Antene lab.pdf

Bibliografie

1. Corneliu I.Toma, Alimpie Ignea, Tehnica modernă a telecomunica ţ iilor  iilor .  Radioreceptoare, Curs, Institultul Politehnic Traian Vuia, Timişoara, 1977.

2. L. Cipere, I. Papiniu, L. Cipere, S. Pătruţescu, R. Panait, A. Păun, V. Teodorescu ,  Lucr ări practice de depanare a radioreceptoarelor , Ed. D. P., Bucureşti, 1985.

3. L. Feştilă, E. Simion, C. Miron, Amplificatoare audio  şi sisteme muzicale, Ed. Dacia, Cluj-Napoca, 1990. 4. www.etc.utt.ro/html/docs/rc.pdf

5. A. Vătăşescu, s.a., Circuite integrate liniare. Manual de utilizare, Vol. 1, Ed. Tehnică, Bucureşti 1979. 6. R. Râpeanu, s.a., Circuite integrate analogice. Ed. Tehnică, Bucureşti 1983. 7. Lucas Nulle – Tisharbetsmoduladapter 2006 8. 3.go.top66.ro/_Scheme_amplificatoare _audio .html

65

LUCRAREA 1 SCHEMA BLOC A RADIORECEPTOARELO RADIORECEPTOARELOR R PT. SEMNALE MA-MF 1. Generalităţi

Cel mai simplu mod de a recep ţiona o emisiune MA, MF este folosirea unui receptor cu amplificare direct ă, a cărui schemă bloc este dat ă în fig. 1.1. 1

2

3

4

Fig. 1.1 Schema bloc a unui radioreceptor cu amplificare directă 1 – etaj de intrare; 2 – amplificator de înaltă frecvenţă (AIF); 3 – etaj de detecţie; 4 – amplificator de joasă frecvenţă (AJF) 5 – traductor electroacustic.

Avantajul acestui receptor const ă în simplitatea schemei şi în lipsa reglajelor. O variantă  didactică  a acestui montaj este receptorul cu galen ă  din fig1.2 în care ansamblul Cv, L constituie etajul de intrare, dioda D si grupul C, R blocul de detec ţie şi traductorul - casca. Lipsesc amplificatorul de înalt ă  frecvenţă şi cel de joas ă frecvenţă. Receptorul func ţionează cu energia semnalului recep ţionat. D Cv

L

C

R

Fig. 1.2 Radioreceptorul cu galenă

Adăugând blocurile 2 şi 4 din figura 1.1 cre şte puţin puterea furnizat ă la ieşire şi sensibilitatea aparatului. Pentru îmbun ătăţirea selectivităţii, după  blocul 2 (amplificatorul de radiofrecvenţă) se adaug ă  un circuit acordat. În acest caz, apare  problema stabilităţii etajului, problemă  ce impune sc ăderea amplificării acestuia, încercarea creşterii sensibilităţii la depanare a receptorului este contraindicată. Pentru rezolvarea acestei probleme, schema folosit ă  în prezent în receptoare este cea de tip superheterodin ă. Principiul funcţionării receptorului superheterodină are la bază introducerea în lan ţul de transmisie a unui schimb ător de frecvenţă care asigur ă sincronizarea semnalului recep ţionat cu cel generat în receptor, ob ţinându-se astfel un semnal de frecven ţă constant ă, denumit semnal de frecven ţă intermediar ă Fi. Pentru a se men ţine constant ă valoarea frecven ţei intermediare, este necesar ca frecvenţa semnalului generat local s ă  varieze o dat ă  cu frecvenţa semnalului util (recepţionat). Schema bloc a unui radioreceptor superheterodin ă  pentru semnale modulate în amplitudine este prezentat ă în fig. 1.3. Receptorul MA-MF este destinat recepţionării atât a emisiunilor modulate în amplitudine, cât şi a celor modulate în frecvenţă. Partea comun ă a celor dou ă scheme bloc (amplificatorul de joas ă frecvenţă şi defazorul) cât şi sursa de alimentare ar ap ărea o singur ă dată  în schema bloc a receptorului combinat.

7

7 1

2

3

5

6

8

Fig. 1.3 Schema bloc a radioreceptorului superheterodină pentru semnale MA 1-Etaj de intrare; intrare; 2 – AIF; AIF; 3 – schimbător de frecvenţă (SF) ; 4 – oscilator local (OL) ; 5 – amplificator de frecvenţă intermediar ă (AIF) ; 6 – demodulator MA; 7 – reglaj automat al amplificării (RAA) ; 8 - AJF; 9 - traductor electroacustic.

Deoarece frecven ţele purtătoare cu care se lucreaz ă pentru cele dou ă tipuri de modulare sunt mult diferite, atât circuitele de intrare, amplificatoarele de radiofrecvenţă  cât şi oscilatoarele locale vor fi independente. La receptoarele mai  puţin pretenţioase, amplificatorul de frecven ţă  intermediar ă  va fi comun celor dou ă tipuri de recepţie, profitând de ecartul mare între cele dou ă frecvenţe intermediare – 0,455 MHz (MA) fa ţă  de 10,7 Mhz (MF) – astfel c ă, înseriind circuitele deriva ţie acordate corespunz ătoare celor două frecvenţe, fiecare va constitui un scurtcircuit la frecvenţa de lucru a celuilalt. Sistemele de modulare, diferind principal, vor avea etaje diferen ţiale cu un eventual etaj limitator pe calea MF. Schema este prezentat ă în figura 1.7. antenă MF 1

2

4 (b)

antenă MA

3 6

9

10

8

12 11

5

7 (a)

Fig. 1.7 Schema bloc a unui radioreceptor combinat MA+MF 1 – circuit de intrare ARF-MF; 2 – mixer MF; 3 – OL - MF; 4 – filtru FI – MF sau AFI - MF; 5 circuitul de intrare MA eventual şi ARF MA; 6 – mixer MA şi ALF -MF; 7 OL - MA; 8 AFI – MA şi MF; 9 – etaj limitare; 10 – discriminator MF; 11 – demodulator MA; 12 – AJF; 13 - difuzor a – cale de RAA - MA; b – cale de CAF -MF;

Receptorul va mai con ţine, pe lâng ă căile de RAA şi CAF specifice şi sistemul necesar de comut ări pentru a face disjunc ţia celor două  funcţii. În receptoarele moderne aceast ă comutare se face cu comand ă în curent continuu. În ceea ce prive şte receptoarele stereofonice, schema unui astfel de receptor este de tipul schemelor pt. recep ţia semnalului modulat în frecvenţă  dar după  cum rezultă  din caracteristicile semnalului utilizat în radiodifuziunea stereofonic ă, este necesar şi un bloc specializat în decodarea semnalului stereo multiplex (fig1.8.). 8

6 2

1

3

4

5 7

1 Fig. 1.8 Schema bloc a unui radioreceptor MF stereofonic 1 – bloc UUS (circuit de intrare, ARF OL) 2 - AFI 3 –amplificator limitator 4 – discriminator de frecvenţă 5 – decodor stereo 6 –AJF canal S 7-AJF canal D 8,9 - difuzoare 10 - CAF

În general pentru a asigura o diafonie corespunz ătoare recepţiei stereofonice, condiţiile impuse întregului receptor sunt mai preten ţioase. Bineînţeles calea de joas ă frecvenţă va fi dublat ă corespunzător celor două canale audio rezultate din decodorul stereo. 2. Schema bloc a radioreceptorului din laborator

FM/UKW TUNER 87,5 – 108 MHz

INTERFATA TUNING (ACORD)

AMPLIFICATOR

DECODOR STEREO

IF 10,74 Mhz

TDA 1093B

TDA 1574

+15V -15V ALIMENTARE DC

R 

R  L AMPLIF STEREO

L EGALIZATOR STEREO

TDA 2040A

Să se identifice pe stand elementele componentele schemei bloc.

9

LUCRAREA 2 Blocul Tuner

1.1Circuite de intrare Circuitul de intrare al unui radioreceptor este elementul de leg ătur ă  între antenă şi  primul etaj de amplificare din radioreceptor, care poate fi etajul amplificator de radiofrecvenţă sau etajul schimbător de frecvenşă. În vederea realizării recepţiei radio, din multitudinea de semnale existente în atmosfer ă şi captate de anten ă, circuitul de intrare este primul circuit care realizeaz ă extragerea unui semnal de o anumit ă frecvenţă, corespunzătoare postului recepţionat. Rezultă că  circuitul de intrare trebuie să conţină  cel puţin un circuit selectiv, capabil s ă  atragă semnalul de o anumit ă frecvenţă şi totodată să satisfacă o serie de cerin ţe legate de conectarea lui la antenă şi la schimbătorul de frecvenţă, în vederea ob ţinerii unor performanţe optime  pentru radioreceptor. O primă  condiţie impusă  circuitelor de intrare este aceea de a asigura acoperirea completă a gamelor în care poate lucra receptorul. Indiferent de elementul de acord utilizat: condensator variabil, diod ă varicap sau inductan ţă variabilă, între frecvenţa maximă  f max, frecvenţa minimă f min şi valorile extreme ale elementului de acord trebuie s ă fie îndeplinită o anumită relaţie. Astfel în cazul utilizării ca element de acord a unui condensator variabil, ţinând seama de relaţia: 1  f  = 2π    LC  rezultă condiţia de acoperire complet ă a gamei:  f max  f min

=

C max C min

Având în vedere num ărul mare de posibilităţi în ce priveşte tipul şi structura antenei este necesar ca dezacordul produs în circuitul de intrare de c ătre impedanţa antenei să fie cât mai mic. Sensibilitatea radioreceptorului depinde de factorul de transfer al tensiunii la rezonanţă, definit ca fiind raportul între tensiunea de ie şire a circuitului de intrare şi tensiunea electromotoare indusă  în antenă;acest factor de transfer este de dorit s ă  fie cât mai mare şi constant, atât în interiorul fiecărei game cât şi în condiţiile trecerii la altă gam ă şi schimbării antenei. Se constată că cele două cerinţe sunt contradictorii, deoarece prima condi ţie presupune un cuplaj slab între anten ă şi circuitul de intrare, în timp ce cea de-a doua condi ţie presupune existenţa unui cuplaj puternic între cele dou ă circuite. De remarcat că problemele menţionate mai sus nu se pun în cazul utiliz ării antenelor interioare de fentă sau telescopice, deoarece parametriiacestora r ămân neschimba ţi în timp şi  pot fi luaţi în considerare de la început în proiectarea circuitelor de intrare. În cazul montajelor cu tranzistoare, având în vedere impedan ţa mică  de intrare a acestora, nu se urm ăreşte obţinerea unei tensiuni maxime la ie şirea circuitului de intrare, ci realizarea adapt ării pentru obţinerea transferului maxim de putere.

10

În vederea realizării unei bune fidelităţi a recepţiei, circuitele de intrare trbuie să realizeze o anumit ă bandă de trecere;benzile laterale,corespunz ătoare semnalului de modulaţie cu frecvenţa cea mai mare, nu trebuie s ă fie atenuate cu mai mult de 3 db. În general banda de trecere a circuitelor de intrare trebuie s ă fie mai mare decât cea rezultată  din condiţia de fidelitate arecep ţiei, pentru evitare efectelor erorilor de aliniere ce apar la radioreceptoarele de tip superheterodin ă, deoarece în caz contrar se poate produce o variaţie prea mare a sensibilit ăţii radioreceptorului în interiorul unei aceleia şi gamă de frecvenţă. Utilizarea circuitelor selective cu unul sau mai multe circuite oscilante (filtre de  bandă)ca circuite de intrare, permit realizarea unei atenu ări suficiente a semnalelor corespunzătoare posturilor adiacente şi deci obţinerea unei bune selectivit ăţi. De asemenea, datorit ă  proprietăţilor selective ale circuitelor de intrare, având în vedere mulţimea semnalelor captate de anten ă, circuitele de intrare trebuie s ă  asigure atenuarea frecvenţelor nedorite ce pot interfera cu semnalul util şi în primul rând, a semnalului imagine, care ar produce asupra schimb ătorului de frecvenţă  acelaşi efect ca şi semnalul util. În sfâr şit, circuitele de intrare trebuie să atenueze eventualele semnale de frecven ţă intermediare de la şi spre circuitul de anten ă;în acest scop în circuitele de intrare se introduc filtre suplimentare de tip opre şte band ă , acordate pe frecven ţa intermediar ă. În fig.1 sunt reprezentate câteva tipuri de circuite de intrare şi metode de realizare a cuplajului cu antena.

11

A

A

A

M

Cc C

 L2

L

 L1

C

C

 L

 a)

 g)

 d)

A

A

A

C1

C’

L’

L

Cc

M

L C Cc

L1

L’

L

C’

 h)

e)

 b)

A

C

C

L

A M L

L1

A L C

C

LA

M L

C’

C Cc

Cc

R

L’

i)  c)

 f)

 Fig 1

În continuare se vor analiza problemele specifice circuitelor de intrare la radioreceptoaele cu tranzistoare;aceste receptoare pot folosi atât antene i nterioare cât şi antene exterioare. În cazul utilizării unor antene interioare de ferit ă, deoarece valoarea impedan ţrlor  pentru antenă şi circuitul de intrare nu se modific ă în timp, în proiectare se alege un astfel de cuplaj, încât banda de trecere s ă fie suficient de mare pentru a ob ţine o fidelitate cât mai bun ă, asigurându-seîn acela şi timp, un transfer în tensiune şi putere cât mai mare. Trebuie amintit şi faptul că  datorită  proprietăţilor de directivitate ale antenei de ferită, influenţa semnalului imagine este mult mai mic ă decât în cazul celorlalte tipuri de antenă. În vederea ob ţinerii unor performanţe superioare, bara de ferit ă se amplaseaz ă cât mai departe de păr ţile metalice şi difuzorul radioreceptorului, pentru a reduce eficacitatea acesteia. 1.1.1Circuite de intrare pentru gama de unde ultrascurte Datorită unor particularităţi specifice recepţiei în gama de unde ultrascurte , circuitul de intrare se relizeaz ă  de obicei cu acord fix, selectivitatea fiind asigurat ă  în special de amplificatorul de frecvenţă intermediar ă, banda de trecere a circuitului de intrare fiind de 6-10 Mhz; această  bandă  largă  se obţine prin amortizarea circuitului de intrare de c ătre fider şi impedanţa de intrare a tranzistorului. Deoarece impedan ţa antenei este dat ă şi nu se pun  probleme de influenţă  a impedanţei antenei asupra circuitului de intrare, în practic ă se

12

urmăreşte realizarea unui cuplaj strâns între anten ă şi circuitul de intrare în condi ţiile de adaptare. Pentru exemplificare în fig.2 este prezentat ă schema unui circuit de intrare cuplat cu antena prin inductan ţă mutuală iar cu tranzistorul prin priz ă pe capacitate.

M L1

C1

L U1

C1

L

U1

U2 E’

C

Cin

C Zr

 a)

r

 b)

 Fig 2

 Notând cu p factorul de cuplaj al tranzistorului la circuitul de intrare:  p =

C 1 C 1 + C 2

factorul de calitate al circuitului scade de la valoarea Q0 =

0 L

r 

 la valoarea

0 L

'

Q0 = r +  p

2

ω 

2 2

 L

o

 Rin

În condiţiile de adaptare a fiderului cu circuitul oscilant factorul de calitate scade la  jumătate: Q Eadapt  =

Banda de trecere efectivă fiind

13

Q0'

2

R in

 Be =

 f 0

2 2 ⎛  2 ω 0 L  ⎞ ⎟⎟ 2 f 0 ⎜⎜ r +  p  R in  ⎠ ⎝ 

Q Eadapt 

0 L

ω 

Din relaţia de mai sus se poate deduce valoarea prizei p. Factorul de transfer efectiv va fi : T  =

U 2  E  A

=  p

0 MQe

 Z 1

Acest circuit de intrare prezint ă  dezavantajul ob ţinerii unui factor de transfer subunitar. Eliminarea acestui inconvenient se face utilizând tranzistorul într-o schem ă intermediar ă  BC – EC prin conectarea la mas ă  a unui punct situat pe o prz ă  a circuitului secundar. În aparatele de radio, în cadrul blocului de unde ultrascuret, se utilizeaz ă întotdeauna un etaj amplificator de radiofrecven ţă, circuitul de intrare f ăcând parte din cadrul schemei acestui amplificator. Schema complet ă a unui etaj amplificator pentru UUS este dat ă în fig.3 C3 C1 L1

L2 C4

R 1

C2

R 4 R 2

C5 R 3

-Ec

L3

C7

C6

 Fig 3

Aşa cum s-a ar ătat şi mai înainte circuitul de intrare este realizat cu acord fix, acoperind întreaga gam ă  de frecven ţă  UUS. Având în vedere frecven ţa relativ ridicată de lucru a montajului, tranzistorul se conecteaz ă  în schemă  BC, în acest mod circuitului i se asigur ă şi o bună stabilitate. Sursa de alimentare este conectat ă  cu pulsul la mas ă, pentru ca circuitul oscilant s ă aibă o bornă la masă. Polarizarea bazei se realizeaz ă prin rezistenţa R2, R3, iar condensatorul C5 pune la mas ă bază din punct de vedere al curentului alternativ. Deoarece admitanţa de ieşire a tranzistorului în montaj BC este mic ă, colectorul poate fi legat direct la circuitul rezonant, f ăr ă aproduce o amortizare prea mare a acestuia. Cuplarea la etajul următor se face prin condensatorul C7. Circuitul rezonant are acord variabil prin condensator variabil, rolul acestuia fiind acela de a asigura selectivitatea necesar ă pentru atenuarea frecven ţei imagine.

14

La amplificatoarele de radiofrecvenţă de obicei nu se utilizeaz ă neutrodinare, deoarece ele lucrează cu frecvenţă de acord variabil ă. 1.1.2Circuite de intrare cu diode varicap Dioda varicap (cu capacitate variabil ă) este o diodă semiconductoare cu jonc ţiune pn ce funcţionează  în domeniul tensiunilor de polarizare inverse. Capacitatea diodei varicap (denumită  capacitate de barier ă) este variabilă  în funcţie de mărimea tensiunii inverse aplicată. Se obţine astfel posibilitatea de a comanda mărimea capacităţii prin variaţia tensiunii inverse aplicată diodei varicap(fig.4).

+Ec R

P

10+100

Uc

k Ω

Cs

100 nF

Dv (CDV)

L

 Fig 4.

S-au realizat diode varicap de siliciu cu capacitate variabil ă de la valoarea minim ă de ordinul 1 pF până la valoarea maximă de ordinul sutelor de pF. Diodele varicap prezint ă o serie de avantaje în compara ţie cu cundensatoarele variabile ob ţinute: dimensiuni, volum, greutate mult mai mică; prin comanda electronic ă  a variaţiei capacităţii există posibilitatea realizării monoreglajului la mai mult de 2...3 circuite oscilante precum şi comanda de la distanţă  a acordului variabil; favorizeaz ă  miniaturizarea aparaturii de radiorecep ţieprin  posibilitatea de utilizare a lor în circuitele integrate. Schema electrică a unui circuit acordat cu dido ă varicap este repre zentat ă în fig. 5. Capacitatea diodei varicap Dv se conectez ă în paralel cu indutan ţa de acord L prin intermediul condensatorului de separare Cs care are rolul de a evita scurtcircuitarea la mas ă a tensiunii Uc de comandă  a acordului. Rezistenţa R(de valoare 10...100k Ω) serveşte pentru aplicarea tensiunii de comandă a acordului la catodul diodei varicap, asigurând totodat ă o amortizare cât mai mică  a circuitului acordat. Valoarea rezisten ţei R se alege mult mai mare decât rezistenşa de rezonanţă  Ro a circuitului acordat şi ca urmare în mod teoretic nu şuntează circuitul acordat. Uneori aceast ă rezistenţă se dimensioneaz ă tocmai în acest scop. Frecvenţa de rezonanţă a circuitului acordat este: 1  f  = 2π    LC  DV  şi

variazăcontinuu între dou ă limite atunci când tensiunea de comand ă a acordului, aplicat ă didei varicap, variaz ă între valoarea Ec şi 0V. În cele ce urmeaz ă  se prezintă  problema monoreglajului circuitului de intrare şi circuitului oscilatorului local în receptoarele cu acord variabil prin diode varicap. Dup ă cum s-a ar ătat, raportul Cvmax/Cvmin de la circuitul acordat al oscilatorului este mai mic decât raportul corespunzător de la circuitul de intrare. Pentru a se realiza acest lucru, în cazul radioreceptoarelor cu acord variabil prin diode varicap se folosesc dide varicap identice în

15

cele două  circuite acordate, iar în circuitul oscilatorului local se introduc cele dou ă condensatoare:trimer şi pader. În afar ă de aceast ă metodă clasică, există şi o nouă posibilitate de realizare a monoreglajului prin ajustarea convenabil ă a tensiunilor de comand ă la diodele varicap. Când se roteşte butonul de acord al receptorului, nu se aplic ă  la cele dou ă  diode tensiuni de comandă Ucs şi Ucos identice, ci cu valori diferite astfel încât la o curs ă completă a butonului de acord al receptorului, varia ţia tensiunii de comand ă să  fie mai mre la dioda varicap din circuitul de intrare decât la cea de la oscilatorul local. În acest caz capacitatea diodei varicap Cs variaz ă pe curbă între punctele A şi B şi se obţine Cemax/Cemin mare, în timp ce capacitatea diodei varicap Cos variaz ă pe curbă între punctele D şi E, pentru care se obţine Cos max/Cos min mai mic. Tensiunile de comand ă la diodele varicap trebuie s ă varieze astfel încât s ă se asigure alinierea în gamele de und ă. Pentru acest scop se aplic ă  la diodele varicap tensiunile de  polarizare iniţială  Ups şi Upos, care stabilesc valorile maxime ale capacit ăţilor diodelor varicap Cs max şi Cos max.  f S

-Ec U ps+Ucs

 Etajul SF

R 1

 f i

R 2

B P4

Dvs

P3 F os

U Cs

 Etajul OL

U U Pos+ Cos Dvos

U

Ps

U Cos

U

Pos P2

P1

+E p  Fig 5

În figur ă  se prezintă  o schemă  pentru realizarea monoreglajului prin aceast ă nouă metodă. De la o surs ă de tensiune de polarizare ini ţială Ep, prin intermediul potenţiometrelor semireglabile P1 şi P2 se stabilesc la diodele varicap Dvs şi Dvos tensiunile de polarizare uniţială Ups şi Upos. De la sursa Ec prin divizoarele de tensiune rezistive R1P3(pentru dioda varicap Dvs)şi R2P4 (pentru dioda varicap Dvos) şi prin reglarea poten ţiometrelor P3 şi P4 (identice), care au rotoarele pe acela şi ax (acţionat de butonul de acord al receptorului B), se stabilesc tensiunile de comand ă  Ucs şi Ucos la cele dou ă  diode varicap. Rezisten ţele semireglabile R1 şi R2 sunt de m ărimi diferite şi astfel reglate încât să rezulte tensiunile de comand ă Ucs şi Ucos necesare. Aceste tensiuni de comand ă se adaugă la polarizările iniţiale

16

astfel că  polarizările inverse totale la diode Ups+Ucs şi Upos+Ucos cresc, iar capacit ăţile acestora scad simultan relizându-se astfel monoreglajul. 2.Circuitul integrat TDA 1574 TDA 1574 este un integrat pentru tunerul FM destinat utiliz ării secţiunilor RF/IF a unui radio de ma şină  sau unul de cas ă. Circuitul conţine un mixer, un oscilator şi un amplificator IF liniar pentru procesarea semnalului. 2.1.Mixerul

Circuitul de mixer foloseşte un multiplicator dublu echilibrat cu un preamplificator care are scopul de a ob ţine o scar ă largă de reglare a semnalului şi a oscilărilor joase.

Schema bloc a integratuluui TDA 1574 Configuraţia pinilor 1- intrare 1 mixer 2- intrare 2 mixer 3- intrare bandă lungă 4- masă 5- tensiune de referinţă 6- ieşire oscilator 7- intrare 1 oscilator 8- intrare 2 oscilator 9-  buffer-ul de ieşire al oscilatorului 10- neconectat 11- neconectat 12- IF ieşire 13- comutator menţinere 14- intrare bandă îngustă

17

15- intrare 1 IF 16- intrare 2 IF 17- tensiunea de prag 18- ieşire 1 mixer 19- ieşire 2 mixer 20- ieşire AG Diagrama pinilor 2.2.Oscilatorul

Circuitul oscilant foloseşte un amplificator cu intrare diferen ţială. Reglarea tensiunii este realizată  prin utilizarea funcţiei h-transfer simetrică  pentru a obţine un sistem de 2 armonice joase. 2.3 Amplificatorul IF liniar

Amlificatorul IF este cu intrare diferenţială, el fiind un amplificator de band ă largă cu un buffer de ieşire. 2.4 AGC

Procesorul AGC combină informaţiile de band ă largă şi îngustă printr-un detector de nivel RF, un comparator şi un circuit de ie şire.Nivelul dependent de sc ăderea curentă a ieşirii are o sarcină activă care reglează pragul AGC.Funcţia AGC poate fi controlat ă de asemenea de o combina ţie de informaţii de bandă largă sau îngustă sau numai de informa ţii de bandă largă sau îngustă. Dacă banda îngust ă a solicitat pinul 3 poate fi conectat ă la pinul 5. Dac ă  banda largă a solicitat pinul 14 poate fi conectată la pinul 15.

Aplicaţia circuitului integrat TDA 1574

18

3. Schema blocului Tuner din radioreceptor

La acest bloc are loc racordarea antenei prin HF-STUFE care este un etaj pe post de amplificator.Circuitul este alimentat cu o tensiune de 15V stabilizată la 12V cu ajutorul integratului 7812 care este un stabilizator de tensiune. Frecvenţa postului de radio poate fi ajustat ă prin circuitele racordate reprezentate de cele două potenţiometre de la baza schemei. Să se identifice schema bloc a tunerului şi să se analizeze şi explice funcţionarea acestuia.

19

1

R8

Antena C10 100μF

C9 10n

.

12V

9

7812

C11 100n

P1 10k

.

