La electrónica de potencia (o electrónica de las corrientes fuertes1) es una té cnica relativamente nueva que se ha desarrollado gracias al avance tecnológico que se ha alcanzado en la producción de dispositivos semiconductores, y se define como "la técnica de las modificaciones de la presentación de la energía eléctrica" o bien como "la aplicación de la electrónica de estado sólido para el control", el cual el control se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La energía tiene que ver con el equipo de potencia estática, rotatoria o giratoria, para la generación, transmisión, distribución y utilización utilización de la energía eléctrica. La electrónica se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado sólido requeridos en el procesamiento de señales para cumplir con los los objetivos del control deseados y la conversión de la energía eléctrica. En la figura 1 se puede apreciar un esquema básico de bloques de un sistema electrónico de potencia.
Figura. 1: Diagrama de bloques del convertidor de potencia potencia operando en lazo cerrado
1 corrientes fuertes: se refiere a corrientes grandes como de 15Amp, o mayores. El desarrollo tecnológico experimentado por la electrónica de potencia durante los últimos cuarenta años la ha consolidado en la actualidad como una herramienta indispensable para el funcionamiento de todos los ámbitos ámbitos de nuestra sociedad tanto industrial como el de servicios servicios y domestico. Esta posición se ha conseguido con la continua aportación, de los técnicos especializados en electrónica de potencia. En la figura 2 se muestra un esquema de la electrónica de potencia como una disciplina interdisiplinar.
Figura 2. La electrónica de potencia como una disciplina interdisiplinar .
La demanda del mercado es la que estira de las tecnologías y la electrónica de potencia empujada por el mercado, es una tecnología posibilitadora, es decir, juega solamente un papel de soporte al desarrollo de las otras tecnologías. La demanda actual consiste en la integración de la electrónica de potencia en sistemas de procesado de energía. Hay que dejar de hacer electrónica de potencia para pasar a hacer procesado de la potencia. La introducción de las máquinas eléctricas junto con la distribución de la energía e nergía eléctrica inicio la nueva era eléctrica que caracterizo la primera mitad del siglo XX. Con la invención del transistor en el año de 1948 se inicio la primera revolución electrónica, que nos introdujo en la era electrónica durante la cual asistimos a la aparición de los circuitos integrados, ordenadores, comunicaciones, informática, Internet y la automatización que nos llevaron hacia la sociedad de la información que produjo el fenómeno de la llamada "globalización". Mientas tanto, con la invención del tiristor en 1956 se produjo de forma silenciosa y lenta la llamada por algunos "segunda revolución electrónica", que culmina con la madurez de la electrónica de potencia a mediados del siglo XXI. Es importante destacar que la electrónica de potencia esencialmente consiste en una mezcla de tecnologías impulsoras de la era mecánica, de la era eléctrica y de la era e ra electrónica. Nos encontramos ante una nueva tecnología realmente interdisciplinar. La electrónica de potencia, con su esencia interdisciplinar, está destinada a desempeñar un importante papel en la consecución de estos objetivos. La energía ha sido siempre necesaria para asegurar el continuo progreso de la humanidad. fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff La Electrónica de Potencia es una disciplina que trata de la conversión estática de la energía eléctrica y que, actualmente, adquiere una relevancia fundamental en las sociedades avanzadas
Figura 2. La electrónica de potencia como una disciplina interdisiplinar .
La demanda del mercado es la que estira de las tecnologías y la electrónica de potencia empujada por el mercado, es una tecnología posibilitadora, es decir, juega solamente un papel de soporte al desarrollo de las otras tecnologías. La demanda actual consiste en la integración de la electrónica de potencia en sistemas de procesado de energía. Hay que dejar de hacer electrónica de potencia para pasar a hacer procesado de la potencia. La introducción de las máquinas eléctricas junto con la distribución de la energía e nergía eléctrica inicio la nueva era eléctrica que caracterizo la primera mitad del siglo XX. Con la invención del transistor en el año de 1948 se inicio la primera revolución electrónica, que nos introdujo en la era electrónica durante la cual asistimos a la aparición de los circuitos integrados, ordenadores, comunicaciones, informática, Internet y la automatización que nos llevaron hacia la sociedad de la información que produjo el fenómeno de la llamada "globalización". Mientas tanto, con la invención del tiristor en 1956 se produjo de forma silenciosa y lenta la llamada por algunos "segunda revolución electrónica", que culmina con la madurez de la electrónica de potencia a mediados del siglo XXI. Es importante destacar que la electrónica de potencia esencialmente consiste en una mezcla de tecnologías impulsoras de la era mecánica, de la era eléctrica y de la era e ra electrónica. Nos encontramos ante una nueva tecnología realmente interdisciplinar. La electrónica de potencia, con su esencia interdisciplinar, está destinada a desempeñar un importante papel en la consecución de estos objetivos. La energía ha sido siempre necesaria para asegurar el continuo progreso de la humanidad. fffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffffff La Electrónica de Potencia es una disciplina que trata de la conversión estática de la energía eléctrica y que, actualmente, adquiere una relevancia fundamental en las sociedades avanzadas
puesto que permite optimizar el rendimiento de estas conversiones energéticas y t ambién, un diseño más sostenible. Este texto está elaborado a partir de unos contenidos que pueden ser impartidos en asignaturas de las nuevas titulaciones de grado en ingenierías de la ram a industrial, como la Electricidad y la Electrónica Industrial y Automática. Está pues pensado para los estudiantes de dichas titulaciones. t itulaciones. Los contenidos teóricos responden a los objetivos cognoscitivos fijados en cada capítulo y se consolidan mediante ejercicios resueltos. Una primera parte (capítulos 1 a 3) se dedica a la introducción a la Electrónica de Potencia y contempla sus ámbitos de aplicación, las her ramientas teóricas que se utilizan a lo largo del t exto y el estudio detallado y sistemático de los interruptores y del proceso de conmutación. La segunda parte del texto (capítulos 4 a 7 ) se dedica a las estructuras fundamentales de conversión estática CC/CC, CC/CA, CA/CC y CA/CA. Se dedica el último capítulo (tercera parte) a una introducción al control en lazo cerrado de los convertidores estáticos, abriendo la posibilidad de una continuidad en la profundización en esta disciplina. Eduard Ballester Portillo y Robert Piqué López son doctores ingenieros industriales y están adscritos al Departamento de Ingeniería Electrónica de la Universidad Politécnica de Cataluña. Tienen una dilatada experiencia profesional y docente en Electrónica de Potencia. Ejercen sus actividades académicas como catedráticos en la Escuela Industrial de Bar celona y como miembros de la Unidad de Investigación y de Transferencia de Tecnología en Electrónica de Potencia y Accionamientos Eléctricos.
Elementos básicos en electrónica de potencia Supervisión: J. Domingo Aguilar Peña Realización: Miguel Angel Montejo Ráez
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INTRODUCCION Introducción a los dispositivos electrónicos de potencia. Simbología. DISPOSITIVOS ELECTRONICOS DE POTENCIA Diodos de potencia.
Transistores de potencia. Smart Power. Relés. Optoacopladores.
El diodo de potencia.
Características estáticas
Parámetros en bloqueo. Parámetros en conducción. Modelos estáticos de diodo.
Características dinámicas
Tiempo de recuperación inverso. Influencia del t rr en la conmutación. Tiempo de recuperación directo.
Disipación de potencia
Potencia Potencia Potencia Potencia
máxima disipable (P máx). media disipada (P AV). inversa de pico repetitiva (P RRM). inversa de pico no repeptitiva (P RSM).
Características térmicas
Temperatura de la unión (T jmáx). Temperatura de almacenamiento (T stg). Resistencia térmica unión-contenedor (R jc). Resistencia térmica contenedor-disipador (R cd).
Protección contra sobreintensidades s obreintensidades
Principales causas de sobreintensidades. Organos de protección. Parámetro I2t.
