas sobre las señales grabadas, máximo si se tiene en cuenta que el tambor gira a 1.500 rpm. En la figura 6.36 puede verse el dibujo de un tambor portacabezales, con el detalle del trans­ formador giratorio para la transferencia de la señal de la etapa excitadora de los cabezales a és­ tos. En esta figura, los aros negros representan los bobinados. En la parte superior de la figura 6.36 se ha dibujado la parte móvil del tambor, en el que se en­ cuentran los dos cabezales de vídeo, dispuestos en oposición y conectados al devanado secun­ dario. En la parte inferior se encuentra la parte fija del tambor, con el devanado primario. La distancia entre ambos devanados es mínima, con el fin de transferir la máxima energía de uno a otro durante los procesos de grabación o reproducción. El número de devanados es de dos por cada cabezal, es decir, que cada cabezal dispone de su propio devanado primario y de su propio devanado secundario (figura 6.36). El soporte de los devanados es del tipo férrico, con una serie de surcos en donde se dispone el devanado, tal y como se ha dibujado en el detalle de la figura 6.37. S1

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6.37 Detalle del núcleo férrico del transformador giratorio.

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EJEMPLOS DE CIRCUITOS INTEGRADOS PARA EL PROCESADO DE LAS SEÑALES DE LUMINANCIA Y CROMINANCIA EN VIDEOGRABADORES DEL SISTEMA VHS Para finalizar con el estudio de las etapas de grabación de las señales de luminancia y croma, a continuación se exponen algunos circuitos integrados, todos ellos de la firma Philips , y de aplica­ ción en magnetoscopios del sistema VHS. Advertimos que los dos primeros circuitos integrados que se van a describir ya no se fabrican, aunque aún pueden encontrarse en algunos aparatos de vídeo. El motivo de citarlos aquí es que son integrados que tratan individualmente las señales de luminancia y croma, con lo que facilitan el

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PROCESADO DE LV\ SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

estudio de integrados más modernos en los que ambas señales se procesan en un único chip, como es el caso del C TDA9715H/A que se estudia al final de este capítulo.

TDA3760 (procesador de la señal de croma en magnetoscopios del sistema VHS) El TDA3760 es un IC monolítico diseñado por Philips para el procesador de la señal de crominancia en videograbadores del sistema VHS. En la figura 6.38 (véase desplegable) se ha dibujado el diagrama de bloques de las etapas que forman parte de este IC, las cuales son las siguientes: • • • • • • • • • • • • •

Preamplificador con CAG con selector de grabación/reproducción. Etapa de salida de la señal de 627 kHz de cromlnancia. Detector de amplitud con CAG para el preamplificador. Oscilador controlado por tensión de 4,43 MHz para grabación y reproducción. Oscilador fijo de 4,43 MHz para reproducción. Detector de fase para la sincronización del VCO con los impulsos de sincronismo de línea. Mezclador de subportadora. Demodulador H/2 para la producción de la identificación PAL y las señales de supresión de color. Flip-flop para la identificación PAL. Procesador de impulso de almena. Etapa de supresión de color con histéresis. Selección interna de grabación/reproducción. Segundo detector de fase para la corrección rápida de la fase de la subportadora de color.

La tensión normal de alimentación de este IC es de 10 V, admitiendo un máximo de 13,2 V y un mínimo de 9,6 V. La tensión de alimentación se aplica entre el terminal 9 (positivo de alimenta­ ción) y el terminal 15 (conexión a masa). Con una tensión de alimentación de 10 V, la corriente en el terminal 9 es de 45 mA. Veamos ahora las características de cada una de las entradas y salidas de este circuito integrado. Preamplificador con CAG El preamplificador con CAG posee dos entradas: la entrada 1 se utiliza para el tratamiento de la señal de croma durante la reproducción, es decir, a ella se le aplica la frecuencia reducida de croma de 627 kHz, con una tensión de pico a pico con respecto a masa de 30 a 400 mV (típico 200 mV). La entrada 2 corresponde a la de la señal de croma durante la grabación, es decir, la subpor­ tadora de color de 4,43 MHz, con un valor de tensión de pico a pico de 20 a 400 mV (típico 200 mV). La resistencia de entrada entre los terminales 1 y 15, y entre 2 y 15, es de, como mínimo, 7 k£2, con una capacidad de entrada máxima de 5 pF entre los terminales 1 y 15 y entre 2 y 15. Salida de la señal de crominancia reducida La señal de crominancia, reducida a 627 kHz, se obtiene en el terminal 26, con un valor de ten­ sión de pico a pico con respecto a masa de 2 V. La atenuación de frecuencias superiores al ancho de banda de la señal de croma reducida es de 35 dB para la frecuencia de 1,25 MHz y de 40 dB para 5,06 MHz, con ajuste externo del mez­ clador balanceado mediante un potenciómetro conectado entre los terminales 3 y 4 (figura 6.38). Si actúa el circuito supresor de color (terminal 25), la atenuación en el terminal 26 es de, como mínimo, 40 dB. La tensión continua de salida en el terminal 26 es de 6,7 V con respecto a masa. Salida de la señal de croma de 4,43 M Hz La salida de la señal de crominancia de 4,43 MHz se encuentra en el terminal 27, con un valor de tensión pico a pico de 1,15 V en grabación y de 3,1 V (máximo) en reproducción (después de ser mezclada).

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Las atenuaciones de frecuencia a ambos lados del ancho de banda de la señal de 4,3 MHz son las siguientes: • • • • •

Para 5,06 MHz (ajuste externo): 40 dB. Para 8,86 MHz: 30 dB. Para 3,81 M H z:38dB . Para 3,18 MHz: 30 dB. La tensión continua de salida en el terminal 27 es de 7 V.

Amplificador de la señal de croma de 4,43 M Hz En el terminal 22 se encuentra la entrada de la señal de salva de color en reproducción, y en el ter­ minal 23 la entrada de esta misma señal durante la grabación. Tanto en uno como en otro caso, la tensión de pico a pico entre cualquiera de estos terminales y masa es de 225 mV. Las resistencias de entrada entre los terminales 22 y 15 y entre los terminales 23 y 15 es, como mínimo, de 6 k íi. La salida del amplificador de la señal de crominancia se encuentra en el terminal 24, con un valor de tensión de pico a pico de 490 mV. Cuando actúa el circuito supresor de color, la atenuación de la señal de crominancia en el ter­ minal 24 es de, como mínimo, 35 dB. Si se trabaja con señal de color, la tensión continua en el terminal 24 es de 2,4 V, mientras que si no existe señal de color la tensión continua de salida baja a 0,7 V. Mezclador de la subportadora Para la mezcla de la subportadora se aplica una señal senoidal de 627 kHz al terminal 13, con un valor mínimo de tensión de pico a pico de 220 mV. La otra frecuencia para la mezcla, es decir, la de 4,43 MHz generada en el VCO, se aplica directamente al mezclador por la circultería interna del TDA3760 (figura 6.38). La resistencia de entrada en el terminal 13 con respecto al 15 es de, como mínimo, 1 kQ. La señal de salida, es decir, la mezcla de las señales de 4,43 MHz y de 627 kHz que da lugar a la señal de 5,06 MHz, se obtiene en el terminal 12, con un valor pico a pico de tensión de 800 mV y un valor de tensión continua de salida de 7,9 V. La atenuación de señales a ambos lados del ancho de banda de la señal de 5,06 MHz es de, como mínimo, 20 dB para la frecuencia de 4,43 MHz y de 30 dB para la de 5,68 MHz. La señal de 5,06 MHz se aplica al terminal 6 (entrada al mezclador principal) a través de un fil­ tro de paso de banda (figura 6.38). Entrada de la subportadora La subportadora de 5,06 MHz se aplica al terminal 6 del TDA3760 a través de un filtro paso de banda. El valor de tensión de pico a pico de esta señal, en el terminal 6, debe ser, como mínimo, de 250 mV. La resistencia de entrada entre los terminales 6 y 15 es, como mínimo, de 1,9 kí2, y la capaci­ dad de entrada entre estos dos terminales de 5 pF, como máximo. Oscilador controlado por tensión Entre los terminales 10 y 11 del IC se dispone un cristal de 4,43 MHz en serie con un conden­ sador ajustable que forman la parte externa del oscilador controlado por tensión, integrado en el chip. La resistencia de entrada entre los terminales 10 y 15 es de 430 Q y su capacidad máxima de entrada de 10 pF. La resistencia de salida en el terminal 11 es de, como máximo, 200 £2. El VCO posee un circuito PLL cuyo rango de enganche es de ± 500 Hz. La diferencia de fase entre la señal generada por el oscilador y la señal de burst, para una des­ viación de ± 400 Hz de la frecuencia del cristal, es de ± 7o.

PROCESADO DE I A SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACION

Oscilador fijo de 4,43 M Hz Entre el terminal 14 y masa se dispone un cristal de 4,43 MHz y un condensador ajustable que constituyen parte del oscilador fijo de 4,43 MHz que forma parte del IC (figura 6.38). Este oscilador es muy estable y posee un coeficiente de temperatura máximo de -3 Hz por cada °K de incremento de temperatura. En esta medida, no se han considerado los efectos de los componentes externos. Selector grabación/reproducción Según la tensión aplicada al terminal 21, el circuito trabaja en grabación o en reproducción, con­ mutándose de una a otra función todos sus circuitos electrónicos Internos (figura 6.38). En grabación, la tensión máxima que se aplicará al terminal 21 es de 4 V, con una Intensidad de 130 pA. En reproducción debe aplicarse una tensión mínima al terminal 21 de 8 V, siendo en este caso la intensidad de corriente de 430 pA. La resistencia de entrada entre los terminales 21 y 15 es, com o mínimo, de 7 k£2. Retardo en la conmutación O N/OFF del circuito de supresión de color En el terminal 18 se encuentra el gobierno externo del circuito supresor de color. El retardo de tiempo para que la señal de croma quede suprimida es de 10 ms con un incre­ mento de tensión de 1 V, una capacidad de 1 pF y un transistor PNP, seguidor de emisor, con una intensidad de corriente interna de 0,1 mA. Las tensiones aplicables al terminal 18 son de 4 V (en el caso de querer forzar el color) y de 5,5 a 9 V, com o máximo (en el caso de no querer forzar el color). Estabilizador de tensión El TDA3760 posee un circuito estabilizador interno que necesita una tensión de referencia externa comprendida entre 5,3 y 5,8 V (nominal 5,6 V). La corriente de entrada en este terminal (-/B) es de 120 pA. Entrada de los impulsos de almena Esta entrada se encuentra en el terminal 16 (figura 6.38). La tensión de entrada para la manipulación de color debe ser, como mínimo, de 7,1 V, con una Intensidad de corriente de 5 pA. El tiempo de retardo de la puerta de la señal de burst es de 0,55 ps y la tensión de entrada para el disparo del flip-flop es, com o mínimo, de 2 V. Corrección de fase rápida La entrada de este circuito se encuentra en el terminal 19 y su salida en el 20 (figura 6.38). La tensión de pico a pico aplicable al terminal 19 es de 200 a 400 mV, con una resistencia de salida de 3,3 k£2, como mínimo. La tensión de salida en el terminal 2 es, como máximo, de 5,2 V sin corrección (diferencia de fases por debajo de 50°, una intensidad en el terminal 10 menor de ± 20 pA y una tensión en el terminal 17 menor de 6,5 V) y, como mínimo, de 9 V con corrección (diferencia de fase por encima de ± 65°, intensidad en el terminal 20 menor de ± 20 pA y una tensión en el terminal 17 mayor de 7,1 V). La resistencia de salida en el terminal 20 es de 35 k£2. Para finalizar, en la figura 6.39 se han dibujado las conexiones de este IC, con Indicación de los valores de los componentes externos necesarios para su correcto funcionamiento. La potencia total de disipación del TDA3760 es de 1,4 W, como máximo, y puede trabajar con temperaturas ambientes comprendidas entre 0 y 70 °C.

TDA3780 (modulador de frecuencia de la señal de luminancia) El TDA3780 es un IC monolítico diseñado para la modulación en frecuencia de la señal de lumi­ nancia en aparatos de vídeo del sistema VHS, cuyo diagrama de bloques y de conexiones se pueden ver en la figura 6.40.

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6.39 Esquema de conexiones del IC TDA3760.

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Consta de las siguientes etapas: • Estabilizador de tensión. • Etapa restauradora de la tensión continua. • Dos etapas amplificadoras de la señal de luminancia con preénfasis dinámico y lineal ajustable. • Limitador ajustable del nivel de blanco. • Oscilador controlado por tensión. • Etapa conmutada de la señal de FM de salida. • Etapa amplificadora de salida. La alimentación de este IC es de 9,6 a 13,2 V (nominal, 12), con positivo en el terminal 1 y ne­ gativo en el 18 (conectado a masa). Con 12 V de alimentación, la intensidad de corriente a través del terminal 1 es de 52 mA. A continuación se exponen las características de cada una de las etapas del TDA3780, así como la disposición de cada una de sus entradas y salidas. Estabilizador de tensión El TDA3780 dispone en su circuitería de un estabilizador de tensión que precisa de una tensión continua de referencia de 4 V, la cual se aplica al terminal 8 del IC. Etapa restauradora del nivel de tensión continua y amplificadora con preénfasis dinámico Al terminal 2 se le aplica la señal de luminancia, la cual debe tener una amplitud de 2 V de pico a pico con respecto a masa. Este terminal corresponde a la entrada positiva de un amplificador di­ ferencial (figura 6.40). La impedancia entre el terminal 2 y el 18, con una tensión entre el terminal 2 y masa menor que la aplicada entre el terminal 8 y masa, y con una intensidad de corriente en el terminal 2 de 1 mA, es de 25 £X La intensidad de corriente en el terminal 2 es de 2 pA cuando V2. 18 > Vp^ vá. La corriente de realimentación en el terminal 3 es de 1 pA. La tensión restaurada que aparece en el terminal 4 es de 4 V. El producto ganancia-ancho de banda de este amplificador es de 30 MHz. La tensión de salida del amplificador se obtiene en el terminal 4, con un nivel que oscila entre un mínimo de 2,5 V y un máximo de 8 V. El punto de inicio de reducción de la ganancia, ajustable mediante un potenciómetro de 10 k íi conectado entre el terminal 5 y masa, es de 100 mV como mínimo. Amplificador con preénfasis lineal La señal de salida del amplificador con preénfasis dinámico, que aparece en el terminal 4 del IC, queda también aplicada interiormente a la entrada positiva de un amplificador con preénfasis li­ neal. La intensidad de corriente de entrada de este amplificador es, como máximo, de 1 pA. El producto ganancia-ancho de banda típico alcanza los 30 MHz. La tensión de salida de este segundo amplificador se obtiene entre los terminales 7 y 18, con un nivel que oscila entre 2,5 V mínimo y 8 V máximo. Etapa limitadora del nivel de blanco El limitador del nivel de blanco recibe una tensión de referencia a través del terminal 9, ajustable mediante un potenciómetro de 10 kí2, y la señal de salida del amplificador (terminal 7) que se aplica al terminal 10 del integrado. Según sea la intensidad de corriente en el terminal 9, así será el valor de tensión en el terminal 10. Con una intensidad nula, la tensión mínima en el terminal 10 es de 7,5 V, mientras que con 0,5 mA la tensión típica en el terminal 10 es de 4 V.

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN GRABACIÓN

Oscilador controlado por tensión La frecuencia del VCO viene determinada por la capacidad conectada entre los terminales 11 y 12 y por la resistencia conectada entre ios terminales 15 y masa (figura 6.40). Con una capacidad de 100 pF y una resistencia de 3,8 k£2, la frecuencia de oscilación está comprendida entre 3,04 y 3,56 MHz, con un valor típico de 3,3 MHz. Conectando un potenciómetro de ajuste en serie con la resistencia del oscilador se ajusta la frecuencia de oscilación del circuito (figura 6.40). El oscilador presenta una variación de frecuencia de 1,5 MHz por cada voltio aplicado entre el terminal 10 y masa. Etapa conmutadora de la señal de salida de FM Si se desea pasar la señal de FM a la posición «OFF», se aplica al terminal 16 una tensión cuyo va­ lor no debe sobrepasar los 4 V. Si, por el contrario, se desea conmutar la señal de FM a la posición «ON», se aplica al terminal 16 una tensión igual o superior a 6 V. El nivel de supresión de la señal de FM, aplicando 4 V al terminal 16, alcanza como mínimo los 50 dB. Etapa de salida La salida de la señal de luminancia modulada en frecuencia se obtiene en el terminal 17, con una tensión continua de salida de 6 V (figura 6.40). La tensión de salida de la señal de FM alcanza un valor de pico a pico de 4,2 V entre el terminal 17 y masa. La supresión del segundo armónico alcanza los 40 dB con respecto a la señal fundamental. La supresión de cualquier modulación de amplitud que puede contener la señal de salida de FM es de 40 dB. La relación de tensiones entre la presente en el terminal de salida (17) y el de entrada (2) es de 40 dB. El TDA3780 admite una disipación de potencia máxima de 920 mW, trabajando perfecta­ mente con temperaturas ambientes comprendidas entre 0 y 70 °C.

TDA9715H/A (procesador de las señales de luminancia y crominancia en un único chip para aparatos del sistema VHS estándar) Para finalizar con la exposición de ejemplos de circuitos integrados procesadores de las señales de luminancia y croma en aparatos de vídeo del sistema VHS, citamos al TDA9715H/A, de P hilips, el cual reúne en un único chip toda la circuitería necesaria para el tratamiento de estas señales.

14.1

17,G

6.41 Dimensiones principales, en milímetros, de la cápsula S0T310-1 del IC TDA9715H/A para el tratamiento de las señales de luminancia v croma en aparatos de vídeo del sistema VHS.

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VÍDEO

El TDA9715H/A se presenta en cápsula SOT310-1 de 80 terminales, con unas dimensiones máximas de 23,6 x 14,1 x 3,4 mm (figura 6.41). Como se puede ver, se trata de dimensiones ex­ tremadamente pequeñas dada la complejidad de los circuitos integrados en él. Este integrado funciona con una tensión continua de alimentación (Vcc) comprendida entre 4,5 y 5,5 V, siendo la tensión nominal recomendada por el fabricante la de 4,95 V. En la figura 6.42 (véase desplegable) se ha dibujado el esquema de bloques del TDA9715H/A, conjuntamente con los componentes externos necesarios para su funcionamiento, y del cual ex­ ponemos algunos de los puntos de mayor interés. La señal de vídeo se aplica al terminal 60 del integrado, a través de un condensador de 4,7 pF, pasando a una etapa de CAG donde se igualan los niveles de señales débiles y fuertes. En funcionamiento REC/EE se aplica al terminal 11 del integrado una tensión continua com ­ prendida entre 3,5 y 5 V, lo que hace que todos los conmutadores electrónicos de su circuitería pasen a la posición EE, que es la posición dibujada en el esquema de la figura 6.42. Para pasar estos conmutadores electrónicos a la posición W , es decir, al funcionamiento PBAA/, se debe aplicar al terminal 11 una tensión comprendida entre 1,75 y 3 V. Volviendo al estado de grabación, la señal de vídeo pasa, después del CAG, por un filtro paso bajo interno de la señal de luminancia (figura 6.42) y luego hacia la salida de vídeo por el terminal 57. Mediante una resistencia ajustable de 22 kQ se ajusta la tensión de referencia del detector del CAG para ajustar el nivel de señal durante la grabación. Esta tensión de referencia se compara en el detector del CAG con la señal de luminancia obtenida a la salida del filtro paso bajo de luminan­ cia (figura 6.42) y, según sea la diferencia entre ambas, así será el valor de tensión obtenido en el detector para controlar el amplificador de ganancia variable. Exenta de la señal de croma, la señal de luminancia pasa también por un circuito separador de las señales de sincronismo horizontal (circuito SYNC SEP de figura 6.42), obteniéndose éstos en el terminal 64. Por otra parte, la señal de luminancia se desvía bien sea hacia un circuito de énfasis o de no énfasis (NLE) hacia un recortador de los niveles de blanco y negro y al modulador de FM, obte­ niéndose ésta en el terminal 6 del integrado para ser aplicada a los cabezales. La señal de croma se obtiene en el terminal 34, donde se dispone un potenciómetro de 22 kQ para el ajuste de su nivel. Esta señal tiene un valor que, como se sabe, está normalizado en 4,43 MHz, por lo que para obtenerla se dispone de un filtro paso banda interno (BPF en figura 6.42), que la separa de la se­ ñal de luminancia. La señal de 4,43 MHz se mezcla con la de 630 kHz, dando lugar a la señal de 5,06 MHz. Como se verá, el circuito funciona de forma muy similar a como lo hace el integrado procesa­ dor de croma TDA descrito anteriormente, por lo que no creemos necesario ampliar su estudio, ya que basta con la lectura del diagrama de bloques de la figura 6.42. En lo que respecta al proceso de reproducción de este integrado, éste se expone en el capí­ tulo siguiente, una vez estudiado el proceso con detalle. Para finalizar, a continuación se relacionan cada una de las entradas y salidas principales de este integrado. El terminal 1 es la entrada del modulador, el cual tiene una sensibilidad típica que el fabricante establece en 12,5 kHz/pA. Al terminal 2 se le aplica una tensión de referencia, establecida por la resistencia ajustable de 22 kQ conectada entre dicho terminal y el positivo de alimentación, con la cual se controla el nivel de blanco. Al terminal 3 se conecta el circuito de preénfasis. Se trata de la conexión del transistor de pre­ énfasis, al cual se debe conectar un circuito de preénfasis formado por una resistencia de 470 Q, en serie con ella un par de condensadores de 680 y 39 pF y en paralelo con estos tres componen­ tes una resistencia de 1,5 kQ. El conjunto se conecta, lógicamente, al positivo de alimentación. En el terminal 4 se tiene la conexión de emisor de este mismo transistor, la cual se conecta a masa a través de unas resistencias de 1,5 y 3,3 kQ, un condensador de 56 pF y una bobina d e l 20 pH (todos los componentes conectados en serie). El condensador y la bobina sirven de fil­ tro para la eliminación de los picos de señal.

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VlDEO EN GRABACIÓN

La tensión de alimentación se aplica al terminal 5. La salida de la señal de FM se obtiene, como ya se ha dicho antes, por el terminal 6, siendo la resistencia de carga conectada a este terminal de 1 k£2. La señal de FM obtenida en este terminal oscila entre 3,4 y 4,2 MHz. El control para la ganancia del demodulador se dispone en el terminal 7, ajustándose me­ diante la resistencia ajustable de 22 k£2. La entrada de la señal de FM, procedente de los cabezales durante la reproducción, es la co­ rrespondiente al terminal 8. El terminal 9 corresponde al detector de la envolvente, y el 10 a la salida de los impulsos de drop-out. La conmutación EEAV/TRICK se lleva a cabo por el terminal 11. Según la tensión aplicada a este terminal, así será el funcionamiento del circuito. Si se aplica entre 0 y 1,25 V se activa la fun­ ción TRICK ; entre 1,75 y 3,0 V se activa el funcionamiento W , y entre 3,5 V y 5 V la función EE. La velocidad de grabación se realiza aplicando diversos valores de tensión al terminal 12. Para SP (reproducción estándar), la tensión que debe aplicarse a este terminal ha de estar compren­ dida entre 0 y 1,25 V; para LP (reproducción larga), la tensión ha de estar comprendida entre 1,75 y 3,0 V, y para EP (reproducción extralarga) entre 3,5 y 5,0 V. El terminal 13 es el de killer de color, el cual se activa cuando el valor de tensión continua en este terminal está comprendido entre 1,6 y 2 V. En el terminal 14 se tiene la salida de Skew. Se trata del colector del detector de skew al cual se conecta una resistencia de 25 k£2 cuyo otro terminal se conecta al positivo de alimentación. La tensión de salida para un skew bajo es de 0,8 V, mientras que para un skew alto pasa a ser de 4 V. La salida para la corrección de frecuencia se encuentra en el terminal 15. Según la tensión que se aplique al terminal 16, así funciona el aparato. Con una tensión com ­ prendida entre 0 y 1,25 V, el circuito funciona en grabación; entre 1,75 y 3,0 V, lo hace en modo de reproducción con FPC activado; finalmente, con una tensión comprendida entre 3,5 y 5,0 V, lo hace en modo reproducción con FPC desactivado. La salida de los impulsos de almena se obtiene en el terminal 17. Los impulsos de rotación de fase se obtienen en el terminal 18. Con una tensión comprendida entre 0 y 2,25 V, se obtiene una rotación de fase para el canal 2 de -90°. Para una no rotación de fase (PAL) o rotación de +90° (NTSC) del canal 1, la tensión que debe aplicarse está comprendida entre 2,75 y 5,0 V. El terminal 19 corresponde a la activación de los conmutadores para forzar el color (tensión entre 3,5 y 5,0 V), para no forzar el color (entre 1,75 y 3,0 V) y para funcionamiento en modo nor­ mal (entre 0 y 1,25 V). El detector de m ute se encuentra en el terminal 20. El filtro VXO en estado de funcionamiento EE se dispone en el terminal 21, y el del lazo del VCO en el 23. La corriente de polarización del VCO se aplica al terminal 24, siendo su valor de tensión conti­ nua la comprendida entre 0,5 y 0,8 V, es decir, la de la unión base-emsior. Al terminal 25 se le aplica la tensión de alimentación del VCO. En el terminal 26 se obtiene la frecuencia fsc. En el 27 la salida del oscilador de cristal VXO, y en el 28 su entrada. La tensión de alimentación de este circuito se efectúa por el terminal 29. Al terminal 30 se conecta el filtro de referencia de croma. La salida de la frecuencia 2 x fsc se tiene en el terminal 31 del integrado. El lazo para el filtro del CACC se dispone en el terminal 33, siendo éste un condensador elec­ trolítico de 47 pF. La salida del circuito de CACC se tiene en el terminal 34, la cual se ajusta mediante un poten­ ciómetro de 22 k£2. A los terminales 3 5 ,3 6 y 37 se conecta el filtro del lazo de ACC del canal 2, del filtro del lazo de ACC y del filtro del lazo de ACC del canal 1, respectivamente. La entrada del ACC se tiene en el terminal 38. La salida del conmutador del filtro paso banda (BPF) se tiene en el terminal 39; en modo de funcionamiento EE se aplica a este terminal una tensión comprendida entre 1,9 y 2,9 V, actuando

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el filtro con 4,43 MHz, mientras que en modo W la tensión que debe aplicarse ha de estar com ­ prendida entre 2,5 y 3,5 V y el filtro actúa en 630 kHz. Al terminal 40 se le aplica la tensión de alimentación del circuito. La señal de crominancia leída en la cinta entra en el integrado por el terminal 41. El terminal 42 es el de prueba de CNR y los terminales 44 y 46 son para aplicar señales se prueba. El terminal 45 es el del mezclador balanceado. Al terminal 47 se conecta el condensador de acoplamiento de la señal. En el terminal 48 se tiene la salida de excitación del COM B. La entrada directa de crominancia se realiza por el terminal 49, mientras que a través del ter­ minal 50 se efectúa la entrada de crominancia a través del COM B. En el terminal 51 se tiene la entrada del limitador de CNR. Este circuito integrado permite el funcionamiento en los tres sistemas de televisión en color (PAL, SECAM y NTSC). Para ello basta con aplicar una tensión al terminal 52 comprendida entre 1,75 y 3,0 V, si se desea un funcionamiento con el sistema PAL; entre 3,5 y 5,0 V para funciona­ miento en SECAM, y entre 0 y 1,25 V para funcionamiento con el sistema NTSC. En el terminal 53 se tiene la salida de la señal de crominancia. En el 54 se tiene la referencia del filtro de luminancia. El terminal 55 es la entrada de la señal de crominancia hacia el mezclador de luminancia/crominancia. La alimentación de los circuitos de luminancia se realiza a través del terminal 56. La salida de la señal de vídeo se tiene en el terminal 57, y por la 58 se pueden controlar artifi­ cialmente los impulsos de sincronismo. En el 59 se dispone un condensador electrolítico de 3,3 pF para establecer el nivel del detector SCL (sub clamp). El terminal 60 es la entrada de la señal de vídeo a tratar. Al terminal 61 se conecta el grupo RC, formado por un condensador electrolítico de 10 pF y una resistencia de 1,2 MQ en paralelo con él, donde aparece la tensión continua obtenida del de­ tector del CAG y que corresponde al nivel de señal recibido. El ajuste del nivel de señal durante el modo de funcionamiento EE se establece con el ajuste del potenciómetro de 22 kQ conectado al terminal 62. La tensión de ajuste del nivel de señal apa­ rece en el condensador de 10 nF, que se conecta entre el terminal 62 y masa. Según la tensión aplicada al terminal 63, el circuito funciona en modo normal de VHS (tensión de 0 a 2,0 V) o en modo SVHS simple (de 2,5 a 5,0 V). En el terminal 64 se tiene la salida del circuito separador de las señales de sincronismo horizon­ tal, y en el 65 se establece el nivel del detector del separador de sincronismos (entre 2,3 y 3,3 V). El terminal 66 corresponde al control de edición (EDIT). La salida del filtro paso bajo de luminancia se tiene en el terminal 67. Los terminales 68 y 69 corresponden a las entradas de fijación de nivel de los canales 1 y 2, respectivamente. Al terminal 70 se conecta un dispositivo CCD. La salida delta de la señal de luminancia se obtiene en el terminal 71, y el 72 es la entrada de correlación. A los terminales 74 y 75 se conectan los filtros paso bajo de los canales 1 y 2, respectiva­ mente. El control de imagen se realiza a través del terminal 76. En el terminal 77 se tiene la salida en grabación del circuito de énfasis no lineal. Al terminal 78 está conectada la entrada no inversora del circuito de fijación, y al 79 la entrada no inversora del mismo circuito, estableciéndose una realimentación negativa desde el terminal 80 mediante un circuito de énfasis. Indudablemente, todo lo expuesto supone sólo un primer contacto con este circuito procesa­ dor de las señales de luminancia y croma, dado que una explicación detallada de éste ocuparía muchísimas páginas de esta obra. Por esta razón, y para más detalles sobre sus características técnicas, remitimos al lector al fabricante del integrado.

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Procesado de la señal de vídeo en reproducción

INTRODUCCIÓN En el capítulo anterior se estudia cómo, en el sistema VHS, la señal de luminancia se transforma en una señal modulada en frecuencia, mientras que la de croma se reduce en frecuencia, para lo cual primero se separan ambas señales y después se vuelven a unir en un circuito adicionador antes de ser aplicadas a los cabezales. Durante la reproducción de las señales grabadas en la cinta magnética es preciso, por lo tanto, tratar ambas señales (la de luminancia y la de croma) por separado y transformarlas de nuevo en una señal de luminancia modulada en amplitud y una señal de croma con subportadora normalizada antes de volverlas a unir para modular, conjuntamente, una señal de RF válida para ser aplicada a la entrada de antena de un receptor de televisión. En la figura 7.1 se ha dibujado de forma muy simplificada el proceso de las señales de lumi­ nancia y croma durante la reproducción. El punto de partida en reproducción es la cinta de vídeo, en la cual está contenida toda la in­ formación de la señal de vídeo. Al pasar la cinta por delante de los cabezales del tambor, se genera en éstos una tensión eléc­ trica, como consecuencia de las variaciones del flujo magnético proporcionado por la emulsión magnética de la cinta. Efectivamente, respondiendo al fenómeno electromagnético, en los cabezales lectores se in­ duce una tensión cuyo valor viene determinado por la expresión: AcJ>

donde e es el valor de tensión inducida, A la variación de flujo magnético, y Af el tiempo durante el cual se produce dicha variación de flujo.

f AMPLIFICADOR DE LECTURA

MEZCLADOR

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MEZCLADOR

SALIDA SEÑAL -► DE VIDEO COMPLETA

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OSCILADOR 4.43 MHz

7.1 Diagrama de bloques simplificado en el proceso de reproducción.

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VÍDEO

El valor de e viene limitado por el entrehlerro de los cabezales, la velocidad de giro de éstos, la velocidad de arrastre de la cinta y por la longitud de onda de la señal grabada. Como orientación diremos que la tensión en el devanado de un cabezal de vídeo, para un flujo magnético máximo, oscila entre 1 y 2 mV, valor éste muy pequeño, por lo que antes de llevar a cabo cualquier trata­ miento de la señal es preciso efectuar una amplificación de ésta (figura 7.1). Una vez amplificada la señal obtenida en los cabezales se separa la señal de luminancia (mo­ dulada en frecuencia) de la señal de croma rebajada. En la figura 7.1 se observa que la señal de luminancia se aplica a un circuito dem odulador de FM, en cuya salida se obtiene la señal de luminancia modulada en amplitud, tal y como es norma en las emisiones de televisión. La señal de croma se aplica a un circuito m ezclador, en donde se mezcla con una subporta­ dora de 4,43 MHz (Norma CCIR) obtenida de un oscilador lo ca l. A la salida del mezclador, la señal de croma ya puede ser aplicada a un segundo circuito mez­ clador, en donde se le une la señal de luminancia modulada en amplitud, obteniéndose a la salida de este mezclador una señal de vídeo que responde a las normas de televisión y que, por lo tanto, es válida para modular una señal de RF dentro de la banda de UHF. Todo lo expuesto no es más que un resumen muy simplificado del tratamiento de la señal de ví­ deo durante la reproducción, ya que, como se estudia en este capítulo, se presenta una serie de dificultades que es preciso superar mediante complejos circuitos, sobre todo en el tratamiento de la señal de croma. Hechas estas consideraciones generales sobre el tratamiento de la señal de vídeo durante la reproducción, a continuación se estudian con detalle los circuitos que intervienen en este pro­ ceso, iniciando nuestro estudio sobre el tratamiento de la señal de luminancia y finalizando con el de croma, al igual que se hizo en el capítulo anterior al tratar el proceso de grabación.

ETAPAS DE LUMINANCIA En la figura 7.2 se muestra el diagrama de bloques de todas las etapas que Intervienen en el pro­ ceso de reproducción de la señal de luminancia. Obsérvese en ella que la señal de luminancia obtenida en cada uno de los cabezales durante la reproducción, de FM, se aplica primero a sendos circuitos preamplificadores (uno para cada cabezal), a través de los transformadores giratorios, estudiados en el capítulo anterior, y que en este caso Invierten sus devanados; es decir, que los devanados que en grabación eran primarios ahora pasan a ser secundarios, y viceversa. Sin embargo, y debido a que la cinta está en contacto con el tambor durante un tiempo algo su­ perior a medio giro, es decir, que está en contacto con una superficie del tambor superior a los 180° de su circunferencia, las señales sufren un efecto de solapación en el tiempo que debe evitarse. Efectivamente, durante unos breves instantes, y por los motivos ya apuntados, en los dos ca­ bezales se obtiene señal, por lo que, si se tratan las señales de los dos cabezales con un único preamplificador, o con dos, pero sin tomar las medidas oportunas, hay un momento en que son trata­ das las dos señales simultáneamente, con el consiguiente deterioro de la Imagen reproducida. Para evitar esto se dispone un circuito de control que hace trabajar alternativamente a los am­ plificadores (no dibujado en figura 7.2) y cuya misión es la de temporizar los preamplificadores de forma que acepten exactamente los 180° que les corresponden. De esta forma, y aunque un ca­ bezal esté suministrando una señal indeseada por estar fuera de tiempo, su preampliflcador no la deja pasar hacia las etapas siguientes. Las señales de control de estos preamplificadores son los impulsos de conmutación de cabe­ zales (head sw itching pulse). Gracias a los Impulsos de conmutación de cabezales se garantiza una reproducción libre por completo de solapaciones, ya que estos impulsos forman parte de las señales grabadas en la cinta y, por lo tanto, existe un perfecto sincronismo entre ellas y la conmutación de los cabezales. En la salida de los preamplificadores se tiene, de forma alternativa, la señal de luminancia mo­ dulada en frecuencia.

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

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El paso siguiente consiste en unir ambas señales, formando una única señal. Esto se lleva a cabo en un circuito adicionador (figura 7.2). Conviene hacer ahora la siguiente observación: la señal obtenida en los cabezales no es sólo la de luminancia, sino que también se obtiene la señal de croma, puesto que ambas señales fue­ ron mezcladas y registradas en las mismas pistas de la cinta por los cabezales durante la graba­ ción, por lo que tanto a la salida de los preamplificadores como a la salida del adicionador se tiene una señal de croma que debe ser eliminada para que no afecte a la señal de luminancia en el tra­ tamiento posterior de esta última. Además, es en este punto donde se separan las señales de luminancia de las de croma, ya que han de ser sometidas a tratamientos distintos. El llevar a cabo esta separación es muy sencillo, teniendo en cuenta que la señal de luminan­ cia comprende un ancho de banda en el sistema VHS que abarca desde 3,8 a 4,8 MHz, mientras que la de croma rebajada es de 625,952 kHz, por lo que se tiene una señal de luminancia de fre­ cuencia muy superior a la de croma, bastando disponer a la salida del circuito adicionador un filtro paso alto que deje pasar hacia las etapas siguientes toda frecuencia por encima del límite inferior del ancho de banda de la señal de luminancia y que, al mismo tiempo, bloquee la señal de croma por ser ésta de frecuencia más baja. La señal de croma es desviada, a partir de este punto, hacia las etapas de croma que se estu­ dian más adelante, mientras que la señal de luminancia prosigue su camino hacia el demodulador de FM. A la salida del filtro paso alto, la señal de luminancia ha sufrido deformaciones debidas, entre otras causas, a la respuesta del filtro y los acoplamientos entre etapas, por lo que el siguiente paso consiste en someterla a una ecualización y a una amplificación con CAG, con objeto de amortiguar las posibles fluctuaciones de nivel de la señal reproducida, debido principalmente a fluctuaciones mecánicas entre los cabezales y la cinta. La siguiente etapa es la com pensadora de drop-out, es decir, un circuito mediante el cual se compensan las faltas de señal de vídeo debidas a ausencia de material magnético en la cinta, por defecto de ésta, y que son origen de unas líneas blancas horizontales en la imagen, muy molestas para el observador. A la salida del compensador de d ro p -o u t se puede considerar a la señal de luminancia sin de­ fectos; sin embargo, no puede ser demodulada ya que presenta diferencias de nivel debido a que, com o se aprecia en el diagrama de bloques de la figura 7.2, la entrada de la señal se lleva a cabo a través de un filtro paso alto, necesario para separar las señales de luminancia y croma, pero que por su propia naturaleza deja pasar mejor las frecuencias altas que las bajas de la señal de luminancia, dando lugar a que las frecuencias altas presenten más nivel que las bajas. Para igualar las amplitudes de todas las frecuencias de la señal de luminancia se recurre a divi­ dir ésta en dos gamas de frecuencias. En el sistema VHS se separan las frecuencias comprendi­ das por encima de los 4,3 MHz de las que poseen una frecuencia inferior a dichos 4,3 MHz me­ diante dos filtros conectados en derivación a la salida del compensador de drop-outs. Uno de los filtros es un paso alto cuya frecuencia de corte inferior es 4,3 MHz, y el otro es un filtro paso bajo cuya frecuencia de corte superior es 4,3 MHz. Como la señal de luminancia modulada en frecuencia posee un ancho de banda comprendido entre 3,8 y 4,8 MHz, a la salida del filtro paso alto se tienen todas las frecuencias de la señal de lu­ minancia comprendidas entre 4,3 y 4,8 MHz, mientras que a la salida del filtro paso bajo se tienen todas las frecuencias comprendidas entre 3,8 y 4,3 MHz. Las dos bandas de frecuencia obtenidas en estos filtros son ahora tratadas de forma diferente (figura 7.2): por un lado, las señales de frecuencias superiores (de 4,3 a 4,8 MHz) se aplican a un circuito limitador de amplitud en el que se recortan hasta dejarlas en un valor adecuado. Las se­ ñales de frecuencias inferiores (de 3,8 a 4,3 MHz) se aplican a un circuito amplificador que eleva su amplitud hasta igualarlas con las de alta frecuencia. Mediante el procedimiento descrito se consigue compensar las diferencias de nivel existen­ tes entre las frecuencias superior e inferior del ancho de banda de la señal de luminancia. Sin embargo, se tienen dos salidas, es decir, una señal de luminancia dividida en dos según su fre­ cuencia.

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

El paso siguiente consiste en unir de nuevo las señales de frecuencia superior con las de fre­ cuencia inferior, para lo cual las dos salidas antes citadas se aplican a una etapa adicionadora (fi­ gura 7.2), obteniéndose a la salida de ésta la señal de luminancia completa (modulada en fre­ cuencia) y con amplitud constante. A pesar del complejo tratamiento llevado a cabo con la señal de luminancia para obtener una señal de FM de amplitud constante, es inevitable que, debido a las tolerancias propias de los cir­ cuitos, la señal no posea aún una amplitud constante, razón por la cual se dispone en la salida del circuito adiclonador un lim itador de am plitud que recorta las amplitudes de todo el ancho de banda de la señal de luminancia. Este circuito lim itador es necesario antes de llevar a cabo la demodulación de cualquier señal modulada en frecuencia. A la salida del limitador, la señal de luminancia ya puede ser demodulada (figura 7.2), con el fin de obtener la señal de luminancia modulada en amplitud que responde a las normas de televisión. Para ello se aplica a un circuito demodulador de FM, cuya principal característica es la de ser de nueva concepción, basado en una puerta lógica del tipo «exclusive OR». La salida de este cir­ cuito es una señal que responde a la técnica digital, es decir, con dos niveles (uno alto y otro bajo) y cuyos tiempos coinciden con los de la frecuencia modulada de la entrada. No se trata, por lo tanto, de una señal analógica, como cabría esperar a la salida de un demo­ dulador de FM convencional, por lo que no se puede decir que a la salida del demodulador se ob­ tenga la señal de vídeo modulada en amplitud. Para obtener la señal de vídeo modulada en amplitud se aplica la señal digital obtenida en el demodulador a un filtro paso bajo (figura 7,2), cuyo funcionamiento tiene algo de integrador. Efectivamente, si se aplica una señal digital de tiempos variables a un filtro paso bajo, la capa­ cidad de éste, en derivación con la salida del demodulador, se carga más o menos de acuerdo con los tiempos que la señal digital esté en nivel alto, por lo que en bornes del filtro paso bajo se obtienen unas variaciones de amplitud de acuerdo con los tiempos de conducción del circuito «exclusive OR», es decir, de acuerdo con las variaciones de frecuencia de la señal de luminancia. A la salida del filtro paso bajo, la señal posee cierta similitud con una señal de vídeo convencio­ nal modulada en frecuencia, pero con una gran cantidad de ruido. El resto del circuito consiste en eliminar dicho ruido, para lo cual se dispone de un inversor de ruidos, cuyo funcionamiento se ex­ pone a continuación. Se dispone un amplificador con un filtro paso alto en la entrada, de forma que a la salida del ampli­ ficador se tienen las señales de ruido (de alta frecuencia), pero con fase invertida, puesto que todo amplificador transistorizado en montaje emisor común proporciona una señal de salida en su colec­ tor Invertida 180° con respecto a la aplicada a su base. Esta señal de ruido, obtenida a la salida del amplificador, se aplica luego a un circuito limitador, en el cual se recorta hasta su nivel de amplitud ori­ ginal, con lo cual se tienen dos señales: una de luminancia (con fuerte contenido de ruido) y la otra sólo de ruido (de igual amplitud que la del ruido de la señal de luminancia, pero con fase opuesta). Si estas dos señales se aplican a un circuito adicionador, la señal de ruido anula al ruido conte­ nido en la señal de luminancia, por ser de fases opuestas, por lo que en la salida del adicionador se tiene una señal de luminancia modulada en amplitud y completamente limpia de todo ruido. A la salida del eliminador de ruido ya se tiene una señal de luminancia válida para ser aplicada a un modulador de RF, con el fin de que pueda ser tratada por un sintonizador de televisión; sin embargo, esta señal sólo contiene la Información de luminancia, por lo que es en este punto (a la salida del eliminador de ruido) en donde se adiciona la señal de croma, tratada en otros circuitos que se estudian más adelante. Con este fin se dispone a la salida del eliminador de ruido un circuito adicionador de las seña­ les de lum inancia y crom a (figura 7.2). En la salida de este adicionador se tiene una señal de vídeo completa, con toda la información de luminancia y croma, que sí responde a las normas de televisión en color (señal FBAS ) y que puede aplicarse al modulador de RF. Una vez hechas estas consideraciones sobre el funcionamiento general de todas las etapas de luminancia de un magnetoscopio de vídeo durante la reproducción, ya se tiene una base para llevar a cabo un estudio más detallado de cada una de estas etapas paso a paso, lo cual se de­ sarrolla en las líneas que siguen.

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VÍDEO

PREAMPLIFICADORES DE LAS SEÑALES DE LUMINANCIA Y CROMA Se ha explicado en el apartado anterior cómo los cabezales del tambor, en su giro, efectúan la lectura de la cinta, generándose en ellos una pequeña tensión eléctrica cuyo valor no supera los 2 mV y cuya frecuencia abarca desde 100 kHz a 6 MHz, ya que son leídas tanto las señales de luminancia como las de croma. Estos cabezales magnéticos están conectados a los primarios de sendos transformadores gira­ torios (que hacen las veces de secundarios durante la grabación) y, por acoplamiento magnético, in­ ducen la señal en los secundarios, los cuales están conectados a las entradas de los preamplificadores. Estos transformadores son de alta impedancia y muy vulnerables a la captación de ruido. En los sistemas de vídeo antiguos, los dos cabezales estaban conectados en serie. Actual­ mente se prefiere una disposición independiente y una conexión, también independiente, a sen­ dos preamplificadores, los cuales tratan por separado las señales alternativas que suministran ambos cabezales y que, como se ha dicho, se solapan en parte (por envolver la cinta al tambor portacabezales algo más de 180°). En la figura 7.3 se ha dibujado la forma de conectar los cabezales de vídeo a los preamplifica­ dores en un magnetoscopio del sistema VHS. El transformador giratorio está dotado de un doble devanado cuyos secundarios se conectan por separado a sendos preamplificadores a través de un circuito Q (no dibujado en el esquema) y cuya función se estudia más adelante, en este mismo apartado. Las dos señales circulan, por el momento, por circuitos totalmente independientes uno del otro y, a continuación, se aplican, por separado, a las entradas de sendos preamplificadores. Las salidas de estos dos preamplificadores quedan cortocircuitadas a masa, de forma alter­ nativa, mediante un biestable cuya frecuencia es de 25 Hz, correspondiente a la frecuencia de cuadro de las imágenes de televisión, que son grabadas en pistas adyacentes de la cinta. Así, cuando el cabezal del canal C h l lee una pista, lee con ello un cuadro o semümagen de televisión. Esta lectura se lleva a cabo durante un semigiro del tambor. Estas señales pasan sin dificultad por el preamplificador, ya que la salida de éste no está co­ nectada a masa. Durante ese mismo intervalo de tiempo, el cabezal del canal Ch2 no está en contacto con la cinta, salvo un pequeño instante debido a que la cinta cubre al tambor algo más de 180°. Como en ese pequeño instante en el cabezal del canal Ch2 se obtiene una señal perturbadora, el preamplificador del canal Ch2 queda con su salida cortocircuitada a masa, evitándose con ello que dicha señal perturbadora pase a las etapas siguientes. En el siguiente semigiro del tambor, los papeles se invierten, es decir, la salida del preamplifica­ dor del canal Ch1 queda conectada a masa y la del canal Ch2 queda conectada a la resistencia adicionadora. Se observa en el esquema de la figura 7.3 que las salidas de ambos preamplificadores se conec­ tan a una resistencia, la cual queda alternativamente conectada, por uno y otro extremo, a masa a través de los conmutadores. En esta resistencia se obtiene, por lo tanto, siempre una señal de ví­ deo: unas veces proporcionada por un cabezal y en otras por el otro, con una carencia de 25 Hz.

7.3 Esquema de conexión de los cabezales de vídeo a los preamplificadores en el sistema VHS.

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

Utilizando como resistencia adicionadora un potenciómetro con toma central, se puede ajus­ tar con él los niveles de ambas señales, de forma que posean la misma amplitud y, con ello, efec­ tuar una compensación de las posibles diferencias de señal debidas a las tolerancias de los dos circuitos preamplificadores. Este potenciómetro recibe por ello el nombre de balance d el canal de FM.

En un párrafo anterior se dice que entre el transformador giratorio y los preamplificadores se dispone un circuito Q. Este circuito tiene por misión dar un pico a la respuesta del cabezal de ví­ deo y al transformador giratorio a la frecuencia de 5 MHz, tal y como se ha dibujado en la curva de respuesta de la figura 7.4, en la que se observa cóm o las señales adquieren un valor máximo de amplitud a la frecuencia de resonancia de 5 MHz del circuito Q.

PU N TO D E

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7.4 Curva de respuesta ¿fe u n c ir c u ito Q.

En la figura 7.5 se ha dibujado el esquema de un circuito Q de cabezal de vídeo. Consiste en un condensador ajustable, en paralelo con el secundario del transformador giratorio, formando así un circuito resonante LC paralelo que se sintoniza a la frecuencia de 5 MHz. Por tratarse de un circuito resonante LC paralelo, el máximo nivel de señal obtenido entre sus bornes se produce a la frecuencia de resonancia (figura 7.4). Las dos resistencias conectadas en serie entre sí, y en derivación con el circuito resonante, tienen por finalidad ajustar el ancho de banda del circuito, es decir, su factor de calidad, de ahí el nombre de circuito Q. Son dos los circuitos Q que se disponen (uno para cada cabezal de vídeo), los cuales han de estar equilibrados tanto en frecuencia como en amplitud, es decir, que siempre que por cualquier causa se sustituya el conjunto de cabezales debe procederse al ajuste de sus correspondientes circuitos Q. Si esto no se hace así, es muy posible que se produzca un molesto parpadeo que se desplazará por la pantalla siempre que se reproduzcan las frecuencias a las que se produce el desequilibrio.

7.5 Esquema de un circuito Q

de cabezal de video.

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VÍDEO

Para el ajuste de los circuitos Q se utiliza una cinta de prueba que contenga una sección de barrido de frecuencia. Observando la imagen dada por estas frecuencias en la pantalla de un osciloscopio, se ajusta en primer lugar el condensador hasta que el circuito quede sintonizado a 4,5 o 5 MHz, pasando luego a ajustar las resistencias para conseguir el amortiguamiento adecuado. Veamos ahora qué características deben reunir los preamplificadores. En primer lugar, éstos han de proporcionar una elevada ganancia y un bajo ruido, dado que las señales que han de am­ plificar son de un nivel muy bajo (unos 2 mV). Se diseñan con transistores bipolares o unipolares, según sean las exigencias que se le pidan al circuito. Tanto en uno como en otro caso deben utilizarse transistores de RF, dado los elevados valores de frecuencias con los que han de trabajar. La utilización de transistores unipolares de efecto de campo presenta la ventaja, con respecto a los bipolares, de poseer una elevada impedancla de entrada y de precisar un nivel de entrada muy bajo, por lo que se obtienen mejores resultados con ellos. En la figura 7.6 se ha dibujado el esquema de un circuito preamplificador y conmutador de las señales de luminancia totalmente transistorizado. En este esquema resulta de interés la disposi­ ción de los circuitos Q entre los transformadores giratorios y las entradas de los preamplificado­ res, estos últimos diseñados con FETs (77 y T1a).

7.6 Esquema de un circuito preamplificador de señales de luminancia con FETs y circuito conmutador de cabezales con transistores bipolares complementarios.

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

El circuito es simétrico, es decir, está formado por dos circuitos preamplificadores iguales, uno para cada canal de la señal de vídeo. Veamos el funcionamiento del circuito tomando como referencia uno de los dos canales, puesto que el otro funciona de forma idéntica. Tomando como referencia la señal de vídeo proporcionada por el cabezal A, la señal obtenida en el secundario del transformador giratorio pasa primero por un circuito Q, el cual se sintoniza a unos 5 MHz mediante el condensador ajustable C, y se amortigua mediante la resistencia ajustable fl, para que proporcione una respuesta de frecuencia razonablemente plana a la entrada del primer transistor amplificador. La señal obtenida en el circuito Q se aplica luego entre puerta y surtidor del FET T 1, donde es amplificada en tensión. Una vez obtenida la primera amplificación de tensión, la señal obtenida en drenador de TI se aplica a un amplificador seguidor de emisor, y de él al potenciómetro de balance de la señal de luminancia. Se observa en el esquema de la figura 7.6 que cada una de las líneas que llevan la información de vídeo tiene conectada, en derivación, un transistor (73 y 73a), a las bases de los cuales se apli­ can unos impulsos cuadrados de 25 Hz de conmutación de cabezales. Estos transistores son los de conmutación de señal y, como se puede comprobar, son del tipo complementario (uno NPN y el otro PNP). De esta forma, y dado que los impulsos de conmuta­ ción de cabezales se aplican simultáneamente a las bases de los dos transistores, éstos pasan al estado de bloqueo y de conducción de forma alternativa. Efectivamente, supóngase que en un momento dado a las bases de 73 y T3a queda aplicado el nivel alto de los impulsos de conmutación (nivel positivo); en esta circunstancia las bases de ambos transistores reciben potencial positivo con respecto a su emisor (conectado directamente a masa), por lo que el transistor T3 pasa al estado de conducción (por ser del tipo NPN) y el tran­ sistor T3a pasa al estado de bloqueo por ser del tipo PNP. Como consecuencia de ello, cualquier señal presente en emisor del transistor T2 queda cortocircuitada a masa a través de T3, mientras que las señales presentes en emisor de 72a quedan aplica­ das al potenciómetro de balance P2, el cual a su vez queda conectado a masa a través de T3. Cuando los impulsos de conmutación están en nivel bajo (negativo), los dos transistores T3 y T3a reciben en base potencial negativo con respecto a su emisor, por lo que T3 pasa al estado de bloqueo y el transistor 73a al de conducción. En este caso, cualquier señal presente en emisor de 72a queda cortocircuitada a masa a través de 73a, mientras que las señales presentes en emisor de T2 quedan aplicadas al potenciómetro de balance de FM y, de él, a masa a través de 73a. De una forma tan sencilla como la expuesta se logra que en la salida del circuito se obtenga continuidad de señal y, además, no exista salto alguno en ella, ya que debido al solape de señales de ambos cabezales, durante el cual los dos cabezales están proporcionando la misma señal, la conmutación de una señal a otra da como resultado una perfecta continuidad. Efectivamente, el punto de cruce de los cabezales cuando se produce la conmutación de un cabezal a otro es único y se sitúa de seis a ocho líneas antes del sincronismo de cuadro, según el sistema, por lo que no hay posibilidad alguna de interrupción de señal. En la imagen reproducida, el punto de conmutación de una señal a otra queda situado en la parte inferior de la pantalla, fuera de la visión de barrido superior. En el punto x de la figura 7.6 se encuentra una señal de vídeo continua, obtenida de cada ca­ bezal de lectura en períodos de 20 ms alternativos. Actualmente, lo normal es que estos preamplificadores estén integrados. En la figura 7.7 se ha dibujado el esquema de uno de estos circuitos, diseñado con un IC y transistores. En este es­ quema se puede comprobar la presencia de los condensadores ajustables C ,2 y C n , que forman parte de los circuitos Q junto con los secundarios de los transformadores giratorios (no dibujados en el esquema). Los transistores T8 y T9 son los preamplificadores de tensión (FET), cuyos dreradores se co­ nectan a los transistores bipolares T I O y T H para llevar a cabo una segunda amplificación antes de proceder a la conmutación de señales. En el circuito de la figura 7.7, las señales obtenidas en colector de T10 y T 1 7 se aplican a los terminales 3 y 5 del IC, que corresponden con las entradas de sendas etapas amplificadoras.

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VÍDEO

ENTRADA CANAL 1

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IMPULSOS DE CONMUTACIÓN DE CABEZALES

SALIDA CANAL 1

I

SALIDA CANAL 2

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SEÑAL COMPUESTA

7.7 Preamplificador y conmutador de señales de vídeo, utilizando transistores y circuito integrado.

Las salidas de estos dos amplificadores integrados están conectadas, dentro del IC, a las en­ tradas de sendos amplificadores que funcionan alternativamente gracias a los impulsos de conmutación de 25 Hz que se aplican al terminal 12 del IC. En los terminales 9 y 13 del IC se obtienen, de forma alternativa, las señales de vídeo proce­ dentes de cada uno de los cabezales, las cuales se aplican de nuevo al IC a través del terminal 11, previo paso por el potenciómetro de balance de FM y un filtro LC serie.

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

El terminal 11 del IC corresponde a la entrada de un amplificador adicionador, cuya salida está en el terminal 10, es decir, que en el terminal 10 es donde se obtiene la señal de vídeo continua, procedente de ambos cabezales, y que es la que se utiliza en posteriores tratamientos de la señal. En la propia figura 7.7 se han dibujado las formas de onda obtenidas en diversos puntos de este circuito. Llama la atención el solape de las señales a la entrada de los dos canales, la per­ fecta limitación de éstas a la salida de los amplificadores conmutadores y la continuidad de señal a la salida del amplificador adicionador.

SEPARACIÓN DE LAS SEÑALES DE LUMINANCIA Y CROMA La señal de vídeo contiene, a la salida del preamplificador, toda la información, tanto la de lumi­ nancia como la de croma, pues ambas son grabadas simultáneamente en la cinta. Sin embargo, ambas señales han de tratarse de forma diferente, por lo que es preciso llevar a cabo una separa­ ción de éstas, lo cual se realiza a la salida del preamplificador y conmutador de señales, es decir, cuando se tiene una continuidad de señal. La separación de las señales de luminancia y croma resulta sumamente sencilla utilizando filtros de paso de banda, ya que las señales poseen un espectro de frecuencias muy diferente. Un filtro de paso alto deja pasar sin dificultad las señales de FM de la señal de luminancia hacia las etapas siguientes de tratamiento de esta señal, y un filtro paso bajo deja pasar las señales de croma, de frecuencia inferior. En la figura 7.8 se puede ver el esquema de un circuito separador de las señales de luminancia y croma. Consta de dos filtros conectados en derivación con la señal de vídeo procedente de emisor de un transistor. El filtro paso alto está formado por dos condensadores en serie y una inductancia en deriva­ ción y sintonizado a la frecuencia de luminancia, es decir, que su frecuencia de corte inferior es la frecuencia inferior de la banda de paso de la señal de luminancia. El filtro paso bajo está formado por dos inductancias en serie y un condensador en derivación, y sintonizado a la frecuencia de croma, es decir, que su frecuencia de corte superior es igual a la frecuencia más alta del ancho de banda de la señal de croma.

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VIDEO

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7.8 Separador de las señales de luminancia y croma.

ECUALIZADOR Corno consecuencia del tratamiento de la señal de luminancia en las etapas estudiadas hasta aquí, en las que se tienen condensadores de acoplamiento y filtros paso alto, se produce una

141

VIDEO

caída de nivel de estas señales que alcanza los 6 dB por octava. Para reducir en parte este fenó­ meno, se disponen unos circuitos Q asociados a los cabezales de lectura, antes de proceder a la amplificación de las señales; sin embargo, esto no es suficiente y las señales presentan caídas de nivel a las frecuencias más bajas de la señal de luminancia, por lo que es obligado llevar a cabo una ecualización a la salida de los filtros separadores de las señales de luminancia y croma. Esta ecualización se realiza con un reforzamiento de las señales cuyas frecuencias están com ­ prendidas entre 2 y 3 MHz, es decir, en una gama de frecuencias por debajo del ancho de banda de la señal de luminancia que, como se sabe, en el sistema VHS abarca desde 3,8 a 4,3 MHz. Un reforzamiento de este tipo supone una mayor amplificación de las frecuencias más bajas de la señal de luminancia y, como consecuencia, una ecualización del ancho de banda de luminancia. En la figura 7.9 se ha dibujado el esquema de un circuito ecualizador de la señal de luminancia en reproducción, diseñado con transistores. 12 V

La señal de luminancia, procedente del circuito separador de la señal de croma, se aplica en­ tre base y emisor del transistor 17, el cual trabaja como seguidor de emisor. A continuación, la se­ ñal pasa a un segundo transistor (72) en cuyo colector se dispone un circuito resonante serie for­ mado por una inductancia L , y un condensador C ,. Obsérvese que el circuito colector-emisor y la resistencia f í { quedan conectados en derivación con dicho circuito resonante, por lo que con esta disposición se obtiene una ecualización dinámica de las señales de FM. La señal a la salida de la segunda etapa amplificadora se aplica luego a un tercer transistor 73, en cuyo circuito de emisor se dispone un circuito resonante L 2C 3R2, cuya finalidad es la de provo­ car una mayor ganancia de 73 para las señales de alta frecuencia de luminancia. La señal de luminancia se obtiene en colector de 73, y de ahí pasa a la etapa siguiente a través del condensador de acoplamiento C2.

COMPENSADOR DE «DROP-OUTS» La etapa siguiente en el proceso de reproducción de la señal de luminancia es, según se aprecia en el diagrama de bloques de la figura 7.2, un CAG, el cual no se describe aquí ya que su funcio­ namiento no presenta dificultad alguna para los lectores. Por este motivo pasamos al estudio del circuito compensador de drop outs (compensador de falta de señal), que sí es un circuito muy es­ pecial de los magnetoscopios de vídeo doméstico. Recordemos que con el término inglés de «d ro p -o u t» se conoce toda ausencia de señal de­ bida a falta de material magnético en la cinta, bien sea por defecto de fábrica o por un desgaste natural de ésta después de numerosas reproducciones. Esta falta de material magnético presu­ pone que en ciertos puntos de la cinta no pueda ser grabada señal alguna y, como consecuencia,

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VIDEO EN REPRODUCCION

tampoco habrá lectura. Es decir, se presentan unas ausencias de señal que se traducen en pan­ talla como puntos o líneas blancas aleatorias muy molestas para el observador. Mediante un ingenioso circuito electrónico es posible reducir considerablemente dicha ano­ malía, a menos que la cinta esté muy dañada, en cuyo caso no hay nada que hacer. El circuito compensador de drop-outs, también denominado DOC (drop-out com pensator) y, en castellano, circuito com pensador de gotas, sustituye los puntos de señal de luminancia que contienen falta de información por la información presente en la línea siguiente. El circuito compensador de drop-outs es obligado en todos los magnetoscopios de vídeo, ya que resulta prácticamente imposible que a lo largo de la superficie de una cinta, por muy buena y nueva que ésta sea, no existan ausencias de material magnético en uno u otro punto. Basta con eliminar el circuito compensador de drop-outs para darse cuenta de la enorme cantidad de pun­ tos y líneas blancas que se ven en pantalla, aunque la cinta sea nueva. En la figura 7.10 se ha dibujado el esquema de un circuito compensador de drop-outs con IC, así como las señales presentes en diversas partes de éste. Veamos pues, con ayuda de esta fi­ gura, el funcionamiento de tan ingenioso circuito.

