Enciclopedia Del Técnico en Electrónica – Tomo 5 – Ceac

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TELEVISION DIGITAL , Y POR SATELITE Tecnología de los receptores de televisión digitales y digitalizados

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TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉLITE Tecnología de los receptores de televisión digitales y digitalizados ll

Está previsto que las emisiones de televisión digital sustituyan a las actuales emisiones de televisión analógica en un futuro no muy lejano. Las enorrnes ventajas de la televisión digital sobre la analógica así lo exigen, si bien aún quedan algunos puntos por mejorar en las transmisiones digitales terrestres. Por lo tanto, es imprescindible que los técnicos en electrónica adquieran ya aquellos conocimientos que les permitan entrar con éxito en la nueva era de la televisión. Este libro será, sin duda un buen punto de partida. 1

Aunque el libro se desarrolla centrando la atención en los nuevos circuitos digitales de recepción y tratamiento de las señales de televisión por satélite, cable y terrestre, se incluye también el estudio de los circuitos de control,

•

teletexto, etc., dado que son circuitos digitales .

edicionesceac

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TELEVISION DIGITAL , Y POR SATELITE Tecn ología de los receptores de televisión digitales y digitalizados

1

Francisco R u iz Vassallo

edicionesceac

1

Es una publicación de:

grupo edrtorial ceac

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Diseño de cubierta: Alós Comunicació Grafica S.L. llustración de eubierta: Satélite de Comunicaciones
l: edici6n: marzo, 2002

•

SISTEMAS DE 1V ESTÉREO/DUAL

Contenido

7

1

Sistemas de lV estéreo/dual

2

Teletexto

43

3

Control digital

61

4

Control local y remoto

89

5

Presentación de datos en pantalla (OSD)

107

6

Fundamentos de la televisión digital

119

7

Televisión digital terrestre

145

8

Televisión digital vía satélite

155

9

Televisión digital por cable

161

10

El receptor de televisión digital

167

11

Televisión digitalizada

195

12

Reflectores parabólicos para antenas de televisión vía satélite

229

13

Unidad exterior

251

14

Unidad interior

269

15

Señales de prueba ITS

301

•

Abreviaturas

311

indice

315

5

Sistemas de TVestéreo/dual

INTRODUCCIÓN A lo largo de la historia de la televisión todos los esfuerzos tecnológicos y de investigación se centraron principalmente en 19 obtención .de mejores imágenes: mejor definición, mayores dimensiones, color, etc. El sonido, sin embargo, no fue motivo de estudio ya que al tran.smitirse modulando una portadora en frecuenci.;i (FM) resultaba de excelente cali.dád. Desde hace ya algunos años, se han centrado muchas de las investigaciones en la obtención de un sonido estereofónico de extraordinaria calidad, para lo-cual se han desárrollado varios sistemas, con más o menos éxito, pero que han conducido a una sustancial mejora del sonido. Con la nueva técnica de emisión estereofónica, la señal de televisión está compuesta por la señal de vídeo y por dos canales de audio para el soni.do estereofónico, uno de los cuales ocupa el puesto anteriormente ocupado por la señal mono de audio, de forma que pueda ser compatible con los receptores monotónicos. Lógicamente las señales de audio estereofónicas sólo pueden ser tratadas por .un receptor preparado para recibir este tipo de emisión, lo cual no quiere decir que el sistema no sea compatible con un receptor monotónico, ya que ello es una de las exigencias que se le piden al sistema. Así, al igual que las emisiones eñ color pueden ser recibidas por un televisor monocromático y las emisiones en blanco y negro por un receptor en color, en el caso de las emisiones estereofónicas, éstas pueden ser recibidas por un rec~ptor monotónico y las emisiones monotónicas por un receptor estereofónico, aunque cada uno de ellos trate la señal de acuerdo con el diseño de sus circuitos de audio. Así pues, sólo el receptor de televisión estereofónico es capaz de decodificar las señales de aLJdio que a él lleguen y proporcionar 1$ sensación estereofónica, dejando de suministrarla cuando recibe señales en mono. El receptor monotónico siempre proporciona sonido monofónk;o, sea cual sea el tipo de señal que reciba. El atractivo de la emisióñ estereofónica no se limita a proporcionar al espectador la sensación de ester.eofonía. Existeñ otras posibilidades en ·este tipo de emisión que la hacen sumamente interesante y que, sin duda, también han influido en su éxito: nos referimos a la posibiJidad de emitir programas en dos idiomas (sistema dual). Así, es posible la emisión de un canal con la información en la lengua original, para aquellos que la conozcan y deseen ser los protagonistas de su traducción, y el otro canal en la lengua propia del país donde se emite, para los que no conozcan el idioma original. En este caso 1$ emisión no es estereofónica, ya qu@se consideran como dos emisiones monotónicas independientes.

SISTEMAS DE TELEVISIÓN ESTEREOFÓNICA Son varios los sistemI3.S que se han ideado para las transmisiones estereofónicas. Cada país ha. elegido el suyo propio e incluso en algunos coexisten más de un sistema. Los sisten1as más importantes utilizados en televisión son:

El sistema japonés FM-FM. El sistema alernán Zweiton, o de dos portadoras. El sistema británico NICAM 728.

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉUTE

Los dos primeros son analógicos y el tercero digital. Existe otro sistema digital, el ADM (Modulación Delta Adaptativa), desarrollado por los laboratorios DOl.BY el cual, pese a sus ventajas con respecto al NICAM 728 no ha sido adoptado por la UER, posiblemente por la simllrtud entre el sistema NICAM 728 con el sonido de los sistemas MAC.

SISTEMA JAPONÉS FM- FM El sistema FM-FM está basado en el procedimiento de emisión multiplex desarrollado por MOTOROLA en la década de los años 50, y fue adoptado en el Japón en 1978. En este sistema la segunda señal de audio se modula con una portadora auxiliar, de forma parecida a como se hace con la señal múltiplex de las emisiones radiofónicas en FM estéreo. En televisión, sin embargo, la segunda señal de audio modula en frecuencia una portadora auxiliar de 31,47 kHz, o la señal diferencia cuando se transmite en estéreo, además de la portadora de FM de audio convencional del sistema NTSC. Un tono de control Indica al receptor el tipo de emisión utilizada. La señal compuesta formada por el primer sonido, modulado en amplitud, y el segundo, modulado en frecuencia, modulan a su vez en frecuencia la portadora de audio de RF. Debido a esta doble modulación de frecuencia de la segunda señal de audio, es por lo que al sistema se le denomina múltiplex FM-FM. Debido a la utilización de una subportadora en FM , la señal L- R (canal izquierdo menos canal derecho) tiene un nivel de ruido notablemente bajo. El sistema FM-FM presenta la ventaja de poder transmitir los programas de audio en dual (en dos idiomas distintos). El sistema FM-FM presenta el problema de que, al tener la subportadora modulada una banda muy limitada antes de combinarse con el canal principal en el transmisor. a fin de evitar la producción de interferencias con el canal principal, la distorsión es muy elevada. Efectivamente, esta limitación de banda suprime las bandas laterales de orden elevado de la señal de FM, es decir, aquellas que posibilitan una den1odulación con baja distorsión. La distorsión en el sisten,a FM-FM es del orden del 2 % en su canal de subportadora, la cual, comparada con la distorsión que puede obtenerse con una subportadora en AM (menor del O, 1 %), supone un empeoramiento notable en la recepción. Además, las señales interferentes derivadas de la información de vídeo pueden interferir con la subportadora en forma compleja, produciendo un molesto zumbido.

SISTEMA ZWEITON O DE DOS PORTADORAS El sistema Zweiton o de dos portadoras, llamado también IRQ, fue presentado en 1980 por el lRT de Alemania, y es un sistema adoptado por muchos países europeos. Consiste en añadir a la primera portadora de audio (PS1), que como sabemos se encuentra 5,5 MHz por encima de la portadora de vídeo PV (en la norma B, G), una segunda portadora de audio PS2 modulada igualmente en frecuencia, a una distancia de 242, 1875 kHz con respecto a la primera, es decir, a 5,7421875 MHz por encima de la portadora de vídeo (figura 1.1). Obsérvese que la frecuencia de la segunda portadora es un múltiplo impar (15,5) de la mitad de la frecuencia de línea (15,625 kHz). La estabilidad de las dos portadoras de audio es de ± 500 Hz. PV

PSI PS2

1. 1 Espectro de las portadoras

de un canal de televisión con sonido dual/estéreo, según el sisten1a alemán con dos portadoras de audio.

8

PV+S,5

t

PV • 5.74.2

/(MHz)

SISTEMAS DE TV ESTÉREO/DUAL

Mediante la forma expuesta se obtieAen dos canales de sonido con prácticarnente los mismos datos técnicos y características de calidad. La segunda portadora de audio se emite, sin embargo, con una potencia disminuida en 7 dB con respecto a la primera, para evitar perturbaciones en el canal contiguo. La segunda portadora de audio lleva un tono de identificación, con una subportadora cuya frecuencia es igual a 3,5 veces la frecuencia de línea (54,6875 kHz) y con una desviación de± 5 Hz. Esta señal piloto indica al rector si se está emitiendo en estéreo o en dual. Cuando se emite en mono, la portadora de la frecuencia piloto del modo de transmisión no va modulada. Cuando se transmite en estéreo la frecuencia.de modulación es de, aproximadamente, 117,5 Hz, lo que equivale a la frecuencia de línea dividida por 133. Cuando se transmite en dual la frecuencia de modulación es de, aproximadamente, 274, 1 Hz, equivalente a la frecuencia de línea dividida por 57. El modo de modulación de la portadora de la señal piloto es en amplitud, con una profundidad del 50 %. Si, . por cualquier motivo,. cesan los impulsos de sincronismo de línea (interrupción de la transmisión de vídeo), la exactitud de la frecuencia portadora piloto es de 50 Hz, lo cual indica al receptor si se est¡i emitiendo en e.stéreo o en dual (figura 1.2). PS1 PS2

Tono

Tono

1.2 Espectro ampliado de las portadoras de audio, y del tono de identificación que acompaña a la segunda.

El canal principal es el 1, y siempre contiene información mónoaural, compatible con una emisión de televisión monofc\nica, lo cual hace al sistema compatible con los receptores monotónicos. ·· Este sistema de transmisión de sonido dual/estéreo para televisión fue aprobado en 1980 en Alemania basándose en la elevada calidad d.e la transmisión en los dos canales de audio, la insensibilidad frente a perturba,ciones originadas por despl¡;izamiento (offset) de las emisoras de televisión, la compatibilidad con las emisiones monofónioas y un coste no elevado. Actualmente, sin embarg0, la calidad de este sistema de emisión en estéreo ha sido superada por el sistema NICAM 728, que trataremos más adelante en este mismo capítulo. El sistema de dos portadoras puede estar deteriorado por la presencia de interferencias debidas a ecos de un canal adyacente superior, o por un bajo nivel de señal en el punto de recepción, ocasionando todo ello zumbido o ruido en el sonido. En la tabla 1.1 se exponen los parámetros principales del sistema alemán de doble portadora de audio. En la figur.a 1 .3 se ha dibujado el diagrama. de 9loques de1 codificador l!tiliz.ado en el centro emisor, para la transmisión de sonido dual/estéreo mediante.el sistema de d.os portadoras. En este esquema las señales· de los dos sonidos se aplican a sendos filtros paso bajo, de 15 kHz, para limitar la banda de las señales de audio. Después se someten a un preénfasls de 50 µs, el cual eleva la amplitud de las altas frecuencias de audio antes de introducir las señales en el circuito de matrizado durante la emisión estereofónica, ya que la asimetría en el preénfasis, si se hace después del matrizado, conduce a una diafonía o interferencia entre cana,. les. En el caso de emisiones monotónicas el preénfasis se efectúa en el modula,dor de audio. La decodificación de la informaciqn sobre el modo de funclonamiento (mono/estéreo) se lleva a cabo en una línea de datos, compuesta por el filtro del amplificador y el decodificador, .el cual suministra una señal al circuito de control para que lleve a cabo la conn1utación de mono a estéreo o viceversa.

9

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉLITE

Portádora de audio

1.ª portadora

2.ª portadora

ff

Frecuencia: PV + 5,5 MHz PV + 5. 7421875 MHz Relación vídeo/audio: 13dB 20dB Frecuencia Tipo de modulación: Frecuencia Desviación máxima ±50kHz ± 50kHz de frecuencia: Preénfasis: SO µs 50µs Respuesta de frecuencia: 40 a 15.000 Hz 40 a 15.000 Hz Modulación de señal Monotónica: Mono, canal 1 Mono, canal 1 Estereofónica: (L + R)/ 2 R Canal 1 Canal 2 Dual: ldentlti,cación,,,. 1%, ,i ¡¡, lf:

"

¡

'

Frecuencia del tono: Tipo de modulación: Frecuencia de identificación sobre la subportadora: • Mono: • Estéreo: • Dual:

Tabla 1.1. Parámetros

principales del sistema alemán de doble portadora de audio para sonidn dual/estéreo.

54,69 kHz AM

OHz 117,4812 Hz 274,1228 Hz

ConmuI• d or Entradaoud/o

carral 1

Filtro pasobafo 15 kHz

Pro6nfuts 60/1$

1

L lltlnz

M=(Llll)+2 Entrad••ud/o

canaf2

F.

_..

B••

Fil/ro pasobo10 f5kHz

Pre6nl•SI$ 50 ¡1$

t

- - o

1

l v 1

E3t6reo 1 1 1 1

J

Sumador

Coorl 2

1 1

Co111ro1

OHz 117,S Hz 274,1 Hz

C/osoao Modulador AM

funclannmltnlo

c'on tono do pruoba

-

f

Ampl/Hudor

T

1 1

Docod111csdor

Ampllficador

-o :

1

.1 Filtro do/ ompliffcodor

CNt~

~

1

40Hz

a

_.. P""""

16kHz

+ Des!asador

1 • 224

Osclfador 3,5 MHz

Anuncio do lnd/oaolón

f + 64

54,6875 kHz

1.3 Diagrama de bloques del codificador estéreo en el sistema alemán de dos portadoras.

As1misrno, se realiza una modulación de la portadora piloto, de 54,6875 kHz, con frecuencias de identificación mono/estéreo. La portadora piloto para las frecuencias de identificación se obtienen a partir de un oscilador de 3,5 MHz, cuya señal pasa por un divisor de frecuencia por 64. A continuación se aplica la señal piloto, modulada en AM, a un circuito sumador en el cual se le suma la señal de audio del canal 2. La frecuencia piloto y la frecuencia de identificación están relacionadas entre sí por la frecuencia de línea. Obsérvese en la figura 1.3 la presencia de un generador de sonido de prueba, que suministra frecuencias de audio comprendidas entre 40 Hz y 15 kHz, cuya finalidad es la de poder ocupar, para fines de medida, los dos canales de salida 1 y 2. Estas señales están preparadas para la medida de la diafonía entre canales, así como de la simetría entre ellos y para obtener la constancia de elevación en los dos canales. 10


Ffnalrnente, las señales de los dos canales se amplifican después de pasar por un conmutador analógico. En las salidas del codificador de dos sonidos se encuentran las siguientes señales:

En emisión monotónica: • Canal 1 - Señal monotónica M1. • Canal 2- Señal monotónica M1 y portadora piloto de 54,6875 kHz.

En emisión estereofónica: • Canal 1 - Señal suma M =(L + R) / 2 • Canal 2 - Señal drferencia y portadora piloto modulada en amplrtud al 50 %, con una frecuencia de 11 7 ,4812 Hz = f ~/133.

En emisión dual: • Canal 1 - Señal monotónica M1 • Canal 2 - Serial monofónica M2 y portadora piloto n1odulada en amplitud al 50 %, con una frecuencia de 274, 1228 Hz = / 1 /157. Las dos señales de audio. presentes en la salida del codificador de la figura 1 .3. se aplican a los rnoduladores de audio y allí se transforrnan en señales de FI 1i1oduladas en frecuencia sobre dos portadoras, una de 33.4 MHz para el canal 1 y la otra de 33, 1578 MHz para el canal 2. Finalmente. las dos señales de FI se suman, se convierten en RF y se amplifican en el paso final antes de ser emitidas por antena. A través de un filtro audio/vídeo se lleva a cabo, luego, la composición con la señal vídeo. Veamos ahora el proceso de decodificación de la señal, que ha de llevarse a cabo en el receptor. A este respecto cabe decir que son tres las alteraciones posibles para la recuperación de las dos señales de audio: a} Mediante la adición de un segundo discriminador de FM para la frecuencia interportadora de 5,472 MHz, tal como se muestra en la figura 1 .4. Para el correcto funcionamiento de este circuito se dispone un filtro paso banda sintonizado a 5,742 MHz (242 MHz por encima de la interportadora del canal de sonido principal) y un discriminador. Esta solución es económica., pero los resultados no son muy satisfactorios. ••

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Fmro pas.o boodJJ 5.5Mllt

Fi/lro

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Domodi1todor Can«l 1 doFM

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1.4 Diagrama de bloques

simplificado de interpartadora de un televisor, para fa recepción de señales de audio estéreo Can ~, ' emitidas por el sistema alemán de dos portadoras.

-

b} Obteniendo las frecuencias interportadoras a través de un filtro separado para las portadoras de FI de vídeo y las dos de FI de audio. En este caso.se precisa un demodulador de la interportadora de audio independiente. El coste es algo mayor que el anterior, pero los resultados son mucho mejores (figura 1.5). Este sistema recibe el nombre de sonido casi separado o QSS (Quasi Split Sound). e) En el sistema ernpleado en la figura 1.6 los resultados son aún mejores (recepción en paralelo del sonido}. ya que se evitan señales perturbadoras producidas por el sistema de ínter11


Sintonizador

_. Amplificador

FIitro

doF/

Nyqui!II

vJdeo

Filtro

paS

simplificado de un televisor con sistema de recepción de sonido QSS, para el sistema alemán de dos portadoras.

L...+ 33,4+33,158MHz 3Q,9A/Hz

D&m
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EtflpBSd&

Demodu/&dor

deFM

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L...+ paioband~

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5.742MHz

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SinlQn;u,dQt 1->

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simplificado de un televisor con sistema de sonido paralelo, para la recepción de señales de audio estéreo emitidas por el sistema alemán de dos portadoras.

33.41./Hz

f (luc L...+ paso band-, 33, 158/Al/r.

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video

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Oc,,,VXJuJedor ~ é i / 1 daFM

Pil-SO bar.da

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portadora. En este caso no se efectúa la demodulación de la frecuencia a través de la frecuencia diferencia entre portadoras de vídeo y audio, sino directamente a través de la FI de audio, de 33,4 MHz para el canal de audio 1 y dé 33,158 MHz para el canal de audio 2. En todos los circuitos citados a la demodulación de las señales de cada canal de audio se une un circuito de desmatrizado, controlado por la señal piloto a través de las frecuencias de identificación (mono/estéreo), siguiendo a continuación el conmutador selector de BF y el amplificador final de audio de cada canal.

LA TÉCNICA QSS La técnica QSS (Quasi Split Sound) o de sonido casi separado es una de las más utilizadas en Europa, por lo que le prestaremos una atención especial. En la figura 1.7 se ha dibujado el diagrama d~ bloques del procesador de la señal de audio utilizando la técnica QSS. En él se observa que la señal de FI procedente del sintonizador se aplica a un filtro de FI para la señal de vídeo y otro, paralelo a él, para la señal de audio. La señal en la salida del filtro de FI de audio se aplica luego a los circuitos de procesado, obteniéndose las siguientes ventajas:

1--•Vldeo ID'f¡ een as,s'

Audio

38,9 MHz

1. 7 Forma de procesar la señal de audio en el sistema OSS

12

- - 2ªFI

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5,5

MHz

AV, Tensión de conmutación

SISTEMAS DETV ESTÉREO/DUAL

• • • •

Separación de armónicos, incluso para las señales de las BLU dependientes de vídeo. Amplia independencia de la.relación entre las portadoras transmitidas de vídeo y audio. Mejora de la relación señal/ruido con señales de antena débiles. Mayor reserva en el caso de sobremodulación del transmisor de imagen.

Pero no sólo se obtienen estas mejon~s en las etapas de audio, también en las de vídeo se obtienen las dos siguientes: • Atenuación sustancial de las dos portadoras de audio de FI en el canal de FI de vídeo, con lo que se elimina el batido de 1,1 MHz entre ambas y el rechazo·del cruce de croma generado por la interferencia entre las señales de vídeo y audio. • Mayo~ ancho de banda de vídeo, debido a la supresión extra de la portadora de audio, qued.ando el sisten,a con 5 MHz; A continuación se estudia con más detalle el circuito de audio, empezando el estudio por el filtro de FI de audio. Éste consiste en un doble filtro paso banda, que cubre las portadoras de audio y vídeo. Lo más Importante de este filtro .es su característica de amplitud simétrica en el margen de la doble banda lateral de la portadora de vídeo. En la figura 1.8 se puede ver el diagrama de tolerancias apropiado para: la curva de paso de la FI del canal de audio. re/.

•

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PSZ 31

32

33

PS1 34

PV 35

36

37

38

39

40

41 f (MHz)

1.8 Diagrama de tolerancia para un filtro de audio en el sistema OSS.

Comparándo esta curva con la de un filtro usual de FI de la técnica de interportadora, se observa que no hay atenuación de la portadora de audio, ni pendiente de Nyquist (indispensable en el canal de vfdeo, pero que aquí resulta inconveniente). Este filtro está sintonizado a las frecuencias de 33,158 y 33;4 MHz por un lado y a 38,9 MHz por el otro, correspondientes a las dos portadoras de audio PS1 y PS2 y a la de vídeo PV. Hoy día, como cabe suponer, el amplificador de FI para el procesado de audio se realiza con técnica integrada, que proporciona un procesado del sonido de alta calidad tanto en recep.ción estereofónica como monofónlca. Son muchos los circuitos integrados que se han diseñado para este fin. En la figura i .9 se ha dibujado el esquema de bloques típico de uno de estos integrados. El circuito de la figura 1.9 consta de un preamplificador de FI de tres etapas c·on control escalonado. La primera etapa de FI de audio posee una alta amplificación de entrada con un margen de contrcl de ganancia de FI de más de 60 dB. Pre.senta una óptima relación señal/rurdo. Se utiliza un circwito multiplicador estrictan1ente lineal para obtener la señal de .control; como la señal d.e salida del preamplificador de FI se aplica directamente a la entrada del multiplicador, la señal de salida es proporcional, exactamente, al cuadrado de la tensi.ón de: entrada, con lo cual los valores de amplitud se ensanchan justarnente en la zona.de los valores de los picos de sincronismo, atenuándose las amplitudes de.señal con valores por debajo de la unidad, en particular el contenido de vídeo y las portadoras def audio superpuestas. 13


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38,9MHz

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5,5 MHz

PS

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AVTensión de conmutación

""' 'X,

PS

"'X,

1.9 Esquema de bloques de un tfpico circuito integrado para el procesado de las señales de audio por el sistema OSS.

Como consecuencia de todo ello, las etapas que siguen funcionan siempre con un óptimo nivel de señal. Ya que cada modulación de fase de la portadora de vídeo, utilizada como portadora de refe· rencia, relativa a la portadora de audio, se superpone en subportadora de audio apareciendo como resultado en el canal de audiofrecuencia, se debe prestar una atención especial a la generación de la señal de referencia. El procesado de la señal se muestra en la figura 1 .1 O. FI

fTVl

Jp

Fíltrode F1

Preampl1ficador controlado en ganancia

PS

1.10

PV

.

C> Amp/if,cador soparedor

..

G

CIJCUitode referencia ± 750 kHz m· x.

C>

_/

Convertidor de Impedancia

1.im//ador

.

,.,

V

Procesado de ta portadora de vídeo para la generación de la tnterportadora.

Debido a la señal característica del filtro paso banda de la FI de audio, la portadora de vídeo puede regenerarse con las bandas laterales simétricas, es decir, sin modulación de fase, por medio de un amplificador selectivo. La doble banda lateral modulada en amplitud que se genera en el proceso se elimina mediante un circuito imitador. En este integrado se utiliza con este ftn un amplificador lineal resonante con una realimentación fuertemente negativa, separando así la portadora de vídeo de la señal. compuesta de FI. La interportadora se genera utilizando la portadora regenerada de la forma descrita, multiplicando la señal controlada de FI por la portadora de referencia. La demodulación se obtiene mediante dos amplificadores diferenciales con los colectores conectados en cruz y conmutados por la señal de referencia. Las corrientes de emisor de estos amplificadores están controladas por la señal de entrada a través de un amplificador diferencial. La señal de salida, después de pasar por el filtro paso bajo correspondiente. üene dos formas dependientes de la fase entre la tensión de entrada y la tensión de referencia. Si an1bas tensiones 14

' SISTEMAS DE TV ESTEREO/DUAL

están en fase, la señal qe salida está formada por la frecuencia fundamental de la señal modulada, más todos sus armónicos, jwnto con una componente de tensión continua. Si, por el contrarió, la sefíal de referencia está de.sfasada 9·0° con respecto a la señal de entrada, entonces el demodulador está en cuadratura y, en este caso, la señal .de sc1lk;la está formada por la frecuencia fundamental de la señal moduladora más todos sus armónicos, y no tendrá componente de tensión continua. Si ·se desea evitar la aparición de los· armónicos de la señal moduladora, basta con utilizar un circuito multiplicador lineal. En el caso de una demodulacióh en fase con multiplicador lineal, la banda vestigial completa es demodulada, mientras que en el caso de funcionamiento en cuadratura las componentes de doble banda lateral se suprimen y sólo quedan los componentes de la BLU . Es preciso señalar que si la señal de audio se.superpone a la de vídeo, como sucede en la técnica interportadora, se produce una distorsión debida a la gran modulación de la señal que se lleva a cabo. Como cóns.ecuencia, en el circuito que nos ocupa se deben suprimir previamente en el modulador los componentes de la señal de vídeo. De ello la conveniencia de hacer funcionar en cuadratura el multiplicador lineal. El desplazamiento en cuadratura (90°) de la portadora de referencia con respecto a la portadora de la señal de banda vestigial debe ser extremadamente e.onstante y no depender de la modulación de la señal. Circuitos d.e desplazamiento de fase típicos son los utilizados en los demoduladores de FM o en circuitos de CAF; sin embargo, estos circuitos precisan de un circuito r-esonante acoplado por reactanc.ia con conexi.ones adicionales en el integrado. En el circuito que nos ocupa, la fase se gira 90° sin utilizar componentes externos, aprovechando las siguientes propiedades del círcuito: • Retardo de tiempo entre el paso de señal y el canal de referencia (figura 1.9). • Retardo de fase de un amplificador diferencial con realimentación negativa por emisor. Todo esto produce un desplazamiento.de 90º extremadamente estable. Veamos ahora cómo se efectúa el procesado de la señal interportadora. Para ello la portadora de audio diferencial (5,5 MHz, .o bien 5,5 MHz y 5,7421875 MHz cuando se recibe en estéreo) que se obtiene mediante la demodulación en cl)adratura; se extrae del integrado con baja impedancia, con lo cual el dimensionado de los filtros que siguen es sencillo. El integrado incorpora en su circuitería interna un !imitador modulador de FM , de forma que la totalidad del proceso para aplicaciones de sonido monofónico se lleva a cabo en él propio integrado. Para sonido estereofónico se debe añadir un segundo demodulador de FM externo, el cual trata la portadora de audio d.iferencial de 5, 7421875 MHz después de hacerla pasar por un filtro paso banda, mientras que la de 5,5 MHz se desmodula en el propio integrado.

CIRCUITO PARA El SISTEMA ALEMÁN DE DOS PORTADORAS Aunque los sistemas analógicos de transmisión estéreo/dual no son actualmente muy utílizados al haberse desarrollado sistemas digitales mucho más eficaces, creemos importante d'escribir algunos circuitos integrados utilizables para la deco.dificación de señales estéreo/dual transmitidas por estos.sistemas, ya que es posible encontrar aún algún receptor 0011 estos sistemas de audio.. En lo que respecta al sistema alemán de dos portadoras, a continuación se.describe un circuito que precisa de cuatro integrados (dos TBA120S, un V5630B y un TDA1013), todos ellos ele PHILIPS. Mediante estos circuitos integrádos e.s posible la recepción de sonido monoaural o de un canal seleccionado por el usuario en una dual. Se trata de un sistelíla económico, no estéreo, idóneo para seleccionar uno de los dos canales de audio de un programa biling·üe. El TBA1208 amplifica la segunda FI de audio (5,5 MHz) y desmodula la interpórtadora. Debido a esto se precisa la utilización de dos integrados, trabajando cada uno de ellos con un canal de audio. El V5630B, cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 1. 11, e.s un desmatrizador, decodificador de iqentific;:ación y conmutador de las señales de audio. 15

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉLJTE

Desacoplo

V,12

Audio 5,742MHz

ConmutadorA/ V

Deénfasis (x 3)

Va

~

Desmatrizado H

Audio 5,5MHz

j'l_

/de ntificación y tono piloto l.,

~

•

-

'-Q,,,,

Salida/

~

-

•

>-O

>Demodulador .__ Identificación > - Control de Control de deAM indicación conmutación

1 •

I'

.

y

H)

1

Tens,'ón de conmuta ciónAN mono/es/éreo/dual

4':

'

....

'.!\/

Salida 11

~

Lo

-

-

=

Conmutador

VR Circuito de tono piloto

••

Desacoplo Identificación ... CL mono/estéreo/dual Elección de: Salida/ Salida// mono/ estéreo canal 11 canal 2

1.11 Diagrama de bloques del integrado V56308.

Finalmente, el TOA1013 es un amplificador de salida de audio, con control de volumen en continua, capaz de proporcionar una salida de 2,5 W con una distorsión total del 0,5 %. En la figura 1 .12 se puede ver el diagrama de bloques y componentes asociados de este integrado.

100n 6

1

!

µ

220K

5

4

+18 V

3

100n

¡--111-8-0--

--1 2

1

Unidadda : con/JO/ 11

V, g

7

+

Amplíficador de audio

100n

1 3,3

1.12 Diagrama de bloques del integrado TDA1013.

8

•

CIRCUITO PARA EL SISTEMA QSS Pasemos ahora a describir un sistema de sonido QSS de alta fidelidad estéreo/dual. El circuito que se describe precisa un total de seis o siete integrados: TDA2546A, TDA3800, TOA1029 (opcional} TCA730A/740A (o V5780) y dos TOA 1512, todos ellos de PHILJPS (figura 1 .13}. El TOA2546A contiene el amplificador de la primera FI de audio, un detector en cuadratura, un amplificador de la segunda FI de audio y un demodulador de FM para uno de los canales de sonido estéreo/dual (figura 1.14). El TOA3800 incluye el segundo amplificador de FI y el demodulador de FM para el otro canal de sonido, además del desmatrizador y el codificador de identificación (figura i. i 5). En este sistema, el volumen, el balance y el tono de los dos canales de audio se controla por e.e. mediante los integrados TCA730A y TCA740A, o bien mediante el único integrado V5780.

16


Sal/da// e audio

t

,X,

5,742MHi

"-'

r->

TOA1.5f2

,X,

5.742MHr y5,5MHz

TPA3800 ,X,

S~lida f de.aUdio

P•= 2 13 W 8: dld =0.7%

TCA140A

5,5MHz

"-'

..

TDA15t2

,X,

~

1.13 Esquema de bloques de un sistema de sonido estéreo/dual de alta fideNdad del sistema ass.

33,f58MHZ, 33,4MHz y38.9MHi

TDA2$4M

Audio

~~

Á

1;

38,9MHz

'

TDA2546A

~~ =i

1

1K

"I> "l.> VL

¡.,

Amp.do roforoncia

~

~

~

.~

"'/ ' ,

'' ''

1K

íl 2

P(ocesadodé

X

señal pora CAG

1

'' '

-

,.,

I

Salida do. audio

8K2

-

800.

t5K

1K2 ,;,

'

18

-~

s)

I

'

·~

3

·r(e(ap

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1-

.6

1K

90K

Amp/ificador 1/mi/ador

1

3K

.v,

\!

v,-v

v,v

'

3K

1K·

90K

1

~

,.;

:o

' '''

'

90'

()'

''

'' 1'

2• FI de QUdio y demodulador de FM

... X

~

1

LC>
X

()'

rl

1

Amp/11/cador //m/lador

1

lw l

·JK

:::J

fK

)-

1-(

f7

Enuada :~ deFI

..

L(>

Y•

7

8

'

, •F/ d• audio y demodulador

18

..

15

10

9

5,51.IHi

..

Vp

14

13

12

-~ •

..•• 11

5

,X,

"-'

~

-~

,X,

ºi

I

·5,5MHt ,X,

Mu#og

Ademodulador de FM"eKtemo

"-' ,X, 5,742MHz

1.14 Diagrama de bloques del circuito Integrado TDA2546A. Circuit() , ,!\jUs(e domodu(8dor d&

Entrada 5142MI/Z

Cot1mutador AIV V.sacoplo De~nlasis (x3)

rvel

Compt,ttsacfón

v.

V,12

,_

AmpUfic?dOf Demodlllao'or 1(imitedor dsFM

~ 1

p

-

Audlode H· -

-

LI'

1

•

Lr--

1

~..::},....

Lr--

Desmatrizado

Audra 5.5MHz

i-

K

1

-

.::;,

1 ~

Ot1moduJador de A/11

Identificación 1-

C.,,ntrol do Can/fo/ de indicación conmutación

Ten s/ón da

~

ronmutaci6nAN

+-e

\/ \ /

mono/estéreolduat

CMmutador

•

... .

i-

1

Saljde l

Sal/da I

Lr--

·~

V

C!e$acóplo

Citcu/lOde

ton~ p/loro

• L.

-

e,

ldanfjficación mono/()st6(&olduar Eleccl~n do: Se/ida/ Sa/l~o·//

mono!estereo G'anal 11 o-;mal 2

1.15 Diagrama de bloques del integrado TOA3800.

17


El circuito integrado TDA1029 es opcional, ya que éste proporciona conmutación de audio para equipos externos (por ejemplo, para grabación sobre magnetófono). Se trata, por tanto, de un conmutador de señales estéreo. Finalmente, los dos integrados TOA1512 (uno para cada canal), cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 1.16, proporcionan una potencia de salida de 13 W por canal, con una distorsión total del 0,7 %.

± -

6 -7

100n

8 150µ

,.

P

l

l

Entrada (Rs)

20K 1

lü 1µ

: =i

..

r--,..,

Protección

",

220µ

5

.J.. 9

680

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Limitador

n

w

2

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8

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I

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·- 1oon {

20K 10µ

- +V

4

3 : :: 300p

.,,,

3K3

1.16 Diagrama de bloques del integrado TOA 1512.

! ,,,

Un sistema OSS estéreo/doble canal más complejo es el que se muestra en el esquema de bloques de la figura 1 .17. Se trata de un circuito de excelentes prestaciones en el que se emplean un total de siete u ocho circuitos integrados si se utiliza el TOA1029 para la conmutación de audio para equipos externos (no dibujado en el esquema). Salida 11 de audio

0v

rv

l 5.742 MHz

_/

TBA120S

TDA1512

~

0v

V56308 5,742MHz y5,5MHz

33,158 MHz. 33,4MHz y38.9MHz

0v ~

0v

5,5MHz

Salida/

de audio

=

P0 2 13 w 11 a,d:al-= 017 %

TCA740A

_/

TDA1512

TBA120S

~

• TDA2545

1.17 Esquen1a de bloques de un sistema OSS estéreo/dual, en el que se separan completamente la sección de baja frecuencia de audio de la de alta frecuencia.

En el circuito de la figura 1.17 la amplificación de la primera FI de audio y la demodulación de la interportadora se lleva a cabo en el TDA2545, cuyo diagrama de bloques puede verse en la figura 1.18. En la salida de este integrado se obtienen las señales de 5,5 y 5,742 MHz, las cuales pasan por sendos filtros paso banda para aplicarlas después por separado a los integrados TBA1208 (figura 1.17), es decir, la señal de 5,5 MHz se demodula aquí externamente, ya que este integrado TDA2545 no posee demodulador de esta señal de audio, circuito que sí posee el TDA2546A (compárese el diagrama de bloques del TDA2546A de la figura 1.14 con el del TDA2545 de la figura 1 .18). En los integrados TBA 1208 se lleva a cabo la amplificación de la segunda FI de audio y la demodulación de FM de los dos canales de audio. 18

SISTEMAS DE TV ESTÉREO/ DUAL

Á

.' ,

38,9MHz

.. g

Vp

8

11

1• FI do audio y demodulador

r

V

TDA2545

1-(

860 16 Entrada, : deFI

= "

1

l

>

~ referencia A,np. d\~

15

"'I >

'-..

V[_

/

860

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Amplificador /imitador

Vp

>

L(

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"

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X

Procesado de seña/ parir GAG

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3

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3K3

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,x_, '-

"'-'·

Salida d audio

,x_,

5;5MHz

1.18 Diagra1na de bloques del integrado TDA2545 de PH,u?S.

En la salida de cada uno de e.stos integrados se obtiene la señal del correspondiente canal de audio, las cuales se aplican al integrado V56308, que contiene el desmatrizador y el decodificador de identificación. Las salidas de este último integrado se aplican luego al TDA740A, que contiene los circuitos de control de volumen en continua, balance y tono para los dos canales. Los integrados TDA1512 se encargan de amplificar las señales de audio para obtener una potencia de salida de 13 W con una distorsión total del O, 7 %.

SISTEMAS DIGITALES DE EMISIÓN ESTÉREO/DUAL El sistema de dos portadoras presenta, corno-mayor inconveniente, el que los niveles de éstas son demasiado bajos, por Jo que la recepción no es buena en zonas alejadas del centro emisor. Para solucionar este inconveniente.se han desarrollado varios sistemas digitales de emisión de sonido estéreo/dual que proporcionan una señal de audio de.alta calidad y son transparentes para la transmisión de datos. Las ventajas que proporcionan estos sistemas digitales son: • • • •

Separación total entre los dos canales de audio. Mayor relación señal/ruido. Menor distorsión. Calidad uniforme de las dos señales de.audio; sin que el ruido y la distorsión de cada eslabón de la cadena de transmisión tenga efecto acumulativo. • Flexibilidad en el uso del canal de transmisión, el cual puede utilizarse parcialmente o en su totalidad para el envío de señales de audio o de datos. En todos los sistemas digitales la calidad del sonido es muy SlJperior .a la obtenida con los sistemas analógicos. Concretamente, en el sistema NICAM 728, que es el adoptado por muchos 19


países europeos, entre ellos España, el sonido es comparable al de un reproductor de CD, aunque la transmisión esté afectada por ruido, interferencias, ecos o cualquier otro fenómeno perturbador con fuerte incidencia sobre la señal de vídeo. Entre los sistemas digitales más interesantes se encuentran el ADM y el NICAM 728.

EL SISTEMA ADM El sistema ADM (Adaptative Delta Modulator) fue desarrollado por la firma DoLBY l.ABORATORIES, y se caracteriza por muestrear las señales de audio a una velocidad muy superior a la utilizada por los sistemas PCM, transmitiendo únicamente la información del Incremento o decremento de la señal de audio con respecto a la muestra anterior, utilizando para ello un código binario. En la figura 1.19 se muestra un proceso de muestreo de una señal de audio mediante el sistema ADM. Obsérvese que cuando la señal aumenta de valor se generan impulsos positivos, mientras que cuando disminuye los impulsos son negativos.

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'

1 1 1 1 1

1

1 1 1

1

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1 1 1

CK

1.19 Proceso de codificación de una señal de audio en el sistema ADM.

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11

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1

1

ADM

El muestreo consiste en aplicar a un circuito comparador la señal de audio y la procedente de un reloj, el cual fija la velocidad de muestreo. En cada impulso de reloj se deja pasar la señal de audio, de forma que se genere un impulso positivo si la señal de audio aumenta de valor, o uno negativo si disminuye. El valor de la frecuencia del reloj, es decir, la frecuencia de muestreo, debe ser al menos 14 veces la frecuencia más alta de la señal de audio. Así. considerando el límite de 15 kHz del espectro de frecuencias audible que se emplea en las emisiones en FM, la frecuencia del muestreo ha de tener, al menos, un valor de unos 21 O kHz. Para recuperar el nivel de la señal de audio basta con aplicar los impulsos de tensión a un filtro RC (figura 1.20).

o

e, o

1.20 Un sencillo flltro paso bajo

RC permite recuperar la forma de onda de la señal de audio, por carga y descarga del condensador, al recibir éste los impulsos positivos o negativos de la señal de audio codificada por el sistema ADM.

20

e'

º1

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o

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1 1111 -'-..-'-..1-'-,1-'--'-

e2 o

1

1 1_ 1 1


Efectivamente, aJ aplicar los impulsos Codifrcados a un filtró paso bajo RC, él condensador C se carga progresivamente cuando recibe Impulsos de tensión positivos de forma continuada, y se des· carga cuando lós impulsos de tensión son negativos. SI se reciben in1pulsos de tensión positivos y negativos de fon11a alternada, el condensador mantiene entre sus placas una tensión constante (figura 1.20). El 111argen dinámico del sistema ADM es muy superior al convencional de la modulaqión 9elta, al adaptar el tamaño del escalón de cuantificación a las varia.clones de la señal de audio tr-ansmitida. Con este fin se transmiten dos señales adicionales, de pocos bits, junto con las dél sonido codrficad
EL SISTEMA N1CAM El sistema. NICAM (Near lnstantaneous· Compounder Audio Multiplex), fue desarrollado por la BBC (Briüsh Broadcasting Corporatfon) para la norma I de televisión, que es la utilizada en aquel país, y posteriormente especificada para otras normas del sistema PAL, tales como las By G, utilizadas en España. Existen varias versiones, pero la más empleada es la-728; denon11riada así en razón a su capacídad de transmisión de 728 kbits/s. Se trata de un sistema PCM que permite transmitir dos·canales de audio mediante codificación digital y con una gran calidad, muy similar a lade los reproductores de CD. Estas señales de·audio digitales se transmiten junto con la señal de víd,eo y la de audio monofónico en FM, que es la utilizada en televisión, es decir, no se trata de modificar elsistema de transmisión de la señal de audio, la cual sigue transmitJéndese, sino·de afiadir una nueva portadora de audio digital al espectro de frecuencias del canal de televisión, la frecuencia de la cual se establece en 5,85 MHz por encima de la portadora de vídeo, con un nivel de potencia yancho de banda reducido al máxin10 posible. Esto permite una compatibilidad total entre receptores, hasta tal punto, que la incorporación de esta nueva señal al canal de televisión no produce perturbación alguna en las señales de vídeo ni en la de audio analógico en FM . Los dos canales de audio aportados por el sistema NICAM 728 pueden configurarse de ,cualquiera d_e las siguientes formas: • • • •

•

Un canal estéreo. Dos canales monofónicos independientes (transmisión dual). Un canal de sonido y otro de datos; Sólo datos.

Cuando se transmiten datos, la capacidad es de 352 kbits/s por e.anal. Otra ve.ntaja que presenta e.sta forma de·transrnisión es que, dado que ,el espectro ocupado por una señal.digital es más amplio que con FM, se reduce la visibilidad de cualquier trama de interferencia como col')secuencia de una intermodulaclón. Pero de todas las ventajas que .el ,sistema dlgital ofrece, sin duda el más· importante es la total separación de la s·eñal estéreo de la señal moño, permitiendo un tratamiento separado de las mismas con el fin de obtener resultados óptirnos. Los procesos a los que se someten los dos canales de audio en una transmisión NICAM 728 son los siguientes (figura i .2'1): 1:º Preénfasis de las sef1ales analógicas de audio. 2.° Conversión analógico a digital, de 14 bits, de las señales de. sonido mediante muestreo a 32 kHz. de las señales analógicas. 3.° Compresión de las muestras digitales a 1O bits. 4 .0 Añadir a la señal digital los códigos de paridad y de factor de-escal·a. 5.0 Multiplexado. 21

TELEV1S1ÓN DIGITAL Y POR SATÉLITE

•

6.0 Entrelazado. 7.º Aleatorización. 8.0 Modulación DQPSK. -

Cana/A. Preénfasis Cana/B

Muestreo y conversión a digital 14 bits

Compresi_ ón a 10 bits

Paridad y factor de escala

Entrelazado

Multiplexado

•

40 32kH1

YOI33.05 MHz

Memoria

Memoria

Modulación DQPSK

Aleatorizac/ón

1.21 Diagrama de bloques del proceso de transmisión NICAM.

PREÉNFASIS Con la finalidad de mejorar la relación señal/ruido, se somete a la señal analógica de los dos canales de audio a una preacentuación, previa a la compresión, y después a la correspondiente desacentuación después de la expansión. Esta preacentuación sigue la recomendación J.17 del CCITI (figura 1.22), y es necesaria porque las señales de baja frecuencia de audio poseen un contenido energético mayor que las de alta frecuencia de audio. dB O 1 -

5 10

--

-

--

-·

r

,

15 ~

1.22 Preacentuación según recomendac/6n J.17 del CCITT.

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5 7 1a2

v J.....--' . V - t V --

3

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•

7 10 ((HZ)

CONVERSIÓN ANALÓGICO-DIGITAL EN EL SISTEMA NICAM 728 Para obtener una buena reproducción del sonido original es preciso someterlo a un muestreo, con una frecuencia que sea, por lo menos, el doble de la frecuencia más alta del sonido muestreado. Dado que el ancho de banda de los canales de audio se limita mediante filtros paso bajo a 15 kHz antes de su conversión A/D, una frecuencia de muestreo superior a 30 kHz ya es satisfactoria. No obstante, en el sistema NICAM 728 se ha elegido una frecuencia de muestreo de 32 kHz, para hacerla coincidir con los sistemas MAC y 01 ros sistemas de transmisión punto a punto. En cada una de las muestras de la señal analógica de audio se obtiene una señal cuya amplitud de impulso corresponde a las amplitudes de la señal de audio en los tnstantes de muestreo {figura 1.23). Estos in1pulsos varían entre cero y un nivel máximo, y se codifican mediante un sistema binano en complemento a 2 que el NICAM 728 establece en 14 bits. Esto significa que la amplitud máxima de la señal analógica de audio se divide en: 2' 4 = 16.384 niveles Se puede decir que la señal analógica se divide en 16.384 niveles de amplitud, desde cero al máximo, y con10 consecuencia se obtienen impulsos de tensión con 16.384 amplitudes distintas. La elección de muestras de 14 bits se debe a que un número menor de bits por muestra hace audible el error de cuantificación, el cual se manifiesta en forma de (uido de fondo. En estas palabras binarias de 14 bits, correspondientes a cada una de las amplitudes instantáneas de la señal de audio muestreada, el bit más significativo representa el signo de la muestra (positiva o negativa) y los 13 bits restantes el valor absoluto. Esto significa un escalo-

22

SISTEMAS DE1V ESTÉREO/DUAL

;

ij~ . ' .

.!¡

. ·< '

.

•

~ ~· - t= 1/f0 = 1/32kHz

a)

b)

1.23 Proceso de conversión analógico a digital en el sistenia NICAM 728. a) Señal analógica muestreada a 32 kHz. b) Niveles de tensión obtenidos del muestreo, para su conversión a señal digital de 14 bits.

nado de la señal analógica de 8. 192 niveles para los semi.ciclos positivos y otros tanto para los negativos. El errDr posible durante el muestreo y la conversión a código binario de 14 bits depende de la amplitud del escalón cuántico y, por tanto, del valor instantáneo de la señal analógica .de él.Ud io en un instante dado.

COMPRESIÓN DE LA SEÑAL DE AUDIO MUESTREADA EN EL SISTEMA NICAM 728 Si se utiliza la muestra de 14 bits, con una frecuencia de muestreo de 32 kHz, el flujo de infonnación binario para los dos canales de información alcanza wn val.ar de: 14 bits x 2 canales x 32 kHz =896 kbits/s..

y al añadir los bits de sincronización, control, corrección de errores, etc., el flujo de información se ·aproxin1a a 1 Mbits/s. Esto supone un ancho de banda muy elevado, .que dificulta su posicionamiento dentro del ancho de banda del canal de televisión, especialmente en el sistema PAL 8, cuyo ancho de banda es de 7 MHz. Para solucionar este problema se reourr:e en el sistema NICAM a un proceso de. compresión por tramos, denominado casi instantáneo porque no funciona en tiempo real, y que consiste en reducir los 14 bits por muestra a sólo 1O, que luego se transforman en 1 i bits al añadir uno de paridad para la detección de errores. Al tratarse de una.compresión del flujo de información binario, no adolece de la falta de linealidad que se produce en la compresión en los sistemas analógicos, por lo que·no se genera ninguna distorsión. Para realizar la compresión ·Se almacenan en una memoria 32 muestras por canal en un período de un milisegundo, y luego se procede a la conversión de 14 a 1Obits siguiendo una ley de cuantificación en función del nivel que contenga cada muestra. Durante el proceso de compresión c_asi instantáneo se examinan los grupos de 32 muestras consecutivas de 14 bits generados por cada conversor ND, y se identifica la.muestra de mayor valor, con la que define el factor d.e escala de las 32 muestras. En la figura 1.24 se indica la estructura de todas las muestras posibles: En ella se han resaltado con negrita los bits que se trans1T1iten, y con letra normal, encerrados entre líneas de frazo más grueso, aquellos bits que se suprimen. Las X presentes en esta estructura corresponden a cualquier estado de los bits de la muestra (O o 1). Por ejemplo, para muestras d.e nivel inferior a 1/16 de la amplitud máxima, que son todas aquellas cuyos 5 bits más significativos sean O o 1 , se suprimen los cua,tro bits (0000 o 1111) adyacentes al oit más significativo, transmitiéndose sólo los diez restantes. Asf, en la muestra de 14 bits: 00000011 110101 23


Bit más significativo

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1

1

1

1

1

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..

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..

.

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1

1

1

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.. . .. . .. .

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1

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1

1

1

o

X

X

1

1

1

1

1

X

X

1

1

1

1

o

o )(

X

1

1

f

o

X

X

X

1

1

o

X

X

X

1

o

1

1

1

1

-

-

1

1

1

1

X

X

X

X

X

X

X

X

X

1

1

O

2

2

X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

1

O

1

3

3

1

X

X

X

X

X

X

X

X

X

O

1

1

4

4

X

X

X

X

X

X

X

X

1

O

O

5

o11 X o o 1 o o o

X

X

X

X

X

O

1

O

6

X

X

X

X

X

X

1

1

1

1

1

1

O

O

1

X

o o o o o

,-

,

-

-

X

-

o

5

o

o

o

7

o o o o o o X

X

X

X

X

X

X

X

X

X

O

1

O

6

X

X

X

X

X

)(

,

o

o

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X

X

X

X

X

X

O

1

1

4

4

X

X

X

X

X

X

X

f

O

1

3

3

X

X

X

X

X

)(

X

X

1

1

O

2

2

1

1

1

1

1

1

.

..

.

.

1

1

1

1

1

.. .. .. •. .. .. . 1

1

o o o o o o

o o 1 X o o o 1 o o o o o o o o o o o o' o o o o o o o o o o o o o o

~

•

Bit menos significativo

X

- -.

,

-

o o or o o o o o o o

,

º 1º

o

t

Factor de escala

t t

Rango de Rango de codificación protección

1.24 Tabla de codificación de compresión-expansión de las señales de audio en el sistema NICAM 728.

se suprimen los cuatros bits O después del más significativo y se transmite la muestra de 1O bits: 011110101 Para que en el receptor se pueda reconstruir la muestra completa de los 14 bits originales se debe recibir información de la posición que las muestras ocupan dentro de la tabla, para lo cual se añade a la transmisión el denominado factor de escala, indicado a la derecha en la figura 1.24, que consta de 5 rangos de codificación mediante el bit de paridad que se añade en cada conjunto de 1Obits. Así, en el ejemplo expuesto el factor de escala que se transmite es 01 O. El factor de escala es una combinación de tres bits con un total de 5 combinaciones o rangos de combinación, y siete rangos de protección correspondientes a todas las combinaciones posibles de esos tres bits. El factor de escala 000 se emplea en la práctica para que el receptor active el mute, ya que prácticamente no hay señal apreciable, pues corresponde al nivel máximo de la señal dividido por 64. Con este método de compresión en todas las muestras de pequeño valor la transmisión se efectúa con una precisión de 14 bits, dando lugar a un bajo nivel de ruido. Para muestras de ma24

SISTEI\IIAS DE 1V ESTÉREO/DUAL

yor nivel se prescinde progresivamente de los bits más significativos, hasta eliminar de la transmisión los 4 últimos para muestras de amplitudes superiores a la mitad del valor rnáximo. Efectivamente, en la figura 1 .24 se puede comprobar que·para muestras correspondientes a amplitudes entre 1/16y 1/a de la amplitud máxim.a se suprime el segundo bit más significativo; para muestras de amplitudes entre 1/a y·1/ 4 de la amplitud máxima se suprime el segundo y el tercer bit más significativo; para muestras de amplitudes entre 1/4 y l/2 de la amplitud máxima se suprime el segundo, tercer y cuarto bit más significativo; finalmente, para muestras de amplitudes comprendidas entre 1/2 y la amplitud máxima se suprime el segundo, tercer, cuarto y quinto bit más·significativo. El mayor nivel de ruido generado cuando se transmiten menos de 14 bits se compensa por el mayor nivel de la señal que le corresponde. Como consecuencia, se consigue una relación señal/ruido prácticamente constante para un amplio margen de niveles de señal. Finalmente diremos que respecto a la relación señal/ruido, la cual debe mantenerse constante e independiente del nivel instantáneo de la señal analógica muestreada, se puede dernostrar que conforme se suprimen bits y, por lo tanfo, aumenta el ruido, también aumenta en la misma proporción el nivel de la señal transmitida, por lo que se mantiene la relación S/N en un valor ligeramente por encima de los 60 dB.

BIT DE PARIDAD El bit de paridad tiene por finalidad informar de eventuales pérdidas de información durante la transmisión. El bit de paridad se añade a cada muestra cdmprifnida'de 1Obits y tie'ne paridad par coh los seis dígitos más significativos de cada muestra. Los restantes cuatro bits de la muestra no -se protegen, pues a efectos prácticos su alteración no es apreciable. Como consecuencia de añadir este bit, el flujo de·transmisión pasa a ser de 11 bits por muestra, canal y milisegundo, es decir, el flujo total de información pasa a ser en cada ms de: Flujo de transmisión= 2 canales x 32 muestras x '11 bits= 704 bits

Este bit de paridad se genera en el codificador de forma que su suma, en base dos, con los 6 bits más significativos de la muestra sea siempre igual a cero. En el receptor, el decodrficador examina los 6 bits más significativos y el de paridad, comprobando si su suma en base 2 es igual a O. Si por cualquier causa uno de los 7 bits resultantes de la codificación ha sido modificado durante la transmisión (error), el decodificador detecta el error, aunque no puede identificar cuál es el bit erróneo y, por lo tanto, no lo corrige. En este caso el detector sustituye la muestra errónea por un valor resultante de la Interpolación de las muestras anterior y posterior a la que contiene el error. La elección de los 6 bits más significativos para la detección de errores se debe a que un mayor número reduce su efectividad al ser mayor la posibilidad de que la muestra contenga .errores múltiples, mientras que un menor número de bits aumentaría la protección pero los errores generados en los bits menos significativos serian audibles. El sistema es, no obstante, algo más complejo que lo expuesto, ya que el bit de paridad se modifica de forma que pueda contener la información del factor de escala. Efectivamente, en la figura 1.24 se aprecian 5 rangos de codificación definidos por 3 bits de factor de escala. Este factor de escala se asigna a las 32 muestras de cada canal de audio. Esto se hace así porque no son probables errores en grupos de muestras consecutivas, por lo que los. 3 bits del factor de escala se transmiten durante las primeras 27 muestras·de las 32 que se emiten. Las 27 muestras se dividen en tres grupos de 9, asignándose a cada uno de estos grupos uno de los bits del factor de escala, y modificando el bit de paridad de acuerdo con los siguientes criterios: •

25


• Si el bit del factor de escala correspondiente es O, el bit de paridad de las 9 muestras adopta la paridad par. Esto representa que la suma de los 1 de la palabra de 11 bits da un número par. • Si el bit del factor de escala correspondiente es 1 , el bit de paridad de las 9 muestras adopta la paridad impar, lo que representa que la suma de los 1 de la palabra de 11 bits da lugar a un número impar. El decodificador del receptor debe extraer dos informaciones independientes del bit de paridad: a) El bit de factor de escala. b) B bit de prueba de paridad. Para ello comprueba la paridad de cada grupo de 9 bits a los que corresponde un mismo factor de escala y atribuye al conjunto paridad par o impar, según la exhiban la mayoría de las muestras del grupo. De esta forma se conoce el bit de factor de escala asociado y luego se puede detectar si la rnuestra contiene algún bit erróneo.

ESTRUCTURA DE LA TRAMA EN EL SISTEMA NICAM 728 En el sistema NICAM 728 las muestras digitalizadas de las señales de audio, después de someterse a las modificaciones expuestas en los apartados anteriores, se configuran en una estructura de 728 bits que recibe el nombre de trama. Esta trama de 728 bits está compuesta por: • 8 bits (1 byte) de palabra de alineación de trama. • 5 bits para información de control. • 11 bits de datos adicionales. • 704 bits, formados por 64 muestras de sonido o datos de -i O bits y 1 bit de paridad. Cada una de estas tramas se transmite en 1 ms, lo que equivale a una frecuencia de transmisión de 728 kbits/s. La forma de transmitir estas tramas difiere si se trata de sonido estereofónico o de canales monotónicos o duales. En la figura 1.25 se ha dibujado la estructura de una trama para la transmisión de sonido monofónico, y en la figura 1 .26 para la transmisión en estéreo. Cada una de estas 64 muestras están formadas por 10 bits + 1 de paridad

FAW

c

D

8 bits 5 bits 11 bits

N, -

N2

N3 N4

- - .. - - - .. - -

- - - - - - --.-----.-"---r~--,

1N321

Mr I M2 I M3

I

•

-- - - - - -- ~ -~---,

704 bits N = Canal monotónico 1 M =Canal monofónico 2

1.25 Estructura de una trama de 728 bits del sistema NICAM, en una transmisión de sonido de dos canales monotónicos antes de la transposición.

Estas tramas coinciden con los paquetes del sistema MAC, lo que permite utilizar el misrno tipo de decodificador de audio para ambos sistemas. Como se puede comprobar en la figura 1.26, en la transmisión en estéreo ambos canales de audio se muestrean al unísono, alternándose en la transmisión para conseguir la relación de fase correcta entre ambos. En el caso de las transmisiones monotónica y dual se transn1iten sin interrupción las 32 muestras de un canal seguidas de las del otro (figura 1.25). 26


Coda una de estas 64 muestras ostán formadas por 10 1)//s + 1 d~. nn1/dad

' A.io 8.10 A31 831 A3~ B,1 Bbits 5 bits

11 bits ~

704blfL

....

A: Cana/ aslereofómco 1 8: Canal estereol6nico 2

1.26 Estructura de una trama de 728 bits del siste1na NICAM, en una transn1isió11 estereofónica antes de la transposición.

MULTIPLEXADO DE LAS SEÑALES

Una vez conseguida cada una de las tramas que forn1an la señal NICAM 728, se procede al multiplexado de las mismas (figura 1 .21). Tanto en la transmisión en estéreo como en la monotónica, dual o de datos (figuras 1.25 y i .26), cada trama comienza con una palabra de 8 bits de alineamiento de trama o etiqueta de identificación, denominada FAW (FrameAlignment Word). Esta etiqueta de identificación tiene la estructura 010.0111 O, la cual no se repite a lo largo de la trama. Los cinco bits de información de control (C en las figuras 1.25 y 1.26) poseen el siguiente formato: • bit 1 (C0). Es el bit de indicación de tramas. Mantiene el vaJor 1 para ocho tramas sucesivas y luego el O para las ocho siguientes, definiendo una estructura de 16 tramas que se repite continuamente y que se emplea como referencia. Se utiliza para sincronizar los cambios en el tipo de información transmitida por el canal. • b1ls 2, 3 y 4 (C1 , C2 y C;¡). Definen el l1po de transm1s1ón, según el siguiente código: 000 = transrnisión en estéreo, con muestras entrelazadas de los canales A y B (figura 1 .26). 01 O= transnilslón dual, con 64 muestras por canal en cada trama (figura 1.25). 100 = transmisión de una señal de audio monofónica y otra de datos. de forma idé-ntica a la dual, es decir, con tramas alternadas. 11 O =transn1isión de dos canales de datos. sin audio. • bit 5 (C4 ). Se emplea para conmutar entre sonido digital NICAM y sonido analógico en FM. El cambio en el modo de transmisión se realiza en una secuencia de dos etapas: en la primera se ca1r1bia el código de los bits de control y en la segunda el tipo de mensaje. Así, por ejemplo, para un cambio de estéreo a dual se cambia el código 000 de los bits 2, 3 y 4 de control por el código 01 O. Con este cambio el receptor identifica que la información que seguirá ya no será estéreo, sino dual. En la segunda secuencia se cambia el contenido de los datos de cada trama. pasando del entrelazado de las transmisiones estéreo a la secuencial de las transmisiones duales, monofónicas y/o de datos. Los 11 bits que siguen se utilizan para transmitir información independiente de los canales de audio o datos, o para cualquier otra aplicación que pueda Interesar en el futur-0. A continuación se añaden las 64 muestras de audio de 11 bits (704 bits), entrelazadas si es estéreo o secuencialmente sí son monotónicas, completándose así el multiplexado de la trama El último proceso introduce los tres bits del Factor de. escala, que Indican la posición de los cuatro bits suprl111idos en cada una de las muestras que forman un bloque. En la trama del sistema NICAM 728 no se ha asignado, por razones prácticas, un espacio para contener los tres bits del factor de escala, recurriéndose a un procedimíento de combinación con el bit de paridad que acornpaña a cada muestra, tal corno se explicr:3 en un apartado anterior al tratar el bit de paridad. El receptor NICAM interpreta esta informac1on al tener lógica programada. extrayendo los tres

27


bits del factor de escala para proceder a la expansión de la señal digital de audio, de los 1Orecibi, dos a los 14 bits originales. Cada rango de codificación (5 en total, según figura 1.24) está formado por tres bits (llamados R0 , R, y R2). Cada uno de estos bits está en nueve n1uestras de cada grupo del bloque de 32. Su posición en el bit de paridad de los tres grupos de nueve muestras es la que se indica en las tablas 1.2 y 1.3 para las transmisiones estéreo y monotónica respectivamente.

A

1, 7, 13, 19,25,31 , 37,43,49 3, 9, 15,21,27,33,39,45,51 5, 11, 17,23,29,35,41,47,53

B

2, 8, 14,20,26,32,38,44,50 4, 10, 16,22,28,34,40,46,52 6, 12, 18,24,30,36,42,48,54

N

1,4, 7, 10, 13, 16, 19,22,25,28 2,5,8, 11, 14, 17,20,23,26 3,6,9, 12, 15, 18,21,24,27

M

28,31,34,37,40,43,46, 49,52 29,32,35,38,41,44,47,50,53 30,33,36,39,42,45,48,51,54

Tabla 1.2. Posición del bit de paridad durante la transmisión en estéreo

Tabla 1.3. Posición del bit de paridad durante la transmisión dual

Como se puede comprobar en las citadas tablas, el número total de muestras que se utilizan para tal fin es de 54, conteniendo el resto de muestras (hasta la 64), sólo el bit de paridad par.

ENTRELAZADO Para reducir el ruido que en la reproducción del sonido provocaría la aparición de errores múltiples sucesivos, se procede a un entrelazado de los datos de audio de.cada trama, de forma similar al método empleado en las grabaciones de discos compactos. Para ello se dispone una memoria de 44 X 66 bits, en la que se escriben en sentido vertical las 66 muestras de audio de cada trama, mientras que la lectura se realiza en sentido horizontal (figura 1.27). Se trata, por tanto, de una transposición de bits dentro del bloque de 704 bits de sonido-datos. Esta transposición consiste en disponer dos bits consecutivos dentro de la estructura de las figuras 1 .25 y 1.26 a una distancia de 16 bits entre sí dentro de la cadena de bits transmitidos. Los bits de la palabra de alineamiento de trama, de control y de datos adicionales (24 bits en total) no se entrelazan, es decir, el entrelazado se inicia en el bit 25 y finaliza en el 728. En resumen, el orden de transmisión de bits de una trama en el sistema NICAM 728 queda como sigue: Bits no entrelazados: • Alineacíón de trama: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8.

28

SISTEMAS DElV ESTÉREO/DUAL

Dfrocción·de /octura

•

25 69 r13 157 201 245 289 333

.1n

421 465 509 553 597 641 685

35 79 123 167 211 255 299 343 387 4.31 ~75 519 563 607 651 695 36 .80 124 168 212 256 300 344 388 432 476 .520 564 608 652 69~

!

'

46· 90 134 178 .222 266 31() 354 398 442 486 530 .574 618 662 706 47 9t 135 178 223 267 311 355 399 443 487 f;3, 575 619 6.63 707

57 101 145 188 233 277 321 365 409 453 497 541 585 629 673 717 58 102 146· 189 234 278 322 366 410 451 498 542 586 630 674 718

Detalle del proceso de escritura y de lectura en fa memoria para entrelazar los datos de audio en el sisten1a 1.27

68 112 156 19!) 244 288 332 378 420 464 5()8 552 596 640 684 728

• Control (C0 a C~): 9, 10, 11 , 12, 13.

• Datos adiciona/es (D, a.D, 0): 14, 15, .... , 23, 24

Bits entrelazados:

• Sonido y/o datos: 4 x 11 = 44 muestras, en grupos de 16 bits, ordenados de la siguiente forma: i - 25 2 - 26 3 -27 4 - 28

69 70 71 72

113 114 115 116

157 158 159 160

201 202 203 204

245 246 247 248

289 290 291 292

333 334 335 336

377 378 379 380

421 422 423 424

465 466 467 468

509 553 51 O 554 511 555 512 556

597 598 599 600

641 642 643 644

685 686 687 688

43-67 111 155 199 243 287 331 375 419 463 507 551 595 639 683 727 44-68 112 i 56 200 244 288 332 376 420 464 508 552 596 640 684 728

En la memoria quedan grabados los bits de modo sucesivo, desde el bit 25 hasta el 728, y luego esta memoria se lee línea a línea, obteniéndose la secuencia de bits que se ha indicado y que es la que se transmite. Con este procedimiento se evita que se alteren bits sucesivos de una muestra, lo que daría lugar a efectos desagradables en la reproducción.

ALEATORIZACIÓN DE LA SEÑAL DE TRAMA La afeatorízaclón de la señal de trama tiene por finalidad mejorar la compatibilidad de la señal NICAM con la de vídeo y la de sonido analógico, tanto en el propio canal como en el posible canal adyacente superior. Debe tenerse presente, a este efecto, que la transmisión de una portadora con contenid.o digital implica: • El flujo de datos debe estar aleatorizado, con el fin de que no aparezcan picos excesivos de energía en la portadora. • Debe·existir la posibilidad de regeneración del reloj en el receptor como forma de interpretar los datos en formato PCM.

29


En efecto, los datos de la señal de audio tienden estadísticamente a la repetición, lo que da lugar a la aparición de periodicidad y, por tanto, a elevados picos de energía espectral de la portadora de sonido NICAM. Estos picos de energía pueden dar lugar a batidos con otras señales cuando circulan por circuitos con respuesta no lineal, por ejemplo, con las señales de vídeo y sonido analógico. Para aleatorizar la señal de trama se le suma en módulo 2 una secuencial seudoaleatoria, es decir, no se trata de una aleatorización total y sí un período de repetición, aunque muy largo (de 511 bits) que está definido por el siguiente polinomio y palabra de aleatorización:

x9+.x4+ 1 111111111 En este proceso se excluye la palabra de alineación de trama, utilizada para sincronizar el generador seudoaleatorio del receptor.

MODULACIÓN DE LA SEÑAL DIGITAL EN EL SISTEMA NICAM 728 La trama de 728 kbits/s modula una portadora situada 5,85 MHz por encima de la portadora de vídeo del canal de televisión en el sistema PAL 8/G (figura 1.28). Este valor de frecuencia se determinó como resultado de pruebas subjetivas de compatibilidad con los receptores de televisión monotónicos y de la obtención de mínimos niveles de interferencia desde el canal adyacente superior. Parladora de sonido analógico en FM (5,5 MHz) Portadora de sonido digital (5,85MHz)

l ,/

!

·2

1.28 Espectro de un canal de televisión con las dos señales de sonido (FM y NICAM).

-1

~

o

1

~-,-

.

2

4

3

Sistema B: 7 MHz Sistema G: 8 MHz

6

5

)-j

7

~

El sistema de modulación utilizado, para reducir el ancho de banda y mantener una recepción fiable con receptores económicos es el DQPSK (modulación diferencial de fase en cuadratura), en el que cada cuadrante de los 3600 corresponde a una pareja de bits, conforme al orden que se expone en la tabla 1.4.

Tabla 1.4. Relación entre la pareja de bits y la fase de la portadora en el sistema NICAM728

00 10 11 01

0° (no cambia) -270° -180° -90°

Con este sistema de modulación el flujo binario se reduce a la mitad (364 kbits/s). En la figura i .29 se tiene el diagrama de bloques de un circuito para la obtención de la portadora modulada digitalmente. El convertidor de serie a paralelo de dos bits tiene por finalidad proporcionar las cuatro combinaciones binarias que requiere el modulador para modular en cuadratura, según el orden expuesto anteriormente. Este circuito está formado por un registro y un divisor por dos de la fre-

30


5•,•85MHz Oscllador de portadora

Convertidor

d~

1

Impulsos

E] Fil/fo sde confomiaoión de dalos

Conveitidor

de

t

Q

Modulador

1

+

90º

Modulador

,X,

"0

impulsos

. Salid a modulada enQPSK

Q

o I

D

Q

Convertidor serie a paralelo de dos bils

..

CLK

~

D1

Q1

CLK

Entrada de datos

Q

O

I

-101-

-

Q2

/

Codificador diferencia/

A

81

..

-

8

•

02

A1

A1 BO AO A2

D1 ~

Q1

CLK

02

Q2

-

CLK

728kHz 364 kHz

+2

1.29 Diagrama de bloques del proceso de codificación diferencial, conformación del espectro de sonido-datos y modulación de la portadora en el emisor.

cuencia de 728 kHz del reloj del codificador en banda base. Se obtiene así el flujo de 364 kbits/s citado anteriorrr1ente. Los estados lógicos de las suc.esivas parejas de bits se convierten en escalones de tensión de formato bipolar (positiva o negativp.), con salida para el modulador I o para el O, dependiendo de su condición lógica. En la tabla 1.5 se indica la salida de cada modulador según los estados lógicos de las parejas de bits.

00 10

+V

11

-V

01

o o

o +V

o

-V

Tabla 1.5 Salida de cada modulador del sistema NICAM en f1Jnción de los estados lógicos de las parejas de bits.

Estas tensiones bipolares se aplican a filtros conformadores con respuesta amplitud-frecuencia en caída coseno al 40 o/o en los sistemas PAL By G (figura 1 .30). Luego se aplican a los moduladores de amplitud con portadora suprimida, los cuales reciben la frecuencia portadora con fase 0° el modulador I y con fase 900 $1 d. Dado que la fase de salida de un rno.dulador de amplitud depende de la polaridad de la tensión moduladora, la tensión de salida de cada uno de los moduladores (11,..,), ante los.distintos escalones de tensión correspondientes a las parejas de bits, se puede determinar mediante las sigUlentes ecuaciones: 31


1

1,0

~

·-~

'

Ro/1-off coseno 0,8 - 100% (Sistema/)

~•

-g 0,6 :,::

-É

/,

,

'- "!,,1

/

Ro/1-off coseno 40% (Sístemas By G)

'..ví

,/

1/,

\

'\

\ \

/

0,4

\

/

\

l

/

1.30 Forma del espectro de audio digjtaf del sistema NICAM 728 para los sistemas PAL By G.

o

- \-

I

0,2

1

'\

/

<:C

'

'

\ \

I

-300

-200

-100

o

100

200

300 f (kHz)

Pareja de bits 00: Vs = V0 sen (rot +
Pareja de bits 11: V5 = V0 sen (rot + $ + 180 º) (modulador I con fase 180°)

Pareja de bits O1: V3 = V0 sen (rot + -90°) (modulador Q con fase -90°)

Pareja de bits 1O: Vs = V0 sen (cot + + 90°} (modulador Q con fase 90°) De conformidad con lo expuesto, podemos afirmar que el modular I modulador la portadora invirtiendo su fase cuando recibe una tensión moduladora negativa (bits 11 ), y no la invierte cuando la tensión moduladora es positiva (bits 00). El modulador Q tiene su portadora con 90 % respecto a la del modulador 1, por lo que cuando recibe una tensión moduladora negativa invierte su fase, pasando a -90° (bits 01) y cuando recibe una tensión moduladora positiva mantiene la fase de 90º (bits 1O). Como se ha dicho antes, en la emisión se suprime la portadora de ambos moduladores, por lo que la tensión de salida de éstos es cero cuando la tensión moduladora es también cero. Como resultado sólo trabaja en cada instante el modulador que recibe tensión. La salida de uno y otro modulador se aplica a un circuito sumador, de donde se obtiene la señal de audio digital para la transmisión.

DEMODULADOR NICAM 728 Para recuperar las dos señales de audio del sistema NICAM 728 es preciso efectuar primero la demodulación de la señal QPSK y luego proceder a la decodificación de los datos. A continuación, se tratan todos los circuitos que forman parte del demodulador (figura 1.31) y, más adelante, los del decodificador quetransforma los pares de bits de cada cambio de fase en un formato analógico (figura 1.32). Para empezar diremos que la subportadora NICAM, de 5,85 MHz, se recupera mediante el típico heterodinaje, es decir, se trata de una señal de FI de 5,85 MHz obtenida de igual forma que la de sonido en FM. Esta señal se hace pasar por un filtro paso banda, sintonizado a 5,85 MHz, cuya rnisión es evitar el paso de frecuencias indeseables hacia las posteriores etapas del demodulador NICAM (figura 1.31 ). 32


Detector de rasa

Integrador

/

-

vxo

+8

+2

S,824 MHz

.EL.

Filtro paso bands' de 5;85Mllz

Domodulador

Ampl/ficador deFI

o

-tO

Fillfo paso bajo

'

Ponformador de imputsOs

.

CodiÍieador diferencial

_,.

Relof de ~.824 1./Hz

Re/ojde 728kHz

Fluía do datos Convertidor paralelo, a seria

enPCM

/

Fiffro· psso bojo

Oemodu/ador 1

D.etsctor CAG

-

-90°

vxo

Inversores.y conmu(adors.s analógicos

lntegra(lor

-

Limitadotes.

o

-ti ,~ 5,B~MHz

1.31 Diagrama de bloques de un demodulador NICAM 728.

. '

Óecodilícador delos bits de control

Desaleatorizador

Ws

••

.

Conversor

+

parofiloa

serie.:

'

Flujo de datos PCM Alineador d~trama

Dato•

rempori,ador

~

Rélo} 728kHz

Reloj

~

Detecfor

..

deorror

Error

(\

(EFL}

•

' Reloj 5,824 MHz

vxo

o

8,192 MHz

_,.

Desentrel~zado

Expansión

1.32 Diagrama de bloques de un decodificador NICAM 728.

Un circuito de GAG, formado por un diodo dete.c tor de nivel de señal, mantiene constante el nivel de ésta controlando la ganancia de un amplificador de FI. A partir de este punto se procede a la demodulac.ión de tas dos señales I y O, para lo que se requiere la actuación de un par de demoduladores en· cuadratura que detectan los cuatro ROSibles.cambios de fase representativos de l0s estados de los dos bits (O.O, 01 , 1Oy 11 ). Para el funcionamiento de estos demoduladores se precisa una señal del mismo valor que el de la subportadora NICAM (5,85 MHz), obtenida de un oscllador muy estable de·éristal con control de fase por tensión. La frecuencia de este oscilador de cristal se sincroniza.con la información de salida de los demoduladores1tal como se puede comprobar en el ciiagrama de bloques de la figura 1.31 , en ,el que sé observa que las séña!es de salida de los dos demoduladores, después de pasar por respectivos filtros:paso bajo, se éi'plicah a unos inversores y conmuta.dores analógicos, de donde se obtiene la tensión para el control de.la frecuencia del oscilador de cristal. La sincronización del VXO es aquí compleja debido a que la información de salida..de los demoduladores cambia continuamente en cuatro estados posibles. Es por :este motivo por lo que

33


se disponen cuatro inversores y conmutadores analógicos, con un circuito sumador a su salida, del qu~ se obtiene una señal periódica que se aplica a un circuito integrador y de retención de señal. La señal de este oscilador se aplica directamente al demodulador 1, y desfasada 90 % al demodulador Q (figura 1.31 ). Esto se hace así ya que el demodulador I recibe la portadora de referencia con fase O % y el Q con fase de 90 %, tal y como corresponde a una modulación QPSK. Como resultado de todo ello, en la salida de los demoduladores se obtiene una tensión bipolar, representativa de los cuatro posibles estados de los bits de cambio de fase. Para que el demodulador responda a este modo de funcionamiento, el retardo a introducir debe corresponderse con el tiempo invertido en cada cambio de fase por las parejas de bits. Así, siendo el tiempo invertido por cada ciclo de la subportadora de: · 1

TsN,cAM=-- - fsN1CAJv1

-

1

5,85 MHz

=0,171 µs

y el de cada ciclo del flujo de datos a modular, de 364 kHz, de:

1 ToAros = - -- foAros

1 ==

364 MHz

= 2,747 µs

La relación entre ,ambos tiempos es de:

T.0A~os _ __ ,,_.._ - - 2,747 - - µs - " ' 16,06 TsN,cAM O, 171 µs Tal y como está planteado este demodulador introduce un error, ya que los tiempos indicados corresponden a la portadora con fase ü° (pareja de bits 00), cambiando 1/4 de ciclo por cuadrante para las otras fases, lo que se corresponde con un tiempo de 0,0425 µs. El error, sin embargo, es mínimo y no é!fecta al proceso de demodulación. El proceso final de la demodulación consiste en la obtención de la serie de datos de 728 kbits/s y la regeneración de los correspondientes impulsos de reloj. En este proceso intervienen los siguientes circuitos (figura 1.31):

• • • •

Conformador de impulsos. Limitadores de tensión. Codificador diferencial. Conversor de paralelo a serie.

La finalidad del conformador de impulsos es transformar las formas de onda senoidales proporcionadas por los demoduladores en impulsos rectangulares y bipolares de igual frecuencia. La polaridad de estos impulsos depende de los cambios de fase de la subportadora de sonido NICAM. La amplitud de las señales de salida de los demoduladores puede contener un rizado que afectaría a la posterior decodificación. Para eliminar,este rizado se disponen cuatro /imitadores de tensión (dos por cada polaridad de cada uno de los demoduladores). Estos !imitadores proporcionan una referencia,al·circuito conformador de impulsos, haciendo que todos los impulsos de tensión obtenidos en este último circuito posean la misma amplitud y no contengan rizado. La dos señales de audio, ya en forma digital y con amplitud constante, se aplican luego a un circuito codificador diferencial (figura 1 .31 ), donde se genera una información de dos bits con los cuatro estados combinatorios posibles. Para llevar a cabo la conversión el codificador diferencial debe recibir unos impulsos de reloj de 728 kHz, los cuales se obtienen ,de un oscilador de cristal controlado por tensión 0,IXO), de 5,824 MHz y un divisor de frecuencia por 8. 34


El VXO debe proporcionar unos impulsos de 5,824 MHz, es decir, s·veces el flujo de datos del sistema NICAM 728 y 16 veces el número de variaciones de fase de la subp0.rtadora de 5,85 MHz, puesto que cada cambio de fase representa a un par de bits. Este reloj y los correspondientes divisores de frecuencia por 8 y por 2 para obtener la división por 16 pueE!en verse en el diagrama de bloques de la.figura i .31 . Con el divisor por$ de los Impulsos de reloj se obtienen impulsos de 728 kHz p·ara el procesado de los datos; y el segundo divisor (por 2} proporciona impulsos de 364 kHz qu.e se aplican a un detector de fase (figura 1 .31) conjuntamente con la información de salida de uno de los demoduladores (Q en el esquema de la figura 1.31 ). Con10 la salida de los demoduladores posee cierta perrodicidad, cada vez que la señal de salida del demodulador no coincide en fase con la dé 364 kHz, el detector de fase genera una tensión de error que se aplica al oscilador de cristal controlado por tensión para que éste modifique su frecuencia de oscilación. Esta tensión de error se aplica al VXO a través de un filtro paso bajo (condensador integrador} que retiene durante un cierto tiempo la tensión de error hasta que la fase de los impulsos de 364 kHz s.e sjncronice con la de la señal del demodulador. Los impulsos de 5,824 MHz del VXO se aplican también al circuito decodificador, tal como se puede apreciar observando las tres.salidas del diagrama de bloqwes de la figura 1.31 con las tr.es entradas del esc¡uerna de la figura 1 .32. La conversión de bipolar a unipolar se- realiza med1ante amplificadores operaclonales, lbs cuales proporcionan unas respuestas que responden al código que se indica en la tabla 1.6, en función de sus tensiones de entrada.

Oº

+V

270°

o o

360°

-VO

90°

o

+V -V

o

o

o

1

o

o

1

1

1

Tabla 7.6. Códigos de salida unipolares, en función de las tensiones bipolares proporcionadas por los demoduladores.

La salida del codificador diferencial es paralela, es decir, simultánea para los dos canales (figura 1.31) y representa cada variación de fase de lasubportadora de 5,85 MHz. Para convertirla en una secuencia en serie se utiliza un convertidor paralelo a serie, gobernad.o por la frecuencia de reloj de 728 kHz procedente .del mismo VXO de 5,824 MHz y el divisor de tensión por 8 que se emplea para el codificador diferencial (figura 1.31 ). La salida del convertidor paralelo a serie es una secuencia de bits PCM, de 728 kbits/s, sincronizados con la frecuencia de reloj de 728 kHz, y que será el flujo de datos que debe decodificarse.

DECODIFICADOR NICAM 728 En el apartado anterior se estudia todo el proceso dé dernodulación de la subporta§lora NICAM, -desde las etapas de FI del receptor de televisión hasta la obtención del flujo de datos PCM, .de 728 kbits./s, los cuales contienen toda la información de los dos canales de audio en forma digital. Los pasos que deben seguirse para recuperar las señales analógicas de audio son: • Decodificación de las tramas de 728 kbits/s, puesto que estas tramas llevan no sólo la información de audio, sino también los impulsos -de alir1eación de trama, _y '.posibles,bits de datos adicionales. • Convertidor DIA 'de las 64 palabras de 11 bits de sonido y paridad de los dos canales.de audio. En el proceso de decodificación intervienen los siguientes circuitos (figura 1.32).

35


• • • • • • • •

Alineador de trama. Desaleatorización. Oscilador de cristal controlado por tensión. Decodificador de los bits de control. Circuito de desentrelazado. Circuito de expansión. Detector de error. Convertidor paralelo a serle.

.

El circuito alineador de trama recibe por un lado el flujo de datos PCM y por otro los impulsos de reloj de 728 kHz, procedentes del convertidor paralelo a serie y del reloj, respectivamente, del circuito demodulador de la figura 1.31. En el alineador de trama se identifica la palabra de alineamiento de trama (FAW), formada por los 8 bits: 0100111 O. Se dice en páginas anteriores, al tratar el proceso de codificación y modulación de la señal NICAM 728, que esta palabra de alineamiento de trama no se aleatoriza, en consecuencia, no es posible encontrar una palabra igual en la trama. binaria que contiene la información de audio, por lo que el circuito alineador de trama sólo se activará con esta palabra binaria. Cada vez que este circuito detecta los 8 bits de la FAW genera un impulso para la sincronización del generador de seudoaleatorización. Como su nombre indica, el circuito desaleatorizador tiene por función desaleatorizar los datos para devolverles su secuencia original. Para llevarlo a cabo el circuito precisa un generador de seudoaleatorización (sincronrzado por los impulsos obtenidos en el alineador de trama), que responde al mismo proceso utilizado en la transmisión pero con efecto contrario. Para obtener un formato digital en serie d.e las tensiones de salida de los demoduladores se utiliza un reloj sincronizado con los datos, y para ello nada mejor que el VXO de 5,824 MHz del diagrama de bloques de demodulador de la figura 1.31. Una vez desaleatorizados, el flujo de datos se aplica a un circuito de desentrelazado y a un decodificador de los bits de control (C0 , C1, C2 , C4). Los cuatro bits de control se pueden conectar a un sistema de control del televisor, de fom,a que el usuario pueda tener información del modo de transmisión en cada instante (mono, dual, estéreo). Para el desentrelazado de los datos se emplea una memoria RAM, de la misma capacidad que la utilizada en el proceso de entrelazado durante la transmisión. El desentrelazado consiste en escribir en fila, en la memoria RAM, todos los datos, y luego se procede a su lectura en columna para así devolverles su secuencia original. Para ello se precisan dos bloques de memoria cuando la transmisión es en estéreo, puesto que debido al proceso de escritura-lectura de la información el circuito de desentrelazado no opera en tiempo real. Efectivamente, mientras en un instante dado en una de las memorias se está escribiendo la trama que en ese momento se está recibiendo, en la otra se lee la trama anterior. Cuando la transmisión es en dual cada trama contiene 64 muestras de una lengua, lo que implica la necesidad de una tercera memoria si se desea disponer de las dos lenguas. La RAM puede, por tanto, estar formada por un bloque de 192 x 11 bits, o tres bl9ques independientes de 64 x 11 bits. Al tratar el proceso de codificación del sistema NICAM 728 se dice que las señales analógicas se muestrean con una frecuencia de 32 kHz y se convierten a una señal digital de 14 bits que se somete a una compresión a 1O bits. Es necesario, por tanto, que en el receptor se recupere la información de 14 bits, para lo cual es preciso extraer los tres bits del factor de escala, los cuales se encuentran en las posiciones correspondientes a los bits de paridad. Los bits del factor de escala se decodifican en el circuito de expansión de 1O a 14 bits (figura 1.32). Aunque en el proceso de expansión la longitud obtenida es la original de 14 bits, el contenido de todas las muestras no es la original.

36


Efectivamente, cuando el factor de escala es 01 Oo 111 los cuatro bíts suprimidos son iguales al de signo (figura 1.24) y éstos se restituyen mediante una operación de desplazamiento de bits. Con el factor de escala 001 (y con todos los factores de escala que representan supresión de bit en la parte baja de la palabra) el bit más significativo se restituye conforme al original, puesto que son iguales en signo, pero no sucede lo mismo con los tres bits menos significativos, dado que se desconoce su valor. En este segundo caso se opta por introducir el valor medio hacia arriba. El error que este método de Introducción de bits genera en la señal de audio analógica es muy bajo y no lo aprecia el oyente. Otro de los circuitos que forman parte del decodificador NICAM es el detector de error (figura 1.32). Esle circuito detecta los errores que pueda contener el fiujo de datos y proporciona una señal externa EFL (error ltag) mediante la cuaJ es posible activar un circuito externo de interpolación. Su funcionamiento se basa en el bit de paridad de cada palabra. Si la paridad no es correcta el circuito elimina la palabra y proporciona la señal externa Efl para corregir el error. El bit de paridad queda aquí eliminado ya que no se necesita en ningún otro circuito. Hasta el circuito detector de error los datos se encuentran en formato en paralelo de 14 bits (indicado en la figura 1.32 mediante flechas blancas), por lo que es necesario su conversión a un formato en serie. Para esto se utiliza un conversor paralelo a serie. El bus de salida de este conversor posee. por tanto, las siguientes conexiones:

• Datos. Esta conexión lleva los datos multiplexados de audio digital, que luego darán lugar a las dos señales analógicas de audio. • Reloj de igual frecuencia que la del flujo de datos. • WS. Se trata del bus selector de palabra, que identifica el contenido de los datos (nivel de salida bajo para datos del canal izquierdo o lengua 1, y nivel de salida alto para datos del canal derecho o lengua 2). CONVERTIDORES D/A

En un par de circuitos convertidores D/A (uno para cada canal de audio) se efectúa la converslón del flujo de datos en señales de audio analógicas que ya pueden ser amplificadas por amplificadores de audio del receptor. A la entrada de este circuito, cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 1.33, se conecta el bus enseñe de salida del conversor paralelo a serie del diagrama de bloques de la figura 1.32. ws

Filtrado y desscenwaci6rt

Convertidor

l

Oatos lntorfoz

O/A

Cqnmutodor eleclrón/co

Rolo/ Convertidor

OIA

•

Flltrada y d11sacenwac/6n

1.33 Diagrama de bloques del conversor DIA.

El flujo de datos y los Impulsos de reloj se aplican a una interfaz y, de ésta, a un conmutador etectrónico gobernado por los impulsos de selección de palabra r,NS). De esta forma las muestras de 14 bits de datos de uno y otro canal pasan a uno u otro convertidor DIA, según se trate del canal derecho o izquterdo. Dado que en la salida de cada uno de los convertidores D/A no sólo se obtiene la señal de audio correspondiente sino también la frecuencia de muestreo de 32 kHz, se procede a un filtrado de estas señales. La última operación, antes de aplicar las señales a los amplificadores finales de audio, es la de desacentuación de las señales analógicas de audio, la cual se corresponde con el preénfasis J .1 7 del cc1n que se efectúa durante el proceso de transmisión (figura 1.22).

37


Para finalizar diremos que en el caso de transmisión dual, en la que es preciso elegir una sola de las lenguas para una correcta audición, el usuario puede seleccionar el idioma mediante un bus de control que hace que la señal de selección de palabra /YVS) tenga un único estado {alto o bajo, dependiendo del canal que se seleccione).

DEMODULADOR/ DECODIFICADOR NICAM 728 INTEGRADO La propia complejidad del sistema NICAM hace que sea Inviable el diseño, tanto desde el punto de vista de montaje como de costes, de aparatos con componentes discretos. Los fabricantes de semiconductores diseñan y fabrican integrados en los que se llevan a cabo las funciones de demodulación, decodificación NICAM, memoria auxiliar y conversión D/A para los dos canales. todo ello en un único integrado y con muy pocos componentes discretos externos, simplificándose así enormemente la circuitería. Como ejemplos de estos circuitos integrados podemos citar el SAA7284 y el TDA987 4A, ambos de la firma PHILIPS

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CJ.KL.PF DATAOVT

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NO/SE SHAPER (LEF r CHANNEL)

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8/TSTREAM DAC (RIGHTCIIANIIEL/

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1.34 Diagrama de bloques del integrado SAA7284GP, demoduladory decodificador NICAM 728, de Philips.

38

SISTEMAS DE TV ESTEREO/DUAL

B SAA7284, cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 1.34 y esquema de conexiones en la 1.35, incorpora todos los circuitos necesarios para efectuar la demodulaclón de una señal DQPSK, la regeneración del reloj de datos, la decodificación de la señal NICAM 728, la conmutación automática cuando se reciben señales de audio analógicas moduladas en frecuencia (según los sistemas PAL l. B, G y H) decodificadas externamente a este integrado y la conversión de digital a analógica para la activación de los dos amplificadores de audio que debe incorporar el receptor (derecho e Izquierdo).

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Salida de auóro canot derecho e • 68p

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1.-15 Esquema de conexiones del integrado SAA7284GP. ,

Todas las funciones del SM7284 se controlan a través del bus l~C. que es el medio empleado para comunicar al microprocesador del sistema la presencia de una señal NICAM y su modo de transmisión (dual o estéreo) y para recibir las órdenes de conmutación automática entre señales analógicas (FM) o digitales (NICAM). Mediante el bus 12C tarnbién recibe los parámetros del estándar de televisión del canal que se sintonrza (PAL 1, B, G o H). La subportadora DQPSK se aplica al terminal 29 del Integrado, entrando en un circuito de filtros de selección de frecuencias del estándar sintonizado y en circuitos mezcladores en cuadra-

39


tura que separan las componentes I y Q de la señal NICAM, representadas en el diagrama de bloques de la figura 1.34 como cosine (coseno) y sine (seno), es decir, con un desfase de 90 %. Las dos señales I y Q se aplican a continuación a un CAG, el cual controla sus amplitudes y las proporciona en formato digital de 8 bits para incidir en el detector de fase y separador de datos, en el generador de reloj de la portadora, en el VCO y en el decodificador NICAM. El decodificador NICAM 728 proporciona las señales de audio en formato digital para los circuitos de desénfasis y para los convertidores D/A finales (bitstream DAC en la figura 1.34). El integrado SAA7284 se fabrica con cápsula SDIP52 (para el SAA7284ZP) y con cápsula QFP64 (para el SAA7284GP). La numeración de terminales de las ilustraciones 1.34~ 1.35 corresponden a este último tipo de cápsula, siendo distinto para la SD1P52. Son de destacar los siguientes pins de entrada y salida: Entradas • Terminales 3 y 12. Entradas de audio de los canales derecho (FMR) e izquierdo (FML), respectivamente, de señales analógicas procedentes de demoduladores de FM externos. • Terminales 2 y 13. Entradas de señales de audio analógicas derecha (EXTR) e izquierda (EXTL). procedentes de un euroconector. • Terminal 29. Entrada de la subportadora DQPSK de la señal NICAM 728. Con estas tres clase de señal se efectúan las conmutaciones: 1. Audio interno (TV) o externo (euroconector), a través del bus 12C. 2. Audio analógico (FM) o digital (NICAM 728), de forma automática al detectarse la presencia de este último. Salidas • Terminales 4 y 11 . Salidas de audio de los canales derecho (OPR) e izquierdo (OPL), respectivamente, en formato analógico, válidas para ser aplicadas a amplificadores finales de audio. Además, se tienen los siguientes terminales de datos y control que merecen una atención especial: • • • •

Terminal 45. Entrada de datos al decodificador NICAM 728. Terminal 46. Salida de datos NICAM, de 728 kbits/s, desde el demodulador. Terminal 47. Salida del reloj de datos, de 728 kHz. Terminales 21 y 31. Salidas de las señales I y Q, separadas de la subportadora DQPSK, para comprobaciones. • Terminales 22 y 30. Salidas de las señales I y Q para conexión a condensadores de compensación de posibles desviaciones. • Salida de audio digital en formato en serie.

La tensión nominal de alimentación de este integrado es de 5 V, trabajando perfectamente con tensiones comprendidas entre 4,5 y 5,5 V. Esta tensión se aplica a los terminales V00 con respecto a masa (terminales V55). Otro circuito integrado de la firma PHIUPS diseñado para la demodulación y decodificación de señales de audio NICAM 728 es el TDA9874AH. cuyo diagrama de bloques hemos dibujado en la figura 1.36 y esquema de conexiones en la 1.37. El TDA9874A es un modernísimo circuito integrado demodulador decodificador de sonido multicanal, tanto analógico como digital, válido para ser utilizado en receptores de televisión terrestre o por satélite y en aparatos de vídeo, que precisa de muy pocos componentes externos para su funcionamiento, tal como puede apreciarse en el esquema de conexiones de la figura 1.37. A pesar de su enorme sencillez de conexión, este integrado soporta sistemas multiestándar de televisión, por lo que puede ser utilizado en receptores europeos, del sureste asiático y en la República Popular de China. Incluye los estándares de televisión B/G, D/K, 1, M y L. 40

SfSTEMAS DE 1V ESTÉREO/DUAL

SIF2

P1

2~

37

P2

42.

ADDR1

13

ADDR2

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SCL

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43

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1,36 Diagrama de bloques del integrado TDA9874AH, demodulador y decodificador NICAM 728, de Philips.

Puede trabajar con el sistema alemán de dos portadoras y con el NICAM. El sonido AM del estándar LJL' se desmodula en e! primer amplificador de FI de audio, obteniéndose una sedal de audio que es tratada como una señal de audio monotónica por el TDA9874A. Una segunda posibilidad es la de utilizar una etapa demoduladora de AM interna, con subportadora de 6,5 MHz. En el diagrama de bloques de la figura 1.36 se puede comprobar que por los terminales 23 y 25 se tienen las entradas de las dos FI de audio (sistema de dos portadoras), las cuales entran en un circuito de control automático de ganancia, con 24 dB de rango de control. En dicho circuito la señal analógica es convertida a digjtal de 8 bits. A partir de este punto, y mediante un conmutador automático del tipo de señal de audio, ésta pasa a un demodulador FM/AM si es analógica o al demodulador NICAM.si es ct¡gita.l. El sistema de demodulación es el correspondiente a las señales DQPSK, del NICAM 728 estudiado en líneas anteriores. Incorpora un detector de la portadora piloto de.señales estéreo en FM. El ancho de banda para los circuitos que tratan las señales de audio es de 20 kHz.

41


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1.37 Esquema de conexiones del integrado TDA9874AH.