El diodo de potencia Uno de los dispositivos más importantes de los circuitos de potencia son los diodos, aunque tienen, entre otras, las siguientes limitaciones : son dispositivos unidireccionales, no pudiendo circular la corriente en sentido contrario al de conducción. El único procedimiento de control es invertir el voltaje entre ánodo y cátodo.
Los diodos de potencia se caracterizan porque en estado de conducción, deben ser capaces de soportar una alta intensidad con una pequeña caída de tensión. En sentido inverso, deben ser capaces de soportar una fuerte tensión negativa de ánodo con una pequeña intensidad de fugas.
El diodo responde a la ecuación:
La curva característica será la que se puede ver en la parte superior, donde:
VRRM: tensión inversa máxima VD: tensión de codo. A continuación vamos a ir viendo las características más importantes del diodo, las cuales podemos agrupar de la siguiente forma:
Características estáticas: Parámetros en bloqueo (polarización inversa). o Parámetros en conducción. o Modelo estático. o Características dinámicas: Tiempo de recuperación inverso (t rr). o Influencia del t rr en la conmutación. o Tiempo de recuperación directo. o Potencias: Potencia máxima disipable. o Potencia media disipada. o Potencia inversa de pico repetitivo. o Potencia inversa de pico no repetitivo. o Características Características térmicas. Protección contra sobreintensidades.
Características estáticas
Parámetros en bloqueo
Tensión inversa de pico de trabajo (V RWM ): es la que puede ser soportada por el dispositivo de forma continuada, sin peligro de entrar en ruptura por avalancha. Tensión inversa de pico repetitivo (V RRM ): es la que puede ser soportada en picos de 1 ms, repetidos cada 10 ms de forma continuada. Tensión inversa de pico no repetitiva (V RSM ): es aquella que puede ser soportada una sola vez durante 10ms cada 10 minutos o más. Tensión de ruptura (V BR ): si se alcanza, aunque sea una sola vez, durante 10 ms el diodo puede destruirse o degradar las características del mismo. Tensión inversa contínua (V R ): es la tensión continua que soporta el diodo en estado de bloqueo.
Parámetros en conducción
Intensidad media nominal (I F(AV) ): es el valor medio de la máxima intensidad de impulsos sinusuidales de 180º que el diodo puede soportar. Intensidad de pico repetitivo (I FRM ): es aquella que puede ser soportada cada 20 ms , con una duración de pico a 1 ms, a una determinada temperatura de la cápsula (normalmente 25º). Intensidad directa de pico no repetitiva (I FSM ): es el máximo pico de intensidad aplicable, una vez cada 10 minutos, con una duración de 10 ms. Intensidad directa (I F ): es la corriente que circula por el diodo cuando se encuentra en el estado de conducción.
Modelos estáticos del diodo
Los distintos modelos del diodo en su región directa (modelos estáticos) se representan en la figura superior. Estos modelos facilitan los cálculos a realizar, para lo cual debemos escoger el modelo adecuado según el nivel de precisión que necesitemos.
Estos modelos se suelen emplear para cálculos a mano, reservando modelos más complejos para programas de simulación como PSPICE. Dichos modelos suelen ser proporcionados por el fabricante, e incluso pueden venir ya en las librerías del programa. Características dinámicas Tiempo de recuperación inverso
El paso del estado de conducción al de bloqueo en el diodo no se efectúa instantáneamente. Si un diodo se encuentra conduciendo una intensidad I F, la zona
central de la unión P-N está saturada de portadores mayoritarios con tanta mayor densidad de éstos cuanto mayor sea I F. Si mediante la aplicación de una tensión inversa forzamos la anulación de la corriente con cierta velocidad di/dt, resultará que después del paso por cero de la corriente existe cierta cantidad de portadores que cambian su sentido de movimiento y permiten que el diodo conduzca en sentido contrario durante un instante. La tensión inversa entre ánodo y cátodo no se establece hasta después del tiempo t a llamado tiempo de almacenamiento, en el que los portadores empiezan a escasear y aparece en la unión la zona de carga espacial. La intensidad todavía tarda un tiempo t b (llamado tiempo de caída) en pasar de un valor de pico negativo (I RRM) a un valor despreciable mientras van desapareciedo el exceso de portadores.
t a (tiempo de almacenamiento) : es el tiempo que transcurre desde el paso por cero de la intensidad hasta llegar al pico negativo. t b (tiempo de caída): es el tiempo transcurrido desde el pico negativo de intensidad hasta que ésta se anula, y es debido a la descarga de la capacidad de la unión polarizada en inverso. En la práctica se suele medir desde el valor de pico negativo de la intensidad hasta el 10 % de éste. t rr (tiempo de recuperación inversa) : es la suma de t a y tb.
Q rr : se define como la carga eléctrica desplazada, y representa el área negativa de la característica de recuperación inversa del diodo. di/dt : es el pico negativo de la intensidad. I rr : es el pico negativo de la intensidad.
La relación entre t b /ta es conocida como factor de suavizado "SF".
Si observamos la gráfica podemos considerar Q rr por el área de un triángulo :
De donde :
Para el cálculo de los parámetros I RRM y Qrr podemos suponer uno de los dos siguientes casos:
Para ta = tb trr = 2ta
Para ta = trr tb = 0
En el primer caso obtenemos:
Y en el segundo caso:
Influencia del t rr en la conmutación Si el tiempo que tarda el diodo en conmutar no es despreciable :
Se limita la frecuencia de funcionamiento. Existe una disipación de potencia durante el tiempo de recuperación inversa.
Para altas frecuencias, por tanto, debemos usar diodos de recuperación rápida.
Factores de los que depende t rr :
A mayor IRRM menor trr. Cuanta mayor sea la intensidad principal que atraviesa el diodo mayor será la capacidad almacenada, y por tanto mayor será t rr.
Tiempo de recuperación directo t fr (tiempo de recuperación directo) : es el tiempo que transcurre entre el instante en que la tensión ánodo-cátodo se hace positiva y el instante en que dicha tensión se estabiliza en el valor VF.
Este tiempo es bastante menor que el de recuperación inversa y no suele producir pérdidas de potencia apreciables.
Disipación de potencia Potencia máxima disipable (P máx ) Es un valor de potencia que el dispositivo puede disipar, pero no debemos confundirlo con la potencia que disipa el diodo durante el funcionamiento, llamada ésta potencia de trabajo. Potencia media disipada (P AV ) Es la disipación de potencia resultante cuando el dispositivo se encuentra en estado de conducción, si se desprecia la potencia disipada debida a la corriente de fugas.
Se define la potencia media (P AV) que puede disipar el dispositivo, como :
Si incluimos en esta expresión el modelo estático, resulta :
y como :
es la intensidad media nominal
es la intensidad eficaz al cuadrado Nos queda finalmente :
Generalmente el fabricante integra en las hojas de características tablas que indican la potencia disipada por el elemento para una intensidad conocida.
Otro dato que puede dar el fabricante es curvas que relacionen la potencia media con la intensidad media y el factor de forma (ya que el factor de forma es la intensidad eficaz dividida entre la intensidad media).
Potencia inversa de pico repetitiva (P RRM ) Es la máxima potencia que puede disipar el dispositivo en estado de bloqueo. Potencia inversa de pico no repeptitiva (P RSM ) Similar a la anterior, pero dada para un pulso único. Características térmicas Temperatura de la unión (T jmáx ) Es el límite superior de temperatura que nunca debemos hacer sobrepasar a la unión del dispositivo si queremos evitar su inmediata destrucción.
