Soft Switching

DC-DC DÖNÜŞTÜRÜCÜLERDE YUMUŞAK ANAHTARLAMA TEKNİKLERİ

PROF. DR. HACI BODUR

DC- DC DÖNÜŞTÜRÜCÜLERDE YUMUŞAK ANAHTARLAMA TEKNİKLERİ ¾

Yumuşak Anahtarlama (SS) Teknikleri ve Bastırma Hücreleri (SC)

¾

Temel DC-DC Dönüştürücüler ve Rezonans Devreleri

¾

Darbe Genişlik Modülasyonu (PWM) ve Rezonans Teknikleri

¾

Sıfır Akım ve/veya Gerilimde Anahtarlamalı (ZCS ve/veya ZVS) Pasif Rezonans Bastırmalı PWM DC-DC Dönüştürücüler

¾

Sıfır Akım ve/veya Gerilimde Anahtarlamalı (ZCS ve/veya ZVS) Aktif Rezonans Bastırmalı PWM DC-DC Dönüştürücüler

¾

Sıfır Akım ve/veya Gerilimde Geçişli (ZCT ve/veya ZVT) Aktif Rezonans Bastırmalı PWM DC-DC Dönüştürücüler

SOFT SWITCHING TECHNIQUES IN DC-DC CONVERTERS ¾

Soft Switching (SS) Techniques and Snubber Cells (SC)

¾

Basic DC-DC Converters and Resonant Circuits

¾

Pulse Width Modulation (PWM) and Resonant Techniques

¾

Zero Current and/or Voltage Switching (ZCS and/or ZVS) PWM DC-DC Converters with Passive Resonant Snubber Cell

¾

Zero Current and/or Voltage Switching (ZCS and/or ZVS) PWM DC-DC Converters with Active Resonant Snubber Cell

¾

Zero Current and/or Voltage Transition (ZCT and/or ZVT) PWM DC-DC Converters with Active Resonant Snubber Cell

1



ÖZET Yüksek güç yoğunluğu, hızlı geçiş cevabı ve kontrol kolaylığı nedeniyle, darbe genişlik modülasyonlu (PWM) DC-DC dönüştürücüler, endüstride yaygın olarak kullanılmaktadır. Daha yüksek güç yoğunluğu ve daha hızlı geçiş cevabı, ancak anahtarlama frekansı arttırılarak sağlanabilmektedir. Fakat, frekans arttığında, anahtarlama kayıpları ve elektromanyetik girişim (EMI) gürültüleri de artmaktadır. O halde, frekansın arttırılabilmesi için, bu kayıp ve gürültülerin düşürülmesi gerekmektedir. Bu ise, ancak sert anahtarlama (HS) yerine bastırma hücreleri ile sağlanan yumuşak anahtarlama (SS) teknikleri kullanılarak gerçekleştirilebilmektedir. Bu nedenle, PWM dönüştürücülerin gelişmesi, artık SS sayesinde mümkün olmaktadır. Son yıllarda, yumuşak anahtarlama düşüncesi gittikçe artan bir şekilde cazibesini sürdürmektedir.

ABSTRACT Pulse width modulated (PWM) DC-DC converters have been widely used in industry because of their high power density, fast transient response and ease of control. Higher power density and faster transient response can be achieved by increasing switching frequency. On the other hand, while the frequency rises switching losses and electromagnetic interference (EMI) noises increase. For this reason, it is required that these losses and noises must be decreased to increase the switching frequency. This aim can be realized by using the soft switching (SS) techniques implemented with snubber cells instead of hard switching (HS) techniques. Consequently, the improvement of PWM converters have been possible by means of only SS. The attraction of soft switching concept has been lasting increasingly in recent years.

2



GENEL GİRİŞ Yüksek güç yoğunluğu, hızlı geçiş cevabı ve kontrol kolaylığı nedeniyle, Darbe Genişlik Modülasyonlu (PWM) DC-DC dönüştürücüler, endüstride yaygın olarak kullanılmaktadır. Daha yüksek güç yoğunluğu ve daha hızlı geçiş cevabı ise, ancak anahtarlama frekansı arttırılarak elde edilebilmektedir. Fakat, anahtarlama frekansı arttığında, anahtarlama kayıpları ile Elektromanyetik ve Radyofrekans Girişimi (EMI ve RFI) gürültüleri de artmaktadır. Ancak, Sert Anahtarlama (HS) yerine Yumuşak Anahtarlama (SS) tekniklerinin kullanılmasıyla, anahtarlama kayıpları düşürülerek frekansın yükseltilmesi mümkün olmaktadır. Bu düşünce, akademik ve endüstriyel çalışmalarda, yirmi yıldan beri gittikçe artan bir şekilde cazibesini sürdürmektedir [1]-[12]. SS, stres azaltma, bastırma, gerilim bastırma, yük hattı şekillendirme ve stres azaltma şebekeleri gibi terimlerle yayınlarda farkedilir. SS, anahtarlama esnasında, elemanın maruz kaldığı akım ve gerilim değerleri ile akım ve gerilim yükselme hızlarının bastırılması, akım ve gerilim değişimlerinin şekillendirilmesi, anahtarlama kayıpları ile EMI gürültünün azaltılması ve anahtarlama enerjisinin yüke veya kaynağa transfer edilmesi fonksiyonlarını kapsar [1]. 3



Temel olarak anahtarlama kayıpları, anahtarlama esnasındaki akım ve gerilimin üstüste binme enerji kaybı, diyodun ters toparlanma enerji kaybı ile parazitik kondansatörün deşarj enerji kaybından oluşur. Genel olarak SS teknikleri, Sıfır Akımda Anahtarlama (ZCS), Sıfır Gerilimde Anahtarlama (ZVS), Sıfır Akımda Geçiş (ZCT) ve Sıfır Gerilimde Geçiş (ZVT) ile anahtarlama şeklinde sıralanabilir [10]. SS, rezonanslı devrelerde doğal olarak oluşur veya genellikle bastırma hücreleri denilen ilave devrelerle elde edilir. Bastırma hücreleri, klasik ve modern olarak iki genel gruba ayrılabilir. Bastırma hücreleri, dönüştürücülerin temel parçaları olmayıp ilave devrelerdir. Bir bastırma hücresiyle sağlanan SS yararları ve geri kazanılan anahtarlama enerjileri ile bu hücrenin ana ve yardımcı devrelerde sebep olduğu ek enerji kayıpları ve maliyet arasındaki denge, bu bastırma hücresinin seçiminde sonucu belirler [5]. Bu çalışmada, önce sert ve yumuşak anahtarlama ile bastırma hücresi kavramları ele alınmış, sonra yumuşak anahtarlama teknikleri incelenmiş ve ayrıca bastırma hücrelerinin bir sınıflaması ile bir karşılaştırması sunulmuştur.

4



KAYNAKLAR 1. A. Ferraro, “An Overview Of Low-Loss Snubber Technology For Transistor Converters”, IEEE Power Electron. Spec. Conf., 1982, pp.466-477. 2. G. Hua, C. S. Leu, Y. Jiang, F. C. Y. Lee, ”Novel Zero-Voltage-Transition PWM Converters”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.9, no.2, pp.213-219, March 1994. 3. G. Hua, E. X. Yang, Y. Jiang, F. C. Lee, “Novel Zero-Current-Transition PWM Converters”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.9, no.6, pp.601-606, November 1994. 4. A. Elasser, D. A. Torrey, “Soft Switching Active Snubbers for DC/DC Converters”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.11, no.5, pp.710-722, September 1996. 5. H. Mao, F. C. Y. Lee, X. Zhou, H. Dai, M. Cosan, D. Boroyevich, “Improved ZeroCurrent-Transition Converters for High-Power Applications”, IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol.33, no.5, pp.1220-1232, September/October 1997. 6. C. J. Tseng, C. L. Chen, “A Passive Snubber Cell for Non-isolated PWM DC/DC Converters”, IEEE Trans. on Ind. Electron., vol.45, no.4, pp.593-601, August 1998. 7. C. J. Tseng, C. L. Chen, “Novel ZVT-PWM Converters with Active Snubbers”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.13, no.5, pp.861-869, September 1998. 8. V. Grigore, J. Kyyra, “ A New Zero-Voltage-Transition PWM Buck Converter”, Mediterranean Electrotechnical Conf., MELECON 98, 9 th, vol.2, pp.1241-1245, 1998. 9. P. J. M. Menegaz, M. A. Co, D. S. L. Simonetti, J. L. F. Vieira, “Improving the operation of ZVT DC-DC Converters”, Power Electron. Spec. Conf., PESC 99, 30 th, vol. 1, 1999, pp. 293-297. 10. K. M. Smith, K. M. Smedley, “Properties and Synthesis of Passive Lossless SoftSwitching PWM Converters”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.14, no.5, pp.890-899, September 1999. 11. H. Bodur, M.H. Sarul, A.F.Bakan, “A Passive Lossless Snubber Cell Design For An Ohmic Loaded PWM IGBT Chopper Fed By a Diode Bridge From AC Mains”, ELECO’99 Int. Conf. on Elect. and Electron. Eng., Bursa (Turkey), December 1-5, 1999, Electron., pp. 440-444. 12. T.W. Kim, H.S. Kim, H. W. Ahn, “An Improved ZVT PWM Boot Converter”, Power Electron. Spec. Conf., PESC00, 31 st, vol. 2, 2000, pp.615-619.

5



YUMUŞAK ANAHTARLAMA TEKNİKLERİ 1. YUMUŞAK ANAHTARLAMA VE BASTIRMA HÜCRESİ KAVRAMI Burada anahtarlama kavramı, örnek olarak seçilen omik yüklü bir DC kıyıcı ile düşük çıkışlı bir DC-DC dönüştürücü devresinin periyodik çalışmaları üzerinde incelenmiştir. Yarı iletken anahtarlama güç elemanı olarak bir Bipolar Transistör (BJT) kullanılmıştır.

1.1. Omik Yüklü bir DC Kıyıcı Şekil 1’de anahtarlama elemanı olarak kullanılan BJT’nin v-i karakteristiği ile omik yüklü bir DC kıyıcının devre şeması ve temel dalga şekilleri görülmektedir. Şekil 1(c)’den görüldüğü gibi, bir anahtarlama peryodu içerisinde BJT, iletim ve kesim ile anahtarlama olmak üzere 3 temel durumda bulunmaktadır. Anahtarlama durumu ise iletim ve kesime girme işlemlerinden oluşmaktadır. iB

iC

IBS

IBS

t

Vi / R0 ICS

PLOSS

IB2 Vi , I0

IB1 IB0 = 0

(a) +

vCE -

vCE

t

i0 = iC

tCON

tOFF

tBLO

WCON

WOFF

WBLO

İletim Durumu

Kesim Durumu

Tp

-

WON

+ +

Vi

vCE

tON

vBE

iB

dv /dt

Kesime girme işlemi

ii = iC

Vi

iletime girme işlemi

V CE sat

iC

di /dt

-

(b)

(c)

Şekil 1. (a) BJT’nin v-i karakteristiği ile (b) omik yüklü bir DC kıyıcının devre şeması ve (c) temel dalga şekilleri.

6



1. İletim Durumu : Güç anahtarının minimum gerilim düşümü altında maksimum akım geçirdiği ve doyumda çalışma denilen durumdur. Bu durum, ⎫ ⎪ v CE = v CON = VCE min = VCEsat ⎪ ⎪ i C = i CON = I CS = I 0 = (Vi − VCEsat ) / R 0 ⎬ İletim Durumu ⎪ t CON ⎪ WCON = ∫ v CON i CON dt ⎪⎭ 0

(1)

şeklinde tanımlanır. Bazı durumlarda, VCEsat ≅ 0 ⎫ ⎬ Kabuller I 0 ≅ Vi / R 0 ⎭

(2)

kabulleri yapılır. Burada, VCEsat transistörün doyum gerilimi ve ICS doyum akımıdır. 2. Kesim Durumu : Güç anahtarının akım geçirmeden kaynak gerilimini tutması durumudur. Bu durumda, elemandan çok küçük değerde bir kaçak veya sızıntı akım geçer. Bu durum, v CE = v BLO = Vi ⎫ ⎪ i C = i BLO ≅ 0 ⎬ Kesim Durumu ⎪ WBLO ≅ 0 ⎭

(3)

şeklinde ifade edilir. 3. Anahtarlama Durumu : Güç anahtarının iletim ve kesime girme işlemleridir. a) İletime Girme İşlemi : Giriş sinyali uygulandığında, eşzamanlı ve lineer olarak, güç anahtarının uçlarındaki gerilimin minimum değerine düşmesi ve anahtardan geçen akımın maksimum değerine yükselmesi işlemidir. Bu durum, v CE = v ON ≅ Vi − Vi i C = i ON ≅ WON =

Vi t R 0 t ON

t ON

∫v 0

i

ON ON

dt

t ⎫ ⎪ t ON ⎪ ⎪ ⎪ ⎬ İletime Girme İşlemi ⎪ ⎪ ⎪ ⎪⎭

şeklinde tanımlanır. Burada, tON anahtarın iletime girme süresidir.

7

(4)



b) Kesime Girme İşlemi : Giriş sinyali kesildiğinde, yine eşzamanlı ve lineer olarak, anahtarın içerisinden geçen akımın sıfıra düşmesi ve anahtarın uçlarındaki gerilimin kaynak gerilimine yükselmesi işlemidir. Bu durum ise, ⎫ ⎪ t OFF ⎪ V V t ⎪⎪ i C = i OFF ≅ i − i ⎬ Kesime Girme İşlemi R 0 R 0 t OFF ⎪ t OFF ⎪ ⎪ WOFF = ∫ v OFF i OFF dt ⎪⎭ 0 v CE = v OFF ≅ Vi

t

(5)

olarak tanımlanır. Burada, tOFF anahtarın kesime girme süresidir. Yukarıdaki bağıntılara göre, güç anahtarının anahtarlama ve toplam enerji kayıpları, WSW = WON + WOFF ⎫ ⎬ Enerji Kayıpları WTOT = WCON + WSW ⎭

(6)

olur. Enerji kayıplarının darbe frekansı ile çarpılmasıyla, genel olarak güç kayıpları için, PCON = f P WCON

⎫ ⎪ PSW = f P WON + f P WOFF = PON + POFF ⎬ Güç Kayıpları PTOT = f P WCON + f P WSW = PCON + PSW ⎪⎭

(7)

yazılabilir. Burada, fP devrenin anahtarlama veya çalışma ya da darbe frekansıdır. Anahtarlama peryodu TP olduğuna göre, fP=1/TP olur. İletim durumunda, transistörün gerilim düşümü vCON ve geçirdiği akım iCON sabit kabul edilir ve tCON=λTP alınırsa, toplam güç kaybı, PTOT = λVCON I CON + f P WSW = PCON + PSW

(8)

şeklinde yazılabilir. Burada, λ bağıl iletim süresi veya iletim / kesim oranı olarak bilinir. (8) bağıntısından görüldüğü gibi, iletim güç kaybı bağıl iletim süresi λ ve anahtarlama güç kaybı anahtarlama frekansı fP ile doğrudan orantılıdır. Transistör için, t CON / TP = λ , t ON ≅ t r , t OFF ≅ t f , vCON = VCEsat ve iCON = I 0 olarak alınırsa, ⎫ WCON = VCEsat I 0 λTP ⎪ ⎪ Vi I 0 ⎪ WON = tr ⎬ BJT Enerji Kayıpları 6 ⎪ Vi I 0 ⎪ WOFF = tf ⎪⎭ 6

(9)

sonuçlarına erişilir. Burada, tr ve tf, transistör akımının sırasıyla yükselme ve düşme süreleridir. Genellikle, iletim ve kesime girme sürelerinin bu akım yükselme ve düşme sürelerine eşit olduğu kabul edilir. Ayrıca, anahtarlama işlemleri esnasında, akım ve gerilim değişimlerinin lineer olduğu kabul edilir. 8



1.2. Düşük Çıkışlı bir DC-DC Dönüştürücü Düşük çıkışlı bir DC-DC dönüştürücünün devre şeması ve temel dalga şekilleri Şekil 2’de verilmiştir. Bir çalışma peryodu içerisinde BJT, yine iletim ve kesim ile anahtarlama durumlarında olmaktadır. Şekil 2(b)’den de görüldüğü gibi, bu devrenin iletim ve kesim durumları omik yüklü DC kıyıcıdakiler ile aynıdır, fakat anahtarlama işlemleri oldukça farklıdır. Aslında bu dönüştürücü, yeterli büyüklükte bir endüktansa sahip olan omik-endüktif yüklü bir DC kıyıcı örneğidir.

ii

iL

iB

I0

iD

(a)

iB IBS t

PLOSS Vi , I0

iC vCE

di /dt

dv /dt t

tON

tCON

tOFF

tBLO

Tp WON

WCON

WOFF

WBLO

(b)

Şekil 2. Düşük çıkışlı bir DC-DC dönüştürücünün (a) devre şeması ile (b) temel dalga şekilleri.

9



DC-DC dönüştürücüler, anahtarlanan endüktansın enerji aktarımı prensibine göre çalışan devrelerdir. Endüktans değerinin yeterince büyük olduğu ve endüktans akımının sabit kaldığı kabul edilebilir. Transistör iletimde iken, diyot kesimdedir ve gerilim kaynağı hem endüktansı hem de yükü besler. Transistör kesimde iken, diyot iletimdedir ve endüktansta biriken enerji bu diyot üzerinden yüke aktarılır. Bu dönüştürücüye ait ve özellikle omik yüklü DC kıyıcıdan farklı olan bağlantılar, v CE = v ON ≅ Vi − Vi i C = i ON ≅ I 0 v CE = v OFF ≅ Vi i C = i OFF ≅ I 0

t ⎫ ⎪ t ON ⎬ İletime Girme İşlemi ⎪ ⎭

t ⎫ ⎪ t OFF ⎬ Kesime Girme İşlemi ⎪ ⎭

⎫ W CON = V CEsat I 0 λ T P ⎪ ⎪ Vi I 0 ⎪ W ON = tr ⎬ BJT Enerji Kayıpları 2 ⎪ Vi I 0 ⎪ W OFF = tf ⎪⎭ 2

(10)

(11)

(12)

şeklinde özetlenebilir. Burada hemen şunu vurgulamak gerekir ki, DC-DC dönüştürücüde, anahtarlama işlemleri sabit kabul edilen çıkış akımı altında gerçekleşir ve anahtarlama kayıpları omik yüklü DC kıyıcıdaki kayıpların 3 katıdır. Bu devrede, güç diyodunun ideal olduğu kabul edilmiştir. Gerçekte, diyot iletimde iken transistör sürüldüğünde, diyodun ters toparlanma veya sönme süresi boyunca iki eleman üzerinden tam bir kısa devre oluşur ve sonunda diyot söner. Burada, güç diyodunda bir ters toparlanma kaybı oluşur ve geçen kısa devre akımı ilave salınım ve kayıplara neden olur. Ayrıca, güç anahtarının ana uçları arasında bir parazitik kondansatör mevcuttur. Güç anahtarının iletime girmesi esnasında, bu parazitik kondansatörün anahtar üzerinden deşarj olması da ilave bir kayba neden olur. Genellikle, yarı iletken güç anahtarlarında, kesime girme süresi iletime girme süresinden daha büyüktür ve böylece kesime girmedeki anahtarlama kaybı iletime girmedeki anahtarlama kaybından çok daha yüksektir.

10



1.3. Anahtarlama ve Dönüştürme Özellikleri Omik yüklü bir DC kıyıcının endüstriyel olarak pek anlamı yoktur. Çünkü, DC kıyıcı olarak bilinen devreler endüstride yaygın olarak DC motor kontrolünde kullanılır ve bu motorlar da omik-endüktif yüklerdir. Yine endüstride yaygın bir şekilde kullanılan PWM kontrollü DC-DC dönüştürücüler de omik-endüktif özellikli devrelerdir. Anahtarlama, temel olarak bir güç elemanın iletim ve kesime girme işlemleridir. Anahtarlama işlemlerinde, güç anahtarının akım ve geriliminin üstüste binmesiyle oluşan anahtarlama kayıpları yanında, güç diyodunun ters toparlanma kaybı ve güç anahtarının parazitik kondansatörünün deşarj kaybı da oluşmaktadır. Bu anahtarlama kayıplarının hepsi darbe frekansı ile doğru orantılıdır. Bu kayıplar arttıkça, kullanılan güç elemanlarının nominal değerleri ile soğutucu ve soğutma sisteminin boyutları da artar. Sonuç olarak, devrenin hacmi ile maliyeti artar ve güç yoğunluğu düşer. Anahtarlama işlemleri esnasında, büyük değerli olan akım ve gerilim yükselme hızları, yüksek değerli EMI gürültülere neden olur. Bu gürültüler ise, kontrol ve haberleşme sinyallerini bozar. Akım ve gerilimin yükseleme hızları, aslında anahtarlama kayıplarının da temel nedenidir. DC-DC dönüştürücülerde, iletim ve kesim durumlarındaki akım ve gerilim değişimlerinde dalgalanmalar olmadığından, sirkülasyon enerjisi veya reaktif enerjinin de olmadığı söylenebilir. Bu durum ise, anahtarlama işlemleri dikkate alınmadığında, bu devredeki güç yoğunluğunun çok yüksek olduğunu gösterir. Ayrıca, anahtarlama frekansı yükseldikçe, endükatans ile kapasitans değerleri orantılı olarak düşer ve güç yoğunluğu daha da artar. Ancak, frekans yükseldiğinde, anahtarlamadaki enerji kayıpları ve EMI gürültü de artmaktadır. Bu nedenle, PWM DC-DC dönüştürücülerin gelişimi, anahtarlama problemlerinin çözümüne dayalıdır.

1.4. Yumuşak Anahtarlama ve Bastırma Hücresi Kavramı Yukarıda, bir DC kıyıcı ve bir DC-DC dönüştürücü örnek alınarak, anahtarlamanın kavramı ve özellikleri etraflı olarak incelenmiştir. Bu örneklerden görüldüğü gibi, ek bir düzen kullanılmadan doğal olarak gerçekleşen anahtarlamalara Sert Anahtarlama (HS) denilmektedir. Sert anahtarlamadaki anahtarlama problemlerinin çözülmesi arzusu Yumuşak Anahtarlama (SS) kavramını ortaya çıkarmıştır. Yumuşak anahtarlama, temel olarak, anahtarlama kayıpları ve EMI gürültünün özel düzenlerle yok edilmesi veya en aza indirilmesi şeklinde tanımlanır. Yumuşak anahtarlama amacıyla geliştirilen ve dönüştürücülerin temel bir parçası olmayan ilave düzen ve devrelere ise bastırma hücreleri denilmektedir. Yayınlarda bastırma hücreleri, yumuşak anahtarlama, stres azaltma, bastırma, yük hattını şekillendirme gibi terimlerle farkedilir. Bastırma hücreleri, dönüştürücünün ana anahtar ve ana diyodu üzerinde ilave akım ve gerilim streslerinin veya ek kayıpların oluşmasına neden olabilir. Bu ek kayıplar yok edilmeli veya en düşük seviyelerde tutulmalıdır. Ayrıca, bu hücrelerin çalışması güç anahtarının iletim ve kesime girme sürelerinin dışına taşınabilir. Bu taşmalar minimum seviyelerde kalmalı, böylece bastırma hücresi PWM kontroluna mani olmamalı ve dönüştürücü değişken veya hafif yüklerde de çalışabilmelidir. İlave olarak, bastırma hücreleri dönüştürücünün karmaşıklık ve fiyatını arttırabilir. Bu artışlar da düşük seviyelerde kalmalıdır. 11



Yumuşak anahtarlama veya bastırma hücrelerinde nihai amacın devrenin güç yoğunluğunun arttırılması olduğu daima göz önünde tutulmalıdır. Bir bastırma hücresinin seçilme kararı, bu hücrenin sağladığı bütün yumuşak anahtarlama yararları ile bu hücrenin neden olduğu ek külfetler iyice karşılaştırılarak verilmelidir. Yumuşak anahtarlamadan istenen fonksiyonlar, genel olarak aşağıda sıralanmıştır. Bu fonksiyonların çoğu birbirine bağlı veya birbirinin tamamlayıcısı niteliğindedir. • • • • • • • • • • •

Anahtarlama geçişleri esnasında akım ve gerilimin üstüste binmesini azaltmak. Akım ve gerilimin yükselme hızlarını sınırlamak. Yük hattı akım ve gerilim değişimlerini düzenlemek Anahtarlama enerji kayıplarını bastırmak. EMI ve RFI gürültülerini bastırmak. Anahtarlama enerjilerini geri kazanmak. Çalışma frekansını yükseltmek. Peryodun büyük bir kısmında PWM çalışmayı korumak. Hafif yüklerde de yumuşak anahtarlamayı sürdürmek. Devrenin boyut ve maliyetini düşürmek. Devrenin verim ve güç yoğunluğunu arttırmak.