^DPQP^QüJJDEJNFORMACION

SEÑAL DE FM S U JE T A ' A COMPENSACIÓN

SEÑAL DE FM NO SUJETA A COMPENSACIÓN

7.10 Circuito compensador de drop-outs y señales presentes en diversas partes de éste.

143

En la figura 7.10, la señal de luminancia se aplica primero al circuito de control automático de ganancia (AGC). De él se deriva por un lado hacia un circuito adicionador y, por otro, hacia un detector de drop-outs. A la salida del adicionador, la señal de luminancia se deriva por un lado hacia las etapas si­ guientes (hacia el demodulador, según se indica en el diagrama general de bloques de la figura 7.2) y, por otro, hacia una línea de retardo de 64 ps. La línea de retardo no es más que un cristal de cuarzo, empleado en el sistema PAL de televi­ sión en color, que traduce las oscilaciones eléctricas aplicadas a su entrada en vibraciones mecá­ nicas, las cuales se propagan a través del cristal hasta alcanzar la pared opuesta (figura 7.11). En esta parte, la vibración se refleja hasta alcanzar el transductor de salida, donde dichas vibraciones mecánicas se transforman de nuevo en señales eléctricas, semejantes a las de entrada, pero lige­ ramente atenuadas. El tiempo que tarda la vibración mecánica en efectuar todo el recorrido desde la entrada a la salida depende de las dimensiones del cristal. En nuestro caso debe utili­ zarse uno que proporcione una línea de retardo, es decir, 64 ps.

C R IS T A L D E CUARZO

7.11 Linea de retardo utilizada en el sistema PAL de televisión en color.

De lo expuesto en el párrafo anterior se deduce que, si la señal de salida del circuito adiciona­ dor de la figura 7.10 se deriva hacia una línea de retardo, en la salida de esta última se obtiene la misma información, pero 64 ps más tarde. Esta línea de retardo es la que se utiliza para sustituir a la línea que contenga drop-outs, pero sólo cuando éstos se produzcan, es decir, no se sustituye la línea completa, sino sólo las partes de ella que no contengan información de luminancia. Indudablemente, para que esto tenga validez, es preciso que la información obtenida a la sa­ lida de la línea de retardo vuelva a ser aplicada al circuito principal, para que se sume a la señal di­ recta, pero sólo ante ausencia de señal en esta última, por lo que, si la información directa no pre­ senta drop-outs, la información de la línea de retardo debe quedar bloqueada. Esto se consigue, como se puede apreciar en la figura 7.10, conectando la salida de la línea de retardo a un circuito puerta gobernado por un detector de drop-outs. De esta forma, sólo cuando el detector de dropouts acusa la presencia de uno, se acciona el circuito puerta y la señal de luminancia obtenida de la línea de retardo pasa a través de ella hacia el adicionador, que en ese instante no recibe infor­ mación directa alguna. Durante todo el tiempo que dura el drop-out, el adicionador recibe, pues, la señal que le pro­ porciona la línea de retardo y que corresponde a la información de luminancia de la línea anterior. Como consecuencia de este funcionamiento, a la salida del adicionador se tiene, cuando se produce un d ro p -o u t, una señal de luminancia idéntica a la que contiene la línea anterior, lo cual se traduce en pantalla por una repetición de luminosidad en líneas consecutivas, inapreciable totalmente por el usuario, máxime si se tiene en cuenta que, en la mayoría de los casos, dos puntos adyacentes de dos líneas contienen información muy similar, a menos que se pase bruscamente de un nivel alto a otro bajo. Incluso, si así fuera, el ojo humano no es capaz de apreciar el defecto. El circuito compensador de drop -outs se dispone antes de la demodulación de la señal por ra­ zones de ancho de banda de la línea de retardo. Efectivamente, el ancho de banda de una línea de retardo no es demasiado grande, por lo que es incapaz de responder a todas las frecuencias de base de una señal de vídeo modulada en amplitud.

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VDEO EN REPRODUCCIÓN

7.12 Circuito compensador de drop-outs cíclico.

Por otro lado, y con el fin de evitar parásitos en la imagen, la conmutación de la señal directa a la retardada, y viceversa, es muy rápida, prácticamente a la velocidad de un punto de imagen. Téngase presente a este respecto que, si esta conmutación no fuera rápida, la señal procedente de la línea de retardo llegaría tarde al adicionador, sumándose a la señal principal no cuando existe ausencia de señal, sino cuando ésta ha pasado, por lo que no sustituiría al drop-out, sino que se mezclaría con una información válida. En la figura 7.12 se ha dibujado el esquema de un circuito compensador de drop -o u ts inte­ grado. En el esquema de esta figura, la señal de luminancia. ñnodulada en frecuencia, se aplica al ter­ minal 2 del integrado, correspondiente a la entrada de un amplificador. La salida de este amplifi­ cador está conectada, por un lado, a un circuito conmutador de filtro, que forma parte del propio integrado y, por otro, al terminal 3 del IC. Desde el terminal 3, la señal de luminancia se hace pasar al terminal 5 a través de un filtro pasa altos. Por otro lado, a la base de T I se le aplica la señal procedente del circuito supresor de color, de forma que este transistor entra en conducción o en bloqueo ante la presencia, o no, de la se­ ñal de croma. Se trata, pues, de un conmutador electrónico de filtro. La señal de luminancia entra de nuevo en el IC a través del terminal 5, quedando aplicada al terminal A de un conmutador electrónico. Si no existe drop-out, la señal pasa a través de este conmutador directamente hacia el demodulador a través del terminal 9 del integrado. El conmutador de filtro que forma parte del IC posee una segunda salida (terminal 4). Este ter­ minal se conecta al terminal 11, haciendo pasar previamente la señal por un condensador ex­ terno (figura 7.12). El terminal 11 es la entrada de un limitador de señal, cuya salida se encuentra en el terminal 12. La señal de luminancia pasa luego, mediante un condensador de acoplamiento, al terminal 14, co­ rrespondiente a la entrada de un detector de drop-outs. Si se produce una ausencia de señal, de­ bida a la presencia de un drop-out, el detector de drop-outs proporciona una tensión de referencia que aparece en el terminal 13 del integrado, la cual queda aplicada a la puerta de un FET 72.

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VÍDEO

Como consecuencia de todo ello, el transistor 72 pasa al estado de conducción y en su resis­ tencia de surtidor aparece una tensión positiva que se aplica al terminal 10 del integrado, activán­ dose así el conmutador, el cual pasa a la posición B. De esta forma, por la salida 9 del IC pasa la señal procedente de la línea de retardo en lugar de la directa. Cuando desaparece el drop-out y vuelve a haber Información de luminancia, el detector deja de suministrar tensión de referencia al transistor 78 y éste pasa al estado de bloqueo, con lo cual en su resistencia de surtidor aparece el potencial de masa y el conmutador pasa de nuevo a la posición A.

LIMITADOR DOBLE En el diagrama de bloques de la figura 7.2 se puede ver que, después de pasar la señal por la etapa compensadora de d ro p -o u ts , se la somete a una limitación de su amplitud, tal y como se exige antes de demodular cualquier señal de FM. En el caso de los magnetoscopios de vídeo, esta limitación de amplitud de la señal de FM se efectúa en un doble proceso, para lo cual se divide el ancho de banda de la señal de luminancia en dos partes mediante un doble filtro conectado en derivación. Efectivamente, en la figura 7.2 se tiene que, al salir del compensador de drop-outs, la señal de luminancia se aplica por un lado a un filtro paso alto cuya frecuencia de corte inferior se establece en 4,3 MHz, dejando con ello pasar a través de él la parte superior del ancho de banda de la señal de luminancia (4,3 a 4,8 MHz en el sistema VHS) y, por otro, a un filtro paso bajo cuya frecuencia de corte superior se establece en 4,3 MHz, dejando pasar la parte inferior del ancho de banda de la señal de luminancia (3,8 a 4,3 MHz). Esto se hace así con el fin de tratar por separado las bajas y altas frecuencias de la señal de luminancia, ya que la entrada en el circuito se lleva a cabo a través de un filtro paso alto y, por lo tanto, las altas frecuencias pasan mejor a través de él que las bajas frecuencias, presentándose con mayor amplitud en este punto, por lo que es preciso someter a las señales de baja frecuencia a una amplificación previa, antes de la limitación, que las iguale con las señales de alta frecuencia. Obsérvese asimismo en la figura 7.2 que, mientras las señales de baja frecuencia se someten a una amplificación, las de alta frecuencia son recortadas por un circuito limitador. A la salida de estos dos circuitos, las señales de baja y alta frecuencia vuelven a unirse en una etapa amplificadora-adicionadora, con lo que a la salida de esta última se vuelve a encontrar todo el espectro de frecuencias de la señal de luminancia (de 3,8 a 4,8 MHz en el sistema VHS). Finalmente, la señal de luminancia completa vuelve a ser limitada en amplitud y queda preparada para su posterior demodulación. Si no se llevara a cabo esta doble limitación de la señal de luminancia se producirían en panta­ lla, durante la reproducción, unos puntos negros detrás de los blancos, tanto más acusados cuanto más gastados estén los cabezales de lectura. El motivo de ello se debe a lo que se ex­ pone en las líneas que siguen. Como se sabe, la señal de luminancia está modulada en frecuencia, lo cual quiere decir que la diferencia entre el blanco y el negro de la señal de vídeo se presenta com o unas variaciones de frecuencia. Esta FM posee, lógicamente, una portadora, cuya frecuencia coincide con el ni­ vel de sincronismos o pico del negro (3,8 MHz) y cuya máxima desviación (4,8 MHz) coincide con el nivel del blanco (los grises entre negro y blanco corresponden a la gama de frecuencias comprendidas entre 3,8 y 4,8 MHz, siendo tanto más blanco el punto obtenido cuanto mayor sea la frecuencia). Ahora bien, como la entrada de señal, según se ha estudiado anteriormente, se efectúa a tra­ vés de un filtro paso alto, las frecuencias más bajas quedarán más atenuadas, lo que quiere decir que la señal de la portadora de 3,8 MHz será la que llegue a ese punto con menor amplitud. Si el nivel de la portadora de FM es demasiado bajo para que pueda ser limitada, a la salida del demodulador se obtiene una señal cuya amplitud corresponde al negro, pero no sólo ella, sino to­ das las frecuencias próximas a la portadora que no puedan ser recortadas por el limitador. Además de lo expuesto, las frecuencias altas que corresponden a los niveles del blanco y los grises próximos a él poseerán niveles muy altos, por lo que sobremodula la portadora de FM, y a la salida del demodulador se obtendrían frecuencias muy elevadas, es decir, unas frecuencias

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

S E Ñ A L D E VÍDEO

ir

ir

i

P R E É N F A S IS

C O M P O N E N T E D E ALTA F R E C U E N C IA

S E Ñ A L M O D U LA D A D E F M DE AM

N IV E L D E R E P R O D U C C IÓ N D E LA S E Ñ A L D E F M

L IM IT A D O R

CO M PO NENTE DE ALTA F R E C U E N C IA

7.13 Si sólo se utiliza un limitador, las componentes de alta frecuencia debidas al preénfasis de la señal de vídeo darían lugar a una señal de FM de banda muy estrecha.

que se traducirían en puntos negros detrás de unos negros, cuando en realidad lo que se desea obtener es una línea blanca continua. Para comprender este fenómeno, así como la función del doble limitador, en las figuras 7.13 y 7.14 se han dibujado las formas de onda obtenidas con un limitador simple (figura 7.13) y con un doble limitador (figura 7.14). En el caso de una única limitación de la amplitud de la señal de FM (figura 7.13), cuando la se­ ñal de vídeo pasa bruscamente de un nivel de negro a uno de blanco, o viceversa, se producen unos picos de señal, debidos a los armónicos generados, que se traducen en una señal de FM que presenta variaciones de amplitud superpuestas a la portadora fundamental y que, por lo tanto, están por debajo de los límites que puede recortar el limitador. Como consecuencia, la se­ ñal a la salida del limitador presenta una forma de onda como la dibujada en la parte inferior de la figura 7.13, es decir, se estrecha la banda de frecuencias de FM y se produce un fenómeno de in­ versión de blanco/negro. Veamos ahora cómo se evita este fenómeno utilizando un doble limitador. Para ello, en la fi­ gura 7.14 (parte superior) se ha dibujado el diagrama de bloques del doble limitador de un mag­ netoscopio del sistema VHS, y en la parte inferior las formas de onda de las señales presentes en diversos puntos de éste, y que se han relacionado mediante números. Así, en el punto (1) del diagrama de bloques de la figura 7.14 (entrada al doble limitador) se tiene una señal de luminancia cuya forma de onda hemos dibujado y señalado igualmente con (1).

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VÍDEO

-0 6

----------------------- D E ALTA F R E C U E N C IA N IV E L D E R E P R O D U C C IÓ N D E LA S E Ñ A L D E FM

1)

2)

W

V

v w

v ^ / W

V

3)

wwwwwww

4)

S A LID A D EL FILTR O P A S O ALTO

S A LID A N O M IN A L D EL LIM ITA D O R

VA R IA C IÓ N D E A M

5)

• -wwwvwwv-

SA LID A DEL S E G U N D O LIM ITA D O R

7.14 Formas de onda de la señal de luminancia desde la entrada a la salida del doble limitador. Los números relacionan cada una de las señales con los diversos puntos del circuito.

Esta señal es la misma que la presente en la entrada de un limitador simple, debida al preénfasis que sufre la señal de vídeo al pasar bruscamente de un nivel a otro. La componente de alta frecuencia, tras su paso por el filtro paso alto, presenta la forma de onda que se señala con (2) en la citada figura. Se observa que la componente de alta frecuencia presenta una amplitud menor que la portadora, es decir, nos encontramos ante una modulación de amplitud. Para eliminar estas diferencias de amplitud basta con aplicar esta señal a un primer limitador, en cuya salida se obtiene una señal de luminancia modulada en frecuencia y sin variaciones de amplitud, tal y como se ha dibujado y señalado con (3) en la figura 7.14. Por otro lado, se tiene la parte Inferior del ancho de banda de la señal de luminancia, de fre­ cuencias más bajas, a la salida del filtro paso bajo del doble limitador, y que se ha dibujado y se­ ñalado con (4) en dicha figura. Esta señal se aplica, junto con la obtenida a la salida del primer limi­ tador, a una etapa mezcladora, a la salida de la cual se obtiene una señal cuya forma de onda se ha numerado con (5) en la citada figura. Se trata de una señal modulada en frecuencia, pero que presenta una modulación de amplitud a las frecuencias más altas, Igual que la señal (1), pero, a diferencia de esta última, las variaciones de amplitud sí que están muy por encima de los umbrales de un limitador, por lo que basta con aplicar esta señal a un segundo limitador para pbtener una señal de FM cuya amplitud es cons­ tante, tal y como requiere el demodulador que sigue. Para finalizar con el estudio del doble limitador, en la figura 7.15 se ha dibujado el esquema de uno de estos circuitos diseñado con transistores y circuito integrado. En este esquema, la señal

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7.15 Esquema de un doble limitador para magnetoscopio VHS, diseñado con transistores y circuitos integrados.

procedente del terminal 12 de un IC, y que corresponde a la salida del circuito compensador de drop-outs, se aplica a un filtro paso alto formado por los transistores T1 a T3. A la salida de este filtro, la señal se aplica al terminal 14 de un IC, que corresponde a la entrada del primer limitador. La salida de este limitador se encuentra en el terminal 6 de este integrado y de ella se lleva la señal al terminal 14 de un tercer integrado, que corresponde con una de las en­ tradas de un amplificador. Por otro lado, la señal a la salida del compensador de drop -outs se aplica a un filtro paso bajo formado por el condensador Ce y la inductancia L2, sintonizados a la frecuencia de corte superior de 4,3 MHz. La resistencia Rvi ajusta el filtro al ancho de banda adecuado. De este filtro, la señal pasa al terminal 14 de un IC, que es la entrada de un amplificador. La sa­ lida de este amplificador se encuentra en el terminal 2 del integrado, de donde la señal pasa al ter­ minal 5 del mismo IC, que es la otra entrada del amplificador adicionador. En este último amplificador, las dos señales vuelven a unirse de nuevo, apareciendo en el ter­ minal 8 del IC, de donde pasan, a través del condensador C,g, al terminal 4 de un cuarto circuito integrado y que corresponde con la entrada del segundo limitador. Aunque por motivos de claridad de exposición hemos considerado que este circuito está for­ mado por cuatro integrados y tres transistores, actualmente todo el conjunto forma parte del chip de un único circuito integrado, facilitándose así enormemente el diseño del aparato.

DEMODULADOR DE FM Aunque existen diversos circuitos capaces de demodular una señal de FM, como el de te cto r de relación y el discrim inador de Foster-Seeley , muy utilizados en receptores de radio de FM y en re­ ceptores de televisión, ninguno de ellos es válido para demodular la señal de luminancia en un aparato de vídeo, ya que el bajo índice de modulación empleado en los magnetoscopios de ví­ deo, con frecuencias de trabajo comprendidas entre 3 y 5 MHz y ancho de banda de 0 a 3 MHz, exige técnicas de demodulación muy diferentes. Existen dos circuitos demoduladores de FM, utilizados en magnetoscopios de vídeo, que em­ plean técnicas diferentes: el primero de ellos es el de te cto r de linea retardada y, el segundo, el de­ m odulador conta dor de im pulsos, ambos utilizando técnica digital.

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VÍDEO

Detector de línea retardada En la figura 7.16 se ha dibujado el diagrama de bloques de un detector de FM que utiliza línea re­ tardada, muy empleado en aparatos del sistema VHS. Todo el secreto de éste se encuentra en la línea de retardo marcada con LR en la figura. En la parte inferior se han dibujado las formas de onda presentes en diversos puntos del de­ modulador, y que se han referenciado mediante números. El funcionamiento del circuito es como sigue: al limitador doble se la aplica la señal de lumi­ nancia modulada en amplitud. Dicho limitador ajusta el nivel de la señal mediante la resistencia fl,, de forma que en la salida del circuito se obtiene una señal cuyos picos han sido recortados e igualados, es decir, una señal como la representada en (1) de la figura 7.16 para tres valores de frecuencia distintos. La señal de salida del demodulador se aplica, por un lado, a una etapa mezcladora y, por otro, a una linea de retardo LR, con un tiempo de retardo T0 muy corto, de forma que en la salida de esta línea de retardo las señales son iguales que las presentes a su entrada, pero con un cierto desfase debido al tiempo de retardo. En (2) de la figura 7.16 se pueden ver tres señales de distinta frecuencia, iguales que en (1), pero con un cierto atraso en el tiempo que se ha indicado con Ta. A continuación, la señal retardada se aplica al mezclador, donde se suma a la directa proce­ dente del limitador (figura 7.16). Este mezclador es, en realidad, un circuito lógico del tipo exclusive OR, es decir, que en él se emplea técnica digital. Recordemos que un circuito exclusive OR no es más que un circuito de dos entradas (A y B) que realiza la siguiente lógica: • La salida posee nivel alto (nivel H) cuando a cualquiera de sus dos entradas (A o 6) se le aplica tensión (nivel H), mientras que la otra no recibe tensión alguna (nivel L). • La salida posee nivel bajo (nivel L) cuando las dos entradas reciben simultáneamente ten­ sión (nivel H) o no reciben tensión alguna (nivel L). La tabla veritativa de una puerta lógica exclusive OR es, pues, la siguiente:

Tabla 7.1

Entrada A

Entrada B

Salida

L

L

H L

L H

L H H

H

H

L

Como consecuencia de este funcionamiento, la salida del mezclador sólo posee nivel alto si la entrada procedente del limitador, o la procedente de la línea de retardo, posee nivel alto, y habrá ni­ vel bajo en la salida cuando a sus dos entradas se le aplican simultáneamente niveles altos o bajos. Obsérvense ahora las formas de onda (1) y (2) de la figura 7.16. Si se comparan estas dos se­ ñales en el tiempo se aprecia que, debido al desfase dado por la línea de retardo, existen tiempos en los que ambas señales poseen niveles altos o bajos simultáneamente, y otros tiempos en los que una sola de ellas posee nivel alto. Como consecuencia, en la salida del circuito exclusive OR, la señal posee nivel alto sólo cuando una sola de las dos señales posee nivel alto, es decir, que a la salida del mezclador de la figura 7.16 se obtiene una forma de onda como la dibujada en (3). Obsérvese que a la salida del mezclador se obtiene una señal constituida por una serie de impulsos, cuya frecuencia es doble que la frecuencia de entrada, y que coincide, en sus flancos de subida, con los de subida y bajada de la señal de entrada.

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

B A L A N C E L IM IT A D O R

B ALAN C E PORTADORA

E N T R A D A o---------- ►

D E S É N F A S IS

S

E

I

1

F/Ll rR O P A S O B A JO

A LA P A T IL L A 5 D E IC 2

0

0

0

0

0

E1 V't ■EO V, .E 2 V ,

0

0

0

7.16 Diagrama de bloques de un demodulador de FM con línea de retardo y formas de onda en diversas partes de éste.

El motivo de hacer que los impulsos de salida del mezclador sean exactamente el doble que los de la señal de FM se debe a que, de esta forma, se simplifica enormemente el diseño de los fil­ tros posteriores. Efectivamente, considerando el sistema VHS, cuya señal de luminancia modulada en frecuen­ cia abarca desde 3,8 a 4,8 MHz, al duplicar el valor de esta frecuencia se obtienen frecuencias de 7,6 a 9,6 MHz, y a la salida del mezclador los filtros necesarios para eliminar la portadora residual

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pueden diseñarse como filtros paso bajo de 3 MHz, de forma que dejen pasar sin dificultad a la señal de vídeo desmodulada y rechazar la portadora. Téngase presente que, con una señal de ví­ deo cuyo ancho de banda es de 3 MHz, es mucho más fácil rechazar una portadora de 8 MHz que una de 4 MHz. La salida del mezclador no es, ni mucho menos, una señal de video modulada en amplitud, ya que, como se puede comprobar en las curvas (3) de la figura 7.16, se trata de una señal digital cu­ yos impulsos tienen una duración variable según la frecuencia modulada aplicada a la entrada del circuito. Para transformar esta señal digital en una analógica, es decir, en una señal variable en amplitud con el tiempo, tal y com o corresponde a una señal de vídeo normalizada (modulada en ampli­ tud), basta con disponer a la salida del mezclador una etapa integradora, es decir, un grupo for­ mado por una resistencia y un condensador. Efectivamente, todo condensador que recibe un impulso de tensión se carga hasta alcanzar entre sus placas un valor de tensión que depende de la duración de los impulsos. Cuanto mayor sea la duración de los impulsos aplicados, mayor será el valor de tensión obtenido en el conden­ sador. En ausencia de impulso, el condensador se descarga sobre una resistencia de forma expo­ nencial, es decir, un 63 % de su valor inicial por cada constante de tiempo RC. Si los impulsos se producen de forma muy rápida, inferior a la constante de tiem po RC, el condensador no termina su descarga sobre R, dando lugar a que la tensión entre las placas del condensador se mantenga a un nivel tanto mayor cuanto mayor sea la frecuencia de los impulsos. Como consecuencia de todo ello, en la salida del circuito de la figura 7.16 se obtiene una ten­ sión continua cuyo nivel E es tanto mayor cuanto mayor sea la frecuencia de los impulsos. Obsér­ vese en (4) de esta figura cómo la tensión continua de salida VQes mayor que la tensión V2, por ser la frecuencia de los impulsos mayor, y menor que V, por ser, en este caso, la frecuencia de los im­ pulsos menor. Como la frecuencia de la señal de entrada cambia continuamente de valor, también varía, al ritmo de ésta, el valor de la tensión continua de salida, es decir, se ha desmodulado la señal de FM transformándola en una de AM. Además, en las curvas de la figura 7.16 se aprecia que cuanto mayor es la frecuencia mayor es la tensión de salida, por lo que las señales de más baja frecuencia, correspondientes a 3,8 MHz (7,6 MHz a la salida del mezclador) proporcionan una señal de nivel bajo (nivel de negro de los impulsos de sincronismo), y las de más alta frecuencia, es decir, las de 4,8 MHz (9,6 MHz a la salida del mezclador), proporcionan una señal de nivel alto (nivel de blanco puro).

Demodulador contador de impulsos En la figura 7.17 se tiene el esquema de un dem odulador de FM conta dor de im pulsos en el que se utilizan dos transistores del tipo NPN dispuestos en contrafase, así como las formas de onda en diversos puntos de éste. El funcionamiento del circuito de la figura 7.17 es muy simple. Consiste en aplicar al punto marcado con (1) la señal de luminancia de FM, la cual se presenta en forma de impulsos debido al recorte a que ha sido sometida en el limitador doble. Supóngase que en un instante dado la señal aplicada a la entrada del demodulador posee una forma de onda como la representada en (1) de las formas de onda, es decir, unos impulsos que en primer lugar son de baja frecuencia, luego de alta frecuencia y, finalmente, nuevamente de baja frecuencia. Éstos quedan aplicados al circuito diferenciador formado por R, y L lt por lo que al pri­ mario del transformador de acoplamiento TR sólo quedan aplicados los picos, es decir, una señal cuya forma de onda es la señalada con (2) de la figura 7.17. Se trata de unos picos de señal que cambian de sentido debido al efecto de autoinducción de los devanados, y cuya duración viene dada por la constante de tiempo R-/L}. Se pueden considerar estos picos de tensión como de corriente alterna, por lo que en el se­ cundario se inducen debido a las variaciones de flujo magnético que engendran en el núcleo del transformador.

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

o+VC C

ENTRADA D E S D E Q EL LIM ITAD O R /

ENTRADA D E F M LIMITADA

SALIDA DEL D IFER EN C IA D O R C O N TR A S TE D E TIEM PO R, / L,

SALIDA E N R 2

TEN SIÓ N E N C 2 ^ ------------------------------------------ N

/

\

/ 4

)

----------------------------------------------------------------------------- y

7.17 Circuito demodulador de FM contador de impulsos y formas de onda en los diversas partes de éste.

153

En la figura 7.17 se observa que el secundario posee una toma central y que cada uno de sus terminales extremos está conectado a la base de un transistor. Los impulsos de la señal de lumi­ nancia aparecen, pues, en el secundario con polaridad cambiante, de forma que, cuando uno de los terminales del secundarlo del transformador es positivo con respecto a la toma central, el otro es negativo con respecto a esa misma toma, y viceversa. Supóngase ahora que el terminal superior del secundario del transformador TR sea, en un ins­ tante dado, positivo con respecto a la toma central. En este caso, a la base de T I queda aplicado un potencial positivo con respecto a su emisor, por lo que el transistor pasa a conducir, ya que se trata de un transistor NPN. La corriente de colector de 77 circula por la resistencia de carga fí 2 y en los bornes de ésta aparece un impulso de tensión de corta duración, pues cortos son los picos de señal aplicados a la base del transistor. Como el transistor 7 1 trabaja en saturación, la forma de onda de los Impulsos de tensión en fí 2 es rectangular, tal y como se ha dibujado en (3) de la figura 7.17. Durante el tiempo que 77 es conductor, 72 permanece bloqueado, ya que a su base queda aplicado un potencial negativo con respecto al emisor proporcionado por el terminal inferior del secundario de TR. Cuando los impulsos dados por el circuito diferenciador de entrada cambian de polaridad, el ter­ minal superior del secundario de TR pasa a ser negativo con respecto al central, con lo cual el tran­ sistor 77 pasa al estado de bloqueo. En ese mismo instante, el terminal inferior del secundario de TR pasa a ser positivo con respecto a la toma central, por lo que entre base y emisor de 72 aparece un impulso de tensión positiva que hace que este transistor pase a conducir en saturación. Obsérvese en la figura 7.17 que la resistencia de carga R2 también está conectada al colector de 72. Ello quiere decir que cuando 72 pasa a conducir su corriente de colector hace aparecer un im­ pulso de tensión en R2, cuya duración también depende de la duración de los impulsos de salida. De todo lo expuesto se deduce que los Impulsos de tensión de la señal de luminancia de FM que se aplican a la entrada del circuito, y que se transforman en el circuito diferenciador en unos picos de señal que cambian de polaridad (positivos cuando se produce el flanco de subida de la señal de entrada y negativos cuando se produce el flanco de bajada de la señal de entrada), se transforman en R 2 en unos picos de tensión de frecuencia doble de la de entrada, y todos de igual duración. Efectivamente, comparando las curvas (1) y (3) de la figura 7.17, se observa que el número de impulsos de la señal (3) es doble que la de (1), y que, mientras la señal de entrada (1) posee impul­ sos de duración variable, la duración de los impulsos de la señal (3) es siempre la misma. Esta duplicación de la frecuencia puede compararse perfectamente con el obtenido de un cir­ cuito rectificador de onda completa, cuya ventaja con respecto a un rectificador de media onda se encuentra en facilitar el filtrado posterior de la señal. Indudablemente, la señal de salida no se parece en nada a una señal de vídeo modulada en amplitud; sin embargo, el obtener ésta resulta ahora muy sencillo, ya que basta con disponer en la salida un circuito integrador formado por la resistencia R¿ y el condensador C2. Efectivamente, cada vez que se produce un impulso de tensión en R2, el condensador C 2 se carga; mientras que, cuando dicho impulso desaparece, C2 se descarga sobre fí4. Si los impulsos se producen con mucha rapidez, el condensador C2 recibe carga mucho antes de que se produzca una descarga apreciable sobre F?„, por lo que la tensión en el conjunto R,,-C¿ tendrá más valor que cuando los impulsos se produzcan con menor carencia. Como resultado de todo ello, en el conjunto RA- C 2 se obtiene una tensión tanto más elevada cuanto mayor sea la frecuencia de los impulsos presentes en el punto (3) del circuito, es decir, se obtiene una señal de vídeo modulada en amplitud cuya forma de onda es la dibujada en (4) de la figura 7.17. La constante de tiempo de carga del circuito está constituida por R3- C 2, mientras que la cons­ tante de descarga la constituye fí4-C 2. Para finalizar diremos que el circuito ha de estar diseñado para ofrecer una detección lineal de la señal en todo el margen de desviación de frecuencia, por lo que es preciso utilizar transistores de RF, pues éstos responden bien a las frecuencias de valor tan elevado.

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

Los filtros de salida rechazan con gran efectividad el rizado de la portadora residual (por ha­ berse duplicado la frecuencia de ésta). Mediante el potenciómetro de balance dispuesto entre los emisores de 77 y 72 se ajusta el punto de trabajo de estos transistores para que los Impulsos de salida presenten la misma amplitud.

ELIMINADOR DE RUIDOS En el diagrama de bloques de la figura 7.2 se puede ver que en la salida del circuito demodulador se dispone un circuito eliminador de ruidos, cuya finalidad y funcionamiento se exponen en las lí­ neas que siguen. En el parágrafo anterior se dice que en la salida del integrador se obtiene una señal de lumi­ nancia modulada en amplitud. Sin embargo, si se dispone un osciloscopio a la salida del integra­ dor, se observa que la señal presenta un gran contenido de ruido que hace Imposible su posterior tratamiento, y que es debido a los pasos bruscos a conducción y bloqueo de los transistores del demodulador, ya que toda señal rectangular posee un gran contenido de armónicos. Los pasos siguientes consisten en una auténtica batalla contra el ruido presente en la señal. En la figura 7.18 se puede ver el esquema de un circuito eliminador de ruido, así como las for­ mas de onda de las señales presentes en algunas partes de éste. En esta figura se observa que a la base del transistor 7 se le aplica la señal de vídeo proce­ dente del integrador, que aparece en colector de este transistor con gran cantidad de picos debi­ dos a la presencia de ruido. A continuación, la señal se aplica a las entradas de un amplificador diferencial, a una de las cuales se dispone un condensador C ,, cuya finalidad es la de cortocircultar a masa las señales de alta frecuencia de ruido, por lo que la forma de onda en dicha entrada es como la dibujada en b de ia figura 7.18.

ENTRADA SEÑAL D E VÍDEO

®

-

A M P L IF IC A D O R D IF E R E N C IA L

LIM IT A D O R

ADICIONADOR

SALIDA DE VÍDEO

► SEÑAL

7.18 Circuito limitador de ruido y formas de onda de la señal presente en diversos puntos de éste.

155

VÍDEO

La otra entrada del amplificador diferencial posee una derivación que lleva a la señal de vídeo directamente a un circuito adicionador. Como a las entradas del amplificador diferencial se aplica la misma señal de vídeo (una filtrada por C, y la otra con todo el contenido de ruido), este amplificador amplifica la diferencia entre las dos señales, es decir, amplifica sólo el ruido, pero con la particularidad de invertir su polaridad. Di­ cho con otras palabras: si a su entrada se aplica un impulso positivo de ruido en su salida se ob­ tiene el mismo impulso amplificado y con polaridad negativa. La forma de onda en la salida del amplificador diferencial es, por lo tanto, la dibujada en c de la figura 7.18. El siguiente paso consiste en aplicar la señal de salida del amplificador diferencial a un circuito limitador en el cual son recortados los picos que sobrepasan un determinado nivel, coincidente con el nivel original, es decir, que a la salida del limitador se tiene una señal de ruido de igual am­ plitud que la presente en la señal de vídeo de entrada, pero con fase invertida (d en figura 7.18). Finalmente, la señal de salida del limitador se aplica a la otra entrada del circuito adicionador. A este circuito le quedan así aplicadas dos señales: una de vídeo directa, con contenido de ruido, y otra de ruido con fase invertida, por lo que las señales de ruido, al ser sumadas, se anulan y en la sa­ lida del adicionador se obtiene una señal de vídeo totalmente limpia de ruido (curva e en figura 7.18).

REALCE DE IMAGEN En el capítulo anterior, dedicado a la grabación, se indicaba que durante el proceso de grabación, y por motivos de respuesta de los cabezales, la señal de luminancia se transforma en una señal de FM cuyo ancho de banda se reduce a 3 MHz. Sin embargo, una señal de vídeo normalizada posee un ancho de banda de luminancia de unos 5 MHz. Esto lleva consigo una pérdida apreciable de la definición en pantalla durante la re­ producción, lo cual queda evidenciado con una prueba de definición utilizando la retícula de fre­ cuencia de una mira electrónica o la propia carta de ajuste de una emisora de televisión, en las que se observaría que los detalles más finos de la imagen no son reproducidos. Por otro lado, en la actualidad la mayoría de los programas de televisión son en color y los recep­ tores poseen filtros en sus amplificadores de luminancia que proporcionan una definición superior a 4 MHz, siendo este valor de frecuencia la limitación física de los tubos de rayos catódicos tricromáticos. Efectivamente, la matriz de puntos de una pantalla de televisión en color está formada por tríadas de luminóforos verde, rojo y azul, por lo que no es posible reproducir un elemento de imagen más pequeño que el ocupado por la superficie de una tríada, siendo éste el límite de definición de la señal de luminancia. Como consecuencia, la respuesta de afta frecuencia da lugar a unos bordes verticales algo confusos. El circuito de realce de im agen tiene por misión compensar, de alguna forma, la falta de fre­ cuencias elevadas de la señal de luminancia, para lo cual se agudizan artificialmente los bordes verticales de la imagen. En la figura 7.19 se muestra el diagrama de bloques de uno de los muchos circuito de realce de imagen que pueden diseñarse, así como las formas de onda obtenidas en los puntos más im­ portantes de éste. El funcionamiento de este circuito es como sigue. Supóngase que a la entrada del circuito se aplica una señal de luminancia desmodulada, variable en amplitud, cuya transición del blanco al negro, o viceversa, presenta una pendiente como la que se muestra en la curva (a) de la figura 7.19, es decir, con un tiempo de paso del nivel de blanco al de negro que no es instantáneo, sino progresivo, por lo que pasa por diferentes niveles de grises, dando lugar a una definición poco clara. Esta señal es la que se aplica a la entrada del circuito de realce de imagen para conseguir un paso más brusco del blanco al negro, o viceversa. Obsérvese ahora, en el diagrama de bloques de la figura 7.19, que la señal de luminancia se aplica a dos circuitos conectados en derivación. Uno de ellos es un circuito diferenciador y el otro una línea de retardo dotada de toma central. En cuanto a la línea de retardo, la señal sale de ella con un retardo muy pequeño con respecto a la entrada, es decir, que en la salida de este circuito la señal tiene la misma forma que a su en­ trada pero desplazada ligeramente en el tiempo (forma de onda e en figura 7.19).

156

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

D IFER EN C IAD O S

ENTRADA DE. LUMINANCIA

SALIDA D E LUM INANCIA D E R E A LC E D E IM AGEN

í -------------------------LÍNEA D E RETARDO CON TOMA CENTRAL

D IFER EN C IA D O S

(f)

LÍNEA D E RETARDO

7.19 Diagrama de bloques de un circuito de realce de imagen y formas de onda en diversas partes de éste.

15 7

La toma central de la línea de retardo también da lugar a una señal en ella igual a la de entrada, pero desplazada aún menos en el tiempo, exactamente en la mitad (onda b en figura 7.19). En lo que respecta al circuito diferenciador, cada vez que haya una variación de nivel de la señal de entrada se producirá un pico de tensión. En el caso de la figura 7.19, el descenso de nivel de la señal de entrada da lugar, a la salida del diferenciador, a un pico en sentido negativo (c en figura 7.19), el cual se aplica a una etapa Inversora que lo transforma en un pico positivo (d en figura 7.19). De igual forma, la señal de luminancia (e) que se obtiene en la salida de la línea de retardo se aplica a un circuito diferenciador que, al igual que el anterior, produce un pico negativo cuando la señal inicia su descenso de nivel (f en figura 7.19). Como resultado de todo lo expuesto, se obtienen tres señales disponibles: • Una procedente de la toma central de la línea de retardo (señal b) y que corresponde con la de luminancia, pero ligeramente desplazada en tiempo. • Una segunda procedente del inversor (señal d) y que corresponde con un pico positivo, el cual se produce inmediatamente antes de que se inicie la caída de nivel de la señal de lumi­ nancia presente en la toma central de la línea de retardo. • Y una tercera señal, en forma de pico negativo (señal f), que se produce inmediatamente después de iniciarse el descenso de nivel de la señal de luminancia procedente de la toma central de la línea de retardo. Temporizando cuidadosamente cada una de estas tres señales y aplicándolas a un circuito suma­ dor, a la salida de éste se obtiene una señal de luminancia como la que se ha dibujado en g de la figura 7.19, la cual presenta una transición mucho más vertical para pasar de un nivel a otro, es decir, el paso del blanco al negro se realiza en menos tiempo y la imagen presenta ahora más definición. Todo lo expuesto es Igualmente válido en el caso de que la señal de luminancia pase de un ni­ vel bajo a otro alto, ya que también en este supuesto los circuitos diferenciadores proporcionan impulsos, aunque en este caso de sentido opuesto. El circuito descrito funciona perfectamente para una frecuencia dada; sin embargo, por en­ cima de dicha frecuencia, el circuito de realce de Imagen produce una disminución de la defini­ ción, lo cual no resulta apreciable por el usuario, ya que a partir de una determinada frecuencia la agudeza visual no es capaz de apreciar este hecho. Para el ajuste de los tiempos de producción de los sobreimpulsos anterior y posterior se dis­ pone de un mando de imagen realzada o de corrección de apertura. En la figura 7.20 se ha dibujado el diagrama de bloques de un segundo circuito de realce de imagen o circuito de corrección de apertura (como también se lo conoce), así como las formas de onda presentes en diversos puntos de él. La forma de onda a de la figura 7.20 corresponde a la señal de luminancia en la entrada del cir­ cuito. Presenta unas caídas y subidas poco lentas ( - 3 dB). Dicha señal se aplica, por un lado, directamente a un mezclador y, por otro, a un filtro paso alto. A la salida de este último se obtienen unos picos, o impulsos positivos, cada vez que la señal pasa de un nivel alto a otro bajo, y unos impulsos negativos cada vez que la señal pasa de un nivel bajo a otro alto (b en figura 7.20). Obsérvese, en esta forma de onda, la coincidencia de los picos de señal con los instantes en que se produce un cambio de nivel de la señal de luminancia. El paso siguiente consiste en aplicar la señal obtenida a la salida del filtro paso bajo a un cir­ cuito amplificador-limitador, es decir, a un amplificador trabajando en clase A y en saturación, de forma que en su salida se obtienen unos impulsos positivos y negativos de form a rectangular (c en figura 7.20). Ahora bien, dado que la señal de luminancia puede traer consigo ruido, al ser éste de alta fre­ cuencia pasa sin dificultad por el filtro paso alto, tal y como se ha dibujado en b de la figura 7.20, por lo que también es amplificado, apareciendo a la salida del limitador (curva c en figura 7.20). Antes de utilizar los impulsos positivos y negativos para el realce de la imagen, es necesario eliminar el ruido. Esto resulta sumamente sencillo, pues basta con aplicar la señal de salida del li­ mitador a un circuito de recorte de señal, formado por unos diodos conectados en oposición, tal y como se puede comprobar en el diagrama de bloques de la figura 7.20.

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

D IO D O S D E RECORTE ------------------------------

FILTR O PA SO A LT O

L IM IT A D O R

SEPARADOR

N IV E L D E APERTURA

M EZC LADO R

R U ID O

T E N S IÓ N D IR E C TA D IO D O S

c)

d)

----

s.

y

y

K

/

-

-

y

--

7.20 Diagrama de bloques de otro circuito de realce de imagen y formas de onda en diversos puntos de éste.

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VÍDEO

Efectivamente, para que un diodo pase a conducir es preciso aplicarle una tensión mínima, en sentido directo, de valor adecuado al tipo de diodo (unos 0,7 V para los diodos de germanio y unos 1,3 V para los de silicio), por lo que, si la tensión aplicada a los diodos no sobrepasa estos niveles, los diodos permanecen bloqueados. De acuerdo con todo esto, y teniendo presente que el nivel de ruido es muy inferior al valor de tensión directa necesaria para que los diodos pasen a conducir, en la salida de éstos se obtienen sólo los impulsos positivos y negativos, limpios de todo ruido (d en figura 7.20). Lógicamente, y dado que se trata de impulsos de signos positivo y negativo, los diodos de re­ corte de señal han de disponerse en oposición, de forma que uno deje pasar los impulsos positi­ vos y el otro los negativos. Los impulsos obtenidos del circuito recortador se aplican a un potenciómetro de ajuste del ni­ vel de apertura. Este potenciómetro forma un divisor de tensión de cuya toma central se obtiene el nivel de impulso deseado para el realce de imagen. Finalmente, los impulsos obtenidos en la toma central del potenciómetro de ajuste de nivel de apertura se aplican al mezclador, donde se suman a la señal de luminancia directa. Como resultado, a la salida del mezclador se obtiene una señal de luminancia cuyos tiempos de subida y bajada son mu­ cho más rápidos, del orden de - 1 0 dB, dando asi lugar a una imagen más realzada (e en figura 7.20). Para finalizar con el estudio de los circuitos de realce de imagen diremos que el potenciómetro de ajuste del nivel de apertura está presente en todos los magnetoscopios de vídeo doméstico, accionable por el propio usuario del aparato para ajustar el realce a su propio gusto, y que, en ocasiones, se indica como refuerzo de borde.

LÍNEA DE RETARDO DE LUMINANCIA Hasta aquí se ha estudiado toda la trayectoria seguida por la señal de luminancia, desde que es leída por los cabezales hasta que aparece modulada en frecuencia a la salida del circuito de realce de imagen. Llegados a este punto se puede afirmar que se tiene una señal de luminancia que responde a las normas de televisión y que, por lo tanto, puede mezclarse con la señal de croma (cuyo tratamiento se estudia en las páginas que siguen), para dar lugar a la señal de vídeo com­ puesta que ha de modular una portadora de UHF capaz de transportarla al sintonizador del re­ ceptor de televisión, vía entrada de antena de éste. Sin embargo, aún no es posible efectuar la mezcla de la señal de luminancia con la de croma, ya que la señal de croma posee un ancho de banda relativamente estrecho y, por lo tanto, un tiempo de subida más lento que el de la señal de luminancia, lo que produciría un marcado de la señal de croma a la derecha de la de luminancia. Para evitarlo se dispone a la salida de las etapas de tratamiento de la señal de luminancia una lí­ nea de retardo, la cual la atrasa ligeramente en el tiempo, al igual que se hace en la televisión en color, con lo cual ambas señales se producirán simultáneamente, asegurando con ello un registro correcto.

ETAPAS DE CROMA Como se explica en el capítulo anterior, la señal de croma se rebaja en frecuencia y se graba en cinta junto con la de luminancia, previa mezcla de ambas. Esto quiere decir que, durante la lectura de la cinta, los cabezales leen conjuntamente ambas señales (luminancia y croma). También se dice, al inicio de este capítulo, que la primera etapa en reproducción es una preamplificadora que eleva el nivel de las señales a un valor adecuado para un posterior tratamiento. En esta etapa preamplificadora se tratan pues, conjuntamente, las señales de luminancia y croma, por lo que, aunque se estudia en páginas anteriores como etapa de luminancia, también lo es de croma. Con el fin de no repetir conceptos, remitimos al lector al apartado Etapa preamplificadora, de este mismo capítulo, en el que se exponen las particularidades de ésta. A la salida de la preamplificadora se dispone un par de filtros, uno paso bajo y el otro paso alto, mediante los cuales se separan las señales de luminancia y croma, por ser ambas de frecuencias muy distintas. Esta etapa separadora también se estudia en páginas anteriores, en el apartado

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

Separación de las señales de luminancia y croma, por lo que tampoco creemos necesario insistir sobre este tema. A la salida del filtro paso bajo de la etapa separadora de las señales de luminancia y croma se dispone de la señal de croma, rebajada en frecuencia, y que ha de ser tratada para que recupere el valor normalizado de subportadora de color de 4,43 MHz. De esta forma, se podrá mezclar con la señal de luminancia normalizada y luego aplicarlas conjuntamente a un modulador de RF donde modularán una portadora dentro de la banda de UHF. Durante el tratamiento de la señal de croma se efectúa la eliminación de la modulación cru­ zada de la señal de croma, tal y como se estudiará en las páginas siguientes.

ETAPAS DE CROMA EN EL SISTEMA VHS En la figura 7.21 se ha dibujado, de forma muy simplificada, el diagrama de bloques de las etapas de croma durante la reproducción en un magnetoscopio del sistema VHS. El funcionamiento general del sistema es como sigue: en primer lugar, la señal compuesta de vídeo, procedente de la etapa preamplificadora de la señal dada por los cabezales, se aplica a un filtro paso bajo, el cual se opone al paso de las altas frecuencias de FM de luminancia, dejando pasar sólo la frecuencia rebajada de croma (de 626,9 kHz en el sistema VHS). A continuación, y dado que la señal de croma puede presentar diferencias de nivel que afecta­ rían al color reproducido en pantalla, se la somete a un control automático de color (CAC), de donde sale con nivel uniforme, sea cual sea el nivel de entrada. A la salida del CAC, la señal de croma ya puede aplicarse al conversor principal, donde se mezcla con una señal de 5,06 MHz procedente de un subconversor. Esta señal de 5,06 MHz pre­ senta una característica de giro de 90°. Como consecuencia de la mezcla en el conversor principal de ambas señales, a la salida de éste se obtienen nuevas frecuencias (fenómeno de heterodinaje), las cuales tienen los valores suma y diferencia de las dos frecuencias mezcladas, es decir: 5.06 MHz + 626,9 kHz « 5,68 MHz

y 5.06 MHz - 626,9 kHz - 4,43 MHz De estas dos frecuencias sólo interesa la de 4,43 MHz, ya que es la que coincide con el valor que establecen las normas de televisión (CCIR) para la subportadora de color. Por lo tanto, a la salida del conversor principal se dispone un filtro paso banda que sólo permite el paso de esta subportadora junto con la información de croma (figura 7.21). El siguiente paso consiste en eliminar la diafonía, es decir, la modulación cruzada de la señal de croma, y cuyos fundamentos se estudian en el capítulo anterior. Para eliminar esta modulación cruzada se dispone un circuito formado por una línea de re­ tardo de 2H (128 ps de retardo) y componentes asociados.

5 .0 5 MHz

7.21 Diagrama de bloques de las etapas de croma durante la reproducción en un magnetoscopio del sistema VHS.

161

VÍDEO

Finalmente, la señal de croma, con una subportadora de 4,43 MHz y libre de diafonía, se aplica a un circuito amplificador de la señal de croma en reproducción y un circuito Killer de elimi­ nación de la señal de croma, si ésta no se presenta con un nivel suficiente en este punto para ob­ tener unas imágenes de calidad. Una vez llevado a cabo todo este tratamiento, la señal de croma ya puede mezclarse con la de luminancia, dando lugar a la señal compuesta de vídeo (FBAS), válida para modular una porta­ dora de RF en la banda de UHF. El procesado de la señal de croma en el sistema VHS se ha expuesto de forma muy simplifi­ cada para que el lector se haga una idea de conjunto del funcionamiento del sistema; sin em­ bargo, el tratamiento de esta señal es bastante complejo, tal y como se estudia en las páginas que siguen, en las que se analiza este circuito etapa por etapa a partir de la de CAC, ya que el fil­ tro paso bajo que la precede se estudia en páginas anteriores junto con las etapas de luminancia.

CONTROL AUTOMÁTICO DE COLOR (CAC) En la actualidad, las etapas de tratamiento de la señal de croma se diseñan con circuitos integra­ dos, dado que con ellos se simplifica enormemente la circuitería y se abaratan los costos de fabri­ cación de los aparatos. Como el circuito de control de color no difiere en gran medida del circuito del mismo nombre utilizado en los receptores de televisión en color, a continuación expondremos uno que forma parte de la circuitería de un IC para el tratamiento de la señal de croma. En la figura 7.22 se puede ver un esquema simplificado de las etapas de croma de un magne­ toscopio del sistema VHS, y en el que se tiene un circuito de control automático de color (CAC). En el esquema de esta figura, la señal de croma durante la reproducción, de 626,9 kHz, después de atravesar una línea de retardo (DL1) se aplica a la entrada de una etapa amplificadora AMP1. Una vez amplificada la señal de croma, ésta pasa a un circuito seguidor de emisor (S.E.), y de éi al circuito de control automático de color (CAC), cuyo funcionamiento nos ocupa. El CAC trabaja de la siguiente forma: la señal de croma amplificada en el amplificador AMP1 (figura 7.22) se aplica a la entrada de un circuito de puerta de la salva de color (burst), al cual se aplican también los impulsos de puerta de (burst). La señal de salva de color burst, separada de la señal de croma, pasa al detector de control automático de color (DET.), en donde el burst se transforma en una tensión continua cuyo valor depende del nivel que, en cada instante, adquiera la señal de burst. Esta tensión continua es la que se aplica, como tensión de polarización, a la etapa amplificadora del CAC. Si, por cualquier motivo, el nivel de la señal de croma no presenta un valor suficiente para que las imágenes se reproduzcan con calidad, el detector modifica automáticamente el valor de la tensión continua de polarización del amplificador de CAC y éste aumenta su ganancia, haciendo que la señal de croma aparezca más amplificada a su salida. Si, por el contrario, el nivel de la señal de croma es excesivo, el detector suministra automática­ mente una tensión de polarización al amplificador de CAC de forma que éste disminuya su ganancia.

7.22 Circuito de tratamiento de la señal de croma para el sistema VHS.

162

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

Como consecuencia de todo lo expuesto, la señal de croma regulada por el CAC poseerá un nivel constante de burst en la salida, sea cual sea el nivel de la señal de croma presente en la en­ trada del CAC, a menos que sea tan pequeña que resulte imposible aumentar más la ganancia del CAC, en cuyo caso entra en funcionamiento el circuito supresor de color (Killer), que es motivo de estudio más adelante. Una vez efectuado el control automático de color, la señal de 626,9 kHz se aplica al mezclador principal para obtener la señal de croma de 4,43 MHz normalizada.

CONVERSOR PRINCIPAL En la figura 7.23 se ha dibujado el diagrama de bloques del conversor principal y sus circuitos periféri­ cos durante el proceso de reproducción. En esta figura se puede observar cómo el conversor recibe por un lado la señal de croma reducida, procedente del circuito de CAC, y por otro una señal de 5,06 MHz que procede de un subconversor y cuya característica principal es la de ser rotacional (90°). Al producirse en el conversor el heterodinaje de estas dos frecuencias, se obtienen dos fre­ cuencias (suma y diferencia de las aplicadas), cuyos valores son 5,689 y 4,43 MHz, ambas con característica rotacional de -9 0 °. De las dos frecuencias obtenidas sólo interesa la de 4,43 MHz, por ser ésta la correspondiente a la subportadora de croma normalizada, por lo que a la salida del conversor principal se dispone un filtro paso banda que deja pasar la frecuencia de 4,43 MHz y la información de croma que la acompaña y, al mismo tiempo, se opone al paso de la frecuencia de 5,689 MHz. En realidad, este conversor no presenta particularidad alguna con respecto a cualquier otro circuito de esta clase, por lo que no creemos necesario profundizar en el tema. Ahora bien, y esto sí que es importante tenerlo en cuenta, la señal de croma reducida aplicada a su entrada, proce­ dente del CAC, incorpora su característica de giro de fase de -9 0 ° y, también, una modulación cruzada debida a la proximidad existente entre las pistas de vídeo grabadas en la cinta (véase este concepto en el capítulo anterior de esta obra, en el apartado dedicado a la grabación de las señales de croma en el sistema VHS), por lo que la señal de 4,43 MHz obtenida a la salida del conversor principal también incorpora la componente de diafonía, la cual ha de ser eliminada. Éste es pues el siguiente paso al que debe ser sometida la señal de croma de 4,43 MHz.

S E Ñ A L D E 5 ,0 6 M H z D E S D E EL S U B C O N V E R S O R , C O N L A C A R A C T E R ÍS T IC A D E 9 0 ° R O T A C IO N A L

7.23 Diagrama de bloques del conversor principal y sus periféricos de un magnetoscopio VHS trabajando en reproducción.

163

VÍDEO

ELIMINADOR DE LA DIAFONÍA En la figura 7.24 se ha dibujado el diagrama de bloques de la disposición de un circuito eliminador de diafonía. La señal de croma, de 4,43 MHz, que contiene modulación cruzada se aplica en primer lugar a un amplificador separador y de éste pasa, por un lado, al circuito de control automático de fase (APC), a través del condensador C2, y por otro a un filtro constituido por una doble línea de retardo (128 ps) y componentes periféricos. En este filtro, la componente de diafonía queda eliminada. En la figura 7.24 se observa la derivación que, a través del condensador C3, sufre la señal de croma, la cual se aplica a colector de 7*7. Este transistor cortocircuita a masa las señales de ruido (de radiofrecuencia) que puedan haber sido captadas en el proceso de grabación, ya que dicho • ruido no debe ser aplicado al circuito de control automático de fase (APC).

D E FAS E

7.24 Diagrama de bloques de la disposición del circuito eliminador de diafonía de la señal de croma.

Veamos ahora la forma de eliminar la modulación cruzada (diafonía) de la señal de croma, de­ nominada de fase rotacional (phase shift). Para ello, en la figura 7.25 se ha dibujado el diagrama de bloques de todas las etapas relacionadas con el sistema PS. Antes de entrar en materia debemos recordar que, en el sistema PAL de televisión en color, la señal R - Y (rojo - luminancia) gira su fase 180° línea a línea, mientras que la señal de A - Y (azul - luminancia) está en todo momento en cuadratura con respecto a la anterior, es decir, 90° atra­ sada en una línea y 90° adelantada en la línea siguiente, y así sucesivamente. Además de esto, la señal de salva de color (burst) se presenta girando ±135° línea a línea con respecto a A - Y. Teniendo en cuenta esta rotación de la señal de burst, según el sistema PAL, no se permite ninguna rotación de fase en las pistas A (ni para la grabación ni para la reproducción), pero sí que se aplica una rotación de -9 0 ° en las pistas B, tanto en grabación como en reproducción. Una vez hechas estas consideraciones previas, vamos a ver cómo funciona el circuito elimina­ dor de diafonía de la figura 7.25. La señal de burst, de 4,433619 MHz, procedente del conversor principal, después de pasar por el filtro paso banda correspondiente, se aplica a un circuito detector de fase, en donde se compara con una señal de 4,433619 MHz generada en un oscilador muy estable de cristal de cuarzo. Como consecuencia de ello, cualquier diferencia de fase entre ambas señales da lugar a

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PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

SEÑAL DE CROMA REDUCIDA

FILTRO PASO BANDA

626,9 kHz 1

' r 5.060572 MHz

CONVERSOR PRINCIPAL 4.435572 MHz

o i

la

FIL' PASO

625 kHz

IMPULSO DE CONMUTACION EZALES

4,433619 MHz + D IA F O N ÍA

VCO 160 fH

OSCILADOR DE CUARZO

BURST LÍNEA DE RETARDO DE 2 H

*>-

DETECTOR DE KILLER

AMPLIFICADOR DE IDENTIFICACIÓN

J~L

7 AMPLIFICADOR DE KILLER

REPRODUCCIÓN

SEÑAL DE COLOR EN REPRODUCCIÓN 4.433619 MHz

7.25 Diagrama de bloques del sistema de color PS, para eliminación de la modulación cruzada de la señal de croma durante la reproducción en magnetoscopios del sistema VHS.

una tensión continua de error (positiva o negativa, según sea el error de fase en adelanto o en atraso) que se aplica a un oscilador controlado por tensión (l/CO en figura 7.25). El oscilador controlado por tensión proporciona la frecuencia de 4,435572 MHz. Si, debido a un error de fase excesivo, el detector de APC es incapaz de funcionar y dar ten­ sión de error, entonces el detector de Killer produce un impulso que se aplica a un amplificador de identificación, el cual, a su vez, hace que el circuito de rotación de 90° se invierta en 180°. Con ello, el error de fase se reduce considerablemente y el detector de APC puede pasar sin dificultad a controlar la fase. Por otro lado se tiene un VCO que genera una señal de 625 kHz y cuya fase está controlada por un circuito de rotación de fase. Obsérvese ahora en la figura 7.25 que el circuito de rotación de fase está controlado por los impulsos de conmutación de cabezales, los cuales se producen con una frecuencia de 25 Hz. Como consecuencia, durante la lectura de las pistas A, el circuito de rotación de fase permanece inactivo, mientras que durante la lectura de las pistas B el circuito gira 90° la fase de la señal de 625 kHz. El paso siguiente, según puede comprobar el lector en el diagrama de bloques de la figura 7.25, consiste en aplicar las señales de 4,435572 MHz y 625 kHz a un circuito subconversor, a la salida del cual se obtiene una frecuencia de 5,060572 MHz. Esta señal, una vez filtrada en un filtro paso banda, se aplica al conversor principal, donde se mezcla con la señal de croma reducida para obtener la subportadora de croma normalizada de 4,433619 MHz. 165

VÍDEO

Siempre que el lazo descrito proporcione frecuencias correctas, el conversor principal dará a su salida la frecuencia de burst correcta de 4,433619 MHz, variando en fase según queda esta­ blecido en la norma PAL La señal de croma normalizada se aplica luego a una línea de retardo de 2H, a la salida de la cual se suma con la directa, dando lugar con ello a que las señales principales se sumen mientras que las debidas a la modulación cruzada se anulen por estar en oposición de fase, tal y como se explicó en el capítulo anterior de esta obra. Una vez descrito de forma general el funcionamiento de este circuito, vamos a desglosar cada una de sus partes principales para profundizar algo más en su estudio.

AFC Y APC El control automático de frecuencia (AFC) y el control automático de fase (APC) son dos circuitos indispensables para formar un lazo de realimentación junto con la línea de retardo de 2H, el con­ versor principal, el subconversor y el filtro paso banda. Durante la grabación suministra una señal de 626,9 kHz con giro de fase de 90° que, aplicada al conversor principal, da lugar a la frecuencia reducida de croma. Durante la reproducción, este giro de 90° coincide exactamente en el tiempo con el giro de 90° de la señal durante la grabación. Por otro lado, y debido a irregularidades en el giro del tambor portacabezales y a falsos con­ tactos de la cinta, se producen desviaciones de fase y frecuencia de la señal reproducida que se subsanan con los circuitos de control automático de fase y frecuencia.

CAF

7.26 Diagrama de bloques de los circuitos deAPCy AFC durante la reproducción.

166

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

En la figura 7.26 puede ver el diagrama de bloques de circuitos de control autom ático de fase y de frecuencia durante la reproducción. En este diagrama puede com probarse cóm o al detector del AFC se le aplican, por un lado, los impulsos de sincronismo horizontal (15.625 Hz) y, por otro, una frecuencia de 15.625 Hz procedente de un divisor por 40 de la señal de 625 kHz. Cualquier pequeña diferencia entre ambas frecuencias da lugar, en el detector de AFC, a una tensión de error que modifica la frecuencia generada en el oscilador controlado por tensión (VCO). El VCO genera una señal igual a 160fH, es decir, una frecuencia de 2,5 MHz, la cual se aplica a un divisor por 4 para dar lugar a la frecuencia de 625 kHz. La frecuencia obtenida en el divisor por 4 se aplica al circuito rotacional de 90°, para que cam­ bie la fase de ésta a cada impulso de sincronismo horizontal y a un divisor por 40, obteniéndose así la frecuencia de línea de 15.625 Hz que se compara en el detector del AFC con la de sincro­ nismo horizontal. Si, debido a cualquier anomalía, la frecuencia de sincronismo de líneas presenta una desvia­ ción H + Af, también aparece este incremento en la salida de circuito subconversor, y como en el conversor principal se produce la diferencia de señales siguiente: 5,06 MHz + A f - (626,9 kHz + Af) se tiene que A F - Af = 0 es decir, que la desviación de frecuencia ha sido eliminada y la señal de burst, a la salida del con­ versor principal, es exactamente de 4,4333619 MHz, aunque se produzcan irregularidades en el giro del tambor o en el contacto de la cinta. Veamos ahora como funciona el circuito de control automático de fase (APC), para lo cual re­ currimos al diagrama de bloques de la figura 7.27. Consta de un oscilador controlado por tensión diseñado para proporcionar una frecuencia de 4.435572 MHz, es decir, una frecuencia superior en fH/ 8 a la frecuencia nominal de 4,433619 MHz: 15.625 Hz 4.433.619 Hz + ----------------- = 4.435.572 Hz

8

Cuando se opera en modo grabación (REC), no se aplica la señal de b u rst al detector de fase (APC), por lo que el oscilador VXO no es controlado por ninguna señal externa y genera los 4.435572 MHz citados. Esta señal se aplica al subconvertidor (figuras 7.26 y 5.27), el cual recibe a su vez la señal de 625 kHz, de característica rotacional, para generar la suma de ambas, es de­ cir, la frecuencia de 5,06 MHz necesaria para aplicar al conversor principal y así obtener la señal de croma reducida. En el proceso de grabación no se lleva a cabo, por lo tanto, ninguna comparación de fase para ser utilizada por el bucle del control automático de fase. En el modo reproducción (PB) entra en funcionamiento un generador de señal de referencia que proporciona una frecuencia de 4,433.619 MHz, la cual se aplica al detector de APC. La fase de esta señal se compara en el detector de APC con la de la señal de burst procedente del con­ versor principal, proporcionando una tensión de error (si lo hubiere) que sirve para controlar la fre­ cuencia generada en el VXO (figuras 7.26 y 7.27). Como resultado de todo ello, cualquier desviación de fase Aa queda anulada por la genera­ ción de una salida - Aa. Una vez estudiado, de forma general, el funcionamiento de estas etapas, a continuación se analizan individualmente las particularidades de éstas.