C7 10n

10,7MHz R5 100

HF-STUFE

R6 68

C8

CF 1

CF 2

82pF

ZF AGC

TDA 1574A

Stand BY

PIN ½ 3 4 5 6 7/8 9 10 11 13 14 15 16/17

VOLT 1,06 1,75 0 4,10 2,05 1,30 7,20 5,90 0 1,35 1,30 9,80 9,75

.. . 1

9

20

LUCRAREA 3 Interfaţa tuning a radioreceptorului

1. Noţiuni teoretice. Reglajul automat al amplificării

Reglajul automat al amplificării (RAA) – serve şte la menţinerea constantă  a nivelului audiţiei atât pentru posturi puternice cât şi pentru posturile slabe şi de asemenea în cazul variaţiei intensităţii semnalului de la intrarea radioreceptorului din cauza fadingului. Func ţional, dispozitivul RAA acţionează pe lanţul de amplificare a semnalului până la modulator, modificând amplificarea, astfel încât la ie şirea din demodulator, nivelul semnalului de audio frecvenţă să r ămână constant şi implicit nivelul audiţiei, f ăr ă modificarea reglajului manual de volum. Prin intermediul R-in controlul realizat asupra amplificării dispozitivului RAA, evită intrarea în saturaţie a etajelor de frecvenţă  înaltă  (în special a ultimului etaj) şi deci supraîncărcarea etajelor în cazul unor semnale puternice. Dispozitivul RAA foloseşte ca tensiune de comandă  tensiunea de curent continuu de la ieşirea demodulatoarelor a cărei valoare este propor ţională  cu nivelul semnalului recepţionat. Această  tensiune prelucrată  în dispozitivul RAA se aplică  pentru polarizarea etajelor de radiofrecvenţă şi frecvenţă  intermediar ă, producând modificarea pantei şi deci amplificarea acestora. Pentru a funcţiona corect, în schema dispozitivelor RAA se folosesc filtre tip trece jos care au rolul de a elimina componenta de audiofrecvenţă de la ieşirea demodulatorului, păstrând la ieşire numai o tensiune propor ţională cu intensitatea medie a semnalului recepţionat. În funcţie de etajele asupra cărora acţionează, dispozitivele RAA sunt cu acţiune „înapoi” sau cu acţiune „înainte”, cu sau f ăr ă amplificare, simple sau cu întârziere (prag de funcţionare). Performanţele dispozitivului RAA se apreciază  prin eficacitatea sa, fie cu ajutorul unor curbe de reglaj U  IES  =  f  (U IN  ) , fie prin factorul de reglaj a care arată de câte ori variază raportul tensiunilor de ieşire a demodulatorului, atunci când tensiunea de semnal de la intrare variaz ă între valoarea maximă şi valoarea minimă. a

=

P q

=

 Amax  Amin

 (1)

unde P

=

U in max U in min

; q=

 Amax , Amin   -

U ies max U ies min

;

valoarea maximă, respectiv minimă  a amplificării de tensiune ca urmare a

acţionării RAA. Ca dezavantaje ale dispozitivului RAA se pot cita: reducerea aparentă a selectivităţii în sensul că  nivelul audiţiei este acelaşi chiar cu un anumit dezacord pe post (acest dezavantaj se  poate elimina cu ajutorul unui dispozitiv optic de acord); în intervalul dintre posturi şi la posturile slabe, audiţia este însoţită de zgomote puternice, întrucât amplificarea este maxim ă; de obicei se modifică  selectivitatea filtrelor de radiofrecvenţă şi frecvenţă  intermediar ă  prin modificarea amortizării acestora.

21

În cazul radioreceptoarelor cu tranzistoare, dispozitive care au o pantă mai mare decât a tuburilor electronice eficacitatea dispozitivului RAA pentru un etaj este mai mare. Deoarece la tranzistoare panta scade când se micşorează  pozitivarea bazei (pentru tranzistoare NPN), se stabile şte iniţial o polarizare mare pentru tensiunea u BE  , iar tensiunea RAA se aplică negativă în bază, sau negativă în emitor. Se prefer ă aplicarea tensiunii RAA pe bază şi nu pe emitor, deoarece puterea solicitată de la dispozitivul RAA este mai mic ă. La receptoarele de clasă  sistemul RAA se realizeaz ă  prin amortizarea variabilă  a unor circuite oscilante cu ajutorul unor diode cu rezistenţă diferenţială variabilă, montate în paralel cu circuitele acordate. Având în vedere faptul, că la tranzistoare, rezisten ţa de intrare are valoare mică, atât în schema EC, cât mai ales în schema BC, rezistenţele din filtrul RAA se aleg de ordinul 5 − 10k Ω . Deoarece constanta de timp a filtrului RC trebuie s ă  fie cât mai mare (în func ţie de frecvenţa minimă de audiofrecvenţă), condensatorul filtrului se ia de ordinul 5 − 10 μ F  . Controlul automat al frecvenţei

Controlul automat al frecvenţei (CAF) serveşte la obţinerea frecvenţei intermediare de valoarea corectă, chiar în situa ţia variaţiei frecvenţei oscilatorului local sau a frecven ţei emiţătorului. Dispozitivul CAF este de obicei folosit în gama de UUS deoarece acordul pe post este mai dificil de realizat şi orice dezacord produce distorsiuni ale semnalului mai mari decât în cazul MA, iar pe de altă parte din cauza frecvenţelor mari de lucru, deviaţiile (alunecările) de frecvenţă din cauza modificării capacităţilor parazite produc modificări mari ale frecvenţei intermediare. Principiul de funcţionare al dispozitivului CAF bazează pe folosirea în circuitul oscilant al oscilatorului local a unui dispozitiv capabil s ă  modifice frecvenţa acestuia, dispozitiv care este comandat de un semnal propor ţional cu: Δ f  =

 f in

−

f ir   (2)

unde  f in = frecvenţa intermediar ă nominală;  f ir  = frecvenţa intermediar ă reală. Eroarea de frecvenţă  este transformată  într-o tensiune continuă  de reglaj, tensiune care  prin mărime şi polaritate realizează micşorarea alunecării de frecvenţă, apropiind astfel  f ir  de  f in . Ca detector de eroare se foloseşte discriminatorul de fază sau detectorul de raport (prin  priza mediană) dispozitive care realizează  la ieşire o tensiune comparativă  cu eroarea de frecvenţă. Ca dispozitive de reglaj se folosesc: - dispozitive de comandă electronică cu element activ de reactanţă ca: tranzistor de reactanţă, diodă varicap, etc. - dispozitiv cu comandă electromecanică unde elementul de reglaj este un servomotor; - dispozitive cu comandă, combinate. Soluţia modernă folosită în radioreceptoarele cu tranzistoare este folosirea diodei varicap, a cărei capacitate de barier ă C d  , variază  atunci, când se modifică  polarizarea inversă  a diodei. Variaţia capacităţii în funcţie de tensiunea de polarizare este prezentată în figura 1.

22

C  pf 12 8 4 -Ud(v) 30

20

10

0

Fig. 1. Caracteristica capacitate-tensiune de polarizare De obicei dioda varicap se leagă în circuitul oscilant al oscilatorului local prin intermediul unei capacităţi serie de valoarea mică, pentru a obţine o variaţie corespunzătoare a frecvenţei în gama de UUS. Tensiunea de comandă raport se aplică prin intermediul unui filtru RC, care nu trebuie să lase să treacă semnalele de audiofrecvenţă, deci trebuie să aibă o constantă de timp mai mare de 0,1 secunde. De obicei se ia  R = 100k Ω şi C  = 1 − 5μ F  . Deoarece dioda varicap trebuie să  lucreze tot timpul în domeniul polarizărilor inverse, iniţial i se aplică o polarizare inversă de câţiva volţi, de la o sursă de tensiune bine filtrat ă. Presupunem că la un moment dat creşte frecvenţa oscilatorului local  f osc , faţă de valoarea corectă; în acest caz la ieşirea detectorului de raport se va obţine o tensiune pozitivă propor ţională cu eroarea de frecvenţă, tensiunea care se va aplica diodei varicap modificând capacitatea echivalentă în sensul creşterii acesteia şi deci va produce scăderea  f os . Eroarea iniţială mare a frecvenţei intermediare se va transforma astfel într-o eroare rezidual ă mult mai mică. Eficacitatea sistemului CAF se apreciază  din caracteristica de lucru a detectorului de eroare şi respectiv caracteristica dispozitivului de reglaj. Eficacitatea detectorului de eroare se caracterizează prin panta: S d 

=

ΔU 

tgϕ  =

Δ f 

 (3)

şi este de dorit să fie cât mai mare. Eficienţa dispozitivului de reglaj este dat ă de relaţia: S r 

=

tgψ 

=

Δ f  Δu

 (4)

iar coeficientul de reglaj are valoarea: K r 

=

Δ f i Δ f r 

= 1+

S r S d 

> 1  (5)

Sistemul CAF cu diodă varicap prezintă o serie de avantaje; reglajul se face practic f ăr ă iner ţie folosind direct tensiunea de la detectorul de eroare, cu o schem ă de dimensiuni şi greutate mică. Ca dezavantaje, pe lângă influenţa puternică datorită variaţiilor de temperatur ă şi tensiune,  banda de frecvenţă  în care acţionează  este limitat ă, corecţia de frecvenţă  nefiind totală, ci funcţionând în regim dinamic cu o eroare permanentă de frecvenţă. 23

Audio output

Input AFC Tuner

Figura 2. Un circuit CAF simplificat 2. Circuitul integrat

Interfaţa tuning este reprezentată  în figura 3. Circuitul integrat folosit este TDA1093B. Acesta are o echivalentă: К174ХА19. Acesta are rolul de a se stabiliza tensiunea interfe ţei tuner, care foloseşte ca circuit integrat TDA1574A. TDA1093B este un circuit integrat cu 16 pini, şi conţine şi un senzor intern de temperatur ă. Tensiunile la pini sunt urm ătoarele la funcţionare normală: Tabel 1. PIN Volt 1 0,61 2/15 0,62 3/7/8/9 0 4/5 1,7-8,1 6 11,8 10 0,3 11/12 3,3 13/14 8,1 16 1,7

24

+15V Input A

Output A

R20 3K3

88 92 96 100 104 108

MUTING

C12 100n

C13 1μ

R16 300K

R15 300K

R14 12K

C15 100n

C14 100n

R19 10

16

+

-

-

+

+

R18 47

-

TEMPERATURE SENSOR

C11 100n

C10 47n

TDA1093B

P2 2K5

+

i

ref

u

-

1

R11 91K

7812

9

R13 150K

R12 12K

R17 100K AFC

8

R10 18K C8 2,2μ

C9 47 μ

P1 100K Input B

0V

Output B

Figura 2.

25

Integratul mai are şi următoarele caracteristici: U CC  = 8,55 ÷ 16V  ;  I CC  = 6mA ; U tun min = 2V  ; U tun max = 6V  Temperatur ă  de funcţionare: -25...+70°C. Radioreceptorul superheterodină, este compus din următoarele blocuri: - Tuner FM/UKW 87,5-108Mhz cu TDA1574 - Interfaţa tuning cu TDA1093B - Amplificator de frecvenţă intermediar ă (IF) cu TDA1047 - Decodor stereo cu HA12016 - Unitatea de control stereo cu AN7330 - Amplificator stereo cu două integrate TDA2040A De obicei interfaţa tuning este asociată  cu oscilatorul local a radioreceptorului. Interfaţa suportă şi controlul automat al frecvenţei(AFC), ceea ce înseamnă, că dacă  este selectat o frecvenţă  cu un semnal, AFC reglează  astfel frecvenţa, încât semnalul să  fie cât mai  puternic(clar). 3. Interfaţa tuning din radioreceptor

Interfaţa tuning a radioreceptorului se bazează  pe circuitul integrat TDA1093B. Acesta are ca scop reglarea frecvenţei (tensiunii) prin potenţiometrul P1. Componentele sunt legate ca şi cum este în tabelul 2. Tabel 2.

 Numele R10 R11 R12 R13 R14 R15 R16 R17 R18 R19 R20 P1 P2 C8 C9 C10 C11 C12 C13 C14 C15

Valoare 18K Ω 91K Ω 12K Ω 150K Ω 12K Ω 300K Ω 300K Ω 100K Ω 47Ω 10Ω 3K3Ω 100K Ω 2K5Ω 2,2μF 47 μF 47nF 100nF 100nF 1 μF 100nF 100nF

C15

100nF

Legătura 1 TDA1093B pin 1 TDA1093B pin15 + P2(reglare) Masă P2 TDA1093B pin16 + R11 C15 TDA1093B pin12 + C14 TDA1093B pin11 + C14 TDA1093B pin6 + C9 I.C. 7812 + C11 InputA1 + OutputA2 C13 + TDA1093B pin13 R13 TDA1093B pin4 + P1(reglare) TDA1093B pin6 + R18 R18 + I.C. 7812 I.C. 7812 + R19 TDA1093B pin14 + R13 TDA1093B pin13 + P1 TDA1093B pin12 + R16 R15 R15 + TDA1093B pin10 + Output A9 + Output B9

Legătura 2 TDA1093B pin2 + R11 TDA1093B pin2 + R11 P2 TDA1093B pin14 + C12 P1 TDA1093B pin10 OutputA10 + OutputB10 Comutator AFC C10 + I.C. 7812 +15V Comutator MUTING R14 + TDA1093B pin16 R12 masă masă masă masă masă masă TDA1093B pin11 + R17 masă masă

Să se analizeze schema bloc şi arhitectura internă a CI, şi să explice funcţionarea blocului tuning al radioreceptorului.

26

LUCRAREA 4 DEMODULATOARE ŞI REGLAJE AUTOMATE

1.1 GENERALITĂŢI

Demodulatoarele sunt circuite care permit extragerea semnalului de audiofrecven ţă din semnalul de radiofrecven ţă modulat în amplitudine sau în frecven ţă. În cazul semnalelor MA, amplitudinea semnalului de radiofrecven ţă este propor ţională cu mărimea semnalului modulator; extragerea semnalului de audio frecven ţă - demodulare este posibilă prin utilizarea unui element neliniar, ca de exemplu un dispozitiv cu conduc ţie nesimetrică, care să  permită  extragerea uneia din cele dou ă înf ăşur ări. Practic, în urma demodulării, r ămâne o component ă  de curent continuu, propor ţională  ca amplitudine cu amplitudinea purtătoarei (deci cu nivelul semnalului recep ţionat), o componenta de audiofrecvenţă care constituie semnalul util şi componentă de radio frecvenţă, care se poate elimina prin filtrare. In cazul modulaţiei MF informaţia se regăseşte în variaţia frecvenţei semnalului de radiofrecvenţă; în acest caz demodulatorul trebuie sa dea la ie şire un semnal a c ărui amplitudine să fie propor ţională cu mărimea acestei deviaţii de frecvenţă, iar semnul să depindă de sensul schimb ării de frecvenţă. Pentru ca semnalul de audio frecven ţă sa fie cât mai fidel, este necesar ca distorsiunile de neliniaritate introduse de demodulare sa fie cât mai mici. În cadrul radioreceptorului, circuitele de demodulare apar situate între amplificatorul de frecvenţă  intermediar ă şi amplificatorul de audiofrecvenţă. Pentru a avea o amplificare cât mai mare în AFI, este necesar ca demodulatorul sa prezinte o impedan ţă de intrare cât mai mare pentru a se amortiza circuitul rezonant impunând şi o rezistenţă mare de intrare pentru amplificatorul de audiofrecven ţă. Dacă componenta continu ă utilizată după demodulare este de obicei utilizat ă în regla jele automate ale radioreceptorului componenta de radiofrecven ţă trebuie înlăturată, deoarece ajungând la amplificatorul de audiofrecven ţă poate produce o înc ărcare suplimentar ă a acestuia. Dintre reglajele automate ale radioreceptoarelor, cea mai mare important ă o prezintă reglajul automat al amplificării RAA şi controlul automat al frecventei CAF. Reglajele ale radioreceptoarelor permit ob ţinerea unor audiţii calitativ superioare f ăr ă a fi necesare manevr ări suplimentare asupra radioreceptorului . 1.2 Demodulatoare pentru semnale cu MA

Aproape în exclusivitate, în aparatele de radio cu tranzistoare, demodularea semnalelor MA se face cu diode semiconductoare cu germaniu sau cu siliciu preferându-se în special diodele punctiforme care prezint ă o capacitate parazit ă de valoare mică. Din caracteristica de func ţionare a diodei semiconductoare rezultă că pentru semnale mici această  caracteristică  este de formă  parabolică, pentru un semnal MA, în semnalul obţinut după detecţie se va găsi şi armonica a doua componentei utile de audio frecven ţă care distorsionează semnalul AF. Se demonstreaz ă că factorul de distorsiuni de neliniaritate în acest caz are valoarea : δ = m/4. Pentru evitarea apariţiei acestor distorsiuni, diodelor de detecţie li se aplică semnale de nivele mari, aceast ă caracteristică a diodei putând fi aproximat ă ca o linie frântă. 28

În acest caz, cu o buna aproxima ţie, demodularea poate fi considerat ă  liniar ă  , iar distorsiunile de neliniaritate introduse sunt foarte mici. Rezultate bune în ce prive şte liniarizarea detecţiei şi micşorarea factorului de distorsiuni de neliniaritate se ob ţine realizând o prepolarizare a diodei în sensul conduc ţiei.

D

R S

u

Fig.1 Schema de principiu a unui demodulator pentru semnale MA Acest tip de demodulator necesit ă un semnal de frecven ţă intermediar ă mai mare decât tensiunea de prepolarizare a diodei, ceea ce conduce la mic şorarea sensibilităţii radioreceptorului. Acest lucru nu presupune neap ărat un dezavantaj deoarece AFI poate fi realizat cu amplificări foarte mari limita amplificării maxime fiind determinată de obicei de nivelul de zgomot introdus de primul etaj amplificator. Pentru a caracteriza un demodulator cu dioda, pentru semnale MA se folose şte factorul de transfer definit ca fiind raportul dintre amplitudinea tensiunii de audio frecvenţă de la ieşirea demodulatorului Um şi a amplitudinea semnalului modulator: k d = U'm/Um Datorită faptului că dioda nu este un element amplificator, rezultă că acest raport este subunitar, este de dorit ca factorul de transfer sa fie cât mai mare, cu distorsiuni de neliniaritate cât mai mici. În schemele de demodulare cu diode, dioda poate func ţiona în clasa B, sau în clasa C(se spune ca dioda func ţionează în clasa B dac ă  unghiul de conduc ţie este de 180 o şi în clasa C daca unghiul de conduc ţie este mai mic de 180 o ). Utilizarea unor demodulatoare cu diode func ţionând la clasa B prezint ă dezavantajul realizării unui factor de transfer redus ( k d = 0,318 ) şi o tensiune rezidual ă de radiofrecvenţă la ieşirea demodulatorului. Înlăturarea dezavantajelor prezentate mai sus se realizeaz ă prin funcţionarea diodei în clasa C diferen ţa constructiva fata de func ţionarea în clasa B consta în ad ăugarea unui condensator în paralel pe rezistenta de sarcina a diodei.

u

R d

Cd

Ud

Fig.2 Schema electrica a unui demodulator pentru semnale MA 29

Valorile grupului Cd , R d se aleg suficient de mari pentru a avea îndeplinit ă relaţia: δ = CdRd > T i

unde Ti este perioada semnalului de frecven ţă  intermediar ă. În momentul aplicării semnalului de frecven ţă  intermediar ă, dioda se deschide şi încarcă  condensatorul C d la valoarea de vârf UM . Din acest moment pe dioda avem aplicat semnalul u d = u - U d , dioda intr ă în conducţie numai atunci când aceast ă tensiune este pozitiv ă în timpul când dioda este  blocată, condensatorul Cd se descarcă pe rezistenta R d. Rezulta ca unghiul de conduc ţie al diodei nu va mai fi 180oca în cazul funcţionarii în clasa B, ci mai mic, tensiunea demodulat ă existând în permanen ţă la bornele condensatorului Cd. Tensiunea de la bornele condensatorului C d conţine o component ă de curent continuu  propor ţională cu amplitudinea semnalului recep ţionat, o componenta utilă de audio frecvenţă şi o componenta de radio frecvenţă parazită redusa ca valoare. La func ţionarea în clasa C, factorul de transfer este aproape unitar: kd = cosθ unde θ este unghiul de deschidere al diodei. 1.3 Demodulatoare pentru semnale cu MF

Rolul demodulatoarelor pentru semnalele cu MF este acela de a extrage componenta de audiofrecven ţă  din semnalul de frecven ţă intermediara si a elimina modulaţia parazita de amplitudine. Ca scheme pentru demodulare de semnale MF se folosesc o serie de circuite ca: demodulatorul de frecven ţă  cu circuit oscilant dezacordat, discriminatorul de faz ă, detectorul de raport. Demodulatorul de frecven ţă  cu circuit oscilant dezacordat prezint ă  o serie de dezavantaje ca: amplificare mic ă  a etajului, deoarece circuitul oscilant func ţionează dezacordat; liniaritatea conversiei MF-MA este sc ăzută, acordul se poate ob ţine în două  puncte ceea ce complică reglajul; este foarte sensibil la modula ţia parazită de amplitudine. Toate aceste dezavantaje fac ca acest demodulator sa fie utilizat în receptoarele de radiodifuziune. Discriminatorul de fază prezintă o bună liniaritate fiind tot odată şi uşor de reglat, este însă sensibil la modula ţia parazită de amplitudine, pentru înlăturarea căruia este necesar un etaj limitator anterior, discriminatorul de faz ă este mai rar folosit decât detectorul de raport. Detectorul de raport realizează atât conversia MF-MA cât şi limitarea în amplitudine a semnalului şi deci înlătur ă  modulaţia parazita de amplitudine. Schema de principiu a detectorului de raport este data în figura 3. La bornele R3 care este cuplata strâns cu bobina L 1 se obţine o tensiune practic în faza ca tensiunea de la bornele circuitului primar. Condensatoarele C şi C3  prezintă  pentru semnalul FI o impedan ţa foarte mică  astfel ca pentru cele doua diode vom avea aplicate tensiunile:

Ud1 = U3 + U2/2 Ud2 = U3 - U2/2

30

C1

L1

D1

L2

R RAA

C2

C

C0 C

D2

R

L3

AAF

C3

Fig.3 Demodulator pentru semnale MF

Deoarece circuitele rezonante C1L1 şi C2L2  sunt cuplate inductiv, tensiunea U2  defazata cu 90 o  fata de tensiunea U 1. La modificarea frecventei semnalului din circuitul primar fa ţă de frecvenţa de acord se va modifica şi faza tensiunii U2 , aplicându-se astfel tensiuni inegale diodelor , iar la ie şire va rezulta un semnal având simultan MA şi MF. Componentele de curent continuu ale diodelor ( ca rezultat al demodulării se închid  prin R si L 2) trebuie sa fie egale între ele , deci diodele s ă aibă aceleaşi unghiuri de taiere θ1 şi θ2.Pentru frecvente diferite de frecven ţă  intermediara, tensiunile aplicate diodelor sunt diferite iar pentru păstrarea egalităţii între componentele de curent continuu este necesara modificarea unghiurilor de taiere, astfel ca , daca tensiunea U d aplicata diodei creste, unghiul θ  scade şi invers. În concluzie, funcţionarea detectorului de raport este urm ătoarea :daca semnalul aplicat la intrare este de frecven ţă f i, prin diode o sa circule curenţii detectaţi I0 egali, care fac ca tensiunea la bornele condensatorului C 3 sa fie nula. La modificarea frecventei semnalului modificat la intrare, datorita tensiunilor ce apar pe diode se modifica şi curenţi detectaţi de diode ΔI1 şi ΔI2 ,componente care circula în sens opus prin C 3 producând la bornele acesteia o cădere de tensiune propor ţională cu diferenţa Ud1 - Ud2. 31

De remarcat ca suma tensiunilor pe condensatorul C nu se modifica (U' + U" = ct) însa se modifica raportul lor (U'/U") , motiv pentru care poartă denumirea de detector de raport . Condensatorul C0 asigura limitarea de amplitudine detectorului de raport în condi ţiile de apariţie a modula ţiei de amplitudine parazit ă de durata relativ scurtă. Alegând constanta de timp a circuitului RC0 suficient de mare, se observa ca la varia ţii rapide ale tensiunii de la intrare , tensiunea U' + U" r ămâne practic constant ă . Presupunând , de exemplu , ca U in creste rezulta ca şi Ud1 şi Ud2 au tendinţa de creştere şi deci cosθ1 şi cosθ2 devin simultan mai mici, rezulta ca rezistenta de sarcina echivalenta diodelor în circuitele L 1C 1 şi L2C2  creste amortizarea acestor circuite , mic şorează deci amplificarea ultimului etaj, limitând tendinţa de creştere a tensiunii de intrare. Deoarece tensiunea de la bornele condensatorului C 0  este  propor ţională  cu intensitatea semnalului de la intrarea radioreceptorului aceasta tensiune  poate fi folosita în schemele RAF. Caracteristica de ie şire a detectorului de raport reprezint ă variaţia tensiunii de ieşire în funcţie de variaţia frecventei semnalului aplicat la intrare şi are forma unui S rotit cu 90o . Pentru ca transformarea sa fie cât mai liniar ă şi deci distorsiunile de neliniaritate sa fi cât mai mici este necesar ca aceasta caracteristic ă s ă prezinte o por ţiune cât mai liniar ă, cu panta mare simetrică faţă de punctul f = f i , într-o bandă de frecvenţă cât mai largă. În montajele  practice banda de frecvenţă a detectorului de raport este de circa 200 - 400 KHz. Detectorul de raport prezint ă avantajul realizării limitării de amplitudine a semnalului înlăturând astfel modula ţia parazită  de amplitudine a semnalului MF, caracteristica de de-modulare fiind suficient de liniar ă într-o bandă de largă frecvenţă. Detectorul de raport poate func ţiona liniar la semnale foarte mici (are deci o sensibilitate ridicată) şi poate furniza tensiuni pentru RAA şi CAF. Ca dezavantaj al detectorului de raport, în afara faptului ca valorile componentelor cât şi reglajele sunt destul de critice, demodulatorul fiind sensibil la orice nesimetrie de montaj, este şi faptul ca tensiunea de audiofrecvenţă este relativ mic ă, deoarece semnalul este obţinut  prin diferenţa. 1.4 Reglajul automat al amplificării

Reglajul automat al amplificării RAA - serveşte la menţinerea constanta a nivelului audiţiei atât pentru posturi puternice cât şi pentru posturile slabe şi de asemenea în cazul varierii intensităţii semnalul de la intrarea radioreceptorului din cauza fadingului . Funcţional, dispozitivul RAA ac ţionează  pe lanţul de amplificare a semnalului pana la demodulator, modificând amplificarea, astfel încât la ie şirea din demodulator, nivelul semnalului de AF sa r ămână constant şi implicit nivelul audiţiei, f ăr ă modificarea reglajului numai la volum. Prin controlul realizat asupra amplificării, dispozitivul RAA evită  intrarea în saturaţie a etajelor de FI (în special a ultimului etaj ) şi deci supraîncărcarea etajelor în cazul unor semnale puternice. Dispozitivul RAA folose şte ca tensiune de comandă tensiunea de curent continuu de la ieşirea demodulatoarelor a cărei valoare este propor ţională cu nivelul semnalului recepţionat . Aceast ă  tensiune prelucrat ă  în dispozitivul RAA se aplică  pentru polarizarea etajelor de radiofrecvenţă şi frecvenţă  intermediar ă, producând modificarea pantei şi deci amplificarea acestora . Pentru a funcţiona corect, în schema dispozitivelor RAA se folosesc filtre trece-jos care au rolul de a elimina componenta de audiofrecven ţă  de la ieşirea demodulatorului, păstrând la ieşire numai o tensiune propor ţională  cu intensitatea medie a semnalului recepţionat.

32

Integratul TDA 1046

TDA 1046 este un amplificator-demodulator pentru semnale MA având frecven ţă  purtătoarei până la 30 MHz. Circuitul este destinat radioreceptoarelor de înalt ă performanţă staţionare sau auto. Con ţine amplificatoarele de RF şi FI cu câştig controlat, oscilatorul, mixerul demodulatorul MA simetric, filtru activ trece-jos, amplificatorul pentru semnalul de joasă frecvenţă şi amplificatorul pentru indicatorul logaritmic de câmp. 2.1 Performanţe notabile

stabilizator de tensiune încorporat amplitudine mare a semnalului audio la ie şire demodulator MA şi filtru trece jos încorporat comanda directă a indicatorului logaritmic de intensitate a câmpului distorsiuni armonice reduse la amplitudini mari ale semnalului audio de ieşire.