En ocasiones, en lugar de la temperatura de la unión se nos da la "operating temperature range" (margen de temperatura de funcionamiento), que significa que el dispositivo se ha fabricado para funcionar en un intervalo de temperaturas comprendidas entre dos valores, uno mínimo y otro máximo. Temperatura de almacenamiento (T stg ) Es la temperatura a la que se encuentra el dispositivo cuando no se le aplica ninguna potencia. El fabricante suele dar un margen de valores para esta temperatura. Resistencia térmica unión-contenedor (R jc ) Es la resistencia entre la unión del semiconductor y el encapsulado del dispositivo. En caso de no dar este dato el fabricante se puede calcular mediante la fórmula:
R jc = (T jmáx - Tc) / Pmáx siendo Tc la temperatura del contenedor y P máx la potencia máxima disipable. Resistencia térmica contenedor-disipador (R cd ) Es la resistencia existente entre el contenedor del dispositivo y el disipador (aleta refrigeradora). Se supone que la propagación se efectúa directamente sin pasar por otro medio (como mica aislante, etc). Protección contra sobreintensidades Principales causas de sobreintensidades La causa principal de sobreintensidad es, naturalmente, la presencia de un cortocircuito en la carga, debido a cualquier causa. De todos modos, pueden aparecer picos de corriente en el caso de alimentación de motores, carga de condesadores, utilización en régimen de soldadura, etc.
Estas sobrecargas se traducen en una elevación de temperatura enorme en la unión, que es incapaz de evacuar las calorias generadas, pasando de forma casi instantánea al estado de cortocircuito (avalancha térmica).
Organos de protección Los dispositivos de protección que aseguran una eficacia elevada o total son poco numerosos y por eso los más empleados actualmente siguen siendo los fusibles, del tipo "ultrarrápidos" en la mayoría de los casos.
Los fusibles, como su nombre indica, actúan por la fusión del metal de que están compuestos y tienen sus caracterísitcas indicadas en función de la potencia que pueden manejar; por esto el calibre de un fusible no se da sólo con su valor eficaz de corriente, sino incluso con su I 2t y su tensión. Parámetro I 2 t La I2t de un fusible es la caracterísitca de fusión del cartucho; el intervalo de tiempo t se indica en segundos y la corriente I en amperios.
Debemos escoger un fusible de valor I 2t inferior al del diodo, ya que así será el fusible el que se destruya y no el diodo.
El transistor de potencia. Principios básicos de funcionamiento.
Características dinámicas
Tiempos de conmutación.
Características estáticas
Otros parámetros importantes.
Modos de trabajo y limitaciones
Modos de trabajo. Avalancha secundaria. Curvas SOA.
Disipación de potencia y protecciones
Efecto producido por carga inductiva. Protecciones. Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga resistiva. Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga inductiva. Ataque y protección del transistor de potencia.
El transistor de potencia El funcionamiento y utilización de los transistores de potencia es idéntico al de los transistores normales, teniendo como características especiales las altas tensiones e intensidades que tienen que soportar y, por tanto, las altas potencias a disipar.
Existen tres tipos de transistores de potencia:
bipolar. unipolar o FET (Transistor de Efecto de Campo). IGBT. Parámetros
MOS
Bipolar
Impedancia de entrada
Alta (1010 ohmios) Media (104 ohmios)
Ganancia en corriente
Alta (107)
Media (10-100)
Resistencia ON (saturación)
Media / alta
Baja
Resistencia OFF (corte)
Alta
Alta
Voltaje aplicable
Alto (1000 V)
Alto (1200 V)
Máxima temperatura de operación Alta (200ºC)
Media (150ºC)
Frecuencia de trabajo
Alta (100-500 Khz)
Baja (10-80 Khz)
Coste
Alto
Medio
El IGBT ofrece a los usuarios las ventajas de entrada MOS, más la capacidad de carga en corriente de los transistores bipolares:
Trabaja con tensión. Tiempos de conmutación bajos. Disipación mucho mayor (como los bipolares).
Nos interesa que el transistor se parezca, lo más posible, a un elemento ideal:
Pequeñas fugas. Alta potencia. Bajos tiempos de respuesta (ton , toff), para conseguir una alta frecuencia de funcionamiento. Alta concentración de intensidad por unidad de superficie del semiconductor. Que el efecto avalancha se produzca a un valor elevado ( VCE máxima elevada). Que no se produzcan puntos calientes (grandes di/dt ).
Una limitación importante de todos los dispositivos de potencia y concretamente de los transistores bipolares, es que el paso de bloqueo a conducción y viceversa no se hace instantáneamente, sino que siempre hay un retardo (ton , toff). Las causas fundamentales de estos retardos son las capacidades asociadas a las uniones colector - base y base emisor y los tiempos de difusión y recombinación de los portadores.
Principios básicos de funcionamiento La diferencia entre un transistor bipolar y un transistor unipolar o FET es el modo de actuación sobre el terminal de control. En el transistor bipolar hay que inyectar una corriente de base para regular la corriente de colector, mientras que en el FET el control se hace mediante la aplicación de una tensión entre puerta y fuente. Esta diferencia vienen determinada por la estructura interna de ambos dispositivos, que son substancialmente distintas.
Es una característica común, sin embargo, el hecho de que la potencia que consume el terminal de control (base o puerta) es siempre más pequeña que la potencia manejada en los otros dos terminales. En resumen, destacamos tres cosas fundamentales:
En un transistor bipolar I B controla la magnitud de I C. En un FET, la tensión V GS controla la corriente I D. En ambos casos, con una potencia pequeña puede controlarse otra bastante mayor.
Tiempos de conmutación
Cuando el transistor está en saturación o en corte las pérdidas son despreciables. Pero si tenemos en cuenta los efectos de retardo de conmutación, al cambiar de un estado a otro se produce un pico de potencia disipada, ya que en esos instantes el producto I C x VCE va a tener un valor apreciable, por lo que la potencia media de pérdidas en el transistor va a ser mayor. Estas pérdidas aumentan con la frecuencia de trabajo, debido a que al aumentar ésta, también lo hace el número de veces que se produce el paso de un estado a otro.
Podremos distinguir entre tiempo de excitación o encendido (ton) y tiempo de apagado (toff). A su vez, cada uno de estos tiempos se puede dividir en otros dos.
Tiempo de retardo (Delay Time, td) : Es el tiempo que transcurre desde el instante en que se aplica la señal de entrada en el dispositivo conmutador, hasta que la señal de salida alcanza el 10% de su valor final. Tiempo de subida (Rise time, tr) : Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 10% y el 90% de su valor final. Tiempo de almacenamiento (Storage time, ts) : Tiempo que transcurre desde que se quita la excitación de entrada y el instante en que la señal de salida baja al 90% de su valor final. Tiempo de caída (Fall time, tf) : Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 90% y el 10% de su valor final. Por tanto, se pueden definir las siguientes relaciones :
Es de hacer notar el hecho de que el tiempo de apagado (toff) será siempre mayor que el tiempo de encendido (ton).
Los tiempos de encendido (ton) y apagado (toff) limitan la frecuencia máxima a la cual puede conmutar el transistor:
Otros parámetros importantes
Corriente media : es el valor medio de la corriente que puede circular por un terminal (ej. ICAV, corriente media por el colector).
Corriente máxima : es la máxima corriente admisible de colector (I CM) o de drenador (I DM). Con este valor se determina la máxima disipación de potencia del dispositivo. V CBO : tensión entre los terminales colector y base cuando el emisor está en circuito abierto. V EBO : tensión entre los terminales emisor y base con el colector en circuito abierto. Tensión máxima : es la máxima tensión aplicable entre dos terminales del dispositivo (colector y emisor con la base abierta en los bipolares, drenador y fuente en los FET). Estado de saturación : queda determinado por una caída de tensión prácticamente constante. V CEsat entre colector y emisor en el bipolar y resistencia de conducción RDSon en el FET. Este valor, junto con el de corriente máxima, determina la potencia máxima de disipación en saturación. Relación corriente de salida - control de entrada : hFE para el transistor bipolar (ganancia estática de corriente) y g ds para el FET (transconductancia en directa).
Modos de trabajo Existen cuatro condiciones de polarización posibles. Dependiendo del sentido o signo de los voltajes de polarización en cada una de las uniones del transistor pueden ser :
Región activa directa : Corresponde a una polarización directa de la unión emisor base y a una polarización inversa de la unión colector - base. Esta es la región de operación normal del transistor para amplificación. Región activa inversa : Corresponde a una polarización inversa de la unión emisor base y a una polarización directa de la unión colector - base. Esta región es usada raramente. Región de corte : Corresponde a una polarización inversa de ambas uniones. La operación en ésta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo apagado, pues el transistor actúa como un interruptor abierto (IC 0). Región de saturación : Corresponde a una polarización directa de ambas uniones. La operación en esta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo encendido, pues el transistor actúa como un interruptor cerrado (VCE 0).