Se presenta en dos tipos de cápsula: la SDIP42 (para el TDA9874APS) y la OFP44 (para el TDA987 4AH). Los esquemas de las figuras 1.36 y 1.37 corresponden al patillaje 'de esta última. Para el correcto funcionamiento de este integrado se precisa un oscilador de cristal externo, con una frecuencia de oscilación de 24,576 MHz, la cual es controlada digitalmente. Merecen especial atención los siguientes terminales del TDA9874AH : • Salidas de audio analógico por los terminales 1 (canal izquierdo) y 2 (canal derecho) en estéreo. • Salida de audio analógico monotónico por el terminal 43. • Terminales para la comprobación del buen funcionamiento del circuito (9, 11, 16, 17 y 22). • Entradas externas procedentes de un euroconector. Para señales estereofónicas por los terminales 39 (canal derecho) y 40 (canal izquierdo) o monofónica por el terminal 38. El control del integrado se realiza vía una interface 12C. Al igual que el SM7284GP, el TDA987 4AH funciona con una tensión nominal de 5 :!: 0,5 V.

42

Teletexto

INTRODUCCIÓN Se conoce con el nombre de teletexto al sistema de transmisión unidireccional (de centro emisor a receptor) de información alfanumérica y gráfica, el cual utiliza como terminal un receptor de televisión convencional preparado para recibir esta información (figura 2.1 ). Los primeros trabajos efectuados acerca de la transmisión de informaciones se remontan a 1966, y fueron efectuadas por la BBC (BRmsH BROADCASTING CoRPORATION) con el fin de disponer de algún sistema para la transmisión de señales de control y mensajes de servicio que se hallase fuera de las posibilidades de captación de los receptores de televísión. En 1973 ya fue pcsíble disponer de dos sistemas para la transmisión de datos a través de un sistema de codificación, uno denominado CEEFAX (de la BBC) y otro denominado ORACLE (OptíonaJ Reception of Announcemen·ts by Coded Une Bectron/cs) desarrollado por la IBA, pero los cuales eran incompatibles entre sí. An1bos sistemas se unificaron luego en una norn1a común, que bajo la denominación de UK TELETEXT fue publicada provisionalmente en ; 97 4 y puesta en actuación a finales de 1975 después de un breve período de experfmentacíón. El teletex:to, tal como hoy se conoce, permite la transmisión de gran cantidad de páginas de todo tipo de información a los receptores de televisión que posean los circuitos adecuados (decodificador, retención y presentación de datos, µP para el gobierno del sistema, circuitos de control remoto. etc.). Esta información se transmite insertada en el espacio de borrado de campo dela señal de televisión.

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Generador d8 caracteres

2.1 Transmisión y recepción de teletexto.

NORMAS DE TRANSMISIÓN DE TELETEXTO Se 1,a dicho que los sistemas pioneros de teletexto, CEEFAX y ORACLE eran incompatibles entre sí. La norma que los unificó en el Reino Unido se estableció para la transmisión de textos añadiéndole un sistema de diseño de gráficos de tipo mosaico. Cada espacio de carácter de mosaico se divide en seis celdas rectangulares, asignándose un código de transmisión para

43

TELEVISIÓN DIGITAL POR SATÉLITE

cada permutación de fondo. El sistema, con el estado actual de la informática, es sencillo y barato tanto para el centro emisor como para el receptor. Este tipo de gráficos está formado por un total de 80 x 72 celdas de mosaico elementales, mediante las cuales se pueden hacer titulares y formas básicas de imagen que sólo incluyen el trazado de líneas y arcos. Con el fin de mejorar esta norma se propusieron especificaciones adicionales a las que el CCIR agrupa bajo el nombre de niveles. Actualmente coexisten cinco niveles, cada uno de los cuales posee las siguientes caracteristicas: Nivel 1. Sistema británico, base del sistema, formado por 96 caracteres alfanuméricos y 64 para gráficos de tipo mosaico. Este sistema es susceptible de mejora mediante el uso de filas adicionales de paquetes para gráficos. En la actualidad este nivel de teletexto está formado por 24 filas de texto (paquetes O a 23) y 31 filas disponibles. El método FLOF (Ful/ leve/ one features) permite un mayor acceso a los datos de teletexto utilizando los paquetes 25 y 27. El número de colores que admite este nivel es de 8. Nivel 2. En este nivel se amplia el repertorio de caracteres (símbolos alfanuméricos alternativos, letras acentuadas, subrayado de caracteres}, manteniendo los gráficos de tipo mosaico. Este sistema permite variar el color y las dimensiones de los caracteres, así como sombreados. El número de colores permitido se incrementa hasta 16. Nivel 3. Este nivel aumenta el número de caracteres para facilitar alfabetos tales como el griego, cirílico, árabe, etc. Se caracteriza por el uso de conjuntos de caracteres redefinibles dinámicamente, lo que permite realizar dibujos y gráficos a partir de un elemento único de 1Ox 2 pixels (puntos de imagen). Los caracteres fijos están permanentemente almacenados en una memoria en el receptor y se suplementan con el conjunto de caracteres redefinibles dinámicamente. Nivel 4. Este nivel se estableció a propuesta de la IBA. Se trata de un sistema complejo que permite, entre otras funciones, generar imágenes por ordenador. Utiliza una codificación alfageométrica y permite el diseño de gráficos complejos. Su rendimiento es comparable al de los niveles 1 y 2 y requiere una capacidad de memoria entre los niveles 3 y 5. La altura del pixel es, en este nivel, el correspondiente a un par de líneas (una de cada campo), adoptándose una forma cuadrada del pixel para simplificar la geometría. Este nivel exige un control por microprocesador. Nivel 5. En este nivel no sólo es posible la transmisión de textos, sino también de imágenes fijas con una resolución muy similar a la de la televisión. Requiere una memoria de cuadro completo en el receptor de televisión de, aproximadamente, 1,2 MB. Como inconveniente de este sistema podemos decir que para la transmisión de imágenes, a la velocidad de dos líneas por campo, requiere unos 5 minutos. En España se ha adoptado el nivel 1.5, que consiste en una ampliación a 128 caracteres con respecto del nivel 1, lo que permite la escritura de todos los caractE¡res del conjunto de lenguas del Estado (castellana, catalana, gallega y vascuence). Por su importancia, este nivel se trata ampliamente en un apartado posterior. Finalmente diremos que los franceses idearon su propio sistema de teletexto (Antiope), capaz de dar caracteres acentuados y gráficos mejorados por encima del sistema británico. Esto se hizo a expensas de una codificación más compleja. El sistema Antiope es incompatible con el resto de sistemas.

FORMATO DE VISUALIZACIÓN DE LAS PÁGINAS DE TELETEXTO Las páginas de teletexto poseen un formato compuesto por 25 líneas o renglones de texto, más una de cabecera, que responden a la denominación XO a X25. El XO es el primer renglón o de cabecera, el cual puede contener hasta 32 caracteres. Esta línea detalla el número de página, la fecha y la hora, y se utiliza en el receptor como una señal 44

TELEíEXTO

que indica el comienzo de página. Cuando el número de p~gina coíncide con el correspondiente al solicitado por el telespectador, entonces la información de dicha página se visualiza en la pantalla del receptor. . Los renglones X1 a X25 son los de texto, que pueden tener hasta 40 caracteres cada uno de ellos. Cada uno de los Garacteres, tanto alfanuméricos como gráficos, se escriben de forma matricial, es decir, con sucesivos pixels y sucesivas líneas de. exploración. Cada uno de estos caracteres ocupa un espacio de 7 o 12 pixels en sentido horizontal y 1O líneas en sentido vertical, dependiendo del generador de caracteres: El sistema .está formado por ocho secciones (también denominadas gacetas), ca.da una de las cuales tiene un total de 100 páginas (de la 00 a la 99), las.cuales se seleccionan numéricamente. La primera página es la 100, por lo que el número total de páginas de las 8 secciones es de 800 (de la 100 a la 899). Cada página puede tener subpáginas, que se van generando automáticamente sin interv.ención del usuario. Así, por ejemplo, la página 522 puede contener 3 páginas que se van sucediendo automáticamente con las numeraciones 1/3, 2/3, 3/3, etc. El tiempo de permanencia de estas páginas eh pantalla suele ser de un minuto (o incluso más), con el fin de facilitar una lectura reposada de las mismas. La primera página siempre es la número 100 y en ella se ubica el menú o índice de contenido y los números que corresponden a cada .acceso. Debido al espacio disponible no es posible la transmisión de toda la información a la vez. Por tanto, cada línea de texto contiene la información correspondiente a una hilera de datos de teletexto. Como cada campo contiene dos líneas y existe un númer.o máximo de 24 líneas de información sobre una página completa, esto significa que en la página aparece la información correspondiente a 12 campos, que a una velocidad dé 1/50 de segundo por campo supone el empleo de 0,24 s para la transmisión de una página completa. Con el fin de mejorar la legibilidad del texto, el numero de líneas por página es inferior a 24, reduciéndose así el tiempo de lectura. La transmisión de estas páginas se realiza secuencialmente, por lo que si se utilizan 100 páginas, el tiempo máximo para que aparezca en pantalla la página solicitada, desde el instan te en que se selecciona, es de 24 s, con dos líneas de datos por cada campo. Con el fin de aumentar la velocidad de transmisión, las páginas correspondientes a las secciones o gacetas se realizan más a menudo.

EL NIVEL 1.5 Al tratar los diver$OS niveles establecidos por el CCIR, se ha dicho que en España el nivel adoptado es el 1.5, que contiene un total de 128 caracteres alfanuméricos y 64 para gráficos de tipo mosaico. El nivel 1.5 dispone, además, de los atributos de visualizació.n para definir el color de los caracteres y del fondo de página, el tamaño de los caracteres y su presentación estática o intermitente. La información digital de las páginas de teletexto se ubica en el período de borrado de campo, concretamente en los espacios correspondientes a las líneas 7 a 22 del primer campo y 320 a 335 del segundo, dejando libres las líneas 17 y 18 del primer campo y 3.30 y 331 del segundo (figura 2.2), ya que en ellas se insertan las señale.s de prueba ITS (lnsertion Test Signa!), cuyo estudio se desarrolla en otro capítulo de este mismo tomo de la enciclopedia. El nivel de los impulsos es el correspondiente al negro. con una tolerancia de + 2°, para el O lógico y entre el 60 y el 72 % de la diferencia entre los niveles del negro y el blanco para el nivel lógico i (figura 2.3). La velocidad de transmisión es de 6,9375 Mbits,por segundo, que corresponde a 444 veces la frecuencia de línea de 15,625 kHz. Cada líriea de teletexto, tanto la de cabecera como las de texto, contiene 360 bits de información (45 bytes), que se transmiten en un tiempo de 52 µs.

45


lnlervalo de borrado de campo (251/neas)

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Lineas de datos de tele texto

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2.2 Líneas de datos de teletexto.

Sobrelmpu/sos de la forma de onda

Salva de color

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Amplitud de dalos cresta acresta

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2.3 Nivel de datos de la información digital del teletexto.

El contenido de cada línea de teletexto, desde la XO a la X25 consta de un prefijo, un control y la información de caracteres (figura 2.4). El prefijo con el que se inician todas las líneas de teletexto está formado por un paquete de cinco bytes, cada uno de los cuales tiene el siguiente contenido y finalidad: Bytes 1 y 2.

Byte 3.

Bytes 4 y 5.

1

Paquete

xo

Sincronismo de reloj. Se genera con una secuencia binaria 101010. Tiene por finalidad identificar la presencia de las señales de teletexto y sincronizar los correspondientes circuitos del receptor. Su paridad es par. Sincronismo de byte. Su contenido es 11100100 y tiene por finalidad sincronizar los bytes en el proceso que tiene lugar en el aparato receptor. Al igual que los dos bytes anteriores su paridad es par. Son los bytes de dirección de sección y renglón. Se transmiten con código Hamming de exceso a 3 y, por tanto, con cuatro bits de redundancia por byte. Con tres bits se indica la sección y con cinco el renglón al que corresponde la línea de teletexto.

2

2 bytes sincronismo reloj

3 1 byte slncr. de-bytes

4 2bytes de dirección de gaceta y renglón

6

7

1 byte 1byte den• den• de pág. de pág. (Decena) (Unidad)

8

9

10

11

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+ 32bytes de caracteres en código ASC/1

1

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Paquetes X1 aX25

2 bytes sincronismo reloj

1 byte sincr. de bytes

2 bytes de dirección de gaceta y renglón

2.4 Organización de los datos de las líneas de tefetexto.

46

+40 bytes de caracteres en código ASCII

I

TELETEXTO

Los bytes de control (figura 2.4) sólo se transmiten para las líneas de cabecera (XO) y están formados por 8 bytes con codificación Hamming de distancia 3 que siguen a los bytes del prefijo. El contenido y finalidad de cada uno de estos ocho bytes es como sigue:

Bytes 6 y 7.

Estos dos primeros bytes de control proporcionan información, en formato BCD, del número de la página. La inforrnación de estos dos bytes, junto con la de los bytes 4. 0 y 5.0 del prefijo, identifican totalmente el primer dígito, correspondiente a la sección (1 a 8), el número de pá'gina con sus dos dígitos (00 a 99) y el renglón de texto al que corresponde cada línea. Bytes 8 a ·¡ 1. Estos bytes tienen la finalidad de dar ihformación de las posibles subpáginas. Incluyen los siguientes bits de control: C4: C5: C6:

Byte 12.

Proporciona información de borrado de página; con intervalos de 20 ms. Se encuentra situado en el octavo lugar del noveno byte. Proporciona información de noticias relámpago que aparecen en la pantalla.del receptor. Se sitúa en el sexto lugar del byte 11 . Proporciona información para la página de subtitulados. Se encuentra situado en el octavo lugar del byte 11 .

Este byte contiene los cuatro bits de información de control siguientes: C7: CS:

Supresión opcional de la cabecera, permitiendo la visuallzacrón de sólo la hora. Indica cuándo se actualiza una deterrninada página, es decir, cuando cambia su contenido. C.9: Indicador de secuencia interrumpida, es decir, advierte que la página asociada no sigue el orden numérico. Cí.O: Supresión de la visualización. Los siguientes 32 bytes de la línea de cabecera (XO), o los 40 bytes de las líneas X1 a X25 corresponden a los caracteres alfanuméricos o gráficos, en fon11ato ASCII, estando formados cada uno de dichos bytes por 7 bits más uno de paridad impar. Este bit de paridad proporciona información de posibles errores en la transmisión o en la recepción, de forma que cuando éste está presente el carácter queda anulado. Los bits de cada uno de los bytes del código ASCII se transmiten del menos al más significativo y el decodificador del recéptor los interpreta c·omo dir-ecciones de una ROM que genera los caracteres que se visualizan en la pantalla del receptor en formato RGB. Además de toda la información expuesta, se transmite una información adicional con la denominación de líneas auxiliares o líneas de control. Son la X26, X27 y la 8/30. La linea X26 permite extender el número de caracteres del nivel 1 de teletexto, ampliando el número total a 128. Está formada por 45 bytes, cuyo contenido es el siguiente: Prefijo que responde a la misma configuración descrita anteriormente, puesto que es Imprescindible incluirlo en todas las líneas ya que contiene la información sobre el sincronismo del reloj (2 bytes), el sincronismo de bytes (1 byte) y la dirección de gaceta y renglón (2 bytes). Byte 6: Este byte contiene la información para acceder a 15 nuevos códigos de caracteres. Se transmite codificado con código Hamming. Bytes 7 a 45: Se trata de 13 grupos de 3 bytes. Cada grupo está formado por·6 bits para direccionamiento, 5 para descripción de modo y 7 de. datos. También estos bytes se transmiten codificados en código Hammlng.

Bytes 1 a 5:

La línea X27 se utiliza para el encadenamiento de páginas con capacidad para siete dígitos de numeración de página. Esta información se almacena automáticamente en la RAM del decodificador.

47


Gracias a esta línea la información de teletexto se puede estructurar en forma de árbol, relacionando las páginas entre sí mediante un sistema de cuatro colores: rojo, verde, amarillo y cian. Este sistema facilita la búsqueda de información ya que ésta se reparte en cada uno de citados colores, los cuales son seleccionados mediante teclas del mismo color dispuestas en el teclado del mando a distancia del usuario. Consta de 45 bytes, con el siguiente contenido: Bytes 1 a 5: Byte 6:

Bytes 7 a 42:

Byte 43:

Forman el prefijo que, naturalmente, sigue la misma estructura que la expuesta para todas las líneas anteriores de teletexto. Este byte indica el código de designación. El código 0000 indica la función de página encadenada. Se codifica en código Hamming. Estos 36 bytes se reparten en seis grupos de 6 bytes cada uno y contienen información de otras tantas páginas encadena.das. Cada uno de los seis grupos lleva información del número de gaceta (3 bits), del número de página (8 bíts) y del subcódigo de página (13 bits), es decir, una información de 24 bits (3 bytes). Como el anterior, están codificados en código Hamming. Es el byte de control de encadenado. Lleva una información de 4 bits codificados en código Hamming, que llevan a cabo las siguientes funciones: • El bit O habilita la función de tecla verde, el 1 la amarilla y el 2 la cían. La tecla roja está siempre habilitada. • El bit más significativo (el 3) permite visualizar la línea 25, que contiene las franjas con los colores representativos del sistema de páginas encadenadas.

Bytes 44 y 45: Estos bytes contienen la palabra binaria de verificación para redundancia cíclica

de los paquetes XO a X24. Como todos sus precedentes (menos los bytes de prefijo) también se transmiten codificados en código Hamming. Para finalizar con la descripción del nivel 1.5 utilizado en España, describimos la denominada línea 8/30. La línea 8/30 se transmite una vez por segundo y proporciona información del nombre de la emisora, fecha y hora. Consta de los 45 bytes siguientes: Bytes 1 a 5: Byte 6:

Bytes 7 a 12: Bytes 13 y 14: Byte 15:

Bytes 16 a 18: Bytes 19 al 21: Bytes 22 al 25: Bytes 26 al 45:

Como en todos los casos anteriores, corresponden al prefijo de la información y, por lo tanto, con su mismo contenido (figura 2.4). Es el byte de código de designación. Su información indica si el teletexto está o no multiplexado con la señal de vídeo de televisión, es decir, si se puede visualizar o no simultáneamente imagen y página de teletexto. Se trata de 6 bytes que contienen la dirección de la página inicial de teletexto para su almacenamiento automático en el decodificador. Contienen la información de identificación de emisora. Permite la diferencia horaria (en unidades de media hora) entre la hora local y la oficial universal. Señalan la fecha actual. Mediante estos 3 bytes se indican con seis dígitos la hora universal. Sin aplicación, están reservados para cualquier otra información. Se destinan a datos auxiliares para presentar en la pantalla del receptor de televisión.

CIRCUITO DECODIFICADOR DE TELETEXTO El decodificador de teletexto realiza las funciones de reconocimiento y captura de los datos contenidos en los impulsos de retroceso de campo de la señal de televisión.

48

TELETEXTO

Este decodificador está gobernado por el microcontrolador del receptor, el cuál incorpora un generador de caracteres del cual se obtienen las tres tensiones de color rojo, verde y azul (RGB) y un conmutador para el multiplexado con las señales de vídeo. Mediante un mando a distancia o control remoto, el sistema recibe información sobre la página a seleccionar y la señal del canal de televisión sintonizada. La información de la página s.olicitada se almacena en una RAM y luego direcciona con ell-a un generador de caracteres que permite la visualización del texto de dicha página en la pantalla del receptor. Para llevar a cabo todas estas funciones, el decodificador de teletexto debe: 1.0 Separar las líneas de teletexto. 2.0 Identificar la página seleccionada mediante el mando a distancia por el usuario y almacenar dicha información en una RAM. 0 3. Leer la RAM para direccionar el generador de caracteres, es decir seleccionar del generador de can~cteres aquellos que correspondan a la información almacenada en la RAM. 0 4. Proporcionar las tensiones RGB al tubo de rayos catódicos, así como la tensión de conmutación. 5.0 Efectuar una temporización sincronizada para direccionar la RAM, generando los impulsos de control de todos los procesos. 6.0 Generar unos impulsos de sincronisrno idénticos a los de la señal de vídeo de. televisión, de forma que puedan llevarse a cabo correctamente los barridos horizontal y vertical cuando el televisor opera como términal de teletexto. Además d.e lo expuesto, el decodificador debe permitir su control mediante un microcontrolador (µC), el cual recibe las órdenes desde un mando a distancia con el teclado adecuado. Hace años se requerían hasta wn total de í O cir:cuitos. integrados para llevar a cabo todo el proceso de decodificación de teletexto. Hoy día, gracias·a los grandes avances en la integración de circuitos, se diseñan receptores de televisión cdn sólo uno, dos o tres integrados, para llevar .a cabo dicha decodificación. En la figur-a 2.5 se ha dibujado el diagrama de bloques típíco de un decodificador de teletexto, el cual consta de los siguientes circuitos: • Separador de datos. • Re.generador de los impulsos de reloj. • Adquisjción de datos. R G B YBLK

Séparador de datos

TTD

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Video

Datos

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Generador de caracter&s

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Datos

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TCS/SOS SPA

.Sincronismos

órdenes

IR·

SOL ¡,C

Teclado

2,5 Diagrama de bloques típico de un decodificador de te/etexto.

49


• • • •

Interfaz y RAM. Generador de caracteres. · Separador de sincronismos. Reloj y temporizador.

En las páginas que siguen se estudia por separado cada uno de estos circuitos.

SEPARADOR DE DATOS El separador de datos recibe la señal de vídeo procedente del receptor de televisión y separa de ella las líneas de teletexto. En la figura 2.6 se ha dibujado el diagrama de bloques de este circuito con los circuitos asociados a él más importantes. Su funcionamiento se basa en un simple recortador de la señal de vídeo, el cual establece el nivel umbral para el recorte de la mitad de la amplitud de los datos, independientemente de la amplitud de la señal de vídeo recibida. El separador entra en funcionamiento, por tanto, sólo durante la presencia de los impulsos de sincronismo, para lo cual se le aplican impulsos procedentes de un temporizador que lo habilita durante los 52 µs activos de la línea. De este modo se obtiene en la salida de este circuito el flujo de datos de teletexto, o TID (Teletext Data), el cual se aplica al circuito de adquisición de datos (Figuras 2.5 y 2.6).

Separador de datos

TTD TTC

Vídeo

Comparador de fase

vxo

+2

o-;:I

13,875 MHz

Separador de 15,62 ,kHz Compatador sincronismos de faso

2.6 Diagrama de bloques de los circuitos separador de datos y regenerador de los impulsos de reloj.

Detector de caNdad de seÓl/

vxo

+384

~º~

6MHz

t5,625kHz

REGENERADOR DE LOS IMPULSOS DE RELOJ Los datos, una vez separados, se aplican a un comparador de fase y frecuencia, donde se compara con una señal de reloj de 6,9375 MHz o señal TIC (Teletext Clock), obtenida a partir de un VXO de 13,875 MHz y un divisor de frecuencia por dos (figura 2.5). Esta frecuencia de 6,9375 MHz se emplea para la temporización de los datos en los circuitos de control y proceso de datos de teletexto o circuito TAC. A continuación del separador de datos se dispone un identificador de la secuencia inicial de los dos primeros bytes del prefijo, cuyos bits se repiten continuamente entre los niveles alto y bajo con una secuencia de O, 144 µs. El circuito de identificación puede ser analógico o digital. En el primer caso se utilizan condensadores integradores y de temporización, mientras que en el segundo se recurre a palabras escritas en código Gray para identificar la posición. El circuito también incluye un VXO de 6 MHz. Los impulsos obtenidos de este reloj se dividen por 384 para generar impulsos de 64 µs (frecuencia de línea), que se utilizan para que un circuito temporizador sincronice en fase la visualización del teletexto con la imagen de televisión sintonizada por el receptor. En la figura 2.6 hemos dibujado de forma simplificada este proceso,

50

TELETEXTO

ya que sólo se dibuja el divisor de frecuencia por 384, pero sí que se aprecia en el esquema de bloques general de la figura 2.5. La frecuencia de línea se aplica a un circuito comparador de fase, donde se compara con los impulsos de sincronismo de línea de la señal de Vídeo obtenidos .de un sep.arador de sincronismo. Cualquier diferencia de fase entre ambas señales genera en el comparador de fase una tensión de error que modifica la frecuencia de oscilación del VXO, hasta que éste entra en resonancia con la frecuencia de la señal de línea. En el diagrama de bloques de la figura 2.6 se incluye un detector de la calidad de la señal. La finalidad de este circuito es cortar el acceso de datos de teletexto si la señal recibida contiene un elevado ruido, o si se produce una Interrupción en la recepción de la señal, permitiendo que el sistema visualizador funcione libre. De esta forma el detector de calidad de la señal evita que los datos almacenados en la RAM queden afectados por el ruido. Esta característica, combinada con la acción del reloj, permite obtener una visualización estable incluso en ausencia de recep.c ióh de la señal de televisión, lo cual es esencial para una visualización retardada.

ADQUISICIÓN DE DATOS

La parte del decodificador que efectúa el reconocimiento de la página solicitada por el usuario es el bloque de adquisición de datos (figura 2.5). En el diagrama de bloques de la figura 2.7 se ha dibujadc este bloque con más detalle. En él se lleva a cabo el procesado de los datos de teletexto (TID), de forma que puedan ser escritos en la RAM. La sección de control procesa la información procedente del control remoto (mando a distancia del teletexto) y utiliza esta información para gobernar las diferentes funciones del visualizador del sistema decodificador de teletexto, tales como la selección de los modos de televisión o teletexto, elección de página, mantenimiento de página, visualización de la hora o selección de la página temporizada. Los datos de teletexto (TID) y de reloj de teletexto (TIC), procedentes de los circuitos separador de datos y regenerador de los impulsos de reloj (figura 2.6), se aplican a un circuito conversor .de entrada de serie a paralelo saliendo de éste por un bus paralelo de 7 bits (figura 2.7). WACK TTC

Conversor serie a paralelo

TTD Bus de datos (7 bits)

Receptor de.tos datos de control

Contador dé bits

-

De/con/ro remoto

~

'

?

\/

Comprobador de paridad y código Hamming

.I; .

?

V Registro de dirección de fila

,~

Contador de bits

<~

'" ' Alm¡¡cenamien/o de la página seleccionada y del código de tiempo

'\1"' Almacenamiento de la función de
• Control de escritura

V Büs de dirección de fila (5 bits)

WOK

2.7 Diagrama de bloques del circuito de adquísicíón de datos. 51

TELEVISIÓN DIGITAL POR SATÉUTE

A continuación las palabras de dirección, codificadas en Hamm,ng (que es el código de corrección de errores utiHzado en la transmisión de datos), se comprueban y se corrigen las que tienen un solo bit erróneo, rechazándose las palabras de dirección con dos o más bits erróneos. Una vez corregidos los errores, las palabras de dirección pasan por un lado hacia el registro de dirección de tifa de la línea de datos recibidos (una de veinticuatro) y por otra a un circuito comparador de bits, donde se compara con la información del número de página seleccionada por el usuario (figura 2.7). Desde el registro de dirección de fila las palabras de dirección pasan al bus de dirección de fila. de 5 bits. Si en el comparador los datos procedentes del mando a distancia coinciden con los datos de dirección recibidos de la emisión de teletexto, entonces los datos de carácter se aplican a través del bus de datos a la RAM como una secuencia de cuarenta palabras de 7 bits en paralelo, escribiéndose en la memoria. La señal Write 0.K. (WOK de la figura 2.7) indica a la memoria cuándo puede ser escrito en ella un dato válido. La señal Write Addres Clock (WACK en el diagrama de bloques de la figura 2. 7) hace que unos contadores de dirección avancen un paso después de cada carácter. En resumen, en esta parte del circuito se compara la etiqueta de identificación de cada línea de entrada de teletexto con los tres bits del registro de la página seleccionada, permitiendo la transferencia de los datos de carácter hacia la RAM sólo cuando se produce la igualdad.

INTERFAZ Y RAM En los receptores de televisión analógicos la memoria utilizada en el decodificador de teletexto es del tipo RAM estática, de 8K x 8 de capacidad, lo cual permite almacenar 4 páginas de teletexto además de la información oculta (figura 2.5). También se utilizan para este cometido memorias RAM dinámicas (DRAM). Estas memorias facilitan el acceso de cualquier orden y permiten la lectura y escritura desde cualquiera de sus posiciones. La RAM posee su propio bus de datos paralelo, lo que implica la necesidad de utilizar un convertidor de serie a paralelo para escribir en ella. Además, la memona debe direccionarse en sincronismo con el flujo de datos y controlarla para pasar de la escritura a la lectura o viceversa. Todas estas acciones se realizan en la interfaz de la memoria, la cual recibe el flujo de datos para convertir1os en formato paralelo, los impulsos de reloj procedentes del temporizador para generar el bus de direcciones AO-A12 y las órdenes desde la interfaz del bus /2C para controlar la RAM. La RAM es controlada por el µC para ser leída cada 20 ms, para refrescar la pantalla, y los datos obtenidos en su lectura se utilizan como bus de direcciones de la ROM, que constituye el generador de caracteres de teletexto.

GENERADOR DE CARACTERES Los caracteres alfanuméricos y gráficos de teletexto se encuentran almacenados en una memoria de sólo lectura (ROM), que recibe el nombre de generador de caracteres o TROM (Teletext Read Only Memory), y en circuitos auxiliares para la selección del color. Estos circuitos proporcionan las tensiones de color RGB, de luminancia Y de negro, o borrado BLK para la conmutación entre televisión y teletexto (figura 2.5). La señal de luminancia Y es necesaria para visualizadores monocromáticos y para visualizadores en color donde se deban intercalar caracteres en la imagen de televisión, utilizándose entonces como una señal de borrado de la imagen intercalada. B generador de caracteres recibe los datos correspondientes a la página seleccionada, los cuales se almacenan en la RAM después de su captura, así como las señales de temporización de horizontal y vertical y las órdenes desde el µC. Estos datos corresponden al direccionamiento de caracteres.

52

TELETEXTO

Con toda esta información se generan,·a partir de los datos de carácter de bits almacenados en la RAM, las señales de croma (en formato RGB) para formar en la pantalla del receptor los caracteres con un formato de 7 x í O o 12 x i,O pixels. Para ello, estas señales se aplican a la entrada RGB de los circuit0s de vídeo del receptor. Cuando se visualiza la televisión la tensión BLK es cero, pasando a nivel alto cuando se visualiza el teletexto y en modo alternativo cuando se efectúa mezcla de las imágenes de televisión con las páginas de telet~xto. En la figura 2.8 se ha dibujado con más detalle el diagrama de bloques típico de un generador de caracteres. Algunos Integrados poseen la facultad oe incrementar de forma efectiva la matriz de pixels de cada carácter, hasta un total de 14 x 1O. Este incremento mejora notablemente la definición de los caracteres visual Izados en la,pantalla. En el diagrama de bloques de la figura 2.8 se aprecian unos circuitos adicionales que permiten realizar diversas funciones de control, las cuales-están determinadas por la información de control recibidas de la 1nemoria. Ejemplos de estas funciones de control son: • Selección de caracteres alfanuméricos y gráficos. • Palabras iluminadas intermitentemente. • Instantáneas de noticias y subtítulos visu(l.llzados en ventanas insertadas en las Imágenes de televisión. Otra función que puede realizar este circuito es la de visuálización oculta, que.puede-ser operada por el usuario como, por ejemplo, si se transmite una página de preguntas y respuestas que contiene tanto unas como otras. En este caso la respuesta puede estar inicialmente oculta hasta que el usuario decida conocerla. Para el correcto funcionamiento del circuito éste debe recibir los datos de 7 bits almac.enados en la RAM y las señales de sincronismo procedentes del temporizador, cuyo.estudio se expone más adelante. Bus de dalos (lb/IS) dela RAM

~>

-:::

-

ROM

~

Convertidor serle a paralelo

,

/\

'

\7

-

Detección y ·almacenamiento de caracteres: de control

Contador +10

'

\/

•

Generodor de fjráf/cos

-

Redondeo de-carácter

' 7

I

Control del visualizador

-

R G B Y BLK

Señales de sincronismo

2.8 Diagrama de bloques del generador de caracteres de teletexto.

SEPARADOR DE SINCRONISMOS Al tratar la forma de transmitir la información de tele.texto se ha dicho que-ésta se dispone en los impulsos de sincronismo de cuadro. Por lo tanto, cuando el receptor pasa a funcionar como terminal de teletexto, la única forma de estabilizar la Imagen de las páginas en la pantalla.es sincronizando los circuitos de barrido del aparato con los de sincronismo de teletexto, que como se aprecia en la figura 2.4 corresponden al tercer byte transmitido.

53


Este byte de sincronismo está formado por los bites 11100100, es decir, se trata de una información digital que no puede ser interpretada por los circuitos analógicos de barrido del receptor de televisión. Para conseguir que esta información binaria sea interpretada como una información digital se recurre a un circuito temporizador (figura 2.5}. En el separador de sincronismos se realizan. por tanto, las siguientes acciones: • Separación de los impulsos de sincronismo de la señal de vídeo analógica, para obtener unos impulsos de tensión ves que sincronizan el generador del sincronismo de teletexto, o circuito temporizador (timing chain). • Conformación de unos impulsos SC para sincronizar los impulsos de 6 MHz del VXO. Los impulsos de 6 MHz proporcionados por el VXO, denominados impulsos F6, son los que se utilizan para obtener las señales de temporización. • Conmutación entre vídeo y los impulsos de sincronismo de teletexto, según el modo de funcionamiento del receptor. Esta conmutación se realiza de forma automática.

RELOJ Y TEMPORIZADOR El temporizador (timing chain) o generador de sincronismos proporciona impulsos de reloj en total sincronía con el proceso de datos, para generar el bus de direcciones que almacenará en la RAM la información de caracteres. Asimismo, también genera los siguientes impulsos (figura 2.5}: • Impulsos SANO, de frecuencia igual a la de línea, para el funcionamiento del separador de datos. • Impulsos de temporización para los circuitos de adquisición de datos y generador de caracteres. • Impulsos de sincronismo para los circuitos de barrido del TRC cuando el receptor funciona en modo teletexto. Para el funcionamiento del temporizador se precisa una frecuencia de 6 MHz (F6 en el diagrama de bloques de la figura 2.5), perfectamente sincronizada con la señal de vídeo o con los impulsos de sincronismo de teletexto, según el modo de funcionamiento. Esta perfecta sincronización se realiza con la tensión de error, generada en un circuito comparador de fase y frecuencia, que modifica la frecuencia generada en el VXO cuando ésta se desvía de la frecuencia de sincronismo de la señal de vídeo o de los impulsos de sincronismo de teletexto. Se trata, por tanto, de un circuito PLL con el que se obtienen unos impulsos de tensión de sincronismo de línea de 15,625 kHz, previa división de los impulsos de 6 MHz por 384, y de sincronismo de cuadro de 25 Hz, previa división de la frecuencia de línea por 625.

Del VXOde 6MHz

64µs

1 µs +6

\7 A/ reloj de dirección de lectura

•

+64

' \ /7

+

625

7 \/

. Decodificador

V

\7 + 10

+ 24

Generador de

sincron;smo

~

2.9 Diagrama de bloques del generador

de sincronismo de teletexto.

54

Bus de direcciones de fila (5 bifs)

Impulsos de

sincronismo

Impulsos de sincronismo a/a ROM Pues/a a cero general

TEL8EXTO

En la figura 2.9 se ha dibujado el diagrama de bloques completo del temporizador o generador de sincronismos. Como se puede apreciar, las etapas divisoras de frecuencia de este circuito subdividen la señal de reloj de 6 MHz hasta obtener la frecuencia de 25 Hz de sincronismo de cuadro de la norma CCIR.

ACOPLAMIENTO DEL DECODIFICADOR DE TELETEXTO AL RECEPTOR DE TELEVISIÓN Tal como se ha expuesto, al decodificador de teletexto se le aplica la señal compuesta de vídeo, procedente del' demodulador de FI del receptor, y entrega los impulsos de sincronismo, las forma de onda del texto (en formato RGB) y los impulsos de borrado. Todas estas señales se aplican a un circuito de acoplamiento de vídeo para obtener en la pantalla del receptor una visualización de las páginas de teletexto a todo color. En la figura 2.1O se han dibujado de forma simplificada todas las conexiones entre el decodificador de teletexto y el televisor. En este esquema tenemos un total de 12 conexiones. Dos de ellas corresponden a la alimentación del decodificador (una al positivo de alimentación y la otra a masa). Otras dos conexiones son las entradas de las órdenes procedentes del mando a distancia del usuario, las cuales se identifican en el esquema como SDA y SCL. Otra de las entradas es la correspondiente a la señal de vídeo compuesta, a través de una trampa para la señal de audio de 5,5 MHz de la norma europea CCIR. Una de las salidas del decodificador corresponde a imagen superpuesta. y se aplica al sistema de control. Una segunda salida proporciona los impulsos de sincronismo a la base de tiempo del receptor, con una amplitud normalizada de O, 7 V de pico a pico. Finalmente se tienen otras cinco salidas; tres de ellas corresponden a las señales R, G y B para TRC en color, mientras que una cuarta, de luminancia Y, es opcional para ser utilizada en un TRC monocromático. La quinta salida corresponde al borrado de imagen y recuadro. Para disponer un decodificador de teletexto en un receptor de televisión es necesario que éste cumpla unos requisitos, es decir, no todos los receptores admiten un decodificador de teletexto. Efectivamente, sí la señal de televisión es buena y está libre de distorsiones. el decodificador Vp

R SCL

$DA

,..

G

-

,.

o

B

,:,

ro o

o::

'o oo

Q)

o

senal de video compuest a

.

.

BLK y

Sincronismo a la base de tiempo del televisor

' '-e

.

2.10 Acoplamiento enffe el Imagen superpuesta

decodfficador de teletexto y el receptor de televisión.

55


proporcionará una visualización de las páginas libre de errores, dependiendo su calidad del grado de definición del tubo ·de imagen y de las características de los circuitos de excitación de vídeo. Sin embargo, en el caso de recibirse señales débiles o distorsionadas, o si el sintonizador y las etapas de FI no poseen características satisfactorias, entonces disminuye la capacidad del decodificador para producir una visualización libre de errores, apareciendo los caracteres alfanuméricos rotos y/o cambiados. De lo expuesto se deduce que para introducir un sistema de teletexto en un receptor de televisión debe prestársele especial atención al sintonizador, amplificador de FI y demodulador de vídeo en lo que respecta a la recepción de los datos de teletexto, y al circuito de excitación RGB para asegurar la mejor visualización posible. Uno de los principales problemas radica en las imágenes fantasn,as debidas a ecos de la señal de televisión en edificios colindantes con la antena. Efectivamente, así como una señal de televisión tolera más los ecos de corta duración que los de larga duración, siendo apenas afectada la imagen por ecos inferiores a 500 ns, en el caso del teletexto, éste es afectado por igual por los ecos de corta y larga duración. Por otra parte, los datos de teletexto toleran mejor las interferencias de tipo impulso y el ruido aleatorio de la señal de televisión. En resumen, la disposición de la antena es de primordial importancia para una buena recepción del teletexto, evitando cualquier eco por corta que sea su duración. Veamos ahora los requisitos de RF y FI que deben exigírsele a un receptor de televisión preparado para la recepción de señales de teletexto . Para ello diremos que, con el fin de reducir al mínimo la tasa de errores, el decodificador de teletexto debe presentarse con una forma de onda de datos que tenga buenas características para el ojo. Sin embargo, la altura, anchura y características del ojo están afectadas por todas las formas de distorsión e interferencia. En la figura 2. 11 se muestra un modelo de ojo resultante del funcionamiento de un demodulador casi-síncrono a las fuentes de bits de teletexto 010101 (línea a trazos) y 0011001 (línea continua). Las distorsiones principales que pueden introducirse en los circuitos de RF y FI de un receptor de televisión son:

• Dístorsíón de la respuesta de amplitud. • Distorsión no línea/. • Distorsión de retardo de grupo. En lo que respecta a la distorsión de la respuesta de amplitud cabe decir que ésta está afectada por una respuesta vestigial y una pendiente de caída de alta frecuencia, las cuales provienen de las características del filtro de FI. La altura del ojo de la figura 2.i i depende de la naturaleza de la respuesta vestigial en la región de la portadora; por lo tanto, la banda de paso de la FI en este flanco debe estar lo más cerca posible al ideal. Así, la respuesta del filtro de FI a la banda lateral principal debe ser plana hasta 5 MHz, prestándole especial atención a la región que se extiende hasta 3,5 MHz (mitad de la velocidad de la información) donde las variaciones en la respuesta deberían ser, idealmente, menores que + 1 dB. IV/Ve/ 1

_. continuo

\ /

~

\ \

~

2.11 Módulo de ojo de la respuesta de

un demodulador síncrono a las fuentes de bits de teletexto O1O10·1(línea a trazos) y 0011001(línea continua).

56

I

/

\

I

/

\

I

I

\ \ l.

Altura

/,

del

\.

7

ojo

\

I \

I

'

/

\

\ Nivel O

\ .._conUnf!2

TELETEXTO

En lo que hace referencia a la distorsión no lineal, debemos decir que en un receptor de televisión el demodulador de vídeo es la principal fuente de ésta. No pu.ed.e utilizarse, por tanto, un sencillo demodulador a base de diodo, el cual responde a la envolvente de la señal de televisión, puesto que introduce un elevado nivel de distorsión en cuadratura. Esto, afecta a las características. del ojo de la inforrnación, ya que produce una pérdida de la altura y de su simetría. Para evitar esta distorsión debe wtilizarse un detector que responda solamente a la. comp0r1ente de modulación, que está eh tase con la portadora. La distorsión de retardo de grupo se evita haciendo que la respuesta de retardo del grupo de vídeo sea plana hasta 3,5 MHz, con desviaciones de hasta ± 40 ns. Efectivamente, si no se hace así, es decir, si se separa el amplificador de FI de la verdadera característica de fase lir:ieal, se generan pérdidas de la altura del ojo debido a sobreimpulsos, inclinación y desplazamiento de la posición óptima de muestreo. Es posible el diseño de un filtro LC que posea una amplitud y característica de retard.o de grupo lo suficientemente buenas para la recepción de señales de teJetexto. Sin embargo, el mantenimiento de las tolerancias es básico. Por esta causa es preferible la utilización de filtros de onda superficial, ya que poseen unas earacterísticas de respuestas de frecuenc.ia y retardo de grupo casi ideales, además de evitar las tolerancias producidas por errores de ajuste. En lo que respecta a los demoduladores de vídeo debemos decir qlJe los que ofrecen n1ejor rendimiento de altura d.el ojo son los totalmente síncronos, pero su precio e.s elevado, por lo que pueden ser sustituidos, con resultados bastantes satisfactorios, por los demoduladores casi-síncronos. Otro de los.principales problemas que pueden presentarse en la recep-crón .de una señal ·de teletexto se encuentra en una desinton1zación dél oscilador local, ya que éste es un· factor mucho más crítico en la recepción de teletexto que en 'el de una señal de televisión. Así pues, el oscilador local debe esfár perfectarr1ente sintonizado a su frecuencia de oscilación, de forma que la portadora de la imagen se mantenga lo más cerca posible del punto correcto en el flanco vestigial de la característica del filtro de FI. Con ello se evita la distorsión de amplitud al final qe la respuesta de vídeo .de la FI. La frecuencia del oscilador local .debe tener, como máximo, una desviación de + 50 kHz, por lo que debe emplearse un- sistema d.e CAF de elevada ganancia. Veamos ahora tas exigencias que,se le piden a las etapas de visualización y .de vídeo cuando se dispone un d.ecociifícador de teletexto en el receptor de televisióh. En lo que respecta a las características del amplificador de vídeo, los tiempos de subida de la información RGB, así como las salidas monocromáticas Y y de borrado BLK del generador de caracteres de teletexto (TROM) son sólo de20 a 30 ns, mientras que el ancho mínimo de un carácter de teletexto es de 167 ns. Dado que los tiempos típico de subida de los amplificadores cte vídeo de televi.sión son, generalmente, intedores a 80 ns, no existe inconveniente, en la mayoría de los casos, en ser utilizados para.el manejo de los caracteres de teletexto. La pendiente de 1.os flancos de la señal de datos de teletexto es afectada por las capacidades parásitas del circuito de acoplamiento de vídeo. Es importante evitar la caída exGeSiva de los tiempos de subida, así como mantener razonablemente iguales los tiempos de r.espuesta a transltorios de cada canal RGB. Los mejores amplificadores de vídeo para la visualización de datos de teletexto son los de clase 8, ya que poseen buenas características. de transitorios con tiempos de subida y caída Iguales. Como se dice en páginas anteriores, la salida ·de borrado del decodificaclor de teletexto se utilli a para borrar la imagen completa de televisJón y, a su vez, para !:Jorrar el recuadro oeJ título. Al intercalar texto en la imagen de televisión la señal que proporciona el borrado rápido de la imagen, antes de cada carácter, es la salida de luminancia Y o señal monocromática. En este caso la característica de transitorios de las etapas de borrado rápido debe adaptarse a las de las etapas RGB, con el fin de evitar efectos espúreos alrededor del borde de los caracteres. 8 tt..1bo de imagen y el circuito de MAT deben protegerse contra.sobrecargas, tanto al recibirse datos de teletexto como imágenes de televisión.

57


En el caso de recibirse sólo datos, o datos e imágenes mezclados, debe permanecer activada la función automática !imitadora de la corriente de los haces de electrones del TRC. Con el fin de mantener una relación constante entre la imagen de televisión y el contraste de los datos durante la acción !imitadora de la corriente de los haces, es aconsejable disponer un único circuito de control, tanto para el contraste de la imagen como para la amplitud de excitación de datos. En lo que respecta al TRC cabe decir que, en elteletexto, los errores de convergencia son más críticos, sobre todo cerca de las esquinas de la pantalla. No obstante, con los modernos tubos de imagen autoce>nvergentes este problema se minimiza extraordinariamente, puesto que tos errores de convergencia son muy pequeños y se logra una mayor estabilidad a lo largo de su vida. Como se ha dicho en repetidas ocasiones, las señales de teletexto se disponen en el intervalo de borrado vertical ·de la señal de vídeo. Resulta por tanto imprescindible generar una señal de borrado de retroceso de campo que sea efectiva, especialmente en lo que respecta a la temporización del flanco posterior. Las posibles pérdidas de definición que puedan presentarse en la parte superior de la pantalla debidas a la dispersión de los haces de electrones en la ampolla del TRC y en su armadura de metal, se evitan suprimiendo todas las líneas de televisión que incorporan datos de teletexto. Los fabricantes de semiconductores diseñan integrados de sincronización de la base de tiempos que generan una señal de borrado de campo con unos tiempos muy precisos, lo cual los hace idóne.os para el teletexto.

EJEMPLO DE CIRCUITO INTEGRADO DECODIFICADOR DE TELETEXTO Los fabricantes de integrados diseñan decodificadores de teletexto con diferentes niveles de integración. Estos circuitos pueden separar los datos de teletexto desde la señal de vídeo analógica o desde una señal de vídeo previamente digitalizada y codificada en Gray. Otro factor que puede cambiar entre uno y otro decodificador es la capacidad de la RAM, en función de la cantidad de páginas que se desee memorizar en ella. Esta memoria puede ser del tipo SRAM (Static RAM) o DRAM (Dynamíc RAM). BLACK 25

; 23 24 CVBSO CVBS1 '

IREF 38

26

14

39

37

TELETEXT ACQUISITION

DATASLtCER

VSYNC

36

DISPLAY TIMING

27

HSYNC

,.

t '-

ACQUIStTION T/MtNG

PAGf RAM

l.i-

3. 7

...

DISPLAY

FRAME

34, 33. 32 -, R, G,8 35 vos 29 COR

....

SAA5290 41

OSCIN .

OSCOUT OSCG/10

RESfT

31

42 40

OSCILLATOR 16Kx8 ROM

1, 80C51 MICROC.ONTROLLER

43

TEXT INTERFACE

256x8 RAM

•

Data Add; SS

• ANALOG-TO· DIGITAL CON VERTER

1

:-:,


del decodificador de telete.xto SAA5290 de PHILIPS.

58

'13

+.

Vsso,

28

' .,

Vsso,

' "22

PORT3

"s

91012, 30

PULSE W/DTH MODULATOR

PORT2

"a 1108

j~

Vss,

P3,0loP3.4/ AOCOtoADC2

P2.0loP2.7 PWM

TIMERI

CTRSJlc

PORT1

."a 45to52

PORTO 1

8 14 to 21

• P1.0 to Pf .7/ INTO, /NTI, TO, Tr, SOA, SCL

PO.Qlo P0.7

RGBREF

TELETEXTO

A continuación se estudia, a título de ejemplo, el decodificador SAA5290, de la firma PHILIPS, en el cual se lleva a cabo, además, la generación de caracteres para la visualización en pantalla de las situaciones de funcionamiento del receptor (OSO) y el control de las funciones. Este integrado lleva, además, un sintetizador de tensión para la sintonía 'fina. En la figura 2.1 2 se tiene el diagrama de bloques del SAA5290 y en la 2.13 su esquema de conexiones. En lo que respecta a los circuitos que constituyen el chip se pueden distinguen dos partes bien diferenciadas (figura 2.1 2):

• El sistema de control (mitad inferior del diagrama de bloques). • ET decodificador de teletexto (mitad superior). Este integrado se presenta en cápsula tipo DIL, S0IP52, de 52 terminales y puede trabajar con una memoria ROM o una EEPROM, ambas de 16KB. Las conexiones para este último caso se han dibujado en la figura 2.13. Ei:PROM PCF8582E

40V

o v,un• T c:::rk=},...--, T

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TV control s,gnals

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IR ] Rece/ver

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P3.21ADC2 OSCOUT Vsso

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P1.0IINT1

Ri--------------G1---- - - -- - -- - -

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2.13 Esquema de conexiones del SAA5290.

59


La tensión de alimentación de este integrado (V0 0} es de 5 V con una tolerancia de

:!: 0,5 V.

En lo que respecta a la parte de teletexto, el primer circuito es el separador de datos, en el cual se separan las líneas de teletexto. Las entradas a este circuito son las de los terminales 23 y 24, indicados como CVBSO (IF} y CVBS1 (SCART), respectivamente, a las cuales se aplica la señal de vídeo analógico procedente de las etapas de FI del receptor. El acoplamiento se realiza mediante un par de condensadores de 100 nF (figura 2.13). Las amplitud de las tensiones de sincronismo que se aplican a estas entradas debe estar comprendida entre 100 y 600 mV para los impulsos de sincronismo y entre O, 7 y 1,4 V de pico a pico para las señales de vídeo, siendo los valores típicos los de 0,3 y 1 V respectivamente. La regeneración del reloj de los datos, de 6 MHz, se consigue mediante el circuito oscilador que forma parte del integrado y cuyo cristal piezoeléctrico, de 12 MHz, se conecta entre los terminales 41 y 42. En el integrado se realiza la división por 2 de estos impulsos de reloj para obtener la frecuencia de reloj de 6 MHz. La sincronización de los impulsos de este reloj con el flujo de datos se lleva a cabo mediante un circuito comparador de fase y frecuencia, no dibujado en el esquema pero que se ha citado en páginas anteriores. La obtención de la información de las páginas de teletexto que solicite el usuario se lleva a cabo en el identificador de líneas (Teletext acquisition de la figura 2.12), el cual las almacena en la RAM (page RAM). Para el correcto funcionamiento de este circuito se precisa un temporizador y un bus de los impulsos de reloj (Timer/CTRS/f2C en la figura 2.12). La RAM vuelca la información seleccionada en el circuito visualizador (display en el diagrama de bloques de la figura 2.12), saliendo la información en formato RGB por los terminales 32 a 34, desde donde se aplica a los amplificadores de crorna del receptor. En este circuito las órdenes de control se reciben desde el µC 80C51, que forma parte del propio integrado (figura 2.12). Para los cálculos propios del µC el circuito incorpora una RAM de 256 x 8 bits, y una ROM de 16K. Las funciones de estos tres bloques (µC, RAM y ROM} se llevan a cabo a través de cuatro puertos bidireccionales que constituyen líneas unitarias de control de parámetros (data y address) y un bus de reloj 12 C para el puerto 1. La habilitación de los puertos se lleva a cabo mediante el programa interno de la ROM. Para la selección de página se puede utilizar un receptor de infrarrojos, conectado al puerto 1 del integrado por su terminal 45, que recibe las órdenes desde un mando a distancia de infrarrojos, o a través del resto de terminales de este puerto mediante señales de control a y desde el receptor de televisión. Otra posibilidad es la de habilitar las líneas de uno de los puertos para conectar un teclado local. En el esquema de la figura 2.13 se ha indicado esta circunstancia utilizando el puerto O. Para la función OSO el SAA5290 comparte el generador de caracteres del teletexto, proporcionando la inforn1ación en formato RGB y la tensión de conmutación para los circuitos procesadores de vídeo del televisor. La cantidad de caracteres que pueden generarse, tanto en funcionamiento como teletexto, como en OSO, es de 40 por línea, con un total de 25 líneas, en cuatro tamaños, siete colores y con control de fondo. El circuito convertidor de analógico a digital de la figura 2.12, es de 4 bits, y su función en el circuito es IÉ! de efectuar un control automático de la frecuencia de sintonía, compensando las posibles derivas del oscilador local del sintonizador. El modulador de ancho de impulsos (Pulse width Modulator) que también figura en el diagrama de bloques de la figura 2.12 es de 14 bits, y con él se genera una tensión en rampa para la sintonía fina de los canales.

60

Control digital

INTRODUCCIÓN En la actualidad resulta muy difícil, por n.o decir imposible, enco.ntrar un receptor de televisión que no disponga .de un control o mando a distancia para regular y ajustar parámetros tales como: • • • • • • •

Sintonización y mernorizaéión de canales. Ajuste de la intensidad de brillo de la imagen. Ajuste de la intensidad de contraste de la.imagen. Ajuste del color. Ajuste del volumen s0noro. Ajuste del balance entre canales. Localización de páginas de teletexto.

Estos controles se realizan mediante un transmisor de luz infrarroja (IR) en forma de destellos codificados de luz, que una vez captados por una unidad receptora de IR, dispuesta en el televisor, son decodificados y aplicados a los circuitos de control de las correspondientes etapas para modificar su funcionamiento según los deseos del usuario. Este sistema de control está basado, normalmente, en un µC de 8 bits, el cual tiene un programa residente en su ROM interna, d eh una EPROM externa asociada a una EEPROM que permite modificar el contenido de su memoria, tales como la frecuencia de sintonía de cada uno de los canales, o los parámetros de niveles de brillo1 contraste, volumen sonoro, etc. , de tal forma que en ella se metnoriza toda esta información para que el receptor la recupere al ponerse en marcha con los mismos parámetro_ s que se fijaron cuando se. desconectó. Se trata, por tanto,. de un sistema de control digital, aunque los parámetros sobre los que actúa no lo .sean. Las funciones que realiza un .control digital pueden ser 'muy diversas, pero en líneas generales se pueden enumerar en las.siguientes: • Decodificación de los impulsos de control. • Control automátrco de la sintonía y memorización del canal. • Generación de un bus serie asíncrono, mediante el cual se controlan los parámetros de las· señales de vídeo, audio, barrido, etc., que circulan por los correspondientes integrados. • Control de funciones de tipo analógico tales.como volumen de sonido, brillo, .contraste. Además de lbs controles citados, hoy día está muy generalizada la presentación de datos en la pantalla del receptor (OSD), lo cual también es una función que realiza la unidad de control.

BUSES DE CONTROL DIGITAL Recibe el nombre de bus de control el medio constituido por dos citres líneas de unión entre el µC y los circuitos de control digital del receptor. Actualmente son dos los buses que pueden encontrarse en los receptores de televisión para su control digital: 61


• El bus IM, de ITT-INTERMETAL. • El bus /2C' de PHIUPS. Tanto uno como otro disponen de una línea de datos (data) y otra de reloj (clock), si bien en el de ITI se tiene una tercera línea denominada de Identificación ~dent). En los dos buses citados se tiene un circuito maestro (master), el cual es un µC que pone una dirección en la línea de datos. Esta dirección es una palabra binaria de identificación del integrado al que se dirige, de forma que sólo ese integrado, y no otro, quede conectado al µC para recibir de él los datos que han de rnodificar su funcionamiento. En la figura 3.1 se ha dibujado de forrna muy simplificada el proceso descrito aplicado a un receptor de televisión. En ella se observa que el µC, que recibe las órdenes de un teclado local o de un receptor de IR, que recibe las órdenes transmitidas por un mando a distancia, queda conectado a cinco circuitos distintos del receptor por un par de líneas (la de datos y la de reloj). Una vez Identificado el circuito del receptor al que se desea transmitir las órdenes, el µC se las transmite cambiando así sus condiciones de funcionamiento. En el ejemplo de la figura 3.1 se controlan los siguientes circuitos: a) Sintonizador. B µC envía la infom,ación correspondiente al canal elegido por el usuario y el sintonizador se ajusta a la banda seleccionada. AJ mismo tiempo se genera una tensión de sintonía que modifica la frecuencia de resonancia de sus circuitos (con diodos de capacidad variable), hasta que entren en resonancia con la frecuencia del canal seleccionado. b) Demodulador de vídeo. El µC transmite las órdenes adecuadas para que este circuito funcione según la norma de televisión (señal de vídeo con polaridad positiva o negativa y el valor de la FI). c) Procesador de vídeo. En este circuito el µC no sólo selecciona el estándar de televisión del canal sintonizado (PAL, SECAM o NTSC), sino que también controla el brillo, contraste y saturación de color de la Imagen en pantalla. d) Demodulador de audio. Si es éste el circuito identificado por el µC. recibirá las órdenes de selección del tipo de den1odulación (FM o AM) y de la frecuencia subportadora de audio (5,5 MHz o 6 MHz, por ejemplo). Si, además, el receptor está preparado para recibir señales de audio estéreo/dual, estos circuitos proporcionan información al bus de la presencia de la señal estéreo o dual, para que el usuario pueda elegir lengua. e) Procesador de audio. En el procesador de audio se llevan a cabo los controles de volumen, graves y agudos, balance entre canales cuando se reciben señales estéreo, etc. Todos estos controles serán activados por el µC si es éste el circuito.

BUSIM El bus IM es una patente de ITI-INTERMETAL. Consta de tres líneas: una de datos, una segunda de reloj y la tercera de identificación.

Sintonizador

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(

Receptor IR tlU

uo_

nri

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Teclado local

Demodulador de video

Procesador de video

•'

Demodulador de audio

Procesador de audio

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Datos

µC Reloj

3.1 Diagrama de bloques fundamental de un sistema de control digital por bus.

62

/\

CONTROL DIGITAL

Las líneas de reloj y de identificaclón son unidireccionales; es decir, transmiten los impulsos de reloj y los códigos de identificación en una sola dirección, des.de el µC a los circuitos controlados por éste. La línea de datos es bidireccional, ya.que debe transmitir datos hacia y desde el µC, es decir, para la lectura y la escritura de la información. En la figura 3.2 se muestra el diagran1a de tiempos correspondiente a las tres líneas del bus IM. En estado de reposo, es decir, cuando no s.e transmite información alguna por el bus, las tres lfneas se encuentran en estado lógico alto (H). Para que pueda efectuarse una transmisió.n de datos la línea de identificación ha de pasar a nivel bajo {L) en coincidencfa con un nivel alto del reloj. En dicho instante se inicia la transmisión por la linea de datos, la cual empieza por un byte de dirección en sincronismo con los impulsos de reloj. Los bytes se generan cuando los impulsos de reloj pasan de nivel alto a bájo y tienen una duración igual a la suma de los tiempos de presencia y ausencia de cada Impulso de reloj (figura 3.2). En la figura 3:2 cada uno de los 8 bits que forman cada byte, tanto de identificación como de datos, puede ser un O o un 1 lógico, según los correspondientes códigos de dirección y de datos utilizados, razón por la cual se han dibujado en los dos estados posibles, aunque lógicamente sólo está presente en cada instante uno de esos dos estados. La transmisión siempre se inicia por el bit menos significativo (MLB), es decir el bit O o de menor valor, y tern1ina .por el bit más significativo (MSB) o de mayor valor (bit 7). Al finalizar la transmisión del byte de dirección, rnediante el cual se identifica el circuito integrado que será controlado por el µC, la línea de identificación pasa a nive.l alto. Se trata, si,nplemente, de transmitir por la línea de datos un byte que llegue a to.dos l0s integrados conectados al bus. Este byte se compara con el numero bioario interno de oada integrado y el que coincida queda conectado al µC, recibiendo, además, la información del tipo de operación que se va a realizar en él (de lectura o. de escritura). Inmediatamente después se realiza la transferencia de datos, por la línea de datos, en formato de bytes (figura 3.2). El bus queda libre cuando la línea. de identificación conmuta brevemente de nivel alto a bajo durante la transmisión de datos, quedando inmediatamente las tres líneas en nivel alto o de reposo (figura 3.2).

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Byt~ de dirección

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Byte de datos

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32 Diagrama de üempos correspondiente a las tres líneas del bus/M.

sus 12c oe PH1L1Ps El bus l2C (lnter-lC) es una patente de PHIUPS q.ue utiliza sólo dos líneas, una de datos (SDA), la otra de reloj (SCL}, y una masa común. Se trata de un bus muy utilizado, por lo que le prestamos en estas páginas una atención especial. Este bus puede controlar hasta 128 dispositivos con una velocidad máxima de transmisión de 100 kHz, aunque en la actualldad se está utilizando bastante la de 400 kHz. Los datos se transmiten en formato en serie, es decir, transmitiendo los bits de cada byte uno tras de otro.

63

TELEVISIÓN DIGrTAL POR SATÉLITE

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3.3 Diagrama de tiempos correspondiente a las dos líneas del bus / 2C.

En la figura 3.3 se ha dibujado el diagrama de tiempos de un bus 12C y en la 3.4 un diagrarna de bloques de su principio de funcionamiento, utilizando un circuito master (maestro) y hasta 128 circuitos slave (esclavos), aunque estos últimos pueden hacer las funciones de esclavo y transmitir. Los esclavos son seleccionados por el maestro mediante códigos binarios de 7 bits. Las líneas de datos (SDA) y de reloj (SCL) son bidireccionales, es decir, tanto el maestro como cualquiera de los esclavos pueden forzar las líneas a nivel bajo o bien dejarlas libres, lo cual resulta de gran utilidad si se desea emplear más de un maestro. En el circuito de la figura 3.4 se observa la presencia de un par de resistencias R , llamadas resistencias pull- up, que se conectan entre cada una de las líneas del bus y la tensión continua de alirnentación V00 . Estas resistencias polarizan positivamente las líneas, manteniéndolas en nivel alto en estado de reposo. Son necesarias para que la transmisión sea estable y no quede afectada por «ruidos» externos. El valor de las resistencias pulf-up depende de la tensión de la fuente de alimentación y de los dispositivos que se conecten a la línea. Suele estar comprendido entre 1 y 1O k.Q. Si se utilizan circuitos Integrados digitales TIL, cuya tensión de alimentación es de 5 ± 0,5 V. el valor de estas resistencias es de unos 2,2 kQ. Veamos ahora el principio de funcionamiento de este bus, con la ayuda simultánea de las figuras 3.3 y 3.4. Cuando la línea de datos y la de reloj se encuentran en nivel alto, el circuito se encuentra en estado libre o de reposo y ninguna información se transmite por el bus. En esta circunstancia las dos líneas (la de datos SDA y la de reloj SCL) reciben potencial positivo de las resistencias RP de la figura 3.4, lo cual queda reflejado en el diagrama de tiempos de la figura 3.3, justo antes de la zona de inicio (bus ocupado). Antes de proseguir con el estudio de este bus debemos decir que para una tensión de alimentación de 5 V (tecnología TTL), se consideran nivel alto (H) las tensiones iguales o superiores a 3 V, y nivel bajo (L) las iguales o inferiores a 1,5 V, mientras que para tensiones de alimentación hasta 18 V

Rp

SDA

64

A2 A1 AO

A2 Al AQ

Esclavo 1

Esclavo2

Esclavo3

.

.

Maestro

3.4 Diagrama de bloques fundamental de un bus / 2C.

Rp

A2 A1 AO

SCL

CONTROL DIGITAL

(tecnología CMOS), nivel alto (H) se considera a,quél igual o superior al 70 % de la tensión de alimentación, y nivel bajo aquél Igual o inferior aJ 30 % de la tensión de alimentación. En el diagrama de tiempos de la figura 3.3, y por motivos de claridad, hemos establecido los niveles alto y bajo en sus lí1nites, pero en la práctica el paso de nivel alto al bajo, o viceversa, se produce durante los flancos de subida y/o bajada de los impulsos. justo al alcanzarse los valores de tensión expuestos. Para que se inicie la transmisión es preciso que la linea de datos pase de nivel alto al bajo, estando la línea de reloj en alto. Es decir, generando en la línea de datos un bit de inicio de trans~ misión, de nivel bajo. El bus pasa así a la condición de ocupado (figura 3.3). A continuación se efectúa la transmisión de los datos, los cuales se transmiten sólo cuando los impulsos de reloj están en nivel alto. Es condición imprescindible que el nivel (alto o bajo) del bit de datos que se transmite en cada instante sea estable, es decir, que no camble de estado cuando el Impulso de reloj se encuentra en nivel alto. Si el bit de datos es estable durante todo el tiempc de nivel alto del impulso de reloj, dicha información se considera válida y se transmite desde el maestro al esclavo. Obsérvese en el diagrama de tlempcs de la figura 3.3 que el bit de datos tiene un tiempo de prBsencia superior aJ de reloj, evitándose así inestabilidades en la transmisión, pues se asegura la presencia del bit de datos durante todo el tiempo de presencia del bit de reloj. Para que se pueda transmitir un cambio del estado del bit de datos (pasando de nivel atto al bajo o viceversa), es condición imprescindible que dicho cambio se lleve a cabo durante la ausencia de Impulso de reloj, es decir, cuando la línea SCL se encuentra en nivel bajo (figura 3.3). Si alguno de los esclavos conectados al bus no puede reciblr la totalidad de la información de datos, porque requiera la ejecución de alguna 'función, dicho circuito esclavo puede poner en nivel bajo la linea de reloj, con lo que el maestro queda en estado de espera hasta que vuelva a nivel alto la línea de reloj por la presencia de un nuevo Impulso. La transmisión de datos finaliza cuando el maestro transmite por la línea de datos un bit (el de stop), cuando la línea de reloj se encuentra en nivel alto. El bus queda entonces libre y preparado para nuevas transmisiones.

FORMATO DE LOS DATOS EN EL BUS 12C 8 formato de datos adoptado por el bus serie 12C es el byte, sin límite en su número, y en el orden de bil más a menos significativo de cada byte. Esta serie de bytes recibe el nombre de trama de comunicación (figura 3.5). En una lrama de comunicación primero se transmite por la línea de datos un bit de inicio (S en la figura 3.5), con el cual las líneas de datos y de reloj quedan preparadas para la transmisión (bus ocupado). A continuación setransn,ite un byte de dirección, forrnado por: • 7 bits, que establecen el código de dirección, es decir, el código mediante el cual se identifica el esclavo al que -se desea transmitir los datos de control y que será el único que quede conectado al maestro a través de las lrneas de datos y de reloj. • 1 bit de recepción/transmisión (o lectura/escritura), que se identifica con las lélras RW (read/write). SI el bit RW está en nivel bajo (O) indica recepción o lectura de la información mientras que si está en nivel alto (1) índica transmisión o escritura de ésta. A continuación del bit RW se envía un bit de acuse de recepción o reconocimiento ACK, que, como puede comprobar el lector en la figura 3.5, se genera en el noveno impulso de reloj desde que se inicia la transmisión, después de los 7 bits de dirección más el de lectura/escritura. SCLnº _.. f

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17 18

02 D1 DO ACK p

SfiSIUl/dO byte {dit/OV

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3.5 Orden de transmisión de los datos en el bus ¡zc.

65


Le siguen los bytes de datos, formados por 8 bits, y detrás de cada uno de ellos el bit ACK de acuse de recepción o reconocimiento, el cual puede ser generado por el maestro o por el esclavo. El acuse.de recepción se realiza en el momento en que el esclavo o el maestro (el que en ese instante esté recibiendo datos) fuerza a nivel bajo la línea de datos, que previamente es colocada en nivel alto por el maestro o el esclavo, durante el octavo impulso de reloj. Obsérvese en la figura 3.6 có,mo después de recibirse el bit menos significativo del byte de datos, en el octavo impulso de reloj, la líneai de·datos pasa a nivel alto. Es entonces cuando el circuito que recibe los datos, y en presencia del noveno impulso de reloj, fuerza la línea a nivel bajo para confirmar la correcta recepción , del byte precedente y prepara la línea de datos para la recepción del siguiente byte. De todo lo expuesto se deduce que el bit ACK siempre se corresponde con los múltiplos 9 de los impulsos de reloj (9, 18, 27.. etc.). El último bit es el de paro (P en la figura 3.5). ACK --------' '

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Line(¿;f¡atos

3.6 Diagrama de tiempos de las líneas de datos y.de reloj del l 2C, en el instante de generarse,el bit de acuse de recepción o reconocimiento.

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Noveno Impulso de reloj

CONEXIONES DE SUBDIRECCIONAMIENTO Se puede dar la circunstancia de que al bus l2C estén conectados dos o más circuitos integrados de la misma referencia, lo cual daría lugar a un conflicto entre ellos si se desea que sólo uno sea el controlado. Para evitarlo se dota a algunos dispositivos ·de c.onexiones -externas de subdireccionamiento. Como ejemplo de uno de estos integrados citaremos .al popular TDA8440, de PHILIPS, cuyo esquema de conexiones se muestra en la figura 3.7. El TDA8440 es un conmutador electrónico que puede conmutar, mediante programa, entre dos canales de audio estéreo y otros dos de vídeo cuya ganancia puede controlarse. Dispone de un receptor de bus 12C, cuya entrada de datos se realiza por la línea SDA y la de reloj por la SCL (terminales 17 y 18, respectivamente, del integrado). Además, dispone de tres líneas externas de subdireccionamiento, conectadas a los terminales 11 , 13 y 6, y que se indican en la figura 3. 7 con las denominaciones S0, S1 y S2, respectivamente. Al ser tres el número de líneas de subdireccionamiento, se puede obtener una combinación binaria entre 000 y 111, es decir, ocho combinaciones (del O a 7 decimal). No obstante, no está admitida la combinación 111 ,, por lo que el número total de combinaciones es de siete (del 000 al 11 O, en binario). EstG permite la conexión de hasta siete dispositivos. El formato y la composición de los datos de salida del dispositivo de control de este integrado (el maestro) es el mismo que se expone en la figura 3.5. Bit a bit se tiene: S = Bit de inicio. A6 A5 A4 A3 = 1001 = Dirección fija al TDA8440 (dada por el fabricante). Esto quiere decir que cuando el circuito maestro transmite. este código de dirección, el TDA8440 lo identifica y queda en disposición de recibir las siguientes órdenes. A2 = S2, es decir, ambos en nivel alto o ambos en nivel bajo, establece la subdirección hacia S2 de los datos. Esto corresponde a la posibilidad de conmutar entre los canales de vídeo I y 11 (figura 3. 7). 66

CONTROL DIGITAL

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3. 7 Diagrama de bloques y conexiones del integrado TDAB440 de PHILJPS.

A1 =S1 , es decir, ambos en nivel alto o ambos en niv'el bajo, establece la subdirección de los datos hacia S1• Esto corresponde a la posibilidad de conmutar entre los canales de audio 1 y 11, ambos, por ejemplo, del canal derecho. AO = SO, es decir, ambos en nivel alto o ambos en nivel bajo, subdirecciona los datos hacia S0 • Esto corresponde a la posibilidad de conmutar entre los canales de audio I y 11 , ambos, por ejemplo, del canal izquierdo. A continuación está el bit de lectura/escritura RW. Este bit siernpre debe estar en nivel bajo (L), ya que sólo es posible escribir las órdenes que controlarán al integrado, no así lectura de éstas. Con este bit se completa el byte de dirección. Le sigue el bit de reconocirniento ACK, el cual también ha de estar en nivel bajo ya que sólo es posible escribir en él. A continuación el bus l2C del TDA8440 debe recibir los bits 07 a DO, correspondientes a los datos de las órdenes que harán la conmutación entre los diversos circuitos que lo co1nponen, siguiendo el siguiente código, de bit más significativo (D7) a menos significativo (DO):

D7 = 1 (nivel alto H). Se selecciona el canal de audio 10 • D7 =O (nivel bajo L). La línea queda abierta (posición intermedia del conmutador). D6 =1. Se selecciona el canal de audio 113 • D6 = O. La línea queda abierta (posición intermedia del conmutador). D5 = 1. Se selecciona el canal de audio 10 D5 =O. La línea queda abierta (posición intermedia del conmutador).

67


04 = 1. Se selecciona el canal de audio lib. 04 = O. La línea queda abierta (posición intermedia del conmutador). 03 = 1. Se selecciona el canal de vídeo l. 03 = O. La línea queda abierta (posición intermedia del conmutador). 02 = 1. Se selecciona el canal de video 11. D2 = O. La línea queda abierta (posición intermedia del conmutador). D1 = 1. El amplificador de vídeo multiplica su ganancia por dos. D1 = O. El amplificador de vídeo posee ganancia unidad. DO = 1. Entradas inactivas. DO = O. Entradas activas. Una vez recibido en formato en serie este segundo byte (de datos), el dispositivo recibe el bit de parada P, con lo cual queda funcionando en la forma que se ha programado, es decir, el integrado conserva el modo de funcionamiento establecido por los bits de dirección y de datos hasta que se escriba nueva información en él, modificando la anterior, o se corte el suministro de energía eléctricas. Naturalmente, y dado que al cortar el suministro de energía al TDA8440 se borran de él los datos que se han escrito, es preciso utilizar una memoria ROM/EPROM que contenga todos los datos que, por defecto, programe a todos los dispositivos conectados al bus 12C. De esta forma, al conectar el receptor de televisión todos los circuitos conectados al citado bus recibirán las órdenes de partida, las cuales pueden ser programadas por el usuario desde un teclado local, o desde el mando a distancia.

MEMORIAS Se ha dicho en líneas anteriores que el sistema de control está basado, normalmente, en un µC de 8 bits, el cual tiene un programa residente en su ROM interna, o en una EPROM externa asociada a una EEPROM que permite modificar el contenido de su memoria. A continuación se expone el funcionamiento de estas memorias, empezando por la ROM . Un bloque de memoria, sea cual sea su clase, está formado por miles de células elementales. En cada una de ellas se puede almacenar (escribir) o leer una información. El primer problema que debe resolverse es cómo encontrar la única posición de la célula de memoria que nos interesa, de las muchísimas posibles. Utilizando un bus de dirección den bits, se puede acceder a 2° posiciones diferentes de una memoria. Por este motivo las potencias de 2 aparecen en los números relacionados con las capacidades de memoria; por ejemplo, 1.024 K, equivalente a 21º bit. En algunas unidades es posible el direccionamiento a todas las células de memoria, pero en su mayor parte las células están dispuestas en palabras que suelen ser de 4 o de 8 bits. Para palabras de mayor longitud se pueden emplear bloques de memoria en paralelo en el bus de dirección, de forma que no aumente el número de posiciones pero sí lo haga el número de bits por palabra.

LOCALIZACIÓN DE LA DIRECCIÓN CORRECTA EN UNA MEMORIA En las figuras 3.8 y 3.9 se han representado dos bloques de memoria, ambos de 256 bits. En ambas figuras cada cuadrícula representa una célula elemental de memoria en la que se almacena un bit (O o 1). Aunque ambos bloques de memoria son de 256 bits, uno de ellos se ha dispuesto como 32 x 8 y el otro como 256 x 1. El bloque de la figura 3.8 tiene 32 filas y 8 columnas. Es capaz de almacenar hasta 32 palabras de 8 bits cada una de ellas. En este bloque la lectura es por palabras y no por bits separados. Se tienen, por tanto, 32 direcciones distintas a las que se puede acceder. Para acceder a las 32 direcciones del bloque de memoria de la figura 3.8 se necesitan 5 líneas en el bus de dirección (A4 - AO), puesto que con 5 bits en el bus se puede acceder a 32 direcciones (25 = 32). 68

C.ONTROL DIGITAL

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28 1--.i--.i--l--l--l--l--l--l 29 1---a-1--1-- 1 -- 1 - 1 - - 1 - 1 - 1

30 1--.i--1--1--1--1--1--1-1 31 1-J........al - -1 - -1 - -1 - -1 - -I - J

3.8 Constitución de un bloque de memoria de 256 bits, con 32 palabras de 1byte cada una de ellas.

.D7 D6 D5 D4' V D3 D2 D1 DOI \-

Datas leidos·o escritos (RAM) Dalos leidos (ROM)

En el bloque de memoria de la figura 3.9 se pueden almacenar 256 palabras de 1 bit, por lo que se precisan 8 bits (equivalente a 1 byte) en el bus de dirección (A7 - AO), ya que 28 = 256. Suponiendo que las células de la memoria estén dispuestas 16 x 16 (figura 3.9), .se necesitan 4 líneas de dirección para las 16 filas (digamos A3 - AO) y otras tantas líneas de dirección para las 16 columnas A7 - A4. Veamos ahora un ejemplo de direccionamiento de·una sola unidad dentro de una matriz (disposición rectangular ·de células elementales de memoria). Para ello recurriremos a un sistema sencillo, de 4 x 5, con el fin de hacer fácil nuestra explicación, pero que naturalmente es extensible a sistemas muchísimo más complejos. En la figura 3.1 O se puede ver, de forma· muy esquematizada, la matriz de 4 x 5 con sus correspondientes líneas de selección de filas y columnas. Cada círculo de la figura 3.1"0 representa un circuito biestable que se activa solamente cuando, por ejemplo, un 1 lógico se aplica en sus dos entradas. En la figura 3.8 se Indica, con trama, el biestable número 11, el cual se supone activado por aplicarle nivel alto a la fila número 1 y a la columna número 1.

o 1

2 3

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4 5 6

o

7

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10

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1 palabra 1-+- almacenada de 1bif

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11 12

13 14 . 15

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1 2

3

4 5, 6

7 8 9 10 11 12 13 14 15

Direccionado porA4·A5A 6A 7

3.9 Constitución de un bloque de memoria de 256 bits, con 256 palabras separadas de 1bit cada una de ellas.

69


3.1O Díreccionamiento en una matriz de memoria de 4 x 5.

o

1 2 3 Líneas de selección de ma

4

Pero 11, al igual que todos los demás números de los biestables de la figura 3.1 O, está expresado en decimal y sólo se dispone de código binario. Esto obliga a una forma de decodificación de binario a decimal, es decir, que a partir de un número binario se obtengan las salidas decimales de O a 3 (correspondientes a las filas) o de O a 4 (correspondientes a las columnas). Un decodificador adecuado para el direccionamiento de la matriz de la figura 3.1 O es el dibujado en la figura 3.11 . En este decodificador se realizan las conexiones AO - A4, del bus de dirección del µP principal, de forma que se obtengan dos buses internos, el primero de ellos conectado a las líneas AO y A 1 y el segundo a las líneas A2, A3 y A4. Como las puertas ANO sólo t ienen salida en nivel alto cuando todas sus entradas también lo están, para cada combinación binaria aplicada a las cinco líneas del bus de dirección sólo una entrada de fila y una entrada de columna pasa a nivel alto y, con ello, el acceso a ona de las células de la matriz. Efectivamente, supóngase que se desea acceder a la celda 11 de la figura 3.1 O. Para este acceso, el código binario que debe aplicarse al bus de dirección A4-A3-A2-A1-AO debe ser 001 Oi .

Bus de dirección

AO A1 A2

A3

A4

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2

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4

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Matriz4 5 de la figura 3.10

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11

-

-

80 81 80 Bus del decodificado; interno

B1

83

B2

-

84

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3

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011

100

82 B3 B4 000

001

010

3.11 Circuito decodificador para el direccionamiento de la matriz de la 3. 1O.

70

Bus del decodificador interno

10

CONTROL DIGITAL

Los dos ultimes bits (01), correspondientes a A1 y AO, aparecen como 1 lógicos en las líneas 1 y 4 del bus interno, activando con ello la puerta ANO de la fila 1, puesto que el O de la línea A1 se convierte en 1 en la línea 1 gracias a una puerta Inversora. De igual forma. los tres primeros bits (001 ), correspondientes a A4, A3 y 1<2, se convierten en un 1 lógico para activar la puerta AND de la columna 1 de la matriz, gracias a las puertas NOT que invierten la señal para las líneas 8 y 1O del bus decodificador Interno. Para finalizar con esta Introducción al tema de las men1orías, diremos que las fabricantes suelen proporcionar un decodificador dentro del circuito integrado de la propia memoria, pues de no hacerlo se requerirían más conexiones de entrada Así, con un decodificador en chip se requieren sólo 5 conexiones, las correspondientes al bus de dirección del microprocesador, mientras que si no se dispusiera de este decodificador interno el número de conexiones sería de 9 (4 para las filas. más 5 para las columnas).

MEMORIA DE SÓLO LECTURA (ROM) Estudiaremos la memoria de sólo lectura (ROM) antes que la RAM, por ser de diseño más sencillo. En estas memorias no se utilizan flip-flops ya que no es fundamental que puedan activarse o reponerse a voluntad. Efectivamente, la célula ROM se activa pero nunca se repone, por lo que resulta un circuito menos complicado que la RAM. La ROM es una memoría no volátil, lo cual quiere decir que los datos que en ella se almacenan no se pierden cuando se desconecta el sisterna, cosa que sí sucede con la. RAM. Para el estudio del funcionamiento y cirGuitería de una ROM, consideraremos una, formada por un decodificador de dirección seguido de una matriz n1emoria (figura 3.12). El bus de dirección está forn1ado por 1O líneas, lo que permite un código de entrada de 1O bits. Esto da como resultado 1024 líneas de datos y un código de salida de 8 bits (bus de datos DO a D7 de la figura 3.12). Con10 resultado, la ROM de la figura 3.12 está constituida por 1024 x 8 Intersecciones (figura 3.12). Bus de dalos /1 byte)

DO

DI

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D2

D3

04

05

07

06

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- -- 1 - - - - -

3.12 Círcuito parcial de una ROM de 4 bits por {)a/abra.

71


La conversión de código a efectuar por la ROM está programada de forma permanente y se lleva a cabo durante su fabricación, simplemente disponiendo u omitiendo un MOSFET en cada intersección de la matriz. Véase en la figura 3.12 cómo quedan conectados los MOSFET de memoria entre las líneas de datos y las de bit. Recordemos que cuando no se aplica tensión al electrodo de puerta de un MOSFET éste queda bloqueado, por lo que la célula contiene un O lógico, ya que no circula corriente por el correspondiente transistor (entre su surtidor y su drenador), es decir, no circula corriente desde masa hacia la salida de bit correspondiente. Al aplicar una tensión negativa a una de las líneas de información, todas las puertas de los MOSFET conectados a dicha línea reciben ese potencial y éstos pasan a conducir, con lo cual en la línea de salida correspondiente, el potencial que aparece es el de masa (nivel lógico 1). En la figura 3.12 están almacenados los siguientes bytes: Posición Posición Posición Posición

de memoria O: 10011001 de memoria 1: 0110011 O de memoria 2: 1010101 O de memoria 650: 00110000

(más todos los correspondientes al resto de las líneas de datos, no dibujadas en la figura). Tomando como ejemplo la posición 650, su código de dirección binario es 1010001010 (palabra de 1O bits). Este código se aplica al bus de dirección de 1O líneas (AO - A9}, que no se ha dibujado en el esquema de la figura 3.12 para no complicarlo innecesariamente, y queda seleccionada la línea de datos 650 de la ROM. Como consecuencia de esto, aparece una tehsión negativa en la línea 650, quedando así en conducción los transistores T1 y T2. Al conducir estos transistores, en su drenador aparece el potencial positivo de masa y con ello los bits de salida D2 y D3 pasan a nivel bajo, ya que se trata de una lógica negativa. Resumiendo, la dirección binaria 101000101O da como resultado el byte de datos 00110000, el cual pasa al bus de datos.

MEMORIAS PROGRAMABLES DE SÓLO LECTURA (PROM) Las PROM (Programmab/e Read Only Memory) son memorias de sólo lectura que pueden ser grabadas por el usuario una sola vez. Una vez grabados los datos en ella, se comporta exactamente igual que una ROM que, como se ha dicho antes, es grabada por el fabricante. En la figura 3.13 se ha dibujado la matriz de una PROM con dos líneas de dirección y 8 de datos, formada por 32 diodos y con un fusible en serie cada uno de ellos.

AO

At- _..,.c - ¡-

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3.13 Matriz de una

EPROM dedos líneas de dirección y un byte de datos.

72

01: -

-

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QI

Q2

Q3

Q4

Q5

06

Q7

CONTROL DIGITAL

Si se aplica tensión a las entradas del bus de direcciones (AO y A1), se puede comprobar en el esquema de la figura 3.13 que, sea cual sea la combinación de los niveles lógicos aplicados a estas entradas, en las ocho salidas de la PROM se obtiene nivel alto, puesto que todos los diodos conducen. Éste es el estado inicial de la PROM a su salida de fábrica, antes de ser programada por el usuario. Para programar la PROM basta con quemar los fusibles correspondientes a los diodos por los que se desea que no circule corriente. En esta circunstancia se obtiene, para cada una de las cuatro combinaciones posibles de las entradas, cuatro combinaciones distintas en las salidas, es decir, cuatro bytes distintos en las líneas DO a 07. Naturalmente, una vez fundidos los fusibles, la PROM no puede recuperar su estado original.

MEMORIAS DE SÓLO LECTURA, PROGRAMABLES Y BORRABLES (EPROM)

•

La EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), es decir, PROM borrable, son memorias que se programan mediante impulsos de tensión. Así como en la programación de una PROM se funden unos fusibles, en la EPROM no se funde ni se destruye nada. Se trata de aplicar a un FET unos impulsos de tensión para que algunos electrones de su canal adquieran la suficiente energía para atravesar una zona aislante y quedar atrapados en ella. De esta forma se genera un campo eléctrico entre dicho dieléctrico y el canal del transistor y éste pasa a conducir. Se trata de un fenómeno similar al de funcionamiento de los transistores MOS, en los que el campo eléctrico presente entre su electrodo de puerta y el canal hace que por este último circule o no corriente eléctrica, dependiendo del tipo de cristal y polarización. En la figura 3. 14 se ha representado este proceso. En a de esta fig1.:Jra el electrodo de puerta está totalmente aislado, por lo que no circula corriente alguna por el transistor. Como consecuencia, en su drenador D se tiene la tensión de·la fuente de alimentación Vcc• la cual se considera nivel lógico 1 (alto). Este estado corresponde al de todos los transistóres oe la EPROM cuando está sin programar. Para programar la EPROM, de forma que parte de sus transistores pasen a conducir, se aplican a dichos transistores los impulsos de tensión y, como la carga eléctrica queda permanente en la zona aislante, éstos pasan a conducir de forma permanente. Esto supone.que el drenador del transistor queda a potencial d.e masa, es decir, sin tensión, lo que equivale al estado lógico O (figura 3.14b}. Voo

Vao

D= Voo

D=OV

a

b

3.14 a) Transistor de efecto campo de una EPROM antes de ser programado (salida en nivel alto). b) El mismo transistor al aplicarle un impulso de tensión a su puerta para programarlo {salida en nivel bajo).

La EPROM presenta la ventaja, sobre la PROM, de poderse borrar. Para ello basta con someterla a una fuente de luz.ultravioleta, la.cual penetra en el chip a través de una ventana dispuesta en el centro de la parte superior del encapsulado (figura 3.15). Efectivamente, la luz ultravioleta proporciona a los electrones atrapados en los aislantes la energía suficiente para que abandonén esa zGna, por lo que desaparece el campo eléctrico que mantenía en estado de conducción a los transistores programados de la EPROM y éstos pasan de nuevo al estado de bloqueo original (nivel lógico 1). Si no se borra, la información puede quedar almacenada en ella por un tiempo mínimo de 1O años. El número máximo de grabaciones y borrados de una EPROM, sin que aparezcan problemas, es de unas 1 .000 veces. •

73


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3.15 Cápsula de una EPROM.

Obsérvese la ventana en la parte superior de ésta, para que entre por ella la luz ultravioleta que borrará toda la información grabada en ella.

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16

Las cápsulas de las PROM están normalizadas internacionalmente y se fabrican tanto en tecnología MOS como CMOS.

MEMORIAS DE SÓLO LECTURA, PROGRAMABLES Y BORRABLES ELÉCTRICAMENTE (EEPROM) Las denominadas EEPROM o E2PROM (Electrical/y-Erasable Programmable Read Only Memory), son memorias de sólo lectura que pueden programarse y borrarse eléctricamente. Las diferencias entre estas memorias y las EPROM son las siguientes: • Las EEPROM se borran eléctricamente, mientras que las EPROM se borrar.i por luz ultravioleta. Como consecuencia, y a diferencia de las EPROM, las EEPROM no necesitan ser extraídas del circuito para borrarlas, pues basta con añadir una serie de circuitos que permitan realizar este trabajo. • Las tensiones de grabación y de borrado no son elevadas. Con 5 V se puede grabar y borrar. • Se puede borrar la información completa de la memoria o sólo partes individuales. • La estructura de las EEPROM es mucho más compleja que la de las EPROM, lo que eleva su precio y limita su capacidad a valores más pequeños. En lo que respecta a la cantidad de borrados, grabaciones y tiempo que pueden permanecer éstas en una EEPROM, diremos que en las más corrientes es similar al de las EPROM, aunque actualmente se fabrican EEPROM que pueden ser grabadas y borradas unas 100.000 veces y almacenar la información durante 100 años sin deteriorarse. Actualmente se está empleando bastante este tipo de memoria en los circuitos digitales de televisión. Como ejemplo de esto remitimos al lector al capítulo dedicado al teletexto, donde se puede ver en la figura 2.13 el esquema de conexiones del decodificador de teletexto SAA5290, en el. que figura una EEPROM PCF8582E, de PHILIPS. El integrado PCF8582E es un CMOS EEPROM de pequeña potencia, con bus 12C, que pertenece a la familia de PCX8582X-2 de la firma PHILIPS. Se presenta en cápsula de plástico DIL de 8 terminales, tipo SOT97- 1 (figura 3.16), o en cápsula de plástico miniatura, también de 8 terminales, tipo SOT96-2 (figura 3.17). Obsérvese, en esta última figura, las reducidísimas dimensiones de este integrado. La tensión de funcionamiento de este integrado está comprendida entre 2,5 y 6 V. con una corriente en reposo de tan sólo 1O µA cuando se le alimenta con la tensión máxima de 6 V. Puede almacenar una información de 2 Kbits, organizados como 256 x 8 bits. Su funcionamiento con un bus serie 12 C hace que sean muy pocas las conexiones de esta memoria, a pesar de su gran capacidad.

74

CONTROL DIGITAL

98 •

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3.16 Cápsula de plástico DIL S0T97-1, de la EEPROM PCF8582E de PHIUPS. , 50

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3.17 Cápsula miniatura S0T96-1, de la EEPROM PCF8$82E de PHILIP5.

El fabricante garantiza una retención de los datos en la memoria de 40 años. En la figura 3.18 se ha dibujado el diagrama de bloques de esta EEPROM, cuyas conexiones externas son: Tern1inal 1: Terminal 2: Terminal 3: Terminal 4: Terminal 5: Terminal 6: Terminal 7: Terminal 8:

Entrada de dirección AO. Entrada de dirección A1 . Entrada de dirección A2. Negativo de alimentación 01ss). Entrada y salida de datos en serie (SDA) del bus 12C. Entrada de reloj'(SCL} del bus 12C. Salida del control de tiempo de programación. Positivo de alimentación 0/0 J.

El protocolo del bus fllC es el mismo expuesto en lfn·eas anteriores de este capítulo, donde se trata el formato de los datos en esta clase de bus.

75

TELEVISIÓN DIGITAL POR SATÉLITE v••

SCL SDA

8

6 5

INPUT FILTER·

u,.

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ADDRESS 1/IGH R
BYTE COUNTER

3

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ADDRESS SWITCH

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8

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TIMER

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1 POWER-ONRESET

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EE CONTROL

TEST MOOE DECOOER

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BYTE LATCH ¡8 BytosJ

REGISTER

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SEQUENCER

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3.18 Oiagran1a de bloques del integrado PCF8582E de PHtuPS.

MEMORIA DE ACCESO ALEATORIO (RAM) Se dice en un apartado anterior que una ROM es una memoria de sólo lectura, que se encuentra en situación de lectura permanente y que, por tanto, no es posible escribir en ella información alguna y tampoco borrarla, salvo en las memorias PROM, EPROM y EEPROM. La RAM (Random Acces Memory) es una memoria de acceso aleatorio, es decir, una memoria en la cual se puede modificar la información según las necesidades, tanto escribiendo como borrando tantas veces como sea preciso y de una forma sencilla. Se trata, por tanto, de una memoria volátil que necesita estar alimentada con corriente eléctrica para conservar los datos; las RAM son de acceso aleatorio porque se puede recuperar un dato directamente de la posición que ocupa en ella, sin necesidad de leer antes otras posiciones para llegar a ésta. Existe un tipo de RAM no volátil. Éstas llevan dentro de la cápsula unos acumuladores que las alimentan permanentemente y así se consigue que no pierdan la información cuando se desconectan de la fuente de alimentación. Esto supone una complicación en la organización de la matriz de la memoria que, aunque está basada en los mismos principios de direccionamiento que para la ROM, requiere de otras propiedades, sobre todo para controlar el movimiento de los datos. Existen dos tipos de RAM: • La RAM estática de tecnología MOS. • La RAM dinámica de tecnología MOS. En las líneas que siguen se estudia por separado cada una de ellas.

MEMORIA ESTÁTICA DE ACCESO ALEATORIO (SRAM) En la figura 3.19 se ha dibujado el esquema de una célula básica de una SRAM (Static Random Access Memory) diseñada en tecnología MOS. En este esquema no se ha diferenciado el surtidor del drenador para evitar consideraciones sobre las polaridades, ya que lo que realmente interesa de él es tener presente que la tensión aplicada a la puerta controla la corriente que circula por el transistor.

76

CONTROL DIGITAL

Línea de dlr cción de fila

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8 "",,:""' "

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3.19 Célula elemental de una

SRAM en tecnología MOS.

En nuestro ejemplo supondrernos un MOSFET de canal N, por lo que aplicando un potencial positivo a. su púerta se activa el fransistor (lógica positiva). Los transistores T1 y T2 de la figura 3:.19 forman un f/ip-f/op , cuyas resistencias de carga son los MOSFET T3 y T4. El circµito de la figura 3.19· se puede activar, reponer y leer desde los dos puntos marcados con O y D, conectac;los a las lfneas de columna de datos y a la célula de memoria a través de los transistores T5 y T6, que cumplen la función de conmutadores electri:>nicos activados cuando en la línea de dirección de fila aparece un 1 lógico. La célula básica de la figura 3. 19 es una de las muchas que forman la matriz c;ie la SRAM, representada parcialmente en la figura 3.20. Cada uno de los rectángulos de línea a trazos de la figura 3.20 es una célula básica como la de la figura 3.19. Advertimos que, para mayor clari-

Linea D 1

Linea D 1 Lineé de dirección de fila

·29 Voo

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T10

79

Circuito (le dirección de columnay transferenclade datos

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,¡- TB

T7 ~·

R

T7

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Tl

- -----A 77, TB ----- --· columnas 05-DO

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-------· AT9, T10· --· ·co/umnas D5-D/! ..----------~ _ _ _ _ _ Línea de dirección ·de. c9.lumna D7 Entrada ~ ; Salida de dalos ~ "ti de.datos

" _,., ül

3.20 Una matriz de SRAM está

formada por cientos o miles de células básicas como la de la 3. 19, interconectadas entre ellas mediante líneas de dirección de fila y de columnas.

