Eletronica II

Eletrônica II 1 - Transistores de efeito de campo FET é um dispositivo de três terminais utilizado em várias aplicações que em muito se assemelham às funções do transistor TBJ. A diferença é que o TBJ é um dispositivo controlado por corrente e o JFET é um dispositivo controlado por tensão. Fig. 1 – Transistores TBJ e FET

No FET a corrente I será função da tensão VGS aplicada ao circuito de entrada. É importante ter em mente que o TBJ é um dispositivo bipolar e o FET um dispositivo unipolar (depende unicamente da condução de elétrons). O transistor FET é usado como pré-amplificador de vídeo para câmeras de TV, estágios amplificadores de RF para receptores de comunicações, instrumentos de medição, etc. e que realiza muitas funções do TBJ apesar das diferenças conferidas aos dois transistores. Uma das características mais importantes do FET é a alta impedância de entrada. Essa característica é muito relevante no projeto de amplificadores lineares. Existem dois tipos básicos: o FET de junção (JFET) e o FET de porta isolada (IGFET) também chamado de MOSFET (MOSFET de depleção ou MOSFET de intensificação). Impedância de entrada Variação da corrente de saída Ganho de tensão Estabilidade da temperatura Tamanho do dispositivo

1.1

FET Maior Menor Menor Maior Menor

TBJ Menor Maior Maior Menor Maior

Construção e características do JFET

Como visto o JFET é um dispositivo de três terminais, sendo que um deles controla a corrente entre os outros dois. Para esse transistor, o dispositivo de canal n será o principal e haverá parágrafos e seções a respeito do impacto do uso de um JFET de canal p. Fig. 2 – Transistor JFET

Na ausência de um potencial aplicado, o potencial JFET possui duas junções p-n não polarizadas. O resultado é uma região de depleção em cada junção, semelhante à mesma região de um diodo não1

polarizado. Uma região de depleção não possui portadores livres e, por isso, não permite a condução através da região. VGS=0V, VDS>0V  Porta conectada à fonte para dar condição VGS=0V.  Resultado: terminal de porta e fonte no mesmo potencial e uma região de depleção na extremidade inferior de cada material p.  Aplicando VDD (=VDS), estabelece-se a corrente ID.  ID=IS. Fig. 3 – JFET com VGS=0V e VDS>0V.

Note que a região de depleção na parte superior é maior que a inferior (fig. 3). A região superior do material está polarizada reversamente em cerca de 1,5V e a região inferior polarizada reversamente em apenas 0,5V (fig. 4). Fig. 4 – Variação dos potenciais reversos de polarização através da junção p-n de um JFET de canal n.

À medida que a tensão VDS aumenta, a corrente aumenta (lei de Ohm). Fig. 5 – ID x VDS para VGS=0V.

2

Elevando o valor de VDS a um valor em que as duas regiões de depleção se toquem, surge a condição de estrangulamento (VP). ID não é cortada pois ele é limitada pela corrente máxima IDSS. Fig. 6 – Condição de estrangulamento

Se VDS>VP  JFET características de uma fonte de corrente. Logo: IDSS máxima se VGS=0V e VDS>|VP|. Fig. 7 – Fonte de corrente equivalente para VGS=0V, VDS>VP

VGS<0V  Aplicando uma tensão negativa, pode-se definir curvas semelhantes a VGS=0V, mas com valores para VDS.  Se VGS=VP  ID=0mA. Fig. 8 – Aplicação de uma tensão negativa no terminal de porta de um JFET

3

Resistor controlado por tensão A região à esquerda da linha pinch-off (gráfico da fig. 8), é chamada de ôhmica ou região de resistência controlada por tensão. (VDS
Fig. 10 – Gráfico canal p e canal n

No primeiro gráfico da fig. 10, o crescimento vertical indica que houve uma ruptura, e a corrente através do canal (no sentido normalmente esperado) é limitada agora apenas pelo circuito externo. Fig. 11 – Símbolos do JFET: (a) canal n; (b) canal p

4

Fig. 12 – JFET de canal n

(a) VGS=0V, ID=IDSS (b) Corte (ID=0A) VGS menor que o nível de pinch-off (c) ID varia entre 0A e IDSS para VGS menor ou igual a 0V e maior do que a tensão de pinch-off.

1.2

Característica de transferência

Equação de Shockley (JFET): (

) , onde

é a variável de controle,

e

são constantes.

A curva característica de transferência definida pela equação de Shockley não é afetada pelo circuito no qual o dispositivo é empregado. Fig. 13 – Curva de transferência a partir das curvas características de dreno

Se VGS=0V, ID=IDSS Se VGS=VP, ID=0mA Exemplo 1 – Esboce a curva de transferência definida por IDSS=12mA e VP=-6V.

5

Exemplo 2 – Esboce a curva de transferência para um dispositivo de canal p, com IDSS=4mA e VP=3V.

 

1.3

Matchad Folha de dados: Alldatasheet.com

Relações importantes JFET

TBJ (

)

6

1.4

Emprego do MOSFET

MOSFET (transistor de efeito de campo): tipo depleção e tipo intensificação.  MOSFET tipo depleção canal n Fig. 14 – MOSFET tipo depleção de canal n

Não há conexão elétrica direta entre o terminal de porta e o canal de um MOSFET, pois a camada SiO2 representa uma camada isolante. A camada isolante de SiO2 na construção do MOSFET é a responsável pela alta impedância de entrada do dispositivo. A fig. 15 mostra o MOSFET tipo depleção de canal n com VGS=0V e uma tensão VDD aplicada. Fig. 15 – MOSFET tipo depleção de canal n

Fig. 16 – Curvas características de dreno e de transferência para um MOSFET tipo depleção de canal n

7

Exemplo 3  Esboce a curva de transferência para um MOSFET tipo depleção de canal n com IDSS=10mA e VP=-4V.



MOSFET tipo depleção canal p Fig. 17 – MOSFET tipo depleção de canal p com IDSS=6mA e VP= +6V

Fig. 18 – Símbolos gráficos para (a) MOSFETs tipo depleção de canal n (b) MOSFETs tipo depleção de canal p

 MOSFET tipo intensificação canal n No MOSFET tipo intensificação a curva de transferência não é definida pela equação Shockley e a corrente de dreno para esse dispositivo é nula antes de a tensão porta fonte atingir determinado valor. Fig. 19 – MOSFET tipo intensificação de canal n

8

Observe na fig. 19 que não existe um canal entre as duas regiões dopadas tipo n. Essa é a principal diferença que existe entre a construção do MOSFET tipo depleção e o MOSFET tipo intensificação. A característica de transferência é dada pela equação não linear controlada pela tensão portafonte que é a tensão limiar, e pela constante k definida pelo dispositivo empregado. ( ) , onde ( ) e ( ) representam um ponto particular das curvas do dispositivo ligado. A equação que determina o valor de k é:

(

(

(

) )

)

.

Fig. 20 – Curvas características de dreno de um MOSFET tipo intensificação de canal n com V T=2V e k=0,278 x 10-3 A/V2.

Para valores de VGS menores do que o nível de limiar, a corrente de dreno de um MOSFET tipo intensificação é 0mA. Fig. 21 – Esboço das curvas características de transferência de um MOSFET tipo intensificação de canal n

Fig. 22 – MOSFET tipo intensificação de canal p com VT=2V e k=0,5 x 10-3 A/V2



MOSFET tipo intensificação canal p

Fig. 23 – Símbolos para (a) MOSFET tipo intensificação de canal n e (b) MOSFET tipo intensificação de canal p

9

1.5

Polarização do FET

As relações gerais que podem ser aplicadas à análise cc dos amplificadores a FET são:

Para o JFET e o MOSFET tipo depleção, a equação de Shockley relaciona as variáveis de entrada e saída: (

)

Para o MOSFET tipo intensificação, a seguinte equação é aplicável: ( ) Essas equações dependem apenas do dispositivo. Elas não mudam para qualquer configuração do circuito, uma vez que o dispositivo opera na região ativa.

JFET 

Configuração com polarização fixa Fig. 24 – Configuração com polarização fixa. JFET de canal n.

A configuração da fig. 24 inclui os valores Ca Vi e V0 mais os capacitores de acoplamento (C1 e C2). Os capacitores de acoplamento são “circuitos abertos” para análise cc e baixas impedâncias (curtocircuito) para análise ca.

10

O resistor RG está presente para assegurar que Vi apareça na entrada do amplificador FET na análise ca. Para a análise cc: (

)

A queda de zero volt através de equivalente redesenhado na fig. 25:

permite a substituição desse resistor por um curto circuito Fig. 25 – Circuito para análise cc

O valor resultante de corrente de dreno ID é agora controlado pela Equação de Shockley: (

)

Exemplo 4: Determine os seguintes parâmetros para o circuito da figura abaixo: VGSQ, IDQ, VDS, VD, VG, VS.

Equações: ... 

Configuração com autopolarização 11

A configuração com autopolarização elimina a necessidade de duas fontes cc. A tensão de controle porta-fonte é agora determinada pela tensão através do resistor RS colocado no terminal da fonte da configuração, como mostrado na fig. 26. Fig. 26 – Configuração de JFET com autopolarização

Para a análise cc, os capacitores podem novamente serem substituídos por “circuitos abertos”, e o resistor RG pode ser substituído por um curcto-circuito equivalente, já que IG=0A. O resultado é o circuito da fig. 27: Fig. 27 – Análise cc da configuração com autopolarização

Equações: ... Exemplo 5: Determine os seguintes parâmetros para o circuito da figura abaixo: VGSQ, IDQ, VDS, VS, VG, VD.

12



Polarização por divisor de tensão Fig. 28 – Configuração da polarização por divisor de tensão

Fig. 29 – Circuito redesenhado da figura 28 para análise cc

Equações... Fig. 30 – Esboço da equação do circuito para a configuração com divisor de tensão

13

Exemplo 6: Determine os seguintes parâmetros para o circuito da figura abaixo: IDQ, VGSQ, VD, VS, VDS, VDG.

MOSFET Tipo depleção Análise semelhante ao JFET. Exemplo 7: Para o MOSFET tipo depleção de canal n da figura abaixo, determine: IDQ, VGSQ e VDS.

Tipo intensificação

14

Fig. 31 – Curva característica de transferência de um MOSFET tipo intensificação de canal n

Configuração de polarização com realimentação Fig. 32 – Configuração de polarização com realimentação

Fig. 33 – Equivalente cc do circuito da fig. 32

Equações: ... Exemplo 8: Determine IDQ e VGSQ para o MOSFET tipo intensificação da figura abaixo:

15

Configuração de polarização com divisor Fig. 34 – Configuração com polarização por divisor de tensão para um MOSFET de intensificação de canal n

Equações:... Exemplo 9: Determine IDQ, VGSQ, VDS para o circuito a figura abaixo:

1.6

Circuitos combinados

Combinação de configurações em TBJ e FET. Exemplo 10: Determine os níveis VD e VC para o circuito da figura abaixo:

16

1.7

Projeto

Para a elaboração de um projeto existem outras limitações além das condições cc do circuito em questão. Área de aplicação, nível de amplificação desejada, potência do sinal e as condições de operação são algumas das considerações para sua realização. Deve-se se tomar cuidado com níveis de ruído nas condições reais para evitar distorções e descasamento de impedância. Nem sempre as condições do projeto na análise cc existem disponíveis no mercado. Normalmente se faz a análise cc e depois verifica os dispositivos disponíveis para venda.

