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Schaltungssammlung für den Amateur
Fünfte Lieferung 1. Auflage
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Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik
Mobile Sammlung von Grundschaltungen und Varianten Herausgegeben von Dipl.-Ing. Klaus Schlenzig und Dipl.-Journ., Ing. Wolfgang Stammier
Redaktionsschluß: 15. Februar 1988 Autoren Blatt 1-3 bis 1-4 Blatt 2-1 bis 2-3 Blatt 2-4 bis 2-6 Blatt 2-7 Blatt 2-8 Blatt 2-9 bis 2-10 Blatt 3-1 bis 3-4 Blatt 4-1 bis 4-14 Blatt 4-15 bis 4-16 Blatt 5-1 bis 5-2 Blatt 6-1 bis 6-3 Blatt 6-4 bis 6-6 Blatt 6-7 bis 6-12 Blatt 6-13 bis 6-18 Blatt 6-19 bis 6-23 Blatt 8-1 bis 8-4 Blatt 85 bis 8-6 Blatt 9-1 bis 9-2 Blatt 10-1 bis 10-16 Blatt 11-1 bis 11-6 Blatt 12-1 bis 12-7 Blatt 12-8 bis 12-11
Ing. Dieter Jung Ing. Karl-Heinz Bläsing Ing. Dietrich Müller DipL-Ing. Wolfgang Richter Dipl-Ing. Stefan Greiner Dipl-Ing, Klaus Schlenzig/Ing. Dieter Jung Ing. Dietmar Schiller Ing. Hans-Jochen Schulze Dipl-Ing. Bernd Kenzler Dipl.-Math, Eckhard Schiller Dipl-Ing, Günter Warme Dipl-Ing. Stefan Greiner Dipl.-Phys, Uwe Weidlich Dr. Ing. Dieter Scheuschner Dipl.-Phys. Marius Van der Meer Ing. Winfried Müller Ing. Karl-Heinz Bläsing Ing-Karl-Heinz Bläsing Dr. Günter Miel Dipl.-Ing.Wolfgang E. Schlegel Dipl.-Ing. Joachim Fröhlich Dipl.-Ing.Frank Möckel
Schaltungssammlung für den Amateur: 5. Lieferung! Klaus Schlenzig; Wolfgang Stammier (u. a.]. Berlin: Militärverlag der DDR ('WEB), 1989. 200 5.: 370 Bilder, 63 Tabellen ISBN 3-327-00685-7 1. Auflage © Militärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1989 Lizenz-Nr. 5 Printed in the German Democratic Republic Gesamtherstellung; INTERDRUCK Graphischer Großbetrieb Leipzig, Betrieb der ausgezeichneten Qualitätsarbeit, 111/18/97 Lektor: Steffen Würtenberger Zeichnungen: Marina Jacob Typografie: Helmut Herrmann LSV 3539 Bestellnummer: 747 1379 01600
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Kapitel 1
-
SCI-IALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 1 Einleitung
Einleitung
Kapitel 6
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Stromversorgung
Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 1) ........... Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 2) ........... Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 3) ........... Schaltnetzteile (Blatt 1) .................. Schaltnetzteile (Blatt 2) .................. Schaltnetzteile (Blatt 3) .................. Verhalten der Primärbatterie R6S bei Entladung mit sehr kleinen Strömen ........................ Programm zur Berechnung eines Transformators .... Integrierter Spannungswandler (1 7660D (Blatt 1) Integrierter Spannungswandler U 7660 D (Blatt 2)
Kapitel 3
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Verstärker
NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 1) ........... NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 2) ........... NF-l1ochleistungsendstufen (Blatt 3) .......... NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 4) .......... Kapitel 4
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1989
Blatt
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Vorwort ............................ Typbezeichnung von Halbleiterbauelementen (Blatt 1) Typbezeichnung von Halbleiterbauelementen (Blatt 2)
Kapitel 2
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Musikelektronik und Effektschaltungen
Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 1) .......................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 2) ........................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 3) .......................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 4) .......................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 5) ........................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 6) .......................... Modulares Synthesizerkonzept ein. Klangbaukasten (Blatt 7) .......................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 8) ........................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 9) .......................... Modulares Synthesizerkon z ept ein Klangbaukasten (Blatt 10) .......................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 11) ........................... Modulares Synthesizerkonzept ein Klangbaukasten (Blatt 12) ........................... MIDI Music Instrument Digital Interface (Blatt 1). MIDI Music Instrument Digital Interface (Blatt 2) Klangbeeinflussung von Elektrogitarren (Blatt 1) ..... Klangbeeinflussung von Elektrogitarren (Blatt 2) .....
1-2
Mikroprozessortechnik
-
1-2 Anschluß eines Schreibwerks an den U-886-Rechner 1-3 (Blatt 1) ........................... 6-1 1-4 Anschluß eines Schreibwerks an den U-880-Rechner (Blatt 2) .......................... 6-2 Anschluß eines Schreibwerks an den U-880-Rechner (Blatt 3) ........................... 6-3 Der Einchipmikrorechner 11881 (Blatt 1) ........ 6-4 Der Einchipmikrorechner U 881 (Blatt 2) ......... 2-1 6-5 2-2 Der Einchipmikrorechner U881 (Blatt 3) ......... 6-6 2-3 International kompatibler Kleinrechner (Blatt 1) .... 6-7 international kompatibler Kleinrechner (Blatt 2) ..... 2-4 6-8 6-9 2-5 International kompatibler Kleinrechner (Blatt 3) ..... 2-6 International kompatibler Kleinrechner (Blatt 4) ..... 6-10 International kompatibler Kleinrechner (Blatt 5) ..... 6-11 2-7 International kompatibler Kleinrechner (Blatt 6) ..... 6-12 2-8 Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 1) ........ 6-13 2-9 Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 2) ....... 6-14 2-10 Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 3) ....... 6-15 Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 4) ....... 6-16 Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 5) ....... 6-17 Schach- und Lemcomputer SLCI (Blatt 6) ....... 6-18 Parallelschnittstelle für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 1) 6-19 3-1 Parallelschnittstelle für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 2) 6-20 3-2 Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen 3-3 S 6001 (Blatt 1) ....................... 6-21 3-4 Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen S 6001 (Blatt 2) ....................... 6-22 Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen S 6001 (Blatt 3) ...................... 6-23 -
-
4-1 Kapitel 8
-
Allgemeine Elektronik
-
4-2
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4-3
-
4-4
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Zeitmeßgerät für Kameraverschlüsse (Blatt 1) .......8-1 Zeitmellgerät für Kameraverschlüsse (Blatt 2) .......8-2 Lauflichtsteuerung für Werbezwecke (Blatt 1) .......8-3 Lauflichtsteuerung für Werbezwecke (Blatt 2) .......8-4 Moderne Analogthermometer (Blatt 1) .......... 8-5 Moderne Analogthermometer (Blatt 2) . . . . . . . . . . 8-6
4-5
-
4-6 Kapitel 9
-
Generatoren irnd Sender
-
-
-
4-7 Funktionsgenerator mit modernen Bauelementen (Blatt 1) .......................... 4-8 Funktionsgenerator mit modernen Bauelementen (Blatt 2) ...........................
9-1 9-2
EIN
-
4-10 Kapitel 10
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Modellfernsteuerung
-
4-11 Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 12 (Blatt 1) ....................... 4-12 Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 D 4-13 (Blatt 2) ........................... 4-14 Anwendungsbeispiele für der, Servoschaltkreis B 654 D (Blatt 3) ........................... 4-15 4-16 Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 D (Blatt 4) ........................... Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Standardreihe V4000 (Blatt 1) Kapitel 5 Allgemeine Digitaltechnik Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der StanUniversalzähler mit U 8821 884 (Blatt 1) .........5-1 dardreihe V 4000 (Blatt 2) Universalzähler mit LT 882/U 884 (Blatt 2) ......... 5-2 Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Standardreihe V4000 (Blatt 3) Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Standardreihe V4000 (Blatt 4) ................ -
-
10-1 10-2
-
-
10-3 10-4 10-5 10-6 10-7 10-8
Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Standardreihe V4000 (Blatt 5) .................. 10-9 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis fi 555 D (Blatt 1) ........................... 1010 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D (Blatt 2) ........................... 10-11 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10-12 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis 8 555 D (Blatt 4) ........................... 10-13 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis 8 555 D (Blatt 5) ........................... 10-14 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis 8 555 D (Blatt 6) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10-15 Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis 8 555 D (Blatt 7) ........................... 10-16 Kapitel 11 - Empfänger Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 1) - Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 2) . . Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 3) . . Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 4) . . Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 5) . . Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 6) . .
. . .
11-1 11-2 11-3 11-4 11-5 11-6
Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 1) ........... Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 2) ........... Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 3) . . . . . . . . . . . Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 4) . . . . . . . . . . . Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 5) ........... Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 6) . . . . . . . . . . . Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 7) . . . . . . . . . . . EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 1) ........................... EPROM-Frogrammierer für, KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 3) ........................... EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 4) ...........................
12-1 12-2 12-3 12-4 12-5 12-6 12-7
Kapitel 12 - Speichertechnik
12-8 12-9 12-10 12-11
Zur Beachtung 1- Dem Themenbereich von Kapitel 7 wurde in dieser Lieferung der Schaltungssammlung kein Beitrag zugeordnet. 2. In einigen Beiträgen wurden die Halbleiterbauelemente nur mit einem Buchstaben (V) angesprochen, während in den Bitdem mit D bzw. T als 2. Buchstaben näher spezifiziert wurde. Die laufende Numerierung stimmt aber in jedem Fall überein. 3. Alle Schaltungen und Programme sind nur für Amateurzwecke bestimmt. Für eventuelle Fehler kann keine Haftung übernommen werden. Verlag und Herausgeber sind für Hinweise dankbar.
Vorwort Diese nun vorliegende 5. Lieferung der Schaltungssammlung wurde 1986 konzipiert und 1988 abgeschlossen. Mit ihrem Erscheinen im Jahre 1989 ergibt sich ein Abstand von 3 Jahren zur 4. Lieferung, die 1987 in 2. Auflage nochmals präsent werden konnte. Diese zeitliche Staffelung ist der Themenbreite angemessen. Mit der Aktualität von Fachzeitschriften kann eine solche Sammlung nicht aufwarten. Aus diesem Grund waren Autoren und Herausgeber darum bemüht, die Auswahl der Themen und die Gestaltung des Inhalts der angestrebten längeren Nutzungsdauer beim Leser anzupassen. Der Erarbeitungszeitraum war geprägt vom umfassenden Einsatz der 8-bit-Mikrorechnerschaltkreisfamilie U880 und ihrer Einchipversionen. Entsprechend großen Anteil nehmen darum Themen dazu in der vorliegenden Lieferung ein. Sie sind teilweise recht komplex und haben die Autoren entsprechend lange beschäftigt. Unterschiedliche Ausgangs- und spezielle Materialpositionen sind ebenso festzustellen wie die Vielfalt der Anwendungen. Die besondere Problematik bei der Umsetzung besteht in den zum Teil ziemlich umfangreichen Stromlaufplänen, bei denen auch das große Format der Schaltungssammlung an seine Grenzen gelangt, aber auch in der weder vom einzelnen Autor noch gar vom Verlag beherrschbaren Sicherstellung von Bezugsmöglichkeiten etwa für LeiterplattenDoch der Gebrauchswert einer Schaltungssammlung kann nur bei einem Teil des Gebotenen leiterplattenabhängig sein. Das betrifft die kleineren Objekte, bei denen auch diese Art der Hilfestellung einen Sinn hat; Weit die Lesergruppe, die davon angesprochen wird, dieser Hilfe (noch) bedarf, vor allem aber, weil die dafür nötigen Platten sowohl im geringeren Grad ihrer technologischen Schwierigkeit wie bezüglich der Verläßlichkeit ihrer Bauelementebasis vordergründig für den Nachbau geschaffen sind. Ganze Computer dagegen 3 Jahre nach ihrem 1. Aufbau durch den Autor bis zu diesem Punkt nachvollziehen zu wollen setzt eine umfangreiche Oberleitungsarbeit voraus, zu der nur die Industrie in der Lage ist. In diesem Bereich sollte man daher den Begriff »Schaltungssammlung« wieder etwas wörtlicher nehmen: Diese komplexen Schaltungen, wenn sie detailliert kommentiert sind, stellen Informationsquellen mit Langzeitwirkung dar, die man auch als Anregung zum Weiterdenken nutzen wird. Wenn also im vorliegenden Band ein noch größerer Flächenanteil als in der 4. Lieferung dem »Schlüsselthema« Mikrorechner gewidmet ist, bleibt den an den anderen Bereichen dieser Samrnlung Interessierten die gewohnte Vielfalt dennoch erhalten. Sie reicht von der Stromversorgung (schaltkreisorienjiert wie softwareunterstützt) über Verstärkertechnik, Meß- und Musikelektronik, Fernsteuer- und Empfängertechnik bis zur Speichertechnik, die selbstverständlich ihre Hauptanwendung heim Computer findet. Die bewährte Art, freie Flächen mit Fachbegriffen in Russisch und Deutsch attraktiver zu gestalten, wurde ebenfalls beibehalten. Insgesamt ist zu erwarten, daß diese neue Ausgabe, kombiniert mit einzelnen je nach Interessengebiet aktuell gebliebenen Blättern, die man früheren Lieferungen entnimmt, ihren Lesern wiederum eine Reihe von Jahren nützlich sein kann. Berlin, im Frühjahr 1988
Die Herausgeber
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 1 — Einleitung Typbezeichuung von Halbleiterbauelementen (Blatt 1)
1.
Allgemeines
Mit Wirkung vom 1.4. 1987 ersetzt die Ausgabe 5/86 die Ausgabe 4180 des Standards TGL 38015. Folgende grundsätzliche Änderungen sind zu vermerken: - Einführung der Übernahme internationaler Zählnummern; - Streichung der Gehäusekennbuchstaben bei Transistoren und Aufnahme der Gehäusevarianten in den 3. Buchstaben des 1. Bezeichnungsblocks - Reduzierung des Zeichenvorrats für die Grundeigenschaft von IS und Streichung des Zusammenhangs mit dem Betriebstemperaturbereich; - Aufnahme weiterer Gehäuseformen; Aufnahme des Betriebstemperatorbereichs für IS; - Einführung der spezifischen Eigenschaften in die Typbezeichnung von 15; - Aufnahme der Bildung einer Typkennzeichnung und der Getaltung der Typkennzeichnung auf dem Bauelement. Weiterhin kann davon ausgegangen werden, daß diese Fassung der TGL 38015 für die kommenden Jahre bis nach 1990 verbindlich bleiben wird, so daß sie als Bestandteil dieser Schaltungssammlung sinnvoll erscheint. Der Standard gilt nicht für Selengleichrichter, Gleichrichterbrükken, Gleichrichter-Thyristor- und Transistormodule sowie Hybridschaltkreise. 2.
Diskrete Halbleiterbauelemente
2.1.
Schema (Beispiel)
2.2.
1. Block
1„b,/l, 1 .vc/,enin der Bezeichn ing ost diskreten l-lolhleiterhaue!ente,tte,t 1. Block
2, Block
3. Block
S4FE
Halhlciterwerkstoft nach Abschnitt 12. 1, Ziffer für speziellen Einsatz nach Abschnitt 2.2.2.
*
Typische elektrische bzw. optoclektrtschc Funktion nach Abschnitt 2.2.3. 'lapgruppe, auch Gehiuscvariantc * nach Abschnitt 12.4. Zälslnutnmcr nach Abschnitt 2.3. crgnzcne Eigenschaften nach Abschnitt 2.1. Angabe nur, falls erforderlich. Ausnalstnc Absch nils 14.1 2.2.1. 1. Buchstabe: Halbleiterwerkstoff 0 Germanium 5 Silizium V 1 -laibleiterverbindung. darunter Atfl/BV-Verbindung, z. B. Galliumarsenid, Indiumphospbid M Anwendung verschiedener Halbleiterwerkstoffe
1989 1
Blatt
1-3
2.2.2. Ziffer für speziellen Einsatz Diese Ziffer gilt für Bauelemente, die besondere Forderungen erfüllen müssen, z- B. spezielle Einsatzklassen. Der Ziffemvorrat reicht von 1 bis 9, je nach Festlegung des Herstellers. Bei Bedarf dürfen die Ziffern 1 bis 9 zu 2stelligen Zahlen kombiniert werden. Die Ziffern 1 bis 5 gelten für Bauelemente des Sonderbedarfs der Einsatzklassen 1 bis 5. Weitere Ziffern ergeben sich aus dem internen Schlüssel des Herstellers. Als Kennzeichnung auf dem Bauelement ist es zulässig, an Stelle der innerhab der Typbezeichnung angeordneten Ziffer! Zahl die vollständige Einsatzklasse nach oder unterhalb der Typbezeichnung aufzubringen. 2.2.3. 2. Buchstabe: typische elektrische bzw. optoelektronische Funktion A Diode B Koppler C NF-Transistor (Richtwert: thermischer Widerstand Rthic mindestens 15 K!W) D NF-Leistungstransistor E Tunneldiode F HF-Transistor L l-lF-Leistungstransistor M Ladungsgesteuertes Halbleiterelement P Strahlungsempfindliches Halbleiterbauelement Q Strahlungsemittierendes Halbleiterbauelement R Halbleiterbauelement mit Ausnutzung eines Durchbruchverhaltens 5 Schalttransistor T Thyristor, Diac, Tritte und andere Vierschichtbauelemente U Leistungsschalttransistor W Sensor-Halbleiterbauelement (außer Optoelektronik) Y Leistungsdiode Z Z-Diode 2.2.4. 3. Buchstabe: Typgruppen, auch Gehäusevariante Zeichenvorrat: Großbuchstaben des Alphabets außer 1 und J nach internem Schlüssel des Herstellers. Der 3. Buchstabe der Typhezeichnung kann bei Bauelementen unterschiedlicher Erzeugnisgruppen unterschiedliche Bedeutung haben. Bereits belegte Buchstaben - Dioden D Gehäusevariante: Aufsetzgehäuse, z. B. SOD-80-Gehäuse - Transistoren Ii Gehäusevariante: Aufsetzgehäuse, z. B. SOT-23-, SOT89-, SOT-143-Gehäuse - Optoelektronische Halbleiterbauelemente A Lichtemitterdiode, LED, z.B. VQA B Lichtemitteranzeige, LEA, z.B. VQB C Mehrstellige LEA, z.B. VQC D Mehrstellige LEA, einseitiger Steck- oder Lötanschluß, z.B. VQD E Mehrstellige LEA, Lichtschachtausführung, z.B. VQE F Einzeilige LED-Reihe, z.B. VQF 0 Mehrzeilige LED-Reihe, z.B. VQG H LE-Flachbandanzeige, z.B. VQH - Sensor-Halbleiterbauelemente D Drucksensor F Feuchtesensor H Hall-Effekt-Sensor T Temperatursensor Die Bedeutung des 3. Buchstabens kann man aus dem Erzeugnisstandard ersehen, sofern sie nicht bereits oben angerührt ist. 2.3.
2. Block
Der 2. Block besteht im allgemeinen aus 2 bis 4 Ziffern und stellt eine Zählnummer dar, die bei Bestätigung der Typbezeicbnung festzulegen ist.
Die Zählnummern internationaler Vorbildtypen sind grundsätzlich zu übernehmen. Die Zählnummer darf auf mehr als 4 Stellen erweitert werden, wenn internationale Vorbildtypen das erfordern.
2.4.
3. Block
2.4.1. Dioden und Vierschichtbauelemente wie Thyristoren, Diacs, Triacs (außer optoelektronische Halbleiterbauelemente) Libelle 1 '8,2
Verstärkungsgruppe oder Gruppierung nach einem bestimmten Kennwert: A bis H und U Ausmeßtyp: - N bis Z außer 5, U und X für höherwertige Bauelemente als der Grundtyp - 1 bis 9 für Bauelemente, die die Eigenschaften des Grundtyps nicht erreichen und durch ihn direkt ersetzbar sind - 5 Amateurtyp; die einzelnen Amateurtypen sind durchzunumerieren: 51, 52 usw.
3.
Integrierte Halbleiterschaltkreise (IS)
3.1.
Schema (Beispiel)
Tabelle .5 SeI,eoia der Rezehi,zungvo iioeegia erle,, llalhleieerseliealtkrei sen
Nennwert der Z -Spannung in Vati oder Greitesseet tier periodischen Spit.'ensperrspannung in litt) Volt Als Kennzeichnung auf dem Bauci ement ist noch die direkte A.-gahe der periodischen Spitzensperrspanliung in Volt in Verbindung mit dciii Einhcitco,cietsen e..lässig, z. 8. 320 5v'
‚\ K OtttlOOhl [3 4
C (fit as
0
--OttO
Grtnndeigeüschafl nach Abschnitl 32.
Typgruppc (Abschnitt 3.3.)
*
Ergfinsecntdc Eigetttnchufteis Ziiht-Nr. (Abschnitt 34.) 2.4.2. Optoelektronische Halbleiterbauelemente
('nehüuse (Abschnitt 3.5.)
lebe11,' .1
/t
A
1
Ziffer für speziellen Einsatz (Abschnitt 3.6.)
X
Betrichstem peraturhereneh (Abschnitt 3,7.)
Ntodi fikatiesn (Variantennuninscr)
Liehtstiirkcgruppc oder Strahlungsteistsings- bzw. Strahistlirkegnippe ‚der Koltcktorstt'omgruppc
Spezifische Eigenschaft (Abschnitt 3.8.) Oruppicrtitto. nach bestimmtem Kcnnwert (Abschnitt 3,9.)
*
Liehtsi ii rkcverhfittnisgroppe .&ustsseßty p ( A (,schnitt
*
X ohne (iehiiuse (Chip):' Zusatzzciehcn bis technologische Varianten nach
* 3. 10.)
33;1. 18 004
Typ mit sereinhartcm bit-Muster oder Lettbabnvariante * von Gate-Arravs (Abschnitt 3.1 1)
Bedeutung s. 11,) Zeichenvorrat: Zeichenbedeutung nach Festlegung des Herstellers. 1 bis 9 Modifikation: A bis R außer 1 und Q Lichtstärkegruppe: Strahlungsleistungs- bzw. Strahlstärke- und Kollektorstromgruppe: A bis 1 Lichtstärkeverhältnisgruppe: 1 und 2 2.4.3. Transistoren J4helle 4
A
14
3.2. Grundeigenschaft A Bipolare analoge IS, vorrangig für Konsumgütertypen B Bipolare analoge 15, vorrangig für Industrietypen C Bipolare AD- und DA-Wandler-IS D Bipolare digitale 15 L Ladungsgekoppelte Bauelemente U Unipolare 15 W Sensor-IS
X 31. Typgntppe
Verstiirkungsgruppc oder Gruppierung * nach einem bestimmten Kennwert Ausiiictltyp
*
ohne Gchfsusc (Chip): Zusalzzeich e n für Lech notogischc Varijt lt cit nach '1 (II. 38 00/
X
Zeichenvorrat: Zeichenbedeutung nach Festlegung des Herstellers,
Anwendung nur zugelassen für Kundenwunsch-IS des ISA-Systems, für Sensor-1S und für 15, die bei gleicher elektrischer Funktion in unterschiedlichen Technologien hergestellt werden, sofern der internationale Vorbildtyp die technologische Variante nicht als Buchstabeneinschluß innerhalb der Zählnummern enthält. - Kundenwunsch-1S 1 Grundlayout K Leitbahnvariante nach Kundenbestellung - Sensor-15 D Drucksensor F Feuchtesensor
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung
"tal
1989 1 Blatt
Kapitel 1 - Einleitung Typbezeichnung von Halbleiterbauelementen (Blatt 2)
H Hall-Effekt-Sensor T Temperatursensor Weitere Buchstaben sind zulässig. IhltBd°d!fltoftg ist it Erzeugnisstandard anzugeben. - Technologische Varianten L Low-power-Variante S Schnelle Variante
3.8.
1-4
Spezifische Eigenschaften
Taktfrequenz: 2 Ziffern, deren Bedeutung im Erzeugnisstandard festzulegen ist. Zugriffszeit: 2 Ziffern, deren Bedeutung im Erzeugnisstandard festzulegen ist. Die Anwendung nur einer Ziffer ist nicht zulässig. in diesem Falle wäre eine Null vor die Ziffer zu setzen, z. B. »05«.
3.4. Zählnummer 3.9. Gruppierung nach einem bestimmten Kennwert Die Zählnummer besteht aus 2 bis 6 Stellen und ist bei der Bestätigung der Typbezeichnung festzulegen. Die Zählnummern internationaler Vorbildtypen sind grundsätzlich zu übernehmen. Das bezieht sich auch auf Buchstabeneinschlüsse innerhalb der Zählnummer. Diese darf auf mehr als 6 Stellen erweitert werden, wenn internationale Vorbildtypen das erfordern.
3.5. Gehäuse
Zeichenvorrat: a.. .h nach Festlegung des Herstellers.
3.10. Ausmeßtyp Zeichenvorrat: Bedeutung der Zeichen nach Festlegung des Herstellers. - n ... z außer s und x für häherwertige Typen gegenüber dem Grundtyp. - 1 bis 9 für 15, die die Eigenschaften des Grundtyps nicht erreichen und durch den Grundtyp direkt ersetzbar sind. - 5 Amateurtyp. Die einzelnen Amateurtypen sind durchzunumerieren: 51, 52 usw.
33.1. Typen mit Gehäuse B Metall-Glas-Gehäuse oder andere Materialkombination C Dual in line package (DII'), Keramik D DI?, Plast E DI? mit Kühlfahne F Etat package (FP, QFP), Keramik G FP, QFP, Plast 11 Power in line (PIL), für horizontalen Einbau K DIE mit unlösbarem Kühlkörper L Quad in line package (QIP), Keramik M QIP. Plast N 501-Gehäuse, Plast, all 15-Gehäuse. z- B. SOT 54 1' Chip carrier, Plast (PCC) R Chip carrier, Keramik (CCC) 5 Small outline package (SOP) T Tape Chip Carrier (TCC) V PIL, für vertikalen Einbau Weitere Buchstaben für Gehäusekennzeichnung außer Z sind zulässig. Ihre Bedeutung ist im Erzeugnisstandard anzugeben.
Sie werden durch 3 Ziffern gekennzeichnet, die von der übrigen Typbezeichnung durch einen Bindestrich getrennt sind. Der Zeichenvorrat darf auf 4 Ziffern erweitert werden.
3.5.2. Typen ohne Gehäuse X Chip; Zusatzzeichen für technologische Varianten nach TGL 38004.
4.1.1. Variante 1 Die vollständige Tpbezeichnung ist in 1 Zeile aufzubringen.
3.6.
Ziffer für speziellen Einsatz
3.11. Typ mit vereinbartem bit-Muster, Leitbahnvariantt von Gate-Arrays und ähnliche IS
4.
Gestaltung der Typkennzeiclmung auf dem Bauelement (Stempelbild)
4.1.
Diskrete Halbleiterbauelemente
4.1.2. Variante 2 Die Typkennzeichnung des Normaltyps ist in 1 Zeile aufzubringen. Die Kennzeichnung für speziellen Einsatz, z. B. spezielle Einsatzklassen, ist nach Abschnitt 2.2.2. vorzunehmen.
Es gelten die Ziffern nach Abschnitt 2.2.2.
3.7. Betriebstemperaturbereich A Betriebstemperaturbereich nach Erzeugnisstandard, Anwendung nur, wenn keiner der nachfolgend angegebenen Bereiche zutrifft. B S bis SS °C C O bis 7O °C D — lO bis 7O °C E —10 bis 85 °C F —25 bis 70 °C G — 25 bis 85 °C II —40 bis 70°C K —40 bis 85 °C L —5S bis 8S °C M — 55 bis 125°C Weitere Kennbuchstaben für den I3etriebstemperaturbereieh außer 5 und X sind zulässig; ihre Bedeutung ist im Erzeugnisstandard anzugeben.
413. Variante 3 Wenn die auf dem Bauelement zur Verfügung stehende Fläche die Anwendung der Varianten 1 und 2 nicht zuläßt, ist eine kodiene Typkennzeichnung aufzubringen. Sie ist im Erzeugnisstandard festzulegen und zu erläutern.
4.2.
Integrierte Halbleiterschaltkreise
4.2.1. Variante 1 Wie bei 4.1.1. 4.2.2. Variante 2 Der 1. Teil der Typbezeichnung bis einschließlich Gehäusekennbuchstaben ist in der 1. Zeile, der 2. Teil in der 2. Zeile zwischen Herstellerzeichen und Herstellungszeitraum anzuordnen. Bei ungünstigen Platzverhältnissen darf die Typbezeichnung auch an einer anderen Stelle, z. B. nach der Zählnummer, getrennt werden. Befindet sich an der Trennstelle ein Schräg- oder Bindestrich, so ist dieser wegzulassen.
4.2.3. VarIante 3 Der konstante Teil der Typbezeichnung ist in der 1. Zeile, der variable Teil (Ausmeßtyp, Amateurtyp, bit-Muster, Leitbahnvariante, Kennzeichnung für speziellen Einsatz) quer dazu auf der rechten Seite des Gehäuses anzuordnen. Die 2. Zeile, die mit der 1. bündig abschließt, enthält links das Herstellerzeichen, rechts die Datumskennzeichnung. Der Raum dazwischen kann für Zusatzinformationen, z. B. Zollrastermaß (Z), genutzt werden. Wird ein 1$ sowohl im metrischen als auch im Zollraster hergestellt, ist die Zusatzinformation »Z« für Zollraster auf jeden Fall aufzubringen.
4.25. Variante 5 Die Typkennzeichnung kann auch 3zeilig aufgebracht werden. Es ist zulässig, z. B. in der 2. Zeile die Typbezeichnung eines internationalen Vorbildtyps anzuordnen, sofern Äquivalenz besteht.
4.2.4. Variante 4 Der 1. Teil der Typbezeichnung einschließlich Gehäusekennbuchstaben ist in der 1. Zeile links auf dem Bauelement anzubringen. Darunter sind in der 2. Zeile links das Herstellerzeichen, rechts die Datumskennzeichnung anzuordnen. Der Raum dazwischen kann für Zusatzinformationen, z. B. Zollrastermaß (Z), genutzt werden. Wird eine IS sowohl im metrischen als auch im Zollraster hergestellt, so ist die Zusatzinformation »Z« für Zollraster auf jeden Fall aufzubringen. Der 2. Teil der Typbezeichnung (Betriebstemperaturbereich, Taktfrequenz, Zugriffszeiten, bit-Muster oder Leitbabnvarianten) ist in der rechten Hälfte des Bauelements anzuordnen- Bei Anwendung dieser Variante ist ein Beispiel im Erzeugnisstandard bildlich darzustellen und zu erläutern.
4.2.7. Variante 7 Kann nicht nach Variante 1 bis 6 verfahren werden, ist eine kodierte Typkennzeichnung aufzubringen und im Erzeugnisstandard anzugeben und zu erläutern.
4.2.6. Variante 6 Bei ungünstigen Platzverhältnissen ist eine verkürzte Typkennzeichnung (Typkurzzeichen) aus der Typbezeichnung nach Abschnitt 1 zu bilden und nach Abschnitt 4.2.1. bis 4.2.4. auf dem Bauelement anzuordnen.
4.2.8. Variante 8 Sofern eine andere Anordnung der Elemente der Typkennzeichnung als nach Variante 1 bis 5 erforderlich ist, muß diese im jeweiligen Erzeugnisstandard bildlich dargestellt und erläutert werden.
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch A AAM, aBToasvecKaa aHQltllaSI M01yJ1514115 AAP, atanTnnnan aHTemsas pemeTica AB, aKKyMyjJxropuasl 6aTapeM ABK, aBToMaTaqecKuil aoaapaT rcapeTKn ABK, aHa.noronbrh nbmHcaarejthHbuk KoMnJIeKc ABO, aMoepBonhToMMerp AB'-!, aunaparypa am6opa qacToT AI', aa-roreuepaTop A171', anToreHepaTop FapMORHK na gmoix flmsa A)IL ancwrn,ifs gpoccena AJI, acnHxpoimrnä sonraTenh A4I,, axwuJrnTyJzHrnh JtnotmIi geTelcTop AJIH, auToMaTS{qecKas{ 4PscTanw1oHHaM HacTpolbca AU, aHanoronoe aarloMnnarouiee ycTpoftctno AU, accouuaTaouoe aanoMmlalduiee ycTpoäcTao AHBIJ, aöoueuTcidnf HHcl,opMarHomlo-amtrHcJ1HTesnilthui tief IT AHfl, allajrnaaTop FrMoynhclfbfx noMex AMC, aBT0MaTn3wpoHaHHas HdnalTaTe1rbaan cacTeMa AK, aHaaTorosmfs K0MMyTa'rop AKHA, an-roMaTmiecKan KoHi-pojtbfTo.n3MepwTe1hHag aonapaTypa AKK, atocyMyjrnTop AKH, aBToMa-rrnfecKrn-1 lcoMnencaTop Hanp$StKeHHSS AK(I), aBTOKOPPJt5fiHOHHt15 ymcrtnM MIß, apn4rneTnKo-90ru4ecKnu ünosc AM, aKTUBHaM MonzHocTb AM, agTtfnrlbIh Moty.'Th AM, aHanoroabo'I MyjIb'rnnneKcop AMUH, annnTypnasi MOJJT5TftM51 c nogannenuoft necyuieh 'IacToToü AMC, aMnnnTy4tno-MozynnIknoIfHaH dncTeMa AMC, aM11nHTytHo-Mo2yn91XnoHHrfh dunsaiT AMC, alloMaj-Ibaoe Ma4Hsnoconpovnaneane AHA, anT0Mart4qecKasf nacTpofma anTennaf AO, anToMaTuqecKaf. OrBCT, asToorneT AO, afcycToonTnqecIuü AO, aHOJUThIfl oKcHs AO, anaapaTaoe cpetcTno AOM, atcycToolrr}lqecKml Mwtynsop AOfl, anognan oKcuzHaA nneima AOIIT, ananor ognonepexotiuforo rpansncTopa
automatische Anodenmodulation adaptives Antennengitter Sekundärelement automatischer Wagenrücklauf Analogrechner MM, Multimeter Frequenzau swahlschaltung selbsterregter Generator selbsterregter Sinusoszillator mit Gunn-Dioden Anodenspule Asynchronmotor Amplitudendetektor mit Diode automatische Fernabstimmung Analogspeicher Assoziativspeicher Rechnerterminal 5 töri mpulsanalysator automatisches Mel3system Analogschalter automatische Kontroll- und Meßeinrichtung AC, Akkumulator (engl. accumulator) automatischer Spannungskompensator ACF, AKF, Autokorre]ationsfunktion (engl. autocorrelatioa function) ALE, ALU, arithmetisch-logische Einheit (engl. arithmetic logic unit) Wirkleistung aktiver Modul Analogmultiplexer Amplitudenmodulation mit unterdrückter Trägerfrequenz amplitudenmoduliertes System amplitudenmoduliertes Signal Magnetanomalie automatische Antenneneinstellung automatischer Anrufbeantworter akustooptisch Anodenoxid Gerätetechnik, Hardware akustooptischer Modulator Anodenoxidschicht Analogon des Unijunctiontransistors
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 2 - Stromversorgung
1989 1 Blatt
Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 1)
Einleitung Für allgemeine Anwendung, für Prüfzwecke usw., auch für viele in dieser Sammlung erschienene Beiträge werden einstellbare Stromversorgungsbausteine benötigt. Industriell hergestellt sind sie nicht billig. Die Vielzahl von Beiträgen in der Fachpresse beweist, daß dieses Thema deshalb für Amateure immer wieder interessant ist. Im folgenden soll eine Stromversorgungseinheit beschrieben werden, die sich gegenüber bisherigen Veröffentlichungen durch wesentliche Punkte auszeichnet: - geringe Eigenverluste im gesamten Ausgangs- und Netzspannungsbereich durch neuartigen Vorregler, - Einsatz moderner integrierter Schaltkreise, - Strom- und Spannungseinstellung im großen Bereich, - abgleichbarer Gleichstrominnenwiderstand, - kleine Ausgangsspannungsänderung bei Lastsprüngen. - Anzeige des Betriebszustandes (CC- bzw. CV-Betrieb), - fehlerfreie Ausgabe des Ausgangsstroms als proportionaler Spannungswert, - kleine Ausgangskapazität (gespeicherte Energie <5 mWs), - nur eine Eingangswechselspannung erforderlich, - geringes Volumen, - Nachbausicherheit durch Leiterpinttenlayout, - elektronischer Gleichspannungsteiler als Zusatzgerät. Diese Auflistung zeigt, daß es sich um ein komfortables Netzgerät handelt, dessen Eigenschaften einen entsprechenden schaltungstechnischen Aufwand erfordern. Verglichen mit dem Gesamtaufwand industrieller Erzeugnisse erscheint er dennoch klein, wenn man bedenkt, daß ein damit aufgebautes Netzgerät ein wesentlich kleineres Gesamtvolumen erhält - ein oft bedeutender Faktor für Amateure mit ihren überwiegend begrenzten Platzreserven. 2.
Schaltungsprinzip
Der Übersichtsschaltplan nach Bild 1 zeigt das Schaltungsprinzip und das Zusammenspiel der einzelnen Funktionsgruppen: - Gleichrichterteil, - Vorregler, - Hauptregler, Stromsteuerung mit Anzeige, Referenzspannungserzeugung, - Schutzschaltung, Das Gleichrichterteil liefert aus einer Wicklung am Transformator die notwendigen Hilfsspannungen zur Erzeugung von Referenzspannungen und zur Versorgung der übrigen Schaltung sowie die Versorgungsspannung für den Vorregler. Letzterer steuert die Eingangsspannung des nachgeschalteten Hauptreglers derart, daß die Spannung über diesem nahezu konstant bleibt. Das führt zu gleichbleibender Verlustleistung am Hauptregler, unabhängig von Netzspannungsschwankungen und der Ausgangsspannuagseinstellung. Der notwendige Kühlkörper kann jetzt sehr kleine Abmessungen erhalten, wenn ein Schutz gegen Störungen des Vorreglers, z. B. durch Bauelementeausfall, vorgesehen ist. Diesen Schutz bietet der als Hauptregler eingesetzte Schaltkreis bereits selbst, so daß Thermosicherungen (Auslötsicherungen) am Kühlkörper entfallen können.
-
2-1
Der Hauptregler gestattet nur die Einstellung der Ausgangsspannung. Zur Stromeinstellung ist deshalb in der Minusleitung ein Strommeßwiderstand eingefügt, der den Ausgangsstrom in eine proportionale Spannung umwandelt. Diese Spannung greift über die Stromsteuerung in die Ausgangsspannungseinsteliung ein, wenn der Ausgangsstrom den vorgegebenen Wert übersteigt. Der Eingriff wird ausgewertet und mit der Anzeigeschaltung signalisiert. Sie unterscheidet also zwischdn CV-Betrieb (constant voltage) mit konstanter Ausgangsspannung und CC-Betrieb (constant currant) mit konstantem Ausgangsstrom. Ausgangsspannungs- und Ausgangsstromeinstellung erfordern eine negative Referenzspannung. Aus unterschiedlichen Gründen ist es jedoch günstiger, eine positive Referenzspannung zu erzeugen und daraus die negative abzuleiten. Mit beiden Spannungen gelingt es nun, sämtliche schaltungsbedingten Hilfsströme durch den Strommeßwiderstand zu kompensieren, also eine exakte Messung des Ausgangsstroms zu erreichen. Wenn Ausgangsspannung und -strom von Hilfsspannungen abhängen, wird es erforderlich, eine Schutzschaltung einzusetzen, die die Ausgangsspannung auf einen ungefährlichen Wert zurückstellt, wenn die Hilfsspannung einmal ausfällt. Diese Funktion erfüllt die eingesetzte Schutzschaltung. Sie gibt Ausgangsspannungen über 1,25V nur frei, wenn die Hilfsspannung vorhanden ist. Schaltungsbeschreibung Zum leichteren Verständnis werden Schaltungsausschnitte der einzelnen Funktionsgruppen vorgestellt und daran die wichtigsten Schaltungseigenschaften erläutert. Die Bezeichnung der Bauelemente entspricht denen des später gezeigten Gesamtstromlaufplans. In den Teilbildern fehlende Ziffern findet der Leser ebenfalls dort. Das Gleichrichterteil nach Bild 2 stellt dem Vorregler die benötigten positiven Halbwellen über die Brückenschaltung mit V2 zur Verfügung. Aus dieser Spannung lassen sich die benötigten Hilfsspannungen nicht gewinnen. Deshalb wurde eine unkonventionelle Schaltungstechnik angewendet. Sie besteht aus einer modifizierten Deion-Schaltung mit V29, C31 und V33 mit C32 und dem Ankoppelkondensator C6. Diese Schaltung weist zunächst keine eindeutige Ansteuerung auf, zumindest nicht, solange über den Hauptregler nur wenig Strom fließt, der die Dioden von V2 durchschalten läßt. In diesem Bereich bewirkt der Transistor V4 die richtige Ansteuerung in folgender Weise. Eine positive Halbwelle an Pkt. 1, 2 lädt C6 über V29, C31 und V2b auf, der Transistor ist gesperrt. Eine positive Halbwelle an Pkt. 3, 4 dagegen steuert den Transistor in den leitenden Bereich, und zwar über R3 und V2a. Dabei wird die Ladung von C6 über R5, V33 an C32 weitergereicht. Dieser lädt sich gegenüber dem Bezugspunkt negativ auf. Die beiden Hilfsspannungen schwimmen nun aber noch gegenüber dem Bezugspunkt, da über C6 kein Gleichstromanteil übertragen werden kann. Durch annähernd gleiche Belastung mit R30, V38 sowie R34 mit der angeschlossenen Diodenkombination entstehen etwa gleiche Werte für die Hilfsspannungen.
Bild 1 Übersichtsschaltplan
RL
VD 29
R30
UG UH
d C 31
nR3
ik VD 38
(')vo36 6
IC3
3.3. Hauptregler VD 37
R5
.)t V082
V14
VO 35
ce V033
R34
}—-4-- _-4flJ—_
OUH
Bild 2 Prinzip der Uleichrichterschaltung zur Erzeugung aller Speisespannungen für das Labornetzgerät aus einer 'Iransformatorwicklung. Punkt 3,4 ist links oben, Punkt 1,2 darunter. Im Text statt / VD, VT nur \'; gilt für alle Bilder!
3.2. Vonegler Der Vdrregler nach Bild 3 liefert die Rohspannung (Spannung am Ladekondensator C21 bis C23) für den Hauptregler, dssen Ausgangsspannung seinerseits deren Größe bestimmt. Die Wirkung dieser Schaltung beruht auf dem gesteuerten Schalter VII und seiner Ansteuerung über den Zündverstärker V13, V14. Sie entspricht einer Phasenanschnittssteuerung, bei der die Steuergröße aus der Spannungsdifferenz zwischen LadekondensatorSpannung und Ausgangsspannung gewonnen wird. Der Zündverstärker (V14) ist dazu einerseits an der Basis über de Spannungsteiler R 17, V46 und V45 zwischen der Gteichrichterspannung tJ und der Ausgangsspannung angeschlossen und andererseits mit dem Emitter über den Spannungsteiler C10, R 16 zwischen Lt0 und U,1 verbunden. Bei kleinen Eingangswechselspannungen im Vergleich zur Spannung am Ladekondensator hat C10 nur eine geringe Wirkung. Der Transistor V14 wird leitend, wenn der Momentanwert von 110 um etwa 4 V höher liegt als die Ausgangsspannung. bedingt durch den Spannungswert von V46 und die Flußspannungen von V14, V24, V48. Der leitende Transistor zündet über V13 den Thyristor, und er schaltet (J0 an den Ladekondensator. Bei großen Eingangsspannungen findet dieser Vorgang nicht sofort statt, weil bei jedem Spannungsanstieg von j0 zunächst der Kondensator C10 über R16 geladen wird, so daß die positive Spannung am Emitter den Transistor noch sperrt. Der Zündvorgang ist abhängig vom Scheitelwert von U, von der Spannung am Ladekondensator und von der Ausgangsspannung. Er bewirkt bei der vorgegebenen Dimensionierung annähernd konstante Spannung über dem Hauptregler. Die Widerstände R9 und RIS unterstützen diese Wirkung, während L7 die Stromanstiegsgeschwindigkeit in Vii herabsetzt und die Schaltung entstört. Der Transistor V48 leitet den Spannungsteilerstrom gegen den Bezugspunkt ab, so daß er nicht durch den Laststromkreis fließen kann und die Einstellung kleiner Lastströme verhindert. Schaltungen dieser Art haben einen Nachteil. Bei Störimpulsen auf der Stromversorgung kann es zum gelegentlichen vorzeitigen
R8
Durchzünden des Thyristors kommen. Die Spannung am Ladekondensator steigt dann über den durch die Schaltung vorgegebenen Wert an. Einen Bruchteil davon reicht der Hauptregler über seine Eingangsspannungsausregelung an den Ausgang des Netzteils weiter.
Als Hauptregler, den Bild 4 im Prinzip zeigt, wurde der integrierte Spannungsregler R 3171 gewählt. Das hat für ein Netzteil dieser Art eine Reihe von Vorteilen, aber auch Nachteile. Vorteilhaft ist der geringe Aufwand an externen Schaltelementen. Der Schaltkreis arbeitet stabil auch mit kleinen Ausgangskapazitäten, wenn die Hinweise des Herstellers beachtet werden. Er ist gegen Übertemperaturen geschützt, verkraftet also auch Defekte des Vorreglers, z, B. wenn dieser die maximal mögliche Spannung abgibt. Er ist außerdem strombegrenzt und damit auch gegen Ausfall der Stromsteuerung gesichert. Es ergeben sich aber auch Nachteile. Der Schaltkreis hat keinen Stromsteueranschluß, und die kleinste einstellbare Spannung beträgt 1,25V. Für kleinere Ausgangsspannungen ist also eine Hilfsspannung notwendig, deren Ausfall Schutzmaßnahmen erfordert. Ein weiterer Nachteil liegt in der extemen Beschaltung. Auf Grund dieser Beschaltung ist eine Spannungseinspeisung in die Ausgangsklemmen nur bedingt zugelassen (Parallelschalten verschiedener Netzteile mit unterschiedlicher Spannungseinstellung). Der Hersteller ließ auf Nachfrage nur eine maximale Differenz zwischen eingestellter und eingespeister Spannung von 20V zu. Mit anderen Worten, der Steuereingang darf nur mit maximal 20V Sperrspannung belastet werden, Diese Eigenschaft behindert die Ladung von Akkumulatoren mit dem Netzgerät. Bei Netzausfall, wenn der Steueranschluß des Schaltkreises durch die Schutzschaltung gesteuert wird, entlädt sich der angeschlossene Akkumulator über die Widerstände R51, R52. Zur Nutzung solcher Betriebseigenschaften empfiehlt sich der Einsatz eines netzgesteuerten Relais in der Ausgangsleitung des Netzteils. Die Größe der Ausgangsspannung unterliegt verschiedenen Abhängigkeiten und beträgt
Ua=Ur(i+ Lt.
-
R5s+R52)'"
interne Referenzspannung des Schaltkreises.
Unter der Voraussetzung, daß U55 der internen Referenzspannung angepaßt ist und daß der Innenwiderstand durch geeignete Schaltungsmaßnahmen eliminiert werden kann, ergibt sich für die Ausgangsspannung die einfache Beziehung U. = Urer R 5, -4-
Mit der Herstellerforderung nach einem minimalen Strom von 10 mA zwischen Anschluß 1 und 2 und rür eine maximale Ausgangsspannung von 30V ergibt sich für R 5g ein maximaler Widerstand von 3 kO. Dieser Wert wurde in der praktisch ausgeführten Schaltung überschritten und auf iOkfl festgelegt, mit Rücksicht auf die gegenläufige Forderung nach möglichst großen Widerständen R51, R52. Die Erprobung zeigte, daß dieser Wert ausreichend ist. Inwieweit bei einem vorhandenen Schalt-
R1
Bild 3 Prinzipschattung des Vorreglers
VT 13 R9
YT 12
VT 14
clo
vJ
Bild 4 Schaltungsprinzip des Hauptreglers zur Erzeugung einer konstanten Ausgangsspannung
1 YRß ,ucLp .i-•t10
~uf
+ uo
N26 R 51152 R 80
L7
RiS 1 C2l...13 Uref 0
U0 0
-r £
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 2 - Stromversorgung
1989 1 Blatt
2-2
Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 2)
kreisexemplar der geforderte Strom unterschritten werden kann, läßt sich durch Messung der internen Referenzspannung zwischen Ausgang und Steuerspannungsanschluß in Abhängigkeit vom anliegenden Widerstand ermitteln und ist in [1] näher erläutert. Man beachte jedoch: die Temperaturabhängigkeit der Referenzspannung steigt mit höheren Widerständen zwischen den Anschlüssen 1 und 2.
3.4.
Stromsteuerung
Zur Steuerung des Ausgangsstroms wird die am Meßwiderstand abfallende Spannung von etwa 1 V/A mit dem über R81 einstellbaren Anteil der negativen Referenzspannung verglichen. Bild 5 zeigt das Prinzip. Die Spannungsdifferenz steuert den open-collector-OPV N45. Sein Ausgang bleibt gesperrt, solange die Spannung an RM kleiner ist als der Vergleichswert an R81. Wird die Spannung jedoch größer, beginnt schließlich der Ausgangstransistor des N45 zu leiten, wobei die Spannung über R40 steigt, bis schließlich auch V41 leitet. Ab diesem Zeitpunkt bestimmt R, den Laststrom und der Lastwiderstand die Ausgangsspannung. Die hohe Stromergiebigkeit des OPV gestattet in dieser Schaltung auch den Anschluß eines Siebglieds am Steuerspannungsanschluß des N26. Der Kollektorstrom von V41 fließt über die Basis des V43 zur negativen Hilfsspannung ab. Der nun fließende Kollektorstrom läßt V83 aufleuchten. Sie zeigt CC-Betrieb an. Gleichzeitig verlischt V82, die bislang leuchtete und CV-Betrieb signalisierte. Das funktioniert, wenn die Flußspannung von V83 und die Sättigungsspannung von V43 niedriger liegen als die Flußspannung von V82 und V35. Wie noch gezeigt wird, sind weitere Bauelemente zur Begrenzung von Minimal- und Maximalstrom eingesetzt. RM
3.5. Referenzspannungserzeugung Aus den beiden vorangegangenen Abschnitten ist ersichtlich, daß sowohl für die Spannungs- als auch für die Stromsteuerung eine negative Referenzspannung, bezogen auf den Minuspol des Ausgangs, zur Verfügung stehen muß. Ein Negativregler vom Typ B 3370 könnte hier eingesetzt werden, doch der zu seinem Betrieb erforderliche Ausgangsstrom fließt dann durch den Meßwiderstand und trägt zur Ausgangsstrommessung als konstante Störgröße bei. Das ist auch in der Schaltung nach Bild 6 der Fall,
bei der ein Positivregler eingesetzt wird. Er liefert eine positive Referenzspannung, aus der mit dem open-collector-Operationsverstärker N67 die einstellbare negative Referenzspannung gewonnen wird. Der Arbeitswiderstand des N67 und die angeschlossene Belastung an - Ur r kompensieren aber den Arbeitsstrom des Positivreglers, und der Meßwiderstand bleibt davon unberührt. Die Einstellbarkeit der negativen Referenzspannung gleicht Toleranzen aus und gestattet Nulleinstellung der Ausgangsspannung. Außerdem ist es möglich, dem negativen Eingang des OPV über R57/59 einen vom Laststrom abhängigen Korrekturstrom aufzuprägen, der die Referenzspannung und damit die Ausgangsspannung um den Betrag anhebt, um den sie bei Belastung des Ausgangs abfallen würde. Die Ausgangsspannung wird nahezu lastunabhängig, der Innenwiderstand an den Ausgangsklemmen ist auf 0 abgleichbar. 3.6. Schutzschaltung Ausgangsstrom und Ausgangsspannung basieren auf der Arbeitsweise von Hilfsschaltungen, die ihrerseits von Hilfsspannungen abhängen. Ein Ausfall dieser Spannungen läßt die Ausgangsgrößen ansteigen und gefährdet die angeschlossenen Verbraucher. Deshalb wurde eine Schutzschaltung nach Bild 7 eingebaut, die bei Ausfall der negativen Hilfsspannung über V39 den Steuerspannungsanschluß an den Bezugspunkt schaltet und damit die Ausgangsspannung auf den ungefährlichen Wert von 1,25V herabsetzt. Der Ausgangskurzschlußstrom wird dann durch RM begrenzt und kann 1,25 .4 nicht übersteigen. Dieser beschriebene Fall tritt auch auf, wenn das Netz abgeschaltet wird und bei minimal belastetem Ausgang die Hilfsspannung eher zusammenbricht als die Spannung am großen Ladekondensator. Es empfiehlt sich daher ein Schalter in der Ausgangsleitung des Netzteils, mit dem die Stromentnahme unterbrochen werden kann.
[1]R6h163
1
0
R5s 0
R 667 65
RM
R68
N 67 R57/59 [____
.L] N26J 2
+UcLc
II
fTl
R51 /52
(40
U56 RMi___ 00
Ljs
_
0Urf
_'
R 667 65
ptuO
Bild 6 Prinzip der Gewinnung der beiden Referenzspannungen, bezogen auf den Ausgangsspannungsaoschluß 1',
VT 41© R80
R42
3
N26
VD 35 '1062
4 VD 36 V13l7
VD37 -j-
1
(j/\ VT 39
VT 43 VO 82
V083 go
cv_
..cc•'
Bild 5 Prinzip der Stromsteuerung des Hauptreglers einschließlich der Anzeige des Betriebszustands
(.4Y'
R56
p- uo
RM
Bild 7 Prinzip der Schutzschaltung zur Reduzierung der Ausgangsspannung bei Ausfall der Hilfsspannung
3.7. Gesamtschaltung Aus den vorgenannten Schaltungsprinzipien entsteht die Gesamtschaltung nach Bild 8. Sie enthält noch einige bisher nicht erwähnte Schaltungselemente, deren Bedeutung nachstehend erläuten wird: - Die Zeitkonstante R5O, C49 mindert ausgangsseitig Brummund Rauschspannungen. Der Wert dieser Zeitkonstante ist ein Kompromiß zwischen Störspannungsunterdrückung, die ein großes C verlangt, und einer hohen Umladegeschwindigkeit bei Stromsteuerung, die einen kleinen Kondensator benötigt.
-
>‚
1
Bei dieser Umladung begrenzt R50 den Ausgangsstrom von N45 und ebenso den Basisstrom von V41. - Mit der Widerstandskombination R53 bis R55 wird die 0ffsetspannung korrigiert. Sie bewirkt eine Einstellbarkeit des - minimalen Ausgangsstroms auf Werte unter 1 mA. - Die Diode V72 bewirkt bei Reihenschaltung mehrerer Netzteile, daß bei der unvermeidlich unterschiedlichen Strombegrenzung der Netzteile keine Umpolung der Ausgangsspannung auftreten kann, z- B. bei Kurzschluß am Ausgang. - Die Gleichrichterdiode V25 (Rückstromdiode) schützt den Schaltkreis gegen von außen angelegte positive Spannungen,
‚009
:
-1 v
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-
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-
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 2 - Stromversorgung
2-3
Einstellbares Labornetzgerät (Blatt 3)
Bild 9 Leiterbild des Labornetzgeräts nach Bild 8
Bild 10 Bestückungsplan für das Leiterbild nach Bild 9. Die Kühlkörperlänge soll 90 mm betragen .A
VD 29
4 P15 p. 0 .4
o
Ko
9f
5
CO ‚LJ
t
oV113 vfl KO A
L7
Lange des
Kuhikorpera
die sonst über die Substratdiode die Ladekondensatoren laden würden. Im Gegensatz zu den Hinweisen in [1] darf die Substratdiode nicht als Rückstrorndiode fungieren. Zum Netzteil wurde eine Leiterplatte erarbeitet, um den Nachbau zu erleichtern. Bild 9 zeigt die Leiterseite, Bild 10 die Bestückungsseite. Die Leiterplatte trägt noch die verbreitete, aber veraltete Ze/bina-Steckverbindung. Beim Einarbeiten anderer Steckverbinder sollte die vorliegende Leitungsführung weitgehend erhalten bleiben.
Der Hauptregler N26 wird an einem Kühlblech aus 1,5 mm dikkern Aluminiumblech befestigt, das über 3 etwa 28 mm lange Abstandssäulen mit der Leiterplatte verbunden ist. Seine Abmessungen (90 mm 80 mm) ersieht der Leser aus Bild 10. Zur Montage des 8 3171 V bekommt der Kühlkörper 2 Einschnitte im Abstand von 20 mm symmetrisch zum Mittelstift des Schaltkreises. Der mittlere Teil wird an der Befestigungssäule um 900 umgebogen und trägt das Gewinde CM 3) zur Befestigung des Schaltkreises. Dieser muß zuerst angeschraubt werden, dann erst
darf er mit der Leiterplatte verlötet werden. Seine Lötanschlüsse vertragen keine Zugbeanspruchung, die andernfalls auftreten könnte.
4.
Inbetriebnahme und Abgleich
Richtige Bestückung, vor allem richtige Lage der Halbleiterbauelemente werden vorausgesetzt, ebenso der Anschluß der peripheren Bauelemente. Nach Anlegen der Eingangsspannung müssen die Leuchtdioden V36, V37 leuchten. Zunächst werden die beiden Hilfsspannungen und die positive Referenzspannung kontrolliert. Danach wird die negative Referenzspannung abgeglichen, wobei der U,-Steller R80 auf 0 steht. Mit R65 ist die Ausgangsspannüng auf 0 zu stellen. Bei maximaler Ausgangsspannung, eingestellt mit k80, justiert man mit R51 die Ausgangsspannung auf 30,3V ein. Anschließend ist der Ausgang mit einem Strommesser kurzzuschließen und bei zurückgedrehtem Stromsteller R81 der minimale Ausgangsstrom mit R54 auf etwa 1 mA einzustellen. Danach hat man den maximalen Ausgangsstrom bei Rechtsanschlag von R81 mit R71 auf 1,01 A zu justieren.
Der Kurzschluß am Ausgang ist nun zu entfernen und durch einen Lastwiderstand von 1 bis 300 (maximal 30W) zu ersetzen. Der Ausgangsstrom wird mit der Spannungseinstellung R 80 bei Rechtsanschlag R81 auf A eingestellt. Nun Lastwiderstand abtrennen, Ausgangsspannung messen, Lastwiderstand wieder anschließen und mit R59 die vorher gemessene Ausgangsspannung wieder einstellen (Abgleich des statischen R). Danach Lastwiderstand anschließen (RL = 30 bis 50 ü) und im Bereich U, = 1 bis 30V sowie UN„, = 220V + 10%!— 15% die Spannung über dem Hauptregler N26 kontrollieren. Sie sollte im 6V liegen. Bereich 4V Kontrolle der CC- bzw. CV-Anzeige: Lastwiderstand RL = 1 bis 300 anschließen und Ausgangsspannung so weit erhöhen, bis die Stromanzeige V83 leuchtet. Der Spannungsunterschied zwischen den beiden Zuständen ('183 leuchtet gerade bzw. verlischt gerade) sollte weniger als 50 mV bzw. der Stromunterschied weniger als 5 mA betragen. Literatur [1] k. Richter. Neue Spannungsreglerschaltkreise von HFO, Funkamateur 35(1986), Heft 2, Seite 88 bis 92.
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch AH, aBToMa'rnqecgasl noIcTpoüKa AH, aHanororn,Ifl nepeMHoxuTena AH, aHTeftHaLfi nepeKrno'laTena AH, apw,MeTnqetcdnl'1 nporteccop AH, acconnaTunuaz naMaTt, Aflfl, annapaTypa nepetqu 4HHb1X Aflfl, accou$aTrnmbrü napaanem,H1,Ifi npoieccop AflHY, an-oMaTuwecKoe HpHeMo-uepwlaloniee ycTpohcTso AH4', asToMaTuqecaas noacTpoffxa 4ja3rn AH, aB'roMaruqecKoe upeoßpaaouamie qacToTrn AHqF, aBTOMaluqecKan noJcTpofIKa qacToTrn reTepoakma Afl4«', anToMaimtecKas no!zcTposiKa qacToTrn II 4,a3M AP, aIlTesma.q pemea MB, aBapHinEdf pajlnodyti APM, anToMaTuanpooaHnoe pa6oee MecTo MM, annanoe peryjrnpozaaae MownocTefs API', asToMaTuecKS peryaupoaKa pexmaa Afl, awroMaTaqecxoe peryjinpoaanae rosa aBToMaTn'recKoe peryrniposairne a3b] AC, aöoHelncKaa cTaHux AC, aIcycTm{ecKaa cucTeMa AC, aKycTinecKrni coenHHTenL AC,Hnaparypa emma ACS, almapalao-cTyamhInblü önoa ACHA, acrnlxponnLrü cssscgofs ImTep4,eÜenT,Iti alan'rep ACMBY, auT0M06unaHoe cTepeoounqecKoe MarHuT040nHoe aocnpoaaaosmjee ycTpohczno ACq, awroMaTHqecKaa cTa6uau3altrnI qacTorai AT, acm.xpo.mrnfi TaxoreepaTop AY, asT0Mam4ecKoe ynpaaneune AYUfl, anToManlqecKoe ynpaaJlenne IIHMOM is nepeganeft A4', aaanTMnm,ffi 4,smhTp A4, aicraaxmfi 4JHJLbTp Aq'AP, aKTumma 4fltnp0BaHHa5t awreHHaM pemeTKa AK, aMnasrlypso-4a3oaaa KoHaepcaa A4)M, aMmlwry!wo4a30M0syJmpoaaHHrnü APP, aMnJTwryJHo-4aaoB0e padnpejleLTleaxe A'Y, aHTeHno-ctnepHoe ycTpoücleo A'Dqx, aMnnnTyjtlio-dJa30nas qacToTnaa xapaicepucuaa A.X, aniayaaa xapaxTepuc'rHKa AflB, akroMarnqeciuffi UfltPOBOti BoJwrMeTp ALrlH, anaiioro-i.twponoft npeo6pa3onaTenb-HmcpeMewraTop AqMx, aMnJ1srgno-qacToTuaa Mo4yJnhltHoHnaa xapazTepncTHxa AS, attTzBmlti aneMenT
automatische Regelung Analogmultiplexer Antennenumschalter AP, ART', Arithmetikprozessor (engl. arithmetic processor) CAM, Assoziativspeicher (engt. content-addressable memory) Datenübertragu ngse inrichtung Assoziativ-Parallelprozessor ASR, automatischer Sender und Empfänger (engl. automatic sender/receiver) automatische Phasenregelschleife automatische Frequenzwandiung automatische Regelung der Uberingerungsfrequenz Frequenz- und Phasenregelschleife Antennengitter Notfunkboje computergestützter Arbeitsplatz adaptive Leistungsregelung automatische Betriebsarteneinstellung automatische Stromregelung automatische Phasenregelung Terminal Lautsprecher Akustikkoppler Nachrichtengerät Regiepult ACIA, Asynchronübertragungs-Interfaceadapter (engl, asynchronous communications interface adapter) Stereo-Autokassettenabspielgerät automatische Frequenzstabilisierung asynchroner Tachogenerator automatische Steuerung automatische Empfangs- und Übertragungssteuerung Adaptivfilter aktives Filter aktives phasensynchronisiertes Antennengitter Amplituden-Phasen-Umsetzung amplituden-phasenmoduliert Amplituden-Phasen-Verteilung Antennenspeiseschaltung Amplituden-Phasen-Frequenzkennlinie Amplitudenkennlinie automatisches Digitalvoltmeter Analog-Digital-Umsetzer mit Inkrementhildung Amplituden-Frequenz-Modulationskennlinie aktives Element
SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 2 - Stromversorgung
Fünfte Lieferung
1989
1
Blatt
RWÄ
Schaltnetzteile (Blatt 1)
Einleitung In Stromversorgungsbaugruppen für elektronische Schaltungen werden mehr un4 mehr Schaltnetzteile eingesetzt. Hauptgründe sind der gegenüber stetig geregelten Netzteilen höhere Wirkungsgrad, die kleineren Abmessungen und die geringere Masse Gründe genug auch für den Elektronik-Amateur, sich mit dein Schaltnetzteil zu beschäftigen. Im vorliegenden Beitrag werden sowohl Schaltungen relativ unproblematischer Schaltregler mit vorgeschattetem Netztransformator wie auch das netztransformatorlose Schallnetzteil behandelt. Dabei werden in erster Linie praktische Gesichtspunkte des Schaltungsaufbaus berücksichtigt. Ein tieferes Eindringen in die theoretischen Probleme würde den gegebenen Rahmen überschreiten. Hierzu wird auf [1] bis [7] verwiesen.
formt im Zusammenwirken mit der Freilaufdiode VD5 aus den dabei entstehenden Rechteckimpulsen am Emitter von V13 (Bild 2a) eine Gleichspannung mit überlagerter »Rippelspannung« [1], [2]. Eine schnelle »soft-recovery«-Diode wie die 5V 35610,5 eignet sich wegen der durch das »weiche« Ausschalten bedingten, relativ geringen Störspannung besonders. Auf Grund der erheblichen Gleichstromvormagnetisierung darf der Luftspalt der Speicherdrossel nicht zu klein sein. Für viele Anwendungszwecke in Schaltnetzteilen eignet sich der EL 42-Kern aus Manifer /83, hei dem der Luftspalt durch l'apierzwischenlagen zwischen den Schenkeln auf die gewünschte Größe eingestellt werden kann. Bei einer Zwischenlage von 0,2 mm erhält man einen effektiven Luftspalt von etwa 0,4 mm und einen AL-Wert von .'400nH/n2. Für eine Induktivität von 2 mH ergibt sich die Windungszahl n zu: 70 Wdg.
n= 2.
Schaltregler mit vorgeschaltetem Netztransformator
2.1.
Schnitiegler mit Komparatorschaltkrels A 110
Schaltregler mit Netztransformator liegen mit ihren Verlusten und ihrer Masse zwischen stetig geregelten Netzteilen und Schaltnetzteilen ohne Netztransformator. Bild 1 zeigt die abgewandelte Schaltung eines Schaltreglers nach [2] für eine Ausgangsspannung von 5V, die z. B. zum Betrieb von TTL-Schaltkreisen geeignet ist, Der Leistungstransistor VT3 wird durch den Koniparatorschaltkreis A 110 mit den nachgeschalteten Transistoren VTI und VT2 angesteuert. Die für den A 110 benötigte negative Betriebsspannung von —6V wird durch eine Spannungsverdopplerschaltung (VD6, VD7. C2, G3, R11, VD10) gewonnen. Der Transformator benötigt nur eine Wicklung von 15 bis 20V. 1fl und Ril sind so zu dimensionieren, daß durch VD8 und VDIO im Betrieb noch etwa 5 mA fließen. Die Sollwertspannung von etwa 8,2 V wird durch den Teiler R2, VD9 zwischen der +l2-V- und der — 6-V-Spannung gewonnen und dem nichtinvertierenden Eingang (Anschluß 3) des A 110 zugeführt. Die Istwertspannung gelangt über den Spannungsteiler R4, R5, R12 an den invertierenden Eingang (Anschluß 4). Übersteigt der Istwert den Sollwert, so sperrt VT3; ist die Sollwertspannung höher, wird VT3 leitend. Der Mitkoppelwiderstand R6 bewirkt ein schnelles Umschalten sowie eine Hysterese und beeinflußt die »Rippelspannung«. Die Speicherdrossel L1
Für Ströme bis zu 2 A genügt ein Drahtdurchmesser von 1 mm. Bei kleineren Strömen als etwa 1 A wird eine größere Induktivität benötigt [1]; [2]. Dabei sollte der Luftspalt beibehalten und die Windungszahl erhöht werden. Bei wesentlich größeren Strömen wird bei annähernd gleicher Windungszahl der Luftspalt vergrößert. An Stelle größerer Drahtstärken als 1 mm sollten 2 oder mehrere Drähte kleineren Querschnitts parallel gewickelt werden. Die richtige Funktion des Schaltreglers, auch die richtige Dimensionierung der Drossel kann mit einem Oszilloskop überprüft werden. Am Emitter von VT3 zeigen sich die in Bild 2a dargestellten Impulse. Den Verlauf des Drosselstroms 'L (Bild 2b) kann man an einem in die Drosselleitung eingeschalteten Widerstand R von etwa 1 U kontrollieren. 'L darf auch bei der kleinsten Belastung nicht zu Null werden, d. h., die unteren Spitzen des »Rippelstroms« A/L dürfen die Nullinie nicht erreichen. Sonst muß die Induktivität vergrößert werden. Nach der Inbetriebnahme ist R x wieder zu entfernen. Eine Z-Diode VD11 am Ausgang, deren Z-Spannung nur etwa 0,4V größer ist als die Ausgangsspannung, bewirkt einen einfachen lJberspnnnungsschutz. Steigt die Ausgangsspannung über die Z-Spannung, bringt der Strom über VD11 die Sicherung Fi zum Ansprechen. Im ungünstigsten Fall könnte die Diode zerstört werden; der angeschlossene Verbraucher wird aber auch dann noch vor Überspannung geschützt. Eingang Oszill. VT 3 S0347 , KU 607 12 1,8mH Rx
Ei i,25A
Cl
R7 II<
Ri
1000v,. - 40V
Ti
VOl 4 SY 351/05
v05 SY 356/0,5
C4 04
V06Jc3 VDjC5jC6
1
-
Voll SZ 6001 5,6
von
SZX[33nJ,2p SZX 1978,2 191
6,2
vo?
1 R5 1C7 1 470 1 50» fl = 1_J1,1j
R1 lj2L0 200
00» 25 100» 40V 5V3201 40V
I
VT1 SF 127
f33n
02
LJ270
VT2 SF
R6 lOOK VO 8 Szx ID 712
l
R9 100
*32v
• 5v
n
- 6V
Bild 1 Schaltregler für eine Ausgangsspannung von 5V mit dem A 110 als Ansteuerschaltkreis (El 1,6 A)
R4 ist bei Augangsspannungen über 7V nur erforderlich, damit die Mitkopplung über 116 nicht unwirksam wird. Die IstwertSpannung gelangt über den Teiler R14, R13, R12 an den invertierenden Eingang (Anschluß 2). Über R9 fällt eine Spannung ab, die dem Laststrom entspricht. Diese steuert über die Spannungsteiler R7, 118 und 1110, 1111 einen Transistor VT3 an, der bei einer Spannung von 0,8 bis 1 V über 119 die Überstromsicherung zum Ansprechen bringt und den Ausgangsstrom begrenzt. An 119 kann zur Funktionskontrolle ein Oszilloskop angeschlossen werden, wozu C3 vorübergehend zu entfernen ist. Benötigt man kleinere Ausgangsspannungen als die Referenzspannung von 7,2V, wird die Schaltung entsprechend Bild 4 modifiziert. Die Ausgangs-(Istwert-)Spannung wird dem invertierenden Eingang (Anschluß 2) direkt zugeführt und die Sollwertspannung mit 114, 115 und R12 auf die Größe der gewünschten Ausgangsspannung von 5V geteilt. Die Drossel L und die Freilaufdiode VDI entsprechen der Schaltung nach Bild 1. Als Uberspannungsschutz kann eine Z-Diode wie in der Schaltung nach Bild 1 verwendet werden. Mehr Sicherheit bietet aber eine zusätzliche ICurzschlußschaltung mit Thyristor, deren Anwendung bei Spannungen unter 6V jedoch problematisch ist.
u nV tJE
JA
2.3. Schaltregler mit dem Impulsbreitenmodulatorschaltkreis B 260 Bild 2 Kurvenformen von Strömen und Spannungen beim Schaltregler flach Bild), Bild 3, Bild 4 und Bild 5; a - Spannungsverlauf am Emilter des Schalttransistors (1)3, - Verlauf des Drosselstroms 1, darin sind: = Tastverhälinis,
Im Gegensatz zu den selbstschwingenden Schaltreglern nach Bild 1, Bild 3 und Bild 4 arbeitet die Schaltung nach Bild 5 wie die meisten »echten« Schaltnetzteile ohne Netztransformator (siehe das noch folgende Bild 6) mit einer festen Schattfrequenz Mit der RC-Kombination von 117 = 18 kU und C8 = 3,3 nF beträgt sie etwa 20 kHz. Die Ausgangsspannung U. wird durch die Impulsbreite bestimmt, die der Regelverstärker durch den Soll! Istwert-Vergleich beeinflußt. Die interne Referanzspannungsquelle erzeugt eine hochkonstante Spannung von etwa 3,4V, die dem nichtinvertierenden Eingang des Regelverstärkers intern zugeführt wird. Der invertierende Eingang (Anschluß 3) erhält die Istwertspannung über den Spannungsteiler 1117 bis 1120. Wegen der niedrigen Sollwertspannung ergibt sich ein prinzipiell gleicher Schaltungsaufbau bei unterschiedlichen Ausgangsspannungen, die größer als 3,4V sein müssen, Wesentlichster Unterschied bleibt dann die Dimensionierung des Spannungsteilers 1117 bis 1120. Die Schaltung nach Bild 5 liefert bei einer Ausgangsspannung von 12V einen Laststrom von 1 A. Durch Änderung einiger Bauelemente (Klanimerwerte) kann sie auf UA = 5V und 'A 1,5 A umgestellt werden. Am Ausgang (Anschluß 14, Emitter des Ausgangstransistors) liefert der B 260 positive Spannungsimpulse, deren Tastverhältnis VT (s. Bild 2a) das Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangsspannung bestimmt: UA T5
1,. - Einachaltzeit, Periodendauer = Kehrwert der Schallfrequenz T -2.2. Schaltregler mit dem Ansteuerschaltkreis MAÄ 723 Bild 3 zeigt die Schaltung eines Schaltreglers für eine Ausgangsspannung von 12V und einen Laststrom von 1 A mit dem MAÄ 723 als Ansteuerschaltkreis. Wie die Schaltung von Bild 1 arbeitet sie nach dem Prinzip des selbstschwingenden Reglers, d. h., Schwingfrequenz, Laststrom und Drosselinduktivität hängen voneinander ab [2]. Der MAA 723 enthält unter anderem eine Referenzspannungsquelle von etwa 7,2 V und einen Eingang, über den der Ausgangsstrom begrenztwerden kann. Der Schaltungsaufbau wird bei gleichzeitiger Erhöhung der Betriebssicherheit einfacher als bei der Schaltung nach Bild 1. Die Sollwertspannung (Anschluß 4) wird dem nichtinvertierenden Eingang (Anschluß 3) über den Spannungsteiler R4, R5 zugeführt. Eingang 2 2fSO347
U .25rnH
i
tJA 12V, IA
20.25V
1 1200
VT 1 SFiid
R 2K
R3 47 VT SE 127
812 1,5K
8 76 M1
cl
MAA 723 5
9 2
3
4
R4 430 IRS 100 C4
R5
500» RiO 10 0
• - Vol 345I0,5
rl
['1 814
88
Us.i
VO2
SAV
U
t
j
Bild 3 Schallregler für eine Ausgangsspannung von 12V mit dem MM 723 s
171
J
3K
Ansteuerschaltkreis
(flur VD1 auch SY35670.5)
SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 2 Stromversorgung
Fünfte Lieferung
1989
Blatt
-
2-5
Schaltnetzteile (Blatt 2) VI 2
SO 345 / KU 602
L-1,8mH
R9
0,7
U4: 5V; 1,5.4
Bild 4
Schal-
Abgewandelte
UE;.10 20V_
5ansssPannuns
?'f
Ri 2K
v7 1 SF 118 R3
47
______
r
6
7
R7 200
SF27
10
MAA 723
1
3
L____
g
-
wcl
f_....
-
21
RIl
‚6!<
RiO 10
=
R6 100!<
P13 11<
P5
1< 4
P12
Iooa7K
Rd 2,71<
C2
-
-
T1»
Bild 5
VO 1 5v -0
r
Un .-20..30V (11.. 17V) R25 2,2!<
1.l 25mH (1,8n,I-I)
_________________
J
VT3 SO 347 R24 180
1 R25
100
Schaltregler
für
eine
Ausgangsspannung von 12 V mit dem B 260 als Ansteuerschaltkreit. Werte in Klammern gelten für eine Ausgangsspannung von 5V
Rx
UA l2V, IA
(Sv;i.5A)
Pl -
vol 5Y35610,5
P17 470 (62)
R3 1K 100
IF 27
R21
¶
R13 220
R2 8.2 x
R20
VDZ
sz 600 ~112 7,5 K
C6
R7
C8
T T,
Das bedeutet, daß bei einer bestimmten, mit dem Spannungstei1er R17 bis R20 eingestellten Ausgangsspannung die Impulse mit steigender Eingangsspannung schmaler werden und mit fallender breiter. Mit diesen Impulsen wird VT3 über VTI und VT2 durchgeschaltet. Die Impulse werden in gleicher Weise in eine Gleichspannung umgewandelt wie in den Schaltungen nach Bild 1, Bild 3 oder Bild 4 durch Li und VDI, ebenso läßt sich mit dem Oszilloskop über Rx kontrollieren. Relativ einfach kann man in der Schaltung nach Bild 5 den Schutz gegen überhöhte Ausgnngsspannung realisieren. - Der Uberspannungsschutzeingang (Anschluß 13) erhält vom Schleifer von R20 eine der Ausgangsspannung proportionale Teilspan-
nung. Übersteigt die Spannung nm Anschluß 13 etwa 0,6V, werden die Ausgangsimpulse gesperrt R20 wird so eingestellt, daß das bei einer Überschreitung des Nennwerts der Ausgangsspannung um etwa 0,5 bis 1V geschieht. Für die 12-V-Ausführung ist eine Eingangs- oder Rohspannung U5 von 20 bis 30V optimal. Die Betriebsspannung des B 260 darf 18V nicht überschreiten und wird mit Rl, VD2 auf 12V
C13
_LC
1 E stabilisiert. Bei der 5-V-Ausführung ist eine Rohspannung von Ii bis 17 V am günstigsten. Fällt sie unter 9,5V ab, schaltet sich der B 260 ab; überschreitet sie mit Sicherheit nicht 18V, so können VD2 und R1 entfallen- Mit R2 = 8,2 kO und R6 7,5 kO ergibt sich ein maximales Tastverhältnis Vt,,,a , von tO,6, das für beide Varianten geeignet ist.
3,
SperTwandternetzteil für eine Ausgangsleistung von 25W ohne Netztransformator
Bild 6 zeigt die Schaltung eines Sperrwandlerschaltaetzteils ohne Netztransformator, ähnlich einer in [3] beschriebenen Vaharne, für die Ausgangsspannungen von 5V und 12V bei Lastströmen von 2 A bzw. 1,2 A. Sie stellt etwa das Minimum an Aufwand für ein Schaltnetzteil dar. Dabei wird der Vorteil des Sperrwandlers genutzt, daß mit einer Regelschaltung mehrere Spannungen erzeugt werden können. Das Problem der Netztrennung bleibt auf den Transformator begrenzt. Dem steht der
47/6W
VO
+ 1213 310V
20Vo
Si
VOlO V012
5Y320/8
11
V06
Kern 25 5V 345 /0,5K L2 / V037
5v
3K5V34510,5
22u
R
C14 Pl
P16 -
100K/BW
0p
22K U
1
470 /8W
350V
P18
l --
--
1 Ij 025 m 22P i 40V
RIO f1 3,3Kj
-
äußere Spannungs-
quelle ca. 15V
--
RiS lOK
1,3,3K
B2600 3456 7
2
1
8
VTt
SF127 4
1
C29 030 N4
P7 18K
P2 P4
10K
1<
./12
2opH
: 02401k
Li
Cl
P6
C4 C6
C8 T3,3n 1n
Nachteil gegenüber, daß wegen der getrennten Wicklung n2, die das Istwertsignat für die Regelug liefert, die durch Laständerungen hervorgerufenen Ausgangsspannungsschwankungen nicht ausgeregelt werden. Bei der Inbetriebnahme sollte neben einem Vielfachmesser ein Oszilloskop (am besten eine 2-Kanalausführung) zur Verfügung stehen. Zur Kontrolle und Korrektur der Primärinduktivität von Tt sollte ein Induktivitätsmeßgerät genutzt werden können. Aufbau und Inbetriebnahme gehen in 3 Stufen vor sich. Zunächst baut man den gestrichelt abgegrenzten Teil, der Impulserzeugung und Steuerung bis zum Treibertransistor VTI enthält, und erprobt ihn mit einer Fremdspannung, die mit VDI stabilisiert wird. Aufbau und Funktion dieses Schaltungsteils entsprechen weitgehend der im vorigen Abschnitt beschriebenen Schaltung (Bild 5), so daß die hier gegebenen Hinweise auch bei der Inbetriebnahme der Schaltung nach Bild 5 von Nutzen sein können. Ril und R25 sind erforderlich, weil bei offenem Eingang (Anschluß 11) der Impulsausgang gesperrt würde. Der Spannungsteiler R17 bis R19 wird an die 12-V-Spannung gelegt; der Schleifer von R18 wird an das »kalte« Ende gestellt. Am Ausgang 15 des 8 260 ergibt eine Kontrolle mit dem Oszilloskop sehr schmale positive und am Kollektor von VT1 die entsprechenden negativen Impulse. Mit R 18 wird die Spannung an Anschluß 3 bis auf etwa 0,5 V erhöht, wobei die Impulsbreite auf ihren durch .112 und 116 festgelegten Größtwert von V1-,,,,5 0,5 springt. Erreicht die Spannung an Anschluß 3 die Größe der inlernen Referenzspannung von etwa 3,4V, verringert sich VT wieder stark und erlangt bei weiterem Spannungsanstieg wieder den Minimalwert.
Durch Anschluß der Leistungsstufe wird die Schaltung komplettiert. Der Spannungsteiler 1117 bis R19 wird über VD6/C25 an die Wicklung n2 angeschlossen. Die Speisung des B 260 und des Transistors \'Tl durch die Fremdspannung dagegen bleibt bestehen. Wegen der höheren Sperrspannung, die mehr Sicherheit gegen Spannungsspitzen bietet, wird für VT2 ein SU 169 eingesetzt, obwohl der SU 167 von den Daten her auch geeignet ist. Im Basiskreis von VT2 befinden sich zum sicheren Ein- und Ausschalten ein Speed-up-Kondensator C24 und eine Drossel L1 [6]. Der Emitterstrom von VT2 erzeugt über VD7 bis VD9 einen Spannungsabfall von etwa 2,4V, der VT2 nach dem Ausschalten sicher im gesperrten Zustand hält. Der Spannungsabfall über R25 wird über 1111, C11 dem Eingang zur Impulsunterdrückung (Anschluß 11) zugeführt. Übersteigt diese Spannung
001,
1 P23 150
P24
VT2 50169
1 1 1
VOß
022 4/n --- --' P11
5)R26 - '9/345 2,7K
1K
N
------
l7M 1.5 Kl?nJ47M
J±31
P22 1K
15 14
15
VGl i
1
.12V
V356/
P20 330
P21 1K
r I
03
l 1 VOS
220
P25 1,8K
vo8 V137 '. 51/345/05 / 1
-- C21 T in 11000 V
Bild 6 Schaltung eines Sperrwandlersdhaltnetzteils für die Ausgangsspannungen 5V und 32V (VD3, VD4 lies SY 156/0,5K, 1125 = 3,80) 0,4V, wird mindestens der nächste Impuls gesperrt, der folgende wieder freigegeben usw. Erst beim Erreichen von etwa 0,6V werden die Impulse völlig gesperrt, und der Lnngsamanlauf über R2, 116, C6 wird eingeleitet. Cl sollte man so klein wie möglich halten, damit die 0,6-V-Schwelle erreicht werden kann. Für den Transformator Ti wird wie für die Speicherdrossel (Bild 1) ein Kern EE 42 aus Manife- 183 verwendet. Für die Belastung von etwa 25W muß die Induktivität der Primärwicklung mindestens 20 mH betragen. Da mit der Induktivität auch die Streuinduktivität steigt, die insbesondere beim Sperrwandler gefährliche Spannungsspitzen hervorruft, sollte die Minimalgröße nicht wesentlich überschritten werden. Bild 7 zeigt den Wicklungsaufbau von T1. Zuerst wird die Primärwicklung nI mit 200 Wdg., 0,30-mm-Cul (3 Lagen) aufgebracht, dann die Hilfswicklung n2 von 22 Wdg., 0,2-mm-Cul. Darauf folgt die Schirmwicklung St. eine Lage Cu-Folie 0,03 mm. Nach einer weiteren, gleichartigen Schirmwicklung S2 folgen die Sekundärwicklungen n3 mit 6 Wdg., 1,0-mm-Cul und n4 mit 13 Wdg., 0,8-mm-Cul, die nebeneinandergewickelt eine Lage ergeben. Die Isolation zwischen den Wicklungen besteht aus je 2 Lagen Lackpapier 0,1 mm, die Lagenisolation von ni aus je einer Lage. Die Isolation muß sehr sorgfältig ausgeführt werden. Soweit möglich, sollten die Wicklungen beidseitig nur bis 1 bis 2 mm an das Ende des Wickelkörpers reichen, um die Kriechstrecken zu vergrößem. Die Enden der Schirmwicklungen dürfen sich nicht berühren, um keine Kurzschlußwindung zu bilden. Der Luftspalt des EE -Kerns wird durch Papierzwischenlagen auf etwa 0.18 mm eingestellt und anschließend die Induktivität von nI überprüft. Sie soll rund 10% über der errechneten Minimatinduktivität liegen, im vorliegenden Fall bei etwa 22 mH. Gegebenenfalls ist der richtige Wert durch Korrektur des Luftspalts einzustellen. Der Transformatorkem und die Schirmwicklung 51 werden mit dem Pluspol der Speisespannung + U5 (etwa 310 V), und S2 mit dem Schutzleiterpotential verbunden. Die Wicklungsenden von Wandlertransformatoren dürfen nicht verwechselt werden. Deshalb ist in Bild 6 der jeweilige Wicklungsanfang mit, einem Punkt gekennzeichnet. An die Niederspannungswicklungen n3 und n4 sind Finweggleichrichterschaltungen mit nachgeschalteten LC-Gliedern zur Störspannungsunterdrückung angeschlossen (UKW-Drosseln
\~Z
SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 2 Stromversorgung
Fünfte Lieferung
1989 1 Blatt
-
2-6
Schaltnetzteile (Blatt 3)
S kunddrw,cli lung N3 N4 Schirm 52 W,ck!unps isolohon
-
-
Schirm Si
-
l-4:Ctswick lung N 2
Primorwicklung NI Grund solo Ii in Spulen k frper Bild 7 Wicklungsaufbau des Transformators des Sperrwandlctnctztcils nach Bild 6
oh.). C5, Rl, R20 und R22 werden noch nicht in die Schaltung eingesetzt. An den 5-V-Ausgang wird ein Lastwiderstand von etwa 50 angeschlossen, an den 12-V-Ausgang ein solcher von etwa 200. Mit R 18 stellt man die Ausgangsspannung von 5V ein. Die 12-V-pannung wird kontrolliert. Da sich beide Spannungen mit R18 nur gemeinsam verändern lassen, muß gegebenenfalls ein Kompromiß gewählt werden. Mit einem am Kollektor von VT2 angeschlossenen Oszilloskop wird der Verlauf der Kollektorspannung kontrolliert. Er sollte etwa Bild 8a entsprechen. Die Spannungsspitzen sollten die 700-V-tjienze nicht überschreiten. Die Ausgangsspannung (5 V) muß sich um etwa ±20% vom Nennwert verstellen lassen. Das Tastverhättnis VTmsx 0,5 darf bei + 20% gerade erreicht werden. Durch das SOAR-Glied C21, R26, VD2 wird gewährleistet, daß die Kollektorspannung von VT2 erst dann über 300V ansteigt, wenn der Kollektorstrom unter 3 mA gefallen ist. Steht ein 2-Kanal-Oszilloskop zur Verfügung, können Kollektorstrom und Kollektorspannung gleichzeitig sichtbar gemacht werden. Dabei läßt sich die Einhaltung der SOAR-Bedingung (UCE >300V, nur, wenn Ic -c 3 mA) leicht kontrollieren. Dabei können durch Vergrößern von R26 und Verkleinern von G21 die Verluste durch das SOAR-Glied verringert werden. Um ein Eingangssignal für das Oszilloskop zu gewinnen, das dem Kollektorstrom entspricht, muß ein Widerstand von etwa 1 0 zwischen + U ß und Primärwicklung von Ti eingeschaltet werden. Das Gehäuse des Oszilloskops liegt dann allerdings auf - U5-Potential. Das wird vermieden, wenn der Spannungsabfall über R25, der dem Emitterstrom folgt, zur Kontrolle benutzt wird. Dieser zeigt dann
UCE in V 800
1c in A 4 0,3 0.2 0.1
einen dem Kollektorstrom sehr ähnlichen Verlauf, wenn kein »Stromschwanz« 6] auftritt. Sind alle Funktionen überprüft, wird die Hilfsspannung entfernt, die Schaltung komplettiert und auf Eigenversorgung aus der Wicklung n2 bzw. aus der Anlaufschaltung Ri. C5 umgestellt. Wird ein sicherer Anlauf nicht erreicht, sind versuchsweise Cl oder/und C5 zu vergrößern oder G6 zu verkleinern, oder für VDI ist ein Typ mit einer höheren Z-Spannung (13 bis 15 V) zu wählen. Sperrwandler sollen nicht irn Leerlauf betrieben werden. Empfohlen wird ein Betrieb mit 40 bis 100% der Nennlast. Zum Schutz gegen Überspannung kann, wie hei den Schaltreglern, eine Z-Diode parallel zum Ausgang geschaltet werden. Günstig ist die Auswahl einer Diode, deren Z-Spannung nur geringfügig über der Ausgangsspannung bei Vollast liegt, mit einem Widerstand (R30) von 1 bis 30 in Reihe. Das für Sperrwandler typische Ansteigen der Ausgangsspannung bei sehr kleiner Belastung, das bei der vorliegenden Variante mit getrennter lstwertwicklung besonders ausgeprägt ist, wird dadurch in Grenzen gehalten. Will man das Netzteil für nur eine Spannung auslegen, muß mit der auf die Hälfte verringerten Leistung die Primärinduktivität von Ti durch Verkleinern des Luftspalts auf etwa 40 mit erhöht werden. Bei dem Schaltnetzteil nach Bild 6 führen alle Schaltungsteile außer der Schirmwicklung S2 und den Sekundärwicklungen n3 und n4 mit den zugehörigen Gleichrichterschaltungen Netzpotential und dürfen nicht berührt werden. Am Kollektor von VT2 treten bei einwandfrei funktionierender Schaltung Spannungsspitzen bis zu 700 V auf, bei fehlerhaftem SOAR-Glied bis über 1000V, Bei der Erprobung sollte ein Trenntransformator zwischengeschaltet werden. Die komplette Schaltung ist dann vom Netz getrennt. Das fertige Gerät sollte auch aus Gründen der Störsicherheit in ein Blechgehäuse eingebaut werden, das, mit dem Schutzleiter verbunden, außerdem den erforderlichen Berührungsschutz garantiert. Als weitere Störschutzmaßnahme ist in die Netzzuleitung ein Filter einzuschalten, das mindestens aus 2 Entstörkondensatoren mit den zwischengeschalteten Spulen einer Stabkerndrossel besteht [1].