Avalancha secundaria. Curvas SOA.
Si se sobrepasa la máxima tensión permitida entre colector y base con el emisor abierto (VCBO), o la tensión máxima permitida entre colector y emisor con la base abierta (V CEO), la unión colector - base polarizada en inverso entra en un proceso de ruptura similar al de cualquier diodo, denominado avalancha primaria.
Sin embargo, puede darse un caso de avalancha cuando estemos trabajando con tensiones por debajo de los límites anteriores debido a la aparición de puntos calientes (focalización de la intensidad de base), que se produce cuando tenemos polarizada la unión base - emisor en directo. En efecto, con dicha polarización se crea un campo magnético transversal en la zona de base que reduce el paso de portadores minoritarios a una pequeña zona del dispositivo (anillo circular).La densidad de potencia que se concentra en dicha zona es proporcional al grado de polarización de la base, a la corriente de colector y a la V CE, y alcanzando cierto valor, se produce en los puntos calientes un fenómeno degenerativo con el consiguiente aumento de las pérdidas y de la temperatura. A este fenómeno, con efectos catastróficos en la mayor parte de los casos, se le conoce con el nombre de avalancha secundaria (o también segunda ruptura). El efecto que produce la avalancha secundaria sobre las curvas de salida del transistor es producir unos codos bruscos que desvían la curva de la situación prevista (ver gráfica anterior). El transistor puede funcionar por encima de la zona límite de la avalancha secundaria durante cortos intervalos de tiempo sin que se destruya. Para ello el fabricante suministra unas curvas límites en la zona activa con los tiempos límites de trabajo, conocidas como curvas FBSOA.
Podemos ver como existe una curva para corriente continua y una serie de curvas para corriente pulsante, cada una de las cuales es para un ciclo concreto.
Todo lo descrito anteriormente se produce para el ton del dispositivo. Durante el toff, con polarización inversa de la unión base - emisor se produce la focalización de la corriente en el centro de la pastilla de Si, en un área más pequeña que en polarización directa, por lo que la avalancha puede producirse con niveles más bajos de energía. Los límites de I C y VCE durante el toff vienen reflejado en las curvas RBSOA dadas por el fabricante. Efecto producido por carga inductiva. Protecciones. Las cargas inductivas someten a los transistores a las condiciones de trabajo más desfavorables dentro de la zona activa.
En el diagrama superior se han representado los diferentes puntos idealizados de funcionamiento del transistor en corte y saturación. Para una carga resistiva, el transistor
pasará de corte a saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a saturación por la recta que va desde A hasta C, y de saturación a corte desde C a A. Sin embargo, con una carga inductiva como en el circuito anterior el transistor pasa a saturación recorriendo la curva ABC, mientras que el paso a corte lo hace por el tramo CDA. Puede verse que este último paso lo hace después de una profunda incursión en la zona activa que podría fácilmente sobrepasar el límite de avalancha secundaria, con valor VCE muy superior al valor de la fuente (Vcc).
Para proteger al transistor y evitar su degradación se utilizan en la práctica varios circuitos, que se muestran a continuación :
a) Diodo Zéner en paralelo con el transistor (la tensión nominal zéner ha de ser superior a la tensión de la fuente Vcc).
b) Diodo en antiparalelo con la carga RL. c) Red RC polarizada en paralelo con el transistor (red snubber). Las dos primeras limitan la tensión en el transistor durante el paso de saturación a corte, proporcionando a través de los diodos un camino para la circulación de la intensidad inductiva de la carga. En la tercera protección, al cortarse el transistor la intensidad inductiva sigue pasando por el diodo y por el condensador CS, el cual tiende a cargarse a una tensión Vcc. Diseñando adecuadamente la red RC se consigue que la tensión en el transistor durante la conmutación sea inferior a la de la fuente, alejándose su funcionamiento de los límites por disipación y por avalancha secundaria. Cuando el transistor pasa a saturación el condensador se descarga a través de RS.
El efecto producido al incorporar la red snubber es la que se puede apreciar en la figura adjunta, donde vemos que con esta red, el paso de saturación (punto A) a corte (punto B) se produce de forma más directa y sin alcanzar valores de V CE superiores a la fuente Vcc.
Para el cálculo de CS podemos suponer, despreciando las pérdidas, que la energía almacenada en la bobina L antes del bloqueo debe haberse transferido a CS cuando la intensidad de colector se anule. Por tanto :
de donde :
Para calcular el valor de RS hemos de tener en cuenta que el condensador ha de estar descargado totalmente en el siguiente proceso de bloqueo, por lo que la constante de tiempo de RS y CS ha de ser menor (por ejemplo una quinta parte) que el tiempo que permanece en saturación el transistor :
Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga resistiva
La gráfica superior muestra las señales idealizadas de los tiempos de conmutación (ton y toff) para el caso de una carga resistiva.
Supongamos el momento origen en el comienzo del tiempo de subida (tr) de la corriente de colector. En estas condiciones (0 t tr) tendremos :
donde I C más vale :
También tenemos que la tensión colector - emisor viene dada como :
Sustituyendo, tendremos que :
Nosotros asumiremos que la V CE en saturación es despreciable en comparación con Vcc.
Así, la potencia instantánea por el transistor durante este intervalo viene dada por :
La energía, Wr, disipada en el transistor durante el tiempo de subida está dada por la integral de la potencia durante el intervalo del tiempo de caída, con el resultado:
De forma similar, la energía (Wf) disipada en el transistor durante el tiempo de caída, viene dado como:
La potencia media resultante dependerá de la frecuencia con que se efectúe la conmutación:
Un último paso es considerar tr despreciable frente a tf, con lo que no cometeríamos un error apreciable si finalmente dejamos la potencia media, tras sustituir, como:
Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga inductiva
Arriba podemos ver la gráfica de la i C(t), VCE(t) y p(t) para carga inductiva. La energía perdida durante en ton viene dada por la ecuación:
Durante el tiempo de conducción (t5) la energía perdida es despreciable, puesto que V es de un valor ínfimo durante este tramo.
CE
Durante el toff, la energía de pérdidas en el transistor vendrá dada por la ecuación:
La potencia media de pérdidas durante la conmutación será por tanto:
Si lo que queremos es la potencia media total disipada por el transistor en todo el periodo debemos multiplicar la frecuencia con la sumatoria de pérdidas a lo largo del periodo (conmutación + conducción). La energía de pérdidas en conducción viene como:
Ataque y protección del transistor de potencia Como hemos visto anteriormente, los tiempos de conmutación limitan el funcionamiento del transistor, por lo que nos interesaría reducir su efecto en la medida de lo posible.
Los tiempos de conmutación pueden ser reducidos mediante una modificación en la señal de base, tal y como se muestra en la figura anterior.
Puede verse como el semiciclo positivo está formado por un tramo de mayor amplitud que ayude al transistor a pasar a saturación (y por tanto reduce el ton) y uno de amplitud suficiente para mantener saturado el transistor (de este modo la potencia disipada no será excesiva y el tiempo de almacenamiento no aumentará). El otro semiciclo comienza con un valor negativo que disminuye el toff, y una vez que el transistor está en corte, se hace cero para evitar pérdidas de potencia. En consecuencia, si queremos que un transistor que actúa en conmutación lo haga lo más rápidamente posible y con menores pérdidas, lo ideal sería atacar la base del dispositivo con una señal como el de la figura anterior. Para esto se puede emplear el circuito de la figura siguiente.
En estas condiciones, la intensidad de base aplicada tendrá la forma indicada a continuación:
Durante el semiperiodo t1, la tensión de entrada (Ve) se mantiene a un valor Ve (máx). En estas condiciones la V BE es de unos 0.7 v y el condensador C se carga a una tensión V C de valor:
debido a que las resistencias R1 y R2 actúan como un divisor de tensión.