2 Análise do FET para pequenos sinais Os amplificadores com transistor de efeito de campo são dispositivos muito pequenos e leves, com baixo consumo de potência e aplicáveis a uma ampla faixa de frequências. JFET e MOSFET podem ser usados em amplificadores com ganhos de tensão similares. MOSFET tipo depleção possui uma impedância de entrada muito mais alta que o JFET. O FET pode ser usado como amplificador linear ou como dispositivo digital em circuitos lógicos. O circuito fonte-comum é o mais conhecido, fornecendo um sinal invertido amplificado. Pode ser encontrado também circuitos de dreno comum (seguidor de fonte) com ganho unitário e sem inversão do sinal. Circuitos porta-comum permitem ganho sem inversão. Os circuiots amplificadores ca com FET podem ser analisados por meio de um software (PSpice, Eletronics Workbench). 17

2.1 Operação com pequenos sinais Iremos fazer agora análise ca para dispositivos FET. Importante: Um dos principais componentes do modelo ca reflete o fato de que uma tensão ca aplicada aos terminais porta-fonte do dispositivo controla a corrente entre os terminais dreno-fonte. Fig. 35 – Definição de gm usando a curva característica de transferência

Exemplo 11: Determine o valor de gm para um JFET que apresenta Idss=8mA e Vp=-4V nos seguintes pontos de polarização cc. (a) VGS=-0,5V (b)VGS=-1,5V (c)VGS=-2,5V

Exemplo 12: Para o JFET com a curva característica de transferência do exemplo anterior: (a) Determine o valor máximo de gm. (b) Determine o valor de gm para: VGS=-0,5V; VGS=-1,5V; VGS=-2,5V.

18

Fig. 36 – Circuito equivalente ca do FET

Exemplo 13: Sabendo-se que yfs=3,8mS yos=20µS, esboce o modelo equivalente ca do FET. Circuito JFET com polarização fixa Fig. 37 – Configuração do JFET com polarização fixa

Fig. 38 – Substituição do circuito equivalente ca do JFET no circuito da fig. 37... (Quadro) Fig. 39 – Circuito redesenhado

19

Circuito JFET com autopolarização  Rs com desvio Fig. 40 – Configuração do JFET com autopolarização

Fig. 41 – Circuito equivalente ca da fig. 40

Fig. 42 – Circuito redesenhado da fig. 41

20



Rs sem desvio Fig. 43 – Configuração JFET com autopolarização incluindo o efeito de Rs com r d≈ ∞Ω

Fig. 44 – Inclusão dos efeitos de rd n configuração de autopolarização do JFET

 Circuito JFET com divisor de tensão Fig. 45 – Configuração do JFET com divisor de tensão

21

Fig. 46 – Circuito da fig. 45 sob condições ca


2.2 Seguidor de fonte (Dreno comum) – Circuito JFET Fig. 48 – Configuração seguidor-de-fonte JFET

22

Fig. 49 – Circuito da fig. 48 após a introdução do modelo equivalente ca


Fig. 51 – Determinação de Zo

2.3 Circuito JFET na configuração porta comum Fig. 52 – Configuração porta-comum do JFET

23

Fig. 53 – Circuito equivalente ca do JFET

2.4 Projeto de circuitos amplificadores com FET Cuidados ao se projetar um circuito amplificador:        

Obter de uma condição de polarização cc desejada; Obter um ganho de tensão ca pedido; Aplicar equações aproximadas; Um parâmetro escolhido para o projeto cc terá uma influência importante na resposta ca; A resistência RG pode ser substituída por um curto-circuito equivalente na configuração com realimentação porque IG≈0A no domínio cc; Para análise ca IG proporciona uma alta impedância importante entre Vo e Vi; gm é maior para pontos de operação mais próximos do eixo ID (VGS=0V), o que requer que RS seja relativamente pequeno; Muitas vezes é preciso buscar um equilíbrio entre um ponto de operação específico e seu impacto na resposta ca.

Exemplo 14: Escolha os valores de RD e RS para o circuito da figura abaixo para produzir um ganho igual a 8, usando um valor relativamente alto de gm para esse dispositivo definido em VGS=1/4VP.

24

Exemplo 15: Determine os valores de RD e RS para o circuito da figura do exemplo anterior, de modo a produzir um ganho igual a 8 se o capacitor de desvio Cs for retirado.

3 Resposta em frequência do TBJ e JFET 

Logarítmo Fig. 54 – Folha de gráfico semilog

O log de 2 na base 10 é aproximadamente 0,3. O intervalo de 1 (log101=0) para 2 é, portanto, 30% da extensão total. O log de 3 na base 10 é 0,4771, aproximadamente 48% da extensão (quase a metade da distância entre os pontos de potência de 10 na escala log). Como log105≈0,7, marca-se o ponto correspondente no gráfico a 70% do intervalo total. Observe que o intervalo é o mesmo entre quaisquer dois números que diferem apenas pela potência de 10 (figura 54). Fig. 55 – Identificação da posição das marcas em uma escala log

25

Observe os valores numéricos resultantes e o espaçamento, pois normalmente os gráficos apresentam apenas as marcações indicadas na figura 55. Não se esqueça de que o gráfico de uma função em uma escala log pode modificar o aspecto da forma de onda quando comparado ao gráfico em uma escala linear. Uma reta no gráfico de uma função linear pode se tornar uma curva em uma escala log, enquanto o gráfico de uma função nãolinear em uma escala linear pode produzir uma linha reta numa escala log. O importante é interpretarmos os resultados extraídos considerando o espaçamento das figuras 54 e 55. 

Decibéis

Fig. 56 – Configuração empregada na discussão da equação de decibel em termos das tensões

O efeito de impedâncias diferentes (R1≠R2) costuma ser ignorado, e a equação de GdB é aplicada apenas para estabelecer uma base de comparação entre os valores – tensão ou corrente. Para essas situações, o ganho em decibel deve ser denominado ganho de tensão ou corrente em decibéis, para diferenciá-lo do decibel empregado para valores de potência. Uma das vantagens de usar uma relação logarítmica é a maneira como ela pode ser aplicada em estágios em cascata. Por exemplo, o ganho de tensão total de uma sistema em cascata é dado por: | | | || || | | | Aplicando a relação logarítmica apropriada obtemos: | | | | | | | | | |( ) Isso significa que o ganho em decibel de um sistema em cascata é simplesmente asoma dos ganhos em dB de cada estágio:

OBS.: Ver tabela 11.2 livro texto. Exemplo 16: Encontre o valor do ganho que corresponde a um ganho em dB de 100. Esse exemplo mostra a faixa de valores em dB que encontramos em dispositivos reais. Exemplo 17 – Um amplificador com 40 W de saída é conectado a um alto falante de 10 Ohms. (a) Calcule a potência de entrada quando o ganho de potência é de 25 dB. (b) Calcule a tensão de entrada quando o ganho de tensão do amplificador é de 40 dB.

26

Considerações gerais sobre frequência A frequência do sinal aplicado pode ter um efeito pronunciado na resposta de um circuito simples ou multi-estágio. A análise realizada até então se baseou no espectro de frequências médias. Em baixas frequências não se pode mais substituir os capacitores de acoplamento e de desvio por curtos-circuitos, pois, nessa faixa de frequência, suas reatâncias não são mais desprezíveis. Em altas frequências, os parâmetros dependentes da frequência dos circuitos equivalentes para pequenos sinais e as capacitâncias parasitas do circuito limitarão a resposta do sistema. O aumento do número de estágios em um sistema em cascata limitará também tanto a resposta em alta frequência como a resposta para baixas frequências. A curvas de ganho de um amplificador com acoplamento RC, direto e por transformador, são mostradas na figura 57. Fig. 57 – Ganho versus frequência para (a) amplificadores com acoplamento RC; (b) amplificadores com acoplamento a transformador; (c) amplificadores com acoplamento direto

Observe que a escala horizontal é uma escala logarítmica, permitindo a representação das regiões de baixas e altas frequências. Para cada gráfico, as regiões de baixas, altas e médias frequências foram definidas. Além disso, os motivos principais da redução do ganho nas altas e baixas frequências foram indicados dentro de parênteses. Para o amplificador com RC, a queda nas baixas frequências é devida ao aumento na reatância de CC, CS ou CE e, nas altas frequências, a queda é resultado da capacitância parasita de alguns elementos e do ganho dependente da frequência dos dispositivos ativos. Para compreender a queda no ganho em sistemas com acoplamento por transformador, é necessário compreender tanto a ‘operação de transformação’ quanto o circuito equivalente do transformador. 27

Para cada sistema da figura 57, há uma faixa de frequências na qual o valor do ganho é igual ou próximo ao valor nas frequências médias. Para estabelecer os limites de frequência em que temos um alto ganho relativo, 0,707AVmed é o ganho escolhido para especificar a frequência de corte. As frequências correspondentes f1 e f2 são normalmente chamadas de frequências de canto, corte, banda, quebra, ou meia potência. O fator 0,707 foi escolhido porque, nesse nível, a potência de saída é metade do valor na banda média, isso é, nas médias frequências: (quadro...)

3.1

Análise para baixas frequências

Para o amplificador TBJ ou FET de único estágio, nas baixas frequências, a frequência de corte é determinada pela combinação R-C pelos capacitores CC, e pela rede CE e CS que determina os parâmetros resistivos. Pode ser estabelecido para cada elemento capacitivo um circuito R-C semelhante ao da figura 58 e pode ser determinada a frequência na qual a tensão cai a 0,707 do seu valor máximo. Uma vez determinadas as frequências de corte para cada capacitor, a frequência de corte inferior do sistema pode ser determinada. Fig. 58 – Combinação R-C que definirá a frequência de corte inferior

Começaremos analisando com a combinação R-C em série da figura 58 e com o desenvolvimento de um método que resulte no traçado da curva de resposta com um mínimo de tempo e esforço. Em frequências muito altas:

Sendo assim o capacitor pode ser substituído pelo curto-circuito equivalente (figura 59). Isso resulta em Vo Vi para altas frequências. Fig. 59 – Circuito R-C da figura 58 em frequências muito altas

Em f =0 Hz: ∞ 28

A aproximação de circuito aberto pode ser aplicada, como mostra a figura 60: Fig. 60 – Circuito R-C da figura 59 em f=0Hz

⁄ variará da forma mostrada na figura 61. À Comparando esses dois extremos, a razão medida que a frequência aumenta, a reatância capacitiva diminui, e maior é a porção da tensão de entrada que surge nos terminais de saída. As tensões de saída e entrada são relacionadas pela regra do divisor de tensão:

Com a amplitude de Vo determinada por: √ Fig. 61 – Resposta em baixas frequências do circuito R-C da figura 58

Para o caso especial onde XC=R: |

|

| √ Essa situação está mostrada na figura 61. A saída é 70,7% da entrada. A frequência em que isso ocorre é:

Em logaritmo: √ (quadro...)