77


dad expositiva, no se han dibujado en el esquema de la figura 3.20 las líneas de alimentación +V00 y -V85 (O V) que alimentan a todos los flip-ffops de la memoria. La matriz representada en la figura 3.20 está formada por 32 filas y 8 columnas, es decir, se trata de una matriz 32 x 8, en la cual se pueden leer, borrar y escribir un total de 32 palabras de 8 bits (32 bytes). Veamos ahora el funcionamiento del circuito, para lo cual sólo consideraremos las tres últimas filas (numeradas como .29, 30 y 31) y el bit más significativo (el bit D7) de cada una de estas filas. Todo lo que se expone a continuación es válido para el resto de filas y columnas de la matriz. Al aplicar un 1 lógico a la•línea de dirección de una :de las filas, se prepara a los transistores T5 y T6 de los ocho flip-flops de dicha fila (correspon'dientes a los bits D7 a DO), para conmutar a las líneas D y D a sus tensiones positivas de puerta. De igual forma, un 1 lógico aplicado a las líneas de dirección de columna conmuta a los transistores T7 y T8 de la figura 3.20. Finalmente, un 1 lógico,_aplicado a cualquiera de los terminales de escritura o lectura del bloque, habilita las líneas D y D adecuadas. Si se desean leer palabras completas de 8 bits, entonces no se precisa la disposición de conmutación-de columnas, ya que todas ellas han de ser leídas simultáneamente. Veamos un ejemplo de escritura y lectura de un 1 lógico en una de las células. Por ejemplo, en la 31/b7. En este supuesto, aparece en el bus de dirección el código adecuado para hacer que el decodificador de filas envíe un 1 lógico a la línea de dirección de fila 31 , y sólo a ella. De forma análoga, el decodificador de columnas aplica un 1 lógico a la línea de dirección de columna D7. Con estos niveles se conrnutan los transistores T5 y T6 de la célula 31/b7 y T7 y T8 en las líneas de datos. Si en esta circunstancia se aplica un 1 lógico al terminal de escritura del esquema de la figura 3.20, sólo la columna D7 queda afectada, pues si bien este 1 lógico que.da aplicado al electrodo de puerta de todos los transistores T9 de la matriz, ninguna otra célula está preparada para recibir información, ya que ninguno de los transistores T7 y T8 de las demás columnas 06 a DO están activados. Obsérvese en el esquema de la figura 3.20 que existe un circuito continuo que, desde el terminal de entrada de datos, pasa por T9, T7 y la línea D al transistor T5 de la célula 31 /b 7. Tenemos así que un 1' lógico aplicado a la entrada de datos hace bascular al transistor T2 a la conducción y el T1 al corte. Se dice entonces que /a célula ha almacenado un 1 lógico. Para la lectura de dicha célula de memoria basta con aplicar un 1 lógico al terminal de lectura. De esta forma el transistor T10 de la figura 3.20 queda activado y se establece continuidad desde el terminal de salida de datos hasta el terminal D (a través de T1 O, TB y la línea D )._ Como, según dijimos antes, T2 está, debido a la escritura, en conducción, en el terminal D aparece un O lógico, es decir, que en este tipo de circuito los datos en la salida de lectura son los complementos de los de entrada. En la figura 3.21 se ha dibujado el circuito de bloques de una RAM de 1024 bits. En este diagrama se puede distinguir la matriz de la RAM y los circuitos de control y selección, constituidos por decodificadores, puertas lógicas y circuito de control, que se encargan de seleccionar el flip-ffop , donde se escribe o se lee un dato, y de activar las salidas o entradas según se vaya a leer o escribir, respectivamente. En la figura 3.22 se ha representado el diagrama de tiempos durante el ciclo de lectura de una RAM. En la parte superior se indican los estados del bus de direcciones. En primer lugar se tiene un ·estado indeterminado, marcado con una cuadrícula inclinada, lo cual significa que sea cual sea el·nivel lógico que se tenga en dicho espacio de tiempo no influirá en nada en la memoria. Le sigue el dato válido, el cual puede ser de nivel alto o bajo, y que corresponde a la posición de memoria que se quiere leer. Finalmente, se tiene un nuevo estado indeterminado, sin influencia en la lectura. Una vez colocado el dato que se desea leer de la RAM en el bus de dirección, se activa la entrada CS (Chip Select), para seleccionar el integrado del que se va a leer dicho dato. Con esto el dato aparece en la salida DO del bus de datos (parte inferior de la figura 3.22).

78

CONTROL DIGITAL

AO 1

A1

1

Decodificador de columnas

A2 A3

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A4

/

,,

A5

"'

v....A6

Decodificador de n,as

Control de entradas y sal/das

RAM

Al

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A8

V

"

1'-,.

v.,A9

1

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03

3.21 Diagrama de bloques de una SRAM de 1024 bits con los circuitos de cor/trol y selección.

'

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02

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'

1

Veamos ahora, con ayuda.de la figura 3.23, el proceso de escritura. Para escribir un dato en la memoria, el procedimieAto es prácticai:nente el mismo que para la lectura; la única diferencia es que hay. que.aplicar a la entrada R/W ,de la RAM un nivel bajo, lo cual indica a la memoria que sé va a escribir un dato en ellª'-._Este dato se·grapará cuando se encuentre en la entrada DO y en el instante en que la señal R/W pase de nivel bajo- a alto (figura 3.23).

Busdedirecciohes : ~ - -- -- - - ~

H- - -- ~

es (Chip Select) L

RJw:W' Bus de datos

:-------<

B11sdedireccionfls:

Dato válido

))--

3.22 Diagramas de tiempo durante el procéso de lectura deunaSRAM.

-

mD<'-- - --- ~

H

es (Chip SelectJ L

Bus de datos: - - - -- - -<

Dato válido

))--

-

3.23 Diagramás de tiempo durante el proceso de esérittira en una SRAM.

79


MEMORIA DINÁMICA DE ACCESO ALEATORIO (DRAM) Las DRAM (Dynamic Random Access Memory) se fabrican con tecnología MOSFET y tienen las ventajas de un bajo consumo de potencia, permitir una mayor densidad de integración y de ser más baratas de fabricar. Como inconveniente cabe decir que, para acceder a toda la información que puede almacenarse en ellas se tienen que multiplexar las entradas con el fin de reducir el número de terminales del integrado. Se basa en la capacidad parásita, del orden de una fracción de picofaradio, existente entre la puerta y los demás electrodos de un transistor MOS. Aprovechando esta capacidad parásita se puede diseñar un f/ip-f/op con dos transistores menos que en el tipo SRAM de la figura 3.19. Efectivamente, en la figura 3.24 se ha dibujado el esquema de una célula de una DRAM, en la que C1 y C2 son las capacidades interelectródicas de T1 y T2, respectivamente. El ciclo de regeneración que tiene lugar con una frecuencia de unos 500 Hz (unos 2 ms}, pone las líneas de dirección y fila y los terminales de regeneración de columna en nivel alto, y así se aplica un potencial positivo a las líneas D y D. Linea de dir cción de fila

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--

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T2

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3.24 Célula elemental de una DRAM en tecnología MOSFET.

1

.-...J - • - • - '

Regeneración de columna

2

~

j-

c'l

"' (Al circuito de dirección de columna y transferencia de datos)

Los transistores T1 y T2 se encuentran (por las características propias de funcionamiento del flip-flop}, en estados opuestos, por lo que si se escribe un O lógico en la célula, T1 está en saturación y T2 en corte. _ , Como consecuencia, la línea D se encuentra en O lógico y la D en i lógico, reforzando así el estado de T1. Como T1 se encuentra en estado de conducción, se carga la capacidad parásita C1 , mientras que C2 permanece descargada. El ciclo de regeneración es muy corto, debido al pequeño valor de las capacidades parásitas, menos de 1 µs, por lo que cuando termina, la célula está sin alimentación. Al principio la capacidad parásita C1 mantiene su carga, pero lógicamente ésta se pierde a través del dieléctrico y a través del circuito fuente-drenador de T2. Fíjese en la figura 3.24 que C1 está conectado en paralelo con el circuito drenador-surtidor de T2, y C2 está en paralelo con el circuito drenador-surtidor de T1. Ahora bien, antes que C1 pierda toda su carga y baje su tensión a cero, vuelve a aparecer la tensión de regeneración. La capacidad C1 se encuentra ahora en paralelo con la alta impedancia de T2 (en bloqueo), mientras que C2 lo está con la baja impedancia de T1 (en conduc-

80

CONTROL DIGITAL

ción). De esto resulta que la corriente de regeneración circula preferentemente por C1, cargándolo al rnáximo. En resuíl2en, se almacena un O lógico en la célula y queda en ella retenido mientras se apliquen a D y D.las tensiones de regeneración. La escritura de un 1 en la célula aparece como tensión positiva en la línea D, quedando con ello aplicada a la capacidad 02 y al electrodo de puerta de T2 (figura 3.24). El condensador C2 se carga con un potencial positivo hasta un nivel por encima del presente en C1. Como consecuenciE¡., .el tlip-ffop t:>ascula, pasando T1 al estado de bloqueo y T2 al de conducción . .Con esto D pasa al nivel lógiCb O, el cual ser.á leído al recibir una señal de lectura. Una desventaja de este tlpo de memoria, que no hemos citado antes, es que los condensadores pierden su carga con el tiempo, por lo que. es preciso recargarlos periódicamente para que no se pierda la Información grabada en la DRAM. Este proceso de recarga de los condensadores recibe el nombre de refresco y para ello se utilizan los terminales del integrado correspondientes a la entradas RAS y CAS.

SINTONIZACIÓN AUTOMÁTIC.A DE BANDAS Y CANALES MEDIANTE CONTROL DIGITAL Los modernos sintonizadores de televisión disponen de circuitos resonantes, tanto en los circuitos de sintonía como en los de los osciladores locales, cuya frecuencia de reso.nancia depende del valor de la tensión inversa aplicada a unos diodos de e::apacidad variable. Para la obtención de·dicha tensión inversa $8 utilizan actualmente dos sistemas:

• Sintoni2:ación por síntesis de tensión, .o Voltage Synthesized Tuning {VST}. • Sintonización por síntesís de frf;Jcuencia , o Frecuency Synthesized Tuning (FSD. El primer sistema se divide a su vez en otros dos: a) Sintonización automática. b) Sintonización semiautomática. En el sistema qe sintonización por síntesis de tensión, el usuario selecciona mediante el teclado del receptor o del mando a distancia la banda de televisión que se desea sintonizar y luego presiona la tecla correspondiente a la búsqueda del canal desde el canaJ que en ese mornento se encuentra sintonizado. Dicha búsqueda puede realizarse en sentido ascendente o descendente. Cuando se realiza dicha búsqueda, se genera en el receptor de televisión una tensión en forma de rampa que, aplicada en sentido inverso a los diodos de capacidad variable de los circuitos resonantes del sintonizador, hará qu!:) éste aumente o disminuya su valor de frecuencia de resonancia y, por t1;lflto, se irán sintonizando progresivamente todos los canales de televisión. Si el sistema es automático, el inicio de la búsqueda se realiza con uAa sola pulsación de la tecla correspondiente del teclado o del mando a distancia, y finaliza automáticamente cada vez que se sintoniza un canal de televisión, por lo que es preciso pulsar de nuevo dicha tecla si se desea sintonizar un canal de frecuencia más elevada o más baja (según sea el sentido de la búsqueda). Si el sistema es semiautom~tico, el usuario debe mantener pulsada la tecla de búsqueda de canales hasta que se sintonice aquel que desea ver, pasando sin pararse por los canales intermedios. Sólo se para la búsqueda cuando el usuario deja de pulsar la tecla correspondiente. En el sistema de sintonización por síntesis de frecuencia el usuario puede sintonizar <;ualqui.er canal de televrsión mediante un La banda de frecuencias se selecciona de . teclado numérico. . . , forma automática. Este sistema está.basad.o en un circuito PLL (circuito de bloqweo de fase) y en un programa residente en una ROM asociada al C del sistema de control. Esta ROM contiene la información de todos los canales de televisión y de sus correspondientes bandas. 81


SINTONIZACIÓN MEDIANTE SÍNTESIS DE TENSIÓN En la figura 3.25 se ha dibujado el diagrama de bloques de un sistema de sintonización mediante síntesis de tensión, el cual genera una tensión en forma de rampa para modificar la frecuencia de resonancia del sintonizador y que, además. es capaz de controlar parámetros analógicos del receptor tales como los de brillo, contraste, saturación de color, volumen, etc. El µC está constituido por una CPU (Central Processing Unit) o unidad central de proceso (normalmente de 8 bits), y un conjunto de puertos de entradas y salidas de datos. El sistema dispone. además, de una ROM con información de todos los canales. Esta ROM , al explorar el teclado o recibir información desde el mando a distancia, interpreta los comandos y procede a transferir o a leer desde los puertos de salida y entrada las órdenes que modificarán el funcionamiento del receptor. El µC se asocia también a una EEPROM, donde el usuario puede almacenar los parámetros correspondientes a los canales de televisión, asignándoles un número, y de las demás funciones analógicas del receptor, de forma que éste siempre se ponga en marcha en las condiciones previamente establecidas por el usuario. Para la selección de banda (1 o III de VHF o las de UHF), basta que el µC reciba la orden correspondiente desde el teclado del receptor (o desde el mando a distancia) para que se genere en la sallda correspondiente del µC un estado lógico bajo. Este estado lógico polariza negativamente la base del transistor correspondiente a la banda de frecuencias que se desea sintonizar, por lo que al ser éste del tipo PNP pasa al estado de conducción en saturación. Al estar en conducción su tensión V0 E es prácticamente nula, es decir en su colector aparece la tensión positiva de emisor de 12 V, la cual queda aplicada al terminal correspondiente del sintonizador (figura 3.25). Lógicamente sólo una de las tres salidas del puerto que gobierna los transistores T1 , T2 y T3 puede estar en nivel bajo, pues sólo una banda debe ser la seleccionada. Las otras dos salidas, correspondientes a los otros dos transistores, permanecerán en nivel alto hasta que el usuario decida un cambio de banda. Estos niveles altos mantienen los transistores correspondientes a las dos bandas no seleccionadas en nivel lógico alto, por lo que quedan en estado de bloqueo y toda la tensión aparece entre el colector y el emisor de los mismos. Amptif,cador FI ydemodulac/()(do vld
Sinlonlzodor

I

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1

11

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FI

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UHF

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PWM

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µC

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L¡ 11-

3.25 Diagrama de bloques de un sintonizador de televisión controlado digitalmente mediante un µC, por el sistema

de síntesis de tensión. 82

CONTROL DIGITAL

Veamos ahora cómo se sintoniza uno de los canales de la banda de frecuencias seleccionada. Los diodos de capacidad variable precisan una tensión inversa de hasta 33 V, dependiendo ésta de la capacidad que se desee obtener de ellos. La tensión de polarización de los diodos de capacidad variable se obtiene por integración, en unas redes RC, de unós impulsos modulados en-anchura (PWM), proporcionados por el C. En la figura 3.25 podemos ver este proceso. Las órdenes se aplican a la CPU desde el receptor de IR o desde el teclado local del receptor. Lq CPU genera unos impulsos que se aplican a un contador que puede trabajar tanto en sentido ascendente como descendente. El contador trene normalmente una resolución de 13 bits, lo que equivale a un total de:

2 13 - l = 8.19í anchos de impul~o diferentes, que dan lugar a otros tantos niveles de tensión. Esto quiere decir que la amplitud máxima de la tensión de sintonía, de 33 V, se divide en escalones d.e unos 4 mV cada uno de ellos. Para la generación de los impulsos se recurre a un oscilador de cristal, normalmente controlado por tensión 0,/CO de la figura 5.25), que proporciona unos impulsos de frecuencia y amplitud constantes. Los impulsos obtenidos del VCO se aplican a un modulador de impulsos en anchura (circuito PWM de la figura 3.15) el cual deja pasar cada uno de los impulsos hasta.que el contador alcanza el valor establecido por la CPU. En la salida del modulador PWM se obtienen, por tantp, lmpLJlsos de tensión rectangulares, todos ellos de igual frecuencia y amplitud, pero de ancho cada vez mayor o menor (según el sentido de funcionamiento del contador). Los impulsos modulados en anchura se aplican a ta base de:I transistor T4 , del tipo NPN. el cual trabaja co1110 amplificador inversor de estos impulsos. En el colector de T4 se obtiene la tensión máxima de alimentación, pues se encuentra en estado de bloqueo. Esta tensión es la suministrada por la fuente d.e alimentación o por el transformador de líneas, y se .estabiliza a 33 V mediante.el diodo Zener DZ. En el circuito de colector de T4 se disponen tres circuitos integradores RC. Cuando se aplica un impulso a la base de T4, éste pasa al estado de conducción y, como consecuencia, disminuye su tensión V0 E. Esto supone una descarga de los condensadores C1 , C2 y C3 de los integradores a través del transistor. es decir, una disminución de la tensión presente en colector de T4 y, por lo tanto, de la tensión aplicada al terminal V81NT del sintonizador. El nivel de tensión obtenido en el integrador depende de la relación marca-espacio de los impulsos, es decir, de su anchura, ya que la frecuencia y la amplitud de los mismos no varía. Efectivamente, en la figura 3.26 hemos dibujado las formas de onda obtenidas en un integrador ideal (tensión de salida VJ cuando a éste se aplican impulsos de tensión rectangulares de igual frecuencia y amplitud pero de distinto a11cho (tensión de entrada Ve). Decimos ideal ya que las formas de onda obtenida.s en la práctica no son de subi.d a y ·bajada lineal, sino que siguen el curso exponencial típico de carga y descarga de los condensadores. Dado que un impulso de tensión p.Ue<:;le oonsiderarse como una tensión continua de amplitud constante durante todo el tiempo de presencia del impulso. la ecuación para el cálculo 'de la tensión de salida del integrador es:

donde K es un factor de escala que suele ser necesario para evitar la saturación del amplificador, ve es la amplitud del impulso de tensión y t el tiempo de presencia de éste. De esta ecuación se deduce que la tensión de salida del integradCJr (que es la.q.ue se aplica í:ll sintonizador para cambiar la frecuencia de resonancia de su oscilador local y con ello la del canal sintonizado), es directamente proporcional al tiempo de presencia .del impulso de tensión. es decir, de su ancho.

8.3


En la figura 3.26 se han díbujado cuatro circunstancias distintas de una PWM. En la a) el ancho de los impulsos es bastante grande y el integrador proporciona una forma de onda en diente de sierra cuya pendiente de subida es más lenta que la de bajada. En la figura 3.26b el ancho de los impulsos es más pequeño, es decir, está menos tiempo presente, por lo que los condensadores integradores se cargan menos y, como consecuencia, la tensión en ellos también será menor. En la figura 3.26c el tiempo de presencia de los impulsos es el mismo que el de ausencia. En este caso la forma de onda obtenida es triangular, con sus dos pendientes de subida y bajada de igual inclinación. Este caso corresponde a una carga de los condensadores justo a la mitad del valor máximo, es decir, a 16,5 V. Rnalmente, en la figura 3.26d se ha dibujado el caso en el cual el tiempo de presencia de los impulsos es inferior al de ausencia, por lo que la tensión obtenida en los integradores adquiere de nuevo forma en diente de sierra, aunque esta vez con la pendiente de subida más rápida que la de bajada.

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1

u

11

11

11

11

v, 1 a)

v,L_I

L~ . ~11

11 lJ 11_ b)

¡' i

v.h p n n n 1

[l

'

v,

e)

v.h n o n 1 1

3.26 Tensión de salida Vs en los

Integradores del circuito de la 3.25, para cuatro anchos distintos de los impulsos de fa tensión de entrada V0 procedente del modulador PWM.

v,

¡

'

- -

d)

D •

Recordemos que el modulador PWM proporciona 8.191 anchos de impulso diferentes, por lo que también serán otras tantas las tensiones que pueden obtenerse en los integradores, lo que permite una sintonización bastante exacta de cada uno de los canales de televisión. Destacamos que durante el proceso de búsqueda de emisora se activa la función mute (silenciamiento} de la señal de audio, de forma que el altavoz o altavoces del receptor quedan totalmente enmudecidos, sin el molesto soplido de fondo que se genera cuando no hay ningún canal sintonizado. Una vez sintonizado un canal, se detiene el contador del µC. De esta forma los impulsos aplicados a la base de T4 poseen todos la misma frecuencia, ancho y amplitud, y en los integradores se obtiene la tensión correspondiente a dicho canal, Es decir, la tensión inversa adecuada para que los diodos de capacidad variable del sintonizador adquieran la capacidad necesaria para que los circuitos resonantes de sintonía queden en resonancia con la frecuencia portadora del canal.

84

CONTROL DIGITAL

En resumen, el µC genera siempre impulsos de igual frecuencia y amplitud, pero la relación marca/espacio de dichos imp.ulsos (y con ello la tensión obtenida en los integradores) depende de cada canal. Al sintonizarse el canal se restablece el sonido, ya que la función mute queda anulada. La señal de FI obtenida en el sintonizador se aplica al amplificador de FI y de éste al demodulador de vídeo (figura 3.25). En este oircuito se obtiene la tensión para el CAG del sintonizador, que mantendrá constante el nivel de la señal de F1 sea cwal se.a el nivel de señal captado por la antena, y para el circuito de control automático. de sintonía (AFf), que mantendrá en el punto óptimo la sintonización de.la portadora en el sintonizador, evitando desviaciones en los circuitos resonantes de éste.

SINTONIZACIÓN MEDIANTE SÍNTESIS DE FRECUENCIA En el sistema de síntonización mediante síntesis de frecuencia el usuario puede seleccionar cualquier canal de televisión pulsando las teclqs numéricas correspondientes. Para ello, el sistema posee una ROM, asociada al µC, en la cual está grabada toda la información referente a las bandas y canales de televisión. No obstante, también permite la búsqueda de canales, aunque aquí no se realiza generando una rampa de tensión en unos integradores, sino por selección consecutiva de todos l0s canales, hasta que se identifica la presencia de uno de ellos, momento en el cual el identificador de canal proporciona una orden al µC para parar la búsqueda. En la figura 3.27 se ha dibujado el diagrama de bloques de este sistema, así como los circuitos del sintonizador. Se trata, simplemente, de un circuito PLL (Phase Lpcked Loop) que con1para la frecuencia generada en el oscilador local con una frecuencia de referencia proporcionada por un oscilador de cristal de cuarzo 0/XO en la figura 3.27). Cualquier desvío entre una y otra frecuencia genera en un comparador de fase y frecuencia una tensión de error que modifica la frecuencia del oscilador local del sintonizador.

O& antena

Amplificador deRF

M.erelador

SINTONIZADOR

Oscilador local

-

FI

v•. .

R Vm,x..

=e fose.

-

Divisor pr.ogrameb/e, porn

+ 84

Comparador de tase y frecuencia

+R

/\

'

••

vxo

Registró de desplazamiento. 1

Re(;eptdr IR

1- 1..!L

rectado L U L., local rnn re:,

-

-

Lioi--1

·scL

-

"'

$DA

µC

Silenci~miento

-

Identificador de 'canal

3.27 Diagrama de bloques de un sintonizador de televísión controlado digitalmente mediante un µC, por el sistema de síntesis de frecuencia:

85


La comparación entre ambas frecuencias es permanente, lo que da al circuito una gran

estabilidad de sintonización, corrigiendo cualquier desviación que se produzca durante el funcionamiento. El funcionamiento de este sistema es como sigue: La frecuencia del oscilador local del sintonizador (f08c) se aplica a un divisor de frecuencia por 64 y de éste a un divisor de frecuencia programable por n. El factor de división de este divisor depende del canal solicitado; esto lo determina la información almacenada en la ROM que se aplica a un registro de desplazamiento. Obsérvese en la figura 3.27 que la información almacenada en la ROM del C se aplica al registro de desplazamiento mediante un bus 12C, mientras que la proporcionada por el registro de desplazamiento al divisor programable por n se realiza mediante un bus paralelo. La frecuencia obtenida en la salida del divisor programable por n, a la que llamaremos f0 , tiene un valor igual a: fose f = - -n 64n

Por otro lado se tiene un oscilador de cristal de cuarzo (VXO) que genera una señal de referencia (fREF) de 4 MHz. Esta señal se aplica a un divisor de frecuencia por R, de forma que se obtenga la igualdad: fose

fRfF

64n

R

De esta igualdad se deduce el factor del divisor de frecuencia por R de la figura 3.27:

R=

64nfREF fose

En la práctica la frecuencia que se aplica al comparador de fase y frecuencia procedente del divisor por R. y a la que llamaremos /R, suele tener valores muy diversos, dependiendo del fabricante. Uno muy utilizado es el de 7 .812,5 Hz, lo que determina un factor R de:

R=

4MHz - ------=512 0,78125 MHz

En el comparador de fase y frecuencia se compara la señal fR con la obtenida del divisor programable por n, generando una tensión de sintonía que, aplicada al oscilador local del sintonizador hace cambiar su frecuencia de resonancia hasta que se sintonice el canal seleccionado. Una vez sintonizado éste, el circuito sigue generando una tensión de error ante cualquier deriva de la frecuencia del oscilador local del sintonizador, lo cual mantiene muy estable la sintonización. Veamos un ejemplo de cálculo aplicado a la sintonización del canal 39 de UHF del sistema PAL 8/G.

Como se sabe, la FI en esta norma de televisión es de 38,9 MHz. Esto significa que el oscilador local debe generar una frecuencia igual a la suma de la portadora de vídeo correspondiente a dicho canal más la de la Fl: fose= fv39 + fF, = 615,25 MHz.+ 38,9 MHz = 654, 15 MHz

Considerando un oscilador de referencia de 4 MHz y un divisor por 512 de señal, se tiene una frecuencia de referencia (fr:) para aplicar al comparador de fase y frecuencia, de:

86

CONTROL DIGITAL

4MHz - -

- 5 12

= 7,8125 kHz

La frecuencia de 654, 15. MHz del oscilador local, aplicados al divisor por 64, da lugar a LJria: señal de: 654 15 ' MHz, 64

"" 10,221 MHz

El divisor programable por n debe dividir esta última frecuencia por un factor que dé un cociente igual al valor de la frecuencia de referencia fR' ya que el comparador de tase y frecuencia debe comparar señales iguales. Así pues, el factor n debe tener en este caso un val.o r de:

n=

fbsc

64fR

654.,15 MHz - 64 x 7 ,8125 kHz

= 1 ·308•3

Este factor de división lo praporciona el µC desde los datos almacenados en su ROM, correspondientes a toélos los canales. Esto quiere decir que cuando el usuario elige el canal 39 de UHF, la ROM recibe ese dato y proporciona el vajor 1.308,3 en forma digital de .dos bytes al registro de desplazamiento, a través del bus en serie 12C, para que é.ste dé la orden a través de un bus en paralelo al divisor pro.gramable. para que éste divida por 1.308,3. El registro de desplazamiento efectúa la tarea de convertir los dos bytes en serie y dos bytes en ·paralelo, almacenando esta información para que el divisor por n divida siempre por el cociente adecuado, hasta que se cambie de canal. Los 16 bits del formato de dos bytes se dividen en dos partes: Los tres bits más significativos, es decir, los bits de datos Di 3, Di 4 y D15 corresponden a la información de banda, en el orden UHF, 11 y I respectlvamente: Para cada .banda sólo estará en nivel alto su bit correspondiente. Estos tres bits más significativos se aplican directámente. al sintonizador, igual que en el sistema por síntesis de tensión, a través .de circuitos adaptadores, pero que no se han dibujado en el esquema de la figura 3.27 para no complicarla excesivamente. Los restantes 13 bits dan lugar a 2 13 - 1 = 8.191 combinaciones distintas, que dan lugar a otros tantos valores del factor n. La tensión de sintonía obtenida del comparador de fase y frecuencia (VsiNr) se integra en el condensador C y se aplica al correspondiente termin.al del sintonizador y de la tensión Vmáll a través de R. Cuando el usuario cambia .de canal selecciona otros dato.s de la ROM del C, con lo que ésta proporciona un nuevo código de qos bytes al divisor programable por n; se genera una tensión de error en el comparador que.; integrada y aplicada a los diodos de capacidad variable del oscilador local del sintonizador. m.odifican su frecuencia de resonancia hasta que se sintonice el nuevo canal, momento en el cual su frecuencia de resonancia dividida por el producto 64n iguala a la frecuencta de referencia fR y desaparece la tensión de error, quedando el receptor sintonizado en el nuevo canal. Para finalizar diremos qL1e en nuestro ejemplo hemos supuesto que el factor n es un número con parte decimal. En la práctica esto no sucede así, por lo que existe un pequeñt:> error de sintonía que no tiene efectos prácticos en la calidad de la Imagen sintonizada. Para que el sistema Interrumpa la búsqueda de canales es necesario que el µC reciba la orden de paro. Esto se consigue mediante el identificador de canal, que genera la orden de paro cuando está presente una señal de vídeo. De igual forma que en el sistema expuesto anteriormente, también ·en éste el µC genera una señal de silenciamiento de los circuitos de audio del receptor, que-elimina el molesto soplido que aparece en ausencia de canales.

87

•

•

Control local y remoto

INTRODUCCIÓN La búsqueda de ca11ales, los controles de. brillo, contraste, saturación de color, volurnen, contra. . les de tono, telete)5to, etc., de los rnodernos receptores de televisión se realiza mediante un mando a dlstancia por infrarrojos. Se trata del denominad.o control remoto. Además del control remoto, todo receptor lleva incorporado un teclado local parf;l el control digital de gran parte de sus funciones (no todas), que.permite al usuario el ajuste del receptor si por alguna causa el mando a distancia deja de funcionar. Todas las órdenes proced.entes del control remoto y del teclado local actúan sobre el µC del sistema cjlgital del receptor, tal como se ha visto en el capítulo anterior de esta obra, ál tratar los circuitos de control digit 1, y que se amplia en este capítulo.

CONSTITUCIÓN BÁSIC DEL SISTEMA DE CONTROL

En la figura 4 .1 se ha dibujado de , rrna muy esquematizada la: constitución de un sistema de control para receptor de televisión. En este c'aso se tiene un teclado local, conectado al µC y a un display de dos dígitos, para indicar el número de can°)l·seJ~iónado! ~ I de volu·· n bri ación, etc. y un mando a distancia por Infrarrojos que transmite las órdenes a un receptor que, a su vez, las env1 Emisor IR

Receptor IR

y y ,. lii:

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•

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R, R,

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4[]~

4.1 Constitución básica del sistema de control.

89


Actualmente el display se sustituye en muchas ocasiones por un sistema de visualización de datos en pantalla, denominado OSO (One Screen Dísplay), el cual trataremos en otro capítulo de esta misma obra. En resumen, el control de un receptor de televisión se puede realizar mediante un teclado local o mediante un mando a distancia, ambos actuando sobre un µC.

TECLADO La configuración del teclado es matricial y está dispuesto entre dos puertos del µC (P y S de la figura 4.1 ). El teclado es explorado periódicamente mediante un programa residente en una ROM externa, o que forma parte del propio microcontrolador, identificando la tecla pulsada por el usuario. Los datos obtenidos de cada exploración de teclas se direccionan hacia una subrutina de la ROM, donde se encuentran grabadas las instrucciones para ejecutar la orden correspondiente de cada tecla. Inicialmente los puertos P y S se encuentran en nivel lógico alto, pero las líneas del puerto P (líneas P06 a POO) comienzan a cambiar secuencialmente a nivel lógico bajo, reteniéndose el estado de cada momento en un flip-flop tipo D, o latch, de cada puerto hasta que se produce el siguiente cambio. Efectivamente, en la figura 4.2 hemqs dibujado el circuito de uno de estos latch y en la 4.3 su diagrama de tiempos. El funcionamiento es como sigue. Se trata de un flip-f/op S-R sincronizado, al cual se añade una puerta inversora entre las entradas S y R. De esta forma siempre se aplican a las puertas NANO 1 y 2 señales opuestas, evitando que reciban niveles altos o bajos simultáneamente, con las consecuencias de inestabilidad a que ello puede dar lugar en las salidas. En los /atchs se tienen, por tanto, dos entradas: una es la entrada de los impulsos de reloj (CK) y la otra, denominada D, es común a R y S pero siempre con R opuesto a S gracias a la puerta inversora. Con la ayuda del diagrama de tiempos de la figura 4.3 se puede seguir perfectamente el comportamiento de este circuito al aplicarle los impulsos de reloj e impulsos a la entrada D, de cual-

D

R 1

3

Q

CK

2

4.2 Flip-flop tipo oo latch.

4

-

Q

s

quier duración. En nuestro ejemplo dichos impulsos D son los obtenidos par cada una de las teclas del circuito de la figura 4.1. Se puede comprobar en la figura 4.3 que las salida.s Q y Q de este circuito siguen exactamente a la entrada, pero únicamente al recibir un impulso de reloj. Esto quiere decir que si se tiene pulsada una de las teclas D (nivel bajo}, la salida Q pasa a este estado justo cuando se produzca un impulso de reloj, y permanecerá en él por tiempo indefinido (aunque se sigan generando impulsos de reloj) si la citada tecla permanece pulsada. Sólo cuando se deje de pulsar la tecla, pasando la entrada Da nivel alto, y se produzca un impulso de reloj, la salida Q pasará a ese nivel alto (figura 4.3). En los latchs, la entrada de reloj actúa como impulso selectivo, haciendo que cada vez que cambie de 1 a Oo de Oa 1 el nivel lógico de una tecla, se transfiera dicha información a la salida Q y permanezca en ella hasta que se vuelva a pulsar la tecla. De esta forma la memoria conserva el estado de D (lo retrasa o retiene durante un tiempo). Por esta razón a este circuito se le denomina con las palabras inglesas de de/ay (retraso) o latch (cerrojo).

90

CONTROL LOCAL Y REMOTO

H

CK

L

8

~

~

~

H D L H

Q

L

-o H L

4.3 Diagramas de tiempos dellatch de la 4.2.

Volviendo al estudio .del circµito de la figura 4.1, el programa.efectúa la lectura del contenido de Si y SO, el cual puede ser 11 si no hay ninguna tecla pulsada y 01 o 1O si hay pulsada alguna de ellas. Si no se ha pulsado ninguna tecla (Si = i y SO= 1), el proceso de exploración continúa. Sí se pulsa una dé las teclas, de forma que Si =O o bien SO= O, el proceso de exploración se detiene temporalmente y se efectúa la lectura de los puertos P y S para localizar la tecla pulsada. Así, por ejemplo, si se tienen los siguientes niveles lógicos en los puertos: P06-PO.O= 1101111 Si = 0 Si = 1 la tecla presionada es la 6, ya que sólo la pulsación de dicha tecla hará que el nivel lógico de P4 pase aS1. En lo .que respecta al display de dos dígitos, diremos qué es un· sistema económico para visualizar el número de canal y/o programa de televisión que se está sintonizando y para que el usuario pueda apreciar nurnéricamente los niveles de sonido, brillo, contraste y saturación que se obtienen cuando los modifica con el mando a distancia. No obstante, es un sistema .cada vez más en desuso, ya que actuafmente existe una fuerte tencJencia a la visualización de todos estos parámetros en la p~taJla del receptor (sistema OSO). El modo de activación de cada uno de los siete segmentos de los dos LEDs que forman los dígitos es mediante multiplexado entre d[git0s y teclado. Esto significa que el puerto P del µC alterna entre leer la situacrón de cada una de las teclas y el.suministro de los niveles adecuados al display para que se iluminen de·forma correcta sus segmentos. Durante los cJclos de exploración del teclado, las líneas POO a P06 contienen los impulsos de reloj para la exploración del teclado y las líneas DO y D1 permanecen inactivas. Estas líneas son las que alimentan al terminal común del primer y segundo d[~play respectivamente. Al estar inactivas, los displays no pued.en ilurnjnarse, sea cual sea el nivel lógico d.e las líneas POO a P06. Una vez terminado el ciclo de exploración del teclado, el puerto P pasa a contener la información necesaria para alimentar los displays . .Cada una de sus líneas pasa a nfvei alto o bajo para que los segmentos a a g de los displays se iluminen formando las cifras correctas. En la figura 4.4 se ha dibujado uno de los displays y las letras que corresponden a cada uno de sus segmentos, y que se corresponden con las indicadas en el esquema de lafígura4.1. El funcionamiento de los dígitos no es simultáneo, sino secuencial. Primero se iluminan los segmentos adecuados del primer dígito, para lo cual se activa la línea D1 estando la DO desacti-

4.4 Denominación de cada uno de los segn1entos de un display. 91


vada. A continuación se iluminan los segmentos del segundo dígito, desactivándose la línea D1 y activándose la DO. La velocidad de encendido y apagado de los dígitos es lo suficientemente elevada para evitar el parpadeo, es decir, se aprovecha la retención de la luz en el ojo humano para conseguir la apariencia de que ambos dígitos están iluminados simultáneamente. Esta frecuencia suele ser de 50 Hz, pues frecuencias muy elevadas repercuten negativamente en la intensidad de luz generada por cada LED del display. Las resistencias R, a R7 son las limitadoras de corriente de los LEDs del display.

FORMATOS DE BITS EN LOS SISTEMAS DE CONTROL POR INFRARROJOS El mando a distancia del control digital de las funciones de un receptor de televisión es un generador de secuencias binarias cuyo código depende de la tecla pulsada, y que se transmite de emisor a receptor mediante destellos de luz infrarroja. Existen varios formatos de código de bits utilizados en estos emisores de infrarrojos, pero son tres los más utilizados: • Formato IIT • Formato RECS80 de Philips. • Formato RC-5 de Phi/ips. El formato de ITI se ha representado en la figura 4.5. Está compuesto por un impulso inicial, un impulso de arranque, 4 bits de direcciones, 6 bits de control y un impulso de final de transmisión. ~

3001IJS

..

-!ll

::,

o-

.l,l

.s

4.5 Datos transmitidos por el mando a distancia de un receptor de televisión según el formato IIT

"'~

o

.;z

k -· 300 µs

100k µs

~

4 bfts de direcciones

.. ~

.§ o

6 bits de control

.;z ::,

La frecuencia de la transmisión es de 1OkHz y la duración de cada impulso de 1Oµs (figura 4. 6). 100µs

4.6 Código de identificación de un Oy un 1lógico en el tormato/IT

_,..- y¡µs

T

-

200µs 2T -

O/nnico

1lóaico

Entre el impulso inicial y el de arranque existe un tiempo cuya duración es de 300 µs, correspondiente a tres ciclos de la portadora de 1O kHz (figura 4.5). A continuación del impulso de arranque se dispone de un tiempo de 100 µs, pasado el cual se inicia la transmisión de los datos. Los datos están formaqos por 4 bits de direcciones y 6 de control (figura 4.5), representándose el O lógico por un nivel alto de 1Oµs seguido de 90 µs de nivel bajo, y el 1 lógico por un nivel alto de 1 Oµs seguido de un nivel bajo de 190 s (figura 4.6). Esto significa que el O lógico es igual a un tiempo T de la portadora de 1O kHz, y el nivel 1 a un tiempo 2T de esta misma portadora. Mediante los 4 bits de direccionamiento se selecciona el circuito del receptor de televisión sobre el que se actúa (sintonía, audio, brillo, contraste, etc.), mientras que los 6 bits de control actúan sobre dichos circuitos modificando su funcionamiento (aumentando o disminuyendo el volumen de sonido, el brillo, saturación de color, etc.). En total, los 1O bits de datos pueden generar un total de:

92


2 1º = 1.024 mensajes El formato RECS80 de PHILIPS (REmote Control System) está formado por una palabra de .12 impulsos y 11 bits, cuya estructura es la que sigue (figura 4.7):

,

121 ms H

L

REF

TO

S2

S1

SO

F

E

1

O

1

O

1

Q

D

C 1

t

B O

A

REF

O

TO 1

4. 7 Datos transmitidos por el mando a distancia de un receptor de televisión según el formato RECSBO de PHIUPS.

Dos o tres bits de inicio de la transmisión, denominados REF y TO, cuya finalidad es dar información del inicio,de la transmisión. A continuación le siguen tres bits de dirección (S2, S1 y SO), mediante los cuales se selecciona el circuito al que se va a dar la orden de control (audio, vídeo, sintonizador, teletexto, etc.). El número total de circuitos que pueden seleccionarse es de 7, puesto que la con,binación 000 no se utiliza. Finalmente se transmiten seis bits de datos (bits Fa A de la figura 4.7), que controlarán al circuito seleccionado por los bits de dirección. El número total de combinaciones de estos bits ·de datos es de 26 = 64. La transmisión se realiza modulando una frecuencia de 38 kHz obtenida .a partir de un oscilador de cerámica de 35.0 a 500 kHz, si-ende un valor típico el de 455 kHz. Cada palabra tiene una longitud de 121 ms, siendo el ancho de cada impulso de 8,16 ms. La identificación de los niveles lógicos se realiza modulando la distancia entre cada impulso. Si la distancia entre impulsos es 5,06 ms, representa un Ológico, mientras que si esa distancia es de 7,59 ms, indica la presencia de un 1 lógico. El inicio de la transmisión se.Inicia con un código 01 . El tren de impulsos que hemos dibujado como.ejemplo en la figura 4. 7 está form·ado por el código 01 de transmisión citados, el 01 O de direcci.ón y el 101100 de .datos. Como la longitud total de los bits de inicio de transmisión, dirección y datos varía según el código transmitido, ya que la distancia entre impulsos es distinta si se· transmiten Oo 1 lógicos, la longitud de los 11 bits varía, aunque nunca alcanzá los 121 ms establecidos para la palabra, por lo que entre información e información se establece un nivel lógico bajo (nivel O) de longitud variable. La palabra binaria se repite continuamente cada 121 ms mientras se tenga pulsada la tecla correspondiente del mando a distancia. El sistema RECS80 admite una transmisión a subsistemas, en cuyo caso el código de inicio está formado por tres bits, denominados START y TO (con código 001·), cuatro bits de direccionamiento (S3, S2, 81 y SO) que permiten controlar hasta 13.subsistemas distintos, y los seis bits de datos (Fa A) que pern1iten 64 combinaciones de c,ontrol (figura 4,8). Con este formato la capacidad total de comandos se amplia a 1280, divididos en 20 subsistemas de 64 cornandos cada uno de ellos. La dirección· del subsistema se puede seleccionar pulsando una tecla. 121 ms

H

L

S.TART

TO S3 S2 S1 1001

S,Q. O

F 1

E O

D 1

C 1

B O

A O

4.8 Tren de impulsos del formato RECSBO, para emisores de control remoto por infrarroíos con 13 direcciones de subsistemas.

La duraoi.ón de los impulsos y el código de identificación de los niveles lógicos O y 1 es el mismo que el expuesto para el sistema básico de la figura 4. 7. B formato del sistema RC-5 de PH1uP.s (Remate Controlj está basado en la transmisión de dos códigos (figura 4.9).

93


PRIMER CÓDIGO

'

'

'

'

Tiempo inicial inua/ a 16 bits

Bits de Bits de exploración arranqu"

S4

-

SJ-

1~

S2

S1

Bits de dirección

so

·~

C4

C5

...

C3

C2

C1

co

Bits de datos de control

a) SEGUNDO Y SUCESIVOS CÓDIGOS

64 bits

2°. código

1er. código (figura a)

b) •

4.9 Tren de impulsos del formato RC-5 de Philips, para emisores de control remoto.

El primer código, correspondiente al arranque y primera transmisión de datos, está formado por dos bits de arranque separados por un tiempo en nivel bajo de 14 bits. A continuación sigue un tiempo de exploración de teclado igual a dos bits. A partir de aquí se inicia la transmisión de 14 bits divididos en cuatro grupos (figura 4.9a). El primer grupo señala el inicio de la trans,nisión y consta de dos bits en nivel alto. Le sigue un bit de control, que se complementa al liberar la tecla correspondiente para dar información al decodificador. El tercer grupo está formado por cinco bits de dirección (S4 a SO}. Con estos bits se selecciona el circuito sobre el que se actuará. El cuarto y último grupo son seis bits de datos (C5 a CO), que constituyen la parte variable de control del circuito seleccionado. A continuación se repiten cuatro veces los 16 bits correspondientes a la exploración, arranque, control, dirección y datos (figura 4.9b). Cada bit de este formato está formado por un nivel bajo y otro alto. Si se inicia con un nivel bajo y a mitad del tiempo del bit éste pasa a nivel alto, se transmite un 1 lógico. Si, por el contrario, se inicia con un nivel alto y a mitad del tiempo del bit éste pasa a nivel bajo, se tiene un O lógico (figura 4.1 O}. Ológico

1 lógico H

4.10 Forma de identificar los niveles alto y bajo en el formato RC-5.

L

-

¡'4

Tiempo de 1 bit _

..

L I --

Tiemoo de 1 bit

La frecuencia de transmisión de este sistema es de 32 kHz, que se obtienen a partir de un oscilador cerámico de 4 MHz (dividiendo esta frecuencia por 111) o, más corriente, a partir de un oscilador cerámico de 432 kHz dividiendo esta frecuencia por 12.

CIRCUITO DE CONTROL REMOTO POR IR EN FORMATO ITT, PARA M ANDO A DISTANCIA DE UN RECEPTOR DE TELEVISIÓN Como ejemplo de circuito de control remoto por infrarrojos en formato ITI, para mando a distancia de un televisor, citamos el SAA1250 de ITI-INTERMETALL. En la figura 4.11 se muestra el diagrama de bloques del conjunto emisor-receptor. El SAA 1250 es un circuito integrado CMOS diseñado para el control por infrarrojos de receptores de televisión en color, aunque también puede utilizarse en otras aplicaciones. 94

CONTROLLOCALYREMOTO

~

•• ::! IR=: •••

Amplificador excitador lEDs

SAAf250 (Transmisor IR)

•

~

Preampllfioador de lnfra,rofo (TBA 2800}

-

SAA1251

o

-

~

SAA1290

~

Hacia /os c,rcuitos controlados del receptor

'

Teclado del mando a distancia

Teclado del receptor

4.11 Diagrama de bloques de un control remeto por infrarrojos, utilizando et integrado SM 1250 en el fado transmisor.

1-unciona con una tensión comprendida entre 6 y 9 V, lo que permite alimentarlo con cuatro pilas en serie de 1,6 V o una de 9 V. En la figura 4. ~ 2 se ha dibujado el diagrama de bloques de este integrado. el cual tiene la partícularidad, a diferencia de otros integrados de control remoto, de utilizar en el circuito oscilador una red RC para la generación de los impulsos en vez de un resonador de cuarzo. OB

7

6

.

HGFEOCBA

0A

16

'

Option

'

•

h

23 8

edcba

f

•

Column and row /Clsnl/flcation

decoder

•

' 15 ,

'

Aeluat/011 monitor/ng

SAA1250 4

FAS

Atftfress regís le,

1/ip-flop

Decoder

Input check

RC

3

oscllofor

2

+ Psrollollserial convertor

01 02

'

t Output

Progrnm contn¡I

staga 5 IR

24 VB

Clock ganoratar

'

1

o

4.12 Diagrama de bloques del integrado SAA 1250 de ITT-lntennetall.

En el diagrama de bloques de la figura 4.12 se puede distinguir el identificador de filas y columnas (Column and row identification), al que se conecta el teclado matricial, el codificador que genera las secuencias de bits según el formato 11T (Decoder), el convertidor de datos de paralelo a serie (Paral/ef/seriaJ converter) para transferir los comandos a la etapa de salida (Output stage) con destino al modulador de los LEDs de infrarrojos. La frecuencia de los Impulsos viene, por tanto, determinada por dicha red RC. Si el oscilador del receptor utiliza un cristal de cuarzo de 4,4 MHz, entonces la frecuencia de los impulsos del emisor debe estar comprendida entre 160 y 220 kHz. Para obtenerla el fabricante recomienda que la constante de tiempo R,C de la red sea igual a 1,8 x 1o-s s :t 4,5 %. Si se utiliza en el receptor un cristal de cuarzo de. frecuenci9 distinta a la citada, entonces la constante de tiempo del emisor debe modificarse en la misma proporción. En las figuras 4.13 y 4.14 se han dibujado dos circuitos de control remoto utihzando el integrado SM1250. En el primero se utiliza un amplificador con tres transistores y tres LEDs de infrarrojos. mientras que el segundo es más sencillo, puesto que sólo utiliza dos transistores y otos tantos LEDs de infrarrojos.

95


//

e;:

R,

2

Tectsdo

1~

8 a 23

4.13 Circuito transmisor de control remoto por IR, utífizando el SM 1250y con tres transistores en la e!Epa amplificadora de los impulsos.

R2 4 24

3

J..t .I.9v

1N4148

.

.

-~

BC338-40

6

J..t

.I_gv

Ri Rz

2

3

-~

24

4

-' :. )

-

150µ 16V

3V3

e :;:

270 I

-

DZ, .,

1

•.•

~

r

'

1K

-

47

4. 14 Circuito transmisor de

control remoto por IR, utilizando el SM 1250 y dos transistores en la etapa amplíficadora de los ltnpulsos.

Teclado

1§ .

8

1K

a SAA 1250

7

6

1

2K7

0.75

....

' :!

•

9

' .. '

23

BC338·40

-"' •

1000µ

47 5

'•

l

-

130

SAA 1250

7

\

220

5

.. "

15~ ¡: 270 16 V , BC415C -

-

~

100

N

•

BC338-40

33

-) -

BC338-40

Tanto en uno como en otro circuito los valores de la red RC del oscilador del SM 1250 son los siguientes: R 1 = 18 k3 n ± 2 o/o; R2 =33 k3 Q ± 5 %; C = 100 pF + 2,5 %. Con estos valores la frecuencia generada en el oscilaqor estará comprendida entre 160 y 220 kHz. Los amplificadores transístorizados son necesarios ya que por ser el SM1250 un CMOS, la corriente de salida por su terminal 5 es Insuficiente para activar los LEDs. Téngase presente que los diodos de luz infrarroja del transmisor deben activarse con impulsos de corriente de, aproximadamente, 1 A, y el SM1250 sólo es capaz de proporcionar unos 1O mA. En el circuito de la figura 4.13, en estado de reposo y en ausencia de impulsos cuando se transmite, los tres transistores permanecen bloqueados y los dos condensadores electrolíticos de 150 F se cargan a, aproximadamente, el valor de la tensión de la fuente de alimentación. En esta circunstancia el consumo de energía del circuito viene determinado sólo por la del integrado (1 OµA) y por las corriente de fuga de los condensadores. Cuando el circuito transmite un impulso por su terminal 5, el transistor BC415 pasa al estado de conducción y activa a los otros dos transistores. Al entrar en conducción, el transistor BC328-40 conecta los dos condensadores de 150 µF en serie, como ambos están cargados, la suma de ambas tensiones alcanza unos 15 V. Esta tensión de 15 V queda aplicada en sentido directo al conjunto formado por los tres LEDs de infrarrojos y el transistor BC338-40 (en conducción), con lo que los diodos generan un destello de luz infrarroja. El transistor BC338-40, del tipo NPN, está polarizado de forma constante por un diodo Zener de 3,3 V, de forma que suministra una corriente de salida constante de 1 A. El circuito de la figura 4.14 es más simple y, por lo tanto, económico. En éste se omíte el circuito doblador de tensión y, por lo tanto, sólo dos LEDs de luz infrarroja pueden ser activados, lo cual repercute en un destello menor y, como consecuencia, en un menor alcance de la transmisión.

CIRCUITO DE CONTROL REMOTO POR IR EN FORMATO RECS80 DE PHILIPS, PARA MANDO A DISTANCIA DE UN RECEPTOR DE TELEVISIÓN Como ejemplo de circuito de control remoto por IR en formato RECS80 de P1-11uPs, citaremos el integrado SM3008 de la misma firma, cuyo esquema de conexiones se puede ver en la figura 4.15.

96


10 9

11

1163/ f', !?, 1/,

IJ

!;>,

!?, ¡;,

56

0

-

-

Modo de selección de dfr~ccíón ~e

T 1 ~Y - -

,k

12

osco

OSCI

Triples contactos

Vss

JZ~~ • -

K -- J-

?

5 10 para

func1onam1e11fo por debajo de 3 V

455 ki-fz ~tOl100p ' • ~ 120p

I

I

4.15 Circuito transmisor de control remoto por IR, utilizando el SAA3008 y un transistor amplificador de los impulsos.

Este integrado tlene una. capacidad para 1.280 comandos) dispuestos en grupos de 20 subsistemas de direcciones de 64 comandos ca.da uno. Puede funcionar c.on una tensión de alimentación com·prendida entre 2 y 6,5 V. aunque admite tensiones de hasta 7 V. Su corriente en estado de reposo es Inferior a 4 µA con una alimentación de 6 V, lo que·permite una larga duración de las pilas. La corriente de los irnpulsos de salida del integrado es de 4 mA, por lo que sólo se precisa un transistor amplificador para la activación del LEO de infrarr0jos (figura 4.15). La modulación de frecuencia de los impulsos generados por el SAA3008 es de 3.8 kHz, obtenidos a partir de un oscilador con cerámica piezoeléctrica de 455 kHz, dividiendo dicha frecuencia por 12, aunque se pueden emplear cerámicas con frecuencia de resonancia comprendida entre 350 y 500 kHz. Finalmente diremos que en el caso de alimentar este circuito con una tensión de 3 V. se debe anadir una resistencía de 270 kQ en paralelo con la cerámica piezoeléctrica del oscilador.

CIRCUITO DE CONTROL REMOTO POR IR EN FORMATO RC-5 DE PHILIPS, PARA MANDO A DISTANCIA DE UN RECEPTOR DE TELEVISIÓN Un integrado transmisor para control remoto de la firma PHJUPS, que genera trenes de impulsos según el formato RC-5 de la figura 4.9, es el PCA8521. El diagrama de bloques de este integrado se.puede ver en la figura 4.16. Se presenta en dos versiones: para mandos a distancia coh 56 o con 30 teclas. En el primer caso se presenta en cápsula DIL tipo SOT1466-1 o en cápsula pequeña SO tipo S0T163-1 (ambas con 20 terminales), y en el segundo en cápsula DIL tipo S0T38-4 o en cápsula pequeña SO tipo S0T162-1 (ambas con 16 terminales). Puede alimentarse con tensiones co,nprendidas entre 2 y 5,5 V Proporciona una elevada corriente de salida, igual o mayor de 45 mA, lo que permite utilizarlo con una etapa arnplificadora transistorizada única. En la figura.4.17 se puede ver el esquema de· conexiones junto con el transistor amplificador de impulsos. En esta-do de reposo.el consumo de energía es mínimo, ya que la corriente de reposo es de tan sólo 1 µA, lo que permite una larga vida a las pilas que lo alimentan. Para la generación de los impulsos se puede utilizar una cerámica piezoeléctrica de 432 kHz o de 4 MHz. Tanto en uno como en otro caso se debe obtener una frecuencia de los lmpul97


432 kHz o 4 MHz

o

rl 11-

XTAL2 •2

XTAL1 1

SN2 SN3 SN4 SN5 SN6 SN7 DRO DR1 DR2 DR3 DR4 DR5 DR6

4.16

~

36kHz

-

4.

SNO SN1

1

+

STOP

T/M/NG GENERATOR ANDCONTROL

'

OSCILLATOR

5 7. 9 10. 8 3 16 15 14 13 12 11 17

OUTPUT . 19 DRIVER

PULSE + GENERATOR

1K 8 ROM

6

LOUT

,..!. .

KEY SCANNING

SH/FT RE GIS TER

PCA8521

20

18

Voo

'· - Vss

!,,,

Diagrama de bloques del integrado PCAB521 de 'PHIUPS.

SN5

/

IJ l'l

l'l

l'l

lf lf

~

./

'1::;

1::; 1~

t 1::; 1::; li l:: 1/ f 1/ 1'l

lj

1T

1-;:

11 !/,

1~

f ¡; ¡; l'l 1 Jj 1~ 1~ ,, 1::; li li 1~ 1~ li

ij

1::;

~

lf .lf

f

lf 1~ lf 1~ lf :,;: lf 1::;

SN4 SN6 SN3

17 16 15 14 13 12 11 20

10 9

SN2 . 6 SN1 5 SN7 4 SNO 3

l LOUT

19

8 7

Voo

-

PCA8521

)

Vss

I _._.T

"~~ 18

1

-

'l>7,

I

J,

2

XTAL1 432kHz L¡ 04MHz

XTAL2

o

Circuito transmisor de control remoto por IR, según formato RC-5, utilizando el PCAB521 y un transistor amplificador de los impulsos.

4.17

sos de salida de 36 kHz, por lo que el propio integrado dispone de un par de divisores de frecuencia internos (figura 4. i 8); el primero de ellos divide por i 11 (cuando se utiliza una cerámica de 4 MHz) y el se.gundo por 12 (cuando se utiliza cerámica de 432 kHz). Si se emplea una cerámica de 432 kHz deben añadirse al circuito condensadores externos, lo cual no es necesario

98

CONTROLLOCALYREMOTO

4MHz

432KHz

o 4MH1

..e:-

c=:i

"'E_ OSCILLATOR

CLK1

CLK2

-

STOP 432kHz

-

nokey end contro1 -

D1VIDEBY1H

s

!"--- .

v

pulse

DIVIDE BY 12

Q

CLK

CONTROL TIMER DIVIDE BY 4096

co •• • •• •

: C11

RCLR Q start inpul

i'

4.18 El PCA8521 posee un divisor de frecuencia por 111 y otro por 12, para poder trabajar con cerámicas piezoeléctricas de 4 MHz o de 432 kHz respectivamente.

con cerárnicas de 4 MHz ya que para esta frecuencia el propio chip posee las necesarias capacidades integradas. Este integrado no contiene un procesador programable del software, sin embargo contiene una ROM 1K x 8 en la que están almacenados todos los códigos de transmisión. La ROM contiene 8 bancos con 64 palabras binarias codificadas, por lo que cada tecla puede generar un máxirno de 8 palabras codificadas diferentes que pueden emplearse para el control a distancia de 8 aparatos diferentes (lV, VCR, sintonizador, CD, etc.). Para finalizar, en la figura 4.19 puede verse el diagrama de tiempos de escaneo del teclado llevado a cabo por el PCA8521. Obsérvese que el impulso de reloj va pasando sucesivamente de las líneas de salida de dirección ORO a DRB para exp.lorar todas las teclas, y cuando encuentra una de ellas pulsada envía el dato a las líneas de datos SNO a SN7, modulando con dicha información los impulsos generados por el cristal de cuarzo.

RECEPTOR DE IR DEL CONTROL REMOTO El receptor de infrarrojos está compuesto, normalmente, por un preamplificadory un decodificador. El preamplificador es activado por un fotodiodo sensible a las radiaciones Infrarrojas, el cual convierte los impulsos de luz IR en impulsos de corriente. Estos Impulsos de corriente se convierten en in1pulsos de tensión y luego se amplifican y se conforman para que adquieran una forma lo más cuadrada posible. En la figura 4.20 puede verse el diagrama dé bloques de un integrado de ITT utilizable como preamplificador de un receptor de IR. Obsérvese que este integrado posee dos salidas: una de impulsos positivos (por el terminal 8) y otra,de impulsos negativos por el terminal 7, lo que lo hace válido para ser utilizado con decodificadores de impulsos tanto positivos co1110 negativos, El circuito de alimentación del fotodiodo está.formado por una resistencia !imitadora de corriente de i 00 Q y por un condensador electrolítico de 2.2 µF, cuya finalidad es filtrar el ruido presente en dicha línea, de baja frecuencia, que podría afectar al correcto funcionamiento del preamplificador. Añadiendo una resistencia entre el terminal 6 y masa, se incrementa la inmunidad del circuito al ruido. El terminal 1Oes de test y no debe conectarse. El condensador de 22 µF. conectado entre el terminal 2 y masa actúa como CAG del primer amplificador, y es determinante para la sensibilidad del circuito, el cual es sensible a radiaciones IR procedentes de transmisores situados entre 0,2 y 2 rn. Los impulsos o.btenidos en la salida del preamplificador esta~án coc;lificados según el formato proporcionado por el transmisor, por lo que el decodificador debe ser el adecuado.

99


DRO DR1 - -~

DR2-- -- ~

DR3 -

- --

-

-~

DR4-- -- - - - ~

DR5 DR6-- - -- - --

SN1 LJ u

u

SN3

SN5

proceso de escaneo del teclado utilizando el integrado PCA8521 de PHIUPS.

LI

u u

u

u

u

LI

u u u

LI

U

LI

u

LI

U

SN6

4.19 Diagrama de tiempos del

u

U

u u u u

u

u

u-

LI

U

LI

U

U U LI

U

LI

U

U

LI

LI

U

l 22µ I

• BPW41

u

u u

U LI

SN7

u

u u u

u u

SN4

- -~

u u u u u u

SNOLJ

SN2 ~

-

u lf u u 100

.,.. 6V

_ _± ..J...

•

r

3

TBA2800 14

,. 1

I'..">, ];<

33K ·I'..

I"-- '

v,,

- 1.,,r(

l.,

100K

43K

82K

I"--

v ~

8

lmpulsos pasitivos

7

lmpulsos negstlvos

'e,

4.20 Diagrama de bloques y de conexiones del preamplificador de IR TBA2800 de la firma ITT.

2 12 2µ2 º"'

11

I ~·

1~.2

13 ,i.

10

4

5

....

10n

16

•'•

'' ''

~·

9 ,l.

1

En las figuras 4.21, 4.22 y 4.23 se han dibujado los esquemas de conexiones de un decodificador de control remoto de la firma PHILIPS, concretamente el SAA3049A, el cual acepta códigos de impulsos modulados en posición (RECSSO) procedente de transmisores que utilicen los integrados SAA3004, SAA3007 o SAA3008, o códigos de impulsos bifásicos (RC5), procedente de transmisores que utilicen los integrados SAA3006 o SAA301 O. El SAA3049A se presenta en cápsula de plástico DIL versión S0T146-1 y en cápsula miniatura S0T163-1 . 100


Veo (+5 V)

Indicador de acuse de señal de control

~-. CQW24

220

BC548

j

....

..

.~

1µ

-

I

BC548 j

-...

.

•

331(

-

1N4148 ..

o.

5K6

'

,J,,

'68K

1

~

.

5K6

S2·bll

-$3-bit S1-bit SO,blt

'

I

Subdirecciones dgr~n~o

-

,i-.

4MHz

rl01-

lI 20

19

18

16

17

15

14

f3

12

11

7

8

9

10

SAA3049A 1

2

A

-

1J -'

-

e

(i

5

,

-B

-

TO-bit

4

3

D

Entrada

-F

E

-

IN

,,,~. •

Salidas ife dates

4.21 Esquema de conexiones del decodificador de control remoto SM3049A de PH1u/is, preparado ¡jara decodificar impulsos en formato RECS80.

(+5V}

Indicador de a·cuse de señal de control

BC548

1

1µ

~~

-220

5/(6

J,, .

5K6

33K

- .. " ; 7,:

A2cbíl A3-bil

A4-bil

A1-bi/ -AO·bít

'

BC548 1

~

1N4148

~ ".

CQW24

- ''

J,

68K

-

4MHz

- 101-

lI 20

19

18

17

16

1§

14

13

12

11

7

8

9

10

SAA3049A 1

2

3

4

5

6

lf INTO

~

A

·-

B

-e

-

D

-" E

,i-.

-F

Entrada ·

Sal/das de datos

4.22 Esquema de conexiones del decodificador de control remoto SM3049A de PHILIPS, preparado para decodificar impulsos en formato RC5. 101


Indicador de acuse de señal de control

68K

1µ

,'\.

BC548

'I

BC5481

"

H: Formato RECSBO L: Formato RC5

·~ -¡

CQW24

l- -

l.

1N4148 --

..·

•

220

Modo

-

Vcc (+5 V)

S2 (A2) 33K

5K6

5K6

~

• 68K

'I

' ,.

-.

/A4} S1 (A1)

SO (AO)

.

4MHz

~

S3 (A3)

"º1lf 20

19

18

17

16

15

14

13

12

11

7

8

9

10

SAA3049A 1

4.23 Esquema de conexiones del decodificador de control remoto SM3049A de PHJLIPS, preparado para decodificar Impulsos de los formatos RECSBO y RC5.

2

4

3

5

6

tJ

TO

-A

-

B

-

e

-

-

D

-E' -F

-

IN

Entrada

.~

Salidas de datos

La tensión máxima de alimentación que puede aplicarse a este circuito es de 7 V, con positivo al terminal 20 y negativo (masa) al 1O, aunque lo usual es alimentarlo con una tensión de 5 V. Para su funcionamiento se precisa un cuarzo piezoeléctrico de 4 MHz, conectado entre los terminales 12 y 13. Las salidas de datos se realizan por los terminales 1 a 6, mientras que las de direcciones se efectúan por los terminales 7, 8, 15, 16 y 17. El bit de inicio de transmisión (bit TO) se obtiene en el terminal 18. Una particularidad de este integrado es la de tener una salida para activar un indicador de recepción de señales de control. En los tres esquemas que ofrecemos de conexiones de este integrado se puede ver el circuito de este indicador, formado por el LEO tipo CQW24, un par de transistores de BF tipo BC548 (NPN) y resistencias asociadas. En estado de reposo el terminal 19 se encuentra en nivel alto (positivo), con lo cual el transistor NPN cuya base está conectada a dicho terminal se encuentra en estado de conducción y en su colector la tensión es próxima a la de masa. Esto hace que la base del BC548 conectada a dicho colector se encuentre polarizada próxima al potencial de masa y, por lo tanto, este segundo transistor permanece bloqueado, evitando que circule corriente por el LEO. Cuando el integrado recibe impulsos de control, su terminal 9 proporciona unos impulsos negativos que bloquean el transistor cuya base está conectada a dicho terminal. Cada vez que este transistor se bloquea, su potencial de colector aumenta positivamente, polarizando la base del transistor conectado a dicho colector para que conduzca. Esto hace que circule una comente de excitación por el LEO y la resistencia !imitadora de corriente de 220 .Q hacia masa, iluminándose el LEO intermitentemente. El LEO indicador de acuse de señales de control se dispone en el frontal del mueble del televisor, con lo cual el usuario percibe que las señales de luz infrarroja de su mando a distancia son recibidas por el receptor. El terminal 14 del integrado corresponde a la entrada de reset o puesta a cero del mismo. Antes hemos dicho que este integrado admite tanto el código RECS80 como el RC5. Según el formato utilizado las conexiones varían un poco.

•

102

CONTROLLOCALYREMOTO Así, el esquema de conexiones de la figt,Jra 4.21 es el correspondiente a una utilización con transmisores que utiJizan los integrados SM3004 y SM3007, es decir, a transmisores en formato RECS8D. Obsérvese que en este caso el terminal 11 del integrado debe polarizase con nivel alto, es decir, se conecta directamente al positivo de alimentación. La salrda S3-bit (terminal 16) se utiliza sólo para las subdirecciones 8 a 20. Cuando al terminal 15 se aplica un nivel bajo (conectado a masa) se obtienen las subdirecciones 8 a 20. Cuando este mismo terminal recibe un potencial alto (positivo) se obtienen las subdirecciones 1 a 7. El esquema de conexiones de la figura 4.22 corresponde a un receptor de control remoto.según formato RC5. En este caso el termina! 11 del integrado se debe conectar al potencial de masa (negativo). Finalmente, el esquema de conexiones de la figura 4.23 pertenece a un receptor de control remoto válido para los formatos RECS80 y RC5. En este caso él tenninal 11 se conecta a un conmutador que le aplica nivel alto (positivo) cuando debe trabajar con código RECS80, y nivel bajo (negativo) cuando trabaje cdn el formato RC5. El decodificador de control remoto de la figura 4.23 admite 32 subdire9ciones con 6 + 1 bit con salidas en paralelo. En caso de funcionar con formato RECS80 se obtienen la sub.direcciones 1 a 7 cuando al terminal 15 se conecta al potencial positivo de alimentación, y las subdirecciones 8 a,20 cuando se conecta al potencial de masa.

CONFIGURACIONES DE CONTROL En un receptor de televisión los parámetros de las señales de audio y vídeo pueden modificarse según tres configuraciones muy diferentes:

•

• Mediante bus serie (digital). • Mediante tensiones (analógica). • Mediante una combinación de digital y analógica. El control de los parámetros de volumen, brillo, contraste, saturación de color, etc., medianteel bus en serie, tipo 12C de PH1L1PS o IM de ITI, pertenece al grupo exclusivamente digital, estudiado en el capítulo 3 de esta obra. Este método de control presenta la ventaja de simpllfic9renormemente los circuitos del receptor, pues basta con unir los integrados goberni;idos con el µC, mediante dos o tres líneas de conexión, tal como se haestudiado. Actualmente, sin embargo, son todavía muchos los integrados que se emplean en receptores de televisión, los cuales nece..sitan tensiones de tipo analógico para poder modificar sus parámetros. En éstos se utiliza un µC que., recibiendo las órdenes desde un mando a distancia o desde un teclado local, controlan una serie de e:ircuitos complementarios que generan las tensiones de control. La configuración que más se utiliza es una combinación de las dos citadas, es de9ir, empleando integrados que reciben las órdenes de modificación de funcionamiento a tr..avés de un bus en serie, y otros que precisan tensiqnes analógicas para su control. A modo de ejemplo vamos a describir a continuación el Integrado TDA8443A, de la firma PH1LIPS, controlado mediante un bus 12C. En la figura 4.24 se ha dibujado el diagrama de bloques del circuito, el cual conmuta entre dos señales de vídeo en formato Y, 8-Y y R-Y y la proporciona en formato RGB. Este integrado dispone, además, de una matriz RGB/YUV, unos circuitos de fijación del nivel de negro (clamp en el diagrama de bloques de la figura ,4:24), un conmutador pa,r-a dos señales de sincronismo, cuatro amplificadores de ganancia variable controlados por el bus 12C, el cual dispone de tres terrninales de subdirecéionamiento (SO, S1, S2): La tensión nominal de alimentación de este integrado es de.12 V y la corriente de 65 mA. El control se realiza mediante la transferencia de bytes por el bus 12C a la interface/decodificador qel integrado, es decir. a través de una línea de datos (SDA) y otra de reloj (SCL). Obsérvese 103


outputs

SDA SCL SO 13

14

S1

S2

16

15

81-(B-Y) Input

Vp

·18

17

19

'

' TDA8443A

G!Y input

fe-BUS INTERFACE/DECODER

1

.

22

21

20

C=>

clamp pu/se generator 24

23

.

Jo\

Jo \

~

hi\ hi\

'

!t.~

Rl·(R· Y) SYNC input GND outpul

1

'

1

.

FAST SWITCHING

-

~

!

.

.

.

lai\ lai\ lai\ 1

1

.

-

•

.

,

...

~

'

•

Jo '}

j

MATRIX RGB/YUV .

-

•

•

~

CLAMP

CLAMP

CLAMP

12

11

10

ON 8/-.!:(B-Y) Inpul input SYNC1

G!Y input

Rl±(R-Y) input

•

9

8

channe/1

CLAMP

'7 /Mema/ volfage

6 8/-.!:(B-Y) input

CLAMP PULSE GENERATOR

"'l

t

CLAMP

CLAMP

'5 G!Y input

'2

4 Rlt.(R·Y) input

SYNC2

3 fast switching

1 SEL

channel 2

424 Diagrama de bloques del integrado TDA8443A, conmutador y matriz de dos fuentes de vídeo, controlado mediante 12C. •

en el diagrama de bloques de la figura 4.24 que estas dos líneas se conectan a los terminales 13 y 14 del integrado, desde el µC, y que la de datos es tanto de lectura como.de escritura. El formato de este bus se ha estudiado en el capítulo 3, figura 3.5. Para el control de este inte.grado el protocolo del bus es el que sigue (figura 4.25):

Primer byte. S= bit de inicio. A6, A5, A4, A3 = 1101. (Cuando se recibe este cuarteto, en este mismo orden, por la línea SDA del bus, el TDA8443A lo reconoce y queda preparado para activarse.) A2, A1, AO. Han de estar en el mismo estado lógico que el presente en los terminales de subdireccionamiento S2, S1 y SO, respectivamente. R/W =en nivel bajo para escribir o en alto para leer su contenido y la situación. ACK =bit de reconocimiento. 104

CONTROLLOCALYREMOTO

1

s

1

o

1 =S2 =S1 =SO

o o o o o 1 o 1 1 1 o o o o 1 o 1 o 1 1 1 o o o 1 o 1 1 1 1 1

o 1

O. 1

- ACK - p A6 A5 A4 A3 A2 A1 AO R!W D7 D6 D5 D4 D3 D2 D1 DO ACK

1~

Prim_g¡jJJ']J!(djt'§~[QI))

- ~

~

~gyndqMe (da(Q§)- . J

4.25 Protocolo para el control del TDA8443. Segundo byte.

Los bits.D7 y D6 seleccionan el modo de funcionamiento según el siguiente·códlgo: 00 01 1O 1í

(La señal presente en el canal 2 pasa directamente a las salidas del integrado; figura 4.24.) (Selecciona el canal 2, pero vía la matriz para obtener RGB.) (Se selecciona el canal 1, con salida directa.) (No se utiliza.)

Los bits D5 a D3 establecen la ganancia de los amplificadores, según se indica en la tabla 4.1. El bit D2 es de prioridad a la conrnutación, y el DO posibilita entre una funcionarniento normal (ON) o inhibir la salida (OFF) para situarla en alta impedancia. La relación entre las señales de salida y entrada de la n1.atriz es la siguiente: Y= 0,3R + 0,59G + O, 11B R-Y = 0,7R - 0,59G-0,11 B B-Y = - 0.,3R - 0,59G + 0,89B Para finalizar con la descripción de este integrado, en la figura 4.26 puede verse el esquema de conexiones, de enorme sencillez, ya que sólo precisa de·.12 componentes externos (11 condensadores y una resistencia) para la conmutación entre las señales de vídeo procedentes del receptor y las de un aparato externo conectado a él mediante un euroconector.

o o

o o 1 1 1 1

o

o

o í

1

o

1

1

o o 1 1

o 1

o 1

1

1 1

1

-1 1

0,46 1

no utilizada 1 2 2 2 2

1 2 1 2

1

-1 -1 1 1

0,45

0,45 1 1 0,45

Tabla 4.1. Ganancia de los amplificadores del TOA8443A, según el estado combinatorio de los bits D5, 04 y D3.

Si los integrados del receptor precisan .de tensiones analógicas para.su control, éstas se obtienen mediante la generación de impulsos modulados en anchura (PWM) por parte de un C y de una serie de circuitos integradores RC (uno para cada parámetro controlado). En la figura 4.27 puede verse el esquema simplificado de un circuito que responde a esta configuración. Cada orden recibida desde el teclado del receptor, o desde el mando a distancia, genera un Impulso cuya duración depende de dicha orden. Este impulso, apl[cado al correspondiente integrador, hará que en su condensador la tensión alcance mayor o menor valor y, de esta forma, se modificará el funcionamiento del parámetro deseado. 105

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉLITE outputs

outputs

SDA

so

SCL

S1

y

-(B-Y}

S2

-(R-Y)

GND

SYNC

1n!

;a.

13

14

16

15

19

18

17

CLAMP

20

21

22

23

24

5

4

3

2

1

Vp

4K7

TDA8443A 12

11

10

T

r

T

47n

-(8-Y}

47n

y

9

8

ºp""

T4µ7

47n

6

7

J.22n: :: 47n

::: 47n

. SYNC1

ON

·(R-Y}

Interna/ vo/tage

G ,

B

4µ7

: : 47n

FS SYNC2

R

SEL

channe/1

channel 2 (euroconector)

4.26 Esquema de conexiones del integrado TDA8443A de PHtUPS.

Procesador de vídeo

_Rt_

R

Brillo

'

1

l.c

I I JI

-u )

oc= oc-::i ----~Transmisor

1

Receptor IR

IR

J~

'

R

l.c

I

µC

.R • ll

Contraste

R

Saturación

(j

le

o=o o=o o=

•

I

Teclado local

J+I!_

R

Volumen

l. e

~o 1iJ

Procesador de audio

e(]

I

4.27 Esquema de principio de un control analógico de los parámetros de un televisor, a partir de los impulsos codificados en anchura proporcionados por un µC.

Con impulsos de corta duración la tensión obtenida en el condensador integrador es pequeña, puesto que corta es la duración de su carga. A mayor duración de los impulsos mayor será la tensión .en el integrador. En este tipo de control analógico la precisión del control depende del número de bits del contador asociado al circuito modulador de impulsos. La información del estado de cada control queda memorizada en una EEPROM, tal como se explicó en el capítulo 3 de esta obra.

106

Presentación de datos en pantalla (OSD)

-

INTRODUCCIÓN Actualmente casi todos los·receptores de televisión incorporan unos circuitos digitales que permiten la visualización gráfica del número de canal o programa, y la situación de los parámetros de brillo, contraste, saturación, tono, volumen, etc. Es lo que se conoce con las sigfás inglesas OSO (One Sareen Display). Para ello el receptar incorpora un generador de caracteres alfanun1éricos y/o gráficos, asociado al µC del sistema. Además, se genera una tensión de conmutación cuando est? presente la información de dicllos caracteres, que anula fa información de vídeo en ciertas zonas de la pantalla, siendo ocupada por los caracteres. Es decir, se realiza un multiplexado de la información de·Videóy de los caracterés, de fórma que en la pantalla aparece la intorn1ación s0brein1presa a la imagen de televisión. Existen dos tipos de OSO: el 30 y el normal. El normal se realiza sotire la paritálla GJel televisor conjuntamente con la imagen transmitida. El 30 se emplea cuando no hay imagen de televisión, y consiste en una representación en relieve de los caracteres.

SECUENCIA DE UN SJSTEMA OSO La secuencia de presentación de los caracteres en pantalla sigue el siguiente proceso: Supóngase que se desea aumentar el Gontraste de la imág_en . En este supuesto, el usuario presiona las correspondientes teclas del teclado local ·o del control remoto del receptor. El µC del receptor identifica la tecla pulsada; tal como se ha explicado en el capítulo anterior de esta obra, y decodiflcailos Impulsos en formato IM, RECS80 o RCS que ha recibido. Se gene" ran así unos in1pulsos para el control del Gir-cwlto d:econtraste del r~eptor (si dicho circuito es digital), o unos impulsos modulados en anchura (PWM) que se co,nvierten, en unos integrad.ores, en una tensión analógica que controla el nivel de contraste (si el integrado es controlado p0r tensión). Al mismo tiempo, un circuito comparador proporciona información de que el valor del parámetro correspondiente se está modificando., lo que da lugar a que se activen los circuitos de OSD. Dependiendo del parámetro sobre el que se esté actuando, los circuitas OSD generan un grupo de caracteres alfanuméricos-en formato ASCII o similar, o unos símbolos iderítlficativos del par-ámetro que se modifica, los cuales se-almacenan en una ROM. Cuando los circuitos OSD detectan el primer impu1$0 de sincronismo vertical, se procede a la lectura de la información almacenada en la ROM, generándose las señales de vídeo y la tensión de conmutación necesaria para elimfnar la s.eñal de víde.o en aquellas zonas donqe deben aparecer los caracteres .d e Información. Todo este proceso se repite con una frecuencia igual a la de campo, de forma que queda sincronizada la imagen de la información OSO con la de la señal de vídeo.

CONFIGURACIONES DE LOS CIRCUITOS OSO En la práctica los circuitos OSO pueden tener las tres posibles configur.acioAes que se indican a continuación:

107


a) Mediante circuitos integrados complementarios al µC del sistema, unidos a éste mediante un bus en serie para transferirle los códigos de los caracteres a generar y los correspondientes a su control. color y forma. b) Utilizando el generador de caracteres del decodificador de teletexto. c) Formando parte del propio µC, lo que simplifica considerablemente la circuitería. Ésta es la configuración a la que se tiene tendencia actualmente.

PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DEL SISTEMA OSO En la figura 5.1 se ha dibujado el diagrama de bloques de una configuración de OSD independiente del µC, que nos va a servir para el estudio de su principio de funcionamiento.

oso SDA SCL

Registro de desplazamíento

y

R-Y

(

Receptor IR

•

.

o ;:;o

B-Y

.

..

Matriz

-

.. . ..

R G B

-

RAM µC

oo = o o :::

e

Procesador de vídeo

y

•

7

R Generador de caracteres

.

G

B

Control

c1r ,

Teclado local

Temporizador

40i-J H

V

5.1 Configuración de un sistema OSD independiente del µC.

En este circuito el µC del sistema está unido mediante un bus en serie al integrado del OSD, proporcionándole los impulsos de reloj y de datos, los cuales se almacenan en un registro de desplazamiento .que convierte los bytes en serie a paralelo. A continuación se decodifica la información y se direcciona a los registros internos de control y a una RAM, donde se almacenan temporaln1ente. En relación a la RAM, se ha expuesto su principio de funcionamiento en un capítulo anterior de esta obra, por lo que no creemos necesario insistir en ello. Aquí, y a título de recordatorio para los lectores, describiremos brevemente cómo funciona el registro de desplazamiento para la conversión de datos en serie a paralelo. Los registros de desplazamiento o almacenamiento (shift registers), son circuitos que retienen temporalmente datos binarios de varios bits, para restituirlos cuando sea necesario. Se trata de circuitos que desplazan los datos binarios bit a bit para su direccionamiento secuencial, es decir, uno tras otro. Se designan también como registros de direccionamiento o desplazamiento, y se utilizan para direccionar datos binarios; actúan como memorias temporales que pueden transferir información binaria de un lugar a otro en varios formatos. Recordemos que los multivibradores biestables o flip-flops son memorias de almacenamiento de un bit. A partir de ello resulta evidente que con n flíp-f/ops se puede almacenar una información den bits. La combinación de varios circuitos f/ip-flops sincronizados, tipo S-R, Do J-K, que pueden almacenar una información digital den bits, recibe el nombre de registro de almacenamiento. En la figura 5.2 se ha dibujado el esquema de un registro de almacenamiento constituido por ocho flip-flops tipo D, capaz de memorizar una información binaria de ocho bits (uno por báscula).

108

PRESENTACIÓN DE DATOS EN PANTALLA

SQ/ldas

-----·------ - - - - - - -~ 02

Q1

03

Q5

04

Q6

01

so

-

DOSDDQO

-

o,so,o,

-l>cu<

r>éLK c,,n

RO

))

)1

fl)

'" 1

'

·1

~

-

D2SD2Q2"

-.i>eLK:

-

J.

·-

pjS03

03

- >ctK

RD2 (

D4SD4 Q4 ~

-

)

1)

D5

03

•

Ó5SDS 051-

-i>cLK

- >cLK '04

CK 01

-

RD3

'

1

,_

r

)

),

-l>cU<

DltS06 Q8"

-

º

5 7 01 · 07"

-l>cCK

nn <

nno

nn,

'1;,

\

9 07

- - - -- ---~

Enlladas

5.2 Registro de aln1acenamiento de 8 bits con ocho flip-flops tipo D.

En este registro·los datos entran y salen en paralelo, es decir todos simultáneamente. Efectivamente, en un flip-flop tipo D la salida Q pasa a nivel alto cuando su entrada D se encuentra en nivel alto simultáneamente con un impulso de reloj. Si se fijaatentarnente en el esquema de la figura 5.2 verá que en realidad se trata de cuatro flíp-flops tipo D independientes, pero todos ellos sincronizados por un mismo reloj, de forma que todos pueden cambiar de estado al rr1ismo tipo cuando el reloj les suministra un nivel alto. En esta circunstancia, es decir, cuando se produce un impulso de reloj que permita el cambió de-estado en tooas las $8.lidas, el que éstas pasén o no a nivel alto depende de los niveles·aplicados a cada UAá de las entradas, Así, si al producirse un impulso de reloj en las entradas DO a D3 se tienen los siguientes niveles lógicos: D0 = 0 D1 =1 D2 = 1 D3·= 0 D4 = 1 D5 = 1 D6=0 D7=1 correspondientes al número binario 101 i Oi 1O (182 decimal), las salidas 00 a 07 quedan en los niveles: 00=0 01=1 02 =1 03=0 04 = 1 05 = 1 06 = 0 07 = 1

y estos niveles lógicos se mantienen (se memorizarán) n1ientras-no se produzca un cambio en los nivelés deéntrada coincidiendo con un Impulso de reloj. El circuito dé la·figuta 5.2 ·es; por tánto, capaz de almacenar una información bínarla de I byte (8 bits) durante tiempo indefihldo. Obsérvese en el esquema 0e la figura 5.2 que los cuatro f/ip-flops tip6 D poseen entradas set (SD) y reset (RD). Todas las entradas SD están conectadas entre sí, así como todas fas .entradas RD.

109


Aplicando un impulso de nivel bajo a la entrada común SO, todas las salidas O quedan en nivel alto, mientras que si el nivel bajo se aplica a la entrada co·mún RD, todas las salidas O pasan a nivel bajo (borrado de la memoria). Estas entradas tienen prioridad sobre las entradas D y CK. Un registro de almacenamiento como el estudiado puede transformarse en un registro de desplazamiento, alimentando la entrada, de cada flip-flop por la salida del flip-flop precedente, desplazándose la información por ellos. Esto permite, como luego veremos, convertir datos en serie a paralelo. En la figura 5.3 se representa el circuito de un registro de desplazamiento con ocho flip-flops tipo D. La tabla 5.1 es la tabla veritativa de dicho registro cuando a la entrada se le aplica un impulso coincidiendo con el primer impulso de reloj. Salidas

SDA

DO

01

00

- l>CLK

-

D2

Q1 -

l>CLK

Q3

Q2

Q1

QO

02

D3

"-cLK

~

Q3

VCLK

- - - -~

D4

D5

Q4

'CLK

Q6

QS

Q4

-

t--...CU(

Q5

D6

Q6

Q1

-

- '>cLK

07

07>-

l>CLK

SCL

5.3 Registro de desplazamiento de ocho bits diseñado con ochoflíp-tlops tipo D.

1

o o

2

1

o 3 4 .5

Tabla 5.1 Tabla veritativa del registro de desplazamiento de la figura 5.3.

6 7 8 9

o o o o o o o

o o o o o o o o o o

o o o 1

o o o o o o

o o o o 1

o o o o o

o o o o o 1

o

o o o

o o o o o o 1

o o o

o o o o o o o 1

o o

o o o o o o o o 1

o

Si en este registro se desea desplazar un 1 lógico a través de todos los flip-flops, se debe aplicar un 1 lógico en la entrada, que es la entrada DO del primer flip-f/op. De esta forma, el nivel lógico 1 aparece en la salida 00, conectada a la entrada D1 del segundo flip-flop. Al final del primer impulso de reloj se reernplaza el 1 por el O lógico, y se mantiene hasta el final de la secuencia. En el segundo impulso de reloj la entrada D1 del segundo ffip-flop se encuentra en nivel alto, por lo que su salida 01 pasa a nivel 1. Al mismo tiempo, como la entrada DO se encuentra en nivel O, la salida 00 pasa a este estado y con ella la entrada 01. Este proceso se repite para Gada impulso de reloj, de forma que el nivel 1, que en un principio se aplica a la entrada del circuito, va apareciendo sucesivamente en cada una de las salidas individuales de los ffip-flops, de 00 a 07, tal como se puede comprobar en la tabla 5.1. En la figura 5.4 se muestra el esquema de un registro de desplazamiento de 1 byte con entrada reset (RO) para la puesta a cero de todos los flip-flops cuando a esta entrada se aplica nivel O. En la figura 5.5 se n1uestra como se carga una palabra binaria de 1 byte en un registro de desplazamiento de 8 bits; suponemos que el registro se encuentra inicialmente en óOOOOOOO y que la palabra binaria es 10111001. La entrada se conecta a una fuénte de datos en serie, como por ejemplo, la línea SDA procedente del µC del receptor. A medida que se van produciendo los impulsos de reloj, se van car110

PRESENTACl0N DE DATOS EN PANTALLA

SCl

SOA

.

DO

QO

-

>cLK

,_¡, RD

.J:::

Q1

01

D2

>clK

>ClK

v CLK .J:::

RD

RD

.J:::

Q4

D4

Q3

D3

Q2

05

>CLK _t::

RD

os

D6

,CLK

RD

.J:::

RD

QG

D7

CLK _t::

RD

Ql

Salida

CLK _t::

RD

RO

5.4 Registro de desplazamiento de ocho bits diseñado con ochoflip-flops tipo Dy con entrada reset (RO).

011101 eg1~¡ro Q-t>lolololo lolololol D SDA

R .

1 O

1

1

1

1

1 O O 1 1 1

D

!-l>lol1lolo lolololol O 1 1 I Ll_-1>l 11°1 !olo lololoj

1 1 1 1 O

[l

1

---~º-~-º~º[l_-1> l l 1 l 1I IoI 1

1

o

1

o o

o1

1 O O

____.__.____-t>l 1 l 1 l 1º i 1 º º º 1 O _____,_[J_.___-l>lol 111111 ol lolo l I

I

1

1

1

1

1

o -t>I 1°l 1l1 l11°l11 °

- - - - - -~-'--

O

1

5.5 Memorización de un byte en un registro de desplazamiento de 8 bits, para convertir datos en serie a paralelo.

l1lolol1 l1 l1lol1 I {7 Salida paralelo •

gando los ffip-flops con los datos binarios (un bit por cada impulso de reloj). Al final de los 8 impulsos de reloj, toda la palabra queda contenida en el registro de desplazamiento. Como los datos binarios se registran secuencíalmente a partir de la entrada.del primer flip-flop, se dice que esta clase de registro de desplazamiento es de entrada en serie o SI del inglés (Seria/ Input). En los circuitos de esta clase el primer bit que entra es el primero en salir. Por esta razón a estos circuitos se les denomina también FIFO, del inglésRrst-fn/Rrst-Out (primero en entrar/primero en salir). Una vez alrnacenado el byte, todos Juntos pueden aplicarse a la RAM en paralelo, es decir, simultáneamente. La RAM proporciona los códigos que activarán los adecuados caracteres del generador de caracteres, el cual proporciona las señales de vídeo de los mismos en formato RGB, y la tensión de conmutación para el multiplexado de éstos con la señal de vídeo. Para que el generador de caracteres genere éstos,cuando el haz de electrones del TRC se encuentre situado en una zona determinada de la pantalla, se precisa de la tensión de conmutación entre la señal OSO y la de vídeo y que la generación de los caracteres se active en unos tiempos determinados por los imp.ulsos de barrido vertical y horizontal de la imagen. Es por esta razón por la que los impulsos de sincronismo activan un temp.orizador que controla cuándo las señales R, G, By de conmutación del generador de caracteres debe pasar al procesador de.vídeo (figura 5.1 ). En la figura 5.6 se indica cómo la tensión de conmutación hace que en la parte superior Jzqwierda de la pantalla del televisor los caracteres ocupen el lugar de la imagen, por ejemplo, indicando.el número de programa La configuración que aprovecha el generador de caracteres de los circuitos de teletexto puede verla el lector en el capítulo correspondiente de esta obra. 111


Linea ex /orada

5.6 Al proporcionar el generador de caracteres la tensión de conmutación, una zona de la imagen en pantalla del receptor se sustituye por caracteres.

íl íl __,!LJIL_ __ _ _ _ __ _

Nivel H: conmtJla a OSD Nivel L: conmuta a vídeo

La tercera configuración, la más moderna y la que más ventajas ofrece desde el punto de vista de sencillez de circuitería externa, pues se integran todos los circuitos OSD en el propio integrado del µC, se estudia más adelante, en este mismo capítulo, sobre un integrado real.

GENERADOR DE CARACTERES El generador de caracteres de un sistema OSD es muy diferente de uno a otro fabricante. Se trata de un circuito en el que se almacena toda la información relativa a los puntos de imagen, por fila, necesarios para ir formando los caracteres, así como las filas que deben utilizarse para cada uno de ellos. Un ejemplo de caracteres se tiene en la figura 5.7, donde se han dibujado los caracteres 08 a 1O, correspondientes a los números 8 y 9, al guión, al espacio en blanco y a las letras A a E. Obsérvese en dicha figura que tanto los números de caracteres como los de las filas que los forman se identifican mediante código hexadecimal. Así, la letra A es el carácter OC almacenado en la memoria del circuito, y está formada por las líneas 000, 000, 1 F8, 3FC, etc., que se indican en la figura 5.7. Recordemos que un sistema de numeración hexadecimal está formado por 16 dígitos, es decir, tiene base 16. Las 16 cifras del sistema hexadecimal son: 0123456789ABCDEF

.,;li~j1 . /~::: }f·, ~,.i~f±,t X} '¡ .: J . w,g;,f\;J1lr ,~wmwrr,~~:~w~, r. t &~ 1-: ¡ ¡1¡~1~r;i.~¡¡, ~::f · 111~1. 1~ 4. ti•§ w ¡¡fil ¡ ¡ üiiJ] ., e sl · e@I ~ 11 "Wfil'ifüf t' tiÍ!,,¡1;;¡1!¡, )>~~IJ:O.i:l!it~Íit •fJl?" :ji

;;i >s 1;., •. ,.,.

{'•.:¡; W't <-~ffJ;=ff ~? 'f; ·

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jJ'i~

_,

r

., ;./!~

(

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1·,, ;,v ~~· t}-

1FrsI/H1

~

,ü,·

5

6 7 8 9 A 8

e

Tabla 5.2 Equivalencias entre tos dígitos del sistema hexadecimal y los decimales.

112

D E F

.-

_.w.:: -:.

,-.it~(:i

" ¡,,, -

•

o

o 1 2 3 4

l,,,'<

1 2 3 4

5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

-~ • • : \ / '

:<_ -~- ; ,, ...:

.t;;.; > · -


~

1

00.0 000

-

888

ggg 000 ººº 1F8

if!

~

-

1

J.IIIE~ ' -

000

,-

ggg

000 000 08

888

1

-

-1

09

OA

ÓC

00

1-

···-

'

ggg

000

ggg >· 00.0

ggg ~ I 000 000

ggg º8º - 808

,1 1

os

OE

OF

10

5•.7 Algunos catacteres para OSO.

siendo las equivalencias entre estos números y los del sístema decimal los que se indican en la tabla 5. 2. Para convertir un número hexadecimal a decimal basta con aplicar la expresión:

Donde N es el número decimal equivalente y x es el dígito del número hexadecimal cuya ponderación viene determinada por el exponente de 16 por el que se multiplica. Así, por ejemplo, ra línea 3FC del número 9 de la figura 5. 7 corresponde al número decimal:

N = 3 X 162 + F x·16'1 + c ·x 16º = 3 X 162 + 15x 16 1 + 12x 16°:::: = 3 X 256 + 15 X 16 + 12 X 1 = 1.020

Los caracteres para OSO de la figura 5. 7 están forn1ados por 18 filas y 12 columnas. Como se ha dicho antes, estas filas se identifican mediante números hexadecimales-, .pero corresponden realmente.a un nú1TJero binario. Efectivamente, si se efectúa una conversión del número hexadecimal 3FC, al sistema de conversión binario, con una precisión de 12 bits, se obtiene: 3FC = 001111111100 Obsérvese en la figura 5.7 que si en las líneas 3FC se sustituyen los cuadros blancos por un O y los negros por un 1 se obtienen las correspándientes barras horizontales (la segunda empezando por arriba y la penúltima) que forman parte del número. 113


Lo mismo sucede, lógicamente, con el resto de barras horizontales. Así, la barra 606 equivale, en código binario de 12 bits, a: 606 = 011000000110

Ejemplos de circuitos integrados con OSO Son numerosos los circuitos integrados que disponen en su circuitería un sistema OSD. Como ejemplo podemos crtar la serie ST639X, de la firma SGS-THOMSON, consistente en un microcontrolador de 8 bits para el control de un televisor por síntesis de frecuencia, que dispone de un sistema ,_ TEST

TEST

.

~

PORTA

ST639X

IR INTERRUPT INPUr

IRINIPC6

-

PORTB

-' " -

_. <._,

.

.

PORTC

....

··- --- ··-·- -·- .. ····

••

USER PROGRAM ROM UPT020KB

1

.

DATA ROM USER SELECTABLE DATA RAM 2568yles

.

....

.

-.

PC2. PC4 • PCl PCO/SCL PC1/SDA PC3/SEN

TIMER 1

-

TIMER2 DIGITAL WATCHDOG/T/MER

PC

1

sr¡,r"

EVE' 1 ST,A"" 1 ro,rL ' "TA"" 1 cvEL 1 STA"" EVEI' "TJ. r" ' """ L!i S.Tfl""' t=VEL 8 POWER SUPPLY

V$$

,,

88/TCORE

OSC/LLATOR 11

OSCIN

OSCOUT

- -

RESET

•

-- __. -

~

DIAOUTPUTS AFCINPUT ON-SCREEN DISPLAY

'

RESET

5.9 Configuración de terminales

de los Integrados ST6393/97 de SGS-THOMSON.

DAO DA1 DA2 DA3 DA4 DAS PB1 PB2 AFC PB4 PB5 PB6 PAO PA1 PA2 PA3 PA4 PA5 PA6 PA7

Vss

42

Voo

4

41 40 39

5

'

38

6 7 B

37 36

9

34

PCO(SCL) PC1 (SDA) PC2 PC3 (SEN) PC4 PC5 PC6 (IRIN) PC7 RESET OSCoul osc,n TES T OSDOSCoul OSDOSCln VSYNC HSYNC BLANK B G R

1 2 3

10 11 12

35

ST639X

33 32 31

13 14

30

15 16

28

17

26 25

18 19

20 21

29

27

24 23 22

DAO - DA5 AFC •

R. G. B, BLANK

HSYNC, VSYNC

5.8 Diagrama de bloques de uno de tos integrados de la serle ST639X de SGS-TnoMsoN.

114

'

SERIALPERIPHERAL INTERFACE

.

1

1

PBO -PB7

n.

.

