Amplificadores de pequeña señal con BJT

Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II

10 Septiembre de 2014

INFORME I – ANÁLOGA II AMPLIFICADORES DE PEQUEÑA SEÑAL CON BJT. Pinzón Cristhian, Rubiano Alejandro, Rincón Rafael {crcpinzonca, farubianol, rerinconc}@unal.edu.co rerinconc}@unal.edu.co Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá

Resumen - En el presente texto se pretende desarrollar el primer laboratorio para la asignatura análoga II. En él se abordará abordará la teoría necesaria necesaria para entender entender los resultados de los montajes propuestos para el laboratorio, en el que se cotejarán y discutirán los resultados obtenidos, al experimentar con los tres tipos básicos de amplificadores BJT, el amplificador de emisor común, base común y colector común y degenerado, también conocido como seguidor por emisor. Además, se compararán sus valores de impedancia de salida, entrada y ganancia de acuerdo a lo calculado teóricamente y lo medido en la practica Índice de Términos— Transistor, Transistor, amplificador, BJT, emisor común, base común, colector común, trasconductancia, voltaje Early, polarización, señal pequeña. I.

INTRODUCCIÓN

El transistor BJT como dispositivo amplificador, posee una gran variedad de tipos de conexiones que mediante la utilización de un modelo de redes de dos puertos (cuadripolo) y dependiendo de los pares de puerto de entrada y puerto de salida, y siendo sien do uno de los electrodos la referencia común, se obtienen las tres configuraciones fundamentales del dispositivo (emisor, base y colector común). Para el análisis de los circuitos ya mencionados menciona dos se tienen en cuenta dos etapas; la primera correspondiente al estado de polarización del circuito donde el transistor debe estar en e n la región de saturación para que se pueda comportar como amplificador. La segunda etapa corresponde al

análisis en pequeña señal donde se usa el modelo hibrido de baja frecuencia y se hayan los valores de ganancias, impedancias de entrada y salida. Un caso especial del modelo de redes de dos puertos son las versiones degeneradas de las configuraciones fundamentales del amplificador, llamadas así a causa de no poseer un puerto común el cual fue reemplazado por una conexión de algún otro tipo de elemento, en su mayoría de clase resistiva. II.

MARCO TEÓRICO

A) Descripción general amplificador

En el circuito de figura 1 se muestra un circuito típico de un amplificador de tensión con un transistor BJT en emisor común polarizado en la zona activa. Con él se trata de amplificar una tensión cualquiera Vi y aplicarla, una vez amplificada, a una carga que simbolizamos por la resistencia R L. La zona sombreada resalta el amplificador, que en este caso, lo constituye un transistor BJT en la configuración emisor común. El cual, convenientemente polarizado en la zona activa, es capaz de comportarse como un amplificador de tensión.



impedancia que presentan los condensadores es lo suficientemente pequeña para considerarla nula. Mientras que en continua, estos condensadores presentarán una impedancia infinita. Es decir, consideraremos que en continua los condensadores se comportan como circuitos abiertos (impedancia ∞) mientras que en alterna equivaldrán a cortocircuitos (impedancia 0). Figura 1 - Circuito amplificador de tensión con BJT en E -C

Los condensadores C1 y C2 que aparecen se denominan condensadores de acoplo y sirven para bloquear la componente continua. En concreto C1 sirve para acoplar la tensión que queremos amplificar al amplificador propiamente dicho, eliminando la posible componente continua que esta tensión pudiera tener. Si no bloqueásemos esta continua se sumaría a las corrientes de polarización del transistor modificando el punto de funcionamiento del mismo. Por otra parte, el condensador C2 nos permite acoplar la señal amplificada a la carga, eliminando la componente continua (la correspondiente al punto de polarización del transistor) de forma que a la carga llegue únicamente la componente alterna. El condensador C3 es un condensador de desacoplo, su misión es la de proporcionar un camino a tierra a la componente alterna. En este tramo se analiza el efecto de la resistencia RE desde el punto de vista de la amplificación, esta resistencia hace disminuir la ganancia del amplificador. Al añadir el condensador de desacoplo conseguimos que la continua pase por RE mientras que la alterna pasaría por el condensador C3 consiguiendo que no afecte a la amplificación. B)

Principio de superposición

En este caso vamos a abordar el análisis de este tipo de circuitos amplificadores. Para ello aplicaremos el principio de superposición. En cada punto o rama calcularemos las tensiones y corrientes de continua y de alterna por separado, de forma que al final las tensiones y corrientes finales serán la suma de las calculadas en cada parte. Para ello vamos a suponer que el valor de la capacidad de los condensadores, así como la frecuencia de las señales que tenemos es tal que la

Figura 2 - Consideraciones para aplicar el principio de superposición.

