antene si propagare

CAPITOLUL 4

ANTENE ŞI PROPAGAREA UNDELOR ELECTROMAGNETICE Antenele sunt componente ale tuturor sistemelor electronice care depind de spaiul liber ca mediu de propagare. Ele joacă un rol important în determinarea caracteristicilor sistemelor cărora le aparin, comportându-se ca interfee între spaiul liber, pe de o parte, şi emiătoare sau receptoare, pe de altă parte. 4.1. Noiuni generale despre antene

Denumirea de antenă vine de la cuvântul din limba latină “antenna” care înseamnă tijă (bară). Energia dată de o sursă de curent continuu sau de curent alternativ pentru ca să devină energie radiată, trebuie transformată mai întâi în energie de înaltă frecvenă. Curenii de înaltă frecvenă intră în antenă care transformă energia lor în energie radiată sub forma undelor electromagnetice. În cazul recepiei undelor electromagnetice , fenomenele se desfăşoară în sens invers. Antena

Antenele pot fi clasificate din multe puncte de vedere, astfel: • după principiul de funcionare: - electrice; - magnetice. • după forma elementului radiant: - liniare; - de suprafaă. • după destinaie: - de emisie;

84

TEHNICA FRECVENELOR ÎNALTE

- de recepie; - mixte. Pentru aprofundarea studiului antenelor se utilizează noiunea de antenă de sau . referină care poate fi Antenele ideale sunt antene teoretice care se folosesc pentru definirea unor parametrii ai antenelor sau ca etaloane pentru antenele reale. Ca exemple de antene de referină sunt cunoscute: ) sau elementul de curent electric; • Dipolul Elementar Electric ( ) sau elementul de curent magnetic; • Dipolul Elementar Magnetic ( • Radiatorul Izotrop Punctiform ( ). Dipolul Elementar Electric ( DEE DEE ) este unul dintre tipurile de radiatoare frecvent folosite în practica antenelor, care constă dintr-un conductor rectiliniu de grosime neglijabilă şi de lungime mult mai mic decât lungimea de undă, se utilizează pentru determinarea câmpului radiat de antenele liniare. Dacă distribuia de curent pe un asemenea conductor se cunoaşte sau poate fi estimată cu suficientă acuratee, este posibilă determinarea puterii radiate. Acest calcul are la bază integrarea efectelor fiecărui element diferenial de curent din lungul conductorului. Componentele electrice şi magnetice (diferite de zero) ale câmpului produs de Dipolul Elementar Electric, orientat după axa într-un sistem de coordonate sferice, sunt prezentate în figura 4.1. z Element de curent ϕ

θ θ

r l

x

y

I

ϕ P’

Element de curent în originea unui sistem de coordonate sferice (dipol Hertz)

ANTENE ŞI ŞI PROPAGAREA UNDELOR ELECTROMAGNETICE

85

Câmpul electromagnetic generat de o antenă acoperă trei zone de radiaie: - o zonă apropiată, denumită Zona Fresnel; - o zonă intermediară, denumită Zona Rayleigh; - o zonă îndepărtată, denumită Zona Fraunkoffer. Pentru radiotehnică interesează câmpul la mare distană, deci zona îndepărtată, care va fi descris de relaiile: θ

= 30 ⋅ ⋅ ⋅

−1

⋅ sin θ ⋅

−

= 120π ⋅

ϕ

;

=0

(4.1)

unde: – lungimea elementului; – curentul cu variaie armonică în timp care străbate elementul; – distana până la punctul studiat ( ); - constantă cu valoarea egală cu 2π λ . Se poate observa că cele două componente de câmp 0 şi ϕ sunt în fază, iar raportul lor este egal cu 120 π şi reprezintă . 4.2. Parametrii electrici ai antenelor

Antenele utilizate în sistemele de comunicaii prezintă caracteristici specifice care le scot în evidenă performanele constructive şi funcionale. Parametrii electrici ai antenelor sunt în strânsă dependenă de frecvena sau gama de frecvenă pentru care au fost realizate. Principalii parametrii electrici ai antenelor sunt: - funcia de directivitate; - puterea radiată; - rezistena de radiaie. a) Funcia de directivitate

Funcia de directivitate determină legătura dintre intensitatea câmpului electric radiat şi coordonatele sferice θ ş ϕ . Expresia generală a câmpului electric în zona de radiaie a antenei este dată de funcia de directivitate a cărei expresie în funcie de coordonatele polare [27]: =

⋅ (ϕ ,θ ) ⋅

− β

⋅

ψ (ϕ ,θ )

⋅

ω

⋅ (ϕ ,θ )

în care: (ϕ ,θ ) - funcia de directivitate de amplitudine; ψ (ϕ ,θ ) - funcia de directivitate de fază; (ϕ ,θ ) - funcia de directivitate de polarizare.