• • • • •

2.2 Valori limita absoluta

Tensiunea de alimentare Frecventa oscilatorului Frecventa semnalului HF Frecventa semnalului FI Gama temperaturilor de func ţionare Gama temperaturilor de stocare Temperatura joncţiunii Puterea disipata Rezistenta termica joncţiune ambiant

18 V 0,5 MHz...31 MHz 0 MHz...30 MHz 0,2 MHz...1 MHz -25oC...+70oC -25oC...+125oC +125oC 625 mW 100oC/W

2.3 Configuraţia terminalelor

1 2 3 4

1 2

16

3

14

4

13

5

12

6

11

7

10

8

9

Masa Intrare FI Intrare FI Ieşire FI

9 10 11 12

15

33

3,3 stabilizat Circuit rezonant oscilator RAA/RF Intrare mixer

5 6 7 8

RAA/FI Ieşire audio V+ Ieşire mixer

13 14 15 16

Ieşire RF Indicator de câmp Intrare RF Intrare RF

2.4 Aplicaţii tipice

Schema de utilizare

10 nF

7-35  pF 330  pF 100 k Ω

100 nF

22 22μF 16

15

14

13

12

11

10

9

6

7

8

TDA 1046 1

2

3 0,1 μF

5

4

AF

22 μF

  0,1 μF

330pF

0,1 μF

120pF 22k Ω

1,5 nF

34 A 3 x SFT 455 V+

R 16 22K C24 22nF R 19 22K

R 13 33 U245 P1 5K R 17 100 R 12 4K

C14

C15 100μF

Uref 

C25 100μ

C11 C2 470 MIX MIX

AFT AFT

MUT MUTE

TUN TUN

AF

AFE

C3

R 5 4K

R 10

C6 47μF

35 L2 10n

R 7  10K

D914 R 1

2.5 Etajul demodulator din receptorul de laborator Schema demodulatorului din receptorul din laborator este prezentata în figura anterioara. Alimentarea se face prin rezistenta R 13 şi pe pinul 12 unde vom avea tensiunea de referinţa Uref. Pinul 1 va fi conectat la masa. R2, C 12, CD va fi un circuit acordat pe frecventa de 10,7MHz. La pinul 7 vom avea frecvenţă audio, ieşirea audio având 2 cai: una directa şi una întârziată. Acest circuit are un indicator de semnal , iar reglajul se face prin poten ţiometrul P2. Semnalul audio va ajunge la blocul Decodor Stereo. Frecven ţă  intermediar ă a acestui circuit este de 10,7MHz. În etajul demodulator din receptorul din laborator vom avea urm ătoarele tensiuni la  pini :  la pinul1 vom avea o tensiune de 0V  la pinul 2 vom avea o tensiune de 1,35V  la pinul 3 vom avea o tensiune de 3,7V  la pinul 4 vom avea o tensiune de 3,65V  la pinul 5 vom avea o tensiune de 3,65V  la pinul 6 vom avea o tensiune de 3,7V  la pinul 7 vom avea o tensiune de2,1V  la pinul 8 vom avea o tensiune de 0,01V  la pinul 9 vom avea o tensiune de3,7V  la pinul 10 vom avea o tensiune de 3,7V  la pinul 11 vom avea o tensiune de 2,8V  la pinul 12 vom avea tensiune de 13V  la pinul 13 vom avea o tensiune de 0,5V  la pinul 14 vom avea o tensiune de 0,5 V  la pinul 15 vom avea o tensiune de 0,23 V  la pinul 16 vom avea o tensiune de 2,65 V  la pinul 17 vom avea o tensiune de 2,65 V  la pinul 18 vom avea o tensiune de 2,65 V Să se identifice elementele schemei bloc şi să se analizeze funcţionarea.

36

LUCRAREA 5 Decodorul stereo 1. Schema bloc a sistemului de transmisie stereofonic cu dou ă canale

Radiodifuziunea monofonică  (cu un singur canal de transmisie) este capabil ă să reproducă  la recepţie în mod satisf ăcător programul sonor original, f ăr ă  a se reda însă  relieful sonor, caracterul spaţial al acestuia (localizarea în spaţiu a diferitelor surse sonore şi sesizarea deplasării acestora ) chiar dac ă se folosesc mai multe microfoane la emisie şi la recepţie. Stereofonia reprezintă  sistemul de transmisie capabil să  reproducă  la recepţie programul sonor cu acelaşi posibilităţi de localizare în spaţiu a surselor sonore ca şi în cazul audiţiei directe, folosindu-se în acest scop pentru transmisii cel pu ţin două canale. În cele ce urmează se prezintă sistemul stereofonic cu două canale, utilizată în mod curent. S1 S’1 M1 D1 E1 R 1 S2 S’2 Canal 1

S3

M2

D2 E2

S4

R 2 Canal 2

 Emisie

S’3  x Auditoriu

S’4

 Recep ţ ie

Fig.1 Sistem stereofonic

În figura 1 se prezintă schema bloc simplificată a unui sistem de transmisie stereofonic cu două canale. Oscilaţiile acustice generate de sursele sonore reale S 1,S2,…...Sn sunt captate de două  microfoane distincte N1,N2 şi transformate în oscila ţii electrice. Oscilaţiile electrice corespunzătoare fiecărui microfon sunt amplificate şi transmise separat la difuzoarele distincte D 1 şi D2, care generează la recepţie un câmp acustic rezultant, identic cu cel de la emisie. Cu alte cuvinte, difuzoarele D1,D2 reconstituie la recepţie sursele sonore originale sub forma unor surse sonore virtuale S’1,S’2,........,S’n iar auditoriul percepe programul sonor spaţial, ca şi cum ar asculta direct programul original. Deşi în principiu, sunt necesare două emiţătoare şi două  receptoare (câte un emiţător şi câte un receptor pentru fiecare canal), din motive de economie s-au conceput în practică sisteme de transmitere stereofonice în care se folose şte un singur emiţător şi un singur receptor. În cele ce urmează se prezintă sistemul de transmisie stereofonic cu subpurt ătoare MA , cu subpurtătoare suprimată şi cu semnal pilot, întâlnit frecvent în practic ă. Se notează prin A şi B semnalele de audiofrecvenţă (de la 30Hz la 15kHz ) captate din cele două  microfoane M1 şi M2  corespunzătoare la cele două  canale. Pentru a se asigura recepţia monofonică  a programelor stereofonice cu ajutorul receptoarelor obişnuite, în sistemul de transmisie stereofonic nu se transmit prin canale chiar semnalele A şi B, ci combinaţii ale lor. Semnalul care se transmite poartă  numele de semnal multiplex cu subpurt ătoare MA,cu

37

subpurtătoarea suprimată şi cu semnal pilot (sau simplu semnal multiplex cu frecven ţă pilot) şi a cărui spectru este prezentat în fig.2. Cele trei componente ale semnalului multiplex s-au introdus cu următoarele scopuri: [%] 100 90

  semnal sumă (A+B)  S   e  m n  a l    p i   l    o  t  

 45 10 0,03

15 19 23

semnal auxiliar stereo (A-B)*

f [kHz] 38

53

Fig.2 Spectru semnal multiplex cu subpurtătoare MA -semnalul sumă  (A+B) conţine informaţia principală privind intensitatea audiţiei. Acest semnal are acelaşi caracter ca şi semnalul sumă care se obţine în sistemul de transmisie monofonic prin însumarea semnalelor de la mai multe microfoane. Ca urmare semnalul surs ă  (A+B) poate fi recepţionat cu ajutorul receptoarelor obişnuite cu MF monofonice, asigurându-se astfel recepţia monofonică a programelor stereofonice; - semnalul auxiliar stereo (A-B) * conţine sub formă  de benzi laterale informaţia suplimentar ă stereo privind distribu ţia spaţială a intensităţii audiţiei. Acest semnal nu poate fi recepţionat de către receptoarele obişnuite cu MF monofonice, deoarece având frecvenţe mai mari de 15kHz nu va trece prin amplificatorul de AF. -semnalul pilot de 19kHz serveşte pentru refacerea, la recepţie, a subpurtătoarei de 38kHz care este necesar ă  pentru efectuarea demodulării semnalului auxiliar stereo (A-B)* în vederea obţinerii semnalului diferenţă (A-B). La emisie, subpurtătoarea de 38kHz este modulată în amplitudine (şi nu în frecvenţă ) cu semnalul auxiliar stereo (A-B)*, pentru ca la recepţie să  se poată  utiliza un detector MA de construcţie simplă. Ca urmare, frecvenţa maximă  a spectrului semnalului modulator multiplex este de 53kHz, cu mult mai mare decât în cazul sistemului de transmisie monofonic (15kHz). Cu toate acestea , lăţimea spectrului de frecvenţă ocupat de semnalul MF al staţiei de emisie stereo nu este cu mult mai mare decât în cazul staţiilor de emisie monofonice cu MF. Aceasta se datorează, pe de o parte, faptului că  în cadrul semnalului modulator multiplex, atunci când semnalul (A+B)este maxim, semnalul (A-B) este minim şi invers, iar pe de alt ă parte, suprimării subpurtătoarei de 38kHz, la care ar corespunde o deviaţie de frecvenţă  foarte mare pentru  purtătoarea staţiei de emisie (şi în consecinţă o lăţime mai mare a spectrului de frecvenţă ocupat de semnalul MF). Aceasta se explică prin faptul că deviaţia de frecvenţă creşte cu amplitudinea semnalului modulator, iar componenta cu amplitudinea cea mai mare din semnalul MA este subpurtătoarea de 38kHz. În concluzie cele două semnale (A+B) şi (A-B)* reprezintă cele ouă informaţii cu ajutorul cărora se obţine la recepţie efectul de stereofonie.

38

În fig.3 se prezintă  schema-bloc simplificată  a emiţătorului stereofonic, în care blocul codor are rolul de a forma semnalul multiplex. Semnalele A şi B de la cele două microfoane sunt introduse în dispozitivul de adunare şi sc ădere DAS,unde are loc adunarea şi scăderea electrică a celor două  semnale de AF. Semnalul sumă  (A+B) se introduce direct în submodulatorul SM. Semnalul diferenţă (A-B) are acelaşi spectru de frecvenţă (0,03-15kHz) ca şi semnalul (A+B) şi  pentru a putea fi transmis prin acelaşi emiţător, adică să  moduleze aceeaşi purtătoare ca şi semnalul(A+B), se translatează  spectrul său de frecvenţă  deasupra spectrului AF, în domeniul ultrasonor. În acest scop se efectuează  în modulatorul de amplitudine MA o modulare în amplitudine cu semnalul (A-B) a subpurtătoarei de 38kHz, obţinută prin dublarea de frecvenţă A

B Codor

A+B

 DA

f kHz

Adu nare

Scă der 

AE

A-B

A-B f 

(A-B)*

Semnal auxiliar stereo cu  purtătoare

Semnal auxiliar stereo

k 

f kHz

MA

FS

233853

f kHz SM

MF

233853

38

Semnal

Semnal de FFIMF cu semnalul

f kHz

38

Subpurtătoarea

DF

OP Semnal  pilot f kHz

19

AFFÎ

Semnal  pilot f kHz

19 Fig.3 Structura unui emiţător stereofonic

DF a oscilaţiei pilot generată generată de oscilatorul pilot OP. La ieşirea modulatorului de amplitudine se obţine subpurtătoarea de 38kHz şi două  benzi laterale delimitate de frecvenţele 23-37,97 kHz şi respectiv 38,03-53 kHz. În filtrul PS se asigur ă  suprimarea subpurtătoarei de 38kHz, astfel că la ieşire se obţine semnalul semnalul auxiliar stereo f ăr ă subpurtătoare conţinând de fapt numai semnalul diferenţă sub formă de benzi laterale. Acest semnal notat cu (A-B) *, se aplică la submodulatorul SM. De asemenea , la submodulator se aplică şi semnalul pilot de 19 kHz generat de oscilatorul pilot OP. La ieşirea acestui submodulator se obţine semnalul multiplex  prin mixarea celor trei spectre de frecvenţe aplicate la intrare. Semnalul multiplex modulează în

39

frecvenţă oscilaţia purtătoare a staţiei de emisie în modulatorul principal al staţiei MF, după care semnalul MF este amplifica, in amplificatorul de frecvenţă  foarte înaltă  AFFI şi intoduse în antena de emisie AE. Dacă se aplică semnalul cu MF, care provine de la un emiţător stereo, la un receptor de UUS, se obţine la ieşirea demodulatorului MF (detector de raport) indiferent dacă  receptorul este monofonic sau stereofonic-semnalul multiplex stereo din fig.4. Dac ă  receptorul este de tip monofonic, prin amplificatorul de AF, care are banda de trecere de 15kHz, va trece numai semnalul sumă  (A+B) care va furniza audiţia monofonică, pe când semnalul pilot şi auxiliar stereo având frecvenţe mai mari de 15 kHz nu vor trece prin AAF. Semnal de FFI-MF  cu semnalul multiplex

Semnal A de AF

Bloc UUS

Demo d

AFI

D

AAF Canal

D

Decodo r 

Semnal  multiplex

Semnal de FI-MF  cu semnalul multiplex

AAF Canal

Semnal B de AF

AAF stereo

Fig. 4 Receptor stereofonic Dacă însă  receptorul este de tip stereo, atunci semnalul multiplex de la ie şirea demodulatorului MF este decodificat într-un etaj decodor, după  cum se vede în schema-bloc a receptorului stereo din fig.5,obţinându-se semnalele A şi B, care se aplică  la AAF de înaltă fidelitate cu două  canale, care furnizează  audiţie stereofonică  cu ajutorul celor două  difuzoare D1,D2. Cele două  canale ale AAF trebuie să  fie identice în ceea ce priveşte caracteristicile de frecvenţă şi de fază cât şi curbele de reglare a volumului şi tonului. FOB 19 kHz

Semnal multiplex  f ă ră pilot

(A+B)+(A-B)*

D1

Semnal  multiplex  de la  demodulator

A

Semnal P(t)

f kHz FOB

Semnal  pilot

 DF

 cu două  înf ăşură toar e  diferite Subpurtă toare

19 kHz

19

f kHz

38

Fig. .5 Ramurile receptorului stereo

40

f kHz

D2 B

Există  mai multe tipuri de decodoare stereo. Cel mai mult se folose şte decodorul cu obţinerea directă a semnalelor A şi B prin demodularea înf ăşur ătoarei, care are filtre mai puţine şi constucţie mai simplă, şi a cărui schemă-bloc se prezintă  în fig.6. Semnalul multiplex de la ieşirea demodulatorului MF se aplică la intrarea a două filtre: -filtrul opreşte-bandă  FOB, care suprimă  semnalul pilot, astfel că  la ieşirea sa se obţine semnalul stereo format din (A+B) şi (A-B)*, şi -filtrul trece-bandă FTB,care lasă să treacă  numai semnalul pilot de 19kHz, astfel că la ieşirea dublorului de frecvenţă DF se reface subpurtătoarea de 38kHz.

t

t

t

Fig.6 Structura semnalului modulat Prin suprapunerea celor două semnale – semnalul multiplex f ăr ă pilot şi subpurtătoarea de 38 kHz se obţine un semnal P(t) modulat în amplitudine dar având dou ă înf ăşur ătoare diferite: una din înf ăşur ătoare este semnalul A, iar cealalt ă  este semnalul B(vezi fig.6.c). Semnalele A şi B  pentru cele două  canale stereo se obţin direct din semnalul P(t) prin demodularea acestuia cu ajutorul a două detectoare cu diodele D1 şi D2 conectate invers. Dioda D1 separ ă înf ăşur ătoarea superioar ă deci semnalul A, iar dioda D2 separ ă înf ăşurarea inferioar ă, deci semnalul B. Integratul HA 12016

Funcţii.

41

-PLL FM Demodulator -Preamplificare -Circuit de prevenire a erorilor -Buton oprire circuit Caracteristici:

-Semnal înalt 88dB - Distorsiune medie 0.01% -Nivel înalt de separaţie 55dB -Rază de acoperire 12.58dB -Canal de separaţie disponibil

Fig.7 Arhitectura internă Alimentare Puterea Disipată Temperatura de lucru Temperatura de stocare Timpul Continuu de Alternativ curent

VCCmax Pr  Tepr  Tstg IL IL

15 5500 -20 la +70 -55 la +125

V mW 0 C 0 C

75

mA mA

100

42

Fig.8 Schemă de montaj Date pentru aplicaţii.

Pentru că nu este nici un terminal disponibil pentru a vizualiza frecven ţa VCO, evidenţierea ei se poate realiza cu CI conectat ca în fig9. Frecvenţa trebuie ajustată  la 76kHz ± 50Hz rotind VR 201 f ăr ă semnal la pinul 2 şi f ăr ă alimentare la pinul 12.

Fig.9 montaj pentru determinarea frecvenţei Vco Sunt două  praguri de nivel VMO şi VCO  pentru pinul 12. Modul de operare este schimbat cu ajutorul voltajului aplicat la pinul12. Separarea canalelor este controlat ă  cu ajutorul lui VR 202 introdus între terminalul feetback şi după amplificator. Acestea sunt prezentate în figura 10.

Fig.10 Separarea canalelor de control 43

Schema de principiu cu HA12016

Pin 1 2 3 4/7 1 5/6 8 9 St.S 9 9 Mo.S 10/11/15 12 St.S 12 Mo.H 13/14 16

Vol ţi 12,6 3,6 5,15 10,95 8,80 0 0,75 11,65 2,47 0 9,87 2,55 3,00

Să se identifice elementele componente ale decodorului şi să se analizeze funcţionarea.

44

+15V STEREO

R1322k

D1

2

D1 R 11 11 22k

R 447k 10

D2 C3 3,3µF R 3 1k C4 1µF

P1

R 2 5k6 3k C2 1n1

R 5 22k C5 3,3µF

R 7 22k

C11 6,8n

9

C12 1n HA 12016

9

1 C3 3,3µF

C 1n

CTL 3,3µF

C 1n

C1L 1n

C1R  1n

1 9

10

C9 220µF C6 220µF C10L 22µF

C7r   3,3µF R 7R   1k8 7R  1k8 0V -15V

45

R 10 10 3k9 C 22µF

L1 7,3mH

LUCRAREA 6 Egalizatorul de ton 1. Generalităţi. Circuite pentru reglajul tonalităţii, egalizatoare şi filtre audio

Caracteristica de frecvenţă a sitemului de amplificare audio este evidenţiată cu ajutorul circuitelor de corecţie şi reglaj din sec ţiunea de preamplificare. Preamplificatoarele corectoare compensează  neliniarităţile sistemului, în special cele datorate traductoarelor de intrare realizând o amplificare constantă  în toată  banda audio.Preamplificatoarele corectoare constituie blocuri fundamentale ale lanţului audio,prezentate în orice amplificator cu posibilităţi de redare a sunetelor provenind de la traductoare neliniare. Sunt multe situaţii în care, deşi caracteristica de frecvenţă  a amplificatorului este absolut plată, audiţia nu este perfectă  sau nu este agreată  de ascultător. Influenţa factorilor  psihofiziologici, acustica încă perii, caracteristicile şi parametrii difuzoarelor sau calitatea înregistr ării audiate. Pentru astfel de situa ţii, amplificatoarele pot fi prev ăzute cu circuite auxiliare care realizează corecţia caracteristicii de frecven ţă în funcţie de condiţiile concrete în care are loc audiţia sau de preferinţele ascultătorilor. În plus, se pot prevedea filtre pentru zgomotele de joasă sau înaltă frecvenţă specifice unor echipamente de redare. Cele mai simple circuite de reglaj, realizate curent şi de către electroniştii amatori sunt corectoarele de ton. Ele permit dozarea după preferinţă, de obicei în gama de ±20dB faţă de amplificare în bandă  medie, a frecvenţelor joase (20-200 Hz) şi a celor înalte (8-20 KHz), îmbunătăţind în anumite limite calitatea audiţiei sau satisf ăcând preferinţă ascultătorilor pentru tonuri înalte sau mai grave. Se pot utiliza pentru îmbunătăţirea redării de pe plăci de pe patefon vechi, pe care başii apar slabi, iar tonurile înalte sunt stridente şi însoţite de zgomote. Ele pot compensa par ţial unele neliniarităţi datorate uzurii echipamentului audio sau schimbării unora din comonentele sale, situaţii în care corecţia realizată  de preamplificatorul corector este imperfectă. Accentuarea sau dezaccentuarea semnalului în toată gama audio, în cadrul unor benzi fixe sau reglabile de frecvenţă se poate face face cu ajutorul egalizatoarelor. Frecvent se utilizează egalizatoarele de octavă alcătuite din 10 celule de egalizare, acordate fiecare pe câte o frecvenţă  situată  una faţă  de cealaltă  la interval de o octavă, I amplificatoarele sta ţiilor de sonorizare profesionale se întâlnesc egalizoare cu pana la 30 celule, în schimb, în aparatura de uz casnic se considera suficiente 5 celule de egalizare. Motivul cel mai important care impune reglajul de sunet în întreaga bandă audio este corectarea acusticii înc ă perii sau s ălii în care are loc audiţia. Aceeaşi instalaţie audio plasată  în încă peri diferite conduce la sunete diferite. Influenţeză  foarte mult dimensiunile camerei, natura materialelor absorbante sau reflectorizante care, în anumite benzi de frecvenţă  duc la fenomene de microfonie sau atenuare. Egalizoarele corectează  aceste deficienţe acustice, compensând excesul de reverberaţii sau insuficientă randamentului difuzoarelor. Alte corecţii ale caracteristicii de frecven ţă  sunt necesare în cazul audiţiilor de joasă intensitate, când urechea receptionează  în mod diferit sunetele, considerându-le mai tari pe cele cuprinse în bandă de medie frecvenţă. În acest caz este necesare ridicarea nivelului sonor în benzile laterale de frecvenţe, funcţie îndeplinită de circulitul de reglaj de volum compensat. Acesta trebuie conectat numai când programul este audiat în surdina. Sistemele complexe de

46

reglaj fiziologic modifică  automat caracteristica de frecvenţă  în funcţie de nivelul sonor al audiţiei şi evita în acest fel interventia subiectiva şi neavizată a utilizatorului. Specialiştii recomandă  folosirea cu prudenţă  a circuitelor de reglaj în echipamentele utilizate de amatori. Indiferent de complexitatea lor, circuitele de reglaj al tonalităţii nu creează sunete noi, ci le prelucrează pe cele existente preluate mai mult sau mai puţin fidel de către traductoarele electroacustice de la intrare. În acest sens, mult mai importante pentru o audiţie de calitate sunt performanţele şi calitatea înregistr ării, sensibilitatea şi caracteristicile traductoarelor de intrare şi de ieşire. Amplificarea suplimentar ă  care la corectoarele de ton  poate atinge +20dB impune mărirea puterii etajului final. De asemenea, reglajul subiectiv, după gustul fiecărui utilizator neavizat duce de mai multe ori la sc ăderea calităţii materialului sonor audiat. Existent în toate instalaţiile de tip professional, egalizorul este un echipament scump şi mai puţin recomandat pentru amatori. 1.1 CIRCUITE CORECTOARE DE TON

Utilizate înreglajele de ton numai pentru frecvenţe joase sau înalte, corectoarele de ton  pot conţine numai filtre pasive mai ieftine, sau filtre active. Datorit ă  amplificării cu reacţie negativă, filtrele active prezintă  distorsiuni mai reduse şi nu necesită  etaje suplimentare de amplificare. Ele au avantajul unei simetrii perfecte a domeniului de reglaj în jurul amplific ării din bandă medie, iar componentele RC au valori convenabile. a) Unul dintre cele mai cunoscute circuite corectoare de ton este cel de tip Baxandall, indicat în fig 1.a. Semnalele de frecvenţă joasă pot fi accentuate sau dezaccentuate cu ajutorul potenţiometrului R2, iar cele de frecvenţă  înaltă  sunt influenţate cu  potenţiometrul R4.

Accentuare a) Schema de principiu

Dezaccentuare b) caracteristica de frecvenţe

Fig.1 Corector de ton Baxandall Pentru poziţiile extreme ale cursorului acestor poten ţiometre, rezultă  limitele caracteristicii de frecvenţă indicate în fig 1.b. În poziţia mediană a ambelor cursoare semnalul este transmis integral la ieşire în toată  gama de frecvenţe audio, amplificarea circuitului corector fiind în acest caz 1 (0 dB). Rezult ă că pentru poziţia mediană a elementelor de reglaj, amplificarea sistemului audio în care este conectat corectorul de ton este constant ă  în toată  bandă de frecvenţe şi egală cu amplificarea A0 din bandă medie.