Aplicando estas consideraciones obtendremos los circuitos equivalentes en DC y en AC que tendremos que resolver separadamente. Si en el circuito amplificador de la Figura 1 aplicamos la condición de que los condensadores se comportan como circuitos abiertos, obtenemos el circuito equivalente en continua (figura 3). Podemos ver como este circuito es, precisamente, el circuito de polarización del transistor y de cuya resolución obtendríamos las tensiones y corrientes de continua presentes en el circuito. Si por el contrario, al circuito de la figura 1 le aplicamos las condiciones para obtener el circuito equivalente de alterna, es decir, suponemos que los condensadores se comportan como cortocircuitos e, igualmente, cortocircuitamos las fuentes de tensión de continua, el circuito que obtendríamos es el mostrado en la figura 4.



Nos queda

Figura 3 - Circuito equivalente en DC .

Si suponemos que β >> 1, obtendríamos la ecuación que relaciona la VCE y la IC del transistor, dicha ecuación representa una recta en el plano de las características de salida, y se conoce con Recta de Carga Estática.

Figura 4 - Circuito equivalente en AC.

C)

Recta de carga estática.

La Recta de Carga Estática representa la sucesión de los infinitos puntos de funcionamiento que puede tener el transistor. Su ecuación se obtiene al analizar la malla de salida del circuito equivalente en continua. La Recta de Carga Estática está formada por los pares de valores (VCE, IC) que podría tener el transistor con esa malla de salida. Para obtener su ecuación matemática f (V CE, IC) = 0, planteamos las tensiones en la malla de salida del circuito equivalente en DC.

Figura 6 - Recta de Carga Estática.

Esta recta representa todos los posibles puntos de funcionamiento que podrá tener el transistor con esa malla de salida. El punto de funcionamiento Q se fijará mediante el circuito de polarización de entrada fijando la IB correspondiente. D)

Figura 5 - la malla de salida del circuito equivalente en continua.

Si tenemos en cuenta que

Recta de carga dinámica.

La Recta de Carga Dinámica se obtiene al analizar la malla de salida del circuito equivalente de AC. Está formada por la sucesión de los pares de valores (V CE, IC). Notar que a diferencia del caso anterior, en este caso nos referimos a los valores totales (alterna más continua) tanto de tensión como de corriente. Para obtener la ecuación matemática de esta recta f (V CE, IC) = 0, analizamos la malla de salida del circuito equivalente en alterna.



La Recta de Carga Dinámica representa los pares de valores IC y V CE en cada instante como se puede ver gráficamente en la figura 9

Figura 7 – Malla de salida del circuito equivalente en alterna.

Si tenemos en cuenta que la componente incremental (o de alterna) de una señal se puede obtener restando el valor de continua al valor total. Figura 9 - Significado de la Recta de Carga Dinámica.

E)

Haciendo este cambio de variable en la expresión anterior obtenemos la ecuación de la Recta de Carga Dinámica.

Modelo hibrido de un transistor

Si partimos de la suposición las variaciones de la señal en torno al punto de polarización son pequeñas, podremos suponer que los parámetros del transistor van a ser constantes. Si consideramos un transistor en la configuración emisor común, las tensiones y corrientes del mismo estarán relacionadas con ecuaciones de la forma:

Tenemos la ecuación de una recta que pasa por el punto de funcionamiento (punto Q) y cuya pendiente es el inverso del paralelo de R C y R L.

En la resolución de circuitos amplificadores con transistores, obtendremos el circuito equivalente de AC como se ha visto en el apartado de la introducción, sustituiremos el transistor por su modelo en parámetros híbridos y resolveremos el circuito resultante. Figura 8 - Rectas de carga Estática y dinámica.