29

Fig. 62 – Diagrama de Bode para a região de baixas frequências

Observe que esses resultados fornecem uma reta quando colocados em uma escala log. Na mesma figura é desenhada outra reta para a condição de 0dB, onde f f1. Conforme já mencionado, os segmentos de reta (assíntotas) são precisos para 0dB quando f f1, para a reta horizontal, e quando f1 f, para a reta inclinada. Vimos que, no entanto, que quando f-f1, há uma queda de 3dB no ganho em relação ao valor no meio da faixa. Utilizando essa informação associada ao traçado dos segmentos de reta, podemos montar um gráfico razoavelmente exato da resposta em frequência, como indicado na figura 62. O gráfico de assíntotas com pontos de quebra associados é chamado de diagrama de Bode da amplitude versus frequência. Os cálculos da curva mostram que: Multiplicando-se a frequência por 2, equivalente a 1 oitava, obtém-se uma alteração de 6dB no ganho, como pode ser observado pelo aumento de ganho de f1/2 para f1. Para uma variação de 10:1 na frequência, equivalente a uma década, há uma variação de 20dB no ganho, como pode ser notado de f1/10 para f1. A partir de agora, podemos obter um gráfico em decibel para uma função com o formato da equação do ganho em dB (Av(dB)). Primeiro determine f1 do circuito e depois esboce duas assíntotas – uma ao longo da reta de 0dB e a outra passando por f1, com uma inclinação de 6dB/oitava ou 20dB/década. Finalmente, encontre o ponto de 3dB em f1 e esboce a curva. Exemplo 18 – Para o circuito da figura abaixo: (a) Determine a frequência de corte. (b) Esboce as assíntotas e localize o ponto de -3dB. (c) Esboce a curva de resposta em frequência.

30

3.2

Resposta em baixas frequências Amplificador TBJ

Fig. 63 – Amplificador TBJ com carga RL, com capacitores que afetam a resposta em baixas frequências

(Quadro...) CS,CC e CE afetarão a resposta apenas em baixas frequências. Para as frequências no meio da faixa, os equivalentes de curto-circuito dos capacitores podem ser inseridos. Embora cada um afete o ganho em faixas de frequências semelhantes, a frequência de corte inferior mais alta determinada por CS, CC, CE terá o maior impacto sobre a resposta, pois é a última frequência de corte antes do meio da faixa. Se as frequências estão relativamente distantes entre si, a frequência de corte mais alta determinará a frequência de corte inferior do sistema. Se houver duas ou mais frequências de 31

corte ‘altas’, o resultado será o aumento da frequência de corte inferior e a redução da banda passante resultante do sistema. Em outras palavras, há uma interação entre elementos capacitivos que pode afetar a frequência de corte inferior do sistema. No entanto, se as frequências de corte estabelecidas por cada capacitor diferirem suficientemente entre si, o efeito de uma sobre a outra poderá ser desprezado. Exemplo 19: (a) Determine a frequência de corte inferior para o circuito da figura abaixo, utilizando os seguintes parâmetros: CS=10µF, CE=20 µF, CC=1 µF RS=1kΩ, R1=40KΩ, R2=10KΩ, RE=2KΩ, RC=4KΩ, RL=2,2KΩ β=100 ro=∞Ω, VCC=20V

Fig. 64 - Resposta em frequência devido a CS

32

Fig. 65 - Resposta em frequência devido a CC

Fig. 66 - Resposta em frequência devido a CE

33

Fig. 67 - Resposta em frequência devido a CS, CC e CE

O fato de fLE ser significativamente maior que fLS ou fLC sugere que esse será o fator predominante na determinação da resposta de baixa frequência para o sistema completo. Observe a grande semelhança entre o gráfico que tem sob influência apenas de CE com o gráfico geral com a influência de CS, CC e CE ao mesmo tempo. Ambos confirmam, sem dúvida, o fato de que a mais alta das frequências de corte inferior tem o maior impacto sobre a frequência de corte inferior para o sistema. (b) Esboce a resposta em frequência utilizando um diagrama de Bode.

34

OBS: Não se esqueça de que a análise realizada nesta seção não se limita ao circuito analisado (figura 63). Para qualquer configuração de transistor, simplesmente isole cada combinação R-C formada por um elemento capacitivo e determine as frequências de corte. As frequências resultantes determinarão, então, se há uma forte interação entre os elementos capacitivos na determinação da resposta completa e qual elemento é o maior responsável pela frequência de corte mais baixa do circuito. A análise realizada na próxima seção fará um paralelo com a desenvolvida anteriormente na determinação das frequências de corte inferiores do amplificador FET. Amplificador FET Fig. 68 – Elementos capacitivos que afetam a resposta em baixas frequências de um amplificador JFET

Resumo...

35

Exemplo 20: a) Determine a frequência de corte inferior para o circuito da figura 68, utilizando os seguintes parâmetros: CG=0,01µF CC=0,5µF CS=2 µF Rsig=10KΩ RG=1MΩ RD=4,7KΩ RL=2,2KΩ IDSS=8mA Vp=-4V rd=∞Ω VDD=20V b) Esboce a resposta em frequência, utilizando um diagrama de Bode.

3.3

Efeito da capacitância Miller

Para qualquer amplificador inversor, a capacitância de entrada será incrementada pelo efeito da capacitância Miller, que é sensível ao ganho do amplificador e à capacitância intereletrodos (parasita) entre os terminais de entrada e saída do dispositivo ativo. Veja seção 11.8 livro texto.

3.4

Respostas em altas frequências Amplificador TBJ

- Parâmetros do circuito

36

Figura 69 – Combinação RC que definirá a frequência de corte superior

Figura 70 – Gráfico assintótico definido pelo ganho

Figura 71 – Circuito com capacitores que influenciam a resposta em altas frequências

Figura 72- Modelo ca equivalente para altas frequências

37

- Variação de hfe ou β Figura 73- Circuito equivalente ca para pequenos sinais em alta frequência de Giacoletto (π híbrido)

Figura 74 – hfe, hfb versus frequência na região de altas frequências

Exemplo 21: Para o circuito da figura abaixo, com os parâmetros abaixo determine: Rs=1KΩ,

R1= 40KΩ,

R2= 10KΩ,

RE=2KΩ,

RC=4KΩ,

RL=2,2KΩ,

CS=10µF,

CC=1µF,

CE=20µF,

β=100,

ro=∞Ω,

VCC=20V,

Cbe=36pF,

Cbc=4pF,

Cce=1pF,

Cwi=6pF,

Cwo=8pF. 38

a) Determine fHi e fHo. b) Encontre fβ e fT. Figura 75 – Resposta em frequência completa

39

Figura 76- Resposta completa pelo PSpice

Amplificador FET Figura 77- Elementos capacitivos que afetam a resposta em altas frequências do FET

40

Figura 78- Circuito equivalente para altas frequências FET

Figura 79- Circuito equivalente de Thévenin para os circuitos de entrada e saída

Exemplo 22: Determine utilizando os parâmetros dados e o circuito abaixo: CG= 0,01µF,

CC= 0,5µF,

CS= 2µF,

Rsig= 10KΩ, RG= 1MΩ,

RD= 4,7KΩ,

RS= 1KΩ,

RL= 2,2KΩ,

IDSS= 8mA,

Vp= -4V,

rd=∞Ω,

VDD= 20V,

Cgd= 2pF,

Cgs= 4pF,

Cds= 0,5pF,

Cwi= 5pF,

Cwo= 6pF

a) Frequências de corte superiores.

41

Figura 80- Resposta em frequência completa para o FET

Capítulo 4 – Configurações compostas Neste capítulo, apresentamos várias conexões de circuitos que, embora não sejam configurações emissor-comum, coletor-comum ou base-comum padrão, ainda são bastante importantes, sendo amplamente utilizadas em circuitos discretos ou em circuitos integrados. A conexão em cascata é composta de estágios em série, enquanto a conexão cascode coloca um transistor em cima do outro. Ambas as formas de conexão são encontradas em circuitos práticos. A conexão Darlington e a conexão par realimentado trazem múltiplos transistores conectados para operar como se fossem um único transistor, para melhorar seu desempenho, normalmente com um ganho de corrente muito maior. A conexão CMOS, usando transistores MOSFET de intensificação do tipo p e do tipo n em um circuito operando com potência muito baixa, é apresentada neste capítulo. Grande parte da tecnologia mais recente em circuitos digitais utiliza CMOS, seja para permitir sua portabilidade com uma potência de bateria muito baixa, seja para permitir uma densidade de integração muito alta em circuitos integrados, com a menor dissipação de potência possível no pequeno espaço ocupado pelo chip do CI. Tanto os circuitos discretos quanto os integrados utilizam a conexão fonte de corrente. A conexão espelho de corrente fornece corrente constante para vários outros circuitos e é especialmente importante em circuitos integrados lineares. O amplificador diferencial é a parte básica dos circuitos amplificadores operacionais. A conexão básica de um circuito diferencial e sua operação são apresentadas neste capítulo. Embora apareça no final do capítulo, é a conexão de circuito mais importante. Um circuito bipola-JFET utilizado em CIs é a conexão BiFET, enquanto a conexão bipolar-MOSFET é chamada BiMOS. Essas duas configurações são utilizadas em circuitos lineares integrados. 42

4.1 – Sistemas em cascata Figura 81 – Amplificador FET em cascata

A principal função dos estágios em cascata é atingir um ganho global maior. Como a polarização cc e os cálculos ca para um amplificados em cascata seguem as equações deduzidas para os estágios individuais, um exemplo demonstrará os diferentes cálculos para se determinar a operação de polarização cc e ca. Exemplo 23: Calcule a polarização cc, o ganho de tensão, a impedância de entrada, a impedância de saída e a tensão de saída resultante para o amplificador em cascata mostrado na figura abaixo. Calcule a tensão na carga, se uma carga de 10KΩ for conectada na saída.

Amplificador TBJ em cascata Um amplificador em cascata com acoplamento RC construído com TBJs é mostrado na figura 82. Como antes, a vantagem dos estágios em cascata é o grande ganho global de tensão. A polarização cc é obtida utilizando os procedimentos do capítulo 4 do livro texto. Observe a figura 82: 43

Figura 82 – Amplificador TBJ em cascata

Exemplo 24: Calcule o ganho de tensão, a impedância de entrada e a impedância de saída para o amplificador TBJ em cascata da figura abaixo. Calcule a tensão de saída resultante se uma carga de 10KΩ for conectada à saída.

4.2 Conexão cascode Figura 83 – Configuração cascode

44

Exemplo 25: Calcule o ganho de tensão para o amplificador Cascode da figura abaixo:

4.3 Conexão Darlington Figura 84 – Configuração de uma conexão Darlington

Figura 85 – Folha dados de um Transistor Darlington encapsulado (2N999)

45

Polarização cc de um circuito Darlington Figura 86 – Conexão Darlington

Exemplo 26: Calcule as tensões e as correntes de polarização cc no circuito abaixo:

Circuito equivalente ca Para análise ca tomemos como exemplo um circuito Darlington seguidor de emissor. Figura 87 – Circuito Darlington para análise ca

46

Figura 88 – Circuito Darlington seguidor-de-emissor

Figura 89 – Circuito ca para determinar Zo

Figura 90 – Circuito ca para determinar Av

4.3.1 Par realimentado É estabelecida a conexão par realimentado quando dois transistores estão operando como o circuito Darlington. Observe a figura 91.

47

Figura 91 – Conexão e operação de um par realimentado

O par realimentado utiliza um transistor pnp acionando um transistor npn e ambos atuam efetivamente como se fossem um transistor pnp. Conforme ocorre com a Conexão Darlington, o par realimentado também possui um ganho de corrente elevado.

Polarização cc Quadro... Exemplo 28: Calcule as correntes e tensões de polarização para o circuito da figura 91 para que Vo seja metade da tensão da fonte (ICRC=9V).

Operação ca Figura 92 – Circuito equivalente ca da figura 91

48

Impedância de entrada ca, Zi Quadro...

Ganho de corrente ca, Ai Quadro...

Impedância de saída ca, Zo Quadro...