47

Analiza circuitului corector din fig 1 se poate face ţinând cont de schemele echivalente  pentru frecvenţe joase din fig 2, respectiv înalte din fig 3. La frecvenţe joase se consider ă că reactanţa condensatorului C5 tinde la infinit, iar la frecven ţe mari, reactanţa condensatoarelor C1 este nulă, adică  Xc1=0. Separarea pe domenii de frecvenţă  este permisă  deoarece în general se aleg astfel de valori pentru componente încât constantele de timp din buclă de reacţie destinată  frecvenţelor joase să  rezulte mult mai mari decât cele din bucl ă  destinată reglării semnalelor de frecvenţă înaltă. În bandă de joasă frecvenţă, functia de transfer a circuitului corector(fig 2) corespunde unui amplificator inversor şi are forma A j(s)=v0(s)/vi(s)=-Z1(s)/Z2(s)=-(R 1+(1-a)R 2 ⎥⎥ ZC1)/R 1+aR 2⎥⎥ Zc1 , Unde v0(s) şi vi(s) sunt transformatele Laplace ale semnalelor de ieşire, respectiv de intrare în circuitul de corecţie, iar Zc1=1/(sC1) este impedanţa de transfer a condensatorului C1. În fig 2 s-a luat în considerare o anumit ă poziţie a cursorului, fracţiunea din rezistenţa R 2 între cursor şi borna 4 fiind notată cu coeficientul subunitar a F.d.t a circuitului este de forma : A j(s)=-(R1+(1-a)R 2)/(R 1+aR 2 a)R 2)*C1s)/(1+R 1⎥⎥(aR 2)*C1s)*(1+aR 2C1s)/(1+(1-a)R 2C1s)

)*(1+R 1⎥⎥((1(6.1)

Caracteristica de frecvenţă  corespunzătoare f.d.t. (6.1) se obtine f ăcând substituţia s=ωi=2πfi(i=sqrt-1) şi calculând modulul nr complex astfel obţinut pentru diverse valori ale frecvenţei f. Pentru frecvenţe foarte joase, amplificarea circuitului A j=⎟A j(iω)⎟=[R1+(1a)R 2]/(R 1+aR 2) este reglabilă între valorile A jM=(R 1+R 2)/R 1 când a=0 şi A jm=R 1/(R 1+R 2) când a=1 La frecvenţe înalte amplificarea circuitului devine 1 şi poate fi dedusă f ăcând limită modulului ⎟A j(iω)⎟

a) Schema echivalentă

b) caracteristica de frecvente

Fig. 2. Circuitul la frecvenţe joase a corectorului de ton din fig.1

48

1.2 Circuite egalizoare .

Pentru reglajul tonului pe întreaga gama a frecvenţelor audio se utilizează  egalizoare compuse din filtre selective care func ţionează în paralel şi sunt acordate pe câte o frecvenţă din  bandă audio. Numărul celulelor de egalizare poate varia de la 4 ,sau 5, în cazul egalizoarelor comerciale, la 20-30 pentru echipamentele de studio. În cazul când egalizorul este echipat cu 10 celule acordate la interval de o octavă el poartă numele de egalizor de octavă.Uneori apare sub denumirea de egalizor grafic deoarece elementele de reglaj, potentiometrele, permit deplasarea liniara a cursorului lor, poziţia acestora sugerând amplificarea fixată, iar pe panoul de reglaj apare altfel indicaţia grafică a caracteristicii de frecven ţă dorită. Filtrele selective de ordinul doi, cu ascentuarea sau dezaccentuarea frecvenţelor au f.d.t. de forma A(s)=(s2+(A0/Q)*ω0s+ω02)/(s2+(ω0/Q)*s+ω02) Unde A0 eate amplificarea la frecvenţă centrală f 0=ω0/2π, iar Q este factorul de calitate. Observaţie. Caracteristica amplitudine –frecvenţă corespunzătoare f.d.t. este o funcţie de forma A(ω)=Sqrt((ω02-ω2)2+A02ω2ω02/Q)/((ω2-ω2)2+ω2ω02/Q2) Simetrică în raport cu variabila: X=ω/ω0,adică  A(x)=sqrt(x2+A02/Q2)/(x2+1/Q2) În funcţie de parametrul A0  se permite accentuarea sau dezaccentuarea frecvenţelor situate în bandă  centrală  pe frecvanţa f 0. Lăţimea benzii este invers propor ţională cu coeficientul de calitate Q. În aplicaţiile audio se recomandă un domeniu maxim de reglaj al amplitudinii A 0 de ±12 dB. Pentru ca ondulaţia caracteristicii de frecvenţă să  fie mai mică  decât 3 dB când toate filtrele care lucrează în paralel au caracteristica reglată la maxim, coeficientul Q trebuie s ă fie cuprins între 1 şi 2. a)

În fig 6.9 se prezintă schema unei celule de egalizare din spectrul frecvenţelor audio. Reglajul amplificării centrale A0  se efectuează  prin deplasarea cursorului  potenţiometrului R2, iar frecvenţa centrală se fixează cu condensatoarele C1 şi C2. În poziţia mediană  a cursorului amplificarea este unitar ă  în întreaga bandă de frecvenţe, iar în poziţiile extreme se obţine accentuarea maximă 1/Am. Analiza circuitului se poate face pe schema echivalentă din fig 6.10, în care, conexiunea în triunghi a elementelor aR2, (1-a)R2 şi C1 a fost transformată  în stea, rezultând impedanţele Z1=aR 2/(R 2C1s+1) Z2=(1-a)R 2/(R 2C1s+1) Z3=a(1-a)R 22C1s/(R 2C1s+1)

49

R1

Z1

Z2

Z45

R 1

Z56 Z3

C2

R3

R3

Fig. 4 Schema echivalentă a celulei de egalizare din fig. 3

C1 R1

R1 aR2

3(1-a)R2

C2 R3

R3 -

Fig. 3 Celula de egalizare În continuare, transformând steaua cu nodurile 4, 5, 6 în triunghi, se ajunge la forma finală a f.d.t. A(s)=-{C2s[R 3(Z2+R 3)+(R 5+Z1)(R 1+Z2)]+(Z5C2s+1)(2R 1+Z1+Z2)}/ {C2s[R 3(Z2+R 3)+(R 5+Z1)(R 1+Z2)]+(Z5C2s+1)(2R 1+Z1+Z2)} Limitele de reglaj se obţin pentru poziţiile extreme ale cursorului potenţiometrului R 2,  pentru a=0 (Z1=Z3=0) şi a=1 (Z2=Z3=0). Când a=1/2 , A(s)=-1, adică v0=-v1. Pentru a=0 se obţine

50

A(s)={s2+{R 3C2(R 1+R 2)+R 1R 2(C2+2C1)}s/R 3R 2C2C1+(2R 1+R 2)/R 3R 2R 1C2C1}/s2+[C2(R 2+R 3)+2R 2C 1]s/R 3R 2C2C1+(2R 1+R 2)/R 3R 2R 1C2C1} Comparând cu relatia 14 şi considerând relaţiile uzuale R 3=10R 2 şi C1=10C2 rezultă:

ω02=(2R 1+R 2)/100R 1R 22C22 ,AM=1+R 2/3R 1

, Q=10/31 sqrt(2R 1+R 2)/R 1

Pentru a=1 rezultă caracteristica inversată, adică: A(s)⏐a=1=1/A(s)⏐a=0 având amplificarea centrală subunitar ă, Am=1/AM.

2. Circuitul integrat AN7330

Integratul AN7330 este un circuit integrat monolitic conceput cu douã canale având tei benzi grafice pentru egalizare pentru a fi folosit la radiocasetofoane sau la componente portabile.

Fig 2.1 Schema circuitului integrat AN7330

51

Fig.2.2 Diagrama bloc

Aplicatie:

52

3.1 Schema bloc

10 KHz

1 KHz

100 Hz 4,7ų 

C11 4,7

R1 330 R2L 4,7ų  22n 220n

330p

2.2ų  330n

4.7ų 

AN7330 BIA

C3R C10R

C8R

C6R

C4

R2

C11

C2

10 KHz 1 KHz

47ų 

100 Hz

3.2 Modul de funcţionare

Semnalele de la decodor intr ă în cuplă prin canalul din dreapta prin rezistenţa R2 de 1K şi trece prin condensatorul C32 de 4,7 μ, iar prin canalul din stânga prin rezistenţa R2R şi condensatorul C3R. Reglajul tonurilor se face in modul urm ător: -tonurile joase se reglează de la potenţiometrul reglabil de 100 Hz -tonurile medii se reglează de la potentiometrul reglabil de 1 KHz

53

-tonurile înalte se reglează de la potentiometrul reglabil de 10 KHz Alimentarea circuitului se realizează  prin rezistenţa R1 de 330 K şi este filtrat prin condensatorul C1 de 4,7 μF. Ieşirea semnalului se realizează în partea dreaptă prin condensatorul C9L de 22nF, iar apoi prin condensatorul C11 de 4,7 μ, iar prin canalul stâng ieşirea se face prin condensatorul C9R şi apoi prin condensatorul C11R. Să se analizeze funcţionarea egalizorului de ton.

54

LUCRAREA 7 Amplificatorul de audiofrecvenţă 1.Generalitati Amplificatoarele de audiofrecvenţa AAF are rolul de a amplifică  semnalele de audiofrecvenţa obţinute după detecţie (sau de la alte surse de semnal-pick-up, magnetofon,etc) la un anumit nivel pentru a produce in difuzor sau casca o audi ţie de o anumita putere. Deoarece de la ieşirea din demodulator se obţine o tensiune de ordinul zecilor sau sutelor de milivolţi este necesara o amplificare prealabila in tensiune a acestui semnal realizata cu ajutorul unui amplificator de semnal mic numit „amplificator de tensiune” – după  care semnalul este aplicat unui amplificator de putere, excitată cu o tensiune de ordinul volţilor si care la ieşire d ă puteri de ordinul watt-iilor. Trebuie amintit faptul ca nivelul tensiunii la ieşirea dozelor pick-up sau zecilor de milivolţi, ceea ce necesită  amplificări mai mari pentru AAF prevăzute cu mufe de conectare  pick-up sau magnetofon. Amplificatorul de tensiune

Amplificatorul de tensiune din cadrul AAF trebuie să îndeplinească o serie de condiţii, in vederea asigur ări unei bune funcţionari : 1.amplificarea in tensiune Au trebuie să fie cat mai stabila in timp; 2.banda de trecere a amplificatorului de tensiune trebuie să  fie cel puţin egala cu spectrul frecventelor audio transmisie; astfel pentru MA se considera suficient o banda de trecere cuprinsă intre 50Hz – 10kHz, insă in cazul MF sau pentru redarea programelor imprimate pe  banda de magnetofon sau discuri, banda de trecere necesara este cuprinsă intre 20Hz si 15kHz; 3.distorsiunile neliniare introduse de amplificatorul de tensiune să fie cat mai mici (ponderea cea mai mare a acestor distorsiuni o are amplificatorul final de putere); 4.asigurarea unei impedanţe de intrare suficiente pentru a nu micşora randamentul detecţiei. 5.realizarea unei bune stabilitati la variaţia temperaturii si tensiunii de alimentare. Prin amplificare se înţelege procesul de mărire a valorilor instantanee ale unei puteri sau ale altei mărimi, fara a modifica modul de variaţie a mărimii in timp si folosind energia unor surse de alimentare. După natura dispozitivelor utilizate in procesul de amplificare se poate vorbi de amplificare electrica, amplificare magnetica, amplificare electromagnetica si amplificare electronica. Circuitele de amplificare ce fac obiectul acestui capitol sunt circuite care amplifica electric  prin semiconductibilitate  daca sunt realizate cu transistoare bipolare sau amplifica electronic daca sunt realizate cu tuburi electronice. Amplificarea electrica se bazează pe proprietati electrice de material, iar cea electronica se  bazează  pe modificarea intensităţii unui curent de electroni prin variaţia tensiunilor aplicate unor electrozi de comanda (grile). In amplificatoarele reale semnalele sunt distorsionate, adică  forma semnalului de ieşire

55

• • • • • •

difer ă de forma de unda a semnalului de intrare. Performantele unui amplificator sunt apreciate  prin caracteristici si parametri care se refera la: distorsiunea formei de unda a semnalelor; mărimea amplificării in putere, tensiune sau curent; stabilitatea funcţionarii amplificatorului; sensibilitatea la zgomotele exterioare; zgomotele interne; natura dispozitivelor si regimul de funcţionare al acestora, structura interna, numărul de etaje etc. Este important ca valorile unor parametri sau forma unor caracteristici să  se modifice cât mai puţin la schimbarea componentelor, la variaţia tensiunii surselor de alimentare sau a condiţiilor de mediu. AMPLIFICATOARE DE AUDIOFRECVENTA DE SEMNAL MIC  PRIN CUPLAJ RC AMPLIFICATOR REALIZAT CU TRANZISTOR BIPOLAR

a) Schema tipica a unui amplificator de audiofrecvenţa de semnal mic realizat cu tranzistor  bipolar este prezentata in fig. 6.9.

a) – semnal b) – r ăspuns Fig. 6.9. Amplificator de audiofrecvenţa de semnal mic realizat cu tranzistor bipolar Tranzistorul T funcţionează  in conexiune EC (emitor comun). Sursa de semnal sinusoidal furnizează tensiunea vg = Vgsinω t ce reprezintă semnalul de amplificat. In mod uzual semnalul  provine fie de la traductor acustico-electric (ex. micro-fonul) fie de la un etaj de amplificare  precedent. Semnalul se aplica la intrarea II’ a amplificatorului prin condensatorul de cuplaj de la intrare C  I  cu rolul de a separa sursa de semnal de intrarea II’ in ce priveşte componenta de c.c. Daca sursa de semnal este un etaj de amplificare, tensiunea de ieşire a acestuia conţine si o componenta continua care poate modifica punctul static de funcţionare al tranzistorului T. Tensiunea alternativa vg de la intrarea II’ constituie semnalul de intrare in etajul de amplificare considerat.  Divizorul format din rezistentele R A si R B are rolul de a polariza (stabili punctul static de funcţionare) tranzistorul, adică  de a furniza tranzistorului (joncţiunea BE) tensiunea de polarizare VBE. Divizorul realizează tensiunea VBE aplicându-se pe el tensiunea de la sursa comuna de colector Vcc.  Rezistenta RC   este rezistenta de sarcina a tranzistorului. De pe ea se culege tensiunea de B

56

semnal amplificata.  Rezistenta R E   din emitorul tranzistorului serveşte la stabilizarea punctului static de funcţionare in raport cu variaţiile de temperatura ce afectează  tranzistorul. Condensatorul C    are rolul de a scurtcircuita rezistenta  E  de decuplare a rezistentei de emitor  R E  pentru componenta de semnal a curentului de emitor. Daca lipse şte CE, pe R E  are loc o cădere de tensiune alternativa ceea ce duce la micşorarea semnalului de ieşire, deci implicit, la micşorarea amplificării. Condensatorul de decupaj la ie şire C O  realizează  separarea in c.c. a ieşirii etajului de amplificare de sarcina R L  a amplificatorului care, de cele mai multe ori, este rezistenta de intrare a etajului de amplificare următor. R L  mai poarta numele si de rezistenta de sarcina utila. Condensatorul CO  blochează  componenta continua existenta intre colectorul tranzistorului si masa să  fie transmisă  sarcinii utile. Condensatoarele CI, CE, CO  au capacitatule suficient de mari pentru ca să  se comporte  practic ca un scurtcircuit la frecventa minima din banda. Etajul de amplificare din fig. 6.9. se numeşte cu cuplaj RC datorita grupurilor R B, CI si R L, CO.  b) Polarizarea tranzistorului Pentru a funcţiona corect ca amplificator, tranzistorul T trebuie polarizat (alimentat in c.c.) astfel ca punctul static de funcţionare să fie plasat in zona centrala a regiunii active directe. In felul acesta punctul de funcţionare dinamic poate explora un domeniu larg al caracteristicilor fara a pătrunde in zonele de saturaţie sau de blocare ale tranzistorului. In practica se utilizează o singura sursa pentru polarizarea ambelor joncţiuni (in fig. 6.9. sursa V cc). In fig. 6.10. este prezentata schema amplificatorului numai cu elementele ce au rol in  polarizarea tranzistorului. Condiţia pe care trebuie să  o îndeplinească  divizorul R A, R B  este ca

>>

IB.

Rezulta: = IA – IB ≈ IA = mIB, (6.32) unde m >> 1, uzual luându-se m = 10. Deoarece IB este neglijabil in raport cu curentul IA, divizorul lucrează practic in gol si deci:

. (6.33)

Fig. 6.10. Schema pentru studiul polariz ării tranzistorului

57

Rezulta

ca

VB 

este

VB = Din (6.33.) si (6.34.) rezulta:

independent VBE

de

I B. +

Pe

de R EIE 

alta

parte (6.34)

VCC =VBE + R EIE. (6.35) Avem: IE = IC + IB ≈β FIB + IB = (β F + 1)IB. (6.36) Daca β F  creste datorita creşterii temperaturii, conform (6.36) creste IE, ceea ce determina creşterea căderii de tensiune R EIE . Cum membrul stâng al relaţiei (6.35.) este constant, rezulta ca VBE scade, ceea ce, conform caracteristicii de intrare IB(VBE), determina scăderea curentului de baza IB, deci la revenirea curentului IE. Dar cum I C ≈ IE, rezulta ca si IC r ămâne aproximativ la valoarea iniţiala. Dar: VCE = VCC – R CIC – R EIE ≈ VCC – IC(R C + R E), (6.37) ceea ce înseamnă  ca si VCE  nu va scădea practic cu temperatura, punctul static de funcţionare fiind stabil. Acest mecanism de stabilizare poate fi privit ca o reacţie negativa de curent (pe componenta continua). Se observa ca efectul de stabilizare a punctului static de funcţionare creste cu creşterea lui R E. R E  nu poate să  fie insă  luat prea mare, deoarece pentru V CE si R L  fixate, rezulta un VCC foarte mare (vezi (6.37.)). Uzual se lucrează cu o cădere de tensiune R EIE mult mai mica decât VCE, adică: B

R EIE ≈ R EIC = (6.38) cu m >> 1 (uzual m = 10). c) Calculul elementelor din schema. Pentru a face calculul elementelor din schema amplificatorului (fig. 6.9) trebuie cunoscut, in  primul rând, punctul static de funcţionare M(VBE, IB, VCE, IC) . El se alege in zona centrala a regiunii active directe pentru a permite punctului dina-mic de funcţionare să evolueze in planul caracteristicilor de ieşire, cât mai amplu si simetric de o parte si de alta a lui M. Pentru alegerea PFS (punct de funcţionare static) se folosesc caracteristicile statice ale tranzistorului (exista cataloage care recomanda PFS).  Rezistenta de colector  R C se alege astfel încât căderea de tensiune continua pe ea să fie VCE (sau in jurul acesteia). Scopul este de a obţine o tensiune alternativa vCE simetrica in cele doua alternante si de amplitudine cât mai mare. După  alegerea PFS si m, elementele aferente sistemului de polarizare se determina pe baza relaţiilor (6.32.) – (6.38.) si (6.39, a–e). R C =

; (a)

R E = ; (b) VCC = VCE + (R L + R E)IC; (c) (6.39) R B =

; (d)

R A = . (e) Observaţie:  Nu este obligatoriu să folosim relaţiile (d) si (e) cu valoarea m aleasă in (b). In orice caz, eficienta stabilizării lui M creste cu m, dar in acelaşi timp se majorează si puterea absorbita de divizorul R A, R B. Capacităţile CI si CO  trebuie să  fie mari, astfel încât reactanţele lor, chiar la frecventa minima de semnal, să fie mult mai mici decât rezistenta cu care este conectata in serie si de pe

58

care se culege semnalul spre a fi transmis mai departe. Din fig. 6.9. se observa ca C O  este înseriat cu R L, formând cu acesta un divizor de tensiune.

Daca << R L, întreaga tensiune alternativa de la ieşirea tranzistorului bipolar o regăsim la poarta OO’ sub forma r ăspunsului vo. In acest caz relaţia de calcul pentru CO este atunci: CO >> sau CO = , (6.40) unde m 10 (uzual m = 10), iar ω = 2π f min  (in audiofrecvenţa, f min  = 20 Hz). Pentru C I  problema se pune in acelaşi mod. Rezistenta cu care este înseriat C I  este R in  (rezistenta de intrare a amplificatorului), determinarea acestuia f ăcându-se ulterior. Relaţia de calcul pentru CI  este: CI

>>

sau

CI

=

,

CE fiind destinat scurtcircuitării lui R E pentru componenta de semnal, se impune R E, de

(6.41) << unde:

CE >> . (6.42) d) Analiza de semnal mic la frecvente medii Prin analiza de semnal mic înţelegem calculul parametrilor dinamici ai amplificatorului in condiţii de semnal mic si apoi eventual, elaborarea circuitului echivalent (Thévenin sau  Norton) al amplificatorului privit ca sursa de semnal. Principalii parametri dinamici ai amplificatorului sunt impedanţa de intrare, amplificarea de tensiune si impedanţa de ieşire, dar mai pot exista si alţii ca amplificarea de curent si de putere. Vom considera ca frecvente medii din spectrul AF, cele cuprinse aproximativ intre 300 si 3.000 Hz. La asemenea frecvente parametri dinamici sunt mărimi reale pentru ca influenta elementelor reactive, atât ale tranzistorului cât si cele exterioare, este neglijabila. Mai precis, la frecvente medii din banda AF se pot omite capacităţile din circuitele echivalente de semnal mic ale tranzistorului, iar condensatoarele de cuplaj pot fi considerate nişte scurtcircuite. Folosind pentru tranzistor modelul natural fundamental, schema echivalenta de semnal mic  pentru frecvente medii din banda de AF a amplificatorului cu schema prezentata in fig. 6.9. va fi cea data in fig. 6.11.

Fig. 6.11.Schema echivalenta de semnal mic pentru frecvente medii din banda AF a amplificatorului din fig. 6.10 Circuitul echivalent include elementele care intervin in transferul semnalului de la bornele de intrare i i’, intre care se aplica vi si până la cele de ieşire oo’ de unde se preia r ăspunsul vo.

59

Din punct de vedere a semnalului R A ? R B, R C ? R L  si nu apar Co  si grupul R E, CE, fiindcă condensatoarele se comporta practic ca nişte scurtcircuite.  – Rezistenta de intrare a circuitului este:

R in = . (6.43) ?  R B ?  r π≈ In aproximarea valorii s-a avut in vedere ca R A >> R B, R A >> r π . R in  are valori tipice de ordinul k Ω  . Este de dorit ca  Rin să  fie cât mai mare, pentru ca generatorul de semnal (respectiv etajul precedent) să  nu fie solicitat.  – Tensiunea de ie şire (semnalul de ie şire) este: vo = – ic(R c ?  R L) = – gmv be(R C ?  R L) = – gmvi(R C ?  R L) = = – gmR LTvi. (6.44) unde cu R LT s-a notat rezistenta totala de sarcina R LT = R C ?  R L = . (6.45)  – Amplificarea de tensiune a etajului este: AV = S-a avut in vedere ca:

. (6.46)

h21e = ß F, h11e = r π si gm = Observaţii: 1) Din (6.46.) rezulta ca AV depinde nu numai de tranzistor (prin g m sau h21e si h11e) ci si de sarcina (R LT). AV creste cu gm (sau βF) si R LT. 2) Semnul – din expresia (6.46.) arata ca tensiunea v o este in antifază cu vi. Explicaţia fizica a acestui lucru este evidenta daca se urmăreşte funcţionarea etajului pe diagramele de semnal din Fig. 6.12. Când v i creste (alternanta pozitiva), potenţialul bazei tranzistorului se măreşte datorita creşterii lui vBE. In consecinţa are loc creşterea curentului ic, dar vCE≈VCC – R CiC scade. Componenta alternativa a lui vCE, vce este chiar v0, deci creşterii lui vi ii corespunde o scădere a lui v0, adică vi si v0 sunt in antifază.

2.Date de catalog

In cazul nostru iu radioreceptor s-a folosit c.i. TDA2040 Tensiunea de alimentare +/-20V Puterea disipata 25W Impedanta de iesie 4Ω Impedanta de intrare 5M Ω Frecventa pe care se face amplificarea 22Hz-22kHz Tensiunea diferentiala aplicata +/-15V Curentul de maxim iesire 4A Temperatura de funcionare -40 pana la +150 ºC

60

Schema unui circuit de test al integratului TDA2040

Schema clasica a unui aplificator stereo cu TDA2040

Cablajul uinui astfel de montaj

61

3.Schema amplificatorului de audoi frecventa din cadrul laboratorului Schema amplificatorului cu TDA2040

62

Acesta este schema noastr ă  de la laborator din radio. Caracteristicile amplificatorului sânt o alimentare simetrica pe +15v si -15v fata de masa este compus din doua circuite TDA2040 care pot ajunge la o putere maxima de 40W alimentat la 30V si are o impedanţa de ieşire de 4. In cazul nostru amplificatorul are o putere maxima utila de 20W la o ieşire pe 4 . Inaite ca sarcina utila să intre in amplificator semnalul este trecut printr-un corector de ton si un egalizator pe mai multe benzi cu rolul de a filtra semnalul pe anumite benzi pentru ca amplificatorul să nu amplifice anumite frecvente care apoi vor distorsiona semnalul nostru. Ci TDA 2040 este un amplificator in AB in contratimp este un amplificator de putere cu destinaţie audio este produs de mai multe firme principalul producător fiind SGS THOMSON. In schema noastr ă existe 2 amplificatoare identice unul plasat pe un canal adică unul pe L si unul pe R. fiecare amplificând semnalul sau primit de la corectorul de ton respective egalizator. Rolul componentelor , amplificatorul lucrează  in contratimp deci are o reacţie negative R5 are rolul de regal reacţia pe amplificator iar C6 are rolul de a separa galvanic semnalul de la ieşire ca va intre din nou in amplificator. T1, T2 au rolul de a proteja circuitul nostru in cazul unui scut pe intrare, D1, D2 au rolul de protecţie la suprasarcina la ieşirea amplificatorului nostru respective difuroarelor si incintelor acustice.C4,C5 are rolul de filtrare respective deparazitare a sursei de alimentare împreuna cu R4, R3, R2 iar prin R2 se si polarizează amplificatorul nostru. C1 separa galvanic semnalul de intrare de circuitul nostru, VL, C2 ,C3 au rolul de regla semnalul de intrare la o anumita valoare. C8 este un condensator de decuplaj galvanic rol de protecţie in caz de scurt circuit pe difuzor respective incinta acustica. Realizaţi analiza funcţională şi stabiliţi punctele de intare-ieşire ale amplificatorului audio.

63

LUCRAREA 8

Tipuri de linii folosite la frecven ţe înalt e Cablul coaxial

Linia coaxială  este folosit ă  într-o gam ă  foarte larg ă  de frecven ţe, de la frecvenţa zero (curent continuu) pân ă la frecvenţe de ordinul gigaher ţilor. Propagarea câmpului electromagnetic în cablu coaxial are loc sub forma unei unde transversale electrice şi magnetice (unde TEM), unda în care atât câmpul electric cât şi câmpul magnetic sunt perpendiculare pe direc ţia de propagare. Constanta universal ă Z0=

se numeşte impedan ţa de undă a

vidului care în sistemul interna ţional de masur ă, SI, are valoarea numeric ă: Z0 = 120 π ≅ 377 Ω  (2.32.) Folosind unit ăti SI, expresia caracteristic ă a unui cablu coaxial este: ZC= 60 (2.33.)

Iar

sunt permeabilitatea magnetic ă  relativă, respectiv

permeabilitatea electric ă relativă din interiorul cablului; de obicei μr  ≅ 1 iar pentru cablul cu aer μr  ≅ εr  ≅  1; a/b este raportul razelor conductoare. Capacitatea şi inductan ţa linei cablului pot fi determinate cu formele: CL =

(2.34.) Din relaţia de calcul a pierderilor în conductoarele liniei se constat ă că

pentru un raport a/b ≅  3,6 se ob ţine o atenuare minim ă; acest raport optim din punct de vedere al atenu ării corespunde unei impedan ţe caracteristice de aproximativ77Ω  , dacă dielectricul cablului este aerul. Privitor la calculul puterii maxime transmisibile într-un cablu coaxial se apreciaz ă c ă este propor ţională cu aria secţiunii transversale a cablului şi nu depinde de frecven ţă; pierderile în dielectric cresc cu frecven ţa, deci la frecven ţe înalte, puterea transmisibil ă  este limitată de acest parametru. 64

Fig. 2.34. Sec iune transversală printr-un cablu coaxial (unda T.E.M.).

Un raport optim a/b = e 0,5 conduce pentru cablurile cu aer la o impedan ţă caracteristică  de 30 Ω  . Având în vedere mai multe criterii de optimizare se apreciaz ă că o soluţie de compromis este alegerea unei impedan ţe caracteristice uzuale de 50 Ω . În aplica ţii se folosesc valori ale impedan ţei caracteristice de 75 Ω ,

pentru situa ţiile în care semnalul este foarte mic.

Pentru a realiza practic cablurile coaxiale este necesar ă  adoptarea unui sistem oarecare de fixare a conductorului central. Cea mai simpl ă metodă este folosirea unui dielectric solid care s ă  umple tot spa ţiul dintre conductoare ce are drept consecinţă scăderea impedan ţei caracteristice a cablului şi produce mic şorarea lungimii de und ă: (2.35.)

O altă soluţie este cablul cu aer în care conductorul central se sprijin ă pe supor ţii de dielectric având forma unor rondele distan ţate între ele. Prezenţa rondelelor în cablul coaxial provoac ă  aparitia unor reflexii nedorite; pentru o anumit ă  valoare a benzii efectul se minimizeaz ă dacă rondelele se aleg de grosime egal ă cu jumătatea lungimii de und ă  în ghidul cu dielectric. În cazul rondelelor se pot folosi discuri sub ţiri, distanţate între ele cu un sfert de lungime de und ă: d = λ /4, g<
 În tabelul nr.2.1 sunt prezentate câteva variante de linii coaxiale şi expresiile impedan ţelor caracteristice corespunz ătoare. Tabelul nr. 2.1.