Achtung! Netzteile dieser Art dürfen nur vom Fachmann hergestellt werden, der die einschlägigen Sicherheitsbestimmungen kennt und zu berücksichtigen in der Lage ist! Literatur [1] H. Jungnickel, Moderne Stromversorgungstechnik. in: radio fernsehen elektronik, Heft 7 bis 12/1980. [2] D. Müller, Schaltnetzteile - auch für den Amateur interessant. In: Elektronisches Jahrbuch 1984, Berlin 1983, Seite 191 bis 205. [3] J. Wüste flube u. a., Schaltnetzteile 1982. [4] H.Prochnow, SU 165 in Sperrwandler-Schaltnetzteilen. In: radio fernsehen elektronik, Heft 10/1980, Seite 667 bis 670. [5] W. Schierer, Der Einsatz des Ansteuerschaltkreises B 260 in Gleichspannungswandlern, Schaltnetzteilen und Schaltreglern. In: 9. l-latbleiterbauelementesymposium 1981 in Frankfurt (Oder), Band 1, Seite 125 bis 138. [6] D. Müller, Schaltnetzteile ohne Netztransformator. In: Elektronisches Jahrbuch 1986, Berlin 1985, Seite 174 bis 193. [7] K. Pischmüller, Basisansteuerung von Hochvolttransistoren. In: Elektronik, Heft 11/1977, Seite 55 bis 58. [8] H. H. Krüger, Integrierte Schaltnetzteilansteuerschattung B 260 D und ihre Einsatzmöglichkeiten. In: radio fernsehen elektronik, Heft 2/1982, Seite 71 bis 75. 19] D. Müller, Schaltnetzteile Schaltregler mit Impulsdauermodulator. In: Elektronisches Jahrbuch 1986, Berlin 1985, -
Bild 8 Strom- und Spannungsverlauf am Transistor VT2 (Bild 6) bei einer Netzwechselspannung von 220V, d. h. U3 310V
Seite 259 bis 271
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch 13 5, dasa hA, 6y4ep apeca BAM3, drnTOnasi armapaTypa MarHuTuofJ BAY3, 631oK aßloMalnqecKoro ynpaenern.a aarpy3Ic0i 13813, 6IIOK yrspaEJIeunx nbIöopxOli 6aHKoB naMATH 138!], 6hIcTpaM BdnoMoraTeJILHax naMliTa BBP, 6y4rnpHufl BbIXOJH0Ij perRCTP EBU, 65oK BX0HEIX enefi E1'HC, öojiama,j r116p}1411a11 miTerpajibHaM cxema BIt, 6anaucHblg 110 re'repossHy cmecmTeib BIT, 6nnoHRpiibiü reTepoTpaH3HcTOp E, 6y4,ep gaHHbix 1. 6110K JtH0108 E)Y3, 6110K McKpeTHo-ynpaB11xeMbJx npeMerrnwx 3a4epxeK EEflCHK 133, 6AOK aaepxKx 133,6J10K 3a1U1ITI1 13331, 6110K 3t1X11MH OaMMTH 133q, 6JT0ic 3tW4TH IHCeR BFkD, 6JloK Islrrep4efICllhIt yuKunoHaabnbr 13K, 6aiiaHcm,Ih KOHTyp Etc, 611011 Kilannalypal 13K, 6y4epiirnä KacKap EKE, 6ioic KnnTnponanng BKM, 6110K KacceTurnfs HnTep4)eflcm,rik 13KM, 6nog KOMMyTaTJHH MarucTpaneti EKM3, 6eCKOHTaKTHbffi MarHnT1n,t EKO, 6nosc KOHTPOJ1B 11 OTHaAKH 1311, 60K0Boft AefleCTOK EJIY, 6110K j1or-nqecKoro yopaBneHwM BMF, 611011 MarmsTnaTx rO11000K BMK, öaaoaofi MaTPHXHhlft KpncTanJ1 EMU, 6J10K Myrn,Tnnnelccopa BHflW, 6a3oBo nepeKypdnaabffi UHdpOBOfl 4,uulbTp 803Y, 6y4,epuoe onepaTuBnoe sanOM}malowee yCTpO(ICTBO 5014, 6JIOK o6pa60rKn }m4,opMalalln 5014, 6110K oTo6pa)KeIrng m4opMaIIHn 5011, 6110K o6pa6oTKss npepblaanrnä BOH, 6110K onepaTwBHOxl naMBTH BOP, 6n0x 06pa6OTKH pesyJaTaTon 1311, 6110K UaMÄTH EH, 6nox 1311, 611011 urramtx EH, 611011 npeo6pa3oaaTenS EH, 60prosoi4 npoiteccop EHM, 6McTpoteffcTeyIo11flIt HeqaTalo.11 EHH, 6110K 11OCTOHHIIbI0 naMilTil EHE, 6110K llplTöMIIHKa 11 pasaepToK EHY, 6110K UHTaHUH 11 ynpaofleHHM SHY, 6yKaone4araioiree ycTpoCicTno BHD, 6110K HHTaHHB 11 4)H11bTpOIS 5flrP, 6rncTpoe npeo6pa3onaHne 4'yphe Efle-H, napaMeTp,TqecKoe 6blcTp0e npe06pa30narnle (Dypbe 5P, 6110K pa3pR4a EC, 6arnjacTH0e conpoTuBileirne SC, 611011 cMeulemsa ECA, 6110K C011EKHI aHaJl0P0B0i ECK, 611011 cpaaneHux K011011 ECKH. 6orn,masi cncreMa KOJJJICKTHBHOFO upaeua BCC, 6anancaai1i 110 CHfl1JIY CMCCHTeab BCU, 6110K conpsuenusi Ln4)poao(1 ET, 6110K TafiMepoB STil, 6110K TaKToahIx HMIIy11hCOB EYI1, 6110« yupaBnernos Hh]JIHKaW4eh EYfl, 6nog yupawneHn BYHII, 6110K y0pauneHI4il npsteMonepejlaT'rnlcaMIs BDA, 611011 $opMnponamssi a11peca B1)K, 611011 4lOpMHpo11aHHH KOMKH4I EFYII, 6JxoK opMupoaarm11 ynpawrissIorrefi Fm4lopMauaefi SIIBK, 6optoaoh 1iH4,pOBO6 BbflHc11HTe11bIJMfiKomnaexc BLBM, ÖopToaaH itii4,poaasi BbIqucJlFrrenI,Haa Mawuna Eqp, 6aox qacToTHofI pa3BS{3b1 EffiH, 6ecIuyMnaB uacTpofiKa E3H, 6110K 9TaMOmibIx ilanpxxceunfi
13, Basis Adreßpuffer H eirnmagnetb andgerät automatische Laststeuerung Steuerung der Speicherbankauswahl FAM, schneller Pufferspeicher (eng!, fast auxiliary memory) Ausgangspufferregister Eingangsstufe hochintegrierte Ilybridschaltung Überlagerungs-Gegentakt- Mischstufe bipolarer Heterotransistor Datenpuffer Diodenblock diskrete Zeitverzögerungssteuerung BASIC Verzögerungseinheit Schutzschaltung Speicherschutzschaltung Datenspeicher Funktionsinterfaceschaltung Balanceschaltung Tastatur Pufferkaskad ierschaltung Quittierung Kassetteninterface Busan schalte inheit kontaktloser Magnetschalter Uberwachungs- und Funktionskontrolle Nebenkeule Logiksteuerung Magnetkopfeinheit ULA, Gate-Array (eng!. unpermitted logical array) Multiplexer nichtrekursives digitales Grundfilter Pufferspeicher Informationsverarbe itungse inheit Display ICU, lnterruptsteuereinheit (engl, interrupt control unit) Arbeitsspeichereinhe it Ergebnisbearbeitungseinheit Speicherblock Drucker Speiseschaltung Wandlereinheit Bordcomputer Schnelldrucker Festwertspe ichereinheit Empfangs- und Ablenkschattung Speise- und Steuerschaltung Zeichendrucker Versorgungs- und Siebschaltung FFT, schnelle Fouriertransformation (engl. fast Fourier transformation) PFFT, parametrische schnelle Fouriertransformation (eng!. parametric PFD BE, Biteinheit Lastwiderstand Versorgungsspannungserzeugung analoge Verbindungsschaltung Kodevergleichsschaltung GGAA, Groß-Gemeinschaftsantennenanlage Signal-Gegentaktmischstufe digitale Verbindungsschaltung Zeitgeber Taktgenerator Anzeigesteuemng Speichersteuerung Sende- und Empfangssteuerung Adreßtreiber Befehlstreiber Steuerbefehlstre iber Bordcomputer Bordcomputer Frequenzkopplung MUT, rauschfreie Abstimmung (engl. muting) Normalspannungseinheit
Blatt
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 2 - Stromversorgung Verhalten der Primärbatterie R6S bei Entladung mit sehr kleinen Strömen 1.
2-7
Einleitung
Moderne Gerätetechnik ist häufig eng mit netzunabhängigem Betrieb gekoppelt. Im Vordergrund steht dann nicht die Schaltung als »Lieferant« einer vom Netz gewonnenen Spannung, sondern das Primärelement als Spannungsquelle. Batterien vom Typ R6 finden in vielen Geräten und zunehmend in neuentwickelten elektronischen Konsumgütern Verwendung. Bei Quarzuhren, Taschenrechnem und anderen Geräten mit sehr geringer Stromaufnahme erstreckt sich die Betriebsdauer mit einem Batteriesatz bis zu einem Jahr und länger. Dadurch ist das Entladeverhalten anders, als es die nach TGL 7487 ermittelte Entladekennlinie zeigt (s. Bild 1). Es wurden deshalb Versuche durchgeführt, um Erkenntnisse über den Verlauf der Entladekennlinie und Ober das Auslaufverhalten der Batterien zu gewinnen. 2.
Stromaufaahmewerte einiger Geräte mit der Batterie R 6
Als Richtwerte gelten folgende Angaben: Melodiewecker Elektronika 2-14 (UdSSR) 100 MA 4 pA Digitalwecker Elektronika 2-11 (UdSSR) 100 MA Analogwecker (Ruhla) 40 1iA Taschenrechner MR 4110 (Mühlbausen) 3.
Kennwerte der Batterie R6S nach [11
Nennspannung 1,5V Lagerfähigkeit 12 Monate Belastbarkeit kurzzeitig bis 250 mA täglich mehrere Stunden bis 40 mA Entladedauer nach TGL 7487, 12 h/d über 300 (1 mit jeweils 4 h Unterbrechung bis zur Entladeschlußspannung von 0,9 V 168 frisch nach 12 Monaten Lagerung 134h Daraus resultiert die (in [1] nicht aufgeführte) Batteriekapazität von 0,9 Ah bzw. 0,7 Ah. 4.
Versuchsvarianten und -bedingungen
- Dauerentladung über ohmsche Widerstände mit Entladeströmen von SOOpA, 300 MA, 200pA, 100 MA; - Entladung als Einzelelement; 2 Elemente in Reihe; 3 Elemente in Reihe; - Umgebungstemperatur etwa 22 °C (Zimmertemperatur); etwa 4 °C (Kühlschranktemperatur). 5.
„4
Erläuterungen zur Versuchsdtirchführung
Es wurden 35 frische, direkt vm Hersteller - dem VEB Berliner Akkumulatoren- und Elementefabrik - bezogene Batterien verwendet. Vor Versuchsbeginn wurden Leerlaufspannungen und Kurzschlußströme gemessen, um daraus eventuell Erkenntnisse über die Batteriequalität, die Kapazität bzw. den Ladezustand zu erhalten. Die Batteriespannung wurde wöchentlich mit einemDigitalvoltmeter gemessen. 6.
Ergebnisse
Der Verlauf der in (11 angegebenen Entladekennlinie nach TGL 7487 wird durch die Kurve 3 in Bild 1 bestätigt. Bild 1 bis
Bild 5 zeigen einige ausgewählte Entladekennlinien bei den angegebenen kleinen Strömen. Dabei haben die eingezeichneten Punkte folgende Bedeutung: erste Auslaufsteilen, a b - großflächige Auslaufstellen, c - total ausgelaufen; Elektrolyt durch Außenhaut gedrungen.
0 •4
In -
cot
-0
0
Tabelle Minimale, maximale und durhscIinitlliche Entladedauer in Tagen bei den gewählien Eniladenrömen
Entladestrom Entladedauer in Tagen inpA
bei Zimmertemperatur
500 300 200 100
bei etwa 4 t
min.
Max
Durchschnitt Durchschnitt
91 90 123 153
122 157 247 340
107 115 157 226
190 298
-
Es fällt auf, daß bei den meisten Batterien zur Zeit des Auslaufbeginns die Spannung weniger sinkt als zuvor bzw. sogar wieder ansteigt (z. B. Kurve 2 und 3 in Bild 2). Aus der Tabelle sind die minimal, maximal und durchschnittlich erreichten Werte für die Entladedauer ersichtlich, Die spürbar größeren Werte bei der Temperatur von 4'C sind in den Kurven 6 (Bild 3), 9 (Bild 4) und 13 (Bild 5) zu erkennen. Es wird deutlich, daß bei gleichem Entladestrom und mit Batterien derselben Herstellungscharge sehr unterschiedliche Kennlinien und Entladezeiten möglich sind. Die anfangs gemessenen Werte für die Leerlaufspannung (1,65 bis 1,71 '1) bzw. für den Kurzschlußstrom (3,0 bis 4,5 A) lassen keine charakteristischen Abhängigkeiten der Entladekennlinien bzw. des Auslaufverhaltens erkennen. Bei der Reihenschaltung von 2 bzw. 3 Batterien zeigt sich meistens nur 1 Element, das vorzeitig entladen und damit auch ausgelaufen ist. Das Erreichen der Entladeschlußspannung ist bei fast allen untersuchten Batterien unmittelbar mit deren Auslaufen verbunden. Dabei geht die Tendenz bei kleiner werdenden Entladeströmen zu immer früher einsetzendem Auslaufen vor dem Entladezustand. 7.
Praktische Hinweise
- Mit R6S-Batterien bestückte Geräte mit großer Betriebsdauer sollten regelmäßig auf eventuell ausgelaufene Batterien kontrolliert werden (spätestens nach etwa 3/ der durchschnittlichen Betriebsdauer je Batteriesatz). - Erste Anzeichen auf entladene Batterien (z. B. schwächer werdende Anzeigen) deuten auf verbrauchte und meist ausgelaufene Batterien hin, die sofort ausgewechselt werden sollten. - Auch bei nur 1 entladenen Batterie ist der gesamte Satz zu erneuern. - Vorrätige Batterien sind möglichst kühl (z. B. im Kühlschrank) aufzubewahren. Die Selbstentladung wird dabei verringert. - Elektronische Geräte sollten nicht unnötig großer Wärme bzw. direkter Sonneneinstrahlung (z. B. im Auto) ausgesetzt werden. Literatur [1] Prospekt über Primärbatterien von AK.A ELECTRIC
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 2 — Stromversorgung Programm zur Berechnung eines Transformators
3.
Einleitung Für Elektronikamateure besteht sehr oft die Notwendigkeit, einen Transformator zu berechnen. Mit der zunehmenden Verbreitung von Computern ist der Einsatz eines Programms zum Berechnen der Transformatoren möglich.
Kurzbeschreibung des Programms Die Tabelle gibt das Listing eines einfachen BASIC-Programms für den ZX'-Spectrum wieder, das als Beispiel für den Einzug von Computern in diese Problematik betrachtet werden soll. Im Programm wurden nur Standard-BASIC-Befehle verwendet, so daß die Übernahme dieses Programms auf andere Computer keine Schwierigkeiten bereiten dürfte. Raum für Draht- und Wicklungsisolation ist im Programm reserviert. im übrigen sei auf Blatt 2-1 der 4.Lieferung der Schaltungssammlung für den Amateur verwiesen, vor allein auf Abschnitt 1.12. (Isolation je nach Schutzklasse, also nötiger Prüfspannung). Die resultierenden Drahtdurchmesser sind auf die nächstliegenden Standardwerte zu runden, da sie im Programm nicht vorgesehen wurden. Die Daten für 14 Transformatoren (je 7 M- und El-Kerne) sind als DATA-Zeilen von 910... 1050 im Programm enthalten und können bei Bedarf ergänzt werden. Die DATA-Zeilen haben folgenden Aufbau: xxx DATA CS,a,b,p,nj,v,l,q,o Dabei haben die Variablen diese Bedeutung: - Transfomsatortyp, a,b - Angaben zur Größe des Wickelraums, p - maximale Leistung., n - Windungszahl je Volt, - zulässige Stromdichte, v - Korrekturfaktor, - nicht benutzt, '1 - Wirkungsgrad, o - verfügbaie Leistung. Weitere im Programm verwendete Variablen: x - Anzahl der Sekundärwicklungen, s - Drahtdurchmesser Primärseite, n - Windungszahl Primärseite, r - Drahtdurchmesser Sekundärseite, - Windungszahl Sekundärseite, 1 Wickeiraurn. w Nach der Eingabe der Anzahl der Sekundärwicklungen und der entsprechenden Spannungen und Ströme folgt die Auswahl der Form des Kerns (M- oder El-Kern). Anschließend wird vom Computer die Transformatorgröße festgelegt, und die Windungszahlen und Drahtdurchmesser werden berechnet. Danach kann der Transformator noch optimiert werden. Nach der Auswahl einer Spannung oder eines Stromes wird dieser Wert solange erhöht, bis entweder die Leistung oder der Wickelraum ausgelastet ist.
P174
Netz
1195 Wdg,
0,28
01 II
10 1) 1R
61
1kg.
07
12
1R
122 1kg.
0.7
56 X t3iCketrau belegt 75 s Leistung beneetigt Trafo optimieren '?
Biiü 1 Hardcopy eines Beiech nungsbeispiels
1989 1 Blatt
2-8
Beispiel
Als Beispiel wurde ein Transformator mit einem M-Kern und 2 Sekundärwicklungen (10V, 1 A und 20V, 1 A) berechnet. Bild 1 zeigt die Hardcopy des berechneten Transformators.
Tabelle 1 I4ASIC-1,isting eines unter Spectrom.Nutnern verbreiteten Programme, nachgestaltet vorn Autor
10 REM Net.trafobcrechnung by Th.Belch 11/84 20 CLEAR 30 REM Trafodaten 40 DIM c$(14.9): DIM a(24): DtM b(14): ulM p4): DIM n(14): DIM j(14): DIM V( 14): DIM 1(14): DIM q(14): DIM o(14) 50 TOR z=1T014 60 READ c$(z): READ dz): READ Wz): READ p(2): READ n(z): RISAD 3(z): READ v(z): KRAn I(z): READ q(z): READ 0(z) 70 NEXT z 80 REM Anzahl der Wicklungen 90 LET p=O: LET opti=0: CLS 100 PRINT 'Wieviel Sekundaerwicklungen ?' 110 INPtTT'Anzahl = 120 CLS: 17 x- 1 THEN PRINT TAB lO;'t Wicklung' 130 17 x>l TtTEN PRINT TAB IO;x:" Wicklungen" 140 17 z 150 l'ttEN GOTO 370 400 LET, P 0(k) 410 1Fa>0 IREN NEXTk 420 (0'l'D 470 430 LOk 1=8 TO 14 44)) lt' p >417 IHLIN GO 10 370 450 LET t -1) - O(k) 460 IU a>0 THEN NENT k 470 CLS: PRINT cS(k): PRINT 480 PRINl 490 PRINl 500 LET ei- INT (.5+n)k)*220) 510 LEF s =001 *IINT (.5 *2e3*SQR (p/q(k)/j(k)/220/Ptfl) 520 LET a=(p/q(k)'j(k)/220I 530 PRINT "Netz";TAB 12:n;TAB 17;'Wdg,";TAII 24:s;TAB 30;"mm" 540 PRINT 550 LITt w -n*a*2 560 FOR v -1 TO x 570 PRIN1 'U'>';" = u(e):" 580 PRINl''l":v:" = ":itvl: A": 590 LET IINT (5 * u(v)*n(U*I 1 +v(k))) 600 LL'l' r=(INT .5- 1e3*(SQR 610 pRINr TAB 12:1;TAB 1 7:"Wdg":TAB 24;r:TAB 30. rum" 620 PRINT 630 LET w=w-- (2*t-x-((r/2) "2*Pt)I
640 NEXT v 650 PRINT 660 LET wi=INT (.5+w/a(k)/b(k)*100) 670 IF wi> 'lOO THEN LET opI1"'2 620 PRINT wi;" % Wickelraum belegt r' 690 LET leistlNT (.5+p'o(k)*100) 700 IF leist>"lOO TI-JEN LET optH2 710 PRINT leist;" % Leistung benoetigt !" 720 IF opti=1 THEN GOTO 1230 730 IF opti=2 THEN GOTO 850 740 IF opti=3 THEN GOTO 1340 750 PAUSE 30 760 PRINT: PRINT "Trafo optimieren ?jfn" 770 PAUSE 50 780 IF INKEY$="" THEN GOTO 780 790 IF INKEY$="j" THEN GOTO 1060 800 FOR g=O TO 50: NEXT g: PRINT "nochmals berechnen mit M od. EI?" 810 IF INKEY$'""" THEN (1010 810 820 IF INKEYS="m" THEN GOTO 380 830 IF INKEY$="e" THEN GOTO 430 840 PAUSE 40 850 PRINT "Programm nochmals starten ?jln" 860 PAUSE 50 870 IF INKEYS"" THEN GOTO 870 880 IF INKEYS="j" THEN GOTO 90 290 IF INKEY$="n" THEN STOP 900 GOTO 870 910 REM **** Trafodaten **** 920 DATA "M 42",26.4,7,4,22,3.5,.35,.32,.5,2 930 DATA 'M 55",33.5,8.5,12,11.4,3.15,2,.25,66,792 940 DATA "M 65",37,10,25,752,2.9,,14,.2,76,19 950 DATA "M 74",44,12,50,5.43,2.6,.12,.17,.8,40 960 DATA "M 85",49,11,70,4.32,2.7,.09,17,.82,57.4 ' 970 DATA "M 102/35",61,13.5,120,2.92,255,.075,.16,.85,102 980 DATA "M 102/53",61,13,5,170,2,27,2.4,.07,.15,.88,149.6 990 DATA "EI 70",33.5,16,25,1092,2.9,.16,.22,.826,2065 1000 DATA "EI 92",44,18,50,5.02,2.85,.09,.16,.888,44.4 1010 DATA "EI 106",49,21,125,3.98,2.65,.075,.166,893,l11.625
1020 1030 1040 1050 1060 1070 1080 1090 1100 lilO 1120 1130 1140 1150 1160 1170 1180 1190 1200 1210 1220 1230 1240 1250 1260 1270 1280 1290 1300 1310 1320 1330 1340 1350 1360 1370 1380 1390 1400
DATA "EI 130/36",65,255,250,2.92,22,06,.145,.91,227.5 DATA "EI 130/46",65,259,320,23121,05,12,92,294.4 DATA "EI 150/40",71,30.5,370,23Ij.8,.05,.131,.914,338.18 DATA "EI 150/50",71,305,450,185,l.7,04,.144,925,41625 REM OPTIMIERUNG CLS FOR z"'1 TO x PRINT "U";z;" PRINT u(z);" V". PRINT "t";z;" = PRINT 1(z);" A" NEXT LET opti=1 PRINT; PRINT "Optimieren von U oder 1?' PAUSE 30 IF INKEY$="" THEN GOTO 1160 JE INKEY$="u" 'EHEN GOTO 1200 IF 1NKEY$="i" THEN GOTO 1300 GOTO 1160 REM Optimieren der Spannung PRINT: PRINT "Spannung Nr:"; INPUT zz; PRINT ii LET u(zz)u(zz)-*l.l LET pO FOR z=i TO x LET w=u(z)*i(z) LET p=p+w NEXT GOTO 470 REM Optimieren des Stromes LET opti=3 PRINT: PRINT "Strom Nr.: INPUT zz: PRINT zz LET i(zz)i(zz)*1.1 LET p=O FOR 2=1 TO x LET w"u(z)'X-i(z) LET p=p+w NEXT GOTO 470
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch 8 BAP, BapnoMeTp RE, HblXn4HOfS y(Pep 8811e aepxilxx doKonais nojIoca BBC, aMcoKO'.acTorabük 6anucHpoao'Jublü cTeHJ BB, BBOUBLIBO7I BB, B5JC0K0110JISTHSIfI B0011, BOJIHOBOR BBY, nBQsmo-ahln0Jrs0e yCTp0cTa0 BaY, nBnJIsIoe yc'rpncTBo BBMY, ahlao4n0e ycTpofsc'rno REH, nmc0KoqacToTm,u3 renepaTop HMnyJTbcOn BbIpnrn,rnTeJIb JIHO1IHLISI B)1P, HOJIH0B04HO-gn9JIeIcTpHqecKnfs penonaTop BflT, B0JIbTOAO62BO'IHbui Tpasic4)opxlaTop B3A, BhmpisMwrejlb 3apaJta aKKYMyJIHTOpOB B3Y 38M, aaemHee 3anoMuHaIollee ycrpolacTBo aneKTpoHnbIx BbIqIicJlHTeJu,Hbsx MaIHHH BH, un2IeoycluIllTesIh 81411, oHyTpeslm,Iff s4cTOqHuIc msTasrna BHR, ßpeMWHMflyJsbdHMh npeo6pa3oBareJu, BUH, BdnoMorareJIhHMft MCTO'IIIHK HHTaRHSI BUH, aTnpwnn,1h ØCTO'IHHK n1rranru ER, BHyTpHCXeMHBT4 IcoHTpona BK, BXWIHOII KoMMyraTop BICq, nbacoKocTa6nJIaHaIä Karnl6paTop qacTo-rbl EJIC, BojiHonne conpoTHnnesose BM, npeMelrnoii MexamiaM BM, Bpemerenmä M0ßJ1ZTOP DU, BbICOKOC nanpxxelme BHY, anemnee ycTpOIkTeO BOH, BHYTpeHHLI#t OHOPHBIh HCTOMHHK BOAC, BOJIOKOHHO-OImIqeCKax JIMHHB caxan BOJIC, BHaoBo-opstelnapoaarn{ax npOrpaMMHaa cncTeMa EH, sHyrpeHnrnl IIaMHTI, BHY, aueonocoposoe yttpOlcTaO 8!', nhlcoIcOpeneaalaTHr,Ih
Varjonleter Ausgangspuffer oberes Seitenband HF-abgeglichener Aufbau E-A, 1-0, Eingabe und Ausgabe (engl. input - output) HochspannungsWeilenleiter Ein- und Ausgangsschaltung Eingangsschaltung Ausgangsschaltung HF-Impulsgenerator Diodengleichrichter dielektrischer Wellenleiterresonator Zusatzspannuagstransforrnator Batterielatleschaltuag externer Speicher von Rechenmaschinen Videoverstärker interne Stromversorgung Zeit-Puls-Wandler Notstromversorgung Sekundärstromversorgung In-Circuit-Test Eingangsumschalter hochstabiles Frequenznormal Wellenwiderstand Zeitschaltung Zeitmodulator Hochspannung externe Schaltung interne Referenzquelle faseroptische Übertragungsstrecke bildschirmorientiertes Betriebssystem interner Speicher Videomonitor hochwertig
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 2 - Stromversorgung
1989
1
2-9
Integrierter Spannungswandler U 7660 D (Blatt 1)
1.
Blatt
Einleitung
Ucc
Der integrierte Spannungswandler U 7660 D ist für ein spezielles Gebiet der Stromversorgungstechnik entwickelt worden: für die Spannungswandlung in Polarität oder (und) Höhe. Der zunehmende Einsatz netzunabhängiger Geräte, z.B. von Digitalmeßgeräten für Spannung, Strom, Temperatur usw. und deren wachsender Integrationsgrad fordern spezielle, leistungsarme Schaltkreise zur Anpassung der Spannung von möglichst nur einer Batterie an die Versorgungsbedingungen der hochintegrierten Schaltkreise in diesen Geräten. Außerdem müssen symmetrisch betriebene Analogschaltkreise in diesem und anderem Zusammenhang versorgt werden. Darüber hinaus brauchen einige Typen dynamischer RAM's eine negative Hilfsspannung. Mit dem LT 7660 D steht eine Schaltungseinheit zur Verfügung,
RL (u0) S2
u0 C2
e Bild 2 Prinzip der Umsetzung einer positiven in eine negative Spannung bei weiterer Verftgbarkeit auch der positiven Spannung (C2 umdrehen) (8) CAP
• UCC OSC LV LJ0
1
regler U 7660 0
Lii Lii Lii Lii
Nt. CAP H CÄP
U0
Bild 1 Anschtußbetegung des U76600
mit der sich solche Aufgaben lösen lassen. Dieser in einem Spoligen DIL-Gehäuse untergebrachte Schaltkreis (Bild 1) benötigt extern nur eine Versorgungsspannung zwischen 2,5 und 10V (ab 6,5 V mit zusätzlicher Diode vor dem Ausgang) sowie 2 Kondensatoren. 2.
l,—t--°
Innenschaltung und Funktion
Gemäß Bild 2 sind die an der Spannungswandlung beteiligten Dioden als von der anliegenden Spannung gesteuerte Schalter dargestellt. Die Kondensatoren wirken als Batterien kleiner Kapazität. Bei der Betrachtung muß man konsequent in einzelnen »Phasen« denken. Denn: Wenn auch eine Batterie keine Wechselspannung liefen wie ein Transformator, so kann man doch durch periodisches Ein- und Ausschalten bestimmter Pfade ähnliche Wirkungen erzielen. Was zunächst also benötigt wird, Ist ein Generator. Außerdem braucht man schaltbare Halbleiterbauelemente- Die Ladungsspeicher werden außen an ein solches Gebilde angeschlossen. Schließt man entsprechend Bild 2 die Schalter 51 und 53, so lädt sich Cl im Idealfall auf Ucc auf: links positiv, rechts negativÖffnet man nun diese Schalter und schließt dafür S2 und S4, so lädt Cl den Kondensator C2 oben negativ und unten positiv auf. Bei gleichem C-Wert und gleichen Ladebedingungen sowie verlustfreien Bauelementen steht damit an C2 die Betriebsspannung mit umgekehrter Polarität zur Verfügung. Die Belastbarkeit dieser Quelle hängt von der gespeicherten Ladungsmenge und von der Frequenz des »Nachladens« ab. Der U 7660 D wird in CMOS-Technologie gefertigt. Bild 3 zeigt die Übersichtsdarstellung der Innenschaltung. Der Spannungsregler wird für kleine Betriebsspannungen bis etwa 5V aus Wirkungsgradgründen überbrückt. Sonst jedoch ist dieser Anschluß offen zu lassen, um die einwandfreie Funktion bei höheren Betriebsspannungen zu gewährleisten. Für Betriebsspannungen oberhalb von 6V mtil3 außerdem in Reihe zum Ausgang (5) eine Diode gelegt werden, deren Pfeil auf den Ausgang zeigt. Alle diese Spezialitäten und eine Logikschaltung als Teil des Schaltkreises sollen garantieren, daß sich im Betrieb keine unzulässigen und damit gefährlichen Pegelverhältnisse einstellen können (Verpolen der n-Kanal-MOS-Transistoren am Ausgang, dadurch Latch-up-Gefahr!). Der Oszillator des LT 7660 D schwingt bei Ucc = 5 V mit typisch
Bild Übersichts.schattplan zum LT 7660D
.-1-.Iumsci egk
10 kHz kann jedoch durch ein C am Anschluß OSC in der Frequenz verringert ' werden. Andererseits läßt sich an diesen Anschluß auch ein höherfrequenter Fremdtakt anlegen. Richtwerte der Kapazitätswirkung: 100 pE senken die Frequenz von 10 kHz auf etwa 1kHz, mit 1 nF erreicht man etwa 100 Hz. In solchen Fällen muß man aber die Werte der beiden externen Kondensatoren für die Spannungswandluag entsprechend erhöhen! Kennwerte Tabelle 1 bis Tabelle 3 enthalten aktualisierte Daten (September 1988) zu dem zum Manuskriptzeitpunkt noch relativ neuen Typ. Bild 4 zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung über dem Ausgangsstrom bei U<-- = 5V und Cl = C2 = 10 pF. Tabelle 1 Grenzwerte des LT 7660 D Achtung! Spannungen von >(t.'. + 0,3V) oder <(Massepotential 0,3 V), an Anschlüsse des U 7660 13 gelegt, können zu »laich up« und damit zur Zerstörung des Schaltkreises führen! Eingänge dürfen nur Spannungen erhalten, wenn Betriebsspannung anliegt Kenngröße
Kurzzeichen Kleinstwert Größtwert
Betriebsspannung in V
CL.
zulässige Dauer des Ausgangskurzschlußstroms l ins bei T1LC < 5,5 V
1«
unbegrenzt
Verlustleistung in MW
P,,,
300
Leistungsreduktion ab 50 »C in mW/K Eingangsspannung an OSC und LV in V für U 5,5V >5,5V
0
10,5
5,5 U1 -0,3 U-5,5
U -1- o,3 U+0,3
Achtung! Kurzschlüsse bei Betriebsspannungen über 5,5V sind zu vermeiden! Anschluß LV muß bei U. >5.5V offen bleiben!
Tabelle 2
Be;riebsbedingungcn des U 7660 8
Kenngröße
Kurz
zeichen BetriebsSpannung inV
U
limgebungstemperaturbereich in 'C
8,
Kleinstwert
Größtwert
3,5 3,5 2,0
6,5
0
70
EinsiellbeVX
dingungen)
10
1 1
52 S1,S2
5,5
eo~IT
Bild 5 (irundbeschaltung für negative Ausgangsspannung (gestrichelt:
—
für kleine Eingangsspannungcn taut Text); für Frequenzverringerlrng C zwischen 7 und 8 (5. Text)
Geschlossene Schalter laut Meßschaltung Bild 15 vx
UCC
=
Xenngrdßen des U 7660 Dfür 8,= 25C, Cl .vchlaj37unbcschallet. (tI,(HUOI)/I{H
=
1oUiiUcc(1croi3OrPiUoVl)'cc
Tabelle 3
Orw
KW
Kenngröße5
1-
Ausgangswiderstand in 13
R.
C2= I0pF AnP8765 U7660D
1
L bedingungen) 500
310
1
2 34
CC iopT
5 V; 52
U>
Bild 6
1
Kaskadieren für größere Ausgangsspannung (etwa vor den AusgIngen bei höherer t) s. Text)
-
nil1 ; Dioden
-
100
55
Io 1re
=
20 mA; 5V;
S1, S3 300
4
ücc
3 mA; 2V: Si, S2. 53
Vx
/o
=
Spannungsumsetzungswirkungsgrad in
765 ü76600 1 234
1
»r4j_ 10»_tjJ
(1w
typisch
en Stromaufnahme In jA
=
99.9
97
>/n
lj
=
5V;
_______
L
L
8765 U 76500 1 2 3 1
-
52 0
%
________
Leistungswirkungsgrad in %
Tlew
95
87
Ccc
=
r ‚_I
2 rnA: 5 V;
L_
87 6 5 1376500
S2,3
‚
V. RO
-.
1) KW Kleinstwert, GW Großtwen 2) geschlossene Schalter laut Meßscnaltung Bild 15 =
Bild 7 Paratlelschaltung für höhere Ausgangsströnle; bei n Kreisen wird R 0 etwa auf n-ten teil serringen (Dioden vor den Ausgängen wieder bei höherer U) 5
4
(-..) UCC 5V
u
2
3 7 6 5 1 J,VD1 ü7s600 ; 2XSAV VD2 12 __l 1?o•Uo?üCC-1üF J_.l
1
0
Bild 4
10 20 30 40 50 60
in
mA
Ausgangsspannung als: Funktion des Ausgangsstroms für = 5V. Cl - C2 = 10 pFund 0 --25 2C sowie ohne BeeinflusCC sung der Oszillatorfrequenz
-
4.
Bild 8 Spannungsverdoppier
Ii
1
8 7 6 s1'02 U76600 1 1_) 3 4 C2
Herstellerinforniationen und Anwendungen
Der U 7660 D ist zwar einerseits ein neuerer Typ des Inlandssortiments, hat jedoch andererseits im ICL 7660 ein internationales Vorbild. Entsprechend gibt es eine Reihe quasi bereits ‚>standardisierter« Einsatzbeispiele, die in Bild 5 bis Bild 10 zusammengefaßt worden sind. Da ein spezielles Schaltsymbol für diesen Typ zum Manuskriptzeitpunkt nicht vorlag, richten sich die Darstellungen nach der physischen Erscheinungsform des Schaltkreises. Das kommt dem schnellen Einsatz ohne gedankliches, »Umschlüsseln« entgegen.
ci 10»
-
-1 1O»
-
Uoi
Cl 0/4 V03 04
1
Bild 9 Kombinierte Spannungsumsetzung
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 2 - Stromversorgung
2-10
Integrierter Spannungswandler U 7660 D (Blatt 2)
\
8755 076600 1234
Ucc ucci 2
Bild 15) Halbieren der Eingangsspannung
Die Bilder werden durch ihre 1Jnterschriz mntiert. Bei der Kaskadenschaltung ist allerdings zu bedenken, daß Wirkungsgrad und Strombelastbarkeit hei 10 solcher Stufen eine sinnvolle Obergrenze bilden. Die Kanalwiderstände der Schaltkreise werden bei dieser Anwendung in Reihe geschiltet. Die Parallelschaltung hat die gleiche Wirkung, als wenn ohmsche Widerstände parallelgeschaltet werden, denn die Kanalwiderstände der MOS-Transistoren verhalten sich praktisch wie ohmsche Widerstände. Gemäß Tabelle 1 gelten für sie typische Werte von 550. Bei mehr als 5,5 V Eingangsspannung kann ein Kurzschluß zwischen Ausgang und Eingangsspannung die Ausgangstransistoren zerstören. Ebenso ist der Schaltkreis ge%J't, ' n oberhalb von 6,5 V Eingangsspannung nicht vor dn A«sga g die bereits erwähnte Diode gelegt wird. Weitere Dioden werden benötigt, wenn nicht gemäß Hauptfunktion die Eingangsspannung »umgedreht«, sondern wenn daraus eine höhere Ausgangsspannung werden soll. Auch für diesen Fall sowie für die Kombination mit der Erzeugung einer negativen Spannung werden in den Bildern Schaltungen gezeigt. Die »Verdoppler-«Schaltung liefert eine Ausgangsspannung von
Bild 12 Literplatte zur Spannungavcrdopplung; a Lciterhild. b stückungsplan
.1-
r
VDI
k-1°3 35
Diese Verengungun Fee-brechen, wenn Bedingungen laut test
@‚4
Bild 13 Leiterplatte zur kombinierten Spunnungsumsetzuna: a - Leiterbild. h - Bcstückungsplan
1J - 2U1 - Uri - '12 = 2(U1 - (Je) bei gleichen Dioden. Bei der Kombination mit der zusätzlichen Erzeugung einer negativen Spannung ist zu bedenken, daß dabei die entstehenden Spannungen größere Lastabhängigkeit haben als die »einfachen« Schaltungen. Für den schnellen Aufbau solcher »Spannungsgeneratoren„ bieten die abschließend abgebildeten Leiterplatten gute Voraussetzungen (Bild II bis Bild 14). Bild 15 schließlich ergänzt die Inforniationen um die zu Tabelle 3 gehörende Meßschaltung. Nachtrag: Inzwischen wird für den erweiterten Bereich von -25 bis 85 «C der Typ U 7660 DU angeboten, Dafür gilt R« = 900 bei 20 mA. R0 2500 bei 3 mA. Der Grundtyp heißt nun 11 7660 DC, im gesamten Temperaturbereich gilt weiter für R0 : 120 0 C-, 1300 G-Typ
Bild 14 Leiterplatte zum Halbieren einer Spannung; a - Leiterbild, h -. Bestdckungsplan
1 cc + occ
51
vot
4
Diese Verengungen unten brechen wenn Bedingungen Laut Text
KA
25
Bild ii Leilerplalte zur Grundschaltung (Modul, zum Einsetzen in andere Leiterplatten geeignet); a - Leiterbild. b - Bestückungsplan
[8 7 06600 22 [ 1 ' 10/4
!UL
s3 S2' C2 10»
da 10
1
Bild 15 MelSschaltung Zu Tabelle)
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch B1Y, BPeMeHHaX pery.nnpoeKa ycwTIeHssx BrncoKooMRoe coITpoTxsneHne BCH, abIcOKax cTeneah rnrrerpalurn BCKfl, BbIqMcjTsnenbHaa cxscTeMa KoJLaeKTnnuoro HonLansaHNA BCS, aHy'rpHcxeMHrnfI aMyJIsrrop BT, arnqndnnTeJn,Haa Texurmea BIA, uHIeoTene4ouhIhuiI annapaT BY, miemuee ycTpo1!cTHo BYC, BcnoMor-aTejn,Haa yrTpanJrnioasl BYC, BbrnpsiMnTeJTb YH"BePCMLI1bIä cTan4apTm,IfI B(1, rn,lnejTnTenh 4,pon-ra BxB, BXWI}IO({ ÖJIOK BxY, RXQ!IHOC ycTpoflcrEo BqIIM, BbIcoKo'faCToTHaR nMnynncnaM M01YM2WTH B'-IT. os'tnciinienna Bq BbxcoTco'{acTonxuJT CbHALTP BqM, ahIqMcJTHTenbubrft 51351K BbTBY, BMaoInoe yCTpOcTBO BBY, B1-opnqHo-3JTeKTpouHblf4 yMnoaurTeJlb BBS, sTopliMHail 3MHCC}{51 7JICKT1)0H08
zeitabhängige Verstärkungsregelung hochohmiger Widerstand LSI, Großintegration (engl. large scale integration) gemeinsames Rechnersystem ICE, schaltungsinterner Emulator (engl. in-circuit emulator) Rechentechnik Videotelefongerät externe Funktionsgruppe ACS, Bulfssteuersystem (engL auxiliary control system) Universal-Standardgleichrichter Flankenabtrennung Eingangsschaltung Eingangsschaltung HF-Pulsmodulation Rechentechnik HP-Filter Maschinensprache Ausgangsschaltung 5EV, Sekundärelektronenvervielfacher 5 e kundärelektron enemission
r FA rTt6pH4tllax allTellHa FBB, 1-enepawix BXOIXHbIX TCCTOBaIX u034eftcTBrn FB3, rpynnonoe apeMT Sanaagbiaanflx FBH, reHepaTop HCMCHHMX rnrrepna.TTon [BM, rnasnax Bbl'IHcJIHTJ1bHa51 MamHila fB. reuepaTop O1,1C0K0fI I'B'-t. 1- IineparncoKan MacToTa Ffl, rpoMaoBom4Tenl, gamammqecKfl l'3, raizhaalloMeTp aepKain,m,ffi [3, reHepaTop 3ByK000h MA, rnöpunitax 3epxaJThHaH allTCHHa F3C, raJlboanoneTp 3epKan,rn,Isi cTaTap4ecKuik [II, reHepaTop uHnyJiacoB FHBM, reHepaTop HMoynbcon BSICOKOfi qacToTrn [MM, rn6pni;aa nHTerpam,Hax MnKpocxeMa [MMC. rn6pnnHaM nlnerpaJlbnasI MrncpocxeMa [MC, reHepaTop ndnbrTaTeJIrnIhIx CHT'HOJIOB [MC, rndpnaax nHTerpanbnax cxeMa rKnq, renepaTOP KoInposog4o-npoBepoHoft naCTMLI FKP. reHepaTop Ka4tpoBofs pa3nepTKrl FELL, renepaTop uaopMxcellnx unTaIlnst I'Hl, reHepaTop 11I13K0f! MacToThi FH'I, reHepaTop tlecyl4eft 1'O, reHepaTop OtlOpHOft PH, rpynnH0no]1 KoWrpOJrnep FI1, reuepaTop njlanHoro naanasoHa Ff11, reHepaTop oanooöpaaiioro nanpzxcemsn [PY, rpatj,nqecKoe perncTpalplonlsoe ycTpoilctao [PIL renepaTop paaaoneposrrmix w4'p [PI, renepaTop paanocTnblx naCTOT [CB, FprnmaqcKoe cpejnee upeMit [CM, renepaTop cTytlemlaTHoro Hanpaxemm [CH, renepaTop KP, renepaTop cTpoqnoh pa3BepTKH FC4, reHepaTop cyMMapm,tx fl, rellepaTop TeCTOB VFH, reuepaTop TaKTonhlx HMHyJIbcOB fl'-I, renepaTop TaKT0BMX qacroT FY, rjlaonoe yrlpaaueHue [3', rpyrtnoeoft ycHarnTeJIb FYH, renepaTop yHpawaaeMrnfl Itanpx)seHHeM [UII, reHepaTop HBCTHbIX P1, reTeponHHHbIfi qacToMep F, renepaTop qacToTrn F'-IMM, reHepaTop qacToTno-MoyJ1ssponaHnhsx UMHyJIaCOB 1111, rayccoacKlifl UJyM FLIEH, reHepaTop myMa HH3goracToTlIbIfi FIIIC, reHepaTop [nyM000ro dneKTpa [3B4, [ocytapcTBeHnrnsi nvaJloH npeaems 51 MacTOTET 1-3, reHepaTop uMflyJTbcOB BTaJt0HII0
Hybridantenne Erzeugung von Eingangstestsignalen Gruppenverzögerungszeit Ze itintervallgenerator Hauptrechner (engl. master) HP-Generator SHF, Superhochfrequenz (engt. super high frequency) dynamischer Lautsprecher Drehspiegelgalvanometer Tongenerator l-Iybridspiegelantenne statisches Drehspiegelgalvanometer Impulsgenerator HF-Impulsgenerator integrierte Hybridschaltung integrierte Hybridschaltung Signalgenerator integrierte Hybridschaltung Meßsender, Prüffrequenzgenerator Bildablenkgenerator Speisespannungserzeugung NE-Generator Trägerfrequenzgenerator Referenzfrequenzgen erator CLC, Gruppensteuerung (engl. cluster control) stufenlos einstellbarer Generator 5 ägezahngenerator ICen nlinienschreiber Zufallsgenerator Di fferenzfreQuenzgen erator GM[, UT, WZ, Weltzeit (engl. Greenwich Mean Time, Universal Time) Treppenspannungsgenerator Schachbrettgenerator Zeilenablenkgenerator Summenfrequenzgenerator Prüfgenerator Taktimpulsgenerator Taktfrequenzgenerator Hauptsteuerung Gruppenverstärker VCG, VCO, spannungsgesteuerter Generator (engl. voltage controlled generator, voltage coatrolled oscillator) Farbbalkengenerator Überlagerungsfrequenzmesser Frequenzgenerator FM-Impulsgenerator Gaays-Rauschen NF-Rauschgenerator Rauschspektrumgenerator Staatliches Zeit- und Frequenznormal Normalfrequenz-Impulsgenerator
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 3 - Verstärker
1989
1
NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 1)
Blatt
3-1
us
Einleitung Leistungsverstärker für Anwendungen im Heim und im Portable- u oH betrieb werden gegenwärtig vorwiegend mit integrierten Schaltungen gebaut. Mit solchen Verstärkerschattkreisen lassen sich in Brückenschaltung 50 bis 60W, mit l-Iybridschaltungen bis 80W Ausgangsleistung erreichen. Höhere Ausgangsleistungen sind z. Z. nur mit diskreten Transistoren und Bauelementen möglich. 2.
Leistungsbetrachtungen
Bei eisenlosen Endstufen stehen Betriebsspannung, Ausgangsleistung und Lastwiderstand bekanntlich in einem festen Verhältnis zueinander. Da der Last- oder Lautsprecherwiderstand und die gewünschte maximale Ausgangsleistung meist bekannt sind, errechnet sich die erforderliche Betriebsspannung tJ für die eisenlose Endstufe aus (1) U,I8PtR'r+2Uv; - Ausgangsleistung an RL plus Verlustleistung an Emitterl,l,,.1,l5 P0, widerständen R. Po - gewünschte Ausgangsleistung an - Lastwiderstand RL plus 1 Emitlerwiderstand R5 , Restspannung über einem Endtransistor oder einer Darllngton-Stufe bei Maximalaussteuerung mit J,. Uje nach Transistoranordnung und Spitzenstrom 2 bis 3V, Der Spitzenstrom durch den Lastwiderstand, der gleichzeitig dem Maximalstrom durch die Endtransistoren entspricht, errechnet sich nach 'CEnd
2 (R
(2)
RE)
Die maximale Verlustleistung tritt an den Endtransistoren nicht bei Vollaussteuerung, sondern bei einer Spannungsaussteuerung von etwa 64% auf. Die Verlustleistung P, für einen Endtransistor der Seriengegentaktschaltung (eisenlose Endstufe) erhält man mit genügender Genauigkeit aus der folgenden Beziehung, worin das 1. Glied der Gleichung den Ruhestrom 1,a durch die Endtransistoren berücksichtigt: .Us 'c5 UUL pV= + 2n(RL+RE)
U. 2(RL+ R E ) '
(3)
Fv - Verlustleistung eines Endtransistors oder einer Endtransistorkombination, - effektive Sinus-Ausgangswechselspannung am Lastwiderstand. Wie schon weiter oben erwähnt, tritt die volle Verlustleistung bei 64% Spannungsaussteuerung auf. Diese 64% beziehen sich aber auf die volle Betriebsspannung und den Scheitelwert der Ausgangswechselspannung. Die aufgenommene Gleichstromleistung P beträgt bei maximaler Ausgangsleistung '0 P. = Pv gesamt+ Po rnax .
Bild 1 Funktionspeinzip des Brückenverstärkers
Damit ergibt sich der eingezeichnete Stromfluß durch den Lautsprecher in den beiden Halbperioden. Im Gegensatz zur einfachen Gegentaktendstufe liegt die Last fast an der vollen Betriebsspannung, und man erreicht theoretisch die 4fache Ausgangsleistung einer einfachen Gegentaktendstufe. Da sich jedoch auch der Laststrom verdoppelt, muß der Lastwiderstand in den meisten Fällen erhöht werden, so daß nur die doppelte Ausgangsleistung erreichbar ist. Die Ausgangsleistung der Brtickenverstärkerschaltung errechnet sich zu OHC
(U52Uv)' ‚ 2k,,
()
— Restspannung über einem Endtransistor oder einer Darlington-Stufe bei Maximalaussteuerung mit .1«. Ist eine bestimmte Ausgangsleistung vorgegeben, kann man die erforderliche Betriebsspannung Ci, nach der folgenden Gleichung ermitteln: Us -VPoar 2R -2L
(6)
Wegen der maximal zulässigen Strombelastung der Endtransistoren muß der Laststrom unbedingt kontrolliert und der Lastwiderstand eventuell vergrößert werden. Der Spitzenwert des Laststroms ergibt sich aus U,2Uv R,,
(7)
Beim Brückenverstärker verteilt sich die Gesamtverlust]eistung vgesams auf 4 Transistoren und je nach Ansteuerung eventuell noch auf Leistungsschaltkreise. Das ist sehr günstig, da es zu einer Parallelschaltung der Wärmewiderstände kommt und die entstehende Verlustleistung dadurch besser abgeführt werden kann. Die Verlustleistung eines Brückenverstärker-Einzeltransistors erhält man nach der folgenden Beziehung (Ruhestrom vernachlässigt): Pvar
U,'/'U,, U1L ‚ 2XRL — 4RL
(g)
U,, -. effektive Ausgangswechselspannung am Lastwiderstand
(4)
In der modernen Verstärkertechnik nimmt die Endstufe in Brükkenschaltung einen immer größeren Raum ein. Deshalb wird auch diese Schaltung in die Berechnung einbezogen. Bild 1 zeigt das Funktionsprinzip des Brückenverstärkers. Die Last liegt im Brückenzweig zwischen den Endtransistoren VTI bis VT4. Dabei kann sie an die Kollektoren oder an die Emitter der Endtransistoren geschaltet sein. Die beiden Transistoren einer Gegentaktendstufe werden gleichphasig (Komplementärschaltung), die beiden Gegentaktendstufen gegenphasig zueinander angesteuert. Während der Halbwelle a sind also YF1 und VT4 leitend, während VT2 und VT3 sperren. Dagegen leiten während Halbwelle b VT2 und VT3, wobei VT1 und VT4 nicht angesteuert werden.
3.
Kühlvorrichtungen für Leistungsendstufen und ihre Probleme
Die im Halbleiterbauelement bzw. Leistungsschaltkreis auftretende Verlustleistung 1', wird restlos in Wärme umgesetzt, die durch geeignete Kühlvorrichtungen möglichst schnell vom Bauelement zur Umgebung abgeführt werden muß. Da diese »Umgebung« in den meisten Fällen die Umgebungsluft der Kühlkörper ist, muß für gute Luftzirkulation an ihnen und für eine geeignete Anordnung gesorgt werden. In den Datenblättem der Halbleiterbauelemente wird die Totalverlustleistung Fan bei einer bestimmten Gehäusetemperatur angegeben. Weil die maximale
Sperrschichttemperatur, die etwa zwischen 150 bis 200 °C liegt, nicht überschritten werden darf, müssen die Kühlvorrichtungen so ausgelegt sein, daß ein Temperaturgleichgewicht eingehalten wird. Die zulässige Verlustleistung eines Halbleiterbauelements richtet sich nach der maximalen Sperrschichttemperatur D, der Umgebungstemperatur D und den inneren sowie äußeren Wärmeübergangswiderständen von der Wärmequelle (Chip) zum umgebenden Medium. Der Gesamtwärniewiderstand R ihis ist gleich der Summe der einzelnen Teilwärmewiderstände: R tbja = R10 ±
K
+ RflK;
l Du (10) PN, max — maximale Sperrschichttemperatur, - Umgebungstemperatur (häufig auf 50 °C Geräteinnentemperatur festgelegt), - abzuführende maximale Verlustleistung.
Rthia = »
Ist der zulässige Gesamtwärmewiderstand En ja errechnet, ermittelt man den Wärmewiderstand Rth des Kühlkörpers nach: Rihtt = Rth la
(J
-4- R,oai).
(11)
Zum besseren Verständnis ein Beispiel: Eine 100-W-Endstufe soll mit den 125-W-Drzrhngton-Transistoren KT 827 A und KT 825 G (T0-3-Metallgehäuse) aus der UdSSR aufgebaut werden. Diese haben einen Wärmewiderstand von 1,4 K/W- Sie sollen isoliert auf ein gemeinsames Kühlprofil montiert werden. Die Umgebungstemperatur 05 ' wird mit 50 °C und der Wärmeübergangswiderstand der beiderseits mit Wärmeleitpaste bestrichenen, 0,05 mm dicken Glirnmerzwischenlage mit 0,6 K/W angenommen. Die zulässige Sperrschichttemperatur d beträgt beim KT 827 zwar 200 °C; da der KT 825 aber nur 150 °C zuläßt, wird mit diesem Wert gerechnet. Die ermittelte Verlustleistung vmax sei 28,46W, damit ist 150K —50K = 3,51 K/W (je Leistungstransistor) = 2L46 W und der Wärmewiderstand des Kühlkörpers bei isolierter Montage RLhK
KIW
251
(9)
- Auch mit RLht, bezeichnet, Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Gehäuse des flalbleiterbauelements (wird vom Hersteller angegeben), - Wärmeübergangswidersland zwischen Halbleitergehäuse und Kühlvorrichtung; er ist abhängig von der Berührungsflüche, der Oberflächenbeschaffenheit, vom Andruck zwischen Halbleiter und Kühlvorrichtung. von Wärmeleitpasten sowie eventuellen Isolierzwischenlagen, - Wärmewiderstand der Kühlvorrichtung; bei industriell gefertigten Kühlprofilen wird der Wärmewiderstand in Abhängigkeit von der Profillänge und der Leistungsbelastung meist angegeben; durch Einfärben mit schwarzem Nitrolack oder durch Eloxieren (schwarz) läßt sich der Wärmewiderstand gegenüber einem unbearbeiteten Kühlkörper auf etwa 80 bis 85% verringern (Vergrößerung der Wärmeabstrahlung bei höheren Temperaturen).
Der Gesamtwärmewidertand thj, soll möglichst klein sein. Da der innere Wärmewiderstand Ro des Halbleiters festliegt, kann R553 nur durch den Übergangswiderstand zur Kühlvorrichtung, durch die Kühlvorrichtung und deren Anordnung sowie durch die Art der Kühlung beeinflußt werden (z. B. durch forcierte Luftkühlung mit Gebläse). Eine andere, günstige Möglichkeit, den Wärmewiderstand zu verkleinern, ist die Parallelschaltung mehrerer gleicher Leistungstransistoren. Der zulässige Gesamtwärmewiderstand errechnet sich nach folgender Beziehung:
1Vmax
Rtp,Jk
= Rihla -. (Rxho + Rtho,'[J = 3,51 K/W —(1,4 K/W ± 0,6 K/W) = 1,51 K/W.
Das ergibt nach [1] ein 90 min langes Kühlprofil 03842, TGL 26151 (Profil III). In Bild 2 ist der annähernde Wärmewiderstand eines geschwärzten Profils ( 03842) in Abhängigkeit von der Profillänge zu se-
Pv°25W
0,5
im ZeIram des Cihtkörpem
,Co
200 Prol, lange
‚eI
mm
Bild 2 Wäripewiderstand eines geschwärzten Kühlprofils, ähnlich 03842, in Abhängigkeit von der Prorillänge (statt R ih,k ist R15 zu schreiben)
hen. Wie man daraus ersehen kann, fällt der Wärmewiderstand mit größerer Profillänge nur noch geringfügig. Anders dagegen, wenn 2 Transistorpn auf einem längeren Kühlprofil angebracht werden. Bei Montage dieser Transistoren in der Mitte eines jeweils »gedachten« Einzelkühlprofils kann etwa mit einer Parallelschaltung der Wärmewiderstände beider Kühlprofilhälften gerechnet werden. Voraussetzung ist allerdings eine geeignete Montage, d. h., man kann in diesem Fall das Kühlprofil nicht senkrecht anordnen, da der untere Transistor den oberen zusätzlich aufheizen würde. Aus diesem Grund wurde das Profil geschwärzt. Dadurch wird der Wärmewiderstand 1,51 K/W bereits bei einer Länge von 50 mm erreicht. Rechnet man für waagerechte Gebrauchslage eine Wärmewiderstandserhöhung von 20%, so ist für 2 Transistoren eine Kühlprofillänge von 150 mm Länge erforderlich. Mit einem geringen Sicherheitszuschlag wird deshalb für den 100-W-Darlington-Verstärker ein Kühlkörperprofit 03842, 170 mm lang, gewählt. (Da jedoch zur Montage der Leiterplatte Kühlrippen entfernt werden mußten, wurde das nächstgrößere Profit 03850 eingesetzt.) Wie sieht es nun bei einem Brückenverstärker aus? In diesem Fall verteilt sich die Gesamtverlustleistung auf 4 Endtransistoren und eventuelle Leistungstreibertransisloren oder -schaltkreise. Die Beschaffung von Kühlkörpern oder Kühlprofilen ist eines der größten Probleme für Hobby-Elektroniker. Im Handel sind sie nur in Ausnahmefällen zu bekommen. Manchmal besteht die Möglichkeit, Einzelkühlkörper KlO bis K50 zu erhalten. Diese Kühlkörper mit Wärmewiderständen von etwa 5 K/W bis 1,5 K/W können durchaus zur Kühlung von Plasttransistoren verwendet werden. Andernfalls bleibt dem Amateur nur noch die Möglichkeit, die Profile aus Einzelblechen zu biegen und zusammenzusetzen, obwohl sich die niedrigen Wärmewiderstände der Strangkühlkörper auf diese Weise nicht erreichen lassen. Im Zweifelsfall ermittelt man die Kristalltemperatur des Transistors. Dazu wird die Gehäusetemperatur, möglichst an der Grundplatte des Halbleiters, gemessen. Die Spenschichttemperatur errechnet sich dann aus der Belastung und bei bekanntem Wärmewiderstand nach folgender Beziehung: t9peI0o +Pv Rrho ;
(12)
On - Gehäusetemperatur. Die Sperrschichttemperatur kann jedoch auch auf andere Weise mit genügender Genauigkeit ermittelt werden. Man mißt die, Basis-Emitter-Spannung des Leistungstransistors bei Verstärkerleerlauf kurz nach Einschalten des Geräts. Danach wird der Verstärker 10 bis 15 min mit Sinusnennlast beaufschlagt und nach Abschalten des Prüfgenerators die U55-Spannung erneut gemessen. Diese ist jetzt viel niedriger. Die ermittelte Spannungsdifferenz ergibt eine annähernde Aussage über die Sperrschichttemperatur, da die U55-Spannung bei Erwärmung um etwa 2 mV/K absinkt. Vorausgesetzt wird allerdings, daß bei beiden Messungen der in die Basis fließende Ruhestrom gleich ist. Eine andere Möglichkeit, mit kleineren Kühlprofilen oder gar mit Kühlblechen auszukommen, besteht darin, die Kühlkörper-
SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 3 Verstärker
\z~Z
Fünfte Lieferung
1989
Blatt
-
3-2
NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 2)
Tabelle 2
Gren:- und Kennwerte einiger Silizium-NF-Leivzungseransistoren (Auswahl)
Typ
SD 335, 337, 339 SD 336, 338. 340 51) 345. 347, 349 51) 40. 348, 439, 441 lID 438, 440, 442 KT 819A. 18, W,G KU 8I9AM, BM, WM,
Technologie, Herstel- J',, Aufbau 1er, Land bei 25'C mW mm
DDR
12,5
L(,, (LJ)
h,.,. (k ‚‚)
in V
in
tJrF,
bei
8 (h21 Ii)
in inA
! mnA
0,2
0,05
Jc
45. 60, 80
1,5
0,5
1 (i)
s
R,
inMHz 40 bis 250 125
in 'C
in K/W
150
10
150
Ur, A, 8. C
pnp
DDR
12,5
45.60,80
1.5 (2)
0,28
0,5
0,05
npn
DDR
20
45, 60, 80
3(6)
0,25
2
0,2
Gehäuse
(R,,.)
40 bis 250 210 Ui. A, 8, C 40 bis 125 110
10-116 (SOT-32) 10-126 (501-32) (501-32)
pnp
DDR
20
45,60,80
3(6)
0.3
2
0.2
40 bis 90
120
150
npn
UVR
36
45, 60 80
4
0,6
2
0,2
15 bis 40
>3
150
10 (110) 6,25 (100) 6,25 (100) 3,5
pnp
UVR
36
45, 60, 80
4
0,8
2
0,2
15 bis 40
>3
150
3,5
0,5
70 bis 80
3 bis 15
150
2 (70)
1
35 bis 40
3 bis 15
150
1,25 (40) 10-3
0.5
20 bis 45
3 bis 15
150
2170)
1
15 bis 30
3 bis 15
150
1,25 (40) 10-3
150 ‚
(SOT-32) (SOT-32) S0T-32)
-
npn
UdSSR
60
npn
UdSSR
100
pnp
UdSSR
60
Pols
UdSSR
100
Darlington npn Darlington pnp Darlington pop Darlington npn npn
UdSSR
60
UdSSR
60
TESLA
(40, 50, 70, 100) (40, 50. 70, 90)
10 (15)
0,45
5
15 120)
0,85
10
(40, 50, 70, .100) (40. 50, 70, 90)
10(15)
0,7
5
t5 (20)
1,1
10
8(12)
2
3,5
0.014
>750
>4
150
2 (75)
TO-220
8(12)
2
3
0,022
>750
>3
150
2 (75)
10-220
60
45, 60. 80, 100 45, 60. 80, 100 60. 80, 100
8 (12)
2
3
0,012
>750
2,1
10-3
TESLA
60
60, 80, 100
8 (12)
2
3
0,032
>750
2,1
T0-3
TESLA
70
(50, 70, 90)
10 (14)
2
10
1
>10
7 155 (60 kHz) 7 155 (60 kHz) >2 155
1,5
T0-3
pnp
TESLA
70
(50, 70, 90)
10(14)
2
10
1
>10
>2
155
3,5
T0-3
npn
UVR
90
(45, 60, 80)
10
1.1
4
-
>15
>3,5
150
1,4
T0'220
pnp
UVR
90
(45, 60, 80)
10
1.1
4
-
>15
>1,5
150
1,4
10-220
npn
ATES
90
60, 10, 100
15
<3
10
2,5
>5
>3
150
1,4
T0«220
POl)
ATES
90
60, 80, 100
15
<3
10
2,5
>5
>3
150
1,4
T0-220
npn
Valvo
90
60, 80, 100
10 (20)
<3
10
3,3
>5
>4
150
1,4(70)
10-220
pnp
Valvo
90
60, 80, 100
k0 (20)
<3
10
3,3
>5
>4
150
1,4(7&)
10-220
Darlington pop Darlington npn npn npn
Valvo
90
60, 80, 100
10(15)
<2,5
8
0,08
>3000
(100 kHz) 150
1,4(70)
T0-220
Valvo
90
60, 80. 100
10(15)
<2,5
8
0,08
>2000
(50 Wz) 150
1,4 (70)
10-220
10-220
(im KT RISA, 8, 7TQ KT 818AM, BM. WM, UM KT 829Q W, E,A 1(1 8530, W, B,A 1(1 366, 366A, 36611 KT 367, 367A, 36711 KT 605, 606, 607 KT 615, 616, 617 ED 805, 807, 809 RD 806, 808, 810 ED 907. 909, 911 81)908,910, 912 BDT 91, 93, 95 BDT 92. 94, 96 BDT 62. 62A, 628 BDT 61 63A, 63B KD 3055 2N 3055, 3055H KT 825E, 0, G KT 827W, 8, A BDT 64, 64A, 64B BDT 65, 65A, 6511 EID 501, 502, 503 EID 3772. 3773 80V 66A. 66B. 66C 80V 67A, 67B, 67C
10-220
TESLA UVR
117 117
60(70) 60(90)
15 15
<5 1,1
10 4
3,3
>5 >20
>1 >0,8
200 200
1,5 1,5
10-3 T0'3
UdSSR
125
(30, 60, 90)
20(30)
1,9
10
0,02
>4
150
1,0
T0-3
UdSSR
125
60, 80, 100
20(40)
1,7
10
0,04
>4
200
1,4
T0'3
Valvo
125
60, 80, 100
12 (20)
<3
10
0,1
750 bis 1 500 750 bis 18000 >1000
(100 kHz) 150
1,0
T0-220
Valvo
125
60, 80, 100
12(20)
<3
10
0,1
>3000
(70 kHz) 150
1,0
‚10-220
TESLA
150
(50, 70, 90)
20(30)
<0,75 10
1
>20
>2
155
0,866
T0'3
npn
TESLA
150
60,140
<3,4
10
1
>15
>1, >2
200
1,17
T0-3
Darlington pnp Darlington
Valvo
200
80,100, 120
20, 16, (30) 16 (20)
<2
10
0,04
>1000
(60 kHz) 150
0,625
SOT'93
Valvo
200
80, 100, 120
16(20)
<2
10
0,04
>1000
(60 kHz) 350
0,625
501-93
Darlington pop Darlington npn Darlington pnp Darlington OpIl npn
npn
temperatur zu überwachen und bei Erreichen eines bestimmten Grenzwerts den Verstärker abzuschalten. Das ist möglich, weil sich die errechnete Maximalverlustleistung immer auf Sinusaussteuerung bezieht. Bei Aussteuerung des Verstärkers mit Musik oder Sprache treten nur etwa 30 bis 50% der errechneten Maximalleistung auf. Für einen Temperatursensor, am besten einen Kaltleiter entsprechender Sprungtemperatur, der in der Nähe des zu überwachenden Leistungstransistors angebracht wird, muß aber die zu überwachende Grenztemperatur am Kühlprofil bekannt sein. Geht man von der maximal zulässigen Sperrschichttemperatur aus, so errechnet sich die Temperatur 8K am Kühlprofil nach folgender Beziehung. 0, - (Pv,,,ag R,ho + RIh (11K).
(13)
Durch die Temperaturschutzschaltung kann entweder das NF-Signal am Verstärkereingang abgercgelt werden, wie in [2] angegeben, oder es wird der Eingang der Endtransistoren kurzgeschlossen. Im letzteren Fall ist es günstig, wenn die Temperaturschutzschaltung Sch>nitt-Trigger-Verhalten zeigt. Größere Ausgangsleistungen zwischen 130 bis 200W können beim derzeitigen Leistungstransistorangebot nur auf diese Weise oder durch Parallelschalten gleicher Einzeltransistoren erreicht werden. Das ist schon durch die relativ großen inneren Wärmewiderstände der Transistoren bedingt, die zwischen 0,9 K/W (KD 503) bis 1,5 K/W (KD 607, KD 617) liegen. 4.
NF-Leistungstransistoren für Hochleistungsendstufen
Der wirtschaftlichste und zuverlässigste NF-Leistungstransistor ist immer noch der bipolare Siliziumtransistor in Epitaxial-Basis-Technologie, kurz Epibasis-Transistor genannt. Diese Transistoren werden in den Gehäuseausführungen T0-3 (Metall), K 602 (Metall), T0-126 (Plast), TO-220 (Plast) und SOT-93 (Plast) hergestellt. In dieser Technologie gibt es npn- und pnpTransistoren als Komplementärpaare. Die Spannungsfestigkeit liegt im Bereich von 40 bis 120V, die maximalen Kollektorströme variieren zwischen 3 bis 20 A. Sie haben eine mittlere j1Grenzfrequenz von 2 bis 15 MHz und sind robust gegen 2. Durchbruch- Da die Stromverstärkung B eines Leistungstransistorsbei großen Strömen sehr gering ist und für Verstärkerschallungen deshalb sowieso Darlington-Kombinationen eingesetzt werden, sind während der vergangenen Jahre zunehmend Da,lington-Vollkomplementärtransistorpaare mit Stromverstärkungsfaktoren von 1000- bis 3 000fach entwickelt worden. Einen Fortschritt, auch auf dem Gebiet der NF-Technik, brachte die Entwicklung der Leistungs-MOSFET-Transistoren. Diese Bauelemente, die international nach unterschiedlichen Technologien, in mehreren Spannungs- und Leistungsklassen, hergestellt werden, bleiben aus Beschaffungsgründen vorerst in dieser Schaltungssammlung noch unberücksichtigt. Bei der Auswahl von Endtransistoren für Leistungsverstärker geht man von der maximal auftretenden Kollektor-EmitterSpannung, dem Kollektorspitzenstrom und der maximalen Verlustleistung PVma, in der vorgesehenen Schaltung aus. Dabei ist es für Hodhleistungsendstufen günstig, einen Transistor mit möglichst niedrigem inneren Wärmewiderstand und einer entsprechend großen Totalverlustleistung zur Verfügung zu haben. Soll z. B. eine Schaltung mit P0 > 150W aufgebaut werden, und es ist ein pnp-Daüington-Transistor mit P'« > 100W dafür erforderlich, sollte man an Stelle des KT 825 0 mit = 125W, Riho 1,4 K/W, den Transistor KD 503 mit 150W, Rao 0,866 K/W mit einem SD 350 zu einer Komplementär-Dadington-Stufe zusammenschalten. Bei Leistungstransistoren sollte der maximal zulässige Kollektorstrom nur zu etwa 60 bis 70% ausgenutzt werden. Das bewirkt einen niedrigen Verstärkerklirrgrad und geringere KollektorEmitter-Restspannung. (im letzten Drittel des Kollektorstrombereichs sinkt die Stromverstärkung stark ab, während die (J5-Sättigungsspannung sehr schnell zunimmt.) Für die Auswahl der Transistoren sind die Grenzwerte wichtig, die auf keinen Fall überschritten werden dürfen. Liegt ein SOAR-Diagramm vor, so ist für NE-Anwendungen immer der DC-Bereich (Gleichstrombetrieb, Bereich 1) einzuhalten. Müssen zur Leistungserhöhung oder zum Verkleinern des Wärmewiderstands Transistoren parallelgeschaltet werden, so sind zur gleichmäßigen Stromverteilung gleichgroße Widerstände in die
Emitterleitungen zu schalten, an denen bei Maximalstrom etwa 0,6.. .0,7V Spannung abfallen. In Tabelle 1 sind einige Siliziumleistungstransistoren für NFTreiber- und Endstufen zusammengestellt. Dabei wurden Typen, die sich nur durch die U-Spannung unterscheiden, in einer Zeile aufgeführt. Die Auswahl geht von 12,5- bis zu 200-W-Typen. Die Angabe des Wärmewiderstands Rth j, bezjeht sich auf Montage in freier Luft, ohne Kühlvorrichtung. 5.
Symmetrische Darlfngron-Endstufe
Warum sind eigentlich Transistorverstärker so schlecht? So lautete die Fragestellung in einem Fachzeitschriftartikel der 70er Jahre (31. Schon damals erkannte man, daß nicht der Klirrgrad das »Maß aller Dinge« für NE-Verstärker ist, sondern daß trotz extrem geringer Klirrgrade andere Ursachen zu einer nicht naturgetreuen Verstärkung führten. Man erkannte, daß, entgegen der landesüblichen Meinung, der Hörbereich gehe ja sowieso bloß bis 20 kHz warum also den Verstärker breitbandiger auslegen? -‚ infolge der starken Über-alles-Gegenkopplung moderner Transistorverstärker eine steile Impulsflanke am Verstärkereingang über einen zu schmalbandigen, sprich »zu langsamen« Verstärker eine kurzzeitige, hörbare Ausgangsübersteuerung hervorruft. Das resultiert daraus, daß die Gegenkopplung die Verstärkung nicht schnell genug abregeln kann. Aus diesem Grund müssen hochwertige Endstufen ein großes Verstärkungs-Bandbreite-Produkt und eine möglichst große Anstiegsgeschwindigkeit (Slew-Rate) haben. Dieser Begriff gibt die Impulsanstiegsgeschwindigkeit am Eingang an, die ein Verstärker noch unverzerrt verarbeiten kann. Nach den genannten Gesichtspunkten wurde auch die )>symmetrische Darlingeon-Endstufe« entwickelt, die eigentlich ein hochwertiger Breitbahdleistungsverstärker ist (s. Bild 3). Sie wurde nach dem Prinzip der »parallelen Symmetrie« aufgebaut und hat für die positive und negative Halbwelle der Signalspannung einen eigenen Verstärkungskanal. Bei dieser Schaltung treten nur sehr geringe Klirranteile. bezüglich geradzahliger harmonischer Oberwellen auf. Ajßerdem entsteht beim Ein- und Ausschalten der Versorgungsspannung kein Potentialsprung am Ausgang. Der Lastwiderstand liegt an den Kollektoren der Endtransistoren. Dadurch ist die Ausgangsspannung am Lastwiderstand von der Phasenlage des Ausgangsstroms unabhängig, und es treten bei komplexer Ausgangsbelastung keine zusätzlichen Phasenverschiebungen an den Übertragungsgrenzen auf [41 Die Endstufe hat einen invertierenden und einen nichtinvertierenden Eingang, so daß aus 2 Endstufen ein Brückenverstärker doppelter Leistung aufgebaut werden kann (200W Sinus an 80). Mit entsprechenden Leistungs-Dar/ingson-Transistoren ( 150W, I ~ 20 A, R150 < 1 K/W) und Kühlprofilen läßt sich auch mit einem Endstufenmodul eine Ausgangsleistung von 200W Sinus an einem 2-0-Lastwiderstand erreichen. Der Ausgang ist lastkurzschlußfest. Das NF-Eingangssignal wird über Cl an einen Eingang des Gegentaktdifferenzverstärkers (VT1, VT5, VT2, VT6) geführt. Betrachtet man die gesamte Endstufe als Leistungsoperationsverstärker, so ist an Cl der nichtinvertierende und an C2 der invertierende Eingang. Durch die Emitterwiderstände R5, R6, R8, R9 wird zwar die innere Verstärkung des Differenzverstärkers herabgesetzt, andererseits aber der Eingangswiderstand erhöht und die Verstärkung linearisiert. Bei den üblichen Differenzverstärkerstufen ergeben sich bei Großsignalbetrieb und Impulsansteuerung unterschiedlich steile Anstiegs- und Abfallflanken. Das ist durch die unterschiedliche Lade- und Entladezeit der Transistorbasiszonen bedingt. Beim Gegentaktdifferenzverstärker nimmt jeweils in einer Hälfte der Schaltung bei positiven und auch bei negativen Flanken der Strom zu; in der anderen Hälfte nimmt der Strom ab. Da die Schaltung symmetrisch und linearisiert ist, sind auch Anstiegs- und Abfallzeiten der Impulse gleich lang. Somit ist der Gegentaktdifferenzverstär ker ideal als Breitbaijdgroßsignalverstärker geeignet. Die Transistoren VT3, VT4 entkoppeln den Differenzverstärker von der eigentlichen Endstufe und sind Teil einer Komplementärschaltung mit den Treibertransistoren VT9, VT12. Eine Stromgegenkopplung in den Emitterleitungen dieser Transistoren (R 7, Rio) bewirkt hohen Eingangswiderstand und dementsprechend geringe Belastung des Differenzverstärkers. -
Fünfte Lieferung
SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 3 - Verstärker
Die Treibertransistoren VT9 und VTI2 bilden aber auch eine Komplementärschaltung mit dem jeweiligen Darlington-Endstufentransistor (VT15, VT16). Diese Transistorkombinationen können auch aus geeigneten Einzeltransistoren zusammengesetzt werden, was die Beschaffung oft erleichtert. Der Ruhestrom wird in bekannter Weise über den Spannungsabfall arii Steiler R24 und den als Dioden geschalteten Transistoren VT7, VT8 eingestellt, die thermisch mit den Treibertransistoren VT9, VTI2 zu koppeln sind (mit Epasol EP 11 an VT9, VTI2 kleben). Für die Ruhestromeinstellung wird in dieser Schaltung nur die UBESpannung für "7T9, VT12 benötigt. Das Ausgangs-Nullpotential kann mit dem Steiler R16 eingestellt werden. Das Gegenkopp' lungsglied .R20/R19 legt die Spannungsverstärkung der Endstufe auf 26,5 dB fest. CIC und R19 bestimmen die untere Grenzfrequenz, während die obere Frequenzgrenze und die Schwingsicherheit von den Kondensatoren C3 bis C7, C13, C14 abhängig ist. Die Stabilisierungsstrecken Ril, VD1, CS und R14, VD2, C9 erzeugen stabile Bezugsspannungen für die als Stromquellen wirkenden Widerstände R12 und R 1 in den Emitterleitungen der Differenzstufen. Am Verstärkerausgang liegt das bekannte Boucherot-Glied (Cli, R21). Die Bauelemente zwischen den Leistungsdarlingtontransistoren gehören zur Überstrom-Schutzschaltung, deren Einsatzpunkt von der Größe des Ausgangswechselstroms und des Lastwiderstands bestimmt wird. Im Bild 4 wird zum besseren Verständnis der positive Schutzschaltungszweig dargestellt. Emitterwiderstand R39 und Lastwiderstand .R L tflden einen Zweig einer Brückenschaltung. Der 2. Brückenzweig wird durch R34, den als Diode geschalteten Germaniumtransistor VTI3, R35 und VD7 realisiert. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors VT10 liegt in der Brückendiagonale. Die Brücke ist so abgeglichen, daß im Normalbetrieb und bei R[ 40 der Transistor VTIO sperrt. Wird R L kleiner, so kommt die Brücke aus dem Gleichgewicht. Durch den steigenden Emitterstrom wird der Spannungsabfall über R 3 9 immer größer. Der Kondensator C16 lädt sich über die Diodenschaltung VT13 auf. (per Germaniumtransistor wurde nur wegen seiner gegenüber einer
Bild 3 Symmetrische Darüngton-Endstufe RIl 1.8K
1
P12 C5 1 ft.6 VT1 _______ K SF8290 1 VT2 SF829
VT9
P5 100
VOl SZX 19/12
L -----
ph ice
P36 470 Voll
VD3 '7
-
C15 loqis
P39 0,25 vos
VTt
P31 150
P29 220
P27 470 loK
4
VD7 Bild 4
Positiver Zweig von Überstrom' und Kurzsclslußsicherung der symmetrischen Darüngton-Endstufe
Siliziumdiode niedrigen Durchlaßspannung als Gleichrichter eingesetzt.) Durch die Brückenverstimmung und die größere Spannung an C16 leitet VT10 und begrenzt über VT3 die Eingangswechselspannung des VT9 so, daß der Emitterspitzenstrom des VTI5 schon bei gegenüber dem Normalfall kleineren Werten begrenzt wird. Bei Anschluß von Lautsprecherkombinationen kann es durch deren Filterschaltungen zu einem vorzeitigen hinsatz der Kollektorstrombegrenzung kommen. Deshalb muß die elektronische Sicherung verzögert ansprechen. Der Kondensator CI6 und der Widerstand .R34 bilden ein Verzögerungsglied mit einer Zeitkonstante von 47 ms. Die Ansprechzeit der Begren-
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3.3
NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 3)
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Blatt
1989
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zungsschattung beträgt bei niedrigen Frequenzen etwa 20 ms. Die bei Musikaussteuerung kurzzeitig auftretenden kritiscjien Frequenzen rühren dabei nicht zum Ansprechen der Schutzschaltung. Voraussetzung ist jedoch, daß die elektronische Sicherung bei Überstrom sofort anspricht, damit während der Verzögerungszeit der Kollektorstrom nicht beliebig ansteigen kann. Der Sdom wird über den Spannungsteiler R31, R29 und die Diode VD5 begrenzt. Die Strombegrenzung wirkt unmittelbar auf den Transistor VT10, der bei entsprechendem Überstrom litend wird und über VD3 das Basispotential von VT9 herabsetzt. Als zusätzlicher Kurzschlußschutz sind in der positiven und negativen Betriebsspannungszurührung je ein flinker Schmelzeinsatz angeordnet. Durch getrennte Leiterzüge können die Betriebsspannungen des GegentaktditTerenzverstärkers getrennt stabilisiert werden (t tJ51 ). Dadurch erreicht man ein größeres Nutzspannungs/Störspannungs-Verhältnis und benötigt nicht so große Siebkondensatoren. Ist eine getrennte Speisung nicht erforderlich, so werden diese Leitungen mit ± U, verbunden. Noch einige Bemerkungen zur Umdimensionierung der elektronischen Sicherung hei Veränderung von Lastwiderstand oder Ausgangsleistung (s. Bild 4). Ein Emitterwiderstand (z. B. R 39) und R1 bilden jeweils einen Brückenzweig dieser Sicherung. Wird dieses Widerstandsverhältnis durch Verkleinern von RL oder den Emitterwiderstand verändert, so muß auch der 2. Brückenzweig R34/R35 im gleichen Verhältnis geändert werden. Bei Umdimensionierung auf größere Ausgangsleistung muß auch der Ansprechpunkt der Uberstromauslösung mit dem Spannungsteiler R31'829 vergrößert werden. Diese Hinweise gelten sinngemäß für die Sicherungsschaltung im negativen Ausgangs. kanal. Bei der praktischen Realisierung der Schaltung müssen die unterschiedlichsten Gesichtspunkte beachtet werden. Große Ausgangsströme bis 10 A bedingen sehr breite Leiterzüge von Betriebsspannungszuführung und Lautsprecherausgang. Darüber hinaus war aber auch eine Maximalbreite der Leiterplatte von
57 mm vorgegeben. Außerdem war zu berücksichtigen, daß über die Masseleitung keine Verkopplung mit dem EingangsdifferenzVerstärker eintreten darf. Ein weiteres Problem sind die Leistungstransistoren. Geeignete Darlington-Komptementärtypen stehen dem Amateur selten zur Verfügung. Es mußte also eine Konzeption gefunden werden, die gestattet, entweder Transistoren im 1V-3-Gehäuse oder im Kunststoffgehäuse TO 220 bzw. SOT 93 zu verwenden. Außerdem muß es möglich sein, die entsprechenden Lcistungs-Darlington-Kombinationen diskret aus je 2 Leistungstransistoren und entsprechenden Widerständen aufzubauen. Auch die zur Verfügung stehenden Kühlprofite eignen sich wenig zum Aufbau von Endstufenmodulen. Da der Freiraum zwischen den KiihlFippen zu gering ist, müssen je nach Profiltyp (03842, 03850 TGL 26 151) 2 oder 3 Rippen auf einer Seite entfernt und die Grundfläche glattgefräst werden. Aus diesen Erwägungen entstand schließlich eine Leiterplatte für variable Endtransistorenbestückung und Anordnung zwischen den Kühlrippen des Protilkühlkörpers mit Ausgangsleistungen von 60 bis 200W Sinus, je nach eingesetzten Endtransistoren und Kühlprofilen. Bild 6 zeigt das Leiterbild, in Bild 5 ist die Bauelementebestückung zu sehen. Die Endtransistoren werden entweder an der Lötseite eingelötet und mit der Kühlfläche isoliert an den Kühlkörper angedrückt (TO 220. SOT 93) oder isoliert an den Kühlkörper angebracht und über Schaltlitze mit den Leiterzügen verbunden (TO-3). Stehen keine Leistungs-Darllngton-Transistoren zur Verfügung, können diese aus Paarungen von Einzeltransistoren zusammengestellt werden, z. 8.: 8/3 350/KT 818 Ci, 51) 349/KT 819 G. Mit diesen Kombinationen ist eine Ausgangsleistung bis 60W Sinus erreichbar. Es lassen sich aber auch die TESLA-Typen KD 607, KD 617 als Endtransistoren verwenden (in Verbindung mit SD 349, SD 350). Mit den letzteren Paarungen können 100 erreicht werden. Die Widerstände R25A, R26A und die Schutzdioden VD9A. VD10A (SY 345/2) sind als Ersatz für die bei Dar/ington-Transistoren integrierten Widerstände und Dioden
Bild 5 Leiterbild der symmetrischen Darlioglon-Endstufe
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Bauclementebesttickung der symmetrischen Dar/ington-Endstufe
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 3 - Verstärker \
NF-Hochleistungsendstufen (Blatt 4)
einzusetzen. Dabei ist es günstig, den Basiswiderstand des jeweiligen Ausgangstransistors (R25A, R26A) so niedrig auszulegen, daß dieser Transistor ohne Ansteuerung nicht leitet und der Ruhestrom voll vom jeweiligen 1. Verbundtransistor übernommen wird. Das entspricht bei 100 nii' Ruhestrom einem Basiswiderstand von 3,90 (UHF <0,4V). Erst hei einem Strom von 130 bis 150 mA wird der Endtransistt leitend und übernimmt den Laststrom. Man erreicht auf diese einfache Weise eine größere Ruhestromstabilität. da nur der U-Temperaturgang von 2 Transistoren durch VT7, VTS kompensiert werden muß. Außerdem erhält man ein besseres Impulsverhalten der Endstufen (Ausräumen der Basiszone) und vor allem eine Leistungsaufteilung, da der 1. Verbundtransistor etwa den STeil der maximalen Verlustleistung eines entsprechenden Leistungs-Dw-lingtons aufnimmt. Die Leistungstransistoren muß man auf dem Kühlprofil sorgfältig montieren (Isulierzwischenlage, beiderseits Wiirmeleitpaste. guter Wärmekontakt durch allseitigen Andruck). Nach der Montage ist die Isolation der Transistoren und eventueller Sensoren gegen den Kühlkörper zu prüfen. Funktionell wird der Kühlkörper mit Masse verbunden. Zur Einstellung und Erstinbetriebnahme sind noch folgende Hinweise zu beachten: - Schutzwiderstände 330/15W in beide Versorgungsleitungen schallen; - Strommesser (bis 6 A ) in die i- U,-Leitung schallen; - Einstellwiderstand R 16 etwa in Mittelstellung, R24 auf Kleinstwert voreinstellen; - Spannungsmesser zwischen Ausgang und Masse schalten; - NF-Eingang gegen Eingangsmasse kurzschließen: - Betriehsspannungen einschalten, dabei Strommesser beobachten (Strom muß <0,1 A sein); - mit Slellwidersland R16 Ausgangsspannung auf 0V einstellen; - mit Slellwiderstand R24 einen Ruhestrom von 50 bis 60 mA einstellen; - Schutzwiderstände und Eingangskurzsehluß entfernen: Ausgangswiderstand (Ersatzwiderstand 40. 100W) anschließen; - Betriebsspannung einschalten; Ruhestrom und Ausgangsoffset erneut kontrollieren, eventuell nachstellen; - Beginn der dynamischen Prüfung (s. auch [5)).
Bild' 100-W-Modul dcr symmetrischen Darlingron- Endstufe auf Kühlprofil 03850
1
Blatt
3-4
Tabelle 2 Technische Daten des 100-W,Fndviufenmodulv der symmetrischen Dar/in gton-Endstufe Betriebsspannung U in V Ruhestrom IM in mA lletriebsstromaufnahme )Yin A bei P0 100W Nennleistung F,, an 40 in W Musikleistung P,»1 an 40 in W Klirrgrad K in 14 bei P - 100 W, 20 hz bis 20 kHz (:herlragungshereich in Hz hei 0,1 P__, ('-3 dB,
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8his 70000 Leistungsbandbreite in Hz (-3 dB) 10 bis 50000 Dämpfungsfaktor hei R1 40 und 40 Uz >21 Nenneingangsspannung t/,5in V 0,83 Eingangswiderstand R, in kO bei 1 kßz >40 Lastwiderstand R L in 0 Signalfremdspannungsabstand S/N in d13 bei P0 = 100W >86 Strombegrenzung bei Lastkurzschluß in A < 1,8 Schmelzsicherungen in A 2.5 F Abmessungen der Leiterplatte in mm ‚169 X 57 Schaltungahesondcrheilcn geringe Ein-/Ausschaltgeräusche. cicktnsoische Laslkurzachlußsichcrung, 200-W -Urükkenbeerieb von 2 Modulen an 8-0-Lastwiderstand möglich R, =40)
Allgemein ist noch zum Verhalten der Endstufe im Störungsfall zu bemerken, daß bei Ausfall einer Sicherung oder der BetriebsSpannung einer Seite die andere Schaltungshälfte ebenfalls sperrt. Am Ausgang bleibt 0V erhalten bzw. ohne Last eine geringe Restspannung von etwa 5V, Bei Verdacht auf einen defekten Endtransistor sind die Schutzwiderstände 330/15W in die Versorgungsleitung zu schalten, und der Betriebsstrom ist zu kontrollieren. Durch Überbrücken von R25 und R26 muß die Stromaufnahme in beiden Fällen zurückgehen. Die technischen Daten des 100-W-Endstufenmoduls sind in Tabelle 2 zusammengefaßt. In Bild 7 ist der fertige Baustein auf Kühlprofil 03850 zu sehen. Auf einer Seite mußten 2 Kühlrippen entfernt werden.
Lautsprecherschutzschaltung An NF-Leistungsverstärkern mit DC-Ausgang und bei Brückenverstärkern werden die Lautsprecher bzw. Lautsprecherkombinationen in der Regel ohne Auskoppelkondensalor, d. h., direkt an den Leistungsausgang angeschlossen. Hat der Endverstärker keine eingebaute Lautsprecherschulzschaltung, kann der Leistungsausgang bei Defekt einer Endstufe oder einem Fehler im Differenzverstärker ein großes Gleichspannungspotential annehmen, das im ungünstigsten Fall in der Größe der positiven oder negativen Betriebsspannung liegt. Eine hohe Gleichstrombelastung führt aber nach längerer oder kürzerer Zeit zur thermischen Zerstörung der hochwertigen Lautsprecher. In NE-Verstärkern mit DC-Ausgang sind zum Teil (Ileichspannungsdetektoren ‚für den Lautsprecherschutz eingebaut. Diese benötigen jedoch eine zusätzliche Spannungsversorgung und können nicht an jedem Endverstärker nachgerüstet oder angeschlossen werden. Aus diesem Grund wurde eine Lautsprecherschutzschaltung entwickelt, die man passiv in die Leitung zum Lautsprecher schalten kann. Damit ist jeder niederohmige Endverstärkerausgang nachrüstbar (Bild 9). Die Schutzschaltung hat folgende Vorteile- keine zusätzliche Hilfsenergie erforderlich; - Ansehlußmöglichkeit an DC- und Brückenverstärkerausgänge von 2 bis 16 0; - sehr geringer Eigenbedarf im ungestörten Betrieb; - geringer Bauelcmcnteaufwand; - Kleine Abmessungen; - mehrere Lautsprecher oder Lautsprecherkombinationen anschließbar;
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Bild 8 Brückenschaltung von 2 100-W-Modulen für eine Ausgangsleistung von 200 107 an 80 - geeignet für große Ausgangsleistungen (bis 200W an 4 oder 20): - schützt die angeschlossenen Lautsprecher sicher vor positiven oder negativen Fehlergleichspannungen zwischen 4 und 45V; - polaritätsrichtige Fehleranzeige durch 2 unterschiedlich farbige LED. Schaltungsbeschreibung Der DC-Ausgang des Leistungsverstärkers liegt an den Eingangsklemmen Xl, X2; der - oder die Lautsprecher zwischen X3 und X4. Der Ruhekontakt ri des Relais KI ist im ungestörten Betrieb geschlossen, und die Lautsprecher sind dadurch unmittelbar mit dem Verstärkerausgang verbunden. Der Widerstand Ri bildet mit dem Kondensator Cl oder C2 einen Tiefpnß mit einer sehr niedrigen oberen Grenzfrequenz. Dadurch kann die Überwachungsschaltung auch bei niedrigen Signalfrequenzen nicht ansprechen. Tritt eine fehlerhafte Gleichspannung >4V am Verstärkerausgang auf, wird Je nach ihrer Polarität entweder der Kondensator Cl oder C2 über den Widerstand Ri aufgeladen. Der jeweils für die Fehlerspannung falsch gepolte Kondensator wird durch die parallelliegende, in Durchlaßrichtung geschaltete Z-Diode (VDI. VD2) überbrückt. An ihm tritt dann eine geringe FehlerSpannung von etwa 0,7V auf Die Spannung am richtig gepolten Kondensator kann nur bis zur jeweiligen Z-Spannung plus der erwähnten 0,7 V ansteigen. Diese wurde so ausgelegt, daß das Relais KI, das bei anliegender Fehlerspannung über den Transistor VT1 oder VT2 gespeist wird, keine zu große Erregungsspannung erhält. Gleichzeitig bewirken die Z-Dioden VDI oder VD2 eine Strombegrenzung durch die Transistoren VTI bzw. VT2, von denen je nach Polarität der Fehlerspannung immer nur einer leitend ist. Die Dioden VD3 und VD4 verhindern Inversbetrieb über den jeweils nichtleitenden Transistor. Liegt Fehlerspannung an der Erregerwicklung des Relais, so schaltet es durch den Ruhekontakt il die Lautsprecher ab. Die Fehlerspannung wird polaritätsabhängig durch eine rote oder grüne LED angezeigt (VD5, VD6). Um bei länger anstehenden großen Fehlerspannungen den jeweils leitenden Transistor nicht thermisch zu überlasten, wurde das Gerätegehäuse als Kühlfläche ausgelegt. Außerdem besteht die Möglichkeit, bei »X« einen geeigneten Kaltleiter, der thermisch mit den Transistoren verbunden ist, einzuschalten. Damit kann die Verlustleistung des Transistors reduziert werden. Allerdings muß der Kaltleiter so niederohmig sein, daß er auch bei Erreichen der Sprungtemperatur keinen zu großen Widerstandswert annimmt und der Haltestrom des Relais unterschritten wird. In Bild 10 ist die Bauelementebestückung und in Bild 11 das fertige Gerät zu sehen. In Tabelle 3 sind die technischen Daten der Lautsprecherschutzschaltung enthalten.
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Bild 10 Bauelementehcstückung der Lautsprecherschutzschaltung Tabelle 3 Technische Daten der Loutspreche,zehutzschaltong Maximale Betriebsspannung des Verstärkers (± 0',) in V Maximale Ausgangssinusspannung des Verstärkers U,
45
in
40 10 Maximaler Ausgangsstrom des Verstärkers 1,,, in A 5 bis 100 000 Frequenzbereich im ungestörten Betrieb in Hz Eigenstromaufftahnie 1, in mA bei (1, ‚‚ ".20 V,f= 10 Hz 10 bis lOOldHz Ansprechveczögerung bei auftretender Fehlerspannung 0,5 bis l ins 4 bis 4,5 Ansprechfehlerspannung ± IJ in V -20 bis + 50 Umgebungstemperatm in 'C 76 X 76X26 Abmessungen Lx B x in mm
Literatur [1] II. Hantzsch, Wärmeableitung bei Halbleitern, Berlin 1978. [2] 1V. Friedrich, Schutzschaltungen für NF-Leistungsverstärker, radio fernsehen elektronik, Heft 6/1980, Seite 391 [3] J. Mantel, Warum sind HiFi-Anlagen so schlecht? Funkschau Heft 20/19765 Seite 71. [4] W. Bien, Anatomie eines aktiven Vierweg-Lautsprechers, 2.Teil, Funkschau Heft 8/1980, Seite 113. 51 D. Schiller, Praktische NF-Verstärkertechnik, Berlin 1988. Ergänzung zu Bild 3: Gestrichelte Bauelemente und „A„-Bezeichnung gelten bei Verwendung zusammengesetzter Darlingtonstufen. Für VTI3, VTI4 können auch Schottky-Dioden KA34 eingesetzt werden. 03, 560 p = 05: VT2, 5F829D VT5: NPN-Leistungsdarlington = VT16; VDI und VD2 sind falsch gezeichnet: zwischen - U, und - U, gestrichelte Verbindung
Bild 11 Lautsprecherschutzschaltung -. Geratereaiiaierung
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen
t 1.