DATA EEPROM 384 Bytes

•

PAO· PA 7


OSO. En la figura 5..8 se ha dibujado el diagrama de bloques de uno de estos integrados y en la 5.9 la configuración determinales de ST6393 y ST6397. Se fabrican en tecnología HCMos·. Estos integrados disponen de una ROM para el programa monitor cuya capacidad es de 16 KB para los tipos ST6391 , ST6393 y ST6399, y de 20 KB para los tipos ST6392, ST6395 y ST6397 (véase diagrama de bloques de la figura 5.8). Además posee una ROM reservada al test, cuya capacidad es de 340 bytes. La RAM se utiliza para las funciones internas, y su capacidad es de 256 bytes, Finalmente, la EEPROM, cuya información puede ser modificada ·por el usuario, por ej.emplo, para establecer las presintonías de los canales, tiene una capacidad de 128 bytes en los integrados ST6391, ST6392, ST6393 y ST6399, y de 384 bytes en los integrados ST6395 y ST6397. Obsérvese en el diagrama de bloques de la figura 5.8 que el integrado posee tres puertos (A, B y C) para el control digital de las funciones del receptor. El puerto C permite la utilización de un bus 12C a través de las líneas PCO (para el reloj) y PC1 (para los datos). Un cuarto puerto, de 6 bits en formato PWM (D/A Outputs), con las líneas DAO a DAS> permite el control de las funciones analógicas del receptor (brillo, contraste, saturación, sintonía, volumen, etc.). El circuito On-Screeen Display procesa y genera los datos en pantalla según la información que le suministra el µC. El circuito OSO puede generar cinco. filas de i 5 caracteres, con un total de 128 caracteres almacenados. Incorpora un conjunto de registros para el control del color de los caracteres (véase tabla 5.3), de su tamaño, etc. Esta información se carga durante la puesta en marcha del receptor y puede modificarse durante su funcionamiento.

o o

o o

o o

o 1

1

o

1

1

o

i

o

1 i

o i

o

1

1

1

i

Nea ro Azul Verde Cian Rojo Maoenta Amarillo Blanco

Tabla 5.3 Nivel de las salidas R, Gy 8 para cada color de carácter OSD, en los integrados ST639X

El almacenamiento· temporal de los códigos correspondientes a los caracteres del sistema OSO se almacenan en la RAM. Los Impulsos de sincronismo vertical (VSYNC) se aplican a los circuitos OSO y efectúan una petición de interrupción. El C realiza la lectura de la RAM y direcciona esta información al generador de caracteres. Los impulsos de sincronrsmo horizontal (HSYNC) hacen que los caracteres OSO aparezcan en la zona adecuada de la pantalla, efectuándose el multiplexado con la señal de vídeo, tal como se ha expuesto en líneas anteriores. Estos integrados funcionan con una. tensión de alimentación comprendida entre 4,5 y 6 V, y precisan para su funcionamiento de un cristal o c.erámica piezoeléctrica de 8 MHz como máximo, que actúa como generador 9e impulsos o reloj. El cristal se conecta entre los terminales 31 y 32 del integrado, conectando, además, entre dichos terminales y masa sendos condensadores CL1 y CL2 de 15 a 22 pF, según las características especificadas del cristal (figura 5.1 O).

ST63XX 31

CLI

32

Fo;=J I I

CL2

5.1O Forma de conectar el cristal o la cerámica piezoeléctrica entre los terminales 31 y 32 de los integrados ST639X

115

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉLrTE

También es posible proporcionar estos impulsos de reloj desde un circuito externo, con entrada al integrado por el terminal 31 y salida por el 32. La frecuencia proporcionada por el oscilador de cristal es dividida por 13 y por 12 en el propio integrado. El integrado permite ser controlado por una tensión de AFC (Automatic Frecuence Controlj,a través de su terminal 9. Para finalizar, en las figuras 5.11 y 5, 12 puede verse el diagrama de bloques y la distribución de terminales del microcontrolador para televisión SAA5288 de PHILIPS, de configuración parecida al anteriormente expuesto, y que también dispone de circuito generador de caracteres OSO. XTAUN XTALOUT OSCGND

•

ñ.>

OSCILLATOR

DISPLAY

COR

SAA5288

l

'

. DISPLAY TIMING

F\

:i

:l. 7

\ I

2568YTE RAM

TEXT INTERFACE

'

'

data

RESET

8051 CPU

'

'

address

+t /e-BUS

PORTI

1

l PWM

ADC

TIMERI COUNTER PORTO

PORT3 7' •

•

,

•

PI 0-Pl.7

PORT2 7' • .

"

PO.O.PO]

P3.0·P3.7

P2.0-P2 7

5.11 Diagrama de bloques de uno del integrado SM5288 de PHILIPS. P2.0ITPWM P2. t!TPWMO P2.2/TPWMI P2.3/TPW1.12 P2.4/TPW/.13 P2.6/TPWl.l4 P2.6ITPWM6 P2.7/TPWM6 P3.0/ADCO P3.IIAOC1 P3.2/AOC2 P3.3JADC3

,

62

2

51

3

so

4

49

5 6 7 8 9

48

H

'º11

43 42

POO PO 1 PO 2 P0.3

17

PO.< 18 POS 19 PO.e 20 PO.T 21 v~$o 22

116

i ,C,

23

I.C.

24

/.e

25 26

IREF

47

46 46

,,

12 13 14 15 16

Vs11>

5.12 Configuración de terminales del integrado SAA5288 de PHILIPS.

w._

V

I\

PAGE RAM

16KBYTE ROM

R. G. B.

.

.

SAA5288

40

39

3a 37 36 35 34

Pt.S Pt.4 J Pt.7/SOA P1.6ISCL PIJ/TI Pl.2/TD J P1.1/TO P1.0//NT Voo RESET XTALOUT XTALIN J OSCGNO VODD

v..,,.

30 29

VSYNO HSYNC VDS R G 8 RGBREF P3.4/PWM7 COR

28

v...

27

FRAME

"

32 31

-

.

VSYNC HSYNC FRAME


Este integrado puede alimentarse con una tensión comprendida entre 4,5 y 5,5 V y precisa un cristal piezoeléctrico de 12 MHz. El SAA5288 utiliza un C 8051 de 8 bits, incorporado.en el mismo integrado. La ROM necesaria para el programa monitor tiene una capacidad de 16 KB, la RAM se utiliza para las funciones internas con una capacidad de 256 bytes. No dispone de EEPROM, por lo que en este caso debe añadirse el integrado correspondiente. Una característica de este integrado es la de disponer de cuatro puertos (marcados como O, 1, 2 y 3 en el esquerna -ele la figura 5.1í). Permite el control dé receptores de televisión digitales y analógicos. En el segundo caso mediante Impulsos modulados en anchura (PWM) obtenidos en los puertos 2 y 3, cuyas señales deben ser Integradas como ya se ha estudiado. Proporciona a su vez una señal PWM de 14 bits para el control del sintonizador por síntesis de tensión. En lo que respecta al sistema OSD diremos que este integrado almacena en su ROM 260 caracteres diferentes, en unas matrices de 12 x 1O. Para finalizar, en la figura 5.13 se ha dibujado el esquema de conexionE;JS·de.este integrado.

EEPROM PCF8582E

40 V

V1un•

PH2369

f

1

·Salur.ation .,.

P2-.0/TPWM

P1.5

P2.1/PWMO

P1.4

P2:4/PWM3

~

. 11>- -

•

P1.3/T1

P2.7IPWM6 P1 .0IINT1

V-r--.,!:.'!

P3.0/ADCO

1

P3.1/ADC1

Vvo

V.DG/.1 RESET

f.-.

VDD 2µ2

:ú

P3,2!ADC2 OSCOUT P3.3JADC3 Vss

,k

~ -e,

-

.. .-

k

..

Ka-¡ __,. o-¡,

o, k ~

1-6' 0-, Hl

-

-'-o -~

,k V

SS

-

o,

,-0

'-c'7:::::¡

'-<)

0-, k ,

~

L<,

o-¡

k

o,

1K

~ Lo 0-,

!;'

.

P0.1

VDDA VSYNC

VooD

P0.3

HSYNC

P0.4

VDS

P0.5 P0.6

•• /

DO

OSCGNO

LJ

IR ) Receiver

Voo

iS

!:ll¡o.-

Jl: :

TV • control signa/s

::

100ny47µ

Vov Field fi/yback

.

/.

V

OSCIN

Vsso PO.O P0.2

•

•

VQa

P2:6/PWM5 ·pt.1/TO

*

..,.

.

4K7

P2.5!PWM4 P1.2/INTO

::

v.,•.

SDA

P2.3/PWM2 P1.6/SCL

:::::

Volume(L)

~

P2 2/PWM1 P1. 7/SDA

::1,:

::

Hue

Voo

' "'

• •

~

~

A2 SCL

,,,., VSS ~

Brlghlness

Voo

A1 RC

,_ Vs$

Voo

Volume(R)

--

Y'

...... '-1Vss .

Contras/

- AO

Vss ,k -

)

R

SAA5288

G

P0.7

B

Vsso

RGBREF

f.c.

P3AIPWM7

l.c.

COR

/.c.

Vsso2 FRAME

IREF

Uneflyback.

.

71o TV's ' disp/ay

Voo

circuits

: ::

-

1-t,'ss

' ~ \Íss

.

.

.

•27K ~~

5.13 Esquema de conexiones del SAA5288.

117

•

Fundamentos de la televisión digital

CONCEPTO Y BREVE HISTORIA DE LA TELEVISIÓN DIGITAL Desde el punto de vista del receptor de televisión, el término digital se asocia con los procesadores digitales incorporados en estos aparatos para mejorar la calidad de la imagen y el sonido. Desde el punto de vista de los centros emisores el término digital hace referencia a las emisiones en formato digital. El proyecto de la televisión digital nace en el año 1990, como sugerencia de .la televisión sueca. La propuesta consistía en crear un grupo de trabajo europeo que unificase las distintas iniciativas existentes por aquellas fechas sobre emisiones de televisión en formato digital, y que desarrollase un sistema cornún de transrnisíón vía terrestre. En 1991 el Ministerio de Telecomunicaciones alemán propone una reunión de fabricantes, operadores, emisoras y organismos reguladores de los principales países. para supervisar la evoluclón de los trabajos de desarrollo de la televisión digital en Europa. Como consecuencia de lo expuesto. en 1993 se firma el documento Memorandum Of Understanding, y crea el proyecto europeo DVB (Digital Video Broadcasting). Como por aquellas fechas se esperaba una fuerte demanda de las emisiones vía satélite y por cable, se potenció el desarrollo de la televlsión digital hacia dichos medios de transmisión, si bien no se abandonó el desarrollo de una norma para la transmisión de la televisión digital vía terrestre. Fruto de los trabajos del DVB, se ha establecido el estándar MPEG (Moving Pictures Expert Group 2) para la codificación digital de tas emisiones de televisión, del cual se han desarrollado dos nuevos estándares: el MPEG-1 (desarrollado inicialmente para aplicaciones de CD Interactivos) y su sucesor, el MPEG-2. optimizado para la transmisión de las imágenes de televisión. Actualmente, si bien cada vez está más claro que el futuro está en manos de la televisión digital, las emisiones de audio y vídeo siguen siendo analógicas, empleándose sistemas digitales para seNicios añadidos tales como el sonido dual/estéreo NICAM o el teletexto, estudiados en capítulos anteriores de esta obra. No obstante, si bien los estándares NTSC, SECAM y PAL son analógicos y como tal se emiten por las emisoras, en los receptores se han ido añadiendo circuitos digitates para su procesado, tanto en lo que se refiere a los clrcuitos de audio como a los de vídeo y de control de los barrrdos vertical y horizontal de la imagen. Como resultado de estas nuevas tecnologías, la televisión clásica o estándar ha dado lugar a la televisión mejorada IDTV (lmproved Definition 7V} y ésta a la ya cercana televisión de alta definición HDTV (High Definition TV), con una digitalización total del receptor.

PROCESO DE CONVERSIÓN DE UNA SEÑAL ANALÓGICA EN DIGITAL Aunque en el capítulo 1 de esta obra, al tratar los sistemas de sonido dual/estéreo, ya expusimos cómo se lleva a cabo la conversión de una señal analógica en digital, creemos necesario repetir aquí algunos conceptos y ampliarlos al tema que nos ocupa. La conversión de una señal analógica a digital requiere de.tres circuitos básicos: 119


• Filtro paso bajo. • Muestreador. • Codificador.

En la figura 6.1 se puede ver el proceso a que se somete la señal analógica para su conversión a digital. A continuación se estudia cada uno de estos circuitos.

111 110 101 100 01/ 010 001 000

Generador de impulsos

,------..

1 ;¡ Fuente de señal analógica

Filtro paso bajo

Convertidor AID

Muestreador

I=~)

Salida digital

Señal analógica muestreada

6.1 Diagrama de bloques del proceso de conversión de una señal analógica a digital.

Filtro paso bajo Antes de muestrear cualquier señal analógica se debe filtrar en un filtro paso bajo, de forma que limite su banda al valor máximo establecido en razón a la frecuencia de muestreo que se va a utilizar. Si no se realiza este filtrado aparecen frecuencias indeseables y, como consecuencia, el muestreo queda alterado, tal como se verá al estudiar dicho proceso.

Muestreador Muestrear una señal significa obtener el valor instantáneo de ésta en unos tiempos predeterminados. En la figura 6.2a se ha dibujado la forma de onda de una señal analógica, la cual se muestrea según se indica en la figura 6.2b. Como resultado de esta toma de muestras se obtienen una serie de impulsos cuyas amplitudes se corresponden con las amplitudes instantánea de la onda analógica en los instantes de muestreo (figura 6.2c). Así pues, un muestreo a intervalos de tiempo iguales convierte la señal analógica de entrada en unos impulsos modulados en amplitud o PAM (Pulse Amplitude Modulation), cuyo valor instantáneo para una onda senoidal viene determinado por la expresión: e(t) = A sen mt -

6.2 a) Forma de onda de una señal analógica a muestrear. b) Proceso de muestreado. c) Serie de impulsos obtenidos como resultado del muestreado de la onda de la a.

120

a)

A 2

cos 2mt

b)

e)

FUNDAMENTOS DE LA TELEVISIÓN DIGITAL

donde e(t) es la amplitud del impulso en un instante t, A es la amplitud.máxima de la onda senoidal muestreada, ro es la pulsación de la onda, que como se sabe es igual a 21tf y t es el instante del muestreo. El muestreo es el primer paso que debe realizarse para digitalizar una señal analógica, y el circuito que lo lleva a cabo es el muestreador, también llamado de muestreo y retención (Sample and hold) ya que se trata de un circuito que m.antiene y genera las muestras. Dicho circuito es gobernado por un generador de impulsos o reloj, que establece los instantes en que deben obtenerse las muestras. Se deduce de lo expuesto que uno de los parárnetros importantes de este proceso es la frecuencia de rnuestreo (f,J, que define la transmisión de la señal. ·En la práctica no es posible utilizar cualquier valor para la frecuencia de muestreo. Si es muy baja, las muestras serán pocas y la información obtenida será.deficiente (figura 6.3). Si es demasiado alta, la cantidad de información que se transmite por segundo será muy elevada, por lo que precisaría un ancho de banda demasiado grande. Téngase presente, referido a esto último, que en toda transmisión el costo por MHz es elevadísimo, por lo que es preciso establecer el valor mínimo de muestreo que garantice una correcta reconstrucción de la señal en el receptor.

6.3 Si las muestras son pocas la iriformaci6n obtenida será def;ciente.

l

Nyquist-Shannon estudió esta problemática y dedujo en el teorema que lleva su nombre que el valor de la frecuencia de muestreo fm debe ser, como mínimo, igual al doble del valor de la fre cuencia máxima.a muestrear, pudiéndose reconstruir ésta, mediante un simple filtro, a partir de la señal muestreada. En resumen, el teorema de Nyquist fija el valor de la frecuencia de muestreo en: 0

f m > 2A b

donde Ab es el ancho de banda de la señal original. En la figura 6.4 se ha dibujado el espectro de frecuencias que se obtienen al muestrear una señal de frecuencia f6 con la frecuencia de muestreo fm· Se aprecia que a la banda base (de ancho AJ le siguen la frecuencia de muestreo fm (de valor doble al más alto d.e Ja frecuencia base) y sus me'1ltiplos 2fn1, 3frn, etc., todas ellas acompañadas por un espectro de frecuencias que es resultado de la suma y diferencia de las frecuencias de la banda base con la de muestreo. Es decir, se obtienen los siguientes anchos de banda:

6.4 Espectro de frecuencias obtenido al muestrear con una frecuencia de muestreo f igual o superior a la frecuenciamás afta del ancho de banda Ab a muestrear.

121


Si la frecuencia de muestreo no cumple la condición expuesta, se produce un solapamiento (aliasing) entre la banda base y el espectro generado por el muestreo (figura 6.5), introduciéndose señales de frecuencia imagen que alteran el contenido de la información.

Aliasing

1/

j

/ fm-Ab

fm + Ab

6.4 Espectro de frecuencias obtenido al muestrear con una frecuencia de muestreo t,n igual o superior a la frecuencia más alta del ancho de banda Ab a muestrear.

Lo expuesto justifica la presencia de un filtro paso bajo de la señal a muestrear, antes de proceder al muestreo, ya que así se limita la frecuencia más alta del ancho de banda a muestrear y, con ello, la posibilidad de que se produzca el citado solapamiento. En televisión digital la frecuencia de muestreo debe corresponderse con un múltiplo de la frecuencia de líneas (f~. A este clase de muestreo se le denomina síncrono, ya que está en sincronismo con los citados impulsos. Otro factor a tener en cuenta es la igualdad en el número de muestras entre campos, estableciéndose un número entero de 576 líneas activas de imagen. Esto es así porque, como se sabe, en la exploración de líneas se tiene media línea al final del primer campo y otra media al inicio del segundo. Como resultado de todo lo expuesto, en la televisión digital se recurre a una frecuencia de muestreo de 13,5 MHz. Esta frecuencia de muestreo se obtiene de las expresiones: Para /os sistemas PAL y SECAM: ~n

= 6 x í 44 x fH = 6 x 144 x 15.625 Hz = 13,5 MHz

Para el sistema NTSC: fm =

6 x 143 x fH= 6 x 143 x 15.750 Hz = 13,5135 MHz

El error en el sistema NTSC es tan bajo que no tiene efectos en la práctica. Con la frecuencia de muestreo de 13,5 MHz se obtienen 864 muestras por cada línea completa de televisión en las transmisiones PAL y SECAM, y de 858 en las transmisiones NTSC. No obstante, y dado que el contenido de la información durante los tiempos de retroceso de líneas es repetitivo y nulo, no se muestrea la señal durante dichos tiempos, regenerándose dicha información en el receptor. Esto permite una reducción a 720 muestras por línea en los sistemas de televisión. Efectivamente, la señal de vídeo es un conjunto de elementos de imagen en dos dimensiones (o pixels), que se suceden continuamente. Para conseguir una cierta calidad de imagen en el sistema PAL cada. línea se tiene que cuantificar con 720 pixels, y como el número de líneas activas es de 576 (625 líneas, menos las de borrado y sobreexploración), la densidad de muestreo de un cuadro completo es de 720 x 576. 122


Para lograr esta cuantificación de debe n1uestrear c·ada íinea con una frecuencia de valor: fm

plxels por línea

=

T,,m

=

720 ,,, MHz 13 85 52 µs '

(obsérvese que en esta ecuación se utiliza el tiempo Citil de exploración de la línea, es decir, 52 µs, puesto que el resto hasta 12 µs se emplea en el retroceso de línea). Cada pixel de la imagen se compone de la información de luminancia y de la de croma. En el sistema PAL de televisión en color la información de luminancia se identifica, como ya sabemos, por la letra Y y la de croma está formada por las componentes U y V, siendo U=B- Y V = :t (R -Y)

Si se desea obtener la n1isma información para cada una de las componentes de la señal de vídeo, el muestreo se realizará con la frecuencia calculada de 13 ,85 MHz. En la práctica, sin embargo, se emplea la frecuencia de muestreo de 13,5 MHz, citada anteriormente, por ser múltiplo entero de 2,25 MHz, que es el mínimo múltiplo cornún de las frecuencias de línea utllizadas tanto en el sistema PAL como NTSC. Este sistema se denornina muestreo 4:4:4, y se eligen estos números para poder configurar todas las posibiHdades. El muestreo 4:4:4 no considera que el ojo humano sea menos s~nsible al color que a la luz, por lo que la recomendación 601 de televisión digrtal de la CCIR establece que la señal de luminancia se muestrea a 13,5 MHz, pero la de croma se muestrea a una frecuencia mitad, es decir, a 6,75 MHz. Es lo que recibe el nombre de muestreo por componentes o muestreo 4:2:2. En un muestreo por componentes se separan, antes del muestreo, las componentes de luminancia Y y de diferencia de color B - Y (o señal U} y R - Y (o señal V). A continuación se muestrean por separado, con las frecuencias antes citadas, de modo síncrono con multiplexado temporal. En la figura 6.6 se muestra el di~grama de bloques de este proceso. Las tres s.enales de color (R, G y B) se aplican a un matrizador que las convierte en las señales de luminancia Y y de diferencia de color U y V, según las fórmulas: Y= 0,299R + 0,587G + O, 11 4B U = -2,299R - 0 ,587G + 0,886B V= 0 ,701 R - 0 ,687G - 0 ,114B

A continuación se aplican las señales Y, U y V a unos filtros paso bajo de forma que el ancho de banda de la señal de luminancia quede establecido en 5, 75 MHz y los de croma en 2,75 MHz.

rD1,1 13,5 MHz

+2

5,75MHz

R

-

G

B

Malrlzador

RGB a

6,75MHz

0v 'v

ADC

2,75 MHz

t

,X.-

'v

ADC

2.75MHz

't

YUV

,X.-

'v

-

ADC

v Bbits (Y)

v

8 bits (U)

8 bits (V)

6.6 Proceso de conversión analógica a digital de las señales R, Gy B de televisión en color. 123


Las señales se someten luego a un muestreado, a 13,5 MHz en el caso de la de luminancia y a 6, 75 MHz las dos de croma. Utilizando un convertidor analógico a digital en el que cada una de las muestras se cuantifique con 1 byte (8 bits), la cantidad de informacion que se obtiene es: 13,5 MHz x 8 bits + 6, 75 MHz x 8 bits + 6, 76 MHz x 8 bits

=216 Mb/s

En el estándar de televisión digital se emplea el muestreo 4:2:0, puesto que el ojo humano no es capaz de identificar una mayor resolución de color, por lo que la cantidad de información que se envía con este tipo de codificación pasa a ser de: 13,5 MHz x 8 bits+ 6,76 MHz x 8 bits= 162 Mb/s Codificador

La información obtenida del muestreador sigue siendo analógica, puesto que se trata de una serie de muestras de la señal original, es decir, unos impulsos modulados en amplitud, tal como se puede comprobar en la figura 6.2. Para convertir cada una de las muestras en formato digital es necesario codificarlas digitalmente. La codificación digital consiste en dar, a cada muestra, un código binario en función del nivel que alcance, desde el valor mínimo o cero al valor máximo. Para la conversión digital se utiliza un conversor analógico a digital. Se denomina cuantificación el número de bits utilizados por el codificador analógico a digital para realizar la conversión. Cuanto mayor sea el número de bits mayor será el número de niveles en que se divide la amplitud máxima de la muestra y mayor será la precisión de la conversión. Así, si el valor de la cuantificación es de un byte ~ Nivel 8 = 111 (8 bits), el número de valores que puede obtener~ ( se de una muestra es de 2'\ es decir, 256 niveles 8' e Nivel 7= 110 distintos. En la figura 6. 7 se representa una cuan"'e: Nivel 6 = 101 "' tificación sencilla, de tan sólo 3 bits, que divide el valor máximo de la muestra en 23 niveles distintos - Nivel 5 = 100 (8 niveles), pero que resulta gráficamente aclarato_, Nivel 4 =011 rio de lo que se expone. o Si, por ejemplo, la amplitud rnáxima de la mues.§ - Nivel 3 =010 ><. tra es de 1 V, una cuantificación de 3 bits supoE ,- Nivel 2 =001 ne su división en escalones de O, 125 V de ampli> tud, por lo que los valores intermedios son :;E l ~ Nivel 1 = 000 redondeados al nivel superior o inferior. Una amplitud de 0,360 V será, en este caso, consi6.7 Cuantificación de 3 bfts, en la que la amplitud máxin1a de la señal analógica se divide derado como 0,375 V y así será codificado en en ocho niveles de tensión. binario. Si la misma muestra anterior se cuantifica con 8 bits, cada uno de los escalones o niveles en que se divide la arn plitud máxima de la muestra tendrá un valor de 0,0039 V aproximadamente, por lo que un valor de 0,360 V se considera en este caso como de 0,359 V, mucho más próximo y exacto al del ejemplo anterior de 3 bits. La cuantificación es, por tanto, un parámetro que afecta a la calidad deseada en el tratamiento de la señal y al tipo de señal, ya que este proceso aporta ruido, denominado ruido de cuantmcación. En resumen, cuanto menor sea el número de niveles proporcionados por el convertidor (menor cuantificación) mayor será el ruido de cuantificación. Para la conversión analógica a digital se han ideado diversos circuitos, entre los que destacamos por su importancia:

-

-

124


• :Convertidor A/O tipo contador. • Convertidor A/O de aproximaci611 sucesiva. El convertidor NO de tipo contador es una de las formas más sencillas de convertir una señal analógica en digítal. En la figura 6.8 se ha dibujado el diagrama de bloques de un convertidor A/D tipo contador. Se basa en un cóntador binario ascendente, un convertidor digital a analógico (CDA), un comparador de tensión de alta velocidad y un reloj.

Salida digital

Contador binario

Puerta

.

•

_,,,,,

-

Lógic¡¡ de c-ontrol

CDA

Ent;ada muestra analógica

Reloj

~

v

6.8 Diagrama de bloques de un convertidorAID tipo contador.

Al inicio de la conversión el contador binario se pone a cero y su salida se aplica aJ convertidor digital a analógico, por lo que la salida de este último también es cero. La salida del convertidor digital a analógico se con~cta a una de las entradas·del comparador de tensión. A la otra entrada de este comparador se aplica la señal analó.gica procedente del circuito de muestreo y retención. Al ponerse en marcha el reloj, se inicia la c,uenta del contador binario, y con ella la tensión de salida del convertidor digital a analógico. Mientras que la tensión de salida .del_convertidor D/A posea un valor por debajo de la tensión analógica de entrada, el reloj permanecerá en funcionamiento y el contador binario aumentará su cuenta. Uega un instante en el cual la salída del cohvertidor D/A iguala en valor al de la señal analógica que se desea convertir a digital, instante en el cual el comparador suministra una señal de paro a la lógica de control y ésta, a su vez, bloqu!3a al circuito puerta que deja pasar las señales·del reloj hacia el contador binario. El contador binario para así la cuenta y se obtiene en él un número de n bits que corresponde al val.ar que en ese instante posee la señal analógica. El circuito de. la figura 6.8 proporciona unos resultádos muy exactos pero en contra tiene el inconveniente de ser lento en su funcionamiento. Efectivamente, cuanto más elevado sea el valor de la tensión de la señal analógica a convertir en digital, más tarda el contador en alcanzar el nú1T1ero binario correspondiente a dicho valor. Así, si la Cuantificación es de 8 bits, se tarda un solo impulso de reloj en obtener el valor cero de la señal analógica, 128 impulsos,en alcanzar el valor medio y 256 impulsos en alcanzar el máximo. Ello supone que con una frecuencia de reloj bastante alta, por ejemplo 1 MHz, la frecuencia de conversión máxima es de tan sólo: 1 MHz

.256

•

== 3.906 Hz

la cual es totalmente inadecuada para la mayoría de las digitalizaciones. Un convertidor A/D de funcionamiento. similar al descrito, pero mucho rnás rápido! es el llamado de aproximación sucesiva, cuyo diagrama de bloques· se ilustra en la figura 6.9.

125


Salida digital

6.9 Diagrama de bloques de un convertidor A/D de aproximación sucesiva.

.

CDA

Lógíca de control

..,_ Reloj

-=

-~

Entrada muestra analógica

.

/

El funcionamiento de este circuito es como sigue: un reloj proporciona impulsos a la lógica de control y ésta al convertidor digital a analógico. Inicialmente el código binario aplicado al convertidor digital a analógico es cero. En el primer impulso de reloj, el bit más significativo (bit b7 en una cuantificación de un byte) se pone en nivel alto y la tensión de salida del convertidor O/A se compara en el circuito comparador con la señal analógica que se desea convertir a digital. Si la tensión de entrada es más alta, el bit b7 se deja en nivel alto. Si la tensión de salida del convertidor digital a analógico es más alta que la de entrada, el bit b7 se pone a cero. En el siguiente impulsó de reloj se pone alto el siguiente bit más significativo (el b6), dejándose en este estado si la tensión de entrada es mayor que la de salida del convertidor D/A, o en nivel bajo si la tensión de entrada es menor que la de salida del convertidor D/A. Se procede así sucesivamente con los impulsos generados por el reloj en sentido descendente hasta alcanzar el bit bO o bit menos significativo. Con este circuito el código binario aplicado al convertidor digital a analógico efectúa una conversión bit a bit, en una aproximación cada vez más exacta del valor correcto, hasta que finalmente se pone en estado 1 el bit menos significativo y se dispone de un valor exacto de la tensión de entrada en código binario. El convertidor NO de aproximación sucesiva necesita de muchos menos impulsos de reloj por conversión que los que necesita el convertidor del tipo contador, siendo, además, coherente en el sentido de que requiere el n,ismo número de irnpulsos de reloj para cada conversión, por lo que las conversiones se producen en tiempos iguales. Para finalizar diremos que con un convertidor de 16 bits y una frecuencia de reloj de 1 MHz, se pueden obtener algo más de 60.000 conversiones por segundo. La información binaria utilizada en la conversión analógica a digital está codificada, generalmente, en complemento a dos (figura 6.1 O), ya que de esta forma se pueden señalar las diferentes polaridades de la información analógica. La palabra binaria, de n bits de longitud, se presenta en formato paralelo o serie por cada muestra efectuada, y es una información válida para ser aplicada a los procesadores de audio o vídeo. La norma 601 del CCIR establece para la señal de vídeo una longitud de palabra de un byte (8 bits), lo que supone una resolución de 256 niveles de cuantificación distribuidos de la siguiente forma: • Señal de luminancia: 220 niveles (el nivel del negro es el 16 y el del blanco el 235). Los

niveles 236 a 256 y O a 15 se reservan para absorber situaciones de sobremodulación.

+V

1

o o

1

o

1

1

-

6.10 Tren de impulsos de una

transmisión de datos.

126

-V

o o o

1


• Señal de croma. 224 niveles para las señales de diferencia de color U y V. El cero analó-

gico se corresponde con el número digital 10000000 (128 decimal), por lo que los niveles extremos corresponden a 128 + 112, es decir, entre los números binarios i 1110000 (240 decimal) y 00010000 (16 decimal). Se reservan los niveles O a 16 y 241 a 256 para las situaciones de sobremodulación.

TRANSMISIÓN DE DATOS

La transmisión de datos puede representarse mediante una secuencia seriada de niveles lógicos unos y ceros, representados por niveles de tehsión +V y - V respectivamente, tal como se incjica en la figura 6.1 O. Todo impulso rectangular es el resultado de la suma de una onda senoidal fundamental con ·todos sus armónicO's impares (figura 6.11 ). Efectivamente, en la figura·6. i 1a se ha dibujado una oscilación senoidal A, cuya tensión de ·pico hemos fijado arbitrariamente en 51 O mv y cuya frecuencia es de· 100 kHz. Escribiremos, para está onda A: VA= 51 O rnV. fA = 100 kHz. La figura 6.11b representa· el tercer armónico de la onda A, el cual nombramos co,no onda B, y que posee una amplitud máxima igual a la tercera parte de la fundamental .(V6 = 170 rnV) y una frecuencia tres veces superior (f~ = 300 kHz). El quinto armónico de la onda A, es decir, la onda C (figura 6.11 d) , posee una amplitud igual a la quinta parte de la fundamental ifc = 102 mV) y una frecuencia,cinco veces superior '(fe= 500 kHz) Lo mismo sucede con el séptimo armónico (onda O), cuya amplitud máxima ·es d.e 73 mV y cuya frecuencia alcanza los 700 kHz (figura 6.1 1~En la figura 6.11 se han dibujado ta,nbién una serie de sumas parciales, resultados de las sumas de las ondas precedentes. Así, la figura 6.11c es la suma de las ondas A y B; la figura 6.11e corresponde a la suma de las ondas A, 8 y C; la figura 6.1 ig corresponde a la suma de las ondas A , B, C y D y, finalmente, la figura 611h es la suma de todos los armónic.os impares de la onda fundamental A, hasta infinito. Del estu.dio de la figura 6.11 se deduce que la onda reswltante va acercándose cada vez más a la forma de onda rectangular a medida que.9umentan el número de oscilaciones superibres. En realidad la onda rectangular perfecta se compone de un número infinito de oscilaciones, armónicos impares de una fundam.ental, que cada véz poseen menos amplitud y que en la escala de frecuencias se suceden a intervalos iguales; en nuestro ejemplo, cada 200 kHz. En la figura 6. i 2 se ha dibujado el espectro de la onda rectangular que hemos puesto de ejemplo. La amplitud de la onda rectangular compuesta es, en nuestro ejernplo, de 400 mV y sufrecuencia igual a la de la onda fundamental, es decfr, 100 kHz. En la figura 6.12 se ha dibujado el espectro de frecuencias correspondiente a la onda rectangular de la,figura 6.11 . 61Qtn'/I

ffJ2mV ·

A

-· ·---·-

'v

e

A-+8-*C_..,D

d/

8)

g)

400mV 170111V 1

B

b)

1;+8

~J

/it8..-C

é)

f)

e)

h/

6.11 Toda onda rectangular

D

1

ATB+C-+D+ _

está con1puesta por la suma de una serie de ondas· senoidales.

127


mV

500 400 300 200 100

1

1

o -1-1-,-.H.-I ,

6.12 Espectro de frecuencias

correspondiente a la onda rectangular de la anterior.

O, 1

0,5

1

1 ,

1 1 11 1 1,5

' 1~,~11-,--1-,-,+1~,-1-,-~~~ 2

3 f (MHz)

2,5

Todo lo expuesto sirve para demostrar que, en la transmisión de impulsos, el ancho de banda de los circuitos debería ser infinito, es decir, los circuitos deberían permitir el paso de cualquier frecuencia por elevada que ésta sea, pues de lo contrario la.forma de onda rectangular queda alterada. Efectivamente, como ejemplo de lo expuesto consideremos un sencillo filtro paso bajo formado por una resistencia y un condensador (figura 6.13b), al que se le aplica, en su entrada, un tren de impulsos rectangulares como el que se dibuja en figura 6.13a. Este circuito posee su propia constante de tiempo 't, de carga y descarga del condensador, por lo que entre sus terminales la tensión ya no es rectangular, sino que adquiere la forma exponencial de carga y descarga (figura 6.13c). Como consecuencia de lo expuesto, el cambio de nivel de los impulsos de entrada no se reproduce en el mismo instante en la salida, sino con un cierto retraso, es decir, un error en la transmisión. Es lo que se denomina interferencia entre símbolos o entre bits. Efectivamente, en la figura 6.13c se puede ver que durante los dos primeros bits, de nivel alto, el condensador de filtro se carga exponencialmente y entre sus placas aparece un potencial del mismo signo que será considerado como nivel alto. Ahora bien, al producirse la primera transición de nivel alto a bajo, el condensador no cambia instantáneamente su polaridad, sino que primero se descarga (casi por todo el tiempo de presencia del primer impulso de nivel O) manteniendo el nivel 1. Aún así, en la salida hay un instante en el que la polaridad ha cambiado y se puede considerar nivel O. No obstante, y debido a que son tres los bits en nivel O consecutivos del tren de impulsos que se aplica a la entrada del filtro, el condensador adquiere en este caso la máxima carga y, por tanto la más alta tensión entre sus placas. Al producirse el siguiente impulso. de nivel alto, el condensador inicia la descarga, pero como antes de terminar ésta el bit de entrada vuelve a nivel bajo, el condensador no lo identifica y en la salida se obtiene el error de interferencia entre símbolos. Obsérvese que el tren de impulsos de entrada es aquí 110001 Oy en la salida se obtiene 1100000 (el bit b1 es erróneo). Este fenómeno se presenta siempre que una señal digital esté limitada en banda, y aumenta en presencia de ruido en la comunicación. Error

1

1

O

O

O

1

Q

O

o

..• .. • ,•.

r . º

.

.

~ ~ ~ r--- ' -~ l- 4~:~A--l---

a)

6.13 Concepto de error por interferencia entre símbolos.

128

b)

e)

FUNDAMENTOS DE LA TE;LEVISIÓN DIGlTAL

La interferencia entre símbolos puede evitarse eligiendo correctamente un filtro paso bajo conformador de banda. Nyqulst propuso una técni.ca que teóric.ame_nte anwla la interferencia entre símbolos, y qu.e s.e conoce como el criterio de Nyquist. Consiste en crear en el receptor un ímpulso con forma sen(X)lx, de fonna que cruce el eje a inteNalos de tiempo Tb. siendo Tb el período del bit. De esta forma, en el instante en que un impulso es rnuestreado, las colas· de los impulsos precedentes son cero, anulándose la interferencia entre símbolos. Un filtro paso bajo que cumple esta condición es el denominado de coseno alzado, con un parámetro denominado ro/1-off o:, o exceso de ancho de banda del filtro, y una frecuencia de corte mínima de la mitad de la máxima velocida.d de -transmisión. Con estas condiciones el ancho de banda ocupado por una señal digital transmitida en banda base (sin modular) es:

Ab --

~'t( + a.)

2

donde A 0 es el ancho de banda en hercios, vi. es la velocidad de muestreo de bits/s (v1 == 1/T1.1). Para finalizar con este tema diremos que para una transmisión de 162 Mb/s, que es la utilizada para el estándar de televisión digital con submuestreo 4:2:0, la frecuenc:ia de corte del filtro necesaria y, por tanto, el mínimo ancho de banda para que la transmisión no contenga errores, es igual a la mitad del máximo flujo binario (v1), es decir, 81 MHz.

NECESIDAD DE LA .C OMPRESIÓN DE LA INFORMACIÓN DE LA SEÑAL DE VÍDEO Como es sabido, las señales de vídeo están formadas.por un.a de luminaneia y dos señales de diferencia de color B - Y y R - Y. Dado que, como se ha visto eh un apartado anteriór, cada una·de estas señales se muestrea independientemente, la primera a 13,5 MHz y las otras dos a 6,75 MHz, puede afirmarse que la señal con1pleta de vídeo se cuantifica mediante 27.000.000 de muestras por segun·cto, obteniéndose cuatro muestras de la señal de lurninancia por cada dos de cada señal de diferenc_i_a de color. Es lo que antes se ha expuesto como muestreo 4:2:2. Codificando digitalmente cada una de estas muestras mediante un código de 1 byte (8 bits), se tiene que cada muestra puede adoptar un total de 28 = 256 niveles distintos, tanto para la señal de luminancia como para una de las de diferencia de color, lo cual es suficiente para una buena calidad de Imagen, ya que el ojo humano no es capaz de percibir diferencias de nivel distintas. Estas señales muestreadas se emiten una tras otra, es decir, en serie, lo que supone, teniendo presente la cantidad total de muesfras que han de transmitirse, que la cantidad total dé bits que deberían emitirse por segundo alcanza un valor de: Número de muestras

x número de.bits por muestra= 27.000.000 x 8 bits ~ 216 Mbits/s

Este valor de 216 Mbits/s se denon1ina tasa bínatia de la señal modutadora y supone un ancho de banda extremadamente ancho. Con una modulación de-impulsos codificado$ (PCM) esta señal de vídeo se podrá transmitir, sin embargo, con un ancho de banda mitad, es decir, 108 MHz. Si en vez de emplear una c·odificación de 8 bits, que sólo prcipórciona 256 niveles por muestra, se rec.urre a una codifl9ación de 1O bits, que aumenta el número de niveles a 210 == 1 .024 (cuatro veces rnayor), mejora sustancialmente la resolución de la imagen y la tasa binaria de la señal moduladora pasa a ser d.e: Tasa binaria cor1 10 bits por muestra = 27.000.000 x 1O bits == 270 Mbits/s

129

. TELEVISIÓN DIGITAL POR SATÉLITE

Empleando una modulación por impulsos codificados, el ancho de banda de la transmisión pasa a ser, en este caso, un poco mayor que con 8 bits: de 135 MHz De todas formas, tanto un ancho de banda de 108 MHz como de 135 MHz siguen siendo muy elevados, por lo que es necesario reducirlos de alguna forma. Para esto se recurre a la denominada compresión digital, la cual se realiza actualmente mediante el estándar MPEG (Moving Pictures Expert Group).

ESTRUCTURA DE LA SEÑAL DE VÍDEO DIGITAL Cuando se trata de señales de vídeo digital, la información gráfica básica de la pantalla es el pixel o punto de luz. B pixel está definido por sus coordenadas, su valor de luminancia Y y sus valores de crominancia, denominados Cb y Gr para el azul y el rojo respectivamente (figura 6.14). Todos estos valores están cuantificados, formando un flujo de bits que se pueden almacenar en una memoria, de la cual pueden leerse y decodificarse para recuperar la señal de vídeo analógica. En televisión el número de pixels por línea es de 720; el número de líneas por campo, en el sistema PAL, de 625: en cada segundo se reproducen 25 cuadros, formados cada uno de ellos por 2 imágenes, es decir, 50 campos. Como el tiempo de barrido de una línea se realiza, según la norma, en 52 µs, la frecuencia de muestreo de los 720 pixels de una línea es de: frecuencia de muestreo

=

720 pixels

52 µs

= 13,5 MHz

tal como ya se ha ,expuesto en un apartado anterior. Dado que el pixel es una unidad básica de información demasiado pequeña para poder operar con ella (figura 6.14), la información se estructura en unidades múltiplo del pixel: • • • • •

Bloque. Macrobloque. Trama . Cuadro. Grupo de cuadros. Línea (720 pixels)

6.14 Concepto de bloque y pixel en una imagen digitalizada.

130

FUNOAMENJOS DE LA TELEVISIÓN DIGITAL

Se denomina bloque a la matriz formada por 8 x 8 pixels (figura 6. í 4), y macrobloque a la formada por í 6 x 16 pixels. La trama, también denominada rodaja (traducción de la palabra inglesas/ice), está formada por 12 macrobloques, por lo que posee un total de 3.072 pixels. El cuadro está formado pór varias tramas, y el grupo de cuadros o GOP (Group Of Píctures) está formado por 12 cuadros. Esta forma de dividir las imágenes facilita el acceso a las secuencias de la señal de vídeo y, lo que resulta má$ importante, perrnite la comparación entre unidades del mismo nivel (bloque con bloque, macrobloque con macrobloque, trama con trama, etc.), permitiendo detectar y eliminar cualquier información que se r.epita. Efectivamente, considerando un solo pixel resulta prácticamente in1posible que sus características de luminancía y de diferencia de color sean exclusivamente suyas, por lo que existirán pixels próximos ál toi"nado como referencra que poseerán los mismos parámetros. Es lo que se denomina redundancía de la información. Si se codifica cada pixel con sus tres bytes de información (Y, Cb y Cr), una imagen de televisión formada por 72.0 pixels y 625 líneas estará compuesta por un total de:

Imagen de televisión= 720 pixels x 3 bytes x 625 líneas= 1,35 MB Esto supone recurrir a una memoria capaz de. almacenar dicha Información y emplear un tiempo excesivo en el almacenamiento y lectura. Pero estos 1,35 MB (10,8 Mbits) corresponden a una sola imagen, y se.gún se ha demostrado anteriormente, la tasa binaria o cantidad total de muestras que han de transmitirse por segundo es de 216 Mbits/s Para dis111lnuir el tamaño de la memoria y acelerar el tiempo de procesado de la información, se puede disminuir el númer::o de bytes que configuran el pixel, lo cual está demostrado que no c:onlleva pérdida de la sensación visual de calidad de imagen. Esta eliminación de bytes es el primer paso de la compresión digital, cuya finalidad es comprimir los 2í 6 MB a tan sólo 15 MB. Téngase presente que los estándares de tel.evisión analógica transmiten con un ancho de·banda q.ue, en el peor de l0s casos, no supera los 8 MHz, por lo que un ancho de 108 MHz (que sería el necesario para transmitir l0s 216 MB) es a todas luces . excesivo.

REDUNDANCIA Las señales de vídeo analógicas son el resultado de procesar 25 cuadros de televisión por segundo, los cuales pueden ser iguales en su totalidad, en parte o totalmente diferentes. Esto significa que en muchísimas ocasiones la Señal analógica se repite una y otra.vez. Dado que no es posible la mernorización de las señales de tipo analógico, éstas se transmiten en su totalidad aunque sean redundantes, es decir, aunque se repitan. En la técnica digital, donde sí es posible la memorización de la información, es posible eliminar aquella que se repita, transmitiéndose sólo una parte de ésta. Mediante la utilización de la memoria se podrá recomponer en el receptor la información original completa. recurriendo a los elementos repetidos memorizados y afiadiend.o los nuevos que se reciban. Esta técnica permite la transmisión de sólo la información nueva. Con ello se.obtiene un considerable ahorro tanto de memoria como del ancho de banda de la transmisión. Son tres las redundancias que pueden darse en una transmisión de señal de vídeo digital:

• Redundancia temporal. • Redundancia espacia/. • Redundancia esta.dística .

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TaEVISIÓN DIGITAL POR SATtLITE

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Cuadro A a t ransmifir

+

Redundancia temporal (cuadro memorizado)

Resultado de sumar el cuadro almacenado en ta memoria con el AI ransmitido.

•

vv

•

Cuadro Bu transmitir

--

1I

y

-

R.esu/lado de sumare/ cuadro almacenado en la memoria con el 8 transmitido.

6.15 Concepto de redundancia temporal.

Redundancia t emporal El ejemplo más claro de una redundancia temporal podemos encontrarlo en la técnica cinematográfica de los dibujos animados (figura 6.15). Consiste en dibujar un cuadro o fotograma completo, donde se dejen sin dibujar aquellos elementos de la imagen que supondrán el movimiento de ésta. Sobre una transparencia se dibujan luego, imagen a imagen, los elementos que han de producir la sensación de movimiento. Posteriormente se fotografía el fotograma base añadiendo las transparencias del movimiento. El resultado final cinematográfico da la sensación de que el personaje se mueve, habla, corre, etc. Se tienen, por tanto, dos tipos de información: una de fondo, que es siempre la misma y, por lo tanto, redundante, y la otra varlable. Esto, aplicado a la técnica de la televisión digital supone la transmisión de sólo las diferencias entre un cuadro de televisión y sus contiguos. Todos los elementos redundantes que puedan existir entre dos cuadros contiguos genera un tercer cuadro, denominado de compresión intercuadro, el cual comprime la información de los dos cuadros originales. Redundancia espacial En la figura 6.16 se puede ver una sencilla imagen de televislón en la que muchos de sus pixels son iguales o extremadamente semejantes en los valores de luminancia y de croma. Una de dichas partes la hemos separado intencionadamente de la figura. No hay duda de que toda esta información es redundante, por lo que puede reducirse la cantidad de información a transmitir si sólo se transmite la información de luminancia y croma del grupo de pixels redundantes.

6.16 Concepto de redundancia espacial.

132

Bloques de pixels con igual Información de

luminanc1a y c,oma

FUNDAMENTOS DE LA TELEVISIÓN D1Gl1AL

Esta información redundante se den.omina espacial ya que lo es por espacios de imagen, y genera un cuadro de compresión intracuadro, es decir, dentro de un cuadro. Redundancia estadística

Las señales de sincronismo vertical y horizontal son predecibles, pues están normalizadas para que se generen en unos tiempos bien determinados. En este .caso se dice que la redundancia es estadístíca. Esta redundancia puede codificarse, con códigos cortos, que no supongan un aumento de la memoria ni del ancho de banda.

ESTÁNDAR DE COMPRESIÓN MPEG En 1988, y bajo los auspicios de la ISO y la IEC, se formó un grupo de expertos en imágenes en movimiento, con el fin de definir los estándares de compresión digital de las señales de audio y vídeo. Esta organización recibió el nombre de Moving Pi.ctures Expert Group (MPEG). El estándar de· compresión MPEG se basa en la anulación de toda información que sea redundante, con lo cual se reduce co.nsiderablemente su ancho de banda, desde que se genera hasta que se visualiza en el receptor, manteniendo la calidad de la imagen. Para obtener una comprensión MPEG-2 se recurre a las técnicas de eliminación de la información redundante temporal y espacial, descritas en el apartado anterior, eliminando previamente los bytes de crominancia Cb y Cr según sea el formato que se adopte (figura 6.í 7).

4:2:2

1y

~y

DD DD

1

ly

~y

1

4:2:0

6.17 Fonnatos 4:2:2 y 4:2:0 del estándar MPEG, en los que se alternan la transmisión de los bytes de croma Cb y Cr con el de luminancia Y.

En lo que respecta a la compresión espacial diremos que, en ésta, se elimina aquella informactón no perceptible por el ojo humano, como, por ej.emplo, la información de color en alta frecuencia. Efectivamente, dado que el ojo humano,es mucho más sensible a la luz que al color, cuando una información se restituye, el ojo no detecta los cambios producidos en la imagen por pérdida de Información. Éste es el motivo por lo que se elige el estándar 4:2:0. Antes de efectuarse la compresión MPEG, se efectúa una codíficación estadística, ya que en ·1a señal de televisión los impulsos de sincronismo de línea, de cuadro y los pórticos son fácilmente predecibles. Existen varios estándares MPEG (MPEG-1, MPEG-2, MPEG-3, MPEG-4). No obstante, cuando se trata de televisión digital se refiere al MPEG-2, ya que el MPEG- í se desarrolló inicialmente para aplicaciones de CD interactivo.

PROCESO MPEG~2 DE COMPRESIÓN DE LA SEÑAL DE VÍDEO El estándar MPEG-2 está optimizado para las transmisiones de televísión digital. La calidad de la imagen se mantiene en unos parámetros: muy aceptables para velocidades de transmisión 133

TELEVISIÓN DIGITAL POR SAT8JTE

comprendidas entre 1,5 y 6 Mbps y soporta relaciones de aspecto t:l :3 y 16:9, además de otras ventajas que iremos exponiendo. El proceso completo de compresión de una señal de vídeo se puede resumir como sigue: En primer lugar las señales de luminancia y croma analógica se muestrean de la forma ya expuesta en un apartado anterior, con lo que se genera una trama de datos en bytes en serie. Dicha trama se procesa mediante algoritmos de reducción de la redundancia temporal, eliminando toda información que se repita al pasar de un cuadro a otro. Esto permite reducir considerablemente la trama de datos. La trama de datos obtenida en el proceso anterior se somete a continuación a una reducción de la redundancia espacial. Con este algoritmo a los bloques de 8 x 8 pixels que poseen Igual valor de luminancia y crominancia se les aplica un complejo proceso matemático denominado transformada discreta del coseno (DCT), muy parecido a la transformada de Fourier. En la figura 6.18 se muestran los coeñcientes de las frecuencias en la transformada discreta del coseno. De esta forma se obtienen los coeficientes de representación de las magnitudes de la funciones coseno en frecuencias crecientes. 8 proceso aprovecha la correlación existente entre muestras de un mismo bloque. cornente continua ,~- -- - O, 707 corriente a/tema de media onda

0,981

corriente alterna de onda completa 1

O, 981

corriente alterna de onda y media

O, 831

corriente alterna de doble onda

6.18 Coeficientes de las

frecuencias al aplicar la transformada discreta del coseno.

O, 707

couiente alterna de dos ondas y media

0,556

corriente alterna de triple onda¡-- 0,383 corriente alterna de tres ondas y media

l-- O, 195

En la figura 6.19 se tiene un ejemplo de esta compresión espacial, referida a un bloque de 4 x 4 pixels, para hacerlo más sencillo. Se trata de un trozo de imagen cuya información es la misma en luminancia y croma, concretamente de un trozo del cielo. Los resultados se disponen en una matriz, donde los datos representan los coeficientes de los componentes de la frecuencia. Cada uno de dichos coeficientes representa la amplitud de un patrón específico dentro del bloque. Los bytes de los bloques sornetidos a este proceso se convierten en unos coeficientes que en su mayor parte tienen el valor O (figura 6. 19), y que se distribuyen según la frecuencia como se Indica en la figura 6.20. Después del proceso de cuantificación de la DCT, algunos coeficientes se pierden. lo cual carece de importancia ya que se tiene la suficiente información para obtener una excelente calidad de imagen. Así, por ejemplo, si los resultados numéricos son 1,63, 4.25 y 6,87, después de la cuantificación se obtienen los valores discretos 2, 4 y 7. La cuantificación no es lineal y depende de la posición de cada coeficiente de la matriz. Esto se hace así ya que el ojo y el cerebro humano toleran bastante bien los errores de cuantificación. La información correspondiente a la baja frecuencia se lleva con todo detalle en la parte superior izquierda de la matriz (figura 6.21 ), representando la componente de corriente continua de la imagen. En lo que respecta a las altas frecuencias, donde el ruido es menos apreciable, se tolera un alto nivel de errores en los coeficientes que representan las componentes de alta frecuencia, por lo que se disponen en la parte inferior derecha de la matriz (figura 6.21). Como la mayor parte de los bytes de los bloques adquieren el valor O, se puede aplicar un tratamiento de datos repetitivos, consistente en identificación del byte y la cantidad que se repite. Se trata de un sistema de codificación Run- Length. Esto se realiza mediante un barrido en zigzag, en búsqueda de bits iguales. En el ejemplo de la figura 6.1 9 el barrido ha detectado 5 bits con información y, a continuación, once bits con el valor cero. 134


6.19 Ejemplo de 149 t20

79 49

120 94

58 32

-

-r

compresión espacial de un bloque de 4 x 4 pixels

'

-

Volumen de datos· 8 bits 1 6 palabras= = 128bits

-

78 . ~~ 49 33 9 O

1

~DCT 120 59 I 1

-1

59 15 ·2

1

2

·2

•f

./

o 1 ·1 ' o

Volumen de datos · 8 bits 1 6 palabras= 128 bits

~

1

=

-

n V

Cuantificación con 4bits

o o 5 1 o o o o o oo o o o

10

5

1-

Volumen de dalos: 4 bits 1 6 palabras= = 64 b1ls

n V

Barrido an zrgzag

Volumen de delos: 4 blls t 6 palabras= = 64 bits

[ 10

15

1

5 1o 1 , 1 o I

oI oIoI oI o I oI oIoI oI o1

n V

Codificaci(¡n Run-lenghl

[ 10

1

I Ia

s s

1

1 [

o

11

J

n V

Codificación deHuffman

[,

1

1

o¡ ol ol 1 ol 1

1

0 ! 1

1

1

1

oJ

-,16 bits

Componentes de bajas frecuencias ,..

Mlnfma cusnlíllcaclón

Componentes ~ I t a s frecuencias

6.20 Distribución de la-inforn1ación en la matriz según su frecuencia al llevar a término el proceso OCT.

-

-+-

Máxima cuantificación

6.21 Distribución de la información en la matriz según su frecuencia

al llevar a término el proceso de cuantificación.

135


Con este proceso se produce una transformación de una matriz de dos dimensiones en una unidimensional (figura 6.19). El último paso consiste en efectuar una codificación de Huffman, la cual asigna las palabras más largas a los bits menos frecuentes (figura 6.19). A continuación se expone un ejemplo de codificación de Huffman. Paso 1: Se calcula el porcentaje de probabilidad de que se repitan los datos y se disponen en orden de mayor a menor.

A

0,39

B

0,23

e

0, 17

D

0,09

E

0,07

F

0,05

Paso 2: Se combinan los dos símbolos con menor probabilidad de que se repitan y se bautiza como un nuevo símbolo que se dispondrá en el lugar que le corresponde cuantitativamente. En el ejemplo que hemos puesto, los dos símbolos con menos probabilidades son el E y F, que dan lugar a un símbolo M que se dispone delante de D por tener más valor que éste.

0,39 0,23

A B (O)E 0,09 (1 )F 0,07

e

º· 17

M

O, 16

D

0,05

Paso 3 : Se repite el proceso con los dos símbolos menos significativos, en este ejemplo el M y D, que dan lugar a un nuevo símbolo N que ocupa un lugar delante del C al alcanzar un valor superior al de este último:

(O)E 0,09 (1)F 0,07

136

(O)M 0,16 (1) D 0,05

A B

0,39 0,23

N

0,21

e

O, 17


Paso 4: Ahora se calcula el dígito O, resultado de sumar los dos dígitos con ménos probabilidades, es decir, el N y C. El resultado es 38 y, por lo tanto, el dígito O pasa a ocupar el segundo lugar en la escala de probabilidad·es:

(O)E 0,09 (1) F 0,07

(O)M O, 16 (1)D 0,05.

(O)N 0,21

A

0,39

o

0,38

B

0,23

(1)CO,i7

Paso 5: Se combinan los dígitos O y B de la tabla anterior para obtener el P, que pasará a ocupar el primer lugar.

(O)E 0,09 (1)F0,07

(O)M0, 16 (1)0 0,05

(O)N 0,21

(0)0 0,38

(í)C 0, 17 (1 )80,23

A

039 '

Paso 6: El códi.g o Huffman del ejemplo expuesto queda pues como ,sigue:

A B

0,39

1

0,23

01

e

O, 17

001

D

0,09

0001

E

0,07

00001

F

0,05

000001

La relación de compresión del código Huffman depende totalmente, pór tanto, de la fuente de datos. Si hay 1.000 símbolos, el tarnaño original sera de 1:000 bytes, pero al codificarlos el tamaño de los datos pasa a.ser mucho menor. En nuestro ejemplo: 1.000 0,39

1

8

3 + 0,17 + 0,23 8 8 2

4 5 6 + 0,05 S + 0,09 8. + 0,07 8

= 296,25 bytes

el tamaño pasa a ser de una tercera parte. 137


En resumen, un volumen de datos como el expuesto en la figura 6.19, formado por 16 palabras de 1 byte cada una de ellas (128 bits), se transforma en una información de tan sólo 16 bits. Una transformada invers.a a la expuesta devolverá luego en el receptor, la información original. Efectuadas las compresiones expuestas, la trama de bits que se obtiene se somete a un proceso de cuantificación, consistente en acentuar los pixels de mayor frecuencia espacial. Esto se hace así porque el ojo humano es menos sensible a la resolución de un valor cuantas más veces se repita. Disminuyendo la resolución de bloques que se repiten, se disminuye la longitud de los grupos de bits que definen un pixel (luminancia y croma). Todo lo expuesto da lugar a un considerable ahorro del espectro de frecuencias y, por lo tanto, del ancho de banda de la transmisión. Al resultado de la compresión se le aplica un algoritmo de variación de longitud, detectándose las repeticiones de bytes, y contabilizándose para transmitir su código y su valor de repetición.

COMPRESIÓN DE LA SEÑAL DE AUDIO Las señales de audio se comprimen mediante la codificación perceptuaf, tarnbién conocida como MUSICAM (Masking pattern Universal Subband fntegrated Coding And Multiplexing). Este proceso se basa en que, dependiendo del nivel de algunas componentes espectrales de la señal de audio, unas enmascaran a las otras, por lo que si se suprimen las más débiles el oído humano no percibirá esa ausencia. El sistema MUSICAM emplea un total de 32 subbandas equiespaciadas, en las que se genera ruido según una amplitud cuantificada en bits (figura 6.22). El muestreo de la señal de audio genera cuánto ruido exista en cada subbanda, siendo dicha cuantificación la que se transmite. Al reconstruirse la señal de audio en el receptor, será subjetivamente indistinguible del original.

1

6.22 Compresión de la señal de

audio mediante una codificación MUSJCAM de 32 subbandas.

I,

20Hz

¡, ,

, '

, ,

20kHz

~r1--~~~~~s=~b=M~L~~~= ~= ªª~ªd~as~ ~~ ~

TIPOS DE IMAGEN MPEG Para conseguir las citadas compresiones de la señal de vídeo, se emplean tres tipos de imágenes que se almacenan para posibilitar una predicción temporal de pérdidas o imágenes incompletos que recibe el receptor (figura 6.23):

6.23 Tipos de imágenes

en el sistema MPEG.

138

fm(lf}M/ o P ((1111/fO/

FUNDAMENTOS DE LA TELEVISJÓN DIGITAL

• lntra imágenes (tipo 1), o I frames. • Imágenes predictivas (tipo P), o P trames. • Imágenes predictivas bidireccionales (tipo~). o B trames. Las intra imágenes (1) se codifican sin referencia a otras imágenes. Su tasa de compresión es moderada, ya que.sólo eliminan redundancia espacial. No dependen, por tanto, de las imágenes previas y es el punto donde el decodificador Inicia su trabajo con un grupo de escenas que contienen una secuencia. Las imágenes tipo I se insertan cada 12 imágenes tipo P (figura 6.24).

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Imagen I

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lmágenasP

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Imagen 1

6.24 Disposición de las intra imágenes (tipo I) cada doce imágenes predictivas (tipo P).

Las Imágenes predictivas (P) se codifican utilizando algoritmos de predicción a partir de una imagen anterior, que puede ser del tipo I o del tipo P, las cuales se emplean e.orno referencia para posteriores predicciones (Forwa.rd PredíCtion o predicción adelantada). En la figura 6.25 se muestra este tipo de predicción. Obsérvese que la información de la imagen I se emplea como predicción de las imágenes tipo P, y también la información de la primera imagen P se utiliza con10 predicción de la Siguiente P. En amb.os casos la predicción siempre es hacia adelante.

6.25 Concepto de predicción adelantada.

Al eliminar la redundancia espacial y temporal, las imágenes P admiten mayor grado de compresión que las l. Necesitan una memoria donde poder almacenar más de una escena. Las imágenes tipo P sirven como referencia para las futuras imágenes P o B, pero si existen errores en una imagen tipo P, va a bus.car futuras imágenes derivadas de ella. En la figura 6.24 se muestra la disposición de las imágenes tipo P, las cuales, como se ha dicho, son predictivas a partir de una del tipo I o de otra P. Las imágenes tipo B utilizan una interpolación .bidireccional de predicción del movimiento para que el 1 decodrficador pueda reconstruir una imagen que esté p I p B P: alojada entre dos imágenes reconstruidas (figura 6.23). Las imágenes tipo B utilizan imágenes pasadas y futuras para hacer las predicciones, por lo que necesitan más de dos imágenes almacenadas en la memoria. Se trata de la predicción bidireccional. cuyo méto6.26 Concepto de predicción bidireccional. do se puede ver en la figura 6.26.

139


Como puede comprobarse en la citada figura, las imágenes tipo B reciben información tanto de imágenes I o P anteriores o posteriores. Son las imágenes con mayor tasa de compresión. Para permitir la predicción hacia atrás, a partir de imágenes futuras, el codificador ordena las imágenes, de forma que las del tipo 8 son transmitidas después de la imágenes pasadas o futuras a las que están referenciadas. Las imágenes se presentan agrupadas en 12 cuadros o GOP (Group Of Pictures), cuyo orden ha de ser tal que sean las intra imágenes la base del orden, es decir, la referencia para elaborar las imágenes P y B, pues sin la presencia de imágenes I el decodificador no es capaz de predecir ni una imagen P ni una B.

COMPENSACIÓN DEL MOVIMIENTO Cuando las secuencias contienen movimiento de las irTiágenes, gran cantidad de datos de compresión pueden archivarse para el proceso de compensación de movimiento (Motion Compensation). Este proceso se basa en que es posible identlficar la velocidad y la dirección de una imagen en movímiento por el análisis de la información de las 25 imágenes que aparecen durante un segundo, y que, por tanto, se puede predecir dónde terminará ese movimiento 25 imágenes más tarde (figura 6.27).

- ,_

¡..

'

"'

Imagen previa

-

''-

6.27 Concepto de compensación

de movimiento para determinar dónde finalízará éste 25 imágenes más tarde.

Imagen actual

Para este proceso se utilizan los macrobloques, ya que son éstos los más apropiados para este tipo de codificación. En la figura 6.28 se ha dibujado un diagrama en el que se indica mediante un vector el movimiento de los macrobloques de una imagen. La compensación del movimiento se aplica a las imágenes tipo P, generándose dos tipos de Información: a) Diferencia entre los valores contenidos en los macrobloques de las imágenes tipo I y B. Esta diferencia crea unos macrobloques con los campos previstos y los actuales, por lo que bastan unos pocos bits para describir dicha diferencia. b) Un par de vectores que representan las posiciones entre los macrobloques de la imagen de referencia y las de la próxima imagen. Así, por ejemplo, un macrobloque x se mueve en una y con una velocidad z, el decodificador calcula las posiciones correctas que tendrá cada macrobloque en las siguientes imágenes.

140


Macrobloque

6.28 El vector indica el

b)

a)

sentido del movimiento de los macrobloques de una imagen. a) posición infcial del objeto en movimiento. b) el mismo objeto un poco más tarde.

MULTIPLEXADO MPEG-2 La co~preslón digital permite introducir varios programas de televisión dentro de un solo canal de transmisión. Esto se realiza mediante una organización y empaquetado de los programas y un multiplexado de dichos paquetes. En la figura 6.29 se puede apreciar todo el proceso para dos programas, aunque pueden ser más. En dichs figura se observa que las señales analógicas de vídeo (luminancla, rojo y azul), obtenidas en las cámaras, y correspondientes a dos programas distintos, se convierten en señales digitales de formato 4.2.2. El flujo de información es, a la salida del convertidor analógico a digital, de 21 6 Mb/s. A continuación se- procede a la compresión de los datos. siguiendo los procesos desc(itos en páginas anteriores de esta obra. con lo que- se consigue rebajar el flujo de Información a tan sólo 15 Mbs.

Y

Cr Cb Audio

Y

Cr

Cb Audio

Convertidor

Converlldor

AID

A/O

2J6 Mbls 4 2.2

2Hi Mbls 4.2.2

Compresión

Compresión 15Mb/s Generador rramaMPEG2

15 Mb/s Señal~s de control

Generador

e información

tramaMPEG2

Señaf¡¡s de ronrrol e información

Mu/1/plexado MPEG

6.29 Multfplexado de las señales MPEG-2 (video, audio y datos)

de audJo y vídeo de varios programas de televisión, en el siste,na MPEG-2.

141


El siguiente proceso es la generación de la trama binaria MPEG-2, que permite el empaquetado de toda la información para ser posteriormente multiplexada con paquetes de otros programas (figura 6.29). La tran1a binaria MPEG-2 se organiza en paquetes de 188 bytes de longitud (figura 6.30). El primer byte es de sincronismo, que siempre es el núrnero binario 01000111 (47 en hexadecimal). Le siguen 3 bytes de cabecera (24 bits), que se reparten de la siguiente forma: 1 bit indicador de error de transporte. 1 bit indicador de carga útil. 1 bit indicador de prioridad. 13 bits indicadores de paquete, denominados PID (Packet identification). 2 bits indicadores de embrollado. 2 bits de control de identificador de campo. 4 bits contador. Finalmente siguen 184 bytes de carga útil, conocida como paquete de transporte MPEG-2 TS (figura 6.30), que incluye las informaciones de vídeo, audio y datos, las tablas de datos de acceso condicional (televisión de pago, limitada a zonas geográficas, etc.), la referencia de reloj, servicios de información, etc.

6.30 Paquete de 188 bytes de longitud, de la trama binaria MPEG-2.

La inserción de estas tramas en un canal de transmisión se denomina multiplex MPEG, en dicho multiplexado se incluye también la información necesaria para realizar el proceso de decodificación y de presentación de la información. Este tipo de información consta de: • • • •

Tabla Tabla Tabla Tabla

de Asociación de Programas. de Mapa de programas. de Información de fa Red. de Acceso Condicional.

En la tabla de asociación de programas figura el identificador del programa y detalles del transporte de datos. En la tabla de mapa de programas se almacena la descripción de los programas que se transmiten. La tabla de información de la red informa sobre las condiciones de transmisión. Finalmente, la tabla de acceso condicional identifica los datos pertenecientes a un acceso restringido, suministrando los mensajes en pantalla referentes al control de acceso.

ESTÁNDARES DE COMPRESIÓN MPEG-2 Las operaciones descritas en este capítulo para comprimir la información pueden tener diversos perfiles y niveles de aplicación, obteniéndose diferentes calidades de la señal transmitida. Los niveles se han estandarizado, según aplicaciones, en los cuatro grupos que se indican en la tabla 6. 1, y definen limitaciones tales como la máxima densidad de muestreo, número de pixels de la imagen y número de líneas por segundo, es decir, la resolución de la imagen. 142


Hlgh (alto) HL

i 920 x i 152 pixels

> 80 Mbit/s

High i440 (alto 1440) Hi440

i 440 x 11 52 pixels

> 60 Mbit/s

Main (principal) ML

720 x 576 pixels

> 15 Mbit/s

Low (bajo) LL

352 x 288 pixels

> 4 Mbit/s

Tabla 6.1 Niveles MPEG-2.

Dado que el estándar MPEG-2 es una herramienta flexible que púede emplearse en un amplísimo rango de aplicaciones, d.esde una transmisión en baja definición (co,no, por ejemplo, la de una videoconferencia) hasta una transmisión de televisión en alta definición, se establecen los cinco perfiles siguientes: • • • • •

Simple profile (SP). Main Profi!e (MP). SNR Profile. Spatíal Profile. H/gh Prafi/e (HP).

B simple ptofíle o perfil simple (SP) no utiliza imágenes tipo B y, por consiguiente, no realiza interpolación bidireccional. El decodificador no tiene, por tanto, que reordenar las imágenes. Se ernplea en transmisiones de videoconferencias, ya que debido a su funclonamiento, el retardo en la transmisión es mínimo. Su formato de vídeo es 4:2:0. El main profile o perfil principal utifiza las misma herramientas que el perfil simple pero introduciendo i,nágenes tipo B. Con estose consigue una m·ayor capacidad de compresión, pero el retardo es lógicamente mayor. Se utifiza.en la transmisión de señales dé televisión vfa satélite y está soportado por la práctica totalidad de decodificadores MPEG-2 comerciales. Emplea un formato de vídeo 4:2:0.

Nivel alto i 920/1152/50 CCIR 1920/1080/60 FCC Nivel alto 1440 i 440/i 152/50 CCIR 1440/1080/60 FCC Nivel principal 720/576/50 CCIR 720/480/60 FCC Nivel bajo 352/288/50 CCfR 352/240/60 FCC

No

No

MP@HL ·80 Mbit/s MP@H-i440 60 Mbit/s

No

No.

HP@HL 100 Mbit/s +capas bajas

No

Spt@ML 60 Mbit/s +capas bajas

HP@H-1440 80 Mbrt/s· +capas baja

No

HP@ML 20 Mbit/s +capas bajas

No

No

SP@ML 15 Mbit/s

MP@ML 15 Mbit/s

SNR@ML 15 Mbit/s +capas bajas

No

MP@LL 15 Mbit/s

SNR@LL 4 Mbit/s

Tabla 6.2 Combinaciones permitidas de niveles y perfiles del estándar MPEG-2.

143

TELEVISIÓN DIGITAL POR SATÉLrTE

B sígnal noíse ratio profile o perfil según la relación señal/ruído es del tipo escalable. Emplea una herramienta consistente en la posibilidad de separar los datos en dos partes o capas. La capa base o inferior y otra superior o de realzamiento. La capa inferior es una versión de la señal con una relación señal/ruido pequeña, que sólo precisa una pequeña fracción de la capacidad total. Cuando se introduce la capa inferior en la superior se mejora la relación señal/ruido, obteniéndose así una calidad como la del perfil principal sin aumento de la tasa binaria. Al igual que los anteriores, su formato de vídeo es 4:2:0. El spatia/ profile o perfíl espacial es análogo al anterior, es decir emplea dos capas (una superior y otra inferior) aunque en este caso las dos capas representan la misma imagen pero con resoluciones distintas. La suma de ambas capas da como resultado la resolución total de la imagen. Como inconveniente con respecto al anterior diremos que su tasa binaria aumenta entre un 1O y un 20 % para obtener la misma resolución que el perfil principal. También este perfil utiliza el formato 4:2:0. Finalmente, el high profile o perfil de alta calidad utiliza el formato de vídeo 4:2:2, que explota al máximo la. menor sensibilidad del ojo humano al color. Para ello codifica en pixels consecutivos muestras alternativas de las señales de diferencia de color. Está pensado para aplicaciones donde la calidad de imagen es lo más importante, aumentándola con el incremento de resolución de color. Estos cuatro niveles y cinco perfiles del estándar MPEG-2 pueden combinarse entre sí, aunque sólo está permitido un número determinado de combinaciones que se indican en la tabla

6.2.

144

Televisión digital terrestre

EMISIÓN DE LA SEÑAL DE TELEVISIÓN DIGITAL La señal de televisión, una vez codificada digltalmente según el formato MPEG-2 estudiado en el capítulo anterior; debe ser modulada para ser transmitida. Actualmente son tres los modos fundarnentales de transmisión: terrestre, vía satélite y por cable. La televisión digital se estableció originalmente para las emisiones vía satélite y por cable, es decir, la televisión digrtal terrestre, por las dificultades que entraña este tipo de emisión, ha sido la última en desarrollarse. A esto se añade una complicac1on adicional a este tipo de emisiones: la de tener la máxima compatibilidad con las normas establecidas para las transmisiones por satélrte o por cable, con el fin de obtener un receptor de televisión compatible con los tres tipos de señales. En lo que respecta a la codificación analógica a digital no existe problema alguno, es decir, los tres sistemas de transmisión utilizan el sistema de compresión MPEG-2. También lo es la codificación Reed Solomon, mientras que la codrficacián convolucional (código de Viterbl) es común con la especificada para la televisión via satélite. Cada uno de estos modos de transmisión requiere un tipo de modulación distinto, dependiendo del medio por el que se transmite ta señal. En la transmisión terrestre. es decir. en las transmisiones donde el medio utlhzado es a través de la atmósfera (igual que la televisión analógica), la señal encuentra en su trayectoria gran cantidad de obstáculos (montañas, edificios, torres de tendido eléctrico, ...), lo cual provoca reflexiones, ecos y rebotes. Como resultado, a la antena receptora le pueden llegar dos o más señales: una de ellas directa y las demás reflejadas. que llegarán al receptor con retraso por recorrer una mayor distancia (figura 7.1). Esto supone un grave inconveniente en la decodificación de la señal digital, pues al decodificador le llegan una serie de impulsos mezclados que Imposibilitan el proceso de conversión de digital a analógica.

•

7. 1 En las emisiones de televisión digital terrestre se producen ecos y reflexiones de la señal que dan Jugar a errores en la decodificación al llegar al receptor hnputsos repetidos pero desfasados en el tiempo. 145


La televisión digital terrestre es, por tanto, la que presenta mayores problemas en la transmisión. P,;1ra solucionarlos se utiliza una modulación COFDM (Coded Orthogonal Frecuency Multiplexing) que emplea 2.000 portadoras. En las transmisiones vía satélite no existe el problema de los ecos ni reflexiones de la señal, pero dada la enorme distancia entre el satélite y la antena receptora (36.000 km), la pérdida de señal puede alcanzar los 100 dB (figura 7.2), además de estar sometida a todo tipo de interferencias radioeléctricas. Esto requiere que la señal se emita muy protegida. El tipo de modulación más idóneo para esta forma de transmisión es la OPSK (Quadrature Phase Shift Keying).

-

-"'1----,--- - -- . - - - - , "' .e. ·~ g Símbolo Símbolo

(/) ·:i .__(S-_1)

Símbolo (S+_ 11 _,__ _ _ _,__ _ __ S _ _..._...c._

•• •

.

•

-.,..:• '

Simbo/o (S-1)

T, ~

¡

•

. T, :

~·- -:~.• i~Tiempo de evaluación .i

. 7.2 En las emisiones de televisión digital vía satélite se producen fuertes pérdidas e interferencias, dada la enorme distancia entre satélite y antena receptora.

Símbolo (S+ 1)

Simbo/o S

'

7.3 Durante el tiempo de evaluación del símbolo S, éste queda interferido por el símbolo anterior (S - 1) del eco que llega al receptor con un retardo T0•

Finalmente, respecto a la transmisión por cable (figura 7.3), diremos que lo más importante es el ancho de banda, puesto que se debe transmitir por el cable el mayor número de canales posible. Se trata de una transmisión inmune a las interferencias, por lo que no requiere una robustez especial. El tipo de modulación empleado en este modo de transmisión es el QAM (Quadrature Amp!itude Modulation). En la tabla 7.1 se resumen y comparan los sistemas de modulación más utilizados. En este capítulo descri.biremos las particularidades de la transmisión digital terrestre, dejando para los siguientes las correspondientes a la transmisión vía satélite y por cable.

Eficiencia espectral

media

baja

alta

Ancho de banda

medio

grande

pequeno

muy pequeño

baja

alta

muy alta

muy baja

terrestre

satélite

satélite

cable

Robustez frente a interferencias Forma de transmisión

Tabla 7.1 Comparación entre los principales sistemas de modulación.

146

-

muy alta

TELEVISIÓN DIGITAL TERRESTRE

CALIDAD DE LA SEÑAL EN LA TELEVISIÓN DIGITAL TERRESTRE La vía terrestre, es decir, a través de la corteza terrestre y su atmósfera, es mucho más hostil que la vfa satélite o por cable. Esto se debe a circunstanqias naturales y artificiales. Entre las naturales podemos citar, como más importantes, la rugosidad de la tierra (sistemas montañosos) y los fenómenos meteorológicos. Entre las artificiales citaremos las Interferencias radioeléctricas y las edificaciones. 8 fenómeno más significativo que afecta a las transmisiones de televisión digital por vía terrestre son las reflexiones o ecos que sufre la señal en su trayectoria. En la figura 7.1 se ha dibujado esta circunstancia. En ella se observa que a una de las antenas receptoras le llega una señal directa desde la antena emisora, pero también múltiples señales reflejadas en los edificios que rodean a la antena receptora, de las cuales sólo hen1os dibujado una para no complicar innecesariamente la ilustración. Este fenómeno, similar al eco, da como resultado que a la antena receptora le llega multitud de veces la misma señal pero desfasada en el tien1po, pues recorre distancias distintas. Efectivamente, la distancia total recorrida por la señal reflejada de la figura 7. "I es, sin duda, mayor que la recorrida por la señal directa, por lo que al tratarse de la mis1na señal, en,itida en el mismo instante por la antena emisora, resulta evidente que el eco llegará más tarde a la antena receptora. Al receptor le llega, por tanto, la misma información pero en instantes distintos, lo cual da lugar, posteriormente, a errores de decodificación. La intensidad con la que llegan a la antena receptora las señales reflejadas depende de múltiples factores, entre los que cabe citar la distancia entre la antena receptor-a y cada uno de los puntos donde se reflejan las señales, del ángulo con el que la onda reflejada alcanza a la antena con respecto a su línea: de orientación y a la directivldad de la antena receptora. En resumen, cada uno de los rayos reflejados alcanza a la antena receptora con una amplitud y fase determinada, según el ángulo de reflexión y el camino recorrido. Este fenómeno resulta de gran Importancia en las zonas urbanas, debido a la reflexión en edificios, árboles, automóviles, etc. En el Interior de las viviendas también se producen reflexiones en paredes y muebles. Los ecos de la señal principal llegan así a la antena receptora con retardos que pueden ser cifrados entre cientos de nanosegundos y algunos microsegundos cuando se trata de refiexiO· nes en, por ejemplo. edificios, y de unos pocos nanosegundos si se trata de reflexiones en el interior de la vivienda. En la televisión analógica este fenómeno se traduce en la aparición de fantasmas o dobles imágenes, que se pone muy de manifiesto cuando se utilizan antenas poco directivas, como las antenas interiores, y que son de muy difícil solución. Además, y dado que la señal útil captada por la antena es igual a la suma de todas las señales que a ella llegan, puede suceder que una potente señal reflejada llegue desfasada 1800, es decir, con polaridad opuesta, lo que provoca su anulación, o que la reflexión se produzca en un objeto en movimiento, en cuyo caso puede llegar desfasada durante unos instantes a la antena receptora, produciendo el fenómeno conocido como fadíng. es decir, un desvanecimiento o pérdida de la imagen en el receptor durante un corto período de tiempo. La televisión digital terrestre debe, necesariamente. emplear un sistema de transmisión que sea inmune a las propagaciones multitrayecto. Para ello se utíliza una modulación COFDM (Coded Otthogonal Frecuency Dívision Multiplexíng) consistente en un multiplexado de frecuencias ortogonales moduladas con una señal de banda de base codificada. •

MODULACION COFDM La modulación COFDM emplea un elevado número de portadoras equiéspaciadas en frecuencia. Cada una de estas frecuencias se modula en QPSK (Quadrature Phase Shtft Keying) o OAM (Quadrature Amplitud Modulation), de forma ejlle la Información a transmitir se reparte entre ellas. 8 ancho de banda de todas las portadoras ocupa 8 MHz, con lo que se respeta la norma CCIR de televisión referente al ancho de banda de los e.anales de televisión.

147


Cada una de las portadoras forma un subcanal, de forma que la suma de las informaciones transmitidas por los subcanales es igual a la información total que se desea transmitir. Veamos un ejemplo de lo que se acaba de exponer. Sea una transmisión de televisión digital cuyo régimen binario es de 1 O Mbits/s, empleando un total de 2.000 portadoras (subcanales) moduladas en QPSK o OAM. Como los 1O Mbits/s se reparten entre las 2.000 portadoras, el régimen binario de cada una de estas portadoras será: 10 Mb/s Régimen binario = - -- - -- -- = 5 kb/s 2.000 portadors

Es decir, la información total de 1O Mb/s del canal de televisión digital se reparte entre 2.000 portadoras, cada una de las cuales contiene 5 kb/s. Cada símbolo representativo de un bit (O o 1) está compuesto por la suma de los n símbolos de cada portadora. En la modulación COFDM la velocidad de símbolo de cada portadora (vs) se hace coincidir con la distancia entre portadoras para que la interferencia entre ellas sea mínima. De acuerdo con lo expuesto, la distancia entre portadoras (dp) será igual a: Ab d p = - n-

donde Ab es el ancho de banda del canal y n el número de portadoras. Utilizando el ancho de banda de canal normalizado de 8 MHz y 2.000 portadoras, la distancia entre ellas será,

d = P

Ab

n

-

8 MHz 2.000 portadoras

=

4 kHz

mientras que si son 8.000 las portadoras, la distancia se reduce a:

d = P

Ab n

8 MHz - - - -- -- - = 1 kHz 8.000 portadoras

Cuanto mayor sea el número de portadoras utilizado, menor será, por tanto, la distancia entre ellas y menor la velocidad del símbolo. La velocidad del símbolo de cada una de estas dos portadoras será, por tanto, de 4 kilosímbolos/segundo para la primera y de 1 kilosímbolos/segundo para la segunda. La. duración (Ts) de cada símbolo es inversamente proporcional a su velocidad, puesto que: 1

T. = -- s

VS

Efectivamente, la duración de cada símbolo, si se emplean 2.000 portadoras es:

1 1 T8 = - - - - - - -- - - = 0,25 ms vs 4 kilosímbolos/s mientras que si son 8.000:

1 1 T8 =-- - - - - -- - - = 1 ms vs 1 kilosímbolos/s 148


Sin embargo, en ambos casos la velocidad total de transmisión de todos los símbolos (vnJ es de 8 Msímbolos/s:

vrs = 2.000 portadoras x 4.CJOO kilosímbolos/s = 8 Msímbolos/s vrs = 8.000 portadoras x í .000 kilosímbolos/s = 8 Msímbolos/s o, lo que es to. mismo: 16 Mb/s sí las portadoras están moduladas en QPSK (2 bit por símbolo). 32 Mb/s si las portadoras están moduladas en 16QAM (4 bits por sfmbolo). 48 Mb/s si las portadoras están moduladas en 64QAM (6 bits por símbolo). Cuanto mayor sea el numero de portadoras empleado mayor será la duración de cada símbolo y más inmune será la transmisión frente a los fenómenos producidos por reflexiones en objetos en movimiento (fading).

INTERVALO DE GUARDA Una de las características más importantes del sistema de modulación COFDM es el denominado intervalo o tiempo de guarda (T,). Se trata de un tien1po que se introduce cada dos :símbolos consecutivos, no siendo evaluado por el receptor. Como consecuencia de la introducción del intervalo de.guarda aumenta el tiempo total de duración de un símbolo (T1), ya que pasa a ser la suma de la duración útil del símbolo (T8 ) más la duración dél intervalo de guarda (T ). 9 La misión del intervalo de guarda es evitar que lleguen al demodulador del receptor símbolos.de señales reflejadas,(ecos) que producirían interferencias con el símbolo principal. Efectivamente, en la figura 7 .3 se ha representado un símbolo $ junto con los sí111bolos anterior y posterior (S - 1) y .(S + 1), respectivamente. La parte superior de la figura corresponde a la señal principal y la inferior al eco debido a una reflexión. Se trata, por tanto, de la misma señal pero el eco llega a la antena del receptor con un retardo Tr. Entre los tiempos T1 y T2 se realiza la detTlódulación del símbolo S, pero obsérvese que dentro de este espacio de tiérnpo el demodulador identifica durante un tiempo T, dos ·Símbolos: el directo S y el anterior (S - i }. Esto supone una interferencia entre símbolos que da lugar a una demodulación errónea. Intercalando el tiempo de guarda (T) entre cada dos símbolos (figura 7.4), aunque al receptor le llegue un eco éste queda fuera Je1tiempo de demodulación, por lo que sólo se procesa la Información procedente tanto del rayo directo como del reflejado, que en es.te caso es la misma, puesto que durante el tiempo de retardo el eco posee el intervalo de guardia, sin información alguna. En resumen, no se produce interferencia entre símbolos distintos. Para que no se produzca interferencia entre símb.olós es preciso que los ecos de señal lleguen al receptor con un tiempo de retardo inferior al intervalo de guarda entre símbolos, puesto que de lo contrario sí se produce interferencia (figura 7.5). Se tiene pues un sistema de gran eficacia para evitar interferencias entre símbolos. Se puede pensar que empleando un intervalo de guarda muy largo protegemos al receptor de ecos con gran retraso, o de ecos múltiples. Esto es cierto, pero, sin embarg.o, cabe decir también que si el intervalo de guarda es muy largo se r.educe el tiempo útil de cada símbolo, puesto que como antes se ha dicho se debe cumplir la igualdad:

TT= Ts -f- T9 lo que supone una disr11inución de la velocid.ad binaria. La introducción del intervalo de guarda ha dado lugar a las denominadas Redes de Frecuencia Única o SFN (Single Frecuency Networks), que permiten transmitír el mismo programa, por el 149


-

-

" ' 1 - - --

.~ ·§-

~

Símbolo

1

~-[L_~(S_-_1?~....J..._r_g _~_ _s_ím_b_o_1o_s_

_ +_r_g~1-...:.(_s _+~1)~ - -

..••

•• ••

7.4 Al introducir un intervalo

Símbolo (S-1)

de guarda entre dos símbolos consecutivos, sin información alguna y con una duración mayor que la del retardo del eco, durante el tiempo de evaluación el receptor sólo procesa el símbolo S(tanto el principal como el del eco), que contienen la misma información.

Tg

- -~- ..

.

•

1c:

°'

Simbo/o (S + 1)

,~

:•

-·o"'

Tg

Símbolo S

: r, . .:•• i Tiempo de evaluación i

T,

al

1 Simbo/o

1

T0 > T,

c,.1----~

e::

(/) .&

Simbo/o T (S- V g

Simbo/o Tg . (S+ 1) 1

Símbolo S

.•• •

Símbolo Tg (S-1)

7.5 Si el intervalo de guarda es inferior al de retardo del eco, también se produce interferencias entre el símbolo S principal y el (S - 1) del eco.

T, :

-.-....:-¡---:¡.... ~[- -

Tg

Símbolo S

Símbolo (S+ 1)

T,

- -~ -

•

.]j.empo de evaluación,..¡ •

Tz

mismo canal, desde transmisores situados en un mismo territorio, con la única condición de que el retardo entre cualquiera de las señales transmitidas sea inferior al intervalo de guarda. Dicho con otras palabras: considerando dos o más emisores en un mismo territorio, cuyas señales iguales pueden llegar a un mismo receptor como si se tratara de ecos, al tratarlos como tales el receptor sólo demodulará una de ellas. Si no fuera así la única solución posible sería la de emitir por canales distintos, lo que supone un mal aprovechamiento del espectro radioeléctrico. En la figura 7.6 se ha dibujado el diagrama de bloques de los circuitos constituyentes de un transmisor de televisión digital terrestre, en el cual se aprecia la disposición del modulador COFDM y el de inserción del intervalo de guarda; el circuito posee otros circuitos, anteriores y posteriores, que se describen a continuación.

Trama de rransporte MPEG-2

Inversión efe sincronismo y dispersión de energia

Codificador Reed Solomon

188-204

Entrelazado

Codificador de Viterbi

Modulador COFDM

Inserción del intervalo de guarda

Convertidor dlgltal a analógico

Modulador portadora de cana/de UHF

Emisión canal COFDM

7.6 Proceso de modulación COFDM de una señal de televisión digital terrestre.

INVERSOR DE SINCRONISMO Y DISPERSIÓN DE ENERGÍA La trama de transporte MPEG-2 que consta, como se ha expuesto en el capítulo anterior, de i byte de sincronismo, 3 de cabecera y i 84 de datos, se aplica primero a un inversor de sincronismo y de dispersión de energía.

150


Esto tiene por finalidad cumplir con la regulación establecida por la ITU y asegurar transiciones binarias correctas que eviten interferencias. Así pues, los datos de entrada MPEG-2 .se aleatorizan según el esquema de la figura 7.7. El bit de sincronismo de la trama MPEG-2 es 01000111, y para inicializar la aleatorización se invierte cada 8 bytes, pasando a ser 10111000. El circuito aleatorizador consta de tres partes: • Un registro. c;Je desplazamiento de 15 bytes, .que se inicializa con la secuencia 10010101000000. • Una puerta OR-Exclusiva (o circuito sumador). • Una puerta AND. El registro de desplazamiento es del tipo FIFO (First-ln/Fírst-Out); es decir, un registro de desplazamiento en serie donde los bits de salida sig,uen el mismo orden que los de entrada. Cuando está presente el byte de sincronismo invertido (1011100.0) se carga la secuencia de inicialízación en el registro de desplazamiento. El proceso se inicia eon el byte que sigue al de sincronismo invertido, ya que éste no se aleatoriza. El proceso continúa hasta que se detecta un nuevo byte de sincronismo invertido, es decir, después de haber recibido 7 bytes de sincronismo no invertido (01000111). La aleatorización no se aplica a los bytes de·sincronismo no invertidos, con objeto de mantener las funciones de sincronización del sistema. Para ello no se detiene el proceso de generación de la trama seudoaleatoria, sino que se inhabilita durante la presencia de dicho byte llevando la entrada enable de. la puerta AND al potencial de masa. Estos bits se aplican a una puerta ANO (figura 7.7), cuya sa.lida..está en el mismo nivel que su entrada, conectada al registro de desplazamiento siempre que su otra entrada (enable) esté en nivel alto. Es decir, la entrada enable de esta puerta ANO inhabilita o habilita el proceso. La ínhabilitación se lleva a cabo, como ya se ha dicho, cuando está presente un byte de sincronismo no invertido. La puerta OR-Exclusiva 2 suma las secuencias seudoaleatorias procedentes de la puerta ANO con los datos desaleatorizados/aleatorizados MPEG-2. Su salida será1 por tanto, la de datos aleatorizados/desaleatorizados. El mismo esquema se utiliza_como aleatorizador y como desaleatorizador. Efectivamente, si en la puerta OR-Exclusiva 1 se introducen datos aleatorizados se obtienen desal~atorizados y viceversa. El proceso de aleatorización debe estar activo incluso cuando no hay señal digital a transmitir, pues de lo contrario el modulador emitirá una portadora sin modular, g_ enerándose una dispersíón de energía similar á la que se producía en las emisiones analógicas de FM al sumar a la señal de vídeo una onda triangular de dispersión de energía.

Jnicializacian de la secuencia:

1 OO 1 O 1 O 1 OOOOOOO

iiiiiiii iiiiii

Registro de desplazamiento FIFO de 15 bits· Bitenº 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

1 \

) 2)

Salida de datos ateatorizadbs/ desalea.torizados

1

Enable

Enl{ada de,datós desa/eatorizados/ a/eatorizados

7. 7 Circuito aleatorízador de la señal digital.

151


CODIFICADOR REED-SOLOMON 188-204 A continuación la señal pasa a un codificador Reed-So!omon, donde a los paquetes de información, de longitud 188 bytes, se les añade 16 bytes de redundancia, dando lugar a paquetes de 204 bytes de longitud. Los 16 bytes de redundancia se generan a partir de los bytes de cada paquete. Los 16 bytes de redundancia sirven para que en el receptor se detecten y corrijan hasta 8 bytes erróneos por paquete

ENTRELAZADO Los paquetes de datos, protegidos por el proceso de codificación Reed-Solornon, se someten a un proceso de entrelazado o ínterteaving, cuya finalidad es evitar ráfagas de errores consecutivas. En la figura 7.8 se puede ver, de forma muy simplificada, el proceso de entrelazado y desentrelazado. Consiste en repartir las ráfagas de errores por el paquete, siendo tratadas como errores individuales, por lo que pueden ser detectados y corregidos en el receptor. El circuito entrelazador ordena la secuencia de símbolos. Los parámetros del dispositivo son

B yM. M tiene, en el sistema de televisión digital, un valor de 204, que es el número de bytes por paquete. B se define como la profundidad del entrelazador o mínima separación de salida, para dos símbolos cualesquiera que estén separados por menos de M símbolos a la entrada del entrelazador. En televisión digital es de 12. Cualquier ráfaga de errores consecutiva, insertada en el canal de transmisión, da como resultado errores individuales a la salida del entrelazador. Los bytes de sincronismo y los de sincronismo invertido se redireccionan por la. rama cero del entrelazador, correspondiente a un retardo nulo (figura 7 .8). 8-1 M

M

j

2M

,·

\

.

•

.'

~

. (B·1)M l º\'---'-"-'-'-"'-----' Codificador

Cana/de transmisión

..

,

,, \\ ',

. 2M

.

M

!

:\

.. ~

1

Decodificador

7.8 Representación simplificada de la codificación y decodificación durante el proceso de entrelazado.

CODIFICADOR DE VITERBI El denominado código convolucional de Viterbí, o simplemente código de Viterbi se emplea para proteger contra errores a señales digitales con baja relación C/N (relación portadora/ruido). El código de Viterbi permite varios niveles de protección, con diferentes tasas binarias. En la figura 7.9 se ha dibujado el esquema de un codificador de código de Viterbi de longitud 7, es decir, de 7 bits. Consta de un registro de desplazamiento de bits, cuyas salidas se distribuyen.en dos ramas: 1 y Q. Cada una de estas ramas se aplica a sendos circuitos sumatorios que realizan la función lógica EXOR. Los datos de entrada que se aplican al registro de desplazamiento se suman de la siguiente forma según rama:

Rama /: Suma los bits que en cada instante se encuentren en las posiciones O, 2, 3, 5 y 6 del registro de desplazamiento. 152

TELEVISIÓN D1GITAL TERRESTRE

Ram-a

© 0010101111001

: ol 1l2 13l4l5l 61 ~

Registro de desplazamiento de 7 bits

© Rama O

0010010010111..

0011000111110

7.9 Codificador de Viterbi 1/2.

Rama Q: Suma los bits que en cada instante se encuentren en las posiciones O, 1, 2, 3 y 6 del registro de desplazamiento. Como resultado de-este proceso, p.o r cada bit de entrada se obtienen dos bits (uno en cada salida), por lo que este código recibe el nombre de código de Viterbi 1/.2. A partir del código1/2 es ·posible la obtención de los códigos 213, 3/4, 5/6 y 7/8, lo que hace al sistema flexible para optimizar la tasa binaria. En el código de Viterbi los bits no se generan a partir de otros de manera secuencial, ya que cada bit depende de. los anteriores y siguientes, es decir, tiene memoria. Se trata, por tanto, de un código de protección contra errores de rnemoria. Una vez terminado el largo proceso al que se somete a la señal de vídeo desde que se convierte a digital, ésta se convierte nuevamente a analógica pa:ra modular una portadora de UHF que pueda transmitir dicha información hasta el receptor (figura 7.6). Como resulta evidente, dicha Información no puede ser interpretada por ningún receptor de televisión estándar, ya que se precisa de los correspondientes decodificadores que restituyan la señal de vídeo analógica original para poder visualizarse en pantalla.