2. YUMUŞAK ANAHTARLAMA TEKNİKLERİ Yumuşak anahtarlama teknikleri, genel olarak, 1. 2. 3. 4.

Sıfır Akımda Anahtarlama (ZCS) Sıfır Gerilimde Anahtarlama (ZVS) Sıfır Akımda Geçiş (ZCT) Sıfır Gerilimde Geçiş (ZVT)

şeklinde 4 genel gruba ayrılır. Şekil 3’te, bir anahtarlama elemanının kontrol sinyali ile sert anahtarlama (HS) ve yumuşak anahtarlama (SS) teknikleriyle ilgili temel dalga şekilleri görülmektedir. ZCS ile ZVS temel ve ZCT ile ZVT ileri yumuşak anahtarlama teknikleridir.

2.1. Sıfır Akımda Anahtarlama Sıfır Akımda Anahtarlama (ZCS), iletime girme işleminde gerçekleştirilen bir SS tekniğidir. Bu teknikte, temel olarak güç anahtarına küçük değerli bir endüktans seri bağlanarak, iletime girme işleminde elemandan geçen akımın yükselme hızı sınırlanır. Böylece, akım ile gerilimin üstüste binmesi ve anahtarlama enerji kaybı azaltılır. Aslında, iletime girme işlemindeki anahtarlama enerjisi endüktansa aktarılır. Endüktanstaki bu enerji, klasik hücrelerde bir dirençte harcanır, fakat modern hücrelerde kısa süreli bir kısmi rezonans ile gerilim kaynağı veya yüke aktarılarak geri kazanılır.

12



Kontrol Sinyali

t (a) HS

HS

v

i v

i

t

(b) ZCS SS

Im

Vm

ZVS SS

v

i v

i

t

(c) ZVT SS

ZCT SS

i v

tr

v i

(d)

t

tf

Şekil 3. (a) Bir anahtarlama güç elemanın kontrol sinyali ile (b) HS, (c) ZCS ile ZVS ve (d) ZCT ile ZVT çalışmalarıyla ilgili temel dalga şekilleri.

2.2. Sıfır Gerilimde Anahtarlama Sıfır Gerilimde Anahtarlama (ZVS), kesime girme işleminde gerçekleştirilen bir SS tekniğidir. Bu teknikte, temel olarak güç anahtarına küçük değerli bir kondansatör paralel bağlanarak, iletimden çıkma işleminde elemanın uçlarında oluşan gerilimin yükselme hızı sınırlanır. Böylece, iletimden çıkma işleminde, anahtarlama enerji kaybı azaltılır ve anahtarlama enerjisi kondansatöre aktarılır. Kondansatördeki bu enerji, modern hücrelerde geri kazanılır. ZCS ve ZVS tekniklerinde anahtarlama enerji kaybı tamamen yok edilememektedir. Bu nedenle, bu tekniklere yaklaşık ZCS ve yaklaşık ZVS teknikleri de denilmektedir. Genel olarak, ZCS’de kullanılan endüktansa seri bastırma elemanı ve ZVS’de kullanılan kondansatöre paralel bastırma elemanı denilir. Normal olarak, seri endüktans güç elemanı üzerinde ilave bir gerilim stresine ve paralel kondansatör ise ilave bir akım stresine neden olur. Seri endüktansın neden olduğu ek gerilim stresinin önlenemediği kabul edilmektedir.

13



2.3. Sıfır Akımda Geçiş Sıfır Akımda Geçiş (ZCT), kesime girme işleminde gerçekleştirilen ileri bir SS tekniğidir. Bu teknikte, güç anahtarından geçen akım kısa süreli bir kısmi rezonansla sıfıra düşürülür ve akım sıfırda tutulurken kontrol sinyali kesilir. Böylece, akım ile gerilimin üstüste binmesi ve anahtarlama enerji kaybı tamamen yok edilir. Mükemmel bir kesime girme işlemi sağlanır. Burada hem ZCS hem de ZVS’nin sağlandığı söylenebilir. Akımın sıfıra düşmesi ileri alınarak gerçekleştirilen bir SS tekniğidir. Anahtarlama enerjisinin geri kazanıldığı bu teknik, ancak modern hücrelerle sağlanabilir ve bir yardımcı veya ilave yarı iletken anahtar gerektirir.

2.4. Sıfır Gerilimde Geçiş Sıfır Gerilimde Geçiş (ZVT), iletime girme işleminde uygulanan ileri bir SS tekniğidir. Bu teknikte, güç anahtarı uçlarındaki gerilim kısa süreli bir kısmi rezonansla sıfıra düşürülür ve bu gerilim sıfırda tutulurken kontrol sinyali uygulanır. Böylece, anahtarlama enerji kaybı tamamen yok edilir ve mükemmel bir iletime girme işlemi sağlanır. Gerilimin sıfıra düşmesi ileri alınarak gerçekleştirilen bu teknikte de hem ZVS hem de ZCS’nin sağladığı söylenebilir. Anahtarlama enerjisinin geri kazanıldığı bu teknik de modern hücrelerle elde edilir ve ilave bir anahtar gerektirir. Burada hemen şunun belirtilmesi gerekir ki, sadece bu teknikte güç anahtarının parazitik kondansatörünün deşarj enerji kaybı yok edilir ve bu enerji geri kazanılır. Yüksek değerlerde parazitik kondansatörlere sahip olan MOSFET güç elemanlarında bu SS tekniği büyük önem taşır.

3. BASTIRMA HÜCRELERİNİN SINIFLANDIRILMASI Bastırma hücreleri, genel olarak Şekil 4’te görüldüğü gibi, anahtarlama türüne, boyuta, yön ve rezonans ile ilave bir anahtarın olup olmamasına göre sınıflandırılır. Ayrıca, gelişmişlik ölçüsüne göre bastırma hücreleri Şekil 5’te verildiği gibi sınıflandırılabilir. Bir bastırma hücresi, genellikle ya iletim ya da kesime girme işleminde yumuşak anahtarlamayı sağlamak üzere tasarlanır. Bazen, belirli kriterlerle hücrenin boyutu tanımlanır. Kontrollü güç elemanlarında, genellikle kutuplu veya tek yönlü bastırma hücreleri kullanılır. Özellikle diyot ve tristörlerde, ters toparlanma işlemlerinde de etkili olması için kutupsuz veya iki yönlü hücreler kullanılır. Rezonanssız hücreler klasik ve rezonanslı olanlar ise modern hücrelerdir. Buradaki rezonans, sadece anahtarlama işlemleri esnasında etkili olan geçici veya kısmi bir rezonanstır. Kısmi rezonans, temel olarak, bastırma işleminin kısa süreli ve mükemmel olması ile bastırma enerjisinin geri kazanılmasını sağlar. Hiçbir ilave veya yardımcı anahtar içermeyen hücreler pasif ve en az bir yardımcı anahtarın kullanıldığı hücreler aktif olarak adlandırılmaktadır. Buradaki sınıflandırmalarda, bütün bastırma hücreleri ayrık ve etraflı bir şekilde verilmiştir. Ancak, uygulamalarda bir güç elemanının yumuşak anahtarlama ile hem iletim hem de kesime girmesi istenmektedir. Bunun için, iki bastırma hücresinin birlikte kullanılması gerekir. Bu durumda, bastırma hücrelerinin veya ilave devrelerin toplamı, bir tek hücre olarak kabul edilir ve tasarım bir bütün olarak yapılır. Hatta dönüştürücüler, genellikle bastırma hücresine göre adlandırılır. ZCS-PWM dönüştürücü, ZVT-PWM dönüştürücü ve ZCS-ZVS-PWM dönüştürücü gibi.

14



GENEL OLARAK BASTIRMA HÜCRELERİ

Anahtarlama Türü

Kesime Girme

İletime Girme

Boyut Durumu

Küçük

Kutup/Yön Durumu

Kutuplu

Kutupsuz

Rezonans Durumu

Rezonanslı

Rezonansız

Büyük

Normal

Aktif

Ek Anahtar Durumu

Pasif

Şekil 4. Bastırma hücrelerinin genel olarak sınıflandırılması.

GELİŞMİŞLİK AÇISINDAN BASTIRMA HÜCRELERİ

Modern / Kayıpsız Rezonanslı

ZVS

Pasif

Aktif

RCD

RC

C

RLD

RL

L

ZCS

ZVT

ZVS

ZCT

Aktif

ZCS

Kesime Girme

İletime Girme

Aktif

Kesime Girme

Aktif

İletime Girme

Pasif

Klasik / Kayıplı Rezonansız

Şekil 5. Bastırma hücrelerinin gelişmişlik açısından sınıflandırılması.

15



4. BASTIRMA HÜCRELERİNİN KARŞILAŞTIRILMASI Klasik ve modern bastırma hücreleri Tablo 1’de etraflı olarak karşılaştırılmıştır. Özet olarak, klasik hücreler, rezonanssız, kayıplı ve pasif hücrelerdir. Modern hücreler ise, kısmi rezonanslı, kayıpsız ve aktif veya pasif hücrelerdir. Tablo 1. Klasik ve modern bastırma hücrelerinin karşılaştırılması. KLASİK VE MODERN BASTIRMA HÜCRELERİNİN KARŞILAŞTIRILMASI Klasik Bastırma Hücreleri

Modern Bastırma Hücreleri

Rezonans devresi mevcut değildir. Yardımcı bir anahtar yoktur İletime girme işleminde ZCS sağlanır. Kesime girme işleminde ZVS sağlanır. Anahtarlama enerji kayıpları, büyük ölçüde bastırılır.

Anahtarlama enerjileri, geri kazanılamaz ve dirençlerde harcanır.

Ana anahtar üzerinde, ZCS’de ilave gerilim ve ZVS’de ise ilave akım stresi oluşur.

Bastırma hücresinin çalışması hat gerilimi ve yük akımına büyük ölçüde bağlıdır. Yani değişken ve hafif yük şartları altında çalışma oldukça zordur. Düşük frekanslı klasik devreler için uygundur. Basit yapılı ve ucuzdur.

Hepsi kısmi rezonanslıdır. Aktif olanlarında yardımcı anahtar vardır. İletime girme işleminde ZCS sağlanır. Kesime girmede ZVS sağlanır. Anahtarlama enerji kayıpları, pasif olanlarda büyük ölçüde, aktif olanlarda ise tamamen bastırılır. Anahtarlama enerjileri, pasif olanlarda büyük ölçüde, aktif olanlarda ise tamamen geri kazanılır. Ana anahtar üzerinde, pasif olanlarda genellikle ilave stresler oluşur, aktif olanlarda ise hiçbir ilave stres oluşmayabilir. Bastırma hücresinin çalışması hat gerilimi ve yük akımına pasif olanlarda epeyce bağlıdır, aktif olanlarda bu bağlılık büyük ölçüde azaltılabilir ve hatta yok edilebilir. Yüksek frekanslı modern devreler için gerekli bastırıcılardır. Pasif olanların basit yapılı ve ucuz, fakat aktif olanların daha karmaşık ve pahalı olduğu kabul edilebilir. Ayrıca,

Aktif olanlarda, yardımcı anahtar içinde yumuşak anahtarlamanın sağlanması oldukça önemlidir ve bu sağlanabilir.

Parazitik kondansatörün deşarj enerji kaybının yok edilmesi ve bu enerjinin geri kazanılması, sadece aktif olan ZVT’de mümkün olmaktadır. Bu ise MOSFET için çok önemlidir.

16



Bastırma Hücrelerini Karşılaştırma Kriterleri Bastırma hücrelerini karşılaştırabilmek için, aşağıda sıralanan kriterlerin sağlanıp sağlanmadığı denetlenmelidir.

• • • • • • • • •

Ana anahtar ve ana diyodun SS ile iletim ve kesime girmeleri. Ana anahtar ve ana diyot üzerinde ilave bir akım veya gerilim stresinin oluşmaması. Varsa yardımcı anahtar ve diyotların SS ile iletim ve kesime girmeleri. Varsa yardımcı anahtar ve diyotlar üzerindeki akım ve gerilim streslerinin makul düzeylerde kalması. Anahtarlama enerjilerini geri kazanılması. Anahtarların parazitik kondansatör enerjilerinin geri kazanılması. Bastırma devresinin geniş bir hat ve geniş bir yük aralığında çalışabilmesi. Yani hafif yük şartlarında SS’nin sürmesi ve PWM çalışmanın korunması. Bastırma hücresinin basit ve ucuz olması. Devrenin verim ve güç yoğunluğunun artması.

Genel Özet ve Karşılaştırma Yumuşak anahtarlama, temel olarak anahtarlama kayıpları ile EMI gürültülerin yok edilmesi veya en aza indirilmesidir. Anahtarlama kayıpları ise, anahtarlama esnasında güç anahtarının akım ve geriliminin üstüste binme kaybı ile güç diyodunun ters toparlanma kaybı ve anahtarın parazitik kondansatörünün deşarj kaybından oluşmaktadır. SS sağlayan ve ilave devreler olarak bilinen bastırma hücreleri, klasik ve modern olarak iki genel gruba ayrılır. Bu hücreler arasındaki temel fark, modern hücrelerin bir kısmi rezonansa sahip olmalarıdır. Bir bastırma hücresinden beklenen fonksiyonlar, anahtarlama kayıpları ve EMI gürültülerin bastırılması, anahtarlama enerjilerinin geri kazanılması, hafif yük şartlarında da yumuşak anahtarlamanın sürmesi veya zamanın çoğunda PWM çalışmanın korunması, ana elemanlar üzerinde ilave akım ve gerilim streslerinin oluşmaması veya en az düzeyde kalması, devrenin boyut ve maliyetinin düşmesi ile verim ve güç yoğunluğunun artması şeklinde sıralanabilir. Bu fonksiyonların çok az bir kısmı klasik, büyük bir kısmı modern pasif ve tamamına yakın bir kısmı ise modern aktif hücreler ile sağlanabilmektedir. Sonuç olarak, devrenin güç yoğunluğunu arttırmanın ana amaç olduğu daima göz önünde tutulmalı, bir bastırma hücresinin sağladığı SS yararları ile devreye yüklediği külfetler iyice karşılaştırılmalı ve nihai seçim yapılmalıdır.

17



5. KLASİK BASTIRMA HÜCRELERİ 5.1. Giriş Klasik bastırma hücreleri, genel olarak rezonanssız, kayıplı ve pasif hücreler olarak bilinmektedir. Bu hücreler, 1. Seri bastırma hücreleri 2. Paralel bastırma hücreleri şeklinde 2 genel gruba ayrılır. Seri ve paralel bastırma hücreleri, sırasıyla Şekil 6 ve Şekil 7’de verilmiştir. L Bastırma

ii = i0

RL Bastırma

ii = i0

+

R0

v0

-

Ls

Vi

R0

RLD Bastırma

ii = i0 R 0

+

v0

-

Rs

Vi

T

-

Rs

Vi

Ds

T

(a)

+

v0

T

(b)

(c)

Şekil 6. (a) L, (b) RL, ve (c) RLD şeklinde klasik seri veya ZCS bastırma hücreleri. RC Bastırma

C Bastırma

ii = i0

R0

ii = i0

+

v0

-

Vi

R0

RCD Bastırma

ii = i0

+

v0

-

Vi

R0

+

v0

-

Vi Rs

T

Cs

(a)

T

(b)

Rs T

Cs

Ds

Cs

(c)

Şekil 7. (a) C, (b) RC, ve (c) RCD şeklinde klasik paralel veya ZVS bastırma hücreleri.

5.2. Seri Bastırma Hücreleri Seri bastırma hücresi, iletime girme veya sıfır akımda anahtarlama (ZCS) hücresi olarak da tanımlanır. Temel olarak seri bastırmada, ana anahtara seri olarak küçük değerli bir endüktans bağlanmasıyla, iletime girme anahtarlaması esnasında, elemandan geçen akımın yükselme hızı sınırlanarak Sıfır Akımda Anahtarlama (ZCS) sağlanır.

18



Burada, iletime girme işleminde anahtarlama enerji kaybı büyük ölçüde azaltılır. Aslında, anahtarlama enerjisi endüktansa aktarılır. Fakat, bu enerji, kesime girme işleminde, endüktansta büyük bir emk oluşturur ve daha büyük bir enerji kaybı ile anahtarın tahrip olmasına neden olabilir. Ana anahtarın pozitif bir çığ devrilme gerilimi ve bir parazitik kondansatöre sahip olduğunu düşünerek bu durumu yorumlayınız. Bu problemin çözümü için, en azından endüktansa paralel bir direncin bağlanması gerekir. Böylece, seri RL hücresi oluşur. Seri RL bastırma hücresinde, kesime girdiği anda anahtarın maruz kaldığı maksimum gerilim, R Vi (13) = (1 + s )Vi R0 R0 olarak bulunur. Burada Rs direnci, iletime girme işleminde anahtarda ek bir akım stresinin oluşmasına neden olur. Bu problemin çözümü için ise, bu dirence seri olarak ve anahtarın iletim yönünün tersi yönde bir diyot bağlanır. Böylece, seri RLD bastırma hücresi elde edilir. VOFF max = Vi + R s I 0 = Vi + R s

Seri RLD bastırma hücresinde, anahtarın maruz kaldığı gerilim yukarıdakine göre sadece bir diyodun gerilim düşümü kadar artar, fakat direncin çok daha küçük değerlerde seçilmesine imkan sağlanır. Böylece, klasik olarak mükemmele erişilir. Fakat, anahtarlama enerjisi dirençte harcanır ve ana anahtarda ek bir gerilim stresi oluşur.

5.3. Paralel Bastırma Hücreleri Paralel bastırma hücresi, kesime girme veya sıfır gerilimde anahtarlama (ZVS) hücresi olarak da tanımlanır. Temel olarak paralel bastırmada, ana anahtara paralel olarak küçük değerli bir kondansatör bağlanmasıyla, kesime girme anahtarlaması esnasında, eleman uçlarında oluşan gerilimin yükseleme hızı sınırlanarak Sıfır Gerilimde Anahtarlama (ZVS) sağlanır. Paralel bastırma hücrelerinin çalışması, seri bastırma hücreleriyle tam bir benzerlik gösterir. Burada, kesime girmedeki anahtarlama enerji kaybı büyük ölçüde azaltılır ve bu enerji kondansatöre aktarılır. Dolu olan bu kondansatör, iletime girme işleminde anahtardan aşırı bir akım geçmesine neden olur. Bunu önlemek için, kondansatöre seri bir direnç bağlanır. Bu durumda, iletime girdiği anda anahtardan geçen maksimum akım, Vi (14) Rs olarak bulunur. İletimden çıkma işleminde bu direncin ek bir gerilim stresine neden olmaması için, bu direnç anahtarın iletim yönünde bir diyot ile köprülenir. Artık bu direnç daha büyük değerlerde seçilebilir. Böylece, klasik olarak mükemmele erişilir. Fakat, anahtarlama enerjisi dirençte harcanır ve ana anahtarda ek bir akım stresi oluşur. I ON max = I 0 +

Uygulamalarda, genellikle seri ve paralel bastırma hücreleri birlikte kullanılır. Bu durumda, bu hücreler birbirini olumlu ya da olumsuz olarak etkiler. Bu hücrelerin veya ilave devrelerin toplamı, genellikle bir tek bastırma hücresi olarak kabul edilir ve dizayn işlemi bir bütün olarak yapılır.

19



5.4. Klasik Bastırma Hücrelerinin Özellikleri • Bastırma elemanı olarak sadece bir L veya bir C kullanılması mümkün değildir. • Seri bastırma hücresiyle iletime girme işleminde ZCS ve paralel bastırma hücresiyle • • • • • •

ise kesime girme işleminde ZVS sağlanır. İletim veya kesime girme işlemlerinde, anahtarlama enerji kayıpları büyük ölçüde azalır. Anahtarlama enerji kayıpları geri kazanılamaz ve dirençlerde harcanır. Seri bastırma işleminde ilave bir gerilim stresi ve paralel bastırmada ise ilave bir akım stresi oluşur. Bastırma elemanlarının enerjilenme süreleri ile bu enerjilerin sönme süreleri, hat gerilimi ve yük akımına büyük ölçüde bağlıdır. Hafif yük şartlarında, yumuşak anahtarlamanın sürdürülmesi ve PWM çalışmanın korunması oldukça zordur. Düşük frekanslı klasik devreler için uygun olabilir. Basit yapılı ve ucuzdur.

ÖDEVLER 1 : Örnek olarak verilen omik yüklü bir DC kıyıcının transistörüne bir seri bastırma endüktansı bağlandığında, iletime girme işleminde lineer şekilde artan akımın yine yükselme süresi sonunda nominal değere eriştiği ve ancak aynı esnada lineer şekilde sıfıra düşen gerilimi transistör ile endüktansın eşit olarak paylaştıkları kabul edildiğinde, transistörün iletime girme işlemindeki anahtarlama enerji kaybını bulunuz. 2 : Örnek olarak verilen omik yüklü DC kıyıcının transistörüne bir paralel bastırma kondansatörü bağlandığında, kesime girme işleminde lineer şekilde artan gerilimin yine düşme süresi sonunda kaynak gerilimine eriştiği ve ancak aynı esnada lineer şekilde sıfıra düşen akımı transistör ile kondansatörün eşit olarak paylaştıkları kabul edildiğinde, transistörün kesime girme işlemindeki anahtarlama enerji kaybını bulunuz. 3 : (1) nolu soruyu örnek olarak verilen düşük çıkışlı DC-DC dönüştürücü için düzenleyerek cevaplandırınız. 4 : (2) nolu soruyu örnek olarak verilen düşük çıkışlı DC-DC dönüştürücü için düzenleyerek cevaplandırınız.

20



ÖDEVLER 1. Örnek olarak verilen omik yüklü bir DC kıyıcının transistörüne bir seri bastırma endüktansı bağlandığında, iletime girme işleminde lineer şekilde artan akımın yine yükselme süresi sonunda nominal değere eriştiği ve ancak aynı esnada lineer şekilde sıfıra düşen gerilimi transistör ile endüktansın eşit olarak paylaştıkları kabul edildiğinde, transistörün iletime girme işlemindeki anahtarlama enerji kaybını bulunuz. 2. Örnek olarak verilen omik yüklü DC kıyıcının transistörüne bir paralel bastırma kondansatörü bağlandığında, kesime girme işleminde lineer şekilde artan gerilimin yine düşme süresi sonunda kaynak gerilimine eriştiği ve ancak aynı esnada lineer şekilde sıfıra düşen akımı transistör ile kondansatörün eşit olarak paylaştıkları kabul edildiğinde, transistörün kesime girme işlemindeki anahtarlama enerji kaybını bulunuz. 3. Örnek olarak verilen düşük çıkışlı DC-DC dönüştürücünün transistörüne bir seri bastırma endüktansı bağlandığında, iletime girme işleminde lineer şekilde artan akımın yine yükselme süresi sonunda nominal değere eriştiği ve diyodun kesime girdiği ve ancak aynı esnada sabit olan kaynak gerilimini transistör ile endüktansın eşit olarak paylaştıkları kabul edildiğinde, transistörün iletime girme işlemindeki anahtarlama enerji kaybını bulunuz. 4. Örnek olarak verilen düşük çıkışlı DC-DC dönüştürücünün transistörüne bir paralel bastırma kondansatörü bağlandığında, kesime girme işleminde lineer şekilde artan gerilimin yine düşme süresi sonunda kaynak gerilimine eriştiği ve ancak aynı esnada sabit olan yük akımını transistör ile kondansatörün eşit olarak paylaştıkları kabul edildiğinde, transistörün kesime girme işlemindeki anahtarlama enerji kaybını bulunuz. 5. Örnek olarak verilen düşük çıkışlı DC-DC dönüştürücünün transistörüne bir seri bastırma endüktansı bağlandığında, iletime girme işleminde transistör geriliminin lineer şekilde düşerek yükselme süresi sonunda sıfır olduğu ve ancak transistörden geçen akımın aynı süre sonunda halen yük akımına erişmediği kabul edildiğinde, transistörün iletime girme işlemindeki anahtarlama enerji kaybını bulunuz. 6. Örnek olarak verilen düşük çıkışlı DC-DC dönüştürücünün transistörüne bir paralel bastırma kondansatörü bağlandığında, kesime girme işleminde transistör akımının lineer şekilde azalarak düşme süresi sonunda sıfır olduğu ve ancak transistör uçlarındaki gerilimin aynı süre sonunda halen kaynak gerilimine erişmediği kabul edildiğinde, transistörün kesime girme işlemindeki anahtarlama enerji kaybını bulunuz.