1989
1
Blatt
Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 1)
Einleitung
Seit den bahnbrechenden ingenieurtechnischen Arbeiten von Robert A. Moog zum spannungsgesteuerten modularen Synthesizer sind etwa 20 Jahre vergangen - eine Zeit, in der sich eine Entwicklung vom istimmigen, monotonen Synthesizer zum 16(und mehr-)stimmigen, voltdigitalen Synthesizer (oder sollte man besser von Musikcomputer sprechen?) vollzogen hat. Interessant daran: Instrumente aller Entwicklungsstufen sind nebeneinander auf der Bühne, im Studio und in der »Komponistenwerkstatt« vorzufinden. Neben dem legendären DX 7, einem 16stimmigen polyphonen Synthesizer der Fa. YAMAHA, mit dem sich beispielsweise der Backsound erzeugen läßt, findet man den monofonen Micromoog oder Prodigv der Fa. Moog, mit dem eine Solostimme vom gleichen Keyboarder intoniert wird. Anfänglich sehr teure Instrumente, haben Synthesizer etwa seit Ende der 70er Jahre auch Einzug in die Amateurfachliteratur gehalten, und es gibt nicht wenig Interessenten, die ihre Freizeit für den Bau eines derartigen, relativ aufwendigen Instruments opfern. Auf den durch viele Leserzuschriften gewonnenen Erkenntnissen auftauen« soll ein Modulbausatz - eben der in der Oberschrift bereits formulierte Klangbaukasten - vorgestellt werden. Es wurde ein Leiterplattenformat von 80 mm >< 120 min gewählt, das kleinere, schaltungstechnisch übersichtliche Funktionseinheiten bedingt. Aufbau und Fehlersuche bei der Erstinbetriebnahme fallen besonders dem weniger routinierten Amateur leichter, wenn die Baugruppen nicht zu umfangreich und komplex sind- Für alle Module existieren Leiterplatten und Bestükkungszeichonngen, so daß der Nachbau problemlos sein dürfte. Bis auf wenige Ausnahmen stammen alle eingesetzten integrierten Operationsverstärker aus der 080er-Familie. Sehr hochohmiger Eingang (FET-Eingangsstufe), geringe bis keine externe Beschaltung zur Frequenzgangkorrektur, geringe Offsetdrift, Kurzschlußfestigkeit, um nur einige der sehr positiven Eigenschaften zu nennen, lassen diese OPV-Familie geradezu ideal für den Einsatz in analogen Synthesizer-Modulen erscheinen. Der Aufbau des »Klangbaukastens« sollte zweckmäßigerweise in der Reihenfolge geschehen, in der die Module in diesem Abschnitt vorgestellt werden. Jede Baugruppe kann dann in Betrieb genommen werden und schos auf dem Labor- oder Basteltisch zeigen, was in ihr steckt. Benötigt wird ein Stromversorgungsgerät, das -'-15V und - 15V stabil bei einer maximalen Belastung von etwa 100 mA liefen. Als sehr vorteilhaft erweist es sich, wenn dieses Stromversorgungsgerät eine einstellbare Strombegrenzung aufweist. Sollte es doch einmal vorgekommen sein, daß eine Diode oder ein Schaltkreis verkehrt herum eingelötet wurde, dann verhindert eine auf
etwa 10 bis 20 mA eingestellte Strombegrenzung im allgemeinen größeren Schaden. Um die elektrischen Signale hörbar zu machen, bedarf es eines Verstärkers mit Lautsprecher. Im einfachsten Fall Kann dazu ein ausgedientes Radiogerät, z.B. ein Kofferradio, verwendet -werden. Da die Ausgangspegel der Module wesentlich höher sind, als sie von einem Radiogerät »verkraftet« werden können, muß man einen Spannungsteiter vor den Eingang schalten. Dieser wird dann bei etwa auf eingestelltem Laulstärkepotentiometer so dimensioniert, daß das Signal vom Synthesizer-Modul unverzerrt aus dem Lautsprecher erklingt. In Bild list der Sachverhalt dargestellt.
Modular oder kompakt eine Frage des Verwendungszwecks Viele Hersteller von Synthesizern haben beide Synthesizerkonzepte angeboten. Einer ständig verbesserten Palette von Kompaktinstrumenten für den mobilen Live-Einsatz, die mit Sicherheit den weitaus größten Posten in Produktion und Umsatz ausmacht, steht ein qualitativ umfangreiches Sortiment an Synthesizermodulen gegenüber. Aus diesen Modulen kann sich der Anwender je nach möglichem Aufwand, nach individuellen Gesichtspunkten und nach dem konkreten Anwendungsfall einen Synthesizer zugeschnittener Leistungsfähigkeit zusammenstellen. Ein sehr komfortables Modulsystem ist das 1982 vorgestellre SYSTEM 700 der japanischen Fa. Roland. Die Hauptconsole enthält 3 spannungsgesteuerte Oszitlatoren (VCO), 1 spannungsgesteuerte Filter (VCF), 2 spannungsgesteuerte Verstärker (VGA), 2 Niederfrequenzoszillatoren (LFO), 2 Hültkurvengeneratoren (ADSR), einen Phasenschieber (P5), ein Hall/r.eho-Gerät (RV), einen Hüllkurvendemodulator (EF). 2 Spannungsprozessoren (VE, einen Ringmodulator (KM), einen Rausobgenerator und einen 3kanatigen Ausgangsmixer, Als Erweiterungsmodule werden angeboten: - Jkanaliger Sequenzer, eine VCO-Bank mit 6 VCO, Sample and Hold. Oberellenshifling usw., eine Filter-Bank mit 2 VCF, 3 VGA, 4 ADSR. einem Gate Delay zum Verzögern der Gate-Impulse; -- Interface und Mixer mit VCF, Filterbank, 9-Kanal-Mixer; - 2-Kanal-Phasenschieber und 2-Kanal-Echo/Halt-Gerät. Der Umfang von SYSTEM 700 verdeutlicht die Größenordnung modularer Synthesizersysteme, wie sie in komfortablen Experimentierstudios benötigt werden. Für den Amateur sind das sicher nicht die geltenden Maßstäbe. man kann jedoch auch mit wesentlich bescheideneren Systemen sehr interessante und überraschende Klangexperimente durchführen. Auch für den Amateur steht bei der Überlegung - Kompaktsynthesizer oder Modulsystem - der geplante Verwendungszweck
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Bild 1 Anschluß eines Synthi-Moduls an ein Radiogerät. An R 1 wird verzerrungsfreie Wiedergabe eingestellt
im Vordergrund. Beim Kompaktsynthesizer sind alle Funktionsgruppen fest verdrahtet und die Wirkungen der Module untereinander sowie aufeinander vorgegeben- Lediglich das Maß der Wirkung läßt sich durch Stellorgane in weiten Grenzen variieren. Der Vorteil des »Kompakten« ist, daß Veränderungen am Sound schnell durch Steiler- und Schalterbetätigungen zu verwirklichen sind. Diese Eigenschaften machen ihn eigentlich erst bühnenfähig - im Gegensatz zum Modulsynthesizer, bei dem zunächst alle benötigten Module durch Kabel in bestimmter Weise untereinander verbunden werden mtissen. Auf Grund der wahlfreien Möglichkeiten, alle Aus- und Eingänge der unterschiedlichen Module miteinander zu verbinden (unabhängig davon, ob bestimmte Kombinationen unsinnig sind), ist ein solches System wesentlich flexibler und kommt besonders dem Klangexperimentator im Studio bzw. dem modernen, nach neuen Ausdrucksformen suchenden Komponisten entgegen. Der Programmieraufwand, d.h. die Realisierung der Modulkombination und das Einregulieren aller Wirkungsstellglieder, ist allerdings erheblich. Für den Leser, der sich mit den Grundlagen der Synthesizertechnik näher befassen will, wird als Literatur (1] und [] empfohlen. Mit den 9 vorgestellten Grundmodulen: - Spannungsgesteuerter Oszillator VCO (Voltage Controlled Oszillator). - Wellenformer WC (Wave Converter), - Antilogconverter (ALC),
- Spannungsgesteuertes Filter VCF (Voltage Controlled Filter), - Spannungsgesteuerter Verstärker VCA (Voltage Controlled Amplifier), - Flüllkurvengenerator ADSR (Attack, Decay, Sustain and Release), - Niedrigfrequenzoszillator LFO (Low Frequency Oszillator), - Rauschgenerator NG (Noise Generator), - Keyboardschaltung KBU (Keyboard IJnit) kann bei Verwendung von 2 VCO und 2 ADSR ein recht leistungsfähiger Kompakt-Synthesizer aufgebaut werden. Für einen Modul-Synthesizer gilt das Gesagte - der Aufwand hängt von den individuellen Gesichtspunkten und dem Spaß am Experimentieren mit dem Medium Klang ab. Bild 2 zeigt einen möglichen Gestaltungsentwurf für ein Kampaktinstrument, während der Aufbau eines Modulsystems in Bild 3 dargestellt ist. Alle Module werden mit kurzen Steckverbindern an den Frontplatten untereinander verbunden. Die Tastatur mit interner Keyboard-Schaltung stellt also ein gleichberechtigtes Steuermodul dar. Bild 2 Monofoner Synthesizer; a - Gestaltungsentwurf mit 2 VCO, 2 LFO und allen weiteren erforderlichen Modulen (lies: Wave statt Wafe), b - Kombination der Module, allen Steuereingängen Er (Eingang Control) sind im Fall der Moduiationssignale des LFO und NG Signaiwahlschaller und Steliwidersllnde vorgeschaltet (lies: White statt Withe) 'YCF
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen
Blatt
4-2
Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 2)
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Bild 3 Prinzipieller mechanischer Aufbau eines modularen SynthesizerSystems, Die Module erhalten aus dem Gestell lediglich die Versorgungsspannungen, alle anderen Aus- und Eingänge befinden sich an der Fronttafel jeden Moduls
3.
Der spannungsgesteuerte Oszillator das Herz des Musiksynthesizers
Den Aufbau der Module sollte man mit dem VCO beginnen, denn dieser Modul erzeugt ja bereits Signale, die hörbar gemacht werden können und sollen. Alle Signale, die nach entsprechender Formung und Modifizierung durch die weiteren SynthesizerBaugruppen einmal über den Ausgang des »Synthis« zu einem Verstärker gelangen, werden ab nun als Audiosignale bezeichnet. Im Gegensatz dazu benötigt der Synthesizer die Steuersignale, mit denen die Modulationen und sonstigen Veränderungen des •Audiosignals bewirkt werden. Die Spannung U5 , mit der die Tonhöhe des VCO geregelt wird, ist z. B. ein solches Steuersignal.
Die Funktion des VCO soll an Hand des Prinzipstromlaufplans (Bild 4) erläutert werden. Es wird der Fall angenommen, der Transistor Vl sei nicht leitend, so daß die negative Steuerspannung -- U voll auf den invertierenden OPV NI wirkt, während am (+)-Eingang nur die Hälfte der Steuerspannung ansteht. Somit ist der (—)-Eingang dominant, und die Ausgangsspannung des OPV NI steigt linear in positiver Richtung. Dieser positive Spannungsanstieg läßt einen konstanten Strom über den zeitbestimmenden Integrationskondensator C1 zum (—)-Eingang, dem sogenannten Summenpunkt der Schaltung, fließen. N2 ist als hysteresebehafteter Komparator geschaltet, d.h.. die Ausgangsspannung wird mit der Widerstandskombination Ri und R2 geteilt. Der über R2 stehende Teil der Ausgangsspannung U2
UA
R1+R2
liegt gleichzeitig am nichtinvertierenden Eingang des OPV N2 und »hält« ihn in dieser Schaltlage fest. Eine Spannung gleicher Polarität und etwas höherer Spannung als Ui{r am invertierenden Eingang läßt den Komparator N2 in die andere stabile Lage kip-
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Bild 4 Prinzipschaltung eines VCO nach dem Dual-Slope-Prinzip
pen. Dazu muß die vorher beschriebene Ausgangsspannung von Ni diesen Wert erreicht haben. Der Komparator schaltet nun von + 1],, auf - 17A um. Die negative Spannung treibt einen Basisstrom über die geöffnete Diode V2 und den Basisvorwiderstand Rv in die Basis-Emitter-Dioden-Strecke von VI, so daß dieser leitend wird und den Fußpunkt seines Kotlektorwiderstands an Masse legt. Dadurch wird der (+)-Eingang dominant, und die Stromrichtung durch den lntegrationskoradensator polt sich um, d. h., die Ausgangsspannung des Integrators geht zeitlincar von U, nach - LR2. - L'R2 ist für die derzeitige Kipplage des Komparators N2 die Komparatorschwelle, bei deren Erreichen sich am (—)-Eingang wiederum die alte Kipplage einstellt. Dadurch wird- der als Schalter arbeitende Transistor Vi wieder freigegeben, und die Ladung des Kondensators C1 kehrt sich wieder um. und so fort.
Bild 5
Ausgangsspannungen des VCO: unten die Rcchteckspannung des Komparatorausgangs, obett das Dreiecksignal am integeatorausgang
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Die beschriebenen Vorgänge lassen sich gut am Spannungsdiagramm in Bild 4 nachvollziehen. Bild 5 zeigt eine Fotografie der Oszillogramme beider Ausgangsspannungen. Im Stromlaufptan des VCO-04 (Bild 6) ist die Prinzipschaltung gut zu erkennen. Bild 7 und Bild 8 zeigen Leiterbild. Bestükkungsp]an und ein Muster des VCO-04. Der günstigen Slew-Rate wegen wurde der B 080 D für Integrator und Komparator eingesetzt. Die beiden Ausgangssignale Dreieck und Rechteck werden über sogenannte Puffer-Verstärker, die mit N3a und N3b realisiert sind, gerührt. Damit wirken äußere Laständerungen und Belastungen generell nicht auf die Schwingschaltung. Die umschaltbaren Kondensatoren Cl bis C5 sollten Po1ysro1-Kondensatoren mit einer relativ engen Toleranz von kleiner 1 % sein. Ein Abgleich durch exakten Oktavsprung nach Gehör ist möglich, besser verwendet man jedoch einen Zähler. in Schalterstellung 1 muß exakt die doppelte und in Stellung 3 exakt die halbe Frequenz gegenüber Schalterstellung 2 einjustiert werden. Ein exakter Abgleich des VCO ist nahezu nur unter Verwendung eines Oszilloskops möglich. Mit R3 wird sorgfältig auf einen symmetrischen Dreiecksverlauf' der Dreieckspannung abgeglichen. Das geschieht in Schalterstellung 2 bei einer 115 von —4V. Danach wird Schalterstellung 3 gewählt und eine Steuerspannung von --0,1V eingestellt. Nun wird wiederum auf symmetrischen Dreieckimpuls abgeglichen, dieses Mal allerdings mit .k8. Der Abgleich muß in beschriebener Weise 1- bis 2mal wiederholt werden, da beide Steiler nicht unabhängig voneinander wirken.
Bild (‚ Stromlaufptan des vc-o. Des Schalter St und die mschallbaren Kondensatoren Cl bis C5 sind extern an die Leiterplatte angeschlossen
Bild 71,
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Käpitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen
Blatt
Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 3)
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Bild 7 Leiterplatte VCO-04 a - Bestückungsplan - Misicht eines Musters
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Bild 8 Leiterplatte VCO-04, Leiterzugseite
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Bild 9 Anschluß des VCO ftr Abgleich sowie Kontrolle der ersten Lautäußerungen«
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Die Steuerspannung gewinnt man mit einem Potentiometer, wie es in der Erprobungs- und Abgleichschaltung gemäß Bild 9 dargestellt ist. Bild 10 zeigt die lineare Abhängigkeit der Frequenz des VCO von der Steuerspannung. Im angeschlossenen Verstärker sind nun schon die ersten noch unbearbeiteten »Rohtöne« des geplanten Synthesizers hörbar. Ein Hörvergleich zwischen dem Rechteck und dem Dreieck läßt deutliche Unterschiede im Klang dieser stationären Signale erkennen. Während das Dreiecksignal weich und fast farblos klingt, hört sich das Rechtecksignal hohl und »quinlig« an- Besonders bei tiefen Tönen sind diese Unterschiede sehr deutlich wahrnehmbar. Doch bald schon werden diese Klänge sehr langweilig wirken. Abwechslung gehört in den Sound, also wird das nächste Modul fertiggestellt.
4.
Bild 10 Lineare Beziehung zwischen der Steuerspannung und der Frequenz des VCO die Tremolo- oder Vibratofrequenz bzw. das Tempo der »Meeresbrandung« eingestellt. Das Dreiecksignal wird mit dem OPV Nld in bekannter Weise gepuffert und kann vom Ausgang A2 abgegriffen werden. Gleichzeitig gelangt es an den Sinusfnrmer mit Nic. Das Gegenkopplungsnetzwerk mit 2 / 4 Dioden bewirkt eine gute Sinusapproximation. Mit Rio wird am Oszilloskop nQch Sichtbeurteilung eine möglichst saubere Sinuskurve eingestellt. Das Rechlccksignal am Ausgang des OPV Nib (Anschluß 7) wird an den Anschluß A3!Pkt. 4 geschaltet und kann dort zu Modulations- oder Schaltzwecken abgegriffen werden. Deshalb hat dieses Signal auch den vollen Spannungshub von ±14V, während die beiden anderen Signale jeweils nur = 6V aufweisen.
Der Tieffrequenzgenerator moduliert den VCO
Zumindest im linken Teil stimmen LFO und VCO nahezu überein. Die Unterschiede sind nur gering und nicht prinzipieller Natur. Deswegen kann auf eine Funktionsbeschreibung verzichtet werden. Der Wert des Integrationskondensators Cl beträgt t pF und ist damit um den Faktor 10 größer als der des VCO, d. h., die Frequenz des LFO hat einen um diesen Faktor geringeren Wen. Der Frequenzbereich des LFO liegt zwischen 0,1 und 7 Hz. Sollte man die Frequenz von 7 H als zu niedrig ansehen, kann an Stelle von 1 pF für Cl ein Wert von 0,47 pF bzw. 0,22 pF eingesetzt werden. Die Steuerspannung LJ wird bei dieser Schaltung mit Pl eingestellt. Dieses Potentiometer erhält später im fertigen Gerät die Bezeichnung »Tempo« oder »Speed«. Mit ihm wird
Bild ti Die Ausgangsspannungen des LFO: ‚unten Sinussignal, oben Dreiecksignal (a',sf die Darstellung des Rechtecksignals wurde verzichtet) V02 ... V09
Bild 12 Strcnnlaufplan des
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen
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Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 4)
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Bild 13 LFO-04; a - Bestückungsplan, b - Ansicht der Leiterplatte
Für den Transistor VI kann auch ein anderer pnp-Typ eingesetzt werden, jedoch sollte seine Stromverstärkung nicht zu gering sein. Die Dioden V2 bis V9 sind ebenfalls unkritisch - es besteht lediglich die Forderung, daß sie alle Si-Schaltdioden (bzw. Universaldioden) des gleichen Typs sein sollen. Die Schaltung ist sehr einfach und sollte, wenn keine Bestückungsfehler, Bauelernentefehler o. a. vorliegen, sofort funktionieren. Bild II zeigt die Ausgangsspannungen im Oszillogramm. Bild 12 bis Bild 14 enthalten Stromlaufptan, Bestückungsplan und Leiterzugseite des LI-O-04. Die Inbetriebnahme wird analog der Versuchsschaltung nach Bild 9 durchgeführt, wobei der Vielfachmesser und der Verstärker entfallen können. Nachdem die einwandfreie Funktion des LFO sicher ist, werden die beiden Module VCO und LFO als Versuchsschaltung zusammen betrieben. Dabei ist die steuernde Wirkung der unterschiedlichen Signalformen des LFO gut zu studieren. Zunächst baut man eine »fliegende« Schaltung nach Bild 15 auf dem Experimentiertisch auf.
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Bild 14 Leiterzugseite des LFO-04
Bild 15 Erprobungsschaltung - Wirkung der IYO-Steuersignale auf die Frequenz des VCO
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Der Verstärker wird immer entsprechend Bild 1 angeschlossen in Bild 15 wurde der Teiler aus Gründen einer guten Übersichtlichkeit fortgelassen. Mit P3 stellt man die Tonhöhe des vco ein- Am Endgerät wird P3 einmal die Bezeichnung »Pitch« (= Tonhöhe) erhalten. Mit P2 wird die Modutationstiefe des Steuersignals eingestellt. P2 erhält später die Bezeichnung »Modulation«. An Stelle des flexiblen Drähtchens. das man an Punkt 4. Funkt und Punkt 7 des LPO anlötet, wird am Kompaktgerät ein Stufenschalter verwendet. Mit Pl stellt man in beschriebener Weise die Frequenz des LFO ein. Wird P2 an den Sinusausgang 5 angeschlossen, erhält man bei Rechtsanschlag von Pl (schnellste LFO-Frequenz) und wenig aufgedrehtem P2 ein angenehm warmes Vibrato. Bei einer wesentlich langsameren LFO-Frequenz von 0,5 bis 2 H und wesentlich größerem Modulationsgrad - also Frequenzhub - lassen sich diverse Sirenengeräusche imitieren. Den Klang des Martinshorns erhält man bei Modulation des VCO mit dem kechtecksignat. Die Versuchsschaltung hat einen kleinen Nachteil -- P2 und P3 beeinflussen sich in ihrer Wirkung gegenseitig etwas. Für den Versuchsaufbau darf man diese Unzulänglichkeit in Kauf nehmen. Bei Verwendung der nächsten Module fällt dieser Nachteil ohnehin weg, denn die Erprobung des nächster. Bausteins kann nur sinnvoll mit dem VCO zusammen durchgeführt werden.
Der Wellenfonner WF schafft neue Klänge Bei der Beschreibung des VCO gurdc der Begriff »Rohklängc<' für Signale benutzt, die noch einer weiteren Behandlung unterzogen werden. Der VCO lieferte 2 dieser Ausgangssignale: ein Rechtecksignal und ein Dreiecksignal. Beiden Signalen sind charakteristische Oberwellenantei16 eigen. So hat das Dreiecksignal nur sehr wenig wirkungsvolle Oberwellen. Darin liegt der Grund, daß das Dreiecksignal nur unwesentlich anders als ein Sinussignal klingt. Während das Sinussignal keine Oberwellen enthält und deshalb farblose und »teere« Klänge ergibt, klingt das Dreiecksignal weich mit einer reinen Oberwellen-Glanz.Krone. Des weiteren liefert der VCO ein Rechtecksignal, das sehr oberwellenreich ist und demzufolge stark gefärbt klingt. Dieses Signal hat nur ungeradzahlige Oberwellen. Daraus ergibt sich ein »quintiger« Klang, denn die 3.Oberwelle 3j', ist die reine Quinte in der darüberliegenden Oktave. Es wird sich später zeigen, daß es sinnvoll ist, einen Satz verschiedener solcher »RohHänge« - besser Prtmärsignale - wahlweise benutzen zu können. Besonders die Filterwirkung basiert auf den Oberwellen bzw. auf ihrer Veränderung. Dadurch wird mit der Wahl eines dieser Primärsignate der endgültige Ausgangssound bereits maßgeblich mitbestimmt. Der Wellenformer ist eine Baugruppe, die aus den beiden Primärsignalen des VCO weitere 4 unterschiedliche Signale erzeugt, so daß insgesamt 6 unterschiedliche Signale zur weiteren Formung und Modifizierung zur Auswahl stehen. In Bild 16 ist der gesamte Signalsatz dargestellt. Die Erzeugung dieser Signal-
Bild 16 Die 4 .kusgangssignale des Wellenformers; a - Sinuswelle. b - Sagezahn doppelter Frequenz. r -- Spaced-Sägezahn, d - Rechteckimpulse mit steuerbarem lastverhältnis formen wird im Anschluß an die Schaltungsbeschreibung ertäu1er'.
Bild 17 zeigt den Stromtaufplan des Wellenformers; Bild 18 und Bild 19 informieren über den praktischen Aufbau. Am Eingang E2 liegt das Dreiecksignal vom VCO an. Es gelangt an einen bipolaren Schalter, der mit Nlb und mit dem Transistor V2 aufgebaut ist. An der Basis von Vi ist das Rechtecksignal des VCO angeschlossen. Die Flanken der Rechteckimpulse dekken sich mit den Amptitudenspitzen der Dreieckspannung. Immer, wenn zeitlich eine Flanke des Dreiecksignals abgelaufen ist, wird der Transistor umgeschaltet - von leitend auf gesperrt und wieder zurück. Der als Schalter arbeitende Transistor schaltet die Polarität des Ausgangssignals um von invertierend auf nichtinvertierend usw. Das heißt; Nach jeder Flanke des Dreiecksignals schaltet sich die Polarität um - aus einer fallenden Dreicckflaoke wird wiederum eine steigende. Daraus ergibt sieh, daß am Ausgang Al dieser Stufe ein Sägezahnsignal doppelter Frequenz abgegriffen werden kann.
SCHALTUNGSSAMMLUNGFünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 5)
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Bild 17 Stromlaufplan des Wellenformers WF-04
Bild 18
WF-04; ii - Bestückungsplan, b Ansicht der Leiterplatte
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Bild 19 Leiterzugseite des WF-04
Das Dreiecksignal gelangt außerdem an einen Sinusformer, der mit Nia aufgebaut ist. Es handelt sich um die gleiche Schaltung, die heim LFO-Modul bereits beschrieben wurde. Am Ausgang A4 ist ein Sinussignal abzugreifen. Das Sägezahnsignal gelangt außer an den Ausgang Al noch über den Widerstand R16 an den Komparator Nic. Seine Komparatorschwelle ist über den Steuereingang El veränderbar. Das zugeführte Signal hat die Form eines Sägezahns, so daß durch die Komparatorschwelle die Impulsbreite der Ausgangsimpulse. bestimmt wird. Durch Verändern der Komparatorschwetle. z. B. durch ein langsames Sinussignal der LFO, werden im Rhythmus dieser steuernden Sinusschwingung die Ausgangsimpulse am Ausgang A2 schmaler und breiter. Damit verändert sich rhythmisch ihr Oberwellengehalt. Dieses Oberwellentremolo wird auch Obenvellen-Shifting genannt und stellt bereits die erste Möglichkeit der Signatmodulation dar. Außerdem gelangt das Sägezahnsignal über den Widerstand R 18 an eine Clip-Schaltung, die durch Nld und durch Beschattung mit der Diode V4 im Gegenkopplunszweig realisiert ist. Die Clip-Schwelle wird mit R20 eingestellt. Zweckmäßig ist eine Einstellung, die den halben Sägezahn wegschneidet. Dieser verbleibende Rest des Sägezahnsignals wird Spaced -Sägezahn genannt. Mit dem OPV N2 wird die Amplitude wieder auf den Pegel der anderen Ausgangssignale verstärkt. Die Wellenformerschaltung gehört funktionell zum VCO. so daß nunmehr folgender Satz von Primärsignalen zur Verfügung steht: 1. Dreiecksignal 1 Rechtecksignal J 1 Sinussignal 1' . 21. 4. Sägezahnsignal 5. unsymmetrisches Rechtecksignal 2/, 2f, 6. Spaced-Sägezahn Die Testschaltung nach Bild 15 wird nun um den WF-04 erweitert. Bild 20 zeigt den Anschluß des WF-04. Mit dem Verstärker
können jetzt alle .Ausgangssignale angehört werden. Besonders interessant ist die Modulation des Koniparators mit Signalen des LFO. Bei konstanter Grundfrequenz ändert sich der Klang des am Ausgang A2 (am WF-04) abgegriffenen Signals.
Der Rauschgenerator erzeugt Audio- und Steuersignale Ein Hilfsgenerator fehlt in keinem »Synthi« - der Rauschgenerator. Wenn eine Meeresbrandung donnert, ein wilder Sturm aufheult, wenn es gar regnet - oder ganz anders - der Synthesizer Klänge von sich gibt, als ob eine Melodie auf gesprungenen Weingläsern gespielt wird, immer trägt der Rauschgenerator die Verantwortung für dieses Klanggeschehen. Die Schaltung des Rauschgenerators NG-04 (Noise-Generator) ist recht einfach. Da keine Abgleich- und Justagearbeiten erforderlich sind, dürfte die Inbetriebnahme leicht fallen. Die Schaltung nach Bild 21 funktioniert folgendermaßen: Die in Sperrichtung betriebene Emitter-Basis-Strecke des Transistors Vl erzeugt eine Rauschspannung in der Größenordnung von U, = 10 mV. Der Wechsetspannungsverstärker Nld verstärkt dieses sehr homogene weiße Rauschen mit dem Faktor 500, so daß an' Ausgang Al eine Rauschspannung U, von etwa 5V steht. Der 01W N ic ist als Tiefpaßfilter 2. Ordnung beschaltet und läßt alle Frequenzariteile unter 100 Hz am Ausgang passieren. Die Spannung U am Ausgang A2 beträgt etwa 2V. Dieses gefärbte Rauschen (Rosa-Rauschen, Fink Noise) wird weniger als Audio-, sondern in den meisten Fällen als Steuersignal verwendet. Das tieffrequente Rauschen führt man über den Widerstand R12 dem 01W NIb zu. In seinem Rückkopplungszweig befindet sich eine LED, die von den stochastischen (zufälligen) Spannungsspitzen des Pink-Noise zum Flackern gebracht wird. Diese LED wird später an der Frontplatte die einwandfreie Funktion des Noise-Generators anzeigen. Bild 22 und Bild 23 zeigen wieder
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Bild 20 Anschluß des WF-04 an den VCO
Bild 25 Einbindung des Rauschgenerators NG-04 in den Laboraufbau 4Jk p3 NWV1 LFD
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Bild 24 Oszillogramme der Ausgangssignale des NG-04: oben Weißes Rauschen, unten rosa Rauschen
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Bestückungsplan, Musteransicht und Leiterzugseite des Moduls. In den Oszillugrammen von Bild 24 sind die beiden unterschiedlichen Zufallssignale gut zu erkennen. Das Weiße Rauschen verwendet man häufig als Audiosignal, und es durchläuft dann das spannungsgesteuerte Filter. Durch Verschieben der Filterresonanz (Filter-Shifting). z. B. durch ein Sinus- oder Dreiecksignat des LFO, wird jenes erwähnte Sturmv'indgeräusch oder die Meeresbrandung erzeugt. Filter oder VCO lassen sich aber auch mit der Rauschspannung modulieneu - das Audiosignat enthält danach bestimmte Rauschanteile. Moduliert man dagegen den VCO mit Pink-Rauschen, entsteht ein unsauberer, klirrender Ton - eben der, den man zum »Spiet auf gesprungenen Weingläsern« benötigt. Bild 25 zeigt das Anschlußschema des Rauschgenerators an die bereits bestehende »Biegende« Laborschaltung. Es werden immer nur die neuen Beschaltungen und Verbindungen dargestellt,
7.
Synthcsizerklänge durch das spannungsgesteuerte Filter VCF
Die Funktionseinheit, die den wohl typischsten Synthesizerktang bewirkt, ist unzweifelhaft das spannungsgesteuerte Filter VCF. Wenn es als Bandpaß fest auf eine Frequenz eingestellt wird und wenn Rechtecksignale das Filter passieren, deren Grundfrequenz wesentlich unter der Filterresonanz liegt, lassen sich verblüffend echte Oboen- oder Fagottklänge imitieren. Noch interessanter werden die Klänge, wenn die Filterfrequenz (die Abschneidefrequenz des Tiefpasses, Gut oft) mit den auf der Tastatur gespielten Tönen mitläuft (Filter.Tracking) bzw. bei jedem neu angespielten Ton von einem ADSR-Konturgenerator angesteuert wird. Alle Blechblasinstrumente weisen eine relativ lange Einschwingzeit (Attack) auf, so daß man Bläsersuund mit einem langsamen Attack für das VCF und einem ebenso langsamen Atx2
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SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 7) tack für den Hüllkurvenformer VCA gut »programmiert«. Bei der Beschreibung der Konturgeneratoren und des spannungsgesteuerten Verstärkers sind diese Hinweise nochmals näher erläutert, und sie werden damit sicher verständlicher. Die Wirkung des Filters auf den Klang ist in [1], [3] und [5] ausführlich dargelegt. Bild 26 zeigt den Stromlaufplan. Es handelt sich bei diesem Filter um eine von Moog entwickelte Schaltung, hei der die gesteuerten Widerstände (Kotlektorwiderstände der Transistoren V3 und V4 des Transistorarrays) als Transistoren ausgeführt waren. Es hat sich gezeigt, daß Dioden für diesen Zweck mit gleichem Erfolg eingesetzt werden können. Man muß nur darauf achten, daß alle Dioden der Schaltung vom gleichen Typ sind und möglichst aus einer Charge stammen. Die Schaltung ist wesentlich vielseitiger als es auf den ersten Blick scheinen mag. Je nach der Stellung von PI arbeitet das Filter nämlich als steuerbarer Tiefpaß mit sehr steilem Amplituden/Frequenz-Abfall. als Bandpaß mit hoher Güte oder als Oszillator und damit klingender Stimme. Letztgenannter Fall wird allerdings selten praktisch angewendet, weil Frequenzkonstanz und Stimmungsreinheit eines VCF immer schlechter sind als die entsprechenden Werte der VCO. Am häufigsten wird das VCF als Bandpaß mit hoher Güte eingesetzt. An die Eingänge El bis E4 lassen sich 4 Steuersignale anschließen, die alle auf die Lage der Resonanzfrequenz (bzw. Cut oftFrequenz im Tiefpaß-Betrieb) einwirken. Diese Signale werden völlig rückwirkungsfrei durch die Summierschaltung Nib zusammengefaßt, invertiert und an den Ausgang Al geliefert. Eine mit N ta aufgebaute weitere Inverterschaltung dreht die Phasenlage des Steuersignalgemisches nochmals um 180', so daß Steuersignale gegensätzlicher Wirkung auf das Filter geschaltet werden können. Umgeschaltet wird mit dem Schalter Si. Das Steuersummensignal gelangt vom Eingang ES an R18 und danach an den Stromquellentransistor V2, Der Strom, der durch den Transistor V2 fließt, teilt sich gleichmäßig in die 2 Strompfade V3 und V4 auf. Das Basispotential der beiden Transistoren ist fest eingestellt, so daß die Stromstärke durch beide Pfade nur mit dem als Stromquelle geschalteten Transistor V2 beeinflußt werden kann. Je nach Stromstärke durch die Pfade wird der differentielle Durchlaßwiderstand der in Flußrichtung geschalteten Dioden VI bis V6 und V7 bis V12 verändert: vereinfacht gesagt -. je größer der Strom in Durchlaßrichtung, um so geringer der Widerstand der Diode. Man könnte die Dioden als gesteuerte Widerstände ansehen. Diese veränder-
baren Widerstände bilden mit den Kondensatoren C5 bis C9 Tiefpässe, deren Grenzfrequenz damit veränderbar wird. Durch die Reihenschaltung von 5 derartigen Tiefpässen wird ein steiler Filterverlauf des gesamten Übertragungswegs erreicht. Befindet sich der Schleifer des Stellers PI auf Massepotential, so arbeitet die Schaltung in beschriebener Weise als steiler, elektrisch steuerbarer Tiefpaß. Die Grenzfrequenz (Cut off-Frequenz) läßt sich von etwa 300 Hz bis 10 kHz variieren. Soll eine tiefere untere Grenzfrequenz erreicht werden, muß man für C5 bis C9 größere Werte, z. B. 0,47 MF oder 1 gF, einsetzen. Dreht man jetzt PI etwas auf, so wird vom NF-Ausgangssignal an A3 ein phasenrichtiger Betrag in den Eingang rückgekoppelt. Das führt zu einer Entdämpfung für eine Frequenz, deren Phasendrehung sich über alle Tiefpässe auf 180° summiert hat. Durch diese Entdämpfung für eine ganz bestimmte Frequenz nimmt die Schaltung Bandpaßverhalten an. Die Güte des Bandpasses kann durch den Rückkopplungsfaktor (Entdämpfung) mit PI in weiten Grenzen verändert werden. Mit dem Steuersignal an einem der Eingänge El bis E4 kann diese Resonanzfrequenz ebenfalls von 330 bis 9500Hz verschoben werden. Bei Rechtsanschlag von Pl oszilliert die Schaltung, d, h., es tritt Selbsterregung ein, weil die Schwingungsbedingung v °- 1 gegeben ist. R20 wird so eingestellt, daß die Schwingungen der Schaltung über den gesamten Durchstimmbereich konstant sind und nicht abreißen.
Bild 27
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VCF-04; a -. Bestückungsplan, b - Ansicht der Leiterplatte
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Wenn das der Fall ist, wird P4 langsam aufgedreht, aber nicht bis zum Schwingeinsatz. Jetzt wiederholt man das Durchstimmen mit P3 und kann auf diese Weise bereits Sturmwindgeräusche imitieren. Wird nun P2 zusätzlich herangezogen, gelangt ein Teil der Sinus-Steuerspannung ebenfalls an den Steuereingang des VCF, und die Meeresbrandung funktioniert automatisch. Wird jetzt noch zusätzlich Rosa Rauschen mit PI dem Steuersignalgemisch beigefügt, erhält man prasselnde Brandung. Durch Aufschaltung der verschiedenen Audiosignalformen auf den NEEingang desTilters, Modulation des VCO und WF mit unterschiedlichen Steuersignalen des LFO und Modulation des VCF mit den Steuersignalen läßt sich bereits eine große Anzahl unterschiedlichster Klänge produzieren. Aber immer noch handelt es sich um Dauertöne, und mit Naturinstrumenten oder den gewohnten musikalischen Formen haben sie wenig gemein. Den Einfluß mit der höchsten Priorität hat der spannungsgesteuerte Verstärker VCA. Er wird als nächste Baugruppe fertiggestellt und in die Schaltung einbezogen.
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8.
Der spannungsgesteuerte Verstärker VCA hat die höchste Priorität
Die Überschrift drückt aus, daß der VCA dem bereits vielfältig modulierten Audiosignal einen Lautstärkeverlauf - besser eine Hüllkurve - aufprägt, unabhängig, ob andere Signalformungen zeitlich abgeschlossen sind oder nicht. Er ist das letzte Modul in der Kette der Klangformer. Der VCA stellt mi Grunde einen spannungsgesteuerten Lautstärkesteller dar. Benutzt man beispielsweise als Steuersignal einen Sinus von etwa 711z, um den VCA zu steuern, so wird dem Audiosignal eine sinusförmige Hüllkurve aufgeprägt - es entsteht der von den Elektronenorgeln bekannte typische Tremolosound. Verwendet man ein Rechtecksignal, dann wird eine Art »Mandolineneffekt« hervorgerufen. 04
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Bild 28 Leiterzugseite des VCF-04
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Bild 29 Einbindung des VCF 04 in den Lahoraufbau der bereits fertiggestellten Leiter' platten. (Die Stromversorgung der Leiterpintten und die Beschaltung des VCO!WF sind zeicetisch nicht nochmals dargestellt)
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Mit R 18 wird die Steuersteilheit des Filters, also die Abhängigkeit der Frequenzverschiebung von der Steuerspannung, eingestellt. Das geschieht am zweckmäßigsten, wenn dieser Modul eingebaut und angeschlossen ist. Bei einer Spannung von +5V am ES wird mit R18 eine Schwingfrequenz von etwa 5kHz eingestellt. Der NE-Eingang des Filters - die Basis von V3 - darf nur mit relativ kleinen Pegeln angesteuert werden, da anderenfalls eine Verzerrung des NF-Signals die Folge wäre. Ein NE-Pegel von 0,1 V an Anschluß 10 des Transistorarrays sollte nicht überschritten werden. R 1 6 ist entsprechend einzustellen (etwa Mitte). Bild 27 zeigt Bestückungsplan und Ansicht der Leiterplatte, in Bild 28 ist die Leiterzugseite dargestellt. Das VCF wird zur Erprobung und elektrischen Justage, wie in Bild 29 angegeben, in den bisherigen »fliegenden« Laboraufbau eingesetzt. Nach der beschriebenen Einstellung der Widerstände R16, R18 und R20 gewinnt man zunächst eifien guten Eindruck über die Wirkung des VCF, wenn nur weißes Rauschen an den NF-Eingängen (Punkt 8 des VCF) angeschlossen wird. Pl und P2 werden vorerst mit Schleifer gegen Masse gestellt, ebenso P4. Mit P3 muß nun die Cut ofTFrequenz des Filters durchzustimmen sein. Das Rauschen muß dumpfer oder heller werden.
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Die Hauptaufgabe des VCA besteht jedoch darin, dem kontinuierlichen Audiosignal eine Hüllkurve aufzumodulieren, wie sie bei Naturinstrumenten vorzufinden bzw. wie sie selbst bei neu kreierten Klängen musikalisch sinnvoll ist. Dazu bedarf es allerdings einer weiteren Baugruppe, die entsprechende Htillkurven produziert. Das ist der Kontur-Generator. Doch zunächst zum Amplitudenmodulator VCA. Die Schaltung nach Bild 30 ist recht einfach und dürfte bei der Inbetriebnahme keine Probleme bereiten. Der eigentliche Modularer VCA wird durch den integrierten Lautstärkesteller N2 (A 274 D) repräsentiert. Da dieser Schaltkreis für die Audiokonsumgütertechnik konzipiert ist, weist er 2 Kanäle auf (Stereo). Die beiden Steuereingänge (Anschluß 12 und Anschluß 4) sind zusammengeschaltet, so daß beide Kanäle simultan gesteuert werden. Es können also 2 unterschiedliche Audinsignale, die an die NF-Eingänge El und E2 angeschlossen sind, moduliert werden. Eine von vielen Möglichkeiten wäre die Verwendung einer Signalmixtur, die vor dem VCF und nach dem VCF zusammengestellt wurde. Am Ausgang könnten die beiden unterschiedlichen Klänge einem Stereoverstärker zugeführt werden. Mit jedem Tastenschlag oder jeder Klangauslösung würden in diesem Fall 2 unterschiedliche Klänge auf den Kanälen tu hören sein.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 8)
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Die Eingänge E3 bis ES sind für 3 unterschiedliche Steuersignale vorgesehen Das Hüllkurvensignal des Konturgenerators schaltet man zweckmäßig an E4, da es von 0 bis -10V reicht und nach einer Verstärkung von 1 durch den Summierer >41 und einer Phasendrehung um 180 gerade den vollen Steuerspannungshereich von 0 bis 10V durchfährt. An E5 lasser sich über Umschalter und Potentiometer andere Steuersignale des LFO (Dreieck, Sinus, Rechteck) anschalten. Eingang E3 hat einen nachgeschalteten Steiler R 1 auf der Leiterplatte. Mit einem Schalter kann an diesen Eingang wahlweise Weißes oder Rosa Rauschen angeschaltet werden. Die Wirkung wird nach eigenem Ermessen fest mit R 1 eingestellt. Die Ausgangssignale des Lautstärkestellers N2 gelangen über die Koppelkondensatoren (3 und C4 an die beiden Pufferverstärker N3a und N3b und können an deren Ausgängen an den Anschlüssen Xg und X10 abgegriffen und einem Verstärker zugeführt werden. Es sei noch darauf hingewiesen, daß >42 (Ä 274 D) eine ziemlich exakte logarithmische Regelcharakteristik aufweist, die dem physiologischen Laulstärkeempfinden entspricht. Der Frequenzgang der Schaltung ist mit 70 Hz bis 100 kHz vermessen worden. Wird eine tiefere untere Grenzfrequenz erwünscht, müssen die Koppelkendensatoren (3 und C2 sowie (3 und C4 mit größeren Kapazitätswerinn als angegeben dimensioniert werden. Allerdings machen sch dann (ileichspannungssprtinge. die dem Audiosignat unloliegen. auch unangenehmer im hörbaren Klang benierkbar. Bild 31 zeigt den Bestückungsplan und eine Ansicht der Leiterr'lette VC,4_04, in Bild 32 ist die Leilerzugseite dargestellt.
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9.
Der Kniturgenerator ADSR Sustain, Release
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lntensitälsverliufe von Naturinstrumenten; a - Klavier, b Pfdfcnstimme einer Kirchenorgel
- Attack, Decay,
Der Konlnrgcnerator ist die Baugruppe, deren Arbeitsweise sich et,s komplizierter darstellt. Vorerst soll an Bild 33 dargelegt werdt- n. 'rciche Phasen ein musikalischer Klang enthält. Der Klieg beispielsweise einer Orgelpfeife läßt sich zeitlich in 4 Ahschrte einteilen. Nach dem Öffnen des Luftventils strömt Winu in die Pfeife, und innerhalb einer gewissen Zeit baut sich die ($ruudschwingung auf, Diese Zeit wird allgemein als Ein.sehwrn..dauer bezeichnet -- in der Svnthesizerterminologie hat sich der Begriff Aoaek eingebürgert. Nach dem Aufbau einer maximalen Lautstärke, die durch Aus' gletchsvorgänge mitbestimmt ist, kommt es zu einem gewissen
Bild 34 Oszillogramm der Ausgangsspannung des Hültkurvengenerators A1)SR.04. Unten ist der mit dem Tastenanschlag identische Gate-Impuls und oben der komplette ADSR.Konturverlauf zu sehen
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Bild 35 Stromlaufplan des ADSR-Kanturgenerators ADSR-04
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Fünfte Lieferung 1989 SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 4 Musikelektronik und Effektschaltungen
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Modulares Synthesizerkonzept (Blatt 9)
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ein Klangbaukasten
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Nia bildet zusammen mit Nld ein Monoflop, wobei der Ausgang von Nia in der Ruhelage negatives Potential führt. Über die positive Rückkopplung R5 und R2 wird diese Lage festgehalten. Die Diode V4 sperrt, so daß am (+)-Eingang von Nld Massepotential angenommen werden kann (d.h., Cl ist völlig entladen). An den Eingang X6 wird ein positiver Triggerimpuls mit einer
Rückgang der Lautstärke, die bis zur voll eingeschwungenen Phase, der sogenannten quasistalionären Phase, reicht, Dieser Lautstärkeabfall nach dem Maximum wird Deeay (von abfallen) genannt. Die quasistationäre Phase bezeichnet man als Sustain (aufrechterhalten), und sie dauert so lange an, bis die angespielte Taste losgelassen wird. Danach verschwindet der Ton nicht abrupt, sondern verklingt in einer gewissen Zeit, die oft nicht bewußt hörbar, aber physikalisch meßbar ist. Diese Phase wird in der Akustik mit Abklingdauer, in der Synthesizersprache mit Release bezeichnet. Der ADSR-Konturengenerator hat nun die Aufgabe. ein Konturensignal zu erzeugen, bei dem diese 4 Parameter in weiten Grenzen wählbar sind, so daß auch ungewöhnliche, hei Naturinstrumenten nicht vorkommende Konlun'erläufe gewählt werden können. Die Oszillogramme in Bild 34 zeigen eine mögliche Einstellung des ADSR. Der untere Spannungsverlauf stellt das Gatesignal dar, das, wie bereits beschrieben, zeitlich mit dem Tastenanschlag übereinstimmt. Das heißt, solange eine Taste gedrückt wird, steht das Gatesignal mit + 14V an. Der obere Spannungsverlauf stellt das komplette ADSR-Kontursignal dar. Vergleicht man einmal diesen Spannungsverlauf mit der Einhüllenden in Bild 33b, so wird man prinzipielle Ubereinstimmong feststellen. Bild 35 zeigt den Stromlaufplan des ÄDSR-04.
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Spannungshöhe von größer als 3 V geschaltet. Dieser Impuls bewirkt zum einen ein kurzzeitiges Durch'steuern des Transistors Vii, der den Kondensator Cl, falls dieser noch eine Ladung besaß, entlädt. Das ist für eine Neutriggerung in einem gerade ablaufenden ADSR-Ablauf notwendig. Zum anderen kippt der positive Triggerimpuls den NU in die andere stabile Lage, so daß die Ausgangsspannung von etwa — U auf 4- U c kippt. Die nun geöffnete Diode V4 läßt einen Ladestrom über P2 (Attack) in den Kondensator Cl fließen, der sich nach einer e-Funktion auflädt. Die positive Ausgangsspannung von Nla gelangt gleichzeitig über die Diode V5 an den (+)-Eingang von Nie und schaltet den Ausgang dieses Komparators ebenfalls auf + U. Dadurch sperrt die Diode V10, und ein während des Aufladevorgangs gleichzeitiger Entladestrom über P4 (Decay) ist nicht möglich. Auch über P3 (Release) kann kein Entladestrom fließen, da der 01W Nib durch den positiven Gateimpuls am (+ 1-Eingang ebenso auf + U, am Ausgang geschaltet ist und da die Diode V9 sperrt. Der (—)-Eingang des Komparators Nld liegt auf + 10V, d. h., in Ruhe führt der Ausgang — U. Steigt nun während des Aufladevorgnngs die Spannung an Cl über diese +10V am (-'-)-Eingang, kippt. der Komparator in seine 2. Lage mit + U am Ausgang. Die Diode V3 wird nun leitend, und die positive Ausgangsspannung gelangt an den (-)-Eingang von NIa. Dadurch wird dieser wieder in seine Ausgangslage zurückgekipptDer Ausgang von Nia führt wieder — Uc-Potential, die Diode V5 sperrt, und am (-}-)-Eingang des Komparators Nie steht nur noch die positive Spannung, die mit Dl (Sustain) vom (iatepotential (+15V) abgegriffen wurde. Für den positiven Eingang arbeitet die Stufe Nie mit einer Spannungsverstärkung von 2, d. h., bei .einer Spannung von 3V am Schleifer stehen am (+)-Eingang noch 2,4V (Flußspannung an Vi geht verloren), der Ausgang rührt nun 22,4V = 4,8V. Die Spannung am Ladekondensator Cl beträgt jedoch + 10V, so daß die Diode VlO in Durchlaßrichtung betrieben wird, und über P4 fließt ein Entladestrom in den Ausgang von Nie. Die Entladungsdauer (Decay) wird also durch den eingestellten Wert von P4 bestimmt. Der Kondensator entlädt sich etwa bis zu diesem Spannungswert von 4,8V + U, von VtO. Dann sperrt die Diode \'lO, und dieser Pegel (Sustain-Level) bleibt so lange stehen, bis die Taste losgelassen wird und der Gateimpuls nicht mehr am Eingang X3 anliegt. Der Komparator Nib kippt nun auf einen leicht negativen Wert (-1,5V) am Ausgang, der zum einen die Diode V9 öffnet und einen Entladeweg für Cl über P3 (Release) freigibt, zum anderen aber bewirkt, daß der Komparator Nic wieder auf + Ucc am Ausgang zuriickkippt, so daß der Entladeweg über P4 gesperrt wird. Damit ist für jeden Zeitabschnitt ADSR jeweils nur 1 Stellorgan zuständig, so daß die ausgangs aufgestellte Forderung nach freier Einstellmöglichkeit für jeden Parameter erfüllt wird. Das ADSR-Kontursignal läßt sich prinzipiell am Kondensa-
tor Cl abgreifen. Da aber alle Lade- und Entladewiderstände relativ hochohmig sind, darf dieser Kondensator nur sehr gering belastet werden. Der OPV N2b ist ein in Elektrometerschaltung betriebener, nichtinvertierender Pufferverstärker. Ihm folgt ein weiterer Pufferinverter N2a, der das negative Kontursignal am Ausgang A2 zur Verfügung stellt. Das negative Kontursignal wird für den VCA benötigt, der Lf Grund des Eingangssummierers für Steuersignale negative Pegel verlangt. Bestückungsplan und Ansicht der Leiterplatte ADSR-04 sind in Bild 36 und Bild 37 dargestellt. Die beiden zuletzt fertiggestellten Module werden nun in die bereits bestehende fliegende Schaltung eingebaut. Nur den VCA allein einzubauen hätte wenig Sinn gehabt, da er lediglich ein spannungsgesteuerter Lautstärkesteller ist. Mit dem ADSR zusammen erhält man jedoch bereits vollwertige Synthesizerklänge. Der Modul wird nach Bild 38 angeschlossen. Zwischen Anschluß 6 und Anschluß 4 wird vorerst ein keramischer Kondensator von 4,7 nF geschaltet, der bei Anlegen von -1- Ucc an Punkt 4 (Gateimpulssimulation) einen Triggerimputs auf den Punkt 6 überträgt (Kondensatoraufladungsspitze). Damit der Kondensator C sich in den Pausen wieder entladen kann, muß ein Widerstand von 22 kfl vom Punkt 6 nach Masse geschaltet werden. Am »Pilch«-Steller des VCO wird nun eine beliebige Tonhöhe (möglichst ein tiefer Ton) eingestellt. Der VCFEingang (Anschluß 7) erhält ein oberwellenreiches Audiosignal, z. B. Sägezahn oder Rechteck. Mit dem Steiler »Cut off« des VCF wird eine tiefe Resonanzfrequenz eingestellt. Alle anderen Modulationssteller. außer dem, an den das ADSR-Signal angeschlossen ist, werden zugedreht. Die Ersteinstellung am ADSR ist folgendermaßen vorzunehmen: Attack-Steller auf 0, Decay-Steller auf Mitte, Sustain-Level auf 0, Release-Steiler auf 0 Uedoch nicht wirksam, da Sustain-Level 0 ist). Mit einer Prüfspitze, deren anderes Kabelende an + U, angeschlossen ist, tippt man jetzt an den Anschluß 4 des ADSR. Wenn alles richtig funktioniert, hört man einen klavierähnlichen Klang, der allerdings beim Verklingen seine Klangfarbe ändert von spitz zu vollklingend. Der »Klangexperimentator« wird jetzt selbst alle Einstellungen des ADSR und den Einfluß der Modulationssteller am VCF ausprobieren wollen. Alle - oder besser, fast alte - Klangvariationen lassen sich mit dieser einfachen Konfiguration bereits erproben. Um das Ganze als Synthesizer spielen zu können, bedarf es eigentlich nur noch einer Tastatur, die die Steuerspannung für die richtigen Tonhöhen und das Gate — einschließlich des Triggersignals - liefert. Die letzten beiden zusammengehörenden Module KBU und ALC beschließen also den Aufbau eines einfachen, aber vollwertigen monophonen Synthesizers. lOK Resanonce 7' 8
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Fünfte Lieferung SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 4 Musikelektronik und Effektschaltungen
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Modulares Synthesizerkonzept (Blatt 10)
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Bild 39
Die Keyboardschaltung KB!,) erzeugt KOV und Gatesignal
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Stromtaufplan der Keyboardschaltung
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Die Keyboardschaltung KB (1-04 in Bild 39 dargestellt sieht auf den ersten Blick ähnlich kompliziert aus wie der ADSR-Oenerator, jedoch sind die einzelnen Stufen nicht problematisch miteinander kombiniert. Das Schaltungsprinzip geht auf [6] zurück und ist für die B 080-Schaltkreise dimensioniert. Der OPV NIb fungiert als Stromquelle, d.h. der Strom, derüber R2 zum Summenpunkt, dem («)-Eingang des OPV, fließt, muß in umgekehrter Polarität über R4 und die Reihenschaltung von 36 >< 47£) betragsgleich ebenso zum gleichen Punkt fließen. Der (-1 )-Eingang des gleichen OPV liegt über RI an Masse, so daß der OPV seine Ausgangsspannung derart steuert, daß sich am (—)-Eingang ebenso Massepotential befindet man spricht auch von einer virtuellen Masse für diesen Summenpunkt. Mit R2 wird also letzten Endes der Strom durch die Widerstandskette eingestellt. Danach soll über jedem Widerstand eine Spannung von '/ V liegen anders ausgedrückt über 12 Tasten ergibt sich 1V, Das entspricht international üblichen Normen, denn für die analogen Schnittstellen hatte man sich international auf diese 1 V/Oktave-Interfacebedingung geeinigt. Es ist also durchaus auch möglich, für die Widerstandskette andere Widerstände als 470 einzusetzen. Der Bereich verwendbarer Widerstände reicht von 22 bis 1800. Bei Einsatz von Widerständen unter 470 muß der Widerstand R2 von 8,7 kO auf 3,9 kO verkleinert werden. Für die Widerstände muß eine Toleranz von weniger als 0,5% gefordert werden. Dabei kommt es nicht auf die Absolutgenauigkeit an. sondem nur auf die Toleranz gegeneinander. Erfahrungsgemäß findet man aus etwa 100 Widerständen einer Fertigungscharge die benötigten 36 Stück heraus. Dazu wird am besten eine kleine Wheatstooesche Meßbrücke, wie sie mancher Amateur besitzt, verwendet Wenn dieser Weg nicht möglich ist, können auch alle Widerstände durch Parallelschalten von wesentlich hochohmigeren Widerständen nach Frcqucnzzähtung
rade aufweist, so daß ein entsprechender Prequenzzuwachs je Widerstand eingeeicht werden kann, Das ist ein relativ umständliebes Verfahren. Die kleinsten Probleme bringt der Einsatz hochgenauer Widerstände, die sich allerdings wiederum schwieriger beschaffen lassen, Der OPV Nia ist als Schwingschaltung aufgebaut, die am Ausgang des OPV ein Rechteck- und am Ladekondensator C2 ein Dreieckignal mit einer Frequenz von etwa 30 kHz tiefert. Dieses 3V gelangt über Dreiecksignal mit einer Spannung von den Reihenwiderstand ES und den Koppelkondensator Cl an den (+)-Eingang der beschriebenen Stromquelle Nib. Für ein Signal am ( H)-Eingang hat die Verstärkerstufe Nib eine etwa 2fache Verstärkung. Am (+)-Eingang beträgt die Wechselspannung etwa 25 mV, so daß das der Gleichspannung überlagerte Wechselspannungssignal am Ausgang von Nib rund 50 mV beIrägt. Während sich also die Gteichspannung von 3 V (bei 3 Oktaven) am Punkt X4 bis 0V über die Widerstandskette verteilt, ist dieser Gleichspannung eine 30-kHz-Dreieck-Wechselspannung überlagert, die sich von so mV nur bis zu einem Pegel von 25 mV abhaut. Wird nun einer der Tastenkontakte SI bis S36 geschlossen, erscheint die über dem unteren Teil der Widerstandskette stehende Gleichspannung mit überlagerter Wechselspannung am Punkt 6. Von dort aus gelangt sie zum einen über den Koppelkondensator C6 an den ( -t- )-Eingang des Wechsetspannungsverstärkers Nic. durch den der Wechselspannungsanteil verstärkt wird. Zum anderen kommt die Gleichspannung über R25 und Pl zum Haltekondensator C9. Die symmetrische überlagerte Wechselspannung wird dabei vollständig geglättet. Sie verändert dabei den Gleichspannungspegel nicht. Der als Elektrometerverstärker beschaltete 01W N2b verstärkt das am Haltekondensator anstehende Potential und liefert es be-
am angeschlossenen VCO geeicht werden. Diese Messung geht davon aus, daß der VCO eine sehr lineare U/f-Umsetzungsge-
lastungsfähig an den Ausgang X9. Durch die extrem hochohmigen FET-Eingänge der 80er Serie
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wird der Kondensator C9 unmerklich belastet, so daß die Spannung mindestens über 30 s so konstant stehenbleibt, daß eine hörbare Tonänderung des gesteuerten VCO nicht wahrzunehmen ist. Das verstärkte Wechselspannungssignai (1J = 3,5V) wird -mit den Dioden V2 und V3 gleichgerichtet und lädt den Kondensator C8 auf Die Diode Vi bewirkt, daß die Spannung am (--)-Eingang maximal 0,6V nicht überschreitet. Da der (–)-Eingang der Komparatorschaltung auf -'-0,2V durch den Teiler R8/R9 festgelegt ist, kippt der Ausgang in die stabile Lage solange kein Signal über die (ileichrichterschaltung ge— langt. Am (±)-Eingang steht in dieser Ruhetage eine Spannung von –0,1 V. Sobald aber ein Wechselspannungssignal an die Citeichrichterschaltung gelangt, wird der Pegel am ('-)-Eingang positiver als der am ( )-Eingang, und die Schaltung kippt in die 2. stabile Lage mit H- U am Ausgang. Dieser positive Ausgangspegel wird durch N2a gepoltert und gelangt belastungsfähig an den Ausgang X10 als Gateimpuls. Sobald man die Taste losläßt, entlädt sich C8 sehr schnell über RIO, und die Komparatorschaltung kippt zurück - der Gateimpuls ist verschwunden. Von der Vorderflanke des Gateimpulses wird mit der Komparatorschaltung N2d und dem Differenzierkondensator C11 ein etwa 10 ms breiter Impuls gewonnen, der am Ausgang xii abgegriffen werden kann. Es handelt sich dabei um den Triggerimpuls. Bild 40 zeigt den Bestückungsplan und eine Ansicht der Leiterplatte. Bild 41 gibt die Leiterzugrührung der Leiterplatte wieder. In Bild 42 sind die Oszillogramme von Gateimoulsen und Keyboard-Ausgangsspannung dargestellt. Würde jetzt das mit jeder Taste linear ansteigende KOV-Signal an den Steuereingang des VCO geschaltet und würden die Tastenkontakte nacheinander geschlossen werden, dann würde das auf keinen Fall eine einigermaßen stimmende Klaviatur ergeben. Der Grund ist folgender: Eine musikalische Oktave ist exakt eine Verdopplung der Frequenz, d. h. eine weitere Oktave wäre bereits eine Vervierfachung des Bezugstons. Bildet man daraus eine Reihe, dann erhält man die Verhältnisse zu einem Bezugs-
Bild 40
Bild 41 Leiterzugsette der KßtJ-04
KBU-04: a — Bestückungsplan. b — Ansicht der Leiterplatte
KBU-04
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 4 Musikelektronik und Effektschaltungen -
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Modulares Synthesizerkonzept (Blatt 11)
411
ein Klangbaukasten
-
Der Antilogeonverter ALC-04 bewirkt die richtige Stimmung
11.
43 zeigt den .Stronilaufptan des ÄLC-04, Der linke Teil enthält eine Regelschaltung der fleiztemperatur, mit der Transistor 3 und Transistor 4 eines Transistorarrays B 340 0 geheizt und auf konstanter Temperatur gehalten werden I] Die eigentBild
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Bild 42 Oszillogramm von Gateimpulsen und »Keyboard Output Voltage« (1(0V). Oben Gate-Impulse - identisch mit gedrückter Taste. unten Keyboard-Ausgangssignal, das sich mit jeder neu gedrückten Taste sprunghaft ändert
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1001<
P2 680
IT— R t IR22 P23 P24 P25 P26 IOK El X3X4
3(5
E4ESAh X6 x7 x9
R21-P25. 1001<
Pl' 1 10K
PilCh
NI 8 0840 N1: MM 723 N3
-1
P13 10K
HH
r4 03
6
23
P11
8 340 0
Bild 43 Stromlaufplan des Antilog-Converters ALC-04
0
1<144 723 Anscht von oben
liebe Exponentialkonverterschaltpng (in der SynthesizerterminoIogie hat sich der Begriff Äntilogconverter eingebürgert) besteht aus dem OPV Nld und den Transistoren Vi und V2 des Transistorarrays N3. Die Funktion beruht auf der exponentiellen Kennlinie eines Transistors. Über R7 fließt ein Strom von (J<-.
15V lQOk = 0,15 mA Q
in den Summenpunkt von OPV Nid Der (+)-Eingang des OPV liegt über R6 auf Massepotential. Der OPV stellt seine Ausgangsspannung so ein! daß über den Transistor VI ein gleichgroßer, aber negativer Strom in den Knotenpunkt fließt. Beträgt die Ausgangsspannung des OPV N ic 0V, so liegt die Basis von Transistor VI über P17 an Masse Auch die Basis des im übrigen praktisch völlig gleichen Transistors V2 (auf dem gleichen Chip) befindet sich an Masse, so daß aus seinem Kollektor zwangsläufig der gleiche negative Strom von 0,15 mA in den Knotenpunkt des l/tJ-Wandters NIb fließt. Die Wandlungskonstante ist mit dem Wert von RIO festgelegt, d.h., die Ausgangsspannung beträgt
an die Basis des Transistors Vl. Wird nun diese Basis positiver, so muß der Emitter etwas weniger negativ werden, um wieder die gleichen Offnungsverhältnisse wie vordem einzustellen - denn es muß nach wie vor ein Strom von 0,15 mA in den Summenpunkt fließen. Die Basis von V2 hat aber weiterhin Massepotential, so daß dieser Transistor etwas weniger geöffnet ist und damit einen geringeren Strom an den 1/U-Wandler Ntb liefert. Die sich linear ändernde Spannung an der Basis von Vi wird also in einen sich exponentiell ändernden Strom umgewandelt, der aus dem Kollektor von V2 fließt. Prinzipiell würde für diesen Zweck ein Transistor ausreichen. U55 ist jedoch sehr stark von der Umgebungstemperatur abhängig, so daß sich das Instrument bei der geringsten Änderung der Umgebungstemperatur stark verstimmen würde.
- (J = tRIO. Im konkreten Fall würde sich eine positive Adsgangsspannung (negativer Strom!) von 0.15 mA'39 kO = 5,85V einstellen. Ein negatives Steuersignal an einem der Summiereingänge EI bis ES wird invertiert und gelangt über den Steiiheitssteller R 18
Bild 44
ALC-O4; a -- Iiestückuogsplan. h - Ansicht der Leiterplatte
Bild 45
Riß
0
p
R15
n9Q
N2 700 5 0 05 Oto 0' I 0 60001 04 12
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1 I
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1
R
10
0
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__ R64 0-0 0 0
Q0
6 0102
0
03 04050507 08 09
R12
0
Leiterzugseite des ALC-04
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen
1989 1 Blatt
Modulares Synthesizerkonzept - ein Klangbaukasten (Blatt 12) Exkern
w VC 0 - 04
2
WF-04
5
2
4 KBU- 04 II
4
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8
3 3
4-12
LF0-04
5
NG - 04
70
zu den ADSR - Generatoren
Die vorliegende Schaltung regelt derartige -Schwankungen aus. -Da sich beide Transistoren auf einem Chip befinden, kann davon ausgegangen werden, daß die Nachregelung der Emitterspannung auch das exakt richtige Maß für V2 ist. Außerdem wird der Chip noch mit V3 und V4 aufgeheizt und temperaturgeregelt, so daß Temperaturschwankungen praktisch keine Rolle mehr spielen. Bei einer Spannung von 0V an der Basis von VI fließt also der maximale Strom von 0,15 mA aus Vi und "12. Wird die Basis positiver, so verringert sich der Ausgangsstrom, Die Pegel am Eingang der Summierschaltung müssen dem also Rechnung tragen. Mit Pl (Pitch) wird eine Spannung von —3V an den Eingang ES gelegt. Aus einem 3oktavigen Keyboard erhält man maximal + 3V (1 V/Oktave!), so daß beim ' höchsten angespielten Ton gerade 0V am Ausgang von Nie stehen und der Antilogkonverter seinen höchsten Strom liefert. Wie bereits berechnet, steht in diesem Fall eine Spannung von 5,85V am Ausgang des l/U-Wandlers. Sie wird mit dem Inverterpuffer NIa nochmals in der Polarität gedreht, da der VCO negative Steuersignale verlangt. Bestückungsplan und Ansicht der Leiterplatte sind in Bild 44 zu sehen. Bild 45 zeigt die Leiterzugseite. In Bild 46 ist dargestellt, wie die Keyboardschaltung und der Antilogconverter an die »fliegende« Schaltung angeschlossen werden. Damit sind alle Module erläutert. Wer sich an das Konzept gehalten hat, verfügt nun über einen Synthesizer in »fliegender« Laborschaltung. Der Erbauer hat bei der schrittweisen Inbetriebnahme und Erprobung gleich einen guten Überblick über Sound, Möglichkeiten und auch Grenzen der Bausteine bekommen und kann nun daran gehen, entweder einen Kompaktsynthesizer, z. B. nach Bild 2, aufzubauen oder aber ein Modularsystem zu realisieren, das ausbaufähig ist und bleibt. Aus der Sicht des Autors sollten unbedingt 2 bis 3 VCO mit jeweils dazugehörigem Antilogkonverter und 2 ADSR-Konturgeneratoren zu einem Instrument gehören. Besonders, wenn beide VCO die gleiche Frequenz erzeugen, ergeben sich interessante Choruseffekte durch das leichte Differieren der Frequenzen. Die Frage der Beschaffung bzw. des Eigenbaus einer Tastatur ist immer wieder aktuell. Alte ausgediente Orgelmanuale mit Golddrahtkontakten sind natürlich am geeignetsten, aber der Autor hat auch mit Erfolg eine alte Harmoriiumtestatur benutzt und mit Ktickstellfedem und Mikrotastern zu einem durchaus spielbaren Synthesizer-Manual umgebaut. Auch Reed-Kontakte und
Bild 46 Anschluß der Keyboard-Schaltung und des Antilog-converters an die Labor-Brettschaltung der anderen Module
kleine Permanentmagnete, wie sie an Dispo-Tafeln verwendet werden, sind schon mit Erfolg eingesetzt worden. Weitere konstruktive Angaben zum Manualb-au findet der Leser In [7], [8] und [9]. Literatur [1] H.-J. Schulze, Musiksynthesizer selbstgebaut, Berlin 1980. [2] H. Kühne, Analog-Digital-Umsetzer. In: Mikroelektronik in der Amateurpraxis, herausgegeben von R. Erlekampf, M.Kramer, H.-J.Mönig, Berlin 1980. [3] H.-J. Schulze, Moderne Schaltungskonzeptionen der Musikelektronik. In: Mikroelektronik in der Amateurpraxis, 2.Ausgabe, herausgegeben von R.Erlekampf, M.Kramer, H.-J.Mönig, Berlin 1984. [4] fi.Kühne, Schaltbeispiele mit bipolaren Transistorarrays. In: Mikroelektronik in der Amateurpraxis, 2. Ausgabe, herausgegeben von R. Erlekampf, M. Kramer, H.-J. Mönig, Berlin 1984. [5] H.-J. Schulze, Musiksynthesizerschaltungen mit dem A 109, In: Schaltungssammlung für den Amateur, Dritte Lieferung, herausgegeben von K. Schlenzig, W. Stammier, Berlin 1982. [6] Serviceunterlagen der Fa. M000 für Micromoog-Synthesizer. [7] R. H. Böhm, Elektronische Orgeln und ihr Selbstbau, München 1969. [8] G. Engel, Elektromechanische und vollelektronische Musikinstrumente, Teil 1, Berlin 1975. [9] H. Tünker, Musikelektronik, München 1979.
Literatur zu Blatt 4-13 und Blatt 4-14 [1] MIDI ± Synthesizer. In: Elektor Heft 11/1985, Seite 28 bis 32. [2] S. Hartmann. Möglichkeiten des MIDI-Systems. In: Musikelektronik Heft 1/1984, Seite 20 bis 21. [3] P. Kamjnski, MIDI-Technik. In: Musikelektronik Heft 1/ 1984, Seite 21 bis 24. [4] R. Aicher, Mit MIDI werden Rockbands kompatibel. In: Coihputer, Heft 4/1985, Seite 128 bis 132. [5] H. Niemeier, Datenaustausch mit Musikinstrumenten. In: funkschau Heft 24/1985, Seite 69 bis 70. [6] C.Meyer, MIN - Schnittstelle zur Musik, elrad Heft 7/1984, Seite 44 bis 48.
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch ix
Ji, e'reop )1, 4em94JpaTop )I. 4*104 )I. 4rn43y3nomTbIA 4, 4pocceJlb JjA, 4emrnl,paTop apeca BBC, aHoffiroft 6maHcHbtii cMecrrrelrb AB, 41t3,1eKTpwrecKHfl HOJIHOBOJ& JjBK, 4nanoro-ornqHcnnTeÄbnbIu KOMUJICEC )13M, 4HCKTH55I BbIqncJIHTeJlhuIaM Mamama F, 4HHaMIlqecK1tfI rpoMa0r000pwreJlb RF, 4M00 Fauna fiLM. Jj*tHaMTtqecKHh MFH1TTHM rpOMKor000pwreJrh JIE3Y, 4oJlroBpeMcnhroe eMKocTTIoe 3anoM1iHa0I1\ee ycTpOffcTBO Jj3A, 4Bvx3epKam,uaM airrelma fl3flTlll, noieaofi TPaII3JLCTOP C 4ByM5{ 3aTBopaMn lllonsrr )j3Y, 411041105 sanouuealowee ycTp0cTB0 flUT, gaT'IHK HMrIJJJbCOB Toxa AK, 4HCK4CTIIEIft xauaji flKH, 4aT'{HK KOHTPOJI H UOJTO)KCHHM fiKY, JeKo4npyIou4ee ycrpotk'rno UKY, ‚uscxpeoe Icoppelc- rnpylolltee ycTpoftc'rso 1*4*1., 4JIuhIa Hornihl AM, 4aaJI0roob1ii MoHnTop )1MKC, 4eMynhTnM1eKcop flHBAX, isnaamqecax nepannoneenaM nojTbT-annepnaa xa-
Detektor DC, Dekoder (eng!. decoder) Diode diffundiert, DiffusionsDrossel Adreßdekoder Doppel -G egentaktmischstufc dielektrischer Wellenleiter dialogorientierter Rechnerkomplex Digitalrechner dynamischer Lautsprecher Gunn-Diode magnetodynamischer Lautsprecher kapazitiver Langzeitspeicher Doppelreflektorantenne Feldeffekttransistor mit Schottky-Doppelgate D iodenspeicher(-matrix) Stromimpuisgeber digitaler Kanal Lagekontrollsensor DC, Dekoder (efigl. decoder) diskrete Korrekturschaltung Wellenlänge dialogorientiertes Betriebssystem Demultiplexer dynamische, nicht abgeglichene Spannungs-Strom-Kennlinie
P5KTP11CTHK*1
fiH3, pfflort c naKorijieHneM 3apx4a Jllt, 4H3L10HKT11BHSI HopMaJlbuaw JYHKW1M ‚lj03Y, 41411aM1f'{eCK0e oriepai-nunoe aanoMmialoatee ycTpoflcrBo )IOC, 4ncKo11a5 onepawtoHHasJ cltcTeMa flOCPB, flOC PC4hHOFO apeMeHM Jj03, IzeTexTop onTuqecKoff 3HeprHN firi, 4emn4,paTop nepexo4on fi II, 4uarHocTnqecKnff IIpO6HMK fill, 4IlaJIeKTpH'lecKax unacTrnIa firi, 4H9JIeKTpH'ICCKI*5J npolmuaeMocTb flUß, 4H34eKTpHqecxnft IJOJIOCOBOft H0JIHOB04 fl[IY, 4ncTaHI*nom{hrfr flyJIbT ynpannenus fiHq, anauaBounhItk nojiocouoft 4JIIJIbTp flh14, 4F1CKTH05 HpeO6pa3OHaHHe 4ypbe fifl4J -I1, napaMeTplsqecKoe 4ucKpeTnoe npeo6pan0natsne 4ypne )jP, 4aT'Isnc pacxoaa fiP, 4u3JIeKTpuqecKnh pesoHaTop fiG, jzrn+cyias emla fiG, 406aso1B0e COHPOT}TBJICHHC )jGCrI, jianoronax dneTeMa cTpyxTypnponannoro npor'paMMnpoHaHlol flCB, i*ojiroxnsy*osaee cTnMyJlnpoBaHHoe flTP, jtaiianee Tpononkepnoe paccesrurte flY, 4aTqnK ypOlma flY, 4em114,pnpylOLltee YCTPOffCTBO flY, 4tIdTaIll*ISOHH0e ynpanjienne flY, 4n4xbepeHunaJIaHOe ycrnsemte fl«J, 4ncKpeTHEIfl 4»IJIBTp fiV, 4n4,4 epeH1*HallbHaM st,aaa flb, 4OIIJICpOHCKHff 4,HJIBTP fiX, 4ncnpnMnHaT0p1Ias xapaxTeprlcTmca gq, 4eJ1HTJII, qacToThr fiffi, aemrnVpaTop fifflA, AermufpaTop apeca fililAri. 4emn4JpaT0p a4peca nyca fiffiBil. 4emH4JpaTOp 611oxa naMxTH guIKO, getirn4paTop xo4a oriepaitirn fl3tI, LIUCKPTH5L axcnoHeirwiaJnHax 4yHKItBH 1J34-H, napaMeTprn{ecKasl 1HcKpeTua5I 3Kcn0HeHI*naJu,Hax 4ymwrni
Ladungsspcicherdiode DNF, disjunktive Normalform dRAM, dynamischer Schreib-Lese-Speicher (engl. dynamic random-access memory) DOS, plattenorientiertes Betriebssystem (engl. disk operating system) plattenorientiertes Echtzeitsystem Lichtempfänger Flankengleichrichter Prüfstift dielektrische Scheibe dielekirische Durchlässigkeit dielektrischer Streifenleiter Femsteuerpult Bereich&bandfilter DFT, diskrete Fouriertransformation (engl. discrete Fourier transformation) PDFT, parametrische DFT (engl. parametric DFT) Sollwertgeber dielektrischer Resonator motorische Kraft Zusatzwiderstand DSSP, Dialogsystem für strukturiertes Programmieren langandauerndes angeregtes Echo ferne troposphärische Streuung Pegelgeber DC, Dekoder (engl. decoder) Fernsteuerung Differenzverstärkung Digitalfilter Phasendifferenz Dopplerfilter Diskriminatorkennlinie Frequenzteiler DC, Dekoder (engl. decoder) Adreßdekoder Startadressendekoder Speicherhereichsdekoder Operationskode-Dekoder, Befehisdekoder diskrete Exponenlialfunktion parametrische diskrete Exponentialfunktion
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen
t
MIDI - Music Instrument Digital Interface (Blatt 1)
Einleitung Kaum ein anderes Wort als »MIDI« hat die Musiker der '>Elektrischen Szene« und die Musikelektroniker in den letzten Jahren mehr beschäftigt. Verspricht es doch eine neue Dimension von Möglichkeiten, Computer mit elektronischen Klangerzeugem wie Synthesizer, Expander, Musikcomputer, elektronische Schlagzeuge usw. zu koppeln bzw. diese Klangerzeuger untereinander zu verbinden. Ein Personal- oder Kleincomputer beispielsweise steuert nach einem speziellen Composer-Programm einige angeschlossene elektronische Klangerzeuger und bringt auf diese Weise das Arrangement zum Erklingen. Eingriffe und Veränderungen in der Partitur sind jederzeit am Computer möglich, so daß das Musikwerk bis zur Endfassung bearbeitet werden kann. Funktionsmusik, z. B. Vertonung von Video- oder Filmproduktionen, kann durch den Komponisten bis hin zur fertigen Produktion in eigener Regie erarbeitet werden. Oder ein anderes Beispiel: An einen Synthesizer - in diesem Fall den Master - werden ein weiterer Synthesizer und ein Expander (das ist ein polyphoner Digitalsynthesizer ohne Tastatur, jedoch mit MIDL-Anschluß) angeschlossen. Im Poly-Mode, einer der möglichen Betriebsarten des MIDI, können nun beide angeschlossenen Klangerzeuger parallel zum Masterkeyboard. aber mit völlig frei wählbaren Klangparametern, gespielt werden. Von einem Keyboard kann also ein ganzer Orchesterklang gesteuert werden. Mit diesen beiden Beispielen sind die enormen Möglichkeiten des MIDI nur angedeutet. Es ist sicher gerechtfertigt und von Interesse, sich mit dem MIDI-System etwas näher vertraut zu machen.
MW! - Spezifikation iM Führende Hersteller elektronischer Musikinstrumente haben eine internationale Gesellschaft - die IMA (Internationale MIDI Association) mit Sitz in New York ins Leben gerufen. In ihr wurde eine Einigung über die Schnittstellenbedingungen eines
Computer
Drucker Ax 0 DTR SG
Bild 1 Datentransfer zs.ischen Computer und Drucker über ES232 -Schnittstelle
1989
1
Blatt
4-13
digitalen Musikinstrumente-Interface erarbeitet und für verbindlich erklärt. Die IMA beschließt ebenfalls Veränderungen, Erweiterungen und bereits ins Haus stehende weitere MIDI-Spezifikationen, die dann für alle MIDI-Hersteller verbindlich sind. Unter dem Aspekt einer einfachen Verkabelung der MIDI-Komponenten wurde ein bit-serielles Interface ohne Quittungssignale gewählt. Als Steckverbinder wurde die 180'-DIN-Buchse mit 5 Kontakten - auch häufig als 5polige Diodenbuchse bezeichnet - festgelegt. Bei der Festlegung der Parameter des MIDI hat sicherlich die serielle asynchrone Schnittstelle ES 232 - ein schon sehr altes serielles Interface - Pate gestanden. Deshalb sollen zunächst einige Ausführungen zur RS-232-('V24)-Schnittstelle folgen. Am Beispiel eines Druckers, der an die RS -232-Buchse eines Computers angeschlossen ist, soll der Mechanismus einer einseitig gerichteten Datenübertragung erläutert werden (Bild 1). Die Signalleitungen haben folgende Bezeichnungen: RxD - Receiving Data - Datenempfangsleitung, DTR - Data Terminal Ready - Terminal meldet Bereitschaft zum Datenempfang, SG - Signal Ground - Signalmasseleitung. Sobald der Drucker über die Datenleitung DTR dem Computer seine Empfangsbereitschaft mitteilt, indem er den DTR-Pegel auf -t 12 V schaltet, sendet der Computer ein Datenwort seriell, also bit Für bit, an den Drucker. Nachdem das letzte bit, auch als Stop-bit bezeichnet, vom Drucker empfangen wurde, schaltet dieser die Leitung DTR auf —12V und zeigt damit dem Computer, daß er im Moment keine weiteren Daten akzeptieren würde. Erst nachdem der Drucker das letztempfangene Byte verarbeitet hat, z. B. in einem Druckvorgang eines Zeichens, schaltet er die DTR-Leitung wieder auf +12V und erwartet neue Daten. Bild 2 soll diese Vorgänge noch einmal verdeutlichen. Diese serielle Schnittstelle arbeitet asynchron, d. h. Talkr (Sprecher, Computer im Beispiel) und Listener (Hörer, Drucker im Beispiel) sind nicht durch ein gemeinsames Taktregime gesteuert. Nach dem empfangenen Start-bit folgen alle weiteren bit in einem genau vorgegebenen Zeitraster, das vom Datensender genau eingehalten werden muß. Der interne Takt des Empfängers, mit dem die seriellen Daten-bits im allgemeinen zunächst in einen Datenspeicher (sogenanntes Datenlatch) abgespeichert werden, muß ebenso exakt wie der des Senders sein. Anderenfalls könnte es vorkommen, daß die seriell einlaufenden bits zum Teil in die falschen Speicherzellen des Datenlatches geraten und damit falsche Bytes ergeben. Die Geschwindigkeit des Datentransfers muß also zwischen Sender und Empfänger vorher exakt vereinbart werden. Diese Geschwindigkeit wird mit Baud-Rate bezeichnet und gibt an, wieviel bit je Sekunde gesendet werden. Das RS-232-Interface kennt folgende Baud-Raten: 300, 600, 1200, 2400, 4 800 und 9600.
- ON(Doto Receptible)tI2V - - Bereitscictssignol DTR - OFF(Dota tJnreceplible)-12V - Dato logisch „0" • 12v -- Dobns.gnal RicO - Dato logisch „1" - 12V 9ofl- tat
27
Stop - bit
ELJJ H Bild 2 Zeitabläufe der RS-232-Kommunikation; oben das Bereitschaftssignal DTR, unten das Datensignal RxD
CPU 3 1
20 21 42 2 2
NI:
r
StR 1 1 1 1 0 1 0 0 518
2,063ms Bild
3
Asynchrone serielle Übertragung der logischen Folge 0 1 0 1 1 1 1 (2F11) mit RS 232 bei 4,8iBaud
Bild 4 Schaltung eines MIDI-Ausgangs - Stromschleife
CPU
an
PC_cPU Optokoppltr
IC 17
IC la 2
Bild 5 MIDI-Schnittstelle des DX? (YAMAHA) als Beispiel für eine typische MIDISchoitlstellensc haftung
Oj; 20
+5V
odi 220
Das Datenformat der RS-232-Schnittstelle ° £ ist folgendermaßen aufgebaut: Start-bit: 1 Daten-bits: 7 oder 8 Stop-hits: 1 oder 2 Paritätsbit: gerade, ungerade oder kein PB Stop-bit-Anzahl hängt von der Anzahl der Datenbits ab. Die vereinbarte Baud-Rate richtet sich meist nach dem langsamsten Datenempfänger in einem System. Im allgemeinen sind das Plotter oder Drucker. Demzufolge muß die Baud-Rate am Computer auf diese von der Peripherie geforderte Baud-Rate eingestellt werden. Das geschieht entweder hardwaremäßig durch einen Schalter oder durch eine softwaremäßige Einstellung im Betriebssystem des Rechners. Welches Datenformat gewählt wird (7 bit + Paritäts-bit oder 8 Daten-bits) hängt nur von der Interpretation der übertragenen Bytes ab, ist also nicht Sache des Interfaces. Um den groben Überblick über das RS-232-Interface abzurunden, soll an Hand einer Abbildung der Transfer eines Bytes demonstriert werden (Bild 3). Das Byte habe den Wert 2Fl-1, also die binäre Form 0010 1111, und soll mit einer Baud-Rate von 4,8 KBaud übertragen werden. Jedes bit nimmt demzufolge eine Dauer von T
is 115 4800 bit 208,3
ein. Damit sollen die Darlegungen zur M-232-Schnittstelle abgeschlossen sein - sie werden sicher ganz wesentlich zum schnelleren Verständnis des MIDI-Übertragungsmechanismus beitragen. Doch nun zum MW! selbst. Der MIDI-Datentransfer ist ganz ähnlich dem der RS 232 aufgebaut, aber einige entscheidende Unterschiede gibt es doch: 1. Die Übertragungsrate ist wesentlich höher, sie beträgt 31,25 KBaud. Die Taktfrequenz läßt sich bequem durch Teilung einer quarzstabilen 1-MHz-Frequenz durch 32 - also 5 Binärteilern - erzeugen. Damit entfällt eine Dauer von 31 250 bit 32 gs auf 1 bit. Ein übertragenes Byte einschließlich eines Start- und eines Stop-bits beansprucht demzufolge eine Gesamtdauer von 10 >< 32 ps = 320 ps. 2. Es existieren beim MIDI keine handshake-Leitungen (Anforderungs- und Quittungsleitung) wie bei allen anderen Computer-Interfaces. MIDI verwendet die sogenannte 2-DrahtLeitung, d. h., eine Leitung ist über einen Widerstand von 220i) an +5V geschaltet, während die andere am Ausgang eines Leitungstreiber-ICs liegt. Die beiden Leitungen sind an Anschluß 4 und Anschluß 5 der Diodenbuchse angeschlossen. An diese Ausgangsbuchse »OUT« wird nun ein Verbraucher gelegt, d . im Makrelen Fall die LED eines Optokopplcrs. Führt der Ausgang des Leitungstreibers H-Potential, also +5V, so fließt kein Strom über die LED. Das heißt, die Ausgangsleitung (Anschluß 5) ist auf 11-Potential gesetzt, aber
s2,-
L - Cl?
IN 1C18 sv T H RU
die LED leuchtet nicht und übermittelt auf den im Optokopp1er befindlichen Fototransistor keine Information. Wird jedoch der Leitungstreiber auf 0-Potential gesteuert, fließt sofort ein Strom durch die LED, den der 220-1-Widerstand auf etwa 5 mA begrenzt. Es wird eine Information über den Optokoppler übertragen. Dieser Mechanismus erklärt auch, warum MIDE (gleich dem RS-232-Interface) mit negativer Logik arbeitet. Bild 4 demonstriert noch einmal die Darlegungen. 3. Die t'-24- bzw. RS-232-Schnittstelle arbeitet mit einem maximalen Spannungshub von 24V (±12 V), während MIDI sich mit den Pegeln 0 und + 5 V begnügt. Bei 0 auf der Signalleitung fließt ein maximaler Strom von 5 mA. Bild 5 zeigt eine typische Schnittstellenschaltung des DX7 (YAMAHA). Der MIDI-Ausgang über die OUT-Buchse wurde bereits im Zusammenhang mit Bild 4 dargelegt. An die Eingangsbuchse IN ist in beschriebener Weise ein Optokoppler angeschlossen, den eine Schutzdiode und ein Vorwiderstand gegen Verpolung und zu große Ströme schützen. Der Ausgang des Optokopplers, d. h,, der Kollektor des Fototransistors, wird zum einen an ein entsprechendes Eingaberegister bzw. den FlO-Port der CPU des Synthesizers geschaltet. Zum anderen gelangt dieses Signal gleichzeitig an die beiden Leitungstreiber, die ihrerseits die Buchse THRU, einen Slave-Ausgang, speisen. Auf diese Weise kann das MIDI-Signal, das zur INBuchse gelangte, gleichzeitig an der THRU-Buchse wieder abgegriffen und einem weiteren MIDI-Gerät zugeführt werden. 3.
Anwendungsbeispiele
Bild 6 zeigt einige Beispiele für die vielfältigen Möglichkeiten der Kombination von MIDI-fähigen Instrumenten und Geräten. In Bild 6a ist der einfachste Fall dargestellt. Das Keyboard 1 wird im Beispiel aktiv als Masterkeyboard gespielt. Alle Informationen über die angeschlagenen Tasten, die Anschlagsdynamik, Filter- und Konturverläufe werden über die MIDI-OUT-Buchse zur MIDI-IN-Buchse des angeschlossenen Keyboards 2 übermittelt. Dieses Keyboard erklingt nun parallel zu Keyboard 1, allerdings mit dem ihm eigenen und gewählten Sound. Diese Betriebsart wird mit OMNI-MODE bezeichnet (omni im Sinne von alles). Alle Keyboards befinden sich nach dem Einschalten üblicherweise im OMNI-Mode. Es existieren im MW!Interface 2 weitere Betriebsarten: der POLY-MODE und der
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen
Blatt
MIDI - Music Instrument Digital Interface (Blatt 2)
4-14
MONO-MODE. Was es damit auf sich hat, wird noch beschrieben. Vorerst sollen jedoch die in Bild 6b und Bild 6c gezeigten Anwendungsfälle erläutert werden. Bild 61, zeigt einen Anwendungsfall, der dem in Bild 6a sehr ähnlich ist. Im Unterschied dazu ist über den Durchschteifausgang THRU noch ein weiterer Klangerzeuger angeschlossen. Es handelt sich dabei um einen Expander, den man sich als polyphonen Synthesizer ohne Tastatur, aber dafür mit MIDI-Schnittstelle vorstellen darf. Beide Klangerzeuger (Keyboard 2 und Expander) werden ebenfalls im OMNI-Mode betrieben, d. h., sie erklingen parallel zu den Stimmen des Masterkeyboards, allerdings mit anderen Sounds. Auf diese Weise sind Klangkonstruktionen im Live-Auftritt spietbar, für die in-an anderenfalls 2 weitere Musiker an den entsprechenden Tasteninstrumenten beschäftigen müßte. Bild üc zeigt einen ganz anderen Fall, der überhaupt erst durch MIDI ermöglicht wurde und bei der Entwicklung und technischen Realisierung des MIDI-Systems wohl die höchste Priorität besaß - die Steuerung von elektronischen Klangerzeugern durch Computer. Die meisten Klein- und Personal-Computer enthalten keine MIDI-Schnittstelle, so daß ein zwischengeschaltetes MIDI-Interface zunächst eine Anpassung zwischen dem Computerausgang (z. B. Centronics-Schnittstelle oder V241RS 232) Und dem MIDI selbst ermöglicht. An den Ausgang dieses MIDI-Interfaces können je nach technischer Ausstattung mehrere Klangerzeuger parallel bzw. über die TFIRU-Buchse seriell angeschlossen werden. Für diesen Fall des computergesteuerten Kl-angerzeugers wird zweQkmäßigerweise die 2. Betriebsart des MIDI gewählt - der POLY-MODE. Vor jedem Datenbyte, das vom MIDI-Interface ausgesendet wird, erscheint nun ein sogenanntes Status-Byte, in dem eine Kanalnummer von 0 bis 15 (also 16 Kanäle!) enthalten ist. Alle nachfolgenden Daten-Bytes beziehen sich jetzt nur noch auf das Gerat mit der entsprechenden Kanalnummer und werden auch nur von diesem empfangen. Damit ist die Möglichkeit gegeben, von einem Computer bis zu maximal 26 Klangerzeuger selektiv anzusteuern. Komfortable grafik- und dialog-unterstützte Composer-Software, die in den Computer geladen wird, ermöglicht es dem Musiker, Arrangeur oder Komponisten, eine Komposition oder ein Arrangement über die Tastatur eines Rechners einzugeben und sich das Er-
gebnis vielstimmig mit Baßstimme, komplettem Schlagzeug und Percussionsinstrumenten, Harmoniebasis und Solostimmen anzuhören sowie Korrekturen anzubringen. Damit ist eine neue umfassende Möglichkeit kompositorischen Schaffens sowie der Produktion von Musik gegeben, die sicherlich in einigen künstlerischen Bereichen eine neue (und eventuell auch bessere) Qualität bei gesenktem Aufwand - und dämit Kosten - hervorbringen wird. Nachdem der OMNI-MODE und der POLY-MODE bereits erläutert wurden, soll der letzte Mode, der MONO-MODE beschrieben werden. Moderne polyphone Synthesizer mit digitaler Klangsynthese verfügen üblicherweise über 10, 12 oder gar 16 klingende Stimmen. Jeder dieser Stimmen ist im MONO-MODE eine Kanalnummer von 1 bis 16 zugeordnet, so daß ein 16stimmiger Synthesizer, von einem Computer über MIDI-Interface gesteuert, wie eine gesamte Gruppe erklingen kann. Folgende Stimmenbelegung wäre denkbar: Kanal 1 - Stimme 1: Solostimme 1 Kanal 2 - Stimme 2: Solostimme 2 Kanal 3 - Stimme 3: Solostimme 3 Kanal 4 - Stimme 4: Blech 1. Stimme Kanal 5 - Stimme 5: Blech 2. Stimme Kanal 6 - Stimme 6: Blech 3. Stimme Kanal 7 - Stimme 7: Harmonie-Background 1. Stimrne Kanal 8 - Stimme 8: Harmonie-Background 2, Stimme Kanal 9 - Stimme 9: Harmonie-Background 3. Stimme Kanal 10 - Stimme 10: Harmonie-Background 4. Stimme Kanal!! -.- Stimme 11: Basedrum Kanal 12 - Stimme 12: Snaredrun, Kanal 13 - Stimme 13: High Hat Kanal 14 - Stimme 14: Floor Tom Tom Kanal 15 - Stimme 15: Hold Tom Tom Kanal 16 - Stimme 16: Electronic Tom Tom Aus diesen Darlegungen wird ersichtlich, wie leistungsfähig bereits diese Minimalkonfiguration von Computer und einem Keyboard ist. Es muß allerdings bemerkt werden, daß die üblichen polyphonen Synthesizer der unteren und mittleren Preisklasse technisch nicht für die Arbeit mit dem MONO-Mode ausgelegt sind, da der schaltungstechnische Aufwand nicht unerheblich ist.
4.