La cte. de tiempo con que se cargará el condensador será aproximadamente de:
Con el condensador ya cargado a V C, la intensidad de base se estabiliza a un valor I B que vale:
En el instante en que la tensión de entrada pasa a valer -Ve(min), tenemos el condensador cargado a V C, y la VBE=0.7 v. Ambos valores se suman a la tensión de entrada, lo que produce el pico negativo de intensidad I B (mín):
A partir de ese instante el condensador se descarga a través de R2 con una constante de tiempo de valor R2C.
Para que todo lo anterior sea realmente efectivo, debe cumplirse que:
con esto nos aseguramos que el condensador está cargado cuando apliquemos la señal negativa. Así, obtendremos finalmente una frecuencia máxima de funcionamiento :
Un circuito más serio es el de Control Antisaturación:
El tiempo de saturación (tS)será proporcional a la intensidad de base, y mediante una suave saturación lograremos reducir tS :
Inicialmente tenemos que:
En estas condiciones conduce D2, con lo que la intensidad de colector pasa a tener un valor:
Si imponemos como condición que la tensión de codo del diodo D1 se mayor que la del diodo D2, obtendremos que I C sea mayor que I L:
En lo que respecta a la protección por red snubber, ya se ha visto anteriormente.
[Bibliografía]
J. Domingo Aguilar Peña:
[email protected] Miguel Ángel Montejo Ráez: radas ecnología Smart Power La expresión smart power se refiere a la tecnología de integración en un dispositivo monolítico de uno o varios componentes de potencia y de componentes lógicos o analógicos de tratamiento de señal.
Campos de aplicación :
Sistemas basados en microprocesador. Motores (CC, CA y paso a paso). Pantallas planas. Telecomunicaciones. Cabezales de impresora. Fuentes de alimentación. Lámparas (automóvil).
Estos circuitos integrados disipan una potencia apreciable (2 - 4 A). Algunos pueden incluso llevar la etapa de control (circuitos integrados inteligentes).
Para integrar en una pastilla la parte de potencia y la parte de control, se han usado dos tecnologías : la bipolar y la mixta. La tecnología bipolar consiste en la utilización de soluciones bipolares para cada uno de los elementos de potencia y de control. La tecnología mixta se basa en la realización de la parte de potencia y de la parte de control mediante procesos diferentes.
Según el tipo de uso que necesitemos escogeremos una tecnología de fabricación, optando por CMOS cuando la parte de control del circuito smart power ha de incluir funciones digitales. Ello se debe a un menor consumo de potencia y al hecho de no presentar dependencias entre la ganancia y la corriente. Con estos circuitos obtenemos un mayor rendimiento y una mayor facilidad de implementación, ya que los circuitos de control no hay que diseñarlos, los tenemos hechos. Esto hace que su implantación en el mercado vaya creciendo con el paso de los años, al proporcionar soluciones a múltiples necesidades, con un bajo costo y sencillez.
[Bibliografía] Tipos de relés Un relé es un sistema mediante el cuál se puede controlar una potencia mucho mayor con un consumo en potencia muy reducido.
Tipos de relés:
Relés electromecánicos:
A) Convencionales. B) Polarizados. C) Reed inversores.
Relés híbridos. Relés de estado sólido.
Estructura de un relé
En general, podemos distinguir en el esquema general de un relé los siguientes bloques:
Circuito de entrada, control o excitación. Circuito de acoplamiento. Circuito de salida, carga o maniobra, constituido por:
- circuito excitador. - dispositivo conmutador de frecuencia. - protecciones.
Características generales Las características generales de cualquier relé son:
El aislamiento entre los terminales de entrada y de salida. Adaptación sencilla a la fuente de control. Posibilidad de soportar sobrecargas, tanto en el circuito de entrada como en el de salida. Las dos posiciones de trabajo en los bornes de salida de un relé se caracterizan por:
- En estado abierto, alta impedancia. - En estado cerrado, baja impedancia. Para los relés de estado sólido se pueden añadir :
Gran número de conmutaciones y larga vida útil. Conexión en el paso de tensión por cero, desconexión en el paso de intensidad por cero. Ausencia de ruido mecánico de conmutación. Escasa potencia de mando, compatible con TTL y MOS. insensibilidad a las sacudidas y a los golpes. Cerrado a las influencias exteriores por un recubrimiento plástico.
Relés electromecánicos. Están formados por una bobina y unos contactos los cuales pueden conmutar corriente continua o bien corriente alterna. Vamos a ver los diferentes tipos de relés electromecánicos.
Relés de tipo armadura Son los más antiguos y también los más utilizados. El esquema siguiente nos explica prácticamente su constitución y funcionamiento. El electroimán hace vascular la armadura al ser excitada, cerrando los contactos dependiendo de si es N.O ó N.C (normalmente abierto o normalmente cerrado).
Relés de Núcleo Móvil
Estos tienen un émbolo en lugar de la armadura anterior. Se utiliza un solenoide para cerrar sus contactos, debido a su mayor fuerza atractiva (por ello es útil para manejar altas corrientes).
Relé tipo Reed o de Lengüeta
Formados por una ampolla de vidrio, en cuyo interior están situados los contactos (pueden se múltiples) montados sobre delgadas láminas metálicas. Dichos contactos se cierran por medio de la excitación de una bobina, que está situada alrededor de dicha ampolla.
Relés Polarizados
Llevan una pequeña armadura, solidaria a un imán permanente. El extremo inferior puede girar dentro de los polos de un electroimán y el otro lleva una cabeza de contacto. Si se excita al electroimán, se mueve la armadura y cierra los contactos. Si la polaridad es la opuesta girará en sentido contrario, abriendo los contactos ó cerrando otro circuito( ó varios)
Relés de estado sólido Un relé de estado sólido SSR (Solid State Relay), es un circuito eléctrónico que contiene en su interior un circuito disparado por nivel, acoplado a un interruptor semiconductor, un transistor o un tiristor. Por SSR se entenderá un producto construido y comprobado en una fábrica, no un dispositivo formado por componentes independientes que se han montado sobre una placa de circuito impreso.
Estructura del SSR:
Circuito de Entrada o de Control:
Control por tensión continua: el circuito de entrada suele ser un LED ( Fotodiodo), solo o con una resistencia en serie, también podemos encontrarlo con un diodo en antiparalelo para evitar la inversión de la polaridad por accidente. Los niveles de entrada son compatibles con TTL, CMOS, y otros valores normalizados ( 12V, 24V, etc.).
Control por tensión Alterna: El circuito de entrada suele ser como el anterior incorporando un puente rectificador integrado y una fuente de corriente continua para polarizar el diodo LED.
Acoplamiento.
El acoplamiento con el circuito se realiza por medio de un optoacoplador o por medio de un transformador que se encuentra acoplado de forma magnética con el circuito de disparo del Triac.
Circuito de Conmutación o de salida.
El circuito de salida contiene los dispositivos semiconductores de potencia con su correspondiente circuito excitador. Este circuito será diferente según queramos conmutar CC, CA.
[Bibliografía]
J. Domingo Aguilar Peña:
[email protected] Miguel Ángel Montejo Ráez:
[email protected] ndice
Optoacopladores. Funcionamiento del Optoacoplador. Diferentes tipos de Optoacopladores.
Optoacopladores Un optoacoplador combina un dispositivo semiconductor formado por un fotoemisor, un fotoreceptor y entre ambos hay un camino por donde se transmite la luz. Todos estos elementos se encuentran dentro de un encapsulado que por lo general es del tipo DIP.
Funcionamiento del Optoacoplador La señal de entrada es aplicada al fotoemisor y la salida es tomada del fotoreceptor. Los optoacopladores son capaces de convertir una señal eléctrica en una señal luminosa modulada y volver a convertirla en una señal eléctrica. La gran ventaja de un optoacoplador reside en el aislamiento eléctrico que puede establecerse entre los circuitos de entrada y salida.
Los fotoemisores que se emplean en los optoacopladores de potencia son diodos que emiten rayos infrarrojos (IRED) y los fotoreceptores pueden ser tiristores o transistores.