21



DC – DC DÖNÜŞTÜRÜCÜLER VE KONTROL TEKNİKLERİ 1. GİRİŞ Gün geçtikçe daha çok uygulama alanı bulan DC – DC dönüştürücüler, akademik ve pratik çalışmalarda geniş yer tutmaya devam etmektedir. Bu dönüştürücülerden temel olarak geniş bir aralıkta ayarlanabilen, düzgün ve regüleli bir DC çıkış gerilimi ile yüksek bir verim istenmektedir. DC transformatörler olarak da kabul edilen bu dönüştürücüler, 1. Anahtarlamalı DC – DC dönüştürücüler 2. Rezonanslı DC – DC dönüştürücüler şeklinde iki ana gruba ayrılır. Fakat, DC –DC dönüştürücüler denildiğinde, daha çok anahtarlamalı dönüştürücüler anlaşılmaktadır. Bu durumda, rezonanslı dönüştürücüler bir özel tür olarak da kabul edilebilir.

2. ANAHTARLAMALI DC – DC DÖNÜŞTÜRÜCÜLER Anahtarlamalı DC – DC dönüştürücüler, genellikle darbe genişlik modülasyonu (PWM) tekniği ile kontrol edilmektedir. Hızlı geçiş cevabı ve yüksek güç yoğunluğu nedeniyle, bu dönüştürücüler endüstride yaygın olarak kullanılmaktadır. Bu dönüştürücüler, geniş bir aralıkta ayarlanabilen, düzgün ve regüleli bir DC gerilim sağlayabilmektedir.

2.1. Anahtarlamalı DC – DC Dönüştürme Kavramı Anahtarlamalı temel DC – DC dönüştürücüler, bir kontrollü yarı iletken güç elemanı, bir yarı iletken güç diyodu ve bir anahtarlama endüktansından oluşan temel üç elemanın farklı şekillerde bağlanmasıyla elde edilmiştir. Devrede ya tam iletimde ya da tam kesimde olarak çalıştırılan kontrollü güç elemanına, güç anahtarı veya aktif eleman denilmektedir. Diyot ise yarı iletken pasif güç elemanıdır. Ayrıca, çalışma frekansına göre endüktans değerinin yeterince büyük olduğu ve böylece endüktanstan geçen akımın genellikle kesintisiz ve düzgün olduğu kabul edilmektedir. Anahtarlamalı DC – DC dönüştürücülerin çalışma prensibi, anahtarlanan endüktansın enerji aktarımına dayalıdır. Bu dönüştürücülerde, bir anahtarlama peryodu içerisinde ya güç anahtarı ya da güç diyodu iletimdedir. Genellikle, anahtar iletimde iken endüktansa enjekte edilen enerji, diyot iletimde iken çıkışa aktarılır.

2.2. Anahtarlamalı DC –DC Dönüştürücülerin Sınıflandırılması Farklı şekillerde sınıflandırılan anahtarlamalı DC – DC dönüştürücülerin çok kabul gören bir sınıflaması aşağıda verildiği gibidir. 1. İzolasyonsuz temel DC –DC dönüştürücüler a) Düşürücü (buck) dönüştürücü b) Yükseltici (boost) dönüştürücü c) Düşürücü – yükseltici ( buck – boost ) dönüştürücü d) Cuk dönüştürücü 1



e) Sepic dönüştürücü f) Zeta dönüştürücü 2. İzolasyonlu DC –DC dönüştürücüler a) İleri yönlü (forward) dönüştürücü b) Geri dönüşlü (flyback) dönüştürücü c) Push – pull dönüştürücü d) Yarım köprü ( half bridge) dönüştürücü e) Tam köprü (full bridge) dönüştürücü Aslında, izolasyonsuz olan ilk 3 dönüştürücü temel dönüştürücülerdir. Diğer bütün dönüştürücüler, bu 3 dönüştürücüden birisinin karakteristiğine sahiptir. Ayrıca, genellikle izolasyonlu olarak kullanılan yarım ve tam köprü dönüştürücüler, izolasyonsuz olarak da gerçekleştirilebilmektedir. İzolasyonsuz düşürücü ve yükseltici ile izolasyonlu push – pull dönüştürücüler daha çok kullanılmaktadır.

2.3. Darbe Genişlik Modülasyonu (PWM) Tekniği Anahtarlamalı DC – DC dönüştürücülerde, bir anahtarlama peryodu içerisinde güç anahtarı iletim süresinin anahtarlama peryoduna oranı, darbe/peryot oranı veya bağıl iletim süresi olarak tanımlanır ve λ veya D ile gösterilir. Böylece, bağıl iletim süresi için, λ=

T1 Tp

ve 0 < λ < 1

(1)

yazılabilir. Bağıl iletim süresi λ’nın kontrolü ile, DC çıkış geriliminin ayarlanması ve bu gerilimin kaynak gerilimi ile yük akımındaki değişmelere karşı regüle edilmesi sağlanmaktadır. Bu dönüştürücüler, genellikle darbe genişlik modülasyonu (PWM) tekniği ile kontrol edilmektedir. Bu teknikte, sabit çalışma frekansı altında güç anahtarının iletim süresi değiştirilerek, bağıl iletim süresi ve böylece DC çıkış gerilimi kontrol edilmektedir. Gerçekleştirilmesi de oldukça kolay olan PWM tekniğinde, güç anahtarı kontrol sinyalinin nasıl elde edildiği ve kontrolün nasıl sağlandığı, prensip olarak Şekil 1’de görülmektedir. PWM tekniğinde, Şekil 1’den görüldüğü gibi, istenen bir referans gerilim Vr ile geribesleme gerilimi Vf’nin bir amplifikatörden geçirilmesiyle kontrol gerilimi Vc elde edilmekte ve bu gerilim ile istenen frekansta testere dişi şeklindeki bir gerilim Vst’nin karşılaştırılmasıyla güç anahtarının kontrol sinyali elde edilmektedir. Burada, referans giriş gerilimi ile DC çıkış geriliminin ayarı ve geribesleme giriş gerilimi ile DC çıkış geriliminin regülasyonu sağlanmaktadır. Anahtarlamalı dönüştürücülerin DC çıkış gerilimi, ayrıca frekans modülasyonu (FM) tekniği ile de kontrol edilebilmektedir. Bu teknikte ise, anahtarlama frekansı veya peryot değiştirilerek, bağıl iletim süresi ve böylece DC çıkış gerilimi kontrol edilmektedir. Bu kontrol yöntemi, ancak hafif yük veya geçici rejim şartlarında çalışma gibi zorunlu hallerde ve geçici olarak kullanılmaktadır.

2


Vr

+

vc

Amp.


+ Komparatör

Vf vst

Vst

Vstmax

vc

Karşılaştırma işlemi t

Con

Blo V c > Vst

Anahtar kontrol sinyali

t

T2

Vc

>

T1

Vst

Tp

Şekil 1. Prensip olarak PWM tekniği.

2.4. Anahtarlamalı Temel DC – DC Dönüştürücüler Bu bölümde, bir güç anahtarı ve bir güç diyodu ile bir anahtarlama endüktasının farklı şekillerde bağlanmasıyla gerçekleştirilen, izolasyonsuz anahtarlamalı 3 temel DC – DC dönüştürücünün çalışma prensibi ve genel özellikleri incelenmiştir. Bu incelemede, giriş ve çıkış gerilim kaynakları, güç anahtarları ve güç diyodu ile endüktans ve kondansatör ideal kabul edilmiştir. Analizde, ayrıca endüktanstan geçen akımın kesintisiz olduğu kabul edilmiştir. Kararlı rejimde çalışan temel dönüştürücülerin hepsinde, ortalama olarak endüktans akımı daima güç anahtarı ve güç diyodu akımlarının toplamına eşittir. Endüktans gerilimi ve kondansatör akımı ortalama olarak daima sıfırdır. Endüktans akımı ile kondansatör gerilimindeki artma ve azalma miktarları daima birbirine eşittir. DC çıkış gerilimi, ortalama endüktans geriliminin sıfır olmasından veya endüktans akımındaki artma ve azalma miktarlarının birbirine eşitliğinden bulunabilir. Ayrıca, endüktans akımındaki dalgalanma miktarı bu akımdaki artma ile azalma miktarlarının birbirine eşitliğinden ve çıkış gerilimindeki dalgalanma miktarı kondansatör gerilimindeki artma ile azalma miktarlarının birbirine eşitliğinden kolayca bulunabilir. 2.4.1. Düşürücü DC –DC Dönüştürücü Düşürücü (buck) dönüştürücünün devre şeması ve bu devrenin kararlı rejimdeki çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri Şekil 2’de verilmiştir. Bu dönüştürücüde, temel olarak, güç anahtarı iletimde iken giriş gerilim kaynağı hem çıkışı besler hem de endüktansa ilave bir enerji enjekte eder ve güç diyodu iletimde iken endüktanstaki bu ilave enerji çıkışa aktarılır. 3


ii

iB

iT


iL iD

iC

(a) λ=2/3 ve kesintisiz bir endüktans akımı için Vi vCE t Vi vD t Vi-Vo

vL

t -Vo ILmax iL

IL=Io IL min t

IL

IL 2

iC

t IL 2

VC max VC

VC= Vo

vC

VC min T2

T1

t

Tp

(b)

Şekil 2. Düşürücü dönüştürücünün (a) devre şeması ve (b) bu devrenin kararlı rejimdeki çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri.

4



Kararlı rejimde çalışan bu dönüştürücüde, sıfır ile giriş gerilimi arasında kontrol edilebilen bir DC çıkış gerilimi elde edilir. Güç elemanları giriş gerilimine maruz kalır Endüktans çıkışa seri bağlı olduğundan, ortalama olarak endüktans akımı çıkış akımına eşittir, çıkış akımındaki dalgalanma ve gerekli kondansatör değeri çok düşüktür. Fakat, giriş gerilim kaynağından çekilen akım çok dalgalıdır. Düşürücü dönüştürücüde, T1 aralığı için, di L Vi − Vo = dt L

(2)

T2 aralığı için, V di L =− o dt L

(3)

Çıkış gerilimi için, Vo = λVi

(4)

Giriş akımı için, Ii = λIo

(5)

bağıntıları mevcuttur. 2.4.2. Yükseltici DC – DC Dönüştürücü Yükseltici (boost) dönüştürücünün devre şeması ve bu devrenin kararlı rejimdeki çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri Şekil 3’te verilmiştir. Bu dönüştürücüde, temel olarak, güç anahtarı iletimde iken giriş gerilim kaynağı sadece endüktansa ilave bir enerji enjekte eder ve aynı esnada yükü kondansatör besler. Güç diyodu iletimde iken ise, hem giriş gerilim kaynağı çıkışı besler hem de endüktanstaki ilave enerji çıkışa aktarılır. Kararlı rejimde çalışan bu dönüştürücüde, DC çıkış gerilimi, giriş gerilimi ve belirlenen bir maksimum gerilim arasında kontrol edilir. Güç elemanları çıkış gerilimine maruz kalır. Endüktans girişe seri bağlı olduğundan, endüktans akımı giriş akımına eşittir ve giriş akımındaki dalgalanma çok düşüktür. Fakat, çıkış akımındaki dalgalanma ve gerekli kondansatör değeri yüksektir. Ayrıca, bu dönüştürücü boşta çalıştırılamaz.

5


ii

iL


iD iT

iC

iB

(a) λ=2/3 ve kesintisiz bir endüktans akımı için Vo vCE t Vo vD t Vi

vL

t -(Vo-Vi) ILmax iL

IL=Ii ILmin t ILmax Io

IL

ILmin Io t -Io

iC

VC max VC

vC

VC=Vo VC min T2

T1

t

Tp

(b)

Şekil 3. Yükseltici dönüştürücünün (a) devre şeması ve (b) bu devrenin kararlı rejimdeki çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri.

6



Yükseltici dönüştürücüde, T1 aralığı için, di L Vi = dt L

(6)

T2 aralığı için, V − Vi di L =− o dt L

(7)

Çıkış gerilimi için,

Vo =

1 Vi 1− λ

(8)

Giriş akım için,

Ii =

1 Io 1− λ

(9)

bağıntıları geçerlidir. 2.4.3. Düşürücü – Yükseltici DC – DC Dönüştürücü

Düşürücü – yükseltici (buck – boost) dönüştürücünün devre şeması ve bu devrenin kararlı rejimdeki çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri Şekil 4’te verilmiştir. Bu dönüştürücüde temel olarak, güç anahtarı iletimde iken giriş gerilim kaynağı sadece endüktansa ilave bir enerji enjekte eder ve aynı esnada yükü kondansatör besler. Güç diyodu iletimde iken ise, sadece endüktanstaki ilave enerji çıkışa aktarılır. Kararlı rejimde çalışan bu dönüştürücüde, sıfır ve belirlenen bir maksimum gerilim arasında kontrol edilebilen bir DC çıkış gerilimi elde edilir. Güç elemanları giriş ve çıkış gerilimlerinin toplamına maruz kalır. Endüktans giriş veya çıkışa seri bağlı olmadığından, endüktans akımı giriş ile çıkış akımlarının toplamına eşittir ve giriş ile çıkış akımlarındaki dalgalanmalar büyüktür. Bu dönüştürücü de boşta çalıştırılamaz. Ayrıca, bu dönüştürücünün önemli ve farklı bir özelliği, çıkış geriliminin ters yönlü olmasıdır. Bu nedenle, bu dönüştürücüye ters çıkışlı dönüştürücü de denilmektedir. Bu durum, genellikle uygulamalarda istenmez.

7


ii

iB

iT


iD iL iC (a)

λ=2/3 ve kesintisiz bir endüktans akımı için V+ i Vo vCE t V+ i Vo vD t Vi

vL

t -Vo ILmax iL

IL=Ii+Io IL min t ILmax Io

IL

ILmin Io t Io

iC

VCmax VC

vC

VC=Vo VC min T2

T1

t

Tp

(b)

Şekil 4. Düşürücü – yükseltici dönüştürücünün (a) devre şeması ve (b) bu devrenin kararlı rejimdeki çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri.

8



Düşürücü – yükseltici dönüştürücüde, T1 aralığı için, di L Vi = dt L

(10)

T2 aralığı için, di L V =− o dt L

(11)

Çıkış gerilimi için, Vo =

λ Vi 1− λ

(12)

Giriş akımı için, Ii =

λ Io 1− λ

(13)

bağıntıları mevcuttur.

2.5. Anahtarlamalı Temel DC – DC dönüştürücülerin Karşılaştırılması Tablo 1’de anahtarlamalı temel DC – DC dönüştürücülerin etraflı bir özeti ve karşılaştırması verilmiştir. Dönüştürücünün seçiminde, öncelikle istenen çıkış gerilimi aralığı etkilidir. Giriş ve çıkış akımlarındaki dalgalanma miktarları da dikkate alınmalıdır. Ayrıca, yükseltici ve düşürücü – yükseltici dönüştürücüler, özellikle belirli ve sabit yükler için düşünülmelidir. Bu dönüştürücülerde, güç elemanlarının gerilim değerlerine göre bir maksimum DC çıkış gerilimi belirlenmeli ve bu değer denetlenmelidir. Çıkış geriliminin aşırı değerler alması nedeniyle, bu dönüştürücüler boşta çalışma özelliğine sahip değildir.

9



Tablo 1. Anahtarlamalı temel DC – DC dönüştürücülerin karşılaştırılması. ANAHTARLAMALI TEMEL DC –DC DÖNÜŞTÜRÜCÜLERİN KARŞILAŞTIRILMASI Karşılaştırma Konusu

Düşürücü

T1 aralığında çalışma

Vi çıkışı besler. Vi , L’ye ilave bir enerji enjekte eder.

T2 aralığında çalışma

L’deki ilave enerji çıkışa aktarılır.

Yükseltici

Vi , L’ye ilave bir enerji enjekte eder. C yükü besler. Vi çıkışı besler. L’deki ilave enerji çıkışa aktarılır.

Düşürücü Yükseltici

Vi , L’ye ilave bir enerji enjekte eder. C yükü besler. L’deki ilave enerji çıkışa aktarılır.

λ

Vo çıkış gerilimi

λVi

1 Vi 1− λ

1− λ

Ii giriş akımı

λIo

1 Io 1− λ

λ Io 1− λ

0 ile Vi

Vi ile Vomax

- (0 ile Vomax)

Güç elemanlarının maruz kaldığı gerilim

Vi

Vo

Vi + Vo

IL endüktans akımı

Io

Ii

Ii + Io

Ii’deki dalgalanma

Büyük

Çok küçük

Büyük

Io’daki dalgalanma

Çok küçük

Büyük

Büyük

Vo’daki dalgalanma

Çok küçük

Büyük

Büyük

Pozitif

Pozitif

Negatif

Var

Yok

Yok

Vo kontrol aralığı

Vo’ın yönü Boşta çalışma özelliği

10

Vi



3. REZONANSLI DC – DC DÖNÜŞTÜRÜCÜLER Temel olarak, seri bağlı bir endüktans ile bir kondansatörün bir gerilim kaynağıyla beslenmesine seri rezonans devresi ve paralel bağlı bir endüktans ile bir kondansatörün bir akım kaynağıyla beslenmesine ise paralel rezonans devresi denilmektedir. Rezonanslı dönüştürücüler, rezonans devreleri kullanılarak gerçekleştirilen dönüştürücü devreleridir. Bu şekilde elde edilen çok sayıda ve türde dönüştürücü mevcuttur. Burada rezonanslı dönüştürücüler etraflı olarak incelenmemiştir. Anahtarlamalı dönüştürücüler ile bir karşılaştırma yapılabilmesi için, temel olarak rezonanslı dönüştürme kavramı ve rezonans kontrol tekniği ile örnek bir rezonanslı dönüştürücü ve temel rezonans bağıntıları ele alınmıştır.

3.1. Rezonanslı DC – DC Dönüştürüme Kavramı Rezonans devreleri, aşağıda verilen iki temel amaç ile dönüştürücü uygulamalarında kullanılmaktadır. 1. Trisörlerin komütasyonunu ve böylece tristörlü devrelerin çalışmasını sağlamak. 2. Güç elemanlarının sıfır akım veya sıfır gerilimde anahtarlanmasını ( ZCS veya ZVS ) ve böylece anahtarlama kayıplarının bastırılmasını sağlamak.

Rezonanslı DC – DC dönüştürücülerin çalışma prensibi, oluşturulan rezonans devrelerinin enerji transferine dayalıdır. Bu amaçla seri, paralel ve karmaşık olmak üzere çok sayıda ve türde rezonans devreleri geliştirilmiştir. Rezonanslı dönüştürücüler ile önceleri tristörlü devrelerin çalıştırılabilmesi amaçlanırken, son yıllarda daha çok yarı iletken güç elemanlarında sıfır akımda veya sıfır gerilimde anahtarlama (ZCS veya ZVS) hedeflenmektedir.

3.2. Rezonans Kontrol Tekniği Rezonans kontrol tekniğinde, sıfır akım veya sıfır gerilim dedektörleri kullanılarak, akım veya gerilimin sıfır olduğu esnada güç elemanlarının iletim veya kesime girmesi sağlanır. Burada, rezonans devresi tarafından belirlenen çalışma frekansı, genellikle çıkış gücüne bağlı olarak değişmektedir. Bu teknikte, rezonanslar arasında bırakılan boşluğun veya giriş kaynağının akım veya gerilim değerinin değiştirilmesi ile çıkış gücü kontrol edilir.

3.3. Bir Rezonanslı DC – DC Dönüştürücü Örneği Bir örnek olarak ZCS rezonanslı DC –DC dönüştürücünün devre şeması ve bu devrenin kararlı durumda çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri Şekil 5’te verilmiştir. Bu devrenin kararlı durumdaki peryodik çalışması dört kademeden oluşmaktadır. Bu kademeler aşağıda kısaca açıklanmıştır. Burada, Lr rezonans endüktansı ve Cr rezonans kondansatörüdür. Kademe 1 [t0 < t < t1] : t0 anında D iletimde iken T’ye kontrol sinyali uygulanır. Lineer olarak artan iLr akımının Io değerine erişmesiyle, t2 anında D kesime girer ve bu kademe biter.

11


ii

iLr iB


iLF iCr +

vCr -

(a)

IBS

iB

t

ILrmax iLr

Io t

ICrmax iCr t

-Io 2Vi=VCrmax

vCr vD vo

Vi Vo t

t0 t1

t2 t3

t4

t5=t0

(b) Şekil 5. ZCS rezonanslı DC-DC dönüştürücünün (a) devre şeması ve (b) bu devrenin kararlı durumda çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri.

12



Kademe 2 [t1< t < t3] : t1 anında sabit Io akımı altında Lr ve Cr arasına bir rezonans başlar. Cr kondansatörü sinüs fonksiyonu şeklindeki iCr akımıyla dolar. VCr gerilimi kosinüs fonksiyonu şeklinde yükselir. t2 anında iCr’nin sıfır olması ve VCr’nin 2Vi değerine erişmesiyle, ters salınım başlar. Ters yöndeki iCr akımının Io değerine erişmesiyle, t3 anında iLr akımı sıfır olur ve bu kademe sona erer. Tam bu anda güç anahtarının kontrol sinyali kesilmelidir. Kademe 3 [t3 < t < t4] : t3 anından itibaren Cr kondanstörü Io akımı ile boşalır. Lineer olarak azalan VCr geriliminin sıfır olmasıyla, t4 anında D iletime girer ve bu kademe biter. Kademe 4 [t4 < t < t5 = t0] : t4 anından itibaren Io akımını D diyodu geçirir. İstenen bir süre beklendikten sonra, t5 = t0 anında yeniden güç anahtarına kontrol sinyali uygulandığında, bu kademe ve bu çalışma peryodu tamamlanır ve yeni bir peryot başlar.

Bu rezonanslı dönüştürücünün en önemli avantajı, devredeki güç anahtarının iletim ve kesime girme işlemlerinin sıfır akımda anahtarlama (ZCS) altında gerçekleşmesidir. Bu özellik doğrudan dönüştürücünün ismine yansımıştır. Kontrol sinyalinin elde edilebilmesi için akım ve gerilim dedektörlerinin kullanılması gerektiğinden, kontrolün zor olduğu söylenebilir. Bu dönüştürücüde çıkış gerilimi 0 ile Vi aralığında kontrol edilebilir. Ancak, bu kontrol diyodun iletim aralığı değiştirilerek sağlanabildiğinden, çalışma frekansı geniş bir aralıkla değişmektedir. Çalışma frekansı veya çıkış gerilimi, ayrıca Io yük akımına çok bağlıdır. Bu dönüştürücüde t0 – t1, t2 – t3 ve t3 – t4 aralıklarının süreleri doğrudan Io akımına bağlıdır. Ayrıca, bu dönüştürücüde akım ve gerilim değişimleri çok dalgalıdır. Güç anahtarı ile güç diyodu aşırı akım veya aşırı gerilim stresine maruz kalmaktadır. Böylece, elemanların nominal değerleri yükselmekte ve devrenin güç yoğunluğu düşmektedir.