IIlIIIiILItkuILIIIOhiJiiI
OUT
Keyboard 1
Abschließend sollen das MIDI-Datenformat, d.h. die Datengmppen, und der Befehlsaufbau sowie die Kodierung dargelegt werden. Einige Beispiele dazu werden den Abschnitt abrunden. Es existieren folgende 5 Datengruppen: 1. Channel Information, 2. System Common,
iiiiiuii
Bild 6 Amwendungsbeispiele; a --Einfachste MIDI-Verkntipfung: Master- und Slsvekeyboards, b - Synthesizer 1 ist Masterkeyboard und steuert die Klangerzeuger Keyboard 2 und Expander, c- Personal- oder Kleincomputer steuert über ein MIDI-Interface diverse Klangerzeuger. Im Beispiel: 1; Computer, 2) MIDI-loterface, 31 Keyboard 1, 4) Keyboard 2, 5) Eleclronic Drum
Datenformat, Befehlsaufbau und Codierung
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Keyboard 2
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4. System Exclusive, 3. System Realtime, 5. System Reset. Ein Datensatz besteht grundsätzlich aus einem vorangestellten Status-Byte und einer bestimmten Anzahl von Daten-Bytes. Alle Status-Bytes haben eine gesetzte bit-Position 7 (höchstes bit), während bei allen Daten-Bytes das höchste bit nicht gesetzt, also 0 ist. Alle Systemstatus-Bytes sind an den gesetzten 4 höchsten bits zu erkennen. In den Channel-Status-Bytes repräsentieren die niedrigsten 4 bit den binär verschlüsselten Kanal. An den nachfolgenden Beispielen und Ausführungen wird diese gestraffte Darlegung gut verständlich. Die Übertragung ist seriell ohne Pausenzeichen zwischen den bits (Bytes). Es werden nur Änderungen übertragen, d. h., eine eingeschaltete Taste bleibt so lange eingeschaltet, bis sie durch einen anderen Befehl wieder ausgeschaltet wird. Bei gleichbleibendem Status braucht das Status-Byte nicht vor jeder Datenübertragung neu gesendet zu werden. Channel-Informationen 1.9X = 1001 n n n n Note ein 3Bytes nnnn Kanalnummerü bis 15 0 k k k k k k k Tastennummer bis 27 0 v v v v v v v Tastenanschlag (ohne Anschlagsdynamik v = 64) 2.8X=1000nnnn Note aus 3 Bytes nnnn Kanalnummer 0 k k k k k k k Tastennummer øbis 27 0 v v v v v v v Geschwindigkeit des Loslassens der Taste 1 0 t 0 n n n n Tastendruck nach Drücken der 3. AX Taste (After Touch) 3 Bytes o k k k k k k k Tastennummer o v v v v v v v Tastendruck (After Touch) 4. BX = 1 0 1 1 n n n n Parameteränderung 3 Bytes 0 c c c c c c c Die Paranieteränderung ist herstellerabhängig. c ist im MIDI nicht definiert. Ausnahme: c = 124 :Fernbedienung an oder aus c = 125 :0MNI-Mode c 126 MONO-Mode c = 127 :Poly-Mode 0 v v v v v v v Parameterwert 0 bis 27 bei Mode Select (also bei c = 125 bis 127) gilt v =0, bei Fernbedienung gilt v = 0 - fernbedient, v = 127 - am Instrument bedient 5. CX = 1 1 0 0 n n n n Programmwechsel 2 Byte 0 p p p p p p p Programmnummer 0 bis 127 6. DX 1 1 0 1 n n n n Tastendruck im MONO-Mode 2 Byte 0 v v v v v v v After Touch im MONO-Mode 0 bis 127 7. EX = 1 1 1 0 n n n n Pitch Wheel (Tonhöhensteller) 3 Byte 01111111 0 mmm m mm m 14-bit-Wort gibt an, um wieviel der Tonhöhensteller (Pitch Wheel) verstellt wurde Minimum: 0,0, Mitte: 0, 64 Maximum; 127,127 System Exelusive Exclusivc Daten gelten immer nur für Geräte eines Herstellers und werden von anderen Geräten ignoriert P0 - 1 1 1 1 0 0 0 0 Status-Byte für Exclusive 0 i i i i i i i Hersteller-Nummer Oaaaaaaa 1.Daten-Byte 0 b b b b b b b 2. Daten-Byte 0 c c c c c c c 3, Daten-Byte Dem Status-Byte für System Exclusive folgt eine Anzahl von Daten, deren höchstes bit wie bei allen Daten-Bytes 0 ist. Die Daten gelten für alle Kanäle. Der zu übertragende Datensatz endet durch Aussenden eines neuen Status-Bytes. Sysrcrn Keatttrne Die Bytes des System Realtime steuern und synchronisieren Rhythmusgeräte und Sequencer in Realzeit. Sie können durch-
aus auch zwischen anderen Daten-Bytes bei einem beliebigen Status gesendet werden und gelten immer für alle Kanäle. 1. F8
11111000
2. F9 = 1 1 1 1 1 0 0 1
3. FE
11111011
4. FA
11 11 1010
5. PC
11111100
Zeittakt, wird in einer Sequenz oder einem Takt 24mal je Viertelnote ausgesendet Sequenz- oder Taktende, wird am Ende jeder Sequenz bzw. jeden Taktes ausgesendet Fortsetzung einer begonnenen Sequenz, wird gesendet, wenn eine unterbrochene Sequenz fortgesetzt werden soll Start - erscheintbeißeginn einer Sequenz Synchrontakt - erscheint in Spielpausen und hält das Timing
System Common Diese Befehle gelten zu jeder Zeit unabhängig vom eingestellten Kanal Takt- bzw. Sequenznummer 11110010 1. F2 3 Bytes Ott t t t t t t=14-bit-Wort- enthält die 0 t t t t t t t Takt! 5 equenznummer Partiturnummer2 Bytes 2. El = 1 1 1 1 0 0 1 1 p - Partiturnumnier0 bis 127 0ppp pppp Selhstbestimmen des Instru11110110 3. P6 ments. System Reset FF = 1 1 1 1 1 1 1 1 Reset nach Einschalten oder durch Reset-Taste Zum Abschluß der Erläuterungen des MIDI-Datenformats soll ein willkürlich gewähltes Beispiel die Ausführungen verdeutlichen. Vom Computer soll an einen über ein MIDI-Interface angeschlossenen polyphonen Synthesizer folgende Information gesendet werden: U Wahl des Programms Nr.33 am Synthesizer 2. Einschalten der Note Cis mit maximaler Anschlagpercussion 3. Ausschalten der Note Cis 4. Der gesteuerte Synthesizer empfängt auf Kanal 5 Folgende Bytes werden nacheinander ohne zwischenliegende Pausen gesendet: Status-Byte für Programmwechsel CX 1 1 0 0 0 1 0 1 mit Kanalnummer 5 Programmnummer 33 00100001 Status-Byte für Note einschalten 9X 1 0 0 1 0 1 0 1 mit Kanalnummer 5 Notennummer 61 (mittleres Cis) O0111101 127 (maximale Anschlagspercuso i111111 sion) Statuswort für Note ausschalten 8X 1 0 0 0 0 1 0 1 Noten-/Tastatur 61 (Cis) 00111101 Loslassen der Taste (bei den mei00000000 sten Synthesizem nicht berücksichtigt) 5.
Möglichkeiten der Hardware-Realisierung
Die programmtechnische und hardwareseitige Realisierung des MIDI-Interfaces soll nicht Gegenstand dieses Übersichtsbeitrages sein. Das muß späteren Veröffentlichungen vorbehalten bleiben. Wie bereits festgestellt, ist MIDI eine asynchrone serielle Datenübertragung, so daß man sich bei der Entwicklung des Assembterprogramms (BASIC scheidet von vornherein aus, da der BASIC-Interpreter viel zu langsam arbeitet) an RS-232- bzw. Kassetten-Interfaces anlehnen kann. Eine elegante Methode besteht im Einsatz einer 510 UA 856 0, die nach der Initialisierung im Asynchron-Mode arbeitet und die CPU lediglich bei der Datenübernahme zeitlich beansprucht. Eine andere Möglichkeit besteht in einer programmtechnischen Realisierung, wie sie bei einfachen Kleincomputern angewendet wird. Ein bit-Ausgang der im allgemeinen stets vorhandenen P10 wird als Ausgang benutzt, die Längen der seriellen bits werden mit der CTC bestimmt, und die bit-Muster legt ein entsprechendes Programm fest,
t 1.
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Klangbeeinflussung von Elektrogitarren (Blatt 1)
Einleitung
Obwohl die 80er Jahre musikalisch durch den Einsatz der elektronischen Tasteninstrumente gekennzeichnet sind, ist die Elektrogitarre noch eines der populärsten und am häufigsten benutzten Musikinstrumente. Vor allem in den letzten Jahren hat sich auf dem Gebiet der konstruktiven und elektronischen Weiterentwicklung der Elektrogitarre vieles getan. Der Trend geht dabei immer stärker zum Einsatz von aktiven Schaltungen in den InstrumentS sowie zu schaltungstechnisch aufwendigen Fffektgeräten. Dabei sind sowohl die Problematiken der eigentlichen Gitarrenelektronik (interne Schaltungen der Instrumente) als auch der Effektgeräte durchaus als eine Einheit zu betrachten. International wird gegenwärtig eine für den Laien kaum überschaubare Vielfalt von Effektgeräten angeboten. Für viele Gitarristen stellt aber der eigentliche Gitarrenton noch immer einen Schwachpunkt innerhalb der gesamten Übertragungskette (Gitarre - Effektgeräte -* Verstärker , Lautsprecher) dar. Das Ziel dieses Beitrags soll es deshalb sein, einige Anregungen zu geben, wie mit relativ geringem Aufwand Elektrogitarren im Klang beeinflußt werden können. Da die individuellen Klangvorstellungen sehr subjektiv und daher auch unterschiedlich sind, können keine Ideallösungen vorgestellt werden. Es ist deshalb zweckmäßig, durch Experimente die Variante zu ermitteln, die dem persönlichen Empfinden am besten entspricht. 2.
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paratur von abgerissenen oder beschädigten Wicklungen einiges Geschick im Umgang mit dem Lötkolben. Der eigentliche Umbau der Tonabnehmer wird damit begonnen, daß aus einem Einzelspulen-TA die Magnetkerne herausgedrückt, um 180 gedreht und wieder eingesetzt werden. Das Magnetfeld muß anschließend die Spule in entgegengesetzter Richtung durchlaufen. Da die Seitenwände der Abdeckung leicht konisch nach oben verlaufen, wird darauf eine Seite jedes Einzelspulen-TA plangeschliffen, so daß die Seite parallel zur Achse des Spulenkörpers verläuft. Mit geeignetem Klebstoff sind diese Seiten dann fest zu verkleben. In Bild 2 ist der auf diese Weise entstandene Grundkörper dargestellt. Erscheinen die 4 Befestigungsschrauben als zu aufwendig bzw. erweist sich die Bauform des Tonabnehmers als zu tief, kann man die Befestigungsbügel entfernen und den Grundkörper auf eine Platte aufkleben. Sehr gut eignet sich Aluminium, denn darin lassen sich problemlos neue Gewinde für die Befestigungsschrauben schneiden. Zweckmäßig ist eine 3-Punkt-Befestigung, mit der der Tonabnehmer optimal der Saitenlage angepaßt werden kann. Abschließend zu den mechanischen Arbeiten klebt man noch ein Stück Leiterplattenmaterial mit 5 Kontaktflächen unter den Tonabnehmer.
Humbucker-Tonabnehmer
Abgesehen von der Tatsache. daß Humbucker-TA (Doppelspulen-TA) speziell zur Unterdrückung von Brummeinstreuungen entwickelt wurden, bieten sie bei entsprechender Beschaltung unterschiedliche klangliche Möglichkeiten. Weiterhin unterscheidet sich der Klang eines Humbucker-TA stark von dem eines Einzelspulen-TA (Single Coil). Die Funktionsweise von Tonabnehmern und ihre Unterscheidungskriterien werden ausführlich in [11 und [2] erläutert. Es soll daher nicht näher auf technische Grundlagen eingegangen werden. In Bild list der konstruktive Aufbau.eines Einzelspulen-TA dargestellt. Auf diesem Grundprinzip basieren prinzipiell auch alle anderen Ausführungen. Mit etwas handwerklichem Geschick ist es möglich, aus 2 Einzelspulen-TA einen Humbucker-TA zu bauen.
Bild 2 Aufbau eines Humbucker-Tonabnehmers
Bild 3 Beschaltungsmöglichtceiten für einen Humbucker-TA: a - Reihenschaltung (Standard), b - Parallelschaltung
Bild 1 Aufbau spulen-Tonabnehmers eines Einzel-
Sehr gut eignet sich hierzu der Einzeltonabnehmer vom Typ Melodie des VEB Klingenthuler Harmonikmverkc, da sich bei diesem
Typ die Magnetkerne in einem Plastkörper befinden. Beim Entfernen der Kerne wird dadurch die Möglichkeit ausgeschlossen, die Spulenwicklung zu beschädigen. Weiterhin sind bei diesem Typ die Anschlußdrähte der Spulen sehr gut von außen zugänglich. Dadurch entfällt die Notwendigkeit, die Abdeckung der Spule zu entfernen. Bei einigen anderen Typen ist diese Abdekkung so mit dem Spulenkörper verklebt, daß beim Entfernen unweigerlich die Spule beschädigt wird. Man sollte also grundsätzlich Vorsicht walten lassen, wenn an Tonabnehmern gearbeitet wird, deren konstruktiver Aufbau nicht vollständig bekannt ist. Erfahrungsgemäß erfordert die Re-
Bild 4 Eigenbau-Humbucker; a Vurderansicht, b - Anschlußseit-e
Im Anschluß daran kann mit der Verdrahtung begonnen werden. Dazu werden die beiden Anschlußkabel auf etwa 10 cm Länge gekürzt, und die Seele wird vorsichtig aus der Abschirmung gezogen. Eventuell sollten die Anschlußdrähte, die aus dem Spulenkörper kommen, gegen Abreißen gesichert werden. Das Abschirmungsgetlecht wird nicht mehr benötigt und deshalb abgelötet. Die beiden Anschtußdrähte je Spule sind auf entsprechende Länge zu kürzen und an die sich unter dem Tonabnehmer befindenden Kontaktflächen zu löten. Spulenanfang bzw. -ende (vorher Seele bzw. Abschirmung) jeder Einzelspule wird zweckmäßigerweise gekennzeichnet. Die 5. Kontaktiläche kann bei Bedarf für den Anschluß der Abschirmung genutzt werden. Entsprechend Bild 3 kann man den Tonabnehmer fest verdrahten. oder die Spulenenden werden an einen Dual-Sound-Schalter gelegt. In Bild 4 ist der fertige Ilumbucker-TA dargestellt.
Bild 6Plsemkeschalter
Dual-Sound-Schalter Bild 7 Umschaltung zwischen Doppelspul- und Einzelspulbetrieb Eine wirksame Klangumschaltung beim Hümbucker-TA stellt der Einsatz eines Dual-Sound-Schalters dar. Aus Bild 5 ist der Anschluß des Schalters zu ersehen. Je nach Schalterstellung wird die Parallel- bzw. Reihenschaltung der beiden Spulen des Tonabnehmers entspiüchend Bild 3 vorgenommen. Bei Parallelschaltung der Spulen verringert sich die Gesamtinduktivität gegenüber der Reihenschaltung auf ein Viertel. Die Resonanzfrequenz ist doppelt so hoch, allerdings wird auch die Ausgangsspannung geringer. Das läßt sich aber mit dem Lautstärkesteller am Verstärker leicht korrigieren. Prinzipiell lassen sich alle Gitarren mit Flumhucker-TA durch den Einbau von Dual-Sound-Schaltern ergänzen. Voraussetzung ist, daß man an die Spulenenden herankommt, ohne die Wicklungen zu beschädigen. Sehr gute Ergebnisse wurden z.B. bei der Diamant-Gitarre aus der tSSR durch die Erweiterung mit 2 Dual-Sound-Schaltern erzielt. Die Klangvarianten erhöhten sich von 3 auf 8 Kombinationen, wodurch die Gitarre vielseitiger einsetzbar wurde.
Bild 8 Klangumschaltung am ilumbucker-TA
ild 9 tusnutzen des KlangLeller-Potentiometers
Bild 5 Dual-Sound-Schalter 4.
Weitere Schaltungen für Flumbucker-TA
Eine interessante Ergänzung stellt der Einsatz eines Phasenumkehrschalters dar. Die Schaltung ist in Bild 6 dargestellt. Die Wirkung des Schalters tritt allerdings nur ein, wenn mindestens 2 Tonabnehmer eingeschaltet sind. Bei nur 1 Tonabnehmer ist der Schalter wirkungslos. Durch den Phasenumkehrschalter wird eine gleich- bzw. gegenphasige Zusammenschaltung der Tonabnehmer möglich. Der Klang ist bei beiden Schaltungen völlig unterschiedlich, bedingt durch die unterschiedliche Überlagerung der Oberwellen. Eine tiefgründige Erläuterung der Funktionsweise findet der Leser in [2]. Der Schalter ist grundsätzlich für alle Tonabnehmer geeignet. Beim Einsatz eines Phasenumkehrschalters bei dem mittleren Tonabnehmer der »Stratocaster« (einschließlich aller Kopien) erhöhen sich die Klangkombinationen von 5 auf 7. Voraussetzung ilir den Einbau des Schalters ist aber ein symmetrischer Ausgang des Tonabnehmers, d. h., beide Enden der Spule müssen von Masse getrennt sein. Aus diesem Grund ist bei dem unter Punkt 2 vorgestellten Tonabnehmer ein separater Masseanschluß vorhanden. Bei den meisten industriellen Tonabnehmern ist ein Spulenende fest mit Masse verbunden. Dieses Spulenende muß man von Masse trennen und über ein abgeschirmtes Kabel anschließen.
Eine weitere Möglichkeit zur Erhöhung der Klangvariationen besteht in der Umschaltung der Humbucker-TA von Doppelsputauf Einzelspulbetrieb nach Bild 7. Dabei wird die Induktivität halbiert, so daß sich die Resonanzfrequenz des Tonabnehmers um den Faktor yF erhöht. Weiterhin wird die Saitenschwingung nur noch durch eine Spule aufgenommen, so daß man den typischen Klang eines Einzelspulen-TA erhält. Nachteilig ist allerdings, daß dabei der Humbucker-Effekt verloren geht und daß der Tonabnehmer wieder auf Brummeinstreuung reagiert. Bild 8 zeigt eine andere Lösung zur Klangumschaltung. Hier wird die Resonanzfrequenz einer Spule durch Parallelschaltung eines Kondensators sehr tief gelegt. Damit ist bei hohen Frequenzen nur noch eine Spule aktiv, In den tiefen Frequenzen wirken beide Spulen, so daß der Humbucker-EfTekt erhalten bleibt. Eine Umschaltung von Einzelspul- auf Doppelspulbetrieb ist entsprehend Bild 9 auch durch Ausnutzung des Klangstellpotentiometers möglich. Das Potentiometer muß allerdings eine spezielle S-Kurven-Charakteristik aufweisen. In der einen Endstellung des Potentiometers wird eine Spule kurzgeschlossen. In der anderen Endstellung liegt der Kondensator parallel zum ganzen Tonabnehmer. Der Humbucker-Klang wird erreicht, wenn der Schleifer des Potentiometers in der Mittelstellung steht,
5.
Veränderung der Resonanzfrequenz
Bild 10 zeigt den prinzipiellen Frequenzgang eines Tonabnehmers. Charakteristisch für den Klang eines Tonabnehmers ist seine Resonanzfrequenz (Tabelle). Eine gut ausgeprägte Resonanzspitze gibt dem Tonabnehmer seine typische Klangfärbung. Eine schwache oder völlig unterdrückte Resonanzspitze läßt den Klang dagegen matt und ausdruckslos erscheinen. Um eine Bedämpfung der Resonanzspitze durch angeschlossene
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 4 - Musikelektronik und Effektschaltungen Klangbeeinflussung von Elektrogitarren (Blatt 2)
Lautstärkestller zu vermeiden, müssen die eingesetzten Potentiometer hochohmig sein. Der minimale Wert der Potentiometer sollte 500 k betragen, besser ist 1 MCI Industriell wird in den meisten Gitarren eine Klangblende entsprechend Bild 11 eingesetzt. Viele Hersteller bemessen dabei den Kondensator zu groß, so daß der Klang dumpf wird. Aus diesem Grund befriedigt die Klangblende nach Bild 11 auch die meisten Gitarristen nicht, und sie wird entfernt bzw. nicht benutzt. In diesem Fall lohnt sich jedoch Experimentieren. Gute Erfahrungen wurden mit Werten von 4,7 und 6,8 nF gemacht. Weiterhin sollte man darauf achten, daß das Potentiometer für die Klangblende eine logarithmische Charakteristik aufweist, um eine einigermaßen gleichmäßige Regelwirkung zu erhalten. Wesentlich wirkungsvoller als eine Klangblende ist der Einsatz hlnes Drehschalters (Bild 12). Die Resonanzspitze wird nicht bedämpft, sondern die Resonanzfrequenz läßt sich stufenweise tiefer setzen (Bild 13). Mit der in Bild 12 angegebenen Dimensionierung sind sehr feine Übergänge möglich. Wem 12 Schaltkontakte zuviel sind, der kann auch einen Schalter mit einer geringeren Anzahl von Kontakten einsetzen. Das erreichbare Spektrum an Klangfarben ist dann allerdings auch nicht so groß. Da die Resonanzfrequenz nur tiefer gesetzt werden kann, ist diese Schaltung sehr effektiv bei Tonabnehmern, deren Resonanzfrequenz sehr hoch liegt. Der Ton wird weicher und angenehmer. Die Fender-»Stratocaster« z B. wurde durch den Einsatz eines Stufenschalters für den Steg-TA viel flexibler. Weiterhin sind Stufenschalter in verschiedenen Gitarren eingebaut worden, und jedesmal war es erstaunlich, wie die klangliche Vielfalt der Instrumente zugenommen hat.
Universelle Gitarrenelektronik Bild 14 zeigt eine Gitarrenelektroni$, die sich aus folgenden Bestandteilen zusammensetzt: - 2 Humbucker-TA (Steg- und Halsposition), - 2 Dual-Sound-Schalter, - 1 Phasenumkehrschalter, - 2 Stufenschalter zur Veränderung der Resonanzfrequenz, - 1 aktive Schaltung. Mit dieser Gitarrenelektronik sind 1200 verschiedene Klangkombinationen möglich. Dadurch lassen sich sehr ünterschiedliche Soundvorstellungen realisieren. Die eigentlichen Bestandteile sind in den vorangegangenen Abschnitten erläutert worden. Der Operationsverstärker in der aktiven Schaltung arbeitet im invertierendeh Betrieb. Dadurch können beide Lautstärkesteller voneinander entkoppelt werden. Im Unterschied zu vielen industriellen passiven Standardschaltungen beeinflussen sie sich darin gegenseitig nicht mehr. Der Vorteil der aktiven Schaltung liegt in ihrem hohen Eingangswiderstand. Dadurch wird die Resonanzspitze der Tonabnehmer nicht mehr bedämpft, sondern kommt voll zur Geltung. Allerdings ist auf eine gute Abschirmung der Eingangsbeschaltung zu achten, da die Schaltung empfindlich auf Einstreuungen reagiert. Durch den niederohmigen Ausgang der Schaltung beeinflußt die Kapazität des Gitarrenkabels den Klang nicht mehr. Die Schaltung ist auf eine Verstärkung um das 2,2fache ausgelegt. Bei Veränderung des Widerstands in der Gegenkopplung läßt sie sich variieren. Bei höheren Ansprüchen an das Rauschverhalten empfiehlt es sich, eventuell den OPV B 081 durch einen OPV LF355 zu ersetzen, falls ein solcher verfügbar ist.
7.
Effektgeräte
Der Einsatz von Effektgeräten kann eine große Bereicherung innerhalb der Übertragungskette von Elektrogitarren darstellen. Allerdings sollten sie sparsam und gezielt benutzt werden. Sehr
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schnell wirkt ein erreichter Sound über einen längeren Zeitraum hinweg monoton. Erfahrungsgemäß sind für die Gitarre folgende Effektgeräte zu empfehlen: - parametrischer bzw. graphischer Equalizer, - Compressnr, — Verzerrer, - Flanger. Der Einsatz weiterer Effektgeräte (Wah-Wal-Pedal, Touch Weh, Harmonizer, Noise Gate, Echo, Hall usw.) hängt sehr stark von den persönlichen Klangvorstellungen ab. Eine gesonderte Problematik stellen die Gitarren-Synthesizer dar. Monophone Gitarren-Synthesizer können durch jede Elektrogitarre genutzt werden. Die wesentlich aufwendigeren polyphonen Geräte erfordern spezielle Tonabnehmer auf den Gitarren, bei denen jede Saitenschwingung getrennt abgenommen wird. Hinweise auf Schaltungsunterlagen zu Effektgeräten sind aus dem Literaturverzeichnis zu entnehmen. Die in Bild 15 vorgestellte Verzerrerschaltung basiert auf dem Funktionsprinzip des SCver-Overdrive der japanischen Firma BOSS. Wer seine Effektgeräte selbst bauen will, muß sich darüber klar werden, ob er sich für separate Einzelgeräte oder für ein sogenanntes Effekt-Rack entscheidet. Nicht zu unterschätzen ist weiterhin die mechanische Stabilität der Geräte. Meist sind die Fuß-Schalter die Bauteile mit der kürzesten Lebensdauer. Beim Einsatz mehrerer Effekte empfiehlt sich der Aufbau in Modulbauweise. Die einzelnen Module werden alle steckbar in einem Gehäuse untergebracht und über eine rückseitige Busverdrahtung miteinander verbunden. Bei Bedarf können dann einzelne Module herausgenommen und durch neue (z. B. Weiterentwicklung) ersetzt werden. Im Gehäuse läßt sich auch eine zentrale Stromversorgung unterbringen, so daß das häufige Wechseln der Batterien entfällt. Weiterhin sollte eine Leiste mit Fuß-Schaltern angeschlossen werden, die eine Fernbedienung der einzelnen Effekte ermöglicht. Zur eigentlichen Umschaltung bietet sich der CMOSSchaltkreis V 4066 an. Mechanische Schaltgeräusche entfallen, und die Fernbedienung braucht nicht extra abgeschirmt zu werden. Günstig ist auch der Einsatz von Kontrnll-LED zur optischen Überwachung der einzelnen Funktionen des Geräts. Literatur [1] E. MeMel, Gitarrenelektronik. Schaltungsdammlung für den Amateur, Vierte Lieferung, Berlin 1986, Blatt 4-16 bis Blatt 4-19. [2] H. Lenime, Elektrogitarren, Stuttgart 1977. [3] H. Lernme. Gitarrenverstärker, Stuttgart 1978. [4] H. Lemine, Gitarrentonabnehmer. Funkschau 24/1981, Seite 59 bis 62. [5] R. ErlekampfiM. Krnmer/!L-J. Mönig, Mikroelektronik in der Amateurpraxis 2, Berlin 1984. [6] L. König, Tontechnik selbst erlebt, Leipzig, Jena, Berlin 1986. [7] G. Engel, Musikelektronik, Berlin 1982. [8] lt Jakubaschk, Amateurtontechnik, Berlin 1975. [9] E. Eier, Flanger, Funkschau 25/1982, Seite 83 bis 87. [10] H. Lemma, Träume werden wahr, Funkschau 8/1985, Seite 114 bis 117 [11] V. Leipold, Equalizer mit wenig Aufwand, Funkschau 15/1979, Seile 85. [12] E. Scholz, Frequenz-Verbieger, Funkschau 26/1984. Seite 74. [13] E. Eras, Parametrischer Equalizer, Funkschau 8/1982, Seite 117 bis 121. [14] DiMarzio, 4-Conductor Pickup Instruktiuns. [15] Guyatone, Professional Effects Pedals. [16] BOSS. Products Catalog 1980. [17] Ibanez, Sound Effects 81
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 5 - Allgemeine Digitaltechnik
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Universalzähler mit U 882/U 884 (Blatt 1)
Einleitung Ein Frequenzzähler ist ein universelles Meßgerät, das oft benötigt wird, hauptsächlich zum Abgleich von Oszillatoren aller Art. Bei der üblichen Bauweise teilt man eine Quarzfrequenz auf z.B. 10 Hz. Damit wird dann 1 Tor genau 1/10s geöffnet, und man zählt alle in dieser Zeit eintreffenden Impulse. Ihre Anzahl, mit 10 multipliziert, ergibt eine Frequenz in Hertz. Das Verfahren
hat 2 Nachteile. Einmal wird ein schlecht beschaltbarer Quarz mit einer »glatten« Frequenz benötigt (100 kHz, 1 MHz, 10 MHz). Zum anderen können Frequenzen im NF-Bereich nur mit einer geringen Genauigkeit gemessen werden, da man die Torzeit nicht beliebig vergrößern kann. Abhilfe schafft die Zeitmessung. Dabei öffnet die zu messende Frequenz das Tor, und man zählt die Impulse des Taktgenerators. Mit dem Taschenrechner kann man dann die Zeit in eine Frequenz umrechnen. Statt eines Taschenrechners läßt sich auch ein Computer verwenden. Der vorgestellte Zähler arbeitet mit einem Einchipmikrorechner (EMR) UB 8820. Auch die Typen [[8 8821, UB 8840 und UB 8841 können verwendet werden. 'Diese EMR haben intern 124 byte RAM, 2 Zeitgeber und 4 Tore mit je 8 byte zur Einund Ausgabe von Daten. Ein EPROM als Programmspeicher läßt sich davon unabhängig anschließen.
2.
Tabelle 3 .4,.Jbar, des Programms zur Zählersreuerung Speicherbereich
Programmteil
OOC-036 036-06E 06E-07C 07D-083 084-101 101-ISC I5D-183 184-lCD
Steuerregister einstellen Zählersteuerung Zählerstaiod einlesen Multiplikation Division gebrochenen Teil behandeln Ausgabe des Ergebnisses lnterruptroulinen Tabelle der Segmentcodes
1F0-1F9
8000 01840000 01870080 018A0000 80310016 8010: 00 80 06 El 00 60 15 40 00 90 10 80 65 70 01 60 8020: 00 50 OD 40 00 30 03 20 00 10 10 31 70 181 70 20 1030: 00 11 72 20 72 14 FA 06 lE 30 31 00 80 02 10 01 8040:10183070 46018006 04009080 0478E456 8050: 01 70 46 04 40 OB 05 46 07 80 78 06 30 00 AB 03 88 CO 88 00 8060: 56 DA 01 [6 09 52 44 08 05 06 10 31 8070: 80 30 60 98 00 30 90 58 EG 30 80 48 00 06 13. BODO: 06 14 77 06 15 CO au io 60 10 80 12 60 18 CO 8090: 10 CO 11 CO 12 CO 13 CO 14 CO 15 EH 09 04 09 12 8040: 14 08 11 14 07 10 04 07 CO 10 CO 11 CO 12 CO 33 BODO: CO 14 CO 15 00 19 50 07 50 08 60 09 CO 04 A4 04 BOCD: 10781708 0044051.1 75100805 44061278 8000: 09 24 06 12 34 05 11 34 04 10 00 12 44 40 DA 12 BOED: 99 40 09 12 88 40 08 12 77 40 07 10 15 10 14 10 8000: 13 10 12 10 11 10 10 04 05 08 El 56 00 00 42 07 8100; [8588008 80008000 [0]04404 107B17EB 8110: DC 44 05 11 78 10 08 05 44 06 12 78. 09 24 06 12 8120: 3405 11 14 04 IDEE 10 17101600 10121001 8130:10100406 EU 100016 00170008 000000 OD 8140:80005003 036456 [6 08680327 04030364 8150: 56 06 80 68 03 27 04 30 40 54 [9 04 09 SC 08 E6 8160; 1518[610 05E61E76 52776808 E6 10 01 50 8170: 07 06 JE 37 80 EE 43 ES [6 08 20 05 00 10 00 10 8180: 88 02 56 00 CO ER 03 06 01 CO 06 11 06 E3 ES 00 1190:0016 El CO 0913 E6 12 01311002 42035452 8140: 00 08 03 47 05 80 20 15 31 00 06 01 CO 00 11 ES 8160: DC 80 00 34 20 04 80 20 07 80 20 00 46 00 10 75 8100: 06 06 00 18 [6 08 00 [0 10 01 [5 00 02 80 6C 04 8100:20052005 20051105 00 05 11 05 09051105 8100: 00 05 11 05 64 DA 00 10 AB FF EF 00 00 [0 El [0 8100: 7F 06 58 4E 66 60 70 07 70 60 77 70 PF FF FE [0
Arbeitsweise des Zählers
Der Zähler besteht aus 2 Teilerketten zu je 24 bit (Bild 1). 16 bit werden durch 4 x DL 393 gezählt. Die restlichen 8 bit werden softwaremäßig realisiert, wobei das 8. bit als Überlauf behandelt wird. Nach dem Rücksetzen aller DL 193 durch den START-Impuls schaltet der 1. Impuls der zu messenden Frequenz den Zähler ein. Beide Teilerketten arbeiten so lange, bis bei der 1. ein Überlauf auftritt. Daraufhin sendet der EMR das STOP-Signal. Der nächste Impuls der Meßfrequenz beendet das Zählen (Bild 2). Nun werden die Zählerstände der DL 193 nacheinander abgefragt, indem die dazwischen liegenden Zähler auf Laden geschaltet werden (Bild 3). Ausgewertet wird nach der Formel
/
fx
Taktgenerator f1
1
4 4,
1
Zöhlerkette 11
M na suflfl fx
------
- fQ
Zählerkelle 2
START
Mikrorechner
7-
Segment - Anzege
Bild 1 Übersichtsschaltplan des Zählen
LJ
STOP
ENDE Zäht-Impulse MeOzeit Programmablauf
-. 1 Zählung starten und zählen
1
Ergebnis berechnen 1
1
1
0
Meßfrequenz, Quarzfrequenz, Z0 - Zählerstände.
Meßfrequenz
Steuerlogik
4.
Bild 2 Zeitablauf eines Zählzyklus
-
Dl
2?
02.1 0174
Pl 474
D2
Di
EMRI
Dl 03
15
23
04 05
.41 42
.41 .42
43
Al
44
44 AS 46
45
07 59 RESET
S7ART
_________________
f
DL 000
04074
0
33 49 GWD
Cl
147"
(TAL LCD
61
L2T
014
U58*40
12
__________
Rot P31 p34
P20 P20
14
0535
EPROM
(U2716(
1
1
10 01 03 n~I
1 04 05 14/ 05 16
23 48 49 CO PRO
UflE U00 iL_0..12V
63 64'
Ucc
:E 2_::I
R3 Rio 8' 100
E
P22
-
DSDL193 CT2
07
WD9 " L_03
DL 193
_Dll
1
T02
DL 13 il
1! Cl
8
5
P31 P00
P03
-6J
T7ICT
1
2
2
62
‚l
P68 Pol P22
i
49 Pe4 41
Bild)
Slromlaufplan des Zählers (die Widerstände an VT9...VT15 heißen R1l.,.R17 und sind alle 2,4k)
E/
Eiiteil (rechts)
03.3
/c
Das Ergebnis wird in eine Dezimalzahl umgerechnet und angezeigt. Dazu verwendet man eine 7stellige LED-Anzeige. Das Verfahren hat den Vorteil, daß jede Frequenz im Bereich von 1 Hz bis 25 MHz ohne Umschalten mit einer Genauigkeit von 6 Stellen angezeigt werden kann. Die letzte Stelle der Anzeige wird zur Darstellung des Mel3bereichs benutzt. M bedeutet MHz, H bedeutet Hz. Wenn keine Impulse anliegen, erscheint ein U (Überlauf). Zur Steuerung des Zählers wurde das Programm in der Assemblersprache des EMR entwickelt. Tabelle 1 zeigt seinen Aufbau. In Tabelle 2 wird das vollständige Programm als Hex-Dump dargestellt. 3.
1
114
P17 1]
VT
.
8' 55
VT 15 215
Stromversorgungsanschlüsse der 10 gelötet (s. Bestückungsplan Bild 6). Die RESET-Taste wird nur bei eventuellen Abstürzen des EMR benötigt. Sie kann.im allgemeinen entfallen. Der Eingang f des Zählers kann nur TTL-Signale verarbeiten. Auf eine Darstellung eines Triggers, der beliebige Signale flLgerecht umformt, wurde bewußt verzichtet. Da jeder Trigger seine Vor- und Nachteile hat, muß sich der Anwender aus den reichlich vorhandenen Veröffentlichungen zu dieser Thematik den Trigger heraussuchen, der seinen Anforderungen am besten entspricht. (Anmerkung der Herausgeber: in der 4. Lieferung der Schaltungssammlung ist auf Blatt 3-1 und Blatt 3-2 ein Vorverstärker für digitale Zähler beschrieben!)
Schaltungsaufbau 4.
Insgesamt werden iÄ 10 benötigt, die auf einer doppelseitigen Leiterplatte von 95 mm><120 mm Platz finden (Bild 4 und Bild 5). Als Programmspeicher können die EPROM U 555 C oder U 2736 C verwendet werden. Die Programmlänge beträgt nur 512 byte. Der U 555 C hat allrdings den Nachteil, daß 3 unterschiedliche Versorgungsspannungen benötigt werden. Beim U 2716 C vereinfacht sich die Stromversorgung, da man mit 5V auskommt. Wenn die Schaltung mit Standard-TFL aufgebaut wird, nimmt sie etwa 1 A auf, Mit LS-Tl'L verringert sich die Stromaufnahme auf etwa 400 mA, was leider immer noch zuviel für Batteriebetrieb ist. Den größten Anteil (180 mA) beansprucht der EMR. Er nimmt im Betrieb eine relativ hohe Temperatur an. Der Schaltungsaufbau insgesamt ist unkritisch. Allerdings muß die Stromversorgung gegen Störimpulse gut abgeblockt werden. Dazu werden Keramikkondensatoren von 10 nE direkt auf die
Ziffernanzeige
Die Ziffernanzeige arbeitet im Multiplexbetrieb. Der EMR übernimmt dabei die gesamte Steuerung und Dekodierung, so daß man außer den Treibertransistoren keine weiteren Rauelemente benötigt. Der interne Zeitgeber löst alle 2 ms einen Interrupt aus. Dabei wird das nächste Digit der Anzeige angesteuert (Tor 1), und für Tor 2 wird ein neues bit-Muster bereitgestellt. Als Lichtemitteranzeigen sind VQB 17, VQB 27, VQJ3 37 und VQE 23 geeignet (gemeinsame Katoden). Im Mustergerät wurde eine alte Tasehenrechneranzeige eingesetzt. Die 7. Stehe der AnSegzeige kann auch durch 3 LED ersetzt werden: MHz ment A, kHz Segment G und Überlauf Segment D. Sowohl Stellen als auch Segmente erhalten einen H-Impuls, wenn sie angesteuert werden. Damit besteht auch die Möglichkeit, durch einen entsprechenden Anschluß der Treiber Anzeigen mit gemeinsamen Anoden zu verwenden. -
-
-
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 5 - Allgemeine Digitaltechnik
5-2
Universalzähler mit U 882/U 884 (Blatt 2)
00 0
DP
Q 000OØ0
1
______
G
0-00-
1,000 o6 0-4 0-
!s ':J
0-4
00004000
0000 000_0000y00 000011_00 00000
11i
0000 000 0000,
—t
00o4000_0o0d000 -
B1RZL
Bild 4 Leiterseite der Leiterplatte des Zählers nach Bild 3
0
00
—0
4
$
T
r o
4
'0
qo
0
SS°
0°/?
3
r
°
_ EMR-ZB
Bild 5 Bestückungsseite der Leiterplatte
D5
193
ED6
193
D7
193
08
192
DIG
193
Ion D9
193
Ion
all 0B161
193
03
!J02
::J 074j
VT T8 R3 EB
•.
193
RID
1
icJ 1On
ri
3
bo
oott
cl
-
R2
Bild 6 Bestückungsplan der Leiterplatte
120
Da die Gefahr besteht, daß bei einem Aussteigen des Rechners die Anzeige auf einer Stelle stehenbleibt, darf der maximale Strom je Segment 20 mA nicht wesentlich überschreiten, um eine Zerstörung der Anzeige zu verhindern. Anpassung an andere Quarzfrequenzen Als Schwingquarz wurde ein Fernsteuerquarz von 26,8 MHz eingesetzt (kleine Ausführung). Diese Frequenz ist fest im Programm des EMR vereinbart. Wenn man eine andere Frequenz benutzen möchte, müssen die betreffenden Zellen im EPROM geändert werden. Vorher muß man die Frequenz in eine Hezadezimalzahl umwandeln. Dafür gibt es einen einfachen Algorithmus (Tabelle 3). Zunächst wird dieXrenz durch 2geteilt. Damit berücksichtigt man D2.1. Das Ergebnis wird durch 16 dividiert. Vom Resultat werden die Stellen vor dem Komma für die abgetrennt. -D - ie Stelle hinter dem Komma, wieder mit 16 multipliziert, ereben den Rest. Dieses Verfahren wird 6mal wiederholt. Die 6 Reste, von hinten nach äIn gelesen, iigben die Frequenz als Hexadezimalzahl (im Beispiel ØCC77C0H). Die ersten beiden Stellen kommen in Zelle 07FH des Programms, die mittleren in 0821-1 und die letzten beiden Stellen nach 08511. Bei der Auswahl eines Quarzes ist zu beachten, daß die zu messende Frequenz nicht höher sein kann als das Doppelte der Taktfrequenz des EMR. Die untere Grenze liegt bei 4 MHz. Dann muß man D2.1 umgehen und kann Frequenzen bis 8MHz messen6.
Inbetriebnahme
Nach Bestücken und Sichtkontrolle der Leiterplatte wird die Stromaufnahme kontrolliert Sie darf bei LS-ITL 500 mA nicht übersteigen. Dann kann die Anzeige angeschlossen werden. Bei einem ordnungsgemäßen Aufbau erscheint in der 7. Stelle ein U. Wenn die Anzeige dunkel bleibt, sollte man die Schaltung in folgenden Schritten kontrollieren: Schwingt der Taktgenerator? - Sendet der EMR Adressenimpulse aus? - Liefert der EPROM Daten? - Arbeiten die Treiber? Dabei leistet ein Oszillograf gute Dienste. Wenn das U erscheint, verbindet man den Eingang f mit dem Ausgang von D2.1- Nun muß die halbe Quarzfrequenz auf der. Anzeige erscheinen. In
Tabelle 3 Rechenalgorithmus bei Veränderung der Quarzfrequenz Ganzer Teil
Gebrochener Rest Teil
Hex
Faktor
Kontrolle
13 400 000 837500 52 343 3271 204 12 0
0 0,75 0,4375 0,4375 0,75 0.75
0 C 7 7 C C
1 16 256 4096 65535 1048576
0 192 1792 28672 786432 +12582912 13400000
0 12 7 7 12 12
diesem Fall ist die Schaltung in Ordnung. Andernfalls steckt ein Fehler in den Zählern oder in der Steuerlogik. Wenn eine falsche Frequenz erscheint, kann das allerdings auch daran liegen, daß sich bei der Umrechnung ein Fehler eingeschlichen hat. Um den Zähler zu eichen, muß er mit einer genau bekannten Frequenz getestet werden. Dazu eignet sich die Zeilenfrequenz des DDR-Fernsehens. Sie beträgt genau 15625 Hz und wird bei Testbildern durch eine Atomuhr stabilisiert. Eichen kann man durch einen Trimmkondensator in Reihe mit dem Quarz oder rein digital durch geringfügiges Verändern der im EPROM gespeicherten Quarzfrequenz. 7.
Anwendungen
Für den Einsatz des Zählers gibt es unterschiedliche Möglichkeiten. Denkbar ist der Einbau in ein taschenrechaerähnliches Gehäuse, wobei das Netzteil im Netzstecker untergebracht wird. Man erhält ein handliches Meßgerät, das auch mit einer Prüfspitze ausgerüstet werden kann. Eine andere Anwendung ist der Einbau in einen Oszillografen, wobei der Eingang des Zählers mit dem Ausgang des Triggers verbunden wird. So kann man außer der Kurvenform auch ständig die Frequenz beobachten. Günstig ist dabei, daß wegen der automatischen Meßbereichsumschaltung keine zusätzlichen Bedienelemente benötigt werden. Literatur [1] W. BennewitziH, Podszuweii, Programmierung von Einchipmikrorechnern, Berlin 1985. 12] H. Kieser/M. Bänke!, Einchipmikrorechner, Berlin 1986.
1.
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung - 1989 Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik
Blatt
Anschluß eines Schreibwerks an den U-880--Rechner (Blatt 1)
6-1
Vorüberlegungen zum lkuckeranschluß
Während für Mikrorechner mit leistungsfähigem Betriebssystem, wie CPM, sowohl Schaltungsvorschläge als auch Programme zur Textverarbeitung oder zur Arbeit mit Hochsprachen, z. B. BASIC, zur Verfügung stehen, mangelt es oft an Möglichkeiten zum Ausdrucken von Texten. Falls es für Amateure überhaupt möglich ist, handelsübliche Drucker zu erwerben, übersteigen die Kosten dafür dann oft die des Rechners. Für eine ausreichende Nutzung des 8-bit-Kleincomputers muß aber wenigstens ein Textdruck und für ein 16-bit-Gerät möglichst noch grafischer Druck verfügbar sein. Wer den teilweisen oder vollständigen Selbstbau eines kleinen Computers plant, sollte sich vorher einen kurzen Überblick über die Probleme des Druckeranschlusses verschaffen. Die optimale Lösung ist der Anschluß eines Druckers K 6313 oder K 6314 des VEB Büromasclünenwcrk Sömmerda. Diese Drucker sind handlich, leise und auf Standard-Interfaces moderner Kleincomputer (seriell: V.24 oder parallel: CENTRONICS) einstellbar. Leider waren sie zum Manuskriptzeitpunkt noch schwer beschaffbar. Der Typ K 6311 hat ähnliche mechanische Eigenschaften, kann aber keine Grafik verarbeiten. Zum Kauf eines Druckers dieser Typen sollte man sich aber noch genauer informieren. Einige Typen des K 6311 oder K 6312 (speziell mit V24-Interface) gestatten die Ansteuerung einzelner Nadeln. Dieser Einzelnadelmodus reicht aber noch nicht aus, um Grafikbefehle der meisten Kleincomputer zu verarbeiten. Man kann aber mit Hochsprachen oder eigener Software bestimmte Darstellungen drucken. Leider sind aber nun wieder unterschiedliche Varianten der Software vorhanden. Im Drucker ist ein eigener Rechner mit 5 EPROM-Bausteinen enthalten, die Interface und Steuerkommandos bestimmen. Die Variantennummer der Software wird im Selbsttestprogramm ausgedruckt. Einige Varianten enthalten den Einzelnadelmodus nicht. Ähnliches gilt für den Typ K 6313 oder K 6314. Neben 1<24 oder CENTRONICS existieren auch IFSS und IFSP als Interface, für die jeweils andere Softwarevarianten angeboten werden. Altere Drucker wie dato 1152 oder daro 1156, 1157 sind eventuell als Gebrauchtgeräte billiger zu haben, aber man muß mit höherem Geräuschpegel, mehr Platzbedarf und nicht so günstigem Interface rechnen. Als Interface sind SIE 1000, IFSS oder IFSP in Anwendung. Für diese Interfaces braucht man meist ein passendes Programm und Hardware, um die Geräte an Kleincomputer anzupassen. Ähnliches gilt für den Anschluß einer elektronischen Schreibmaschine, wie 5 600/. Diese Schreibmaschine hat einen Koppelsteckverbinder, der alle vorn Systenn K 1520 her bekannten Signale (s. vorherige Lieferungen der Schaltungssammlung) enthält. Dazu gehören Datenund Adressenbus sowie Steuersignale, IEI, lED. NMI und RESET. Man kann das NMI-Signal dazu benutzen, einen externen EPROM-Baustein mit einem entsprechenden Programm zu aktivieren, der über einen Baustein U 855 das Interface bedient. Man benötigt dazu etwa 10 Schaltkreise und mindestens 2 KByte Programm. Dazu kommt noch der hohe Anschaffungspreis der Maschine. Nachfolgetypen der 5 6001 enthalten ein V-24-Interface und sind damit an Standardschnittstellen von Kleincomputern gut anschließbar. Wer aber auf geringere Anschaffungskosten orientiert und ähnlichen oder höheren .Arbeitsaufwand nicht scheut, kann noch eine Gerätegeneration zurückgehen und sich ein Schreibwerk eines ORG-Automaten oder eine Bedienschreibmaschine der KRSRechner, wie SM 4000, beschaffen. Der Anschaffungspreis ist gering, Geräuschpegel und Platzbedarf sind aber sehr hoch. Bei der Wahl der Schnittstelle des Geräts ist noch folgendes zu bedenken: - Die serielle Schnittstelle hat den Vorteil, bidirektionalen Da-
tenverkehr gut zu unterstützen. Man braucht aber spezielle Treiberschaltkreise und Spannungen über 5V. Auch sind Hardware (SI0, CTC) und Software umfangreich. Die Testung der Schaltung erfordert oft Echtzeitbetrieb. Es werden nur wenige Leitungen benötigt und Entfernungen bis 500 m überbrückt. - Die parallele Schnittstelle gestattet im allgemeinen nur eine Übertragungsrichtung. Hardwaremäßig ist die Schnittstelle zwar oft für Daten und einige Steuersignale bidirektional ausgerüstet, was aber nur für Rückmeldungen, wie Status u. a., genutzt wird. Sie kommt dafür aber mit TTL-Schaltkreisen und 5 V aus, und die Hardware (P10) ist einfacher aufzubauen und zu programmieren. Testen kann man im Schrittbetrieb. Benötigt werden bis zu 16 Leitungen bei Entfernungen bis zu 10 m. Es sollen noch kurz die Einschränkungen betrachtet werden, die man bei moderner Textverarbeitung für die einzelnen Geräte berücksichtigen muß: K 6313 oder ähnliche: Text und Grafik möglich. Programmierbar sind mehrere Schriftarten, Zeilenabstand, Hoch-/Tiefschrift, Doppeldruck, Fettdruck und quasigrafische Zeichen. K 6311 oder ähnliche: Außer Grafik ähnliche Eigenschaften. dato 2/56, 1157 oder ähnliche: Keine Grafik (bis auf Ausnahmen, wie spezielle Ausführungen des 1157, die auch Grafik mit spezieller Software zulassen). Andere Schriftarten nur nach Änderungen der Hardware. Spezielle Steuerzeichen nicht anwendbar. dato 1152 oder Typenradschreibmaschinen: Keine Grafik, andere Zeichensätze nur nach Umbau, keine Quasigrafik. Geringe Druckgeschwindigkeit, aber gute Schriftqualität. Schreibwerk: Keine Grafik, nur eine Schriftart, Zeilenabstände nur manuell, kein Hoch-/Tiefdruck, Doppeldruck nur zeilenweise. Geringe Geschwindigkeit, gute Schriftqualität. Da die grafischen Funktionen und viele andere Sonderfunktionen durch Steuerzeichen ausgelöst werden, die nur Drucker mit einem eigenen Mikrorechner direkt verstehen, muß man diese Steuerzeichen für alle anderen Geräte erst mit Programmen identifizieren und entweder ignorieren oder ersetzen. Für die aufgebaute Lösung wurde eine parallele Schnittstelle gewählt. Die Schnittstelle selbst wird später beschrieben. Der praktische Aufbau mit einem Schreibwerk SM 4000 verwendet die originalen 4 Treiberleiterplatten und 2 zusätzlich aufgebaute Leiterplatten. Die Originalplatten können aber leicht durch andere Schaltungen ersetzt werden, Das Gerät arbeitet ohne großen Wartungsaufwand zuverlässig und erreicht trotz einiger Vereinfachuggen in der Steuerung die angegebenen 10 Zeichen je s. Der Geräuschpegel ist allerdings beträchtlich.
Aufbau des Schreibwerks und der zugehörigen Treiber Das Schreibwerk hat 47 Tasten und druckt entsprechend der Segmentumschaltung (klein/groß) 92 Zeichen und das Leerzeichen(ZWR). Dazu kommen die Steuerfunktionen wie Wagenrücklauf (WR), Zeilenschaltung (ZL), Tabulator (TAB) und die Umschaltung Klein/groß sowie rot/schwarz. Alle Funktionen werden durch 24-V-Magnete mit 400 bis 600 niA Strombedarf ausgelöst und von einem Motor ausgeführt. Alle Anschlüsse zum Schreibwerk werden über 5 Stecker (32polig, TGL 3606) geführt. Wenn man die Schreibmaschinentastatur nicht als Eingabetastatur des Rechners benutzen will, sind nur die Stecker A, B, F und T zu beschalten. In Bild 1 sind alle Anschlüsse dieser Stecker angegeben. Die aufzubauende Hardware muß die vom Rechner mit flL-Pegeln kommenden Signale so weit verstärken, daß 600 mA bei Impulsbetrieb abgegeben werden können, Die Magnete zum Zeichendruck sind matrixförmig zu 6 x 8 Knotenpunkten angeordnet (s.Bild 1). Einige Knotenpunkte sind
1
ri
-
EL
________________________________-
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Anschluß eines Schreibwerks an den U-880-Rechner (Blatt 2) nicht beschaltet. Durch Vorschalten von Dioden werden 6 + 8 Treiberstufen benötigt. In Bild 1 sind die 8 an Masse liegenden Treiber (open-collector) und die 6 an 24V liegenden Treiber (open-emitter) mit den Innenschaltungen gezeigt. Die 8 open-collector-Stufen mit den Dioden sind auf 2 Leiterplatten (DP) und die 6 open-emitterStufen auf einer Leiterplatte (TRP1) untergebracht. Die Steuerfunktionen werden über 9 gesonderte Treiber (TRP2) ausgelöst. Außer den schon genannten Funktionen kann man den Motor über ein eingebautes Relais einschalten (Motor ein) und eine Tastensperre betätigen. Die Tastensperre kann bei Fehlen softwaremäßig den Druck stoppen. Automatisch geschieht das bei Wagenrücklauf und Tabulator. ‚>Motor ein« wird durch 2 Schalter unter dem Tastenfeld gesetzt bzw. rückgesetzt. Das dazu notwendige ‚Flip-Flop ist in Bild 1 mit angegeben. Neben diesen Tasten ist eine Netztaste angebracht, die die Stromversorgung einschalten soll. Wenn an die entsprechenden Treibereingänge Impulse mit der Dauer von mindestens 30 ins (WR, ZL, TAB, ZWR, Segment und Zeichen) angelegt und Beruhigungszeiten von mehr als 80 ms - bei TAB entsprechend mehr - eingehalten werden, kann man den Drucker bereits funktionell testen. Bei Wagenrücklauf und Tabulator ist die Beruhigungszeit von der Lauflänge des Wagens abhängig und kann bis 1 s betragen. Um optimal kurze Beruhigungszeiten zu erhalten, kann man dazu und auch für die anderen Funktionen. Endsignale abfragen. Wenn 2 Endesignale abgefragt werden müssen, enipfiehlt sich ein kompletter 8-bit-Kanal, der noch weitere Signale aufnehmen kann. Bild 1 zeigt eine günstige Aufteilung des Eingabekanals. WR-END ist ein Kontakt, der vom Wagen bei Erreichen des linken Randes ausgelöst und nach Ausgleich des Überhubs wieder geöffnet wird. Randwarnung ist ein Signal, das etwa 10 Zeichen vor dem rechten Rand ausgelöst wird; »Rechter Rand« aktiviert sich bei Erreichen der rechten Endposition. Die letzten beiden Signale werden durch die Software ausgewertet. Sie ermöglichen eine Worttrennung und vermeiden einen Festlauf am rechten Rand bei unformatiertem Text. Bei allen industriellen Textverarbeitungsprogrammen ist die Zeilenlänge aber schon festgelegt. »Tasten aktiv« ist ein Meldesignal, das bei allen Druckzeichen aktiv wird. Die Auswertung dieses Signals wie auch die Abfrage der Segmentstellung kann auch durch eine Wartezeit ersetzt werden. Statt dessen kann die Taste »Gesuch« des Schreibwerks (Stecker F, Anschluß 30) für Sonderzwecke mit eingegeben werden. Alle 46 Schreibmaschinentasten sind ebenfalls abfragbar, leider müssen dafür aber 6 weitere Eingabekanäle vorgesehen werden. Dieser Aufwand lohnt sich kaum. Bild. 2 zeigt den Vorschlag für die Anschlußplalte an den Rechner. Die Platte läßt sich zur Realisierung eines seriellen oder parallelen Standardinterfaces erweitern. Die gesamte Schaltung sollte in Etappen aufgebaut und geprüft werden. Dazu wird ein Gerätetestprogramni angegeben, das ohne Abfragen und mit Wartezeiten arbeitet. Im Abschnitt 6. werden Grundelemente des Druckprogramms angegeben. Treiberstufen Bild 1 zeigt die Originalschaltungen der Treiber. Falls die zur Schreibmaschine SM 4000 gehörenden Leiterplatten (Typ STE 22-9160, STE 22-9158 und STE 22-9162) benutzt werden können, ist die Kontaktbelegung aus Bild t zu entnehmen. Falls die Treiber neu aufgebaut werden sollen, empfiehlt sich die Verwendung modernerer Bauelemente. Als Ausgangsstufen können dann die Arrays 8 360 D benutzt werden. Statt des KME3-Schallkreises 63-1151 kann man den Schaltkreis D 492 einsetzen, der allerdings nur für 10V zugelassen ist. Die Spannung von —4V entfällt dann.
6-2
Der an +24V liegende Treiber kann ebenfalls durch B 360 D, 1 Transistor und 1 D 126 als Eingangsstufe ersetzt werden. Die Verwendung der Transistoren So 335 am Ausgang erlaubt noch höhere Sicherheit im Betrieb, weil dann auch bei Stillstand des Rechners ein Dauerstrom durch die Magnete keine Probleme bringt. Wenn dann auch der pnp-Transistor SD 336 für den an +24V liegenden Treiber Verwendet wird, kann der Strombedarf etwas gesenkt werden, und der zwischengeschaltete Transistor entfällt. Für die Leitungsführung beim Aufbau ergeben sich wegen der geringen Frequenz keine besonderen Probleme. In der Schaltung nach Bild 1 werden die Treiber mit D-126-Gattern angesteuert. Das zum Einschalten des Motors nötige FlipFlop läßt sich mit NOR-Gattern DL 002 günstig aufbauen. Die 2 restlichen NOR-Gatter werden zur Negation benutzt, um einmal nur 1 bit für die Groß-/Klein-Umschaltung vorzusehen und andererseits die Tastensperre so aufzubauen, daß nach RESET bzw. Initialisierung bei 00 im Register die Tasten gesperrt sind. Für die Dioden auf der Platte DP sind 1-A-Typen (ST 200 o. ä.) zu verwenden.
4.
Reclmerankopplung
Da das Schreibwerk ohne Interrupt und Handshake gesteuert wird, sind keine U-855-Bausteine, sondern nur reine Ein-/Ausgaberegister nötig. Benutzt wurden 05 8282. Die 10-Adressen wurden über einen Dekoder mit DS 8205 gebildet. Aus Gründen der Kompatibilität mit dem K 1520-Bus sind Daten- und Adreßbus mit DV 8282 bzw. 05 8286 gepuffert. Die in Bild 2 gezeigte Lesung benutzt die 10-Adressen B9H bis BCH. Durch Negieren weiterer bit des Adreßbusses sind auch andere 10-Adressen wählbar. Die Schaltung nach Bild 2 ist direkt an die CPU U 880 über den K-1520-Bus angeschlossen. Falls diese CPU nicht selbst die Textverarbeitung steuert, muß man noch eine serielle oder parallele Schnittstelle zu einem zweiten Rechner vorsehen. Dann muß noch ein Baustein U 855 (P10) oder ein Baustein U 856 (510) ergänzt werden. Da diese Bausteine auch Interrupts verarbeiten sollen, muß der Datenpuffer 05 8282 nicht nur bei IORQ - RD in die Richtung zur CPU geschaltet werden, sondern zum Empfang des Interruptvektors auch bei M! - IORQ und aktiver IEI/IEO-Belegung (s. dazu z. B. vorherige Lieferung der Schaltungssammlung). Dazu benutzt man die Gattereingänge Y und Z, die in der ersten Ausbaustufe an Masse gelegt sind. Da der Dekoder 05 8205 auch die Adressen A0 und Al und IORQ mit verarbeitet, kann vom gleichen Baustein nicht auch ein LT 855 oder LT 856 mit bedient werden. Es muß Platz für einen weiteren 05 8205 reserviert werden, der dann an den vorbereiteten Ausgang X angeschlossen wird. Die Erweiterung zur lnterruptsteuerung sollte auch für den Fall mit enthalten sein, bei dem das Textverarbeitungsprogramm und die Schreibwerksteuerung nicht vom gleichen Rechner bedient werden. Diese geringen Mehrkosten sollte man in Kauf nehmen, um später den ganzen 8-bit-Rechner gegebenenfalls an ein 16-bit-System über V24 ankoppeln zu können. Von den 4 Bausteinen 05 8282 zum Schreibwerkanschluß werden 3 mit IORQ - WR und einer mit IORQ . RD aktiv. Der letztgenannte trägt den Eingabebus und wird mit Pull-up-Widerständen von 1 bis 4 kQ abgeschlossen. Die Schaltung wird entsprechend der CPU-Leiterplatte entweder im Format 215 mm 175 mm mit Steckern Typ 304-58 TGL 29331 aufgebaut (passend an den im Blatt 6-11 der 4.Lieferung der Schaltungssammlung angegebenen Aufbau) oder im Format 95 mm x 175 mm (passend an den Aufbau nach Blatt 6-13 der 4. Lieferung) mit gleichen Steckern. Die Busauslegung und Hinweise zum internen Signalspiel sind ebenfalls in der 4. Lieferung enthalten.
Gerätetestprogramm Das kurze Testprogramm nach Tabelle 1 wird nur zur Prüfung der Verdrahtung und als Grundlage des endgültigen Programms benutzt. Zum Test der Anschlußplatte läßt sich die in der 4. Lieferung angegebene Schrittschaltung für den U-880-Rechner verwenden. Im Testprogramm wird mit Wartezeiten nach jeder Ausgabe an das Schreibwerk gearbeitet. Das Eingabebyte ist nicht angeschlossen und wird auch nicht getestet. Das zeitliche Verhalten der Eingabedaten wurde im realisierten Fall mit dem Testpunktschaltet (Blatt 6-12 der 4. Lieferung) geprüft, indem kurze Warteschleifen mit anschließendem Eingabebefehl und Abspeichern
der Eingabe auf Speicherplätzen abgearbeitet wurden. Nach Ablauf dieser Echtzeitphase wurde nach dem Eingabebefehl in den Schrittbetrieb gewechselt, wobei im Speicherbefehl der Akkumulatorinhatt sichtbar wird. Das Testprogramm erfüllt folgende Funktionen: In Programmzeile 7 bis 9 wird die Druckzeichenmatrix stromlos geschaltet. Danach läuft die Wartezeit (WTZ) ab, deren Länge als Zeitparameter im D-Register vorgegeben wird. Alle angegebenen Warteschleifen wurden für eine CPU mit 1 MHz Taktfrequenz benutzt und müssen für 2,5 MHz umgerechnet werden (z. B. statt OCOH dann 6011). In Zeile 16 bis 23 werden nacheinander alle 8 Funktionen der Platte TRP2 abgearbeitet. Danach wird mit Ausgabe von 01 an beide DP-Platten die 1. Matrixzeile
ToIlette 1 Testprogramm zum Druck aller Zeichen in einer festen Reihenfolge. Der Programmstart auf 0B8OH ist willkürlich gewählt SOURCE-LINE
ADDR 0BJ-CODE STMT 00001 >OOBB >0089 00002 00003 >OOBA *0000 00004 *0000 00005 *0810 00006 *0010 3800 00007 •0B12 D3BA 00008 *0884 1)3118 00009 *0086 00010 OEB9 *0881 00011 16C0 *OBIA CDDCOB* 00012 *0B81J 0608 00013 *OBSF 00014 1EOO *OB9l 00015 3801 *0993 P3119 00016 *0095 16C0 00017 *Q997 CDDCOB* 00018 *0B9A 81)59 00019 •089C 16F0 00020 *0B9E CDDCOB* 00021 *OBA1 CR07 00022 *09A3 00023 10811 *OBA5 00024 08138 *OBA7 00025 2601 *OBA9 7C 00026 *OJ3AA D3BA 00027 *OBAC 0606 00028 *OBAE 3E01 00029 D3BB 00030 *0952 00031 1680 CDDCOB* *09114 00032 *0957 ED5Q 00033 *0959 I6FE 00034 *OBBB CDDCOB* 00035 *OBBE CBO7 00036 *08C0 10811 00037 *OBC2 7C 00038 *09C3 CR07 00039 *OBCS 67 00040 *0BC6 3082 00041 *0BCa 3830 00042 1)359 00043 * OB CA *OBCC 00044 1680 *QBCE CDDCOB* 00045 *OBD1 31104 00046 *0BD3 D3B9 00047 *0BD5 16C0 00048 *OBD7 CDDCOB* 00049 18C13 00050 00051 * OB DC *0BDC 1)5 00052 *OBDD 1EOO 00053 IC 00054 * OB PF *OBEO 20F0 00055 *OBE2 14 00056 *QBE3 00057 2OFA *0B115 00058 Dl * OB 86 C9 00059 *OBE7 00060 *011E7 016700 00061 *OBEA 11000C 00062 00063 * 013 El) 218008 *OBFO 00064 81)110 *OBF2 00065 *0582 00066
TRP1: TRP2: DP:
TEST:
TM1
TMO: TM2
TM3
WTZ: WTX:
EQU EQU EQU
GBBH 0B95 OBAH
ORG 01180
H
LD OUT OUT LD LD CALL LD LD LD GUT LD CALL GUT LD CALL RLC DJNZ LD LD LD OUT LD LD OUT LD CALL OUT LD CALL RLC DJNZ LD
A,00 (DF),A (TRP1),A C,TRP2 D,OCOH WTZ 11,08 E,00 AOl (TRP2),A D,OCOH WTZ (C),E DOFOH WTZ A TM1 C,TRPI 11,01 AH (DP),A 11,06 AOl (rRP1),A D,OEOII WTZ (C),E IXOFEH
RLC LD JR LD GUT LD CALL LD OUT LD CALL JR
A HA NC,TM2 A,3011 (TRP2).A D.OIOH
;ZEITPARAMETER EUER WARTESCHLEIFE ;WARTESCHLEIFE 8 AUSGABEN ;AUSGABEWERT "INAKTIV" ERSTER AUSGABEWERT ;ZEITPARAMETER
;ZEITPARAMETER
8 RUECKSPRUENGE H=ZWISCHENSPEICHER F.DP-DATEN/
ANZAHL AUSG. F. GLEICHEN (H) ;ANFANGSWERT AN TRPI
INAKTIV SETZEN
w-rZ A TM3 A,H
6MAL RIJECKSPRUNG NEUEN AUSGABEWERT AN PF ERZEUGEN
;WR UND ZL LANGE WARTEZEIT
wrz A.04 (TRP2),A D,0C0H
KLEINBUCHSTABEN
w-rz TMO
ALLE WEITEREN ZEILEN KLEIN
PUSH LD INC JR INC JR Pop RET
DE E,00 E NZ,WTX 1) NT,WTX DE
;WARTESCHLEIFE,D ZEITPARAMETER
LD LD
BC,67H DE,OCOOII
;UMLADEPROGRÄMM
LD
IIL,0B80U
WIR END
ADRESSE TREIBERPLI ADRESSE TREIBERPL.SONDERFUNKT ADRESSE DIODENPLAYFE
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Anschluß eines Schreibwerks an den U-880-Rechner (Blatt 3) selektiert und mit 01, 02...80H auf TRP1 eine Zeichenreihe der Matrix (6 Zeichen) ausgedruckt Nicht voll belegte Zeilen enthalten nur 5 Zeichen (Bild 1). Anschließend folgt der gleiche Vorgang für die nächste Zeile. Man erhält damit alle Zeichen für das Segment »Großbuchstaben«. In Zeile 46/47 wird auf Kleinbuchstaben umgeschaltet und ein Wagenrücklauf mit Zeilenschaltung eingefügt. Die dabei angegebene Warteschleife gilt nicht für den Rücklauf über die volle Länge des Wagens. Durch den Rücksprung (Zeile 50) werden alle Kleinbuchstaben gedruckt. Für einen Dauertest und zum Test des Geräuschpegels kann man laufend Kleinbuchstaben drucken. Zur Optimierung der Warteschleifen kann das Programm vom PROM-Bereich in den RAM-Bereich umgeladen werden (VorSchläge der Aufteilung des Speichers s. 4. Lieferung). Dazu kann das Programm in Zeile 61 mit Haltepunkt bei 0BFOH gestartet werden. Nach Abarbeiten des Testprogramms sind alle Druckzeichen der Reihe nach auf dem Papier. Fehlende bzw. doppelte Zeichen lassen auf Verdrahtungsfehler schließen. Die Reihenfolge der Zeichen ergibt eine Zuordnung zu den ausgesendeten Vektoren an DP bzw. TRPI. Günstig ist es, auf Adresse OBAAH einen Testpunkt zu setzen. Nach Verlassen des Testpunkts werden dann jeweils die 6 (oder 5) Zeichen einer Zeile der Tastenmatrix nach Bild 1 ausgedruckt. Dabei kann im Schrittbetrieb die gerade an DP ausgegebene bit-Kombination abgelesen werden. Der auf diese Weise gewonnene Ausdruck aller Zeichen wird zur Korrektur der Tabelle zur Verschlüsselung der an DP und TRP2 auszugebenden Bytes benutzt. Die Verschlüsselung der ASCIIZeichen in die Ausgabebytes wird noch erläutert.
6.
2811 2C11 21)11 291 2FH 3011
-
Kodieriabelle
ASCIIZeichen
Groß: 0 Klein: 1
Zahl für TRP1
Zahl für DP
2111 2211 2311 2411 2511 26H 278 28H 2911 2AH
0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
3 2 3 3 2 2 3 2 2 3
6 2 3 3 4 5 5 6 7 7
Zeichen
«
*
0
4
& ' ( ) *
Inhalt (HEX) 3611 2211 3311 8311 2411 2511 3511 2611 27H 3711
ß: 0
1 1 •l 0 1
Zahl fur
3 3 3 2 2
Blatt
6-3
Zahl für
Zeichen
Inhalt
7 4
+
B7H B4H 8511 8611 20H AOH
s
s
/
0 0
0
911 3A11 3811 3CR 3D11 3E11
0 0 1 0 1
4lH
3 0 2 0 2 0
1 6 1 3 3 5
9
4
< = >
8111 0611 21H 8311 2311 8511
A
41H
4711 4811
0 0
4 5
7 0
0 11
4711 SOH
41711 5011
0 0
5 1
7 0
0 P
5711 1011
571!
0 0
1 0
7 1
W X
1711 01H
5811 5CR 5D11 5E11 51711 6011 6111
0 0 0 1 0 1 1
0 3 0 0 3 3 4
3 2
1
5
1
Ü 0 2 1
t a
0311 3211 0511 861-1 3011 8211 CM
6711 6811
1 1
4 4
7 0
g h
C71-I DOH
691 7011
1
l
5 1
7 0
o
D711 9011
7711 7811 3911 7A11 7811 7CR 7D11 7ER 7FH
3 1 1 1 0 1 0 1 1
1 0 0 0 0 0 0 0 7
7 3 0 2
w x
9711 8211 1011 1211 0311 8411 0511 1611 FF11
Programm zum Druck von Zeichen aus einem Zeichenpuffer .
Das eigentliche Programm zum Druck der In einem Zeichenpuffer abgelegten Zeichen im ASCII-Kode muß folgende Aufgaben erfüllen: - Den Textpuffer baut man entweder als Ringpuffer auf, der nach etwa 80% des Inhalts wieder nachgeladen wird, oder als Zellenpuffer, der sich nach jedem Wagenrücklauf/Zeilenwechsel neu lädt. - Die aus dem Textpuffer entnommenen Zeichen im ASCIIKode werden über eine Kodiertabelle in die Ausgabebytes an DP und TRP2 umgewandelt. Die Tabelle sollte für jedes druckbare Zeichen nur 3 Byte enthalten. - Der jeweilige Zustand des Segments Groß/Klein bzw. Rot! Schwarz sowie der Tastensperre wird in einem Statusbyte abgelegt oder immer neu abgefragt. - Das Zeichen im Puffer wird auf Funktionen abgefragt, die über TRP2 gesteuert und ausgeführt werden (z. B. OAH, ODH oder 1EH). Auch ESCAPE-Sequenzen, Textende und andere Steuerzeichen werden abgefragt und ausgeführt. Tabelle 2
AST-
1989
-
-
-
y z
3 1 4 5 1 6 7 (nicht druckbar)
Das auszudruckende Zeichen (211-l1 bis 71711) stellt die Tabellenadresse dar. Der Tabellenwert von einem Byte wird durch das Unterprogramm TRANS in die Ausgabevektoren an DP und TRP umgewandelt. Die ASCIl-Zeichen 71111, 7D11, 7ER sind ah geschweifte Klammer bzw. - in den Lettern nicht enthalten und wurden willkürlich belegt. 71711 und 2011 sind nicht druckbar,
<6 06
45'
058282
für
B1 A2 _2443 44 5 45
AS
A6
6
iiz:i4, Aß
82
Ergänzungen
le17l
2
-
_
D58282 19 All Bi
JLQRa.._J_ 42
45 46
628
/I IIORO
83 17 16
'RD
85
3 A2 Al 1 AB
: r:
_
t
iie
04 Dl
I8
03
5 84
34
9
1;
15
B5 95
43
-fl
6
6
48 8
DIR
--
0L004
0L032
3
44
7
_______ ______
:17]' - OL 000
f
OLO1O
- Falls es sich um druckbare Zeichen handelt, wird auf Großoder Kleinbuchstaben abgefragt, im Status nachgesehen und im Bedarfsfall vor dem Druck umgeschaltet. - Für jede über TRP2 ausgeführte Funktion existiert ein Unterprogramm mit der entsprechenden Wartezeit oder Abfrage. Das Programm wird je nach den geforderten Steuerzeichen und der Behandlung der Randwarnung anders ausgeführt sein. Eine genaue Angabe des gesamten Inhalts hat daher keinen Sinn. Günstig ist die Verwendung eines vorhandenen Druckertreibers mit Auswertung aller Steuerzeichen und der Pufferverwaltung, der durch die speziellen Funktionen erweitert wird. Was nicht in üblichen Druckertreibem enthalten ist, betrifft die Usnkodierung in Ausgabebytes. Tabelle 2 gibt dazu ein Beispiel. Um jedem ASCII-Zeichen nur 1 Tabellenbyte zuzuordnen, werden die Ausgabevektoren als Zahlen verschlüsselt. Für Ausgaben an Dl' und TRP2 sind das Zahlen von 0 bis 7, für TRP1 Zahlen von 0 bis 5.-bit 7 zeigt Groß-/Kleinbuchstaben an, Tabelle 2 ist selbstverständlich an die Verdrahtung nach Bild 1 gebunden und kann entsprechend den Ergebnissen des Testprogramms korrigiert werden. Das Auswerteprogramm des Tabelleninhalts hat dann folgende Slju ktur: - Adresse des Tabellenanfangs und ASCII-Zeichen (Steuerzeichen schon ausgesondert) werden addiert, und der Inhalt dieser Adresse ist der verschlüsselte Ausgabewert. - bit 7 prüfen und aus Status (im RAM abgelegte vorherige Ausgabe) ersehen, ob Segmentumschaltung nötig ist oder nicht. - bit 0 bis 3 aus Tabellenbyte ausblenden, in A laden und in ein Unterprogramm TRANS springen.
I1L I'i4 113 12
‚
-
043 44
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1 18 217 15 3 4 15 14 5 13 6
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2
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-
L4 L5 oLt L7
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-8
05 8?8
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'FA 2 3 4
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3
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3 4 6 5 7 __________ 6 8 7
405 93 404 493 '5 4 402 _____________ 13 491 498 98 12
2
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1
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4
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3 4 5 6
118
1?
Im
1? -
p
y7
Bild 2 Anschlußschaltung des Schreibwerks an den K-1520-Bus über XSI. XS3 ist mit dem Schreibwerk (Bild 1) verbunden. An X. Y, Z sowie ADO bis AD5, Ml, IORQ, RD und weiteren Signalleitungen werden Schaltkreise für serielles oder paralleles Interface angeschlossen (alle Widerstände etwa 1 kO).
- bit 4 bis 6 aus Tabellenbyte ausblenden, in A laden, 4mal nach rechts verschieben und in UP TRANS springen. Das Unterprogramm TRANS enthält eine Schleife, in der A um 1 verringert und gleichzeitig im Register B eine 1 eingeschoben bzw. nach links geschoben wird. Bei A = 0 enthält II dann 01, bei A = 7 enthält B dann 8011. Der Inhalt von 13 kann an DI' oder TRP1 ausgegeben werden. Nach jedem Druck muß eine Wartezeit oder für WR und RW die Abfrage des Quittungssignals folgen. Danach müssen die Ausgabekanäle DP und TRP1 wieder auf 00 gestellt werden. Die Ausgabe an TRP2 enthält die aus dem Status entnommenen Daten (groß/klein und rot/schwarz) und die Funktionen WR, TAB ZWR und ZL. Die Statusfunktionen werden durch AND und OR aus dem Statusbyte überblendet. Bei Erreichen des rechten Randes müssen ZL und WR ausgelöst werden. Diese Programmteile rügt man dort in den Druckertreiber ein, wo die Ausgabe an den Drucker beginnt. Bei günstigem Aufbau der Tabelle werden ohne weitere Arbeit alle nicht druckbaren Zeichen (ESCAPE-Sequenzen usw.) durch Ansteuerung eines nicht existierenden Knotenpunkts der Matrix unterdrückt.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessorteehnik
t 1.
6-4
Der Einchipmikrorechner U 881 (Blatt 1)
Einleitung U 8870 EMR wie U 8850, jedoch ohne internen ROM, 40poliges Gehäuse; (1 8871 desgleichen mit power down option.
Mit dem ständig wachsenden Angebot an Mikroprozessoren aus der DDR-Produktion stehen in zunehmendem Maße auch Einthipmikrorechner (EMR) für Amateure zur Verfügung. Der Einchipmikrorechner stellt ein vollständiges MikrorechnerSystem dar, das auf einem Chip integriert ist. Es enthält außer der Zentralen Verarbeitungseinheit (CPU) einen Schreib-/Lesespeicher (RAM), einen Festwertspeicher (ROM, je nach Ausfühmng) sowie zusätzliche Ein-/Ausgabetore. Außerdem besteht die Möglichkeit, diese internen Baugruppen durch externe zu ergänzen, so daß der EMR durch eine flexible Architektur gekennzeichnet ist. Dementsprechend gibt es viele Anwendungsmöglichkeiten für den EMR, so daß nur wenige Beispiele genannt werden können: Haushaltgeräte, -. Kfz-Elektronik, - Fernsprech- und Telexeinrichtungen, - Meßwertverarbeitung, - industrielle Steuerungen, — Steuerrechner in Geräten (z. B. Tanksäulen, Kopiergerät usw.). Folgende Typvarianten eines EMR sind im Angebot: U8810 EMR, 2 KByte maskenprogrammierbarer ROM, 40poliges Gehäuse; U 8811 desgleichen mit power down option; U 8820 EMR-Entwicklungsversion. 2 KByte externer ROM, 64poliges Gehäuse; (J8821 desgleichen mit power down option; U 8830 EMR wie U 8810, mit 2 KByte TINY-BASIC, 40poliges Gehäuse; U8831 desgleichen mit power down Option; U 8840 EMR-Entwicklungsversion, 4 KByte externer ROM, 64potiges GehäUse; U8841 desgleichen mit power down option; U8850 EMR wie U 8810. mit 4 KByte internem ROM, 40poliges Gehäuse; U 8851 desgleichen mit power down option; (18860 EMR wie (18810, jedoch ohne internen. ROM, 40potiges Gehäuse; U 8861 desgleichen mit power down Option;
Hardware des Einchipmtkroreclmers In Bild 1 ist der schematische Aufbau des EMR U 881 dargestellt. Im U 881 sind folgende zusätzliche Baugruppen integriert: - Taktgenerator. 124 Byte RAM, - 2 KByte maskenprogrammierter ROM, - 2 Zähler-/Zeitgeberkanäle, — 4 8-bit-Tore, - 1 serieller asynchroner Sender/Empfänger (UART), — Jnterruptsteuerlogik. Der (1 881 ist ein flexibler Einchipmikrorechner, der softwaregesteuert viele unterschiedliche Speicher- und Ein-/Ausgabekonfigurationen annehmen kann. Die 2 Grenzfälle dieses Spektrums sind: - Ein-/Ausgabe-intensiver EMR, -. speicherintensiver EMR. Diese Fähigkeiten sind durch den im Multiplex betriebenen Adreß-/Datenbus und mit den auf Ein-/Ausgabe orientierten Forts erreicht worden.
-
-J
L
2.1. Speicheraufteilung Der U 881 kann 64 KByte Programm- bzw. 62 KByte Datenspeicher adressieren. 2.1.1. Programmspeicher Bild 2 zeigt die Programmspeichereinteilung. Um den externen Programmspeicher adressieren zu können, muß Port 1 auf die Ausgabe des im Muttiplexbetrieb arbeitenden Daten-/Adreßbus und Port 0 auf die Ausgabe der Adressen (A8 bis All oder A8 bis Als) programmiert werden. Die ersten 12 Byte des Programmspeichers sind für die Inter-
I u,Itfl-.ltJ
IN
flJT
x qIai
65535
Steue,.ek
FORT 3
L
2948 294?
298 247 rner ROH VFLAGS PLr0m;E 2R Byte _____
Zähler / Zeitgeber
2
Programmspexche
Register Zeiger
Inlerupt sleuerung
PORT
Externer RAM
ROM oder RAM
4W UAR7
L
1989 1 Blatt
rl21
1
grommzl&
1
1
.
88 Ein-/Ausgabe Sit - programn,erba
Adreu - oder Ein-/Ausgabt- pragrarnrn.erbar
AdreIl/ Daten oder Ein-/ .Qtsgcsbe
(Halbbyte)
Byl-pogrammierbar
Bild 1 Übersichtsschaltplan des Einchipmikrorechners
(1 881
odressie-bar I ________ Datenspeicher
Bild 2 Pmgrammspeichereinteilung des
(1 881
ruptvektoren vorgesehen. Sie enthalten die 16-bit-Vektoren, die mit den 6 möglichen lnterrupts (IRQ 0 bis IRQ 5) korrespondieren. Beim U 881 wird grundsätzlich zuerst das höherwertige und dann das niederwertige Byte einer 16-bit-Adresse gespeichert. Ein Rücksetzen des 2MR zwingt den Prozessor auf die erste ausführbare Programmspeicherstelle pCH (121)).
U682 0881
LJcc XTAL2 XTAL1 P37 p3Ø
2.1.2. Datenspeicher
Der Datenspeicher des U 881 läßt sich auf 62 KByte erweitern, da die unteren 2 KByte im internen RAM liegen und nicht extern adressiert werden können. Ebenfalls sind erst Port 0 und Port 1 entsprechend zu programmieren, bevor auf den Datenspeicher zugegriffen werden kann. Der Ausgang »Datenspeicherauswahl« (Data Memory Select, M) kann benutzt werden, um zwischen Daten- und Programmspeicher zu unterscheiden. 15M ist nur während LDE- und LDE1-Befehlen und Befehlen mit externem Stackzugriff (CALL, PUSH, POP, RET und IRET) aktiv. Der interne RAM-Bereich wird als Registersatz verwendet und gliedert sich wie folgt: KurzAdresse bezeichnung SPL 255 Stackpointer bit 0 bis bit 7 Stackpointer bit 8 bis bit 15 SPH 254 Registerpointer RP 253 FLAGS 252 Programm Control Flugs IMR 251 Interrnptmaskenregister Interrnptanforderuogsregister IRQ 250 249 Internsptprioritätsregister IPR 248 Port 0/1 Betriebsartenregister POIM P3M 247 Port 3 Betriebsartenregister Port 2 Betriebsartenregister P2M 246 Zeitgeber 0 Vorteiler PREO 245 TO 244 Zeitgeber/Zähler 0 PREI 243 Zeitgeber 1 Vorteiler Ti 242 Zeitgeber/Zähler 1 TMR 241 Zeitgeber Betriebsartenregister 240 510 Serielle Ein-/Ausgabe 239
r1 1
2
RIW Ä P35 I3ND P32 -P00' P91 P92 P93 PO4 P25
P29 P27
3 4 5 6 7 8 9 10 11
12 13 14 15 15 1718 19 20
40 39 38 37 36 35 34 33 32 31 30 29 28 27 26 25 24
23
22 21
P36 P31 P27 P26 P25 P24 P23 P22 P21 p28 P33 P34 P17 p15 P15 P14 P13 P12 P11 P10'
P31 P27 P26 P25 P24 P23 P22 P21 P20 P33 P34 P17 P16 P15 P14 P13 P12 P11 P10' 07
05 D5 04
Bild
Anschlußbelegung des
.42
54 —UCC
2 3 4 5 5 7 8 9 10 11 13
63 62 61 50 59 58 57 55 55 54 53 52
14
51
15
50 49 48
12
15
17 18 19 20 21 22 23 24 25 26
41881
41
42
27
Bild 4 Anschlußbelegung des
43 44 AS AS 47
28 29 30
U 882 -
-
-
1
47
46 45
XT >(rAL1 P37 P18' R/W DS
Ä P35 P32 P29 P91 P22 p93 P94 OND P95 P25
P27 40<
44
43 42 41 40 39 38 37 36' 35
31
34
32
33
~W XLI< 08 01 02 03 All Alt 49
48
Data-Strobe (Ausgang, aktiv low)
Dieser Ausgang wird für jeden Speicherzugriff einmal aktiviert. Während eines Schreibzyklus liefert der U 881 die gültiaktiv ist. Bei einem Lesezygen Daten an Port 1, während klus werden Daten an Port 1 eingelesen, während DS aktiv ist. Wenn der U 881 nicht für externe Speicher konfiguriert ist, wirkt D-9 als Befehlssynchronsignal und wird während der Taktperiode, die dem Opcodtholen vorausgeht, auf low gezogen. -
nicht vorhanden
-
Reod/Write (Ausgang, aktiv low) R/W ist aktiv, wenn der U 881 auf den externen Programm-
oder Datenspeicher schreibt, und bleibt für alle anderen Zyklen inaktiv.
128 127
XTALI, XTAL2 (Takteingang und -ausgang)
Mehrzweckregister 4 P3 3 Port P2 2 Port Pl 1 Port P0 0 Port Die Ein-/Ausgabeports und Steuerregister werden mit den gleichen Befehlen gelesen und geschrieben wie die Mehrzweckregister. Der Stack kann entweder in den internen Registern oder im externen Datenspeicher liegen und wird durch die Programmierung eines bits im Register R248 vorgenommpn. 2.2. Anschlußbelegung des Einchipmikrorechners Bild 3 und Bild 4 zeigen die Anschlußbelegung der Einchipmikrorechner U 881 und U 882. Die Anschlüsse P00 bis P07. P10 bis P17, P20 bis P27 sowie P30 bis P37 sind ITL-kompatible Ein-/Ausgabeleitungen. Sie sind den Forts 0 bis 3 zugeordnet. -
R/W
-
Adreß-Strobe (Ausgang, aktiv low)
Adreß-Strobe gibt nur Impulse bei Operationsholezyklen aus internem und externem Speicher sowie bei externem Datentransfer-. Die Adressen aller externen Programm-oder Datentransporte sind während der Rückflanke von AS gültig. Es S am Beginn jedes Maschinenzymuß beachtet werden, daß Z— klus aktiv ist. Durch die Programmierung könnep AS, Port 0 Fort 1, US und R/W in den hochohmigen Zustand versetzt werden.
Diese Anschlüsse verbinden einen Serienresonanzquarz (maximal 8MHz), ein LC-, RC-Netzwerk oder einen externen Einphasentakt mit dem Taktgenerator und dem Puffer auf dem Chip. Der (1 881-Takt muß bei der Nutzung des »power down«-Betriebs extern erzeugt und über XTAL1 zugeführt werden. XTAL2 wird mit der Stützspannung verbunden, die den Registersatz und die Resetiogik während des Spannungsausfalls versorgt. R ESET Reset (Eingang, aktiv mw) RESET initialisiert den EMR. Wenn RESET inaktiv wird, beginnt der U 881 die Programmausführung vom internen Programmspeicherplatz OCH (12D). RESET wirkt als Schutz des Registersatzes und der Rücksetzlogik während des Spannungsab- und Spannungszuschaltens (power-down-Betrieb). RESET wird auch benutzt, um den U 881 in den Testbetrieb zu zwingen. Dieser Betrieb wird erreicht, wenn die Spannung am Reseteingang auf eine größere Spannung als Ucc Anwächst. Der U 882 ist eine Entwicklungsversion des U 881, die es erlaubt, den Code für den internen ROM des U 881 zu entwickeln. Der U 882 ist zum U 881 bis auf die folgenden Besonderheiten identisch: der interne ROM ist nicht vorhanden, die Adrell- und Datenleitungen des ROM sind gepuftert und über Anschlüsse herausgeführt, die Steuerleitungen für den neuen Speicher wurden hinzugefügt. Bild 4 zeigt die Anschlußbelegung des U882. Die Funktionen der Ein-/Ausgabeports, AS, DS, RJW, XTALI, XTAL2 und RESET sind mit dem U 881 identisch. Die restlichen 24 Anschlüsse haben nachstehende Bedeutung. -
-
-
-
-
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Der Einchipmikrorechner U 881 (Blatt 2)
AOO bis All Programmsp«icheradressen (Ausgänge) A00 bis All adressieren die ersten 2 KByte des Programmspeichers. DO bis D7 Daten des Programmspeicher: (Eingänge) Die Daten der ersten 2 KByte Programmspeicher werden über die Anschlüsse DO bis D7 eingelesen. MDS Programmspeicher-Daten-Stroh« (Ausgang. aktiv Iow) MDS ist aktiv, wenn aus den ersten 2 KByte Programmspeicher ein Opcode geholt wird. SYNCßefehlssync (Ausgang, aktiv Iow) SYNC ist ein Strobeausgang, der eine Taktperiode vor dem Opcodeholen aktiv wird. SCLK Systemtakt (Ausgang) SCLK ist der gepufferte Systemtaktausgang. Er entspricht genau der Hälfte der Quarzfrequenz. lACK lnterruptacknowledge (Ausgang, aktiv high) lACK wird während des Interruptmaschinenzyklus aktiv, wenn ein Interrupt ausgelöst wurde. 2.3.
Zeitverhalten des U 881
Das Zeitverhalten des EMR setzt sich aus Grundtakten zusammen (Maschinenzyklen M. Zeitzustände T, und Taktperioden). Aus ihnen werden folgende verschiedenen Timings zusammengesetzt: - Befehispipelining, - Befehlszyklus, - Ein-/Ausgabe und externe Speicher, - Interruptzyklus, - Resetverhalten. Beim Befehlspipelining werden Befehlshole- und Ausführungszyklus überlappt. Das bedeutet, daß 'während der Ausführung eines Befehls schon der nächste Opcode geholt wird. Das Befehispipetining muß bei der Berechnung der effektiven Ausführungszeiten eines Programms berücksichtigt werden. Weitere Ausführungen zu den obengenannten Punkten und die Taktdiagramme sind in [1] und [21 nachzulesen. 2.4. Zähler und Zeitgeber Der EMR enthält 2 programmierbare 8-bit-Zähler/Zeitgeber ('170 und TI), die durch je einen eigenen einstellbaren 6-bit-Vorteiler (PREO und PREI) getrieben werden. Der T0-Vorteiler ist an den internen Takt angeschlossen, während der T1-Vorteiler auch mit einem externen Takt versorgt werden kann. Beide Zähler/Zeitgeber können unabhängig von der Befehlsabarbeitung des Prozessors arbeiten, so daß das Programm von zeitkritischen Operationen, wie Ereigniszählung oder Zeitmessungen, befreit wird. 23. Ein-/Ausgabeports Die Gestaltung der Ports des EMR ist variabel; sie lassen sich durch die Register PO1M, P2M und P3M entsprechend programmieren. Durch geeignete Programmierung können an den Forts Adressen, Daten, Zustandssignale sowie serielle und parallele Ein-/Ausgabezustände mit oder ohne Quittung erzeugt werden. Port 1 kann als ein Byteein-/ausgabeport mit und ohne Quittung oder als Adreß-/Datenport für einen externen Speicher programmiert werden. Die Quittungsleitungen werden durch die Programmierung von Port 3 zur Verfügung gestellt. Fort 0 läßt sich als Halbbyte-Ein-/Ausgabeport oder als Adreßausgabeport (AS bis All oder A8 bis AlS) für die Adressierung externer Speicher programmieren-
1989
1
Blatt
6-5
Die bits des Port 2 können im Register P2 (R246) einzeln auf Ein- oder Ausgabe programmiert werden. Die Leitungen von Port 3 lassen sich mit dem Register P3M (R247) als Ein-/Ausgänge, Zustandssignale, serielle Ein-/Ausgabe (P30 und P37) oder als Quittungssignale der Ports 0 bis 2 programmieren. Dabei sind P30 bis P33 als Eingänge und P34 bis P37 als Ausgänge festgelegt. Die 4 Eingänge P30 und P33 sind interruptfähig und können die Interruptanforderungen IRQO bis IRQ3 auslösen.
26. Serielle Ein-/Ausgabe Die Leitungen P30 und P37 können als serielle Ein-/Ausgabeleitungen für voll-duplex seriellen asynöhronen Empfangs-/Sendebetrieb programmiert werden. Die bit-Rate wird durch den Zähler/Zeitgeber T0 gesteuert und liefert eine maximale Datenrate vpn 62,5 Kbit/s. Um die allgemein üblichen Datenkommunikalionsbitraten zu erreichen, wird die Verwendung eines Quarz mit 7,3728 MHz Resonanzfrequenz am U 881-Takteingang empfohlen. Beim Senden und Empfangen werden grundsätzlich 8 bit (mit oder ohne Parität) übertragen. Beim Senden werden automatisch 1 Start-bit und 2 Stopp-bits angefügt. Eine Interruptanforderung (IRQ3) wird jedesmal erzeugt, wenn ein Zeichen in den Empfangspuffer übertragen wurde. Der Empfänger ist trotz der doppelten Pufferung nicht vor Überschreiben geschützt. Ein gesendetes Zeichen erzeugt ebenfalls eine Interruptanforderung (IRQ4), und wie der Empfangspuffer kann auch der Sendepuffer überschrieben werden. 2.7. lnterrupt Der U 881 erlaubt 6 unterschiedliche Interrupts von 8 Quellen: - 4 PortleitungAn (P30 bis P33), - serieller Eingang, - serieller Ausgang, - 2 Zähler/Zeitgeber. Diese lnterrupts können maskiert und priorisiert werden, indem man das Interruptanforderungsregister IMR (11251) und das Interrupt-Prioritätenregister IPR (R249) benutzt. Alte 11-881-lnterrupts sind vektorisiert. Wenn ein lnterrupt eintrifft, gebt die Steuerung zu einer Serviceroutine über, die, angezeigt durch die spezifischen Programmspeicherplätze (0 bis OCH), für diesen lnterrupt reserviert wurde. Gewährt der Rechner die Interruptanforderung, werden im nachfolgenden Interruptmaschinenzyklus alle folgenden Interrupts unwirksam gemacht sowie der Programmzähler und die Flags gerettet. Gleichzeitig wird zu der Adresse gesprungen, die der Vektorplatz für den Interrupt enthält. Möglichkeiten der Realisierung des externen Speichers In Abschnitt 2.1. wurde der grundsätzliche Aufbau der Speicherbereiche des EMR beschrieben. Um einen Speicherbereich am EMR zu realisieren, ist es notwendig, in Abhängigkeit von der benötigten Speichergröße eine Adreßdekodierung vorzusehen und, wenn nötig, den Zeitmultiplex des Adreß-/Datenbusses aufzuheben.