Cablurile coaxiale au reale performan ţe electrice şi mecanice, din aceast ă cauză  sunt des utilizate în practic ă. Un prim avantaj este structura lor închis ă, ecranat ă faţă  de efectele perturba ţiilor externe. Aplica ţiile curente ale cablurilor coaxiale acoper ă  un domeniu mare de frecven ţă, de la frecven ţa 0 a curentului continuu, la frecven ţe foarte înalte, de ordinul gigaher ţilor. Limita superioar ă a frecvenţelor este determinat ă  de creşterea pierderilor, în special la cablurile cu dielectric. Pierderile limiteaz ă folosirea cablurilor coaxiale la frecven ţe mai joase de 10 GHz, uzual chiar mai joase de 1 GHz. Folosirea liniilor la frecven ţe foarte  înalte este limitată şi de posibilitatea apari ţiei unor moduri superioare de propagare.

66

2.5.3.2. Linia bifilar ă

Linia bifilar ă  este compus ă  din două  conductoare cilindrice paralele. Câmpul electromagnetic în lungul liniei bifilare este un câmp far ă  componente longitudinale (mod TEM). Pentru o linie bifilar ă cilindrică se obţine: (2.36.) Pentru impedan ţa caracteristică a liniei bifilare în aer se obtine expresia: (2.37.) La linia bifilar ă se obtin în general impedan ţe caracteristice mai mari decât la cablul coaxial. Capacitatea şi inductanţa liniei bifilare pot fi calculate cu ajutorul impedanţei caracteristice şi a vitezei de propagare. Pentru linia bifilar ă în aer se obţin:

Puterea maximă transmisibilă pentru o linie bifilar ă terminată adaptat ă este:

(2.39)

Structura clasică  de linie bifilar ă este compusă  din conductoare cilindrice paralele în aer. Sunt prezentate în tabelul nr.2.2 câteva variante de linii bifilare, precum şi expresiile impedan ţelor caracteristice corespunz ătoare.

67

Tabelul 2.2.

2.5.5.3. Linii plate

1. Tipuri de linii plate folosite la frecven ţ e înalte

Liniile plate reprezint ă  o categorie de linii ce se dezvolt ă  ca urmare a perfec ţionării tehnicii microundelor, comparabile ca performan ţe cu ghidurile de undă, dar cu avantaje deoarece au dimensiunea mai mic ă, banda de frecven ţă mai largă, tehnologie de fabrica ţie puţin pretenţioasă. Denumirea de linie plat ă (planar ă) este dată  de faptul c ă  toate liniile au una din dimensiunile lor transversale foarte mici. Aceast ă  caracteristică  creează  posibilitatea de miniaturizare a circuitelor de microunde, realizarea unor module func ţionale complexe integrate pentru tehnica microundelor.

68

Fig. 2.35. Tipuri de linii plate: linia plat ă simetric ă (strip-linie); b) linia simetric ă suspendată; c) linia plat ă asimetric ă (microstrip); d) linia asimetric ă invers ă; e) linia fantă; f) linia dielectric ă imagine.

Linia plat ă  din figura 2.35. a este cunoscut ă  sub denumirea de linii strip (strip-line), apreciindu-se c ă reprezint ă variante apalatizate ale cablului coaxial. Linia plat ă din figura 2.35. b sunt denumite linii microstrip, considerând c ă provin dintr-o linie bifilar ă în care s-a renun ţat la unul din fire, acesta fiind înlocuit printro suprafaţă conductoare introdus ă în planul de simetrie. Prin liniile plate din figurile a şi b se propag ă o undă TEM, chiar dac ă sunt unele probleme datorit ă neomogenit ăţii dielectricului. 2. Lin ia plat ă închis ă, simetric ă (strip-line)

Linia plat ă  închisă, simetrică  se realizeaz ă în aer sau cu dielectric solid. Modul de propagare pe linie este TEM. Impedan ţa caracteristic ă a liniei este: (2.40.) Capacitatea

liniei

C L  reprezintă  capacitatea

unui

condensator

corespunz ător unit ăţii de lungime. (2.41.) Corespunz ător, valoarea impedan ţei caracteristice este: (2.42.)

69

plan,

unde Zd este impedan ţa de undă a dielectricului. Pentru aer, Z d = Z0 = 377 Ω .

Fig.2.36. Linia plat ă închis ă, simetric ă (strip-line).

Formula (2.42.) reprezint ă  o aproximare real acceptabil ă  numai pentru D>>d, adică în cazul liniilor de impedan ţă caracteristică foarte mic ă, ZC < 10 Ω. Datorit ă  formei complicate a expresiei analitice exacte a impedan ţei caracteristice se folose şte în calculul practic o diagram ă, ce exprimă determinarea impedan ţei caracteristice a liniei în func ţie de raportul D/d, pentru diferite valori ale raportului t/d. La liniile reale, propagarea undelor electromagnetice este înso ţită de atenuare care depinde de pierderile în dielectric şi în conductoare. Se subliniază că atenuarea datorat ă pierderilor în metal cre şte cu frecvenţa. Puterea maximă transmisibilă  prin linie este limitat ă  de fenomenul de strângere şi/sau de înc ălzire a liniei. Fenomenul de strângere electric ă apare în locurile de

concentrare maxim ă a câmpului electric, adic ă la muchiile conductorului interior; aşa se explic ă  de ce liniile pe care sunt semnale de puteri mari au forma conductorului interior cu muchii rotunde. Se remarcă  folosirea liniilor plate închise, simetrice pentru puteri mici şi mijlocii ale semnalului. 3. Lin ia plat ă deschis ă, asimetric ă (microstrip)

Linia plat ă deschisă asimetrică este denumit ă linie microstrip, fiind folosit ă  în mod curent la realizarea unor module func ţionale integrate. Tehnologia de realizare a liniei microstrip este relativ simpl ă, fiind realizat ă  prin depunerea conductorului superior pe materialul dielectric placat.

70

Fig.2.37. Linia plat ă deschis ă, asimetrică (microstrip).

Modul de propagare nu este perfect TEM, câmpul are o structur ă complexă, ce contine şi componente longitudinale. La liniile microstrip de dimensiuni uzuale, modul de propagare poate fi considerat cuasi-TEM pân ă la frecvenţe de ordinul 1-2 GHz.

Fig. 2.38. Câmpul electric în sec ţ iune transversală a liniei microstrip, la frecven ţ e relativ joase a-linie îngust ă b-linie mai lat ă

71

Lucrarea 9 ALIMENTAREA DIPOLILOR

Modul de alimentare a dipolilor simetrici depinde de tipul acestuia i lungimea de unda de lucru i se poate realiza cu linie bifilar  ă, coaxială  sau cu ghid de undă. 9.1 ALIMENTAREA CU LINIE BIFILARĂ

În cazul alimentării cu linie bifilar ă deosebim dou ă  moduri: alimentarea în serie (figura 9.1.a) i cea în paralel (fiura 9.1.b.) La alimentarea în serie, înăl imea de dispunere (h) se alege în func ie de caracteristica de directivitate dorit ă. Diametrul conductorului (d) se alege din considerente constructive (de resisten ă). Distan ele dintre izolatorii ancorelor (a), trebuie s ă fie mai mici decât λ  /4 , pentru ca în segmentele de ancor ă, sa nu apara curen i indu i prea mari, deci nici pierderi prea mari de energie i nici radia ie secundar ă nedorita. Izolatorii trebuie s ă aibă tangenta unghiului de pierderi cât mai mic ă i s ă reziste solicit ărilor mecanice. 2l

d

λ /4

a)  Z c

a

2l l1

a

<<

d 2l

l2  b)

a

 Z c

0,47 λ 

=

l1 =

0,12 λ 

l2 =

0,15 λ 

 Z c =

600 Ω

a << λ  / 4

Fig. 9.1 Alimentarea dipolilor simetrici 72

λ  / 4

Dipolul simetrie alimentat astfel, poate lucra într-o gam ă  relativ larg ă de frecven e, fiind limitat, nu numai de modificarea caracteristicii de directivitate dar i de cre terea coeficientului de undă sta ionar   ă. Transformatorul în λ  / 4 , necesar pentru adaptarea impedan ei de intrare a antenei, cu impedan a caracteristică  a liniei de alimentare (  Z c), este elementul care limiteaz ă  cel mai mult banda de trecere. Alimentarea în paralel a fost tratat ă  la punctul 9.1. iar datele înscrise în figura 9.1. se refer ăla un dipol simetrie în λ  /2 i au fost ob inute atât pe cale teoretică cât i prin experiment ări. În acest tip de alimentare nu mai este necesar transformatorul în λ  / 4 . Fiderul trebuie s ă  fie perfect perpendicular pe dipolul simetric. O mic ă  înclinare a fiderului duce la modificarea impedan ei de intrare i a caracteristicii de directivitate. 9.2 ALIMENTAREA CU LINIE COAXIALĂ

Linia coaxială  fiind un element asimetric, nu poate fi conectat ă  la dipolul simetric. Legarea directă (figura 9.2) duce la alimentarea nesimetric ă a dipolului i deci la modificarea caracteristicii de directivitate. Explica ia este următoarea. ida i2

i1

a i3 i1

b

idc

Fig. 9.2 Alimentarea cu linie coaxial ă Apari ia curentului de deplasare idc duce la apari ia pe suprafa a cămă ii liniei coaxiale a unui curent de conduc ie i3. Cum curentul care iese din conductorul central i1, trebuie si fie egal cu curentul care intr  ă  pe suprafa a interioar ă a c ăaă ii liniei coaxiale ( i1 = i2 + i3 ), rezultă c ă în bra ul a  curentul este mai mic decât în bra ul b. Această asimetrie a curen ilor trebuie înl ăturată din cauza efectelor negative pe care le are asupra parametrilor antenei. În continuare sunt prezentate câteva dispozitive cu care se realizează simetrizarea curen ilor în dipol. 73

Paharul de simetrizare 

(figura 9.3.a) const ă, dintr-un pahar metalic cilindric de lungime egal ă cu λ  /4 . În fundul paharului este practicat un orificiu  prin care trece linia coaxial ă  care printr-un procedeu oarecare (lipire cu cositor, sudare,etc.) face contact galvanic cu fundul paharului. i2

i1

i1

i2

i3

i3 i

λ /4

λ /4

lipitura pe cilindru

orificiu cu izolator  λ / 4

Fig 9.4 Metode de simetrizare Suprafa a interioar ă  a cilindrului împreun ă  cu suprafa a exterioar  ă a liniei coaxiale formeazăo linie în surtcircuit în λ  /4 i prin urmare i curentul i3, care ar putea apare pe exteriorul liniei coaxiale, de la pahar în jos precum i  pe pahar, întâmpină o rezisten ă, teoretic infinit ă, practic foarte mare. Mărimea acestui cu-rent fiind neglijabil ă  se poate considera practic realizat ă  simetrizarea i1 =i2 . Un astfel de dispozitiv de simetrizare poate fi folosit într-o band ă  relativ ingustăd  e frecren e în jurul frecventei pentru care s-a proiectat. Puntea de simetrizare  se compune dintr-un tub sau o bar  ă  metalic ă, cu diametral sec iunii transversale egal cu diametral exterior al conductorului exterior al liniei coaxiale, situat paralel, la o anunit ă  distan ă fa ă  de acesta (figura 9.4.b). 74

Conductorul exterior al liniei coaxiale este legat la unul dintre bra ele dipolului, iar conductorul central i bara dispozitivului de simetrizare la cel ălalt  bra . La o distan ă ega ă cu λ  /4  fa ăde capetele liniei coaxiale i a barei, se fixează  o punte metalic ă  de scurtcircuitare. Astfel se realizeaz ă o linie simetric ă în scurtcircuit de lungme λ  / 4 având impedan a de intrare infinitf  ă. Din acest motiv curentul i3  nu poate s ă  se scurg ă pe c ăma a cablului i deci i1 =i2  adic ă  s-a realizat simetrizarea. Dac ă  puntea metalic ă de scurtcircuitare este mobilă, dispozitirul poate realiza simetrizarea într-o band ă largăde frecven e. exterior al Fanta de simetrizare  se realizeaz ă pe conductorul liniei coaxiale (figura 9.4.c) i func ionează la fel ca puntea de simetrizare, far ă posibilitatea de reglare a lungimii liniei în scurtcircuit în λ  /4. Bucla de simetrizare  se realizeaz ă, de regulă, din acela i tip de linie coaxială ca i fiderul. Este o linie de lungime egal ă cu jum ătatea lungimii de und ă  în cablu ( λ c / 2 ) (figura 9.5.a). λ  / 2

a b

 Rab

/2

 Z c

a  Rab / 2

λ  / 2

 Rab / 2

c

 Z c

 buclă

 b

a

 b

c

 b

 Rab /

 Rab / 2

 Rab /

 Rab / 4

c c

Fig. 9.5. Bucla de simetrizare Conductorul central al fiderului este legat la un brat a1 dipolului i la un capăt al conductorului central al buclei. Cel ălalt capăt al conductorului central al  buclei este legat la celălalt brat al dipolului. Conductoarele exterioare ale 75

fiderului i buclei sunt legate între ele, constituind punctul de mas ă c. Bucla de simetrizare inversează  faza curentului care alimenteaz ă bra ul din stânga, fa ă de cea cea a cur curen entu tulu luii din din drea dreapt pta, a, asi asigu gurâ rând ndu-s u-see astf astfel el cer cerin in a ca în în bra bra ele ele dipolului curentii s ă aib ă acela i sens. În figura 9.5 b,c,d sunt prezentate transform ările succesive în schema echivalentă a buclei de simetrizare. Se observ ă c ă impedan a v ăzută  între  punctele bc(intrarea in fider) este  Rab

, 4 unde  Rab , este rezisten a de intrare la bornele dipolului. În cazul dipolului  buclat în  λ /2  prezentat în fig,9.5.a,  Rab ≅ 300 Ω i deci  Rbc = 75 Ω. Cum impedan a caracteristică a liniilor coaxiale uzuale este de 50 Ω i 75 Ω , se  poate folosi ca fider o linie cu  Z c = 75 Ω , caz în care se realizeaz ă  pe lâng ă simetrizare i o adaptare foarte foar te bună. În cazul dipolului cilindric t ăiat impedan a de intrare aste Rab = 73 Ω , putea realiza adaptarea cu fideri uzuali. Din acest  Rbc = 18 Ω i deci nu s-ar putea motiv înainte de introducerea buclei, la acest tip de dipoli se insereaz ă un transformator în λ  / 4  (figura 9.6).  Rbc

=

a

c

 b  Z c

λ /4 /4

e

d  Z c

 Z c

Fig. 9.6 Adaptarea cu transformator în λ /4 /4 Sec Sec iuni iunile le de lini liniee coax coaxia iallă ad  i be au lungimea egal ă cu  bucla de  are lungimea λ c / 2 . Nu este greu de aratat ca  Rac =  Rbc =  Rab / 2 i c ă impedan a v ăzută între punctele d  i c este 2 2 Z c2  Z c ,  Z dc = =  Rac

 Rab

iar între punctele ec către b este

76

λ c

/ 4   iar

2

 Z ec

=

 Z c

 Rbc

=

2 Z c2  Rab

Impedan a totală  între punctele ec  este  Z e

=

 Z dc × Z ec  Z dc + Z ec

Dacă  Rab = 73 Ω i  Z c impedan a caracteristică  Z cf  foarte bună.

2

=

 Z c

 Rab

.

75 Ω , atunci se poate folosi un fider cu = 75 Ω caz în care se realizeaz ă o adaptare

=

9.3 ALIMENTAREA PRIN GHID DE UNDĂ

Dipolul simetric poate fi excitat i cu ghid de und ă  deschis la un cap ăt (figura 9.7). În această  situatie, dipolul se fixeaz ă  pe o plac ă  metalic ă, care  pătrunde în ghid pân ă  la o anumit ă  distan ă. În planul câmpului electric, latura sec iunii transversale a ghidului se mic oreaz ă  pe o anumit ă  por iune, realizându-se prin aceasta adaptarea dintre ghidul de undă i dipolul simetric. Dipolul simetric realizeaz ă  o redis redistr trib ibuu ie a câm câmpu pulu luii radi radiat at de de cap cap ătul deschis al ghidului. Dezavantajul acestei aliment ări constă în faptul c ă prin ghid  poate fi transmisă, o putere mai mare decât cea pe care o poate radia dipolul, f ăr ă dep ă irea tensiunilor admise. Acest tip de alimentare este convenabil în gama undelor undelor centimetri centimetrice ce i în cazul unor puteri de radia ie relativ relativ mici. Pentru a se ob ine caracteristi caracteristici ci de directivitat directivitatee speciale, speciale, pot fi folosite folosite i re ele ele de dipo dipoli li sime simetr tric icii combi combina na i cu elem elemen ente te pasiv pasive. e.

77

a

a)

 b dipol

λ  / 4

 b)

 b a

Fig. 9.7 Alimentarea prin ghid de unde Dipolul simetric simetric se mai poate alimenta cu ajutorul ghidului de unde prin cuplaj capacitiv cu câmpul din interiorul ghidului, cu ajutorul unei sonde,  paralele cu vectorul câmp electric  E . Tot astfel se pot realiza i re ele de dipoli dipoli alimenta alimenta i convenabil convenabil pentru pentru ob ob inerea unei caracteri caracteristici stici de directivitate dorite.

78

Lucrarea 10 ANTENA CANAL DE UND Ă  (Yagi) NOTIUNI GENERALE

Extensia spaţială  a distribuţiei tensiune–curent a unui sistem de antenă determină în primul rând diagrama de radiaţie şi toate datele rezultate din ea, ca de exemplu câştigul, unghiul de deschidere, raportul faţă –spate, etc. Cu cât extensia spaţială va fi mai mare în raport cu lungimea de und ă λ, cu atât va fi mai bună directivitatea şi cu atât câştigul va fi mai mare. Dacă sunt îndeplinite condiţiile optime, nu mai sunt posibile alte îmbun ătăţiri ale acestor date caracteristice. Adesea se încearcă să se obţină proprietăţi mai bune prin încercări şi prin modelarea formei antenelor. Se cuvine să menţionăm că valori mari ale câştigului se obţin numai cu antene corespunzător de mari. Distribuţia tensiune –  curent necesar ă pentru astfel de antene se realizează un anumit număr de dipoli. Între diferitele forme de prezentare posibilă  cea mai mare însemnătate o are dipolul în λ/2. Dacă  trebuie construite antene de mai mare randament, este necesar ă ordonarea mai multor dipoli în semiundă. Aranjamentul acestor dipoli nu este întâmplător; aceştia sunt dimensionaţi şi ordonaţi corespunzător  proprietăţilor ce trebuie îndeplinite. Cea mai cunoscută  antenă  din acceastă categorie este antena Yagi–Uda. Primele lucr ări privind această  antenă  au fost publicate în anul 1926 de oamenii de ştiinţă  japonezi Hidetsugu Yagi şi Shintaro Uda. Deşi denumirea „Yagi“ este astăzi un „terminus technicus“ consacrat, folosirea ei este un act de ingratitudine faţă de Shintaro Uda, adevăratul inventator al antenei. Antenele Yagi au fost utilizate pe scar ă  mai largă  ca antene ale primelor radiolocatoare pe unde metrice şi mai târziu pe unde decimetrice. Astăzi se folosesc mai ales pe unde ultrascurte, domeniu în care reprezintă  tipul  predominant şi în diferite forme constructive. Modul de funcţionare al antenei Yagi este următorul: în reflector şi directori se induce t.e.m. datorită  undei recepţionate, prin aceştia apar curenţi care la rândul lor generează  câmpuri care trebuie să  se însumeze în fază în dipolul alimentat, rezultând astfel un câştig. La antenele Yagi s-a impus dipolul  buclat în λ/2 cu care are o impedanţă de intrare aproximativ 300 Ω sau dipolul liniar în λ/2 care are impedanţa de intrare de 75 Ω. În antenă însă se vor produce interacţiuni între elemente, ceea ce va duce la o u şoar ă modificare a impedanţei de intrare. Pentru a reduce la minim perturbaţiile ce pot afecta recepţia, antenele trebuie să prezinte anumite proprietăţi astfel încât să poată recepţiona maximul de energie dintr-o anumită direcţie. Această direcţie de recepţie este orientată pe semnalul direct ci nu pe un eventual semnal reflectat de diferite obiecte. Practic cea mai mare parte a energiei se poate recepţiona prin lobul principal al 79

caracteristicii de frecvenţă, al cărui unghi de deschidere, la nivelul de 3 dB, este un parametru esenţial. Pentru a se obţine o recepţie bună, trebuie deci ca unghiul de deschidere să  fie cât mai mic iar atenuarea lobilor secundari şi raportul faţă/spate să fie cât mai mari. Antena canal de undă  se utilizează  frecvent în gama undelor metrice şi decimetrice. Prezintă  simplitate constructivă  comparabilă  cu a dipolului simetric, din care provine. Polarizarea undelor este liniar ă. Alimentarea se reduce la alimentarea unui dipol simetric. Deci, se poate face alimentarea cu cablu coaxial. În practică  s-a stabilit că  antenele Yagi reprezintă, datorită  dimensionării lor speciale, soluţia optimă de antene, ele fiind mult superioare celorlalte tipuri în ceea ce priveşte rezultatele obţinute la recepţie. Este posibil calculul precis al acestor antene astfel încât să se obţină parametrii doriţi. Datorită avantajelor pe care le prezintă, antenele canal de undă au că pătat o largă  utilizare în liniile radioreleu, ca antene de televiziune, la sta ţiile de radiolocaţie, etc. Antenele se utilizează  frecvent în gama undelor metrice şi decimetrice, uneori şi în gama undelor centimetrice. Dacă se realizează reţele de astfel de antene, se pot obţine unghiuri de deschidere ale caracteristicilor de directivitate foarte mici. Antena canal de undă se compune dintr-un dipol activ (DA), care de regulă este un dipol simetric în λ/2 şi mai mulţi dipoli pasivi (Fig.10.1). În partea din spate a antenei este un singur dipol pasiv, mai lung decât cel activ, numit reflector (R), iar în partea din faţă mai multe elemente pasive, mai scurte decât cel activ, numite directori (D). Numărul directorilor poate fi de la unu până la 25.

Fig.10.1 Antena canal de undă Atât dipolul activ cât şi cei pasivi sunt fixaţi pe un suport metalic sau dielectric sub formă  de tub sau bar ă. Fixarea se face direct pe suport, f ăr ă izolatoare, printr-un procedeu mecanic oarecare de fixare. Dipolii sunt fixa ţi de  bar ă  la mijlocul lor, punct în care poten ţialul electric este zero, deci în bara suport nu apar curenţi de egalizare. Dipolii se realizează, de regulă, din ţeavă sau  bar ă  metalică. Dimensiunile elementelor componente şi distanţele dintre ele  joacă  un rol deosebit în formarea fascicolului de unde. În literatura de specialitate sunt date, sub formă de tabele, dimensiunile obţinute pentru diferite lungimi de undă şi pentru un număr diferit de elemente ale antenei. 80

10.1 REFLECTOR SI DIRECTOR

Pentru explicarea funcţionării antenei canal de undă, se consider ă, ca un  prim caz, un sistem format dintr-un dipol simetric în λ/2 activ şi un dipol pasiv mai lung decât cel activ. Dacă  se consider ă  elementul pasiv ca fiind un dipol simetric, atunci, datorită  lungimii braţului mai mare decât λ/4, reactanţa de intrare a acestuia va avea un caracter inductiv. Modul de însumare a câmpurilor radiate de dipolul activ şi de cel pasiv poate fi scos în evidenţă în mod sugestiv cu ajutorul diagramelor vectoriale din figura 10.2. a) EFECTUL REFLECTORULUI Fie Ed   vectorul intensităţii câmpului electric radiat de dipolul activ în vecinătatea sa la momentul t=0. Acest câmp se propag ă  aproape în toate direcţiile, deci după un timp t=d r /c soseşte şi în vecinătatea dipolului pasiv. Cu dr  s-a notat distanţa dintre dipolul activ şi cel pasiv, iar cu c viteza de propagare a undelor. Datorită  câmpului Ed , în dipolul pasiv apare o tensiune electromotoare Ur  şi un curent Ir  (fig 10.2.a.). Datorită faptului că reactanţa de intrare a dipolului pasiv are un caracter inductiv, faza curentului r ămâne în urma tensiunii cu aproximativ π/2. De asemenea, câmpul electric E r , care apare datorită curentului Ir  în vecinătatea dipolului pasiv, va fi în urma curentului tot cu π/2. Acest câmp se propagă  în toate direcţiile, deci şi în direcţia şi sensul dipol activ - dipol pasiv. Câmpul rezultat care se propag ă  dincolo de dipolul  pasiv şi care este suma câmpurilor Ed şi Er   este mic. Acest lucru se explică  prin faptul că  cei doi vectori sunt aproape în antifază şi aproape egali ca amplitudine. Având în vedere că, dincolo de dipolul pasiv se propagă  un câmp cu intensitate mică ( E în ), utilizarea mai multor dipoli pasivi mai lungi nu are sens. curentul care ar apare în cel de-al doilea dipol ar fi atât de mic, încât câmpul creat de acesta nu ar avea nici o influenţă  asupra câmpului electric radiat din spate. Un dipol pasiv mai lung decât cel activ, datorită comportării sale ar ătată mai sus se numeşte reflector. Uneori, în practică, se recomandă utilizarea unui reflector plan în locul celui liniar. Câmpul radiat de reflector ( E r   ) se propagă şi în direcţia reflector-dipol activ. Acest câmp ajunge lângă dipolul activ după un timp egal cu 2d r /c. La acest moment de timp faza câmpului radiat de dipolul activ ( Ed'' ) se modifică cu π radiani, faţă  de faza avută  la momentul t=0, datorit ă  modului de excitare a dipolului activ. Cele dou ă  câmpuri se însumeaz ă  aproape în fază, iar câmpul

81

rezultant ( Efa ) este relativ mare şi se propagă în sensul dipol pasiv-dipol activ (fig. 10.2.a). Pe celelalte direcţii câmpul radiat de cuplul dipol activ - reflector, are o valoare cuprinsă între Efa şi E în , datorită diferenţelor de drum care apar faţă de cazul în care undele se propag ă axial.  b) EFECTUL DIRECTORULUI În cazul în care se consider ă  un cuplu format dintr-un dipol activ şi un dipol pasiv mai scurt decât cel activ, fenomenele sunt similare cu cele din cazul anterior (fig.10.2.b). Reactan ţa dipolului pasiv are un caracter capacitiv, iar curentul Idi  este înaintea tensiunii Udi . În acest caz se ob ţine un câmp rezultant mare în sensul dipol activ - dipol pasiv, şi un câmp mic în sensul opus. Datorit ă faptului că elementul pasiv mai scurt decât cel activ dirijeaz ă undele în sensul dipol activ-dipol pasiv, un astfel de dipol se nume şte director. Pe baza celor prezentate este uşor de imaginat cum funcţionează un sistem format dintr-un dipol activ şi doi dipoli pasivi, unul mai lung şi altul mai scurt decât dipolul activ, fixa ţi de o parte şi de cealaltă fa ţă de aceasta la distan ţele dr  şi ddi . d t = r  c

Id

U r 

Ed

E "d

E r 

t= 0

Ed

E in

I r 

t=

2d r  c

E r 

E fa

a). Ansamblul dipol activ - reflector  I di

Id

t= U di E d

t= 0

Ed

d di

E "d

c

 b . Ansamblul di ol activ - director 

Fig. 10.3 Functionarea reflectorului si directorului

82

c E di

E fa

E di

t=

2d di

E in

Analiza prezentată  mai sus este numai calitativ ă, deoarece nu s-a ţinut seama de impedanţele mutuale care apar între dipoli. Totu şi, pentru în ţelegerea fenomenelor care au loc la antenele formate din dipoli activi şi pasivi, este necesar ă o astfel de analiz ă calitativă. 10.2. FUNCTIA DE DIRECTIVITATE Având în vedere faptul c ă elementele pasive ale antenei canal de und ă au lungimi apropiate de λ/2, pentru determinarea funcţiei de directivitate este comod să se considere că antena este o re ţea liniar ă de N+2 dipoli simetrici în λ/2. În acest caz func ţia de directivitate a antenei este format ă  din produsul funcţiei de directivitate a unui dipol sim etric în λ/2 considerat izolat în spa ţiu şi funcţia de directivitate de grup. Funcţia de directivitate a dipolului simetric în λ/2 este dată de relaţia 7.1, adică:

π

 ⎞ cos⎛  ⎜ sin θ⎟  ⎠ . (7.1) g(θ) = ⎝ 2 cos θ Pentru determinarea funcţiei de directivitate de grup se consider ă reţeaua liniar ă de radiatoare izotrope punctiforme din figura 7.3. Indicele –1 se refer ă la reflector, 0 la dipolul activ, iar indicii 1 la N se refer ă  la directori. Câmpul electric radiat de un radiator izotrop punctiform este de forma: (7.2) Ek  = AIk e− jβr k  , unde A este un factor de propor ţionalitate, iar I k  este curentul care excit ă radiatorul k.