(3.29)

86


b) Caracteristica de directivitate d irectivitate

Caracteristica de directivitate este reprezentarea grafică a funciei de directivitate. În general se prezintă sub forma unor suprafee curbe închise deoarece reprezentarea lor prezintă unele dificultăi de ordin practic, în cele mai multe cazuri se trasează aşa numitele caracteristici plane de directivitate, în plan orizontal sau în plan vertical. Înscrierea rezultatelor măsurătorilor câmpului electric sau magnetic efectuate în coordonate polare şi reprezentarea acestora în cele două planuri (orizontal şi vertical) vertical) duce la obinerea diagramei de directivitate, cunoscută si sub denumirea de . Elementele de bază ale caracteristicii de directivitate în plan orizontal sunt prezentate în figura 4.2. Dacă în reprezentarea diagramei de directivitate se utilizează valorile relative (ϕ ,θ ) / max se obine .

2700

0,316E max

2

1800

Lobi secundari de rad radia ia ie

2

0,707Emax

2α

0,5 Emax

00

Direcia de radiaie maximă Lob principal de radiaie

Caracteristica de directivitate în plan orizontal c) Puterea radiată

De la generator (emiător) la antena se aplică o putere activă din care o parte se pierde inutil inutil în rezistena activă a conductorului antenei iar cealaltă parte este radiată în spaiu ca putere activă ( Σ ). Dacă antena emiătorului radiază la fel în toate direciile, adică este antenă izotropă, se poate considera că puterea radiată este uniform repartizată pe suprafaa unei sfere cu centrul în antenă şi de rază ,, ”. Prin aceasta se introduce noiunea de densitate de putere radiată:

87


=

(4.3)

Σ

4π

2

d) Aria efectivă

Receptorul captează o mică parte din puterea radiată. Această parte este proporională cu densitatea de putere radiată şi depinde de aria pe care antena o interpune în calea undelor. Prin definiie aria efectivă a antenei este dată de relaia: =

(4.4)

în care: – aria efectivă la recepie; – puterea recepionată; – densitatea de putere. e) Rezistena de radiaie

Rezistena de radiaie caracterizează capacitatea antenei de a radia energie electromagnetică în cazul în care este excitată cu un curent de o intensitate dată. Impedana de intrare a unei antenei are o componentă activă şi o componentă reactivă .: = + Componenta activă conine rezistena de radiaie Σ şi rezistena de pierderi : = Σ + 4.3. Dipolul simetric

Dipolul simetric reprezintă o antenă simplă formată din conductoare egale având fiecare lungimea aşezate la o distană foarte mică între ele. Din punct de vedere teoretic un dipol dipol simetric se poate obine dintr-o linie bifilară în gol (fig. 4.3). Sinusoidele reprezintă în mod convenional distribuia curentului în linie, iar săgeile reprezintă sensul curentului. λ , astfel că În practică se foloseşte dipolul având lungimea totală lungimea totală a dipolului este λ . Dacă se îndepărtează (rotesc) capetele CC ale liniei în jurul punctelor BB se obine un dipol simetric în λ alimentat printr-o linie bifilară (fig.4.4.). Se observă că prin braele dipolului circulă curent în acelaşi sens. Faptul că în punctele simetrice ale dipolului curenii sunt egali ca mărime şi de acelaşi sens, duce la apariia unor câmpuri electromagnetice sinfazice, care se propagă în spaiu. Dipolul simetric poate fi utilizat ca element activ pentru antena canal de undă, ca sursă primară pentru antena parabolică sau ca antenă de referină.

88


A

B

C Z

A’

B’

C’

Distribuia curenilor într-o linie bifilară în gol C A

B

λ

z

A’

B’

Dipol simetric în λ

C’

Pentru a determina distribuia curentului într-un dipol simetric considerăm un conductor de lungime , cu capetele în gol având impedana caracteristică constantă pe toată lungimea sa (fig.4.5.). Semnificaia notaiilor este: – curentul direct; – curentul reflectat; Γ – coeficientul de reflexie în curent având valoarea egală cu –1; γ - constanta de propagare. Valoarea curentului în lungul conductorului , poate fi scrisă sub forma: =

⋅

−γ

+Γ ⋅

⋅

−γ (2 − )

=

−γ

−

−γ ( 2 − )

(4.5)


89

Pentru z=0 relaia (4.5) devine: 0

=

⋅

−γ

(4.6)

⋅ 2 γ

din care rezultă: =

0

2 γ

⋅

(4.7)

γ

Id⋅e-γz

Id

Ir=Γi⋅Id⋅e-γ(2l-z) z

z

2l-z 2l

Distribuia curentului în lungul unui conductor De o importană deosebită este determinarea expresiei funciei de directivitate a dipolului simetric şi pe baza acesteia reprezentarea caracteristicii de directivitate. Pentru a determina funcia de directivitate se consideră un dipol simetric care radiază într-un punct din spaiu (fig.4.6.). z Braul 1 al dipolului

M

r 1

θ

Iz

r 2

θ+π

x

Braul 2 al dipolului

Iz

Dipolul simetric radiant în spaiu

90


Deoarece distana dintre braele şi ale dipolului este foarte mică putem considera ≅ ≅ . Intensitate câmpului electric dat de braul 1 al dipolului în punctul din spaiu se calculează cu relaia: 1

(θ ) =

30 cos( β cosθ ) − cos β + [sin β (sin θ ) − sin β sin θ ]} sin β ⋅ sin θ

(4.8)

Pentru a obine intensitatea câmpului electric dat de braul 2 în punctul se înlocuiesc θ cu θ π iar cu . Câmpul total în punctul va fi rezultatul celor două câmpuri, potrivit relaiei: (θ ) = 1 (θ ) +