Ganho de tensão ca, AV Quadro... Exemplo 29: Calcule os valores ca de Zi, Zo, Ai e Av para o circuito da figura 92. Considere que ri1=3KΩ.

4.4 Amplificadores com acoplamento RC Nesse tipo de acoplamento o ganho diminui em baixas frequências devido ao aumento das reatâncias capacitivas (CC, CS, CE). Nas altas frequências, a queda no ganho é devido as capacitâncias parasitárias.

49

Figura 93 – Amplificadores na configuração emissor comum ligados em cascata através de um capacitor Cb

OBS: A análise do ganho de tensão, impedância de entrada, impedância de saída já foram mostrados em seções anteriores.

4.5

Amplificador de 2 estágios com acoplamento RC e malha de realimentação

Figura 94 – (a) Circuito de realimentação série de tensão, (b) Circuito equivalente sem realimentação

O circuito da figura 94(a) mostra um amplificador com dois estágios em cascata, cujos ganhos de tensão são respectivamente Av1 e Av2. A saída do segundo estágio é dirigida para a entrada por meio dos resistores R1 e R2. O sinal sobre o resistor Rl soma-se com sinal negativo ao sinal de entrada ve (este caso corresponde à realimentação negativa da tensão série). Considerando-se na figura 94(a) que o ganho de corrente do segundo estágio é muito maior que a unidade, o erro cometido será pequeno na utilização das fórmulas da faixa de passagem e da distorção harmônica, pois poderemos desprezar i’ face a i. O projeto com realimentação negativa pode ser avaliado através de um diagrama de blocos, como o da figura 95 e assim pode ser feito o estudo de estabilidade do sistema e desenvolver diversos projetos de malha de controle para diversas aplicações seja ela industrial ou não. Exemplos: aviões, celulares, eletrodomésticos, eletrônicos, plantas industriais, plataformas de petróleo, etc.

50

Figura 95 – Diagrama de blocos em malha fechada

Vantagens e desvantagens do acoplamento por rede RC O acoplamento RC é bastante usado em circuitos transistorizados, por oferecer uma boa resposta de frequência, sendo de simples confecção e preço relativamente baixo. Porém, embora esse acoplamento ofereça uma boa resposta em frequência, não é o tipo de maior eficiência, em face das dificuldades em casar as impedâncias entre estágios. Outra desvantagem desse tipo de acoplamento está no fato de apresentar grandes perdas quando usado em frequências muito baixas.

4.6 Amplificadores com acoplamento por transformador No acoplamento a transformador o enrolamento do primário do transformador (T1) é a impedância de carga do coletor do primeiro estágio. Veja figura 96. O enrolamento secundário de T1 desenvolve o sinal de CA, para a base do transistor do segundo estágio e também age como caminho de retorno de CC, da base. A resistência muito baixa, no circuito de base, auxilia a estabilização da polarização no ponto de operação de CC. Com um resistor na entrada do emissor, o fator de estabilidade de corrente é quase ideal. Como não há resistor de carga de coletor para dissipar potência, a eficiência do amplificador acoplado a transformador se reduz, teoricamente, para 50%. Por este motivo, o processo de acoplamento a transformador é muito usado em equipamentos portáteis e operado com baterias. Figura 96 – Amplificador com acoplamento a transformador

Vantagens e desvantagens do acoplamento a transformador Os transformadores facilitam o equilíbrio da carga de saída do transistor e o equilíbrio da fonte, à entrada do transistor, para obter o máximo de ganho de potência, para um determinado estágio. A resposta em frequência de um estágio acoplado por intermédio de transformador não é tão boa quanto à do estágio acoplado por rede RC. A resistência “Shunt” do enrolamento primário, nas baixas frequências, causa a queda de resposta nestas frequências. Nas altas frequências, a resposta é reduzida pela capacitância de coletor e pela reatância de saída, entre os enrolamentos do transformador. Além da resposta de frequência ser pobre, os transformadores são mais caros, mais pesados, e ocupam maior área que os resistores e capacitores empregados no acoplamento RC. 51

Portanto, o uso do acoplamento a transformador é limitado, normalmente, àquelas aplicações que requerem alta eficiência de potência de saída.

4.7 Amplificadores com acoplamento Direto Quando o transistor de um estágio amplificador é ligado diretamente ao transistor do estágio seguinte dizemos que o acoplamento é direto, como mostrado na figura 97. Figura 97 – Amplificador com acoplamento direto

Este tipo de acoplamento é usado para a amplificação de sinais chamados de “corrente contínua”, em virtude de a frequência ser muito baixa. Observando o circuito da figura 97, vemos que um transistor PNP está ligado diretamente a um transistor NPN. A direção do fluxo de corrente é indicada pelas setas. Se a corrente do coletor do primeiro estágio for maior que a corrente de base do estágio seguinte, devemos ligar o resistor RC (carga do coletor), como está indicado pela linha tracejada. Como o número de componentes necessários no amplificador acoplado diretamente é mínimo, teremos o máximo de economia e também a máxima fidelidade de sinal. Entretanto, o número de estágios que podem ser acoplados diretamente é limitado.

5 Amplificadores de potência Um amplificador de potência tem a função de fornecer, a partir de pequenos sinais, grandes sinais às cargas de baixa impedância (grandes correntes), portanto potência. O rendimento de um sistema mostra a capacidade que ele tem de transformar potencia consumida em potencia útil. Essa relação pode ser vista na equação abaixo:

Classe de operação O que determina o tipo de classe de operação de um amplificador é o modo como os transistores do estágio de saída operam, na tentativa de se obter maior linearidade (menor distorção) e/ou rendimento. Serão apresentadas algumas classes que se aplicam à amplificadores de áudio, pois existem outras que são utilizadas em amplificadores de alta frequência (RF) ou controles de potência.

52

Classe A: O sinal de saída varia por um ciclo de 360º completo. A figura 98(a) mostra que para isso é necessário que o ponto Q seja polarizado em um nível que permita que o sinal varie para cima e para baixo sem atingir uma tensão suficientemente para ser restringida pelo valor da fonte de tensão ou desça a um ponto suficientemente baixo para atingir o valor inferior da fonte, ou 0V nessa descrição. Figura 98 – Classes de operação de amplificadores

O amplificador classe A possui uma baixa eficiência, principalmente com pequenos sinais de entrada, quando pouca potência ca é liberada para a carga. (25% de eficiência máxima para uma conexão de carga direta ou realimentada em série e 50% para uma conexão utilizando transformador para ligar-se à carga). Classe B: Um circuito classe B fornece um sinal de saída que varia sobre metade do ciclo da entrada, ou por 180º de sinal, como mostra a figura 98(b). Portanto o ponto de polarização cc está em 0V, e a saída varia, então, a partir desse ponto, durante meio ciclo. Obviamente, a saída não é uma reprodução fiel da entrada se apenas meio ciclo está presente. São necessários dois amplificadores classe B – um para fornecer saída durante o semiciclo positivo e outro para operar no semiciclo de saída negativo. A combinação dos semiciclos fornece, então, uma saída para os 360º completos de operação. Esse tipo de conexão realiza a operação chamada de push-pull (iremos ver mais a frente ao longo do capítulo). Observe que a operação classe B, por si só, gera um sinal de saída muito distorcido, pois o sinal de entrada é reproduzido na saída somente para 180º da oscilação do sinal de saída. Esse tipo de classe fornece uma eficiência máxima que chega a 78,5%. Classe AB: Um amplificador pode ser polarizado em um valor cc acima do valor correspondente à corrente zero de base da classe B e acima da metade do valor da fonte da classe AB. A operação classe AB requer ainda uma conexão push-pull para atingir um ciclo de saída completo, porém, o valor de polarização cc geralmente está muito próximo do valor zero de corrente de base para uma melhor eficácia de potência. Para operação classe AB, a oscilação do sinal de saída ocorre entre 180º e 360º e não é uma operação classe A nem classe B. Esse tipo de classe mantém sua eficiência entre 25% (ou 50%) e 78,5%. Classe C: A saída de um amplificador classe C é polarizada para uma operação em menos de 180º do ciclo operando apenas com circuitos sintonizados (ressonantes), os quais fornecem um ciclo 53

completo de operação para a frequência sintonizada ou ressonante. Portanto essa classe de operação é utilizada em amplificações especiais de circuitos sintonizados, como as de rádio ou de comunicações. A classe C geralmente não é utilizada para transferir grandes quantidades de potencia; portanto, a eficiência não é dada. Classe D: Esta classe de operação é uma forma de amplificação para sinais pulsados (digitais), que permanecem ‘ligados’ por um curto intervalo de tempo e ‘desligados’ durante um longo intervalo. A utilização de técnicas digitais possibilita a obtenção de um sinal que varia sobre um ciclo completo (utilizando circuitos de amostragem-e-retenção) para recriar a saída a partir de vários trechos do sinal de entrada. A principal vantagem da operação classe D é que o amplificador está ligado (utilizando potência) durante curtos intervalos, e a eficiência global pode, na prática, ser muito alta. Esse tipo de classe pode obter uma eficiência de potencia maior que 90% e fornece a operação mais eficiente de todas as classes de operação. A figura 99 mostra as classes de amplificadores com seus ciclos de operação e eficiência de potencia. Observe: Figura 99 – Classes de amplificadores

5.1 Amplificadores de grandes sinais Os amplificadores de grandes sinais são projetados para operarem com tensões e correntes mais elevadas que os amplificadores estudados em capítulos e seções anteriores. Consequentemente se tensões e correntes são mais altas, as potências envolvidas também serão. Os sinais tratados nesse capítulo serão na faixa de volts e potencias na faixa de quilowats. Correntes de base mA e corrente de coleto e corrente de emissor normalmente A (ámper). Fabricantes especificam na folha de dados os componentes especiais que são seguidos do nome de potência, indicando que são para projetos de grandes sinais. Nas próximas seções iremos analisar com maiores detalhes os tipos de classes que introduzimos no início desse capítulo.