3.4. Temel Rezonans Devreleri Rezonanslı dönüştürücülerde çok kullanılan birkaç temel rezonans devresi ve bu devreler ile ilgili temel bağıntılar Tablo 2’de özetlenmiştir.

13



Tablo 2. Temel rezonans devreleri ve bunlarla ilgili temel bağıntılar.

TEMEL REZONANS DEVRELERİ VE BUNLARLA İLGİLİ TEMEL BAĞINTILAR Devre Türü

Temel Bağıntılar i L = I L 0 cos ωt +

Seri Rezonans Devresi

Vi − VC 0 sin ωt Z

iL

v L = (Vi − VC 0 ) cos ωt − ZI L 0 sin ωt

+

v C = −(Vi − VC0 ) cos ωt + ZI L 0 sin ωt + Vi

+ -

vC -

1

ω=

Paralel Rezonans Devresi 1

iL

iC +

vC -

LC

i L = (I L 0 − I i ) cos ωt +

iL

vC2 +

vC1 -

L C

VC 0 sin ωt Z

v C = VC 0 cos ωt − Z(I L 0 − I i )sin ωt 1 LC

Z = ωL =

1 = ωC

L C

i L = i C1 = (I L 0 −

CS V − VC10 C I i ) cos ωt + C 20 sin ωt + S I i C2 C2 Z

i C = i C 2 = −( I L 0 −

CS V − VC10 C I i ) cos ωt − C 20 sin ωt − S I i + I i C2 Z C2

iC +

1 = ωC

VC 0 sin ωt + I i Z

i C = −(I L 0 − I i ) cos ωt −

ω=

Paralel Rezonans Devresi 2

Z = ωL =

v C1 = −

⎤ I ⎛ CS ⎡ CS ⎞ I i ⎟⎟ sin ωt − (VC 20 − VC10 )⎥ + i t + VC10 ⎢(VC 20 − VC10 ) cos ωt − Z⎜⎜ I L 0 − C1 ⎣ C2 ⎠ ⎝ ⎦ Cp

-

v C2 =

⎤ I ⎛ CS ⎡ CS ⎞ I i ⎟⎟ sin ωt − (VC 20 − VC10 )⎥ + i t + VC 20 ⎢(VC 20 − VC10 ) cos ωt − Z⎜⎜ I L0 − C2 ⎣ C2 ⎠ ⎝ ⎦ Cp

CS =

C1C 2 C1 + C 2

ω=

1 LCS

Cp = C1 + C 2 Z = ωL =

14

1 L = CS ωC S



4. ANAHTARLAMALI VE REZONANSLI DC – DC DÖNÜŞTÜRÜCÜLERİN KARŞILAŞTIRILMASI Anahtarlamalı ve rezonanslı DC – DC dönüştürücülerin ayrıntılı bir karşılaştırması Tablo 3’te verilmiştir. Bu tablodan açıkça görüldüğü gibi anahtarlamalı dönüştürücüler sert anahtarlama dışında büyük bir üstünlük sağlamaktadır. Tablo 3. Anahtarlamalı ve rezonanslı DC –DC dönüştürücülerin karşılaştırılması. ANAHTARLAMALI VE REZONANSLI DC – DC DÖNÜŞTÜRÜCÜLERİN KARŞILAŞTIRILMASI Karşılaştırma Konusu

Anahtarlamalı

Rezonanslı

PWM

Rezonans

Kontrol kolaylığı

Çok kolay

Zor

Çalışma frekansı

Sabit

Değişken

Bağlı değil

Bağlı

Sert

Yumuşak

Normal

Aşırı

Normal

Yüksek

Yok

Fazla

Çok yüksek

Düşük

Çok hızlı

Yavaş

Kontrol tekniği

Frekansın yüke bağlılığı Güç elemanlarının iletim ve kesime girme işlemleri Güç elemanlarının akım ve gerilim stresleri Güç elemanlarının nominal değerleri Akım ve gerilim değişimlerinde dalgalanma Güç yoğunluğu Cevap verme

5. SONUÇ Anahtarlamalı PWM DC –DC dönüştürücüler mükemmel bir performans sergilemektedir. Bu dönüştürücülerin tek dezavantajı güç elemanlarının iletim ve kesime girme işlemlerinin sert anahtarlama şeklinde oluşmasıdır. Rezonanslı DC – DC dönüştürücüler çok fazla dezavantaja sahiptir. Bu dönüştürücülerin en önemli avantajı güç elemanlarının iletim ve kesime girme işlemlerinin sıfır akım veya sıfır gerilimde anahtarlama (ZCS veya ZVS) altında gerçekleşmesidir. En iyi çözüm, PWM ve rezonans tekniklerinin istenen özelliklerinin birleştirilmesi olarak görülmektedir. Bu amaçla, rezonans tekniğinin sadece güç anahtarının iletim ve kesime girme işlemleri esnasında kullanıldığı, kısmi rezonanslı veya yumuşak anahtarlamalı PWM DC – DC dönüştürücüler geliştirilmiştir. 15



YENİ BİR PASİF REZONANSLI BASTIRMA HÜCRESİ DİZAYNI 1. GİRİŞ Bu çalışmada, aktif bastırma hücrelerinin çoğundan daha büyük bir toplam devre verimi ve daha geniş bir yük çalışma aralığı sağlayan, yeni bir pasif rezonanslı bastırma hücresi dizaynı sunulmaktadır. Oldukça basit yapılı ve kolay kontrollü olan bu bastırma hücresi, özellikle yüksek güç ve frekanslı endüstriyel uygulamalarda IGBT-PWM dönüştürücüler için uygundur. Sunulan bastırma hücreli bir dönüştürücüde, aktif ve pasif bütün yarı iletken elemanlar yumuşak anahtarlama ile çalışır. Önerilen bastırma hücresi ile donatılan bir IGBT-PWM düşük çıkışlı dönüştürücünün çalışma prensibi ve etraflı bir kararlı durum analizi sunulmuştur. Sunulan teorik analiz, giriş gerilimi 500 V, darbe frekansı 50 kHz ve gücü 5 kW olan düşük çıkışlı bir prototip ile doğrulanmıştır.

2. ÇALIŞMA PRENSİBİ VE ANALİZ 2.1. Tanım ve Kabuller Sunulan yeni pasif rezonanslı bastırma hücresi ile donatılan IGBT-PWM düşük çıkışlı dönüştürücünün devre şeması Şekil 1’de görülmektedir. Sunulan bastırma hücresi, bir bastırma endüktansı (LS) ve bir bastırma kondansatörü (CS) ile bir tampon kondansatör (CB) ve üç yardımcı diyottan (DS1 , DS2 ve DS3) oluşmaktadır.

Şekil 1. Sunulan yeni pasif rezonanslı bastırma hücreli IGBT-PWM düşük çıkışlı dönüştürücünün devre şeması. Şekil 1’de verilen devrenin bir anahtarlama peryodundaki kararlı durum analizini kolaylaştırmak için aşağıdaki kabuller yapılmıştır. a) Giriş gerilimi Vi sabittir. b) Çıkış gerilimi VO sabittir veya çıkış kondansatörü CF çok büyüktür. c) Çıkış akımı I0 sabittir veya ana endüktans LF çok büyüktür. d) Ana endüktans LF bastırma endüktansı LS’den çok büyüktür. e) Rezonans devreleri idealdir veya kayıpsızdır. f) Yarı iletken elemanlar idealdir. g) Sadece ana diyot DF’nin ters toparlanma süresi dikkate alınır. 1



2.2. Çalışma Aralıkları Sunulan pasif bastırma hücreli IGBT-PWM DC-DC dönüştürücünün bir anahtarlama peryodundaki kararlı durum çalışmasında dokuz aralık oluşur. Bu aralıkların eşdeğer devre şemaları Şekil 2’de ve bu aralıklarla ilgili temel dalga şekilleri Şekil 3’te görülmektedir. Aşağıda bütün çalışma aralıklarının sırasıyla detaylı birer analizi sunulmuştur. Aralık 1 [ Şekil 2 (a); t0
ω1 = 1 / LS Ce

(9)

(10) Z1 = LS / C e eşitlikleri mevcuttur. Bu aralıkta, önce t=t3 anında, iLS akımı maksimum değerine erişir. Sonra t=t4 anında, vCS geriliminin Vi değerine erişmesi ve DS1 diyodunun ZVS altında iletime girmesiyle bu aralık tamamlanır. Bu durum için aşağıdaki ifadeler bulunur: 2



Şekil 2. Sunulan dönüştürücüde çalışma aralıklarının eşdeğer devre şemaları. I LS max = Lrr 2 + (Vi / Z1 )2 + I 0

t 23 =

t 34 =

1

ω1 1

ω1

arctg

arcsin

(11)

Vi Z1 I rr

(12)

⎛ CS ⎞ ⎜⎜ − 1⎟⎟Vi ⎝ Ce ⎠ 2

2

Vi + Z1 I rr

(13)

2

3



Aralık 3 [ Şekil 2 (c); t4
Z 2 = LS / C B

(17)

eşitlikleri geçerlidir. iLS akımının tekrar I0 değerine düşmesi ve vCB geriliminin maksimum değerine erişmesiyle, t=t5 anında, DS1 ile DS2 diyotları yaklaşık ZCS altında kesime girer ve bu aralık tamamlanır. Bu aralığın süresi, aşağıdaki gibi bulunur. Z (I − I0 ) 1 (18) t 45 = arctg 2 LS 4 ω2 VCB 4 Aralık 4 [ Şekil 2 (d); t5
⎤ ⎞ I0 ⎟⎟ I 0 sin (ω1 (t − t 7 ) )⎥ − (t − t 7 ) + VCB max ⎠ ⎦ CS + CB ⎤ C ⎡ ⎛ C ⎞ I0 = e ⎢ Z1 ⎜⎜1 − e ⎟⎟ I 0 sin (ω1 (t − t 7 ) )⎥ − (t − t 7 ) + VCB max CB ⎣ ⎝ CB ⎠ C + C S B ⎦

vCS = −

vCS

Ce ⎡ ⎛ Ce ⎢ Z1 ⎜⎜1 − CS ⎣ ⎝ CB

4

(23)

(24)



VGE

iT i DF

IO I rr

i LS

I LSmax

Vi

v CS

v CB

VCBmax

vT

Vi +VCBmax

v DF

Vi

v DS1

VCB9

v DS2

VCBmax

VCBmax

Vi

v DS3 t0

t1 t2 t3 t4

t5

t6 t7

t8 t9

t 10

t 11= t 0

Şekil 3. Sunulan dönüştürücüde çalışma aralıklarıyla ilgili temel dalga şekilleri.

bağıntıları çıkarılır. vCS geriliminin sıfıra düşmesi ve DS2 diyodunun ZVS altında iletime girmesiyle bu aralık biter. CB’nin de yardımıyla CS kondansatörü T ana transistörünün yaklaşık ZVS altında kesime girmesini sağlar. Aralık 7 [ Şekil 2 (g); t8
5



Aralık 8 [ Şekil 2 (h); t9
3. DİZAYN İŞLEMİ Sunulan rezonanslı pasif bastırma hücresi, yumuşak anahtarlama sayesinde ana transistör ve ana diyodun çok düşük anahtarlama kaybı ile çalışmasını sağlar, fakat ana ve yardımcı devrelerde bir miktar ek kayıpların oluşmasına neden olur. Daha önceden sunulan dizayn işlemleri dikkate alınarak geliştirilen aşağıdaki dizayn işlemi, temel olarak maksimum çıkış akımında bile ana transistör ve ana diyodun yumuşak anahtarlanmasının sağlanması ile oluşan ek kayıpların makul seviyelerde kalmasına dayalıdır.

1. Bastırma endüktansı LS, ana transistörün iletime girmesi esnasında ve onun akım yükselme süresi kadar bir zamanda, en fazla maksimum yük akımı kadar bir akım artışına müsaade etmek üzere seçilir. Bu durum, Vi t r ≤ I 0 max (31) LS şeklinde ifade edilebilir. Aynı zamanda, ana diyodun kesime girmesi esnasında ve onun ters toparlanma süresinin üç katı kadar bir zamanda, en fazla maksimum yük akımı kadar bir akım artışına müsaade etmelidir. Bu durumda ise, Vi 3t rr max ≤ I 0 max (32) LS bağıntısı yazılabilir. Burada, tr ana transistörün akım yükselme süresidir. trr ise, I0max iletim akımı ve –Vi / LS akım azalma hızı değerlerine karşılık gelen ana diyodun ters toparlanma süresidir.

6



2. Bastırma kondansatörü CS, ana transistörün kesime girmesi esnasında ve en az onun akım düşme süresi kadar bir zamanda, maksimum yük akımında bile kaynak gerilimine kadar dolmak üzere seçilir. Bu kondansatörün sabit yük akımı ile deşarj olduğu kabul edilirse, CS (33) Vi ≥ t f I 0 max ifadesi elde edilir. Burada, tf ana transistörün akım düşme süresidir. 3. Tampon kondansatörü CB, maksimum yük akımında en fazla önceden belirlenen bir maksimum değere kadar dolmak üzere seçilir. Bu kondansatör, prensip olarak ana diyodun yumuşak kesime girmesi ve CS kondansatörünün şarj olması esnasında LS endüktansında biriken enerjileri üstlenir. Buna göre enerji dengesi yaklaşık olarak, 1 1 1 C S Vi 2 + LS I rr max 2 ≅ C BVCB max 2 (34) 2 2 2 şeklinde ifade edilebilir. Burada, Irrmax ana diyodun I0max iletim akımı ve –Vi / LS akım azalma hızı parametrelerine karşılık gelen ters toparlanma akımıdır. Ayrıca, burada CB’nin CS’den yeterince büyük olması gerekir. Şunu da hemen belirtmek gerekir ki, VCBmax geriliminin büyük olması ana diyodun maruz kaldığı gerilimi arttırır, küçük olması ise LS endüktans enerjisinin yüke aktarılma süresini arttırır. CB’nin CS’nin 5 katı civarında seçilmesinin iyi sonuçlar verdiği bilinmektedir.

4. DÖNÜŞTÜRÜCÜNÜN ÖZELLİKLERİ Bu bölümde sunulan yeni dönüştürücünün özellikleri aşağıdaki gibi özetlenebilir. 1. Devredeki bütün aktif ve pasif yarı iletken elemanlar, tam veya yaklaşık ZVS ve/veya ZCS altında kapanır ve açılır. T ana transistörü, yaklaşık ZCS altında iletime ve yaklaşık ZVS ile kesime girer. DF ana diyodu ZVS altında iletime ve kesime girer. DS1, DS2 ve DS3 yardımcı diyotları da yumuşak anahtarlama ile çalışır. 2. Dönüştürücü oldukça basit yapılı ve kolay kontrollüdür. Ek bir kontrollü eleman yoktur. Yardımcı devre, bir endüktans, iki kondansatör ve üç küçük boyutlu diyottan oluşmaktadır. 3. Bastırma devresi, çalışma peryodunun çok küçük bir kısmında etkilidir. Ana transistörün iletime ve kesime girme işlemleri esnasında, bastırma devresinin en az sürelerde ve en faydalı bir şekilde çalışması sağlanır. Sirkülasyon enerjisi oldukça düşüktür ve dönüştürücü peryodun büyük bir kısmında normal PWM dönüştürücü olarak çalışır. 4. Dönüştürücü oldukça geniş bir yük akımı aralığında çalışır. 5. Sunulan pasif bastırma hücresi, kolay bir şekilde diğer temel PWM DC-DC dönüştürücülere uygulanabilir. 6. Sunulan rezonanslı bastırma hücresi, daha önce önerilen daha pahalı ve karmaşık aktif bastırma hücrelerinin çoğundan daha büyük bir toplam devre verimi ve daha geniş bir yük akımı çalışma aralığı sağlar. 7. Ana transistör bir ek gerilim stresine ve ana diyot bir ek akım stresine maruz kalmaz. Ana transistörün ek akım stresi çok küçüktür, fakat maalesef ana diyot kaynak geriliminin iki katına yakın bir gerilim stresine maruz kalır.

Sonuç olarak, bu bölümde sunulan pasif bastırma hücresi, gerçekten çok basit yapılı, kolay kontrollü ve oldukça yararlıdır. Bu hücre, özellikle yüksek güç ve frekanslı endüstriyel uygulamalarda IGBT’li PWM dönüştürücüler için uygundur. 7



5. DENEYSEL SONUÇLAR 5.1. Uygulama Devresi Sunulan pasif rezonanslı bastırma hücreli düşük çıkışlı PWM dönüştürücünün öngörülen çalışma prensibi ve teorik analizini doğrulamak için, Şekil 4’te görülen 5 kW ve 50 kHz’lik IGBT’li bir prototip gerçekleştirilmiştir.

Şekil 4. 5 kW ve 50 kHz’lik IGBT-PWM düşük çıkışlı bir dönüştürücünün deneysel devre şeması.

Uygulama devresinde kullanılan yarı iletken elemanların üretici firma el kitaplarında yer alan bazı nominal değerleri Çizelge 1’de özetlenmiştir. Çizelge 1. Uygulama devresinde kullanılan yarı iletken elemanların bazı nominal değerleri. ELEMAN

SERİ NUMARASI

T DF DS1, DS2, DS3

IXSK35N120AU1 DSEI 12-12A MUR 860

V (V) 1200 1200 600

I (A) 35 12 8

tr (ns) 150 -

tf (ns) 700 -

trr (ns) 50 60

5.2. Hesap Örneği Teorik analizde elde edilen bağıntılar kullanılarak, Şekil 4’te verilen ve laboratuvarda gerçekleştirilen devre için yapılan etraflı bir hesap örneği aşağıda sunulmuştur. Vi=500 V LS=15 μH

V RL=50 Ω CS=10 nF

Ce=7,67 nF .....(8) ω1=2,95.10+6 rd/s.....(9)

I0max=10 A CB=33nF

Z1=44,22 Ω.....(10) ω2=1,42.10+6 rd/s.....(16) 8

Irr=10 A Z2=21,32 Ω....(17)


Aralık 1 (t0

Aralık 2 (t2
Aralık 3 (t4
Aralık 4 (t5
Aralık 6 (t7
Aralık 7 (t8
Aralık 8 (t9
Aralık 9 (t10
5.3. Deneysel Sonuçlar Sert anahtarlamalı ve sunulan yumuşak anahtarlamalı IGBT-PWM düşük çıkışlı dönüştürücülerde, bazı çıkış gerilimleri için, deneysel olarak elde edilen yarı iletken eleman kayıpları ve toplam devre verimleri Çizelge 2’de verilmiştir. Çizelge 2’de verilen deneysel sonuçlar, yarı iletken soğutucularındaki sıcaklık artışları ile devrenin giriş ve çıkışındaki gerilim ve akım değerleri ölçülerek belirlenmiştir. Ancak, sert anahtarlamalı dönüştürücüye ait deneysel sonuçlar, düşük frekanslarda çalıştırılan devreden ölçülen değerlerden kıyas yolu ile tespit edilmiştir. Laboratuarda gerçekleştirilen sert ve sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücülerden elde edilen bazı osilogramlar Şekil 5 ve karşılaştırılmalı verim diyagramları Şekil 6’da verilmiştir. Şekil 5(a) ve (b)’den, sert anahtarlamalı dönüştürücüde ana transistör T ve ana diyot DF’nin sert anahtarlama ile çalıştığı görülmektedir. Eşzamanlı olarak oluşan T’nin kapama ve DF’nin açma işlemi esnasında, bu iki elemandan büyük bir kısa devre akımı geçmekte ve bu akım büyük bir enerji kaybına sebep olmaktadır. 9



Çizelge 2. Sert ve sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücülerde yarı iletken elemanların kayıpları ve toplam devre verimleri.

VO (V) 200 250 300 350 400 450

SERT veya YUMUŞAK

SERT YUMUŞAK SERT YUMUŞAK SERT YUMUŞAK SERT YUMUŞAK SERT YUMUŞAK SERT YUMUŞAK

T

149 17 185 21 221 26 257 30 293 35 329 39

Vi=500 V, fp=50 kHz ve RL=50Ω GÜÇ KAYIPLARI (W) DS1+ TOPLA DF EK DS2+ M DS3 6 33 188 6 6 17 46 7 39 231 5 6 17 49 7 48 276 7 6 18 57 8 56 321 7 6 19 62 9 65 367 6 6 19 66 10 75 414 5 6 19 69

Pi (W)

PO (W)

η (%)

988 846 1481 1299 2076 1857 2771 2512 3567 3266 4464 4119

800 800 1250 1250 1800 1800 2450 2450 3200 3200 4050 4050

81.0 94.6 84.4 96.2 86.7 96.9 88.4 97.5 89.9 98.0 90.7 98.3

Şekil 5(c) ve (d)’den, yumuşak anahtarlamalı dönüştürücüde ana transistör T’nin yaklaşık ZCS ile iletime ve ZVS ile kesime girdiği, ana diyot DF’nin ZVS altında iletime ve kesime girdiği ve kaynak geriliminin 1.5 katı kadar bir gerilime maruz kaldığı görülmektedir. Ancak, T’nin ilave bir akıma ve DF’nin ilave bir gerilime maruz kalmadığı görülmektedir. Ayrıca, Şekil 5(e) ve (f)’den,DS1, DS2 ve DS3 yardımcı diyotlarının yumuşak anahtarlama ile çalıştığı anlaşılmaktadır. Çizelge 2 ve Şekil 6’dan görüldüğü gibi, sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücünün verim değerleri, özellikle maksimum çıkış gücüne yaklaşıldıkça oldukça yüksek değerler almaktadır. Bastırma devresi maksimum yük akımı için dizayn edildiğinden, çıkış gücü düştükçe verim değerlerinin de düştüğü görülmektedir. Ancak, hemen şunu da belirtmek gerekir ki, bir IGBT-PWM dönüştürücü, bu güç ve frekans değerlerinde ancak sunulan bastırma devresi yardımıyla çalışabilir. Sonuç olarak, elde edilen bütün deneysel sonuçların, sunulan dönüştürücü için öngörülen çalışma prensibi ve teorik analizi tam olarak doğruladığı açıkça görülmüştür. Bütün yarı iletken elemanların tam veya yaklaşık ZVS ve/veya ZCS altında iletime ve kesime girdiği gözlenmiştir. İlave olarak, % 80’lik bir çıkış gücü için, sert anahtarlamalı dönüştürücüye göre sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücüde, ana anahtar kaybının %88 ve toplam devre kaybının %83 civarında düştüğü ve böylece devre veriminin %91’lik bir değerden %98 civarında bir değere yükseldiği tespit edilmiştir.

10



Şekil 5. Deneysel devrelerden elde edilen bazı osilogramlar. Hepsinde 200 V/kare ve 2 μs/kare geçerlidir. (a) ve (b) 20 A/kare ve diğerleri 10A/kare ölçeklidir. a) HS‘de, T ana anahtarının gerilim (üst) ve akım (alt) değişimleri. b) HS‘de, D F ana diyodunun gerilim (üst) ve akım (alt) değişimleri. c) SS‘de, T ana anahtarının gerilim (üst) ve akım (alt) değişimleri. d) SS‘de, D F ana diyodunun gerilim (üst) ve akım (alt) değişimleri. e) SS‘de, D S1 diyodu (üst) ve CS kondansatörünün(alt) gerilim değişimleri. f) SS‘de, CB kondansatörü (üst) ve D S3 diyodunun (alt) gerilim değişimleri.

11


100


Yumuşak Anahtarlama

98 96

Verim (%)

94 92

Sert Anahtarlama

90 88 86 84 82 80

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

Çıkış Gücü (%)

Şekil 6. Sert ve sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücülerde karşılaştırmalı verim eğrileri.