Fig.10.3 Modelul re ţelei liniare Se poate considera că:

⎧r −1 = r 0 + h cos θ ⎪   k  ⎨ ⎛   ⎞ ⎪⎩r k  = r 0 −⎜⎝ i∑=1 di ⎠⎟ cos θ, k =1,2,..., N deci:

83

(7.4)

⎡ ⎛  k   ⎞ ⎤ − jβ ⎢r o −⎜⎜ ∑ di ⎟⎟ cos θ⎥ e ⎢⎣ ⎝ i=1  ⎠ ⎥⎦ .

E k  = AIk 

(7.5)

Având în vedere că:  N

E = ∑ E k  , rezultă: k =−1 ⎛ k  ⎞ ⎡ −  j β ⎜ ∑ d  ⎟ cosθ  ⎤  N  ⎜ i=1 i ⎟ ⎥, −  j β r o ⎢ − j β h cosθ  ⎠  E = Ae I −1e + I 0 + ∑ I k e ⎝ ⎢ ⎥ k =1 ⎢⎣ ⎥⎦

(7.6)

unde cu N s-a notat num ărul directorilor. Din relaţia (7.6) rezultă funcţia de directivitate de grup şi anume: ⎛  k   ⎞ ⎡ ⎤  j β  ⎜ ∑ d  ⎟ cosθ  i ⎜ ⎟  N  ⎢  j β h cosθ  + I 0 + ∑ I k e ⎝ i=1  ⎠ ⎥⎥ .  f g (θ ) = ⎢ I −1 e − i=1 ⎢ ⎥ ⎣ ⎦

(7.7)

De regulă, antena canal de und ă se instalează la o anumit ă în ălţime faţă de suprafaţa Pământului; de aceea, dac ă înălţimea antenei nu este mult mai mare decât λ, trebuie să se ţină seama şi de influenţa acesteia. Dacă se consider ă că antena este la în ălţimea H, atunci func ţia care ţine seama de influenţa Pământului este: - în cazul polariz ării orizontale a undelor radiate:

f 2o (θ) = sin(βH sin θ) ,

(7.8)

- iar în cazul polariz ării verticale a undelor radiate:

f 2v (θ) = cos(βHsin θ) .

(7.9)

În cazul în care antena este dispusă  orizontal, funcţia de directivitate din  planul orizontal are epresia:

f oo (θ) = g(θ) f g (θ) ,

(7.10)

iar cea din planul vertical:

f ov (θ) = f g (θ)f 2o (θ) .

(7.11)

84

În cazul în care antena este instalat ă  cu dipolii verticali, func ţia de directivitate din planul orizontal are expresia: f vo ( θ ) = f g ( θ ) ,

(7.12)

iar cea din lanul vertical are epresia: f vv = g ( θ ) f g (θ )f 2 v (θ ) .

(7.13)

La proiectarea antenelor canal de undă  un rol deosebit joacă  funcţia de directivitate şi raportul dintre intensitatea câmpului radiat în direc ţia opusă direcţiei de radiaţie maximă şi cea a celui radiat pe aceast ă direcţie. Acest raport, de regulă, se cunoaşte sub denumirea de raportul spate/fa ţă şi este dat de rela ţia:

R  = f g (180 ) / f g (0 ) . o

o

10.3. PROIECTAREA ANTENELOR CANAL DE UNDA După cum rezultă şi din relaţia (7.6), forma caracteristicii de directivitate a antenei canal de und ă depinde de numărul şi dimensiunile dipolului activ şi ai celor pasivi şi de poziţia acestora din urmă faţă  de dipolul activ. Pentru un număr de directori daţi, se pot determina dimensiunile constructive ale antenei în aşa fel încât caracteristica de directivitate s ă fie optim ă dintr-un anumit punct de vedere. De regulă, se caută  acele dimensiuni geometrice ale antenei pentru care raportul spate/faţă este minim. Dar problema poate fi privit ă şi din punctul de vedere al unghiului de deschidere al caracteristicii de directivitate, care se caut ă să fie să fie minim sau s ă aibă o anumită valoare dată. De asemenea, optimizarea  poate fi f ăcută şi din punct de vedere al nivelului lobilor secundari raportat la nivelul lobului principal. Privită  din cel de-al doilea punct de vedere, optimizarea implic ă următoarele etape: 1. alegerea, în mod oarecum arbitrar, lungimile dipolilor şi distanţele dintre aceştia, şi se determină valorile impedan ţelor mutuale. 2. determinarea valorile curenţilor din antinod pentru fiecare dipol. 3. determinarea măsuri unghiului de deschidere al caracteristicii de directivitate. Aceste etape se repetă în ordinea indicat ă, alegându-se de fiecare dată alte lungimi şi alte distanţe între dipoli, pân ă  când se obţine măsura căutată a unghiului de deschidere al caracteristicii de directivitate. Datele pentru care s-a obţinut măsura unghiului respectiv reprezintă parametrii optimi ai antenei.

85

Pentru calculul impedan ţelor mutuale se consider ă antena canal de undă ca o reţea liniar ă de dipoli simetrici în λ/2. În acest caz partea activ ă şi cea reactivă a impedanţelor mu tuale, se determină cu relaţiile: R ij = 30[2Ci(2πa ) − Ci(2π b) − Ci(2πc)]  

(7.14)

şi: X ij = −30[2Si (2πa ) − Si(2π b) − Si(2πc)]  

(7.15) unde a reprezintă distanţa raportată la λ, dintre cei doi dipoli considera ţi,

 b = a 2 +0.25 + 0.5, c = a 2 +0.25 − 0.5, iar Si(x) şi Ci(x) sunt funcţiile sinus şi cosinus integral: x ⎧ sin (t ) ⎪Si(x ) = ∫ t dt ⎪ 0 ⎨ x ⎪Ci(x ) = 0.577 + ln(x ) + cos(t ) − 1 dt ∫0 t ⎪ ⎩ Pentru determinarea valorilor curen ţilor din antinod se folose şte sistemul de ecuaţii:

⎧ Z −1,−1 I −1 + Z −1,0 I 0 + Z −1,1 I1 + + Z −1, I  = 0 ⎪ Z I + Z I + Z I + + Z I  = 1 ⎪ 0, −1 −1 0,0 0 0 ,1 1 0, ⎨ , .................................................................... ⎪ ⎪⎩ Z , −1 I −1 + Z ,0 I 0 + Z ,1 I1 + + Z , I  = 0 K

 N

K

 N

N

K

N

N 

 N

N 

N N

N 

adică:

⎧0, i =−1,1,2,..., N    ∑  Zij ⋅ I j = ⎨  j =−1 ⎩1, i =0  N 

(7.16)

Între impedanţele proprii şi dimensiunile dipolilor exist ă relaţiile: ⎛  λ  ⎞ ⎛  λ  ⎞ (7.17) ⎟⎟, n = −1,1,2,..., N   X nn = 42.5 + 434 ⎜⎜1− ⎟⎟ lg⎜⎜ ⎝  2l p ⎝ 2πr  p  ⎠ şi: λ  ⎞ ⎛  λ  ⎞ (7.18) Xoo = 42.5 + 434 ⎛  ⎜1− ⎟ lg⎜ ⎟ + Xi , ⎝  2l o  ⎠ ⎝ 2πr o ⎠ unde:

86

⎛  1  ⎞   (7.19) ⎟ ⎝ Io ⎠ şi este reactanţa de intrare a antenei. În rela ţiile de mai sus l p şi lo  reprezintă lungimea elementelor pasive şi a celui activ, iar r  p şi r o  razele secţiunilor transversale ale acestor elemente. Metodele de optimizare prezentate mai sus pot fi aplicate numai prin folosirea calculatoarelor electronice. Se rezolvă  sistemul pentru diverse date de intrare, conform algoritmului  prezentat. Se calculează  de fiecare dată  funcţia de directivitate şi G (câştigul) sau RFS (raportul faţă-spate). Se reţin datele pentru care se ob ţine G maxim, respectiv RFS maxim. Alimentarea antenei se va face cu cablu coaxial. Se va folosi bucla de simetrizare în λ/2, care rezolvă şi problema adaptării. X i = ℑm⎜

10.4. SISTEME ŞI REŢELE DE ANTENE CANAL DE UND Ă Pentru realizarea unor caracteristici de directivitate speciale, cu configuraţie deosebită, sau cu unghiuri de deschidere diferite în cele dou ă plane, se utilizează diferite sisteme sau reţele de antene canal de und ă. De exemplu, se  poate realiza un sistem de antene canal de und ă format din două antena distincte, fixate pe acelaşi suport. Dipolii celor dou ă  antene se fixează  pe aceeaşi bar ă, formând între ei un unghi de 90 ° (fig.10.4).

Figura 10.4. Sistem format din dou ă antene canal de und ă Câmpurile radiate de cele dou ă  antene sunt polarizate diferit. În timpul funcţionării staţiei, sistemul de antene se fixeaz ă  pe un catarg înalt, în a şa fel încât una din antene s ă fie orizontală, iar cealaltă verticală. Atenuarea de trecere dintre cele două antene este de circa 40dB. În cazul în care antenele au câte doi 87

directori, unghiul de deschidere al caracteristicii de directivitate este aproximativ 60°. Una din antene se utilizeaz ă ca antenă de emisie, iar cealalt ă de recepţie. Un astfel de sistem de antene canal de und ă poate fi utilizat în foarte bune condi ţii la liniile de radioreleu. Se realizează reţele liniare de dou ă  antene canal de und ă, fixate pe un reflector plan dreptunghiular (Figura.10.5). În acest caz antenele canal de und ă  nu mai au reflectoare liniare, iar numărul directorilor poate varia. Poziţia antenelor este vertical ă. În plan vertical caracteristica de directivitate este identic ă  cu cea din planul E a unei antene canal de undă, considerată  izolată  în spaţiu, iar în plan orizontal intervine şi funcţia de directivitate de grup a re ţelei de două  antene, deci unghiul de deschidere al caracteristicii de directivitate va fi mai mic ca în plan vertical.

Figura 10.5 Reţea de antene canal de und ă cu reflector plan Se realizează reţele de antene canal de und ă şi din patru astfel de antene, situate pe două etaje, două câte două. Dacă numărul directorilor este relativ mare (circa 8), atunci cu o astfel de re ţea se poate realiza o caracteristică de directivitate cu nivelul lobilor secundari cu cel mult 8% din nivelul lobului  principal. De asemenea, caracteristica de directivitate cap ătă un caracter lobular în planul vertical datorit ă  influenţei Pământului. Antena se utilizeaz ă  atât la emisie cât şi la recepţie. Proprietăţile de lucru în gam ă ale antenei se asigur ă prin construcţia specială a dipolului activ, a primului director şi a reflectorului. Caracteristică  de directivitate similar ă  se obţine şi cu o reţea  bidimensională  de antene canal de und ă, formată  din două  etaje cu câte şase antene. La recepţionarea semnalelor de televiziune la distan ţe mari se utilizează reţele liniare de dou ă  sau patru antene canal de undă, situate orizontal pe un

88

suport comun vertical. Alimentarea antenelor trebuie s ă fie în fază, iar înălţimea antenei trebuie astfel aleas ă încât să se elimine influen ţa pământului. Sistemul antenă  canal de und ă  prezentat în Fig.10.6 este astfel conceput, încât printr-o simplă  comutare a cablurilor de coborâre, se poate trece de la recepţia unui canal de televiziune la altul. În figur ă sunt indicate rolurile pe care le au elementele active şi cele pasive în cele dou ă situaţii. Un astfel de sistem este simplu din punct de vedere constructiv, este economic şi nu ocupă un spaţiu  prea mare. Un dezavantaj al sistemului este faptul c ă, cele două  centre de televiziune trebuie s ă  fie pe aceeaşi direcţie şi sens faţă  de antenă, altfel se impune o orientare a antenei la trecerea de pe un canal pe cel ălalt.

Figura 10.6 Sistem de recepţie pentru două canale de televiziune

Pot fi imaginate şi alte tipuri de sisteme şi reţele de antene canal de und ă. În practică au o largă utilizare diferite tipuri de sisteme şi reţele, datorită faptului că  au o construcţie relativ simplă, se alimenteaz ă uşor şi se realizează caracteristici de directivitate necesare bunei func ţionări a instalaţiilor radiotehnice. Modelul expus până aici este un model intuitiv. În realitate, lucrurile sunt mult mai complexe. Trebuie s ă se ţină  seama de influenţele care apar prin intermediul câmpului între dipoli şi de faptul că  valorile curenţilor în dipolii  pasivi sunt mai mici decât valoarea curentului în dipolul activ. Unii autori consider ă că antena canal de und ă se împarte în trei zone de lucru: • sistemul radiant alimentat, format din reflector, dipolul activ (numit în literatura tehnică şi vibrator sau radiator) şi unul sau doi directori; • o zonă de trecere; • sistemul de ghidare a undelor, format dintr-o serie de directori. Zona de trecere are rolul de a cupla optim celelalte dou ă zone. Să se analizeze avantajele şi dezavantajele antenei canal de unda, respectiv avantajele sistemelor cu reţele de antene canal de unda din lucrarea de fa ţă. 89

LUCRAREA 11 ANTENA CU REFLECTOR PARABOLIC NOŢIUNI GENERALE

Antenele cu reflector parabolic au o largă  utilizare în diferitele domenii ale radiocomunicaţiilor, fiind specifice gamei undelor foarte scurte. Astfel de antene pot fi întâlnite la instala ţiile de radiolocaţie, radiodirijare, radiocomunicaţii spaţiale, radiorelee, radioastronomie, televiziuni şi altele. Elementele de bază  ale antenelor cu reflector parabolic sunt (Fig.11.1): reflectorul (1), sursa primar ă  (2) şi linia de alimentare (3). Rolul reflectorului este de a transforma frontul de undă  al undelor, de a realiza o anumit ă caracteristică de directivitate, de a radia undele într-o anumită direcţie şi sens, de a capta undele radio şi de a le dirija spre sursa primar ă. Rolul sursei primare de radiaţie este de regulă de a transforma energia curenţilor de înaltă frecvenţă în energia undelor radio şi invers, de a realiza o anumită  caracteristică de directivitate şi de a realiza un front de unde aproape sferic.

Figura 11.1 Elementele constructive Tipurile de antene cu reflector parabolic mai des întâlnite, în domeniul frcvenţelor foarte înalte, sunt cele cu reflector în form ă de paraboloid de rotaţie şi cilindru parabolic. Paraboloidul de rotaţie transformă frontul sferic al undelor într-un front plan, iar cilindrul parabolic transformă  frontul cilindric în front  plan. Ca sursă primar ă poate fi utilizat dipolul simetric cu reflector, antena ghid de undă, antena horn, antena cu fantă, antena elicoidală sau sisteme şi reţele de astfel de antene. Tipul liniei de alimentare folosit depinde de lungimea de undă de lucru şi de tipul sursei primare. În cazul lungimilor de undă mai mari se utilizează cablul coaxial, iar în gama undelor mai scurte ghidul de und ă. Cu ajutorul antenelor cu reflector parabolic se pot obţine caracteristici de directivitate de forme foarte variate. Acest fapt prezintă  un avantaj important din punct de vedere practic.

90

Pentru realizarea unor caracteristici de directivitate deosebite, se utilizează des reflectoare cu profile speciale. 13.2 REFLECTORUL PARABOLIC

Forma profilului reflectorului rezultă din condiţia transformării frontului sferic al undelor într-un front plan. Fie F punctul în care se afl ă  un radiator izotrop punctiform (Fig.11.2), S un arc de curb ă  oarecare, care reprezintă  profilul reflectorului, iar S 0 urma frontului plan al undelor. Frontul undelor dup ă reflexie va fi plan dacă distanţa de la sursă (F) până la suprafaţa reflectorului (A) şi de la aceasta până  la suprafaţa S0  (B), pe orice direcţie, este constantă, iar undele reflectate în diferitele puncte ale reflectorului sunt paralele (AB⏐⏐A’B’).

a)

b) Figura 11.2

Prima condiţie poate fi exprimată în felul următor: FA + AB = FA ' + A ' B ' = C Din Fig. 4.11.2.a. rezultă că: FA = (f  − z) 2 + x 2 , iar AB = f  − z , deci se poate scrie că (f  − z) 2 + x 2 + f  − z = C . Constanta C poate fi determinată  considerându-se cazul particular în care z = x = 0 . În acest caz C = 2f . Dacă se înlocuieşte această valoare a constantei în relaţia de mai sus se obţine relaţia (f  − z) 2 + x 2 = f  + z . Dacă se ridică ambii membri ai egalităţii la pătrat şi se fac simplificările  posibile, se obţine x 2 = 4fz   (4.10.1)

91

Această relaţie reprezintă ecuaţia unei parabole cu distanţa focală egală cu f. În coordonate polare prima condiţie poate fi pusă sub forma 2f  = r + cos Ψ , de unde 2f  f  = r = , (4.10.2) 1 + cos ψ cos 2 ψ 2 ceea ce reprezintă ecuaţia unei parabole în coordonate polare. A doua condiţie, paralelismul undelor reflectate, poate fi pusă în evidenţă  prin demonstrarea egalităţii unghiurilor OFA şi FAN (Fig. 11.2.b.). Într-adevăr, dacă  se exprimă  tangentele unghiurilor Ψ0 2 şi Ψ 2 , se obţin două  relaţii identice. Din triunghiul CFA rezultă egalitatea: x 2 fz = tgΨ0 = . f  − z f  − z Dacă se ţine seama de relaţia de legătur ă  dintre tangenta unui unghi şi tangenta semiunghiului respectiv, se obţine expresia : ψ z tg 0 = . (4.10.3) 2 f  Dacă se consider ă relaţia care leagă tangenta semiunghiului cu coeficienţii unghiulari ai dreptelor, care formează unghiul respectiv şi se aplică dreptei care →

trece prin punctele F şi A şi normalei dusă la parabolă în punctul A ( n în Fig. 4.11.2.b.), se obţine expresia : ψ z tg = . (4.10.4) 2 f  Din relaţiile 1.3 şi 1.4 rezultă că Ψ = Ψ0 . Din cele prezentate rezultă că, profilul reflectorului care transformă un front sferic într-unul plan al undelor este un segment de parabolă. Prin rotirea segmentului de parabolă  în jurul axului Oz, se ob ţine paraboloidul de rotaţie (Fig. 11.3.a.), a cărui ecuaţie, în coordonate carteziene, este de forma : x 2 + y 2 = 4fx , (4.10.5) unde x ≤ R , y ≤ R . Cilindrul parabolic se obţine prin deplasarea unui segmnt de dreaptă în aşa fel încât să r ămână  paralel cu o direcţie dată  (axa Oy) şi să  se sprijine pe segmentul de parabolă  S (fig. 4.10.3.b.). Ecuaţia cilindrului parabolic în coordonate carteziene este x 2 − 4fz = 0 , (4.10.6) unde x ≤ D 2 .

92

a)

b) Figura 11.3

c)

Reflectorul parabolic este caracterizat de mai mulţi parametri geometrici şi constructivi. Suprafaţa de deschidere este delimitată de intersecţia conturului reflectorului cu un plan paralel cu planul xOy. Ea poate fi circular ă, eliptică, drepunghiular ă  sau de altă  formă. În cazul paraboloidului de rotaţie, un  parametru important este raza deschiderii (R). Un alt parametru este distanţa focală  (f), noţiune definită  în geometria analitică. Un al treilea parametru important este unghiul de deschidere al reflectorului (ψ0). Acest unghi este format de axa focală şi dreapta care uneşte focarul cu un punct de pe marginea reflectorului. Între parametrii geometrici enumeraţi există o serie de relaţii de legătur ă. Din Fig. 11.3.c. se vede c ă : R  tgΨ0 = , f  − z m iar din relaţia 1.1 rezultă că : R 2 zm = . 4f  Din relaţiile de mai sus rezult ă că : 2a tgψ 0 = , 2 1− a unde a=R/2f. Pe de altă parte, se ştie din trigonometrie că dacă 2 b tgψ 0 = . 2 − 1  b Rezultă că:  b = tg

ψ0

.

2 Din compararea celor două relaţii rezultă că a=b, deci

93

tg

ψ0

sau

f  = şi

2

=

R  , 2f 

(4.10.7)

R  ψ 0 ctg   2 2

R  = 2f tg

(4.10.8)

ψ0

. 2 Aria suprafeţei reflectorului parabolic, în cazul deschiderii circulare, se determină cu relaţia 8π A = ( pR ) 2 ( (1 + a ) 3 − 1) , (4.10.9) 3 unde f  1  p = , iar a = ( ) 2 . R  2 p În cazul deschiderii eliptice, aria suprafeţei reflectorului se determină cu relaţia π ab (1 + c 2 + d 2 ) 3 / 2 − 1 A= dθ [m2] , (4.10.10) 2 2 3 0 c +d unde a cos θ  b sin θ c=  , iar d = , 2f  2f  a şi b fiind semiaxele elipsei (a>b). Profilul arcelor de curbă se determină cu relaţia : x i = 4fz i − (ma k ) 2 [m], (4.10.11) unde: m=0,1,2,...,l; ak =R/l; zm≤zi≤zM; zi=zm+nΔr; n=0,1,2,...,r; Δr=(zM-zm)/r, a k 2 R 2 zM = , iar z M = . 4f  4f  Lungimea arcelor de curbă se determină cu relaţia zM 4f 2 l = 2 1+ dz [m]. (4.10.12) 2 4fz − (ma k ) zm

∫

∫

94

Figura 11.4 Suprafaţa de reflexie a antenelor cu refleczor parablic trebuie să redea,pe cât posibil, forma parabolică calculată. Abaterile de la profilul necesar sau impus duc la modificarea fazei undelor din deschiderea antenei, deci la modificarea caracteristicii de directivitate. În funcţie de defazajul maxim admis rezultă şi abaterea admisă. Abaterea de la profilul calculat al reflectorului (4.10.13) δ ≤ λ k  [m], unde k ≥16 şi se alege în funcţie de cerinţele impuse antenei. Aria suprafeţei efective a antenei cu reflector parabolic, poate fi calculată cu relaţia:

λ2 A ef  = G [m2], 4π sau cu relaţia :

A ef  = νS g − S u [m2], (4.10.14) în care ν  este coeficientul de utilizare a suprafeţei de deschidere a antenei, Sg este aria acestei suprafeţe, iar Su este aria suprafeţei de umbrire. Suprafa ţ a de umbrire  este dată  de elementele metalice care sunt în faţa suprafeţei de deschidere. Această suprafaţă se obţine prin proiectarea ortogonală  pe suprafaţa de deschidere a conturului elementelor metalice (sursa primar ă, linia de alimentare etc.) care sunt în fa ţa reflectorului. Coeficientul de utilizare a suprafe ţ ei de deschidere a antenei ia în considerare înr ăutăţirea proprietăţilor de directivitate datorată  unor cauze obiective, care apar în funcţionarea antenei cu reflector parabolic. Mărimea acestui coeficient este determinată de următoarele fenomene: excitarea inegală a suprafeţei de deschidere, abaterea de la forma sferică a frontului undelor radiate de sursa primar ă, difracţia undelor la marginea reflectorului, radierea de către sursa primar ă a unei păr ţi din energie în spatele reflectorului. La determinarea sau aprecierea mărimii coeficientului trebuie să se ţină  seama de aceste fenomene. Ele, deşi nu sunt în strânsă legătur ă  cu suprafaţa de deschidere, se

95

manifestă ca şi cum aceasta n-ar fi utilizat ă complet. Valorile uzuale ale acestui coeficient se încadrează în limitele 0,5 ≤ ν ≤ 1 . Cu scopul de a micşora greutatea, preţul de cost şi, mai ales, suprafaţa expusă presiunii vântului, reflectoarele se construiesc, în majoritatea cazurilor, în formă de reţea metalică sau sub forma unor suprafeţe perforate. Orificiile pot fi circulare sau ovale. Dimensiunea lor în planul H trebuie s ă fie mai mică decât  jumătatea lungimii de undă,  b < λ 2  (Fig.11.5.a.). Suprafeţele în formă  de reţea se construiesc din bare sau plăci metalice. Forma şi poziţia lor relativă  este ar ătată  în Fig. 11.5.b. Distan ţele dintre elementele reţelei trebuie să  fie mai mici decât λ/2, iar vectorul intensităţii câmpului electric al undelor radiate de sursa primar ă, sau captate de reflector, trebuie să fie paralel cu elementele reţelei.

a) dimensiunile orificiilor

b) forma şi poziţia elementelor reţelei Figura 11.5

Dacă  condiţiile enumerate sunt îndeplinite, atunci spaţiul dintre două elemente vecine ale reţelei se comportă ca un ghid de undă cu dimensiunile mai mici decât cele critice. Câmpul care p ătrunde în spaţiul dintre două elemente ale reţelei este atenuat foarte repede. Atenuarea undelor în intervalul dintre elementele reţelei este cu atât mai mare, cu cât este mai mică  distanţa dintre elemente şi cu cât sunt mai late aceste elemente. Calitatea reţelei se apreciază  cu ajutorul coeficientului de trecere. Acest coeficient se defineşte ca fiind raportul dintre p ătratul intensităţii câmpului electric care trece în spatele reflectorului prin reţeaua dată şi p ătratul intensităţii câmpului electric al undelor care cad pe suprafaţa re ţelei. Acest coeficient poate fi calculat cu relaţia: 16λ2 f 2 T0 T2 = 2 2 4 , (4.10.15) π q 2 L în cazul paraboloidului de rotaţie şi

96

T1 =

λfT0

, (4.10.16) q 12 L2 în cazul cilindrului parabolic. În relaţiile (4.10.15.) şi (4.10.16.) cu L s-a notat diametrul deschiderii reflectorului, iar cu q 1 şi q 2 coeficienţii de neuniformitate ai câmpului electric în vecinătatea suprafeţei reflectorului. T0 este coeficientul de trecere în cazul unor suprafeţe plane care au orificii identice cu cele ale reflectorului parabolic şi pe care undele cad perpendicular. Coeficienţii de neuniformitate pot fi calcula ţi cu relaţiile: 1 L (4.10.17) q 1 = E ( x )dx   L ⋅ E max 0 1max şi 4 (4.10.18) q 2 = 2 E 2 ( x , y)dxdy . πL E 2 max S Dacă  calculul cu aceste relaţii este prea complicat, coeficienţii de neuniformitate pot fi consideraţi aproximativ egali cu coeficienţii de utilizare a suprafeţei de deschidere a reflectorului. Coeficientul de trecere al reflectorului plan poate fi determinat cu relaţia 1 T0 = , (4.10.19) 2 λ  ⎞ 1 + ⎛  ⎟ ⎜ ⎝ 2s ln 2πd / s ⎠ în cazul reţelelor formate din conductoare cu diametrul secţiunii transversale egal cu d, iar distan ţa dintre conductoare egală cu s, şi 2 ⎛ 16π Nr 3 ⎞ ⎟⎟ . T0 = ⎜⎜ (4.10.20) ⎝  3λs  ⎠ în cazul suprafeţelor perforate, unde r este raza orificiului, N numărul orificiilor, iar S suprafaţa plăcii. Relaţia (4.10.20) nu ţine seama de interdependenţa dintre orificii, de aceea este cu atât mai corectă cu cât distanţa dintre orificii este mai mare. Din motive similare (1.19) poate fi utilizată pentru d/λ<0,05 şi s/λ<0,2.