2

(θ ) =

60 cos β ⋅ cosθ − cos β ⋅ sin β sin β

Din expresia intensităii totale a câmpului în punctul directivitate: (θ ) =

cos β ⋅ cosθ − cos β sin β

(4.9) se deduce funcia de

(4.10)

Forma caracteristicii de directivitate în spaiul liber pentru diferite lungimi ale dipolului simetric este prezentată în figura 4.7.a. Diagrama de directivitate a antenei dipol simetric se poate reprezenta atât în plan orizontal cât şi în plan vertical, forma acestora fiind diferită. În spaiu, diagrama de directivitate are formă toroidală, cu diametrul interior foarte mic. Forma diagramei de directivitate reprezentată în plan orizontal nu este influenată de înălimea faă de sol a antenei, dar este dependentă de lungimea antenei comparativ cu lungimea de undă (fig.4.7.a.). Se observă că pe măsura creşterii lungimii dipolului simetric se micşorează deschiderea lobului principal şi apar lobii secundari. Forma diagramei de directivitate reprezentată în plan vertical (fig.4.7.b.) este puternic influenată de înălimea faă de sol ( ) a antenei ca urmare a însumării undelor incidente cu cele reflectate de la sol. 4.4. Antena canal de undă

Antena canal de undă este o antenă cu elemente pasive, unidirecională care are la baza dipolul simetric şi un număr variabil de elemente pasive realizate din materiale conductoare dispuse în faa şi în spatele dipolului activ în λ (fig.4.8.).

91


Aceste elemente au denumiri şi dimensiuni bine precizate, sunt dispuse paralel cu dipolul simetric pe un suport denumit săgeată.

Lobi de radiaie principali

600

900

600 300

300 900

2700

2

1

0

1

2

H = λ/4 l=λ/4

l=λ/2 60

0

900

600 300

300

2

1

0

1

2

H = 3λ/4 l=λ

a) pentru diferite lungimi ale dipolului

b) pentru diferite înălimi ale antenei faă de pământ

Caracteristici de directivitate ale dipolului simetric în spaiul liber Elementele dispuse în faa dipolului se numesc directori, iar elementul dispus în spatele dipolului se numeşte reflector. Directorul şi reflectorul îndeplinesc rolul de dipoli pasivi. Undele determinate de către dipolul simetric (dipol activ) induc cureni de înaltă frecvenă care la rândul lor lor generează noi unde unde electromagnetice care sporesc intensitatea radiaiei pe direcia de radiaie maximă. Cu cât numărul de elemente directoare este mai mare cu atât caracteristica de directivitate va fi mai ascuită, va prezenta un lob principal în care este concentrată majoritatea energiei

92


şi câiva lobi de emisie secundară, orientai în lungul dipolului activ şi în spatele acestuia (fig.4.9.). Caracteristica de directivitate diferă ca dimensiuni în funcie de planul de reprezentare. În plan vertical, ca urmare a influenei solului, solului, lobul principal al caracteristici de directivitate are un unghi de deschidere ( θ ) mai mare decât lobul principal al caracteristicii de directivitate reprezentate în planul orizontal. Pentru a determina funcia de directivitate a antenei canal de undă, se consideră o antenă formată din dipoli simetrici de lungime λ /2, /2, care formează o reea liniară, căreia i se ataşează o reea formată din ( ), ca în figura 4.8. în care s-au notat: – reflector; – dipol activ; – directori.

R

DA

D1

r-1

θ -1

0 h

D2

r 0

r 1

1 d1

D3 .… D N-1 D N

2 d2

3 d3

r 2 N-1

r 3

r N-1 r N

N d N

Antena canal de undă şi reeaua echivalentă de radiatori izotropi punctiformi (RIP) Funcia de directivitate a antenei canal de undă este dată de relaia [9]: (θ ) = (θ ) ⋅

(θ )

(4.11)

93


în care: θ θ

- este funcia de directivitate a unui dipol simetric în λ /2; /2; - reprezintă funcia de directivitate de grup care se obine în cazul în care sistemul de antene se înlocuieşte cu o reea .

Câmpul radiat de un radiator ra diator izotrop punctiform, de ordinul , va fi: − β

= ⋅ ⋅ unde:

(4.12)

- constanta de proporionalitate; – curentul care excită .

Din figura 4.8. se observă că: −1 =

0 + cos θ ;

=

  −   ⋅ cos θ ∑ 0  =1 

Cu aceste notaii câmpul radiat de un 

= ⋅



∑  =1

φ  0 − 

−



⋅

(4.13)

devine:

     

(4.14)

Câmpul total radiat de antena canal de undă se obine însumând câmpurile radiate de cele elemente . =

∑

= ⋅

−1

⋅

−

β ( 0 +

cos θ )

+ ⋅

0

⋅

−

+∑ ⋅

β 0

= −1

 − β 0  = ⋅ ⋅  

−

⋅





∑  =1

φ  0 −  



     

cosθ

=1

−1

⋅

− β cos θ

+

0

+∑ =1

⋅

      =1 

β 

∑

 ⋅ cos θ   

(4.15)

Din expresia finală a câmpului radiant de antena canal de undă se deduce (θ ) pe baza căreia pot fi reprezentate funcia de directivitate de grup caracteristicile de directivitate ale antenelor în planul dipolilor, deci în plan orizontal, (fig.4.9.a) şi în plan perpendicular pe planul dipolilor, deci în plan vertical (fig.4.9.b.).