6. SONUÇ Bu çalışmada, aktif bastırma hücrelerinin çoğundan daha büyük bir toplam devre verimi ve daha geniş bir yük çalışma aralığı sağlayan, yeni bir pasif rezonanslı bastırma hücresi dizaynı sunulmuştur. Oldukça basit yapılı ve kolay kontrollü olan bu bastırma hücresi, özellikle yüksek güç ve frekanslı endüstriyel uygulamalarda IGBT-PWM DC-DC dönüştürücüler için uygundur. Sunulan bastırma hücresi ile donatılan IGBT-PWM düşük çıkışlı bir dönüştürücünün etraflı bir analizi yapılmıştır. Sunulan dönüştürücünün önerilen çalışma prensibi ve teorik analizi, 5 kW ve 50 kHz’lik bir IGBT’li prototip ile tam olarak doğrulanmıştır. Uygulama devresinde kullanılan bütün yarı iletken elemanların tam veya yaklaşık ZVS ve/veya ZCS altında iletim ve kesime girdiği açık bir şekilde görülmüştür. Ayrıca, %80’lik bir çıkış gücü için, sert anahtarlamalı karşılığı olan dönüştürücüye göre sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücüde, ana anahtar kaybının %88 ve toplam devre kaybının %83 civarında azaldığı ve böylece toplam verimin %91’lik bir değerden %98 civarında bir değere yükseldiği görülmüştür.

12



AKTİF REZONANS BASTIRMALI PWM DC-DC DÖNÜŞTÜRÜCÜ 1. GİRİŞ Şekil 1’de aktif rezonanslı bastırma hücreli sıfır gerilimde ve sıfır akımda anahtarlamalı (ZV-ZCS) PWM DC-DC yüksek çıkışlı dönüştürücünün devre şeması görülmektedir. Verilen devre, geliştirilen aktif bastırma hücresi sayesinde, pasif elemanlar için yumuşak anahtarlamayı sağladığı gibi, aktif anahtarlama elemanları için de akım ve gerilim streslerini arttırmadan sıfır akımda iletime girme ve sıfır gerilimde kesime girmeyi sağlamaktadır.

2. ÇALIŞMA PRENSİBİ VE ANALİZ 2.1. Tanım ve Kabuller Devre üzerinde kesikli çizgi ile gösterilen aktif rezonanslı bastırma hücresi, bir yardımcı anahtar (Sa), bir bastırma endüktansı (Lr) ve bir bastırma kondansatörü (Cr) ile iki yardımcı diyottan (D1 ve D2) oluşmaktadır. Burada, bastırma endüktansı doğrultucu diyot ile seri olarak yer almaktadır. ILr

. . . . . .

D

Lr

Ii

D1

+

Cr

+

D2

+

Vo

+

Sa

S

Vds

-

. .

.

-

Şekil 1. Aktif rezonanslı bastırma hücreli ZV-ZCS-PWM DC-DC yüksek çıkışlı dönüştürücünün devre şeması. Şekil 1’de verilen devrenin bir anahtarlama peryodundaki kararlı durum analizini kolaylaştırmak için aşağıdaki kabuller yapılmıştır. a) Giriş gerilimi Vi sabittir. b) Çıkış gerilimi Vo sabittir veya çıkış kondansatörü CF çok büyüktür. c) Giriş akımı Ii sabittir veya ana endüktans LF çok büyüktür. d) Ana endüktans LF bastırma endüktansı LS’den çok büyüktür. e) Rezonans devreleri idealdir veya kayıpsızdır. f) Yarı iletken elemanlar idealdir. g) Sadece ana anahtar S’nin parazitik kondansatörü dikkate alınır. 1



2.2. Çalışma Aralıkları Sunulan aktif rezonanslı bastırma hücreli dönüştürücünün bir anahtarlama peryodundaki kararlı durum çalışmasında yedi aralık oluşur. Bu aralıkların eşdeğer devre şemaları Şekil 2’de ve bu aralıklarla ilgili temel dalga şekilleri Şekil 3’te görülmektedir. Aşağıda bütün çalışma aralıklarının sırasıyla birer analizi sunulmuştur. Aşama 1 (t0-t1) : t0’dan önce, S ve Sa kesimde ve D iletimdedir. Cr‘nin gerilimi sıfırdır ve ILr = Ii’dir. t0’da Sa anahtarına kontrol sinyali uygulandığında, eşzamanlı ve lineer olarak, Sa’nın akımı artar ve Lr‘nin akımı düşer. Sa sıfır akım ile iletime girer. Lr‘nin akımı sıfıra düştüğünde, D yumuşak olarak kesime girer. Aynı anda, Sa üzerinden geçen akım Ii’ye ulaşır ve bu aralık biter. Bu aralık için aşağıdaki eşitlikler yazılabilir. Vo t Lr I L Δt1 = i r Vo

i Lr =

(1) (2)

Aşama 2 (t1-t3) : Şekil 1’de gösterilmeyen S anahtarının Cj jonksiyon kapasitörü, Lr ve Sa üzerinden deşarj olur. Lr ile Cj arasındaki rezonansla t2’de Vds gerilimi sıfıra düşer ve sonra Lr‘nin akımı S’nin ters paralel diyodu üstlenir. t3 anında, Sa’nın sinyali kesilir ve S’ye kontrol sinyali uygulanır. Böylece, Sa sıfır gerilim altında kesime ve S sıfır akım ile sıfır gerilim altında iletime girer. Δt2 rezonans süresi aşağıdaki gibi bulunur.

Δt 2 =

π 2

Lr C j

(3)

Burada, Cj’nin değeri 100pF mertebesinde olduğundan bu zaman aralığı oldukça küçüktür. Aşama 3 (t3-t4) : Sa kesime girdiğinde, Cr bastırma kapasitörü D1 ve S üzerinden sabit Ii akımı ile lineer olarak şarj olur. Böylece, Sa’nın sıfıra yakın bir gerilim ile kesime girmesi sağlanır. t4’te, VCr geriliminin Vo’a erişmesi ve D2 diyodunun iletime girmesi ile bu aralık biter. Aşama 4 (t4-t5) : Bu aralıkta, Ii’nin bir kısmı Lr üzerinden devresini tamamlar ve kalan kısmı D1 ile D2 üzerinden yüke verilir. Lineer olarak Lr akımı yükselir ve diyotların akımı azalır. t5’te, Lr akımı Ii’ye erişir ve D1 ile D2’den geçen akım sıfıra düşer. Aynı anda, D1 ve D2 yumuşak olarak kesime girer ve bu aralık biter. Aşama 5 (t5-t6) : Bu aralık boyunca, S anahtarı bilinen bir yükseltici dönüştürücü olarak Ii’yi iletir. Aşama 6 (t6-t7) : t6’da, S’nin sinyali kesilir. Cr kondansatörü D2 üzerinden sabit Ii akımı ile deşarj olur ve Vds gerilimi lineer olarak yükselir. Böylece, S sıfır gerilim ile kesime girer. t7’de, Cr geriliminin sıfır olmasıyla, D sıfır gerilim ile iletime girer ve bu aralık biter. Aşama 7 (t7-t0) : Bu peryot süresince, Ii akımı D üzerinden çıkışa aktarılır. Çalışma yükseltici tür dönüştürücü ile aynıdır. t0’da, Sa’nın yeniden iletime girmesiyle, bu aralık ve bu peryot biter ve yeni bir anahtarlama peryodu başlar. 2

ILr

Lr

Cr +

D1

D

Sa

Lr

Ii

+

D2

Sa

-

D1

D2

+ Cr

Sa

S

+

D1

Vds

Sa

+ Cr

.

S

+ Vds

D2

+

D1

Sa

+ Vds

-

Asama 3

Ii

ILr

Lr

Ii

+ Cr

ILr

Lr

D1

Sa

D

D2

+

+

S

.. . . . . . .. .

D1

+

D2

+ Cr

Asama 5

D

ILr

Lr

D

-

Asama 2

Ii

-

S

.. . . . . . . . .. .

-

+ Vds

ILr

Lr

Ii

Sa

+

+

Asama 4

D

ILr

Lr

D

D2

S

Asama 1

Ii

ILr

+ Cr

D1

+ Vds

S


.. . .. . .. . . . . . . . . . . . . . . . .. . ..

Ii

.. . .. . . . . . . .. . ..


Vds

-

Asama 6

D

D2

+

+ Cr

.

S

+ Vds

-

Asama 7

Şekil 2. Sunulan dönüştürücüde çalışma aralıklarının eşdeğer devre şemaları.

Pratik bir dizaynda, uygulama kolaylığı açısından iki anahtarın kontrolü için aşağıda verilen sabit gecikme metodu uygulanabilir. •

Ana anahtarın iletime girmesi, yardımcı anahtarın iletime girmesine göre en az bir ΔTONmin süresi kadar gecikmelidir. Yardımcı anahtar, ana anahtarın iletime girmesi ile aynı anda kesime girmelidir. Ayrıca, Sa’nın yumuşak bir şekilde iletime girmesini korumak için, S iletime girdikten kısa bir süre sonra Sa’nın kesime girmesi daha uygun olur.

•

Sa’nın yumuşak bir şekilde kesime girmesini ve enerjinin geri kazanılmasını sağlamak için, yardımcı anahtarın kesime girmesi, ana anahtarın kesime girmesine göre minimum bir ΔTOFFmin süresi kadar önce olmalıdır. 3



Vgsa Vgs

Isa

ID

Is

Vds

Vcr

ILr t0 t1t2t3t4 t5

t6 t7

Şekil 3. Sunulan dönüştürücüde çalışma aralıklarıyla ilgili temel dalga şekilleri.

Bu şartlar altında, IL π TD ≥ TON min = Δt1 + Δt 2 = i r + LrC j Vo 2 CV L TP ≥ ΔTOFF min = r o + r i p ip Vo

ip = I + 2 i

Vo2

ρ

ρ

Lr Cj

(4) (5) (6)

bağıntıları elde edilir. Buradaki semboller aşağıda açıklanmıştır. TD : S’nin iletime girmesinin Sa’nın iletime girmesine göre geciktirilme süresi TP : Sa’nın kesime girmesinin S’nin kesime girmesine göre öne alınma süresi İp : Lr endüktansının pik akımı Cj : S anahtarının ana uçları arasındaki parazitik kapasitörü

4



Yumuşak anahtarlamayı korumak üzere, minimum iş peryodu olarak (5) ifadesi aşağıdaki gibi yazılabilir. CV L D min .Ts ≥ ΔTOFF min = r o + r i p (7) ip Vo Pratik bir dizaynda, ΔTONmin süresi normal olarak peryodun %10-15’i kadar olmalıdır. Böylece, I i max L r ≤ %10 − 15.Ts Vo elde edilir. TON min =

(8)

(8) nolu denklemden Lr endüktansının değeri bulunabilir. Ana anahtarın kesime girmedeki kayıplarını azaltmak için, Cr yeterince büyük belirlenebilir. Ayrıca, Cr (7) eşitliğini de sağlamalıdır. Lr endüktansının yardımı ile ana diyodun ters toparlanma akımı oldukça minimize olur. Bu tür bir devre hafif yükte ve yüksüz çalışmada sınırlamalara sahiptir. Çünkü, ana anahtarın iş peryodu yüksüzken ve hafif yükte yardımcı anahtarın iş peryodundan daha kısa olabilir, yardımcı anahtarın sabit iş peryodu kontrol olmadan çıkış kapasitesini şarj eder. Böyle durumlarda belirli akım ve gerilimdeki sıfır karşılaşmaları taraması yardımcı anahtarın iş peryodunu ayarlamak için gereklidir. Burada sunulan aktif rezonanslı bastırma hücresinin kullanılması ile dönüştürücü küçük bir boyutta yapılabilmektedir. Bu yumuşak anahtarlamalı PWM dönüştürücüde, soğutucunun ana yükseltici devre için 6.6W’lık ve yardımcı devre için 3W’lık olduğu deneysel olarak tespit edilmiştir. Buna karşılık, dönüştürücünün sert anahtarlamalı olarak güvenli bir şekilde çalışabilmesi için 20W’lık bir soğutucu gerekmektedir. Aktif rezonanslı bastırma hücreli, sıfır gerilim ve sıfır akımda anahtarlamalı bu PWM DC-DC dönüştürücünün özellikleri aşağıdaki gibi sıralanabilir. • • • • •

Hafif yükten tam yüke kadar, dönüştürücüdeki bütün anahtarlama elemanları yumuşak bir şekilde anahtarlanır. Daha düşük anahtarlama kayıpları sayesinde, soğutucu büyüklüğünde önemli ölçüde bir küçülme sağlanır. Yardımcı devrede daha düşük gerilim ve akım stresleri oluşur. Bastırma devresi yapısının eşsiz bir özelliği, Lr ve Cr parametrelerinin dizaynını ayırmasıdır. Böylece Lr ve Cr değerlerinin seçilmesi daha kolay hale gelir. Bastırma devresi çok basittir ve kolayca diğer PWM DC-DC dönüştürücülere uygulanabilir.

Bu devrenin dezavantajı, ana güç yolunda bir bastırma endüktansı, bir yardımcı anahtar ve ortak bir sürme devresi gerektirmesidir.

5



Yeni Sıfır Akım Geçişli PWM Dönüştürücüler Özet – Sıfır akım geçişli (ZCT) yeni bir PWM dönüştürücü teklif edilmiştir. Teklif edilen yeni dönüştürücü ailesi, güç transistörlerinin gerilim/akım streslerini arttırmadan sıfır akımda kesime girmesini ve sabit bir frekansta çalışmasını sağlar. Teklif edilen dönüştürücülerin, güç anahtarı olarak IGBT, BJT ve MCT gibi elemanların kullanıldığı yüksek güç uygulamaları için çok uygun olduğu düşünülmektedir. Teorik analiz, 100 kHz ve 1 kW’lık yüksek çıkışlı bir IGBT’li ZCT-PWM dönüştürücü ile doğrulanmıştır. I. GİRİŞ Son zamanlarda, klasik PWM ve rezonans tekniklerinin istenilen özelliklerini birleştirmeyi amaçlayan yumuşak anahtarlama teknikleri teklif edilmiştir [1]-[5]. Bu teknikler arasında sıfır gerilim geçişli (ZVT) PWM tekniği, akım ve gerilim streslerini arttırmadan bütün anahtarlar için sıfır gerilimde anahtarlama (ZVS) gerçekleştirdiğinden en çok istenilen tekniktir [4], [5]. Bu teknik, hem anahtarlama kayıplarını hem de iletim kayıplarını minimize eder ve özellikle güç anahtarları olarak güç MOSFET’lerinin kullanıldığı yüksek frekanslı uygulamalarda ilgi çekicidir. Düşük iletim kayıpları ile anahtarlama karakteristikleri ve fiyatındaki sürekli iyileşme nedeniyle, IGBT’ler anahtarlamalı güç dönüştürücülerde yaygın olarak kullanılmaktadır. IGBT azınlık taşıyıcı bir eleman olduğundan, kesime girme esnasında oluşan kuyruk akımı oldukça yüksek anahtarlama güç kaybına neden olur. IGBT’yi daha yüksek frekanslarda çalıştırabilmek için, anahtarlama kayıplarını azaltan ZVS veya ZCS tekniği kullanılabilir. Temel olarak ZVS tekniği, kapasitif iletime girme kayıplarını yok eder ve iletimden çıkmada gerilim yükselme hızını azaltarak anahtarın akım ve gerilim çakışmasını yani kesime girme anahtarlama güç kaybını azaltır. Bu teknik kuyruk akımı düşük olan hızlı bir IGBT’de kullanıldığında etkilidir. Buna karşılık, ZCS tekniği, gerilim artmadan anahtar akımını zorla sıfır yaparak, gerilim ve akım çakışması ortadan kaldırılır. ZCS, özellikle yavaş elemanlarda IGBT anahtarlama kayıplarının azaltılmasında, ZVS’den daha etkilidir [6, [7]. Bugüne kadar birçok ZCS tekniği yayınlanmıştır [7]-[13]. Paralel rezonanslı, seri rezonanslı ve LCC tipindeki dönüştürücüler gibi klasik rezonanslı dönüştürücüler, rezonans frekansının altında çalıştırıldığında, güç transistörleri için ZCS gerçekleştirebilir. Sabit frekansta çalışma ise, tam köprü devrelerinde faz kaydırma kontrolu kullanıldığında gerçekleştirilebilir [10]. Bununla beraber bu tür devreler, genellikle yüksek salınım enerjisi ile çalışır ve güç elemanları ile diğer devre elemanlarının PWM çalışmaya göre yüksek değerlerde seçilmesine neden olur. ZCS rezonans ve PWM teknikleri arasında bir uzlaşma sağlamak üzere kısmi rezonanslı (QRC) ZCS tekniği teklif edilmiştir [11]-[13]. ZCS-QRC’nin güç dönüştürme tekniği PWM dönüştürücülere benzer. Bu teknikte, anahtar akımını şekillendirmek için bir rezonans devresi kullanılarak güç transistörü ZCS ile ve doğrultucu diyot ise ZVS ile çalıştırılır. ZRC-QRC klasik rezonans dönüştürücülere göre daha az sirkülasyon enerjisi ile çalışır. Bununla beraber, bu dönüştürücülerin çalışması esnasında güç anahtarlarından geçen sinüsoidal akımlar, güç anahtarı akımının maksimum ve efektif değerleri ile doğrultucu diyotların gerilim streslerini arttırır. Ayrıca, hat gerilimi veya yük akımının geniş bir aralıkta değişmesi durumunda, ZCS QRC’lerin değişken bir anahtarlama frekansı ile modüle edilmesi devre tasarımını zorlaştırır.

1



Bu makalede yeni bir ZCT PWM dönüştürücü ailesi sunulmaktadır. Teklif edilen ZCT-PWM dönüştürücüler, transistörlerin sıfır akımda kesime girmesini anahtarların gerilim/akım streslerini önemli ölçüde arttırmadan gerçekleştirir. Bu dönüştürücüler, IGBT, BJT ve MCT gibi yarı iletken elemanların kullanıldığı yüksek güçlü/gerilimli uygulamalar için elverişlidir. Takip eden bölümde, yeni dönüştürücünün çalışma prensibini göstermek için örnek olarak yüksek çıkışlı bir ZCT-PWM dönüştürücü kullanılmıştır. II. ÇALIŞMA PRENSİBİ Yüksek çıkışlı ZCT-PWM dönüştürücünün devre şeması ve temel dalga şekilleri Şekil 1’de gösterilmiştir. Dönüştürücü, yüksek çıkışlı klasik PWM dönüştürücüye bir rezonans kolu ilave edilerek gerçekleştirilir. Bu rezonans kolu, L r bobini, C r kondansatörü, S1 yardımcı anahtarı ve D1 yardımcı diyodundan oluşur. Rezonans kolu, ana anahtarda ZCS oluşturmak için çok kısa olan anahtarlama geçiş süresi boyunca aktiftir. Analizde, L f bobini Ii akım kaynağı olarak kabul edilmiştir. Kararlı çalışmada bir çalışma peryodu içinde beş çalışma aralığı oluşur (Şekil 2). a) T0 − T1 aralığı : T0 anından önce, S ana anahtarı iletimdedir ve C r kondansatörü peak − Vcr negatif gerilimi ile doludur. T0 anında S1 yardımcı anahtarının iletime girmesiyle L r ile C r arasında rezonans başlar. Bu rezonans transistör akımını sinüsoidal olarak azalmaya zorlar.

Çeyrek rezonans peryodu t d1 sonunda, C r gerilimi sıfıra düşer ve L r akımı maksimum değeri I Lr max ’a ulaşır. t d1 =

1 Tr 4

I Lr max =

(1) peak VCr

(2)

Zr

Bu eşitliklerde, rezonans peryodu Tr = 2π L r C r

ve rezonans tankının empedansı

Zr = L r / Cr olarak tanımlanır. Transistör için sıfır akımda kesime girmeyi sağlayabilmek

için I peak Lr değeri I i ’den büyük olmalıdır. Transistör akımı sıfıra düştüğünde ona ters paralel bağlı olan diyot akım geçirmeye başlar ve ana anahtar S’nin sürme sinyali t = t 0 + t d1 anında kesilir. b) T1 − T2 : S kesime girdikten kısa bir süre sonra S1 de kesime sokulur. Kararlı rejimde, T1 anındaki rezonans bobin akımı daima I i ’ye eşittir. Buradan iki sürme sinyalinin kesime gitmeleri arasındaki t d 2 süresi kondansatör geriliminin tepe değerini belirler. Z r Ii peak VCr = (3) cos(2πTd 2 / Tr ) peak VCr ≤ Vo

(4)

2



Şekil 1. Yüksek çıkışlı ZCT-PWM dönüştürücünün devre şeması ve temel dalga şekilleri.

Şekil 2. Eşdeğer devreler a) T0 − T1 , b) T1 − T2 , c) T2 − T3 , d) T3 − T4 , d) T4 − T0 . 3



peak Kararlı rejimde, VCr değeri V0 gerilimini geçemez. α = 2π(Td 2 / Tr ) olarak tanımlanırsa

(3) eşitliği aşağıdaki gibi olur. peak VCr =

Z r Ii cos α

(5)

(2)-(5) eşitlikleri birleştirilirse, I max Lr =

Ii ≥ Ii cos α

(6)

elde edilir. (4) şartı sağlandığı sürece, ZCS çalışma giriş gerilimi ve yük akımından değeri I i bağımsızdır. Pratikte Td 2 , 0.07 Tr civarında seçilebilir. Bu durumda I peak Lr akımından % 10 fazla olur ve ZCS kesin olarak gerçekleşir. S1 anahtarı T1 anında kesime sokulduğunda, D ve D1 iletime başlar. L r ile C r arasındaki rezonans, T2 anında I Lr akımı sıfır olana kadar devam eder. c) T2 − T3 : T2 anında L r ile C r yarı rezonansı tamamlar ve D1 diyodu ters kutuplanır. Bu çalışma aralığı yüksek çıkışlı PWM dönüştürücüde transistörün kesim aralığına eşdeğerdir. d) T3 − T4 : T3 anında S iletime girer ve yükseltici L f bobini giriş gerilimi ile enerjilenir. Bu arada, S ve S1’in ters paralel diyodu üzerinden L r ve Cr bir yarı rezonans oluşturur ve C r ’nin polaritesi ters çevrilir. e) T4 − T0 : Devrenin bu aralıktaki çalışması, yüksek çıkışlı PWM dönüştürücüde transistörün iletim aralığına eşdeğerdir. (e)’den sonra (a)’ya geri dönülür ve anahtarlama peryodu tekrarlanır. Kararlı rejimde rezonans tankında depo edilen enerji, bütün anahtarlama aralığında sabittir. Devrenin her bir durumunda L r ile C r üzerindeki toplam gerilim sıfırdır veya geçen akım sıfırdır. Dolayısıyla, rezonans elemanları ve diğer devre elemanları arasında enerji transferi oluşmaz. Şekil 3 rezonans tankının durum yörüngesini göstermektedir. Rezonans tankında depo edilen enerji, şebeke ve yükün durumuna göre kendiliğinden ayarlanır ve aşağıdaki gibi hesaplanır. 1 ⎛ I ⎞ E res = L r ⎜ i ⎟ 2 ⎝ cos α ⎠

2

(7)

Devredeki sirkülasyon enerjisi, giriş akımı arttığında (giriş gerilimi azaldığında veya yük akımı arttığında) artar. Uygulamada, rezonans süresi anahtarlama peryoduna göre çok kısa olduğundan, rezonans bobini yükseltici bobine göre küçük seçilir. Dolayısıyla, ZCT-PWM dönüştürücünün sirkülasyon enerjisi, klasik ZCS rezonans dönüştürücüye göre oldukça küçüktür. Bu konuda bir tasarım örneği Bölüm 4’te verilmiştir.

4


Şekil 3. Rezonans tankının durum yörüngesi.


Şekil 4. Denge noktası kaydığında oluşan ek devre topolojisi a) I Lr > Ii ve b) T1 anında I Lr < Ii .