16 7

VÍDEO

7.27 Diagrama de bloques del circuito de control automático de fase en un magnetoscopio VHS.

LÍNEA DE RETARDO 2H En la línea de retardo 2H se elimina la modulación cruzada de la señal de croma debida a la proxi­ midad entre pistas. En la figura 7.28 puede verse el esquema de una línea de retardo, así como las fases de la se­ ñal de burst presentes en las pistas de la cinta y a la entrada y salida de la línea de retardo 2 H. En a de la figura 7.28 se han dibujado, en la parte superior, cuatro líneas de imagen en las que se observa la disposición de la señal de b u rst detrás de cada impulso de sincronismo. La dura­ ción H de cada línea es, como se sabe, de 64 ps. Debajo de cada una de las líneas de imagen de la figura 7.28a se ha dibujado la fase de la señal de burst según se establece en el sistema PAL de televisión en color. Así, en la línea 1, la fase de la se­ ñal R -Y está en 90°, en la línea 2 en -9 0 °, en la línea 3 vuelve a 90° y en la línea 4 en -9 0 °, es decir, la señal R -Y invierte su fase, línea sí línea no, por lo que la señal de burst modifica con ella su fase. Durante la grabación, y como ya se estudió en el capítulo anterior, la fase de la señal de burst se graba en el canal 1 tal como llega, es decir, sin modificar para nada su fase. Como consecuen­ cia de ello, en la pista A quedan grabadas las señales d e burst de cada línea, tal y como se dibuja en la figura 7.28a, es decir, con la fase original. La fase de la señal de burst se modifica, sin embargo, durante la grabación por el canal 2, ha­ ciendo avanzar la fase 90° a cada línea y en sentido horario. Como consecuencia de lo expuesto, la fase de la señal de burst de cada línea del canal 2 se graba en la pista B, tal y como se dibuja en la figura 7.28a. La fase de la señal de burst, debido a este tratamiento, posee, a cada línea grabada, una fase creciente de -9 0 ° con respecto a la que debería tener en ese instante.

168

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

SISTEMA PAL COLOR

R -Y (+ 9 0 )

(-9 0 )

R -Y (+ 9 0)

( -9 0 )

B -Y CANAL 1 CANAL 2 CANAL 1 CANAL 2 FASE DE GRABACIÓN AOy \ A 1 DE COLOR DEL CABEZAL

CANAL 1

B3

B4

B5

B6 CANAL 2

l-H CANAL 1

(0 )

(-9 0 )

AO

CANAL 1 SEÑAL CANAL 2 SEÑAL (DIAFONÍA)

A1

(-1 0 7 ) (-270") (0") A2

A3

A4

(-90")

(-1 0 0 )

A5

A6

7\ 7\ 7 7 / 4, / / 4. 4* \

r B2

' BO

' B3

a) BO

CANAL 2 CANAL 2 SEÑAL CANAL 1 SEÑAL (DIAFONÍA)

B1

B2

B4

B3

B5

B6

7\ 7\ 7\ 7 / 44. / / 4, / A3

x AO (0 )

/ A4

(+ 9 0) (+180) (+270)

^A S

(0 )

(+90) (+180)

SEÑAL DE SALIDA

SEÑAL DE ENTRADA

b) CANAL 2

CANAL 1 K

A3

V

AS

A6

(D IA F O N IA ) t 'h á s AO

J

S EÑ A L R ETA R D A D A

\

A2

y

Bf

A2+A0¿ S A L ID A

7

\A 3+ A 1 A 4 + A 2 ^

\

\

A3

(/ I b^

A4

y 4wX

SEÑAL DIRECTA 82 (DIAFONÍA) /

V

S E Ñ A L D IR E C T A

y

SEÑAL RETARDADA

4 aw

BO

y

/

SALIDA

V

B3

(*>

/

y

B2 y /

A 2 *B < ^

A6+A4^

V

( n

( ')

B 4+B 2^

r

B5

) \

B6

y

\ B3

y 7 /

('')

B6+B4¿

c) 7.28 Circuito de una línea de retardo 2H y detalle de los cambios de fase de la señal de burst.

169

VÍDEO

En la figura 7.28a derecha se puede ver cómo quedan grabadas las señales de croma en pis­ tas adyacentes en el sistema VHS. Veamos ahora cómo esta forma de grabar la señal de croma produce la anulación posterior de la modulación cruzada en la línea de retardo 2H. Para ello, en la figura 7.28 b se ha dibujado el esquema de una línea de retardo 2H, en la que se observa que la señal aplicada a su entrada, y que aparece 128 ps más tarde en su salida, se aplica a un circuito adicionador en donde se le suma la señal de croma directa procedente del conversor principal. Supóngase ahora que el cabezal de vídeo del canal 1, durante la lectura de la pista A, lee seis lí­ neas consecutivas de esta pista, que se han indicado como AO ... A 6 en la figura 7.28b, y, al mismo tiempo, se Induce en ella señales de la pista 6 que se indican, en la misma figura, como BO ... B 6 . A la salida del conversor principal se obtienen así dos señales de burst, una útil procedente de la pista A y la otra perturbadora procedente de la pista B, y cuyas fases son las indicadas en la figura 7.28b. Si, en esta circunstancia, se hace pasar la señal de croma por una línea de retardo 2H, ésta saldrá de la línea de retardo transcurrido un tiempo de 128 ps, es decir, dos líneas más tarde. SI la señal de salida de la línea de retardo 2H se aplica luego a un circuito adicionador, en donde se le suma la señal de burst directa procedente del conversor principal, a cada línea que en ese mismo Instante se esté leyendo se le suma la generada dos líneas antes. Así, por ejemplo, cuando está presente la línea A2, conjuntamente con ella aparece una pequeña señal de burst de la línea 62, debida a la modulación cruzada. Estas dos señales se aplican directamente al circuito adicionador. Por otra parte, y tal como se dibuja en la figura 7.28c, a la salida de la línea de retardo 2H aparece la señal de burst leída dos líneas antes, la cual contiene asimismo una señal útil AO y una pequeña se­ ñal de burst perturbadora de la pista adyacente BO, y que se aplican también al circuito adicionador. Observando ahora con atención la figura 7.28c (izquierda), para el caso de lecturas de pistas ex­ puesto, se comprueba que la fase de la señal de burst útil de la línea A 2 coincide con la de la línea AO, por lo que la suma de ambas señales da lugar a una señal de burst de mayor amplitud, cuya fase coin­ cide exactamente con la grabada en la pista A (línea A2), mientras que la señales de burst de la pista 6 (líneas 6 2 y BO) están en oposición de fase, por lo que al sumarse en el circuito adicionador se anulan. Todo lo descrito es válido para la lectura de cualquier línea leída, tal y como se puede com pro­ bar observando las fases de las señales de b u rst directa y retardada leídas por los canales 1 y 2 y que se han dibujado en la figura 7.28c. Lógicamente, para que la señal de burst debida a la modulación cruzada no aparezca en lo más mínimo a la salida del circuito adicionador, la amplitud de las dos señales de burst perturbadoras han de tener idéntico valor, para lo cual la señal directa se hace pasar por una resistencia de ajuste fí6.

PUERTA DE BURST En la figura 7.26 se aprecia que la señal de croma, de 4,433619 MHz, obtenida en el conversor principal se deriva hacia un circuito de puerta de burst, cuya misión es detectar el desfase de esta señal y aplicarla al detector de control automático de fase. En la figura 7.29 se ha dibujado un circuito de puerta de burst transistorizado. La señal de burst se aplica a la base del transistor T a través del condensador C ,, con una am­ plitud de 0,8 V de pico a pico. Al mismo tiempo se aplican a la base de dicho transistor unos impulsos positivos de puerta de burst a través de 6 ,. Cada vez que la base recibe un impulso, el transistor pasa a conducir, por tratarse de un tran­ sistor NPN. De la forma expuesta, cada vez que se produzca un Impulso de puerta de b u rst aparecerá esta señal en colector del transistor. La bobina L u junto con el condensador C3 y la resistencia fí3, constituyen un circuito reso­ nante sintonizado a 4,43 MHz, mientras que los diodos D1 y D2 forman un limitador de la ampli­ tud de la señal. De esta forma, a la salida del circuito se obtiene sólo la señal de burst, eliminán­ dose cualquier información de vídeo y, además, con una amplitud limitada a 1,3 V de pico a pico, dados por la tensión directa de los diodos de silicio.

170

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCION

0 ,8 V,p-p

7.29 Circuito puerta de burst transistorizado.

DETECTORES DE FASE Son dos los detectores de fase utilizados en los magnetoscopios del sistema VHS. El primero de ellos suministra la tensión de error al VXO y el segundo al detector Killer. Las fases de las señales a comparar son la proporcionada por el oscilador de 4,43 MHz y la obtenida a la salida del circuito puerta de burst, que procede del conversor principal. Para comprender el funcionamiento de este circuito, en la figura 7.30 se ha dibujado el esquema de un comparador de fase típico. Consiste en un transformador TR, con toma central, el cual sumi­ nistra señales al circuito detector, y que están en oposición de fase una con respecto a la otra. La tensión de corrección para el control de la frecuencia del VXO, de subportadora de 4,435572 MHz, se obtiene en el condensador CAy su valor depende del error de fase entre la in­ formación dé la señal de sincronismo de color (procedente del conversor principal) y la onda se­ noidal generada en el VXO. Obsérvese en la figura 7.30 que la información de la señal de sincronismo de color, procedente del conversor principal, se aplica al cátodo del diodo D I y al ánodo del D2 a través de los condensa­ dores de acoplamiento C2 y C3, los cuales aíslan a los diodos del devanado del transformador. Las señales en los terminales del transformador están desfasadas 180° una con respecto a la otra, y dichas señales se aplican al cátodo de D1 y al ánodo de D2. La señal procedente del VXO se aplica, a través de R6, al ánodo de D I y al cátodo de D2. Esta señal de referencia procedente del VXO está 90° fuera de fase con respecto a la s 'ral de sincro­ nismo de color en el ánodo de D2 y en el cátodo de D 1 . Antes de proseguir con el estudio del funcionamiento de este circuito conviene decir que, aun­ que la señal de referencia represente al oscilador de subportadora de 4,43 MHz, no está necesa­ riamente en fase con la oscilación generada en éste, puesto que siempre existe un cierto despla-

171

SEÑAL D E BU R S T D E R EPR O D U C C IÓ N 4,4 3 MHz ± A/

7.30 Detector de fase.

zamiento de fase a medida que la señal del VXO avanza hacia el punto de aplicación en el detec­ tor de fase; sin embargo, esto no se tiene en cuenta en nuestra explicación por motivos de clari­ dad de exposición y porque no afecta a la teoría que se expone. En la figura 7.31 se han dibujado los tres casos posibles que se pueden dar, es decir: • Que ambas señales estén desfasadas exactamente en 90°. • Que la señal de referencia adelante a la de sincronismo de color. • Que la señal de referencia atrase a la de sincronismo de color. En esta figura, f, es la señal de referencia de 4,43 MHz procedente del VXO, y f2 la señal de 4,43 MHz A ± f procedente de la puerta de burst. En el caso de la figura 7.31a, la fase de la señal f2 (señal de burst) se adelanta 90° a la fase de la señal f, (4,43 MHz del oscilador de cuarzo). Al aplicar estas dos señales al comparador de fase en la salida de éste se obtiene una señal cuya componente positiva (a) es igual a la negativa (b), tal y como se puede apreciar en la parte inferior de la figura 7.31a. Esto se debe a que el cátodo del diodo D7 recibe la señal de burst f2, que varía continuamente entre niveles bajos y altos, pero, sólo cuando el cátodo recibe potencial negativo con respecto al ánodo, el diodo pasa a conducir, es decir, cuando el ciclo de la señal de burst aplicado a su cátodo está por debajo del nivel de la señal procedente del VXO. De igual forma, el ánodo de D2 recibe la señal de burst, pero desfasada 180° por el transfor­ mador TR, por lo que el diodo conduce sólo cuando el ánodo recibe potencial positivo con res­ pecto al cátodo. Como resultado de lo expuesto, ambos diodos conducen simultáneamente y durante el mismo tiempo, por lo que en el punto de unión de R2 con R 3 la tensión es nula, y nula será, como consecuencia, la tensión en el condensador C„. En la parte inferior de la figura 7.31a se aprecia cómo las amplitudes y tiempos de a y ó son iguales y, por lo tanto, se anulan. Veamos ahora qué sucede en el segundo caso, es decir, el representado en la figura 7.31b, en el que la fase de f-¿(seña) de burst) se adelanta más de 90° a la señal de referencia í, (4,43 MHz del VXO).

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

f, — I

U

H 1/4

T

a

a

a)

b)

c)

7.31 Relaciones posibles entre las señales aplicadas al detector de fase.

En éste, y tal como se ha dibujado en la parte inferior de la figura 7.31 b, el tiempo de conduc­ ción del diodo D2 es mayor que el del diodo D1, puesto que a su ánodo queda aplicado un po­ tencial positivo con respecto al cátodo durante más tiempo que en sentido inverso. Por los mismos motivos, el diodo D1 permanece más tiempo bloqueado que conduciendo. Como consecuencia, en C„ aparece una tensión positiva que se aplica, como tensión de error, al VXO para que éste modifique su fase de oscilación. El tercer caso se ha dibujado en la figura 7.31c y corresponde a aquel en el que la fase de la señal de b u rst f2 adelanta menos de 90° a la señal de referencia f v En este supuesto, el diodo D I conduce más tiempo que el D2, por lo que se obtiene una señal de salida cuya forma de onda se ha dibujado en la parte inferior de la figura 7.31c y en la que se observa que el tiempo de conducción b es mayor que el a. En tal situación, el oscilador de cuarzo recibe una tensión de corrección de fase de signo ne­ gativo, adelantando con ello la fase de la señal. Las relaciones entre las tensiones de salida y las diferencias de fase en el detector están repre­ sentadas en la figura 7.32. Cuando la fase de f2 se adelanta, aproximadamente, 90° a fu la tensión de salida del detector de fase es igual a 0 (tensión de referencia). En el margen ±90°, centrada en el punto +90°, la ten­ sión de salida depende directamente de la diferencia de fase entre f2 y f,. La tensión de salida es

Á R E A D E C O R R E C C IÓ N

N EG A TIVA

7.32 Tensión a la salida del detector de fase, en función de las diferencias de fase de las señales a él aplicadas.

17 3

VÍDEO

tanto mayor, en uno u otro sentido, cuanto mayor es el desfase entre las señales comparadas, al­ canzándose valores máximos cuando el desfase es de 0 o y 180°. El otro detector de fase proporciona una tensión de referencia al Killer de color. En él, las señales a comparar y la tensión de salida son iguales a las expuestas para el primer comparador de fase, pero con la particularidad de que, si el desfase se produce de forma conti­ nuada, no existe señal de burst de reproducción, o si el desfase es superior a 180°, se carga un condensador hasta alcanzar un valor tal que conmuta al estado de bloqueo el circuito Killer (supresor de color), con lo cual las imágenes pasan a ser reproducidas en blanco y negro, lo que siempre es preferible a que se reproduzcan con colores erróneos. Para finalizar diremos que la señal de 4,43 MHz del VXO, que se aplica al segundo detector de fase, se retarda aproximadamente unos 270° (figura 7.33). En esta figura se compara la salida del detector de fase 1 con la del 2 .

7.33 En el segundo detector de fase, la salida está desfasada unos 270° con respecto a la salida del primer detector de fase.

Oscilador de cuarzo controlado por tensión (VXO) El oscilador de 4,43 MHz no actúa en grabación, ni tampoco se tiene señal de burst en el detector de fase 1 , por lo que la tensión a la salida de este último circuito es igual a 0 , la cual está aplicada al oscilador variable, el cual trabaja correctamente sobre 4,43 MHz. En reproducción, la tensión de error fase dada por el detector de fase controla de forma conti­ nuada al VXO. Por otro lado, y tal como se dice en el apartado anterior, si la señal de burst de reproducción adelanta exactamente 90° a la señal del VXO, la tensión de error será nula y el VXO opera sin co­ rrección. Si, por el contrario, la fase de la señal de burst de reproducción adelanta a la del VXO en un ángulo superior o inferior a 90°, entonces se obtiene en la salida del detector de fase una tensión de error que se aplica al VXO para que modifique ligeramente su frecuencia y, de esta forma, en­ ganche su fase con la de la señal de burst. Este enganche debe ser, como se ha dicho, con 90° de atraso. Aunque actualmente estos osciladores están diseñados con circuitos integrados, a continua­ ción se describe en primer lugar uno transistorizado (figura 7.34), lo cual facilita la comprensión del funcionamiento de estos circuitos, y luego se exponen las particularidades de uno integrado.

174

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

7.34 Circuito oscilador de cuarzo controlado por tensión.

Para cambiar la fase de la oscilación de 4,43 MHz dada por el VXO, es preciso modificar lige­ ramente la frecuencia de oscilación de éste. Efectivamente, todo cambio de frecuencia presu­ pone una modificación del tiempo de los ciclos de la señal y, como consecuencia, modificando el tiempo se modifica la fase. Este cambio de la frecuencia de 4,43 MHz del VXO se realiza mediante un circuito de reactan­ cia capacitiva controlada por la tensión de error dada por el detector de fase, y el cual se conecta al cristal de cuarzo del oscilador. En la figura 7.34 se ha dibujado un circuito de estas características en el cual se utiliza un tran­ sistor de efecto de campo T 1 . Si la fase de la señal dada por el oscilador se desplaza y, por lo tanto, no está desfasada 90° exactos con respecto a la señal de burst de reproducción, la tensión de corrección de fase que aparece en la salida del detector de fase se aplica a la puerta del transistor FET de la figura 7.34. Con ello queda conectada momentáneamente una capacidad al cristal del oscilador y éste varía su frecuencia de oscilación hasta que se produce el desfase correcto de su señal con la de la señal de burst, instante en el cual la tensión de corrección pasa a ser nula y se desconecta la capacidad. La proporción de capacidad conectada varía según la tensión de corrección aplicada a la etapa de reactancia. Lógicamente, el circuito está diseñado de forma que la frecuencia de oscilación sea exacta­ mente la de la subportadora de color, es decir, 4,435572 MHz según establece la norma CCIR (3,579545 MHz, si se trabaja con norma americana), cuando la tensión de corrección sea nula. El circuito de reactancia de la figura 7.34 está formado por un FET (77) de canal N, el cual está gobernado por la tensión de corrección aplicada a su puerta y que procede del detector de fase 1. El potenciómetro f í s es el control de reactancia. Efectivamente, el potenciómetro R 5 está dispuesto en el circuito de surtidor de 77, por lo que ajustando el valor de este potenciómetro se ajusta la polarización del transistor 77 y, con ello, la frecuencia del oscilador de cristal para que dé exactamente 4,435572 MHz cuando la tensión de error de fase es nula. El transistor 77 actúa como una reactancia capacitiva variable en el cristal de cuarzo del oscilador.

175

VÍDEO

En caso de utilizar un oscilador diseñado con IC, éste posee un amplificador diferencial en el que ambas entradas están conectadas de forma distinta (figura 7.35). A una de las entradas (la correspondiente al terminal 11 del IC) se conecta una capacidad ex­ terna de elevado valor, es decir, con elevada constante de tiempo. A la segunda entrada (en el ter­ minal 12) se conecta una red RC formada por C2, C 3 y R ], cuya constante de tiempo es pequeña. Al terminal 10 del IC se aplican los impulsos positivos de sincronismo de línea, los cuales co­ nectan y desconectan un interruptor electrónico que forma parte del integrado. Cada vez que en el terminal 10 aparece un impulso positivo, el interruptor electrónico se cierra y, con ello, se conectan entre sí las dos entradas del amplificador diferencial. Cuando el detector de fase 1 suministra tensión de error, ésta queda aplicada a las dos entra­ das del amplificador diferencial, pero, como estas entradas poseen distintas constantes de tiempo, el circuito actúa en contra de la diferencia entre entradas, de forma que no se producen cambios de frecuencia en la salida del VXO y sólo desplazamiento de fase. La salida del VXO se tiene en el terminal 14, de donde se extrae la señal de 4,435572 MHz que ha de aplicarse al modulador en contrafase.

SINC. H AL M ODULADOR DE BALANCE

SEÑAL DE 4,43 MHz DEL OSCILADOR

10

ENTRADA SEÑAL D E BU R ST DE REPRODUCCIÓN

14

DECTECTOR DE FASE

VXO 4,435572 MHz

1

11

I

12

C,

\C2

7.35 Circuito oscilador de cuarzo controlado por tensión diseñado con un IC.

DETECTOR DE KILLER Si durante la reproducción de un programa de televisión en blanco y negro la señal de luminancia queda afectada por un componente de ruido de color, la imagen reproducida queda afectada por dicho ruido. Es por lo tanto necesario disponer en el magnetoscopio de un circuito de te cto r de Ki­ ller que desconecte el circuito de color tanto en el proceso de grabación como de reproducción cuando se trabaja con señales de vídeo monocromáticas, o cuando la señal de croma es insufi­ ciente para dar imágenes de calidad pese a la actuación del CAC. El circuito de Killer, o circuito supresorde color , no es más que un circuito diseñado para generar una tensión de control que corta el paso de la señal de ruido de color. Además, genera un impulso ID (identificación) que invierte el estado de un circuito flip-flop , tipo D, en el circuito de giro de fase de 90°.

176

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

En la figura 7.36 se ha dibujado el punto de operación del detector de Killer. En ella se puede observar que este circuito genera una tensión máxima positiva cuando el desfase entre las dos señales suministradas por el detector de fase 2 es, exactamente, de 180°. Cualquier desfase, por encima o por debajo de este valor, da lugar a una tensión positiva más pequeña a la salida del de­ tector de Killer, pasando a ser negativa cuando el desfase supera ±90° al punto central de 180°; es decir, cuando el desfase está por debajo de 90° o por encima de 270°. Efectivamente, si la señal que se está grabando o reproduciendo es en blanco y negro, no hay señal de b u rst y la salida del detector es negativa. Esta tensión negativa se aplica al amplificador de Killer, por el cual tiene que pasar la señal de croma. Si no existe burst, el amplificador de Killer pasa al estado de bloqueo, y la señal de croma no pasa hacia la etapa mezcladora, en donde debería unirse con la de luminancia. Si, por el contrario, se tiene señal de burst, por tratarse de una grabación o reproducción de un programa en color, entonces la salida del detector de fase 2 proporciona al detector de Killer dos señales desfasadas 180°, con lo cual éste genera una tensión positiva que hará que el ampli­ ficador de Killer deje pasar la señal de croma hacia el mezclador.

tV

o 7.36 El punto de operación del detector de Killer está en el momento en el que la diferencia de fase entre las dos señales suministradas por el detector de fase 2 esté ± 90° con respecto al punto central! 80°.

-V

En la figura 7.37 se puede ver el diagrama de bloques del circuito detector de Killer que, como resulta obvio, se diseña con circuitos integrados. En este circuito, la señal de 4,43 MHz (señal f,)> generada en el oscilador de cristal, se aplica a un circuito de desplazamiento de 270°. A continua­ ción, esta señal se compara en el detector de fase 2 con la señal de b u rst (señal f2), obteniéndose en la salida de éste dos tensiones continuas de referencia, una positiva y la otra negativa, es decir, desfasadas 180°.

S IN C N

(4.43 MHz)

DETECTOR

i/í

AMPLIFICADOR KILLER

(4,43 MHz)

SALIDA COLOR

R, DELA LINEA 2 H

¡ C ,

í' O ID IMPULSOS

7.37 Diagrama de bloques del funcionamiento del detector de Killer.

177

VÍDEO

La tensión positiva se aplica a la entrada positiva de un amplificador diferencial (detector de Killer) a través de una resistencia R2, mientras que la otra se aplica directamente a la entrada nega­ tiva del amplificador diferencial. Si la tensión de salida en el detector de fase 2 es igual a cero, en las dos entradas del detector de Killer no habrá diferencia de potencial y, como consecuencia, a la salida de éste la tensión baja a unos 2 V. Esta tensión se aplica como tensión de polarización del amplificador de Killer, para el cual dicha tensión es insuficiente para que amplifique las señales de croma, es decir, que el amplificador de Killer bloquea (no amplifica) las señales de croma procedentes de la línea de retardo 2H. Si la señal de croma no puede pasar por el amplificador, ello quiere decir que el mezclador de la señal de croma con la de luminancia no recibe señales de croma y, por lo tanto, sólo se obtie­ nen señales de luminancia a la salida del mezclador. Lógicamente, la diferencia de potencial entre las dos entradas del detector de Killer aumenta cuando existe señal de burst y el detector de fase 2 acusa esta circunstancia, en cuyo caso la tensión de salida del amplificador diferencial adquiere un valor adecuado para que el amplificador de Killer amplifique la señal de croma, dejándola pasar hacia el mezclador. El condensador C ,, dispuesto en derivación con la entrada negativa del detector de Killer, y el grupo RC formado por la resistencia Rz y el condensador C2 en derivación con la entrada positiva del detector de Killer, dan a estas entradas las constantes de tiempo necesarias para su correcto funcionamiento.

IMPULSOS DE IDENTIFICACIÓN Como se ha dicho en repetidas ocasiones en este capítulo y en el anterior, la fase de la señal del canal 2 en el sistema PAL-VHS gira 90° en cada línea. Pues bien, si por cualquier circunstancia se presenta una diferencia de sincronización en grabación y reproducción, la diferencia de fase entre las señales /j (procedente del oscilador) y f 2 (burst) será mayor de 90°. Por otro lado se tiene que el margen de actuación del detector de fase 1 está entre 0o y 180° y, sin embargo, existen posibilidades de que aparezcan desfases mayores. El control automático de fase no está pues en condiciones de compensar estas diferencias de fase. Para solventar este problema se recurre a unos impulsos de identificación ID, los cuales se ob­ tienen del detector de fase 2 y aparecen cuando la diferencia de fase entre las señales f, y f2 es su­ perior a ±90°. Los impulsos de identificación de fase se utilizan para controlar la fase de la señal de burst du­ rante la reproducción, de forma que si ésta no es la correcta se proceda a su inversión. En la figura 7.36 se puede ver el punto del detector de fase 2 en el que se obtienen los impul­ sos de identificación de fase. En la figura 7.38 se ha dibujado un diagrama de bloques en el que se muestra la actuación de los impulsos de identificación en las etapas de croma. El funciona­ miento de este circuito es como sigue. Supóngase, cosa muy normal, que, al iniciar la reproducción, la fase de la señal de croma de la primera línea leída por los cabezales no coincide con la fase del circuito rotador de 90°. En este caso, el detector de Killer saldría de control y generaría un impulso de identificación que se aplica­ ría a un amplificador de ID, de donde pasaría a una de las entradas de una puerta AND. A la otra entrada de la puerta AND se aplican los impulsos de frecuencia de línea fH, de forma que éste dará señal de salida alta sólo cuando a sus dos entradas se le apliquen simultáneamente señales de nivel alto, es decir, el nivel alto de un impulso de sincronismo a una entrada y el nivel alto del impulso de identificación a la otra. La salida de la puerta AN D sirve para gobernar un flip-flop que conmuta una u otra línea de sa­ lida del circuito rotacional de 90°. Efectivamente, la salida del circuito rotacional de 90°se deriva en dos, una salida es directa y en la otra se ha intercalado un inversor, de forma que en los ánodos de los dos diodos se tienen señales de fase opuesta. Para que estos diodos pasen a conducir es preciso que a su ánodo se aplique un potencial positivo con respecto a cátodo, el cual es suministrado por el flip-flop. Dado que las dos salidas del flip-flop son siempre de nivel diferente (cuando una está en nivel alto, la otra estará en nivel bajo, y viceversa), siempre se tiene un diodo polarizado en sentido d¡-

178

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

SEÑAL DE CROMA 4.43 MHz

7.38 Diagrama de bloques de las etapas de croma de un magnetoscopio VHS, en el que se controla la fase correcta de la señal de croma mediante los impulsos de identificación obtenidos en el detector de Killer.

recto, y, por lo tanto, capaz de dejar pasar la señal de 625 kHz procedente del circuito rotacional, y el otro polarizado en sentido inverso y, por lo tanto, bloqueando esta señal. En el esquema de la figura 7.38 se puede ver que la salida del flip-flop que se conecta a la línea que invierte la fase posee una derivación hacia la entrada D, de forma que éste se mantiene en memoria gracias a esta realimentación. Sólo cuando el nivel a la entrada T cambia, cambia con ella el estado de las salidas y, com o el circuito se realimenta, permanecerá en este nuevo estado hasta que vuelva a cambiar el nivel apli­ cado a la entrada T. El circuito descrito actúa, pues, de forma automática siempre que el control automático de fase detecta que la señal de b u rst está 180° desfasada con respecto a la fase que debería tener en cada línea, y esta conmutación automática de una a otra línea de salida del circuito rotacional de 90° se mantiene hasta que llegue un nuevo impulso.

MEZCLADOR Y-C Durante el proceso de reproducción de las señales grabadas en la cinta, las informaciones de lu­ minancia (Y) y de croma (C) se separan para someterse a procesos distintos. La finalidad es recu­ perar la información de luminancia y de croma según las normas de televisión. Tomando como referencia la norma CCIR de televisión en color sistema PAL, en la salida de la etapa de luminancia se tiene una señal de luminancia modulada en amplitud y con un ancho de banda de 0 a 3 MHz. En la salida de la etapa de crom a se tiene la subportadora de croma,

17 9

VÍDEO

de 4,43 MHz, con su ancho de banda correspondiente y con líneas de fase alternada según co­ rresponde al sistema PAL. Es pues, en este punto, donde debe efectuarse la mezcla de las dos señales (croma y luminancia), para dar lugar a la señal de vídeo de color completa o señal FBAS, la cual modula posteriormente a una portadora de RF en la banda de UHF. En este punto, no se suma la señal de audio, cuyo tratamiento se estudia en otro capítulo de esta obra, ya que la señal FBAS debe modular en amplitud la portadora de RF, mientras que la de audio ha de modular en frecuencia una subportadora de 5,5 MHz antes de modular a la cita­ da portadora de UHF. En la figura 7.39 se puede ver el esquema de las etapas mezcladora Y - C y del amplificador, transistorizado, de la señal FBAS. Antes de efectuarse la mezcla de las dos señales se igualan sus tiempos de tránsito, con el fin de permitir un entrelazado perfecto de éstas. Así, la señal de luminancia, que es de tiempo infe­ rior, pasa por una línea de retardo de 0 , 6 ps, con lo cual quedan igualados los tiempos. La señal de luminancia, procedente del supresor de ruido, se aplica a la entrada de sendos mezcladores Y -C , a través de la citada línea de retardo. La señal de croma se aplica a las entradas de sendos amplificadores Killer, los cuales evitan la introducción de ruido en ausencia de color.

V1 // c* u

PB

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^s> R E C !_.

R ETA R D O 0 .6 u s

S A L ID A

I

o M U TE

S A L ID A 2 —

i

H

7.39 Circuito mezclador de las señales de luminancia y croma, amplificador de FBAS y salidas hacia el modulador de RFy hacia el monitor.

180

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

De los amplificadores Killer, la señal de croma pasa a los mezcladores Y -C , para sumarla a la de luminancia. En la salida de los mezcladores Y - C se obtiene la señal FBAS, o señal compuesta de vídeo, con toda la información de luminancia y croma. A continuación, las señales FBAS se aplican a un conmutador electrónico, gobernado por tensión, que realiza el cambio para las posiciones de grabación y reproducción. En la posición reproducción (PB) se tiene una salida, correspondiente al mezclador Y - C su­ perior, que se aplica a un separador de sincronismos como información de croma, y una segunda salida, correspondiente al mezclador inferior Y -C , que se aplica a un amplificador transistorizado de tres etapas. Compruébese en la figura 7.39 que la señal FBAS se aplica a la base del transistor 72, que tra­ baja como amplificador seguidor de emisor. De emisor de este transistor, la señal pasa, a través de D 1 , a la salida 1, correspondiente a la salida de FBAS, que ha de modular la portadora de RF, y a la base de 73, que es un segundo am­ plificador seguidor de emisor que vuelve a amplificar la señal FBAS. La salida de 73 se aplica a un tercer transistor amplificador 74, en cuyo emisor se obtiene la señal FBAS lo suficientemente amplificada para poder aplicarla a un monitor (salida 2). El transistor 72 actúa como circuito de MUTE. Al aplicar una tensión positiva a su base, este transistor pasa a conducir y cortocircuita a masa, a través de C6, la señal de FBAS, evitando con ello que sea amplificada por 72. La señal de FBAS pasa a continuación al modulador de RF, donde modula una portadora de UHF, tal y como se expone en el capítulo de esta obra dedicado a las etapas de radiofrecuencia.

EJEMPLOS DE CIRCUITOS INTEGRADOS PARA EL TRATAMIENTO DE LA SEÑAL DE CROMA Y LUMINANCIA Al final del capítulo anterior de esta obra, dedicado al proceso de grabación de las señales de lumi­ nancia y croma, se expone un circuito integrado, diseñado por la firma Philips, para vídeos del sis­ tema VHS. Dicho IC, tal y como puede comprobar el lector, es utillzable para el tratamiento de las señales de luminancia y croma, tanto en grabación como en reproducción, ya que según las tensio­ nes de conmutación aplicadas pasan a trabajar de una u otra forma. Aconsejamos, pues, al lector la lectura de este tema en el capítulo citado para completar su información, ya que en este apartado nos limitamos, por razones de espacio, a describir un solo circuito integrado: el TDA2730. El TDA2730 es un IC monolítico algo antiguo, de la firma Philips, que fue especialmente dise­ ñado para la demodulación de la señal de FM en magnetoscopios de vídeo domésticos y repro­ ductores de videodiscos y que aún puede encontrarse en aparatos fabricados hace pocos años. En la figura 7.40 se ha dibujado el diagrama de bloques de las etapas que forman parte de este-IC, y que son las siguientes.

Limitador-amplificador El limitador tiene un límite de recorte de la señal de luminancia cifrado en 0,8 V de pico a pico, y con una frecuencia de 4 MHz. La señal de luminancia se aplica entre los terminales 4 y 5 con un valor que puede estar com ­ prendido entre 30 y 2.000 mV, apareciendo recortada y amplificada entre los terminales 12 y 13 con un nivel constante de 750 mV de pico a pico. La tensión de salida disponible entre los terminales 12 y 13, con una carga externa de 1 kQ, es de 5 V de pico a pico.

Demodulador La señal de salida del limitador se hace pasar, a través de una línea de retardo externa, a los term i­ nales 14 y 15, correspondientes a dos de las entradas de un demodulador síncrono (figura 7.40). Las otras dos entradas del demodulador son directas desde el limitador, es decir, dentro del propio IC. 181

VÍDEO

El tiempo de la línea de retardo necesario para el correcto funcionamiento del demodulador es de 64 ns. La relación típica entre la corriente que entra por el terminal 1 y la que sale por el terminal 16 es de 1 . La tensión de salida del demodulador, entre los terminales 16 y 11 (masa), es de 540 mV de pico a pico. Conmutador de drop-outs Para la actuación de este circuito debe aplicarse, entre los terminales 7-9 y 11 (entradas de se­ ñal), una tensión comprendida entre 6,5 y 12 V. La caída de tensión entre la entrada 7 y la salida 8 , y entre la entrada 9 y la salida 8 , cuando pasa señal por cualquiera de estos caminos, es de 1,5 V. El conmutador pasa de una a otra posición de la siguiente forma: • Se cierra el circuito entre 7 y 8 , cuando la tensión entre los terminales 10 y 11 está compren­ dida entre 0 y 2,7 V. • Se cierra el circuito entre los terminales 9 y 8 , cuando la tensión entre los terminales 10 y 11 está comprendida entre 3,7 y 6 V.

Amplificador de vídeo La entrada del amplificador de vídeo se efectúa por el terminal 3, y la salida por el 2. La tensión de entrada típica entre los terminales 3 y 11 (masa) es de 730 mV, mientras que la tensión típica de salida entre el terminal 2 y el 11 es de 5,5 V. La ganancia con lazo abierto es de 43 dB. El ancho de banda es de 8 , 8 MHz, tomando como referencia la caída de nivel de 3 dB a las frecuencias de corte.

182

PROCESADO DE LA SEÑAL DE VÍDEO EN REPRODUCCIÓN

En la figura 7.41 se ha dibujado el esquema de conexiones de este integrado, con todos sus componentes externos. La tensión de alimentación del circuito es de 12 V, con positivo en el terminal 6 . La corriente de alimentación es de 42 mA.

Vn + Í2 V -

I I

i

1 22u

68 \i

1K6

I' /

i /

n

< 2 ,7 \f (p-p)o >3,7M (p-p)drop-out

470

4,7 n

II

560

SALIDA < 4 V (p-p)

DEMODULADOR ELECTRÓNICO

DEMODULADOR SÍNCRONO

LIMITADOR

560

4K7 4K7

13

11

12

300

4K7S

14

15

8

16

750

H r C Z Z l-

10\x

1K3

3Q0_

-9 a

r = 64 ns

33 p

IfOOn

5K 6

12

u J i 1

L

1K

1K5

I +12 V

Z=1K5

ÍK5

+ 12N

7.41 Esquema de conexiones del integrado TDA2730.

18 3

I'

Servosistemas

CONCEPTOS GENERALES SOBRE EL SERVOSISTEMA En los capítulos anteriores se estudian los procesos de grabación y reproducción de las señales de luminancia y croma en un soporte magnético. Esta grabación y esta lectura no presentarían di­ ficultad alguna, si los sistemas de arrastre de cinta y de giro del tambor portacabezales tuviesen velocidad constante e iniciaran su giro justo en la misma posición que tenían cuando se procedía a la grabación de las señales, lo cual resulta imposible, por numerosos motivos, si no se efectúa un control de estas velocidades y de la posición angular de forma continua. El servosistem a es el encargado de mantener constante la velocidad de arrastre de la cinta, del tambor portacabezales y la posición angular de dicho tambor, para que los cabezales de ví­ deo lleven a cabo una lectura correcta de las pistas. En los aparatos de vídeo doméstico se emplean, normalmente, dos servos: uno para controlar la velocidad de giro del tambor portacabezales y el otro para controlar la velocidad de arrastre de la cinta, siendo este último el servo del cabrestante. Antes de entrar en el estudio detallado de los servos utilizados en los vídeos, y siguiendo la norma establecida en la redacción de esta obra, a continuación se exponen los principios genera­ les de funcionamiento de estos circuitos de control de velocidad. En el tambor portacabezales se disponen dos o cuatro cabezales de grabación/lectura de ví­ deo. Para facilitar el estudio, en lo que sigue supondremos un tambor de dos cabezales, dispues­ tos en los extremos de uno de los diámetros del tambor, siendo válida nuestra explicación para los vídeos de cuatro cabezales. Cada uno de los cabezales graba o lee una pista de vídeo a cada semigiro del tambor. Cada pista contiene un total de 312,5 líneas de imagen, es decir, un campo completo de televisión. Por otro lado, y con el fin de evitar parásitos en la imagen reproducida, cada vez que durante la lectura se produce una conmutación de cabezales, las señales proporcionadas por los cabezales han de coincidir justo antes de que se produzca el impulso de sincronismo de cuadro. De esta forma, y por producirse los impulsos de sincronismo de cuadro dentro del nivel de negro, el pará­ sito debido a la conmutación de cabezales no aparece en pantalla. Durante la grabación, cada cabezal debe iniciar su exploración aproximadamente 500 ps antes de que se produzca el impulso de sincronismo vertical de la señal que se graba, es decir, un tiempo igual a unas ocho líneas de televisión (recuérdese que cada línea ocupa un tiempo de 64 ps). Este tiempo de inicio de exploración debe mantenerse constante durante toda la grabación, ya que si no se hace así se produce un desplazamiento del punto de conmutación de los cabeza­ les y, como consecuencia, aparece en imagen una especie de parásito que se desplaza hacia arriba o hacia abajo de la pantalla. Para que el sincronismo sea perfecto se recurre a una serie de señales que controlan a los dos servos (el del tambor portacabezales y al del cabrestante). Estas señales se obtienen de los si­ guientes generadores: • Generador de impulsos del tambor (drum pulse generator). Para el control de la posición angular del tam bor portacabezales de vídeo.

185

VÍDEO

• Generador de frecuencia del tambor (drum frequency generator). Para el control de la velo­ cidad de giro del tambor portacabezales. • Generador de impulsos del cabrestante (capstan pulse generator). Para el control de la po­ sición angular del cabrestante. • Generador de frecuencia del cabrestante (capstan frequency generator). Para el control de la velocidad de giro del motor del cabrestante. Además, se recurre a los impulsos de sincronismo vertical de la señal de vídeo que se está grabando, unas señales de 50 Hz para reproducción y unos impulsos grabados en la cinta. Todas estas señales se utilizan como referencias para obtener tensiones de error de fase y fre­ cuencia que modifican tanto la velocidad como la posición angular de los motores de acciona­ miento del tambor portacabezales y del cabrestante para arrastre de la cinta. Antes de entrar en el estudio de los sen/os conviene conocer cómo están constituidos los ge­ neradores de frecuencia (FG) y de impulsos (PG), tanto en el tambor portacabezales como en el cabrestante, los cuales se describen en el siguiente apartado.

LOCALIZACIÓN DE LOS GENERADORES DE SEÑAL EN EL TAMBOR PORTACABEZALES Y EN EL CABRESTANTE En la figura 8.1 se puede ver la disposición y la forma constructiva del generador de frecuencia en el tambor portacabezales. Consiste en una bobina dispuesta sobre un núcleo de 24 polos en la parte inferior del tambor, la cual está sometida a la influencia de un imán permanente de 24 polos. El conjunto forma un ge­ nerador cuyo estator es el imán de 24 polos y cuyo rotor es la bobina que gira con el tambor. Como el tambor, a la velocidad nominal, gira a 1.500 rpm y el generador posee 24 polos, se obtiene una señal de salida cuya frecuencia es de: 1.500 rpm x 24 , ------------ = 600 Hz 60 s En la figura 8.2 se tiene la disposición y la forma constructiva del generador de impulsos en el tambor portacabezales. Consiste en disponer una pequeña bobina en la parte fija del tambor portacabezales y, en la parte rotativa del tambor, un imán permanente que, al girar con el tambor, induce unos impulsos de tensión en la bobina. Dado que en este caso el imán es único, y como a la velocidad nominal el tambor gira a 1.500 rpm, la frecuencia de los impulsos generados en la bobina es de: 1 .5 0 0 rp m _ _ 60 s Vemos pues que, mediante estos dos generadores, se obtienen dos señales: una de 600 Hz para el control de la velocidad del tambor portacabezales, y otra de 25 Hz que sirve para controlar la posi­ ción angular de dicho tambor y, con ello, el barrido correcto de las pistas de vídeo grabadas en la cinta. Estas dos señales poseen las frecuencias citadas siempre y cuando el motor del tambor gire a 1.500 rpm, ya que, como es lógico suponer, cualquier variación de la velocidad de giro del motor supone una variación de la frecuencia generada en cada uno de los generadores expuestos. Veamos ahora la disposición del generador de frecuencia en el cabrestante (figura 8.3). En este caso, el generador se encuentra localizado en el motor del cabrestante y consiste en una parte fija formada por un núcleo con 38 polos sobre el que se dispone una bobina, y en una parte rotativa, fijada al eje del motor, consistente en un imán permanente. Al girar este imán in­ duce en la bobina una tensión cuya frecuencia viene dada por el número de polos del núcleo de la bobina, y que es de, aproximadamente, 800 Hz.

186

SERVOSISTEMAS

8.1 Disposición dei generador de frecuencia en el tambor portacabezaies.

\ ENGRANAJE ROTATORIO / 24 DIENTES

1 TAMBOR SUPERIOR

A

N TAMBOR INFERIOR

i 1 L 1

IMANES PERMANENTES

L

IMANES PERMANENTES' ...

BOBINA DEL GENERADOR DE FRECUENCIA

CABEZAL DE VÍDEO B

CABEZAL DE VIDEO A

ENGRANAJE GIRATORIO 38 DIENTES

A 8.2 Disposición del generador de impulsos en el tambor portacabezaies. ENGRANAJE FIJO'

IMAN PERMANENTE

MOTOR DEL CABRESTANTE

8.3 Disposición del generador de frecuencia en el cabrestante.

187

VÍDEO

En la figura 8.4 se ha dibujado la disposición y la forma constructiva del generador de impul­ sos del cabrestante. Este generador está localizado en la parte inferior del volante de inercia y consiste en una bobina que es energizada por un imán permanente. Cada vez que este imán pasa por delante de la bobina, engendra en ella un impulso de tensión cuya frecuencia sirve para determinar la posición angular del cabrestante. En otros aparatos de vídeo, estos impulsos se generan por medio de un divisor de frecuencia digital y a partir del generador de frecuencia.

ENGRANAJE HJO 13 DIENTES

PERMANENTES 13 PARES

BOBINA DEL GENERADOR DE IMPULSOS

8.4 Disposición del generador de impulsos en el cabrestante.

VOLANTE DE INERCIA

CONSTITUCIÓN DEL SERVO EN UN APARATO DE VÍDEO La figura 8.5 corresponde al diagrama de bloques simplificado de los sistemas de servo del tam ­ bor portacabezales y del cabrestante de un aparato de vídeo del sistema VHS. Su funcionamiento es como sigue: durante el proceso de grabación, el control de velocidad de giro del motor del tambor portacabezales se realiza utilizando, como señal de referencia, la señal generada en el generador de frecuencia FG. Al girar el tambor se va produciendo una señal con una frecuencia que, como ya sabe, es de 600 Hz. Esta señal se compara con la obtenida en un circuito monoestable integrado, dando origen, si da lugar, a una tensión de error que, aplicada al motor del tambor, hace au­ mentar o disminuir la velocidad de giro de éste, compensándose así el error de velocidad. Al mismo tiempo, el generador de impulsos del tambor portacabezales suministra una señal que se compara con los impulsos de sincronismo vertical de la señal de vídeo que se graba, dando lugar a una tensión de error (si no coinciden unos y otros impulsos) que también hace mo­ dificar la velocidad del motor del tambor, hasta que los impulsos del generador de impulsos del motor del tam bor coinciden con los de sincronismo vertical, momento en el cual la posición angu­ lar del tambor, y con ella la de los cabezales de vídeo, será la correcta para que la grabación de cada pista se inicie en la parte inferior de la cinta. Por otro lado, se tiene el circuito de servo del cabrestante, en el cual se utiliza como referencia la señal obtenida del generador de frecuencia del cabrestante. Al mismo tiempo, el control de la posición angular del cabrestante se realiza mediante la com ­ paración de los impulsos obtenidos del generador de impulsos del cabrestante con la frecuencia de sincronismo vertical. Cualquier variación de fase o frecuencia da lugar a una tensión de error que modifica la velocidad del motor del cabrestante. Los impulsos de sincronismo vertical de la imagen se aplican a un cabezal fijo, de control CTL, el cual los graba en la parte inferior de la cinta, en sentido longitudinal, y que sirven como señales de referencia para el control de la posición angular del cabrestante durante la reproducción.

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SERVOSISTEMAS

VERTICAL

8.5 Posición de ios impulsos de sincronismo vertical grabados en cinta y de la pista de control.

189

VÍDEO

Durante el proceso de reproducción, los conmutadores de la figura 8.5 pasan a la posición P/B, con lo cual es el cabezal CTL el que, al leer la pista de control grabada en la cinta, propor­ ciona los impulsos de referencia. El proceso es muy similar al descrito para el proceso de grabación, con la variante citada y, además, com o se puede observar en la figura 8.5, la otra señal de referencia que ha de com pa­ rarse con la grabada en la cinta se obtiene de un generador de 4,43 MHz (con divisor de fre­ cuencia hasta obtener 50 Hz),,en lugar de utilizar los impulsos de sincronismo vertical de la se­ ñal de vídeo. El sistema está basado en un lazo enganchado en fase (PLL), como los estudiados en capí­ tulos anteriores pero, esta vez, con un sistema mecánico form ado por los generadores de im­ pulsos y frecuencia, tanto del tam bor portacabezales com o del cabrestante, formando parte del lazo. Si, por cualquier circunstancia, se retrasa un impulso de sincronismo vertical o el impulso del taquímetro en su camino hacia el detector de fase, puede establecerse cualquier relación de fase deseada entre los impulsos de sincronismo vertical y la posición de los cabezales de vídeo, de forma que siempre las pistas de vídeo quedan grabadas con los impulsos de sincronismo en la parte inferior de la cinta (figura 8 .6 ).

PISTA DE AUDIO

CINTA

PISTAS DE POSICIÓN DE LOS IMPULSOS DE SINCRONISMO DE CAMPO

(50 Hz) PISTA DE CONTROL (25 Hz)

8.6 Diagrama de bloques del servo del cabrestante durante la reproducción.

Se ha dicho que, en los magnetoscopios de vídeo domésticos, se utilizan dos servos: uno para el control de la velocidad y posición del tambor, y otro para el cabrestante. El servo del ca­ brestante de arrastre de la cinta no toma parte en la determinación de la temporización de cada campo grabado en las pistas, ya que ello es competencia exclusiva del servo del tambor portaca­ bezales. La misión del servo del cabrestante es muy distinta, pues su trabajo consiste en establecer, con toda precisión, el espaciado entre pista y pista, de forma que éstas queden una junta a otra, sin solaparse y sin que exista entre ellas zona vacía de información, que supondría un desperdicio de la superficie útil de la cinta. El sen/o del cabrestante regula la velocidad de avance de la cinta, de forma que ésta se des­ place por delante del tambor con velocidad uniforme, obteniéndose con ello imágenes y sonido de máxima calidad, libres totalmente de cualquier tipo de inestabilidad. En el sistema de servo del motor del tambor portacabezales de los aparatos de vídeo domés­ ticos se precisa, por lo tanto, una señal de referencia con la que definir la posición exacta de cada pista grabada en la cinta. Esta señal se graba a lo largo de la cinta, en su borde inferior, mediante un cabezal fijo independiente del tambor portacabezales de grabación/lectura de las señales de vídeo. En la figura 8 . 6 se puede ver la disposición de estas señales de control, grabadas tal y como se ha dicho, y cuya frecuencia es de 25 Hz, siendo su forma de onda cuadrada. Obsérvese en esta figura que los impulsos de control, por ser de frecuencia mitad que la frecuencia de sincro­ nismo vertical, se graban cada dos campos de imagen.

190

SERVOSISTEMAS

Otro detalle que debe considerarse del sistema, en el caso del servo del tam bor portacabeza­ les, es que, cuando se produce una conmutación de los cabezales lectores de la señal de vídeo, ha de exigirse al sistema que dicha conmutación coincida exactamente con la producida durante la grabación, para lo cual la posición angular del tambor portacabezales ha de ser la misma que la que tenía cuando se grababan dichas señales. Para ello se recurre a los impulsos dados por el taquímetro del tambor portacabezales, el cual dispara al biestable que conmuta los cabezales a tra­ vés de un circuito de retardo de tiempo variable. El tiempo de retardo se ajusta de forma que la conmutación de uno a otro cabezal se realice en el instante adecuado, es decir, justo cuando se cambia de pista. La velocidad del tambor portacabezales ha de ser, exactamente, de 1.500 rpm, ya que esta velocidad determina las frecuencias de los impulsos de línea y de campo de las imágenes repro­ ducidas. Esto se consigue comparando la fase y la frecuencia de los impulsos obtenidos del taquímetro con los generados por un oscilador muy estable, de cristal, en lugar de compararlos con los impulsos de sincronismo de campo. En lo que respecta al cabrestante, éste debe arrastrar a la cinta de forma que los cabezales lean las pistas con toda exactitud, es decir, sin desviaciones que puedan provocar la lectura de pistas adyacentes. Para ello se precisa una señal de referencia que indique cuándo una pista está bien leída, o no, y, mediante esa referencia, hacer que el motor del cabrestante modifique auto­ máticamente su velocidad para que la cinta avance o retroceda lo suficiente hasta que «encajen» las pistas con los entrehierros de los cabezales lectores de vídeo. Esta señal de referencia se ob­ tiene de la pista de control grabada en la cinta durante el proceso de grabación. El principio de funcionamiento del servo del cabrestante durante la reproducción es como si­ gue (figura 8.5): las señales de control grabadas en la cinta son leídas por el cabezal de sincro­ nismo y proporcionan unos impulsos rectangulares de 25 Hz que son comparados en un dete c­ tor de fase con los procedentes del oscilador de cristal utilizado en el sen/o del motor del tambor portacabezales. Lógicamente, la frecuencia generada por este oscilador es muy superior a 25 Hz, por lo que entre el oscilador de cristal y el detector de fase se disponen los circuitos divisores de frecuencia adecuados (no dibujados en el esquema). Si la señal leída por el cabezal de sincronismo no coincide en fase con las del oscilador de cris­ tal, el detector de fase da una tensión continua de error que, previa amplificación, modifica la velo­ cidad del motor del cabrestante. Con ello, la cinta modifica su velocidad y se atrasa o adelanta el paso de una pista por delante del entrehierro de los cabezales lectores de la señal de vídeo y de sincronismo. Este fenómeno se mantiene hasta que el cabezal lector de la pista de control proporciona se­ ñales en fase con las generadas en el oscilador de cristal, momento en el cual deja de producirse tensión de error y el motor del cabrestante pasa a girar a su velocidad nominal. Todo ello hace que las pistas grabadas en la cinta queden centradas perfectamente con res­ pecto a los entrehierros de los cabezales lectores de la señal de vídeo, efectuándose así una lec­ tura correcta. El sistema funciona permanentemente, de forma que cualquier desviación de las pistas, sea cual sea el motivo, da lugar a la tensión de error que modifica la velocidad del motor del cabres­ tante. Existe un pequeño problema, fácilmente solucionable, consistente en la separación m ecá­ nica entre los cabezales del tam bor y el cabezal de lectura de la pista de control. Este pro­ blema se debe a que, debido a la pequeña anchura de las pistas de vídeo, resulta práctica­ mente imposible ajustar mecánicamente la distancia entre dichos cabezales, por lo que, aunque las señales de control y del oscilador de cristal estén en fase, los cabezales lectores de la señal de vídeo puede que no estén perfectam ente alineados con las pistas, dando con ello señales erróneas. Para solucionar este problema basta con incluir un circuito de retardo en el camino de las se­ ñales de control, antes de aplicarlas al detector de fase. Este circuito de retardo es ajustable, de forma que las señales procedentes del cabezal lector de la pista de control lleguen al comparador de fase justo cuando la lectura de los cabezales de vídeo es perfecta, es decir, cuando el ruido en imagen es mínimo, lo que significa un arrastre óptimo.

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VÍDEO

La influencia que el ajuste de este circuito de retardo ejerce sobre el camino que los cabezales de vídeo efectúan sobre las pistas se ha representado gráficamente en la figura 8.7. En ella se ha dibujado una pista de vídeo y, mediante una línea continua central que la divide en dos, el camino óptimo del cabezal lector. UNA PISTA d e v íd e o

MARGEN DE RETARDO

MARGEN DEL CONTROL DE ARRASTRE

8.7 Influencia del ajuste del control de arrastre sobre el centrado de las pistas de vídeo con respecto a los cabezales del tambor.

Los límites de lectura del cabezal de vídeo, por encima y por debajo del centro de la pista, se han dibujado mediante líneas a trazos. Lógicamente, un tiempo de retardo puede traducirse como una longitud x en la cinta, por lo que el retardo en la señal de control se convierte en un cambio de velocidad que hace coincidir la pista de vídeo con su cabezal lector. El sistema descrito recibe el nombre inglés de «tracking», y es idóneo para el ajuste del arrastre de la cinta al ser ésta reproducida por un aparato distinto al que la grabó, ya que re­ sulta imposible que la distancia física entre los cabezales de control y de vídeo sea idéntica en dos aparatos.

SERVO DEL CABRESTANTE EN LOS VÍDEOS DEL SISTEMA VHS En la figura 8 . 8 se ha dibujado el diagrama de bloques del servo del cabrestante de un vídeo VHS. El funcionamiento del circuito es como sigue: un oscilador senoidal de cristal (1) genera una señal de referencia cuya frecuencia es de 475,2 Hz. Esta señal se aplica a un circuito disparador (trigger Schm itt), donde se transforma en unos impulsos rectangulares cuya frecuencia sigue siendo de 475,2 Hz. El siguiente paso consiste en aplicar los impulsos rectangulares del trigger de S chm itt a un di­ visor de frecuencia por 128 (3 en figura 8 .8 ), con lo que se obtiene una señal de 3,7 Hz. Esta señal de referencia se aplica, a través del circuito de impulsos de muestreo (sam pling pulse), a un de­ tector de fase (etapas 4 y 7 en figura 8 .8 ). Por otro lado se tiene un generador de impulsos montado en el volante del cabrestante, el cual, al girar éste, proporciona unos impulsos de tensión. Dado el pequeño valor de esta señal, se la somete a una amplificación previa (5 en figura 8 .8 ), antes de aplicarla a un circuito formador de impulsos (6 ), el cual la transforma en una onda trapezoidal. La señal trapezoidal obtenida en el circuito formador de impulsos se aplica al detector de fase (7), en donde se compara con la señal de 3,7 Hz procedente del divisor por 128. Si en el detector de fase se produce una tensión de error, por no estar en fase correcta las dos señales a él aplicadas, ésta se aplica a un circuito mantenedor de impulsos de muestreo, o cir­ cuito sam pling hold, ( 8 en figura 8 .8 ), el cual mantiene la tensión de error.

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8.8 Diagrama de bloques del servo del cabrestante en el sistema VHS. Esta tensión de error pasa al amplificador del sistema de control del discriminador, y de él al amplificador del motor del cabrestante, modificándose con ello la velocidad de éste. Sin embargo, este sistema de control de fase no es suficiente cuando se producen grandes variaciones de frecuencia entre las señales comparadas. Además, en el supuesto de que la ga­ nancia del bucle sea grande, se obtiene una gran pendiente de regulación. Por todo ello es nece­ sario añadir al circuito un sistema de control del discriminador para la atenuación. Éste consta de un amplificador diferencial (9) y del amplificador del motor de arrastre del cabrestante. De esta forma se asegura la regulación de velocidad al régimen exacto de giro cuando se producen gran­ des variaciones de frecuencia. A continuación se estudia cada una de estas etapas de forma individualizada.

GENERADOR DE LA SEÑAL DE REFERENCIA En la figura 8.9 se ha dibujado el esquema de una etapa generadora de la señal de referencia para el sistema de control de fases, utilizando un par de transistores del tipo NPN. El oscilador utiliza un diapasón piezoeléctrico del tipo TFC. Al conectar el circuito queda aplicada una tensión eléctrica al diapasón que hace que éste pase a vibrar. Esta vibración se transforma en impulsos eléctricos que son aplicados entre base y emisor del transistor T 1 , pero con fase invertida, ya que entre la entrada y la salida del diapasón existe siempre un desfase de 180°. Así, al conectar el circuito, la tensión aplicada a la entrada del diapasón es positiva, puesto que T2 está bloqueado y en su colector aparece todo el potencial positivo de la fuente de alimen­ tación. Esta tensión positiva aplicada a la entrada del diapasón se transforma en un movimiento mecánico y, a la vez, en la aparición de un potencial negativo en el electrodo de salida del diapa­ són. Con ello, la base del transistor T1 recibe un potencial negativo con respecto a emisor que hace que este transistor quede totalmente bloqueado. 19 3

VÍDEO

8.9 Generador de la señal de referencia.

Al ser 77 un seguidor de emisor, es decir, al tomarse la señal de salida de su circuito de emisor, ésta no invierte su fase. Así pues, al aplicar un potencial negativo a su base, en su emisor aparece este mismo potencial, el cual queda aplicado a la base de 72 a través de C2 y R„. Con ello, el transistor 72 se bloquea aún más, hasta que en su colector aparece todo el potencial positivo de la fuente de alimentación. Para que este proceso se lleve a cabo debe considerarse el condensador C ,, el cual se va car­ gando según la constante de tiempo dada por fíAC .. Una vez se encuentra totalmente bloqueado 72 y cargado C,, deja de aplicarse incremento de tensión a la entrada del diapasón TFC, con lo cual aparece un potencial negativo a la salida de éste que hace conductor a 77. En emisor de 77 aparece un impulso negativo que, aplicado entre base y emisor de 72, hace que este transistor se haga cada vez más conductor, es decir, que su tensión de colector se acerca cada vez más al potencial negativo de masa. Como consecuencia de esto último, en la entrada del diapasón la tensión es cada vez más ne­ gativa, haciendo que sea cada vez más positiva la tensión aplicada a la base de 77 y, por lo tanto, cada vez son más conductores 77 y 72. El proceso finaliza cuando en colector de 77 se alcanza el potencial máximo negativo (por má­ xima conducción de este transistor), momento en el cual el condensador C, se habrá descargado por completo y, por lo tanto, se inicia una nueva carga de éste. En el circuito de la figura 8.9 se aprecia que la oscilación de salida se realimenta a la entrada a través de R,u tal y como corresponde al funcionamiento de cualquier circuito oscilador. Sin em ­ bargo, la condición de desfase, necesaria para el correcto funcionamiento del circuito, se lleva a cabo en el diapasón piezoeléctrico, ya que la señal de salida de 72 está en oposición de fase con la de entrada, es decir, sería una realimentación negativa a no ser por la presencia del citado dia­ pasón, que la vuelve a invertir en fase y, con ello, a transformarla en una realimentación positiva que mantenga la oscilación.

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SERVOSISTEMAS

Obsérvese en la figura 8.9 que, mientras en emisor de 77 la señal posee forma senoidal, en colector de 72 quedan recortados los picos positivos y negativos de la señal generada, debido a que durante unos breves instantes T2 trabaja en saturación o en bloqueo.