94


Unghi de deschidere vertical θ =(15÷20)0

Lob principal de radiaie

Unghi de deschidere orizontal θo=(15÷20)0

θv

Lobi de radiaie secundară

a) în plan vertical

θo

Direcia de radiaie maximă

b) în plan orizontal

Caracteristica de directivitate pentru antena canal de undă 4.5. Antena horn

Antena horn a apărut în dorina de a se obine un fascicul cu o deschidere mică şi un câştig mai mare decât un radiator cu ghid de undă deschis. În figura 4.10.a. este prezentat un horn piramidal adaptat la un ghid dreptunghiular standard, iar în figura 4.10.b. este un horn tronconic excitat de un ghid cilindric.

a)

b)

Antene horn: a) horn piramidal; b) horn conic Cu notaiile din figura 4,11, pentru hornuri piramidale şi conice, se pot

95


determina dimensiunile optime pentru un câştig dat şi o caracteristică de radiaie dorită, folosind graficele din figurile 4.12., 4.13., 1.14. şi 4.15., după [11]. Dimensiunile optime ale unui horn piramidal se determină din figura 4.12. cunoscând câştigul şi lungimea de undă de lucru. Variaia diagramei de radiaie în funcie de dimensiunile şi se poate estima din figura 4.13., unde este trasată variaia unghiului de deschidere a diagramei ϕ (faă de axa de radiaie) la diferite amplitudini ale câmpului în planul şi . D

l

R

L

Principalele dimensiuni ale antenelor horn

70 50 R/λ L/λ l/λ

R/λ

30 L/λ 10

l/λ

6 4 2 1

14 16

18

20

22

24

26 28 G [dB]

30

Dimensiunile optime pentru un horn piramidal în funcie de câştig

96


Pentru o antenă horn conică se pot determina dimensiunile optime în funcie de câştig, cu graficul din figura 4.14. Estimarea diagramei de radiaie în planul şi se poate face din diagramele din figura 4.15. Dimensiunile optime din punct de vedere al câştigului maxim la antenele horn piramidale sunt: =11,5, =9,4 şi =41, iar pentru antenele horn conice =3,4 şi =3,5.

80 60

0,06 0,1

ϕ 0,3 0,5 0,7

0,2

40 30

Amplitudine relativă

ϕ 0,4

40 30


20

20 15

0,35-0,4

15

10

0,5

10

0,7

6 5 4

6 5 4 3

0,9

80 60

0,9

3

2

2

1,5

1,5

1

1 2

3

4 5 6 7 8 9 10 15 20

1/λ a) în plan H

2

3

4 5 6 7 8 9 10 15 20

1/λ b) în plan E

Variaia unghiului de deschidere a diagramei de radiaie faă de axa de radiaie, pentru diferite amplitudini ale câmpului Dacă antenele horn se folosesc pentru excitarea unei antene parabolice, atunci este mai importantă diagrama de radiaie, decât câştigul, iar proiectarea antenelor horn va porni porni invers de la unghiul de radiaie din figura 4.13. sau 4.15., şi apoi se va verifica câştigul.

97


100 60 40 20 10

R/λ D/λ

D R

6 2 1,0 0,6 0,4 0,2 0,1 8

10

12

14

16

18

20

22

24

26

28

30

G [dB]

Dimensiunile optime pentru un horn conic în funcie de câştig ϕ 0,1 0,2

100 80 60 50 40 30

D

0,6 0,7 0,9


40 30 15

0,5 0,7 0,9

2 1,5


20

0,35-0,4

10 8 6 5 4 3

b) în plan H

0,25 0,37-0,4

20

1 1,5 2

ϕ

R

15 0,4

0,1

100 80 60 50

10 8 6 5 4 3 2 1,5

3 4 5 6 8 10 15

D/λ

1 1,5 2

c) în plan E

3 4 5 6 8 10 15

D/λ

Variaia unghiului de deschidere a diagramei de radiaie faă de axa de propagare, pentru diferite amplitudini ale câmpului

98


4.6. Antene cu reflector parabolic

Antenele cu reflector parabolic sunt cele mai utilizate antene în domeniul telecomunicaiilor prin microunde. Antena este compusă din două pări, radiator şi reflector. Radiatorul sau excitatorul este de obicei o mică antenă horn, iar reflectorul este o suprafaă metalică obinută dintr-un paraboloid de rotaie. Unda emisă de excitator, care este plasat în focarul suprafeei parabolice, este reflectată paralel cu axa de rotaie, după aceleaşi principii ca şi în optică. În figura 4.16. sunt prezentate câteva antene cu reflector parabolic. Varianta cea mai des întâlnită este cea din figura 4.16.a., la care excitatorul este aşezat în focarul reflectorului, coaxial cu axa de rotaie. În fig.4.16.b. excitatorul este înclinat sub un unghi θ faă de axa de rotaie. Această antenă are avantajul de a elimina zona de “umbră” lăsată de excitator pe suprafaa reflectorului. Câştigul acestei antene este ceva mai mare ca la antena de tip standard (fig.4.16.a.), dar apare o depolarizare a undei reflectate, datorită asimetriei, ceea ce micşorează separarea undelor recepionate cu polarizare încrucişată.