Kararlı rejimde, T1 anında rezonans bobini akımı yük veya şebekeden bağımsız olarak daima I i ’ye eşittir. Herhangi bir nedenle T1 anında I Lr akımının I i ’den büyük olması durumunda, Şekil 2’de gösterilen (b) ve (c) kademeleri arasında, Şekil 4(a)’da gösterilen devre topolojisi oluşur. Bu çalışma durumu esnasında, rezonans kolu enerjiyi yüke aktarır. Dolayısıyla rezonans kolunda depo edilen enerji artar. Bunun tersi olduğunda yani I Lr akımının I i ’den küçük olması durumunda, Şekil 2’de gösterilen (b) ve (c) kademeleri arasında, Şekil 4(b)’de gösterilen devre topolojisi oluşur. Bu aralıkta yükseltici bobin rezonans koluna enerji aktarır. Dolayısıyla rezonans kolunda depo edilen enerji, (7) eşitliği ile verilen denge durumuna ulaşana kadar artar. Kararlı rejimdeki çalışmadan, ZCT-PWM tekniğinin güç transistörü ve diyotta ilave bir gerilim stresi oluşturmadan güç transistörü için sıfır akımda kesime girmeyi sağladığı görülmektedir. Ana anahtarın akımında rezonans akımı görülmekle birlikte, bu akımın ortalaması PWM çalışma ile aynı olduğundan iletim kayıplarını arttırmaz. Bir başka avantaj devredeki sirkülasyon enerjisinin minimum olmasıdır. Şebeke ve yük değişimlerine bağlı olmaksızın rezonans tankında depo edilen enerjinin daima adaptif olarak ayarlanacağı dolayısıyla ZCS çalışma durumunu oluşturmak için gerekli olan değerinden biraz daha fazla olduğu (7) eşitliğinden görülmektedir. Yüksek gerilim uygulamaları için (güç faktörü düzeltme (PFC) gibi), yükseltici diyotta ciddi bir ters toparlanma problemi oluşur. Bu problemi çözmek için genellikle doğrultucu diyot veya ana anahtara seri bir bobin (veya doyuma gidebilen bobin) kullanılır. Transistör kesime girerken, transistör içinden geçen akımın di/dt değeri yüksek olduğundan, bobin uçlarında gerilim darbesi oluşur. Bu gerilim darbesini bastırmak için çoğunlukla yüksek kayıplı bir bastırıcı kullanılır. Aynı ilave bobin bulunan yükseltici ZCT dönüştürücüde, transistörün kesime girmesi esnasında di/dt’nin kontrollu olması nedeniyle bu gerilim darbesi daha küçüktür. Dolayısıyla bu salınımı azaltmak için daha küçük bir bastırıcı kullanılabilir. Şekil 5’te her iki durum için transistör gerilim değişimlerine ait simülasyon sonuçları verilmiştir. ZCT tekniği kullanılan izolasyonlu topolojilerde, kesime girme esnasında transformatörün kaçak endüktansı nedeniyle transistörde oluşan gerilim darbesi de önemli ölçüde azalır.

5



Şekil 5. Yüksek çıkışlı dönüştürücüde doğrultucu diyodun ters toparlanma süresini bastırmak için bir bobin kullanıldığında transistörün V/I değişimleri a)ZCT-PWM, b) PWM tekniği.

6



III. ZCT TEKNİĞİNİN DİĞER TOPOLOJİLERE GENİŞLETİLMESİ

Devrenin topolojik açıdan değerlendirilmesi açısından, her rezonanslı dönüştürücü (klasik rezonans, yarı rezonans ve çok rezonanslı dönüştürücüler de dahil) PWM karşılığının değişik bir şeklidir. Belirli bir rezonans devresi kullanılarak, ZVS veya ZCS sağlamak için bir rezonans oluşturur. Değişik rezonanslı dönüştürücüler için, kullanılan rezonans devresi farklıdır. Rezonans topolojilerinde genel bir özellik, anahtarın gerilim/akımını şekillendirmek için, güç anahtarı veya doğrultucu diyoda seri bir rezonans bobini (bazen rezonans bobini ile rezonans kapasitesi birlikte) kullanmasıdır. Yumuşak anahtarlama, rezonans bobini ve genellikle yarı iletken elemanlara paralel olan belirli rezonans kapasiteleri arasındaki rezonans kullanılarak gerçekleştirilir. Rezonans elemanları ana akım yoluna yerleştirildiğinden, rezonanslı dönüştürücülerde kendilerine mahsus problemler oluşur. Öncelikle, rezonans bobini iki yönlü gerilime maruz kalır ve kaçınılmaz olarak yarı iletken elemanlar üzerinde ilave gerilim stresi oluşturur. İkinci olarak, gücün tamamı rezonans bobininden geçtiği için daima önemli miktarda sirkülasyon enerjisi oluşur ve iletim kayıpları artar. Ayrıca, rezonans bobininde depo edilen enerji, şebeke gerilimi ve yük akımına önemli ölçüde bağlıdır. Dolayısıyla, yumuşak anahtarlama durumu, şebeke gerilimi ve yük akımı değişimlerine duyarlıdır. Birçok rezonans dönüştürücünün geniş bir yük ve şebeke aralığında yumuşak anahtarlamayı sağlayamaması bu nedenledir. Yukarıda anlatılan kısıtlamaları gidermek için rezonans elemanlarının ana akım yolundan kaldırılması gereklidir. Seri rezonans elemanı kullanmak yerine, güç elemanına paralel bir rezonans devresi kullanılır. Anahtarlama geçişinde paralel bağlı olan rezonans devresi, ZVS veya ZCS’yi gerçekleştirmek üzere güç elemanı üzerinde kısmi bir rezonans oluşturmak için aktif yapılır. Anahtarlama geçişi tamamlandığında, devre bilinen PWM çalışmaya geri döner. Böylece, ZCT dönüştürücü PWM dönüştürücünün avantajlarını muhafaza ederek yumuşak anahtarlamayı gerçekleştirir. Yukarıda önerilen rezonans devresini paralel olarak kullanma kavramı ZVT-PWM dönüştürücülere uyarlanmıştır [4]. ZCT’ye uygulanması ise açıkça yukarıda gösterilmiştir. ZVT veya ZCT bir çok şekilde gerçekleştirilebilir. Tasarımda, sirkülasyon enerjisi ve devre karmaşıklığını minimize etmek ve yardımcı anahtar için de yumuşak anahtarlama gerçekleştirmek hedeflenir. ZCT kavramı herhangi bir anahtarlamalı dönüştürücüye veya inverterlere genişletilebilir. Şekil 6 altı temel ZCT-PWM topolojisini göstermektedir. Şekil 7 üç fazlı tek anahtarlı yüksek çıkışlı ZCT-PWM dönüştürücüyü göstermektedir. Bu devreyi kesintili iletim modunda çalıştırarak, sabit frekans ve sabit bağıl iletim süresi kontrolu basit bir şekilde yapılabilir ve oldukça iyi güç faktörü elde edilir. Paralel rezonanslı devre kullanılması, çok yüksek anahtarlama frekanslarında çalışmaya imkan verir. ZCT-PWM dönüştürücülerin özellikleri aşağıdaki gibi özetlenebilir. -

Güç anahtarı sıfır akımda kesime girer. Güç anahtarı ve doğrultucu diyot üzerindeki gerilim stresleri düşüktür. Sirkülasyon enerjisi minimumdur. Geniş yük ve şebeke aralığında çalışılabilir. Sabit frekansta çalışabilir.

7



Şekil 6. Altı temel ZCT-PWM topolojisi. a) Düşürücü, b) Yükseltici, c) Düşürücü-yükseltici, d) Cuk, e) Sepic, f) Zeta.

Şekil 7. Üç fazlı temel yükseltici ZCT-PWM dönüştürücü.

8



IV. DENEYSEL DOĞRULAMA

100 kHz 1 kW’lık ZCT-PWM yüksek çıkışlı dönüştürücü, yeni dönüştürücülerin çalışmasını göstermek amacıyla gerçekleştirilmiştir. Devre 400 V çıkış ve 200-300 V giriş gerilimi için düzenlenmiştir. Devre şeması Şekil 8’de gösterilmiştir. Ana güç anahtarı olarak hızlı IGBT serisinden IRGPF40 (VCE=600 V, Ic=40 A, tr=37 ns, tf = 430 ns ve nominal çalışma frekansı 8 kHz) kullanılmıştır. İlave eleman olarak, sadece küçük bir rezonans geçiş enerjisini üstlendiğinden, küçük bir MOSFET olan IRF830 kullanılmıştır. S1’e seri olan diyot yavaş olan temel güç diyodunu bloke etmek için kullanılmıştır. Lr ve Cr sırasıyla 10 μH ve 8.2 nF seçilmiştir. Bu tasarım ile devrenin maksimum sirkülasyon enerjisi tam yükte ve minimum şebeke geriliminde oluşur. Yaklaşık olarak 18 W olan bu enerji çıkış gücünün %2’sinden daha küçüktür. ZCS’nin geniş bir aralıkta şebeke ve yük gerilimi değişimlerinden etkilenmediği gösterilmiştir. Şekil 9(a)’da 750 W çıkış gücü ve 250 V giriş gerilimi ile çalışan yüksek çıkışlı ZCT-PWM’e ait değişimler gösterilmiştir. Aynı şartlarda çalışan PWM devresi ile karşılaştırıldığında, IGBT’nin kesimde oluşan kuyruk akımı azalmıştır. Şekil 10, ZCT ve PWM yüksek çıkışlı dönüştürücülerdeki verimi göstermektedir. ZCT tekniğinin verimi önemli ölçüde iyileştirdiği görülmektedir. IGBT elemanının kesime girmedeki yüksek kayıplarından dolayı, sert anahtarlamalı devre 800 W çıkış gücünün üzerinde çalışamaz. Tablo I’de 250 V giriş gerilimi ve 700 W çıkış gücündeki her iki yüksek çıkışlı dönüştürücü için kayıplar gösterilmiştir. PWM dönüştürücü için temel güç kaybı, IGBT’nin kesime girmedeki kaybından (yaklaşık 37 W) kaynaklanır. IGBT anahtarlama kayıplarının tahmin edilmesi, gerçek anahtar gerilim/akım değişimlerine dayanarak ve IGBT kataloğundaki [14] bilgiler kullanılarak yapılmıştır. ZCT devresinde, paralel bağlı rezonans devresinin ek güç kayıpları 1.8 W’tır yani çıkış gücünün % 0.3’üdür.

Şekil 8. 100 kHz ve 1 kW’lık yüksek çıkışlı ZCT-PWM dönüştürücünün güç devresi.

9



Tablo 1. Po=700 W ve Vi=250 V için, PWM ve ZCT PWM dönüştürücülerdeki kayıplar.

Şekil 10. PWM ve ZCT-PWM dönüştürücülerin karşılaştırmalı verim eğrileri.

V. SONUÇ

Düşük iletim kayıpları ile anahtarlama karakteristikleri ve fiyatındaki sürekli iyileşme nedeniyle, IGBT’ler güç devrelerinde özellikle yüksek güç uygulamalarında geniş kabul görmektedir. Pratikte, yüksek anahtarlama kayıpları (özellikle iletimden çıkarken oluşan kuyruk akımı) nedeniyle sert anahtarlamalı IGBT’lerde frekans birkaç 10 kHz mertebesindedir. Bu dönüştürücüler ZCS ile performans (verim, boyut, ağırlık ve EMI gürültüsü, vb.) açısından önemli ölçüde iyileştirilebilir. Bugüne kadar anlatılan ZCS tekniklerinde, yüksek sirkülasyon enerjisi, değişken frekans kontrolu ve yük kademesindeki sınırlamalar ile karmaşık tasarım gibi ciddi kısıtlamalar mevcuttur. Paralel rezonans devresi kavramına dayanarak, bu makale yeni bir ZCT tekniği ve yeni bir ZCT-PWM ailesi sunmaktadır. Teklif edilen dönüştürücüler, klasik PWM dönüştürücülerin yarı iletken elemanlardaki düşük gerilim stresi ve sabit frekansta çalışma gibi avantajlarına sahip olmakla birlikte, güç elemanının sıfır akımda kesime girmesini sağlamaktadır. Paralel rezonans devresi sadece anahtarlama geçişinde çalıştığından, anahtarlama peryodunun büyük bir kısmında dönüştürücü bir PWM devresi gibi çalışır. Sonuç olarak, güç elemanlarının ve kontrolun tasarımı PWM dönüştürücüdeki tasarım ile aynıdır. Bundan başka, ZCT çalışması şebeke ve yük şartlarından bağımsız olup sirkülasyon enerjisi daima minimumdur. Bu özellikler, ZCT-PWM tekniğini IGBT ve MCT gibi elemanların kullanıldığı yüksek güçlü uygulamalarda ilgi çekici hale getirmektedir.

10



Yeni Sıfır Gerilim Geçişli PWM Dönüştürücüler Özet : Birkaç izoleli tür dışında PWM dönüştürücülere şimdiye kadar uygulanan yumuşak anahtarlama teknikleri, güç anahtarında yüksek gerilim ve/veya yüksek akım stresi oluşturmaktadır. Bu çalışmada, transistör ve doğrultucu diyodun her ikisinin de sıfır gerilimde anahtarlandığı ve minimum gerilim ve akım streslerine maruz kaldığı yeni bir tür sıfır gerilim geçişli PWM dönüştürücü sunulmaktadır. Teklif edilen yeni dönüştürücü ailesinin özellikleri deneysel olarak doğrulanmıştır. I. GİRİŞ Hacim ve ağırlığın azaltılması amacıyla klasik PWM dönüştürücülerin yüksek frekansta çalıştırılabilmesi için anahtarlama kayıplarının önemli ölçüde düşürülmesi gerekir. Son yıllarda, bir çok sayıda yumuşak anahtarlama tekniği teklif edilmiştir. Maalesef, bu yeni devrelerde anahtarlama kayıplarının azaltılması, anahtarların yüksek gerilim ve/veya akım stresine maruz kalması ve iletim kayıplarının önemli ölçüde artması karşılığında sağlanabilmektedir. Kısmi rezonanslı ZVS dönüştürücüde (ZVS-QRC) aktif anahtar oldukça düşük akım stresine maruz kalır [1], [2]. Tek taraflı (single-ended) ZVS-QRC topolojilerinde aktif anahtar, yük ile orantılı olarak artan aşırı gerilim stresine maruz kalır [2],[3]. Aktif anahtar ZVS ile ve doğrultucu diyot ZCS ile çalışır. Doğrultucu diyodu parazitik jonksiyon kapasitesi büyük değerli rezonans bobini ile etkileşerek, önemli anahtarlama gürültüsü ortaya çıkar [4]. ZVS’li çokrezonanslı dönüştürücü (MRC) tekniğinde, güç katındaki bütün temel parazitik konsansatörler kullanılır [3], [5], [6]. ZVS-MRC’de bütün anahtarlama elemanları sıfır gerilimde anahtarlama ile çalışır, dolayısıyla anahtarlama kayıpları ve anahtarlama gürültüsü azalır. Bununla birlikte, ZVS-MRC’deki aktif ve pasif anahtarlar PWM eşdeğerindeki elemanlara göre daha fazla gerilim ve akım stresine maruz kalır. Anahtarlama kayıpları yok edilmekle birlikte iletim kayıpları önemli ölçüde artar. Ayrıca, bobinlerin (güç transformatörü ve filtreler) yüksek frekansta çalışmaları nedeniyle küçük boyutta olmaları avantajı, burada güç transformatörüne yakın boyutta bir rezonans bobini kullanılması ile azalmıştır. Bu rezonans bobini aynı zamanda ek bakır kayıpları ve nüve kayıpları ortaya çıkarır. ZVS kısmi kare dalga (QSC) dönüştürücü tekniği, aktif ve pasif anahtarlar için gerilim streslerini arttırmadan sıfır gerilimde anahtarlama teklif eder [7], [8]. Bu teknik, MOSFET’lerin kullanıldığı yüksek frekans dönüşümü için çok uygundur. MOSFET’ler sıfır gerilimde anahtarlama açısından elverişlidir ve iletim karakteristikleri büyük ölçüde gerilime bağlıdır. Bununla beraber, ZVS-QSC tekniğinde güç anahtarı PWM’e göre iki kat akım stresine maruz kalır ve iletim kayıpları artar. Ayrıca, ana anahtardan kesim esnasında geçen yüksek akım kesime girme kayıplarını arttırır. IGBT ve BJT gibi azınlık akım taşıyıcılı güç elemanları kullanıldığında buna dikkat edilmelidir. Bu makalede sıfır gerilim geçişli (ZVT) PWM dönüştürücülerin yeni bir sınıfı sunulmaktadır. Anahtarlara paralel olarak bir rezonans devresi kullanıldığında, teklif edilen dönüştürücüler aktif ve pasif anahtarlar için akım ve gerilim streslerini arttırmadan sıfır gerilimde anahtarlama sağlar [9]. Bu çalışmada, yeni dönüştürücülerin çalışmasını incelemek üzere örnek olarak yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücü kullanılmıştır. 1



II. YÜKSEK ÇIKIŞLI ZVT-PWM DÖNÜŞTÜRÜCÜ Yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücünün devre şeması ve temel dalga şekilleri Şekil 1’de verilmiştir. Bu devrenin normal yüksek çıkışlı PWM dönüştürücüden farkı ek bir rezonans devresi içermesidir. Bu rezonans devresi bir rezonans bobini ( L r ), bir ek anahtar (S1) ve bir ek diyot (D1) içermektedir. C r rezonans kapasitesi, güç anahtarının çıkış kapasitesidir. Analizi basitleştirmek için, giriş filtre bobinin ideal bir I i dc akım kaynağı olarak kabul edilebilecek kadar büyük olduğu varsayılmıştır. Çıkıştaki filtre kondansatörünün sabit bir Vo gerilim kaynağı olarak kabul edilebilecek kadar büyük olduğu kabul edilmiştir. Şekil 2’de gösterildiği gibi bir anahtarlama peryodunda 7 çalışma kademesi oluşur. 1) T0 − T1 : T0 ’dan önce ana anahtar (S) ve yardımcı anahtar (S1) kesimdedir ve doğrultucu diyotu (D) iletimdedir. T0 anında S1 iletime girer. L r akımı lineer olarak yükselerek T1 anında I i değerine ulaşır ve D yumuşak anahtarlama ile kesime girer. Kesim esnasındaki kontrollu dv/dt ve di/dt’den dolayı, hızlı bir diyot kullanıldığında D diyodunun ters toparlanma akımı ihmal edilebilir. t 01 süresi aşağıdaki gibi verilebilir.

t 01 =

Ii V0 / L r

(1)

2) T1 − T2 : L r ve C r arasında oluşan rezonans nedeniyle L r akımı artmaya devam eder. C r kondansatörünün gerilimi rezonans ile azalarak T2 anında sıfır olur ve S’nin ters paralel diyodu iletime girer. Bu rezonans süresi t12 aşağıdaki gibi hesaplanır.

t 12 =

π LrCr 2

(2)

3) T2 − T3 : S’ye ters paralel bağlı olan diyot iletimdedir. ZVS’nin gerçekleşilmesi için S’nin iletim sinyali diyot iletimde iken verilmelidir. Ayrıca, S1 ve S’nin kapı sinyalleri arasındaki TD gecikme süresi aşağıdaki şartı sağlamalıdır. TD ≥ t 01 + t12 =

Ii π LrCr + V0 / L r 2

(3)

4) T3 − T4 : T3 anında S1 kesime girer ve D1’in iletime girmesiyle S1’in gerilimi Vo değerinde sınırlanır. Bu esnada S iletime girer. Rezonans bobininde depo edilen enerji bu aralıkta yüke aktarılır. L r akımı lineer olarak azalarak T4 anında sıfır olur. 5) T4 − T5 : D1 diyodu T4 anında kesime girer. Bu aralıkta devrenin çalışması yüksek çıkışlı PWM dönüştürücü ile aynıdır. 6) T5 − T6 : T5 anında S kesime girer. Bu aralıkta C r lineer olarak I i akımı ile Vi gerilimine kadar şarj olur.

2



7) T6 − T0 : Bu aralık yüksek çıkışlı PWM dönüştürücüdeki enerjinin serbest dolaşım aralığıdır. T0 anında S1 iletime girerek anahtarlama peryodu tekrar başlar.

Şekil 1. Yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücünün devre şeması ve temel dalga şekilleri . [16]’da tanıtılan yüksek çıkışlı devre yukarıda anlatılan devre ile aynı özelliklere sahiptir. Bununla beraber rezonans kolunun oluşturulması için daha fazla eleman gereklidir. Ayrıca, [15]’te verilen ZVT-PWM dönüştürücü ailesinin sadece birine aittir. Yukarıdaki açıklamalara göre sunulan yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücü aşağıdaki gibi özetlenebilir. 3



A. Transistör ve Diyot için Yumuşak Anahtarlama

Bu yeni dönüştürücüde doğrultucu diyodun komütasyonu, güç anahtarında olduğu gibi yumuşak anahtarlama altında gerçekleşir. ZVT-PWM tekniğinin bu özelliği, bilhassa doğrultucu diyodunun önemli ters toparlanma problemleri ile karşı karşıya kaldığı yüksek gerilim uygulamaları için ilgi çekicidir. Mesela yüksek çıkışlı bir PFC devresinde, güç anahtarı ve doğrultucu diyot yüksek gerilime maruz kalır. PWM, ZVS-QRC veya ZVS-PWM tekniği kullanıldığında, doğrultucu diyodun ters toparlanması nedeniyle, yüksek anahtarlama kaybı, yüksek EMI gürültüsü ve elemanın bozulması ile sıkça karşılaşılır. Dolayısıyla böyle bir devrede hem transistör hem de doğrultucu diyot için yumuşak anahtarlamanın gerçekleşmesi istenir. B. Minimum Anahtar Gerilimi ve Akım Stresi

Şekil 1’den görüldüğü gibi yeni dönüştürücüdeki elemanlarda, yumuşak anahtarlamanın gerçekleştiği iletime girme ve iletimden çıkma aralıkları dışındaki gerilim ve akım değişimleri kare dalga şeklindedir. Hem güç anahtarı hem de doğrultucu diyot minimum gerilim ve akım stresine maruz kalır. Ayrıca ZVT zaman aralıkları olan T0 − T3 ve T5 − T6 aralıkları anahtarlama peryoduna göre çok küçüktür. Dolayısıyla ZVT’nin gerçekleştirilmesi için kullanılan sirkülasyon enerjisi minimumdur. Rezonans geçiş enerjisinin çok küçük bir kısmını kontrol etmesinden dolayı yardımcı anahtar ana anahtara göre çok küçüktür. Yumuşak anahtarlama anahtar gerilim ve akımını arttırmadan gerçekleştiği için, iletim kayıplarındaki artış minimaldir. C. Yumuşak Anahtarlamanın Geniş bir Yük ve Hat Aralığında Sağlanması

ZVS-QRC ve ZVS-PWM tekniklerinin dezavantajlarından biri yük akımı ve giriş gerilimine önemli ölçüde bağlı olmalarıdır. Düşük yükte, aktif eleman iletime girmeden önce rezonans bobininde depo edilen enerji rezonans kapasitesini tamamen deşarj etmeye yetmediği için, sıfır gerilimde anahtarlamanın gerçekleştirilmesi zordur [10]. Yüksek giriş geriliminde, rezonans kapasitesinin deşarjı için daha fazla enerji gerektiğinden, sıfır gerilimde anahtarlama kolaylıkla kaybolabilir [10]. ZVT-PWM dönüştürücüde bu durum tam tersinedir. Yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücüde, yük akımı azaldığında veya şebeke gerilimi arttığında I i azalır. I i azaldığında ΔT01 ’in azaldığı ve ΔT12 ’nin değişmediği (3) eşitsizliğinden görülmektedir. Dolayısıyla, tam yükte ve düşük şebeke geriliminde (3) eşitsizliği sağlandığı sürece, yumuşak anahtarlama kesin olarak sağlanır. Bu özellik birçok uygulama için son derece önemlidir. Güç elemanı ve yumuşak anahtarlamalı dönüştürücü teknolojilerinin gelişmesiyle, IGBT elemanları yüksek güç, düşük iletim kaybı ve düşük fiyatından dolayı güç devrelerinde yaygın olarak kullanılmaktadır. IGBT’nin kesime girmedeki kayıplarını azaltmak ve yumuşak anahtarlama işlemi için, IGBT uçlarına oldukça büyük bir kapasite bağlanır. Çoğunlukla, bu kapasite elemandan aşırı akım geçmesine ve ZVS kaybolduğunda kapasitif iletime girme kaybına neden olur. Düşük yükte ZVS’nin kaybolması elemanda bir ısınmaya yol açmaz, fakat anahtarlama esnasında oluşan EMI gürültüsü önlenemeyebilir.