5.2 Amplificador Classe A com alimentação série A figura 100 nos mostra um circuito TBJ simples de polarização cc fixa. Iremos utilizá-lo para explicar a amplificação Classe A. 54

Figura 100 – Circuito de polarização fixa

- Operação com polarização cc Quadro... Para que possamos perceber a importância da polarização cc na operação do amplificador de potência, devemos considerar as características do coletor mostradas na figura 100. Uma reta de carga ca é desenhada utilizando-se valores VCC e RC. A interseção do valor de IB de polarização com a reta de carga cc determina então o ponto de operação (ponto Q) para o circuito. Se a corrente quiescente de coletor for fixada na metade da oscilação possível do sinal (entre 0 e V CC/RC), a corrente do coletor poderá oscilar com uma amplitude máxima. Figura 101 – Características do transistor com reta de carga e ponto Q

Na operação ca, quando um sinal de entrada ca é aplicado ao amplificado considerado na figura 100, a saída varia em relação à tensão e à corrente de seu ponto de operação de polarização cc. Um pequeno sinal de entrada, como o mostrado na figura 102, fará então a corrente de base varia acima e abaixo do ponto de polarização cc, que fará a corrente de coletor (saída), bem como a tensão coletor-emissor, variar em relação a seu ponto de polarização cc. 55

Se o sinal de entrada é ampliado, a saída aumenta sua amplitude de oscilação em torno do ponto de polarização cc estabelecido até que a tensão ou a corrente de coletor atinjam seus limites. Para a corrente, essa condição é representada pela corrente zero no limite inferior ou VCC/RC no limite superior de sua oscilação. Para tensão coletor-emissor, os limites são 0 V e VCC. Figura 102 – Variação do sinal de entrada e saída do amplificador

Considerações de potência A potencia de um amplificador é fornecida pela fonte. Na ausência de um sinal de entrada, a corrente cc drenada é a corrente de polarização do coletor, ICQ. A potência drenada é:

(

)

Mesmo com um sinal ca aplicado, a corrente média drenada da fonte permanece a mesma, de maneira que a equação acima representa a potência de entrada fornecida ao amplificador classe A com realimentação-serie. Potencia de saída A tensão e a corrente de saída variando em torno do ponto de polarização fornecem potencia ca para a carga. Essa potência é liberada para a carga, RC, no circuito da figura 100. O sinal ca, Vi, faz a corrente de base variar em torno da corrente de polarização cc, e a corrente de coletor variar em torno de seu valor quiescente, ICQ. Conforme mostrado na figura 102, o sinal de entrada ca resulta em sinais ca de corrente e tensão. Quanto maior o sinal de entrada, maior a oscilação de saída, até o máximo fixado pelo circuito. A potencia ca liberada para a carga (RC) pode ser escrita de várias maneiras. Utilizando sinais eficazes:

(

)

(

) (

(

)

)

(

)

(

)

Utilizando valores de pico para os sinais:

(

)

( ) ( )

(

)

( )

(

)

( )

56

Utilizando sinais pico-a-pico: A potência ca liberada para a carga pode ser escrita utilizando:

(

)

(

) (

)

(

(

)

)

(

)

(

)

Eficiência

( ) ( ) Eficiência máxima Para o amplificador classe A com realimentação-série, a eficiência máxima pode ser determinada quando utilizamos as oscilações máximas de tensões e correntes. Máxima VCE(p-p)=VCC Máxima IC(p-p)=VCC/RC

(

)

(

⁄

)

A máxima potência de entrada pode ser calculada ao utilizarmos a corrente de polarização cc fixada na metade do valor máximo:

( )

(

⁄

)

A potência máxima do amplificador classe A para alimentação-série é:

( ) ( )

⁄ ⁄

Exemplo 30 – Calcule a potencia de entrada, a potencia de saída e a eficiência do circuito amplificador na figura abaixo, para uma tensão de entrada que resulte em uma corrente de base de 10mA de pico.

57

5.3 Amplificadores classe A com acoplamento a transformador O tipo de amplificador classe A com eficiência máxima de 50% utiliza transformador para acoplar o sinal de saída à carga, conforme mostrado na figura 102. Esse é um circuito simples utilizado para a apresentação de alguns conceitos básicos. Figura 103 – Amplificador de potência de áudio acoplado a transformador

Ação do transformador Como sabemos um transformador pode aumentar ou diminuir os valores de tensão ou corrente de acordo com sua razão de espiras. Além disso, a impedância conectada de um lado de um transformador pode ser mostrada como tendo um valor maior ou menor (aumento ou redução) no outro lado do transformador, dependendo do quadrado da razão entre espiras do transformador. A discussão a seguir considera a transferência de potência ideal (100%) do primário para o secundário; ou seja, nenhuma perda de potência é calculada. Transformação de tensão (vide figura 103-a)

Transformação de corrente (vide figura 103-b)

Transformação de impedância (vide figura 103-c)

⁄ ⁄

(

)

Resistência da carga refletida para o lado primário: ou Figura 104 – Operação do transformador: a) Transformação de tensão; b) Transformação de corrente; c) Transformação de impedância

58

Exemplo 31 – Calcule a resistência efetiva vista sob o primário de um transformador 15:1 conectado a uma carga de 8Ω. Exemplo 32 – Que razão entre espiras de um transformador é necessária para casar uma carga de alto-falante de 16 Ω de maneira que a resistência de carga efetiva vista pelo primário seja de 10K Ω? Operação do estágio amplificador Reta de carga CC Considere a figura 103. A resistência (cc) de enrolamento de um transformador determina a reta de carga para o circuito dessa figura. Essa resistência cc é geralmente pequena (próxima de zero) e, conforma mostrado na figura 105, uma reta de carga cc de 0 Ω é uma linha vertical. A resistência do enrolamento de um transformador é normalmente de alguns ohms, mas apenas o caso ideal será considerado nesta discussão. Não há queda de tensão cc através da resistência de carga 0Ω, e a reta de carga é desenhada verticalmente do ponto de tensão, VCEQ=VCC. Ponto quiescente de operação O ponto de operação na curva característica da figura 104 pode ser obtido graficamente pelo ponto de interseção da reta de carga cc e a corrente de base indicada pelo circuito. A corrente quiescente de coletor pode então ser obtida do ponto de operação. No caso da operação classe A, tenha em mente que o ponto de polarização cc determina as condições para a máxima oscilação do sinal nãodistorcido para a corrente e a tensão coletor-emissor. Se o sinal de entrada produz uma oscilação de tensão menor do que a máxima possível, a eficiência do circuito naquele instante será menor do que 25%. O ponto de polarização cc é portanto, importante na determinação da operação de um amplificador classe A com alimentação-série.

59

Figura 105 – Retas de carga para um amplificador classe A acoplado a transformador

Reta de carga CA Para prosseguir com a análise ca, é necessário calcular a resistência de carga ca ‘vista’ quando se olha para o primário do transformador e então desenhar a reta de carga ca sobre a curva característica do coletor. A técnica de análise gráfica ocorre então como se segue. Desenhe a reta de carga ca de maneira que ela passe através do ponto de operação e tenha um coeficiente angular de -1/R’L (a resistência de carga refletida), o coeficiente angular da reta de carga sendo o negativo do inverso da resistência de carga ca. A oscilação do sinal de saída pode exceder o valor de V CC. A tensão desenvolvida através do primário do transformador pode ser bem grande. É necessário, então, após a obtenção da reta de carga ca, verificar se a oscilação de tensão não excede os valores nominais máximos do transistor. Oscilação do sinal e potencia de saída CA A figura 105 mostra as oscilações dos sinais de tensão e corrente no circuito da figura 102. Das variações do sinal mostradas, os valores pico-a-pico das oscilações do sinal são:

(

) (

)

Potencia ca desenvolvida através do primário do transformador:

(

)

(

)(

)

60

Figura 106 – Gráfico da operação de um amplificador classe A acoplado a transformador

Para o transformador ideal, a tensão liberada para a carga:

A potência eficaz através da carga:

Corrente de carga:

Potência de saída:

(

)

Exemplo 33 – Calcule a potencia ca liberada para um alto-falante de 8Ω do circuito da figura abaixo. Os valores dos componentes do circuito da figura resultam em uma corrente de base cc de 6mA, e o sinal de entrada (Vi) resulta em uma oscilação de corrente e base de 4mA de pico.

61

Eficiência Consideramos até agora o cálculo da potencia ca liberada para a carga. Consideraremos, em seguida, a potência de entrada fornecida pela fonte, as perdas de potência no amplificador e a eficiência global de potencia do amplificador classe A acoplado a transformador. Potencia de entrada cc obtida da fonte: ( ) Para o amplificador acoplado a transformador, a potencia dissipada pelo transformador é pequena (devido à pequena resistência cc de uma bobina) e será ignorada. Logo, a única perda de potencia considerada aqui é aquela dissipada pelo transistor de potencia e calculada utilizando: ( )

(

)

Onde: PQ é a potencia dissipada por calor. A equação acima deve ser utilizada quando utilizamos um amplificador classe A. Quando o sinal de entrada é muito pequeno, com uma potencia ca muito pequena liberada para a carga, a potencia máxima é dissipada pelo transistor. Quando o sinal de entrada é grande e a potencia liberada para a carga é também grande, menos potencia é dissipada pelo transistor. Em outras palavras, a dissipação de potencia em um amplificador classe A atinge seu máximo quando a carga é desconectada do amplificador; e o transistor dissipa a mínima quantidade de potencia quando a carga está drenando a máxima potencia possível do circuito. Exemplo 34 – Para o circuito da figura do exemplo 33 e seus resultados, calcule a potencia de entrada cc, a potencia dissipada pelo transistor e a eficiência do circuito para o sinal de entrada do mesmo. Máxima eficiência teórica Para um amplificador classe A acoplado a transformador, a máxima eficiência teórica atinge 50%. Com base nos sinais obtidos utilizando o amplificador, temos:

62

(

)

Exemplo 35 – Calcule a eficiência do amplificador classe A acoplado a transformador para uma fonte de 12V e saídas de: a) V(p)=12V b) V(p)=6V c) V(p)=2V

5.4 Operação do amplificador classe B Nesse tipo de operação, o transistor fica polarizado em um valor que o mantém cortado, sendo ligado somente quando o sinal é aplicado. Ou seja, praticamente não há polarização, e o transistor conduz corrente durante apenas semiciclo do sinal. Para obtermos saída para um ciclo completo de sinal, é necessário utilizar dois transistores e ter cada um deles conduzindo em semiciclos opostos. Parte do circuito empurra (push) o sinal alto durante um dos semiciclos e a outra parte puxa (pull) o sinal baixo durante o outro semiciclo. (circuito push-pull). Figura 107 – Representação em bloco da operação push-pull

Figura 108 – Conexão de um amplificador push-pull à carga: a) utilizando duas fontes de tensão; b) utilizando uma fonte de tensão

- Potência de entrada (CC) A potência fornecida a uma carga por um amplificador é drenada da fonte de alimentação (ou fontes de alimentação conforme mostrado na figura 108).

( ) 63

Onde ICC é a corrente média ou cc drenada das fontes de alimentação. ( )

Onde I(p) é o valor de pico da forma de onda da corrente de saída. - Potência de saída (CA)

(

(

)

)

(

ou

)

(

)

( )

- Eficiência ( ) ( ) Utilizando as equações

(

)

( )

( )

( )⁄ [( ⁄ )

( ) ( ) A eficiência é máxima em

e

( )

( ):

( ) ( )]

, onde o valor é próximo de 78,5%.

O livro texto mostra que a potencia dissipada pelos transistores de saída é a diferença entre a potencia de entrada liberada pelas fontes e a potencia de saída liberada para a carga.

( ) Onde

(

)

é a potencia dissipada pelos dois transistores (figura 109). A potencia consumida por cada

transistor é: Figura 109 – Amplificador de áudio classe B

Exemplo 36 – Para um amplificador classe B que forneça um sinal de 20V de pico para uma carga de 16Ω (alto-falante) e uma fonte de alimentação de VCC=30V, determine a potência de entrada, a potencia de saída e a eficiência do circuito. Considerações máxima de potência Leia página 507 e 508.