3.1. Adreßdekodierung Eine besondere Eigenschaft des U 881 kann man benutzen, um die Anzahl der Ein-/Ausgabekanäle, die zur Ausgabe von Adressen bestimmt sind, für mittlere Speicheranwendungen zu mini-
Tabelle 1
Programmspeicheradresse
Datenspeicheradresse
0... 2047 2048.4095 4096. ‚.6143
2048.4095 4096,6143
Tabelle 2
Tabelle 1 stellt dar, wie der 4- bis 6-KByte-Adrellraum ohne ein 13. Adreß-bit benutzt werden kann. Die Adrßleitungen AO bis All reichen aus, uni den internen 0- bis 2-KByte-Raum zu adressieren, wobei All immer »low« und ES und R/W inaktiv sind. A0 bis All sind erforderlich, um den 2- bis 4-KByte'Bereich zu adressieren, wobei ES und R!W nun aktiviert werden. Für den 4-bis 6-KByte-Bereich ist All wieder »low« (wie im 0bis 2-KByte-Bereich). Die Bereiche können jedoch an 1-land der Steuersignale unterschieden werden. Der 6- bis 8-KByte-Bereich kann nicht vom 2- bis 4-KByte-Bereich unterschieden werden, da in beiden Fällen die Steuerleitungen ES und R/W aktiv sind und All »high« ist. Die Realisierung des obengenannten Prinzips ist in Bild 5 dargestellt, Der Speicherbereich wird durch den Dekoderschaltkreis DS 8205 in 8 Blöcke zu je 1 KByte aufgeteilt. Tabelle 2 zeigt die Zuordnung der 8 Speicherbereiche zu den Dekoderausgängen und die zur Programmierung notwendigen Speicheradressen. Der Programmspeicherbereich von 0 -bis 2 KByte wurde nicht genutzt, da dieser Bereich, je nach EMRTyp, auch vorn internen ROM belegt sein kann. Die Dauer der Chip-Select-Zeit Ihr den Lesezyklus wird durch das Steuersignal ES bestimmt und beträgt bei 8MHz etwa 375 na (3 Takte zu je 125 na). Das ist für einige Anwendungen zu schnell und kann durch 2 Maßnahmen verlängert werden: 1. Der EMR kann im Register PO1M (R248) auf den erweiterten Speicherzugriff programmiert werden. Damit werden 2 zusätzliche Takte (zu je 125 ns) in das Ein-/Ausgabetiming auf-
Ädreßdekodierungjbr ‚niedere Speichergröj3en
—
Adresse
All
/V, R//W
L H L
inaktiv aktiv aktiv
Fort 0 und t
-
0..2047 2048.4095 0. ‚.2047
Zuordnung der Speicherbereiche zu den Dekoderaresgängen des
P58205 Programmspeicheradresse
Dathspeicheradresse
Adresse Port 0 und 1
Y
-
4096.5119 5120-.6143 2048.307! 3072 .4095 -
0.1023 1024.. .2047 2048.3072 3072 . 4095 0- 1023 1024.2047 2048. ‚.3071 3072 . ‚.4095
VO Yl Y2 )3 Y4 Y5 Y6 Y7
-
4096.5119 5120.6143 2048-3071 3072.. .4095
-
mieren. Dieses Merkmal erlaubt dem Anwender, Speicher bis zu 10 KByte mit nur 12 Adrel3leitungen (zuzüglich der Steuerleitungen EM, ES, IR/W) zu adressieren. Üblicherweise würden 12 Adreßleitungen plus T5S1 nur 4 KByte in beiden Bereichen (Daten- und Programmspeicher) adressieren (in Wirklichkeit nur 6 KByte, da die ersten 2 KByte des Daten-
genommen. 2. Benutzt man zur Dekodierung nicht das Steuersignal ES, sondern wie in Bild 5 dargestellt, das negierte Steuersignal ÄS, verlängert sich die Chip-Select-Zeit um 1 Takt, da das Chip-Select-Signal früher freigegeben wird. Für sehr langsame Peripheriegeräte können auch beide Möglichkeiten kombiniert werden. Da das Steuersignal EM in die Dekodierung mit einbezogen wurde, ist zu beachten, daß sich der Datenspeicherbereich nicht als Programmspeicher verwenden läßt.
speichers nicht adressierbar sind). Dennoch läßt sich durch eines der Signale ES oder R/W ein 13. Adreß-bit erzeugen. Dadurch werden, wenn der Anwendungsfall zwischen 4 und 6 KByte Programmspeicher (oder 2 bis 4 KByte Datenspeicher) es erfordert, nur Port 1 und das niedere Halbbyte von Port 0 zur Adreßbereitstellung benötigt. Wird diese Eigenschaft nicht genutzt, so muß auch das höherwertige Halbbyte von Port 0 als Adreßausgabe verwendet werden, •
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnilc Der Einchipmilcrorechner U 881 (Blatt 3)
3.2. Demultiplexierung des Adreß-/Datenbusses Für die meisten Speicher und für die U-880-Systemelemente müssen die Daten und Adressen beim Schreibykltii gleichzeitig anliegen. Das ist beim U 881 nicht der Fall, da über Port 1 das niederwertige Adreßbyte und das Datenbyte im Zeitmultiplex ausgegeben werden. Für den Anschluß externer Speicher an den EMR ist es nötig, den Zcitmultiptex des Adreß-/Datenbus aufzulösen. Zuerst weiden am Port die Adressen ausgegeben, und durch die Aktivierung von AS wird angezeigt, daß die Adressen gültig sind. Als nächstes werden die Daten über Port 1 ausgegeben und ebenfalls durch US gekennzeichnet. Die Adressen müssen in einem Zwischenspeicher so lange gespeichert werden, bis DS inaktiv wird. Bild 6 und Bild 7 zeigen 2 Möglichkeiten der schaltungstechnisehen Realisierung. EPROMs werden so angeschlossen, wie es in Bild 7 zu sehen ist. Für die statischen CMOS-Speicher U 224 ist das Demultiplexen nicht nötig, da sie ein anderes Zeitverhalten aufweisen und die Adressen selbständig abspeichern. Sie können aber auch als Ersatz für den (1 214 in fertigen Schaltungen verwendet werden.
gendes Format für den Datentransfer zum EMR vereinbart: 1. Byte: High-Teil der Zieladresse im EMR, 2. Byte: Low-Teil der Zieladresse im EMR, 3. Byte: High-Teil der Länge des Datenblocks, 4. Byte: Low-Teil der Länge des Datenblocks, folgende Byte: Datenblock, Dieses Format hat den Nachteil, daß 3 Byte mehr übertragen werden als bei einem Format mit einem Kennbyte. Der Vorteil besteht jedoch darin, daß ohne eine Programmänderung im EMR auf jede Speicherstelle im externen RAM ein beliebig langer Datenblock geschrieben werden kann. Ablauf: lltQ 3 lRQ3l
-
IRQ32
-
1RQ33 IRQ34
4.
-
Realisierung einer Schnittstelle zum Einchipmikrorechner
4.1. Einleitung Sehr häufig besteht die Notwendigkeit, den EMR an andere Rechner (Masterrechner) zu koppeln. Für diese Kopplung bestehen 3 Möglichkeiten: 1. parallele Kopplung, 2. serielle Kopplung, 3. Kopplung über einen gemeinsamen Speicherbereich. Die serielle Kopplung hat Vorteile, da nur wenige Leitungen benötigt werden und da die serielle Schnittstelle vom Einchipmikrorechner unterstützt wird.
4.2.
--.
Serielle Schnittstelle des Einchipmikrorechners
Der EMR U 881 enthält 2 interne Zähler-/zeitgeberkanäle, TO und Ti, von denen TO als serielle asynchrone Schnittstelle programmiert werden kann (P30 seriell In, P37 seriell Out). Die Baud-Rate ist durch die Software zwischen 110 und 62500 Baud einstellbar, und die Daten werden mit folgendem Format übertragen: gesendete Daten SP SP D7 D6 05 04 D3 D2 Dl DO ST StoppStart8 Datenbus bits bit empfangene Daten SP 07 D6 D5 D4 D3 02 Dl 00 ST Ein lnterrupt wird erzeugt, wenn ein Zeichen empfangen (IRQ3) bzw. gesendet (IRQ4) wurde. Das Sende-/Empfangsregister ist nicht vor Überschreiben gesichert.
43. Datentransfer Masterrechner -. Einchipmllcrorechner im folgenden wird als Beispiel ein Programm vorgestellt, das den Datentransfer zum EMR realisiert. Dabei wird vorausgesetzt, daß an den EMR ein externer Speicher angeschlossen wurde. Ebenfalls muß der EMR entsprechend initialisiert werden, d.h., die Register PO1M, IPR, P3M, IMR, lIlO, TMR, TO und PREO muß man je nach Anwendung programmieren. Um eine möglichst universelle Übertragung vom Masterrechner (U 880) zum Einchipmikrorechner zu gewährleisten, wurde tot-
1RQ35
IRQ3E
_---.
Sprung zur Adresse im Registerpaar 7811 (initialisiert auf IRQ3 1) R7AH aus der StO laden (Startadresse) RRS mit Adresse von 111Q32 laden IRET R7BH aus der SlO laden (Startadresse) RRS mit Adresse von 1RQ33 laden IRET R7CH aus der 510 laden (Länge) RRS mit Adresse von lRQ34 laden IRET R7DII aus der 510 laden (Länge) RRS mit Adresse von 1RQ35 laden 4x die Länge decrernentieren, da Startadresse und Länge schon empfangen wurden IREI R7E11 aus der 510 laden Byte aus R7EJi auf Startadresse im RAM laden EI Startadresse incrementieren Länge decrementieren IRE r, wenn nicht 0 RR8 mit Adresse von IRQ31 laden Test auf Adresse 160011 (Übergabe der Maßaufgabe) Kennzeichnen des Datenuansfers
Um eine einfache und schnelle Übertragung der Daten in den EMR und eine exakte Verarbeitung laut Protokoll zu gewährleisten, wird die ISR 3 durch ein Registerpaar (R 7911, R 7A11) »gezeigen«. In dieses Register wird die jeweils aktuelle Startadresse eingetragen und dann von der Interruptserviceroutine 3 aufgerufen. Tabelle 3 zeigt das Maschinenprogramm zu diesem Programmablauf. Um zu sichern, daß kein Datenbyte verloren geht, muß die Interruptpriorisierung sorgfältig vorgenommen werden- Die Zeit zwischen 2 Interruptanforderungen (IRQ 3) beträgt bei einer BaudRate von 62500 Baud 0,16 ms. Bei einer Interruptanforderung höher als IRQ 3 priorisierten Interruptanforderung muß gewährleistet sein, daß diese innerhalb von 0,16ms beendet wird. Andernfalls sollte die Baud-Rate verringert werden.
4.4.
Serielle Schnittstelle des Masterrechners
Tabelle 4 zeigt das Transferprogramm, das für den Masterrechner (U 880) zum Senden benötigt wird. Die serielle Schnittstelle wird im Masterrechner durch einen PIO-Port erzeugt. Die Daten werden mit einer Baud-Rate von 62500 Baud am Daten-bit 0 des entsprechenden Ports erzeugt. Dieses Programm ist auf eine Taktfrequenz von 3,5 MHz eingestellt und muß bei der Verwendung von anderen Rechnern in der Pausenschleife entsprechend korrigiert werden. Bei der Marke ANF wird der zum EMR gesendete Datensatz abgelegt. Die Zieladresse und die Länge werden hier in U-881-Notation (High-, Lowbyte) abgelegt. Die Bytes für die Längenangabe werden im Programm entsprechend umgetauscht.
Tabelle 3 IRQ3; IRQ31:
1RQ32:
1RQ33:
1RQ34:
1RQ35:
Empfangsprogramm des EMR PUSH RP SR8' 4t7011 JP @RR8 113 Rio, SIG CLR R8 LO R9, LO lRQ32 POP RP IRET LO R1 i, SIO CLR R8 LD R9, LO 1RQ33 i'or gp IRET LD R12, 810 CLR R8 LD R9, LO 1RQ34 POP RP IRET LD R13, 810 CLR R8 LD R9, LO 1RQ34 DECW RR12 DECW RR12 DECW RR12 DF,C\' RR12 POP RP IRET LO R14, sio LOB ©RR1O,R14 El INCW RRIO DECW RR12 JR NZ,IRQ3E1
zl. BYTE
2. BYTE
3. BYTE
4. BYTE
4)< decremenhieren, da Startadr. und Länge schon empfangen
Daten in RAM ablegen
Übertragung ist fertig; gegebenenfalls kennzeichnen! IRQ3EI: POP RP IRET
Tabelle 4
420 430 M2 440 450 460 470 480 490 M3 500 510 520 530 540 550 560 570 580 590 600 610 620 M5 630 640 650 660 670 680 690 700 710 720 730 740 750
Clii 00010203 C115 00010203 C119 00010203 C11D
760 770 780 790
5.
C100 009F OODF C102 C000 C000 ES C001 »5 C002 C5 C003 3ECF C005 »31W 0007 3E02 C009 1331317 COOB 3n07 COOD D3DF COOP 3E01 C011 D39F C013 ED5B02C1 C017 7A
100 ANF 110 ADAT 120 ACON 130 ANZ 140 150 160 170 180 190 200 210 220 230 240 250 260 270
EQU EQU EQU EQU ORG PUSH PUSH PUSH LD OUT LD OUT LD OUT LD OUT LD LD
C018 53 C019 5?
280 290 300 310 320 Mi 325 330 335 340 350 360 370 380 390 400 410
LD LD LD LD Dl CALL El INC DEC LD OR JR POP POP
pop
*C100 *9F *DF ANF--2 c000 HL DE BC A,#CF (ACON),A ;BITBETRIEB A,2 (ACON),A A,7 (ACON),A DI .&‚i (ADAT),A DE,(ANZ) AD ;ADR vertauschen! D,E 114 HL,ANF A,(HL) M2 HL DE A,D Ii NZ,Ml BC DE HL
RET LD 3,8 PUSH AF XOR A OUT (ADAT),A POP AF CALL M5 OtJT (ADAT),A RRCA NOP NOP NOP NOP NOP NOP DJNZ M3 LD A,i OUT (ADAT),A CALL M5 RET NOP NOP NOP NOP NOP RET ORO ANF DEFB #l6,0 ;Zieladr. ;Laenge DEFB 0,26 DEFB 7,7 dt u. n Fehler u. Mode DEFB 0,0 DEFB %10011001 ;Messtellen High DEFB %10021001 ;Messtellen Low DEFB 4t01,*12,#23,*34,*40,402, 4424 ;Referenzknnst DEFB 0.1,2,3 Anfang DEFB 0,1,2,3 Abstand DEFB 0,1,2,3 END
Verzeichnis der verwendeten Abkürzungen
CTC EMR EPROM IRQ ISR MPS R RAM ROM SIO TI
Sendeprogramm des U 880
COLA 2100C1 CO1D 711 CO1E F3 COIF CD2DCO CO22 P3 CO23 23 CO24 1B CO25 7A CO26 33 CO27 20F4 CO29 Cl CO2A Dl CO2B El
CO2C C9 CO2D 0608 CO2F P5 C030 AF C031 D39F C033 Fi C034 CD4ACO C037 D39F C039 OF CO3A 00 CO3B 00 CO3C 00 CO3D 00 CO3E 00 CO3F 00 C040 IOFS C042 3E01 C044 D39F C046 CD4ACO C049 Co C04A 00 C04B 00 C04C 00 C04D 00 C04E 00 C04F C9 C100 C100 1600 C102 OOIA C104 0707 C106 0000 C108 99 C109 99 C10A 01122334
Zähler-/Zeitgeberschaltkreis Einchipmikrorechner löschbarer programmierbarer ROM Interruptanforderung lnterruptserviceroutine Mikroprozessorsystem Register Schreib-/Lesespeicher Nur-Lesespeicher Sende-/Empfangsregister des EMR interner Zähler/Zeitgeber des EMR
Literatur
.
[1] Zilog-Dokumentation. Z8-Microcomputer-Preliminary Technical Manual. [2] W. Bennewitz/H. Podszuweü. Programmierung von Einchipmikrorechnern. Reihe Automatisierungstechnik, Berlin 1985. [3] K. Franke/A. Leichsenring, Entwicklungsmodul für EinchipMikrorechner. In: radio fernsehen elektronik, Heft 6/1984, 8.10 bis 13. [4] fJ.Kjese,/M.Mede,, Mikroprozessortechnik, Berlin 1982. [5] M. Haake?, Einchip-Mikrorechner U 881, U 882 und U 883. In: radio fernsehen elektronik, Heft 2/1985, 8.81 bis 84. [6] H. Pelka, Mikrorechnerprogramniierung. München, Wien 1982. [7] W. Schwarz/G. Meyer/D. Eckhardt, Mikrorechner. Wirkungsweise, Programmierung, Applikation, Berlin 1984. [8] M. Seifert, Digitale Schaltungen und Schaltkreise, Berlin 1983.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik
1989 1 Blatt
International kompatibler Kleinrechner (Blatt 1) 1.
Einleitung
In unserer Zeit ist die Entwicklung der Mikroprozessortechnik bereits soweit fortgeschritten, daß es kaum Schwierigkeiten bereitet, auf der Grundlage vielfach vorhandener Schaltungskonzeptionen ein Mikroprozessorsystem aufzubauen. Das gilt im besonderen Maße für den in der DDR als U 880 bekannten internationalen Typ Z 80. Seit einiger Zeit werden auch komplette Rechnerkonzeptionen vorgestellt, die nicht nur über CPU, RAM, ROM und 1/0-11ardware vertilgen, sondern ebenfalls die für einen eigenständigen Rechner notwendigen Kommunikationskomponenten wie Tastatur, mindestens alphanumerische Bildschirmausgabe und Massenspeicher (meist Magnetband) enthalten. Sieht man einmal von der dabei benötigten, noch recht aufwendigen und umfangreichen Hardware ab, so haben diese Konzepte einen entscheidenden Nachteil - sie sind weder untereinander noch gegenüber einem industriellen Typ softwarekompatibel. Wie sich in den vergangenen Jahren zeigte, liegen aber selbst im Kleincomputerbereich die Softwarekosten weit über den Anschaffungskosten für die entsprechende Hardware. Ausgehend von diesen Tatsachen wurde das dargelegte Konzept eines Einplatinenrechners entwickelt. Der zur Zeit der Manuskriptfassung im sozialistischen Wirtschaftsgebiet wohl verbreitetste international bekannte Kleinrechner war der ZX SPECTRUM der Firma Sinelair. Auf Grund der äußerst umfangreichen vorhandenen Software für diesen Typ wurde ein Rechner entwickelt, der zu diesem einerseits ollständig softwarekompatibei ist, andererseits aber ausschließlich mit Bauelementen aus der DDR aufgebaut werden kann. Ein weiteres entscheidendes Merkmal ist, daß für den kompletten Rechner einschließlich Tastatur, Bildschirm, Magnetband- und Soundinterface nur etwa 20 Schaltkreise benötigt werden! Im Abschnitt 7. werden erprobte Möglichkeiten einer sinnvollen Erweiterung des Konzepts vorgestellt, die die Leistungsfähigkeit noch über die des ZX SPECTRUM hinaus erhöhen. Abschnitt 3. zeigt Möglichkeiten zur Synchronisation zwischen CPU- und Bildschimtzugriff auf den RAM ohne zeitliche Priorisierung einer Komponente, bei deren Nutzung sich die effektive Rechengeschwindigkeit gegenüber dem Originabechner trotz gleicher Taktfrequenz der CPU um 20% erhöht. Schließlich wird in Abschnitt 5. eine mehrfach erprobte Variante mit minimalem Hardwareaufwand vorgestellt.
2.
Rechnerkonzept
Der Rechner besteht in der Grundvariante aus 64 KByte dynamischem RAM und 16 KByte El'ROM, wobei der EPROM dem RAM-Bereich von 000011 bis 3FFF14 überlagert werden kann. Ein weiterer Teil des RAM, der Bereich zwischen 4000H und 57FFH wirkt als Bildwiederholspeicher. Da dieser Bereich zum Adressengebiet der CPU gehört, ist eine Synchronisation zwischen diesen beiden Komponenlen notwendig. Die Synchronisationsart stellt ein wesentliches Leistungsmrkmal des Rechners dar. weswegen im folgenden Abschnitt njehrere Varianten unterschiedlicher Leistungsfähigkeit vorgestellt werden, obwohl der in diesem Beitrag beschriebene Rechner nur die einfachste Variante nutzt. Die Bildschirmauflösung beträgt 256 x 192 Pixel. Jedes Pixel kann unabhängig angesteuert werden. Die Ein-/Ausgabegeräte Tastatur, Magnettonband und Lautsprecher werden alle über die Adresse FEH entsprechend im Einbzw. Ausgabemode angesteuert. Dadurch kann der Hardwareaufwand sehr gering gehalten werden. Auf die Möglichkeit der Attributsüberlagei-ung (»Farbbytes«, Blinken, doppelte Helligkeit), wie sie im ZX SPECTRUM vorhanden ist, wurde verzichtet. Einerseits würde die Einbeziehung dieser Möglichkeit den Hardwareaufwand beträchtlich erhöhen,
6-7
andererseits ist der Informationsgewinn sehr gering und fällt bei den meisten Nutzprogrammen, wie Textverarbeitung, Datenverwaltung, Kalkulationen usw., nahezu vollständig weg. In jedem Fall sind jedoch die Programme vollständig lauffähig.
CPU-Bildschirmzugriffssteuerung Der Bildwiederholspeicher ist ein Teil des Arbeitsspeichers der CPU. Es besteht also die Aufgabe, die Zugriffe von CPU und Bildschirm auf diesen Speicher so zu organisieren, daß keine Überschneidungen in der zeitlichen Nutzung des RAM entstehen. Bei einfachen Lösungen kann das durch Priorisierung der CPU geschehen. Dadurch entstehen aber bei jeder Speicheroperation der CPU Störungen auf dem Bildschirm. Das ist bei einem graphischen Bildspeicher, auf den die CPU bei Graphikprogrammen u. ä. ständig zugreifen muß, indiskutabel. Im vorgestellten Rechner wurde der Bildschirmzugriff priorisiert, Für die gesamte Zeit des Bildaufbaus wird die CPU über Busrequest angehalten. Dafür werden etwa 40% der Rechenzeit benötigt. Entsprechend der Taktfrequenz von 3,5 MHz ergibt sich eine effektive Taktfrequenz von etwa 2,1 MHz. Im Vergleich zum ZX SPECTRUM ist er damit, wie Messungen bestätigen, nur um etwa 25% langsamer. Der Grund für diese geringe Differenz liegt in der gleichfalls angewendeten Priorisierung des Bildschirmzugriffs (aus 6 Takten werden 4 Takte für den Bildzugriff und nur 2 Takte für die CPU bereitgestellt). Das vorgestellte Konzept bietet zusätzlich die Möglichkeit, den Bildschirmzugriff softwaremäßig abzuschalten. Dadurch ist es möglich, bei z.B. langwierigen BASIC-Programmen die volle Rechengeschwindigkeit auszunutzen. Des weiteren ist es durch das angewendete Prinzip möglich, die CPU-Taktfrequenz in weiten Grenzen zu variieren. Vom Verfasser wurde, bei Einsatz von genügend schnellen Speichern und einer geeigneten CPU, der Rechnertakt auf den vorhandenen Bildpunkttakt von 7MHz gelegt. Die effektive Taktfrequenz betrug damit 4,2 MHz. Da diese Variante ohne Einschränkung funktionierte, wird, im Hinblick auf eine künftige bessere Verfügbarkeit entsprechender Bauelemente, eine entsprechende Schaltung zur einfachen Umschaltung der CPU-Taktfrequenz mit angegeben. Für interessierte Leser werden noch 2 Synchronisationsmöglichkeiten mit nur geringer bzw. keiner gegenseitigen Beeinflussung zwischen CPU- und Bildzugriff auf den RAM erläutert. Wer schon einige Erfahrungen auf dem Gebiet der Mikroelektronik hat, kann eine entsprechende Schaltung in den vorgestellten Rechner einarbeiten und damit eine Erhöhung der Rechengeschwindigkeit bis etwa 40% erreichen. Vom Verfasser wurden mehrere derartige Varianten erfolgreich erprobt. Geht man von einer gemeinsamen Taktquelle von 14 MHz aus, kann durch eine 2fache Teilung der Bitdpunkttakt von 7MHz und durch eine weitere Teilung der CPU-Takt von 3,5 MHz gewonnen werden. Während 8 Bildpunkttakten (entsprechend 4 CPU-Takten) muß mindestens ein Bildzugriff gewährleistet werden (Bild 1). Setzt man eine Zykluszeit (Zugriffszeit bei ständig aufeinanderfolgenden Zyklen; größer als Zugriffszeit) für den RAM-Speicher von mindestens 400 ns voraus, wie sie von nahezu allen zur Zeit hergestellten dynamischen Spbicherbauelementen garantiert wird, müssen für den Bildzugriff 1,5 CPUTaktperioden reserviert werden. Das kann folgendermaßen geschehen (s. Bild 1, Beispiel a): 1. Es wird mit den mit 1 und 1' bezeichneten Flanken ein Bildzugriff auf den RAM angefordert und nur dann gewährt, wenn die CPU nicht gerade einen RAM-Zugriff ausführt. Da ein Speicherzugriff der CPU maximal 2 Takte beansprucht (längste Aktivzeit für MERQ beim Speicherlese- bzw. -schreibzyklus) und da die Aktivzeit mit der H/L-Flanke des CPU-Takts beginnt, ist immer ein 1,5 Takte währender Bildzugriffszyklus gesichert.
Bild 1 Taktdiagramm zum Bildzugriff
1. Zugriffszyklus
71Hz
CPU-Takt 3.5 MHz 0
CPU Anforderung er, riertes
effektiver CPU -Zugriff Bildzugriff mögliche Zugriff svarian ten
•0)
175 11Hz 3.SIIHI
CPU
Bild
Attribut
CPU
1
CPU
Bild
Attribut
Attribut
2
Bild
CPU
Attribut
Attribut
3
Bild
Bild
CPU
Attribut
4
Bild
Bild
Attribut
Bild
Bild
Attribut
'
CPU
5
Attribut
6
i[I}
—o tPu-Zugntt 0 r, Bild zuyriff verbalen]
Baugruppenbeschreibung 4.1. Zählkette
1,75 Ill-ta
c.__________]_j""""° WAIT
Bild 2 Mögliche Realisierung der Synchronsteuerung 2. Meldet die CPU während des Bildzugriffs einen RAM-Zugriff an, geht ihr maximal eine CPU-Taktzeit verloren. Für diesen Fall muß genau ein WArT-Zyklus ausgelöst werden. In Bild 2 wird eine sehr einfache Schaltung zur Realisierung dieser Abläufe angegeben. 3. Der entscheidende Nachteil besteht nun darin, daß der gesamte Prozessorbus vom »Bildbus« getrennt und eventuell zwischengespeichert werden muß. Sind Speicherbauelemente mit Zykluszeiten unter 250 na verfügbar, können während eines Zugriffzyklus sogar 2 Bildzugriffe durchgeführt werden, ohne daß man überhaupt einen WATTTakt einfügen muß. Dabei kann der 1. Zugriff zur Gewinnung der Bildinformation und der 2. zur Gewinnung der Attributinformationen genutzt werden. Der Zusatzaufwand ist allerdings beträchtlich, da Prozessor- und »Bildbus« nicht nur voneinander getrennt, sondern unbedingt zwischengespeichert werden müssen. Außerdem sind die Attributwerte und -adressen zwischenzuspeichern sowie auf geeignete Weise mit dem Prozessor- bzw. »Bildbus« zu koppeln. Im Beispiel b von Bild 1 wird diese Möglichkeit dargestellt: 1. Die Bild- und die CPU-Zugriffszeit zum RAM beträgt genau 1 CPU-Taktperiode (280 ns). 2. Es wird ein Verfahren mit Redundanz realisiert. Dazu wird die verfügbare Zeit in 2 Hälften eingeteilt (s. Beispiel b). In jeder Hälfte kann einmal von der CPU und einmal vom Bild auf den RAM zugegriffen werden (je ein CPU-Takt). Welche Komponente in welchem Viertel zugreift, ist rein zufällig und hängt im wesentlichen von der CPU-Zugriffsanforderung ab. 3. Möglich ist diese Art des Zugriffs nur, weil die U-880-CPU während 4 Taktzyklen höchstens 2mal auf den Speicher zugreifen kann. Sollten einmal 2 derartige Zugriffe auftreten, liegen sie aber jeweils in unterschiedlichen Hälften!
Die in Bild 3 wiedergegebene Zählkette mit Quarzgenerator liefert sämtliche Taktsignale zum Bildaufbau, zur CPU-Ansteuerung und zur Synchronisation. Sie ist optimiert und kann wohl kaum noch vereinfacht werden. In der Rechnerschaltung ist sie in analoger Form mit, teilweise anderen Schaltkreisen untergebracht, Sollten diese nicht verfügbar sein, kann die gesamte Zählkette einfach ausgetauscht werden. Der Quarzgenerator liefert eine Frequenz von 14 MHz, Die beiden Negatoren D 1/1 und D 1/2 sollten auf Grund der schon relativ hohen Frequenz vom H-TTL- bzw. S-'ITL-TYp sein. Meistens wird die Schaltung auch mit LS-TTL anschwingen, jedoch ist das im ungünstigsten Fall nicht gesichert. D 2 teilt den Takt l6fach und stellt an den Ausgängen ZU den Bildpunkttakt und an Zi den CPU-Takt bereit. Die Zähler D2. D3 und D4 liefern zusammen mit der durch die Gatter DLI und D7/1 und den Dateneingängen von D3 gebildeten Voreinstellschaltung die Ansteuerung für eine Abtastzeile nach der CCIRNorm von 64 ps Länge. Der an ZU erscheinende 7-MHz-Bildpunkttakt wird zuerst 256mal gezählt, An den Ausgängen Zl bis Z8 steht der Bildpunktzählerstand zur Verfügung. Nach dem 256. Taktimpuls schaltet Z9 um und löst über D1/3 und D7/1 einen Impuls aus, der D3 voreinstellt. Im 2. Durchlauf werden daraufhin noch 192 Takte gezählt, bevor sich der Ablauf wiederholt. Dazu folgende Rechnung: 1, Eine Frequenz berechnet sich aus f= 1/7' (T- Periodendauer). Ein Taktimpuls hat damit eine Länge von T s/7 - 10 = 142,9 ns. 2. Zur Darstellung des aus 256 Pixeln bestehenden Bildes wird eine Zeit von Tuh ld her = 256- s/7 - 106 = 36,6 ts benötigt. 3. Der horizontale Bildrand hat eine Länge von 192 Takten, d. h- Tp.ANOh= = 192- s/7'106 = 27,4 las. Der Zählerausgang Z9 wird zur Umschaltung zwischen Bild und horizontalem Rand verwendet, Mit D4.. .D6 werden 320 Zeilen ausgezählt. Die momentane Zei-
SCHALfUNGSSAMMLUNG- Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik
r '1
II ]
International' kompatibler Kleinrechner (Blatt 2)
\
Blatt
Cül o1f2l
CT
7MHz 18 il 3,5MHz Z2 0i7MHz
2,7K
‚7K
03 TV
24 25 26 77
113
rcz1oaP
L
hB
4.2.
-o 210
horizontal
05 211
TvCT
z12 -0214
Dl [2.03.05 04: De. 01:
0L004 DL 193 0L093 11192 OL,000
—oZiG —o217 218
col
14 MHz
7--0 /
J
Bild 3 Zäh/kette für die benötigten Takteignale
lennummer steht an den Ausgängen ZI0, . .Z18 zur Verfügung. Nach CCIR-Norm besteht ein Halbbild aus 312.5 Zeilen. Für die Bilddarstellung sollen in diesem Fall aber nur 192 Zeilen geschrieben werden. Man kann dadurch auf das Zeilensprungverfahren verzichten. Beide Halbbilder werden als 1 Bild 2mal geschrieben. Das erfordert eine ganzzahlige Zeilenzahl, die mit 320 Zeilen erfüllt ist. Die um 8 zu große Zeilenzahl macht sich in keiner Weise störend bemerkbar und wird von jedem Fernsehgerät bzw. Monitor synchronisiert. Der Ausgang Z18 liefen eine Frequenz von knapp 50 11z. Durch die Gatter 1)7/2, D7/3 und 01/4 wird das Signal RAND„, gewonnen. Ein aktives Signal (high) schreibt den verBildrand, ist es aber low, wird der Bildinhalt ausgelesen (analog RAND„,),
Rund vertikal
CPU mit Synchronsteuerung
Die Synchronsteuerung übernimmt die Synchronisation zwischen CPU- und Bildzugriff auf den gemeinsamen Datenbus. Bild '4 veranschaulicht die Verhältnisse. Während das Bild geschrieben wird (RAND, oder RAND,aktiv, s.Bild 3) muß sich die CPU im abgeschalteten Zustand befinden. Dazu wird das Signal flU9R— Q auf »low« gelegt. _____ Die Busfreigabe meldet die CPU mit dem Signal BILJSAK gleich »10w«. Daraufhin kann der Bildzugriff auf den Bus durchgeführt werden, Zur Sicherung einer rechtzeitigen Busfreigabe ist es notwendig, das Signal BUSRQ vor Erreichen des Bildrands zu aktivieren. Die Schaltung in Bild 5 realisiert die dargestellten Funktionen. Das Gatter DIR bewirkt eine um 16 Bildpunkttakte vorzeitige Aktivierung, so daß die CPU genügend Zeit zur Ausführung des letzten Befehls und zum Übergang in den hochohmigen Zustand hat. Über die Einkopplung der Signale RAND_, und RANDhC , mit den Gattern D2/1, 03/1 und 03/2 wird dieser Zustand während des ganzen Bildzugriffs erhalten. BeEndet sich nun die CPU im inaktiven Zustand. schaltet das Signal BLTSAK die Multiplexer Dli ‚.D14 (s. das noch folgende Bild 8) um. Dadurch kann die Zählkette direkt auf die Adressen des dynamischen RAM zugreifen. Ist der Steuereingang B (=BIJSAK) »low«, schaltet in Abhängigkeit vom Steuereingang A jeweils einer der beiden niederwertigen und bei »high« jeweils einer der beiden höherwertigen Eingänge des 4-zu-1-MuItiplexers auf den Ausgang durch, Zur Ansteuerung der dynamischen RAM ist eine Adrellumschaltung zwischen Spalten und Zeilen der Speichermgtritzen notwendig. Das geschieht durch die Signale EK und CAS. Bild 6
1 Zykluszeil
CPU -Taut 55 MHz
Bild
4. Zugriffosteuerung
auf dynamischen
181 MHr
0,875
Dill e.
MHz
-
CPU-Zugriff Purid
iST
horizontal
1/und
1/ST
Verl tu 1
Bi Idrugriff / iST
52f1
ZG
Bild
-
Synchronsteuerung über Burreqaer/
RAM
0411 A34 AlS
IN
cm
prfl
Z3
i0
1 ..4.
MERIJ
P HH L
04 06
C2 P4 CP1 !vl 6 v7
vi v2tv3 03
MEnÜ Dl: 0 02: DI D3- DL u51 D4 DL 032
T
AM AB A9 AlB All Al2 )M AlS A14 AlS
Dl DL175 DZ- DL 032 03 Dl 8283
04: V40098
02/1 PC
05: DL 000
Bild 6 Zugriffssteuerung auf RAM und ROM
für Zusoschattung zum direkten Ansteuern Sondenlaslen Pfeiltasten. DCL, CDIII
C.D2,DD
11
AB
Dl
02/2 02/3
R2
00 T
SR IS4, Eingang IS TB (SAü'E
D4
0
1 R3
02
PS
Bild 7 I-O-Baugruppe (einfache Variante gegenüber Bild 8) und Tastatur
zeigt eine Schaltung zur Realisierung dieser Vorgänge. Zuerst wird der niederwertige Adreßteil durchgeschaltet (Steuereingang A der Multiplexer »10w«). Durch Aktivierung des RAS-Eingangs wird er in die Speicher eingeschrieben. Nach einer kurzen Zeit (Dill. Id. Cl) schalten die Multiplexer um (Signal Mlix schaltet den Multiplexereingang A auf »high«). Nun kann nach einer weiteren kurzen Verzögerung (D2/1, R2, C2) mit Aktivierung des tX -Eingangs der Speicher ausgewählt werden. Zu beachten ist das unterschiedliche Auslösemoment für diesen Ablauf. Bei einem CPU-Zugriff (D2/4 und DIll) ist es die fallende Flanke des MERQ (Bild 4 oben), beim Bildzugriff (D2/3, 03/11 die steigende Flanke des 0,875-MHz-Takts (Bild 4 unten). Das CPU-Signal kPSU muß unterdrückt werden (Dill), um einen ungewollten 2. Zugriff bei Ml-Zyklus der CPU zu unterbinden. Infolge des regelmäßigen Bildzugriffs auf die RAM-Schaltkeise ist die notwendige Refresh-Zeit gesichert. Die Gatter D214 und 05/1 erzeugen das Schreibsignal für den RAM. Die eventuelle Generierung des WR-Eingangs der RAMSchallkreise muß nach Aktivierung des RAS und vor Aktivierung des CAS geschehen. Notwendigerweise wird es deshalb aus dem RD-Signal der CPU gewonnen. Die Freigabesignale zur Selektierung des EPROM leitet man teilweise aus den Signalen zur RAM-Ansteuerung ab (04/1). Eine Besonderheit bilden der Widerstand R3 und die Dioden Vi und V2. Einerseits bewirken sie nur dann eine ROM-Freigabe, wenn MERQ und WD der CPU! aktiv sind, andererseits ist es durch äußere Einspeisung eines H'Pegels - das Signal ROMCS befindet sich auf dem Rechnerbus — möglich, den ROM abzuschalten. Dadurch läßt sich dem internen 16-KByte-ROM-Bereich ein externer mit spezieller Anwendersoftware (z.B. Treibersoftware für unterschiedliche Schnittstellen) parallelsc)ialtqn. Das Betriebssystem des Rechners benötigt alle 20 ms einen Interrupt. Er wird in einfacher Weise aus den Zeilen- und Bildsynchronsignalen (Bild 8, Monotlop Di9/1 und D19/2) über Gatter 022/2 gewonnen. Die Länge entspricht der des Zeilensynchronsignals von rund 1 is. Die Diode V9 entkoppelt für den Fall der Einspeisung externer lnterruptquellen.
4.3. Bildsynchron- und Videosignalerzeugung Die Erzeugung des Videosignals soll an der Gesamtschaltung (Bild 8) erläutert werden. Über Gatter 023/4 und Monoflop D19/1 wird an entsprechender Stelle während der Randaustastung ein etwa 1 Its langer Horizontalsynchronimpuls gebildet. Das Monoflop D19/1 generiert während der Vertikalaustastung
an definierter Stelle einen etwa 150 ps langen Bildsynchronimpuls. Am Ausgang des Schieberegisters D4 steht der Bildinhalt zur Verfügung. Er entsteht durch Parallel-Serien-Umsetzung der am Eingang anstehenden Daten. Die dazu benötigte Taktfrequenz beträgt 7MHz. Für den Fall, daß der Bildinhalt geschrieben wird, ergibt sich über Gatter D21 /1 mit den für die Umschaltung zwischen parallelem und seriellem Betrieb verantwortlichen Eingang 5 alle 8 Bildpunkttakte eine Übernahme der Information. Wird der Bildrand geschrieben, liegt der Eingang fest auf »high«. Damit gelangt ständig der am seriellen Eingang 15 anliegende Pegel an den AusgangDie nun vollständig vorhandenen Bild- und Synchronsignale werden mit V1...V6, R.,R 3 und VOl zu einem standardmäßigen DAS-Signal mit U55 = 1 V und 750 Innenwiderstand verknüpft. Will man einen höchstmöglichen Bildkontrast erreichen, muß die Diode V3 ein (iermaniumtyp sein. Wie sich aber zeigte, führt ein zu hoher Kontrast zu einem scheinbaren »Flimmern« des Bildes. Es wird deshalb für V3 ebenfalls ein Siliziumtyp empfohlen.
4.4. 1-0-Baugnappe Die Ein-Ausgabehaugruppe realisiert die Schnittstellen zur Magnetbandein- und -ausgabe, zur Tastaturansteuerung. zur Soundausgabe sowie zur Festlegung der Randfarbe, in diesem Fall nur Schwarz oder Weiß. Die in Bild 7 dargestellte Schaltung ist einfacher gehalten als im Gesamtschaltplan nach Bild 8. Wenn eine Rechnertaktumschaltung sowie eine ROM-Abschaltung nicht gewünscht werden, kann man die Schaltung aus Bild 7 gegen die entsprechende aus Bild 8 austauschen. Die Gatter D2/1 und 1)2/2 bzw. D2/3 und 02/2 realisieren die Selektierung der Befehle OUT FEH bzw. IN FEB. Adressiert wird direkt über Auswertung der Adreßleitung AO. Dl bewirkt: - Ausgabe der Bildrandfarbe, die mit dem seriellen Eingang des Schieberegisters verbunden ist; - Ausgabe der seriellen Information zur Speicherung auf ein Magnetbandgerät; - Ausgabe einer Toninformation. Der Lautsprecher sollte eine Impedanz von 30.1000 aufweisen (z. B. Telefonhörkapsel). Wird ein Lautsprecher kleinerer Impedanz verwendet, -muß der Vorwiderstand R4 vorgesehen werden. D4 realisiert die Einabe der Tastatur- und Magnetbandinformation. Über den unteren Eingang gelangt die serielle Magnetbandinformation auf die Datenleitung 6. Die Tastaturabfrage basiert auf folgendem Prinzip:
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 6 Mikroprozessortechnik -
69
International kompatibler Kleinrechner (Blatt 3)
L
lT
f
08 CPU 40 41 Dl 32 A2 A3 03 44 04 45 05 46 06 47 07 48 49 419
42 0 3
01
14
13
cs
I?25,2:
06
] 2513
JD2i 10
L
Al; 412 413 414 415
k P5
Cl
~VÄ PT RU NI i~D F2MT 9USRO 7137
w
3.5MHz 3M -In
RD
8 6/3 D24/2
A
P7 1K
6 22n
4.3k 019/1
RD
fl LiI__L_J
VO 13
C GR
-
560 !
14 15
. 74
11R21 011 1oon6Mk
P2 1k —_l
• ET
f
R
01
UA 8800 02! DL175 03. DL 175 04 7'LS155 05: 0L133 06. DL 193
07 V4520 08 . DL 192 09 DS 8205 010 27128 EPRON löka 8) Dii 015 014 0L235 016, 016 41464 (841-1 64k54)
017,018 V40098 019 DL 123 020 : DL 051 11121 0L020 [222 CLUb 023 : 0L032
024 DL000 025 DL 004 025. 0L004
Bild 8 Gesamtstromlaufplan
des
Rechners (genaue Tastaturgestaltung siehe Bild 7!)
D15 __________
021 all
11
9
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g
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A2
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15
16
LJ r -_
Die Anordnung der Tasten in der Abfragematrix ist in Bild '7 ge- Während des Eingabebefehls IN FEB wird nicht nur der nieflau angegeben. Sie ist identisch mit der in Bild 8 nur angedeutederwertige Adreßteil FEH ausgegeben, sondern ebenfalls ein höhenvertiger auf den Adreßleitungen AS bis A15. Beim Be- ten Belegung. Bei Nutzung des Stromlaufplanes nach Bild 8 fehl IN n muß dazu dieser Adreßbereich im A-Register der sollte zum Aufbau der Tastaturmatrix entsprechend Bild 7 verfahren werden. CPU stehen, Wird jeweils nur eine Adreßleitung zwischen AS und AlS auf »lowK< gelegt, kann eine entsprechend gedrückte Taste an Gesamtstromlaufplan des cbmputers Hand des Datenwerts von DO. .D4, der über Schaltkreis D4 an 5. die CPU weitergegeben wurde, eindeutig identifiziert werden. Für den gesamten Computer einschließlich Tastatur und SpanMit insgesamt 8 Eingaben wird somit jede betätigte Taste einnungaregelung (5 V/1 A) wurde eine Leiterplatte der Größe deutig erkannt. .
-
-
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik International kompatibler Kleinrechner (Blatt 4) 170 mm x 250 mm entwickelt (2seitig, durchkontaktiert). Die Stromaufnahme der gezeigten Schaltung beträgt nur etwa 350 mA. Im folgenden sollen die Austauschmöglichkeiten aller nicht in der DDR produzierten Bauteile noch einmal zusammengefaßt werden. 1. Zählkette; 07 und D8 gegen 04, 95, D6 und 91/4 nach Bild 3; 2. Schieberegister: D4 gegen Dl und 92 nach Bild 9a; 3. ROM; 010 gegen Dl, 02 sowie Gatter 03/1 und 03/2 nach Bild 9b; 4. RAM: D15 und 916 gegen Dl bis D8 nach Bild 9c. Ebenso können die in Bild 5 bis Bild 7 dargestellten Schaltungsteile die entsprechenden in Bild 8 ersetzen, falls einige Schaltungsfunktionen nicht gebraucht (z. B. Bild 7) bzw. andere Schaltkreise genutzt werden. Für die Tastatur eignen sich beliebige Taster. Empfohlen werden aber die Typen TSS 17.5 bzw. TSS 19 (Reedtaster) oder TSE 15 (Elastomertaster). Zu ihnen gibt es spezielle Tastköpfe mit einem Oberflächenmaß von 18 min 18 mm. In Bild 10 sind Tastkopfeinsätze abgebildet, die genau zu diesem Format passen. Enthalten sind nicht nur die 40 Grundtasten einschließlich »NMI« und »RESET«, sondern auch einige Sondertasten. Diese kann man sich aus der 8 x 5 Tastaturmatrix entsprechend den Erfordernissen auskodieren. Hinweise dazu enthält auch Abschnitt 7. Der Ausgang zum Magnettonband kann direkt mit dem Mikrofon- bzw. dem Diodenbuchseneingang des Bandgeräts oder Kassettenrekorders verbunden werden. Den Magnetbandeingang des
1
Blatt
6-10
Softwarebeschreibung Das Betriebssystem (Tabelle 1) enthält einen kompletten BASIC-Interpreter. Gestartet wird durch Betätigung des RESET-Tasters bzw. durch Einschalten der Betriehpannung. Daraufhin meldet sich der Rechner mit »C 1986 SPEKTRAL Super plus«. Er befindet sich jetzt im BASIC-Editormodus. Alle einfach eingegebenen und mit »ENTER« abgeschlossenen Befehle werden sofort ausgeführt. Ist den Befehlen eine Zahl zwischen 1 und 9999 vorangestcllt, werden sie in das Programmtisting aufgenommen. Don kann das Programm mit RIJN (Zeilennummer) bzw. GOTO tZeilennummer) gestartet werden. Tabelle 2 gibt den vollständigen Befehls-, Funktions- und Kommandosatz wieder. Gesondert erklärt werden nur die Befehle und Kommandos, die nicht zum Standard-BASIC-Satz gehören. Hei Fragen zu anderen Befehlen sollte entsprechende Fachliteratur zu Rate gezogen werden, da eine Erläuterung wesentlich über den Rahmen dieses Beitrages hinausgeht. Die Befehle stehen also als sogenannte »TOKEN« zur Verfügung. Sie brauchen nicht ausgeschrieben zu werden, sondern stehen nach Betätigung verschiedener Tastenkombinationen bereit. In Tabelle 2 sind die notwendigen Kombinationen hinter den entsprechenden Befehlen und Funktionen angegeben. Es bedeuten;
— CS; — SS;
CAPS-SHIFT; SYMBOL-SHIFT; — EM; EXTENDED-MODE, kurzzeitig die Tasten CAPSSHIFT und SYMBOL-SHIFT betätigen; auf dem Bildschirm erscheint ein »E« als Kursw.
Computers sollte man an den Kopfhörer- bzw. Lautsprecherausgang anschließen.
Tabelle 1 11 OM-Liseing (Hexdamp) des Rechnen eeee lt FF rr L3 CE II 2;- tCi 0 0 42 1« 1« «Ott 2» tJ7tcLm «;.747IÜFOEFEFCE±««FFFFFSFO «t«« tarZ '5«A 12r8t TU @3« LcA-E1YE .4 e»E'-O OD EI14 €049 ctcsmE;FeaplcsEt elreL-eL;ftru7aoar.s«&:aca1eFp «5«« tiF&C3 ES. 192»5J«TE« (nA« OtE« FFFFFFF;FFFF«Aac a Hwm IC, €078 (n5c7Ec9ftitLeeEtUcaFEl«LeFEr3;(n(n-nla±iIa2 «9€« €092 374«Wtc80tz4E4494E4e45t9MtM8t4«8E524FL948D4 OtCO €04« 53435a2945tEA44l3454 c4tD4t44tcate4l4«,443LCct «tEe €00 eee1cc4c45czta4«c«4s4Foa2aln41ta««4143«ata4a «€02 tece 4:m4ea9e434«o«5st1:e5347ra4142D704545ce4e2« (€1« 0000 s3D2594M434P24,14e4F[44a45tk4FLQ4I4Ec4(nEO3E €€3« etee EZ, at(n4C494EC5t44E4it4CF25tQDl454S2«4ttE45 «€48 «tat 41D44e4F24ü4tc34D4ECt452415t(n4F5045e20«b43 €€e« «Ist ac4FrsasstA4o4247cjee4552494e DIE 4«4«45o34a4a2 €€78 0150 4a48 492e8at0415045ua4a4841st8s4252Ess474a04494i «'»92 0555 9€4e5«5«c54F9945ta4r5t2447525e494a02484c492324'53 (nA« 0180 544F:0504541 C4 444154812459254405285 4E45D74? 2 «€8» OttE 4445 343 4E54491E'8544490j5E4«ct4«4FDa474F2854 «€88 «€t'0 c047409952-5 :- a4«e5025o4484041544c«a13[c4:458480 «er« 0180 4158.53c94r455»r42404a55«€55434r04521 482'04525:CE «72€ OlE« 2341%85524t45444«4D495»83400643.18894,25541D74448 €730 ØIF« 44412€5245545552tE434F50t04245592€355427st4E4A55 Ø7 €310 37311524a43404349w3243«5«w41141- 39st«««SAst«25« €750 022» 20sl3141a3EeEas48a wA 2818« A«wor.S2EAESA5 2789 0240 @92 €35« vcossewwEi, M tq2»e72e4054e0«tEOlgFEz2A3rcnc2Cc «7% €070 80 5E AC22attE22a2E2»Ci3C2%C52»C3t005SACW2'IAglA 0792 032€ 8584r•ID«AscrmzFtt';FrgtFrF.ce732006;-ss EI: »7m14 «TO (nA« C@L€««80«€92FA585F2«F4st EI) stE67A5«c«F«2EG«FEi9 «T« 0292 cees'S7FEIBC«crwmco2I€er8n7E2007 5«s», 2Ea«ww 0705 Oase FFtttOS5« EC 2«92WIEø«803180928a€3455E510452tE2» «ei« 0298 278079000192 OE 7Ect5F782Re535Ei, «9SCTSB8D4E«788 €22 0320 5E«IES8D$222E1R SIE 405CO2cB«iE2C«E$2«25a«35c02»OA «34.7 0318 5?nE37Eliin321»«e7«ftZ!re-a1e&«aCE7sc«ua5«sI» £559 ea 783783 78n24w20wFA42«3st«ac»4Fc921Eec-;»4220551 ««7« 0342 OSaatb€05973C4«21at€2804t Eis FL2»522904ft8L2e9€C0«4 «€690e CO GE 00C905A585095026€6FA%s2320195874«2€0E«atUEft 04»21 €38 34 30 07 DIE 3004822»0E80«€%OLCSC€ftC74«5««iftatSStA €028 0390 FE«€aee607 cee«o4ca'aEer«ee4stm6SsIs»-oswA4ost« «ff0 0304 FE4«at«€FE2«:«5Ec»:04«csr37D92stCa20a;56034F«€ «SEC 03:0 8092210103t009344592842««7 2FOFE6OSOO200004«€2820 €900 031€ FE) «€3:0388«€o2ai» DIE 024440e87 Eil 037«eswrestc1e 0918 0300 18e548«€coE»58ceSF«lavcosssEc Ei. tetFEs«40»1«32«21 0930 «4Ie 9a5«7SA7 IN) 1234e4««37217»F»9«5421183«537«c«192F2 0542 0420 2504E2ECO400FAO4C8€C32005E69285215504C28€34182423 0950 e455 EF2438EI3577E002022134CD54I6FE0«322252 5»04503487 691" 0450 43559F9201055415710;58 EID 58158588351EE152597A8588 25«« 0463 1585 EI 3CFOA«?05[el292852;16O71E3l5L4t71Ft9I592' 052 0492 450«ssr«s«cAtsw%2«Els»stEr«s«aasc«oFE»vsstcre:« 24 F:341'6115638LftaL5A DIE 1€ 0499 17«€54855:2«»;s««s9es 2585 «4€'« 970A3«1:E1r«rsctr:22«2es200e 8205893139056;210;- 0903 0492 1F8870.5t:«5219lE'5C0013Lt5SF31«5471@F5E,5E6»«F0€o4 «‚«23 0480 3t.2SFS««22F222544,2F tV FEE I3F«2»EY»S««t0ES0;-E««'«E «73« 04F8 39e€src3e707»s387iO:tCEEC9 -IC /CBT%0137C22Zl56Cl8 4»39 349585 0510 04739278!002 5204 0«.42100E83:EcstE2»E8 05»« 9250 052€ 14051818255€9117F340E1([07121820204246»10FFC7FS «73«
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 — Mikroprozessorteehnik International kompatibler Kleinrechner (Blatt 5)
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Benutzt man die in Bild 10 wiedergegebenen Tastatureinsätze., bedeuten die unterschiedlichen Stellungen der Befehle, Funktionen und Kommandos folgendes: 1. in Höhe der Buchstaben: erscheint sofort; 2. rechts über den Buchstaben bzw. neben den Zahlen: gleichzeitig mit SYMBOL-SHIFT drücken; 3. ganz oben: zuerst EXTENDED-MODE drücken; 4. ganz unten: zuerst EXTENDED-MODE und dann gleichzeitig mit SYMBOL-SIJIFT drücken. Betätigt man während des Programmablaufs die Taste »NMJE, wird ein Warmstart ausgeführt. Dabei unterbricht der Rechner den Programmablauf und geht in den EDITOR-Modus über. Der gesamte Speicherinhalt wird dabei erhaltqi. Das funktioniert auch bei Maschinenprogrammen, jedoch ist dann nicht immer eine gewünschte Fortsetzung des Programms garantiert.
Maschinenprogramme können mit der Funktion USR (Startadresse) aufgerufen werden. Das Ergebnis der Funktion ist der Inhalt des BC-Registerpaares beim Rücksprung.
Blatt SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1LKapitel 6 - Mikroprozessortechnilc 642 1 International kompatibler Kleinrechner (Blatt 6)
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Tabelle 3
Dl
Möglichkeiten der Syseemamschultang
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7.
Erweiterungsmöglichkeiten
Eine Erweiterung bildet die in Bild 8 bereits durch D3 und D23/1/2 dargestellte Umschaltung des Rechnertakts. Voraussetzung dafür ist eine Cpu mit 7MHz Taktfrequenz ( Z 80 H; allerdings konnte bei allen getesteten Z 80 B mit 6MHz Grenzfrequenz eine sichere Funktion nachgewiesen werden), ein EPROM mit 200 ns Zugriffszeit und ein RAM mit etwa 200 ns Zykluszeit. Über die Adresse LEH (°238 dez.) wird auf 7 MHz umgeschaltet, was im BASIC der Befehl GUT 238,1 realisiert. Rückschatten ist durch GUT 238,0 oder durch ein »RESET« möglich. Des weiteren verwirklicht D3 zusammen mit D24/4 eine Möglichkeit zur Abschaltung der Bilddarstellung. Führt man das im BASIC mit GUT 238,1 aus, verlischt der Bildschirm, und der Computer arbeitet mit der vollen effektiven Taktfrequenz von 3,5 bzw. 7MHz. Schließlich kann durch D3 in Verbindung mit D22/3 die ROMÜberlagerung abgeschaltet werden, Nach Ausführung von OUT 238,4 verfügt der Computer über einen frei adressierbaren 64-KByte-RAM-Bereich. Tabelle 3 gibt die Kombinationsmög-
lichkeiten wieder, und Tabelle 4 enthält ein kurzes Maschinenprogramm, das, in BASIC geschrieben und aufgerufen, den EPROM-Inhalt in den RAM Überträgt. In Abschnitt 4.4. wurde erwähnt, daß für die Magnettonbandeingabe der Lautsprecherausgang des jeweiligen Geräts benutzt werden muß. In Bild 11 ist nun eine entsprechende Verstärkerschaltung dargestellt. Ersetzt man R57. R15 und C9 aus Bild 8 durch diesen Verstärker, kann Magnetbandein- und -ausgabe direkt über eine Diodenbuchse abgewickelt werden, Die Grundmatrix der Tastatur besteht aus 40 Tasten, mit denen sämtliche Befehle des Systems erreichbar sind. Arbeitet man längere Zeit mit dieser einfachen Variante, macht sich schnell die unhandliche Bedienung besonders bei einigen'Kommandns bemerkbar. Durch einfache hardwaremäßige Kombination verschiedener Tasten ist es möglich, jeden beliebigen Befehl und jedes Kommando mit nur einer Taste zu realisieren. Die Schaltung in Bild 12 führt das IHr die wichtigsten 6 Kommandos aus,
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 6
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-
Schach- und Lerncomputer
SLC 1
Beschreibung
1.
Fünfte Lieferung
1989
643
(Blatt 1)
zeugt wird. Der Aufbau des Computers ist unkritisch, wie viele Nachbauten gezeigt haben. Auch die verwendeten Bauelemente gehören zum Standardsortiment der Mikrorechentechnik. Lediglich der RAM-Schaltkreis U 202 dürfte bei Erscheinen dieser Sammlung veraltet sein. Allerdings ist das meist gerade ein Grund, daß er sich für Amateure leichter beschaffen läßt. Für
Es wird ein Computer vorgestellt, der mit wenigen Bauelementen zu realisieren ist (Bild 1 bis Bild 3). Als Prozessor kann jeder funktionsfähige U 880 (also auch 1-MHz-CPU) eingesetzt werden, da der Systemtakt in einem einstellbaren RC-Generator er016
1/7
auf
Blatt
Mikroprozessortechnik
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 6 Mikroprozessortechnik -
614
Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 2)
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LJ
-
den U 202 kann jedoch jeder andere moderne statische RAM (z. B. 2 x ff214) eingesetzt werden, wenn die Anschlußbelegung berücksichtigt wird. Von der Hardware lassen sich maximal 8 LED-Anzeigen ansteuern. In dieser Variante werden 6 LED zur Anzeige genutzt. Soll der Computer nur als Schachpartner arbeiten, sind 4 LED-Anzeigen ausreichend. Des weiteren lassen sich bis 64 Einzeltasten anschließen. Zur Arbeit mit dem Rechner sind jedoch nur 12 Einzeltasten oder eine entsprechende Tastenmatrix (4 X 3) nötig. Das Programm des Rechners gliedert sich in 2 grundsätzliche Teile, wobei einzelne Programmelemente in sinnfälliger Weise von beiden gemeinsam genutzt werden. Den größten Umfang hat das Schachprogramm. Das ist der 1. Teil. Den 2. Teil bildet der Monitor. Mit dem Einschalten befindet sich der Rechner im Schachmode (Schachprogramm). In der 1. LED-Position erscheint ein Cursor (dargestellt als Leuchten des untersten LEDSegments). Wird die Taste Al 5mal betätigt, so daß auf der Anzeige :A1A1 erscheint, erreicht man den Monitormode. In der Anzeige erscheint 0000 als Adresse und F3 als Dateninhalt dieser Adresse (Maschinencode in hexadezimaler Anzeige). Der Computer besteht aus 3 Leiterplatten: Netzteilleiterplatte. - Anzeigeleiterplatte, - Computerleiterplatte. Die Computerleiterplatte ist als Zweiebenen-Leiterplatte ausgeführt, die man von Hand durchkontaktieren muß. Die anderen Leiterplatten sind Einebenen-Leiterplatten, In den noch folgenden Bildern 8 bis 10 wird ein Konstruktionsvorschlag für den Aufbau des Rechners gezeigt. 1.1. Arbeit des Schachcomputers Nachdem der Computer mit der Versorgungsspannung verbunden wurde, ist er im Schachmode und damit automatisch auf die Spielstärke 1 eingestellt. Im Speicher des Rechners wurden weiterhin die Figuren des Spiels in die Ausgangsstellung gebracht (s. auch Schachliteratur). Die Tastenbeschriftung für den Schachmode befindet sich auf und für den Monitormode über den Tasten. Der Rechner wird über die Tasten »C«, »A«, »St« und »Z« bedient; den gewünschten Zug gibt man über die restlichen 8 Tasten ein. Der Computer spielt mit den schwarzen Figuren. Wird als 1. Eingabe »Z« gewählt, übernimmt der Computer die weißen Figuren und gibt den 1. Zug aus. Die gewünschte Spielstärke kann mit »A« geändert werden: Spielstärke Rechenzeit (f0 2,5 MHz) 1 Anfänger 5 2 Fortgeschrittener lSs 3 Erfahrener Spieler 1 min 20s 4 Guter Spieler 2 min 10 5 Experte »In 2 Zügen matt« 20 min 6 Analyse 24 Stunden 7 Exzellenter Spieler 6 min 8 Turnierspieler 3 min Die angegebenen Rechenzeiten sind Durchschnittswerte. Die Spielstärke kann auch jederzeit während des Spiels geändert werden. Nach der Eingabe der Spielstärke kann man mit »St« in den Spielmodus zurückkehren. Der Ton läßt sich ein- bzw. ausschalten, indem nach »A« »V< betätigt wird (Rückkehr ebenfalls mit »St«). Diese Funktion kann auch im Spiel geändert werden. Durch Angabe von Start und Zielfeld werden die Spielzüge einund ausgegeben. Jede Eingabe läßt sich über »St« löschen. Mit »Z« wird die Eingabe beendet und der eingegebene Schachzug vom Computer ausgewertet. Während der Berechnungen leuchtet die LED »Busy«. Anzeige der Schach brettbelegung
1. Anzeige Al 4: Schachfeld Al ist mit dem weißen Turm besetzt. Durch weiteres Betätigen der Taste »A« wird Feld für Feld weitergeschaltet. Die Figuren haben folgende Spielwertigkeiten: Bauer 1, Springer 2, Läufer 3, Turm 4, Dame 5 und Vonig 6. Bei »--« befindet sich keine Figur auf dem Feld. Mit einem »-« wird eine schwarze Figur gekennzeichnet. Es besteht auch die Möglichkeit, die Schachbrettbelegung zu ändern. Auf das ent-
sprechende Feld ist dazu die gewünschte Figur nach der obengenannten Wertigkeit einzugeben: 1mal Taste Al 1 (weißer Bauer), 2mal Taste A2 = 1 (schwarzer Bauer) usw. siehe auch Tastaturbelegung (Bild 3). Eingabe eines Schachproblems
Zur Analyse eines Schachproblems durch den Computer ist eine bestimmte Spielfeldbelegung einzugeben. Das kann wie im Anzeigemodus beschrieben erfolgen oder aber auch mit konkret angegebener Feldadresse und Figurenauswahl. Dazu sollte zunächst das gesamte Schachfeld von Figuren frei gemacht werden: 2mal nA« und Taste H8 oder G7 betätigen: Al - 1mal »A« und Taste 118 oder 07 betätigen: B2 - usw. bis zum Betätigen von 1-18 und »St« (nach H8 kehrt der Computer selbständg in den gr,W.odos zurück). Danach Eingabe des Schachfelds, Betätigen von »A« und Eingabe der gewünschten Figur. Beispiel: B4 »A« B4 - -‚ (auf dem Spielfeld B4 soll der weiße Turm (5) eingegeben werden) 5 B45 »St«. usw. Eingaben Beispiel: Bl 07, es wird vor »Z« erkannt: »St«, »Z«, Blinken der Anzeige: 07 Bi, »ST« - oder Eingabe eines neues Zuges. Löschen ungewollte,
Schach
Beim »Schach«-Bieten blinkt die Anzeige, und es wird ein Ton ausgelöst. und matt Eine Mattstellung wird durch Blinken der oberen und unteren Segmente in allen 4 Steilen angezeigt. Schach
Rochade
Der Computer rochiert, indem der Königszug eingegeben wird, Bauernwandlung Entsprechend den Schachregeln wandelt der Computer jeden Bauern, der die Reihe 1 oder 8 erreicht, in eine Dame. Die Figur kann wie oben angegeben korrigiert werden. Literatureröffnungen Der Computer ist auf unterschiedliche Literatureröffnungen programmiert (z. B. Sicilian, French, Ruy Lopez, Queen's Gambit Declined). Grundstellung Mit der Taste »C« werden die Figuren in die Grundstellung gebracht. Testprogramm Das Programm des Cbmputers ist so ausgelegt, daß aus den möglichen Schachzügen immer der beste ausgewählt wird. Besteht der Verdacht eines Programmfehlers, sollte das folgende Testprogramm gespielt werden: Aktion Reaktion des Cospputers 1. Drücken der »Co-Taste Im Computer werden die Schachfiguren in Grundstellung gebracht: Piepten 2.E2 E4 E7 ES Durch den eingebauten Zufallsgenerator kann der Computer auch mit E7 nach E6 oder C7 nach C5 antworten. Der 1. Schritt ist so lange zu wiederholen, bis der Computer mit E7 nach E5 antwortet. 3.G1F3 B8 C6 4.F1 C4 F8 C5 5.F3H4 D8 H4 6.A2A3 (Schach und matt»
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 6 - Milcroprozessortechnilc Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 4) 1.2.
Arbeit mit dem Monitor
Der Monitor ist nur aus dem Schachmode durch 5matiges Betätigen der Al-Taste zu erreichen. Er umfaßt nur 600 Byte Maschinenprogramrn, Daraus ist leicht zu erkennen, daß es sich dabei um einen sehr einfachen Monitor handelt. Das gesamte Maschinenprogramm umfaßt 4 KByte. Monitor und Schachprogramm nutzen die Restart-Adressen. das Anzeigeprogramm und die Tastaturabfrage. Der Monitor beginnt auf der Adresse 040011 (2. KByte) und endet auf der Adresse 070611. Damit ist der Monitor auch ohne die restlichen 2 KByte des Schachprogramms funktionsfähig (eigentlicher Monitor ab 061511). Der Zeichengenerator befindet sich im Bereich von 0708H. ..071FH. Da der Monitor und das Schachprogramm den gleichen RAM benutzen, gibt zunächst Tabelle 1 seine Aufteilung an (X ist eine beliebige sedezimale Zahl zwischen (1 und F).
646
Adresse (HEX)
Inhalt (HEX)
5083
00
5084
00 Ot
AUS EIN
5086 5087
XX XX
Zielfeld beim Schachzug Startfeld beim Schachzug
SOFF
XX
Stackadresse
5100
XX
USR-Bereich. Diesen Speicherbereich kann man frei nutzen, z. b. für selbsterarbeitete Programme
53F4 Tabelle /
Blatt
Nutzung
-
Busy
Speicherbelegung 1. Monituradresse Low-Adresse für Breakpoint High-Adresse für Ilrtakpnint
Adresse (HEX)
Inhalt (HEX)
Nutzung
53F5 53F6
XX XX
5000 5001 5002 5003 5004 5005 5006 5 007
04 02 03 05 06 03 02 04
Schachfigur Turm (Weiß) Schachfigur Springer (Weiß) Schachfigur Lauter (Weiß) Schachfigur Dame (Weiß) Schachfigur König (Weiß) Schachfigur Läufer (Weiß) Schachfigur Springer (Weiß) Schachfigur Turm (Weiß)
53F7
XX
3 Byte reserviert für den Inhalt der Halte' punktadrcsse (Breakpoint)
5008
XX
- für Feldeintragungen
XX XX XX XX XX
CPU-RegisterA CPU'Register C CPU-Register Ii CPU-Register E CPU-Register 3 Bei der Programmtestung mit Breakpoint werden in der obengenannten Folge die Registerinhalte der CPU abgelegt.
01
Schachfigur Bauer (Weiß)
53F9 53FA 53FB 53FC 53FD 53FF
SOOF 5010 s6i 7
lii. Adresseneingabe
- für Feldeintragungen
5018
Tabelle 2 informiert über die Eingabe der Adressen.
561F Tabelle 2 Adresveneingabe 5020
XX
Spielfeld und Speicherbereich für Feldeintragungen
50SF 5060
FF
Adressen XXXX
Daten 04
1.:5 2.: 1 3.: 0 4.: 0
XXX5 XX5I X510 5100
03 02 01 XX (Inhalt der Adresse)
Schachfigur Bauer (Schwarz) Eingabe:
5067 5068
Anzeige TASTE »ADR« Eingabe der Adresse: 5100
XX
- für Feldeintragungen
1
5ObF 5070 5071 5072 5073 5074 5075 5076 5077
FC FE FD FB FA ED FE 1:3
Schachfigur Turm (Schwarz) Schachfigur Springer (Schwarz) Schachfigur Läufer (Schwarz) Schachfigur Dame (Schwarz) Schachfigur König (Schwarz) Schachfigur Läufer (Schwarz) Schachfigur Springer (Schwarz) Schachfigur Turm (Schwarz)
5078
XX
- für Feldeintragungen
567F 5080 5081
01.. .08 XX
5082
00 01—
EIN TON AUS-
00 01
AUS EIN
5083
-
Spielstärke 1. .8 Zugziihter
-
- Anzeige blinkt
itt Breakpoint (Haltepunkt) setzen Für die Eingabe des Haltepunkts ist wie bei der Adresseneingabe zu verfahren. Danach sind die Tasten »Fu« und »BP« nacheinander zu betätigen. Die Haltepunktadresse wird unter den Adressen 53F5 und 53F6 gespeichert. Ein Programm mit Haltepunktadresse wird mit Ablage einiger Registerinhalte der CPU ab der Adresse 53FA (s. RAM-Aufteilung) abgearbeitet. 1.2.3. Start eines Anwenderprogramms ohn4Breakpoint Die Eingabe eines kurzen Programms sei am Beispiel »ständige Ausgabe eines Tons« demonstriert (Tabelle 3). Das Programm läßt sich nur über RESET unterbrechen. Tabelle 4 zeigt den detaillierten Eingabeablauf sowie den Programmstart. START des Programmes Die Adresse 5100 wird eingegeben. Anschließend sind die Tasten »FU« und »GO« zu betätigen (»GO« = 3 (II): 3. Tastenebene, die über »FU« erreichbar ist).
Tabelle 3 Beispiel »Tonausgabe«
Adresse Daten
Sprünge
Kommentar
Mnemonic
009AH UP-TON
CALL
5100 5101 5102 5103 5104
CD 9A 00 C3 00
5105
51
Tabelle 4
Eingabeablauf und Programmstart zum Beispiel »Tonausgabe«
11'
5100H
Rücksprung zum Unterprogramni »TON«
Taste
Anzeige Adresse
Daten Erklärung
ADR 5(D) 1(9) 0(8) 0(8)
XXXX XXXS XX51 X510 5100
04 03 02 01 XX
Seg 4(C) 5 (dl ±1
5100, 5100 5100 5101
XX. XC. CD XX
Seg 1(9) Seg 2 (A)
5.1.01. 5101 5.1.0.1. 5101
X.X. X9 X.9. 9A
2.Byte eingegeben
±1 0 (8) 0(8)
5102 5102 5102.
XX X0 00
3.Byte eingegeben
Eingabe der Adresse
Anzeige des zufälligen Dateninhaltes der angezeigten Adresse 2.Eingabeebene 1.Byte eingeben Speicherpiatzadresse um 1 erhöht
So wird bis zur Adresse 5105 weiter verfahren. Mit der Taste »±1« wird auf den Speicherplatz 5106 erhöht. Damit wurde auch das Byte 51H in den Speicher übernommen.
1.2.4. Start eines Anwenderprogramms mit Breakpoint Der Breakpoint wird gemäß Abschnitt 1.2.2. eingegeben. Danach gibt man die Startadresse ein (s. Abschnitt 1.2.1.) und betätigt die Tasten »FU« und »BG«. Damit wird ein im RAM abzuarbeitendes Programm bis zur eingegebenen Haltepunktadresse ausgeführt. Vorausgesetzt: dieses Programm ist fehlerfrei, so daß die gewünschte Adresse auch erreicht werden kann. Die meisten Ubungsprogramnie sollten auf einer Haltepunktadresse enden, damit das Programm einen konkreten Austrittspunkt hat. Es gibt aber auch die Möglichkeit des Rücksprungs in den Monitor. Die Rücksprungadresse lautet 0517 4. In der Anzeige muß mit dem Erreichen dieser Adresse die Anzeige 05ER 12 erscheinen. Wird davor das Registerpaar DE mit einer Konstanten geladen, erscheint dieser Wert in den LED-Anzeigen in den Positionen .4 (Tabelle 5). Nach dem Start dieses Programms erscheint in der Anzeige der Wert 1144.
i'oheUe 5
Progromm.vrorl mit Rücksprung in den Monitor
Register
D
E
Dateninhalt
LED-Position
t. 2.
14.
6.7.
Beispiel
Adresse Daten Sprung Mnemontc 5100 5101 5102 5103 5104 5105
11 44
Kommentar
LD DE, 1144
Zur Anzeige
JPO5FB
Sprunginden Monitor
11
Cl P14 05
1.2.5. Anzeige der Breakpointadresse (die abgespeichert wurde) Dazu benutzt man die Tasten »FU« und »DP«, 1.2.6. Eingabe von Daten und Programmen in den Rechner Die einfachste Eingabe von Programmen im Maschinencode (HEX) wurde an einem Beispiel in Abschnitt 1.2.3. demonstriert. Das ist eine Art der Maschinenkodeeingabe. Dabei mußte jeweils über die Taste »±1« die Adreßanzeige um 1 erhöht bzw. erniedrigt werden. Des weiteren mußte dabei die Tastenumschaltung über die Taste »Seg« beachtet werden. Die sedezimalen Zahlen 0.. .7 sind ohne Umschalten über »Seg« zu erreichen. Sollen die sedezimalen Ziffern 8.. .F ausgegeben werden, so ist zuvor »Seg« zu betätigen. In diesem Fall leuchtet danach der Digitalpunkt der Anzeige. Nach Eingabe einer Zahl zwischen 8 und F wird der Digitalpunkt wieder ausgeschaltet. Die 2. Art der Maschinenkodeeingabe unterscheidet sich gegenüber der 1. dadurch, daß die Erhöhung der Speicheradresse entfallen kann. Nachdem das 2. Halbbyte des Datums eingegeben wurde, erhöht sich dabei die Adresse automatisch. Diese Art der Maschinenkodeeingabe ist wie folgt zu vereinbaren: a) Adreßzähler »Erhöhen«: Eingabe einer Adresse X Beispiel: (X = 5100H) Eingabe: SOFFH Nach Betätigen der Tasten »Seg« und » ± 1« wird die Adresse 5OFFH zu SOFEH. Dann ist die Taste »Seg« erneut zu betätigen, bis die Adresse 5100 erreicht wurde. Damit erhöht sich die Adresse bei Eingaben automatisch (bitte beachten!). b) Eingabe des Modes: Tasten »FU« und »SS« betätigen. Werden diese Tasten ein weiteres Mal in dieser Reihenfolge betätigt, so wird dieser Eingabemode wieder in den 1. Mode zurückgesetzt. 1.2.7. Kopieren eines Speicherbereiches in einer anderen (Taste »BL«) a) Eingabe der Zieladresse wie Breakpointeingabe; b) Eingabe der Startadresse wie normale Adreßeingabe; c) Eingabe eines Datums wie Dateneingabe. Danach können jeweils Blöcke von 225 Byte kopiert werden; d) Tasten »FU« und »BL( betätigen. 1.2.8. Einfügen eines Bytes (Inser-Funktionen: Taste »INS«) a) Eingabe der Programmadresse, bis zu der verschoben werden kann, wie die Breakpointadresse; b) Eingabe der Adresse, an der ein Byte eingefügt werden soll, wie normale Adreßeingabe; c) Tasten »FU« und »INS«; d) auf der Adresse, die frei werden sollte, muß eine 00 erscheinen; e) Eingeben des neuen Datums auf die (Insert)-Adresse. 1.2.9. Herauslösen eines Bytes aus einem Programm (Delete-Funktion: Taste »DEL«) Analoges Vorgehen wie bei 1.2.8., nur mit dem Unterschied, daß auf der Adreßanzeige das angezeigte Byte der Adresse N durch das Byte der Adresse N + 1 überschrieben wird. Das wird für den gesamten Block bis zur gewählten Breakpointadresse getan. Aktion: Tasten »FU« und »DEL«. 1.2.10. Ein- und Ausschalten des Tones Der Ton wird mit den Tasten »Seg« und »FU« ein- und ausgeschaltet. 1.2.11. Abschließende Bemerkungen in der Vorstellung des Monitors sind einige Elemente des Schachprogramms enthalten (Speicheradressen des RAM). Die Nutzung des Computers für diesen Zweck dominiert; darüber täuscht auch die reizvolle Kombination eines Lern- mit einem Schachcomputer nicht hinweg. Damit ist der beschriebene Monitor nur ein kleines und vielleicht interessantes Instrument, um diesem Rechner auch weitere Nutzungen zu eröffnen. Die Beschreibung des Monitors wendet sich an alle die, denen der Umgang mit Maschinenkodeprogrammierung nicht fremd ist. Zur Programmierung im Maschinenkode muß auf einschlägige Literatur verwiesen werden.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik
6-17
Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 5)
\
1.2.12. Systemkonstanten ROM (EPROM)-Bereich: 00001-1.. .OFFFH, RAM-Bereich: 5000H.. .53FFH (unvollständig adressiert über A14). 1-10-Adressen: OUT F5H: Ausgabe - LED-Digitalansteuerung und Aktivierung der Tastatur (Zeilenaktivierung), OUT 00-0711: Ausgabeadresse zur Segmentansteuerung der LED-Anzeige (Tabelle 6), Tastaturabfrage. IN 17611:
Tabelle 7 Tazteeurabfrage-Unterprogramm PUSH HL PUSH AF LD B4O8 LD A.0 LD C,A GUT p511 IN F6H Cl' FF11 JR Z,144
N2:
Tabelle 6 7-Segnrerzttabelle (070811) Adresse (Hex) Datum (Hex)
Symbol
0708 0709 070A 070B 070C 070D 070E O7OE
3F 06 5B 4F 66 6D 70 07
0 1 2 3 4 5 6 7
0710 0711 0712 0713 0714 0715 0786 0717 0718 0719 071A
7F 6F 77 7C 39 55 79 11 3D 76 40
8 9 A 0 C D E 5 0 H
0715
08
071C
09
0711)
00
P11511 BC LD B4O4 SL C
Ni:
N3:
- (mittleres Segment): Minuszeichen — (unteres Segment): Cursor - (oberes und unteres Segment): Schach-Matt Space
67
61)
6D
6E
57
58
5D
St
47
4B
4D
4E
27
2B
21)
2E
schließbar) aus einem Anzeigepuffer (Speicherzellen, durch 8-IL adressiert); 3711 Byte (Tabelle 8).
(CB21: unbekannter Befehl - 1 links verschoben)
7-Segmeetaezzeige (maximal Sszellig) aus .4uzeigepuffer
Unterprogramm : HL vor Aufruf laden! LD DE.00 1.2. 3.4. 5.6. 7. 8. M03: LII A(HL) :HL z.B.: 53E4H HL-Adresse PUSH HL PUSH DE LD IIL.0708H LE E,A ADD HL,DE
;7-Segment-Tabelle ;Symbolpositioosberechnung für Ausgabewert
LD A(IIL) POP DE PUSH DE LD BC,0807H PUSH BC PUSH AF
Beispiel c
7-Segmentanzeige für eine 8stellige Anzeige (ist maximal an-
Ergebnis keine laste betätigt
Tastenwertigkeit (DL)
Tabelle 8 1.2.13. Einige Programmbeispiele Beispiele Anzeigeprogramm und Sprung ins Betriebssystem, Ausgabe einer Information an die 6stellige LFD-Anzeige. Der Inhalt des B-Registers wird dabei auf die Anzeige-Daten und der Inhalt des Doppebegisterpaares DE auf die Anzeigt> Adressen ausgegeben. LD DE,1234H LD 13,5611 . CALL 0615F JP 05F4H Anzeige: 123456 Uni in den alten Anzeigemodus zu kommen, muß die Taste »ADR« 2mal betätigt werden (Datenanzeige = 041). Beispiel h (Tabelle 7)
Anzahl der abzufragenden Leitungen
DJNZ Ni AND C LD (HL),A POP BC IR N3 INC C LD A,C DJNZ N2 POP BC POP AF POP HL RET
N4:
-
;HL für Ergebnis setzen
MOl:
LD A.OAH OUT C DEC c: DJNZ MOl
rur At POP BC M02: LD DA AND 8011 ADD E OUT C LD A,D RLC A
DEC
c
;C=07 Adressen, 8 = 8 — Anzeiger
M04:
DJNZ. M02 Pop DE POP HL DEC HL INC lt PUSH BC LD 13,FFII DJNZ M04 Pop BC LD A,08 CP E JRNZ M03 RET
O
;Zeitschleife
für 50 340
Sind alle Ausgaben erfolgt? nächste Ausgabe
für SD 339 45'hochbiegen Befestigung für die Änzeigeplatte
Beispiel d
Zufallszählerausgabe - »Würfelprogramm« (Tabelle 9): Taste 0 (8) betätigen; unterbrechen über RESET.
nE:iiiili
Tabelle 9 Wüifelprogramm
Rt: MI:
M3:
Befestigungslöcher für Nelztrnnsforrnator und Nelzteilleilerplalte
RESET
Netz
Anzahl der zufälligen Zahlen ;UntereTastenreihe ;Low-Ausgabe Lesen der Tastatur ;A: -/A ;Tastenreihe rechts?
LD 13,0511 LD A,0411 OUT F5H IN P611 [PL CP 01 JR Z M3 DEC B LD A,B CP FF11 JRNZ Ml JP Ri ID DREH LD ABOH ADD 13
c» GE9 G®G ®G
Mit Tonausgabe: CALL 009AH
®GG® G®Q K!»
Anzeige 1.2.: Aus (Space) Anzeige 1: Aus (Space) ;n: Zufatiszaht dürch zufällig bediente Taste
LD li,A CALL 0610H JP Ri
2.
Bauunterlagen
Wie bereits in Abschnitt 1. erläutert, besteht das Gerät aus 3 Leiterplatten. Die Hauptplatte trägt den eigentlichen Computer gemäß Stromlaufplan nach Bild 1. Der Stromlaufplan des Netzteils geht aus Bild 2 hervor, die Anzeige ist entsprechend Bild 3 ausgelegt. Zu Bild 1 gehört die Leiterplatte nach Bild 4. Bild 5 gibt die Netzteile und Bild 6 die Anzeigeplatte wieder. Je nach EVROM-Typ sind unterschiedliche Verbindungen erforderlich. Bild 7 informiert darüber. Bild 8 bis Bild 10 enthalten Empfehlungen für den praktischen Aufbau.
Anzeigeplatte //
Netzleiterplatte \\
Netzschalter
HA 7805 50340
1
Bild g Konstruktionsvorschlag (Draufsicht)
50339
[Metzltonstormab0r
/ Houptleilerplotte
Bild 10 Konstruktionsvorschlag (Seitenansicht)
Taste,
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 Mikroprozessortechni il .
\
1989
•
Blatt
-
6-18
Schach- und Lerncomputer SLC 1 (Blatt 6)
-
--
1
--
gühlkörper
Bild 9 Konstruktionsvorschlag (Rückansicht) Tastenplatte
—
M3
m3
mg
0 16 fürLP- Buchse
Netzsicherung _ -----
—
—
Neizkabeidurch führung mit Zugentlastung
\ HA 7805 3.
Hexdump
Tabelle 10
Maxchineaprngmmmliste vo,, Monitor und Sekachpmgra/nm
Oaia'4a5jJ7
MBDR flQC
3I4_
'
li'ks
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Tabelle 10 zeigt den Ausdruck der Maschinenprogramruliste von Monitor und Schachprogramm als Hexdump. Hinweis: Im Text wurde versehentlich statt Seit immer Seg gesetzt. Bitte beachten!
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Tabelle ii Tastenbedeutung
Monitor Seq +1
FU ADR BG SS DP BP GO INS DIlL BL
Folge Adreßzähter um 1 erhöhen bzw. erniedrigen (in Abhängigkeit, ob die Tate »Seq« zuvor betätigt wurde oder nicht) Funktion Adresse Programmstart mit Haltepunkt Einzeischritt Anzeige des Haltepunkts (Breakpointadresse) Haltepunkt Programmstart Einfügen Streichen II lockiibertragung'-verschiebung
Schach 5 .4 St 7.
Rticksetzen Anzeige: Spielstärke u. a. Stornierung Schachzugberechnung
SCI-TALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Parallelschnittstelle für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 1)
Einleitung Der Beitrag behandelt eine einfache zusätzliche Baugruppe, die, als Modul in den KC 85/2 oder KC 85/3 eingesetzt, parallel 8-bit-Daten z. B. zur Ansteuerung eines Druckers ausgibt. Dabei wird die Gültigkeit der Datenpegel durch einen Strobe-Impuls des KC und die Bereitschaft des Empfängers zur Datenübernahme durch Low-Pegel der )3L'SY-Leitung dem KC gemeldet. Auf Grund der Unterschiedlichkeit existierender Eingangsschnittstellen kann die Baugruppe für Betreiber von Druckern oder anderen peripheren Geräten mit sogenannter CentronicsSchnittstelle nützlich sein. Lösungsbeschreibung Die Kleincomputer KC 85/2 und KG 85/3 vom VEB Mikroelektronik Wilhelm fleck Mühlhausen zeichnen sich durch die Möglichkeit einer recht leistungsfähigen Pixeigrafik aus [1]. Nachdem bereits Vorschläge zur Ansteuerung von Druckern mit serieller Schnittstelle [2] sowie mit IFSS-Schnittstelle [3] vorliegen, wird im folgenden eine einfache Lösung einer 8-bit-ParallelDatenausgabe vorgestellt, die nur geringen Bauelementenufwand erfordert.
1989
1
Blatt
6-19
Die Hardware nach Bild 1 besteht aus einem 9-Kanal-Bustreiber mit Speicher DS 8212 sowie einer Adreßkodier- und Quittungssignal-Logik. Die Schaltung wurde so entworfen, daß sie in beiden verfügbaren Modutschächten des 1W 85/2 betrieben werden kann, bei externer Versorgung mit 5 V/0,5 A auch am rückwärtigen/Erweiterungsbus, an dem die 5-V-Spannung nicht verfiigbar ist. Das Interface kann auf Grund der Einfachheit nicht in der für ROM- und RAM-Erweiterungen vom Hersteller vorgesehenen Weise abgeschaltet werden. Für eine zu diesem Zweck mögliche Erweiterung wären die Anschlüsse MEI8/MEIC (A24), ME08/MEOC (824) und bei daisy-chain-Verkettung eines Interruptbctriebs IEIS/lElC (Ab) und lE08/IEOC (BiO) an den Anschlüssen der direkten Steckverbinder in den Modulschächten zu benutzen. Die Adressen werden nach Bild 1 für die Datenausgabe über,den Port FEH = 255dezimat dekodiert. Derselbe Port wird zum Einlesen des Quittungssignals des peripheren Geräts über die Datenleitung DO benutzt. Für eine eventuelle Änderung sei vermerkt, daß vom Hersteller die I/O-Port-Adressen COH. - .FFH empfohlen werden, da 88H ...81311 für den internen PIO-Schaltkreis, 8CH.. .8FH für den internen CTC-Schaltkreis und die übrigen Portadressen für Module bzw. Aufsätze des Herstellers reserviert sind [4].
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WR STB STB BlJSl ausY Dotenat ausgab Bild 2 Zeitablaufplan zur Parallelschnittstelle
C 85/3, Stromlaufplan
Als Quittungssignale eines peripheren Geräts mit sogenanntem Centronics-Eingang stehen für die erfolgte Datenübernahme und -bearbeitung die Signale BUSY (high-aktiv) bzw. ACK (tow-aktiv) zur Verfügung. In Bild 2 ist der schematische Zeitablauf skizziert. In Abhängigkeit von der für den Betrieb der Schnittstelle benutzten Software muß die Gefahr einer zu frühen und damit falsch beantworteten Abfrage der BUSY-Leitung des Druckers vermieden werden. In der vorgeschlagenen Schaltung kippt bei Ausgabe eines Bytes an den Drucker sofort ein FlipFlop, wodurch ein BUSY'-Signal auf High-Pegel gesetzt wird. Das verhindert bei Abfrage durch den Rechner die Absendung weiterer Zeichen. Während der Abfrage gelangt mit einem Tri-State-Ausgang vom DS 8216 der BUSY'-Status nur dann auf die Datenleitung P0 des KC, wenn der Schnittstellen-Port gelesen wird. Diese BUSY'Leitung wird erst mit der abfallenden Flanke des BUSY-Signals des Druckers wieder auf Low-Pegel gesetzt. Der Zweck der Erzeugung des Signals BUSY' besteht darin: 1. mit der sehr kurzenTTL-Schaltverzögerung von D2 ein Signal zu erzeugen, das die gerade erfolgte Absendung eines Bytes an den Drucker anzeigt, und 2. dieses Signal erst mit der Wiederbereitschaftsnieldung BUSY = »Low« des Druckers wieder zurückzusetzen, wie im Zeitablauf von Bild 2 skizziert. Damit soll verhindert werden, daß (wie bei anderen Parälletdrukkerinterfaces beobachtet) bisweilen das BUSY-Signal des Drukkers nicht rechtzeitig »High« wird. Dadurch sendet der Rechnerprozessor ein weiteres Byte aus, das der Drucker dann nicht ausgibt, weil er mit der Ausgabe des zuvor gesendeten Zeichens noch nicht fertig ist. Die verschiedenen Drucker erlauben unterschiedliche nichtverschwindende Verzögerungszeiten zwischen dem Strobe-Impuls und der Busy-Rückmeldung. Während des OUT-Befehls läßt »Low« die Daten-bits im DS 8212 zwischenspeichern. wogegen BUSY = »High« vom Drucker die Speicherung wieder aufhebt.
3.
Interface-Software
Die Software zum Betreiben des Interface kann dem verwendeten System angepaßt werden. Im einfachsten Fall der Benutzung des Betriebssystems CAOS (d. h. ohne ROM-residenlen oder von der Kassette in das RAM geladenen BASIC-Interpreter) im
Tabelle 1
fsekpielprogramm zur Menüerweilerung des KC 85/2 oder KC 85/3 durch eine einfache Prurkr000ne
-
Adresse
KC 85/2 kann man eine Ausgabe-Schleife mit einem geeigneten neuen Schlüsselwort in das Menü aufnehmen. Ein Beispiel zeigt der Ausdruck eines Maschinenprogramms in Tabelle 1, das mit dem Schlüsselwort LPRINT im Menü von CAOS erscheint. Es kann mit den nachgestellten hexadezimalen numerischen Angaben (durch Leerzeichen getrennt) der Startadresse der auszugebenden Zeichenkette sowie deren Länge aufgerufen werden. Gemäß den Hinweisen in [1 beginnt diese Menüerweiterung mit der Schlüsselwortkennung 7FH, 71711 (Prolog), der ASCII-Zeichenkelte für das neue Menüwort (im Gegensatz zu [] sind maximal 6 Zeichen zulässig) und dem BJüschirnisteuer-Byte 01H (Epilog für aktiven Bildschirm). Es folgt die abzuarbeitende Maschinenroutine im U-880-Kode, die mit einer Return-Anweisung an geeigneter Stelle die Rückkehr in das Betriebssystem CAOS gewährleisten muß. Bei Ausführung einer derartigen Meuüerweiterug werden gegebenenfalls nach dem Schlüsselwort angegebene numerische Parameter (in der Reihenfolge ihrer Angabe) in die Systemvariahlen ARG1 (ß782H). ARG2 (B784H), ARGIO (B794H) sowie die ersten 3 in die Prozessor-Doppelregister HL, DE und fiG übergeben. Die Routine nach Tabelle 1 benutzt diese Möglichkeit. Sie verbietet alle maskierbaren Interrupts und fragt die Fertigmeldung des Druckers im Polling-Betrteb ständig ab.
4.
Ausgabe in BASIC
Für die Druckerausgabe mit BASIC-Befehl wird vom Hersteller die Verbiegung des Zeigers für einen der benutzerreservierten Ausgabekanäle *2 oder *3 empfohlen (Systemvariable UOUT1 bei B73D1i bzw. UOUT2 bei B7C3H). Ein Beispiel dafür bietet die Routine nach Tabelle 2, die den benutzerreservierten Ausgabekanat *2 verwendet. Dazu wird mit dem Aufruf des neuen CAOS-Menüworts LPINIT nach dem Laden der gezeigten Routine der Systemsprung-Befehl LJOUT1 bei Adresse B7BDH auf die Einsprungadresse ASCII des Zeichenausgabeprogramms verändert. Außerdem gibt der Aufruf von LPINI1' bei Bedarf an den angeschalteten Drucker einen Reset-Befehl PRIRES (in Tabelle 2 z. B. das Byte 1811) aus, um eine definierte Anfangsbedingung im Drucker (beispielsweise das Löschen des Zeichenpufferspeichers) erzwingen zu können. Die eigentliche Zeichenausgabe kann bei Bedarf so gestaltet werden, daß für Rechner, die bei .Zeilenabschluß nur einen Wagen-
Inhalt
Marke
Mnemoniacher Code DEFB #7F,fl7 BErN "LPHINT''
0100
75 7?
PROLOG
0102 0105 0108
40 50 52
NL'NO
01
0109
53
01
010*
LII LO INC
OIOF
42 4B 03 08 715 ei
0110
20
0112 0113
FE 09
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75
0115 0117
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03 23 DB 08 20
0111
10
0108 0100
0100 0105
0118 011*
49 48
54 EPILOG
SEKT
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30 31 33
0127
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5)158
-
;tleuea Menüwort ;AP.G1=Startadresse
;AR02=Länge Bildschirm aktiv kein Interrugt ;bc:=AR02
c, PC
BCT
PRINT
Kommentar
Längs verringern ;und aer ;Null ;teaten, wenn 3a ;Interrupt enable und Rd ckkehr Zeichen holen und ausgeben Adresse erhöhen Busy abfragen solange high ;weiter fragen danacn ndchstes Zeichen drucken Beispielfolge CR,L7
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik \
Bhldschinnkopie
Tabelle 2 enthält außerdem als ein Beispiel für ein Programm zur Ausgabe von Bildschirmpixelgralik auf einem angeschlossenen Drucker ein assembliertes Maschinenprogramm, das als Tabelle2 Dnjck'ousgahe 'nil BASIC.Befe/,I und Bulctvcltirmpixelgrafik (Beispiel für GP 550)
Blatt
6-20
Parallelschnittstelle für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 2)
rücklautbefehl 0DM ausgeben, und Drucker, die für den Zeitenverschob nach einem Wagenrücklaufbel'ehl ein gesondertes Zeichen OAII erwarten dieses automatisch nach jedem Zeichen ODE] erzeugt wird. Falls das (wie beim KC 85/2) nicht erforderlich ist, so kann man das Anfügen des Zeilenvorschubbefehls einfach durch einen Return-Befehl in Zeile 012011 ersetzen. Die Routine wird in BASIC-Programmen mit dem Befehl PRINT n2; »gewünschte Zeichenfolge» aufgerufen - oder - auch als Kommando zum Ausdrucken von Programmtexten - mit LIST *2 mit den unbedingt erforderlichen Anführungszeichen, da sonst ein Syntax-Fehler angezeigt werden würde. Die Routine zur Zeichenausgabe ist ohne jegliche Adressenänderung frei verschieblich. Nur die Einsprungadresse, auf die der Ausgabekanal des Rechners mit Aufruf von LPINIT verändert wird, ist bei Benutzung des Programms nach Tabelle 2 an eine andere Adresse entsprechend zu verändern und wurde deshalb in Tabelle 2 unterstrichen. 5.