DISPARADOR SCHMITT El siguiente paso, tal y como se expone en el diagrama de bloques de la figura 8 .8 , consiste en transformar la señal de referencia en unos impulsos de onda cuadrada, ya que si no se hiciera así los divisores de frecuencia que siguen no actuarían correctamente. Para llevar a cabo esto, nada mejor que un disparador Schm itt, cuyo esquema se ha dibujado en la figura 8 . 1 0 . El disparador S chm itt de esta figura está formado, como corresponde a este tipo de circuito, por dos transistores T1 y T2 que, en este caso, son del tipo NPN. El transistor 77 tiene su base polarizada por un divisor de tensión formado por ñ , y R2. A este divisor de tensión queda aplicada la señal obtenida en el generador de señal de referencia, la cual presenta pendientes de subida y de bajada (figura 8 . 1 0 ). Eligiendo adecuadamente los valores de R2 y R2, se consigue que 77 pase a conducir, cuando se alcance un determinado valor de la señal de entrada, y quede bloqueado para cualquier otro valor por debajo del que se tome como referencia. Así, supóngase que en un instante dado la señal de entrada sube de su valor mínimo al máximo (flanco de subida). Mientras que no se alcance un valor positivo determinado, el transistor 7 1 perma­ nece bloqueado y, como consecuencia, en su colector aparece el potencial positivo de la fuente de alimentación. Debido al bloqueo de 77, al condensador C, queda aplicada una tensión positiva que hace que este condensador se cargue y, al mismo tiempo, queda aplicada a la base de 72 una ele­ vada tensión positiva con respecto a su emisor que hace que este transistor conduzca en saturación. Cuando 77 está bloqueado, su tensión entre colector y emisor es la que se aplica entre base y emisor de 72, por lo que este último transistor pasa a conducir. Cuando la señal de referencia aplicada a la base de 77 alcanza un determinado valor positivo con respecto a masa, 77 pasa a conducir, con lo cual se produce la descarga a través de él de C,

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y, como consecuencia, a la base de 72 queda aplicado un potencial negativo que hace que pase al estado de bloqueo. El paso de bloqueo a conducción, y de conducción a bloqueo, del transistor T2 se realiza en un tiempo cortísimo, prácticamente de forma instantánea, por lo que la tensión presente en su colector puede considerarse rectangular (figura 8 . 1 0 ).

DIVISOR DE FRECUENCIA Los impulsos de onda cuadrada proporcionados por el disparador S chm itt se producen con una frecuencia de 475,2 Hz. Esta señal debe someterse a un divisor de frecuencia que la rebaje a 3,7 Hz. Para ello se utiliza un IC que la reduce primero a 1/16 de su valor de frecuencia (29,7 Hz) y luego, en una segunda fase, la divide por 8 para obtener la señal de 3,7 Hz.

IMPULSOS DE CONSULTA (SAMPLING) En la figura 8.11 se ha dibujado el esquema de un circuito detector de fase, en el que el transistor T I aplica a la base de T2 una tensión de referencia de servo del cabrestante. El funcionamiento del circuito es como sigue: como se ha dicho en el parágrafo anterior, a la salida del divisor por 128 se obtienen unos impulsos rectangulares cuya frecuencia es de 3,7 Hz. Estos impulsos se aplican a la base del transistor 77 de la figura 8.11, previo paso por una red d¡ferenciadora RC (no dibujada en el esquema) que hace que dichos impulsos se transformen en unos picos de tensión de signo positivo cuando la onda cuadrada pasa de valor bajo a alto, y de signo negativo cuando los impulsos rectangulares pasan de nivel alto a bajo. La forma de onda de estos impulsos se ha dibujado en la citada figura 8 . 1 1 .

8.11 Circuito detector de fase.

SERVOSISTEMAS

Dado que 77 es un transistor NPN, cuyo emisor está conectado directamente a masa, cada vez que a su base llega un impulso positivo pasa a conducir y, como consecuencia, en su colec­ tor aparece prácticamente la tensión de masa (0 V). Como consecuencia, la base de 72 queda conectada a masa cada vez que 7 1 conduce. La tensión de 0 V que aparece en colector de T1 , y que se aplica a la base de T2, es pues utili­ zada por este último transistor como tensión de referencia para la detección de fase. El proceso de comparación de fases que se lleva a cabo en 77 se estudia más adelante. Hasta aquí se ha visto cómo se obtienen los impulsos que, aplicados al comparador de fase, han de servir de referencia para que en todo momento el sistema sepa si la posición angular del cabrestante es la correcta para la lectura de las pistas. La otra señal a comparar procede del generador de impulsos del cabrestante, por lo que a continuación se hace el estudio desde este punto hacia el comparador de fase, siguiendo las eta­ pas del diagrama de bloques de la figura 8 .8 .

AMPLIFICADOR DE LOS IMPULSOS DEL GENERADOR DEL CABRESTANTE Dado el pequeño valor de los impulsos del generador del cabrestante, es necesario amplificarlos. La figura 8 .12 corresponde al esquema de un circuito amplificador transistorizado de los impulsos del generador del cabrestante, los cuales alcanzan un valor de tensión de 0,15 V de pico a pico. Los impulsos de tensión obtenidos en el generador del cabrestante se aplican a la base del tran­ sistor 77, a través del condensador electrolítico Cv Este transistor es del tipo NPN y trabaja como amplificador en emisor común, es decir, que la señal de salida se obtiene amplificada en su colector. Entre base y emisor de 77 se dispone un condensador C2, cuya finalidad es aplanar los impul­ sos del generador y, con ello, obtener impulsos rectangulares en colector de 77. La alimentación de 77 se lleva a cabo através del punto P LA Y +12 V de la figura 8.12. Sólo cuando se trabaja en la función PLAY (reproducción) y REC (grabación), se aplica tensión continua de alimentación al circuito, de forma que éste queda sin polarizar cuando se trabaja en las funciones de «bobinado rápido» y «rebobinado», evitando con ello que el transistor amplifique cualquier señal.

8.12 Amplificador transistorizado de los impulsos del generador del cabrestante. 19 7

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El transistor 72 es del tipo PNP y recibe los impulsos de control a través del condensador electro­ lítico C3. Este transistor conduce cada vez que su base recibe un Impulso negativo con respecto a su emisor, por lo que en colector se obtienen amplificados los impulsos del generador del cabrestante. Cuando el aparato de vídeo trabaja en las funciones de bobinado rápido y rebobinado, la base de T2 deja de polarizarse con tensión continua positiva, por lo que este transistor pasa al estado de conducción y en su colector aparece una tensión continua positiva cuyo valor es igual a la diferencia entre la tensión continua de emisor (12 V) y la caída de tensión entre colector y emisor de T2 (de 1 V, aproximadamente), es decir, en colector de T2 se tiene una tensión continua positiva de unos 11 V.

CIRCUITO FORMADOR DE IMPULSOS Los impulsos del generador del cabrestante obtenidos en colector de T2 de la figura 8.12 se apli­ can, a través de D 1 , a la base del transistor 77 de la figura 8.13. Este transistor, junto con un cir­ cuito elevador, forman un formador de impulsos que transforma a los impulsos rectangulares pro­ cedentes del amplificador en unos impulsos cuya forma de onda consiste en diente de sierra. El funcionamiento de este circuito es como sigue: al recibirse un impulso de tensión, el con­ densador electrolítico C, se carga hasta alcanzar entre sus placas el valor de tensión a él apli­ cada. Con ello se eleva la tensión aplicada a la base de 77 y, por lo tanto, en emisor de este tran­ sistor se produce una réplica de la rampa de carga del condensador C ,. Al tratarse de un seguidor de emisor, la impedancia de salida es baja, ya que la amplificación es de corriente. Esta variación paulatina de tensión que aparece en emisor de 77 se aplica a la parte inferior de la resistencia R u á través del condensador electrolítico C2, de gran capacidad, por lo que la resis­ tencia fí, tiene una señal de rampa similar en sus extremos. Como consecuencia de todo ello, la tensión en fí, no varía como lo hace en C ,, y la corriente a través de ella es constante. Una corriente de carga constante forma una rampa lineal válida para los fines que se proponen.

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8.13 Circuito formador de impulsos.

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Para iniciar la rampa de tensión, el transistor 72 de la figura 8.12 tiene que estar conduciendo por el Impulso aplicado a su base. Cuando el transistor pasa al estado de bloqueo, la rampa se termina. La señal, de forma trapezoidal, que aparece en emisor de T1 se aplica luego a la base de T2 para que sea amplificada, apareciendo en colector de este último transistor con un valor de 5 V de pico a pico. Esta señal es la que se aplica al detector de fase, para llevar a cabo la obtención de la tensión de error entre la fase de los impulsos del generador del cabrestante y la de los proporcionados por el generador de impulsos de referencia, si la hubiere.

COMPARADOR DE FASES El circuito com parador de fases es el dibujado en la figura 8 .11, y su función es la de detectar los posibles errores de fase existentes entre los impulsos de la señal de referencia y los obtenidos en el generador del cabrestante. Cualquier error de fase entre estos impulsos se traduce en una ten­ sión de error que, además, se mantiene hasta que desaparece el error. Veamos, con la ayuda de las figuras 8.11 y 8.14, el funcionamiento de este circuito. En primer lugar, en el esquema de la figura 8.11 se observa que al emisor de T2 se le aplican los im­ pulsos en forma de diente de sierra obtenidos en el circuito formador de Impulsos, mientras que la base de T2 queda conectada a masa a través de R2 y T1 , cada vez que este úttimo transistor conduce por recibir un impulso de la señal de referencia en su base, tal y como se explica en un apartado anterior. Cada vez que la base de T1 recibe un Impulso de referencia y, como consecuencia, este tran­ sistor pasa a conducir conectando a masa la base de 72, este último transistor recibe una tensión negativa en su base con respecto a su emisor, por lo que también pasa al estado de conducción

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8.14 Comparación entre la fase de los impulsos de referencia y la de los impulsos del generador del cabrestante, una vez conformados, a) Ambas señales en fase. b) Fase del impulso del cabrestante retardada (la tensión de error aumenta). c) Fase del impulso del cabrestante adelantada (la tensión de error disminuye).

y, por lo tanto, deja pasar cualquier señal. Con ello, el potencial que esté presente en su emisor aparece en su colector. Ahora bien, los impulsos de referencia que se aplican a la base de T2 se producen periódica­ mente, a intervalos iguales, mientras que los procedentes del cabrestante se producen sólo cuando el imán pasa por delante de la bobina y, como ello depende de la velocidad de giro del motor del cabrestante, la frecuencia de estos últimos impulsos estará en función de la velocidad de giro del motor. Por lo tanto, los impulsos del generador del cabrestante pueden, o no, coincidir con los de referencia. Por otro lado, y dado que los impulsos dei generador del cabrestante han sido transformados en una forma de onda en diente de sierra, el potencial aplicado a la base de T2 no tiene un valor constante, sino variable en el tiempo, tal y como corresponde a una forma de onda de este tipo. Tres son los casos que se pueden dar en el circuito (figura 8.14): • Fase del impulso del cabrestante en fase con los de referencia. • Fase del impulso del cabrestante retardada con respecto a los de referencia. • Fase del impulso del cabrestante adelantada con respecto a los de referencia En el primero de ellos (figura 8.14a), el impulso de la señal de referencia que se aplica a la base de T2 aparece justo a la mitad de la subida de la tensión en diente de sierra. Como el tiempo en el que el impulso de referencia está presente es muy inferior a la duración de subida de la señal en diente de sierra, sólo una pequeña parte de ésta aparece en colector de T2, la correspondiente al tiempo de conducción de T2, quedando el resto bloqueado. Esta tensión que aparece en colec­ tor de T2 se aplica a un condensador integrador C,, en donde se transforma en un determinado valor de tensión. Este valor de tensión en C, es el correspondiente a un correcto sincronismo en­ tre la velocidad de arrastre de la cinta y la lectura de las pistas, es decir, a un perfecto sincronismo entre los impulsos del generador del cabrestante y los impulsos del generador de referencia. El segundo caso (figura 8.145) corresponde a una fase retardada de los impulsos generados en el cabrestante. En este caso, y al igual que en el anterior, el transistor T2 conduce sólo durante el breve intervalo de tiempo en que se recibe un impulso de referencia en su base, pero al estar la fase de los impulsos del cabrestante retardada la conducción de T2 se produce cuando el valor de la tensión de diente de sierra aplicada a su base es más pequeña. La tensión entre base y emi­ sor de este transistor es por ello más elevada y la tensión de salida en su colector más alta. El condensador C, se carga ahora con una tensión de error mayor, indicando con ello que la veloci­ dad de arrastre de la cinta, llevada a cabo por el cabrestante, es lenta. El tercer caso (figura 8.14c) se da cuando la fase de los impulsos del cabrestante está adelantada con respecto a los de referencia. El funcionamiento es idéntico al descrito, pero, ahora, la conducción de T2 se efectúa cuando el valor de la tensión en diente de sierra adquiere un valor superior al valor medio. Como consecuencia de ello, el condensador C, se carga con una tensión de error por debajo del valor medio, indicando con ello que la velocidad de arrastre de la cinta es demasiado rápida. Vemos pues que en C, aparece una tensión de error cuyo valor depende del desfase existente entre los impulsos generados en el cabrestante y los de referencia, por lo que según sea el valor de este desfase así será el valor de la tensión de error. Esta tensión, entre terminales de C ,, se aplica al electrodo de puerta de un transistor de efecto campo (73 en figura 8.11), cuya finalidad es la de trabajar como adaptador de impedancias en montaje seguidor de surtidor. Como consecuencia de ello, la impedancia de entrada es muy aita y, de esta forma, el con­ densador C, mantiene su tensión durante largo tiempo. Se trata pues de un circuito mantenedor de la tensión de error. Si la impedancia de salida del circuito fuese baja, se producirían continuas fluctuaciones de la tensión de error, con las consecuencias que ello provocaría en el control de la velocidad del motor del cabrestante. La salida de la tensión de error aparece en el potenciómetro P, tomándose parte de ella del cursor de dicho potenciómetro para el ajuste correcto del circuito.

SERVOSISTEMAS

CIRCUITOS DE CONTROL DEL DISCRIMINADOR Y DEL MOTOR DE ARRASTRE DE LA CINTA En el apartado anterior se indica cómo la diferencia de fase entre la señal de referencia y los im­ pulsos del generador del cabrestante se traduce en una tensión de error que es mantenida por el condensador C, y el transistor T3 de la figura 8.11. Estos componentes forman, por lo tanto, un circuito m antenedor de la tensión de error o «sampling hold». La tensión de error obtenida en surtidor de T3 se aplica, a través del cursor del potenciómetro de ajuste P, a la entrada no inversora de un amplificador diferencial integrado (figura 8.15). Por otro lado, la tensión de salida del amplificador del motor del cabrestante se aplica a la en­ trada inversora del citado amplificador, a través de ñ 2. El amplificador diferencial amplifica la diferencia entre las dos tensiones presentes en sus dos entradas, es decir, la diferencia de tensión existente entre la tensión de error y la tensión aplicada al motor del cabrestante, la cual se aplica al amplificador del motor del cabrestante, que tiene por misión adaptar ¡mpedancias.

8.15 Circuito de regulación de la velocidad del motor del cabrestante.

Si disminuye la tensión de salida del circuito disminuye la velocidad del motor, pero también disminuye la tensión aplicada a la entrada Inversora del amplificador diferencial. Como conse­ cuencia, aumenta la diferencia de potencial aplicado entre las entradas inversora y no inversora del amplificador diferencial y éste proporciona mayor tensión de salida, aumentando con ello la velocidad del motor. Si, por el contrario, la velocidad del motor aumenta, por aplicarse a él una tensión demasiado alta, también aumenta el valor de tensión aplicada a la entrada inversora del amplificador diferencial, disminuyendo con ello la diferencia de potencial existente entre las dos entradas del amplificador. Éste proporciona así menor tensión de salida y el motor del cabrestante disminuye su velocidad. Existe, por lo tanto, una continua regulación de la velocidad de giro del motor del cabrestante, llevada a cabo por la realimentación (a la entrada inversora del amplificador diferencial) de la ten­ sión continua aplicada al motor, y en continua comparación con la tensión de error obtenida del circuito sam pling hold. la cual se aplica a la entrada no inversora del amplificador diferencial. Veamos ahora el funcionamiento del amplificador del m otor del cabrestante con ayuda de la figura 8.16, donde se ha dibujado el circuito servo del cabrestante completo, diseñado con inte­ grados y transistores. El motor del cabrestante es de c.c. Su tensión de funcionamiento, a la velocidad de giro nomi­ nal, es de 6,2 V, y su corriente, trabajando en condiciones de carga normales, oscila entre 50 y 170 mA a 6,2 V. De acuerdo con estos datos, el am plificador del m otor del cabrestante debe ser capaz de sum inistrar una corriente m ucho mayor, de form a que quede en todo m om ento asegu­ rada una rápida aceleración desde la situación de paro a la de funcionam iento del sistem a y, además, la rápida respuesta del m otor cuando se produzca una tensión de error de fase y velocidad.

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8.16 Circuito servo del cabrestante, diseñado con circuitos integrados y transistores de potencia en la etapa amplificadora del motor del cabrestante.

2.510 MHz

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SERVOSISTEMAS

En la figura 8.17 se han dibujado las curvas características de un motor de cabrestante, en la que se pueden observar los regímenes y las características de carga a los que es sometido. En ella se puede comprobar cómo al aumentar la corriente aumenta la velocidad del motor. La tensión nominal de funcionamiento del motor es de 6,2 V en corriente continua, su veloci­ dad nominal con carga es de 1.280 rpm y de 1.500 rpm sin carga. La corriente máxima sin carga es de 50 mA y la corriente máxima con carga es de 170 mA. A continuación se estudia cómo funciona el circuito amplificador de accionamiento del motor del cabrestante de la figura 8.16, teniendo en cuenta que debe ser capaz de proporcionar los re­ gímenes de funcionamiento expuestos en la figura 8.17. Se ha dicho que los impulsos proporcionados por el generador del cabrestante se amplifican y se aplican a un formador de impulsos. En el caso de la figura 8.16, estas funciones se llevan a cabo en los circuitos integrados IC1 e IC2. Asimismo, en el integrado IC2 se encuentra el genera­ dor trapezoidal, el cual proporciona la forma de onda adecuada al circuito detector de fase (cir­ cuito puerta de muestreo y mantenedor de la tensión de error). Por otro lado se tiene, en el propio integrado IC2, un oscilador de cristal cuya frecuencia de oscila­ ción es de 2,51 MHz. Esta señal se aplica a dos divisores de frecuencia (uno que la divide por 8 y 168, y otro que divide la salida del anterior por 500), dando lugar a los impulsos de referencia de 3,71 Hz, que disparan la puerta de muestreo de los impulsos procedentes del generador del cabrestante.

8.17 Regímenes de funcionamiento y características de carga del motor del cabrestante.

Si existe un error de fase, aparece una tensión en el condensador electrolítico C ,, (conectado al terminal 16 del integrado). Esta tensión de error se suma, a través de Re„ a una tensión fija de unos 6,3 V dada por el divisor de tensión formado por fí f l ts,. Mediante el potenciómetro f í , , se ajustan las condiciones de trabajo (en corriente continua) del amplificador de accionamiento del motor y se regula su velocidad de giro (en funcionamiento libre) al valor correcto. Con ello, el control del servo se centra en, aproximadamente, 6 V y se ase­ gura la rápida puesta en marcha del motor a la velocidad de régimen a partir de paro, con ayuda, durante el proceso de reproducción del efecto de la carga de C I3 a través de D4. El circuito integrado IC4 es un amplificador diferencial a cuya entrada no inversora se aplica la tensión de error. La salida de este integrado pasa a la base del transistor T2. el cual forma, junto con T3. un montaje Darlington.

203

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El motor de corriente continua de accionamiento del cabrestante se conecta en el circuito de emisor de 73. En este amplificador de accionamiento del motor del cabrestante se emplea un sistema discrim inador-realim entación.

Efectivamente, la f.e.m. debida al efecto generador del motor se utiliza para controlar el amplifi­ cador diferencial IC4. La corriente del motor, que es proporcional a su carga en lugar de su veloci­ dad, y que circula por f í 18, genera en esta resistencia una tensión que se aplica entre las entradas inversora y no inversora del integrado IC4, equilibrándose con ello la tensión del motor y la tensión de error aplicada a la entrada. Además, la f.e.m. que aparece en bornes del motor siempre que su carga disminuye, se aplica a la entrada inversora del IC4 como realimentación de tensión negativa, reduciéndose con ello la excitación del motor y haciendo que éste se adapte a la nueva carga. El transistor 7 1 conecta a masa la base de 72, de forma que los transistores 72 y 73 dejan de conducir y el motor se detiene. Para ello es necesario dejar de aplicar tensión a las entradas 1 y 2 del integrado IC3. Al pasar a nivel bajo las entradas 1 y 2 del inversor IC3, su salida pasa a nivel alto; como dicha salida está conectada a la base de 73, que es del tipo NPN, este transistor pasa a conducir en sa­ turación y deja bloqueado a los transistores 72 y 73.

CONMUTADOR ELECTRÓNICO Durante el rebobinado y el bobinado rápidos de la cinta, el sistema de servo del cabrestante debe quedar fuera de servicio, para lo cual se recurre a un conm utador electrónico. En la figura 8.18 se muestra el esquema de un conmutador electrónico para el paso de la fun­ ción «lectura/grabación» a «bobinado/rebobinado», o viceversa, en un aparato de vídeo. En el esquema de la figura 8.18, los transistores 77 y 72 corresponden al amplificador de los impulsos del generador del cabrestante de la figura 8.12; los transistores 73 y 74 son los corres­ pondientes al formador de impulsos de la figura 8.13, y 76 es el transistor detector de fase que está indicado como 72 en la figura 8 .11. El transistor conmutador es, por lo tanto, el transistor 75, el cual conmuta a masa la señal de salida del formador de impulsos cuando se trabaja en las fun­ ciones de rebobinado y bobinado rápidos.

8.18 Circuito conmutador electrónico.

SERVOSISTEMAS

Para que las señales procedentes del generador de impulsos del cabrestante puedan cortocircuitarse a masa a través de 75 de la figura 8.18, es preciso que este transistor esté en conducción. Esto se consigue de la siguiente forma: en las funciones de rebobinado y bobinado rápidos se tiene una baja tensión en el punto indicado como - e n tr a d a r e p r o d u c c ió n - en la figura 8.18. Como conse­ cuencia de ello, el transistor 75 pasa a conducir y en el emisor de 75 aparece una tensión continua cuyo valor viene dado por el divisor de tensión formado por fí4- fíf„ y que viene a ser de unos 8 V. Como una tensión baja en el term inal«,e n tr a d a r e p r o d u c c ió n - hace que los transistores T I y T2 no reciban polarización adecuada y, por lo tanto, no amplifican los impulsos obtenidos del ge­ nerador del cabrestante, se tiene que, cada vez que a la base de T6 se le aplica un impulso de re­ ferencia, por este transistor circula una corriente constante dada por el potencial de 8 V de su emisor y, como consecuencia, el motor de arrastre del cabrestante funciona sin control del servo.

DIAGRAMAS DE TIEMPOS DEL SERVO DEL CABRESTANTE Para finalizar con el estudio del servo del cabrestante, en las figuras 8.19 y 8.20 se han dibujado las formas de onda de las diferentes señales que intervienen en el control de la velocidad del ca­ brestante de un servo como el del diagrama de bloques de la figura 8.5. El diagrama de tiempos de la figura 8.19 corresponde al control de fase del cabrestante. En ella se tiene, en la parte superior (figura 8.19a), la forma de onda trapezoidal de la señal de referencia que, en este caso, se genera en el circuito de fase del tambor portacabezales y cuya frecuencia es de 25 Hz. En el flanco de caída de esta señal se genera el impulso de puerta (figura 8.19b), que sirve para activar al comparador de fase. Veamos, en primer lugar, el proceso durante la grabación: la señal del generador de impulsos del cabrestante es la correspondiente a la figura 8.19c y, como se puede comprobar, su frecuen­ cia es de 25 Hz y su amplitud muy pequeña, de sólo 0,2 V de pico a pico. Esta señal se aplica al amplificador de impulsos, el cual trabaja en saturación. Por lo tanto, a la salida de éste se obtienen unos impulsos rectangulares cuya duración es de 7 ms (figura 8.19d). El siguiente paso consiste en aprovechar el flanco de subida de la señal obtenida a la salida del amplificador de impulsos del cabrestante (figura 8.19e) para utilizarlo como señal de disparo de un trigger S chm itt. Con ello se obtiene una forma de onda a la salida del trígger S chm itt perfec­ tamente cuadrada y con una duración de 9 ms (figura 8.19/). A continuación, y aprovechando el flanco de bajada de estos últimos impulsos, se procede a la formación de los impulsos en diente de sierra (figura 8.19g), que han de compararse en fase con los de referencia (figura 8.19b). Cabe recordar que, en el transistor comparador de fase de la figura 8 .11, los impulsos en diente de sierra se aplican a su emisor y los de referencia a su base, dando lugar con ello a la carga del condensador C, de la figura 8.11, que se carga más o menos según sea la fase entre ambas señales. En la figura 8.19o se tiene la forma de onda de la tensión de error que aparece en dicho condensador, y cuya amplitud máxima es de 5 V. Durante el proceso de grabación descrito, el control de arrastre tracking no actúa, por lo que el servo es controlado sólo por los tiempos propios del circuito. Veamos ahora el funcionamiento del servo para la fase del cabrestante durante el proceso de re­ producción. En este caso debe tenerse presente que, durante la grabación, los impulsos de sincro­ nismo vertical, después de sufrir una división de frecuencia por 2 , se aplican al cabezal de control, el cual los graba longitudinalmente en la parte inferior de la cinta (impulsos CTL). Estos impulsos se uti­ lizan durante la reproducción como impulsos referencia (véase diagrama de bloques en figura 8.5). Pues bien, la señal de control CTL (grabada en la cinta) es leída por el cabezal CTL durante la reproducción, dando lugar a unos impulsos como los dibujados en la figura 8.19/. Estos impulsos son amplificados en el amplificador de impulsos, trabajando en saturación (véase en figura 8.5 que en grabación los impulsos proceden del generador de impulsos del cabrestante, y en repro­ ducción proceden del cabezal CTL). A continuación, aprovechando su flanco de subida, disparan el trigger S chm itt , dando con ello lugar a unas señales cuya forma de onda es la dibujada en la fi­ gura 8.19 k. La duración de estos impulsos viene dada por un grupo RC y se centra sobre 25 ms.

205

VÍDEO

40 ms

SEÑAL DE REFERENCIA

GRABACIÓN

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SEÑAL DE

<

GRABACIÓN

REPRODUCCIÓN

N

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%

8.19 Diagrama de tiempos y formas de onda dei servo para la fase del cabrestante.

206

SERVOSISTEMAS

Sin embargo, y utilizando una de las resistencias del grupo RC como elemento de ajuste de tiempo, se puede modificar el valor de esta constante de tiempo (control de tracking) entre 14 y 36 ms. Con ello, el usuario puede ajustar el arrastre de la cinta durante la reproducción y corregir los inevitables errores de arrastre que se producen entre una cinta grabada por un aparato y leída por otro, y que se deben a las tolerancias propias de los circuitos. La forma de onda a la salida del trigger S chm itt es la dibujada en la figura 8.19/, la cual se so­ mete, a continuación, a su transformación en una señal en forma de diente de sierra para su com ­ paración con la señal de referencia (figuras 8.19rn y 8.19n). A la salida del detector de fase, es decir, en el condensador C- de la figura 8.11, se obtiene, también en este caso, la tensión de error de fase de la figura 8.19o. De todo lo expuesto se deduce que, salvo ligeras diferencias, como la de que durante la gra­ bación se utilizan los impulsos del generador del cabrestante y durante la reproducción los proce­ dentes del cabezal CTL, y que durante la grabación no existe posibilidad de ajuste del arrastre (tracking) y sí durante la reproducción, el principio de funcionamiento del servo del cabrestante es el mismo tanto en grabación como en reproducción, lo cual permite que se utilicen los mismos circuitos en uno y otro procesos. Veamos ahora el diagrama de tiempos y las formas de onda de las señales presentes en el servo para la frecuencia del cabrestante (figura 8.20). En este caso debe tenerse en cuenta que el aparato de vídeo puede trabajar con dos velocidades de arrastre de la cinta, una a velocidad normal y la otra a velocidad doble. En el caso de un arrastre a velocidad normal, en el generador de frecuencia del cabrestante (fi­ gura 8 .8 ) se genera una señal senoidal cuya frecuencia viene dada por la velocidad de giro del motor del cabrestante y el número de polos del generador de frecuencia, es decir: f =

1.280 rpm X 38 polos — 60 s

n _ L1 —o 1 0 Hz

Esta señal de 810 Hz se ha dibujado en a1 de la figura 8.20 y se aplica a un amplificador, traba­ jando en saturación, donde se transforma en una señal de onda cuadrada de igual frecuencia que la obtenida en el generador de frecuencia, tal y como se ha dibujado en b l de la figura 8 .2 0 . A continuación, esta señal de onda cuadrada de aplica a un circuito flip-flop. A cada impulso que se reciba en la entrada del flip-flop éste cambia de estado, por lo que en su salida se obtiene una onda cuadrada cuya frecuencia es la mitad que la de entrada. Recordemos que un flip-flop es un circuito multivibrador de dos etapas que tiene dos estados posibles: en el primer estado, la primera etapa es conductora y la segunda interruptora; por el contrario, en el otro estado, la segunda etapa es conductora y la primera interruptora. Una señal de disparo, en nuestro caso la señal rectangular de 810 Hz procedente del amplificador de la fre­ cuencia del generador del cabrestante, hace pasar el circuito de uno a otro estado cada vez que el nivel de la señal tiene un valor alto. Con ello se obtiene un Impulso de salida por cada dos impul­ sos de entrada, es decir, se divide la frecuencia por dos. En el caso de una reproducción a doble velocidad, el motor del cabrestante gira a doble velo­ cidad y, por lo tanto, la frecuencia de la señal que se origina en el generador del cabrestante tam ­ bién tiene doble valor, es decir, 1.620 Hz (figura 8.20 a2). En este caso, y dado que se precisa una señal de referencia de 410 Hz, igual que a velocidad normal, se requiere la intervención de un se­ gundo circuito flip-flop que divida por 2 la frecuencia de la señal obtenida a la salida del primero, es decir, mediante un doble circuito flip-flop se divide por cuatro la señal de entrada, obtenién­ dose así los 410 Hz que se necesitan (véanse curvas b2, c2 y d2 en figura 8.20). La entrada en actuación de este segundo circuito flip-flop no presenta dificultad alguna, ya que estos circuitos se realizan con integrados, como el 7473, y para hacer que entre en funciona­ miento el segundo flip-flop basta con dejar de aplicar tensión a su terminal de reset. En el diagrama de bloques de la figura 8 . 8 se observa que al circuito del servo de frecuencia del cabrestante se le aplican unos Impulsos de tensión de referencia. El margen de variaciones de velocidad se fija en su centro mediante el ajuste del potenciómetro «Capstan Lock» (seguimiento automático de la velocidad de giro del cabrestante). 207

REPRODUCCION A VELOCIDAD

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REPRODUCCIÓN A VELOCIDAD

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8.20 Diagrama de tiempos y formas de onda dei servo para la frecuencia def cabrestante.

SERVOSISTEMAS

En los casos de rebobinado y bobinado rápidos, la duración de estos impulsos disminuye, de forma que aumenta la velocidad de arrastre de la cinta. Estos Impulsos tienen forma de diente de sierra (figura 8.20e), por lo que se utilizan para el dis­ paro de un multivibrador, obteniéndose con ello una forma de onda como la representada en la fi­ gura 8 .2 0 f, es decir, una onda rectangular cuya frecuencia coincide con la de los impulsos de re­ ferencia y cuya duración abarca todo el tiempo de crecimiento del diente de sierra. La señal obtenida a la salida del flip-flop (e l o d2 en figura 8.20, según se trabaje a velocidad normal o a doble velocidad) se aplica a una de las entradas de una puerta EOR, y la señal de refe­ rencia, transformada en onda rectangular, a la otra entrada de este circuito lógico. Recordemos que en una puerta EOR se obtiene nivel alto en su salida cuando una de sus dos entradas recibe señal de nivel alto, y sólo en este caso. En el caso de la figura 8.20, y tomando como referencia la señal c1 a la salida del primer flipflop y la señal f, se tiene que en el tiempo í 0 ambas señales están en nivel alto, por lo que la salida de la puerta EOR estará en nivel bajo. Desde t0 hasta t . , ambas señales permanecen en nivel alto y, por lo tanto, la salida permanece en nivel bajo. En el instante t u la señal c1 pasa a nivel bajo; sin embargo, la señal f continúa durante cierto tiempo a nivel alto, por lo que la salida pasa a ser de nivel alto. Poco después, la señal f pasa a nivel bajo, igual que la c 1 , por lo que la salida vuelve a ser de nivel bajo, permaneciendo en él hasta el tiempo f3, en el que vuelve a darse la condición de una entrada en nivel alto y la otra en nivel bajo. Si se produce un aumento en la velocidad de giro del cabrestante, aumenta la frecuencia de la señal generada en el generador de frecuencia, lo que equivale a unos ciclos de duración más corta. Como consecuencia, la duración de los impulsos a la salida del flip-flop también disminuye y en la salida de la puerta EOR se obtiene nivel alto durante más tiempo, ya que es mayor el tiempo que permanece la señal f en nivel alto estando la c1 en nivel bajo. Téngase presente que los impulsos de referencia e de la figura 8 . 2 0 son de frecuencia constante. La salida de la puerta EOR se aplica a un generador de señal trapezoidal, el cual carga a un condensador. El proceso de carga dura mientras la salida del flip-flop del generador de señal trapezoidal esté en nivel bajo. En la figura 8.20 h se ha dibujado la forma de onda a la salida del flip -flo p , y en la 8.20/ la forma de onda a la salida del generador trapezoidal. Por otro lado, la salida del amplificador de la señal de referencia (señal f] y la salida de la puerta EOR se aplican a un circuito ÑOR. Recuérdese que, en una puerta ÑOR, la señal de salida tiene nivel alto sólo cuando a sus dos entradas se les aplica señal de nivel bajo, es decir, se trata de un circuito OR con salida invertida que responde a la siguiente tabla veritativa: '•')
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Entrada B

Salida

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0

1

0

0

1

1

0

Entrada A

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Tabla 8.1

De acuerdo con esta tabla, al compararse en este circuito las señales fy g de la figura 8.20, la salida presenta una forma de onda como la dibujada en la figura 8.20/. Estos impulsos sirven para el muestreo de la señal trapezoidal. Finalmente, en la figura 8.20 k se puede ver el curso de la tensión entre los terminales del con­ densador, la cual es utilizada como tensión de referencia para el control de la velocidad del motor del cabrestante. Cualquier variación de la velocidad en el motor da lugar a un cambio en el valor

209

de la tensión de error y, con él, se modifica automáticamente la velocidad de giro del motor hasta que se restablezca la velocidad nominal.

SERVO DEL TAMBOR PORTACABEZALES En páginas anteriores se exponen la forma constructiva y la disposición de los generadores de impulso y frecuencia en el tam bor portacabezales (figuras 8.1 y 8.2). Asimismo, en el diagrama de bloques de la figura 8 . 8 se aprecia, de forma resumida, la constitución del servo del tambor. El servo del tam bor tiene por finalidad regular su velocidad de giro a 1.500 rpm exactamente. Con este número de revoluciones, y teniendo presente que en el tambor se encuentran aloja­ dos los dos cabezales de lectura/grabación de la señal de vídeo en puntos opuestos de uno de sus diámetros, se tiene que en cada segundo el tambor da 25 vueltas y que en cada semivuelta lee o graba uno de sus cabezales. Como, por otra parte, 25 Hz es la mitad de la frecuencia de cuadro de una imagen de televi­ sión, cada cabezal graba una semiimagen, es decir, el cabezal A graba o lee un campo de 312,5 líneas durante un semigiro del tambor, y el cabezal B lee o graba las otras 312,5 líneas de la ima­ gen durante el otro semigiro del tambor. Además de lo expuesto, el servo del tambor debe regular, con toda precisión, la posición an­ gular de los cabezales, de forma que la exploración de cada pista grabada, es decir, de cada se­ miimagen, se inicie exactamente en la parte inferior de la cinta. Como consecuencia, el punto de conmutación de uno a otro cabezales siempre está en el borde inferior de la pantalla, evitándose con ello perturbaciones en la imagen. La distribución de las pistas de vídeo, control y audio sobre una cinta magnética ya se ha ex­ puesto en varias ocasiones a lo largo de esta obra, por lo que no creemos necesario insistir sobre este tema, aconsejando al lector la revisión de esta materia con el fin de comprender lo que sigue. Para empezar diremos que, como ya se ha estudiado, en el sistema VHS las señales de vídeo correspondientes a cada semicuadro se superponen durante un corto período de tiempo, al ser leídas o grabadas por los cabezales, es decir, que la cinta rodea al tambor algo más de 180° y, por lo tanto, existe un corto período de tiempo durante el cual ambos cabezales actúan simultánea­ mente. Esto se hace así con el fin de que no se produzca pérdida alguna de señal en las proximi­ dades del punto de conmutación de uno a otro cabezales, ya que, aunque el instante de la con­ mutación no coincida exactamente con el inicio de grabación o lectura de un cabezal, siempre se obtiene señal procedente del otro. El servo del tambor, al igual que el del cabrestante, consta de un control de fases y otro de frecuencia. Para el control de fase durante la grabación se utilizan, como señales de referencia, los impul­ sos de sincronismo vertical de la señal de vídeo y, durante la reproducción, las señales de control grabadas en la cinta. El sistema de control de frecuencia actúa cuando se producen diferencias-grandes entre la se­ ñal de sincronismo vertical y la obtenida del generador de frecuencia del tambor (elevada diferen­ cia de velocidad), mientras que el sistema de control de fase actúa cuando se producen peque­ ñas diferencias entre las señales de sincronismo vertical y los impulsos proporcionados por el generador de impulsos del tambor. El servo del tambor es muy importante, ya que mediante él se lleva a cabo, con toda exactitud y de forma automática, ia correcta lectura de las pistas de vídeo grabadas sobre la cinta y, además, se evita que los cabezales entren, durante la grabación, dentro de un margen de giro incontrolado que daría lu­ gar a una inestabilidad en la base de tiempos horizontal durante la reproducción (temblor de imagen). Antes de entrar en el estudio individualizado de las etapas del servo del tam bor portacabeza­ les conviene conocer su funcionamiento, tanto en grabación como en reproducción, lo cual se estudia a continuación con la ayuda del diagrama de bloques de la figura 8 .2 1 . El sistema de la figura 8.21 está diseñado con tres circuitos integrados que, aunque no son ac­ tuales, sí resultan adecuados para el estudio del sistema. Estos integrados son el AN301, el AN608 y el AN318. Además posee unas etapas diseñadas con componentes discretos, mediante los cua­ les se lleva a cabo todo el proceso de control, tanto en grabación como en reproducción.

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SERVOSISTEMAS

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Durante la grabación, el sistema funciona de la siguiente forma: al terminal 16 del integrado AN301 se aplica la señal compuesta de vídeo (Y/C), procedente de las etapas de luminancia y croma, y de la cual han de extraerse los impulsos de sincronismo. El terminal 16 del AN301 es la entrada de un amplificador de vídeo integrado, en el cual se aumenta el nivel de amplitud de la se­ ñal de vídeo a un valor adecuado para su posterior tratamiento. En el terminal 15 del AN301 se tiene la salida de la señal de vídeo una vez amplificada. Desde este terminal se pasa la señal al terminal 14 del mismo integrado, que es la entrada de una etapa separadora de sincronismos. Ésta consiste, al igual que cualquier etapa de este tipo, en un ampli­ ficador que trabaja al corte para toda señal por debajo del nivel de negro de la señal de vídeo, de forma que toda la información de luminancia y croma queda bloqueada en este amplificador y en su salida sólo aparecen los impulsos de sincronismo de línea y cuadro. En el terminal 13 del AN301 se tienen los im pulsos de sincronism o de línea y cuadro, los cuales se derivan, a partir de este punto, por dos cam inos diferentes: por un lado vuelven com o señales de sincronism o a las etapas de luminancia y crom a (salida sincronismos de Y/C) y, por otro, se aplican a un filtro paso bajo externo al IC (FPB en figura 8.21), el cual está sintonizado a la frecuencia de cuadro (50 Hz) de la señal de vídeo. De esta form a se asegura el bloqueo, hacia las etapas siguientes, de cualquier señal que no sea la de sincronismo de cuadro. A continuación, los impulsos de sincronismo vertical que aparecen a la salida del filtro paso bajo se aplican luego al terminal 12 del Integrado AN301, correspondiente a la entrada de una etapa separadora de impulsos verticales. Esta etapa actúa, junto con el filtro paso bajo, para la separación de los impulsos de cuadro. Los impulsos de sincronismo de cuadro que aparecen en la salida del separador de sincro­ nismo vertical se utilizan como impulsos de disparo de un circuito multivibrador. Cada vez que éste recibe un impulso de cuadro cambia su estado, de forma que en la salida del multivibrador se obtienen unos impulsos rectangulares cuya frecuencia es igual a la mitad de la frecuencia de cuadro, es decir, unas señales rectangulares de 25 Hz. El multivibrador actúa pues como un divi­ sor de frecuencia por 2 . Llegados a este punto es muy importante que el lector aprecie, sobre el diagrama de bloques de la figura 8.21, que las señales rectangulares de 25 Hz (obtenidas a la salida del multivibrador) se amplifican y aparecen en el terminal 9 del IC. Desde este punto se derivan hacia el terminal 3 del integrado AN608 y hacia el cabezal de control. El cabezal de control recibe así unos impulsos rectangulares de 25 Hz que son grabados por él en la parte Inferior de la cinta y a lo largo de toda ella y que sirven como señales de control du­ rante el proceso de reproducción. El terminal 3 del AN608 es la entrada de un amplificador, cuya salida (en el terminal 1) se co­ necta al terminal 3 del AN301, que es la entrada de un amplificador de control (figura 8.21). Los Impulsos obtenidos a la salida del amplificador de control (en el terminal 2 del AN301) se aplican al terminal 5 del mismo integrado, que es la entrada de un multivibrador y, de éste, a un amplificador de salida. En la salida de este último amplificador (terminal 8 del AN301) se tiene la señal de referencia. Mediante el potenciómetro P, conectado al terminal 7 del AN301, se ajusta el multivibrador monoestable al punto correcto de conmutación en grabación. La señal de referencia se aplica luego al terminal 14 del integrado AN318, correspondiente a la entrada de un circuito mantenedor de impulsos de consulta (Sam pling Hold). Hasta aquí se ha estudiado cómo se obtiene, a partir de la señal de vídeo compuesta, la señal de referencia que se compara con los impulsos generados en el generador del tambor, de forma que cualquier variación de la velocidad de giro de este último dé lugar a una tensión de error que modifica su velocidad de giro y la mantiene en perfecta sincronización con los impulsos de cua­ dro. A continuación se expone el tratamiento a que son sometidos los impulsos generados en el tambor. Se sabe que en el generador de Impulsos del tambor portacabezales se generan unos impul­ sos cuya frecuencia es de 25 Hz, ya que se produce un impulso en cada vuelta completa del tam­ bor y éste gira a 1.500 rpm

SERVOSISTEMAS

Estos impulsos se aplican a los terminales 2 y 28 del integrado AN318, que son las entradas de sendos amplificadores de los impulsos del generador de impulsos del tambor. Estos amplifica­ dores son necesarios, ya que el nivel de los Impulsos es muy bajo. Estos impulsos, una vez amplificados, se aplican a sendos multivibradores monoestables y, de éstos, a un circuito flip-flop , donde se transforman en unos impulsos rectangulares de 25 Hz. Los impulsos rectangulares de 25 Hz obtenidos a la salida del flip-flop, y que aparecen en el terminal 23 del integrado AN318 (figura 8.21), se derivan hacia tres circuitos: • Por un lado, lo hace hacia las etapas de luminancia y croma (para la conmutación de los amplificadores de la señal de vídeo que ha de grabar cada cabezal de forma alternativa). • Por otro lado se aplican a un circuito inversor de grabación-lectura. • La tercera derivación se aplica a un conmutador de diodos. Estos dos últimos circuitos están diseñados en nuestro ejemplo con componentes discretos, tal y como se estudia más adelante. Durante la grabación, la señal pasa sin dificultad por el circuito inversor de grabación, por lo que queda aplicada al multivibrador monoestable del AN318 a través del terminal 22 de este IC. La salida del multivibrador monoestable aparece en el terminal 18 del AN318 (figura 8.21), y de este terminal pasa al terminal 7 del mismo IC, que es la entrada de un amplificador inversor de señal. En el terminal 8 del AN318 aparecen unos impulsos rectangulares, los cuales han de transfor­ marse en una forma de onda trapezoidal. Para ello se aplican al terminal 15 del AN318, que es la entrada de un circuito formador de impulsos, cuyo funcionamiento es idéntico al descrito para el servo del cabrestante. La señal obtenida a la salida del formador de impulsos ya es utilizable como señal de com pa­ ración con la de referencia. Dado que presenta una forma de onda en diente de sierra, al aplicarla al circuito mantenedor de impulsos da lugar a una tensión de error, en la salida de éste, cuyo valor será más o menos elevado según sea el desfase con respecto al de los impulsos de la señal de referencia. Esta ten­ sión de error se mantiene entre impulso e impulso y es la tensión que actúa sobre los circuitos de control de velocidad del motor del tambor portacabezales. Obsérvese, en la figura 8.21, que la tensión de error aparece en el terminal 12 del AN318. De este terminal pasa a un amplificador no lineal y, de éste, a un limitador que recorta su amplitud al valor deseado. La tensión de error obtenida en el limitador se aplica luego a la puerta de un FET, trabajando como seguidor de surtidor, es decir, que en su electrodo de surtidor aparece dicha tensión. Este transistor hace así las funciones de adaptador de impedancias. Finalmente, el sistema servo del tambor posee, al igual que el del cabrestante, un discrimina­ dor y un amplificador, que es el que suministra la corriente de accionamiento del motor. A continuación se estudia, con ayuda del diagrama de bloques de la figura 8.21, el funciona­ miento del servo del tambor durante el proceso de reproducción. En este caso, la señal de referencia del sistema se obtiene de la señal de control grabada en la cinta. El cabezal de control CTL pasa ahora a leer la pista de control, induciéndose en él unos impul­ sos de tensión cuya frecuencia es de 25 Hz. Estos impulsos de tensión se presentan con una am­ plitud muy pequeña, por lo que el primer paso consiste en someterlos a una doble amplificación. La primera de ellas se lleva a cabo en el integrado AN608, y la segunda en el AN301 (figura 8.21). La señal de salida del segundo amplificador se obtiene en el terminal 2 del AN301 y, a partir de este punto, los impulsos son sometidos al mismo proceso que los de sincronismo de cuadro utili­ zados en grabación, por lo que no creemos necesario repetir todo el ciclo. En lo que respecta a la señal de referencia del sistema de control de fases, ésta es la misma que en función grabación, puesto que también aquí se toman como referencia los impulsos que se generan en el tambor portacabezales durante su giro. Las únicas diferencias se encuentran en la fase del multivibrador monoestable y en las constantes de tiempo del formador de impulsos del generador de ondas trapezoidales.

213

VÍDEO

Lógicamente, para que el servo pase a tomar como señal de referencia los impulsos de la pista de control en lugar de los impulsos de sincronismo de cuadro de la señal de vídeo, y que se lleven a cabo las diferencias apuntadas en el párrafo anterior, es preciso efectuar la conmutación de grabación a reproducción, en cuyo caso en los puntos indicados con «GRABACIÓN 12 V» deja de aplicarse tensión y en los indicados con «REPRODUCCIÓN 12 V» se aplica una tensión de 12 V, al mismo tiempo que el conmutador REP-GRAB pasa a la posición REP. Una vez estudiado en su conjunto el servo del tambor tanto en grabación como en reproduc­ ción, se pasa al estudio de cada una de sus etapas de forma individualizada, lo cual se desarrolla en las páginas que siguen, iniciando el estudio con las etapas de tratamiento de la señal de vídeo durante la grabación.

ETAPAS DE TRATAMIENTO DE LA SEÑAL DE VÍDEO En la figura 8.22 se ha dibujado el esquema de las efapas de tratamiento de la señal de vídeo, de las cuales se obtienen los impulsos de 25 Hz que han de ser grabados en la pista de control du­ rante la grabación o leídos de esta pista durante la reproducción. Durante el proceso de grabación, la señal de vídeo compuesta se aplica primero a un filtro paso bajos, formado por los condensadores C, y C 2 y la inductancia L,. Con este circuito se lleva a cabo un filtrado de la componente de color. Una vez ha pasado la señal por este filtro, ésta se aplica al terminal 16 del IC AN301, a través del condensador electrolítico C¡.

,GRABACION 12 V

1

/ 0 V p-p

r

8.22 Esquema de las etapas amplificadora de vídeo, separadora de sincronismos, separadora de los impulsos de sincronismo vertical, multivibrador monoestable y amplificadora de salida de los impulsos de control, todas ellas formando parte del circuito integrado AN301.

214

SERVOSISTEMAS

El terminal 16 del citado Integrado es la entrada de un amplificador de vídeo, mediante el cual se eleva el nivel de la señal a valores suficientes para ser tratada en etapas posteriores. La salida del amplificador de video se encuentra en el terminal 15 del AN301, de donde se aplica al terminal 14 a través del condensador electrolítico Cg. Entre el terminal 14 y masa se conecta un condensador que filtra la señal de video y evita que pasen impulsos indeseables hacia las siguientes etapas. El terminal 14 del AN301 es la entrada del separador de sincronismos. Por este circuito sólo pasan los niveles de la señal de vídeo que están por encima del nivel de negro, es decir, sólo pa­ san los impulsos de sincronismo de línea y cuadro, quedando bloqueadas todas las señales co­ rrespondientes a la información de luminancia y croma de la señal de video. En el terminal 13 del AN301 se tienen, por lo tanto, sólo los impulsos de sincronismo, tanto de linea como de cuadro. De este terminal se derivan estos impulsos hacia las etapas Y/C para su sincronización, a tra­ vés del condensador electrolítico C¿, y hacia el terminal 12 del AN301 a través de un filtro paso bajo constituido por las resistencias R, - R., y los condensadores C 4 - C7. Mediante este filtro se consigue atenuar considerablemente los impulsos de sincronismo horizontal, por ser de frecuen­ cia muy superior a la de los impulsos de sincronismo vertical. El terminal 12 del AN301 es la entrada del separador de impulsos vertical. En esta etapa se blo­ quea el paso de los impulsos de sincronismo horizontal, debido a la pequeña amplitud con la que llegan a ella y, al mismo tiempo, se amplifican los impulsos de sincronismo vertical o de cuadro. Los impulsos de sincronismo de cuadro, de 50 Hz, obtenidos a la salida del separador de sin­ cronismo vertical se aplican a un multivibrador monoestable que forma parte del propio integrado (figura 8 .2 2 ). Cada vez que se recibe un impulso de sincronismo vertical, el multivibrador cambia de estado, por lo que en su salida aparecen unos impulsos cuya frecuencia es la mitad de la de cuadro, es decir, de 25 Hz. Entre los terminales 10 y 11 del AN301 se encuentra conectado un condensador C u y, al ter­ minal 11, una resistencia E?s y, en serie con ella, un diodo D3. Pues bien, el condensador C „ y la resistencia R,. constituyen la constante de tiempo necesaria para el correcto funcionamiento del multivibrador. A través del diodo D3, el circuito se alimenta con tensión continua de 12 V durante la grabación. Durante el proceso de reproducción deja de aplicarse dicha tensión y, por lo tanto, el circuito deja de funcionar. Los impulsos de 25 Hz obtenidos en el multivibrador monoestable se aplican a un amplifica­ dor de salida que forma parte del propio integrado, donde se amplifican hasta una am plitud de 10 V (pico a pico). Estos impulsos aparecen en el terminal 9 del AN301 (figura 8.22). Finalmente, los impulsos de 25 Hz se aplican, a través de los diodos D 1-D 2, el condensador C 12 y la resistencia ñ 6, al cabezal de control, produciendo en su entrehierro unas variaciones de campo magnético con una frecuencia de 25 Hz que son grabadas en la cinta de la forma que ya se conoce. Obsérvese en la figura 8.22 que, a la salida de la resistencia Re, los impulsos de control se deri­ van hacia el integrado IC2 de la figura 8.21, para el posterior tratamiento de estos impulsos, tal y como se estudia en un apartado siguiente. Durante el proceso de reproducción, estas etapas quedan fuera de circuito. Para ello, y tal como se ha dicho anteriormente, deja de aplicarse tensión de alimentación de 12 V al terminal 11 del AN301. Por otra parte, y con el fin de que los impulsos eléctricos que aparecen entre los ter­ minales del cabezal de control no afecten al circuito, se disponen entre éste y el terminal 9 del in­ tegrado un par de diodos D 1 -D 2 conectados en oposición. Efectivamente, durante la grabación, los impulsos de 25 Hz que aparecen en el terminal 9 del AN301 pasan sin dificultad por los diodos D I-D 2 , ya que poseen una amplitud de 10 V de pico a pico. Durante la reproducción, sin embargo, la amplitud de los impulsos de tensión que se obtie­ nen en el cabezal de control posee un valor muy bajo, inferior al valor de tensión directa que es necesaria aplicar a estos diodos para que pasen a conducir, por lo que las señales leídas por el cabezal de control son bloqueadas por estos diodos.

215

VÍDEO

Durante el proceso de reproducción, el único camino posible para los Impulsos de control leí­ dos por el cabezal CTL es hacia el integrado IC2 (amplificador), donde son amplificados hasta al­ canzar el nivel suficiente.

AMPLIFICADOR DE LOS IMPULSOS DE CONTROL Los Impulsos de control de 25 Hz, tanto si se obtienen del terminal 9 del AN301 durante la graba­ ción como si proceden del cabezal CTL durante la reproducción, se someten a una amplificación. Esta amplificación se lleva a cabo en el integrado AN608 (figura 8.21). En la figura 8.23 se ha dibujado el esquema completo del amplificador de los impulsos de con­ trol, cuyo funcionamiento es como sigue: el terminal 3 del AN608 es la entrada del amplificador, a donde se aplican los Impulsos de control procedentes del terminal 9 del AN301 (si se está en la función grabación) o del cabezal CTL (si se está en función de reproducción). Tanto en uno como en otro caso, los Impulsos de control pasan a través del condensador de acoplamiento C ,. La salida del amplificador se encuentra en el terminal 1, donde aparece la señal con la misma fase que la de entrada. A la salida del amplificador se dispone un filtro paso bajo antes de pasar la señal a las siguien­ tes etapas. La alimentación del AN608 se realiza a través del terminal 2, conectando entre dicho terminal y masa un diodo Zener D5 y un condensador de filtro C2 que estabilizan la tensión de alimentación. El terminal 4 del AN608 se conecta a masa.

+ 12 V o

R,

ENTRADA

C,

• c abezal

II

'

ctl J :

8.23 Etapa amplificadora de los impulsos de control, con el integrado AN608.

ETAPAS PARA LA OBTENCIÓN DE LA SEÑAL DE REFERENCIA En la figura 8.24 se ha dibujado el esquema de todas las etapas necesarias para la obtención de la señal de referencia, y cuyo funcionamiento es como sigue. Tanto si se trata de grabación como de reproducción, al terminal 3 del AN301 se aplican los Impul­ sos de 25 Hz procedentes del amplificador AN608 estudiado en el apartado anterior. Estos impulsos

216

SERVOSISTEMAS

8.24 Esquema de las etapas para la obtención de la señal de referencia.

se inyectan en el terminal 3 del AN301 a través del condensador CAen figura 8.23, el cual también se ha dibujado en la figura 8.24, pero sin referenciar. El terminal 3 del integrado AN301 es la entrada de un amplificador de los impulsos de control, en el cual éstos son amplificados y obtenidos en la salida del terminal 2 con la misma fase que la de entrada. A continuación, los impulsos de control pasan al terminal 5 del AN301, a través del condensa­ dor Cv Obsérvese en la figura 8.24 que entre el terminal 2 y masa del integrado se dispone un condensador de filtro de los impulsos de control. El terminal 5 del AN301 es la entrada de un circuito multivibrador monoestable. La constante de tiempo de este multivibrador difiere según se trabaje en función grabación o en función reproducción. Si el aparato de vídeo está en función de grabación, al ánodo del diodo D4 se le aplica una tensión positiva de 12 V, con lo cual este diodo pasa al estado de conducción y, como conse­ cuencia, el emisor del transistor TI (del tipo PNP) recibe un potencial positivo. Las resistencias R 7 y Ra polarizan la base de T I de forma que ésta reciba un potencial negativo con respecto al emi­ sor, pasando con ello el transistor al estado de conducción. El hecho de que TI se encuentre en estado de conducción supone que el terminal de fí2, que está conectado al colector de 77, reciba la tensión positiva de 12 V (menos las caídas de tensión propias de D4 y 77) y que, al mismo tiempo, las resistencias fí 3 y RAqueden cortocircuitadas por 77. De todo esto se deduce que la constante de tiempo del multivibrador monoestable viene dada, durante la grabación, por C3, R t y Rz. fí, es ajustable, lo cual es necesario para el ajuste del tiempo de conmutación del multivibra­ dor monoestable. Si el magnetoscopio trabaja en la función de reproducción, entonces deja de aplicarse tensión positiva de 12 V al ánodo de D4. con lo cual 77 pasa al estado de bloqueo. En este caso, las re­ sistencias fí, y R2 quedan conectadas en serie con f í 3 y RA, aumentando con ello la constante de tiempo del circuito. En la figura 8.24 se observa cómo en este caso también se aplica tensión po­ sitiva de 12 V al grupo RC. pero esta vez no a través de 77, sino a través del conmutador.

217

Cuando el conmutador se encuentra en la posición FIJO, las resistencias Ft3 y fí 4 entran a for­ mar parte de la constante de tiempo del multivibrador monoestable. Mediante fí 3 se fija el valor de esta constante de tiempo en fábrica y permanece en él sin posi­ bilidad alguna de modificación por parte del usuario. Sin embargo, accionando el conmutador a la posición M A N U A L , son las resistencias R5 y R&las que pasan a formar parte de la citada cons­ tante de tiempo. La resistencia Re es ajustable desde el exterior del aparato, es decir, que a ella sí tiene acceso el usuario, pudiendo así modificar ligeramente la constante de tiempo del multivibrador monoes­ table para variar la velocidad de giro del motor cuando está en la función reproducción y cuando las pistas de vídeo de la cinta no coinciden exactamente con los entrehierros de los cabezales, por haber sido grabadas en otro magnetoscopio. Mediante el citado conmutador, el usuario puede elegir entre reproducir una cinta con la cons­ tante de tiempo dada en fábrica o reproducirla modificando él mismo la constante de tiempo. Esto se hace así ya que todas las grabaciones y reproducciones efectuadas con el propio aparato no presentan problema alguno si la constante de tiempo del multivibrador monoestable se mantiene en un valor fijo; sin embargo, cuando se reproducen cintas grabadas en otro aparato es preciso actuar sobre el tracking. Si no existiese la posición FIJO, después de haber reproducido una cinta grabada en otro apa­ rato habría que volver a ajustar la constante de tiempo para la lectura de cintas grabadas por el propio aparato, lo que sin duda supondría una incomodidad. Gracias a la posición FIJO se recu­ pera automáticamente la constante de tiempo propia y la lectura de las cintas será correcta. La señal de salida del multivibrador monoestable, después de someterla a una amplificación, sale por el terminal 8 del AN301 y de él pasa al circuito mantenedor de impulsos, donde se com ­ para con los procedentes del generador del tambor portacabezales. Para finalizar con el estudio de estos circuitos, véanse en la figura 8.25 las formas de onda de los impulsos presentes en las diferentes partes de éstos, y relacionadas entre sí en tiempos. La forma de onda de la figura 8.25a corresponde a la señal de vídeo presente en el terminal 16 del AN301 (figura 8.22). En ella se observa la presencia de los impulsos de sincronismo vertical, los cuales se producen con una frecuencia de 50 Hz. Los impulsos de la figura 8.25b son los de sincronismo vertical, de 50 Hz, que se obtienen en el terminal 12 del AN301 (entrada del separador de sincronismo vertical). La forma de onda de la figura 8.25c corresponde a los impulsos del multivibrador monoestable, una vez amplificados, y que aparecen en el terminal 9 del AN301. Estos impulsos, con una ampli­ tud de 10 V de pico a pico y una frecuencia de 25 Hz, son los que se graban en la pista de control de la cinta y, a la vez, se aplican al amplificador integrado AN608 de la figura 8.23. En la figura 8.25 d se han dibujado los impulsos de tensión que se generan en el cabezal de control al aplicarle los impulsos procedentes del multivibrador monoestable. Efectivamente, por ser la forma de onda obtenida en el multivibrador cuadrada, y al ser el ca­ bezal de control del tipo electromagnético, se generan en su bobina unos impulsos de signo posi­ tivo cada vez que la onda cuadrada a ella aplicada pasa de nivel bajo a alto, y de signo negativo cuando la onda cuadrada pasa de nivel alto a bajo. Estos impulsos son también los que se obtie­ nen en el cabezal de control cuando éste lee su correspondiente pista en la función reproducción. La forma de onda de la figura 8.25e es la correspondiente a la salida (terminal 8 ) del integrado AN301, con una frecuencia de 25 Hz, y en la que se puede observar el punto de conmutación. Todas estas señales son las presentes en el circuito durante el funcionamiento en grabación. Veamos ahora las que se obtienen en el modo reproducción. La onda de la figura 8.25fes la obtenida a la salida del amplificador de control durante la repro­ ducción (terminal 2 del AN301). Finalmente, en la figura 8.25g se tiene la forma de onda obtenida en el terminal 8 del AN301. Comparando esta forma de onda con la de la figura 8.25e se aprecian perfectamente las diferen­ cias debidas a las constantes de tiempo del multivibrador monoestable cuando trabaja en graba­ ción o en reproducción. Obsérvese también, en la figura 8.25 g, el margen de ajuste posible al accionar el potencióme­ tro de tracking (seguimiento de pista).

SERVOSISTEMAS

V

V A I

a)

b) c)

10 V p-p

i

Y

PUNTO DE ! CONMUTACIÓN M ODO GRABACIÓN

U

SEÑAL D E REFERENCIA

MODO REPRODUCCIÓN

L

¥

J

10 V p-p

A

K

¥

A

b)

e)

0

RANGO DE AJUSTE DEL TRACKING

10 V p-p ------- ^

9)

SEÑAL DE REFERENCIA

8.25 Formas de onda y relación entre los tiempos en que se producen las señales presentes en diferentes puntos de las figuras 8.22 a 8.24.