4



Şekil 2. Yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücüde çalışma kademelerine ait eşdeğer devreler. a) T0 − T1 , b) T1 − T2 , c) T2 − T3 , d) T3 − T4 , e) T4 − T5 , f) T5 − T6 ve g) T6 − T0 . D. Sabit Frekansta Çalışma

Sabit frekansta çalışan devrede, tasarımın optimize edilmesi kolaylıkla sağlanabilir. Ayrıca, teklif edilen dönüştürücünün çalışması çok kısa olan ZVT sürelerinin dışında PWM’ye benzediğinden, bu yeni dönüştürücüde akım kontrolu uygulanabilir. III. YENİ ZVT-PWM DÖNÜŞTÜRÜCÜ AİLESİ

Yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücüde anlatılan ZVT kavramı, herhangi bir anahtarlamalı dönüştürücüye uygulanabilir. Şekil 3’te altı temel ZVT-PWM devresi görülmektedir. Zeta ZVT-PWM dönüştürücüde, rezonans bobini olarak kullanılan kuplajlı bobin, rezonans geçiş enerjisini giriş kaynağına aktarır. D1 ve L r ’yi çıkış filtre kapasitesine yerleştirerek, bu enerjiyi yüke aktarmak da mümkündür. Bu durum, D1 çıkışta darbeli bir akım oluşturacağı için her zaman istenmez. Yeni dönüştürücülerin çalışması yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücüye benzer. Şekil 4’te izolasyonlu ZVT-PWM devreleri verilmiştir. İzolasyonlu ZVT-PWM dönüştürücülerin kısıtlaması, ZVS-QSC tekniğinde olduğu gibi, güç transformatörünün kaçak endüktansının kullanılamamasıdır. Dolayısıyla transformatör minimum kaçak ile tasarlanmalıdır. Transformatörün kaçak endüktansı ve AC sargı direnci “interleaving” tekniği ile azaltılabilir, fakat bu durumda sargı kapasitesi artar. Normal PWM tekniği kullanıldığında, sargı kapasitelerinde depo edilen enerji anahtarlarda harcanır, dolayısıyla kapasitif iletime girme kaybı artar. ZVT-PWM dönüştürücü kullanıldığında, bu sargı kapasiteleri C r kapasitesinin bir parçası olur ve ek anahtarlama kaybı oluşmaz.

5



Şekil 3. Altı temel ZVT-PWM dönüştürücü. a) Düşürücü, b) Yükseltici, c) DüşürücüYükseltici, d) Cuk, e) Sepic, f) Zeta.

Şekil 4. İzolasyonlu ZVT-PWM topolojileri. a) Forward, b) Flyback, c) Cuk, d) Sepic. Şekil 5’te tam köprü (FB) ZVT-PWM dönüştürücü ve yarı iletken anahtarın kapı sinyalleri verilmiştir. Her iki yarım köprünün çalışması tamamen simetriktir. Diyagonal olan ana anahtarlar iletimde iken, önce alt anahtarlar (S2 veya S3) kesime girer. Dolayısıyla aynı kolun 6



üst anahtarının sıfır gerilimde anahtarlanması, çıkış filtre bobin akımının yansıması ile rezonans kondansatörü deşarj edilerek sağlanır. Alt koldaki “totem pole” anahtarın sıfır gerilimde anahtarlanması, iletime girmeden önce rezonans kapasitesinde depo edilen enerjinin ek bir rezonans devresi ile girişteki kaynağa aktarılması ile sağlanır. Sekonderdeki parazitik salınımları azaltmak için transformatörün kaçak endüktansının azaltılması istenir. Transformatörün kaçak endüktansı yeteri kadar küçükse, doğrultucu diyotların jonksiyon kapasitesi primere yansıyabilir ve rezonans kapasitesinin bir parçası olur. FB-ZVS-PWM dönüştürücü ile karşılaştırıldığında [11]-[13], yeni dönüştürücünün birçok avantajı mevcuttur. 1) 2) 3) 4)

Ana güç yolunda rezonans bobini kullanılmadığından çok az sirkülasyon enerjisi oluşur. Sekonderde ciddi bir parazitik salınım oluşmaz. Doğrultucu diyodun yumuşak anahtarlaması sağlanır. Yumuşak anahtarlama bütün yük ve şebeke kademelerinde sağlanır.

Bu özellikler bilhassa IGBT ve BJT’lerin kullanıldığı yüksek güç uygulamalarında teklif edilen devreyi ilgi çekici yapar. Diğer bir ilginç topoloji, akım beslemeli (yüksek çıkışlı) FB-ZVT-PWM dönüştürücüdür. Devre şeması ve dalga şekilleri Şekil 6’da verilmiştir. Bu dönüştürücünün çalışma prensibi ZVT-PWM dönüştürücüye çok benzerdir. Ek bir devre kullanılarak tüm güç anahtarları ve doğrultucu diyotlar sıfır gerilimde anahtarlanır. Akım beslemeli olduğu için bu dönüştürücü PFC uygulamaları için uygundur. Benzer şekilde, bu kavram iki anahtarlı izolasyonlu yüksek çıkışlı dönüştürücüye (Clarke) uygulanabilir [14]. Teklif edilen ZVT tekniği herhangi bir dc-dc, dc-ac, veya ac-ac güç dönüşümünde uygulanabilir.

Şekil 5.Tam köprü ZVT-PWM dönüştürücü.

Şekil 6.Akım beslemeli FB-ZVT-PWM dön.

7



IV. DENEYSEL DOĞRULAMA

Deneysel olarak gerçekleştirilen 300 kHz ve 600 W’lık yüksek çıkışlı ZVT-PWM dc-dc dönüştürücü, 150-200 V giriş ile beslenerek, 300 V çıkışta regüle edilmiştir. Deneysel güç devresi şeması Şekil 7’de verilmiştir. L s bobini doyuma gidebilen bir bobin olup, L r ve S1’in çıkış kapasitesi arasındaki salınımı yok etmek için kullanılmıştır. 5 sarım ile Toshiba “Spike Killer” nüvesi SA10 x 6 x 4.5 üzerinde gerçekleştirilmiştir. Ters toparlanma süresi hızlı olan D2 diyodu, S1 diyodunun iletimde kalmasını önlemek için kullanılmıştır. D2 diyodu yoksa, S1’in diyodu L r ve S1’in çıkış kapasitesi arasındaki rezonans nedeniyle Şekil 1’de gösterilen T4 anından sonra bir miktar akım geçirir. Sonuç olarak S iletimden çıktığında ters toparlanma problemi ile karşılır. Ek anahtar olarak kullanılan eleman (IRF730, 400 V, 5.5 A) ana anahtardan (IRFP350, 400 V, 16 A) çok daha küçüktür. Şekil 8’de tam yükte ve 165 V giriş geriliminde çalışan deney devresinden alınan değişimler verilmiştir. Bütün dalga şekillerinin düzgün ve teorik analiz ile uyumlu olduğu görülmektedir. MOSFET ve doğrultucu diyot, tüm yük ve şebeke kademelerinde sıfır gerilimde anahtarlanmaktadır. Deneysel devre tam yükte ve maksimum giriş geriliminde % 97’lik bir verim sağlamıştır. Aynı giriş ve çıkış şartlarında çalışan PWM versiyonu ile karşılaştırıldığında devre verimi % 2-3 artmıştır. Bunun dışında ZVT-PWM dönüştürücü çok daha az gürültülüdür.

Şekil 7. 300 kHz ve 600 W’lık deneysel yüksek çıkışlı ZVT-PWM dc-dc dönüştürücü.

Şekil 8. Deney devresinden tam yük ve 175 V giriş geriliminde alınan değişimler. 1. Vds (200 V/div), 2. Vgs (20 V/div), 3. Vgs1 (20 V/div), 4. VD (200 V/div), 5. I L , (5A/div). 8



Şekil 9’da 100 kHz ve 600 W’lık yüksek çıkışlı ZVT-PWM PFC devresi gösterilmiştir. Devrenin maliyetini azaltmak için güç elemanı olarak T0-220 kılıfındaki IRGBC30U kullanılmıştır. IGBT’nin kesime girmedeki kayıplarını ve EMI gürültüsünü azaltmak amacıyla, 4.4 nF’lık bir rezonans kondansatörü ( C er ) yumuşak anahtarlama için kullanılmıştır. Ek anahtarın çok düşük rms akımı olmakla birlikte, kesimde yüksek akıma maruz kaldığından MOSFET ile gerçekleştirilmesi gerekir. Deney devresi 90-260 VAC giriş geriliminde 380 V çıkış üretecek şekilde çalışmaktadır. PFC devresinin detaylı tasarımı [15]’te tartışılmıştır. ZVT-PFC’nin klasik PWM devresine göre performansını karşılaştırmak üzere rezonans kolu kaldırılmıştır. Sıcaklık kararlılığı sağlamak üzere, ZVT devresinde IGBT için kullanılan 20 W’lık soğutucu, 40 W ile değiştirilmiştir. ZVT tekniğinin devre verimini önemli ölçüde iyileştirdiği görülmektedir. Yumuşak çalışma nedeniyle, ZVT devresi anahtarlama gürültüsünü azaltır. Yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücünün performansını pasif bastırma kullanan bir yüksek çıkışlı PWM dönüştürücü ile karşılaştırmak ilginçtir. [15]’te ZVT tekniğinin verimi iyileştirmede ve anahtarlama gürültüsünü azaltmada çok daha etkili olduğu sonucuna varılmıştır. Yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücüde sadece ek anahtar için ek ücret ödenir. PFC devresinin verimi şebeke gerilimine önemli bir şekilde bağlıdır. Şekil 9’da gösterilen 180-260 VAC giriş gerilimi ile çalışan (Avrupa’da şebeke aralığı) 100 kHz ve 1 kW’lık ZVT PFC devresi gösterilmiştir. Devrenin toplam verimi % 97-98’dir.

Şekil 9. ZVT-PWM dönüştürücü ve 100 kHz ve 600 W’lık IGBT’li PFC devresi.

Şekil 10. 100 kHz’lik IGBT’li yüksek çıkışlı ZVT-PWM ve klasik PWM dönüştürücülerde, karşılaştırmalı verim eğrileri. 9



V. SONUÇLAR

Bugüne kadar PWM dönüştürücülerde uygulanan yumuşak anahtarlama tekniklerinde, birkaç izolasyonlu tür dışında, yüksek akım ve/veya gerilim stresleri sözkonusudur. Bu makalede, yeni bir yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücü teknolojisi sunulmuştur. Bu teknoloji, PWM ve yumuşak anahtarlamalı rezonans tekniklerinin avantajlarını birleştirmektedir. Teklif edilen yumuşak anahtarlamalı dönüştürücünün avantajları aşağıda özetlenmiştir. 1) 2) 3) 4)

Aktif ve pasif anahtarlar sıfır gerilimde anahtarlama ile çalışır. Her iki anahtar da PWM’ye göre minimum gerilim ve akım stresine maruz kalır. Yumuşak anahtarlama bütün yük ve hat kademelerinde sağlanır. Anahtarlama frekansı sabittir.

Küçük bir ek anahtar, ek bobin ve küçük bir diyot için bir ek ücret ödenir. Ek rezonans devresi toplam çıkış gücünün küçük bir yüzdesini (%10) üstlenir. Teklif edilen devrenin çalışması yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücü kullanılarak analiz edilmiştir. Deneysel olarak gerçekleştirilen 300 kHz ve 600 W’lık IGBT’li yüksek çıkışlı ZVT-PWM dönüştürücü, teklif edilen dönüştürücülerin çalışmasını göstermek için kullanılmıştır. Yeni devrenin dönüştürme performansını (verim, anahtarlama gürültüsü ve devrenin gerçekleştirilme zorluğu) arttırdığı gösterilmiştir.

10

Yeni bir ZVT-PWM DC-DC Dönüştürücü Hacı Bodur, IEEE Üyesi, A.Faruk Bakan Özet : Bu makalede, yeni bir “Sıfır Gerilim Geçişli Darbe Genişlik Modülasyonlu” (ZVTPWM) dönüştürücü ailesi ortaya koymak üzere, normal ZVT-PWM dönüştürücüdeki problemlerin çoğunu çözen yeni bir aktif bastırma hücresi sunulmuştur. Sunulan bastırma hücresi ile oluşturulan bir dönüştürücü, hafif yük şartlarında da çalışabilir. Bu dönüştürücüdeki bütün yarı iletken elemanlar, tam veya yaklaşık olarak sıfır gerilimde anahtarlama (ZVS) ve/veya sıfır akımda anahtarlama (ZCS) altında iletim ve kesime girer. Ana anahtar ve ana diyot üzerinde hiç bir ilave gerilim ve akım stresi oluşmaz. Ayrıca, yardımcı anahtar ve yardımcı diyotlar makul seviyelerde gerilim ve akım streslerine maruz kalır. İlave olarak, dönüştürücü, basit yapılı, düşük fiyatlı ve kolay kontrollüdür. Sunulan bastırma hücresi ile donatılan bir ZVT-PWM yükseltici dönüştürücü, etraflı olarak analiz edilmiştir. Sunulan dönüştürücünün öngörülen çalışma prensibi ve teorik analizi, 2 kW ve 50 kHz’lik izole kapılı bipolar transistörlü (IGBT) bir yükseltici dönüştürücü prototipi ile doğrulanmıştır. Bu çalışmada, önerilen aktif bastırma hücresinin bir dizayn işlemi de sunulmuştur. Ayrıca, tam çıkış gücü için, sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücüde ana anahtar kaybı ve toplam devre kaybı, sert anahtarlamalı karşılığının sırasıyla yaklaşık olarak %27’si ve %36’sıdır. Böylece, sert anahtarlama durumunda %91 olan toplam verim %97’ye yükselir. Anahtar Terimler : Aktif bastırma hücreleri, yumuşak anahtarlama, sıfır akımda anahtarlama, sıfır akımda geçiş, sıfır gerilimde anahtarlama, sıfır gerilimde geçiş. I. GİRİŞ Yüksek güç yoğunluğu, hızlı geçiş cevabı ve kontrol kolaylığı nedeniyle, darbe genişlik modülasyonlu (PWM) DC-DC dönüştürücüler, endüstride yaygın olarak kullanılmaktadır. Daha yüksek güç yoğunluğu ve daha hızlı geçiş cevabı, anahtarlama frekansı artırılarak elde edilebilir. Ancak, anahtarlama frekansı arttıkça, anahtarlama kayıpları ve elektromanyetik girişim (EMI) gürültüsü de artar. Bu nedenle, bastırma hücreleri denilen devreler vasıtasıyla anahtarlama kayıpları azaltılarak, anahtarlama frekansı yükseltilebilir [1]-[12]. RC/RCD, kutuplu/kutupsuz, rezonanslı/rezonanssız ve aktif/pasif hücreler gibi, literatürde sunulan çok sayıda bastırma hücresi vardır [1]. Komütasyonların sıfır gerilimde anahtarlama (ZVS) veya sıfır akımda anahtarlama (ZCS) ile gerçekleştirilmesi sayesinde, rezonanslı dönüştürücülerde anahtarlama kayıpları önemli ölçüde azalır. Fakat, bu tür dönüştürücülerde, aşırı gerilim ve akım stresleri oluşur, normal PWM dönüştürücülere göre güç yoğunluğu daha düşük ve kontrol daha zordur [3], [4], [6][8]. Son yıllarda, rezonanslı ve normal PWM tekniklerinin istenen özelliklerini birleştirmek için, normal PWM dönüştürücülere rezonanslı aktif bastırıcılar eklenerek, çok sayıda sıfır gerilim geçişli (ZVT) ve sıfır akım geçişli (ZCT) PWM dönüştürücü sunulmuştur [3]-[5], [7]. Bu dönüştürücülerde, açma ve kapama işlemleri, bir rezonans tarafından sağlanan çok kısa bir ZVT veya ZCT süresinde ZVS ve/veya ZCS altında gerçekleşir. Böylece, rezonanslar çok kısa zaman aralıklarında oluştuğu için, dönüştürücü zamanın çoğunda normal bir PWM

dönüştürücü olarak davranır. Ancak, bastırma elemanlarının çalışma özellikleri sebebiyle, PWM çalışmanın iletim ve kesim durumları bir minimum süreye sahiptir [2], [8]. Normal ZVT-PWM dönüştürücüde [2], ana anahtar, bir paralel rezonanslı ZVT yardımıyla ZVS ve yaklaşık ZCS altında mükemmel olarak iletime girer. Ana diyot ZVS ile iletim ve kesime girer. Yük akımı, ana diyodun ters toparlanma akımı ve ana anahtarın parasitik kapasitansını kapsayan rezonans kapasitansının enerjisi, bir yardımcı anahtar vasıtasıyla rezonans endüktansına aktarılır. Buna karşılık, ana anahtar sadece yaklaşık ZVS altında açılır ve yardımcı anahtar yaklaşık ZCS ile kapanır. Ayrıca, devrenin çalışması hat ve yük şartlarına çok bağlıdır. Yardımcı anahtarın yumuşak anahtarlama ile açılması ve endüktansta biriken enerjinin aktarılması, çok zordur ve ilave düzenler gerektirir. Bu problemlerin çözümü için bu alanda yapılan çok çalışma mevcuttur [2], [3], [5], [7], [9], [12]. Temel ZCT-PWM dönüştürücüde [3], ana anahtar, bir seri rezonanslı ZCT yardımıyla ZCS ve ZVS altında mükemmel olarak kesime girer. Yardımcı anahtar yaklaşık ZCS ile iletime girer. Devrenin çalışması hat ve yük şartlarına çok az bağlıdır. Buna karşılık, eşzamanlı ve sert anahtarlama ile ana anahtar kapanır ve ana diyot açılır, böylece aynı zamanda bir kısa devre oluşur. Büyük değerlerde kayıplara ve EMI gürültüye neden olan bu kısa devrenin önlenmesi, oldukça zordur. Ayrıca, yardımcı anahtar sert anahtarlama ile açılır ve anahtarların parasitik kapasitansları anahtarlar üzerinden boşalır [3], [5]. İlave olarak, aktif bastırma hücrelerinin çoğu, devre karmaşıklığı ve böylece yüksek fiyat ve kontrol zorluğu, büyük sirkülasyon enerjisi ve böylece aşırı gerilim ve akım stresleri ve hat ve yük aralıklarının darlığı gibi nedenlerle ciddi olarak eleştirilmektedir [3], [10]. Son zamanlarda, izole kapılı bipolar transistör (IGBT), yüksek güçlü endüstriyel uygulamalarda bir anahtarlama elemanı olarak yaygın bir şekilde kullanılmaktadır. IGBT’nin yüksek anahtarlama gücü, düşük iletim kaybı ve düşük fiyata sahip olmasına karşılık, IGBT’de anahtarlama kayıpları oldukça yüksektir [2], [3]. Bu çalışmada, yeni bir ZVT-PWM dönüştürücü ailesi ortaya koymak üzere, normal ZVTPWM dönüştürücüdeki [2] problemlerin çoğunu çözen yeni bir aktif bastırma hücresi sunulmuştur. İlave olarak, bu hücre basit yapılı, düşük fiyatlı ve kolay kontrolludur. Bu bastırma hücresi, temel olarak bir endüktans, bir kapasitans, bir yardımcı transistör ve iki yardımcı diyottan oluşur. Sunulan bastırma hücreli bir ZVT-PWM dönüştürücü, hafif yük şartlarında da çalışabilir. Bu dönüştürücüdeki bütün yarı iletken elemanlar, tam veya yaklaşık ZVS ve/veya ZCS altında açılır ve kapanır. Ana anahtar ve ana diyot üzerinde hiç bir ilave gerilim ve akım stresi oluşmaz. Ayrıca, yardımcı elemanlar üzerindeki gerilim ve akım stresleri, makul seviyelerde kalır. Sunulan bastırma hücresi ile donatılan bir ZVT-PWM yükseltici dönüştürücü detaylı olarak analiz edilmiştir. Sunulan dönüştürücünün öngörülen çalışma prensibi ve teorik analizi, 2 kW ve 50 kHz’lik bir IGBT-PWM yükseltici dönüştürücü prototipi ile doğrulanmıştır. II. ÇALIŞMA PRENSİBİ VE ANALİZ A) Tanım ve Kabuller Sunulan yeni ZVT-PWM dönüştürücünün devre şeması Şek.1’de görülmektedir. Sunulan bastırma hücresi, temel olarak, bir bastırma endüktansı ( L r ), bir bastırma kapasitansı ( C B ), bir yardımcı transistör ( T2 ) ve iki yardımcı diyot ( D1 and D 2 ) elemanlarından oluşur. Doğal

2

olarak, yardımcı transistör T2 , ana transistör T1 ’e göre daha düşük güçlü ve daha hızlıdır. Sunulan dönüştürücüde, T1 ile paralel olan C r kapasitörüne gerek yoktur ve T1 ile ters paralel olan D T1 diyodu kullanılmayabilir. L r ile seri olan D r diyodu, normal ZVT-PWM dönüştürücüdekiyle aynı amaçla kullanılabilir. C r kapasitansı, T1 ’in parasitik kapasitansı ve ona katılan diğer kapasitansların toplamı olarak kabul edilebilir.

Şek.1. Sunulan yeni ZVT-PWM dönüştürücünün devre şeması.

Şek.1’de verilen devrenin bir anahtarlama peryodu esnasındaki kararlı durum analizini kolaylaştırmak için, aşağıdaki kabuller yapılmıştır. a) Giriş gerilimi Vi sabittir. b) Çıkış gerilimi Vo sabittir veya çıkış kapasitansı C F yeterince büyüktür. c) Giriş akımı I i sabittir veya ana endüktans L F yeterince büyüktür. d) Rezonans devreleri idealdir. e) Ana endüktans L F bastırma endüktansı L r ’den çok büyüktür. f) Yarı iletken elemanların gerilim düşümleri ve parazitik kapasitansları ihmal edilir. g) Ana diyot D F dışındaki bütün diyotların ters toparlanma süreleri ihmal edilir. B) Çalışma Kademeleri Sunulan dönüştürücünün bir anahtarlama peryodu içerisindeki kararlı durum çalışmasında yedi kademe oluşur. Bu çalışma kademelerinin eşdeğer devre şemaları sırayla Şek.2(a)-(g)’de verilmiştir. Çalışma kademeleriyle ilgili anahtar dalga şekilleri Şek.3’te görülmektedir. Kademe 1 [ t 0 < t < t 2 : Şek.2(a) ] Bu kademe başında, ana transistör T1 and yardımcı transistör T2 kesimdedir. Ana diyot D F iletimdedir ve ana endüktans L F ’in akımı I i ’yi geçirmektedir. t = t 0 ’da i T1 = 0, i T2 = 0, i DF = I i , v Cr = Vo ve v CB = 0 eşitlikleri geçerlidir. anında, yardımcı transistör T2 ’nin kapısına kapama sinyali uygulanır. D r ve T2 elemanları yaklaşık ZCS altında kapanır. D r ve T2 içerisinden geçen akımın yükselme hızı bastırma endüktansı L r tarafından sınırlanır. Bu aralık esnasında, eşzamanlı ve lineer olarak, T2 akımı artar ve D F akımı azalır. Bu aralık için, genel olarak aşağıdaki bağıntılar yazılabilir. t = t0

i Lr = i T 2 =

Vo (t − t 0 ) Lr

(1)

V i DF = I i − i Lr = I i − o ( t − t 0 ) . Lr

(2)

3

Şek.2. Sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücüde çalışma kademelerinin eşdeğer devre şemaları.