NORMA ETSI PARA LAS EMISIONES DE TELEVISIÓN DIGITAL TERRESTRE La norma para la televisión digital terre.stre definida en el proyecto DVB ha sido aprobada por la ETSI (European Telecomunications Standard lnstitute), siendo sus características más importantes las.siguientes:

• Ancho de banda del canal: Se establece un ancho de banda de 7 ,61 MHz, algo inferior al ancho de banda de los canales de televisión analógica, de 8 MHz. ~ Número de portadoras: Se han establecido dos posibilidades para el número de portad.oras: la 2K (con 1 .705 portadoras) y la 8K (con 6 817 portadoras). Con un número de portadoras 2K el período de símbolo es pequeño y, por lo tanto, también lo es el intervalo de guarda. Se trata de un sistema que puede utilizarse en zonas donde el número de ecos que se pueda generar.sea pequeño. Con un número de portadoras 8K el período de símbolo y de.intervalo de guarda es mayor, por lo que resulta idóneo para transmisiones en zonas donde se produzca gran cantidad de ecos. • Separación entre portadoras: En el sistema 2K la separación entre portadoras es de 4.464 Hz, resultado de dividir el ancho de banda del canal (7,61 MHz) por el número de p.ortadoras que se emiten. En el sisten1a 8K la se.paración entre portadoras es menor, de tan sólo 1.116 Hz. pues es mayor el número de éstas que se emiten (7,61 MHz : 6.817 = 1. 116 Hz). • Duración útil del sfmbolo: 896 µs para.el sistema 8K y 224 µs para el 2K. Estos valores corresponden a los períodos de las portadoras es decir, a 1/1 .1 16 Hz y a 1/4.464 Hz, respectivamente. • Duración del intervalo de guarda: La duración del intervalo de tiempo se establece entre la cuarta y la treintaidosava parte de la duración útil del sírnbolo. 0

153


•

• • •

• •

Según esto, en el sistema 2K la duración _del intervalo de guarda queda establecido entre 7 y 56 µs, mientras que en el 2K queda comprendido entre 28 y 224 µs. Duración total del símbolo: La duración total del símbolo, es decir, la suma de la duración útil del símbolo y la del intervalo de guarda se normaliza entre 231 y 280 µs para el sistema 2K y entre 924 y 1.120 µs en el 8K. Codificación de bloques: Reed Solomon 188-204. Velocidad de código convolucional: Viterbi 7/8. Máxima velocidad de símbolo: La velocidad de símbolo depende del intervalo de guarda y del código escogido. La máxima velocidad de símbolo se consigue con el intervalo de guarda más pequeño y el código menos potente, de lo que se deduce que a mayor velocidad de símbolo la protección del canal es menor. La velocidad de símbolo puede variar entre 2,49 Msímbolos/s y 5,28 Msímbolos/s. Modulación de /as portadoras: Cada una de las portadoras se modula en QPSK, 16QAM o 64QAM . Relación C/N: La relación entre portadora y ruido depende del Intervalo de guarda y del código escogido. Para los diferentes tipos de rnodulación la relación C/N adquiere los siguientes valores: Modulación QPSK: Entre 3, 1 y 16,.3 dB. Modulación 16QAM: Entre 8,8 y 22,8 dB. Modulación 640AM: Entre 14,4 y 27,9 dB. Como se puede comprobar, incluso para el caso más desfavorable de la modulación 64QAM, la relación C/N es considerablemente menor a la que necesita un canal analógico del sistema PAL, lo que permite menor potencia de emisión que la necesaria en los canales analógicos, para el mismo alcance.

Para finalizar diremos la velocidad binaria que se necesita para transmitir una señal de televisión de alta definición es de unos 24 Mb/s, de 12 Mb/s si la transmisión se realiza en PAL Plus y de 6 Mb/s si la transmisión se realiza con el sistema PAL estándar. La modulación COFDM empleada en la televisión digital permite, con tan sólo un ancho de banda de 7 ,61 MHz modulada en 64QAM, la emisión de un canal de televisión de alta definición, dos con calidad PAL Plus o de cuatro canales PAL estándar, así como varios canales de sonido y datos. Como se puede comprobar, supera a la televisión analógica, en la cual sólo es posibl13 la emisión (con un ancho de banda de 8 MHz) de un canal de imagen PAL estándar, dos de sonido y uno de datos (teletexto).

154

Televisión digital vía satélite

GENERALIDADES El proyecto DVB para la televisión digital-, especifica una serie de particularidades para las transmisiones vía satélite, pero manteniendo todas las norn1as que puedan ser comunes a las transmisio::. nes vía terrestre y por cable, tal com·o se estudia en este capítulo. Para en1pezar diremos que las particularidades de la televisión digital vía satélite están motivadas por el medio de transmisión. . Efectivamente, en las transmisiones vía satélite, el satélite transmisor emite señales. con una potencia muy baja, el medjo por el que se transmite presenta.una fuerte atenuación de las señales (que puede superar los 200 dB en el enlace descendente) y Ja presencia de uh fuerte ruido atmosférico, en particular en las capas altas de las atmósfera. El sistema de televisión digital vía satélite está diseñado para la transmisión de varios programas de televisión en definición normal o alta definición, empleando satélites de comunicaciones en las bandas FSS y DBS. ·

SISTEMA DVB PARA TRANSMISIÓN DE TELEVISIÓN DIGITAL VÍA SATÉLITE En la figura 8.1 se ha dibujado el diagrama 'de bloques de un modulador que sigue las recomendaciones del sistema DVB para la transmisión de señales de televisión Vfa satélite. Comparando este esquema con el de la figura 7.6 de la transmisión vía terrestre se. aprecia que existen bastantes etapas comunes; c0ncretamente las correspondientes al formato MPEG-2, inversión de sincronismo, dispersión de energía, protección contra errores de código de bloque (Reed Solomon), entrelazado y codificador de Viterbi. El sistema de modulación es, sin embargo, diferente, ya que mientras en la transmisión terrestre se emplea un mcdulador COFDM, la de vía satélite utiliza un modulador OPSK (Quadrature Phase Shifi Keying) o modulación por variación de fase. El sistema de modulación por variación de fase es inmune a las variacio.nes de amplitud de la señal y, por tanto, al ruido atmosférico. Como inconveniente tiene la pér-dida de eficiencia espectral o pérdida en la cantidad de símbo!ós que se transmiten por hercio y que requiere un ancho de banda relativamente alto (30 MHz). En las páginas que siguen se expone el funcionamiento y características de los nuevos circuitos que se utilizan en este tipo de transmisión, ya que los restantes., es decir, todos·aquellos . que son comunes a las transmisiones terrestre y por cable s.e han tratado en el capítulo anteri0r de esta obra y, por lo tanto, no cabe añadir-nada nuevo a lo allí expuesto. Trama de transporte MPEG-2

Inversión de sincronismo y dispers/6n de energía

Codificador Reed Solomon 18?-204

X Entrelazado

-

Codificador de Viterbi

y

Filtro de Nyqulst Ro/1-off Q.35

I Q

Modulador QPSK

Salida

8.1 Proceso de modulación OPSK de una señal de televisión digital vía satélite. 155


FILTRO DE NYQUIST Cuando se trabaja con señales digitales, es decir, con señales formadas por una onda fundamental senoidal y todos sus armónicos, el ancho de banda del sistema puede afectar seriamente a la información, aun siendo la frecuencia de los impulsos inferior a la del ancho de banda del sistema. Por este motivo, en la salida del codificador de Viterbi se dispone un filtro paso bajo para limitar el ancho de banda de la señal que se aplica al modulador OPSK (figura 8.1) dentro de unos límites adecuados para la transmisión. El filtro es del tipo Nyquist, de coseno alzado, con el fin de minimizar la interferencia entre símbolos. En la figura 8.2 se ha dibujado la curva de respuesta de este filtro. El parámetro que determina el filtrado es el ,,ro/1-off>,, es decir, el porcentaje del ancho de banda en exceso que es preciso ocupar con respecto al ancho de banda del filtro ideal. En las transmisiones de televisión digital vía satélite dicho exceso es de un 35 % (figura 8.2). Efectivamente, en la figura 8.2 se ha dibujado la curva de respuesta de un filtro paso bajo de coseno alzado, cuyo ancho de banda es Ab, siendo fes la frecuencia ele corte superior del filtro, es decir, la frecuencia a la cual la amplitud de la señal de salida pierde 3 dB. Obsérvese en dicha figura que el ancho de banda se prolonga más allá de la frecuencia de corte en un porcentaje del 35 %, siendo el ancho de banda total de 1,35Ab. Aunque las amplitudes de las señales por encima de la frecuencia de corte superior están atenuadas por encima de 3 dB, ello no quiere decir que no pasen hacia el modulador, y como corresponden con los armónicos de la señal fundamental, se logra una limitación del ancho de banda del sistema sin que afecte al contenido de la información digital. · Este incremento del 35 % del ancho de banda del sistema se ha determinado tras estudios y simulaciones previas a la normalización de las transmisiones.

MODULADOR QPSK En el diagrama de bloques de la figura 8.1 se tiene, a la salida del filtro de Nyquist, dos señales en fase y cuadratura, denominadas I y O, que son las que modulan en OPSK a una portadora. La señal I es la que está en fase (In phase) con la portadora, mientras que la señal O (Quadrature) modula a la portadora en cuadratura (90º). Para el estudio de este tipo de modulación conviene analizar previamente el funcionamiento de una modulación BPSK (Bipolar Phase Shift Keying), con ayuda del esquema de bloques de la figura 8.3. Antes de empezar el estudio diremos que la modulación BPSK se utiliza sólo en comunicaciones móviles, mientras que la OPSK se emplea casi exclusivamente en servicios fijos. En la modulación digital BPSK la fase de la portadora adopta dos valores, es decir, dos símbolos (uno por cada bit). La entrada de datos se aplica a un comparador bipolar, donde el flujo de datos unipolar (formados por O y 1) se convierte a bipolar (-1 y 1, respectivamente). A (dB) ~ - - - - --3d8

--...

Entrada de datos

-- - --------------- - --

~bJ...

Comparador bipolar

~J

Doble mezclador balanceado

. fp

veo

fes

Ao

...,..

0,35A..._

1,35A

8.2 Respuesta de un filtro de baja frecuencia tipo Nyquist para recepción de señales de televisión vía satélite. 156

DIJ 8.3 Modulador BPSK o de dos tases.

180J o· Filtro

BPSK

TELEVISIÓN DIGITAL VÍA SATÉLITE

Los datos, en formato bipolar, se aplican .a un 180° - - ----e--- - - . Oº double balanced mixer (figura 8.3), donde modulan un-a. portadora, de frecuencia fP generada por un 8.4 Diagrama vectorial ideal de un modulador oscilador de cristal. BPSK. De esta forma se Obtiene un despJazamiento de fase de 180° de la señal del oscilador local cuando el símbolo es 1, y en fase.(0°) cuando el símbolo es 180º O· ·············• ··············O Oº -1. En la figura 8.4 se ha dibujado el diagrama fasorial de la señal de salida del mezclad.or y en la 8.5 8.5 Diagrama de constelación ideal el diagrama de constelación ideal, ·es decir, el diade un modulador BPSK. grama que relaciona los diferentes estados de amplitud y fase (símbolos de las señales I y O}. Así pues, en la rnodulación BPSK se obtiene una portadora en fase· con la de la frecuencia del oscilador local cuando se tiene el símbolo 1, y una portadora desfasada 180º con respecto a la fase de la señal del oscilador local cuando se tiene el símbolo -1 . La señal BPSK' se aplica a continuación a un filtro de salida, con el fin de evitar interferencias entre símbolos individuales. Mientras que en la modulación BPSK (de dos fases) se trabaja con bits individuales, en la de cuatro fases (OPSK) se uti.lizan parejas de bits. En el modulador QPSK las parejas de bits se separan en dos parejas de bits paralelas en un convertidor serie a paralelo (figura 8.6).

O" O" .

180° Comparador bipolar

ar

i!o o

\o1 Entrada de datos ,,

L1_

JBO~ Mezclador

-oo 1

.,,,

Bit par

45° y35•

veo

1

10 [1 1

-

225º

'"

Convertidor ·serie/paralelo

101 90°

-o

L

_315~

-

FiltiQ

1 ""

QPSK

•'

1 Bit lmp_ar

o _1_

Comparador bipolar

---1 ... 1 ·1 _1_

Mez·c/ador

rg(i -90" 90" --90°·.

8.6 Modulador QPSK o de cuatro fases.

Los bits pares se convterten en un comparador bipolar (al igual que el modulador BPSK), en un flujo de datos que se mezclan con la portadora .en un double balanced mixer. Los bits impares se tratan de la misma for'rna, con la úniea diferencia de que la portadora aplicada al mezclador está desfasada 90° respecto a la portador.a de la rama de los bits pares. Las señales de salida de los mezcladores (Oº, 90°, í 80° y -90º)' se combinan en una etapa sumadora (2, en la figura 8.6), de forma que se producer,i las posiciones de fase de 45°, 135°, 225° y 315°. En la figura 8. 7 se puede ver el diagrama fasorial de las fases obtenidas .en la salida del sumador.

•

157


Q

8.7 Diagrama vectorial ideal de un modulador OPSK.

135°

45º

225º

315°

Cada pareja de bits se corresponde con uno de los desfases citados, tal como se ilustra en la figura 8.8, donde se ha dibujado el diagrama de constelación ideal del n1odulador. Finalmente, la señal de salida se aplica al correspondiente filtro que evita la interferencia entre símbolos. Los sistemas de modulación descritos son de amplitud constante ya que lo que determina cada información es la fase de la portadora. Por este motivo las modulaciones por desplazamiento de fase son insensibles a interferencias y ruidos. Q

00

I

8.8 Diagrama de constelación ideal de un modulador OPSK.

ANCHO DE BANDA Y ESPECTRO DE FRECUENCIAS DE LA MODULACIÓN QPSK Según el criterio de Nyquist, el ancho de banda necesario para transmitír una señal digital en banda base es. como mínimo, la mitad de la velocidad de transmisión. El ancho de banda para las modulaciones por desplazamiento de fase se calcula con la expresión: A1)

Máximo flujo binario

=- - -- - - -- - - - - x ro/1-off Número de bits por símbolo

En el caso de una modulación en cuadratura (QPSK) el factor ro/1-off vale, como se ha dicho antes, 1 ,35. Con estos datos es posible determinar la velocidad total de transmisión, es decir, la máxima tasa binaria. Efectivamente, considerando un ancho de banda del transpondedor de satélite de 37,i 25 MHz a 3 dB, su tasa binaria tendrá un valor de: Máximo flujo binario

158

=

Ab x 2 símbolos 1,35

= 55 Mbits/s

TELEVISIÓN DIGITAL VÍA SATÉLJTE

La máxima tasa binaria útil incorpora, como se ha visto en el capítulo anterior, la protección contra errores, por lo que deben eliminarse estos bits redundantes para conocer el valor de la tasa binaria útil. Así, empleando una codificación convolucional de Viterbi 3/4 y una codificación de bloques fija 188-204 (Reed Solomon), la velocidad de información útil del ejemplo que hemos expuesto tendrá un valor: Máxima tasa binaria útil = Máxima tasa binaria x

-!-·-

x

~~:

- 38,01 Mbits/s

Para finalizar, en la figura 8.9 se ha dibujado el espectro de frecuencias ideal de una modulación OPSK, y en la 8.1O el espectro de. frecuencias real.

A (dB)

A ~

~

J.

(dB)

--

-

._ f..

ir

"

1-

~

-

1

'

1-

.

' ~

36MHz_ ~

8.9 Espectro de frecuencias ideal de una modulación OPSK.

r- ' '

\

,1

-

+

//MHz)

8.1O Espectro de frecuencias real de una modulación OPSK.

159

•

Televisión digital por cable

INTRODUCCIÓN El tercer sistema de.transmisión de señales de televisión digital es por Cc;ible. Este sistema presenta 'el in0onveniente del lirr1it a.do ancho de banda del espectro de frecuencias utilizado para la transmisión de las señal.es. Como ventaja destacable diremos que la atenuación que sufre la séñal en este rnedio de ttansmisión es .pequeña y que la relación señal/ruido es elevada. Utiliza el sistema de modulación QAM (QUadrature Amplitud Modulation), que proporciona una gran eficiencia espectral por la inclusión de información mediante la modt;lación de la portadora en amplitud y en fase.

SISTEMA DVB PARA TRANSMISIÓN DE TELEVISIÓN DIGITAL POR CABLE En la figura 9.1 ·se ha dibujado el diagrama dé bloques ele un modulador que sigue las recomendaciones del sistema DVB para la transmisión de señales de televisión vía cable. Comparando dicho esquema con los corresponqientes a la televisión digital terrestre y por satélite, estudiados en los capítulos anteriores de esta obra, se puede apreciz,.r que algunos bloques son comunes a los tres sistem,;1s; concretamente los del formato MPEG-2, inver-sión· de energía y aJeatorización, la codificación Reed Solomon 188°204 y el entrelazado., por lo que remitilnos al lector a d(chos capítulos para completar la información que a continuación se expone.

.

Trama de transporte MPEG-2

Inversión de sincronismo y dispersión de energía

Codificador Reed Solomon f88-204:

X Entrelazado

Codificador diferencial

y .

Filtro de Nyqu{st Ro/1-off O, 15

1 Q

Modulador 64QAM

..

Sal/da

9.1 Proceso de ,nodulación 64·OAM de una señal de televisión digital por cable.

Destaca, comparando el esquema de bloques de la fi§ura 9.1 con los de las figuras. 7.6 (terrestre) y 8.1 (satélite), la eliminación en la transmisión por cable del codificador de· Viterbi.. La causa de esta ausencia se debe a que tas relaciones :señal/ruiqo son aquí·elev.adas, por lo que es innecesario dicho· circuito. En lo que respecta al filtro de Nyquist, que minimiza la interferencia entre símbolos, dirernos que en las transmisiones digltales por cable su ro/1-óff, o porcentaje del ancho de banda én exceso que es necesario ocupar con réspecto al -ancho de banda del fíltró ideal, es thferior al de la televisión digital vía satélíte. Exactamente un 15 % frente al 35 % de la televisión digital yfa satélite (figura 9.2). 161


A 1 {dB} 1----

-3d8

- -- - ----...

-- ------ --------------

9.2 Respuesta de un filtro de baja frecuencia tipo Nyquist para la recepción de señales de televisión por cable.

MODULADOR QAM El esquema de bloques de ra figura 9.3 pertenece a un modulador OAM. Los bits de información obtenidos del codificador Reed Solomon se traducen a símbolos en un convertidor de byte a símbolo y codificador diferencial. Estos símbolos son los que se emplean en la modulación QAM. El modulador QAM puede ser de 16, 32, 64 y 256 bits, dependiendo del número de bits que forman cada símbolo. Así, si el símbolo está formado por 4 bits el modulador debe ser del tipo 16QAM {2 4); si el símbolo tiene 5 bits el modulador debe ser 32QAM (25); si el número de bits de cada símbolo es 6 el modulador será 64QAM (26); y si es de 8 bits el modulador será 128QAM (28). En el esquema de la figura 9.3 se ha supuesto una información de 6 bits, que se divide en dos símbolos de 3 bits cada uno. El modulador utilizado en este caso debe ser, por tanto, el 64QAM. (000) Del codificador Reed Solomon (000000)

Conversor bit

simbo/o

X '

(000)

Mapeado

y

Filtro de Nyquist Ro/1.off O, 15

I Q

Modulador IQ

Salida

9.3 Diagrama de bloques de un modulador 640AM.

Estos dos símbolos se aplican, después de pasar por un circuito de mapeado y filtro de Nyquist, al modulador IQ. La entrada I del modulador modula a una portadora de radiofrecuencia con uno de los sín1bolos de 3 bits, mientras que la entrada Q modula a la misma portadora pero desfasada 90° (figura 9.4). El mapeado consiste en determinar, para cada símbolo, una amplitud concreta para las cuatro posibilidades I y O. En la figura 9.5 se ha dibujado el sistema de coordenadas cartesianas en el que se establece el mapeado de los símbolos. Obsérvese que el eje u ordenada Q está desfasado 900 en adelanto con respecto a la abscisa 1, puesto que la señal O modula a la portadora adelantada 90°. Los ejes I y Q se dividen en partes iguales, cada una de las cuales corresponde a una amplitud A de la señal. Así, se tiene desde la amplitud más pequeña, igual a la séptima parte de la amplitud máxima de la portadora (A/7), a la amplitud 7A/7 (o amplitud rnáxima A). Si los símbolos I y Q son 000, la amplitud de la portadora de RF obtenida en las líneas I y O será An (ambas positivas), pero la O adelantada 90 % a la 1 (figura 9.6). Al aplicar ambas portadoras moduladas al circuito sumador de salida (figura 9.4) se obtiene una señal única cuya amplitud es igual a la suma geométrica de ambas señales y cuya fase es, en este caso, de 45° por tener la misma amplitud (figura 9.6). Este fasor corresponde, por tanto, al bloque de entrada 000000. 162

TELEVISIÓN DIGITAL POR CABLE

+A

5A!7 3Af7

I

A/7 -IV/ -31>!7 ¡- 51>!7

Modulador/

.

L-A

veo

'º

..

-101

L

90º

+A 5Al7 3AIT A/7 -IV/

•

9.4 Los símbolos de fas

Q '

entradas/ y a modulan unas portadorasde rad;otrecuencia en fase y en cuadratura con la generada en el oscílador local.

Modulador Q.

-3AIT -5/Jll 1 -A

o 7A/7

_I

5A/7 3A/7 Afl -

- 1 --

I- -J.--I---I--

I-

-I-- - --1--

/

A/7 3A/7 5Af1 7A/7

-7Al7~5Af1-3/V7 -A/7

-A/7

- 3A/7 -5Af1

-7A/7

9.5 Sistema de coordenadas I y que, establecen.el mapeado de los.'Símbolos I y a del modulador GAM.

a

T Q

23 ~

AfT -3AR

-

•• ,QOOOQO

.

45"·

-1--1--1-M--l--,l<~;r--1--'-+- + - - , AfT

-SA/7

10.4 Resultantes obtenidas de la suma de las portadoras I y O, cuando ambas tienen el valor A7 (desfase de 45º) y cuando la portadora I tiene un valor -3A/7 y la O.de -5A/7 (desfase de 233°).

i63


Siempre que las amplitudes de las señales I y O sean iguales el desfase entre la señal resultante y cada una de las individuales será de 45°, aunque puede estar situada en cualquiera de ' los cuatro cuadrantes dependiendo de las polaridades de dichas amplitudes. Si las amplitudes de las señales moduladas I y O no son iguales, entonces la señal resultante (suma geométríca de ambas) no está desfasada 45°, tal como se puede comprobar en la figura 9.6, ya que en este caso la resultante tiene un desfase de 233° con respecto al origen y, por lo tanto, adquiere un valor negativo. En la figura 9.7 se han dibujado las 64 combinaciones posibles de la suma de las dos portadoras y en la 9.8, el diagrama de constelación ideal de este sistema de modulación 640AM. Cada una de estas 64 combinaciones representa una amplitud y una fase de la señal de salida. Q

• • •

• • • •

•

•

•

• 5A17

•

•

•

•

•

•

•

• JA/7

•

•

•

•

•

•

•

• A/7

•

•

•

•

- 7A/7 -!jAfl - JA/7 -A/7

9.7 Diagrama vectorial de las 64 posibles combinacion~s de amplitud de las portadoras I y a.

A,7

3N7 5Afl 7N7

•••

•••

• -AJ

•

•

•

•

• -J

• • • •

•

e

e

•-5A/

e

•

•

e

•

•

•

• -7A/

•

•

•

•

9.8 Diagrama de constelación ideal de la modulación 640AM.

ANCHO DE BANDA Y ESPECTRO DE FRECUENCIAS EN LA MODULACIÓN QAM El ancho de banda utilizado en las transmisiones de televisión digital por cable es de 7,9 MHz, es decir, prácticamente el mismo ancho de banda que el utilizado en las transmisiones de televisión analógica de la norma CCIR. En la figura 9.9 se ha dibujado el espectro de frecuencias ideal y en la 9. 1O el real. Para el cálculo del ancho de banda se emplea la misma expresión utilizada para la modulación OPSK (vía satélite): Máximo flujo binario

Ab = - - - - - - - - - - - x ro/1-off Número de bits por símbolo

A (dB)

T

A (dB) 1

,_

~

7,9 MHz_ ,..

9.9 Espectro de frecuencias ideal de una modulación OAM. 164

-

.

-

1(MHz)

9.10 Espectro de frecuencias real de una modulación OAM.

TELEVISIÓN DIGITAL POR CABLE

El resultado es, sin en1bargo, diferente. ya que en la modulaclón 640AM el nt'.1mero de bits por s1mbolo es de 6 y el ro/1-off del filtro de Nyqu,st de 1,15 Con estos datos es posible determlnar la velocidad total de transmisión, es decir, la n1áxima tasa binaria. Efectivamente. considerando el ancho de banda normalizado 7,9 MHz a 3 dB, su tasa binaria tendrá un valor de:

Máximo flujo binario =

Ab x 6 simbo/os 1, 15

x roll-off

La máxima tasa binaria útil Incorpora la protección contra errores, por lo que deben eliminarse estos bits redundantes para conocer el valor de la tasa binaria útil. Así, empleando una codificación convolucional de Vlterbl 3/4 y una codificación de bloques fija 188-204 (Reed Solomon), la velocidad de información útil del ejemplo que hernos expuesto tendrá un valor de:

3 Má>dma tasa binaria útil= Máxima tasa binaria x 4

188 x 204

= 38,01 Mbits/s

Está muy extendida la distribución por cables de señales digitales cuyo origen es una transmisión vfa satélite. Dado que esta última es una modulación OPSK con ancho de banda de 36 MHz, mientras que fa distribución vía cable es una modulación OAM con ancho de banda de 7,9 MHz, se hace necesario efectuar una conversión de uno a otro tipo de modulación cambiando al mismo tiempo el ancho de banda. En la figura 9.11 se ha dibujado el diagran1a de bloques de todo el proceso.

Señal de /elovís6n v/a solo/lle (~6MHzJ

Demodulador QPSK

55Mb/s

Decodificador 41,25 Mb!s Decodlllcador 38,01 Mbls Codificador 41,25 Mb/s Modulador Reed-Solomo11 64QAM de Viterb/ 314 Reed Solomon

7,9 MHz

Sol/da a cable

9. 11 Conversión de una señal de televisión digital vía satélite modulada en OPSK, a una señal de televisión dígital modulada en OAM para transmisión por cable.

Consiste, simplemente, en efectuar la demodulac1ón de la señal OPSK hasta obtener la información digital, cuya máxima tasa binaria útil es de 38,01 Mb/s. A partir de aqu! se procede a la modulación .en 640AM de esta información digital, obteniéndose el ancho de banda normalizedo para este tipo de transmisión (figura 9.11 ). Las normas CCIR de distribución por cable establecen un ancho de banda máximo por canal de 8 MHz, por lo que partiendo de este dato, la máxima velocidad binaria que puede transmitirse es:

Máximo flujo binario =

8 MHz x 6 sín,bofos 1, 15

41,74 Mb/s

165

•

El receptor de televisión digital

GENERALIDADES

El receptor de televisión digital debe tratar señales tanto analógicas como digitales, es decir, funciona para las señales analógicas exactamente ig.ual a un receptor de televisión convencional y, por otra. demodula y decodifica las señales digitales de vídeo y audio para convertirlas en señales ana1ógícas capaces de activar el TRC y el altavoz. El receptor digrtal demodula y decodifica las señales digitales, las cuales están moduladas de forma diferente según el medio de transmisión: Televisión digital terrestre: Modulación COFDM. Televisión digital vía satélite: Modulación QPSK. Televisión digital por cable: Modulación OAM. Debido a estos diferentes sistemas de modulación, un receptor digltal que pueda tratar los tres sistemas deberá incorporar los tres lipos de demoduladores para obtener la información digital en formato MPEG-2 que luego ha de convertir en analógica en el estándar de televisión que se utilice (PAL, NTSC o SECAM). En la figura 10. 1 se ha dibujado el diagrama de bloques de un receptor digital. La señal de entrada, procedente de la toma de usuario, se aplica en prirner lugar al sintonizador. cuya función es elegir el canal de televisión (terrestre, por cable o vía satélite) y convertirlo a una frecuencia Intermedia. De esta forma, al igual que en la televisión analógica, se limita el ancho de banda del canal y se evitan Interferencias con los canales adyacentes y la frecuencia de imagen. A continuación la señal se aplica al demodulador correspondiente al tipo de señal sintonizado (COFDM para la terrestre, QPSK para la de satélite o QAM para la de cable). Los demoduladores COFDM y QAM Incorporan un ecualizador. Se trata de un filtro digital para ecualizar el canal de distribución, ya que en estos dos tipos de señal emplean una modulación combinada de amplitud y fase. El siguiente paso es la decodi'ficación de protección contra errores. En este circuito se identffican y corrigen los bits erróneos producidos por el ruido que se incorpora en el .canal de trans-

u,.,,,.,

Tomado

Sln1qn1iaUar •-

Olmod
_____..

,.._

e:;::>

Tar¡ota

10.1 Diagrama de bloques de un receptor digítaf üp/co.

167


misión. Aquí también existen diferencias según el tipo de modulación: si la transmisión es vía satélite o terrestre el decodificador es del tipo de Vlterbi y de Reed Solomon, mientras que si es por cable es sólo Reed Solomon. La información digital, ya libre de errores, pasa al demultiplexor, directamente si se sintoniza un canal de libre difusión o a través de un circuito de desembrollado CSA (Common Scrambling Algoritm) si se trata de un canal de televisión de pago. Un~;' vez demultiplexada la señal digital, se decodifica digitalmente el programa elegido para obtener el formato MPEG-2 de las señales de audio, vídeo y datos, mediante los correspondientes decodificadores MPEG-2 {figura 10.1 ). Las señales digitales de audio, video y datos se aplican luego a los respectivos conversores digital a analógico, obteniéndose así las señales analógicas de audio, vídeo y de sincronismo, las cuales se aplican a un codificador para obtener la señal de televisión analógica en estándar PAL, NTSC o SECAM (según el país). La señal de televisión analógica es, a partir de este punto, tratada como tal en el receptor de televisión. Todo el proceso es controlado por un microprocesador, el cual recibe también la información contenida en el chip de una tarjeta o llave del decodificador, para que el desembrollador elimine el algoritmo de embrollado y pueda visualizarse el canal de pago. Para finalizar con esta descripción general del decodificador digital, diremos que para superfecto funcionamiento son necesarios niveles de la señal de entrada inferiores a los de la televisión analógica, siendo valores típicos los comprendidos entre -70 y -20 dBm.

RECEPTOR DE TELEVISIÓN DIGITAL TERRESTRE Un receptor de televisión capaz de recibir señales digitales y analógicas o receptor OVB-T ha de poseer, lógicamente, todos los circuitos de tratan1iento de ambos tipos de señales. En la figura 10.2 se muestra el diagrama de bloques típico de un receptor de esta clase. Consta de un sintonizador capaz de seleccionar todos los canales de UHF y de obtener la FI con la que trabajará el receptor. Esta FI puede tomar dos caminos: el primero de ellos es hacia los circuitos procesadores del sistema de televisión analógica que se utilice (PAL, NTSC o SECAM), tratando dichas señales de la forma clásica que se expone en el volumen sobre televisión analógica de esta misma enciclopedia.

COFDM

,.

Demodulador OAM

Demultiplexar

MPEG Decodificador

ACS

IF DVB

l_ ~

Sintonizador

Procesador ~ PAUNTSC/Sl:CAM

'

Procesador de audio digital

/\ 'v

Salida amplificadores de video

Salld8 • deaud,a canal lzquterdo

.~,rf1

Sal/da de audio canal derecho

10.2 Diagrama de bloques de un receptor de televisión digital terrestre o receptor DVB-T.

168

~

EL RECEPTOR DE TELEVISIÓN DIGITAL

El segundo camino es hacia un convertidor de las señales analógicas (córrespondientes a los canales digitales) en digitales, es decir, un circuito capaz de recuperar la información que contiene la FI modulada en COFDM, o modulación con un elevado número de portadoras moduladas cada una de ellas en OPSK o QAM (véase el capítulo de esta obra que expone el sistema de televisión digital terrestre). Sigue un circ.uito den1odulador QAM en el que se obtiene la señal digital a partir d.e las amplitudes y fases de la señal de entrada procedente del circuito COFDM . Dado que dichas señales pueden llevar inforrnación de varios canales, el siguiente paso consiste en la selección, mediante un circuito de demultiplexado, de aquel canal que se desea visualizar. La infonnaclón del canal a visualizar se aplica a continuación al decodificador MPEG, .que incorpora los circuitos ACS para el desembrollado de la información cuando el canal es de·pago. La salida del circuito decodificador MPEG es ya una señal analógica, con la información de vídeo, audio y de sincronismos de cuad~o y línea, que puede ser tratada por los circ.uitos analógicos del televisor. Por tanto, se aplica al procesador del sistema analógico PAL, NTSC o SECAM, es decir, la señal compuesta que se obtiene en la salida del decodificador MPEG tiene el mismo formato que las que proceden del sintonizador cuando se sintonizan canales analógicos, por lo que a partir de aquí será tratada con10 tal. Obsérvese en el diagrama de bloques de la figur.a 10.2 que dél procesador PAL, NTSC, SECAM, la señal se divide en dos: hacia los amplificadores de vídeo (para que estos activen al TRC) y hacia el procesador de sonido digital, en formato NICAM o con doble portadora, para activar los amplificadores de audio y éstos a los altavoces. En dicho esquema no se han indicado los c ircuitos de desvJaclón de línea y de sincronismo para no complicarlo innecesariamente, ya que lo que Interesa extraer de su estudio es la conexión en derivación de los circuitos digitales entre sintonizador y procesador PAUNTSC/SECAM. En las páginas que siguen se describen circuitos integrados de la firma P1-11uPs.utilizados para el tratamiento de señales de televisión digital.

SUBCONVERSOR PARA DVB-T En la figura 10.3 se ha dibujado el diagrama de bloques, y e.n la 10.4 el esquema de conexiones, del subconversor para DVB terrestre TDA9829T de la firma P1-11L1Ps. TOP:;:.

luner

DVB ~GC

AGC

tunerY'

edjust

adj.'

5.

12

18

DVB AGC
9

2fpe )',

AFC

DVB e.lllema/

'/

veo

..

8

14

16

control

15

10

1

TUNER AGC

I

1-

DVl3 AGC

!

AFC ·DETECTOR

veo

·

1WD

'

3

,.'->-- - f- 1 - - ~ DVB-IF -,,. DVB 4 input r->+------1v '

DVB MIXER

11

,.. DVB 2 V tp,p¡

IF fillitr

INTERNAL VOLTAGE STABILIZER

~ LOGIC

TDA9829T 19

17

1

vP

GN D

Vs,o

(5 V)

20

," 'J- Muteswi

6

2. 7 13

n.c.

..

AGCSWI

10.3 Diagrama de bloques del subconversor para DVB TDA9829T de PHtl!PS.

169


Vp (5 V)

AFC

tuner AGC

DVB

output

22K

'

-~11'

I

mute swilch

'

I

~

,

u19

18

e,

15

_,•

.

.

220

1

16

17

68

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10n

BC546 ' :;;

L, ••

~

UI

'

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10µ

22K

100n

CAGC ~ . 2µ2

20

Vp (51/)

14

13

12

11

7

8

9

10

1

'

i

DVBoutput 75S

! , '!\

TDA9829T 2

1

3

s

4

1

ne. ~.r?

VtF Input A

1 ~

51

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TOP

,-

3

-

4

6 >,.

ne.

2~"' \

.,,.

l

AGC switch

DVB AGCadjust DVB AGC extetna/

veo control

,

10.4 Esquema de conexiones del circuito integrado TDA9829T.

Este integrado se presenta en una pequeña cápsula de plástico SOT"l 63· "1, de 20 terminales. En la figura 10.5 se ha dibujado, a doble escala, esta cápsula, indicando sus dimensiones más importantes en milímetros. Se alimenta con una tensión continua comprendida entre 4,5 y 5,5 (5 V nominal). A la tensión nominal de 5 V, la corriente de alimentación de este integrado es de tan sólo 96 mA. En la figura 10.3 se aprecia que la señal de entrada, es decir, la FI de la señal DVB se aplica entre los terminales 3 y 4 del integrado, que son las entradas de un amplificador de FI de ganancia controlada por la tensión que le proporciona el circuito de AGC. Obsérvese que la tensión para el control de la ganancia del amplificador de FI se obtiene en el terminal del condensador electrolítico conectado entre el terminal 18 y masa, ajustándose automáticamente gracias a la realimentación de señal desde la salida (por el terminal 11). El terminal 9 recibe la tensión de ajuste del CAG, mientras que 9 es la entrada de la tensión externa del CAG. La ganancia total de los amplificadores de FI está comprendida entre 59 y 64 dB. El control automático de ganancia del circuito DVB utiliza un detector de pico. El valor de pico de la señal digital OAM es detectado y convertido a un valor constante para controlar la ganancia del amplificador de FI. -C-

f

=

e

rJ._____,

f ~-

· H --

Dimensión A

10.5 Dimensiones de la cápsula tipo S0T163-1 del integrado TDA9829T

170

Máxima Mlnima

D

E

H

b

e

2,65 13,0 7,6 10,7 0,49 0,32

--

12,6 7.4 10,0 0,36 0,23

e 1,27


La tensióh obtenida en el circuito de CAG sirve también para el control automático de la ganancia del sintonizador. Está tensión se .obtiene en el terminal 12 y puede ajustarse, mediante la resistencia de ajuste conectada entre el terminal 5 y masa, entre O y 13,2 V. B amplificador de FI está formado por tres etapas amplificadoras diférenciales acopladas en alterna. Cada una de estas etapas posee una red de realimentación controlada por emisor. La señal DVB-IF, qu.e se obtiene en la salida del amplificador de FI antes citado se aplica a un circuito mezclador (DVB mixer en la figura 10.3), donde se mezcla con la señal procedente de un oscilador controlado por tensión (VCO) y un divisor de onda progresiva (TWD). La frecuencia de oscilación del VCO depende de l.o.s valores del circuito resonante LC paralelo, conectado entre los terminales 15 y 16 del integrado (figwra 10.3); esta frecuencia de resonancia es igual al doble de la frecuencia intennedia más la frecuencia de símbolo. El control de la frecuencia. del veo se obtiene gracias a los condensadores variables integrados en el mismo chip. La frBcuencia generada varía según la tensión que aparece en dichos condensadores. Dado que esta tensión de control es de pequeño valor, el integrado dispone de un amplificador que a su vez la cor1vierte en corriente. En la frecuencia central la corriente de salida del AFC es nula. El detector para el control automático de la frecuencia proporcjona en el terminal 14 una tensión de control como consecuencia de su inte.graclón en el condensador de 100 nF, conectado entre dicho terminal y masa (figura 10.4). El divisor de onda progresiva (TWD) divide la frecuencia del oscilador por dos, siendo ésta la que se aplica al mezclador DVB. Como resultado de la mezcla de la DVB-IF con la señal procedente del circuito 1WD, se obtiene en la salida del mezclador la señal DVB, que finalmente es amplificada para salrr por el termihal 11 del integrado, es decir, el funcionamiento es idéntico al de un conversor, pero al trabajarse con señales de FI recibe, por ello, el nombre ele subconversor o subconvertidor para DVB. La tensión de salida en el terminal 11 del integrado, es decir, la señal DVB modulada en OAM, r uede ajustarse en + 3 dB (entre 1,8 y 2,4 V) mediante la variación de la tensión de ajuste aplicada al terminal 9 (figura 10.3), siendó su tensión de salída nominal de 2 V de pico a pico. A este terminal se conecta un transistor NPN en montaje seguidor de emisor, que adapta la salida a 75 n. (figura 10.4). B amplfficador puede forzarse al estado de muting conectando el terminal 20 a masa (figura 10.4). Si el terminal 6 se conecta a masa a través del Interruptor de CAG, el control de la ganancia pasa a ser externo, mediante una tensión aplicada al terminal 8. Por contra, si el citado interruptor se mantiene abierto, el CAG pasa a ser interno. Además, el circuito dispone de un estabilizador de.tensión interno, que genera una tensión de constante de 3,6 V que se utiliza como tensión de referencia interna, independientemente de la tensión de alimentación y de la temperatura El integrado TDA9819 de PHIUPS puede trabajar con el sistem.a DVB europeo y norteamericano, bastando para ello variar la frecuencia de resonancia del circuito LC del veo así como los valores de las frecuencias intermedias y de los símbolos, según los siguientes valores:

ova europea. Frecuencia del VCO (fvci"): 86 MHz .. Frecuencia intermedia (f¡F): 36, 15 MHz. Frecuencia de símbolo ((5): 6,9 MHz. DVB norteamericana. Frecuencia del VCO (fv00): 97 ,5 MHz. Frecuencia intermedia (f¡F): 43,75 MHz. Frecuencia de símbolo (fJ: 5,0 MHz. En el primer caso el circuito oscilante LC está formado por una bobin.a. ajustable L1 de 248 nH en paralelo con un condensador C1 de 5,6 pF, 111ientras que trabajando con señales DVB norteamericanas la bobina debe poseer un valor de 115 nH y el condensador de 15 pF. 171


Para el cálculo de las frecuencias del circuito oscilante L 1C2 debe tenerse presente la capacidad propia del VCO, entre los terminales i 5 y 16 del integrado, que es, según el fabricante, de 8,2 pF. Con estos datos y aplicando la fórmula de THOMSON:

se obtienen los valores de frecuencia antes citados. Efectivamente, si se utiliza este integrado para efectuar la subconversión de la señal DVB europea, se tiene: i

fvoo = - - ---.=======- -

1

- - - -- -;====-=,.....,=--==-e==--==-==-==-- = 86 MHz 2 X 3,1416 X ,/ 248 X i0-9 H X (8.2 X 10-12 F + 5,6 X iQ·l2 F El circuito lWD divide esta frecuencia por 2, obteniéndose una frecuencia de 43 MHz que, al mezclarse con la FI de 36,15 MHz obtiene la frecuencia de símbolo f5 : fvoo

86MHz

2

2

I 1

TOP ·~

:¡;¡.

~])-luner . ,.evAGC _ e&

'