∫

∫

13.3. SURSA PRIMARA

In studiul antenelor cu reflector parabolic, de regulă  se consider ă că  sursa  primar ă  este un radiator izotrop punctiform, deoarece în acest caz frontul undelor radiate este sferic, iar excitarea reflectorului este punctiformă. Se inţelege că  aceasta este numai o ipoteza simplificatoare, deoarece practic este irealizabil.

97

Chiar dacă ar fi posibilă realizarea unei astfel de surse, totuşi utilizarea ei nu ar avea sens. După cum se vede şi din Fig. 11.6.a, cea mai mare parte a undelor este radiată in spaţiu şi numai un procent redus este reflectat de c ătre reflector. Aceasta inseamnă o utilizare ineficientă a reflectorului, respectiv un randament redus. La formarea caracteristicii de directivitate a unei antene parabolice cu sursa primar ă punctiformă, iau parte nu numai undele reflectate de reflector, ci şi undele radiate nemijlocit în spaţiul liber de către sursă. In acest caz nu se pote vorbi de o caracteristică de directivitate cu lobi principali şi lobi secundari.

Figura 11.6. Sursa primara punctiformă (a), sursa cu radiaţie spre înainte (b), sursa cu radiaţie spre înapoi (c) Din cele de mai sus rezultă condiţia de bază pe care trebuie s-o indeplinească o sursă primar ă: trebuie să fie o antenă directivă. Undele radiate de către sursa  primar ă trebuie să fie dirijate spre reflector. Ideal ar fi radiaţia sursei primare să aibă loc în limitele unui con imaginar, cu vârful în focarul reflectorului, iar baza conului să fie formată de suprafaţa de deschidere a reflectorului. Numai în cazul unei astfel de surse primare, se poate vorbi de utilizarea eficientă a antenei. Pe lângă acestă condiţie de bază, sursa primar ă trebuie să mai indeplinească şi alte cerinţe importante. Ea trebuie să  radieze spre reflector unde cu un front sferic. Fasciculul de unde radio al undei primare trebuie să  fie orientat cu direcţia de radiaţie maximă  spre centrul paraboloidului. Intensitatea câmpului electric radiat trebuie să se micşoreze lin de la centrul reflectorului spre margini; nivelul câmpului la marginea reflectorului să fie aproximativ 30% faţă de nivelul maxim. De asemenea, efectul de umbrire a sursei primare trebuie să fie minim. Trebuie să fie, de regulă o antenă de bandă largă. Nu trebuie să permită apariţia unor supratensiuni la puterile radiate. Sursa primar ă trebuie să fie bine adaptată

98

cu linia de alimentare, să  prezinte stabilitate faţă  de variaţiile condiţiilor climatice şi să nu fie expusă acţiunii umezelei. Sursele primare utilizate la antenele cu reflector parabolic sunt de două tipuri: cu radiaţie spre inainte şi cu radiaţie spre inapoi. Dacă  direcţia şi sensul de  propagare a undelor radiate de sursa primar ă corespunde cu sensul de propagare a energiei prin fider, atunci este sursă  spre inainte (Fig. 11.6.b). Dacă  aceste sensuri de propagare sunt opuse, atunci este o sursă cu radiaţie spre inapoi (Fig. 11.6.c). Alegerea corespunzătoare a sursei primare are o importanţă  deosebită. Ea depinde de lungimea de undă de lucru, de instalaţia radio la care se utilizează antena cu reflector parabolic, de caracteristica de directivitate a acestei antene, de puterea de radiaţie şi altele. Pentru realizarea unor caracteristici de directivitate cu o fomă  specială, sau pentru obţinerea mai multor fascicule de unde, se utilizează reţele sau sisteme de diferite tipuri de antene, cum ar fi: dipoli simetrici, antene ghid de undă sau horn antene canal de undă sau elicoidale şi altele. 13.4. METODA DE STUDIU

Ca la orice tip de antenă, se pune problema determinării expresiei intensităţii câmpului electric radiat in zona indep ărtată de către antena cu reflector parabolic. O rezolvare riguroasă  a problemei implică  calcule matematice dificile. Chiar şi metodele bazate pe anumite ipoteze simplificatoare duc la relaţii de calcu, care pot fi folosite numai prin utilizarea ma şinilor electronice de calcul. Metoda cea mai des utilizată  este cea a celor domenii. La rezolvarea  problemei domeniului interior, se presupune că se cunoaşte forma reflectorului, caracteristica de directivitate a sursei primare şi lungimea de undă de lucru. De asemenea, se fac următorele ipoteze: reflectorul nu influenţează  funcţionarea sursei primare; caracteristica de directivitate a sursei primare nu se modific ă in  prezenţa reflectorului; fiecare punct al reflectorului se află in zona de radiţie a sursei primare; raza de curbur ă  a suprafeţei reflectorului este mult mai mare decit lungimea de undă  (suprafaţa elementar ă  poate fi considerată  ca fiind  plană); pe partea excitată  (iluminată) a reflectorului componentele tangenţiale ale câmpului electric sunt egale cu zero. Prin rezolvare problemei domeniului interior se obţine fie distribuţia curenţilor pe suprafaţa excitată  a reflectorului, fie distribuţia câmpului electric  pe suprafaţa de deschidere a antenei. La rezolvarea problemei domeniului exterior se pleacă fie de la distribuţia curenţilor de suprafaţă, fie de la distribu ţia câmpului electric din deschiderea antenei.

99

13.4.1DETERMINAREA DISTRIBUŢIEI CURENŢILOR DE SUPRAFAŢĂ

Distribuţia curentului de suprafaţă  poate fi determinată, pe baza  principiului echivalenţei, cu relaţia: → → → (4.10.21) J es = n × H ,   →

→

unde n este versorul normalei în punctul considerat iar H este vectorul intensitate câmp magnetic radiat de sursa primar ă., în acelaşi punct. Componentele versorului normalei sunt următoarele : n x = − sin n y = − sin

Ψ 2

Ψ 2

cos Ψ

,

(4.10.22)

sin Ψ

= cos

. 2 Pentru determinarea componentelor vectorului intensitate câm p magnetic, se consider ă că  în focarul reflectorului se află  un radiator izotrop punctiform, care radiază puterea PΣ. În acest caz, densitatea fluxului de putere la distan ţa r faţă de focar este: P W S= Σ 2 [ 2 ]. m 4π r  Pe de altă parte, se ştie că: 2 E ef  W [ 2 ]. S= η  m Din ultimele două relaţii rezultă că: η PΣ V [ ], E ef  = 2 m 4π r  sau pentru η=120π (vid sau aer uscat), 30PΣ V [ ]. E ef  = m r  Dacă în focar, în loc de radiator izotrop punctiform, se dispune o anten ă directivă, atunci: 30 PΣ D V E ef  = F(ψ , ϕ ) [ ], m r  60 PΣ D V sau Em = F(ψ , ϕ ) [ ], m r  n z

100

60 PΣ D A F(ψ , ϕ ) [ ], 120 π r  m unde D este coeficientul de directivitate, iar F( ψ,ϕ) este funcţia de directivitate a sursei primare. În final, vectorul intensitate câmp magnetic are forma: → k  PΣ D → → H= (r 0 × e0 ) F(ψ , ϕ )e j β r(ψ ) ,   (4.10.23) r(ψ ) Hm =

şi deci

→

→

unde k=0,0206, r 0 este versorul razei vectoare a suprafeţei reflectorului, e 0 este versorul vectorului intensitate câmp electric, iar funcţia r(ψ) este dată de relaţia 4.10.2. Din relaţia (4.10.23) rezultă  componentele vectorului intensitate câmp magnetic, iar din relaţia (4.10.21) rezultă componentele densităţii curentului de suprafaţă. Determinarea acestor componente nu este o problemă prea simplă, de aceea se prefer ă  determinarea distribuţiei câmpului electric de pe suprafa ţa de deschidere. 13.4.2. DETERMINAREA DISTRIBUŢIEI CAMPULUI ELECTRIC

La determinarea distribuţiei câmpului electric de pe suprafaţa de deschidere, se deosebesc două  cazuri. În primul caz se cunoaşte funcţia de directivitate a sursei primare, iar în cel de–al doilea, caracteristica de directivitate. Se poate trece de la primul caz la al doilea, prin reprezentarea grafică a funcţiei de directivitate. De asemenea, se poate trece de la al doilea caz la primul, prin aproximarea caracreristicii de directivitate cu o funcţie adecvată. Cazul 1: se cunoaşte funcţia de directivitate a sursei primare. Fie în focarul reflectorului un radiator izotrop punctiform (Fig.11.7). Puterea elementar ă  reflectată de către suprafaţa inelar ă, descrisă  de arcul elementar AB, prin rotirea sa în jurul axei Oz, este (4.10.24) dw = 2 π  x dx S r  [w], unde x este raza cercului descris de punctul a, cu dx s–a aproximat lungimea arcului AB, iar Sr   este densitatea fluxului de putere din punctul A, radiat de sursa primar ă la distsnţa r faţă de focar. Fie S1  urma unei sfere de rază  unitar ă şi cu centrul în focarul  paraboloidului. Prin zona sferică determinată de unghiul dψ trece puterea dw , = 2π  A ' C dψ  S = 2 π  sinψ  dψ  S [w ]  (4.10.25)

101

unde cu S s–a notat densitatea fluxului de putere radiat de radiatorul izotrop  punctiform la distanţa unitar ă. Dacă se neglijează pierderile, cele două puteri sunt egale, rezultând: sinψ  ⎡w⎤ S r  = S  ⎢ 2 ⎥ . (4.10.26) dx m ⎣ ⎦ x dψ 

Fig 11.7. Determinarea distributiei campului electric; cazul 1 Din figur ă se vede că  x = r (Ψ )sin (Ψ ) , iar expresia lui r (Ψ ) este dată de relaţia (1.2). Se poate ar ăta că: dx = r(ψ) , dψ deci 2 ⎛ 1 + cos Ψ ⎞ ⎟⎟ S ⎡⎢ w2 ⎤⎥ . S r (Ψ ) = ⎜⎜ ⎣m ⎦ ⎝  2  f   ⎠ Dar S S r  (0) = 2 f  şi deci 2 S r (ψ) ⎛ 1 + cos ψ ⎞ =⎜ ⎟, Sr (0) ⎝  2  ⎠

102

sau

 ψ E(ψ) 1 + cos ψ = = cos 2 . (4.10.27) E(0) 2 2 Expresia (4.10.27) reprezintă  variaţia câmpului electric pe suprafaţa de deschidere în cazul în care sursa primar ă  este un rediator izotrop punctiform. Dacă sursa primar ă este o antenă directivă având funcţia de directivitate F(ψ,ϕ), distribuţia câmpului este dată de relaţia: E(Ψ ) = F(Ψ, ϕ ) cos 2 . (4.10.28) E(0) 2 Dacă  se consider ă  distribuţia câmpului electric într–un anumit plan, determinat de o valoare dată a unghiului ϕ(ϕk ), aceasta este dată de relaţia g ( x ) = F (Ψ, ϕ k  )cos 2 (Ψ 2 )  (4.10.29) unde  x = 2 f  tg (Ψ 2 ) . În mod similar, pentru cilindrul parabolic se ob ţine: g ( x) = F (Ψ )cos(Ψ 2 )  (4.10.30) Cazul 2: se cunoaşte caracteristica de directivitate a sursei primare. În acest caz problema poate fi rezolvată pe cale grafică. Se reprezintă la o anumită  scar ă  (Fig.11.8) profilul reflectorului din planul în care se determină distribuţia câmpului electric şi caracteristica de directivitate a sursei primare. Se ridică  punct cu punct distribuţia câmpului electric din deschiderea antenei, ţinându–se seama şi de relaţia (4.10.28), adică: b=

a

cos

2

 Ψ

.

( 4.10.31)

2

Fig. 11.8. Determinarea distributiei campului electric; cazul 2

103

Graficul astfel obţinut reprezintă distribuţia câmpului electric în suprafaţa de deschidere. Având în vedere că problema domeniului exterior a fost rezolvată  pentru o serie de funcţii, printre acestea se caută  acea funcţie a cărui grafic corespunde cel mai bine cu cel obţinut mai sus. O astfel de relaţie care poate reprezenta distribuţia câmpului electric din deschiderea antenei, este:

 ⎞ g(x) = a 0 + a 1 cos n ⎛  (4.10.32) ⎜ x⎟ , ⎝ 2  ⎠ unde 0≤x≤1 iar a0=Δ  iar a1=1– Δ, Δ  fiind saltul de câmp la marginea reflectorului. Pentru n=2 funcţia de directivitate corespunzătoare este de forma J (u)  f (u ) = Δ 1 + (1 − Δ) χ 0 (u ) , (4.10.32) u unde: R  u = 2π  sinΨ  , π 

λ 

1

 ⎞ z J 0 (uz) cos 2 ⎛  ⎜ z ⎟ dz , ⎝ 2  ⎠ 0 Jk (u) fiind funcţia Bessel de speţa întâia şi ordinul k. Metoda grafică poate fi folosită în calculele de proiectare ale antenelor cu reflector parabolic. Se alege o anumită distribuţie de câmp electric şi cu funcţia de directivitate corespunzătoare, prin optimizare, se determină raza deschiderii antenei. Se alege o anumită  distanţă  focală şi pe cale grafică  se determină caracteristica de directivitate a sursei primare. Cunoscându–se această caracteristică, se proiectează  sursa primar ă. Dacă  din anumite considerente nu corespunde sursa primar ă obţinută, se alege altă  distanţă  focală, sau eventual, chiar altă distribuţie de câmp electric.  χ 0 (u) =

∫

π 

13.5. DEFOCALIZĂRI ADMISE

ŞI NECESARE

Pentru obţinerea unui front de undă  plan în deschiderea antenei cu reflector parabolic, este necesar ca centrul de fază al sursei primare să fie plasat exact în focarul paraboloidului. În practică nu se poate realiza, în toate cazurile, o suprapunere perfectă  a centrului de fază şi a focarului. De asemenea, sunt cazuri în care pentru a obţine o anumită înclinare a direcţiei de radiaţie maximă, este necesar ca centrul de fază să  fie decalat faţă  de focar. În funcţie de distorsiunea de fază admisă, sau în funcţie de înclinarea necesar ă a direcţiei de radiaţie maximă, rezultă defocalizările admise sau necesare.

104

Centrul de fază al sursei primare poate fi defocalizat într-o anumită direcţie şi sens cu o anumită mărime (Fig. 11.9.a.). Fie δ1 componenta axială a defocalizării, iar δ2 componenta perpendicular ă pe axa focală. Cauza modificării frontului de undă, în cazul în care centrul de faz ă nu este în focar, este faptul că nu se păstrează  egalitatea drumurilor parcurse de undele radio de la sursa  primar ă până în deschiderea antenei.

Figura 11.9. Defocalizarile admise Pentru determinarea defocalizării admise de-a lungul axei focale, se consider ă două  drumuri diferite parcurse de unde şi anume |FO|+|OF| şi |FA|+|AB| (Fig.11.9.b.). În cazul în care centrul de faz ă se află în focar are loc egalitatea l1 = 2 OF  = l 2 = FA +  AB , iar în cazul în care se află în F ' ' ' l 1 = 2 OF  = 2 OF  + 2δ 1 şi ' ' ' l 2 = F  A +  AC  ≈ FA + δ 1 cos Ψ0 +  AB + δ 1 Diferenţele de drum maxim admisă depinde, în mare măsur ă, de cerinţele impuse de instalaţia radio la care se va utiliza antena şi se poate considera ca fiind egală cu λ/k, unde k ≥4. Deci ' ' l 2 − l1 ≤ λ  k . Din relaţiile de mai sus rezult ă : ' ' ' l 2 − l1 = FA + FB + δ 1 (1 + cos Ψ0 ) − 2 OF  − δ 1 ' ' ' sau: l 2 − l1 = δ 1 (1 − cos Ψo ) ,

105

şi deci:

δ 1

≤

λ 

.

k ( 1 − cos Ψ '0 )

Întrucât defocalizarea δ1 este mică în comparaţie cu distanţa focală f, se  poate considera că ψ0’=ψ0 şi deci : δ 1

≤

λ  k (− cos Ψ0 )

.

(4.10.34)

În mod similar se obţine condiţia care delimitează  defocalizarea pe o direcţie perpendicular ă  pe axa focală. Dacă  este îndeplinită  condiţia π  4 ≤ Ψ0 ≤ π  2 , atunci δ 2

≤

λ  k sin Ψ0

.

(4.10.35)

unde k ≥8. Dacă condiţia nu este îndeplinită, atunci

− sin Ψ0 + sin 2 Ψ0 +

λ 

cos 2 Ψ0 (1 + cos Ψ0 )

8 f  . (4.10.35) cos 2 Ψ0 (1 + cos Ψ0 ) Dacă  condiţiile de mai sus sunt satisf ăcute atunci caracteristica de directivitate a antenei nu sufer ă  modificări neadmise. Totuşi în cazul defocalizării perpendicular ă pe axa focală, deşi caracteristica de directivitate nu sufer ă modificări esenţiale, direcţia de radiaţie maximă a antenei se înclină faţă de axa focală cu un unghi ε, măsura căruia poate fi determinată cu relaţia: δ 2

≤ 2 f 

ε  = arcsin

δ 2  f 

.

(4.10.37)

Măsura maximă a unghiului cu care poate fi înclinată direcţia de radiaţie maximă, f ăr ă modificări substanţiale ale caracteristicii de directivitate, este dat ă de relaţia : λ  4 f  2 − R 2 ε max = (rad ) . (4.10.37) 2 4 R  R 13.6 INFLUENŢA REFLECTORULUI ASUPRA SURSEI PRIMARE

O parte din puterea reflectată de către reflector este recepţionată de sursa  primar ă şi este transmisă  prin fider la generator. Influenţa acestui fenomen asupra regimului de funcţionare a sursei primare, poate fi caracterizată  prin modificarea impedanţei sale de intrare, sau prin modificare raportului de undă staţionar ă în linia de alimentare.

106

Gradul de neadaptare a sursei primare care apare datorită  prezenţei reflectorului se determină în felul următor. Se presupune că sursa primar ă a fost adaptată cu fiderul înainte de a fi instalat ă  în faţa reflectorului. Fie PΣ puterea radiată de sursa primar ă. Densitatea fluxului de putere în centrul reflectorului va fi S  =

PΣ Gs 2

,

4 π  f  unde Gs este câştigul sursei primare. Dacă  se neglijează  pierderile, atunci puterea captată de sursa primar ă va fi: P = SA ef  = Figura 11.10. Placa de compensare

PΣ Gs Aef 

4π  f  2

.

unde Aef  este aria suprafeţei efective a sursei primare şi este dată de relaţia:  Aef 

=

λ 2 Gs

4π 

[m2].

Deci P=

PΣ G s2 λ 2 2

(4π  f  )

  [w].

Cu ajutorul acestei relaţii poate fi detrminat modulul coeficientului de reflexie şi anume P λ G s Γ= = . (4.10..39) PΣ 4π f  Una dintre metodele de micşorare a influenţei reflectorului asupra sursei  primare, este utilizarea unei plăci de compensare. Placa metalică, în formă de disc (Fig.11.10) este sudată  în centrul reflectorului de–a lungul întregului  perimetru, pentru a asigura o cale ccontinuă curenţilor de suprafaţă. Diametrul plăcii (d) se alege în aşa fel încât puterea reflectată  de ea şi captată de sursa primar ă, s ă fie egală cu puterea care soseşte la sursa primar ă de  pe restul suprafeţei reflectorului. Grosimea plăcii (t) se alege în aşa fel încât faza undelor, care sunt captate de sursa primar ă şi de placă şi de reflector să difere cu (2m + 1)π  . Diametrul plăcii şi grosimea ei pot fi determinate cu ajutorul unor relaţii aproximative şi anume (4.10.40) d  = 1.13 λ  f    şi t  = (2n + 0,682 )λ  / 4, n = 0,1,2,...   (4.10.41)

107

Dacă placa nu urmăreşte profilul reflectorului, şi este cilindrică circular ă, atunci grosimea se notează cu a şi se calculează cu relaţia (4.10.42) a = (2n + 0,167 )λ  / 4, n = 0,1,2,...   Parametrul n se alege în aşa fel încât grosimea plăcii să fie minimă, sau să corespundă din punct de vedere constructiv. în orice caz trebuie să fie îndeplinită condiţia: d 2 ft > . (4.10.43) 2 în practică mărimile rezultate din relaţiile de mai sus, se ajustează  pe cale experimentală. Influenţa reflectorului poate fi micşorată şi pe calea decalării unei jumătaţi din reflector faţă  de cealaltă jumătate la distanţa λ/4, de–a lungul axei reflectorului. O altă metodă de micşorare a influenţei reflectorului, este fixarea în centrul lui a unei plăci de material dielectric absorbant, care să  absoarbă undele care după reflexie ar fi captate de către sursa primar ă. în sfâr şit, se poate micşora influenţa reflectorului, prin utilizarea unei suprafeţe speciale a reflectorului, care să modifice polarizarea undelor în timpul reflexiei (să rotească vectorul intensitate cămp electric cu 900). Măsurile care se iau pentru înlăturarea influenţei reflectorului asupra sursei primare, duc la o oarecare micşorare a suprafeţei efective a antenei. 13.7. TIPURI

DE ANTENE CU REFLECTOR PARABOLIC

Dintre antenele cu reflector parabolic, utilizare mai deasă au că pătat cele care au reflectorul în formă  de paraboloid de rotaţie, deoarece pentru un coeficient de directtivitate dat, de regulă, au gabaritul mai redus. Într–o serie de cazuri este necesar ă obţinerea unor caracteristici de directivitate cu unghiuri de deschidere diferite în două plane perpendiculare (E şi H). în acest caz suprafaţa de deschidere a reflectorului parabolic este eliptică. Pentru obţinerea unor semnale reflectate egale de la ţintele care se găsesc la distanţe diferite, în limitele razei de acţiune a staţiei de radiolocaţie  panoramice, este necesar să se distribuie energia radiată în aşa fel încât nivelul câmpului electric reflectat să  fie acelaşi (Fig.11.11.a). Matematic această condiţie poate fi exprimată astfel A E = F(ε ) = C . (4.10.44) r  Mărimea constantei C poate fi determinată dacă  se consider ă  cazul  particular F(900)=1. în acest caz r

r

108

r

r

A A F(ε ) = . r  h dar r=h cosε şi deci, F (ε ) = cos ec(ε ) .

(4.10.45)

Figura 11.11. Antene cu reflector parabolic Pentru obţinerea caracteristicii de directivitate cosecantice, se utilizează sisteme de antene ca surse primare. Una dintre antenele sursei primare se fixează în focarul reflectorului, iar celelalte defocalizate perpendicular pe axa focală. Caracteristicile de directivitate par ţiale şi puterile de excitare ale fiec ărei antene se aleg în aşa fel încât prin suprapunerea undelor, să  se obţină  caracteristica cosecantică (Fig. 11.11.b.). La staţiile de radiocomunicaţii spaţiale frecvent se utilizează antenele tip Cassegrain (Fig.11.11.c.). Prin utilizarea reflectorului auxiliar se micşorează dimensiunile instalaţiei de antene şi se obţine excitarea necesar ă a reflectorului. Pentru determinarea poziţiei ţintei aeriene şi urmărirea acesteia, se utilizează  antene cu reflector parabolic cu sursă  primar ă  dipol simetric cu reflector liniar. Sursa primar ă  se instalează  defocalizat perpendicular pe axa focală, ceeace duce la înclinarea direcţiei de radiaţie maximă (Fig. 4.10.11.d.). Cu ajutorul unui dispozitiv mecanic, sursa primar ă  este rotită  în jurul axei focale. Prin acesta se obţine şi rotirea fasciculului de unde în jurul axei focale. Dacă ţinta nu este pe direcţia axei focale, atunci intensitatea semnalelor reflectate variază odată cu rotirea sursei primare. Dacă ţinta se află de–a lungul axei focale a antenei, atunci la rotirea sursei primare, nivelul semnalelor reflectate va r ămâne constant. în acest caz se cunoaşte exact locul ţintei. Să  se clasifice conform principiului funcţional antenele cu reflector  parabolic.

109

Lucrarea 12 Antene nesimetrice speciale 12.1 Antene nesimetrice de undã progresivã Dacã este necesar sã se ob ţinã un coeficient de directivitate mai mare întro anumitã direcţie datã se recomandã sã se utilizeze antene nesimetrice cu

directivitate în plan orizontal. O astfel de antenã este antena tip undã progresivã . Cu acest tip de antenã se poate obţine o directivitate corespunzãtoare. Undele radiate de acest tip de antenã se propagã ca unde se suprafaţã. Antena este formatã dintr-un conductor orizontal, de lungime l, întins la 1 ÷3 m deasupra solului (fig.12.1). Lungimea conductorului trebuie sã fie de câteva ori mai mare decât lungimea de undã. Unul din capetele conductorului se conecteazã la sta ţie, iar celãlalt la o contragreutate prin intermediul unei rezisten ţe R. Mãrimea rezisten ţei este egalã cu cea a impedan ţei caracteristice a conductorului (cca. 400 Ω). Contragreutatea se compune din conductoare izolate, de lungime 1 la 3 metri, situate în formã de evantai pe sol.