La Recta de Carga Dinámica siempre tiene más pendiente que la Recta de Carga Estática. Únicamente en el caso de un circuito en el que R E = 0 y la salida esté en circuito abierto (RL= ∞) ambas rectas coincidirán.

Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II Figura 10 - Modelo circuital de parámetros híbridos para un transistor en emisor común.

Podríamos hacer un razonamiento análogo para las configuraciones base y colector común, obteniendo las expresiones y circuitos que se representan en la figura 11.

10 Septiembre de 2014 III.

A)

DISEÑO

Emisor común

Dado que el circuito amplificador ya se nos fue dado en la guía, el siguiente paso es hacer el análisis de polarización en DC, el cual los capacitores se manifiestan como circuito abierto dejando aislado el generador y la carga, como se muestra a continuación.

Figura 11 - Modelo circuital de parámetros híbridos para un transistor en base común y en colector Común.

F)

Parámetros de amplificadores fundamentales

Figura 12 – Circuito de montaje en análisis DC

De la rama izquierda encargada de la corriente en base se puede hacer una simplificación encontrando su circuito equivalente Thevenin donde se obtiene

Figura 13 – circuito simplificado Figura 12

Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II Desarrollando la malla inferior por la LVK se obtiene:

2.55 12.126    0.082 = 0 126  0.082 200  2.55 = 12.200 201 5    = 2.50.142


 = 74.03 3.658 = 5.98 Ω  A continuación se sigue con el análisis en pequeña señal, donde consideramos los condensadores en corto circuito dejando el circuito de la siguiente manera.

Tomando como fórmula auxiliar la ecuación de Shockley se tiene

  = 0.025ln 6.734∗10 −  A partir del método por iteración entre las dos ecuaciones hallamos los valores de  y 

   

 

13.036487 12.985148 12.985843 12.985833

0.70729 0.70719 0.70719 0.70719

Figura 14 – Circuito de montaje en análisis AC o pequeña señal emisor común

Tabla 1 – Iteración para hallar I C y VBE

 a partir de los valores

Luego se haya el valor de encontrados anteriormente

 = 12 0.56 = 4.728   = 0.082 201 200  = 1.07   = 3.658  

El circuito se pasa a su topología con el equivalente circuital del transistor de acuerdo al modelo hibrido π y reduciendo las resistencias en paralelo se presenta como.

Figura 15 – Esquema de Figura 14 con modelo hibrido extendido.

Del valor encontrado en la polarización de  se puede asegurar que el amplificador esta en saturación. Con todos los datos anteriormente calculados se pueden calcular  ,  y  .

  

 = 200 25 = 385 Ω   = 25 = 519.4 

Figura 16 – Esquema simplicado Figura 15.

De la Figura 16 se extrajeron las siguientes ecuaciones nodales de acuerdo a la LCK.



         = 0 0.05 2.126 10    =  10 0.385  = 0 519.4  0.487 Despejando de las diferentes ecuaciones se obtuvieron

′ =  = 253   =  = 9.121 ⁄  = 385 Ω  = 10.385 | | 2.126 = 1.765 Ω  = 512 Ω B)

Figura 18 - Esquema de Figura 17 con modelo hibrido extendido.

Emisor con degeneración

El análisis de polarización en DC es el mismo que el presentado para el amplificador con emisor común, por lo cual las diferencias que presenta con el anterior se presentan en el análisis a pequeña señal.

Figura 17 - Circuito de montaje en análisis AC o pequeña señal emisor degenerado

Como la polarización era la misma del emisor común, los valores de  ,  y  son los mismos por lo que el circuito en modelo hibrido π es el siguiente.

  

Figura 19 – Esquema simplificado Figura 18. Del circuito anterior de obtienen las siguientes ecuaciones por LCK.

  519.4 = 0 0.487   519.4 =  0.385 0.082        =  0.05 10 2.126    =     =    0.385 10 Despejando y resolviendo el conjunto de ecuaciones se encuentran


 =  = 3.542 ⁄ ′ =  = 3.625 ⁄  = 1.87 Ω  = 560 Ω C)

Después en el modelo de pequeña señal y usando el modelo pi de señal se obtuvo.

 = 450 Ω  = 20.4 Ω  = 4.3 / Por lo cual se asemeja a los datos obtenidos en el laboratorio y que representan el comportamiento de un amplificador en base común.