θ a) standard

c) cassegrain

b) offset

d) cassegrain offset

Antene cu reflector parabolic O variantă care este folosită la antene mari, de performană, este structura cassegrain din figura 4.16.c., la care excitatorul este amplasat în primul focar al

99


unui subreflector cu suprafaă hiperbolică, iar celălalt coincide cu focarul reflectorului parabolic principal. Această construcie este mai complicată, dar are avantajul plasării ghidului de alimentare a excitatorului în spatele reflectorului, iar în cazul comunicaiilor spaiale are avantajul unei temperaturi de zgomot mai mici, datorate deschiderii excitatorului spre spaiu astfel încât antena nu va recepiona zgomotul termic al pământului. Varianta din figura 4.16.d. îmbină avantajele variantelor şi , dar este mai complicat de proiectat şi construit. Detaliile de construcie ale unei antene parabolice standard (fig.4.17.), prezintă următoarele considerente: • în fig.4.17. sunt făcute notaiile: – focarul reflectorului parabolic; – diametrul reflectorului; – axa de rotaie. • ecuaia parabolei în coordonate carteziene este: 2

(4.16)

=4

care în coordonate polare este: =

2 1 + cos ϕ

(4.17)

• alegerea distanei focale se face în funcie de destinaia antenei între limitele: 0,2 <

(4.18)

<1

• pentru o antenă cu lobi secundari mici, se alege un report între 0,25 şi 0,4, iar dacă se urmăreşte mărirea eficienei iluminării reflectorului se alege un raport mai mare; • câştigul antenei este determinat, în principal de diametrul al reflectorului parabolic, potrivit relaiei [11]:  π  = η    λ 0 

2

(4.19)

care se poate exprima şi în decibeli: = 9,96 + 20 lg − 20 lg λ 0 + 10 lgη

(4.20)

100


unde: - şi λ sunt exprimai cu aceeaşi unitate de măsură; - η este un coeficient subunitar care exprimă eficiena iluminării reflectorului şi dispersia undelor datorată neuniformităii suprafeei; în mod obişnuit acest coeficient este între 0,5 şi 0,6.

• diametrul antenei se calculează , în baza relaiei (4.19), cu relaia:   =   π  µ  λ 0

2

(4.21) y

Toleranele de execuie ale reflectorului parabolic se pot aprecia din fig.4.18 şi 4.19. unde este arătat efectul rugozităii suprafeei reflectorului, raportată la lungimea de undă λ şi în funcie de raportul În mod normal se admit pierderi ale câştigului între 0,1 şi 0,5 dB datorate rugurozităii, iar din graficul din fig.4.18. rezultă tole toleran ran a dator datorat atăă lun lun im imii ii de de undă. undă.

c

ϕ r

d

F

x

f

Coordonatele antenei arabolice standard Deformarea reflectorului parabolic cauzată de toleranele de execuie, din îmbătrânirea materialului sau din cauza forei vântului, provoacă pierderi ale câştigului, pierderi care se pot evalua ca în figura 4.19. Pierderi mici ale câştigului de ordinul a 0,1-0,3 dB pot apare şi din alte cauze, de exemplu din pierderi ohmice în materialul reflectorului, pierderi de polarizare încrucişată, obturarea reflectorului de către excitator sau de suporii acestuia; aceste pierderi sunt luate în considerare la antenele de performană. Din punct de vedere al execuiei mecanice, antenele parabolice pun probleme deosebite, care cresc exponenial cu diametrul antenei. Problema principală este tolerana profilului parabolic faă de cel teoretic, cât şi plasarea excitatorului în focar, tolerane care se micşorează cu creşterea frecvenei de lucru; de exemplu la 10 GHz este necesară o tolerană a geometriei reflectorului de ±1 mm pentru un diametru =1.200 mm şi =0,3. Rugurozitatea suprafeei reflectorului are o importană mărită la sistemele de transmisie cu modulaie în frecvenă sau de fază, deoarece pot introduce un zgomot de fază suplimentar.


101

Reflectorul parabolic se execută din tablă de duraluminiu cu nervuri de rezistenă pe spate, sau din fibră de sticlă metalizată sau prin înglobarea în stratul de fibră a unei folii de aluminiu sau o plasă de cupru. Stratul de metalizare trebuie să aibă o grosime de minimum 0,2 mm, continuă pe toată suprafaa. Dacă se foloseşte plasă este necesar ca dimensiunea ochiurilor să respecte relaia: ≤

λ

(4.22)