5.4.1 – Circuitos amplificadores classe B 64

Nessa seção vamos ver alguns dos circuitos mais utilizados para o classe B. Os sinais de entrada para o amplificador podem ser um único sinal, e o circuito ofereceria então dois estágios de saída diferentes, cada um operando em metade do ciclo. Se a entrada for representada por dois sinais de polaridades opostas, dois estágios semelhantes poderiam ser utilizados, cada um operando um ciclo alternado devido ao sinal de entrada. Vimos que um circuito classe B fornece um sinal de saída que varia sobre metade do ciclo da entrada, ou por 180º de sinal. Uma maneira de obter a inversão de polaridade ou fase é utilizar um transformador. Entradas de polaridade opostas podem ser facilmente obtidas utilizando amp-ops com duas saídas opostas, ou empregando alguns estágios de amp-ops para obter dois sinais de polaridades opostas. Existe também a possibilidade de obter uma operação de polaridade oposta utilizando uma única entrada e transistores complementares, por exemplo, npn e pnp, ou nMOS e pMOS. O link abaixo mostra alguns projetos de amplificadores operacionais para algumas potencias muito utilizada: http://mpmendes-electronica.blogspot.com.br/2012/01/amplificador-de-potencia-de-audio.html

A figura 110 mostra diferentes formas de obtermos sinais invertidos em fase a partir de um único sinal. Figura 110 – Circuitos separadores de fase: a) transformador com derivação central para fornecer sinais de fase oposta; b) Estágio TBJ com saída em fase no emissor e saída de fase oposta no coletor. Se o ganho é próximo de 1 para cada saída, a mesma amplitude é obtida. Dois estágios amp-op (c)

65

- Circuitos push-pull acoplados a transformador Figura 111 – Circuito push-pull

O circuito da figura 111 utiliza um transformador com derivação central para produzir sinais de polaridades opostas para os dois transistores (npn e pnp) de entrada e um transformador na saída para acionar a carga (alto-falante). Durante o primeiro semiciclo de operação, o transistor Q1 é levado para a condução, enquanto o transistor Q2 está cortado. A corrente I1 através do transformador produz o primeiro semiciclo de sinal para a carga. No segundo semiciclo ocorre o contrário. Circuito push-pull Quando um transistor opera na classe B, ele ceifa um semiciclo. Para evitar distorções dois transistores são usados em uma configuração push-pull. Isto que quer dizer que um transistor conduz em um semiciclo e o outro no outro semiciclo. Este tipo de configuração permite mais ganho do que um transistor poderia fornecer sozinho. Este amplificador pushpull (seguidor de emissor push-pull) é usado onde a saída de alta potência elevada e fidelidade são necessárias: estágios da saída do receptor, moduladores AM, etc. A fim de se evitar problemas de cross distortion, ambos os transistores deveriam estar ligeiramente polarizados, o que pode ser conseguido incluindo-se diodos ou resistores para uma prévia polarização. Circuito de simetria complementar Utilizando transistores complementares (npn e pnp), podemos obter um ciclo completo de saída através da carga, utilizando semiciclos de operação de cada transistor (figura 112). Enquanto um único sinal de entrada é aplicado na base de ambos os transistores, estes, sendo de tipos opostos, conduzirão em semiciclos opostos da entrada.

66

Uma desvantagem do circuito é a necessidade de duas fontes de tensão separadas. Outra desvantagem é a distorção de cruzamento (crossover) resultante no sinal de saída. Figura 112 – Circuito de simetria complementar tipo push-pull

A figura 113 mostra uma versão mais prática de um circuito push-pull utilizando transistores complementares. Figura 113 – Circuito push-pull com sistema complementar utilizando transistores Darlington

- Amplificador push-pull quase-complementar

67

Em circuitos amplificadores de potencia práticos, é preferível usar transistores npn para ambos os dispositivos de saída de alta corrente. Como a conexão push-pull é composta por dispositivos complementares, um transistor pnp de alta potencia deve ser utilizado. Um maneira prática de obtermos operações complementares utilizando os mesmos transistores npn casados para a saída é oferecida pelo circuito quase-complementar. Figura 114 – Amplificador de potencia push-pull quase-complementar sem transformador

Esse é um dos circuitos mais utilizados para amplificação de potencia. Exemplo 37 – Para o circuito da figura abaixo, calcule a potencia de entrada, a potencia de saída, a potencia manipulada por cada transistor de saída e a eficiência do circuito para uma entrada de 12 V rms.

Exemplo 38 – Para o circuito do exemplo 37, calcule a máxima potencia de entrada, a máxima potencia de saída, a tensão de entrada para a máxima potencia de operação e a potencia dissipada pelos transistores de saída nessa tensão. 68

Exemplo 39 – Para o circuito do exemplo 37, determine a máxima potencia dissipada pelos transistores de saída e a tensão de entrada em que isso ocorre.

5.5

Distorção de amplificadores

Um sinal senoidal puro tem uma única frequência na qual a tensão varia positiva e negativamente. Um sinal que varia menos do que um ciclo completo de 360º é considerado como tendo distorção. Um amplificador ideal é capaz de amplificar um sinal senoidal puro, produzindo uma forma de onda senoidal. Quando ocorre a distorção, a saída não é uma duplicata exata (exceto no valor da amplitude) do sinal de entrada. Uma das técnicas de descrever a distorção utiliza a análise de Fourier. Esse método descreve qualquer forma de onda periódica em termos dos componentes de frequência (componentes harmônicos ou apenas harmônicos). - Distorção harmônica Consideramos que um sinal possui distorção harmônica quando há componentes harmônicos de frequência (e não simplesmente o componente fundamental).

| | Onde

é n-ésimo componente de frequência e

| |

é amplitude da frequência fundamental.

Exemplo 40 – Calcule a distorção harmônica para um sinal de saída com amplitude fundamental de 2,5V, amplitude do segundo harmônico de 0,25V, amplitude do terceiro harmônico de 0,1V e amplitude do quarto harmônico de 0,05V. - Distorção harmônica total

√ THD é a distorção harmônica total. Exemplo 41 – Calcule a distorção harmônica total para os componentes de amplitude dados no exemplo 40. - Distorção do segundo harmônico A figura 115 mostra uma forma de onda para uso na obtenção da distorção do segundo harmônico. Uma forma de onda de corrente do coletor é mostrada com ponto quiescente, 69

valores de sinal máximo e mínimo e o tempo no qual eles ocorrem. O sinal mostrado indica que alguma distorção está presente. Uma equação que aproximadamente descreve a forma de onda do sinal distorcido é:

Figura 115 – Forma de onda para obtermos distorção do segundo harmônico

No ponto 1 (

):

No ponto 2 (

⁄ ):

⁄

No ponto 3 (

⁄

)

Resolvendo as três equações:

A distorção do segundo harmônico pode ser escrita como:

| | Exemplo 42 – Calcule a distorção do segundo harmônico se uma forma de onda de saída mostrada em um osciloscópio mostrar as seguintes medidas: a) VCEmin=1V, VCEmáx=22V, VCEQ=12V b)VCEmin=4V, VCEmáx=20V, VCEQ=12V 70

Potência de sinal com distorção Quando ocorre distorção, a potencia de saída calculada para o sinal não-distorcido não é mais correta. Quando há distorção, a potência de saída liberada para o resistor de carga RC devido ao componente fundamental do sinal distorcido é:

A potencia total devida a todos os componentes harmônicos do sinal distorcido pode ser calculada utilizando:

(

)

A potência total também pode ser descrita em termos de distorção harmônica total:

(

)

(

)

Exemplo 43 – Para uma leitura de distorção harmônica de D2=0,1, D3=0,02, D4=0,01, com I1=4 A e RC= 8Ω, calcule a distorção harmônica total, a potencia do componente fundamental e a potencia total. Descrição gráfica de componentes harmônicos de sinal distorcido Uma forma de onda distorcida, tal como a que ocorre na operação classe B, pode ser representada, se utilizarmos a análise de Fourier, por uma fundamental com componentes harmônicos. A figura 116(a) mostra um semiciclo positivo resultante da operação de um amplificador classe B. Utilizaqndo técnicas de análise de Fourier, o componente fundamental do sinal distorcido pode ser obtido conforme mostra a 116(b). Da mesma forma o segundo e o terceiro harmônicos são mostrados em 116(c) e 116(d). Utilizando a técnica de Fourier, a forma de onda distorcida pode ser construída pela adição dos componentes fundamental e harmônico 116(e). Figura 116 – Representação gráfica de um sinal distorcido do uso de componentes harmônicos

71

Amplificador Classe C Nesse tipo de amplificador o ângulo de condução fica abaixo de 180o. A condução é concentrada no pico negativo do sinal, onde a tensão sobre o elemento controlador é menor, sendo necessário carga em paralelo com circuito ressonante. Consegue-se eficiência da ordem de 70%, mas o amplificador não é linear. É utilizado em transmissores de FM, onde a amplitude é constante, ou em estágios finais de AM, sendo neste caso a modulação de áudio sobreposta à polarização de anodo (ou coletor/dreno), e o sinal RF de entrada mantido constante. A distorção harmônica é reduzida a níveis aceitáveis pelo efeito seletivo da ressonância paralela. Figura 117 – Classe C

Figura 118 – Análise gráfica do circuito da figura 117

Amplificadores classe D 72

Neste tipo de circuito o elemento controlador trabalha saturado ou cortado sobre carga resistiva ou indutiva, apresentando forma de onda quadrada ou retangular na tensão de coletor ou dreno. A alta eficiência é conseguida pelo fato do elemento controlador não ser submetido à tensão e corrente simultaneamente a maior parte do tempo. A perda de energia ocorre na transição entre corte e saturação e deve ter o menor tempo possível em relação ao período do sinal amplificado, o que limita a sua aplicação em frequências altas. Uma vantagem deste modo de amplificação é que pode ser linear, no sentido em que a potência do sinal de saída pode ser proporcional a do sinal de entrada, desde que se faça variável a proporção entre o tempo de saturação e o de corte segundo aquele sinal. Deste modo, o valor médio do sinal de saída segue o sinal de entrada. A carga normalmente é precedida de um filtro passa baixa com frequência de corte abaixo da frequência de comutação, deixando passar apenas o sinal amplificado. É utilizado em fontes de alimentação chaveadas, onde o sinal de saída é DC e a comutação entre 10Kz e 200KHz, e em amplificadores de áudio e moduladores de alta eficiência, comutando entre 50KHz e 500KHz. A eficiência fica em torno de 90%, dependendo da frequência de comutação e da velocidade dos comutadores. Figura 119 – Classe D

Figura 120 – Análise gráfica do classe D (figura 119)

73

Figura 121 – Análise gráfica do classe D (figura 119)

5.5 Amplificadores push-pull Circuito push-pull Concebido por E. Colpitts, o qual basicamente é um circuito balanceado onde duas válvulas operaram em diversas classes de amplificação, por exemplo, A, AB, ou B, fornecendo grande potencia de saída e, ao mesmo tempo, cancelando sobremaneira a distorção. Figura 122 – Circuito push-pull

5.6 Dissipador para transistor de potência Enquanto os circuitos integrados são utilizados para aplicações de pequenos sinais e baixa potencia, muitas aplicações de alta potencia ainda requerem transistores individuais. As melhorias introduzidas nas técnicas de produção têm fornecido relações de potencias mais altas em pastilhas de tamanho reduzido, aumentando a tensão máxima de avaria do transistor e fornecendo transistores de potencia de chaveamento rápido. A máxima potencia suportada por um dispositivo particular e a temperatura das junções do transistor estão relacionadas, pois a potencia dissipada pelo dispositivo provoca um aumento de temperatura na sua junção. Técnicas apropriadas para dissipação de potencia permitem uma operação em torno de metade da potencia nominal máxima. 74

Os transistores de silício apresentam maior resistência à temperatura comparados aos de germânio: Silício: 150-200ºC Germânio:100-110ºC Para muitas aplicações, a potencia média dissipada pode ser aproximada por:

Essa dissipação de potencia, entretanto, somente é permitida até uma temperatura máxima. Acima dessa temperatura, a capacidade de dissipação de potencia do dispositivo deve ser diminuída para que, em temperaturas mais altas do invólucro, a capacidade de potencia suportada seja reduzida para 0W na máxima temperatura do dispositivo. Quanto maior a potencia suportada pelo transistor, mais alta a temperatura do invólucro. Na verdade, o fator limitante na potencia suportada é a temperatura da junção do coletor do dispositivo. Transistores de potencia são montados em grandes encapsulamentos de metal para fornecerem uma grande área pela qual o calor gerado pelo dispositivo possa irradiar (ser transferido). Ainda assim, operando o transistor diretamente em contato com o ar (montando-o em uma placa de material plástico, por exemplo), restringe bastante a relação nominal de potencia do dispositivo. Se, em vez disso (como é prática usual), o transistor é montado sobre alguma forma de dissipador, a sua capacidade de dissipar potencia pode se aproximar mais do valor nominal máximo. Quando o dissipador é utilizado, o calor produzido pelo transistor dissipando potencia tem uma grande área para irradiar (transferir) para o ar, mantendo a temperatura do invólucro em um valor mais baixo do que resultaria sem o uso de dissipador. Figura 123 - Dissipadores

Figura 124 – Curva típica de delimitação de potencia para transistores de silício

75

6 Realimentação e circuitos osciladores 6.1 Conceitos gerais A realimentação para amp-op de um modo geral foi introduzida nos circuitos elétricos visando solucionar problemas tipo . Figura 125 – Diagrama simplificado em blocos do amplificador realimentado

O sinal de entrada, Vs (figura 125), é aplicado a um circuito misturado, onde é combinado com um sinal realimentado, Vf. A diferença entre esse sinais, Vi, é então a tensão de entrada para o amplificador.