GENERADOR DE LA SEÑAL DE COMPARACIÓN Y CONMUTACIÓN DE CABEZALES En este apartado se estudian las etapas mediante las cuales se obtienen los impulsos de conm u­ tación de los amplificadores de la señal de video y de las cuales, además, se obtiene la señal tra­ pezoidal que se compara con la señal de referencia. El origen de estos impulsos se encuentra en el generador de impulsos del tambor. Al girar éste, los imanes montados en posiciones opuestas generan unos impulsos de tensión en la bo­ bina tacométrica del tambor, con una frecuencia de 25 Hz. En la figura 8.26 se ha dibujado el esquema de estas etapas, las cuales, como se puede ver, están todas integradas en el AN318. Los impulsos del generador de impulsos del tambor se aplican, a través de los diodos D 6 y D7. a los terminales 2 y 28 del AN318. Cada vez que por delante de la bobina tacométrica del tambor pasa un polo del imán, se ge­ nera en ella un impulso, el cual es positivo cuando está bajo la influencia del polo Norte del imán, y negativo cuando está bajo la influencia del polo Sur. Como resultado de todo ello, en los terminales 2 y 28 del AN318 se reciben impulsos de ten­ sión opuestos en fase, es decir, que cuando en un terminal está presente un impulso positivo en el otro es negativo, y viceversa. Los terminales 2 y 28 del AN318 son las entradas de sendos amplificadores, independientes uno del otro, los cuales no tienen otra función que la de proporcionar unos impulsos de tensión a sendos multivibradores monoestables cada vez que en sus entradas se reciba un impulso de tensión posi­ tivo, puesto que los negativos, o la ausencia de señal, harán que permanezcan bloqueados. De conformidad con todo lo expuesto, cada vez que en el terminal 28 se aplique un impulso de tensión positivo, aparece un impulso en el terminal 26 (salida del multivibrador 2 en figura

219

CONMUTACION DE FASE

F L IP -F L O P -+ * 0

S A LID A CANAL 1

.T L F l 70 V p -p

GENERADOR D E IM P U L S O S DEL TAM BO R

CANAL 2

- )

C O N M U T A C IO N D E F A S E CANAL 1

8.26 Esquema de las etapas para Ia obtención de los impulsos de conmutación.

8.26), y cada vez que en el terminal 2 se reciba un impulso positivo aparece un impulso en la sa­ lida del multlvibrador 1 (figura 8.27). Los impulsos obtenidos de uno y otro multivibradores se aplican a un circuito flip-flop (figura 8.26), de forma que éste cambia de estado cada vez que recibe un impulso. Así, cuando el multivibrador 1 proporciona al flip-flop un impulso de tensión, éste pasa del estado alto al bajo y, cuando el multivibrador 2 proporciona al flip-flop un impulso de tensión, éste pasa del estado bajo al alto. Todo ello puede comprobarse en la figura 8.27, en la que se observa la forma de onda a la salida del flip-flop (terminal 23 del AN318). Estos impulsos son los que se utilizan para la conmutación de los amplificadores de los ca­ bezales de vídeo, tal y como ya se estudia en un capítulo anterior, de forma que los cabezales graben o lean alternativamente las pistas de vídeo en cada semigiro del tambor. Asimismo, los impulsos obtenidos en la salida del flip-flop se utilizan para la lógica de control y están presen­ tes, además, en el Inversor de grabación y en el conm utador de diodos que se estudia a conti­ nuación. Para finalizar diremos que, mediante las resistencias RA y de la figura 8.26, se regulan los tiempos de disparo de los multivibradores, de forma que pueda efectuarse úna conmutación de fase de uno a otro canales con toda precisión.

INVERSOR DE GRABACIÓN Y CONMUTACIÓN DE DIODOS En la figura 8.28 se ha dibujado el esquema de las etapas Inversora de grabación y conmutadora de diodos, ambas diseñadas con componentes discretos. El funcionamiento de estas etapas es como sigue: durante el proceso de grabación se aplica una tensión positiva de 12 V al colector del transistor T2, a través del diodo D IO (figura 8.28). Por tratarse de un transistor del tipo NPN, al recibir en su colector el citado potencial positivo, el tran­ sistor queda polarizado, por lo que amplifica las señales que se apliquen a su base. Estas señales son las que se obtienen del terminal 23 del integrado AN318, es decir, los impulsos rectangula­ res de 10 V de pico a pico procedentes del flip-flop anteriormente estudiado.

SERVOSISTEMAS

Obsérvese que en la figura 8.28 los impulsos rectangulares obtenidos del flip-flop se aplican al divisor de tensión form ado por R^-R2, apareciendo por lo tanto en R2.

T E R M IN A L 2 8 D E L IC 1

N

N

A

A

V

1_________________________________________________________________

T E R M IN A L 2 6 D E L IC 1

C A N A L 1 F 4 S E ¡ C O N M U T A C IÓ N

T E R M IN A L 2 D E L IC 1

V C O N M U T A C IÓ N D E F A S E CANAL 1

V N

C O N M U T A C IO N D E F A S E CANAL 2

T E R M IN A L 2 3 D E L IC 1

CANAL 1

I I I

CANAL 1

10 V p -p

|

i

CANAL 1

S A L ID A C A N A L 1 F M -

8.27 Formas de onda en los diferentes puntos del generador de la señal de comparación de la figura 8.26.

12 y

8.28 Esquema del circuito inversor de grabación y conmutador de diodos.

22 1

VlDEO

Al estar esta última resistencia conectada entre base y emisor de 72, este transistor trabaja en montaje emisor común, por lo que entre emisor y colector aparecen los citados impulsos amplifi­ cados e invertidos en fase. Efectivamente, al aplicar entre base y emisor el nivel alto de los impulsos del flip-flop , es decir, un potencial positivo de base con respecto a emisor, el transistor pasa al estado de conducción y en su electrodo de colector aparece el potencial de masa (nivel bajo). Por contra, cuando la base recibe el nivel bajo de los impulsos del flip-flop, el transistor pasa al estado de bloqueo y en su co­ lector aparece el potencial positivo de 12 V (nivel alto). Los impulsos positivos obtenidos en colector polarizan en sentido directo al diodo D 1 1 (figura 8.28), por lo que se establece que, durante el proceso de grabación, los impulsos del flip-flop quedan aplicados al terminal 22 del IC AN318 (entrada de un multivibrador), a través de 72 (que los invierte en fase) y D 11 . Los impulsos del flip-flop no pueden en este caso pasar a través de D 8 , ya que este diodo queda polarizado en sentido inverso para los citados impulsos. Obsérvese en la figura 8.28 que los impulsos obtenidos del flip-flop, de signo positivo, se aplican al cátodo de D 8 , por lo que no pueden pasar a través de él. Veamos ahora el funcionamiento del circuito durante el proceso de reproducción: en este caso desaparece el potencial de 12 V positivo del colector de 72, por lo que el transistor deja de estar polari­ zado y, como consecuencia, deja de amplificar cualquier señal que se aplique entre su base y emisor. Al mismo tiempo, se aplica una tensión positiva de 12 V al terminal «REPRODUCCIÓN» , con lo cual los diodos D 8 y D9 quedan polarizados en sentido directo, ya que este potencial positivo es superior al positivo aplicado al cátodo de D 8 cuando los impulsos procedentes del flip-flop están en nivel alto. Como consecuencia, los impulsos del flip-flop pasan a través de D 8 y D9 hacia el terminal 22 del AN318, por lo que se establece que, durante el proceso de reproducción, los impulsos del flip-flop pasan al multivibrador monoestable sin invertir su fase. Todo lo expuesto queda reflejado en la figura 8.28, en la que se observan las formas de onda a la entrada y la salida del circuito, tanto en el proceso de grabación como de reproducción. O b­ sérvese en dicha figura cómo, mientras en el proceso de grabación la señal de salida está invertida en fase, en el de reproducción conserva su fase.

ETAPAS PARA LA OBTENCIÓN DE LOS IMPULSOS DE CONSULTA Las siguientes etapas tienen por finalidad obtener los impulsos de consulta que han de compararse con la señal de referencia. Estas etapas forman parte del integrado AN318 y son las siguientes: • Multivibrador monoestable. • Inversor. • Formador de impulsos trapezoidales. • Mantenedor de los impulsos de consulta. A continuación se estudia el funcionamiento y la finalidad de cada una de estas etapas. En la figura 8.29 se ha dibujado el esquema de todas estas etapas, formando parte del inte­ grado AN318. La entrada a todas ellas se encuentra en el terminal 22 del AN318 (entrada del multivibrador monoestable). A este terminal se aplican los impulsos obtenidos del flip-flop, bien sea con la fase invertida (caso de grabación) o con la misma fase (caso de reproducción). Los impulsos de salida del multivibrador se obtienen en el terminal 18 del citado integrado, de donde pasan (directamente) al terminal 7, que es la entrada de una etapa inversora. Como conse­ cuencia de ello, los impulsos que aparecen en el terminal 8 son los mismos que se obtienen en el terminal 18 (salida del multivibrador), pero con la fase invertida.

222

SERVOSISTEMAS

8.29 Esquema de las etapas para la obtención de los impulsos de consulta.

La salida del Inversor se encuentra en el terminal 8 del AN318, de donde las señales pasan di­ rectamente al terminal 15 (entrada del formador de impulsos). En el circuito formador, los impulsos aplicados a su entrada se transforman en una tensión tra­ pezoidal que se aplica directamente, dentro del propio IC, al circuito mantenedor de los impulsos de consulta (Sampling), y que se utiliza como señal de referencia. El condensador C;< (conectado al terminal 17 del AN318) es el que establece la constante de tiempo de la parte inclinada de la tensión trapezoidal. En reproducción, la caída se hace más plana gracias a la tensión de 12 V que se aplica al terminal 19 del AN318 a través de la resistencia fí3. El funcionamiento del circuito mantenedor de los impulsos de consulta (Sampling) es en todo idéntico al descrito en el estudio del servo del cabrestante, por lo que nos limitaremos a decir que en él se compara la señal de referencia obtenida a la salida del integrado AN301 (figura 8.24) con la tensión trapezoidal de comparación. Cualquier error de fase entre una y otra tensiones, debido a un error de fase entre los impulsos generados en el generador de impulsos del tambor y los pro­ cedentes del cabezal de lectura de la pista de control (en reproducción), o de los impulsos de sin­ cronismo vertical de la señal de vídeo (en grabación), da lugar a una tensión de error que gobierna la velocidad del motor del tambor portacabezaies, hasta que su posición angular sea la correcta para la lectura de las pistas de vídeo. El condensador CAen figura 8.29, es el mantenedor de la tensión de error. Obsérvese, en la figura 8.29, que la tensión de error se reacopla al circuito multivibrador monoestable, superpuesta a la tensión de polarización proporcionada a través del diodo D I 2. El error de consulta cuando el motor arranca es de 0 V. Para finalizar diremos que casi la mitad del potencial de alimentación, de 12 V, que llega al ter­ minal 13 del AN318 a través de fí 5 se utiliza para evitar un retardo al bloquear el circuito de servo.

ETAPAS NO LINEAL, LIMITADORA Y ADAPTADORA DE IMPEDANCIAS En la figura 8.30 se ha dibujado el esquema de las etapas no lineal, limitadora y adaptadora de impedancias, diseñadas con componentes discretos. La etapa no lineal está formada por los diodos D13 a D I 7 y sólo funciona en reproducción.

223

VÍDEO

G R A B A C IÓ N

<5 o12V

Ri8

ENTRADAo-

d

Re

}

I R 10 S A L ID A A L A M P L IF IC A D O R D IS C R IM IN A D O R

A(3,6-5,7 V C .C .) D19

a

8.30 Etapas no lineal, limitadora y adaptadora de impedancias.

Efectivamente, en el proceso de grabación, el interruptor«GRABACIÓN» se encuentra ce­ rrado, por lo que pone en comunicación directa el cátodo del diodo D I 3 con el cátodo de D I 4, y el ánodo de D 16 con el ánodo de D 1 7, es decir, todos estos diodos quedan cortocircuitados y la tensión de error pasa directamente al electrodo de gobierno del transistor T3, a través del filtro formado por Rz-C , y Ra-C 2. Estando el magnetoscopio en función de reproducción, el interruptor de la figura 8.30 se en­ cuentra abierto, por lo que los diodos D 1 3 a D 1 7 (etapa no lineal) entran a formar parte del circuito. El motivo de que la etapa no lineal sólo entre en funcionamiento durante la reproducción se debe a que, durante la grabación, la señal de entrada de vídeo es la que constituye la señal de comparación para el servo del tambor, siendo la tensión de salida de consulta constante. Sin em­ bargo, en función de reproducción, la señal de comparación se obtiene a partir de la pista de con­ trol grabada en la cinta, la cual contiene componentes de tensión alterna. Como consecuencia de ello, cuando un impulso varía, por un período rápido de tensión alterna, el motor del tambor pasa a girar de acuerdo con este período, y ello produce en las imágenes reproducidas en pantalla per­ turbaciones de sincronismo. Para eliminar estas perturbaciones es por lo que en reproducción entra en funcionamiento el circuito no lineal, cuyo funcionamiento se expone en las líneas que siguen. Se sabe que para que un diodo semiconductor pase al estado de conducción es preciso que entre cátodo y ánodo se aplique una tensión directa que, en el caso de los diodos de silicio, ha de ser, como mínimo, de 0,7 V. Si se conectan dos o más diodos en serie, éstos no pasan a condu­ cir, si no se aplica, como mínimo, una tensión en sentido directo igual a la suma de las tensiones

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SERVOSISTEMAS

directas individuales. Observando la figura 8.30 se aprecia que los diodos D16, D I 5 y D14 se en­ cuentran conectados en serie y en sentido de paso para el semiciclo positivo de la c.a., es decir, cuando la entrada es positiva con respecto a masa. Para el semiciclo negativo, estos diodos es­ tán polarizados en sentido de bloqueo. Por otro lado, los diodos D 13, D I 5 y D 1 7 se encuentran conectados en serie y en sentido de paso para los semiciclos negativos de la c.a., es decir, cuando la entrada es negativa con respecto a masa. Así pues, tanto si la tensión alterna de entrada es positiva como negativa, encuentra un ca­ mino a través del circuito no lineal, unas veces a través de D 13-D 15-D 17 y otras a través d e D I 6 D 15-D 14 , dependiendo ello del semiciclo de la tensión alterna presente en la entrada. Ahora bien, tanto en uno y otro casos no es suficiente con que el potencial de entrada polarice en sentido directo a los diodos. Debido a que éstos están conectados en serie y que son tres, se precisa que la tensión directa a ellos aplicada supere los 2,1 V (0,7 V x 3 diodos). Así pues, siempre que la tensión alterna de entrada posea un valor absoluto, en el punto común de D 1 3 y D16, superior en 2,1 V al presente en el punto común de D7 4 y D 1 7, circula corriente por ellos, unas veces por D 1 3 -D 1 5 -D 1 7 y otras por D 16-D 15-D 14, según sea positivo o negativo el potencial de 2,1 V de entrada con respecto al punto com ún D 1 4 -D 1 7. Si la tensión de entrada no supera los 2,1 V citados, los diodos no conducen corriente y, como consecuencia, ésta sólo circula por ñ ,. Veamos ahora el funcionamiento del limitador, cuya función es la de mantener la tensión de error de fase dentro de un margen bien definido, protegiendo con ello al motor del tambor de dife­ rencias de velocidad de giro. Obsérvese, en la figura 8.30, que el conjunto formado por ñ s- D20 - fí 6 es un divisor de ten­ sión al que se le aplica un potencial positivo de 12 V con respecto a masa. El divisor de tensión está diseñado para que en fífi aparezca una tensión de 4,3 V, aproximadamente, con el positivo en el punto de unión de R6 con el cátodo de D 20 (punto 6 en figura 8.30). Por otro lado, en el condensador C 2 (punto A en figura 8.30) aparece una tensión continua cuyo valor mínimo es de 3,6 V y cuyo valor máximo no sobrepasa los 5,7 V. Si el potencial en C 2 es inferior a 3,6 V, se obtiene una diferencia de potencial entre ánodo y cá­ todo de D19 superior a los 0,7 V de tensión directa necesaria para que este diodo pase a conducir. Efectivamente, si el potencial en ánodo de D19 (punto 6 en figura 8.30) es de 4,3 V y el de su cátodo (punto A en la misma figura) es de, por ejemplo, 3,5 V, el diodo queda polarizado en sen­ tido de paso con una tensión de: 4,3 V - 3,5 V = 0,8 V pasando con ello a conducir. Si la tensión en el punto A es superior a 3,6 V, el diodo D 19 queda polarizado con una tensión insuficiente para que pase a conducir e, incluso, puede quedar polarizado en sentido de bloqueo si la tensión en el punto A supera los 4,3 V presentes en el punto B (ánodo de D I 9). Supóngase ahora que la tensión en C 2 supera los 5,7 V, por ejemplo, 5,8 V. En este caso, y como se ha dicho, el diodo D19 queda polarizado en sentido inverso, por lo que no circula nin­ guna corriente por él. Sin embargo, y observando con atención la figura 8.30, se aprecia que los diodos D18 y D20 se encuentran conectados en serie entre los puntos A y S. Como cada uno de estos diodos pre­ cisa de una tensión directa de 0,7 V para que conduzcan, es necesario aplicar, como mínimo, 1,4 V entre A y B con el positivo en A para que entren con conducción. En el ejemplo que nos ocupa, la tensión en el punto A es de 5,8 V y en el punto B de 4,3 V, por lo que en el conjunto de diodos D 18 y D 20 se tiene una tensión de: 5 , 8 V - 4 , 3 V = 1,5 V y, como consecuencia, estos diodos conducen. En realidad, el diodo D 20 siempre conduce, ya que está polarizado en sentido directo a través de fí5; sin embargo, todo lo expuesto es válido, ya que en D20 se tiene una caída de tensión de

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VÍDEO

a,

8.31 Esquema del amplificador del discriminadory del motor de arrastre del tambor.

0,7 V y, por lo tanto, en el punto C de la figura 8.30 aparece siempre una tensión de 5 V (suma de los 4,3 V presentes en el punto B más los 0,7 V de caída de tensión en D20). Con ello, el diodo D18 pasa a conducir siempre que la tensión presente en su ánodo (punto A) supere en 0,7 V a la tensión presente en su cátodo (punto C).

REVOLUCIONES (rpm)

8.32 Características técnicas del motor de arrastre del tambor portacabezales.

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SERVOSISTEMAS

Si la tensión en el punto A está por debajo de los 5 V del punto C, el diodo D18 queda polari­ zado en sentido inverso o de bloqueo. En resumen, y de acuerdo con todo lo expuesto, los cuatro casos que pueden darse en el cir­ cuito quedan como sigue: • Cuando la tensión en el puntoA está por debajo de 3,6 V, el diodo D19 se hace conductor y D18 queda polarizado en sentido de bloqueo. • Cuando la tensión en el punto A está comprendida entre 3,6 y 4,3 V, el diodo D I 9 queda bloqueado (por ser insuficiente la tensión directa a él aplicada) y el diodo D18 queda blo­ queado (por aplicarse a él una tensión de polarización en sentido inverso). • Cuando la tensión en el punto A está comprendida entre 4,3 y 5 V, el diodo D19 queda blo­ queado (por aplicarse a él una tensión de polarización en sentido de bloqueo) y el diodo D18 permanece bloqueado (por ser insuficiente la tensión directa a él aplicada). • Cuando la tensión en el punto A es superior a 5,7 V, el diodo D19 permanece bloqueado (por estar polarizado en sentido inverso) y el diodo D18 pasa a conducir (por quedar polari­ zado con una tensión directa entre ánodo y cátodo superior a 0,7 V). Así pues, siempre que se superen los límites de 3,6 y 5,7 V en el punto A de la figura 8.30, se tiene un paso de corriente desde o hacia el condensador C? que hará que este condensador mantenga constante su potencial entre 3,6 y 5,7 V. Todo lo expuesto se produce automáticamente en cuanto la tensión en C 2 se salga lo más mí­ nimo de los límites establecidos, es decir, que se trata de un limitador que mantiene constante la tensión de error entre dos valores bien definidos, evitándose con ello que la tensión de error quede adulterada y afecte a la velocidad del motor. La tensión de error, una vez limitada, se aplica al electrodo de puerta del FET T3, el cual trabaja en montaje seguidor de surtidor (source follower), haciendo con ello una perfecta adaptación de ¡mpedancias entre las etapas descritas y el amplificador del discriminador. En la figura 8.30 se observa cómo la tensión de error se toma del electrodo surtidor (S) del transistor FET, el cual presenta una elevada impedancia de entrada, pues responde a variaciones de tensión entre puerta y surtidor y no a variaciones de corriente, como sucedería si se utilizase un transistor bipolar.

AMPLIFICADOR DEL DISCRIMINADOR Y DEL MOTOR DE ARRASTRE DEL TAMBOR El circuito amplificador del discriminador y del motor de arrastre (figura 8.31) es idéntico al des­ crito para el caso del servo del cabrestante, por lo que no entramos en más detalles sobre su fun­ cionamiento, limitándonos a exponer las características de este motor, las cuales se han dibujado en la figura 8.32. Se trata de un motor de c.c. alimentado por una tensión nominal de 7 V. El motor gira dentro de un margen de tensión comprendido entre 5 y 12 V. La velocidad de giro del motor es de 2.700 rpm a la tensión y corriente nominal. Mediante un reductor de relación 1:1 , 8 (intercalado entre m otor y tambor) se reduce la veloci­ dad de giro del motor a las 1.500 rpm necesarias para la correcta lectura y grabación de las pistas de vídeo. La intensidad de corriente con carga de régimen, y a la tensión nominal, es, como máximo, de 130 mA. Finalmente, en la figura 8.32 se observa cómo varía la velocidad de giro del motor al cambiar el valor de tensión a él aplicada, y que viene dada por la salida del am plificador del m otor según el valor de la tensión de error aplicada al circuito discriminador (figura 8.31).

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.

Control del sistema

INTRODUCCIÓN é

Los magnetoscopios de vídeo domésticos son aparatos muy complejos en los que intervienen modos de enhebrado y desenhebrado rápido de la cinta, una gran velocidad de giro del tambor portacabezales de vídeo, etc., que exigen un control ordenado de las partes mecánicas que evite daños irreparables en la cinta. En los primeros modelos de aparatos de vídeo, el control de la parte mecánica se realizaba mediante teclado, utilizando levas de bloqueo accionadas por electroimanes que bloqueaban un modo de funcionamiento mientras estaba en actuación otro. Actualmente, al diseñarse los magnetoscopios con carga frontal, el control se realiza mediante un microprocesador que acciona los diferentes electroimanes, mientras que las levas y los blo­ queos se llevan a cabo con motores operacionales. Son varias las finalidades del sistema de control, entre las que cabe destacar la de evitar un mal uso por parte del usuario, programando las operaciones mecánicas del aparato de forma coherente y, con ello, proteger al aparato y a la cinta, tanto en el caso de un funcionamiento de­ fectuoso del aparato como de defectos de la casete. Para llevar a cabo todo esto, el control del sistema trabaja de forma digital, es decir, con sólo dos estados: SÍ o NO (1 o 0), los cuales se aplican a los diferentes motores, electroimanes, etc.

FUNCIONES QUE SE LLEVAN A CABO EN UN SISTEMA DE CONTROL Las funciones que se llevan a cabo en un sistema de control de un magnetoscopio se pueden di­ vidir en dos grandes grupos: las funciones operacionales que se realizan a través de las teclas del aparato, accionadas por el usuario, y las funciones protectoras que se llevan a cabo de forma au­ tomática durante el funcionamiento del aparato, sin intervención alguna por parte del usuario. Las funciones operacionales son las siguientes: • STOP (paro). Todo parado. Al poner en marcha el vídeo, éste pasa automáticamente a la función STOP. • ON (puesta en marcha). Al pulsar esta tecla, todas las teclas de operación se hacen activas. • REC (grabación). Al pulsar esta tecla, el aparato pasa a la función de grabación. • PLAY (reproducción). Al pulsar esta tecla, el magnetoscopio pasa a trabajar en función de reproducción. • FF (avance rápido). Al pulsar esta tecla, se produce el bobinado rápido de la cinta. • REW (rebobinado). Al pulsar esta tecla, la cinta se rebobina en su carrete a velocidad rápida. • PAUSE (pausa). Con esta tecla se detiene el arrastre de la cinta. Para continuar la lectura debe pulsarse por segunda vez la tecla PAUSE. • REC + PAUSE (pausa en grabación). Al pulsar las teclas REC y PAUSE se detiene temporal­ mente la grabación. Al pulsar de nuevo la tecla se reanuda la grabación. • PAUSE + PLAY (pausa en reproducción). Mediante el accionamiento de estas teclas se para temporalmente la función de reproducción hasta que se pulsa de nuevo.

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• P LA Y + AUDIO DUB (doblaje de sonido). Al pulsar en primer lugar la tecla PLA Y y luego la de D U BBIN G , se entra en la función de doblaje de sonido. • TIMER (temporizador). Al accionar esta tecla, el magnetoscopio se pone en situación de puesta en marcha cuando se lo mande el programa. • EJECT (expulsión de casete). Al pulsar esta tecla se levanta la tapa que cierra el alojamiento de la casete y ésta es expulsada para su recuperación por el usuario. Si no hay casete en el mag­ netoscopio, al pulsar EJECT se levanta la tapa para permitir la Introducción de una casete. Las funciones protectoras que son automáticas y ajenas a cualquier manipulación por parte del usuario son las siguientes: • SENSOR DE FINAL DE CINTA. Se trata de un sensor que, al llegar al final de la cinta, activa la función STOP del magnetoscopio, dejando al aparato fuera de funcionamiento para las funciones REO, PLAY y FF\ sin embargo, sí permite la función de rebobinado (REW). Estos sensores actúan tanto en las funciones REO, PLAY como en la de FF. • SENSOR DE PRINCIPIO DE CINTA. Se trata de un sensor como el de final de cinta, pero que deja al magnetoscopio en la posición STOP para la función de rebobinado (REW). Las funciones REO , PLAY y FF pueden llevarse a cabo a partir de la actuación de este sensor. • SENSOR DE LAMPARA DE CASETE FUNDIDA. En los magnetoscopios del sistema VHS, el sensor de final y principio de cinta actúa al detectar la luz procedente de un pequeño LED dispuesto al otro lado de la cinta, la cual atraviesa una zona transparente dispuesta al final y comienzo de la cinta. Si este LED se estropea, los sensores de principio y final de cinta de­ jan de actuar, por lo que se dispone un circuito de protección contra esta eventualidad. Al estropearse el LED, todas las funciones del aparato de vídeo quedan fuera de servicio (STOP).

• PROTECCIÓN CONTRA EL PARO DEL CARRETE TOMADOR. Si el carrete tom ador de la cinta se para, en la cinta pueden producirse bucles que acabarían por enrollarse en el sis­ tema mecánico de arrastre con el consiguiente deterioro de la cinta. Para evitarlo se dis­ pone de una protección contra esta eventualidad que hace pasar al magnetoscopio a la función STOP después de transcurridos 5 o 6 segundos desde que se produce el hecho. • PROTECCIÓN CONTRA EL PARO DEL TAMBOR. Mediante esta protección, el magnetos­ copio pasa a la función STOP, si transcurren 3 segundos sin que gire el tam bor portacabezales de vídeo. • PROTECCIÓN CONTRA FALLOS DE LA RED DE ALIMENTACIÓN. SI la red de alimentación deja de suministrar energía, el magnetoscopio deja de funcionar y pasa a la función STOP. • PROTECCIÓN CONTRA PAUSA PROLONGADA. La función PAUSA tiene el inconveniente de que, si se activa durante un largo período de tiempo, se produce un desgaste anormal de la cinta. No es pues conveniente abusar de esta función. Para evitar el abuso de esta función por parte del usuario, el magnetoscopio dispone de una protección contra pausa prolongada tanto en las funciones PLAY com o REO. Transcurridos 5 o 6 minutos, el magne­ toscopio reanuda su funcionamiento. • PROTECCIÓN DE BORRADO DE CINTA. El magnetoscopio dispone de una lengüeta de protección que evita el borrado accidental de una casete protegida. Sin embargo, si dicha lengüeta se encuentra rota, deja de protegerse la grabación. Para proteger la grabación contra esta eventualidad se dispone una protección que actúa cuando esta lengüeta está rota. En este caso, no se realiza la función reproducción. • CASETE INTRODUCIDA. Todas las funciones del magnetoscopio quedan Inhibidas si no está Introducida la casete en su alojamiento. Al introducir la casete en el magnetoscopio, éste queda preparado para llevar a cabo las funciones que se le pidan. • PROTECCIÓN DURANTE LA CARGA Y DESCARGA. Si durante el proceso de carga o de descarga de la cinta ocurriese cualquier fallo, el magnetoscopio se para en 1 0 segundos. • PROTECCIÓN DURANTE LA FUNCIÓN EJECT. SI una cinta se atasca al entrar o al salir de su alojamiento, automáticamente se para el motor de entrada/salida en un tiempo no supe­ rior a 1 0 segundos.

CONTROL DEL SISTEMA

• PROTECCIÓN CONTRA U \ HUMEDAD. Si se produce una condensación de humedad en el magnetoscopio, y en particular en el tambor portacabezaies, se corre el riesgo de que la cinta se pegue a éste con los resultados catastróficos que de ello se derivan. Para evitarlo, el aparato está dotado de un sensor de humedad, el cual deja fuera de funcionamiento al magnetoscopio (pasa a la posición STOP) y, al mismo tiempo, avisa al usuario de esta cir­ cunstancia mediante una señal luminosa intermitente de 1 Hz. Este dispositivo antihume­ dad es automático y actúa hasta que la indicación luminosa se para. Una vez relacionadas todas las funciones operacionales y protectoras de un magnetoscopio, a continuación se describe el funcionamiento de los circuitos de control típicos utilizados en un magnetoscopio del sistema VHS.

CIRCUITO DE CONTROL DE UN MAGNETOSCOPIO VHS En la figura 9.1 (véase desplegable) se ha dibujado el esquema de los circuitos de control de un magnetoscopio del sistema VHS, sobre el que se desarrolla nuestra explicación. En este circuito se utilizan puertas lógicas NAND. Recuérdese que en una puerta NAND su sa­ lida es de nivel alto cuando una o todas sus entradas están en nivel bajo, y pasa a nivel bajo cuando todas sus entradas están en nivel alto. En el modo STOP (paro), los conmutadores S2 (reproducción) y S4 (paro) están en la posi­ ción NC. Como consecuencia de la posición de estos dos conmutadores, no se aplica poten­ cial de 12 V al circuito de colector de T4, por lo que el transistor T19 queda bloqueado y en su colector aparece una tensión positiva de 18 V. Esta tensión queda aplicada a los divisores de tensión formados por ñ 101 - f í l02, de polarización de base de T20, y f í 103- R w de polarización de base de 727. Por tratarse T20 y T21 de transistores NPN, al recibir sus bases potencial positivo con res­ pecto al potencial negativo de sus emisores (conectados a masa), ambos transistores entran en conducción, cortocircuitando así a los motores del tambor y de cabrestante, por lo que ni uno ni otro pueden entrar en funcionamiento. Al pulsar la tecla de reproducción, los conmutadores S2 y S4 pasan a la posición NO, con lo cual el colector de T4 recibe potencial positivo. Al introducir una casete en el magnetoscopio, ésta acciona el conmutador S I 2 (figura 9.1), dejando con ello la posición NC que conecta al potencial de masa la base de 77. Al pasar S 12 a la posición NO, la base de 77 queda polarizada por el divisor de tensión formado por la lámpara in­ candescente o LED, que forma parte del sensor de final e inicio de cinta, y la resistencia Rs conec­ tada a masa. Esta disposición en la polarización de base de 77 es muy importante, ya que si la lámpara se funde la base queda sin polarización y el transistor pasa al estado de bloqueo. Se trata pues del circuito detector de lámpara fundida. En condiciones normales de funcionamiento, al accionarse S72 la base de 77 recibe potencial positivo con respecto a masa, por lo que dicho transistor se encuentra en condiciones de condu­ cir siempre y cuando a su colector se le aplique tensión positiva (obsérvese en figura 9.1 que se trata de un transistor NPN). Obsérvese ahora en la figura 9 .1 que la lámpara, o un LED, ilumina las bases de dos fototransistores, los cuales forman parte de los sensores de arranque y final de cinta; por lo tanto, estos sensores pasan a conducir y aplican una tensión de nivel alto a una de las dos entradas de la puerta lógica 3D siempre y cuando la luz incida sobre la base del fototransistor del sensor de final de cinta. La otra entrada recibe señal de nivel alto, procedente de la salida de la puerta lógica 3A, puesto que las dos entradas de esta última no reciben tensión al estar el conmutador de rebobi­ nado (S3) abierto. Por estar la tecla S3 abierta, tampoco reciben nivel alto las correspondientes entradas de las puertas lógicas 3 A ,3 B y 3D, que están conectadas a dicho conmutador. Como basta que una sola entrada de una puerta lógica NAND reciba nivel bajo para que su salida esté en nivel alto, se tiene que las salidas de todas estas puertas lógicas se encuentran en nivel alto.

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Al inicio de la operación, y suponiendo que la cinta se encuentre en su final, la luz incide sobre el fototranslstor del sensor de final de cinta a través de la zona transparente de la cinta, y la puerta lógica 3D tiene una salida de nivel bajo, ya que a sus dos entradas se aplican niveles altos. Si, por el contrario, la cinta se encuentra en su inicio o en zona intermedia, la entrada de la puerta lógica 3D que está conectada al sensor de final de cinta recibe nivel bajo y su salida será de nivel alto. Obsérvese, en la figura 9.1, que las tres entradas de la puerta NAND 2B son de nivel alto cuando la salida de la puerta lógica 3D es alta, por lo que la salida de 2B es baja. La puerta lógica 2C hace las funciones de inversor (puerta A/O7), ya que sus tres entradas es­ tán conectadas simultáneamente a la salida de 2B. Ello quiere decir que la salida de la puerta ló­ gica NAND (2C ) es alta cuando la de la puerta 2B es baja, y viceversa. El conmutador S4 es, como se ha dicho, el que proporciona la tensión de 12 V de alimenta­ ción. Al pasar este conmutador a la posición NO (posición de operación) queda aplicada una ten­ sión positiva a la base del transistor T2 mediante el divisor de tensión formado por ñ ,2- f í 13, pa­ sando el transistor a conducir y polarizando con ello al diodo D2 emisor sentido de bloqueo. Entre cátodo y masa del diodo D2 está conectado un condensador (figura 9.1), el cual se carga a 12 V a través de R ¡, y el diodo D2 cuando éste está polarizado en sentido directo. De acuerdo con todo lo expuesto, las tres entradas de la puerta NAND 4A están en nivel alto: la primera por recibir un nivel alto a través de fí7; la segunda por recibir el potencial positivo pre­ sente en el condensador C ,, y la tercera por recibir el nivel alto de salida de la puerta lógica inver­ sora 2C. La salida de la puerta 4A será, por lo tanto, de nivel bajo. Obsérvese en la figura 9.1 que de la salida de 4A se deriva una línea hacia la base de T4. Al estar en nivel bajo la salida de la puerta lógica 44, la base del transistor T4 no recibe potencial positivo con respecto a su emisor, por lo que el transistor se mantiene cortado. En colector de T4 aparece el po­ tencial positivo de 12 V, procedente del conmutador S4 (que ahora se encuentra en la posición NO). Esta tensión polariza positivamente la base d eT19, haciendo a este transistor conductor. Al pasar T19 a conducción, las bases de T20 y T21 quedan al potencial de masa, con lo cual estos dos transistores pasan al estado de bloqueo. Ello supone el no cortocircuito de las tensio­ nes de excitación de los motores de accionamiento del tam bor y del cabrestante, por lo que es­ tos motores pasan a girar. Cuando se enhebra la cinta, el conmutador S 7 pasa a la posición A/O, por lo que la base de T 1 no recibe potencial positivo y este transistor permanece bloqueado y en su colector aparece po­ tencial positivo que se aplica a una de las dos entradas de la puerta NAND 1B. SI, en esta circuns­ tancia, se pulsa el conmutador S2 a la posición NO (conmutador de reproducción), la otra entrada de la puerta 1B también recibe nivel alto y su salida será, por lo tanto, de nivel bajo. Estando en nivel bajo la salida de 1B, y estando ésta conectada a una de las entradas de la puerta 2A, la salida de esta última es alta, de lo que se deduce que durante el enhebrado el con­ densador C, se mantiene cargado a través del diodo D I y la resistencia f?9. Al terminar el enhebrado, el conmutador S 7 pasa a la posición NC, polarizándose positiva­ mente la base de T1 , con lo que pasa al estado de conducción. La puerta 1B queda con ello de­ sactivada y su salida pasa a nivel alto. Para mantener el giro de los motores del tam bor y del cabrestante, es preciso que el conden­ sador C, mantenga el potencial positivo (nivel alto) que aplica a la entrada central de la puerta ló­ gica 4A, ya que de lo contrario esta puerta pasaría a nivel alto. Para mantener dicha tensión en Cse combina la señal del blestable de 25 Hz, que se toma del tambor portacabezales de vídeo, con un impulso de 1 Hz que se toma del carrete de recogida de cinta. Efectivamente, en la figura 9.1 se puede ver que los impulsos de 25 Hz procedentes del cir­ cuito audlo-servo se aplican a una de las entradas de la puerta 1C, y de la salida de esta última pasan a una de las entradas de la puerta ID . Los impulsos de 1 Hz obtenidos del carrete de reco­ gida se aplican a la base del transistor T3, y una vez amplificados pasan a la otra entrada de la puerta 1D. En esta puerta se combinan ambas señales, dando lugar, en su salida, a una señal com o la que se muestra en la figura 9.2, es decir, que durante 40 ms el nivel de la señal es bajo, como consecuencia de los impulsos de 1 Hz, y durante los otros 40 ms la señal presenta unos impulsos de unos 12 Hz debidos a los impulsos de 25 Hz.

CONTROL DEL SISTEMA

M IT A D D E L A S E Ñ A L D E L B IE S T A B L E

A P R O X IM A D A M E N T E 12 IM P U L S O S (2 5 H z )

I ____________________________

____

____

____

___ J

_____

____

___________

9.2 Forma de onda en la salida de la puerta lógica ID de la figura 9.1.

Esta señal de salida de la puerta NAND ID se aplica a una de las entradas de la puerta 2A, donde es invertida y aplicada al condensador C, a través de D I y la resistencia Rg. Durante los niveles altos de la señal de salida de la puerta 2A, el condensador se carga al má­ ximo, mientras que durante los niveles bajos se descarga a través de la resistencia R3. La des­ carga ha de ser mucho más lenta que la carga, con el fin de mantener la tensión de 12 V en el condensador. Esto se consigue con una constante de tiempo de descarga 10 veces superior a la de carga, para lo cual la resistencia fíg (de carga) tiene un valor de 1 k í 2 y la resistencia fís (de des­ carga) de 1 M í 2 . Veamos ahora las funciones de seguridad que presenta el circuito de control de la figura 9.1 que se ha tomado de ejemplo. En primer lugar supóngase que, por cualquier circunstancia, el tambor portacabezales de ví­ deo deja de girar. En este caso, y com o es obvio, dejan de producirse los impulsos de 25 Hz de su sistema de servo, por lo que las entradas correspondientes de la puerta 1C permanecen en ni­ vel alto y su salida pasa a nivel bayo. En esta circunstancia, la puerta 1D queda desactivada y su salida pasa a nivel alto. Como la salida de la puerta 7D está conectada a una de las entradas de la 2A, esta última ten­ drá sus tres entradas en nivel alto y su salida en nivel bajo. Como consecuencia de todo ello, el condensador C, se descarga continuamente, ya que no recibe carga, y la tensión entre sus placas desciende. Al alcanzarse en C, la tensión de 6 V (ten­ sión de umbral de la puerta 4A), el circuito se desactiva, pasando su salida a nivel alto. El transis­ tor T4 recibe así potencial positivo en su base, se hace conductor y los motores del tambor y del cabrestante quedan sin tensión de alimentación. Al mismo tiempo, el electroimán de paro se ac­ tiva a través de las puertas 4B y 4C y los transistores T6 a T8 . Este electroimán de paro libera to ­ das las teclas de función. En el caso de que el carrete de recogida de cinta se detenga, también se produce el paro del aparato de vídeo, de forma similar a la descrita para el paro del tambor portacabezales, con la di­ ferencia de que ahora es la ausencia de impulsos de 1 Hz lo que provoca el paro. Efectivamente, si no se producen impulsos de 1 Hz en el carrete de recogida, el transistor T3 permanece en estado de conducción, con lo que en su colector aparece una tensión de nivel bajo que se aplica a la puerta 1D. A partir de esta circunstancia, el proceso es en todo igual al anterior­ mente descrito, los motores quedan sin tensión y el electroimán de paro se activa. Al activarse el electroimán de paro, los conmutadores S2 y S4 pasan a la posición /VC; sin em­ bargo, el Conmutador S7 permanece cerrado, aplicando un potencial positivo de 12 V a la base del transistor 779 (a través del diodo D7) que hace que dicho transistor permanezca en estado de conducción. Con ello, los motores siguen en funcionamiento mientras se produce el desenhe­ brado de la cinta. Una vez terminado el proceso de desenhebrado, el conmutador S7 regresa a la posición NO. con lo cual deja de aplicarse potencial positivo a la base de 779; este transistor pasa al estado de bloqueo y se aplica tensión positiva a las bases de 720 y 727. Estos dos últimos transistores pa­ san a conducir y cortocircuitan a masa la tensión de alimentación de los motores. Veamos ahora el funcionamiento del sensor de final de cinta. Como se sabe, en las cintas de los magnetoscopios del sistema VHS se dispone, al final de la cinta, una zona transparente que permite el paso de la luz a través de ella. Al estar el aparato en marcha, la cinta transcurre entre un 233

fotodiodo emisor de infrarrojos y un fototransistor sensible a los infrarrojos. En condiciones nor­ males de funcionamiento, la luz del fotodiodo no alcanza a la base del fototransistor, puesto que la cinta magnética es opaca. Sin embargo, al llegar el final de la cinta aparece la zona transpa­ rente de ésta, con lo cual sobre la base del fototransistor incide luz. En esta circunstancia, el fototransistor pasa a conducir y aplica tensión positiva a la base del otro transistor del sensor. Este úl­ timo transistor pasa a conducir y aplica potencial positivo de 12 V a una de las entradas de la puerta NAND 3D (figura 9.1). Con ello, y dado que la puerta 3D pasa a tener sus dos entradas en nivel alto, su salida pasa a nivel bajo. El nivel bajo de salida de la puerta 3D se aplica a una de las tres entradas de la puerta 28, y como basta que una sola entrada de una puerta NAND reciba nivel bajo para que su salida pase a nivel alto, se tiene que la salida de 2 8 pasa a nivel alto. La señal de salida de esta última puerta lógica se invierte en la 2C, es decir, que la salida de 2C pasa a ser de nivel bajo. El nivel bajo de salida de la puerta lógica 2C se aplica a la 4A, cuya salida pasa a ser de nivel alto. El potencial positivo que aparece a la salida de la puerta lógica 4A se aplica a la base del transistor T4, éste pasa a conducir y la base de 779 recibe potencial de masa, quedando con ello bloqueado. Al bloquearse T19, los transistores 720 y 727 reciben potencial positivo en sus bases con res­ pecto a sus emisores, pasan a conducir y cortocircuitan a masa las tensiones de alimentación de los motores. Al mismo tiempo se activa el electroimán de paro, de la forma ya expuesta en líneas anteriores. Como resultado de todo lo expuesto se deduce que, al llegar el final de la cinta, los motores se paran, evitándose con ello esfuerzos y roces perjudiciales sobre la cinta cuando ésta no es arrastrada. Al pararse los motores del cabrestante y del tambor portacabezales, por llegar al final de cinta, la única función que puede llevarse a cabo es la de rebobinado. Efectivamente, al pulsarse la tecla de rebobinado S3 (pasando a la posición NO), se aplica un potencial positivo de 12 V a las dos entradas de la puerta 3A, con lo que la salida de ésta pasa a nivel bajo. Obsérvese en figura 9.1 que la salida de la puerta 3A está conectada a la otra entrada de la 3D, por lo que se tiene dicha entrada con nivel bajo y la otra (conectada al sensor de final de cinta) con nivel alto. Respon­ diendo a la función lógica NAND, la puerta 3D pasa a nivel alto en su salida. La salida de la puerta 2 8 pasa a nivel bajo, la 2C a nivel alto y la 4A a nivel bajo. Como conse­ cuencia, los motores vuelven a recibir tensión de alimentación. Al llegar al final de! rebobinado se activa el sensor de principio de cinta, con lo que las dos en­ tradas de la puerta 3 8 reciben nivel alto (obsérvese en figura 9.1 que la otra entrada de la puerta 3 8 recibe nivel alto a través del conmutador S3, que está cerrado durante el proceso de rebobi­ nado). Por recibir las dos entradas de 3 8 nivel alto, la salida de esta puerta se encuentra en nivel bajo, el cual se aplica a una de las entradas de la puerta 28. La salida de esta última pasa a nivel alto y, como consecuencia, la salida de 2C a nivel bajo. Como resultado de todo ello, y por los mismos motivos apuntados a lo largo de este pará­ grafo, los motores quedan sin tensión y el electroimán de paro se activa, es decir, que al llegarse al final del rebobinado los motores se paran automáticamente y el vídeo queda en estado de paro. Todo el proceso descrito en las últimas líneas también se lleva a cabo a través del conmutador de búsqueda S9, el cual aplica potencial positivo a una de las entradas de la puerta lógica 3C a través del grupo 8 C formado por C3 y fí,7. Al alcanzarse el nivel de umbral en la entrada de la puerta 3C, la salida de ésta pasa a nivel bajo, quedando este nivel aplicado a la tercera entrada de la puerta 28. Como consecuencia, los motores se paran al llegar al programa grabado que se desea visualizar. Es im portante destacar que, cuando es el sensor de inicio de cinta el que se activa, la puerta lógica 38, que desactiva la 28, impide que se lleve a cabo la función de rebobinado, es decir, que cuando la cinta se encuentra en su inicio no es posible la actuación de la función de rebobinado. Veamos ahora el funcionamiento del modo de PAUSA, en el cual ha de darse la circunstancia de que los motores han de girar mientras que la cinta no es arrastrada.

CONTROL DEL SISTEMA

En este caso (figura 9.1), el conmutador S5 pasa a la posición A/O, con lo cual se aplica poten­ cial de 12 V a una de las entradas de la puerta lógica 1A. Como, al mismo tiempo, la otra entrada de la puerta 1A también recibe nivel alto por estar el conmutador S2 (de reproducción) en la posi­ ción A/O, se tiene que la salida de esta puerta pasa a nivel bajo. La salida de 1A está conectada a una de las entradas de la puerta lógica 2A, por lo que la sa­ lida de esta última pasa a nivel alto. La salida alta de 2A mantiene cargado al condensador C, y, como consecuencia, impide la descarga de este condensador, que sería lo que ocurriría por falta de los impulsos de 1 Hz obteni­ dos del carrete de recogida (téngase presente que este carrete deja de girar en la función PAUSA). De todo ello se deduce que los motores continúan girando. Al mismo tiempo, la sección mecánica de la tecla de PAUSA separa la polea de presión de arrastre de cinta, con lo cual ésta deja de ser arrastrada. Actualmente se diseñan circuitos de control más elaborados que los expuestos, basados en microprocesadores. Nosotros hemos descrito el de la figura 9.1 por su sencillez y como introduc­ ción a este tema; en las líneas que siguen se describe un circuito de control para vídeo VHS, en el que se utiliza un microprocesador.

MICROPROCESADOR PARA EL CONTROL DE UN VIDEO VHS Actualmente son muchos los microprocesadores existentes para ser utilizados en las etapas de control de los magnetoscopios, por lo que describirlos todos sobrepasaría los límites impuestos a esta obra. Por este motivo hemos seleccionado, de entre todos los posibles, el microprocesador LR2613 de 4 bit, el cual se presenta en cápsula DIL de 64 terminales. El LR2613 es un microprocesador diseñado en tecnología MOS de canal P, el cual presenta las ventajas de no precisar de decodificadores especiales, permite la adaptación de otro microprocesador para ampliar los controles, o el número de funciones, y acepta la adición de una me­ moria RAM para aplicaciones adicionales. En la figura 9.3 se ha dibujado la disposición de los termi­ nales del LR2613, vistos desde arriba, con indicación de las señales presentes en cada uno de ellos. A continuación, y antes de entrar en el estudio de un cir­ cuito de control diseñado con este microprocesador, se ex­ pone cada una de sus entradas y salidas siguiendo para ello el orden numérico de los terminales. 7

1 0

7

0

3

G

N

0

7

0

4

N

V

D

\ 6

4

C

' 6

3

S

6

2

2 \ 3

\

4

5

6

es efectiva cuando a ella se aplica una señal de nivel alto. En los magnetoscopios para norma PAL, el terminal 2 está siem­ pre en nivel alto. Terminal 3 (OD)

Este terminal es la salida de la señal de control cuando se utiliza una RAM externa. En magnetoscopios sin dicha RAM queda sin conexión.

1 0

F

7

D

1 0 1

l /

|

F

3

T

A

F

4

A

K

k

E

4

• K

E

3

k

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2

2

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1

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9

0

1

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¡ 5

7

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F

> 5

6

P

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> 5

5

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\

¡> 5 4

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E

7

V

D

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D

1 0

S

W

V

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7

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0

1 2 \ ¿

7 3

1

4

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D

9

A

D

3

a

D

C

\

7 5

\

7 6

A

7 7

18 0

C

L

O

7

L

7

Term inal2 ( D I04) Entrada display memoria del temporizador. Esta entrada sólo

D

f

\

rante la reproducción a media y doble velocidad. Este term i­ nal debe conectarse a un microprocesador auxiliar, por ser ésta una función opcional. En magnetoscopios que no dis­ pongan de microprocesador auxiliar, este terminal debe co­ nectarse a masa.

c

2

\

9

1

n

\ F

*

1

o

\

7

Terminal 1 (D I 03) Entrada de m uting para las señales de audio y vídeo du­

o

R

2

6

1

>

4

9

> 4

8

3

) A

D

6

R

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2

i A

D

5

R

2

1

4

7

) A

D

4

R

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0

4

5

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D

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R

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D

2

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\

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R

1 5

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|

R

2

R

1 4

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0

9

2

0

2

1

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2

2

3

2

4

2

5

2

6

|

R

3

R

1 3

) 3

2

7

\ R

4

R

1 2

> 3 8

2

8

f í 5

N

2

9

3

0

3

7

3

2

i

\

T

C

' 3

R

1 1

1

1

7

> 3 6

R

7

R

A

/ e

R

9

l

> 3 4

■ G

N

R

8

l

> 3 3

D

0

l

3

5

9.3 Terminales del microprocesador LR2613.

235

VÍDEO

Terminal 4 (NC)

Sin conexión. Terminales 5 a 8 (F1, F2, F3, F4)

Corresponden a las salidas para la transición de los datos utilizados por el microprocesador auxi­ liar. Lógicamente, en los magnetoscopios en los que no se utilice dicho microprocesador auxiliar, estas salidas quedan sin conexión. Terminales 9 a 12 (K4, K3, K2, K1)

Terminales de entrada de las señales de direcciones procedentes d eA D 1 a AD IO , por medio del teclado. Terminales 13 a 22 (AD10, AD9, ...A D 1 )

Terminales de salida de las señales de direcciones. Terminal 23 (TEST)

El terminal 23 es de autocomprobación del microprocesador. En algunos aparatos de vídeo, este terminal queda conectado a masa. Terminal 24 (R1)

Salida de mando para el solenolde de avance rápido. Terminal 25 (R2)

Salida de mando para el solenoide de rebobinado. Terminal 26 (R3)

Salida de mando para el solenoide principal. Terminal 2 7 (R4)

Salida de mando para el solenoide del rodillo presurizador. Terminal 28 (R5)

Salida de mando para el solenoide de apertura de portezuela. Terminal 29 (R6)

Salida de control de antena. Terminal 30 (R7)

Salida de control de alimentación. Terminal 31 (NC)

Sin conexión. Terminal 32 (GND)

Terminal de conexión a masa. Según el diseño del circuito, este terminal puede conectarse a un potencial de +15 V y el terminal VDD a masa del circuito impreso. Terminal 33 (R8) Salida de m uting de los motores. Terminal 34 (R9) Salida de m uting de sonido e imagen. Terminal 35 (R 10)

Salida de mando para el relé 1 de la señal de referencia (CUE).

236

CONTROL DEL SISTEMA

Terminal 36 (R11)

Salida de mando para el relé 2 de la señal de referencia (CUE). Terminal 3 7 (NC)

Sin conexión. Terminal 38 (R12)

Salida de mando del motor de enhebrado. Terminal 39 (R13)

Salida para el indicador de humedad. Terminal 40 (R14),

Salida de mando para el temporizador de grabación. Terminal 41 (R15)

Salida para el LED indicador de pausa. Terminal 42 (R 16)

Salida para el LED indicador de doblaje. Terminal 43 (R 17)

Salida para el LED indicador de grabación. Terminal 44 (R18)

Salida para el LED indicador de rebobinado. Terminal 45 (R19)

Salida para el LED Indicador de reproducción. Terminal 46 (R20)

Salida para el LED indicador de avance rápido'. Terminal 4 7 (R21)

Salida para el LED indicador de media velocidad. Terminal 48 (R22)

Salida para el LED indicador de doble velocidad. Terminal 49 (
Salida que entrega un impulso de reloj al microprocesador auxiliar. En los casos en los que éste no se utilice queda sin conexión. Terminal 50 (ACL)

Este terminal hace de «clear» cuando, trabajando el microprocesador, la tensión en éste cae por debajo de 5 V. Al conectar el m agnetoscopio se le aplican 15 V a este terminal para la inicialización del microprocesador. Esta tensión de 15 V se aplica en crecim iento gradual me­ diante una constante de tiem po RC, de forma que cuando se genera el reloj se comienza la inicialización. Terminal 51 (VF)

El terminal 51 es el de alimentación del oscilador integrado en la propia cápsula del microproce­ sador. Este oscilador oscila a la frecuencia de reloj para el microprocesador (unos 120 Hz).

237

VÍDEO

Terminal 52 (SYNC)

Terminal de entrada de la señal de sincronismo para la operación paralela con el microprocesador auxiliar. Si el magnetoscopio no dispone de este microprocesador auxiliar, el terminal 52 se co­ necta a masa. Terminal 53 (VDD)

Terminal de la tensión continua de alimentación. Terminal 54 (a)

El terminal 54 es la entrada de la señal de referencia para contar los períodos de protección (má­ ximo seis minutos en pausa, tres o cuatro segundos después de un paro del tambor). Terminal 55 (¡i)

Entrada de protección contra paro del carrete tomador. Terminal 56 (IDF)

Salida de la señal de referencia (CUE). Terminal 5 7 (AK)

En el terminal 57 se recibe la señal de grabación desde el temporizador, dando la orden de graba­ ción a la hora programada previamente por el usuario. Terminal 58 (TAB)

En el terminal 58 se tiene la entrada de los impulsos de conmutación de cabezales. Si el impulso de conmutación no se aplica a este terminal en un tiempo de tres segundos mientras giran los motores del tam bor y del cabrestante, el microprocesador da la orden de STOP. Terminal 59 (R/W)

Este terminal es de salida de control cuando se utiliza una RAM externa. SI no se dispone de di­ cha RAM, el terminal 59 queda sin conexión. Terminal 60 (D101)

Este terminal se conecta con el microprocesador auxiliar, si lo hubiere. En caso contrario se co­ necta a masa. Terminal 61 (D102)

Es la entrada de la señal CUE cuando se utiliza un microprocesador auxiliar. Si no se emplea mi­ croprocesador auxiliar, este terminal se conecta a masa. Terminal 62 (VS)

El terminal 62 es la salida de alimentación para una RAM externa. Terminal 63 (NC)

Sin conexión. Terminal 64 (GND):

Terminal de conexión a masa. En algunos magnetoscopios, a este terminal se le aplica el poten­ cial positivo de alimentación, de 15 V, en cuyo caso el terminal VDD se conecta al terminal de masa, con un potencial por encima de los 15 V citados. En líneas anteriores se ha dicho que algunos terminales del microprocesador LR2613 se utili­ zan sólo en aquellos casos en los que se emplee un microprocesador auxiliar. Un microprocesa­ dor auxiliar, válido para ser utilizado en unión al LR2613, es el LR2612. En los circuitos de control de magnetoscopios que utilizan los dos microprocesadores cita­ dos, el LR2613 se dedica al control de las funciones mecánicas del aparato, mientras que el LR2612 se dedica a las funciones complementarias. 238

CONTROL DEL SISTEMA

Las funciones complementarias que puede llevar a cabo el microprocesador LR2612 son las siguientes: • Conmutación del tiempo de grabación/reproducción. Durante el proceso de reproducción genera una señal de enmudecimiento del sonido y de la imagen, durante un tiempo de ocho décimas de segundo. • Proporciona la salida del impulso de escritura de la señal de referencia (CUE) en la función PAUSA-CUE. • Función APSS o APLD. El terminal A K del microprocesador LR2612 es la entrada de la se­ ñal de referencia para la localización automática de programas (4PSS o APLD). Al aplicar esta señal al terminal A K se produce un contado hasta que se localiza el programa de­

• • •

•

seado. El máximo de señales que pueden aplicarse a este terminal es de 99. Búsqueda de vídeo. Esta función se lleva a cabo tanto en avance rápido como en retro­ ceso. Durante ésta se activa una señal Indicadora. Presentación de memoria del temporlzador de programa. Salida de señal de avance de imagen cuadro a cuadro. Al pulsar la tecla de avance de ima­ gen cuadro a cuadro, se genera un impulso cuya duración es de 10 ms. Si se mantiene la tecla pulsada, estos impulsos se generan con una frecuencia de 1 Hz. Alarma de final de cinta. El LR2612, al recibir la información de final de cinta, proporciona unos impulsos de 2 Hz, durante 10 veces consecutivas, para activar una alarma sonora de aviso al usuario.

Una vez expuestas las diferentes funciones que se llevan a cabo en los microprocesadores LR2613 y LR2612, se está en condiciones de llevar a cabo el estudio de los circuitos de entrada y salida de las órdenes de control en un aparato de vídeo VHS, lo cual se desarrolla en las líneas que siguen, iniciando nuestro estudio, como resulta obvio, por las conexiones de los terminales de entrada y salida de los impulsos codificados que son seleccionados por el teclado.

Conexión del teclado En la figura 9.4 se ha dibujado el esquema de conexiones del teclado a los terminales de entrada y salida de direcciones del IC LR2613. Recuérdese que los terminales A D son los de salida de direcciones y los terminales KE los de entrada. Así, los terminales AD1 a A D 3 proporcionan impulsos codificados que se aplican, a tra­ vés del teclado y los diodos, a las entradas KE1 a KE3. En el esquema de conexiones de teclado de la figura 9.4 se tiene un total de 7 pulsadores,

REW

STO P

FF

PB

R EC

AU D IO DUB

PAUSA

AD1 A02 AD3 •ADS

LR 2 6 1 3

KE1 KE 2 KE3

9.4 Conexiones del teclado a los terminales de salida y entrada de direcciones del microprocesador.

239

cada uno de los cuales, al ser accionado, hace que el magnetoscopio entre en el modo de funcio­ namiento que se indica en el rotulado de la propia figura 9.4. Tomando en primer lugar la salida A D 1 , se observa que los impulsos codificados presentes en ella se aplican al ánodo del diodo D 1. Al accionar el pulsador REW (rebobinado), se cierra dicho cir­ cuito y los impulsos pasan al terminal KE1 , puesto que el diodo queda polarizado en sentido directo. Al mismo tiempo, y en el supuesto de accionar los pulsadores FF (avance rápido) o REC (grabación), la señal de la salida de AD1 polariza a los diodos D3 y D5 en sentido de bloqueo, evitando con ello que entren en conducción y dejen pasar, con ello, las señales de salida AD 2 yA D 3 hacia K E 1. Los diodos evitan, pues, el cortocircuito entre teclas cuando se pulsan dos o más teclas si­ multáneamente y si son de órdenes contradictorias, como sucede con los modos de funciona­ miento REW, FF y REC. Si la tecla accionada es la FF, entonces el diodo D3 queda polarizado en sentido de paso para las señales que, procedentes d e A D 2 , se dirigen hacia KE1 y, al mismo tiempo, quedan polariza­ dos en sentido inverso los diodos D1 y D5, correspondientes a las funciones REW y REC. En este caso, sin embargo, sí pueden accionarse las teclas de las funciones P 8 (reproducción) y PAUSE (pausa), con lo cual las señales de A D 2 pasan a las entradas KE2 y KE3, respectivamente. Al accionar la tecla REC, los Impulsos codificados presentes en A D 3 pasan, a través del diodo D5, hacia la entrada KE1 y, al mismo tiempo, polarizan en sentido inverso a los diodos D 1 y D3 de las funciones REW y FF. Si se pulsa la tecla PS, los Impulsos codificados del terminal AD 2 pasan por D4 hacia la en­ trada KE2. En resumen, mediante un ingenioso circuito, basado en diodos, se obtiene el paso de señales de uno a otro terminal del microprocesador, evitando, al mismo tiempo, mediante polarizaciones inversas, que señales de órdenes opuestas se afecten entre sí. Obsérvese en el esquema en figura 9.4 que las teclas FF, PB y PAUSE reciben los impulsos codificados desde el terminal AD2, y que, sin embargo, los aplican a los terminales KE1, KE2 o KE3, según sea la orden dada, de forma que el microprocesador las identifique.