1'
Prinziplösung erläutert ist. Diese konkrete Routine wurde für einen Drucker des Typs UI' 550 der Firma Seikosha geschrieben. Je nachdem, welcher Drucker verwendet wird, unterscheiden sich die Steuerzeichen, aber auch die Pizelzeilenorganisation, die dem Drucker übergeben werden müssen, um Grafik auf dem Papier wiederzugeben, zum Teil erheblich. Daher kann dieses Programm für den Einsatz anderer Druckertypen nur als Anregung dienen, wobei die Kommentare das Verständnis hoffentlich erleichtern. Literatur [1] 11. VÖIZ, Grafik auf dem KC 85/2, radio fernsehen elektronik, Heft 1/86. Seite 21 bis 23. [21 H. Vötz, Serielle Schnittstelle für KC 85/2. radio fernsehen elektronik, lieft 3/86, Seite 114 bis 116. [3] K. Roth, Ingenieur-Arbeit, Kommerzielle Schnittstelle für den KC 85/2. Görlitz 1986, Ingenieurschule für Elektronik und Informationsverarbeitung. [4] Systembeschreibung HC-CAOS Versionen 2.1/2.2 (Stand 9/85), VEB Mikroelektronik »Wilhelm Pieck« Mühlhausen. [5] J. Male, Schnittstellen, mc, Heft 7/83, Seite 30 bis 33. [6] M. van der. ‚14'eer, Parallelschnittstelle für KC 85/2, radio fernsehen elektronik, Heft 10/86, Seite 619 bis 620.
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen S 6601 (Blatt 1) Funktionsbeschreibung
1.
Für die Funktion des Magnetband-Koppelbaustein TBK wird die Servicebuchse der Schreibmaschine genutzt, die im wesentlichen die Anschlüsse des K-1520-Steuerbusses zum Mikroprozessor U 880 bereitstellt. Des weiteren ist die Systemtaktfrequenz identisch mit der des K-1520-Systems. Der nichtmaskierhare Interrupt wird schreibmaschinenintem nicht benutzt. Der durch einen NMI bewirkte Aufruf der Adresse 661-1 bewirkt jedoch, daß eine Prüfung der Speicherbelegung der Adresse 8000H geschieht, die maschinenintern nicht belegt ist und daher als FF11 gelesen wird. Mit jeder von 0011 verschiedenen Belegung dieser Adresse bewirkt jedoch das NMI-Service-Programm den Sprung in ein Minimal-Monitorprogramm, das im ROM-Bereich der Schreibmaschine enthalten ist und hexadezimale Dateneingabe, Blockverschiebung, Schrittbetrieb, Registerprüfung und weiteres ermöglicht. Das TBK nutzt nun aus, daß beim Auffinden des Speicherinhalts OOH auf Adresse 800011 ein Sprung zu dieser Adresse ausgelöst wird. Daher wird das TBK mit einem NMI-Impuls aktiviert und ist mit einem Steuerprogramm im 1-KByte-EPROM ab Adresse 800011 bestückt.
6-21
Die Rückkehr in das Betriebssystem geschieht über einen Befehl R.ETN an die Stelle, von der aus das Betriebssystem durch den nichtnzaskierbaren Interrupt unterbrochen worden war. Das zusätzliche Programm im TBK fragt u.a. einige Tasten der Schreibmaschinentastatur ab und realisiert die Eingabe von 4stelligen (Hexadezimal-)Zahlen, die im 7-Segment-Display der Schreibmaschine angezeigt werden. Die Betätigung der Tasten STOP (rot), 5 und L der Schreibmaschine wird für die Verzweigung zum jeweiligen Programmteil für die Fehlerlöschung und Rückkehr in das normale Betricbssystcm, für den Start der Aufzeichnung des Textspeicherinhalts auf Magnetband bzw. für den Start der Routine zum Einlesen eines früher aufgezeichneten Speicherinhalts vom Magnetband in das RAM ausgewertet. - In das Schreibmaschinenbetriebssystem wird an die Stelle und in den Systemvariablenzustand zurückgekehrt, der vor Auslösung des NMI bestand, auch, wenn in der Regel der Inhalt des Text- oder Bedienfolgespeichers modifiziert worden war. - Die Aufzeichnung des RAM-Inhalts der Schreibmaschine auf Magnetband betrifft den festen Speicheradressenbereich 40E4H -. 4DCHH. In diesem Bereich liegen die Inhalte des Text- und der Bedienfolgespeicher. Unberücksichtigt bleiben die Formatspeicherinhalte.
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Bild 2 Leiterplalse zu Bild 1; a- Leiterseite, h -Bestückungssejle
Die Aufzeichnung läuft in 2 Blöcken ab: 1. Kopfblock aus * Kennton (etwa 3 s) * Synchronisierimpuls * Kopfblodkkenn-Byte 0011 * 17 Byte Datenblockcharakterisiemng * Prüf-Byte 2. Datenblock aus * Kennton (etwa 1 s) * Synchronisierimpuls * Datenblockkenn-Byte FFH * ODDBH (= 3544) Bytes Daten (Speichcrbereich 40E411 bis
4DCCH) * Prüf-Byte.
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1 Der Aufbau der 17 Byte DatenNockcharakterisierung im Kopfblock lautet: 03H (Datenfeletypkennzeichnung), 4 Zeichen (Hexadezimal-)Ziffern im ASCII-Kode als Aufzeichnungsname, 6 Bytes 20H (ASCII-Leerzeichen), E4H, 4011 (1. Adresse des aufzuzeichnenden RAM-Inhalts), D811, ODH (Länge des Datenblocks, also Anzahl der Bytes), 2 Bytes unbenutzt. Die Daten werden durch sequentielle Kodierung der 8 bits jedes Bytes, mit dem höchstwertigen beginnend, in Form von Doppelflankenimpulsen aufgezeichnet, die für den bit-Wert 0 etwa 0,25 ms Flankenabstand und für den bit-Wert 1 einen doppelt so großen Abstand aufweisen. Diese Flanken werden durch Setzen und Rücksetzen eines FLip-Flops für jedes bit erzeugt. Vor der Ausgabe an das Magnetbandgerät zur Aufzeichnung durchlaufen sie einen RC-Tiefpaß, um den Oberwellenauteil des Signals zu vermindern.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 6 Mikroprozessortechnik -
Magnetband-Koppelbaustein TBK für Schreibmaschinen S 6001 (Blatt 2) Zum Wiedereinlesen der Daten benutzt man Warte-Zählschleifen des Prozessors, Ihre Zählergebnisse werden nach Registrierung eines Flankenpaars zur Entscheidung herangezogen, ob innerhatb einer vorgegebenen Maximalzeitspanne eine erforderliehe Flanke erkannt wurde und welchem bit-Wert die Summe der Zeit nach einer aufsteigenden und einer abfallenden Flanke zuzuordnen ist. Aufzeichnung und das Wiedereinlesen werden außer durch die erwähnte Prüfung des Auffinden von gignalflanken innerhalb vorgegebener Zeitgrenzen durch Bildung eines sukzessiven Exklusiv-Oder-Resultats gesichert. Das bezieht sich auf alle aufzuzeichnenden sowie wiedereinzulesenden Bytes eines Blocks. Das letzte Ergebnis wird als Prüf-Byte aufgezeichnet, das beim Einiesen mit dem Prüf-Byte verglichen wird, das während des Einlesevorgangs mit den gelesenen Bytes gebildet worden war. Dieses Prüf-Byte entspricht der Parität der jeweiligen bit-Position, die bei jedem Mal wechselt, wenn ein Byte aufgezeichnet wird, in dem die jeweilige bit-Position mit dem Wert 1 belegt ist. Die verwendete Schaltung des TBK (Bild 1) benutzt für die Ausgabe und für das Ausgeben der bits die Datenteitung D7 des Prozessors, auf die alte 8 bits jedes Bytes durch Rotationsbefehl gelenkt werden. Ein- und Ausgabe werden über eine unvollständige Dekodierung der Adrcßleitungen aktiviert, die auf A4 und A7 High-Pegel (z.B. Portadresse 9011) führen müssen. Die Riebwd wirddann durch Auswertung des Pegels der /RD Leitung für einen bidirektionalen Buspuffer festgelegt.
2
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 6 Mikroprozessortechnik
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54"O 5455 5'i60 51112 5,433 5490 5500 5510 95:30 5530 5540 33 5560 6:149' " 1 55s30 550'.; 5633 5610' 5520
10 31 lii!'. 505 224 411 32 023 0.4 501' 861' 1 4,3 pisj 04:1. 763' 311(3 (.3 64
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Blatt
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1
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3.
Stückliste zu Bild 1
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U 555 (1-Kßyte-EPROM) 058216 8761 D174/DL 074 D108/DL 008 DIOC/OL 000 3300/0,125W 4700 1 kO 3,3 kO 10 kO
.
•
R12 R8,9 RiO C7 C2.3,8,9 C4 C5 C6 Ci 51 Ki 1(2 Leiterplatte
68 kO 100 k£2 130 kO/0,125 W 50 p 10 EEF 22 n 68 n 10pF/16V 22 pF/16 V Taster TSE, Iieend, mit Druckknopf Diodenhuchse, 5polig 15-Fassung, 24polig 16. 40 12 des ZWG der AdW der DDR (Selbstherstellung nach Bild 2)
1
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch E EK, 4HI1}IKJL4 Kpyr EMP. essuga MMauJero paapiwa
EK, Einheitskreis LSB, niederwertiges Bit, (engl. least significant bit)
MC )KKH, xcRAKOKPHCTMZHneCK9A LrnJwKaTop
LCD, Flüssigkeitskristallanzeige (engl. liquid crystal display)
:3 3, 3aTBOp 3,aeMn 3A, aepKaJThHaM anTemta 30, anyKonasi qacToTa 3-ß, aallncb - aodnposnneeHne 31111, aarjacm,re 'JacTu, }mcTpyMelrrhl II Hpuua4aezosocrH 311T, aoiwnpyiowrni naMepitTejib TeMuepaTyprn 3C, 3amWAomaA cxtcTeMa 3Y, aeMeJlbHoe ynpaaieirne 3Y-alcT, axTusnoe 3anoMHHaIouee ycTpohc'rno 3YBJI, aanoMsrnalowee ycTpoflcTao c oHyrpenHefs JtornKol'I 3Y-rrac, uaccHBuoe aanogaiontee ycTpoiicTuo 3YflB, canonaiouzee ycTpofscTuo c noJTynpOBwpIltKaMH 3YFIIJ, 3anoMsrnaIonLee ycTpohcTao C HPOR3BOHLHOil sM6opxos 3Y11), aanomuttatomee ycTpocTBo HpxMoro 4oc'ryna 3YCfl, aanoMHHaIouzee ycTpofscTao na cMeHm,rx pscKax 3q, anyicoaasi uacToTa 33, aanoMm!aioulnft »LIIeMCHT 33J1T, aanoMunaloutas aneKTpoHnoJIfleBax TpyäKa 351, 3anoMuHa1oHasi iiefma
G, Tor (engl. Gate) M, Masse Spiegelantenne NF, Tonfrequenz, Niederfrequenz A - W, Aufnahme - Wiedergabe Ersatzteile, Geräte und Zubehör Temperaturfühler Verzgemngsscha1tung V0, Grundvrstärkung aktiver Speicher Speicher mit externer Logik passiver Speicher Halbleiterspeicher RAM, Speicher mit wahlfreiem Zugriff (engl. random access memory) Speicher mit direktem Zugriff Wecb,elplattenspeicher TF, Tonfrequenz Speicherelement speichernde Elektronenstrahlröhre Speicherzelle
11 14, HwIHKaTop 11, acio'n'a 110. HHTep4 ecuhI 6JIOK 110. 11114)OpMaLwoHHJ,Tii 6aHtc HEU, ncnl,1raTem,rn,Iü 6.J10,c aanpueuuz HBHII. HHTerpNpyIouzHÜ BpeMx-nMnyJlbcIImii npeoepaaOBaTeilb HBQ, nH4,opMaInoHHo-amqHcJTuTeJibnaH cncleMa HBC. HH4opMaI0m{0Hh1414cJ1}TTeJThHaH ciarnzmt 1103, HCTO4HMK nTopuqHoro 3flKTOt15TTHHsi Ml', I{3MHTJIbHH ronorna 1131, HMnyJlbdnm* JlaT'IHK 1131, HIT4yKTHBHMfT 4a'r'rnK HAK, nmsxaop xwsKoKpncTajulnqecruffi 1111, nMnTaTopHHTep4)ekc0o 1111K, 11361,17011111,12 uaMepHTeJlhHhIh K01 MUH, U3MepATeJ1b 14H4KTHJ3H0CTH IIMC, M3MepwreJIhHo-Ha4)opMaLtnoHuax cltcTeMa 111151, Irn4yKTHaHaz usMepuTefibHas M'teIKa 11K, nsMepnTeslunrfs ICOSITyP 11KM, unTep4,eic KacceTnoro MarnhtTo()oHa HKH, HcToqHnx ga.TtnöpnpoaaHHoro HaapsoKeuHa MKrIO, HHTep4ec KJaBHIIIHOFO Ilynbla orlepaTopa HJI, n3MepuTeJn,Hasl mmm 1-UI, ssHJstKaTopHaa llaMHotsKa P131, HCKCCTBCII11H JIffllHfl 1IM, m4nynbcuasi MORYJIMILKX
Anzeige 5, Quelle (engl. source) Interfaceeinheit Datenbank Spannungsversorgung integrierender Zeit-Puls-Wandler Rechnersystem Rechnerterminal Sekundärelement, Sekundärstromquelle Meßkopf Impulsgeber induktiver Geber LCD, Flüssigkeitskristallanzeige (engl. liquid crystal display) Interfacesimulator redundanter Meßkode 1 nduktivitätsmesser IMS, Informations- und Meßsystem induktiver Sensor Meßkreis Kassetteninterface Konstantspannungsquelle Tastaturinteilace Meßleitung Anzoigolampuhen Leitungsnachbildung PM, Pulsmodulation
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 8 — Allgemeine Elektronik
8-1
Zeitmeßgerät für Kameraverschlüsse (Blatt 1)
1.
Einleitung
1 1
-
1000 Die Verschlußzeiten von Kameraverschlüssen liegen meist in einem Bereich von 1 bis /® s. Da die zu messenden Verschlußzeiten am günstigsten digital in ms angezeigt werden, entspricht der genannte Zeitbereich 1000 bis 1 ms. Ausgehend von der gewählten Quarzzeitbasis von 1 MHz, muß diese Frequenz für den vorgesehenen Zweck mit 8 dekadisch zählenden Zählern auf eine Impulafolgezeit von tO s herabgeteilt werden. Die schaltung des Verschlußzeitmeßgeräts nach Bild 1 enthält 2 4stellige Zählerschaltkreise U 125 D. die zu einem 8stelligen Zähler gekoppelt sind. Die Anzeige der Zählerstellung nach beendeter Messung wird den Zähterschaltkreisen als 7-Segmentinfermation zur Ansteuerung von Lichtemitteranzeigehauelementen VQE 23 entnommen. Für die Anzeige eines Meßergebnisses innerhalb der genannten Verschlußsoltzeiten genügen prinzipiell 4 Ziffernanzeigestellen (Bild 2), sofern man sich damit begnügt, Toleranzabweichungen, die außerhalb der Sollwerte liegen, nicht zur Kenntnis zu nehmen. Mit dein Einsatz eines weiteren VQE-Anzeigebauelements bietet sich eine durchaus sinnvolle Ausweitung des Zeitmeßbereichs bis zu 99,9s (Bild 3) an. Kameras mit elektronischer Verschlußzeitbildung können bekanntlich Verschludoffenzeiten bis 40s einstellen (s. z.B. BCX 2). In der Richtung sehr kurzer Verschlußzeiten ergeben sich analoge Verhältnisse. Bild 4a zeigt die Zuordnung der 6 Ziffernstellen zu den Zählstufen der beiden U 125 D mit insgesamt 8 Stellen. Für den Fall, Bild 1 Stromlaufplan des Verschlußzeitmeßgeräts. Bemerkung: Bei nicht fest angeschlossenes Sonde empfiehlt es sich, die Eingänge des CMOS-Triggers Gl,-hochohmig abzuschließen!
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1
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Ziffernanzeigebild mit maximaler Meßzeit gemäß Stromlaufplan in Bild 1
daß der vorgegebene Meßbereich von 99,9 bis 0,9 s speziellen Einsatzbedingungen nicht genügt, kann eine höhere Auflösung des Kurzzeitbereichs durch Einengung des Langzeitbereichs erreicht werden. Um Fehlschlüssen vorzubeugen: Die Messung sehr kurzer Zeiten ist nur mit speziellen Eingangsschaltungen, aber nicht mit der verwendeten Fotolransistortichtschranke möglich. Die Schaltungsänderung, die das Displaybild für den anzeigbaren Bereich von 9999,99 ms (= 9.9 s) bis 0,01 s ergibt (Bild 4b), erstreckt sich lediglich auf die 4 Stellentreiberteitungen xT. X4, X5. X6 und ihren Anschlüssen an der Displayleiterplatte. Die Zuleitungskabei müssen entsprechend Tabelle 1 umgelötet werden. Außerdem ist die in Bild 1 ersichtliche Verbindung zum Dezimalzei-
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Bild 4 Zuordnung der Ziffernstellen zu den Zähistufen der Schaltkreise Dl und 02; a - entspricht Bild 1, b - gemäß der Schaltungsänderung nach Tabelle 1 und Texterklärung
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lSO
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chen (Brücke Brl unter der VQE Ml) zu entfernen und dafür eine Drahtverbindung mit dem Dezimalzeichen der 3. Stelle (112, Anschluß 9) von rechts herzustellen. Der Zähler 03 im Schaltkreis 02 hat in der veränderten Schaltung keine Funktion.
2.
Tabelle 1 Unsrhalrschema des Kabelanschlusses auf der Leilerplotte zur Änderung des Meßbere!ckv gemäß Bild 4b
Bemerkung X2 X3 + L X5 XI X4 X6 X2 X3 + X6 X5 Xl X4
Schaltungsfunktion
Die stufenweise Untersetzung der 1-MHz-Impulsfolge beginnt im Zählerschaltkreis Dl (Anschluß 35) und wird in D2 weitergeführt. Die 1 -MHz-Frequenz erzeugt ein Quarzoszillator (G2, C5, C6, X, R19). Über das Tor G4 (Bild 4a) gelangt sie zum Zählereingangvon Dl. Bei beleuchtetem Fototransistor ist das Tor geöffnet. Die OtTnungszeit des Tors entspricht der gemessenen Verschlußzeit der Kamera. Für den Meßvorgang muß die Objektivseite der Kamera durch eine starke Lichtquelle beleuchtet werden. Die Gatter 06 und 07 bilden ein RS-Flip-Flop und steuern die LED 114 und 115. 114 (rote LED) zeigt das Ende eines Mellvorgangs an, während 115 (grüne LED) die Meßbereitschaft (ggf. durch Nullsetzen der Zähler durch S2) und den Meßvorgang signalisiert. Mit der Funktionsgruppe um 05 werden beim Einschalten des Geräts die Zähler automatisch auf 0 gesetzt. Der Fototransistor SP 213 und sein Kollektorwiderstand sind auf einer kleinen Leiterplatte befestigt (Bild 5), die sich in einem lichtdichten Sondengehäuse, hergestellt aus Leiterplattenmaterial, befindet (Bild 6). Die äußeren Abmessungen des Sondengehäuses sind so gewählt, daß die
Kabetanschluß wie in Bild geänderte Schaltung, neue Reihenfolge der Kabelanschlüsse
M2-Schrauben
stt
Bild 6 Konstruktive Gestaltung des Sondengehäuses sowie Befestigung der Leiterplatte nach Bild 5 im Gehäuse Sonde sowohl auf die Negativbühne von Kleinbildkameras als auch auf die von 6 x 6-Kameras fest aufgelegt werden kann, Das Verbindungskabel zwischen Meßgerät und Sonde ist abgeschirmt und soll möglichst kurz gehalten werden (unter 25 cm).
Meßanordnung und Auswertung der Meßergebnisse
Böhrumgen
+
1 R23
l-J-
FGr Zugentlostur9
,
SPZISZP
\ 7
Bild 5
2.5
Leiterplatle der Sonde; a -. Leiterbitd, b - Bestückungaplan
Die Kamera ist standsicher auf einer ebenen Unterlage aufzustellen oder zu befestigen. Die Sonde wird auf der Negativbühne mit einem Gummiring, der Kamera und Sonde umschlingt, befestigt. Die Lichteintrittsöffnung der Sonde befindet sich mittig im Bildfenster der Negativbühne (Bild 7). Auf der Objektivseite (die Blende ist völlig geöffnet), ordnet man in der Objcktivachse eine starke Beleuchrungsquelle an, z. B. Diaprojektor, Halogenlampe mit Reflektor. Der Abstand zur Kamera (etwa 30 cm) wird durch Versuche optimiert. Möglichst paralleles Licht ist wünschenswert. Es empfiehlt sich, die Lichteintrittsöffnung der Sonde zu einem Spalt von etwa 0,3 mm auszubilden. Der Spalt läßt sich durch 2 gegenüberstehende Schneiden einer Rasierklinge, herstellen. Die Klingensehneiden sind zu schwärzen und auf das Sondengehäuse aufzukleben. Die Lage des Schlitzes muß der des Schlitzverschlusses entsprechen. Beide Maßnahmen, Spalt
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Zeitmeßgerät für Kameraverschlüsse (Blatt 2)
blende und parallel geführtes Licht, sollen verhindern, daß der Fototransistor bei sich annäherndem und entfernendem Verschlußschlitz vorzeitig bzw. nacheilend beleuchtet wird. Die Belichtung des Fototransistors darf erst in dem Moment stattfinden, in dem sich die Vorhangkante des 1. Vorhangs senkrecht über der Spaltkante der Sonde befindet und diese frigibt. Für den nacheilenden 2. Vorhang des Schlitzverschlusses gilt Entsprechendes. Allerdings wird jetzt der Fototransistor mit dem m6glichtt kleinstem Nacheileffekt abgedeckt. Nur unter diesen Bedingungen können die schnellsten Verschlußzeiten von Schlitzverschlußkameras (yjuo bis %ow s) einigermaßen »richtig« gemessen werden. Lampe E
Bild 7 Prinzip der Meßanordnung
1-4 Kamera Schlitzte-eile cl während des Ablautes konstant
r
Spaliblende Vi voreilender-, Vi nacheilender Vorhang
Bild 8 Leiterbild des Zeitmeßgerilts
Auswertung der Meßergebnisse Tabelle 2 vermittelt den zahlenmäßigen Zusammenhang zwischen den auf den Kameraverschlüssen eingravierten Verschlußzeitangaben und den entsprechenden Größen, wie sie vom Display in Millisekunden angezeigt werden. Weiterhin enthält die Tabelle für den jeweiligen Sollwert der Verschlußzeit die zulässige Abweichung von ±25%. Liegen die gemessenen Werte innerhalb dieser Toleranzgrenze, gelten nach Testberichtangaben aus der Literatur die geprüften Verschlüsse als gut. Die in Tabelle 3 zusammengestellten Verschlußzeittoleranzen werden vom Kameraservice für die Practica-L-Modellreihe benutzt. Beim Nachrechnen erweist sich, daß die Toleranzen Werte von 19 bis 30% ergeben. Beim mehrfachen Auslösen der gleichen Verschlußzeit zeigen sich meistens voneinander abweichende Meßergebnisse. Das ist normal. Ein Verschluß stellt zwar ein präzis gefertigtes mechanisches Gebilde dar, ist aber dennoch mit bestimmten Fertigungstoleranzen behaftet, Es empfiehlt sich daher, z. B. aus 10 Messungen einen Mittelwert zu bilden. Kameras, die lange Zeit nicht benutzt oder kühl gelagert worden waren, sollten vor der Messung temperiert und mehrmals betätigt werden. Es ist tröstlich zu wissen, daß nur wenige hochwertige Kameras auf dem internationalen Markt über stabile, jederzeit reproduzierbare (das betrifft insbesondere die sehr schnellen) Verschlußzeiten verfügen. Vor der eigentlichen Messung eines Schlitzverschlusses sollten die Zeiten der beiden Verschlußvorhänge überprüft werden. Für die Meßergebnisse gelten wiederum die Angaben in Tabelle 2. Bei der Messung wird die Sonde abwechselnd an den Kanten der Ncgativbühne positioniert.
Zur Sonde
Bild 9 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 8 (f' und g' sind zu vertauschen!)
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Konstruktive Hinweise
Bild 8 zeigt das Leiterbild für den Stromlaufplan nach Bild 1 und Bild 9 den Bestückungsplan. Die Leiterplatte für die Lichtemitteranzeigebauelemente konnte wegen Platzmangel nicht mit abgebildet werden. im Muster wurde ein Hall-Tastet mit dem Hall-Schaltkreis B 46/ G eingesetzt. Steht ein solcher Taster nicht zur Verfügung, ist er auch durch einen Taster mit mechanischen Kontakten (an X7 und Masse) ersetzbar. Wichtiger Hinweis: Die Verschlußzeiten dürfen festgestellt werden, die Korrekturen am Verschlußsystem darf dagegen immer nur eine Fachwerkstatt vornehmen!
Tabelle 2
Kameraverschlu,ßzeuen in Millisekunden und Tolerunzahweichongen vom SollI4err um ± 25%
Toleranzbereich in nil
Versclilußzeit in
1/2 1/4 1/5 1/8 1/10 1/15 1/25 1/30 1/50 1/60 1/100
ans
-25%
25%
1000,0 500.0 250.0 200.0 125.0 100,0 66.6 40,0
750 479 187 150 94 75 50 30
1025
33,3
25
20.0 16,6 10,0
15 .12
Tabelle 3
7,5 6 3 1,9 0,75
8,0 4.0 2.0 1,0
1/125 1/250 1/500 1/1000
525 275 225 150 125
. .
..
-
83 50
42 25 21 12,5 10,0 5 2,5 1,25
Ve,rschlujizeit,oleranrbereich för Praclica-Kameros der Modellreihe L
'Toleranzbereich in ms
Verschlußzcit in Ins
Bild 10 Ansicht des geöffneten Verschlußzeitmeßgeräts. Der an der Rückwand befestigte Transformator versorgt eine Kleinst-Halogenkampe
1 1/2 1/4
1000.0 500,0 250,0
812 406 203
. ..
1/8
125,0
102
..
1/15
66,6
50,8
1/30 1/60
33,3 16,6
25,4 12,7
1/125 1/250
8,0 4,0
1/500 1/1000
2,0 1,0
6,35 2,9 .
1,45 0,75
...
..
..
1231 616 308 154 79.6
38,5 ...
19,2
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2,65 1,3
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 8 Allgemeine Elektronik -
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Lauflichtsteuenrng für Werbezwecke (Blatt 1)
Einleitung
2.
Die im folgenden vorgestellte Schaltung steuert Lampen in einem zu beleuchtenden Werbeträger. Die Werbeinformation besteht aus einem Schriftzug, dessen Auffälligkeit gesteigt werden soll. Einen Ausschnitt aus dem Schriftzug zeigt Bild 1. Die Schriftzeichen der Werbeinformation befinden sich auf Glasscheiben, die nebeneinander angeordnete Leuchtkästen abdekken. Die Leuchtkästen sind aus Blech gefertigt, so daß Überstrahlungen in benachbarte, gerade unbeleuchtete Kästen verhindert werden. Die bereits vorhandene konstruktive Ausführung des Werbeträgers führte zu dem Vorschlag, den Schriftzug schrittweise, von links beginnend, durch nacheinander aufleuchtende Schriftzeichen aufzubauen. Wie schnell sich der Schriftzug entwickelt, hängt von der in einem kleinen Spielraum veränderbaren Taktfrequenz ab. Nachdem der Schriftzug in seiner Gesamtheit lesbar ist, bleibt die Werbeinformation für eine wiederum bestimmbare Zeit erleuchtet, um danach schlagartig zu verlöschen. Die nun folgende Dunkelpause läßt sich ebenfalls wählen.
Bild 1 Gestaltungsprinzip der Leuchtkasten als Träger
einer Werbeinfor-
mation
von Steuerplatte +12V
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Bild 2 Triacleistungsschalter. Der Oplokoppler bewirkt eine netzpotentialfreie Verbindung zwischen .knsteuerleiterplatte und LeistungsschAlter
Der Werbeträger besteht aus 30 Leuchtkästen, in denen sich jeweils eine 25-W-Glühlampe befindet. Für die Leistungsschaltung der 25-W-Lampen wurden Relais vom Typ GBR 10.2 gewählt. Ihre maximal zulässige Kontaktbelastung ist für Wechselstrom mit 6A angegeben. Von der Möglichkeit, die Lampen vollelektronisch (z. B. mit Triacs) zu schalten, wurde Abstand genommen. Interessenten, die Triacleistungsschalter verwenden möchten, finden entsprechende Schaltungsvorschläge in [1] und [2]. Bild 2 zeigt eine von vielen Schaltungsmöglichkeiten dafür.
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Schaltungsbeschreibung
Die Forderung, 30 Leuchtkästen nacheinander einzuschalten, wird gemäß Bild 3 mit 4 Schieberegisterschaltkreisen V 4015 D realisiert. Da ein V 4015 D 2 voneinander unabhängige 4-bitSchieberegister enthält, stehen mit den Schaltkreisen Dl.! bis D4.2 insgesamt 32 Register zur Verfügung. .Aus dem Stronilaufplan ist ersichtlich, daß der Regiterausgang A von 01.1 unbeschaltet ist, während 0 von 04.2 für die Ansteuerung des Monoflops MF1 benutzt wird. Der Übersichtsschaltplan in Bild 4 erläutert den funktionellen Zusammenhang der Funktionsgruppen: Taktgeber, Schieberegister 1 bis 8. Hellzeitmonoflop MF1, Dunkelzeitmonoflop MF2 und Rückstellstufe Reset. Um die Relais durch die Transistoren VT1 bis VT30 in der gewünschten Reihenfolge ansteuern zu können, müssen die Registerausgänge nacheinander 11-Potential annehmen. Der serielle Dateneingang D von Dl.1 erhält zu diesem Zweck die ständige Information 11 in Form der positiven Betriebsspannung. Auf diese Weise transportiert jeder am Takteingang C eintreffende Taktimpuls die an D anliegende 11-Information in das 1. Register, während gleichzeitig die bereits vorhandene Information in das nächste Register weitergeschoben wird. Der Übertrag der 11Information in das nachfolgende Schieberegister D1.2 beruht auf dem gleichen Vorgang. Erreicht die 11-Information den Registerausgang D von 01.1, so, ist sie auch im Dateneingang von Dl.2 nachweisbar. Mit dem nächsten Taktimpuls wird dann diese Information in das 1. Register dieses Schieberegisters übernommen. Der Schiebevorgang durch die Schieberegister D1.1 bis D4.2 ist abgeschlossen, wenn die 1-1-Information in D4.2 am Registerausgang 0 eintrifft. Zu diesem Zeitpunkt wird auch das Monoflop MF1 ausgelöst, Dessen Rückkippzeit entspricht annähernd der Leuchtzeit des Werbeträgers und ist durch RR variierbar. Der Rückkippvorgang von MF1 aktiviert das Monoflop MF2. Der am Ausgang von 07 auftretende Pegelwechsel rührt über VD7 und die Rückslelleingänge aller Schieberegister zum Pegelwechsel an allen Registerausgängen von II nach L. Solange an den Rückstelleingängen MR 11-Potential wirksam ist, werden keine Daten von D in ein Register übernommen oder weitergeschoben. Durch das Rückstellen werden die Treibertransistoren VTI bis VT30 gleichzeitig gesperrt, die Relais fallen ab, und die Lampen verlöschen. Die Länge der nunmehr einsetzenden Dunkelpause ist mit R9 wählbar. Der Schiebevorgang bleibt unterbrochen, bis MF2 in den Ausgangszustand zurückkippt. Befindet
sich MF2 wieder im Ausgangszustand, erhalten sämtliche MREingänge erneut L-Potential. Damit beginnt der Einlese- und Schiebezyklus und damit der Aufbau des Schriftbilds von neuem, wie bereits beschrieben. Für Probeläufe und Einstellarbeiten ist es wünschenswert, den Aufbau des Schriftbilds zu beschleunigen. Dazu benutzt man den Taster 52. Ist er geschlossen, erhöht sich die Frequenz des Taktgenerators. Leuchtzeit und Dunkelpause des Werbeträgers werden durch die erhöhte Taktfrequenz nicht beeinflußt. Die Leuchtdiodengruppe ist zur Kontrolle der Funktionsabläufe vorgesehen. Dadurch ist eine Kontrolle der Zeitabläufe ohne Sichtkontakt mit dem Werbeträger möglich. Die Leuchtzeit von 112 entspricht annähernd der Leuchtzeit des vollständigen Schriftbilds. Dieser Zeitabschnitt beginnt bereits, nachdem im Werbeträger die letzte Lampe eingeschaltet wurde. Die tatsächliche Leuchtzeit des Werbeträgers ist gegenüber der von 1-12 um 2 Taktlängen größer. Das kommt daher, weil MFI erst über den Registerausgang D von D2.2 aktiviert wird. Ist diese Leuchtzeitdifferenz zwischen 112 und dem Werbeträger unerwünscht, wird die entsprechende Verbindung zwischen dem Gattereingang von G5 und dem Registerausgang 0 unterbrochen und dafür eine Verbindung mit dem Registerausgang B hergestellt. Die sich der Leuchtzeit anschließende Dunkelpause zeigt die LED 111 an. An 113 bis 116 läßt sich die Einschaltfolge von Lampe zu Lampe beobachten. Die LED-Gruppe vermittelt einen visuellen Eindruck über das Tempo, mit dem die Schriftzeichen nacheinander auf-
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Fünfte Lieferung SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik
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Lauflichtsteuerung für Werbezwecke (Blatt 2)
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8114 5 Steuerkiterp1attegesnß Bild 3;a—Leiterseite, b Bauelementeseite. Nicht belegte Lötaugen sind für den Widerstand R4 nach Bild 2 verwendbar
1989
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Bild 6 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 5
leuchten und ob dieser Vorgang auf den Betrachter einen angenehmen Eindruck macht. Abschließend sei auf die Resetstufe mit dem Gatter G4 hingewiesen- Im Einschaltmoment (SI) der Steuerschaltung erzeugt diese Stufe einen positiven Impuls, der über die MR-Eingänge sämtliche Ausgänge der Schieberegister einheitlich auf L schaltet. Auf diese Weise ist gewährleistet, daß sich das Schriftbild beim Einschalten der Anlage von links beginnend aufbaut. Das sonst beim ersten Durchlauf entstehende ungeordnte Aufleuchten der Lampen wird dadurch vermieden.
3.
Leiterplatte
Die Leiterplatte trägt auf beiden Seiten Leiterbahnen. Bild 6 zeigt den Bestückungsplan für die Leiterplatte, Die Leiterzüge sind in Bild 5a und Bild 5b wiedergegeben. Wem die Ausführung doppelseitiger Leiterzüge zu umständlich ist, der kann, ausge-
band von der Leiterzugführung nach Bild 5b, die rückwärtigen Leiterzüge auch als Drahtbrücken gestalten. Der Netztransformator T und die netzseitig vorgesehenen Bauelemente müssen außerhalb der Leiterptattk angeordnet werden. Es empfiehlt sich weiterhin, die Relais auf 4 weitere Leiterplatten (3 Leiterplatten mit je 8 Relais und 1 mit 6 Relais) aufzuteilen. Die Verkabelung der Relaisleiterplatten kann zur Erleichterung bei Reparatur oder Wartungsarbeiten steckbar ausgeführtwerden. Bild 7 zeigt das Schaltungsprinzip für eine Relaisleiterplatte.
Literatur [1] G. Pilz, abc von Thyristor und Triac, Berlin 1986. W. %fiiller, Optoelektronische Sender, Empfänger und Kopp1er, Berlin 1984.
[21
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik
1989 1 Blatt
8-5
Moderne Analogthermometer (Blatt 1)
Einleitung Elektronische Thermometer lassen sich in den Bereichen vorteilhaft einsetzen, in denen es auf Femmessung oder auf punktförmige Messung ankommt. Einige Beispiele seien genannt: Messen der Innentemperatur von Kühlschränken, Messen der Temperatur des Einkochguts beim Einwecken, im Backofen, Einstellen der Lötspitzentemperatur bei einstellbaren Lötkolben usw. Seil langem haben sich Analogthermometer dafür bewährt. Daß auch sie sich noch verbessern lassen, soll der folgende Beitrag beweisen. In ihm werden 2 elektronische Thermometer mit analoger Anzeige beschrieben, die im Dauerbetrieb aus Primärelementen versorgt werden können. Beide nutzen die Temperaturabhängigkeit von Halbleitermaterialien hei Betrieb in Flußrichtung. Beim 1. wirkt der Halbleiter direkt als Fühler, während beim 2. ein Thermoelement als Fühler arbeitet und die Halbleiteranordnung lediglich zur Korrektur der Kaltseite des Thermoelements eingesetzt ist. Das Thermometer zeigt damit direkt die Temperatur der Warniseite an. Es eignet sich besonders für die Messung hoher Temperaturen. 2.
Thermometer mit Halbleiterfühler
Elektronische Thermometer mit Ilalbleiterfühlern sind seit langem bekannt. Aber selbst die Veröffrntlichungen in den letzten Jahren nutzten Schaltungen mit Filhierbelastungen von etwa 1 mW. Mit den Wärmewiderständen der Fühler ergeben sich bereits spürbare Anzeigefehler zwischen der Messung in ruhender Luft und idealem Wärmekontakt bei der Messung strömender Flüssigkeiten. Auch die modernsten Bauelemente, z. B. der Temperatur-Strom-Wandler fi 511 N, müssen eine Meßleistung von 1,2 bis 9 m umsetzen, je nach Betriebsspannung.'Der Anzeigefehler wird dadurch zusätzlich spannungsabhängig. Sie liegen demnach noch schlechter in bezug auf die Wärmeabführung der Meßleistung als einfache Transistoren bzw. iModen. Im folgenden wird nun eine Schaltung vorgestellt, die einer 1,5-V-Batterie nur eine Gesamtleistung von etwa 0,5mW abverlangt. Im Dauerbetrieb kann eine R-20-Monozelle das Thermometer 1 Jahr versorgen. Die Meßleistung am Fühler liegt in der Größenordnung von 25 iW und ergibt keine zusätzlichen Fehler mehr. Die Voraussetzungen für ein solches Thermometer wurden zum Teil erst in den letzten Jahren gegeben: - Referenzspannungsquelte für kleine Spannungen und Ströme, - Operationsverstärker für kleine Betriebsspannungen, - Transverter für Ströme im hA-Bereich. 2.1. Grundschaltung und Fiihlereigenschaften Bild 1 zeigt das Grundprinzip für ein Thermometer mit Halbleiterfühlern, das in [1] noch mit diskret aufgebautem Operationsverstärker zu finden ist. In dieser Schaltung bilden die Widerstände R2, R3 und der Widerstand Ri mit dem Fühler eine Brücke, in deren Brückendiagonale der 01W liegt. Er verstärkt die Änderungen, z. B. die Änderungen des linken Brückenzweigs durch Temperaturänderungen am Fühler. Die Verstärkung und damit der Anzeigebereich wird mit R4 eingestellt, mit R3 läßt sich der Nullpunkt verschieben. In dieser Schaltung können die Widerstände R2, R3 zur Leistungseinsparung nicht beliebig groß ausgelegt werden, da sie die untere Einstellgrenze von .R4 bestimmen. Zum Betrieb an kleinen Versorgungsspannungen sind zusätzliche Bedingungen zu erfüllen. Das Instrument darf im Betriebsfall nicht aus einem Transverter gespeist werden, damit es diesen nicht belastet. In der Schaltung nach Bild 1 liefert die negative Yersorgungsspaiinung den Instrumentenstrom. Oberhalb eines Mindestwerts zur Versorgung von Instrument und OPV beein-
Bild 1 Prinzip eines elektronischen Thermometers mit Halbleiterfühler
flussen ihre Schwankungen nicht das Meßergebnis. An der positiven Versorgungsspannung dagegen liegen u. a. die Widerstände 'R 1 und «2. Sie benötigen eine stabilisierte Spannung, die z. B. mit einem geregelten Transverter erzeugt werden kann. Zur Bestimmung des Widerstands RI sind einige Betrachtungen zum Fühler angebracht. Man kann dabei vom Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Strecke ausgehen, für den nach [21 folgender Zusammenhang besteht: k/ cT5 ' --jln-----+ nj TKUSC; (1) c / k - Boltzmannsche Konstante, T - absolute Temperatur, er - Faktor, abhängig von verschiedenen Parametern, z. B. von der Basisbreite. n - hauptsächlich vom Temperaturgesetz der Diffusionskonstanten der Minoritätsträger in der Basis abhängig. dU9
Danach ist der TK der Basis-Emitter-Spannung von der Temperatur (nichtlineare Skale), aber auch vom Koltektorstrom abhängig. Der TK wächst mit steigender Temperatur und mit sinkendem Strom. Betrachtet man jeweils nur die Anderungen zwischen 2 gewählten Temperaturen bzw. Strömen, so ergibt sich TKTk /T2\ – —Inl—1 q \T)
(2)
ATKln42i.
(3)
Ll
Index 1 gilt für die untere, Index 2 für die obere Grenze, auch in den folgenden Gleichungen. Die TK-Änderung mit der Temperatur läßt sich kompensieren, wenn eine gegenläufige temperaturabhängige Stromänderung eingeführt wird. Die verbleibende Änderung erreicht ihr Minimum unter der Bedingung 152 (1'2 cl T, Der Fühlerstrom muß also mit der Temperatur ansteigen. Der geforderte Anstieg ergibt unter realen Bedingungen mit n 2 und im Temperaturbereich von 273 bis 373 tC fast eine Verdopplung des Stroms. Allgemein bringt jede Widerstandsbeschaltung des Fühlers eine Stromerhöhung wegen der bei steigender Temperatur sinkenden Basis-Emitter-Spannung. Der hohe Wert erfordert jedoch weitere Überlegungen. Bild 2 zeigt die 3 Möglichkeiten zur Fühlerbeschaltung. Fall a geht von konstanter Stromeinspeisung mit 'a aus. Der Parallelwiderstand hat dann folgende Größe R,
UBEI - UBW - 1
'c]'ci
UBEI
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--i;- (.I2 V1 T1 J
+
Dieser erzeugt daraus die positive Versorgungsspannung. Seine Vorteile liegen im hohen Wirkungsgrad und in seiner leichten - Regelbarkeit. Da er nur mit etwa 50 jA belastet wird, muß sein Energiespeicher L26 eine hohe Induktivität aufweisen. Der Transverter arbeitet als geregelter Sperrwandler, der in der Stromflußphase über V24 Energie in L26 speichert, die in der Sperrphase über V30 an C31 weitergereicht wird- Die Ladungsmenge bestimmt der Basisstrom von V24, der über V22 durch den OPV N16 reduziert werden kann. Die positive Speisespannung hängt damit von der Steuerung der beiden Eingänge des ) 0) N16 ab. Am nichtinvertierenden Eingang liegt die Referenzspannungsquelle Ni gegen + (15 . Da der invertierende Eingang gleiBild 2 Unterschiedliche Möglichkeiten zur Speisung des Fühlers. Dargeche Spannung aufweisen muß, ist die Spannung an R5 konstantstellt ist als Fühler nur die Diodenfunktion des Transistors nach Konstante Spannung an R5 bedingt konstante Spannung an alBild 1; a - Stromeinspeisung. b - Spannungseinspeisung mit kleilen Widerständen des Spannungsteilers, also P6, R7, P8. Die ner Versorgurtgsspannung, c - Spannungseinspeisung mit großer konstante Spannung an P6 zieht auch eine konstante Spannung Versorgungsspannung an R2 nach sich. Das wiederum bewirkt einen konstanten Strom Die zur Berechnung erforderlichen Spannungswerte mißt man durch die Referenzspannungsquelle und durch die Kombination an dem vorgesehenen Fühlerexeinplar. Im Fall b liegt reine Fühler und P4. Konstanter Strom durch P7, P8 bedeutet aber Spannungsversorgung vor. Die Versorgungsspannung berechnet auch eine auf die Verstärkung rückwirkungsfreie Nullpunkteinsich nach Fall a und hat den Wert stellung mit P8 sowie eine nahezu rückwirkungsfreie Verstärkungseinstellung, d- h., die Gegenknppliingsspannung von R27, (6) U R28 wird in voller Höhe an den Eingang weitergereicht. der Serienwiderstand beträgt Die Spannungsteilerströme bleiben also konstant, nicht aber der Fühlerstrom. Er ändert sich mit der Temperatur ebenso wie die = (15 — U5 Fühlerspannung. Gleichermaßen ändert sich die positive Versor‚ ( 7) gungsspannung. Sie beträgt worin der Stromwert 'cl frei wählbar ist- Die zugehörige Span(9) u5 = uh u55€(i+.1_). nung liefert der Fühler bei der Temperatur TI (im allgemeinen der Bezugspunkt 0 °C). Der Fall c berücksichtigt die Forderung nach beliebiger (konstanter) Speisespannung. Die beiden Wider- Die Fühlerspannung steuert über den nichtinvertierenden Einstände errechnen sich unter Einbeziehung von 01. (6) und 01. (7): gang des OPV N9 das an seinem Ausgang über 514, S19 angeschlossene Instrument an- Der Instrumentenstrom fließt über die R2 R5 tF; (8) beiden Widerstände für den Endwertabgleich der Bereiche, P28 für 30°C und R27 für 100°C. Im Nullpunkt beider Bereiche Von den 3 Möglichkeiten erscheint der Fall a am günstigsten für fließt durch das Instrument kein Strom, aber die Nullpunkteinstellung wird geringfügig durch die Widerstandswerte der Steiler das zu realisierende Thermometer. beeinflußt !t34 korrigiert den geringeren Wert von P28, so daß beide Nullpunkte übereinstimmen. 21. Schaltungsbeschreibung
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L7i1
URP'
Bild 3 zeigt die vollständige Schaltung für das Thermometer. Die Batterie G36 liefert direkt die negative Versorgungsspannung. Sie gelangt über 533 an die Schaltkreise und den Transverter.
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Bild 3 Stronilaufplan des Thermometers mit Halbleiterfühler Eir den fl—mperaturbereich von —30 bis 100'C. Widerstand am Minuspol von NI ist R2 (10 kO)
bis 533 Scholtkamrner
MDS 2 Aus 3: t 4 -30 °C
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5:100°C
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 8 Allgemeine Elektronik -
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Moderne Analogthermometer (Blatt 2)
Alle Ströme sind auf ein Minimum beschränkt, auch die Betriebsströme für die beiden Operationsverstärker über die Programmierwiderstände RE), R17. Der eingesetzte Batterieschalter S33 ist eigentlich nicht erforderlich. Der vorgesehene ffereichsschalter für die 3 Anzeigebereiche wurde jedoch um eine Stellung Batteriekontrolle und eine Transportstellung (Instrument kurzgeschlossen) erweitert, bei denen das Thermometer abgeschaltet ist. Alle Bauelemente, außer Fühler, Instrument und Batterie, finden auf einer Leiterplatte Platz, von der Bild 4 die Leiterseite und Bild 5 die Bestückung zeigt. Für gute Konstanz und Unabhängigkeit gegen Temperaturschwankungen sollten die Spannungsteilerwiderstände einen niedrigen TK aufweisen, und die Einstellwiderstände sollten auf Keramikbasis aufgebaut sein. Entgegen den vorangegangenen Betrachtungen zum Fühler ist dieser durch eine Diode gebildet. Sie zeigte keine wesentlichen Unterschiede zu einem als Diode geschalteten Transistor, lediglich die Flußspannung liegt niedriger. Die verwendete Di6de ist in ein Rohrstück (Hohlniet) eingepaßt und stimseitig mit der Katode verlötet, Die Verbindung zum Anschlußdraht stellen dünne Lackdrähte her, um die Wärmeableitung gering zu hatten. In diesem Zusammenhang sei noch auf eine Eigenart der Halbleiterfühler hingewiesen. Im Einflußbereich starker elektromagnetischer Felder, aber auch bei der Messung an Wechselspannung führenden Teilen ergeben sich unter Umständen fehlerhafte Messungen durch Gleichrichtung und Uberlagerung der Richtpannung zum Meßwert. Man kann dem nur begegnen, wenn direkt an die Diode bzw. den Transistor ein Kondensator gelötet wird. Am besten eignen sich Chip-Kondensatoren.
2.3.
Abgleich
Der Abgleich beschränkt sich auf die Einstellung der Grenzwerte im jeweiligen Anzeigebereich. Vol dem Nullpunktabgleich empfiehlt sich die Einstellung von R28 auf etwa 70012 und R27 auf etwa 2.3kG. Für den Nullpunktabgleich wird der Fühler, z.B, innerhalb eines unten zugelöteten Rohres, in ein Thermogetiiß mit Eiswasser getaucht. Solange noch Eisstücken darin sind, bleibt die Temperatur bei 0 °C, und man kann mit R8 den Nullpunkt einstellen, Zur Eichung der oberen Grenzwerte sollten hinreichend genaue Thermometer zur Verfügung stehen. Für den Bereich 30°C eignet sich ein Fotothermometer mit 0,1 K Auflösung. Geeicht wird dann z. D. bei 25 °C mit R28. Der Bereich 100 °C wird mit R27 abgeglichen. Die günstigste Temperatur liegt bei 90 bis 95°C. Kochendes Wasser eignet sich als Eichpunkt nur, wenn die Temperatur des Kochpunkts bestimmt werden kann. Eine Anmerkung zur Anzeige der Temperatur an einem Vergleichsthermometer sei noch gestattet. Handelsübliche Thermometer zeigen, unabhängig von der Genauigkeit ihrer Skale (Auflösung), stets nur die richtige Temperatur an, wenn die gesamte
Fadenlänge in das zu messende Medium eintaucht. Für Raumtemperaturniessungen ist das immer gegeben. Für alle anderen Fälle muß mit einem Hilfsthermometer die mittlere Fadentemperatur des aus dem Medium herausragenden Fadens gemessen und unter Einbeziehung seiner Fadenlänge (in Kelvin) die Temperatur des Mediums mit einer Korrekturrechnung ermittelt werden. Nach Angaben der Hersteller von geeichten Thermometern errechnet sich die Fadenkorrektur Kp mit guter Näherung wie folgt: Kr
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(iO)
6000
Thermometerablesung in °C, Fadenlänge des aus dem zu messenden Medium herausragenden Fadens in K, mittlere Temperatur des herausragenden Fadens in °C Tn Das Thermometer zeigt den Wert KF zu wenig an. Beispiel: T°°95 °C, n° 90K, T= 30 °C ergibt K0,99K, die richtige Temperatur ist 96°C, obwohl nur 95°C abzulesen sind. T n
-
-
Thermometer nit Thermoelement als Fühler Thermoelemente liefern bekanntlich eine Spannung entsprechend der Temperaturdifferenz der beiden Kontaktierungsstellen bei unterschiedlichem Kontaktmaterial. Diese Spannung ist sehr klein und liegt bei den üblichen Materialien Kupfer und Konstantan in der Größenordnung von 40 5iV/K. Unabhängig von ihrer Größe wird aber in den wenigsten Fällen eine Anzeige der Temperaturdifferenz gewünscht. Um die Temperatur nur der einen Kontaktstelle (der Warmseite) anzuzeigen, muß die Temperatur der anderen Kontaktstelle (die Kaltseite) mit einem temperaturabhängigen Bauelement, z. B. Halbleiter, ermittelt und elektronisch addiert werden. In diesem Fall genügt es, die Fühlerzuleitung in seiner Nähe anzulöten. Nehmen jedoch alle elektronischen Bauelemente der Schaltung die Temperatur der Kaltseite an, was bei geringem Leistungsumsatz leicht zu erreichen ist, so lassen sich auf diese Weise alle temperaturbedingten Abweichungen der Bauelemente (Offsetspannungen, TK der Widerstände usw.) eliminieren. Dieser Umstand kommt den hohen Forderungen bei der Verarbeitung der o. g. kleinen Spannung sehr entgegen. Man bedenke, daß Operationsverstärker Temperaturdriften in der gleichen Größe aufweisen können.
3.1. Schaltungsbeschreibung Bild 6 zeigt das Schaltungsprinzip. Das Thermoelement speist in den Gegenkopplungszweig des OPV eine Spannung, die der R 28 m
C2
c32
8 1
n
__
1 R2'7
VT 11
s~5 1
AS
CE Alt S13
1
1S201 C31 R R5
L!J Ei
Bild 4 Leilerbild Ihr das fhermometer nach Bild 3
Bild 5 Bestückungsplan für das Leiterbild nach Bild 4
OtUg flRs
tU
b Fühler V03
TI
"
TIR12 °'max
Blies - Prinzipachattung eines Thermometers mit Thtrnaoetement zur Messung hoher Temperaturen
•1 J___ Leiterbild für das Thermometer nach Bild 7 Bild 8
N 14 +
1
B U M 1760 Cli l,Sn
Nl 4
6K 3
'5
+
R16
IL P-- LTJ
33K IGOpI
5/017
1
-
fJnMt?J4C47/C 80 2xSC236e
P16 Nil 12
Cu Fühler
+ /cm
56J L20 „ei, L26 n Sud 8-63
Bild 9 Bestückungsptan für das LeiteTbild nach Bild 8 Monorejls P20
2K
Bild 7 Stromlaufplan des Thermometers mit Thermoelement, Die Feinperaturobergrenze richtet sich nach dem Fühler
Temperaturdifferenz zwischen den Einspeisepunkten und der Kontaktstelle am Fühler proportional ist. Zu dieser Spannung addiert sich die an R8 liegende Spannung. Letztere ist eine konstante Größe,solange der Strom durch P5 konstant bleibt, und sie kompensiert die an der Diode V3 gewonnene und über den Spannungsteiler R6, P9 zum nichtinvertierenden Eingang geschaltete Gleichspannung. Diese simuliert eine Umgebungstemperatur von 0 °C für die Kaltseite des Thermoelements und bildet damit den Bezugspunkt für die Temperaturmessung. Bringt man den Fühler also auf eine Temperatur von 0 °C, so zeigt das.lnstrument keinen Ausschlag, obwohl die »Kaltseite« auf Raumtemperatur liegt und das Thermoelement eine Spannung abgibt. Die Gegenkopplung selbst wird an P12 gewonnen. dessen Spannung vom Instrumentenstrom abhängt. Der Widerstand hat die richtige Größe, wenn die obere Temperaturgrenze am Fühler Vollausschlag am Instrument bewirkt. Die genannten Bauelementepositionen entsprechen denen in Bild 7, das den Stromlaufplan zeigt. Die Erzeugung und Stabilisierung der positiven Versorgungsspannung wurde bereits in -Abschnitt 2.2. beschrieben. Hier übernimmt der Schaltkreis N14 die Funktion des Regelverstärkers. Er bewirkt einen konstanten Strom durch P4, was die o.g. Forderung nach konstantem Strom durch R5 erfüllt. Konstanter Strom durch P5 bedeutet aber auch konstante Spannung am invertierenden Eingang des OFV N14. Der Anteil am Eingang des OPV Nil kann vernachlässigt werden. Auf diese Weise bleibt die Spannung an der Reihenschaltung V3, P2 konstaiat und ebenso die positive Speisespannung. Wie schon gesagt, wird über R6 ein Teil der TK-abhängigen Spannung der Diode V3 am nichtinvertierenden Eingang von Nil eingespeist; Entsprechend der Fühlerempfindlichkeit sind das etwa 40 pV/K. Dieser Teil ist mit P9 abgleichbar, so daß alle
Temperaturabhängigkeiten der Schaltung später mit ausgegliehen werden können. Auch für diese Schaltung wurde eine Leiterplatte entworfen. Bild 8 zeigt die Leitungsführung und Bild 9 die Bestückungsseite. 3.2. Abgleich Zunächst wird der Einfluß der Umgebungstemperatur abgeglieben. Während der Messung muß der Fühler auf eine konstante Temperatur gebracht werden, z.B. Eiswasser in einem ThermogeFäß. Mit P8 stellt man zunächst die Anzeige auf Skalenmitte ein. Dann erwärmt man die gesamte ,Leiterplatte mit der daran angeschlossenen Fühlerzuleitung gleichmäßig, z. B. mit einer Heißluftdusche. Nach Temperaturausgleich aller Bauelemente meist genügen etwa 5 min - ist die Anderung der Anzeige zu ermitteln. Liegt der neue Wert höher, wird P9 verkleinert und umgekehrt. Dabei ändert sich auch die Anzeige. Letztere wird mit P8 wieder auf Skalenmitte gestellt, oder man merkt sich einfach den neuen Wert. Anschließend ist die Messung zu wiederholen, diesmal durch Abkühlen der Einheit. Nach Temperaturausgleich wird der neue Anzeigewert ermittelt. Ist er kleiner, so muß P9 weiter verkleinert werden und umgekehrt. Die Messung ist zu wiederholen, bis der Anzeiewert konstant bleibt. Danach mit P8 Nullpunkt einstellen; anschließend Fühler auf eine bekannte Temperatur bringen und mit R12 diese Temperatur auf der Skale einstellen. Im ungünstigsten Fall genügt dazu auch eine Temperatur um 100°C.
Literatur [1] K.-IL Bläsing/K. Schlenzig, Elektronische Thermometer, Oniginalbauplan Nr. 34 Berlin 1977. [2] G. Riva, Silizium-Transistoren als Temperaturaufnehmer, Elektronik Heft 10, 1967 Seite 317.
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung - 1989 Kapitel 9 - Generatoren und Sender Funktionsgenerator mit modernen Bauelementen (Blatt 1)
Blatt
9-1
Einleitung Funktionsgeneratoren gibt es für viele Anwendungsgebiete und mit unterschiedlichen Eigenschaften. Der vorliegende Beitrag beschreibt einen einfachen Generator zur Erzeugung von Sinus-, Dreieck- und Rechteckspannungen, der Signale guter Qualität liefert und trotzdem nur einen geringen Aufwand erfordert. Die gesamte Einheit besteht aus 3 Bausteinen dem Generator für Dreieck- und Rechtecksignale, dem Sinusformer und der gemeinsamen Stromversorgung. Letztgenannte korrigiert mit ihrer temperaturabhängigen Ausgangsspannung die Temperaturabhängigkeit der Halbleiter im Sinusformer. so daß der Funktionsgenerator einen konstant niedrigen Klirrfaktor erreicht. Das Netzteil wurde so ausgelegt, daß handelsübliche Klingeltransformatoren angeschlossen werden können, so daß keine Sicherheitsprobleme auftreten. Insgesamt benötigt der Funktionsgenerator nur 1 Schaltkreis und 2 Transistoren Ihr alle Funktionen. Dreieck- und Rechteckgenerator Die Dreieck- und Rechtecksignale liefert die Standardschaltung, deren Prinzip Bild 1 zeigt. Sie kommt mit nur 1 Operationsverstärker aus und erzeugt eine Dreieckspannung, deren Verlauf einer e-Funktion entspricht, also nichtlinear ist. Für kleine Aus-
nild 1 Prinzip des Generators für Dreieck- und Rechteckspannungen
11.
Je
Bild
Sinusformer Bild 2 zeigt die Prinzipschaltung des neuartigen und wohl einfachsten Sinusformers, mit dem Oberweltenanteile unter 1% erreichbar sind. Im Bereich um Ci, = DV arbeitet der OPV als invertierender Verstärker mit v = R4/R1, da die beiden Dioden hodhohmig gegen R3 sind. Mit zunehmender Eingangsspannung werden die Dioden immer niederohmiger, und bei R0/R3 .R l/R4 arbeitet der OPV als Differenzverstärker, dessen beide Eingänge auf gleichem Potential liegen. Das ergibt keine Ausgangsspannungsänderung mehr und bringt einen optimal flachen Verlauf des Maximalwerts der Sinusspannung. Vergrößeft man jedoch die Eingangsspannung, so wird R1) weiter niederohmiger, die Ausgangsspannung sinkt wieder, und der Verlauf der Ausgangsspannung erhält eine Einsattelung an Stelle des Maximalwerts. Man erkennt, daß Größe und Konstanz der Eingangsspannung einen wesentlichen Einfluß auf den Oberwellenanteil haben. Die Oberwellenanteile hängen weiterhin von den Diodendaten und vom Arbeitspunkt, also vorn Widerstand R3 ab. Mit den Angaben zur Diodenkennlinie in [I] läßt sich schreiben R3 i [Exp
gangsamplituden der Dreieckspannung an Ct ergibt sich jedoch eine ausreichende Linearität des Dreiecks. Wie später noch gezeigt wird, darf der Spitzenwert der Amplitude den Wert einer Diodenflußspannung ohnehin nicht überschreiten, so daß dieser Generator gut geeignet ist. Seine Frequenz ergibt sich nach folgender Gleichung:
Prinzip des Sinusformers mit nur 6 Bauelementen
2
u0 )
—
R3
1-R1.C1
(4)
(1)
+1
Man erkennt, daß die Frequenz nicht von der Speisespannung abhängt, sich aber durch jedes der Bauelemente verändern läßt. Frequenavariationen durch R2 und R3 sind dabei ungünstig, weil sich gleichzeitig U mit ändert. Jedoch läßt sich U über die Speisespannung einstellen, ohne daß sich die Frequenz ändert. Es gilt: R2R3
(3)
Is - Sättigungsstrom der Diode, eine von der Diodentechnologle undder Temperatur abhängige Größe, T - absolute Temperatur, q - Elementarladung, k - Bo/tzmannkonstante. Die erforderliche Eingangsspannung dagegen beträgt U,= UD_R31a[EXP(jfUD)_1J.
21 [In
1]
( 2)
- Speisespannung, Sättigungsspannung des OPV. Diese Tatsache wird genutzt, um die richtige Amplitude zur Ansteuerung des Sinusformers -zu erzeugen. Die Frequenz des Generators wird also über R 1 (fein) und über Cl (grob) eingestellt. Für niedrige Frequenzen gilt alles wie beschrieben. Mit steigender Frequenz machen sich die Laufzeiten im OPV bemerkbar, die Dreieckamplitude wird größer, die Frequenz kleiner. Man kann dieser Eigenschaft durch einen Kondensator parallel zu R2 begegnen. Dadurch verringert sich die Vergleichsspannung ebenfalls frequenzabhängig. Die Ausgangsspannung wird früher umgeschaltet, so daß die Dreieckspannung nahezu konstant bleibt. Das ist notwendig, um einen geringen Klirrgrad im gesamten Frequenzbereich zu erhalten.
Aus GI. 3 und GI. 4 erkennt man sofort, daß sich die Ausgangsspannung durch das Verhältnis der Widerstände R41R1 ändern läßt, ohne daß sich der Eingangsspannungsbedarf ändert. Eine Amplitudeneinstellung ist damit möglich. Für die Berechnung der Funktion Ua = f( Ci,) liefern numerische Näherungen mit kleineren Computern bzw. programmierbaren Taschenrechnern in kurzer Zeit brauchbare Ergebnisse, Der Vergleich der berechneten Werte mit der Sinusfunktion ergibt dann die Berechnungsgrundlage (ihr die Bestimmung des Klirrgrads der Ausgangsspannung. Aus GI. 3 und Gl.4 ist die Temperaturabhängigkeit von Aus- und Eingangsspannung ersichtlich. Der jeweils optimale Spitzenwert der Dreieckspannung am Eingang, bei der der Kurvenverlauf der Sinusspannung am Ausgang im Maximalwert flach verläuft, ist außerdem abhängig von den fliodendaten und vom gewählten Arbeitspunkt. Durch Maximalwertbetrachtungen an Gl. 3 erhält man den zugehörigen Spitzenwert der Diodenspannung; k
k qJ5R3 -
wobei sich der Sättigungsstrom aus den Meßwerten der Diode U, 'F bei der Temperatur T bestimmen läßt; (6)
exP(uF) —1
Der Spitzenwert der Diodenspannung führt mit 01. 3 und 01.4 zum Spitzenwert von Aus- und Eingangsspannung, wobei die Bedingung Üa /O,=2/IT
(7)
erfüllt sein muß. Daraus kann schließlich der Widerstand R3 näherungsweise berechnet werden;
R3
k T exP-jf tjV '-. 90 q l,
(8)
Messungen an unterschiedlichen Dioden und anschließende Berechnungen führten zu folgenden Ergebnissen: Für Germaniumdioden ergibt sich ein günstiger Widerstand R3 von etwa 1 kO, für Schortky-Dioden von etwa 100 kn und für Siliziumdioden von etwa 100 MÜ, wenn Klirrgrade uni 0,1 angestrebt werden, Höhere Diodenflußspannungen erfordern also kleinere Ströme, um kleinere Diodenspitzenspannungen zu erreichen. Die damit verbundenen hohen Widerstandswerte sind jedoch nur für tiefe Frequenzen tragbar. Beim vorliegenden einfachen Gerät wurde daher mit den leicht beschafffiaren Siliziumdioden und Widerstandswerten von 100 kfl gearbeitet. Die auf diese Weise erreichbaren Klirrgrade liegen noch unter 3%. Wie sie auf ein Mindestmaß einzustellen sind, wird ait Schluß noch gezeigt. Die vorangegangenen Betrachtungen basieren auf gleicher Diodenkennlinie für beide Dioden. In diesem Fall ist eindeutige Symmetrie gegeben, es treten nur ungeradzahlige Oberschwingungen auf. Unter realen Bedingungen, selbst mit ausgesuchten Dioden, muß man aber mit Symmetriefehlern rechnen. Sie lassen sich jedoch durch eine unsymmetrische Eingangsspannung kompensieren, wenn deren IJnsymmetrie abgleichbar ist.
4.
Stromversorgung
Wie schon einleitend gesagt, muß die Versorgungsspannung für den Dreieck-Rechteck-Generator temperaturabhängig sein, um die Temperaturabhängigkeit der Dioden im Sinusformer zu kompensieren. Sie muß also mit steigender Temperatur kleiner werden. Dabei muß man darauf achten, daß auch die Referenzdiode für die Stabilisierung der Ausgangsspannung vom gleichen Typ wie die Dioden im Sinusformer ist und im vergleichbaren Arbeitspunkt betrieben wird. Zur Erinnerung: Die Temperaturabhängigkeit der Durchlaßspannung steigt mit sinkendem Flußstrom etwas an. Bild 3 zeigt das Prinzip der Stabilisierungsschaltung. Der Längstransistor wird an der Basis durch den eingespeisten Strom geöffnet. Die Ausgangsspannung kann aber nur so weit steigen, bis der Operationsverstiirker über R4 den überschüssigen Strom ableitet. Das ist der Fall, wenn die Spannung an R2 die Größe der Diodenflußspannung erreicht hat. R4 sichert dabei den richtigen Arbeitspunkt im Aussteuerbereich des OPV. Mit 1t2 läßt sich die Ausgangsspannung einstellen, die über R5 mit dem nachgeschalteten Operationsverstärker auf die beiden Spannungen + U und -- tis aufgeteilt wird. Darüber kann in der Schaltung nach Bild 1 das Tastverhältnis beeinflußt werden. Bei gleichen Spannungswerten weicht es wegen der unterschiedlichen Sättigungsspannungen an den beiden Aussteuergrenzen des OPV immer etwas von der idealen Mäanderform ab.
In der Schaltung nach Bild 3 führt die Temperaturabhängigkeit der Diode /6 zu einer entsprechend dem Verhältnis der Widerstände /t 1/R.2 erhöhten Änderung der Ausgangsspannung. Diese Erhöhung wird durch die Spannungsteilung über R3, R2 in der Schaltung nach Bild 1 wieder rückgängig gemacht, so daß für die Diode V2 nach Bild 2 wieder die gleiche Temperaturabhängigkeit wirkt. 5.
Bild 4 zeigt die vollständige Schaltung des einfachen Funktionsgenerators, dessen Gesamtfunktion mit dem 4fach-OPV 8 084 D (N 58) realisiert ist. Sein Einsatz legte die obere Frequenzgrenze auf 20 kflz fest. Die vorgegebene interne Frequenzkompensation stört beim Generator und beim Sinusformer, wenn die Grenzfrequenz weiter nach oben verschoben werden soll. Auch wurde die maximale Ausgangsspannung mit Rücksicht auf die slew rate des OPV auf U55 = 8 V eingegrenzt. Die Ausgangsspannung des Generators (N58a) lädt über Rio. R 11 im höchsten Frequenzbereich den Kondensator C4 um, wobei sich die Umladegeschwindigkeit mit R 1 variieren läßt (Frequenzfeineinstellung). Die Grenzen der Umladung dagegen bestimmt der Spannungsteiler /t 12, R 7. Er gibt die Amplitude der Dreieckspannung vor, und die parallelgeschaltete Zeitkonstante R6. C5 korrigiert diese am oberen Bereichsende. Die unteren Frequenzbereiche werden durch Zuschalten der Kondensatoren Cl bis €73 über den Schalter S8 eingestellt. Die angesprochenen Kondensatoren müssen unter Umständen ausgesucht bzw. aus einzelnen Kondensatoren zusammengesetzt werden, um die vorgesehenen Frequenzbereiche zu erhalten. Die Leiterplatte läßt das zu. Am Ausgang (Anschluß 8) steht die volle Rechteckspannung zur Verfügung. Sie gelangt über R18 zur Buchse X39. Dieser Ausgang wirkt als Zähleranschluß, er wird aber auch zum Synchronisieren von Oszillografen benutzt. Ein weiterer Spannungsteiler mit Ri7, R16 teilt die Ausgangsspannung auf den Wert der Sinusamplitude. Der Betriebsartenschalter 514 wählt diese Spannung für Rechtecksignate bzw. die Dreieckspannung an C4 für Dreieck- und Sinussignale aus. Im 1. Fall arbeitet der OPV N58h als invertierender Verstärker, hei dem der mit R30 eingestellte Teil der Ausgangsspannung über das Netzwerk R27, R26, R31 und C32 zur Gegenkopplung beiträgt. Die temperaturabhängige Ableitung über den Thermistor R26 korrigiert dabei weitgehend die Verstärkung, wenn bei steigender Temperatur die Eingangsamplitude notwendigerweise zurückgenommen werden muß. Im 2.Fall, für die Ausgabe einer Dreieckspannung, arbeitet der Ausgangsverstärker in gleicher Weise, nur wirkt jetzt neben dem ursprünglichen Eingangswiderstand R20 auch der Widerstand R9. Er verringert die Verstärkung so weit, daß die Spitzenspannung von Dreieck- und Sinusamplitude übereinstimmen. Im 3.Fall arbeitet der N58b als Sinusformer und Ausgangsverstärker. Die Dreieckspannung wird dazu über S15 und die Dioden V21, V22 auch dem nichtinvertierenden Eingang zugeführt. Die Wirkungsweise der Sinusformung wurde bereits beschrieben. Soviel sei ergänzt: Die Zeitkonstante C23, R24 wirkt der kapazitiven Belastung durch die Diodenkapazität entgegen. Dem Ausgang nachgeschaltet ist der Spannungsteiler mit S38. Er teilt die Ausgangsspannung in 20-dB-Stufen. Sein Ausgangswiderstand beträgt 1 kD mit Rücksicht auf die Stromergiebigkeit und die Spannungsanstiegsgesehwindigkeit des eingesetzten 01W. 6.
Bild 3 Schaltungsprinzip der temperaturabhängigen Stromversorgung
Funktionsgenerator
Stromversorgung
Zur Stromversorgung des Funktionsgenerators genügt ein handelsüblicher Klingeltransformator vom TyKT 08. Die Gleichrichtereinheit mit V42 bis V44 und €745 bis C47 ist daraufhin ausgelegt. Die Summenspannung an C46 und €747 beträgt bei Nennspannung etwa 41V. Sie versorgt die LED V64 über R63 mit Strom. V64 kann auch zur Betriebsanzeige benutzt werden. Vordergründig vorgesehen ist sie jedoch als Betriebsspannung für den Stromgenerator V62, R61, der für den Längstransistor V59 den Basisstrom bereitstellt, so daß N58 Spannung erhält. Gleichzeitig fließt über R57 ein kleiner Strom, der an der Diode V56 die Referenzspannung hervorruft. Sie wird mit der Spannung an R54 und R55 verglichen und leitet über N58d und
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 9 — Generatoren und Sender
1989 1 Blatt
9-2
Funktionsgenerator mit modernen Bauelementen (Blatt 2)
R60 den von V62 gelieferten überschüssigen Strom ab. Die Versorgungsspannung für alle Verstärker ist damit gegenüber Schwankungen der Netzspannung konstant. Wie bereits beschrieben, folgt sie aber der Temperatur der Referenzdiode, so daß die geforderte Temperaturabhängigkeit der Eingangsspannung des Sinusformers nahezu erreicht wird. R55 gibt ihren Sollwert vor. Bezugspunkt für die gesamte Baueinheit ist der Ausgang von N58c. Seine Spannung legt der Spannungsteiler P48 bis R50 fest Er bestimmt damit die Aufteilung in negativen und positiven Spannungsanteil der Gesamtspannung. Diese Einstellung bestimmt die Mäanderform des Rechteckgenerators. Die gesamte Stromversorgung gehört also zum Funktionsgenerator und bestimmt seine Funktion mit; eine Trennung läßt sich nicht durchführen, d. h., die Versorgung des Funktionsgenerators aus einem anderweitig genutzten Netzteil ist nicht möglich! Die vorliegende Schaltung wurde auf einer Leiterplatte untergebracht und benötigt insbesondere wenig Platz auf einer Frontplatte. Bild 5 zeigt die Leitedeite, Bild 6 die Bestückungsseite. Für die Montage der Potentiometer Rio, R30 und der Buchsen X39, X40 wurden nach dem Vorbild der eingesetzten Miniaturdrehschalter Befestigungswinkel angefertigt. 7.
Abgleich
Zum Abgleich des Funktionsgenerators benötigt man einen Oszillografen und einen Frequenzmesser. Der Abgleich selbst bezieht sich weitestgehend auf die Einstellarbeiten zur Minimierung des Oberwellengehalts der Sinusspannung. Hier bereitet es auch einem geübten Fachmann Schwierigkeiten, das Minimum für K2- bzw. K3-Anteile am Oszillografenbild zu erkennen. Aus diesem Grund wurde die Hilfsschaltung nach Bild 7 aufgenommen. In ihr wird die Grundfrequenz durch den 3gliedrigen Tiefpaß um 180' in der Phase gedreht und die sich ergebende Dämp-
fung im nachfolgenden OPV wieder ausgeglichen. Diesem wird am Summiereingang außerdem die Eingangsspannung anteilmäßig zugeführt, und zwar mit der gleichen Stromamplitude. Die beiden Ströme heben sich auf so daß bei richtiger Einstellung der Frequenz f= 1l0 1127 CR und der Amplitude mit dem 100-kCl-Einsteller die Grundwelle am Ausgang nicht mehr meßbar ist. Die Oberwellenanteile bleiben dagegen über den 330-kO-Widerstand unbeeinflußt und werden wegen des Dämpfungsausgleichs im OPV mit der vollen Ringangsamplitude übertragen. Am Ausgang des OPV läßt sich nun mit dem Oszillografen leicht das Minimum beim Abgleich finden. Mit einem echten Effektivwertmesser kann aus den Messungen von Eingangs- und Ausgangsspannung der Klirrgrad berechnet werden: Doch nun zum Abgleich. Zunächst sind alle K Trimmwiderstände auf Mitte zu stellen. Nach Anlegen der Wechselspannung an den Gleichrichtereingang sollte mit R55 die Gleichspannung zwischen Anschluß 4 und Anschluß 11 am N58 auf 25V voreingestellt werden. Danach sind im oberen Frequenzbereich die Eckfrequenzen mit C4 abzugleichen auf 2 kHz >f> 20 kHz. Es folgen die unteren Bereiche mit Cl auf 200Hz>f> 2kHz, C2 auf 20Hz >f> 200 Hz, C3auf 2Hz>f> 20Hz. Anschließend ist mit P49 das Tastverhältnis auf gleiche Zeitdauer der negativen und positiven Polarität der Rechteckausgangsspannung einzustellen. Achtung! Linearität der Zeitablenkung des Oszillografen gehen bei dieser Messung mit ein. Jetzt können mit der beschriebenen Hilfsschaltung die Oberwellenanteile verringert werden: Betriebsartenschalter auf Sinus stellen und durch Anderung von P41 die 1(2-Anteile und mit P55 die 1(3-Anteile wechselseitig verringern. Die Frequenz des Funktionsformers muß dazu selbstverständlich genau auf die Sperrfrequenz der Hilfsschaltung eingestellt sein. Man wird erkennen,
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Bild 5 Leiterbild des Funktionsgenerators nach Bild 4. Für den Abgleich der Frequenzbereiche sind für die Kondensatoren Cl bis C3 zusätzliche Lötaugen vorgesehen Bild 6 Bestückungsseite zum Leiterbild nach Bild 5 Bild 7
Hilfsschaltung für den Abgleich
mag des Dreiecksignals mit R9 möglich. Anschließend wird bei daß sich Änderungen am Abgleich der Hilfsschaltung und auch Änderungen von R49 sichtbar machen lassen und in den Ab- unbelastetem Ausgang die größte einstellbare Ausgangsspangleich einbezogen werden müssen. Wenn die beschriebenen Abnung mit R29 auf ta,, = 8V eingestellt. gleichelemente richtig eingestellt sind, dann sollten auch die Amplituden des Sinus-, Dreieck- und Rechtecksignals am Aus- Literatur gang annähernd gleich groß sein. Eine Änderung des Rechtecksi- [1] G. Riva, Silizium-Transistoren als Temperaturaufnehmer, Elektronik Heft 10, 1967, Seite 317. gnals gegenüber dem Sinussignal ist mit .R16, R17; eine Ände-
1.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 10 - Modellfernsteuerung
Blatt
Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 13 (Blatt 1)
10-1 -
Daten und Anwendung des Servoschaltkreises fi 654»
Der Schallkreis B 654 D ist der erste in der DDR für den Modellbau hergestellte »kundenspezifische« 15. Seine vielfältigen Anwendungsmöglichkeiten machen ihn gerade für den Modellbauamateur und seine Entwicklungen interessant. Der Vergleichstyp der Firma TI ist der EN 28654. Er ist bis auf Anschluß 2 (Ausgang der Kollektorstufe) mit dem 8 654 D pinkompatibel. Andere Halbleiterhersteller bieten ebenfalls Servo-IS mit vergleichbaren Eigenschaften an: NE 544, SAK 150, ZN 419 CE, SN 28604, WE 3141, SAK 100, SRC 419 u. a. Der 8 654 D wird im 14poligen DIL-Plastgehäuse (Bild 1) mit folgender Anschlußbelegung geliefert: 1 Eingang des Impedanzwandlers (Enütterfolger), 2 Ausgang des lmpedanzwandlers, 3 Eingang für Führungsimpuls (Kanalimpuls), 4 Betriebsspannung tjcc, 5 Ausgang des Ret'erenzgenerators (MMV), 6 Eingang des Referenzgenerators (MMV), 7 Anschluß für externe Totzeiterzeugung, 8, /4 Anschluß zur Einstellung der Impulsdehnung, 9,13 nicht belegt, 10, 12 Ausgang der Brückenschaltung, 14 Masse. Folgende Kennwerte sind für die Anwendung wichtig: Betriebsspannung 3,8V... 7,0V, U«1 typ. U = 5 V, Eingangsspannung (13 -5,0V.. .7,0V. Ausgangsstrom des MMV 15 4 mA, Ausgangsstrom des lmpedanzwandlers 1 mA 12 Ausgangsströme i, 154 20 mA Dauergrenzstrom des Brückenausgangs 1150152 400 mA, (iesamtverlustleistung P, 860 MW, Betriebstemperaturbereich 19, —15... 55 °C.
Der 8 654 D enthält eine digital-proportionale Abtastregelschaltung mit einer internen Brückenschaltung aus Leistungstransistoren für direkte Motoransteuerung. Die Impulsverarbeitung entspricht im Prinzip bereits bekannten Schaltungen (Bild 2). Die Kennwerte sind auf die typischen Kanalimpulszeiten = 1,6 ms ± 0,6 ms und t (15.25) ms abgestimmt. Die Breite des Referenzimpulses wird durch Beschaffung des MMV an Anschluß 5 und Anschluß 6 eingestellt (Bild 3). Für den Einsatz als Nachlaufregelschaltung in Servos muß zur Vermeidung von Regelschwingungen eine Dämpfung des Regelvorgangs (Rückkopplung über R 11 vom Ausgang auf den MMV) und ein Totbereich mit C4 an Anschluß 7 eingestellt werden. Die Impulsdehnung wird an die anlagentypische Pausenzeit r durch Beschaltung der Impulsdehnerstufe mit entsprechenden RC-Gliedern an Anschluß 8 und Anschluß /4 angepaßt. Die Servoelektronik ist zusammen mit Servomotor, Getriebe und angeflanschtem Steilpotentiometer R4 in einem kleinen Blechgehäuse untergebracht (Bild 4). Die Ausführung als Drehservo gestattet die unkomplizierte Anpassung des Steliwegs über unterschiedlich lange Servohebel an die Belange des Modells. Außerdem kann der Stellweg des Servos auch elektronisch verändert werden, indem man zu R4 beidseitig gleiche Widerstände vorschaltet (Stellweg wird größer). Sinnvoll ist es, den Stellweg von möglichst ±45° an die Impulszeit des benutzten Senders anzupassen.
2.
Fahrtregler mit Scrvoschaltkreis B 654 0
Mit dem Servo stellt man mechanische Steuerglieder wie Ruder, Klappen, Gasschieber am Vergaser o. ä. Soll nun z. B. die Drehzahl eines Elektromotors für den Antrieb eines Modells proportional gestellt werden, kann man auch eine vollelektronische Steuerung realisieren. Der Umweg über die Mechanik mit all seinen Nachteilen entfällt. Ausgangspunkt für die Lösung dieser Aufgabe ist das Impulsbild (Bild 5). Der Kanalimpuls 1, 1,6 ms
C3 C7
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Ep
R7 33
R6 68K
C8 47n
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A
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Impulsdehner Ve'riegelung
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C4 R4 8,2K Bild 1
Innenschaltung der Seno-IS 8 654 D
Brückenschallung
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung - 1989 Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 D (Blatt 2)
Blatt
10-2
sind für den typischen Kanalimpuls (1,6 ± 0,6) ms so dimensioniert, daß bei Maximalimpuls t = 2,2 ms oder bei Minimalimpuls /‚ = 1,0 ms für die andere Drehrichtung der volle Motorstrom fließt Durch Regelvorgänge in den Verstärker- und Impulsformerstufen des Empfängers entstehen unvermeidbar geringe Impulsänderungen ±Ai< im Mikrosekundenbereich. Damit dieses Impulsflattern nicht zum ständigen Anlaufen des Fahrtreglers in der Mittelstellung (Zucken, Brummen) führt, ist dem Stellvorgang ein Totbereich eingefügt. Diesen Totbereich stellt man mit C4 an Anschluß 7 ein. Er sollte beim Fahrtregler deutlich breiter als beim Servo sein. Die Lage der Mittelstellung (nM = 0) stellt man mit R4 ein. Mit nur geringfügigen Änderungen kann man die Servoelektronik für stärkere Motorströme und eine getrennte Fahrbatterie verwenden (Bild 7). Die Beschattung des Refcrenzgenerators wurde gegenüber der Servoschaltung vereinfacht. Um den Fahrtregler an Anlagen mit unterschiedlichen Impulszeiten anzupassen, sind nachstehende Einstellmöglichkeiten vorgesehen. Bild 4 Servo mit der Servoelektronik 5236 (Gehäuse entfernt)
kann, vom Sender gesteuert, um Al. = ±0,6 ms geändert (variiert) werden. Zum Drehzahlstellen nutzt man die Tatsache, daß die Drehzahl von in der Länge veränderbaren Motorstromimpulsen (gepulste Motorspannung) abhängt (Bild 6). Bei kurzen Motorstromimpulsen läuft der Motor an (ii 10%). Ist die Einschaltzeit 7' gleich der Pausenzeit 7 (T T), wird der Motor mit etwa der halben Nenndrehzahl (n = 50%) laufen. Je länger 7', wird, um so mehr nimmt die Drehzahl zu. Damit ist die Motordrehzahl von n = 0 0 T< = 0 bis n = max 0 oo proportional stellbar. Legt man die Frequenz der Motorstromimpulse hoch genug, überbrückt die mechanische Trägheit des Ankers die Pausenzeiten 7',, so daß ein mckfreier Motorlauf entsteht. Die Steuerungsaufgabe besteht nun darin, den Motorstromimpuls von T, = 0 bis = cc stufenlos proportional mit dem Steuerknüppel am Sender, folglich auch proportional zum Kanalimpuls t, = t<0 ± At< zu stellen. Die Basis bildet der Kanalimpuls t. Bei t1, = 1,6 ms ist dann die Motordrehzahl n = 0. Die Impulsbreitenänderung von Al. wird durch eine Imptilsdehnerschaltung proportional auf 7', gedehnt. Für volle Drehzahl dehnt die Schaltung die Kanalimpulszunahme +At< 0,6 ms auf 7', 25 ms. Soll der Motor in entgegengesetzter Drehrichtung laufen, muß die Motorspannung umgepolt werden. Es ist also eine Schaltung einzufügen, die beim »Nulldurchgang« des Kanalimpulses (t,») die Motorspannung umpolt. Bei der Impulsänderung —Al ergibt sich dann die gleiche proportionale Impulsdehnung wie beschrieben, nur für umgepolte Motorspannung und damit in entgegengesetzter Drehrichtung. Zur Impulsdehnung eignet sich eine entsprechend dimensionierte RC-Schaltung. Die Motorspannung kann für die Drehrichtungsumkehr durch einen Umpolschalter mit Relais oder durch eine Transistorbrückenschaltung (npn/pnp) umgepolt werden. Jede dieser Varianten hat Vor- und Nachteile. Als einfache Fahrtregelschaltung kann man sogar die Servoelektronik nach Bild 3 mit dem R 654 D verwenden, die sich »zweckentfremdet« für Kleinstmotoren eignet. Zu dem Zweck wird das Servo mit oder ohne Getriebe zum Modell- oder Sonderantrieb. Da es um das proportionale Stellen der Drehzahl geht, entfernt man die Kupplung zum Stellpotentiometer R4. An den Ausgang des B 654 0 (Anschluß 10 und Anschluß 12) können auch andere Kleinstmotore mit vergleichbaren Daten (UM bis 4,5V, 'M bis 400 mA, Ankerwiderstand 7 Ü) angeschlossen werden. Die Kondensatoren C7, CS. C9 entstören den Motor. Gegebenenfalls ist ein Entstörfilter zu benutzen. Die Impulsdehnung wird durch die PC-Kombinationen P7, C5, P9 an Anschluß 14 für —t1 und durch P8, C6, RIO an Anschluß 8 für +A11 eingestellt. Sie
Mittellage bzw. Neutralsteilwsg Bei Impulslänge r» z.B. t» = 1,6 ms (= Mittelstellung des Steuerknüppels am Sender) auf Motorstrom TM = 0 (messen!) bzw. Drehzahl n = 0 stellen. Maximaldrehzahl Mit P3 bzw. P5 für jeweils 1 Drehrichtung die Impulsdehnung so einstellen, daß bei tjma. und timm angenommen 'im,, 2,2 ms und t,min = 1,0 ms (= Vollausschlag des Steuerknüppels am Sender) der maximale Motorstrom 'M fließt bzw. die maximale Drehzahl n = nma. für beide Drehrichtungen erreicht wird. Totbereich Mit C6 in der angegebenen Dimensionierung wählt man den Totbereich so, daß geringe Imiulslängenänderungen beim Betätigen der anderen Kanäle nicht zum Anlaufen des Motors führen (der Fahrtregler reagiert nicht so »nervös«). Wird C6 kleiner bemessen, verkleinert sich der Totbereich. Motorstrom Der Motorstrom ist begrenzt durch den maximalen Kollektorstrom der Brückentransistoren VT1 bis VT4. Der Schaltkreis läßt einen dauernden Ausgangsstrom vom 'Fan, 10/12 = 400 mA zu, der als Basisstrom auch andere Transistorpärchen (npn!pnp) mit Kollektorströmen 1, bis 10 A steuern kann (Stromverstärkung beachten!). Die Dioden %'Dl bis VD4 wirken als Schutzdioden für die Endstufentransistoren VT1 bis VT4, da sie die Induktionsspannung der Ankerwicklung des Motors kurzschließen. Je nach Störpegel des Motors muß der Entstörkondensator C7 u.U. durch ein komplettes Entstörfilter ersetzt werden. Die Endstufentransistoren VT1 bis VT4 sind seitlich so montiert, daß sie mit dem Bodenblech (Kühlkörper) verschraubt werden können (Glimmerscheiben zur Isolation beilegen). Für Transistoren anderer Gehäuseformen (größer 13 müßte der Einbau im Gehäuse anders gelöst werden. So, wie der erste vorgestellte Fahrtregler aus einem Servo entstand, ist dieses Prinzip auch umkehrbar. Der Fahrtregler von Bild list für Motorströme bis 'M = 1,5 A, bei Verwendung der Transistoren SO 345 (npn) und SD 346 (pnp) bis 'M 3 A belastbar. Das sind aber Größenordnungen, wie sie im Modell bei Stellservos für große Kräfte, z.B. bei Segelwinden mit einer Stellkraft bis 50 N (5 kp) auftreten. Kuppelt man die Motorwelle über ein entsprechend untersetzendes Getriebe (400:1) mit der Potentiometerachse von P2, so erhält man ein kräftiges Stellservo (Bild 8). Für diesen Fall muß auch die Motordrehzahl entsprechend untersetzt werden (400:1). Die Übersetzungsverhältnisse sind nur Orientierungswerte und fichten sich nach dem konkreten Anwendungsfall. Für die Anwendung der Fahrtreglerelektronik 'als Segelwindenelektronik muß sicherlich der Totbereich
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Bild 7 Fahrtregler mit Servo-IS und Brückenendstufe; a- Stromlaufplan. b - Leiterplatte — Bauelenienteseite, c Leiterplatte - Lötseite. d - Musteraufbau (VDI - SY360)
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 10 - Modelifernsteuerung
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Anwendungsbeispiele für den Sen'oschaltkreis B 654 D (Blatt 3)
103
(C6) verkleinert werden. Für hohe Stellgenauigkeiten sollte man dann auch die Spannung für den Referenzgenerator ähnlich wie bei der Servoelektronik von Bild 4 stabilisieren.
3-kHz-Fahrtregler mit Servoschaltkreis B 654 D So elegant die Schaltungslösung des Fahrtreglers von Bild 7 auch ist, ihr Hauptmangel besteht in dem Spannungsabfall von 2 >c Ucc = 2 bis 3V, die doch einen erheblichen Leistungsverlust darstellen. Es liegt nahe, daß Schaltungslösungen entwickelt wurden, die diesen Mangel nicht aufweisen (s. auch die später folgenden Blätter dieses Kapitels). Der Fahrtregler von Bild 7 besticht durch die einfache Schaltungslösung und den unkomplizierten Aufbau. Zur Steuerung stärkerer Motore (IM > 5 A) hat diese Lösung jedoch prinzipielle Nachteile. Da der Motorstromimpuls durch Längendehnung aus dem Kanalimpuls gewonnen wird, haben beide die gleiche Wiederholfrequenz. Sie ergibt sich zu 2Orns = 50Hz. Bei 50 Hz wirken die Anlaufströme auf das Feld des Dauermagneten schwächend, bei hohen Strömen sogar irreversibel. Das bedeutet: Beim Anlauf unter Last oder bei voller Last in mittleren Drehzahlbereichen wird das Magnetfeld bleibend geschwächt und der Motor in seiner Leistungsabgabe herabgesetzt. Diese schädliche Wirkung hoher Anlauf- bzw. Einschaltströme läßt sich vermeiden, wenn die Frequenz der Motorstromimpulse so hoch gelegt wird, daß die Induktivität der Ankerspulen den Strom begrenzt. Für die in Modellen verwendeten Kleinmotoren soll die Pulsfrequenz im Bereich f, = 2,5 bis 3 kHz liegen.