Cuando aparece una tensión sobre los terminales del diodo IRED, este emite un haz de rayos infrarrojo que transmite a través de una pequeña guia-ondas de plástico o cristal hacia el fotorreceptor. La energía luminosa que incide sobre el fotorreceptor hace que este genere una tensión eléctrica a su salida. Este responde a las señales de entrada, que podrían ser pulsos de tensión. Diferentes tipos de Optoacopladores Fototransistor : se compone de un optoacoplador con una etapa de salida formada por un transistor BJT.
Fototriac : se compone de un optoacoplador con una etapa de salida formada por un triac Fototriac de paso por cero : Optoacoplador en cuya etapa de salida se encuentra un triac de cruce por cero. El circuito interno de cruce por cero conmuta al triac sólo en los cruce por cero de la corriente alterna.
[Bibliografía]
J. Domingo Aguilar Peña:
[email protected] Miguel Ángel Montejo Ráez:
[email protected]
NTRODUCCIÓN El documento a continuación presentado, muestra la teoría general utilizada para el análisis de circuitos RC, RL y RLC. Se demostrarán sus ecuaciones normales y algunas de sus propiedades físicas.
CIRCUITOS RC Los circuitos RC son circuitos que están compuestos por una resistencia y un condensador. Se caracteriza por que la corriente puede variar con el tiempo. Cuando el tiempo es igual a cero, el condensador está descargado, en el momento que empieza a correr el tiempo, el condensador comienza a cargarse ya que hay una corriente en el circuito. Debido al espacio entre las placas del condensador, en el circuito no circula corriente, es por eso que se utiliza una resistencia.
Cuando el condensador se carga completamente, la corriente en el circuito es igual a cero. La segunda regla de Kirchoff dice: V = (IR) - (q/C) Donde q/C es la diferencia de potencial en el condensador. En un tiempo igual a cero, la corriente será: I = V/R cuando el condensador no se ha cargado. Cuando el condensador se ha cargado completamente, la corriente es cero y la carga será igual a: Q = CV CARGA DE UN CONDENSADOR Ya se conoce que las variables dependiendo del tiempo serán I y q. Y la corriente I se sustituye por dq/dt (variación de la carga dependiendo de la variación del tiempo): (dq/dt)R = V - (q/C) dq/dt = V/R - (q/(RC)) Esta es una ecuación Diferencial. Se pueden dq/dt = (VC - q)/(RC) Separar variable dq/(q - VC) = - dt/(RC)
Al integrar se tiene ln [ - (q - VC)/VC)] = -t/(RC) Despejando q q dt = C V [(1 - e-t/RC )] = q (1- e-t/RC ) El voltaje será )=V DESCARGA DE UN CONDENSADOR Debido a que la diferencia de potencial en el condensador es IR = q/C, la razón de cambio de carga en el condensador determinará la corriente en el circuito, por lo tanto, la ecuación que resulte de la relación entre el cambio de la cantidad de carga dependiendo del cambio en el tiempo y la corriente en el circuito, estará dada remplazando I = dq/dt en la ecuación de diferencia de potencial en el condensador: q = Q e-t/RC Donde Q es la carga máxima La corriente en función del tiempo entonces, resultará al derivar esta ecuación respecto al tiempo: I = Q/(RC) e-t/RC Se puede concluir entonces, que la corriente y la carga decaen de forma exponencial. CIRCUITOS RL
Los circuitos RL son aquellos que contienen una bobina (inductor) que tiene autoinductancia, esto quiere decir que evita cambios instantáneos en la corriente. Siempre se desprecia la autoinductancia en el resto del circuito puesto que se considera mucho menor a la del inductor.
Para un tiempo igual a cero, la corriente comenzará a crecer y el inductor producirá igualmente una fuerza electromotriz en sentido contrario, lo cual hará que la corriente no aumente. A esto se le conoce como fuerza contraelectromotriz. Esta fem está dada por: V = -L (inductancia) dI/dt Debido a que la corriente aumentará con el tiempo, el cambio será positivo (dI/dt) y la tensión será negativa al haber una caída de la misma en el inductor. Según kirchhoff: V = (IR) + [L (dI / dt)] IR = Caída de voltaje a través de la resistencia. Esta es una ecuación diferencial y se puede hacer la sustitución: x = (V/R) - I es decir; dx = -dI Sustituyendo en la ecuación: x + [(L/R)(dx/dt)] = 0 dx/x = - (R/L) dt Integrando: ln (x/xo) = -(R/L) t Despejando x: x = xo e -Rt / L Debido a que xo = V/R El tiempo es cero Y corriente cero V/R - I = V/R e -Rt / L I = (V/R) (1 - e -Rt / L) El tiempo del circuito está representado por I = (V/R) (1 - e - 1/
= L/R )
Donde para un tiempo infinito, la corriente de la malla será I = V/R. Y se puede considerar entonces el cambio de la corriente en el tiempo como cero. Para verificar la ecuación que implica a vez y se reemplaza en la inicial: dI/dt = V/L e - 1/ Se sustituye: V = (IR) + [L (dI / dt)]
y a I, se deriva una
V = [ (V/R) (1 - e - 1/ 1/ V - V e - 1/
)R + (L V/ L e )] = V - V e - 1/
OSCILACIONES EN UN CIRCUITO LC Cuando un condensador se conecta a un inductor, tanto la corriente como la carga den el condensador oscila. Cuando existe una resistencia, hay una disipación de energía en el sistema porque una cuanta se convierte en calor en la resistencia, por lo tanto las oscilaciones son amortiguadas. Por el momento, se ignorará la resistencia.
En un tiempo igual a cero, la carga en el condensador es máxima y la energía almacenada en el campo eléctrico entre las placas es U = Q2máx/(2C). Después de un tiempo igual a cero, la corriente en el circuito comienza a aumentar y parte de la energía en el condensador se transfiere al inductor. Cuando la carga almacenada en el condensador es cero, la corriente es máxima y toda la energía está almacenada en el campo eléctrico del inductor. Este proceso se repite de forma inversa y así comienza a oscilar. En un tiempo determinado, la energía total del sistema es igual a la suma de las dos energías (inductor y condensador): U = Uc + UL U = [ Q2/(2C) ] + ( LI2/2 ) CIRCUITO RLC Un circuito RLC es aquel que tiene como componentes una resistencia, un condensador y un inductor conectados en serie
En un tiempo igual a cero, el condensador tiene una carga máxima (Qmáx). Después de un tiempo igual a cero, la energía total del sistema está dada por la ecuación presentada en la sección de oscilaciones en circuitos LC U = [ Q2/(2C) ] + ( LI2/2 ) En las oscilaciones en circuitos LC se había mencionado que las oscilaciones no eran amortiguadas puesto que la energía total se mantenía constante. En circuitos RLC, ya que hay una resistencia, hay oscilaciones amortiguadas porque hay una parte de la energía que se transforma en calor en la resistencia. El cambio de la energía total del sistema dependiendo del tiempo está dado por la disipación de energía en una resistencia: dU/dt = - I2R Luego se deriva la ecuación de la energía total respecto al tiempo y se remplaza la dada: LQ´ + RQ´ + (Q/C) = 0 Se puede observar que el circuito RCL tiene un comportamiento oscilatorio amortiguado: m(d2x/dt2) + b(dx/dt) + kx = 0 Si se tomara una resistencia pequeña, la ecuación cambiaría a : Q = Qmáx e -(Rt/2L)Cos wt w = [ (1/LC) - (R/2L)2 ] 1/2 Entre más alto el valor de la resistencia, la oscilación tendrá amortiguamiento más veloz puesto que absorbería más energía del sistema. Si R es igual a (4L/C) ½ el sistema se encuentra sobreamortiguado. carga tiempo CONCLUSIONES Se visualizó la configuración general para los circuitos RC, RL y RLC. Se presentó las propiedades físicas generales de los circuitos RC, RL y RLC. Se establecieron las ecuaciones para carga y descarga de un condensador en los circuitos RC.