Fig. 12.1. Antena tip undã progresivã Datoritã faptului cã rezisten ţa R este egalã cu impedan ţa caracteristicã a conductorului, în antenã se stabile şte un regim de undã progresivã. Direc ţia de radiaţie maximã este într-un plan vertical care con ţine antena şi este orientatã în direcţia în care se aflã rezisten ţa de sarcinã. În plan orizontal caracteristica de directivitate este formatã dintr-un lob principal şi mai mulţi lobi secundari neglijabili faţã de nivelul lobului principal. Câ ştigul antenei pe direc ţia de radiaţie maximã, depinde de raportul l/ λ şi se mãreşte odatã cu mãrirea acestui raport. Pentru obţinerea unei directivitãţi satisfãcãtoare, în gama undelor scurte, lungimea antenei trebuie sã fie de 100 m sau mai mare, iar în cazul undelor lungi şi medii de câteva sute de metri. 110

Dacã antena tip undã progresivã se suspendã într-un anumit punct pe un catarg, pilon sau copac atunci cre şte câştigul de-a lungul suprafe ţei Pãmântului. Caracteristica de directivitate nu suferã modificãri esen ţiale. Direcţia de radiaţie maximã capãtã o înclinare mai micã fa ţã de suprafaţa Pãmântului. Dacã punctul de suspendare se aflã la mijlocul conductorului (fig.12.2 a) atunci antena se nume şte semirombicã , iar dacã cele douã laturi ale antenei sunt inegale, atunci se ob ţine o antenã de tip λ  (fig.12.2 b).

Fig.12.2 Antena semirombicã (a) şi tip λ (b) Antena tip λ este mai avantajoasã în campanie decât antena semirombicã, deoarece necesitã un pilon mai mic. Câ ştigul unei asemenea antene este de douã ori mai mare decât al unei antene identice dar orizontalã. Dezavantajul antenelor tip undã progresivã este faptul cã trebuie sã se asigure la recep ţie un câmp electric omogen pe o lungime cât mai mare a conductorului. 12.2. Antena baston

În gama undelor intermediare, scurte şi ultrascurte la sta ţiile mobile se utilizeazã frecvent antena baston. Caracteristica de directivitate a antenei  baston este circularã. În calitate de contragreutate poate servi caroseria mijlocului mobil, cutia metalicã a sta ţiei. În gama undelor intermediare, uneori şi a undelor scurte, înãl ţimea antenei  baston este mai micã decât un sfert de lungime de undã. În acest caz, partea reactivã a impedanţei de intrare a antenei are un caracter capacitiv şi are o variaţie accentuatã în func ţie de frecvenţã. Partea activã a impedan ţei de intrare se compune din rezisten ţa de radiaţie şi este de ordinul zecilor de Ω. În cazul în care antena baston este formatã din mai multe segmente, o importanţã deosebitã are utilizarea tuturor segmentelor componente. Circuitele de acord ale antenei sunt astfel calculate încât corespund varia ţiei impedanţei de intrare pentru toatã lungimea antenei. Dacã nu se utilizeazã toate segmentele, nu se mai poate face acordul antenei în condi ţii bune, iar  bãtaia staţiei nu va fi maximã.

111

În gama undelor scurte şi ultrascurte este posibil ca înãl ţimea antenei  baston sã fie egalã cu λ/4. În acest caz partea reactivã a impedan ţei de intrare este egalã cu zero, deci nu sunt necesare elemente speciale de adaptare. Pentru protejarea antenei baston în timpul eventualelor ruperi din timpul deplasãrilor este necesarã o înclinare şi o ancorare a antenei. În acest caz înãlţimea efectivã a antenei este mai micã şi, implicit, va fi mai micã şi bãtaia staţiei. 12.3. Antene tip ,

şi

Datoritã faptului cã antenele nesimetrice au lungimea micã în compara ţie cu lungimea de undã, înãl ţimea efectivã şi rezistenţa de radiaţie sunt relativ mici, putând sã aparã şi supratensiuni. Pentru a îmbunãtã ţi proprietãţile antenelor nesimetrice din aceste puncte de vedere, s-au realizat mai multe tipuri de antene cu parte orizontalã. Acestea sunt antenele de tip Γ, Τ şi Π.  Antena în formã de L rãsturnat (Γ  ) este formatã dintr-un conductor orizontal de lungime b, care la unul din capete are o coborâre verticalã (fig. 12.3 a).

a

b

c

Fig. 12.3. Antene nesimetrice tip: a) Γ; b) Τ; c) Π Antenele tip Γ prezintã o oarecare directivitate. Dacã undele sosesc dintro direcţie opusã direcţiei de orientare a pãr ţii orizontale, tensiunea de la  bornele antenei va fi mai mare decât în cazul în care undele sosesc din direc ţia în care este orientatã partea orizontalã a antenei. Antena în T se deosebe şte de antena tip Γ  prin faptul cã coborârea este fãcutã de la mijlocul conductorului orizontal de lungime 2b (fig.12.3 b). Antena de tip Π (fig.12.3c) se compune din douã antene tip Γ. La aceste antene creşte rezistenţa de radiaţie şi randamentul faţã de antenele tip Γ. De asemenea gama de frecvenţe de lucru este mai mare. Valoarea reactan ţei X AC se calculeazã astfel încât alimentarea sã fie sinfazicã. Acest tip de antenã  prezintã o anumitã directivitate în plan orizontal. 112

O caracteristicã generalã a antenelor nesimetrice cu parte orizontalã ( Γ, Τ, Π) este cã au intensitatea curentului la borne mai mare decât la antena nesimetricã fãrã parte orizontalã. Acest lucru apare datoritã modificãrii înãlţimii efective a antenei care este mai mare decât partea verticalã a antenei. Să se analizeze structura şi să se explice modul de conectare la un etaj de ieşire amplificator a unei antene nesimetrice.

113

Lucrarea 13 STUDIUL ANTENELOR SIMETRICE 13.1. Construcţia şi funcţionarea dipolului simetric Noţiuni generale Dipolul simetric se compune din douã conductoare simetrice situate de-a lungul unei axe la distan ţã relativ micã între ele (fig.13.1). La capetele apropiate se conecteazã fiderul, prin care se introduce (emisie) sau se extrage (recepţie) energie de înaltã frecven ţã.

Fig. 13.1. Dipolul

Când dipolul simetric este folosit ca antenã de emisie, sub ac ţiunea aplicatã la borne, prin conductoarele lui va trece un curent de înaltã frecven ţã, iar în spaţiul înconjurãtor vor fi radiate unde electromagnetice. În cazul dipolului simetric folosit ca antenã de recep ţie, sub influenţa câmpului magnetic din proximitatea lui, apare o tensiune la borne, care prin fider se transmite la intrarea receptorului. Din punct de vedere teoretic, se poate ob ţine foarte uşor un dipol simetric dintr-o linie bifilarã în gol, dacã se deplaseazã capetele acesteia la 180 o în  jurul punctelor BB’ (fig.13.2.) în direcţia indicatã de sãge ţi. Sinusoidele reprezintã distribuţia curentului de-a lungul liniei bifilare şi a dipolului, la un moment de timp ales arbitrar. Lungimea l a pãr ţilor rabãtute ale liniei, în majoritatea cazurilor se alege cu λ/4, pentru ca sã se ob ţinã un dipol simetric în λ/2, adicã 2l = λ/2. Distanţa dintre conductoarele liniei, sau ceea ce este acelaşi lucru, dintre bornele B şi B’ este considerabil mai micã decât lungimea de undã şi de aceea poate fi neglijatã. Dacã se rotesc capetele conductoarelor liniei în jurul punctelor A şi A’, atunci, este evident, se ob ţine un dipol cu lungimea 2l = λ.

Fig. 13.2. Ob ţinerea dipolului simetric 114

Folosindu-se aceastã metodã se pot ob ţine dipoli cu lungimi oarecare şi cu distribuţia curentului de-a lungul bra ţelor, corespunzãtoare. În dipolul simetric în λ/2 are loc un proces de oscila ţie analog cu cel dintr-un circuit oscilant cu constante concentrate. Totusi, dipolul simetric, datoritã proprietã ţilor sale este mai apropiat de liniile lungi, deoarece inductan ţa şi capacitatea sunt distribuite pe toatã lungimea conductoarelor. Dipolul simetric este o linie neomogenã deoarece capacitatea şi inductanţa distribuitã nu sunt constante de-a lungul conductoarelor lui, fapt care face ca şi lungimea de rezonan ţã sã difere de cea a unei linii omogene. Din acela şi motiv impedanţa caracteristicã a dipolului nu este constantã de-a lungul lui, din care cauzã, în calcule se considerã o valoare medie a sa. Pe de altã parte dipolul simetric este un sistem radiant, iar la liniile lungi, radia ţia practic lipseşte. Alimentarea dipolului simetric se poate face cu ajutorul liniei bifilare, coaxiale sau ghidului de undã. Pentru un transfer optim de putere trebuie sã se realizeze adaptarea liniei de alimentare cu antena. Dipolul simetric se utilizeazã ca antenã propriu-zisã, ca antenã de referinţã, ca sursã primarã pentru antene cu reflector sau lentilã precum şi în reţelele cu astfel de antene.

3.1.2. Distribuţia curentului Distribuţia curentului dipolului simetric se ob ţine din relaţia ce exprimã distribuţia curentului de-a lungul unui conductor, având impedan ţa caracteristicã, ZC, constantã pe toatã lungimea lui: (13.1) I z = I d e − γz + K r e − γ ( 2l − z ) , Considerând originea axei de coordonate z la mijlocul dipolului (fig. 13.3):

Fig.13.3 Punând coeficientul de reflexie K r  = –1, relaţia (3.1) devine: I z = I d e − γz − e − γ ( 2l − z ) . Pentru origine (z = 0) avem: 115

(3.2)

I 0 = I d (1 − e − γ 2l ) = 2I d e − γl shγl ,

de unde:

I 0 e γl . (3.3) Id = 2shγl Înlocuind (3.3) în (3.2) şi utilizând func ţiile hiperbolice, se ob ţine: I shγ (l − z) Iz = 0 . (3.4) shγl În (3.4) linia s-a considerat cu pierderi ( αl ≠ 0). Dacã linia se considerã idealã ((αl = 0) expresia curentului se simplificã devenind: I sin β(l − z) Iz = 0 = I m sin β(l − z) , pentru z > 0, sin βl I sin β(l + z) = I m sin β(l + z) , pentru z < 0, Iz = 0 (3.5) sin βl În figura 13.4 sunt reprezentate câteva curbe de varia ţie a curentului de-a lungul unui dipol simetric în cazul în care raportul dintre lungimea dipolului şi lungimea de undã diferã.

Fig. 13.4 Distribu ţia curentului Relaţiile (3.5) nu ţin cont de pierderi. În cazul în care se ţine cont de influenţa pierderilor asupra distribuţiei curentului, curentul va fi dat de rela ţia: Iz = Im shγ(l – z). Dacã se ţine seama de variaţia în timp a curentului, atunci se ob ţin relaţiile: I = Iz⋅e jωt = Im shγ(l – z)⋅e jωt  (3.6) Respectiv pentru linia fãrã pierderi (cu z > 0): I = Im sinβ(l – z)⋅cos ωt. (3.7) 116

Cu (3.7) se poate determina valoarea curentului dintr-un punct al dipolului la un moment dat. 3.1.3. Funcţia de directivitate Funcţia de directivitate a dipolului simetric este: cos(βl cos θ) − cos βl f ( θ) = . (3.8) sin θ 2π 2π λ π În cazul dipolului simetric în λ/2, l = λ/4, deci βl = l = ⋅ = , iar λ 4 2 λ funcţia de directivitate este:

π

π

 ⎞ ⎛   ⎞ cos⎛  ⎜ cos θ ⎟ cos⎜ sin ε ⎟ 2  ⎠ = ⎝ 2  ⎠ , (3.9) f (θ) = ⎝  sin θ cos ε unde ε = 90o – θ. În cazul în care dipolul simetric se aflã în apropierea suprafe ţei Pãmântului, se pot deosebi urmãtoarele situa ţii: dipolul este situat într-un plan orizontal la înãlţimea h sau situat într-un plan vertical, având centrul de radiaţie la înãlţimea h. În cazul situãrii în plan orizontal, func ţia care ţine seama de influenţa Pãmântului este de forma: f 2o(ϕ) = sin (βh cosϕ), (3.10) iar în cazul situãrii în plan vertical: f 2V(ϕ) = cos (βh cosϕ), (3.11) în care ϕ este unghiul considerat fa ţã de axa verticalã ce trece prin centrul de radiaţie al antenei. Funcţia de directivitate a dipolului simetric vertical este cos(βl cos ϕ) − cos βl . (3.12) g(ϕ) = cos(βh cos ϕ) ⋅ sin ϕ 13.4. Caracteristica de directivitate Reprezentarea graficã a funcţiei de directivitate este caracteristica de directivitate a dipolului simetric. Din rela ţia (3.8) rezultã cã, în cazul dipolului simetric, caracteristica de directivitate depinde, pe lângã θ şi de raportul l/ λ ⎛ βl = 2π l = 2π l  ⎞ . În figura 13.5 sunt reprezentate caracteristicile de ⎜ ⎟ λ λ ⎠ ⎝  directivitate ale dipolului simetric pentru diferite valori ale raportului l/ λ. Se observã din figurã cã, odatã cu cre şterea raportului, se micşoreazã unghiul de deschidere al caracteristicii de directivitate. Pentru l/ λ > 0,5, pe lângã lobul  principal, care are direcţia de radiaţie maximã pe axa dipolului apar şi lobi secundari al cãror nivel cre şte odatã cu cre şterea raportului l/λ. Pentru l = λ, lobul principal dispare complet, iar lobii secundari devin preponderen ţi. 117

Fig. 3.5 Caracteristici de directivitate ale dipolului simetric Caracteristicile prezentate în figura 3.5 sunt caracteristici plane ale dipolului, situate într-un plan care con ţine axa dipolului. Într-un plan pe axa de simetrie, caracteristica de directivitate este un cerc. Caracteristica spa ţialã de directivitate se ob ţine prin rotirea caracteristicilor plane de directivitate  prezentate în figura 3.5 în jurul axei de simetrie. Caracteristicile prezentate se referã la cazul în care dipolul simetric este izolat în spa ţiu. În cazurile în care antena este instalatã la o anumitã înãl ţime h deasupra suprafeţei Pãmântului, consideratã perfect conductoare şi planã, caracteristica de directivitate în plan vertical capãtã caracter lobular. Numãrul lobilor depinde de raportul h/ λ şi creşte odatã cu creşterea raportului. În figura 3.6 sunt prezentate caracteristicile plane de directivitate, influenţate de suprafaţa Pãmântului, ale dipolului simetric în trei cazuri: a) a dipolului vertical în plan vertical;  b) a dipolului orizontal în planul care con ţine axa dipolului; c) într-un plan perpendicular pe axa dipolului.

Fig. 3.6 Influenţa Pãmântului asupra caracteristicilor de directivitate Înfãşurãtorile caracteristicilor (curbele punctate), reprezintã caracteristicile de directivitate ale dipolului simetric izolat în spa ţiu. În cazul în care raportul h/λ este foarte mare, aceste caracteristici sunt „umplute“ de cãtre un numãr mare de lobi. În cazurile reale, datoritã faptului cã solul nu este perfect conductor, caracteristicile de directivitate ob ţinute pe cale teoreticã suferã unele modificãri. Numãrul lobilor scade cu scãderea conductibilitã ţii solului. Direcţiile de radiaţie nulã devin direcţii de radiaţie minimã. 118

3.1.5. Impedanţa de intrare Dipolul simetric este pentru emi ţãtor o sarcinã complexã. Impedan ţa de intrare a dipolului simetric are expresia: Zi = R Σ + R  p + R ref  + j(Xi + Xref ). (3.7) unde R Σ, R  p şi Xi  au semnificaţiile cunoscute, iar R ref  şi Xref   sunt rezistenţa, respectiv impedanţa reflectatã, care apar dacã în apropierea dipolului se gãsesc obiecte metalice. Dintre toate componentele impedan ţei de intrare se pot calcula efectiv doar R Σ şi Xi, celelalte obţinându-se pe cale experimentalã. Pentru cazul particular al dipolului în λ/2 rezultã R Σ = 73,08 Ω. Reactanţa proprie Xi poate fi calculatã utilizând rela ţia de la liniile lungi Xi = –Zcctgβl, (3.8) Unde Zc este impedanţa caracteristicã. 3.1.6. Lungimea de undã proprie Lungimea de undã proprie este lungimea de undã maximã pentru care intrã în rezonanţã antena şi este datã de rela ţia: (3.8 a) λ0 = 4l ceea ce rezultã din (3.8) conform cãreia componenta X i  a impedanţei de intrare este nulã dacã lungimea bra ţului dipolului este egalã cu λ/4, 3λ/4, 5λ/4, … . În realitate componenta reactivã este egalã cu zero în cazurile în care lungimea braţului dipolului, l, este cu pu ţin mai micã decât λ/4, 3λ/4, 5λ/4, … . Cauza acestei nepotriviri se datore şte diferenţei care existã între o linie lungã şi un dipol simetric. Astfel, în cazul dipolului scurtat cu Δl, lungimea de undã proprie este datã de relaţia: (3.9) λ0 = 4(l – Δl), unde: l este lungimea dipolului nescurtat, Δl – lungimea cu cât trebuie scurtat dipolul pentru ca reactan ţa lui sã devinã nulã. Δl se calculeazã cu rela ţia: X 1 Δl = arctg 0 , Zc β unde X0 este reactanţa de intrare a dipolului simetric corespunzãtoare lui l = λ/4, 3λ/4, 5λ/4, … 3.1.7. Înãlţimea efectivã În cazul dipolului simetric, când lungimea acestuia este mai micã decât lungimea de undã (2l < λ), înãlţimea efectivã are urmãtoarea expresie: l

h ef  =

∫−l I z dz I0

,

(3.10) 119

unde I0 = Im sinβl, iar Iz = Im sinβ(l – z). Calculând integrala se ob ţine:

λ βl . π 2

h ef  = tg

(3.11)

Pentru dipolul simetric în λ/2, rezultã:

λ π

h ef  = .

(3.12)

În cazul în care distribuţia curentului nu este sinusoidalã, rela ţia de calcul este: h ef  =

r 0 ⋅ E max , 30βI 0

(3.13)

unde: Emax  este valoarea intensitãţii câmpului electric pe direc ţia de radiaţie maximã, la distan ţa r 0 de punctul considerat.

3.1.8. Coeficientul de directivitate Pentru dipolul simetric coeficientul de directivitate se ob ţine din relaţia (2.28), ajungându-se prin înlocuiri corespunzãtoare la: 30(β ⋅ h ef  )2 D= . (3.14) R Σ În cazul dipolului simetric în λ/2, hef  = λ/π, iar R Σ ≈ 73,1 Ω. Pentru aceste valori se obţine D = 1,64. 3.1.9. Tipuri de dipoli simetrici Dipolul obţinut dintr-un dipol liniar, cilindric, tãiat la mijloc şi alimentat în punctele unde a fost tãiat a fost denumit dipol cilindric tãiat . Din categoria dipolilor tãiaţi mai fac parte şi dipolul biconic (fig. 3.7 a) şi dipolul plan (fig. 3.7 b). În practicã, în afarã de dipolii tãia ţi care pun probleme grele de prindere şi simetrizare, se folosesc şi dipolul buclat (fig. 3.7 c şi d), dipolul şuntat (fig. 3.7 e) şi dipolul combinat (fig. 3.7 f).

120

Fig. 3.7 Tipuri de dipoli simetrici Dipolul tãiat cilindric, dipolul buclat şi chiar şi cel şuntat se utilizeazã, de obicei, într-o bandã de frecven ţe relativ îngustã în jurul frecven ţei de rezonanţã. Celelalte tipuri enumerate sunt de bandã largã.

3.2. Construcţia şi funcţionarea antenei nesimetrice 3.2.1. Noţiuni generale Antena nesimetricã este formatã dintr-un conductor liniar izolat, suspendat deasupra Pãmântului şi alimentat la unul din capete. De regulã, antena nesimetricã se prezintã sub formã de antenã baston (la sta ţiile mobile), sau sub forma unui pilon metalic (la sta ţiile fixe). Antena nesimetricã se utilizeazã în toate gamele de frecven ţã ca antenã de emisie, de recepţie sau mixtã (emisie – recep ţie). Antenele nesimetrice prezintã marele avantaj cã sunt simple şi pot fi folosite la instalaţiile radiotehnice purtate de om, sau ale mijloacelor mobile (blindate, nave, avioane etc.). Pot fi realizate, instalate şi întreţinute relativ simplu. Antena nesimetricã face parte din categoria antenelor puse la pãmânt. Punerea la pãmânt se realizeazã prin intermediul generatorului. Una din  bornele de ie şire ale generatorului se leagã prin linia de alimentare la unul din capetele antenei, iar cealaltã bornã se leagã la pãmânt. Pentru a mãri randamentul antenelor nesimetrice se folosesc prizele de pãmânt sau contragreutãţile. Acestea au rolul de a mãri conductivitatea solului şi prin aceasta sã micşoreze pierderile prin sol. Priza de pãmânt   este, de regulã, un conductor, sau o re ţea de conductoare care se îngroapã în pãmânt. În jurul prizei de pãmânt se pune un material care 121

menţine umezeala solului un timp mai îndelungat (sare, cãrbune etc.). Contragreutatea  este o reţea radialã, sau de altã configura ţie, de conductoare, situatã în jurul antenei nesimetrice, sub sol, pe sol sau la o anumitã înãlţime faţã de acesta. Rolul contragreutã ţii este de a facilita închiderea curenţilor de deplasare care iau na ştere în jurul antenei, contribuind astfel la mãrirea randamentului antenei. De asemenea, în prezen ţa ei, solul se comportã ca un mediu conducãtor, ceea ce duce la îmbunãtã ţirea  parametrilor antenei (de exemplu, mãrirea lui R ref ). Practica a demonstrat cã, din punct de vedere al mic şorãrii pierderilor, contragreutatea este inferioarã unei bune prize de pãmânt. Studiul antenelor nesimetrice puse la pãmânt (fig. 3.8 a) se face pe baza metodei imaginii. Se considerã solul perfect conductor, plan şi extins la infinit, ceea ce permite înlocuirea sistemului format din antenã şi sol, cu sistemul format din antenã şi imaginea ei faţã de nivelul solului (fig. 3.8 b).

 b Fig. 3.8 Antena nesimetricã În felul acesta se ob ţine un dipol simetric al cãrui studiu s-a fãcut în  paragraful 3.1. Cunoscându-se parametrii şi proprietãţile dipolului simetric, nu rãmâne altceva de fãcut decât sã se particularizeze aceste lucruri la antena nesimetricã, ţinându-se seama de condiţiile de lucru specifice acestei antene. În continuare vom prezenta parametrii antenei nesimetrice.

3.2.2. Distribuţia curentului Distribuţia în timp a curentului într-un punct dat de pe antena nesimetricã  poate fi exprimatã cu relaţia: i = IZ cos ωt, (3.15) deoarece presupunem cã semnalul are variaţie armonicã în timp. Distribu ţia curentului de-a lungul antenei rezultã de la distribu ţia de la dipolul armonic. Dacã se considerã originea axei Oz la capãtul gol al antenei, se ob ţine: IZ = Im sin βz. (3.16) 122

Înseamnã cã curentul într-un punct la un moment dat se exprimã prin relaţia: i = Im sin βz cos ωt. (3.17)

Fig. 3.9 Distribu ţia curentului în antena nesimetricã În figura 3.9 este reprezentatã distribu ţia curentului de-a lungul antenei  pentru diferite momente. Dupã cum rezultã şi din figurã, lungimea antenei este mai mare decât λ/4 şi mai micã decât λ/2.

3.2.3. Caracteristica de directivitate Funcţia de directivitate a antenei este: cos(βl cos θ) − cos βl g ( θ) = , (3.18) sin θ o o unde, practic, –90 ≤ θ ≤ 90 . În figura 3.10 sunt reprezentate în coordonate polare, caracteristicile de directivitate ale antenei nesimetrice, dintr-un plan vertical care cuprinde axa antenei pentru diferite rapoarte l/ λ. Din figurã se observã cã cu cât cre şte lungimea antenei, fasciculul undelor radio se concentreazã din ce în ce mai mult în planul orizontal, pânã la o anumitã valoare l/ λ. Pentru valori mari ale raportului apar lobi secundari, al cãror nivel cre şte pe mãsura creşterii acestuia. Aceastã creştere are loc în a şa fel încât pentru l = λ lobii secundari devin preponderenţi, iar radiaţia de-a lungul suprafeţei plane perfect conductoare dispare.

Fig. 3.10 Caracteristicile de directivitate ale antenei nesimetrice 123

Din figurã, se observã cã în plan orizontal antena nesimetricã nu are  proprietãţi directive. Datoritã simetriei axiale, caracteristica spa ţialã de directivitate se poate ob ţine prin rotirea caracteristicii plane de directivitate în  jurul axei antenei. În plan orizontal caracteristica de directivitate este un cerc reprezentat în coordonate polare. Cunoscându-se dinamica variaţiei caracteristicii de directivitate în func ţie de raportul l/λ, se poate alege, de la caz la caz, acea lungime a antenei, sau acea lungime de undã, care sã corespundã cel mai bine condi ţiilor optime de  propagare a undelor radio, direcţiei şi distanţei la care trebuie sã se recepţioneze semnalele utile.

3.2.4. Impedanţa de intrare Impedanţa de intrare a antenei nesimetrice, în general, este o mãrime complexã. Partea realã a impedan ţei de intrare se compune din rezisten ţa de radiaţie, cea de pierderi şi cea reflectatã de obiectele din jurul antenei. Partea reactivã se compune din reactan ţa proprie şi cea reflectatã.  Rezisten ţ a de radia ţ ie  pentru o distribuţie sinusoidalã a curentului de-a lungul antenei este datã de: π 2

[cos(βl cos θ) − cos βl ]2 dθ . R Σ = 60 ∫ sin θ 0

(3.19)

R Σ pentru antena nesimetricã se poate afla şi cu relaţia aproximativã: h ef  ⎞ 2 ⎛  R Σ = 1600⎜ (3.20) ⎟  [Ω].

⎝  λ  ⎠

 Rezisten ţ a de pierderi se datoreazã în cea mai mare parte pierderilor în sol şi

în circuitele de intrare ale receptorului. Rezisten ţa aceasta este însã de numai câţiva ohmi. În cazul unor soluri favorabile, cu ajutorul unor prize de  pãmânt sau contragreutãţi bune se poate reduce valoarea acesteia cu aproximativ un ohm.  Rezisten ţ a reflectatã , datoratã prezenţei altor antene sau a unor obiecte din vecinãtatea antenei, poate fi determinatã numai prin mãsurare. În calcule, de obicei, se neglijeazã.  Reactan ţ a proprie se determinã cu rela ţia: X b = –ZVctgβl, (3.21) numai dacã l < 0,35 λ, deoarece pentru lungimi mai mari distribu ţia curentului de-a lungul antenei nu mai poate fi consideratã sinusoidalã. ZV = Zc este impedanţa caracteristicã a antenei.  Reactan ţ a reflectatã   se determinã numai prin mãsurare şi de cele mai multe ori se neglijeazã. De regulã, la o antenã datã, reactan ţa de intrare nu este nulã la frecven ţa de lucru a generatorului. Pentru a ob ţine o reactanţã de intrare nulã se 124