6.2 Tipos de conexão de realimentação 76

Existem quatro maneiras básicas de conectar o sinal de realimentação. Tensão e corrente podem ser realimentadas para a entrada em série ou em paralelo: 1 – Realimentação de tensão em série Figura 126 – Realimentação de tensão em série

Impedância de entrada com realimentação Figura 127 – Diagrama mais detalhado da realimentação de tensão em série

2

– Realimentação de tensão em paralelo Figura 128 – Realimentação de tensão em paralelo

77

Figura 129 – Diagrama detalhado da realimentação de tensão em paralelo

3

– Realimentação de corrente em série Figura 130 – Realimentação de corrente em série

Figura 131 - Conexão de realimentação de corrente em série

78

4

- Realimentação de corrente em paralelo Figura 131 – Realimentação de corrente em paralelo

Tensão se refere à conexão da tensão de saída como entrada para o circuito de realimentação; corrente diz respeito à drenagem de parte da corrente de saída através do circuito de realimentação; série significa a conexão do sinal realimentado em série com o sinal de entrada, e paralelo refere-se à conexão do sinal realimentado em paralelo a uma fonte de corrente na entrada. A realimentação em série tende a aumentar a resistência de entrada, enquanto a realimentação em paralelo tende a diminuir a resistência de entrada. A realimentação de tensão tende a diminuir a impedância de saída, e a realimentação de corrente tende a aumentar a impedância de saída. Em geral, impedâncias de entrada mais elevadas e impedâncias de saída mais baixas são desejadas para a maioria dos amplificadores em cascata.

79

Exemplo 44 – Determine o ganho de tensão e as impedâncias de entrada e de saída de um circuito com realimentação de tensão em série, tendo A=-100, Ri=10KΩ, Ro=20KΩ para uma realimentação de: a) β = -0,1 b) β = -0,5 O exemplo 44 mostra um caso de opção entre o ganho e a melhoria da resistência de entrada e saída. A realimentação oferece a possibilidade de troca de parte do ganho disponível do amplificador por melhorias em algumas características do circuito. Tensão em série

Tensão em paralelo

Corrente em série

Ganho de Tensão Impedância de entrada Impedância de saída

(

)

(

)

(

)

Corrente em paralelo -

(

)

Benefícios da realimentação negativa: Considere como exemplo para análise a tensão em série com realimentação negativa. Redução da distorção de frequência  Se a realimentação do amplificador for negativa e o termo



:

Se o circuito for puramente resistivo, o ganho para esse circuito não dependerá da frequência, apesar do ganho do amplificador básico depender.

OBS: A distorção de frequência é reduzida consideravelmente em um circuito amplificador com realimentação de tensão negativa. Redução do ruído e da distorção não-linear A realimentação do sinal tende a controlar a quantidade do ruído (como aquele originado de uma fonte de tensão) e a distorção não-linear. O responsável por essa redução é o fator (

). Entretanto há uma redução do ganho total:

.

Caso outros estágios sejam adicionados no sistema, é possível que introduzam um ruído maior do que o amenizado pela realimentação negativa. Para diminuir esse problema (pode ser que somente isso não resolva), deve-se então reajustar o ganho do amplificador com realimentação a fim de se obter um ganho mais alto e ao mesmo tempo reduzir o sinal de ruído. Efeito da realimentação negativa no ganho e na largura de banda Sendo o ganho total da realimentação de tensão em série:

, para 80

O amplificador com realimentação negativa apresenta um largura de banda maior (Bf) do que o amplificador sem realimentação (B). No ponto de 3dB o amplificador com realimentação possui uma frequência de corte superior mais alta e a inferior mais baixa. Veja a figura 132. Figura 132 – Efeito da realimentação negativa no ganho a na banda passante

Estabilidade do ganho com a realimentação Além de o fator proporcionar um valor de ganho bastante preciso, o amplificador com realimentação é estável se comparado ao amplificador sem realimentação. Quadro... Exemplo 45: Se um amplificador com ganho de -1000 e realimentação apresentar uma variação no ganho de 20% devido à temperatura, calcule a variação no ganho dele com realimentação.

6.3 Circuitos práticos com realimentação de tensão em série a) Realimentação de tensão em série com amplificador FET Na figura 133 uma parte do sinal de saída (Vo) é obtida ao utilizarmos um circuito de realimentação através dos resistores R1 e R2. A tensão de realimentação Vf é conectada em série com o sinal da fonte Vs, sendo que a diferença entre eles é o sinal de entrada Vi. Veja a figura 133.

81

Figura 133 – Estágio de amplificador FET com realimentação de tensão série

- Sem realimentação, o ganho do amplificador é: ( Onde

||

||(

)

) (

)

Substituindo... (

)

[

]

Exemplo 46 – Calcule o ganho sem e com realimentação para o amplificador FET da figura 133 e com os seguintes componentes: R1=80KΩ, R2=20KΩ, Ro=10KΩ, RD=10KΩ e gm=4000µs. b) Realimentação de tensão em série utilizando um amp-op Figura 134 – Realimentação de tensão em série com amp-op

Sendo o ganho do amp-op igual a A:

(

)

(

)

82

Exemplo 47 – Calcule o ganho do amplificador para um ganho do amp-op de A=100000 e resistências R1=1,8KΩ e R2=200KΩ. c) Realimentação de tensão em série usando circuito seguidor de emissor (TBJ) Figura 135 – Circuito com realimentação de tensão em série (seguidor-de-emissor)

O sinal Vs é a tensão de entrada, Vi. A tensão de saída, Vo, é também a tensão de realimentação em série com a tensão de entrada. A operação do circuito sem realimentação produz Vf=0. Sem realimentação o ganho do TBJ será: (

)

⁄ ( )(

⁄

)

Realimentação de corrente em série Essa é outra técnica de realimentação possível. Com ela é possível obter uma amostra da corrente de saída (Io), sendo possível retornar para ela uma tensão proporcional em série com a entrada. Figura 136 – Amplificador com resistor emissor (RE) sem derivação para realimentação de corrente em série: a) circuito amplificador; b) circuito equivalente ca sem realimentação

83

A figura 136 mostra um estágio amplificador com transistor (TBJ). Como o resistor RE do emissor não é curto circuitado pelo capacitor, o circuito possui efetivamente uma realimentação de corrente em série. A corrente através do resistor RE produz uma tensão de realimentação que se opõe ao sinal aplicado pela fonte, de forma que a tensão de saída é reduzida Para retirar a realimentação de corrente em série, o resistor emissor deve ser removido ou desviado por um capacitor (CE). Sem realimentação: (

(

)

)

As impedâncias de entrada e de saída são: ) ||( ( (

) )

Com realimentação: ⁄ (

)(

)

As impedâncias de entrada e saída são calculadas de acordo com a tabela: (

)

(

(

)

) (

)

O ganho de tensão (A) com a realimentação: ( )

84

Exemplo 48 – Calcule o ganho de tensão do circuito da figura abaixo.

Realimentação de tensão em paralelo Figura 137 – Amplificador com realimentação negativa de tensão em paralelo: a) circuito de ganho constante; b) circuito equivalente

O circuito com amp-op de ganho constante da figura 137a proporciona uma realimentação de tensão em paralelo. Observando a figura 137b e as características ideais do amp-op Ii=0, Vi=0, e com ganho de tensão infinito, temos:

O ganho com realimentação é, portanto: (

)

O ganho acima é o ganho de resistência de transferência. O ganho de tensão é:

a) Realimentação de tensão em paralelo usando transistor FET - Sem realimentação: 85

Vf=0 (

)

A realimentação é:

- Com realimentação: (

⁄

)(

)

O ganho de tensão do circuito com realimentação, portanto, é: (

)

( ⏟

)

Figura 138 – Amplificador com realimentação de tensão em paralelo utilizando um FET: a) circuito; b) circuito equivalente

Exemplo 49- Calcule o ganho de tensão com e sem realimentação para o circuito 138a, com gm=5mS, RD=5,1KΩ, RS=1KΩ e RF=20KΩ.

6.4 Amplificador com realimentação – considerações sobre fase e frequência Até agora, nossa análise considerou a operação de um amplificador com realimentação, na qual o sinal realimentado faz oposição ao sinal de entrada – realimentação negativa. Para circuitos reais, essa condição só ocorre para uma parte da faixa central de frequências em relação ao seu valor na faixa central de frequências de operação.

86

Como o ganho do amplificador varia com a frequência, em altas frequências ele cai em relação ao seu valor na faixa central do espectro. Além disso, o deslocamento de fase de um amplificador também depende da frequência. Se, à medida que a frequência aumenta, o deslocamento de fase varia, parte do sinal realimentado é adicionado ao sinal de entrada. Portanto, é possível que o amplificador comece a oscilar devido à realimentação positiva. Se o amplificador oscila nas altas ou baixas frequências, esse circuito não pode ser utilizado. Um projeto apropriado de amplificador com realimentação requer que o circuito seja estável em toda a faixa de frequências, e não apenas na de interesse. Caso contrário, uma perturbação transiente pode levar um amplificador aparentemente estável à oscilação. Critério de Nyquist Para avaliar a estabilidade de um amplificador com realimentação como uma função da frequência, o produto βA e o deslocamento de fase entre a entrada e a saída são fatores determinantes. Uma das técnicas mais utilizadas é o critério de Nyquist. O diagrama de Nyquist é utilizado para traçar o ganho e a fase como função da frequência em um plano complexo. Esse diagrama consiste da combinação de dois diagramas de Bode: o de ganho e deslocamento de fase versus o de frequência, em apenas um diagrama. De forma rápida é possível saber se um amplificador é estável para todas as frequências e quanto ele é estável em relação a algum critério relativo a ganho ou a deslocamento de fase. 