Funcionamiento de la función «EJECT» A continuación se estudia el funcionamiento de la función «EJECT», mediante la cual se abre la portezuela del alojamiento de la casete, permitiendo así la introducción de ésta o su expulsión, cuando ésta está alojada. En la figura 9.5 se ha dibujado el esquema de este circuito, cuyo funcionamiento es como sigue. Al accionar la tecla de expulsión se aplica una tensión de 15 V a la resistencia f í , . Esta tensión de 15 V que aparece en fí, queda asimismo aplicada al conjunto RC formado por R2 y C u dando con ello un impulso positivo a las entradas 5-6 de una puerta NAND que trabaja como Inversora [ÍNV1 en figura 9.5). El conjunto P 2C, es necesario para evitar el efecto de los posibles rebotes de la tecla de expulsión. Como consecuencia de ello, en la salida de esta puerta lógica se obtiene un impulso negativo (recuérdese que, en una puerta NAND, la salida es de nivel bajo cuando a todas sus entradas se aplica una señal de nivel alto). El impulso negativo de salida del inversor 1 se aplica, a través de C2, a un circuito flip-flop for­ mado por dos puertas lógicas NAND. Este flip-flop es activado y desactivado cada vez que recibe un impulso negativo en su entrada 1 (figura 9.5). La misión que lleva a cabo este circuito flip-flop es la de evitar que el solenoide de expulsión de cinta sea excitado por el simple hecho de pulsar la tecla de expulsión, ya que antes es preciso que el modo de funcionamiento en que se encuentre el magnetoscopio se detenga y que la cinta se encuentre desenhebrada. Asimismo evita la excitación permanente del solenoide de apertura de la portezuela, si la tecla de expulsión se mantiene pulsada indefinidamente. La salida del flip-flop (punto 3 en figura 9.5) cambia, pues, de estado, cada vez que su entrada recibe un impulso negativo, aplicándose esta señal de salida a las puertas AND1 yA N D 2. Dado que una puerta lógica AN D presenta nivel de salida alto sólo cuando a todas sus entra­ das se aplican señales de nivel alto, se tiene que la puerta AND1 deja pasar los Impulsos codifica-

CONTROL DEL SISTEMA

9.5 Circuito de gobierno del mecanismo de expulsión de cinta y apertura de portezuela.

dos, procedentes del terminal de salida AD 3 del microprocesador a la entrada KE2 de éste, sólo cuando la salida del flip-flop esté en nivel alto, pues sólo en ese caso las dos entradas (5 y 6 ) de la puerta AN D 1 están en nivel alto. En la figura 9.4 se observa que la salida AD 3 del microprocesador es la correspondiente a la función STOP, cuando está conectada a la entrada KE2 a través del diodo D2 y la tecla de STOP correspondiente. Ello quiere decir que la puerta AND1 actúa como un pulsador en paralelo con la tecla STOP , el cual se acciona automáticamente al pulsarse la tecla de expulsión y pasar la salida del flip-flop a nivel alto. De esta forma no es necesario que el usuario pulse la tecla STOP antes de expulsar la cinta, puesto que la función STOP se realiza automáticamente al pulsar la tecla de ex­ pulsión, evitándose con ello errores de manipulación. Así pues, al pulsar la tecla de expulsión, el magnetoscopio deja de actuar en el modo que lo estaba haciendo y se para, siendo ésta una de las condiciones que han de darse antes de expul­ sar la casete. Veamos ahora el funcionamiento de la segunda puerta lógica AND, conectada a la salida del flip-flop.

La salida de la puerta A N D 2 pasa a nivel alto cuando sus dos entradas reciben señal de nivel alto. Una de las entradas está conectada a la salida del circuito flip-flop, mientras que la otra es una señal UL, que Indica cuándo la cinta se encuentra desenhebrada. Así pues, cuando el flipflop esté con su salida en nivel alto (como consecuencia de la orden de expulsión de cinta) y, ade­ más, la señal UL también se encuentre en nivel alto (Indicando con ello que la cinta está desenhe­ brada), la salida de la puerta AN D 2 pasará a nivel alto. Esta salida queda aplicada al solenoide de apertura de portezuela, a través del diodo D4. El solenoide de apertura de portezuela se excita y abre ésta, permitiendo con ello la expulsión de la cinta.

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VÍDEO

Cabe destacar que el solenoide de apertura de portezuela está temporizado electróni­ camente, de forma que transcurridos 1 0 segundos la portezuela vuelve a cerrarse automática­ mente. Con ello se evita la introducción de polvo en el compartimento de la casete. Este temporizador electrónico funciona de la siguiente forma: al pasar la salida de la puerta AN D 2 a nivel alto, su tensión de salida no sólo queda aplicada al solenoide de apertura de porte­ zuela, sino que también se aplica al grupo RC formado por la resistencia fí 4 y el condensador C 3 (figura 9.5), por lo que la tensión en el condensador aumenta progresivamente de valor con el transcurso del tiempo. Obsérvese ahora, en la figura 9.5, que el condensador está conectado entre la entrada de la etapa inversora INV2 y masa. Pasados unos 10 segundos, desde que se inicia la excitación del solenoide, la tensión en C3 será la de umbral de la etapa inversora INV2 , con lo cual ésta invierte su salida a nivel bajo. La salida de INV2 está conectada a una de las entradas de una de las dos puertas lógicas NAND que forma parte del flip-flop, concretamente a la de reset (R), por lo que el flip-flop cambia de estado, es decir, su salida pasa a nivel bajo. Con ello, la puerta AN D 2 recibe en su entrada 2 señal de nivel bajo, y su salida pasa a nivel bajo, dejando de suministrar corriente de excitación al solenoide de apertura de portezuela. La resistencia R 5 y el condensador CA, conectados a la salida del flip-flop, forman una cons­ tante de tiempo RC para fijar un tiempo de levantamiento de portezuela, es decir, un tiempo de espera hasta que la cinta se detenga. Todo el funcionamiento expuesto es válido, si se pulsa la tecla EJEC T durante las funciones FF o REW.

Funcionamiento del solenoide de apertura de portezuela y del motor de la casete En la figura 9.6 se ha dibujado el esquema de los circuitos de accionamiento del solenoide de apertura de portezuela y de los motores de la casete y de enhebrado. El funcionamiento de estos circuitos es como sigue. Al introducir la casete en el magnetoscopio, ésta acciona el interruptor S 1 , con lo cual se aplica un potencial positivo de 15 V a una de las entradas de la puerta AND2. Al mismo tiempo se aplica, a la base de T I (a través del diodo D3) un potencial positivo que hace que este transistor, del tipo NPN, pase a conducir, generando con ello un impulso, o señal de disparo, que, aplicado al terminal 2 de un IC monomultivibrador provoca en la salida de éste (terminal 3) un impulso de nivel alto cuya duración es de 10 segundos. Este impulso se aplica a la otra entrada de la puerta lógica 2 y la salida de ésta pasa a nivel alto. La salida positiva de la puerta AND2 se aplica a la base del transistor T4, del tipo NPN, con lo cual este transistor pasa a conducir en saturación. Obsérvese, en la figura 9.6, que el transistor T4 está conectado en serie con el motor de la ca­ sete, por lo que cuando este transistor pasa a conducir conecta dicho motor a masa y éste entra en funcionamiento. El transistor T6 hace pues la función de interruptor electrónico, el cual pone en marcha el motor de la casete en cuanto ésta se introduce en su alojamiento. El interruptor S1 se abre cuando la cinta inicia su descenso. Sin embargo, inmediatamente queda cerrado el interruptor S2, manteniéndose con ello el giro del m otor y la bajada de la ca­ sete. Cuando la casete llega abajo, el motor deja de girar, ya que el impulso del monomultivibrador habrá llegado a su final (en 1 0 segundos) y, por lo tanto, la puerta lógica 2 deja de tener nivel alto en sus dos entradas. Por el mismo motivo, si durante el descenso de la casete algo obstaculiza su descenso, el mo­ tor de la casete deja de girar al cabo de 1 0 segundos, aunque la casete continuará accionando los interruptores S7 a S3. El interruptor S3 se cierra durante la expulsión de la casete, es decir, cuando ésta sube, permi­ tiendo así que el motor de la casete también gire durante la expulsión. Este interruptor S3 queda, por lo tanto, interrelacionado con el solenoide de apertura de portezuela durante la función EJECT. El interruptor S4 permanece cerrado cuando la casete no está en su alojamiento y queda abierto al introducir ésta.

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CONTROL DEL SISTEMA

9.6 Esquema del circuito del solenoide de apertura de portezuela y del motor de la casete.

Si la casete no está alojada y, como consecuencia, S4 está cerrado, se aplica un potencial po­ sitivo de 15 V a una de las entradas de la puerta lógica 3. La otra entrada se encuentra en nivel bajo ya que pasados 1 0 segundos la salida del monomultivibrador se encuentra en nivel bajo. Supóngase ahora que se pulsa la tecla EJECT sin estar la casete en su alojamiento. En este caso se aplica un impulso positivo a la base del transistor T6 , de 0,4 segundos de duración, a tra­ vés del diodo D7 (el diodo D 7 es el numerado como D4 en figura 9.5) o del terminal 28 del microprocesador (salida R5 de apertura de portezuela), en este último caso a través del diodo D 8 . El transistor T6 pasa a conducir durante dicho período de tiempo y conecta a masa el solenoide de apertura de la portezuela (figura 9.6).

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En la figura 9.6 se observa que la señal de activación del solenoide de apertura de portezuela se aplica también a la base del transistor T2, haciendo que éste pase a conducir. Con ello se pro­ duce un impulso de disparo para el monomultivibrador y éste proporciona un impulso de 1 0 se­ gundos a la entrada 1 de la puerta lógica 3. Como esta puerta recibe en su otra entrada tensión de nivel alto por estar cerrado S4. se tiene que su salida pasa a nivel alto, polarizando positivamente la base del transistor T5 y haciendo que éste pase a conducir durante los 1 0 segundos que dura el impulso del monomultivibrador. De todo lo expuesto se deduce que, cuando no hay casete en el magnetoscopio y se pulsa la tecla EJECT, se activa el solenoide de apertura de portezuela, primero a través de 76 y luego, du­ rante 10 segundos, a través del transistor 75. Transcurrido este tiempo, el solenoide queda de­ sactivado y la portezuela se cierra. Si se introduce una cinta en el magnetoscopio, el interruptor S3 se cierra, mientras que el S4 se abre, por lo tanto, la entrada 2 de la puerta lógica 3 pasa a nivel bajo y el solenoide queda sin excitación antes de cumplirse los 1 0 segundos establecidos. El diodo D 6 , en paralelo con el solenoide de apertura de la portezuela, tiene por finalidad cortocircuitar las sobretensiones que se producen en dicha bobina al ser excitada o desexcitada, evitando con ello que queden aplicados potenciales peligrosos a los transistores 76 y 75. En lo que respecta al monomultivibrador integrado debemos decir que éste se dispara, como ya sabe, por el impulso negativo aplicado a su terminal 2 cuando 71 o 72 entran en conducción. Su salida es un impulso positivo de 10 segundos en el terminal 3, y puede reposicionarse instan­ táneamente cuando se aplica una señal de reposición al terminal 8 (borrado). Obsérvese ahora en el esquema en figura 9.6 que los dos motores disponen de sendos con­ mutadores de dos posiciones. Mediante estos conmutadores se cambia el sentido de circulación de la corriente por los motores, de forma que éstos pueden girar a izquierda o a derecha. En la posición F de los conmutadores el motor girará hacia delante, y en la posición R hacia atrás. Es­ tos conmutadores son accionados por el mecanismo de apertura de la portezuela, de forma que cuando el solenoide de apertura está activado los conmutadores quedan en la posición R (atrás) y cuando está desactivado los conmutadores pasan a la posición F (adelante). Una vez que el conmutador F-R se ha conmutado a la posición de retroceso por la atracción del mecanismo de la portezuela (al entrar la casete en su alojamiento), el interruptor S4 se cierra y hace que el m otor de la casete gire al revés, con lo cual se extrae la casete de su alojamiento. Durante el proceso de salida de la cinta, los interruptores S1 y S2 son activados sucesiva­ mente; sin embargo, ello no afecta al funcionamiento del sistema. El motor se para al salir la casete de su alojamiento. Antes se ha dicho que en el terminal 28 del microprocesador LR2613 (salida R5) también se obtiene el impulso de accionamiento del solenoide de apertura de portezuela. Este impulso obte­ nido del microprocesador se utiliza para expulsar la casete de su alojamiento cuando tiene la len­ güeta de protección rota.

Conexión de los sensores al microprocesador En la figura 9.7 se ha dibujado el esquema de la conexión de los diferentes sensores del magne­ toscopio al microprocesador LR2613. Estos sensores son los de final de cinta, principio de cinta, del carrete tomador, lámpara fundida, borrado accidental y humedad. En primer lugar diremos que los interruptores de casete (S3), de protección de borrado (S4), de desenhebrado (S5) y de después de desenhebrado (S6 ) están abiertos o cerrados según sea la información que reciban. En lo que respecta a los interruptores S 3 yS 4 . cuando están cerrados permiten el paso de la infor­ mación codificada de las salidas A D 6 y AD5, respectivamente, a la entrada KE1 del microprocesador. En lo que respecta a los interruptores S5 y S 6 , al estar cerrados aplican un potencial positivo de 15 V (nivel alto) a las entradas 9 y 13 de sendas puertas AND. Para que estas puertas pasen en su salida a nivel alto es necesario que a sus otras entradas también se les aplique señal de nivel alto. En el caso de la primera AND. la otra entrada está conectada a la salida AD 3 del microproce­ sador, mientras que en el caso de la otra AN D su segunda entrada está conectada al terminal AD4 del microprocesador.

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15 V

Al cerrar cualquiera de los interruptores S5 o S 6 y estar las salidas AD 3 y AD4 en nivel alto, las citadas puertas lógicas pasan a tener nivel alto en sus salidas, las cuales se aplican al terminal de entrada KE4 del microprocesador. De la forma expuesta, los impulsos codificados de las salidas AD3 y AD4 del microprocesador sólo pueden pasar a la entrada KE4 si está cerrado 5 5 o S 6 . El diodo D7 queda polarizado en sentido inverso, evitando con ello que los impulsos codifica­ dos presentes en los cátodos de D 2 ,D 3 y D4 pasen hacia la salida de la puerta lógica conectada al ánodo de D7. Veamos ahora el funcionamiento del sensor de giro del carrete tomador: éste consiste en un LED que está permanentemente alimentado en sentido de paso por la tensión de alimentación de 15 V. Entre este LED y un fototransistor (no numerado en figura 9.7), se dispone una rueda den-

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tada, de forma que el fototransistor entre en conducción cada vez que su base reciba luz a través de los espacios entre diente y diente de la rueda dentada, entrando en estado de bloqueo cuando entre el fotodiodo y la base del fototransistor se interponga un diente. Obsérvese en el esquema en figura 9.7 que el citado fototransistor está montado en circuito seguidor de emisor. Por lo tanto, cada vez que el fototransistor pase a conducir en su resistencia de emisor aparece una tensión positiva, y negativa cuando queda bloqueado. Estos impulsos que aparecen en la resistencia de emisor del fototransistor se aplican a la base del transistor T1 a través de un acoplamiento capacitivo. Por tratarse T I de un transistor del tipo NPN, cada vez que su base recibe un impulso positivo pasa a conducir, por lo que en su colector aparece el potencial negativo de masa. Los Impulsos obtenidos en colector de 77 se aplican a la entrada B del microprocesador, co­ rrespondiente a la protección contra falta de giro del carrete tomador. SI transcurren unos segun­ dos sin que se reciban impulsos en el terminal 6 , por falta de giro del carrete tomador o por cual­ quier Irregularidad, el microprocesador pone al magnetoscopio en la función STOP. Veamos ahora cómo funciona el control de humedad del aparato. En este caso se tiene una resistencia sensible a la humedad, la cual aumenta de valor ante la presencia de ésta. Esta resis­ tencia está conectada entre base del transistor 73 y masa a través del diodo D I . Se trata, pues, de parte del circuito de polarización de la base del transistor 73. Si la humedad ambiente está dentro de unos límites tolerables para el correcto funciona­ miento del m agnetoscopio, el valor óhm lco de la resistencia sensible a la humedad es muy pequeño, con lo cual la tensión entre base y emisor de 73 es Insuficiente para que este transistor con­ duzca. Como consecuencia de ello, la resistencia Interna colector-emisor de este transistor es elevada y polariza positivamente a la base de 74. Por ser este último transistor del tipo NPN, y estar polari­ zada su base positivamente con respecto a su emisor, entra en conducción y en su colector se obtiene el potencial negativo de masa. El potencial negativo de masa que aparece en colector de 74 se aplica a una de las dos entra­ das de una puerta/W D (figura 9.7), por lo que esta puerta tendrá salida de nivel bajo incluso si en su otra entrada se aplican los Impulsos codificados de nivel alto de la salida AD5 del micropro­ cesador. Si la humedad ambiente alcanza valores poco aconsejables para el correcto funciona­ miento del m agnetoscopio, la resistencia sensible a la humedad aumenta su valor óhm ico y, com o consecuencia, la base del transistor 73 recibe un potencial positivo con respecto a su emisor. 73 entra con ello en conducción y en su colector aparece el mismo potencial presente en emisor de 74. La base de 74 queda polarizada insuficientemente y dicho transistor pasa al estado de blo­ queo, con lo cual en su colector aparece un potencial positivo que queda aplicado a una de las entradas de la puerta lógica antes citada. Esta puerta lógica pasa a nivel alto en su salida cada vez que su otra entrada recibe un impulso codificado, de nivel alto, procedente 6eA D 5. Los Impulsos codificados d e A D 5 quedan así aplicados a la entrada KE4 del microprocesador (a través del diodo D7) y, con ello, el magnetoscopio pasa a la función STOP. Los impulsos aplicados a KE4 no pueden pasar hacia las tres puertas AN D de la parte supe­ rior del esquema de la figura 9.7, ya que los diodos D2, D3 y D4 quedan polarizados en sentido de bloqueo para estas señales. Cuando actúa el sensor de humedad, al mismo tiem po que se produce el STO P del apa­ rato, en el term inal de salida R13 del m icroprocesador se obtienen unos im pulsos que, apli­ cados a un LED, hacen parpadear a éste. Con ello se com unica al usuario el m otivo del paro del aparato. En lo que respecta al sensor de final de cinta, éste está compuesto, como ya se expuso ante­ riormente, por un LED, cuyas radiaciones luminosas alcanzan la base de un fototransistor sólo cuando entre lámpara y base de dicho transistor queda intercalada la zona transparente de final de cinta. Durante la grabación o lectura de una cinta, por ser ésta opaca, el fototransistor no re­ cibe en su base radiación alguna y con ello permanece en estado de bloqueo. Obsérvese en la fi­ gura 9.7 que el emisor del citado fototransistor está conectado a la base de un transistor, mien­ tras que los colectores de ambos están conectados al positivo de alimentación.

CONTROL DEL SISTEM,

Pues bien, cuando el fototransistor está bloqueado, por falta de radiación luminosa en su base, la resistencia interna colector-em isor del transistor es muy elevada y el segundo transis­ tor recibe en su base un potencial con respecto a emisor insuficiente para que entre en con­ ducción. En emisor del segundo transistor se obtiene un potencial negativo que queda aplica­ do a una de las entradas de una puerta A N D . Esta puerta permanece así con su salida de nivel bajo. Cuando se llega al final de la cinta, es decir, a la zona transparente de ésta, el fototransistor re­ cibe radiaciones luminosas en su base, pasa a conducir y se reduce con ello su resistencia in­ terna colector-emisor. Como consecuencia, la base del segundo transistor recibe potencial posi­ tivo, que hace que éste pase a conducir. Así, a este último transistor queda aplicado un potencial positivo a la entrada de la puerta lógica que está conectada a su emisor, con lo cual la salida de la puerta AN D pasa a nivel alto cada vez que su otra entrada recibe impulsos codificados positivos del terminal A D 8 del microprocesador. De lo expuesto se deduce que, cuando se llega al final de la cinta, los impulsos codificados del terminal AD 8 quedan aplicados al terminal KE2 del microprocesador (a través de D5), dándose con ello la orden de STOP. El funcionamiento del sensor de principio de cinta es como sigue: al estar la cinta en su inicio, al fototransistor le llegan las radiaciones luminosas de la lámpara (o LED) y el fototransistor entra en estado de conducción. Con ello se aplica un potencial positivo a la base del transistor que está conectada al emisor del fototransistor, entrando éste en conducción y aplicando con ello un po­ tencial positivo a una de las entradas de una puerta AND. La salida de esta puerta está en nivel bajo, ya que la otra entrada está en nivel bajo. La salida de la citada puerta lógica está conectada a una de las entradas de una segunda puerta AND, la cual recibe en su otra entrada los impulsos codificados procedentes del terminal AD 8 . Al terminal KE3 del microprocesador no le llega, pues, señal alguna de AD 8 . Si se aplica un potencial positivo a la otra entrada de la primera puerta lógica, la salida de ésta pasa a nivel alto, y con ello la segunda puerta, pasando los impulsos codificados de A D 8 al termi­ nal KE3 del microprocesador, donde se interpreta que la cinta está en su inicio. Si la cinta no está en su inicio, en emisor del segundo transistor se obtiene potencial de nivel bajo y, aunque se aplique potencial positivo a la otra entrada de la puerta AND, ésta no permite el paso de los impulsos codificados de A D 8 a KE3. Otro sistema de seguridad es el de lámpara fundida, ya que, si se funde la lámpara o LED que ilumina las bases de los fototransistores sensores de principio y final de cinta, el aparato no pasa a la función STOP, continuando el giro de los diversos motores del magnetoscopio, con el consi­ guiente peligro para la integridad de la cinta. El detector de lámpara fundida consiste en polarizar la base de un transistor a través del fila­ mento de la lámpara o colocando el LED en serie con el circuito de base (figura 9.7). En estado correcto de la lámpara, o del LED, el transistor está en conducción, por lo que en su colector apa­ rece el potencial negativo de masa. Este potencial se aplica a una de las entradas de una puerta lógica AND, la cual, por esta causa, permanece en su salida con nivel bajo. A la otra entrada se aplican los impulsos codificados del terminal AD 3 del microprocesador. Si la lámpara o LED se funde, la base del transistor queda sin polarizarse, con lo cual éste se bloquea y en su colector aparece el potencial positivo de 15 V de alimentación. Este potencial queda así aplicado a la puerta AND, cuya salida pasa a nivel alto coincidiendo con los impulsos codificados de la salida AD3. Así pues, en el caso de fundirse la lámpara, o LED, los impulsos codificados de la salida AD3 pasan a la entrada KE2 del microprocesador, provocando con ello el pase a la función STOP.

Si los impulsos codificados presentes en el terminal A D 8 llegan al terminal KE4, se produce la función de rebobinado automático cuando la cinta alcanza su final, tanto si está en proceso de grabación como de reproducción. Finalmente, obsérvese en la figura 9.7 la forma en que se aplican los impulsos de conmutación de cabezales al terminal TAB del microprocesador, a través de una etapa inversora y una puerta AND, con sus dos entradas conectadas simultáneamente a la salida del inversor.

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12\J

9.8 Esquema de los circuitos de control de los solenoides.

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CONTROL DEL SISTEMA

Control de solenoides En la figura 9.8 se ha dibujado el esquema del circuito de control de solenoides. Los solenoides son excitados por señales de nivel alto, procedentes de las salidas R del mi­ croprocesador. Estas salidas de nivel alto están controladas por las temporizaciones programa­ das en una memoria ROM que forma parte del propio microprocesador. El funcionamiento de cada uno de los circuitos es muy simple, ya que está basado en la apli­ cación, o no. de una señal de nivel alto a las bases de diversos transistores, los cuales están co ­ nectados en serie con los solenoides. Cuando un transistor recibe en su base una señal de nivel alto, procedente de la salida correspondiente del microprocesador, entra en conducción y co ­ necta a masa al solenoide correspondiente, excitándose éste. Así, supóngase que en el terminal R1 del microprocesador aparece un nivel alto. Con este p o ­ tencial positivo aplicado a la base de 77, este transistor entra en conducción y por el solenoide de avance rápido circula una corriente que lo excita. Algo diferente es el circuito del solenoide presurizador, ya que éste está relacionado con la fun­ ción PAUSE por una puerta AND y el control de pausa (RI5). Si la salida de PAUSA (R15) está en nivel bajo, éste queda invertido en un circuito inversor y aplicado a una de las entradas de una puerta AND. Si en el terminal R4 del microprocesador aparece un nivel alto, éste queda aplicado a la otra entrada de la citada puerta AND, con lo cual la salida de ésta pasa a nivel alto. Esta señal de ni­ vel alto se aplica a la base de los transistores T5 y 76, los cuales pasan a conducir y conectan a masa al solenoide presurizador. Obsérvese, en la figura 9.8, que el transistor 75 conecta a masa el terminal central del solenoide, y el 76 a uno de los terminales extremos. Con ello se consi­ gue un doble nivel de excitación, según esté conduciendo uno u otro transistores, primero para conseguir en el arranque una elevada fuerza de atracción y, luego, al conectarse 76, para mantenerla. Si el magnetoscopio está en función PAUSA, entonces se tiene nivel alto en el terminal R15. y bajo en la salida del inversor conectado a éste, con lo cual no se excita el solenoide presurizador y, con ello, se relaja el rodillo presurizador durante dicha función. Al igual que en el caso del solenoide presurizador, el solenoide principal también está gober­ nado por dos transistores conectados a una toma intermedia y otra extrema, y cuya finalidad es la misma que la anteriormente expuesta. Durante la función de doblaje de audio (dubbing), se excita un rele por el nivel alto de la salida RIO del microprocesador y se conecta una bobina, de carga artificial, en lugar del cabezal de bo­ rrado completo. Para finalizar con este tema, a continuación se exponen algunas observaciones sobre cada uno de los solenoides de la figura 9.8. Los solenoides de avance rápido y rebobinado se activan por medios eléctricos; sin embargo, sus mantenimientos se llevan a cabo por medios mecánicos y se liberan por activación del sole­ noide principal. El solenoide principal es, como su nombre indica, el más importante de todos ellos, ya que su activación supone un paso por punto muerto de los mecanismos de arrastre de la cinta, de forma que su activación se efectúa de forma automática siempre que se pase a la función STOP o se cambie el modo de funcionamiento, com o cambio de sentido de desplazamiento de la cinta o cambio de velocidad. En el caso de pasar de la función PLAY a la de RECORD, este solenoide no se activa ya que en ambos casos la cinta se desplaza en el mismo sentido y a la misma velocidad. El solenoide presurizador es aquel que presiona la cinta contra el eje del cabrestante.

CONTROL DE LOS MOTORES En la figura 9.9 se ha dibujado el esquema de los circuitos de control de los motores del tambor portacabezales, cabrestante y de enhebrado de la cinta, a partir de las órdenes dadas por el m i­ croprocesador. La puesta en marcha y el paro de los motores del tambor y del cabrestante se llevan a cabo por la orden presente en el terminal R8 del microprocesador (salida m uting para motores).

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9.9 Esquema del circuito de control de los motores del tambor portacabezales, cabrestante y enhebrado de cinta.

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CONTROL DEL SISTEMA

En el esquema de la figura 9.9, el circuito constituido por los diodos D2, D3, D4, el condensa­ dor C, y la resistencia R, tiene por finalidad: • Facilitar el acceso directo a las funciones. • Facilitar el sistema mecánico de los engranajes. Efectivamente, gracias a este circuito se retarda el tiempo de desenganche del engranaje de avance rápido (unas 5 décimas de segundo después del paro del motor del cabrestante), con lo cual se permite un paso suave de la función avance rápido a grabación/reproducción o reboblnado. Si no se hiciera así, el cambio de función sería muy brusco y podría perjudicar a la cinta. El transistor 73 de la figura 9.9 se encuentra en serie con el motor del tambor. En estado de funcionamiento normal, este transistor conduce gracias al potencial positivo que aplica a su base el emisor de 72. Para ello, 72 recibe la tensión de control procedente del servo del tambor, tal y como se indica en el capítulo anterior de esta obra. En lo que respecta al motor del cabrestante, éste es alimentado de forma similar al de tambor portacabezales, pero por los transistores 75 y 74, aplicándose a la base de este último la tensión de control del servo. La polarización de base de los transistores 72 y 74 se lleva a cabo a través de las resistencias internas de D 5 y D 6 y el transistor 77, el cual permanece bloqueado en condiciones normales de funcionamiento. Asimismo, los diodos D2 y D4 están polarizados en sentido inverso para las se­ ñales de servo que no afecten a sus respectivos motores, es decir, que la señal del servo del tam ­ bor no puede pasar por D 6 hacia la base de 74, y la señal del servo del cabrestante tampoco puede pasar por D5 hacia la base de 72. Si en el terminal R8 del microprocesador aparece un impulso positivo de paro de los motores, este impulso queda aplicado, a través del diodo 07, al circuito RC formado por fí, y Cv Este cir­ cuito RC está a su vez en paralelo con el divisor de tensión formado por R2R3l el cual polariza a la base de 77. Cuando el condensador C, se carga, en el tiempo fijado por la constante de tiempo RC, aparece un potencial positivo en f l 3 que hace que 77 pase a conducir, puesto que se trata de un transistor NPN. La conducción de 77 supone el cortocircuito a masa de las señales de servo aplicadas a 72 y 74. Además, la conducción de 77 aplica a las bases de 72 y 74 el potencial negativo de masa, bloqueándose con ello ambos transistores y, con ellos, los motores del tambor y del cabrestante se paran. El motor de enhebrado está controlado por el terminal R12 del microprocesador, con el fin de protegerlo contra un posible fallo durante la función de enhebrado o desenhebrado. Aparte de ello, y dado que el motor gira en un sentido durante el enhebrado y en sentido opuesto durante el desenhebrado, se precisa un sistema de control que cambie el sentido de la corriente a través del motor y, con él, el sentido del giro. Esta última función se lleva a cabo me­ diante el solenoide principal. Cuando el m otor gira en el sentido de enhebrado, el solenoide principal ha de estar activado, lo cual se lleva a cabo de forma automática por el microprocesador. En la función de desenhe­ brado, el solenoide principal está desactivado y los conmutadores de cambio de giro del motor pasan a la posición R (figura 9.9). Veamos ahora el funcionamiento del circuito de control del motor de enhebrado. Cuando en el terminal R12 del microprocesador aparece una señal de nivel alto, ésta provoca el paso de co­ rriente por el circuito formado por los diodos D 7 y D9 (polarizados en sentido directo para dicha señal) y las resistencias RAy Rs. Con ello aparece un potencial en R5 que polariza positivamente la base del transistor 76 con respecto a su emisor. Como consecuencia, 76 pasa a conducir y en su colector aparece la tensión negativa de masa. Así pues, 76 trabaja como un Inversor de señal. La señal negativa obtenida en colector de 76 se diferencia, obteniéndose con ello un Impulso negativo que dispara un circuito monomultivibrador (figura 9.9). La salida del monomultivibrador, de nivel alto y que dura en este estado 10 segundos, se aplica a una de las dos entradas de una puerta AND, mientras que la otra recibe directamente, a

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través de D7, el nivel alto del terminal R12. Con las dos entradas de la puerta AND en nivel alto, su salida también lo será, por lo que, aplicando esta señal de salida como tensión de polarización de 77, este transistor pasa al estado de conducción y por el motor de enhebrado circula una co­ rriente que lo hace girar, en uno u otro sentido, según la posición del conmutador de cambio de sentido de giro. El motor se para una vez finalizado todo el proceso de enhebrado o desenhebrado de la cinta. Si, por cualquier causa, se produce una anormalidad en el proceso de enhebrado y desenhe­ brado de la cinta, al tener el impulso de nivel alto del monomultivibrador una duración de 1 0 se­ gundos, transcurrido dicho período de tiempo deja de aplicarse señal de nivel alto a la entrada su­ perior de la puerta AND, por lo que la salida de ésta pasa a nivel bajo y el m otor se para. Para finalizar con el estudio de estos circuitos, en la figura 9.10 se puede ver el esquema de conexiones del monomultivibrador de la figura 9.9, el cual forma parte de un IC. La constante de tiempo formada por la resistencia 7?, y el condensador C, es la que temporiza la salida del mono­ multivibrador en los 10 segundos citados. Para ello ft, debe tener un valor de 1 M£2 , y C, de 10 pF.

SALIDA DE CONTROL PARA EL MOTOR oDE ENHEBRADO

SALIDA TEMPORIZADA A Wseg.

DISPARO ■f

BORRADO

-M — r~

9.10 Esquema de conexiones del monomultivibrador de la figura anterior.

T

2

R,

-T Z I3 -

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i Control de potencia y del temporizador

En la figura 9.11 se ha dibujado el esquema del circuito de control de potencia y del temporizador. En dicho esquema se puede ver la presencia de un interruptor «de encendido», otro «de apa­ gado» y un tercero «de temporización». Estos tres interruptores están relacionados mecánica­ mente entre sí, de forma que sólo uno de ellos puede estar cerrado. Si el interruptor cerrado es el de encendido, entonces la salida A D 7 del microprocesador queda conectada a la entrada KE1. Si, por el contrario, el interruptor de apagado es el que está cerrado, entonces la señal pre­ sente en A D 7 pasa al terminal KE3. Finalmente, si el interruptor cerrado es el de temporización, entonces la señal d eA D 7 pasa a KE2. En este último caso se controla la salida R7 del microprocesador, correspondiente al control de alimentación. Efectivamente, cuando R7 pasa a nivel alto (cosa que también sucede cuando se pulsa la tecla de puesta en marcha), el transistor 72 recibe polarización positiva en su base, con lo cual pasa a condu­ cir, ya que se trata de un transistor NPN. La conducción de 72 supone la puesta, al potencial negativo de masa, de la base de T I , y, como este último transistor es del tipo PNP, pasa también a conducir. La conducción de T 1 supone la aplicación de un potencial positivo a la base de 73, ya que este electrodo está conectado al colector de 77, por lo que 73 (del tipo NPN) pasa igualmente a conducir.

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CONTROL. DEL SISTEMA

9.11 Esquema del circuito de control de potencia y del temporizador.

De lo expuesto se deduce que el potencial positivo de 12 V, que aparece en emisor de T3 cuando éste conduce, se aplica al circuito del magnetoscopio para su alimentación, poniéndose con ello en marcha. Para finalizar diremos que la entrada de control al temporizador se aplica al terminal A K del mi­ croprocesador.

Circuito IDF Recordemos que en el terminal 56 del microprocesador LR2613 se encuentra la salida IDF. Esta salida es la de la señal de referencia (CUE), que también se utiliza para indicar el estado de carga/descarga en la puesta en marcha del magnetoscopio. Pues bien, el microprocesador LR2613 se pone en marcha para controlar el temporizador y la alimentación del magnetoscopio, siguiendo un programa cuyo análisis se estudia a continuación. Para ello, lógicamente, el microprocesador debe activarse por el solo hecho de conectar el cable de alimentación del magnetoscopio a la red eléctrica.

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VÍDEO

El programa de inicialización del microprocesador LR2613 se ha dibujado en la figura 9 . 1 2. Una de las verificaciones que lleva a cabo el microprocesador es la de cinta cargada o descar­ gada. Si la cinta está cargada, el control del programa pasa a la siguiente situación, que en este caso es la de espera de cualquier orden que proceda de las teclas de la botonera, incluyendo la tecla de ON. Si el magnetoscopio se conecta a la red sin que se haya descargado accidentalmente, el magnetoscopio inicia de forma automática la descarga, aunque se pone en estado de espera an­ tes de completar la descarga, para realizar las funciones IDF y de paro de los motores. Si, por el contrario, no hay cinta cargada, se pasa a la situación de restablecer el IDF. El circuito IDF está constituido por un flip-flop del tipo set-reset (R-S)} de forma que no acepta la señal de salida a menos que el flip-flop esté en nivel alto. Por lo tanto, es preciso activar el IDF al iniciarse el funcionamiento.

C O N E X IÓ N DEL C ABLE DE A U M E N TA C IÓ N

A U TO B O R R A D O

RO M

IN TE R R U P TO R DE DESENHEBRADO

9.12 Programa de inicialización del microprocesador LR2613.

254

CONTROL DEL SISTEMA

En la figura 9.13 se ha dibujado el esquema del circuito que fuerza al IDF, de forma conti­ nuada, hasta que la función de descarga de la cinta esté completada. Si el IDF no se pone en marcha, en el terminal 56 se obtiene nivel bajo, por lo que el transistor T 1 permanece bloqueado y en su colector se obtiene tensión positiva (nivel alto). Como conse­ cuencia de ello se aplican 15 V positivos al terminal ACL del microprocesador para su inicialización. Esta tensión aumenta gradualmente debido a la carga del condensador C3> en un tiempo dado por la constante de tiempo fí 4C3, de tal modo que cuando se genera el reloj comienza la inicialización. Por otro lado se tiene que el colector de T 1 está conectado a las dos entradas de una puerta AND y, por lo tanto, la salida de ésta es de nivel alto. La base de T1 recibe, pues, un impulso posi­ tivo procedente de C2, a través de f l3, haciendo que este transistor pase a conducir y, con ello, se produce un impulso negativo en su colector que llega al terminal ACL. De esta forma, el ACL co­ mienza a funcionar de nuevo. El transistor T1 , junto con la puerta AND. las resistencias fí, y R3 y los condensadores C, y C2, forman un circuito oscilador basado en la constante de tiempo de R ,CV Estos impulsos se apli­ can a la entrada ACL como señales de nivel bajo que se mantienen hasta que la salida IDF pase a nivel alto. Cuando la salida IDF pasa a nivel alto, el transistor 77 pasa a conducir, con lo cual también lo hace el transistor T2. Este último transistor queda conectado en paralelo con el condensador C3, por lo que en este último aparece un nivel inferior a 5 V, haciendo la función CLEAR. En resumen, el circuito fuerza al IDF hasta que éste alcanza nivel alto en su salida. Tan pronto como el magnetoscopio pase a la función espera, el IDF queda preparado y finalizada la des­ carga.

15 V

9.13 Esquema del circuito para forzar a l IDF hasta que la cinta esté descargada.

Circuito indicador de funciones En la figura 9.14 se ha dibujado el esquema del circuito indicador de las diferentes funciones que se llevan a cabo en el magnetoscopio. Estos indicadores se realizan mediante LEDs, los cuales son ac­ tivados por el nivel alto o bajo que aparece en los terminales correspondientes del microprocesador. El circuito es muy sencillo, por lo que no creemos necesario explicación alguna sobre su fun­ cionamiento, limitándonos a exponer unas pocas consideraciones.

255

VÍDEO

12M

En lo que respecta al LED indicador de la presencia de humedad en el aparato, recuérdese que en el terminal R13 del microprocesador aparecen unos Impulsos con una frecuencia de 1 Hz, por lo que si existe humedad en el aparato de vídeo y, como consecuencia, éste no se pone en marcha, el LED indicador de humedad parpadeará con dicha frecuencia. Los LEDs Indicadores de doblaje de sonido, grabación y reproducción reciben en sus ánodos un potencial positivo de 12 V, mientras que los cátodos están conectados a las salidas de dos amplificadores inversores. Cuando las salidas R16, R 1 7 y R19 del microprocesador están en nivel bajo, los Inversores conectados a dichas salidas presentan nivel alto, por lo que los cátodos de los LEDs indicadores reciben potencial positivo y éstos permanecen apagados. Cuando se lleva a cabo cualquiera de las funciones citadas, el terminal correspondiente del microprocesador pasa a nivel alto, con lo que la salida del inversor a él conectada pasa a nivel bajo (potencial de masa). Con ello se establece una corriente que, partiendo del positivo de 12 V, circula por el diodo emisor de luz correspondiente a la función y a masa a través de la salida del amplificador inversor. Obsérvese ahora, en la figura 9.14, que los LEDs Indicadores de reboblnado y avance rápido están conectados en sentido inverso a los anteriores, es decir, con el cátodo conectado a masa, por lo que en estos dos casos no se precisa etapa inversora entre salida del microprocesador y los correspondientes LEDs. En cuanto una de las salidas R18 o R20 pase a nivel alto, se aplica un potencial positivo al ánodo del LED correspondiente, con lo que se establece una corriente a masa a través de él que hace que pase a iluminar.

256

CONTROL DEL SISTEMA

FUNCIONAMIENTO MECÁNICO DEL SISTEMA A lo largo de las páginas anteriores se han estudiado los circuitos de control de un magnetosco­ pio, llevados a cabo por medio de un microprocesador. Como se ha podido comprobar, las eta­ pas de potencia de cada uno de los controles ejercen una acción sobre distintos solenoides y motores que hacen que el magnetoscopio pase a trabajar en una u otra función. El control se lleva a cabo sobre un sistema electromecánico, el cual se describe en las líneas que siguen.

Función de grabación/reproducción Tanto en la función de grabación como en la de reproducción, los motores del tambor y del ca­ brestante giran a la velocidad nominal y en el mismo sentido. Así pues, al seleccionar la función de grabación o la función de reproducción, el sistema electromecánico actúa de la siguiente forma (figura 9.15). En primer lugar se tiene que el solenoide principal (7) se activa, atrae hacia sí el selector de avance rápido o rebobinado (16) y libera con ello el freno auxiliar de velocidad rápida (18) y el freno principal del carrete tomador (21). Al mismo tiempo, y por medio del engranaje (16), el conmuta­ dor de cambio de sentido de giro de los motores (2 2 ) pasa a la posición «adelante». En esta circunstancia, el motor de enhebrado (1) inicia su giro y hace que el engranaje de carga (11) gire en el sentido de la flecha. Este engranaje de carga dispone de dos tetones que, en su avance, actúan sobre sendas palancas, una de las cuales presiona sobre el Interruptor del en­ hebrado (3) y la otra hace que el freno de carga del lado de suministro (19) presione sobre el freno de carga del lado tomador (20). Esta acción queda terminada con la carga de la cinta. Al accionarse el interruptor de enhebrado (3) se activa la bobina del rodillo presurizador (4). Al activarse esta bobina, un juego de palancas mueve al rodillo presurizador (5) hasta que presiona a la cinta sobre el cabrestante (23), Iniciándose con ello el arrastre de la cinta. Al mismo tiempo, la activación de la bobina del rodillo presurizador (4) y su actuación sobre el juego de palancas, hacen que el freno auxiliar de reproducción presione sobre el carrete tomador (14).

-

7 9.15 Actuación del sistema electromecánico durante las funciones de grabación o de reproducción.

257

VÍDEO

De la forma expuesta se produce la carga de la cinta, arrollándola sobre el tambor portacabezales, su arrastre y la preparación del magnetoscopio para las funciones de grabación o de repro­ ducción.

Función de descarga de cinta En la figura 9.16 se ha dibujado la actuación del sistema electromecánico durante la función de descarga de la cinta. El funcionamiento del sistema es como sigue: en primer lugar, el solenoide principal (7) queda desactivado, con lo cual el conmutador adelante-atrás (2 2 ) queda en la posición «atrás», gracias al movimiento de la platina selectora de avance rápido/rebobinado (16). Con ello, el motor de enhebrado (1 ) pasa a girar en sentido opuesto y, con él, el engranaje de carga (1 1 ). Los tetones del engranaje de carga (11) presionan ahora a la palanca que activa al interruptor de desenhebrado (2 ) y, al mismo tiempo, se activa el engranaje de descarga (1 0 ) y el freno del ca­ rrete tomador (20). El sentido del engranaje de descarga viene dado por la correa de acopla­ miento al m otor de carga (1 ). La función de descarga concluye al activarse el interruptor de descarga (2).

Función de avance rápido En la figura 9.17 se ha dibujado la actuación del sistema electromecánico durante la función de avance rápido. En esta función, se activa el solenoide de avance rápido (9), con lo que la platina selectora de avance rápido/rebobinado (16) se desplaza hacia la posición de avance rápido. A continuación queda activado el solenoide principal (7), el cual libera al engranaje de carga (11) y al freno del carrete tomador (20). Con ello entra en funcionamiento el engranaje de avance rápido (17). En esta función, los carretes donador y tomador giran en el mismo sentido que las saetas de un reloj, es decir, en el sentido de avance de la cinta.

9.16 Actuación del sistema electromecánico durante

9.17 Actuación del sistema electromecánico durante

la función de descarga.

la función de avance rápido.

258

CONTROL DEL SISTEMA

Función de rebobinado La figura 9.18 corresponde a la función de rebobinado rápido de la cinta. En esta función se ac­ tiva el solenoide de rebobinado (8 ), con lo cual la platina selectora de avance rápido/rebobinado (16) se desplaza hacia la posición de rebobinado. A continuación se activa el solenoide principal (7), el cual libera el engranaje de carga (11), el freno auxiliar de avance rápido (18) y el freno princi­ pal del carrete tom ador (2 1 ). En esta función, y como resulta evidente, los carretes donador (13) y tom ador (14) pasan a gi­ rar en sentido opuesto al de las saetas de un reloj.

-

7

9.18 Actuación del sistema electromecánico durante la función de rebobinado.

TEMPORIZADOR El temporizador tiene las siguientes funciones básicas: • Indicación de la hora actual y el día de la semana. • Identificación de cuándo debe iniciarse una grabación y dar una señal de control al microprocesador. • Selección del canal que va a grabarse. Para llevar a cabo todas estas funciones se recurre a un microprocesador, tai y como se indica en las líneas que siguen. Para el funcionam iento del tem porizador se precisa de una señal de referencia para el reloj. Esta se obtiene de la etapa de alimentación del aparato y consiste en una tensión alterna de 50 Hz y 70 V de pico a pico que previamente, antes de aplicarse al temporizador, se transforma en una señal rectangular. En la figura 9.19 se ha dibujado el esquema del circuito de transforma­ ción de la señal senoidal de la red en una onda rectangular de igual frecuencia. La tensión alterna obtenida de la etapa de alimentación se aplica a un filtro paso bajos RC, donde se reduce de valor y se eliminan los armónicos que pudiera contener, así como los picos de sobretensión. La tensión alterna obtenida en la salida de este filtro se aplica entre ánodo y cá­ todo de un diodo, de forma que la tensión que aparece en éste sirva como tensión de polariza­ ción de base de un transistor NPN.

259

v Id e o

9V

9.19 Esquema del circuito de transformación de la tensión alterna de la red en una señal de forma rectangular.

Debido al elevado valor de la tensión alterna rectificada que aparece entre base y emisor de T 1 , éste pasa continuamente del estado de bloqueo al de saturación, por lo que en su colector se obtiene una tensión rectangular de 50 Hz, válida para ser aplicada como señal de referencia para el reloj del temporizador. Como ejemplo de microprocesador para el temporizador, a continuación se expone el MP1542SL, el cual proporciona en sus terminales O y R las señales adecuadas para la excitación de un display de LEDs. La excitación del display es del tipo dinámico, es decir, que cada dígito se polariza de forma secuencial, iluminándose éstos uno tras otro por separado. El efecto óptico es, sin embargo, el que todos los dígitos estén iluminados simultáneamente, debido al poder integrador del ojo hu­ mano y gracias a la velocidad de secuencia. En la figura 9.20 se tiene el esquema simplificado de la conexión del display al microprocesa­ dor, así como el orden de la secuencia. En los terminales 21 a 25 del microprocesador aparecen unos impulsos rectangulares, cuya duración total de secuencia es de 9 ms y cuyo orden es R 0 ,R 1 ,... R4. La selección de cada seg-

00

17

07

10

no

A

M M

IN D IC A D O R 7 so g.

P

M

80:8 8

_T

21

V)

§

J

R lir 2

R2

260

J

23

L J

24

9.20 Esquema

R3

simplificadorde la conexión áe/display a l microprocesador MP1542SL.

R4&-

L

J

L

L S E Ñ A L D E R EJA

CONTROL DEL SISTEMA

ABIERTO

28

200 ms SALIDA IMPULSOS REBOBINADO

27

+9 V\

JU

9 V

- 1

V

-SEÑAL TECLADO

o v\

26

25

4

0 V

MASA

24 -

SEÑAL PARA INDICADORES

23

MI

II

[E N T R A D A DE SEÑAL I AL PULSAR TECLAS >-

ov

22:

ENTRADA 50 Hz M P 1542SL

8

21

20

OV

9

CONTADOR IMPULSOS

ABIERTO

+9V

M Jül

19

10

SEÑAL PARA INDICADORES

-2 0 V

OSCILADOR FORMA DE ONDA

i9V

18

11

SEÑAL TECLADO

ov 12

17 t-9 V

SEÑAL PARA OSCILADORES

16

JUC

15

M

13

, SEÑAL PARA INDICADORES

-2 0

14

9.21 Formas de onda en cada uno de los terminales del microprocesador MP1542SL.

mentó de los dígitos del display se lleva a cabo mediante las salidas 00 a 07 de los terminales 10 a 17 del mismo IC. En la figura 9.21 se han dibujado las diversas formas de onda presentes en cada uno de los terminales del microprocesador MP1542SL, y en la figura 9.22 el diagrama de tiempos de las sali­ das de éste. Obsérvese en la figura 9.21, que los terminales 1, 2, 3 y 11 del microprocesador proporcionan señales secuenciales a los pulsadores de mando del temporizados los cuales están dispuestos en el panel frontal del aparato. Estos pulsadores corresponden a las siguientes funciones: • • • • • •

Q ock/C ounter. d o c k set. S tartset. Stop set. Day o f de week s e t . Day-Hour/M em ory-M in/Reset.

261

VÍDEO

J ) ,8 m s_

TERMINAL 21 0,8 ms

TERMINAL 22 0,8 ms

TERMINAL 23 0.8 ms

TERMINAL 24 PERÍO DO APRO XIM ADO 9 m s

TERMINAL 25 0.8 m s

TERMINAL 1 SALIDA IM PU LSO S EXPLO R AC IÓ N (10 \is ~ 2 00 as)

TERMINAL 2

*,

Y\ \

TERMINAL 3

TERMINAL 11

n

9.22 Diagrama de tiempos de las salidas del microprocesador MP1542SL.

Una vez seleccionada la función por el teclado o el mando a distancia, las señales secuenciales pasan a las entradas K1 y K2 de los terminales 5 y 6 del mismo microprocesador, y, una vez in­ terpretadas (según la combinación seleccionada), el microprocesador determina el correcto cum ­ plimiento de la función solicitada al temporizador. El mismo principio se lleva a cabo con las señales del display y con el establecimiento de las funciones «Power Switch», «Record» y «Count Up/Down». En lo que respecta a los impulsos de conteo de la cinta, las funciones «Memory Out» y «Timer Record» relacionan directamente la entrada K 8 (terminal 8 ) y las salidas R5 y R6 (terminales 26 y 27) con el circuito del sistema de control de funciones.

262

Técnicas de cámara lenta e imagen parada

INTRODUCCIÓN En la lectura de pistas a cámara lenta, la velocidad de arrastre de la cinta es más lenta que la no­ minal y, cuando se reproduce un cuadro fijo, la cinta permanece quieta para que los cabezales lectores de vídeo lean la pista repetidamente. Esto, que a simple vista parece que no debe pre­ sentar problema alguno, en la práctica sí lo es. Efectivamente, al reproducir un cuadro fijo, los cabezales de vídeo no siguen el mismo camino por la cinta que cuando ésta se desliza para ser grabada, puesto que en el primer caso la cinta está quieta y en el segundo se produce un desplazamiento de la cinta y, por lo tanto, una varia­ ción en el ángulo de inclinación de la pista. Veamos esto que se acaba de exponer con la ayuda de la figura 10.1. En ella se aprecia que, estando la cinta quieta, la trayectoria del cabezal es la indicada por A - C, mientras que cuando se desplaza la trayectoria es la A - B, debido al desplazamiento B - C que sufre la cinta durante el tiempo de grabación o lectura de la pista. Como consecuencia de lo expuesto, y teniendo en cuenta que las pistas grabadas tienen la inclinación dada por la recta A - B, al parar la cinta para reproducir un cuadro, el cabezal sigue la trayectoria A - C, con otro ángulo de inclinación y, por lo tanto, se sale de pista. Si a esto se añade que son dos los cabezales lectores y que cada uno de ellos lee sólo su propia pista debido a la inclinación del acimut entre los entrehierros, se añaden dos nuevos problemas: • Al estar la cinta fija, los dos cabezales siguen el mismo camino, uno de ellos, como ya se ha dicho, lee desplazándose paulatinamente fuera de pista, mientras que el otro sólo repro­ duce ruido, ya que la inclinación de su entrehierro no es la adecuada. • El segundo problema se debe a que el desplazamiento de la trayectoria del cabezal, fuera de su pista, hace que lea la pista adyacente, produciéndose con ello un ruido debido a la modulación cruzada.

DISTANCIA DESPLAZADA DURANTE LA EXPLORACION

DIRECCIÓN DE LA CINTA

DIRECCIÓN DEL CABEZAL

10.1 La trayectoria A - B seguida por el cabezal lector, estando la cinta quieta, es distinta a la trayectoria A - C seguida al estar la cinta en movimiento.

263

VÍDEO

Otro grave problema que se presenta es que la longitud A - B es menor que la A - C (figura 10.1). Esta diferencia de longitudes, aunque en la figura 10.1 se ha exagerado intencionadamente para claridad del dibujo, en la práctica es de sólo el 0,48 %. Sin embargo, si se hacen cálculos, y teniendo presente que en cada pista se graban 312,5 líneas de televisión, se tiene que un 0,48 % equivale a: 31 2,5lín e a sx0,48

„ „ = 1,5 lineas

100

es decir, 3 líneas por imagen completa. De esto último se deduce que, al ser distinta la distancia A - C de la A - B, pero, sin embargo, explorarse en el mismo tiempo, el número de líneas varía de una a otra trayectoria: 312,5 líneas para la pista A - B y 314 líneas para la trayectoria A - C. Si un cabezal de vídeo lee una pista más larga en el mismo tiempo, ello significa que la veloci­ dad de lectura del cabezal ha aumentado, en nuestro ejemplo un 0,48 %, y, por lo tanto, ello se traduce en un aumento de la frecuencia de la señal obtenida en el cabezal en un 0,48 %. Este pe­ queño incremento de la frecuencia de la señal reproducida afecta, como resulta evidente, a las frecuencias de sincronismo de línea y de la portadora rebajada de color, por ser éstas las señales más sensibles y que con mayor exactitud deben reproducirse. Esto no es un problema grave, ya que dicho incremento de frecuencia puede absorberlo sin dificultad el lazo de CAF, pero, sin embargo, no sucede lo mismo cuando se reproduce a cámara lenta, tal y como se estudia más adelante. Al parar una cinta para reproducir un cuadro fijo pueden darse tres casos, cada uno de los cuales viene dado por el punto en el que, en el instante del paro, se encuentre el cabezal con res­ pecto a las pistas leídas de la cinta, y que se han dibujado en la figura 1 0 .2 . En la figura 10.2, las pistas grabadas del canal 1 (leídas por el cabezal de vídeo A) se han dibu­ jado tramadas, y las del canal 2 (leídas por el cabezal de vídeo B) sin tramar. Estas pistas poseen la inclinación normal de grabación, es decir, la inclinación de la recta A - B de la figura 10.1. La tra­ yectoria A - C de la figura 10.1, correspondiente a cinta parada, se ha dibujado con línea a trazos en la figura 1 0 .2 . Hechas estas observaciones sobre el dibujo de la figura 10.2, a continuación se estudia qué sucede según sea el punto en el que se pare la cinta. El primer caso es el marcado con 1 en la figura 10.2. En este caso, la cinta se ha parado justo cuando el cabezal lector de vídeo A se encuentra en el centro de su pista, correspondiente al ca­ nal 1 (tramado). Analizando este caso en la figura 10.2 se aprecia que, debido a la distinta inclinación de la pista y de la trayectoria del cabezal A, existe un punto de máxima señal que se produce cada vez que el cabezal pasa por el centro de la pista A. A medida que el cabezal se separa de dicha posi­ ción central, hacia arriba o hacia abajo, su trayectoria se separa de la correcta y, como conse­ cuencia, disminuye el nivel de la señal leída. En la parte inferior izquierda de la figura 10.2, se ha dibujado el nivel de las señales de FM ob­ tenidas en los cabezales durante la lectura de la pista en el caso que nos ocupa. Obsérvese que primero el nivel es bajo, ya que el cabezal A no «pisa» completamente a la pista tramada del canal 1 , aumenta progresivamente de nivel hasta alcanzar el nivel máximo cuando se encuentra en el centro de su recorrido y, finalmente, vuelve a descender de nivel a medida que se acerca al otro extremo de la pista. Obsérvese asimismo en la figura 10.2 que el cabezal B, por seguir la misma trayectoria que el cabezal A, «pisa» sólo en parte sus pistas (es decir, a las pistas del canal 2). Como consecuencia, capta muy poco la señal de FM grabada, primero de la pista anterior y luego de la posterior a la pista del canal 1 , pasando en el centro por una zona sin lectura, ya que pisa la pista del canal 1 . Esto queda reflejado en la curva de salida del canal 2, dibujada en blanco en la parte inferior iz­ quierda de la figura 1 0 .2 . El segundo caso, marcado con 2 en la figura 10.2, corresponde a aquel en el cual la cinta se ha parado cuando el cabezal A se encuentra leyendo uno de los extremos de la pista del canal 1, con-

264

FECNICAS DE CÁMARA LENTA E IMAGEN PARADA

CANAL S A L ID A

I

CANAL 2

CANAL

;

CANAL 2

CANAL

1

S A L ID A

J L

P E R D ID A

P É R D ID A

PÉRDIDA

P É R D ID A

D E IM A G E N

D E IM A G E N

D E IM A G E N

D E IM A G E N

10.2 Según sea la posición que tengan los cabezales con respecto a las pistas de la cinta, son tres las posibilidades de distorsión que se producen.

cretamente el correspondiente al final de pista. En este caso, la trayectoria del cabezal A sobre cinta parada está tanto más desviada de su pista cuanto más se acerque al otro borde de la cinta, hasta tal punto que inicia su exploración en el comienzo de la pista del canal 2 y la acaba en el final de la pista del canal 1. Por los mismos motivos, el cabezal B inicia su lectura perfectamente cen­ trado sobre su pista de canal 2 y, poco a poco, se desvía hasta pisar por completo la pista adya­ cente del canal 1. Como consecuencia de esto se obtienen en los cabezales unos niveles de se­ ñal de FM como los mostrados en la parte inferior central de la figura 10.2, es decir, se obtiene un nivel nulo del canal 1 y máximo del canal 2 al comienzo de la exploración para, paulatinamente, y a medida que se desplazan los cabezales, ir aumentando el nivel de la señal de FM del canal 1 y disminuyendo la del canal 2 . En este segundo caso se produce ruido en la parte superior de la pantalla, debido a la mala exploración del cabezal A, y ruido en la parte inferior de la pantalla debido a la mala exploración del cabezal B. El tercer caso es el opuesto al últimamente expuesto, es decir, cuando la cinta se para en el instante en que el cabezal A inicia la lectura de una de sus pistas. En este caso (marcado con 3 en figura 10.2), en el cabezal A se obtiene al principio el máximo nivel de señal de FM para, a medida que avanza la exploración, ir disminuyendo éste por pasar a «pisar» la pista adyacente del canal 2, mientras que el cabezal B capta la mínima señal al principio (por pisar una pista del canal 1) y aumenta progresivamente a medida que avanza y pisa cada vez más la pista del canal 2 . Los niveles de señal obtenidos en uno y otro cabezales se han dibujado en la parte inferior de­ recha de la figura 1 0 .2 . En este tercer caso se produce ruido en la parte superior de la pantalla, debido a la mala explora­ ción del cabezal 6 , y en la parte inferior de la pantalla debido a la mala exploración del cabezal A. En resumen, al parar una cinta resulta imposible obtener una imagen libre de ruido, ya que no existe ninguna posición que permita una lectura correcta de las pistas, por lo tanto, es preciso re­ currir a unos pequeños trucos para evitarlo, los cuales se describen a continuación.

SOLUCIONES PARA EVITAR EL RUIDO EN LA REPRODUCCION EN CUADRO FIJO Son tres las soluciones posibles para evitar los errores de las lecturas de las pistas de vídeo cuando la cinta está parada: 265

VÍDEO

CANAL 2 B 79 fx m

CANAL 1 A 59 | i m

REFERENCIA

10.3 Dimensiones e inclinación de los entrehierros de los cabezales de vídeo diseñados por JVC en sus magnetoscopios dotados de ¡a función de cuadro fijo.

• Aumentar el grosor de las pastillas de los cabezales de vídeo.

• Disponer unos cabezales que puedan moverse en el plano vertical. • Añadir unos cabezales de vídeo adicionales. La primera solución fue desarrollada por JVC en sus magnetoscopios del sistema VHS. El an­ cho o grosor del cabezal de vídeo del canal 1 se aumenta unas 10 pm, pasando a ser de 59 pm, mientras que el del canal 2 se aumenta a 79 pm. En la figura 10.3 se han dibujado, esquemáticamente, las dimensiones e inclinación de los en­ trehierros de los cabezales de vídeo A y 8 , y en la figura 10.4 cómo estos cabezales leen sus co­ rrespondientes pistas. Para llevar a cabo la lectura correcta de las pistas por los dos cabezales, los bordes inferiores de éstas se sitúan en un plano de referencia por encima del plano principal de la platina de cin­ ta de un magnetoscopio estándar, con cabezales de 49 pm. En el funcionamiento de cuadro fijo, el sistema de control de seguimiento servo detiene siem­ pre la cinta cuando se inicia la lectura de la pista A (nunca de la 8 ). Para el alineado de la pista con la trayectoria del cabezal se procede a disponer un circuito de control de seguimiento lento, de fá­ cil ajuste por el usuario, hasta que se obtiene una imagen libre de ruido. Al efectuar este ajuste, el cabezal de vídeo A se coloca exactamente encima de la pista del canal 1 y, como el ancho del ca­ bezal es 1 0 pm superior al de la pista grabada, se obtiene una compensación de la desviación. Como resultado de todo esto se puede afirmar que la lectura de la pista es casi correcta, pre­ sentándose el mínimo ruido. Obsérvese, en la figura 10.4, cómo la trayectoria seguida por el ca­ bezal A cubre prácticamente, en toda su longitud, el ancho de la pista del canal 1. En lo que respecta a la pista del canal 2 se tiene que la trayectoria seguida por el cabezal de ví­ deo 8 es la misma que la del cabezal A, pero al ser este cabezal más ancho (79 pm) cubre a las pistas del canal 1 y del canal 2 , efectuándose con ello una buena lectura de este último.

CANAL 1

10.4 El aumento del ancho de los cabezales de vídeo permite una mejor lectura de las pistas en la función de cuadro fijo.

CANAL 2

TÉCNICAS DE CÁMARA LENTA E IMAGEN PARADA

El segundo sistema consiste en mover la inclinación de los cabezales de vídeo, de forma que éstos tomen una u otra inclinación según se esté leyendo la cinta con velocidad normal o parada. Este sistema, sin embargo, presenta serios problemas mecánicos de posicionamiento de los ca­ bezales, por lo que no es utilizado. El tercer sistema se utiliza en algunos aparatos (muy pocos) y consiste en disponer de un ter­ cer cabezal de vídeo, con inclinación adecuada, el cual efectúa la lectura de la pista sólo cuando se trabaja en cuadro fijo. Así pues, de los tres sistemas, el primero es el más utilizado, por lo que centramos nuestro es­ tudio en él.

Circuito de imágenes falsas (trick motion) En las funciones de reproducción de imágenes a doble velocidad, media velocidad, avance cua­ dro a cuadro e imagen parada, no es suficiente disponer cabezales con entrehierro más ancho para obtener imágenes de calidad. Además, es necesario generar un falso impulso de sincro­ nismo vertical, así como un control del motor del cabrestante en las funciones de cuadro a cuadro e Imagen parada, de forma que la cinta se desplace una longitud Igual al ancho de una pista o se mantenga quieta, respectivamente. Al mismo tiempo, es preciso generar una señal silenciadora en las funciones de doble veloci­ dad y parada. Veamos en qué consiste y por qué es necesario el generador de falsos impulsos verticales (trick m otion).