20

unde: λ - lungimea de undă în [mm]. Pierderi în

dB 6

1/d=0,5

5 4

1/d=0,4

3 2

1/d=0,3

1 0 0,01

0,03

0,05

0,07

0,09

0,1

ε/λ

Efectul rugurozităii reflectorului parabolic asupra câştigului

4.7. Antene plate

Antenele plate reprezintă o realizare modernă în domeniul antenelor de microunde având o serie de avantaje ca: greutate şi volum mic, compatibilitate cu circuitele integrate, liniile de transmisiune de alimentare şi circuitele de adaptare a impedanei pot fi realizate simultan cu structura antenei. Ca dezavantaje pot fi enumerate: banda îngustă, câştigul scăzut, nivele mici de putere excitarea undelor de suprafaă. Din categoria antenelor plate o importană deosebită o au antenele în tehnologia microstrip. Acest tip de antene sunt realizate pe straturi ceramice sau

102


dielectrici cu proprietăi foarte bune în domeniul microundelor (polistiren, semiconductori cu rezistivitate mare, cuar, safir). Pierderi în

dB

δ

6 d

5

F

f/d=0,5

4 f/d=0,4 f

3 2

f/d=0,3

1 0

0,1

0,2

0,3

0,4

Deformarea relativă δ/λ

Efectul deformării reflectorului asupra câştigului Dimensiunile antenelor plate sunt mult mai mici, decât al oricărui tip de antene de microunde, permiând integrarea antenelor de microstrip direct în circuitul integrat de microunde de emisie sau recepie. Şirurile realizate cu aceste antene pot ave un câştig de peste 30 dB şi unghiuri de deschidere de aproximativ 20 având dimensiuni cu mult mai reduse faă de oricare alt şir de antene de microunde. Câteva elemente radiante microstrip sunt reprezentate în figura 4.20. Excitarea acestor radiatori se poate realiza printr-un conector ce se lipeşte la linia de 50 Ω a antenei (fig.4.20.a.), prin cablu coaxial (fig.4.20.b.) sau printr-un cuplaj cu circuitul de microunde (fig.4.20.c.). (f ig.4.20.c.). În cazurile şi impedana văzută din antenă nu este întotdeauna de 50 Ω, caz în care este necesar ca pe linia de microstrip să se prevadă transformatoare λel/ şi divizoare pentru a se obine în final, la rezonană impedana de 50 Ω compatibilă cu cea a conectoarelor , sau a sarcinii într-un circuit de microunde. Cel mai utilizat din radiatoarele microstrip este cel dreptunghiular (fig.4.20.a.) şi asupra căruia ne vom îndrepta în continuare atenia, indicând principalele sale caracteristici şi date de proiectare. Radiatoarele microstrip dreptunghiular poate fi considerat ca un rezonator de tip linie de transmisiune, considerând că nu există variaie a câmpului pe lăimea sa .

103


50Ω

l

λd/4

Semnal de microunde w

a)

Plan de masă

b)

0,35λ

0,44λ

Spre circuitul de microunde

0,15λ

Semnal de microunde

0,44λ

c) Antene microstrip Ca orice rezonator microstrip, rezonatorul dreptunghiular este constituit din două planuri metalice extrem de subiri între care există un dielectric, câmpul variind doar în lungimea , radiaia apărând de-a lungul lungimii considerată ca o fantă după cum se observă din figura figura 4.21. considerând astfel radiatorul ca două fante de lungime , separate între ele ca o linie de transmisiune de lungime cu o impedană caracteristică foarte redusă, câmpurile în cele două fante λ pot fi descompuse în componente verticale şi orizontale. Cum însă lungimea liniei este λ componentele verticale ale câmpului sunt în antifază şi se anulează rămânând numai componentele orizontale (paralele cu planul de masă) ce sunt în fază şi se însumează conducând la o radiaie maximă în direcia perpendiculară pe radiator. y

EΦ h

θ w

r x

Φ h

Rezonator microstrip dreptunghiular

104


Radiatorul dreptunghiular cu proprietăile menionate are şi avantajul că poate fi excitat cu o undă , şi există variaie de câmp doar pe direcia , cele două fante de lungime pot fi considerate ca doi dipoli magnetici având curentul , unde este tensiunea constantă în lungul lui W. Calculul ⋅ ⋅ câmpului radiat de antenă este aproape identic cu cel ce se efectuează la antenele fantă sau antenele cu undă de suprafaă, astfel încât caracteristica de radiaie poate fi scrisă: - pentru planul : = 2 sin ((

(cosθ ) / 2) ⋅ cos((

0

0

(cosθ ) / 2 ) /

0

⋅ cosθ ))

- pentru planul : (Φ ) = [2 sin ((

0

⋅ cos Φ ) / 2 ) / (

0

⋅ cos Φ )]⋅ sin Φ

Linia de transmisiune dintre cele două fante , reprezentată în figura 4.22. conduce la dimensionarea impedanei antenei şi a frecvenei sale de rezonană, impunând ca la frecvena de rezonană susceptana să fie nulă. Conductana antenei poate avea diferite valori funcie de lungimea comparată cu λ , astfel: = (1/ 90 ) ⋅ ( / λ 0 )2 pentru

λ

pentru

λ

=

/ (120λ 0 )

Lungimea antenei este: = λ 0 / 2 ε

) − 2∆

unde: ε

= ((ε + 1) / 2 ) + ((ε − 1) / 2 )(1 + 10( / ))−1 / 2

2∆ = 0,41 (ε + 0,3)(( / ) + 0,264) / (ε − 0,258)(( / ) + 0,8)