Se mostró la ecuación general para la corriente en un circuito RL, así como el tiempo dado por la relación entre resistencia e inductancia. Se entendieron las propiedades de los circuitos RLC. Se expuso las ecuaciones generales para el análisis de circuitos RLC. BIBLIOGRAFÍA SERWAY. Física Tomo II Cuarta edición. Ed Mc Graw Hill.
PWM Signal Generators V3.02 27-Jul-04 Estado de la prueba: Mixto. Algunos no probado, alguna especia simulado.
1. Introducción
PWM o modulación por ancho de pulso, es un método para controlar la cantidad de energía a una carga sin tener que disipar la energía en la carga de los controladores. Imagine una bombilla de 10W de carga suministrada por una batería. En este caso, la batería suministra 10 vatios de potencia, y la bombilla de 10W convierte esta en luz y calor. No se pierde el poder en cualquier otro lugar en el circuito. Si queremos atenuar la bombilla, por lo que sólo se absorbe 5W de potencia, podríamos poner una resistencia en serie que absorbe 5W, la bombilla de 5W podría absorber el otro. Esto funcionaría, pero la potencia disipada en la resistencia no sólo hace que sea muy caliente, pero se desperdicia. La batería sigue siendo el suministro de 10W. Una forma alternativa es cambiar la bombilla y fuera muy rápido, así que es sólo en la mitad del tiempo. A continuación, la potencia media tomada por la bombilla sigue siendo sólo 5W, y la potencia media suministrada por la batería es sólo el suministro de 5W también. Si queremos que el foco de tomar 6W, que podría dejar el interruptor en un poco más que el tiempo que estaba fuera, y luego un poco de poder más medio será entregado a la bombilla. Este cambio de encendido y apagado se llama PWM. De la cantidad de energía entregada a la carga es proporcional al porcentaje de tiempo que la carga está encendido.
En el capítulo de los controladores de velocidad en este sitio, hay una explicación de por qué las señales de PWM se utilizan para conducir los controladores de velocidad. Es la misma razón que para el ejemplo de la bombilla de arriba. 2. Los métodos Las señales PWM se puede generar en un número de maneras. Hay varios métodos:
1. Método analógico 2. Método digital 3. Discreta IC 4. Microcontrolador a bordo
Todos ellos se describen. 2.1. Método analógico
Un diagrama de bloques de un análogo de generador de PWM se muestra a continuación:
Ahora vamos a pasar por cada una de e stas etapas y encontrar la manera de ponerlas en práctica.
2.1.1. El comparador
Estamos comenzando en la salida, ya que esta es la parte fácil. El siguiente diagrama muestra cómo comparar una forma de onda de rampa con un nivel de DC produce la forma de onda PWM que se requiere. Cuanto mayor sea el nivel de corriente continua, mayor será el pulso PWM. El nivel de DC es la "señal demanda". La señal de DC puede variar entre las tensiones mínima y máxima de la onda triangular.
Cuando la tensión de forma de onda triangular es mayor que el nivel de corriente continua, la salida de las oscilaciones amplificador operacional de alta, y cuando es menor, bajo los cambios de la producción. 2.1.2. La detección de la señal de demanda
Tenemos que convertir la señal proveniente del receptor de radio control en una señal PWM de la demanda. Esto se puede lograr mediante un servo, o mediante el uso de un circuito que decodifica la señal del receptor. 2.1.2.1. El uso de un servo
En este método, queremos un generador de PWM, que tendrá una señal de un potenciómetro de servo (estas señales tendrán que ser retirados por los cables del servo del cuerpo), y ofrecer un nivel lógico de salida PWM para el control de velocidad. Cuando el potenciómetro servo es mínimo, queremos que la señal PWM a ser el 100% de descuento en el 0% y cuando el potenciómetro servo está al máximo, queremos que la señal PWM a 0% de descuento sobre el 100%. También queremos que el porcentaje a ser proporcional a la posición del potenciómetro. El potenciómetro general, tiene su "extremo superior" conectado a un suministro de energía positiva, y su "extremo inferior" conectado a tierra. Luego a medida que gira la tensión en su limpiaparabrisas varía linealmente con la posición del limpiaparabrisas.
2.1.2.2. Utilizando el circuito RxDetector
Esto se describe detalladamente en el RxDetector página. 2.1.3. La generación de la onda triangular
Hay varias formas de hacerlo: 2.1.3.1. Escalera de resistencia ponderada en un contador
Un circuito de ejemplo de esto se muestra a continuación. Este sistema utiliza una escala de resistencia contra y ponderada para generar la onda triangular (de hecho va a generar un diente de sierra, pero aún así obtener una señal PWM en la final de la misma). Los valores de las resistencias reales que no están disponibles (40k, 80k) se puede hacer con 20 mil resistencias, o aproximaciones cercanas se pueden utilizar, que pueden distorsionar un poco los dientes de sierra, pero esto no debería importar demasiado.
Haga clic en el diagrama del circuito para abrirlo en una nueva ventana. El 74HC14 es un inversor de entrada Schmitt, que está conectado a actuar como un oscilador simple. La frecuencia de oscilación es más o menos
pero no importa mucho en unas pocas decenas de por ciento. Esta onda cuadrada generada alimenta el binario 74HC163 contador de 4 bits. Todas las entradas predefinidas y claro de esto son los discapacitados, por lo que las salidas, Q A a la Q D acaba de rodar la secuencia binaria desde 0000 hasta 1111 y la renovación en 0000 de nuevo. Estos resultados, que oscilan de 0 V a 5 V se introducen en un amplificador de verano binario ponderado, el de la izquierda LM324 sección amplificador operacional con las resistencias de 80k, 40k, 20k y 10k. La tensión de salida de este amplificador depende del valor de cuenta del contador y se muestra en la siguiente tabla como AMP1 salida. El amplificador operacional después de esto sólo se multiplica el voltaje - ½, para hacer que el voltaje positivo, y traerlo de vuelta dentro de los niveles de tensión de la lógica, véase la columna de salida AMP2 en la tabla. El valor del contador
Valor
AMP1
AMP2
binario
salida
salida
(voltios)
(voltios)
0
0000
0
0
1
0001
-0,625
0,3125
2
0010
-1,25
0.625
3
0011
-1,875
0,9375
4
0100
-2,5
1.25
5
0101
-3,125
1,5625
6
0110
-3,75
1.875
7
0111
-4,375
2,1875
8
1000
-5
2.5
9
1001
-5,625
2,8125
10
1010
-6,25
3.125
11
1011
-6,875
3,4375
12
1100
-7,5
3.75
13
1101
-8,125
4,0625
14
1110
-8,75
4.375
15
1111
-9,375
4,6875
Los resultados de dos simulaciones SPICE se muestran a continuación. La primera es con el umbral fijado en un DC V, y el segundo con lo establecido en 3 V. La línea azul es el nivel de umbral, la línea verde se ve en la entrada + del comparador más a la derecha, y la forma de onda de color rojo es la salida. La diferencia en la proporción de PWM se puede ver claramente.
2.1.3.2. Forma de onda del generador ICs
ICs especialmente diseñado para la generación de ondas triangulares están disponibles. Tal vez el más comúnmente conocido es el ICL8038 , que es bastante largo en el diente ahora, pero sigue siendo perfectamente adecuado. Un circuito para generar una onda triangular adecuado se muestra a continuación.
conjunto de R igual a R B de una onda triangular regular (lados iguales subida y bajada). La frecuencia de la onda triangular está dada por la ecuación: Un
El valor del capacitor debe ser elegido en el extremo superior de su rango posible. El generador de forma de onda se puede operar desde una sola fuente de alimentación (10V a 30V) o una fuente de alimentación dual (+ /-5V a + /-15V). Las oscilaciones de onda triangular de 1 / 3 de la tensión de alimentación de hasta 2 / 3 de la tensión de alimentación, por lo que en una sola fuente de +12 V que se pondrían de 4V a 8V. El 8038 es también el segundo de origen por Exar 2.2. Métodos digitales El método digital implica incrementar un contador, y comparar el valor del contador con un valor de registro de pre-carga, o el valor fijado por un ADC. Se t rata básicamente de una versión digital del método analógico anterior.