Cuando el magnetoscopio está trabajando en la función P LA Y , con velocidad normal, cada cabezal de vídeo lee, alternativamente, las pistas grabadas en la cinta. Esta lectura proporciona la señal de FM de luminancia, la cual contiene los impulsos de sincronismo vertical. Durante la grabación, el servo del tambor portacabezales de vídeo asegura que cada Impulso de sincronismo vertical quede situado exactamente en el punto de inicio de cada pista. Durante la reproducción normal, los impulsos de sincronismo vertical son leídos por uno y otro cabezales (uno para las pistas del canal 1 , y el otro para las pistas del canal 2 ), no presentando ningún problema. Sin embargo, durante una reproducción a velocidad distinta a la nominal, esta temporización de los impulsos de sincronismo vertical ya no se efectúa de forma correcta. Efectivamente, supóngase que se está reproduciendo en imagen parada (figura 10.5). En este caso, y debido a que los dos cabezales de vídeo siguen el mismo camino, el inicio de la explora­ ción se efectúa en el mismo punto: al principio de la pista.

CANAL 1

CANAL 2

10.5 En imagen parada, el impulso de sincronismo vertical del canal 1 viene más tarde que el del canal 2.

267

VÍDEO

Como consecuencia, el impulso de sincronismo vertical de la pista del canal 1 se produce más tarde que el de la pista del canal 2. Estas diferencias de tiempo se traducen en una inestabilidad de la imagen en el plano vertical (temblor de imagen). Para evitar esto se recurre a la generación de unos falsos impulsos de sincronismo vertical, los cuales están presentes en todas las funciones de reproducción con velocidad distinta de la nominal.

GENERADOR DE FALSOS IMPULSOS DE SINCRONISMO VERTICAL PARA VELOCIDAD MITAD En la figura 10.6 (véase desplegable) se ha dibujado el esquema de un circuito generador de fal­ sos impulsos de sincronismo vertical, cuyo funcionamiento se expone a continuación para cada uno de los casos de variación de velocidad posibles. En la figura 10.7 se muestran las diversas formas de señal presentes en el circuito durante su funcionamiento a velocidad mitad. En funcionamiento a velocidad mitad (HS), los impulsos de conmutación de cabezales (figura 10.7A) se aplican a los terminales 8 y 9 del IC2 y al terminal 3 del flip-flop del IC4 (figura 10.6). El flip-flop divide dichos impulsos por 2, por lo que en su salida (terminal número 1) se obtiene una señal cuya forma de onda es la dibujada en la figura 10.76. Estos impulsos, de frecuencia mi­ tad que la de conmutación de cabezales, se aplican a los terminales 2 y 5 del IC 2 , que son las en­ tradas de sendas puertas AND. En el terminal 4 del IC2 (salida de una puerta AND) se tienen unos impulsos como los dibuja­ dos en la figura 10.7C, ya que la salida es de nivel alto cuando a sus dos entradas se aplican se­ ñales de nivel alto, y esto se produce cuando la entrada del terminal 5 recibe los impulsos obteni­ dos del flip-flop (figura 10.76), y la entrada del terminal 6 los impulsos de conmutación de cabezales obtenidos del terminal 3 del IC4 (figuras 10.6 y 10.7A). Obsérvese, en la figura 10.7C, que la duración del nivel alto de los impulsos obtenidos en la sa­ lida de la citada puerta lógica es la misma que la del nivel alto de los impulsos de conm utación de cabezas en figura 1 0.7A, pero que, sin embargo, su frecuencia es mitad. La puerta A N D del IC3, que recibe los im pulsos de conm utación de cabezales en sus te r­ minales 8 y 9, entrega esta señal invertida por el terminal 10 del mismo integrado, tal y com o se ha dibujado en la figura 10.ID . Estos im pulsos de conm utación de cabezales, invertidos en fase, se aplican a los term inales 1 y 13 del IC2, que son las entradas de sendas puertas AN D .

La puerta A N D del IC2, cuyos terminales de entrada son los numerados con 1 y 2, recibe, por lo tanto, en su entrada 1 impulsos de conmutación de cabezales invertidos en fase (figura 10.7D) y en su terminal 2 los impulsos procedentes del flip-flop (figura 10.76). por lo que su salida, en el terminal 3, es alta cuando las dos señales aplicadas a sus entradas coincidan en nivel alto. En la figura 10.7E se puede ver la forma de onda a la salida de esta puerta lógica (en el terminal 3 del IC2), y en la que se puede comprobar lo expuesto al compararla con las figuras 10.76 y 10.70, correspondientes a las señales aplicadas a sus dos entradas. Los impulsos de conmutación de cabezales aplicados al terminal 3 del IC4 salen divididos por dos por el terminal 2 del mismo integrado. En la figura 10.7F se puede ver la forma de onda de los impulsos obtenidos en el terminal 2 del IC4 y, comparándola con la de los impulsos que se obtie­ nen en el terminal 1 (figura 10.76), se aprecia que están invertidos en fase. Los impulsos del terminal 2 del IC4 se aplican a los terminales 9 y 12 del IC2, que son las en­ tradas de sendas puertas AND (figura 10.6). Al terminal 9 del IC2 en figura 10.6 se aplican los impulsos en figura 10.7F, mientras que al ter­ minal 8 se aplican los impulsos de conmutación de cabezales. Como estos dos terminales son las entradas de una puerta AND. en la salida de ésta, en el terminal 10, aparecen unos impulsos cuya forma de onda es la dibujada en la figura 10.7G. Por los mismos motivos, en la salida de la puerta AND del integrado IC2 (terminal 11), en cuyo terminal de entrada 1 2 se tienen los impulsos en figura 1 0 .7D y en el terminal 13 los impulsos en figura 10.7F, se obtienen unos impulsos corno los dibujados en la figura 10.76. Estos impulsos se aplican a los terminales 9 y 12 del IC 1.

268

TÉCNICAS DE CÁMARA LENTA E IMAGEN PARADA

IM P U L S O S D E C O N M U T A C IÓ N DE CABEZALES IC - 2 b ( 8 ) IC - 3 (8) (9) t C - 4 (3) DA 5

A

IM P U L S O S D E C O N M U T A C IÓ N D E C A B E Z A L E S 1/2 IC - 4 ( 1 ) Q B

(1 )-h (2 )A N D IC - 2 (4)

C

I C - 3 (10) I C - 2 (13) (1)

u

(2) + (4) A N D I C - 2 (9 ) (12)

E “

IC - 4 (2) Q I C - 2 (9 ) (12)

(1)+ (6 ) A N D I C - 2 (10)

(4)+ (6 ) A N D I C - 2 (11) IC -1 (9) (12)

ü

IC -1 (8)

ALTO BAJO

(8 )+ (9 ) A N D IC - 1 (10)

J

IC - 5 (5)

K

L

L

L l

IC - 5 (4)

L L

l

L

M

M U L T IV IB R A D O R

FV

IC - 5 (7) Q

FV D IF (D B -3 )

200 j.is

FV-1 176 \ i s

^

FV -2

F V -3

275

240

FV

FV-1

F V -2

F V -3

N

IM P U L S O S C T L A V E LO C ID A D M ITA D IC - 3 (11) IC - 4 (4) (7)

O ~

10.7 Impulsos presentes en el circuito de la figura anterior durante el funcionamiento a velocidad mitad. (Entre paréntesis se indican los números de los terminales de los correspondientes integrados de la figura 10.6.)

269

VlDEO

Obsérvese, en el esquema de la figura 10.6, que el terminal 9 del IC1 es la entrada de una puerta AND, siendo la otra entrada el terminal 8 . A este último terminal se aplica una señal de nivel alto (figura 10 .71), mediante la cual se da la orden de velocidad mitad. Como consecuencia de esto, en el terminal 10 del IC1 (salida de una puerta AND) se tienen los mismos impulsos que se han apli­ cado a su entrada por el terminal 9. Esto último se puede comprobar observando las formas de onda de las dos entradas (figuras 10.7H y 10.71) y la forma de onda de la salida (figura 10.7J). Por otro lado se tiene una diferenciación de los impulsos de conmutación de cabezales no in­ vertidos (figura 10.7D), los cuales se aplican a los terminales 4 y 5 del IC5 para disparar el monomultivlbrador contenido en ellos. La forma de onda de estos impulsos se ha dibujado en las figu­ ras 10.7f
GENERADOR DE FALSOS IMPULSOS DE SINCRONISMO VERTICAL PARA DOBLE VELOCIDAD El circuito para obtener los impulsos de sincronismo vertical para doble velocidad es el mismo de la figura 1 0 .6 , pero en este caso los tiempos de los impulsos quedan modificados según se muestra en la figura 1 0 .8 . En primer lugar se tienen los Impulsos de conmutación de cabezales que han de transfor­ marse en falsos Impulsos de sincronismo vertical, y cuya forma de onda se ha dibujado en la fi­ gura 1 0.8A. Estos impulsos se aplican a los terminales 8 y 9 del Integrado 3 en figura 10.6. Los impulsos del control (CTL) se aplican al terminal 12 del IC3 (entrada de una puerta AND). Estos Impulsos se han dibujado en la figura 10.86. En este caso desaparece el nivel alto de velocidad mitad del terminal 13 del IC3, por lo que di­ cha entrada permanece en nivel bajo (figura 10.8C). Como consecuencia, y por ser los terminales 12 y 13 del IC3 las entradas de una puerta NAND, la salida de ésta, en el terminal 11, permanece en nivel alto (figura 1 0 .8 D). El nivel alto del terminal 11 del IC3 se aplica a los terminales 4 (clear) y 7 (preset) del IC4, con lo cual el terminal 1 pasa a nivel bajo (figura 10.7E). Como el terminal 1 del IC4 está conectado al terminal 2 del IC2 (entrada de una puerta ló­ gica AND), la salida en el terminal 3 del IC2 pasa a nivel bajo y tam poco se obtiene ningún im­ pulso en él. SI no se tienen en cuenta los impulsos de conmutación de cabezales que se aplican al termi­ nal 3 del IC4, el terminal 1 de este integrado se encuentra en nivel bajo y el terminal 2 en alto, puesto que son las salidas de un circuito flip-flop y éstas siempre están en oposición. En la figura 10.8Fse ha dibujado el nivel alto presente en el terminal 2 del IC4. Como consecuencia de esto, los terminales 9 y 12 del IC2, correspondientes a las entradas de sendas puertas lógicas AND, quedan con nivel alto, permitiendo que a la salida de éstas se obtengan los Impulsos que se aplican a sus otras entradas.

270

TECNICAS DE CÁMARA LENTA E IMAGEN PARADA

IMPULSOS DE CONMUTACIÓN DE CABEZALES

IC-2 (6) (8) IC - 3 (3) (9) I C - 3 (3) DAS IC - 3

A (12)

B

H IC - 3

(12)

IC -3 (1 1 ) I C - 4 (4) (7)

C -L

D

H

H IC - 4 (1) Q I C - 2 (2) (5)

IC - 4 (2) O F IC - 2 (9) (12)

H

IC - 2 (1) (13) 11 IC - 1 (9) (12) G

H I C - 1 (13)

H

IC- 1 (11)

i

I C - 5 (4)

l

l

I C - 5 (5) INV

K

L

L

L

L _

MULTIVIBRADOR I C - 5 (7)

L

200\js FV I C - 1 (4)

,132 yis

M

PAUSA ALTO I C - 1 (1) (13) N IC - 3 (1) (2) PAUSA <

I C - 1 (11)

Q

10.8 Impulsos presentes en el circuito de la figura 10.6 durante el funcionamiento a doble velocidad. 271

En la figura 10.8G se han dibujado los impulsos de conmutación invertidos en fase que se ob­ tienen en el terminal 10 del IC3, ya que éste constituye la salida de una puerta NAND. Estos im­ pulsos se aplican a los terminales 1 y 13 del IC2. Al dar la orden de velocidad doble, se aplica un nivel alto al terminal 13 del IC1 (entrada de una puerta AND) y, como consecuencia, en la salida de esta puerta (terminal 11 del IC1) se obtienen los impulsos aplicados a su otra entrada (terminal 12), es decir, los impulsos de la figura 10.8G. Compruébese en la figura 10.8 que, por ser las entradas de esta puerta A N D las señales G y H, la salida I es igual a G. Los impulsos obtenidos en el terminal 11 del IC 7, y que son iguales a los de conmutación de cabezales pero invertidos en fase, tienen la finalidad de iniciar al muitivibrador del IC5. Los impulsos de conmutación de cabezales se someten a un proceso de diferenciación, con lo que se obtienen unas formas de onda como las dibujadas en las figuras 1 0 .8 J y 1 0 .8 K, y que son las que se utilizan para el disparo del muitivibrador del IC5. Por cada impulso de las figuras 10.8 J y 10.8K se produce un impulso en el terminal 7 del IC5 (muitivibrador), el cual posee la frecuencia de sincronismo vertical que se precisa para sumar a la señal de vídeo cuando se reproduce a doble velocidad. En la figura 10.8 L se puede ver la forma de onda de estos impulsos. La duración de los impulsos en figura 10.8 L viene determinada por la constante de tiempo dada por el condensador C6 y las resistencias R ^ y R 32 (figura 1 0 .6 ). La salida del terminal 7 del IC5 se somete a una diferenciación y se aplica al terminal 6 del IC1 (entrada de puerta AND), siendo la otra entrada de esta puerta lógica el terminal 5, al cual se le aplica un nivel alto de orden de velocidad doble a través de D4. Como resultado de ello, en el terminal 4 del IC1 (salida de puerta lógica), se obtienen los impulsos de sincronismo vertical que han de sumarse a la señal de vídeo cuando el magnetoscopio trabaja a doble velocidad (figura 1 0 .8 /W). Finalmente diremos que, cuando se pasa a la función pausa, la señal aplicada al terminal 13 del IC 7 pasa a nivel alto (figura 10.8N). con lo cual las señales de las figuras 10.8G y 10.8N que­ dan aplicadas a la puerta AN D del IC1, cuya salida (terminal 11) pasa a suministrar los impulsos de conmutación de cabezales invertidos en fase.

GENERADOR DE LA TENSION DE ALIMENTACION DEL MOTOR DEL CABRESTANTE A continuación, y con la ayuda de las figuras 10.6 y 10.9, se estudia cóm o se generan los diferen­ tes valores de tensión que, aplicados al motor del cabrestante, harán variar la velocidad de arras­ tre de la cinta. En primer lugar diremos que los terminales 1 y 2 del integrado IC1 de la figura 10.6 son las en­ tradas de una puerta A N D , cuya salida se encuentra en el terminal 3 del citado integrado. Si se aplica a los terminales 1 y 2 un nivel de tensión alto, resulta evidente que la salida en el terminal 3 pasa a nivel alto. Pues bien, el nivel alto del terminal 2 se da cuando el magnetoscopio trabaja en la función reproducción, mientras que el nivel alto en el terminal 1 se da cuando el magnetoscopio trabaja en la función pausa. En la figura 10.9A se ha dibujado el paso de nivel bajo a alto, cuando se desea que el magnetoscopio pase a pausa estando en reproducción. La salida de la citada puerta AN D se conecta a los terminales 1 y 2 del IC3 (figura 10.6), que son las entradas de una puerta NAND. Como consecuencia, en el terminal 3 del IC3 aparece un nivel alto cuando la salida del terminal 3 del IC l está en nivel bajo, y viceversa, es decir, la puerta NAND del IC3 trabaja como inversora de señal, tal y com o se comprueba en la figura 10.9B en comparación con la 10.9A. El nivel bajo en el terminal 3 del IC3 indica, por lo tanto, imagen parada. Los impulsos de control (figura 10.9C) se aplican al terminal 11 del IC5 y al terminal 12 del IC3, tal y com o se puede comprobar siguiendo el esquema de la figura 1 0 .6 . En el terminal 9 del IC5 se encuentra la salida invertida de un circuito de retardo, la cual se con­ muta a nivel alto por los impulsos de control aplicados al terminal 11 del mismo integrado. El an­ cho del impulso de salida, en el terminal 9, viene dado por la constante de tiempo dada por las re-

TÉCNICAS DE CÁMARA LENTA E IMAGEN PARADA

PAUSA A LT O IC - 1 (1 ) IC - 3 (1 ) (2)

IM A G E N F IJA IC - 3 (3)

B

IC - 5 (11) I C - 3 (1 2 )

110 R E T A R D O D E L CTL

m s

D

IC - 5 (9) IC - 3 (5 ) (6)

IC - 3 (4)

IC -4

(9)

IC - 5 (1 5 ) Q

IC -5

G

H

(1 4 ) Q 1

J

\ ^

12 m s

IM P U L S O D E A R R A N Q U E IC - 6 (3 )

K

E X C IT A C IÓ N D E L M O T O R DEL C ABR ESTAN TE

8 ,8 L

4 .6 V

10.9 Impulsos presentes en el circuito de la figura 10.6 para generar las tensiones de alimentación de motor del cabrestante.

273

VÍDEO

sistencias RAU RA2 y el condensador C16. El transistor 73 impide que los impulsos de control estén activos por un tiempo de retardo. En la figura 10.9D se puede ver el impulso invertido a la salida de la línea de retardo, y cuya duración es de 1 1 0 ms. Al pulsar la tecla de parada, los terminales 5 y 6 del IC3 se conmutan a nivel bajo. Este pase a nivel bajo no se produce de forma instantánea, sino en un tiempo de 400 ms dado por la cons­ tante de tiempo fí 20C, (figura 10.6). En la figura 10.9E se muestra el curso que sigue la tensión en los terminales 5 y 6 del IC3. Los terminales 5 y 6 del IC3 son las entradas de una puerta NAND, por lo que, en cuanto se llega al nivel de entrada bajo en su salida, aparece nivel alto (terminal 4 del CI3). En la figura 10.7F se ha dibujado esta última circunstancia. La salida obtenida en el terminal 4 del IC3 se somete a una diferenciación, con lo cual se ob­ tiene un impulso como el de la figura 10.9G. Este impulso se aplica al terminal 9 del IC4 como en­ trada preset. Obsérvese, en la figura 10.6, que el circuito integrado 4 es un flip-flop. Al recibirse en el terminal 9 del IC4 un impulso de preset, la salida del flip-flop (en el terminal 15) pasa a nivel alto, tal y como se ha dibujado en la figura 10.9H, mientras que la salida inversa, en el terminal 14, pasa a nivel bajo (figura 10.9/). La salida del terminal 15 del IC4 se suma a la señal de arranque (FS), mientras que la salida in­ vertida del terminal 14 se somete a una diferenciación, para transformarla en un impulso (figura 10.9J) y aplicarlo al terminal 2 del IC 6 (monomultivibrador) para dispararlo. La salida del monomultivibrador se encuentra en el terminal 3 del IC 6 , y el tiempo del impulso de salida, de 20 ms, viene dado por la resistencia R A5 y el condensador C20. Véase el esquema en figura 10.6, y la forma del impulso en la figura 10.9K. Obsérvese, en la figura 10.6, que las tensiones de salida del terminal 15 del IC5 (figura 10.9H) y del terminal 3 del IC 6 (figura 10.9L) se aplican a la resistencia fí23, en donde se suman para dar la tensión del motor del cabrestante (figura 1 0.9L). Finalmente diremos que el tiem po de retardo de 400 ms es necesario, ya que al pulsar la tecla de pausa el m otor no se para inmediatamente, sino que sigue girando por inercia, por lo que la orden de paro al m otor se da retardada, cuando éste ya se encuentra totalm ente parado.

FUNCIONAMIENTO CUADRO A CUADRO Al pulsar la tecla de reproducción cuadro a cuadro, el terminal 13 del IC4 en figura 10.6 recibe un impulso de 10 ms (figura 10.10A). Si se mantiene pulsada esta tecla, se producen dichos impul­ sos con intervalos de 1 segundo. Ello se debe a que estos impulsos son los de falso sincronismo vertical. Por otro lado, al terminal 11 del IC5 se aplican los impulsos de control (figura 10S). Al recibirse en el terminal 11 del IC5 los impulsos de control, la salida en su terminal 9 se con­ muta a nivel alto (figura 10C). La duración de estos impulsos es de 110 ms y viene dada por la constante de tiempo de las resistencias fí41, fí 42 y el condensador C 16. El transistor 73 tiene por fi­ nalidad impedir que los impulsos de control estén activados por el tiempo de retardo. Al aplicar el impulso en figura 10.1 0A al terminal 13 del IC4, el flip-flop de este integrado se dis­ para y en su terminal 15 aparece un nivel alto (figura 1 0 D), mientras que su otra salida, en el term i­ nal 14, pasa a nivel bajo (figura 1 0 £). La salida del terminal 14 del IC4 se somete a una diferenciación para obtener un impulso de disparo del monomultivibrador del circuito integrado 6 . Este impulso de disparo se aplica al ter­ minal 2 del citado integrado, tal y como puede comprobar el lector siguiendo el circuito de la fi­ gura 1 0 .6 . En el terminal 3 del IC 6 se obtiene, pues, un impulso de salida, cuya duración es de 12 ms y que viene dada por la constante de tiempo formada por la resistencia fí 45 y el condensador C20. Las señales obtenidas en el terminal 15 del IC4 (figura 10D) y en el terminal 3 del IC 6 (figura 1 0G) se suman en la resistencia f i 23 para obtener la tensión de polarización de la base del transis­ tor de arrastre del motor del cabrestante (figura 10H).

274

TÉCNICAS DE CAMARA LENTA E IMAGEN PARADA

10 ms FALSO SINCRONISMO VERTICAL D C -3 I C - 4 (13)

B

D C -8 I C - 3 (12)

I

C

110 ms

RETARDO DE CTL I C - 5 (9) Q FSFF D IC —4 (15) O— IC - 4

(15) Q —

IC- 6 (2)

^ IC - 6

(3)

m12ms

r

G

EXCITACIÓN DEL MOTOR DEL CABRESTANTE DA - 1

r i

i

H

10.10 Impulsos presentes en el circuito de la figura 10.6 durante el funcionamiento cuadro a cuadro.

GOBIERNO DEL MOTOR DEL CABRESTANTE En la figura 10.11 se ha dibujado el esquema del circuito de gobierno de las velocidades del mo­ tor del cabrestante. El funcionamiento de este circuito a velocidad media, imagen parada y velocidad doble es como sigue.

Velocidad media Cuando se trabaja a velocidad media, el ánodo del diodo D I recibe potencial positivo, con lo cual pasa al estado de conducción. La base de 73 recibe con ello potencial positivo. Al mismo tiempo, el colector de 73 recibe potencial positivo, ya que el magnetoscopio se encuentra en la función repro­ ducción. Por ser 73 un transistor del tipo NPN y recibir potencial positivo en su base y en su colector, pasa al estado de conducción, apareciendo en su emisor el correspondiente potencial positivo. El diodo D3 recibe así una tensión de polarización en sentido directo, pasa a conducir y la salida queda a un nivel alto que se aplica al motor del cabrestante. En esta función, las otras dos (doble velocidad e imagen fija) han de estar, lógicamente, sin efecto.

Imagen parada En la función de imagen parada se aplica un nivel de tensión bajo a las entradas de velocidad me­ dia y doble velocidad. En lo que respecta a la velocidad media, el transistor 73 queda bloqueado y, como consecuencia, deja de suministrarse corriente al motor a través de D3. En lo que res­ pecta a la doble velocidad, también queda sin efecto, lo cual se comprenderá cuando se estudie el circuito trabajando en esta función. Al pulsar la tecla de imagen parada se aplica una tensión positiva a la base de 72 (figura 1 0 . 1 1 ), con lo cual este transistor pasa al estado de bloqueo, puesto que se trata de un transistor PNP. En colector de este transistor aparece así un potencial negativo. Como consecuencia, el diodo D4 pasa al estado de bloqueo y el motor del cabrestante queda sin alimentación.

275

VÍDEO

VELOCIDAD DOBLE NIVEL ALTO

REPRODUCCIÓN NIVEL ALTO

VELOCIDAD MITAD NIVEL ALTO

IM AGEN FIJA

10.11 Esquema del circuito de gobierno del motor del cabrestante.

Doble velocidad En el funcionamiento a doble velocidad se aplica un potencial de nivel bajo a la base de 77, con lo cual este transistor, del tipo PNP, pasa a conducir. En colector de 77 aparece el potencial positivo de emi­ sor, polarizándose en sentido directo el diodo D2. Con ello, la base de 73 recibe potencial positivo, este último transistor pasa a conducir y se aplica tensión al motor del cabrestante a través de D3.

Generador de frecuencias del cabrestante Cuando el magnetoscopio trabaja a velocidad doble, el cabrestante genera una frecuencia de 1.760 Hz, por lo que es preciso efectuar una división por dos, para obtener la frecuencia normal de 880 Hz que se aplica al amplificador del generador de frecuencia. Aconsejamos al lector la lec­ tura del capítulo de esta obra dedicado al servo del cabrestante, con lo cual podrá deducir el por­ qué de este cambio en el valor de la frecuencia del generador del cabrestante. En el funcionamiento a velocidad mitad, el generador del cabrestante genera una frecuencia de 440 Hz y, en este caso, no se actúa sobre ella, quedando directamente aplicada al amplifica­ dor de frecuencia del cabrestante. Durante el funcionamiento a velocidad mitad, velocidad nominal y doble velocidad, la señal del generador de frecuencia del cabrestante varían media, 1 y 2 veces, según la función, con res­ pecto a los Impulsos de control grabados en la cinta, por lo que para que el servo funcione per­ fectamente es preciso llevar a cabo una adecuada separación de frecuencias. En lo que respecta a los Impulsos de control, cuando se trabaja a doble velocidad la frecuen­ cia leída de la cinta pasa a ser de 50 Hz, por lo que se divide por dos, dando lugar a los impulsos de 25 Hz que se aplican al amplificador de generador de impulsos. A la velocidad normal no es preciso, lógicamente, efectuar ninguna división de la frecuencia de 25 Hz de los Impulsos de control. En la función de velocidad mitad se obtienen unos impulsos de 12,5 Hz, los cuales quedan aplicados al amplificador del generador de Impulsos sin modificación alguna.

276

TÉCNICAS DE CÁMARA LENTA E IMAGEN PARADA

GRABACIÓN CON CABEZALES DE VÍDEO DE DISTINTO ANCHO Sin duda, el lector se preguntará cómo es posible que puedan grabarse en la cinta magnética pis­ tas de video de 49 pm de ancho si, como se ha dicho, se utilizan cabezales de distinto ancho para poder efectuar la lectura de imágenes cuadro a cuadro o con imagen parada. Pues bien, ello es posible gracias a que el borde inferior de cada una de los cabezales de vídeo está en el mismo plano de referencia. Efectivamente, en la figura 10.12 se puede ver que la primera pista es cubierta por el cabezal de vídeo A más allá del ancho normalizado, es decir, que el cabezal A graba una pista de vídeo de 59 pm cuando deben'a grabar con un ancho de 49 pm (la pista tiene un ancho de 10 pm más de lo que debería tener). Ahora bien, cuando entra en actuación el cabezal de vídeo B, éste graba to ­ mando como referencia el borde superior de la primera pista, pero no a 59 pm del borde inferior, sino a 49 pm. Como consecuencia, el cabezal de vídeo B graba una pista de 79 pm de ancho, de los cuales 1 0 pm quedan grabados encima del sobrante de la primera pista, borrando con el exceso de señal grabado por el cabezal A y situando en su lugar las nuevas señales de la segunda pista. La segunda pista tiene, pues, un ancho de 79 pm, con un inicio de ancho justo en la miera 49 pm de la primera pista. El ancho de 79 pm de la segunda pista también es excesivo, ya que debería ser de 49 pm, por lo que se tiene un exceso de 30 pm. Este exceso queda también eliminado al entrar en grabación de nuevo el cabezal de vídeo A, ya que éste cubre un ancho de 59 pm cuya referencia es el límite superior de la segunda pista, situado a 49 pm del borde inferior. Por lo tanto, con un solapado continuo de las señales grabadas por uno y otro cabezal de vídeo y el avance normalizado de la cinta, se obtienen pistas, todas iguales, con un ancho de 49 pm, aunque los cabezales de vídeo tengan anchos de entrehierro distintos y de dim ensio­ nes superiores a los de las pistas.

10.12 El distinto ancho de los cabezales no influye sobre el ancho de las pistas grabadas, ya que al solaparparte de la pista anterior graba sobre el exceso de pista las señales de la nueva pista.

277

Etapas de audio

INTRODUCCION En los magnetoscopios, las señales de audio se graban en la cinta en una pista y en sentido longi­ tudinal, mediante un cabezal de grabación/lectura independiente y fijo. En el sistema VHS, el an­ cho de la pista de audio es de 1 mm y se graba en el borde superior de la cinta. La señal de audio está presente en la señal de RF de las emisiones de televisión, modulando en frecuencia una subportadora, por lo tanto, está presente en la salida de las etapas de Fl de ví­ deo. De ella se extrae la Fl de audio, de igual forma que se hace en televisión y, después, se de­ tecta para ser tratada en las etapas de baja frecuencia de audio, de forma adecuada para su apli­ cación al cabezal de audio. Durante el proceso de grabación, la señal de audio no sólo se conduce hacia el cabezal de au­ dio, sino que también se deriva hacia el modulador y el conector AV para el funcionamiento en EE (eléctrico a eléctrico). El funcionamiento E-E es un procedimiento mediante el cual, y con la pul­ sación de la tecla de grabación del magnetoscopio, la salida del circuito de grabación se conecta directamente a la entrada del circuito de reproducción, de forma que las señales de vídeo y audio que se estén grabando pueden ser monitorizadas en la pantalla y el altavoz de un televisor. En el proceso de reproducción, la señal de audio, obtenida en el cabezal de grabación/lectura, se somete a una amplificación previa y luego se aplica al modulador y al conector AV. Finalmente diremos que, tanto en grabación como en reproducción, el nivel de la señal de au­ dio debe mantenerse constante mediante un circuito de control automático de nivel.

TRATAMIENTO DE LA SEÑAL DE AUDIO DURANTE LA GRABACION Actualmente, las etapas de audio se realizan con circuitos integrados, dada la simplificación que en el diseño de los aparatos proporcionan estos componentes. Son muchos los circuitos integrados que se diseñan para trabajar en etapas de audio de un magnetoscopio, por lo que el describirlos todos sobrepasaría los límites impuestos a esta obra. Por esta razón, nuestro estudio se centra en la descripción de la etapa de audio de un magnetos­ copio del sistema VHS, diseñada con circuitos integrados y transistores, y cuyo esquema se puede ver en la figura 1 1 . 1 (véase desplegable). Referente a este circuito diremos que son dos las posibilidades de grabación: • Grabación de RF. • Grabación AV. Para seleccionar una u otra entrada se utiliza el circuito integrado CD14052BE (marcado con IC1 en figura 11.1), que se trata de un conmutador electrónico. Efectivamente, si se trabaja en el modo de grabación de RF, la señal de audio, procedente de las etapas de Fl, se aplica a través de la resistencia R72 al terminal 15 del citado integrado, mien­ tras que, si se graba en el modo AV, la señal de audio, procedente del conector AV (figura 11.1), se aplica al terminal 14 del /C7 a través del condensador electrolítico C75.

Para que el IC1 conmute de una a otra señal es preciso proporcionarle la orden adecuada, la cual se da a través de sus terminales 9 y 10. Cuando al terminal 10 se aplica un potencial de 12 V, a través de la resistencia f í 75, la señal de RF pasa del terminal 15 al 13. Por, el contrario, cuando el terminal 9 del citado integrado recibe un potencial de 12 V a través de la resistencia fí76, entonces es la señal de AV, presente en el terminal 14, la que pasa al terminal 13. Obsérvese ahora, en el esquema de la figura 11.1, que el Integrado 1 posee un segundo con­ mutador electrónico, el cual también es accionado por las señales de nivel alto o bajo que se apli­ quen a los terminales 9 y 10. En este caso, aunque se produce una conmutación de entradas, éstas están todas interconectadas entre sí, es decir, existe una conexión eléctrica entre los term i­ nales 1, 2, 4 y 5 d e l/C 7 (figura 11.1). En resumen, se puede establecer la siguiente secuencia para cada uno de los modos de fun­ cionamiento en grabación: Grabación de RF:

Terminal 9 en nivel bajo. Terminal 10 en nivel alto. Entrada de señal por terminal 15. Salida de señal por terminal 13. Entrada de señal por terminal 3. Salida de señal por terminal 2. Grabación AV:

Terminal 9 en nivel alto. Terminal 10 en nivel bajo. Entrada de señal por terminal 14. Salida de señal por terminal 13. Entrada de señal por terminal 3. Salida de señal por terminal 5. Este segundo conmutador tiene por finalidad aplicar la señal de audio que se está tratando al conector AV, de forma que si a éste se conecta un monitor pueda oírse la señal que se graba. En el terminal 13 del IC1 se tiene, por lo tanto, la señal de audio, tanto en grabación de señales de RF como de AV. Esta señal se aplica a la entrada de un amplificador lineal, integrado en el IC2 (cir­ cuito integrado U4100B). La entrada de este amplificador lineal se encuentra en el terminal 3 del IC2. Obsérvese ahora, en el esquema de la figura 11.1, que la señal presente entre los condensa­ dores Ce y C 9 se deriva hacia el terminal 6 del IC3 (integrado U4200B), que es un control automá­ tico de nivel. De esta forma se asegura que la señal a la entrada del amplificador lineal del IC2 po­ sea un nivel uniforme y la grabación se lleve a cabo con la máxima calidad. La señal de audio, una vez controlado su nivel y amplificada por el amplificador lineal del IC2, aparece en el terminal 5 del citado integrado, de donde pasa a un filtro de bloqueo de la frecuen­ cia de sincronismo horizontal (¡nductancla L, y componentes asociados). La señal de audio, una vez filtrada, se aplica al terminal 6 del /C2, que es la entrada de un se­ gundo amplificador lineal Integrado. La salida de este segundo amplificador se encuentra en el terminal 10 del integrado U4100B (figura 11.1). A la salida de este segundo amplificador lineal, la señal de audio se deriva hacia circuitos dis­ tintos: por una parte pasa a la base del transistor 77, el cual trabaja como seguidor de emisor, adaptando con ello las ¡mpedanclas de salida del amplificador lineal y de entrada del monitor. Ob­ sérvese, en la figura 11.1, que la señal de audio se deriva, a través de 77, hacia el conector AV para que pueda ser monitorizada. En el caso de grabación AV, esta señal no pasa al conector AV, ya que en él está presente la señal que se desea grabar. Por otra parte, la señal obtenida en el terminal 10 del IC2 se deriva hacia el modulador (funcio­ namiento E-E). Un tercer camino de la señal es hacia el terminal 2 del IC3, que es la entrada Inversora de un amplificador diferencial que trabaja como amplificador ecuallzador.

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En el terminal de salida de este amplificador (terminal 3 del IC3), se dispone un grupo RC for­ mado por la resistencia fí2(! y el condensador C20, que conducen la señal hacia el terminal 4 del IC3. Este terminal es la entrada del control automático de nivel. En él se rectifica la señal y se filtra, dando con ello una tensión continua de polarización para el amplificador del control automático de nivel. De esta forma, si el nivel de la señal es pequeño, el amplificador aumenta su ganancia y, si es elevado, la disminuye. Obsérvese, en el esquema de la figura 11.1, que la señal de audio, obtenida en el terminal 3 del IC3 (salida del amplificador ecualizador), se aplica, a través de R23 y C24, al terminal 7 del inte­ grado U4100B, que es la entrada de un amplificador lineal. La salida de este amplificador se en­ cuentra en el terminal 9 del IC2. El condensador C55 y la resistencia R55 linealizan la corriente de grabación, la cual se aplica al cabezal de grabación/lectura de audio (AW en figura 11.1). El otro terminal del cabezal de audio se mantiene con baja impedancia con la tensión +A, a través del diodo D4 y el transistor 73. En la figura 11.1 se observa que, para evitar interferencias sobre la señal de audio, los dos conductores de conexión al cabezal de audio están apantallados y este blindaje, como es usual, se conecta a masa. Al igual que en los magnetófonos de audio, es preciso aplicar una corriente de alta frecuen­ cia al cabezal de grabación, com o corriente premagnetizante de la cinta, así com o una co­ rriente de alta frecuencia al cabezal de borrado para la eliminación de la información contenida en la cinta. Para la producción de esta corriente de alta frecuencia se precisa un oscilador, cuyo estudio se desarrolla en el próximo apartado. Por ahora basta con decir que la señal de RF que necesita el cabezal de grabación para la premagnetización de la cinta la recibe del amplificador de bo­ rrado, a través del condensador C63 y la resistencia Rm- El transistor 72 se bloquea cuando el magnetoscopio trabaja en grabación y, con ello, fija con el potencial existente entre su colector y su base la tensión de premagnetización (unos 0,6 V con respecto a masa). El condensador C i7, conectado entre base y emisor de 72, se carga con una tensión \/ss/2, con lo cual el cabezal de grabación/lectura de audio recibe una tensión alterna simétrica.

OSCILADOR DE BORRADO Veamos ahora el funcionamiento del oscilador de borrado, el cual está, en nuestro ejemplo, dise­ ñado totalmente con transistores, tal y como puede comprobar el lector en el esquema de la fi­ gura 1 1 . 1 . El oscilador está formado por un circuito en contrafase con un par de transistores com ple­ mentarios (74-75), y un circuito resonante formado por la inductancia L2, los condensadores C64 y CS8 y la resistencia R6A, La etapa está controlada por el nivel alto (12 V) o bajo (0 V) que se aplica a la base del transis­ tor 77. Si la base de este transistor recibe potencial positivo, pasa a conducir, mientras que si no recibe potencial pasa al estado de bloqueo, ya que se trata de un transistor NPN. Si se aplica nivel alto a la base de 77, haciendo que este transistor pase a conducir, el emisor de 76 queda conectado a masa a través de 77 y la base de 76 también recibe potencial positivo, por lo que 76 también pasa al estado de conducción. Los transistores 74 y 75 son del tipo complementario, es decir, uno es un NPN y el otro un PNP (figura 11.1). Ambos transistores reciben el mismo potencial de base, por lo que cuando uno conduce el otro está bloqueado, y viceversa. De acuerdo con ello, cuando 74 conduce, el con­ densador C qs se carga. Cuando 74 se bloquea y 75 conduce, el condensador se descarga a masa y queda, al mismo tiempo, conectado en derivación con el circuito oscilante. Como conse­ cuencia de este funcionamiento, se producen unas continuas cargas y descargas de C6a, siem­ pre y cuando 74 y 75 pasen continuamente de uno a otro estado. Para lograr esto último se pre­ cisa una realimentación de la oscilación al circuito, lo cual se realiza mediante el condensador C81, conectado a la base de 76.

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Mediante la realimentación dada por C81 se produce, por lo tanto, una conmutación de la etapa en contrafase y el oscilador arranca. El oscilador utilizado en el esquema de la figura 11.1 es del tipo LC balanceado. Mediante el ajuste del núcleo de la inductancia L2 se ajusta la frecuencia del oscilador a 62,5 kHz ± 2 kHz.

REGULADOR DE NIVEL Un peligro que puede darse en una grabación sin regulación de nivel es que, ante elevados valo­ res de la tensión de entrada, los amplificadores queden sobreexcitados y con ello la grabación en la cinta. Para evitar esto se incorpora un regulador de nivel. Efectivamente, el circuito de la figura 11.1 está dimensionado de forma que, con una tensión de 5 mV eficaces en el terminal 6 del IC3, a la salida del amplificador ecualizador (terminal 3 del mismo integrado) se obtiene una tensión de 600 mV eficaces. Si, por cualquier circunstancia, aumenta la tensión de entrada y con ella la tensión de salida del amplificador ecualizador, entonces los diodos rectificadores del IC3 (con entrada por el termi­ nal 4) se hacen conductores y se carga el condensador electrolítico C,Q. Como consecuencia de lo expuesto, la rama de ajuste conectada al terminal 6 del IC3 ad­ quiere baja impedancia y divide la señal de entrada, presente en R6. Destaca que en el IC3 está presente parte de la rama de ajuste (no dibujada en el esquema en figura 11.1 por formar parte integrante de la circuitería del IC3, pero que se ha dibujado en figura 11.2) y que consiste en un transistor cuya base está conectada al condensador C10, es decir, la base de dicho transistor está polarizada por C,0. Así pues, cualquier variación de tensión en C10, por mínima que sea, provoca un notable cambio en la conducción del citado transistor, variando con ello mínimamente la tensión de salida del amplificador ecualizador aunque sean elevadas las variaciones de nivel que se produzcan en la entrada.

11.2 Esquema de principio de

la rama de regulación de nivel que forma parte del IC3.

Para finalizar diremos que la utilización de un condensador electrolítico de elevada capacidad (100 pF) da al circuito una constante de tiempo elevada, de forma que el ajuste del nivel se realiza lentamente. Como ejemplo diremos que, si se reduce el valor de la tensión de entrada, entonces el nivel de salida del amplificador aumenta en 0,3 dB por segundo (figura 11.3). Obsérvese, en la figura 11.3, que la tensión de salida se mantiene constante en 600 mV efica­ ces a partir de una tensión de entrada de 100 mV; por debajo de este último valor, la tensión de salida disminuye proporcionalmente.

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11.3 Curva característica de la tensión de salida en función de la tensión de entrada en el circuito de control automático de nivel.

ECUALIZADOR DE GRABACION

Para llevar a cabo una correcta grabación de las señales de audio es preciso someterlas a una ecualización, es decir, a una igualación de las amplitudes del ancho de banda de las frecuencias de audio. Este proceso se lleva a cabo a la salida del amplificador ecuaiizador, integrado en el IC3, me­ diante una red de resistencias y condensadores. Para facilitar el estudio del funcionamiento del circuito, en la figura 11.4 se ha dibujado sólo el circuito ecuaiizador, en el cual se tienen en cuenta las constantes de tiem po del flujo de cinta (t, = 3.180 ps y t 2 = 120 ps) y las pérdidas en el cabezal de grabación debidas a la diferente reac­ tancia inductiva XL que ofrece éste al aplicarle frecuencias de distinto valor. Para el realce de las frecuencias más bajas del espectro de audio (graves) se recurre al grupo RC formado por la resistencia fí 26 y el condensador C2I, mientras que para el realce de las fre­ cuencias altas de audio (agudos) se recurre al condensador C32. El funcionamiento del circuito es muy simple, ya que está basado en la reactancia capacitiva Xc que ofrecen los condensadores al paso de la corriente alterna. En lo que respecta a la ecualización de los graves, obsérvese que el condensador C21 está en paralelo con R?A, por lo que la ten­ sión en el conjunto será tanto mayor cuanto más baja sea la frecuencia de la señal de audio. Como consecuencia, varía el nivel de la señal aplicada a la entrada inversora del amplificador, au­ mentando éste su ganancia para las bajas frecuencias de audio.

11.4 Circuito del amplificador ecuaiizador en grabación.

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En lo que respecta a las altas frecuencias de audio, éstas pasan tanto mejor a través de C32 cuanto mayor sea el valor de dichas frecuencias, por lo que se obtiene un realce de éstas a la sa­ lida del circuito.

AJUSTE DE LA CORRIENTE EN EL CABEZAL DE GRABACIÓN/LECTURA DE AUDIO Las resistencias fí 23 a R25 del esquema de la figura 11.1 forman un divisor de tensión mediante el cual se polariza adecuadamente la entrada del amplificador de grabación que forma parte del in­ tegrado U4100B (terminal 7 del IC2), de forma que se limite la corriente que circula por el cabezal de grabación/lectura al valor adecuado a las características de la cinta. Como orientación diremos que en el sistema VHS el flujo máximo de cinta es de 100 mWb/m, valor éste que no debe sobrepasarse. Dado que el cabezal de audio y los amplificadores poseen tolerancias cuyas diferencias deben compensarse, se dispone dentro del citado divisor de tensión una resistencia ajustable. En el es­ quema de la figura 1 1 . 1 , esta resistencia es la marcada como R25.

TRATAMIENTO DE LA SEÑAL DE AUDIO DURANTE LA REPRODUCCIÓN En las líneas precedentes se ha visto todo el tratamiento de la señal de audio, desde la entrada de RF o de AV hasta el cabezal de grabación/lectura. En las que siguen se estudia el proceso in­ verso, es decir, el tratamiento al que se somete la señal de audio obtenida en los cabezales de au­ dio, durante la lectura de la cinta, hasta su aplicación al circuito modulador para que module la se­ ñal de RF, válida para ser aplicada a la entrada de antena de un televisor. El circuito utilizado es el mismo en figura 11.1, o sea, se aprovechan las mismas etapas para la grabación que para la reproducción, para lo cual es necesario efectuar ciertas conmutaciones. En primer lugar diremos que, durante la reproducción, se aplica un potencial positivo a la base del transistor T2. Al ser este transistor del tipo NPN, pasa al estado de conducción y, con ello, se conecta a masa el terminal del cabezal de audio, al cual se aplica la señal de RF necesaria para la premagnetización de la cinta. El oscilador queda así sin efecto alguno durante la reproducción. Obsérvese ahora, en el esquema de la figura 11.1, que el otro terminal del cabezal de audio está conectado a la base del transistor 73, por lo que las señales de audio que se inducen en el cabezal durante la reproducción son amplificadas por este transistor. Es importante que el transistor T3 sea de bajo ruido, ya que, por ser el primer transistor ampli­ ficador (etapa preamplificadora de audio), cualquier ruido que en él se genere queda muy amplifi­ cado en las etapas siguientes y, como consecuencia, la calidad del sonido es deficiente. Dado que las señales de audio obtenidas en el cabezal presentan diferencias de amplitud de­ bidas a la reactancia inductiva XL de éste, es preciso llevar a cabo una ecualización de la señal de audio, la cual se lleva a cabo en esta primera etapa preamplificadora. Efectivamente, en la figura 11.1 se puede ver la presencia de dos constantes de tiempo: una formada por la resistencia fí r>3 y el condensador C „ 5 y la otra formada por la resistencia RA5 y el mismo condensador C45. Los valores de estas constantes de tiempo son de 3.180 y 120 ps res­ pectivamente. La señal de audio, una vez preamplificada y ecualizada, se aplica al terminal 16 del IC2, que es la entrada del amplificador de reproducción. La salida de este amplificador se encuentra en el terminal 14 del IC2, pasando a las etapas si­ guientes a través del diodo D3, el cual pasa al estado de conducción durante la reproducción por quedar polarizado en sentido directo. La señal de salida del diodo D3 queda aplicada a un divisor de tensión formado por las resis­ tencias Rb y R6, tomándose para la etapa siguiente la señal presente en Re. Al tener fíHy R& un valor de 3,3 k£2, la tensión de salida del diodo se divide por 2, es decir, se tiene una atenuación de la señal de 6 dB.

ETAPAS DE AUDIO

A continuación, la señal de audio se aplica, a través del condensador C6, al terminal 6 del IC3, donde es sometida, Igual que en grabación, a un proceso de control automático de nivel. A partir de este punto, el proceso es el mismo que el descrito para la grabación, es decir, a través del amplifica­ dor lineal, cuya entrada se encuentra en el terminal 3 del IC2, el filtro de bloqueo de la frecuencia de sincronismo horizontal y el amplificador lineal cuya entrada es el terminal 6 del mismo integrado. La señal de audio obtenida en la salida del segundo amplificador lineal (terminal 10 del IC2) está ya en condiciones de ser utilizada para la modulación en frecuencia de la subportadora de audio (figura 1 1 . 1 ). Esta señal de audio, obtenida en el terminal 10 del IC2, se aplica, además del modulador ci­ tado, a la base del transistor T I, el cual trabaja como seguidor de emisor acoplando con ello la señal a la entrada del conector AV. Esta señal debe pasar por el conmutador electrónico del IC 1 , el cual está dispuesto en la posición W. Una tercera derivación de la señal de audio presente en el terminal 10 del IC2 es hacia el am­ plificador ecualizador que forma parte del integrado IC3. Esta derivación hacia dicho amplificador es necesaria para qué el control automático de nivel pueda actuar, ya que es la salida de dicho amplificador la que, una vez rectificada, proporciona la tensión continua de polarización del tran­ sistor de control automático de nivel integrado en el /C3, tal y como ya se ha estudiado al tratar el proceso de grabación. Para finalizar diremos que la señal de audio presente en el terminal 3 del IC3 sólo tiene un ca­ mino posible: hacia el terminal 4 del citado integrado, ya que la otra derivación, hacia el terminal 7 del IC2 (entrada del amplificador de grabación), queda sin efecto ya que a este amplificador deja de aplicársele el potencial +A de polarización y, por lo tanto, deja de funcionar.

SILENCIADOR (MUTING) El circuito silenciador (muting) trabaja conjuntamente con la rama del control automático de nivel. Efectivamente, el amplificador del control automático de nivel está alimentado a través del term i­ nal 7 del IC3 por una tensión continua de +12 V procedente del circuito de m uting. Si se produce un ruido en la señal de audio, el circuito de m uting proporciona un nivel bajo (0 V) al terminal 7 del IC3, por lo que dicho amplificador queda bloqueado y, por lo tanto, el amplificador se conmuta a silencio (figura 1 1 . 1 ), En este circuito adquiere especial importancia el condensador electrolítico C t. Efectivamente, en C, aparece la tensión de alimentación del amplificador de control automático de nivel, la cual se mantiene constante gracias a la elevada capacidad de C,. Sin embargo, cuando se tiene ten­ sión cero, procedente del circuito d e m uting, el condensador C, se descarga rápidamente a tra­ vés de la resistencia fí, y el diodo D I , con lo cual la rama de ajuste adquiere baja impedancia y atenúa la señal de audio, tanto en grabación como en reproducción. En el instante que desaparece el ruido aparece de nuevo la tensión de +12 V, con lo cual C, vuelve a cargarse (en unos 800 ms), a través de una resistencia integrada en el terminal 7 del IC3. Con ello, la rama de ajuste vuelve a adquirir alta impedancia y anula la atenuación de la señal. Durante la presencia de ruido, es decir, durante la actuación del circuito silenciador, el conden­ sador electrolítico de almacenamiento C ,0 se descarga a través de un transistor integrado en IC3, de forma que, después de la presencia de un ruido, el sistema ha de iniciar el proceso de autorre­ gulación desde cero.

CIRCUITO DE BORRADO Durante el proceso de borrado de una cinta, sólo entra en funcionamiento el oscilador de RF utili­ zado para la premagnetización de la cinta durante la grabación, por lo que no creemos necesario insistir sobre el funcionamiento de este circuito. Basta decir que dicha señal de RF se aplica a un par de cabezales de borrado (figura 1 1 . 1 ), los cuales graban en la pista de audio esta señal, bo­ rrando así toda señal de audio que pueda contener.

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VÍDEO

GRABACION ESTEREOFONICA Son dos las formas en que puede grabarse una señal estereofónica en la pista de audio de la cinta. La primera de ellas consiste en dividir en dos la pista con una banda de protección entre ellas (figura 1 1 .5). En este caso, el ancho de cada una de las pistas se reduce considerablemente y pasa a ser de 0,35 mm, siendo el ancho de la banda de protección (que separa una pista de la otra) de 0,3 mm.

PISTA DE SONIDO CANAL IZQUIERDO BANDA DE PROTECCIÓN PISTA DE SONIDO CANAL DERECHO PISTA DE SONIDO MONO ANCHO DE PISTA 0,35 mm

ANCHCLDEJ^ñOTECCIÓN 0.35 mm PISTAS DE VIDEO

PISTA DE CONTROL

11.5 División en dos partes de la pista de audio para la grabación, en cada una de ellas, de uno de los dos canales

estereofónicos.

Cuando se trabaja con señales mono, se graban las dos pistas con la misma señal de audio, mientras que en estereofonía se graba la señal de audio correspondiente al canal derecho en la pista superior y la del canal izquierdo en la inferior. Lógicamente, para llevar a cabo una grabación de este tipo se precisa un cabezal de audio con doble entrehierro independiente, semejante a los utilizados en los magnetofones de audio de casete. Se trata de un doble cabezal dispuesto en una única cápsula, cada uno de los cuales graba o lee la pista de audio correspondiente. Indudablemente, para llevar a cabo la grabación o lectura de una señal de audio estereofónica se precisa que la señal de audio sea de este tipo. En el caso de la televisión estereofónica se pre­ cisa un circuito descodificador que separe las señales de uno y otro canales y, a partir de él, un doble circuito amplificador de audio que excite independientemente cada cabezal de audio. Para la lectura se precisa un codificador que vuelva a unir ambas señales para la posterior mo­ dulación de la subportadora de audio. En este libro no se entra en el estudio de los circuitos descodificadores, como tampoco se hace con las etapas detectora y de Fl de audio, ya que estos temas puede encontrarlos el lector en el correspondiente tomo dedicado a la televisión, de esta misma Enciclopedia. Un segundo sistema de grabación de señales de audio estereofónicas consiste en disponer un par de cabezales de audio (uno para cada canal) en el tambor portacabezales de vídeo, mon­ tados 60° con respecto a estos últimos (figura 1 1 .6 ). En este caso, las señales de audio, de FM, se graban sobre las pistas de vídeo. Como los ca­ bezales de audio están desfasados 60° con respecto a los de vídeo, primero quedan grabadas las señales de audio y, sobre ellas, se graban luego las de vídeo. Para evitar interferencias entre una y otra señales, los cabezales de vídeo y audio se disponen con distinto acimut. Efectivamente, los cabezales de audio se montan con un acimut de ± 30°, mientras que los de vídeo, en el sistema VHS, poseen un acimut de ± 6 o. Esta distinta inclinación de los cabezales evita que puedan leerse señales que no sean las correspondientes al propio cabezal que las grabó. Así, sobre la pista de audio grabada con el cabezal cuyo acimut es de +30°, se graba una pista

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^ P A S DE AUDIO

CABEZAl DE

AUDIO 2

CABEZAL DE

VÍDEO 2

c a b e z a l

DE

V ÍD É ° 1

11.6 Disposiciónde las cabezas 11.6 Disposiuu JÓiOei deaudio en el' x~~'hn tamborr portacabezasde vídeopara la r . ^ ¡ó n Rstereofónica. esi g

r a

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CABEZAL DE AUDIO 1

con el cabezal cuyo acimut es de -6o, dando así una diferencia angularde 36°, reduciéní elloforma, al máximo la diafonía entre una ycon otraun pistas. jual el otro cabezal de audio, acimut de -30°, graba sobre la cinta la señal 3 correspondiente y, a continuación, y sobre ella, se graba la pista de vídeo con el cabezal • - ■*o , de +6°, dando a s í la diferencia a n g ula la secuencia r de 36° para eliminación diafonía. forma gráfica, delagrabación dede laslapistas de auorrespondienie y, ^ . la pista de audio correspon ut es de +6°, dando así la diferencia a. — ^rimero se graba—Kro dicha pista las señale ¡gura 11.7 se muestra, de forma gráfica, la secuencia ua o. En esta figura se puede comprobar que primero se graba canal 1, con un ancho de 26 pm. A continuación se graban

26 yirn

p is t a s e -

v íd e 0

——

—

a

PISTA DE AUDIO

'S74 DE AUDIO 2

é

VÍDEO

de vídeo proporcionadas por el cabezal de vídeo del canal 2, cuyo ancho es en el sistema VHS de 70 pm. Le sigue la grabación de la pista de audio del canal 2. Finalmente, sobre esta última, se graba la pista de vídeo correspondiente al canal 1 . La secuencia se repite de la forma expuesta de forma Indefinida. Obsérvese asimismo en la figura 1 1 .7 cómo, al solaparse las pistas de vídeo, éstas quedan con el ancho normalizado de 49 pm. Sin duda, el lector se pregunta cómo es posible que la grabación de una pista de vídeo sobre la de audio no borre la información de esta última. Pues bien, para que ello sea posible deben te­ nerse presente dos características diferenciadoras de las señales de audio y vídeo grabadas, aunque ambas estén moduladas en frecuencia. En primer lugar diremos que las señales de audio se graban con una frecuencia de 1,4 MHz para el canal Izquierdo y de 1,7 MHz para el derecho, mientras que las de vídeo se graban con fre­ cuencias que abarcan desde 3,8 a 4,8 MHz (superiores en valor). En segundo lugar, las pistas de audio se graban con mayor penetración dentro de la capa magnética de la cinta, debido a su me­ nor frecuencia y a que se utiliza una corriente de grabación más elevada. Como consecuencia de todo ello, y aunque es cierto que las señales de vídeo borran la parte superior de la pista de audio, no lo hará con la parte más profunda de la capa magnética de la cinta (figura 1 1 .8 ). C A R A R E C U B IE R T A D E LA CINTA

IN F O R M A C IÓ N D E V ID EO

IN F O R M A C IÓ N D E A U D IO

11.8 Las señales de audio quedan grabadas con mayor profundidad en la cinta que las de vídeo, gracias a su menor frecuencia y a la utilización en los cabezales de una corriente de grabación mayor.

El sistema puede compararse como si se tratara de una doble cinta, cuyas Influencias sobre los cabezales dependen de la separación de éstos: la parte más alejada de la cinta, con la Información de audio, no influye sobre los cabezales de vídeo durante la lectura de la cinta, mientras que la parte más cercana a los cabezales, con la información de vídeo, no influye sobre los cabezales de audio durante la lectura, ya que unos y otros cabezales poseen sensibilidades distintas, aparte, claro está, del distinto ángulo de inclinación de sus entrehierros, tal y como se ha dicho en líneas anteriores. El sistema de grabación expuesto evita la diafonía entre las pistas de audio, gracias a la sepa­ ración existente entre ellas y que es dada por parte de la pista de vídeo. $ Un punto importante que debe considerarse es que las pistas de audio no se corresponden alternativamente con los canales Izquierdo y derecho, ya que entonces no se trataría de una señal estereofónica, sino de dos señales monofónlcas que se ¡rían alternando en el tiempo. Efectivamente, para que la señal sea estereofónica debe producirse simultáneamente, por lo que en el sistema descrito ambos cabezales de audio graban sobre sus pistas los dos canales de audio de forma codificada, es decir, que tanto el cabezal de audio 1 como el 2 graban, sobre sus respectivas pistas, las señales correspondientes a los dos canales de audio, aunque con frecuen­ cias distintas (1,4 MHz para el canal izquierdo, y 1,7 MHz para el derecho). Durante el proceso de reproducción, y debido al hecho de que las pistas de audio quedan «enterradas» debajo de las pistas de vídeo y a que han sido grabadas con menor frecuencia (fi­ gura 11.8 ), el nivel de FM obtenido de las citadas pistas es más pequeño que el de las pistas de vídeo, por lo que se corre el riesgo de que se produzcan drop-outs (falta de señal). Para evitarlo se dispone un circuito de fijación detrás del detector de FM, con lo cual se mantiene la señal al mismo nivel hasta que desaparece el drop-out. Para obtener una efectiva compensación del drop-out, a la salida del circuito de fijación se dis­ pone un filtro paso bajo.

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ETAPAS DE AUDIO

Efectivamente, en la figura 11,9a se ha dibujado una señal de audio en la que falta parte de ésta debido a un drop-out. Si esta señal se hace pasar por un circuito de fijación de nivel, éste mantiene constante el nivel de salida hasta que vuelva a aparecer la señal, en cuyo instante baja o sube ésta al nivel correspondiente a dicho instante (figura 11.9b). Como consecuencia de esto, y dado que un nivel continuo de señal equivale a una onda cuadrada constituida por gran cantidad de armónicos de elevada frecuencia, la disposición de un filtro paso bajo en la salida del circuito de fijación hará que se «alise» la señal, dando con ello, a su salida, una forma de onda continuada (figura 11.9c). Recordemos ahora que para la conmutación de un cabezal de vídeo a otro se utilizan unos im­ pulsos de conmutación obtenidos del generador de impulsos PG. En el caso de los cabezales de audio, por ser también rotativos, se precisan los mismos impul­ sos de conmutación para que pasen o tomen la señal de audio de un cabezal al otro. Sin embargo, surge un problema, y es que dado que los cabezales de audio no están dis­ puestos en el mismo radio del tambor que los de vídeo, sino desplazadas 60°, los citados impul­ sos de conmutación no coinciden en el tiempo con el instante de conmutación de los citados ca­ bezales, por lo que es preciso disponer un circuito desfasador de 60° que retarde la conmutación de los cabezales de audio con respecto a los de vídeo.

DROP OUT

EL CIRCUITO DE FIJACIÓN MANTIENE EL NIVEL

DESPUÉS DEL FILTRADO

11.9 a) Forma de onda de una señal de audio interrumpida por un drop-out. b) El circuito de fijación mantiene el nivel de la señal durante todo el tiempo en que esté presente e/drop-out. c) Un filtro paso bajo posterior evita el paso de los armónicos de alta frecuencia dados por el circuito de fijación, restaurándose casi perfectamente la forma de onda de la señal de audio.

Otro problema que se presenta en este sistema de sonido estereofónico es que la conmuta­ ción de uno a otro cabezales de audio origina ruido. En el caso de la conmutación de los cabeza­ les de vídeo, este problema se resuelve, como ya se sabe, introduciendo el tiempo de conmuta­ ción durante el período de borrado de cuadro. Para resolver este problema, y dado que en el caso de la señal de audio no se dispone de la ventaja que ofrece la presencia del período de borrado de cuadro, se recurre al circuito de fija­ ción antes citado, el cual mantiene el nivel que en ese instante de conmutación tenga la señal de audio. Un detalle que no se ha mencionado, pero que resulta de gran interés en este tipo de graba­ ción, es que la existencia de cabezales de audio rotativos, para la grabación estereofónica sobre las pistas de vídeo, no elimina la existencia del cabezal fijo que graba las señales de audio monofónicas en la pista normalizada de audio existente en la cinta. De esta forma existe la posibilidad de elegir entre grabación monofónica y estereofónica, así como la grabación de un programa en dos idiomas: uno en la pista de audio lineal y el otro sobre las pistas de vídeo. En este último caso, el doblaje se realiza sólo sobre la pista lineal. Otra posibilidad es la de grabar tres señales de audio monofónicas independientes: una sobre la pista lineal y las otras dos sobre las pistas de audio. Cada uno de estos tres canales de audio puede ser reproducido por separado, bien sea a través del televisor o a través de un sistema de audio externo.

289

Para finalizar con el estudio de ios sistemas de audio estereofónicos, a continuación se expo­ nen las características de éstos en comparación con el de sonido monofónico. En primer lugar diremos que, debido a la existencia de cabezales rotativos, la velocidad rela­ tiva de avance de la cinta varía de uno a otro. En las grabaciones estereofónicas sobre pistas de audio en los magnetoscopios del sistema VHS, la velocidad relativa de la cinta es de 8,1 m/s, mientras que la pista de audio monofónica se graba con una velocidad de 14,3 cm/s. En lo que respecta al margen dinámico de la señal de audio, en las grabaciones monofónicas es de 50 dB, mientras que en las estereofónicas está por encima de los 80 dB. También el lloro y la fluctuación son mejores en las grabaciones estereofónicas, ya que son menores del 0,005 %, mientras que en las lineales son del 0,2 %. Finalmente, la respuesta de frecuencia en las grabaciones estereofónicas abarca desde 20 Hz a 20 kHz. Este límite superior de 20 kHz se fija deliberadamente mediante filtros pasa banda para evitar interferencias sobre la señal de vídeo. En los magnetoscopios monofónicos, el ancho de banda de la señal de audio abarca desde 80 Hz a 8 kHz.