Frecvena de rezonană a antenei: = ( /2

ε

)(1 − (2

/ ε

(

πα ))/ 1 + (2

/ ε / π )⋅ ln( ε 2 / γ

unde:

γ=1,78 şi α = 1 + 1,4( / ) + 0,66( / )⋅ ln ( / )+ 1,444

))


105

Cunoscând se poate determina impedana văzută din antenă la , putând dimensiona apoi circuitul de alimentare, realizat tot pe acelaşi substrat. Răspândirea sistemului de recepie directă a programului TV de la satelii, a condus la o creştere rapidă a cererii de antene şi ca urmare s-a pus problema fabricării în serie mare a antenelor parabolice la un pre cât mai scăzut, dar s-a constatat că tehnologiile clasice sunt lente, iar preul nu poate fi micşorat prea mult. Din aceste motive, cât şi din motive de estetica arhitecturii clădirilor, s-au căutat noi tipuri de antene. Antenele plane în tehnologia liniilor suspendate SSL (Suspended Substrate Lines sau Suspended Striplines) întrunesc cerinele actuale pentru recepia directă [11]. Principial antena plană constă dintr-o reea de elemente radiante interconectate între ele prin linii stripline. În figura 4.23. este reprezentat un element radiant în structură SSL. Acest element este format dintr-o placă metalică inferioară 1 în care este decupată o cavitate cilindrică 5 cu o adâncime de aproximativ 1mm, o placă metalică superioară 3 prevăzută cu o decupare cilindrică cu diametrul identic cu cel al cavităii din placa inferioară; între aceste plăci este o folie dielectrică 4, care constituie suportul liniei radiante 2. În cavitatea cilindrică este excitat modul de oscilaie (sau dacă cavitatea este dreptunghiulară), iar radiaia în spaiu este similară cu cea a unui ghid de undă deschis. Adaptarea elementelor de radiaie cu liniile de transmisie se face simplu prin alegerea dimensiunilor linie stripline si a lungimii elementului radiant astfel încât să se obină impedane standard de 50 ohmi sau 75 ohmi. Folia dielectrică este fabricată dintr-un material cu pierderi mici la frecvena de 12 GHz şi o grosime de 25µm, stabil mecanic şi electric în timp şi într-o gama extinsă de temperaturi.

3

Element radiant în structură SSL

1

2

5

4

1- placă metalică inferioară; 2- linie stripline; 3- placă metalică superioară; 4- folie dielectric; 5- cavitate cilindrică.

Linia stripline se depune electrochimic pe suportul dielectric şi are o grosime de aproximativ 10 µm. Un astfel d element are un câştig de aproximativ 10 dB în gama 11,7+12,5 GHz. Antena propriu-zisă este formată din câteva sute

106


de elemente radiante interconectate între ele, astfel încât câştigul global şi caracteristica de radiaie să fie comparabile cu cele ale unei antene parabolice. Eficiena unei astfel de antene este de 70-90%, iar discriminarea între undele cu polarităi ortogonale este mai mare de 30dB. Aceste performane sunt superioare antenei parabolice cu o apertură echivalentă, deci pentru un câştig egal, suprafaa antenei plate este mai mică şi în plus grosimea ei este tipic de 3 cm. Un alt avantaj îl constituie posibilitatea de a introduce blocul convertor direct în structura antenei, tehnologiile de realizare fiind similare. Preul antenei poate fi redus dacă cele două placi se fac din plastic turnat şi metalizat, iar dielectricul utilizat are performane medii în microunde şi deci un pre redus. Comercial s-au fabricat antene plate pentru recepionarea semnalelor cu polarizare liniară sau circulară, cu un singur plan de polarizare, iar experimental sau produs antene cu două polarizări ortogonale; de exemplu firma IRTE a produs antena PFLS-11 GHz, care are un câştig de 37,4 dB la frecvena de 11,7 GHz şi la dimensiunile 80x70x10 cm, [11]. 4.8. Legătura radio în domeniul microundelor

Comunicaiile în microunde prezintă diferene majore faă de cele în unde scurte sau ultrascurte, în primul rând datorită atenuării mult mai mare de propagare şi datorită nereflectării microundelor de către straturile superioare ale atmosferei; această ultimă proprietate este folosită în comunicaiile prin satelit. Precipitaiile atmosferice introduc o atenuare suplimentară, care depinde de intensitatea fenomenului ( ploaie, ceaă ninsoare), atenuare ce devine importantă la frecvene de peste 10 GHz. Datorită propagării fără reflexii, în principiu, emiătorul şi receptorul trebuie să fie plasate la limita de vizibilitate directă, deci antenele trebuie să fie înălate pentru a compensa curbura pământului şi a depăşi eventualele obstacole de pe traseu. Pierderile mari în atmosferă se compensează cu antene directive cu câştig mare, antene realizabile datorită lungimii de undă mici. Ca urmare a folosirii antenelor directive alinierea antenelor se face mai dificil, deoarece deschiderea unui fascicul de 10 GHz pentru o antenă parabolică cu diametru de 1,2 m, este de 1,6 0 la 3 dB. Fascicolul de microunde poate fi deviat de la traseul drept datorită variaiei coeficientului de refracie al atmosferei, care poate fi favorabil în sensul măririi orizontului radioelectric, dar poate aciona şi în sens contrar, în special la temperaturi ridicate ale atmosferei. Ca şi la frecvenele joase, perturbaiile introduse de traseele multiple ale semnalului, cunosc că fenomenul de fading, sunt importante şi pot reduce mult distana de transmisie.