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Aus der Ersatzschaltung (Bild 9) der Pulsstellung des dauermagneterregten Elektromotors läßt sich noch ein weiterer Vorteil erkennen. Den Schalter bildet ein Schalttransistor, der mit der Frequenz f, 3 kHz schaltet. Den Ankerwiderstand repräsentiert R A und die Ankerinduktivität LA. Die bei sonstigen Fahrtreglern ebenfalls geschaltete Schutzdiode VD (Schutz gegen Induktior(sspaonungsspitzen der Ankerinduktivität LA) erhält jetzt eine weitere Funktion. Das Magnetfeld der Ankerinduktivität speichert Energie, die in den Impulspausen wieder abgegeben wird. Sie tritt an den Motorklemmen -als induzierte Spannung auf und kann bei der hohen Frequenz von J 3kHz als Strom lo über VD fließen und den Motor antreiben. Damit erhöht sich der Wirkungsgrad eines solchen 3-kHz-Fahrtreglers gegenüber einem 50-Hz-Fahrtregler im Teillastberaich erheblich. Hinzu kommt, daß ein Motor am 3-kIlz-Fahrtregler wesentlich weicher und ruckärmer anläuft sowie feinfühliger zu stellen bzw. zu steuern ist. Jede Technik hat ihren Preis. Der Schaltungsaufwand für einen 3-kHz-Fahrtregler ist daher größer als der für einen 50-11zFahrtregler. Der 3-kHz-Fahrtregler (Bild 10) mit lJmpolschalter nutzt die sich bietenden Möglichkeiten einer optimierten Schaltungsvariante mit dem ff 654 D aus. Die Impulsaufbereitung, d.h. die Ge-
winnung der der Steuerknüppelstellung am Sender proportionalen Restimpulse ±At1 , übernimmt der B 654 D. Die Stellung »Stop« = 0 ist mit R2 einstellbar. Der Totbereich zwischen Vor- und Rückwärtsfahrt ist mit C4 so breit eingestellt, daß sich eine deutliche Trennung zwischen beiden Stellrichtungen ergibt. Das erleichtert das Steuern von Langsamfahrmanövern beim Anlegen oder Anfahren. Die Impulsdehnung an Anschluß 8 und Anschluß 14 kann entfallen, da aus den Restimpulsen an Anschluß 10 und Anschluß 12 die längenproportionale Gleichspannung zur Frequenzumsetzung mit der RC-Schaltung R8, R9, C5, RiO, C6 gewonnen wird. Da diese Spannung für beide Drehrichtungen wirksam sein muß, sind die IS-Ausgänge (Anschluß 10 und Anschluß 12) über die Dioden VDI und VD2 entkoppelt. Die Stellung »Vollgas« wird mit R9 abgeglichen. Die pulsierende Gleichspannung am Schleifer von R9 wird über C5, RIO, C6, Ril geglättet und dem Timer-Schaltkreis N2 (8 555 D) zugeführt. Weitere Schaltbeispiele sind in den noch folgenden Blättern zum 8 555 D beschrieben. im vorliegenden Fall ist der Timer-IS als astabiler Multivibrator gdschaltet und verwirklicht die Frequenzumsetzung von 50Hz auf 3 kHz. Die Kippfrequenz des astabilen Multivibrators ist mit etwa 3 kHz annähernd konstant, während die Einschaltzeit T5 von T = 0 bis T = cc mit dem Spannungspegel an Anschluß 2 und Anschluß 6 eingestellt werden kann. Dabei entsprechen Te 0 4,6V (Drehzahl 0) und T, = cc 3,6V (Drehzahl = max.). Das Ausgangssignal an Anschluß 3 mit der Schaltzeit Te steuert bzw. schaltet über VT1 und VT2 (10-A-Typ) den Motorstrom. Da dieser Fahrtregler keinen Speedschalter enthält, möglich wäre es, sopte man für Hochleistungsantriebe (/M > 10 A) prüfen, ob nicht eine Endstufe mit mehreren parallelgeschalteten Transistoren Vorteile bringt. Entscheidend dafür ist die in der Endstufe im tatsächlichen Betrieb auftretende Verlustleistung. Die Freilauf- und Schutzdiode VD3 muß für entsprechende Spitzenströme ausgelegt sein. Der Widerstand R 14 bewirkt verlangsamte Rückwärtsfahrt. Er liegt in Reihe zum Motor und wird vom vollen Motorstrom durchflossen. Sein Wert muß experimentell ermittelt und den Fahrtanforderungen angepaßt werden. Ist für Rtickwärtsfahrt die volle Geschwindigkeit erwünscht, was für das Modell jedoch meist Gefahr bedeutet bzw. vorsichtiges Steuern erfordert, so entfällt R14. Besondere Schaltungsmaßnahmen verlangt dieser Fahrtregler für sicheres Umpolen der Motorspannung heim Nulldurchgang. Andernfalls würde das Umpolen unter Spannung Zu starken Belastungsstößen für Motor, Getriebe und andere Kraftübertragungsteile führen, die meist mit dem Ausfall dieser Teile enden. Zum Umpolen ist der CMOS-IS 4002 als bistabiler Multivibrator (BMV), allerdings mit Freigabeeingang, geschaltet. Über Anschluß 2 und Anschluß 6 wird der BMV gemäß Drehrichtung mit dem Restimpuls an Anschluß 10 oder Anschluß 12 vom IS 1 gesetzt bzw. rückgesetzt. Damit der BMV (Dl) tatsächlich bei UM 0 umschaltet, wird der BMV über Anschluß 1 bzw. Anschluß 5 erst freigegeben, wenn am Ausgang des Frequenzumsetzers (Anschluß 3 an N 2) kein Impuls anliegt. Um die Stellung »Relais angezogen« wahlweise einer Drehrichtung zuzuordnen, läßt sich R15 entweder auf Anschluß 11 (Ausgang Q des BMV) oder auf Anschluß 10 (Ausgang Q des BMV) schalten. Der Fahrtregler wurde auf 2 Leiterplatten für Steuerteil und Leistungsteil aufgebaut. Beide Leiterplatten können in Etagenbauweise übereinander angebracht sein. Der Aufbau ist auch in getrennten Gehäusen mit Verbindung über Kabel und Steckverbinder möglich. Die Konstruktion bleibt damit variabel und läßt sich den Bedingungen im Modell gut anpassen. Die Gestaltung der Leiterplatte des Leistungsteils (VT2 sitzt auf dem Gehäuse bzw. auf einem Kühlkörper) richtet sich nach dem verfügbaren Relais. Einen flachen und platzsparenden Aufbau erhält man wie beim Muster mit einem Kartenrelais (z.-B. GBR 20.1). Da der Fahrtregler erhebliche Leistungen schaltet und da infolge des durchfließenden Stromes in VT2 eine nennenswerte Verlust-
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wärme auftritt, sind bei seiner Anwendung einige Dinge zu beachten. Sie gelten für die im weiteren vorgestellten Fahrtregler gleichermaßen: — den Fahrtregler in der Nähe des Fahrmotors und der Fahrbatterie einbauen, kurze Leitungen ausreichenden Querschnitts verwenden (geringer Leistungsverlust»; - Fahrrnotor(-en) gut entstören-; — an i Fahrtregler lassen sich mehrere Fahrmotoren (Reihenoder Parallelschaltung) anschließen, aber nicht 2 oder mehrere Fahrtregler an 1 Motor. Es würden dann Ausgleichsströme fließen, die die Elektronik beschädigen; — Maximalwerte des Fahrtreglers für Strom und Spannung nicht überschreiten, der Endstufentransistor wird überlastet und eventuell zerstört. Si-Endstufentransistoren sind kurzzeitig (bis 10 s) mit dem doppelten des maximalen Dauerstroms belastbar. Das aber nicht als »Sicherung« oder Sicherheit betrachten; - Schmelzsicherung im Motorstromkreis einbauen; bei Blockieren des Antriebs Motor bzw. Fahrtregler sofort abschalten; - bei falscher Laufrichtung des Motors immer die Motoranschlüsse tauschen, nie die Batterieanschlüsse des Fahrtreglers (Falschpolung!);
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SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 10 — Modellfernsteuerung
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Anwendungsbeispiele für den Servoschaltkreis B 654 D (Blatt 4)
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- Fatschpolung des Fahrtreglers an der Fahrbatterie vermeiden (Gefahr Für den Endstufentransistor!). Verpolungssichere Steckverbinder benutzen: - sitzt der Endstufentransistor zur Kühlung auf dem Gehäuse bzw. ist er von diesem nicht isoliert, unbedingt Kontakt des Transistors und des Gehäuses mit Steckverbindungen, blanken Leitungsteilen oder Anschlüssen vermeiden. Ein Kurzschluß gefährdet den Endstufentransistor; - Fahrtregler und Fahrmotor so einbauen, daß beide ausreichend gekühlt werden, nicht in Schaumstoff einpacken, Luftzirkulation im Modell ermöglichen; - den Fahrmotor und die gesamte Elektronik unbedingt vor Wasser und Schmutz schützen; - hat der Fahrtregler ein Relais zum Umpolen der Motorspannung, dann Stellung »Relais angezogen« wegen des höheren Stromes ('Re] = 50 bis 70 mA) auf die weniger benutzte Rückwiirtstahrt legen. Der Relaisstrom belastet die Empfängerbatterie und verkürzt somit die Betriebszeit; - Eahrtregler, Empfänger und andere Elektronik in Fächern oder Hatterungen mit Gummiband so festlegen, daß sie beim Transport oder beim Fahren des Modells ihre Lage nicht verändern (Auftrennen von Steckverbindungen!).
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Elektronikschalter mit Servoschattkreis 13 654 1)
Der II 654 D ist nicht nur für Servo- odör Fahrtregteranwendungen zu gebrauchen. Da bei t1 < t an Anschluß 10 und bei t> ta an Anschluß /2 eine Steuerspannung anliegt, kann dieses Verhalten auch für Schaltfunktionen (EIN/AUS-Funktionen) genutzt werden. Ein solcher Schalter wird auch als Elektronikschalter bezeichnet. In seinem Ausgang kann ein Relais oder ein Schalttransistor liegen. Dabei hat jede dieser Varianten ihre spezifischen Vor- und Nachteile. Für einen Elektronikschalter mit dem 13 654 D (Bild 11) genügt eine minimierte externe Beschattung. Der Kanalimpuls ist über die RC-Kombination Rl/C1 gleichstromfrei eingekoppelt. Dadurch wird verhindert, daß bei dauerndem H-Pegel am Eingang infolge einer Störung im Dekoder des Empfängers o, ä. die IS durchsteuert. Den Schaltpunkt des 15 stellt man an R2 ein, zusammen mit dem Wert von C5. Die Impulsdehnung bestimmen «3. C3 an Anschluß 8 und R4. C4 an Anschluß /4. Für u. U. längere Pausenzeiten als r 25 ms kann (73, (74 auch größer ausgelegt werden z. B. C3 = (74 = 22 pF. Allerdings tritt dann eine deutlich merkbare Abfallverzögerung ein. Die Relais sind direkt in die Ausgänge geschaltet. Bei Wegfall eines Relais kann der Aufbau auch als Einkanalschalter z. B. Leistungsschalter für Rennboote oder Speedschalter verwendet werden. Der Betrieb an
U„ - 6V ist ohne weiteres möglich, falls die Relais bei — 4,8V nicht sicher anziehen. Der Totbereich, um den beide Schaltpunkte beim Betrieb als Zweikanalsuhalter auseinanderliegen, bestimmt den Wert von C6 an Anschluß 7. Wird ein größerer Totbereich gewünscht, z.B., um die Schaltpunkte weiter auseinanderzutegen, ist (76 zu vergrößern. Der typische Wert für (76 = 10 nE reicht aus, um geringe Schwankungen von i, die durch HF-Übertragung und Impulsformung zwangsläufig entstehen, unwirksam zu machen.
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch MM, srnTepMosyJswnoHHbIf1 MM, HHTepMOaILWM MM, }lII4JOpMaiJ}lOflhIaM MarncTpaJsl, lIMA, HH4JOpMaIHoHHaR MarHcTpaJlh a,gpeclrhlx cnraanon HMJ, mI(opMaunotInas MFHCTJTh AaufilhIX cHr}{aJloB HMK. HHTepMOPYRXUMQIIIIMil Kanail IIMY, m4opMatutomtas Maracipajib ynpanjunomax crn-uaJlos UHX, rnTawBIwyanbuasT xapaxepcna MHM, nmpa}rn3Kaa '{acroia MOY, rnrrerpaJlbHrnh onepau}toaubffi ydnJIwreJb MII. u3MepwreJTbHhIff Ilpeo6pa3OBaTeJh Ml'], H3MePliTeJlLHbfil [TYHRT, 1411, HHJTYVTRnuT,rü rTpo6uT4g 11111K, HH4)0pMaqHOHHbI noKa3aTenh KaqecTBa 1111111, 93MepwreJbHbIf4 nepBuqHhulr r1pe06pa30naTeab HIIY, rn;Tep4)e}k aeqaaiorqero YcTpOtcTaa MPH, ncT0qrn4K pei-ynnpyeMoro HanpMxeHasI EH'], }{HJ]3'CTPHaJILHaSJ paiwoHoMexa MC, n3MepnTcJlrnIaB cxeMa MC, }1M11JIbC clulxpoHH3aunH MC, HMRY.nbCHhi cqeTqng MC, HCT04HHK cleTa MC, LICTOHMIC durnanoB MC]'], HCTO'HilIK cTadnrnlaxpoBaHHoro UHTCHUH MCT, actoqHnic cTa6nrin3HpoBanHoro-ToKa FIT, rsaMepwrenI TeMnepaTyphl HT, i.aodpancarouaih TOK FIT, HIIUHKTOPHCM TpyöKa FIT, HCTOMIIHK ToKa MY, I43MCHTCJ1L ypoBHA 14Y. naepuena ydHJiHM MY, M3MPHTCJ1LH0 YCTpOhcTBO HY. HMHYJIECHbIfI yCum4Tern, MY, miiAnxampnoe ycTpoikcTao MY, ulrrerpupyfoa]wh ycmirrrena Mc1, HHTeI*ei4c MPAH, HMnyJIbcuo-4)a300aa aaTononcTPoixa MtAUM, FIMUYJIbCHHX dncTerda (ba30B0ii aBT0HO4C1p0hKH 'jaCTOThI IFIIAII'-J, nMnysn,cHo-4,asonafl anTonnncTpoüTca qacTo'rM 14(1fl, nMrlyrn,cHrnfl 4,a3080it aeTelcrop WFJI, nMnyJTbcHo- a30B0 ICTCKTOP lFD!<. }lHTep(behc 4)ytlKItHoHaJIbHo1 KnarnsaTyphl M4'K, HIld)paKpaCtIßIft MX, uMHynacuas xapaj(TepHcTnxa MUCC, isHTerpanT,Hast 9n4,ponasi CCTI, dM311 M. rnrrerpailbaalil 'lacToMep HifiMM, rnn'erpa,rjbna5I IupoTuo-uMnybcuaq MOJJRILHM H3B, HCTO'jHHK DTäJIOHHMX nejueqnu K KA4AP, Kpyrn!oanepTypaas 4auttpoaaeaax anTenaan pemeTKa KB, KoluteucaTop 6yMa«IIbrh KBH, KoHaeHcaTop yMaxcHbIh ripouaoh KBKF, xoiweucaop aucoKoacToTuMf1 KepaMnqecgnh repMeTcupogajljjj KBC, xot naga dm1311 KF, KaapqeBhffi reepaop K, KOHACHCaTOPqHCKOBblÜ K,I1, xoppcxTnpylomnui 4IIYXIIOJIJOCHHK UP, KpecT0o6pa3uani JI43neKTpuqecKkIft pe30uaT01) K3, KOpOTKOC 32MaTIcaHue K3fl, KOjtoabiik 3auaqnK 4J15111b1 KM, KaTYWKa HH2yKTHBIIOCTH KM1 KaacymHfscu ncTo'jEIHK InyKa KK, Kaapucablfi Kajur6paTop KK, KoMMaIutoKonTpoJInep KK, KolnanTubift Kapantam KA, KaTononIoMI4lrecueHTrug KA, x.uaanaTypa KjlToq dallKItI4OFIgpOHaHH0r0 iociyna
IntermodulationsIM, Intermodulation Bus Adreßbus Datenbus 1 ntermodulati onskanai Steuerbus Eichkurve VLF, Tiefstfrequenz (eng]. veiy bw frequency) intergrierter Operationsverstärker, Meßwandler M, Meßpunkt induktiver Prüfstift Gütezahl Primärmeßwapdler Druckinterface 5 pannu ngsregelschaltung industrielle Funkstörung Meßschaltung SYNC, Synchronimpuls Impulszähler Lichtquelle Signalquelle Konstantspann ungsq ue Ile Konstantstromquelle Thermometer spiegelnder Strom Anzeigeröhre Stromquelle Pegelmesser Kraftmesser Meßaufbau Impulsverstärker Anzeigeschaltung integrierender Vdrstärker IF, Interface !mpulsphasenregelschleife lmpulsphasenregelkreis lnipulsphasenregelkreis Impulsphasendetektor !mpu Isphasendetektor Tastaturinterface JR. infrarot Impulskennlinie ISDN, dienstintegrierendes digitales Nachrichtennetzwerk (engl. integrated Services digital network) integrierter Frequenzmesser !PLM, integrierende Pulsbreitenmodulation (eng). integraling pulse length modulation) Normalquelle
phasensynchronisiertes Antennengitter mit großer Apertur Papierkondensator Pap ierdurchfühmngskondensator hermetischer HF-Keramikkondensator Nachrichtenkode Quarzgönerator Scheibenkondensator, Plattenkondensator lcorrekturzweipoi kreuzförmiger dielektrischer Resonator Kurzschluß Längengeber Spule, !nduktivität scheinbare Schallquelle Quarznormal Befehissteuerung Kontaktstift Katodenlumineszenz Tastatur Zwangszugriff
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Standardreihe V 4000 (Blatt 1) 1.
Vorbemerkungen
Durch die Anwendung von CMOS-Schaltkreisen der Standardserie erschließt sich der Anwender in der Modellelektronik eine ganze Reihe von Vorteilen. Im Vergleich zu Transistor- oder TTL-Schaltungen sind das, - geringe Verlustleistung, - großer Speisespannungsbereich von 3 bis 15V, - hoher Störabstand, - großer Gattereingangswiderstand. - niedriger Ausgangswiderstand, - hoher Lastfaktor. - störsicherer Schaltungsaufbau ohne besondere Maßnahmen. Diese genannten Vorteile werden bei den im folgenden besprochenen Schaltungsbeispielen sinnvoll genutzt. Komplexe Schaltungen mit CMOS-Standardschaltkreisen, wie Senderimpulsteite oder Empfängerdekoder, wurden bereits in der 4. Lieferung der Schaltungssammlung für den Amateur in Kapitel 10 vorgestellt. Diese Schaltungen werden im folgenden durch Schaltungsbeispiele vor allem für periphere Funktionen ergänzt. Das sind z.B. optische oder akustische Signalgeber, Fahrtregler, Elektronikschatter. Drehzahlmesser u, a. Bei den Signalgebern liegt am Ausgang ein entsprechender Signalwandler (LED Glühlampe, Lautsprecher. Piezopieper 0, a.). dessen Auswahl von der jeweiligen Anwendung bzw. von der konkreten Situation im Modell abhängt. Damit nicht bei jeder Schaltungsvariante auf diese Probleme eingegangen werden muß, sind sie stellvertretend und summarisch vorgestellt. 1. 1.
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Vorwiderstand, U. Betriebsspannung, U1. Durchlaßgleichspunnung (Richtwert 1,5 bis 2,5 V) Durchlaßgleichstrom (für LED aus DDR-Produktion 'F = 30 bis 50 mA je nach Typ); Rv
Bild
1
Kleinglühlampen
Optische Signalwandler
Für stark strahlende Lichtquellen wird man Glühlampen in der Bauform als Signal- oder Zwerglampen verwenden (Bild 1). Diese Kleinglühlampen gibt es in unterschiedlichen Bauformen (länglich, kugelförmig, mit Linse) mit verschiedenen Fassungen. Neben der Kenntnis der Nennspannung ist auch die des Lampenstroms wichtig. Im Interesse einer langen Lebensdauer sollte die Nennspannung nicht überschritten werden. Der Lampenkaltstrom muß stets kleiner als der maximal zulässige Kollektorstrom des ihn schaltenden Transistors sein. Vorteilhaft ist, daß es die Zwerglampen für Spielzeuge außer mit klarem Glaskolben auch in den Farben rot, grün, gelb und weiß gibt. Da der Kaltwiderstand der Glühlampen wesentlich geringer als ihr Warmwiderstand ist, werden sie nur über Schalttransistoren (npn oder pop) an die Ausgänge der 15 geschaltet. Für schwach strahlende optische Signale verwendet man besser Lichtemitterdioden. Kurzbezeichnung LED (Bild 2). Im Unterschied zur begrenzten Lebensdauer der Glühlampen haben LED als elektronisches Bauelement nahezu unbegrenzte Lebensdauer. Es gibt die LED in den Leuchtfarben rot, grün, gelb, orange in unterschiedlichen Bauformen. Weitere Vorteile der LED sind deren geringe Abmessungen und die direkte Anschaltbarkeit an die Ausgänge der 15. Bei ihrem Einsatz sind einige Grundregeln zu beachten: - die LED ist immer in Durchlaßrichtung zu schalten (Anode an Plus); - der längere Anschlußdraht ist die Anode; - wegen ihrer Kennlinie sind LED nur mit Vorwiderstand oder an Konstantstromquellen zu betreiben; - der Vorwiderstand berechnet sich nach R,
10-5
Bild 2 Lichtemitterdiuden (LED)
- als Richtwert kann für Rv gelten: je 1V Betriebsspannung 500 Vorwiderstand, Beispiel: (J 6V = 6500=3000. Soll die maximale Lichtstärke der LED ausgenutzt oder eine Reihenschaltung angewendet werden, ist Rv nach der angegebenen Gleichung zu berechnen. 1.2.
Akustische Signalwandler
Die Anwendung akustischer Signalgeber im Modell ist vielfältiger als die der optischen Signalgeber. Sie reicht von Hupe, Sirene, Nebelhorn bis hin zur Geräuschimitation eines Dieselmotors. Darüber hinaus eignen sich akustische Signalgeher auch zur Rückmeldung von wichtigen Daten (Zuständen) aus dem Modell, wie Wassereinbruch, Entladeschluß der Fahrbatterie u4 ä. Als elektrisch-akustische Wandler zur Tonerzeugung sind anwendbar; - pieznkeramische Schwingelemente, - elektromagnetische Sommer, - Hörkapseln vom Telefon. - Lautsprecher. Der piezo-ßhon-Signalgeber (Bild 3) enthält eine Piezokeramikscheibe, die bei Ansteuerung mit Wechselspannung Biegeschwingungen ausführt, die Schallwellen hervorrufen. Bei Erregung mit der Resonanzfrequenz entsteht ein lauter Ton. Beim
Bild 3 piezophon
pie70-phon beträgt der Schalldruck bei 12V in 30 cm Abstand
etwa 92 dB. Zur Erzeugung der Wechselspannung enthält der piezo-phon einen llybridschaltkreis, so daß er bei Anlegen einer GleichSpannung im U„-Bereich von 1 bis 20V einen Dauerton mit der Resonanzfrequenz =. 2,7 kl-lz abstrahlt. Weitere Vorteile des piezokeramischen Signalgebers: — kleine Abmessungen, geringe Masse (piezo-phon: 039 mm, h = 18 mm, m = 12 g), keine beweglichen Teile bzw. Kontakte. — hohe Zuverlässigkeit. lange Lebensdauer, - geringe Energieaufnahme, - sicherer Betrieb auch unter rauhen Bedingungen. Die elektromagnetischen Sommer, bekannt z. B. aus Quarz-Analog-Uhren. erzeugen ebenfalls bei Anlegen einer Gleichspan-
nung einen Ton fester Frequenz. Allerdings ist der Schalldruck geringer als beim piezokeramischen Signalgeber. Sollen dagegen Töne mit variabler Frequenz oder Geräusche (Frequenzgemische) abgestrahlt werden, so läßt sich das nur mit Telefonhörkapseln oder Kleinlautsprechern verwirklichen. Kleinlautsprecher haben dabei den Vorteil des höheren Leistungsumsatzes bzw, des höheren Schalldrucks und des größeren Frequenzumfangs. Allerdings sind sie auch größer und schwerer, Der Lautsprecher sollte im Modell möglichst so eingebaut sein, daß er den Ton in der gewünschten Richtung frei abstrahlt und ausreichenden Resonanzraum zur akustischen Verstärkung hat. Im einfachsten Fall genügt es, den Lautsprecher über einen Leistungstransistor anzusteuern. In den Fällen, wo es auf Frequenzumfang und hohen Wirkungsgrad ankommt, wird man einen integrierten NF-Verstärker zwischenschalten. Außerdem können an den einen NF-Verstärker mit Lautsprecher mehrere Signalquellen (Hupe, Horn, Sirene, Motorgeräuschgenerator u. a.) angeschlossen werden. Allerding ist der externe Schaltungsaufz- B. .4 210 K, nicht gerade wand für einen 6-W gering.
21
f.
2.
Verschiedene Varianten von einfachen Blinkschaltungen für vielfältige Anwendungen werden im Zusammenhang mit dem /3555 D vorgestellt. Eine interessante Anwendung ergibt sich aus der Kombination von Timer-IS als Taktgeber und dem CMOSSchaltkreis 4017 (V 4017 D oder entsprechende Fremdtypen) als Schieberegister (Bild 4), Die Taktzeit wird mit .R 1 und die
Bild 4
Lauflichtsehaltung
Bild 5 Sirene mit Wasserkontakt: a - Srromlaufplan, 6 - Leiterlatte Ilauetementeseite, c - Leiterpiatte - Lötseite
statt LED möglch
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SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 1 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung
Leuchtzeit mit P2 eingestellt Nacheinander leuchten die wahlweise angeschalteten Glühlampen oder LED (in der Reihenfolge der Anschlüsse 3, 2, 4, 7, 70, 1, 5, 6, 9. 1]).
Sirene als Wassermelder Die hochohmigen Eingänge der CMOS-IS machen diese für Sensorschattungen geeignet. Die 4 Gatter eines 4fach-NAND 4011 werden zu einem langsam laufenden Generator für Blinklicht und einem schnell laufenden Generator zur Tonerzeugung geschaltet. Steuert Generator 1 den Generator 2. so erklingt ein Sirenenton (Bild 5). Den langsam laufenden Generator 1 bilden GI -1- G2, der das Blinklicht mit VDI (LED) steuert. Eingeschaltet wird der Blinkgenerator über den Gattereingang an Anschluß 1 über den Fühlcr. Je höher der Wert von Ri, um so empfindlicher ist die Schaltung. Soll die Schiltung nur als Sirene arbeiten, werden beide Gattereingänge (Anschluß 1 und Anschluß 2) parallel auf R2 geschaltet; Ri entfällt. Ebenso kann die Blinkanzeige mit R4/VDI entfallen Die Blinkzeit errechnet sich zu = 0,69' C1 Pl = 0,72s und die Taktzeit zu 2'
tL
= 1,44s.
Über den freien Gattereingang Hund G3 wird der Tongenerator aus G3 ± G4 angesteuert, der mit der Taktzeit T = 0,69- P5 C5 = 1,4 ms bzw. mit der Frequenz -
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700 !lz schwingt.
Der Sirenenton (Intervall 1,4 s) wird über VTI und den Lautsprecher laut hörbar als Signal »Wassereinbruch« abgestrahlt.
4.
Elektronikschalter
Das Schaltungsbeispiel des Elektronikschalters verdeutlicht, daß zu den eingangs genannten systemeigenen Vorteilen auch noch solche wie einfache Schaltungslösung und geringer Bauelementebedarf hinzukommen, Der Standard-IS 4001 mit seinen 4 NAND-Gattern gestattet den Aufbau der kompletten Impulsauswertung mit nur wenigen extemen Bauelementen (linker Teil von Bild 6). Dem IS ist dann nur noch eine Transistorstufe mit Relais oder Schalttransistor nachzuschalten. Zunächst sei also nur der Schaltungsteil mit Dl betrachtet. Den Referenzgenerator
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10-6
Anwendungsbeispiele für der Standardreihe V 4000 (Blatt 2
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bilden Gatter 01 und 02. Mit Pl läßt sich die Referenzimpulslänge und damit der Schaltpunkt einstellen. Der Kanalimpuls triggert den Referenzgenerator über Anschluß 6. Die Impulse werden dann digital mit den Gattern 03 und G4 ausgewertet, die einen bistabilen Multivibrator (BMV), auch als Flip-Flop (FF) bezeichnet, bilden. Der BMV hat 2 stabile Schaltzustände. Unabhängig vom Schaftzustand sind die beiden Ausgänge immer zueinander negiert. Dieser Schallzustand wechselt erst, wenn auch das Signal von einem Eingang zum anderen wechselt. Diese Eigenschaft wird beim Elektronikschntter ausgenutzt. Ist der Kanalimpuls kürzer als der Referenzimpuls (t, < tRer), tritt am Anschluß 12 ein Restimpuls auf, der den BMV setzt: II an Q Ü2 Anschluß 10 und Anschluß 13). Das bedeutet L an Q in Anschluß 8 und Anschluß 77). Wird dort ein npn-Transistor angeschlossen, ist dieser also nicht angesteuert. Erst der Fall »Kanalimpuls länger als Referenzimputs« (6 > tser) setzt den BMV zurück, also H an Q ( Anschluß 8 und Anschluß 1]). Alle in der Folge an den Eingang R (Anschluß 9) gelangenden Restimpulse 1R,st = — 11 ändern den Schaltzustand des BMV nicht. Dieser Schaltzustand ändert sich erst, wenn der Restimpuls (R,I — t, -- t) am Eingang S (Anschluß 72) auftritt. Damit ist der Schaltpunkt des Elektronikschalters exakt definiert. Das hat aber auch einen Nachteil. Belegt man den 2. Ausgang des BMV (Anschluß 10 und Anschluß 13) ebenfalls mit einer Schaltstufe (Relais), so arbeiten beide Schaltstufen ohne Totbereich. Damit ist diese Schaltungsvariante nur bedingt als Zweikanalschalter zu brauchen. Das negierende Verhalten der beiden BMV-Ausgänge ist jedoch ein Vorteil für den Einkanalschatter. Verbindet man P2 auf einer Leiterplatte dieses Schalters nicht mit Anschluß 11, sondern mit Anschluß 13, so zieht ein angeschlossenes Relais für 6 > tscr an Die Schaltung des einfachen Elektronikschalters ist im Modell vielfältig anwendbar. Sie eignet sich zum Schalten von Sonderfunktionen (Lichter, Sirene) bis zum Ein- und Ausschalten des Fahrmotors. Bei letztgenannter Anwendung ist es für den Motor und die Antriebskomponenten (Welle. Kopplungen, Getriebe, Propeller) zumindest bei höheren Motorleistungen stark lebensdauerverkürzend, wenn der Motor direkt an die volle Betriebsspannung geschaltet wird. Der bisher skizzierte Elektronikschalter läßt sich- durch eine Zusatzstufe zum Zweistufenschalrer für die Motoreinschaltung mit Sanftantaufstufe erweitern (Bild 6) [nach Flug- und Modelltechnik Heft 9/861. Die Schaltung von Referenzgenerator und BMV wird unverändert übernommen. Die Sanftanlaufstufe mit VTI bis VT3 ist gewissermaßen eine Fahrtreglerversion für eine Drehrichtung. Mit P4 (Schutzwiderstand vorschalten!) kann die Impulsdehnung an C4 und damit die Fahrstufe bzw. Drehzahl für den Sanftanlauf eingestellt werden. Das Relais, über VT4 und VT5 angesteuert, schaltet verzö-
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gert ein und überbrückt als Speedschalter VT3. Die Verzögerung kann durch die Dimensionierung von P3 und C3 dem Antrieb angepaßt werden. In der angegebenen Dimensionierung ergibt sich für die Sanflanlaufstufe eine Verzögerung von etwa 3 s. Fahrtregler
5.
Die Aufgabenstellung und die technischen Randbedingungen für Fahrtreglerschaltungen wurden bereits in den vorangegangenen Blättern behandelt. Sie gelten auch für die im folgenden vo(gestellten Schaltungen. Dabei ist es sicherlich interessant, daß einige neue Details mit bereits vorgestellten Schaltungen kombinierbar sind, so die Spannungsversorgung des Empfängers über Stabilisierungs-IS aus der Fahrbatterie oder die Vielfachtransistor-Enristufe. Die 1. Fahrtreglervarisnte mit CMOS ist ein S0-Hz-Fahrtregler. Ein solcher Regler läßt sich mit verblüffend einfachen Schaltungsvarianten realisieren. Das ist am Beispiel nach Bild 7 erkennbar, ausgelegt für 1 Drehrichtung und Hochleistungsantriebe. Der Referenzgenerator besteht aus 01 und 02 des IS 4001. Der Restimpuls entsteht am Ausgang von 04 und wird mit R3. C2 längengedehnt. Die Dehnung ist an P3 auf volle Drehzahl bei maximaler Kanalimpulslänge (vollerSteuerknüppelausschlag) einstellbar. Gatter 03 formt aus dem Dreieckimpuls den längenvariablen Rechteckimpuls Mit C3 ist die Totzeit festgelegt (für größeren Totbereich C3 vergrößern). Die Leistungsverstärkung des Motorimpulses übernehmen die angeschlossenen Transistoren VT1 bis VT12. Dabei muß VT2 die Steuerleistung (Summe der Basisströme) für die parallelgeschalteten Transistoren V13 bis VT12 aufbringen. Für 'M 10 A ergibt das einen Gesamtsteuerstrom der Endstufe mit Ist = 150 mA, der die Empfängerbatterie doch erheblich belasten würde. Auch aus diesem Grund ist NI vorgesehen, so daß der Steuerstrom aus der Fahrbatterie kommt. Bipolare Transistoren können wegen ihrer negativen Temperaturkennlinie bei Belastung nicht direkt parallelgeschaltet werden. Trotz Ausmessen der Transistoren vom Hersteller und Einteilung in Stromverstärkungsgruppen bestehen Exemplarunterschiede. Wegen des negativen Temperaturverhaltens würde sich der Transistor, der den größten Stromanteil zieht, stärker als die anderen erwärmen. Das führt zu noch höherem Kollektorstrom und schließlich zum »Wärmetod« des Transistors. Um das zu vermeiden, werden nur Markentypen der gleichen Stromverstärkungsklasse benutzt und nur zu 40% belastet, also = 0,4 101 bzw. Ic
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Die Entkopplung der Transistoren und damit annähernd gleiche Lastverteilung stellt man mit den separaten Basiswiderständen R 9 bis R 11 ein. Im Beispiel ist die Endstufe für 1M 10 A ausgelegt. Für 'M 20 A würde sich die Zahl der Transistoren verdoppeln. Wird der Fahrtregler bei höherer als der angegebenen Spannung (J msx 14V betrieben, müssen auch die Transistoren eine entsprechend hohe U-Spannung aufweisen. Die obere Bild 7 50-Hz-Fahrtregter mit Vielrachtranslstor-Endsture zur Empfängerversorgung
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Grenze ist die maximal zulässige Berührungsspannung von 42 V, die man mit Rücksicht auf die eigene Sicherheit ohnehin nicht überschreiten sollte. Solch eine Endstufe mit 9 oder 18 Transistoren ist ein wahres Transistorgrab und entsprechend teuer. Sie bietet aber den entscheidenden Vorteil, selbst bei 4,, = 20 A mit einem Eigenspannungsbedarf von 110E = 250 mV auszukommen, der in der Größenordnung des Spannungsabfalls über Schaltkontakten bei entsprechender Belastung liegt. Diese Endstufe ist also so gut wie ein »Speedachalter« bzw. erübrigt ihn. Da die Kollektoren auf gleichem Potential liegen, kann man die Transistoren auf einer langen M3-Schraube zu einem Paket auffädeln. Wählt man die Belastung der Einzeltransistoren größer, um einige einzusparen, so sollte 'c 0,6 'cmxx als obere Grenze gelten. Dann müssen aber zwischen den Transistoren Kühlbleche (1 mm Al, 30 nijil x 40 mm) aufgefädelt sein. Diese Endstufe kann auch in anderen Fahrtreglerschaltungen für 1 Drehrichtung bzw. mit Umpolschalter statt des einzelnen »dicken« Endstufentransistors eingesetzt werden. Das 2. interessante Detail ist der Eestspannungsregler NI (7805), der aus der Fahrmotorspannung eine hochkonstante 5-V-Spannung zur Versorgung des Empfängers und bis zu 2 Servos erzeugt. (Statt des Festspaxinungstyps läßt sich auch ein auf 5 V programmierter B 3170V einsetzen.) Damit wird die Empfängerbatterie gespart, vor allem aber ihr Gewicht, und das ist bei Renn- und Flugmodellen ein besonders »gewichtiges« Argument. Es bedeutet aber auch, daß man die Fahrbatterie nicht vollständig, d. h. nicht unter 7V, entladen darf. Das Flugmodell bleibt dann noch steuerfähig und kann gelandet werden. Die LC-Schaltung L1, C4 soll den Empfänger von den steilen Motorstromimpulsen entkoppeln. Das wird besonders bei Verwendung dieses Schaltungsdetails in 3-kHzFahrtreglern wichtig. Bei 50-Hz-Fahrtreglern kann L1, C4 u. U. 'entfallen (ausprobieren!). Soll auf Ni verzichtet und der Empfänger aus einer getrennten Empfängerbatterie versorgt werden, entfällt auch C6. Die Plusleitung bleibt an der Stelle unterbrochen. Beim Betrieb mit U5 = 7 bis 10V ist für Ni keine besondere Kühlung erforderlich. Für höhere Fahrmctorspannungen muß Ni auf ein Kühlblech aus 1 mm Al mit 2 cm' Kühlfläche je 1,2V (NiCd-Zelle) montiert sein. Soll der 50-11z-Fahrtregler den Motor in beide Drehrichtungen stellen, so ist das Impulsteil zu erweitern. Der S0-Hz-Fahrtregler mit Umpolschalter ist in Steuerteil (Bild 8) und Leistungsteil mit Speedschalter (Bild 9) unterteilt. Es ist zweckmäßig, beide Teile auf getrennten Leiterplatten aufzubauen und in getrennten Gehäusen unterzubringen, da dann keine thermische Rückwirkung vom Leistungs- auf das Steuerteil entstehen kann. Im Steuerteil bildet Transistor VT1 die Eingangsstufe zur Impulsinvertierung und Stufenentkopplung. Die Impulsaufbereitung bewirken dann die Standard-IS 4001 und 4011. Die Gatter 02 und G3 bilden den Referenzgenerator, an dem mit P4 die Referenzimpulslänge und damit für n = 0 der Punkt der Drehrichtungsumkehr eingestellt wird. Die Gatter 01, 05 und 06 erzeugen den Restimpuls At1. Am Ausgang von G5 (Anschluß 4) tritt für —M1 und am Ausgang von 06 (Anschluß 3) für — t der Restimpuls auf. Die
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 10 Modellfernsteuerung -
10-7
Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Standardreihe V 4000 (Blatt 3) *4,8V
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Bild 9 50-Hz-Fahrtregler, Leistungsteit
Gatter 07 und G8 sind als bistabiler Multivibrator (BMV) ge- folge der Ansteuerung des Umpolrelais über den BMV im schaltet, so daß das Signal für das Umschaltrelais nur bei 1, Dreh- Steuerteil zieht das Relais immer erst nach dem Nulldurchgang richtung entsteht. Diese Wirkungsweise wurde bereits beim Elek- des Steuerimpulses bzw. bei n 0 an. Da das Unlpolrelais an der tronikschalter ausgenutzt. Den Restimpuls entkoppelt VT2; C4, Empflingerbatterie liegt und diese nennenswert belastet, wird R8, R9 dehnen ihn. Die Dehnung stellt man mit R8 so ein, daß man den Schaltungszustand »angezogen« auf die weniger gebei voller Impulslänge (t = 2,2 ms bzw. i = 1,0 ms) bzw. vollem nutzte Fahrtrichtung »iückwärts« legen. Durch wahlweises AnKnüppelausschlag die Endstufe voll durchsteuert ( n = nma. schalten von Ausgang D auf Anschluß // (08) oder Anschluß /0 bzw. TM = '5.1 mcx). Gatter 04 arbeitet zusammen mit VT3 als Im(07) kann der Zustand s>elais 1 angezogen« entweder auf länpulsformer und -verstärker. Das Leistungsteil wird über einen geren (+t) oder kürzeren (—At) Kanalimpuls gelegt werden. 4poligen Steckverbinder (Buchse, Stecker) angeschlossen. Der Fahrtregler kann auch mit nur 1 Endstufe (VT5 und VT6 Das Leistungsteil (Bild 9) ist eine reine Transistorschaltung. VT1 entfallen) für Motorströme bis 'M 10 A und ohne Speedschalund VT2 arbeiten als Treiberstufe, während die beiden Endstu- ter verwendet werden. Die Schaltung ist damit vor allem für Anfen mit VT3, VT4 und VT5, VT6 als Dar/ington-Schaltung paral- wendungen im Schiffsmodell recht anpassungsfähig. lelgeschaltet sind. Über R3 und R4 werden die Stufen entkoppelt. Die Endstufentransistoren VT4 und VT6 müssen auf entsprechend dimensionierten (Rippen-)Kühlkörpern montiert 6. Mehrkanalschalter sein. Die einfache Befestigung auf dem Eabrtreglergehäuse genügt nicht mehr. Die multiplexe Informationsübertragung ermöglicht es, über Das Kühlproblem entschärft ein Speedschalter, der wahlweise 1 Übertragungskana{ mehrere Informationen zu übertragen. Das montiert werden kann (Kontakt 2). Relais KI polt die Drehrich- geschieht, indem die Informationen nicht ständig übertragen tung um. Sein Kontaktsatz ist als Umpolschalter verdrahtet. In- werden, sondern tfall ihre Werte abgetastet und zeitlich nachein-
-
ander zum Empfänger gelangen. In der Modellfernsteuerung bedeutet das, daß z. B. 7 (maximal 9) Steuerungsinformationen zeitlich nacheinander (multiplex), aber so schnell abgetastet, übertragen und ausgewertet werden, daß für den Menschen keine merkbare Verzögerung bei der Steuerung des Modells eintritt. Bei der Modellfernsteuerung arbeitet man je nach Anlage mit 40 bis 50 Zyklen je Sekunde (40 Hz bis 50 Hz), also mit 20 bis 25 ms je Zyklus. Bei der Stellzeit der Servos von 0,3 bis 0,5 s für den vollen Stellweg ist ein der menschlichen Reaktionsgeschwindigkeit angepaßtes vorbildgetreues bzw. exaktes Steuern auch schneller Modelle möglich. Für bestimmte Steuerungsfunktionen ist jedoch das reaktionsschnelle Steuern nicht unbedingt erforderlich. Die dadurch gewonnene »Zeit« kann dann zur Übertragung zusätzlicher Steuerungsinformationen genutzt werden. Konkret bedeutet das, in einer Steuerungsfunktion (der 1.Ebene) z. B. im iKanal können noch einmal multiplex wahlweise 4 bis 8 weitere Steuerungsfunktionen (der 2. Ebene) übertragen werden. Interessant ist das vor allem für die Fernsteuerung von Vielfachfunktionen auf Schiffsmodellen. Da das meist Schaltfunktionen sind, vereinfacht es die Problenitösung. Im Sender fragt ein Zähler als Multiplexer nacheinander die Stellung der Schalter ab. Die Informationen werden im Empfänger von einem synchron arbeitenden Zähler als Demultiplexer den jeweiligen Aufschalteinrichtungen zugeführt. In der vorgestellten Schaltung [aus Hobbybulletin Heft 9/10-83] bedeutet die Impulszeit 1,5 ms Schalter offen, 1, = 2.0 ms = Schalter geschlossen, 1 = 1,0 ins = Synchronimpuls.
Die Schaltung ist zur Anschaltung an Sender mit Servo-IJmkeh'rung (Servo-Reserve) ausgelegt, z.B. %IPX Comhi 80 in der 4. Lieferung der Schaltungssammlung für den Amateur, Blatt 10-8. Der Sender-Multiplexer (Bild 10) arbeitet mit dem dekadischen Johnson-Zähler 4017 (Dl), der von dem entsprechenden Kanalimpuls getaktet wird. Der Zähler fragt über die Bilateralschalter (D2, 1)3) die Stellung der Schalter 51 bis S8 ab. Die Anschlüsse a, b, c werden statt der Potentiometeranschlüsse am Senderimpulsteil angeschaltet Bei offenen Schaltern SI bis 58 wirkt die Reihenschaltung von .R2 und R3, so daß die Impulszeit = 1,5 rns entsteht. Bei geschlossenen Schaltern Sl bis 58 wird R 1 parallel zu R2 geschaltet. Der entstehende Impuls ist
1, 2,0 ms lang. Zur Synchronisation von Multiplexer im Sender und Demultiplexer im Empfänger wird als 9. Impuls über VT1 ein kürzerer Synchronimpuls (t,= 1,0 Ins) erzeugt, indem VTI RS parallel zu R3 schaltet. Da die Steuerungsinformation nur bei jedem 9. Impulstelegramm übertragen wird, erhält man mit etwa 0,2 s Verzögerung eine merkliche, aber nicht nachteilige Steuerträgheit. Der Demultiplexer (Bild 11) nutzt ebenfalls den dekadischen Johnson-Zähler 40/7. Die beiden Refcrenzgeneratoren (MMV 1 mit (R, 1,8 ms und MMV 2 mit tg= 1.2 ms) bewirken zusammen mit dem 4fach-NOR 4001, daß die eingehenden Impulse 1,0 ms, t, = 1,5 ms und t, = 2,0 ms sortiert werden. Die MMV lassen sieh auch mit einem IS 4011 oder 4001 realisieren. MMV2 synchronisiert zusammen mit G4 von D2 den Demultiplexer, indem er den Zähler D3 rücksetzt. Am Datenausgang »data« liegt nur eine Information, wenn mit MMV 1 ( = 1,8 ms) erkannt wird, daß der Eingangsimpuls t = 2 ms beträgt, also länger als t 1,5 ms ist. Nur diese Information an den D-Eingängen der 2fach-D-Flip-Flop (D4 bis 1)7) führt zusammen mit der Information am Takteingang (gemäß dem Zählerstand) zum Durchschalten der angeschlossenen Transistoren (als DarlingIon -Schaltung). Dabei bestimmt die Strombelastbarkeit des Endstufentransistors und seine Kühlung den Wert des zu schaltenden Stromes. Belegt man 2 Steuerungsfunktionen mit diesen 8-Kanalschaltern, stehen 16 Schaltfunktionen zur Verfügung. Die damit gebotenen Möglichkeiten sinnvoll zu nutzen ist schon eine echte Aufgabe.
Digitale Drehzahlmesser Der Drehzahlmeßwert als Lichtschwankung ist ein diskretes Signal, das sich für digitale Messungen direkt nutzen läßt. Das gegenüber dem analogen Drehzahlmesser grundsätzlich andere Meßprinzip sei am Übersichtsschaltplan erläutert (Bild 12). Die von der Luftschraube oder einer Hell-Dunkel-Markierung kommenden Lichtschwankungen wandelt eine Fotodiode in elektrische Impulse, die - verstärkt - auf eine Torstufe gelangen. Die Öffnungszeit der rorstufe bestimmt der Torzeitgenerator. So lange. wie das Tor geöffnet ist (t), gelangen die Impulse an den Eingang der Zählschaltung. Der 1, Zähler zählt bis 9, der 10. Impuls wird an die nächste Dekade weitergegeben. Da nur eine
(n)
(c)Bild 10 8-Kanal-Mulliplexer (Darsteuung wie in der genannten Quelle)
SCHALTUNGSSAMMLUNG - Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 10 - Modellfernsteuerung
Blatt
Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Standardreihe V4000 (Blatt 4)
108
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Flugmodell
Bild 12 Digitale Drehzahlmessung; a - Prinzipscbaltung, b - Stromlaufplan
Folodiade
Wrstärker
Tor
Zähler
Anzeige
Totzeit g&ierator 2stellige Anzeige vorhanden ist, erreicht der Zähler nach 100 Impulsen (entspricht 10000 min 1) den Ausgangszutand. Das muß man beim Messen beachten, denn alle Impulse (Drehzahlen) über 10000 hinaus werden so angezeigt, als wären die vorher gezählten 10000 min 1 gar nicht vorhanden. 14900 min werden also als 4000 min' angezeigt. Da man aber aus der Erfahrung beurteilen kann, ob der Motor 14 000 min -' oder nur 4000 min dreht, kann die Zweideutigkeit hingenonimen werden. Die 3. Anzeigestelle wäre höchstens zur Verbesserung der Ablesegenauigkeir wünschenswert. Die Anzeige ist während der Meßzeit dunkelgetastet. Nach Beendigung der Meßzeit schließt der Torzeitgenerator das Tor und zeigt den gespeicherten Meßwert an der Anzeige an (Ablesezeit t7 ). Die Meßgenauigkeit wird von der Stabilität des Torgenerators und dessen Kalibrierung bestimmt. Die Ablesegenauigkeit durch die 2 Ziffernanzeigen reicht aus (Ungenauigkeit: 1%). Sie ist wesentlich besser als die vom Amateur realisierbaren Analoganzeigen. 1%. bedeutet für 10000 miv' eine Abweichung von ±100 min- In diesem Fall erhält man für die Torzeit = Meßzeit 0,01 min = 0.6 s und für 2 Lichtimpulse je Umdrehung 0,30 s 300 ms. Je nach der geforderten Genauigkeit kann das erläuterte Prinzip mit entsprechendem Schaltungsaufwand realisiert werden.
8.
Schaltungen für elektronische Spezialeffekte im Empfänger
8.1. Autopilot Die Autopilotschaltung hat im Modell eine etwas andere Aufgabe als im Großflugzeug. Im Modell soll der Autopilot bei Senderausfall das Ruder in eine vorprogrammierte Stellung bringen,
zum Empfänger) +4.6V
(vom Sero)
E SL
Bild 13 Autopilot D1(Gi.. 04): V4011
(vom Empfäng&) 4,6V0
il al
CI Ri 100 K
r
Servo
Gl
14 GI E1&
t47
9)
62
G4 13
-1
R4 25K
R2
1
5AV30
01.04 V4011D
E
MPC
MPQ
1
IIILft_ MP®
Bild 14 Servo-SptLt; a - Stromlaufplan, b - Impulsdiagramm
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung - 1989 Kapitel 10 - Modeilferusteuerung
109
Anwendungsbeispiele für CMOS-Schaltkreise der Standardreihe V4000 (Blatt 5) um auf diese Weise auch ungesteuert eine möglichst »sanfte« Landung zu erreichen. Daß das nur bei Segelflugmodellen einige Aussicht auf Erfolg hat, sei nebenbei erwähnt. Beim Segelflugmodell besteht auch dann noch die Gefahr, daß es mit dem Autopiloten in eine Thermikblase gerät und weit entfliegt. Trotz dieser Bedenken ist der AUtopilot eine interessante technische Anwendung für elektronische Schaltungstechnik. Die Autopilotschaltung (Entwickler VEB Institut für Spielzeug Sonneberg) verwendet den 15 4011 (Bild 13). Gatter 01 negiert den Kanalimpuls, so daß dieser nach nochmaliger Negation durch 04 wieder in richtiger Polarität am Ausgang auftritt. Der negierte Kanalimpuls entlädt über VDI den Kondensator C5, so daß 02 sperrt. Erst, wenn der Kanalimpuh an E infolge Störung im Sender oder im Empfänger ausfällt, lädt sich C5 über R6 auf, und 02 wird aktiv. Zusammen mit 03 bildet G2 einen stark asymmetrischen astabilen Multivibrator, der den Autopilotimpuls mit 1, = (1,6 ± 0,6) ms bei der Pause von t, = 20 ms erzeugt. Die Länge des Autopilotimpulses ist mit R2 einstellbar und damit auch die bei Senderausfall programmierte Ruderstellung. Das Seitenruder wird man neutral einstellen, Höhenruder leicht gedrückt (sicheres Landen), Motor (falls vorhanden) auf Leerlauf. Der vom AMV erzeugte Impuls ist negativ. Die Inverterstufe 04 negiert ihn, so daß er als positiver Steuerimpuls am Ausgang auftritt.
8.2. Servo-Split Bei der Fernsteuerung des Automodells besteht 0. a. die Aufgabe, mit einem Steuerknüppel Gas und Bremse zu betätigen Wird der Steuerknüppel ab Neulrallage nach vom geschwenkt, soll das Servo den Gasschieber am Vergaser betätigen; ab Neutrallage nach hinten-geschwenkt soll die Bremse anziehen. Diese Aufgabe läßt sich mit mechanischen Mitteln lösen. Die angebotene elektronische Lösung ist jedoch technisch besser, zumal sie auch einen einfacheren mechanischen Aufbau hat und sich leichter justieren läßt. Im Modell werden 2 Servos eingebaut. Das eine Servo betätigt den Gasschieber, das andere Servo die Bremse. Die elektronische Schaltung teilt das Steuerkommando in 2 Teilkommandos, es splittet das Steuerkommando ab Neutralstellung in ein Teilkommando Gas und ein Teilkommando Bremse. Der Zusatzbaustein »Servo-Split« läßt sich aus einem 4fach-NOR-Gatter aufbauen (Bild 14) - nach Flug- und Modelltechnik Heft 5/86, Seite 23, Gatter GI invertiert den Kanalim-
puls. Gatter 02 und G3 bilden einen Referenzgeneralor, der den Referenzimpuls (ü mittlerer Kanalimpuls. li = 1,6 ms) erzeugt. Die Referenzimpulslänge läßt sich mit .R4 einstellen. An Ml' 4 al treten dann immer nur positive Impulse auf, die kleiner als der Referenzimpuls sind, also t = 1,1 bis 1,6 ms. Die beiden Dioden VD2 und VD3 wirken als ODER-Gatter, so daß an MPS a2 immer nur Impulse auftreten, die länger als der Referenzimpuls sind, also t, 1,6 bis 2,1 ms. 8.3. Servo-Koppler Eine praktisch zum Servo-Split entgegengesetzte Äufgabenstellung ergibt sich, wenn z.B. 2 sonst getrennt betätigte Funktionen am Modell zur Erleichterung mit einer Knüppelbewegung parallel gesteuert werden sollen. Diese Kopplung von Funktionen soll jedoch vom Sender aus abschaltbar sein. Eine Anwendung dafür wäre z. B. die Kopplung (Kombination) von Quer- und Seitenruder am Flugmodell für den Thermikflug. Für bestimmte Figuren, so auch bei Start und Landung, sollen Quer- und Seitenrudetjedoch getrennt steuerbar sein. Die Kopplung hißt sich bei Sendern mit geschalteten Kanalpotentiometem meist mit der Funktion Kombi-Schalter einbauen oder nachrüsten. In älteten Anlagen kann eine solche Servokopplung durch den beschriebenen Zusatzbaustein am Empfängerausgang nachgerüstet werden. Der Servo-lCoppler besteht aus einem 4fach NOR 4001 und aus einem Bilateralschalter 4066 (Bild 15) - nach Flug- und Modelltechnik Heft 7/1986, Seite 37. Gatter 01 und G2 des 4001 sind wieder als Referenzgenerator geschaltet. Gatter 03 und 04 bilden ein Flip-Flop. Je nach Referenzimpulslänge schaltet das FF an Anschluß 11 oder an Anschluß 10 auf H. Diese Pegel schalten, über R2, C3 oder R3, C4 geglättet, immer nur einen der angeschlossenen Bilateralschalter, (51 oder S2). Im Normalfall ist SI geschlossen. In diesem Fall werden Quer- und Seitenruder am Sender mit 2 Steuerknüppeln getrennt gesteuert, denn die Kanalimpulse gelangen direkt an die beiden Ausgänge. Verändert man den Steuerimpuls (dazu kann ein freier Kanal z. B. 5 oder 6 genutzt werden, so daß der FF kippt), schließt S2, und 51 öffnet. Folglich liegt am Querruderausgang der gleiche Impuls wie am Seitenruderausgang. Beide Ruderfunktionen werden also vom Seitenruderknüppel am Sender gesteuert. Die Kopplung kann man mit dem Steuerkanal jederzeit vom Sender aus zu- und abschalten.
Bild 15 Servo-Koppler
SIe uer konul
Quer fL
av
Seile JL
Seite Oi(&i 64): VLOO)D 02(S1,S2) . V4056D
Blatt
84.
Servo-Reverse
Servo-Reverse, auch als Servo-lnverter oder Stellrichtungsinverter bezeichnet, braucht man, wenn das Ruder wegen der Einbauverhältnisse im Modell die der üblichen Drehrichtung entgegengesetzte Drehrichtung benötigt. Das Umpolen im Servo ist möglich, aber umständlich und nur dem Fachmann angeraten. Einfacher geht es mit Servo-Reverse im Sender. Bei älteren Anlagen ist jedoch Servo-Reverse im Sender nicht möglich. Dann bietet ein Servo-Reverse-Baustein, den man zwischen Servo und Empfängerausgang schaltet, Vorteile, Solch ein Baustein
DiIfl 1
E NIP
C
MP®
MP®
MP®
(Bild 16a) läßt sich auf einer kleinen schmalen Leiterplatte gewissermaßen rund um den IS aufbauen, der auch bei 10 g Masse in leichten Modellen zu »verkraften« ist. Herzstück ist wieder der 4001. Gi und G2 bilden den Referenzgenerator, der mit 2- 1, = 3,2 ms auf die doppelte mittlere Kanalimpulslänge eingestellt ist. G3 negiert den Referenzimpuls, und G4 bildet immer die Differenz von Eingangs- und Referenzimpuls, so daß am Ausgang ein Impuls mit der zum Kanalimpuls entgegengesetzten Stellrichtung auftritt (s. auch Impulsdiagramm Bild 16b).
- gt „I.,,,f,'I,, h -
ramm c-uster M
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 10 - Modellfernsteuerung
Blatt
10-10
Aiiwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D (Blatt 1) 1.
Daten und Eigenschaften
Bestimmte Aufgabenstellungen sind recht vielfältig lösbar. Unterschiedliche Schaltkreise ]assen sich für vergleichbar günstige Lösungen einsetzen. Schaltkreise mit komplexer Innenschaltung reizen auch dazu, ihre Verwendbarkeit für unterschiedliche Anwendungen zu prüfen. Ein solcher Typ ist der Zeitgeberschaltkreis (Kurzbezeichnung: Timer) 3 555 D. Den Schaltkreis »555« produzieren mehrere Hersteller. Die ('Ui die vorgesehenen Anwendungen interessierenden Hauptmerkmale sind: - Aufbau von Zeitsteuerungen nach dem Prinzip der Kondensatorauf- bzw. -entladung, deren Zeitkonstante von der Betriebsspannung weitgehend unabhängig ist. - Präziser 7.eitgeber (Timer) über einen weiten Zeitbereich bis 9 Dekaden) in monostabiler Arbeitsweise. — Verwendung als Generator über einen weiten Frequenzbereich (bis 250 dlx). - Verwendung als Komparator. - Einfache Außenbeschaltung (.RC-Glied). - Weiter Betriebsspannungsbereich (4,5 bis 16V). - Relativ hoch belastbare Gegentaktendstufe (bis 200 mA). - Kompatibel mit anderen IS-Familien (TTL, CMOS). Diese Merkmale erzielt man mit der Innenschaltung nach Bild 1. Sie enthält: - 2 Komparatoren mit Referenzspannungsteiler, - RS-Flip-Flop mit Rücksetzeingang. - Entladestufe, - Gegentaktendstufe. Die Anschlüsse sind wie folgt belegt: 5 Kontrollspannung 1 Masse M 6 Schwellwerteingang 2 Triggereingang 7 Entladeausgang 3 Ausgang 4 Rücksetzeingang 8 Betriebsspannung Ucc Wie diese Ein- und Ausgänge zu beschalten sind, um ganz bestimmte Verhaltensweisen bzw. Wirkungen zu erzielen, wird im folgenden an mehreren Beispielen demonstriert, Dabei sind nachstehende Grenzwerte einzuhalten bzw. Einsatzhinweise zu beachten. Grenzwerte Betriebsspannung U. Ausgangsstrom 'nein Gesamtverlustleistung P 05 Betriebsteniperaturbereich 9,
- Haltezeit bzw. 'laktperiode T bis 1,5 lis, - Resetnnschlufl auf U« legen, außer wenn Reset eingeschaltet wird, - bei induktiver Last Schutzdioden schalten, - Betriebsspannung möglichst mit 10 .tF Elektrolyt- und 10 nE Keramikkondensator abblocken.
2.
Zeitschaltungen
In den folgenden Beispielen arbeitet der »555« als monostabiler oder astabiler Multivihrator. Die Kippzeiten liegen im Bereich von Sekunden bis Millisekunden.
2.1. Blinkschaltung Bild 2 zeigt einen langsamen astabiten Multivibrator. R] und 32 bestimmen (zunächst ohne Diode über 32 betrachtet) die Schaltzeiten am Ausgang nach = 0,69 Cl (31 + R2) 0,69 Cl 32 T = - Zeit für 11-Signal am Ausgang, t - Zeit für L-Signal am Ausgang, T - Taktzeit. Das ergibt zunächst tL
- 0,694,7 pF 440 kC2 1.4s = 0,694.7 pF'220 ki) 0.7
und damit für r1 und t ungleiche Zeiten.
r
nE P2
«t1J
KJLJ 4.5 bis 16V -200 bis +200 mA 600 m — 25 bis 1 85'C
P3
i.l
Einsatzhinweise - Externe RC-Beschaltung im Bereich
L
t'
J L
1M2 R 12 bis 1 nF bis 100 pF; C
c
bei geminderter Genauigkeit ist der Bereich für C um Faktor 10 erweiterbar.
Bild 2 Blinkschaltung: a - Stromtaufptan. b - Leiterplatte - ßauelensenteseite, c - Leiterptatte - Lötseile, d - Musteraufbau 4llV
Reset uce Schweitwert -lj Kemparntar2 R1
L
UKontr
Ri 2201<
Ausgang T R 5
V0
SAY3O
L
-d7
P fl222
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L01
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Bild 2»
1
Komparotor 1 Entlade--
T:i - —'
r
4
TL'
V R3
Nt
LED 85550
Ausgangs - 1 stufe ' Entladung
rrgger
'- Hasse
J
Bild 1 Innenschaltung des 1.5 B 555 D
J
VD3
ri
LED 560
Aufgabe bietet sich der 555 an. Der Timer wird als Iriggerbarer monostabiler Multivihrator (MMV) geschaltet. Er erzeugt die (einstellbarei 3-s-Zeit: ein Piezosignalgeber strahlt den Ton ab. Die Schaltung nach Bild 3 nutzt die Zeilkonstante des Entladevorgangs des RC-Glieds RI. Cl aus. Durch Drücken des Tasters Ta wird ('3 aufgeladen. Damit wird über die Komparatoreingänge (Anschlüsse 2 und 6) der Ausgang des Timers (Anschluß 3) auf I-1-Pegel gesetzt, und der l'ieznsunimer ertönt. Cl entlädt sich über den internen Entladetransistor (Anschluß 7) schlagartig, die Wiederaufladung verläuft nach to = 1,1-R - C mit Zeit für 11 -Signal am Ausgang
tii
'i- R2 }
g
zu t Hr,ax
Bild 2d Durch VDI werden 1, und 1H jedoch annähernd gleich groß. Auf Grund der Gegentaktendstufe arbeitet die Schaltung als WechVD2 und VD3 leuchten abwechselnd. Statt VD2 selblinker, d. h bzw. VD3 können auch Reihenschaltungen bis zu 6 LED treten. Die Vnrwiderstände werden dann R3 = E4 = 390 (1 für = 12 V. Solche Leuchtbänder eignen sich für bestimmte Lichteffekte. Zur Anschaltung von Glühlampen benutzt man entsprechende Transistorslufen
2.2.
CI
Kurzzeittimer
Nach den Wettkampfregeln (NAV1GA) müssen vorhildgetreue Schiffsmodelle der Klasse F2 beim Anlegemanöver im Meliviereck des Anlegedocks 3 s still liegen, ohne die Dockwände oder die Meßllte zu berühren. In der Wettkampfpraxis hat es sich hawährt diese Stoppzeit für Schiedsrichter, Wettkänipfer und Zuschauer mit einem 3-5-Ton akustisch »anzuzeigen«. Für diese R2 IOK -Dt
RI
zeitbestimmendes
1,l57kfl10Op.lF'6.3sund 1,,,=11 1s.
Der zeitbeslimmende Widerstand R ist in R 1 und R2 geteilt, wobei R2 als Schutzwiderstand bei Schleiferstellung R 3 auf Ucc wirkt. Getriggert wird die Schaltung durch eine negative Schaltflanke am Triggereingang (Anschluß 2). In diesem Fall genügt es, den Triggereingang über Tu und R3 kurzzeitig auf Masse zu legen. Dadurch kippt der Ausgang (Anschluß 3) auf 11 -Signal, und der Kondensator Cl wird über R1 + R2 aufgeladen. Solbald die Kondensatorspannung gleich der internen Referenzspannung des Komparators 2 an.Anschluß 5 ist, setzt das Flip-Flop zurück, der Ausgang geht auf L-Signal. Der intime Entladetransistor an Anschluß 7 entlädt den Kondensator Cl. so daß der Timer neu gestartet werden kann. Die Schaltung ist auf einer Lochrasterplatte aufgebaut, deren Größe sich nach dem Einbauraum des vorgegebenen Gehäuses (Handsteuerteil eines kabelgesteuerten Automodells) richtet. Schalter und Taster des Gehäuses wurden genutzt. Als Tonerzeuger eignet sich ein piezo-phon. Für größeren Schalldruck wird es einfach mit größerer Spannung als U 1 4,5 V betrieben. Die Erprobung zeigte, daß die erzielte Lautstärke und der typische 2,7-kiIz-Ton im Wettkampf ausreichen.
4,5V 2.3. Servoprüfer
Ni 8555
Tu
f
-
Pezo
Die Bezeichnung Servoprüfer zielt auf das Hauptanwendungsgebiet dieses Geräts, die Prüfun von Servos im Modell oder außerhalb davon ohne Femsteueranlage. Richtiger müßte das Gerät als »Kanalimpulsgenerator« bezeichnet werden. Damit ist auch schon gesagt, daß mit einer elektronischen Schaltung der Kanal± Az, wie er in Bild 5 der Blätter zum Einsatz impuls K des B54D dargestellt ist, erzeugt werden soll. Das Impulsdiagramm gibt gewissermaßen schon den Anhaltspunkt für die Lösung der Aufgabe. Ein Impulsgenerator (AM') erzeugt die Zeitbasis von T = 20 ms und triggert einen 2. Impulsgenerator (MMV), der den längenvariablen Kanalimpuls tK = t ± At er-, zeugt (Bild 4).
Bild 3 Kurzzeittimer (E3ockrnanöver-Kontroiler); a — Stromlaufplan, h - Leiterplatte - Bauelementeseite, c - Leiterplatte — Lötseite, d- Mustoraufbau L
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung • 1989
Blatt
\t Kapitel 10 — Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555D 1041
(Blatt 2)
•
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0. 4,8V Emptcingebaderie
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Ir _L--• I ; 4 1 i Fes . 7 0•4.8V I 1110 K N2 RT 1K I 2 - 3 • MB • .11 3555 D
R3 100K
31K
7
C2 NI R2 • 5 3 • 56K I 13 555 0 In •2 I
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r . 0 041/4.0.0
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Bild 4 Servoprüfer: a - Stromlaufplan, b -- Leiterplatte - Bauelementeseite, c - Leiterplatte - Lötseite, d - Musteraufbau, e -Gehäuse
des Servoprüfers
Lli ■
• I
1.
• +‚8V 1 Empfängerbarerie
t R1 R3 I RtH Lt -5 . . 8 4 270K r---1-8 4 150K RS .7 i 4-4,8V 1 --• 7 NI 1 C2 11110K N2 R7 1K • R2 .2 3. . n f 3. . 8 555 0 in B 555 0 R6 P . •6 • 2 la K dgl 1 lin VO . 5 I C3 . Cl .100n 1 100n 1
.5 51
Berv o
1 8,2k
S1 N3 v01 5 . SAY 30 n pil 7 220 Ein„...tamat sch R9 2,2K K B 555 D VT 1 .41,
SC 307
. C4 T 43»
Bild 5
Servoprüfer für automatische Impulsvariation
Der 1.Timer ist als asymmetrischer AMV geschaltet und erzeugt die Wiederholzeit T 22 ms. Über das RC-Glied R3, C2 triggert er den 2. Timer ja MMV-Schaltung. Mit R6 ist die Impulsvariation At, einstellbar. R5 beeinflußt den Einstellbereich, den man damit so legen kann, daß R6 von -'-At, bis —At, den vollen Bereich überstreicht. Der Kan-atimpuls wird über R7 als Schutzwiderstand bei eventuellem Kurzschluß am Ausgang ausgekoppelt. Bei der Fehlersuche mit dem Servoprüfer kann ein solcher Kurzschluß durchaus als Fehler vorliegen. Die Schaltung baut man in ein kleines handliches Gehäuse ein. Sie wird aus der Empfängerbatterie versorgt, die man, wie auch die zu prüfende Aufschalteinrichtung (Servo, Fahrtregler u. über Steckverbinder anschließt. Der Servoprüfer ermöglicht dadurch Einstell- und Prüfarbeiten am Modell oder beim Aufbau von Schaltungen getrennt von der Fernsteueranlage. Bei der systematischen Fehlersuche leistet der Servoprüfer ebenfalls gute Dienste, Die Zeitmarkierungen auf dem Gehäuse findet man mit einem industriell hergestellten .Servo, dessen Impulszeit und Stellweg (Stellwinkel) bekannt sind, oder mit einem Impulsoszilloskop. Der Servoprüfer erzeugt den Kanalimpuls mit der eingestellten Impulslänge. Für bestimmte Einstellarbeiten ist jedoch die Änderung des Kanalimpulses zwischen Minimal- und Maximalwert wünschenswert. Durch einen einfachen Zusatz kann die ursprüngliche Schaltung erweitert werden (Bild 5). Es handelt sich um die astabile Blinkschaltung von Bild 2. Der AMV mit N3 erzeugt eine Kippschwingung von etwa 3 s Periodendauer. Diese erscheint an Anschluß 2 und Anschluß 6 als Dreieckapannung. Diese Dreieckspannung wird über VII entkoppelt und moduliert und über Anschluß 5 von N2 den Kanalimpuls zwischen 4,,,,, mit der Zeitkonstante t j»4 = 3 s. Das heißt, innerhalb von 3 s durchläuft ein angeschlossenes Servo den vollen Stellweg hin und zurück. Diese Zeitautomatik läßt sich mit dem Schalter 5 abschalten.
2.4. Zeitrelais Verwendet man den Timer 555 im monostabilen Betrieb, können damit fast beliebig lange Halte- oder Verzögerungszeiten Fair Schaltrelais eingestellt werden. Mehrere solche Zeitrelaisbausteine, über freie Relaiskontakte in Reihe geschaltet, ermöglichen, regelrechte Folge- und Ablaufsteuerungen aufzubauen. Solch eine automatische Ablaufsteuerung kann z. B. auf einem Schiffsmodell erst das Licht, danach den Diesel und dann den Scheinwerfer o. a. einschalten. Schalten alle Stufen mit Verzögerung, beginnt die Verzögerung erst mit dem Einschalten der Vorstufe. Den Scheinwerfer im genannten Beispiel schaltet man sinnvollerweise auf »Halten«, so daß er nach der eingestellten Haltezeit nicht verlischt. Damit wird bereits deutlich, daß für ein solches Programm der Ablaufsteuerung viele Möglichkeiten gegeben sind. Herz des Zeitrelais (Bild 6) ist ein 555 in monostabi1er Grundschaltung, wie sie bereits beim Kurzzeittimer (Bild 31 angewendet wurde. Mit Einschalten der Betriebsspannung entsteht an R1, Cl der Triggerinipuls, der über Anschluß 2 den Timer startet. Die Haltezeit des Timers ist mit R2 einstellbar und liegt im Bereich 1H 3 bis 55 s, berechnet mit R = R2 1- R3 laut Bild 6 nach
_______--
t•
t. in = tHn,ax = l,l'R tiin 'C=1,1'I,056'106 '47 10 6 s - 55s Befindet sich der Schalter S in Stellung a, zieht das Relais sofort an und fällt nach der Zeit r14 wieder ab. Es arbeitet abfallverzögert. Schaltet man 5 in Stellung b. arbeitet das Zeitrelais anzugsverzögert, d. h., es zieht erst nach der mit dU eingestellten Zeit tH an. Sind längere Zeiten als tH = 55s erwünscht, kann C2 auf 100 pF vergrößert werden, wodurch sich die Haltezeiten ebenfalls verdoppeln.
Kontrollschaltungen Bei den Kontrollschaltungen wird der Timer als bistabiler Multivibrator (BMV) betrieben, ist also keine Timerschaltung im eigentlichen Sinne. Bei den BMV-Schattungsvarianten nutzt man die hohe Empfindlichkeit und Genauigkeit der beiden im Eingang liegenden Komparatoren KI und K2 (s. Bild 1). Das dokumentiert letztlich auch, daß moderne 15 recht vielseitig verwendbar sind.
3.1. Wassermelder Um bestimmte Zustände vom Modell über akustisches Signal zurückzumelden, ist außer dem Schallwandler (Tonerzeuger) noch ein entsprechender Sensor (z. B. 'Wassersensor) erforderlich. Beim 555 kann einer der Komparatoren als »Wassersensor« benutzt werden (Bild 7). im vorgegebenen Fall ist die IS als I3MV geschaltet. Wird der Komparatoreingang K2 (Anschluß 2) über den Fühler auf Minus (Masse) gelegt, kippt der interne Flip-Flop, und der Ausgang (Anschluß 3) führt H-Signal. Der angeschlossene Piezosummer »gibt Laut«, Durch Überbrücken der beiden Kontakte Ta mit dem Finger (oder einer Taste an deren Stelle) wird die 15 rückgesetzt. Vorher muß jedoch der Fühler »wasserfrei« sein, sonst schaltet der Ausgang sofort wieder auf 11 und den Sommer ein. Je größer man R1 und R2 auslegt, um so empfindlicher wird die Schaltung. Allerdings kann der Wert von Rl, R2 nicht beliebig vergrößert werden. Hinzu kommt, daß bereits bei Werten von 1 bis 2 Mt) die Schaltung gut isoliert aufgebaut werden muß, um die exakte Funktion zu gewährleisten. Schaltet man statt des piezo-phon einen Leistungstransistor mit Wasserpumpe an, ist das eine automatische Lenzpumpe.
3.2. Kapazitätsprüfer Mit zunehmendem Alter sinkt die den Akkumulatoren effektiv entnehmbare Kapazität. Da das Kapazitätsverhalten jedoch wichtige Rückschlüsse auf die Betriebszeit und auch auf die Betriebssicherheit zuläßt, ist deren Kenntnis wichtig. Aus diesem Grund empfiehlt es sich, die effektive Kapazität aller verwendeten Akkumulatoren etwa alle 2 Jahre zu überprüfen. Exemplare, deren Effektivkapazität nur noch 80% oder weniger von der Nennkapazität beträgt, sind durchaus noch nicht »Schrott«. Sie sollten jedoch nicht mehr für »lebenswichtige« Funktionen wie Sender-, Empfänger- oder Fahrbatterie verwendet werden.
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SCHALTUNGSSAMMLUNG . Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 10 - Modellfernsteuerung
Blatt
10-12
Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D (Blatt 3) + 4,8... 32V
Bild 8 Etfektivkapazitiitsprüfer
Be, Uprüf > 12V
0Prüf
zwischen A und B auftrennen und NI 'getrennte Slromversargung für NT :J 85550 6 8
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1
1
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I°° Jff 30 2
(siehe
Text)
Ein Effektivkapazitätsprüfer läßt sich mit dem B 555 1) recht elegant aufbauen (Bil4 8), Sind Batterien mit Klemmenspannungen im Bereich L% = 4,8 bis 16V zu prüfen, wird die Schaltung aus der geprüften Batterie versorgt. Für Klemmenspannungen UB .> 16V muß der ES über einen Stabilisator-IS oder eine getrennte Spannungsquelle gespeist werden. Das Relais (6 oder 12V) richtet sichI nach der Klemmenspannung der geprüften Batterie. Die Bezugsspannung erzeugt die Z-Diode VDI am Kontrolieingang (Anschluß 5). Durch den internen Spannungsteiler ist der Abschaltpunkt über die Bedingung 0,5'U 5 ; Um — Z-Spannung an Anschluß 5 in V, U 5 — FntladeschlußSpannung der Batterie in V vorgegeben. Da der Kornparator in der 15 auf Differenzen im Millivoltbereich reagiert, sollte R 1 ein Dickschichtsteller sein und der Einstellbcreich u, Ei. durch die Reihenschaltung mit einen] Widerstand gespreizt werden. Gestartet wird der Effektivkapazitätsprüfer durch Drücken der Taste. Die breite Schalthysterese der Komparatoren verhindert die selbsttätige Wiedereinschaltung nach dem Erreichen der Entladeschlußspannung. Der an RI einzustellende Wert der Entladeschlußspannung richtet sich nach der Zellenzahl und dem Typ des Akkumutalors. Die Belastung bildet die Lampe Lal (u, U. Kombination mehrerer Lampen 12V725 bis 50W) als quasi . Konstantstromlast mit den typischen Werten für den Entladestrom
Bild 9 Blinkende Spannungskontroile
+4,8..J2V VDljY 1 LEß1, 1
Pl 47K
470
C
P4 18K
.7 NT P21,J r-46 22K
95550
P5 1K
4
_LC1 4,7.
.
.
.
t_J _l_c2
R6 2,7K
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r,
1 _i.
rh, H Uiot---4--------4---
‚l,-1VD2 Z 3.0 ¶ O
(siehe Test)
NI Up•üzß
B555 D 6
10K
470 3 (‚!‚VVD' l 1 LED
if
1, = 0,1 K 'A 15 —Entladestrom in A. K—Nennkapnzität in Ah, 110 — løstündiger Nennentladestrom, Zur Zeitmessung kann man die Batterie einer elektrischen Uhr oder Quarzuhr über einen Kontaktsatz des Relais an- und abschaltbar anschließen. Als Entladeschlußspannung U 5 hei Belastung mit ' gelten die Werte Bleinkkuzelle U ]}.h = 1,75V, Nickel-Cadmium-Akkuz,elle UE]N,ed = 1,0V,
3.3.
Spannungskontrolle
Die Spannungskontrolle wird immer dort wichtig, wo die Betriebssicherheit der Anlage oder des Modells davon abhängt, Am Sender ist daher eine ständige Spannungskuntrollc über ein mdikatormeßwerk möglich. Dabei kommt es nicht auf den exakten Meßwert an, es genügt die Aussage, daß die Batterie noch genügend geladen ist (verfügbare Kapazität) Wenn diese verfügbare Kapazität unter den Wert von 101/ü der Nennkapazität (O,t 'KNCOe ) sinkt, sollte aus Sicherheitsgründen der Betrieb abgebrochen und die Batterie nachgeladen werden. Es genügt also,
Bild 10 Spannungskonlrulle mit EIalteet'tekt (1) diesen Grenzwert zu signalisieren bzw. zu kontrollieren. Da eine Spannungskontrolle der Empfängerbatterie herstellerseitig nicht vorgesehen ist, lohnt sich der Selbstbau auf jeden Fall. Mit dem 555 sind nun unterschiedliche Varianten der Spannungskontrolle möglich, von denen jede ihre spezifischen Vor- und Nachteile hat, Allen gemeinsam ist, daß sich bei Erreichen des kririsehen Wertes von 0,1 ' KNSflJ ü U0510 der Schaltzustand ändert, Den Viert für (J 510 ermittelt man für die jeweilige Batterie unter Beachtung der Belastung mit der Kapazitätsmessung. In der 1. Variante ist der 555 als AMV geschaltet (Bild 9). Der Rücksetzeingang (Anschluß 4) setzt die IS bei Verbindung mit Massepotential unabhängig von den Signalen an denjKomparatoreingängen. Das nutzt man bei der Schaltung zur Spannungskontrolle aus, indem die Schwelle für das Rücksetzen über die sinkende Betriebsspannung tf- an RS einstellbar ist Bis zum
Rücksetzen blinkt die LED VD1, Der Riicksetzpunkt sollte aus den bereits dargelegten Gründen auf K = 10% eingestellt sein. Für Spannungen Ucc < 12V ist lediglich R3 zu verkleinern.
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Bild 11 Spannungskontmol]e mit Halteeffekt (2). Für U flL]. > 12 V zwischen A und B auftrennen und getrennte Stromversorgung Bei der 2. Variante der Spannungskontrolle wird eine andere interessante Eigenschaft des 555 ausgenutzt. Ihr Schaltverhalten als Kornparator mit Hysterese läßt sich für eine Spannungskontrolle mit Halteeffekt, gewissermaßen mit Gedächtnis, verwenden. Die Schaltung, im Modell eingebaut, zeigt dann nach der Landung oder dem Anlegen des Modells an, ob während des Betriebs die Batteriespannung unter den eingestellten kritischen Wert gesunken ist. Die Schaltschwelle des Komparators (Bild 10) ist mit R1, R2 auf U/2 festgelegt. Durch Betätigen des Tasters S wird die 15 rückgesetzt, die LED \'Dl ist dunkel, Die Bedingung dafür gilt so lange, wie L'6
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ist. Die Spannung am Triggereingang (Anschluß 2) hält die Z-Diode VD2 fest. Sinkt bei der angegebenen Dimensionierung die Speisespannung Cia infolge starker Belastung oder entladener Batterie unter 4,5V (UID = 3V = 2/3 U0), so schaltet der Ausgang auf II, und die LED leuchtet. Wegen der Schalthysterese leuchtet die LED auch dann, wenn (J 0 wieder steigt. Damit ist der Gedächtniseffekt verwirklicht. Die LED verlischt erst wieder durch Drücken des Tasters S. Für NiCd-Sinterzellen sollte der kritische Wert U = 4.5V oder gar Uc 4,8V sein. Bei NiCdMassezellen tritt wegen des hohen Innenwiderstands ein stärkerer Spannungsrückgang unter Belastung auf, so daß als kritischer Wert = 4,1 '1 (L)', = 2,7V) gelten kann.
Meist ist es schwierig, eine Z-Diode mit dem ermittelten Wen für die Z-Spannung zu finden. Mit ausreichender Genauigkeit kann man als Schwellwert jedoch auch die Werte für die Flußspannungen von Si-Universaldioden (»DUS«) oder LED ausnutzeit Bei den DL'S liegt der Wert für die Flul3spannung bei Ci» 1V (ausmessen!), bei den LED je nach Typ und Durchlaßstrom bei Ci» = 1,8 bis 3,0V. Durch Kombination von unterschiedlichen DUS und LED kann man praktisch jeden Wert für U einstellen, allerdings mit höherem TK als bei einer Z-Diode. Die letzte Variante zur Spannungskontrolle (Bild 11) nutzt die modifizierte Schaltung des Effektivkapazitätsprüfers nach Bild 8. Der Timer schaltet am Ausgang (Anschluß 3) auf II, wenn die Spannung am Triggereingang (Anschluß 2) unter die Hälfte der Spannung am Kontrolleingang (Anschluß 5) sinkt. Hält man die Spannung am Kontrolleingang mit einer Z-Diode fest, wird damit die Schaltschwelle Cia 0.5 U..« bzw. 2 U. In der angegebenen Schaltung leuchtet VD2 (LED) auf, wenn die Klemmenspannung unter den mit R 1 bzw. VDI eingestellten Wert sinkt. Schaltet man VD2 gegen so leuchtet sie so lange, bis LJ3 unter den Grenzwert sinkt. Im Schiffsmodell ist es u. U. wirksamer, die LED gegen ein piezo-phon zu tauschen. In der angegebenen Variante ist die Schaltung vor allem für den Einsatz im Flugmodell gedacht. Da die Schaltung ebenfalls mit »Gedächtnis« (Halteeffekt) arbeitet, kann nach der Landung kontrolliert werden, ob bei der Servobetätigung im Flug die Spannung unter den kritischen Wert gesunken ist. Damit die Schaltung vor allem bei Verwendung von NiCd-Massezellen nicht bereits auf jede Belastungsspitze anspricht, sollte der Triggereingang (Anschluß 2) mit etwa 1 pE gegen Masse beschaltet worden. Das »Gedächtnis« der Schaltung ist durch Betätigen der Taste 5 zu löschen. Damit wird der BMV wieder rückgesetzt, vorausgesetzt, liegt wieder über dem Grenzwert. Sinnvollerweise baut man diese Kontrollschaltung zusammen mit dem Batterieschalter und der Ladebuchse als Einheit in ein etwas größeres Schaltergehäuse,
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Bild 12 Nebelhorn: a -. Stromlaufplan, h - Leiterplatte - Bauelementeseite, e - Leiterplatte - Lötseite, d - Musteraufbau
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis (Blatt 4) 4.
NF-Generatorschaltungen
Betreibt man den Timer 555 als gesteuerten astabilen Multivibrator, so sind recht unterschiedliche Klangeffekte zu erzeugen, z.B. Nebelhorn, Sirene, Ein- oder Mehrzvlinderdiesel, Hupe ui Der Modellbauer kann also das Auto- oder Schiffsmodell sogar akustisch wunschgemäß ausstatten.
10-13
B 555 D
Impuls am Ausgang des Taktgenerators (Anschluß 3) schließt über VT2 den Kondensator C5 des Tongenerators kurz und bewirkt den abrupten Abbruch des Sirenentons. Die Asynlmetrie von 43 > IL des Taktgenerators bewirkt eine flache Anstiegsflanke an £3 im Verhältnis zur steileren Abfallflanke. Damit erreicht man den deutlich anschwellenden Sirenenton und den kurzen Abfall. Gestaltet man VT2 abschaltbar. genügt 1 Schaltungsaufbau für beide Sirenenfunktionen.
4.1. Nebelhorn Das Nebelhorn ist eine schiffsmodelltypische Funktion. Selbst im vollelektronischen Zeitalter ertönt trotz Radar auf dem großen Vorbild bei schlechter Sicht das Nebelhorn. Einem 7 s langen tiefen Ton folgen 2 min Pause. Am Modell wird man die Pause etwas kürzen, ohne damit an Vorbildtreue einzubüßen, Mit dem 555 löst man die Aufgabe durch 2 in Reihe geschaltete AMV. Ein stark asymmetrischer AMV' (8,5s:41 s) steuert als Taktgenerator den 2. nachgeschalteten AMV, der als Tongenerator (320 Hz) arbeitet (Bild 12). Die Kopplung der beiden AMV übernimmt VT1, der in den Pausen £2 kurzschließt und damit AMV2 ausschaltet. Der 2. AMV erzeugt auf Grund der Diode VDI fast symmetrische Impulse. Mit einem 1,5-A-Transistor (pnp) am Ausgang von 152 erzielt man ausreichende Lautstärke. Bei Bedarf können auch 2 bis 3 Kleinlautsprecher (80/1 W) in Reihe geschaltet werden
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4.2. Sirene Auf Kampfschiffen gibt es eine Sirene mit typischem Klangbild (anschwellender Ton, abrupter Abriß des Tons, kurze Pause ..)' dem Signal »Klar zum Gefecht«. ‚Ähnlich wie beim Nebelhorn läßt sich auch diese Aufgabe modellgerecht mit 2 AMV lösen. Als Randbedingung gelte, daß die Sirenenschaltung außerdem auf den »normalen« Sirenenton umschaltbar sein soll (Bild 13). Den Taktgenerator bildet Ni, die Taktzeit ist mit R3 einstellbar. Die an Anschluß 2 bzw. Anschluß 6 anliegende Dreieckspannung (Auf- und Entladung von £3) steuert über VTI den Tongenerator N2 über seinen Steuereingang (Anschluß 5). Damit der Tongenerator eine annähernd symmetrische Spannung ('u tL) abgibt, ist R6 R5. Mit R6 kann außerdem die Tonhöhe in Grenzen variiert werden. Als NF-Verstärker genügt der Leistungstransistor VT3. Diese Funktion entspricht dem »normalen« Sirenenbetrieb. R3 wird dabei auf Maximum eingestellt. Für die Sirene »Klar zum Gefecht« ist VT2 geschaltet. Der H-
Bild 13 Sirene: a - Stromlaufplan, b - Leiterpiatte -- Bauelementeseite, c - Leiterplatte - Lötseite, d - Musteraufbau
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Bild 14 Motorgerau thgenerator, 5 — tänzylinderdi e] b Mehrzt Imderdietl c —1 terplatte - Bauelententeseite d — Leiterplatte Lötseite, e — Musteraufbau
Für Schiffs- und Automodellbauc-r ist die Imitation des Motorgeräusches eine interessante Aufgabe. Mit dem 555 läßt sie sich ohne weiteres lösen, gleich, ob es der Einzylinder-Tuekerdiesel Für den Mehrzylinderdiesel sind einfach 3 elektronische »Einzyoder der Mehrzylinder-Großdiesel sein soll. Es ist sogar möglich, linder«-Generatoren paralietgesehattet (Bild 14b). Es handelt die »Drehzahl« dieses elektronischen Diesels gemäß der Modellsieh um die gleiche Grundschaltung. 2 »Zylinder« laufen mit geschwindigkeit zu steuern, konstanter Drehzahl, 1 Zylinder läuft mit geschwindigkeitsab' Zunächst sei die Variante Einzylinderdiesel für konstante Drehhängiger Drehzahl. Den »Zylinder 3« (N3) stellt man separat für zahl betrachtet (Bild 14a). Die frequenzbestimrnenden WiderLeerlauf und Vollgas wie beim Einzylinderdieset ein. Danach stände R 1. R2. R3 bewirken ein stark asymmetrisches Tastverwerden ebenfalls Ni und N2 separat auf die gewünschte Drehhältnis und damit den typischen Tuckerton. ‚Als NF-Verstärker zahl einreguliert. Beim Zuschalten von NI, N2 zu N3 (Widergenügt wieder ein Leistungstransistor vom SD-Typ. stände am Anschluß 3 anlöten) stellt man den entstehenden Ton Mit i: 1 ist gewissermaßen die »Drehzahl« einstellbar. Soll die so ein, daß durch geringe Frequenzabweichung eine Schwebung Drehzahl mit der Modellgeschwindigkeit von der Leerlaufdrehentsteht. Falls die Gruuddrehzaht geändert werden soll (z. B. zahl bis zur Höchstdrehzahl steigen, ersetzt man R2 durch die langsamlaufender Großdiesel), so sind die Werte von Cl, C2, C3 Parlielsehaltung eines Fotowiderstands (z. B. RPP 130) mit auf den doppelten oder 3fachen Wert zu erhöhen. einem 470-kD-Einstellwiderstand. Der Fotowiderstand wird zuIn der Lautstärke genügt die Version mit dem LeistungstTansisainolen mit einer Zwergglühlampe 12 \'/3 W oder 6V!2,4W Ge stur sicherlich den Anforderungen im Modell. Für »HiFi«-klangnach t- ahrmolorspannung) in ein innen geschwärztes Papp- oder verwöhnte Ohren dürfte jedoch ein voltintegrierter NF-Leil'laströhrehen eingebaut. Steigt die Motordreh,.ahl infolge stdgender Motorspannung, so leuchtet die dem Motor parallelge- stungsverstärker mit 5-W-Ausgangsleistung die bessere Lösung schaltete Glühlampe zunächst schwach und mit zunehmender sein Drehzahl immer stärker. Als Folge verringert sieh der Wert des Fahrtreglerschaltungeii Fotowiderstands vom Dunkelwert R»<«»« '« 1 MD auf den Hell- 5. weit R5. hei «200 1). Dementsprechend ändert sieh auch die ‚Auf die Vorzüge, die höherfrequente Pulssteller als Fahrtregler »Drehzahl« des Dieselgenerators. Man stellt die »Leertaufdrehzahl« des Dieselgenerators mit R2 und dunkler Lampe bieten, wurde bereits im Zusammenhang mit Bild 9 beim 0) ein. Bei voller Motorspannung (Um„ = 12 V) wird mit II 654 D eingegangen. Beim Fahrtregler (Bild 10) wird der 555 zur Frequenzumsetzung 50 Hz 3kHz benutzt. Dieses Prinzip R 1 die »Höchstdrehzahl« einregutiert.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung
10-14
Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D (Blatt 5)
wird bei den folgenden Schaltungen ebenfalls angewendet, wobei l'loehleistungsantriebe doch erheblichen Leistungsverlust. Um die Fahrtregler für ganz konkrete Aufgabenstellungen entwickelt diesen Leistungsverlust bei höchster Leistung zu vermeiden, ist sind. Die einfachste Variante ist der von einem Servo mecha- parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke von VT2 der Sprungschalnisch gestellte Fahrtregler für eins Drehrichtung mit Speedschal- ter St als Speedschatter geschaltet, Er wird, wie auch das Potenter, Der Speedschalter überbrückt in der Stellung Maximaldreh- tiometer R1, vom Servo betätigt und überbrückt bei der Stellung zahl Volle Fahrt den Endstufentransistor. Im Fahrtregler »Volle Drehzahl« an Ri. gleichbedeutend mit durchgesteuertem (Bild 15) arbeitet der 555 als freischwingender AMV. Mit dem Schalttransistor VT2, die Kollektor-Emitter-Strecke. Damit ist Potentiometer Ri wird die Pulslänge gestellt. Durch die Ver»ausgeschaltet«, und die volle Spannung der Fahrbatterie knüpfung der beiden Eingänge der IS (Anschluß 2 und An- liegt an den Motorklemmen. Stellt das Servo an R die Drehzahl schtuß 6) ändert sich auch die Pulsfrequenz f über den gesam- wieder zurück, öffnet auch 51 wieder. DaSI nur bei voller Geten Stellbereich etwas. Die Dimensionierung von R2, R3, Cl schwindigkeit schaltet, wird er als Speedsclzaller (von engl. ergibt eine mittlere Pulsfrequenz von f , = 4kHz. speed =Geschwindigkeit) bezeichnet. Das Prinzip des SpeedDa am Schalttransistor je nach Typ bei vollem Kollektorstrom schalters wird dann auch bei anderen Fahrtreglervarianten in abbis zu U-,» 1 V Restspannungsabfall auftreten, bedeutet das für geänderter Form angewendet.
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung - 1989 Blatt Kapitel 10 - Modellfernsteuerung
10-15
Anwendungsbeispiele für den Tin'ierschaltkreis B 555 D (Blatt 6) Beim Motorstrom I. Jc = 10A muß die Kühlfläche so bemessen sein, daß die im Endstufentransistor entstehende Verlustwärme sicher abgeführt wird. Das Gehäuseoberteil des Fahrtreglers ist aus 1-mm-A1-Blech gebogen und bildet mit seiner Oberfläche von etwa 88cm2 die Kühlfläche des direkt aufgeschraubten Schalttransistors VT2. Zur besseren Wärmeabstrahlung ist das Kühlblech geschwärzt (schwarz eloxiert). Da der Kollektor von VT2 am Gehäuse liegt und damit auch am Gehäuse des Fahrtreglers, führt dieses Batteriespannung. Daher sollten alle Leitungen und Steckverbindungen gut isoliert sein. Der vom Servo gestellte Fahrtregler hat den Nachteil, daß das dazu erforderliche Servo einen erheblichen Kostenfaktor darstellt. Elektrisch gesehen hat die Variante auch einen Vorteil denn durch die galvanische Trennung von Motor- und Empfängerstromkreis können Störungen aus dem Motorstromkreis nicht mehr direkt in den Empfängerstromkreis gelangen. Die räumliche Trennung beider Stromkreise im Modell senkt außerdem den Störpegel für den Empfänger. Ein wesentlich besseres Stellverhalten des Motors erzielt man mit einem getakteten monostabilen Multivibrator (MMV), da er Impulse konstanter Frequenz liefert, deren Länge von 0 (ü Still(0 Maximaldrehzahl) exakt stellbar ist. In der stand) bis Schaltung von Bild 16 arbeitet Timer Ni als Taktgenerator (AMV) mit konstanter Frequenz f = 1/0,67 Cl (El + R2) = 3kHz. Damit erhält man eine maximale Pulslänge t 0,33 ms. Danach wird die RC-Schaltung des vom Taktgenerator an Anschluß 2 getriggerten MMV (N2) ausgelegt (tp 1,1 R -(. R4 ist das vom Servo gestellte Potentiometer. R3 und ES sind Einstelipotentiometer auf der Leiterplatte. Mit R3 stellt man die maximale Pulslänge und mit ES die minimale Pulslänge ein (dies für »gefühlvolles« Anfahren). Die folgende 3-kl-Iz-Fahrtreglerschaltung wurde speziell für Rennbootmodelle entworfen (nach Retzbach, Drehzahlregler für elektrische Modellantriebe, Neckarverlag Villingen, 1982). Sie ist auch für Anwendungen mit nur einer Drehrichtung geeignet und mit schon bekannten Schaltungsdetails modifiziertrar. Die Impulsauswertung des 3-kHz-Speedfahrtreglers übernimmt eine Transistorschaltung (Bild 17), Den Referenzgenerator bildet VT1, bei dem die Referenzimpulslänge mit El und damit die Drehzahl n = 0 einstellbar ist. Der Restimpuls entsteht durch die Summenbildung von Kanal- und Referenzimpuls über VDI an der Basis von VT2. Der Restimpuls lädt C2 auf. E7 und C3 bilden eine Siebschaltung, so daß an ES eine Gleichspannung von 3,6 V (Vollgas) bis 4,6V (Stop) anliegt. Diese von Ati abhängige Gleichspannung steuert den als AMV geschalteten Timer N1, so daß an Anschluß 3 längenvariable Impulse t, mit der Frequenz = 2 bis 3 kHz auftreten. Der Ausgangsstrom von N1 reicht aus, um den Treibertransistor VT3 voll durchzusteuern. Für Motorströme bis 'M =' 15 A genügt als VT4 der 2 N 3055 oder ein anderer 10-A-'I'yp, da VT4 nur im Teillastbereich betrieben wird. Demzufolge ist auch ein Fingerkühikörper für VT4 ausreichend. In der Stufe „Vollgas" überbrückt der Speedschalter (Bild 1 7b) den Endstufentransistor VT4 Die Schaltung des Speedsdhalters ist bereits bei dem Elektronikschalter von Bild II zum B 654 D vorgestellt und die Wirkung der externen Beschaltung erläutert worden. Mit R12 stellt man den Schaltpunkt des Speedschalters auf den Punkt ein, bei dem an Anschluß 3 von NI nur noch H-Pegel auftritt, also I Tp ist. Der Relaisstrom des Speedschalters und der Steuerstrom für VT3 und VT4 von zusammen etwa 300 mA belasten die Empfängerbatterie doch erheblich. Für längere Fahrzeiten (>10 mm) ist daher zur Empfängerstromversorgung die Variante Versorgung mit dem Festspannungsregler 7805 vorzuziehen. Wählt man für diesen 3-kHz-Fahrtregler ebenfalls eine Vielfachtransistnrendstufe, kann der Speedschalter entfallen. Man erkennt daran, daß die unterschiedlichen Schaltungsdetails je nach konkreter Anforderung im Modell und auch entsprechend den Möglichkeiten der Bauelementebeschaffung miteinander kombiniert werden können.