Base común

Para el diseño del amplificador base común, se partió de una suposición para poder encontrar el punto de operación Q del transistor. Esta suposición se sustentó en el hecho de que para que el transistor funcione como amplificador su punto de operación debe estar en la región activa. Por este motivo se supuso un voltaje entre colector y emisor de 2 voltios (VCE=2v); después de realizar esta suposición se realizó otra suposición en la que se estableció el voltaje de base a emisor con un valor de 0,7 v que es un valor tradicional para los transistores bipolares.


D Colector común ó seguidor por emisor Como primer criterio de diseño se asumieron los valores para la tensión de base-emisor V BE =0,7 V y voltaje térmico V T =25 mV. Los valores de β=200 y del voltaje Early V A =74,03 V fueron tomados del modelo SPICE y para este caso la tensión de polarización V CC =12 V.

Luego de caracterizar el transistor se obtuvieron los siguientes valores importantes:

 = 6,73∗10−  = 200 Después de tener estos valores característicos del transistor y por medio de la ecuación de shockley se procedió a encontrar la corriente de colector de la siguiente forma:

 =  /

Figura 21 - Esquemático de colector común.

Dados los anteriores parámetros y ya que se tiene que la corriente de colector debe ser 5 mA, en primer lugar se calcula el valor de la corriente de emisor por medio de la siguiente ecuación.

 =   1 1 = 5.025 

Obteniendo un valor de corriente de:

 = 9.73  Y por medio de las ecuaciones del transistor BJT del modelo DC y de polarizarlo por fuentes dc de 12 volos se obtuvieron las demás corrientes el transistor:

A continuación se halló el valor de la tensión de colector-emisor por medio de la relación    , de  , por regla de diseño se escoge  esta forma se obtiene que  V para calcular el valor de la resistencia de emisor por ley de ohm.

 = 9.77  = 0.04

 =  = 1,194 



 = 6

 =    =  2

Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II Normalizando el valor de la resistencia a un estándar comercial se tiene  posteriormente con el valor obtenido R E se calcula nuevamente I C con el fin de verificar que esta corriente presente un valor aproximado al requerido.

|| =4,952 Ω  = +( ||)

 = , 



,

 =    1 = 4,975  Análisis en pequeña señal. Para obtener la ganancia, impedancia de entrada y de salida se realiza el análisis en pequeña señal con ayuda del esquema mostrado en la figura 22 donde V i es la entrada al colector común (salida del emisor) y Vo la salida. Se tiene que los valores obtenidos para gm, r 0 y r π se presentan en la tabla 2. rπ

r0

gm

kΩ kΩ mA/V 1 16,006 200 Tabla 2. Elementos del modelo hibrido.


Y la impedancia de entrada es de la siguiente forma

 =     1||||  = 19.291  IV.

RESULTADOS

A continuación se muestran los valores medidos tanto en las simulaciones hechas para cada una de las configuraciones de amplificador como los valores obtenidos en la práctica de laboratorio. A)

Emisor común

En el caso de la simulación se aprecia en el simulador CircuitLab los siguientes gráficos de valores entre V 0 y Vi, como el diagrama de Bode del mismo para poder divisar los valores de corte en el análisis de respuesta en frecuencia.

Por ley de corrientes de Kirchhoff sobre el nodo del emisor que se muestra en la figura 22 se obtiene la siguiente relación:

    200    =  1 || || Con los valores obtenidos anteriormente se obtiene una relación de entrada y la salida   de allí se tiene que la ganancia del colector común es

268  = 201

Grafico 1 – Simulación de V 0 y Vi en transitorio para obtención de Av

 =  = . 

Figura 22. Esquemático para el análisis en pequeña señal del colector común.