Bu aralıkta, önce t = t1 anında, T2 akımı I i ’ye erişir ve D F akımı sıfıra düşer. Sonra, T2 akımı yükselmeye ve D F akımı düşmeye devam eder. Sonuç olarak, t = t 2 ’de, D F ’nin ters toparlanma akımı −I rr ’ye düşer, böylece ana diyot D F ZVS altında kesime girer ve bu kademe biter. Bu kademe için, t 01 =

Lr Ii Vo

(3)

V i Lr = i T 2 = I i + o ( t − t1 ) Lr

(4)

V i DF = − o ( t − t1 ) Lr

(5)

4

(6) (7)

i Lr 2 = i Lr ( t 2 ) = i T 2 ( t 2 ) = I i + I rr i DF2 = i DF ( t 2 ) = −I rr L t12 = t rr = r I rr Vo

(8)

eşitlikleri de yazılabilir. Burada, I rr ve t rr , I F = I i ve −di / dt = −Vo / L r değerlerine karşılık ana diyot D F ’nin sırasıyla ters toparlanma akımı ve ters toparlanma süresidir. Böylece, bu aralık sonunda, D F ana diyodu ZVS ile kesime girer ve giriş akımı I i ile ana diyodun ters toparlanma akımı I rr bastırma endüktansı L r ve yardımcı transistör T2 ’ye aktarılır. Kademe 2 [ t 2 < t < t 3 : Şek.2(b) ] t = t 2 ’de,

ana transistör T1 ve ana diyot D F kesimdedir. Yardımcı transistör T2 iletimdedir ve I i + I rr akımını geçirmektedir. t = t 2 anında, i T1 = 0, i T 2 = I i + I rr , i DF = 0, v Cr = Vo ve v CB = 0 eşitlikleri mevcuttur. anında, giriş akımı I i ve L r endüktansının ilk akımı I Lr 2 altında, L r ve C r arasında C r − D r − L r − T2 yolu ile paralel bir rezonans salınmaya başlar. Bu salınım için aşağıdaki eşitlikler elde edilir. t = t2

i Lr = i T 2 = I i + I rr cos ω1 ( t − t 2 ) +

Vo sin ω1 ( t − t 2 ) Z1

(9)

v Cr = v T1 = Vo cos ω1 ( t − t 2 ) − Z1I rr sin ω1 ( t − t 2 ) .

(10)

t = t 3 ’de, C r kapasitansında

depolanan enerjinin L r endüktansına transferi tamamlanır ve VCr gerilimi 0 olur. Aynı zamanda, L r endüktansının akım ve enerji değerleri maksimum seviyelerine erişir. (9) ve (10) bağıntılarından, I Lr max = I i + Vo2 + Z12 I 2rr / Z1 WLr max =

(11)

1 1 1 L r I 2Lr max = L r (Ii + I rr ) 2 + C r Vo2 2 2 2

t 23 = L r C r arctg

(12)

Vo Z1I rr

(13)

çıkarılır. Bu eşitliklerde, ω1 = 1/ L r C r

(14)

Z1 = L r / C r

(15)

bağıntıları geçerlidir. Şunun belirtilmesi gerekir ki, bu kademede C r kapasitansı ana transistör T1 ve ana diyot D F ile yardımcı diyotlar D1 ve D 2 ’nin parazitik kapasitanslarını kapsar. T1 ve D1 ‘in parazitik kapasitansları Vo ’dan 0’a boşalır, diğerleri ise 0’dan Vo ’a dolar. Ayrıca, sunulan dönüştürücüde, ilave bir C r kapasitansına gerek yoktur veya C r kapasitansı bu parazitik kapasitansların toplamı olarak kabul edilebilir.

5

Şek.3. Sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücüde çalışma kademeleriyle ilgili temel dalga şekilleri.

Kademe 3 [ t 3 < t < t 4 : Şek.2(c) ] Bu kademe öncesi, sadece yardımcı transistör T2 iletimdedir ve L r endüktansının maksimum akımını geçirmektedir. t = t3 anında, iT 1 = 0, iT 2 = I Lr max , iDF = 0, vCr = 0 ve v CB = 0 bağıntıları geçerlidir. t = t 3 anında v Cr gerilimi 0 olduğunda, ana transistör T1 ’in ters paralel diyodu D T1 iletime girer. D T1 bu kademe boyunca L r endüktansı akımının giriş akımı I i ’den fazla olan kısmını

geçirir. Bu kademe için, (16) (17)

i Lr = i T 2 = I Lr max i DT1 = I Lr max − I i

yazılabilir. D T1 diyodunun iletimde olduğu bu aralık, temel olarak ana transistör T1 için sıfır gerilimde geçiş (ZVT) sağlar. Normal ZVT-PWM dönüştürücüde D T1 diyodunun gerekli olmasına karşılık, sunulan dönüştürücüde bu diyot gerekli değildir ve t 3 anında doğrudan 4. kademeye geçilebilir. Kademe 4 [ t 4 < t < t 5 : Şek.2(d) ] Bu kademe başında, i T1 = 0, i T 2 = I Lr max , i DF = 0, v Cr = 0 and v CB = 0 ‘dır. t = t 4 anında, eşzamanlı olarak, ana transistör T1 kapısına iletim sinyali uygulanır ve yardımcı

transistör T2 ’nin kapı sinyali kesilir. Aynı zamanda, C B sayesinde hem T1 transistörü ZVS 6

ile iletime girer ve I i akımını geçirmeye başlar hem de T2 yaklaşık olarak ZVS ile kesime girer. L r endüktansının maksimum akımı I Lr max altında, L r ve C B arasında L r − D1 − C B − D r yolu ile bir seri rezonans salınmaya başlar. Burada, t 4 anında D1 yardımcı diyodu ZVS ile iletime girer. Bu rezonans için, aşağıdaki eşitlikler çıkarılır. (18) (19)

i Lr = i D1 = I Lr max cos ω2 ( t − t 4 ) v CB = v T 2 = Z 2 I Lr max sin ω2 ( t − t 4 ) .

Bu kademe boyunca, L r endüktansında biriken enerji C B kapasitansına aktarılır. L r endüktansındaki bütün enerjinin tranferi ile C B kapasitansının tam olarak 0’dan Vo ’a kadar dolduğu kabu edilirse, yukarıdaki eşitliklerden, (20)

VCB5 = v CB ( t 5 ) = VCB max = Z 2 I Lr max = Vo π t 45 = LrCB 2 1 1 1 2 2 L r I 2Lr max = C B VCB max = C B Vo 2 2 2

(21) (22)

elde edilir. C B ’nin değeri yukarıdaki değerden daha küçük ise, C B yine Vo ’a kadar dolar ve fazla enerji yüke aktarılır. C B ’nin değeri yukarıdaki değerden daha büyük ise, C B ’nin gerilimi Vo ’a erişemez. Yukarıdaki bağıntılarda, ω2 = 1 / L r C B

(23)

Z2 = Lr / CB

(24)

eşitlikleri geçerlidir. Bu kademede C B kapasitansı T2 geriliminin yükselme hızını sınırlar. Böylece, T2 yaklaşık ZVS altında kesime girer. Ayrıca, bu kademede T2 ve D 2 elemanlarının parazitik kapasitansları C B kapasitansına katılır. anında, endüktans akımı i Lr sıfıra düştüğünde, D r ve D1 yardımcı diyotları L r sayesinde yaklaşık ZVS altında kesime girer ve bu kademe biter. t = t5

Kademe 5 [ t 5 < t < t 6 : Şek.2(e) ] Bu kademe boyunca, ana transistör T1 giriş akımı I i ’yi iletmeye devam eder ve bastırma devresi aktif değildir. Bu kademe süresi, normal PWM dönüştürücünün iletim durumunun büyük bir kısmıdır ve PWM kontrolu tarafından belirlenir. Bu kademe için, (25)

i T1 = I i

yazılabilir. Kademe 6 [ t 6 < t < t 7 : Şek.2(f) ] Bu kademe öncesi, i T1 = Ii , i T 2 = 0, i DF = 0, v Cr = 0 ve v CB = Vo ’dir. t = t 6 anında, ana transistör T1 ’in sinyali kesildiğinde, Vo gerilimi ile dolu olan C B kapasitansı sayesinde, ana transistör 7

yaklaşık ZVS altında kesime ve D 2 yardımcı diyodu ZVS ile iletime girer. Bu kademe boyunca, C r şarj ve C B deşarj olur. t 7 anında, eşzamanlı olarak C r geriliminin Vo ’a erişmesi ve C B geriliminin sıfıra düşmesiyle, D F ana diyodu ZVS altında iletime ve D 2 yardımcı diyodu ZVS ile kesime girer, ve bu kademe biter. Bu durum için, T1

Ii (t − t 6 ) Cr + CB C + CB C + CB Vo VCB max = r t 67 = r Ii Ii

(26)

v Cr = v T1 = Vo − v CB =

(27)

eşitlikleri elde edilir. Bu kademede, C B kapasitansı T1 geriliminin yükselme hızını sınırlar. Böylece, T1 yaklaşık ZVS altında kesime girer. Ayrıca, bu kademede D F ’nin parazitik kapasitansı C r ve C B kapasitanslarına katılır. Burada şunu belirtmek gerekir ki, yük akımı düşerse ( t 4 − t 5 ) aralığında C B gerilimi Vo ’a erişemez. Böylece, ( t 6 − t 7 ) aralığında C B ’nin bastırma etkisi aynı oranda düşer, fakat bu kademenin süresi t 67 değişmez. Bu özellik sunulan dönüştürücünün hafif yük şartlarında çalışmasını sağlar. Kademe 7 [ t 7 < t < t 8 : Şek.2(g) ] Bu kademe boyunca, ana diyot D F giriş akımı I i ’yi iletmeye devam eder ve bastırma devresi aktif değildir. Bu kademe süresi, normal PWM dönüştürücünün kesim durumunun büyük bir kısmıdır ve PWM kontrolu tarafından belirlenir. Bu kademe için, (28)

i DF = I i

yazılabilir. Böylece, t = t 8 anında, bir anahtarlama peryodu tamamlanır ve başka bir anahtarlama peryodu başlar. III. DİZAYN İŞLEMİ Daha önce sunulan dizayn işlemleri [5], [7] dikkate alınarak geliştirilen aşağıdaki dizayn işlemi, ana transistör T1 ve ana diyot D F ile yardımcı transistör T2 ’nin yumuşak anahtarlama ihtiyaçları ve bastırma enerjisinin yüke transferine dayalıdır. 1. Bastırma endüktansı L r , ana diyodun nominal ters toparlanma süresinin üç katı kadar bir sürede, en fazla maksimum giriş akımı kadar bir akım artışına müsade etmek üzere seçilir. Bu durum aşağıdaki gibi tanımlanabilir. Vo 3t rrn ≤ I i max . Lr

(29)

8

2. Bastırma kapasitansı C B , bastırma endüktansında biriken enerji tamamen kendisine aktarıldığında, yaklaşık olarak çıkış gerilimine kadar dolmak üzere seçilir. Bu durumda, (12) ve (22) bağıntılarından, 1 1 1 L r (I i max + I rr max ) 2 + C r Vo2 ≅ C B Vo2 2 2 2

(30)

elde edilebilir. Burada, I rr max ana diyodun I F = Ii max and −di / dt = −Vo / L r değerlerine karşılık gelen ters toparlanma akımıdır. 3. Ayrıca, bastırma endüktansı L r ve bastırma kapasitansı C B , ana ve yardımcı transistörlerin gerilim yükselme süreleri, en az bu transistörlerin açma süreleri kadar olmak üzere seçilir. Bu durumda, sırasıyla (21) ve (27) bağıntılarından, π Lr CB ≥ t f 2 2 C + CB t 67 = r Vo ≥ t f 1 I i max

(31)

t 45 =

(32)

elde edilir. Bu bağıntılarda, t f 1 ve t f 2 sırasıyla ana ve yardımcı transistörlerin açma süreleridir. IV. DÖNÜŞTÜRÜCÜNÜN ÖZELLIKLERİ Sunulan yeni ZVT-PWM dönüştürücünün özellikleri aşağıdaki gibi özetlenebilir. 1. Bütün yarı iletken elemanlar, tam veya yaklaşık olarak ZVS ve/veya ZCS altında iletim ve kesime girer. T1 ana transistörü ZVT ile sağlanan ZVS altında mükemmel olarak iletime girer. D F ana diyodu ZVS ile iletim ve kesime girer. Yardımcı transistör T2 yaklaşık ZCS ile iletime ve yaklaşık ZVS ile kesime girer. Ayrıca, D r , D1 ve D 2 yardımcı diyotları yumuşak anahtarlama ile çalışır. 2. Dönüştürücü basit yapılı ve ucuzdur. Sunulan dönüştürücü, normal ZVT-PWM dönüştürücü [2] kadar basit ve ucuz olmasına karşılık, normal ZVT-PWM dönüştürücüdeki problemlerin çoğunu çözer. 3. Sunulan dönüştürücünün kontrolu kolaydır. Bu dönüştürücünün kontrolu için, normal bir PWM kontrol sinyali, T1 gerilimi sıfıra düşene kadar T2 yardımcı transistörünün kapısına ve daha sonra T1 ana transistörünün kapısına uygulanır. Ayrıca, T1 ve T2 ’nin emiter uçları aynı noktaya bağlıdır ve bu da kontrolu kolaylaştırır. 4. Sirkülasyon enerjisi minimumdur. Daha önce sunulan ZVT-PWM dönüştürücülerde [2], [7]-[9], [12], ana anahtar ile paralel bir C r bastırma kapasitansı vardır ve bu kapasitans sirkülasyon enerjisini büyük ölçüde artırır. Sunulan dönüştürücüde, C r ’nin olmamasına karşılık, farklı bir yere yerleştirilen ve C r ’den daha büyük C B kapasitansı mevcuttur. Bu C B kapasitansı, C r ’nin görevlerini daha mükemmel olarak yapmasına karşılık, sirkülasyon enerjisini artırmaz. Ayrıca, C B , yardımcı anahtarın yumuşak anahtarlama ile kesime girmesini

9

ve bastırma enerjisinin yüke aktarılmasını sağlar. Sonuç olarak, sunulan dönüştürücüde sirkülasyon enerjisi ve ilave kayıplar minimumdur. 5. Ana transistör T1 ve ana diyot D F üzerinde hiç bir ilave gerilim ve akım stresi oluşmaz. Aynı zamanda, yardımcı transistor T2 ile yardımcı diyotlar D r , D1 ve D 2 üzerindeki gerilim ve akım stresleri makul seviyelerde kalır. 6. Sunulan dönüştürücü zamanın çoğunda normal PWM dönüştürücü olarak çalışır, çünkü bastırma hücresinin etkili olduğu zaman aralıkları çok kısadır. 7. Dönüştürücü geniş hat ve yük aralıklarında çalışabilir. ZVT-PWM dönüştürücülerin çalışması genellikle yük akımı değerlerine çok bağlıdır ve böylece hat ve yük aralıkları geniş değildir. Ancak, sunulan yeni dönüştürücüde, yük akımı düştüğünde, t 01 ve t12 zaman peryotları orantılı olarak düşer, t 23 aralığı çok az yükselir, t 34 , t 45 ve t 67 peryotları değişmez. Böylece, aktif bastırma hücresi maksimum yük şartları için dizayn edildiği sürece, sunulan yeni dönüştürücü geniş hat ve yük aralıklarında çalışabilir. 8. Sunulan dönüştürücü hiç bir ilave pasif bastırma hücresi gerektirmez. 9. Sunulan aktif bastırma hücresi, diğer temel PWM DC-DC dönüştürücülere ve bütün anahtarlamalı dönüştürücülere kolayca uygulanabilir. 10. Sunulan yeni dönüştürücü diğer ZVT-PWM dönüştürücülerden çok daha fazla avantaja sahiptir. Bu dönüştürücüde, normal ZVT-PWM dönüştürücüdeki [2] problemlerin çoğu mükkemmel ve kolay bir şekilde çözülür. V. DENEYSEL SONUÇLAR Sunulan yeni ZVT-PWM dönüştürücünün öngörülen çalışma prensibi ve teorik analizini doğrulamak için, Şek.4’te verilen 2 kW ve 50 kHz’lik bir IGBT-PWM yükseltici dönüştürücü prototibi gerçekleştirilmiştir Üretici firmaların el kitapları referans alınarak, uygulama devresinde kullanılan yarı iletken elemanların bazı nominal değerleri Tablo I’de verilmiştir. Sert anahtarlamalı ve sunulan yumuşak anahtarlamalı IGBT-PWM yükseltici dönüştürücülerde, muhtelif yük akımı değerleri için, yarı iletken elemanların kayıpları ve toplam devre verimleri Tablo II’de özetlenmiştir.

Şek.4. 2 kW ve 50 kHz’lik bir IGBT-PWM yükseltici dönüştürücünün deneysel devre şeması.

10

Tablo I. Uygulama devresinde kullanılan yarı iletken elemanların bazı nominal değerleri.

Tablo II. Sert anahtarlamalı ve sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücülerde, yarı iletken elemanların kayıpları ve toplam devre verimleri.

Deneysel sonuçlar, anahtar ve diyot soğutucularının sıcaklık artış miktarları ile devre giriş ve çıkışındaki gerilim ve akım değerleri okunarak belirlenmiştir. Ayrıca, sert anahtarlamalı dönüştürücüde, deneysel sonuçlar düşük frekanslarda çalışan devrede yapılan ölçümlerden tahmin edilerek belirlenmiştir. Ana transistör T1 , yardımcı transistör T2 , ana diyot D F , yardımcı diyotlar D r , D1 ve D 2 elemanlarının osilogramları, sırayla Şek.5(a)-(f)’de verilmiştir. Sert anahtarlamalı ve sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücülerin karşılaştırmalı verim eğrileri Şek.6’da görülmektedir. Sert anahtarlamalı dönüştürücü ile ilgili osilogramlar bu çalışmada verilmemiştir, çünkü bunlar daha önce sunulan benzer çalışmaların çoğunda verilmiştir. Şek.5’te verilen osilogramlardan görülür ki, T1 transistörü ZVS ile mükemmel olarak iletime ve yaklaşık ZVS altında kesime girer. T2 yaklaşık ZCS altında iletime ve yaklaşık ZVS altında kesime girer. Ayrıca, D F , D r , D1 ve D 2 elemanları yumuşak anahtarlama ile çalışır. İlave olarak, T1 ve D F ana elemanları üzerinde ilave gerilim ve akım stresleri oluşmaz ve T2 , D r , D1 ve D 2 yardımcı elemanları makul gerilim ve akım değerlerine maruz kalır. Sunulan yeni dönüştürücünün hafif yük şartlarında da problemsiz olarak çalıştığı gözlenmiştir. Tablo 2 ve Şek.6’dan görülmektedir ki, sunulan yeni dönüştürücünün verimi özellikle yüksek çıkış güçlerinde sert anahtarlamalı olana göre daha büyüktür. Tam çıkış gücü için, sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücüde ana anahtar kaybı ve toplam devre kaybı, sert anahtarlamalı karşılığının sırasıyla yaklaşık olarak %27’si ve %36’sıdır. Böylece, sert anahtarlama durumunda %91 olan toplam verim %97’ye yükselir.

11

Şek.5. Yumuşak anahtarlama uygulama devresinde, (a) ana transistör T1 , (b) yardımcı transistör T2 , (c) ana diyot D F , (d) yardımcı diyot D r , (e) yardımcı diyot D1 ve (f) yardımcı diyot D 2 elemanlarının osilogramları. Bu osilogramlar, 100 V/kare, 10 A/kare ve 2 μ s/kare ölçeklidir.

12

Şek.6. Sert anahtarlamalı ve sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücülerin karşılaştırmalı verim eğrileri.

Sonuç olarak, sunulan dönüştürücünün öngörülen çalışma prensibi ve teorik analizinin bütün deneysel sonuçlarla doğrulandığı kolayca görülür. Sunulan dönüştürücüde, normal ZVTPWM dönüştürücünün problemlerinin çoğu mükemmel ve kolay olarak çözülür. Bu dönüştürücüdeki bütün yarı iletken elemanlar, tam veya yaklaşık olarak ZVS ve/veya ZCS altında iletim ve kesime girer. Ana elemanlar üzerinde hiç bir ilave gerilim ve akım stresi oluşmaz ve yardımcı elemanlar makul gerilim ve akım değerlerine maruz kalır. VI. ÖZET Bu çalışmada, yeni bir ZVT-PWM dönüştürücü ailesi elde etmek için yeni bir aktif bastırma hücresi sunulmuştur. Sunulan aktif bastırma hücreli dönüştürücüde normal ZVT-PWM dönüştürücünün problemleri çözülmüştür. Sunulan yeni dönüştürücü hafif yük şartlarında problemsiz olarak çalışır. Bu dönüştürücüdeki bütün yarı iletken elemanlar, tam veya yaklaşık olarak ZVS ve/veya ZCS altında iletim ve kesime girer. Ana elemanlar üzerinde hiç bir ilave gerilim ve akım stresi oluşmaz ve yardımcı elemanlar makul gerilim ve akım değerlerine maruz kalır. Ayrıca, dönüştürücü basit yapılı düşük fiyatlı ve kolay kontrolludur. Sunulan bastırma hücresi ile donatılan bir ZVT-PWM yükseltici dönüştürücü detaylı olarak analiz edilmiştir. Sunulan dönüştürücünün öngörülen çalışma prensibi ve teorik analizi, 2 kW ve 50 kHz’lik bir IGBT-PWM yükseltici dönüştürücü prototipi ile doğrulanmıştır. Sunulan yeni dönüştürücünün hafif yük şartlarında da problemsiz olarak çalıştığı ve bütün yarı iletken elemanların yumuşak anahtarlama ile anahtarlandığı gözlemlenmiştir. Ayrıca, tam çıkış gücü için, sunulan yumuşak anahtarlamalı dönüştürücüde ana anahtar kaybı ve toplam devre kaybı, sert anahtarlamalı karşılığının sırasıyla yaklaşık olarak %27’si ve %36’sıdır. Böylece, sert anahtarlama durumunda %91 olan toplam verim %97’ye yükselir.

13

REFERANSLAR 1.

A. Ferraro, “An Overview of Low-Loss Snubber Technology for Transistor Converters”, IEEE Power Electron. Spec. Conf., 1982, pp.466-477.

2.

G. Hua, C. S. Leu, Y. Jiang, F. C. Lee, Y., ”Novel Zero-Voltage-Transition PWM Converters”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.9, no.2, pp.213-219, March 1994.

3.

G. Hua, E. X. Yang, Y. Jiang, F. C. Lee, “Novel Zero-Current-Transition PWM Converters”, IEEE Trans. on Power Electron. vol.9, no.6, pp.601-606. November 1994.

4.

A. Elasser, D. A. Torrey, “Soft Switching Active Snubbers for DC/DC Converters”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.11, no.5, pp.710-722, September 1996.

5.

H. Mao, F. C. Lee, X. Zhou, H. Dai, M. Cosan, D. Boroyevich, “Improved Zero-Current-Transition Converters for High-Power Applications”, IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol.33, no.5, pp.1220-1232, September/October 1997.

6.

C. J. Tseng, C. L. Chen, “A Passive Snubber Cell for Non-isolated PWM DC/DC Converters”, IEEE Trans. on Ind. Electron., vol.45, no.4, pp.593-601, August 1998.

7.

C. J. Tseng, C. L. Chen, “Novel ZVT-PWM Converters with Active Snubbers”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.13, no.5, pp.861-869, September 1998.

8.

V. Grigore, J. Kyyra, “ A New Zero-Voltage-Transition PWM Buck Converter”, Mediterranean Electrotechnical Conf.,, MELECON 98, 9 th, vol.2, pp.1241-1245, 1998.

9.

J. M. P. Menegaz, M. A. Co., D. S. L. Simonetti, L. F. Vieira, “Improving the operation of ZVT DC-Dc Converters”, Power Electron. Spec. Conf., PESC 99, 30 th, vol. 1, 1999, pp. 293-297.

10. K. M. Smith, K. M., Smedley, “Properties and Synthesis of Passive Lossless Soft-Switching PWM Converters”, IEEE Trans. on Power Electron., vol.14, no.5, September 1999, pp.890-899. 11. H. Bodur, M.H. Sarul, A.F.Bakan, “A Passive Lossless Snubber Cell Design for an Ohmic Loaded PWM IGBT Chopper Fed by a Diode Bridge from AC Mains”, ELECO’99 Int. Conf. on Elec. and Electron. Eng., Bursa (Turkey), December 1-5, 1999, pp. 440-444. 12. T.W. Kim, H.S. Kim, H. W. Ahn, “An Improved ZVT PWM Boost Converter”, Power Electron. Spec. Conf., PESC00, 31 st, vol. 2, 2000, pp.615-619.

14

Soft Switching

Recommend Documents