AGC 6

19

28

TUNER I AGC

1

~~~

DVB AGe

ed¡usl

extema/

15

13

3

1

1

-•

1 2 4

ove

8

24

25

11

veo TWD ,-

FPU

3Q

V/F A

11

18

7

veo ,,~v- ad¡usl

..

control

'

TDA9819 /tlpu/lDVB switch

23

-/

veo

filler

,¡.

/'

extemol

loop .,. AFC

=6,85 MHz

DVB

.l

AFC DETECTOR

1 DVB VIF·AGC I AGC

'

- 36, 15 MHz

VIF DEMOOULATOP/ OVB MIXER

0-

f',...

V f'-.-

VIF SWITCH

s LOGIC

SIF

31 32

AM DEMODULATOR

/./

INTERNAL VOLTAGE STABILIZER

SIF MIXER

~

S/F·AGC FMDETECTOR (PU}

27

27

26 .

,e,

10.6 Diagrama de bloques.del 11tegrado ;~ TDA9819 de PH!UPS, amplificado, de FI de vídeo y audio mu/tiestándar

172

12

..... r

i'

l

O VP

g

8

¡e=

20 ~

17

4,5/5,5 MHz

¡en

¡-.

standerd

SW!lch

oss i~tercarrier ou/put

\

12

AF

¡ mute

10

V'

IF filler

y subconversor para DVB.

21

.t - •V

.

22 12

.

CVBS 2 V/Jl-,,J vfdtO lxltrer

AF

EL RECEPTOR. DE TELEVISIÓN DIGITAL

.'

AFC

22K 11

1

••

VIF/DVB

31

32

29

30

.

25

DVBOUT

330

~ ;126

MHz

l~

L 07

27

4,515,5

'J

'.)

28

AGC

560

,1:i

VIF I2µ2 GND n~ AGC'"'

'"

output 22K

input switch

3

tuner

;,

·1· 100n

S/F inp~ 1- 1:1 5 ,}--++ ~ --50_2_ ,~ ~+4~-

QSS

24

ton¡

23

22

21

20

19

18

17

10

11

12

13

14

15

16

TDA9819 1 VIF ~pu/A

'

3

4

5

1:1

-

' .,.

2

TOP 22K,

1

7

8

2 ,__,._ 4

>-

filler

1:1

Input 8 ,

Vp switch

-

so

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1

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1'--·-+,_s_ _ _ __ _ _ ___,

10µ

ó

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-
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-

CVBS }'-::8 _--,e=}---+ ...!';,

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., " v90 adjust

DVB

AGCox1vn>1

AGC"*""

Rx

-,

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DVB

1 ..

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•

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= 22µ

I

AFOUT 2K2

CAF

AFd,-emphps/$.

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-

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75

, J!!!

22K Vr . ,-,

Vp CVBS standard

•

V/F

9

-~: : n I~¡, ·~ 'ººPI ,,b

1 50

6

'

220

10.7 Esquema de conexiones del circuito integrado TDA9819,

Otro Integrado que cumple esta función de subconversor para DVB es el TDA9819, también fabricado por PH,uPs, cuyo diagrama de bloques puede verse en la figura 10.6 y el de conexiones en la 10.7. Se presenta en el mercado en los encapsulados S0T232- ~ y SOT2'87 -1. En las figuras 10.8 y 10.9 se han dibujado a tamaño natural ambos encapsL1lados. En el SOT232-1 se indican sus dimensiones en n1ilfmetros; el S0T287 -1 hemos preferido no acotarlo para que se aprecien mejor las din1ensiones reales de dicho integrado, y por que son las mismas que las del S0T163-1 (figura 10.5) salvo en su longitud D, que pasa a estar comprendida entre 20,3 y 20, 7 mm como consecuencia del mayor número de terminales del TDA9819.

i.-- - - o - '

.

32

- , ~- b r.n111

1

..

17 n

16

Dimensión Máxima

Mfnima

A o E b b, e I B1 3,8 29,4 9, 1 1,3 0,53 1 78 10,2 28,5¡ 8.7 (J,8 0,40 •

10.8 Cápsula SOT232-1 a esr;ala natural, con indicación de sus dimensiones principales.

173


10.9 Cápsula S0T287-1 a escala natural.

La tensión de alimentación de este integrado puede estar comprendida, al igual que el anteriormente descrito, entre 4,5 y 5,5 V (nominal, 5 V). Comparando el diagrama de bloques del TDA9819 con el del TDA9829T se puede comprobar que en lo que se refiere a la señal DVB el proceso de conversión para la obtención de los símbolos es 'el mismo. La diferencia se encuentra en el añadido de etapas pertenecientes a la televisión analógica. Efectivamente, en este integrado se tienen tres entradas de señal de FI: la de vídeo analógico VIF (por los terminales 1 y 2), la FI de DVB (por los terminales 4 y 5) y la de la FI de audio SIF por los terminales 31 y 32 (figuras i 0.6 y i O. 7). Las señales de FI de vídeo analógico y digital pasan a un conmutador de FI de vídeo (VIF switch en la figura i 0.6), mediante el cual se selecciona una u otra según el siguiente código de señales aplicadas a los terminales 9 y 30.

DVB M. 8/G y L

,

o o

o

digital

externo

externo

B

mute

no

SI

1

digital

interno

externo

B

mute

no

SI'

1

o

positiva

interno

PLL

A

AM

SI'

no

1

1

negativa

interno

PLL

A

FM

SI'

no

Tabla 10.1 Lógica de selección de señal de vídeo en el integrado TDA9819.

En la tabla 10.1 se considera nivel alto 1 el de la fuente de alimentación (5 V) y nivel bajo O el de masa (O V). Dichos niveles se obtienen mediante sendos conmutadores de dos posiciones dispuestos en los terminales 9 y 30 (véase figura 10.7). Así pues, cuando se recibe nivel O en el terminal 30 (potencial de masa) el circuito trabaja con señales digitales DVB, mientras que si el nivel aplicado a dicho terminal es 1, pasa a trabajar con señales analógicas. Trabajando en modo digital el control del veo es externo, utilizando el circuito resonante LC paralelo conectado entre los terminales 24 y 25 para la generación de la frecuencia de 86 MHz si se trabaja con estándar DVB europeo o de 97 ,5 MHz si se trabaja con el estándar norteamericano, es decir, exactamente igual que con el integrado TDA9829T, por lo que no repetiremos aquí conceptos ya tratados en las líneas anteriores. Cuando el nivel en el terminal 9 es alto (potencial de la fuente de alimentación), el circuito pasa al tratamiento de señales de vídeo analógico. En este caso debe además seleccionarse, mediante el conmutador standard (figura 1O. 7) el tipo de modulación: positiva y audio en AM (nivel O en el terminal 9) o negativa y audio en FM (nivel 1 en el terminal 9). Cuando se trabaja con señales analógicas el control del VCC es mediante un lazo PLL. Obsérvese en el diagrama de bloques de la figura 10.6 cómo la señal generada en el VCO se aplica a un circuito PLL que controla al oscilador. 174

EL RECEPTOR DE TELEVfSIÓN DIGfTAL

Destaca en el diagrama de bloques de la figura 10.6 el hecho de que el mezclador DVB cumple la función de demodulador de la señal de FI de vídeo analógico, es decir, que cuando este integrado trabaja con señales analógicas el c.itado circuito la desmodula, luego la a1T1plifica y se obtiene en el terminal 21 la señal de vídeo con un nivel de 1 V de pie.o a pico. La señal de audio, si está modulada en amplitud (estándar L francés) entra por los terminales 31 y 32 y se amplifica eh un amplificador de FI con CAG. De ahí pasa al demodulador de AM. La salida del demodulador de AM se deriva por un lado hacia el terminal de salida 12 previo paso por un amplificador de audio, y por otro hacia el circuito de CAG del amplificador de FI de audio. El condensador C8 AGc del esquema de conexiones de la figura 10.6 es, por tanto, el condensador integrador de la tensión de control de dicho amplificador. Si la señal de audio está modulada en frecuencia (estándares B/G y M), forma parte de la FI de vídeo, por lo que es primero amplificada en los amplificadores de FI y de allí se deriva hacia el mezclador de FJ de audio (SIF mixer en la figura 10.6), apareciendo la frecuencia intermedia de audio en el terminal 20 del integrado, tanto si se trata de sonido monofónico como estéreo QSS (Quasi Split Sound), en cuyo caso se aplicará a los circuitos adecuados de tratarniento de dicha señal. Para el funcionamiento de detector de FM-PLL se precisa un filtro cerámico de 5,5 (estándar europeo) o 5,5 MHz (estándar norteamericano) que filtra y elimina cualquier resto de la señal de vídeo que pueda acompañar a la FI de audio. Este filtro se conecta entre los terminales 20 y 17 del integrado (véanse figuras 10.6 y 1O. 7). El detector de FM está formado por un limitador, un circuito oscilador de relajación FM-PLL y un amplificador de audio, que es el mismo utilizado para la señal de audio AM. El amplificador de audio consta de siete etapas amplificadoras acopladas en alterna.

SINTONIZADOR Y DEMODULADOR DE ·SEÑALES DE TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE DVB Y DBS Cuando se trata de señales ·de televisión vía satélite DBS (Dlrect Broadcast Satellíte) el sintonizador debe ser capaz de sintonizar las elevadas frecuencias de transrr1isión utilizadas en este medio, que abarcan desde los 950 a los 2.200 MHz, tal como se verá al estudiar la televisión por satélite y satisfacer los estándares DBS y de televisión digital DVB (Digital Vídeo Broadcastíng). En las páginas que siguen se estudia un circuito de la firma PH1UPS que cumple estas condiciones, formado por tres integrados (figura 10.1 O). En este esquema se puede ver que las señales captadas por la antena, después de ser amplificadas y pasar por un flitro paso banda de 950-2.200 MHz·, se aplican a la entrada de RF del TDA801 O, rnezclándose con la señal de RF generada en un oscilador local. La frecuencia de este oscilador local está controlada mediante un circuito sintetizador de frecuencia (TSA5522) cuyo funcionamiento se ha descrito en páginas anteriores de esta obra. Recordemos, únicamente. que el sintetizador de frecuencía convierte las señales digitales proporcionadas por el bus de control en una tensión analógica que gobernará al oscilador local, del tipo veo. El bus de control es del tipo 12C, puesto que se trata de un circuito de la firma PHILIPS.

Con el fin de no alargar innecesariamente este capítulo, remitimos al lector al capítulo de esta obra que trata del control digital, a efecto de record.a r cómo se lleva a cabo la sintonización de canales con este sistema. ' La mezcla de las señales captadas por la antena con la que proporciona el oscilador local, da lugar a una señal de FI que es amplificada y aplicada a un filtro de tecnología SAW, que suprime las portadoras no deseadas, evitándose así interferencias entre canales {figura 10.1 O}. B arnplíficador de FI proporciona así una señal dentro de la gama de canales de UHF, siendo controlada su ganancia a partir de la.salida PWM del TDA8044. 175


,

M.~

//

...

[>-

r::;

'X,

,~i-0

'"'v 'X,

r, \

TSA5522

v,.,.

TDA8010 1I•.

switch output

SYNTHESIZER

"

~ /' •

SAW

•

c~:>5

TDA8042

•

AGC control

AGC ~ DET. L

1

Q

/

l

'"'v

PWMoutout TDA8044

\1/ SWITCH

.

.....

'= '

XTAL

ose:

./

\

.

ADC

ADO

AGC QPSK / BPSK DEMODULATOR .

<

~

FORWARD ERROR CORRECT/ON

'

e

fe-bus

10.10 Diagrama de bloques de un sintonizador demodulador de televisión vía satélite, preparado para la recepción

de señales de televisión digital.

La salidas del filtro SAW están conectadas a dos circuitos mezcladores, que forman parte del TDA8042M . Este integrado cumple la función, junto con el TDA8044, de demodulador y decodificador de las señales de UHF moduladas en BPSK (Bipolar Phase Shift Keying) o en OPSK (Quadrature Phase Shift Keying). En las líneas que siguen estudiaren1os con más detalle cada uno de estos integrados, El TDA801O (figura 10.11) es un circuito conversor de pequeña potencia para la sintonización de canales de televisión vía satélite. Se presenta en cápsula tipo SOT266-1 (figura 10.12). Su tensión nominal de alimentación es de 5 V, admitiéndose 0,5 V por encima y por debajo de dicho valor. A la tensión nominal de funcionamiento la corriente de alimentación es de 70 mA. Dispone de un circuito estabilizador de tensión interno para la alimentación del mezclador. 176


LOOUT2 LOOUT1

- 19

LOGND

OSC2

ose, OSCGND IFOUT2

20

18

t

~

<'

D1VIDE8Y2 PRE·SCALER

lO

-

OSCILLATOR

Ui

IFOUT1

12

OUTPUT SWITCH

ll

11

4 5

6

SWITCH CONTROL

7 IFAMP. ,

..

RFINPUT STA GE

+

o

14

3

1",

13

IFGND

. ,x l

17 16

2

STABILIZER

'

-;1 BUFFER

<

TDAB010M

RM;C

Vcc

se

8

9 ~

10

RFIN1 RFIN2

MGNO MOUT1

MOUT2 /FIN1 /FIN2

AGC

10.11 Diagran1a de bloques del circuito integrado 111ezcfadorloscifador, para sintonización de señales de televisión

vía satélite, TDA8010M de PHIUPS.

_ ..,..

20

::_;===-L

_ 6,6 6,4

.....-

¡..-

1

O, 32 0,20

1

lr___

~

11

i _, 6,6 6,2

o 1

1,2

1

0,65

10

10.12 Dimensiones de la cápsula S0T266-1

del integrado TOAB01 OM.

En la figura 10.13 puede verse el esquema de conexiones del integrado, cuyo funcionamiento es como sigue. Las señales de RF procedentes de la antena parabólica se aplican entre los terminales 3 y 4 (entradas de un amplificador de RF) a través de sendos condensadores de 3,3 nf Por trat~rse de señales de televisión vía satélite, el rango de frecuencias abarca desde los 700 a los 2.150 MHz (banda de Rala salida del procesador de antena). Estas señales de- RF, una vez amplificadas, se aplican al circuito mezclador para mezclarlas con las generadas por el oscilador local. La frecuencia de oscilación del oscilador local se controla mediante el circuito de diodos de capacidad variable (88833) de la firma SlEMENS, conectados entre los terminales 16 y 17 del Integrado (figura 10.13). Las bobinas L 3 son dos microcintas de 3,5 x 0,4 mm. La frecuencia de oscilación puede variar entre 1.380 y 2.650 MHz, según el valor de la tensión inversa de sintonización (VT) aplicada a los cátodos de los diodos de capacidad variable, cuyo valor está determinado por el sintetizador de frecuencia. 177


1;

LOOUT2 20

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LOOUT1 19

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2µ2

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12K

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22K carga de 50 S 8B833

12K

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3n3,. LOGND 18

22K

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L3

-11-

OSC1

1

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DIVIDEBY2 PRE-SCALER

1

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"

16

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22K

22K

3n3 150

Vcc

10n:

'"'

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....

IFOUT2 14

~

6 MOUT1

SWITCH CONTROL

7 MOUT2

Vcc 13

=IFGND

12

IFOUTI 11

OUTPUT SWITCH

TDA8010M

3n3 150

,,

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i

" u

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8 IFIN1

<

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RAGC Vcc

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88833

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2p7

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2p7

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.. 10.13 Esquema de conexiones del integrado TDAB010M.

Como consecuencia de la mezcla de las señales de RF con la del oscilador local, se obtiene una FI comprendida entre 60 y 625 MHz, siendo un valor adecuado el de 480 MHz, que corresponde al canal 22 de UHF. Recordemos que el ancho de banda de este canal de televisión está comprendido entre 4 78 y 486 MHz. Se obtiene así una conversión de los canales de televisión vía satélite en un canal de televisión terrestre en UHF. El canal sintonizado depende de la frecuencia generada por el oscilador local y del valor de la FI empleada. La FI obtenida en el mezclador sale del integrado por los terminales 6 y 7 y se hace pasar por un filtro paso banda de FI constituido por la bobina L2 (formada por 5,5 vueltas de hilo conductor desnudo, con un diámetro de 1,5 mm, y un par de condensadores cerámicos de 2,7 pF, mientras que la L1 está formada por 5,5 espiras de hilo desnudo de 5 mm de diámetro (véase figura 10.1 3). La FI correspondiente al canal sintonizado entra de nuevo en el integrado a través de los condensadores de 3,3 pF y de los terminales 8 y 9, sometiéndose a una amplificación. El amplificador de FI proporciona a esta señal una ganancia comprendida entre -30 y 40 dB, según la tensión obtenida en el circuito de GAG del integrado TDA8042 que se estudia en páginas posteriores. Si la tensión del GAG es de 0, 1 V, la mínima ganancia de tensión del amplificador de FI es de -30 dB. Si la tensión del GAG es de 0,9 V, la máxima ganancia de tensión del amplificador de FI es de 40 dB. Una vez amplificada la FI de 480 MHz, se aplica a un circuito conmutador de salida. Si el conmutador de control recibe un potencial de 0,8Vce por el terminal 1 del integrado, se selecciona una IF1, de 478 MHz. Si el conmutador de control recibe un potencial comprendido entre 0,2Vcc y 0,6Vcc• entonces se selecciona una IF2 de 480 MHz. En los terminales 19 y 20 se obtiene una salida del oscilador local, amplificada, para comprobaciones u otras aplicaciones. Para finalizar con el estudio de este integrado debemos decir que la firma PHIUPS fabrica un modelo equivalente, al que denomina TDA801 OAM, pero cuya disposición de terminales es, sin embargo, diferente, por lo que no son sustituibles en la placa de circuito impreso. La salida de FI del conversor TDA801 O se aplica a un filtro de onda superficial (SAW) o Surface Acoustic Wave (figura 10.1 O). Los filtros SAW se basan en la piezoelectricidad para convertir la energía que se propaga por la superficie de un cristal en energía eléctrica.

-

178


/DET

-

/FA IFB

~

GND1

19

GND1

18

VOLTAGE REFERENCE

17

5 6

VTH

-

4

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V

1

1% 90i

02

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'X., 'X.,

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OSCB

14 13

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n

15

1

9 10

OSCA

1

veo 4, r---..

OSCDIS

16

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8

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20

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3

VAGC

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ET

2

GND1

/OUT

1

~

12

11

TDA8042M

FD/\/(B)

10.14 Diagrama de bloques del demodulador en cuadratura TDA8042M, de PHIUPS.

El filtro SAW elimina las frecuencias de los canales adyacentes al sintonizado, por lo que resulta un excelente filtro de FI, ya que proporciona una excelente respuesta en fiabilidad, estabilidad y precisión, así como una gran robustez. Pasemos ahora al estudio del segundo integrado del circuito sintonizador y demodulador de señales de televisión vía s.atélite DVB y DBS de la figura 10.1 O: el TDA8042,. El TDA8042M es un integrado monolítico de tecnología bipolar de la firma PHIUPS, demodulador en cuadratura de señales BPSK y QPSK, que se presenta en cápsula DIL tipo S0T266-1 (figura 10.12). La tensión de alimentación de este integrado es, como el anterior, de 5 V, lo que permite utilizar la misma fuente de alimentación. La corriente de alimentación a la tensión nominal de 5 V es de 67,5 mA. En la figura 10.14 se ha dibujado el diagrama de bloques de este integrado que, como puede comprobarse, responde a la configuracióh típica de este tipo de demodulador, y en la figura 10.15 el esquema de conexiones. La señal de FI procedente del filtro SAW, que puede estar comprendida entre 350 y 650 MHz, se acopla a la entrada de un amplificador de FI (terminales 6 y 7 del integrado) mediante un par de condensadores cerámicos de 1O nF (figura 10.15). Este amplificador está controlado en ganancia, entre 21 y 29 dB, por la tensión VAGC aplicada al terminal 3. Obsérvese en el esquema de la figura 1O.15 que la tensión VAGC se puede regular entre O y 5 .V mediante un potenciómetro de 1 kQ. El condensador de 100 nF entre el terminal 3 y masa actúa de filtro para el rizado que pueda contener dicha tensión de control. En el caso que nos ocupa la FI es de 480 MHz. Con el ajuste de la ganancia del arnplificador de FI mediante el citado potenciómetro se debe obtener una tensión de 800 mV de pico a pico en las salidas I y O del integrado (terminales 4 y 9 respectivamente). La señal de FI, una vez amplificada, se aplica a un par de circuitos mezcladores, donde se mezcla con la señal de RF generada por el oscilador local en fase y en cuadratura. El oscilador local es del tipo VCO, es decir, controlado por tensión , y para su funcionamiento se precisa un circuito LC paralelo conectado entre los terminales 15 y 16 (figuras 10.14 y 10.15}. 179

TELEVISIÓN DIGITAL POR SATÉLITE 5V

I 100n

5K IDET

20

1

Cesl poínl

100n GND1

5V

1 1K

..

1K

VTH

VAGC

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2

19

3

18

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17

4

m ximo: 5V

GNDt

Veer 100n

1K

:¡

5V

l

OSCO/S

~On

100n;¡; GND2

16

5

OSCA

TDA8042M

18p

8

15

7

14

TOKO

OSCB

10n

1

GND1

10n Vee1

5V

T

8

13

470

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100n

ffl

1K

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9

12

,.

j

470

FDIV(B

lo presealer

100n

~On GND1

Veer 10

11

100n

¡

5V

10.15 Esquema de conexiones del integrado TOAB042M.

El circuito oscilante citado está formado por un condensador cerámico de 18 pF y una bobina con núcleo ajustable. PHIUPS aconseja emplear la bobina de referencia 100 082 93278. La gama de frecuencias que puede generar el veo está comprendida entre 175 y 325 MHz, con una desviación máxima de 500 kHz Aplicando una tensión comprendida entre O y 1 V al terminal 17 del integrado el veo queda inhabilitado, mientras que con una tensión igual o mayor de 4 V queda activado. La señal generada en el oscilador local se aplica a un multiplicador de frecuencia por dos, obteniéndose así una frecuencia cuyo valor puede estar comprendido entre 350 MHz y 650 MHz. La salida del doblador de frecuencia se aplica por un lado a un divisor de frecuencia por 32, de donde se aplica a un preescalimetro, por otro a un circuito desfasador de 900 y directamente (en fase) al mezclador l. Como resultado de esta configuración, la señal de 480 MHz procedente del amplificador de FI se mezcla en fase con la señal de RF del oscilador local (mezclador 1) y con la señal de RF del oscilador local desfasada 900 en el mezclador O (figura 1O. 14). Estas mezclas dan lugar a las señales I y Q, que se hacen pasar por un filtro paso bajo cuyo ancho de banda es de 30 MHz para 1 dB de atenuación y de 450 MHz para 30 dB de atenuación. El siguiente paso es la amplificación de los canales I y Q, en sus respectivos amplrficadores, donde adquieren niveles constantes, apareciendo por los terminales 4 y 9 respectivamente, para aplicarlas al convertídor analógico a digital (figura 10.14}. El detector de control automático de ganancia (DET en la figura 10.14) recibe las dos señales I y Q y una tensión de umbral VTH por el terminal 20 cuyo valor depende de la tensión en las 180

EL RECEPTOR ,DE TELEVISIÓN DIGITAL

l'OA8044

P4 ~OOCLK

PDoo· PD0 1

10.16 Configuración de terminales del TDA8044 de PHIUPS.

salidas I y O. Para una tensión de salida de 1,6 V de pico a pico la tensión VTH es de 3,6 V, para una salida de 0,8 V la tensión VTH debe ser de 2,4 V y para una salida de 0,4 V la tensión de umbral típica es de 1,8 V. Realizad.o este proceso, las señales I y Q se aplican al integrado TDA8044, que es un convertidor analógico a digital y demodulador de señ·ales QPSK y BPSK (figura 10.1 O). El TDA8044 es un integrado que, como· el resto del circuito que estamos describiendo, lo fabrica la firma PHrLIPS. Se trata dé un complejo circuito con 100 terminales de conexión que responde a la configuración que se muestra en la figura 10.16 y cuyo diagrama de bloques simplificado se puede ver en la figura 10.1 O. Se presenta en cápsula de plástico OFP de 100 terminales, tipo SOT317-2 (figura 10.17). Los terminales indicados como 10 a 16 en la figura 10.16 son entradas de los bits O a 6 de las señales digitales l.

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19,9 _ _ _ _ 24,2 . _ _ _ _.,. 23,6

10.17 Cápsula QFP100 tipo S0T317-2 del integrado TDA8044.

181


Los indicados como QO a Q6 son las entradas de los bits O a 6 de la señales digitales Q. Los terminales PO a P5 corresponden a los bits O a 5 del puerto de entrada/salida casi bidireccional. La salida de datos en paralelo son los terminales PDOO a PD05 (bits O a 5). Posee, en el mismo chip, los c ircuitos necesarios para demodular señales de televisión digitales DVB, tanto QPSK como BPSK, además de los circuitos de identificación y eliminación de errores Viterbi/Reed-Solomon y de desembrollado. Para su funcionamiento se precisa una tensión de alimentación de 3,3 V. En la figura 10.18 se ha dibujado el esquema de conexiones de este integrado, que como puede comprobar el lector es muy simple ya que muchos de sus terminales se conectan al potencial de masa y precisa de muy pocos componentes externos. Algunos de los puntos de interés de este circuito son los que se indican a continuación: Las señales I y Q, procedentes de los terminales 4 y 9 del TDA8042M (figura 10.15), se acoplan a los terminales 80 y 78 del TDA8044, respectivamente, mediante condensadores de 100 nF (figura 10.15). Para el control del integrado se utiliza un bus 12C, que se conecta a los terminales 52 (entrada de reloj) y 53 (salida y entrada de datos). La conversión de las señales analógicas I y Q a digitales se realiza en un par de circuitos ADC, que suministran los datos en formato paralelo de 7 bits por los terminales indicados con PDOO a PD06 en el esquema de la figura 10. 18.

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13 67

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to tunar

18

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TDA8044

16

HOK

v..,,, -...--1---1 19 608

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20 P3

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25

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6n8 T.,

PS

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26

5 - 4 1 - - - - - l - -l -_.,JE!"rrupt

27 28 29 30

53

52 51

J1nJ1N••J••••41a,1«
P002 PD03 I Pll05

10.18 Esquema de conexiones del demodulador

y decodificador de señales de televisión vía satélite TOA8044. 182

Vooot

PD04

n.c.

P()R µ.-,.L,-+-4 PD01 PDOERR PDOSYNC PD06

T 6n8

,,!,

1

1'

p&cket date and coíJlról(}ulpuls

POOVAl

}

lcbvs Input


8 rango de las frecuencias de símbolo es, en la versión TDA8044 de 0,5 a 45 Megasín1bolos/s, y en la versión TDA8044A de 0,5 a 30 Megasímbolos/s. Para su funcionamiento se precisa un cnstal que genere una señal cuya onda fundamental sea de 4 MHz, conectado entre los terminales 85 y 86. Las frecuencias internas son programables a través del terminal 4 de selección de frecuencia del reloj (CFS ), según se indica a continuación para las dos versiones de este integrado. Integrado TDA8044: 1O,7, 16, 32 o 64 MHz estando CFS en nivel bajo. 16, 24, 48 o 96 MHz estando CFS en nivel alto. Integrado TDA8044A: 10,7. 16, 32 o 64 MHz estando CFS en nivel bajo. No actúa en nivel alto.

El decodificador Vilerbi está sincronizado automáticarnente y está basado en el código convolucional 1/2, soportando relaciones de código 2/3, 3/4, 4/5, 5/6, 6/7, 7/8 y 8/9. Para la alimentación de este integrado el fabricante aconseja el empleo de tres ramas con filtro paso bajo que proporcionen las tensiones continuas, de 3,3 V, VDOA' V001 y V002 (figura i 0.19). La bobina empleada en estos filtros es de montaJe superficial SMD tipo C8D8.9/3/3 con núcleo de grado 4S2.

+3, 3 V -

CBDB.9/3/3

...-...,..,.V"V"\- -.-•

I

V000 ,

15µ

CBDB.9/3/3

I

1sµ

CBDB.9/3/3

I

1sµ

10.19 Altros paso ba¡o para la alimentación del integrado TOAB044.

DEMODULADOR QAM DE SEÑALES DE TELEVISIÓN POR CABLE Como ejemplo de demodulador OAM se describe a continuación el integrado TDA8046, de la firma PH1L1PS, capaz de funcionar con los sistemas 4, 16, 32, 64 y 256QAM. Este integrado, cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 10.20, se presenta en cápsula de plástico S0T319-2 de 64 terminales (figura 10.21). Se alirnenta con una tensión continua, tanto en su parte digital (V00J como analógica (V00J, de 5 :t 0,25 V, siendo la tensión de alimentación interna de 3,3 :t 0,3 V. Su funcionamiento se controla mediante un bus 12G, efectuándose la entrada y salida de datos por el terminal 36 (SDA) y la de reloj por el 35 (SGL). El terminal 37 es la entrada AO del hardware de dirección. Si no se utiliza este bus, su funcionamiento por defecto es con modulación 640AM. La entrada de la información digital es del tipo paralelo (DINO a DIN8) pasando al demodulador y a un circuito detector de control automático de ganancia (CAG), tal como se puede ver en el diagrama de bloques de la ·figura 10.20. Del detector de GAG la señal pasa a un convertidor digital a analógico, obteniéndose en él una tensión continua que se aplica a la entrada inversora de un amplificador comparador, que 183


41 36

SDA

35

SCL

62-

CLK

1 lo 5, 8 to 11

DINO to DIN8

CLKT

rs

L

•

...

'f

1-

DIGITAL PHASE ROTATOR

DEMODULATOR 1-

24, 26, 31, 34, 46, 50, 61, 64

FINEAGC CONTROL

OFFSET CONTROL

SQUAREROOT RAJSED COSINE

~

7, 12, 14, 17,

6, 13, 16, 25, 33, 38, 45,51, 63

1

toDACs íntern81 clock for digital processing

2r5

4r5

INPUT REPRESENTAT/ON

44

47

TDA8046

CLOCK GENERATOR

15

CLKADC

48

42

BOUNDARY SCANTEST

le-BUS CONTROL

37

AO

PRESET

43

39

40

Vsso, to 12

Vooot to 9

TCK TRST TO/ TOO TMS

TEST1 TEST2 TEST3

SQUAREROOT RAISED COSINE

20 lo 23 27 to 30

D07to 000

~

OUTPUT FORMATTER

FINEAGC EQUALIZER

OFFSET

CLKOUT

18

1-

~

32 .

'

CLKSDV

+

49

AGC

.-·.... ·-· ....

1

··-····--·-··

1

.• .'' ..'' .' '

~

DAC

------

-·- ·- ····

1,.,,

-·-·····---

,_ ,,.,,

DAC

v,.,

v,.,

1

\Y

---·-- ···· ---·-·-· ANALOG SECTION Vral

+

\7

........ -···

53

CARRIER RECOVERY

CLOCK NCO RECOVERY CONTROL

COARSE

19

------··· e:;:,

- ·-··-····

57

59

60

54

BIAS GENERATOR

52

58

~

..............

- ---- - DAC

1-+ 1,.11 1-+ ,,.r2

- ·-- · -.

-··-·····-·--

--·- ·-·-··

...

L-.

1

,,.o \j

--------·-

-·····.

55

--.1

l,ef3

. ..' vref ..' ...' ..·-·-- . ... . .

56

VCARTC VCARREC

VClKTC VCtKREC

10.20 Diagrama de bloques del integrado demodulador QAM modelo TDAB046 de PH1uPS.

-,-.. --

f\JJ=lD íl,trnm m:nru:1 \~ '

' 1

f

2,90

2,65

1

14,1

13,9

=º

18,2 17,6

=

1 )1JJJ[l~ ~JgB bb'd ~Hh ~] [ f-!_ _

_ 20,1

19,9 ¡~..1 - --

í84

-

-

24.2_ - -23,6

-

10.21 Vistas principales y dimensiones de la cápsula S0T319-2.

a

RECEPTOR DE TELEVISIÓN DIGITAL

la compara con una tensión de referencia Vref' Esto da lugar a una tensión diferencia VAGC para el control de la ganancia del circuito. A la salida del demodulador la señal pasa a un par de filtros de Nyquist, de coseno alzado, con un ro/1-off del 15 o del 20 o/o, según tipo de,modulacíón. Le sigue un circuito de rotación de -fase digital, otro de desviación, un ecualizador y control automático de frecuencia, obteniéndose de la salida de este último la portadora VCARREc al hacer pasar las señales por los circuitos de recuperación de portadora (carrier recovery), un conversor digital a analógico (DAC) y un amplificador operacional trabajando como comparador. La portadora, de tipo analógico, se obtiene.invertida·en el terminal 56, que es la salida del amplificador operacional, donde se cornpara con una tensión de referencia Vrer En el esquema de la figura 10.2.0 se puede ver la presencia, en la salida de los filtros de coseno alzado, de un circuito para la recuperación de los impulsos de reloj (clock recovery) , un convertidor digital analógico y un amplificador operacional. La misión de estos circuitos es la de obtener en el terminal 58 los impulsos de. reloj. La salida demodulada se obtiene en los terminales 1O a 23 y 77 a 30, y está formada por 8 bits (D07 a DOO), en formato paralelo) compatible con circuitos CMOS. En el terminal 32 se tiene la salida de reloj formateado y en la 18 la salida de reloj de símbolo válido. La relación máxima de símbolo de este integrado es de 7 Megasímbolos/s. En la figura 10.22 se ha dibujado el esquema de aplic.ación de este integrado.

s;;a/

--1 H TUNER

•

SAW

I

/FoAM

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-

~

1

1

1____ _ _

1/

LPF

.

ADC

Bor , 9 biis /

e

1 1 1 1 1 1 1 1 1

I'-.....

::J

fc1,

lcAR = t,F+ (s

~)

_,

clock recoverv carrier recovery

----

TDA8046

AGC

,

D07toDOO CLKOUT CLKSDV

/e.sus 10.22 Circuito demodulador OAM con el TDA8046.

En primer lugar se realiza la sintonización de la. señal de RF, del tipo analógico y 111odulada en amplitud y cuadratura (QAM); convirtiéndola a la frecuencia intermedia IFoAM · Esta frecuencia intermedia se aplica a un amplificador de FI y posteriormente a un circuito subconversor, formado por un mezclador Y. un o.scilador local, cuya frecuencia ha de ser igual a. la de la FI más la.relaci.ón de símbolo r8 , para obtener la banda base de la serial. El resultado de esta conversión de frecuencia se hace pasar por un filtro paso bajo (LPF) que limita el paso de las señales de la banda ba.se. La señal de la banda base.es del tipo analógico, por lo que debe extraerse de ella la información digital. Esto se realiza en un convertidor analóg·ioo a digital (ADC), externo al TDA8046, del que se obtiene la información digital en formato paralelo de 8 o 9 bits. Esta información digital es la que se aplica a los terminales DINO a DIN8 del TDA8046 (véase figuras 10.20 y 10.22) . Si la rnodulaci,ón es del tipo 256QAM, es preferible un convertidor analógico a digital de 9 bits. Para el resto de señales QAM es suficiente un ADC de 8 bits. En un parágrafo posterior de este capítulo se describe un ADC válido para este tipo de señales. En el esquema de conexiones de la figura 10.22 se aprecia que los convertidores digital a analógico (DAC) del TDA8046 proporcionan la tensión para el control automático de la ganancia del sintonizador y/o amplificador de la frecuencia intermedia d·e la señal OAM (IFoA1v1), se recu-

185


pera la portadora que mezclada con la IFo,.,M dará lugar a la señal r8 , y recupera los impulsos de reloj para el correcto funcionamiento del integrado. El demodulador ,QAM puede ser inicializado y monitorizado por el bus 12C. En la figura 10.23 se muestra el esquema de bloques de funcionamiento del demodulador. La información digital de 8 o 9 bits entra, en formato paralelo, por los terminales de entrada DINO a DIN8 (terminales 1 a 5 y 8 a 11 de la figura 10.20), donde se adapta su formato en complemento a 2 o en binario (figura 10.23). Cuando se utiliza un ADC de 8 bits, la entrada del bit 9 (DIN8) debe conectarse al positivo de alimentación (V000). A continuación se demodulan las señales I y O de la banda base, para lo cual se emplean un par de mezcladores cuyas fases están desplazadas en cuadratura. En la figura 10.23 se indica esta circunstancia y en la 10.24 se aprecia cómo el demodulador O está adelantado 90° al demodulador l. Efectivamente, cuando I tiene un valor+1 (90º) O está en O (i 80º); cuando I pasa al valor O (1800) O se encuentra en -1 (270°), etc. Una vez demoduladas las señales 1 y O, pasan a sendos medios filtros Nyquist con un rol/off del 20 %.

/e-BUS

i 9,

,X 9,

DIN8

to DIN9

/

BINARYOR TWO's COMPLEMENT

+1, O, ·1, O O, -1. O, +1

'

-

' 10.23 Diagrama de bloques de

'1 9,

X;

/

Q

r

/e-BUS

fas etapas demoduladoras f y O del TDA8046.

O

-1

--\---

O

-1

HALF NYQUIST FIL TER

HALF NYQUJST FILTER

,,

' ' le-BUS

/c.aus

+1

.

O +1 - /--

O +

1

O

10.24 La señal Ova adelantada 90°

con respecto a fa f.

Le sigue un circuito ecualizador y las etapas de salida (figuras 10.20 y 10.25), donde la señal digital de salida se convierte en formato paralelo (D07 a 000) , en formato semiserie (D01 a DOO) o en formato multiplexado de 8 bits de las señales I y O (D07 a 000). Obsérvese en la figura i 0.25 que las señales I y O pasan por un circuito de mapeado cuando no se lleva a término su multiplexado. En el capítulo dedicado a los circuitos de tratamiento de las señales digitales vía cable (QAM) se expone el concepto de mapeado de la información.

"186


D07/oDOO

1

1 Q

.. - ->- CLKSCV

8,

P/IRALLEL ANO SEMI-SERIAL

/

DEMAPPING

,8,

•--~ CLKSCV '1__

--v' 1 C-BUS 2

~

.

MUX

•

001 toDOO

1

1

CLKOUT

10.25 Diagrama de bloques de.los circuitos de formateado de las señales digitales de salida en el TDA8046.

D07 toDOO

•--~ C.LKSCV

-- • 1

CLKOUT

CONVERTIDOR ANALÓGICO A DIGITAL En el esquema de la figura 10.22 se aprecia que la señal analógica sintonizada debe convertrrse a digital antes de aplicarla al demodulador en cuadratwra del TDA8046. Para realizar esta función., se utiliza un convertidor analógico a digital de 8 o 9 bits como, por ejemplo, el TDA8761A de PHILIPS. El TDA8761 es un ADC de 9 bits ideado.para el tratamiento de señales de vídeo, y que puede ser tJtllizado en receptores digitáles (DVB); en receptores digitalizados y en recepción de señales de televisión digital vía cable. En la figura l0.26 se ha dibujado el diagrama de bloques de este integrado. Su funcionamiento es como sigue: La señal de vídeo ~), en formato compuesto o por componentes separadas (es indistinto el sisterna empleado) se. aplica al terminal 8 del integrado, donde se somete a muestreo, cuantlfioación y codificación. De este proceso se obtiene una sucesión de palabras binarias de 9 bits en formato paralelo que aparecen por los terminales 17 a 25 (salidas digitales DOa D8 de la figura 10.26). -

VccA

CLK

Vcco2

OE

3

1

11

10 2

CLOCK DRIVER

TC

TDA8761A

VRT 9

25 DB

MSB

24 D7 23 D.6 RLAD analog voltage input

v,

8

-

.

22 D.5

ANALOG· TO-DIGITAL CONVERTER

/

LATCHES

"

.

CMOS OUTPUTS

/

21 D4 2-0 D3

dala outpuls

19 D2

VRt,I 7

18

D~

17 D.O VRB 6

'

LSB

13 Vcco 28 VccDI

IN RANGE LATCH

e ,:,

=·p

e¡,:,

CMOSOUTPUT

12

27

14

AGND

DGND2

DGND1

ODGND

analog.ground

•"-'

digital grounds

'

~

.

IR ou/put

e;::,

4

,.,,,.

26

~

' outpul ground

10.26 Diagrama de bloques del convertidor analógico a digital de 9 bits TDA8761A de PHILIPS,

187


Esta información digltal es la que entra luego por los terminales DINO a DINB del TDA8046 (figura 10.20). El circuito de cuantificación del convertidor analógico a digital TDA8761 A está formado por 512 comparadores que fijan los niveles inferior y superior de la señal de entrada. La frecuencia de muestreo puede superar los 40 MHz y proporciona 9 bits de resolución, con salida CMOS en binario natural o en complemento a dos. Otra particularidad de este integrado es la de poder proporcionar indicación del estado de sobrecarga por el terminal 26 (in range data output). El resto de conexiones de este integrado corresponde a:

Entrada de señal: Al terminal 6 se aplica la tensión de referencia VFla que fija el nivel inferior de la señal (entre 1,2 y 2,45 V) que establece el código decimal O. Al terminal 7 se aplica la tensión de referencia VRM que establece el nivel medio de la señal. Al terminal 8 se aplica la tensión analógica V1 que se ha de convertir a digital. Al terminal 9 se aplica la tensión de referencia VH, que fija el nivel superior de la señal (entre 3,2 y la tensión de alimentación menos 0,8 V) que establece el código decimal 511. Circuito de muestreo: La entrada de reloj que fija la frecuencia de muestreo se realiza por el terminal 1. Circuitos de sal/da: Los terminales 17 a 25 son los de salida digital en paralelo, con el bit menos significativo (LSB) en el terminal 17 y el más significativo (MSB) en el 25. Controles: El terminal 26 es, como se ha dicho antes. la salida de indicación de sobrecarga. El terminal 2 corresponde a la entrada para determinar el formato de los datos de salida. Si se aplica nivel alto a este terminal la salida es en binario y si se aplica nivel bajo la salida es complemento a dos. El terminal 1O es el de habilrtación del circurto. Debe estar en nivel bajo para activarlo. La alimentación de las etapas de salida de datos se realiza por los terminales 13 y 28. Es de destacar que las alimentaciones de los circuitos digitales V0 0 0 son independientes de la de los circuitos analógicos VcCA (esta última se realiza por el terminal 3), como también son independientes las masas de los circuitos digitales y analógicos, aunque todas ellas se conectan a una masa común del circuito impreso. Las tensiones de alimentación son de 5 ::: 0,25 V excepto las de las etapas de salida (Vc00), que pueden estar comprendidas entre 3 y 5,25 V. En la figura 10.27 se muestra el esquema de conexiones de este integrado. Obsérvese la presencia de unos condensadores de desacoplo de 100 nF entre los terminales 6, 7 y 9 (entradas VRB' VRM y VRT) y masa, que previenen de la influencia del ruido que pueda eslar presente en dichas tensiones y que afectaría a la conversión. Con el n1ismo fin se pueden conectar a masa los terminales 16 y -¡ 6. Para finalizar, en la figura 10.28 se han dibujado las vistas principales, acotadas en milímetros, de la cápsula S0T341-1 en la que se presenta este integrado.

DEMULTIPLEXOR DE PAQUETE MPEG Según se ha estudiado en los capítulos dedicados a la obtención de la señal digital MPEG, ésta está formada por uno o más programas transmitidos por un único canal, para lo cual se procede a un multiplexado de dicho programa; es lo que se denomina MPEG-2 TS, o flujo de transporte (Transport Stream). El proceso que sigue a la demodulación debe ser, por tanto, el de,riultiplexado de la señal MPEG-2 TS, para obtener sólo la información de aquel programa que se desea sintonizar y que recibe el nombre de señal PES (Packetízed Elementary Stream). 188

El RECEPTOR DE TELEVISIÓN DIGrTAL

CLK

-

TC

VccA

.

AGND ri.c.

±1oon AGÑD

VR8

VRM

±

100n

v,

AGND

1

ZB

2

27

3

Z6

4

25

5

24

6

23

7

22

TDA8761A 8

21

9

20

10

19

11

18

12

17

13

16

14

15

V¡¡,

±

-

100n

OE

AGND

Vcco2

DGND2

Vceo OGND

Vcco1 DGND1 IR

D8 D7 D6 D5 D4 D3 DJ D1 DO n:c.

*.b

n.c.

10.27 Esquema de conexiones del TDA8767A.

En la figura 10..29 SEf ha dibujado el esquema de bloques del integrado SAA7219, de la firma PHIUPS, que lleva a cabo esta función. Se trata de un complejo circuito integrado que-sé presenta en cápsula S0T316- 1 de 208 tern1inalesí pero con unas dimensiones de tan sólo 28 x 28 x 3,4 mm (figura 10.30). Su circuitería puede dividirse en tre.s partes o secciones (figura 10.29). La primera es la Cl='U, consistente en un procesador de tecnología RISC (Reduced lnstruction Set Computing). Se trata de un tipo de procespdor ideado por IBM que tiene la particularidad de obedecer a un conjunto de instrucciones de reducida complejid·ad y, por tanto, simples. En este caso se trata de una .CPU que consta de las siguientes partes:

~ -I

54 ' 5,2

1,00.40 - --

'

1,80 1,65

... ..... •'

1

_ L \\

28

l ..,_0,0,25 38.

15

íll 7,9

7,6

o 1

1

~

l- 0,65.

1

14

l

10.28 Vistas y principales medidas de la cápsula S0T347-1.

189

_.

-1

~º2

o

o z o

G)

~

r

output input sfream stream 1 1 1 1 1 1 1

1 1 1 1

CPU section

MIPS PR3930 CORE

j

1

1 1

•

PID FIL TER

.

DESCRAMBLER DVBAND MULT/2

~

AV FJLTER

~

AUDIOAND VIDEO INTERFACE

1

1 l

1

1 1 1 1 1 1 1

TIMER 1 1

1

TIMER 3 (WATCHDOG) 1

GPIHS INTERFACE 1394 GATEWAY

PCR PROCESSING

TS/PES

SECTION FILTERS

FILTERS

SAA7219

DSU

MMU

EJTAG

1 1 1 1 1 1 1

---- -------------------

1 l 1 1 1 1 1 1

1 1 1

ll

AVO interface

1 1

1 1 1 1 1 1

1

1

1

ñi

1 1

MPEG system-bus

1 1

TIMER2

e

1 1 1 1 1 1 1

1

1

/NSTRUCTION CACHE

(/)

'

demultiplexar descrambler section

INPUT INTERFACE

JJ

~ m,

t

1 1 1 1

DATA CACHE 1

-

PWM

'

;3

MPEGSYSTEM GATEWAY

1

1

-

FJLTER DMA CONTROLLER

'--

MPEGSYSTEM INT. HANDLER

'

Reset

____ _________ _ __ __ _ _ _ __ 1 ¡

Clock

1

1 1 1 1

M

L-- - - - ---- ----- - --PI-bus

-- - -----------

1 1 1 1 1 1 1

1

1

--- s

1- - -- - - --- -- - ----- - --- - - - ----- --- - -- --- - - - -

PI-B US CTRL

s

EXTENSION BUS CONTROLLER

'

M

M

CARDREADER

o

1

M

UART

SS/ [

21ol1

P/0 INTERFACE

,

'

------s

-- --- _____]1 ____ ____ _-- ------- ----, s

/c o 1

~

M

1284

'

1s

RTC 32kHz

s

INTERRUPT CONTROLLER

'

JTAG '\.

peripheral section

/

S

4-KBYTE SRAM

1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

1

•

V JTAG interface

externa/ bus interface

smart card interface

UART and SS/ connections

"v ' 32-bit P/0

v SCL and 1284 bus SDA/ines

10.29 Diagrama de bloques del integrado SAA7219 de PHILIPS, para el demµltiplexado de la señal digital.

'


y

J ((11111111111111111111111n 1111111111111i11111f11íi11itlt_ i} o.s

....- 1

0,27 O, t7

f il6

t

l1111111111111111111 151-

28. 1 JO,~ 27,9 3Q,3 1

,. 52

10.30 Dímensíones principales de la

cápsula de plástico S0T316-1.

• Un procesador PR3939, de 32 bits que trabaja a 81 Ml-fz. • Una memoria de datos asociada, o data cache, de 4 kbyte. • Una memoria de instrucciones asociada, o instruction cache, de 8 kbytes. La segunda sección es la del demultiplexor propiamente dicho, que admite una tasa de información a la entrada de hasta 108 Mbits/s tanto para el estándar DVB como el MULTl2. En esta sección se lleva a cabo la extracción de la información correspondiente al programa que se desea ver y el servicio de información. Los mensajes de acceso condicional de los programas de pago son seleccionados y almacenados en una memoria externa para luego ser procesados por el procesador PR3930 de la CPU. La resolución de la salida, de impulsos modulados en anchura (PWM) es de 8 bits. La tercera sección corresponde a la periférica. donde se encuentran los circuitos interfaces de los periféricos. tal como se puede cornprobar en el esquema de bloques de la figura 10.29. Las indicaciones M y S corresponden a las abreviaturas de las palabras Inglesas Master (maestro} y Slave (esclavo), haciendo referencia a las partes del circuito que realizan una u otra función. Efectivamente, este integrado puede estar gobernado por un bus 12C soportando las velocidades de transmisión estándar (de 100 kbits/s) y rápida {de 400 kbits/s). Posee también un bus externo para su control con memorias DRAM, SDRAM, Flash, EPROM. Admite ta1nbién interfaces UART (RS232), IEC i 883 e IEEE i 284 (Centronics) y PIO (de 32 bits). La tensión de alimentación de este integrado es de 3,3 V y el flujo de inforrnación de entrada es de 108 Mbits/s.

DECODIFICADOR MPEG AVGD La información digital de 1 byte, en formato paralelo, obtenido del demultiplexor contiene toda la información necesaria de las señales de audio y vídeo, la cual está codificada en formato MPEG. Es necesario, por tanto, llevar a cabo una decodificación de la misma. o proceso inverso al de codrficaoión llevado a cabo en la emisora, para recuperar la señal analógica de vídeo y la señal digital de audio que será convertida a analógica en el DAC de audio. En la figura 10.31 se ha dibujado el esquema de conexiones entre el demultiplexor y el decodificador. Obsérvese que se precisa, además, de una o dos memorias SDRAM de 16 Mbits, donde se almacena la información antes de ser decodifica_d a y transformada en la señal analógica. 191


16-Mbit SDRAM (optional)

16-Mbil SDRAM

' ,

16• v12. ',. 4 L, 5 v, "'12.

TS-ln

-.,

le

UART P/0

' "

-

~

-"'

:g

{¡

' '7

'<::

"'

:s<.>

' " 16,

.. 72¿ 1,

,

y

(pktdala)

SIrobe

2,

''E...

'

''

,

2, , 3, / 6,

-

'

),, HS, VS CP27 .,. CCIR-656 GRPH YICICVBS RGB

/

.

16

-"'"'

• v 21•' ~

"

..,..,

~

-.,

'

8¿

7

1,

MPEG-2AVGD DECODER

40 5MHz

.

,o¡

y

DEMULTIPLEXOR IRQ '2 ._¡;;• 13,5MHz ERROR

v

..,~ .:g-"' "' . '7

AV data 8,. '

.,

7

Extension bus •

•

•

EPROM

'

'

•

.,.

DRAM

'

7

'

~

'

'7

"'

AUDIO DAC

-

DS

-

R/W

CSso -

CSRG

DTACK •

'>

"

FLASH

10.31 Conexiones entre el decodificador MPEG-2 AVGD, el demultiplexor de la señal digital y las memorias RAM.

Ejemplos de integrados que cumplen esta función son los SAA7215, SAA7216 y SAA7221 de la firma PHILIPS, cuyo diagrama de bloques tenemos en la figura 10.32. Estos integrados se presentan en cápsula S0T316-1 de 208 terminales (figura 10.30), igual que el demultiplexor TDA7214, estudiado en el apartado anterior, y se alimentan con una tensión continua de 3,3 :± 0,3 V. Se trata de un integrado que permite la decodificación de la señal digital MPEG tanto de vídeo, como de gráficos y de audio. En este último caso, proporciona una señal digital de 6 bits que puede ser tratada posteriormente en un circuito decodificador de audio de digital a analógica (figura 10.31 ). Se puede utilizar en dos configuraciones: la primera y más sencilla utiliza una SDRAM de 16 Mbits (figura 10.33), mientras que en la segunda se añade una segunda SDRAM de 16 Mbits (figura 10 .34). Estas SDRAM de 16 o 32 Mbits son necesarias para el almacenamiento de datos del decodificador tal como se explica en un capítulo anterior de esta obra. Para el funcionamiento del decodificador se precisan unos impulsos de reloj externo de 27 o 40,5 MHz. En la figura 10.31 se aprecia cómo se obtienen estos impulsos de reloj (de 40,5 MHz) a partir del integrado SAA7214. Los datos MPEG obtenidos del demultiplexor se aplican mediante un puerto paralelo de 8 bits al interfaz de audio y vídeo del decodificador, desde donde pasan al bus de datos de dicho integrado. Este bus de datos transmite la información al interfaz de la memoria 1, desde donde pasa a la memoria SDRAM de 16 Mbits, al controlador de acceso (host interface) y a la entrada del buffer de audio y de sincronización. En lo que respecta a la señal de audio, ésta pasa al decodificador, de donde se obtiene la señal de audio digital de 6 bits que posteriormente será transformada en analógica, en los correspondientes decodificadores, en formato mono, estéreo o dual. Mediante el controlador, la información almacenada en las memorias SDRAM, correspondiente a las imágenes 1, By P (véase el concepto de este tipo de imágenes en el capítulo de esta obra dedicado a los fundamentos de la televisión digital) pasa a las unidades gráficas 1 y 2 (figuras 10.32 a 10.34), pasando luego al circuito de sincronismo de vídeo digital y más tarde al 192


18,/,fb,t SDRAM

t6•A./OIJ SDRAM (Qpllónsl)

(rqmpulsóry/

" 'Íf

. -. • . . . L 1(

MEIIIORY fl{TERFACE 1

MEMORYINTERFA0é2

. '.

A

MPEG

AUDION/DEO IIITERJ'ACE

da!&

. ' .

SYSTEMTIME BASEUNIT

-

.

ºo-n --- -

.-

.. .

't

V/OEODECODéR

.

AUDIO INPUT BlJFFóR &SYNCIIRONIZATI0/1

•

.

+

L

.

AUDIO Df.'CODER

L

Ól.OCK GENIERATION

g "3

l!! ~

1

JTAG

1

!!I ~

~

.

r

OATAM,411/PVLATIOH 1/HIT

. . •

•

-

~

ClK

.

·- -

VIDEO INPUT BUFFER ·&SYNCHRONIZATION

audio DAC;

-

J

r,nttlog

DIGITALENC00/;11

..

video

t

0/GITAL VJDEO SYNCHRONIZATION

•

t

.

d/gllo/ v/rloo

CURSORUNIT

t

t :

GRAPHICS

UNTT2

_;_ /

' -" . • •

...

...

GRAPHICS UNIT1

•

...

f)ISPI.AYUNIT

' l, ,{} HOSTINTWACE

CPU

10.32 Diagrama de bloques de los decodificadores MPEG AVGD SAA7215, SM7216 y SAA7221 de PH1UPS. l6·M01I SDRAM

.--

.

f1 -

MEMORY INTERFACE 1

• MPEG dela

AUOIONIOEO 11/TERFACE

.

•

•

.

.

't

VIDEO OECODER

A

;

AUDIO 11/PUTBVFFER , SYNCHRONIZA'flOH

audio OACs

-

CLK -

• •

AUDIO OE.CODER

...

•

:

•

-

.

•

OLOCK GENERATION

. ~

~

[ CPU

,/TAG

V

•

.

•

DIGITAL V/DEO SYNCHRONIZA'flON

•

. . 1

-

: V

'•

t

u

' 7 ..¡ >

. .

vilffO

. WallBI

vldto

t

GRAPHICS UNIT2

...

GRAPHICS

u¡,¡1r1

...

"'"o

on/JIOO

CURSOR UNIT

• 1

.

t

t

1

1

DIGITAL ENCODER

+

--

-n --.,

OATAMAN/PIJl.llí/011 UNrT

.

D ,__

•

VIDEO INPUT BUFFER & SYNCHRONIZATION

: V

,-

A

MEMORY INTERFACE 2

1

-

.

SYSTEM rtME BASE UNIT

)

... OISPLAY UN/1'

HOST INTERFACE

10.33 Diagrama de bloques del decodificador MPEG AVGD de la 10.32 utilizado con configuración de 16 Mbits. 193

TELEVISIÓN DIGITAL POR SATÉLITE 16-Mblt SDRAM (Graphics)

16-Mblt SDRAM (MPEG)

.

MEMORY INTERFACE t

MPEG dala

AUD/Ó/VIDEO INTERFACE

..

D~ o-

'

.

'

-

-

VIDEO INPUTBUFFER & SYNCHRONIZATION

-.

:

...

audio DACs

CLOCK GENERATION

' ,_ ~

~

'-

'

,_ ,_

.• .2J ~

1

CPU

-

"'

1

~

r

.'

.

-

• .

-

~

'

-

.~

'. V

-,

DIGITAL ENCODER

•

DIGITAL VIDEO SYNCHRONIZATION

--.

ana/09 ~

+

vide-O

digital

video

+

CURSORUNIT

t

t

GRAPHICS IJNIT2

-,

...

.

-

~

.•

i " ªr

•.

g

'--

~ ~

DATA MANIPULATION UNJT

V

~

.

JTAG

.

,_

'

AIJDIO DECODER

CLK

-

.

AUDIO INPUT BUFFER & SYNCHRONIZAT/ON

r

~

'

;

.

~

--

VIDEO DECODER

'

•

LJ =

.

SYSTl:MTIME BASEUNIT

MEMORY INTERFACE 2

V

' ~

'. ~

GRAPHICS UNIT1

•

... DISPLAYUNIT

'

HOSTINTERFACE

10.34 Diagrama de bloques de los decodificadores MPEG AVGD de la figura 10.32 utilizado con configuración de 32 Mbits.

decodificador digital, obteniéndose en este último la señal de vídeo analógica en formato RGB (rojo, verde, azul), Y/C/CVBS (luminancia, croma, sincronismos) o GRPH (gráficos). El formato de los cuadros de salida es el CCIR-601 4:2:2 entrelazados. Cada uno de estos cuadros está formado por 720 x 576 pixels a 50 Hz (estándar europeo) o 720 x 480 pixels si se trabaja en estándar americano de 60 Hz. El decodificador SAA7216 ofrece la posibilidad de macrovisión. La señal analógica de vídeo obtenida de estos integrados se aplica finalmente al procesador PAUNTSC/SECAM, si bien el único decodificador de esta familia que proporciona señal analógica en formato SECAM es el SAA7221.

194

-

Televisión digitalizada

INTRODUCCIÓN En los capítulos anteriores de esta obra se ha estudiado la televisión digrtal según el proyecto europeo DVB. En ellos se expone que las señales de esta clase d.etelevisión, si bien son del tipo analógico, no se corresponden con las clásicas señales de televisión analógica, ya que·transportan una.información digital que una vez decodificada en el receptor se convierte en las señales analógicas de audio, vídeo y sincronismo. Cada uno de estos canales de televislón puede contener uno o varías programas de televisión multiplexados, obteniéndose así un elevadísimo número de programas·tráilsmitidos. En la televisión digitalizada, sin embargo, se parte de la señal de televisión estándar analógica, transmitida por los centros emisores. Dicha señal llega al receptor en los estándares PAL, SECAM o NTSC, y es en el receptor donde se transforma en una señal digital que puede ser procesada para dar h..¡gar a una televisión con mejor definición o IDTV (lmproved Definition TV). A continuación trataremos los circuitos que forman parte de la televisión digitalizada, teniendo presente que, por ser circuitos que procesan la señal estándar de televisión, son múltiples las invenciones que se han desarrollado, por lo que trataremos sólo de aquellas que, a nuestro Juicio, hemos considerado más importantes.

FUNDAMENTOS DE LA TELEVISIÓN DIGITALIZADA En la televisi.ón digitalizada se parte de la señal analógica obtenida del demodulador d.el receptor. Esta señal se transforma.en digital siguiendo.un proceso muy similar al estudiado para la televlstón digital. El proceso que sigue la señal analógica obtenida en el demodulador del receptor de televisión es el siguiente (figura 11 .1 ):

D rJ1 Generador d11 impulsos. 40MHz

Demodulador de video

~ T #

Filtm paso bajo

-

,,

1

;;¡;

C-Onvertídor AID

'

-

Salid? tfigllal de 8 l)#s

Muestroador

11.1 Diagrama de bloques de los circuitos que intérvienen en una conversión analógica adigital.

En primer lugar se hace pasar por un filtro paso bajo, cuya finalidad es.limitar el valor de la frecuencia máxima establecida en razón a la frecuencia de muestreo elegida. La ausencia de este filtro daría lugar a la aparición de frecuencias indeseables y a la alteración del proceso de digitalizacrón. A continuación se $omete la señal analógica a un muestreo ortogonal, es decir, a intervalos periódicos iguales. De este muestreo se obtienen muestras de la señal analógica. Cada una de

195


estas muestras posee una amplitud proporcional a la amplitud que en cada instante del muestreo tenga la señal analógica. Se obtienen, por tanto, Impulsos modulados en amplitud (PAM). Esta señal PAM ya puede aplicarse a un codificador analógico a digital (figura 11 .1}, donde se transformará en una señal digital que podrá ser manipulada en otros circuitos del receptor. Como puede comprobar el lector, el proceso en su origen es idéntico al descrito en el capítulo 6 de esta obra (Fundamentos de la televisión digltalj, si bien allí la señal analógica es convertida a digital en el centro emisor y luego se procesa para obtener el formato MPEG y multiplexarla con las señales de otros programas para emitirlos todos ellos por un solo canal. En este caso, sin embargo, se trata de la conversión de analógica a digital del canal de televisión estándar (PAL, NTSC o SECAM) que sintoniza el receptor. Para llevar a cabo el proceso de codificación de analógico a digital se tiene en cuenta que la norma 601 del CCIR establece una longitud de palabra binaria de 8 bits, lo que supone una resolución de 256 niveles de cuantificación que se distribuyen de la siguiente forma:

• Señal de luminancia: 220 niveles, correspondiendo el nivel 16 al negro y el 235 al blanco. Se reseNa un 1 O % para situaciones de sobremodulación. • Señal de croma: 224 niveles para las señales de diferencia de color. El cero analógico se corresponde con el nivel 128, es decir con el número binario 10000000. Los valores extremos se establecen en el nivel 240 (11110000 binario) y en el 16 (00010000 binario}.

CONVERSOR A/D A continuación se expone la conversión de analógica a digital de la señal de vídeo, tanto si está en formato compuesto co,110 si lo está por componentes previamente separados. Como resulta obvio, para efectuar dicha conversión se recurre a circuitos integrados especialmente diseñados para este fin, como, por ejemplo, el TDA8761 A de PHIUPS (figura 10.26) o el TDA8703, de la misma íirma, cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 11.2. v...

CLK

CLK

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22

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STABILJZER

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-

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12 0 7 13 D6

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ANALOG· TO-DIGITAL CONVERTER

,

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1'

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dala outputs

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IN RANGE LA TCH

TTL OUTPUT

1

d~

11.2 Diagrama de bloques del convertidor analógico a digital TOA8703 de PH,uPs.

196

23 D3

11

~

IR OUlpul

TELEVISIÓN DIGITAUZADA

En el integrado TDA8703 se llevan a cabo las acciones de muestreo, cuantificación y codificación de la señal analógica de vídeo, proporcionando en su salida una sucesión de palabras binarias de 8 bites én formato paralelo que más tarde se aplican al decodificador del r.eceptor. La tensión analógica de entrada (V,) se aplica al terminal 8 del integrado que es la entratia del bloque cuantrficador del convertidor ND. Dicho cuantificador está cornpuesto por 256 comparadores que establecen otros tantos niveles de tensión entré un nivel inferior VRs y uno superior V AT situados entre los terminales 4 y 5 respectivamente. Este integrado pertenece al grupo de los llamados de alta velocidad, ya que puede muestrear con una frecuencia superior a 40 MHz. Se alim.enta, tanto en su parte analógica como en la digital, con una tensión continua de 5 V aplicada al terminal 18 (para los circwitos digitales) y 19 (para la etapa de salida de datos) con respecto a masa (terminales 3 y 20). En la.figura 11 .3 sé ha dibujado el esquema de conexiones del TDA8703. En este esquema la entrada de reloj se realiza por el terminal 16 (17 con estado complementario). ot DO AGND

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TDA8703 7

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VCc:o

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04

¡ 1oop DGND.

05 06

11.3 Esquema de conexiQnes del TDA8703.

La salida de datos DO a D7 se tiene en los terminales 2, 1, 24, 23, 15, 14, 13 y 12 desde el bit menos srgnificativo al más significativo respectivamente. En el terminal 11 setiene la salida de indicación de sobrecarga. Aplicando un nivel alto al terminal 21 se obtiene una salida de datos en binario, mientras que si se aplica un nivel bajo a ese mismo terminal la.salida de datos.se presenta en complemento a dos. El terminal 22 es la entrada de selección del circuito con estado lógico bajo, y el 5 es la .entrada de desacoplo del regulador interno. Para finalizar diremos que·el TDA8703 se presenta en dos tipos de cápsula: la S0T101-1 y la S0T137-1 , cuyas vistas principales y dimensiohes máximas en milímetros se indican eh las figuras 11.4 y 1 i .5, respectivamente.

DECODIFICADOR DIGITAL El decodificador se encarga de procesar las.informaciones de lurninancia y croma para obtener las tenslories de las.componentes YUV que se aplican posteriormente al procesador. En la figura 11.6 se ha dibujado el esquema de bloques de la disposición del decodificador con respecto al convertidor analógico a digital antes estudiado. Como ejemplo de decodificador citamos el SAA7151 B de PH1L1PS, cuyo diagrama de bloques completo puede verlo en la figur.a 11 .7. Se trata de un integrado que puede decodificar señales de luminancia y croma de los estándares PAL, NTSC y SECAM, compatible con tecnología TTL tanto en la entrada como en la salida. 197


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11 1

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11.4 Vistas principales y dimensiones de la cápsula DIL tipo S0T101-1.

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j

t

11.5 Vistas principales y dimensiones de la cápsula S0T137-1. 11.6 El decodificador se conecta tras el convertidor analógico a digital, y es el encargado de obtener por separado las componentes YUV de la señal de vídeo.

~~-

10,7

1

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12 _ ...,~0,49

1

Señal de vídeo analógico

+

7,6-

• Convertidor AID

Señal digital de 8 bff[ V

y Descodificador

u V

Se alimenta con una tensión de 5 + 0,5 V y la corriente total no supera los 250 mA. Para el control de todo el circuito se emplea un bus 12 C, que el lector puede apreciar en la parte inferior izquierda de la figura 11.7. Con este bus se selecciona la fuente de la señal de entrada, el estándar de televisión y permite la modificación de los niveles de brillo, contraste, saturación, etc. La información de entrada (digital) puede estar en formato compuesto de 8 bits o por componentes separados de luminancia y croma de 8 bits en el modo 4:2:2, así como un reloj síncrono con la información de vídeo para la demodulación en cuadratura y otros procesos en los que se requieren impulsos de reloj. El SAA7151 B admite señales Y/C, CVBS y S-Video (tanto S-VHS como Hi8). En tan complejo integrado se lleva a cabo todo el tratamiento de las señales de luminancia y croma hasta la obtención de dos buses de datos en formato paralelo de 8 bits, uno para la señal de luminancia y otro para el de croma. En la figura 11. 7 se han dividido, mediante línea a trazos, las etapas de luminancia, croma y sincronismos de este integrado, las cuales describimos brevemente por separado en las líneas ' que srguen. En la figura 11.8 se han dibujado todos los circuitos que forman parte del proceso de la señal de luminancia. En ella se aprecia que, en el funcionamiento con componentes separadas se emplea un bus de 8 bits para la señal de luminancia (indicado con CVBS en la figura) y un segundo bus de 8 bits para las componentes de croma UV multiplexadas (indicado con CUV en la misma figura). 198

TELEVISIÓN DIGITALIZADA

Cf..'

uv

4( OSCE-> CHROMINAIICE S10"/1/!JCff!R. OFFSET ..S.2!!.P.Ji!l§JiTf9i

CVBS

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~

D!=lAV TJIJE 1-> COMfitUSJ1TJON INTE:kPOUJJON

f..-+ OFTS. IPfJP

(1-,QJ,

uv

F,
IGFX.AMPF(!,O/

CHROM/NANC"e 11/PUT JNTfRFAGE 1-> BAND.0 Ass

11-0)

.t

~

QU,t,ORA·TU~~

DEMOQUI.ATOR

t

BYPS YOELO

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t

uv

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17-0/

í)ED'f

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¡

COll1ROl

66 FSQ.,_ 68 Fst

DlfHREJITIATOR

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A$10

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Of•Et.{PHASJS

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25 GPS'"1

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1

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OFTS COLO

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..

t

FEIN

y

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"

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BURSTGATE AGtUMfil.Jl1'ÓR

SAA7151B

42 HRE"

~

$UVI

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PI)

CHROMIN~I/Cé

t

COFF CCIR

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f

COMBFaTER AÑDSECA.t( REC0!,<811/ATrO.V

t

t

!IISORETE rtME HUfi.Cl7•0)-. OS~ll!ATOR(OTOI/ M'DOIVIDE!t

uvss

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•" OUTPVr FOflJIATTER ANl>OUTPUi INTf.RFACE

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t

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-------- -------------------- --~--------4-------- --------------~ PRE-FfLTER

S'r'UC

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PHAS$ D~ECroµ

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FHASEDETECTO/ CóAR'S6

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1,cta¡;.o¡ SYNC SCL

SOA

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HClS/7-0/ HSt8(1-0/ ·SCEf\1 ijS1$(7.f/J oevs HPil/17./J/ OEilS

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63

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39

35

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11. 7 Diagrama de bloques completo del decodificador digital multiestándar SAA 7151 B.

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e lnlhrfifa de salida

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42 HREF

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Co·mponsación

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Flllrode paso b/Índs variable-

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..

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Mozclador

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Llnoa viJriáblo Je compensací/Jn

Amplif¡cador

i Alasttap•s do sfncronismo

11.B Proceso de la señal de Juminancia en el integrado SAA 7151 B de PHtLJPS.

i99

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉLrrE

Estos datos de entrada, en complemento a dos, se disponen de la siguiente forma: Luminancia y croma: Nivel +95 para las señales correspondientes a estándares de 50 Hz (PAL, SECAM) y nivel + 116 para los de 60 Hz (NTSC). El espacio con1prendldo entre el nivel +95 (o el + 116) hasta el rnáximo de + i 27 se mantiene en reserva. Pico de sincronismo: Nivel-128. Nivel de borrado: Nivel-128. La señal de luminancia se aplica a un convertidor de relación de muestreo, con el fin de reducir el flujo binario a 13,5 MHz. A continuación pasa a un circuito de prefiltro, donde las alta frecuencias son enfatizadas. Le sigue una trampa de la señal de croma, con lo que se evita el paso de esta componente. Si no se dispusiera de esta trampa se produciría una intermodulación entre ambas componentes de imagen cuyo efecto resultaría desagradable para el observador. Esta trampa está sintonizada a 4,43 MHz o a 3,58 MHz, según sea el estándar del canal sintonizado. Finalmente la señal de luminancia pasa por una lfnea de retardo variable, de compensación entre los tiempos Y y C y de allí al interfaz de salida de donde se obtiene en formato paralelo de 8 bits (figuras 11.7 y 11 .8). Pasemos ahora a la descnpción de los circuitos de croma. La infonnación de croma, en formato digital de vídeo compuesto o las componentes UV del formato 4:2:2, entran en los circuitos de procesado de croma a través del interfaz de entrada, mediante el bus CVBS (en el caso de vídeo compuesto) o por el bus CUV (el caso de componentes UV). Este interfaz de entrada direcciona dicha Información según sea de uno u otro tipo la señal de croma. Así, si la señal de croma se presenta con componentes UV, el proceso es el siguiente (figura i 1.9).

uv CVBS (7·01

'

cuv

/1·0).

.

.

)

.

lnterfst de enlrnda

(7•0) 1

FIitro de croma y componsac/611 d•olfset

Retardo de compensación

tnlerpolador de tiempo

_,...

Formalosdor e l11terfaz de ssfids

Conmutador

42 HREI' li4 FEIN

.)

' y

•

(l·OJ

11.9 Proceso de la componente de croma UVen el íntegrado SAA7151 B. •

La señal UV se direcciona hacia un filtro de croma, a una línea de retardo de compensación de tiempos entre las señales de luminancia Y y de croma C, a un bloque de interpolación (que cancela los posibles errores en los datos) y a un conmutador de las infonnaciones U y V, de forma que éstas quedan multiplexadas. Finalmente pasa al interfaz de salida, desde donde se obtiene en un bus paralelo de 8 bits. Si la señal de croma procede de un vídeo compuesto (figura 1 1.1 O), el interfaz de entrada la direcciona hacia un filtro paso banda de croma. donde se separa de la señal de luminancia. A continuación se procede a su demodulac1ón, en un demodulador en cuadratura. Para llevar a cabo este proceso el circuito precisa un reloj de referencia. El siguiente paso consiste en hacer pasar la señal de croma demodulada por unos filtros paso bajo que reducen su ancho de banda a 1 MHz. Si se sintoniza un canal en estándar SECAM, la señal de croma se deriva hacia un filtro de SECAM, desde donde pasa a un demodulador de fase y detector de SECAM, un diferenciador y un , circuito de desacentuación, desde donde se reintegra al circuito principal mediante un recombinador SECAM. 200


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Corimvtador

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dt Qt1fr1da

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+ Pto~oímdor da :1oct1onc.ln

Diferenci8dor

0~10,101 "11

J

O••••••l•aa/~11

11.s,andar

11.10 Proceso de la componente compuesta de croma en el integrado SAA7115B.

Finalmente la señal de croma obtenida, en formato U\/, se aplica al interfaz de salida, donde se obtiene en formato paralelo de 8 bits. B circuito Incorpora un reloj de 27 MHz y unos divisores de frecuencia Internos que dividen dicha frecuencia por dos para obtener la frecuencia de 13,5 MHz necesaria para el procesado de la señal de luminancia y por cuatro para obtener los 6, 75 MHz ne.cesarios para el procesado de la señal de croma. Además de lo expuesto, desde el circuito de luminancia se extrae dicha señal para obtener los impulsos de sincronismo vertical y horizontal (figura 11 .11). Obsérvese en esta última figura que tras pasar por un prefiltro un separador de sincronisn,os. éstos se someten a un detector de fase fino y a uno grueso, de forma que los tiempos quedan perfectamente establecidos. Un segundo oscilador, de 24,576 MHz, se ernplea como reloj para la demodulación de las señaJes de cro111a de los tres estándares de televisión que adn1lte este integrado (figura 11 .i 1 ). Del amp//ficedor delas etapas de /umlnano/D

..

Pfl:ffltrodo

smcront~mos

CREF Separador da

$incronismas

Detector de fose nno

Da1l!f:1or de fase

Lazo de filtro

groo!O

Ccnt&dof

-

Pt'Of.es&d(J( de V1111ica/

Reu!nlo programable

Gunt
OstJOodor de/tempo d,~reto

Genollldor defBJo/

de fl)la/

-

de cn$1aí

ll27

XTA l

XTALI

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, '

HCLHSY VS HS

ODD

LFCO

11.11 ProceS() de separación de los impulsos de sincronismo y circuito de reloj para la desmodulación de la señal

de croma de los tres estándares de televisión en color. en el integrado SAA7151 B.

201


Para finalizar diremos que el interfaz de salida proporciona los dos buses digitales (de 8 bits) de luminancia y de las componentes UV multiplexadas, siendo sus tensiones de salida compatibles con circuitos TIL conectados a ellos. En la figura 11.12 se ha dibujado el esquema de conexiones del SAA71518, el cual utiliza un SAA7157 como generador de señal de reloj para el circuito digital, y cuyo esquema de bloques hemos dibujado a título meramente informativo en la figura 11.13, puesto que es de circuitería sencilla.

ePI

Vss 1

..

5

••

18

61 60

28

59

52

58 57 56 55 54 53 52 51 50 49 48 47

100n .. 100n ••

..J •• 100n .. ..J .. ..J D/g/lal "-"- V 100n ..

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T

-

67513819

44

62

DD

cuvo

Chrominance CUV7 to CUVO

6 CUV1 7 r11v2 8 CUV3 9 CIJV4 10 CIIV5 11 CUV6 12 f'l/V7 13 LO 14 L1 15 /? 16 L3 17 L4 20 1 fi 21 L6 22 L7

/.um /nance CVBS7 to CVBSO

X1: Philips 4322143 05291

-

SAA71518

=~ 10µ

RESN

' "- Digital

-

1

3 27 4

24 25 36

65

Y7to YO

Y3 VA

Y5 Y6 Y7

RTCO

HS VS HSY HCL HREF

SCL SDA

2

1 C-bus

000 _ GPSWO ODD GPSWO

-

(from SCAR T)

v...

66

68 1

~

680 FS/

-

n 2

19 16

SAA7157 12 7 15 10 14 20

3

1flfln

T

75

f> 13 .MHz

VDDt1,uJJog

,.. 1011

..

+5V

••

l

17 1 >-

13 18

( -,

1

100n ••

4 8

6 9

..

BAT45 680

i-

2112 . 5

. - 150p ....

37

.

11

FS

'~ Digital

+5 V

11.12 Esquema de conexiones del SM7151 B. 202

-

35 Voo

'-

GPSW1 GPSW2 RESN LL27A CREF LL27B . LL 13A LL13B

YO Y1 Y2

2

LFCO MUXC FSO

UV7

39 63 64 43

YUV-bus

/11/1'.

40

=~ 12p

1n : :

UV4 llV5

41

34 12p

tJV3

31 30 29 26 42

'. _. 124,576 MHz

UV7toUVO

UV1 UV2

32

33

~

111/ll

>-

--

: : 100n: : 100n

i ~

Digita/

,, !oi Analog

VDDdiglfsl

+5V


MS

5

1

-

LOOP FILTER

8·

--

17

" "

veo FREQUE:NCY DIVID.ER 1;·2

SAA7·157 FREQUENCY DJVIDER 1: 2

POWER-ON RESET

·; ,

LFCb

LFC02 CE

.. '.

19

2

PRE-FIL TER ANDPULSE SHAPER

u

10

-"(

i"'--

14

[y

20

i"'--

15

vr

• 11

LL1.5A (ll27A)

.-"(

MS=LQW

PHASE DETECTOR

7

L--í

POWER-ON RESET

12

.

LL1.58 (LL27B)

' LL3A

LL3B CREF

RESN

i"'-V 16 LFCOSEL

3.· P'CJRD

..

.

I

., ,i

'

4

·6, 9, 13, 18

VssA

V~so Mf

~

11.13 Diagrama de bloques del círcUito integrado SAA7157 de PH!LJPS, para generar todos los impulsos de reloj requeridos por un receptor de televisión digital.

CONVERSIÓN DE DIGITAL A ANALÓGICO Y MATRIZADO DE LAS COMPONENTES YUV Una vez obtenidas las componentes Y, U y V, éstas deben convertirse a analó.glcas y, posteriormehte, aplicarse a una matriz en donde se obtienen las tensiones RGB que, una vez amplificadas en los amplificadores finales de vídeo, modularán los tres haces del TRC (figura 1·1.14).

r-11 Sena/. díg#al Seña/ de video analógico

CQml.e!jídor

AID

V

D.ecodífieador

u.

V

R.

y

y

deBb~

DAC

Procesador

u

DAC

V

-

DAC

.

Mattiz

G

B

11.14 Una vez obtenidas las componentes Y, Uy V, se procede a su conversión en forn1ato analógico y.a su matrizado para obtener fas señales R, Gy 8 que modularán los haces electrónicos del TRC.

Para la conversión de 'digital a analógica se puede recurrir a convertidores D/A de alta velocidad, como el TDA8702: de PHILIPS (figura 1i .15) , o integrados en un único chip, corno el 'SM 7165 de la misma firma, cuyo diagrama de bloques y dé,conexiones se ha dibujado en la figura 11.16. B TDA8702 es un DAC de 8 bits que admite una velocidad de proceso superíor a 30 MHz, permitiendo niveles TIL Proporciona c:los salidas analógicas (una cornplem,entaria de la otra) sobre carga de 75 Q . 203


REF

, nl

100

I

..

DGND "

..

AG ND"

CLK

CURRENT REFERENCE LOOP

4

BAND-GAP REFERENCE

• •••••••• t

6

2

5

16

CURRENT GENERATORS

'.I

75

75

15 14

CURRENT SWITCHES

CLOCKINPUT IN TERFACE

V(X;A

Vour Vour

t.++.++t .+ t REGISTERS

TDA8702

t t tttt+t (LSB) DO D1 D2 D3 D4

13 ·

1?

Vceo

11 o

A
05

o

D8 (MSB) D7

7

DATA INPUT INTERFACE

11.15. Diagrama de bloques del convemdor digital a analógico TOAB702 de PHILJPS.

100n

IOOn

HH .

VDOD'J

12

31

21 to 14

......

- 11- ~

100n

~On

VoMt

Voc,2

VoCAJ

CUR

VooM

32

37

40

41

42

PEAKING AND CORJNG

y

8

FORMATTER

uv

fo+

24 25

CREF MC LL27 LLC HREF

26

RESET

27

SCL

28 29

SDA

H

FORMAT7ER

OAC3

1 REFL .•

~

50 t

..

INTERPOLATION FJLTER

-

25

J!... DCTI

JI.

v,,.y p}

•'

75

,, DAC2

.....

so

36

1

v,,-P/

:t:/B - Y)

44 REFL

t

·,

75

• !I ,.,.,,

1

1

43 c uv1qon

-,H

TIMJNG CONTROL

1

25

2 c, 1qo11 -,H 39

DATA SWITCH

ti to 4

's

~On

H

y

data clock UV7to UVO

+5V

15k

~On

H

•- 11-

Voon1

Y7 lo YO

1q9n J,1-l,

+5V

+5V

DAC1

• 1-

1 C-BUS CONTROL

''

50 1 v,•.p) ±(R· Y)

.~.

SAA7165

TEST CONTROL

33

75

,

= 13

30

22

Vssor

Vsso2

AP

'"

';,,

·,.,~

23 SP

' ¡,,

3

34

SUB

VssAt

'·"

'

"

35 VssA2 Is

"

38 VsSA3 !, ~

11.16 El integrado SAA7165 posee tres decodificadores O/A para la obtención de las señales analógicas Y,+ (B - Y) y ± (R- Y) que modularán los haces del TRC.

La velocidad de proceso del SAA7165 alcanza los 36 MHz y posee una entrada para formatear los datos de luminancia de 8 bits en paralelo y de diferencia de color multiplexado UV, también de 8 bits. Proporciona unas salidas para las señales Y, + (B - Y) y ± (R -Y) de 1 V de pico a pico sobre carga de 75 Q.

204


En lo que respecta a la matriz, diremos q,ue ésta responde a. la c9ncepción expuesta en el tomo de esta enciclopedia dedicada a la televisi.ón·analógica. Para la obtención d.e la señal (G - Y) se rec4rre al matrjz-ado de las s.eñales (R- Y) y (8- Y), de acuerdo con la ecuación: V(G-Y)

= -Ü; i 9ll¡s-Y) - 0,51 V(R-Y¡

En la figurá 1i. i 7 se ha dibujado el esquema de.principio de un circuito de matrizado en el cual los transistores de salida de las etapas (R - Y) y (f3 - Y) trabajan en cascodo con los.transistores precedentes, los c.uales excitan, al mismo tiempo.• la etapa (G- Y) .

._..,. a.-Y

,.

R • Y ---.

_...G·Y

11.17 Amplífícador de matrizadb transistoritado, en montaje· cascado con las etapas previas.

En dicho esquema se puede observar cómo las corrientes de emis.or /18._v¡ e l¡R-Y) de las etas pas previas se dividen en las prQporciones requeridas mediante las re.des de resistencias R1R·2

y R3R4 .

La ganancia de tensión de las etap9s previas (R- Y) y (e - Y) es muy pequeña, dada la baja impedancia de entrad.a de las etapas de salid.a. La tensión de .emisor del transistor de s.alida (G - Y) es prácticamente constante. En este circuito se restauran las amplitudes· originales de. las señales, qué -se réducen en .el emisor para evitar sobremodulaciones de la portadora de imagen. Efectivamente, durante la transmisión la amplitud de la señal (R- Y) se reduce o·,88 veces; y la de la señal (B - Y) 0,49 veces, como consecuencia, en el n:;iceptor deben resta1.,.1rarse las amplitudes originales, de modo que la ganancia de la red amplificªdora del canal (B - Y) debe ser mayor que lade la red (R-Y') en 0,88: 0,49 =1,78 veces. Si esta c.oríéGCión no se h-a lleva.do a cabo en .el amplificador de FI de croma, p.uede réalizar.se en el amplificador de diferencia d.eqolor. Dado que las resistencias de colector son todas iguales, la.relación "eritre las trés tensiones de señal también se puede aplicar a las corrientes, es decir:

Siendo, además, (figura 11 .17):

Como la impedancia de.entrada de la etapa·de salida (G- Y) es muy pequeña, se puede escribir (figura 11.i 7):

205


R4,(F>,-Y)

l2= - - - -

R3+R4

donde se deduce:

R1 - -- = 0,19 R, +R2

Como en este circuito la conexión de R 1 y R2 debe proporcionar 190 Q y la de R3 con R4 330 Q (figura 11.17), se obtienen los siguientes valores de resistencias para el circuito de matrizado de la figura11.17:

R, =220 Q; R2 = 910 Q; R3 =620 Q; R4 = 680 Q Dado que las señales de diferencia de color experimentan las mismas excursiones positivas y negativas con respecto al nivel de borrado, los transistores de salida se polarizan de forma que sus puntos de trabajo queden hacia la mitad de la tensión de alimentación. La polarización de las etapas (R - Y) y (B - Y) puede ajustarse independientemente por medio de divisores de tensión ajustables colocados en los circuitos de base de sus etapas previas. La p.olarización de la etapa (G- Y) depende de la aplicada a las otras dos etapas, de la dispersión en los valores de las resistencias y de los parámetros de los transistores. Finalmente, y dado que este circuito forma parte de todo receptor de televisión y que es del tipo analógico, remitimos al lector interesado en su estudio al tomo citado de esta enciclopedia, ya que son múltiples las versiones que de él se pueden diseñar, tanto con componentes discretos como integrados.

S1STEMA 2H (100 HZ) El sisterna 2H surgió en los años 80 como una solución al cansancio visual que se produce cuando se observa una pantalla de televisión de gran formato a una distancia inferior a la aconsejada. El sistema 2H se conoce popularmente como televisión de 100 Hz, y consiste en aumentar al doble el número de cuadros por segundo. Efectivamente con el sistema de exploración convencional, de 25 imágenes por segundo (50 cuadros entrelazados por segundo) se aprecia un centelleo de la imagen si la distancia entre observador y pantalla es inferior a cinco veces la diagonal de ésta. Así, por ejemplo la distancia recomendada para ver con claridad una imagen de televisión en una pantalla de 20" (unos 50 cm) será, portante, de 2,5 metros. Con los modernos receptores de televisión, donde la diagonal de la pantalla alcanza valores muy superiores, es necesario aumentar; en consecuencia, la distancia de visualización, lo cual no siempre es posible. Para un receptor con una pantalla de 67,96 cm la distancia de visualización deberá ser, como mínimo, de 3,40 m, lo cual ya empieza a ser un problema en las viviendas normales. Este centelleo se evita aumentando la distancia de visualización, pero también aumentando el número de imágenes por segundo. La forma más sencilla de aumentar el número de imágenes por segundo es doblando su nún1ero, es decir, doblando la velocidad de campo de la señal recibida de 50 Hz a 100 Hz en los sistemas PAL y SECAM o de 60 Hz a 120 Hz en el NTSC. Barrer en sentido vertical al doble de la velocidad convencional supone, al mismo tiempo, aumentar en la misma proporción la frecuencia de barrido horizontal. Así, considerando el sistema de 625 líneas e imágenes, cuya frecuencia de barrido horizontal es: 206


fH = 625 líneas x 25 imágenes/s = 1 5.625 Hz en el sisterna 100 Hz pasa a ser de: fH =

625 líneasx 50 in1ágenes/s = 31 .250 Hz

Los mismo sucede en el sistema NTSC de 525 líneas, que al pasar de 30 a 60 imágenes por segundo la frecuencia de barrido horizontel pasa de 15. 750 Hz a 31.500 Hz. El principio de funcionamiento del sistema se·basa en la memorización de los campos de televisión en tiempo real, para luego leerlos a doble velocidad. En la figura 11 .18 se expone de forma gráfica el proceso. ~ 20 ms

Escrlttira (x 1) [campo,A

-

.......

~

~

..

"'1 I Campo B I Campo A] Campo B 1 50c;m;;; .............. -....----- .. .....-....... .......

,. 1._ 20 ms -

'

Escritura (x2)

-

20 ms

-.....

....

....

........._

--'"~-

11.18 Proceso de escritura y lectura de la información de vídeo en el sistema 2H.

En esta figura se puede comprobar que en primer lugar se memoriza el campo A. lo cual se lleva a cabo en un tiempo de 20 ms.• puesto que ésta es la duración de un campo de televisión , es decir, el tiempo que tarda en barrerse toda la pantalía durante una semiimagen. Dicha información se graba en la memoria del receptor, por lo que se precisan circuitos convertidores de a:nalógico a digital de la información de vídeo. Durante el tiempo de recepción del segundo carnpo.(B}, éste se .aJmacenaen la memoria mientras que de ésta se lee, a doble velocidad (en 1Oms), la información almacenada del campo A. Esto supone la doble lectura del campo A y su doble aparición en pantalla del receptor {figura 11 . 18). A continuación el receptor vuelve a recibir la inforrnación de vídeo correspondiente al campo A, la cual se graba en la correspondiente memoria mientras que de ésta se lee un par de veces y a doble velocidad, la información almacenada del campo B prec::edente (figura 11 .18). Como consecuencia de este proceso, los 50 campos de televisión, correspondientes a las líneas pares e impares entrelazadas, se convierten en 100 campos entrelazados de dos en dos y con una velocidad de barrido doble, reduciéndose el centelleo de la Imagen. Se ha visto que en este proceso se precisan convertidores ND ya que, la señal de vídeo, de tipo analógico, no puede ser almacenada en urra rn.emoria si no se convierte a digital. Como consecuencia, es preciso devolver la forma analógica a la información de vídeo almacenada en formato digital, por lo que son necesari·os convertidores D/A. Respecto a la información digital, y dada la complejidad de la infonnación qu.e debe almacenarse, se utiliza una RAM dinámica de elevada capacidad y velocidad. Otro circuito digital que se precisa para el correcto funcionamiento del sistema 100 Hz es un controlador de memoria, el cual genera las señales de ternporización para los procesos de escritura (x 1) y de lectura (x 2) de fa memoria y los impulsos de sincronismo vertical y horizontal del TRC a doble velocidad.

CONVERTIDOR 1HA 2H El convertidor 1H a 2H es un circuito digital añadido a un receptor de televisión analógico. Se trata, por tanto, de un circuito que forma parte oe la televisión digitalizada, puesto que el concepto de televfslón digital es distinto, tal como se ha visto en los capítulos anteriores de esta obra. En la figura 11 .19 se ha dibujado de forma muy simplíficada el diagrama de bloques de un receptor de televisión con tecnología 2H. En él se observa la presencia de los circuitos analógicos de sintonización, demodulación (para obtener las,señales de lufliinancia Y y de crorna UV} y el se207


n__ J Sintonizador

R

G

~

Convertidor 1Ha 2H

Demodulador

• 11.19 Diagrama de bloques

2H

YUV

2V

V

SeparttdQr de

simplificado de un receptor de televisión del sistema 2YH.

B

sínctonlsmos

H

parador de sincronismos vertical M y horizontal (H). A partir de este punto el tratamiento de la señal pasa a ser digital, para efectuar su conversión de 1Ha 2H. Una vez tratada en este circuito, la señal se convierte nuevamente en analógica, para obtener las señales de rojo (R), verde (G) y azul (B) que modularán los tres haces del TRC, así como los impulsos de sincronismo vertical (de 100 o 120 Hz según estándar de televisión) y horizontal (de 31.250 o 31.500 Hz según estándar). Como resultado de esta doble velocidad de barrido, el transformador de líneas del receptor reduce sus dimensiones, pues al ser doble la frecuencia, el número de espiras se reduce en esa misma proporción. Recuérdese que la tensión inducida en un transformador es directamente proporcional al número de espiras e inversamente proporcional al tiempo que tarda el flujo magnético en pasar de un valor máximo al mínimo o viceversa:

E=

n

!lt

por Jo que a igualdad de variación de flujo magnético t.. y reduciendo el tiempo t.t a la mitad (doble frecuencia), es preciso reducir el número de espiras, n, a la mitad para obtener la misma tensión E. Además, esto trae consigo una disminución considerable del volumen ocupado por la unidad de desviación montada en el cuello del TRC, puesto que también disminuye el número de sus espiras a la mitad para conseguir el mismo campo electromagnético de desviación de los haces sobre la pantalla. Como inconveniente, se obtiene una disminución del brillo de la pantalla, ya que al aumentar al doble la velocidad del haz de electrones, se reduce a la mitad el tiempo de incidencia sobre los luminóforos. En la figura 11 .20 se ha dibujado el esquema de bloques de los circuitos digitales del convertidor 1H a 2H. En él tenemos un triple convertidor A/D que proporciona al decodificador la señal de vídeo demodulada en formato digital 4:2:0 o 4:2:2 de 8 bits, y en éste se transforma en una señal de 12 bits (8 bits simultáneos para la señal de luminancia y 4 bits secuenciales para las componentes de color R-Y y 8-Y. 1 -Y B, -

,

-

Dec4dificador de croma

y

IJ

.

-

IJ

R,Y

y •

8-Y

.

~ ~

.y -

12

·Controlado, de m&moria

y

R-Y B-Y

•

fv IH

.

Temporizador

Reloj


del convertidor 1Ha 2H.

208

~l~ o

2fv .. 2/H

.

Converlidoro.s DIA

R Matriz

G B


El bus de 12 bits de salida del decodificador de color se aplica a un controlador de memoria. distribuyendo la información entre los dispositivos de memoria. Los impulsos de sincronismo vertical y horizontal, ya separados, se utilizan para controlar un temporizador que sincroniza el proceso de escritura de las palabras en la RAM, a través del controlador de las tres memorias. Al mismo tiempo se o.btienen de él los impulsos de sincronismo, de doble velocidad (2tH y 2fv), para el barrido horizontal y vertical de la pantalla (figura 11.20). Las memorias son, en el caso de la figura.11.20, del tipo FIFO (Rrst-/n/Rrst-Out o primero en entrar I primero en salir) con tres puertos para facilitar el almacenamiento de otros tantos campos. Se procede de este modo ya que la lectura, por dos veces, del primer campo almacenado coincide con la llegada del segundo campo. el cual debe almacenarse para poder ser leído posteriorn,ente. La información de vídeo grabada en la memoria es luego leída a doble velocidad y convertida a formato analógico (RGB) mediante los correspondientes convertidores D/A. Un inconveniente de este sistema se da al leer los campos en el orden AABB (figura 11 .18), ya que los objetos que se mueven por la pantalla a elevada velocidad aparecen en ella con vibración. Para minimizar o evitar este efecto, se realiza una detecc1on de la velocidad de la señal de vídeo con un circuito del mismo nombre y se cambia el orden de lectura a ABA'B', lo que implica ol?tener la señal de vídeo por interpolación entre dos campos, reduciéndose. de este modo, la vibración a la mitad sin que se aprecie visualmente el defecto. De esto último se deduce la necesidad de emplear los tres puertos antes citados, ya que se han de leer dos campos registrados A y B mientras se memoriza el tercero (A o B). La falta de un sincronismo perfecto entre los impulsos de sincronismo correspondientes a la doble velocidad y los que se reciben de la emisora carece de importancia. ya que lo fundamental es que estén en sincronismo con las imágenes que se han de visualizar en pantalla durante el proceso de lectura de la RAM. Se aprovecha esta circunstancia para conseguir el efecto de imagen sobre irnagen (PIP) sin necesidad de sincronizar las fuentes de vídeo que se visualizan en pantalla. Finalmente las componentes YUV o YcbC, se aplican a convertidores de digital a analógico y de éstos a la matriz analógica para obtener las tensiones RGB que se aplican a los correspondientes amplificadores de vídeo del TRC. Para finalizar con este terna. en la figura 11.21 se ha dibujado el diagrama de bloques del circuito integrado SAA4977H de PHILIPS para televisión de 100 Hz, en el cual se lleva a cabo la conversión analógica a digital de las señales Y, U y V, en un triple ADC de 8 brts en complemento a dos y con una velocidad de conversión de i 6 Mrlz. El SAA4977H contiene un microprocesador 80C51 que Incluye una RAM de 256 bytes y una ROM de i 6 Kbytes. La velocidad de este microprocesador es de i 6 MHz, generados por un relo¡ de 32 MHz y dividiendo estos impulsos por 2. En la figura 11.22 se ha dibujado el esquema de conexiones de este integrado, en unión a una mernoria SAA4955TJ o SAA4956TJ, para la conversión a 100 Hz basada en la repetición del algoritmo AABB. Corno información adicional, en la figura 11.23 puede verse el esquema de bloques del integrado SAA956TJ, que contiene una rnemoria del tipo FIFO de 2,9 Mbíts (2.949.264 bits exactamente), con reducción de ruido y de alta velocidad tanto en escritura corno en lectura. Ha sido especíaln1ente diseñado para aplicaciones en modernos receptores de televisión. como los que incorporan los sistemas 100/120 Hz. PALplus, PIP, etc. El control de este circuito se realiza mediante un bus 12C. Incorpora una CMOS DRAM de 16 Mbits. El SAA956TJ puede almacenar hasta 245. 772 palabras binarias de 12 bits y se alimenta con una tensión de 3,3 V, siendo sus entradas compatibles con la tecnología TIL empleando una fuente de alimentación extra de 5 V.

SISTEMA PALPLUS El sisterna PALp/us fué propuesto por la empresa GRUNDIG en 1987, con el fin de aumentar la definición de las in1ágenés, si bien no se ha empezado a utilizar hasta mediados de 1994. 209


+3-¡3 V

+5 V 1

8, 11, 69 17, 18, 19, 26 75, 80 23, 25, 29, 9 46.67 28 30

YIN UIN VIN +5V

+3. 3 V

1

1

21,23 1 19, 22 D11 15 3 DIO 4 16 D9 17, 18 5 DB 38 6 D7 37 7 06 36 8 D5 35 9 D4 10 SAA4956TJ 34 D3 11 33 D2 • 12 32 D1 13 31 DO 30 14 29 SCL ' 20 28 25 27 26 24 40 2, 39

SCL

~

+5V

•

6

I

RST

SWC RSTW WE

47 24 32

45

51 52 53

42 41 40 39

44

43

54

SAA4977H

55 56 57

37 36

58

35 34

59 60 61

.

RE

38

79

62

76

63

74

D11 D10 D9 D8 D7 D6 D5 D4 D3 D2 D1 DO

.

YO UT uoUT VO UT

4µ7

'"'

1 2

20 22

71 14to16, , 21, 27, 31, 72 HRD 68 48 to 50, 3 to 7. 33, 65, 73, 10, 12. 70 13,64,66 77, 78

';., VA

HA

-,

SDA

se L HDFL VDFL

1

n.c.

DISPLAY PLL

SCR

11.22 Esquema de conexiones del SM4977H en unión del SM4956TJ (o SM4955TJ) en un sistema de televisión de 100 Hz.

Los receptores de televisión dotados de este sistema precisan de un decodificador PALplus y un TRC de formato panorámico 16:9. Los sistemas PAL y PALplus son compatibles entre sí, es decir, en un receptor de televisión normal del sistema PAL es posible visualizar las imágenes transmitidas en formato PALplus y viceversa. Para aumentar la calidad de las imágenes, el sistema PALplus incrementa el ancho de banda de vídeo, el cual está limitado en el sistema PAL convencional a 4 MHz aproximadamente, pero sin aumentar el ancho de banda del canal de televisión por el que se transmite. Recordemos que los 5 MHz del ancho de banda de vídeo de la señal monocromática se redujo a 4 MHz para incorporar dentro de esos 5 MHz los 800 kHz de la información de croma. En los receptores de televisión del estándar CCIR no se aprovechan las 625 líneas para formar las imágenes de televisión. De ellas sólo 432 son activas, es decir, en un receptor de televisión estándar las imágenes de televisión están formadas con una resolución de 432 líneas visibles. En el PALplus se mejora la resolución vertical aumentando el número de líneas visibles a 1S74. 210

TaEVISIÓN DIGITALIZADA

DO/V•I toD11/Y7¡

NREN SCL

/E

SDA

1'2

•

14 to3

40

18

DATA /NPUTAND WRl1E MASK BUFFER(x.13) •

[Jo

1

}r 12),

-6

SAA4956TJ

' DOintamol - iE intemal ' •

12 + 1

"

3/ .

INPUTfJUFFER (x3 )

~

SERIAL WR/T/:IREAD2 CbNTROLLER

/

.,

mini cache wrifelread2 conlío/ + cache l!ansler

1

•

load wrlte block addres·

mad2 con/Jo/

,

: "2 0 (12• 1)

¡,

write COl)trol

.

SERIAL WRITE REGISTER ZO - WORD (x3)

.

,, . . ..e 12 ,.

15 /E interna/

k-r1z • 1

,~:, ' :t:> /'

17

/ C-BUS INTERFACE

I ,.._....

.

WE RSTWSWCK

read2 ·aaknow/edge

PARA LLEL WRITE REGISTER 20- OORD /x13) 12 + 1. y

/E Interna/

.

~

-----------~ MINICAOHE 12-WORD (x12) -----.- -----· RE/\02 READ

r ---- ---- -- ..

.

MEMORY ARRAY 245760-WORD (x12)

I

MEMOR'I

FEADí ADDRESS COUNT/=R ARBITRATION ~----- -----LOG/C •R:FRES HACIRESS : COUNTER 1

•

•

1

r------- ----

REGISTER :REGISTER

READ AOORl:SS : eouNTER 1

. ,... ~ 20x12 '

e

: [., ?
:,

PARALLEL -READ2 REGISTER i+ 20.- WORD (x12)

; v '"20,12 7

+3,3V Voo 19

*100n

GND 2 OGND 39

•

I+

¡ '

PARALLEL-READREG/STRE 20 - WO~D()(12 ) "20x42

."

SERIAL-READ2 REGl$TER 20 - WORD (xt2)

Voo lP'/ 21 VDD{O) 22

"

.

: v.R17E ADDRESS , COUNTER

WRITE REGISTER

--

DO interna/

y : ;2ox (12+1)

y

'7

'

wrlte acknow/edge

...

C,

SERIAL-RE,4()REGISTRE ~ 20· WORDix12 J

'

' t OE infernal refresh clokc.

CLOCK OSC/LLATOR

'

read oon/rol

,.

"

; ~12

• "" 12 mini cai;hemd control

DATA MU X

'

¡.. ---- ----- -DATA OUTPUT BUFFER (x12)

.

OE

.+ interna!

27to,38

:

y

read acknowledge

1

INPUT BUFFER (x4)

31 I

'

loadrsad block address

SERIAL READ CONTROLlER

.

... '7

Qo,.,¡I, Q11(t1¡

OE RE RS1R RSCK

11.23 Diagrama de bloques del integrado SM4956TJ.

Las ventajas del sistema PALplus se. pueden resumir, pues, en las siguientes: • Mejor definición de imagen, aumentando el número de líneas visibles de 432 a 57 4. • Mejora del sonido estéreo, aumentando la respuesta en frecuencia. • Relación de aspecto mayor, pasando de una reJación 4:3 a 16:9. Para obtener estas mejoras se recurre a circuitos digitales especialmente diseñados para estos receptores.

FUNDAMENTOS DEL SISTEMA PALPLUS PALplus está basado en un nuevo estándar del EBU (European Br9adcasting Ur,ion) que se aplica a los sistemas de 625 líneas europeos. El sistema puede operar en dos modos diferentes:

• modo película; • modo cámara.

211


8 modo película se utiliza cuando el origen de la imagen es una película (resolución de 24 imágenes por segundo) y el modo cámara cuando el origen de la fuente es una señal de vídeo de 50 Hz. Partiendo de una sena! de 625 líneas, 50 cuadros de 2 x 25 Imágenes entrelazadas con digitalización 4:2:2 576 líneas visibles por cuadro y una relación de aspecto de 16:9, se realiza. en primer lugar, una conversión a cuadros compatibles con el formato 4:3. Para llevar a cabo esta conversión se submuestrea por un factor 3/4, con lo que se obtiene un número total de:

número de líneas= 576 lfneas x

!4 = 432 líneas

lo que supone una reducción de 576 - 432 =144 lfneas. De esta forma se pueden ofrecer imágenes equivalentes a un ancho de banda de 5 MHz vaciando el contenido convencional de cada cuadro de vídeo en 144 líneas (72 en cada campo o imagen). Las líneas eliminadas, una de cada grupo de cuatro (figura 11.24), reciben el nombre de negras y en su lugar se Insertan muestras de las altas frecuencias, correspondientes al espectro de 4 a 5 MHz de la señal de luminancia, las cuales se suman en el receptor a las líneas normales para obtener la mejora que se persigue.

r

Grupo 1

Linea PALplus con _ ,.. - ------------ ------ - - - - - - - valor esladlsrico

----1

>- Grupo 2

11.24 En las transmisiones

PALplus una de cada cuatro íneas transmitidas se sustituye por valores estadísticos del grupo de cuatro al que pertenecen.

Linea PALplus con_ ... ---- --- -------valor estadístico

- - -- --- --

1

r

Grupo3

Linea PALp/us co11 valor esladlslíco

• -- ---- ----- - - -

- - - ----- --

Con el fin de reducir la interferencia entre las señales de luminancia y croma que se presenta en el sistema PAL. se introduce una técnica de codificación y descodificación conocida como Motion Adaptative Color Plus (o MAC Plus). De esta forma se obtiene ia compatibilidad entre los formatos 4:3 de los sistemas convencionales y el formato 16:9 de PALplus, según se expone en las líneas que siguen.

Compatibilidad entre los formatos 4:3 y 16:9 Un receptor de televisión convencional, de formato 4:3, al no disponer de los decodificadores adecuados no identifica las 144 líneas especiales que se introducen en el PALplus, por lo que sólo se visualizarán las 432 líneas activas reagrupadas por cuadro. de forma que en la pantalla del TRC, de formato 4:3, aparecen dos franjas negras, situadas encima y debajo de la imagen, y que comprenden las 144 líneas que se utilizan para la transmisión de la señal de ayuda vertical del sistema PALplus (figura 11.25). Esta especial forma de visualizar las irnágenes se conoce con el nombre de formato buzón. A prin,era vista podría parecer que la imagen de una transmisión PALplus se reproduce achatada en una pantalla de formato 4:3, sin embargo, esto no es cierto porque se mantiene la razón entre el ancho y alto de la pantalla (4:3 = 1,33) y la razón entre las líneas del sistema PALplus que se reciben y las del PAL que se visualizan (576:432 = 1,33). En consecuencia, una circunferencia se visualizará sin ningún achatamiento en la pantalla formato 4:3 de un receptor convencional {figura 11 .25). En el caso del formato de pantalla 16:9 el receptor debe incorporar el correspondiente decodificador PALplus. En este caso se lleva a cabo el siguiente proceso. 212

·


72

432

l

72

t

11.25 Imagen de televisión reproducida en un receptor con pantalla de formato 4:3 al recibir una emisíón de televisión del estándar PALplus.

En primer lugar las 432 líneas convencionales con información de vídeo se almacenan en una

RAM. A continuación se calcula el valor promedio estadístico del contenido de las líneas suprimidas (una de cada cuatro) y se estructuran en forma,to de 52 IJSdEl tiemp.o activo, que es el empleado en el barrido de líneas de los estándares de.625 líneas. Las 144 líneas obtenidas se intercalan en sus posicipnes c:;orrectas dentro.de las 432 líneas almacenadas en la RAM, a fin de obtener los cuadros de 576 líneas visibles del PALplus. De esta forma la Imagen en pantalla aparece completa, sín las franjas ·negras que aparecen en el formato 4:3 (figura 4.26). Finalmente se detectan las i441íneas especiales (72 por ca:mpo) y se·ctemodulá su ínformación, que corresponde al valor pro1nedio de las altas frecuencias de cada grupo de CL1atro lín·eas.

576

11.26 Imagen del sistema PAL -

plus visualizada en una pantalla deformato 16:9.

A contínuación se suman a su correspondiente grupo, aumentando así.el detalle de la imagen situado entre los 4 MHz de las emísiones normales y los 5 MHz de las líneas especiales. La compatibilidad entre el sistema PALplus y el PAL exíge que los receptores con PALplus también puedan reproducir ímágenes normales en formato 4:3, y que los receptores convencionales de formato 4.3 puedan reproducír imágenes .en formato 16:9. Como resultado de esta exigencia, un receptor de forn1ato 16:9 que recíba una emisión en formato 4:3 presentará eri cada lado de la imagen una franja negra vertical (figura 11 .27), mientras que un receptor convencional que reciba una ernísión en formato 16:3 presentará en la parte superior e ínferior de la imag~n una franja negra horizontal (figura 11.27). No obstante, en un receptor PALplus que. reciba una ernisión en formato 4:3 se puede desplazar la imagen hacia la izquierda, de forma que la'parte derecha pueda ser ocupada por imágenes de otros canales. Es lo que se denomina Picture Out Pícture (POP) ci imagen fuera de imagen (figura 11.28). Otra posibtlidad del sistema PALpluses la de modifícar la velocidad de los barridos del receptor para adaptarse al nuevo formato, aunque en estos casos la imagen se visualiza con error geométrico.

CODIFICADOR PALPLUS En la figura 11 .29 se tia dibujado el diagrama de bloques.Glel proceso a que se somete una señal de vídeo cdn1puesto, en formato YUV, para obtener la señal de,vídeo compuesto PALplus. 213


Emisión 4:3

Receptor 4:3

Receptor 16:9

Receptor 4:3

Receptor 16:9

Emisión 16:9

11.27 Compatibilidad entre los formatos 4:3 y 16:9 y forma en que se visualizan las imágenes en uno y otro tipo de receptor.

,e POP1

o

,e POP2

TELEDIARIO

""'POP3

11.28 Presentación en la parte derecha de una pantalla de formato 16:9 de las imágenes de otros canales de

televisión o imágenes tuera de la imagen (POP).

En primer lugar, la imagen obtenida de la cámara, en formato YUV, se aplica a un codificador analógico a digital de 8 bits en formato 4:2:2. Esta conversión se realiza sometiendo la señal de luminancia Y a un muestreo de 13,5 MHz y de 6, 75 MHz para las componentes de color. El siguiente paso consiste en hacer pasar la señal digital por un filtro de espejo en cuadratura, el cual proporciona los dos flujos de datos siguientes: • Una salida con las frecuencias altas transferidas por el citado filtro, que corresponden a las 144 líneas del denominado realce vertical. • Una salida con la parte convencional del espectro de frecuencias (hasta 4 MHz), que corresponden a las 432 lineas de imagen. Esta salida lleva las componentes YUV pero suprimiendo la cuarta línea de cada grupo de cuatro. 214


y

u

4:2:2. ADC

V

V•

~

fa

2

2.H

Y,

Reak;ede vertical

-

DAC

V

Y,

u-

Codificador PAL V .

Video comp11esto PALplus

y sumador

e~

t

13,5 MHz 6, 75 MHz

Línea 23 de señalización

11.29 Diagrama de bloques del proceso de codificación de imágenes para obtener una señal de vídeo compuesto

del sistema PALplus.

En la figura 11 .30 s.e.ha dibujado la curva de respuesta del sistema, formada por un espectro de baja frecuencia convencional (hasta 4 MHz) y un espectro de altas frecuencias para el realce de la imagen. Espectro de. realce de la imagen PALp/us I

V

1

/

ir

EsP,ectro con~encional PAL

'' ''

' r

11.30 Curva de respuesta de

frecuencias del filtro PAlplus.

Volviendo a la figura 4.29, observamós en ella que el formato convencional se aplica·al codificador PAL, que en este caso es del tipo digital. Las componentes de luminancia YL y d.e croma e obtenidas de este codificador se aplican a un convertidor digital a analógico, en el cual se le suman los impulsos de sincronismo para obtener la señal PAL estándar que debe transmitirse. El espectro de altas frecuencia pasa por un circuito de realce vertical, en el cual se forman las 144 líneas (72 por campo) con tiempos normalizad.os. Durante los 52 µs activos de cada una de estas 144 líneas, se introduce la información correspondiente al valor medio de cada grupo de cuatro líneas. Los impulsos de sincronismo, salva de color, etc., se disponen en los i 2 µs que faltan para cornpletar el tien1po de 64 µs normalizado por el sistema PAL. En la.s figuras 11 .3i y 1 i .32 se han dibujado la forma de onda de las líneas 22 y 23 respectivamente, que sirven de señal de referencia para el decodificador PALplus. Esta información, del tipo digital, se efectúa en cuadratura, con la fase correspondiente a la componente B - Y y con la misma frecuencia de 4,43 MHz de la subportadora de color, de forma que quede garantizada su compatibilidad con los circuitos de los receptores de. televisión convencional. El nivel de referencia del negro se establece. en i 21 m\/, y la amplitud máxima de los Códigos se fija entre 5i y 191 mV (figura 11.32). La trama de la información digital de la líhea 23 informa al receptor de: • La presencia de una emisión PALplus. • Formato de pantalla (4:3 o i 6:9). • Modo cáhlara o ,nodo cine. En el primer caso lo.s campos son diferentes dentro del cuadro mientras que en el segundo los dos campos son Jgual€ls. • Presencia de subtítulos. En la figura 11 .33 se muestra el contenido"de la inforn1acion digital de la línea 23. En la citada figura s'e observa que la trama comienza con 29 bits de inicio, que siempre es el número binario 111110001110001110001i1000111 . 215


191

r 51 ·

,, µ~

~

blanco

,..

-¡:-

nlvel de fiiaclón

16

o

gris medio

_,.

31 µs

1-

221,!S

r

T

o

5

10

15

25

20

30

35

40

45

55

50

65

60

64

11.31 Representación digital de la señal de referencia en la lfnea 22 del sistema PALplus.

255-

- ...

-

bits de establecimiento del ancho de pantalla 191

-

referencia ele/ nivel de nearo 121

-

121

referencia miixíma

-

51 ~

-

negativa

-

61

nivel de (iJaclón

-

1i -1-

o

b-

1

5

10

10.5 µs

....1

~

16

20

25

30

41 µs

--

51 µs

35

40!

45

51

J

~

55 10,83 µs

t;

60 I

~

64

J

11.32 Representación digital de la señal de referencia en la línea 23 del sisten1a PALptus.

-11.33 Información digital

contenida en la línea 23 del sistema PALp/us.

29 bits (inicio)

24 bits (arranque)

14 bits (control)

Le siguen 24 bits de arranque del sistema, que siempre es el número binario 000111100011110000011111. Finalmente siguen los 14 bits con la información indicada de formato de pantalla, realce de vertical, etc.

216


~

.

YUV

·•

Video-

ADO

~ ~

,V

Desmodulador

de video

12 ' ·,

rv 8

g;

Desmo/lulador ·de realce

Multiplexor

. >

.

Procesador de color PALplus •

• ~

7 DRAM

L1'

µC

R~staurador

e

" •

interpolador

Matriz

•

DAC

.

DAC

.'

DAC

R

.

G

~

' . ';, B

RAM

Separador de la línea 23

11.34 Diagrama de bloques de un recéptor PALplus.

DECODIFICADOR PALPLUS En la figura 11.34 se ha dibujado el diagrama de bloqu.es de las etapas de vídeo de un receptor de televisión PALplus, en el que por motivos de claridad se han omitido las etapas de RF, ya que son las rnismas que las de un receptor de televisión convencional. Cuando se recibe una emisión de este estándar los circuitos del receptor efectúan- las siguientes op.eraciones: En primer lugar se.lleva a cabo una conversión a formato digital de 8 btts .de la señal de vídeo. Esta información digital se aplfca, simultáneamente, a un circuito demodulador de vídeo, uncircuito demodulador de realce y aun .circuito separadorcie la línea 23 (figura 11 .34). El demodulador de vídeo separa las componentes de lumlnancia y croma y decodifica esta última. La salida de este circuito se realiza en formato YUV digital paralelo, mediante un bus de 12 bits, correspondiendo 8 de ellos a la información de luminancia (siempre presente) y los 4 restantes a las componentes de color U y V pero alternándose. En el demodulador de realce se detectan las líne.as esp.eciales de PALplus y se extrae su información que, como se ha dicho antes, corresponde a las .altas frecuencias de cada grupo de cuatro líneas. Estas líneas están moduladas en amplítud con la portadora suprimida de Igual valor .que la subportadora de cronYa, de forma que el sistema sea compatible con los circuitos de RF del receptor de televisión. La tercera derivación de la señal digital obtenida del ADC se aplica a un microcontrolador; el cual controla al circuito separador de la línea 23. Cuando se detecta una emisión PALplus, es de~ cir. cuando se detecta una línea 23 como la n1ostrada en la figura 11 .33, se llevan a cabo las siguientes operaciones: • Identificación y aln1acenamiento en una RAM de las 432 líneas normales de vídeo, que son compatibles con los receptores convencionales. Este proceso también se realiza, lógicamente, cuando se reciben emisiones en formato 4:3. • Demodulación de ras·í 44 líneas de realce vertical, almacenándose su información en la RAM. • Descodificación de la información digital de la línea 23, cuyos códigos hemos expuesto anteriormente al tratar el tema del codificador PALplus. Con esta información el C detecta el tipo de emisión PALplus (formato cine o fonnato vídeo). • La información obtenida del demodulador d.e vídeo (de 12bits) y del demodulador de realce (de 8 bits) se aplica a un multiplexor gobernado por el ,µC; con el fin de obtener de·forma se.cuencial las líneas de una y otra procedencia. • El procesador de color PAL~lus recibe la infor(nación digital del multiplexor y almacena su información en una DRAM de alta velocidad. En este procesador se efectúan los cambios necesarios para el tratamiento dé la señal en modo cine o en modo vídeo, según las órdenes codificadas en la línea 23. 217


El cálculo de predicción del contenido de las 144 líneas de realce (una de cada cuatro de las 576 líneas del sistema) se va intercalando entre las 432 almacenadas en la DRAM. De esta forma a la salida del procesador de color PALplus ya se obtiene la imagen de 576 líneas del slstema PALplus, aunque en formato digital no siendo válidas, por tanto, para modular los haces del TAC. • El siguiente proceso lo lleva a cabo el circuito restaurador e interpolador (figura 11.34). Este circuito está constituido por un DSP (Digital Signa/ Processor) , un controlador de n1emoria y una RAM. En él se efectúan las siguientes operaciones: a) Cálculo del valor de las líneas suprimidas de cada grupo de cuatro. b) Escritura en la RAM de la información de las 576 líneas de cada cuadro. c) Incorporación del contenido de las altas frecuencias de las líneas de realce vertical a cada grupo de cuatro líneas.

• La salida del circuito restaurador e interpolador es de tipo digital, en formato YUV, por lo que se requiere un circuito matrizado y posterior conversión a analógica en convertidores D/A, obteniéndose así las señales analógicas R, G y B que pueden aplicarse a los amplificadores de vídeo y de ellos al TRC para el control de cada uno de sus tres haces (figura 11.34). Como ejemplo de circuito decodificador PALplus, en la figura 11 .35 se ha dibujado el esquema de conexiones de un módulo decodificador PALplus, de la firma PHIUPS, diseñado con los integrados S.AA4996H, SAA4997H y memorias asociadas. CLK 328!

3 , 3

SAA4996H

_FROIT(O n

Y ro !/, '-='-'-=+'=.,,_"?,<----

-.¡ Y .ADC_Olo 7

CLK_t681.2.3

CI.X_3281.2,J

••

·• (FIELQMEMQíii) r.!f<-+I Y_FMI .Olo 7

~

, -., . C'IMt"'K

<:Drr

1

_

4 ,

U_FMt. 0,1 VJMI 0.1

1

Á

CLK_ f6 CtK.. ras, _.._ _-i'-4,_ ___.., U_ADC_O,I

U_FRONr(o 1) V_FRONT(0.1)

4. •

8, Y 1111..0to 7 ,

V_MA _O, I

V. MA_O. r

h,,_ , _.

.8

•

'

V.),DC_O. t

'

5

V•••' -'r-""i

-

- MoUon edap11vo h1mlnance/~t11omlnsrie, ma,ation

CI.AMP -+l p

SNERT OA - + l

SNERT Ct SNERT_RST -

t,fomory control

• PJ.l.pl!J$ C0tlltD1

+l

.. Clotk gene1¡,tJon

TRSTlt-•

ro,- .. Tl,IS -

•

TCK -

..

RST_FMl 4

-t+- WE_FM4, RE..fM4 VA_A/

• Sy,,c genruotHJn

-we_MA

SNE/!Th>/orlace

-

TESTI..J :· VERIC.AVjl -

v_ro..FMI. O

-Wl,J'M3 V TO_f/,11 1 ..;,.. WE__FM1, RE_FA/1 -

•

lfSTW_F/123

-

4, ' ~

•

,.

•

•

Y_FAl2J Oto 7

..,. .

U_FMlJ_a_ 1 V_FM23 0.1

'

-

Vou r--1

ClK_32B3

v.,, r.

.4

CU(

Y_\'E_OJD 7

4 ~

4 ~J,L .-

1682 -

v..~o., ~u ~ro.11

V VE_O.I

V_VE_(O.I)

CLK _J2B3

HREf_l,IA VA. Ar -

•

F/UI EVEN _FIELD

INTPOL -

• lflVMso 01.fF

1e,conSlrut.t1ao 11/ftr

..

TRSTH

ro, - •

flUI

Tl,IS

EVEN.f/ELD

TCK-

roo _MA

4"'" Y_VfJOID 7)

..

HREF...MA

- - IHTPOI.

.. UJO. FM4_0.I V. FM4.•0, r V. TO FM4 O, 1 V_FM4 O, 1

l

•

1Fte~QMEMOBd

_ ... Wé_FM2 v_ro_F111.1

CUl.32 VA_FRONT Wt_f(IOHT-+l

G G

- + IJ TO_FAII O

CLK t 6 -..

SAA4997H

l1:1ELQl,IEUORr:I

~ Y.TO..fMf _Oto1

Voc,1.14-,.

-

•

·V- si e/lromm,n« SCR

-

roo_VE

i - OE._l'l,/1 i - 0Ej'M3 e--+ RE.FW i - RE...FM3 f-+ RS1JLFM23

•FMVFM3 road control

TESTI.J4 •

NC .l),. •

,,'

1EIELD MEMORY 1

~ ~ - - r - cuc_ 1&B1

L.::_J

~_J

11.35 Módulo decodificador PALp/us con los integrados SAA4996H y SAA4997H.

El módulo de la figura, 1.35 está diseñado para operar conjuntamente con el sistema de 100 Hz. 218

TELEVISIÓN DIGfTALJZADA

El SAA4996H es un decodificador de color PALplus, cuyo diagrama de blo.ques hemos dibujado en la figura -i í .36, que se presenta en el mercado en cápsula de plásticG de í 00 terminales tipo S0T3i 7-1 (figura 1 i .37). Como puede comprobar el lector, tan complejo circuito se encuentra totalmente integrado en una cápstJla de reducidísimas dimensiones (20 x -i 4 x 2,9 mn1, aproximadamente). SAA4§96H Y..AOC

17/o 24

1 lo 8

Y_FMt

60, 59

8. ,

8. LUMINANCEAND HELPER PROCESSING

8,

57 to 52

•

8,

,

37/o 44 45

YL

U_ADC V_ADC

15, 16. 13 14

·11r 1~. U_FMI V_FM1

9,

to

61. 62, .63, 64

4, ,

4, . 4, ,

4'. ,

CHROMINANCE PROCESSING

.

1

,

3, ,

MUX O SEL

'3

t es

UV_IFA

85; ~6.

87, 88

4

.

R1 29

,. control

89,90

~=;g::t: .

79 80

••

.

7• 77

,

7R

98, 75. 35 51, 31, 65

.1,

CLK_16j

,

,1 ,

CLl<._32j SNERT. DA SNERT_Cl SNERT_RST

.

.

.

U_TO_FM1 _0

WE:..FM2IU_TO_FM1_1 WE_FM3!V _TO_FM1_ t RSTW..FM23N_TO._FM1_0

•• ••

CHROMINANCE MOTION DETECT/ON ANDIRXR eONTROL

VA_FRONT CLAMP WE_FRONT

Y_ro_FM1

91, 92,

IVericN

100 94

~-.

Y_MA

U_l.1A, V_MA

48

"" U_FM4 V. FM4

...

46, 47.

3 ,

/

...

,

.

RE_FM1 WE_FM1 RE_FM4 WE_FM4 RST_fM14 VA_AI HREF_MA WE_MA EVEN_FIELD FILM INTPOL

CLK_16B1,2,3 CLK~3481,2.3

82 R1

R4

CLO,CK BUFFER

SNERT INTERFACE 25, 49, 67, 73, 58

VERIC_AVJI

68

TEST

TDO_MA

25, 49.

96

1/7, 7J, 96

2?

i

Vss, to Vss5

CLK_16 · CLK_32

Voo, lo Voo5

33

70 72 71 TD/

69

30, 32,34

TMS TEST1, 2.3 TCf< TRSTN

11.36 Diagrama de bloques del integrado SM4996H de PHtLtPS•

.~

1

./

1

J'

1

1

*

'.".IUílijUllUl ~~lCtllttill!i~l--t

. 2,-!10

2.65

81

50

14, 1 18,2 13,9 11,6

rop 1

f"'•~ - - - 20: 1 _

19,9 _ _2~.2 . 23,6

11.37 Vistas principales y dimensiones de la cápsula S0T317-1.

219


Está especialmente diseñado para ser utilizado conjuntamente con el SAA4997H, que efectúa la reconstrucción vertical de la imagen de 576 líneas del sistema PALplus. Para su funcionamiento se precisa un reloj de 16 MHz, cuyos impulsos se aplican al terminal 27 del integrado (figura 11.36). Las entradas de señales son la BB/CVBS y las de croma, las cuales se obtienen de un convertidor previo analógico a digital. La señal CVBS se aplica en formato binario de 8 bits, correspondiendo el gris medio al nivel 121 . Su rango va desde el nivel 121 -60 a 121 + 60, es decir, desde los niveles 61 a 181. La entrada de luminancia es igualmente en formato digital de 8 bits, correspondiendo el negro al nivel 16 y el blanco al 191 . En la salida se obtienen por separado las señales qe luminancia y croma. El procesador de luminancia y de realce tiene dos entradas (figura 1 i .36). Una de ellas con un ancho de datos de 8 bits que fluyen a i 6 MHz desde el convertidor analógico a digital. La otra tiene las mismas características pero obteniendo los datos de la memoria FMi (figura 11.35). El campo impar de un cuadro es almacenado en la memoria FM1 y volcado al SAA4996H con un tiempo de retardo igual al del campo. De esta forma el campo par de cada cuadro es procesado conjuntamente con el impar. El SAA4997H, cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura i i .38, se presenta en cápsula S0T319-2, de iguales dimensiones que la S0T3i 7-1 pero con sólo 64 terminales (figura 11.39). CLK_32B3

CLK _16B2

•

Y_FM23. 0to7

••

'

LUM/NANCE PROCESSING (QM-F/LTER)

PIXEL SELECT

36

23 '

FIC

.modcselect

8

Y_VE_Olo 7

/

• DELAY COMPENSATOR

8

b·"8$$

mu/U-P/P

8

IJ/V_FM23_011

4.

PIXEL SELECT

•

SAA4997H

uv

•

REFORMATTER

.

~ !<

CHROM/NANCE PROCESSING (LP-FILTER)

• bvpass

4, VA_AI

HREF_MA

/9 .

LINE.COIJNTER ~ OECODER ~ (7

,

FORMATTER

1

FM-con1rot

.

21

'

multi•PIP

4.

' s 5'

'" "

.5,

22

• RSTR_FM23 .

'" 29

'

w

F/C

r-<

-

• uv~controt

Y, UV-FM CONTROLLOGIC

'

uv

•

, Y-control

PIXEL COUNTER DECODER

~

BOUIIOARY SCAN TEST

, "28

26

30

.

•

OE_FM2 OE_FM3 RE_FM2 RE_FM3 TDO_VE TRSTN

' 27

1 FtLM

EVEN_FtELO

TDt

TCK

TMS

/NTPOL

11.38 Diagrama de bloques del integrado SAA4997H de PHtUPS.

Se trata del circuito de reconstrucción vertical y de control del sistema PALplus. Para su funcionamiento se precisan un par de memorias (FM2 y FM3 en la figura i 1.35). Consta de tres partes bien diferenciadas: • Procesador de luminancia. • Procesador de croma. • Controlador. La entrada de datos (digitales de 8 bits) se obtiene de las memorias FM2 y FM3, efectuándose un multiplexado de los datos de los campos pares con los impares procesados por el SAA4996H.

220


''

j l_uU[LllJ,_¡j]..J."l] lJ-l):OJ \s

!

2.90 2,65

52 =

= 18,2 17,6

64 _ _ 20,1 _ _ _~ 1·9,9

...,_

_

_ _ 24.2_ 2J,o

11.39 Vistas principales y dimensiones de la capsula S0T319-2.

Para su funcionamiento se precisa un reloj de 16 o 32 MHz, cuyos impulsos se aplican al terminal 23 y 36, respectivamente, d.el integrado (indicados con CLK-16B2 y CLK-.3 283 en las figuras 11.35 y 11.38). El proceso de conversión de la señal de luminancia verücal en el decodificador es inverso .al de codificación llevado ,a cabo en el centro emisor. Para ello se recombinan las dos subbandas (de baja y alta frecuencia de luminancia) para recuperar la señal de vídeo original de 576 líneas activas por cuadro. Cada línea de salida de las memorias es calculada para obtener las líneas principales y las de realce que son multiplexadas mediante coeficientes de conmutación, introduciendo las de realce dentro de cada secuencia de cuatro líneas, y dependiendo del modo de funcionamiento C o F (cámara o película).

SISTEMA PICTURE IN PICTURE (PIP) En los receptores de televisión digitalizados, tanto en formato 4:3 como 16:9, se ha generalizado la posibilidad de introducir dentro de las imágenes del canal sintonizado, la de otro u otros canales pero con tamaño reducido a un tercio de la superficie total de la pantalla. A este sistema se le. denomina con las siglas PIP, del inglés Pictµre In Picture o imagen en imagen (figura í í .40).

11.40 Visua/izqción de un segundo canal de televisión dentro de la imagen del canal principal visualizado (sistema PIPdinámico).

Esta segunda in1agen puede situarse en cualquier posición dentro la irnagen principal, también puede modificarse su tamaño y tener otras características de visualización. La finalidad de este sistema es la de facilitar al espectador el control del inicio de un programa que le interes.a mientras que visualiza otro. que le merece menos interés; de forma que cuando vea en la in1agen pequeña el inicio de ese programa de su interés, efectúe.el carnbio de canal.

221


Las imágenes PIP pueden ser dinámica o estáticas. En el caso de imágenes dinámicas se dota al receptor de televisión de fuentes de vídeo, que pueden ser dos sintonizadores independientes o bien una de ellas procedente de un sintonizador y la otra de un conector tipo euroconector, RCA o S-VHS, conectado a un magnetoscopio de vídeo u otro aparato cualquiera generador de Imágenes. La imagen secundaria, es decir, la imagen que se visualiza con tamaño más pequeño dentro de la irnagen principal. se somete a una compresión en sus ejes vertical y horizontal y luego se multiplexa con la señal de video pnnc,pal empleando unos espacios de tiempo del barrido de línea principal. El resultado es la visualización de dos imágenes en la pantalla, una dentro de la otra, y ambas reales en el tiempo (figura 11.40). En el sistema estático se utilizan dos o más señales de vídeo; por ejemplo, 9 canales de televisión (figura 11 .41 ).

T lEl>IAR

DLI IJtJ

111111111 ..t1a. ft,etic-"'ta. .tet-eu

111111111 11.41 Visualización simultánea

de nueve canales de televisión en una única pantalla (sistema PJP estático).

the end

En este caso se recurre a capturas te111porales de imágenes de cada uno de los canales que se desean visualizar al unisono, para lo cual se comprime, memoriza y multiplexa cada uno de ellos. La imágenes no son, en este caso, dinámicas, ya que no se reproducen todos los campos, sino sólo unos determinados que se van refrescando periódicamente cada vez que el sistema realiza una nueva captura de imágenes. Se ha dicho en líneas anteriores que tanto en el sistema PIP dinámico como estático es preciso efectuar una compresión en sentido vertical y horizontal de las imágenes. Esta compresión se ha de realizar en las dos dimensiones de la imagen de forma proporcional, pues de lo contrario se obtendría una deformación de éstas al multiplexarla con la principal. En la figura 11.42 se representa, de forma muy simplificada, el proceso de multiplexado de dos señales de vídeo, y en la 11.43 los diagramas de tien1pos correspondientes a una linea del canal principal A, al de una línea del canal secundario B (comprimido en el tiempo), al del conmutador de señales y el resultado obtenido a la salida del circuito (señal multiplexada).

Señal de video princ1pel

11.42 Principio de

tuncionan1/ento del sistema PIP.

Señal de video secundaria

Mu/1/Dtexor .

-' .... Procesador deP/P

-

Seña/de v/deoPIP

Generador de impulsos

D

l-1 11

El funcionamiento del sistema es como sigue: La señal de vídeo principal se aplica a un multiplexador, el cual recibe por una de sus entradas dicha señal y por la otra la procedente del procesador PIP.

222

TELEVISIÓN DJGITALIZADA

52 µs úfnea de la lmag!!J._J?.rincípª1)_

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17µs (linea PIP)

~ LJ

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I•

35µs(/magenprlncipal)

,.1,.

17ps (linea PIP)

J 1

11.43 Formas de onda presentes en el circuito de la 11.42.

La señal de vídeo secundaria se aplica al procesador PIP. En este circuito se comprime el número de líneas activas a un tercio del total, así como el tiempo de barrido, que pasa, en este caso, de 52 a 17,3 s (figura i 1.43). Al ílnal de este capítulo indicaremos otros factores de compresión empleados en esta técnica. Estas dos disminuciones en las dimensiones de las imágenes (a un tercio de las líneas totales y a un tercio del tiempo de barrido horizontal) no suponen merma en la calidad de las imágenes desde el punto de vista del observador, ya que al ser éstas más pequeñas no se aprecian los defectos. El procesador PIP selecciona, por tanto, una línea del canal secundario por cada tres del principal. En un sistema PALplus de 576 líneas activas esta compresión de líneas corresponde a 96 líneas por campo (192 por cuadro), que si bien resulta un sistema de baja definición no es apreciado debido al pequeño tamaño de la imagen. Es lo que se denomina una compresión vertical. El proceso de compresión horizontal es algo más complejo, ya que para efectuarlo debe memorizarse la información de cada línea en una memoria y ILrego proceder a su lectura a una velocidad tres veces superior a la nominal, es decir a una velocidad tres veces superior a la de barrido de líneas. Como el tiempo activo de barrido de una línea en el sistema.CCIR es de 52 µs, al multiplicar por tres la velocidad de lectura de la línea ésta se realiza en tan-sólo 17,3 µs. El resultado de esta doble compresión es la de una imagen más pequeña, que sólo ocupa la novena parte de la superficie total de la pantalla y con menor definición, pero sin que se aprecie esta disminución de la calidad. La señal de vídeo del canal 8, obtenido del procesador PIP, se aplica a la otra entrada del multiplexador. Para el control del multiplexador se emplean unos impulsos cuya duración es igual a 17,3 µs, es decir, de igual duración que la de las líneas de la imagen PIP (tig.ura 11 .43). 223


A cada impulso de control del multiplexador éste conmuta a la señal PIP, de forma que durante 34,6 µses la línea del canal principal la que pasa hacia la salida y durante los 17,3 µs de conmutación es la línea PIP la que pasa l1acia la salida, anulándose cualquier información de vídeo del canal principal (figura 11 .43). Repitiendo este proceso línea a línea se obtiene un resultado en pantalla como el que se muestra en la figura 11 .40, en la cual cada línea correspondiente a la zona PIP tiene un contenido de 2/3 de la señal principal y 1/3 de la secundaria. Lógicamente el procesador PIP sólo actúa durante los tiempos en los cuales se visualiza la segunda imagen, por lo que el resto de líneas del canal principal se mantienen intactas. Un punto importante a tener presente en este sistema PIP es el de sincronización de las imágenes, puesto que al proceder de canales o fuentes de vídeo distintas es difícil que coincidan sus impulsos de sincronismo vertical y horizontal. Es aquí donde intervienen los circuitos digitales, pues basta con digitalizar y memorizar la señal secundaria o imagen PIP para posteriormente leer en los tiempos precisos esta información almacenada. En la figura 11 .44 se ha dibujado el diagrama de bloques de los circuitos que intervienen en este proceso de sincronización de las dos señales de vídeo.

Señal de video

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Oect,diflcador de video

Seña/de videoPIP

Mu/Uplexor

11.44 Diagrama de bloques de un procesador PIP.

En primer lugar se procede a la conversión a formato digital de la señal secundaria PIP, para lo cual se emplea un convertidor analógico a digital que la muestrea y cuantifica de 6 a 8 bits. El reloj del convertidor A/D de la imagen PIP genera impulsos de muestreo de la señal secundaria que sólo se activan cada tres líneas de presencia de dicha señal. De esta forma sólo se digitaliza una de cada tres líneas y se lleva a cabo la compresión vertical antes expuesta. En la figura 11.45 se ha dibujado el diagrama de tiempos del reloj de n1uestreo, aunque a una frecuencia mucho menor de la que realmente se emplea para facilitar la compresión del sistema. La información de vídeo de la señal secundaria PIP digitalizada y comprimida se aplica, mediante un bus paralelo, a una interfaz de memoria, desde donde pasa a las memorias 1 y 2 durante los tiempos de escritura establecidos por el temporizador que controla la interfaz de memoria. Los datos almacenados en las n1emorias se leen posteriormente a una velocidad triple, conforme a lo expuesto en líneas anteriores. Obsérvese en el esquema de la figura 44, que son dos las memorias que se precisan para el funcionamiento de este sistema, ya que mientras una de ellas funciona en lectura del campo grabado la otra lo hace en grabación del campo que en ese instante se recibe. Es la única forma de evitar la pérdida de información.

224


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11.45 Los impulsos para el muestreo de la señal secundaria sólo se generan durante 17.3 µs (7/3 del t;empo empleado en el barrido activo de una linea).

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Lineas 1 y 2sin mu8S1188f

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mueslteo ••

de 3ª/Tnes

Las men1orias empleadas son del tipo RAM, tanto dinámicas (DRAM) como estáticas (SRAM). o del tipo FIFO. Obsérvese ahora, en el diagra,ria de bloques de la figura 11 .44. que tanto la señal secundaria de entrada (analógica) como la principal, se derivan hacia sendos separadores de sincronismo. En el separador de sincronismo para la señal PIP, se obtienen los impulsos de sincronismos vertical (Vp1p) y horizontal (Hp1p) de dicha señal, mientras que en el separador de sincronismos de la señales principal se obtienen los impulsos vertical (\/~NOPAtl y horizontal (\/PR!NaPAil de ésta. Ambos son necesarios para poder sincronizar posteriormente ambas señales en el tiempo. Los impulsos de sincronismo PIP sincronizan el temporizador y con ello el puerto de la memoria durante los tiempos de escritura. es decir, hacen que en la memoria se grabe la información de la señales PIP en llempo real. Los impulsos de sincronismo de la señal principal sincronizan el temporizador y con ello el puerto de la memoria durante los tiempos de lectura, a una velocidad triple que la de grabación. Como los impulsos de sincronismo de la señal principal son también los que gobiernan la lectura de la memoria donde está almacenada la información de la señal PIP, resulta evidente que la lectura de ésta estará en perfecta sincronización con la imagen principal. Una vez léída la información en la memoria 2, ésta debe transformarse nuevamente en analógica para que pueda ser visualizada en la pantalla del receptor. Esta función la lleva a cabo un convertidor digital a analógico, que la transforma en formato YUV (figura 11 .44). La señal de vídeo principal se aplica a un decodificador de vídeo para obtenerla en fonriato YUV. Ambas señales (la principal y la secundaría) tienen formato YUV, por lo que ya pueden aplicarse a un multiplexor que selecciona una u otra según los impulsos que lo controlan. Si los impulsos de control del multiplexor se modifican en su posición y en el tiempo de presencia, resulta evidente que puede modificarse la posición de la imagen secundaria a cualquier zona de la pantalla. PH1LF

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11.46 Diagrama de bloques del procesador de color PAUNTSC, p8Ia aplicac;ones PIP, tipo TDA8310A de PHtUPS.

225


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51

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11.47 Esquema de conexiones del integrado TDA831 OA.

Como ejemplo de integrado diseñado para estos fines, en la figura 11 .46 se ha dibujado el diagrama de bloques del TDA831 OA, procesador de color PAUNTSC para aplicaciones PIP de la firma P1-11L1PS, y en la 11.47 su esquema de conexiones. Antes se ha dicho que existen otros factores de compresión _para imágenes PIP, los cuale_s suelen emplearse cuando son más de dos las imágenes a visualizar además de la principal. Esta técnica se utiliza en las PIP estáticas, aunque el principio de funcionamiento es el mismo al descrito con la diferencia de ser mucho mayor la información que se almacena en las memorias y, por lo tanto, mayor debe ser la capacidad de éstas, y que la lectura de dicha información se realiza secuencialmente en el orden de imágenes almacenadas mediante un circuito controlador de imágenes PIP, como el SAB9076 de PHILIPS. En este caso se tienen tres tamf;lños de imagen: Imágenes pequeñas.

En este tipo de imágenes la compresión en vertical es a 144 líneas (se aprovecha una línea de cada cuatro que forman un cuadro de imagen de 576 líneas). En horizontal la lectura de cada línea almacenada en la RAM se efectúa a una velocidad cuatro veces superior a la normalizada, es decir, se lee la información de cada línea en tan sólo 13 µs. Con este formato de compresión se pueden visualizar en pantalla hasta 16 imágenes de programas distintos, y en el caso de ser menor este número, la imagen se puede situar en cualquier lugar de la pantalla según las órdenes que proporcione el controlador PIP. En la figura 11.48 se muestran ejemplos de imágenes PIP empleando este formato pequeño.

226

TELEVISION DIGITALIZADA

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,, 11.48 Ejemplos de disposición en la pantalla de imágenes PIP pequeñas, cada una de ellas formadas por 144 lineas leidas en 13 µs.

Imágenes n1edianas Esta con,presión es la que hemos estudiado en las líneas anteriores para poner el ejemplo de funcionamiento. Como se ha estudiado, la compresión en vertical es a 192 líneas (se aprovecha una línea de cada tres que forman un cuadro de imagen de 576 líneas). La lectura de cada línea almacenada en la RAM se efectúa a una velocidad tres veces superior a la normalizada, es decir, en 17 µs. Con este formato se pueden visualizar en pantalla hasta 9 imágenes de programas distintos, y al igual que en el caso anterior, las Imágenes pueden ocupar cualquier lugar de la superficie de la pantalla. En la figura 11.49 se muestran ejemplos de imágenes PIP empleando el formato mediano.

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11.49 Ejen1plos de disposición en la pantalla de imágenes PIP medianas, cada una de e/Jasformadas por 192 //neas leídas en 17 µs.

Imágenes grandes En este caso, la compresión de Imágenes en vertical es de 288 líneas, aprovechando una línea de cada dos que forman un cuadro de imagen de 576 líneas. La•lectura de cada linea almacenada en la RAM se realiza a doble velocidad que la normalizada, es decir, en 26 µs. Con este formato se pueden visualizar en pantalla hasta 4 imágenes de programas distintos, y al Igual que en los casos anteriores se pueden situar en cualquier Jugar de la pantalla. En la figura 11.50 se muestran ejemplos de imágenes PIP empleando imágenes grandes.

227


11.50 Ejen1plos de disposición en la pantalla de imágenes PIP grandes, cada una de ellas formadas por 288 líneas

leídas en 26 µs.

Además de lo expuesto, también es posible la combinación entre formatos (imágenes pequeñas con medianas o grandes y medianas con grandes), tal como se pone de manifiesto en los ejemplos de la ilustración 11 .51 .

11.51 Dos ejemplos de

combinación de imágenes PIP pequeñas con una grande.

•

228

Reflectores parabólicos para antenas de televisión vía satélite

-

INTRODUCCIÓN En éste y los dos siguientes capítulos se estudian los elementos necesarios para la recepción de las emisiones de televisión vía satélite, tanto digital como analógica, es decir, to que se denomina estación receptora de emisiones de televisión vía satélite. No se trata, en este libro, todo aquello relacion·ado con la emisión (r.ii la estación emisora terrestre ni los satélites) por considerarlo tema ajeno a la recepción. La estación receptora, o estación lVRO (Television Rece/ve Only), es el último eslabón del enlace descendente, es decir, del enlace Satélite-Tierra y consta, básicamente, de tres partes o elementos (figura i 2. i ).

Unid¡¡d

Unid;id

externa

interna

12.1 Constitución de una estación receptora de televisión vía satélite.

i . Antena parabólica. 2. Unidad externa (convertidor de bajo ruido). 3. Unidad interna (receptor de satélite). En el presente capítulo se estudian los reflectores para antenas parabólicas, y en los d0s siguientes las unidades externa e interna respectivamente, considerando como parte de la unidad externa la prop.ia antena.que se dispone en el foco del plato reflector. Antes de entrar en n1ateria conviene hacer algunas consideraciones sobre las bandas de frecuencias que se emplean en las emisiones de televisión vía satélíte, sobre la polarización de dichas señales radioeléctricas y sobre las huellas o cobertura de las emisiones de las antenas emisoras de los satélites sobre la Tierra.

BANDAS DE FRECUENCIAS EN TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE Los primeros satélite de comunicaciones utílizados para transmitir señales de televisión ernplearon para sus emisiones la banda C.

229


Actualmente el enlace descendente, es decir, el enlace Satélite-Tierra con cobertura europea utiliza la banda Ku, la cual se subdivide según se indica en la tabla 12.1.

Tabla 12.1 Frecuencias de la banda Ku

FSS baja DBS FSS alta

Ku

10,7a11,7GHz 11 ,7 a 12,5 GHz 12,5 a 12,75 GHz

Los canales de los satélites europeos DBS (Direct Broadcast Satellíte) se numeran del 1 al 40, y la frecuencia portadora de cada uno de los canales se obtiene con la fórmula: 11;7082 + (0,0191 SC) donde e es el número de canal.

POLARIZACIÓN DE LA SEÑAL DE TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE Para ampliar la cantidad de canales que pueden transmitirse por cada una de las bandas se recurre al concepto de polarización. La polarización es una característica intrínseca de las ondas electromagnéticas que depende de la posición de la antena emisora. Como se sabe, toda onda electromagnética está formada por un campo eléctrico y un campo magnético (de ahí el nombre de electromagnética). El vector campo eléctrico siempre tiene la misma dirección que la de la antena, mientras que el vector campo magnético es perpendicular al vector campo eléctrico. Los tipos de polarización utilizados en las transmisiones de televisión por satélite son: • En FSS: Polarización lineal horizontal o vertical (figura i 2.2). E

H

12.2 Polarización lineal vertical.

• En DBS: Polarización circular a derechas o a izquierdas (figura i 2.3). E

12.3 Polarización circular a derechas o a izquierdas.

En el primer caso el campo eléctrico E sigue una trayectoria lineal vertical u horizontal, según sea la posición de la antena. En el caso de la figura 12.2 se ha considerado una polarización vertical, razón por la cual las ondas que hemos dibujado correspondientes al campo eléctrico son verticales, mientras que las del campo magnético H son horizontales. Si la polarización fuese horizontal, por colocar la antena emisora en posición horizontal, las ondas correspondientes al campo eléctrico se habrían dibujado en posición horizontal mientras que las del campo magnético se habrían dibujado en posición vertical. · 230

REFLECTORES PARABÓLICOS PARA ANTENAS DE TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE

En el caso de la polarización circular (figura 12.3), el campo eléctrico E avanza girando sobre su eie de forma similar a como lo hace un sacacorchos al introducirse en un tapón. Como consecuencia los campos eléctrico y magnético modifican continuarnente su posición, pasando de vertical a horizontal y viceversa, aunque naturalmente arnbos siguen estando desplazados 90 % uno con respecto al otro. igual que en la polarización lineal.

HUELLA Recibe el nombre de huella o zona de cobertura de un saté1ite la superficie terrestre delimitada por un contorno de densidad de flujo de potencia constante, que permite obtener la calidad deseada en la recepción de las emisiones. Viene determinada por la configuración de la antena emisora. Para comprender este concepto podemos imaginarnos una linterna cuya luz incide verticalmente sobre el suelo. En este caso veremos una zona del suelo intensamente iluminada y en forma de círculo. A medida que nos alejamos del centro de ese círculo la luz se hace más tenue. El círculo iluminado es la «huella» de la linterna. De igual forma, un satélite colocado en órbita geoestacionaria produce una huella sobre su vertical, es decir, sobre los países situados en el ecuador de nuestro planeta, en forma de circulo {figura 12.4).

12.4 Un satélite geoestacionario cuya antena se dirija hacia el ecuador produce una huella en forma de círculo.

Veamos ahora qué sucede si las antenas parabólicas del satélite están dirigidas hacia zonas de la Tierra situadas en los hemisferios norte y sur del planeta. Para ello volvamos al ejemplo de la linterna. Si se hace incidir la luz de la linterna formando un cierto ángulo con respecto al suelo, se cornprueba que, ahora, la zona iluminada del suelo ya no es un círculo, sino que adquiere forma elíptica. Ahora bien, ta Tierra no es plana, sino que tiene forma esférica, por lo que en este caso la huella del satélite sobre una zona del hemisferio norte o sur adquiere forma ovalada con el extremo cónico en el lado polar, ello es consecuencia de que las ondas radioeléctricas poseen una cierta Inclinación con respecto a la vertical del satélite sobre el ecuador, tal como puede comprobarse en la figura. La finalidad de la antena parabólica del satélite, o de varias de ellas, es situar una huella de tamaño e intensidad adecuada sobre la zona del planeta que se desea cubrir, por ejemplo, sobre todo el territorio español. Cada satélite posee su propra huella. Las situaciones de las huellas son facilitadas por los organismos propietarios de los satélites. En los mapas de huella se indica la Intensidad de la señal procedente de un satélite en el intenor de ta zona delimitada por cada línea de la huella. La máxima potencia de señal en el terreno se obtiene, lóg1camente, en el centro de la huella, y va disrninuyendo a n1edida que aumenta la distancia con éste. 231


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12.5 Un satélite geoestacionario

cuya antena se dirija hacia una zona de los hemisferios norte o sur de la Tierra produce una huella de forma ovalada.

Las huellas se publican de varias formas, pero la más frecuente es como un área delimitada por varias líneas (figura 12.6). Cada una de estas líneas delimita una superficie de recepción y lleva indicadas unas cifras que corresponden al tamaño que debe poseer la antena receptora para una buena recepción de las señales. La línea más próxima al centro representa el contorno en el que la potencia de la señal es la mitad de la potencia en el centro geométrico de la huella, es decir, donde la potencia está 3 dB por debajo. Las demás líneas que rodean al centro representan zonas de cobertura con potencias inferiores. Por ejemplo, 2 dB menos cada una de ellas. En el mapa de la figura 12.6 se aprecia.que prácticamente toda Europa puede recibir las emisiones de este satélite con una antena parabólica de sólo 60 cm. Según este mapa, en España sólo Galicia y gran parte de Andalucía, Extremadura y Murcia precisan antenas de mayores dimensiones (75, 90 o 120 cm) para obtener los mismos resultados. 120-90 - 75

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12.6 Ejemplo de mapa

de huella.

ANTENA RECEPTORA CON REFLECTOR PARABÓLICO La antena es el elemento encargado de captar las débiles señales procedentes del satélite. Es clave en todo el proceso de recepción. De su diseño depende la calidad de la señal recibida.

232


La mayor parte de las antenas parabólicas que actualn1ente se utilizan en las estaciones reCBptoras se han diseñadó en base a combinaciones de supetiicies circulares y parabólicas. Como luego veremos, todas las mk;;roondas reflejadas por estas superficies se concentran en uno o varios puntos, llamados puntos focales, donde se dispone la unidad externa.

UNIDAD EXTERNA Las señales captadas por el plato dé la antena parabólica son concentradas.en el foco, en donde se dispone la unidad externa. Esta unidad, cuyo estudio se desarrolla en el siguiente capítulo de esta obra, tiene por finalidad convertír las altas frecuencias captadas por la antena, del orden de los 1O, 75 GHz a 12, 75 GHz, en otra frecuencia de valor más bajo (llamada frecuencia intermedia o FI). Se trata, pues, de un circuito conversor. Esta conversión de frecuencias es necesaria, ya que las frecuencias de la banda Ku sufren elevadas atenuaciones si circulan por cables coaxiales, por lo que no es posible conectar, mediante cables de este tipo, la antena parabólica con la unidad interna o receptor de señales de satélite. Convirtiendo las frecuencias de las señales captadas en una FI de, aproximadamente 1 GHz, desaparece este problema. Pero, además, la unidad externa también amplifica la señal recibida, de forma que pueda llegar con éxito a la unidad interna. A la unidad externa se le exige que añada el mínimo ruido a la señal que amplifica y convierte, y que ignore, en lo posible, el ruido y las señales que procedan de direcciones excéntricas al eje de la parábola.

UNIDAD INTERNA La unidad interna, como su nombre indica, se encuentra en el interior de la vivienda y tiene como función preparar la s.eñal captada poF la antena parabólica para que pueda ser vista en un receptor de.televisión.

CONFIGURACIONES BÁSICAS DE UNA ESTACIÓN RECEPTORA DE SEÑALES DE TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE Existen dos configuraciones básicas de estaciones receptoras: a) Sistemas de 4 GHz. b) Sistemas de 11 GHz. Sistema de 4 GHz El sistema de 4 GHz se utiliza en los países de la ex Unión Soviética y·en el continente americano. Precisa de un mayor diámetro de la antena parabólica, un rec~ptor de satélite de 4 GHz y una FI de salida del conversor de 70 MHz. La unid.ad externa es un arnplificador de bajo ruido LNA (Low Noíse Amp!ífíer), de 4 GHz, que envía la señal a un conversor (oscilador local más mezclador) situado en la propia parábDla, que la convierte en una FI de 70 MHz. Sistema de 11 GHz Este sistema es el utilizado en Europa. El tamaño de la antena parabólica es más pequeño y su diferencia fundamental se encuentra en la unidad externa LNC {Low Noise Blockconverter), que engloba, en un solo bloque, al amplificador y al conversor.

23'3


La frecuencia intermedia en este sistema es de 1 GHz. Otra particularidad que diferencia al sistema de 11 GHz del de 4 GHz es la alimentación del amplificador y conversor. Mientras en el sistema de 4 GHz esta alimentación se efectúa mediante un cable separado del coaxial. en el sistema de 11 GHz la alimentación de la unidad externa se lleva a cabo a través del cable coaxial que une la salida de señal de la unidad externa con la enlrada de señal de la unidad interna.

PARÁMETROS DE LA SEÑAL DEL ENLACE DESCENDENTE El enlace descendente de un satélite de comunicaciones geoestacionario de 11 GHz, es decir, el enlace Satélite-Tierra, está formado por un conjunto de señales cuyos parámetros (de forma resumida) son los siguientes; a) Polarización lineal o circular. b) Señal modulada en frecuencia (FM). Se utiliza este tipo de modulación debido a que los detectores de FM son más inmunes al ruido para un mismo nivel de señal demodulada. Con ello se consigue una importante disminución de la potencia de transmisión. c) Ancho de banda variable (entre 27,32 y 36 MHz) dependiente de la modulación FM. d) Desviación de frecuencia variable, según canal. e) Preénfasis en vídeo; es decir, se incrementa la desviación de Frecuencia en las altas frecuencias de la señal en banda base, con lo cual se mejora la relación señal/ruido. ij Señal en audio modulada en frecuencia (FM). g) La señal de audio de separa de la de vídeo entre 5,5 y 8 MHz. Respecto a las normas podemos decir que son cuatro las normas de televisión actualmente vigentes: NTSC, SECAM, PAL y MAC.

PARTES CONSTITUYENTES DE UNA ANTENA PARABÓLICA Teniendo en cuenta que la potencia de emisión de los satélites de comunicaciones es muy pequeña (del orden de 200 W¡, y que están situados a 36.000 km de distancia de la Tierra, resulta evidente que las señales que emiten, llegan a la superficie de la Tierra muy atenuadas. Para compensar estas pérdidas se utilizan antenas de alta ganancia, lo cual se consigue mediante grandes platos parabólicos que concentran toda fa energía que llega a ellos sobre un punto llamado foco, donde se dispone un alimentador, también llamado iluminador que envía toda esta energía hacia el convertidor. De la forma descrita se pueden alcanzar ganancias que superan IGs 45 dB. Debe tenerse presente que el simple hecho de disponer de un plato de grandes dimensiones no necesariamente presupone obtener una mayor ganancia de la señal, puesto que son muchos factores, además del diámetro del plato, los que afectan a los resultados finales. Entre estos factores merece la pena citar, por su importancia, fa precisión con la que se fabrica el plato. A título de ejemplo diremos que una desviación de sólo uno o dos milímetros en una superficie amplia de la parábola hace que la ganancia de la antena disminuya, en la banda Ku, unos 2 dB. En la figura 12. 7 se ha dibujado una antena parabólica con indicación de sus partes constituyentes. Estas partes son: B reflector parabólico o plato, que se orienta hacia el satélite cuyas emisiones se desea recibir, mediante los ajustes que para este fin se llevan a cabo en el soporte del reflector. El reflector incorpora una o tres varillas (dependiendo del tipo de antena) dispuestas en trípode, y en fas que se monta la unidad externa. Para ello en el vértice de encuentro de las tres varillas se dispone el soporte del alimentador. Todo el conjunto se monta sobre un mástil, o en una base tetraédrica, que evite movimientos de la antena por la acción del viento. 234

REFLECTORES PARABóUCOS PARA ANTENAS DE TELEVISIÓN VÍA SATÉUTE

Soporte Iluminador

'

Rel7ecfor parabólico

-

1

_

Soportedel ref/octor

Alimen/ador Var//111s d& sujeción de Is U.E

o

-

MásUI

12.7 Partes constituyentes de

una antena parabólica.

Obsérvese que en la figura 12. 7 hemos señalado el alimentador, tan1bién llamado iluminador o «feeder,,, pero que no se ha dibujado el conversor por pertenecer a la unidad externa que es estudiada en el próximo capítulo.

LA PARÁBOLA El perfll del plato de una antena parabólica sigue, lógicamente, la figura geométrica de la parábola (figura 12.8). y 1 40

ºf

l

Parábola

# _JD

20 10

a· \ 10

-10 -20

¡

§e J1rinc/pat

1

t

30

1

,._. Distancia 1

focal

-30 -40

12.8 Parábola en la que se ha

indicado el eje principal, la directriz y la distancia focal.

En esta figura geométrica cualquier punto P que forme parte de ella está a igual distancia de un punto f (situado en el eje x) que de un punto D situado en la perpendicular de una línea recta paralela al eje y directriz). Efectivamente, en la figura 12.8 se puede comprobar que la distancia Pf es igual a la distancia PO. El punto fijo f recibe el nornbre de foco de la parábola. Una particularidad de esta figura geométrica es que toda línea paralela al eje x, que incida sobre un punto de la parábola, se desvía hacia el foco f con un ángulo e igual a e·. De esto se deduce que si el eje de la parábola (eje x) se dirige hacia un punto dgl espacio, todas las radiaciones que procedan de ese punto, y que sean paralelas al eje x, se desvían hacia el foco f, concentrándose en él (figura 12.9). Esto es válido para cualquier tipo de radiación, como por ejemplo las electrornagnéticas procedentes de un satélite de comunicaciones.

235


'''

~- -

12.9 Toda radiación paralela al

eje de la parábola se refleja en ésta, desviándose y concentrándose en su foco.

Para finalizar diremos que en la figura 12.8 se ha considerado el foco situado a 20 unidades del origen del eje x, pero éste puede estar situado en cualquier otro punto de dicho eje, haciendo que la curva parabólica adquiera una forma más abierta o más cerrada en función de su situación.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE UNA ANTENA PARABÓLICA Para la elección de una antena parabólica han de considerarse las siguientes características técnicas:

• • • • • • • • •

Diámetro del plato reflector Ganancia Rendímíento Relación f/0 Ángulo de radiación Eficiencia Lóbulos principal y secundarios Ancho de banda Temperatura de ruido

A continuación se estudia el significado de cada uno de estos conceptos.

DIÁMETRO DEL PLATO REFLECTOR Para escoger el diámetro más adecuado de un reflector de antena parabólica se debe tener presente el emplazamiento geográfico de la antena y la cobertura o nivel de señal del satélite o satélites que se desea recibir. Efectivamente, como se ha dicho antes, cada satélite posee una zona de cobertura (o huellc;3.) dentro de la cual se recibe la máxima señal. A medida que nos alejamos del centro de esa huella la intensidad de la señal disminuye y, por tanto, la recepción se hace más difícil. Cuanto mayor sea la superficie del reflector, mayor será la energía electromagnética que a él llegue y mayor será, por tanto, la energía concentrada en su foco. Es decir, cuanto mayor sea el diámetro del reflector, mayor es la energía que se concentra en el foco de la parabólica. De esto se deduce que, para un mismo nivel de señal, una antena parabólica de gran tan1año proporciona más ganancia que otra de menor tamaño situada en el mismo punto geográfico, mejorándose la recepción. No obstante tampoco es cuestión de utilizar los reflectores de mayor diámetro, pues existen otros factores en contra, tales como su mayor precio o la mayor influencia del viento que puede desajustar su orientación correcta hacia el satélite. Lo ideal es escoger el diámetro de la antena según recomiende el organismo explotador del satélite a través de sus mapas de huella, las cuales son publicadas por dichos organismos y reproducidas en multitud de revistas especializadas. 236

REFLECTORES PARABÓLICOS PARA ANTENAS 8E TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE

Actualmente se fabrican antenas parabólicas de 30, 45, 60, 80, 90; 120., 1.50, 180, 220 y 280 .cm de diámetro, que cubren cualquier necesidad, tanto en instalaciones individuales como colectivas. Cuando se desea recibir señales de varios satélites, la elección del diámetro de la antena depende del que proporciona la señal más débil.

GANANCIA DE UNA ANTENA PARABÓLICA La ganancia (G) de una antena parabólica expresa la cantidad de señal captada qu.e se.concentra en el alimentador que se coloca en el foco de la antena. La ganancia depende de tres factores:

• Superficie del reflector. • Frecuencía de recepción. • Exactitud geométrica. En lo que respecta al primer factor, en el parágrafo anterior de este capítulo dijimos que la ganancia aumenta con el diámetro de la antena, puesto que a mayor diámetro (mayor superficie) más cantidad d.e energía se concentra en el foco. En lo qLJe respecta a la frecuencia..de la.señal captada por la antena. cuanto mayor sea la frecuencia menor podrá.ser el diámetro del plato utilizado. Así, una señal en la banda Ku (de 11 GHz) necesita un reflector de menor diárnetro que ofra señal de la banda C (de 4 GHz). Finalmente la exactitud geométrica hace referencia a la precisión con la que está fabricado el reflector de la antena parabólica. Téngase presente que cualquier de_sviaeión c::le la curva de la figura 12.8 hará que la energía que llegue al reflector no se refleje exactamentEJ en el foco, sino en un punto por delante o por detrás de él, con lo cual se pierde energía. Lo mismo se puede decir de las Irregularidades mecánicas en la superficie del reflector, gQlpes y abolladuras que, por los mismos motivos. no desviarán hacia el foco la energía electromagnética que a ellos llegue. También debe tenerse en cuenta que cuanto mayor sea la frecuencia de la.señal mayor importancia tiene la exactitud geométrica de la superficie del reflector. Para determinar la ganancia de un reflector de antena parabólica se utiliza la fórmula:

G = 10 lag

no

2

---11

r¡

/1,

donde: G =Ganancia del reflector en dB ri =Rendimiento de la antena en tanto por uno. O = Diámetro del reflector en m. '}.., = Longitud de onda de la señal a recibir en m. Esta ganancia se refiere a una antena isotrópica o antena que recibe de.manera idéntica de todas las direcciones. Veamos un ejemplo de cálculo. Supóngase que se desea determinar la ganancia de un reflector parabólico de 80 crn de diámetro, con rendimiento del 60 % (más adelante se estudia el concepto·de rendimiento), para captar todas las frecuencias de la banda Ku (aesde i 1,7 a 12,5 GHz). Lo primero a tener presente es que si cada diámetro de reflector recibe mejor una determinada frecuencia de señal, en el caso de recibir toda una banda de frecuencias. no resulta útil efectuar los cálculos para cada frecuencia, por lo que entonces se torna como referencia la frecuencia central de la banda a recibir. En nuestro caso: frn!n + f rnáx

fbentral = - --, - - 2

i 1,7 GHz + 12,5 GHz 2

-

24,2 GHz 2

= 12, 1 GHz

237


A continuación se calcula la longitud de onda de esta frecuencia: A=

0,3 fcen11a1

0,3

- 12,1 GHz =0,0248m

(en esta fórmula el numerador 0,3 indica la velocidad de propagación de las ondas radioeléctricas en gigametros por segundo). Con este dato ya se puede calcular la ganancia del reflector para esta gama de frecuencias:

G = 10 log

7tD X.

2

11 = 10 X IOg

3,14 x0,8 m 0,0248 m

x0,6 = 10 log6.156= 37,9dB

De la fórmula de la ganancia se deduce que ésta disminuye al disminuir el diámetro de la antena, su rendimiento o la frecuencia de recepción. A modo orientativo se tendrá en cuenta que: A igualdad de rendimiento y frecuencia de recepción, tiene mayor ganancia el reflector parabólico de mayor diámetro. A igualdad de diámetro y rendimiento, tiene mayor ganancia el reflector que reciba la frecuencia más alta. A igualdad de frecuencia de recepción y diámetro del reflector, tiene mayor ganancia el que posea mayor rendimiento.

RENDIMIENTO DE UNA ANTENA PARABÓLICA Se conoce como rendimiento de una antena parabólica la relación entre la cantidad de energía incidente en el reflector y la concentrada en su foco. El rendimiento viene determinado, fundarnentalmente, por el iluminador y por las desviaciones que pueda tener el reflector. En lo que respecta a esto último, las desviaciones de la curva nominal del reflector concentradas en pequeñas áreas afectan poco al rendimiento de la antena, pero sí que afectan considerablemente las desviaciones absolutas de poco valor, pero sobre superficies extensas del reflector. Desviaciones de 1 o 2 mm resultan importantes en el rendimiento, por lo que para asegurar una buena ganancia y rendimiento es preferible que los reflectores se fabriquen de una sola pieza y con una desviación de la curvatura nominal de 1 mm como máximo. El rendimiento no se puede calcular con una fórmula, ya que además de lo expuesto en los párrafos anteriores son otros muchos los parámetros que inciden negativamente en él. Efectivamente, además de una curva parabólica imperfecta, al rendimiento le afecta una superficie irregular, una colocación equivocada del convertidor, un tamaño excesivo de las varillas de sujeción del iluminador (que hagan mucha sombra sobre el reflector), bordes irregulares del reflector y que éste esté tratado con alguna sustancia absorbente de la señal (por ejemplo, resinas ' de vidrio de elevado grosor). Como consecuencía, el rendimiento de una antena parabólica sólo puede determinarse con un analizador de espectro. Para finalizar diremos que se consideran rendimientos aceptables de una antena parabólica aquellos que no sean inferiores al 55 % ni superiores al 65 %, ya que rendimientos mayores son causa de la aparición de lóbulos secundarios que interfieren al principal.

RELACIÓN D/F Para lograr un rendimiento del 60 o/o es preciso que el perfil del reflector sea lo más pertecto posible, es decir, que su perfil se acerque lo máximo posible a la parábola ideal. Para esto debe existir una relación exacta entre el diámetro, el foco y la profundidad del reflector parabólico, pues estos tres parámetros están estrechamente ligados entre sí. Cualquier 238

REFLECTORl:S PARABÓUCOS PARA ANTENAS DE TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE

variación en uno de ellos afecta a todos los demás, tal como se demuestra en las líneas que siguen. Como se ha dicho en un apartado anterior, cuanto mayor sea el diámetro de un reflector parabólico más señal podrá captar. Conocido el diámetro (O) de la parábola se puede calcular su foco (~ y su profundidad (P) (figura 12. 1O). p

'

l-----.-~ --12.10 Conocido el diámetro (D) de fa parábola se puede calcular su foco (0 y su profundidad (P).

Si se desea un alto rendin1iento de la antena, el cociente 0/f no debe ser·nunca inferior a 2,5 ni superior a 2,7. En la práctica se utilizan valores comprendidos entre 2,6 y 2,65. Esto se debe a que las antenas con relaciones 0/f altas requieren iluminador.es especiales, mientras que las de relaciones 0/fbajos comportan problemas de n.¡ido térmico con origen en el suelo, debido a la poca concavidad del reflector y a su n1ínimo apantallarniento con respe.cto a la superficie en que se encuentra. Veamos cómo se procede para determinar el foco de la parábo.la. Para empezar, y como el cocienteD/f en la práctica está comprendido entre 2,6 y 2,65, basta dividir el diámetro del reflector por un número compr:endido entre los dos límites citados para obtener el valor del foco. Se puede tomar un valor intermedio:

2,6 + 2,65 2

::::: 2,625

Si se desea fabric-ar un reflector parabólico de 90 en, de diámetro, con un rendimiento elevado, se puede prefijar su foco fa un valor medio de (figura 12.11):

D

90cm

f = - - - - - - - - - = 34,29 cm 2,625 2,625

Evidentemente, si en lugar de tomar el valor 2,625, se elige otro comprendido entre los límites extremos citados de 2.5 y 2, 7, el foco se desplazaría unos pocos centímetros de la posición calculada en nuestro ejemplo.

f= 34.29cm

§

¡¡: -

"

/ - ········· -·-'".¿'____

Q

12.11 Obtención del punto focal f y de fa profundidad Pde una antena parabólíca de 90.cm de diámetro y una relación Dlt de

2,625. 239


Muchos fabricantes de antenas parabólicas prefieren indicar en sus catálogos la relación f/0 (inverso del anterior), la cual no debe ser inferior a 0,37 ni superior a 0,4, puesto que: 1 --=04 2,5 ' y 1

- - = 0,37 2,7 En estos casos, para el cálculo del punto focal debe multiplicarse el diámetro del reflector parabólico por la relación f/0 proporcionada por el fabricante. Así, considerando el mismo reflector parabólico del ejemplo anterior, con un diámetro de 90 cm, su punto focal debe quedar situado entre 33,3 y 36 cm. Si se considera una relación f/0 de 0,381 (número inverso de 2,625, elegido antes en nuestro ejemplo), el punto focal se sitúa a: f = 0,381 O= 0,381 x 90 cm = 34,29 cm es decir, a la misma distancia calculada antes utilizando la relación D/f. Una vez conocidos el diámetro y el foco del reflector parabólico, se puede calcular su profundidad exacta, es decir, el valor indicado con P en la figura 12.1 O. Esta profundidad se calcula con la fórmula:

02 P=

16f

donde O es el diámetro del reflector y f la distancia del punto focal. En el ejemplo de las líneas anteriores se ha considerado un reflector de 90 cm de diámetro con una relación Dlf de 2,625, obteniendo un punto focal de 34,29 cm (figura 12.11 ). Sustituyendo estos datos en la fórmula anterior, se puede calcular la profundidad de la parábola (figura 12.11) : 02 902 8.1 00 cm2 . P= - - - - - -- --=14,76cm 16f 16 x 34,29 cm 548;64 cm

Debemos advertir que la profundidad de la parábola influye tanto en la ganancia como en el ruido, por lo que siguiendo el procedimiento de cálculo descrito, se obtienen valores elevados de ganancia y bajas cifras de ruido. Queda sólo por determinar el perfil exacto que ha de tener la parábola, para lo cual debe dibujarse una plantilla que nos permita dar forma exacta a su curvatura. Aunque los fabricantes de reflectores para antenas parabólicas diseñan las plantillas con programas informáticos, vamos a describir aquí cómo se dibuja artesanalmente, si bien la fórmula que vamos a citar puede, naturalmente, introducirse en una hoja de cálculo de un ordenador (como Excel o Lotus) y obtener rápidamente tanto los valores numéricos como el perfil, el cual puede volcarse a un plotter. Esta plantilla se traza sobre un papel milimetrado cuyo tamaño sea adecuado al tamaño de la parábola. Se traza, sobre el papel milimetrado, un rectángulo cuyo lado mayor sea igual a la mitad del diámetro del reflector y cuyo lado menor sea igual a la profundidad Pal centro de la parábola. Aplicando estos condicionantes a la parábola utilizada como ejemplo en este capítulo, se deberá dibujar un rectángulo de 45 cm x 14,76 cm y en él se irán marcando los puntos que se obtengan con los siguif')ntes cálculos. La profundidad pencada punto del reflector viene dada por la fórmula: p = P-(Kd 2)

240

REFLECTORES PARABÓLJCOS PARA ANTENAS DE TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE

donde p es la profundidad del punto que dista d del centro de la parábola, P es la profundidad en el centro de la parábola y K es un valor que depende de los valores de P y O. K se calcula con la fórmula: 4P

K==--

D2

Desarrollemos un cálculo aplicado al reflector parabólico de 90 cm utilizado en nuestro ejemplo. En primer lugar se calcula et valor de Ka partir de los datos conocidos de P = 14,76 cm y O= 90 cm: 4P 4 x 14,76 cm K =- = - - - -- - - = 0,00729/cm 2 0 90 cm x 90 cm

Una vez obtenido este número, ya se puede calcular. partiendo del centro de la parábola, la profundidad p (de centímetro en centímetro de radio). Así. a 1 cm del centro la profundidad de la parábola es:

p =P- (Kd2) =14,76 cm - {0,00729/cm x (1 cm)2) = = 14,76 cm-0,00729 cm = 14,75271 cm A 2 cm la profundidad es:

p =P- (Kd 2) = 14, 76 cm -(0,00729/cm x (2 cm)2) = = 14,76 cm-0,02916 cm = 14,73084 cm Ya3cm:

p =P -(Kd2 ) = 14,76 cm-(0,00729/cm x (3 cm) 2) = =14,76 cm -0.06561 cm= 14,69439 cm

Se continúa con estos cálculos hasta completar los 45 cm de radio de la parábola, con lo que se obtienen los valores de p Indicados en la tabla 12.2. para cada punto d. d (crr1)

o 1

2 3 4 5 6 7 8

9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22

p(cm)

d (cm)

p{cm)

14,76, 14,75 14,73 14,69 14,64 14,58 14.50 14,40 14,29 14,17 14,03 13,88 13,71 13.53 13.33 13, 12 12,89 12,65 12,40 12, 13 11 ,84 11,55 11,23

23

10,90

24

"10.56 10.20 9,83 9,45 9,05 8,63 8,20 7,76 7,30 6,82 6,33 5,83

25 26 27 28

29 30 31 32 33 34 3,5 36 37 38

39 40 41

42 43

44 45

5,31 4,78 4,23 3.67 3, 10 2,51 1,90 1,28 0,65

º·ºº

Tabla 12.2. Profundidades del perfil de una parábola de 90 cm y una relación f/D de 0,381

241


En la figura í 2. 12 puede verse el perfil obtenido con las dimensiones de la tabla 12.2. Los valores de p obtenidos con una hoja de cálculo, con una precisión de décimas de milímetro, son Imposibles de trasladar a un papel milimetrado. Por otro lado, trasladar esta precisión a los moldes, prensas, chapas, etc., hace imposible la fabricación artesanal de una antena parabólica.

ÁNGULO DE RADIACIÓN DE UNA ANTENA PARABÓLICA Recibe el nombre de ángulo de radiación el ángulo dentro del oual la señal captada por la antena se mantiene entre un 100 o/o y un 50 % de la potencia máxima o, dicho con otras palabras, el ángulo de desplazan,iento de la antena con respecto a la dirección exacta del satélite hasta que sufre una atenuación de 3 dB. 45 40

35 30

25

20

15 10

5

12.12 Perfil de una parábola de 90 c,n de diámetroy una relación f/0 de 0,381.

ºo

5

10

15

Veamos lo expuesto mediante un ejemplo. Supóngase que una antena parabólica está perfectamente alineada hacia un satéHte (figura 12.i 3), y que la ganancia de dicha antena es de 39 dB. En esta circunstancia, la ganancia en potencia de la antena es:

Gp =antilog

39dB

10

"' .

12.13 Una antena parabólica

se encuentra perfectamente alineada con el satélite cuando éste se encuentra en la prolongación de su eje principal.

242

= antilog 3,9 = 7.943 veces mayor

REFLECTORES PARABÓUC.OS PARA ANTENAS DE TELEVISIÓN VÍA SATÉUTE

Si se mueve la .antena hacia.arriba, desviándola de su posición correcta (figura 12.14}, hasta que la potencia captada descienda aproximadarnente a la rnitad, es decir, a unas 4.000 veces mayor, este valor en decibelios es:

Gda = 10 log 4.000 = 10 X 3,6 B =- 36 dB

12.1.4 Si se desvfa una antena

parabólica de su alineación correcta con el satélite, la potencia captada desciende rápidamente de valor.

(3 dB por debajo del nivel obtenido cuando está bien orientada). Los mismos resultados pueden obtenerse girando la antena hacia abajo, hacia la derecha ·o hacia la izquierda desde su orientación correcta. Pues bien, el ángulo medido desde la posición correcta de apuntamiento hasta el máximo giro arriba, abajo, a la derecha o a la izquierda, hasta que la ganancia de la.antena descienda 3 dB, es lo que se denomina ángulo de radiación. Para obtener el ángulo de radiación de una antena parabólica se utiliza la fórmula:

30

O'. - - -.,..---

- to/2

donde es el ángulo de radiación (en grados centesimales), 30 es la constante de la velocidad de la luz, tia frecuencia de.la señal captada por la antena (en GHz) y Del diámetro del reflector (en metros). Veamos un ejemplo de cálculo de este ángulo de radiación, aplicando la fórmula anterior a una antena parabólica de 90 cm de diámetro que .está captando señales de un satélite DBS e·mitiendo en la banda de frecuencias de 11,7 a 12,5 GHz. Como en el cálculo se debe utilizar una sola frecuencia, se recurre a la frec1..1encia central de la banda: f

_

central -

fmáxima + frninima 2

_

12,5 GHz+ 11,7 GHz 2

= 12, 1 GHz

Esta frecuencia de 12,1 GHz es la que se utiliza para calcular,el ángulo de radíación O'.: 30

30

to/ 2

12,1 GHzx0,9mx1,41

U = - - - - - - - - - -- - - - - - = 1,94°

243


Este ángulo indica que si la antena está desviada 1,94° de su posición correcta, hacia la derecha o hacia la izquierda, hacia arriba o hacia abajo, la señal captada por ella queda atenuada 3 dB (un 50 %). De esta fórmula se deduce lo irnportante que es una buena orientación de la antena, pues la más mínima desviación supone una considerable pérdida de señal. También es éste el motivo de que una buena antena parabólica esté fijada a su soporte por, al menos, en tres puntos del reflector, pues si se fija en uno solo y éste tiene un poco de juego, el viento lo rnoverá y se obtendrán variaciones en el nivel de la señal captada, que se traduciría en desapariciones esporádicas de la imagen en el televisor. Para finalizar, diremos que el ángulo de radiación disminuye con el aurnento de la frecuencia y con el incremento del diámetro del reflector, es decir, que cuanto mayor sea el plato, y a igualdad de frecuencia, más directiva es la antena.

LÓBULOS PRINCIPAL Y SECUNDARIOS DE UNA ANTENA PARABÓLICA En los apartados anteriores se han estudiado los conceptos de ganancia de una antena y de ángulo de radiación . De todo ello se deduce que la ganancia de la antena hace posible que ésta capte la máxima energía dentro de un ángulo muy pequeño (el ángulo de radiación), puesto que fuera de dicho ángulo el valor de la energía captada desciende rápidamente. Si presentamos mediante un sistema de coordenadas polares la ganancia de la antena en 'función del ángulo que forma el eje de la antena con el punto emisor (el satélite), se obtienen unos lóbulos como los que se muestran en la figura 12.15. OdB (potencia méxlms) - -3 dB - - -

-6d8 - - -

180.

12.15 Representación polar de la ganancia de una antena parabólica en función del ángulo que forma el eje de la antena con el punto emisor (el satélite).

._:,:. •

¡..

. •· -

L:.---1

~¡--;-:c. · ··.::_ ··

t/

Lóbulos secundarios

. o·

J/ J

~

1

f

a.

Lóbulo pr,nclpal

==- , /

---

En la figura 12.15 se observan las siguientes particularidades. 1.º El lóbulo principal es el de mayor tamaño, y alcanza el círculo de las coordenadas polares correspondiente a OdB. Ello significa que este lóbulo no presenta atenuación alguna de la señal. 2.0 El eje del lóbulo principal coincide con el eje de la antena. es decir. que todo emisor que se encuentre en la misma dirección que el eje de la antena entra dentro del lóbulo principal y es captado con la máxima ganancia. 3.0 El ángulo de radiación pertenece al lóbulo principal, y abarca todo el ancho del citado lóbulo con una ganancia por encima de-3 dB. 4.0 Además del lóbulo principal se obtienen otros lóbulos secundarios, dispuestos en ángulos distintos al del eje principal, y que disminuyen de tamaño a medida que se acercan al ángulo de 180°. Los lóbulos secundarios o lóbulos laterales, determinan la capacidad de la antena parabólica para captar radiaciones que le llegan de direcciones fuera de su eje. En la figura 12.16 se han dibujado los lóbulos principal y secundarios en un sistema de coordenadas cartesianas. 244


En esta representación .el lóbulo principal ocupa la posicióh correspondiente al ángulo de O% y su an1plitud máxima corresponde con la ganancia de la antena, que en este ejemplo hemos cifrado en 40dB. (dB) I Ud, raJm mct t..Jf:1

40 - ·-·--······-·-- - -

.

37 ··················-······ · ..

.. ..: .: l .,. . :

34

............. -···

•.

31 - ·-··-··-·····-·····

28 · - ···-···· ... ·

-

:

·;

.. :'

¡ ,...,..1 - Lóbulo principal

...

12.16 Representación

3

o~~~~~"----~ iBOº ó• ! . .....:' ·a.· .~

180º

-

cartesiana de la ganancia de los lóbulos principal y secl)ndatios én función del ángulo que foona el eje de la antena con el punto emisor.

A 37 dB, 3 dB por debcijo de la ganancia máxim(:)., es decir, se traza una recta que corta al lóbulo principal en dos puntos. Una proyección vertical de estos puntos sobre la abscísa nos permite determinar el ángulo de radiación de la antena (ángulo en la figura 12.16). Los demás lóbulos tienen poca amplitud y están situados en ángulos distintos del eje de la antena. Es importante que los lóbulos secundarios presenten una amplitud sensiblemente menor con respecto a la amplitud del lóbulo principal, ya que si no fuera así esta señal interferiría sobre la señal que se desea capt ar. A esté respecto se considera una buena antena toda aquella cuyos lóbulos secundarios estén al rnenos 20 dB por debajo del princip.al.

ANCHO DE BANDA DE UNA ANTENA PARABÓLICA. B ancho de banda de una antena parabólica indica la banda de frecuencias para las cuales está diseñada. Por ejemplo, un antena con un ancho de banda-entre 10,95 y 12, 75 GHz es una antena diseñada para captar todas ,las frecuencias comprendidas entre los dos límites citados.

TEMPERATURA DE RUIDO DE UNA ANTENA PARABÓLICA ' Este es otro de los parámetros importantes de una antena parabólica. Indica la cantidad de ruido que, proviniendo del aní.biente colindante y del espacio exterior, puede ser captado por la antena. El ruido puede t ener su origen en fenómenos naturales (tormentas, lluvia, etc.} o en fenón1enos artificiales (lámparas fluorescentes, por ejemplo). Las principales fuentes cle ruido son el propio firmamento, que genera el ruido atmosférico, y el ruido galáctico (procedente de las estrellas). Dado que el swelo es origen de ruido_,y que el ángulo que forma el plato del reflector con respecto al suefo es tanto menor cuanto rnás se aleja del ecuador, la temperatura de ruido au111enta cuanto más alejadas del ecuador estén situadas las antenas. En el caso de las.·antenas parabólicas debe tenerse presente, además, el ruido que la propia antena genera. Efectivamente, cuando las ondas electromagnéticas inciden sobre la superficie del reflector, éste se convierte en emisor de nuevas ondas, las cuales se mezclan con las recibidas, generando ruido. Para una correcta recepción de las señales es necesario separar éstas del ruido, o que la relación señal/ruido (S/N)' sea lo más elevada posible. Se define el factor de ruido (F} de una antena como la potencia mínima que d;ebe tener la señal captada para que no quede tapada por el ruido de la propia antena. En el caso de antenas parabólicas para la recepción de emisiones de radio y televisión vía satélite, en las que las potencias que llegan son muy pequenas, resulta de vital importancia alcanzar unós factores de ruido mínimos.

245


EFICIENCIA DE UNA ANTENA PARABÓLICA La eficiencia es un parámetro que indica la cantidad de señal captada con efectividad por el conjunto de la antena (plato, alimentador y preamplificador de bajo ruido). Factores que influyen en la eficiencia de una antena son, entre otros, la exactitud de la superficie del plato, las pérdidas por absorción de las señales por el plato y las pérdidas por reflexión de las señales en cuerpos interpuestos en el paso de las ondas hacia el plato (alimentador y soportes del alimentador). La eficiencia se expresa en% , y una antena es tanto más eficiente cuanto mayor sea este porcentaje. Se consideran antenas de alta calidad aquellas que tienen una eficiencia por encima del 70 %. Las antenas con alimentador desplazado pueden alcanzar valores de eficiencia del 80 %, ya que éste no obstaculiza el paso de las señales hacia el plato.

FABRICACIÓN DE LOS REFLECTORES PARA ANTENAS PARABÓLICAS Los reflectores para antenas parabólicas se fabrican con muy diversos materiales y métodos. Una condición que debe exigirse al material utilizado en la fabricación de los reflectores es que mantenga su forma por largo tiempo, ya que cualquier deformación afecta negativamente en el rendimiento de la antena. Se fabrican de duraluminio, de chapa de acero o de malla metálica, o bien de fibra de vidrio epóxido u otros materiales plásticos recubiertos de una capa metálica, con el fin de que reflejen eficazmente las ondas electromagnéticas. El material utilizado en su fabricación debe soportar bien las contracciones y dilataciones debidas a los cambios de la temperatura ambiente, así como la carga del viento, la lluvia, nieve, granizo y radiación solar. Se pueden fabricar de una sola pieza o por sectores o pétalos. A partir de, aproximadamente, 1,8 metros de diámetro, resultan más cómodas de transportar las antenas parabólicas por sectores; sin embargo, en el estado actual de la técnica, en la cual las antenas parabólicas no superan los 90 cm de diámetro, son más eficaces las fabricadas de una sola pieza, ya que éstas no presentan las desviaciones de ensamblado de los reflectores por sectores. Además, los reflectores parabólicos de una sola pieza captan mejor las frecuencias europeas de la banda Ku, por poseer mayor precisión en su superficie. Tanto es así, que una antena con un reflector de 120 cm puede ofrecer la misma ganancia que otra fabricada por sectores de 240 cm. Un excelente recubrimiento consiste en pintar el reflector con una pintura de poliéster, aplicada electrostáticamente, que evita el deterioro de la parábola con el transcurso del tiempo.

TIPOS DE REFLECTORES PARA ANTENAS PARABÓLICAS Hasta aquí se ha considerado la parábola como única forma para un reflector de antena parabólica. Sin embargo, a partir de esta figura geométrica, se obtienen otros tipos de reflectores que incluso son más eficaces que el parabólico. De acuerdo con esto, se pueden clasificar las antenas en los siguientes tipos principales: • Antenas parab ólicas de foco centrado (figura 12.17). • Antenas offset (figura 12.18). • Antenas Cassegrain (figura 12.1 9).

De estos tipos de antena sólo los dos primeros se emplean en la recepción de señales de televisión vía satélite, por lo que limitaremos nuestro estudio a ellas dos. 246

REFLECTORES PARABÓUCOS PARA ANTENAS DE TELEVISIÓN VÍA SATÉLITE

ANTENAS PARABÓLICAS DE FOCO CENTRADO La antena parabólica de foco centrado o prime tocus es la estudiada hasta aquí en este capítulo. En ella el alimentador se encuentra situado en el foco del reflector (figura 12.17). Se utiliza en recepción directa de televisión y en radioenlaces. Este tipo de antena es relativamente fácil de construir y no es den1asiado sensible a errores de ajuste. Una desventaja de estas antenas es su comportamiento en polarización cruzada, es decir, que si se usa una polarización lineal, en cada uno de los cuatro cuadrantes en que se puede divi-

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12.17 Antena parabólicas de foco centrado.

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12.18 Antenaotfset.

12.19 Antena Cassegrain.

dir la superficie del reflector. se genera una radiación con polarización cruzada y en la dirección de la radiación principal. Otra desventaja es que el alimentador y las varillas de sujeción de éste, hacen sombra en el plato para las radiaciones electrornagnéticas, con lo cual no se aprovecha al 100 % la superficie reflectante del plato, lo que implica una ligera pérdida en el rendimiento de la antena.

247


En la figura 12.20 se ha dibujado una antena parabólica en la que se aprecia esta circunstancia. La zona tramada representa la energía electromagnética incidente sobre el plato. ObseNemos que en el centro se obtiene una zona a la que no llega energía electrornagnética, debido a que el iluminador hace sombra en ella. Las antenas de foco centrado son l,;1s más utilizadas en Instalaciones colectivas y cuando el diámetro del reflector supera los 90 cm. El rendimiento de una antena de foco centrado es de un 60 %, la atenuación de los lóbulos secundarios es buena y también lo es la polarización circular. La polarización ortogonal, como se ha dicho antes, no es muy buena debido a la aparición de la polarización cruzada.

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12.20 El alilnentador y las varillas de sujeción de éste, hacen sombra en el plato de una antena parabólica de foco centrado para las radiaciones electromagnéticas, con lo cual no se aprovecha al 100 %la superficie reflectante del plato.

Zona de sombra

Antenas Offset Se trata de un tipo de antena cuyo reflector está constituido por una sección transversal de una parábola. En las ilustraciones 12.21 y 12.22 puede verse cómo se construye esta antena. En la figura 12.2í se tiene un reflector parabólico de foco centrado visto de frente, en el cual se indica la superficie de éste que forma una antena offset. En la antena offset el foco queda, por tanto, situado fuera de su vertical. En la figura 12.22 se tiene el perfil de un reflector parabólico y en línea de trazo grueso la parte que corresponde a lo que será el reflector de una antena offset. De las ilustraciones í 2.21 y 12.22 se deduce que toda señal que incida sobre las citadas superficies es reflejada igualmente sobre el foco, pero que éste, al no estar centrado, no producirá sombra sobre el reflector.

12.21 La antena offset se obtiene a partir de una antena de foco centrado, utilizando parte de la superficie de esta última, en forma de elipse.

248

"'

.....

Foco


---·

12.22 Perfil de un reflector parabólico. En trazo grueso se indica la parte que corresponde a lo que será el reflector de una antena offset Obsérvese que en ésta el foco queda descentrado.

Advertimos que la superficie del reflector offset que hemos dibujado en las ilustraciones 12.21 y 12.22 es n1ucho menor que la del reflector parabólic9 que le da.origen, pero no se trata de co1nparar estos dos diámetros de reflector, sino de ver cómo se diseña, ya que el reflector de antena offset obtenido debe compararse en rendimiento al de un reflector parabólico de igual diámetro. Como el alimentador queda situado en el punto focal, para sostenerlo se utiliza un brazo que saJe de debajo del reflector parabólico (figura 12.23), de manera que ni la uhidad exterior ni el brazo que la sustenta proyectan sombra alguna sobre el plato, pues quedan fuera de la línea de visión del satélite.

12.23 Sustentación del alimentador en una antena offset, mediante un brazo que sale por la parte inferior del plato.

Este especial diseño favorece el rendimiento de la antena, que alcanza el 65 %, con lo cual. a igualdad de ganancia, el diámetro del reflector es menor que el de las.antenas de foco prrmario. Debido a la reflexión de las ondas electromagnéticas en la superficie del reflector (ángulo de incidencia= ángulo reflejado), el reflector de las antenas offset es mucho más inclinado que él de las antenas de foco primario. La atenuación en los lóbulos secundarios es muy buená. La polarización circular es muy buena pero rio así la polarización ortogonal, por presentar los misn1os inconvenientes·que la antena de foco centrado. Las antenas offset-se utilizan en Instalaciones individua.les, donde el diámetro d.el reflector no supera los 90 cm.

•

249

Unidad exterior

PARTES CONSTITUYENTES DE LA UNIDAD EXTERIOR En este capítulo se estudia la unidad exterior, es decir, el dispositivo que se instala en el foco del reflector parabólico sujeto por un portaalimentador" y cuya finalidad es recoger la señal reflejada por el reflector parabólico y convertirla en una FI de 950 a 1.750 MHz cuando se trabaja en la banda Ku. La unidad exterior se divide en dos partes bien diferenciadas:

• B alímentador. • El LNB (del inglés Low Noise Block) o bloque de bajo ruido. El alimentadó'r se encarga de recoger la débil señal captada y reflejada haora él por el plato de la antena parabólica, y guiarla adecuadamente hacia el LNB. Está formado por los siguientes elementos: • Labocina. • La guía de ondas. • La sonda o antena. • El polarizador. Advertimos que muchos autores y profesionales denominan como alimentador a la bocina de la unidad exterior. El LNB se encarga de amplificar la señal que le suministra el alimentador y convertirla a una frecuencia más baja, denominada frecuencia intermedia (FI), para que pueda ser transportada por cable_s coaxiales hacia el receptor o unidad Interior. Las partes constituyentes de un LNB son: • El amplificador de bajó ruido. • El conversor a FI. En la figura 13.1 puede verse el dibujo de una unidad exterior, con indicación de sus dos partes constituyentes, y en la 13.2 el diagrama de bloques del conjunto. En las páginas que siguen se estudian por separado las formas constructivas y características de cada uno de estos elementos. Alimeotador

//

LNB

,/ 13.1 Unidad exterior para

recepción de señales de televisión vía satéllte, con indicación de sus dos partes constituyentes.

251


Ampllfícador de bajo roído

Filtro de ff8Cuencia imagen

Mezclador

Amplíficador de FI

Filtro separador de allmentacíón

950-1750 MHz

Amplificador de FI

Finro separador de alimentación

950-1750 MHz

Bocina

)Jo

1

Filtro paso banda

Fiffro separador de polarización

Oscilador

Guia de ondas Amplificador de bajo ruido

Filtro de frecuencia Imagen

Mezclador

13.2 Diagrama de bloques de la unidad exterior.

ALIMENTADOR O ILUMINADOR El alimentador, también llamado iluminador, tiene por finalidad recoger toda la señal reflejada por el plato parabólico. Existen diversos tipos de alimentadores, dependiendo su forma del típo de antena al que van destinados. Para las antenas de foco centrado, los alimentadores más utilizados son los del tipo choke (figura 13.3), mientras que para las antenas offset se utilizan alimentadores con bocinas cónicas lisas o corrugadas (figura 13.4).

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13.3 Alimentador del tipo choke

para antenas de foco centrado.

( \~ '-._.....---~-= 13.4 Alimentador con bocina cónica para antenas offset.

Los iluminadores choke poseen en su parte frontal, por donde entran las ondas reflejadas por el reflector, uha serie de anillos concéntricos (figura 13.3) que tienen por finalidad hacer que la ondas entren en la guía de ondas en forma de un frente con fase constante. · Es muy importante que el ángulo de abertura del iluminador cubra toda la parábola, con el fin de que recoja al máximo la señal. Debe evitarse, no obstante, que reciba señales reflejadas por el borde del plato, pues ello provocaría una difracción de la señal (spil/over). El iluminador debe ser adecuado a la relación f/0 de la parábola (véase este concepto en el capítulo 12 de esta obra) para obtener el máximo rendimiento. Un mismo iluminador puede utilizarse con dos antenas de distinto diámetro pero igual cociente f/0, pero no será adecuado para reflectores que, incluso teniendo el mismo diámetro, tengan distinta distancia focal. Para finalizar diremos que la entrada del iluminador se protege con una tapa de un material que evite la entrada de agua, polvo, insectos, etc., pero que no evite el paso de las ondas hacia la guía de ondas, como por ejemplo el teflón.

252

UNIDAD EXTERIOR

GUÍA DE ONDAS La guía de ondas conduce la señal recogida por el alimentador hasta la sonda o antena. Se trata de conductores especiales que se utilizan en la técnica de las hiperfrecuencias {frecuencias superiores a 1 GHz), donde el empleo de cables coaxiales no es adecuado debido a la elevada atenuación que presentan. Las guías de ondas se construyen de latón, cobre, plata, aluminio y otros materiales, en forma de tubo circular (figura 13.5) o rectangular (figura 13.6) y cuyas dimensiones dBpenden de la frecuencia que debe transmitir. @ \\ - - ---"--©

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º

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13.5 Guía de ondas circular.

13.6 Guía de ondas rectangular.

Las paredes interiores de este tipo de conductores están tinan1ente pulidas y plateadas. En los iluminadores de las antenas parabólicas para recepcion de señales. de radiodifusión y televisión, las bocinas y las guías deondc1s forman una única pieza. Los extremos de las guías de ondas están provistos de sendas bridas atornillables. Las uniones son estancas al aire y a los campos e1éctricos; ya que Uha pequeña rendija en ellas daría lugar a radiaciones indeseables y perturbaría la propagación de las ondas-en el conductor hueco. Polvo y humedad tampoco deben poder introducirse en su interior, ya que son causas de un aumento de la amortiguación. Dependiendo de su forma (circular o rectangular) y de su longitud, existe una frecuencia de corte por debajo de la cual ninguna onda puede transmitirse por el interior de la guía. La frecuencia de e.arte e;s inversamente proporcional a la longitud de la guía o, dicho de otro n1odo, la longitud de la guía de onda es directamente proporcional a la longitud de onda que debe circular por ella. Supóngase un circuito oscilante como el representado en la figura 13. 7a. La frecuencia de resonancia de este circuito viene dada por la fórmula de Thorilson: f. r-

1

.

2n/LC

Si se separan y reducen las superficies de las placas del condensador, y se quitan y estiran las espiras de la bobina de este circuito (figuras 13. 7b y 13.7e), la capacidad C y la inductividad L se reducen, lo cual implica un aumento de la frecuencia de resonancia. Siguiendo este proceso al final se obtiene un tro:z:o de conductor recto (flgur.~ 13. 7d) que, aun~ que ofrece poco parecido con un circuito oscilante, ·tiene las mismas propiedades que éste; es decir, posee una frecuencia de res.onancia, aunque de valor muy alto. La capacidad y la inductancia están, .desde luego, presentes, pero se reparten a. lo largo del conductor. La frecuencia de resonancia de tal circuito oscilante abierto depende ahora sólo de su longitud. 13,7 Si se s.eparan y reducen las.

G C ( iJ)

b)

e)

d)

superficíes de las placas del condensador, y se eliminan y estiran las espíras de la bobina de un circuito oscilante, se obüene un dipolo cuya frecuencia de resonancia depende de su longitud.

253


Un circuito oscilante constituido por un trozo de conductor rectilíneo recibe el nombre de dipolo. La longitud de este dipolo está íntimamente vinculada con la frecuencia de la corriente eléctrica que por él debe circular. Veamos ahora cómo un conductor hueco rectangular deriva de una línea bifilar. En la figura 13.8 se ha dibujado una línea bifilar a la que se han conectado, a intervalos regulares, líneas cortocircuitadas cuya longitud es igual a 1/4 de la longitud de onda A que se desea transmitir por ella. Linea bifilar

\

\ 13.8 Línea bifilar a la que se han conectado, a intervalos regulares, líneas cortocircuftadas cuya longitud es igual a 1/4 de la longitud de onda 'J,., que se desea transmitir por ella.

Lineas cortocircuitadas de 8/4

Debido a que una línea A.14 actúa como un circuito oscilante con una resistencia a la frecuencia de resonancia muy elevada, la línea apenas resulta afectada si tienen muchas de estas líneas V4. Por los motivos expuestos se puede afirmar que un conductor hueco está formado por una serie apretada de líneas V4 en cortocircuito, situadas a ambos lados de una línea bifilar (figura 13.9).

13.9 Un conductor hueco está formado por una serie apretada de lineas A.14 en cortocircuito, situadas a ambos lados de una línea bifilar.

En las figuras 13.1 Oy 13.11 se indican, mediante flechas, las direcciones de los campos eléctrico (figura 13. 1O) y magnético (figura 13.11) en una guía de ondas rectangular, polarizada verticalmente. La dirección del campo eléctrico es determinante para indicar el sentido de la polariza., c,on.

13, 1O Dirección del campo

eléctrico en una guía de ondas rectangular.

13.11 Dirección del campo

magnético en una guía de ondas tectangular.

254

UNIDAD EXTERIOR

De esto se deduce que la guía de ondas debe disponerse adeouadan1ente según el sentido de la polarización de la señal que se desea captar, para lo cual debe modificarse su posición tTlediante un polarizador, cuyo estudio se expone más adelante en este mismo capítulo. En el caso· de guías de ondas de sección circular aparecen dos formas de oscilación técnicamente importantes, y que hemos representado en las figuras 13.12 y 13..13. En la figura 13.12 las líneas de campo eléctrico tienen un curso transversal respecto a la dirección de propagación de la onda, por lo que reciben el nombre de transversales eléctricas (TE), mientras que las líneas de campo magnético forman bucles muy alargados en dirección axial, por lo que se habla de ondas H.

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13. 12 Dirección del campo

eféctrico en una guía de ondas circular.

En la figura 13.13 son las líneas de campo magnético las que tienen un curso transversal respecto a la dirección de propagación de la onda, por lo que reciben el nombre de transversales magnéticas (TM), mientras que las líneas de campo eléctrico terminan perpendicularmente a las paredes del conductor hueco, alargándose en sentido axial, por lo que.a esta forma se la denomina onda E.

13. 13 Dirección del e.ampo

magnético en una guía de ondas circular.

En la figura 13.14 se han dibujado las vistas de alzado (éi) y planta (b) de una guía de ondas de sección rectangular con indicación de sus dos dimensiones (alto a y ancho b). También se ha dibujado la posición que debe ocupar la sonda o antena receptora que se estudia en el siguiente apartado. En la ilustración se indica mediante una flecha blanca la dirección de entrada.de las ondas en la guía.

Entrada~ de ondas -./

8

a)

8

... 814

13. 14 Vistas de alzado (a) y Entrada~ de ondas-V

b)

planta (b) de una guía de ondas d~ sección rectangular con indicación de'Sus dimensiones (alto a y ancho b).

255


La guía de ondas está cerrada en uno de sus extremos por una pared. A una distancia A./4 delante de ésta, se dispone la sonda. Como consecuencia de esta disposición, las ondas radioeléctricas sólo pueden propagarse hasta el fondo cerrado de la guía de ondas. Naturalmente esto no se realiza sin perturbaciones, ya que las ondas se reflejan continuamente en las paredes interiores de la guía de ondas, recorriéndola en un movimiento de zigzag, cruzándose continuamente. A consecuencia de este movimiento en zigzag, la velocidad de propagación u de la onda por el conductor es más pequeña que la velocidad e de propagación de las ondas radioeléctricas en el vacío, que como sabe es de 300.000 km/s. En una guía de ondas tenemos pues, que: 'U
La velocidad de propagación , se conoce como velocidad del grupo. Midiendo la longitud de la onda A.A en la dirección del eje de la gula de ondas, y comparándola con la longitud de onda «libre»:

A. = e f

se tiene que AA es siempre mayor que A, es decir que:

Tal como se deduce geométricarnente en la figura 13.14b, la longitud AA depende del ancho b del conductor hueco, según la siguiente fórmula: 1 A.A=-,-===---

/ (2b)2-A,2

Veamos un ejemplo. Para ello supóngase una frecuencia de 12 GHz y un conductor hueco de ancho b =2 cm. La longitud de onda "t. valdrá:

e

300.000.000 mis "- = - == - - - - -- - - =2,5 cm f 12.000.000.000 Hz Y la longitud de onda A.A:

2 x 2 cm x 2,5 crn

2bA

AA=-=-----==-----.== =---==---==- 2 / (2 x 2 cm)?- (2,5 cm) i(2h)2- ')..2

10cm2

10 cm 2

9,75 cm 2

3,12 cm

- -;--e==,---/ ,

1

Conocido AA se puede calcular también la velocidad del grupo (u): U=

CA.

A.A

256

=_

3_0_0_.0_0_0_k_m_s_/s_x_2_,_ 5_cm __ = 234 _375 km/s 3,2 cm

UNIDAD EXTERIOR

Aumentando progresivamente la fr.ecuencia de la oscilación que entra en una guía de ondas de ancho b, la longitud de onda 11.A se acerca cada vez rnás a la longitud de onda libre ·'A,. A 150 GHz tenemos, por ej~mplo, 'A = 0,2 crr1, y con b = 2 cm! la longitud de onda AA es igual a 2,0025 mm. Prácticamente se tiene pues que '}.,, = A.Ay la velo.cidad del grupo v se hace ahora casi igual a la velocidad .e (en est~ último ejemplo u.= 299.625,47 km/s). Esto se comprende fácilmente si se considera que una onda más pequeña dispone de rnás sitio para su propagación tmperturbada. Por·el contrario, disminuyendo la frecuencia aplicada, se llega a un punto en el que ?..,A = 09 y u= O. La longitud de onda para la cual 2b =Ase denomina {or,gitud de onda crítica. Parab = 2 cm, la longitud de onda crítica es igual a 4 cm, lo cual corresponde a una frecuencia crítica de 7,5 GHz. Para frecu~ncias inferiores a 7, 6 GHz la guía de one:Jas consi·derada res uIta Inutilizable. En consecuencia, para ondas mayores (11. = 4 cm)., tenemos.que emplear una guía de ondas de dimensiones n1ayores. En la práctica, se elige el ancho d.e forma que b tenga un valor comprendido entre 0,5 'A y A.. Hasta aquí sólo.se ha visto la influencia del ancho b de la guía de ondas. Veamos ahora en qué medida rep·ercute su altura a. Analizando lo que se ha expuesto, resulta claro que a debe ser menor que 0,5 Á. para que aparezca una forn1a definida de oscilación. Si a es mayor que 0,5 11., resulta que la onda puede propagarse tanto con polarización vertical como horizontal, lo que da lugar a confusas condiciones de propagación. Si a es menor que O, 5 'A, la polarización de las ondas en la guía de ondas es v~rtica.l. Las líneas de fuerza eléctrica son perpendiculares a la cara b de la guía de ondas y adquieren su m~ima densidad en el centro, cosa que ha sido reflejada con flechas de Efistinta longitud en las figuras i 3. to y i 3. i i. Si a se elige demasiado pequeña se puede interrumpir el campo eléctrico a través de·chispas. En este sentido, lo que importa, es la energía eléctrica que se des1ulaza por la guía de ondas.

SONDA La sonda o antena es la encargada de transformar las señales electromagríétlcas que lle~an a ella en una cdrriente eléctrica de radiofrecuencia. Se trata, pues, de una antena dipolo. La sonda se enc·uentra situada en"el interior de la,guía de ondas, a una distan
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Sonda _.--:-·

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13. 15 Sacando la tapa de tetlón que cubre la entrada del alimentador es posible apreciar la existencia de /a sonda cerca del'fínal de la guía de ondas.

La sonda aparece ·ante nuestra vista como una pequeña varílla sít1:.1ada ce·rca del fondo. Su posición depende de la p.olarización de la señal que se deséa recibir (vertical para polarización vertical y horizontal para polarización horizontal). Consiste en un conductor aislado de la guía de ondas por un dieléctrico (figura 13. 16). Las corrientes inducida.s·en la sonda se transportan hacia el arnplifícador de bajo ruido mediante un microstrip (figura 13.1.6). 257


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Sonda • ,

1

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Masa

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13.16 Conexión de la sonda al microstrip.

'

~·.

Tef/ón

" Mlcrostrip

El microstrip, o guía de ondas de cinta, consiste en una línea formada por dos conductores de cobre planos y paralelos, con sus caras enfrentadas a muy poca distancia y separadas por una lámina de material dieléctrico, como el teflón (figura 13.17). Ctnla de cobre

Cone,11ón de _ ta sonda

13.17 Partes constituyentes de un microstrlp.

_ Alslanfe de1eflón

Mssa de cobre - -

Entre las superficies metálicas, y a través del dieléctrico, se propagan las ondas electromagnéücas. Una de las dos.cintas, considerada el plano de tierra o masa, es generalmente de mayor superficie que la otra, pudiendo incluso ser una superficie conductora de relativa gran extensión . 8 circuito microstrip conduce la señal con unas pérdidas minirnas de energía. Se fabrica con materiales de elevada calidad y dimensionado muy estricto. Como normalmente se desean recibir señales polarizadas tanto vertical como horizontalmente, deberá modificarse la posición de la sonda mediante algunos de los métodos que luego se estudian. No obstante, en instalaciones individuales se utilizan en ocasiones guias de ondas dotadas de dos sondas, una de ellas en posición vertical y la otra en posición horizontal, lo que permite la recepción de señales polarizadas vertical y horizontalmente de forma indistinta. La selección de la polaridad se lleva a cabo desde la unidad interior a través del cable coaxial que lleva la señal desde la unidad exterior a la interior, aplicando una tensión de 13 V para la polarización vertical y 18 V para la horizontal. En el próximo capítulo de esta obra, dedicado a la unidad interior, se expone un circuito típico de selección de polaridad. Si se realiza un cambio de polarización según este método no es necesario utilizar un polarizador. •

POLARIZADORES Las señales de los satélites de telecomunicaciones llegan a la antena parabólica con polarización vertical o horizontal y en los DBS con polarización circular. Lo más usual, cuando se desean recibir todas las señales de uno o varios satélites, es que éstas estén polarizadas de forma diferente. Para ello se utilizan polanzadores, cuya misión es separar las emisiones con polaridad vertical de las de polaridad horizontal. Los polarizadores se disponen entre el iluminador y el LNB (figura 3. i 8). En el caso de polarización circular, forman parte del propio alimentador. Según la clase de polarización, los polarízadores se dividen en: polarizadores de polarización lineal y polarizadores de polarización circular. Los de polarización lineal se dividen a su vez en:

- Polarizador onomodo. - Polarizador discríminador o polarrotor.

258

UNIDAD EXTERIOR

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Potarizador

LNB

13.18 Disposición del polarizador, entre el iluminadory el LNB.

El polarizador ortomodo se utiliza para la recepción simultánea de dos polaridades lineales (vertical y horizontal} con una sola antena parabólica. Está diseñado especialmente para instalaciones colectivas, donde lo normal es que los usuarios deseen ver, a la misma hora, emisiones distintas que no siempre coinciden en polarización y que son captadas por una única antena. El polarizador discriminador está Ideado para instalaciones individuales. Con él se selecciona la polarización desde el propio receptor situado en el interior de la vivienda. Veamos ahora cómo funcionan estos polarizadores. Recordemos que la polarización de una onda electromagnética viene determinada p.or la dirección del vector del campo eléctrico. Todos los satélites, a excepcíón de los DBS, emiten unos canales con polarización vertical y otros en horizontal. Como ejemplo de esto en la tabla 1 se relacionan las frecuencias y polarizaciones de los 16 canales del satélite Astra 1A.

Canal

Frecuencia (GHz)

Polarización

1 2 3

í 1,21425 11 ,22900 11 ,24375 11 ,25850 11,27325 11,28800 11,30275 11,31750 11,33225 11,34700 11,36175 11,37650 11,39125 11 ,40600 11,42075 11,43550

Horizontal Vertical Horizontal Vertical Horizontal Vertical Horizontal Vertical Horizontal Vertical Horizontal Vertical Horizontal Vertical Horizontal Vertical

4

5 6 7 8 9 10 11 12 13 i4 15 16

Tabla 13.1 Frecuencías

de emisión y polarizaciones del satélite Astra 1A.

Así, si se sintoniza el canal 12 del Astra 1A y se desea pasar a recibir el canal 15, no sólo debe cambiarse de frecuencia de sintonía sino, además, de tipo de polarización, pues el canal 12 emite con polarización vertical y el 15 con polarización horizontal. Para cambiar de polarización no resulta viable subir cada vez al tejado del edificio y modificar manualmente, en 900, la posición de la unidad exterior. por lo que se recurre a la utilización de polarizadores.

259


POLARIZADOR ORTOMODO En la figura 13. 19 se ha dibujado un polarizador ortomodo, mediante el cual y a partir de una sola entrada, se obtienen, en una de sus salidas las señales con polarización vertical y en la otra, las de polarización horizontal.

13.19 Corte en sección de un polarizador ortomodo.

Consiste en una doble guía de onda que separa las dos polarizaciones (figura 13.19) . El desacoplo entre salidas de este tipo de. polarizador es mayor de 35 dB, es decir, que en cada una de las salidas se obtiene la señal de la otra con un nivel 35 dB más bajo. Su fabricación debe realizarse con sumo esmero a fin de obtener la mínima atenuación de inserción, que puede alcanzar los 0,5 dB para algunas frecuencias. Al adquirir un ortomodo debe prestarse especial atención a las dimensiones de sus bocas, pues existen múltiples normas y puede ser que no se adapten bien al iluminador que le precede o al LNB que le sigue. En Europa las bocas para polarización lineal, a 11 GHz, están normalizadas según las dimensiones que se indican en la figura 13.20. Esta boca se conoce como WR-75.

e

~

+I

0 3, 55±0,005

"'"'....-

13.20 Dimensiones normalizadas de la boca WR-75 de un polarizador lineal para frecuencias de 11 GHz.

13,2±0,-05 -3,2 ±0,05 _ ,...,¡.,f .~ -=-'---'-)lo,! 3

•

Como resulta lógico, cuando se utiliza un polarizador ortomodo se deben disponer dos LNB; uno para la salida vertical y el otro para la horizontal (figura 13.21). Uno de los LNB amplifica y realiza la conversión de frecuencia correspondiente a las señales con polarización vertical, mientras que el otro hace lo mismo con las señales con polarización horizontal. Como consecuencia de ello se precisan dos cables de bajada.

11umínador

'-

¡/

LNB

]

LNB

]

~ ~~

13.21 El polarizador ortomodo precisa de dos LNB, uno para la salida vertical y otro para la horizontal.

260

~

Polarizador orlomodo

UNIDAD EXTERIOR

Los polarizadores ortomodos resultan eficaces tanto para instalaciones individuales como colectivas, puesto que con ellos se obtienen sin1ultáneamente todas las señales emitidas por el satélite al que se orienta la antena.

POLARIZADOR POLARROTOR El polarizador polarrotor, tan1bién denominado discriminador, se utiliza asimismo cuando se desean recibir señales con polarización diferente, pero .en este caso, y a diferencia del polarizador orton·1odo; no es posible obtener las señales con distinta polarización al mismo tiempo, por lo que no es válido para instalaciones de antenas colectivas. La principal ventaja de este tipo d.e polarizador es la de necesitar una sola LNB y, por tanto, un menor coste de la unidad exterior, aunque su diseño .es más complejo y por tanto está sujeto a • • mas avenas. Como su nombre indica, consiste en un mecanismo accionado por un pequeño motor eléctrico que hace girar 90. % todo el conjunto de la unidad exterior, o bien una lámina polarizadora del iluminador que va dispuesta en el interior de la guía de ondas. Existen dos tipos de polarrotores: • El polarrotor magnético (figura 13.22). Bobina

Ferrita

Dieléctrico

1

\,

''

1 1 ~

\'

/

.

,

13.22 Polarizador polarrotor

magnético.

• El polarrotor mecánico (figura 13.23). Motor

Engranajes

/

•

13.23 Polarizador po/arrotor

mecánico.

El magnético consiste en un solenoide.con núcleo d.e ferrita. Cuando por las espiras del solenoide circula una ·corriente eléctrica, la ferrita se magnetiza·haciendo girar 90 % la polarización de las ondas. Tiene la ventaja sobre el mecánico de no presentar ningún tipo de avería ni de desgaste y no.introduce ruido al sistema. Como inconveniente cabe citar que el desacoplamiento de polarizaciones no es tan efectivo como el del polarrotor mecánico. El polarrotor mecánico consiste en una lámina de rnaterial aislante (normalmente teflón) situado en el interior de la guía de ondas. 261


Esta lámina produce un desfase entre los campos eléctríco y magnético de las ondas, cambíando con ello el sentído de la polarizacíón. Para obtener el cambio de polarizacíón, la lámina aislante cambia de posícíón (vertical u horizontal) mediante un pequeño motor eléctrico. Presenta los inconvenientes de producir ruidos en radiofrecuencia (cuando el motor gira) y de estar más expuesto a averías. Tanto el polarrotor magnético como el mecánico se gobiernan desde la unidad interior, a través de una tensión eléctrica continua de 5 V. Como es usual, los cables de alimentación de esta tensión son rojo y negro (rojo para el posítivo y negro para el negativo y masa), un tercer cable, de color blanco, se utiliza como elemento de conexión del sensor de posicíón. Al disponer un polarizador debe tenerse en cuenta: que sea adecuado a las frecuencías que se desean recibir, sus pérdidas de inserción y su aislamiento V/H. Las pérdidas de inserción, como su nombre índica, hacen referencía a la pérdida en el nível de señal que el polarizador provoca al ser insertado en la unidad exterior. Se mide en dB y suele ser bastante baja (unos 0,5 dB). El aislamiento V/Hes el dato que nos indica qué diferencia de nivel de señal existe entre una y otra polarización. Se mide en dB y debe ser lo más alta posible. A título informativo diremos que los polarizadores ortomodo presentan mejor aislamiento V/H que los polarrotores, alcanzando valores que superan los 30 dB.

POLARIZADOR CIRCULAR En el caso de la recepcíón de señales de satélites DBS con polarización circular, y debido a la simetría eléctrica de estas transmisiones, es indistinta la posición que tome el iluminador con respecto a la antena parabólica. Para las señales polarizadas circularmente (tanto a derechas como a izquierdas), la discriminación se efectúa mediante una lámina de material aislante (normalmente teflón), dispuesta en el propio alimentador. En la figura 13.24 se ha dibujado el corte en sección y la vista frontal de un iluminador dotado de una lámina polarizadora de teflón. La posición de la lámina determina la discriminacíón entre polarización circular a izquierdas y a derechas.

.

Lámina de teflón

.

,

/

.

' .-::""."·tI,ú" ·~AACft.s.!'[.i:i:;;.W~· _;~m_;

.

.

13.24 Pofarizador circular.

EL CONVERSOR LNB El conversor LNB (Low Noise Block) o bloque de bajo ruido, consiste en un circuito electrónico, encerrado en una caja herméticamente estanca, en el cual se lleva a cabo la amplificación y la conversión a una frecuencia más baja de las débiles señales captadas por la antena parabólica. En las figuras 13.25 a 13.27 puede verse el aspecto de varios de estos conversores. Antiguamente se empleaban conversores LNB que cubrían la banda de frecuencias comprendida entre i O, 7 y 11, 7 GHz o banda baja. La ampliación de las transmisiones digitales a la banda alta (dentro de la de 11,7 a 12, 75 GHz) hace necesario el empleo de los denominados conversores LNB universal, capaces de amplificar y convertir todas las bandas de frecuencias de estas emisiones: 262

UNIDAD EXTERIOR

13.25 Vista latera/de un conversor LNB con salida vertical/horizontal para instalaciones individua/es.

HV

o

o LNB INDIVIDUAL

HV

LNB COLECTIVA

H

HV

V

13.26 Vista frontal de un conversor LNB tipo twin con salidas de doble polaridad para instalaciones individua/es (izquierda) y colectivas (derecha) con saüdas separadas de polarización horizontal y vertical.

o

BANQA BAJA

BANDA ALTA

V H V H

13.27 Vista frontal de un conversor LNB tipo quatro que proporciona dos salidas de banda baja (VIH) y otras dos de banda alta (VIH).

DBS, de 11 ;7 a 1215 GHz. FSS baja, de 1O, 7 a 11 ,7 GHz. FSS alta, de 12,5 a 12,75 GHz. El LNB universal selecciona la banda baja o la alta mediante un interruptor electrónico activado por un tono de 22 kHz generado en el receptor digital de satélite. La polarización vertical u horizontal se selecciona aplicando una te.nsión de 13 o 18 V. El conversor LNB universal doble (twiri) tiene la misma utilidad que el expuesto, con la cliferencia de tener dos salidas que pueden ·ser controladas dE::l forma independiente mediante dos receptores digitales, un receptor digital y otro analógico o bien con dos receptores analógicos. El conversor LNB universal quatro tie.ne. cuatro salidas que· proporcionan simultánearnente tanto la polarización como la banda de frecuencias. En la actualidad se fabrican conversores LNB con ganancias que superan los 50 dB y factores de ruido por debajo de 1 dB. La entrada del LNB se conecta al polarizador, y su salida, mediante conector coaxial tipo F y cable coaxial de bajas pérdidas de 75 Q, a la unidad interior.

263


Dado que el LNB forma parte de la unidad exterior y, por tanto, está sometido a las inclemencias meteorológicas, se debe prestar especial cuidado a su perfecta estanqueidad para evitar la entrada de humedad y agua de lluvia, hasta tal punto que resulta aconsejable sellar mediante silicona o cinta aislante autovulcanizable la conexión del cable coaxial a la salida del LNB. Las partes constituyentes de un LNB son (figura 13.28): • El preamplificador de bajo ruido o LNA (Low Noise Amplifier) . • El filtro paso banda de frecuencia imagen. • El conversor, formado, como cualquier otro circuito electrónico de esta clase. por una etapa mezcladora y un oscilador local. • Un segundo filtro paso banda. • El amplificador de FI. Vamos a ver a continuación las particularidades de cada una de estas etapas del LNB.

J

1/

tó. 1/

//

J.

~

Amplificsdor de bajo ruldó

Filtro paso banda

-

Me~clador

-

Filtro paso banda

Amplificador daFI

950- 2150 MHz

..,;,,

.... ~

O~J/ador local

Conversor LNB

13.28 Diagrama de bloques de un conversor LNB.

AMPLIFICADOR DE BAJO RUIDO (LNA) El amplificador de bajo ruido o LNA tiene por misión amplificar la débil señal de radiofrecuencia captada por la sonda. Este circuito determina, en gran medida, el nivel de ruido del convertidor. Efectivamente, en todo circuito amplificador de varias etapas {por ejemplo tres) la ganancia total viene determinada por la expresión:

donde GT es la ganancia total del circuito y G0 es la ganancia parcial de cada etapa. En el caso de un LNB se tienen tres etapas amplificadoras sucesivas: la primera es el amplificador de bajo ruido, la segunda es la etapa mezcladora (atenuación para ser exactos). y la tercera es el arn plificador de FI. Cada una de estas etapas posee su propio factor de ruido F. que denominaremos FLN.~· FM y FA respectivamente. El ruido total del LNB (F1.Ns) se determina con la fórmula:

donde GLNA es la ganancia del amplificador de bajo ruido y GM es la ganancia (atenuación) del mezclador. De esta expresión se deduce que el factor de ruido de cada etapa influye en el ruido total del LNB con su ruido propio dividido por la amplificación de las etapas precedentes.

264

UNIDAD EXTERIOR

De acuerdo con esta afirmación , la etapa.preamplifica,dora es la que proporciona mayor nivel de ruido al conjunto, puesto que al no estar precedida de arnplificador su ruido propio FLNA no se divide por ganancia alguna. El ruido qu.e aporta al LNB el amplificador de FI es mínimo, ya que su ruido propio queda dividido por el producto de las ganancias de las dos etapas que le preceden. De. estos cálculos se deduce la necesidad de diseñar etapas preamplificadoras que añadan a la señal un ruido muy bajo, por debajo de los 2 dB. Para obtener etapas preamplificadoras con bajo nivel de ruido se utilizan, preferentemente, transistores de efecto de campo de arseniuro de galio (GaAs-FET). El circuito se realiza en técnica microstrip, al Igual que la sonda estudiada en .páginas anteriores, con el teflón o la cerámica como material base, pues los materiales epóxidos convencionales presentan elevadas pérdidas a las altas frecuencias con las que se trabaja (por encima de los 1OGHz). La ganancia del amplificador es de, aproximadamente, unos 1.0 dB.

FILTRO PASO BANDA DE LA FRECUENCIA IMAGEN En el heterodinaje se mezcla la portadora de la señal sintonizada con una frecuencia generada en un oscilador local, dando lugar a una frecuencia intermedia (FI). Pero existen otras frecuencias, portadoras de señales indeseadas. capaces de producir la FI al mezclarse con la del oscilador local. Estas frecuencias se denominán imagen, y aluden a la simetría de las frecuencias de señal y de imagen respecto a la frecuencia del oscilador local o la frecuencia intermedia (la más alta de las dos). Así, por ejemplo, en unas emisiones DBS, que cubren la gama de frecuencias comprendidas entre 11 ,750 y 12,500 GHz, el oscilador local utilizado es de í 0,75 GHz, lo cual da lugar a una FI cuyo valor cumbre está en la banda comprendida entre: fFlmay
y fflmen()í = fossme,~ -foL = 11 ,7500 GHz-1 O, 75 GHz = 1 GHz (eri estas fórmulas, f0 Lcorresponde a la frecuencia del oscilador local). Pero las frecuencias imagen Gie esa banda DBS, es decir, las frecuencias comprendidas entre 9 y 9,75 GHz también dan lugar a las rnismas frecuencias intermedias al mezclarse con la del oscilador local de 10,75 GHz: fR,nayor= foL-fimagen menor = 10,75 GHz - 9 GHz = 1,75 GHz

y fFlmeno, = foL -f;magenrnayor = 10,75 GHz - 9,75 GHz = 1 GHz Se obtienen, por tanto, las mismas frec.uencias intermedias pero partiendo de unas frecuencias portadoras distintas a la de la banda DBS. Para evitar interferencias entre las bandas 088 y su in,agen (de 9 a 9,75 GHz), se ·procede a eliminar estas últimas frecuencias n1ediante un filtro de frecuencia imagen. Este filtro se dispone, lógicamente, antes del conversor, con el fin de que a la entrada de éste sólo se tengan las frecuencias de la banda DBS.

CONVERSOR En esta parte de la unidad exterior se convierte la frecuencia captada por la antena en una frecuencia de valor más bajo, comprendida entre 950 y 1.750 MHz, ·que recibe el nombre de FI. El conversor es necesario para poder transportar la señal mediante cable coaxial hacia la unidad interior. Es un circuito típico formado por un oscilador local y una etapa rnezcladora. 265

TELEVISIÓN DIGITAL YPOR SATÉLITE

El mezclador suele utilizar diodos como n1ezcladores, utilizando la zona no lineal de su curva característica para la formación de productos de intermodulación. También se emplean transistores de efecto de campo de arseniuro de galio con doble puerta. A una de ellas se aphca las frecuencias de la banda captada por la antena y a la otra la frecuencia del oscilador local. Las señales captadas por la antena y que llegan al circuito mezclador tienen unos valores de frecuencia comprendidos entre 10,950 y 12,750 GHz, que corresponden a las frecuencias de transmisión de los satélites en banda Ku. La señal del oscilador local se genera en un oscilador con FET de arseniuro de galio. La frecuencia generada en este oscilador debe ser muy estable ante cambios de temperatura, que suelen limitarse entre -40 y 60 ºC. Para esto se utiliza un resonador dieléctrico, también llamado DRO (Dielectrical Resonant Oscillator). El DRO consiste en un compuesto de titaniato y bario, que cumple la misma función que los típicos cristales de cuarzo, con la diferencia de que trabaja con frecuencias mucho más altas, del orden de los gigahercios, y que además es mucho más estable ante cambios de temperatura. Así pues, y como ya se ha dicho, las frecuencias de la banda sintonizada se mezclan con la del oscilador local, de valor muy estable, dando como resultado una frecuencia intermedia (FI) cuyo valor es resultado de la diferencia entre ambas frecuencias. Existen conversores con valores de frecuencia del oscilador local de 1 O, 1O, 75 y 11 GHz, así como modelos en los que es posible obtener dos frecuencias del oscilador local (1 Oy 11 GHz), que permiten la recepción de toda la banda Ku. Los de 1O GHz se utilizan para la recepción de la banda FSS inferior (de 10,950 a 11,750 GHz), emitida por los satélites Astra, Eutelsat, lntelsat, entre otros. Al mezclar estas frecuencia con la del oscilador local de 1 OGHz se obtiene una FI comprendida entre: 10,950 GHz-10,000 GHz= 950 MHz

y 11,750 GHz-10,000 GHz= 1.750 MHz Los conversores con osciladores locales de 10,75 GHz se utilizan para la banda DBS (en donde transmite el Hispasat), que abarca desde los 11,750 a los 12,500 GHz. Con esta frecuencia del oscilador local se obtiene una FI comprendida entre: 11,750 GHz-10,750 GHz= 1.000 MHz y

12,500 GHz-10,750 GHz= 1.750 MHz Los conversores con 11,000 GHz se utilizan para la recepción de señales de las bandas DBS y FSS superior (de 11,950 a 12,750 GHz), donde trabajan los satélites Hispasat y Telecom. Con esta frecuencia de oscilador local se obtiene una FI comprendida entre: 11,950 GHz-11,000 GHz= 950 MHz

y 12,750 GHz- 11,000 GHz= 1.750 MHz Los conversores con dos frecuencias del oscilador local (1 Oy 11 GHz) se denominan globales o universales, ya que con ellos es posible la recepción de todas las bandas FSS inferior, DBS y FSS superior en que se subdivide la banda Ku. El factor de ruido de los conversores utilizados en los LNB suele ser inferior a 4 dB, lo cual no Influye demasiado en el factor de ruido final del LNB, puesto que, corno ya hemos dicho, queda dividido por la ganancia de la etapa preamplificadora. Vemos, pues, que con el conversor se obtiene siempre una FI comprendida entre 950 y 1.750 MHz (aunque en la actualidad este rango de frecuencia se está extendiendo hasta 2.050 MHz). Estas señales de FI pueden ser enviadas sin ninguna dificultad hacia la unidad interior mediante un cable coaxial adecuado (de baja atenuación), previa una nueva amplifica266

UNIDAD EXTERIOR

ción y adaptación de impedancia a 75 !2, puesto que la impedancia de las etapas anteriores esde50Q. Para finalizar diremos que el amplificador y conversor de la unidad exterior precisa de una tensión de alimentación para su correcto funcionamiento, la cual oscila, según modelos, entre 12 y 24 V. Es preciso suministrar al circuito la tensión correcta y obtener así un buen funcionamiento de la unidad.

AMPLIFICADOR DE FI El an1plificador de FI es la última etapa de la unidad exterior (figura 13.28). Como su nombre indica, tiene la finalidad de amplificar la FI obtenida a la salida del conversor, pues el nivel de ésta es muy bajo. Dado que en este punto se trabaja con frecuencias más bajas, suelen utilizarse transistores bipolares para el diseño de esta eté¡pa. La ganancia de los amplíficadores de FI oscila entre 30 y 40 dB, que sumados a los 1O dB de la etapa preamplíficadora dan un total de entre 40 y 50 dB de ganancia total para el LNB, despreciando la atenuación que el conversor y el filtro de frecuencia de imagen introducen en la señal. El factor de ruido del amplificador de FI suele ser menor de 2 dB, valor éste que influye muy poco en el factor de ruido total de la LNB por los motivos ya apuntados en líneas anteriores.

267

•.

•

Unidad interior

INTRODUCCIÓN En esta parte se estudia la unidad interior para la recepción de las señales de televisión vía satélite, es decir, el equipo que, dispuesto en el interior de la vivienda:, procesa las señales de FI obtenidas del conversor de la unidad exterior y proporciona una señal de RF modulada en amplitud por la señal de vídeo y en frecuencia por la de audio. en la banda de UHF. para ser aplicada a un receptor de televisión con10 si de cualquier canal de televisión en UHF se tratara. Se trata, por tanto, de un dispositivo que realiza las funciones de sintonía y derr1odulación de la señal del satélite y la convierte en una señal de televisión convencional de la banda de UHF. Apa1ie de las elevadas frecuencias utilizadas en las transmisiones de televisión vía satélite. éstas poseen unas características totalmente distintas a las terrestres. Van moduladas en frecuencia y su ancho de banda es, como consecuencia, mucho más elevado, del orden de 27 MHz. Esto hace que las unidades interiores sean aparatos muy compleíos. Existen dos tipos de unidades interiores: las individuales y las colectivas, siendo la principal diferencia entre ellas la de su apariencia externa, puesto que sus circuitos son muy similares y obedecen a los misrnos principios. No obstante, cabe decir que las unidades interiores individuales poseen, a diferencia de las colectivas, mando a distancia, display o textos en pantalla del receptor de televisión, euroconector para decodificadores de televisión de pago, televisión y vídeo. Además suelen poseer salida de audio estéreo que permite su conexión a cadenas de alta fidelidad.

PARTES CONSTITUYENTES DE UNA UNIDAD INTERIOR En esencia una unidad Interior de recepción de señales vía satélite está constituida por tres grandes bloques (figura 14.1).

De la unidad ext&rior

Demodulador

•

Procesador de ~vdlo-vídeo

Modulador deRF

Al receptor de relevls/ón

C1rcunos de

alimentación

Unídad lnlenor

14. 1 Partes constituyentes de una unidad interior para la recepción de señales de televisión vía satélite.

1 .º Demodulador.

2.0 Procesador de audio-vídeo. 3.0 Modulador de RF. A estos tres bloques básicos hay que añadir la fuente de allmentación1 que debe proporcionar diversas tensiones muy estables a los circuitos citados para un correcto funcionamiento del aparato.

269


FUENTE DE ALIMENTACIÓN Se inicia el estudio de un receptor o unidad interior de televisión por satélite con la fuente de alimentación, ya que de ella depende en gran manera el correcto funcionamiento del aparato. Hoy día las fuentes de alimentación empleadas en estos aparatos son del tipo conmutado, cuyo diagrama de bloques básico hemos dibujado en la figura 14.2.

De la red eléc/rlca

Transformador

Rectificador de onda completa

Filtro paso bajo

Conmutador e/oc/fónico

Transformador

Rectificador de media onda

-

FIitro paso bajo

Regulado! de tensión

Ala unidad exterior e interío1

14.2 Diagrama de bloques básico de una fuente de alimentación conmutada.

Se trata de obtener una tensión continua a partir de la e.a. de la red eléctrica, y tras el correspondiente filtrado se somete a una conmutación para obtener impulsos de tensión de frecuencia muy elevada (80 kHz en estado standby). Estos impulsos eléctricos se aplican al primario de un transformador en cuyos secundarios se obtienen las tensiones necesarias con la amplitud deseada pero con la misma frecuencia. Una rectificación, esta vez de media onda, de las tensiones secundarias, y un filtrado con condensadores de pequeña capacidad, permiten obtener tensiones continuas con un rizado muy bajo. Finalmente se someten estas tensiones a reguladores de tensión para obtener las tensiones de alimentación de las diversas partes de la unidad interior así como del LNB situado en la antena parabólica. La fuente de alimentación conmutable funciona, por tanto, en dos fases. Durante la fase de flujo, el conmutador electrónico permanece cerrado. La corriente fluye desde el rectificador de onda completa, a través del conmutador electrónico, hacia el bobinado primario del segundo transformador (figura 14.2). Éste recibe entonces energía eléctrica y la almacena magnéticamente. Durante la fase de bloqueo, el conmutador electrónico interrumpe el flujo de corriente. Las tensiones que se encuentran en los bobinados del transformador se invierten y éste libera la energía magnética acumulada que llega a la carga a través del rectificador de media onda. Mediante un condensador en paralelo con la carga se puede filtrar la tensión en esta última. Las ventajas que ofrece la fuente de alimentación son numerosas. Proporciona una tensión continua constante, incluso con un alto grado de oscilación de la tensión de red. Requiere poco espacio y genera un nivel de calor ,nínimo, incluso con un alto rendimiento, manteniendo máxima seguridad y fiabilidad. En la figura 14.3 se ha dibujado el esquema de una típica fuente de alimentación conmutable sin los circuitos de regulación de tensión de salida. La tensión de entrada (de la red) se rectifica mediante el puente de diodos 01 - 04 . El condensador C1 filtra la tensión rectificada, de forma que en la conexión superior del bobinado primario (np) del transformador se tiene una tensión continua (la tensión primaria). Como interruptor electrónico se utiliza aquí el transistor MOS BUZ90. El circuito formado por el diodo 05, la resistencia R6 y el condensador C5 limita las sobreoscilaciones cuando el transistor pasa al estado de bloqueo cortando la corriente por el primario (figura 14.3). La capacidad C6 y la capacidad parásita del transformador determinan la frecuencia de funcionamiento cuando no hay carga conectada al circuito, y con ello la velocidad máxima de paso de corriente. El transformador posee varios bobinados secundarios, cuyo número de espiras, polaridades y cargas admisibles son diferentes. Los rectificadores y los condensadores de filtro de estos devanados están provistos de resistencias de seguridad y de carga normal (figura 14.3). El integrado TDA4605, cuyo diagrama de bloques se puede ver en la figura 14.4, comienza a funcionar con ayuda de la resistencia R 2 y el condensador C2 . Efectivamente, el condensador electrolítico C2 se carga a través de la resistencia R 2 , apareciendo una tensión en el terminal 6 del integrado (de arranque suave). Obsérvese que el grupo 270

UNIDAD EXTERIOR

R13 6R8

0,63A 90+ 270 V

1

C1 ~'-';;' 150µ

(°

R3

R4

R6

270K

820K

6KB

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.-

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470R GND

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011 BY360

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07 1N4148

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.

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R20

OR1

D12 e BY3B0 ' :; 22~~

., Ca 1µ

, 1

R21

3,5 V

180R )

14.3 Esquema de una fuente de alimentación conmutada.

2

6

5

1 REFERENCE VOLTAGE typ. 3 V

V2a •

SUPPLY VOL TA GE MONITOR

PRIMARY Cl:JRRENT VOLTAGE CONVERTER

~~7tgJJJtff F CONTROL CIRCUIT

•

' VREF

4 1

J

Vsmln VsA

.

VR c.

.

Vsr

'J

v.E Vemax

CONTROLA NO OVERLOAD AMPUFIER

START PULSE GENERATOR LOGIC

STOP COMPARATOR

FOLD-BACK POINT CORRECTION

-

t •

Vv .

PRIMARY VOLTAGE SUPERVIS/ON

3

ZERO CROSS{NG DETECTOR

7

8 •

14.4 Esquen1a de bloques del integrado TDA4605.

R2C2 está conectado por un extremo directamente a una fase de la red eléctrfca (a través de la VDR R1) y por el otro extremo a la otra fase de red eléctrica a través de uno de los dlódos del puente, por lo que el circuito se alimenta con una tensión continua rectrficada de media onda. Cuando la tensión en C2 alcanza el umbral de conexión, la fuente de alimentación se conecta y se autoalimenta a través del bobinado nR y el diodo 06 (figura 14.3). Con el diodo 07 y el condensador C7 se genera una tensión de regulación, paralela a la de alimentación, que se aplica al terminal 1 del integrado (figuras 14.3 y 14.4). El conjunto RC, formado por R8 y C8 , impide la rectificación del valor de.pico de las partes de alta frecuencia. 271


El tiempo de fase de conducción del modulador de ancho de impulsos del TDA 4605, y con ello la corriente de pico Ir, se controla a través del terminal 2 del integrado, con ayuda de una rampa de tensión proporcional a la corriente de carga de C3 a través de R3 . Durante los tiempos de conducción del transistor BUZ90, el condensador C3 influye en el tiempo de conducción de la tensión de error del modulador de ancho de impulso en el circuito de arranque suave (terminal 7 del TDA4605). El integrado reconoce el final de la fase de descarga del transformador a través de la resistencia R9 del bobinado nR. En ese instante la tensión invierte la polaridad de positiva a negativa. El divisor de tensión R4 -R5 , en el terminal 3 del circuito integrado, sirve para fijar la tensión mínima de la red y para corregir el punto de inversión (figuras 14.3 y 14.4). En la figura 14.5 se ha dibujado el esquema de otra fuente de alimentación conmutada, cuyo funcionamiento es por conversor de bloqueo del primario. Esta fuente de alimentación conmutable entra en funcionamiento con una frecuencia de 50-60 kHz, (standby 180 kHz aproximadamente). El integrado TDA4605 se encarga de las funciones de control y regulación del transistor MOS de potencia BUZ90A, así como de todas las funciones de regulación y control. La alimentación de corriente del integrado se hace por su terminal 6, cuando se alcanza la tensión umbral de conexión (12 V) a través de la resistencia R 5 y el condensador C1, (figura 14.5). 270p -

il--l'111

1,25A

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14.5 Fuente de alimentación conmutada por conversor de bloqueo primario.

Cuando se alcanza la tensión de umbral, en el terminal 5 del integrado aparece un impulso de tensión positivo, de unos 1O V, que se aplica a la puerta del transistor para que pase a conducir. Una vez efectuada la conexión del integrado, la tensión de alimentación se obtiene a partir del bobinado nR del transformador del conversor, a través del diodo 08. El transistor de potencia BUZ90A y el primario np del conversor de bloqueo están en serie para la tensión rectificada de la tensión de red (01-04, C7). Durante el tiempo de conducción del transistor la energía se va acumulando en el transformador, mientras que durante el de bloqueo se libera a través del bobinado secundario. El TDA4605 regula entonces la energía transmitida de uno a otro devanado a través del transistor y las tensiones secundarias se mantienen muy estables, independientemente de la tensión de la red y de la carga. 272

UNIDAD EXTERIOR

La información necesaria para este proceso se aplica al terminal 1 del integrado desde el bobinado n f'\ del transformador, a través de R 18 , 08, la resistencia ajustable R,6 (que debe ajustarse hasta obtener+ 15 V en el terminal 3 del integrado) y R,,. El detector de paso por cero, en el terminal 8. d.el integrado, se conecta al bobinado nR, a través de las resistencias R, 0 y R 18• Este detector de paso por cero regula el bloque de lógica, reconociendo que el transformador está cargado mediante el paso por cero de' la tensión (de valores positivos a negativos) y !Ibera la lógica para .el inicio del impulso. El condensador 0 8 , entre el terminal 7 y masa, produce un aumento retardado de la duración del impulso (arranque suave). Los diodos 06 y D7, conjuntamente con la resistencia R, 7 y el condensador C,4., limitan las tensiones de pico inductivas de las sobreoscilaciones. En el caso de que apareciesen sobreten.siones en el primario, se activa el control de la tensión de alirnentación del inte.grado (terminal 6) y se interrumpe la regulación del transistor BUZ90A. Si tras una nueva conexión sigue habiendo sobretensión, se repite todo el proceso. A través de una reproducción de la corriente del drenador, en caso de cortocircuito de la tensión secundaria, el integrado efectúa una consulta que se va repitiendo, con lo que el rendimiento se ve li111itado. Para ello se crea una tensión proporcional a la corriente del drenador del transistor conmutador, mediante el grupo RC formado por R6 , R7 y C10. Si esta tensión hace aumentar la tensión de salida del amplificador de regulación del terminal 1 del TDA460.5 (figura 14.4), se pospone la lógica del integrado mediante el comparador de parada, con lo que la salida (en el terminal 5) pasa a un potencial más bajo. La tensrón auxiliar, rectificada y filtrada proporciona un valor guía deducido para las tensiones secundarias. En estado de conexión, la tensión en el terminál 1 del integrado és siempre de 400 111V. A través del terminal 3 del TDA4605 un circuito de protección actúa en caso de que la tensión en la réd baje. El valor de reacción lo determinan R2, R3 y R~. Cuando la tensión en el terminal 3 alcanza un valor por debajo de 0, 7 V, el integrado se desconecta. Una forma muy común de desconectar la fuente ele alimentación conmutable consiste en conectar el terminal 3 del integrado a masa, por eso en el esquema de la figura 14.5 se ha dispuesto un interruptor entre masa y dicho terminal. Como consecuencia, la alimentación del primario queda completamente desconectada, con Id que no hay tensiones secundarias. Como resultado también queda desconectado.el LNB o unidad externa, ya que recibe su tensión de alimentación desde esta fuente como se estudia más adelante. Al abrir este interruptor la fuente de alimentación comienza a funcionar. Entonces se generan las tensiones secundarias en los condensadores electrolíticos posteriores a los diodos rectificadores mediante rectificación de.n,e.dia onda. Veamos ahora, con ayuda de la figura 14.6, el funcionamiento de los circuitos rectificadores y de regulacíón de tensión, conectados ·a los _secwndarios de la fuente de alimentación conmutada, que serán los que alimenten los diversos circuitos de la unidad interior: En la figura 14.6 se ha dibujado el esquema de esté circuito, el cual es continuación del anteriorrnente expuesto, razón por la c:::ual hemos repetido aquí el transformador; los rectificadores de media onda y los condensadores de filtro que pueden verse en la parte derecha del esquema de la figura 14.5. Con el regulador de tensión MC78M05 (/C5 del esquema· de la figura 14.6) se obtiene una tensión continua muy estable de +5 V, y con el MC7812 (integrado /C3) una de +12 V. El reset o puesta a cero se logra mediante el TDA4605 estudiado en las páginas anteriores. La . orden correspondrente se crea con el aumento de la tensión de +5 V. Cuando en la entrada standby se·recibe un nivel alto procedente del microcontrolador, la base del transistor T4 recibe potencial positivo y éste pasa al estado de conducción. La conducción de T4 supone la conexión a masa del terrninál i del IC4. A partir de la construcción resultante de este integrado, también se lleva a potencial negativo el terminal 2 (cortocircuitando la resistencia R20) y, como consecuencia; la tensión de standby en el terminal 2 pasa a estar comprendida entre 1,2 y 1,3 V aproximadamente. Si la tensión de standby procedente del microcontrolador se encuentra en nivel bajo, la base de T4 no recibe potencial y el transistor permanece bloqueado. Como consecuencia el tern1lnal 1 273

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉUTE >

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14.6 Circuitos de los secundarios de la fuente de alimentación conmutada de la 14.5.

del /C4 queda conectado a masa a través de R20 y en el terminal 2 del mismo aparece la tensión continua de alimentación de 12 V. El LEO de doble color 09 (en la parte inferior del esquema de la figura 14.6) se alimenta a través del ánodo verde con una tensión continua de + 12 procedente de la salida del /C4 y pasa al estado de conducción, con lo cual se ilumina. La tensión en el cátodo (común a ambos LEOs) es de 5 V y se lleva a masa a través de la resistencia R23• El LEO rojo, a la izquierda del anterior, permanece bloqueado ya que su ánodo recibe potencial de 5 V de la salida del /C5 y, por tanto, no hay potencial entre sus dos cristales. Si se da la orden de standby a través del mando a distancia, desaparece la tensión de +12 V de la salida del regulador de tensión IC4 y pasa a ser, como antes se ha comentado, de 1,3 V. Como consecuencia el LEO verde queda polarizado en sentido inverso (apagándose) mientras que el rojo recibe un potencial en su cátodo de unos 3,5 V en sentido directo y queda activado. En resumen, en funcionamiento normal se ilumina el LEO verde mientras que en estado de espera el que se ilumina es el rojo. En estado de standby disminuye la absorción de potencia del aparato, razón por la que la frecuencia de funcionamiento de la fuente de alimentación conmutable aumenta hasta 80 kHz aproximadamente.

274

UNIDAD EXTERIOR

La tensión de 5 V obtenida dél /C5 puede utilizarse para el funcionamiento de un polarizador me-

cánico (véase capítulo 13 de esta obra). Este integrado puede alimentar una carga de hasta 200 mA. La tensión continua de+ 12 V, obtenida del regulador de tensión /C3 (figwra 14.6) alimenta al amplificador de antena del rnodulador, con lo que, ac,femás, se manipula el conmutador vídeo/sat de la hembrilla Euro-AV. El tercer rectificador de media no dispone de regulador de tensión y proporciona una tensión continua negativa de 12 V puede utilizarse para la alimentación del polarizador magnético y que funciona como tensión de servicio negativa para el amplifiéador de salida en el módulo de sonido de FI. En .caso .de necesidad puede activarse la tensión 0/12 V mediante el regulador de tensión IC1 {figura i 4.6). Esta conmutación se produce a través del transistor T1 conectado al terminal 1 de dicho integrado. La tensión de alimentación de la unidad exterior {LNB) la proporciona el regulador de tensión LM3i 7M {integrado /C2 de la figur.a 14.6). Este integrado se encarga.de mantener e.stable dicha tensión. Las resistencias R7 , R9 y R10 fijan la tensión de salida del integrado en 18 V. Ésta.se puede variar en pasos de .1 V entre i 3 V y 20 V, desde el microcontrolador del receptor. La tensión de control queda aplicada al divisor de tensión formado por el diodo 06 y el conjunto de resistencias R, 5 , R 16, R,7 y R 18• La basé de T3 queda de esta forrria más o menos polarizada con potencial positivo y el transistor conduce más o menos. Como el transistor T3 está en paralelo con las resistencias R9-R)0 del regulador de tensión, resulta evidente que la tensión de salida de éste depende del estado de conducción de T3. Si se desea alimentar dos unidades externas, al circuito de la figura 14.6 se le debe añadir un duplicado de esta parte de la fuente de alimentación con1nutada, tal como se muestra en el esquema de la figura 14.7, en la que se han dibujado sólo los circuitos de alimentación de las LNB. En este esquema la nun1eración·de los componentes del circuito de la segunda LNB (la B) es la misma que la de la primera pero añadiendo a todos ellos la letra A.

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14.7 Circuitos para fa alimentación de dos LNB.

275


Las tensiones de alimentación ,de las LNB deben poder ajustarse por separado. En un caso se realiza mediante el transistor T3 y la resistencia ajustable R,5 , y en el otro a través del transistor T3A y la resistencia ajustable R,sA· En caso de que deba cesar la alimentación de uno de los dos LNB, el microcontrolador ' manda una orden de nivel alto. Esta hará que se conecte uno de los dos transistores, con lo que se lleva a masa la salida de la tensión (terminal 2) de los integrados /C2 e IC2A.

DEMODULADOR Como se expone en el capítulo anterior, la señal obtenida en la salida de la unidad exterior es una FI cuyo ancho de banda está comprendido entre 950 y 2.050 MHz. En este ancho de banda están presentes todos los canales del satélite sintonizado. Así, por ejemplo, si se sintoniza el satélite Astra 1B, cuyas frecuencias de emisión cubren el ancho de banda comprendido entre 11,464 a 11,686 GHz, dentro de este ancho de banda están los 16 canales de televisión que se emiten a través de este satélite. Las frecuencias portadoras de estos 16 canales son las que se relacionan en la tabla 14.1.

TABLA 14. 1 Portadoras de los canales de televisión del satélite Astra 7B

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Los 16 canales de este satélite, después de su paso por la unidad exterior, cambian sus frecuencias portadoras y éstas pasan a ser las que se indican en la quinta columna de la tabla 14.1, con un ancho de banda de 27 MHz cada uno de ellos. El que sea posible este ancho de banda se debe a que las polarizaciones de los canales están alternadas (vertical y horizontal) y, por lo tanto, canales contiguos no se influyen aunque sólo existan 15 MHz entre ellos. Vemos pues que lo que se obtiene en la salida de la unidad exterior son 16 canales de televisión, los cuales poseen unas frecuencias portadoras más elevadas que las que puede sintonizar un televisor en las bandas de VHF y UHF (en la práctica son más canales, ya que también se recibirán los de los otros satélites ASTRA, situados en el mismo punto de la órbita geoestacionaria). Es preciso, por tanto, que un circuito electrónico convierta esas frecuencias en otras de UHF sintonizables por el receptor de televisión. El laborioso proceso de conversión de las señales de televisión vía satélite en un canal de televisión en la banda de UHF se inicia con el circuito demodulador, el cual tiene por finalidad sintonizar el canal de satélite y convertirlo a la banda base (B.B.) original, que comprende la señal de vídeo sin procesar y las diversas subpbrtadoras de audio. 276

UNIDAD EXTERIOR

En la figura 14.8 se ha dibujado el diagrama de bloques de un demodulador de esta clase, el cual está formado por las siguientes etapas:

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Fil/ro de entrada

Ampllffcador do entrada

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14.8 Esquema de bloques de un demodulador para receptor de televisión vía satélite.

Tras un filtro paso banda de entrada, que limita las frecuencias que pueden ser sintonizadas del ancho de banda comprendido entre 700 y 2150 MHz (1.ª FI proporcionada por la unidad exterior), se procede B. uná amplificación de estas frecuencias mediante un amplíf1cador con baja figura de ruido. A continuación la señal se hace pasar por un filtro paso banda de rechazo sintonizabJe. En .este punto se sintoniza la frecuencia portadora del canal que se desea visualizar, para lo cual se·recurre a la tensión de sintonía V; que le proporciona.un sintetizador controlado por un microcontrolador. En un capítulo anterior de este tomo se lla estudiado el proceso de sintonización mediante sintetizador de tensión, por ló que no creemos·necesario repetir aquí conceptos ya tratados. El oscilador local genera una frecuencia cuyo valor depende de la tensión que reciban sus diodos de capacidad variable, y la aplica al mezclador, donde se produce un lleterodlnaje con la señal sintonizada. Como consecuencia de esta mezcla, en la salida del mezclador se obtiene la segunda FI, cuyo valor se fija en 479,q MHz. Efectivamente, supóngase qve en el receptor se utilice como 2.ª FI una frecuencia,de 479,5 MHz. El valor de esta 2.ª FI debe ser constante sea cual sea la frecuencia del canal sintonizado, por lo que para ello el oscilador local debe modificar su frecuencia de oscilación, lo cual lo diferencia del oscilad.a r local de la unidad exterior, cuya frecuencia era de valor fijo y muy estable. Para sintonizar el canal 24 del Astra 1B, el ·oscilaélor local debe generar una frecuencia de: f0 L = f2, -f2 R = 11.568 MHz-479,5 MHz= 11.088,5 MHz

y si se desea sintonizar el canal 30 de este misn10 satélite: foL = f30

- t2F1= 11.656 MHz- 479,5 MHz= 11.176,5 MHz

De Jo expuesto se deduce que, gracias a estos circuitos: a) Se obtiene una 2.ª FI de valor fijo (479.5 MHz) sea cual sea el canal sintonizado y que, sin embargo, lleva toda la información de vídeo y ;;tudio de este canal. b) Aunque la 2.ª FI posea un valor fijo, la información que lleva es diferente según el canal sintonizado. En nuestro ejemplo la 2." FI Jteva la información del canal 24 o la del 30, según sea el valor de frecuencia del oscilador local que hayamos utilizado. Cuando se cambia de canal Jo.que s.e !lace es modificar la frecuencía del oscilador local, que al mezclarse con todas las frecuencias de la 1 .ª FI proporcionadas por la unidad exterior, da orí277


gen a toda una gama de frecuencias (una para cada canal), de las cuales sólo interesa la de 479,5 MHz. Sigue un filtro de rechazo de las frecuencias de entrada (700 a 2 .150 MHz). de forma que el resto de canales (no sintonizados) no pueden pasar hacia las etapas siguientes. En la salida de este filtro sólo se obtiene, por tanto, la 2.ª FI de 479,5 MHz, con la información de audio y vídeo del canal sintonizado en las etapas anteriores. Sigue un primer amplificador de la 2.ª FI y un filtro de onda superficial (SAW) de 479,5 MHz y ancho de banda de 27 Ml--lz, que hace las funciones de filtro de FI. A la salida del filtro SAW se tiene, por tanto, la señal de FI de 479,5 MHz, con ancho de banda de 27 MHz, con toda la información del canal sintonizado. A continuación la 2.° FI se somete a una segunda ampliílcación y, en este punto, se controla su amplitud mediante un CAG del amplificador. Para ello, y como es usual, se deriva la señal de salida de este amplificador hacia un detector que la rectifica y filtra para obtener una tensión cuyo valor depende del nivel de dicha señal. Esta tensión controla la ganancia del segundo amplificador de la 2.a Fl. Para efectuar el control de la ganancia, el amplificador citado está diseñado con transistores MOS-FET de doble puerta; a una de las puertas se le aplica la señal de la 2.ª FI a amplificar y a la otra (que actúa de control de amplificación) la tensión procedente del detector de CAG. En el demodulador se obtienen las señales de vídeo y audio del canal sintonizado. Estas dos señales ya pueden aplicarse a un receptor de televisión mediante un euroconector. ganando con ello en calídad de recepción. En receptores de televisión sin euroconector sólo es posible la recepción de la señal si ésta se prepara adecuadamente para ser sintonizada por el sintonizador del televisor. Para ello se aplican las señales de audio y vídeo obtenidas a la salida del demodulador a un procesador de la banda base y a un modulador, que modula una portadora de RF, de cualquier canal libre de la banda de UHF, con las señales de audio y vídeo, exactamente igual que en una emisora de televisión. Normalmente suele ser el canal 36 de UHF, aunque puede modificarse si este canal está ocupado por una emisora de televisión. Como consecuencia, si esa señal se aplica a la entrada de antena de un receptor de televisión, y éste se sintoniza en el mismo canal que el modulador, a partir de este punto la señal es tratada por el circuito del televisor como cualquier señal de televisión terrestre. Los circuitos de procesamiento de la banda base y del modulador no se han dibujado en la figura 14 .8 por considerarse claramente pertenecientes a otras funciones de la unidad interior, aunque son tratados en páginas posteriores de este mismo capítulo. En las páginas que siguen se estudian por separado las etapas más importantes de uncircuito típico de demodulador.

Conmutador-selector de entrada El sintonizador está equipado con dos entradas, una para las señales con polarización vertical y la otra para las de polarización horizontal, pero sólo una de las señales debe pasar hacia el modulador, por lo que es preciso disponer un conmutador-selector en la entrada del aparato (no dibujado en el diagrama de bloques de la figura 14.8 para no complicarlo en exceso). Mediante este conmutador se puede elegir una u otra señal (figura 14.9). En la figura 14.1 O se ha dibujado el esquema completo de un típico conmutador-selector de entrada. Consta de dos filtros paso banda (uno en la entrada de señales con polarización vertical y el otro para las de polarización horizontal), que se activan con una tensión de conexión de +5 Vy-5 V. Polarización horizontal

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14.9 Esquema de principío del conmutador-selector

de entrada.

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de entrada

UNIDAD EXTERIOR

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Al amp/incador dela 1'" F

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Le

D6

09246-

BA679

g4702

14.10 Esquerna completo de un tfpico conmutador-selectDrde entrada.

La conmutación entre ambas tensiones (+5 V y -5 V) se logra desde un integrado separado y un amplificador operacional. Si se aplica una tensión de +5V se activa la entrada horizontal. Los diodos 01 y 03 quedan así polarizados en sentido directo y, por lo tanto, conducen. La señal SHF procedente de la unidad exterior entra así al sintonizador. Los diodos 02 y 04 reciben al mismo tiempo potencial positivo en su cátodo y permanecen bloqueados. La señal de la entrada vertical queda, por lo tanto, bloqueada. Cambiando la polarización de la tensión de control a -5 V. se conmutan los diodos para abrir la entrada vertical y cerrar la horizontal. La señal de 950-2050 MHz alcanza al sintonizador de diodos vancap, donde es seteccionada para ser aplicada luegQ a un transistor amplificador FET de doble puerta.

Amplificador de la 1.ª FI La 1.ª Fl procedente del conmutador selector de entrada se aplica en primer lugar a un amplificador para que aumente su nivel hasta valores adecuados para la mezcla con la señal del oscilador local. En la figura 14.11 puede verse el esquema de un típico amplificador de esta clase, basado en un transistor de efecto de campo de galio de doble puerta. La 1.ª FI se aplica a una de sus dos puertas, mientras que a la otra se le aplica la tensión obtenida del GAG que se estudia más adelante. De esta forma se controla la ganancia de este transistor de modo que se mantenga el nivel de las señales tratadas en las etapas posteriores del receptor. Oscilador local El oscilador local genera una frecuencia de 479,5 MHz por encima de la frecuencia de entrada. En la figura 14. 12 observamos un típico circuito transistorizado de oscilador local para sintonizador de televisión por satélite. En él el condensador C3 se ocupa del acoplamiento del circuito oscilante al transistor oscilador T7. El acoplan1iento regenerativo de la energía en el circuito oscilante se produce rnediante.un bucle en la parte de emisor del transistor, lo cual no puede distinguirse en el esquema. El transistor T2 realiza el acoplamiento del oscilador al mezclador. La frecuencia de oscilación depende de la tensión de síntonizqción V1 que, desde el sintetizador de tensión, se aplica a los diodos de capacidad variable del circuito oscilante del sintonizador (figura 14,12). 279


I

+ 12 V

C3 470p

C,s

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88811

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470p

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- --

- -- - ------,,¡~ cAG

Ca •• 470p

I

14.11 Etapa amplificadora de la 1. ª FI, y red para el control automático de la ganancia de ésta. +12V

e, 470p

R,

~

OR

47K

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I

R2 6KB

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C,o

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D1 8B811

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C1

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100p

Cz

R1

D1 88811

1-!s

1oop

~ Al mezclador

•

14.12 Circuito oscilador transistorizado.

Sintetizador Para modificar la frecuencia de oscilación del oscilador local, es decir, para can1biar el canal sintonizado, se recurre a un circuito sintetizador de tensiones gobernado por un microcontrolador. En la figura i 4.13 se ha dibujado el diagrama de bloques de un circuito de esta clase. El factor de división de frecuencia se ajusta desde el microcontrolador a través del bus F'C. Se trata de un circuito PLL en el que se compara la señal de salida del divisor programable con la frecuencia generada por un oscilador de cuarzo (figura 14. 13}. La tensión obtenida del comparador de fase y frecuencia se aplica a la base del transistor, con lo cual éste conduce.

280

UNIDAD EXTERIOR

Divisor de frecuencia

Amplificador

Divls.orde frecuencia programable

Comparador de fase y frecuencia

+5V

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'

v.

veo

.

C>

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'~

Divisor de

•

2 Bus/ C r

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frecuencia programable

-

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...

r

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Oscilador

olt

• •

14.13 Diagrama de bloques del circuito sintetizador, para obtener la tensión de sintonización que modifica

fa frecuencia de oscilación del oscilador local.

La tensión de colector del transistor. integrada mediante un circuito RC, es la tensión de sintonización Vr que a¡usta la frecuencia del oscilador controlado por tensión (VCO). Asimismo se realimenta dicha tensión de salida en el comparador de fases (figura 14.13). La tensión de sintonización presente en el colector del transistor queda libre de perturbaciones gracias al filtro de rizado dispuesto entre dicho electrodo y la entrada del comparador. El sintetizador dispone, además, de un puerto con 18 salidas. Cuatro de estos puertos se conectan individualmente en 1-1 o La través del bus 1~c. obteniéndose las tensiones de mando de O, 3, 6 y9V.

Mezclador En la figura 14. 14 se puede ver el esquema de un mezclador para obtener la 2.ª FI de 479,5 MHz en un sintonizador de satélite. La mezcla de la señal de entrada f0 (de 700 a 2150 MHz) se mezcla con la del oscilador local f0 que, como se ha dicho en líneas anteriores, es de 479,5 MHz por encima de la frecuencia del canal que se desea sintonizar. Esta mezcla se realiza aplicando a la base del transistor T1 del esquema de la figura 14.14 todas tas frecuencias procedentes del LNB a través de un filtro paso banda formado por la inductancia L 1, el condensador C4 y el trimmer de ajuste del filtro C 1, y la frecuencia del oscilador local del esquema de la figura 14. 12 a través del condensador de acoplamiento Cs (figura 14 .14). + 12V

C2 470p

¡. 12V

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.Ca 470p

,H

H Ca

05

470p

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H

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Ca

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470p . 1K

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amplificadores

Ri

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IKS

09246· 66502

deF/

c,o

470p

14.14 Circuito mezclador.

281

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR. SATÉLITE

En T1 se produce el heterodinaje de ambas señales y en su colector aparecen las frecuencias suma y diferencia de las mismas, es decir, dos bandas de frecuencias comprendidas la primera de ellas entre 220,5 y 1 .670,5 MHz y la segunda entre 1. 179,5 y 2.629,5 MHz. Todas estas frecuencias se aplican a un primer filtro de FI (L3 -La), sintonizado a la segunda FI de 479,5 MHz, por lo que sólo ésta frecuencia y su ancho de banda pasarán hacia las etapas amplificadoras de la 2.ª FI que siguen a continuación.

Amplificador de la 2.ª FI Tras la fase de mezcla en el transistor BF775, los 479,5 MHz (2.ª FI) se separan del resto de frecuencias mediante un filtro paso banda L3 -L4 (figura 14.15).

+ t2V

'º

C2

Ca

470p

470p

H Ca 470p

Op7

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e, R,

e,

09246· 74202 5 6

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10K

10p

R2 15K

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Ca 470p

R3 1K

I

1KS

Rs

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100R

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470p

H

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R11

H

100R

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470p

470p {1--1

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+ 12V

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C,o

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470p

C,s

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0924666202

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470p

479.5MHz

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C21

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T3 BF998

e,, 3-10p

L,o .A

14.15 Mezclador y etapas amplificadoras de la 2. ª FI.

A continuación la FI de 479,5 MHz se somete a una primera amplificación en el transistor BF998 (T2 en el esquema de la figura 14.15) y se aplica a un segundo filtro paso banda compuesto por los condensadores C16, C, 9 (trimmer de ajuste fino de la frecuencia de resonancia del filtro) y C20 y las bobinas L6 , L7 y L8 . Según la tensión aplicada al punto A del esquema de la figura 14.15, el ancho de banda de este segundo filtro de FI varía entre banda ancha o estrecha. Si la tensión es positiva, los diodos 07 y 02 pasan a conducción, conectando en paralelo con el filtro de FI el circuito resonante LC paralelo formado por los condensadores C, 7-C18 y la bobina L10. Este circuito oscilante adicional es un triple filtro paso banda dispuesto entre ambos amplificadores de FI. De esta forma el circuito es más selectivo, de manera que se verán menos perturbaciones en la pantalla en el caso de que la recepción sea defectuosa. Una segunda amplificación de la FI en el transistor T3 deja la señal con suficiente nivel para ser tratada en el demodulador (figura 14.15).

Demodulador El d.emodulador tiene por objeto extraer las informaciones de vídeo y audio de la FI, con el fin de obtener la banda base, es decir, la banda de frecuencias con contenido de vídeo y audio sin sus portadoras. En la figura 14.16 se ha dibujado el esquema de un circuito demodulador de la 4.ª FI para obtener la banda base. Como demodulador se emplea el integrado TDA6149 y la 2.ª FI entra en él por su terminal 14, que es la entrada de un amplificador !imitador. El demodulador de cuadratura (terminales 3 y 4) pasa a ocuparse de la transformación de la señal a la banda base, es decir, en él se obtiene la videoseñal compuesta de color y la señal de audio de FM. Esta señal de banda base aparece en el terminal 12 del integrado tras pasar por un amplificador de vídeo. 282

UNIDAD EXTERIOR

+5V

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C11 1Bp

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09241· 09001

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220R n o:

14.16 Circuito demodulador de la 2. ª FI para la obtención de la banda base.

La frecuencia del circuito oscilante conectado entre los terminales 3 y 4 del demodulador en cuadratura es de 480 MHz. Obsérvese también en el esquema de la figura i 4. 16 cómo la señal de la.2.ª FI se acopla, mediante el condensador C4 , a la hembrilla ROS, es decir, que en dicha toma se puede conectar un receptor para el tratamiento de las señales de televisión digital.es.

Control automático de frecuencia (CAF) En la figura 14. 17 s.e ha dibujado el esquema de bloques del principio de funcionan1iento del control automático de frecuencia, el cual se puede seguir también sobre el esquema de conexiones de la figura 14. 16. Con una sintonización correcta, la salida del demodulador lleva una componente continua de 2,5 v. El amplificador operacional co.mpara dicha tensión con una,de referencia de Igual valor, Si la sintonización es correcta, la tensión obtenida de este amplificador es nula, pero si se produce una desintonización del oscilador del LNB debida, por ejemplo, a la temperatura, desgaste, etc., también varia la tensión del CAF y un mícrocontrolador mide esta tensión en su entrada analógica. 28'3


I

11

16.

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Mezclador

950-2150 MHz

Amplificador 1' FI

E.

-

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Mezclador

'

Oscilador 10GHz

"",

Oscilador 479,5MHz

Amplificador 2' FI

-

Demodulador

FBAS

2

IC

•

Sintetizador

"

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~

Comparador

Receptor

Conversor LNB

14.17 Diagrama de bloques del principio de funcionamiento del CAF.

En caso de que difiera del valor medio. el µC modifica el factor de división del sintetizador a través del bus 12C, hasta que la tensión del CAF vuelva a marcar el valor medio.

Control automático de ganancia (CAG) En el esquema de la figura 14.16 puede verse que el amplificador de entrada del TDA6149 deriva la señal hacia un detector del nivel de la intensidad de campo de la señal captada, es decir, hacia un CAG. El principio de funcionamiento del GAG es el típico en esta clase de circuitos (figura 14.18). Consiste en derivar la FI, una vez amplificada, hacia un diodo detector que la convierte en una tensión continua. Esta tensión continua, después de ser filtrada en un condensador (C8 en el esquema de la figura 14.16), alcanza un valor que depende de la intensidad de campo y que es aprovechada para modificar la ganancia del transistor preamplificador de la 1.ª FI (transistor CF7398 del esq.uema de la figura 14.12).

Oscilador 479,5MHz

I

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Mezclador

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950 - 2150 MHz

Ampli/ieador 1• FI

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Filtro CAG

...

Conversor LNB

Mezclador

Detector GAG

1-+ Amplificador 2' FJ

...

~

Demodulador

.

FBAS

Amplificador

Receptor

14.18 Diagrama de bloques del principio de funcionamiento del GAG.

Obsérvese en dicha figura que el FET de galio de doble puerta recibe en una de ellas la señal de la 1.ª FI a amplificar y, por la otra, la tensión del CAG, por lo que resulta evidente que la ganancia del mismo depende de esta segunda tensión.

PROCESADOR DE AUDIO Y VÍDEO En la figura 14. 19 se ha dibujado el diagrama de bloques del procesador de audio y vídeo. En esta parte de la unidad interior, la señal en banda base obtenida del demodulador se introduce en primer lugar, por unas redes de deénfasis para los sistemas PAL o MAC. El deénfasis de la banda base es necesario puesto que las señales emitidas por el satélite son 284

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Filtro vídeo

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video

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Amp/lficador audio

l - Sa!Jda 1~

audio

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0~/ador /oéa/

14.19 Diagrama de.bloques del procesador de las señales de audio y vídeo. e z o )> o

i') O) (J1

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.

'

TELEVISION DIGITAL Y POR SATELITE

preacentuadas en las frecuencias altas del espectro con el fin de compensar su mayor atenuación. Al llegar al receptor se equilibran mediante el deénfasis. Una vez desenfatizada la señal banda base, se aplica al primer amplificador del procesador, donde se separan las señales de audio y vídeo. La señal de vídeo pasa por un conmutador electrónico de dos posiciones que la deriva hacia un filtro paso bajo con frecuencia de corte de 5 MHz, el cual evita el paso de la subportadora de audio hacia las etapas siguientes de vídeo, o directamente hacia ellas en el caso de señales MAC, puesto que el ancho de banda de esta norma es mayor. A continuación la señal de vídeo pasa al amplificador de vídeo. Este pase se realiza a través de un doble conmutador (S4-S5 en el esquema de la figura 14.19), de manera que pase por una sola etapa amplificadora o por dos y de esta forma invertir o no la señal para obtener una modulación positiva o negativa. Una vez amplificada la señal de vídeo, ésta se aplica a un conmutador S6 que permite o no su paso por un circuito clamping. El clamping es un circuito mediante el cual se elimina la onda triangular que se incorpora a la señal para evitar interferencias con otros sistemas de comunicación. Efectivamente, con el fin de repartir de forma uniforme la energía dentro de un canal de televisión vía satélite, se sobrepone una señal triangular al espectro útil de imagen y sonido antes de la modulación, tal como se ha dibujado en la figura 14.20. El punto de inversión de la señal coincide con cada impulso de sincronismo de la imagen. La misión del clamping es, por tanto, eliminar dicha onda triangular para recuperar la señal en su formato original.

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Posición de los impulsos de imagen

14.20 Las señales de televisión emitidas por los satélites van superpuestas a una onda triangular.

La posibilidad de cortocircuitar el clampíng cuando se reciben señales MAC o codificadas debe ser una posibilidad del receptor, puesto que cuando se reciben señales MAC o codificadas la eliminación de la onda triangular se realiza en el correspondiente decodificador. Finalmente la señal de vídeo se somete a una amplificación y queda así lista para modular una portadora de UHF en el modulador que sigue. Respecto a la señal de audio diremos que ésta, derivada del amplificador de la banda base, pasa primero por un filtro paso banda que elimina la de vídeo (por debajo de 5 MHz) dejando pasar las subportadoras de audio (entre 5 y 9 MHz) hacia las etapas siguientes (figura í 4.19). La siguiente etapa es la de la mezcla de las subportadoras de audio con la de un oscilador local para obtener la FI de 1O, 7 MHz. En este punto la mayoría de las unidades interiores disponen de una derivación (previa al mezclador), que separa las subportadoras de audio para conectarlas a una unidad independiente que pueda procesarlas y sintonizar las posibles emisiones de radio. La frecuencia del oscilador local se controla mediante un PLL, de forma que puedan seleccionarse diversas subportadoras. La FI obtenida del mezclador pasa por un primer filtro de FI, sintonizado a 10,7 MHz y conmutable, de forma que se pueda seleccionar Banda Ancha (de 280 kHz) o Banda Estrecha (de 130 kHz), dependiendo del tipo de emisión. • Las subportadoras de audio son nueve, distribuidas de la siguiente forma: • Principal: 5,8-6,5 - 6,65 MHz. Banda ancha. Sonido original. 286

UNIDAD EXTERIOR

• • • • • • • •

Prímera: 7, 02 MHz. Banda estrecha. Canal izquierdo de sonido estéreo o primer idioma. Segunda: 7,20 MHz. Banda estrecha. Canal derecho de sonido estéreo o segundo idioma. Tercera: 7 ,38 MHz. Banda estrecha. Canal de radio 1. Cuarta: 7,56 MHz. Banda estrecha. Canal de radio 2. Quinta: 7,74 MHz. Banda estrecha. Canal de radio 3. Sexta: 7 ,92 MHz. Banda estrecha. Canal de radio 4. Séptima: 8, 1OMHz. Banda estrecha. Canal de radio 5. Octava: 8,28 MHz. Banda estrecha. Canal de radio 6.

La salida del filtro de Fl se conecta al demodulador de FM, en el cual se recupera la señal de audio. Finalmente la señal de audio pasa por un circuito de deénfasis, seleccionad.o por conmutador entre 50 µs para las emisiones norteamericanas o de 75 µs para las europeas, aunque es muy corriente emplear un deénfasis de habla románica J i ? (figura 14.21) o, en equipos más económicos, uno intermedio de 62,5 µs (figura 14.22) válido para todas las señales de audio. dB O

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14.22 Curva de deénfasis de 62,5 µs, válida para las señales de audio con énfasis de 50 µs (norma americana) o de 75 µs (norma europea).

Tras el proceso de deénfasis la señal de audio se somete a una última amplificación antes de modular la subportadora de 5,5 MHz de un canal de UHF. A continuación se expone un circuito procesador de las señales de audio y video transistorizado, desglosando cada una de sus etapas.

Deénfasis PAL/MAC de la señal de vídeo El esquema de la figura 14.23 corresponde a un amplificador de la frecuencia base, con deénfasis PAL de la señal de vídeo. En primer lugar. la señal de la frecuencia base (FBAS) se aplica a la base del transistor Ti para su amplificación. Como cada uno de los canales de televisión de la televisión vía satélite se modula con una portadora de FM cuya frecuencia, ancho de banda y desviación es diferente, la amplitud de señal que hay en la entrada del circuito de la figura l 4.23 es también diferente. Para conseguir una tensión de salida constante, el transistor T1 dispone en su circuito de emisor de tres posibles circuitos de polanzación, fonnados por las resistencias A8 , R9 y R 10• La resistencia A6 polariza permanentemente el emisor de T1, mientras que las otras dos sólo quedan conectadas al ernisor de T1 si conduce T2 o T3, respectivamente. Mediante este sencillo circuito se modifica la ganancia del amplificador de entrada Ti y, por lo tanto, se adaptan los niveles de señal de los canales que se sintonicen. S1 se aplica nivel bajo a la base de los transistores T2 y T3, éstos permanecen bloqueados y la amplificación de T1 es mínima, puesto que la ganancia en tensión es igual al cociente de la resistencia de colector dividida por la resistencia de base Re,. 287


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14.23 Circuito de deénfasis para las señales de vídeo del estándar PAL, que queda anulado para las de estándar MAC.

Si se aplica nivel alto a la base de uno de los transistores T2 y T3, el que reciba dicho nivel pasa a conducir y conecta su resistencia de colector a masa, lo que equivale a conectarla en paralelo con R6 . El resultado es una disminución del valor total de la resistencia de emisor y, como consecuencia, un aumento de la ganancia de T1 (figura 14.23). La ganancia máxima se obtiene cuando se aplica nivel alto a la base de los dos transistores T2 y T3, ya que entonces las tres resistencias R8 , R9 y R10 quedan conectadas en paralelo, su valor equivalente es el más bajo posible, y el transistorT1 amplifica al máximo. En el estado de amplificación mínima de T1 la desviación es de 25 MHz. Cuando a la entrada HUB2 se le aplica nivel alto (positivo) y T2 conduce, aumenta la amplificación del transistor T7, con lo que se consigue ajustar la desviación a 20 MHz. Si se aplica nivel alto a la entrada HUB3, conduciendo T3, aumenta la amplificación de talmanera que con una desviación de 16 MHz la amplitud de salida es de 1 V de pico a pico. Las diferentes posibilidades de amplificación y de desviación de frecuencia se conmutan mediante circuitos flip- flop . Al colector del transistor T1 se conecta la base del transistor T2, que hace las funciones de etapa giratoria de fase (figura 14.23). En este punto del circuito la señal de vídeo tiene dos caminos posibles, puesto que se aplica simultáneamente a la base de los transistores TS y T6. El que tome uno u otro camino depende de la posición del conmutador de deénfasis PAL. Efectivamente, en la posición del conmutador dibujada en el esquema de la figura i 4.23, es decir, en la posición PAL, la señal se obtiene del circuito de emisor de T5. Obsérvese en el esquema que el circuito de emisor de este transistor está formado por la bobina de deénfasis L2 (en paralelo con R,e) y la resistencia R2 . Este circuito forma un divisor de tensión del cual se obtiene la señal de vídeo sometida a deénfasis PAL.

288

UNIDAD EXTERIOR

Si la frecuencia de la señal aumenta, aurnenta la reactancia de L2 y, como consecuencia, disminuye la tensión en la resistencia R1g, que es la tensión t¡ue se deriva hacia la base del transistor de salida T7 y r.iacia el amplificador de banda base'. El efecto será el contrario si la frecuencia de la señal disminuye El fiftro de de.énfasis PAL baja, a partir de los 1,5 MHz aproximadamente, hasta los 14 dB. Con ello se incrementa la distorsión previa (preénfasis) de la parte emisora. En el caso de recibirse ernisiones en estándar MAC no es necesario el circuito de deénfasis PAL. En este caso la señal de salida se toma del divisor de tensión de emisor del transistor T6, que no dispone .de ningún filtro de deéntasis, mediante la conmutación del con1nutador de deénfasis (figura 14.23) y la señal pasa hacia el amplificador de banda base sin dicho deénfasis PAL.

Circuito clamp Al describir el funcionamiento general del procesador de audio y vídeo se dice que, en la rransrnisión, a la señal de vídeo se le suma una onda triangular. La misión de esta onda triangular es efectuar una distribución uniforme de .la energía emitida. Para evitar perturbaciones entre las frecuencias de las p.ortadoras del satélite, la energía se reparte de forma uniforme por la banda. Debido a la modulación en frecuencia, el nivel de mínimo de los impulsos de sincronismo y el umbral crearían dos frecuencias de emisión constantes diferentes durante la señal sincrónica. Al repetirse dicha frec.uencia de línea se produciría una compresión de energía en el espectro de·emisión. El caso extremo se da con un valor constante de gris. En ese caso el 80 o/o de la energía se.tiene en una sola frecuencia. Es por ello por lo que a la ·Señal de vídeo se a11ade la señal en triángulo, con una frecuencia de 25 Hz, dando lugar a la forma de onda dibujada en la figura í 4.20. El punto de inversión de ambás, es decir, el punto en el cual la onda triangular alcanza su valor máximo o mínimo para disminwir o aurr1entar su vf;llor, se hace corresponder con el impulso de sincronismo de imagen (figura 14.20). Corno consecuencia, en una imagen uniforme (por ejemplo, totalmente gris al 40 %), la frecuencia de emisión dé cada línea posee un valor dif@rente, cosa que- no sucede en una transmisión normal de televisión, donde ese mismo tono gris, uniforrr1e en tóda la pantalla, posee el misn10 valor en todas las líneas. El espectro de energía distribuido añadiendo la onda triangular queda así más uniforme. Sin embargo, en un receptor de televisión, una señal de vídeo sumada a una triangular provoc;,.ría fuertes intermitencias de luminancia, además de errores· en el sincronismo de la imagen como, por ejemplo. saltos d.e imagen. Es necesario, por·tanto, anular dicha onda triangular antes de aplicar la señal de vídeo a las etapas siguientes del procesador. El circuito de la figura í 4.24 realiza esta función, recibiendo.él nombre de circuito clamp. En el circuito de la figura 14.23 la señal de vídeo compuesta (luminancia, croma y sincronismos) se encuentra en el emisor del transistor 77. En ese punto se deriva hacia el circuito clarnp de la figura í 4.24, aplicándose a la base del transistor T1 a través del condensador C1 • A continuación la señal de vídeo compuesta se aplica al filtro pé¡.so pajo ouádruple·FPB de la figura 14.24, con el fin de eliminar las.frecuencias de audio por encima de los 5 MHz. A partir de este punto desaparece cualqwier resto de la señal de audio. A la salida del citado filtro la señal de vídeo compuesta es amplificada por el transistor T3. La señal de salida de T3 se acopla a la entrada inversora del amplificador operacional (terminal 2 del TL082) a través del transistor T4. Los impulsos positivos de sincronismo de línea sobreexcitan la salida del operacional (terminal 1), por lo que en este terminal del injegrado aparecen los citados impulsos. Por otro lado se tiene una tensión continua de 5 V,aplicada al terminal 1 del integrado(salida del operacional) a través de los diodos D2 y 03 (véase figura 14.24). Debido a.este suplemento de tensión continua, en el terminal í del integrado aparece una tensión cuyo valor está comprendido entre 4 y í OV. El condensador C7 se carga a través de la resistencia R 14 , puesto que ambos componentes están conectados entre el positivo de í 2 Vy masa (figura 14.24}.

289

TELEVISlÓN DIGITAL Y POR SATÉLITE

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14.24 Circuitoclamp,para eliminación de la señal en triángulo de 25 Hzañadida en la emisióna./a señal de vídeo.

Durante el impulso de sincronismo de línea, el diodo 04 se encuentra en estado conductor debido a que el nivel de tensión presente en el terminal 1 del integrado es inferior a la presente en el condensador. El condensador C7 se descarga. Si se produce alguna alteración en dirección negativa de la altura del impulso de sincronismo de línea debido a la modulación en triángulo, el nivel mínimo de sincronismo en el terminal 1 aumenta en dirección positiva, por lo que el diodo 04 pasa al estado de bloqueo y el condensador C 7 puede cargarse, por lo tanto, durante el impulso de sincronismo. Esta tensión del condensador se aplica al terminal 6 del integrado TL082, donde será amplificada. Los condensadores de la realimentación negativa entre los terminales 6 y 7 del integrado filtran el rizado de la frecuencia de línea. En la salida de este segundo amplificador operacional (terminal 7 del integrado) hay entonces una señal en triángulo y en fase con la señal en triángulo de la señal de vídeo compuesto. Esta tensión en triángulo controla la conducción del transistor T2 . que actúa como resistencia de emisor regulable para el transistor T1 . El circuito descrito actúa, por tanto, como un regulador que hace desaparecer los cambios de amplitud casi por completo. Este proceso es automático y continuo, por lo que en el colector de T3 se obtiene la señal de vídeo compuesta sin la componente triangular, para ser tratada a partir de aquí como cualquier otra señal de vídeo compuesta.

Amplificador de banda base Algunos decodificadores necesitan la señal compuesta de vídeo con la modulación en triángulo. Por esa razón, algunas unidades interiores disponen de una salida adicional, denominada generalmente como salida de banda base. Esta salida también se utiliza para demodular señales MAC con decodificadores externos. En la figura i 4.25 se ha dibujado el esquema de un amplificador de banda base transistorizado, el cual toma la señal desde el conmutador de desénfasis PAL de la figura 14.23, es decir, se puede seleccionar con este conmutador el deénfasis o no de la señal de entrada al amplificador de banda base.

290

UNIDAD E)CTERIOR

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14.25 Circuito amplificador de banda básica.

La tensión de salida del amplificador es de 1 V de pico a pico. . Consta de tres amplificadores (T1, T2 y T3), obteniéndose en la salida un nivel de 1 V de pico a pico.

Separador y mezclador de audio El espectro de frecuencias de la banda básica comprendrdo entre 5 y 1OMHz lleva la información de.todos los canales de audio. Por lo tanto. este espectro de frecuencias debe separarse de la banda básica, lo cual se realiza mediante un filtro paso banda. En la figura 14.26 se tiene el esquema de un separador de las portadoras de audio de la señal de vídeo. El filtro está compuesto por la resistencia R2 y las capacidades C2 , C3 y C.~. que establecen las frecuencias de corte inferior y superior del filtro. B espectro de frecuencias del espectro de la banda básica de audio (5 a,1OMHz) se aplica al terminal 1 del integrado NE612A (figura 14.27), que es un .doble oscilador y mezclador balanceado. A los terminales 7 y 6 del NE612A se conecta un circuito resonante LC con diodo de capacidad variable, cuya capacidad es controlada por la tensión que le suministra el TDA8735T (figura 14.28). que es un sintetizador de frecuencia controlado por un Ca través de un bus 12C. El TDA8735T funciona con un crfstal de cuarzo de 4 MHz, que sirve de oscilacíón de referencia y, según los datos que recibe por la línea·SDA del bus l2 C, proporciona una tensión por su terminal 15 que modifica la capacidad del BB6.20 que forma parte del circuito oscilante d_ el oscilador del NE612A y, como consecuencia, modifica tamb.ién la frecuencia de dicho oscilador que se mezc::la con la banda base de sonido (figurq. 14.26). El valor de la frecuencia del oscilador local siempre es igual a 1O, 7 MHz por encima de las subportadoras de audio. Así, si las subportadoras de audio tienen un valor de 6,20 y 6,38 MHz, el os.. cilador local debe generar una frecuencia de 16,90 MHz, de forma que el resultado de la mezcla da lugar a las frecuencias intermedias de audio de 10,7 y 10,52 MHz respectivamente. 291


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14.26 Circuito separador del espectro de frecuencias de audio, mezclador, sintetizador de frecuencias y filtros de FI de las subportadoras de audio.

ose ose

VOLTA GE REGULATOR

OSCILLATOR

[> 14.27 Diagrama de bloques del doble mezclador balanceado y oscílador NE612A.

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8

2

INPUT A INPUT B

OUTPUTB

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3 GND

4 OUTPUTA

Como resultado de esta mezcla, en el terminal 5 del NE612A aparece la frecuencia intermedia de audio, que se amplifica en los transistores complementarios T1 y T2 del esquema de la figura 14.26. Al colector del BC858B se conectan tres filtros cerámicos que dejan pasar la FI de la subportadora principal de audio, la FI de la subportadora secundaria de audio y la FI de la subportadora del canal izquierdo de audio cuando se transmite en estéreo. El primero de ellos establece la FI del sonido principal (1O, 7 MHz) (complementario del anterior). En el colector de este segundo transistor se obtiene así el·espectro de frecuencias de banda ancha de la señal de audio. 292

UNIDAD EXTERIOR

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SWITCH

14.28 Diagrama de bloques del sintetizador de frecuencias PLL TDA8735.

Circuitos de frecuencia intermedia, demodulador y de deénfasis de audio En la ftgura 14.29 se ha dibujado el esquema de conexiones de uh circuito procesador de las frecuencias intermedias de audio con el lnte,grado TDA6160. Además, en este integrado se lleva también a cabo la mezcla de la banda básica dé audio (de 5 a 1O MHz) con la del oscilador local para obtener la FI de audio y la sintetización de frecuencias, es decir, sustituye a los circuitos del esquema dé la figura 14.26, por lo que resulta más sencillo de montar. La banda base de audio se aplica al terminal 24 del TDA61 60, que es la entrada de un amplificador que limita la señal en amplitud y la mantiene en un valor constante. Una vez limitada la amplitud de la banda base de audio, ésta se aplica a un rnezclador interno del TDA6160, donde se realiza el heterodinaje con la frecuencia generada por un oscilador controlado por tensión (VCO en el esquema de la figura 14.29). Por las líneas SOL y SDA del bus 12C conectadas a los terminales 27 y 28 del TDA6160 se reciben las .órdenes para establecer una 'frecuencia de referencia mediante él cristal de cuarzo de 4 MHz conectado aJ terminal 1. La frecuencia del veo se divide en el terminal 4 del integrado,. dependiendo el factor de división de las órdenes recibidas por el bus 12 0. Si la frecuencia de referencia y la del VCO ..coinciden en fase, no se .genera tensión alguna en el terminal 3 del integrado. En caso contrario se genera .una tensión que modifica la capacidad .del diodo de capacidad variable 01 y, como consecuencia, la frecuencia de oscilación del circuito resonante al que pertenece, recuperándose así la frecuencia determinada previame·nte por el condensador C, 5 . El filtro RC conectado entre los terminales 3 y 2 del TDA6160 determina la constante de tlempo de estabilizacioñ. El veo genera una señal de 10,7 MHz por encima de la frecuencia de audio aplicada, y al mezclarse con la banda base de audio, se obtfene un espectro de frecuencias suma y diferencia de ambas que es conducrdo por separado hacia: los terminales 21 y 22 por sendos amplificadores. La FI del canal de audio principal se separa de la frecuencia mezcla presente en el terminal 21 del TDA6160 mediante un filtro cerámico de 10,7 MHz y banda ancha ·de 280 kHz. Una vez fil-

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14.29 Circuito procesador de las FI de audio, con el integrado TDA6160.

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trado se introduce nuevamente en el integrado por su terminal 19, que es la entrada de un amplificador !imitador de la amplitud de la señal (figura 14.29). A continuación se aplica dicha FI al demodulador de audio. El demodulador de banda ancha está formado por el filtro F1 (figura 14.29). Las señales de baja frecuencia de audio del canal principal se obtienen entonces en el terminal 8 del integrado, conectándose a este terminal los circuito de deénfasis que aumentan la acentuación de los agudos. En lo que respecta al canal secundario de audio, llamado de comentario, éste se transmite desde el satélite con una menor desviación de frecuencia y menor distancia entre canales. Al igual que en caso del canal principal, se utiliza la mezcla de la banda base de audio y del VCO, pero esta vez se recurre a la señal presente en la salida 22 del integrado, la cual se aplica a un filtro cerámico, altamente selectivo, de 1O, 7 MHz y 130 kHz de ancho de banda para separar la FI del canal secundario de audio. Si la frecuencia es correcta, el filtro separa la portadora de audio, de FM, de las frecuencia mezcladas y la aplica a.la entrada 17 del TDA6160, donde es limitada y posteriormente dem0du294

UNIDAD EXTERIOR

lada en su correspondiente discriminador. Como consecuencia, en el terminal i 1 del integrado aparece la señal de baja frecuencia de audio del canal secundario (figura 14.29). El filtro F2 realiza la función de demodulador de FM .de banda estrecha. Finalmente, la señal de audio que se obtiene en el terminal 1 i se somete a una linealización en el filtro paso bajo formado por R10 y C2s,.que con1pensa el preéntasis que lleva de origen. Desde el terminal 22 la señal mezcla también se deriva hacia un filtro cerámico, esta vez de i 0,52 MHz y banda estrecha, donde se obtiene la FI del canal izquierdo cuando se transmite en estéreo. El canal derecho es el secundario antes descrito. En este caso el VCO también oscila a i O,7 MHz por encima del valor de la frecuencia de audio en el modo estéreo, pero los filtros paso banda de cuarzo de 1O, 7 y i 0,52 MHz conectados en el terminal 22 separan una y otra subportadora para su demodulación por separado.

CONECTOR ANALÓGICO El esquema de conexiones de la figura 14.30 corresponde a los circuitos.finales del procesador de audio . En él, el integrado HEF4052 es un multiplexador/demultiplexador de cuatro canales dobles analógicos, fabricado con tecnología CMOS. Od te~minal 14 ¡,. de/TOA6160

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R,,

HEF4052 1

l 22n

3 +

j,

~

22µ

-

8

4µ7

+-2-SV

e,,

Rzo C20 330R 10µ

/OOn

" Ca

r

+12V

Rtt1

L7

F1

Cg .... 1Ó0n

R,a 2K2

,

Ra

R1 10K

l l ..

!,~

3n3

47n

i ·- __:,;;·¡ . ,/ .

1K

C, 9 7

8

Ca. :~ 10n

C11

1µ

-

6

;1H

-<-5V

>'-1----7

1Q'I -n-i--c3:::30::¡: R_

,. 2-5V "'

C¡,

Rn 1K

10"

canal

hquierdo

R21

!f--l¡ R12 22K

Sal/da

I

-1zv

Ri9 2K2

14.30 Circuito conector analógico.

295


Los terminales 1 y 12 disponen de una constante de tiempo de 62,5 µs, mientras que los terminales 4 y 11 disponen de una corrección J17. Estas correcciones de deénfasis actúan sobre la señal de audio principal procedente del terminal 8 del TDA6i 60, y las transmiten a los puertos de salida 3 y 13. Los terminales 3 y 13 del citado integrado están conectados directamente a las entradas no inversoras de sendos amplificadores operacionales (integrado RC4559 de la figura 14.30), los cuales amplifican en 1O dB las señales de audio y las divrden en dos únicas salidas, correspondientes a los canales derecho e izquierdo. El integrado LM1894 realiza la función de conexión DNR, corngiendo la preénfasis adicional que depende del nivel y las frecuencias del sonido. Efectivamente, en el LM1894 se separa la señal de audio dinámica que llega a través de su terminal 13 (figura 14.30). Mediante una resistencia ajustable acoplada al terminal 5 se alimenta el terminal 6 del integrado, definiéndose así el nivel y la frecuencia de la señal de audio. Entre los terminales 8 y 9 se conecta un filtro F1 que deJa pasar las frecuencias con diferentes niveles de atenuación hacia la entrada inversora de un amplificador operacional integrado en el LMi 894. De esta forma se obtiene una tensión en el integrador 0 2 que actuará de control de la ganancia de los amplificadores operacionales de las entradas de audio. La señal de audio, una vez ha pasado por dos amplificadores operacionales conectados en cascada, se acopla desde el terrninal 11 al 12 a través del condensador C 11 • Según el valor de esta tensión de realimentación, se provoca una alteración de la amplificación general, especialmente en el margen central del espectro de frecuencias de audio. Finalmente diremos que el control del I-IEF4052 se realiza por la co111binación de los niveles lógicos aplicados a sus terminales 9 y 1O, y que un nlvel alto aplicado al terminal 6 dará lugar al sllenciamiento de los dos canales de sonido ya que todos los interruptores electrónicos del mismo quedan en posición de abiertos.

MODULADOR Una vez procesadas las señales de audio y video, éstas han de modular un modulador de RF de forma que se obtenga una señal de televisión válida para ser aplicada a un sintonizador de VHF o UHF, dentro de los canales 2 a 69. En el esquema de la figura 14.31 se muestra el diagrama de bloques de un modulador de esta clase. Se trata de un modulador en Banda Lateral Vestigial. El modulador proporciona una salida en FI con un valor de la portadora de vídeo de 38,9 MHz, fijada mediante un cristal de cuarzo. La portadora de audio se suele ajustar mediante un circuito resonante LC. La salida del modulador dispone de un filtro paso bajo que elimina los armónicos del oscilador de38,9 MHz. Un par de amplificadores de RF compensan las perdidas introducidas por el mezclador y el filtro SAW (figura 14.31).

Entrada de audio

Praénfasis 50µs

r+ Modulado(

-

Filtro paso banda

-

Amplificador

-

SAW

Entrada de video

-

Amplificador

•

Mezclador

t

fe . µC

_.,.

PLL

-

14.31 Diagrama de bloques del modulador de una unidad interior de televisión vía satélite.

296

Oscilador local

.¡i

Salida RF

UNIDAD EXTERIOR

El filtro SAW tiene por finalidad cohseguir una atenuación de unos 45 dB de la banda superior lateral de audio con respecto a la portadora de vídeo. La señal de vídeo de 38,9 MHz y la de audio se mezclan con la generada por un oscilador local PLL. Este oscilador local es el que genera la portadora del canal de televisión que se desea utilizar para acoplar al sintonizador del receptor. Como ejernplo de modulador de radiofrecuencia para receptor de televlsión vía satélite podemos citar el TDA8722 de PHILIPS, cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 14.32 . VIDEO

ADJUST AGND

V0 0 A

RFA

RFB

17

19

...

VlDEOAMP

CLIP AUDIO SOSCA SOSCB

1

~ 1-+v

y

2

~,. SWITCH

TPSGon

¿

--4--

..

1 TPSG

AUDIOFM MODULATóR

3

VOLTAGE REGULATOR

TDAB?22

CLAMP

20

18

+

15 16 ASYMETRJ.CAL OUTPUT B/lFFER

MIXER

balance-tes/ '

'

PC

6 SOA

SCL

PO'

13

10 bi!S 12-BJT PRESCALER + I+DIVIDER y (8) (N)

fo-BUS RECE/VER

12

se/oct •

io1v

LOGIC

......

4 8

RF osciltatoron

enab/el

14

5

UHF OSCJLLATOR

,,.1

-

.

-

PHASE DETECTOR

~

~p

CH.ARGE PUMP

7

/

UOSCA OGND UOSCB CP AMP

• enable

C=>

•

=--11

10

Vooo

DGND

DIVIDER 31,25 kHz (M= 128)

--

4MHz OSCILLATOR

..... e=, g

XTAL

14.32 Diagrama de bloques del integrado TDA8722 de PHIUPS, modulador de vídeo y de audio programable a través de un bus /2C.

El TDA8722 es un integrado que dispone de todos los circuitos necesarios para modular una señal de RF con una.señal de vídeo negativa y en FM una o dos subportadoras de audio, es decir, es válido para una n1odulación estereofónica. La modulación .se realiza con una portadora de un canal de televisión, entre 471 ,25 y'855,25 MHz, con los estándares PAL (B/G, 1, 0/K) y NTSO. Su característica principal es la de ser programable a través de un bus 12C. Está especialmente diseñado para receptores de televisión vía·satélite, magrietoscopios de vídeo y convertidores de televisión por cable. La frecuencia de la portadora de vídeo coincide exactamente con la de un canal de televisión gracias a un sintetizador PLL programable de acuerdo con el formato 12C. En el diagrarna de bloques de la figura 14.32, y en el de conexiones de la figura 14.33, s.e puede ver que la señal de audio entra en el integrado por su terminal '1 , que es la entrada del modulador de FM de audio. Entre los terminales 2 y 3 se conecta un circuito LC paralelo formado por la Inductancia L31 el condensador C3 y la resistencia R3, que forman el circuito oscilante del oscilad.ar del modulador de sonido. La resistencia R:i es necesaria para determinar el factor de calidad del circuito oscilante. La frecuencia de. este oscilador se puede ajustar entre 4,5 y 6,5 MHz, cubriend0 todos los estándares existentes en el mundo. La señal de audio modulada en frecuencia se aplica.a un circuito sumador al que se incorpora la segunda subportadora de audio (figura 14.34). 297


RF VIDEO .=.

R20

C19

470R

100n

....

R1a·

82R

.

75S

R1s 75R ,<

R19

'

470R

•

RV~ 100K

=

R11 :,':: C16 : C1s 82K 100p 100p

C11 1.~P

C20 : ::

PORT SCL

..

100n

SDA •5 V

20

19

18

16

17

15

14 13 12

11 ~

..

'.,..' 4 MHz TDA8722

:~ C11

10n 1

2

3

4

5

7

6

8

9

·:: Cg

10

27p

1

C3

..

Ls

5.~P C1

AUDIO

..

2?PP

15K

R1

220K

.A

R2

12K

150n

.. c. ,.

: :: Cs

R3

L3 15µ

:: Ca

•

33p .

..

Ra 12K Rg

33p

22K

"

BB215 Ra 22K Rs

+33 V

R¡ 12K

22K

:~ C30

... e, ·~

10n

10n )-BC547B

GND

14.33 Esquema de conexiones del integrado TDA8722 para modular una sola subportadora de audio.

En el caso de sonido dual y estéreo (NICAM), la segunda señal de audio entra por el terminal de ajuste 17 (véase figura 14.34). En lo que respecta a la señal de vídeo, ésta entra en el integrado por el terminal 19 (entrada de un circuito clamp) y tras una amplificación se aplica al sumador anterior tras pasar por un conmutador electrónico. En el circuito mezclador (figura 14.32) se realiza la mezcla de las señales de audio y vídeo (ya mezcladas) con la portadora de RF generada en el oscilador de UHF. El circuito oscilante de este oscilador de UHF se conecta entre los terminales 4 y 5 del mismo, y está formado por el diodo de capacidad variable 88215, la bobina L5 y los condensadores C5 y C6 (figuras 14.33 y 14.34). El transistor BC5476 (figuras 14.33 y 14.34) forma con la resistencia R9 un divisor de la tensión de 33 V que polariza en sentido inverso al diodo de capacidad variab1e. La tensión aplicada a dicho diodo es la que establece la frecuencia de oscilación del oscilador de UHF, pues la capacidad del diodo depende de ella. La base del transistor BC547B recibe potencial positivo de la salida 7 del integrado. Esta tensión es el resultado de comparar, en el detector de fase del integrado, la señal procedente del divisor por 128 del oscilador de cristal de 4 MHz con la del oscilador de UHF tras su división por N en el divisor de 12 bis. Esto permite una gran estabilidad de la frecuencia del oscilador de UHF, así como la elección de la frecuencia de la portadora de vídeo a través del bus l2C. Veamos ahora cómo se selecciona desde el bus 12c el canal de televisión. Para empezar diremos que la frecuencia de este oscilador está determinada por el sintetizador de frecuencia PLL programable de acuerdo con la ecuación: fose= 8x N x f REF

donde fose es la frecuencia del oscilador local, N es el factor de división obtenido de una palabra de 12 bits programable desde el bus 12C, y fREIº es la frecuencia de referencia obtenida de dividir por 128 la frecuencia de un cristal de cuarzo de 4 MHz, es decir, 31,25 kHz. • 298

UNIDAD EXTERIOR

RF 75S

R,s 75R

SEG OND

R21

C21

CAR,. RIER

10K

1.~P

..

11

VIDEO

R20

e,~

470R

109n

R11 120K

..

(~

R,6

R,s

82R

470R

C1'1

PORT

1_5p

== 100p C,5

11

C20 :

;:

: ;: C15

SCL

100p

$DA

100n

19

20

.

16'

17

18

+5 V

14 13 12

15

11

, ...

'... , 4 MHz :~ C1;

TDA8722 1

4

.3

2

UJn

7

6

5

g

/J

10

'

1 C3

l.;

5.~P

'

11

'

C1

AUDIO

""

R3

2?9P

..

15K

-

: Cs

150n

'

•• e,, ·33'p

- C5 33p

.. R.

220K

22K

R2 12K

15µ

12K Rg

22K

R1

. L.3

Ra +33V

88215

'

Rs

Cg -"' 27p .

R¡ 12K

22K

:

: : C¡

10n

: C30

10n

)-BC§47B

GND

14.34 Variante del esquema del circuito anterior para modular una segunda subportadora de audio.

Los 12 bits citados se dividen en dos grupos. Los diez más signifiaativos son programables por el bus 12C, no siéndolo los dos últimos o menos significativos. El formato de datos del bus 12C está formado por tres bytes. 8 pri111er byte es el de dirección, es decir, el que establece qué circuito integrado deb.e recibir las órdenes. En este caso el byte de dirección es i 1OOi 000. Cuando por la línea SDA conectada al terminal 13 del TDA8722 se recibe este byte, el integrado queda preparado para recibir los datos, los cuales están formados por dos bytes según el siguiente orden : Byt.e de datos 1. El bit 7 o bit más signlficatlvo siempre es o. Los bits 6 a o reciben los nomb~es de b11 a b5 y se utilizarán para establec.er el factor de división N. Byte de datos 2. 8 bit 7 o bit más significativo es siempre 1. Los bits 6, 5 y 4 se utilizan para pruebas. 8 bit 3 se emplea para controlar el puerto de salida (si es Oqueda en off y si es "1 en on). Los bits 2, 1 y O corresponden al resto de información para establecer el factor de división por N, recibiendo por ello los nombres de b4 ab2,

Los bits b1 y bO no s.é transmiten por la línea SDA ya que no son progr.amables, pero sin em-

299

TELEVISIÓN DIGITAL Y POR SATÉLrTE

bargo sí que intervienen en el proceso de establecer el factor de división N. La razón de que esto ocurra se expone más adelante. Considerando los bits b 11 a bO qúe establecen el número N, el valor de cada uno de ellos es el que se expone en la tabla 14.2 que indica la estructura del número N. bit

b11

b10

b9

b8

b7

b6

b5

b4

b3

b2

b1

bO

valor

512

256

128

64

32

16

8

4

2

1

0,5

0,25

Tabla 14.2 Estmctura del número divisor N

La tensión de salida del comparador de fase debe ser nula cuando las dos señales que compara son iguales y están en fase. Esta circunstancia se da cuando se establece la igualdad: f.

_

0 1v -

fose

8

N

--

fxrAf. 128

--

4 MHz

128

- 3 1 .25O

-

La frecuencia del oscilador de UHF se determina con la fórmula: fose= 512b11 + 256b1 O+ 128b9 + 64b8 + 32b7 + 16b6 + 8b5 + 4b4 + 2b3 + b2 + 0,25b0

Obsérvese que en esta igualdad no figura el bit b1 (de valor 0,5), lo cual significa que siempre tiene un valor O. El bit bO, sin embargo, siempre está presente (nivel 1) y su valor 0,25 formará la parte decimal de la portadora de vídeo que siempre está presente en las normas de televisión. Así, por ejemplo, el canal 21 de UHF se obtiene con los bits de datos 0111010111 (0)1. En esta palabra binaria hemos encerrado entre paréntesis el bit b1 que, como se ha dicho, siempre es cero. La frecuencia de oscilación será, por tanto, fose= 512 x O+ 256 x 1 + 128 x 1 + 64 x 1 + 32 x O+ 16 x 1 + 8 x O+ 4 x 1 + 2 x 1 + 1 x X 1 + 0,25 X 1 256 X 1 + 128 X 1 + 64 X 1 + 16 X 1 + 4 X 1 + 2 X 1 + 1 X 1 + 0,25 X 1 =

=

=471,25 MHz Compruébese que ésta es la frecuencia de la portadora de vídeo normalizada para el canal 21 de UHF en la norma CCIR.

300

Señales de prueba ITS

Las señales de televisióh son muy complejas, puesto que.además de la información de vídeo (luminancia y croma) y de audio, incorpora la salva de color, los impulsos de sincronismo vertical y horizontal, la infonT1ación de teletexto, etc. Como consecuencia de todo eJlo, sólo el 75 % del contenido de la señal de televisión contiene señal de vídeo, quedando el 25 o/o restante dedicado a la transmisión de las señales de sincronismo y a dejar pasar un cierto tiempo para que el haz retorne a la izquierda o a la parte superior de la pantalla. Se trata pues de unos tiempos que, aunque necesarios, hO son «útiles», es decir, no son aprovechados. Así, en el intervalo de barrido horizontal, o barrido de línea, cuya d.uración es de 64 µs en el sistema CCIR de 625 líneas, se incluye la exploración y el retorno, siendo el tiempo de retorno de, aproximadamente, entre un 18 y un 19 %del total, es decir, entre 11,8 y 12,4 µs. De igual forma, el tiempo empleado por el haz en la exploració.n vertical es de 40 ms, ocupando un tiempo de retorno del haz a la parte superior de la pantalla comprendido entre el 6 y el 1O% del tiempo de exploración, es decir entre 2,4 y 4 ms. Dentro de los tiempos de borrado de línea, es decir, durante él tiempo eh el que el haz no incide sobre la pantalla y regresa a su punto de partida en el lado izquierdo de ésta, se incluyen los impulsos de sincronismo de línea, la salva de color y, en algunos casos, señales de audio codificadas en irnpulsos. En lo que respecta al intervalo de borrado vertical, éste consiste en 2 x 25 líneas d.urante un cuadro completo de 625 lineas, las cuales en los primeros tiempos de la televisión eran desa• provechadas en su totalidad. Con el fin de aprovechar estas líneas, actuaJmente se introducen en ellas una serie de señales con fines diversos. Son las siguientes: • • • • • •

Señales digitales para la transmisión de información escrita (teletexto). Señales de prueba para evaluacióh de los parámetros de transmisión. Señales digitales para la transmisión de sonido estereofónico o bicanal. Códigos digitales para Identificación de tiempos. Códigos digitales con fines de control. Lineas con información elin1inada para la medición de rufdo.

TIPOS DE SEÑALES EXISTENTES EN EL INTERVALO DE BORRADO DE CUADRO Las señales actual1T1ente utilizadas en las emisiones de televisión, dentro del intervalo de borrado de cuadro, son las siguientes: TELETEXTO: Información escrita qLJe aparece en pantalla del receptor a petición del usuario, y que hemos tratado en un capitulo anterior de esta obra. VITS: Señales de prueba en el intervalo vertical utilizadas para la 111edida de las características de transmísión. La abre-víatura VITS procede del inglés: Vertical lnterval Test Signals. ITS: Señales de prueba intercaladas coh idéntico fin que las VITS. La abreviatura ITS corresponde a las iniciales de las palabras inglesas: /nsertíon Test Signa/. j

301


/OS: Del inglés lnsertion Data Signa/, es decir señal de datos intercalados. Esta señal se utiliza en la transmisión de datos en forma digital. VIRS: Se trata de una señal de referencia en el intervalo vertical utilizada en Estados Unidos. La abreviatura VIRS procede igualmente del inglés: Vertical lnterval Reterence. Todas estas señales adicionales se transmiten simultáneamente con la señal de vídeo normal, aunque, como hemos dicho, durante los tiempos de borrado vertical, razón por la cual no influyen en nada, o con muy poca incidencia o perturbación, en el programa normal de televisión que se esté recibiendo.

ORIGEN DE LA SEÑAL ITS En los primeros tiempos de la televisión, el ajuste y puesta a punto de los centros emisores se llevaba a cabo mediante la emisión de cartas de ajustes que se transmitían fuera de las horas de emisión. Este sistema, por diversas causas, deja bastante que desear, desde el punto de vista técnico, razón por la cual en la década de los años 50 se ideó intercalar unas señales de prueba en las líneas del intervalo de borrado de cuadro, con el fin de permitir la medida del nivel de vídeo, es decir, la ganancia de inserción. El Comité Consulüvo Internacional de Radio (CCIR) recomendó, en 1963, introducir una barra de referencia blanca en las líneas 17 y 330 de las señales de televisión monocromáticas (figura 15.1). Nivel del n ro

1

o.9-

lmpu/so,de sincronismo 0,8 - horizontal

O, 7 0,6

0,5

0,3

0.2

Bursl

j

Nivel del negro

O, 1

o

2

11

6

H