Finalmente se tiene que la impedancia de salida está dada por la siguiente expresión

Grafico 2 – Diagrama de Bode para obtención de L f y Hf




Grafica 3 – Valores de V 0 y Vi medidos en laboratorio para comparación de A v

Av simulación Av laboratorio Lf simulación Lf laboratorio Hf simulación Hf laboratorio

-7.108 V/V -10 V/V 22.65 Hz 47 Hz 1.215 MHz 290 kHz

Tabla 3 – Valores obtenidos en simulador y osciloscopio


También se hizo mediciones de R i y Z0 con la ayuda de un potenciómetro aplicando el teorema de máxima transferencia de potencia y divisor de voltaje. R i laboratorio Z0 laboratorio

1.643 kΩ 473.5 Ω

Tabla 4 – Valores obtenidos en laboratorio por divisor de voltaje

B)

Emisor degenerado


Grafica 6 – Valores de V 0 y Vi medidos en laboratorio para comparación de A v

Av simulación Av laboratorio Lf simulación Lf laboratorio Hf simulación Hf laboratorio

-3.334 V/V -4.29 V/V 11.48 Hz 9 Hz 1.567 MHz 550 kHz


Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II También se hizo mediciones de R i y Z0 con la ayuda de un potenciómetro aplicando el teorema de máxima transferencia de potencia y divisor de voltaje. R i laboratorio Z0 laboratorio

C)

También se hizo mediciones de R i y Z0 con la ayuda del simulador aplicando el método de fuente de prueba.

2 kΩ 541.3 Ω


R i simulador Z0 simulador

510 Ω 22 kΩ


D)

Base común


Colector común (seguidor por emisor)




Grafico 9 – Simulación de V 0 y Vi en transitorio para obtención de ′


Grafico 10 – Simulación de V 0 y ′ (tomado de la señal de salida del emisor común) en transitorio para obtención de 





Av simulación Lf simulación Hf simulación

4 V/V 132.25 Hz 110 MHz

Tabla 5 – Valores obtenidos en simulador



Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II A)



Emisor común

Av Lf Hf R i Z0

Valor Valor Error teórico experiment. porcentual -9.12 V/V -10 V/V 8.8% 22.65 Hz 47 Hz 51.8% 1.215 MHz 290 kHz -319% 1.765 kΩ 1.643 kΩ 7.42% 385 Ω 473.5 Ω 18.7% Tabla 7 – Calculo de error porcentual

De la tabla anterior se puede ver que los errores en las resistencias no son de un gran margen, tampoco en la ganancia por lo cual la amplificación y el comportamiento del circuito eran los esperados, pero en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron en cierto caso enormemente lo cual lleva a suponer que hay que replantear el diseño por ese lado. B) Grafica 6 – Valores de V 0 y ′

medidos en laboratorio para comparación de A v

Av simulación Av laboratorio ′ simulación ′ laboratorio Lf simulación Lf laboratorio Hf simulación Hf laboratorio

 

0.76 V/V 0.452 V/V -4.55 V/V -4.52 V/V 60 Hz 38 Hz 1.25 MHz 755 kHz


También se hizo mediciones de R i y Z0 con la ayuda de un potenciómetro aplicando el teorema de máxima transferencia de potencia y divisor de voltaje. R i laboratorio Z0 laboratorio

22.4 kΩ 10.15 Ω


V.

ANÁLISIS DE RESULTADOS

Los siguientes son las comparaciones entre los valores obtenidos en el análisis teórico y los de las practica.

Emisor degenerado. Valor teórico

Av Lf Hf R i Z0

Valor Error experiment. porcentual -3.542 V/V -4.29 V/V 17.4% 11.48 Hz 9 Hz 51.8% 1.567 MHz 550 kHz -221% 1.87 kΩ 2 kΩ 6.5% 560 Ω 541.3 Ω 3.4% Tabla 8 – Calculo de error porcentual

De la tabla anterior se puede ver que los errores en las resistencias no son de un gran margen, tampoco en la ganancia por lo cual la amplificación y el comportamiento del circuito eran los esperados, pero en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron en cierto caso enormemente lo cual lleva a suponer que hay que replantear el diseño por ese lado C)

Base común Valor teórico

Av Lf Hf R i Z0

Valor Error experiment. porcentual 4.3 V/V 4 V/V 7.4% 132.25 Hz 230.4 Hz 42.6% 110 MHz 60 MHz 83.3% 450 Ω 510 Ω 11.76% 20.4 kΩ 22 kΩ 7.27%

Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II Tabla 9 – Calculo de error porcentual

De la tabla anterior se puede ver que los errores en las resistencias no son de un gran margen, tampoco en la ganancia por lo cual la amplificación y el comportamiento del circuito eran los esperados, pero en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron en cierto caso enormemente lo cual lleva a suponer que hay que replantear el diseño por ese lado. D)