Ladegeräteschaltungen Die Schaltungen von Ladegeräten müssen auf die Ladecharakteristik abgestimmt sein, sollen sie optimale Ergebnisse (Volladung, Lebensdauer) sichern. Das gilt für Ladegeräte zum Laden von Blei-Akkumulatoren (Konstantspannungsladen) ebenso wie für das Laden von NiCd-Akkumulatoren (Konstantstromladen). Besondere Anforderungen werden dann noch an automatisch abschaltende Ladegeräte gestellt. Dort, wo es um zeitlich begrenzte oder getaktete Ladevorgänge geht, sind mit dem Timer 555 elegante Schaltungslösungen möglich. Außer dem »Normalladen« mit der Laderate Jj = 0,1-1(5' A = 110; also in 12 bis 14 h, unterscheidet man noch das »beschleunigte Laden« mit der Laderate k= (O,3...0,5)-K5 'A= (3...5)-110, also in 3 bis 5h, und das »Schnelladen« der Laderate mit 'L = (1.. .5)' 1(5' A - (10 ... 50) J10,also in 12 bis 60 min. Das-Normalladen über 12 bis 14h 'ist gewissermaßen das »Uber-Nacht-laden« zwischen 2 Fernsteuertagen. Es zwingt zur Betriebspause, hat man keinen Batteriesatz zum Wechseln. Das beschleunigte Laden bietet, so gesehen, auch keine wesentlichen Vorteile- Die erlangt man erst mit dem Schnelladen der Sinterzellen. Ladezeiten von 20 bis 30 min ermöglichen es, die Batterien von Sender, Empfänger und Antrieb auf dem Flugfeld oder am Modellteich sozusagen in einer Pause nachzuladen. Voraussetzung dafür ist, daß auch eine Ladespannungsquelle zur Verfügung steht. Als solche ist der 12-V-Kfz-Akkumulator verwendbar. Beide beschriebenen Schnelladegeräte gehen daher von einer Klemmenspannung UL = 12V aus. Sind höhere Spannungen erforderlich, müssen Spannungswandler (DC-DC-Wand1er) zwischengeschaltet werden. Da zum Laden eine Mindestspannungsdifferenz zwischen Ladegerät UL und Batterie Ua erforderlich ist, begrenzt diese Tatsache bei (J 12V die Zellenzahl auf maximal 7. Neuere Fernsteuersender sind daher mit 6- oder 7zelligen NiCd-Batterien mit Sinterzellen ausgestattet. Antriebsbatterien mit höherer Zellenzahl als 7 kann man in möglichst gleiche Batteriepacks mit 4, 5 oder 6 Zellen teilen. Schnelladegeräte erhalten daher 2 oder 3 Ladezweige zum gleichzeitigen Laden mehrerer Batteriepacks. Und noch eine weitere Vmsrüberlegung ist wichtig. Lädt man eine Batterie 7,2 V/1,2 Ah mit 4, = 3' K5 - A = 3,6 A, so erhält man für das Einladen der vollen Kapazität mit dem Ladefaktor 1,3 (für Normalladen ist der Ladefaktor 1,4) die Ladezeit tL
= KuLI ‚3;
1, - Ladezeit in h, K = Kapazität in Ah, Für eine 1,2-Alt-Batterie ergibt das:
'L
- Ladestrom in A.
1,2 Ah '1,3 3,6A ---=0,43 h 26 min. Werden Empfänger-, Sender- und 2 Antriebsbatterien geladen, beansprucht das die Kfz-Batterie mit K 4-3,6 A-0,43 h = 6,2 Ah. Rechnet man die Verluste hinzu, so wird deutlich, daß nur eine voll geladene und intakte Kfz-Batterie mehrere Schnelladungen »mitmacht«. Die vorgestellten Schnelladegeräte sind für die im Modellbau gebräuchlichen Sinterzellen mit den Kapazitätswerten 1(5 = (0,1.. .2) Ah geeignet. Es handelt sich um praktisch erprobte und bewährte Lösungen. Auf eines ist jedoch noch hinzuweisen. Schnellgeladen sollten nur die vom jeweiligen Hersteller dafür zugelassenen Zellentypen werden. Es gibt auch Rundzellen mit Masseelektroden und Rundzellen mit einer Masse- und einer Sinterelektrode. Letztgenannte sind ebenfalls für Hochstrombelastung geeignet, aber nicht schnelladerähig Für das Schnelladen der NiCd-Sinterzellen haben sich in der Modellelektronik folgende 2 Ladeverfahren bewährt: - Zeit- und strombegrenztes Schnelladen mit Vorentladung des NiCd-Akkumulators. - Strombegrenztes Schnelladen in Abhängigkeit von der Klemmenspannung des NiCd-Akkumulators.
Beide Ladeverfahren arbeiten mit möglichst konstantem, auf jeden Fall aber begrenztem Anfangs- und dann fallendem Ladestrom
6.1.
Schnelladegerät mit Zeitschalter
Dieses Ladegerät ist zum strom- und zeitbegrenzten Schnelladen von NiCd-Sinterzellenakkus mit maximal 7 Zellen ((J0 = 8,4V) geeignet. Der 555 ersetzt zusammen mit einem Hochstromrelais die sonst in solchen Geräten übliche Schaltuhr (Bild 18). Dieser 15 ist als MMV geschaltet. Die Taste 51 legt Anschluß 2 auf Masse, und der MMV wird gestartet. Seine Haltezeit tH berechnet sich nach t, = 1,1 Cl' (Ri -f R2). Sie ist mit Ri (bei Cl 220 MF) im Bereich to (5.. .30) min einstellbar. Mit Cl = 1000 pF sind dann auch Schaltzeiten im Bereich 5 bis 20 h mit ausreichender Genauigkeit zu realisieren. Um den Ladevorgang jederzeit unterbrechen zu können, ist Taste S2 vorgesehen, die den Timer riicksetzt. Das Relais sollte für den Ladestrom (mindestens 5 A) ausgelegt sein. Über einen freien Kontaktsatz kann die Ladekontrolle mit den LED VD2 und VD3 angeschlossen werden. Den Ladestrom '1. (bis 10 A) stellt man mit dem als Vorwiderstand wirkenden Transistor VT2 ein. VT2 muß auf einem entsprechend dimensionierten Rippenkilhlkörper an der Ober- oder Rückseite des Ladegeräts montiert sein. Vorsicht Kollektor von VT2 und Kühlkörper liegen auf + 1-2V! Zur Ladestromkontrolle sollte man das Amperemeter einbauen. Lädt man immer nur die gleichen Batterien, können die Stromwerte, einmal gemessen, auch am Stellknopf von R5 markiert werden. V12, könnte u. U. durch die Parallelschaltung mehrerer hochbelastbarer Glühlampen (Biluxlampen) ersetzt werden. Dadurch entfiele jedoch der Vorteil der stufenlosen Einstellbarkeit des Stromes. Durch das strom- und zeitbegrenzte Schnelladen werden die Sinterzellen nur zu 80% geladen. Die fehlenden 20% Kapazität können durch Normalladen mit 'L 0,1 K5 A = '10 nachgeladen werden. Für das Normalladen ist keine Zeitbegrenzung erforderlich. Das Normalladen geschieht bei der Schaltung nach Bild 18 über den Ruhekontakt des Relais und La 1 (6 V/0,3 A).
6.2.
Anwendungstechnische Hinweise
Das zeit- und strombegrenzte Schnelladeverfahren setzt auf KS = 0 entladene Zeilen voraus. Total entladen kann man im Gerät, im Modell (Antrieb) oder mit den in Abschnitt 3. b& schriebenen Kapazitätsprüfern. Je nach Entladestrom ist das Entladen bei Erreichen der Entladeschlullspannungen abzubrechen. Für eine 6zellige NiCd-Batterie mit 7,2 V/1,2 Ah erhielte man für den Entladestrom 4 = 1 - K5 A = 1,2 A die Entladeschlußspannung zu Urs = 6 1,0V = 6V. Wird die Batterie im Antrieb mit 'a = 10 KS A = 12 A belastet, beträgt die Entladeschlußspannung nur noch U5 = 60,85V = 5,1 V. - In die Zellen ist nur eine Kapazitätsrate einzuladen (Ladefaktor 1,0). Daraus berechnet sich die jeweils einzustellende Schnelladezeit nach tsL = K5'A!IL; tsL - Zeit für das Schnelladen in h, K5 - Kapazität des NiCdAkkumulators in Ah, 'L - Ladestrom in A. Beispiel Für die 6zellige Sender-Batterie 7,2 V/1,2 Ah erhielte man bei
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1,2 Ah =0,5h = 30 min, 2,4A
bei
4= 3,6A
t5
1,2 Ah 3,6 A
0,3h =20min.
Für die 4zellige Empfängerbatterie 4,8 V/0,5 Ah erhielte man =0,5h = 30 min,
bei 4= l,QA
15L
bei TL= ISA
Ah =0,3h= 20 min. tsL= ? 5
- Da der Ladefaktor für das Schnelladen zum Erreichen der vollen Kapazität (K = 100%) 1,3 beträgt, müssen und können die nach dem sqhnellen Einladen einer Kapazitätsrate noch fehlenden 20% Kapazität mit 4=110 im Normalladen nachgeladen werden. Für den praktischen Betrieb genügt das Aufladen der Zellen mit der Kapazitätsrate 1 bis auf K = 80%.
—Q 412V Kfz -Akkumulator R1 47M
SAY30 1<1
R3 47k
R2
7
La 6V10,U rI
P4 1K
VD2 V03 25 LED
0 SF 1277 ci 22Oj (I000pi Ftod
S2
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VD Ncd - Akkumulator 4...? Zellen Bild 18 Schnelladegerit mit Zeitschalter
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Kennlinie einer NiCd- Sinterzelle für Schoeltaden
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 10 Modellfernsteuerung
Blatt
-
Anwendungsbeispiele für den Timerschaltkreis B 555 D (Blatt 7)
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Bild 20 Automatisch abschaltendes Schnelladegerät
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Ladestrom
- Da beim Schnelladen in den Sinterzellen eine erhebliche Wärmemenge entsteht, erhöht sich die Zelleninnentemperatur. Daher müssen vor dem Schnelladen die Batterien bzw. Zellen grundsätzlich auf Umgebungstemperatur abgekühlt (im Schatten auf dem Boden lagern) werden, ehe man sie zum Schnelladen anschließt. - Nach 3 bis 5 Schnelladezyklen sollte ein Ausgleichsladen mit dem Normalladestrom 4. 0,1 'K5 'A I über 24 h vorgesehen werden, um die durch das Schnelladen immer entstehenden Kapazitätsunterschiede zwischen den Zellen der Batterie wieder auszugleichen. =
6.3. Schnelladegerät mit automatischer Abschaltung Die anwendungstechnischen Hinweise machen deutlich, daß zumindest eine automatische Abschaltung bei Ladeende wünschenswert ist und mehr Sicherheit sowie längere Lebensdauer für die teuren Sinterzellen bedeutet. Betrachtet man die Ladekennlinien für Sinterzellen (Bild 19), so erkennt man, daß der Spannungsanstieg der Klemmenspannung bei Volladung als Abschaltkriterium nicht geeignet ist, da die Spannungswerte vom fließenden Ladestrom und noch mehr von der Temperatur abhängen. Bei Erreichen der Volladung (1,4 K5) erkennt man jedoch ein deutliches Maximum der Zellenspannung. Dieses Maximum ist bei höheren Ladeströmen noch ausgeprägter. Es verschiebt sich bei niedrigeren Temperaturen (<20 °C) zu geringeren Kapazitätsraten und höheren Klemmenspannungen. Bei höheren Temperaturen (>20 °C) liegt die Klemmenspannung tiefer und hat ein flacheres Maximum. Dieses Maximum eignet sich als Abschaltkriterium. Wenn man die Ladespannung elektronisch überwacht, bedeutet »Spannung steigt« Laden und »Spannung fällt« = Laden beenden. Das elektronische Überwachen der Kennlinie übernimmt ein Operationsverstärker (Bild 20) nach Flug- und Modelltechnik 2/86, Seite 43. Von der Klemmenspannung des geladenen -
L.. NCd - AKku mulotor, 4.7 Zeilen
~ Kh -Akku
Akkumulators wird C3 (hochwertiger Folienkondensntor!) über die Schalter in Dl und R7 aufgeladen. N2 ist ein BIFET-Operationsverstärker, der C3 nahezu nicht belastet, so daß C3 seine Ladung »hält«. Diese Spannung entkoppelt (puffert) N2 und führt sie auf den (+)-Eingang des 2.OPV (N3), der als Komparator arbeitet An seinem invertierenden Eingang (-) liegt die aktuelle Ladespannung an. Solange diese Spannung größer als die in C3 gespeicherte ist (steigende Kennlinie!), bleibt der Ausgang von N3 auf L-Pegel, und durch VT3 kann der Ladestrom fließen. Timer IS 1 ist auf astabilen Betrieb geschaltet. Er schaltet etwa alle 20s über 51 (Dl) die aktuelle Ladespannung an C3. C3 hält diesen Spannungswert bis zur nächsten Anschaltung, während die OPV N2 und N3 den gespeicherten Wert mit dem aktuellen Wert vergleichen. Überschreitet die Ladekennlinie das Maximum, ist der in C3 gespeicherte Spannungswert größer als der an (—)-Eingang von N3 liegende. Folglich schaltet N3 am Ausgang auf 11-Pegel, und der Ladestrom wird über VT2, VT3 abgeschaltet. Gleichzeitig öffnet 52 (Dl), so daß der Ladevorgang nicht von selbst wieder gestartet werden kann. Zum Starten des Ladevorgangs ist die Taste S3 zu drücken. Mit R8 stellt man den Schaltpunkt und mit R 12 den Ladestrom ein. Dieses von NI getaktete »Prüfen und Halten« (sample and hold) ist in der Funktion sicherer als analoge Differenzierschaltungen, die wegen der hohen Schleifenverstärkung leicht schwingen. Für den Aufbau dieses Geräts gelten die zum anderen Schnelladegerät gegebenen Hinweise (Kühlung von VT3) sowie die anwenduagstechnischen Hinweise zum Schnelladen, 7.
Spannungswandler
Zum Laden von Batterien mit LT8 > 8,5V benötigt man LadeSpannungen von CL> 12 V. Das gilt für Normal- und auch für Schnelladen. Ladespannungen bis 24V kann man durch eisenlose Spannungswandler (DC-DC-Wandler) aus der 12-V-Kfz-Batterie gewinnen. Dabei nutzt man das Prinzip der Spannungsverdopplung durch Einweggleichriehtung aus.
Die Arbeitsweise des DC-DC-Wandlers sei am Beispiel der einen Ladestrom bis L - 10 mA. Für größere Ladeströme sind Schaltung von Bild 21 erläutert. Der 555 ist als elektronischer die Kondensatoreft 03 und 04 zu vergrößern (bis 47 hP). Dabei Zerhacker (AM".') geschaltet. Durch die Klemmdiode VDI wird bildet der maximale Ladestrom von l = 200 mA für NI die Belastungsgrenze. (t to,und man erhält nach Damit wird auch deutlich, daß für Schnelladegeräte mit l, = 5 A 1 an der 555 entsprechend belastbare Schalter anzuschließen sind, 1,38 0 R Bei der Schaltung von Bild 22 entkoppeln die beiden OPV (2 x 1/2 TL 082 in der Literaturquelle) den Timer und erzeugen f - Frequenz des AMV, 0 -. zeitbestimmender Kondensator, die Steuerleistung sowie eine kleine Tastlücke für die SchalttranR - zeitbestimmender Widerstand sistoren VTI und VT2 (15-A-Typen). Diese Tastlücke ist erforderlich, da die Transistoren zu träge schalten und da durch die Schaltfrequenz zu Überlappen ein zu großer Ruhestrom entstünde. Die Endstufenf= 11(1,3810 iiF '22 kQ) 3,3 kHz. transistoren und die Gleichrichterdioden VDI und VD2 müssen gut gekühlt sein. Die Beschaltung des Timers zielt wieder auf Die beiden Endstufentransistoren (Anschluß 3) von NI wirken möglichst symmetrischen Ausgangsimpuls (/ = t) bei wie ein Umschalter, der 03 abwechselnd auf ( -1- ) = ± 12V und f 5kHz. N3 stabilisiert die Versorgungsspannung für den Timer. Wegen der Spannungsabfälle an Vii und Vi2 sowie VDI (-) Masse schaltet. Liegt Anschluß 3 auf (-) L, lädt sich 03 über VD2 auf. Schaltet Anschluß 3 auf + 12V = II, so addiert und VD2 ist die Spannung bei Belastung kleiner als 24V, Die sich die Spannung von 03 zur Klemmenspannung von + 12V, so Schaltung arbeitet für Eingangsspannungen im Bereich U 10 daß C4 über VD3 auf + 24V aufgeladen wird (ideal bei Vernach- bis 15 V sicher und ist mit 4. = 2 A dauerbelastbar (lt. = 5 A kurzzeitig). Zum Schnelladen von Sinterzellen-Akkumulatoren lässigen der Dioden-Flußspannungen). Für die Spannung an 04 sind VD2 und VD3 in Sperrichtung geschaltet, so daß sich C4 muß dann ein Ladewiderstand (Ladekabel, Glühlampen und nur über den angeschlossenen Verbraucher entladen kann. In Transistor) oder ein komplettes Schnelladegerät wie nach Bild 18 der angegebenen Dimensionierung liefen der Spannungswandler oder Bild 20 zwischengeschaltet werden. v03 V02 Dl D SAV 301sAY ioj
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Spannungswandler 12/24V, 10 ‚nA 4DC-1)C-Wandler)
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Bild 22 Spannungswandler 12/24V, 5 A (DC-1)C-Wandler)
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt
Kapitel 11 - Empfänger Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 1)
1.
Einleitung
11-1
In dieser Lieferung der Schaltungssammlung soll das HM-Steuergerät Ton/ca RX 80 vom VEB Robogron RundfunktechDie Verfügbarkeit moderner integrierter Schaltkreise für die tilk Rema Stollberg vorgestellt werden. Es zeichnet sich vor andeKonsumgüterelektronik ermöglicht, auch komplexe Schaltungen ren Typen neben guten Daten durch eine Reihe von gebrauchszu realisieren, die dem Nutzer Vorteile bieten. Sollten die gteiwerterhöhenden Details aus: 14teiliger Senderspeicher. quasichen Funktionen in diskreter Bauweise realisiert werden, so anatqge Hilfsskale für die Senderprogrammierung, gleichzeitiger stünden Aufwand und Preise in keinem vernünftigen Verhältnis Betrieb von 2 Boxenpaaren und diverse Schutzschaltungen. zum Nutzen. Die Bezeichnungen der Bauelemente entsprechen völlig denen des Herstellers des Ton/ca. Die ersten 2 Ziffern geben die Nummer der Leiterplatte an, auf der sieh das Bauelement befindet, f Bild 1 zeigt die Prinzipschaltung und den elektrischen Aufbau des Ton/ca. 10 Ø m 0-1
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 11 Empfänger
Blatt
Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 2)
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22 R2161. Die dekodierten NE-Signale an den Anschlüssen 4 und 5 werden auf den aktiven Tiefpall mit V2107 und V2108 sowie auf ein 19-khz-Filter mit V2110 und V2111 gegeben. Von deren Kollektoren gelangen sie auf die NF-Stufe. Der linke Kanal liegt am Anschluß 2119, der rechte an Anschluß 2121, Anschluß 2120 führt Massepotential.
3.
Anzeigeteil
Auf der Anzeigeleiterplatte befinden sich die Schaltungen für die UKW-Exakt-, die Feldstärke-, die Skalen- und die Stereoanzeige. Die LEDs werden mit 315.4 277 D (N3101 bis N3103) angesteuert. Die LEDs H3101 bis H3103 stellen die UKW-ExaktAnzeige dar. 113102 leuchtet, wenn der UKW-Sender korrekt eingestellt ist. Wird Nachstellen erforderlich, so leuchtet die linke oder rechte LED 113101 oder 113101 Dabei wird gleichzeitig die Richtung, in der nachzustellen ist, angegeben. H3104 bis H3109 bilden die Feldstärkeanzeige. Die quasianaloge Zweitskale realisieren die LED 113111 bis H3122. Mit 113110 werden l'emperatureinflüsse auf diese Schaltung kompensiert. Die Stereoanzeige 113123 wird von der Dekoder-IS N2103, Anschluß 6, angesteuert.
4.
-
Besttickungsseite
Speicherschaltung
Die Programmumschaltung erfolgt elektronisch mit je 2 IS (1710 und U 711, die sich auf den Speicherleiterplatten 1 und 2 befinden. Diese sind fast identisch aufgebaut. Auf der Speicherleiterplatte 1 befindet sich im Gegensatz zur Leiterplatte 2 zusätzlich der Kondensator C4102 an Anschluß 3 der 1504102. Er ist für die manuelle UKW-Abstimmung erforderlich. Anschluß 3 der entsprechenden IS D4202 bleibt dagegen frei. In Bild 6 ist die Speicherleiterplatte 1 dargestellt, die bis auf den genannten Unterschied völlig der 2. Leiterplatte entspricht. Tipptasten (54101 bis S4107, S4208 bis S4214) steuern die Koder D4101 und D4201 (je U 710 D) an und schalten über den Dekoder D4102 bzw. D4202 (je U 711 12) die dazugehörigen Programmstelter P4301 bis P4307 und P4310 bis P4316 an. Die Umschaltung auf Handabstimmung geschieht automatisch bei Berühren des Abstimmknopfs, der als Sensor ausgebildet ist. Der jeweilig eingeschaltete Speicherplatz wird von einer der LEDs 114101 bis 114107 und 114208 bis 1142114 angezeigt, die von den Transistoren der Transistorarrays N4101 und N4102 sowie N4201 und N4202 angesteuert werden.
Tabelle Spannangswerte in Van den Schalekreisen Anschluß: 1 D4101 D4102 D4201 D4202 N2101 N2102 N2103 N3101
N3102 N3103 N4101 N4102 144201 44202 N6101 N6102
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 11 Empfänger -
113
Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 3)
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bei AM-Empfang Anschluß 15 der 15 N2102 auf hohem Pegel liegt. Nach Passieren des Stereodekoders und seinen nachgeDas amplitudenmodulierte HP-Signal gelangt über den jeweili- schalteten RC-Gliedern liegt das NF-Signal am Eingang des NFgen Eingangskreis auf den symmetrischen Eingang der IS N2101 Verstärkers. (Anschlüsse 1 und 2), die die AM-HF-Vorstufe. die Mischstufe (Anschluß 16), den Oszillator und einen AM-ZE-Verstärker (Anschluß 12) enthält. Die Demodulatton geschieht am Ausgang 6. NF-Verstärker des ZF-Verstärkers (Anschluß 7) durch die (je-Diode V2105. Die gleichgerichtete Spannung wird auf Anschluß 9 der Beide NF-Kanäle sind nahezu identisch aufgebaut, ein Unter15 N2101 zurückgekoppelt und bewirkt die Steuerung der Feld- schied besteht lediglich darin, daß die Verstärkung des linken stärkeanzeige. Das demodulierte NF-Signal gelangt über C2142 Kanals mit P6115 eingestellt werden kann. Damit wird gewährauf das MPX-Filter mit V2106 und wird dort verstärkt. Der Sie- leistet, daß beide Kanäle gleiche Verstärkungsfaktoren haben. reodekoder ist durch V2112 auf Monobetrieb umgeschaltet, da Beschrieben wird nur der linke Kanal. 5.
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 11 - Empfänger
11-4
Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 4)
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 11 - Empfänger 115 Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 5)
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989
Blatt
Kapitel 11 - Empfänger \
Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 6)
11-6
Anschluß /2 ein, wobei die Eingänge der elektronischen Potentiometer rar einen Stereokanal vertauscht werden. Das bewirkt, daß bei einer Änderung der Steuerspannung in einem Kanal das Signal verstärkt, im anderen aber gedämpft wird. Die Steuerspannung an Anschluß 4 beträgt 1,6V für minimale Lautstärke und 7,5 V für maximale; die Pegeltaste ist nicht gedrückt. Die Tiefen lassen sich mit den Netzwerken zwischen C6216 und C6220 einstellen, die Höhen mit denen zwischen C6220 und C6226. Die Steuergleichspannung an Anschluß 12 beträgt U,1 = 2.3 bis 8,9V für einen Stellbereich von ± 15 dB. Die 2. Lautstärkesteuerstufe befindet sieh in der IS N6203, an deren Anschluß 12 die Lautstärkeeinsteltung gehörrichtig korrigiert wird (C'6230 und C6236). Bild 8 zeigt die NF-Schalterplatte. Auf ihr befinden sich die Schalter für die Spannungsteiler, mit der die Steuergleichspannungen für Lautstärke-, Höhen-, Tiefen- und Balanceregelung bereitgestellt werden.
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6.2. Endverstärker Bild 9 zeigt den Endverstärker. Mit P6105 und C6101 werden aus dem NE-Signal restliche HP-Anteile herausgesiebt, danach gelangt dieses an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers N6101. Von dessen Ausgang gelangt das Signal über P6113 auf die Vortreiberstufe mit V6101, die über (761 13, P6124 und C6110, P6119 gegengekoppelt ist. Mit dem Regeltransistor V6103 wird der Ruhestrom bei Spannungs- und remperaturänderungen stabilisiert. Der Transistor ist wegen der thermischen Rückkopplung in den Kühlkörper geklebt. Die komplementäre Treiberstufe mit \T6105 und V6106 steuert die Gegentakt-B-Endstufe mit V6109 und V6110 an. 6.3. Schutzschaltung Die Schutzschaltung schaltet bei Störungen die Lautsprecher für jeweils 2 bis 3s vom Verstärker ab. Eine automatische Einschaltverzögerung (zum Vermeiden von Einschaltkrachern) wird außerdem durch sie bewirkt. Diese wird aktiviert, wenn an sie über P6148 und V6113 eine negative und über P6149 und V6114 eine positive Spannung gelangt. Vom Transistorarray N6102 und '6117 wird ein gleichstromgekoppelter Verstärker gebildet, dessen detaillierte Schaltung aus Bild 10 zu ersehen ist. Diesen steuert die positive Spannung über Anschluß 5 und die negative über Anschluß 9 von N6102, die Einschaltverzögerung wird durch das PC-Glied mit R6161 und C6129 bestimmt. Die Relais für die Lautsprecher werden vom Kollektorstrom vom V6117 angesteuert. Nach Abschalten der Betriebsspannung bricht sofort die 16-V-Spannung zusammen, wodurch ein negativer Impuls über C1103 an Anschluß 9 von N6102 gelangt. Damit ist die verzögerungsfreie Abschaltung der Lautsprecher gewährleistet. 7.
Bild 9b
Bemerkungen
Die Schaltung des Netzteils ist in Bild 11 dargestellt. Bild 12 zeigt eine Zusammenstellung der Anschlußbelegungen der verwendeten Bauelemente sowie die Belastbarkeit der Widerstände. In der Tabelle sind die unterschiedlichen Spannungswerte an den Anschlüssen der integrierten Schaltungen eingetragen.
6.1. Vorverstärker Bild 7 zeigt die Schaltung der Vorverstärkerstufe. Die Ilootstrapschaltung mit V6201 arbeitet als Impedanzwandler und realisiert eine?i hohen Eingangswiderstand hei hoher Ubersteuerungsfestigkeit. 3 spannungsgesteuerte IS 274D verarbeiten das NESignal weiter; Mit £46201 wird über Ansehlull 4 die erste Lautstärkesteuerstufe eingestellt. Die Balance stellt man an
Literatur [1] Serviceanleitung Rema Tonica RX 80, VEB Rundfunktechnik Rema Stollberg. [2] 5. Eranz/ II, Günther, Stereosieuergerät Tunica KX 80, radio fernsehen elektronik, Heft 4/1987, Seite 207 bis 211.
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 12 Speichertechnik
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Bild 1 Anschlußbelegung und Logiksymbol der 64K-DRAM U/S 2164 C und K 565 RIJS; Bedeutung der Anschlüsse: NC nicht angeschlossen, AO. .A7 Adresseneingänge, CAS Spaltenadressensteuerung, kXf Zeilenadressensteuer6ng, Dl Dateneingang, DO Datenausgang, W! Lese-Schreib-Steuerung, U Betriebsspannung, U, Masse
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2.1. Dynamische RAM
FWS Auf Grund der einfachen Struktur und der geringen Abmessungen der hier verwendeten Eintransistorspeicherzelle läßt sich, bezogen auf die Chipfläche, eine relativ hohe Kapazität der Speicherbauelemente erreichen. Allerdings muß man sich diesen Vorteil mit der Notwendigkeit des zyklischen Auffrischens aller Speicherzellen erkaufen. Da aber diese »REFRESH«-Funktion von den modernen CPU selbst übernommen wird und da der Anwender nur bestimmte schaltungstechnische Besonderheiten beachten muß, finden dynamische RAM breite Anwendung. Leistungsfähige Vertreter dieser Gruppevon Bauelementen im Sortiment der Hersteller des RGW sind der 64K-DRAM U 2164 C/D (DDR) in den Typvarianten U 2764 G'020, U2764C/D20/7 und U2164 C/D25 bzw. der 64K-DRAM K 565 R (15 (UdSSR) in den Typvarianten K 565 kU 5B, -W, -G und -D. Diese Bauelemente haben ein Speichervolumen von 65536 bit und sind zu 64K x i bit organisiert. Die Zugriffszeiten variieren zwischen 120 und 250 ns. Die Bauelemente sind in einem 16poligen DIL-Keramik- bzw. -Plastgehäuse mit einem Reihenabstand von 7,62 mm und im 2,54-mm-Raster (»Zollraster« DDR-Typen) bzw. im 2,5-mmRaster (metrisches Raster - SU-Typen) montiert. Die Belegung der Anschlüsse sowie das Schaltzeichen der 64K-DRAM, die mit den Bauelementen der internationalen 4164-Serie weitgehend pin- und funktionskompatibel sind, ist Bild 1 zu entnehmen. Die 16 Adreßbits, die zur Auswahl einer der 65536 Speicherzellen erforderlich sind, werden zeitmultiplex über die 8 Adreßeingänge A0. .A7 in die internen Adressenspeicher übernommen. So ist es möglich, das Bauelement in einem nur 16poligen Gehäuse zu montieren. Die Steuerung wird durch die zeitliche Folge zweier abfallender Flanken von Taktimpulsen mit TTL-Pegeln realisiert. Der 1. Taktimpuls, Row-Adress-Strobe (KX), übernimmt die Zeilenadressen der peichermatrix in ein entsprechendes Register. Der 2. Taktimpuls, Column-Adress-Strobe (CAS) übernimmt danach die 8 Spaltenadressen. Jedes dieser Signale löst eine Folge von intern erzeugten Taktimpulsen aus. Die beiden Taktketten sind logisch so verknüpft, daß die zeitmultiplexe Adreßübernahme außerhalb des kritischen Zeitweges für den Datenzugriff beim Lesen liegt. Die Daten, die in eine ausgewählte Zelle eingeschrieben werden sollen, übernimmt bei einer Kombination der WE- und CÄ-Signale (s. die Taktdiagramme in Bild 4) ein Dateneingangsregister. wenn RAS aktiv ist. -
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Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 1)
Durch die breite Anwendung der Mikrorechentechnik in allen Bereichen der Volkswirtschaft der DDR wächst ständig der Bedarf an immer leistungsfähigeren Mikrorechnerschaltkreisen. Neben den CPU- und Peripherieschaltkreisen erlangten die Speicherschaltkreise eine zunehmende Bedeutung. Die Mikroelektronik-Industrie der DDR wird in naher Zukunft den Anschluß an das internationale Niveau herstellen, wobei die Kooperation mit der Mikroelektronik-Industrie der Sowjetunion eine große Rolle spielt. Neben den modernen Speicherbauelementen der DDR-Produktion sollen in diesem Beitrag auch ausgewählte Bauelemente der Bauelementeindusirle der SU als dem führenden Herstellerland des RGW vorgestellt werden. Inzwischen ist die Mikrorechentechnik zum Betätigungsfeld einer großen Zahl von Elektronikamateuren geworden. Diesem Umstand wird durch die Bauelementeindustrie der DDR mit der Bereitstellung von »Anfalltypen für den Amateur« Rechnung getragen, was auch für die modernen, leistungsfähigen und anwendungsfreundlichen Bauelemente zutrifft. 2.
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Bild 3 Anschlußbelegung und Logiksymbnl der 16K-DRAM K 565 RU6
Das letzte der beiden Signale (WP, veranlaßt mit seiner abfallenden Flanke die Übernahme der Dateninformation (Dl) in das Dateneingangsregister; dadurch gibt es unterschiedliche Möglichkeiten der Schreibzyklussteuerung. Der hochohmige Zustand stellt den »normalen« Zustand des Datenausgangs (DO) dar. Immer, wenn CAS inaktiv (High) ist, befindet sich DO im hochohmigen Zustand. Nur nach Ablauf der Zugriffszeit in einem Lesezyklus liegt eine binäre Information an DO an. Die Information ist gültig, bis CAS ‚inaktiv wird. Die Ausgangsinformation wird nicht invertiert zur Eingangsinformation ausgegeben.
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SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 12 Speichertechnik
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Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 2)
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Die »Page-Mode«-Zyklen erlauben aufeinanderfolgende Speicheroperationen für unterschiedliche Spaltenadressen bei gleicher Zeilenadresse mit erhöhter Geschwindigkeit ohne Wachsen der Verlustleistung. Die Zeilenadresse wird eingespeichert, und RAS bleibt aktiv (10w) während aller Speicherzyklen, die sich auf die Zeilenadresse beziehen. Die »Page-Mode«-Zyklen sparen die Verlustleistung, die mit dem RAS-Ubergang vebunden ist, ein. Die Zeit für den Übergang zur netten Zeilenadresse wird eben-
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falls eingespart und ist von Zugriffs- bzw. Zykluszeit zu subtra-
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—'
0) cd
0
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 12 - Speichertechnik
1
Blatt
12-4
Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 4) ldbetle 3 Betriebsarten aktueller dynamischer RAM Mode
K565 RU3
)< READ x WRITE x R-M-W x R-O-R PM-READ
K 565 RU6
U256C U2164C20 256 C 112164 C25
S2164 C K565 RUS (Ii 2164 CS1)
X
x x x x x
x x x x x
x x x x
X
X
x x x
PM-WRITE PM-R-M -W
x
2.2. Statische Schreib-Lese-Speicher (SRAM)
Tabelle 4 Betriebsarten statischer RAM U 6516 DG
Die Speicherkapazität statischer RAM ist, bezogen auf die Chipfläche, nicht so groß wie bei dynamischen Speichern, da als Speicherelement ein normalerweise aus 6 Transistoren bestehendes Flip-Flop Verwendung findet- Bei SRAM entfällt die Notwendigkeit des Auffrischens. Durch Übergang zur verlustleistuogsarmen CMOS-Technologie bei der Herstellung bieten sich neue Einsatzgebiete, z. B. in tragbaren Geräten. Mit Batteriepufferung sind CMOS-SRAM ausgezeichnet zum Retten wichtiger Daten bei Netzausfällen oder beliebigen anderen Störungen einsetzbar. Der Schaltkreis Lt 6516 DG in seinen Typvarianten Lt 6516 DGJ5, UL 6576 ØG)5 und UL 6516 0625 (DDR) ist ein 16K-SRAM in CMOS-Technologie, der die bewährten 4K-Bauelemente (Lt 2)4 D, Lt 224 D) ablöst. Die Typvarianten des U651606 unterscheiden sich hinsichtlich ihrer Stromaufnahme und ihrer Funktionsvielfalt. Für den Amateur wurde der Anfalltyp 565160 (neue Bezeichnung: Lt 65)6 051) abgeleitet. Der Schaltkreis wird mit tT = L ausgewählt. Mit der fallenden Flanke von ijE werden die vorher angelegten Adressen zwischengespeichert. Bei CE = H sind die Adreßeingänge offen, und die Gatter schalten die sich ändernden Adressen bis zu den Zeilenund Spaltendekodern durch. Die mit den »gelatchten« Adressen ausgewählten 8 Speicherzellen können entsprechend dem logischen Signal an WE gelesen oder geschrieben werden. Beim Lesen (Wi! = II, ZTE = L) gelangt die Information aus den Zellen bis zu den Datenausgängen (internes Lesen). Mit der fallenden Flanke von 011 (bw-aktiv) werden die Datenausgänge aktiviert, und die Information erscheint an den Datenanschlüssen DC bis D7. Durch dieses Signal kann die Zugriffszeit verkürzt werden, und der externe Datenbus steht nach rt L und WE = 011 = H zur Datenübertragung noch zur Verfügung.
UCC 46 47
43
OE 410 Er 07 06 05 04 03
42 Al A0 00 01 02
tiss
x
R-0-R = »RAS-ONLY-REFRESFF<
R-M-W = »READ-MODIFY-WRITE« PM = »PAGE-MODE«
47 Ab AS A4
x
40 Al A2
43 44 AS 46 47 48 49 410
RAM 00 Dl 02
03 04 05 06 07
0E räm
Bild 5 Ansehbußhelegung und Logiksymbol der 16K-SRAM 11/ ULIS 6516 D: Bezeichnungen s. Bild 1, DO D7 Datenein- und -ausgänge
Betriebsart
ZE
WZ
DT
Datenanschlüsse
nicht angewählt internes Lesen Lesen
II L L
x El
x
El
H L
hochohmig hochohmig niederohmig
Schreiben 1
L
L
El
hochohmig
Schreiben 2
L
L
x
hochohmig Dateneingabe
Datenausgabe Dateneingabe 1CLWH lWILU
lcLl. 1CLCFS
-
= beliebiger Zustand Beim Schreiben des Speichers (DT = WE = L) wird die an den Datenanschlüssen DC bis D7 anliegende Information in die adressierten 8 Zellen geschrieben. Der Schreibzyklus wird mit der UI-Flanke von 3! oder WF beendet. Bei DT = H sind die Eingangsinverter der Dateneingänge offen, wodurch beim Schallen der anliegenden Daten ein Stromfluß durch diese Inverter entsteht.
Im Fall des kombinierten Schreib-Lese-Zyklus wird die Information aus den adressierten Zellen gelesen und anschließend in diese Zellen die neue Information geschrieben. Dabei ist zu beachten, daß zur Vermeidung von Buskonflikten vor Anlegen der neuen Eingangsdaten die Datenausgänge in den hochohmigen Zustand wechseln müssen, d. h., die Zeitbedingung 1WLQ7 = to1Q7 muß. eingehalten werden. Für die Typen UL 6576 DGIS und UL 6516 DG25 wird der Datenerhalt bis U. i 2 V mit geringem Schlafstrom garantiert. Im Schlafzustand 2 V 5 U < 4,75 V muß der Schaltkreis in den nichtaktivierten Zustand gebracht werden. Nach Beendigung des Schlafzustands (Ucc 4,75V) ist für die interne Vorladung die Einhaltung der Zeit 1CHCL notwendig. Tabelle 4 zeigt die 3 unterschiedlichen, möglichen Betriebsarten. Anschlußbelegung und Übersichtsschaltbild sind in Bild 5 dargestellt. Bild 6 zeigt die Taktdiagramme der unterschiedlichen Betriebsarten der Bauelemente des 16K-SRAM-Typspektrums. Dabei finden folgende Symbole Verwendung: Signale C - CE (Chip Enable) 0 - OE(Output Enable) W - WE (Write Enable)
Q - Ausgangsdaten D - Eingangsdaten Flanken II - Flanke nach H L - Flanke nach L V - Signal wird gültig X - Signal wird ungültig Z — Signal wird hochohmig In Tabelle 5 sind die zugehörigen Zeitbedingungen und Hauptkenngrößen aufgeführt. Für den Amnteurschalticreis S 6516 0 (U 6516 D 51) gelten die statischen Parameter der Typvariante Lt 6516 DGIS und die dy-
> t
LC'1 01
>
‚In
T1
0 10
1
>
T 0
=
1
-
1
S
I3
SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 12 - Speichertechnik
Fünfte Lieferung
Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt
Ucc
1989
Blatt
12-5
5)
4
475V „///\\\\\ ______
2V
CE
/
Bild 6
ICOR
Us 8 0,3V
uccs
U
4 03V
Betriebsarten-Taktdiagramme der statischen Schreib-Lese-Speicher U/(JL/S 6516 D; a - Lesezyklus, b - Schreibzyklus 1, c - Schreibzyklus 2, d - Lese-Schreib-Zyklus, e - Datenerhaltmodos
Tabtlle 5
BeirMbskenngrößerz der (16516 DG-Typvcrianten
-
Kenngröße
U 6516 0015 min.
Betriebsspannung Schlafspannung L-Eingangsspannung B-Eingangspannung Umgebungstemperatur Adressenvnrhaltezeit Adressenhaltezeit Datenhaltezeit Datenhaltezeit Schreib-Lese-Vorhaltezeit Lese-Schreib-Abstand L-Impulsdauer ZIE Il-Impulsdauer ZTE L-Impulsdauer W VE-lmpulsvorhaltezeit C -1mpulsvorhalt&eit Datenvorhaltezeit zu UF Datenvorbaltezeit zu WE Zykluszeit Zeit Chipaktivierung bis zum Schlafzustand Erholzeit nach Schlafzustand
-V (J
UlM 8. VII tCLAX 8WHDX
1WHCL
-
(CLCH CHLL tWL%H &LWM t,,,,c, 2 »w 4-,,L
4,75
V
-
V
—0.3 Uc«2 —25 10 50 0 0 0 0 150 50 60 60 150 - 60 60 200
/V
'C fl5
ne ns ns ns ns na ns ns ns ns ns na ns ne ns
max-
UL 6516 0015
UL 6516 0025
min.
miss,
5,25
4,75
-
7,00
0,8 Ut0,3 85
—0,3 U2 —25 10 50 0 0 0 0 150 50 60 60 150 60 60 200 0 1 CHCL
-
max. 5,25
-
0,8 U+0,3 85
4,75 2,00 —0,3 Ucr 2 —25 20 50 0 0 0 0 250 140 100 100 250 100 100 390 0
max. 5,25
—
0,8 U+0,3 85
fCUCI.
Kombinierter Schreib-Lese-Zyklus L-Impulsdauer CE L-Impulsdauer WE WE-lmpulsvorhaltezeit Zykluszeit
'ci',
ns ns ns ns
Betriebs.trom Eingangskapazität ?T -Zuriffszeit OE-Zugriffszeit Verzögerung CE bis Ausgänge hochohmig Betriebsstrom CE = 0 V Ruhestrom Schlafstrom
'
280 130 130 330
470 220 220 610
20 8 150 60 60 20 10 6
25 8 250 100 100 20 10 6
-
Haupt- und Nebenkenngrößen
-
280 130 130 330
'
j, C, kiov
1,,, Ic
mA pE ns ns ns mA ISA jA
20 8 150 60 60 20 100
-
Grenzwerte Betriebsspannung Eingangsspannung an allen Eingängen Betriebstemperatur Lagerungstemperatur Vertuatleistung
Uc U, -1?, 8,,, P,,,,
V V 'C t W
---0,3 —03 ---25 —55
—
7 U0 .-r0.3 85 125 1
—0,3 --25 —55
—
7 85 125 1
—0,3 --25 —55
—
7 85 125
namischen Parameter der Typvariante UL 6516 DG25, wobei bestimmte Einschränkungen zu beachten sind. Der Betriebstemperaturbereich wurde auf das Intervall von - l0 bis +45'C begrenzt, und der Datenerhaltsmodus wird für das Bauelement nicht garantiert.
3.
Festwertspeicher
3.1.
Elektrisch programmierbare Festwertspeicher
Es sollen vor allem die Eigenschaften der byteorganisierten 16K' bzw. 32K-Festwertspeicher U2616D, U2716C bzw U2732 C beschrieben werden. Das sind statische, elektrisch programmierbare Festwertspeicher in n-Kanal-Silicongate-Technologie manherr in 24poligen Gehäusen (2,54-mm-Raster). Der U 2716 C ist ein UV-löschbarer Festwertspeicher (EPROM) im Keramikgehäuse mit transparenter Öffnung. Die Bauelemente werden in unprogrammiertem Zustand ausgeliefert. Bild 7 zeigt Anschlußbelegung und Schaltzeichen. Tabelle 6
Kenndaten elektrisch programmierbarer 1-'estwerlspelcher
Kennwert
1 3 t.J2716C45 112616 D45 K 573 RF2/5
Für Eingabe (bei Programmierung) und Ausgabe der Daten stehen die 8 Anschlüsse D0 bis D7 zur Veffügung. Der U2716 C hat einen Chipaktivierungseingang (CL) und einen Eingang zur Freigabe der Ausgänge (ÜP). Im Ruhezustand (CL = Um = 11) sind die Datenanschlüsse hochohmig. Aktiviert wird mit CL = L. Mit dem Eingang OE ist im aktivierten Zustand eine Beeinflussung des Zustands der Ausgänge möglich. Die Ausgänge werden mit UE =UIL= L freigegeben, für den Fall OE = Um = II sind die Anschlüsse DO bis 137 hochohmig (Bild 10, Tabelle 6). In den Programmierbetrieb wird der EPROM dann geschaltet, 25,5V) liegt. wenn der Pegel an (] im Bereich (23,5 V Die Versorgungsspannung bleibt dabei im normalen Arbeitsbe= 11-Impulsen können die ursprünglichen reich. Mit ?E = 11-Pegel der Ausgänge, die nach jeder UV-Löschung erscheinen, entsprechend der an den Datenleitungen anliegenden Tnformation modifiziert werden. Dabei ist Einzelbyteprogtammierung möglich. Es werden folgende 3 Zustände unterschieden (Bild 11, Tabelle 7): - Programmieren
(EPROMs)
1J2716C35 1J2716C39 t12716C65 132732C35
112732 C45
U2732C55
min.
max.
min. max. min. max, min. max. min. max,
min. max.
min. max.
-0,5 -0,5
6.5 26,0 1 70 125
-0,5 6,5 -0,5 26,0 1 0 70 -55 125
-0.5 6.5 -0.5 26,0 1,5 70 0 -55 125
-0.5 6,5 -05 26,0 1,5 70 0 -55 125
5,25 0,1 U,. + 0,6 70
4,75 5,25 -0,3 0,8 70 0 2,4 0,4 6 12 120
Grenzwerte Eingangsapannung Spannung an dE;tiptt Verlustleistung Umgebungstcmperatu, Lagerungstemperatur
17,
V
1JPR
V
1'.,, 0, dr.g
W 'C
'C
0 -55
-0,5 6,5 -0,5 26.0 1 0 70 55 125
-0,5 6,5 -0,5 26,0 1,5 70 0 -55 125
- 0,3 0,8
4.75 5,25 -03 0,8
0 70 2,4 0,4 6 12 100
0 70 2.4 0,4 6 12 100
4,75 5,25 4,75 5,25 4,75 5,25 -0,3 0,8 -0,3 0,8 -0,3 0.8 2.0 tcr ± 1 2.0 17c.c + 1 2.0 Ucr + 1 70 0 70 0 70 0 2,0 2.0 2,0 0,8 0,8 0.8 6 6 6 12 12 12 180 180 180
-0.5 6,5
-0,5 26,0 ' 0 55
1 70 125
Statische Kennwerte Betriebsspanung L-Eingangsspannung H-Eingangsspannung Betriebstemperalur }l-Ausgangsspannung L-Ausgangsspannung Eingangskapazität Ausgangskapazität statische Stromaufnahme aktiv statische Stromaufnahme im Ruhezustand
Ull
V
t1lL
V
lJ11
0, U. UOL C, C. 1rco
V 'C V V PF PF MA
4,75 -0,3 2,0 0 2,4
0,4 6 12 100
fx mA
25
4,75 5.25
30
25
30
25
30
30
Dynamische Kennwerte Adressenzugriffszeit -Zugriffszeit Verzögerung fTPAusgänge hochohmig Verzögerung CEAusgänge hochohmig Verzögerung OEAusgänge aktiv
r
Tabelle 7
t,,,,,,, ns e,., ns
450 450
350 350
390 390
650 650
350 350
450 450
550 550
to.r, ils
100
100
100,
100
100
100
100
Gm,. ns
100
100
100
100
100
100
100
r°' ,,,, na
100
100
100
100
120
120
120
Programmierbedingungen für 2K x 8
EPROMs
Kennwert
Programmierspannung Betriebstemperatur Adressenvorhaltezeit OE-Vorhaltezeit Datenvorhaltezeit Adressenhaltezeit ' OF.-Bslte,eit Datenhaltezeit Verzögerung OE-Ausgang hochohmig Verzögerung DE-Auageng aktiv Programm ierimpulsdauer CE-Anssiegs-/Abfallzeit
der Reihe 2716
1 1
11PR
V
d
'C
tDvcllp
ICLAXP
pa ps pa ps PS
kLux? 1o'rn21
1oLuxp 1CHrLp
ps ns na ms ns
U2716C39
U2716C45 K 565 RF2/5
U2716C65
max.
min.
max.
min.
max.
min.
max.
25,5 30
23,5 20 2 2 2 2 2 2 0
25,5 30
23,5 20 2 2 2 2 2 2 0
25,5 30
23,5 20 2 2 2 2 2 2 0
25,5 30
U2716C35
23,5 20 2 2 2 2 2 2 0
120 120
45 10
55
120
45 10
55
120 120
120
45 10
55
120 120
45 10
55
"Ir
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung Kapitel 12 - Speichertechnik Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 6)
Uss
Ucc 48 49 UPR OE 410 CC 07 D6 05 04 03
40 Al 42 43 44 AS AB 47 48 AB 410
EPROM
UrC 48 49 All ör/upR 410 CE 07 D6 05 04 03
Blatt
12-6
DO DI 02 03 04 05 06 07
CE ÜE
Bild 7 Anschlufibetegung und Logiksymbol der 16K-EPROM U 2716 D und K 573 RF2/K 573 REl; Bedeutung s, Bild 1, OEI 11PR Eingang zur Freigabe der Ausgänge bzw. Programmiereingang
UPR
47 46 45 44 43 42 Al 40 00 01 02 Uss
1
kompatibel sind die sowjetischen Bauelemente K 573 RF2 bzw. K 573 RF5. Die Anschlüsse dieser Bauelemente liegen im metrischen Raster. herstellerprogrammierDer Schaltkreis U2616 D (Bild 9) ist ter Festwertspeicher (PROM). Anschlußbelegung, statische und dynamische Kennwerte sind identisch mit den entsprechenden Kennwerten des U2716 C gleicher Adressenzugriffszeit. Dieses Bauelement befindet sich in einem 24poligen Plastgehäuse. Der Schaltkreis U 2732 C (Bild 8) ist ein elektrisch programmierbarer, U\'-löschbarer Festwertspeicher (EPROM) mit einer Speicherkapazität von 32768 bit, orgr;istrt zu 4K 3<8 bit. Zur Auswahl des Speicherinhalts stehen 12 Adresseneingänge zur Verfügung. Der U 2732 C hat einen Chipaktivierungseingang (CE) und einen kombinierten Eingang (0E/UPR ) zur Freigabe der Ausgänge bzw. zur Zuführung der Programmierspannung im Programmierbetrieb. Im Ruhezustand (CE = H) sind die Datenanschlüsse hochohmig, und die Stromaufnahme beträgt nur etwa 20 '/o.des im aktivierten Zustand erforderlichen Wertes. Der Chip wird mit CE UIL = L mit gleicher Zugriffszeit aktiviert wie beim Wechsel der Adressen (s. Tabelle 6). In den Programmierbetrieb schaltet man den EPROM dann,
Zum Programmieren ist UT bei anliegender Programmierspannung UPR, 01 = UM und stabilen Daten und Adressen für die Dauer 1CHCL auf UIH zu legen. Dabei muß die ProgrammierSpannung gleichzeitig mit oder nach der Versorgungsspannung U eingeschaltet und gleichzeitig mit oder vor Urc abgeschaltet werden. Der Schaltkreis darf bei Anliegen von UP 25 V nicht in die Fassung gesteckt oder aus ihr entnommen werden. - Programmsperre Sperre der Programmierung (0! = UI, = Ii) bei angelegter Programmierspannung; in diesem Zustand können Adressen und Daten gewechselt werden. - Programmkontrolle In diesem Zustand kann unter Programmierspannung der Inhalt des adressierten Speicherworts an den Datenanschlüssen gelesen werden. Durch die spezielle Gehäuseausführung kann die einprogrammierte Information mit UV-Licht gelöscht werden. Es sind mindestens 20 Programm-Lösch-Zyklen möglich. Darüber hinaus ist eine Erhöhung der Programmier- und Löschzeit zu erwarten. Zum Schallkreis U2716 C45 pin- und weitgehend funktions-
47 46 AS 41, 43 42 Al 40 DO Dl 02
1989
40 Al A2 43 44 AS AB 47 AS AB 410 All
EPROM
00 Dl 02 -‚3 04 05 06 07
CE Bild Anschlufibetegung und Logiksymbol der 32K-EPROM 42732 4
47 45 AS 44 4) 42 Al 40 00
cl 02
Uss
UCC AS 49 UPR OE 410 CE
07 06 05 04 03
40 Al 42 43 44 AS 46 A7 46 49 Ab
PRÜM 00 01 02 03 04 05 06 07
CE
nE UPR
Bild 9 Anschh;ßbelegung und Logiksymbol der 16KPROM U2616D
Tabelle 8
Pmgrammierbedingun gen für 4K)< 8 EPROMs der Reihe 2732
Kennwert
( ]
Programmierspannung Betriebstemperatur Adressenvorhattezeit Datenvorhaltezeit
tAVCU
V 'C ps
t0vc,
ps
UPR 0
Adressenhaltezeit
CIsAP
jas
ff-Haltezeit Datenhaltezeit Verzögerung CP-Ausgang hochohmig ZE --Zugriffszeit im Programmierbetrieb Programmierimpuisdauer
CHPLP
PS
U5-Anstiegzeit
eIA1
Upg'SetzZCit 1. U,-Setzzeit H
fNU
Tabelle 9
05 515
tcLDvp tCLCIIP
ms ns as xs
4.IL
U2732C45
min.
min.
max,
24 20 2 2 0 2 2 0
as
tL's40XP
bJ2732C35
26 30
120 1
45
55
50 2 2
24 20 2 2 0 2 2 0 45
max. 26 30
120 ‚1 55
50 2 2
112732C55 min. 24 20 2 2 0 2 2 0
max. 26 30
120 1
45 50 2 2
55
Kenndaten der 64K-ROMs U 2364 D und U 2365 D
Kennwert
[ 1
1J2364D45 U2365D45
U2364D30 U2365D30
min.
max.
min.
Max.
-0,5 -0,5
7,0 7,0 1,0
-0,5 -0,5
7,0 7,0 1,0 5
Grenzwerte Betriebsspannung Eingangsspannung (iesanitverluaeleistung Lastkapazität
V V W F
U, u. P,, CL
5
Statische Kennwerte Betriebsspannung Betriebstemperatur H-Eingangsspannung L-Eingangsspannung Statische Stromaufnahme aktiv Statische Stromaufnahme statidby L-Ausgangsspannung 11-Ausgangsspannung
'CO
V 'C V V mA mA
(In,,
V
U..
V
0, U,H tjIL
4,75
0 2,0 -0,5
5,25 70
4,75 0
5,25
70
+ 01 5
U
0,8 140 40 0,4
2,4
-'0,5
0,8 140 40 0,4
2,4
-
Dynamische Kennwerte Verzögerungszeit Adressen/Daten giltig Verzögerungszeit C/Daten gültig Verzögerungszeit HLFlanke !/Daten gültig Verzögerungszeit Ö/Daten gültig Anstiegs-/Abfallzeit der Eingangssignale Verzögerungszeit C/D hochohmig Verzögerungszeit LHFlanke E/13 hochohmig Verzögerungszeit HLFlanke /D hochohmig Haltezeit D nach Adressenwechsel Rereilstellzeit Adressen vor LH-Flanke von Haltezeit Adrasen nach Lll'Ftanke von _AT L-lmpulsbreite AS
AC. Ab
'
tv,v 111D1 'OLOV t/tHL tCIIDZ
tAv-rX. 'TIIA) 'TI iM
na ns
450 450
300 300
ns
0
300 100 10 180
0
120
0
120
ns ns
0
450 120 10 220
na
0
120
ns
0
120
ns
0
0
ns
0 70
0 70
ns
so
so
115
fl
)K[
CE PÖHO TOLOV
00. .07 Bild 10 Dynamisches Verhalten der Typen Ii 2616 D, U 2716 C und U 2732 C .
wenn der Pegel an /U 5 auf die erforderliche Programmierspannung gebracht wird (s. Tabelle 8). Im Gegensatz zu den 16K-Bauelementen wird aber mit _CE = t1tL (Low-Impulse!) programmiert (Bild 12). Auch beim Schaltkreis U2732 C ist eine Einzelbyteprogrammierung möglich. Der Programmiervorgang besteht aus den 3 Phasen Programmieren, Programmsperre und Programmkontrolle. Mindestens 20 Programmier-Lösch-Zyklen sind möglich. UV-löschbare Festwertspeicher sollten allgemein bei einer Wellenlänge von 254 nm und einer Strahlungsdosis von etwa 30 Ws/ cm' gelöscht werden. Dabei darf der Abstand zwischen Gehäuse' oberkante des Schaltkreises und Lampenkolben 2,5 cm nicht unterschreiten. In Abhängigkeit vom Löschgerätetyp beträgt die Löschzeit zum sicheren Löschen das 3fache der latenten Löschzeit. Die latente Löschzeit ist die Zeit, nach der die Speicherinformation gerade nicht mehr nachweisbar ist. Die Löschzeit sollte nicht weniger als 10 min betragen.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 12 - Speichertechnik
12-7
Aktuelle Speicherschaltkreise (Blatt 7)
Programm
Ptogrnmmkontr
Programm
AdresE1
ProgrammKontrolle
40 All U
Do ° U, LO
iicH AX UPR/dff TCLOL
.1 1
_IC OL
TCHPL
Uil CE UIL
Bild 11 Programmierbedingungen der Typen U2616 D und U2716 0
Bild 12 Programmierbedingungen des U2732 0
—]Q— -
r
47 n3 46 45 n5 A4L 43 42 fj Al 40 Q
26 052 A8 24 A9 A11
Dl [ D2 ru 14 Uss n II
410 07
j06 05 04 03
12 Dl 13 02 03 16 04 D51 D6 —la 19 07—
7 A3 6 44 —4--A6 3 A7 AB 410 —2j-411 —412 1,0CE 1 21 0€
27 21
CS1 CS2
10
_LY 412 [
TCLCH
-
_ ROM -11
05
o 11111 —4--44
48 45 A9 45 NCa123 A11 44 Li oE 43 LI 410 42 [J Al :13 9 07 AO rioT81 D6 DO ri1— D5 01 O4 03
4 _L. —*A8 410 Z 411 —412
02 03 l3
JL 15 15
06 07
la
19
20 IßAs
ii iEE Bild 13 Anschlußbelegung und Logiksymbol der 64K-ROM; a - 1] 2364 D, b -0 256) D. BezeicHnungen analog Bild 1, AB Adressenstrobe, CE, CS1, CS2 Chip-Aktivierungseinflnge; NC kann mit einer Spannung zwischen 0 V und UnD belegt werden
3.2. Maskenprogrammierte Festwertspeicher (ROM) Die Schaltkreise U2364 und U2365D sind maskenprogrammierte Festwertspeicher der DDR-Produktion mit einer Speicherkapazität von 65536 bit. Der Zugriff erfolgt wahlfrei in der Organisationsform 8192 ><8 bit. Bild 13 zeigt die Anschlul3belegung der beiden Bauelemente. Zur Auswahl der Daten stehen 13 Adreßeingänge (A0 bis Al2) zur Verfügung; aktiviert wird mit dem Steuereingang CE = UIL. Im Ruhezustand CE = U1, sinkt die Stromaufnahme auf etwa 30% des im aktivierten Zustand erforderlichen Wertes, und die Ausgänge sind hochohmig. Zur Steuerung des Zustands der Ausgänge ist weiterhin der Eingang 0! vorhanden. Bei aktiviertem Chip werden mit ÖE = UIL die Ausgänge freigegeben. Zur Verringerung des Aufwands der Zusammenschaltung mehrerer Schaltkreise zu größeren Speicherkomplexen wurden programmierbare C -Eingänge vorg&sehen. Dabei hat der Anwender die Möglichkeit anzugeben, hei welche Belegung dieser Eingänge die Ausgänge aktiviert werden. Diese ES-Eingänge sind dann sofort an die entsprechenden höherwertigen Adreßleitungen des Mikrorechnersystems anzuschließen. Der Ruhezustand läßt sich aber nur mit 0! U1» erreichen. Der Schaltkreis U2365D hat weiterhin die Möglichkeit, die Adressen in internen Latchcs zwischenzuspeichem. Mit dem Eingang AS (adress strobe) wird die Datenübernahme gesteuert, wobei bei MS = U]L die Adressen übernommen werden und sofort auf die Ausgänge wirken. Bei Ä3 = U,,, sind die Adresseneingänge vom Latch getrennt. Bild 14 und Bild 15 zeigen die Taktdiagramme für den Betrieb der ROM-Bauelemente; die wichtigsten Kennwerte sind aus Tabelle 9 zu ersehen.
4.
Übersicht über Halbleiterspeicher des RGW-Sortiments
Tabelle 10 Ralbleiterspeicher des RGW-Sortfrnents
Techno- 1ACC logie in ne
Kapazität bit
Funktion Standard
U 202 .0 214 U 215
NMOS NMOS NMOS
450 200 100
1024< 1 1024 ><4 1024 ><1
U224 U 225
CMOS 'NMOS
200 100
1024>< 4 1024>< 1
U 253 NMOS 205 0256 NMOS 250 U 501 PMNOS 1000 U 505 NMOS 450 0551 PMOS 1000 0 552 PMOS 1000 0 555 NMOS 450 02164 NMOS 200 U 2364 NMOS 300 U 2365 NMOS 300 U2616 NMOS 390 02716 NMOS 350 0 2732 NMOS 350 U 6516 CMOS 150 K 132 RU4 NMOS 55 K 132 RE) NMOS 85 K 537 RU 1 CMOS 300 K 565 RU 1 NMOS 200 K 565 RU 2 NMOS 450 K 565 RU 3 NMOS 250 K 565 RU 5 NMOS 120 K 565 RIJ 6 NMOS 120 K 573 RE 1 NMOS 450 K 573 RE 2 NMOS 450 K 573 RF 5 NMOS 450
1024 x 1 16K>< 1 256x8 1024 X 256 x 256 x 8 1024 x 8 64K x 1 8K>< 8 8K x 8 2K x 2K xl 4K x 8 2K x 1024 x 4K>< 1 1024 x 1 4K x 1 1024 ,1 16K x 64K x 16K>< 1 1024 x 8 2K>< 8 • 2K x 8
SRAM SRAM SPAM. OD. SRAM SRAM, T.S. DRAM DRAM ROM ROM PROM EPROM EPROM DRAM ROM ROM PROM EPROM EPROM SRAM SRAM SRAM SRAM DRAM SRAM DRAM DRAM DRAM EPROM EPROM EPROM
Typ
TGL 35333 TGL 42232 TGL 38995 TGL 42233 TGL 38995 TGL 32060 TGL 38690 TGL 32057 TGL 34115 TOT 32874 TGL 35838 TGL 37787 TGL 42234 TGL 43076 TGL 43076 TGL 43OVR TGL 43077 TOt. 43809 TGL 43922 (SO) (50) (SO) (SO) (SO) (SU) (SU) (SO) (51.1) (SU) (SU)
cs Uteratur
1T SXDXrL4
[1] Typenblatt U 2164 C20/U 2164 C25, VEB ZFT Mikroelektronik Dresden. [2] Typenblatt U 2164 CS1, VEB ZFT Mikroelektronik Dresden. [3] Uslovija postavki integral'nich schem tipa K 565 RU SB, W, 0, D (Lieferbedingungen für den integrierten Schaltkreis K 565 RU 5B. W, 0, D). [4] Uslovija postavki intqgral'nich schem tipa K 565 RU 613 W (Lieferbedingungen für den integrierten Schaltkreis K 565 RU 611. W). [5] Uslovija postavki integral'nich schem tipa K 565 RU 3A, 0 (Lieferbedingungen für den integrierten Schaltkreis K 565 RU 3A, G). [6] Technitscheskije uslovija postavki integral'nich schem tipa K 573 RF 21K 573 RE 5 (Technische Lieferbedingungen für den Schaltkreis K 573 RE 21K 573 RE 5). [7] Datenblatt »16K PROM U 2616 D/16K EPROM U 2716 C«, VEB Mikroelektronik »Karl Marx« Erfurt. [8] Datenblatt »32K EPROM U 2732 Co. VEB Mikroelektronik »Karl Marx« Erfurt. [9] Datenblatt »64K ROM 02364 D und U 2365 D«, VEB Mikroelektronik »Karl Marx« Erfurt. [10] Datenblatt »Amateur-Speicherschaltkreis S256 Ci<, VEB Zentrum für Forschung und Technologie Mikroelektronik. [11] '>Statische Schreib-Lese-Schaltkreise 06516 DOlS, UI. 6516 DGI5 und UL 6516 DG25, Technische Bedingungen«, TGL 43922.
CE TCHDZ
TOLDV
TOHOZ
k- -i
...
Bild 14 Impulsdiagramm zum tJ2364D
a CE
o
9d11,g
weitere Zeiten wie 0 23640
Bild 15 Impulsdiagramm zum U2365D
SCHALTUNGSSAMMLUNG Füfifte Lieferung 1989 Kapitel 12 - Speichertechnik EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 1)
1.
Einleitung
Solange FEROM (elektrisch löschbare ROM) nicht mit ähnlichen Speicherkapazitäten und Preisen wie der EPROM verfügbar sind, werden EPROM-Programmiereinrichtungen ihre Daseinsberechtigung bzw. Bedeutung innerhalb von Mikrorechnersystemen behalten. Im folgenden Beitrag wird ein universelles Programmiergerät vorgestellt, das am Beispiel des Kleincorupulers KC 85/2 erläutert werden soll. Aus der großen Anzahl häufig verwendeter EPROM-Typen wurden folgende hardware- und softwareseilig berücksichtigt: - U555, 2708, 2716, 2516, 2732, 2532, 2764, 2564 Die Anschlußbeleguig dieser Typen geht aus Tabelle 1 hervor.
Hardware
Für das Betreiben des Programmiergeräts ist die Verfügbarkeit von 4 PlO-Ports notwendig. Zu diesem Zweck wurde ein P10Modul aufgebaut, dessen Schaltung aus Bild 1 hervorgeht. Dieser universell nutzbare Ein-/Ausgabemodal ordnet sich ein in das Modulkonzept des lCleinrechnersystems KC 85/2-3, Als Steuersignaltreiber und zur Adreßdekodierung wurden ausschließlich Low-Power-Schaltkreise eingesetzt. Das ist notwendig, damit die zulässige Strombelastbarkeit der Stromversorgung des Grundgeräts in keinem Fall überschritten wird. Wie in Bild 2 dargestellt, werden die P1O-Ports in folgender Weise benutzt: Port 1: Übertragung der Datenbits 00 bis D7, Port 2: Bereitstellung der Steuersignale entsprechend Programmierbedingungen,.. Port 3: Niederwertige Adreßleitungen (AU bis A7), Port 4: 1-löherwertige Adreßleitungen (A8 bis Al2) 3 Leitungen für die Auswahl des EPROM-Typs. Die Schaltung nach Bild 2 zur Erzeugung der Programmierspannungen und Spannungspegel, die Programmierbuchse nach Bild 3 und die Fassung zur Aufnahme der zu programmierenden EPROM wurden gemeinsam auf einer Universalleiterplatte (140 mm x 175 mm) untergebracht. In dieser Schaltung wurden fast ausschließlich CMOS-Schaltkreise eingesetzt. Ein Austausch durch Schaltkreise anderer Technologien ist möglich. Die notwendigen Zeiten von etwa 1 und 50 ms werden von den Monoflops D7 und 08 erzeugt. Damit sind keine aufwendigen Zeitberechnungen und Änderungen in den Treiberroutinen für den Fall notwendig, daß dieses Programmiergerät an ein anderes Rechnersystem angepaßt werden soll. Ausgangsseitig ist die Schaltung mit einer Programmierbuchse (Bild 3) verbunden. Der Autor nutzte eine 58pr1ige Buchse für direkte Steckverbindungen. Als Stecker fanden die Kämme von alten Leiterplatten Verwendung. Diese Kodestecker wurden mit Brücken nach dem Verbindungsschema von Tabelle 2 verdrahtet. Bild 4 zeigt die Verdrahtung eines Kodesteckers für den EPROM-Typ 17555. Die Betriebsspannungen und die Programmierspannung müssen extern bereitgestellt werden. Diese Spannungen werden über das Relais KI zugeschaltet. Eine Möglichkeit der Beschaltung des Kontaktsatzes wurde in Bild 5 dargestellt.
3.
Software
Die Software (Tabelle 3) hat einen Umfang von etwa 2 KByte. Das Programm muß ab Adresse 3800H abgelegt werden. Es hat den Namen »EPROM« und wird vom Grundmenü aus gestand. Vor dem Start muß der P10-Modul eingeschaltet werden (z. B. SWITCH CC 01), und der Kodestecker für den jeweiligen EPROM-Typ muß in der Programmierbuchse stecken. Der Computer meldet sich nach dem Start mit »EPROM-Typ:« und bringt zur Bestätigung für das Stecken des richtigen Kodesteckers den Namen des jeweiligen EPROM zur Ausschrift. Danach wartet
IM
Tabelle 1 Anschlußbelegwrgen der ausgewählten EPROM
U555 2708 2516 2716 2732 2,532
2764 2564 Anschluß
Anschluß
1 2 3 4 5 6 7
Vpp
19
Vpp AU A7 Ah AS A4 A3 A2 Al All DC Dt D2 UND D3 »4 05 D6 1)7
A7 Ah AS A4 A3 A2 Al AO DC Dl 02 UND 03 1)4 1)5 1)6 1)7
/CSI
9 10 II 12 13 14 15 16 17
A7 Ab AS A4 A3 A2 Al AO DC Dl D2 GND D3 D4 D5 D6 P7
A7 Ah AS A4 A3 A2 Al AO DC Dl D2 UND D3 04 D5 JD6 D7
A7 Ab AS A4 A3 A2 Al A0 DC Dl D2 UND P3, P4 D5 P6 D7
A7 Ah AS A4 A3 A2 Al AO P0 Dl D2 UND 03 04 05 D6 D7
A7 Ah AS A4 A3 A2 Al A0 DC Dl D2 UND D3 1)4 P5 06 07
18
Vpp
/CE
/0'.
All
20
iCE.
All
19 20
Vdd
PD, PGM AlO
AlO
/CS
AJO /on
AtO
/CS
/OE,
P0,
21 22
AlO /01/
21
Vbb
Vpp
Vpp
Vpp All
PUM Vpp
23
All
Ab PD, PUM Al2
22 23 24
A9 AS Vcc
A9 AS Vcc
A9 AS Vcc
A9 AS
A9 AS
Vcc
Vcc
24 25 26 27 28
A9 AS frei /PUM Vcc
A9 AS \'cc /CS2 Vac
1 2 3 4 5 67 8
2.
Blatt
VssUND. Vdd +12V. Vbb -5V, +26V Tabelle
vcc=
8
9 10 11 12
13 14 15 16 17 18
+5V,
Vpp
*25V bis
2 Verdrahtung der Kudesterker
EPROMTyp
Verdrahtung der Kodestecker
EPROMTyp
Verdrahtung der Kodestecker
U555:
A 1-0 1 A15-B 9 A19 - B13 A17-1317 .424-B21 A 2-8 1 A10-'B 9 All-B]3 A20-1117 A23-B21 A 3-'B 1 Al2-11 9 All-B13 A18-B17 A23-B2l A17-B 5 A 4-13 1 Al2-'13 9 All B13 A18-B17 A13-B21 A20-B25
2708:
A 5-B 1 ALS-ß 9 A19 -1i13 A17-1117 A24-B21 A 7-13 1 Alb -lt 9 All-1313 A21-1117 A23-821All-Il 9 Alt-013 A22-817 Al2-'821
2516:
2532:
2564:
2716:
2732:
2764;
A18-B25 All-B13 A 6-8 1 Al2 B21 A13-B 5 A21-'B17 A29-B 9
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Blatt Kapitel 12 — Speichertechnik EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 2)
12-9
0
o 00 C ot
cl 0
2 E
.0 0 cl,
r
n
2 1
e —'ov
4 In
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9
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Lo
.
1
der Computer mit der Ausschrift »RAMADR VON:« auf die Anfangsadresse des RAM-Bereiches, mit dem gearbeitet werden soll. Nach Übernahme von 4 Hex-Ziffern wird die Eingabe der Endadresse verlangt mit der Ausschrift »RAMADR BIS:«. Nach der Aufforderung »EPROM STECKEN!« baut der Computer folgendes Menü auf: »RAUS (Y/N)« — Möglichkeit zum Verlassen des Programms; »LESEN (Y/N)« — EPROM-Inhalt kann in den ausgewählten RAM-Bereich übertragen werden; »VERGL (Y/N)« — es ist ein Vergleich des EPROM-Inhalts mit dem Inhalt des ausgewählten RAM-Bereichs möglich;
»TEST (Y/N)« — der EPROM-Inhalt kann auf FFH (gelöscht) geprüft werden; »PROG (Y/ N)« — es kann der EPROM mit dem Inhalt des ausgewählten RAM-Bereichs programmiert werden. Bevor es zur Ausführung der gewählten Funktion kommt, wird zur Sicherheit gefragt, ob der EPROM richtig steckt. Das Programm »EPROM« wird in der Regel nach ordnungsgemäßer Ausführung der Funktion durch einen Sprung in das Grundmenü verlassen, Im Fall von Fehlern wird das durch eine entsprechende Bildschirmausschrift deutlich gemacht. Es ist dann mit RESET in das Grundmenü zurückzukehren. Ein Hinweis darauf, welche Speicherzelle(n) fehlerhaft ist (sind), wird nicht gegeben.
Tabelle 3 Hex-Dwnp der Software für das Prog,ammiergeräz
3800 712 7P 45 50 52 4V 4D 3808 ES C5 05 ES OD 85 PD 3810 01 1V 00 21 CO JE 11 3318 ‚JE 38 00 77 ED 30 38 3820 03 OA 38 PF 03 OB 38 3823 03 OB 38 PF 03 06 38 3830 03 06 CD 78 38 38 07 3838 07 03 06 03 DA 03 08 33400908 JE 08 3F OB JE 3848 3F 03 JE 32 ES 3V P8 3850 CA 2A 38 P8 04 CA 68 3853 P8 02 CA EA 3A EIS 06 3860 CA 3A FE 01 CA AA 3A 3863 05 CA DA 38 P8 03 CA 3870 3A P8 07 CA 89 3A 18 3878 38 P8 03 04 32 EA 3F 3880 38 CC CD 03 ED 00 06 3888 CD 03 P0 20 10 FA 06 3890 CD 03 ED 23 SE 00 10 3398 CD 03 P0 20 09 ED 43 38A0 3V 2A 86 3F OD 2A 80 38A8 09 3A EA 3F C8 37 32 38110 3V 03 04 09 3E 4F P3 3838 CD 02 39 CD 70 39 CD 3800 38 70 03 09 70 03 08 3808 05 08 05 FE EV 04 63 3300 00 23 ED Al. EA Cl 38 3008 78 33 09 38 4V 03 07 3880 02 39 CD A9 38 CD 90 3388 70 03 09 70 03 08 08 33V0 08 05 P8 PF 04 63 39 38P3 23 ED Al EA 88 38 CD 3900 38 09 JA CA 3? CB 97 3908 04 32 EA 3F 38 FF CD 3910 PC 14 09 38 4? 03 07 3918 02 39 CD 70 39 CD 90 3920 70 03 09 70 03 03 OB 3928 08 05 00 38 00 C4 63 3930 OD 23 ED Al F 20 39 3938 78 38 09 38 4V 03 07 3940 02 39 CD A9 38 CD 90 3948 70 03 09 70 03 08 OB 3950 03 05 DD 38 00 04 63 3958 00 23 ED Al EA 48 39 3960 78 38 09 ES CD 03 P0 3968 45 72 72 6? 72 21 21 3970 46 65 68 6C 65 72 21 3978 21 00 Pl CO JA EA 317 39806V 32 EA 3F 030409 3988 EA 3E CD 87 32 EA 3V 3990 04 C9 3A EA 3F OB A7 3998 EA 317 03 04 C9 38 0V 39A0 07 7C 03 09 7003 08 39A8 7E 00 03 05 09 JA EA 3980 C6 9E D3 04 OB 0V 32 3988 3V 03 04 013 04 CD 47 39C0 FA C9 3A EA JE Cl] AF 39C8 04 CO EV 32 EA JE 03 3900 C9 3E 4F 03 07 C5 06 3908 ED CB 00 46 10 FA Cl 3980 P2 39 OD 23 Co Al C9 3908 EA 3V CO P7 32 EA 3V 39F0 04 09 JA EA 3? 06 PF 39V8 EA JE 030409 JE 4F
- .EPROM.
‚‚.9.59. ‚85.0 - -
.9.4...,
3A00 07 CD 02 39 CD 70 39 Cl) 3A08 90 38 70 03 09 70 03 08 3A10 08 05 08 05 00 77 00 013 3M8 23 ED Al EA DA 3A CD 78 3A20 38 09 38 4E 03 07 CD 02 3A23 39 CD A9 38 CD 90 33 7C 3A30 03 09 70 03 OB OB 05 08 3A33 05 OD 77 00 OD 23 ED Al 3A40 EA 2F ‚JA 00783809 CD 3A43 80 38 CD 03 P0 23 20 20 3A50 20 20 20 20 45 50 52 4V 3A58 40 20 54 79 70 JA 20 20 3A60 32 37 31 36 00 03 48 311 3A68 CD 80 38 CD 03 P0 23 20 3A70 20 20 20 20 20 45 50 52 3A78 4? 40 20 54 79 70 3A 20 3A80 20 32 35 31 36 00 03 48 3A88 33 CD 80 38 CD 03 P0 23 3A90 20 20 20 20 20 20 45 50 3A98 52 4F 40 20 54 79 70 JA 3AA0 20 20 32 37 33 32 00 03 3AA8 48 33 CD 80 38 0003 FO JABO 23 20 20 20 20 20 20 45 3AB8 50 52 4F 40 20 54 79 70 3ACO 3A 20 20 32 37 30 38 00 3AC6 18 78 CD 80 38 CD 03 P0 3ADO 23 20 20 20 20 20 20 45 3A08 50 52 4F 40 20 54 79 70 3AEO 3A 20 20 32 35 36 34 00 3A88 18 58 CD 30 38 CD 03 P0 3AFO 23 20 20 20 20 20 20 45 3AF8 50 52 4E 40 20 54 79 70 3800 3A 20 20 32 35 33 32 03 3308 18 38 CD 80 38 CD 03 P0 3810 23 20 20 20 20 20 20 45 3318 50 52 4F 40 20 54 79 70 31320 3A 20 20 32 37 36 34 00 3828 18 18 CD 80 38 CD 03 FO 3630 23 20 20 20 20 20 20 45 3838 50 52 4V 40 20 54 79 70 3640 3A 20 20 55 35 35 35 00 3B48 CD 03 CO 20 06 14 CD 03 3650 FO 23 5V 5? 00 10 P7 06 3858 02 CD 03 CO 2C 10 FA CD 3560 03 P0 23 52 41 4D 41 44 3363 52 20 20 20 20 76 6F 6E 3B70 3A 00 CD 03 P0 04 32 P0 3378 312 CD 03 P0 00 0003 P0 3630 0432 Vi JE 0003 ED 00 3388 CD 03 ED 04 32 E2 3V CD 3B90 03 P0 00 CD 03 P0 04 32 3898 P3 3V CD 03 P0 00 11 ED 36A0 3V CD 0 ED 18 21 97 87 3BA8 78 32 80 3V 23 78 32 El 3860 JE CD 03 P0 2C CD 03 FO 3668 23 20 20 20 20 20 20 20 38C0 20 20 20 62 69 73 JA 00 31303 CD 03 P0 04 32 P4 3F CD 3800 03 ED 00 013 03 P0 04 32 3803 ES DV CD 03 P0 00 CD 03 3B80E00432P63PC303F0
03
.?..2.?.
3608 00 CD 03 P0 04 32 Vi 3V
2.?
32 03
2
313V0 CD 03 P0 00 11 P4 3V CD 33F8 03 P0 1821 97 8778 32
132
01 ES 81 OF CO 01 03 OB OB 00 JA CA P8 47 98 09 04 28 F8 84 3V LA 07 90 OB 39 CD CD 38 05 01) 78 03 03 CD 38 05 39 CD CD 38 05 39 CD 23 21 21 CB 3A 03 32 03 OD 3F EA 20 03 04 Al CD 3A
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EP ROM-Typ 2732., II;, .8... 4 PROM-typ 2708. .13, .8.,. 8 4 P0i'i-Vyp 2564. : -81
4 880M-Typ 2532. - ‚.8, - #8 PIt08-'i'y, 2764, : . - . .8. 8 4 8808-Typ 0556. : .4.-
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SCHALTUNGSSAMMLUNG ' Fünfte Lieferung Kapitel 12 - Speichertechnik
\
1989
Blatt
1210
EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 3)
3C00 82 3P 23 JE 32 83 JE 06 3C08 02 CD 03 P0 2C 10 FA CD 3C10 03 P0 23 45 50 52 4F 40 3C18 41 44 52 20 20 76 6V 68 3C20 3A 00 CD 03 P0 04 32 P8 3C28 3P CD 03 P0 00 CD 03 P0 3C30 04 32 F9 3P CD 03 P0 00 3C38 CD 03 P0 04 32 FA 3P CD 3C40 03 P0 00 CD 03 P0 04 32 3C48 P0 3P CD 03 80 00 11 P8 3C50 3P CD 03 P0 1821 97 87 3C58 78 32 86 3 23 7E 32 87 3C60 3P 2A 82 3V ED 5D 80 38 3C68 ED 52 lt 01 00 19 22 84 3C70 3V CD 03 P0 2C CD 03 P0 3078 23 20 20 20 20 20 20 20 3C80 20 20 20 62 69 73 3A 20 3C88 45 68 64 65 2D 00 06 02 3C90 CD 03 FO 2C 10 FA CD 03 3C98 P0 2320 20 20 20 20 20 3CAO 2A 45 50 52 4F 4D 20 73 3CA8 74 65 63 68 65 6E 21 2A 3C30 00 JE PF CD 03 P0 14 06 3C88 02 CD 03 P0 2C 10 FA CD 3CCO 03 P0 23 2A 52 61 75 73 3CC8 20 20 28 59 2? 48 29 00 3CD0 CD 03 P0 04 PC 59 CA 7C 3CD8 3b P8 4E 20 P3 CD d3 FO 3080 2C CD 03 P0 23 2A 4C 65 3CE8 73 65.68 20 28 59 2V 4E 3CPO 29 00 CD 03 P0 04 P8 59 3CF8 CA 86 3D PC 48 20 P3 CD 3D00 03 P0 20 CD 03 P0 23 2A 3003 56 65 72 67 6C 20 28 59 3010 2? 48 29 00 CD 03 P0 04 3018 P8 59 CA 23 3D PC 4E 20 3020 P3 CD 03 P0 2C CD 03 P0 3D28 23 2A 54 65 73 74 20 20 3030 28 59 2V 42 29 00 CD 03 D38 P0 04 PF 59 CA 89 3D P6 3040 48 20 P3 CD 03 P0 2C CD 3048 03 P0 23 2A 50 72 GP 67 3050 72 20 28 59 2? 48 29 00 3053 CD 03 P0 04 PC 59 CA 11 3060 3E PC 48 20 P3 06 04 3E 3068 08 CD 03 P0 00 10 P8 06 3070 OC 38 08 CD 03 P0 00 10 3070 P0 C3 89' 30 CD 03 P0 20 3000 P0 El OD El Cl Dl Cl Pl 3088 CO 3A 58 3? P8 00 CA P7 3090 38 PC 04 CA 08 38 P8 02 3098 CA 3A 3P PC 06 CA 42 3P 30A0 PC 01 CA 4A 3P P8 05 CA 3DA8 56 3F PC 03 CA 3F 38 £8 3080 07 CA 74 3P 18 CC 3A £8 3088 3P PC 0.0 CA FA 38 PC 04 3000 CA PC 38 PC 02 CA 3C 3P 3DC8PU06CA443PPE01CA 3000 41) 3P P5 05 CA 62 3P P2 3003 03 CA 5A 38 PC 07 CA 80 3080 3P 18 90 3A 88 3F P8 00 30E8 CA PD 38 PC 04 CA C7 3E 30P0 PC 02 CA 32 3P P8 06 CA 30F8 46 3P PC 01 CA 50 3P PC
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Part 4 (P102Port 8 20 (B5)49
u 555
r— 1 - 1 -
it
SAH 43 VOl v02,v03v04 SAH 42 VD5,VD6,7 SAV 32
V01
J
T'VD3
1
5'DS
tli r
iv04 8
t
1
Y06
X 2.41< 3 '-R3
L
oSP 1
zur Programm er fassung
1 2554 2708
o
4 5
PIN 2 ( 2564 2764/ 0
2711
frei
mi 0
PGM
— All VPPjs
Y!
o—
11
0
0
•
PIN18 (20)
0
p12 p13 014
.412
PGMtr '12VREL
8 9 10
0 0_•
PINI9 21
0
016 p17
0 0_.4
PIN2O(22)
o 19 •_p20 021 p22 23
0 0_4
PtN21 (13)
0 0
p25 o26 p2? 028 29
0_4
p p
'2564' PIN272754)
0
Bild 3 Vorschlag zur Signalbelegung der Programmierbuchse (Sicht auf Kontakte)
0
9 00000001000?L000 000 00000000
000000000000010 010000 00000
2345678 910111213141515r/181920112223242526272629 Bild 4 Kodestecker für Ei 555 4cm
Netzteil
tOCp/IOV
t255V/SOmA
• 12V/SOmA
-SV/SOmA
+5V/USA •J5
1
° Di Dt
0
4112
41/3
41/4
s
%
SP
fassung -- * P1424 S-1PR (VPP, C)
26
12P
ftI
II
25,5 Vol
Hugrammer buchse
I/ VOA 3 -SVREL. A24 Bild 5 Relais-Kontaktsatzheschaltung
Programmier buchse
+12 VP EL Alt
Progromrnier Spannung
4
Prinzipiell ist der Programmaufbau derart, daß nach Auswertung der Informationen am FlO-Port 4 in das entsprechende EPROMProgramm verzweigt wird. Wichtige vereinbarte Speicherzellen: 3FEOH: Beginn RAM-Bereich 3FE2H: Ende RAM-Bereich 317E411: Bereichsgröße 3FE6H: EPROM-Anfangsadresse 3FE8H Kennbyte für EPROM-Typ 3FEAH: Steuerinformation Die P1O-Port-Adressen lautem OSH: Fort 1D 0711: Fort IC 0414: Port 2D 0611: Part 2C 0811: Port 3D OAH: Fort 3C 0911: Port 4D OBLI: Fort 4C Port 2 und Part 4 arbeiten im bit-Mode, Port 1 wird im Wechsel von Byte-Ausgabe auf Byte-Eingabe umprogrammiert, und Fort 3 arbeitet in der Betriebsweise Byte-Ausgabe. Das Programm funktioniert interruptfrei. Es ist prinzipiell möglich, die Software für andere EPROM-Typen bzw. für andere Mikrorechner umzuarbeiten, jedoch läßt sich das mit dem abgebildeten Hex-Dump nur relativ schwer realisieren. Das Abdrucken von 10 Seiten Quelltext ist aus Platzgründen nicht möglich. Damit es bezüglich der zeitlichen Verhältnisse bei den verschie-
denen Ef'KOM-Typen nicht zu Mißverständnissen kommen kann, sind in Bild 6 die wichtigsten Zeitbedingungen zusammengefaßt.
SCHALTUNGSSAMMLUNG Fünfte Lieferung 1989 Kapitel 12 - Speichertechnik EPROM-Programmierer für KC 85/2 und KC 85/3 (Blatt 4)
R0GRAMMIEREN 0555
+12V-
(20) -. 07
während der Zyklen nicht möglich
49
40
LESEN
VERGLEICHSLESEN
-
1241
BEMERKUNGEN
01wirns *1w 100ms
=
Daten
_fSStfl
Blatt
(für U
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55 =
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(
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2516 1 40.
Adressen
20)
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____-
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-
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SOms --------Daten
07
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12Sns
-
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(18)
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(20 lw SOmS±SmS
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1-5V 15V
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(20)
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.51 CE 2764
.2sv SV
soms
PGM(27)
ov Sv
Bild 6
Darslellung der tichligslen Zeitverhältnisse für die ausgewähllen EPROM
fl
-.
2ps
4.
Nutzerhinweise
Das EPROM-Programmiergeriit hat sich in der Praxis gut bewährt, zumal die vorbereitenden Handgriffe für das Programmieren gering sind und die Arbeit mit dem Programm anwenderfreundlich unterstützt wird. Beim Programmieren, Lesen oder Testen größerer Mengen EPROMs stört die Tatsache, daß Adressen bei jedem EPR0M neu eingegeben werden müssen. Im »Hausgebrauch« des Amateurs macht sich dieser Umstand hur selten nachteilig bemerkbar. Bei der t)berlegung, welcher Speicherbereich für die Ablage des Programms am günstigsten erscheint, wurde davon ausgegangen, daß eine Speichererweiterung keine Bedingung sein soll. So bQt sich der hintere Bereich des für den Anwender nutzbaren RAMBereichs an. da er z. B. während der Arbeit mit dem EDAS bzw. dem BASIC-Interpreter geschützt werden kann. Im Programm gibt es zwischen den EPROMs 2708 und U555 keinen Unterschied in der Programmierzeit, da sich bei praktischen Versuchen ergeben hat: Die Programmierung des 2708 mit einer Programmierzeit von 50 ms je Byte, die identisch mit der vorgeschriebenen Programmierzeit von 50 ms für den U 555 ist, hatte keine Probleme bezüglich des Datenerhalts über einen längeren -Zeitraum zur Folge. Soll der 2708 mit der vorgeschriebenen Programmierzeit von 100 ms programmiert werden, ist auf Adresse 3F07H der Wert 8011 einzutragen. Inzwischen wurde im Handel das Angebot an Zusatzmodulen für den KC 85/2 bzw. KC 85/3 durch einen Digital-IN/OUT-Modul (MOOl) bereichert. Mit diesem Modul kann das System um 1 P10 und 1 c'rc erweitert werden. Es ist möglich, mit 2 derartigen Modulen den im Beitrag vorgestellten PIO-Baustein zu er-
setzen. Jedoch muß dann im Programm das wechselseitige Einund Ausschalten der beiden Module mit dem CAOS-Unterprogramm MODU (UP-Nr. 2611) berücksichtigt werden. Dazu ist aber das Neuübersetzen des Programms notwendig. Möchte man ein PIO-Modul mit anderen I/O-Adressen erwen. den, benötigt man alle Programmadressen, unter denen diese Adressen eingetragen sind (Tabelle 4). Tabelle 4 J/0-.4ustauschadressen
PUR] IC 383811 3813711 381)Fk1 391611 393EH 39A0H 19D411 39A0H 3A24F1 PORT1D: 38C811 38CA11 32EF11 38E111 3927H 394FH 395111 39AB11 3AII1 3.41383 3A361-8 3A38H
PORT2C: 382DH 383111 383AH PORT21): 3878311 3883211 390811 3985H 3990H 399BH 39B311 39BÄII 39BC11 39C8H 39CFH 39P011 39FBH 3F1511 3F20H
PORT3C: 3821H 383CH PORT31): 38C6H 39ED}l 392511 194DM 39A611 3A0FH 3A34H PORT4C: 382511 3829H 383ER PORT4D: 3840H 38C3H 38EA11 3922H 394AH 39A311 3.43111 3A0C11
Fachbegriffe der Elektronik Russisch-Deutsch KM, xaccenis'n MarHnTocl,oa KM, KOJ1eKC Mopse MM, K0MMyrnpylonsa2 MaTprnta MM, KoggeacaTop öyMazno-MacjanhIü KMB, Konneuen-rop MeTaJulo-öyMaxtIhlh KMJIH, xoM,!neMeIlTap1Io-MH KM3, xa6epuern'tectcna MtlKp03neKrpoImKa MMM. Ko344nIt1leHT HeJInHellttbIx rtcxa*ennfi KHMJI, KncceTIlLlf, Hntonr{Tejt8> un Marsm'rnoü .TIeHTe K11I1 KoppeIcl»tlt HuaKo'sacToTHblx npeablcKaxcerluh KH4', KoIrajoI{KTIsoTlaa FIopMaabIIaH &opr1a KO, KaTacTpo4nsqecKi4h 0TK3 KOBOJI KUH, t
Kassettenmagn etbandgerät Morsealphabet Schaltmatrix Papier-Öl-Kondensator MP-Kondensator, Metall-Papier-Kondensator CMOS. Komplementär-MOS (engl. complementa' MOS) kybernetische Mikroelektronik k, Klirrfaktor Magnetbandkassetten-Speicher Korrektur von NE-Verzerrungen KNF, konjunktive Normalform Katastrophenausfall Cobol Befehlskode relativer Empfindlichkeitskoeffizient Eichleitung Tastatur Antennenwirkungsgrad DMA-Kanal DMA-Steuerung Keramiktrimmer Druckersteuerung Spannungsübe rtragu ngskoeffizient kombinierter Empfangskanal Quarzresonator Steuerbit Verbindungssteuerung vollständiges Stereosignal komplexes Steuerungssystem KTV, Kabelfernsehen Qu adraturverstärk er Fassung Thyristor getasteter Leistungsverstärker KF, Korrelationsfunktion Digitaleingabe- und -ausgabesteuerung Kennfrequenz Tastaturkodiereinheit Kodierer FIko, Elektrolytkondensator