Utilização do critério:

Considere a figura 140 que mostra o plano complexo, com alguns pontos de vários valores de ganho (βA) plotados em diferentes ângulos de deslocamento de fase. Figura 140 – Plano complexo mostrando pontos de ganho e fase típicos

Considerando o eixo real positivo como referência (0º):  uma amplitude de βA= 2 é mostrada em um ângulo de fase 0º no ponto 1; 87



uma amplitude de βA = 3 é mostrada em um ângulo de deslocamento de fase de -135º no ponto 2;  uma amplitude de βA = 1 é mostrada em um ângulo de deslocamento de fase de 180º no ponto 3. Se os pontos representando ganho e fase para um circuito amplificador forem plotados para frequências crescentes, obteremos um diagrama de Nyquist. Figura 141 – Diagrama de Nyquist

Análise do diagrama: Na origem, o ganho e a frequência são nulos (para acoplamento RC). Nos pontos de frequências cresentes, f1, f2 e f3, a fase e a amplitude de βA crescem. Na frequência representativa, f4, o valor de A é o comprimento do vetor da origem até o ponto f4, e o deslocamento de fase é o ângulo . Na frequência f5, o deslocamento de fase é 180º. Nas frequências mais altas, o ganho cai até 0. O critério de estabilidade pode ser descrito da seguinte forma: O amplificador será instável se a curva de Nyquist traçada envolver (circundar) o ponto 1; caso contrário, será estável. Figura 142 – Diagrama de Nyquist indicando as condições de estabilidade: a) estável; b) instável

88

OBS: Envolver o ponto -1 significa que, para um deslocamento de fase de 180º, o ganho de malha (βA) é maior que 1; portanto, o sinal de realimentação está em fase com a entrada e é grande o suficiente para resultar em um sinal de entrada maior do que o aplicado, gerando a oscilação. Margens de ganho e fase Devido o critério de Nyquist, sabemos que um amplificador com realimentação é estável se o ganho de malha (βA) for menor do que a unidade (0 dB) quando seu ângulo de fase é 180º. Podemos determinar tambem algumas margens de estabilidade para indicar quanto o amplificador está proximo de sua condição instável. Margem de ganho (MG) – é definida como sendo o valor negativo de |βA| em decibéis na frequencia em que o ângulo de fase é 180º. Portanto, 0 dB, que corresponde a um valor βA=1, está no limiar de estabilidade. Margem de fase (MF) – é definida pela diferença entre 180º menos amplitude do ângulo no qual o valor de |βA| é uma unidade (0 dB). Figura 143 – Diagrama de Bode mostrando as margens de ganho e de fase

6.5

Operação dos osciladores

A utilização de uma realimentação positiva que resulta em um amplificador com ganho de malha fachada | | maior que 1 e que satisfaz as condições de fase resultará em uma operação como a de uma circuito oscilador. Osciladores são amplificadores que geram um sinal de saída sem a necessidade de um sinal de entrada. São compostos por elementos configurados para ganhos elevados e largura de banda pequena. 89

Podem ser com saída de onda: Senoidal Quadrada Triangular Condição de oscilação: a) Realimentação positiva: o sinal de realimentação deve voltar em fase com o sinal de entrada. b) O ganho de voltagem global do circuito deve ser maior do que 1: o ganho do amplificador deve ser suficiente para superar as perdas associadas com qualquer rede de realimentação seletiva em relação à frequência. A figura 143 pode ser tomada como exemplo para explicar a condição de oscilação b. Figura 143 – Circuito de realimentação empregado como oscilador

Na figura 143, quando a chave na entrada do amplificador está aberta, não há oscilação. Imagine que haja uma tensão fictícia na entrada do amplificador (Vi). Isso resulta em uma tensão de saída Vo=AVi após o estágio amplificador e em uma tensão Vf=β(AVi) após o estágio de realimentação. Portanto, temos uma tensão de realimentação Vf= βAVi, onde βA é chamado de ganho de malha. Se os circuitos do amplificador básico e os de realimentação fornecerem βA com amplitude e fase corretas, Vf poderá ser igual a Vi. Então, quando a chave é fechada e a tensão fictícia Vi é removida, o circuito continuará operando desde que a tensão de realimentação seja suficiente para operar o amplificador e que os circuitos de realimentação forneçam uma tensão de entrada apropriada para manter a operação de malha. A forma de onda na saída permanecerá após o fechamento da chave se a condição: βA=1 for atendida  Esse é o critério de Barkhausen para a oscilação. Na realidade não é necessário um sinal de entrada para a oscilação, basta apenas a condição βA=1 (na prática βA>1).  Tensão de ruído. Alguns exemplos: geradores de efeitos sonoros, clocks, qualquer aplicação que necessite da oscilação do sinal.

90

OBS: as formas de onda resultantes nunca são exatamente senoidais. Mas, quanto mais próximo de 1 for o fator βA, mais próximo de uma senoide é o sinal. A figura 144 mostra como o ruído consegue proporcionar a condição de oscilação de estado permanente. Figura 144 – Estabelecimento da oscilação de estado permanente

6.6

Oscilador de deslocamento de fase

Este circuito não tem um rendimento muito elevado, servindo mais para a produção de sinais senoidais de pequena potência na faixa de áudio. No máximo algumas dezenas de quilohertz podem ser obtidos desta configuração. Figura 145 – Oscilador de deslocamento de fase idealizado

Oscilador de deslocamento de fase usando FET A figura 146 mostra uma versão do circuito oscilador de deslocamento de fase empregada na prática. O circuito mostra a malha de realimentação e o amplificador. O estágio amplificador é autopolarizado com um capacitor de desvio sobre o resistor de fonte Rs e um resistor de 91

polarização do dreno Rd. Os parâmetros de interesse do FET são o gm e rd. Da teoria sobre FET: | | Onde RL é o paralelo entre RD e rd Figura 146 – Circuitos osciladores de deslocamento de fase empregando FET

Na prática, o ganho do amplificador é projetado ligeiramente maior do que o fator 29 necessário para garantir a operação do oscilador. Oscilador de deslocamento de fase a transistor TBJ Figura 147 – Circuito oscilador de deslocamento de fase empregando TBJ

A análise ac do circuito fornece a seguinte equação para o cálculo da frequencia do oscilador resultante: 92

Para que o ganho de malha seja maior do que 1, o ganho de corrente do transistor deve ser:

Oscilador de deslocamento de fase com CI

Figura 148 – Oscilador de deslocamento de fase utilizando amp-op

6.7

Oscilador com ponte de Wien

Há um tipo de configuração que utiliza um circuito RC em ponte, com a frequência do oscilador determinada pelos componentes R e C. A figura 149 mostra uma versão de circuito oscilador com ponte de Wien.

93

Figura 149 – Circuito oscilador com ponte de Wien utilizando amp-op

Observe a conexão em ponte. Os resistores R1, R2 e os capacitores C1, C2 formam os elementos de ajuste da frequência, enquanto que os resistores R3 e R4 formam parte do caminho de realimentação. A saída do amp-op é conectada à entrada da ponte, nos pontos a e c. À saída da ponte pontos b e d, é a entrada para o amp-op. Desprezando-se os efeitos de carregamento entre a impedância de entrada do amp-op e impedância de saída da ponte, tem-se a seguinte equação:

6.8

Circuito oscilador sintonizado Figura 150 – Configuração básica do circuito oscilador ressonante

94

Vários circuitos podem ser montados a partir do esquema mostrado na figura 150, onde tanto a entrada como a saída do circuito são sintonizadas. Dependendo dos elementos de reatância designados para o diagrama da figura 150, obtemos diferentes tipos de osciladores:

a) Oscilador Colpitts Oscilador Colpitts com FET Figura 151 – Oscilador Colpitts com FET

Oscilador Colpitts com transistor TBJ Figura 152 – Oscilador Colpitts com transistor

95

Oscilador Colpitts com CI Figura 153 – Oscilador Colpitts com CI

b) Oscilador Hartley Oscilador Hartley com FET Figura 154 – Oscilador Hartley com FET

Oscilador Hartley com Transistor TBJ Figura 155 – Circuito oscilador Hartley com transistor

96

6.9

Oscilador a cristal

Um oscilador a cristal é basicamente um oscilador sintonizado com um cristal piezoelétrico como circuito tanque ressonante. O cristal (normalmente quartzo) apresenta estabilidade maior e mantém constante a frequência do circuito oscilador. Essa frequência depende do modo como o cristal foi cortado. Osciladores a cristal são utilizados sempre que é necessária uma grande estabilidade de frequência, como transmissores e receptores de comunicações. Características do cristal de quartzo O cristal de quartzo (um dos vários tipos de cristal existentes) é capaz de desenvolver uma diferença de potencial através de suas faces opostas, quando submetido a esforços mecânicos aplicados por meio de outro par de faces opostas, quando submetido a esforços mecânicos aplicados por meio de outro par de faces opostas do cristal (efeito piezelétrico). Da mesma maneira, uma tensão aplicada mediante um conjunto de faces do cristal produz distorção mecânica na forma dele através de outro par de faces. Quando aplicamos uma tensão alternada a um cristal, surgem vibrações mecânicas em sua estrutura, com uma frequência ressonante natural dependente do cristal. Embora este apresente ressonância eletromecânica, ele pode ser representado por um circuito elétrico equivalente ressonante (figura 156). Figura 156 – Circuito elétrico equivalente de um cristal

O indutor L e o capacitor C são os equivalentes elétricos da massa e da ductibilidade do cristal, enquanto a resistência R é o equivalente elétrico que representa o atrito interno na estrutura do cristal. O capacitor CM corresponde à capacitância que surge em virtude do seu encapsulamento. Uma condição para ressonância ocorre quando as reatâncias do ramo RLC são iguais (e opostas). Outra condição ocorre em uma frequência mais alta, quando a reatância do ramo ressonante série é igual à do capacitor CM. Essa é a ressonância em paralelo ou condição antiressonante do cristal (figura 157).

97

Figura 157 – Impedância do cristal versus frequência

Circuito ressonante série Para excitar um cristal no modo ressonante série, ele pode ser conectado como elemento em série de um circuito de realimentação. Na frequência ressonante série do cristal, sua impedância é a menor possível, contribuindo para que haja uma realimentação (positiva) efetiva do sinal (Figura 158). Figura 158 – Circuito oscilador controlado a cristal com o cristal no circuito de realimentação: (a) circuito com TBJ; (b) circuito com FET

Circuito ressonante paralelo Como no modo paralelo-ressonante a impedância do um cristal é máxima, a conexão deste é realizada em paralelo. Na frequência de operação correspondente à ressonância paralela (ou anti-ressonância), o cristal apresenta a máxima reatância indutiva possível.

98

Figura 159 – Oscilador controlado a cristal operando no modo ressonante paralelo

Figura 160 – Oscilador de Miller controlado a cristal

Oscilador a cristal Um amp-op pode ser utilizado em um oscilador a cristal, como a figura 161. Figura 161 – Oscilador a cristal utilizando um amp-op

99

6.10 Oscilador com transistor unijunção O transistor de unijunção é um dispositivo específico que pode ser utilizado em um oscilador de único estágio com saída pulsada, muito comum em aplicações digitais. Esse oscilador pode ser utilizado no circuito conhecido como oscilador de relaxação (figura 162). Figura 162 – Circuito oscilador com transistor unijunção

Figura 163 – Formas de onda encontradas no oscilador com transistor unijunção

100

Figura 164 – Algumas configurações de osciladores com transistor unijunção

Referencias 1 - BOYLESTAD, R. L.; NASHELSKY, L. Dispositivos eletronicos e teoria de circuitos. 6.ed. Rio de janeiro: Prentice Hall do Brasil, 1999. 2 - SEDRA, A. S., SMITH, K. C. Microeletrônica. 4.ed. São Paulo: Makron Books, 2000. http://www.studior.com.br/amp_avan.pdf, acesso em agosto de 2013. 5

6 7

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Eletronica II

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