Av

0.76 V/V -4.55 V/V

Lf Hf R i Z0

60 Hz 1.25 MHz

19.291  4.952 Ω

Valor Error experiment. porcentual 0.452 V/V 68.14% -4.52 V/V 0.66% 38 Hz 57.9% 755 kHz -65.56% 22.4 kΩ 13.88% 10.15 Ω 51.2%

Tabla 10 – Calculo de error porcentual

De la tabla anterior se puede ver que los errores en la resistencia de entrada no es de un gran margen, en cambio en la de salida ya se tiene un error considerable por lo cual afecta bastante a la ganancia, pero en el caso de la respuesta de frecuencia difirieron en cierto caso considerablemente lo cual lleva a suponer que hay que replantear el diseño por ese lado y revisar de nuevo la resistencia que es puesta en el emisor. VI.









Colector común Valor teórico

′



CONCLUSIONES

Los diferentes tipos de configuración básicas del transistor BJT, entregan todas ciertas ventajas ydesventajas, en últimas, es el diseñador el queescoge el uso apropiado para cada una de ellas,dependiendo de la aplicación y operación deseada. La enorme ambigüedad existente (sobretodo en lo referente al beta del transistor) en la informaciónque proporcionan las hojas de datos, genera un errormuy alto, es pues idóneo, para asegurar la operaciónde un diseño, tener bien caracterizado el transistor. La configuración en Emisor Común es la queentrega mayor ganancia en voltaje, pero a costa de una pobre impedancia de salida




(bastante alta) y una baja respuesta en frecuencia. La configuración en Base Común, entrega los peores resultados, tanto en amplificación como en impedancias de entrad y salida, pero el ancho de banda que ofrece es superior al que otorga cualquier otro tipo de configuración. La configuración de Colector común, pese a que no amplifica (en voltaje), es excelente como acople de impedancias, ya que sí amplifica en potencia, siendo la configuración con la impedancia de salida más baja. El circuito deja de ser un amplificador de emisor común cuando se le quita el condensador de desacople y pasa a ser un amplificador con degeneración en el emisor, ya que la conexión a tierra se pierde en el emisor a la hora de analizar en pequeña señal y ya viene a intervenir RE bajando la ganancia con respecto al emisor común y dando valores más altos de R i y Z0 VII.

REFERENCIAS

[1] Tomado de Fundamentos de electrónica analógica de Camps Valls, Gustavo. (2006). Editado por Universitat de Valéncia, pp. 131. [2] Tomado de El problema de la polarización de Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014, pp. 32. https://cv3.sim.ucm.es/access/content/group/portaluatducma43/webs/material_original/apuntes/PDF/03_polariza cion.pdf [3] Tomado de Circuitos de polarización de transistores de Juan Carlos Ferrer Millán. Citado 12 Abril de 2014. Enlazado en Universitas Miguel Hernández. https://sites.google.com/a/goumh.umh.es/circuitoselectronicosanalogicos/transparencias/ [4] Tomado de El problema de la polarización de Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014, pp. 30. https://cv3.sim.ucm.es/access/content/group/portaluatducma-

Universidad Nacional de Colombia – Sede Bogotá. Informe I Análoga II 43/webs/material_original/apuntes/PDF/03_polariza cion.pdf [5] Tomado de El problema de la polarización de Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014, pp. 44. https://cv3.sim.ucm.es/access/content/group/portaluatducma43/webs/material_original/apuntes/PDF/03_polariza cion.pdf [6] Tomado de El problema de la polarización de Francisco J. Franco Peláez. Citado 12 Abril de 2014, pp. 37. https://cv3.sim.ucm.es/access/content/group/portaluatducma43/webs/material_original/apuntes/PDF/03_polariza cion.pdf [7] “LM3045/LM3046/LM3086 Transistor Arrays”. Datasheet Catalog. En http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/nationalse miconductor/DS007950.PDF [8] “NPN silicon planar epitaxial transistors 2N3904A”. Datasheet Catalog. En http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/MicroElec tronics/mXrurvs.pdf [9] Cedra, Adel S., Smith, Kinneth C. 2004.“Microelectronic circuits”; Oxford University Press; New York, EE.UU.


Amplificadores de pequeña señal con BJT

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