Mando a distancia

INTRODUCCION Actualmente, todos los magnetoscopios utilizan sistemas de mando a distancia por infrarrojos. Se trata de emitir, desde un aparato emisor, una serie de impulsos de luz infrarroja (no visible) co­ dificados, los cuales, al ser recibidos por un receptor de luz infrarroja dispuesto en el aparato de vídeo, son descodificados, ejerciendo un control sobre los diversos modos de funcionamiento del grabador/reproductor. Para que el sistema funcione es preciso que cada instrucción, desde el emisor, posea un có­ digo único, el cual es reconocido por descodificador del receptor para dar la orden adecuada a cada uno de los sistemas de control del magnetoscopio. El sistema es del tipo PC M (m odulación p o r im pulsos codificados) y, mediante él, el usuario puede actuar desde lejos sobre las funciones de reproducción (PLAY), parada (STOP), imagen congelada (PAUSE STILL), rebobinado (REWIND), avance rápido (FASTFORWARD), avance cua­ dro a cuadro (FRAME ADVANCE), velocidad mitad (FiALF SPEDD) y velocidad doble (DOUBLE SPEED), así como la sintonización de los canales de televisión. En la figura 12.1 se tiene el diagrama de bloques de la parte emisora y receptora de un mando a distancia por infrarrojos. Obsérvese que el emisor está formado por una serie de circuitos, dis­ puestos en una pequeña caja, totalmente independientes del magnetoscopio. Este emisor se ali­ menta mediante pilas, con el fin de que el usuario pueda desplazarse con él y dar órdenes desde cualquier punto de la estancia en donde se encuentre el magnetoscopio. Al pulsar una de las teclas del emisor, éste la reconoce como una señal digital y la convierte en una señal codificada en forma de impulsos, que se ven muy poco afectados por el ruido. Estos impulsos codificados se aplican luego a un modulador, donde modulan una portadora de unos 38 kHz. La señal obtenida del modulador se aplica a unos diodos emisores de luz infrarroja, saliendo al exterior del aparato emisor a través de una pequeña ventana. En el receptor se tiene un fotodiodo (figura 12.1), el cual es sensible a las radiaciones infrarro­ jas. Si la luz infrarroja emitida por los diodos emisores de infrarrojos del emisor alcanza al fotodiodo, éste queda excitado y genera una pequeña tensión que, por ser de muy bajo valor, nece­ sita de una preamplificación.

TECLADO

FOTODIODOS

CODIFICADOR

MODULADOR POR IMPULSOS CODIFICADOS

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MODULADOR DE PORTADORA 38 kHz

DEMODULADOR DE PCM

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DIODOS EMISORES INFRARROJOS

DECODIFICADOR

MATRIZ A D - K E

12.1 Diagrama de bloques de la parte emisora (arriba) y receptora (abajo) de un mando a distancia por infrarrojos para magnetoscopio.

29 1

El siguiente paso consiste en aplicar la señal portadora, modulada por los impulsos codifica­ dos, a un circuito detector, a la salida de cual se obtienen sólo estos impulsos codificados. Los impulsos codificados obtenidos del detector se aplican a un dem odulador PC M y, a continuación, a un descodificador, el cual determina la función que ha de realizarse en una matriz A D -K E equivalente a la de la botonera del m agnetoscopio. Recuérdese, a estos efec­ tos, el funcionam iento de la matriz de la botonera del m agnetoscopio, estudiada en un capí­ tulo anterior. Una vez expuesto el principio de funcionamiento de un mando a distancia por infrarrojos, a continuación se estudia uno de estos circuitos diseñados con integrados.

EMISOR DE INFRARROJOS En la figura 12.2 se ha dibujado el esquema completo de un circuito emisor de infrarrojos, el cual es de gran sencillez debido a la utilización del circuito integrado MS0115AP, especialmente dise­ ñado para llevar a cabo las funciones más complejas de éste. Obsérvese, en la figura 12.2, la presencia de un cristal de cuarzo, de 455 kHz, el cual forma parte de un circuito oscilador integrado en el M S0115AP. Mediante este circuito oscilador se ge­ nera la señal de reloj (dock), necesaria para generar los impulsos. En los terminales 5 a 8 del IC se dispone de las señales 0 B a 0 E, las cuales pueden ser envia­ das a una de las entradas /, o l 2 presentes en los terminales 15 y 16 del integrado mediante la es­ tructura matrizal de la botonera del emisor. Al pulsar cada una de las teclas del aparato emisor se obtienen los siguientes pases de infor­ mación de uno a otro terminal del integrado: • • • • • • • •

Al pulsar la tecla de REW, queda conectada la salida 0 Ea la entrada /,. Al pulsar la tecla de STOP, se conecta la salida 0 Oa la entrada /,. Al pulsar la tecla de F.F. (fast forward), la salida 0 C queda conectada a la entrada /,. Al pulsar la tecla de PLAY, se conecta la salida 0 8 a la entrada /,. Al pulsar la tecla de PAUSE STILL, queda conectada la salida 0 Ea la entrada /2. Al pulsar la tecla de F. ADV. (frame advance), se conecta la salida 0 Da la entrada /2. Al pulsar la tecla de H.S. (halfspeed), queda conectada la salida 0 Ca la entrada l2. Al pulsar la tecla de D.S. (double speed), la salida 0 B se conecta a la entrada l2.

Se aprecia que, con sólo cuatro salidas y dos entradas, se obtienen un total de ocho com bi­ naciones posibles de órdenes, las cuales son tratadas por el propio IC, saliendo por el terminal 17 en forma de impulsos codificados modulando a una portadora de 38 kHz (figura 12.2). La alimentación del M S0115AP se realiza con una tensión de 3V, obtenidos de un par de pi­ las conectadas en serie. El positivo de la fuente de alimentación se aplica al terminal 18 y el ne­ gativo al 1 . En lo que respecta al cristal de cuarzo de 455 kHz, éste se conecta entre los terminales 2 y 3 del integrado, siendo el terminal 2 la entrada, y el terminal 3 la salida del oscilador. La frecuencia de oscilación de este oscilador se utiliza para obtener la portadora de 38 kHz que habrá de ser modulada por los impulsos, para lo cual se procede, en la propia circuitería interna del integrado, a una división por 12 de la frecuencia de 455 kHz. El resto de terminales del MS0115AP están sin conexión. Antes se ha dicho que en el terminal 17 del integrado M S011SAP aparecen los impulsos codi­ ficados que han de ser emitidos por el mando a distancia. Estos impulsos no vienen determina­ dos por niveles lógicos 1 o 0 , tal y como suele ser usual, sino por la presencia, o no, de la porta­ dora de 38 kHz y por la duración de su ausencia (figura 12.3). Efectivamente, a continuación de una señal de 38 kHz modulada por impulsos PCM , cuya presencia en el terminal 17 del integrado es siempre la misma (0,26 ms), se produce un tiem po de ausencia de señal cuya duración es de 0,78 ms, para indicar el nivel lógico 0, y de 1, 8 6 ms para indicar el nivel lógico 1 (figura 12.3). De acuerdo con ello, el tiem po total de un

MANDO A DISTANCIA

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12.2 Esquema de un sencillo circuito emisor de infrarrojos para el mando a distancia de un magnetoscopio.

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12.3 Codificación de los estados lógicos 1y 0 a la salida del integrado MSO115AP.

ciclo para representar el estado lógico 1 es de unos 2 ms, y para representar el estado lógico 0 de 1 ms. La señal de 38 kHz modulada por los impulsos PCM que aparecen en el terminal 17 del integrado posee una amplitud insuficiente para excitar unos diodos emisores de infrarrojos, por lo que es pre­ ciso disponer un amplificador entre el integrado y los diodos emisores de infrarrojos (figura 12.3). La primera etapa amplificadora la forma el transistor T I. del tipo NPN. La base de este transis­ tor está polarizada por las resistencias fí, y fí2, las cuales forman un divisor de tensión al cual que­ dan aplicados los impulsos codificados obtenidos en el terminal 17 del integrado. Cada vez que aparecen los impulsos positivos de la señal de 38 kHz en el terminal 17 del inte­ grado, la base del transistor T I queda polarizada positivamente con respecto a su emisor, por lo que este transistor pasa a conducir. En colector del transistor T1 se tienen los mismos impulsos amplificados, pero invertidos en fase, ya que el transistor está montado en circuito emisor común. De acuerdo con ello, cuando no hay im­ pulsos positivos en el terminal 17 del integrado en colector de T I se obtiene potencial positivo, y cuando aparecen los impulsos positivos en colector de T I se obtiene el potencial negativo de masa. En la figura 12.3 se observa que la tensión que aparezca en colector de T I se aplica, a través de la resistencia RA, a la base de un segundo transistor amplificador (transistor 72) que, en este caso, es del tipo PNP. Este segundo transistor entra a conducir cada vez que en su base se re­ cibe un potencial negativo con respecto a su emisor, lo cual se da cuando 7 1 es conductor, es decir, cuando en el terminal 17 del integrado aparecen impulsos positivos. Con ello no sólo se ob­ tiene una nueva amplificación de las señales, sino que, además, se vuelven a invertir en fase, de forma que en colector de 72 se obtienen las señales con la misma fase que en base de 77, es decir, la misma fase que tienen en la salida por el terminal 17 del integrado. Obsérvese ahora, en el esquema en figura 12.3, que cuando 72 conduce se aplica el potencial positivo de 3 V de la fuente de alimentación al divisor de tensión formado por las resistencias f l 5 y ñ 6, las cuales son las de polarización de base del transistor 73. Como consecuencia, cada vez que 72 conduce aparece un potencial positivo en la base de 73 con respecto a su emisor y, como este último es del tipo NPN, entra en conducción. Cada vez que 73 conduce se reduce considerablemente su resistencia interna colector-emi­ sor, por lo que puede afirmarse que los cátodos de los diodos emisores de infrarrojos (D1 a D3) quedan conectados a masa, excitándose y emitiendo luz infrarroja. Esta luz no es, por lo tanto, continua, sino que se produce sólo cuando 73 conduce, es decir, los diodos emiten o no emiten luz según la presencia o ausencia de los impulsos positivos en el terminal 17 del integrado. La señal emitida por el aparato consiste, por lo tanto, en unos destellos de luz no visible (infra­ rrojos), codificados adecuadamente según la orden dada por el teclado al integrado, Para finalizar obsérvese, en la figura 12.3, la presencia, en serie con los diodos emisores de in­ frarrojos, de las resistencias T?s, f l 9 y Rm, necesarias para limitar la corriente a través de los citados diodos.

294

MANDO A DISTANCIA

PREAMPLIFICADOR DEL RECEPTOR DE INFRARROJOS En la figura 1.2.4 se tiene el esquema de un circuito preamplificador de un receptor de mando a distancia por infrarrojos. En él, D I es un fotodiodo tipo BP104, el cual es excitado por las radia­ ciones procedentes de los diodos emisores de luz infrarroja del aparato emisor. Como se puede observar en el esquema, el diodo D1 está polarizado en sentido inverso, tal y como corresponde al funcionamiento de este tipo de diodo, por lo que permanece en estado de bloqueo mientras no se reciba señal alguna procedente del emisor. Cuando la unión del fotodiodo recibe radiaciones infrarrojas, su corriente inversa aumenta de valor, excitando el circuito oscilante LC formado por la inductancia L, y el condensador C2. Este circuito oscilante está sintonizado a la frecuencia portadora del emisor (de 38 kHz). La tensión que aparece en el circuito oscilante LC se aplica, a través del condensador C4, al electrodo de puerta de un transistor de efecto de campo 77. Este transistor hace la función de primera etapa amplificadora y ha de ser FET, ya que, como se sabe, este tipo de transistor pre­ senta elevada impedancia de entrada, lo que permite una eficaz actuación como preamplificador de tensión. Téngase presente que las variaciones de tensión que aparecen en el circuito oscilante son muy pequeñas y, por lo tanto, insuficientes para gobernar eficazmente un transistor bipolar. En el electrodo drenador del transistor T I se obtiene la señal amplificada, con un valor sufi­ ciente para activar la entrada de un amplificador integrado en el TA7063P. Véase, en la figura 12.4, cómo el acoplamiento entre drenador de T I y el terminal 2 del TA700633P es del tipo capa­ citivo (a través de C7). El integrado TA7063P proporciona a la señal una ganancia de unos 40 dB, suficiente para que pueda ser aplicada al circuito detector que sigue.

12.4 Esquema de un preamplificador para receptor de rayos infrarrojos.

295

El terminal de salida de la señal del IC es el 6 (figura 12.4), quedando ésta aplicada a la resis­ tencia Ra. La tensión que aparece en esta resistencia es la que se aplica a la entrada del circuito detector. Una parte importante del circuito es la formada por la polarización automática del transistor de efecto de campo T I , ya que, dado el limitado alcance de las señales Infrarrojas del emisor, el tran­ sistor necesita de un control automático de ganancia; es decir, un circuito que sea capaz de au­ mentar o disminuir automáticamente la ganancia del transistor según sea la distancia física que separa al emisor del receptor (tanta más ganancia cuanto mayor sea la distancia a la que se en­ cuentre el emisor). Para ello se deriva la señal de salida del circuito integrado hacia un detector de nivel formado por los diodos D2 y D3. Estos diodos actúan como rectificadores de la señal alterna de 38 kHz y proporcionan una tensión continua que se aplica al condensador C ,,, cargándolo. Como resulta evidente, la tensión en C,, es tanto mayor cuanto mayor sea la carga que le suministre D3. Obsérvese ahora, en el esquema en figura 12.4, que en paralelo con C n se tiene un par de re­ sistencias (una de ellas del tipo NTC ) que forman un divisor de tensión. La tensión que aparece en R w depende de dos factores: uno, el más importante, consiste en la tensión presente en el condensador C n , es decir, el nivel de señal presente en la salida del am­ plificador; y, el otro en la temperatura ambiente, compensándose así las posibles variaciones de polarización debidas a este factor que se producen en el FET y en el fotodiodo D I . La tensión que aparece en f í ,0 se aplica a la puerta del transistor 7 1 como tensión de polariza­ ción, y, según sea su valor, así será la ganancia que éste proporciona.

DETECTOR Y DEMODULADOR DE PCM La señal obtenida del preampllflcador de la figura 12.4 ya posee nivel suficiente para ser detec­ tada, es decir, para eliminar la portadora de 38 kHz. En la figura 12.5 se puede ver el esquema completo de las etapas detectora y demoduladora de PCM. En lo que respecta al detector de 38 kHz, éste está formado por los diodos D I y D2 y el con­ densador C2. El condensador C, es el de acoplamiento del preamplificador al detector. El funcionamiento del circuito es muy simple, pues consiste en rectificar la señal de 38 kHz procedente del preamplificador, de forma que en C2 sólo aparezcan los Impulsos PCM. A continuación, los impulsos PCM se aplican a la base del transistor 7 1, donde son amplifica­ dos. La señal que aparece en colector de 77 se aplica a la base de 72, donde se somete a una se­ gunda amplificación. En colector de 72 se obtienen, por lo tanto, unos Impulsos PC M Idénticos a los generados en el emisor, pero que no sin/en para el control del aparato, ya que antes han de someterse a una demodulación que los transforme en una señal digital de cuatro bits. La demodulación de los impulsos PC M , es decir, su transform ación en señal digital de cuatro bits, se lleva a cabo en el integrado MS0116AP (figura 12.5). Este circuito Integrado form a con el M S0115AP del aparato emisor un juego com pleto codificador/descodificador de señales PCM . Recuérdese que, en el MS0115AP, los Impulsos digitales de cuatro bits, obtenidos en sus ter­ minales de salida ^ a <¡>B, son aplicados, mediante el teclado, a las entradas /2 o /, obteniéndose los impulsos PCM en el terminal 17 (figura 12.2). En el circuito integrado MS0116AP, el proceso es inverso, es decir, que, al aplicar los Impulsos PCM procedentes del detector al terminal 16 (figura 12.5), aparece una señal digital de cuatro bits en sus terminales 4 a 7. Lógicamente, para llevar a cabo la demodulación se precisa de un oscilador que genere la misma frecuencia que la del emisor. Este oscilador forma parte del MS0116AP, estando su en­ trada en el terminal 2 y su salida en el 3. Para generar la frecuencia de 455 kHz debe conectarse un cristal de cuarzo adecuado entre los terminales 2 y 3 del citado IC.

MANDO A DISTANCIA

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12.5 Esquema de las etapas detectara de 38 kHz y demoduladora de PCM.

Para finalizar diremos que la alimentación del circuito se obtiene a partir de la fuente de 15 V del magnetoscopio, intercalando un circuito regulador formado por el transistor T3, el diodo Zener D4 (con tensión de Zener de 5,6 V, la resistencia R5 y el condensador C4). El condensador electrolítico C3, conectado entre emisor y masa de T3, filtra la posible ondulación que pueda tener la tensión de alimentación a la salida del regulador.

DECODIFICADOR El decodificador de la señal digital demodulada está constituido por el circuito integrado TC4515BP (figura 12.6). 297

12.6 Esquema del circuito decodificador de la señal digital de modulada.

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MANDO A DISTANCIA

A los terminales 1 y 24 de este circuito integrado se aplica el positivo de la tensión de alimenta­ ción de 15 V, mientras que el potencial negativo de masa se aplica ei terminal 12 (figura 12.6). Al terminal 23 se le aplica la señal de salida de control del decodificador procedente del term i­ nal 9 del circuito integrado MS0116AP de la figura 12.5. Cuando la salida en dicho terminal es de nivel alto, la base del transistor 77 de la figura 12.6 re­ cibe potencial positivo con respecto a su emisor y, como se trata de un transistor NPN, pasa al estado de conducción. Al conducir 77, en su colector aparece el potencial de masa, y la base de 72 recibe el mismo potencial que su emisor, quedando este segundo transistor en estado de bloqueo. Con ello, en su colector aparece un potencial positivo que se aplica al terminal 23 del integrado TC4515BP. Si en el terminal 9 del MS0116AP de la figura 12.5 aparece nivel bajo, entonces 77 pasa al es­ tado de bloqueo mientras que 72 pasa a conducir. En colector de 72 aparece entonces el poten­ cial de masa, el cual queda aplicado al terminal 23 del decodificador. Antes de aplicar la señal digital demodulada al decodificador, ésta pasa por un inversor (uno para cada salida de datos). Como es normal, estos inversores están formados por una etapa am­ plificadora transistorizada en montaje emisor común, ya que en este tipo de montaje, como sin duda sabe el lector, la señal de salida queda invertida 180° con respecto a la fase de la señal de entrada. Así pues, en el esquema de la figura 12.6, a cada una de las bases de los transistores inverso­ res se le aplica una de las salidas D„ a D3 del demodulador de la figura 1 2.5, apareciendo dichas salidas invertidas en fase en colector de los transistores. Las entradas de las señales digitales demoduladas son los terminales 2, 3, 21 y 22 del in­ tegrado TC4515BP, mientras que las salidas se efectúan por sus terminales 4, 5, 7, 8 , 9, 10, 17 y 18. Estas salidas se encuentran todas en nivel alto excepto una, la correspondiente a la función que se desea efectuar según la orden recibida desde el emisor. En la tabla 12.1 se relacionan los niveles alto y bajo presentes en cada una de las entradas y salidas del circuito integrado, de acuerdo con la función que se desea ejecutar.

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Avance cuadro a cuadro Imagen fija Reproducción Avance rápido Rebobinado Paro Doble velocidad Triple velocidad

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Tabla 12.1 Estados de las entradas y salidas del integrado TC4515BP, según la función que se desea ejecutar.

Del cuadro anterior se deduce que, según sea la codificación aplicada a la entrada del decodi­ ficador, así pasará a nivel bajo una, y sólo una de sus salidas, la cual es utilizada en la matriz A D /K E para activar el modo de funcionamiento deseado del magnetoscopio. En las líneas que siguen se estudia cómo interviene cada uno de estos niveles de salida bajos del decodificador sobre la matriz A D /K E estudiada en un capítulo anterior de esta obra, ya que, como se dijo, ésta sólo posee tres puertas de entrada (KE1, KE2, KE3), mientras que el decodifi­ cador proporciona ocho tipos distintos de información.

299

/IDEO

300

CIRCUITO DE ACOPLAMIENTO DE LAS ORDENES DEL DECODIFICADOR A LA MATRIZ AD/KE En las últimas líneas del apartado anterior se ha dicho que se precisa un circuito especial para aplicar las ocho órdenes distintas que proporciona el descodificador a las tres entradas KE de la matriz AD/KE. Para ello se recurre a un circuito especial, constituido por ocho puertas lógicas O fí y tres puertas lógicas AN D (figura 12.7).

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12.7 Mediante ocho puertas ORy tres AND se logra que las ocho órdenes (distintas) proporcionadas por el descodificador hagan pasar la órdenes adecuadas de función desde las salidas AD a las tres entradas KE de la matriz.

MANDO A DISTANCIA

Para comprender el funcionamiento de este circuito, en la figura 12.8 se ha dibujado parte de éste, concretamente la que afecta a la función de avance rápido y rebobinado. Combinaciones como ésta se dan en el resto del circuito, pero con tres puertas lógicas OR conectadas a las entradas de sendas puertas lógicas AND, siendo el funcionamiento en todo idéntico al que se va a exponer. Cuando se da la orden de avance rápido, en el terminal 8 del descodificador TC4515BP apa­ rece nivel bajo. Este nivel queda aplicado a una de las entradas de una puerta lógica OR, mientras que la otra entrada de esta puerta recibe la señal de direcciones codificada AD 2 (véase en un ca­ pítulo anterior el funcionamiento del sistema de control). Con ello, en la salida de la puerta OR aparece la señal AD2, la cual queda aplicada a una de las tres entradas de la puerta AND. Esta señal AD2 es, pues, la única que pasa hacia la entrada KE 1 , ya que todas las demás señales que­ dan bloqueadas por estar todas las demás salidas del descodificador en nivel alto. Efectivamente, si se da la orden de avance rápido, ello quiere decir que sólo el terminal 8 del descodificador se encuentra en nivel bajo, estando todos los demás terminales de salida de este circuito en nivel altg. Obsérvese ahora de nuevo la figura 12.7 y se verá que en la salida de cada una de las puertas AN D se tiene conectado el cátodo de un diodo, estando el ánodo conectado a masa, mientras que un segundo diodo está conectado entre la salida de cada una de las puertas AND y el positivo de alimentación, es decir, en estado de bloqueo. Esto supone que si, por ejem­ plo, la salida de la puerta AND de la figura 12.8 se encuentra en nivel bajo, el diodo D9 permanece bloqueado y el D IO conduciendo, por lo que la entrada KE1 recibe nivel bajo. Si la puerta lógica AN D pasa a nivel alto, el diodo D IO se bloquea y la señal A D pasa a la en­ trada K E 1. De todo lo expuesto se deduce que, como sólo aparece nivel alto en la salida de la puerta AND cuando todas sus entradas están en nivel alto, este hecho se produce cuando las dos sali­ das de las puertas OR están en nivel alto. Si una de las dos puertas OR presenta en su salida nivel bajo, como consecuencia de recibir en una de sus dos entradas el nivel bajo del descodificador y en la otra el nivel bajo de la señal AD, este nivel bajo de la señal A D también aparece en la salida de la puerta AN D y queda aplicado a la entrada KE correspondiente.

12.8 Parte del circuito de la figura 12.7, concretamente la correspondiente a las funciones de avance rápido y rebobinado.

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...

Fuente de alimentación

INTRODUCCIÓN Las fuentes de alimentación utilizadas en los magnetoscopios de vídeo no son más complejas que las utilizadas en la televisión en color. Sin embargo, deben tenerse presente algunas particularidades de estos aparatos, ya que, además de alimentar gran diversidad de circuitos electrónicos, alimentan relés y electroimanes y un total de tres a cinco motores de corriente continua de baja tensión. La tensión de funcionamiento de los circuitos electrónicos de la mayoría de los magnetosco­ pios está comprendida entre 9 y 20 V, siendo valores típicos los de 12 y 15 V. Otra particularidad que debe tenerse presente es que estos aparatos han de trabajar con la máxima precisión, por lo que algunas de las líneas de alimentación requieren circuitos electróni­ cos que proporcionen gran estabilidad de tensión y fuerte desacoplamiento. En lo que respecta a los electroimanes, éstos no necesitan que su tensión de alimentación sea muy estable; sin embargo, y debido a la elevada intensidad de corriente que por ellos circula, pre­ cisan que la fuente de alimentación sea capaz de suministrarles elevada potencia. En este caso se utilizan salidas de la fuente de alimentación sin estabilizar de baja impedancia.

CONSTITUCIÓN GENERAL DE UNA FUENTE DE ALIMENTACIÓN PARA MAGNETOSCOPIO Como cualquier fuente de alimentación electrónica, en líneas generales la fuente de alimentación para magnetoscopio se divide en varias partes o etapas (figura 13.1). En primer lugar se tiene un transformador con varios devanados secundarios, cuya misión es reducir el valor de la tensión alterna de la red (normalmente 220 V) a unos valores de tensión al­ terna más bajos, de acuerdo con los valores de tensión continua requeridos para alimentar los di­ versos circuitos del aparato. A continuación, y para cada uno de los devanados secundarios del transformador, se dispone un rectificador que convierte la tensión alterna en continua. Estos rectificadores suelen ser del tipo puente, ya que de esta forma se obtiene una rectificación de onda completa mucho más fácil de alisar que la tensión proporcionada por un rectificador de media onda. Dado que la tensión a la salida de los rectificadores tiene una forma de onda igual a la de los semiciclos positivos de la tensión alterna y, por lo tanto, no es una tensión continua pura, los si-

13.1 Diagrama de bloques de una fuente de alimentación para magnetoscopio.

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VIDEO

gulentes pasos consisten en filtrar y estabilizar la tensión continua obtenida a la salida de los puentes rectificadores (figura 13.1), con lo que se obtiene una tensión continua pura, válida para la alimentación de los circuitos del magnetoscopio. De todas estas etapas, las correspondientes a la transformación de la corriente alterna de la red, rectificado y filtrado, no presentan secreto alguno para el lector, ya que sus diseños no difie­ ren en nada de los circuitos de esta misma especie utilizados en cualquier aparato electrónico. Es la etapa estábilizadora la que, aunque también se trata de circuitos utilizados en otros aparatos, presenta mayor diversidad de diseños, razón por la cual le dedicamos mayor atención. Resulta prácticamente imposible describir en un capítulo todas las posibles fuentes de alimen­ tación que pueden diseñarse para un magnetoscopio de vídeo, por lo que tomamos para nuestro estudio algunos modelos típicos diseñados con transistores y circuitos integrados, lo que permite comprender el funcionamiento de cualquier otro diseño de características similares.

FUENTE DE ALIMENTACIÓN CON ESTABILIZADOR TRANSISTORIZADO En la figura 13.2 se ha dibujado el esquema de una fuente de alimentación típica, para magnetos­ copio de vídeo doméstico, en el que la estabilización de la tensión continua de salida se realiza con transistores. En este esquema se puede comprobar que el primer elemento de la fuente de alimentación es el transformador, cuyo primario queda conectado a la red alterna de 220 V y en cuyos secunda­ rios se obtiene una tensión alterna de 15 V y otra de 34 V, respectivamente. Obsérvese también que en una de las líneas de entrada de corriente al primario, así com o en una de las líneas de sa­ lida de cada devanado secundario, se dispone un fusible de protección. Directamente conectado al secundario de 15 V, es decir, alimentado por una tensión alterna de 15 V, se dispone el calefactor del tambor portacabezales de vídeo. Este componente no nece­ sita tensión continua para su funcionamiento, ya que su finalidad es sólo la de calentar al tambor para eliminar de él cualquier presencia de humedad. Igualmente, y com o es usual, las entradas de c.a. del puente rectificador se conectan directa­ mente al secundario de 15 V del transformador reductor de tensión. En el cátodo del puente se obtiene el positivo, y en el ánodo el negativo, el cual se conecta a masa (figura 13.2). Entre cátodo y ánodo del puente rectificador se dispone un condensador electrolítico C ,, de elevada capacidad, que actúa como filtro de la tensión continua proporcionada por los rectifica­ dores. Con este condensador se obtiene un alisamiento de las crestas de tensión. En el condensador C, se tiene, por lo tanto, una tensión continua que ya puede alimentar algu­ nas partes del circuito. La primera de ellas es el programador, el cual funciona con una tensión continua de 12 V. Llegados a este punto debemos hacer la primera consideración sobre la fuente de alimenta­ ción de un magnetoscopio de vídeo dotado de programador, que no se da en otras fuentes de ali­ mentación, como las utilizadas en radio y televisión: como se aprecia en la figura 13.2, desde la entrada de red hasta la salida del rectificador no existe interruptor alguno, de forma que si el apa­ rato se conecta a la red queda automáticamente alimentado. Cuando el aparato no se utiliza, lo único que interesa que esté en marcha es el programador, ya que éste debe estar continuamente alimentado para poder actuar sobre el magnetoscopio cuando se programe la grabación de un canal de televisión en ausencia del usuario. De acuerdo con esto, la fuente de alimentación suministra continuamente tensión al progra­ mador, mientras que el resto del circuito queda sin alimentación mientras el programador no dé la orden de puesta en marcha. En la práctica, sin embargo, se suele disponer un interruptor general en el primario del trans­ formador, de forma que el usuario pueda desconectar también el programador cuando no desee utilizarlo. De todas formas, lo más normal es que dicho interruptor general esté cerrado y que, por lo tanto, el programador esté continuamente alimentado. Para la alimentación del programador, y como ya se ha dicho, se precisa una tensión continua de 12 V. Esta tensión se obtiene de los bornes de un diodo Zener (diodo D5 en figura 13.2), con lo

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13.2 Fuente de alimentación con estabilizador de tensión transistorizado.

FUENTE DE ALIMENTACIÓN

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VÍDEO

cual se obtiene una estabilización suficiente de la tensión de alimentación del programador. La re­ sistencia R u es la resistencia limitadora de corriente del diodo Zener, y en ella aparece la diferen­ cia de potencial existente entre el condensador y la tensión Zener del diodo. Cuando el programador no da orden de conexión, el relé de puesta en marcha se encuentra aislado de masa, es decir, no hay tensión en él y, como consecuencia, sus contactos permane­ cen abiertos (figura 13.2). Cuando el programador da la orden de puesta en marcha, el relé queda conectado a masa, con lo cual se excita y cierra así los contactos que alimentan a los circuitos del magnetoscopio. El diodo D 6 , en paralelo con el relé de puesta en marcha, tiene por finalidad cortocircuitar los sobreimpulsos de tensión que se producen en el devanado del relé cuando éste se conecta y se desconecta. Efectivamente, el relé es de corriente continua y en estado de excitación, o de desexcitación, por su devanado circula una corriente continua que en nada perjudica a los circuitos del magne­ toscopio. En el caso de estar el relé excitado aparece un potencial positivo en cátodo de D 6 con respecto a su ánodo (conectado a masa), por lo que el diodo permanece bloqueado. En el ins­ tante de la conexión y la desconexión del relé, se induce en su devanado una tensión que se opone a la tensión aplicada. Esta tensión inducida es de signo contrario a la aplicada, por lo que puede perjudicar a los circuitos del magnetoscopio. Sin embargo, y dado que el diodo D 6 está polarizado en sentido de paso para esta tensión inducida, ésta queda cortocircuitada, evitándose su aplicación a los circuitos electrónicos del magnetoscopio. Veamos ahora el funcionamiento de la etapa estabilizadora de tensión, la cual alimenta a los diversos circuitos del magnetoscopio (figura 13.2). En primer lugar se tiene un circuito RC formado por la resistencia R 3 y el condensador C2. En este circuito se produce un alisamiento del posible rizado de la corriente continua rectificada que se aplica al aparato. La tensión que aparece en C 2 se aplica al circuito formado por la resistencia Ra, el transistor NPN T2 y el diodo Zener D7. Con ello, el colector de 72 recibe un potencial posi­ tivo con respecto a su emisor, estando este último a una tensión estabilizada por el diodo Zener con respecto a masa de 6 , 8 V. La misión de 72 es la de amplificador, para controlar al transistor 73, el cual controla al transistor serie 77. Con esta disposición se obtiene una elevada ganancia de 77. Efectivamente, en este circuito, el colector de 72 está conectado a la base de 73 y ambos electrodos están conectados a la línea de alimentación no estabilizada a través de la resistencia Ra, de forma que la ondulación que aparece en la entrada es reproducida en la salida. Por lo tanto, si sube la tensión de entrada, aumenta la tensión de base de 73, el cual se hace más con­ ductor. El aumento de conductividad de 73 supone una disminución de su resistencia colectoremisor, por lo que la base de 77 queda menos polarizada, aumentando con ello la tensión entre colector y emisor de este último transistor. Lógicamente, todo aumento de tensión entre colector y emisor de 77 supone una disminución de la tensión de salida, ya que el transistor 77 está en serie con los circuitos del magnetoscopio y, por lo tanto, forma un divisor de tensión con ellos. De lo expuesto se deduce que cualquier aumento de la tensión de entrada, por pequeño que sea éste, produce de forma automática un aumento de la tensión colector-emisor de 77 y, como consecuencia, una disminución, en el mismo valor absoluto, de la tensión de alimentación de los circuitos del magnetoscopio. Obsérvese asimismo, en el esquema de la figura 13.2, que la base de 72 está polarizada me­ diante el divisor de tensión formado por las resistencias f l6, R, y R8. Ello supone que cualquier au­ mento de la tensión de salida eleva la tensión positiva aplicada a la base de 72 con respecto a su emisor, es decir, que si aumenta la tensión de salida 72 se hace más conductor. Si 72 se hace más conductor, aumenta la intensidad de corriente en fí 4 y la base de 73 se hace más negativa. Como consecuencia de esto, 73 se hace menos conductor y entre colector y base de 77 se produce una mayor diferencia de potencial, es decir, la base se hace menos posi­ tiva con respecto al em isory 77 conduce menos. El resultado final es un aumento de la tensión colector-emisor de 77 y, como consecuencia, una disminución de la tensión de salida.

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FUENTE

El condensador electrolítico C3, conectado entre emisor de 17 y base de T2, aumenta nota­ blemente la capacidad del circuito para eliminar perturbaciones de alta frecuencia. Todo lo expuesto en las líneas anteriores es válido para el caso de una disminución del valor de la tensión de entrada, con la única diferencia de que en este caso dicha disminución produce un aumento de la conductividad de T I y, por lo tanto, una disminución de su tensión colector-emisor, lográndose así que aumente, en la misma proporción, el valor de la tensión de salida. El valor de la tensión de salida puede ser ajustado en este circuito por medio del potencióme­ tro R?, ya que según sea la posición de su cursor así será la polarización, más o menos positiva, que adquiera la base de 72 con respecto a su emisor. Téngase a este efecto en cuenta que la base de 77 se polariza a través del cursor de R 7 con una fracción de la tensión de salida, por lo que si se varía el valor de dicha fracción ello repercute sobre el valor de la tensión de salida. En la línea de salida se obtienen, pues, +12 V estabilizados, válidos para la alimentación de los circuitos del magnetoscopio. Mediante resistencias de valor adecuado se puede reducir este va­ lor de tensión para los circuitos que precisen de menor tensión de alimentación; en el caso de la figura 13.2 se puede ver, como ejemplo, la obtención de una tensión de +9 V estabilizados para la alimentación del modulador del RF, y de otra de +5 V para la alimentación de la lámpara piloto. Para finalizar con el estudio del circuito de la figura 13.2, obsérvese que la tensión alterna de 34 V, obtenida de un segundo devanado secundario del transformador de alimentación, es rectifi­ cada por un segundo puente de diodos. La tensión continua obtenida se filtra en un condensador electrolítico y se aplica a un diodo Zener de 33 V. Esta tensión, que no precisa ser estabilizada en mayor medida, es la que alimenta al sintonizador de UHF. Como en el caso anterior, el sintonizador de UHF sólo es alimentado cuando el programador da la orden de puesta en marcha, momento en el cual se accionan los contactos del relé que cie­ rran la línea de alimentación del sintonizador.

FUENTE DE ALIMENTACIÓN CON ESTABILIZADOR INTEGRADO El desarrollo de estabilizadores de tensión integrados ha permitido simplificar enormemente el di­ seño de fuentes de alimentación, razón por la cual hoy en día todas las fuentes de alimentación estabilizadas lo hacen con uno de estos circuitos integrados, los cuales, además, presentan la ventaja de ser cortocircuitables. Una fuente de alimentación para magnetoscopio, de diseño muy sencillo gracias a la utiliza­ ción de dos estabilizadores de tensión integrados, es la que se muestra en la figura 13.3 y cuyas peculiaridades se exponen en las líneas que siguen. Como se puede comprobar en el esquema de la figura 13.3, antes de aplicar la tensión de la red al primario del transformador de alimentación, se hace pasar la corriente por las inductancias L,, cuya finalidad es desacoplar los parásitos radioeléctricos de la línea, ya que estas inductan­ cias presentan una fuerte oposición a toda señal eléctrica de RF. Una vez bloqueado el paso de las señales radioeléctricas que pudiera contener la red de ali­ mentación, la tensión de red se aplica al primario del transformador de alimentación. En él, la ten­ sión alterna de red se reduce de valor en sendos devanados secundarios. La rectificación de las tensiones de los dos secundarios se realiza mediante puentes rectifica­ dores de onda completa. El puente rectificador superior de la figura 13.3 proporciona una tensión continua de +9 V, la cual se somete a un filtrado en el condensador electrolítico C5, de elevada capacidad (3.300 pF). El puente rectificador inferior proporciona una tensión continua de +13 V, la cual es filtrada por el condensador electrolítico C 12 (de igual capacidad que el anterior). Obsérvese la presencia de un tercer puente rectificador, formado por dos diodos en una sola cáp­ sula (puente MC921). Este rectificador recibe tensión alterna desde el segundo secundario del trans­ formador. Su salida proporciona una tensión continua de +20 V, filtrada por el condensador electrolí­ tico C ,,, de 22 pF, y cuya finalidad es proporcionar tensión al detector de fallo de suministro de la red. El reloj del temporizador necesita una señal de 50 Hz. Esta señal se obtiene de uno de los ter­ minales del devanado secundario S2 a través del condensador de acoplamiento C 14, de 1 pF. Ob-

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13.3 Esquema de una fuente de alimentación para magnetoscopio con estabilizadores de tensión integrados.

sérvese, en la figura 13.3, la conexión de este condensador entre una de las entradas de c.a. del puente rectificador inferior y la salida hacia el reloj del temporizador. En lo que respecta a los circuitos estabilizadores integrados diremos que el superior propor­ ciona una tensión de salida de +9 V, mientras que el Inferior proporciona una tensión de +13 V, ambas para la alimentación de los circuitos del magnetoscopio. Ambos estabilizadores integrados tienen su entrada por los terminales 3 (positivo) y 1 (masa), mientras que la salida estabilizada se encuentra entre el terminal 2 (positivo estabili­ zado) y 1 (masa). Para finalizar obsérvese, en la figura 13.3, la presencia de un condensador electrolítico de filtro, de 47 F, conectado a la salida de cada estabilizador, es decir, entre sus terminales 2 y masa. Existen, indudablemente, fuentes de alimentación más elaboradas que la descrita (p. ej., con tres estabilizadores de tensión integrados para proporcionar un mayor número de tensiones de alimentación); sin embargo, todas ellas están basadas en el circuito descrito, por lo que no cree­ mos necesario insistir en este tema.

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FUENTE DE ALIMENTACIÓN

FUENTES DE ALIMENTACIÓN CONMUTADAS Las fuentes de alim entación conm utadas tienen las ventajas de una mayor eficiencia y una menor disipación de calor con respecto a las fuentes de alimentación clásicas. Estas dos ventajas, así como la facilidad de su diseño gracias a la cada vez mayor oferta de circuitos integrados, hacen que cada día sean más utilizadas. En la figura 13.4 se ha dibujado el esquema de una fuente de alimentación conmutada, con­ cretamente la primera que se utilizó en un magnetoscopio y que fue diseñada por la firma Sony. En primer lugar diremos que para el funcionamiento de este tipo de fuente de alimentación se precisan circuitos especiales, los cuales están en partes integrados. En el caso del circuito de la figura 13.4 se utiliza el integrado TL494CN. El integrado TL494CN genera una onda cuadrada cuya finalidad es la de hacer pasar rápida­ mente los transistores de potencia T1 y 72 del estado de conducción al de bloqueo. Para ello se tiene un circuito oscilador integrado (figura 13.4), cuya señal se aplica a un circuito, también inte­ grado en la misma cápsula, cuya finalidad es la de ajustar la relación marca/espacio. A continua­ ción se somete la onda cuadrada a una etapa amplificadora (que también forma parte del citado IC), con el fin de darle amplitud. La onda cuadrada obtenida en la salida del circuito integrado se aplica al primario del transfor­ mador TR2 (figural 3.4), induciéndose en sus dos devanados secundarios unos picos de tensión simétricos que se aplican entre base y emisor de los transistores T I y 72. Por tratarse estos transistores del tipo NPN, entran en conducción cada vez que sus bases re­ ciben potencial positivo con respecto a emisor, y se bloquean cuando se invierte la polaridad de la tensión alterna que les suministran los devanados secundarios. Veamos ahora la finalidad del circuito descrito para obtener una tensión continua de valor mu­ cho más constante que el obtenido con un rectificador convencional. En primer lugar obsérvese, en el esquema de la figura 13.4, la presencia de un puente de diodos, el cual rectifica directa­ mente la tensión alterna de la red. Esta tensión rectificada se aplica a unos condensadores elec­ trolíticos C ,, C 2 y C3, cuya finalidad es, como en cualquier otra fuente de alimentación, la de alisar la forma de onda de la tensión alterna rectificada. El potencial presente en C, se aplica entre colector de 17 y emisor de T2 con la polaridad adecuada al tipo de transistor utilizado; el potencial que aparece en el condensador C 2 se aplica entre colector y emisor de 77 y, finalmente, el potencial que aparece en C3 se aplica entre colector y emisor de 72. Cuando el transistor 77 está bloqueado, el condensador C 2 se carga al valor de tensión dado por el puente rectificador; mientras que, cuando 77 está conduciendo, el condensador C 2 se des­ carga a través de él y, como consecuencia, circula una corriente por el primario del transformador TR1 , conectado entre emisor y electrodo negativo de C2. Lo mismo sucede con el condensador C3 y el transistor 72, con la particularidad de que en este caso el primario de TR1 está conectado entre colector de 77 y electrodo positivo de C3. De todo lo expuesto se deduce que: 1.° Cuando 77 conduce, la corriente circula por el devanado primario de TR1 en un sentido, mientras que cuando conduce 72 lo hace en sentido opuesto. 2.° Dado que las bases de 77 y 72 reciben alternativamente potencial positivo con respecto a emisor, cuando 77 conduce 72 está bloqueado, y viceversa. 3.° Como consecuencia de esto, por el primario de TR1 circula una corriente alterna cuya fre­ cuencia es igual a la de la onda cuadrada proporcionada por el IC. Sin duda, el lector se preguntará cuál es el motivo de que se diseñe un circuito tan complejo cuyo único fin es volver a obtener una tensión alterna a partir de una tensión continua obtenida de la rectificación de una tensión alterna. Pues bien, la respuesta es bien simple: como se sabe, la frecuencia de la c.a. de la red es de 50 Hz. A la salida de los rectificadores en puente se obtienen los semiciclos positivos de dicha c.a., cuya periocidad es de 1 0 0 semiciclos por segundo (doble de la frecuencia alterna de la red por tratarse de un rectificador de onda completa). Para alisar es­ tos semiciclos se utilizan condensadores, lo cuales han de ser de muy elevada capacidad dado el

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13.4 Esquema de una fuente de alimentación conmutada.

+ T2V

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FUENTE DE ALIMENTACIÓN

bajo valor de la frecuencia de los semiciclos rectificados. Recuérdese que, cuanto mayor es la ca­ pacidad de un condensador, mayor es la energía eléctrica que pueden almacenar y, por lo tanto, mayor es el tiempo de su descarga, sobre el circuito que alimenta, dada por el producto RC. Cuanto mayor es la capacidad del condensador de filtro rnayor es, por lo tanto, el tiempo en que se mantiene la tensión en él; sin embargo, por grande que sea dicha capacidad, siempre se tiene una descarga que se traduce en una disminución de la tensión de alimentación. Como con­ secuencia de todo ello, la forma de onda en el condensador presenta un curso como el que se muestra en la figura 13.5 que, como se puede comprobar, no es perfectamente continua.

13.5 Forma de onda en el condensador de filtro.

Son dos las formas mediante las cuales se puede obtener un mayor alisamiento de la tensión continua de salida: 1,° Utilizando elevadas capacidades. Esto a su vez puede conseguirse empleando el con­ densador de mayor capacidad que pueda encontrarse en el comercio, o bien dispo­ niendo una batería de condensadores en paralelo. 2 ° Aumentando de forma considerable la frecuencia de la c.a. rectificada, puesto que cuanto mayor sea dicha frecuencia con más rapidez se producen las cargas del condensador y menos tiempo tiene éste para descargarse. De los dos métodos expuestos, el primero presenta la desventaja de que, cuanto mayor sea la capacidad del (o los) condensadores de filtro, mayor es el volumen de éstos, por lo que se tiene un problema de espacio. El segundo sistema es el que utiliza las fuentes de alimentación conmutadas, de forma que se obtienen en la salida del rectificador unas pulsaciones de c.c. de elevada frecuencia y, por lo tanto, fáciles de alisar por capacidades de bajo valor. Se ha demostrado, pues, por qué en las fuentes de alimentación conmutadas se utiliza una primera conversión de la c.a. de la red en c.c. y una segunda conversión a alterna. Esta segunda corriente alterna, de mayor frecuencia, es la que, previa rectificación, sirve para la alimentación de los circuitos del magnetoscopio. Volviendo al esquema en figura 13.4, se observa en él cóm o el paso alternativo en uno y otro sentidos por el devanado primario de TR1 induce en el secundario una tensión alterna de igual frecuencia, pero de menor valor nominal. Este devanado secundario posee toma central y, en cada uno de sus terminales extremos, se dispone un diodo rectificador (D I y D2). Con ello se consigue una rectificación de onda completa mediante sólo dos diodos rectificadores, tal y como es usual en este tipo de montaje cuando el secundario posee toma central. Los semiciclos positivos de la c.a. rectificada, que se obtienen en los cátodos de D I y D2, se generan, por lo tanto, a elevada frecuencia, por lo que el sistema de filtrado resulta sencillo. Así, la linea supenor de +12 V en figura 13.4 está sometida a un filtrado que se lleva a cabo mediante un filtro paso bajo LC. La inductancia L, presenta una fuerte oposición al paso de las ondulaciones de alta frecuencia de la corriente de salida de los rectificadores, mientras que deja pasar con facilidad la c.c. El condensador C4, por el contrario, se carga y descarga con las varia­ ciones de tensión que aún puedan estar presentes a la salida de la bobina y, con ello, lleva a cabo un segundo alisamiento de la tensión de alimentación.

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La línea inferior de +12 V cumple diversas funciones relacionadas con la fuente de alimentación. En primer lugar se tiene un filtro formado por la inductancia L 2, el condensador C 5 y la resisten­ cia f í ,. Este circuito filtra la tensión rectificada y alisa la corriente continua de alimentación. A continuación se tiene un divisor de tensión formado por las resistencias fí 2 y ft3, el cual pro­ porciona una fracción de la tensión de salida al integrado TL494CN. En él se tiene un circuito de protección contra sobrecorriente y cortocircuitos, de forma que, si se produce cualquiera de es­ tas circunstancias, el integrado deja de proporcionar impulsos rectangulares y la fuente de ali­ mentación deja de actuar. Finalmente, en la figura 13.4, se puede ver la presencia de una resistencia de ajuste dispuesta entre la línea de +12 V y masa. Del cursor de esta resistencia se toma una fracción de la tensión de +12 V y se aplica al circuito de variación de la relación marca/espacio de la onda cuadrada ge­ nerada en el integrado, proporcionando así una estabilización de la tensión de salida. Cualquier aumento o disminución de la tensión continua de +12 V da lugar a una variación del ancho de los impulsos de la onda cuadrada, haciendo con ello que los transistores 77 y 72 dejen pasar o bloqueen durante más tiempo la corriente que circula por el devanado primario de TR1 y, de esta forma, aumenta o disminuye el valor de la tensión continua de salida hasta alcanzar su va­ lor nominal exacto. Por tratarse de un bucle, este control del valor de la tensión continua de salida se realiza de forma continua y automática. Para la puesta en marcha del magnetoscopio mediante el programador se utiliza el circuito formado por el transistor 73, el diodo D3 y el condensador C6. Obsérvese, en la figura 13.4, que el transistor T3 es del tipo PNP, por lo que necesita un potencial negativo en su base con respecto a su emisor para entrar en conducción. Este potencial negativo de base lo proporciona el progra­ mador del aparato. El condensador C 6 tiene por finalidad proporcionar un arranque suave del sistema, ya que la tensión colector-emisor del transistor es igual a la tensión presente en dicho condensador. El transitor 73 hace las funciones de relé de puesta en marcha. Indudablemente, un circuito como el expuesto no puede ponerse en marcha si no se alimenta adecuadamente, pero esta alimentación no puede obtenerse de las líneas de alimentación, ya que éstas están con corriente sólo cuando el circuito funciona. Para solucionar este problema se recu­ rre al circuito de la parte inferior del esquema de la figura 13.4, se describe en las líneas que siguen. En primer lugar se observa la presencia de un transformador 7R3, cuyo devanado primario está directamente conectado a la red de alimentación. En el secundario de este transformador se obtiene una tensión alterna de 20 V. Esta tensión alterna se somete a una rectificación (no dibujada en el esquema) y a una estabili­ zación por el sistema ya expuesto en el apartado anterior. Uno de los estabilizadores de tensión proporciona, de forma permanente, una tensión conti­ nua de alimentación de +12 V al reloj del temporizador, al mezclador/compensador, a un converti­ dor de c.c./c.a. y al integrado TL494CN para su alimentación y puesta en marcha. En el convertidor de corriente continua a corriente alterna se obtiene una tensión alterna de 2,5 V que es utilizada para el sincronismo del reloj del temporizador. El otro estabilizador suministra una tensión continua de +30 V al reloj y temporizador. Un problema que se presenta en los magnetoscopios dotados de programador es que, en caso de fallo en el suministro de la energía eléctrica, el reloj queda parado y, por lo tanto, no da or­ den de puesta en marcha en el momento deseado por el usuario. Para evitar esta circunstancia se dispone un pequeño acumulador de Ni-Cd, el cual está permanentemente cargado gracias a la fuente de alimentación cuando hay tensión de red. En caso de fallo de la alimentación, este acumulador alimenta al reloj del programador hasta que el fluido eléctrico se restablece. Lógicamente, un acumulador de estas características no puede suministrar demasiada energía durante largo tiempo, por lo que su actuación se limita a alimentar exclusivamente al reloj y al conta­ dor del programador, quedando fuera de funcionamiento todo aquello que no resulte Imprescindi­ ble, como es, por ejemplo, la alimentación de los disptays del programador. Así pues, en caso de fallo en el suministro de energía eléctrica, los disptays del magnetoscopio quedan apagados, resta­ bleciéndose automáticamente su iluminación en el instante de restablecerse el fluido eléctrico.

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Abreviaturas

AGC

A utom atic Ganance Control. Control

automático de ganancia. AFC AM APC AV BPF C c.a. CAC CAG c.c. CCIR

A utom atic Frequence Control. Control

automático de frecuencia. Amplitud modulada.

PAL

A utom atic Phase Control. Control automático

PB PBA/V

de fase. Audio-Vídeo. B and Pass Filter. Filtro paso banda.

Croma. Señal de croma. Corriente alterna. Control automático de color. Control automático de ganancia. Corriente continua. International Radio Consultative Com m itee.

Cl CTL CUE DOC

Comité Consultivo Internacional de Radio. Circuito integrado. Cabezal de control. Señal de referencia. D rop-O ut Com pensator. Compensador de

DTF

drop-outs. Dynam ic Track Follow ing. Seguimiento

dinámico de pistas. EE FBAS f.e.m. FET FG Fl FM GND Hi-Fi HF HSS IC ID JVC

LED MOS

Electric-to-Electric. Eléctrico a eléctrico.

Señal compuesta de vídeo. Fuerza electromotora. Field Effect Transistor. Transistor de efecto de campo. Frequency Generator. Generador de frecuencia. Frecuencia intermedia. Frencuencia modulada. Ground. Masa. High Fidelity. Alta fidelidad. High Frequency. Alta frecuencia. Horizontal Sync Signal. Señal de sincronismo horizontal. Integrated Circuit. Circuito integrado. Impulsos de identificación. Japan Víctor C om pany.

PCB PCM PG PLL

Light Em itter Diode. Diodo emisor de luz. M etal-O xide-S em iconductor.

Metal-óxido-semiconductor. Phase Alternating Une. Línea de fase alterna. Playback. Reproducción. Playback/Video- to- Video. Reproducción, vídeo a vídeo. Printed C ircuit Board. Tarjeta de circuito impreso. Pulse C ode M odulation. Modulación por impulsos codificados. Pulse Generator. Generador de impulsos. Phase-locked loop. Lazo de fase enganchada. Phase Shift. Fase rotacional. Record. Grabación.

PS REC REC/EE R ecord/E lectric-to-E lectric. Grabación/Eléctrico a eléctrico. RF Radiofrecuencia. Revoluciones por minuto. rpm. Super Video Hom e System . Super sistema S-VHS doméstico de vídeo. Super Video Recording. Super grabador SVR de vídeo. Ultra High Frequency. Ultra alta frecuencia. UHF Voltage C ontrol O scilator. Oscilador veo controlado por tensión. Video C assette Recorder. Grabador de vídeo VCR en casete. VCR-LP Video C assette R ecorder-Long Play. Grabador de vídeo de larga duración en casete. Very High Frequency. Muy alta frecuencia. VHF Video H om e System . Sistema doméstico VHS de vídeo. Oscilador de cristal controlado por tensión. VXO Luminancia. Señal de luminancia. Y Lum inance Low -Pass Filter. Filtro paso bajo YLPF de luminancia.

313

índice

Etapas de grabación y reproducción de la señal de vídeo en los magnetoscopios VHS

Capítulo 1 Sistemas de videograbación Introducción Evolución histórica del video Características diferenciales entre los sistemas V-2000, Beta, VHS y S-VHS Diferencias entre los sistemas VHS y S-VHS

7 7 Capítulo 5 Sintonizador y m odulador de RF 10 12

Capítulo 2 Cintas m agnéticas para VHS Introducción Estructura de una cinta de video Soporte Cualidades que debe reunir un soporte para cinta magnética Resistencia mecánica Estabilidad frente a los cambios de temperatura Resistencia al desgarre Estabilidad dimensional Capa magnética Características técnicas de la capa magnética Propiedades magnéticas Propiedades mecánicas Propiedades eléctricas Características mecánicas de las casetes del sistema VHS Conservación de las cintas de video

15 15 16 16 17 17 17 17 18 19 21 21 28 30

Capítulo 3 Exploración y arrastre de la cinta Introducción Señal de vídeo compuesta Distribución de pistas en el sistema VHS Arrastre de la cinta en el sistema VHS

31 32 45 46

Capítulo 4 Partes constituyentes de un m agnetoscopio de vídeo VHS Introducción Etapas de RF en los magnetoscopios VHS

55

51 51

Introducción Etapa amplificadora de RF (booster) Sintonizador de UHF y VHF Alimentación de los diodos de capacidad variable del sintonizador Modulador de RF Ejemplo de circuito de RF de un magnetoscopio

61 61 66

75 76 81

Capítulo 6 Procesado de la señal de video en grabación Introducción Demodulador Conceptos generales sobre el proceso de la señal de vídeo en grabación Límite de respuesta de los cabezales de grabación/reproducción de la señal de video Señal de vídeo modulada en frecuencia Sistema básico de grabación de la señal de luminancia Circuito de CAG Filtro paso bajo Circuito de preénfasis Circuito recortador del nivel de blanco y negro Modulador de FM Etapa limitadora Sistema básico de grabación de la señal de croma Detector de croma Control automático de color Mezclador principal Filtro paso bajo Amplificador de la señal de croma reducida Modulación cruzada Sistema de color VHS

83 83 85

86

89 91 92 93 93 95 96 103 104 107 108 109 110 110 110 112

315

VÍDEO

Etapas excitadoras de los cabezales Transformador giratorio Ejemplos de circuitos integrados para el procesado de las señales de luminancia y crominancia en videograbadores del sistema VHS

117 118

120

Capítulo 7 Procesado de la señal de vídeo en reproducción Introducción Etapas de luminancia Preamplificadores de las señales de luminancia y croma Separación de las señales de luminancia y croma Ecualizador Compensador d e «d ro p -o u ts» Limitador doble Demodulador de FM Detector de línea retardada Demodulador contador de impulsos Eliminador de ruidos Realce de la imagen Línea de retardo de luminancia Etapas de croma Etapas de cro m a e n e l sistema VHS Control automático de color (CAC) Conversos principal Eliminador de la diafonía AFC y APC Línea de retardo 2H Puerta de b u rst Detectores de fase Oscilador de cuarzo controlado por tensión (VXO) Detector de Killer Impulsos de identificación Mezclador Y -C Ejemplos de circuitos integrados para el tratamiento de la señal de croma y luminancia

131 132 136 141 141 142 146 149 150 152 155 156 160 160 161 162 163 164 166 168 170 171 174 176 178 179 181

Capítulo 8 Servosistem as Conceptos generales sobre el servosistema Localización de los generadores de señal en el tambor portacabezas y en el cabestrante Continuación del servo en un aparato de vídeo Servo del cabrestante en los videos del sistema VHS Generador de la señal de referencia Disparador S chm itt Divisor de frecuencia Impulsos de consulta (sampling)

316

Amplificador de los impulsos del generador del cabrestante Circuito formador de impulsos Comparador de fases Circuitos de control del discriminador y del motor de arrastre de la cinta Conmutador electrónico Diagramas de tiempos del servo del cabrestante Servo del tambor portacabezales Etapas de tratamiento de la señal de vídeo Amplificador de los impulsos de control Etapas para la obtención de la señal de referencia Generador de la señal de comparación y conmutación de cabezales Inversor de grabación y conmutación de diodos Etapas para la obtención de los impulsos de consulta Etapas no lineal, limitadora y adaptadora de impedancias Amplificador del discriminador y del motor de arrastre del tambor

197 198 199 201

204 205 210 214 216 216 219 220 222

223 227

Capítulo 9 Control del sistem a Introducción Funciones que se llevan a cabo en un sistema de control Circuito de control de un magnetoscopio VHS Microprocesador para el control de un vídeo VHS Conexión del teclado Funcionamiento de la función «EJECT» Funcionamiento del solenoide de apertura de portezuela y del motor de la casete Conexión de los sensores al microprocesador Control de solenoides Control de los motores Control de potencia y del temporizador Circuito IDF Circuito indicador de funciones Funcionamiento mecánico del sistema Temporizador

229 229 231 235 239 240 242 244 249 249 252 253 255 257 259

185 186 188 192 193 195 196 196

Capítulo 10 Técnicas de cámara lenta e imagen parada Introducción Soluciones para evitar el ruido en la reproducción en cuadro fijo Circuito de imágenes falsas (trick m otion) Generador de falsos impulsos de sincronismo vertical para velocidad mitad

263 265 267 268

ÍNDICE

Generador de falsos Impulsos de sincronismo vertical para doble velocidad Generador de la tensión de alimentación del motor del cabrestante Funcionamiento cuadro a cuadro Gobierno del motor del cabrestante Generador de frecuencias del cabrestante Grabación con cabezales de vídeo de distinto ancho

270

Circuito de borrado Grabación estereofónica

272 274

Capítulo 12 M ando a distancia

275 276 277

Capítulo 11 Etapas de audio Introducción ' Tratamiento de la señal de audio durante la grabación Oscilador de borrado Regulador de nivel Ecualizador de grabación Ajuste de la corriente en el cabezal de grabación/lectura de audio Tratamiento de la señal de audio durante la reproducción Silenciador (muting)

/

Introducción Emisor de infrarrojos Preamplificador del receptor de infrarrojos Detector y demodulador de PCM Decodificador Circuito de acoplamiento de las órdenes del decodificador a la matriz A D /K E

285 286

291 292 295 296 297 300

279 Capítulo 13 Fuente de alim entación 279 281 282 283 284 284 285

Introducción Constitución general de una fuente de alimentación para magnetoscopio Fuente de alimentación con estabilizador transistorizado Fuente de alimentación con estabilizador integrado Fuentes de alimentación conmutadas

303 303 304 307 309

317

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220 K

10.6 Circuito generador de falsos impulsos de sincronismo vertical.

VIDEO V ÍDEO

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9.1 Circuito de control de un magnetoscopio VHS.

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Diagrama de bloques del IC TDA9715H/A procesador de las señales de luminancia y croma en magnetoscopios del sistema VHS. 6 .4 2

FILTRO PASO BANDA

+10V

SALIDA CROMA A CINTA

Diagrama de bloques del ICTDA3760 para el procesado de la señal de croma en magnetoscopios del sistema VHS. 6.38

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PB CK 0 PB MEZCLADOR DE SUBPORTADORA

ENTRADA DE TENSION SELECTOR GRAB/REPRO

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SALIDA SEÑAL DE CROMA (4,43 MHz;

24

SALIDA SEÑAL CROMA A +V

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DETECTOR DE AMPLITUD

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II PUERTA DE BURST

17

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TENSIÓN DE REFERENCIA

8

ESTABILIZADOR DE TENSIÓN

9

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* DETECTOR DE TENSION UMBRAL

DETECTOR DE TENSION UMBRAL

4,43 MHz (VCO)

BK

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IMPULSO DE PUERTA DE BURST

RETARDO EN SUPRESIÓN DE COLOR

CONEXIÓN DE FASE RÁPIDA

/ i IMPULSOS DE ALMENA

FILTRO PASO BANDA

DE SUBPO R TAD O R A

12

16 5,06 MHz

M EZCLADOR

TENSIÓN DE ENTRADA DEL MEZCLADOR DE SUBPORTADORA (627 kHz)

VÍDEO

5.14 Esquema completo del conjunto conmutador de canales, conmutador de bandas, botonera, sintonizador y amplificadores de Fl de imagen y sonido de un magnetoscopio.

C S IW S W WNEfíP-CON CANAl OOWN

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SALtDA OE S&jAL

HACIA LA ANTENA DEL SINTONIZADOR DEL VCR

5. 13 Esquema completo del conjunto mooulador de RF-booster.

V ÍDEO

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Esquema completo de un sintonizador VHFAJHFpara magnetoscopio.

5.5

V ÍDEO

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II 8.2 n

11.1 Esquema del módulo de sonido de un magnetoscopio del sistema VHS.

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