2.2.1. Método de registro digital
El registro debe ser cargado con el necesario nivel de PWM de un microcontrolador. Esto puede ser sustituida por un simple ADC si el nivel debe ser controlada por una señal analógica (como lo sería de un servo control de radio). A continuación se muestra un ejemplo de circuito utilizando el método de comparación digital cuando un microcontrolador está disponible para establecer el valor de 4 bit del registro digital. Una luz estroboscópica es necesario escribir de lo micro a cierre del 4 bits de datos en el registro. El contador 74HC161 es de libre funcionamiento, la frecuencia es establecida por la sección del oscilador 74HC14, que es aproximadamente f = 1 / (6.3RC). La frecuencia resultante de la señal PWM será de 16 veces menos que este contador de frecuencia de reloj, ya que requiere de 16 pulsos para completar una "revolución" de la
barra. Con R = 2k y C = 1nF esto se traduce en un contador de frecuencia de aproximadamente 80 kHz que se traducirá en una frecuencia de la señal PWM de 5 kHz. El 74HC85 "mayor que" la salida será alta cuando el valor del contador supera el valor establecido en el registro. Debido a que este circuito es de 4 bits, habrá 16 niveles discretos de la relación marca-espacio, que es perfectamente adecuado para nuestras necesidades.
Haga clic en el diagrama del circuito para abrirlo en una nueva ventana. Con el valor del umbral (el valor almacenado en el 74HC373) igual a 8 (es decir, Q7 y Q6 = 1 = Q5 = Q4 = 0), lo siguiente (simulación Spice) de forma de onda se genera:
y con el valor umbral igual a 1 (es decir, Q7 = Q6 = Q5 y Q4 = 0 = 1), esta forma de onda se genera:
2.2.2. Digital ADC método
Este circuito es básicamente el mismo que el anterior, excepto el valor de la demanda que se compara es generado por el National Semiconductor ADC0804 básica de 8-bit del convertidor ADC. Dado que este es un ADC de 8 bits, los 4 bits inferiores se dejan sin utilizar. El convertidor se configura de forma automática propio reloj con una velocidad de
conversión gobernado por R2 y C2 en el circuito de. En este caso, el tipo de cambio se fija en 640kHz que se recomienda en la hoja de datos. El rango de entrada de la demanda es de 0 a 2,5 V por defecto, y esto puede ser establecido por un decodificador receptor del circuito, o por cualquier otro medio, como una tensión de 6 V servo potenciómetro dividido por 2,4. Aunque el ADC es auto reloj, se requiere al menos un solo pulso en la entrada / WR para garantizar la puesta en marcha correcta. Esto no tiene que ser un solo pulso, que pueden ser recurrentes, por lo que el pulso del receptor de radio control que se repite cada 20 ms son los adecuados. El circuito completo se muestra a continuación.
Haga clic en el diagrama del circuito para abrirlo en una nueva ventana. 2.2.3. Incluyendo el decodificador del receptor
En el receptor decodificador página, un circuito digital que fue presentado el pulso decodificado por el receptor RC en una palabra de 4 bits. Este circuito se puede combinar con el circuito de la sección 2.2.1 de arriba para llegar a una solución completamente digital para la generación de PWM. El circuito decodificador receptor reemplaza U4 del circuito de la sección 2.2.1.
2.3. PWM generador de fichas Hay circuitos integrados disponibles que convierten un nivel DC en una salida PWM. Muchos de estos están diseñados para su uso en fuentes de alimentación conmutadas. Desafortunadamente, los dispositivos diseñados para fuentes de alimentación conmutadas tienden a no permitir que la relación marca-espacio para cambiar entre los 0 - 100% de rango. limitar muchos el máximo al 90%, lo que está limitando efectivamente el poder que usted puede enviar a los motores. Los dispositivos diseñados como generadores de impulsos debe permitir que el conjunto que se utilizará. Algunos ejemplos son:
Fabricante ST Máxima
Atmel TI TI
IC El uso normal SG1524 SMPS SG3525A MAX038
Generación de señal
Comentario Puede operar a velocidades de hasta 100% ciclo de trabajo PWM de salida entre el 15% y 85%. Genera ondas triangulares y sinusoidales también.
Generador de PWM para control Incluye circuitos integrados de limitación U2352B de velocidad de de corriente de salida MOSFET. las herramientas portátiles TL494 SMPS Max deber del 90% del ciclo Ofrece muchas otras características para el Generador PWM control de la velocidad del motor DC. UC2638 para control de Tenga en cuenta que hay muchos otros motores dispositivos de TI de control del motor que figuran aquí .
Por otra parte, un conductor de IC, que incluye un generador de PWM se puede utilizar. Sólo conozco una que aún no está disponible! El SGS Thomson TD340 . Voy a presentar un diseño con el SG3525A. Gracias a Clive Sinclair (no es que uno!) Y el caso de Mark para este circuito:
Descripción del circuito Este circuito integrado está diseñado para su uso en alimentación en modo conmutación de potencia, pero se puede configurar para funcionar muy bien para nuestras necesidades. Para explicar el funcionamiento de este circuito es útil para ver las e ntrañas de la ficha, se muestra a continuación:
La señal de demanda de velocidad de entrada en el pin 2, el amplificador operacional no inversor de entrada. La interna del amplificador operacional está conectado como un seguidor de la unidad de ganancia simple, y la señal de la demanda se aplica al comparador PWM. Esto se compara el nivel de demanda con la salida del oscilador, de la misma manera como se muestra en la sección 2.1.1 .
La frecuencia del oscilador, y por lo tanto la señal PWM producido, se rige por el valor de la resistencia a tierra en el pin R T. La sincronización y la osc pins de salida no son necesarios para nuestros propósitos.
La etapa de salida es un poco extraño, ya que está diseñado para la conducción en los circuitos de transformadores bipolar SMPS. Sin embargo, podemos alambre por lo que produce una onda única y simple PWM. Al no utilizar el transistor final de las etapas de salida totem-pole en ambos outa y salidas OUTB, empatando outa y OUTB a tierra, conectar una resistencia de pull-up en el pin Vc, a continuación, los transistores de fondo de las etapas de salida, simplemente cambiar el Vc clavija a tierra, y la señal en el pin Vc es nuestro requiere una señal PWM. El IC también tiene dos mecanismos de protección para uso en circuitos SMPS que también podemos hacer uso. La función de arranque suave para evitar la salida de la saturación en una proporción de 100% cuando el chip se está encendiendo. Esto es útil para nosotros, ya que detiene los motores de ser impulsado como nuestros circuitos están encendiendo. La entrada de cierre es una entrada activa de altura que cierra inmediatamente las salidas y restablece la función de arranque suave. Esto puede ser usado por limitación de corriente de un circuito para apagar el MOSFET de potencia en el regulador de velocidad, y el arranque suave-back-off será el PWM, mientras que el problema puede ser abordado por el conductor. 2.4. Microcontrolador a bordo
Si usted tiene un microcontrolador en el robot, esto puede ser capaz de generar la forma de onda, aunque si tiene más de un par de motores, esto puede ser demasiado de una carga sobre los recursos del microcontrolador. Así que si usted ha decidido utilizar un microcontrolador a bordo, a continuación, como parte de su proceso de selección, incluyen si tiene salidas PWM. Si se tiene esto puede simplificar el proceso de generación de señales. La serie Hitachi H8 tiene hasta 16 salidas PWM disponibles, pero muchos otros tipos tienen dos o tres. Los dispositivos utilizados en estos circuitos
Los siguientes dispositivos se utilizan en este circuito. Haga clic en el nombre del fabricante para ir a su sitio web, o el nombre del dispositivo para ir a la hoja de datos del dispositivo. Fabricante SGS Thompson
Dispositivo SG3525A SMPS controlador
ADC0804 de 8-bit ADC National Semiconductor LM324 de doble amplificador operacional
Intersil
ICL8038 generador de forma de onda