107

În continuare se vor prezenta datele necesare calcului unui traseu de microunde în condiii reale. Obiectivul acestui calcul este obinerea de date asupra atenuării semnalului de microunde pe o distană dată, stabilirea înălimii antenei de emisie şi de recepie, cât şi efectul perturbaiilor atmosferice. Atenuarea de propagare în spaiul liber, între două antene izotrope, este calculată cu relaia: ] = 20 lg

[

unde:

4π λ

(4.23)

– distana între antene în metri; λ - lungimea de undă în aer în metri. Atenuarea reală este puin mai mare şi se poate determina cu relaia experimentală, [11]: ] = 96,6 + 20 lg

[

(4.24)

Conform acestor relaii rezultă că pentru fiecare dublare de distană implică adăugarea a 6 dB la atenuarea totală. Atenuarea introdusă de precipitaii poate fi estimată cu relaia experimentală: [

/

] = γ ⋅ ⋅

(4.25)

unde: – intensitatea precipitaiilor în [mm/min]; γ şi – coeficieni depinzând de frecvenă astfel: γ γ

2,3 şi = 1,189 la = 11,7 GHz 3,8 şi = 1,116 la = 15,25 GHz

Practic o ploaie moderată poate determina o atenuare de 0,2 – 0,5 dB/km, iar o ploaie torenială 1 – 2 dB/km la frecvena de 11 GHz. Pentru frecvene sub 10 GHz atenuarea datorată precipitaiilor scade foarte mult. La frecvene de peste 18 GHz atenuarea de propagare creşte mai mult decât indică relaiile (4.23) şi (4.24) deoarece apar fenomene de absorie datorate vaporilor de apă din atmosferă şi a oxigenului. Se remarcă un vârf de atenuare de 24 GHz datorat vaporilor de apă şi altul la 60 GHz datorat oxigenului.

108


Distana de transmisie maximă (teoretică) se poate determina dacă se cunoaşte câştigul antenei de emisie , de recepie , puterea emiătorului sensibilitatea receptorului , care se înlocuiesc în relaia 4.23. şi se obine: = λ 10

+

+ + 20

(4.26)

unde câştigul antenelor este exprimat în decibeli, puterile în şi lungimea de undă în metri. Următoarea etapă este de a verifica degajarea de obstacole în zona primului elipsoid Fresnel. În figura 4.24. este schiată o legătură şi forma elipsoidului Fresnel; s-a notat cu distana între cele două puncte de transmisie şi , este raza elipsoidului în punctul , şi , iar şi sunt înălimile antenelor faă de pământ, considerat la aceeaşi altitudine. Raza elipsoidului se calculează cu relaia: = 31,6

unde

λ

1

⋅

(4.27)

2

sunt în [Km], iar λ în [m].

B

A

d d1

hx

d2

h1

Raza maximă

h2

Schia unei legături punct la punct şi formarea elipsoidului Fresnel

, aflată la jumătatea distanei, este: = 15,8 λ

(4.28)

Curbura Pământului devine importantă la distane de kilometri, de aceea este necesar să se calculeze înălarea suplimentară a traseului (fig.4.25.).

109


A A

B

B

h0

h p 0

1/4d

1/2d

hs

h1 3/4d

d

h2 d2

d1 d

Influena curburii Pământului

Obstacole care pot pătrunde în prima zonă Fresnel

În figura 4.25. s-a notat cu este maximă la jumătatea distanei: =

înălarea datorată curburii pământului, care

2

51

[ ]

(4.29)

unde este distana între punctele de transmisie în km. Înălarea suplimentară la ¼ şi la ¾ este: '

=

2

68

[ ]

(4.30)

Aceste relaii sunt valabile pentru un indice de refracie unitar a undelor în atmosferă; practic trebuiesc luate în considerare două cazuri extreme corespunzătoare unui indice de refracie supraunitar şi subunitar. Variaia coeficientului de difracie este echivalentă cu variaia razei pământului cu un coeficient între 4/5 şi 4/3 în zona temperată şi se poate introduce în relaia (4.29) sau (4.30). În cele două cazuri extreme posibile se folosesc relaiile: pentru =4/3

3 2 [ ]= 204

(4.31)

pentru =4/5

5 2 [ ]= 204

(4.32)

O relaie utilă pentru calculul distanei de la un obstacol la fascicolul de microunde, cu notaiile din figura 4.26., este:

110


0

unde:

[ ]=

1

−

1

( 1 − 2 )−

1 2

2

−

(4.33)

şi – înălimile antenelor în metri; şi – distanele până la obstacol în metr; – distana de transmisie; = 6,37x106 m este raza pământului; – coeficientul de difracie. Cu relaiile prezentate se poate calcula înălimea minimă a antenelor dacă se cunoaşte profilul traseului de transmisie. În practică se foloseşte o hartă fizică a zonei de transmisie la scara 1:100.000 având cotele importante precizate.

antene si propagare

Recommend Documents