~~~~~~~~~~--''--~~~~~~~~~~¡

O

32

15.1 Señal de inserción simple en la línea 17 de las señales de televisión 1nonocromática adoptada internacionalmente a principios de la década de los 60.

Esta recon1endación fue modificada en 1965 por el CCIR, al proponer una señal más compleja que hemos dibujado en la figura 15.2.

1,0 0,9

0,8 0,7

O, 14 V

0,6

0,5 0,4

0,3 -

0,2 O, 1 0-1---11~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~+---

O

2

6

11

13

15.2 Señal de inserción recomendada por el CCIR en 1965. 302

21

23

25

27

29

32

SEÑALES DE PRUEBA ITS

Fínalmente, en septiembre ae 1969, el CCIR definió una nueva señal de prueba para el sistema europeo de 625 líneas, que fue adoptada por la Unión Europea de Radiodifusión (UER) y en la cual se prescriben cuatro líneas diferentes, de las cuales una es opcional y otra tiene dos versiones posibles.

SEÑAL ITS RECOMENDADA POR LA UER En el sistema europeo de 625 llneas, la señal de prueba ITS recomendada por la UER puede ser intercalada en las líneas 17 y 18 de una semiimagen y en las líneas 330 y 331 de la otra semiirnagen, es decir, dentro de las líneas de retorno vertical de la senal de televisión. Esta señal ITS consiste en cuatro señales insertadas en las líneas 17, 18, 330 y 331 . 1.0 En la línea 17 se dispone una señal formada por (figura 15.3): • • • •

una barra de luminancia; un impulso de duración 2T; un impulso compuesto de duración 20T; una señal de escalera.

1.·ºº 0,86

l

0,72 0,58

0.44 -

ó,30 -

,.'-

'

,'

26

28

0-1-~ ~ -- -

O

2

6

11

13

151617

20

22

24-

3132

15.3 Señal de inserción CCIR en la línea 17.

2.0 En la lfnea 18 (figura 15.4) la señal está formada por: • una barra de referencia; • una n1ultisalva·.

1,00

~ ::;¡

1

O86 -

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.,.,

..,

ci

ci

N

!i! ::;¡

N

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o

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(Q

Q

..:

{!

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'

0,65 -

0.44 0,30

o + --',-----¡----,---,-~ · - - -- i - - - i - ---i-- - , - -,-J-

O

2

6

8

10

12

15

t8

21

24

27

30 31 32


3.0 En la línea 330 (figura 15.5), se dispone una señal. semejante a la de la línea 17 pero sin el impulso 20Ty superponiendo la subportadora de color a la señal de escalera. 303


1,00 0,86 -

0,72 0,58 0,44 0,30

O

2

6

11

13

15

20

22

24

26

28

3132


4. 0 En la línea 331 (figura í 5.6), la señal está formada por: • una barra de crominancia de uno o tres niveles; • una señal de referencia de crominancia. Mediante la utilización de estas señales, utilizadas en todos los centros emisores de televisión y de radioenlaces, se reduce la duración de las pruebas previas a la emisión, pudiendo realizarse las mediciones durante las transmisiones de los programas, Veamos ahora, punto por punto, la utilidad de cada una de estas señales. 1,00 1

0,86

1

0,72 0,58

1

0,44 -

1-

1

030 '

O

2

6 7

9

11

14

30 31 32

17

15.6 Señal de inserción CCIR en la línea 331. •

BARRA DE LUMINANCIA La barra de luminancia está formada por una señal de onda cuadrada con una amplitud de 700 mV, es decir, desde el nivel de negro puro (de 300 mV) al de blanco puro (de 1 V). Su duración es de 10 µs medidos en el nivel del 50 % de su amplitud (figura 15.7). Los frentes anterior y posterior tienen forma de seno cuadrado integrado, con un tiempo de subida de 200 ns medido entre los niveles de amplitud del 1O % al 90 %. La barra de luminancia está presente en el intervalo transcurrido entre el tiempo 12 µs y 22 µs. Esta barra de luminancia se intercala en las dos semiimágenes de la señal de televisión, en la línea 17 de la primera y en la línea 330 de la segunda (figuras 15.3 y 15.5). Los componentes dominantes de frecuencia en el espectro corresponden a la parte baja de las videofrecuencias. Mediante la barra de luminancia se miden dos parámetros de la señal de televisión: la ganancia de inserción y la distorsión de onda durante la línea.

304


V 1000 (mV) 900

l

800 1

700 -

10 us '

600 500 400 300

. !

200 -

100

-1

o _l--f-12

17

µs

22

15.7 Parámetros de la barra de luminancia de las señales ITS.

La ganancia de inserción es la retación, expresada en decibelios, de la amplitud cresta acresta de la barra de luminancla obtenida en el receptor con respecto a la amplitud orígínal dada por la norma (700 rnV):

V G1 = 20 log barra [dB] 700 mV Así pues, si mediante un osciloscopio se mide la amplitud de esta barra en el medidor de nivel de vídeo, y se aplica la citada fórmula, se obtiene la ganancia de inserción o nivel de vídeo de la transmisión. La barra de luminancia.. también se utiliza para determinar la distorsión de la forma de onda durante la línea. Esta distorsión puede ser de dos tipos: distorsión en la parte superior y distorsión en fa base del período de fa línea. En lo que respecta a la distorsión en la parte superior del período de línea, ésta se manifiesta como una ondulación en la parté superior de la barra (figura 15.8). La magnitud de esta distorsión se obtiene observando la máxima variaciqn de amplitud en el nivel de la zona superior de la barra de luminancia respecto al centro de la misma, tal como se indica en la figura 15.8. ~V

V

1000

(mV)

900

- --·--· _,_ --

800· 700 600 500

400 300 20()

100

1 f

1

o~

! 12 13

15.8 Distorsión en la parte 17

21 22

µs

superior de la barra de Juminancia.

Para efectuar esta meo ida se desprecia el primer y último microsegundo y se procede a efectuar el cálculo, en tanto por ciento de distorsión, a partir de la fórmula: LTO =

AV

100

v™ra

305


La distorsión en la línea de base se obtiene a partir de la diferencia entre la señal, 400 ns después del punto de amplitud mitad del borde posterior de la barra, y el nivel en un punto que sigue a la barra de luminancia por un intervalo igual a la mitad de la duración de la barra (figura 15.9). Una vez obtenidos estos dos valores, se aplica la fórmula:

BLD =

.1.V 100 Voorra

obteniéndose el porcentaje de distorsión con respecto a la amplitud de la barra. V 1000 1 (mV) 900 800 700 600 -

~V

500 400 -

··-· .. . : .......,' .. ,•.......__ _....1...._

300-l-~

.:' .:'

200 -

:

-

_

400ns

100 .. - ~ ~. -- - - - -- - - - ; ,. ~O-'--...;-,,,

15.9 Distorsión en la base de la barra de luminancia.

12

22

µs

IMPULS02T El impulso 2T se inserta en las líneas 17 y 330 (figuras 15.3 y 15.5). Se trata de un impulso de seno cuadrado con una amplitud igual a la de la barra de luminancia, es decir, de 700 mV. La duración en el nivel de amplitud mitad del impulso es 2T, de ahí su denominación, correspondiente a 200 ns. El impulso 2T posee un espectro de frecuencia que tiene componentes dominantes hasta, aproximadamente, unos 2,5 MHz, descendiendo la amplitud de estas frecuencias hasta un nivel cero a los 5 MHz. El impulso 2T se utiliza para llevar a cabo dos medidas de distorsión: • La relación barra-impulso. • El factor K con relación a 2T.

La relación barra-impulso se obtiene midiendo la diferencia entre la amplitud del in1pulso y la amplitud de la barra. Con estos dos datos se obtiene la relación porcentual aplicando la fórmula:

PIB = Así, en el caso de la figura 15.1 O se ha supuesto que la amplitud de la barra de luminancia es de 700 mVy la del impulso está 200 mV por debajo, la relación barra-impulso tiene aquí un valor:

PIB

=

.1.V 100= 500mV x100=71 43 % Vbarra

700 mV

'

El valor obtenido proporciona un conocimiento de la capacidad de reproducción de detalles finos de la imagen. El máxirno detalle se obtiene con un porcentaje del 100 %, es decir, cuando 306


V 1000 ] (mV) 900

J

800 · 700 .600 AV

soo -

'

400 -

300 200 100 0

1

22

23

24

25

27

26

zg

28

15.10 Relación entre la amplitud del impulso y la de la barra de fumlnancia,

~

µs

la amplitud del impulso coincide con la de la barra d·e luminancia. Para llevar a. cabo la medida de estas amplitudes es preciso utilizar un osciloscopio. El factor K con relación a 2T proporciona la medida .de la respuesta del sistema de televisión a los impulsos de luminancia y escalones, los cuales han de ser reproducidos ·con un mínimo de sobreímpulso y oscilaciones. Para obtener el factor Kl 2T se utHiza una gráfic;;a de tolerancia en forma de submarino (figura 15.11), la cual se sitúa en forma de retículo sobre la pantalla de un osciloscopio. Mediante esta gráfica se deterrriina en cifras la calidad de la imagen.

1

· - - -·· - · - 1.tJi~ µs ·J l,,l-- ! -~ - 5~

O5 ......a . . . . .

'

±2K

l±K

o

----·------5

J±K

1

±4K· - -;-- · ±4K

·2

o

+2

-------- --f--- -

+4

+6

15.11 Retícula para la medición de la respuesta 2[

IMPULSO 207 El impulso compuesto 20T se introduce en la línea 17 (figura 15.3). Consiste en un impulso de seno cuadrado de una duración 20T, añadido a una señal de crominancia que tiene el Impulso 20T como envolvente. La amplitud máxima de este irnpulso es igual a la de la barra de crominancia, es decir, 700 mV La duración en el nivel de amplitud mitad es de 207; de ahí su denominación, lo cual corres~ pande a un tiempo de 2 µs. El espectro de frecuencia del impulso 20T posee componentes de baja frecuencia de hasta 0,5 MHz, derivados del impulso de seno cuadrado, e ímpulsos de alta frecuencia de 1 MHz de ancho situados alrededor de la frecuencia .de la subportadora de 4,43 MHz. Mediante el impulso 20T se pueden medir dos clases de distorsión: Desigualdad de la ganancia entre las señales de orominancia y luminanoia. Desigualdad en el retardo entre las señales de cromlnancia y luminancia. La desigualdad de ganancia entre la crominancia y la lumlnancia quiere decir que ambas señales tienen una amplitud diferente. Para llevar a cabo esta medida se comprueba fa diferencia entre las amplitudes de las señales de luminancía y de crominancia del impulso 20T, y se expresa como porcentaje de la amplitud de la parte de luminancia.

307


Se trata de una medida de alta precisión, la cual ha de realizarse con un ecualizador- de ganancia y retardo de crominancia calibrado. Con ayuda de un osciloscopio también es posible medir esta distorsión, para lo cual se mide la curvatur-a inferior del impulso 20T. La d1ferencia en tiempo entre las señales de luminancia y crominancia ha de ser exacta; en caso contrario se tiene una distorsión en el retardo crominancia-luminancia. AJ igual que en el caso anterior, y si se desea una medida de precisión de esta distorsión, deberá utilizarse un ecualizador. La medida de la curvatura inferior del impulso 20T mediante un osciloscopio también determina, aunque de forma aproximada, la desigualdad de retardo crominancia-luminancia.

SEÑAL MULTISALVA La señal multisalva se introduce en la línea 18 de la señal de televisión (figura 15.4). Está formada por dos niveles de referencia y seis salvas de onda senoidal. La amplitud cresta a cresta de la multisalva está comprendida entre los niveles de referencia de 420 mV y 860 mV (figura 15.4), lo cual corresponde a una amplitud de cresta a cresta de 420 m\/, es decir, el 60 % del nivel de bl.anco (700 mV). Cada una de las salvas tiene frecuencia distinta, tal como se indica en la figura i 5.4, y están comprendidas entre 0,5 MHz y 5,8 MHz. Es importante destacar que en el espectro de frecuencia una salva de onda senoidal no tiene una frecuencia única, sino ql:le está representada por un espectro de 0,5 MHz de ancho, centrado alrededor de la frecuencia de la onda senoidal. Mediante la señal multisalva se evalúa la respuesta amplitud-frecuencia de un sistema de televisión. Esta medida es muy sencilla de realizar, ya que se trata de evaluar porcentualmente la diferencia entre la amplitud cresta a cresta de cada una de las salvas con respecto a la amplitud cresta a cresta de los niveles de referencia, es decir:

AFR = Vsalva -Vroferencia 100 vreferencia

Así, si la amplitud cresta a cresta de una de las salvas es de, por ejemplo, 320 m\/, la respuesta frecuencia/amplitud será de:

AFR =

Vsalv~ -Vreferencia VreferencJa

100 =

320 mV- 420 n1V

420mV

x 100=-24º/o

•

SEÑAL ESCALERA La señal escalera se introduce en la línea 17, junto con los impulsos 2T y 20T (figura i 5.3). Como s.u nombre indica, está formada por cinco escalones, de 140 mV de amplitud y 4 µs de duración cada uno, es decir, cada 4 µs la amplitud sube 140 mV. La señal escalera se. utiliza para medir la no linealidad de la luminancia, puesto que proporciona seis niveles de gris, desde el negro puro al blanco puro. Efectivamente, si se introducen en una señal de televisión estos escalones, se producen seis niveles de grises, por lo que a partir de ellos es posible evaluar la capacidad del sistema de televisión para reproducirlos correctamente. La distorsión no lineal de la señal de lun1inancia consiste en la separación de la proporcionalidad entre la amplitud de un escalón, tomado como unidad a la entrada del circuito, y la amplitud obtenida a la salida a medida que el nivel del escalón se desplaza del nivel de negro al nivel de blanco. En el receptor la señal escalera se transforma, mediante una red diferenciadora y formadora, en un tren de cinco Impulsos. Comparando las amplitudes de estos impulsos, es posible calcu-

308


lar el valor de la distorsión, expresando la drferencia entre.las amplitudes máxima y mínima porcentualmente con respecto a la amplitud máxima.

SEÑAL ESCALERA CON SUBPORTADORA SUPERPUESTA La señal escalera con subportadora. superpuesta está formacJa por los .cinco escalones de la señal escalera antes citada pero añadiéndoles la subportadora.con una amplítud cresta P cresta de 280 mV. Como resultado se obtiene la forma de onda representada en la figura 15.5, la cual se introduce en la línea 330. De la forma expuesta se consigue que la subportadora esté presente eri los seis niveles de luminancia, entre el negro y el blanco. La señal escalera con subportadora superpuesta se wtiliza para medir la ganancia y fase diferenciales. La ganancia diferencial es una medida de la lntermodulación luminancia-crominancia, que hace depender la saturación de color del nivel de luminancia. La ganancia diferencial se define pues como el cambio de color cuando la luminancia varía del nivel de negro al de blanco, manteniendo el nivel medio de la imageri a un valor determinado. Para llevar a cabo esta medida se hace pasar la señal por un filtro paso banda de.4,43 MHz, con lo cual se suprime la escalera de luminancia. La señal, obtenida a la salida del filtro, se aplica a un osciloscopio, en cuya pantalla se visualizan y cornparan en amplitud las seis secciones. La ganancia diferencial se expresa en forma porcentual., obtenida por la diferencia entre las amplitudes máximas y rr1ínimas de la mayor y menor sección correspondientes a la amplitud de la subportadora en el nivel de negro. La fase diferencial es la medida de la interacción entre.las señales de luminancia y la de crominancia, y que causa la.dependencia del matiz del color respecto del nivel de luminanci.a. Se define como el cambio en la fase de la sübportadora de color cuando la luminancia varía del nivel de negro al de blanco, con el nivel medio de la imagen mantenido a un valor deterrninado. Para rr1edir la fase diferencial se hace pasar la señal escalera con subportadora superpuesta a través de un filtro paso banda de 4,43 MHz. La señal obtenida a la salida de este filtro se aplica a un circuito detector de fase y de la salida de este último a un osciloscopio. La fase diferencial puede entonces determinarse como la diferencia, en grados, entre la máxima y mínima var1ación en el ángulo de fase de las seis secciones.

SEÑAL DE CROMINANCIA La señal de crominancia e.stá formada por una escalera oe tres niveles perfectamente definidos (figura 15.12). La amplitud· cresta a cresta de la subportadora, en cada uno de los niveles, es de 140, 420 y 700 mV. 1,00

av

0,86

'0,72 0.58 0,44 . 0,30

11 12

14

18

22

28

32

15.12 lntermodulación de la señal de crominancia en la de /uminancia.

309


La señal de crominancia se sitúa en el 50 % del pedestal, junto con la señal de referencia de subportadora. Esta señal de crominancia se dispone en la línea 331 (figura 15.6). Mediante la escalera de crominancia se puede medir la intermodulación de la señal de crom1nancia en la de luminancia, la cual se define como la variación que sufre la amplitud de una señal de luminancia de amplitud constante al superponerla a una señal de crominancia. Para efectuar esta rnedida se hace pasar la señal de escalera de crominancia a través de un filtro de paso banda muy estrecho, sintonizado a la frecuencia de la subportadora para eliminar ésta. A continuación se mide la máxima variación de la amplitud del pedestal y se calcula el porcentaje de ésta con respecto a la amplitud de la barra de luminancia que figura en las líneas 17 y 330, es decir mediante la fórmula: CLIM = ti.V Vbarra

100

RESUMEN Como resumen, en la tabla 15.1 se indican las señales de prueba intercaladas (ITS), las lfneas de barrido en las cuales se introducen y los parámetros que pueden medirse con ellas para determinar la calidad de una imagen. Séf;iaJ de pru~.~

IJneas

00

,(

ª

.

' ''" ¡f Par<'trnetro ·a:rf1edir con e~

Barra de lumlnancia

17 y 330

• Ganancia de Inserción. • Distorsión en la forma de onda durante el período de línea.

Impulso 2T

17 y 330

• Distorsión en la forma de onda durante una transición rápida.

"

~g~

•

Impulso compuesto 20T

17

Desigualdad en la ganancia entre crominancia y luminancia. • Desigualdad en el retardo entre crominancia y luminancia.

MlJltisalva

18

• Respuesta amplitud/frecuencia.

Escalera

17

• Alinealidad en la luminancia.

Escalera con subportadora superpuesta

330

• Ganancia diferencial. • Fase diferencial.

Barra de crominancia

331

•

lntermodulación crominancia-luminancia.

Tabla 15.1 Señales ITS.

Para finalizar sólo resta decir que la relación señal/ruido, es decir, la relación entre la amplitud máxima del blanco y el valor eficaz del ruido aleatorio una vez filtrado, se mide intercalando en el programa transmitido una línea sin señal durante el borrado de cuadro. Se miden los valores citados y el resultado se expresa, como es norma al tratar de la relación señal/ruido, en decibelios.

310

Abreviaturas acrónimos y singlas utilizadas en esta obra

A/D ADC ADM AGC

AFC AM ASCII

AV BB BBC BCD BF BLK BLU BPSK

c e.a. CAC CAF CAG CCIR

CCITT

CD CDA CI

Analógico/Digital Analog-to-Digital Converter. Convertidor analógico a digital. Adaptative Delta Modulator. Modulación delta adaptativa. Automatic Ganance Control. Control automático de ganancia. Automatic Frecuence Control. C.ontrol automático de frecuencia. Amplitud modulada. American Standard Code for lnformation fnterchange. Código norn1alizado americano para el intercambio de información. Audio-Vídeo. Banda base. Britísh Broadcastíng Corporation. Corporación Británica de Radiodifusión. Bynari Coded Decimal. Decimal codificado en binario. Baja frecuencia. Black. Negro. Banda lateral única. Bínary Phase Shift Keying. Mo.dulación de señal digital en transmisión vía satélite por variación de fase bipolar. Croma. Señal de croma. Corriente alterna. Control automático de color. Control automático de frecuenela. Control automático de ganancia. lnternational Radio Consultative Commitee. Comité ConsuJtivo lnternacio.nal de Radio. Consultative Committee lnternational Telegraphic and Tefephonic. Comité Consultivo Internacional Telegráfico y Telefónico. Compact Oisc. Disco compacto. Convertidor digital a analógico. Circuito integrado.

CMOS C/N COFDM

CSA D/A DBS DIL DQPSK DRAM ORO DSP DSR DVB DVB-T EBU EEPROM EFL EPROM ETSI

Complementary Metal Oxide Semiconductor. Convertidor analógico a digital. Carrierlnoise. Portadora/ruido. Coded Orthogonal Frecuency Division Multiplexing. Multiplexado de frecuencias ortogonales moduladas con señal de banda base codificada. Cornmon Scrambling Algoritm. Algoritmo común de desembrollado. Digital a analógico. Direct Broadcast Satelite. Difusión directa por satélite. Dual In Line. Encapsulado de circuitos integrados en doble línea. Differencial Quadrature Phase Shitf Keying. Codificación diferencial por desplazamiento de fase en cuadratura. Dynamíc Random Acces Memory. Memoria dinámica de acceso aleatorio. Oie/ectricaf Resonant Oscil/ator. Resonador dieléctrico. Digital Signa/ Processor. Procesador digital de señales. Digital Satellíte Rad;o. Radiodifusión digital por satélite. Digital Video Broadcasting. Difusión de vídeo digital. Digital Video Broadcasting Terrestrial. Difusión de vídeo digital terrestre. European Broadcasting Union. Electrical/y-Erasable Programmabfe Read Only Memory. Memoria de sólo lectura programable y borrable eléctricamente. Error Flag. «Bandera» error. Erasable Programmable Read Only Memory. Memoria de sólo lectura programable y borrable. European Tetecomunicatíons Standard lnstitute. Instituto Europeo para la normalización de las telecomunicaciones. 31'1


FAW

•

Frame Alignment Word. Palabra de alineamiento de trama FCC Federal Communications Commision. Comisión Federal de Telecomunicaciones de EE.UU. FET Reld Effect Transistor. Transistor de efecto decampo. FI Frecuencia intermedia. FIFO Rrst-ln!Rrst-Out. Primero en entrar/primero en salir. FM Frecuencia modulada. FSS Fixed Satellíte Services. Servicios fijos de telecomunicación vía satélite. FST Frecuency Synthesized Tuning. Sintonización por síntesis de frecuencia. GNO Ground. Masa. GOP Group Of Pictures. Grupo de cuadros. HCMOS CMOS de alta velocidad. HDTV High Definition TV. Televisión de alta definición. IC lntegrated Circuit. Circuito integrado. IDS lnsertion Data Signa/. Señal de datos intercalados. IOTV lmproved Definition 7V. Televisión con definición mejorada. IEC Organización Electrotécnica Internacional. IR Infrarrojo. ISO Organización Internacional de Estandarización. ITS lnsertion Test Signa/. Señal insertada de prueba. ITU Unión Internacional de Telecomunicaciones. 12c lnter /C. L Left. Izquierdo. LEO Light Emitter Diode. Diodo emisor de luz. LNA Low Noise Amplifier. Amplificador de bajo ruido. LNB Low Noise Blockconverter. Bloque conversor de bajo ruido. LPF Low pass filter. Filtro paso bajo. MAC Multiplex Analog Component. Sistema de multiplexado de los componentes analógicos. MAT Muy Alta Tensión. MOS Metal Oxide Semiconductor. MOSFET Metal Oxide Semiconductor Reld Effect Transistor. Transistor MOS de efecto de campo. MPEG Moving Pictures Expert Group . Grupo de expertos en imágenes en movimiento. MUSICAM Masking pattern Universal Subband lntegrated Coding And Multiple>dng. Sistema de compresión digital de las señales de audio. 3 12

NICAM

NTSC

oso PAL PAM PCM PES PIO PIP PLL POP PROM PS PV PWM QAM

QFP QPSK

QSS R R RAM ROS REMO RF RGB RISC

ROM

Near lnstantaneous Compounder Audio Multiplex. Audio multiplexado y comprimido casi instantáneamente. Natíonal Television System Commission. Comisión nacional de sistema de televisión de EE. UU. On-Screen Display. Visualizador de funciones en pantalla. Phase Alternating Line. Línea de fase alterna. Pulse Amplitude Modulation. Impulsos modulados en amplitud. Pulse Code Modulation. Modulación por Impulsos codificados. Packetized Elementary Stream. Flujo de información elemental empaquetada. Packet ldentification. Paquete de identificación. Picture In Picture. Imagen en imagen. Phase Locked Loop. Circuito de bloqueo de fase. Picture Out Picture. Imagen fuera de la imagen. Programmable Read Only Memory. Memoria programable de sólo lectura. Portadora de audio. Portadora de vídeo. Pulse Width Modulator. Modulador de ancho de impulsos. Quadrature Amplitude Modulation. Modulación de señal digital en transmisiones de televisión por cable, moduladas en amplitud. Quad Flat Package. Cápsula de circuito integrado de cuatros lados. Quadrature Phase Shíft Keying. Modulación de señal digital en transmisión vía satélite por variación de fase en c uadratura. Quasi Split Sound. Sonido casi separado. • Right. Derecho. Rojo. Random Acces Memory. Memoria de acceso aleatorio. Radio Data System. Sistema de transmisión de datos por radio. Remate control signa/. Señal de control remoto. Radiofrecuencia. Red, Green, Blue. Rojo, verde y azul. Reduced lnstruction Set Computing. Procesador con instrucciones de complejidad reducida. Read Only Memory. Memoria de sólo lectura.

ABREVIATU.RA$, ACRÓNIMOS Y SIGLAS UTILIZADAS EN ESTA OBRA

SAW SECAM SFN SHF SI

SIL SMPS S/N

SNR

so

SRAM TRC TAC TPSG TROM TS TTC TTD

Surtace Acoustic Wave. Onda acústica superficial. Sequentief Couleur Avec Memoire. Sistema francés de codificación secuencial de televisión en color en memoria. Single Frequency Networks. Redes de frecuencia única. Super Higth Frequency. Super alta frecuencia. Serial Input. Entrada serie. Single In Line. Switched Mode Power Suppfy. Fuente de alirnentación en modo conmutado. Signal!Noise. Relación señal/ruido. Sigr1a/ Noise Ratio. Relación señal/ruido. SmE,Jtl Outlíne. Diseño pequeño. Sta tic Random Access Memory. Mernoria estática de acceso aleatorio. Tubo de rayos catódicos. Teletext Adquisitíon and Control. Control y proceso de datos de teletexto. Test Pattem Signa/ Generator. Ge.nerador de señal de prueba normalizada. Tefetext Read Only Memory. Merr1oria de sólo lectura de teJetexto. Transpbrt Stream. Flujo de información de vídeo y audio de un determinado programa. Teletext Clock. Reloj de teletexto. Teletext Data. Datos de teletexto.

TTL TVRO TWD

UER UHF V

veo

VCR VHF

VIRS VITS VTS

vxo WACK WOK

ws

y

µC µP

Transistor-Transistor Logic. Lógica transistor-transistor. Televisión Receive Only. Estación receptora de televisión vía satélite. Travellfng Wave Oivider. División de onda progresiva. Unión Europea de Radiodifusión. Ultra H/gh Frequency. Ultra alta frecuencia. Verde. Voltage Control Oscilator. Oscilador controlado por tensión. Video Cassette Recorder. Grabador de vídeo en casete. Very High Frequency. Muy alta frecuencia. Vertical lnterval Reference. Referencia en el intervalo vertical. Vertical lnterva/ Test Signals. Señales de prueba en el intervalo vertical. Voltage Synthesized Tuning. Sintonización por síntesis de tensión. Oscilador de cristal con control de fase por tensión. Wríte Address clock. Reloj de dirección de escritura. Wiite O.K. Escribir. Word Select. Selector de palabra. Lun1inancia. Seiial de lun1inancia. Microcontrolad.or. Microprocesador.

•

313

•

,

Indice

1 Sistemas de TV estéreo/dual

Introducción 7 Sistemas de televisión estereofónica 7 Sistema japonés FM-FM 8 Sfstema.Zweiton o de dos portadoras 8 La técnica QSS 12 Circuito para el sistema alemán de dos portadoras 15 Circuito para el sistema QSS 16 Sistemas digitales de emisión estéreo/dual 19 El sistema ADM 20 El sistema NICAM 21 Preénfasis 22 Conversión analógico-digital en el sistema NICAM 728 22 Compresión de la señal de audio muestreada en el sistema NICAM 728 23 Bit de paridad 25 Estructura de la trama en el sistema NICAM 728 26 Multiplexado de las señales 27 Entrelazado 28 Aleatorización de la señal de trama 29 Modulación de fa señal digital en el sistema NICAM 728 30 Demodulador NICAM 728 32 Decodificador NlCAM 728 35 Convertidores DIA 37 Demodulador/decodificador NICAM 728 integrado 38 2 Teletexto

ntrod ucción Normas de transrr1isión de teletexto Formato de visualización de las páginas de teletexto El nivel 1.5 Circuito decodificador de teletexto Separador de datos Regenerador de los impulsos de reloj Adquisición de datos 1

43 43 44 45 48 50 ' 50 51

Interfaz y RAM Generador de caracteres Separador de sincronismos Reloj y temporizador Acoplamiento del decodificador de teletexto al receptor de televisión Ejemplo de circuito integrado decod.ificador de teletexto

52 52 53

54 55

58

3 Control digital Introducción Buses de control digital Bus IM Bus 12C de PHILIPS Formato de los datos en el bus 12c Conexiones de subdireccionamiento Memorias Localización de la dirección correcta • en una memoria Memoria de sólo lectura (ROM) Memorias programables de sólo lectura (PROM) Memorias de sólo lectura, programables y borrables (EFROM) Memorias de sólo lectura, programables y borrables electrónicamente (EEPROM) Memoria de acceso aleatorto (RAM) Memoria estática de acceso aleatorio (SRAM) Memoria dinámica de acceso aleatorio (DRAM) Sintonización automática de bandas y canales mediante control digital Sintonización mediante síntesis de tensión Sintonización mediante síntesfs de frecuencia

61 61

62

63 65 66

68 68 71

72 73

74 76 76

80 81 82 85

4 Control local y remoto

Introducción Constitución básica del sistema de control Teclado

89

89 90 315


Formato de bits en los sistemas de control por infrarrojos Circuito de control remoto por IR en formato ITI, para mando a distancia de un receptor de televisión Circuito de control remoto por IR en formato RECS80 de PHILIPS, para mando a distancia de un receptor de televisión Circuito de control remoto por IR en formato RC-5 de PHILIPS, para mando a distancia de un receptor de televisión Receptor de IR del control remoto Configuraciones de control

92

Codificador de Viterbi Norma ETSI para las emisiones de televisión digital terrestre

152 153

94 8 Televisión digital vía satélite

96

97 99 103

Generalidades Sistema DVB para transmisión de televisión digital vía satélite Filtro de Nyquist Modulador QPSK Ancho de banda y espectro de frecuencias de la modulación QPSK

155 155 156 156 158

5 Presentación de datos en pantalla (OSD) 9 Televisión digital por cable

Introducción Secuencia de un sistema OSO Configuraciones de los circuitos OSO Principio de funcionamiento del sistema OSO Generador de caracteres Ejemplos de circuitos integrados con OSO

107 107 107 108 i 12 114

Introducción Sistema DVB para transmisión de televisión digital por cable Modulador OAM Ancho de banda y espectro de frecuencias en la modulación QAM

161 161 162 164

6 Fundamentos de la televisión digital 1 OEl receptor de televisión digital

Concepto y breve historia de la televisión digital Proceso de conversión de una señal analógica en digital Transmisión de datos Necesidad de la compresión de la información de la señal de vídeo Estructura de la señal de vídeo digital Redundancia Estándar de compresión MPEG Proceso MPEG-2 de compresión de la señal de vídeo . Compresión de la señal de audio Tipos de imagen MPEG Compensación del movimiento Multiplexado MPEG-2 Estándares de compresión MPEG-2

119 119 127 129 130 131 133 133 138 138 140 141 142

7 Televisión digital terrestre

Emisión de la señal de televisión digital Calidad de la señal en la televisión digital terrestre Modulación COFOM Intervalo de guarda Inversor de sincronismo y dispersión de energía Codificador Reed Solomon 188-204 Entrelazado 316

145 147 147 149 . 150 152 152

Generalidades Receptor de televisión digital terrestre Subconversor para DVB-T Sintonizador y demodulador de señales de televisión vía satélite OVB y DBS Demodulador OAM de señales de televisión por cable Convertidor analógico a digital Demultiplexor de paquete MPEG Decodificador MPEG AVGO

167 168 169 175 183 187 188 191

11 Televisión digitalizada

Introducción Fundamentos de la televisión digitalizada Conversor NO Decodificador digital Conversión de digital a analógico y matrizado de las componentes YUV Sistema 2H (100 Hz) Convertidor 1H a 2H Sistema PALplus Fundamentos del sistema PALplus Compatibilidad entre los formatos 4:3 y 16:9 Codificador PALplus

195 195 196 197 203 206 207 209 211 212 213

ÍNDICE

Decodificador PALplus Sistema Pícture In Picture (PIP)

217 221

12 Reflectores parabólicos para antenas de televisión vía satélite

lntroduc.ción Bandas de frecuencias en televisión vía satélite Polarización de la señal de- televisión vía satélite Huella Antena receptora con reflector parabólico Unidad externa Unidad interna Configuraciones básicas de una estación receptora de señales de televisión vía satélite Parámetros de la señal del enlace descendente Partes constituyentes de una antena parabólica La parábola Características técnicas de una antena parabólica Diámetro del plato reflector Ganancia de una antena parabólica Rendimiento de una antEJna parabólica Relación . D/f Ángulo de radiación de una antena parabólica Lóbulos principal y secundarios de una anteria parabólica Ancho de banda de una antena parabólica Temperatura de ruido de una antena parabólica Eficiencia de una antena parabólica Fabricación de los reflectores para antenas parabólicas. Tipos de reflectores para antenas parabólicas Antenas parabólicas de foco centrado Antenas offset

229 229 230 231 232 233 233 233· 234 234 235 236 236 237 238 238 242 244 2·45 245

2·4 6

246 246 247 248

13 Unidad exterior

Partes constituyentes de 1<;1 unidad exterior

251

Alimentador o iluminador Guía de ondas Sonda Polarizadores Polarizador ortomodo Polarizador polarrotor Polarizador circular El conversor LNB Amplificador de bajo ruido (LNA) Filtro paso banda de la frecuencia imagen Convers.o r Amplificador de FI

251 252 257 258 260 261 262 262 264 265 265 267

14 Unidad interior

Introducción Partes constituyentes de una unidad interior Fuente de alimentación Demodulador Procesador de audio y vídeo Conector analógico Modulador

269 269 270 276 284 295 296

15 Señales de prueba ITS

Tipos de señales existentes en el intervalo de borrado de cuadro Origen de la señal fTS Señal ITS recomendada por la UER Barra de luminancia Impulso 2T Impulso 20T Señal multisalva Señal escalera Señal escalera con subportadora superpuesta Señal de crominancia Resumen

301 302 303 304 306 307 308 308 309 309 310

317

Enciclopedia Del Técnico en Electrónica – Tomo 5 – Ceac

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